МАРТИ БРАУН
Т0К03АХРАНВАЩИ
УСТРОЙСТВА
МАРТИ БРАУН
Т0К03АХРАНВАЩИ
УСТРОЙСТВА
ПРЕВОД ОТ АНГЛИЙСКИ ЕЗИК ПРОф. Д.Т.Н. СТЕфАН КУЦАРОВ
Българското издание е осъществено благодарение на лкгёезното содействие
на автора МАРТИ БРАУН и на иэдателство BUTTERWORTH - HEINEMANN.
ИЗДАТЕЛСТВО ТЕХНИКА
София, 1997
УДК 621.314
Power Supply Cookbook by Brown
© Butterworth—Heinemann-1994
© Стефан Иванов К ударов, превод, 1997
НАРЪЧНИК
ПО ТОКОЭАХРАНВАЩИ УСТРОЙСТВА
Автор МАРТИ БРАУН
Преводач яроф. Стефан Иванов Кунарев
Нацноналност английска
Първо издание
ISBN 954-03-0494-6
Изд. №17386
Научен редактор кж. Любов Алексеева Художник Любомир Михайлов
Технически редактор Иван Георги® Коректор Павлина Дикова
Формат 70x100/16 Печ. коли 15,00 Изд. коли 19,44
Издателство „Техника**—ЕООД, ол. Славейков 1, София
Печат „СЬеглюю** ЕАД — Ямбол
6213
Съдържание
Предговор................................................................  5
Увод....................................................................   6
Глава 1. Мястото на токозахранването в електроните апаратури и проектирането им 8
1.1.	Първите стъпки са въпросите.................................. 8
1.2.	Структура на токозахранването................................ 9
1.3.	Избор на типа на токозахранването............................ 10
1.4.	Определяне на параметрите.................................... 12
1.5.	Обобщен подход при проектирането с използване на модулния
принцип........................................................... 15
1.6.	Бележки към проектирането.............................. г.	16
1.7.	Основна измервателна апаратура.............................. 16
Глава	2.	Увод в линейните стабилизатори.....................   18
2.1.	Действие на основната схема................................. 18
2.2.	Общи съображения..........................................   19
2.3.	Примери за проектиране...................................... 22
Глава	3.	Ключови стабилизатори с широчинноимпулсна модулация............ 31
3.1.	Основни сведения............................................ 31
3.2.	Проектиране с използване на модулния принцип................ 36
3.3.	Избор на схема.............................................. 38
3.4.	Парамётри на стабилизатора като “черна кутия“............... 45
3.5.	Изчисляване на индуктивните елементи........................ 48
3.6.	Изчисляване на изходните сгьпала............................ 67
3.7.	Изчисляване на мощния ключ и драйверното стъпало............ 70
3.8.	Избор на интегралната схема за управление................... 79
3.9.	Изчисляване на веригата на ООВ по напрежение................ 81
3.10.	Изчисляване на пусковата верига и постояннотоково захранване на
ИС................................................................ 86
3.11.	Схеми за защита на изхода.................................. 88
3.12.	Изчисляване на входния токоизправител и противосмутителния
филтър......................................;..................... 93
3.13.	Допълнителни функции на токозахранващите устройства.......	96
3.14.	Печатна платка............................................. 99
3.15.	Примери за проектиране.................................... 102
Глава 4. Квазирезонансни стабилизатори................................   135
4.1.	Принцип на действие........................................ 136
4.2.	Проектиране с използване на модулния принцип............... 141
4.3.	Основни схеми.............................................. 141
4.4.	Изчисляване на натрупващия трептящ кръг..................   141
4.5.	Подробности за използването на резонансните явления в ключовите
стабилизатори.................................................... 149
4.6.	Параэитни явления в ключовите стабилизатори при високи честоти 152
4.7.	Примери за проектирането на квазирезонансни стабилизатори... 155
3
Приложение 1. Анализ и проектиране на охлаждането....................... 170
П1.1. Създаване на топлинен модел............................ 170
П1.2. Мощи и елементи върху радиатори........................ 171
II1.3.	Мощни прибори без радиатори........................... 173
П1.4. Диоди с аксиални изводи................................ 174
П1.5. Примери за проектиране на охлаждането.................. 175
Приложение 2. Честотна компенцация във веригата на 00В.................. 178
П2.1. Диаграми на Боде на основните схеми в ключови стабили-
затори.................................................. 178
П2.2. Определяне на честотните характеристики на ключов стабили-
затор с ООВ — регулировъчна характеристика.............. 183
П2.3. Критерии за стабилност в ключовите стабилизатори....... 189
П2.4.* Честотни компенсации на усилвателя на грешката........ 190
Приложение 3. Корекция на фактора на мощноспа................ .......... 203
ПЗ. 1. Основни схеми......................................... 203
П3.2. Активна схема за корекция на фактора на мощността с
универсален вход и мощност до 180W...................... 208
Приложение 4. Магнетизъм и индуктивни елементи.......................... 216
П4.1. Приложение на основната теория на магнетизма в ключовите '
стабилизатори............................................. 216
П4.2. Избор на магнитопроводите.............................. 221
Приложение	5.	Шум и електромагнитни	смущения........................... 226
П5.1. Естество и източници на електрически шум............... 226
П5.2. Типични източници на шум............................... 228
П5.3. Проектиране на кутните................................. 230
П5.4. Противосмутителни филтри............................... 230
Приложение	6.	Допълнителни данни................. .................... 236
П6.1. Връзка между измервателните единици.................... 236
П6.2. Проводници............................................. 237
П6.3. Графично определяне на разсейвана мощност в ключови
стабилизатори........................................... 239
Литература.............................................................. 240
4
Предговор
В продължение на много годипи съм бил инженер-конструктор на различии
електронни устройства—от сонари и радари до кодиращо-декодиращи
устройства за спътникови връэки, авиационна електроника и промишлени
контролни прибори. При проектирането на микроконтролерни системи—от
самия микроконтролер до токозахранвашото устройство—натрупах голям
опит в системного проектиране и свързаните с него търговски проблеми.
Токозахранващите устройства винаги са били „препъни-камък“ поради
липсата на подходяща литература за проектиране. В сыцествуващите издания
изцяло липсва онова, което е необходимо на обикновения инженер-
конструктор.
Мойте дългогодишни лутания при проектирането на токозахранващи
устройства бяха подтикът за написването на тази книга . Стилът й на наръчник
позволява на инженерите без опит и на тези, коиТо инцидентно се занимават с
този проблем, да намерят бързо нужната им информация. Тя е представена
така, че на читателя му е необходимо само да прочете материала в желаната
от него дълбочина. Използваната алгоритмична последователност на
проектирането дава възможност едпо типично токозахранващо устройство да
бъде проектиране в общи линии за по-малко от 8 часа, което спестява месеци
от обикновено необходимого за това време.
Киигата е написана от практикуващ инженер-конструктор за сыцо такива
инженери, Тя е предназначена не да бъде поредният принос в академичната
литература, а да предложи на читателя практически сведения, конто той
непосредствено да използва при проектирането, прилагайки системния подход.
Марти Браун
5
Увод
С развитие™ на средствата за машинно проектиране и нарастващото значение
на конкуренцията в световния пазар рязко намаля времето, с което фирмите
разполагат за разработка на ново изделие. Срокове на разработка, конто
по-рано бяха от 1 до 5 години, днес трябва да се намалят на по-малко от 1
година. Това налага копструкторът да взима бързи и достатъчно точки
решения. Той вече не може да си позволи „лукса“ да допуска грешки и да има
достатъчно време за изучаване на новостите. Днес конструкторът трябва да се
осланя на производителите и на съществуващите печатни материали, за да
получи желаната достоверна информация в непознати досега за него области.
Ако производителят не разполага с достатъчно квалифицирани инженсри за
разработка на приложни схеми, предлаганата от него помощ щс е непьяна и
противоречива. По принцип това е днес положение™ с наличната литература
за проектиране на токозахранващи устройства. Например в книгите,
предлагали от производителите на Магнитки сърцевини, се използват сложим
формули за оценка на параметрите, конто често остават неразбирабми за
обикновения инженер. В тези книги обикновено се обръша малко внимание на
проектирането на електрическата част на схемата. Производителите па
полупроводникови елементи дават сведения за електрическото проектиране на
токозахранващите устройства, но недостатъчно засягат проектирането на
индуктивните елементи и на веригите за честотна компенсация. Така че
всъщност няма книга за проектиране „от началото до края“.
Настоящата книга бе написана след продължителна съвместна работа с
проектанта на токозахранващи устройства. Аз бързо разбрах техните нужди и
желания. Освен това много години се грудих върху своите собствени
разработки на токозахранващи устройства, сблъсквайки се със същиге
проблеми както конструкторите. Първо, те нямат време да четат литературата
в която и да е нова облает. Второ, производители! е обикновено не публикуват
своите методики за проектиране, а публикуваните трудно се намират. И
накрая, материалите трябва да са представени в готов за използване вид, за да
се спестят дълги математически изводи.
В книгата се използва проверен и точен метод на изложение —този на
наръчник. Не е необходимо да се чете книгата от началото до края.
Достатъчно е да се намери разделы, отнасящ се до проектирания тип
токозахранващо устройство, да се прочетат основните сведения, за да се
разбере действието му, и след това да се приложи дадената последователност
на работа.
Редът на изложението в книгата съвпада с етапитс на проектиране па
реално токозахранващо устройство.
А.	Прочита се глава 1, за да се разбере мястото на. токозахранващото
устройство в един електронен прибор и в неговото проектиране. Това ще
позволи на читателя да оцени значение™ па токозахранващото устройство и
да определи основните му параметра.
Б. Прочитат се уводните раздели за типа разработвано устройство
(линейно, ключово или квазирезонансно).
В.	Следва се алгоритъмът за проектиране, като се използват съответпите
раздели. Във вески от тях се прочита принципы па действие на описапата в
6
него част от схемата. От дадените схсмпи решения се избира най-подходящото
за конкретния случай.
Г. Изчисляват се стойностите на елементите с помощга на дадените
формули, като се използват избраните параметри.
Д. Изчисленият блок се „включва" в общата схема на прибора и се
преминава към проектиране на следващия блок.
Е. След завършване на „изчислението на книга" (от 8 до 12 часа) се
прочита разделът за монтаж и изработване на печатната платка и се започва с
монтирането на токозахранващото устройство.
Ж. Експериментира се приборът.
3. Физического и електрическото проектиране завършват с подготовка за
производство.
В приложенията са дадени допълнителни данни, общи за всички видове
токозахранващи устройства. Те са предназначени за инженерите, желаещи да
вникнат по-дълбоко в сыцността на проектираното устройство.
Последователността на изложението в книгата се основава на реалния
алгоритъм на работа на конструкторите на токозахранващи устройства и
спазването й ще съкрати с месеци сроковете за проектиране. Резултатът е
„професионално" проектиране за най-краткото време, коего някога е било
въэможно. Книгата се основава на използването на примери и на логичната
последователност на работа. Информацията за проектирането е представена в
готов за използване вид. Различните аспекти на физического проектиране са
изяснени чрез примери. Класическите проблеми, като начисление на
трансформатори и честотна компенсация на схеми с ООВ, са изложени ясно в
лесно разбираема последователност. При необходимост от допълнителни
теоретиЧни сведения читателят може да се обърне към дадената литература.
Книгата е предназначена да се използва навсякъде по света, поради коего са
дадени различните мерни единици и връзките между тях.
Накратко, книгата е написана от практикуващ инженер за практикуващи
инженери. Надявам се, че ще ви бъде много полезна.
7
Глава 1
Мястото на токозахранващите
устройства в електроннмте апаратури
и проектирането им
Токозахранващото устройство има специфична роля в едва типична
апаратура. В много отношения то е нейното „сърце“, тъй като осигурява
работата й чрез непрекъснато подаване на енергия. Токозахранващото
устройство защитава апаратурата от „жестоката заобикаляща я действител-
ност“ и предпазва съставящите я блокове от повреди. При повреда на това
устройство то трябва да се изключи и да не позволи повреда на цялата
апаратура.
Уви, поведение™ на майкитс се смята за естествено и това, което те
правят, не се забелязва. Проектирането на токозахранващото устройство се
оставя накрая по две основни причини. Първо, никой не иска да се занимава с
него, тъй като всеки желае да проектира по-престижни схеми и рядко
инженерите имат основни познания за токозахранващите устройства. Второ,
по време на разработката на апаратурата обикновено се използват
лаборатории токоизточници и едва при окончателното й експериментиране
някой казва: „Я-а-а, забравихме да направим токозахранването". Освен това
много често инженерът, който го проектира, е с малък опит в тази облает и не
разполага с време, тъй като апаратурата трябва да бъде пусната в
производство. Тази ситуация води до „ефекта на воденичния камък“, който с
прости думи означава: „Ти си проектирал, ти отго'варяш за него (завинаги)“.
Нищо чудно, че никой не иска да се занимава с токозахранвапе, а ако бъде
попитан, отрича да знае каквото и да било за проектирането на
токрзахранващи устройства.
1.1.	Първите стъпки са въпросите
За да се извърши добро проектиране, трябва да се зададат множество въпроси
преди неговото започване. Класическият случай е от проектанта да се поиска
най-доброто, което може да се направи. Това обаче може да доведе до
различии проблеми в процеса на проектирането, дължащи се на липсата на
информация и на предвидливост. Основните въпроси, конто трябва да се
поставят, са следните.
Към отдела „ Маркетинг "
1.	Какъв енергиен източник ще захранва апаратурата? За всеки тип
токозахранване има различии схемни решения и затова трябва да се разполага
с информация за най-неблагоприятните работни условия, конто може да
издържи всяко от тях.
2.	Каква надеждност, радиочестотни и електромагнитни смущения трябва
да има токозахранващото устройство, за да намери място на пазара? Това
изискване влияе не само върху електричсското, но и върху физического
проектиране.
8
3.	Какви са припципите за поддържане на система! а? Това определи типа
на схемите за защита и физического проектиране, подходящи за дадеиото
приложение.
4.	Какви са работайте условия на апаратурата? Те включват температур-
ния обхват, външните радиосмущения, запрашеността и замърсяването на
работната среда, ударите, вибрациите и всякакви други физически условия.
5.	Какво е допустимого влошаване на параметрите на токозахранващото
устройство при повреда на част от него? Това ще определи типа на вградената
схема за контрол и последователността на включване на собствените
захранващи напрежения.
Към конструкторите на други части на апаратурата
1.	Какъв тип интегрални схеми се използват в нея? Не може да се
предпазва нещо, ако не се знае как се поврежда.
2.	Колко са очакваният максимален и минимален ток през товара и има
ли някакви изисквания към формата му, например при захранване на
електродвигатели, видеомонитори и т.н.? Зададените стойности се увеличават
с 50%, тъй като първоначалните оценки винаги са занижени. Какви са
максималните граници на захранващото напрежение, конто проектантът
смята, че схемата може да издържи? Това определи изикванията към
стабилността на изходните напрежения и честотната компенсация, съответс-
тваща на особеностите на товара.
3.	Има ли някакви схеми, чувствителни към влиянието на шума? Те
включват аналогово-цифрови и цифрово-аналогови преобразуватели, видео-
монитори * др. Това може да наложи допълнително филтриране на изходните
напрежения на токозахранващото устройство или сиихронизирането му с тези
схеми.
4.	Има ли някакви специални изисквания към последователността на
включване на захранващите напрежения, осигуряваща правилната работа на
захранваните схеми?
5.	Какъв обем трябва да заема токозахранващият блок и какви трябва да
са размерите му? Мястото винаги е недостатъчно, така че още в началото
трябва да се поиска увеличаването му.
6.	Има ли някакви специални изисквания към токозахранващото
устройство? Това мог ат да бъдат всякакви изключвания на захранващите
напрежения, конто може да са необходими за отделяйте части на апаратурата.
Всички тези сведения са отправна точка за проектирането на токозахран-
ващото устройство, тъй като определят условията, при конто то ще работа.
Същевременно те представляват основа за дефиниране на параметрите му.
1.2. Структура на токозахранващото устройство
От системна гледна точка токозахранващото устройство на апаратурата може
да има различна структура. Целта му е ефектавно да доставя енергия на всеки
блок и да прави това по такъв начин, че да удовлетворява специфичните му
изисквания.
Токозахранващото устройство може да бъле обособен възел, т.нар.
съсредоточено токозахранване, при което всички необходими захранващи
9
напрежения се осигуряват от един „основен" захранващ блок. Тази структура е
подходяща за изделия, реализирапи върху 1 или 2 печатни платки. В такова
токозахранващо устройство са съсредоточени всички контролни и други
функции. То може да съдържа в себе си повече от един токозахранващи
блокове, ако някой от захрапваните товари изисква напрежения или
последователност на включването им, различаващи се от тези на останалите
товари. Вторият тип структура е разпределеното токозахранване. В него има
един основен , захранващ блок, конто чрез захранваща шина разпределя
енергията към възлите на изделието. За всеки от тях е предвиден малък
платков стабилизатор. Този тип токозахранващи устройства се използват в
апаратурите, създадени на модулей принцип, например повечето компютърии
системы и промишлени измервателни устройства. В тези апаратури основен
проблем е загубата на напрежение в свързващите проводници и елементи. При
използване на съсредоточено токозахранване схемите в близост до захранва-
щия блок имат желаните напрежения, а отдалечените — по-малки (примерно с
10%). Това може да доведе до влошаване на параметрите на по-отдалечените
схеми. Намаляването на напреженията в процеса на експлоатация на
апаратурата става все по-силно поради окислявапе на местата на връзка. При
разпределеното токозахранване по захранващата шина се подава по-голямо от
необходимого напрежение, а понижаващият платков стабилизатор осигурява
желаната стойност.
Казаното означава, че проектирането на едно типично токозахранващо
устройство представлява изчисляване на повече от един токозахранващи
блокове, а самого устройство е комбинация от двага типа. За да определи
структурата на дадено токозахранващо устройство, конструкторът трябва
внимателно да проучи изикванията на очакваните товари и на физичсската
реализация. Именно изборът на структурата е първото, с което консгрукторът
се сблъсква.
Девизът на инженерите е „Животът е пазарлък“ и той е напълно
приложим в случая. Не е възможно да се проектира токозахранващо
устройство, което да удовлетворява всички изисквания, поставени от
конструкторите на другите възли и от мениджърите, като същевременно има и
желаните цена, размер и тегло. Първоначално изискванията към едно
токозахранващо устройство са да има безкрайно много възможносоти, да
осигурява киловати при нулев обем и да не струва нищо. Очевидно са
необходими компромисс
1.3. Избор на типа на токозахранващото устройство
След като определи структурата на токозахранващото устройство, конструк-
торът трябва да избере схемните решения па всеки от блоковете му. В
началния етап на проектирането това може да е итеративен процес на
доуточняваие на структурата и избор на схемите. Най-важните фактори, конто
влияят на този етап на проектирането, са следните.
1.	Цена.
2.	Тегло и размери.
3.	Отделена топлина в апаратурата.
4.	Източннк (ци) на входно напрежение на токозахранващото устройство.
10
5.	Допустим шум върху товара.
6.	Живот на батерията (за батерийпи апаратури).
7.	Брой на необходимите захранващи напрежения и изисквания към тях.
8.	Време за пускапе в серийно производство.
В процеса на разработката на апаратурата конструкторът периодично
може да коригира структурата на токозахранващото устройство и схемните
решения на блоковете му.
В токозахранващите устройства се използват главно три типа стабилиза-
тори.
1.	Линейни стабилизатори.
2.	Ключови (импулсни) стабилизатори с широчинноимпулспа модулация
(ШИМ).
3.	Резонансни и квазирезонансни стабилизатори.
Всеки от тези типове има предимства по отношение на един или повече от
споменатите фактори. Необходима е оценка на тези предимства заедно с
останалите параметри, за да се направи за дадена апаратура оптималпо
съчетание на различии стабилизатори. Всеки от трите типа се използва в
серийно произвеждани токозахранващи устройства за съответните цели.
Линейни стабилизатори. Те се използват главно в апаратури, в конто
отделянсто на топлина и малкият коефициент на полезно действие не са от
основно значение, както и в случайте, когато трябва бързо и евтино
проектиране. Широко са разпространени като платкови стабилизатори в
разпределените токозахранвания. В апаратурите с мрежово эахранване
токоизправителят с линеен стабилизатор осигурява галванично разделяне на
уреда от мрежата. Изходните напрежения на линейните стабилизатори са
випаги по-малки от входните им напрежения и всеки стабилизатор осигурява
само едно напрежение. Коефициептьт на полезно действие на един линеен
стабилизатор е между 35 и 50%. Загубите в него се отделят под формата на
топлина.
Ключови стабилизатори с ШИМ. Те имат по-голям коефициент на полезно
действие и са по-гъвкави от линейните стабилизатори. Използват се
обикновено в преносими апаратури, в авиационни и автомобилни апаратури, в
портативни у ре ди, в мрежови токозахранващи устройства и навсякъде, където
е необходим голям, коефициент на полезно действие и повече от одно
стабилизирано напрежение. Теглото им е много по-малко от това на
линейните стабилизатори, тъй като използват по-малки радиатори при същата
изходна мощност. От друга страна, те са по-скъпи и изискват по-голямо време
за разработка.
Резононсни и квазирезонансни стабилизатори. Тази разновидност на
ключовите стабилизатори с ШИМ, се използва когато са необходими особепо
малки размери и тегло и пай-вече, когато се изисква ниско ниво на
смущенията. Най-често тези стабилизатори се използват в авиационни и
космически апаратури и в случайте, при конто с необходимо малко тегло.
Недостатъкът им е, че изискват най-голямо време за проектиране и
обикновено са по-скъпи от другитс два типа.
В промишлените апаратури приложението на линейните стабилизатри все
повече намалява за сметка на ключовите стабилизатори с ШИМ. Изключение
правят платковите стабилизатори. Приложението на резонансните и квазирс-
зонансните стабилизатори постепенно нараства с развитието на техиологиите,
а проектирането им става по-лесно. За улеснение на избора в табл. 1.1 са
обобщени трите типа стабилизатори.
И
Таблица 1.1. Сравнение на трите типа стабилизатори
	Линейни стабилизатори	Ключови стабилизатори с ШИМ	Резонансш! ключови стабилизатори
Цена Тегло	ниска голямо	висока малко или средне	най-висока малко или средно
Радиосму щени я Коефициент на полезно действие Много изходни напрежения Време за разработка до производството	няма 35 ч-50% не 1 седмица	големи 704-85% да 8(1) човекомесеца 5(2) човекомесеца 1 - при средно ниво на опит	средни 784-92% да 10(1) човекомесеца 8(2) човекомесеца 2—с помощта на настоящата книга
1.4.	Определяне на параметрите
Преди започване на проектирането копструкторът трябва да определи
параметрите на токозахранващото устройство. Те служат като цел, конто
трябва да бъде поститната с окончателния му вариант, за да могат да се
получат желаните параметри на цялата апаратура. След завършване на
разработката параметрите на токозахранващото устройство трябва да бъдат
смятани за вътрешнофирмеп документ и да се промснят само ако има нужда
от изменения в цялата апаратура. Промяпата на документа норади момептни
прищевки на други инженери ще доводе до проектиране, пълно с „кръпки“.
При определянето на параметрите на токозахранващото устройство
конструкторът трябва точно да разграничава реалните от идеалистичните
изисквания. Често инженери с мальк опит задават параметри на токозахранва-
щото устройство, конто по-късно водят до ненужно оскъпяване, до много
големи размери или до невъзможност от реализация със съшествуващите
технологии. Именно тук проектантът на токозахранващото устройство трябва
да изисква компромиси от другите инженери, от менажерите и спецналистите
по маркетинга и да ги накара да сведат изискванията си до реални параметри.
Необходимите параметри на токозахранващото устройство се формират
на основата на дадените по-горе въпроси, поставяни пред отделите на
-фирмата, отговарящи за оформяне на коицепцията на изделието и
проектирането му. Възможно е към никои от параметрите да се поставят
прекомерно големи изисквания, например за тока, консумирап от различните
блокове на апаратурата. Задължително изходният ток на токозахранващото
устройство трябва да се увеличи с 25 — 50 %, за да се удовлетворят неизбежпите
промени в процеса на разработката. Винаги се иска обемът и цената на
токозахранващото устройство да са по-малки, отколкото те могат да се
получат в окончателния вид на апаратурата. Това палага да се водят
преговори. Тъй като токозахранващото устройство е с помощпи функции,
винаги може да се наложат промени в проектирането в зависимост от
измененията в останалите блокове. При това токозахранващото устронсик» с
последният блок, който се проектира. Тези възможни промени предварително
12
трябва да се отчетат във времето за проектиране. Така щс се избсгпе
неспазвапето на сроковетс за разработка.
Определянето на добри парамезри на токозахранващото устройство
изисква точно да се дефинират терминнте в тази облает. Са.мото проектиране
оказва влияние върху множество нараметри, конто практически могат да
бъдат измерени чрез общопрйети методики. Тези нараметри са следпите. (Бел.
прев. В цялата книга са използвани означенията и индексите, приети от
автора.)
Входпо напрежение
— входного напрежение на апаратурата, с което тя работа през не
по-малко от 99% от времето.
U— най-малкото допустимо входно работно напрежение.
Uin(hi) — средната стойност на най-голямото допустимо входно напрежение.
Мрежова(и) честота(и)—постоянно напрежение, 50, 60 или 400 Hz и т.н.
Трябва да се вземат предвид всякакви неблагоприятни условия на работа,
конто може да доведат до отклоняване на токозахранващото устройство от
нормалния му режим. Те са:
Време на отпадане на мрежовото захранване—това е времето, за което
мрежовото напрежение спада до нула (типична стойност 8 ms).
Време на претоварване—времето, през което мрежовото напрежение може
да надхвърля иы(М) при запазвнге на работоспособността на апаратурата.
Отскоци — това са високоволтови положителни или отрицателни импулси,
характерни за захранвашата мрежа.
Аварийна работа—работа на апаратурата в нежелан режим, застрашаващ
живота на оператора. Този режим трябва да трас кратко време, докато
апаратурата се повреди.
Входен ток
/,П(тах)—максималната средна стойност на входния ток. Горната й граница
може да се зададе от изисквания за безопасна работа.
Изходно(и) напрежение(я)
^ou((rated)—номиналното изходно напрежение (в идеален случай).
изходното напрежение, под което товарът трябва да се изключи.
~ максималното изходно напрежение, при което в нормални
условия товарът може да работа.
L^abs) ~ напрежението, при което товарът достига границите си на
разрушаване.
Напрежение на пулсациите (за ключови стабилизатори)—измереното
напрежение от връх до връх, чиято стойност и честота са допустами за товара.
Изходен ток
Амтах)-най-голяМата средна стойност на тока, който може да се получи
от даден изход.
Амтщ)~ минималният ток, който ще се получи от даден изход в нормален
режим.
/*. — максималният ток през евързан накъсо товар.
За всеки от изходите трябва да се опишат изискванията към параметрите
му при евързване на специфични товари—например товари, работещи в
прекъснат режим, като електродвигатели, електроннолъчеви тръби и т.н.,
както и всякакви товари, конто могат да се включват и изключват към
токозахранващото устройство като част от общата структура на апаратурата
(пробници и други подобии).
13
Време на устаповяване при промина па товара: Това е врсмето, необходимо
на токозахранващото устройство, за да влезс в режим на стабилизация след
скокообразна промяна на товара.
Коефициент на стабилизация по вход: Процентното изменение на
изходното (ите) напрежение (я) при промяна на входпото напрежение
biR = и^-и^, х 100, %	(1 !)
min)
Коефициент на стабилизация по товар: Процентното намаляване на
изходното (ите) напрежение (я) при промяна на изходния ток от 0,5 Iountated) до
Ajurfrated)’
L/K =	х 100, %,	(1.2)
^0(/u«W)
където /0Mt(rated) е максималният изходен ток;
U9(fiahal)- изходното напрежение при louffrated);
U0(haifoad)-изходното напрежение при 0,5 Iout(rat£d).
Оби/ коефициент на полезно действие. Той определи количеството
топлина, отделяна в апаратурата, и необходимостта от радиатор при
физическата й реализация:
100, %.	(13)
* in
Защити
•	С предпазителите на входа
•	Максималнотокова защита
•	Защита от пренапрежение
•	Защита при понижаване на мрежовото напрежение
•	Защита на апаратурата от повреда чрез схеми за плавно отпадане на
изходното напрежение и принципи за възстановяването му след повреда на
токозахранването.
Околна работна температура и температура на съхранение на апара-
турата.
Изисквания за безопасна работа
•	Максимално пробивно напрежение
•	Съпротивление на изолацията
•	Кутия (блокиращи ключалкй, клас на изолация, издръжливост на удари,
означения и т.н.)
Радиочестотни и електромагнитни смущения, конто трябва да отговарят
на условията за безопасна работа.
•	Смущения по жичен път —отстраняват се чрез мрежови филтри.
•	Радиосмущения—влияят на физическото проектиране и изискват
екрани.
Специални изисквания към токозахранващото устройство. Те обхващат
наличие на сигнали за включването и иэключването към мрежата, необходими
за микропроцесорите в апаратурата, възможност за дистанционно превключ-
ване и за програмиране на изходното напрежение или ток, желала после-
дователност на включването на напреженията, сигнали за състоянието и т.н.
14
Тези специфични изисквания дпсс имат такова значение, че определят
последователността на работа при проектирането и служат като ориентир на
конструктора.
1.5.	Обобщен подход при проектирането с използване
на модулния принцип
За да се стигне до краен продукт, готов за производство, конструкторите
използват обща последователност на проектиране. Резултатът от всяка стьпка
в тази последователност с ОТПр&ВНй ТОЧКЗ 31 СЛеДйаЩПТе Стъпки, което
позводява на проектанта да се движи по пътя на най-малкото сопротивление
до постигане на крайняя резултат. Даденият тук подход има две страни.
Първо, раздела се токозахранващото устроство на отделяй блокове, конто
могат да се проектират чрез използване на модулния принцип. Второ, дава се
редът за това проектиране, който позволява лесного свързване модулите. За
улеснение на читателя са дадени и типови начини за изчисляване на всеки
модул в зависимост от приложението му. Проектирането на модулите
включва формули за лесно определяне на стойностите на елсментите.
Резултатът е логична последователност на начисленного, позволяваща
решаване на проблемите без объркващи странични съображения. Подходы е
такъв, че обикновеният проектант без сериозен опит може „професионално“ да
проектира схемата на токозахранващото устройство за 8 работни часа, което е
около 40% от общото време за проектирането. Физического проектиране,
състоящо се в изготвяне на лабораторен макет, разработка на печатната
платка, осигуряваща малки смущения, наработка на трансформатора и т. н., е
показано чрез примери. Физическите фактори винаги са проблем не само за
неопитни инженери, но и за такива с голяма практика. Надявам се, че
практическите примери ще сведат тези проблеми до минимум.
За всички стабилизатори независимо от това, дали са линейни или
ключови, има обща последователност на работата. Линейните стабилизатори
са подробно изследвани, а сыцествуват и множество масово произвеждани
интегрални схеми. Поради това тези стабилизатори са разгледани главно чрез
примери. Последователността на проектирането на по-сложните ключови
стабилизатори е изложена значително по-подробно в съответните глави и е
съобраэена с особеностите на използваните схемни решения. Общият подход е
следният.
1.	За даденото приложение се избират подходящ тип и схемно решение на
стабилизатора.
2.	Въз основа на зададените параметри на стабилизатора се определят
параметрите на блоковете му. В резултат на това се получават загубите под
формата на топлина в полупроводниковите елементи, както и максималните
токове и напрежения. Могат да се очертаят и други проблеми, конто
конструкторы трябва да реши в началото на проектирането, например
необходимостта от допълнително охлаждане. Възможно е на този етап да се
поръчат и мостри от полупроводниковите елементи, конто по-късно да се
използват при реализирането на печатайте платки.
3.	Проектира се на стабилизаторы, като се използват дадените
последователности на работа.
4.	Реализират се печатайте платки по начините, описани в разделите от
текста за физическо проектиране и конструкция.
15
5.	ПРОБИ! ПРОБИ! ПРОБИ! Провсрява се дали параметрите на
стабилизатора отговарят па зададените. Лко това нс е така, може да сс
наложат промени в изчисленията. Запишете си даините от измервапията, което
те ви позволи да оценяваге всяко слсдващо изменение в параметрите.
Проверете работата на цялата апаратура, свързана към стабилизатора, за да
установите дали няма нежелано взаимно влияние. Измерете внимателно
всички нараметри, свързани с надеждността, радиочестотните и елсктромаг-
нитните смущения, за да определите подходящата плътиост на монтажа.
6.	Довършване на физическото проектиране. Това включва реализация па
блоковете на апаратурата, изчисляване на радиаторите и печатайте платки.
7.	Подложете окончателния вариант на апаратурата на измервания за
определяне на надеждността, радиочестотните и електромагнитните смуще-
ния. В резултат на това обикновено се налагат никои промени, но ако добре
сте си свършили работата на предните етапи, тези промени ще са минимални.
8.	Производството започва!
Всичко това изглеЖда просто, но законите на легендарния и омразен философ
Мърфи са в сила и за стабилизаторите, така че очаквайте многобройни
изненади в иегов стил.
1.6.	Особености на проектирането
Съществува голямо разнообразие на методики за проектиране и най-вече за
ключови стабилизатори с ШИМ. Тези методики са твърде полезни, но
проекгантът трябва да е много внимателен при използването на моделите,
предлагани от различии автори. За да бъде методиката с максимално широко
приложение, в нея обикновено са направени множество опростявания и
обобщения. Това налага за дадено схемпо решение да се използва точно
определена част от методиката, което за повечето проектанта не представлява
проблем. Срещат се обаче и методики, напълно приложими за едно
„класическо изчисление“. Същевременно изискванията на конкретното прило-
жение винаги налагат отклоняване на проектирането от стандартния път. При
това резултатите от изчислението са само приблизителни и служат като добра
огправна точка за по-нататыпна работа. Налага сс експерименталното им
променяне, за да се удовлетворят специфични електрически или физически
изисквания към цялото токозахранващо устройство. Въэможно е също така
методиката за проектиране да доводе до работещо токозахранващо
устройство, но не с оптимални параметри от гледна точка на цялата
апаратура. За ефективно използване на методиката тя трябва да е съпроводена
с добър обяснителен текст.
Областта на ключовите стабилизатори налага особено внимание, тъй
.като изисква повече от обикновено заместване на зададените параметри във
формулите за проектиране.
1.7.	Основна измервателна апаратура
Токозахранващите устройства и особено ключовите стабилизатори изискват
оценка на параметрите, сравнително рядко използвана в други области на
електрониката. Освен променливите и постоянпите напрежения налага се
измерване на променливите и постоянпите токове, наблюдаване на формата
им и спектрален анализ. Изглежда, че това изисква големи капиталовложения,
16
но всъщност основната измервателна апаратура струва под S 3000. Тя може да
се раздели на две групп—необходима и жслателна, независимо дали те се купи
или ще се вземе назаем.
Необходима измервателна апаратура
1.	Осцилоскоп с честотна лента, не по-цалка от 100 MHz. Това е особепо
наложително за ключови стабилизатори.
2.	Сонди 10:1 за осцилоскопа.
3.	Мултиметър за постоянни и променливи напрежения и токове.
Желателно е да има и волтметър за среднеквадратична стойност.
4.	Токова сонда за осцилоскопа. Тя е особено необходима при ключови
стабилизатори. Подходящи са Р6020, Р6022, А6302 и А6303 на фирмата
Tektronix.
5.	Лаборатории токоизправители за подаване на входного напрежение.
Сыцествуват много модели с достатъчно постоянни изходни напрежения и
токове. За мрежови токозахранващи устройства трябва да се използва и
източник на променливо напрежение с достатъчен ток.
Желателна измервателна апаратура
1.	Спектроанализатор за наблюдаване на високочестотните и електромаг-
нитните смущения от токозахранването, конто трябва да са в граничите на
допустимите норми. Обикновено се оказва твърде скъпо купуването на
спектроанализатор за лабораторията, поради което се препоръчва ползването
на услугиге на специалцзирани звена.
2.	Ватметър за средноквадратични стойности, необходим за точно
измерване на коефициента на полезно действие и фактора на мощността. Той е
необходим за мрежови токозахранващи устройства.
2 Наръчник по токозахранващи устройства
17
Глава 2
Увод в линейните стабилизатори
Линейните стабилизатори са класическият тип токозахранващи устройства.
Действието им се основава на променящата се проводимост на активен
електронен елемент, което намалява входното напрежение до желаното
стабилно изходно напрежение. В резултат на това върху стабилизатора се
отделя мощност под формата на топлина и той се нагрява. Същевременно
линейните стабилизатори са електрически много „кротки" токозахранващи
устройства.
Приложението на линейните стабилизатори е строго ограничено за
случайте, в конто не е важно получаването на голям коефициент на полезно
действие. Това са апаратури с мрежово захранване, при конто не представлява
проблем форсираното въздушно охлаждане. Освен това уредите, чувствителни
към външни смущения, изискват електрически „кротко" токозахранващо
устройство. Това са сеизмомери, радиоприемници ,и др. Последната голяма
облает на приложение на линейните стабилизатори е като стабилизатори за
едва платка, осигурявайки необходимого й напрежение чрез друго напреже-
ние, идващо по захранващата шина. Тъй като платката консумира само
няколко вата, стабилизаторът се нуждае от прост радиатор, за да разсейва
отделяната топлина. При необходимост от галванично разделяне от мрежата
се използва трансформатор.
В общия случай линейните стабилизатори са подходящи за захранването
на електронни схеми, изискващи мощност до 10 W. Над тази стойност вече е
необходим голям и скъп радиатор, поради което по-подходящи са ключовите
стабилизатори.
2.1.	Действие на основната схема
Всички постояннотокови стабилизатори се основават на един и същи принцип
независимо от това, дали са линейни или някакъв „екзотичен" ключов
стабилизатор. Съществена тяхна част е веригата за отрицателна обратна
връзка (ООВ), която не прави ншцо друго, освен да поддържа неизменна
стойността на изходното напрежение. Най-важните блокове на последователен
линеен стабилизатор са дадени на фиг. 2.1.
Линейните стабилизатори са единствен о от понижаващ тип, което
означава, че входното им напрежение трябва да е по-го л я мо от желаното
изходно напрежение. Сыцествуват две разновидности—последователе» стаби-
лизатор и паралелен стабилизатор. В последним случай товарът е евързан
паралелно на стабилизатора и двата се захранват от нестабилизиран източник
на ток, например реализиран чрез резистор и източник на напрежение,
по-голямо от изходното. Типичен пример са стабилизаторите с ценерови
диода. Последователните стабилизатори имат по-голям коефициент на
18
Напрежение върху
последов ателии я транзистор
3 :Товар
Фиг. 2.1. Основна схема на линеен стабилизатор
полезно действие от паралелните и активният им елемент, заедно с товара, е
свързан последователно на източника на входно напрежение. Този елемент
работи в линеен режим, което означава, че не се отпушва и запушва изцяло, а
винаги е „частично отпушен".
Действието на линейния стабилизатор е да „иэмерва“ тока, доставив на
товара от източника на входно напрежение. За изпълняване на тази функция
той използва опорно напрежение, с което се сравнява изходното напрежение.
Това се прави чрез операционен усилвател с голям коефициент на усилване, а с
помощта на резистивен делител изходното напрежение се намалява до нивото
на опорното напрежение. В резултат на това при дадено изходно напрежение
се установява равенство на напрежението на делителя с опорното.
Усилвателят на грешката има изходно напрежение, наречено напрежение на
грешката, равно на многократно усилената разлика между опорното
напрежение и това от делителя. Напрежението на грешката непосредствено
въз действ а върху проводимостта на последователно свързания елемент, с
което се осигурява стабилността на изходното напрежение. При намаляване на
съпротивлението на товара изходното напрежение се понижава. Това води до
нарастване на изходното напрежение на усилвателя и на тока през товара.
Аналогично е действието при увеличаване на съпротивлението на товара,
когато изходното напрежение нараства и чрез усилвателя на грешката се
намалява токът през товара.
Бързината на реакция на усилвателя на грешката към промени на товара и
действителната разлика между реалното изходно напрежение и неговата
идеална стойност се определят от честотната компенсация на веригата на
ООВ. Нейните елементи са евързани между изхода на усилвателя на грешката
и инвертиращия му вход. Тази верига определи големината на постояннотоко-
вия коефициент на усилване, от който зависи стабилността на изходното
напрежение. От нея зависи също коефициентьт на усилване при високи честоти
и честотната лента на усилвателя, което определи времето на реакция към
промени на товара, наречено време на преходния процес.
Действието на линейните стабилизатори е много просто. Подобии схемпи
решения са в основата на всички видове стабилизатори, включително и на
много по-сложните ключови стабилизатори. Веригата на ООВ по напрежение
определи основната функция на стабилизатора—да поддържа неизменна
стойността на изходното напрежение.
2.2.	Общи съображения
Днес основното приложение на линейните стабилизатори е като стабилизато-
ри за една платка. Те осигуряват неголяма изходна мощност, което лесно се
19
постига чрез използването на иптегралпи схеми, парсчени трииэводии
стабилизатори. Редки са случайте, когато е необходим по-голям изходен ток
или повече възможности от. тези, конто триизводните стабилизатори могат да
осигурят.
Независимо от начина на реализация на линейните стабилизатори
съществуват общи съображения при проектирането и такива, конто са в сила
само за специфични реализации. Тези соображения задават граничните
условия на работа на стабилизатора и трябва да се определят на етапа на
проектирането. За сожаление много инженери забравят това и имат неприят-
ности с постигането на желаните параметри па окончателното изделие.
Първото съображение е напрежението върху последователния транзис-
тор. То представлява действителната разлика между входното и изходното
напрежение в процеса на работа на стабилизатора. Това напрежение участва в
късен етап на проектирането, но трябва да се има предвид в началото, за да се
оцени дали линейният стабилизатор удовлетворява изискванията на апарату-
рата. Първо, над 95% от разсейваната мощност в линейния стабилизатор се
дължат на това напрежение. Разсейваната мощност върху последователния
транзистор се определя от израза
PhR = [ t/infmax) — Uout]^Joad(niax) •	(2.1)
Ако при максималната околна температура стабилизаторът се нагрява
недопустимо поради тази мощност, необходимо е да се избере друго схемно
решение. Стойността на PHR определя големината на радиатора за последо-
вателния транзистор на линейния стабилизатор.
Необходимо е да се направи бърз термичен анализ, за да се разбере дали
линейният стабилизатор има достатъчен запас и може да осигури работа на
апаратурата при зададената максимална околна температура. Този анализ е
даден в приложение 1.
Второто съображение е мини мали ото напрежение върху линейния
стабилизатор. При по-малки стойности той пресгава да работи като такъв.
Това напрежение се определя от начина на получаване на управляващото
напрежение и ток на последователния транзистор. Обикновено стабилизатори-
те за положително напрежение използват биполярен NPN транзистор
(фиг. 2.2а). По принцип напрежението база—емитер на последователния
транзистор се получава от напрежението му колектор—емитер. Следователно
минималното напрежение колектор—емитер при NPN транзистор трябва да
бъде приблизително 0,65 V (напрежението UBI, необходимо, за да се отпуши
транзисторът). Самото напрежение колектор - емитер с UBE плюс напрежения-
та върху елементите (транзистори и резистори) в базовата верига. При
триизводните стабилизатори, например тези от серияга МС78хх, него вага
стойност е между 1,8 и 2,5 V. Схеми с дискретни елементи за положително
напрежение и последователен NPN транзистор могат да имат и по-голямо
напрежение между входа и изхода. За приложения, където разликата между
входното и изходното напрежение трябва да е по-малка от 1,8-2,5V се
препоръчват стабилизатори с малые пад на напрежение. В тях се използва
последователен PNP транзистор (фиг.2.26), чието UBE се задава от изходното
напрежение, а не е за сметка на разликата между входа и изхода. В резултат на
това минималната стойност на тази разлика е сведена до 0,6 V.
Когато в нормален режим на работа входното напрежение намалее до
стойността на изходното напрежение, последното започва да следва изме-
20
Фиг. 2.2. Зависимост на минималното напрежение върху последователния транзистор
от типа на транзистора
a-NPN транзистор; 6—PNP транзистор (по-малго напрежение)
ненията на входа. При захранване от мрежата това може да се случи при
минимално мрежово напрежение. Използването на стабилизатори с малък пад
на напрежение (например LM29xx) позволява работа с по-ниско променливо
напрежение. Те имат голямо приложение и като допълнителни стабилизатори
на изхода на ключовите стабилизатори. Причината за това е, че е много важен
големи ят коефициент на полезно действие на ключовите стабилизатори, което
налага малки загуби в стабилизаторите след тях. В случая се получава с
няколко вата по-малка разсейвана мощност отколкото при цзползването на
линейни стабилизатори с NPN транзистори. Когато не е наложително
разликата между входното и изходното напрежение да е по-малка от 2,5 V,
могат да ее използват класически линейни стабилизатори (например МС78хх).
Третото съображение е типът на последователния транзистор. От гледна
точка на разсейваната върху него мощност е все едно дали това ще е мощен
биполярен или MOS транзистор. Разликата е в схемата на управление на този
транзистор. Обикновено тя е със замасен изход и осигурява управляващ ток от
входа или изхода на стабилизатора към маса. При използването на единичен
биполярен транзистор този ток е
*
j ______________________load
*B~~h
"FE
Разсейваната мощност само за управление™ на този транзистор е
ИЛИ Рлгюе=^ои^в	(^)
и тя може да достигне значителна стойност. За намаляване на управляващия
ток трябва към последователния транзистор да се прибави още един, с което се
получава съставен транзистор със значително по-голям коефициент на
усилпапе по ток. Още по-малък е управляващият ток при използването на
мощен MOS транзистор. За съжаление MOS транзисторите се нуждаят от
напрежение на гейта до 10 V, което рязко увеличава разликата между входното
и изходното напрежение на стабилизатора. От гледна точка на коефициента на
полезно действие при повечето линейни стабилизатори има малка раэлика
между използването на биполярни съставни и MOS транзистори. От друга
страна, биполярните транзистори са по-евтини от мощпите MOS транзистори
и при използването им има по-малка опасност от самовъзбуждане.
(2.2)
21
Схемните решения на линейните стабилизатори са „зрели“, което
позволява леспото им реализиране като интегрални схеми по сыцествуващите
технологии. При необходимост от параметри извън възможностите на
интегралните схеми към последните се прибавят външни елементи. Това
означава специално разработване на линейния стабилизатор. В следващата
точка са дадени многобройни примери за проектиране на различии линейни
стабилизатори.
2.3.	Примери за проектиране
При проектирането на линейни стабилизатори могат да се удовлетворяват
различии изисквания към техническите параметри и цената. Дадените тук
примери показват, че проектирането може да бъде от много просто до твърде
сложно. Проектирането на линейни стабилизатори с помощта на готови
интегрални схеми е показано достатъчно подробно и ясно в справочниците на
фирмите производители. Поради това тук съвсем накратко се дават примери
за използването на триизводни стабилизатори. За неспециалистите най-
големият проблем е изчисляването на охлаждането, на което е обърнато
достатъчно внимание. Повече подробности за него са дадени в приложение 1.
2.3.1.	Линейни стабилизатори с дискретни елементи
Този тип стабилизатори имаха голямо приложение преди появата на
операционните усилватели. Днес те представляват бърз начин за получаванс
на допълнително напрежение в апаратурата, без да са необходими много
елементи. Недостатъците им са промяната на изходното напрежение с
температурата и ограничените стойкости на изходния ток.
Параметричен стабилизатор. Използва се често за стабилизиране на
напрежението на част от захранваната схема и осигурява изходен ток до
20 —30 mA (например за 3 до 5 ТТЛ интегрални схеми). Изходното му
напрежение се променя с температурата и товара, но стабилността му
удовлетворява изискванията на повечето ИС. В него се губи повече енергия
отколкото в последователния линеен стабилизатор, гъй като изчислението на
разсейваната мощност се прави при максималния изходен ток, който рядко се
достига. Схемата на параметричен стабилизатор е дадена на фиг. 2.3.
Uz=^
г г
_ fw(tnin)
(тая)
Р = (U — U ? R
D(K) in (max) ош' *
?D (Z) = 111 * Z ’ ^/(таж)
Фиг. 2.3. Проста схема на параметричен стабилизатор
22
Едпотранзнсторен компенсацнопен стабилизатор. Прибавянето на транзи-
стор към параметричния стабилизатор позволява да се получат предимства за
сметка на неговия коефициент на усилване по ток. Транзисторът е свързан по
схема с общ емитер и осигурява по-голям изходен ток. а токът проз
стабилитрона се намалява. Дейсгвието на транзистора (фиг. 2.4) е като на
+ >
Ц.
(+2.5).Аге(ий>
-------
Uz=U„+OtV
Фиг. 2.4. Прост линеен стабилизатор с дискретни елемеяти
прост усилвател на грешката. При нарастване на изходния ток се увеличава
напрежението база—емитер, проводимостта на транзистора нараства и
изходното напрежение се намалява до първоначалната си стойност.
Транзисторът се избнра така, че да се получи достатъчен изходен ток и да
може да разсее отделената върху него топлина. За мощности върху товара до
0,5 W се използва транзистор в корпус ТО—92, а за по-големи мощности—в
корпус ТО—220 с подходящ радиатор.
2.3.2.	Основна схема с триизводен стабилизатор
Повсчето стабилизатори за една платка се реализират с триизводни
стабилизатори, конто са евтини и лесни за използване в тези приложения. Те
могат да се използват и като основа на по-прецизни стабилизатори, но това
трябва да се прави достатъчно внимателио.
Основните ограничаващи фактори при проектирането на по-голямата част
от приложните схеми с триизводни стабилизатори са разсейваната топлина и
изборът на радиатор, а не осигуряването на достатъчен ток през товара.
Всъщност триизводните стабилизатори нямат вградена максималнотокова
защита, а топлинна. Последната се эадейства, когато температурата на
кристала надхвърли с около 10% максимално допустимата му работна
температура.
Осповно проектиране на триизводни стабилизатори за положително
напрежение. Този пример показва особеностите при проектирането на какъвто
и да е триизводен стабилизатор. Повечето проектанти се интересуват само от
електрическите параметра на стабилизаторите и забравят промелите им с
температурата. При голяма разлика между входното и изходното напрежение
и значителна околна температура стабилизаторът може да даде само част от
максималната мощност върху товара. В повечето приложения на триизводни-
те стабилизатори максималният изходен ток зависи от използвания радиатор.
Електрическите параметри, задавани от фирмите производители, могат да се
разглеждат като метален съд, захвърлен в океана. Следващият пример
(фиг. 2.5) представлява една типична методика за проектиране. Диодът 1N4001
в схемата служи за разреждане на кондензатора в изхода при изключване на
стабилизатора.
Изходни данни
Входно напрежение—постоянно от 8,5 до 12V.
Изходно напрежение—5 V.
Изходен ток—от 0,1 до 0,25 А.
Температура—от —40 до + 50°С.
Топлинно изчисление (вж. и приложение 1). В справочника са зададени
Kwc=5“C/W, Яыл = 65°C/W и Tj(nua) = 150°С. Максималната разсейвана
мощност върху стабилизатора е
= С~ Uouг]^1«к<(шах) = (12 — 5) X 0,25 = 1,75 W.
Температурата на кристала без радиатор е
+	+ 7^ = 1,75 W х 65°C/W + 50°С = 164°С.
За понижаване на температурата под максимално допустимата е необходим
малък радиатор.
Избор на радиатор. Избира се Thermaloy P/N 6073 В с KeSj4 = 14°C/W
(дадено в справочника). За монтажа на ИС върху радиатора се използва
изолационна подложка с Kesc = 0,65°C/W, при което температурата на
кристала за най-тежкия случай е
+ Rees + R©S^) + 7\(ma># =
= 1,75 W X (5°C/W+0,65°C/W + 14°C/W) + 50°C = 84,4°C.
Варианта за проектирането на триизводни стабилизатори. С няколко
примера ще бъде показано използването на триизводните стабилизатори като
основа на по-сложни схеми с увеличен изходен ток. Обърнете внимание, че в
нито един от примерите не се използва топлинната защита на триизводните
стабилизатори. Поради това може да се прибави производна схема за
максималнотокова защита.
Стабилизатор с увеличен изходен ток (фиг. 2.6). Към
триизводния стабилизатор са прибавени резистор и транзистор за увеличаване
на тока през товара. Схемата е на стабилизатор за положително напрежение,
но тази за отрицателно напрежение е аналогична, като трябва да се използва
PNP транзистор. Обърнете внимание, че схемата е без максималнотокова и
топлинна защита.
24
0,7 V
Я_г=-----П
sc j
sc
* Необходим e радиатор
Фиг. 2.6. Тршцводен стабилизатор с увеличен изходен ток
Фиг. 2.7. Триизводни стабилизатори с увеличен изходен ток и максималнотокова защита
а-за положително напрежение; б-за отрицателно напрежение
Стабилизатор с увеличен изходен ток и максимално-
токова защита (фиг. 2.7). В тези стабилизатори към ИС е прибавепа
максималнотокова защита. Прагът на задействането й се определи от
напрежението база—емитер (0,6 V) на допълнителния транзистор. За получава-
не на положително напрежение се използва NPN транзистор, а за отрицателно
напрежение—PNP транзистор.
2.3.3.	Високоволтови стабилизатори
Един от начините за реализирането на високоволтови линейни стабилизатори
със замасен изход е на основата на нисковолтови стабилизатори с незамасен
25
изход. Принципы на реализацията им се състои в това, че напреженията на
последователния транзистор и на схемата му за управление се задават по
отношение на изхода (а не спрямо маса). Стабилизирането на изходното
напрежение става чрез сигнал от масата, коего означава чрез отрицателно
напрежение спрямо изхода. Изходната клема представлява „условна маса“ за
схемата за управление и нейното постояннотоково захранване. Напрежението
върху последователния транзистор се получава за сметка на разликата между
входното и изходното напрежение или от допълнително захранване.
Максимално допустимото напрежение на мощния транзистор трябва да е
по-голямо от входното напрежение, тъй като в момента на включване на
стабилизатора входното напрежение се оказва приложено изцяло върху
транзистора. Възможно е използването и на други схемни решения, например
с допълнителен стабилитрон, шунтиращ последователния транзистор при
включване и изключване на входното напрежение. При това трябва да се
внимава нито един извод на управляващата схема да не стане отрицателен
спрямо условната маса на ИС. За тази цел обикновено се използват защитни
диоди. Допълнително ограничение е работното напрежение на рсзисторите,
което рядко е известно. При резисторите с мощност 0,25 W то е 250 V и затова
за изходни напрежения над 200 V трябва да се използват два последователно
евързани резистора вместо един.
Широко разпространен нисковолтов стабилизатор за положително
напрежение е LM317, а за отрицателно напрежение —LM337 (със същите
параметри). За реализация на незамасен стабилизатор може да се използва и
MCI 723, но трябва да се вземат мерки за предпазването на ИС от високото
напрежение.
Първият пример показва как с помощта на LM317 може да се получи
линеен стабилизатор за напрежение +75V при входно напрежение +100V
(фиг. 2.8). Разликата между входното и изходното напрежение не трябва да
надхвърля напрежението на отпушване на стабилитрона, тъй като това
влошава стабилността на изходното напрежение. Задължително е използване-
то на защитен диод (с 17Z = 5,6V за конкретната схема) в усилвателя на
грешката.
Вторият пример е на линеен стабилизатор за напрежение 350 V и ток до
10 mA, който се захранва от нестабилизирано напрежение 400—450 V (фиг. 2.9).
Транзисторът TIP50 осигурява постояннотоковото захранване на ИС и трябва
Фиг, 2.8. Високоволтов линеен стабилизатор
26
Фиг. 2.9. Линеен стабилизатор за напрежение 350 V и максимален ток 10 mA
да издържа максималното входно напрежение, което се получава върху него
по време на включването. Всички напрежения на ИС се измерват спрямо
изхода, а минималната разлика между входното и изходното напрежение е
15 V. За получаването на друга стойност на изходното напрежение трябва да се
промени съпротивлението на двата последователно свързани резистора в
делителя на напрежение според израза
sense	j
* sense
(2.4)
Нисковолтовите стабилизатори с незамасен изход имат и други
приложения освен за получаване на стабилно високо напрежение.
2.3.4.	Линеен стабилизатор за 3,3 V с мальк лад на напрежение
Този стабилизатор е предназначен да осигурява напрежение + 3,3V на
захранващата шина на микропроцесории системы, използващи одновременно
ИС за 3,3 V и 5V. За работата на схемата му за управление е необходимо
постоянно напрежение между +12V и . + 15V от токоизправителя па
захранването. Разликата между входното и изходното напрежение е 0,5 V, а
максималният изходен ток е 10 Л.
Изходни данни
Изходно напрежение—3,3 V+5%.
Максимален изходен ток (праг на задействане на максималнотоковата
защита)-10 А.
Предварителни изиисления. Разсейваната мощност при максимален
изходен ток е
Р D(HR) +(v„ - U„„ )I^„, = (5 - 3,3) х 10 = 17 W.
27
Трябва да се предвиди радиатор,- конто може да разсейва тази мощност.
Необходимо е използването на токочувствителен MOS транзистор по две
причини. Първата е, че последователен биполярен транзистор би изисквал
голям базов ток (оголо 2 А), което намалява косфнциента на полезно действие
на схемата. Второ, използването на MOS транзистор озиачава, че в схемата за
максималнотокова защита практически няма да се губи никаква мощност. И
двете причини имат значение в случая, тъй като друг ите схеми за максималпо-
токова защита изискват във верйгата на изходния ток резистор, върху конто се
губи напрежение. От друга страна, има затруднения в използването на
мощните MOS транзистори в линейните стабилизатори поради значителпите
паразитки капацитети, конто могат да предизвйкат самовъзбуждане с висока
честота при рязка смяна на товара. За намаляваке на тяхното влияние
напрежението на гейта трябва да се задава чрез емитерен повторится с
комплементарна двойка транзистори, който има много малък изходен
импеданс.
Интегралната схема и MOS транзисторът се захранват с постоянно
напрежение + 12V, което се създава извън стабилизатора. Опорното
напрежение на MCI723 има типична стойпост 7,15 V, а за пълно отпушваие па
MOS транзистора на гейта му трябва да се подаде +10V.
Из числя ване на стабилизатора. Проектирането на стабилизатора с
интегралната схема MCI 723 не се раз.шчава особено от това на други схеми на
линейни стабилизатори. За получаване на изходно напрежение, точно равно на
+ 3,3V, ще се използва потенциометър, който трябва да осигури това
напрежение на неинвертиращия вход на усилвателя на грешката.
Изчисляване на делителя на опорното напрежение. Произ-
водственият толеранс на това напрежение и температурата определят
отклоненйята му с 6,3 % около номиналпата стойпост 7,15 V, т.е. от 6,8 до
7,5 V. Производственият толеранс на резисторите в делителя се прибавя към
отклоненйята на опорното напрежение. Това означава, че при 5%-ови
резистори потенциометърът трябва да осигури обхват на настройка пай-малко
12%, т.е. 0,4 V.
Избира се токът на делителя, равен на 1 mA, т.е. върху всеки килоом от
делителя ще има напрежение 1V. При това положение за получавапето на 3,3 V
между плъзгача на потенциометъра и маса зрябва да има съпротивление
3,3 кЯ. Като се избере потенциометър със съпротивление 1 кЯ и се предположи,
че + 3,3 V се получава в средното му положение, съпротивлени'; _о на долния
резистор е К£ = 3,ЗкЯ —0,5кЯ=2,8кЯ (стандартна стойност 2,7 кЯ). Съпротив-
лението на горния резистор е RL.=(7,15V — 3,3V)/1 mA — 0,5кЯ= =3,35кЯ
(стандартна стойност 3,3 кЯ). По този начик се получава регулиране на
изходното напрежение с около 0,5 V, т.е. с 15%, което е напълно достатъчно за
компенсиране на отклоненйята на опорното напрежение и толерансите на
резисторите.
Изчисляване на MOS транзистора и управляващата го
схема. За намаляване на опасността от самовъзбуждане с висока честота се
избира управляващата схема да е емитерен повторител с комплементарна
двойка транзистори. Възможно е използването на почти всяка такава двойка,
предназначена за усилватели, стига да имат достатъчно голямо пробивно
напрежение. В случая се избират унивсрсалните транзистори MPS3904 и
MPS3906. За осигуряване на захранването на тези транзистори между гейта и
сорса на MOS транзистора се свързва резистор, който същевременно намалява
„мъртвата област“ на емитерния повторител (фиг. 2.10).
28
Фиг. 2.10. Схема за управление на MOS транзистор
Изчисляване на максималнотоковата защита. Ще се изпол-
зва токочувствителен MOS транзистор. Приема се това да е MTP40N08M,
чието токово огледало е с отношение 930:1. Тези транзистори не работят в
линеен режим при напрежение върху резистора в токовото огледало,
по-голямо от 0,3 V, и това напрежение се игГира като праг на задействане.
Необходимо е да се компенсира напрежението на отпушване 0,7 V на
вградения NPN транзистор за максималнотокова защита. Поради това
напрежението върху диода (0,7 V) се прибавя към напрежението върху
резистора от защитата (0,3 V), а от напрежението във веригата за защита се
изважда 0,3 V. Когато напрежението върху R.x надхвърли 0,3 V, вграденият в
МС1723 транзистор за максималнотокова зашита се отпушва и намалява
изходното напрежение до стойност, осигуряваща му напрежение ба-
за—емитер, равно на 0,7 V (фиг. 2.11).
Фиг. 2.11. Схема за максималнотокова зашита
Определяне на съпротивлението на резистора в токовото
огледало. Формулата е
р 0,3	0,3x930
------=—w— = 29U
1 out (max)
Избира се стандартната стойност 2711
За да се получи напрежение —0,3 V, което да компенсира напрежението
— 0,3 V върху резистора за максималнотокова защита, трябва между изхода на
стабилизатора и маса да се свърже резистивен делител, осигуряващ + 0,3 V в
изхода си. Приема се токът през делителя да е 1 mA, при което горният му
резистор е
К,.,=^=зо°£2.
1mA
29
Фиг. 2.12. Линеен стабилизатор с MOS транзистор, голям изходен ток, мальк над на напрежение
и максималнотокова защита
Иэбира се стандартната стойност 330 П. Действителната стойност на тока през
делителя е
0,3 V
330 п
0,909 mA,
при което долният му резистор е
^bot
_3,3V-0,3V
0,909 mA
= 3,3kQ.
С помощта на данните от каталога се определят външните елемепти на
МС1723, което води до схемата от фиг. 2.12.
30
Глава 3
Ключови стабилизатори
с широчинно-импулсна модулация
Ключовите стабилизатори с широчинно-импулсна модулация (ШИМ) са
известии отдавна, но добиха широко разпространение едва в средата на 70-те
години. Те имат много предимства в сравнение с линейните. стабилизатори, но
за сметка на това изчислението им е значително по-сложно.
Основните предимства са получаването на по-голяма мощност върху
товара при по-малки размери и съответно по-голям коефициент на полезно
действие. Недостатьците са излъчването на по-големи радиочестотии
смущения и по-сложното проектиране, което изисква повече време. Когато
конструкторът започва своето първо по-сложно (в сравнение със стабилизато-
рите за една платка) проектиране, са му необходими около 7 месеца
за разработването на токозахранващо устройство, готово за производство. С
помощта на настоящата книга това време се скъсява, тъй като тя предлага
точна информация за всеки етап от проектирането.
Много от методиките за проектиране на ключови стабилизатори са слабо
познати на повечето конструктори. Това може да бъде лесно обяснепо, като се
погледнат съвременните схемни решения на електронните апаратури. В
тяхната основа са микропроцесорите и схемите за преобразуване на анало-
говите сигнали в цифрови. Малка част от тези решения се използват в
ключовите стабилизатори. Конструкторите трябва да разучат тези основни
схемни решения в процеса на проектирането, независимо дали желаят това или
не. За много от тях ключовите стабилизатори са предизвикагелни и
вълнуващи, тъй като са странна комбинация от цифрови, аналогови и
радиочестотии проблеми. Зад всяка успешна схемна реализация на ключов
стабилизатор се крият стотици главоблъеканици, компромиси и моментни
провали.
3.1.	Основни сведения
Действието на ключовите стабилизатори може да бъде разбрано сравнително
лесно. За раз лика от линейните стабилизатори; където мощният транзистор
работи в линеен режим, при ключовите стабилизатори той има само две
състояния — наситено и запушено. Във всяко от тях върху транзистора се губи
малка мощност (върху наситения транзистор мощността е произведение от
малко напрежение и голям ток, а върху запущения—от голямо напрежение и
малък ток). Това е вярно независимо от типа на транзистора.
31
Тази по-ефективна работа на ключовите стабилизатори с ШИМ се постига
чрез „накьсване“ па постояннотого входпо напрежение на импулси с амплиту-
да, равна на стойността на напрежението, и продължитслност, задавала от
схемата за управление. Чрез трансформатор може да се увсличава или
намалява амплитудата на тези правоъгълни импулси. Освеп това могат да се
получат и изходни напрежения с други стойпости, като се добавят съответни
вторични намотки на трансформатора. Получепиге правоъгълни импулси
задължително се филтрират, в резултат на което се получават постоянни
напрежения.
Основното предназначение на схемата за управление е да поддържа
неизменно изходно напрежение и действието й е много подобно на съответ-
ната схема в един линеен стабилизатор. Тя съдържа същите градивни блоко-
ве —източник на опорно напрежение и усилвател на грешката. Различието се
състои в това, че изходното напрежение на усилвателя на грешката, наречено
напрежение на грешката, се подава на преобразувател (ШИМ-модулатор),
който го превръща в. широчишю модулирани импулси за управление на
мощните ключове.
Същесгауват два основни вида ключови стабилизатори — прав пре-
образувател (forward-mode converter) и обратен преобразувател (flyback-
mode converter). Въпреки малката разлика в схемните им решения дейст-
вието им е много различно и всеки от тях има предимства в определена
облает.
3.1.1.	Прави преобразуватели
Правите преобразуватели са голяма трупа ключови стабилизатори. Разпозна-
ват се по непосредственото разполагане на LC филтър след мощния ключ или
след изходния токоизправител във вторичната намотка на трансформатора.
На фиг. 3.1 е дадена проста схема на прав преобразувател, наречен понижаващ
преобразувател на постоянно в постоянно напрежение.
Действието му може да се измени чрез аналогия с механичен маховик и
еднотактов двигател. В LC филтъра (наречен натрупващ входен филтър) както
в маховика се натрупва енергия при наличие на импулси от драйвера. На входа
Фиг. 3.1. Основна схема на прав стабилизатор (показан е понижаващ преобразувател на постоянно
в постоянно напрежение)
32
на драйвера се подават импулсите с ШИМ и той отдела постоянната им
съставка (средната стойност). Приблизителиата зависимост е
Uotlt*dUin,	(ЗА)
където д е коефициентът на запълваие на импулсите. Стабилността на
изходното напрежение се осигурява чрез схемата за управление, която изменя
д. Наименованието на този преобразувател следва от факта, че Uma<UiM.
Действието 'на понижаващия стабилизатор може да се обясни, като се
раздели на две фази (фиг. 3.2). При затворен ключ входното напрежение се
подава на LC филтъра. Токът през бобината нараства по линеен закон и се
дава с израза
.	(Цщ-иои
^L(on)—
Докато през бобината протича ток, в нея се натрупва енергия
•	(3.3)
благодарение на създавания магнитен поток в магнитопровода й.
При отваряне на мощния ключ, входното напрежение на филтъра се
нулира и обратният диод D се отпушва. В резултат на това по веригата диод—
Фиг. 3.2. Времедиаграми на напрежението и тока в прав стабилизатор (понижаващ преобразувател
на постоянно в постоянно напрежение)
3 Нарьчник по токоэахрагващи устройства
33
бобина—товар продължава да протича ток, дължащ се на енергията,
натрупана в бобината. Той се дава с израза
и представляла линейно намаляваща функция с наклон — Uout/L. При
следващото затваряне на ключа диодът се запушва и токът започва да тече от
входния източник през мощная ключ. Минималният ток imln през бобината
непосредствено преди затварянето на ключа е началният ток през затворения
ключ.
Токът през товара се променя между минималната (imln) и максималната
(ift) си стойност около постоянната съставка (iioaj). Обикновено imJn~0,5 и
ift ~ 1,5
Предимствата на правите преобразуватели в сравнение с обратните са
по-малките пулсации (от връх до връх) и по-голямата изходна мощност, която
достига 1 kW.
Между мощния ключ и LC филтъра може да се постави трансформатор за
повишаване или понижаване на изходното напрежение. Така се получават
правите преобразуватели с галванично разделяне (вж. схемите от фиг. 3.14 до
3.17). Използването на трансформатор освен галваничното разделяне има
и други предимства, като възможността за * получаване на повече изход-
ни напрежения и осигуряване на независимостта им от входното напре-
жение.
3.1.2.	Обрати преобразуватели
Това е втората трупа ключови стабилизатори. Най-простият от тях е показан
на фиг. 3.3 и се нарича повиишващ преобразувател на постоянно в постоянно
напрежение. Както може да се види, обратният преобразувател се състои от
сыците елементи като правия, но те са свързани по друг начин. В резултат на
това се получава съвършено различно действие. При затворен мощен ключ
през него и бобината протича ток от източника на входно напрежение, а
Фиг. 33 Основой схема на обратен стабилизатор (показан е повишаващ преобразувател
на постоянно в постоянно напрежение)
34
Фиг. 3.4. Времедиаграми на повишаващ преобразувател на постоянно в постоянно напрежение
в прекьснат режим на работа
диодът е в обратно свързване и е запушен. Токът е линейно нарастващ
(фиг. 3.4) и се дава с израза
Енергията се натрупва като магнитен поток в магнитопровода на
бобината. При отваряне на мощния ключ напрежението Ullbk върху него
„скача“ над входното напрежение. Диодът се отпушва, при което изходното
напрежение става равно на и#* минус напрежението върху диода. В този
случай токът през бобината се дава с израза
т Wout Ujn)teff
--------£------•	*3.6)
Когато магнитният поток се нулира преди следващото затваряпе на
ключа, налице е прекьснат резким на работа. Това се вижда от времедиагра-
мите на напрежението върху ключа и на тока през бобината, дадени на
фиг. 3.4. Ако токът не се нулира, т.е. в бобината остане някаква енергия,
получава се непрекъснат режим на работа (фиг. 3.5). Повечето обратни
преобразуватели работят в прекьснат режим, тъй като в непрекъснат режим по
принцип сыцествува въэможност за самовъзбуждане.
Енергията, натрупана в бобината на повишаващ преобразувател па
постоянно в постоянно напрежение в прекьснат режим, е
^stored =	(3.7)
Енергията за 1 s (измервана в J/s, т.е. мощността във W) трябва да бъде
достаточна, за да осигурява непрекъсната работа на товара. Това означава, че
докато ключът е затворен, токът 7^ трябва да бъде голям, за да се
удовлетворява съотношението
^load < Р»и' r^-1 ^pkfop •
където fop e работната честота на преобразувателя.
			
la	►			
Затворен мощен	Отворен мощен	Затворен мощен	Отворен мощен
ключ USAT		ключ	ключ	ключ
Време
Фиг. 3.5. Времедиаграми на повишаващ преобразувател на постоянно в постоянно напрежение
в непрекъснат режим на работа (сравнете с фиг. 3.4)
Схемата от фиг. 3.3 може да се използва само като повишаващ
преобразувател, което означава, че изходното напрежение е по-голямо от
най-голямата стойност на входното напрежение. При замяна на бобината с
трансформатор (фиг.3.12) се получава обратен преобразувател с галванично
разделяне. Напрежението U^bk и токът са подобии на тези на повишаващия
преобразувател, но зависят от преводното отношение и на трансформатора.
Тъй като Uflbk= Uout + diode е във вторичната намотка, то като се умножи с п, се
получава напрежението върху мощния ключ. Трапсформаторът осигурява
галванично разделяне на изхода от входа и позволява получаването на повече
от едно изходни напрежения. Те не зависят от входното напрежение и това е
причината схемата да има най-голям динамичен обхват от всички ключови
стабилизатори.
Поради големите максимални токове обратните преобразуватели могат
да се използват за осигуряване на изходна мощност до 150 W. Те имат
най-малко елементи от всички ключови стабилизатори и се използват масово
за малки и средни мощности.
3.2.	Проектиране с използване на модулния принцип
Ключовите стабилизатори с ШИМ позволяват сравнително лесно да се
създаде стройна методика за проектирането им. Те са сложни и могат да се
разделят на елементарни модули. Проектантът на ключови стабилизатори,
независимо дали е специалист или не в тази облает, трябва да използва при
проектирането модулния принцип, кой го е разгледан тук.
Проектирането е значително по-лесно, когато се извършва в предложена-
та последователност, така че за всяка следваща стъпка се използват данните от
36
Подготовка за производство
Изходни данни
Иэбира се схемата на ключовия
стабилизатор на основата на
иэходните данни
Избират се полупроводниковые
елементи и се определят
уязвимите места
Иэчисляват се траисформаторът,
сечението на проводниците и т.н.
Иэчисляват се бобините и се
избират изправителните диоди
и кондензаторите
Иэчисляват се схемите на драйвера
Избират се начинът на управление
и интегралната схема. Определят се
основните функции
Иэчисляват се веригата за ООВ по напрежение
и допълнителните вериги на стабилизатора
Иэчисляват се пусковата схема и веригиге
за постоянного ко в о захранване
Иэчисляват се схемата за защита от пренапрежение,
максималнотоковата защита и схемата за
защита срещу отскоци
Иэчисляват се допълнителни схеми и возможности
на стабилизатора
Иэчисляват се радиаторите и топлоотдаването
Проектира се печатната платка с оглед
на минимални смущения и максимален к.пл.
Проверява се ЦЯЛОТО действие
на стабилизатора
Правят се промели в проектирането
Проверява се действието на екраиите
в готовата кутия
Фиг. 3.6. Алгоритъм за проектиране на ключови стабилизатори с ШИМ
37
Постоянно входно
напрежение Ullt	Постоянно изходно
Фиг. 3.7. Блокова схема на ключов стабилизатор с ШИМ
предишната. По принцип проектирането на ключовите стабилизатори с ШИМ
и на резонасните стабилизатори започва от общите съображения. След това се
изчисляват мошните стьпала, схемите за управление и помощните стъпала.
Накрая се провеждат експерименти и се правят уточнения. Във всички случаи
трябва да се започне с точно определени изходни данни, което бе подчертано в
т. 1.3. Най-напред се избира типът на стабилизатора и се определят условията,
в конто той ще работи (вж. алгоритъма от фиг. 3.6). В началото трябва да се
вземат някои решения, по-конкретно за схемата на стабилизатора.
След избора на схемата става ясна коя последователност на работа ще се
използва и проектирането може да започне. То се извършва сравнително бързо
при използване на блоковата схема от фиг. 3.7 и алгоритъма от фиг. 3.6. Един
начинаещ конструктор се нуждае от 8 работни часа, за да извършп много
добро “проектиране на книга" (схемотехническо проектиране), ако разполага с
хубави справочници. За всеки от модулите на фиг. 3.7 съществува набор от
типични схемни решения. В зависимост от конкретните нужди на токозахран-
ващото устройство конструкторът избира някое от тях. След това с помощта
на изходните данни и формулите за изчисление проектирането на всеки модул
може да се извърши за броени минути.
3.3.	Избор на схема
Основният проблем, който трябва да бъде решен в началото на проектирането
на един ключов стабилизатор, е изборът на схемното му решение. Терминът
схемно решение означава начин на свързване на мощните елементи в
стабилизатора. Решението силно зависи от условията, в конто стабилизаторът
работи надсждно, и от това, каква каква мощност върху товара той трябва да
38
OCIirypil. На ТОЗИ етап па проектирането се прави големнят компромнс между
цена и параметри. Всяко схемно решение има своите относнтелни предимства.
Едно може да има ниска цена на елемснтите, но да осигурява малка мощност,
друго да е с голяма мощност, но с висока цена и т. и. Обикновено са възможни
няколко различии схемни решения за едно и също приложение, но само едно
от тях осигурява максимално добри параметри при желаната цена. В табл. 3.1
са обобщени относителните предимства на различите схемни решения.
Таблица 3.1. Сравнение на схсмните решена на ключови спбинзнпрв с ШИМ
Схема	Мощносг, W	Обхват на входното напрежение ^>V	Галванично разделяне вход—изход	Тиоичш К.П.Д., %	Относитслга ценя ия едемеятите
Понижаваща	0-1000	54-1000	не	78	1,0
Повишаваща	0-е- 150	54- 600	не	80	1.0
Повишаващо-	0- 150	54- 600	не	80	1.0
понижаваща Права	Оч- 150	5-=- 500	да	78	1.4
Обратна	04- 150	54- 500	да	80	1.2
Противотахгна	1004-1000	504-1000	да	75	2.0
Полумостова	1004- 500	504-1000	да	75	2.0
М остова	4004-2000	504-1000	да	73	2,5
Основните фактори, конто определят оптималния избор на схемно
решение, са следните.
1.	Необходимо ли е галванично разделяне между входа и изхода?
2.	Каква е стойността на входното напрежение, подавало на първичпата
намотка на трансформатора или на бобината?
3.	Колко е амплитудната стойност на тока през мощннте ключове?
4.	Колко е максималното работно напрежение върху мощннте ключове?
Схемните решения без галванично разделяне вход—изход се използват
като стабилизатори за една платка. Приложенного им е в разпределените
токозахранвания, където сыцествува междинна напрежителна шина и всяка
платка има собствен стабилизатор. Напрежението на птиата винаги има
„безопасна" стойност и не може да причини фатално въздействие върху
работещия с апаратурата. Независимо от това е желателно и галванично
разделяне. Аз искрено препоръчвам иэползването на трансформатор във
всички приложения. Увеличаването на цената е пезначително, докато товарът
е значително по-добре защитен. Галваничното разделяне е задължително за
всички ключови стабилизатори с постоянно входно напрежение 60 V и повече.
Стойността на напрежението върху първичпата намотка на трансформа-
тора показва колко голям е максималният импулсен ток през мощните
ключове. Ключовите стабилизатори са схеми с постоянна изходна мощност.
Това означава, че колкого по-малко е напрежението в първичпата намотка,
толкова по-голям трябва да е максималният импулсен ток, за да се осигури
желаната мощност върху товара. За мощни транзистори (биполярны и MOS) с
корпус ТО-3 или по-малък се препоръчва максимален импулсен ток 20 А. Над
39
Фиг. 3.8. Масово използвани схемни решения с галванично
разделяне вход—изход
1,4.
1* =-----
3W п
Р^лОч-lkW (и повече)
Фиг. 3.9. Понижаващ ключов стабилизатор
тази стойност възможностите от повреда на мощните ключове стават
силно непредсказуема и е трудно да бъдат предовратявани. Намаляване на
импулсния ток може да се постигне чрез използването на други схемни
решения.
Колкото по-високо е максималното напрежение, прилагано върху мощни-
те ключове, толкова по-голяма е вероятността то да излезе извън областта
40
I '-5’5P~
Usw^U^U^
P^O-e-lSOW
Usw
Време
Фиг. 3.10. Повишаваш ключов стабилизатор
U
UL
Време
ош
I
о
Време
Фиг. 3.11. Понижаващо-повшпаващ ключов стабилизатор
41
5,5.PM
------
** U
nl
SW JW ^2	/*0"
p^&o-isow
01ff
на безопасна работа (ОБР). При ключовите стабилизатори много често
се наблюдават отскоци на напрежението и е много вероятно те да надхвър-
лят пробивного напрежение на ключа. На фиг. 3.8 са показани облас-
тите на приложение на някои от промишлено използваните схемии ре-
шения.
Обратният преобразувател (фиг. 3.12) е най-използваният при мощности
до 150 W, тъй като еьдържа евтини елементи (и следова гелио има ниска цена)
и по принцип има добър коефициент на полезно действие. Неговите импулсни
токове са значително по-големи от тези при правил преобразувател, поради
което границата на ОБР се намира при малките мощности. Най-голямо
приложение за мощности от 150 до 500 W има полумостовият ключов
стабилизатор (фиг. 3.15). Цепата на елементите му е по-висока, но все още
приемлива. Тази схема осигурява върху първичпата намотка на трансформа-
тора половината от входното напрежение, което е причина за сравнитслно
големите импулсни токове. Ето защо полумостовата схема се използва до
500 W. От тази мощност до няколко kW е областта на приложение на
42
и ..
P^O-SOOW
V'. - Usw о		-2Ц.				
V а	т					
U.w
J w
Време
Фиг. 3.14. Противогактен ключов стабилизатор
43
L
Фиг. 3.15. Полумостов ключов стабилизатор
мостовия ключов стабилизатор (фиг. 3.16). Схемата му изисква 4 мощни
ключа, два от конто се захранват от незамасен драйвер, и реализацията
й е по-скъпа, но се оправдава от по-голямата изходна мощност. За
сыците мощности се използва и противотактният ключов стабилизатор
(фиг. 3.14), но при него има принципна сериозна опасност от повреда,
дължаща се на т. нар. нееднаквост на магнитопровода. Това означава, че
промените на магнитния поток на трансформатора не са симетрични спрямо
„нулата“. Резултатът е насищане на трансформатора в една посока при ряэка
смяна на товара и повреда на съответния мощен ключ за няколко
наносекунда. Описаният недостатьк се отстранява чрез използвапето на
токова схема за управление.
Табл. 3.1 и фиг. 3.8 могат да бъдат полезни при избора на подходящо
схемно решение. Основни схеми на ключови стабилизатори с ШИМ са дадени
на фиг.3.9 —3.16 заедно с техните времедиаграми и някои от основните им
параметри.
44
3.4.	Параметри на стабилизатора като черна кутил
Предваритеиша стъпка на проектирането е определянето на основните
параметри, конто ключовият стабилизатор трябва да притежава? Това
позволява на конструктора да определи дали изборът на схемно решение е
правилен и да поръча достатъчно рано елементите на печатната платка. Освен
това се получават и някои важни параметри, необходими при по-нататъшното
проектиране. За разглеждане на стабилизатора като „черна кутия“ е
необходимо да се знаят само онези негови параметри, конто имат значение за
връзката му с останалите блокове на апаратурата. Понятието „черна кутия“
означава описание на дадено устройство само чрез използване па входните и
изходните параметри и на връзките между входа и изхода.
Параметрите на стабилизатора като „черна кутия“ са следните.
1.	Изходна мощност
^>out =	(3-9)
т= 1
2.	Входна мощност
.	(3.10)
Лея
където i]est е очакваният коефициент на полезно действие.
45
3.	Средин стойкости на входните токове
(3.11)
'-Ли (пот)
където индексът пот означава номиналната стойност на входното напрежение.
За изчисляване на диаметъра на проводника в нървичната намотка на
трансформатора или този на бобината се взема най-голямата средня стойност
на входния ток, която се получава при най-малкото входно напрежение.
4.	Максимален входен ток. Неговата стойност зависи изцяло от избраното
схемно решение и се определя от*
kP
0-12)
й(пот)
където к = 1,4 за понижаващи и мостови стабилизатори, к = 2,8 за прави и
полумостови стабилизатори, и к = 5,5 за повишаващи, понижаващо-повишава-
щи и обратни стабилизатори. Максималният входен ток се използва при
изчисляването на бобините и трансформаторите в обратимте стабилизатори.
За правите стабилизатори този параметър не е необходим и е выфос само на
любопитство.
5.	Избор на мотните ключове и изправителните диоди. За всяко схемно
решение предварително са известии максималното напрежение и ток с
вероятност около 90%. Изборът на силовитр елементи в този етап от
проектирането спестява време, тъй като по-късно няма да е необходимо да се
чака доставката им. Трябва да се използват формулите от табл. 3.2, конто
може би са малко пресилени, но полезни от практическа гледна точка.
Таблица 3.2. Оценка на минимално необходимите нараметрн на мощннте полупроводникови прибери
Стабилизатор	Биполярен мощен ключ	Мощен MOS ключ	Изправителен (ни) диод (и)
uCEO	ic	uDSS	iD	иЛ	IF Понижаващ	Ц,	иы	1М1	U* 2Р	2Р Повишаващ	U .	——	и		—	U *	I у	СТ* w to (min)	пт	(шт) Понижавашо-	2р	2Р повишаващ	Uta-U ,	——	U -U	——	U -U	I to(min)	to	(min) Обратен	1,7 СТ	10	1„ *й(|ип)	'’to (min) ПраВ	2иь	21/.	—-	Зи^. to (пип)	^м(шт) 12Р	1 2Р Противотактен	2 l/h	* °*	? и	’	7 U	I и	"	и to (айн)	to (min) 2Р	2Р Полумостов	Uit	тт	м	2 U	1 U	**	и	<м	я* to (min)	i9 (mtn) 1 2Р	2Р Мостов	Ult	'	ц	2 и	1 гт	т	гт	out	out U to (min)	U to (min)			
46
6.	Оценка на загубите и слемептите на стабилизатора (но желание).
Отпоситслпите загуби в различите блокове на ключовия стабилизатор с
ШИМ могат в известна степей да бъдат онределепи въз основа на патрупания
опит. Те, разбира се, зависят от мстодиката па проектиране, по в този етап е
достатъчно „едно добро предположение". В табл. 3.3 са дадени типичпите
стойкости па коефициента па полезно действие па всяко от основните схемни
решения и процентът на загубите в различите блокове.
Таблица 33. Приблнзителна оценка на загубите в различимте схеми
Стабилизатор	Мощен ключ		Общ при- близителен к. П.Д., %	Мощен КЛЮЧ и драйвер, %	Процент от общите загуби		
					из пр. диоди в изхода, %	индук- тивни елементи. %	ДРУГИ, %
	биполярен	MOS					
Попижаващ	X		72	42	48	5	5
		X	76	35	55	5	5
Повишаващ	X		74	55	35	5	5
		X	77	48	42	5	5
Понижаващо-	X		74	55	35	5	5
повишаващ		X	77	48	42	5	5
Обратен	X		75	44	46	5	5
		X	78	33	57	5	5
Прав	X		74	44	46	5	5
		X	77	33	57	5	5
Противотактен	X		69	50	40	5	5
		X	72	40	50	5	5
Полумостов	X		69	48	42	5	5
		X	72	40	50	5	5
Определянето на отпосителните загуби във вески блок на дадена схема се
извършва с помощта на израза
ckt)	f*in( 1
(3.13)
където rj и Р(%) са съответно различите стойкости на коефициента на полезно
действие и очакваният процент от загубите в блока (табл. 3.3).
Когато в схемата има повече от един мощни ключове, тогава раэсейвана-
та мощност във всеки от тях се оценява, като Р^^^ се умножи с 0,5 при
противотактен и полумостов стабилизатор и с 0,25 при мостов стаби-
лизатор.
Фиг. 3.17. Представяне на ключов стабилизатор като „черна кутия“
47
За оценка на разсейваната мощност Р^ в изправителпия диод на всеки от
изходите на ключовпя стабилизатор (когато те са повече от един) се използва
изразът
(314)
*out
в който Pout(n) е желаната мощност на съответния диод.
Така определените разсейвани мощности се използват за избор на типа на
полупроводниковите прибори, за оценка на необходимостта от радиатор и на
разсейваната от него мощност.
С това эавършва етапът на оценка на параметрите на стабилизатора като
„черна кутия“. Както се вижда, той дава много полезна информация.
3.5.	ИзчисляЕ-эне на индуктивните елементи
Изчисляването на индуктивните елементи е гръбнакът на едно добро
проектиране на ключов стабилизатор. Електрическото и физическото им
изчисляване имат силно влияние върху надеждната му работа. За действието и
проектирането на индуктивните елементи може да бъде написана пяла книга,
но за предпочитане е друг подход. Тъй като ключовите стабилизатори
представляват специфично приложение на индуктивните елементи, в настоя-
щата книга се предлага стройна последователност на проектирането иа тези
елементи именно за това приложение. Така се осигурява бързо проектиране,
без да е необходимо разбиране на тънкостите, свързани с различните му етапи.
Допълнителни подробности за магнитните материали са дадени в прило-
жение 4,
3.5.1.	Общ алгоритъм за изчисляване на индуктивните елементи
Една от неприятните страни в проектирането на индуктивните елементи е
неговата неточност, тъй като в най-добрия случай резултатите от него трябва
да се смятат за оценъчни. Използването им по един или друг начин ще доведе
до реално изчисление, но същевременно може да предложи никои допълнител-
ни предимства, свързани с размера на магнитопроводите, входния динамичен
обхват на стабилизатора и т.н. Необходимите компромиси са разгледани в
съответните точки по-нататък.
Общата последователност на работа за изчисляването на индуктивните
елементи е следната.
1.	Избира се магнитен материал, подходящ за конкретного приложение и
работна честота (приложение 4).
2.	Избира се формата на магнитопровода от гледна точка на приложение-
то на стабилизатора и изискванията, поставени към него (приложение 4).
3.	Определят се размерите на магнитопровода в зависимост от изходната
мощи ост на стабилизатора (т. 3.5.2).
4.	Определя се дали е необходима въздушна междина на сърцевината и се
изчислява броят на навивките на всяка намотка. След това се оценява дали
точността на изходните напрежения удовлетворява поставените изисквания и
дали намотките се събират в прозореца на сърцевината (т. 3.5.3 —3.5.7).
5.	Навиват се индуктивните елементи по начините, описани в т. 3.5.9.
48
6.	При иеследването на макета трябва да се провери правил ността на
работата на ипдуктивните елементи, п което влизат големипата на отскочите
на напрежението, стабилността и точността па изходнитс напрежения, пулса-
циите им, радиосмущснията и т.н. При необходимост се правят съответнитс
примени.
При следване на тази последователносг първоначалното проектиране на
индуктивните елементи отнема по-малко от 30 минути при наличие на
справочни данни за магнитните матери а ли.
3.5.2.	Определяне на размерите на магнитопровода
Производителите на магнитни материали използват различии методи за
определяне на размерите на магнитопровода. Някои предпочитат графики,
други просто оценяват максималиата мощност, която може да „понесе“
магнитопроводът в дадено приложение, а треги нредлагат „тайпствени"
фор му ли, в конто са смесени неподходящи измервателни единили. Тук се
дават два обобщени метода за първоначална оценка на размерите на
магнитопровода.
Методите са представени по два начина. При първия се използва проста
таблица за размера в зависимост от мощноегта, което е добро решение, ако
няма много или сложни намотки. Вторият метод е чрез начисление, определя-
що броя на навивките и дали магнитните елементи удовлетворяват изисква-
пията на службата за борба ёъс смущенията. Получените резул гати ‘ са
приблизителни, поради което трябва да се поръчат мостри от начисления и от
следващия по-голям магнитопровод. Така се избягва свенгуалната необходи-
мост от преизчисление, ако се окаже, че намотайте не се събират в прозорена
на магнитопровода.
Първи метод за определяне па размерите на магнитопровода. С помощта на
табл. 3.4 се определи обхватът на мощности за конкретного приложение.
Прсглеждат сс справочнините за тороидални магнито проводи и МРР или за
Е-Е и се избира пай-близкият или следващият по-голям размер. Поръчват сс
мостри.
Таблица 3.4. Приблнзителна зависимост на размерите па магнитопровода от мощноегта
Изходна мощност, W	Диамегьр на тороид МРР, mm	Размер на всяка страна на магнитонроводн Е-Е, E-L и т.н., mm
<5	16	п
<25	20	30
<50	30	30
<100	38	47
<250	51	60
Втори метод за определяне на размерите на мапштопровода. При този
метод първоначално се предполага, че трансформаторът е с едва намотка.
Всяка допълнителна намотка или допълнително изискване към смущенията
води до увеличаване на прозореца на магнитопровода и съответно на
размерите му. Влиянията па всички допълпителпи факторп се сумярат, поради
което се въвежда „коефициент на скалъпването14 или по-мско казано „кориги-
ращ коефициент". Той се използва за определяне па размерите въз основа на
тези при една намотка.
4 Наръчник по токозахранващи устройства
49
Първата стьпка е да се определят размерите на магнитопровода при една
намотка с помощта на израза
Ж, Л, = 0,68,1 ° Л"1*», ст4,	(3.15)
където е сечението на проводника па намотката в ст2 (вж. таблицата в
приложение 6);
Вщ^— максималната магнитна индукция в G;
f— работната честота в Hz;
— общата мощност на ключовия стабилизатор във W.
Когато се работи в метрична система (MKS — метър — килограм—секун-
да), формулата е
II/ л _0»б8Рош^м, 4
п f ’ m ’	(3.16)
където е сечението на проводника на намотката в т2 (вж. таблицата в
приложение 6);
L —максималната магнитна индукция в Т;
/—работната честота в Hz;
Р^ —общата мощност на ключовия стабилизатор във W.
След това от табл. 3.5 се определят отделяйте коригиращи коефициенти.
Общият коригиращ коефициент е
(3.17J

при което размерът на трансформатора е

(3.18)
Та&пи/в 3.5. Корвгцкаар коефшнеятн за големииата на трансформатора
Тиа	Коригиращ коефициент
Трансформатор в обратен стабилизатор Едва вторична намотка Две или повече вторични намотки Изолираии вторични намотки Оценка UL/CSA Оценка VDE Ежктрически екран	\	М 2,0 2,2 2,3 1,2 1,4 1,1
При използване на (3.15) полученият резултат е в ст4, а при използване на
(3.16)—в т4. Връзката между двете измервателни единици е
lm4 = 108cm4	(3.19а)
1 ст4 = 10“ 8 ш4.	(3.196)
В някои справочници за магнитни материали се дава параметърът
който може да бъде сравнен с начисления. Избира се магнитопровод с
най-близкия или следващия по-голям размер.
Напьлно допустимо е да се използват и методите, дадени в справочниците
на производителите на магнитни материали. Този етап от изчислението на
трансформатора дава само грубо приближение.
50
3.5.3.	Изчисляване на трансформатора в прав преобразувател
Трансформаторът в правил преобразувател има две предназначения — да
осигури галванично разделяне на изхода от входа и да повиши или намали
входното ШИМ-напрежение. Изчислението е просто, като трябва само да се
следва дадената последователпост нд работа.
В трансформатора на тези стабилизатори не се натрупва енергия освен
малкото количество, необходимо за намагнитване на материала. При изчис-
лението са важни две съображения.
1.	В процеса на работа на стабилизатора максималната магнитна индук-
ция Втах никога не грябва да приближава или надхвърля индукцията на
насищане на магнитопровода.
2.	Изчислените намотки трябва да осигуряват достатъчно точно изходно-
то напрежение в съответствие с изходните данни.
Има и други съображения, но те са вайсни при физическото проектиране на
намогките и включват загубите в тях, индуктивността на разсейване, екрани-
рането и общите размери на трансформатора. Засега те няма да се вземат
предвид.
Първата стъпка е определянето на пеобходимия брой навивки на първич-
ната намотка. За целта се използват данните от справочника за избрания
магнитопровод и неговия материал. При това трябва да се определи и
максималната магнитна индукция (вж. приложение 4). Израэът за определяне
на броя на иавивките на първичната намотка в системата CGS (сантиме-
тър —грам—секунда) е


(3.20а)
къдего Ас е ефективното папречно сечение на магнитопровода в ст2;
^in(nom) — типичната стойност на входното напрежение във V;
В-пах- максималната магнитна индукция в G (т.е. Wb/cm2). -
В системата MKS формулата е

U in (пот)
4/ВтахЛс
(3.206)
където Ас е ефективното напречно сечение на магнитопровода в mm2;
^im(nom) — типичната стойност на входното напрежение във V;
Втах— максималната магнитна индукция в Т (т.е. Wb/m2).
Някои производители на магнитопроводи използват трета система, при
конто Dc е в mm2, а Втах—в тТ. За нея формулата е
Ю9Пй(ядт)
(3.20в)

Броят на навивките на първичната намотка служи за определяне на броя на
иавивките на останалите намотки.
След това се определя броят на навивките на вторичната намотка с
най-голяма мощност. При това не може да се пренебрегав напрежението върху
51
изправителните диода в изхода. Формулата за определяне на броя на
навивките на тази намотка е
-^sec(l)
(Uout(l) + Ufwti)
	...... J
^pri ^in (minimax
(3.21)
където Uj^d e напрежението в права посока върху изправителния диод в изхода;
<5тах—очакваната максимална стойност на коефициента на запълване
(реално 0,95);
^m(min)—очакваното минимално входно напрежение.
При входно напрежение под [/(„(min) стабилизаторът престава да бъде стаби-
лизатор.
По-нататьк се определи броят на навивките на останалите вторични на-
мотки на основата на вече определените за първичната намотка. Формулата е
JV	_(^А>*(я) +	/> лу,
Л*41);---Гт---—Гт ’
където Utnaf,,) е съответното допълнително изходно напрежение;
Up—напрежението в права посока върху изправителния диод в
' съответния изход.
Получената числена стойност никога не е цяло число, докато много
магнитопровода допусках само цяло число навивки. Поради това се прави
закръгляване към най-блиэкото цяло число, което води до грешка в съот-
ветното изходно напрежение. Трябва да се провери дали тя не е недопустимо
голяма за даденото приложение на стабилизатора. С помощта на коефициента
волт/навивка на трансформатора и закръглените стойности за броя на навив-
ките се изчисляват новите стойности на изходниге напрежения. Ако за някое
от тях се получи недопустимо голяма грешка, първото, което трябва да се
направи, е да. се избере на друг тип изправителен диод с по-голямо или
по-малко напрежение в права посока. Когато това е недосгатъчно, прибавя се
едка навивка към вторичната намотка с най-голямо напрежение, преизчисля-
ват се навивките на другите вторични намотки и отново се проверява дали
грешката в изходните напрежения е допустима. Ако резултатьт и сега е не-
удовлетворителен, прибавят се навивки към първичната намотка и наново се
прави изчисление на вторичните намотки. Не трябва да се забравя, че приба-
вяне на навивки към първичната намотка води до по-малка максимална
магнитна индукция, с което се повишава сигурносгга на работа, а допълни-
телните навивки във вторичните намотки рбуславят излизане на схемата от
режим на стабилизация при малко» входно напрежение. Този итеративен
процес трябва да продължи до получаването на достатъчно малка грешка в
реалните изходни напрежения спрямо „идеалннте“ им стойности. Наличието
на такива грешки е неизбежно.
Следващата стъпка е да се определи видът на вторичните намотки. Това
се налага, тъй като в зависимост от случая може да се искат изолирани
вторични намотки, намотки със или без средна точка и една „автотрансформа-
торна“ вторична намотка, спестяваща навивки при малки изходни напрежения
(вж.фиг. 3.18).
Не трябва да се забравя, че през всяка половина на намотка със среден
извод протича половината от постоянния ток на намотката и следователи© е
необходима два пьти по-малка площ в прозореца на магнитопровода. През
най-нисковолтовата част на автотрансформаторната вторична намотка
52
Трансформатор
+ и .
Общ проводник 2
Общ проводник 2
Трансформатор
Двуп олупериодна
L2
Cat2
Общ проводник 1
Трансформатор
Със средна точка
(в)
Общ проводник 1
Фиг. 3.18. Видове вторични намотки в прав стабилизатор
а - със средни точка; б — двуполупериодна; « — изолирани вторични намотки
протича повече от един изходен ток, т.е. необходимо е преизчисляване на
сечението на проводниците.
Като последен етап на „проектирането на книга" се проверява дали на-
мотките се събират в прозореца на магнитопровода. Това се прави, като се
събират произведснията от броя на навивките и сечението на проводника на
всяка намотка и се проверява дали сумата е по-малка от сечението на проза-
реца на магнитопровода или макарата. Формулата е
(3.23)
където к е със стойкости между 1,2 и 1,4 в зависимост от това, доколко плътно
са навити намотките и каква е изолацията (т.е. каква е площта, незаета от
проводниците).
Накрая е физическата реализация на трансформатора (вж.т. 3.5.9).
3.5.4.	Изчисляване на трансформатора в обратен преобразувател
Трансформаторът в обратните преобразуватели работи по различен начин от
този в правите преобразуватели. Тук се натрупва енергия в магнитопровода по
време на протичането на ток през първичната намотка и тази енергия се
прехвърля във вторичната намотка при прекратяването на тока в първичната.
Поради това класическнтс формули за трансформираните импедаиси и за
53
коефициента на трансформация не могат да се използват непосрсдствепо. От
осповпо значение са напрежението, енергията и времевите съотпошсния.
1 Първата стъпка на проектирането е оценката на импулсната стойност па
тока, направена в т. 3.4. Също така грябва да са избрани типы на магнито-
провода и неговият материал (вж. приложение 4). За правилна работа магни-
топроводът трябва да е с въэдушна междина.
Започва се с първичната намотка, като се предполага, че докато мощният
ключ е затворен, тя представлява обикновена индуктивност. Това позволява
да се определи импулсната стойност на тока през нея
/м=-Т^=-	(3.24)
Lpri
В този израэ може да се положи to„=5 та Jf и той да се реши спрямо Lrri,
представляваща максималната индуктивност на първичната намотка. Тя е
т __^in(min)^max
pri~ w
където <3maxe максималната стойност на коефициента на запълване (обикно-
вено 0,5, т.е. 50%).
Това е най-голямата допустима индуктивност, тъй като всяка по-голяма
стойност води до излизане на схемата от режим на стабилизация при всяко
входно напрежение, по-голямо от зададената минимална стойност.
През времето, докато мощният ключ е затворен, в магнитопровода се
натрупва енергията
Т [2
(3-26)
За да се провери дали максималната мощност, която може да „понесе“
трансформаторът, е по-голяма от най-голямата изходиа мощност, използва се
неравенството
7 I2
р _^рп *рк	р	/-197ч
1 in (core)	J op out*
(3.25)
Вин аги когато магнитният поток е еднопосочен (както в случая), необходима е
въэдушна междина. Нейната големина при използване на системата CGS
(санти метър — грам—секунда) е
0,4.Ю2яЬрт/Д
Л R2
/1с-с*тах
, ст,
(3.28а)
където Ае е ефективното напречно сечение на магнитопровода в ст2;
Втах—максималната магнитна индукция в G (т.е. Wb/cm2);
При използването на системата МК S (метър—килограм—секунда) формулата с
9«Р~ A R2 ’
^с^гпах
(3.286)
където Лев т2, а Втах— в Т (т.е. Wb/m2). На основата на така изчислената
въэдушна междина се избира магнитопровод с най-близката стандартна
въэдушна междина.
54
Производителите на магнитопроводи използват параметъра AL, зависещ
от въздушната междина. Той представлява индуктивността, получена с 1000
навивки, Реализацията на желаната индуктивпост се извършва чрез изпол-
зване на формулата
Nri=1000
(3.29)
където Lpri е в mH.
Когато не е известен AL на даден магнитопровод, използва се изразът
дт __BmaJj/apfactual)
0,4л/,*
При това трябва да се внимава да не се смесват единиците от CGS (гауси и
сантиметри) и MKS (тесли и метри). Стойността на съответства на
максималната ипдуктивност на първичната намотка, която може да осигури
натрупването на желаната енергия в магнитопровода през зададения период
на повторение и при най-малкото очаквано входно напрежение. Всяка промяла
в тази стойност означава влошавапе на параметрите.
Сега се определя броят на навивките на вторичната намотка с най-голяма
мощност:
.(3.30)
*»	N^U^+U^l-»^)
J ’ «у- —	_ _	-
(3.31)
” TJ л
и infmaxr'inftx
където <5П1ах е максималният коефициент на запълване (обикновено 50%).
На тази стойност трябва да се гледа като на максималния брой навивки,
тъй като всяко тяхно увеличаване води до нарастване на индуктивността на
вторичната намотка и удължава времето за натрупване на енергия в магнито-
провода. Резултатът от изчислението никога не е цяло число навивки. Много
магнитопроводи не позволяват дробно число навивки, поради което трябва да
се направи закръгляване към най-близкото цяло число, допустимо за магни-
топровода.
Броят на навивките на останалите вторични намотки се определя както
при правил преобразувател (вж. формула 3.22). Повтаряме, че ако разликата
между получените изходни напрежения и „идеалпите" е по-голяма от допусти-
мата, необходим е итеративен процес. Той започва с отнемане на 1 навивка от
първата изчислена вторична намотка и преизчисляване на изходните напреже-
ния (като се взема предвид и напрежениего в права посока върху изправител-
ните диоди). Може да се допусне известна разлика между получените и зада-
дените изходни напрежения.
Сега се прави избор на вида на вторичните намотки. Конструкторы може
да предпочете автотрансформаторни вторични намотки (т.е. с по-малко на-
вивки и по-нисковолтови намотки) или изолирани намотки. Не е възможно
използването на намотки без среден извод или мостов токоизправител, тъй
като при обратния стабилизатор се използва еднополупериодно изправяне
(фиг. 3.19). След избора на вида на вторичните намотки трябва да се проверн
дали всички намотки се събират в прозореца на магнитонровода. Това се
прави по същия начин както при правия преобразувател.
Физического проектиране на трансформатора на обратния преобразува-
тел е критично. Ако то не се направи достатъчно добре, получават се отскоци
55
Трансформатор	Трансформатор
Обигновена	Автотрансформаторна
Трансформатор
(б)
Фиг. 3.19. Видове вторични намотки в обратен стабилизатор
а - със средна точка; б - юолирани вторични намотки
на напрежението, конто могат да намалят надеждността на полупроводпико-
вите приборы (вж. т. 3.5.9).
3.5.5.	Изчисляване на бобината на филтъра в прав преобразувате^
Такава бобина се посгавя в изхода на всеки прав преобразувател. Предназна-
чението и е да натрупва енергия и да я „предоставя“ на товара, когато мощни-
те ключове са отворени. Нейната електрическа функция е да интегрира право-
ъгьлните импулси и отдела постоянната. им съставка.
Изчислението е просто и започава с избор на магнитопровода. За тези
стабилизатори обикновено се използват тороиди от пермалой, тъй като не се
нуждаят от въздушна междина. Възможно е и използването на феритни маг-
нитопроводи с междина. В последний случай се прилага методиката от т. 3.5.2
за бобина с една намотка. Тук се дава изчисление на бобина с използвапе на
тороид от пермалой.
Първата стьпка е да се определи минималната индуктивност, осигурява-
ща зададения изходен ток. Тя е
г ___(max)
min“ 1ДГ
където иИтах) е най-голямото импулено напрежение, подадено на токоизправи-
теля на този изход;
(332)
56
Uout— изходното напрежение;
t очакваното време на изключване на мощните ключове при
най-голямото входно напрежение (една добра стойност е 80%
от \/fop);
A>w(min)~най-малкият очакван ток на този изход.
При по-малка индуктивност ще се получи нулиране за известно време на
магпитпия поток при мипималпия ток па този изход.
Изчисляването на тороидите от пермалой изисква междинно определяне
на енергията, натрупана в магнитопровода

(3.33-)
Номер
(125/0
55866
ыа тороида
55254
55206
55120
55050
55130
55040
55280
55030
55270
55020
55109
55715
55438
55930
55350
55310
55324
55548
Фиг. 3.20. Номограма за избор на магнитопровода на бобината в изходпия филтър
(L — иидуктивност в mH, 1 — постоянен ток в А). Взета от фирмата Magnetics, Inc.
57
Използва се фиг. 3.20 и тази стойност се нанася върху абсцисната ос.
Прекарва се всртикалпа линия до пресичане с първата графика. След това с
хоризонтална линия се достига ординатата, от конто се отчита номерът па
тороида. По този номер от каталога се взема Аь на магнитопровода и с
помощта на (3.29) се изчислява необходимият брой навивки. По принцип
колкото по-голям е средният ток през бобината, толкова по-малка е препо-
ръчваната магнитна проницаемост на материала.
След това се проверява дали намотките се събират в прозореца на
тороида. Заетата част от този прозорец е коефициентып на намотката
N А
.	^%=т^х100>	(3-34)
^window
където /4М,^ е сечението на проводника в in2 или т2 (вж. табл и цата за
проводпиците от приложение 6);
Awindow — площта на тороида (в in2 или т2);
N — броят на навивките.
Ако се получи над 40 — 50%, това означава, че прекалено голяма част от
прозореца се заема от намотката. Совалката на навивачната машина трябва
да може ла преминава през прозореца на тороида, което става само ако е
свободна попе половината от прозореца. Его защо в този случай се избира
следващият по големина тороид или най-близкият по-малък диаметър на
проводника. Последното ще повиши температурата па бобината поради
нарасналото й омично съпротивление.
Когато стабилизаторы' е с висока рабогна честота и значителен изходен
ток, може проводникът на бобината да е литцендрат. Той се състои от мно-
жество тънки проводници за избягване на скип-ефекта. При едно и също сече-
ние на „медта“ литцендрагът е с по-голям диаметър от едпожилен проводник.
3.5.6.	Изчисляване на бобина с взаимна индуктивност за филтъра
на прав преобразувател
При правите преобразуйатели е лесно да се направят бобини за комплементар-
ии изходи (например 5 V), като се използва един магнитопровод (фиг. 3.21).
Това има множество предимства—спестява се място, намалява се взаимното
влияние между изходите и може да се допуснат по-големи пулсации в
изходното напрежение.
Първата стъпка на изчислението е изборът на вида на магнитопровода и
неговия материал. Това се прави по аналогичен начин както при бобината на
филтъра в стабилизатор с един изход. Може да се използва както тороид от
пермалой (тип МРР —вж. т. 3.5.5), така и феритен магнитопровод (вж. т. 3.5.2).
Опре деля се необходимият размер на тороида, сумират се двата тока на
товарите, използва се подходящ проводник и за сумата от токоветё се прилага
Фиг. 3.21. Бобина в из ко дни я филтър с индуктивно евързани намотки
58
(3.33).	Прозорецът на магнитопровода ще бъде два пъти по-голям огколкото
при бобина с една намотка.
Броят на навивките на двете намотки се определя чрез изчисляване па
минималната индуктивност и на броя па навивките при миииг^алпия изходен
ток. Това се прави с помощта на (3.32) и (3.29). Другата намотка ще има сыция
брой навивки.
Двете намотки трябва да са бифилярно навити, което означава, че двата
проводника се усукват преди навиването им върху магнитопровода или мака-
рага. Това гарантира едиаквост на броя на навивките, което в случая е кри-
тично. При използване на проводници до # 22AWG (вж.табл. П6.1) добре е
стъпката на усукване да бъде около 8 mm, а при по-дебели проводници —
съответно по-голяма.
Магнитните потоци на двете намотки се сумират в магнитопровода. Тъй
като намотките са навити в обратни посоки и комплементарният изход трябва
да даде напрежения с различна полярност, началото на едната намотка съвпа-
да с началото на навиването, а на другата—с неговия край (фиг. 3.21). Ако при
свързването се обърне полярността на намотките, създаваните от тях маг-
нитни потоци ще си противодействат, което ще влоши работата на стабили-
затора.
По принцип върху бобината с взаимна индуктивност могат да се прибавят
още намотки, но аз категорично се противопоставим на това изкушепие. Ако
намотките нямат точно еднакъв брой навивки, коефициентът на полезно
действие намалява с около 1% за всяка разлика от 1 навивка. Използването на
бобина с взаимна индуктивное!' се препоръчва винаги когато е необходим
комплементарен изход. Трябва да се имат предвид методите за намаляване на
влиянието между изходите, описани в т. 3.9.
3.5.7.	Изчисляване на бобината за изглаждащия филтър
Изглаждащият филтър се използва за намаляване на пулсациите в изходното
напрежение и ток на ключовите стабилизатори и се евързва непосредствепо
след сьществуващите филтри. Той се прилага и като филтър за намаляване на
елекгромагнитните смущения в ключови стабилизатори с един източник па
входно напрежение (например батерия или разпределено захранванс).
През бобината на изглаждащия филтър протича голям постоянен ток с
насложени върху него малки пулсации. Този ток налага използването па
магнитопровод с въздушна междина. Обикновено се избират тороиди тип
МРР, конто имат разпределени въздушни междини в материала и се предлагат
с различна магнитна проницаемост. Основното правило е, че колкото по-
голям е постоянният ток през бобината, толкова по-малка е магнитиата
проницаемост на сърцевината й.
Изчисляването на бобината на изглаждащ филтър е лесно. Произво-
дителите на магнитопроводи предлагат „нормализирани криви па памагнит-
вапе“ за тороиди тип МРР (вж. фиг. 3.22). Препоръчва се относителна магнит-
на проницаемост дг^60.
Първата стъпка е да се определи необходимият диаметър на проводника.
Това се прави въз основа па средната стойност на постоянния ток през боби-
ната, след което се използва таблицата за проводниците от приложение 6. От
нея се определя диамстърът на проводника, който може да пропуске този ток.
Не е необходимо използването на литценлрат поради малката променлива
съставка на тока.
След това се използват нормализираните криви на намагнитване. Избира
се маг нитният интензитет Н така, че да е под точката от кривите, където
59
Честота» Hz
Фиг. 3.22. Криви на намагшггване (взети от фирмата Magnetics, Inc.)
60
Mai питната проницаемост започва да намалява поради насищането на маг-
нитима материал. От фиг. 3.22 се вижда, че подходяща стойност е /7 = 20Ое
(Бел.ред. Съгласно с Международпата система СИ интензитетът се измерва в
Л/m, но за целите на практиката тук са запазепн мернпте единици, изиолзваии
от автора). Като се избере отноентелна магнитна проницаемое! рг=60.
получава се разумно малка стойност на магнитната индукция.
По-натагьк слсдва един итерационен процес, в началото на който се
избира (от производствена гледна точка) коефициентът на намотката до 50% и
сс предполага, че върху магнитопровода ше има около 10 навивки. Изчислява
се заеманото място от проводниците, като се умножава сечението на избрания
проводник по 10. От справочника за магнитопроводи се избира такъв, който
има попе 2 пъти по-голям прозорец от току-що изчислената стойност.
Пьрвоначалният избор на магнитопровода сс прави, като нан-напред се
изчислява реалният брой навивгг
0,4я/„„
(3.35)
където Н е избраната магнитна проницаемост в Ое;
/—дължината на една магнитна силова линия в магнитопровода в ст;
7^, — среди а та стойност на тока през бобината в А.
Отново се проверява коефициентът на намотката, за да се види дали запълва-
нсто на прозореца е под 50% от иеговага площ. Ако не е така, избира се
следващият по-голям магнитопровод, а при ио-малко от 30 %—най-близкият
ио-малък. За този магнитопровод се иреизчислява броят на навивките. Не е
необходим литцендрат поради малката променлива съсгавка на тока през
бобината.
3.5.8.	Драйверни трансформатори за базата и гейта
Предназначение го на трансформатора в базата (или гейта) е да осигури
галванично разделяне на схемата за управление о г незамасен мощен ключ.
Изчисляването е сравнително просто, но важно за надеждната работа на целия
стабилизатор.
При изчисляването трябва да се и мат предвид няколко важни фактора.
1.	Пробивного напрежение между.конто и да са две намотки трябва да е
по-голямо от удвоената стойност на входното напрежение. Трансформаторъг
не се проверява по време на тествансто на стабилизатора, а пробив в изо-
лацията му може да има фа тал ни последний за схемата за управление на
мощния ключ.
2.	Коефициентът на трансформация трябва да се избира така, че при
отворен ключ да не се получи лавинен пробив в базата или гей га, а при
затворен ключ—да няма недопустими напрежения върху тях.
3.	Навиването трябва да осигурява добра магнитна връзка между пър-
вичната и вторичната намотка. Всяко влошаване на тази връзка предизвиква
ио-често иревключване на мощния ключ, отколкото ако той бе замасен.
Изчисляването на драйверния трансформатор е подобно на това на
мощния трансформатор в правия преобразувател. Трябва да се осигурят
условия маг нитопроводът да не се насища по време на работа. Избира се
тороид или друга подходяща- форма. Когато драйверы осигурява двуполярно
захранване на ключа, не е необходима въздушна междина на магнитопровода.
Това е с л уч аят на използването на двутактен повторится на напрежение в
първичната намотка на трансформатора. При еднополярен ток през транс-
61
форматора, получен от едногранзисторен драйвер (свързан към единия извод
па първичната намотка и съединяваш други я й извод към маса или Н-Цх). е
необходима въздушпа междина.
При изчисляването на драйверния трансформатор трябва да се има пред
вид, че точката от вторичната намотка, спрямо която се измерваг променли-
вите напрежения (променливотокова маса), има постоянно напрежение, равно
на произведение™ от средната стойност на променливата съставка и косфи-
циента на трансформация. В резултат на това при промяна на коефициента на
запълване на драйверните импулси се мени и постоянного напрежение на
променливотоковата маса. При малък коефициент на запълване се получава
малко отрицателно и голямо положителпо напрежение. С увеличаване на
коефициента на запълване „центърът на тежеегга" се премества към отрица-
телните отскоци. За избягвапе на опасността от лавинен пробив към базата
(или гейта) трябва да се включи ограничителен диод в обратно евързване. При
биполярни транзистори се препоръчват 3 последователно свързани диода
(напрежение около 2,2 V), а за мощни MOS транзистори—стабилитроп с
ценерово напрежение, не по-голямо от 18V.
Не трябва да се забравя, че трансформаторът в правия преобразувател
прсобразува импеданса от едната намотка в другата. Това означава, че при
използването на драйвер в първичната намотка с несиметричеп изход (т.е.
активно включване, пасивно изключване) ще се получи голямо време на
отваряне на мошния ключ. При двутактен повторител в първичната намотка
ще се получи по-бързо задействане на мощпия ключ, но ако транзисторите на
повторителя са маломощни, трябва да се внимава да не прегреят от размаг-
нитващия ток на магнитопровода. За избягване на опасността от тригерен
ефект („заключване на драйвера") се препоръчва чрез oj-раничителни диоди да
се отстранят отрицателиите отскоци, конто биха попаднали в изходпте па ИС.
Най-напред се избира сравнително стабилно постоянно захранващо
напрежение на ИС за управление с типична стойност между 10 и 16 V. След
това се избира в какви граници ще е папрежението на задействане на мощния
ключ. При биполярни транзистори то трябва да е между —2,5 и + IV, а за
MOS транзистори да не е извън обхвата от —18 до +15 V, като най-чесго е от
— 5 до +12V. Коефициентът на трансформация се определя от допусти-
мите граници на напрежението във вторичната намотка по формулата
(336)
 Up— j>(sec) ^A>n(sw)	.
Up-p(pri) ^CC ^sat (driver)
Проводниците са между #32 и #36AWG (вж. приложение 6), а размерът на
магнитопровода е 10 —15 mm.
Сега се избира видът на магннтопровода и материалът му. Загубите не се
взимат предвид поради малката мощност, прехвърляна от трансформатора.
Стойността на Втахтрябва да бъде около половината от магнитната индукция
на насищане при Ю0°С. Тъй като тороидите тип МРР се насищат при около
6000 G (т.е. 0,6 Т), добре е да се избере Втах около 2500 G. Феритните магни-
топроводи се насищат при около 3500 G (т.е. 0,35 Т) и за тях се избира
Bmax= 1800 G. Броят на навивките на първичната намотка при използване на
системата CGS е
N - 1Q8C/cc
4/ВтахЛс'
(3.37а)
а по системата MKS —
N =----——
4/ВтахЛс
(3.376)
62
като резултатът се закръглява към най-близкото цяло число. Първата стой-
ност се умножава с определения вече коефициент на трансформация и се
получават навивките на вторичната намотка.
При входни напрежения над 100 V между първичната и вторичната намот-
ка трябва да се навие хостафанов лист за изолация, а при повече вторичпи
намотки —и между всеки две от тях. Не трябва да се има изцяло доверие на
изолацията на проводника, тъй като тя може да се повреди при навиването му.
В зависимост от изводите на ИС за управление и вида на мощните клю-
чове се използват драйверни трансформатори с различии намотки (фиг. 3.23).
Ограничителни
диоди в обратно
свързване
рен ключ Дватд рен ключ
ключа са
отворени
Фиг. 3.23. Примери за трансформаторно свързване на драйвери към базата или гейта
а-едиотранзисторен драйвер с трансформаторно свързване (пасивно изключване); б-драйвер с трансформаторно свързване и
един MOS транзистор; «-драйвсрен трансформатор за базата с две вторична намотки; г—драйверен трансформатор за гейта с две
вторични намотки
рен ключ дМта Рен 1,1104
ключа са
отворени
(г)
63
3.5.9.	Навиване на трансформаторите в ключови стабилизатори
Физического проектиране на трансформаторите в ключови стабилизатори е
толкова важно, колкото и електрическото. При обмислянето на физическата
реализация на какъвто и да е ключов стабилизатор никога не трябва да се
забравя думата „здраво". В.случая това означава, че между намотайте грябва
да има много добра магнитна и/или капацитивна връзка. Ако трансформато-
рът няма такава връзка, резултатът обикновено е много големи отскоци на
напрежение на изводите му и значителио взаимно влияние между изходните
напрежения. Поради това физического реализиранс на трансформатора е
критично за правилната и надеждна работа на ключовия стабилизатор.
Основните фактсри, конто грябва да се имат предвид при физического
проектиране на трансформатора, са:
1.	Трябва ли стабилизаторът да удовлетворява някакви изисквания за
безопасна работа?
2.	Какъв трябва да е коефициентът на стабилизация на всяко от изходни-
те напрежения (за повече подробности вж. т. 3.9)?
При наличие на едно или повече изисквания за безопасна работа се поста-
вя изоляция (хостафанова лента) между първичната и вторичната намотки
и/или между високоволтовите и нисковолтовите (<60V) вторични намотки.
Пробивного напрежение на тези ленти е няколко киловолта, но те се разтягат
при навиването, коего намалява това напрежение. За да Издържат папрежител-
но пиво според нормите VDL (постоянно напрежение 3750 V), зрябва да се
поставят 3 слоя. Освен това VDE изисква пробивно разстояние 4 mm. Това е
разстоянието върху производна повърхност, което една електрическа дъга
грябва да премине при пробив между две изолирапи части на схемата. Освен
това намотайте грябва да са на разстояние 2 mm от стелите на макарата.
Вторият важен фактор е добрата магнитна връзка между намотайте —
решението е те да са максимално близко една до друга. Тази връзка определя
каква част от магнитите силови линии те преминава през въздуха и каква
част —през магнитопровода. Това се оцепява чрез индуктивността на разсей-
ване, коя!о се обуславя от факта, че част от магнитиия поток на намотката не
преминава през магнитопровода. Тя може да се представи като свързана
послсдователно с индуктивността на намотката. В ключовите стабилизатори
индуктивността на разсейване създава два основни проблема — големите
отскопи на напрежението в първичната намотка по време на преходния ироцес
и закъснение на този пронес във вторичната намотка по отношение на първич-
ната. И двата имат неблагоприятно влияние върху надеждността на полупро-
водниковите елементи и са източник на радиосмущения.
За ла се сведе до минимум индуктивността па разсейване, се използват
главно два начина за навиване па трансформатора. Първият се нарича бифи-
лярно навиване, при което проводниците на намотайте най-напред се усукват и
след това се навиват. Така намотките се оказват максимално близко една до
друга и взаимната им връзка е по-силна, което подпомага прехвърлянето на
фронтовете на импулсите от едната намотка в другага. Вторият начин се
нарича вмъкнати намотки и при него вторичните намотки се поставят между
двете части на първичната намотка (фиг. 3.24).
Комбинирането на двата начина зависи от конкретного приложение.
Когато няма специални изисквания по отношение на безопасността, препоръч-
ва се бифилярното навиване на първичната намотка с вторичната намотка,
осигуряваша най-голяма мощност. При повишени изисквания за безопасна
работа се използва комбинация от бифилярно навиване и вмъкнати намотки.
64
Хостафанова
лента
—:—• Първична
— Вторични
— Първична
о
Прздпазно разстояние 2 mm
Фиг. 3.24. Напречно сечение на трансформатор с вмькната намотка
Първична намотка
с целия брой навивки
и два пъти по-малко
сечение на проводника
I	Бпфилярно навито
*	вторично намотка
Ж----------------------
Първична намотка
с целия брой навивки
и два пъти по-малко
сечение на проводника
намотка
намотки
намотка
Фиг. 3.25. Схематично прсдставяне на трансформатор с вмъкнати намотки
На фиг. 3.25 е показано, че най-напред се навива едната първична намотка
с целия си брой навивки и проводник с 2 пъти по-малко сечение от изчислено-
то. Тя е в непосредствена близост до магнитопровода. След това се поставят
3 слоя хостафанова изолапионна лента с дебелина няколко десетки минимет-
ра. Върху нея са вторичните намотки, като максималната част от тях трябва
да са бифилярно навити. Така се осигурява малко взаимно влияние между
изходните напрежения. Всяка вторична намотка за променливо напрежение
над 60 V трябва да бъде изолирана от останали ге чрез допълнителна лента за
избягване на евентуален пробив. След това отново се поставят 3 слоя иэола-
ционна лента и върху тях се навива още една първична намотка с проводник с
2 пъти по-малко сечение от изчисленото. Накрая с нови 3 слоя лента се изо-
лира външната повърхност на намотките. Всякакви допълнителни намотки за
схемата за управление или контролните намотки на обратните преобразувате-
ли трябва да се поставят* между двете първични намотки. Вмъкнатите на-
мотки осигуряват по-лоша връзка между първичната и вторичните намотки,
но могат да удовлетворят изискванията за диелектрична изолация.
В трансформаторите с вмъкнати намотки се използват два метода за
намаляване на индуктивността на разсейване. Първият се състои в разполага-
не на вторичните намотки в колкото е възможно по-малка площ от прозореца
на магнитопровода. Например, ако броят на навивките на един ред няма да го
запълни изцяло, навивките трябва да са по-нарядко, за да може редът да се
разположи равномерно между двата края на намотката. Когато между две
вторични намотки трябва да има изолация, помежду им се вмъква слой от
първичната намотка. Вторият метод се състои в нзползването на многожилен
проводник с желаното сечение. Това улеснява навиванего поради по-голямата
гъвкавост на проводника и подобрява магнитната връзка. Коефициентът на
трансформация е друг фактор, който влияе върху връзката между първичната
5 Паръчник по токозахранващи устройства
65
и вторичните намотки и следователно върху индуктивността на разсейване па
първичната намотка. Колкото този коефициент е по-различен от 1, толкова
по-лоша е магнитната връзка. Тя е пай-добра при коефициент, близък до 1. В
някои случаи, например при трансформаторите в обратните преобразуватели с
прекъснат режим, може да се променя коефициентът на трансформация, без
това да влияе сериоэно върху работата на схемата. Подобряването на връзка-
та между първичната и вторичната намотка намалява разсейваната от
първичната намотка енергия. Добрата връзка между вторичните намотки
осигурява малко взаимно влияние между изходните напрежения.
Когато е необходимо трансформаторы да е с въздушна междина, препо-
ръчва се изборът на магнитопровод с междина в средното рамо. При магни-
топроводи без фабрично съществуваща въздушна междина в средното рамо
трябва да се постави немагнитен материал във веичките им рамена, т. е. да се
осигури междина и във външните рамена. В меж дин и те се получава силно
магнитно поле, което е източник на радиосмущения в околното пространство.
При междина в средното рамо намотките служат като екрап за това поле, тъй
като то индуцира в тях токове на Фуко. Това означава допълнителни загуби,
но намалява радиосмущенията.
Когато трябва да се удовлетворяват изискванията за безопасна работа,
важни са изводите на трансформатора. Необходимо е осигуряването на
достатъчно разстояние както по въздуха, така и по повърхността на макарата.
Това налага изводите на изолирани и неизолирани намотки да са на разстоя-
ние, не по-малко от 4 mm (вж. фиг. 3.26). Когато постоянните напрежения
надхвърлят 400 V, разстоянието по повърхността на макарата между изводите
на първичната намотка на стабилизатори, съответстващи на нормите VDE,
трябва да е 4 mm. Обикновено това означава, че между изводите трябва да се
оставя празно място и/или те да са от различии страни на макарата. Никога
не трябва да се смесват изводите на първичната и вторичните намотки.
Трудно е да се каже колко силно влияе физического проектиране на транс-
форматора върху работата и надеждносгта на целия ключов стабилизатор.
Простого навиване на трансформатора обикновено е най-евтино, но винаги е
грешно. Когато се поръчва изработването на трансформатора в завод, много е
Изводи на първичната намотка
Изводи на вторичната намотка
Изолационно разстояние
по въздуха и по макарата
Фиг. 3.26. Разположение на изводите на трансформатора с удовлетворяй изисквания за безопасна
работа (показан е магнитопровод Е—Е)
66
важно да се укаже точно каква трябва да е конструкцията. Производители*!^
вина 1 и сс опмтват ла убсждават клиента да използва „най-евгиния" начин за
наработка, така че разходите им по разработката да се сведат до минимум.
Получавал съм мостри па свтини трансформатори, изработени по технологии
па пропзводителите. И никога не видях секциоииран трансформатор с разде-
лени първична и вторични намотки.
Подрсждане на вмъкнатите
намотки на трансформатора
1/2 първична намотка
Вторични намотки
1/2 първична намотка
ККА . >	Л	58? >> > )tST
Фиг. 3.27. Влияние на вмъкването на намотките върху електрическите характеристики
на евърэан към мрежата обратен стабилизатор (обърнете внимание на амплитудата
и по-големня брой синусоиди на „звънепето")
Първична намотка
Вторични намотки
Подрсждане на невмъкнатите
намотки на трансформатора
На фиг. 3.27 са показами няколко характерни осцилограми, потвърждава-
щи необходимое!та от правилно навиване на трансформатор с вмъкнати
намотки, евързан към мрежата. Осцило1рамиге са смети за обратен преобра-
зувател, евързан към мрежата, който е пример за най-трудния за физическо
реализиране трансформатор.
3.6.	Изчисляване на изходните стъпала
В изходните стъпала на всеки ключов стабилизатор се включват елементите,
осигуряващи изправяието и филтрирането па промеиливото напрежение. Схе-
миге без галваничпо разделяне (понижаващ, повишаващ и понижаващо-
повишаващ стабилизатор) съдържат само мощпи ключове и съотвегното
67
изходно стьпало. Схемите с галванично разделяне са по-сложни поради
наличието на трансформатор. Тъй като става въпрос за мощно стьпало,
физического разположепие на елементпте и електрическото проектиране са
много важни и непосредствено влияят върху големината на радиосмущенията,
коефициента на полезно действие и надеждността на стабилизатора.
Използват се два типа схемни решения на изходните стьпала—за прав и
обратен преобразувател. Единствената разлика между тях е наличието в
първите на филтрираща бобина непосредствено след изправителния диод.
Тези изходни стьпала са дадени на фиг. 3.28. По принцип изчисЛенията им са
еднакви с изключение на необходимостта от кондензатор в схемата на обрат-
ния преобразувател, който „поема“ големите пулсации на тока. Тъй като те
протичат през него, могат да се видят, като се евърже токова сонда към един
от изводите му.
Трансформатор
*По желание
Трансформатор
(в)
Фиг. 3.28. Изходни стьпала на прав и обратен стабилизатор
а — прав стабилизатор със средня точка; б — изходно стьпало без средня точка (двуполупериодяо); « — обратен стабилизатор
Най-напред се избират изправителните диоди. Те могат да бъдат 3 типа—
па Шотки, бърэи и евърхбързи (вж. табл. 3.6).
Желаните средни параметри на диодите се определят в т. 3.4. Най-важни
за диодите в ключовите стабилизатори са нащкжението в права посока UF,
времето за эапушване t„ и понякога времето за отпушване trf. Стойносгиге на
всички тези параметри трябва да са колкото е възможно по-малки. Напреже-
нието в права посока оказва влияние върху разсейваната от диодите мощност.
Времената за отпушване и эапушване влияят върху мощността за превключва-
не и големината на радиосмущенията. Най-добри като изправители са диодите
Таблица 3.6. Сравнение на параметрите па изправителш диоди
Тип диод	Типични параметри			Относителна цена
	и» V	t„, ns	иЯаюл. V	
Бързи	1,2-1,4	150	1000	1,0
Свръхбързи	0,9-1.0	25-80	1000	1,4
Шотки	0,2-0,6	<10	200	1,5
68
на Шотки, но те и мат малко обратно напрежение, което ги прави приложнми
само в нисковолтови стабилизатори. Следващият (по-малко добър) избор е на
свръхбърэи ди од и, конто също имат неголямо напрежение в права посока и
малки времена на отпушване и запушване. Изборът на тези диоди е много
важен за получаването на добър коефициент на полезно действие на целия
стабилизатор, тъй като по-голямата част от неговите загуби са именно в тях.
Първата стъпка при проектирането на изходното стъпало на прав пре-
образувател е изчисляването на бобината Lo на изглаждащия филтър. Тази
проста процедура е дадена в т. 3.5.5. Тук трябва да се вземе ггредвид и едно
важно съображение—взаимното влияние между изходите. То показва доколко
се изменят изходните напрежения при промяла на един или повече от товарите.
Наличного на голямо взаимно влияние се забелязва при натоварване на изход,
обхванат от ООВ. Тогава нарастват напреженията на изходите без ООВ. На-
малявапе на взаимного влияние при правите преобразуватели може да се
постигне чрез използването в изходния филтър на бобина с индуктивно евър-
зани намотки. По такъв начин върху един магнитопровод се навиват две
бобини за получаването на равнй по абсолютна стойност изходни напреже-
пия с различна полярност (например 5V). По този начин се намалява
взаимного влияние на тези два изхода и се осигурява по-малко напрежение на
пулсациите. При нужда от подобна реализация да се използва методиката от
т. 3.5.6.
Изчисляването на капацитета на изходния филтриращ кондензатор Со е
едно и също в изходното стъпало на правия и обратния преобразувател. Този
капацитет зависи от желаната стойност от връх до връх на изходното напре-
жение на пулсациите. То има триъгълна форма и е насложено върху постоянно
изходно напрежение. Типичните му стойности при правите преобразуватели са
около 50mVp-p, а при обратните—около 150 mVp-p. Ако напрежението от
някой изход захранва схеми, чувствителни дсьм смущения, необходимо е
прибавянето на изглаждащ филтър след изходния (вж. т. 3.5.7). Капацитетът
на конденэатора в изходния филтър е
САшЦшахХ ^mln)	/1
outfniln)— TTj	’	Р • 5в/
JUripple(p-p)
където /ои((тах) е максималният ток на съответния изход в А;
пт|п — най-малкият очакван коефициент на запълване (при макси-
мално мрежово напрежение и минимален изходен ток е добре
да се приеме стойност 0,3);
riPpie (р.р)~ желаната стойност от връх до връх на изходното напрежение
на пулсациите във V.
При обратните преобразуватели изборът на подходящ кондензатор е
много важен. Това се дължи на факта, че между изправителния диод и конден-
затора няма индуктивен елемент и следователно се получават много големи
м'оментни стойности на тока. Този голям променлив ток протича през после-
дователното еквивалентно сопротивление (ESR) и последователната еквивален-
тна индуктивност (ESL) на конденэатора. Поради ESR се създават тежки
условия на работа, животът на конденэатора се скъсява и реалното изходно
напрежение на пулсациите се оказва но-голямо от теоретичната стойност,
използвана в (3.38). От своя страна ESL предизвиква допълнителни стръмни
фронтоне и отскоци в изходното напрежение. Танталовите кондензатори имат
по-малки ESR и ESL в сравнение с алуминиевите електролитни кондензатори.
69
Приблизите лиата стойност от връх до връх на тока през кондензатора в
обратиите преобразуватели е
(3.39)
Превръщането й в среднеквадратична стойност, давано от някои фирми
производители, понякога е упражнение по математика. Може приблизително
да се приеме, че средноквадратичиата стойност е 60% от тази от връх до връх.
За съжаление фирмите оценяват кондензаторите по твърде неясен’начин,
например измервайки ги със синусоидпо напрежение с честота 50/60 Hz или
използвайки обобщения параметър коефициент на загубите PD, който отчита
влиянието на тока на утечка и др. Докато фирмите се научат да дават пара-
метрите на кондензаторите по по-ясен начин, на конструктора не му остава
нищо друго, освен да използва за оценка метода на пробите и грешките, като
иаблюдава нагряването на кондензаторите и измерва тока на пулсациите през
тях. За намаляване на влиянието на ESR и ESL на даден кондепзатор той се
замества с два паралелно евързани копдепзатора с два пъти по-малък капаци-
тет. Това означава паралелно свързване и на ESR и ESL, с което стойностите
им намаляват 2 пъти. Ако токът па пулсации остава все още недопустимо
голям, използват се 3 кондензатора с една трета от желания капацитет и т.п.
Последната стъпка е подреждането на елементите на изходното стъпало,
когато то има повече от един кондензатори. Те трябва да са разположени си-
метрично и радиално около пзправителния диод и да са евързани с едпакви
пътечки от печатната платка, имащи еднаква дължина и широчина. Всяко
различие в пътечките обуславя допълнително последователно съпротивление и
индуктивност на кондензатора. Реално това означава намаляване на капаци-
тета му, тъй като токът на пулсациите нараства, и увеличаване на нагряването
му. Самите пътечки също имат съпротивление и ипдуктивност, конто се при-
бавят към ESR и ESL на кондензатора.
Паралелно на кондензатора с голям капацитет трябва да се евърже и ви-
сокочестотен кондензатор, който обикновено е керамичен с капацитет между
10 и 100 nF. Обяснението за това е, че импедансът па алуминиевите електро-
литни и на танталовите кондензатори за съставките на тока с много висока
честота е твърде голям.
С това завършва изчисляването на изходното стъпало. Физического му
реализиране е обеКт на т. 3.14.
3.7.	Изчисляване на мощния ключ и драйверною стъпало
Основното предназначение на мощния ключ е да преобразува постояннотото
входно напрежение в промепливо напрежение с широчипноимпулена модула-
ция, което може да се увеличава или намалява чрез трансформатор. Прев-
ключването на ключа между наситено и запушено състояние не е тривиално.
Ако работният режИхМ не се подбере внимателно, така че да е в областта на
безопасна работа (ОБР), сигурпо ще се получи повреда в процеса на експлоата-
цията. Това задължава конструктора да бъде много внимателен при определя-
не на режима на работа на мощния ключ. Но дори при прецизното му задаване
и при подходящо драйверно стъпало той си остава най-капризният елемент в
ключовия стабилизатор.
70
Използват се два основни вида мощни ключовс, като класическият се
рсализира с биполярен транзистор. От началото на 80-те години той все повече
се измества от MOS трапзисторитс и то главно за осигуряване па малка и
средна мощност, В областта на големите мощности все още се използват
предимно биполярните транзистори, като напоследък популярност придобиха
биполяриите транзистори с изолиран гейт (IGBT). Те са хибрвд между нежите
и старите технологии на производство на мощни ключове.
3.7.1.	Драйвсри за мощни биполярни транзистори
Мощният биполярен транзистор се управлява с ток. За реалната му работа
като ключ той трябва да се насища или да бъде близо до насищане. За целта е
необходим достатъчно голям базов ток (вж. фиг. 3.29)
’	О-40)
“FEE(min)
където 1В е базовият ток на наситения транзистор;
^с(тзх) — максималният очакван колекторен ток;
^FE(min) — минималният коефициент на усилване по ток на транзистора
според каталога.
Сыцествуват два вида драйверни стьпала за биполярни транзистори. На
фиг. 3.30 е дадена схемата на драйвер с фиксиран базов ток, който осигурява
транзисторът да е паситен през цялото време, докато е включен. Тъй като
колекторният ток е почти винаги по-малък от максималната очаквана стой-
ност, транзисторът обикновено е прекомерно захранен. По принцип наситеният
транзистор има голямо време на запушване. Използва се парамегърът време
на разсейване (ts), което е времето от подаване на „запушващ“ сигнал на базата
до началото на намалявапето на колекторния ток. През това време напре-
жението колектор—емнтер продължава да поддържа наситеното състояние на
транзистора. Наличието на време на разсейване палата ограничиваю на
максималния коефициент на запълване на импулсите на стабилизатора.
Изискванията към драйвера са да осигурява бързо изменение на базовия ток
(подаване или прекъеване) и неголямо отрицателно напрежение база—емнтер.
Принципы на реализация на драйверите с фиксиран базов ток е да оси-
гуряват този ток от сравнително нисковолтов източник (3—5V), реализиран
обикновено чрез допълнителна намотка на мощния трансформатор. При това
последователно с базата трябва да има резистор (R2 на фиг. 3.30) със съпро-
тивлеиие от порядъка на 100Q. Предназначението му е да ограннчи постоян-
ния базов ток по време на отпушването и эапушването на транзистора. Пара-
лелно на резистора се включва малък кондензатор (около 100 pF), наречен
ускоряващ кондензатор. Предназначението му е да осигури стръмно нараства-
не и намаляване на базовия ток при отпушването и запушването па трапзис-
1 ора, с което се съкращават времената на преминаването му от едното състоя-
ние в другого и се намалява опасността от вторичен пробив и натрупване на
токовп носители. БаЗовият ток на отпущения мощен транзистор завнеи и от
колек горния резистор на транзистора в драйвера (И1 от фиг. 3.30). Напреже-
пието база—емитер на мощния транзистор може да се наблюдава с осцило-
скоп. При запушен транзистор то трябва да има малка отрицателна стойпост,
ко ято да не надхвърля максимално допустимого напрежение база—емитер
(обикновено равно на 5V).	*
71
Опростена еквивалентна схема
Фиг. 329. Времедиаграми на мощен биполярен транзистор в ключов стабилизатор с ШИМ
72
Q1-2N3904 или еквивалснтсн
ЛЗ«62О, 1/4 W
Я2»100П, PD=I*.R2
Ucr—1,0 V
Я1«——-
-R2
верига
Р ^l2 R]
1 E>(R I) ~ * В * А
(а)
R3«64fl, 1/4W
R1 и R2 - вж. по-горе
ЯЗ»62Я, 1/4 W
(б)
. Л
ЕЧ1Ч»~ д
R2 - вж. по-горе
(в)
Фиг. 3.30. Драйвери с фиксиран базов ток
а — квазнпротивотагген повторится на напрежение; 6 - противотактен повторится на напрежение; в — с трансформаториа връзка
(п2/и1)Лв
Вторият тип е драйвер с пропорционален базов ток (фиг. 3.31), който
осигурява работа на мощния транзистор малко преди или точно в наситеното
състояние. Резултатът е по-голямо напрежение колектор—емитер отколкото
при драйверите с фиксиран базов ток. но времето на превключване е 100—200
ns, т.е. 5 — 10 пъти по-малко отколкото при фиксиран базов ток. Практически
драйверите с пропорционален базов ток се използват в стабилизаторите за
големи мощности, а тези с фиксиран базов ток —за евтини стабилизатори с
малка или средна мощност.
73
DI, D3, D4 - 1N4148
D2 - свърхбърз диод
с IFxIB и URfD2)> UCE
ЯЗ«62П, 1/4 W
К2»100Я, PDxIB.R2
Rix
-R2
Ц*~1ДИ
^B
P ~ I* R1
Маса на силовата
верига
(б)
Фиг. 3.31. Драйверп с пропорционален базов ток
а — схема на БеЙкър; б - схема с трансформаторна връзка
Последният проблем е за стойността на напрежението, което осигурява
баэовия ток. Тъй като емитерният преход е подобен на диод в право свързване,
максималното напрежение (7ВЕ е между 0,7 и 1V. В идеалния случай е
достатъчно да се използва източник на напрежение със средна стойност между
2,5 и 4V. При по-големи напрежения се увеличава разсейваната мощност в
базовата верига.
При първоначалното пускапе на схемата трябва внимателно да се снемат
осцилограмиге на токовете и напреженията на мощния транзистор и да се
провери дали не се излиза извън граииците на ОБР. Сега е моментът да се
правят промени в стойностите на елементите с цел подобряване на рабогата
на зранзистора като ключ, тъй като разсейваната върху пего мощност е около
40% от общата разссйвана мощност на стабилизатора. Схемитс на драйвери за
бнполярни транзистори от фиг. 3.30 и 3.3J са примерки и представляват много
добра основа за по-нататъшна работа на конструктора.
74
3.7.2.	Работа на MOS транзисторите и IGBT като мощен ключ
MOS транзисторите вече имат голямо приложение като мощни ключове.
Цената им и разсейваната мощност върху затворения ключ са сравними с тези
на биполярните транзистори в повечето приложения, докато времето на
превключваие е 5—10 пъти по-малко. ПроектираиЫ Ю С TJV 8
по-лесно. В мрежови мощни токозахранващи устройства се използват IGBT,
тъй като работят при високи напрежения и с големи токове, а управлението им
е аналогично на това на MOS транзисторите. Всички сведения, дадени в тази
точка за захранванего на MOS транзисторите, са в сила и за 1GBT.
MOS транзисторите представляват из точпици на ток, управлявани с нап-
режепие. За отпушването им и протичането на максималпо възможиия
дрейнов ток е необходимо подаването на достатъчно напрежение гейт-сорс.
Типичната му стойност е 10V, но може да достигне 20 V без опасност от
повреда.
Между гейта и сорса има значителен паразитен капацитет (между 900 и
2000 pF), а в отпущено и запушено състояние на транзистора токът на гейта е
само няколко nA. Драйверното стьпало трябва да може да работи с чисто
капацитивен товар, което означава да осигурява бързо зарежданс и разреж-
дане с големи токове при малък постоянен ток (фиг. 3.32). Най-доброго
решение за драйвера е той да има две части, осигуряващи поотделно работата
на от ворения и затворения ключ. Това се постига чрез противотактен емитерен
повт орител. Много от интегралните схеми за управление на MOS транзистори
съдържат в изхода си такова стьпало и могат непосредствено да се свързват
към гейта. По-старите ИС са с „непълно** изходно стьпало, но то лесно може
да бъде „допълнено" с външни елементи (фиг. 3.33а). При използването па
противотактен емитерен повторител леспо се постигат времена на прсвключ-
ване от порядъка на 50—100 ns. Когато работната честота на ключовия
стабилизатор е над 300 kHz, между изхода на ИС за управление и гейта трябва
да се евърже противотактен емитерен повторител с дискретпи елементи
(фиг. 3.34). В противен случай при високи температури изходът на ИС ще се
натовари по мощност.
Гейтът трябва да се захранва от нискоомен източник на напрежение. Това
налага в близост до драйвера да се евърже достатъчно добър филтриращ
кондензатор (С от фиг. 3.34).
В MOS транзисторите не се наблюдава вторичен пробив или патрупване
на токови носители, но има други проблеми, конто трябва да се вэемат
прсдвид. Първо, превключвапето нм е толкова бързо, че типичнитс паразитни
индуктивности на трансформатора и монтажа обуславят големи отскоци на
напрежението, който могат да ги повредят. За намаляване на скоросгта на
превключваие се препоръчва да се евърже резистор последователно с гейта.
Сьпротивлението му не трябва да надхвърля 50 Q, тъй като между дрейна и
гейта на MOS транзисторите има динамичен капацитет 80—150 pF. Чрез
своето действие капашггетъг се „противоиоставя“ на напрежението на гейта и
предизвиква получаването па „плато“ във времедиаграмата му. При значи-
телен изходен импеданс па драйвера се получават паразитни осцилации па
MOS транзистора по време на включвапето и изключването му. Това рязко
увеличава разсейваната мощност при превключването и може да доведе до
повреда на MOS транзистора поради прегряване.
75
Опростела еквпвалентна схема
Символично означение
Напрежение
гейт —соре
Ток на 1ейта
Напрежение
дрейн-соре
Дрейнов ток
Време
Фиг. 3.32. Времедиаграми на мощен MOS транзистор в ключов стабилизатор с ШИМ
76
Схема за управление
J?l = jR2=lkfl
Маса на силовата
верига
(а)
Маса на драйвера ♦
верига
(б)
R1 между 10 и 50 fl;
K2«lkfl
Маса на силовата
верига
(в)
Фиг. 3.33. Драйвера за монши MOS транзистори
а - захранване от „непьяно" изходно стъпало; б — захранване о г противотактен емитерен повторится;
« - схема с трансформаторна връзка
Драйвсрните стъпала от фиг. 3.33 и 3.34 са типични примери и прсдстав-
ляват добра основа за по-нататыина работа на конструктора.
Съвременните 1GBT представляват комбинация от мощен MOS транзи-
стор на входа (гейта) и „незаключваем“ тиристор на изхода (между колектора
и емитера). Еквивалентната схема на един IGBT е дадена на фиг. 3.35. Вре-
мената на превключването му са около 500 ns, което е повече отколкото на
мощннте MOS транзистори, но по-малко в сравнение с мощни съсгавни
77
Маса на силовата верига
Фиг. 3.34. Буфериране на интегралната схема за управление при работа на MOS ключа при високи
честоти или при транзистори с голям капацитет CGS
(Л - 2N3904 или подобен;
Q2 - 2N39O5 или подобен;
J?C<5OQ
Фиг. 3.35. Еквивалентна схема на IGBT
Ток на дрейна (колектора), А
Фиг. 3.36. Сравнение на напреженията върху затворен ключ с MOS транзистор,
биполярен транзистор и IGBT
78
биполярни транзистори или транзистори, управлявани с фиксиран базов ток.
IGBT се прспоръчват при изходна мощност над 500 W, където представляват
добър компромис между бързина на превключването, напрежение па насищаие
и мощност в управляващата верига (вж. фиг. 3.36). Схемите за управление па
IGBT са сьшитс капо за мопши MOS транзистори (вж. фиг. 1Н).
3.8.	Избор на интегралната схема за управление
В основата на управлението на всеки ключов стабилизатор е едва ИС за
управление. Най-простите ИС съдържат температурно-компенсиран източник
на опорно напрежение, усилвател на грешката за осигуряване на неизменно
изходно напрежение, ШИМ-преобразувател и изходно стъпало (или стъпала).
Изборът на подходяща ИС за управление зависи от зададените основни
функции на стабилизатора и от допълнителните възможности, конто тя
предлага.
Съществуват три основни начина за управление на ключови стабилиэато-
ри—управление с напрежение, шоково управление и управление с променлива
честоша. Основният метод е управление с напрежение (фиг. 3.37). Схема,
основаваща се на този метод, може да бъде разпозната (макар и невинаги) по
наличието на компаратор след усилвателя на грешката. Компараторът срав-
нява изходното напрежение на усилвателя с линейно изменящото се напреже-
ние върху времезадаващия кондензатор. Два са основните недостатъка на този
метод—липсата на защита срещу недопустими отскоци на тока (поради
насищане на магнитопровода) и наличието на “бавна“ входна преходна
характеристика. Обикновено изходът на тези ИС не може да управлява непос-
редствено мощни MOS транзистори.
Схемата за токово управление съдвржа допълнитслна верига за промеп-
ливотокова ООВ, прибавена към сыцествуващата ООВ по напрежение. Раз-
познава се по това, че на единия вход на компаратора е подадено изходното
напрежение от усилвателя на грешката, а на другия вход—напрежение, про-
порционално на моментната стойност на тока през мощния ключ. В резултат
79
ut
Фиг. 3.38. Токово управление
на това ИС „улавя“ всяко нежелателно насищане на магнитопровода или
отскок на входното напрежение. Следователно ключовите стабилизатори с
токово управление са по-издръжливи и „устояват" на много въздействия,
конто обикновено предизвикват повреда. Схема за токово управление е дадена
на фиг. 3.38.
Третата трупа са схемите за управление с променлива честота. Те се
разделят па схеми с фиксирано време на включване, схеми с променящо се
или фиксирано време на изключване и схеми с променящо се време на включ-
ване. Обикновено намират приложение в квазирезонансни стабилизатори, но
могат да се използват и в ключови стабилизатори с ШИМ. При тях на изхода
на усилвателя на грешката е евързан генератор, управляван с напрежение
(ГУН), след който има чакащ мултивибратор. Всички тези схеми са
разновидности на управление™ с напрежение и имат лоша преходна характе-
ристика на входа. За реализацията на управление с променлива честота може
да се използва една от следниге три ИС — /zA78S40, МС34063 и МС34163.
При метода на чакащия генератор се използват импулси с фиксирана продъл-
жителност, която може да бъде надхвърлена при недопустимо голям ток.
Изходното напрежение се стабилизира чрез промяна на времето на отваряне
на ключа.
Последният фактор при избора на ИС за управление е дали в нея е вграден
или не мощен ключов транзистор. Вече съществуват ИС с такъв транзистор за
максимален ток между 0,5 и 5 А и пробивно напрежение до 800 V. Използвапе-
то на такава ИС премахва необходимостта от външен мощен ключ и съответ-
но намалява цената на стабилизатора.
Йзборът на схемата за управление трябва да е съобразен с изисквапията,
поставени пред стабилизатора. Например кои възможности трябва да се
осигурят от схемата за управление и кои —от останалата част. Внимателно
трябва да се избере прагът на аварийно задействане на ИС при намаляване на
захранващото я напрежение—безсмислено е прагът да е 16 V, когато захранва-
щото напрежение е 12 V. В табл. 3.7 са дадени най-масово иэползваните ИС за
80
Таблица 3.7. Интегрални схеми за ключови стабилизатори
ИС	Техноло- гия	Брой изходи	Възможности					Изходен драйвер	
			токова защита	бърз старт	защита	синхро- низация	ниско- волтова защита	едно- транзис- торен	противо- тактен
Управлявшцо налреженне
МС34060	Бипол	1	X			X	X	
NE556O	Бипол	1	X	X	X	X	*	X	
NE5561/8	Бипол	1	X				X	
NE5562	Бипол	1	X	X	X	X		X	
SG3524	Бипол	2	X	X			X	
TL494 SG3523	Бипол	2	X	X			X	
или МС34023 SG3525	Бипол	1	X	X	X	X	X		
или	Бипол	2	X	X	X	X	X		
МС34025				Управляванн с ток				
МС34065	Бипол	2			X	X		X
МС34129	CMOS	1		X	X	X	X		X
S191xx	HVC	1		X		X		X
/iA74S40	Бипол	1						X
UC384x SG3523	Бипол	1				X		X
или МС34023 SG3525	Бипол	1		X	X	X	X		X
или МС34025	Бипол	2		X	X	X	X		X
ИС	Нисковолтови с вгряден мощен ключ				И мп у леей ток на ключа, А
	Вид управление	V	р	W жг(тм)’	За схем»	
LT1070	I	60	5	Повишаваща	1,5
МАХ630	G.O.	16,5	5	Повишаваща	0,4
МАХ638	G.O.	16,5	3	Понижаваща	0,5
МС34063	G.O.	40	5	Понижаваща	1,5
МС34163	G.O.	40	8	Понижаваща	3,0
МС34166	и	40	10	Понижаваща	5,0
МС34167	и	65	12	Понижаваща	7,0
pA78S40	GO.	40	5	Понижаваща	1,5
V
и на ключови стабилизатори. За повече подробности трябва да се използват
справочники.
3.9.	Изчисляване на веригата на 00В по напрежение
Единственото предназначение на веригата на ООВ по напрежение е да
поддържа неизменна стойността на изходното(ите) напрежение(я). Проблеми
при използването й предизвикват преходните пронеси при превключваие на
товара, точността на изходното(ите) напрежение(я), наличието на повече от
един иэходи и галваничното разделяне на изходите. Всичко това може да
6 Нарьчник по токозахранващи устройства
81
изглежда кошмарно за конструктора, но ако е ясна целта на проектирането^
лесно може да се намери мястото на всяко от* тези изисквания.
В основата на веригата за ООВ по напрежение е операционен усилвател с
голям коефициент на усилване, наречен усилвател на грешката. Неговото
предназначение е просто да усили разликата между две напрежения и да
осигури сигнал на грешката. В стабилизаторите едното от тях е опорного
напрежение, а другого е пропорционално на изходното напрежение. В процеса
на работа частта от изходното напрежение би трябвало да е равна на опорного
напрежение, за да се получи нулево изходно напрежение от усилвателя на
грешката.
Основните изисквания към усилвателя на грешката са да има голям
постояннотоков коефициент на усилване, осигуряващ добра стабилност на
изходното напрежение, и широка честотна лента, гаравтираща добър преходен
процес при бърза смяна на товара. Постигането им изисква използването на
верига за честотна компенсация, разгледана подробно в приложение 2.
Пример за използването на проста ООВ по напрежение е. ключов стаби-
лизатор с един изход без галванично разделяне. Проектирането му е твърде
просто, ако не се вземе предвид веригата за честотна компенсация. Нека
приемем, че е необходимо стабилизирано изходно напрежение 5V и се из-
ползва вграденото в ИС за управление опорно напрежение със стойност 2,5 V
(фиг. 3.39). Най-напред се избира токът през делителя на изходното напрсжр-
ние. Съпротивлението в горного рамо ра този делител е добре да бъде между
1,5 и 15 кЦ за да се улесни по-нататъшното изчисляване на честотна-
та компенсация на усилвателя на грешката. Приема се токът на делителя да е
1 mA, при което съпротивлението на долния резистор на делителя е
Използва се стандартната стойност 2,7 kQ от 5 %-овия ред, поради което
действителният ток на делителя е
2,5 V
2,7 Ш
= 0,926 mA.
I
82
Съпротивлението па горпия резистор на делителя с
*2
5V —2,5V
0,926 mA
2,7 кО.
С това завършва изчислението на делителя. По-нататък трябва да се прибави
честотната компенсация за осигуряване на желаната честотна лента.
Често се реализират повече от един изходи. В този случай важно значение
има взаимното влияние между изходите. То се определи като промяна на едно
или повече от изходните напрежения в резултат на изменение на товара в един
или няколко от остана лите изходи. Практически е неикономично да се прилага
ООВ към всички изходи на един ключов стабилизатор, т. е. част от изводите
му се оставят без ООВ. В резултат на това при увеличаване на консумирания
ток от изхода с ООВ напрежението на останалите изходи нараства. Същевре-
менно при увеличаване на консумацията от изход без ООВ неговото напре-
жение намалява, докато напрежението в изхода с ООВ остава непроменено.
Например нека разгледаме един типичен стабилизатор с изходни напрежения
+ 5 V и ±12 V. Когато на изхода за +5 V токът се променя от половината до
цялата максимална стойност (товарът се увеличава двукратно), напреже-
нието + 12V се увеличава на +13V, а — 12V— на —14,5 V. За намаляване на
взаимното влияние трябва да се използват бифилярно навити вторични на-
мотки. С тях всяка промяна в напрежението на изход без ООВ оказва влияние
чрез трансформатора върху изхода с ООВ. В правите преобразуватели може
да се получи много малко взаимно влияние чрез иэползването в изглаждащия
филтър на бобина с взаимна индуктивност. Известен е и друг прост начин за
намаляване на взаимното влияние, който трябва да се използва винаги когато
е въз можно. Той се нарича ООВ на повече изходи и се реализира чрез използва-
нето на резистивен делител като суматор на ток и свързване по един резистор
между всеки от изходите за положителни напрежения и входа на усилвателя на
грешката. Конструкторът трябва да прецени кои от изходите трябва да имат
най-стабилно,напрежение и да разпредели тока през техните делители.
Като пример ще бъде разгледан ключов стабилизатор с изходни напреже-
ния + 5V, +12V и — 12V. Тъй като обикновено напреженията +12V са за
операционни усилватели, сравнителио нечувствителни към промени на захран-
ващите им напрежения Ucc и UEE, не е необходимо тези напрежения да бъдат
особено добре стабилизирани. Може да се използва примерът от началото на
тази точка, в който = 2,7kQ и токът през делителя е 0,926mA (вж. фиг. 3.40).
Най-напред се разпределят токовете от двата изхода, като се има предвид, че
по-малък ток от даден изход означава по-малък коефициент на стабилизация
на този изхрд. В случая се приема 70% от тока да се взема от изхода +5 V и
30 %—от изхода +12V. Получава се
R _ 5V —2,5V
2 0,7x0,926 mA
=38560
и се взема стандартната стойност 2,7 кО. Резисторът към изхода +12V е със
съпротивление
12V—2,5V
R3 = „ nnZ л= 34197 О
3 0,3 x 0,926 mA
с най-близка стандартна стойност 33 кО
83
Фиг. 3.40; Прилагане на ООВ към повече изходи
Ползата от този метод е голяма—при промяна на тока от изхода +5 V от
половината до цялата макси мална стойност напрежението +12 V нараства на
+ 12,25 V, а — 12V—на —12,5 V. Подобрението на стабилността на изходните
напрежения е в сила при произволни промени на тока.
Последният тип ООВ е тази с галванично разделяне. Тя се използва, кога-
то входното напрежение може да е опасно за човека (над постоянно напреже-
ние 60 V). Реализира се, като между „опасната" силова верига и частта от
схемата, използвана от оператора, се свърже оптрон. Неговият коефициент на
предаване Ctrr зависи от температурата и се променя с времето. За компенси-
ране на тези изменения и избягване на необходимостта от потенциометър (за
донастройка) усилвателят на грешката се свързва към изхода на оптрона. Така
оптронът се оказва във веригата на ООВ и усилвателят на грешката
компенсира измененията на параметрите му. Като такъв усилвател обикнове-
но се използва интегралната схема TL431, която има температурно компенси-
ран източник на опорно напрежение и усилвател в корпус с 3 извода. Собстве-
ната й постояннотокова консумация е 1 mA, но при наличие на изходен ток тя
нараства.
Една типична схема с галванично разДеляне чрез оптрон е дадена на
фиг. 3.41. Използвана е ИС за управление UC3843P. Входът на вградения в нея
Интетрална схема UC38&P (пример)
Маса на входа
I
I
I
I
МОС8Ю1
I
I
I
Изолация
Фиг. 3.41. Пример за схема на ООВ
по напрежение с оптрон
84
усилвател на грешката е свързан така, че изходът е с висок потенциал. Съпро-
тивлепияга на резисторите £ не са от значение (например по 10 kQ). Към
извода за честотна компенсация е свързан вграденият в ИС генератор на ток
1 mA и при максимално изходно напрежение потенциалы на този извод е
+ 4,5V.
Импулсите с ШИМ се получават на извода за честотна компенсация чрез
токов суматор. Резисторът е поставен, за да ограничи изходния ток на
извода за честотна компенсация до стойност, значително по-малка от 1 mA, с
което вграденият генератор на ток работи практически на празен ход. Най-
тежкият случай е при максималното изходно напрежение и за него минимал-
ният ток е
(/b(min) ~ Id (max)	~ 1,2 mA X 130 % — 1,56 П1А.
Той определя
*1
0,5 V
1,56 mA— 1 mA
= 892fl,
като за сигурна работа се избира 820 Q. За достигане на минималното изходно
напрежение +0,3V през транзистора на оптрона трябва да протече по-голям
ток със стойност
_4,5V —0,3V
/КтаЯ” 820 Q
5,12 mA.
Съпротивлението на резистора R2 се определя, като се вземат предвид напре-
жението върху светодиода на оптрона и изходното напрежение на TL431 и е
K2=5V-(.M.v+2-SV)=2i4a
5,12 mA
Избира се стандартната стойност 200 Q.
Съпротивленията на резисторите в изходния делител са същите както в
предния пример, поради което тук трябва да се прибави само веригата за
честотна компенсация на усилвателя на грешката (вж. приложение 2). Необхо-
димо е да се има предвид, че определянето на производствените толеранси и
температурния дрейф е много важна част от изчислението на ООВ с галванич-
но разделяне. Понастоящем производственият толеранс на С^. на оптроните е
300%, което може да наложи прибавянето на потенциометър към схемата. В
примера е избран оптроны МОС8Ю2 именно поради малкия толеранс на Ctrr.
Също така е необходимо опорното напрежение да е с температурна компенса-
ция, на което отговаря TL431.
Необходимостта от достатъчно малки различия в изходното напрежение
на различните екземпляри от стабилизатора налага настройка на опорното
напрежение с не повече от 2% и използването на резистори в делителя на
напрежение с производствен толеранс 1 %. Грешката в изходното напрежение
поради тези фактори се прибавя към грешката, дължаща се на неточности в
навивките на трансформа гора.
Съществуват множество схемни решения на веригата на ООВ по напре-
жение, но тук са дадени само най-простите, тъй като те са с най-голямо при-
ложение.
85
3.10.	Изчисляване на пусковата верига
и постояннотоковото захранване на ИС
Тази верига осигурява захранващото напрежение на схемата за управление и
драйвера на мощния ключ и понякога се нарича пускова схема. Тъй като
консумираната от нея мощност представлява загуби, важно е работата на
схемата да бъде колкото може по-ефективна.
Пусковата схема се оказва важна при голямо входно напрежение. Когато
то е над 20 V, ИС за управление и мощният ключ не могат да се захранват
непосредствено от това напрежение и пусковата схема е задължителна. В
основата си тя представлява последователен или паралелен линеен стабилиза-
тор, осигуряващ сравнително неизменно захранващо напрежение за схемата за
управление й драйвера на мощния ключ.
При първоначалното включване на токозахранващото устройство или
подаване най-напред на входното напрежение протича пусков ток. Максимал-
но допустимото напрежение на пусковата схема трябва да е по-голямо от
най-голямото очаквано мрежово напрежение, включи гелио всякакви отскоци,
конто успяват да преминат през входния противосмутителен филтър. Функ-
циите, конто пусковата схема трябва да изпълнява, т. е. начинът й на действие,
зависят от изискванията към системата като цяло. Типични функции са:
1.	Да се запазва работоспособността на схемата за управление и мощния
ключ при късо съединение в изхода на стабилизатора и незабавно да се
възстановява работата му след премахване на късото съединение.
2.	При късо съединение в изхода му стабилизаторът той да преминава в
прекъснат режим и да излиза от него след премахване на късото съединение,
3.	При късо съединение стабилизаторът изцяло да се изключи от
мрежата. Входното напрежение трябва да бъде изключено и отново включено,
за да сс възстапови работата на стабилизатора.
Първите два начина на действие са общоириети за пусковитс схеми и се
препоръчват, когато някои от захранваните блокове са отдалечени, например
телефонии системи или такива с модулна структура, както и в случаи па
опасност от късо съединение в изхода поради невнимание на сервизния техник.
Цялостното изключване се прилага при важни уреди, където нарушаването на
нормалната работа може да е пагубно за уреда или оператора.
За приложения, където не е важно слабого увеличаване на раэсейваната
мощност, е типично използването на паралелен параметричен стабилизатор
(фиг. 3.42). Той непрекъснато консумира ток от източника на входното
нестабилизирано напрежение, дори в чакащрежим на ключовия стабилизатор.
Прекъснат режим се получава, когато токът от параметричния стабилизатор е
по-малък от необходимия за схемата за управление и драйвера (около 0,5 mA).
При достатъчно голям ток от параметричния стабилизатор (10— 15 mA) и късо
съединение в изхода ключовият стабилизатор влиза в режим на токоограни-
чение. Когато късото съединение бъде премахнато, нормалната работа
веднага се възстановява. Разликата между тези два режима е в раэсейваната от
параметричния стабилизатор мощпост. Друго важно изискване е големината
на хистерезиса на схемата за нисковолтова защита, вградена в ИС за управле-
ние. За осигуряване на прекъснат режим е необходим голям хистерезис, тъй
като в противен случай има опасност този режим да продължи и след
премахване на късото съединение. Необходимо е използването на голям
филтриращ кондензатор (над 10/iF) в захранването на ИС, който да осигури
работата й до достигане на захранващото я напрежение до нормалната му
стойност.
86

Вт ори проводник на входа
R:R^ Е7*”1* Um
start + ^ffZ(aau)
Pd ^Лл(тж1) * start + ^DZ(rnin))
Стабилитрон DT: мощност 500mW,
напрежение на пробив >"а»““ИС
Фиг. 3.42. Парамегричен стабилизатор за схемата за управление
При ключовите стабилизатори с мрежово захранванс, където не моя» да
се пренебрегне мощността, разсейвана поради непрекъснатата консумация на
ток от пусковата схема, се препоръчва нулиране на тока в чакащ режим. Едва
след навлизането на ключовия стабилизатор в установен режим ИС за
управление и драйверът започват да се захранват от допълнителната вторична
намотка на трансформатора. В резултат на това се получава коефициент на
полезно действие около 75% срещу 5—10% в предишния случай. Схемата на
свързване е дадена на фиг. 3.43. Тя представлява високоволтов линеен
стабилизатор с токоограничение. Нулирането на изходния му ток се осигурява
чрез подаване на обратно напрежение на диода в емитерния преход на
транзистора по време на чакащия режим. Използва се усилвателен транзистор,
чието UCEO трябва да е по-голямо от максималното входно напрежение. Почти
цялата разсейвана мощност се отдела върху колекторния резистор, тъй като в
чакащ режим през емитерния преход и стабилитрона протича мальк ток.

Вторя проводник на изхода
Rl:	U—
^DZ(wa)
R2: R2» U^~ Udz.
atari
Di: 1N4148	D2: MUR1X0
Стабилитрон Dz: мощност 500mW,
напрежение на пробив>Ucc^Ul на ИС
ei: Ucso>u^, /с~300тА
Фиг. 3.43. Високоволтов линеен стабилизатор в пускова схема (работа само по време на пускането
и в режим на. токоограничение)
Конструкторы трябва да избере дали ключовият стабилизатор да преми-
нава в прекьснат режим или при късо съединение схемата за управление и
драйверът да продължават да работят. Това се постига, като чрез избор на
колекторния резистор се задана ток 0,5 или 15 mA, определял^ съответния
режим.
На фиг. 3.44 е показана разновидност на този метод, наречена схема за
изключване при претоварване. Тук пусковата схема представлява високоволтов
мултивибратор, реализиран с дискретни елементи, който се задейства само по
време на включването на стабилизатора и е в чакащ режим по време на
нормалната му работа. В режим на претоварване се.иэключва захранването на
87
К1 л 220 Q
I ft art
1
T »------
" ЯЗ.С1
DI: 1N5253A
D2: 1,3 Ucct . v 500mW
QI e мощен MOS c ию>и,^
Фиг. 3.44. Схема за изключване при претоварване
ИС за управление и драйвера. То се възстановява чрез изключване и повторно
включване на входното нестабилизирано напрежение.
Описаните схеми работят сравнително добре, но има и множество
варианти на същия принцип. Ако се използват някои от тях, не трябва да се
эабравя, че през времето на включване на ключовия стабилизатор той работи
в най-тежък режим. Това е причината за възникването на най-много повреди
именно по време на пускането. Особено критична е последователността на
подаване на различните захранващи напрежения. Винаги захранването на
драйвера трябва да се приложи преди започването на работата на ИС за
управление. В противен случай мощните ключове няма да могат да се насищат
и има опасност от повредата им поради прегряване.
Друг фактор е максималното работно напрежение на резисторите. За ре-
зистори с мощност 0,25 W то е 200 V, а при 0,5 W е 250 V (и двете са постоянни
напрежения). Поради това навсякъде в мрежовата част на ключовите стаби-
лизатори трябва да се поставят по два последователно свързани резистора.
3.11.	Схеми за защита на изхода
Една от важните задачи при проектирането на ключови стабилизатори е да се
осигури защита на товара, а при неговата повреда—и на самия стабилизатор.
Поради това е важно да се знае какви повреди е възможно да се получат в един
' ключов стабилизатор и неговия товар. Често изполэван метод за оценка на
апаратури със специално предназначение (военни, космически) е анализ на
повредите и влиянието им. При него за всеки елемент се предполага, че е
прекъснал или даден накъсо, и се оценява каква повреда ще се получи в
останалата част от схемата. По този начин може да се реализира сигурно
работещ ключов стабилизатор. Конструкторът е длъжен да осигури защита на
товара при нежелани промени в схемата на свързването му, в захранващата
мрежа и от повреди на самия стабилизатор. Често се свързват няколко схеми
за защита, за да се избегне повреда на стабилизатора при излизане от строя на
една от тях. Пример е изгарянето на предпазител или повреда на мрежовия
изключвател.
За оценка на методите за защита на един стабилизатор или на каквато и
да е токозахранваща система е важно да се знаят предназначението и функ-
циите им. Трябва внимателно да се обмисли и начинът на ремонт. Ако става
88
въпрос за апаратура, която редовпо те се поддьржа, необходимо е ла се
използват мрежов изключвател, автономна пускова схема и проста макенмал-
нотокова защита. Когато работата па стабилизатора не е критична и е
допустимо той да се изключва, трябва да сс поставят предпазител, пускова
схема с възможност за изключване при прстоварване и максималнотокова
защита. При някои методи за защита е необходимо апаратурата да бъде
проверена в сервиз преди по-нататыпното й използване. Принципите за
защита се разделят на 3 групи:
1.	Поправка след повредата (предпазители и други).
2.	Самовъзстановяване след повреда (изключватели, максималнотокова
защита, защита срещу пренапрежение и т.н.).
3.	Изключване след повреда, но самовъзстановяване след отстраняване на
причината (пускова схема с изключване при претоварване и др.).
Изборът на най-подходящата комбинация от схеми за защита може да
има голямо значение за приемането на апаратурата от страна на потребителя
и следователно за нейното реноме и продажби.
Съществуват 3 основни вида максималнотокова защита, покаэани на
фиг. 3.45. При токово управление или следене на максималния ток в първич-
Ток
Фиг. 3.45. Видове максималнотокова защита
ната цамотка се получава ограничение на постоянната изходна мощност в
режим на късо съединение, но ако то е продължително, могат ^вентуално да се
намалят стойностите на тока и напрежението в изхода. В случай на повреда,
водеща до надхвърляпе на максималния ток и непрекъснато намаляване на
изходното съпротивление на стабилизатора, сс наблюдава понижаване на
изходното напрежение, но изходният ток може да продължи да нараства. В
резултат на това могат да изгорят пътечки от печатната платка или някои от
нейните елементи. Затова е добре намаляването на изходното напрежение да
се съчетае с изключване при повреда на пусковата схема.-Максималнотокова
защита с неизменен изходен ток (фиг. 3.46) се рсализира чрез поставяне на
резистор във веригата на тока, усилване на напрежението върху него и сравня-
ването му с опорното напрежение. При задействане на защитата се установява
89
D
>-н
От трансфор-
матора
>—
0,7 V
л =--------
I
оиДша!)
Q е малосигнален NPN транзистор
(2N39O4 или подобен)
Към извода за
честотна t
компенсация
(а)
JR1 и К2»1КО
u„R3
ч___
£2

Токовият трансформатор СТ
е с преводно отношение 1:N
Я,»20П
Фиг. 3.46. Схеми за максималнотокова защита с неизменен изходен ток
а — с дискретам шкменти; б — прецизяа схема с резистивен делител; « - използване на трансформатор за промснлив&та
съставка на тока
Я1 и R2 се подбират за задавале
на прага на
неизменен изходен ток независимо от съпротивлението на товара. Тази защи-
та изисква само следене на изходния ток. Максималнотокова защита с малък
ток на късо съединение (фиг. 3.47) се реализира, като малка част от изходното
напрежение се използва за прагово напрежение за задействане. Когато токът
през токоограничаващия резистор надхвърли максимално допустимата стой-
ност» полученото върху този резистор напрежение се използва като ООВ и
пропорционално на.'него се намалява изходният ток. Така товарът се пред-
пазва от прегряване.
Защита на изхода от пренапрежение се прави по два начина—чрез нулира-
не и чрез ограничаване на изходното напрежение. При метода чрез нулиране
90
D
От трансфор-
матора
Към извода
за честотна <
компенсация
R2 и ЛЗ=1кП
Коефициент на усилване, равен
на R4/R3 (установява стръмността)
К1=К4
t7re«O,3V
Фиг. 3.47. Максималнотокова защита с малък изходен ток
(фиг. 3.48), когато изходното напрежение надхвърли определена прагова
стойност, защитата се задейства и го нулира. Той се използва в случайте,
когато няма схема за ограничаване на тока през товара при повреда на стаби-
1----------------г

Ъ к Стабилитрон
U ~ 1.2 U „
z ' ouf(rated)
PD>1W
Толеранс ^5%
)	♦	> Маса
Фиг. 3.48. Защита от препапрежение чрез нулиране
91
лнзатора. Най-големи проблеми създава понижаващият ключов стабилизатор,
тъй като при късо съединение па послсдоьитлния транзистор изходът се
оказва евързан непосредствено с входа. Поради това в тези стабилизатори се
поставя транзисторна схема (при 1ои[ над 1 А) или сгабилитрон (за /риг под 1 А).
Проблемът не съществува в другите схеми на ключови стабилизатори и
особено при тези с галванично разделяне, поради което при тях е излишно
използването на защита с нулиране. Свързването па стабилитрон в изхода
дава сигурна защита при повреда на веригата на ООВ по напрежение и при
значително взаимно влияние между изходите. Схемиге за защита чрез
нулиране изискват предпазител или изключвател на входа на стабилизатора.
При използване на метода чрез ограничаване на изходното напрежение се
предполага, че стабилизаторът продължава да рабоги и че ООВ по напрежение
е прекъсната или че от някои от изходите се консумира малък ток и изходното
напрежение надхвърля допустимата стойност.
За всеки изход се използва отделен компаратор или транзистор с
резистивен делител (фиг. 3.49). Изходното напрежение на компаратора или
транзистора се подава на усилвателя на грешката.
Изборът на схемата(ите) за защита винаги зависи от желаната цена и
място върху платката. Той трябва да се прави внимателно, а реализираната
схема грижливо да се .провери при всички възможни работни условия.
Към извода за
честотна
компенсация
Операционният усилвател е МС33172
(а)
R1
R2 = —
1 seise
DI ~
Л1
seise
RI.R2
R4«---------
R1+R2
*
t-
Към извода
за честотна «----
компенсация
MPS39O4
>--------------
Л.тл=1.1и_„.м-1У
Ол.Т/,= 1.1С'.а„м-1У
Толеранс $5%
Я1»27ОЯ
R2=R3«100D
(б)
Фиг. 3.49. Защита от повреда във веригата за ООВ по напрежение
а - основы а схема ад защита чрез ограничаване на изходното напрежение (при пренапреженнс поради външни причини); б - схема
за защита чрез ограничаване при повече от един изход
92
3.12.	Изчисляване на входния токоизправител
и противосмутителния филтър
Ролята на входния токоизправител и противосмутителния филтър на
ключов стабилизатор рядко се оценява достатъчно високо. Тяхната типична
схема съдържа от 3 до 5 блока—противосмутите лен филтър срещу електро-
магнитни смущения, евентуално пускова схема с токоограничение, схема за
потискане на отскоци на напрежението, токоизправител (при ключови стаби-
лизатори с мрежово захранване) и входен филтриращ кондензатор. От някои
съвременни ключови стабилизатори с мрежово захранване се изисква да имат
корекция на cos (р. В последняя случай трябва да се използва приложение 3. На
фиг. 3.50 са дадени типичните схеми на входния токоизправител и филтър на
стабилизатор с постоянно и променливо входно напрежение.
При ключовите стабилизатори с мрежово захранване първата стъпка е
изборът на входния токоизправ1:» ?л, който се реализира с универсалии изпра-
вителни диоди. Основните им параметри, конто имат значение в случая, са
постоянният ток в права посока IF, импулсният ток в права посока IFSM и
обратного напрежение UR. Импулсният ток сз получава в момента на включ-
Я1>-
Мрежа
Н2>
Маса >
Входен филтриращ
кондензатор
(а)
(»)
Фиг. 3.50. Типични схеми на входен токоизправител—филтър
а - схема с мрежово захранване на универсален ключов стабилизатор за сдно входно напрежение (далек е и незамасеннят мрежов
филтър); б - схема с удвояване на напрежението за мрежово захранване ПО и 220 V; в - входен филтър за ключов стабилизатор с
постоянно входно напрежение
93
вапето към мрежата и може да е над 5 пъти по-голям от средноквадратичната
стойност на входния ток. За предпазване на диодите непосредствено след
противосмутителния филтър се поставя термистор. Съпротивлението му в
„студен о“ състояние има типична стойност между би 12Q. След включването
на стабилизатора термисторът се нагрява и съпротивлението му се намалява
на 0,5—Ш.
Токът 10 има значение за нагряването на диодите. На фиг. П3.1 от прило-
жение 3 са показани реалните времедиаграми на мрежов токоиэправител без
схема за корекция на cos (р. Импулсният ток на диодите може да е 5 пъти по-
голям от средната му стойност, което е причина за значителното им нагрява-
не. То се намалява чрез избор на мощни диода, конто имат малко напрежение
в права посока при голям импулсен ток. Накратко, диодите трябва да имат
t7R>l,41 С/ш(р-р)(тах)	(3.41)
/р ^1,5 I(de)(max)	(3.42)
f3.43)
В зависимост от IF се препоръчват следните диода
За IF< 1А — lN400x;
IF< 1,5 A-lN539x;
7f<3A - lN540x;
— MR75x.
Следващата стъпка e изчисляване на капацитета на входния филтриращ
кондензатор. За целта конструкторът трябва да избере големината на допус-
тимого напрежение на пулсации в изхода. Колкого по-малко е то, толкова
по-голям трябва да е капацитетът и толкова по-голям ще е импулсният ток
през диодите при първоначалното включване на стабилизатора към мрежата.
Очевидно е необходим компромис. При захранване от мрежата обикновено
върху конденэатора има пулсации (от връх до връх), равни на 5-10% от върхо-
вата стойност на изправеното напрежение. За преобразувателите на постоянно
в постоянно напрежение те са между 0,5 и 2V. Капацитетът на филтриращия
кондензатор е
kP
	(3-44)
JU ripple(p-p)
където f е минималната честота на мрежата, а при преобразувателите на
постоянно в постоянно напрежение—работната им честота;
к е равно на 2 при постоянно входно напрежение и на 1 при промен-
ливо входно напрежение.
Кондензаторът трябва да има работно напрежение Uw> 1,8 Um(rms) при
мрежово захранване и 17W> 1,5 L7ira(max) при преобразувателите на постоянно в
постоянно напрежение.
Алуминиевите електролитни кондензатори са по-издръжливи от тантало-
вите и затова са по-подходящи при наличие на случайни отскоци в мрежата.
Необходимо е кондензаторите да са с малко ESR и възможност за работа с
голям пулсиращ ток, за да могат да „издържат“ големите токови импулси,
характерни за ключовите стабилизатори. Освеп това за намаляване на ESR
наполовина могат да се свържат паралелно два конденэатора, всеки с полови-
ната от необходимия капацитет. Паралелно на входния филтриращ конденза-
тор може да се свърже и керамичен кондензатор (около 0,1//F) за намаляване
на високочестотните съставки на тока на пулсации. При използването на
94
входни удвоители на напрежение (както на фиг. 3.30б) входните филтрираши
кондензатори са с еднакъв капацитет, изчисляван за по-ниското мрежово
напрежение (все едно, че превключвателят е поставен на напрежение 110V).
На входа на токоизправителя е евързан противосмутителният филтър.
Изчисляването на бобината на несиметричен филтър е дадено в т. 3.5.7, а на
симетричен филтър—в приложение 5. Трябва да се използват високоволтови
стирофлексни или керамични кондензатори, работещи при достатьчно високи
честоти. При постоянно входно напрежение се използват керамични конденза-
тори с капацитет между 10 и 100 nF, а при променливо входно напрежение
капацитетът им е между 5 и 100 nF. Трябва много да се внимава с избора на
работното напрежение на кондензаторите. При преобразуватели на постоянно
в постоянно напрежение то трябва да е по-голямо от праговото напрежение на
схемата за защита от пренапрежение. В стабилизаторите с мрежово захранва-
не допълнително трябва да се има предвид, ’че кондензаторите трябва да
издържат пробного напрежение на тестовете за диелектрична изолация,
налагани рт нормите за безопасна работа. Всички кондензатори, евързани
между един от мрежовите проводници и маса, трябва да издържат пробного
напрежение. То е 1700(7^ (2500 V^) за норми UL и 2500	(3750 V^) за
норми VDE, IEC и CSA.
Схемата за потискане на отскоци се разполага след бобината на противо-
смутителния филтър и преди токоизправителя (при мрежово захранване) или
входния филтриращ кондензатор (при постоянно входно напрежение). Всички
схеми за потискане използват импеданса на бобината на филтъра, за да не се
надхвърли максимално допустимата стойност на енергията им. Благодарение
на бобината рязко се намаляват отскоците на напрежението при преходните
процеси и се увеличава тяхната продължителност, което улеснява работата на
схемата за потискане на отскоците и увеличава издръжливостта й. Не трябва
да се забравя, че различните начини на реализация на тази схема имат различ-
ии последователни съпротивления. Например варисгорите на основата на
метален окис (MOV) имат сравнително голямо съпротивление в провеждашо
състояние, докато съответните полупроводникови елементи са значително
по-нискоомни. Последователното съпротивление определя допълнителното
напрежение на ограничаващия елемент при наличие на отскок. Например
напрежението върху MOV за 180V може да нарасне до 230 V при максимума
на отскока. Това трябва да се има предвид при избора на входния филтриращ
кондензатор на схемата за потискане на отскоците на напрежението. Варисто-
рите MOV са евтини, но параметрите им се влошават (увеличава се токът на
утечка) при неголям брой високоенергийни отскоци. Праговото напрежение на
схемата за потискане на отскоците трябва да е по-голямо от максималното
входно напрежение на стабилизатора, така че тя да не е задействана при нор-
мален режим на работа. Например при мрежово напрежение 110V обикновено
се работа с прагово напрежение 180—200 V.
Радиосмущения. Противосмутителният филтър трябва да е разположен
максимално близо до отвора на кутията, където влиза мрежов шнур. В проти-
вен случай смущения, идващи от мрежата, могат да бъдат излъчени във
вътрешността на кутията. Сыцевременно дълги мрежови проводници в
апаратурата могат да „уловят" нейни радиосмущенния и да ги излъчат навън,
с което ще позволят на службата за борба със смущенията да припечели нещо.
Методите за контрол на шума са дадени в приложение 5.
95
3.13.	Допълнителни функции на токозахранващите
устройства
Основният ключов стабилизатор има и някои допълнителни функции, което
му позволява по-добре да изпълнява задачата си на завършено изделие.
Разгледаните дотук функции са масово използваните в ключовите стабилиза-
тори, но те не са всички. Към тях могат да се прибавят синхронизация,
индикация и сигнализация за ниско напрежение, изключване при нйско входно
напрежение и частично изключване на токозахранването.
Синхронизация па ключовия стабилизатор с външен източник. Тя позволява
синхронна работа със схема извън апаратурата. Това може да е необходимо
при схеми с електроннолъчевп тръби (ЕЛТ), аналогово-цифрови (АЦП) и
цифрово-аналогови (ЦАП) преобразуватели. Смущенията, излъчени от клю-
човия стабилизатор, си взаимодействат с тези схеми и изображението на
екрана на ЕЛТ се „сгърчва“ или се наблюдават краткотрайни промени на
интензитета му, а в честотата на преобразуване на АЦП се появяват „биения**.
Влиянията се избягват, като ключовият стабилизатор се управлява от време-
задаващата верига на тези схеми. Един пример е даден на фиг. 3.51.
ИС за управление
От генератора 39 k .001
на правовъгьлни >- A/S/V——
Генератор
Фиг. 3.51. Синхронизация на ключов стабилизатор (ИС за управление няма извод
за синхронизация)
Изключване при ниско напрежение. Често е желателно апаратурата да се
изключва, когато входното захранващо напрежение намалее под стойността,
мипимално допустима за нормална работа. При такдва напрежение един
ключов стабилизатор, управляван с напрежение, може бързо да се „заключи**,
което означава скокообразно установяване на максимален коефициент на
запълване и излизане от режим на стабилизация. След възстановяване на
номиналната стойност на входното напрежение стабилизаторът и товарът
могат да се повредят. Освен това при малки входни напрежения през мощни-
те ключове протича голям импулсен ток и те могат да се повредят поради
прегряване. Това се избягва чрез прост компаратор на напрежение, който
следи входното напрежение (фиг. 3.52).
1 MQ (за хисгерезиса)
SCKU
К2? I
Към извода за
честотна компенсация
яз»
(К1ХЯ2)
Я1 + Я2
ОУ е МС33172Р
ЧМаса на входа
Фиг. 3.52. Типична схема за изключване при ниско напрежение
96
Отпадане на захранването. В апаратури, съдържащи микропроцесори,
контролера за магнитим дискове или каквото да е друго устройство, при което
нулирането на захранващите напрежения може да предизвика загуби или
неточност, се препоръчва от стабилизатора да излиза сигнал за отпадане на
захранването, При обикновена микропроцесорна система е достатъчно да се
използва просто устройство за следене па напрежението +5V. Когато
апаратурата съдържа някакви електромагнитни устройства, конто изискват
крайно време за задействане на зашитата, желателна е колкого е възможно
пд-бърза реакция при отпадане на захранването. Това налага вместо изходно-
то напрежение на стабилизатора да се следи неговото входно напрежение.
Така се печелят допълнително между 8 и 50 ms за по-ранното изключване на
апаратурата. Подобии схеми са дадени на фиг. 3.53.
>
2
* Изход + 5V
4,7 k
МС34064Р 1
-5
♦RESET
+ Маса
(а)
*+и.
4,7 k
*PWR DWN
(б)
2,5 V
R2 =-----
Al —
Маса на изхода
112=
Схема за следене на + 5V-
(в)
(мт
яз=»--------
K1 + R2
Операционная? усилв^тел
е МС33172Р
Фиг. 3.53. Схеми за индикация и сигнализация при отпадане на захранването
а — индикатор за намаляване на напрежението +5 V; б — индикатор за намаляване ва производив напрежение; в получаванв
на сигнала за отпадане на захранването от входного напрежение на стабилизатора (по-дълъг предупредителен период)
7 Наръчнлк по токозахранващи устройства
97
Изход с възможност
за изключване
МТР23РО6
10 L
Управляващ
сигнал
:4,7к
MPS3904
।	> Маса
(б)
Фиг. 3.54. Метоли за изключване на захранващпте шини
а — двоен ключов стабалтатор с вход ENABLE; б - постояннотоков мощен ключ
Възможно е увеличаване на капацитета на входния филтриращ конденза-
тор, за да се осигури повече енергия във времето след отпадане на входното
напрежение. Това време се нарича време на задьржане и нараства с увелича-
ване на капацитета. Следователно, ако ключовият стабилизатор може да
работа до по-малки входни напрежения, ще се осигури увеличаване на времето
на задьржане.
Нулиране на изходното напрежение. Понякога е желателно да се иэключи
само част от дадена апаратура, а останалата да продължава да работа. Харак-
терна примери за това са висококачествените компютри и системите с дистан-
ционно управление, например телевизионни приемници.
Един от начините да се постигне това е чрез създавапето на два незави-
сими ключови стабилизатора. Подходяща за целта е интегралната схема
МС34065, съдьржаща генератор, източник на опорно напрежение, два изходни
драйвера, усилвателя на грешката и токови компаратори. Единият от драйве-
рите е с изход за нулиране, чрез който може да се изключи захранващото
напрежение на желала част от апаратурата. Това се извършва чрез микропро-
цесора или чрез ключ.
98
Друг метод използва MOS ключ, свързан последователно в изхода на
стабилизатора, като за положителни напрежения той трябва да е с Р канал. За
намаляване на загубата на напрежение върху ключа съпротивлението му в
затворено състояние трябва да е малко. Схеми по двата метода са дадени на
фиг. 3.54.
3.14.	Печатна платка
Няма никакво съмнение за важността на печатната платка. Именно тя може да
е разликата между едпо добро изделие и друго, което не работи или създава
недопустими радиосмущения. Освен това надеждността на някои елементи
може силно да бъде влошена от монтирането им върху лоша печатна платка.
Печатните платки са твърде специфични и намаляването на излъчените сму-
щения чрез тях се смята за „черна магия“. Когато обаче се овладеят принци-
пите, не е трудно да се правят добри платки.
Първо, не възлагайте правенето на печатната платка на конструктор или
специалист по машинно проектиране, незапознат със спецификата на ключо-
вите стабилизатори. Който няма добър опит в намаляването на радиосмуще-
нията, не може да направи добра платка. Никога не трябва да се използват
машинни программ за опроводяване, тъй като сигурно ще се получи нефунк-
ционална платка. Добър начин е да се направи макет на стабилизатора върху
универсална платка с отвори, като разположението на елементите бъде макси-
мално близко до зова на бъдещата печатна платка. По този начин конструк-
торът на платката ще бъде улеснен да прекопира разположението на елемен-
тите. При това е необходимо с него да се поддържа тесен контакт и да му се
дават разяснения.
Основного правило за опроводяването на печатната платка е проводници-
те да бъдат къси и дебели. Спазването на всяко от тези две изисквания свежда
до минимум влиянието па последователните съпротивления и паразитните
индуктивности на пътечките, предизвикващи появата на високочестотпи
напрежения във всяка пътечка, през която протича голям ток. Тези пътечки
излъчват радиосмущения, конто са право пропорционални на тока в тях и
обратно пропорционални на тяхната широчина.
За да се разбере естеството на създадените смущения, полезно е да се
изполэва прост „мислен“ модел на печатната платка и кондензаторите на
филтьра. Свързването на високочестотен филтриращ кондензатор между
дадепа точка на „силовата“ пътечка и маса означава късо съединение по про-
менлив ток и филтриране на смущенията в тази точка. Можем да си предста-
вим пътечката на печатната платка като метален проводник, чиято „плътност“
е право пропорционална на широчината на пътечката, а дължината му—на
дължината на пътечката. Един източник на електрически шум може да бъде
преДставен като „шейкър“, разположен по протежение на проводника. Енер-
гията, създадена от шейкъра, е право пропорционална на количеството.висо-
кочестотна променливотокова енергия от източника на електрически шум.
Образно можем да си представим, че шейкърът вибрира със звукова честота.
Всичко, което може да бъде чуто, е аналог на излъчените радиосмущения. С
помощта на този модел може да се разбере, че амплитудата на шума от
шейкъра по протежение на една пътечка нараства при движение от конденэа-
тора към източника. В точката, където друга пътечка пресича „шумящата", се
получава сума от постояннотоковия сигнал на първата и шума на втората.
Поради това пресичането на силова пътечка се прави на местата, където към
99
маса е евързан кондензатор или в точка със Силно намален шум (това е т.нар.
замасяване в една точка).
Една бобина може да бъде прёдставена като пружина, разпрложена по
дължината на метален прът, който се разтяга. Шумът на противоположния
край на шейкъра е с най-малка амплитуда и честота. Когато в този край се
постави кондензатор (както при противосмутителен филтър), той „утихва“.
Поради това в една добра печатна платка непосредствено до източниците на
шум се евързват високочестотли кондензатори и пътечките на тези източници
не се пресичат с пътечки с ниско пиво на сигнала. Пресичането на силови
пътечки и на такива с ниско ниво на сигнала трябва да се прави само в точки,
където няма шум. Спазването на тези правила свежда до минимум радиосму-
щенията, излъчени от пътечките. Ясно е, че е важно колко високочестотни
шунтиращи кондензатори и противосмутителни филтри се използват и къде са
поставени.	'	- -
На основата на въведената аналогия може да се изеледва една типична
печатна платка на ключов стабилизатор. В нея има 3 или 4 добре различаващи
се маси.
1.	Силона маса между входния филтриращ кондензатор и емитера (или
сорса) на мощния ключ.
2.	Силова маса между изходния филтриращ кондензатор и замасения
край на вторичната намотка* на трансформатора.
на входа
(а)
,	(б)
Фиг. 3.55. Свързване на масите с ниско ниво в ключови стабилизатори
а — стабилизатор без галванично разделяне; б — стабилизатор с галванично разделяне
юо
3.	Маса за сигналите с ниско ниво, към коятае свързана ИС за управле-
ние и елементите около нея.
4.	При стабилизаторите с мрежово захранване и галванично разделяне
има маса с ниско ниво, към която са свързани веригата за ООВ и токочувстви-
телните схеми.	4
На фиг. 3.55 е показано свързването на масите с ниско ниво за два
различии случая. И в двата като правило се използва замасяване в една точка.
Нека разгледаме няколко примера от типа „направи го по-добре“.
Първият се отнася до пътечките между изходния токоизправител и свързания с
него филтриращ(и) кондензатор(и). Кондензаторът трябва да е разположен
максимално близко до токоизправителя и ако това са паралелно свързани
кондензатори, пътечките ще са па еднакво разстояние от токоизправителя
(фиг. 3.56). Пътечката към изхода на схемата или какъвто и да е делител за
веригата на ООВ започва от извода на изходния филтриращ кондензатор.
Трансформатор •
Маса на изхода
С2
Към изхода
на схемата
Фиг. 3.56. Правилио разположение върху нечатната платка на изходните филтриращи
кондензатори *
Входният(ите) филтриращ(и) кондензатор(и) трябва да бъде разположен
максимално близко до изводите на първичната намотка на трансформатора
заедно с мощния(ите) ключ(ове), което е показано на фиг. 3.57. Ако конденза-
торът е разположен на разстояние от трансформатора и мощния ключ, нивото
на излъчените радиосмущения нараства заедно с напрежението върху пътеч-
ката. Излъчването намалява коефициента на полезно действие, тъй като се
оказва, че ключовият стабилизатор работи с по-малко входно напрежение и
на аналоговата маса
Фиг. 3.57. Входният филтриращ кондензатор, трансформаторы и мощният ключ трябва да са
близо един до друг
101
консумира по-голям постоянен ток. Чрез близко разполагане на тези елементи
е възможно увеличаване на коефициента на полезно действие на нисковолтови
стабилизатори с 2—3%.
В някои ИС за управление аналоговата маса и масата на драйвера са
отделни. В този случай е необходимо да се прекарат отделни пътечки за всяка
маса към емитера (или гейта) на мощния ключ или към токозадаващия ре-
зистор (в ключови стабилизатори с токово управление). Причината за това е,
че върху основната маса между мощния ключ и входния филтриращ конден-
затор има дисокочестотен шум.
Особености за замасените площи в стабилизатори с мрежово захранване.
На всяко неизползвано място от печатната платка трябва да се нанесе
метализация, която да се евърже към маса. В ключов стабилизатор с мрежово
захранване има 3 маси: маса на земята (зелен проводник), маса на входа
(евързана с първичната намотка на трансформатора) и маса на изхода.
(евързана с вторичната намотка и товара). За осигуряване на безопасна работа
масата на земята е евързана с масата на изхода. Понякога за осигуряване на
стабилност с ООВ е необходимо между масата на входа и тази на изхода да се
евърже кондензатор 400—1000 pF. Той трябва да е керамичен високоволтов и
да е преминал теста HYPOT на службата за безопасна работа. Неговото
работно напрежение трябва да е не по-малко от 4 kV. Необходимо е да се
използва постояннотоковият тест HYPOT, тъй като при нроменливо
напрежение върху кондензатора през него ще протича ток, който грешно може
да се приеме като ток на утечка.
Не е вярно, че замасените площи са безкрайно голям радиатор, както
мнозина мислят. Необходимо е да се прилагат същите похвати както при
по-тесни пътечки на печатната платка. Известно е, че големият ток между два
елемента протича по пътя на най-малкото сопротивление (обикновено
най-прекия). Ако към тези пътища по замасените площи са свързани маси на
вериги с ниско ниво на сигнала, възможно е индуцирането на смущения във
веригите. Поради това е важно как ще се разполагат силовите елементи.
За да няма опасност от електрически пробив, трябва между масите на
входа и изхода да има разстояние, не по-малко от 4 mm. В тази зона не зрябва
да има никакви елементи и пътечки. Тя трябва да води непосредствено към
мрежовия трансформатор, където има необходимата изолация. Допустимо е
само споменатият променливотоков кондензатор и елементи от изолирана
верига за ООВ да „прекрачват“ зоната.
При стабилизаторите с мрежово захранване е необходимо и разстояние
между пътечките на входното високо напрежение. То трябва да е не по-малко
от 4 mm при постоянни напрежения над 400 V. Тук влизат противоположните
изводи на първичната намотка на трансформатора и двете намотки на всеки
симетричён мрежов филтър.
Задълбочените познания за печатните платки са изключително важни за
конструкторите.
3.15.	Примери за проектиране
Тези примери имат за цел да илюстрират последователността иа проектиране-
то, изложена в настоящата глава. Те са снециално подбрани, за да обхващат
максимално много приложения и лесно да бъдат променяни в зависимое!' от
конкретного задание за изходна мощност и условия па работа. Поради това
примерите представляват основа за по-подробни изчисления га ключови
102
стабилизатори, конто най-добре отговарят на нуждите на конкретного при-
ложение.
Примерите са подбрани така, че да включват различии категории
приложения. Първият от тях (т. 3.15.1) е за стабилизатор с мощност само
няколко вата, предназначен за захранване на една печатна платка. Примерът в
т. 3.15.2 е на преобразувател на постоянно в постоянно напрежение с
галванично разделяне, намиращ приложение в апаратури с 24-волтова
захранваща шина, без да е необходимо изолиране на масите една от друга. В
т. 3.15.3 е даден обратен преобразувател с входно напрежение между 100 и
240 V, подходящ за изходна мощност 150 W, например за малки телефонии
централи или битови апаратури. Примерът в т. 3.15.4 представлява средномо-
щен мрежов полумостов стабилизатор с работа честота 100 kHz и мощност
до 500 W, подходящ за системи с разпределено захранване.
Във всеки от примерите са дадени необходимите обяснения, а на съответ-
пите места в процеса на начисление са иэяснени направените компромиси.
Пожелавам ви успех в проектирането.
3.15.1.	Евтин стабилизатор без галванично разделяне с няколко изхода
и мощност 3W
Приложение. Този стабилизатор може да се използва в преносими измерва-
телни апаратури, захранвани от 10 последователно свързани NiCd акумулато-
ри тип „АА“, конто периодично трябва да се зареждат.
Параметри.
Обхват на постоянного входно напрежение: 8—16V.
Постоянни изходни напрежения:
+ 15V при 100 mA (номиналио);
— 15V при 100 mA (номинално).
Максимални пулсации на изходните напрежения: 200 mVp^.
Стабилност на напреженията на всеки изход: 5%.
Цена на градивните елементи: S5 (без труда).
Обем: 10 cm3.
Изключване на апаратурата при напрежение на акумулаторите под 8V.
Товарът е постоянен, например CMOS ИС, операционни усилвателя и
светодиодни индикатори с драйвери.
Представяне на параметрите на стабилизатора като „черна кутин*
(вж.т. 3.4).
1.	Изходна мощност Pmrt=15Vx0,l A + 15Vx0,l A=3W.
Р 3 w
2.	Входна мощност Рй=—=—=3,75W.
rj 0,8
Свързването на трансформатора и мощния ключ е такова, че при свързване на
батериите входното напрежение първоначално е равно на тяхното напрежение,
но след установяване на изходното напрежение —15 V става равно на сумата
от —15 V и напрежението на батериите.
3.	Постоянни входни токове:
Р 3,75 W
максимален  *"  = —7———=0,163 А
8V + 15V
номинален
V.M 12V + 15V -°’139А
103
Забележка. От зарядно-разрядната характеристика на NiCd акумулатори се
вижда, че през по-голямата част от времето те дават номиналното си напре-
жение (1,2 V на клетка), но когато зарядът им намалее под 15% от хмаксимал-
ната си стойност, тогава и напрежението се гюнижава. При максимален заряд
напрежението нараства на около 1,4 V на клетка, но това е само за няколко
минути след прекратяване на зареждапето. Следователно акумулаторната
батерия в случая ще дава постоянно напрежение +12 V ц само през около 5%
от времето на работата й напрежението ще намалява до + 8 V. Това позволява
сечението на проводника в първичната намотка да се избере за ток 0,139 А
(проводник #28AWG), получен при номиналното входно напрежение +12V.
Избор. За постигане на ниска цена и малък обем и поради малкото входно
напрежение се избира ИС, съдържаща управляваща схема и мощен ключ. Това
е МС34163Р, предназначена за ключови стабилизатори, с вграден мощен
транзистор за максимален ток ЗА. Тъй като ИС ще се евърже в първичната
намотка на трансформатора, за схемното решение се избира комбинация
между понижаващо-повишаващ и обратен преобразувател. За отрицателното
захранващо напрежение UEE на ИС ще се използва изходното напрежение 15 V.
Изчисляване на трансформатора (вж. т. 3.5.4).
1.	Максималният ток в момента на включването е '
5.5Р.„ 5,5x3 W
'^~й-------= 8V =2’°6А-
U «"(min)	0 V
След навлизане на стабилизатора в установен режим входното напрежение ще
има минимална стойност 15V + 8V = 23V, при което максималният ток е
~5.5Р^ 5,5 х 3 W
7,* » т;-----—= 0,79 А.
U ifl(min)
2.	Минималната индуктивност
г ___(«ипритах
23 V
на първичната намотка е
23 Ух 0,5
0,79Ах 50kHz ‘
3.	За магнитопровода се избира тороид тип МРР от фирмата Magnetics,
Inc. (има и други производители). Методът за определяне на размерите на
магнитопровода чрез използване на LI2 води до диаметър 1,27 ст (това е P/N
#55055-49). Факторът на индуктивността е Л£ = 56тН/1000 нав. (вж. т. 3.5.5 за
определянето на размерите на магнитопровода).
4.	Необходимият брой навивки на първичната намотка е
.г <ллл /Ь-,	/0,291 mH
= 1000	=1000 /---------= 72 нав.
V А, yJ 56mH
5.	Тъй като двете изходни напрежения са равни по абсолютна стойност и
са с обратен знак, за всяко от тях ще трябва един и същи брой навивки.
Поради това за напрежението +15V също ще са необходими 72 навивки.
6.	Проводниците на двете намотки са:
а) първична намотка => приблизителната стойност на тока е Л„(П0П1) +
+7^ = 0,47 А+ 0,2 А = 0,67 А, за който трябва проводник #24AWG;
о) вторична намотка => приблизителната стойност на тока е /OHf(av) = 0,l А,
за който трябва проводник #30AWG.
104
7.	Намотките на трансформатора ще се навиват бифилярно. Това налага
преди навиването на първичните намотки проводниците им да се усучэт със
стъпка 8 mm. Свързването на началото на всяка намотка е в съответсгтде с
фиг. 3.58.
Фиг. 3.58. Схема на повишаващо-понижаващ обратен стабилизатор с изходна мощност 3W
(към пример 3.15.1)
Изчисляване на изправи’слпия и изходния филтър.
1. За изправителните диоди се избират MUR110 (110V/1A).
2. Минималният капацитет на изходния филтър е
out^off 0,1 Ах 15 дя
—- —---------------------= 10 дг.
“’m"”	0,15 V
Избира се танталов кондензатор 47F/35V.
Изчисляване на допълнителните схеми.
1.	Съпротивлението на токоограничителния резистор е
0,25V 0,25V
“2,06 А
0,120.
2.	За да се определят съпротивленията на резисторите от делителя на
веригата за ООВ, избира се токът през него да с 1 mA. И тъй като Unf е 1,25 V,
1,25 V
горният резистор е R3=-2—— = 1,25кО. Избира се стандартната стойност
1 mA
1,24 kO/1 % и се изчислява реалният ток на делителя
_ 1,25 V
р 1,24кО
1,008 mA.
За да се получи добра сгабилност и на двете изходни напрежения,*с ООВ ще
бъдат обхванати и двата иахода. Приема се те да имат еднаква стабилност,
105
поради което токът на делителя се разпределя по равно между двете му части.
Така се получава
30V-125V
за + 15V => Я2=————~- = 57kQ (стандартна стойност 56Ш/1 %);
0,5 х 1,008 111 А
15V-l 25V
за — 15 V => R 3 =--~-----= 27,3 к£) (стандратна стойност 27,4 kQ/1%).
0,5 х 1,008 mA
3.	Времезадаващият кондензатор според формулата в стравочника заИСе
Ct = 36,7.104» = 37,7.10* х 10 ms = 357 pF,
като се приема най-близката стандартна стойност 330 pF.
4.	Схемата за честотна компенсация е според справочника. Така се
получава пълната принципна схема на стабилизатора от фиг. 3.58.
3.15.2. Евтин обратен преобразувател с ШИМ и мощност 28 W
Приложение. Този стабилизатор е предназначен за захранване на част от
контролно-измервателна апаратура. Входното напрежение се получава от
24-волтова захранваща шина, но е необходимо и галванично разделяне.
Схемата на стабилизатора е дадена на фиг. 3.59.
Изходни дапни.
Изходни напрежения: + 5V при максимален ток 2А и минимален 0,5А;
+ 12V/0,5A;-12V/0,5 A; -24V/0.25A.
Входно напрежение: Необходим работен обхват от 18 до 36 V
Номинална стойност +24V.
Първопачалнн начисления „черна кутия“ (вж.т. 3.4).
FOKt = 5V + 2A + 12Vx0,5 A + 12VxO,5 А + 24 V х 0,25 А = 28 W;
Л,=—=^ = 37,3 W;
V 0,75
р.	37 3 W
,"'*i=U^“=^v'=2’07 А;
р 37 3W
2—--1 55 А
w(op)-fr ~ 24V 1’ЭЭА-
Ornfncw)	*
Последният резултат показва, че в първичната намотка на трансформатора
трябва да се използва проводник #18AWG или подобен на него.
 ^5,5Pout 5,5x28W
18 V
8,55 А.
Избира се работната честота на стабилизатора, равна на 40 kHz (т.е.
Ростах)= 12,5 ДЭ).	ч
106
Изчисляване на трансформатора (вж. т. 3.5.5).
г _ ^Гт(т1п)^»|	18 V х 12,5
Ь'‘—Ц~= 8.55А -26’3 дН'
Проверява се мощността в магнитопровода
„	_ДрЛ_40000х26,За<Нх8,552
2 out (est) =	2	=-----= w,
2
което е допустимо.
Ще бъде използван тороид тип МРР, методиката за чието изчисление е
дадена в т. 3.5.5. Определи се
El=L I2== 0,0263 mH х 8,552А=1,92.
От фиг. 3.21 се избира магнитопровод тип 55310-А2 с магнитна проницаемост
125, който има Ль=90тН/1000 нав.
Броят на навивките на първичната намотка е
7Урт = 1000
^юоо/5^3^
у Al \] 90 mH
-17,1,
което се эакръглява на 17 навивки.
Броят на навивките на вторичната намотка за наи-малкото изходно
напрежение (+5V) с използването на диод на Шотки за изправител е
„	+	17(5У+0,5У)х50% с ,А
”"+SV)	18Vx50%	' ’
което се закръглява на 5 навивки.
За другите вторични намотки е в сила обгцата формула
(U2 + UDZ)Nl
/V 7 =--------5
2 U1 + UD1
от която (при използване на свръхбърэи диода) се получава
_(12V+0!9V)x5_
N(+1,V) 5V + 0.5V	11,7,
закръглявано на 12 навивки. За напрежение —12 V брят на навивките е същият,
а за 24V е
v _(24 V+0,9 V)x 5
J <+24V>	5V + 0,5V
22,6,
закръглявано на 23 навивки.
Грешката в напрежението на всеки от изходите е
за ±12V => +0,3V;
за +24 V => +0,4 V
и тя е допустима. Приема се вторичната намотка да е автотрансформаторен
тип, което означава, че производна намотка включва в себе си всички
107
по-нисковолтови намотки. Така се получава броят на навивките и проводници-
те на всяка намотка:
за + 5V => 5 навивки с #17AWG (използва се грижилен проводник
# 22AWG);
за + 12V => 7 навивки с #21AWG;
за —12 V => 12 навивки с #21AWG;
за + 24V => 11 навивки с #26AWG;
първична намотка => 17 навивки с # 19AWG (използва се двужилен
проводник от 322AWG).
Разполагане на намотките на трансформатора. Икономически е неизгодно
да се навиват бифилярно всички намотки на трансформатора. Поради това ще
бъде изцолзвано частично бифилярно навиване. Преди него първичната на-
мотка се усуква с тази за 4-24V, както и намотката за +12 V с тази за —12 V.
По такъв начин вторичната намотка за +24V ще служи като улавяща
намотка за първичната и ще намалява отскоците на напрежението по време на
отварянето на мощния ключ.
Най-напред се поставя намотката за + 5 V, като се навива равномерно по
цялата обиколка на тороида. Следват усуканите намотки първична/+ 24 V
също по целия магнитопровод и накрая между тях се „вмъкват" намотките за
±12V.
При производство типичната технология за монтиране на трансфор-
матора върху печатната платка е да се постави тороидът и след това да се
довърши сглобяването на останалите му елементи. Цената на трансформатора
е около $6,5.
Избор на мощния ключ и на изправителните диоди.
Мощен ключ. За конкретного приложение е предимство използването на
мощен MOS транзистор, тъй като има по-малка разсейвана мощност в драйве-
ра и по време на превключването. Минималното му напрежение дрейн —соре е
>U„ + UB^+	(m,e = (24,4 V + 0,9 V) ¥ + 36 V = 54,7 V.
В това изчисление не се вземат предвид отскоци поради разсейваната индук-
тивност на трансформатора. Избира се IZDS = 1OOV.
При обратните преобразуватели е полезно да се избере мощен ключ с
максимален постоянен ток,' по-голям с 50% от максималпия им постоянен
изходен ток. Друго соображение е мощността, разсейвана върху ключа. При
избор на ток, по-голям от необходимия, се намалява мощността /2ЛМ(*) върху
затворения ключ при много малко увеличаване на цената и входния капацитет.
За случая I/>(niin>> 1,5 х 2,07 А = 3,11 А. Избира се транзисторът MTP10N10M,
който е токочувствителен MOSFET. Това е необходимо, тъй като е желателно
използването на схема за управление с токова инжекция, а този транзистор ще
намали с 3 порядъка мощността, разсейвана във веригата на тази инжекция.
Изправителни диоди. За изхода
+ 5V ~ U,(ml„1>V.u-f-Uh(m„)^=5V + 36^=15,6V;
^F(min) /'4' lout (max) 2 А.
Избира се диод 1N5824 (с максимален ток ЗА).
108
За изходите ± 12 V по същия начин се избира MUR110 (диодите D5 и D7 в
схемата).
За изхода + 24 V—диод MUR110 (D4).
Изходен филтър (вж. т. 3.6). С помощта на общата формула (3.36), т.е.
Q»t(niJx)( 1 ^шах )
'ow(min) /тт
Ju ripper (р-р)
се определят капацитетите на изходните кондензатори. За + 5V се получава
CouZ(+sv)=480jzF/10V (това са С13 и С14), като за намаляване на височийата и
па електромагнитните смущения се избират два еднакви танталови кон-
депзатора 220^F/10V. За изходите ±12V 1С12 и С15) се получава
C0Uf(+i2V) = 122^F/20V, като се избират танталови кондензатори 150//F/35V.
Капацитетът на Си за изхода / IV е C<,utl4.24V) = 60^F/35 V, като се използват
два еднакви кондензатора 47/1F/35V.
Схема за управление. За правилния подбор на тази ИС би трябвало да се
направи списък на основните изисквания към нея и да се прибави друг с
„полезните, но несъществени“. Ето тези списъци в случая:
Основни изисквания
Малко градивни елементи
Токово управление
Драйвер за MOS транзистор
(прогивотактен емитерен
повторител)
Еднотранзисторен драйвер
Ниска цена
„Полезны, но несъществени"
изисквания
Блокировка при ниско напрежение
Малък праг на
Ограничение на коефициента
на запълване на 50%
От набора популярни ИС за управление се вижда, че UC3845P удовлетво-
рява всички тези изисквания (допълнителен фактор за избора е доброго й
описание).
В раздела Applications на справочника на фирмата Motorola “Linear and
Interface Integrated Circuits" са дадени различии приложения с тази ИС. На
конструктора му остава само да изчисли стойностите на времезадаващите
елементи—резистор и кондензатор, и съпротивлението на токозадаващия ре-
зистор. Всички останали елементи са евързани със захранващото напрежение
Ucc и веригата за компенсация и се изчисляват по-нататък. Избира сс честота-
та на генерации 40 kHz и от номограмата „Timing Resistor vs. Oscillator Fre-
quency" (зависимост на времезадаващия резистор от честотата на генерации)
се определя CT = C8 = 2000pF и RT=R4 = 10k£l Изчислява се
R„„=U..^-=0,6Vx — = 127 £2
Ipk	8,5 А
и се избира стандартната стойност 120 О.
ООВ по напрежение (вж. т. 3.9). Желателно е напрежението за ООВ да
бъде пропорционално на всички изходни напрежения, за да се намали
взаимного влияние между тях. За целта е необходимо да се определи типът на
захранваните схеми, конто в случая са:
от + 5 V => микроконтролер и логически схеми от серията 74НС, конто
допускат толеранс ±10% на своего C7DD;
109
от 12 V => аналогова схема с операционен усилвател, конто не се влияе от
промени на захранващото напрежение;
от + 24V => захранване на външни схеми с долна граница + 18V.
Напрежението +5V трябва да е специализирано.
Най-напред се избира токът на делителя на напрежение (типична стойност
1 mA). Изчислява се съпротивлението на долния му резистор
^10-11
J
и ref	2,5 V
sense (est) 1 Ш А
2,5 Щ
което се эакръглява към стандартната стойност 2,7 кО. За фабрична настройка
на захранващите напрежения в последняя етап на производството се прибавя
понетциометърът 1 kQ. Той трябва да е в реостатно свързване, като плъзгачът
е съединен към горния му извод. Недостатъкът на използването на потенцио-
метри е, .че свободно оставеният плъэгач е източник на шум. Освен това
прекъсването на плъзгача предизвиква намаляване на изходните напрежения,
коефициентът на запълване на импулсите става максимален и товарите могат
да се повредят. Ако плъзгачът е в средно положение, получава сеЯ1О=2,7к£2—
500Q = 2,2 кО Действителната стойност на тока през делителя е
,	U-f 2’5V -ПОЛ А
“ R10 + R,,“ 2,7 кй  0,96 тА‘
Избира се каква част от този ток ще бъде осигурявана от всеки изход: 60% от
+ 5V, 20% от +12V и 20% от +24V.
За изчисляване на съпротивленията на резисторите в горните рамена на
делителя се използва общата формула
р	_ UOut ref
U-S0,Se~°/.IxIserae{(lcl}
от която се получава:
5 V —25 V
За + 5V:K7= л	=43400,
7 0,6x0,96 mA
като се взема стандартната стойност 4,7 кО.
12 3 V —2.5 V
За +12V:B8 = "; *7 У = 51 кО
8 0,2x0,96 mA
За +24V:K9 =
24,4V —2,5V
0,2 x 0,96 mA
= 114kO
със стандартна стойност ПОкО. Изчисляването на веригата за честотна
компенсация се оставя за накрая.
Входен филтър (вж. т. 3.12). Най-напред се изчислява капацитетът на
конденэатора
2Pout 2 х 37,3 W
fU ripple(p-p) 40kH X 1 Vp_p
= 186/iF.
110
Свързват се паралелно два алуминиеви електролитни кондензатора 100//F/50 V
и паралелно на тях—керамичеп кондензатор 0,1 /zF/100 V.
Бобина. Тъй като изходите на стабилизатора са несиметрични с обща
маса, използва се тороид тип МРР. От номограмите „Normal Magnetisation
Curves", дадени в справочника на производителя, се вижда, че магнитен интен-
зитет 20 Ое създава постоянен магнитен поток, по-малък от 50% от потока на
насищане на магнитопровод . Освен това препоръчваната относителна маг-
нитна проницаемост е /г, = 125. Избират се магнитопровод Magnetics
P/N55120-A2 и двужилен проводник #20AWG. Необходимият брой навивки е
„ III 200 Оех 4,11cm „
N=-------5------------:-----=32.
0,4л7т(|Х 0,4 л х 2,04 А
Пускова схема (Ъж. т. 3.10). Входното напрежение на стабилизатора е
достатъчно ниско и може да осигури целия ток на ИС за управление и MOS
транзистора, но това означава консумирана мощност около 1,2 W, което е
4,2% от общите загуби. Поради това е по-добре да се използва пускова
схема, която консумира ток от входа само по време на пускането или когато
се задейства максималнотоковата защита. През останалото време ИС и MOS
транзисторът могат да се захранват от изхода +12V (вж. схемата от
фиг. 3.59). Елементите на пусковата схема са:
D1—използва се стабилитрон llV/500mW, например 1N5241;
18V-11V
Л, =———-—= 17,5 кП — избира се стандартна стойност 18 кЦ •
0,4 mA
Q1—избира се MPSA05;
С1Т С2
lets
D7M
~D3*
:*D5* C13-C14
> 1+ I » + 24V
C12[ TCU_ + 12V
j—» +5V
j—» Maca
-12V
+ 5V + 12V + 24V
K8|
]K10
________J-Rtl, Maca
-J	на изхода
Фиг. 3.59. Схема на обратен преобразувател на постоянно в постоянно напрежение с токово
управление и изходна мощност 28 W
111
R^18ImA2V = 1'2kn:
Р2-избира,се 1N4148; ч
D3—избира се MBR030.
. Верига за честотна компенсация (вж. приложение 2). За осигурява^е
‘ на максимално добра стабилност на изходните напрежения и минимално
време на прехрдния процес се избира еднополюсна компенсация. Честотна-
та зависимост на р^гулировцчната характеристика на обратен преобразувател
с токова инжекция е функция от I ред (с един полюс), което оправдана
иэбраната компенсация. Веригата и има постояннотоков коефициент на
усилване
Л”~36У>* *Ду* ТГ3’14	GDc=201g3,t!l=9t?4dB.
и горна гранична честота (това е и честотата на полиса) в границитеот
x440//F=36,2Hz за минималния изходен ток. (0,5 А) до'
2ях0ЛА
144 Hz за максималния изходен ток (2 А). Регулиро-
.2лх—-x440uF
* 2А
въчните характеристики са дадени на фиг. 3.60.
Горната гранична честота трябва да е по-малка от 0,2Д,, т.е./й<0,2х
40 kHz=8 kHz. Стойността на коефициента на усилване на веригата за .
честотна компенсация,необходима за получаването на коефициент на
усилване с ООВ при fmt равен на OdB (вж. формула П2.24), е
G„ = 20lg/^-GK=201g^-9,94dB = 24,95dB.
Zfp(W) .	144
Тази величина е необходима само за диаграмите на Боде, дркато по-нататък
се използва 4М=52,4. Комценсиращата нула на усилвателя на грешката
се прави равна на най-мдлката стойност на честотата на полюса, т.е.
fez=ftP(u>w, — 36,2 Hz. Ксмпенсиращият полюс на този усилвател се прави равен
на най-малката стойност на честотата, определена от ESR на кондензаторар
или приблизително yep=/p('EsK; = 20kHz Тъй като вече е известно съпротивле-
нието (4,7 Ш) на горния резистор; на делителя за ООВ на напрежение + 5V,
изчисляват се
С7 =----:---г=------------------*—-=80 pF
7	2я х 52,4 х 4,7 k£) х 8 kHz р
(избира се стандартната стойност 82 pF),
112
♦
Фиг. 3.60. Диаграми на Боде за модула и фазата на коефициента на усилване за деимер 3.15.3
(изчисляване на честотната компенсация)
а ~ модули на коефицнснлпе на усилване; б — фазк
R 3 = A ^R i = 52,4 х 4,7 kQ=246 kfi
(избира се стандартната стойност 270 kQ) и
СА =--!  -----------!--------=16 nF
6 2Kf„R2 2л х 36,2 Hz х 270kQ
(избира се стандартната стойност 15 nF). С това изчислението на елементите
на веригата за честотна компенсация е завършено и може да се направи списък
на всички елементи на стабилизатора.
8 Наръчпик по тожозахраяващи устройства
из
Спецификация
Ci 0,1//F/100 V, керамичен
C2, C3 —100//F/50V, електролитен
алуминиев
C4 0,ljuF/100V, керамичен
C5 10/iF/20V, танталов
C6 15 nF, керамичен
C7 82pF/50V, керамичен
C8 22nF/50V, керамичен
C9 470pF/50V, керамичен
Cj0 47/xF/35V, танталов
Ctl 247/1F/35V, танталов
C12 150pF/35V, керамичен
C13, Ci4 220//F/10V, танталов
C15 150/iF/35V, танталов
D, 11 V/500 mW, стабилитрон
1N5241
D2 1N4148
D3 MBR030
Z>4 MURI 10
D5 MURUO
D6 1N5824
D7 MURI 10
L i бобина, вж. текста
MPSA05
Q2 Мощен MOS, MTP10N10M
Rx 18 kQ, 0,25 W
R2 1,2 kfl 0,25 W
R3 270Щ 0,25 W
R4 10Щ 0,25 W
Rs IkQ, 0,25 W
R6 120Й, 0,25 W
R7 4,7 kQ, 0,25 W
RH 51 kQ, 0,25 W
R9 HOkQ, 0,25 W
R10 1 kU, потенциометър
Rtl 22k£2, 0,25W
Uj ЙС UC3845P
3.15.3.	Универсален стабилизатор с мрежово захранване, няколко
изхода и мощност 65W
Приложение
Може да се използва в изделия, захранвани от мрежово напрежение между
90 и 240 V. Възможно е „мащабиране“ за осигуряване на изходна мощност
между 25 и 150W. Този захранващ блок може да се използва в различии
неголеми апаратури. Схемата му е дадена на фиг. 3.65.
Изходни давни
Входно на1фежение: 90—240 V
Изходни напрежения: + 5V при номинален ток 1А и минимален ток 750mA
+12 V при номинален ток 1А и минимален ток 100mA
— 12 V при номинален ток 1А и минимален ток 750mA
+24 Vnpn номинален ток 1,5 А и минимален ток 250mA
Пулсации на изходното напрежение: 100mVp.p за +5V и +12V
50mVp_p за +24V
Нестабилност на изходните напрежения: max ±5% за +5V и +12V
max +0% за +24V.
Ориентировъчна цена: $25 при 100 броя.
Защити и доташтмы возможности
Изключване при ниско напрежение: Преобразувателят и захранваната
апаратура трябва да се изключват при входно напрежение под 85 V ± 5 %.
114
2.
Флаг за понижено изходно напрежение: Представлява изход с отворен
колектор, който се задейства при понижаване на напрежението +5V под
4,6 V ±5%. Предназначен е за микропроцесорни системи.
Пьрвоначални изчисления „черна кутая* (вж. т. 3.4)
1.	Обща изходна мощност Pcut=5Vxl А+2х 12Vxl A+24Vxl,5A=65W.
Очаквана входна мощност Р»=^^=-^-=81,3 W.
ri 0,8
Постоянни входни напрежения:
а.	от мрежа 110V1	=90V х 1,414 = 127 V
U„w= 130 V х 1,414 = 184 V.
б.	от мрежа 220 V:	= 185 Vx 1,414=262 V
U„(H) = 240 V х 1,414 = 340 V.
Постоянна съставка на входните токове:
3.
Р„ 81,3W ж
а.	максимална стойност 1ь,(т^=Тт--- mw =0,64А;
^(Ып)	127 v
.	- г р« 81,3W
б.	минимална стойност	----= 177V =0,64 А;
Забележка. Първичната намотка да се навие с проводник #20AWG или
подобен.
5.	Очакван върхов ток
_ S.SP^ 5,5x65W
,rk = v------127V----^81A-
u in (min) 1X/ v
6.	Радиатори. Основного правило за обратен преобразувател с мощен
MOS транзистор е, че 35% от общата разсейвана мощност е върху MOS
транзистора и 60 %—върху изправителните диоди. Очакваната обща разсейва-
на мощност при коефициент на полезно действие 80% е 16,3 W.
а.	Върху MOS транзистора има PD= 16,3 W х 0,35 = 5,7 W.
б.	Върху изправителните диоди има
Л>(+«0=Л х 16,3 w х 0,6 = 0,75 W,
Л>(+12Ч=Й Х l6'3 W Х 0’6= I'8 W>
о>=77 х 16,3 W х 0,6=5,4 W,
OJ
Забележка. Топлината поради тези мощности може да бъде разсеяна чрез
вертикални радиатори, подходящи за завинтване, конто могат да се поръчат
като мостри тип Thermaloy.
Предварителни решения. Тъй като избраната схема е на обратен преобразу-
вател с галванично разделяне и няколко изхода, той трябва да отговаря на
нормите за сигурност UL, CSA и UDE. Това дава отражение върху конструк-
цията, трансформатора и веригата за ООВ по напрежение. За управление се
115
използва схемата UC3843P с токово управление, конто може да работа до
50 kHz.
Изчисляване на трансформатора (вж. т. 3.5.4). За този тип стабилизатори
най-често се използва магнитопровод тип Е-Е. Зададената мощност изисква
дължина на всяка страна на магнитопровода около 28 mm. Ще бъде използван
магнитен материал ,,F“ на фирмата Magnetics, Inc., който е аналог на ЗС8.
Номерът за поръчка на магнитопровода е F-43515-EC, а за макарата—
PC-B3515-L1.
1.	Минималната индуктивност на първичната намотка е
,	1,27УхО,5
“ 2,81 Ах 50kHz	Д
2.	За предпазване на магнитопровода от насищане е необходима въздуш-
на междина
0,4л х 108Lpri/Д 0,4л х 108 ±452 дН х 2,812
ЛсВ2т„ “ 0,904 cm2 х (2000 G)2 -°’123cm-
Избира се магнитопровод с най-близката стандартна въздушна междина
1,51mm, който има AL = 100тН/1000 нав. Така в крайни сметка номерът за
поръчка на магнитопровода е F-43515-EC-02 с въздушна междина и
F-43515-EC-00 без въздушна междина.
3.	Максималният брой навивки на първичната намотка е
ж, [Цп ,ллл /0,452 mH
Арт1=1000 /-f==1000 /-т^—5-=67,2,
v 4 у 100 mH
което се закръглява на 67 навивки.
4.	За напрежение +5V трябват
N^U0 + UD)(l-6mJ 67(5 V +0,5 V) (1—0,5)
127 Ух 0,5
което се закръглява на 3 навивки.
5.	За останалите изходни напрежения броят на навивките е
N
sec
Dl) 4^sec
(^Di + ^тГ
±12V => N
(12 V + 0,9 V) x 3
5V + 0,5V
= 7,03
навивки (закръглява се на 7);
+ 24V => N
(24V+0,9V)x3
5V+0,5V
= 13,6
навивки (закръглява се на 14). Очакваните реални стойности на изходните
напрежения са ± 11,93 V вместо +12V и 4-24,76 V вместо + 24V, коего е
допустимо.
116
Разполагане на намотките на трансформатора. Тъй като трансформаторът
трябва да отговаря на събтветните изисквания за сигурност, избира се
разделено навиване на намотките му (фиг. 3.61). За удовлетворяване на
нормите UDE между първичната и вторичната намотка се поставят три слоя
хостафанова лента и между намотките на бобината се оставя разстояние 2 mm.
Трислойна
хостафанова
изоляция
<— Първична намотка
<— Вторична намотка
__Първична и
допълнителни намотки
—>| |<----------- Разстояние 2mm--------->1 1<—
Фиг. 3.61. Разполагане на на намотките на трансформатора от пример 3.15-3
Използват се следните проводници:
първична намотка: едножилен проводник #24AWG за всяка секция;
вторична намотка за +5V: четирижилен проводник #24AWG;
вторична намотка за +12V: двужилен проводник #20AWG;
вторична намотка за — 12V: двужилен проводник #22AWG;
вторична намотка за +24V: двужилен проводник #22AW;
допълнителни намотки: едножилен проводник #26AWG.
Свързването на намотките е дадено на фиг. 3.62.
Фиг. 3.62. Свързване на намотките на трансформатора в пример 3.15.3
Изчисляване па изходния филтър (вж. т. 3.6)
Изправителни диода в изходите. За обратното им напрежение се използва
общата формула
N
ия>иоиГ^иЫ(1МХ}.
pri
а максималният ток в права посока трябва да е Ifwd>Io>-
117
За изхода + 5 V сеполучава UR>5N+—х 34 = 20,3 V и IFWD> 1А—избират
67
се диоди на Шотки P/N MBR340. По аналогичен начин за изходите 12V се
избира MBR370 и за + 24V-MUR420.
Изчисляват се минималните стойкости на капацитетите на изходните
кондензатори по общата формула
I Т
_________1 out (max)1 off (max)
^out (min) rj	r
V ripple (desired)
от която за изхода + 5 V следва Cout (mjn)
1,5Ах 18 us	_
—————=270 /zF. Поставят се два
кондензатора 150mF/10V. По аналогичен начин за изходите ± 12 V се изчис-
лява 6^^ = 180 mF (свързват се два кондензатора 100mF/20V) и за +24V—
6^) = 180 mF (свързват се 4 кондензатора 47mF/20V).
Изчисляване на схемата за управление
Избор на мощните полупроводникови елементи (вж. т. 3.4). Мощният MOS
транзистор трябва да има
кт	/2*7
UDSS > Uflbk = Uin(max) + jf-(U0Ut + UD) = 340 V + — (5 V + 0,5 V)=462 V
и	т.е. над ЗА. Избира се MTP4N50E.
Избор на ИС за управление. Върху избора на тази ИС в случая влияят
необходимостта от драйвер (противотактен емитерен повторител) за MOS
транзистора, несиметричен изход, ограничаване на коефициента на запълване
до 50% и токово управление. Най-разпространената ИС, удовлетворяваща
тези изисквания, е UC3845B.
Изчисляване на веригата на ООВ по напрежение (вж. т. 3.9). Веригата на
ООВ по напрежение трябва да бъде отделена от входа и от схемата за
управление, което налага използването на оптрон. За да се сведе до минимум
влиянието на дрейфа върху неговите параметри, прибавя се усилвател на
грешката в изхода му. Много подходящ е TL431CP. Схемата на веригата за
ООВ е дадена на фиг. 3.63.
118
За намаляване на взаимного влияние между изходите токът L— на
делителя се задана от всички изходни напрежения. Това подобрява и тяхната
стабилност при промени на товара им.
Изчисляването започва с ИС. Приема се да не се използва усилвателят на
грешката в UC3845, което налага съответната част от схемата да се захранва
от оптрона вместо от усилвателя на грешката. Тъй като последният има в
изхода си противотактен генератор на ток 1 mA, ошронът TL431 трябва да
осигури същия ток през своя светодиод. Управляващият ток ще се прибавя
към тази стойност. Приема се ток 1 mA на
5V
R1=-—- = lk£l Съпротивлението на резистора,
1 mA
5 V—(2,5 V + 1,4 V) 1MI_
оптрона, е к2 =------—--------= 183kQ, като
6mA
стойност 180£1 Приема се токът на- делителя да е 1mA, при което
2,5 V
R3 =-^—=2,5 kQ и се избира 2,7к£1 При това реалната стойност на тока през
1 mA
делителя е
всеки волг, което дава
захранващ светодиода на
се избира стандартната
2.5 V
=—’---=0,96 mA.
л sense {act)	*
Сега трябва да се оцени необходимата дьлбочина на ООВ за всяко от
положителните напрежения от гледна точка на изискванията на конкретного
приложение на стабилизатора. От напрежението +5 V се захранват микрокон-
тролер и HCMOS логически схеми, което налага то да не се отклонява от
максималната си стойност с повече от 0,25 V. НапреЖенията 12 V са за
операционни усилвателя и драйвер RSR232, чиито параметри практически не
зависят от захранващите напрежения. От +24 V се изисква да се променя с не
повече от + 2V. Като се има предвид това, избира се следното процентно
разпределение на тока през отделяйте части на делителя: 70% за напрежението
+ 5 V, 20 % за +12 V и 10% за +24 V. Така съпротивлението на резистора R4
(за напрежението +5V) е
^4=ДУ7о?\=3856П,
0,7x0,96 mA
като се избира стандартната стойност 3,9 кО. Резисторы за +12V има
съпротивление
5 V—2.5V
Я5=-	- = 515250
,	5 0,2 х 0,926mA
и стандартната стойност е 51 кО. И накрая за +24V трябва
„	24 V —2,5 V
Rft =-----------=232 кН
6 0,1x0,926 mA
със стандартна стойност 240 кО. Изчисляването на елементите за честотна
компенсация ще се извърши по-нататък.
Токоограничаващ резистор. Съпротивлението на този резистор, евързан в
сорса на мощния MOS транзистор, е
V 07V
- = 0,249Я.
‘рк 2Д>1 А
119
При експериментирането на стабилизатора това съпротивление може да се
намали, ако се окаже, че не може да се получи максималният изходен ток при
минималното входно напрежение.
Изчисляване на веригата за честотна компенсация. Във всички ключови
стабилизатори с токова инжекция тази верига е от II ред (вж. т. П2.4.3 в
приложение 2).
Минималната честота на полюса на регулировъчната характеристика за
изхода + 5V (при минимален товар) е
h=------------------=79,6 Hz.
2’'xo^ax3OO/*f
В случая изискванията към стабилността на напрежението + 5 V са най-стрбги,
но то осигурява само малка част от общата изходна мощност (5 W. от всичко
65 W). Поради това се предпочита да се изчисли полюсът за най-голямото
напрежение
Лр(24) =---24V---------= 11,8
141 др
0,25 А
който ще се използва за определяне па елементите на веригата за честотна
компенсация. Така честотата на полюса па тази верига ще е значително
по-малка, но ще се намали фазовата разлика, въвеждана от веригата с ООВ, и
ще се увеличи съответно сигурността на работа на стабилизатора.
Постояннотоковият коефициент на усилване на системата е
(340V —5У)2хЗ
*(и“* 340VxlVx67
или изчислен в dB е	=201g 14,7 = 23,4 dB. Избира се честотата на нулата,
предизвикана от ESR на изходния филтриращ кондензатор, равна на 20 kHz.
Избират се полюсът и нулата на веригата за честотна компенсация на
усилвателя на грешката, като за компенсиране чрез нулата на полюса на
изходния филтър при минимален товар трябва /ег=//р(^ь+1оа1) и fep=fl(EsR)-
Горната гранична честота на системата с ООВ трябва да е по-голяма от
10 kHz. За получаването на тази честота коефициентът на усилване на
усилвателя на грешката трябва да се увеличи с
10 kHz
Он» = 201g —- - 23,4 dB=36,6 dB,
11 Hz
на което съответства абсолютна стойност 63.
Стойностите на елементите от веригата за честотна компенсация се
изчисляват, като се използват мерните единици, дадени в приложение 2.
Получава се
1	2п х 3,9 Шх 63x20 kHz
120
Я2 = 3,9 kQx 63=240 кЦ
С, =—:--------------=56 nF.
2	2лх H,8Hzx240kl2
Диаграмите на Боде са дадени на фиг. 3.64.
Изчисляване на входния мрежов филтър (вж. приложение 5). Ще бъде
използван филтър от II ред със симетричен вход и изход. Основного му
предназначение е да намалява смущенията поради превключването, попадащи
в мрежата. Най-напред се оценява стойността на затихването при честотата на
превключване. Добра първоначална стойност за него е 24 dB при 50 kHz. Тъй
Фиг. 3.64. Диаграми на Боде за модула и фазата към пример 3.15.3 (изчисляване на честотните
компенсации)
а - коефициент на усилване на1 стабилизатора; б — фаза на стабилизатора
121
AU
като гранйчната честота на мрсжовия филтър е /f=/swx 10 40, където Att е
необходимого захранване в dB, го
24
ft = 50 kHz х 10‘4° = 12,5 kHz.
Приема се коефициентът на потискане С, не по-малък от 0,707, който осигурява
затихване 3dB при гранйчната честота и не позволява получаването на
отскоци в АЧХ. Освен това се приема, че импедансът на мрежата е 50 £2, тъй
като се използва в теста LISN на службата за борба със смущенията.
Изчисляват се необходимите стойности на индуктивността на незамасената
бобина и на капацитетите на двата паралелни кондензатора:
*fc
50 Пх 0,707
их 12,5 kHz
= 900 мН;
3,24 mil
0,1; с
400V
Н2>—L
Занулена маса>—
4= од
400\
------к
0.05 1	1 0,05
3kV
3kV
400V
МО
1N4004S
100#EL
250 V
< 1 M, 1/2 W
и.
IM, 1/2w
£	> Maca на схемата за управление
Към масата на изхода
+ U >—г-f--------
22к5	<4,7 к, 1/2 W
54,7 к, 1/2 W
—Г MPSA44
, 1	1N4148
1N5241aX10^F
------- 7
Елементи против 
самовъзбуждане }
320,0 к
20,5 к
1000pF
UC3845AN
+ U.
" 18к
3<9к?МОС8102кИ
LM111
Маса на схемата
за управление
К-------
1N4148
6
3
Маса
Т1 MUR420
♦I-------
м MBR370
" MBR340C
MBR370
М
-----1н IRF720
Т 1к5 0.249Q
470.
(12V>
Маса 1
+ 12 +24
* +24V
* +12V
* +5V
4 Маса
- имела
-12V
на
МОС81Й24§0^
.056 240k? 3’9? 5114 240к
---4------------>	+5
Н(—
32 pF
TL43ILP
Занулена
маса’“^
JL2
64Р-5
на
PWR
FAIL
Маса
изхода



3
3
Фиг. 3.65. Обратен стабилизатор с мрежово захранване и мощност 65 W
122
(2nfc)2L (2ях 12,5 kHz)2 x 900/хН ’ M ’
Практически не се допуска използването на кондензатори с толкова голям
капацитет. Най-голямата стойност, която удовлетворява изискванията за
допистим импеданс на кондензаторите при 50 kHz, е 50 nF. Това е 3,6 пъти
по-малко от изчисления капацитет, което налага да се увеличи 3,6 пъти
индуктивността, за да се запази граничната честота. Получава се L= 3,24 mH и
коефициентът на потискане £=2,5, което е допустимо.
Фирмата Coilcraft предлага бобини за незамасено свързвапе (трансформа-
тори), от конто най-близка до изчислената е тази с №Е3493. От така
изчисления филтър може да се очаква затихване, не по-малко от 40 dB, в
честотен обхват от 500 kHz до 10 MHz. Ако по време на измерванията на
смущенията се окаже, че те са недопустимо големи, ще трябва да се избере
диференциален филтър от Ш ред.
Пълната принцшша схема на ключовия стабилизатор е дадена на
фиг. 3.65.
3.15.4.	Полумостов стабилизатор с мрежово захранване и изходна
мощност 280 W
Приложение
Предназначен е за основен токозахранващ блок в системи с разделено
захранване. Той трябва да осигурява постоянно захранващо напрежение
+ 28V. Свързва се към мрежата, като чрез превключвател се опрсделя
работата му при номинално напрежение 110V или 220 V. Схемата му е дадена
па фиг. 3.70.
Изходни данни
Обхвати на входното напрежение: 90—130V, 50/60 Hz;
200-240 V, 50/60 Hz.
Изходно напрежение: постоянно +28 V при максимален ток 10 А и мини-
мален ток 1А.
Пулсации на изходното напрежение: 50 mV.
Нестабилност на изходното напрежение: +2%.
Ориентировъчна цена: $50 при 1000 броя.
Първоначални изчисления „черна кутия*.
1.	Но мин а лн а изходна мощност: РОИ(=28 V х 10 A = 280W.
a za	„	280W
2.	Очаквана входна мощност: Рй(мг)=———=350 W.
3.	Постоянни входни напрежения (за мрежа НО V е използван удвоител на
напрежение):
Um(low} = 2 х 1,414 х 90 V = 254 V;
а.	от 110 V:
1,414 х.130=368 V;
г „nv Hfc((w)=l,414xl85V=262V;
б.	от 220V:
Uin(hii=1,414x270=382 V;
123
4.	Постоянна съставка на входните токове:
350 W
а. максимална стойност Iin (max)=---= 1,38 А;
т
б. минимална стойност /„,(т|п) =
380 W
382 V
= 0,92 А.
5.	Очакван върхов ток
_2,8x280W
рк~ 254 V
3,14 А.
Избор. Проектираният стабилизатор е полумостова схема с токова
инжекция, която налага въвеждането на пускова схема, за да се сведе до
минимум токовият удар при пускането. Освен това стабилизаторът трябва да
отговаря на нормите за безопасна работа UL, CSA и VDE.
Приема се работната честота да е 100 kHz и ИС за управление да е
МС3402Р.
Изчисляване на трансформатора (вж. т. 3.5.3). Избира се магнитопровод
тип Е-Е, тъй като има най-голяма площ за разполагане на намотката от
всички други известии магнитопроводи. Тази площ е необходима, за да се
съберат всички допълнителни изолации, изисквани от нормите VDE. За дву-
тактен прав преобразувател не е необходима въэдушна междина на магнито-
провода. Избира се материал ЗС8 на фирмата Ferrocube, който съответства на
материал ,,F“ на Magnetic, Inc. Неговите загуби при избраната работна честота
са напълно допустими.
Дължината на всяка страна на магнитопровода трябва да е около 33 mm.
Най-близък до този размер е магнитопроводът с номер за поръчка F-43515 на
фирмата Magnetics, Inc. Ако се окаже, че намотките не се съберат в прозореца,
ще бъде избран следващият номер F-44317.
Магнитопровод F-43515. При изчисляване на броя на навивките на
първичната намотка трябва да се има предвид пусковата схема, която за
няколко милисекунди след включването към мрежата прилага върху
намотката цялото входно напрежение. Трябва да бъде сигурно, че през това
време трансформаторът няма да се насити. За целта изчисляването му се
прави за максималното входно напрежение и горната граница на работния
температурен обхват. Броят на навивките на първичната намотка е
382VX108
4 х 100kHzх2500G х0,904cm2“ ’ ’
като се приема те да са 38.
Забележка. В резултат на това максималната индукция в магнитопровода
в установен режим е Bmax= 1300 -е-1500 G.
Вторичната намотка има
1,1 (28У + 0,5У)х 38
“	(254 V—2 V) х 0,95
навивки. И тъй като върху магнитопровод Е-Е не може да има дробно число
навивки, те се закръглят на 5. Това води при минимално входно напрежение до
124
4,97/5 = 5/0,95, откъдето коефициентът на запълване е 5=94%, което е
допустимо.
5 x12,5 V
28,5 V
Допълнителна намотка. Тя трябва да има N =
= 2,2 навивки,
което се закрыла на 2. В резултат на това при мипималното входно
напрежение върху намотка се получава напрежение 11,4 V, което е допустимо.
Диаметър на проводниците.
Първична намотка: # 19AWG или подобен.
Вторична намотка: #12AWG или подобен.
Допълнителна намотка: #28AWG.
Разполагане на намотките на трансформатора. Трансформаторът те бъде
навит по начин, различен от този в предишния пример. Първичната намотка
ще бъде от четири проводника #24AWG, а вторичната ще е от две секции,
всяка с широчина 12 mm. Пай п тред върху макарата се навиват два от
проводниците на първичната намотка заедно с допълнителната намотка. След
това се поставя трислойна хостафанова изолационна лента и се навива
вторичната намотка. Отново следва изолация, върху която са другите два
проводника на първичпата намотка. Най-отгоре се поставят още два слоя
изолация. Вснчко това е показано на фиг. 3.66.
Първична намотка
’---------f------
Вторична намотка
38 навивки
с два
проводника
# 24AWG
Допълнителна
наметка
Две I
навивки 5
# 28AWG Г
38 навивки !
с два 
проводника 
# 24AWG !
Секция с
5 навивки
Секция с
5 навивки
<Среден извод
слоя хостафан
слоя хостафан
Фиг. 3.66. Конструкция на трансформатора
125
Избор на мотните полупроводникови елементи
1. Мощни ключове (вж. т. 3.4 и 3.7):
UDSS>382V—приема се 500V;
/о>/„(^) = 2,75 А —приема се 4 А.
Избира се MTP8N50E, чисто малко гт ще подобри коефициента на полезно
действие.
2. Изходни изправителни диоди
UR > 2 U0M = 56 V—приема се 70 V;
I,WD>^Bt(max)= 10А-приема се 20А.
Избира се MBR20100CT.
Изчисляване на изходните филтри
1.	Минималната индуктивност на променливотоковия изходен филтър
(вж. т. 3.5.3) е
(47 V - 28 V) х 4,25 /is
о (miD- 1,4x1 А
57,6//Н.
Чрез изчисляване на LI2 се определя размерът на тороида тип МРР и се
избира каталожен номер 55930А2 на фирмата Magnetics, Inc. Броят на
навивките е
^LO
/0,0576
=1000
19,1
като се приема 20. ^ечението на проводника съответства на # 12WG. За
намаляване на повърхностния ефект ще се използва 100-жилен литцендрат.
2.	Минималният капацитет на изходния филтър (вж. т. 3.6) е
_10Ax4,25^s
°««)	0,05 Vp_p	Д '
Ще се използват четири паралелно евързани алуминиеви електролитни
кондензатора, всеки с капацитет 220 //F. По такъв начин средноквадратичната
стойност на тока на пулсации през всеки от тях ще е под ЗА.
3.	Изчислява се бобината на постояннотоковия изходен филтър (вж.
т. 3.5.7). С помощта на графиката, даваща зависимостта на магнитната
проницаемост от постоянная ток, се избира магнитопровод с д=60 и стойност
на Н, равна на 60 Ое. Така при средни стойкости на изходния ток няма да има
забележимо намаляване на магнитната проницаемост.
Използва се същият магнитопровод както в променливосмутителния
филтър и от (3.35) се получава
N
400 х 6,35 cm
0,4л х 10 А
20,2,
като се приемат 20 навивки. Проводникът трябва да е # 12AMG. Избира се
126
литцендрат само поради по-лесното му навиване (по принцип в случая може да
се работи с едножилен проводник).
Изчисляване на драйверния трансформатор в гепта (вж. т. 3.5.8). Аналогич-
но е на изчисляването на мощния трансформатор на прав преобразувател.
Използва се магнитопровод Е-Е и между първичната и вторичната намотка се
поставят за изолация няколко слоя хостафанова лента. Отскоците на напреже-
нието в драйверния трансформатор са същите както в основния трансформа-
тор, поради което е необходима добра изолация. Не трябва заради трансфор-
матора да се получи повреда на MOS транзистора и оттам на схемата за
управление.
Използва се магнитопровод на фирмата Magnetics, Inc. без въздушна
междина с каталожен No. F-41808EC.
1. Тъй като трансформаторы* се изчислява по същия начин както
мощният трансформатор на прав преобразувател, най-напред с помощта на
израза (3.20а) се определя броят на навивките на първичната намотка
х .=_________________________=п
4 х 100 kHz х 1800 G х 0,228 cm2
2. Захранващото напрежение на ИС за управление трябва да е около 15 V,
което налага преводно отношение 1:1, т.е. и вторичната намотка трябва да
има 11 навивки.
Най-напред се навива първичната намотка и върху нея се поставят два
слоя хостафанова лента. Следва вторичната намотка с бифилярно усукан
проводник и вмърху нея още два слоя изолация. Двете намотки са с еднакъв
проводник # 30AWG.
Изчисляване на пусковата схема (вж. т. 3.10). Използва се подобна пускова
схема както в предния пример. Когато ИС за управление е с малко напрежение
на хистерезис (например МС34025), пусковата схема трябва да издържа целия
работен ток на ИС заедно с драйверния ток на MOS транзистора в момента на
пускане и при токово претоварване. Чрез осигуряване от основния трансфор-
матор на допълнително напрежение, по-голямо от изходното напрежение на
пусковата схема в установен режим, се избягва протичането на какъвто и да е
ток през колекторните резистори в този режим, с което се спестяват няколко
вата разсейвана мощност.
Транзисторът работи като линеен стабилизатор с токоограничение, като
основната мощност се разсейва върху колекторните резистори. При околна
температура + 50°С транзисторът трябва да може да разсейва мощност около
1W. Това налага използването на корпус ТО-220. Сыцевременно максимално-
то му обратно напрежение трябва да е 400 V, поради което се избира TIP50.
Общото съпротивление на двата последователи© свързани колекторни
резистора (за да не пробият) е приблизително
к“"=тгт=16>9к£1’
13 ША
като се избират резистори 8,2 kQ. Върху тях се разсейва мощност
(382 V)2
16>4к -8.8W,
което налага всеки да е с мощност 5 W. По този начин резисторите няма да
127
прегреят и ще работят с напрежение, по-малко от максимално допустимого
за тях.
Резисторът(ите) в базата трябва да има(т) сьпротивление
254 V
b°“ 0,50 mA
= 508kQ.
За да не се получи пробив, отново се приема това да са два последователно
свързани резистора, всеки със сьпротивление 240 kQ, работно напрежение
2500 V и мощност 0,25 W.
Изчисляване на схемата за управление. Основният принцип ще бъде токово
управление. Като универсалии схеми са се наложили UC3525N и МС34025Р,
конто могат да осъществяват токово управление и управление с напрежение. В
случая ще се използва първото.
За избраната работна честота 100 kHz от номограмата на ИС се
определят Ят = 7,5к£2 и CT = 2,2nF.
Изчисляване на токозадавашата схема. За следене на тока в първичната
намотка ще се използва трансформатор, тъй като резисторът не е подходящ за
полумостови стабилизатори. Някои производители предлагат токови тран-
сформатори с тороидален магнитопровод, например Coilcraft има модели с 50,
100 и 200 навивки във вторичната намотка. Напрежението на вторичната
намотка трябва да се определи така, че да се осигури достатъчен ток за
нормалната работа па ИС за управление. В случая това е
tW)« Use + 2 UFWD = 1 V + 2 X 0,65 V = 2,3 V.
Като се избере преводно отношение 100:1, за тока във вторичната намотка се
получава
7	т _3’1A_qi а
100 ~31mA-	‘
За преобразуване на този ток в необходимого напрежение трябва резистор със
съпротивление Rsc = 2,3 V/31 mA = 75 Q. Скоростта на изменение на тока зависи
от съпротивлението на резистора спрямо маса и за нейното увеличаване из-
чпеленият резистор се раздела на две — един успоредно на вторичната намотка
и втори след изправителните диоди. Съпротивленията на тези резистори се
избират 2 пъти по-големи (по 150 £1 всеки), така че при отпушени диоди Ла се
получи изчислената стойност.
Необходимо е към изхода на схемата за токово управление да се прибави
филтър за предния фронт. За получаване на разумна стойност на неговото
време на закъснепие се избира резистор 1 kQ и кондензатор 470 pF.
Компенсация па скоростта на изменение (наклона) на тока. Когато коефи-
циентът на запълване на схеми с токово управление грябва да надхвърля 50%,
задължително е използването на компенсация на наклона на тока. В противен
случай при над 50% се получава нсстабилна работа. Обикновено компенсация-
та се прави чрез прибавяне към основния ток на допълнителен ток от генера-
тор. Така се осигурява увеличаване на наклона на тока и по-ранно задействане
на токовия компаратор. Основният проблем в случая е натоварването 'на
генератора, поради което на изхода му може да се постави буфер—емитерен
повторител с PNP транзистор. Схемата за компенсация е дадена на фиг. 3.67.
128
Фиг. 3.67. Схема за честотна компенсация на стръмността на нзмаеяие на тока
10*V/ais.
Изчисляването й се прави качествен© и затова евентуално може да се
наложат корекции при експерименталната й реализация. Наклонът на необхо-
димого за стабилна работа допълнително линейно изменящо се напрежение се
определя с помощта на израза
‘ L'o	L0NrriN2TT
_32V(0,94—0,18)х 5х 1 х 75ft
х 38 х100
В него коефициентът At отчита едновременното влияние на основния и на
токовия трансформатор, свързан между изхода и извода за тока.
Действителната стойност на необходимого линейно изменящо се напре-
жение, което трябва да се прибави към линейно нарастващия клон в края на
времето, през което ключът е затворен, е
&Ur=4,1.10* V/fiS х 4,25 дз=0,174 V.
Елементите между емитерния повторител и филтрирашия кондензатор
при изхода за ток могат да се разглеждат като резистивен делтец. Тъй като
на извод 7 трябва да се подаде (през резистор 1 kft) напрежение 0,17 V, токът в
резистора трябва да е 0,17 V/1 kft = 170 дА. Прехвърлящият кондензатор между
PNP транзистора и извод 7 позволява напрежението от генератора да има
като абсциса нарастващия ток. Изчислява се
р UoSC 4,5 V—2,3 V
КсГ =---=---------= 6,47 км
Use 2х170дА
и се избира стандартната стойност 6,2 kft.
Изчисляване на веригата на ООВ по напрежение. Тази верига грябва да
осигурява галванично разделяне на първичната от вторичната намотка. В
случая ще се използва оптрон. Веригата на ООВ е дадена на фиг. 3.68.
Вграденият в МС34025 усилвател на грешката има на изхода си емитерен
повторител с комплементарна двойка, което означава, че изходът трудно
може да се претовари. Дейсгвието на усилвателя е като на обикновен емитерен
повторител, докато усилвателните му свойства имат значение само за
работата на TL431 във вторичната страна на схемата.
Изчислението започва от вторичната страна, като се приема токът през
делителя на напрежение за ООВ да е около 1 mA (т.е. 1 kft/V). Като се избере за
9 Наемник по тохоаахраввашл устройства
129
Първична страна
Вторична страна
Фиг. 3.68. Верига на ООВ но напрежение
долния резистор най-близката стандартна стойност 2,7 кЦ за реалната стой-
ност на тока се получава 0,926 mA. Оттук може да се изчисли съпротивлението
на горния резистор
28V—2,5V
0 92бтА
27,5 kQ
и да се избере стандартната стойност 27 кН
Съпротивлението на резистора, определят постоянния ток през диода на
оптрона и TL431, зависи от минималния работен ток на TL431. Неговата
стойност е 1 mA. Приема се максималният ток през този клон на схемата да е 6
mA, откъдето се получава
28 Vr- (2.5V +1,4 V)
Л 2 —	л	— 4016 &£
6mA
и се избира 3,9kQ/0,25W.
Транзисторьт на оптрона, разположен в първичната страна на схемата,
ще бъде свързан по основната схема с общ емитер. Типичният коефициент на
предаване по ток на оптрона МОС8Ю2 е 100% ±25%. Когато TL431 е напълно
отпущен, през транзистора на оптрона протича ток 6 mA и транзисто-
рът трябва да е наситен. Поради това съпротивлението на колекторния
5 V—0,3 V
резистор трябва да е Rt=—-—;——783О, като се избира стандартната
6 mA
стойност 820Q.
С това завършва изчислението на некомпенсираната ООВ по напрежение.
Изчисляване на честотната компенсация на ООВ по напрежение (вж.
приложение 2). Правите стабилизатори с токово управление са системи от I
ред. Поради това най-добре е да се използва метод за честотна компенсация с
една пула и един полюс.
Изчислението започва с приблизително определяне на параметрите на
регулировъчната характеристика. Коефициентът на усилване на стабилизато-
130
ра при отворена верига на ООВ е
А*
 U* x^382V
IV
х^=50,2,
което, изразено в dB, е GJc=201g4fc=34dB. Най-малката стойност на полюса
на изходния филтър се получава при минимален товар, който е със съпротив-
ление 28У/1А = 28Й. Честотата на този полюс е
&=2nRLC0=2я х 28 й х 880 pF = 6,5
Нулата на регулировъчната характеристика, дължаща се на ESR на изходния
филтриращ кондензатор, може да се определи по два начина. Ако реалната
стойност на ESR е известна от справочника, тогава може да се намери
положението на нулата. В противен случай се прави груба оценка за това.
Паралелното свързване на четири алуминиеви електролитни кондензатора
намалява 4 пъти стойността на ESR, поради което може да се приеме, че
честотата на нулата е 10 kHz.
Според методиката, дадена в приложение 2, честотите на полюса и нулата
на веригата за честотна компенсация на усилвателя на грешката са f„=
ffp=6,5 Hz и fep =f2(ESR) = 10kHz.
Избира се горната гранична честота на стабилизатора с ООВ да е 6 kHz.
Възможно е тя да е от 15 до 20kHz, но тъй като има двоен полюс при честота,
равна на 1/2 от честотата на превключване, приближаването до него би било
гибелно за запасите по фаза и усилване на веригата за ООВ.
За получаване на желаната горна гранична честота на стабилизатора с
ООВ би трябвало усилвателят на 1решката да увеличи общото усилване с
Grt = 20lg ^-0^ = 20 lg^-34dB = 25,3dB.
Jfp	0,5
Абсолютната му стойност е АяЯ= 10200= 18,4. Ако координатите на критичните
точки на характеристиките на затворената верига с ООВ са известии или се
избират; могат да се начислят стойностите на елементите (вж. оэначенията им
на фиг. 3.69):
C1 = 2nAxOR3fep=2nx 18,4x27kQx4000 = 80pF’
R4=Ax0R3 = 18,4 x 27 кЙ=496 кй;
Ci = 2nR4/ez=2x x 510 кй x 6,5 Hz=48 nF*
Избират се стандартните стойкости 82 pF, 510 кй и 50 nF.
Изчисляване на токоизправителя и входния филтър (вж. т. 3.12).
Приблизителният капацитет на кондензатора на мрежовия филтър е
1	_____
1,38 А
8xl20Hzx20V
=12 pF.
131
Фиг. 3.69. Диаграма на Боде за модула и фазата към пример 3.15.4
(изчисляване на честотната компенсация)
В моста се използват универсалии изправителни диоди, конто трябва да
„издържат“ максималната стойност на тока, получена при минималното
мрежово напрежение. Това бе определено в предварителните изчисления
(„черна кутия“). Номиналният ток в права посока трябва да е над 2 А, а
минималното обратно напрежение—2 пъти по-голямо от максималната
амплитуда на мрежовото напрежение, т. е. не по-малко от 764 V. Добър избор е
диодът 1N5406.
Изчисляване на противосмутителния входен филтър (вж. приложение 5). Ще
се използва филтър от II ред със симетричен вход и изход. Работната честота
на захранващото напрежение е 100 kHz и като начало може да се приеме, че
132
Занулена маса >
900дН
От 90 до 130 V
или
от 185 ДО 270V
(DC)
.1
600V
-» Силона маса
Към масата на изхода
+ 1Л >—-------------
240 к j ?8Дк, 5W
240к?	?8Дк, 5W
12
1N5241A
О/P А
4148
Маса 1 U
aux
Силова.
маса
ПТ
О/РВ
1 ПТт
SA15CA
MTP8N5OE,
SA15CA *
Маса 1
MBR20100C1\
MTP8N50E
Л 19
57 дН	4еа.
220mF
200дБ
200V
lN914s
1500
Маса 1
+28V
+± 2gF
'* 200V
1500
100
1/2W
U Маса 1
+28V
Системна
Маса на О/P	и
г	мосвю/'
«в+
4^:271
—И----<
1 MpF
TL431CP;: i7k
>
Маса на
изхода
Фиг. 3.70. Принципна схема на полумостов стабилизатор с работна честота 100 kHz и изходна
мощност 200 W
затихването Att на филтъра при нея е 24 dB. Това означава гранична честота на
филтъра
Ап	24
lO ^-WOkHzx 10 40=25kHz.
133
Трябва да се приеме, че коефициентът на потискане е не по-малък от 0,707, че
затихването при граничната честота е 3dB и че не възникват затихващи
колебания при превключванията. Освен това се приема, че импедансът на
мрежата е 50 О, тъй като службата за борба със смущенията използва теста
LISN, при който на входа на токозахранващото устройство се свързва такъв
импеданс. Стойностите на индуктивността и кондензаторите са:
nfc я х 25 kHz
С==(2я/с)2Т=(2д х 25 kHz)2 х 450 дН=9° nF’
като би могло да се избере 0,1 mF. В реалните входни филтри не се използват
толкова големи капацитети. Изискванията към тока с мрежова честота през
кондензаторите налагат техният капацитет да не е по-голям от 50 nF. Това е
половината от изчислената стойност, поради което индуктивността трябва да
се увеличи 2 пъти, за да се запази граничната честота. Така се получава
L = 900 mH и коефициент на потискане 2,5, което е допустимо. Пълната
принципна схема на стабилизатора е дадена на фиг. 3.70.
134
Глава 4
Квазирезонансни преобразуватели
Основната тенденция в електронната промишленост е миниатюризацията,
особено на системите за управление и изчисления. В тази насока и върху
конструкторите на токозахранващи устройства бе упражнен натиск, но те
успяха да намерят отговор. Първо, използването на ключовите стабилизатори
представлява голям скок по посока на миниатюризацията. По-късно въвежда-
нето на мощните MOS транзистори позволи да се прехвърли границата от 50
kHz, което довеДе до съответното по-нататъшно намаляване на размерите. На
резонансните и квазирезонансните преобразуватели се гледаше с голяма на-
дежда като на окончателно решение на този проблем и отчасти те го дават.
Резонансният принцип осигурява по-голям коефициент на полезно дейст-
вие й по-малки размери в сравнение с класическата ШИМ. Едно от много-
бройните съвременни “резонансни" решения са квазирезонансните преобразу-
ватели. Резонансният принцип почти отстранява основните честотнозависими
загуби в токозахранващите блокове и особено тези, свързани с коефициента на
запълване. Теоретически няма ограничения за максималната работна честота
на тези токозахранващи устройства, а повишаването на честотата води до
пропорционално намаляване на размерите на трансформаторите, бобините и
кондензаторите. За съжаление по-малките честотнозависими загуби в тези
ключови стабилизатори, например поради токове на Фуко и хистерезис в
магнитните елементи, както и поради паразитните елементи, не обуславят
голямо намаляване на размерите и цената. Важен фактор за значителното
намаляване на размерите на квазирезонансните преобразуватели бе едновре-
менното им усвояване с това на повърхностния монтаж, който има своя
принос и в ШИМ-стабилизаторите. Диес квазирезонансните преобразуватели
са едно от възможните решения в избора на конструктора. Останалите
разновидности, като мостови преобразуватели с фазова модулация, резонан-
сни ШИМ-преобразуватели и изцяло резонансни преобразуватели, имат малък
дял в съвременните токозахранващи устройства.
Тази глава е посветена главно на квазирезонансните преобразуватели, но
тя би могла да се разглежда и като насочваща за високочестотни и резонансни
ШИМ-стабилизатори. Подобии принципы се използват и в други съвременни
токозахранващи устройства.
Използването на резонансния принцип изисква повече познания от конст-
руктора. Различии паразитни явления, конто при ШИМ-стабилизаторите до
100 kHz имат малко влияние, гук задължително трябва да се вземат предвид.
Необходимо е измерване на разсейваната индуктивност на трансформатора и
изходния капацитет на мощния MOS транзистор. Това може да усложни
работата на конструктора при подбора на елементнте и определянс на
областта на приложение.
Времето за разработка на квазирезонансен ключов преобразувател е с
около 30 % по-голямо от това за подобен ШИМ-стабилизатор, което се дължи
135
на паразитните високочестотни явления. От друга страна, резонансните
стабилизатори изискват допълнително уточняване на резултатите от електри-
ческото и физического проектиране.	' .
Днес най-голямо е приложението на квазирезонансните ключови преобра-
зуватели на такива места, където от осповно значение е минималното ниво »а
радиосмущенията, например в самолети, спътници, видео- и звуковъзпроизве-
ждащи апаратури. Когато се обсъжда проблемът дали да се използват
стабилизатори на резонансен принцип, необходимо е да се поставят следните
въпроси.
1.	Може ли фирмата ви да произвежда печатни платки с повърхностен
монтаж?
2.	Необходимо ли е радиосмущенията около токозахранването да са
по-малко отколкото при ШИМ-стабилизатор?
3.	Може ли фирмата да отдели допълнително време за разработка на
токозахранващото устройство?
4.	Може ли фирмата да плати 10% повече за градивни елеменли отколко-
то за подобно ШИМ-токозахранващо устройство?
Ако отговорът на всички въпроси е “да“, тогава може да се избере
квазирезонансен преобразувател.
4.1.	Принцип на действие
Напреженията и токовете на квазирезонансните преобразуватели са със
синусоидна форма. Ако превключването се извършва в подходящ момент,
резултатьт е липса на загуби от него и контролируема скорост на изменение
на напрежението и тока, което ограничава радиосмущенията. По-голямата
част от смущенията на ШИМ-стабилизаторите съществуват и в квазирезонан-
сните преобразуватели. Поради това, ако сте проектирали ШИМ-стабилизато-
ри и познавате принципите им, вие знаете значително повече от половината за
квазирезонансните преобразуватели.
Квазирезонансните преобразуватели използват трептящ кръг, в който
възникват затихващи трептения при подаване на скокообразно изменящо се
напрежение или ток. Този кръг се свързва между мощния ключ и трансфор-
матора и/или изходния филтър. Периодът на трептенията практически е
неизменен, а периодът на работата на мощния ключ го следва. За промяна на
енергията, постъпваща в изходния филтър и следователно в товара, се изменя
броят на перйодате.
4.1.1.	Квазирезонансни преобразуватели с превключване в нулата
на тока
Квазирезонансните преобразуватели (QR) с превключване в нулата на тока
(ZCS) обуславят синусоиден ток през мощния ключ. За да се разбере действи-
ето им, най-добре е да се разгледат подробно работал а и времедиаграмите на
най-просгия от тях—понижаващ ZCSQR (фиг. 4.1).
Вижда се добре познатият изходен LC филтър, типичен за понижаващите
и всички прави преобразуватели. Наименованието е паралелно резонансна
схема, тъй като товарът е евързан паралелно на кондензатора на трептящия
кръг. Входного стъпало на LC филтъра трябва да има голям изходен импеданс
при резонансната честота. В противен случай качественият фактор на кръга се
намалява, т.е. влошават се резонансните му свойства.
136
Фиг. 4.1. Схема и времедиаграми на понижаващ квазирезонансен стабилизатор с превключване
в нулата на тока
Работата на понижаващия ZCSQR може да се раздели на четири етапа.
Първият е чакащо (първоначално) състояпие, в което натрупващите елементи
не са „заредени“ (върху тях няма. енергия), мощният ключ е отворен и*
превключващият диод пропуска ток от бобината Lo през товара както в
понижаващия ШИМ-стабилизатор. Вторият етап започва със затварянето на
ключа при което напрежението върху него със скок се променя.
Превключващият диод е в право свързване и свързва конденэатора към маса.
Поради това мощният ключ и бобината Lr на трептящия кръг се оказват
последователно свързани с входното напрежение L/,„. В момента на скока на
напрежението токът Isw през ключа е 0, тъй като поради наличието на
индуктивност не може да се промени изведнъж. Започва линейно нараствапе на
Isw от 0 с положителен наклон + U„JLr. Това продължава до момента, когато
стойността на Isw надхвърли тази на тока през товара, осигуряван от
превключващия диод. Следователно диодът се запушва в момента на нулев
ток през него, с което започва третият етап на работа, когато Lr и Сг образуват
137
трептящ кръг. Токът през. кръга се приема за синусоиден, минава през
максимум и след това се нулира. По време на третия етап кондензаторът Сг на
трептящия кръг се изменя по синусоиден закон, но изостава от тока па 90°.
Следователно, когато токът през Lr е 0, напрежението Uc върху Сг е
максимално. След максимума на Uc започва четвъртият етап, при който
посоката на тока през бобината L , на трептящия кръг се променя, като токът
протича през обратния диод Drb, свързан паралелно и в обратна посока па
мощния ключ. Сега ключът може да се .затвори в произволен момент от
времето, без да има загуби в него, тъй като целият ток протича през
Същевременно „излишната“ енергия от бобината се връша в кондензатора
См на входния филтър, а напрежението върху Сг се намалява. Изходният LC
филтър L0C0 го интегрира, т. е. отдсля постоянната съставка, съэдавайки
постоянното изходно напрежение. През този етап бобината Lo работи като
генератор на ток и осигурява линейно намаляващо напрежение, с което
кондензаторът Сг се дозарежда през LC филтъра. Нулирането на това
напрежение означава възстановяване на изходното състояние на трептящия
кръг, с което започва следващият цикъл на работа на мощния ключ.
Вижда се, че и двете превключвания на мощния ключ ставаг, когато токът
през него е 0. От друга страна, превключващият диод също сменя състоянието
си при нулев ток поради отместването на тока от мощния ключ по време на
неговото эатваряне и поради линейно намаляващото напрежение след
изключвапето му (изключване при нулево напрежение). Крайният резултат е
липсата на загуби поради превключването в двата полупроводникови
елемента (транзистора и обратния диод).
Периодът на затваряне на мощния ключ трябва да съвпада с периода на
трептенията, генерирани от трептящия кръг. Чрез промяна на броя на
включванията на ключа за 1 s се изменя мощността, отдадена върху товара.
Това означава, че ZCSQR трябва да работят с фиксирано време на затваряне
на ключа и изменящо се време на отворения ключ. Предлаганите на пазара ИС
за управление осыцествяват тази функция. Уравнението за управление е
ц. /;
(4.1)
Трябва да се внимава с определянето на долната и горната граница на
изходната мощност на преобразувателя. Честотата може ряэко да намалее
при малък изходен ток. Ако тя не е най-малко 10 пъти по-голяма от
граничната честота на изходния LC филтър, ще се получат недопустимо
големи пулсации в изхода. При голям -изходен ток честотата нараства
значително и може да се получи превключваие при ненулев ток. Това се
избягва, когато са изпълнени неравенстваТа
(4.2)
където fjp е граничната честота на изходния LC филтър (вж. формула П2.8);
Д-работната честота на преобразувателя;
fr—резонансната честота на гокоизправителя.
Всички схеми за управление на резонансни преобразуватели, предлагани
на пазара, осигуряват ограничаване на честотата.
138
Рсзонансната честота на трептящия кръг е
f,=----=•	(4.3)
2itjLrC,
Положителният полупериод на напрежението върху трептящия кръг е с
продължителност, равна на половината от реципрочната стойност на Тъй
като през част от периода в трептящия кръг няма енергия, времето, през което
обратно се предана енергия (през Drb) е по-малко от половината полупериод.
Може да се смята, че това време е средно 30% от периода.
4.1.2.	Квазирезонансни преобразуватели с превключване в нулата
на напрежението
Втората раэновидност са квазирезонансните преобразуватели с превключване в
нулата на напрежението (ZVCQR). На фиг. 4.2 са дадени понижаващ ZVCQR
и неговите времедиаграми. Мощният ключ е затворен през по-голямата част
от времето и за намаляване на иэходната мощност се увеличава продължител-
ността на отворен ото му състояние. По своята сыцност ZCSQR и ZVCQR са
дуални. Сравняването на напрежението и тока на ключа на двата преобра-
зувателя показва, че времедиаграмите па тока и напрежението са взаимозаме-
няеми. Ако одновременно се инвертират тези две времедиаграми, за да се
отнесат към мощния ключ, вижда се голямата им прилика.
Във времето ZVCQR работят обратно на ZCSQR, като превключващият
диод De е отпушен по време на отворения ключ. Когато ключът е затворен,
преЗ него протича линейно нарастващ ток (Uin— Uollt)ILoul, аналогично на
разг ле дания вече прав преобразувател с ШИМ. През това време няма
резонансен процес в трептящия кръг, а неговата бобина е наситена и
практически представлява късо съединение. Същевременно кондензаторът Сг
на кръга е заре де н до входното напрежение 17|П.
Резонансният процес започва със затварянето на мощния ключ. Тъй като
напрежението върху кондензатора Сг не може да се промени със скок,
напрежението върху ключа в първия момент остава равно на докато токът
през него се прекратява. Сега СТ започва да се разрежда, а токът през Lr
продължава да расте към своя максимум. Когато този ток започне да
намалява и спадне под стойността на тока през товара, превключващият
диод Dc се отпушва и започва да „доставя“ част от 1^. Същевременно Lr
излиза от режим на насищане, отпушеният Dr я свързва паралелно на Сг и
започва резонансен процес, поради който напрежението Uc, върху Сг се изменя
по синусоиден закон. Когато това напрежение смени полярността си спрямо
Uin, отпушва се обратният диод Drb, евързан паралелно на мощния ключ. През
това време ключът може да се затвори. Когато това стане, отпушва се Dc и
входного напрежение се оказва приложено върху бобината Lr на трептящия
кръг. Токът през нея нараства линейно по закона + UitJLr. Същевременно
токът през товара се осигурява от L 0 и отпущения Dc. Когато токът през Lr
надхвърли тока през товара, диодът Dr се запушва, бобината L г се насища и
през L 0 отново започва да протича ток ( Uin— 0. С това завършва целият
цикъл на работа на понижаващия ZVSQR.
Управлението на ZVSQR е обратно на това на ZCSQR. При ыалък ток
през товара се получава висока честота на управляващия сигнал, което
139

Фиг. 4.2. Схема и времежаграми на нонижаващ квазирезонансен стабилизатор с превключване
в нулата на напрежението
определи голям брой изключвания на мощния ключ. С увеличаване на тока
през товара броят на изключените състояния намалява, като в сила е
равенството
Up
UiH
(4-4)
И тук в схемата за управление могат да се въведат граници на изменение на
честотата, което ще позволи да се сведе до минимум изходното напрежение на
пулсациите поради превключването.
От квазирезонансните преобразуватели най-разпространени са ZVSQR
главно по две причини. Първата е, че при промени на входното напрежение и
140
изходния ток типичните изменения на честотата са 4 пъти, докато при ZCSQR
те са 10 пъти. Втората причина са по-добрите им параметри при голям изходен
ток. Освен това по-лесно може да бъде намалено влиянието на някои от
„най-съществените“ паразитни елементи.
*
4.2.	Проектиране с използване на модулния принцип
*
Аналогично на ключовите стабилизатори с ШИМ и тук може да се създаде
стройна методика за проектиране. Блоковите и принциппите схеми на квази-
резонасните преобразуватели са аналогични на тези с ШИМ с изключение на
допълнителния трептящ кръг. Честотнорависимите елементи се изчисляват за
максималната работна честота. В тях влизат индуктивностите, капацитетите и
веригите за честотна компенсация на ООВ по напрежение. Най-трудно е
свеждането до минимум на високочестотните паразитни явления в процеса на
физического проектиране.
Последователността на работа при проектирането на квазирезонансните
преобразуватели е дадена на фиг. 4.3, а съответстващата й блокова схема—на
фиг. 4.4. Тази глава има тясна връзка с разделите за проектиране от глава 3
(стабилизатори с ШИМ). Необходимо е да се следва последователността на
работа, дадена с алгоритъма, като се изпълняват предписанията във всеки от
неговите блокове.
4.3.	Основни схеми
Подобно на схемните решения на ключовите стабилизатори с ШИМ и между
квазирезонансните преобразуватели с превключваие в нулата на тока и в,
нулата на напрежението има голяма прилика. Независимо от това, като се
пог ле дне една схема, веднага може да се разбере към коя трупа принадлежи.
Синусоидната форма на тока и напрежението в квазирезонансните
преобразуватели обуславя по-големи максимални стойности на тези величини
в сравнение с ШИМ-стабилизаторите, където типичните форми са правоъгъл-
ната и трапецовидната. Може да се очакват с 50% и повече по-големи
стойности, като при ZCSQR сыцествуват значителни напрежителни удари за
мощните ключове, а при ZVSQR —съответните токови удари. Големината на
тези удари зависи от входното напрежение и иэходната мощност. Понастоя-
щем ZCSQR са подходящи за големи входни напрежения, но не се препоръчват
за големи мощности върху товара. Обратно, ZVSQR са добри за големи
изходни мощности, а не за големи входни напрежения.
Обикновено изходната мощност на ZCSQR не надхвърля 300 W, докато
при ZVSQR тя може да достигне няколко киловата. Разсейваната мощност в
схемата с два токови ключа се разпределя между два корпуса, което е
предимство за големи изходни мощности. Схемите на квазирезонансни
преобразуватели са дадени на фиг. 4.5—4.7.
4.4.	Изчисляване на натрупващия трептящ кръг
СПецифичната работа на квазиреэонасните преобразуватели се определя от
натрупващия трептящ кръг. Тъй като ключовите стабилизатори съдържат
141
Изходни Дании
НАЧАЛО
Изчисляване на
трансформатора
Избор
на
схема
Изчисляване на натруп-
ващия трептящ кръг
Изчисляване на филтъра
и токоизправятеля
Избор на схемата на стабилизатора
и метода на превключване
на основата на изходните данни
)
Изчисляват се трансформаторът, сечението на
проводниците и т.н. и се избира методът
на навиване
Оп редел я се схемата на свързване и се
изчисляват стойностите на елементите
на трептящия кръг
Изчисляват се бобините и се иэбират
изправителните диоди и кондевзаторите
Изчисляване на мощ-
ния ключ и драйвера
Изчисляват се схемите на драйвера
Изчисляване на схемата
за управление
Избира се начинът на управлени и ИС.
Определят се основните функции
Изчисляване на веригата
за ООВ
Изчисляване на
пусковата схема
Изчисляване на схемата
за защита
Допълнителни
изчисления
Изчисляват се веригата за ООВ по напрежение и
допълнителните вериги на стабилизатора
Изчисляват се пусковата схема и веригнте
за постояннотоково захранване
Изчисляват се схемата за защита от пренапрежение
посгояинотоковата защита и схемата за защита
срещу отскоци
Изчисляват се допълнителни схеми и възможности
на стабилизатора (MCU, PWR, DWN и т.н.)
Топлинен анализ
и проектиране
Изчисляват се радиаторите и ггредаването на
топлината (приложение Ш)
Опроводяване и физи-
ческо проектиране
Проверка на работата и
сраввяване на заданието
Проектира се печатната платка с оглед на
минимални смущения и максимален к.п.д.
Проверява са ЦЯЛОТО действие
на стабилизатора
Уточняване на
проектирането
Правят се промени в проектирането
Измерване на електро-
магнитните и радио-
_____ячуц^амта
Проверява се действието на екраните
в готовата кутия
Подготовка за производство
Фиг. 4.3. Алгоритъм за проектиране на квазирезонансни стабилизатори
142

yM(DC)
Фиг. 4.4. Блокова схема на квазирезонансен стабилизатор
голям брой мощни елементи със сьответните паразитки елементи, паразитни-
те елементи могат реално да бъдат използвани при работата на резонансните
преобразуватели. Задачата на конструктора е да знае къде са разположени
паразитните елементи и кое е най-доброто място на натрупващия трептящ
кръг, така че да извлече полза от тях.
Натрупващият трептящ кръг е реализиран с реактивни елементи без
активни загуби. Поради начина на свързването му той има минимален
импеданс при изравняваяе на реактивните съпротивления на бобината и
кондензатора и нулева фазова разлика между тока и напрежението му. Това се
получава при резонансната честота. Когато на трептящия кръг от външен
източник се подаде напрежение с тази честота, върху всеки от реактивните
елементи се получава много по-голямо напрежение от подаденото. Големина-
та на това „усилване” се означава с Q. Неговата стойност е пропорционална на
загубите (активнито съпротивления), сыцествуващи в кръга. При скокообраз-
но изменение на подаденото напрежение в трептящия кръг се получават
затихващи трептения (той „звъни") с резонансната честота, т. е. входният
сигнал се превръща в синусоидно трептение след преминаването си през кръга.
Полезно е да се разгледа използването на натрупващия трептящ кръг в
схемите на квазирезонансните преобразуватели. Основният проблем е да се
„укроти" енергията, натрупана в кръга, без той да се натоварва (което
намалява Q). Има два начина за извличане на енергията от трептящия кръг—
като се свърже паралелно на кондензатора достатъчно високоомен импеданс
(паралелно натоварване) или като се свърже сравнително малък импеданс
последователно на бобината (последователно натоварване). По този начин се
прибавят още думи към и без това дългите наименования—двата класа са
квазирезонансни преобразуватели с превключване в нулата на тока (на
напрежението) и последователен резонанс и квазирезонансни преобразуватели с
превключване в нулата на тока (на напрежението) и паралелен резонанс. Те се
различават по начина на натоварване на натрупващия трептящ кръг (фиг. 4.8).
143
Превключваие в нулата на тока
Превключваие в нулата на напрежението
Понижаващ стабилизатор
Понижаващ стабилизатор
Повишаващ стабилизатор
Повишаващ стабилизатор
Понижаващо-понижаващ стабилизатор
Фиг. 4.5. Квазирезонансни стабилизатори без галванично разделяне
Повишаващо-понижаващ стабилизатор
Сега ще бъде описано как се изчисляват стойностите на бобината и
кондензатора. Прели това трябва да се направят някои допускания, тъй като в
процеса на работа се променят някои от параметрите на натрупващия трептящ
кръг. Най-напред се избира стойността на Q. В случай, когато тя се променя в
зависимост от товара, първоначално може да се избере Qest=5. След това се
избира и резонансната честота. Намиращите се на пазара ИС за управление на
квазирезонансни преобразуватели могат да работят до 1—2 MHz, което
трябва да се има предвид при избора. Типични стойности са 1—1,5 MHz.
Възможна е работи и при по-ниски честоти, с което леко се увеличава
коефициентът на полезно действие. Резонансната честота се определя от
израза
144
Превключване в нулата на тока
Превключване в нулата на напрежението
Полумостов стабилизатор
Полумостов стабилизатор
Мостов стабилизатор
Фиг. 4.6. Еднотранзисгорни квазирезонансни стабилизатори с галванично разделяне
Мостов стабилизатор
(45)
2я y/LC
където L е индуктивността на бобината в хенри (Н);
С—капацитетът на конденэатора във фаради (F).
Тъй като има едно уравнение с 2 неизвестни, могат да се получат най-различни
стойности. Поради това обикновено се използва и енергията
(4.6)
Р",
натрупана съответно в Lr и Сг. Като се положи Е.^ = -jr- и се използва
вторият израз в (4.6), за капацитета се получава	г
(4.7)
upriJr
като останалите величини са известии от заданието. Заместването па (4.7) в
(4.5) дава
1
'“(2^)2С,-
(4.8)
Получените стойности на Lr и Сг представляват само първо приближение, тъй
като паразитните индуктивности и капацитети са от сыция порядък.
Ю Наръчник по токоздхравващн устройства
145
Превключване в нулата на напрежението
Полумостов стабилизатор
Полумостов стабилизатор
ООВ
ООВ
Мостов стабилизатор
Мостов стабилизатор
Фиг. 4.7. Квазирезонажяи стабилизатори с галванично разделяне и два или повече транзистора
(а)
Фиг. 4.8. Два начина за натоварване на натрупващия трептящ кры*
« _ пцшщио натоварване; 6 — посладователно натоварване
(Z е мальк)
(б)
146
Най-важни са разсейваната(ите) индуктивност(и) на трансформатора, конто
трябва да се прибави към Lr, както и изходният капацитет на мощния MOS
транзистор (ако такъв се използва), който сыцо се сумира с Сг. Тези паразитни
елементи се използват в някои съвременни преобразуватели за реализация на
трептящия кръг, но това трябва да се прави много внимателно, тъй като
стойностите им зависят от конструкцията на трансформатора и MOS
транзистора и се различават значително в отделяйте екземпляри.
Какво би станало, ако отношението Lr/Cr се промени в една или друга
посока, т. е. да се използва „голяма“ Lr и „малък“ Сг или обратното.
Размерите на двата елемента оказват известно влияние върху параметрите на
схемата. Например, ако в ZVSQR се използва малък капацитет, ще се увеличи
амплитудата на незатихващите трептения, при което мощният ключ ще
работи в по-тежък режим. Чрез използване на максимално допустимого
напрежение в (4.7) може да се получи съответстващият му капацитет. Напри-
мер в един типичен квазирезонансен преобразувател с fr=1 5 MHz стойности-
те на елементите на натрупващия трептящ кръг са Сг®7 ч-10pF и Lr=2-e-5/iH.
Различного, свързване на кръга в ZCSQR позволява да се извлече полза от
разсейваните индуктивности на първичната и вторичната (ите) намотка (и).
Възможно е кондензаторът на трептящия кръг да се евърже във вторичната
намотка на трансформатора (фиг. 4.9), което налага да се използва изразът
Фиг. 4.9. „Прехвърляне" на кондензатора на натрупващия трептящ кръг през трансформатора
в ZCSQR
а - свързване в първичната намотка; б - свързване във вторичната намотка
147
Z~ = (—} Z„,	(4.9)
xflpri/
за връзката между импедансите от двете страни на трансформатора. Като се
замести със стойността на конденэатора на трептящия' кръг (свързан в
първичната намотка), може да се получи стойността на конденэатора във
вторичната намотка. Ако кондензаторът остане свързан в първичната, върху
нея ще се получат напрежителни отскоци по време на преходни я пронес. При
свързване във вторичната намотка разсейваните индуктивности на трансфор-
матора се сумират с тази на трептящия кръг и отскоци не се наблюдават. По
този начин се иэбягва необходимостта от потискана на отскоците в
първичната намотка и се намаляват радиосмущенията от захранването.
При няколко вторични намотки кондензаторът на трептящия кръг на
ZCSQR може да се раздели на няколко части, като паралелно на всяка
вторична намотка се свърже по един кондензатор, докато при използването на
автотрансформатор той е един (фиг. 4.10).
Фиг. 4.10. Свързване на кондензатори към вторичните намотки на трансформатора на ZCSQR
а - автотрансформаторяи вторични намотки: б - отделяй вторични намотки
148
При наличие на няколко разделены вторични намотки капацитетите на
кондензаторите им са пропорционални на съответните изходни мощности:
с, <.>	(*=£!!? С,	(4.10)
-* out (total) \ Jlpri /
Внимание. При свързване на кондензатор към най-нисковолтовата вто-
рична намотка токът на пулсациите през него може да е значителен. Поради
това е необходим внимателен подбор на параметрите.
Кондензаторът на на'групващия трептящ кръг на ZVCQR с мощни MOS
транзисторы е евързан между дрейна и сорса на транзистора и затова при
отворен ключ проходният капацитет трябва да се прибави към този на
кръга. Понякога се използва само Coss, но това трябва да се прави внимателно,
тъй като той е силно нелинеен и има производствен толеранс. От друга страна,
ако се работи само с Coss, намалява се т. нар. натрупване на заряд. При
затварянето на MOS ключа той шунтира и разрежда COii. Това е причина за
слабо изучени загуби в ZVSQR. Тяхната оценка и използване в работата на
квазирезонансните преобразуватели може да представлява интересно изелед-
ване.
4.5.	Подробности за използването на резонансните
явления в ключовите стабилизатори
Резонансните явления се използват в много от съвременните високочестотни
стабилизатори, намиращи се на пазара. Само част от тях са квазирезонансни
преобразуватели. Много от съвременните реализации са варианта на ключо-
вите стабилизатори с ШИМ и интересно използване на паразитните елементи.
Значигелно е приложението и на методи с превключване в нулата на тока или
напрежението без управление чрез промяна на честотата.
4.5.1.	Мостови преобразуватели с ШИМ с фазова модулация
Мостовите преобразуватели се използват в обхвата на най-големите мощ-
ности, поради което отделяната топлина в мощния им ключ е от особено
значение. В класическия мостов преобразувател с ШИМ срещуположно лежа-
щите мощни ключове се превключват одновременно. По този начин се
прекъева връзката на първичната намотка с нискоомната променливотокова
маса и в резултат на това се получават големи отскоци и продължителен
преходен процес поради паразитната индуктивност на първичната намотка и
каквато и да е друга остатъчна индуктивност на намагнитване. Това определя
шум, който може да се намали само чрез използването на демпферна верига,
внасяща загуби.
Чрез промяна на начина на управление на мощните ключове, при което
само един от тях е отворен в даден момент, противоположният извод на
първичната намотка остава евързан към променливотоковата маса. В нена-
товарения край на първичната намотка се получават затихващи трептения,
като скоростта на намаляване на амплитудата—dU/dt, записи от разсейваната
индуктивност и изходния капацитет на MOS транзистора. Тяхната отрицател-
149
на амплитуда става равна на отрицателното входно напрежение, когато MOS
транзисторът се отпуши в нулата на напрежението. Същевременно MOS
транзисторът в другия край на първичната намотка се запушва, в този край се
получават затихващи трептения с амплитуда, равна на положителното входно
напрежение, при което MOS транзисторът се отпушва. Времедиаграмите на
работа са дадени на фиг. 4.11.
Фиг. 4.11. Мостов преобразувател с фазовомодулирана ШИМ
150
При запушването на съответния MOS транзистор в „неговия“ край на
първичната намотка се получава изпреварващ преходен процес, който
обуславя отваряне на ключовете в нулата на напрежението. В изправителните
диоди на изхода се разсейва по-малка мощност, тъй като преходните пронеси
на токовете им са близки до тези при превключване в нулата на тока.
На пазара вече се предлагат ИС за управление на такива стабилизатори.
Това е UC3875 на фирмата Unitrode и една ИС на фирмата Microlinear.
Използваният метод позволява увеличаване на работната честота и на
коефициента на полезно действие с 3 — 5 % в сравнение с класическите мостови
преобразуватели с ШИМ. Същевременно цената е по-високя поради големия
брой драйверни трансформатори за гейтовете.
4.5.2.	Обратна намотка за преходния процес
Понякога се използва обратна намотка с много силна магнитна връзка с
първичната намотка на трансформатора. Всеки трептящ кръг, свързан към
обратната намотка, се трансформира в първичната и й създава променливото-
ков товар при липса на натоварване от мощния (ите) ключ(ове). Това може да
се направи по различии начини и чрез използване на диоди да действа само
през определени части от работния цикъл. Енергията, натрупана в обратната
намотка, може да се върне в източника на входно напрежение.
Тъй като преходните процеси са най-важната част от работния цикъл,
необходима е много добра индуктивна връзка между обратната и първичната
намотка. Препоръчва се те да се навият бифилярно. Веригите с паразитнн
резонанси (капацитетите на трептящия кръг и индуктивностите на разсейване),
свързани към обратната намотка, трябва да имат период на свободните си
трептения около 2 пъти по-голям от продължителността на предния и задния
фронт. Това означава честота на тези трептения много по-висока от работната
честота на стабилизатора (над 10 пъти). Като част от полупериода на
синусоидния процес в първичната намотка е необходимо да има и известно
„мъртво“ време. Идеята за такава схема е дадена на фиг. 4.12.
Препоръчвам да се задълбочите в този метод, от който може много да се
научи.
Фиг. 4.12. Възможно свързване на обратната намотка
151
4.6.	Паразитни явления в ключовите стабилизатори
при високи честоти
Паразитните явления трябва да се имат предвид при проиэводството на
индуктивните елементи, печатната платка и кутията. Те обуславят онези
електрически параметри, конто реално сыцествуват, но не се вземат предвид в
основного действие на прибора. Например ESL и ESR са паразитните пара-
метри на един кондензатор. „Черната магия" при проектирането на ключови
резонансни стабилизатори е да се установят и намалят (да се „укротят") тези
паразитни явления така, че наличието им да Не е от особено значение за
конструктора.
Основните паразитни явления във високочестотните ключови стабилиза-
тори могат да се групират, както следва:
1.	Дължащи се на конструкцията на елементите (ESR, ESL, Coss, индук-
тивност на разсейване и т.н.).
2.	Свързани с печатната платка (индуктивност и сопротивление на
пътечките).
3.	Индуцирани отвън.
Значителна част от елементите могат да имат множество паразитни
параметри по различии причини. Най-голям интерес представляват паразитни-
те явления, конто се проявяват или предизвикват от мощните елементи, тъй
като това е свързано със значителни загуби. Тези явления са разгледани в
следващите точки.
4.	6.1. Паразитни явления във и поради трансформатора
Трансформаторы ё най-големият източник на паразитни явления в един
квазирезонансен стабилизатор. Освен вече разгледаните загуби в магнитопро-
вода при тези високи честоти във и около трансформатора има интензивно
магнитно поле, което обуславя различии загуби. Във всеки проводник или ме-
талла повърхност с достаточна площ, разположени в близост до трансформа-
тора, се индуцират токове на Фуко. Те образуват токови кръгове и пре-
дизвикват нагряване поради мощността I2R.
Най-големият източник на магнитно поле от трансформатора е въз-
душната междина (ако я има). Тя обуславя разсейване на магнитните силови
линии в околното пространство. Интензитетът на полученото магнитно поле
намалява обратно пропорционално на разстоянието от междината. Най-
близко до нея са намотките на трансформатора. Токове на Фуко се индуцират
в проводниците с достатъчно голямо сечение, позволяващо получаването на
токови кръгове (радиусът им е обратно пропорционален на честотата). Това
означава, че в тънки проводници токовете на Фуко са малки. Но в намотки от
метални ленти те са значителни.
Разпространяването на магнитното поле извън магнитопровода эависи от
неговата форма. Най-голямо е излъченото магнитно поле от магнитопровод
Е-Е, тъй като въздушната му междина нс е заобиколена от него. По-добро е
екранирането при чашковидните сърцевини.
Токовете на Фуко могат да се индуцират във всяка металла повърхност
извън магнитопровода, чиито размери са по-големи от радиуса на токовите
кръгове. Типични примери са кутиите, екраните, шаситата и дори алуминиеви-
те електролитни и танталовите кондензатори. Върху шаситата в областта на
К?
влияние на трансформатора могат да се направят напречни прорези или дупки
така, че дължината на всяка възможна верига за токовете на Фуко да не е
равна на обиколката на техния кръг. Кондензаторите трябва да се монтират
далеч от трансформатора или да се поставят така, че по-голямата част от
металната им повърхност да е разположена по посоката па магнитните силови
линии, а не перпендикулярно па тях. Стениге на кутията трябва да бъдат
достатъчно отдалечени от трансформатора и от всички променливотокови
дросели.
Вторият основен източник на загуби от трансформатора е скин-ефектът,
който се получава при протичането на променлив ток по проводник. Полето
около проводника изтласква електроните към повърхността му. В резултат на
това се увеличават плътността на тока и съответно загубите поради I2R.
Понякога това се оценява като променливотоково съпротивление на провод-
ника, което се прибавя към постояннотоковото му съпротивление, давано в
справочниците, Борбата със скин-ефекта се води чрез използване на лит-
цендрат в бобината на изходния филтър и трансформатора и/или на лента
между вторичните намотки с малко навивки. Литцсндратът е образуван от
множество много тьнки изолирапи проводници, чието сумарно сечение
съответства на желаното. По-тьнките проводници имат по-голяма обща
повърхност, което намалява плътността на тока и съответно променливотоко-
вото съпротивление. Проводниците па литцендрата трябва да са с диаметър,
не по-голям от удвоената дебелина, в която се поместват токовете. Сыцото се
отнася и за дебелината на лентите, използвани вместо литцендрат. При
работка честота 1 MHz обикновено се използват ленти с дебелина до 0,127 mm.
Трансформаторът на квазирезонансните стабилизатори трябва да е с
вмъкнати намотки както при ключовите стабилизатори, за да се сведе до
минимум интензитетът на магнитного поле в него. На фиг. 4.13 е показано
типично подреждане на намотките.
Първична намотка
Вторични намотки
от метални ленти
Вторични намотки от проводници
Първична намотка и мощни
вторични намотки
Фиг. 4.13. Подреждане на намотките на високочесгогни трансформатор!!
4.	6.2. Загуби поради паразитки явления в мощния ключ
Вторият голям източник на загуби поради паразитки явления е мощният
ключ. Някои от тези явления обуславят реактивна мощност, която не води до
нагряване, но предизвиква протичане на променливи токове през мощните
стъпала. Други явления водят до нагряване на тези стъпала.
Капацитетът гейт—соре на мощния MOS транзистор означава загуба на
реактивна мощност и обуславя променлив ток през мощните стъпала (шун-
153
тираща верига). Драйверното стъпало на MOS транзистора обуславя честотно
зависимия постоянен ток на гейта
fC U2
________J ^gass gs
gate (аи)
(4.11)
2
Големипата на раэсейваната мощност зависи от начина на получаване на този
ток. Ако напрежението представлява част от това на някакъв източник на
напрежение, раэсейваната мощност е по-голяма. Препоръчва се върху
трансформатора да се навие допълнителна захранваща намотка, осигуряваща
постоянно напрежение 10 — 12 V.
Друг източник на загуби е капацитивпата връзка между извода на дрейна
на MOS транзистора и замасения му корпус. Физически този капацитет се
образува от две мезалпи повърхности, разделени с диелекгрик (слюда или
силиконова паста). От дрейна (или колектора) на мощния ключ излизат утечни
токовс във всички посоки. Лссен начин за намаляването или премахването на
предизвиканите от тях загуби е да се използва изолираща паста с вмъкната в
пея изолирана металпа лента с извод. Ако той не е свързан, получават се два
последователно свързани конденэатора с два пъти по-малък сума реп
капацитет, което намалява тока наполовииа. Възможно е също така малка
част от енергията да се върне обратно чрез изправяне на гюлученото
напрежение и прилагането му върху филтриращия кондензатор на стабилиза-
тора. Това е показано на фиг. 4.14.
Маса па
входа
Занулена
маса
(б)
Фиг. 4.14. Загуби поради капашггсга корпус —радиатор
а - парагитен капацитет корпус - радиатор; б - метод за премахване па „нзтичащата*1 енергия
Постоянно
* напрежение
Маса на
входа
Занулена
маса
Маса на
входа
Загубите поради зареждане па капацитета на MOS транзистора могат
да бъдат намалени само като Cw, се направи част от капацитета на трептящия
кръг, по това грябва да става много впимателно.
154
4.	6.3. Загуби поради паразитни явления в кондензаторите
Загубите поради ESR и наличието на ESL на кондензатори с голям капацитет
води при високи честоти до изолиране на кондензатора от останалата част от
схемата, което в квазирезонансните стабилизатори може да доведе до
нежелани резултати. Това налага използването на високочестотни кондензато-
ри. Тези за повърхностен монтаж имат по-малки ESR и ESL. Някои спе-
циалисти препоръчват използването на стъклени кондензатори. Те са много
скъпи и имат малък капацитет, което налага паралелното свързване на много
кондензатори. За намаляване на ESR и ESL се препоръчва паралелното свър-
зване на висококачествени танталови кондензатори за повърхностен монтаж,
както и поставянето на висококачествен керамичен кондензатор между тях и
диодите на изходния токоизправител. Така с малки допълнителни разходи се
осигурява много добра работа на квазизезонансните стабилизатори.
4.7.	Примери за проектиране на квазирезонансни
стабилизатори
Проектирането на квазирезонансните стабилизатори е много подобно на това
на ключовите стабилизатори с ШИМ. Различието се състои в промяната на
начина на управление, прибавянето на натрупващ трептящ кръг и фиэическо
оразмеряване, подходяще за високи честоти.
Схемните решения на квазирезонансните стабилизатори са също толкова
различии, колкого тези на ключовите стабилизатори с ШИМ. Следващите
примери са подбрани така, че читателят да добие представа за особеностите на
квазирезонансните стабилизатори.
4.7.1.	Квазирезонансен стабилизатор с токова ООВ
и мощност 15 W
Този стабилизатор е нов вариант на класическия, управляван с напрежение *
ZVSQR. Интегралната схема с токово управление и произволен коефициент на
запълване се преобразува в схема също с токово управление, но с фиксирано
време на отваряне на ключа и променливо време на затваряне. Така се
получава схема ZVSQR, чиито предимства са наличието на максималнотокова
защита и запазването на токового управление при намалени загуби
благодарение на резонансния принцип на работа. Независимо че работиата
честота не може да надхвърли 1 MHz, схемата има предимствата на липса на
загуби поради превключването и намалени електромагнитни смущения.
Изходни данни
Обхват на входното напрежение: от + 18V до +32V, номинална
стойност +24 U.
Изходно напрежение: +15V при ток от 0,5 до 1А.
Входно напрежение на изключване на стабилизатора: 8V + 1V.
Първоначални изчисления „черна кутня“
Изходна мощност: Uouf7our = 15 V х 1 А = 15 W.
Максимален върхов ток:
_5,5Pouf
pk TJ
U in (min}
5,5xl5W
18V
=4,6 A.
155
Фиг. 4.15. Квазирезонансен обратен преобразувател с токово управление и ZVS
Средни стойкости на входния ток:
~ Р.и _ 15 W
0,9x24 V °’7Л'
Р	15 W
7‘"	= 0,9 х 18 V = 0’926 А-
Определянето на проводника на първичната намотка се прави при номи-
• налното входно напрежение +18 V и при номиналния изходен ток. Избира се
# 20AWG.
Изчисляване на трансформатора. Това е единственият елемент на стаби-
лизатора, който не е за повърхностен монтаж, тъй като няма достатъчио
големи магнитопроводи за 15 W и такъв монтаж. Възможно е да се работи и с
тороид, но се избира магнитопровод Е-Е на фирмата TDK. Подходящи са и
магнитопроводи тип ЕРС.
Избор на материала на магнитопровода. Стабилизаторът ще работи в
честотен обхват от 150 до 500 kHz, при който могат да се използват два типа
материали. За честоти до около 800 kHz са подходящи материалите F, ЗС8 и
Н7Р4, предлагани от различии производители. Материалите N, ЗС85 и Н7Р40
са за честоти до няколко мегахерца, но в конкретния честотен обхват
обуславят по-малки загуби. Затова се избира Н7Р40 на фирмата TDK.
Определяне на големината на магнитопровода. Фирмата TDK оценява
своите магнитопроводи в зависимост от големината на мощността в тях при
еднотранзисторен прав преобразувател. Изискванията за обема на магнитоп-
ровода при обратните преобразуватели са почти същите. Подходящ за
мощност 15 W е магнитопроводът ЕРС 17 или по-голям. Номерата за поръчка
на целия набор са: PC40EPC17-Z за магнитопровода, BER17-1111CPH за
бобината и FEP17-A за скобата.
156
Изчисляване на индуктивността на първичната намотка. Приема се, че
максималното време на затворения ключ е 7 де, а то се получава при
минималното входно напрежение. Индуктивността на първичната намотка
трябва да е
рп
^iw(mln) ^вв(тах)__18 V X 7
I pk	4,6 А
Широчината на въздушната междина е приблизително
г 0,4лП^х108 0,4л х 27/гН х (4,6 А)2 х 108 л 1А1	2
0 Асх	0,22 cm2 х 18002
Коефициентът AL на магнитопрогида при тази междина е около 0,55 пНДнав.)2.
Магнитопроводите на TDK използват такъв коефициент и с него броят на
навивките на първичната намотка е
27 дН
33 nH

==22,2,
като се правят 22 навивки. Индуктивността на вторичната намотка определя
колко бързо ще се разсее натрупаната в магнитопровода енергия при
прекъснат режим на работа. Тъй като входното и изходното напрежение са с
близки стойности, възможно е използването на преводно отношение 1:1. В
резултат на това се получава време на отваряне на ключа 3;<s, което е
съизмеримо с това на стабилизаторите с ШИМ. Поради това ще се използва
преводно отношение 1:1 (т.е.	= 22 нав.), като за максимално добра
магнитна връзка дветё намотки ще се навият бифилярно.
Диаметър на проводниците
Първична намотка: # 20AWG или подобен — използва се трижилен
проводник # 24AWG.
Вторична намотка: # 20AWG или подобен—използва се трижилен
проводник # 24AWG.
За избягване на грешки трябва да се използват проводници с различии Цветове
за двете намотки.
Разполагане на намотката на трансформатора. Проводниците на първична-
та и вторичната намотка се усукват преди навиването им върху макарата.
Двата края па намотките сс разделят (разпознават се по цвета) и се запояват
към съответните изводи «<а трансформатора. Върху тях се навива предпазпа
хостафанова лента с добър външен вид.
Изчисляване на натрупващия трептящ кръг. Тук се прави първоначално
определяне на стойностите на елементите на натрупващия трептящ кръг, тъй
като на този етап не е възможно да се предскаже влиянието на всички
паразитни елементи след физическата реализация. След монтажа върху
печатната платка е необходима донастройка на изчислените стойности и на
времето на отворения ключ, задавано от управляващата ИС.
Най-напред се предполагав че енергията, натрупана в трептящия кръг, се
разпределя равномерно между бобината и конденэатора, т.е.
P0Ut_CrU^_Lrii
ЛР 2	2 *
157
2Р
Чрез решаване на този израз спрямо Сг се получава Сг=--2 Приема се, че
Ucfop
максималното напрежение върху кондензатора може да се ограничи до 100 V,
откъдето се получава
2xl5W
----------— 24 nF
(70 V)2 х 250 kHz
като се избира стандартната стойност 20 nF. Максималната работна честота f
е избрана равна на 250 kHz, тъй като максималното време на затворения ключ
е около 10-15%, което е добра стойност. За индуктивността на трептящия кръг
се получава
1
(2nfop)2Cr (2л х 250 kHz)2 х 20 nF 20 pH'
Изчисляване на изходния трансформатор и филтър
Избор на изправителния диод в изхода. Той трябва да има
N
и, = Uovt+X uin(ma]l) = 15 V + 3 2 V = 47 V
J ’ pri
и следователно за D4 се избира MBR360.
Изчисляване на необходимая капацитет на изходния филтър:
О  (man) Kff 1А X 2/2S 
U riPPie	50 mV
Избира се С8 с капацитет 47 pF и постоянно напрежение 25 V. Това ще бъде
висококачествен танталов кондензатор и паралелно на него ще се евърже
керамичен кондензатор 0,5/zF.
Изчисляване на пусковата схема. Като пускова схема ще се използва
линеен стабилизатор с максималнотокова защита. Резисторът за захранване
е	„	18V-12V
на базата е к. =——---------=12кЦ а токоограничаващият резистор в
0,5 mA
18V-13 V
колектора — R2 =—гт—-— = 500 Ц като се избира стандартна стойност 510Л.
10 mA
Изчисляване на схемата за управление. Ще бъде използвана популярната
ИС UC3842 с токово управление. По принцип изборът на ИС е важен, тъй като
не е допустимо къефициентът на запълване да надхвърля 50% и следователно
трябва да бъде ограничен. Това се постига, като между генератора и
обикновения RS тригер се поставя буферен резистор. Така генераторы
започва да работи като чакащ мултивибратор, задаващ времето на отваряне
на ключа чрез управление от токочувствителния извод на ИС. При достигане
на желания ток времезадаващият кондензатор се разрежда и генераторы се
пуска за изработване на времето на отворения ключ, след което процесът
започва отново.
Преобразуване на схемата за управление за получаване на фиксирано време
на изключване. Това се постига чрез свързване на маломощен N-канален MOS
транзистор паралелно на времезадаващия кондензатор, като гейты му се
158
свързва с гейта на мощния MOS транзистор. Подходяще е да се избере BS170
или 2N7002. Стойностите на времезадаващите елементи се определят с
помощта на справочника, като за получаване на време на отворения ключ
около 2 /is се оказва необходим резистор 2kQ и кондензатор 220 pF. След
монтажа върху печатната платка се прави донастройка на тези елементи, за да
се получи точно съгласуване с полупериода на натрупващия трептящ кръг.
Изчисляване на веригата на ООВ по напрежение. Избира се токът през
делителя на тази верига да е равен на Г mA, с което долният резистор (R9) на
този делител се оказва със съпротивление 2,49 Ш и толеранс 1%. Горният
„	15V—2,5V
резистор е К8=——= 12,5kQ, като се избира стандартната стойност
12,4kQ±l%.
Изчисляване на веригата за честотна компенсация. При промяна на
входното напрежение и товара на квазирезонансните стабилизатори тяхната
честота се променя обикновено около 4 пъти. Поради това може да се приеме,
че максималната честота на превключване е 80 kHz, което е необходимо за
честотната компенсация.
Регулировъчната характеристика на обратимте преобразуватели с токово
управление е от I ред дори при работа с изменяща се честота. Това налага
използването на схема за честотна компенсация с един полюс и една нула.
Постояннотоковият й коефициент на усилване, честотата на полюса и нулата
на ESR са:
л*=-ЙУх25У =2,41:	G..=201g2,41 =7,7dB,
Z,J V
ffp (hi) =	jyy	— 225Hz
2я x —— x 47/zF
1A
(при макси малния ток 1А) и
ffp (low) =	15V	=112 Hz
2’tX0jAX47"F
(при минималния ток 0,5 А). Регулировъчните характеристики са дадени на
фиг. 4.16.
Граничната честота на коефициента на усилване трябва да е по-малка от
0,2Д,, т.е. Д,<0,2х80kHz= 16kHz. Избира се 10kHz.
За да се осигури при затворена верига на ООВ и честота fm коефициент на
усилване, равен на OdB, трябва
f	10 kHz
G„ = 201g-^-----G* = 201g——--7,7dB=25,2dB,
/o<min)	225 Hz
което e необходимо само за диаграмата на Боде, или Ат=18,3 (коефициент на
усилване, необходим по-нататьк). Компенсиращата нула на усилвателя на
грешката трябва да се разположи върху най-нискочестотния полюс на фил-
търа, т.е. f„ =ffP(i0V)= 112Hz. Съответно компенсиращият полюс на усилвателя
159
Фиг. 4.16. Диаграми на Боде за модула и фазата към пример 4.7.1 (изчисляване на честотната
компенсация)
а - диаграми на модулите; б - диаграми на фазите
трябва да съвпада с нулата, дължаща се на ESR на конденэатора, или прибли-
зително fep—fp(Esm = 10 kHz. Тъй като е известно съпротивлението (12,4Ш) на
горни я резистор в делителя за ООВ на напрежението +5V,
1 1
3”2^x^iAe_27cxl8,3xl2,4kQxl0kHz” Р ’
като се взема стандартната стойност 68pF. Освен това R3~AxoRi =
18,3 х 12,4kQ=227 kJ2 (стандартна стойност 220 kQ) и
160
1
4 2nfexR2 2ях 112 Hz х 220 kQ 65 “F
с най-близка стандартна стойност 60 nF.
4.7.2. Полумостов ZVSQR с мрежово захранване
Предназначен е да работи като понижаващ стабилизатор в системи с
разпределено захранване и има само един изход +28 V с максимален ток 10 А.
Като схема се избира класически полумостов квазирезонансен стабилизатор,
управляван с напрежение, с превключваие в нулата на напрежението,
промен лива честота и усредняваща максималнотокова защита. При проекти-
рането му се използват предлагани на пазара ИС за управление. В сыцност
това е преобраз уван вариант на проектирането на ключовия стабилизатор с
ШИМ от т. 3.15.4.
Изходни данни
Изходно напрежение: +28V±0,5V.
Изходен ток: максимална стойност 10А, минимална стойност 1А.
Обхват на входното променливо напрежение: 105 V —130 V
208 V-240 V.
Пулсации на изходното напрежение: 50 mV™.
Нестабилност на изходното напрежение: ±2%.
Първоначални начисления
Изходна мощност: 28 Vx 10 А = 280 W.
280 W
Очаквана входна мощност: Р,„ (ед1) = - -  -=350 W.
0,0
Постоянни входни напрежения (за 110 V се използва удвоител на
напрежението):
Вход 110 V: Uin(iow) = 2 х 1,414 х 90 V = 254 V;
и*ы)=2 х 1,414 х 130 V = 368 V.
Вход 220 V: 17^^=1,414 х 185 V = 262 V;
= 1,414 x 270 V = 382 V.
Постоянна съставка на входния ток:
350 W
1.
2.
а.
б.
4.
а.	Максимална стойност 7fw(mav) =	” = 1,38 А.
350 W
б.	Минимална стойност 71И(т1п) =	= 0,92 А.
_	2,8x280W
5.	Очакван максимален върхов ток: 1Л=—-—=3,1 А-
254V
Стабилизаторът трябва да отговаря на нормите за безопасна работа UL, CSA
и VDE, което ще даде отражение върху проектирането. Работната му честота
трябва да е между 1MHz (при минималния изходен ток) и 200 kHz (за
максимален изходен ток).
Изчисляване на трансформатора. Ще бъде използван магнитопровод Е-Е и
за удовлетворяване на изискванията за безопасна работа ще се поставят като
изолация хостафанови ленти. Работната честота налага използването на
магнитен материал с минимални загуби. Това може да е тип К на фирмата
Magnetics, Inc., ЗС85 на Philips или N67 на Siemens.
II Наръчнмк по токозахранващи устройству
161
Необходимо е да се Вземе предвид промяната на магнитната индукция в
процеса на работа на стабилизатора. При минималния изходен ток (1А) се
получава максималната работна честота (1 MHz) и тогава Вшах трябва да е
около 0,1 Вщ. За максималния ток (10 А) и съответно минималната работна
честота (200kHz) трябва да е под 0,3 В^. Като начало може да се приеме
Дмх=22000 при /=lMHz.
Размерът на магнитопровода (дължината на едната му страна) ще бъде
около 41mm, на което отговаря К-43515 на фирмата Magnetics, Inc. При
изчисляването на трансформатора трябва да се вземе предвид, че първият
импулс след включването е при максималното входно напрежение, а следва-
щите са при около половината от него. За да е сигурно, че магнитопроводът
няма да се насити по време на първия импулс, за Вшах се взема малко
по-голяма стойност. Така се получава
=__________382VX108__________
рН “4 х 200 kHz х 2200 G х 0,904 cm2 “ ”aB*
«
С помощта на закона на Фарадей може да се определи, че при минималния
изходен ток (и съответно честота 1 MHz) се получава Втах=2110 G. Аналогично
за максимален изходен ток (честота 200 kHz) следва B^.,= 1100G. Това
съответства точно на поставените изисквания.
За да се иэчисли броят на навивките на вторичната намотка, трябва да се
приеме, че периодът на преходния процес е около 0,5 /й при максимален
период на всеки от MOS транзисторите за честота 200 kHz, равен на 2,5 ps.
Това съответства на коефициент на запълване 84%, откъдето
N
sec
1,1 х(28 V+0,5V)x 24
(254 V —2 V)x 0,84
3,55 нав.
като се избират 4 навивки. Допълнителната намотка трябва да има 2 навивки.
Разполагане на намотките на трансформатора (вж. т. 3.5.9). Трансформато-
рът трябва да се изработи по същия начин както в полумостовия стабилизатор
с ШИМ от т. 3.15.4. Това означава, че вторичната намотка трябва да се вмъкне
между двете части на първичната намотка. Допълнителната намотка ще се
постави непосредствено До магнитопровода. За удовлетворяване на изисква-
нията на VDE трябва да се поставят необходимите слоеве хостафанова лента,
а между намотките и макарата да има разстояние 2 mm.
Изчисляване на натрупващия трептящ кръг. Необходимо е резонансната
му честота да е 1 MHz. При стабилизаторите тип ZVSQR трептящият кръг не е
„отворен" за натрупването и предаването на енергията както в стабилизатори-
те тип ZCSQR. Поради това той може да се разглежда като схема за
изглаждане на преходния процес по време на огварянето на ключовете
подобно на демпферната верига при ключовите стабилизатори с ШИМ. Тук
стойностите на бобината и кондензатора могат да бъдат в широки граници,
като определената от тях резонансна честота (1 MHz) се дава с израза -
r_ 1
Приема се като част от Lr да се използва индуктивността на разсейване на
първичната намотка, която при този тип трансформатори има типични
162
стойности 0,5— 1 дН. Трансформаторът трябва да се навие така, че да има
мини малы и разлики в разсейваната индуктивност на отделяйте екземпляри.
Освен това ще се прибави и малка допълнителна бобина. Като част от
капацитета на натрупващия трептящ кръг ще се използва изходният капацитет
Coss на мощните MOS транзистори. За него е известно, че има голям
производствен толеранс и че е нелинеен, поради което трудно може да се
„предскаже“ стойността му. Освен това тя зависи от напрежението UDSS на
MOS транзистора по време на изключеното му състояние, а това време се
променя в процсса на работа. Вспчко това очевидно налага донастройка след
реализиранет'о на печатната платка.
Като първа стытка се изчислява приблизителният капацитет па трептящия
кръг
1	________1________-25 nF
г (2nfr)2 Lr (2л х 1 MHz)2 х 1 дН П
Той е по-голям от изходния капацитет на MOS транзисторите, което налага
прибавяпето на допълнителсп кондензатор към транзистора.
Избор на мощннте полунроводшжови елементи
1. Мощен MOS транзистор (вж. г. 3.4):
UDSS> Um=382 V — избира се 500 V;
^>4^9 = 2,75 А-избира се 4А.
Приема се MTP4N50E, но ако се използва MTP8N50E, ще се получи по-малка
разсейвана мощност при превключването.
2. Изправителен диод в изхода:
UR>2U0Ut = 56V—избира се 70V;
hwD >1оиКт^ = 10 А-избира се 20 А.
Подходящ е диодът MBR20100CT.
Изчисляване на изходните филтри
1.	Индуктивността па променливотоковия изходен филтър (вж. т. 3.5.5) е
_(40V-28V)xl/is
«(".in)-	1,4x1 А
8,5 дН.
За определяне на размерите на тороида (тип МРР) се използва методът LI2,
след което се избира каталожен NO.55206A2 на фирмата Magneticsjnc.
Намотката трябва да се навие с проводник # 12AWG. но за намаляване на
скпп-сфекта се избира стожилен литцендрат.
2.	Минималният капацитет на изходния филтър (вж. т. 3.6) е
ЮАх l/<s
005Vp	2001‘ 
Ще се използват 4 танталови кондеи затора с капацитет 47 дЕ, с което се
средноквадратичната стойност на тока на пулсации ще бъде в граничите на
типпчната за такива кондензатори. Освеи това паралелно па тези кондепзато-
ри се свързва още един керамичеп с капацитет 0,5 дЕ.
3.	Изчисляване на дросела на изходния изглаждащ филтър (вж. г. 3.5.7).
Използва се зависимости на относителпата маг шина проницаемост от
поДмагпитването (фиг. 3.22), дадена в г. 3.5.7, и магиитпата проницаемое! сс
избира така, че стойността й да пе се влошава при иормално подмагиигваие.
Подходяща с //г = 60, а за магнит ия нптспзитет се избира Н=30Ое.
163
Като се използва сыцият магнитопровод както по-горе, от (3.35) се
получава
.. ЗООех 5,08cm
N=—г-;---Ьп— = 12,12 нав.
0,4 л х 10 А
и се приемат 13 навивки. Необходим е проводник #12AWG, но се избира
литцендрат, тъй като се навива по-лесно върху тороида и намалява
скин-ефекта.
Определяне на функциите на ИС за управление. В справочника за МС34067
са дадени необходимите формули и графики за определяне на критичните
времена на преобразувателя тип ZCSQR. Някои от времената, например това
на чакащия мултивибратор за отвореното състояние на ключа, трябва да се
донастроят след монтажа върху печатната платка.
Установяване па мипималната работна честота. Тази честота на управлява-
щата ИС се задава чрез свързване на RC елементи към съответния извод на
ИС. Най-напред от графика се избира капацитетът на кондензатора в
генератора. Времето за разряд, което да съответства на честота 200 kHz (т.е. на
период 5ps) може да се получи при капацитет 200 —300 pF—избира се
CPJC = 220pF. Резисторът в генератора има съпротивление
R	_ Л»ах- 70 ns 2,5 ms - 0,07 ms
ocs 0,348 Coes 0,348x220 pF
като се избира стандартната стойност 33 kQ. Максималната работна честота
се установява чрез допълнителен разряден ток, който се осигурява от
усилвателя пя грешката през резистора Rw Формулата за определяне на този
ток е
7т«х= 1.5 CoscfmA = 1,5 х 220 pF х 1 MHz = 330 МА.
Токът през паралелния резистор на генератора е
J ____	_ /min^ojc^osc _	1'5	„ 200 kHzx33kOx220pF = 22,8 дА.
Rosc	33 kQ
Съпротивлението на последователния разреждащ резистор R^q от изхода на
усилвателя на грешката към генератора е
J,5-Uea(sal)_ 2,5-0,3
™ 7max-/ose	330 дА-22,8 дА
7,16 Щ
като се избира стандартната стойност 6,8 Ш.
Изчисляване на елементите на чакащия мултивибратор. Те се определят с
помощта на номограмата и имат стойности Rr = l,5kQ и Cr=220pF.
Изчисляване на веригата за ООВ по напрежение. Тя трябва да бъде с
галванично разделяне, а усилвателят на грешката ще бъде свързан като
повторител на напрежение и ще служи за буфер между оптрона и VFO. Тъй
като квазирезонансният стабилизатор се управлява чрез напрежение, необхо-
дима е честотна компенсация от II ред на веригата за ООВ. Схемата на ООВ е
I
154
+ 28V
Към VFO
R5
R2
U.
C3i:
, г МОС8Ю2
Кб с2 " \\
R1
^VFO
Усилвател
на грешката
4 lTL431BP
ИС за управление

КЗ
Маса на изхода
Фиг. 4.17. Схема на ООВ по напрежение
дадеиа на фиг. 4.17, където са показани озпаченията на изчисляваните тук
елементи.
Приема се максималното входно напрежение на усилвателя на грешката
да е + 4,5 V. Номиналният коефициент на предаване на оптрона е Ctrr= 100 %, а
за работата на стабилитрона TL431 е необходим ток 1mA. Това определя
съпротивлението
к1=
^=5000,
като се приема 470 Q.
При минималното напрежение на входа на усилвателя на грешката, равно
на 0,3 V, транзисторът на оптрона е наситен и той консумира ток
, _5V—0,3V
п,ах- 470Q
10 mA.
Това означава, че R2 ще се определи от максималния ток на работната точка,
който е 10 mA през него. Получава се
2W-Ufwd-U431 28V-1,4V-2,5V
*2--------;-------=-----10mA	~2’41 к“
ШАХ
и се взема стандартната стойност 2,4 kQ.
Изчисляването на делителя на напрежение за ООВ започва с избор на тока
през него, равен на 1 mA. При това съпротивлението на долния му резистор е
2,5 V
Я3=-^—=2,5кЯ
1mA
и стандартната стойност е 2,49 к$2 +1 %. Така за горния резистор се получава
28У 2,5У = 25>5Ш
1mA
165
Изчисляване на честотната компенсация на веригата на ООВ (вж. при-
ложение 2). Ще се използва верига от II ред, за да се компенсира влиянието на
двата полюса поради индуктивността и капацитета на изхода на филтъра.
Най-напред се определи регулировъчната характеристика на системата без
ООВ.
Постояннотоковият коефициент на усилване на системата е
. Utn N„c 340 V 4
DC-Mj;Xjv“_Tv_X24_56A
което, изразено в dB (за диаграмата на Боде), е GDC=201gXDC=35dB.
Честотата на полюса на изходния филтър е
ffp=----L==------- 1	=3981 Hz.
2^VLeCe 2л 78,5 дНх 188 дБ
Очакваната честота на нулата, дължаща се на капацитета и ESR на танталовия
конданзатор в изход, е /zf£5R;«20kHz.
Приема се граничната честота на коефициента на усилване да е 20 kHz.
Всыцност по-добре е да се избере стойността 40 kHz, но коефициентът на
широколентност на TL431 не е особено голям и е възможно да има
затруднения с посгигаието на тази честота. Като се избере честотите на двата
полюса Да съвпадат, стойността й е fa\=fezi=0,5/^=1991 Hz. Нулата на
усилвателя на грешката с по-ниска честота (fepi) се прави да съвпада'с
очакваната нула на изходния капацитет и ESR, т.е./epl=20kHz. Честотата на
другия полюс трябва да е над граничната честота, например Дг=1,^=
30 kHz. За да се постигне желаната гранична честота, коефициентът на
усилване между двата компенсираши полюса трябва да е
G1=G„=401g^-Goc=401g^^-36dB=-8dB,
което означава А 2=0,40.
Коефициентът на усилване при честота на даете компенсиращи нули (fezl и
fan) е
G1 = G2+201g^=-6,9dB + 201g^^=-26,9dB,
т.е. At =0,0451.
Сега могат да се изчислят стойностите на компенсиращите елементи
(вж.фиг. 4.18):
C1 = 2nfX0A2R.=2л х 20 kHz х 0,4 х 25,5 kQ=780 pF’
Избира се стандартната стойност 750 pF. След това се определят
R6 = A2R! = 0,4 х 25,5 kQ = 10,2 кН
при стандартна стойност 10 кО,
Сз = 2irfez2J^i= 2л х 30 kHz х 25,5 кй=208 ₽F
166
(a)
(б)
Фит. 4.18. Ди играми на Боде за модула и фазата към пример 4.7.2 (изчисляване на честотната
компенсация)
а — диаграма на модула на коефициента на усклване на стабилизатора;
б - диаграма на фазата на коефициента на усклване на стабилизатора
и стандартна стойност 220 pF,
К210Ш
А2 “0,0451
= 221кЙ,
като стандартната стойност е 220кЦ и
1
Gi 2nfep2R2 2л х 30 kHz х 220 кЯ 24 рЕ
Диаграмите на Боде за модула и фазата са дадени на фиг. 4.18.
167
Изчисляване на схемата за максималнотокова защита. Интегралната схема
МС34067 има само един прост компаратор с праг 1,0 V, чието задействане
управлява RS тригер. За да се възстанови защитата, необходимо е да се
изключи и повторно да се включи входното напрежение и за момент да се
прекъсне захранващото напрежение Ucc на ИС за управление.
Занулена маса>
HD-
90- 130 vac	л
ИЛИ 600V
195 - 270 VAC ewv
Н2>—
900 дН
.1
600V
-» Силова маса
Към масата на изхода
+	---1-----------
240k 5	5	8,2k,	5W
240k*:	5	8,2k,	5W
1—nTIP50
12V^t	1 IN	o/P/
1N5241A	¥ 4148	'
Macal 1Уиш+ o/P В
Силова.
маса
8.5 дН
47 дР
+ 28V
MBR20100CT.«£
47 др
Маса 1
ПТ
MTP8N5QE
Маса 1
Маса 1
i 2дР
200V
О/P Маса
62S1I 2 др
Т 220V
1N914S
i 100Q
? 1/2 W 1	Macal	+28V
..	2.4 k
u.	—------------—
+28V
220


U
220 k
J
МОС8Ю2
6,8 k
ш-
9	15
МС34067Р
14
11
12
MC34151
4 , 5
7 * О/P А Занулена
маса
^ 1 750pF
2 TL431CP 2,49 k
01
10
220
pF
10 k
-Щ-
il0kT+47pF
f1UK 35 V
Маса 1
-»О/РВ
Маса на
изхода

С
3
6
8
5
2 6
< I
Фиг. 4.19. Принципна схема на полумостов стабилизатор с превключване в нулата
на напрежението
168
В случая се реалиэира елементарна максималнотокова защита, задейства-
ща се при около 12 А. Ще бъде използван токов трансформатор с преводно
отношение 100:1 и след него ще се евърже мостов токоизправител и изглаждащ
RC филтър.
Максималният ток в първичната намотка е 3,1 А и се получава при
минимално мрежово напрежение и работна честота 200 —400 kHz. Токът във
вторичната намотка на токовия трансформатор е /2СГ=3,1 Ах
7X7-=31 mA.
100
Напрежението на изхода на този трансформатор трябва да е по-голямо от
сумата на напреженията в права посока на диодите в токоизправителя и
праговото напрежение на на компаратора, т.е. C72cr=l,0V + 2x0,6V = 2,2V.
Това определя съпрогивлението на вторичната намотка на токовия трансфор-
матор R2cr=2,2V/31 mA=70,912. За да се осигури надхвърляне на прага на
компаратора с 20%, това съпротивлепие се намалява с 20%, т.е. R2ct=56Q.
Приема се времеконстантата на изглаждащия RC филтър да е около 1 ms,
избира се капацитет 0,1 pF на кондензатора, при което резисторът е със
съпротивление R ~ 7/С = lms/0,1 /iF = 10 kQ.
С това завършва изчисляването на елементите, различаващи се от тези в
пример 3.15.4. Стойностите на останалите елементи се вземат от този пример,
с което се получава окончателната схема от фиг. 4.19.
169
Приложение 1
Анализ и проектиране на охлаждането
Топлинният анализ и проектиране са основни при изчисляването на линейни и
ключови стабилизатори. Точното им осъществяване гарантира надеждната
работа на токозахранващото устройство.
Реално топлинният анализ не е по-сложен от прилагането на закона на
Ом. В него се използват параметри, подобии на ток, съпротивление, възли и
клонове. Топлинните „схемни“ модели на по-голямата част от електронните
устройства са достатъчно елементарни и могат да бъдат създадени и из-
числени за броени минути. Трудността се състои в намирането на фирми —
производители на радиатори за електронни елементи и каталози на техните
продукти. В това приложение са дадени основни сведения, необходими за
иэвършване на топлинния анализ за кратко време.
П1.1. Създаване на топлинен модел
За започване на топлинния анализ са необходими основни познания за
топлинния модел на анализирания елемент или устройство. По своята
същност този модел е просто приложение на закона на Ом. Сыцествува
следната аналогия, позволяваща „пренасяне“ на елементите от топлинната в
електрическата облает:
Електрически елемент
Източник на ток
Съпротивление
Напрежение на възел
Токова верига
Маса на схемата
Топлинен еквивалент
Източник на мощност (топлина)
Топлинно съпротивление
Температура на повърхност
Топлинна верига
Околна температура
Тези елементи винаги образуват верига, в конто източникът на мощност
създава съответната движеща сила. Всеки схемен елемент и възел съответства
на структура или повърхност в реалното физическо проектиране. Елементът,
предизвикващ отделянето на топлина (обикновено това са мощните полупро-
водникови елементи), е източникът на мощност, която може да бъде изчислена
или измерена. Измерването при постояннотокови източници се извършва с
помощта на цифров мултиметър, определят тока и напрежението, като
произведението им е във ватове. За променливотокови източници с осцилоскоп
се наблюдават формите на напрежението и тока и се изчислява енергията за
единица време.
Топлинното съпротивление може да изразява две физични явления.
Първото е съпротивлението, оказвано па топлинния поток при преминаването
му през границата на две повърхности, например когато мощен транзистор е
170
закрепен с винт върху радиатора. Второто явление отразява степента на
топлинна изолация, т. е. как се излъчва топлината около нагрято тяло. И двете
явления се изразяват чрез едно топлинно съпротивление с означение Re, което
се измерва градуси в Целзий на ват (°C/W), а смисълът му е температурната
разлика между две физически точки (свързани чрез топлинното съпротивле-
ние) при мощност 1 W.
Сега ще бъдат разгледани причините за наличие на топлинни съпротивле-
ния в полупроводниковите елементи.
Корпусы с радиални изводи (ТО-3, 218, 220, 225 и т.н.)
Rqja— топлинно съпротивление между PN прехода (кристала) и въэдуха,
Rqjc~ топлинно съпротивление между прехода и корпуса,
Rees—топлинно съпротивление между корпуса и радиатора,
Rqca~ топлинно съпротивление между радиатора и въздуха.
Диоди с аксиални изводи (DO-35, 40, 41 и т.н.)
R@jl~топлинно съпротивление между прехода и извода,
Кетоплинно съпротивление между прехода и въздуха.
Всички тези съпротивления се дават от производителите на полупровод-
никови елементи или на радиатори и могат да се използват в топлинния
модел. Не трябва да се забравя, че параметрите на елементите, свързани с
мощността, са в сила за безкрайно голям радиатор. Това означава радиатор,
който поема голямо количество топлина при малка или никаква промяна на
температурата му. Монтирането на диод върху печатната платка не означава
безкрайно голям радиатор, т. е. диодът ще има по-висока температура от тази
според справочника.
Масата при всеки топлинен модел е температурата на околната среда.
Най-често тя е въздух, но може да е охлаждаща вода или друга течиост. Тъй
като топлината се предава от по-топло към по-студено тяло, корпусът па
елемента винаги е с по-висока температура от тази па околната среда.
Възлите на модела съответстват на повърхностите на тела, през конто
преминава топлинният поток. Това може да са корпусите на транзисторите,
повърхността па радиаторите, на полупроводников кристал и т. н. Изчислени-
те температури на тези повърхности могат да бъдат измерени с температурна
сонда. При неизвестна разсейвана мощност, но с познати всички топлинни
съпротивления, по обратен път чрез топлинния модел и въз основа на
измерепата температурна разлика между елементите му става възможно да се
изчисли тази мощност.
П1.2. Мощни елементи върху радиатори
Използват се корпуси ТО-3, ТО-220, ТО-218 и т. н. Реалната физическа картина
(фиг. П1.1) може да се представи чрез топлинния модел от фиг. П1.2, а
топлинното уравнение е
'Rj (max) — Rz/Rejc + Rees + R©sx) + Та-	(П1.1)
Предполага се, че цялата мощност преминава през всички елементи, тъй
като радиаторът разсейва почти цялата отделяна топлина.
171
Корпус
Фиг. П1.1. Основа за създаване на топлинен модел на мощни полупроводникови елементи
Фиг. П1.2. Топлинен модел на транзистор върху радиатор
Преди започване на изчислението трябва да се огледат всички топлинни
съпротивления, участващи в пренаоянето и отделянето на топлината. Освен
това трябва да се определи максималната температура на въздуха в
непосредствена близост до печатната платка, която очевидно е по-висока от
зададената температура извън курията на уреда. Ако не е изследвана
експериментално разликата между тези две температури, тя се избира и се
прибавя към температурата извън уреда. След това може да се начисли
максималната работна температура на прехода, тъй като се знае разсейваната
мощност. Следва „икономическото“ изчисление, при което се определя
най-малкият възможен радиатор за случая. При това не трябва да се забравя,
че всяко повишаване на температурата на прехода с 10°С води до скъсяване
паполовина на живота на елемента. Следователно намаляването на размерите
на радиатора трябва да се прави внимателно.
В табл. П1.1 са дадени типичните (минимална и максимална) стойности
на топлинните съпротивления на различии корпуси на мощни елементи.
Големината на топлинното съпротивление зависи силно от размерите на
кристала в прибора, поради което е важно от каталога да се вземе точната му
максимална стойност.
Наличието на изолационна подложка увеличава топлинното съпротивле-
ние между корпуса и радиатора. Подходящият избор на подложка може да го
сведе до минимум. Обикновено йзползваният материал е слюда или силикон,
но за специфични приложения се предлагат и керамични подложки. Освен това
някои изолатори (например слюдата) изискват термичпа смазка за получава*
нето на добър топлинен контакт. Същсствуват много фирми, конто
произвеждат радиатори и приспособления към тях или пък изпълняват
поръчки за изработката им.
172
Таблица П1.1. Топлмннн п фотивлення на разпространени корпусм яи мощни елементи
Корпус	Преход—околна среда		Преход—корпус	
	min	max	min	|	max
ТО-3			30.0	0,7	1,56
7О-ЗР	—	30,0	0,67	1,00
ТО-218	—	30,0	0,7	1,00
TO-218FP	—	30,0	2,0	3,20
ТО-220	—	62,5	1,25	4,10
TO-220FP	—	62,5	2,78	4,40
ТО-225	—	62,5	3,12	10,0
ТО-247	—	30,0	0,67	1,00
DPACK	71,0	100,0	6.25	8,33
d2?ack	50,0	62,5	too	2,00
П1.3. Мощни елементи без рздиатори
Когато мощният елемент не е монтираи върху радиатор, може да се очаква, че
той ще разсейва не повече от 5% от мощността, която би се разсейвала при
наличие на радиатор. Например 100-ватов елемент без радиатор ще разсейва
1—2W. Това се отпася и за случайте, когато като радиатор се използва
медното фолио на печатната платка, обикновено при стремеж за писка цена на
изделието.
На фиг. Ш .3 е дадена структурата на елемент без радиатор, а на фиг. П1.4
е неговият топлинен модел. Топлинното уравнение е
Tjjntox) Р dRqja + Та •
(П1.2)
- Околей въздух (А)
Печатна платка
Фиг. П1.3. Мощен елемент без радиатор
Фиг. И 1.4. Топлинен модел на мощен елемент без радиатор
173
A
Както се вижда от типичните стойности на топлинното съпротивление
преход—околна среда, не е възможно разсейването на голяма мощност поради
силното загряване на кристала. Ако е възможно закрепването на елемента
върху някаква металла повърхност с цел подобряване на охлаждането, това
също може да понижи температурата на кристала.
П1.4. Диоди с аксиални изводи
Диодите в едно токозахранващо устройство, конто обикновено разсейват
голяма мощност, са входните и изходните токоизправители. Ако като ключове
се използват биполярни транзистори, върху изходните' изправителни диоди се
отделя толкова топлина, колкото и върху ключовете, т. е. „приносът“ им за
загряването на уреда е значителен. Физическата картина е представена на
фиг. П 1.5. Топлината, отделена в кристала на един диод с аксиални изводи,
Фиг. П1.5. Реално монтиране на диод
Фиг. П1.6. Топлинен модел към пример П 1.5.1
може да се извежда навън само през изводите му. В резултат па това
топлинното съпротивление се промен я в зависимост от дължината им и
именно по този начин се дава в справочниците. Топлинното уравнение (вж.
фиг. Ш.ба) е
174
Tj{max^PDRGJA + TA.	(П1.3)
To се отнася за типично монтиране върху печатна платка, където за отделяне-
то на топлината от диода се използват само пистите й. Типичните стойности
на топлинното съпротивление между изводите и околната среда са между 30 и
40°C/W, като конкретната стойност зависи от дължината на извода.
Някои радиатори за диоди се запояват върху един от аксиалните изводи и
се доставят от производителите на радиатори за транзистори. При това
положение (фиг. П 1.60 топлинното уравнение има вида
^}(тах) — Р dfiejL + Rqsa) + Тл •
(П1.4)
Тези радиатори имат слабо влияние върху охлаждането. Други възможни
решения са използването па токоизправител в корпус на мощен транзистор,
например ТО-220, ТО-218 и т.н., и монтирането му върху радиатор.
Препоръчва се също употребата на друг тип диоди с малко напрежение в права
посока (например диоди на Шотки).
П1.5. Примери за проектиране на охлаждането
Тези примери ще покажат на читателя едно типично приложение на топлинния
анализ, сыцествуващо в различии варианти. Те са полезни при определянето
на температурните граници по време на проектирането.
П1.5.1. Определяне на най-малкия радиатор
(на максималното топлинно съпротивление)
Това е необходимо, когато трябва да се определи максималното топлинно
съпротивление за дадено приложение.
Изходни данни. В ключов стабилизатор се използва транзисторът
MJE16010, който ще се охлажда чрез естествена конвекция.
PD	10 W
T^max)	+ 50°С
Rqjc	1,56 °C/W
Recy	0,53 °C/W
7}(Иах)	+150°С
Топлинният модел е ладен на фиг. П1.7. Като се преработи (П1.1), определи се
топлинното съпротивление на радиатора
Т-Тл
Pes.<=—р-----P&js~P-ecs-	(П1.5)
За да не работи кристалът при максималната си температура, избира се
7’ = 125°С, откъдето ReSA = 5,45°C/W. Възможно е използването на евтини
радиатори, предназначени за монтаж върху печатна платка, прсдлагани от
фирмите производители.
175
? Т = 150е С
10#=1.53’C/W
> Тс=Без значение
10W
5 0cs = 0.52" C/W
’ Тй5=без значение
------ Гх = 50°С
Фиг. П1.7. Топлинен модел към пример П 1.5.1
П1.5.2. Изчисляване на максималната мощност, която може да бъде
разсеяна от триизводен стабилизатор без радиатор при максимално
възможната околна температура
Това начисление е полезно за случайте, когато е подходящо използването на
стабилизатор без радиатор.
Изходни данни. Ще се работи със стабилизатор МС7805СТ.
1 j(niax)
т
1 A(max)
tn(max)
A?ut(max)
+ 150°С
+ 50°С
10,0 V
200 mA
65°C/W
R&JA
Разсейваната мощност върху стабилизатора е
(П1.6)
откъдето PD= 1,0W.
Топлинният модел е даден на фиг. П1.5, а чрез преработка от топлинното
уравнение (П1.2) се получава
Тл(тах) = ГЛтах) - PDRejA = 150°С -1W х 65°C/W = 85°С.
(П1.7)
Това означава, че в случая МС7805СТ ще работи при температура на кристала
под максимално допустимата.
П1.5.3. Определяне на температурата на кристала на изправителен
диод при известна температура на изводите
Това определяне е необходимо, за да се разбере дали температурата на
кристала е под допустимата за безопасната му работа.
Изходни данни. Отнасят се за стабилитрон, използван като паралелен
стабилизатор. Избира се 1N5240B с напрежение 10V5%.
^z(max)	50 mA
Л1ШМ)	+ 50°C
TL	+46°C	(измерена при TA =+25°C).
176
Дължина на изводите 1cm, всеки с топлинно съпротивление 175CC/W.
Най-тежкият случай на разсейвана мощност е
PD = 1,5 х 10 V х 50 mA = 0,525 W.
За този случай трябва да се използва топлипният модел от фиг. П1.76. Без
значение е, че не всички елементи на модела са известии, тъй като се знаят
необходимите за първата стъпка величини около възела, съответстващ на
температурата на изводите. Топлинното уравнение за повишението на
температурата над измерената на проводника е
ГЛг£ж)=РрКв7л = 0,525 Wx 175°C/W=92°C.	(П1.8)
Температурата на кристала при максималната околна температура е
Тдпшх)=	+ Тл(щак)= 142°С.	(П1.9)
Тъй като според каталога максималната температура на прехода е +200°С,
сигурната работа на диода е гарантирана.
12 Наръчник по токозахранващи устройства
177
Приложение 2
Честотна компенсация вьв веригата
на ООВ
„Сърцето“ на всеки линеен или ключов стабилизатор е ООВ, която осигурява
постоянна стойност на изходното(ите) напрежение (я). Това се постига чрез
т. нар. усилвател на грешката, който се стреми да сведе до минимум разликата
между изходното напрежение и идеалното опорно напрежение. За да стане
това лесно и добре, трябва да се използва инвертиращ усилвател с много
голям коефициент на усилване. При работата на стабилизатора се менят
изходният ток и входното напрежение, като усилвателят на грешката трябва
бързо да реагира на промените, без да се получава самовъзбуждане. Това е
твърде сложно, тъй като реакцията на мощната част на стабилизатора е бавна.
Ако на усилвателя на грешката му е необходимо значително време, стаби-
лизаторът ще е „ленив“. При много бърза реакция е възможно да се получи
самовъзбуждане. Поради тази причина нроблемът се свежда до това, колко
бърз да е усилвателят на грешката и до каква степей това се съгласува с
мощного стьпало.
Не се обезсърчавайте от недостатъчните си знания в тази облает. Малко
са инженерите, конто разбират проблемите на честотната компенсация, тъй
каю изясняването им е съпроводено с твърде много математически начисле-
ния, трудно приложими в реалната практика. Тук се предлага последовател-
ност на работа, водеща винаги до правилни резултати и отпемаща по-малко
от 20 минути.
П2.1. Диаграмм на Боде на основните схеми
в ключови стабилизатори
Диаграмите на Боде са добър метод за системи с ООВ и голям работен
обхват. Те се чертаят в логаритмичен мащаб, което налага използването на
калкулатор. Целта на това разглеждане не е да даде на читателя необходимите
знания за диаграмите на Боде, а да му изясни поведението на елементите на
реалната схема и влиянието им върху работата на стабилизатора.
Сыцествуват две диаграми на Боде—зависимостта на коефициента на
усилване от честотата и на фазовата разлика от честотата. Всыцност тези
зависимости представляват относителният коефициент на усилване и фазовата
разлика на изходното спрямо входното напрежение на произволен четирипо-
люсник. Диаграмата на Боде на каскадно свързани стьпала е проста сума от
диаграмите на Боде на отделните стъпала.
Най-простите комбинации на елементи създават т.нар. полюсы и нули.
Простият полюс (фиг. П2.1) обуславя равномерна амплитудно-честотна
характеристика от 0 до граничната честота. След нея наклонът на АЧХ е
178
1
----Hz
2nRC
Честота, Hz
ФПГ.П2.1. Нискочестотен RC филтър с прост полюс
— 20dB/dec. При граничната честота импедансът на конденэатора е равен па
съпротивлението. Един от елементите на звено с един полюс е реактивен,
поради което импедансът му е честотнозависим. Импедансът на бобина
(Zl=j2tt/L) нараства с честотата и токът през нея закъснява спрямо напреже-
нието й с 90°. Импедансът на кондензатор 2с=1/(/2л/С) започва от безкрай-
ност при постоянен ток и намалява с честотата. Токът през него винаги изпре-
варва напрежение! о му с 90°. Кондензаторът в простая нискочестотен филтър
от фиг. П2.1 също има безкраен импеданс при постоянно входно напрежение.
Когато импедансът на конденэатора стане равен па съпротивлението, получе-
ният променливотоков делител определя изходно напрежение, равно на поло-
випата от входното напрежение. Това се нарича точка на ниво — 6 dB. При пея
фазата е —45°, което означава, че изходното напрежение изостава по фаза с 45°
спрямо входното. Когато импедансът на конденэатора стане с един порядък
по-голям от съпротивлението, фазата е приблизително равна на —90°. Основ-
ного правило е, че всякакви изменения на фазата, определена от полюс или
пула, стават в место ген обхват по една декада от две ге страни на граничната
честота. Нулата (фиг. П2.2) е точно обратна на полюса. Тя определя неизменен
коефициент на усилване от 0 до граничната честота, след което той расте с
+ 20dB/dec. Максималната фаза съответства на изпреварване с 90°.
В ключовите стабилизатори има схеми с два полюса. Такъв е случаят,
когато в даден о стъпало има два реактивни елемента, например в LC филтъра
в изхода на прав преобразувател. Това се вижда най-добре от фиг. П2.3.
Амплитудно-честотйата характеристика има постоянна стойност от 0 до
резонансната честота, след което коефициентът на усилване намалява с
— 40dB/dec, а при високи честоти фазово-честотпата характеристика достига
-180°. Огрицателната фаза съответства непосредствсно на закъснявансто на
изходното напрежение на изглаждащия филтър на прав преобразувател
спрямо входното му напрежение.
179
1
2nRC
Hz
Фиг.П2.2. Високочестотен филтър (диференциращо звено) с проста нула
Фиг.П2.3. Филтър с два полюса (изходен изглаждащ филтър)
За получаване на желаните диаграмм па Боде в ключовите стабилизатори
се използват операционни усилватели (ОУ). Преди всичко инвертиращото
свързване на ОУ определя эакъснение 180°. Всеки полюс (или нула) увеличава
(или намалява) тази фазова разлика. Обобщената схема на усилвател на
грешката е дадена на фиг. П2.4. С използване на ОУ за граничната честота на
прост полюс или нула се получава
^Чп —Zft>.
(П2.1)
180
Фиг. П2.4. Обобщена схема на усилвател на грешката
Фиг.П2.5. Активен филтър с прост полюс
1
2лК1.С
Фиг.112.6. Активен филтър с прост полюс, постоянен коефициент на усилване при писки честоти
и неизменна фаза при високи честоти
181
Л1 R2
i—УЛ—•—УЛ—1
'^ВДХ.
R2
А=—
К1
1
fc =---
InRl.C
Фиг.112.7. Активен филтър с прост полюс, постояпеп коефициент на усилване при високи честоти
и неизменна фаза при ниски честоти
Фиг. П2.8. Илюстрация на използваните математически определения
Няколко практически реализации въз основа на обобщената схема са
представсни на фиг. П2.5 —П2.7. Тук се дават пякои полезни математически
определения при работа с диаграмите на Боде (вж. и фиг. П2.8).
1. Определяне на стойностите на коефициента на усилване и фазата при
производна честота на спадащия с — 20dB/dec участие на АЧХ:
Д(¥2-/1)=20^
(П2.2)
182
ф(Л-/1) = агс18 у-
Ji
(П2.3)
2. Определяне па стойностите на коефициента на усилване и фазата при
производна честота от спадащия с — 40dB/dec участья на АЧХ:
A<%-A)=40Ig^-;
7 1
Ч
<W2-/,)=2arctg —•
(П2.4)
(П2.5)
Тези формули и схеми са в основата на изчислението на схемите за честотна
компенсация в токоэахранващите устройства.
П2.2. Определяне на честотнмте характеристики на ключов
стабилизатор без ООВ-регулировъчна характеристика
Преди да се създаде стабилна схема с ООВ, трябва да се определи поведението
на управляваната система. За целта конструкторът трябва да знае приноса на
всеки от основните блокове на ключовия стабилизатор в общата диаграма на
Боде без ООВ. За щастие вече описаните най-често използвани схеми се
разделят на две групи. Изборът на една от тях се определя автоматично чрез
приемането на схемного решение па стабилизатора. Двете групи са:
1. Прави стабилизатори, управлявани с напрежение.
2. Обратни стабилизатори, управлявани с напрежение, и прави и обратим
стабилизатори, управлявани с ток.
Важно е, че наличието на галванично разделяне чрез трансформатор
оказва влияние само върху постояннотоковите параметри. Освен това
обратнитс стабилизатори работят само в прекъснат режим.
Регулировъчната характеристика на стабилизатора се получава чрез
просто премахване на усилвателя на грешката. Точката, където изходът на
този усилвател е свързан към входа на ШИМ-модулатора, пре делав л ява
вход на системата. Нейният изход е възелът, където изходът на веригата за
ООВ е свързан към инвертмращия вход на усилвателя на грешката. Това се
вижда от фиг. П2.9. Ако се евърже към „входа" генератор на линейно
изменящо се напрежение, получепата диаграма на Боде е регулировъчната
характеристика. Тя има най-голямо значение за осигуряване на стабилизация-
та. Приблизителният ход на регулировъчната характеристика може да се
получи чрез следи ата последователност па работа, която дава много добри
резулгати.
183
Вход
Фиг. П2.9. Смисъл на регулировъчната характеристика
П2.2.1. Прав стабилизатор, управляван с напрежение
Основните схеми, конто влизат в тази група, са повишаващ, прав, противо-
тактен, полумостов и мостов стабилизатор само с класическо управление чрез
напрежение. Един типичен пример е показан па фиг. П2.10, където е използван
трансформатор. За реализирането на понижаващ стабилизатор преводното
отношение трябва да е 1:1.
Изходен LC филтър
ESR
Постоянно входно
напрежение
Компара-
I__ТОР
Усилвател
на грешката
о
Изходно постоянно
напрежение
Преобразувател на
напрежение в ШИМ
ЛЛЛ'ил
Изходен
възел
глин
Входен
възел
Усилвателят
на грешката е
отстранен (за по-
лучаване на регули-
ровъчната характерис-
тика)


Фиг. П2.10. Модел на прав стабилизатор, управляван с напрежение, с прекъсната верига на ООВ
184
Първата стытка е определяне на постояннотоковия коефициент на усилва-
не на системата, което е изходпата точка за начертаване на АЧХ. Този коефи-
циент е
U in sec
(П2.6)
където <5maxe максималният коефициент на запълване (приблизително 95%);
Д(/в—амплитудата от връх до г»ьх на генератора на линейно
изменящо се напрежение (ГЛИН).
Преобразуването в децибели се прави в съотвстствие с израза
<^ = 20М,е,	(П2.7)
като е изходната точка за начертаването на диаграмата на Боде за
коефициента на усилване.
Първият основен полюс се определя от изходния LC филтър. Той е от II
ред и по принцип може да има отскок, обикновено пренебрегван. Наклонът на
неговата АЧХ след граничната честота fc е — 40dB/dec. Фазата е отрицателна
и бързо се увеличава по абсолютна стойност в интервала от честота 0,1/с до
10/с, когато достига 180°. Честотата на двойния полюс на филтъра е
(П2.8)
където L 0 и /0 са стойностите на индуктивността и капацитета на изходния LC
филтър (съответно в Н и F). При наличие на повече от един изход на
стабилизатора се вземат елементите на изхода, осигуряващ най-голяма
мопцюст.
Следващата стъпка е определяне на нулата, дължаща се на последовател-
но евърэаните ESR на изходния кондензатор и неговия капацитет. Съогветс-
тващата й гранична честота е

(П2.9)
Влиянието на нулата се изразява в прибавяие на усилване и фазово отместване
към регулировъчната характеристика след fESR. Това може да е причина за
появага на самовъзбуждапе. За съжаление много от производителите на
кондензатори не дават стойността на ESR. Обикновено при алумнниеви
електролитни кондензатори стойността на е между 1 и 5 kHz, а при
танталовите — между 10 и 25 kHz. Вижда се, че изборът на типа на изходния
кондензатор може да повлияе понякога недопустимо на регулировъчната
характеристика.
На фиг. П2.11 са дадени диаграмите на Боде, определящи регулировъчна-
та характеристика на прав стабилизатор, управляван с напрежение.
185
40 т
-100
-I----------1----------1-----------1---------1----------I-
10	100 Ik	10k	100k IM
Честота, Hz
Фиг. П2.11. Регулировъчни характеристики на прав стабилизатор, управляван с напрежение
П2.2.2. Регулировъчни характеристики на обратен стабилизатор,
управляван с напрежение, и на прав стабилизатор
с токово управление
Работата па обратните стабилизатори в прекъснат режим е много различна от
работата па правите стабилизатори, което е причината и за силно разли-
чаващите им се характеристики. Към прекъснатия режим спадат регулировъч-
ните характеристики на повишаващия, понижаващо-повишаващия и обрат-
ния стабилизатор, както и на правите и обратните стабилизатори с токово
управление. Единствената разлика помежду им е в стойността на посзоян-
нотоковия коефициент на усилване. Един типичен пример е показан на
фиг. П2.12.
186
Полюс на изходния филтър
о
Постоянно входно
напрежение
ГЛИН
У си лвател
на грешката
Изходен
възел
Усилвателят
на грешката е
отстранен (за по-
лучаване на регули-
ровъчната характерно
тика)
R,,
Преобразувател на
напрежение в ШИМ
Входен
възел

Фиг. П2.12. Модел па обратен стабилизатор, управляван с напрежение, с прекъсната верига
на ООВ
Постояннотоковият коефициент на усилване на мощната част на
ключовия стабилизатор се дава с приблизителния израз

U^Ue
(П2.10)
където Ue е амплитудата от връх до връх на ГЛИН при управление с
напрежение, а при токово управление е максималното импулено напрежение
поради тока в първичната намотка. Коефициентът па усилване се преобразува
в децибели в съответствие с (П2.2).
Правите стабилизатори с токово управление имат същия постояннотоков
коефициент на усилване както тези, управлявани с напрежение (израз П2.6).
Полюсът на изходния филтър на обратния стабилизатор, управляван с
напрежение, и на правия и обратния стабилизатор с токово управление силно
зависи от еквивалентното съпротивление на товара. Това означава, че при
промяна на изходния ток ще се изменя положението на полюса. Неговата
честота се определя от израза
/=_
” 2itRLC0
(П2.11)
където Rl=UmI'Im.
Вижда се, че при намаляване на изходния ток се понижава честотата на
полюса. Начините за отстраняване па това чрез честотната компенсация на
усилвателя на грешката са разгледани по-нататък.
187
40
Честота, Hz
1	10	100 Ik 10k	100k IM
Честота, Hz
Фиг. П2.13. Регулировъчни характеристики на обратен стабилизатор, управляван с напрежение
Нулата поради конденэатора на изходния филтър има своето място върху
регулировъчната характеристика. То е определено в т. П2.2.1 и с израза (П2.9).
Получената регулировъчна характеристика е дадена на фиг. П2.13. Вижда се,
че върху АЧХ и ФЧХ оказват влияние входното напрежение и еквивалентното
съпротивление на товара.
При правил стабилизатор с токово управление се появява допълнителен
проблем—наличието на двоен полюс при половината работна честота.
Горната гранична честота с честотна компенсация обикновено не е толкова
висока, но може да създаде проблеми, ако коефициентът на усилване с ООВ не
е достатъчно малък, за да потисне влиянието на двойния полюс. Това влияние
може да се види от регулировъчната характеристика на фиг. П2.14.
188
40
Честота, Hz
Фиг. П2.14. Регулировъчнп характеристики на прав стабилизатор с токово напрежение
П2.3. Критерии за стабилност в ключовите стабилизатори
Прели да се започне изчисляването на честотната компенсация на усилвателя
на грешката, добре е да се знае какво представлява една стабилна система с
ООВ. Правилото е просто:
За коефициент на усилване на системата с ООВ, по-голям от 1 (0 dB),
фазовото й закъснение не трябва да надхвърля 330°.
В действителност повечето конструктори присмат за граница стойността
315°, докато приближаването към 360° означава условно устойчива система.
Това може да доведе до отказ на ключовия стабилизатор по време на големи
преходни процеси.
189
На фиг. П2.15 са дадени някои от основните понятия, свързани с анализа
на стабилността.
1.	Запас по фаза. Това е стойността на фазата на системата с ООВ при
честотата, за която коефициентът на усилване е равен на OdB.
2.	Запас по усилване. Това е стойността на коефициента на усилване при
честотата, за която фазата е равна на —360°.
3.	Максимална фаза—чочкъчъ, където ФЧХ максимално приближава до
— 360° при коефициент на усилване, по-голям от OdB.
От трите понятия най-важното е максималната фаза, тъй като честотата,
при която коефициентът на усилване става равен на OdB, обикновено е
по-висока от тази на максималната фаза.
CQ
П2.4. Честотни компенсации на усилвателя на грешката
При тяхното изчисляване трябва да се имат предвид 4 основни правила, чието
спазване осигурява добра честотна компенсация.
1.	За стойности на коефициента на усилване над OdB не трябва да се
допуска фазата да става по-голяма от —300°.
2.	Честотата, при която коефициентът на усилване става равен на OdB,
трябва да бъде*колкотое възможно по-висока. Това намалява продължител-
ността на преходните процеси на стабилизатора.
3.	Постояннотоковият коефициент на усилване трябва да бъде колкото е
възможно по-голям. Това пряко влияе върху коефициента на стабилизация.
4.	Средният наклон на АЧХ с ООВ трябва да с — 20dB/dec.
190
Освен това трябва да се вземе предвид коефициентът на широколентност
на ОУ, използван в усилвателя на грешката. Ако спадът в неговата диаграма
на Боде започва при много ниска честота, схемата за честотна компенсация
може да не работи достатъчно добре.
Дадените в настоящата книга схеми за честотна компенсация са
най-разпространените. Някои от тях са подходящи за произволен стабилиза-
тор, но само една може да се смята за оптимална от гледна точка на
постояннотоковия коефициент на усилване и честотната лента на системата с
ООВ. При избора на подходящ метод за честотна компенсация могат да
помогиат табл. П2.1 и П2.2.
Таблица П2.1. Избор на схема за честотна компенсация в зависимое? от типа на стабилизатора
Тип стабилизатор	Прост полюс	Прост полюс с ограничение на коефициента на усилване	Един полюс и една нула	Два полюса и две нули
Прав,				
управляван с напрежение Обратен, управляван с	X	X	X	X
напрежение Прав с токово				
управление		X	X	
Таблица П2.2. Оценка на методите за честотна компенсация
Тип компенсация	Коефициент на стабилизация	Преходна характеристика
Прост полюс	Добър	Лота
Прост полюс с ограничен	Сравнително добър	Добра
коефициент на усилване Полюс и нула	Добър	Добра
Два полюса и две нули	Добър	Добра
П2.4.1. Еднополюсна компенсация
Този тип честотна компенсация се използва в стабилизатори с минимална
фаза при честотата, за която коефициентът на усилване е равен на OdB. Такива
са правите стабилизатори, управлявани с напрежение. Компенсацията изисква
минимален брой елементи и осигурява много малко изходно съпротивление.
Същевременно горната гранична честота с ООВ е твърде ниска, което е
причина за голямо време на преходния процес.
Схемата и диаграмата на Боде за еднополюсна компенсация са дадени на
фиг.П2.16. При постоянен ток се осигурява коефициент на усилване, равен на
този на ОУ при празен ход, след което той намалява с 20 dB/oct. Освен това
поради компенсацията фазата има неизменна стойност, равна на —270°. Оста-
налата част на стабилизатора не трябва да прибавя допълнителна фазовараэ-
лика, по-голяма от 30—45°, за да се получи обща фаза между —315 и —330°.
Първата стъпка на изчислението е определяне на постояннотоковия
коефициент на усилване на мощните стьпала. Това се 1фави за максималното
входно напрежение, тъй като именно при него системата има най-широка
честотна лента. Стойността му е
191
Към ШИМ *
компаратора
R
ос;(
Коефициент
на усилване
Честота, Hz
Фиг. П2.16. Еднополюсна компенсация
__ ^in х
А
dc
(П2.12)
Допълнителни сведения са дадени в т. П2.2.1. Изчислената стойност не трябва
да се преобразува вбВ.
След това се определя честотата на системата с ООВ, при която
коефициентът на усилване става равен на 0 dB, като се избира запасът по фаза.
Препорьчва се той да е 45. При пренебрегване на влиянието на Q на LC
филтъра честотата е
Ф
A0=/,parctg-^-	(П2.13)
По-нататък се определя аналогичната честота на усилвателя на грешката
192
A.=Ao>0’005-*".	(П2.14)
За изчисляване на капацитета С на веригата за ООВ трябва да се знае
съпротивлението R на входния резистор. Той е горният резистор на делителя
на напрежение, осигуряващ ООВ на усилвателя на грешката. Формулата е
_ Afc
2itRfxe
Независимо от простотата на изчислението тази честотна компенсация
обуславя много бавна реакция на стабилизатора при промени на товара. Това
се дължи на факта, че честотата, при която коефициентът на усилване става
равен на 0 dB, е много по-ниска от тази на полюса на изходния филтър, така че
горната гранична честота на системата с ООВ е между 50 и 500 Hz. Това може
да създаде проблеми за товара, тъй като могат да се получат отскоци на
напрежението върху него извън допустимте граници. Пример за честотни
характеристики, получени при използване на тази честотна компенсация, е
даден на фиг. П2.17. Вижда се, че при голям качествен фактор Q на изходния
LC филтър могат да се получат генерации при резонансната му честота. За да
се избегне това, трябва да се намали коефициентът на усилване, което влошава
преходната характеристика.
* Облает, в която са възможни генерации (поради голямата стойност на Q)
Фиг. П2.17. Приложение на еднополюсната компенсация в прав стабилизатор,
управляван с напрежение
13 Ыаръчник по токоаахраявашл устройства
193
П2.4.2. Еднополюсна компенсация с ограничен коефициент
на усилване
Този тип честотна компенсация се препоръчва само за стабилизатори с АЧХ
като на еднополюсен филтър. Това са правите стабилизатори с токово
управление и обратните стабилизатори, управлявани с напрежение или ток.
Честотната лента може да надхвърля честотата на полюса на изходния
филтър. Единственият недостатък е по-малкият постояннотоков коефициент
на усилване в сравнение с други методи за честотна компенсация, което
означава, че ключовият стабилизатор има по-малка стабилност на изходното
си напрежение. Схемата на тази компенсация и диаграмите на Боде са дадени
на фиг. П2.1в.
Методът за компенсация изисква фазово закъснение —180° при ниски
честоти, докато при честота, равна на 10% от честотата на полюса /ер, се
достига максималната фаза —270°.
За началото на изчислението е необходим максималният постояннотоков
коефициент на усилване Adc па стабилизатора с отворена верига на ООВ, т. е.
А* от регулировъчната характеристика. Най-тежкият случай е при максимал-
ното входно напрежение. Честотата fxo. при която коефициентът на н>усилване
на схемата с ООВ ставЬ равен на OdB, се ограничава до 20% от н>работната
честота Д, на ключовия стабилизатор. Ако този процент е по-голям,
усилвателят на грешката ще усилва значително напреженията с работната
честота, което рязко влошава параметрите. Следователно
/„«0,2/„.	(П2.16)
Полюсът на усилвателя на грешката се разполага така, че да компенсира
влиянието на нулата на изходния филтър, дължаща се на ESR на неговия
кондензатор. Това се постига чрез
(П2.17)
По-нататьк трябва да се определи стойността на коефициента’на усилване
G„ = 201g^-Gdc, dB	,	(П2.18)
Jfp
на усилвателя на грешката, необходим за получаването на усилване ООВ,
равно на OdB. За честоти под тази полюса на усилвателя на грешката
коефициентът му на усилване е
<^ = Gxo + 201g^. dB.	(П2.19)
Jep
Изчислява се абсолютната стойност на коефициентът на усилване
Xxe=10-°-o5G-.	(П2.20)
и с нейна помощ се определя капацитетът г
2nR1Axofep
(П2.21)
194
усилване
на кондензатора в ООВ. Абсолютного усилване
Аа = Ю-°’05^
служи за определяне на съпротивлението
/?2 = Лл/?1
(П2.22)
(П2.23)
на резистора в ООВ.
С това завършва изчисляването на еднополюсиата честотна компенсация
с ограничен коефициент на усилване. Диаграмата на Боде със затворена верига
на ООВ е дадена на фиг. П2.19. Използването на този метод е свързапо с един
педостатък. Произведснието от големия коефициент па усилване и широката
честотна лента, характерни за тази честотна компенсация, може да е
195
Фиг. П2.19. Пример за обратен стабилизатор, управляван с напрежение и ток, с еднополюсна
честотна компенсация и ограничен коефициент на устлване
по-голямо от коефициента на широколентност на самия ОУ. Резултатът от
това е, че ОУ няма достатъчно усилване при желаните честоти. Изходите са
два: намаляване на честотата, при която коефициентът на усилване става
равен на OdB, или използването на външен ОУ (вместо вградения в ИС за
управление) с по-голям GB.
П2.43. Полюсно-нулева компенсация
Този метод за честотна компенсация е предвиден за схеми, конто имат един
полюс. Това са обратните стабилизатори, управлявани с напрежение и
работещи в прекъснат режим, и правите и обратните стабилизатори с токово
управление. Методът се характеризира с голям коефициент на усилване и
изпреварване по фаза и е удобен от проектантска гледна точка. Схемата и
дваграмата на Боде за този вид честотна компенсация са дадени на
фиг. П2.20.
В метода за честотна компенсация се използва един полюс в началото на
координатната система (при постоянен ток) и се осигурява малко изходно
съпротивление поради големия коефициент на усилване на ОУ без ООВ. За да
196
Фиг. П2.20. Полюсно-нулева компенсация
се компенсира фазовото закъснение поради полюса, въвежда се нула при, или
под най-нискочестотния полюс на изходния филтър на стабилизатора. В
действителност фазовото закъснение на усилвателя на грешката се намалява
между неговата нула и полюс. Теоретичната му граница е —180°, т.е. „фазов
отскок" +90°. Този „отскок" би трябвало да е на мястото, където е
най-голямото фазово закъснение поради полюса на изходния филтър. По този
начин се осигурява добро предпазване на системата от недопустимо голямо
фазово закъснение. Последпият полюс „се вмъква“ в спадащия участие на
АЧХ при високи честоти, което компенсира наличието на нула поради ESR на
кондензатора. Диаграмата на Боде при наличие на ООВ е дадена на
фиг. П2.21.
197
Фиг. П2.21. Пример за полюсно-нулева компенсация, използвапа в обратен стабилизатор,
управляван с напрежение
Като първа стъпка трябва да бъде намерен постояннотоковият коефи-
циент на усилване без ООВ. За обратен стабилизатор, управляван с
напрежение или ток, трябва да се използва (П2.10), докато за прав
стабилизатор с токово управление е в сила (П2.6). Изчислението се извършва
за най-тежкия случай (при който има най-голям коефициент на усилване),
получаван при максималното входно напрежение.
След това се определя максималната честота, при която коефициентът на
усилване с ООВ. става равен на 0 dB. Добре е да се избере тя да е не повече от
20% от работната честота.на стабилизатора, т.е.
А<,«0.2Аж.	(П2.24)
Това се постига чрез коефициент на усилване
G„=20 1g^-Gdc.
Vp
(П2.25)
По-нататък се определят нулата и полюсът на усилвателя па грешката.
Нулата е разположена на мястото на най-ниската честота на полюса.
198
Причината за това е, че честотата на полюса при обратен стабилизатор,
управляван с напрежение, и прав и обратен стабилизатор с токово управление
зависи от еквивалентното съпротивление на товара. На минималния изходен
ток съответства най-ниската честота на изходния филтър. Полюсът на
високочестотната компенсация на усилвателя на грешката се прави да съвпада
с честотата на нулата на регулировъчната характеристика, дължаща се на ESR
на кондензатора, т.е.
(П2.26)
(П2.27)
Сега вече могат да бъдат изчислени стойностите на елементите. Съпротивле-
нието па входния резистор R1e известно, тъй като това е горният резистор на
делителя за ООВ по напрежение. Останалите елементи във веригата на ООВ са

(П2.28)

(П2.29)
(П2.30)
където Ахо е абсолютната стойност на Gxe. Увеличаването на фаэата, дължащо
се на усилвателя на грешката, е
(П2.31)
То е пропорционално на разстоянието между полюса и нулата на усилвателя
на грешката, но това има второстепенно значение, тъй като те се разполагат
така, че да компенсират полюса и нулата (за най-тежкия случай) на регули-
ровъчната характеристика. Действителното положение на нулата поради ESR,
което определя типа на елемента, оказва влияние дърху допълнителната фаза
на стабилизатора. Това означава, че е възможно на конструктора да му се
наложи да премести компенсиращия полюс, ако има вероятност допълнител-
ната фаза да намалее под 30° (т.е. да се получи фазово закъснение над 330°).
П2.4.4. Компенсация с два полюса и две нули
Тя е предназначена за прави стабилизатори, управлявани с напрежение, чийто
изходен филтър има два полюса. Възможно е да се приложи и при квази-
резонансен прав стабилизатор с променлива честота, управляван с напреже-
ние. Фазового, закъснение на LC филтъра е 180°, а коефициентът на усилване
намалява с 40 dB/dec. За да се получи широка честотна лента от стабилизатора
като цяло, необходимо е използването именно на този тип честотна компен-
сация. В случая се въвеждат две нули за компенсиране на коефициента на
199
усилване и особено на фазата на двойная полюс на филтъра (вж. фиг. П2.22). В
резултат на това АЧХ с ООВ има наклон —20dB/dec след честотата на
полюса. Освен това се реализира високочестотен полюс, който компенсира
нулата поради ESR на кондензатора. И накрая има и един много
високочестотен полюс, който гарантира получаването на желания запас по
усилване и фаза на веригата с ООВ, както и добра фаза при честотата, за която
коефициентът на усилване става равен на OdB.
Един сравнително сложен метод за компенсация, какъвто е този, води до
по-големи промени (резултат на проектирането) в диаграмата на Боде на
системата. Полюсите и нулите могат да бъдат разполагани независимо един
от друг. След избирането на честотите им съответстващите стойности на
елементите могат лесно да се изчислят чрез дадената по-долу последовател-
ност на работа. Нулите и полюсите могат да се комбинират по двойки или да
Фиг. П2.22. Компенсация с два полюса и две нули
200
Фиг. П2.23. Пример за компенсация с два полюса и две нули, използвана в прав стабилизатор,
управляван с напрежение
са самостоятелни. По-добри реэултати се получават, ако двата високочес-
тотни полюса са самостоятелни. Двете нули могат да съвпадат или да
са разделени, но трябва да са от едната страна на полюсите, за да се
минимизира влиянието на коефициента на усилване върху Q на LC филтъра
(вж. фиг. П2.23).
Най-напред чрез (П2.6) и (П2.7) се изчислява коефициентът на усилване без
ООВ (Л* и G&). След това се определя честотата Д,, при която коефициентът
на усилване с ООВ става равен на OdB. Тя отново не трябва да е повече от 20%
от работната честота на стабилизатора, т.е.
f„^0.2fsw.	(П2.32)
Стойността на коефициента на усилване е
Gx. = 201g^ - G*=G2.	(П2.33)
Jfp
Сега се определя положението на компенсиращите нули (421 и f^). Ако те
съвпадат, честотата им е
201
Лг1=Л22 = 0,5//р.	(П2.34)
Когато нулите трябва да са от едната страна на полюсите на филтъра, се
използват формулите
Xz.i = 0,2//p	(П2.35)
и
(П2.36)
След това полюсът на усилвателя на грешката с по-ниска честота (fepi) се прави
да съвпадне с по-нискочестотната нула, дължаша се на ESR на кондензатора:
(П2.37)
Полюсът с по-високгь честота (fep2) трябва да е над fxo, т.е.
(П2.38)
Сега вече може да започне определянето на стойностите на елементите.
Най-напред се изчислява коефициентът на усилване Аг в мястото, където са
двете компенсиращи нули (значението на тази величина е изяснено на
фиг. П2.22). Той е
След това се изчисляват
Gt = G2 + 201g
Jepl
г
с =_____1___•
1
К 2 —
' С -	1	
2 2^!*/
R,
л2
с - 1
3 2лЛ22<
(П2.39)
(П2.40)
(П2.41)
(П2.41)
(П2.42)
(П2.43)
където и А2 са абсолютните стойности на коефициентите на усилване.
Методът може да се използва за положения на полюсите и нулите, конто
осигуряват минимална стойност на допълнителната фаза 45°, което е
задоволително. Ако се избере друго разположение на полюсите и нулите,
максималното закъснение на LC филтъра трябва да е при честота
Това осигурява максимално добра фаза. В този случай увеличав&нето на
фазата (за изчисляване на компенсацията) е
® Boost
=4arctg
180°.
202
Приложение 3
Корекция на фактора на мощноспа
П3.1. Основни схеми
В областта на „големите мощности" корекцията на фактора на мощността е
много важна. Въвеждането на нови мощности е много скъпо и е свързано с
допълнителна консумация на енергийни ресурси. Широкого прилагане на
корекцията на фактора на мощността прави възможно по-ефективното
използване на електрическата мрежа и увеличава с около 30% получаваните от
нея мощности. Най-големите консуматори навсякъде в света са електродвига-
телите, електронните токозахранващи устройства и луминесцентните лампи и
всеки от тях може да стане по-ефективен чрез корекция на фактора на
мощността. В средата на деветдесетте години много страни в света възприеха
изисквания за корекция на фактора на мощността в новите изделия, продавани
на тяхната територия. Това води до увеличаване на цената на токозахранва-
щите устройства с около 20—30%, но спестената енергия го компенсира за не
много време.
Понятието „фактор на мощността" в областта на токозахранващите
устройства се различава малко от класическото, което се използва за
реактивни променливотокови товари, например електродвигатели, захранвани
от електрическата мрежа. При тях токът през двигателя не съвпада по фаза с
напрежението върху него. В резултат на това от мрежата се консумира голяма
реактивна енергия, а мощността, извършваща работа, е малка.
При ключовите стабилизатори проблемът е евързан с входния токоизпра-
вител и филтъра. На фиг. П3.1 е дадена една типична схема и нейните време-
диаграми. Вижда се, че през входния токоизправител протича ток само когато
мрежовото напрежение надхвърли напрежението върху входния натрупващ
кондензатор, в резултат на коего токовите импулси са 10—15 пъти по-голсми
от средната стойност на тока. Това води до промени във формата на промен-
ливото напрежение, разбалансиране на трите фази на захранващата мрежа и
протичане на ток през нулевия й проводник, което не става в нормални
условия на работа. Друг недостатьк е, че не се консумира ток от мрежата.
когато токоизправителят е запушен, което пропилява значителна част от
енергийните възможности на мрежата.
Схемите за корекция на фактора на мощността са предназначени да
увеличат ъгъла на отпушване на токоизправителите и да осигурят синусоиден
променлив ток във фаза с напрежението. Получените чрез тях времедиаграми
на входното напрежение и ток са дадени на фиг. П3.2. Те показват, че от
мрежата се консумира само активна мощност. Реалният резултат е, че
импулсната и средноквадратичната стойност на консумирания от мрежата ток
са много по-малки отколкото при използването на класически входен
капацитивен филтър.
203
Напрежение
Фиг. 113.1. Времедиаграми на кападитивеп входен филтър
110 220 V
Мрежа
hDC
Към токо-
захранвапето
Фиг. Г13.2. Вре.медиспрами
па входа при използване на корекция ла фактора на мопцюстта
204
Схемиге за активна корекция на фактора на мощността (КФМ) се
използват в ключовите стабилизатори без галванично отделяне от мрежата,
като понижаващ, повишаващ и понижаващо-повишаващ. Понижаващият
стабилизатор от фиг. ПЗ.З със схема на КФМ има по-малко постоянно
изходно напрежение отколкото без такава схема и това напрежение е
по-малкото от входното. Обикновено изходното напрежение е между 30 и 50 V.
Схемата не е особено подходяща за големи мощности, защото през схемата за
КФМ ще протича голям ток. За тези случаи по-подходящи са повишаващият
и понижаващо-повишаващият стабилизатор, тъй като постоянного им
изходно напрежение е по-голямо от входното и следователно средната
стойност на тока е по-малка. Такива стабилизатори са дадени на фиг. П3.4 и
П3.5.
Фиг. ПЗ.З. ГГонижаваща схема за корекция на фактора на мощността
110/220V
Мрежа
Фиг. П3.4. Повишаващо-понижаваща схема за корекция на фактора на мощността
110/220V
Мрежа
Фиг. П3.5. Повишаваща схема за корекция на фактора на мощността
Понижаващо-повишаващата схема съэдава изходно напрежение, отрица-
телно спрямо масата на входа. Следващият стабилизатор и схемиге за КФМ,
управлявани с напрежение, трябва да работят с отрицателно напрежение.
Същевременно постоянного изходно напрежение не зависи от стойността на
205
изправеното променливо входно напрежение. Основният педостатьк е
необходимостта от високоволтов мощен ключ. Най-голямо е приложение™ на
повишаващата схема, която използва лесен за управление писковолтов ключ.
Единственото й ограничение е, че постоянного изходно напрежение трябва да
е по-голямо от най-високата очаквана моментна стойност на променливото
напрежение. Това означава, че за да може схемата за КФМ да се използва във
всички жп мрежи в света, трябва изходното й напрежение да е над 390 V. На
изхода й има и промеплива съставка. Тази схема има малко елементи и
съответно най-ниска цена.
Стьпалото за управление на схемата за КФМ предизвиква дискусии и е
обект на много патенти. Сыцествуват 3 основни метода, използващи принципа
на токового управление. Основната схема е дадена на фиг. П3.6. Един от
блоковете на ИС е умножител, чийто изходен сигнал е пропорционален на
произведение™ от моментната стойност на двуполупериодното изправепо
входно напрежение и изходното напрежение на усилвателя на грешката. Така
се създава токоограничаващ сигнал, който принуждава входните токове да
следват синусоидната форма. Входният противосмутителен филтър премахва
насложеното напрежение с работната честота на стабилизатора, в резултат на
което се получава входен ток с честота 50 или 60 Hz без високочестотна
съставка.
Фиг. П3.6. Обобщена типична ИС за управление на схема за КФМ
Има три начина за управление на схемите за КФМ. При първия, прилагая
от фирмата Unitrode (UC3854) по патент на Pioneer Magnetics, се получава
сигнал, пропорционален на средната стойност на ток с фиксирана честота.
Сигналът при втория начин е пропорционален на върховия ток, има фиксирано
време на затваряне на ключа и се използва от фирмата Microlinear (UL4812).
Фирмйте Silicon General (SG3561) и Motorfla (МС34261) използват третия
начин, при който от значение е върховият ток в условията на критична
проводимост. Най-новите два начина са управление с променлива честота.
Всички споменати начини обуславят стойности на фактора на мощността,
приемливи за службите за борба със смущенията (към 1994 г.). Възможно е
това да се промени, ако се появят по-строги изисквания.
Начинът на работа на бобината е от основно значение при проектирането
на схемата за КФМ. Обикновено прекъснатият режим на работа се използва
при мощности до 200 W. За него са характерни големите импулени токове,
206
което ограничава получаването на по-големи мощности. За такива случаи се
използва непрекъснатият режим на работа. При него и.мпулсните токове през
мощния ключ и през изходния токоизправител са по-малки и филтрирането на
радиосмущенията е по-лесно поради липсата на бързи изменения на входния
ток. Единственият недостатък е значителното увеличаване на загубите при
превключването, тъй като мощният ключ в началото на всяко свое затваряне
запушва изходния токоизправител. Изборът на последния (с малко Тгг) е
критичен за работата на схемата за КФМ. За намаляване на този проблем се
разработват токоиз правители на основата на GaAs.
ПЗ.1.1. Определяне на фактора на мощноспа
Настоятелно се препоръчва измерването на електромагнитните смущения от
външна фирма. Дори минимално необходимата за това апаратура е много
скъпа и изисква известновремс за овладявансто й.
Дадените тук общи сведения се основават на изготвяните препоръки от
1ЕС555. До публикуването им е възможно в тях да настъпят изменения. От
друга страна, САЩ и Канада създават свои собствсни препоръктг, конто ве-
роятно са аналогичпи на IEC555, но е възможно да съдържат и допълнителни
изискваиия. Очевидно законодателството в тази облает е в процес па създа-
ване и затова е необходимо да се проучат всички същсствуващи документа в
момента на пускане на изделието в производство.
Реалната мощпост върху товара е
л.=ад.«»ф	(пз.1)
където факторът на мощността е
собФ
(П3.2)
reactive
и Ргед1 е реалната мощност, a Preacfjlw — реактивната мощност. При чисто
реактивен пасивен товар факторът на мощността представлява фазовата раз-
лика между напрежението и тока. В ключовите стабилизатори той се определя
от времето, в което токът протича през входния токоизправител и което е
евързано с ъгъла на отпушването му. Стойностите на фактора на мощността
са между 0 и 1, като „1“ означава, че върху товара се отдава цялата възможна
мощност. В типичния случай на входен капацитивен филтър (при ключовите
стабилизатори) стойността на фактора на мощността обикновено е между 0,5
и 0,7.
За експериментални изеледвания може да се използва анализатор па
мощност, например Voltech РМ1000, РМ1200 или РМЗООО. Необходим е и
спектроанализатор за звуковия обхват, за да се измерят амплитудите на
хармониците на входния променлив ток. Средноквадратичните стойности на
входното напрежение и ток се дават с изразите
иrms(total) — V Ufunii(ms) +	+ U2rms) +  • •	(ПЗ.З)
и
rms(toniJ)
Г/ипЛ(гтп$) + I 1(гти5) “Ь I l(rmj) "Ь • • •
 (П3.4)
207
където индексите 1,2,... означават номера на хармонкд. В ключовите
стабилизатори най-голям е третият хармоник и той съответно създава
най-голям проблем. Причипата за нежеланото влияние на хармониците по
принцип е фактът, че реалпата мощност се създава само от първия хармоник,
т. е. намаляването на висшите хармоници означава подобряване на фактора на
мощността. Използва се коефициентът на нелинейна изкривявания
JIID=I^+I^)+	(П3.5)
^rms (total)
и той е критерий за качеството на схемата за КФМ.
С помощта на анализатора на мощността или спектроанализатора могат
да се измерят амплитудите на хармониците, необходими за проверка на
съответствието с необходимия КФМ. В момента на излизане на книгата от
печат съществуваха само нормите IEC555-2. Налаганите от тях ограничения са
дадени в табл. П3.1. Амплитудите.на хармониците се измерват при изпол-
зването на схема за стабилизация на импеданса на мрежата в съответствие с
изискванията на службите за борба със смущенията. Тази схема осигурява
импеданс на мрежата, равен на 50 Q, и Служи като основа на всички измер-
вания. Не трябва да се забравя, че резултатиге силно зависят от импеданса на
мрежата.
Таблица ПЗ.,1. Ограничения за токоиете на хармониците за клас А според IEC555-2 (1989 г.)
Хармоник	Граници (среднеквадратична стойност в А)
2	1,08
3	2,30
4	0,43
5	1,14
7	0,77
9	0,44
15<п<39	0,15 (0,15/и)
Някои особености при изчисляването на схемите за КФМ. Първо,
неразделна^ част от всяка схема за КФМ е мрежовият противосмутителен
филтър, който ограничава проникването на напрежение с работната честота на
ключовия стабилизатор във входа. При липса на този филтър стабилизаторът
няма да „издържи“ проверките за наличие на радио- и електромагнитни сму-
щения, конто се правят заедно с тези за фактора на мощността. В приложение
5 е дадено изчислението на мрежови филтри. Второ, използването на
регулируем мрежов автотрансформатор по време на измерванията оказва
влияние върху импеданса на мрежата, с което се намалява достоверността на
резултатите. Обикновено те се получават по-добри от действителните. И
трето, всички напрежения са диференциални, което налага използването на
специализирани измервателни уреди
П3.2. Активна схема за корекция на фактора
на мощноспа с универсален вход и мощност 180W
Този пример представлява методика за проектиране на повишаваща схема за
КФМ, работеща в прекьснат режим и имаща изходна мощност 180 W.
Възможно е тази мощност да бъде увеличена до 200 W. Схемата може да
208
работи с всички съществуващи в света мрежови напрежения, т.е. от 85 до 270V
и честота 50 или 60 Hz без каквито и да е превключвания.
Изходни данни
Обхват на входното напрежение:	85—270 V
(среднеквадратична стойност)
Мрежова честота:	50— 60 Hz
Постоянно изходно напрежение:	400V±10%
Фактор на мощността на входа
при номинален товар:	>98%
Коефициент на нелинейни изкривянания:	в съответствие с
нормите IEC555-2
Първоначалнн начисления. Изискваието за мощност до 200W води до
много предимства в схемата за КФМ. Най-голямото е, че тя може да работи в
прекъснат режим. За по-големи мощности трябва да се използва непрекъсна-
тият режим, който определя значителни загуби в схемата поради времето за
възстановяване на обратното съпротивление на изправителните диоди в
изхода. В схемите за КФМ с прекъснат режим също може да се получи
пепрекъснат режим на работа при входно напрежение под 50 V. За да се избегне
това, трябва да се използва схемата за управление с ограничение на ъгъла на
отпушване.
Най-напред се определят амплитудните стойности на входното променли-
во напрежение:
Входно напрежение 110V:	Ьтй<ийвО = 1,414 х 110V = 155,5V
= 1,414 х 130 V-183,8 V
Входно напрежение 240 V:	С7гаГвот;= 1,414 х 240 V = 339,4 V
Umfhl) = 1,414 х 270 V = 381,8 V.
Постоянного изходно напрежение трябва да е по-голямо от най-голямата
очаквана амплитудна стойност на входното напрежение, поради което тук се
избира 400 V.
Максималният върхов ток през бобината се получава 1фи най-голямата
моментна стойност на очакваното минимално променливо входно напрежение
и е
= 1,414 X 2 хX	1.414 х 2 х	х 85 V = 6,6 А.
Пы	0,9
Изчисляване на бобината. При това начисление за повишаващата схема би
трябвало да се определи най-голямата моментна стойност на очакваното
минимално променливо входно напрежение. Този метод на управление на
КФМ осигурява при произволен режим на работа, т.е. фиксиранй изходен ток
и променливо входно напрежение, неизменна стойност на времето на
затваряне на ключа за цялата полусинусоида. За определяне на това време при
минималната върхова стойност на променянного входно напрежение
най-напред се изчислява
400 V
f2V , , 1,414x85V ”
14 Наръчнпк .по токоздхраввапде устройства
209
При това максималното време на затваряне на ключа е
дЯ+1) 50kHz(3,3 + l) 15,5/Й
Приблизителната индуктивност на бобината е
^on(mai)

ш—о? (min)
15,3/«X (1,414 х 85 V)2 * * * * *x 0,9

2xl80W
552 дН.
Мощната намотка на бобината (трансформатора) трябва да „изДържа“ не
само максималната среднеквадратична стойност на входния ток,хно и изход-
ния ток. През нея протича ток
180 W .180W
чил^ + им 0,9x85V 400 V ’ ’
За него е подходящ проводник #17AWG. Избира се трижилен проводник
# 20AWG (така се увеличава площта, заемана от« намотката в прозореца),
който се навива по-лесно и намалява променливотоковото съпротивление на
намотката порадй скин-ефекта. Трябва да се вземе предвид значителното
напрежение върху намотката, което налага използването на четирислойна
изолационна лента, Памаляваща опасността от пробив между навивките.
Избира се магнитопровод тип PQ. Най-голямо значение има широчината
на въздушната междина, необходима при магнитопроводите с еднопосочно
намагшггване. Голе миге въздушни междини (над 1mm) обуславят силно
електромагнитно излъчване в непосредствена близост до бобината, което
затруднява намаляването на радоисмущенията. За по-малка широчина на
въздушната междина трябва да се избере магнитопровод с максимално
голямо напречно сечение при зададени общи размери. В това отношение
най-подходящи са магнитопроводите тип PQ. С помощта на номограмите на
зависимостта на WaAecrr мощността, дадени от фирмата Magneticxs, Inc., се
избира магнипровод с номер Р-43220-ХХ, където XX е широчината на
въздушната междина.
В случая широчината на въздушната междина е
0,4.108nL/^ 0,4.108ях 552 дН х 6,6 А „
w АЛ*„ 1,7 cm2 х (2000 G)2
Приема се разпространената стойност 50 mils (т.е.. 1,13mm). Фирмата
Magnetics, Inc. има голям опит в производството на такива магнитопровода и
увеличава цената им само с 2% заради добавянето на въздушна междина.
Като се използва линейната зависимост на коефициента AL на магнитопрово-
да от широчината на въздушната междина, за стойността му в случая се
получава 160 mH.
Броят на навивките на бобината е
N=1000
'0,55 mH
160 mH
= 59.
210
Проверява се дали тези навивки се събират в процепа, като се пренебрегва
наличието и на други намотки. Получава се
A w 59 х 0,471 mm2 _
W, 47 mm2
което е задоволителна стойност.	•	'
Изчисляване на допълнителната намотка. Върху нея се получават
нискочестотни пулсации 100 —120 Hz на изправеното изходно напрежение,
поради което филтриращият кондензатор на схемата за управление трябва да
има голям капацитет, за да сведе до минимум стойността на тези пулсации,
насложени върху захраиващото напрежение Ucc на схемата за управление.
Най-голямо изправено напрежение от допълнителната намотка на обратния
стабилизатор се получава при мипималното входно напрежение и има
стойност
__^au^J-^out И jn) .
UauK~ N~
prl
Времедиаграмата на това напрежение е дадена на фиг. П3.7.
Фиг. П3.7. Променлива сьставка на изправеното напрежение от допълнителната намотка
Интегралната схема МС34262 има вграден високоволтов драйвер (за
управляване на мощни ключове в първичната намотка на трансформатора) с
праг на ограничение 16V. Поради това за осигуряване на минимално
разсейвана мощност от драйвера изправеното напрежение от допълнителната
намотка трябва да е около 16 V. Тази стойност се получава с навивки на
допълнителната намотка според израза
= 59x16V
““ 400V-30V	’
Предпочитат се 3 навивки, за да се осигури работа на стабилизатора при ниско
мрежово напрежение. Използва се едножилен, добре изолиран проводник
# 28AWG.
За осигуряване на напрежение на пулсациите около 2V е необходим
кондензатор с капацитет
С
^ОЧХ
25 mA х 6 ms
й^~ 2V
Избира се кондензатор 100/zF с постоянно работно напрежение 20 V.
211
3 слоя
хостафанова
лента
2 слоя
хостафанова
лента
___Допълнителна
намотка
Фиг. П3.8. Конструкция на повишавашата бобина на КФМ
Конструкция на бобината. Добре е бобината да има 2 намотки, първата от
конто (непосредствено върху макарата) е с 59 навивки от трижилен проводник
# 20AWG. След нея се поставят 2 слоя хостафанова лента, трите навивки на
допълнителната намотка и още 3 слоя хостафанова лента. Вътрешната
изолация е за иэбягване на пробив между първичната и допълннгелната
намотка поради голямого напрежение между тях. Конструкцията на бобината
е дадена на фиг. П3.8.
Изчисляване на пусковата схема. За пускапе на управляващата ИС и за
осигуряване на гока в гейта на MOS транзистора ще се използва резистор.
Необходимо е това да са два иоследователно свързани резистора, тъй като
върховата стойпост 370 V на изправеното входно напрежение е соизмерима с
пробивното напрежение на самите резистори. През тях ще се зарежда
кондензатор с капацитет 100//F, натрупаната енергия в който трябва да е
достатъчна да осигури за най-тежкия случай работата на управляващата ИС в
продължсние на 6 ms преди от допълнителната намотка да постъпи
изправеното напрежение. Хисгерезисът на прага на пусковото напрежение е не
по-малък от 1,75 V. Проверява се дали капацитетът на кондензатора е
достатъчно голям, за да пуспе схемата преди досгигането на Прага на
изключване. За целта се изчислява напрежението
.. _/aT„/_25mAx6ms_
С 100/1F	'	’
което е достатъчно, тъй като е по-малко от 1,75 V. Добре е разсейваната
мощност върху пусковата схема при максималното входно напрежение да не
надхвърля 1W. За целта трябва да се определи максималният ток
1W
/aart<270V = 3,7mA
през пусковите резистори. Общото им съпротивление грябва да е
start
270V-16V
3,7 mA
= 68kQ,
като се избират два резистора 47 Ш с мощност 0,5W,
212
Изчисляване па входния умножител на напрежение. Максимално допусти-
мого напрежение на входа на умножителя (извод 3 на ИС) е 2,5 V. То трябва да
се получи от делителя на изправеното входно напрежение при максималната
ампли гудна стойност (370 V) на мрежовото напрежение. Избира се токът през
делителя да е 200 дА, при което долният му резистор е със съпротивление
^bottom — 777777 д — 12,5 кП.
200/2 А
Избира се стандартната стойност 12 кН, която определя реален ток
2,5 У/12кП = 208дА. Горният резистор е със съпротивление
370V-25V
R^= а = 1,76 МП
208 /хА
и се реализира чрез два последователно евързани резистора по 910 кй. Общата
*	(370 V)2
мощносг върху тях е Р =	=0,8 W, т.е. всеки от резисторите трябва да е
за мощност 0,5 W.
Изчисляване на токочувствителната схема. Токоопределящият резистор
трябва да осигури прагово напрежение 2,2 V при минималното променливо
входно напрежение. Това определя съпротивлението му
22V
К«=ГГГ=0’33а
0,6 А
Отскоците на напрежението върху този резистор сефилтрират чрез резистор
1Ш и кондензатор 470 pF, преди сигналът да се подаде на извод 4 на ИС.
Изчисляване на веригата иа ООВ по напрежение. Избира се ток 200 дА на
делителя на напрежение в изхода, при което долният му резистор е със
съпротивление
[7 f 2,5 V
К1.0„«.=722;=^г-г= 12,5 kJ),
200/2 А
като се избира стандартната стойност 12 кП. Тя определя реален ток през
делителя 2,5 У/12кО=208дА. Съпротивлението на горния резистор е
„	400 V-2,5 V ,
Ruprer~ 208 дА -1>91Ма
Свързват се последователно два резистора със съпротивление 910 кй или 1 МП
и мощност 0,5 W.
Честотната компенсация на усилвателя на грешката трябва да бъде
еднополюспа с честота на единично усилване 38 Hz, за да може да се потисне
мрежовата честота (50 или 60 Hz). Капацитетът на кондензатора в ООВ на
този усилвател е
с =_____-___=__________1________=43 nF
2л х 38 Hz х 1,82 МП
1
като се приема стандартната стойност 50 nF.
213
Изчисляване на входния противосмутителсн филтър. Ще се използва
симетричен филтър от II ред. Изменящата се работна честота на схемата за
КФМ затруднява оценката на електромагнитните смущения на входа и.
Минималната работна честота се получава при върховата стойност на
входното синусоидпо напрежение, когато е необходимо най-голямо време за
изтегляне на енергията, натрупана в магнитопровода. Очакваната работна
честота е 50 kHz и се приема, че това е минималната стойпост.
Като отправна точка при изчислението се приема, че при 50 kHz фнлтърът
трябва да осигури затихване — 24 dB. Това определя граничната му честота
А и *	-24
fe=/sw х 1040 = 50 kHz X 1040 = 12,5 kHz.
Приема се коефициентът на потискане С на филтъра да е не по-малък от 0,707,
което осигурява затихване — 3dB при граничната честота и при липса на
затихващи трептения (конто са източник на шум). Приема се, че импедансът на
мрежата е 5012, тъй като службите за борба със смущенията използват теста
LISN, работещ с този импеданс. Необходимите стойности на незам&сената
бобина и двата кондензатора са
RLC 50 Ох 0,707
X/3 __ г
л/е их 12,5 kHz
900 дН;
(2лfc)2L (2л х 12,5 kHz)2 х 900 дН
Практиката не допуска използването на кондензатор с толкова голям
капацитет. Най-голямата стойност, която „издържа“ на изпитванията за
допустим ток с мрежова честота, е 50 nF. Това е 27 % от изчислената стойност,
което означава, че индуктивността на бобината трябва да бъде увеличена с
360%, за да се запаэи граничната честота. В резултат на това се получава
индуктивност 3,24 mH и коефициент на потискане С =2,5, което е приемливо.
Фирмата Coilcraft предлага бобини (всъщност трансформатори) за
мрежови филтри с каталожен номер Е3493. При използването на такава
Фиг. П3.9. Схема за корекция на фактора па мощността с мрежов противосмутителен филгьр
и мощност 180 W
214
бобина се приема, че филтърът трябва да осигурява затихване, не по-малко от
— 40dB в чсстотен обхват от 500 kHz до 10 MHz. Ако по-късно, по време на
измерването на електромагнитните смущения, се окаже, че е необходимо
но-добро филтриране, ще трябва да се прибави симетричен филтър от Ш ред.
Получената схема за КФМ е дадена на фиг. П3.9.
Изнсквания към опроводяването на печатпата платка. Предвидено, е схе-
мата за КФМ да може да се използва във всяка точка на света. Наи-строгите
изисквани я са нормите UDE, създадени в Германия. Според тях пробитото
разстояние, т.е. пътят, който електрическата дъга трябва да измине по
повърхността, е 4 mm. Това се отнася за противофазни сигнали при мрежово
напрежение с ефективна стойност 300 V. Следователно между пътечките Hi и
Н2 на платката (съответно „гоплия“ и нулевия извод), от една страна, и тези за
изправеното напрежение, от друга, трябва да има разстояние 4 mm. Най-малко
същото разстояние трябва да има между намотките на мрежовия противосму-
тителен филтър и двата извода на бобината в обратните стабилизатори. При
Изходно напрежение над 400 V разстоянието между всички пътечки, към конто
то е приложено, трябва да е още по-голямо. Разстоянието между която и да е
пътечка и тази на масата трябва да е над 8 mm.
Всички силови пътечки трябва да бъдат колкото е възможно по-широки и
по-къси. Общата точка за замасяване на входа, изхода и нисковолтовите
вериги трябва да бъде при токочувствителния резистор.
215
Приложение 4
Магнетизъм и индуктивни елементи
Индуктивните елементи са в основата на работата на ключовите стабилизато-
ри. Разбирането на тяхното поведение и пракгическите компромиси по време
на изчислението им са критични за правилната работа на целия стабилизатор.
От това изчисление силно зависят коефициентът на полезно действие и
надеждността.
За съжаление по време на обученною в обикповените инженерии ВУЗ се
изучава не повече от половипата необходима теория на магнетизма, която при
това лесно се забравя. Настоящето приложение трябва да припомни на
читателя някои основни положения от теорията на магнетизма, пречупсни през
приэмага на приложението в ключовите стабилизатори.
П4.1. Приложение на основната теория на магнетизма в ключовите
стабилизатори
Магнитните полета са невидим спътник на всички електрически сигнали в
електрониката. С всеки поток от електрони е свързано електромагнитпо поле.
Посоките на електрическата и магнитна! а му съставка се определят лесно чрез
правилото на дясната ръка (вж.фиг. П4.1 а). Вижда се, че електрическою поле е
радиално на проводника, през който протича токът. Ако на фиг. П4.1а по-
соката на тока е от чертежа към читателя, силовите линии на магнитною поле
са около проводника в посока, обратна на часовниковата стрелка. При нави-
ване на проводника като бобина магнитною поле около нея е в съответствие с
Фиг. П4.1. Електромагнитно иоле около въздушен проводник
а-около единичен проводник; б-около бобина
216
фиг. П4.16. Магнитните силови линии, показаны на фиг. П4.1, представят
графично плътността на магнитная поток. Вътре в бобината магнитного
поле е съсредоточено в малка площ в центъра й, т. е. там магнитният поток е с
пай-голяма плътност. Площта извън бобината е безкрайно голяма и магнит-
ного поле заема много по-голямо сечение, поради което плътността му е
по-малка.
При навиване на бобината около пръстен от магнитен материал,
например феритен тороид, магнитного поле г.; акгически изцяло е съсредото-
чсно в този материал (т.е. в магнитопровода). Това се дължи на факта, че
неговото магнитно съпротивление е много по-малко отколкото на въздуха и е
създадепа затворена магнитна верига. При поставяпе на аналогична втора
намотка върху тороида и свързване па измервателната схема от фиг. П4.2
Изследвап магнитопровод
Фиг. П4.2. Хистсрезисна крива и схема за наблюдаваието й на екран
217
може да се получи добре познатата крива на намагнитвапе. Тя се нарича още
хистерезисна крива и е характерна (като „нръстов отпечатък“) за магнитните
материали и техпиге сплави. При достатъчно голямо захранващо променливо
напрежение кривата стнга до хоризонтален участък в горната и долната си
част—получава се насищане. При него всички магнитни диполи в магнитния
материал се подреждат в посока на магнитного поле. По своята сыцност
кривата отразява количеството работа, необходима за преориентиране на
магнитните диполи от полето, създадено от бобината, и приложено™ върху
нея напрежение. Тази работа е евързана със загуби и води до нагряване на
магпитопровода. Това са т. нар. загуби от хистерезис на магнитния материал.
Те са неизбежпи, тъй като са свързани с действие™ на ключовия стабилизатор
по време на всеки негов цикъл на работа. Загубите могат да се разглеждат и
като допълнително доставяне па енергия. По абсцисната ос па кривите се
нанася коерцитивната сила, т.е. интензитетът на магнитнопю поле Н с
измерение ампер-навивки на мегър или оерстеди (Ое). Той представлява
движещата сила, създаваща магнитного поле, и електрическият му еквивалент
е напрежението. Формулата е
Н = ——>	(П4.1
*т
където N е броят на навивките на захранващага намотка;
/ — върховата стойност на тока през тази намотка, Л;
1т — дължината на една магнитна силова линия, т.
По ординатната ос се нанася плътността на магнитния поток (В), наре-
чена още магнитна индукция и измервана в гауси (G), т.е. вебери на квадратен
сантиметър (в САЩ) или в тесла (Т), т.е. вебер на квадратен мегър (по
системата MKS). Стойността й се получава от закона на Фарадей
Е х 108
 G- (П4'2а)
където к е равен на 4 при правоъгълно напрежение (създаващо Н) и на 4,4 при
синусоидно напрежение;
Ас — напречното сечение на магнитопровода, ап2;
Е —напрежението върху захранващага намотка, V;
f —работната честота, Hz.
В системата MKS закон ът има вида
B-=uh’т’	(П4-2Ь)
където к е равен на 4 при правоъгълно напрежение (създаващо Н) и на 4,4 при
синусоидно напрежение;
Ас—напречното сечение на магнитопровода, т2;
Е —напрежението па захранващага намотка, V;
f —работната честота, Hz.
Това равенство се използва, за да се определи доколко близко до насишането
на бобината или трансформатора се работи, тъй като пасищанего може да
има катастрофални последний.
Стръмността на двете езрани на хистерезисната крива е пропорционален
на магнитпата пропицаемост. Тя показва доколко лесно могат да се '
218
преориентират магнитните диполи в материала. Колкото гю-голяма е
стръмността, толкова по-малък иптензитет па магнитного поле и съответно
по-малък ток са необходими за създаване на определена магнитна индукция.
Освен това магнитната проницаемост има голямо значение за това, каква
индуктивност съответства на всяка навивка от намотката. Колкото по-голяма
е магнитната проницаемост (стръмността е по-голяма), толкова
индуктивността, съответстваща на дадена намотка. Формулата
по-голяма е
е
дв
//_дя'
(П4.3)
а връзката между В и Н е

(П4.4)
ключовите
Магнитопроводите на бобипите и грансформаторите в
стабилизатори никога не влизат в режим на пасишане, а работяг в г. нар.
малка облает. Това са хистерезисни криви, заграждащи част от плошта на
кривите с насищане. При ключовите стабилизатори с работна честота между
20 и 50 kHz максималната магнитна индукция Вгоахобикновено е половината от
индукцията на насищане В1ДГ. В резултат на това загубите в магнитопровода са
около 2% от общите, което се смята за приемлива стойност. При високи
честоти се работи с по-малки стойности на.^, за да не се надхвърля този
процент на загуби. Типични хистерезисни криви в малката облает са дадени на
фиг. П4.3. Крива А с за трансформатора на противотактни, полумостови и
мостови стабилизатори. Крива В се огнася за обратен стабилизатор в
Фиг. П4.3. Хистерезисни криви в малкпта облает за различии магнитни материали
219
прекьснат режим, докато крива С е за бобината на изходния филтър на прав
стабилизатор (в случая) и за трансформатора на обратен стабилизатор в
непрекъснат режим. При наличие на постоянен или еднопосочен магнитен
поток е желателно магнитопроводът да е с гыдугина междина. Влиянието й
върху хистерезиспата крива е показано на фиг. П4.2. Вижда се, че при наличие
на въэдушна междина магнитната проницаемост се намалява право пропор-
ционално на широчината на междината. Това е съществено предимство при
трансформатори и бобини, конто грябва да работят с голям ток през
намотките си, без това да води до чгсишане на магнитопровода. При това
по-голямата част от общата енергия на магнитопровода се съсредоточава в
междината, в резулгат на което магнитната му индукция в магнитопровода се
намалява. За да се запази неизменна индуктивността, трябва да се прибавят
допълнителни навивки, което увеличава обема на бобината или трансформа-
тора, но е необходимо за по-сигурната на работа на стабилизатора.
Основните загуби в ?чагпитния материал са загуби от хистерезис и загуби
поради токовете на Фуко. Обикновено фирмите ги дават заедно под формата
на криви на „загубепата мощност във ватове на единица обем“ като функция
на магнитната индукция Вшахи работната честота. Загубите от хистерезиса са
PH=khVfB2nm,	(П4.5)
където khe хистерезиспата константа на Магнитки я материал;
V— обемът на магпитопровода (ст3 в системата CGS и т3 в системата
MKS);
f—работната честота, Hz;
Bmax—максималната магнитна индукция (G в системата CGS и Т в
системата MKS).
Токовете на Фуко се обуславят от движенисто на електрони, индуцирано в ’
магнитопровода поради голямото магнитно поле в него. Обикновено те
протичат по кръгова верига и срещат по-малко съпротивление при
магнитопроводи без въэдушна междина. Практически винаги съществуват в
магнитопроводи с ръбове. Намаляването на токовете на Фуко се постига чрез
използване на материал с голямо магнитно съпротивление, което означава и
голямо електрическо съпротивление. Освен това магнитопроводът се прави от
ламели, така че сечепието му се раздела на малки секции, в конто трудно
протичат кръговите токове. Загубите поради токовете на Фуко се дават с
израза
P' = ktVf2B2m.	(П4.6)
Вижда се, че и двата вида загуби силно нарастват с увеличаване на Вт„, а
тези поради токовете на Фуко — и с честотата. Последните водят до
увеличаване на размерите на бобините и трансформаторите при повишени
честоти. Това означава, че увеличаването на работната честота на един
ключов стабилизатор не води задължително до намаляване на размерите на
магнитопроводите.
Основният проблем при изчисляването на индуктивните елементи в един
ключов стабилизатор е значителната разлика между наличната литература за
електрическо проектиране и предлагапага от производителите на магнитни
материали. По-впечатлявашо е различието между литературата на американ-
скиге и други фирми, особено що се отнася до неясните формули и
използваните измервателни единици. Всеки производител използва свои
220
собствени единици за загубите в магнитопровода. Едни дават загубите за
единица обем (ст3 или пг), а други—за единица тегло (в 1b). Конструкторът
може да използва само за сведение графиките, предлагали от фирмите, конто
обикновено са за Втах, равна на половината от В^ при 50 kHz (това обуславя
загуби в магнитния материал, равпи .на 2 % от общите загуби). Необходимо е
да се уточни В1пах, за да се получат загуби, не по-големи от 2%. Внимагелно
трябва да се видят измерителните единици и да се избере подходящата
формула. Обикновено в помощната литература, която фирмите производите-
ли предлагат, формулите са дадени със специфичните измервателни единици.
П4.2. Избор на магнитопроводите
За начинаещите инженери избор! ? на материала и типа на магнитопровода за
един ключов стабилизатор често се оказва най-грудната част от проектиране-
то. Независимо от това, че магнитопровод с дадена форма и материал може
да се използва за различии приложения, възмсжно е на основата на зададените
параметри да се избере най-подходящият. Затова изборът винаги е творчески
процес.
Първото, което се прави, е да се избере материалы- на магнитопровода.
Всички съвременпи материал и са сплави на основата на ферита. Най-важният
фактор при избора са загубите при работната честота и. необходи мата
магнитна индукция. Добре е да се започне с материал, препоръчван за
ключови стабилизатори о ШИМ от фирмите производители и утвърден в
практиката (вж. табл. П4.1).
Таблица П4Л. Утвърденн в практиката материали за магнитопроводн
Фирма—производите.!	Материал (ферит)	
	. <100 kHz	<lMHz
Magnetics, Inc.	F, T, P	F. K, N
TDK	P4C4	P7C40
Ferroxcube	3C8	3C85
Siemens	N27	N67
Използвайки един от материалите в таблицата, конструкторът може да
бъде сигурен, че е направил пай-подходящия избор. Феритът, наречен
мопермалой, съдьржа съставка от немагнитния метал молибден. Молибденът
действа като разпределена въздушна междина, което прави този материал
много подходящ при наличие на еднопосочен магнитен поток или такъв с
постоянна съставка. За съжаление мопермалоят се предлага само под формата
на тороид и обикновено се използва за бобината в изхода.
Какво да направите,, ако па пазара се появят нови магнитни материали и
вие трябва да се запознаете с тях? Първото, което трябва да видите, са
загубите в материала (във W/cm3), влошаването на хистерезисната крива при
повишени температури и дали се предлага магнитопровод от материала с
желаната форма (например с въздушна междина). След това се оценяват
загубите, дължащи се на хистерезиса и на токовете на Фуко. Фирмите
производители използват графики на зависимостта на загубите от работната
честота и максималната магнитна индукция, което улеснява сравняването па
221
* Препоръчван работен обхват при организация в загубите
За двупосочен магнитен поток инлукцията е В
За еднопосочен магнитен поток ицдукцията е 0,5Вр.р
Фиг. П4.4. Криви за загубите в единица обем от материал ЗС8 в зависимост от честотата и В„..
(благодарение на фирмата Philips Components)
различните материали (вж. фиг. П4.4). Трябва да се внимава, тъй като
фирмите използват различии измерителни единици (тесла или гаус) и мерки за
обема или тсглото. Връзката между измерителните единици е дадена в
приложение 6. За да се използват графиките, трябва да се знае работната
честота, която ше се използва. Втората необходима величина е максималната
магнитна индукция BMi. Използваното практическо правило е загубите в
магнитните материали да са не повече от 2% от общите загуби на
стабилизатора. При честота 50 kHz трябва да се работи с Bmax=0,5BMt. Като
ориентир за запазване на дадения процент загуби трябва да се използва
табл. П4.2.
Таблица П4.2. Препоръчвани граници на магнитната индукции в зависимост от честотата
Честота	Максимална магнитна индукция
<50 kHz	0,5 Вш
< 100 kHz	0.4 B„t
<500 kHz	0,25
<lMHz	од в^
222
Използват се графики, аналогична на ледените па фиг. П4.4. По абсцисата се
нанася желаната Втах, след което се прекарва вертикалпа линия до кривата за
съответната честота и ордипатата на пресечпага точка представлява загубите
в единица обем.
Друг фактор е намаляването на с повишаване на температурата (вж.
фиг. П4.5), което не е едко и също при различните материали. За масово
иэползваните материали Вм памалява с около 30% при температура 100сС.
Поради това никога не грябва да се допуска магнитната индукция да
надхвърля 0,7 Накрал трябва да се има предвид, че загубите на пякои
магнитни материали намаляват с повишаване па температурата. Випаги
магнитоироводът е с по-висока температура от околната, като обичайна е
разлика между 10 и 40°С. Някои фирми производители дават графики за
температурната зависимост при фиксирана сгойност на магнитния интензитет.
Например предимство е, ако загубите на материала са минимални при
температура 50°С.
След избора на магнитния материал трябва да се определи формата па
магнитопровода. Фирмите производители предлагат различии форми, но
обикновено те са в категориитс от фиг. П4.6. Вески тип магнитоцровод има
някакви предимства по отношение на размери, цена или екранировка, коего
трябва да се оцени за конкретного приложение. Магнитопроводи ге се
* 100 А/m са равни на 1,25 Ое
Фиг. П4.5. Крива за намаляването на при повишаване па температурата на материала ЗС8
(благодарение на фирмата Philips Components)
223
Тороид
Тип Е
междина
. Макара
Тип U
Тип ЕР
Фиг. П4.6. Масово използвани магнитопроводи
разделят на 2 големн групи-тороиди и с макара. Трансформаторите с тороид
са по-скъпи поради необходимостта от специални машини за навиване, но
излъченото магнйтно поле е по-слабо. Обикновено магнитопроводите с
макари са по-евтини от тороидите, което е важно предимство, но всички
необходими принадлежности към тях са по-скъпи; Някои оценки в този смисъл
са дадени в табл, П4.3. Чашковидните магнитопроводи и производните им
(PQ, RS и т. н.) имат скъпи детайли, но навиването на макарата е сравнително
224
Таблица П43. Оценка иа различайте видове магнигопроводи
Магнито- провод	г 	 Материал			Екранира- не на намотките	Цена на магнито- провода	Цена на производ- ството
	пермалой	ферит	с въздушна междина			
Тороид	X	X	Да/не	Не	Ниска	Висока
Тип Е		X	’ Да	Не	Ниска	Ниска
Тип U		X	Да	Не	Ниска	Ниска
Чашковиден		X	Да	Да	Висока	Средна
Тип ЕР		X	Да	Не	Ниска	Средна
евтино. Те осигуряват добра магнитна екранировка на намотките и въздушна
междина. За съжаление охлаждането им е трудно и обуславя по-висока
работна температура. Магнитопроводите тип Е-Е и Е-I са по-евтини от
чашковидните и обикновено имат по-голям прозорец. Те са най-предпочитани
от конструкторите, тъй като при трансформаторите именно прозорецът
обикновено определя големината на магнитопровода. Намотките им са в
непосредствен контакт с въздуха, което определя по-малкото им нагряване.
Тези магнигопроводи обаче излъчват по-силни Магнитки полета поради
въздушната си междина.
Обикновено при избора на магнитопровод се прави компромис между
цената му, крайната цена на трансформатора и радиочестотните смущения.
15 Наръчниж по токозахранващи устройства
225
Приложение 5
Шум и електромагнитни смущения
Контролирането на високочестотните шумове и излъчвания е най-неясният
етап при създаването на ключови, стабилизатори и други електронни
апаратури. Включването му в настоящата книга е га ран ци я за качеството й, но
същевременно има пряка връзка с пускането на изделието на пазара. Това
приложение не може да изясни достатьчно подробно проблема, но прави
преглед на основните момента, евързани с проектирането на изделията.
Много фирми не могат „да си позволят лукса“ да имат лаборатория за
измерване на смущенията в съответствие с изискванията на службата за борба
с тях. Апаратурата е скъпа, а за работа е нея трябва специално обучение.
Поради това се препоръчва използването на услугите на консултантска фирма,
специализирана в борбата със смущенията, която да помогне на този етап на
подготовка на изделието. По-голямата част от електронните апаратури не
могат да преминат изпитанията за излъчени или разпространяващи се по
мрежата електромагнитни смущения независимо от това, че тези въпроси са
били част от проектирането. Его защо почти винаги в последната минута се
налагат промени в електрическата схема или физическата реализация, за да се
преминат тези изпитания. Инженерите от консултантските фирми са правили
това многократно, познават достатьчно добре проблема и решенията му.
Надявам се, че настоящего приложение ще ви помогне чрез проектирането
да осигурите поне един приемлив мрежов протизосмутителен филтър и добра
кутая, конто да бъдат основа за неголеми промени по време на изпитанията.
Основного правило е, че ако при проектирането се поставят по-строги
изисквания от налаганите от службата за борба със смущенията, ще има
по-малко грижи по време на изпитанията на апаратурата. Най-строги са
изискванията на немската служба VDE и ако изделието премине нейните
изпитания, то няма да има проблем с конто и да са други изпитания.
П5.1. Естество и източници на елекгрически шум
Шум има навсякъде, където сыцествуват бързи изменения на напрежение или
ток. Много от сигналите и особен© тези в ключовите стабилизатори са
периодични. Това означава, че отскоците имат определена честота на повто-
рение. При поредица от правоъгълни импулси основната честота е обратно
пропорционална на периода на повторението им. Същевременно тези импулси
са богати с хармоници, към конто се прибавят допълнителни високочестотни
съставки поради отскоците на фронтовете. Приема се, че основната честота на
тези допълнителни съставки е равна на половината от реципрочната стойност
на времето на нарастващия или спадащия фронт на импулейте. Обикновено тя
е от порядъка на няколко мегахерца, т. е. много по-висока от честотата на пов-
торение на импулсите.
226
Фиг. П5.1. Спсктър на електромагнитното ноле около типичен обратен ключов стабилизатор
с ШИМ и мрежово захранване
Продължителпостта на правоъгълните импулси в ключовите стабилизато-
ри с ШИМ непрекъснато се промен я в процеса на работа. В резултат* на това се
получава типичното за белия шум снергийно разпределение, върху което са
насложени периодично появяващи се отскоци. На фиг. П5.1 е показан
спектърът на електромагнитното поле в близост до ключов обратен стаби-
лизатор с ШИМ и мрежово захранване, в който не са взети мерки за потискане
на смущенията. Вижда се, че сыцествуват спектрални съставки до 100 MHz
(десният край на осцилограмата), конто ще влияят на битови електронни
апарагури, ако не се използват филтриране и скрап пране.
Квазирезонасните и резонансните ключови стабилизатори имат много
по-„привлекателен“ спектър на излъченото електромагнитно поле. Причината
за това е, че поради използването на трептящ кръг преходните процеси са в
областта на ниските честоти и следователно спектърът също е нискочесготен
(до 30 MHz). По-високочестотни спектрални съставки не съществуват. На
фиг. П5.2 е показан спектърът на електромагнитното поле в близост до квази-
резонансен обратен стабилизатор. Всички квазирезонансни стабилизатори са
много по-„тихи“ и филтрирането на изходното им напрежение е по-лесно.
Шумът по проводниците, т.е. шумовите токове, излизащи от апаратурата
през мрежовите, входните и изходните проводници, се проявява по два
начина —като синфазни и като диференциални сигнали. Синфазният шум е
само по активните мрежови проводници (,,фазата“), а не по нулевия провод-
ник, и се измерва само по мрежовите проводници (вж. фиг. П5.3 а). Диферен-
циалният шум се измерва между която и да е от фазите и нулевия проводник.
Еквивалентната схема е дадена на фиг. П5.3 б. Всеки от двата вида шум може
да бъде намален чрез съответен филтър. Поради това всеки ключов
стабилизатор грябва да има два типа филтриране.
Службите за борба със смущенията, когато трябва да издадат съотвстния
документ, проверяват както шума по проводниците, така и излъчения като
електромагнитно поле. Проверката на излъчения шум се прави чрез поставяне
на калибрирана антена, евързана като приемник, на определено разстояние от
227
Фиг. П5.2. Спекгьр на електромагнитного поле около квазирезонапсен обратен стабилизатор
с превключване в нулата на напрежението
Н2
Н1
Занулена
маса 1
(а)
(б)
Фиг. П5.3. Синфазни и диференциални юумови генератори
а - синфазен; б - диференциалеп
апаратурата. По тази начин се снема спектьрът до гигахерцовия обхват. Този
шум може да повлияв на други апаратури. Шумът по проводниците също
предизвиква излъчване от мрежовия кабел и проводниците на входа и изхода,
което може да се цзмери. Измерването на тези шумове се прави чрез подаване
на мрежовото напрежение през трансформатор и снемане на спсктъра до
няколко стотици мегахерца.
П5.2. Типични източници на шум
Шумът, особено излъченият в околното пространство, може да бъде намален,
ако се познават естеството и начинът на възникването му и се използват
съответните методи на стапа на проектиране. В ключовите стабилизатори с
ШИМ има няколко основни източника, който създават по-голямата част от
228
излъчения и разпространяващия се по проводниците шум. Не е трудно да бъде
установено мястото на тези източпици и те да бъдат преобразувани така, че да
се намали влиянието им върху стабилизатора.
Източниците на шум представляват част от шумови вериги, сыцествува-
щи върху печатната платка между консуматорите на ток с висока честота и
местата, където този ток се създава. Това налага да се прави оценка на висо-
кочестотните параметри на използваните елементи и на печатната платка.
Първият основен източник на шум е входната (мрежовата) част на
мощния трансформатор. Това е затворената верига, образувана от мощния
ключ, първичната намотка на трансформатора и входния натрупващ
кондензатор. Последпият определя ток с трапецевидна форма за стабилизато-
ра, тъй като във входа винаги има мрежов противосмутителен филтър с
гранична честота, значително по-ниска от работната честота на стабилизато-
ра. Пътечките върху печатната платка трябва да бъдат колкото е възможно
по-къси и широки, което налага съответните ограничения. Широките пътечки
имат по-малка индуктивност от тесните. Дължината на пътечките определя
честотите, над конто се наблюдава излъчване в околното пространство.
Колкото по-къса е една пътечка, толкова по-висока е честотата на излъчения
от нея шум и по-малка е неговата енергия. За намаляване на дължината на
пътечките мощният ключ и входният натрупващ кондензатор трябва да са
непосредствен о до трансформатора. Алуминиевите електролитни и танталови-
те кондензатори имат лоши параметри при високи честоти, поради което
паралелно на тях трябва да се свърже високочестотен керамичен кондензатор.
Колкото по-големи са ESR и ESL на входния натрупващ кондензатор, толкова
по-голяма част от енергията на високочестотния шум ще стигне до мрежовите
проводници, което обуславя по-лошо филтриране на синфазните електромаг-
нитни смущения.
Друг основен източник на шум е веригата, образувана от изходните из-
правителни диода, изходния филтриращ кондензатор и вторичните намотки.
Тук също протича ток с трапецевидна форма и за намаляване на излъчения
шум е необходимо кондензаторите и даодите да са в непосредствена близост
до трансформатора. Тази верига също създава синфазен шум, но разпростра-
няващ се по проводниците в изхода.
Самите изправителни диоди са трудно уловим, но важен източник на
шум, причината за който е преходният процес на възстановяване на обратного
съпротивление на диодите. Често причина за получаването на високочестотен
шум с именно скоростта на това възстановяване. Диод, при който то става
бързо, изисква паралелно евързана демпферна верига, ограничаваща високоче-
стотния спектър на шума. Тя обаче влошава коефициента на полезно действие.
Предимство е изолзването на диоди с плавно възстановяване на обратного
съпротивление.
Радиаторы улеснява преминаването на диференциалния шум. Обикнове-
но радиаторите са занулени с цел предпазване на хората, работещи със ста-
билизатора. Всеки мощен ключ или диод, закрепен върху радиатора, пре-
хвърля върху него шум по капацитивен път (през .изолационната подложка).
Този шум по-нататък се предана на нулевия проводник. За намаляването му се
препоръчва използването на изолационна подложка с вградена метална лента,
понижаваща паразитния капацитет.
229
П5.3. Проектиране на кутиите
Кутията на изделието може да служи като електромагнитен екран за шумо-
вете, излъчвани във въгрешността му. Трябва да се използват метални кутии
от магнитни материали. Препоръчват се желязо, стомана, никел или д-метал.
Пластмасовите кутии трябва да се боядисват с токопровеждащи бои, конто
подобряват екранирането за електромагнитните и радиосмущенията. При
това всеки отвор за охлаждане трябва да има магнитен екран.
Принципът на всеки електромагнитен екран е да улеснява протичането на
токове на Фуко през съответната повърхност, което означава разсейване на
енергията на шума. Поради това една кутия може да служи като фарадеев
кафез, ако навсякъде по нея има малко електрическо съпротивление. Това
налага краищата на капаците и всякакви други елементи, конто се свалят, да
имат много малко електрическо съпротивление. Понякога се използват и
специални високочестотни уплътнители.
В местата на влизане и излизане на проводници от кутията трябва да се
поставят противосмутителни филтри. Всеки неекраниран проводник във
въгрешността на кутията „улавя“ излъчените смущения и ги „отправя" навън,
което затруднява работата на филтрите. Същевременно тези проводници
излъчват смущения в кутията, дължащи се на преходни процеси извън нея.
Това прави изделието по-чувствително към статични разряди.
П5.4. Противосмутителни филтри
Съществуват два вида входни захранващи линии. Първите са еднопроводни,
постояннотокови и типични примери за използването им са автомобилните и
авиационните апаратури. В системи с мрежово захранване се използват линии
от втория тип, конто са дву- или трипроводни. Проектирането на противо-
смутителни филтри за системи с постояннотоково захранване е разгледано в
т. 3.12. Те представляват обикновен LC филтър. В тези случаи всички шумове
са синфазни и са между входна захранваща шина и маса. Проектирането на
противосмутителни филтри е по-сложно поради паразитните явления в изпол-
званите елементи. Измерването на всякакви шумове изисква много скъпа апа-
ратура и е най-добре да бъде направено от фирма, специализирана в тази
облает.
За проектирането на противосмутителни филтри на входа на ключовия
стабилизатор най-напред трябва да се знаят изискванията към изделието от
страна на службата за борба със смущенията. Тези изисквания задават грани-
ците, в конто трябва да бъдат излъчените шумове и шумовете, разпростр-
аняващи се по проводниците, за да може изделието да намери своего място на
пазара. Отделът „Маркетинг" на фирмата трябва да знае какви параметри
трябва да се зададат, за да се отговори на бъдещите нужди на пазара. Винаги е
добре да се зададат по-строги изисквания от съществуващите в момента. За
изделия, конто ще се предлагат на европейския пазар, най-строги са
ограниченията VDE. На фиг. П5.4 са дадени граничите, в конто трябва да бъде
излъченият шум в съответствие с нормите VDE, а на фиг. П5.5—тези за шума,
разпространяващ се по проводниците. Ограниченията клас А са за апаратури с
индустриално приложение, а тези от клас В—за битови цели.
Предназначението на противосмутителния филтър на входа е да „за-
държи“ високочестотния шум, създаден главно от ключовия стабилизатор
вътре в кутията. Филтрите на входните и изходните проводници служат за-
ограничаване на шума, създаден от други схеми (например микропроцесори).
230
fi
(D
<D
70
60
50
40
30
20
Клас A
2
Й3.
Честота, MHz
►-	ю
-J OOOQ	О
О ООО	О
W -U Lh Q\ -JOOSOQ
8 8 8 8 8888
(39,0)
(90/iV/m)
£
о
2
х
(1500uV/m)
(59,0)
(900дУ/ш
2
“(45,0)
(180/хУ/ш
(56,9)
~(700/zV/m)
(40,0) S
(lOO^V/mT
(34,0) (50/zV/m)
Клас В ---------------------
m
2
10
Фиг.
Ограничения за излъчените смущения в честотен обхват от 30 до 1000 MHz
П5.4. Ограничения за излъчените електромагнитни смущения според нормите VDE
Честота, MHz
8
100
1 1111II
I I I П II'
I I IIIII
90
80
Задължително само за шцс В
.(79.0)..
70
о
&
W
Г
к
я
60
50
40
(66,0)
Ограничение. за.клас. А —
50Q/50>HLiSN-
(57,5) 1(59,0)	(	________________
____(5*jS____Дтеснолентово ограничение, (клас В)
50П/50дН L1SN
—।—। 1111 d___।......и
п
О
। । । ы и
Фиг. П5.5.
Ограничения за смущения, разпросграняващи се по
проводниците в честотен обхват от 10 kHz до 30 MHz
Ограничения за смущения, разпросграняващи се ио проводниците,
сиоред нормите VDE
П5.4.1. Изчисляване на синфазен филтър
Предназначението на този филтър е да ограничава шума, съществуващ между
два мрежови проводника (фаза Hi и нула Н2). Схемата му е дадена като част
от фиг. П5.6.
231
Диференциален филгьр
Мрежа
Синфазен филтър
Към мостовия
токоизправител
Maca>
Фит. П5.6. Мрежов противосмутителен филтър от III ред (спнфазна и диференциална част)
Фиг. П5.7. Амплитудно-честотна характеристика на синфазен филтър от II ред (Ь=1 mH)

Намотките на „трансформатора" на синфазния филтър са свързани
противопосочно. Резултатът от това е, че магнитните потони поради равните
по амплитуда и с обратна фаза сигнали върху двата мрежови проводника
взаимно се унищожават. При това всеки шум, който е различен за двата
проводника, се „дава накъсо“ през магнитопровода и не може да премипе през
филтъра.
Основният проблем при изчисляването на синфазния филтър е, че при
високи честоти (за конто се прави филтрирането) се намесват паразитните
елементи, Най-съществен е паразитпият капацитет па самия трансформатор.
Във всяка намотка има малък паразитен капацитет между навивките й. При
високи честоти той шунтира намотката и през него протича променлив ток.
Това явление започва да създава проблеми при честота, по-висока от т.нар.
собствена резонансна честота на намотката. Образува се трептящ кръг от
индуктивността на намотката и разпределения й паразитен капацитет. Над
собствената резонансна честота капацитивното съпротивление става по-малко
232
от индуктивного, което е причина за намаляването на затихването на филтъра
при високи честоти. За синфазен филтър това е показано на фиг. П5.7. За
ограничаване на този нежелан ефект се използват кондензатори тип X.
Собствената резонансна честота е точката от фиг. П5.7, където се получава
най-голямото затихване на филтъра. Чрез избор на начина на навиване на
трансформатора тази точка може да се премести там, където е необходимо
най-голямо затихване (например за хармоника с най-голяма амплитуда от
нефилтрирания шум).
Друго важно съображение е качественият фактор Q на филтъра при
собствената резонансна честота. Ако той е твърде голям, т. е. коефициентът на
потискане е малък, филтърът също ще стане източник на шум поради
възникването в него на затихващи трептения. Това може да се избегне при
проектирането.
Някои производители на трансформатори, например фирмата Coilcraft,
предлагат стандартни градивни елементи за трансформаторите на синфазни
филтри. Тези трансформатори са с различна индуктивност и за различии
токове и имат подходящо конструктивно оформление. С това се улеснява
работата на проектанта.
Първоначалните стойкости на елементите на синфазния филтър могат да
се определят чрез строга последоватслност на работа (както всичко друго в
тази книга). Най-напред трябва да се измери спектърът на нефилтрирания
шум, разпространяващ се по проводниците. Това позволява да се определи
необходимого затихване и при какви честоти то трябва да се получава.
Очевидно измерването е важна предпоставка за осигуряването на добро
филгриране. От друга страна, определянето „на книга" на желаната АЧХ на
филтъра може да доведе до неприятии изненади по време на измерването му.
Като начало може да си приеме филтърът да осигурява затихване 24 dB
при работната честота на ключовия стабилизатор. Тази стойност може да се
промени в зависимост от спектралния състав на шума. Граничната честота на
филтъра от II ред се определя от израза
Alt=40 lg dB,
Jsw
т. е.
Л=ЛжХЮ-0025Л
където Att е желаното затихване, dB;
f. — желаната гранична честота на филтъра;
— работната честота на ключовия стабилизатор.
Като се приеме, че работната честота е 50 kHz, граничната честота, осигу-
ряваща при нея затихване 24 dB, е
fc = 50kHz х Ю'0025 х24 = 12,5kHz.
Приема се, че импедансът на мрежата е 50 П. тъй, като това е импедансът,
с който се провеждат изпитанията по методиката LISN. Тази стойност се
използва за изчисляването на елементите на филтъра.
Избор на коефициента на потискане £. Стойността му не трябва да е
по-малка от 0,707, тъй като ще се получат затихващи трептения и коефициент
на предаване при fc, по-голям от — 3dB.
233
Първоначално изчисляване на стойностите на елементите.
Vfc
500x0,707
л х 12,5 kHz
900 дН.
C (2nfc)2L (2л x 12,5 kHz)2 x 900 дН 0,18 дЕ
Избор на „реалии* елементи. Кондензаторите с работно напрежение 4kV
имат капацитет до 50 nF, което е 27 % от изчислената стойност. За да се запази
граничната честота, индуктивността трябва да се увеличи 3,6 пъти, което
означава да стане 3,34 mH. И тъй като коефициентът на потискане е право
пропорционален на L, новата му стойност е 2,5, което е приемливо.
Най-близката по параметри индуктивност на фирмата Coilcraft е с номер
за поръчка Е3493 и има собствен;* резонансна честота 1 MHz. Между всяка
фаза и масата се свързват кондензатори (прието е наименованието
Y-кондензатори), конто според нормите HIPOT трябва да издържат
изпитателно напрежение с ефективна стойност 2,5 kV. Между двата мрежови
проводника се свързват т.нар. Х-кондензатори с ефективнд стойност на
изпитателното напрежение 250 V. Сыцевременно те трябва да „издържат“ и
всйкакви отскоци. Капацитетите на Х-кондензаторите сс избират производно и
обикновено са между 1 nF и 0,5 piF.
Синфазният филтър трябва да осигурява затихване, не по-малко от 60 dB
в честОтен обхват от 500 kHz до 10 MHz.
След изчисляването на стойностите на елементите много важна (и кри-
тична) за ефективността на филтъра е физическата реализация на трансформа-
тора и печатната платка. Работата на филтъра може да се „засенчи“ от
„улавянето“ по индуктивен път на високочестотни шумове от пътечките на
печатната платка и елементите върху нея. Към това се прибавя и фактът, че
над резонансната честота синфазният филтър придобива все повече капацити-
вен характер. В крайня сметка конструкторът може да очаква работа на
филтъра до 20—40 MHz.
Елементите на филтъра трябва да са подредени в една линия така, че вхо-
дът му да е на разстояние от изхода. Трябва да се използват широки пътечки,
конто са с малка индуктивност, но не трябва да се забравят изискванията за
пробивното напрежение.
Понякога затихването при високи честоти се оказва недостатъчно и се
налага използването на противосмутителен филтър от III ред. Обикновено
това е диференциален филтър, използва Y-кондензаторите на синфазния
филтър и има същата гранична честота. Диференциалният филтър има по една
бобина във всеки от мрежовите проводници и се поставя между синфазния
филтър и входния токоизправител.
Диференциалният филтър трябва да има по-малък коефициент на потис-
кане (до 0,5) от синфазния филтър, тъй като сумарната преходна харак-
теристика на двата филтъра ще бъде толкова „по-бавпа“, колкото по-големи
са коефициентите им на потискане.
Изчисляване па индуктивността на бобината в диференциалния филтър.
4
RlC 500x0,5
2nfc 2ях 12,5 kHz
318//И.
234
Прибавянето на този филтър осигурява желаното затихване при високи
честоти, включително на диференциалния шум. Типичната му стойност при
работната честота на ключовия стабилизатор е 36 dB.
Практически съображения. Ако индуктивните елементи трябва да се
реализират, вместо да се купят готови от производителя, трябва да се спазват
следа ите препоръки.
Бобины (трансформатори) за синфазни филтри.
1.	Най-добре в случая е да се използва тороид, тъй като около него има
много малки разсеяни магнитни полета.
2.	Магнитният материал трябва да е с много голяма магнитна прони-
цаемост, например тип W на фирмата Magnetics, Inc. с дг = 1000.
3.	Ако се използва магнитопровод тип Е—Е (често срещан случай), той
трябва да е с въэдушна междина и матовите повърхности трябва да се
полират. Всяка неравност на повърхността намалява магнитната пррницае-
мост.
4.	Макарата трябва да е двусекционна и да не се изпълва изцяло с намот-
ките. Необходимо е последните да са на разстояние 2 mm от външната страна
на макарата, за да се осигури изискваното от нормите VDE пробивно
разстояние от 4 mm.
Бобины за диференциални филтри
1.	Навиват се на отделяй магнитопроводи (без магнитна връзка помежду
им).
2.	Магнитопроводът трябва да е от прахообразен железен материал,
например предлагай от фирмата MicroMetals.
3.	Обикновено се използват пръчковидни магнитопроводи поради ниска-
та им цена.
235
Приложение 6
Допълнителни данни
В това приложение е събрана различна информация, която понякога може да е
необходима.
П6.1. Връзка между измервателните единици
Дадените тук данни се налагат поради може би най-слаборешения проблем на
международное сътрудничество. Има страни, конто изцяло използват
метричната система MKS (метър-килограм-секунда), други са я приели, по не
използват метъра (например Япония), а в САЩ е приета метричната система
CGS (сантиметър-грам-секунда), но смессно със старите английски измерва-
телни единици — инчове (in), милове (mil) и кръговите милове (circular mils).
Различните производители на магнитопроводи използват и трите системи.
Конструкторът трябва да е изключително внимателен с формулите и изпол-
званите в тях измервателни единици, тъй като производителите на магнито-
проводи рядко „изпипват“ свързаното с тези единици. За улеснение тук е
дадено преминаването между трите системи.
Магнитна индукция
IT (Wb/m2) =104G (Wb/cm2)
1G (Wb/cm2)= 10~4T (Wb/m2)
1 mT= 10“3 T= 10G.
Линейни мерки
1cm =0,394 in
1 mm = 0,0394 in
1 in = 2,54 cm
lin =25,4 mm
Imil =22,51 ^m
1ft =30,48 cm.
Мерки за плоиг
lin2 = 6,45cm2
lin2 =645 mm2
1cm2 =0,155 in2
1 mm2 =0,00155 in2
1 circular mil = 7,854.10"7 in2
1 circular mil = 5,07.10 " 6 cm2
lin2 = 1,273.106 circular mils
1 cm2 = 1,274.105 circular mils.
236
П6.2. Проводници
Спецификацията на проводниците може да доведе до много неприятности.
Всички диаметри се основават на създадената през 20-те години таблица за
диаметри на американски проводници (American Wire Gauge—AWG). Страни,
използв<1щи метричната система, непосредствено са преобразували размерите
в инчове от тази таблица в милиметри и са създали таблицата за проводници
IEC R20. В табл. П6.1 са дадени проводниците според двете системи. Дапнитс
от R20 вероятно ще бъдат заместени с тези от IEC R40, конто са дадени в
табл. П6.2. Диаметрите на проводниците от тази препоръка са много'близки
до данните от табл. П6.1.
При протичане на високочестотни токове през проводника неговото
съпротивление нараства вследствие на скин-ефекта. Поради това общото
съпротивление на проводниците в ключовите стабилизатори се определя от
израза
ktotal = Rdc+RtB‘	(П6.1)
Променливотоковата съставка R^ на съиоотивлението се получава, като
Rjc на кръгъл медей проводник се умножи с коефициента
Таблица П6.1. Таблица за проводници (САЩ и снорсд IEC R20)
AWG	IEOR20 дна метър, шш	Диаметър на медното ЖИЛО, in	Общ диаметър (степей 1)		Сечение на проводника		Постоян- нотоково съ против- ление, mQ/m	Максимален ток, А (при плътност 2,11 А/тщ2)
			in	ПИП	in2	mm2		
10	2,500	0,102	0,107	2,72	0.00815	5,50	3,281	10,38
11	2,240	0,091	0,096	1431	0,00647	4,17	4,134	8,230
12	2,000	0,081	0,086	2.172	0,00513	3,31	5,184	6,530
13	1.800	0,072	0,076	1,943	0,00407	279	6,562	5,180
14	1,600	Ц064	0,068	1,737	0.00322	208	8,301	4,110
15	1,400	0,057	0,061	1.711	0*00256	201	10,43	3.260
16	1,250	Ц051	0,055	1,389	0,00203	1.31	13.19	2580
17-	1,120	0,045	0.049	1.247	0,00161	1,04	16,60	2,050 -
18	1,000	0,040	0,044	1.118	0,00127	0,82	20.97	1,620
19	0,900	0,036	0,039	1,003	0,00101	0,65	26,41	1,290
20	0,800	0,032	0,035	0,897	8,0.10“*	0,52	33,14	1,020
21	0,710	0,029	0,032	0,805	6,4.10“ 4	0,41	4200	0,810
22	0,630	0,025	0,028	0,721	5,1.10“*	0.32	53,15	0.640
23	0,560	0,023	0,026	0,650	4.0.10“*	0,26	66,60	0.510
24	0,500	0,020	0,023	0,582	3,2.10“*	0,21	84.32	0.400
25	0,450	0,018	0,021	0,523	2,5.10“*	0,16	106,3	Ц320
26	0,400	v 0,016	0,018	0,467	2,0.10*	0,13	134,5	0.253
27	0,355	0,014	0.016	0.419	1,6.10“*	0,10	168,6	0,202
28	0,315	Ц013	0.015	0,376	1,3.10"*	0.08	214,2	0,159
29	0,280	ЦОИ	0,013	0,340	1.0.10“*	0,065	266.4	0,128
30	0,250	0,010	0,012	0.305	Ц79.107*	1 0.051	341,2	0,100
31	0,224	0,0089	0.011	0,274	0.6210“4	'	0,040	429,8	0,079
32	0,200	0,0080	0.010	Ц249	Ц5010"*	'	0.032	531,5	0,064
33	0,180	0,0071	0,009	0.224	0.40.10““'	' 0.026	675,9	0,050
34	0,160	0,0063	0,008	0,198	Q31.10-*	k 0,020	856,3	0,040
35	0,140	0,0056	0,007	0,178	0,25.10“''	' ЦОЮ	1086	0,031
36	0,125	0,0050	0.006	0163	Ц20.Ю"4	1 0,013	1362	0,025
37	0,112	0,0045	0,0057	Ц145	0,16.10“4	1 ЦОЮ	1680	0,020
38	0,100	0,0040	0,0051	0130	0,13.Ю“4	k Ц008	2126	0,016
39	0,090	0,0035	0,0045	0114	0,09.10“4	‘	0,006	2779	0,012
40	0,071	Ц0031	0,0041	0104	0,08.10“*	 0,005	3543	ЦОЮ
237
Таблица П6.2. Проводници IEC40
Диаметър на медаото жило, mm	Максимален диаметър на из опирания проводник, mm			Максимален ток, А (при плыност на тока 2,llA/mm2)
	стелен 1	стелен 2	стелен 3	
2,650	2,730	2,772	2,811	11,66
2,360	2,438	2,478	2.526	9,25
2,120	2,196	2,235	2.272	7,46
1,900	1,974	2,012	2,048	6.00
1,700	1,772	1,809	1.844	4,80
1.500	1,570	1,606	1.640	3,74
1,320	1,388	1,422	1,455	2.89
1.180	1,246	1,279	1,311	2,31
1,060	1,124	1,157	1.188	1,87
0,950	1,012	1.044	1,074	1.50
0,850	0,909	0.939	0,968	1.20
0,750	0,805	0,834	0.861	0,93
0,670	0,722	0.749	0,774	0.702
0,600	0,649	0.674	0.698	0,598
0,530	OJ76	0,600	0,623	0,467
0,475	0,519	0,541	0,562	0,375
0,425	0,466	0,488	0,508	0,300
 0,375	0,414	0,434	0.453	0,234
0,335	0,372	0,391	0,408	0,186
0,300	0,334	0,352	0,369	0,149
0,265	0,297	0,314	0,330	0,117
0,236	0,267	0,283	0,298	• 0,092
0,212	0,240	0,254	0,268	- 0,075
0,190	0,216	0,228	0.240	0.060
0,170	0,194	0,205	0.217	0,048
0,150	0,171	0,182	0,193	0,037
0.132	0,152	0,162	0,171	0,029
0,118	0,136	0,145	0,154	0,023
0.106	0,123	0,132	0,140	0,019
0,095	0,111	0,119	0,126	0,015
0,085	0,100	0,107	0,114	0,012
0.075	0,089	0.095	0,102	0,009
Ъс~
4,7 ndy/f,
(П6.2)
където d е диаметърът на проводника в mm;
f — честотата на основния хармоник на тока в Hz.
По този начин се определя променливотоковата съставка на съпротивле-
нието на едножилен кръгъл меден проводник без изолация. Вижда се, че при
проводниците с по-голям "диаметър се наблюдава по-силно увеличаване на
променливотоковата съставка с честотата отколкото при тези с малък
диаметър. Това обяснява предимството от използването на многожилни
проводници от тънки нишки вместо едножилен проводник с голям диаметър.
Плътността на променливия ток в тънки проводници (над 30 AWG) може да е
от 2 до 3 пъти по-голяма от дадената в таблиците, тъй като отношението на
сечението на един от проводниците към общото сечейие на многожилния
проводник е много по-голямо.
Даденото с формули (П6.1) и (П6.2) нарастване на променливотоковото
съпротивление поради скин-ефекта трябва да бъде смятано за минимално.
Когато проводниците са разположени близко един до друг и са навити на
слоеве в трансформатора, влиянието на магнитното поле на всеки проводник
238
върху разположените в близост до него проводници води до допълнително
увеличаване на плътността на тока и протичането му през още по-малка част
от сечението на проводника. Когато два проводника са допрени един до друг,
токът им се изтласква от допирните точки между тях в площ, перпендикулярна
на равнината на намотката. При два слоя един върху друг променливотоково-
то съпротивление на долния проводник е значително по-голямо от това на
горния. Независимо от това формула (П6.2) дава задоволителни резултати
при оценка на съпротивлението.
П6.3. Графично определяне на разсейваната мощност
в ключови стабилизатори
Един от начините за оценка на разсейваната мощност в ключов стабилизатор
е да се видят чрез осцилоскоп токовете и напреженията. За целта е необходимо
той да е двулъчев, с честотна лента пай-малко 100 MHz, да има токова сонда
и напрежителна сонда 10:1. За измерване на тока през даден елемент
последователно с него се свързва дълъг проводник и към последний се свързва
токовата сонда.
ns
(разсейвана мощност по време
на эапушването)
Фиг. П6.1. Графичен метод за изчисляване на разсейваната мощност
239
По този начин едновременно се наблюдават напрежението и токът върху
и през даден елемеит и техните осцилограми логично се разделят на сегмента
от време и съответни площи. След това се иэчисляват средните стойности на
напрежението и тока във всеки от тях. Умножаването им с продължигелността
на съответния сегмент дава енергията (в J) за този сегмент. За да се получи
мощността, това произведение грябва да се раздели на периода на повторение,
т.е. да се умножи по работната честота. Следователно
PD =	* Iа»	xfsw,	(П6.3)
където PD e мощността във VA/s, т.е. W;
—	средната стойност на напрежението в даден сегмент, V;
—	средната стойност ка тока в сегмента, А;
—работната честота на стабилизатора, Hz.
Като пример на фиг. П6.1 са дадени измислени времедиаграми на мощен
MOS транзистор по време на запушваието му, като работната честота е
50 kHz.
Този метод може да се използва при мощни ключове и изправителни
диоди и дава задоволителни резултати.
Литература
Brown, М. Practical Switching Power Supply Design. San Diego, CA, Academic Press, 1990.
Carston, B. High frequency losses in switchmode magnetics. — High Frequency Power
Conversion Conference; May 1986.
Chryssis, G. High Frequency Switching Power Supplies. New York, McGraw-Hill, 1990.
Crane, L F. & Srebanig, S. F. Common mode filter inductor analysis. — Power Electronic
Design Conference 1985.
Dash, G. Compliance Engineering, 1992, pp. 51—95, 125 — 156, 161 — 170, 261 — 312.
Ford, J. The VOLTECH Handbook of Testing to IEC555, Voltech Application Note 104,
1993.
Lee, F. C. High frequency quasi-resonant converter topologies. — Virginia Polytechnic
Engineering Conference, Sept. 1987.
Schultz, W. Power transistor safe operating area - special considerations for switching power
supplies. Motorola AN 875, 1982.
Spangler, J. Power Factor. Motorola Solutions, APEC, Boston, MA,1992.
Venable, H. D. The К factor, a new mathematical tool of stability analysis and
synthesis.-POWERCON10, March 1983.
240