.,,.. ·
А. К ОКСМАН
Передача
телевизионных
сиrналов
по коаксиальным
кабелям
ИЗДАНИЕ ВТОРОЕ .
ДОПОЛНЕННОЕ И ПЕРЕРАБОТАННОЕ
БА « СВЯЗЬ,> 1978
.
Yv
t .~- -- .....•- ..........~
..:..,. ....,..,~ ·:..,, ~ ...
.'1,~
--
.t::. :._.e..se,:! (),;
.A't.1Cl ~\ . -:-i 1:
:,
<'!.t:•'1t•"1•
~
:
IU'J.ta~e;.- ~~Jt $С r 1

!
32.94
0-49
Удк: 621.391.8:621.397.13:621:315.212
Оксман А. К.
0-49 Передача телевизионных сигналов по коакси-
альным кабелям . .2 :е изд., доп. и перераб.
-
М.:
Связь, 1978.-, - 2.80 с., ил.
Впер.:1р.10к.
Рассматриваются принципы построения и расче-,-а систем передачи
программ телевидения на большие расстояния; даются анализ искаже­
ний и помех, вози.икающих при передаче сигналов ТВ и ТЧ, формулы
для расчета велиЧИ:ны помех и сПособы уменьшения искажений и по­
мех; приводится метuдика определения требований к линей.ным уси ­
лителям .
._ :Книга
_ р~сс_чиtан~ на ИI-I)~енерно-технических работнш<ов, з ани­
мающихся разработкой, праектированием и эксплуатацией аппаратуры
каналов телевидения. Она также может быть полезна специалистам
в области передачи видеотелефонных и других импульсных сигналов .
30602-022
0 045(01)-78 50 - 78
32.94
6Ф1
© Издательство «Связь», 1978 r.
.....
(

ПРЕДИСЛОВИЕ
На магистральных линиях связи нашей страны ши­
роко применяются коаксиальные кабели. Использо­
вание весьма широкого диапазона частот в системах пе­
редачи по коаксиальному кабелю позволяет осуществ­
лять тысячи телефонных разговоров, передачу телеграф­
ны х и факсимильны х сообщений, передачу газет, а так­
же программ телевидения. Коаксиальные и радиоре­
лейные линии связи дают возможность организовать
разветвленную сеть взаимосвязанных телецентров, охва­
тить телевизионным вещанием весьма обширную терри­
торию СССР и обмениваться телеви з ионными програм­
мами с другими странами.
Внедрение усовершенствованной системы К-1920У,
11овой системы К - 3600 и введение в строй новых маги­
стралей значительно расширит круг - специалистов, ин­
тересующихся передачей сигналов телевидения, видео­
т еле фона и другой имп у'л ьсной информации . Развитие
сис тем с линейным спектром до 60 МГц позволит в бу­
дущем организовать совместную передачу сигналов не­
скольких телевизионных программ и видеотелефона.
Настоящая книга является вторым изданием книги,
вышедшей в 1966 г., и охватывает круг вопросов, от ­
носящихся к передаче как черно-белого, так и цветного
телевидения на большие расстояния по коаксиальным
кабелям. Рассматриваются способы построения аппара­
туры телевизионных каналов в эксплуатируемых и раз­
рабатываемых системах передачи . Анализируется влия­
ние электрических характеристик каналов на качество
передачи сигналов. Подробно рассматриваются искаже­
ния, возникающие при · модуляции и демодуляции сиг­
нала, и возможности их устранения. Приведен расчет
осно вны х параметров модуляторов и демодулятор ов .
Зна чительное внимание уделено способам повышения
3

помехозащищенности передаваемых сигналов, а также
определению оптимальных уровней передачи снгвалов
телевидения и телефонии • и расчету помехозащищеннос ­
ти каналов . Приведены основные сведения об отечест­
венной аппаратуре телевизионных станций, а также о
зарубежных системах передачи телевидения по коак­
сиальным кабелям.
Рассмотренные вопросы в той или иной мере отно­
сятся к передаче видеотелефонных и других импульс­
ных сигналов.
Книга рассчитана на специалистов, занимающихся
разработкой, проектированием и эксплуатацией аппа­
ратуры для передачи телевидения по системам связи.
Автор глубоко благодарен рецензенту Ю. С. Милев­
с кому за полезные замечания, данные им при просмот­
ре рукописи .
Замечания по книге просьба направлять в издатель­
ство «Связь» : Москва, 101000, Чистопрудный бульвар, 2.
АВТОР

1ГЛАВА
СИГНАЛЫ ЧЕРНО-БЕЛОГО И ЦВЕТНОГО
ТЕЛЕВИДЕНИЯ
т
1.1 . Основные сведения о телевизионном
видеосигнале
Полный телевизионный сигнал черно-белого теле­
видения состоит из сигналов изображения, синхрониза­
ции и гашения обратного хода луча приемной трубки
по строкам и кадрам. Сигналы синхронизации содер­
жат синхронизирующие импульсы строчной и полукад­
ровой частоты и уравнивающие импульсы.
Государственный стандарт на черно-белое телевиде­
ние (ГОСТ 7845-72) предусматривает передачу 25 кад­
ров в секунду. Каждый кадр составляется из двух по­
лей (пол.укадров). Число строк в кадре lZ=625. Раз­
вертка изображения чересстрочная, т. е. поля с нечет­
ными строками и поля с четными строками передаются
поочередно. Это позволяет ослабить визуальный эф­
фект мерцания воспроизводимого изображения без уве­
личения числа элементов изображения, передаваемых
за одну секунду. Отношение ширины кадра к его высо­
те (формат кадра) равно 4: 3. Развертка изображе­
ния осуществля_ется по строкам слева направо и по по­
.Тiукадрам - сверху вниз. Номинальное значение часто­
ты строчной развертки fc= ·l5 625 Гц, а частоты по­
лей - 50 Гц. Полярность видеосигнала может быть по­
ложительной (позитив) и отрицательной (негатив).
Если увеличению яркости изображения соответствует
увеличение тока видеосигнала, то полярность считают
положительной, если увеличению яркости соответствует
уменьшение тока - полярность сигнала отрицательная.
Во всех точках соединения по видеочастоте в трактах
передачи телевидения номинальный размах полного ви­
деосигнала должен составлять 1 В, а полярность его
должна быть положительной.
5

Стандартные видеосигналы положительной полярнос­
ти обоих полей, подаваемые на вход оконечной пере­
дающей станции телевизионного канала системы связи ,
изображены на рис. l .la и 6. Согласно стандарту вре­
мя передачи одной строки Те= 64 мкс. Длительность
строчных ·импульсов гашения 12 мкс, а синхронизирую -
\_. Ур оден ь [Jел ого
•
Стр_ачной г~С!l
-
lJроОень черного
щш1 импульс
_L. УроОень гашения
шumпппn
1б2216231б24182511121J14151б 1
123124 L
а) Второе поле -L Пeptioe поле
•
/faiJpoOыil гасящшJ импулы: --М ~
Ураnнипающии и11пульс /(aupo!Jь~M V
1JIOIJff 13121Jf:З 13ft, 1315131813171318 1\ 1JJJ 1~35 1
ПерОое поле " f " Второе поле
Строчнои
Сl1НХf]О/111ПУЛЬС
Рис . 1.1 . Стандартные видеосигналы положительной полярности:
а) в начале каждого первого поля; 6) в начале каждого в торого
поля
щих - 4,7 мкс. Импульсы синхронизации передаются в
области ниже уровня черного. Введение уравни­
вающих импульсов (частота следования их равна '2Jfc, а
длительность - 2,35 мкс) и нескольких кадровых син­
хронизирующих импульсов вместо одного широкого кад­
рового импульса 1J обеспечивает идентичные условия
работы устройств синхронизации полукадро~ при пере­
даче четных и нечетных строк и непрерывность работы
строчной синхронизации во время полукадровых им-
пульсов .
.
.
Кроме того, ГОСТ нормирует основные параметры
системы местного телевизионного вещания. Шr1рина ра­
диоканала 8 МГц. Сигнал изобра же ния _передает-
1> Кадровые импульсы синхронизации
можно . расtматриватъ
как один импульс, разделенный врезками на пятq и~шульсов . -
.6

ся ме11одом шмшлиту1д­
ной м1одуляции с ча1с­
т1ич1НЫ1М
пОIД!а1влением
ниж1ней боко.в,ой п0ло-
нecl)щaJI частота
11зоtiражен11я •
Несl)ща11 qacmoma
.з!Jука
сы чаlС'ГОТ (р'ИIС . 1.2). --1'-+--+--------.;....ч+­
Ра,д1И•О1С1НГ1НаЛ з,ву~ювого -
соп1ровождения переда- 1-"' --'--= --'--" -"'-- -~" -=---
--- ---s~
е11ся методом ча1стотной
мощуляции с маКIСИ··
мальной девиацией Рис. 1.2 . Радиоканал телевизионного
вещания
± 50 кГц и номи1Наль-
ной шириной полосы
.
ча1стот 0,25 МГц . Ра1сютояние между 1Неtсущи,ми ча~стотам1и
с илналов изображения и з·вуковото ~сопровождения сю­
ста1Вляет 6,5 МГц.
В США, К:анаде, Японии и других странах исполь­
зуются стандарты на 525 строк (60 полукадров, номи­
нальная ширина видеоканала 4,3 МГц) ; в большинстве
стран Западной Европы - стандарты на 625 строк
(50 полукадров, ширина видеоканала 5,0 МГц). Во
Франции и Бельгии имеется также стандарт на 819
строк (50 полукадров, ширина видеоканала 1О МГц).
В современных системах цветного телевидения мно­
гоцветное изображение разлагается в передающей теле­
в и з ионной камере на три одноцветных изображения,
на з ыва е мых цветоделенными . Они соответствуют основ­
ным цветам: красному R, зеленому ,G и синему В. Эти
т ри цв е та являются основными цветами приемного уст­
ройства. Однако передаются не сигналы, соответст ­
вующие этим трем цветам, а сигналы яркости и цвет­
ности изображения, образуемые из этих трех сигналов .·
Сигнал яркости создает ·. нормальное черно-белое изоб­
ражение и обеспечивает передачу необходимого числа
гр а даций яркости передаваемого изображения . Он по­
лучается путем сложения в определенном соотношении
с игналов основных цветов в пересчетной схем е переда­
ю щего устройства. Цветность изображения передается
с помощью •двух цветоразностных сигналое. Передавая
информацию о цвете с помощью сигналов яркости и
цветности системы цветного телевидения (ЦТВ) обес­
п ~чцвают совместимость черно-белого и цветного теле­
видения, а следовательно, возможность приема передач
цветного изображения в черно-белом виде .на черно-бе ­
лых телевизора,х, приема черно-белых передач на цвет-
.7

ных телевизорах и возможность передачи сигналов ЦТВ
по каналам, обеспечивающим передачу черно-белого те­
левидения.
Сигнал яркости Е'у передается в той же полосе час­
тот, что и черно-белый видеосигнал. Полоса частот, не­
обходимая для каждого из двух цветоразностных сиг­
налов Е'R-E'у и Е'в-Е' У, в несколько раз меньше по­
лосы частот, необходимой для передачи сигнала яркос­
ти, так как в мелких детали:х (менее 5-6 элементов
изображения) глаз плохо различает цвета. Каждый
цветоразностный сигнал передается на поднесущей час­
тоте в области частот примерно 4,0 МГц. Таким обра­
зом, сигнал цветности представляет собой одну или две
цветовые поднесущие частоты, промодулированные
тем или иным способом двумя цветоразностными . сиг­
налами.
Системы ЦТВ (NTSC, PAL и SEKAM) отличаются,
главным образом, способом модуляции цветовой подне­
сущей частоты цветоразностными сигналами. В систе­
ме СЕКАМ (последовательная передача цветов с па­
мятью), в СССР и во Франции, применяемый видео­
сигнал содержит сигналы цветного • изображения и
сигналы синхронизации и гашения. Последние не отли­
чаются от таковых в видеосигнале черно-белого телеви-
• дения. Согласно стандарту
(ГОСТ 19432-74) сигнал
цветного изображения образует<;я из· сигнала яркости,
сигнала цветности и сигнала цветовой синхрониз~ции
(опознавания строк). Сигнал яркости Е'у=0,299Е'н+
+0,587Е'а+ О,114Е' в формируется из видеосигналов трех
основных цветов, подвергнутых предварительной гамма­
коррекции: кра_сного Е'R, зеленого Е' а и синего Е' в. Сиг­
нал яркости пер~щается в каждой строке и практичес­
ки не отличается по своему спектральному составу от
сигнала изображения черно-белого телевидения. Сиг­
нал цветности состоит из двух сигналов, передаваемых
поочередно, через строчку. Ка :ждый из этих сигналов
представляет собой напряжение поднесущей частоты,
промодулированное по частоте цветоразностным сиг­
нал ом.
Два цветоразностных видеосигнала D'н=-1,9(Е'н -
-Е'у) и D'в=l,5(Е'в-Е'у) модулируют поднесущие
частоты 4406,25±2 кГц и 4250,00±2 кГц соответствен­
но. Номинальные значения цветовых поднесущих час­
тот (при отсутствии модуляции) равны 282fc и 272fcc
8

Цветоразностные сигналы D'R и D'в до воздействия на
поднесущие частоты проходят через цепи предвари­
тельной ни зкочастотной коррекции; при этом составля ­
ющие цветоразностных сигналов в области частот ниже
30 кГц ослабляются по сравнению с составляющими в
области 500-1000 кГц примерно на 9 дБ, а в области
100 кГц - примерно на 6 дБ. Спектр частот цветораз-
' ностных сигналов выше 1500 кГц ограничивается фильт­
ром нижних частот (рис. 1.3а). Номинальное значение
1О
8
б
4
2
о
-z
tJБ
I
/
~
O,Of ~f
а)
tJБ
...
f,МГи,
f,z
.
1-L--'--'-.J...3,,j<-J.--'-...i.......J.....Jf,M~
J,9 4,1 4,J 4,5 4,?
о)
Рис . 1.3. Характеристики uеп ей предварительной коррек­
ции цветора з ностных сигналов:
а) низкочастотной с фильтром ограничения спектра; б) вы ­
сокочастотной
девиации по днесущей частоты 4406,25 кГц, равное
-- 280 кГц, соответствует з начению сигнала D'R= 1 при
E'R=0,75, Е'а=О; Е'в=О. Для поднесущей частоты
4250,О кГц номинальное значение девиации, равное
230 кГц, соответствует D'в = 1 при E'R=0, Е'а=О, Е'в=
=0,75. В результате предыскажения, усиливающего
верхние частоты видеосигнала, до модуляции сигналы
D'R и D'в имеют выбросы, во время которых макси­
мальные значения девиаций поднесущих соответствен­
но равны: + 350 и -506 кГц в строках с сигналом D' R;
+ 506 и -: -350 кГц в строках с сигналом D'в.
Для · уменьшения видности помехи от цветовой под­
несущей на экране черно-белого телевизора начальная
фаза каждой цветовой поднесущей коммутируется на
180° в каждом следующем поле, а также в одной стро­
ке из каждых трех (или фаза коммутируется на 180° в
каждом следующем поле и в каждых тре х последую­
щих строках). При этом в каждой строке цветовая
9

поднесущая должна начинаться либо с одной и той же,
либо с противоположной фазы. Для повышения • по­
. ме хоус тойч ивос ти
и·зображения, а также для ослабле­
ния помехи от цветовых поднесущих на экранах черно-
белых телевизоров сигнал цветности до сложения с сиг­
налом яркости приходит через цепь высокочастотной
амплитудной коррекции, характеристика которой пока 0
зана на рис. 1.36. В телевизоре компенсация действия
устройств низкочастотной и высокочастотной коррек­
ции осуществляется с помощью специальных цепей. Но­
минальный размах цветовой поднесущей при передаче
бе.rуого и черного равен 23% от размаха сигнала ярк0с­
ти (от уровня гашения до уровня белого). Полный
сигнал ЦТВ при передаче испытательных цветовых по ­
лос 75%-ной яркости приведен на рис. 1.4а, а его па­
раметры - в табл. 1. 1.
а)
f,00
0,825
0,765
О,ббВ
0,517
O,J/7
O,JB
D,JO
о
CmpOl/!iO ДR .
{)mpOЧ/iO Дв
б)
Рис. 1.4. Стандарт ны е сигналы цветного телевидения в двух с меж­
ных строках при передаче цветных полос 75'%-ной яркости
Сигналы цветовой синхронизации, предназначенные
для обеспечения синфазной работы коммутаторов пере­
· дающей камеры и телевизора, передаются в течение де-
• вяти строк во время прохождения полукадрового гася- ·
щего импульса каждого поля и представляют собой па­
кеты поднесущей, модулированные . по частоте последа-·
10

Таблица 1.1
Сигнал D R
Сигнал DB
Цвет полосы
Раэмах, 1 Девиация, ~ Частота, Размах, 1 Девнация, 1 Частота,
мВ
кГц
кГц
мВ
кГц
кГц
Белый
214
о
4406
167
о
4250
Серый
214
о
4406
167
о
4250
Желтый
183 -46
4360
363 -230
4020
Голубой
476
280
4686
169
78
4328
Зеленый
432
234
4640 280 - 152
4098
Пурпурный
212 -234
4172 211
]52
4402
Красный
252 - 280
4126 212 -78
4172
Синий
252
46
4452 277
230
4480
Черный
214
о
4406
167
о
4250
Пр им е чан и е. Размах сигнала яркости принят равным 1 В .
вательно через строку сигналами D'R (номинальный
ра з мах 540 мВ) и D'в (500 мВ). Форма этих сигналов
показана на рис. 1.46.
В системе NTSC передаются сигнал яркости и два
цветоразностных сигнала, которые являются производ­
ными от сигналов Е'R - Y и Е'в- У• Используется метод
квадратурной модуляции поднесущей частоты fо=
1
= 2 155.fc~3570,5 кГц . В балансных модуляторах цве-
торазностные сигналы одновремеuно модулируют два
напряжения поднесущей частоты ,f 0, сдвинутые по фазе
на 90°. Результирующий сигнал цветности можно рас­
сматривать как один модулированный по амплитуде и
фазе сигнал . в· телевизоре применено синхронное де­
тектирование, для чего на задней площадке строчного
гасящего импульса передается пакет колебаний подне­
сущей частоты fO с опорной фазой, с помощью которого
обеспечивается синхронизация при демодуляции сигна­
ла в телевизоре .
Система PAL отличается от NTSC тем, что фаза од­
ной из составляющих цветовой поднесущей изменяется
от строки к строке на 180°, а сигналы цветности двух
соседних строк суммируются. В системе PAL исполь­
зуется сдвиг цветовой поднесущей на четверть строки,
.
1
1
fo= (284+ 4 ) fc+ 2Fполей =4433618,75 Гц.
ц

1.2 . Спектральный состав и распределение мощности
реальных видеосигналов
Реальные видеосигналы имеют импульсный харак­
тер. Это определяется скачкообразным изменением яр­
кости на границах двух объектов изображения с раз­
личной освещенностью, а также системой сигналов син­
хронизации. Частотный спектр реальных видеосигналов
ограничивается рядом причин, в частности, конечными
размерами сечений электронных лучей телевизионных
трубок . Не~мотря на самые различные виды передавае­
мых изображений, спектральная структура всех черное
белых видеосигналов имеет вполне определенный ха­
рактер. Это объясняется тем, что преобразование изоб­
ражений в электрические сигналы связано с · процессом
развертки, который в основном и определяет спектраль­
ную структуру сигнала .
Рассмотреть спектр черно-белого видеосигнала про­
ще в случае передачи неподвижного, т. е. неменяющег.о­
ся во времени изображения . Соответствующий такому
изображению видеосигнал будет периодической
функцией времени . При прогрессивной развертке изме­
нение яркости вдоль строки разложения будет повто­
ряться с частотой кадров Fн . Время прохождения кадра
обозначим Тк= 1/ Fн. Если время, используемое для раз­
вертки сигнала вдоль одной строки, обозначим Тр, а
время обратного хода луча к началу следующей строки
1'э, то период частоты строк Те будет равен Те= Тр+ Т3.
Практически Тр;;::;:;0,82Те, а Тз=О,18Тс . Функцию изме­
нения яркости вдоль первой строки изображения обоз­
начим В 1 (х), а соответствующую ей временную функ­
цию изменения тока видеосигнала - f1(t) (рис . 1 . 5а) .
12
Тк
~ f,1
а) ft(t~(t~r:.. ~~~ 1 1 ' J~t ~{~
1
1 L.L..Jl_1н1 11 11... ,
-
--
L
5)~,
Рис. 1.5 . Функция сигнала изображения (а) и Н (t)-
функция (6)
1

\ Очевидно, что f,(t) существует лишь в те отрезки вре­
} мени, когда развертывающий луч прочерчивает первую
\. строку изображения, т. е.
fi(l)={f1 (t) при рТн<.t<.рТн+Те-Тз;
(l.l)
О при рТн>- t >- pTR +Те-Тз; р=О,1,2 ...
Аналогично для какой-либо i-й строки имеем Bi(x) и
fi(t)={fi(t) при рТR~(i-1)Те<.t<.рТн+~те-Тз; (1.2)
О при рТн+(~-1) Те>- t >- pTR + tTe -Тз .
Все функции fi(t) имеют общий период повторения _
Тк и поэтому могут быть представлены рядами Фурье
вида
00
fi (t) = ~ А;п COS (n Qнf+ (j)iп),
(1.3}
n=O
где Qк = 2n/Тк - круговая частота кадров.
Предположим, что время обратного хода луча Тз=О·.
Тогда суммарный сигнал, соответствующий передаче яр­
костей всей строк ·изображения, равен сумме сигналов
fi(t):
где z - число строк разложения.
Поскольку сумма таких косинусоидальных рядов
представляет также косинусоидальный ряд, то можно
записать, что
00
(1.5)
Наличие гасящих импульсов строчной развертки
изображения приводит к периодическим разрывам
функции f'(t), как это видно из рис . 1.5а. Чтобы учесть
эти разрывы в реальном сигнале, когда Тз=l=О, достаточ­
но умножить f'(t) на функцию H(t) (рис . 1.56).
Очевидно, что
H(t) = {1 при рТе <. t <. рТе-Тз;
(1.6)
О при рТе-Тз<t <. рТе; р = 1,2...
13

· ум:·ножение f'(t) на H(t) не влияет , на сигнал во
Б'ремя прохождения строки и «гасит» сигнал во · время
передачи импульса гашения. Функция Н (,t) является
• периодической функцией частоты строк и поэтому мо­
жет быть представлена рядом Фурье
со
(1. 7)
m=I
где е= 1-Тз/Тс~О,78; q>m=mлe; ffic ·=2л/Tc.
Умножая f'(t) на H(,t), получаем выражение для ви­
деосигнала без импульсов синхронизации:
00
f (t) = f'(t)H(t) = L A11cos (п Q,/+ч>п) Х
n=O
(1.8)
Из выражения (1.8) следует, что при передаче не ­
подвижного изображения видеосигнал обладает линей ­
чатым (дискретным) спектром частот. Он содержит сос­
тавляющие с низкими частотами пQк (гармоники кадро­
вой частоты), гармоники частоты строк tnffic и боковые
составляющие (mffic+nQк), а также постоянную состав-
ляющую величины Аое.
,
При чересстрочной развертке изображения (рис. 1.6)
место частоты кадров в спектре занимает частота полу­
кадр,ов (полей), равная
f.
.
2Fн. Спектры сигналов
l
c f0 HFк Zfc 2fctZF,r различных неподвиж1ных
·\
\/
1/ . изображений имеют оди-
111 111 . 111111
"
на·ковыйча1сто11ныйсостав
и отличаю'Тlся амплитуда-
Рис. 1.6 . Схема спектра видеосигнала ми И фазамrи отдельных
при чересстрочной развертке
ча1с1'011ных сос11авляющих.
При изменении изо6раf!{е ­
-ния амплитуды и фазы •сОlставляющих изменяются во вре­
мени, т . ,е. мо~улирую'Гся, приобретая свои боковые ча­
с11оты, а постоянная ,составляющая преВ'ращае11ся в «сред­
нюю составляющую», содержащую частоты от нуля до
нескольких герц.
Исходя из свойств рядов Фурье, можно сделать вы­
вод, что •амплитуды составляющих mffic, пQн должны
'14

убывать с увеличением частоты, а амплитуды состав­
ляющих (mw 0 +nQк) и (т+ 1)w 0 -,Qк должны убывать .
, по мере удаления от mwc и (т + 1) Wc соответственно.
Очевидно, что наиболее . быстрое изменение амплитуд
будет иметь место в нижней части спектра. Импульсы
синхронизации строк и кадров также будут иметь спект­
ры с частотами mwc и пQк соответственно.
Результаты экспериментальных исследований рас­
пределения мощности черно-белых видеосигналов по ··
спектру (рис. 1.7а) показали следующее 1 J:
1
~
-
r-
-
D,S ;о
а)
-
'5f,мrц_-5о '-0-01_.__~~~~~..,...,.. r,мr1
,,
,
O,f
f,O 3,0
о)
Рис. 1.7. Расtrределе,гие средних относительных амп­
л итуд (а) и средних уровней (6) составляющих видео­
сигнала по спектру
1) почти вся мощность черно-белых видеосигналов
сосредоточена в области частот от О до 1,5 МГц, при­
чем основная мощность сигнала находится в области -
частот н~же 200-300 кГц;
2) перепад уровней составляющих сигнала (рис. 1.76)
достигает 38-40 дБ, причем в области частот от О до
200 кГц изменение уровней происходит быстро и сос­
тавляет 20 дБ;
3) в области частот ниже 500 кГц четко обнаружи­
вается конц~нтрация энергии в узких областях спектра
вокруг гармоник частоты строк.
1>А. К. Оксман.
Спектр телевизионного сигнала. Научно­
технический сборник. Выпуск 4(6) . Дальняя связь. Л . ,, 1955.
15

(
В серединах промежутков между соседними гармо- (
никами mfc и (m + l)fc мощность сигнала ничтожно 1
мала.
Возможность передачи сигналов ЦТВ в полосе час­
тот черно - белого видеосигнала основана на использова­
нии относительно «пустых» промежутков спектра чер­
но-белого видеосигнала для передачи основной )VIОЩ­
ности цветовой информации. Рассмотрим _ спектральный
состав одной из поднесущих. Определим спектр частот
только коммутируемой в начале каждой третьей строки
(еще не модулируемой) поднесущей частоты. Для прос-
тоты положим, чю часто ­
та пощrн&ущей имеет но­
t МИJ.mальrное зна~чени ,е и яв­
ляе11ся га~рмони1юй часто­
t ты строк. Нап,ряжение
Рис. 1.8 . Предста,вление процес­
са коммутации напряжения цве­
товой поднесущей частоты
пощнесущей частmы (рис.
1 . 8а) прерывается через
с11року (ipИlc. 1.86). Из~ме­
н-ение фазы через две,
строки Мiожно прещ:та­
вить как результат пере­
множения
напряжения
(р·Иlс. 1.86)' на фу~нкщrю
f(t) = f'(t)-4"(t) (рис.
1.8в). Функци'и f' (t) и
f" (t) (рис. 1.8г, д) могут
быть представлены в виде
рядов, например:
f'(t) = с~+f-с~ cos nro' (t -f),
n=I
т'/Тс·'1/2С'-2
•
пп
rдет=с,w=л с; о=
,· n=--sш--.
.
~
2
Спектр частот функции {' (t) содержит только нечет­
ные гармоники полустрочной частоты ({с/2, Зfс/2). Пе­
риод функции f"(:t) в 3 раза больше, ее спектр содер­
жит гармоники частоты f с/6, а С"о= , 1/3 и гармоники
частоты строк отсутствуют (в реальном сигнале слабые
ее гармоники имеют место, так как -i: = 57 мкс, а Те =
= 64 мкс). Идеализированный спектр коммутируемой
поднесущей содержит слабый остаток самой поднесу­
щей (пропорциональный Со = С'о-С"о= 1/6) и не содер-
16

жит составляющих, совпадающих с гармониками пfс
сигнала яркости. Изменение фазы в начале каждого
поля усложняет спектр, добавляя составляющие, уда­
ленные на ±к- _50 Гц от каждой из частот rvfc/6.
Определим реальную ширину спектра цветовых под­
несущих. Модулированное напряжение поднесущей час­
тоты ffio (при частоте - модулирующего сигнала iQ) мож­
но представить в следующем виде:
и1(t) = U1cos(ffiof+тsiпQt) = U1{/0(m)siпffioi+
+/1(m)[siп(ffi0+Q)t- sin(ffi0--Q)tJ+
+/2(m)[sin(ffi+2Q)t+sin(ffi-2Q)tJ +...},
rде m= 1Лffim/Q - индекс модуляции; Лrffim
-
величина
девиации; fo(m), 1 1 (т), /2 (т) - функции Бесселя пер­
вого рода.
Поскольку индекс модуляции для составляющих ви­
деосигнала с частотами выше (5-6)fс уже мал (т~ 1),
то достаточно учитывать только члены с /0 (т) ~ 1 •и
/ 1(m)~mf 2. Таким образом, ширина реального спектра
частот модулированной поднесущей не · превосходит
удвоенную ширину спектра цветоразностных видеосигна ­
лов. r.Jрактически почти вся мощность цветоразностных
сигналов находится в области частот 3,7-4,9 МГц.
1.3 . Полоса частот, необходимая
для высококачественной передачи видеосигналов
Важнейшей характеристикой качества телевизионно­
го изображения являе.тся четкость, которая определяет
возможность цередачи • мелких деталей изображения.
Различают четкость в вертикальном и в горизонтальном
напра,влениях. Четкость по вертикали определяется чис­
лом строк разложения и размерами развертывающего
пятна. Из 625 строк разложения примерно 50 строк ис­
пользуются для передачи двух полукадровых гасящих
импульсов и 575 - для передачи самого изображения.
Середина развертывающего пятна (луча) не всегда
точно совпадает с серединами передаваемых мелких
элементов изображения. Это лриводит к уменьшению
примерно на 15 - 20% среднего числа различимых по
вертикали элементов, т. е . к уменьшению четкости по
вертикали до nв=575 (0,8-0,85) =460-490 элементов.
Четкость по горизонтали зависит не только от раз ­
меров и формы лучей передающей и приемной трубок,
,._
.
о 717()-·, 6
.
-- ....._ ---=--== ,..,__
17
1 • ... ..- ~~S !JJ ~<-н::,•~. -
.,
'
.... .
....., .,.~.... ,;_ '.
'
~~~'1(!li:.Jt't
f.
{ -;\\~•:i-: -:•,t $Qf;)(;.::_

но и от рабочей полосы частот тракта передачи сигна­
лов. Желательно, чтобы четкость по горизонт али была
не меньше четкости по вертикали. Так как ширина .
чзображения составляет 4/3 от его высоты, то по гори­
зонтали должно воспроизводиться nг=4nв/3=635 эле­
ментов. Время передачи одной строки Т с= 64 мкс. При­
мерно 18% этого времени используется для передачи
строчного гасящего импульса . Следовательно, на пере­
дачу одного элемента изображения может быть отведе­
но время t1 ~ 0,82 (64/635) =0,083 мкс. Если длитель­
ность перехода . от белого к черному (и наоборот) на
изображении не превышает этой величины, то ширина
перехода на изображении будет не больше ширины од­
ного элемента разложения и переход будет восприни­
маться глазом как скачкообразное изменение яркости.
Поэтому рабочая полоса частот тракта передачи видео­
сигналов должна обеспечивать передачу видеоимпуль­
сов с временем нарастания порядка 0,083 мкс.
Предположим, что имеется идеализированный видео­
тракт (рис. 1.9) с граничной частотой Fm, обеспечj-!ваю-
!,Ь ~K(Q}
.
4·j
~~1
~---------: -- F
lJ
Fm
Рис. 1.9. Характеристики
идеализированного
ви-
деотракта
Рис. 1.10. Переходный процесс на
выходе идеального видеотракта
щий прохождение без искажений всех составляющих .
видеосигнала от нулевой частоты до Fm и не пропус­
кающий составляющие выше Рт. Для такого тракта
коэффициент передачи
{.к(Q)=1и ер(Q)= .Q,еслиQ<Qm;
K(Q) = О для O>Qm•
Практически возможно осуществить характеристики ,
лишь в известной мере приближающиеся к идеализи­
рованным. Допустим, что на вход тракта подан еди~ич­
ный скачок напряжения (рис. 1.10) с бесконечно кру­
тым фронтом. Такой сигнал можно представить интегра ­
лом
18

с,,
fi(t)= _1+ -1 ssinQtdQ.
2
л
Q
(1 .9)
о
На вы х оде идеального . видеотракта с граничной ча­
стотой Рт появится сигнал (рис . 1.10)
Q
f2(t) = _1 +_1 rm:sinQ(t- т)dQ= _1 +-2.:_ Si[Qm(t- т)].
2
лJ
Q
2
л
(1.1 О)
Выходной сигнал представляет собой функцию ин­
тегрального синуса, которая вычисляется с помощью
специальных таблиц . Скорость нарастания выходного
сигнала будет максимальной в момент времени l = т и
равна Qm/л. Если бы скорость нарастания выходного
с игнала была неизменной и равной ,Qm/л в течение все­
го времени нарастания сигнала от О до 1, то время на­
растания сигнала определялось бы из выражения
тфQm/Л= 1 ИЛИ Тф = 1/2Рт·
В действительности (рис . 1.1 О) за время Тф сигнал ус­
певает измениться от 0,05 до 0,95 от своего установив­
шегося значения, равного единице . При необходимости
обеспечить Тф ~ 0,083 мкс эффективно передаваемая по­
лоса частот для видеотракта должна составлять Рт""'
~ 1 /2тФ= 106/2-0,083""'6,О МГц .
.
Таким образом, требуемая полоса частот для пере­
дачи видеосигналов опр еделяется числом строк разло ­
жения. Увеличение числа стро к бе з соответств у юще го
расширения видеотракта может только у худшить гори ­
з онтальную четкость по сравн е нию с вертикальной .
2ГЛАВА
ПЕРЕДАЧА СИГНАЛОВ ТЕЛЕВИДЕНИЯ
В СИСТЕМАХ СВЯЗИ
т
2.1. Краткие сведения о магистральных
коаксиальных кабелях
На магистралях большой протяженности исполь з у~
ются, главным образом , кабели типа К:МБ-4 (рис . 2. 1) ,
19

содержащие четыре коаксиальные пары диаметром
2,6/9,4 мм · и пять симметричных четверок, и типа
КМБ-8 , содержащие восемь коаксиальных пар диамет­
ром 2,6/9,4 мм, шесть тонких коаксиальных пар
l_,2 /4,6 мм и симметричные пары. Тонкие коаксиальные
пары предназначены для работы систем на 1020 или
лt,мкс/км
а, дб/км
O,f
.
0,08
7,00
О,Об
5,25 !
0,04
~50
0,02
f,75
ог4б8fO
f, мГц
Рис. 2.1 . Констр ук ция каб е ля Рис. 2.2 . Характеристики коа ксиаль -
КМБ-4
наго кабеля с внутренним и внеш­
ним про в одниками диаметро м 2,6 н
9,4 мм соответственно
1300 каналов ТЧ. Километрическое затухание коакси­
альной пары 2,6/9,4 мм на частоте 1 МГц составляет
примерно 2,48 дБ/км. С увеличением частоты затухание
кабеля возрастает пропорционально VТ, следовательно,
а~2,48~ дБ/км . Время распространения колеба­
ний в кабеле при увеличении частоты быстро уменьша­
ется в области частот до 2 МГц, значительно медлен­
нее в области частот до 1О .М:Гц и совсем нез начительно
в области частот выше 1О МГц (рис . 2.2) .
За рубежом используются разли·чные типы коакси­
альных кабелей с парами стандартного диаметра
(2,6/9,4 мм) . Например , в США применяются восьми­
парные, а в последние годы 22-парные кабели для сис ­
темы связи L- ~ -
Во Франции , кроме коаксиальны х ка­
белей с парами стандартного диаметра, использу­
ются кабели с парами большого диаметра (5/18 мм) .
В свя з и с расширением рабочего диапазона час­
тот выше 60 МГц (до 200 МГц в близком будущем )
20

имеется тенденция испол ьзовать пары большего диамет­
ра, чтобы расстояние между усилителями не было•
слишком малым.
2.2. Системы передачи с одним каналом ТВ
Передача ТВ сигналов по коаксиальным - кабелям ста­
ла возможной после разработки линейных усилителей ~
способных компенсировать затухание кабеля в необхо ­
димой для передачи телевизионного сигнала полосе час ­
тот. При передаче сигналGв ТЧ такие усилители поз­
воляли использовать либо всю полосу рабочих частот "
либо ее нижнюю часть в зависимости от линейности и
мощности усилителей. Это позволило создать системы с
универсальным выс.окочастотным трактом, по которому
можно было передавать либо многоканальный сигнал 1 >,.
либо сигнал ТВ.
Первой системой с универсальным трактом была
американская система L-1, разработанная в начале
40 - х годов. С помощью этой системы по коаксиальной
паре можно организовать л_ибо 600 каналов ТЧ, либо
один канал в спектре частот от 0,2 до 3,1 МГц при не­
сущей частоте ТВ сигнала 0,3 11 МГц (рис. 2.3а). Ши-
1
1:1_1____
\ ~058
----,
._.
_
l._.._ _ ___ _~ r,мru, 0L.~kL.1. .
1-~~
2~::: ~~
_.. .
_.____~)➔
--r, мrц,_;
О D,2
J,f
4
а)
о)
Рис. 2.3 . Линейные спектры частот ТВ сигналов:
а) системы L-1; 6) системы с rрани.чной частотой 4 и 6 МГц
рина передаваемой полосы видеочастот составляла-
2,8 МГц . В 50-х годах в Великобритании, ФРГ и дру ­
гих странах Западной Европы были разработаны сис­
темы с универсальным высокочастотным трактом, рас-­
считанные на -организацию 900- 960 каналов ТЧ в по-­
лосе от 60 кГц до 4, 1 МГц или одного канала ТВ в,
полосе частот от 0,556 до 4,0 или до 6,0 МГц при несу--
1> Многоканальным сигналом будем называть суммарный сиг ­
нал, образованный в линейном спектре частот при передаче раз •­
личных (телефонных, телеграфных, передачи данных и др . ) _ сигна ­
лов по каналам ТЧ.
21.i

щей частоте ТВ сигнала 1056 кГц (рис. 2.36). Эти сие- ·
·'Гемы нормализованы МККТТ. В дальнейшем число ка­
налов ТЧ в таких системах увеличивалось до 1200-
1260.
Системы с универсальным трактом полу ч или рас­
пространение, хотя и не лишены существенных недос­
датков. Для обеспечения резервирования участков ли­
нейного тракта требуется не менее трех коаксиальных
·пар в каждом направлении. Телевизионный сигнал пе­
:редается в области низких частот (от 0,5 и даже от
0,3 МГц). Поскольку в области частот ниже 2,0 МГц
,фазовые искажения кабеля весьма значительны, реа­
лизация фазовой коррекции ТВ канала затруднена.
Создание систем с одновременной передачей по ли­
нейному тракту сигналов - тч и телевидения стало воз­
,можным после разработки линейных усилителей, рабо­
тающих в более широком спектре частот, чем спектр
частот видеосигнала . . Так, в отечественной системе
К - 1920 и в американской систем·е L-3 линейный спектр
частот простирается до 8,5 МГц и имеет rдирину по­
·рядка 8,2 МГц. Система L-3 •позволяет организовать
1860 каналов ТЧ или 600 каналов ТЧ и один канал ТВ
в спектре частот от 3,64 до 8,5 МГц при линейной не­
•сущей час'!'оте ТВ сигнала 4,139 МГц (рис. 2.4а). Сие -
:1
600 KDHDЛDIJ ТЧ
4,fJg
Телеfшi!ение
k
~3
3, f 3,84
-
---'------~-----------L
I__
.,.
r, Шц
{},§
а)
/
J/Jyкo!Joe сопдо/Jожi!ен11е
300 IШHDЛOIJ Тl/
;1/
}:gf
t L.IJ.11. __ __
.
_____,!'---L.~
--' --=================1- . f, />!Гц
0,3
f,55 f,981
8,5
о)
:22
Рис. 2.4. Линейный спектр частот:
а) системы L -3; 6) системы К-1920

тема связи К- 1920 и ее усовершенствованный вариант
К-1920У позволяют организовать по двум коаксиаль­
ным парам 300 каналов ТЧ и двустроннюю передачу
телевидения (с исходным спектром частот от 50 Гц
до 6,0 МГц) или 1920 каналов ТЧ. Кроме того, в сис­
теме предусмотрена возможность организации специ­
ального канала для передачи сигнала звукового сопро­
вождения в спектре частот 273,03-288 кГц. Линейный:
спектр частот системы К-1920 показан на рис. 2.46.
В 60-х годах в Англии, ФРГ, Я:понии и других стра ­
нах были разработаны системы с линейным спектром
частот до 12,5 МГц, в которых предусматривался ка­
нал для передачи видеосигналов с исходным спектром
до 5,0-5,5 МГц. Такие системы нормализованы
МККТТ. Телевизионный канал организуется в спектре­
частот от 6,3 до 12,3 МГц; несущая частота ТВ сигна ­
ла (рис . 2.5) равна 6,799 МГц . Одновременно с ТВ
Tenefщileн11e
1
8,199
.
(200 !(ОНОЛОА Tl/
•.,
L.. ,l.___ _ ___ _ __, _~/L"-'-
-----
---L.-a•- f, МГ{!,;
O,J
§,.Jб б,J
f~J
Рис. 2.5. Линейный спектр частот нормализованной МККТТ си-
стемы с верхней частотой 12,3 МГц
каналом можно организовать •1200 каналов ТЧ в спект­
ре частот от 0,3 12 до 5,564 МГц (или 2700 каналов тч :
без канала ТВ) .
Системы с одновременной передачей сигналов ТЧ и­
телевидения обладают рядом преимуществ. Они значи­
тельно экономичнее систем с поочередной передачеk
сигналов; при наличии четырех коаксиальных пар по з­
воляют обеспечить 100%-ное резервирование каналов:
ТЧ и ТВ ; з н а чительно облегчена фазовая корр екция ТВ
канала.
В н ас тоя щ ее время разработана отечественная тран -­
зист ори з ир.ов а нная система К-3600, позволяющая орга­
н и з овать 3600 к аналов ТЧ в линейном спектре частот-
0, 812-17,6 МГц или 1800 каналов ТЧ, один канал те ­
ле видения, канал звукового сопровождения и два ка ­
нала вещания (рис. 2.6а).
Сигналы телевидения в исходном спектре видеочас ­
тот (50 Гц- 6,0 МГц) можно передавать на небольшие­
расстояния (20-30 км) . Осуществить передачу видео -
23:

~игнала в зтом спектре на дальние расстояния трудно
'По следующим причинам: коаксиальные парьJ на низ­
'Ких частотах слабо защищены от влияния промышлен­
ных сетей переменного тока, корректирование частот­
ных хара·ктеристик (затухания и группового времени)
затруднено, и, кроме того, отсутствуют видеоуси-
а) ЗСу1шСое вопдоСож!Jение и Сещоние
TfJ
Хонолы TI/
'
:11
~i
,.,
f, МГц
0,8 2, 49ff
8,D 9,8
l?,8
Jб
()1
.,. f, !1Гц
8) 0,8
б, 4 l},J
ff,O
f?,б
:11
11 J)
1з,f,МГц
0,8
4-,б 5,8
f2,4 13,?
f?,б
Рис. 2.6 . Вар.ианrгы размещения ТВ сигнала в линейном спектре
частот системы К-3600
.лители с достаточно высокой стабильностью и · линей­
ностью. Поэтому исходный видеосигнал на передающей
-станции пр·еобразуется в .цинейный сигнал, пригодный
для передачи по линейному тракту системы связи. -
В кабельных системах передача ТВ сигналов произ­
водится методом амплитудной модуляции. Способы пе­
редачи ТВ сигналов с помощью ИК:М известны, но они
требуют слишком большую полосу частот на один ка­
нал (свыше 70 МГц) и пока еще экономически невы ­
тодны. При используемом в системах методе модуляции
наибольшую экономию рабочего спектра частот удалось
,бы получить, передавая одну боковую полосу частот
модулированного сигнала аналогично тому, как это при­
нято при передаче сигналов ТЧ. Однако при передаче
ТВ сигнала практически невозможно выделить одну
·боковую полосу частот и:J спектра частот модулирован ­
ного сигнала, так как расстояние между боковыми по­
лосами составляет всего 100 Гц. Поэтому применяется
способ передачи модулированного сигнала с несиммет­
·ричными боковыми полосами, при котором одна боко­
вая полоса частот передается полностью, а вторая бо­
~
24

ковая полоса передается частично и содержит только,
мощные составляющие, расположенные вблизи от ли ­
нейной несущей частоты ТВ канала (см. § 2.3). Таким:
образом, при передаче видеосигналов с полосой рабо­
чих частот до 6,0 МГц рабочая полоса частот линей-
ного сигнала составляет 6,6 МГц.
.
При выборе линейного спектра частот канала ТВ
в системах с универсальным линейным трактом исходят­
из следующих соображений. Поскольку групповое вре­
мя распространения сигналов с понижением частоты
быстро возрастает (см. рис . 2.2), передавать сигнал ТВ
в области частот ниже 500 кГц нецелесообразно. Кро ­
ме того, яем ниже начинается линейный спектр сигна ­
ла ТВ, тем труднее выполнить полосовой фильтр, вклю­
чаемый после первого демодулятора в приемном уст­
ройстве (см. § 2.3) и подавляющий остаток тока не­
сущей частоты.
В системах совместной передачи сигналов ТЧ и ТВ
(К-1920, L-3, V-2700 и др.) фазовая коррекция канала
ТВ значительно облегчается благодаря повышению·
нижнего края линейного спектра частот ТВ сигнала . В:
системе К-1920 ширина линейного спектра составляет
примерно 8200 кГц, причем для канала ТВ отводится•
6600 кГц, а для 300 каналов ТЧ - 1236 кГц. Между
ли-нейными спектрами этих сигналов остается промежу "
ток шириной 340 кГц. Поскольку спектр каналов ТЧ
размещается между спектрами каналов ТВ и звукового•
сопровождения, то на приемной стороне сравнительно­
просто выполнить разделение этих сигналов. В системе'
К-3600 ширина линейного спектра составляет пример­
но 16,8 МГц, что объясняется необходимостью органи­
з ации 3600 каналов ТЧ. В этой системе возможны три
варианта размещения ТВ сигнала канала в линейном
спектре частот (рис. 2.6). Реализованный на практике­
вариант, соответствующий передаче ТВ сигнала на не­
сущей частоте 2491 кГц, имеет ряд достоинств:
облегчается разделение сигналов ТВ, звукового соп - .
ровождения и вещания;
линейный спектр ТВ сигнала совпадает со спектром
ТВ сигнала К-1920, что облегчает транзит ТВ сигналов,
между системами;
вследствие меньшей мощности флуктуационных шу­
мов в нижней части линейного спектра частот системы
уровень передачи ТВ сигнала может быть ниже, что,
25,

уменьшает взаимные нелинейные . помехи в каналах ТЧ;
сравнительно просто реализуется гармонический
корректор в области частот 1,9-8,5 МГц.
• Недостатком этого
варианта является необходи­
мость фазовой коррекции в канале ТВ. Но сами кор­
ректоры в этом диапазоне частот удобнее выполнить,
чем в области частот выше 8,5 МГц. При передаче сиг­
налов ТВ в области 11,0-17,6 МГц (рис . 2.6б) разде­
.ление сигналов более сложное и повышаются требова­
ния к линейности усилителей, так как в этом случае
сигнал ТВ требуется передавать с более высоким уров­
нем, что повышает нелинейные помехи в кан_алах ТЧ.
При таком варианте передачи затрудняется транзит в
,систему К-1920, значительно усложняется выполнение
гармонического корректора.
Вариант передачи сигнала ТВ в средней части ли­
нейного спектра, где фазовые искажения невелики, за­
манчив облегчением . фазовой коррекции. В части _ влия­
ния нелинейности тракта он заI:Iимает среднее место
между двумя рассмотренными выше вариантами. Недо­
статком этого варианта являются большое число раз­
делительных фильтров и неудобство выполнения тран­
зита в систему К-1920.
В системах с одним каналом ТВ линейная несущая
частота ТВ сигнала располагается в нижней части ли­
нейного спектра частот . Это объясняется, прежде всего,
спектральным распределением флуктуационнь1х шумов
магистрали. Если линейные усилители были бы . идеаль­
ны, то на выходе системы имел бы место только флук­
туационный шум самого кабедя. В этом случае шум оп­
ределялся бы по линейному спектру в соответствии с
частотной характеристикой усилительного участка, т. е.
пропорционально vr Шумь1 реальных усилителей С!{а­
зываются больше в нижней части линейного спектра .
Поэтому в средней и верхней частях линейного спектра
частотная· характеристика шумов подобна характерис­
тике затухания участка кабеля, и с увеличением часто­
ты шум на выходе магистрали возрастает. Визуальный
эффект шумов слабее, если большая часть мощности
шумов приходится на область верхних видеочастот (см.
гл. 5), следовательно, при размещении несущей часто­
ты ТВ -сигнала в нижней части его линейного спектра
уменьшается взвешенная· мощность · шума в ТВ канале.
Стабильность усилителей с увеличением частоты пони-
.26

жается в следствие уменьшения глубины обратной . св.язи ,:,
Основная мощность ТВ сигнала · сосредо·точена в , облас ­
ти частот ,f л + ЗОО кГц. Поэтому обеспечивается лучшаЯ'
стабильность величины сигнала на выходе тракта. При
этом сигналы цветности будут находиться в верхне k·
части линейного спектра . Они передаются методом ЧМ
и менее чувствительны · к нестабильностям остаточного
з атухания тракта. При расположении несущей частоты
в нижней части ТВ канала в линейный спектр частот
попадают ее гармоники. Однако благодаря высокой ли­
нейности усилителей и наличию устройств предыскаже ­
ния ТВ сигнала помехи o-i; гармоник несущей частоты:
достаточно слабы .
2.3 . Преобразование спектра сигнала ТВ
в системах с одним каналом ТВ.
Структурная схема аппаратуры
преобразования сигналов
Схема преобразования ТВ сигнала на передающей и;
приемной сторо н ах определяе тся , п режде всего, линей ­
ным спектром частот телевизионного сигнала. В систе ­
ме К.-1920 (и тем более в системах с универсальным·
линейным трактом) спектры частот исходного видео­
сигнала и линейного сигнала в большой мере перекры ­
вают друг друга . Перемещение ТВ сигнала из спектра·
видеочастот в спектр линейных частот практически не­
возможно осуществить с помощью одной ступени мо­
дуляции . Поэтому на пе р едающей стороне используются
две ступени модуляции, а на приемной - соответствен ­
но две ступени демодуляции . На рис. 2.7 приведена схе­
ма преобразова ния спектров в аппаратуре К.- 1920. Нап­
ряжение видеосигнала (0,05-6000 кГц) модулирует
напряжение первой линейной несущей частоты f 1 =
= 15 ,509 МГц (рис. 2 . 7а). Из спектра частот модулируе­
мого сигнал а на вы х оде модулятора фильтр передачи
в ыделяет нижнюю боковую полосу частот и часть верх:._
н е й боковой полосы (9,509-16, 109) . Этот спектр в даль ­
·н е йшем будем на з ывать « промежуточным » . В р·езульта~
те преобразования частоты во втором модуляторе ' (с
помощью второй несущей ч а стоты 18,0 МГц) сигнал Iie 0
ре носится и з пр о межуточного спе кт ра частот в линей ­
ный спектр частот .и далее выделяется формирующим
фильтр·ом, имеющим ко:сосимметричную характерщтику
27

коэффициента передачи в области частот 1,891-
З,091 МГц (рис: 2.76). На выходе этого фильтра выде­
.ляется модулированный сигнал с линейной несущей час­
тотой fл=fгi/1=2491,l МГц.
Рис. 2.7 . Преобразов_ание спек­
тров на оконечных ТВ станци­
ях системы К:-1920
Рис. 2.8 . Преобразование
спектров в системе с линей­
ным спектром частот до
6 МГц
На приемной стороне сигнал преобразуется в обрат­
ном порядке. В первом демодуляторе модулированный
.ТВ
сигнал взаимодействует с током местной несущей
частоты f2 и переносится в промежуточный спектр час-
1Гот (рис. 2.7в). Окончательно этот сигнал демодулиру­
ется во втором демодуляторе, представляющем собой
синхронный преобразователь частоты (рис. 2.7г). Пре­
образование сигнала в системе К-3600 производится
аналогичным образом, только значения · несущих частот
f 1 и f2 повышаются на 0,5 МГц (116,009 и 18;5 МГц со­
ответственно) .
Схема преобразования ~пектров в нормализованной
МККТТ системе с линейным спектром частот до
6,0 М(ц приведена на рис. 2.8 . Формирование сигнала
с несимметричными боковыми полосами в такой систе­
ме осуществляется полосовыми фильтрами передачи и
приема в равной степени-каждый фильтр вносит на час­
тоте 14,0 МГц затухание на 3 дБ больше, чем в полосе
пропускания. Это облегчает выполнение полосового
фильтра приемного устройства, который должен в дос­
таточной мере подавить остаток тока несущей частоты
f2, создающего после демодуляции помеху частоты fл=
= f2 -f1 в видеосигнале. Поскольку затухание фильтра
28

н а частоте 14,0 МГц в этом случае может быть на 3 дБ
выше, чем в середине полосы пропускания, то удается
получить большее затухание на частоте f2 = 15,056 МГц .
В тракты приема некоторых систем включается до­
полнительный узкополосный режекторный фильтр, по­
давляющий остаток несущей -частоты f2 . Чтобы обеспе­
чить необходимое качество ТВ каналов, характеристики
передающего и приемного фильтров строго нормиру­
ются во JlCeй рабочей полосе частот.
В системах с линейным спектром до 12,5 МГц
(CEL-8A в Англии, V-2700 в ФРГ и др.) спектр видео­
частот ограничен частотой 5,5 МГц, а линейный спектр
ТВ канала простирается от 6,3 до 12,3 МГц. Поэтому
спектры видеосигнала и линейного сигнала не пере­
крываются, что позволяет использовать на передающей
стороне одну ступень модуляции на несущей частоте
6,799 МГц (рис. 2.9). В ·этих системах сигнал полностью
а)-) ,.: f,~ц
о
5,(i~,799
Рис. 2.9. Схема модуляции I
ТВ сигнала в системе с ли- о) L-----""'-''""'""~""''-'-'-'"'-оL.-3-..-
нейным спектром до 12 МГц f' о
б,3
,
12,З
формируется на передающей стороне. В системе iL-3 ви­
деосигнал преобразуется в линейный· сигнал также с
помощью одной ступени модуляции. Однако модуля­
тор (см. гл. 12) в этой системе значительно сложнее,
так как имеется некоторое перекрытие спектров видео­
сигнала и линейного сигнала.
В современных системах передачи по коаксиальному
кабелю используются синфазные (синхронные) демоду­
ляторы. Синхронный прием позволяет устранить так
называемые квадратурные искажения формы передавае­
мых видеосигналов, обусловленные несимметричностью
боковых полос модулированных ТВ сиг,налов. Линейные
детекторы применялись в первых системах связи, рабо­
тавших с небольшой глубиной модуляции сигнала.
(Благодаря простоте и •малой стоимости линейный де­
тектор применяется в телевизорах , но допуски на иска­
жения формы сигналов здесь значительно выше, чем в
ТВ каналах.)
Синфазный демодулятор представляет собой преоб­
разователь частоты, на один вход которого подается мо­
·29

дулированный сигнац, а на второй вход - напряжение
местной несущей частоты, совпадающее по фазе с дос­
тато~ной т_очностью (2-3°) • с напряжением несущей
частоты самого модулированного сигнала. Синхронный
прием сигналов позволяет работать при большой глуби­
не модуляции (свыше 100°/0), что обеспечивает лучшее
использование мощности усилителей линейного . тракта
и повышает отношение сигнал/шум на выходе ТВ . кана 0
ла.
На рис. 2.1 О приведены структурные схемы передаю­
щего • и приемного устройств ТВ канала системы
К-1920. На вход передающего устройства поступает ви-
4
8
fO
12
lб
10
Рис. 2.10. Структурные схемы передающего (а) и прие·много (6)
устройств системы К- 1920
деосигнал, размах которого составляет 0,5 В (видеосиг­
нал, поступающий из аппаратной телецентра на вход
передающей станции, имеет размах 1 В). Спектр рабо­
чих частот видеосигнала ограничивается фильтром ниж- .
них частот 1_до 6 МГц . Постоянная составляющая ви­
деосигнала восстана.вливается с помощью специальной
схемы ВПС, подключенной к входу оконечного каска­
да видеоусилителя -2 . Затем видеосигнал поступает на
один вход модулятора 4, на второй вход которого по "
дается напряжение первой несущей частоты 15,509 МГц
от генера:го.рного у:стррйства. Модулированный·· сигнал
после. усилителя 6 выделяется . ПОJ1ОСОВЫМ фильт'ром пе -
,30

р едачи 8 и · поступает на второй модулятор 10. Необхо­
димая глубина модуляции сигнала (150%) устанавли ­
вается разбалансировкой первого модулятора 4. Фильтр
нижних частот ·12 выделяет сигнал нижней боковой по ­
лосы частот (1891-8491 кГц) и подавляет остаток вто­
рой несущей частоты, имеющийся на выходе второго мо­
дулятора. После усилителя 14 сигнал поступает на фор­
мирующий фильтр 16, содержащий также общий для
передающего и приемного устройств фазовый коррек­
тор. Формирующий фильтр имеет кососимметричную ха­
р актеристику коэффициента передачи в области частот
2491 + 600 кГц. Сформированный линейный сигнал уси­
л ивается JI проходит через устройство предварительного
и скажения 20, ослабляющее ток несущей частоты f л=
= 2491, 1 кГц, и наиболее мощные составляющие боко­
в ых полос вбли з и f л- После подчисточного корректора
17 и усилителя передачи 21 усиленный до уровня пере­
д ачи ТВ сигнал складывается с сигналом звукового
сопровождения и подается в линию .
Устройство генерации несущих частот f1 = 15,509 МГц
и {2= 18,0 МГц содержит два независимых генератора:
в ысокостабильный кварцевый генератор 11, вырабаты­
вающий ток частотой f л =2491,1 кГц, и менее стабиль ­
ный кварцевый генератор 13, вырабатывающий ток
ч астотой f2 = 18 МГц . В результате взqимодействия этих
токов на выходе смесителя 9 появляется ток частотой
/1 , который после усиления выделяется фильтр о м 5 и
подается на первый модулятор.
В приемн:ом устройстве шшейный ТВ сигнал (от­
деленный от сиг,нала звукового сопровождения) прохо­
дит через подчисточный корректор 1, корректор предва­
рительного искажения 2 и фильтр нижних частот 4,
устраняющий помехи в области частот выше линейного
спектра. В первом демодуляторе 7 с помощью напряже­
ния местной несущей частоты f2 сигнал переносится в
спектр промежуточных частот, усиливается усилителем
11 и выделяется полосовым фильтром приема 15.
Окончательная демодуляция сигнала происходит во вто­
р ом демодуляторе 17. Снимаемый с его · выхода видео ­
с игнал усиливается видеоусилителем 19, проходит через
ф ильтр • нижних частот 20, подавляющий помехи в об­
л асти частот · выше полосы частот видеосигнала, и пос­
тупает в аппаратную телецентра.
31

Синхронная демодуляция сигнала обеспечивается .
применением во втором демодуляторе либо схемы с
синхрони з ируе м ым местным генераторо м , либо с х емы,
выделяющей ток несущей частоты из линейного сигна­
ла с целью его использования для получения несущей
частоты fI в генераторах приемного устройства. Выбор
схемы синхронизирования при демодуляции сигнал а
зависит, в частности, от принятой в системе связи глуби­
ны модуляции линейного ТВ сигнала . На рис . 2 .11 при-
тz=2
г)
Рис.--2.11. Схематическое изображение огибающих модул иро­
ванного сигнала пр11 разной глубине модуляции:
а) 50%;6) 100%;в) 150%;г) 200%
ведены модулированные ТВ сигналы при ра з личной
глубине модуляции (без учета искажений « огибающей»
~а счет несимметричности боковых полос) . Глубину мо­
.11,уляции удобно оценивать величиной
ра з мах огибающей
r1 = ------=-- -- -- -- --
амплитуда модулированного сигнала
При глубине модуляции ri =~,5 (или m=~0°/0 ) л'и­
nейный сигнал содержит мощныи ток несущеи частоты
(рис . 2.lla) . Увеличение глубины модуляции до ri=l
· ( рис. 2.116) достигается путем более глубокой баланси­
ровки то!{:а несущей · частоты на выходе первого моду ­
лятора. При этом модулированный сигнал еще содер­
жит ток несу щей частоты, по величин е соответств у ю'­
щий постоянной составляющей передаваемого видео­
сигнала . Балансировка несущей частоты до ну л евого
значения приведет к небольшой перемодуляции (ri =
~
11,2). Чтобы довести глубину модуляции до 150 ___: _
32

200,% (ТJ = 1,5-2,0), нео бходимо разбалансирова ть пер­
вый модулятор в противоположном направле н ии , изме~
няя фазу тока несу щей частоты на обратну ю. Поэтому
в сильно пере м одулиров а нном сигнале мощность тока
несущей частоты также значительна . Спектры сигна­
ла с глубиной модуляци и де> 100% (ri::;,;; 1) и п ер емоду­
лированного сигнал а (при одинаковом размахе огибаю­
щей) отличаются лишь амплитудой и знаком ф азы то­
ка несущей частоты (рис . 2.12). «Привязка » постоян­
ной составляющей позволяет фиксировать уровни син­
хроимпульсов видеосигнала, поступающего на первый
модулятор, а следовательно , фиксировать и разма х мо­
дулированного сигнала. Поэтому согласно р ис . 2.11
можно з а писать, что А1 +А= const (А1 - отрицатель но
при перемодуляции). Согласно определению ТJ =А/ (А 1 +
+А).Если_принятьА1+А=1,тоА='У);А1 =1-1),
В с'истеме К-1920 преду ­
смотрена работа с глуби­
ной модуляции ТJ = 1,5
(150% , ри с , 2.llв}.
.
С в хода первого де­
модулято,ра 7 часть мощ­
ности сигнала ответвляет ­
с я на у,ст,ройства сИ1нфаз,и­
роваю1я несущих частот
(ри1с. 2.106). Схема гене ­
рации нес у щих частот по
паст р ое нию
аналогична
такой же схеме в переда­
ющем устройrстве, но вме­
сто незав'Исимого генера ­
·юра частоты fл в ней име­
а)
о)
Г:л
Рис. 2.12 . Схемати че.скае
изображение спектров сиг­
нала при глубине мод уля­
ции менее 100% (,а~ и при
значительной пер е м~щуля-
ции (6)
•
ется генератор 9 частоты fл = 249 1, 1 кГц, который синхро:
н и зируе11с я напряжением линейной несу ще й ча;стоты, со-
д р жа щимся в линейном телевизи оrнном с и гнале. Ампли­
тудный селектор 5 в ы деляет ч асть линейного с игнала во _
в р емя п е редачи синх ро импулыс о в, так.же содержащеrG
ток линейной_ несущей ч астоты . В результате взаиrм:Оlдей­
стви я этого тока с током rс ин хрони з ируемот о ген ератора
9 на выходе фазового детек-юра 6 поя1вляется напряже­
ние , у правляюще е ч асто 'I'ой син х·рониз·ируемого генерато­
ра 9 с помощью управляющего элем ента 10 . Та1ким обра­
зом поддерживае'Гся жесткая ,свя з ь по фазе между н а!пря­
женrием лиrнейной . несущей чаrстоты переда,ваемого t"ИГ-
2-150
33

iНала и напряжением на выходе генера'I1ор .а 9. С помощью
,фазовращателя 13 вруч1ную у~станавливаегся необхQди ­
,'мая синфа'З,ноегь •несущих Ч31С1'ОТ на входах второго де­
; мод у ля'Гора. В состав оборудования системы К-3600 си:н­
: хронизируемый генератор ,не в хо,п;ит, поэ1'ому ток ллней­
,ной несущей частоты выделя ет,ся из принимаемого сиг ­
н ал~ (с:м. гл. 11) .
Оконечные телевизионные устройства, выпущенные
р азличными фирмами для систем с линейным спектром
-ч астот до 6 МГц, отличаются своим промежуточным
,с пектром частот и схемой обеспечения синхронной де­
м одуляции сигнала. На рис. 2. 13 показан вариант при-
:Рис. -2 . 13 . Структурная . схема п ри е много у стройства с кварцевы м
фильтром для выделения несущей частоты
,емного устройства с кварцевым фильтром, не содержа ­
щего синхрони з ируемый генератор . В этом устройс тве
'Ч асть мощности линейного сигнала после корректора
:п редыскажения 2 ответвляется на устройство выделе­
,ния несущей частоты . Линейный сигнал подается на
усилитель 12, а затем на а мплитудный селектор 11 и
.детектор lб, где из него выд еляются импульсы синхро­
ни зации. Последние Гiоступают на мультивибратор или
блокинг-тенератор 17, вы ходные импульсы которого дли ­
тельностью в 2 мкс используются для стробирования ли­
яейноrо сигнала. На в ыход стробирующего устройства
Л4 поступ .а ет лишь часть лин е йног о сигнала, соответст -
1•вующа:я моментам прохождения импульсов синхрониза­
: ц ии строк.
Ток на вых оде стробирующ е го устройства содержит
, с оставляющие с частотами fл и fл+ mf с- С помощью уз­
. коп олосно го
кварцевого фильтра 19 выделяется ток ли-
:34

нейной несущей частоты f л, который поступает в устрой --­
ства генерации несущих частот 1f I и 1f 2- Схема генерации-:;
несущих частот содержит местный генератор 23 час-­
тоты .f 1, преобразователь 22, фильтр 24 частоты f2 и уси­
литель 13.
Поскольку имеется некоторая нестабильность во
времени фазовой характеристики фильтра 19, то фаза
выделенного напряжения частоты fл может сравнитель­
но медленно изменяться во времени. Для компенсации
этих фазовых сдвигов используется электромеханичес­
кий фазорегулятор 21, работающий следующим обра­
зом. Ток несущей частоты ,f I от генератора 23 и ток не­
сущей частоты f, сигнала, поступающий на вход второго
демодулятора 8, взаимодействуя, создают на выходе фа­
зового детектора 15 напряжение либо одной, либо дру.а.
го й полярности. Это напряжение, воздействуя на фазо­
регулятор 21, корректирует фазу напряжения частоты
fл на входе преобразователя 22 в необходимом направ ­
лении.
Синфазность устанавливается с помощью ручного,
фазорегулятора 20. Такая схема синфазирования может
удовлетворительно работать при глубине модуляции до
150-160%. Известны и другие схемы синфазирования
со стробирующим устройством и узкополосным фильт­
ром. В системах с линейным спектром до 12,5 МГц
также используются схемы синфазирdвания либо с син­
хронизируемым генератором (например, в системе
8ТRЗЗ I фирма «Филли пс»), либо с кварцевым фильт­
ром (например, в системе V -2700), работающие на ли­
нейной несущей частоте 6799 кГц.
На рис. 2.14а показана схема выделения несущей час­
тоты, в которой часть модулированного сигнала посту­
пает на вход демодулятора 2, а другая часть - на вход
строби рующего устройства 6. Демодулированный видео­
сигнал с выхода приемного устройства ответвляется на
усилитель 14. С помощью амплитудного селектора 13'
выде ляются импульсы синхронизации, которые синхро ­
низируют блокинг-генератор 12 (собственная частота,
блок инг-генератора ниже частоты строк и он не синхро-­
низируется управляющими импульсами двойной строч ­
ной частоты) .С выхода блокинг-генератора импульсы,
длительностью 2 мкс через формирователь 11 поступа ­
ют на стробирующее устройство 6. На выходе последне-­
го появляются пакеты сигналов линейной ,несущей час-
2*
35,

tоты длительностью 2 мкс и частотой следования f с~рон•
В состав этих сигналов входят токи частоты f л и fл±
±тfс- Кварцевый фильтр 7 выделяет ток несущей час ­
тоты f л, который через фазорегуляторы 8, 9 и усилитель
5 поступает на демодулятор сигнала 2. Температурные
фазовые сдвиги фильтра 7 компенсируются фазорегу­
лятором 8, который автоматически управляется посто­
янным током фазового детектора 10.
ff
Z
4
2
о
fl,
а)
В
78g.
Нih-jl
~ ~~Гi}---fPo
".J.L' /т,
~
'-,
__jФд,
L..._____j
!О
о)
Рис. 2.14. Варианты схем синфазирования в приемном устройстве:
а) без дополнительного демодулятора; 6) с дополнительным
демодулятором
Правильная полярность выделенной линейной несу ­
щей частоты уста,навливается во время передачи перво­
го (после начала передачи) гасящего импульса кадров
(в это время полярность несущей частоты неизменна)
и далее поддерживается непрерывной синхронизацией
блокинг-генератора синхроимпульсами - демодулирован­
ного видеосигнала. Синфазность несущих частот на вхо­
дах демодулятора 2 устанавливается с помощью руч­
ного фазовращателя и далее поддерживается автомати­
чески. Импульсы, синхрони зи рующие блокинг-генера­
тор, могут быть получены и с помощью отдельного де­
модулятора 12, как это показано на рис. 2.146. При на -
личии двух ~тупеней демодуляции си гнала в приемном
устройстве такая схема более удобна. Положительным
качеством схем, приведенных на рис. 2. \ 4, является воз­
можность синхронизации при глубине модуляции свы­
ще 150% · (до 200%). Недостатком схем является труд-
36

ность синхронизации при передаче испытательных сиг­
налов, не содержащих импульсов гашения кадров.
При термостатировании узкополосного фильтра и
достаточно стабильной линейной несущей частоте име­
ется во з можность выполнить схему выделения несу ­
щей частоты без автоподстройк и, работающую ,надежно ,
при передаче любы х видов сигналов, в том числе и сиг­
на лов, содержащих только строчные импульсы синхро­
низации (см. гл. 11) . Узкополосный фильтр выделяет
ток несущей частоты из последовательности радиоим­
пульсов длительностью порядка 2 мкс с частотой сле­
дования fс= 15 625 имп/с. Частота заполнения равна fл-
В этой последовательности радиоимпульсов, кроме то-
ка частоты ,fл, содержатся токи вида fл+mfc, которые
должны быть в достаточной мере отфильтрованы. По­
следовательность радиоимпульсов единичной амплиту­
ды может быть представлена как
и(t) = F(t) cos(2л:fлt),
где
Со
т610-6
А
2.т:пт
с= 4·
с;m=-
SIП --
mn
Те
Амплитуда выделяемого напряжения несущей частоты
fл равна Ио=-с/Тс:::::::;0,031 . Амплитуды боковых состав­
ляющих примерно такой же величины и спадают очень
12.2:rt
медленно. Например: Иw +w = -- sш- ::::::;0,0310;
л-с
2 :rt
64
Иwл±Зwс::::::;0,0308; Иwл ± ISwc""'0,021 И Т. Д.
Для удовлетворительной работы демодулятора тре­
буется, чтобы помехи, сопутствующие току несущей час­
тоты, были ослаблены, по крайней мере на 50-55 дБ
уз копол осным фильтром, выд еля ющим ток несущей час-
тоты.
•
В американской системе L-3 при глубине модуля­
ции 200% используется схема синфазирования, содер­
жащая местный сихронизируемый генератор. Синхро­
низация производится на частоте второй гармоники 2f л
(см. гл. 12). При таком способе си нхрони з ации демо­
дулированный видеосигнал на выходе приемного уст-
37

ройства может иметь как положительную, так и отри­
цательную полярность. Поэтому после демодулятора
включается специальное устройство - поля,ризатор
сигнала, автоматически устанавливающее неизменную
полярность видеосигнала на своем выходе.
Способ синхронизации на частоте второй гармоники
. 2f л может быть использован при передаче без линей­
ной несущей частоты (последняя полностью сбаланси­
рована на выходе модулятора). При удвоении частоты
линейного сигнала (не содержащего ток частоты fл) об­
разуется ток частоты 2f л за счет взаимодействия боко­
вых частот f л+mfc и fл-mfc, а также 1fл+nFк и fл­
-пFк. Продукты взаимодействия каждой пары боковых
J 2.f л I складываются практически синфазно и результи­
рующий ток частоты 2f л может быть использован для
синхронизации местного генератора по его второй гар ­
монике.
Проектируя оконечную аппаратуру с двумя ступеня­
ми модуляции, важно правильно выбрать промежуточ­
ный спектор частот, чтобы облегчить выполнение фильт­
ров передачи и приема, а также усилителей промежу­
точного спектра частот. Желательно чтобы пром ежуточ ­
ные частоты были по возможности ниже. Кроме того,
между верхней граничной частотой линейного спектра
и нижней границей промежуточного спектра должен
быть достаточно большой промежуток, позволяющий
удовлетворительно выполнить фильтры, разделяющие
эти спектры частот . Практически всегда целесообраз­
но использовать нижнюю боковую полосу первой несу­
щей частоты f 1-
2.4 . Формирование сигнала в аппаратуре
Оiiонечных станций
При передаче модулированных сигналов с ,несим­
метричными боковыми полосами частотная и фазовая
характеристики коэффициента передачи участка тракта
от выхода первого модулятора до входа последнего де­
м одулятора должны соответствовать соотношения м (см .
ГЛ. 6):
3S
Kw-Q+Kw+Q=2Кю;
(j)w± Q = ((!)+Q)'t

в полосе частот от (w-,ЛQ) до (w+Qm) при передаче
верхней боковой полосы или от (w-Qm) до (w+ЛQ)
при передаче нижней боковой полосы.
Процесс неполного подавления токов одной из боко­
в ых полос и установления необходимого соотношения
коэффициентов передачи для боковых частот (w + Q) и
(w-Q) будем называть «формированием» сигнала с не­
симметричными боковыми полосами, а область частот
от (w -ЛQ) до (w+ЛQ) (рис. 2.15) - областью форми­
ро1вания сиnнала. Вели -
чина остатка подавляе-
К({,)± Q)
мой боковой полосы ЛQ
в со-в,ремен~ных ,систе­
мах составляет О, 1~1m
(10% от шириrны пере­
да-ваемой боковой
ласы 1ча1стот) .
Фо1р1мирование сиг­
нала может произво ­
диться с помощью по­
ЛОСО'ВОГО
фильтра,
включаемого после мо-
1
~ C)j
11
ээ
Рис. 2.15 . Характеристики фор­
мирующего фильтра
дулятора (1На ~передаче)' или пер ед демодулятором (на
приеме), 11ли обоими этими фильтрами, или с помощью
специальною формирующего фильтра в ли,нейном спек­
тре ча~стот , как, напр:имер, в сиrстеме К: 1920. Фильтры,
формирующие сигнал, у,стананливают необходимое соот­
ношение амплитуд соста,вляющих обеих боковых полос.
При передаче ТВ сигналов по эфиру на УКВ пере­
датчике только подавляется часть боковой полосы час­
тот, а формирование сигнала (до детектора) происходит
в усилителе промежуточной частоты телевизора благо­
даря расположению промежуточной частоты сигнала на
сгибе характеристики коэффициента передачи усилите­
ля промежуточной частоты. Такой способ передачи поз ­
воляет упростить конструирование усилителя промежу­
точной частоты.
Рассмотрим, как влияют шумы канала при трех ука­
з анных способах формирования сигнала (на передаю­
щей стороне, на приемной стороне или частично на
обеих сторонах) . Если из полного модулированного
с игнала (рис. 2 . 1ба) выделить сигнал (рис. 2.166), то
этот выделенный сигнал еще не будет сформирован .
С формировать его можно с помощью одного фильтра,
39

если характеристика коэффициента передачи этого
фильтра K1(f1+F) (рис. 2.16в) обеспечивает выполне­
ние условия K1(f1-F) +K1(f1+F) =2K1(f1). Если фор­
мирование сигнала выполняется двумя одинаковыми
фильтрами •на передающей и приемной сторонах, то
коэффициент передачи каждого фильтра должен быть
равным K2(f1+F) = V K1(f1±F), а коэффициент переда~
чи на не,сущей частоте f1 равен 1/У2 (рис. 2.16г).
Рис. 2.16. Спектры час ­
тот сигнала и характе­
ристики формирующих
фильтров:
а) при двух боковых
полосах; 6) при не с им­
метричных боковых по­
лосах; в) при использо­
вании одного фильтра;
г) при использ овании
двух одинаковых фильт-
ров
Формирование модулированного сигнала практически
не изменяет коэффициент модуляции этого сигнала ,
поскольку изменение амплитуды тока несущей частоты
и суммы амплитуд токов любой пары боковых полос
происходит в одинаковой степени для мощных состав­
ляющих, находящихся в области формирования (f1+
±ЛF). Поскольку мощность составляющих видеосиг­
нала в области выше 0,5 МГц сравнительно мала, то в
модулированном сигнале составляющие сигнала, нахо­
дящиеся за пределами области формирования (t1±ЛF),
практически не оказывают влияния на коэффициент
модуляции сигнала в целом.
В трех рассматриваемых случаях формирования сиг­
нала при одинаковом напряжении линейной несущей
частоты на входе линии напряжения боковых составля­
ющих будут отличаться так, как показано на рис. 2.17.
Поэтому и влияние шумов канала будет разным в за­
висимости от выбранного спЬсоба формирования . Оче­
видно, что в видеоспектре (после демодуляции сигна­
ла) отношение сигнал/шум будет меньшим при полном
40

ф ормировании сигнала на приемной стороне и большим
при полном формировании на передающей стороне .
В области видеочастот от нуля до F= ,ЛF шум кана­
л а складывается из шумов двух боковых _ полос . Исхо­
дя из этого, а также из ,за кона сложения флуктуаци-
Рис.' 2.17 . Линейные сигна­
лы . при разных способах
формирования:
а ) в передающем устрой ­
стве; б) в приемном уст­
ройстве; в) в передающем
и приемном устройствах
1
1
·1
онных шумов, построены частотные характеристики от­
носительной величины шумов для трех случаев форми­
рования сигнала (рис. 2.18) . Спектральное распреде ­
ление шумов магистрали для простоты считаем равно­
мерным.
Рис . 2.18 . Относительная
величина помех при раз­
личных способах форми-
рования:
1 - в п е редающем устройст­
ве; 2 - в nр'Иемном устрой­
стве; З - в ~передающем и
при ем ном устройствах
2
,_ .. ,. .. .--- ---,2ew
J
1
i,.o,::;--,, -- --- --~fzew
1
L-------:" " ew
1
1
L------------;t- - f
олF
Fm
Допустим, что на входе демодулятора напряжение
шума канала составляет еш В/Гц. Если сигнал сформи­
рован на передающей стороне, то на выходе приемного
устройства напряжение шума (рис . 2.18 , кривая 1) бу-
дет составлять V2еш · В/Гц в полосе от F=O до F=.ЛF
и еш В/Гц в полосе частот от F=IЛF до F=Fm, В случае
полного формирования на приемной стороне · напряже­
ние шума на 1 Гц полосы (в области частот rЛF-Fm)
.на выходе приемного устройства (рис. 2.18, кривая 2)
41.

будет 2еш В/Гц, поскольку в этом случае сигнал на вы­
ходе будет вдвое слабее и его следует -вдвое усилить .
При этом возрастет в два раза и напряжение шумов
на 1 Гц полосы частот. В области частот от Р = О до
F1 =ЛF напряжение шума на 1 Гц полосы составит
2ешV[K1(f1-F)]2+ [K 1(f1 +F) ]2.
Если формирование производится одинаковыми
фильтрами на передающей и приемной сторонах, то
сигнал после демодуляции будет в V2 раз слабее, чем
при формировании на передающей стороне, и его при-
дется усилить в V2 раз. Поэтому напряжение шума в
области частот ,ЛF-Fm будет составлять V2 еш В/Гц
(рис. 2.18, кривая 3), а в области частот от F = О до
f° = ,ЛF оно также составит ешY2V[K2(f1-F) ]2 +
+ {K2(f 1+F)] 2= V2еш, поскольку K2(f1±F) = V K1(f1 + F)
иK1(,f1- F)+K1U1+F)=1в полосе частот от F=0 до
F=,ЛF.
Из сказанного следует, что выгоднее полностью фор­
мировать сигнал на передающей стороне. Частичное
формирование при передаче и приеме облегчает выпол­
нение полосового фильтра приемного уст ройства в сис­
темах с линейным спектром частот до 6,0 МГц. Приме­
нение его целесообразно в тех случаях, когда ниж н яя
граница линейного спектра составляет всего 500 кГц
или когда тре_буется подавить мешающие сигналы дру­
гого канала, распол·оженные вблизи области формиро­
вания.
2.5 . Системы передачи
с несколькими каналами ТВ
В настоящее время рабочий диапазон частот систем
передачи по коаксиальному кабелю на 10 800 каналов
ТЧ простирается до 60 МГц и имеется тенденция его
дальнейшего расширения до 200 МГц и выше. Этому
способствует применение кабелей большого диаметра
(3,7/13,5, 5/18, 11/41 мм и др.). В системах связи с ли­
нейным спектром до 60 МГц предусматривается воз­
можность организации шести каналов ТВ по выделен­
ной коаксиальной паре или возможность организации
каналов ТВ и ТЧ по общей коаксиальной · паре. Опыт­
ная передача шести ТВ программ уже осуществлена в
японской системе С-60М (см. гл. 12) .
42

В 1973-1974 гг. в МКТТ поступили предложения
ряда стран по размещению сигналов ТВ в линейном
спектре частот систем на 10 800 каналов ТЧ (рис. 2.19а).
Телевизионный сигнал в этом случае может распола­
гаться в полосе частот двух соседних 900-канальных
групп. Два сигнала ТВ можно расположить в полосе
частот четырех четверичных групп .
с=т-:
.о) ID,fб О 4,3 6,0
i~
,._J....____Д
б,Zб lf,Oб f4,gб
1
1
Гr=i ~:
19,Zб
24,б4
JJ,46
44,4-4
33,24
1
1
1
1
Ь: .r--r: k=I: x=i:T МГц
28,94
З?,°74
4-8;74
J?,Jlt
Рис. 2.19. Линейный спектр:
а) ре](омендованный МККТТ для каналов ТЧ; 6) шести каналов ТВ
системы С - бОМ
Преобразование видеосигнала в линейный сигнал с
помощью одной ступени модуляции практически нере­
ально, поэтому требуется предварительная модуляция
сигнала в спектре более низких промежуточных частот.
При построении линейного спектра частот каналов
ТВ важно учитывать:
необходимость выделения любого сигнала ТВ совме­
·стно ·С сигналом ЗС в спектре промежуточных частот.
Для этого требуются достаточно большие промежутки
между линейными сигналами ТВ;
необходимость совместной передачи сигналов ТЧ и
ТВ. При этом для исключения внятного перехода между
каналами ТЧ, вызванного нелинейным взаимодействием
токов канала ТЧ и несущих частот каналов ТВ, несу­
щие частоты каналов ТВ не должны быть кратны
4 кГц. Передача без несущей частоты не исключает не ­
линейный внятный переход третьего порядка;

возможность уменьшения взаимных нелинейных по ­
мех каналам и ТВ. Для этого мощные помехи н е долж ­
ны совпадать с несущими частотами (не должны вызы ­
вать фазовы х отклонений несущей частоты) и распола ­
гаться бли з ко от них;
возможность уменьшения фазовых искажений ли­
нейного тракта; поэтому желательно область линейны х
частот ниже 6 МГц не использовать для передачи те ­
левидения, так как здесь больше сказываются нели­
нейность фазовой характеристики кабеля и фазовые ис ­
кажения фильтров питания усилителей;
возможность использования генераторного оборудо­
вания каналов ТЧ для преобразования сигналов ТВ.
При выборе спектра промежуточных частот для ка­
нала ТВ следует учитывать необходимость совместного
выделения сигнала ТВ и сигнала ЗС, разделения сиг­
налов ТВ и ЗС, формирования сигнала ТВ, введение
устройств коррекции х арактеристик каналов ТВ. Выбор·
промежуточного спектра в известной степени опреде­
ляет сложность преобразовательных устройств и уст­
ройств переприема.
На рис. 2.196 приведен спектр частот каналов ТВ
японской системы С-60М (пунктиром показаны границы
каналов в случае передачи видеосигналов в полосе час­
тот 6,0 МГц). Любой из шести каналов ТВ ра з мещает­
ся в спектре частот двух 900-канальных групп. Проме ­
жуточный спектр частот выбран в области сравнитель ­
но низких частот (6260-11 060 кГц) , что облегчает вы­
деление каналов ТВ и введение коррекции в этой об­
ласти часто т . Перенос сигналов из промежуточног о
спектра частот в линейный осуществляется с помощью
одной ступени модуляции . При этом используется ге­
нераторное оборудощшие каналов ТЧ . При таком спо­
собе построения спектров каналов ТВ затрудняется пе­
редача сигналов ЗС (в системе С - 60М си гналы ЗС
предпо л агается передавать в обл а сти частот 12 350-
12 360 кГц). В системе С-60М не предусмотрен ВЧ тран­
зит каналов ТВ в другие системы. При несущей часто­
те 10 560 кГц конструирование устройств гармонической
коррекции в промежуточном спектре частот усложняет ­
ся. С целью максимальной унификации генераторног о
оборудования каналов ТЧ и ТВ несущие частqты кана­
лов ТВ приняты кратными 4 кГц . Поэтому для исклю­
чения внятного нелинейного перехода между канала-
44

ми ТЧ (второго порядка) требуется подавить остатки
токов несущих частот, что ус ложняет конструировани е
модуляторов .
Вариант спектра, предложенный Францией, близок
к японскому варианту, в нем несущие частоты сдвинуты
на 1 кГц по отношению к гармоникам 4 кГц для исклю­
чения •внятного перехода между каналами ТЧ .
Вариант постро е ния линейного спектра ~ предложен ­
ный ФРГ в 1973 г., предлагает передачу двух сигналов
ТВ в полосе частот четырех . 900-канальных групп
(рис . 2.20а) . В качестве промежуточного спектра ч ас-
Рис. 2.20. Линейные спе i< тры , предложенные ФРГ (а) и фирмой
« Филлипс » (6)
тот выбран линейный спектр частот канала ТВ систе­
мы связи V-2700 (6299-12 299 кГц) с несущей ч асто­
той 6799 кГц, что устраняет внятный нелинейный пе­
реход в каналах ТЧ и облегчает транзит • в эту систе­
му. Передача сигн а лов з вукового сопровождения не
предусмотрена . Условия для формирования си гнала ТВ
лучше, чем в системе С-60М, но · разделение сигн алов
ТВ сложнее . Всл едстви е одинакового расстояни я меж ­
ду несущими частот ам и п а р соседних каналов Т В бу­
дет иметь место с у ммирование помех третьего поря д.
ка (например, fЛ1+ ,fл.-1fлз=fл2 И fЛ1+fлв--;fл5= fл2) И
совпадение их с н е сущей частотой другого канал а ТВ .
Другой вариа н т линейного спектра частот ка н ал а
ТВ с промежуточной несущей частотой 6799 кГц
(рис. 2.206) предложен фирмой «Филлипс». В этом вари- ·
анте облегчено ра зделение каналов ТВ , можно ожи­
дать меньшие фазовы е искажения в нижнем канале ТВ
(начало его спектра выше) , но хуже взвешивание шу­
мов в верхнем канале ТВ, поэтому потребуется повы ­
шение уровня передачи в последнем .
45

При выборе частотного плана каналов ТВ для оте­
·чественной системы на 1О 800 каналов ТЧ важно преду-
•смотреть передачу сигналов ЗС и совместную передачу
· сигналов
ТЧиТВ.
Учитывая большую протяженность магистралей,
следует обеспечить лучшие возможности для корректи­
рования искажений линейного тракта в каждом кан-але
ТВ с помощью корректоров, работающих в промежу-
•точном спектре частот.
Промежуточный спектр частот каналов ТВ и ЗС це­
. лесообразно выбрать в полосе частот нижних двух
· 900-канальных групп (4,332-12,388 МГц). Сигнал ЗС
.лучше передавать в области частот ближе к 4,3 МГц
(ниже сигнала ТВ). · Это существенно облегчает разде­
ление сигналов ТВ и ЗС (рис. 2.21а и 2.22а).
D,J79
JC
f2,4
. iz) 11::Jii 20,021 21J,70f JJ,579
40,бZf JJ,0!9
r\ 48Lд.4 м_! ЦL_J ♦_дg7 ~+ н59,О
О; 11/_J ~1L_\l\l__! L_\ 11~
Ф 4,в d11b d11h d11h
60 12 15,4
29,fJ JJ,tJ
49,0 5J,J
,
1
Рис. 2.21. :Варианты линейных спектров при исполь­
зовании одной соединительной линии ТЦ-МТС для
всех каналов ТВ
6,0ft
4,4н2,О
aJI
fY,509 29,189 :ЗЗ,291
48,989 53,531
0J. 1l-=i гi dнЬ d11Ь
4,4 12,О f~5 ZJ,2
J9,J itJ,0
J~U
Рис. 2.22. Линейный спектр при передаче от ТЦ до
МТС сигналов в промежуточном спектре частот
Для облегчения возможности ВЧ транзита сигна­
-Лов ТВ в системы К-3600 и К-1920 промежуточная не­
·-сущая частота должна быть связана с линейной несу­
щей частотой (2491,1 кГц) этих систем. Целесообраз­
но, чтобы промежуточная несущая частота была не
·ниже 6,0 МГц. Это существенно упрощает конструиро­
;вание преобразователей частоты. С учетом сказанного
~промежуточная несущая частота может быть выбрана
.двумя способами:
-46

2
а) fпч=2491,1+ -- 2592=6379,1 кГц (2491,1 кГц -
3
линейная несущая частота канала ТВ , а 2592 кГц -
частота задающего генератора каналов ЗС и вещани я;
с истемы К-3600) ;
б) fпч =2491 ,1 +440·8 = 6011,1 кГц (440 кГц -
•
частота генераторного оборудования каналов ТЧ).
Преобразование видеосигнала в модулированны й
сигнал промежуточной частоты осуществляется с по ­
мощью двух ступеней модуляции. Целесообразные ва ­
рианты линейных спектров для двух рассмотренных
случаев приведены на рис. 2.216 и рис . 2.226. Послед ­
ний вариант предпочтительнее по ряду причин: пр и,
fпч = 6011,1 кГц сигнал ТВ совместно с сигналом ЗС:
размещается в полосе частот двух 900-канальных групп ;
обеспечиваются лучшие условия для конструирования,
гармонического корректора, поскольку частота 6011,1 кГц
практически равна граничной частоте видеосигнала; ге ­
нераторное оборудование ТВ каналов в основном ана ­
логично оборудованию каналов ТЧ.
Линейные спектры третьего и четвертого, а также
пятого и шестого каналов ТВ взаимно инвертированы .
Это облегчает разделение сигналов ТВ, так как рассто­
яние между каналами ЗС двух соседних ТВ каналов
может быть небольшим и уменьшает помехи в каналах
ТЧ при совместной передач е сигналов ТВ и ТЧ. При
сов м естной пер едаче сигналов наиболее мощными по­
мехами в каналах ТЧ являются помехи от взаимодей­
ствия сигналов ТВ, поскольку уровень передачи кана­
ла ТВ значительно выше уровней передачи канало в,
ТЧ. Если расположение сигналов соответствует рис. 2.21
или рис. 2.22, то при совместной передаче средних дву х;
си гналов ТВ и сигналов ТЧ наиболее мощные помехи
второго порядка f1тв+f2тв окажутся за пределами ли­
_ нейного спектра частот , а наиболее мощные помех и_
третьего порядка попадут только в каналы ТВ. Это об­
легчает требования к усилителям, и поэтому вариант·
с овместной передачи двух средних сигналов ТВ и мно ­
гоканальных сигналов имеет _преимущество перед дру­
гими вариантами совместной передачи сигналов.
Выделение сигналов ТВ облегчается при передаче·
двух сигналов ТВ вместо четырех 900-канальных групп
(рис 2.21в ). Несмотря на то, что при таком варианте-
47

_усложняются преобразовательные устройства каналов
ТВ, он может оказаться целесообразным при органи ­
зации группы на 3600 каналов ТЧ.
3
ГЛАВА
ВЛИЯНИЕ ЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИИ ТРАКТА
НА :КАЧЕСТВО ПЕРЕДАЧИ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ И30БРАЖЕНИИ
""
3.1 . Общие замечаНIИя
Линейные искажения тракта передачи приводят к
перераспределению амплитуд и фаз составляющих
сигнала на выходе тракта и, следовательно, к измене­
нию формы передаваемых видеосигналов телевиден ия.
Изменение формы передаваемых видеосигналов под
действием линейных искажений зависит от того, в какой
области видеочастот эти искажения возникают. Иска­
жения в области самых низких видеочастот (ниже
l,O кГц) будут влиять на форму импульсов большой
длительности (импульсы длительностью порядка дли ­
тельности поля, т. е. 1О мс и более), вызывая перекос
их плоской части. Аналогичным образом искажения в
области сотен килогерц будут воздействовать на форму
импульсов с длительностью половины строки (25-
30 мкс). Искажения в области видеочастот 3-6,0 МГц
практически будут оказывать влияние на передачу ко­
ротких импульсо в, длительность которых соизмерима с
длительностью элемента изображения, а также на пе­
редачу крутых фронтов импульсов.
При передаче цветного телевидения линейные иска­
жения оказывают такое же влияние на сигнал яркости,
как и , при передаче черно-белого телевидения. Если в
области цветовых под~:rесущих частот (главным обра­
зом, в области частот 3,7-4,9 МГц) величина усиления
отличается от таковой в области нижних видеочастот
сигнал-а яркости (до 500 1<Гц), то на выходе тракта пе­
редачи сигнало в будет изменяться соотношение между
48

)
>
величинами сигналов яркости и цветности, что приведет
к изменению насыщенности цветов. Если указанные об­
ласти частот отличаются по времени групповой задерж ­
ки сигналов, то сигналы яркости и цветности будут до­
полнительно смещаться во времени, что приведет к ис­
кажениям передаваемого цветного изображения. Сиг­
нал цветного телевидения более чувствителен к ограни­
чению полосы передаваемых частот. При значительно м
ослаблении коэффициента передачи в области частот
4,0-5,0 МГц изображение будет обесцвечиваться .
Поскольку цветоразностные сигналы передаются ме­
тодом частотной · модуляции поднесущих частот 4406,25
и 4250,00 кГц, а величина девиации пропорциональна
величине модулирующего напряжения, то фазовые ис­
кажения тракта в области цветовых поднесущих мо­
гут изменять величину девиации на выходе тракта, что
может приводить к нелинейным искажениям цветораз­
ностных сигналов после их демодуляции в телевизоре,
проявляющихся в виде изменения насыщенности цвета.
В трактах передачи сигналов ТВ допустимое расхожде ­
ние времени групповой задержки сигналов яркости и
цветности невелико (порядка О, 1 мкс). Оно практически
определяет и неравномерность гру п пового времени в
области передачи цветовых поднесущих. При столь же­
сткой норме изменения девиации несущественны.
В системе междугородного телевизионного вещания
видеосигнал, передаваемый от телевизионной камеры в
пункте А на телевизионный УКВ передатчик в пункте Б,
проходит по видеотрактам телецентров пунктов А и Б,
соединительным линиям между телецентрами и между­
городными оконечными станциями систем связи, а так­
же по телевизионному каналу магистрали коаксиально ­
, о кабеля. Искажения, возникающие на различных уча­
·-, ках линейного тракта и в аппаратуре оконечных те-
) Изионных станций, в конечном счете превращаются
/Оответствующие искажения в рабочей полосе частот
,ередаваемого видеосигнала (50 Гц-6,0 МГц). В ли-
•• ✓нейном сигнале ТВ
низкие видеочастоты практически
передаются двумя боковыми полосами, и поэтому спектр
передаваемых видеочастот в линейном тракте «снизу»
не ограничивается. Такое ограничение может иметь мес­
то только в видеоусилителях оконечных станций. По­
этому линейный тракт не вносит каких -либо искаже­
ний плоской части импульсов с длительностью полей.
49

Амплитудно-частотные искажения оцениваются вели­
чиной неравномерности частотных характеристик уси­
ления (затухания) в децибелах. Фаза-частотные иска­
жения линейного тракта во всем спектре рабочих час­
тот телевизионного канала, а также фазовые искажения
аппаратуры оконечных телевизионных станций в спект­
ре · видеочастот от 0,2 до 6,0 МГц удобно оценивать ве­
личиной неравномерности группового времени замедле­
ния (времени групповой задержки сигналов) 'trp=
=d1q>(Q) /dQ в микросекундах (наносекундах). В облас­
ти видеочастот 50 Гц-200 кГц фаза - частотные искаже­
ния удобнее оценивать по отклонению фаза-частотной
характеристики '<р (Q) оконечных устройств от прямой
линии в градусах. Оценка по величине неравномернос­
ти группового времени замедления на низких видеочас­
тотах неудобна, так как малым фазовым искажениям
(малым искажениям формы передаваемых сигналов)
могут соответствовать значительные отклонения груп­
пового времени замедления.
3.2 . Переходные характеристики
и испытательные сигналы
К:ачественные показатели тракта в отношении точ­
ности воспроизведения формы передаваемых сигналов
ТВ оцениваются по его переходным характеристикам.
При теоретическом анализе искажений какого-либо
тракта под переходной характеристикой обычно пони­
мают зависимость выходного сигнала от времени при
подаче на вход тракта единичной ступеньки напряже­
ния (табл. 3. 1), называемой также «функцией включе­
ния». В ряде случаев более достоверные качественные
(и количественные) результаты получаются при исполь­
зовании «наклонной ступеньки напряжения» с правиль­
но выбранной длительностью фронта нарастания сигна­
ла. При измерении характеристик реального тракта под
переходной характеристикой понимают кривую сигнала
на выходе тракта при подаче на вход его последова­
тельности испытательных импуль_сов с заданными пара­
метрами (длительность, время нарастания, частота сле­
довщшя и т. д . ). Измеренная переходная характеристи­
ка учитывает влияние различных искажений - линей­
ных, нелинейных и «квадратурных» (см. гл. 6). Даже в
тех случаях, когда искажение формы пер~даваемых сиг-
50

с:,~
,-
Ис п ытательный сигнал
Единичная «•ступены<а» на-
пряжения (футщ и я Вl(ЛЮЧе-
·НИЯ)
Накло•нная «сту п енька» на-
пряжения (линей.но-на растаю-
щаяотОдо!)
Прямоугольный импульс H~l-
пряжения
Форма си г нала
f
!t
D
_1i
-frФо -frФ
t
f1
11
j_T
t
_
_iт D
г
г
Та,бл1ица3.1
Характеристики сигнала
спектральная F (Щ
1
в ременная f (1)
00
1
1
1 ssinQt
i У2лQ
-+-
--dQ
2
л
Q
о
2
.
QтФ
00
1
2 f QтФsinQt
-
srn --
-+ - - sin-- ---dQ
i У2ЛТф Q2
22
ЛТф •
Q2 Q2
.
о
QT
00
sin --·
~s sin QT
cosQt
2
2
dQ
Y2n
Q
л
2
Q
о

а,
t•;
Испытател ьны11 сиг в а JI
Трапецеидаль-ный
импульс
напряжен,ия
Косину,оквадратич.ный
им-
п ульс · напряжения
Форма сигнала
fл1.i\t
f1ОffТ,
-тТг-zч 2ft 2 2
'71\
J(
оJ(
t
-2Qк
2Qк
Продолжение табл . 3. J
Характеристики сигнала
спектральная F (Q)
1
временная f (1)
.
QтФ.QT
4sm -- s111--
00
2
2
4
\'( QT1
У2Л:'tф Q2
cos---
л: (Т2- 7\) ,
2
(
Т2-7\
о
-co s QT2) ~sQt dQ
'tф =
2'
2
Q2
Т= Т2-;Т1)
1
л:Q[l I оо
---=- sin -
-
+1\(1
Q
)
V2л: 2Rк R
-
-Q+
х
л:.
4g2- Q2
Q
о
к
+
]
л:Q
4Q2- Q2
хsin--cosQtdQ
.
к
2Qн

налов определяется в основном линейными искажения ­
ми, по виду переходной характеристики можно . лишь.
приближенно определить характер линейных искажений.
Переходные характеристики трактов оцениваются с
помощью нормированных МККР и МККТТ испытатель­
ных сигналов, содержащих П-импульсы большой
(10 мс) и средней (20 мкс) длительности, синусквадра-
1ичные импульсы длительностью 0,08 и 0,16 мкс и, дру­
гие испытательные импульсы.
Рассмотрим переходные . характеристики тракта пе­
редачи телевизионных видеосигналов в системах связи­
по коаксиальным кабелям - от входа оконечно({ пере­
дающей станции (пункт А) до выхода оконечной прием­
ной станции (пункт Б). Такой тракт обычно состоит из,
ряда участков. Результирующие частотные характерис­
тики остаточного затухания (усиления) и времени груи­
повой З?держки тракта в целом просто определить по­
соответствующим характеристикам отдельных ег? уча­
стков, а результирующую переходную характериСТJ-IКУ
всего тракта точно определить по переходным характе­
ристикам .отдельных его участков пока невозможно. По­
этому при проектировании и настройке участков тракта­
удобно пользоваться частотными . характеристиками.
Чтобы определить допустимые нормы на эти характе­
ристики, а также влияние отклонения от принятых норм
на качество передачи, важно, с известной степенью,
приближения, представить себе зависимость между час­
тотными характеристиками (АЧХ затухания или усиле­
ния и ХГВЗ - группового времени замедления) с од­
ной стороны и переходными характеристиками - с др.у­
r·ой. Это позволит установить связь между частотнымw
искажениями и точностью воспроизведения формы пе­
редаваемых сигналов на выходе тракта передачи. За ­
данным частотным характеристикам тракта (АЧХ 11
ХГВЗ) соответствует одна, совершенно определенная , .
переходная характеристика.
Общее представление о связи между переходнымш
(устанавливающимися) процессами и частотньщи х а_р>ак­
теристиками тракта передачи телевидения в системе ко­
аксиального кабеля можно . получить, рассматривая пере- ·
ходные процессы в различных идеализированных трак-­
тах, частОТ!-\Ые свойства которых в диапазоне рабочих:
частот можно представить с помощью простых матема­
тических зависимостей.
53

Имеется большая группа электрических схем · (так
называемые «минимально-фазовые» схемы), которым
присуща однозначная связь между частотной характе­
ристикой затухания (усиления) и фаза-частотной харак­
теристикой. К таким схемам относятся все «лестнич­
ные » схемы, в частности, многие усилители, П- и Т-об­
разные схемы фильтров, амплитудные выравниватели
и другие цепи. Поскольку данной характеристике АЧХ
такой цепи соответствует только определенная харак­
теристика ХГВЗ, то переходные процессы рассматрива­
ются в конкретных устройствах с помощью операторно­
го метода анализа переходных процессов.
В тракте передачи телевидения (как в оконечных
станциях, так и в линейном тракте) основные фаза-час­
тотные искажения корректируются с помощью наборов
фазовых контуров (см. гл. 10). При отсутствии потерь
в индуктивностях и емкостях затухание таких контуров
равно нулю, и они влияют только на фазовую характе­
ристику тракта. Реальные фазовые корректоры вследст­
вие потерь (главным образом, в индуктивностях) изме­
няют и характеристику затухания тракта. Однако это
влияние невелико и учиtывается при проектировании
устройство коррекции. Таким образом, устройства
фазовой коррекции позволяют выравнивать ХГВЗ
тракта в рабочем диапазоне частот, оказывая при
этом незначительное влияние на его частотную харак­
теристику затухания. Поэтому имеется возможность
раздельно исследовать влияние частотных характерис­
тик затухания и фазо - ч~стотных характеристик на пере­
ходные процессы в тракте.
Анализ переходных процессов в электрических це­
пях , частотные характеристики которых заданы в виде
функциональной зависимости коэффициента передачи
от частоты, удобно производить, используя метод ин­
теграла Фурье. Представим себе, что воздействующий
на входе исследуемой цепи сигнал изменяется во вре­
мени согласно функции f(t). С помощью преобразова­
ния Фурье можно определить спектральную характе­
ристику сигнала (частотную зависимость плотности
амплитуды)
54
00
F (Q) = 1_ sf(t) e-iQf dt.
v2л: -оо
(3.1)

При известной спектральной характеристике сигна­
ла F(Q) форму сигнала можно определить из вы раже­
ния
ед
f(t) = ;2лJF(Q)eiщdQ.
(3.2)
-ед
Эти два интеграла определяют связь между формой
сигнала и его спектральной характеристикой. Предпо­
ложим, что известны сигнал f 1(i) на входе дан ного
тракта и коэффициент передачи тракта
К(Q)=К(Q)e- icp(Q),
(3 .3)
где К (Q) - модуль коэффициента передачи .
Согласно (3.1) можно определить спектральную ха­
рактеристику F 1(Q) входного сигнала. Следовательно .
с п ектральная характеристика сигнала на выходе тра кта
F2(Q)=F1(Q)К(Q)e- icp(Q);
(3.4)
а выходной сигнал
-
00
00
-ед
Если сигнал 'fi (t) представляет единичную ступ ень­
ку напряжения , то f2(t) будет представлять переход ную
характеристику тракта.
В табл. 3.1 приведены испытательные сигналы , их
спектральные и временнь~е характеристики 1 >. С по­
мощью этих сигналов можно довольно полно ана лизи­
ровать переходные характеристики и оценивать вели ­
чи_ну искажений реальных трактов . Первые три сигна­
ла можно использовать только при теоретическом ана­
лизе переходных процессов, так как получить т акие
сигналы от реальных генераторов не представляетс я
возможным . Последовательности импульсов, близки х по
форме к трапецеидаль н ым, косинусквадратичные (си-
1J Выводы приводимых в табл. 3.1. формул см. в приложении
2 [30).
5Б

,нусквадратичные) импульсы, а также радиоимпульсы
1.1,ветовой поднесущей частоты, огибающая которых пред­
ставляет собой синусквадратичный импульс . (см. прило­
_жение 1) , можно получить от реальных генераторов ис­
пытательных сигналов и использовать для практическо­
то измерения переходных характеристик реальных трак­
тов передачи телевизионных сигналов. Например, тра­
пецеидальные импульсы 1) с крутыми фронтами (дли­
·тельность фронта ч = 0,08 мкс) и частотой следования,
равной частоте строк, используются для определения
, способности тракта передавать сигналы, соответствую­
щие резким перепадам яркости передаваемого изобра­
_жения. Косинусквадратичные (синусквадратичные) им­
пульсы длительностью О, 16 и 0,08 мкс удобно использо­
вать для . выявления дополнительных мешающих сигна­
.лов на выходе тракта с целью их устранения. Стандар­
тизованные радиоимпульсы с частотой заполнения
-
4,43 МГц, огибающая которых соответствует синус­
,квадратичному импульсу длительностью 2 мкс, после
,суммирования с синусквадратичным видеоимпульсом
·такой же амплитуды и длительности образуют испыта­
тательный сигнал, позволяющий оценить величину раз­
. личия усиления и времени замедления для сигналов яр­
,кости и цветности. При коррекции линейных искаже-
1:1ий в канале цветности удобнее использовать такой сиг­
нал с частотой заполнения 4,3 МГц, примерно равно­
удаленной от обеих цветовых поднесущих, и длитель-
1юстью 20-rф = 1,66 МКС.
3 ,3. Переходные процессы в идеальном тракте
(влияние ограничения полосы
передаваемых частот)
Рассмотрим, как влияет на переходные процессы ог­
раничение полосы передаваемых частот. Полагаем, что
идеальный тракт системы связи по коаксиальному кабе­
.лю является идеальным ограничителем полосы переда­
ваемых частот (см. рис. 1.9) и не вносит искажений в
·рабочей полосе частот. Следовательно, К (Q) = 1;
·cp( ,Q) =i-Q для 0~Q,~;;;:Qm и K(Q) =0 для частот выше
Dт; i- - групповое время замедления тракта.
1> В практике трапецеидальные импульсы с крутыми фронтами
назъ1вают «прямоугольными» или П-импульсами .
.56

Ограничение полосы передаваемых трактом частот
ска зывается сильнее при прохождении тех сигналов, у
которых длительность фронта меньше, медленнее спа -­
дает спектральная плотность с
ростом частоты
(рис. 3.1) и, следовательно, больше доля мощности сиг --­
нала, не пропускаемого трактом. По- F(Q)
э'Гому воап1роиз •нед:ение ,сигнала на
выхо:де тра •кта точнее, если длитель­
ность его фронта на входе тракта
больше. Бстественr-ю, что еигнал с
вертика ,лыным фронтом на выходе
тракта июкажа•ет ся ,силь-нее, чем С'ИГ­
нал с· наклонным фронтом. Косинус- '---->< -----
-
Q·
квад:ратичный им·пулыс и:с,кажается О Zff 4-J{
при прохождении через тра·кт весь-
'lrp
'Гrр
ма слабо, если длительность его
-
Рис. 3.1 . Спектраль-
Ти~ 1/Рт, поскольку в этом ,случае ная плотность сигна -
выше ча,стоты Рт оказывает~ся нич- ла «наклонной» сту­
тожно малая доля мощнrости им - пеньки напряжения
пульса.
Рассмотрим прохождение испытательных сигналов,
через идеальный тракт.
Прохождение единичной ступеньки напряжен ия. При
подаче на вход идеального тракта с граничной часто­
той Рт сигнала единичной ступеньки напряжения ( l .9)
на выходе идеального тракта появится сигнал
Q
fz(t) = _!_ +
_1 (.тsinQ(t-т)
2
:rt .J
Q
о
dQ= -
1 +-1 SiQm(t- т),
2
:rt
•
(3.6) -
представляющий функцию интегрального синуса . Вре­
мя нарастания выходного сигнала (рис 3.2) составляет
'tф ~ 1/2Fm. После того как сигнал достигает- единичного ­
зна чен ия, имеет место «выброс» и затем затухающий ко­
лебательный процесс. Величина первого положительно­
го выброса составляет 9% независимо от величины гр а ­
ничной частоты канала Рт. При увеличении Рт умень ­
шается время нарастания сигнала и возрастает частота
колебаний переходной характеристики. Это объясняет­
ся тем, что скорость изменения сигнала f1(t) для еди­
ничной ступеньки (или П-импульса) в момент t=O•
бесконечно велика (сигнал сильно идеализирован) , чт~
требует источника сигнала бесконечно большой мощ ­
ности. Любые изменения реальных сигналов могут про-
57·

исходить только в течение конечного времени. Поэтому
оп р еделить зависимость ве:личины выбросов переходно­
го процесса от ширины канала можно, используя, на­
п р име р , наклонную ступеньку напряжения или трапе­
цеида льный сигнал .
f,Z
f, 09
1,0
о
~ --~-~-
--~ -0,2
D,f
0,2 t, r1ffC
Рис . 3.2 . П е р ех одные характе ристики идеальных
трактов при различных граничных частотах
Прохождение наклон.ной ступеньки напряжения. В
это м случае сигнал на выходе идеального тракта (см.
т а бл. 3.1) определяется из выражения
Q
f2(t) =
_!
_
+_2
_
('тsiпQтФ sinQ(t- т) dQ,
2
ШфJ 2
Q2
о
(3.7)
rде 'tф - длительность фронта входного сигнала.
Зам еним прои з ведение синусов разностью косинусов:
.
112[J~m(Тф)dQ
f2(t) =-, -
. cosQt-т----
2
л~
2~
о
Qm
]
-sCOSQ(t- 't+Тф)dQ .
-
2Q2
о
(3.8)
58

Учитывая, что
--
х= ----а snax-,
Scos ах d
cosах. s1-
dx
х2
х
х
находим
/2(t)= -
1+-1
-
[cos(\.11 (t- 1:+ Тф)-
2
:it'tфQm
2
- c osQm(t-1:- '~ )] + л~Ф [(t-~+ ,::) Х
Х Si Qm(t-1: + ,:: )-(t-1:- ,:: ) Si Qm(t-т- ti )] ·
(3.9)
Можно убедиться, что при ч-о выражение (3.9)
превращается в (3.6) . Выходные сигналы f2 (t) изобра ­
жены на рис . 3 .3 . Величина максимального выброс а
f,2 ~ --~-~ -~-~
f,08
1,0 t-~~--"1'---"'""-ii;;;;;;;з::~~
о
O,f
0,2 t, f11(C
L---''-----'----'--~--'-0,2
Рис . 3.3 . П ереходные характеристики идеальны х
трактов при передаче на1,лонной ст у пеньки на­
пряжения
составляет 8% при ч= 1/4Fm и 5,5% при ч = 1/2 Fm-
Для менее крутых сигналов величина выброс а будет
меньше. При полосе канала Fm=6,0 МГц и сигнале на
входе тракта с •Ф= l/2Fm=0,083 мкс на выходе тракта
образуется сигнал с таким же примерно временем на ­
раста·ния и выбросом порядка 5,5 %.
Прохожденuе прямоугольных и трапецеидальных
импульсов единичной амплитуды . Прямоу голь,ный им -
59

пульс напряжения длительностью Т с можно рассматри­
·вать как разность двух единичных ступен·ек напряже­
ния, сдвинутых во времени на Т с. Исходя из выраже­
ния (3.6), выходной си г нал определится в виде
/2(t) = -;-[SiQm(t - т+ : ) - SiQm(t- т- : )]. (3.10)
Аналогичным образом единичный трапецеидальный
импульс напряжения можно рассматривать как раз­
ность двух наклонных ступенек напряжения, сдвинутых
во времени на величину длительности импульса, и опре­
делить выходной сигнал на основании выражения (3.9).
Прохождение косuнусквадратuчного (синусквадра­
тичного) импульса. Временная характеристика такого
-сиrнала (рис. 3.4) приведена в табл. 3.1 . При подаче
Рис. 3.4 . К:осинусквадратичные импульсы на выхо­
де идеального тракта с граничными частотами
2Qн И 4Qк
-его на вход идеального тракта сигнал на выходе тракта
определится из выражения
1SQm( •
Q
)
Q
,
,f2(t) = -
___:_ +
---
sin~cosQ(t- т)dQ. (3.11)
л
Q 4Q2- Q2
2Qк
_,
о
к
,
Решение этого интеграла · (см. приложение 2) приводит
·к следующему результату:
f2(t) = J... _
rLSiQm(t-1:+ ~)-SiQm(t-'t'-- ~ )] +
2л
2Qк
.
\
2Q1{
+-1 COS2Qк(i-
't') fSi[(2Qк+Qm)(i- Т+~)]-
4л
l
\
2Qк ·

-
Si [(2QR - Qm) (t- .- + ___::_ __)J1
-
Si _r(2QR + Qm) Х
.
,
2Qк
1.
Х((-Т
-
2;к)]+Si [(2QR- Qm))(t- 1"~2;к]}+
+-1 sin 2QR(t-;:- .-){ci lг(2Qн+Qт)(t-
•-
~)]-
4л
,
2Qк
-
Ci [ (2Qк-- Qm) (t-1"-
2;J]- Ci [(2Qк + Qm) >\
Х(t- Т+2;к)]+Ci[(2Qк- Qm)(t- 1"+ 2~" )j}..(3.1.?.)
Это выражение упростится для случаев, когда Рт=
= 1/"L"и ИЛИ Рт = 1/21"и,
Длительность косинусквадратичного импульса на
уровне 0,5 от его а\'1плитуды составляет -rи=n/2Qн,
На рис . 3.4 представлены выходные сигналы f2 (t)
для случаев, когда Fm= l/.- 11 и Pm= i l/2т11. • При полосе
частот идеального тракта 6,0 .М.Гц косинусквадратичные
импульсы длительностью •и;:;:,:О,16 мкс проходят практи­
чески без искажений, а импульсы длительностью
0,08 мкс существенно искажаются по форме и ослабля­
ются по амплитуде на 18%.
Рассмотренные примеры прохождения разных ис­
пытательных сигналов через идеальный тракт показы­
вают, что величина искажения формы сигнала на выхо­
да тракта из-за ограничения его рабочей полосы частот
тем больше, чем меньше длительность фронта сигнала
на входе тракта. Сигналы с длительностью фронта
,:Ф;:;:,: 1/Fт проходят практически без искажения. При
прохождении сигналов с длительностью фронта "L"ф:::(
:::( l/4Fm наблюдается заметный переходный процесс с
выбросом переходной характеристики порядка (8-9) %,
и длительность фронта выходного сигнала увеличивает­
ся до l/2Fm. Наличие такого выброса переходной харак­
теристики приводит к еще н е сильной, но уже замет­
ной для глаза светлой окантовке на границе между чер­
ным и светло-серым изображениями.
3 .4 . Переходные хара1tтеристики трактов
с идеальной фазовой характеристикой
при нал;ичии амплитудно-частотных искажений
Искажения характеристик затухания (усиления) ре­
альных трактов обычно корректируются. Согласно име­
ющемуся опыту величина искажений порядка 6 дБ в
61

рабочей полосе частот уже недопустима. Поэтому ог­
раничимся рассмотрением влияния искажений, не пре­
вышающих 6 дБ в рабочей полосе частот. Искажения
бывают монотонными, немонотонными, колебательными
или более сложного характера. Уже отмечалось, что в
линейном спектре частот коаксиального кабеля спектр
передаваемых видеоси гналов в области низких видео­
частот не ограничивается, так как нижние видеочастоты
передаются в линию двумя боковыми полосами.
Рассматривая тракты с различными характеристика­
ми коэффициента передачи, будем полагать последний
равным единице при «нулевой» частоте. При таком
предположении величина установив шегося значения
сигнала на выходе тракта будет равна величине устано ­
вившегося значения сигнала на входе тракта.
Рассмотрим тракты с различными искажениями ко­
эффициента передачи, что позволит сделать некоторые
общие выводы об их влиянии на переходные процессы .
Вна чале рассмотрим некоторые частные случаи моно­
тонного искажения коэффициента передачи тракта во
всем спектре рабочих частот.
1. Коэффициент передачи тракта изменяется по за­
кону:
K(Q)=l++(Q:)n ДЛЯ 0-,;:;:Q.,;:;:Qm;]
К(Q)=О ДЛЯ Q>Qm; ер(Q)=тQ.
(3.13)
Такому закону соответствует семейство характерис­
тик, приведенных на рис. 3.5а . Если на вход тракта по ­
дать единичную ступеньку напряжения (см. табл. 3.1),
временная функция которой
со
f1 (t) = ++ +ssin~Q t dQ,
о
то выходной сигнал f2(t) определится в виде
.
Q
f2U) = +К(О)++smк ~Q) sin Юt- ер(Q)J d_Q:=
о
1
!soт[!(Q)п]
dQ
=
-
+-
1+- -"
sin1Q(t-т) -=
2
:n:
2 ,Qm
Q
о
62
(3.14)

K(Q}=f±f ( gт{
1,5 1------~------ ,----==-,
0,51._ __: ~~- - -'~Q=""m
а)
о,f
0,2 t, l'!lfC
Рис. 3.5; Характеристики тракта с монотонными
искажениями:
а) коэффициента передачи; 6) переходные
Q
=-
1+-
1 Si Qт(t- т) +-1 sm (_з_)п sinQ (t-т) d Q . (3.15)
2
л
2л
Qm
Q
о
В случае линейного изменения К (Q) по частоте, когда
n=l,
/2(t) =
__!_ + -1 SiQm(t-т)+
1
[l-cosQm(t- т)].
2
л
2лQ,п(t-т)
(n=l)
(3.16)
Пр и характеристике, соответствующей n=2 (рис . 3 . 5а),
Q
1
1•
1
fт
dQ
/2(t)= -
+- S1Qm(t-т) ::!= -
-
QsinQ(t- т)
-
2
:n:
2лQ2
Q•
(n=2)
то
Р ешая интеграл, находим
/2(t) = -
1 +-1 SiQm(t-i-)+
1
х
2
л
2:n:Q~ (t _ т)2
Х [sin Qm (t - т)- Qт(t-т) cosQm (t-т)] . (3 . 17)
Очевидно, что с увеличением п искажения уменьша ­
ются . Последний чле н в (3.16) и (3 . 17 ) появляется в
63

результате искажений. Переходные характеристики та­
ких трактов при граничной частоте Fm = 6,0 ' МГц при­
ведены на рис. 3.56.
2. Коэффициент передачи уменьшается с увеличени­
ем частоты по закону sinx/x (рис. 3.6а, кривая 2):
l({Q}
f,J
f,O
0,5---
D ~ -----~
D
о,f
42 t,Ml(C
5)
Рис. 3.6 . Характеристики тракта с монотонными
искажениями косинусоидального характера:
а) коэффициента передачи; 6) переходные
При подаче на вход такого тракта . сигнала в виде
единичной ступеньки (3 .' 14) выходной сигнал опреде­
лится из выражения
f(t)-
_1
_L
_1 )~m[l _L siпbl:~)]. ~1 (t- )~d Q (3.19)
,
2
-
212:n:
1
(
Q)
SIП •
't'Q•
о
-:n:
'
Qm
,
Решая интеграл, находим
fO(t)=
-
1 +-1 SiQm(t-
•)+-1 {[Qm(t-
•)+л]'Х
-
2
2:n:
.
4:n:2 .
•
Х Si [Qm (t -'t') + Jt]---:--[Qт(t-'t')-л] Si [Qm(t-'t')-n)}. (3.20)
64

Переходная характеристика такого тракта при Fm=-c
= 6 МГц представлена на рис. 3.66, кривая 2.
3. Коэффициент передачи возрастает с увеличение м;
частоты по закону sinx/х (рис . 3.6а, кривая 1):
K(Q)=2_ __1 sinQ~л дляО.,,;;:Q.,,;;:Qm,1
2
2_л
(3.21)
•
Q
К(Q)=ОДЛЯQ>~т; (jJ(Q)=i:Q.
В этом случае при подаче на вход тракта сигнала
(3.14) выходной сигнал будет соответствовать выра­
жению
/2(f)= -
1 ·+ 2_SiQm(f-i:)--1 {[Qm(f-i:)+:rt]Х
2
2л
4л2
'Х Si [Qm (f-i:)+ :rtJ-[Qm(f--r)-:rt] Si [Qт(f-i:)- :rt]}. (3 .22)
Переходная характеристика такого тракта при Рт=
= 6 МГц представлена на рис. 3.66, кривая 1. Реальные
каналы шириной 6 МГц можно считать вполне удовлет­
ворительными, если они обеспечивают переходную ха­
рактеристику с временем нарастания (0,10-0,12) мкс
при величине выбросов до ( 12 - 15) %.
Рассматривая тракты с характеристиками, приведен­
ными на рис. 3.5 и 3.6, отметим следующее: увеличение
коэффициента передачи с ростом частоты приводит к
уменьшению времени нарастания выходного сигнала и
к увеличени ю вы бросов п е р ех одного процесса на выхо­
де тракта. У м еньшение к оэффициента передачи с рос­
том частоты дает о б р а тный эффект. При увеличении
коэффициента передачи с ростом частоты (по линейно­
му или квадратичному за кону) на 6 дБ величина выб­
роса переходной ха ра ктер истики составит более 20% ,
что совершенно недопуст и мо ; при увеличении на 3,5 дБ
выброс будет порядка 14% , что также нежелательно .
Снижение коэффициента передачи (рис. 3.5) на 6 дБ
по линейному закону нежелательно , так как время на­
растания сигнала при этом достигает 0,12-0,13 мкс.
Однако в тех случаях ; когда характеристика по форме
соответствует кривой 2 . (рис. 3 .6), обеспечивается вре­
мя нарастания выходного сигнала порядка 0,1 мкс при
весьма малой величине выбросов· переходной характе­
ристики.
3-150
65

~с~~ при одинаковой величине искажений монотон­
ное . искажение имеет место только в верхней половине
спектра рабочих частот, его влияние на переходные ха­
рактеристики будет знач-ительно слабее. На рис . 3 . 7а
2,0
f,3
f,O
0,3
о
,
1
--J
----,
-0,2
о
о,f
D,2 t,мкс
-О,2
О)
Рис. 3.7 . Характеристики тракта с иск~жениями в
верхней части сп е1, тра:
а) , б) ,коэффициента п е редачи; в) переходные
приведены две характеристики (кривые 1 и 2) коэффи­
циента передачи с искажениями в верхней половине
спектра рабочих частот . Соответствующие им переход­
ные характеристики трактов даны на рис . 3 . 7в (кривые
1 и 2). Они вполне удовлетворительны как в случае по­
вышения усиления на 3,5 дБ (выброс 11 %, время на­
растаниs~ 0,07 мкс), так и в случае снижения усиления
. на 6 дБ (выброс 7% , время нарастания 0,09 мкс) . На
Р}!с З.Zб пр.иведены характеристики коэффициента пере­
дач и ripи значительных искажениях в нижней части ра­
бочего спектра частот. Соответствующие им переходные
66
'т

характеристики неудовлетворительны либо вследствие
большого выброса (кривые 1', 2' на рис. 3.7в), либо
вследствие медленного нарастания сигнала на выходе
(кривые 3', 4' на рис. 3.7в) . В первом случае изображе­
ния имеют · чрезмерно сильную окантовку, во втором
случае понижается их четкость.
Рассмотрим некоторые примеры немонотонных иска­
жений коэффициента передачи.
1. Коэффициент передачи тракта изменяется во всем
спектре частот от нуля до Qm по закону:
К(Q)=1+qCOS
т:П: ДЛЯ О<.Q<. Qт;
2Qm
(3.23)
[
2Q- Q ]2п
)
K(Q)=OДJJЯ Q>Qm, (j)(Q)=тQ; -1<q<l.
Несколько характеристик, соответствующих этому за­
кону, приведено на рис. 3.8а.
f,5
1,0
0,5
D
42 ~11КС
!i}
Рис. 3.8 . Характеристики тракта с немонотонными
искажениями:
а) коэффиuиента передачи ; 6) переходные
Определим переходные характеристики таких трак-
• тов . Если на вход тракта подавать сигнал (3.14), то на
выходе тракта появится · сигнал
•••
67

Q
f2(t) :_
-
+-
.
1+qcos
т п sinQ(t-т)
-
•
,
1•
1 sm[
(2Q-Q
)2п]
.
dQ
•
2
:n:
2Qm
~)
дляп=1
(3.24)
[2(t)=
-
1 +-1 SiQm(t-т)+
_3_{siQm(t-т),-
.
2
:n:
2:n:
(n=l)
.:._ + Si_ Юm(t-т) + 2n] -+ Si [Qm (t- т) -2nJ}; (3.25)
для n=2
[2(t)= -
1 +-1 SiQm(t-т)+-1 q{3SiQm(t-т)-
2
:n:
8:n:
(п=2)
-
2Si[Qm(t- т)+2л]- 2Si[Qт(t- т)
-
2n] +
+-1 SifQm(t-т)+4n]+-2.._Si[Qm(t--т)
-
4лJ} . (3.26)
2
2
Третий член в выражениях (3.25) и (3.26) появляет­
·с я в результате искажений. На рис. 3.86 представлены
переходные характеристики трактов с полосой рабочих
частот 6,0 МГц для разных значений q. ]3еличина выб­
роса и время нарастания выходного сигнала указаны
в табл. 3.2.
Величина искажений при n=l
и разных значениях q, дБ
+6(q=1)
+3,5(q~0.5)
+2(q=0,25)
- 2(q=-0,2)
-; --35(q=-0,33)
- 6(q=-0,5)
Таблиц а 3.2
1
1
Длительность фронта
Выброс фронта. (от о I И
доО9И )
%
'
сиги
'
сиги '
мкс
39
24
16
2,8
0,055
0,060
0,070
0,090
О, 100
О.120
Так как искажения захватывают и область низких
видеочастот, возникает перекос горизонтальной части
,с игнала, длительность которого равна нескольким коле­
ю аниям переходной характери·стики.
, 2. Чщ:тотные искажения коэффициента передачи по­
·являются в полосе частот, равной половине всей ра­
,бочей полосы частот. Рассмотрим три случая:
•. 68

а) искажения в полосе частот от О до Qm/2
(рис. 3.9а). В этом случае К (Q) можно представить
как
2Qm
2
К(Q)=1+q(cos4Q- Qmл:)2дляО<Q<Qm; 1
K(Q)=1
дляgm <Q<~; (3.27)
2
К(Q)=О
для Q:>Qm; {j) (Q) = тQ,
K(fJ)
l((g)
·.,
{Б
f,5
iJJ) f,D
tO
о)
1
q=-O,JJ 1
O,[J
q=-05 I
D,6
1 q=-0,5
1
,
1
D
0,5 f2m
Qm
о
0/JQm
9m
1,5
lf(Q)
f,2
'~
1,0
г) f,D
0,5
.о
0,5Jlm
Qm
fJлfl а
-- --iJЛJI fJ
о
о,f
0,2 t, !1/fC
-0,2
Рис. 3.9. Характеристики трактов с немонотонными искажения­
ми в нижней, средней или верхней части спектра:
а) , б) , в) коэффициентов передачи; г) переходные
Сигнал на выходе тракта (при сигнале (3.14) на вхо­
де] определится из выражения
69

'
•
l/2Q [
fit)= -
1 +_J_ Ст 1+q(cos4Q- Qm л)2Х
2
лJ
2Qm
о
XsinQ(I- Q) _d0Q +-!;- fm sinQ(I-,) \ 0] · (3.28)
l/2Qm
Решая интегралы, находим (см. приложение 2)
f2(t) =++-;SiQm(t- т)+2~ q{siQт(t;_-т)-
-+ Si [Qm(t;_-тJ + 2п]-+si [ Qm(t2-тJ _ 2п]} ; (3 .29)
1
3
,б) искажения в ,полосе ча,стот ,от -
,Qmдо - Qm
4
4
(рис . 3.96). В этом случае K(Q) можно выразить сле­
дующим образом:
к(Q)=1+q(cos4Q- 2Qmп)2для
2Qm
1
К(Q)=1ДЛЯО<Q<- Qm
4
K(Q) = О для Q>Qm; (fJ(Q) = .Q.
Сигнал на выходе тракта ![при сигнале (3.14 ) на вхо­
де] будет равен (см. приложение 2)
f2 (t) = ++ -; Si Qт(t- т)+ 4~ q {2Si ЗQm(:-т)
-2SiQm(t4-т)+Si[ЗQm~t-т) +зл]--
-
Si [Qm(:-
•)+Л:]+Si[ЗQm~-т) - 3n]-
-
Si[Qm(~~т)
-
п]} ;
(3.31)
в) искажения в полосе частот от •Qm/2 до Qm (рис. 3 . 9в) .
В _эт9м случае
1
К(Q)=1ДЛЯО<Q<- Qm;
.
2
( 4Q_:_ ЗQт )2
Qm п п .(332)
К(Q)=1+qCOS--~ Л
ДЛЯ - <~~< ~~m,
•
.•
2Qm
.
2
К(Q)=О для Q> Qm; ·(fJ(Q)=тQ.
70

Сигнал на выходе тракта {при сигнале (2: 14) на вхо­
де] будет иметь вид (см. приложение 2)
f2(t) =
-
1 + -1 SiQm(t-т)+
_!!__ {2siQm(t-т)
-
2
п
4n
-2Si Qm (~ -•) + Si [Qm(t2-т) +2п] + Si [Qm(t;т) _ 2п]- •
-
Si[Qm(t- т)+4nJ- Si _[Qm(t- т)
-
4n]} . (3.33)
- Перех одные
характеристики трактов с полосой ра-
б очих частот 6,0 МГц для случаев а и в представлены
на рис , 3.9г. Величина выброса и время нарастания вы­
х одного сигнала Тф для всех трех случаев приведены в
табл. 3.3.
Величина искажений
при различных
значени ях q , дБ
+6(q=I)
+3,5(q=0,5)
+2,0(q=0,25)
- 2,0(q=-0,2
- 3,5(q= -0,33)
-6,0(q=-0,5)
Выброс
фронта,
%
8,0 18,0
7,0 11 ,О
8,0 9,0
9,0 6,0
9,0 3,5
9,5 4,0
17,0
13,0
-
-
-
6,0
Таблиц а 3.3
та (от О,!Uимп
Перекос начала
Длительность фрон - 1
до о _, 9uимп> ,мкс плоской части, %
0,06 0,060 0,06 24 7 -
0,07 0,070 0,07 14 5 -
0,07 0,075 -
63-
0,08 0,080 0,08 4 1 -
0,09 0,090
-
-6о-
О, 10 0,090 0,09 -8
-3
-
--
Рассматривая переходные характеристики, приве­
денные на рис. 3.8 и 3 .9, а также данные табл . .3.2 и
3 .3, отметим следующее: снижение коэффициента - пере­
дачи в определенной части полосы рабочих частот зна­
чительно · меньше влияет на переходный процесс на вы­
ходе ' тракта, чем равное ему по величине в децибелах
повышение коэффициента передачи. Это особенно за ­
метно на характеристиках рис . 3.9в . Если искажения,
п ревышающие + 2 и -3 дБ, возникают в нижней по­
л овине полосы рабочих частот, переходный процесс по­
л учается длительным и поэтому неудовлетворительным
из-за перекоса начала горизонтальной части сигнала.
Из табл. 3"3 следует, что чем выше участок рабочего
,с пектра частот, в пределах которого имеют место ис­
ка жения коэффициента передач и, тем слабее влияние
этих искажений. Проще всего показать это на следую­
щем примере- (рис . 3.10) . Пусть
71

/((Q)"""1ДЛЯО<s:;:Q<s:;:QlИQ,2<s:;:Q<Qm;]•
/((Q)= 1+ qДЛЯ Q1<s:;:Q,<s:;: Q2;
(3.34)
К(Q)=ОдляQ>Qmиер(Q)=тQ.
·
Заметим, что Q2-Q1 ~ Qm . Выходной сигнал такого
тракта (при сигнале (3.14) на входе его] примет сле­
дующий вид:
f2(t) =
-
1 +-1 SiQт(t-т)+_!!_[SiQ2(t-т)
--
SiQ1(t- т)].
2
n
n
(3.35)
Эффект искажения определяется последним членом
этого выражения . Если отношение Q 2/Q 1 близко к еди­
нице (искажения в верхней части рабочего спектра) ,
l
t,o---
Рис. 3.10. Искажение ко­
. _ ___.__-- '-----'-- -а-Q
эффициента передачи в
Qm
интервале частот Q1 - Q2
о
то разность интегральных синусов третьего члена близ-­
ка к нулю. Если Q 1/Q 2 ;;:, 10 (искажения в нижней част и
с пектра), то третий член выражения (3.35) близок к
ве личине q/2. В практических случаях частотная харак­
теристика коэффициента передачи может иметь слож ­
ную форму. Однако имеется возможность · представить.
ее в виде ряда Фурье, содержащего только косинусы ,
поскольку К (Q) является чет!:JОЙ функцией . . За основ­
ной интервал разложения в ряд можно принять интер­
вал от нуля до Qm (или другой интервал, если при этом
ряд будет с меньшим числом членов). Поэто му представ­
ляет интерес влияние искажений косинусоидального ,ха­
рактера. Пусть
K(Q)=l+qcos(Qp);
0пQ}
ДЛЯ <~, < m (3.36)
ер(Q)=тQ
и
K(Q) = О для Q>Qm•
Определим выходной сигнал тракта при подаче на
вход . прямоугольного импульса напряжения f1 (t) дли­
тельностью Т. Временная функция такого сигнала (см .
табл. 3.1) может быть записана в виде
•
72

со
f1(t) = -
sIП- cosQt -
.
2s.Qt
dQ
:rt
2
Q
(3.37)
о
На выходе тракта образуется сигнал
Qm
f2(t) =2J [1 +qcos(Qp)]sin QT cosQ(f-,;)dQ=
:rt
-
2
Q
о
g
-
Q
_..,.~
2sm QТ
dQ
2sm
:""
=-
sin-cosQ(t-,;)- + д
cos(Qp) Х
л
2
Q
:rt
о
о
.
,QT
dQ
ХSIП- COSQ(f-
,;) -
.
(3.38)
2
Q
Раскрывая интегралы (3.38), находим
{2(f) == -;-[SiQm(t~'t + : )-SiQm(t- 't -
.: )]+
+2: [siQm(t-,;+ : + P)_-SiQm(t-,;- : + μ)]+
+ ::rt [ SiQm(t-'t + : - p)-Si Qm(t-'t- :
-
Р)].
(3.39)
Первь1й член (3.39) представляет полезный сигнал,
получающийся на выходе идеального тра1{та при сигна­
Ji е (3.37) н а его входе . Второй и третий члены представ­
J1яют дв а импульса, которые имеют одинаковую форм у
с полезным сигналом, но отличаются от него по ампли­
туде в q/2 раза и сдвинуты во времени по отношению к
полезному сигналу на ± р секунд (рис. 3.11).
Рис . 3.11. Дополнительные сигналы при коси­
нусоидальном искажении коэффициента пе­
редачи
Чем больше _ колебаний коэффициента передачи уклады­
вается в рабочей полосе частот от О до Qm, тем дальше
73

меШ'ающие дополнительные импульсы отстоят от основ­
ного (полезного) импульса.
Допустим, что p=nn/4Qm=n/8Fт; n = l, 2, 3, .. . При
n~2 (рис. 3 . 12а) коэффициент передачи монот~)ННО из-
Рис. 3.12 . I(осинусоидальные частотные искажения 1<оэф ­
фициента передачи
меняется, а при п = 8 он совершает одно полное колебание
в спектре частот от О до Qm (рис. 3.126). В тех случа­
ях, когда р больше длительности передаваемого им­
пульса, дополнительные импульсы на выходе тракта бу­
дут отделены от основного импульса. Если р меньше
длительности передаваемого импульса, то дополнитель­
ные импульсы всегда будут накладываться на основной
импульс, изменяя его форму. В практических случаях,
когда характеристика коэффициента перед~чи имеет
сложную форму, К (Q) можно представить в виде ряда
K(Q)= 1 +q1 cosQp+q2 cos2Qp+ ... +qпcosnQp.
При подаче на вход такого тракта П - импульса
напряжения сигнал на выходе тракта будет содержать ,
кроме основного (полезного) импульса, ряд симметрич­
но расположенных по отношению к нему пар допол­
нительных импульсов, удалещrых от основного импуль­
са на ± пр секунд.
Колебательное изменение коэффициента передачи мо­
жет иметь место лишь на некотором интервале частот
Q1-Q2, как показано на рис. 3.13. Допустим, что
74
1
K(Q)
f,01----. . .. .i ii l
Iq1-
11
1
Рис. 3. 13. Колебательное из­
менение коэффициента пе-
О
• Q редачи в интервале частот
g,Q2Rm

К(Q)=1ДЛЯO3⁄4-Q3⁄4-QlИQ23⁄4-Q3⁄4-Qm;1
· К(Q)=1+qCOS(Qр)ДЛЯQl3⁄4-Q3⁄4-Q2;
(3,4Q)
К(Q)=ОДЛЯQ>QmИ(jJ(Q)=тQ.
•
На выходе такого тракта {при сигнале (3.14) на вхо­
де его] будет иметь место сигнал
Q,
Q,'
f2(t) = -
+-
sinQ(t-т) - +- (1 +qcosQp) Х
•
1
1J'
dQ
1~-
2
:п;
Q
:п; •
о
Q,
Q
dQ
I j'm
dQ
х sin Q(t- т)
-
+-
sinQ(t-т)-.
Q
:п;
g
g,
После несложных вычислений находим
/2(t)=
-
1 + ~SiQm(t-т)+
.!L{[SiQ2(t-Т +р)-
2
:п;
2:п;
-SiД (t -т-i--p)]+[Si Q2 (t- т--p)]-Si Q1 (t-т-p)J}. (3.41)
Третий член этого выражения представляет собой
эффект искажения - два дополнительнь1х сигнала,
сдвинутых на + р секунд, во времени по отношению к
полезному сигналу. Форма дополнительных сигналов
сильно отличается от формы полезного сигнала, а вели­
чина их уменьшается при уменьшении как абсолютной
ширины интервала искажения Q2-Q , , так и относи­
тельной его ширины Q2/Q 1. Следовательно, чем выше
по спектру находится область частот Q 1-
,Q2, тем слабее
эффект искажения.
На основании всех ·рассмотренных примеров прихо­
дим к следующим выводам . Монотонное увеличение ко~
эффициента передачи тракта с ростом частоты умень­
шает время нарастания и увеличивает выброс переход­
ного процесса на вь1ходе тракта. Монотонное снижение
коэффициента передачи производит обратный эффект.
Если ИСI{ажения коэффициента передачи возникают в ча­
сти рабочей полосы частот, то чем выше область спект­
ра, в которой они имеют место, тем слабее искажения
влияют на переходный процесс. Это объясняется тем,
что мощность составляющих импульсного сигнала с уве­
личением частоты убывает. Следовательно, допустимые
отклонения коэффициента передачи от номинального зна­
чения с увеличением частоты могут возрастать. Кроме
того, искажения, которые захватывают также и нижнюю
75

часть рабочей полосы частот, приводят к перекосам на­
чала горизонтальной части передаваемых импульсов.
Искаже,ния гармонического характера приводят к
появлению дополнительных (опережающих и отстаю­
щих) мешающих сигналов. На экране телевизора эти
сигналы видны как дополнительные изображения, сдви­
нутые относительно основного изображения.
Разрешающая способность , телевизионных передаю­
щих камер и телевизионных приемников ограничена .
Поэтому уменьшение времени нарастания переходного
процесса ниже 0,1-0,12 мкс практически не улучшает
качества передачи. На качество передачи существенно
влияет величина выброса переходного процесса в пере­
данном сигнале. Если в области средних или высших
передаваемых частот имеется остаточное усиление. то
оно, увеличивая «выброс», ухудшает качество передачи
больше, чем равное ему по величине остаточное затуха ­
ние, уменьшающее «выброс».
Величина амплитудно - частотных искажений измеря­
ется в децибелах, а отклонения коэффициента передачи
в сторону увеличения или в сторону уменьшения (по от­
ношению к его величине на нижней границе рабочего
спектрi) на равное число децибел приводят к неравно­
ценным изменениям переходного процесса, причем чем
больше величина отклонения, тем это заметнее. Для по­
яснения можно привести следующий пример.
• Пусть по тракту передается последовательность им­
пульсов с частотой повторения F. Спектр такого сигна­
ла содерж~rт гармонические составляющие nF (рис . 3.14) .
q
f,O ~ --< -_]_ ~-- ----,
Рис. 3.14 . Изменение ко­
эффициента
передачи
.____,___._
_.____,___.__.___.__
f для одной составляющей
DF2FJFбf
сигнала
Представим себе, что характеристика коэффициента пе- ·
редачи имеет один выброс и искажает амплитуду од­
ной спектральной составляющей. Положительное или
отрицательное отклонение амплитуды этой составляю­
щей от ее номинальной величины можно рассматривать
76

как результат добавления помехи, искажающей форму
передаваемого сигнала. Величина помехи од'Инакова не­
зависимо от ее знака (q = +0,5 или q=-0,5), но при
q = +0,5 величина частотных искажений • составляет
+3,5 дБ, а nри q=-0 ,5 она составЛ5rет -6,0 дБ.
На магистралях коаксиального кабеля большой про­
тяженности характеристики остаточного затухания кон­
тролируются. При этом допустимые отклонения харак­
теристик во всем линейном спектре частот необходимG
задавать относительно линейной несущей частоты те­
левизионного канала. Если неравномерность АЧХ будет
задаваться относительно контрольной частоты (обычно
удаленной на несколько мегагерц от линейной несущей
частоты), то качество передачи телевидения может сни­
зиться вследствие увеличения искажения относительно
линейной несущей частоты. Так, если допустить откло­
нения АЧХ + ( 1- 2 дБ) относительно контрольной час­
тоты, то относительно линейной несущей частоты иска­
жения АЧХ могут превысить допустимую норму. •
3.5. Переходные характеристики тракта
с фазовыми искажениями при отсутствии
амплитудно-частотных исюаже:ний
Фазовые искажения тракта в рабочей полосе час­
тот могут быть монотонными , немонотонными и колеба­
тельного :Характера. В общем случае фазовую харак­
теристику с необ ходим о й точностью можно представить
в виде суммы прямой линии и ряда гармонических кри­
вых. Поэтому целесообразно рассмотреть сравнительно
простой случай, когда отклонение фазовой характерис­
тики от линейной происходит по синусоидальному за­
кону. Пусть
К(Q) = 1;
ОQ,....}
ДЛЯ ,<
,< ~~m
cp(Q)=тQ+ (/JmsinрQ
(3.42}
и
K(Q} = О для Q>Qm,
где {flm -
амплитуда колебаний · фазовой характеристи­
ки . Обозначим р = (2л/Qт)k. Здесь k - число колеба­
ний фазовой характеристики в спектре частот 0- Qт,
При k = 0,25 в спектре частот 0 - Qт будет укладывать­
ся лишь 0,25 периода колебаний фазовой характеристи -
77
'·

ки (рис. 3.15). Очевидно, что при k::,;:;0,25 фазовые ис­
кажения становятся монотонными .
. Допус тим,
что на вход такого тракта поступает пря­
моугольный импульс напряжения f1 (t) длительностью Т,
представленный в виде разности двух ступенек напря­
жения:
Рис. 3.15 . Примеры мо­
нотонных фазовых ха ­
рактеристшс
!p(Q) =Qi-±q>msiп
(кривые 2, 4); cp(Q) =
= Qi- (прямаяЗ); cp(Q)=
=Qi- ± (IJmSiП
(кри-
вые 1, 5)
f1(t)=-;-f[sinQ(t+ : )dQQ- sinQ(t-- :)dQQ] .(3.43)
о
На выходе тракта, с учетом К(Q)= 1 и ер(,Q)=тQ+
+<pmsinpQ, появится сигнал
Q
fz(/)=+smsin[Q(: i- : )- (Q-r + cpmsiпрQ)]dQQ-
или
78
о
Q
--;-.Гsiп[Q(t- -: )-(Qi-+cpmsiп рQ) ] dQQ (3.44)
о
Q
.
f2 (t)= -
1 fmsinQ(t- 't+ .I_) cos(cpmsiпрQ)dQ-
л:•
2
Q
о
Dm
--;-J cosQ(t-т+: )sin(cpmsinpQ)dQQ_
о

Q
~-
sшQ t-т- - cos(<pmslПpQ)- ' +
1rm•
(•Т)
•
dQ
п,
2
Q
о
Q
+ ~--JmcosQ(t-т- : )sin(<pmsinрQ)dQQ . (3.45)
о
Таким образом, f2 (t) представляется в виде суммы
четырех интегралов. Учитывая, что
cos(qsinрQ)= JO(q)+2J2(q)cos2рQ+
1
+ 2J4(q)cos4рQ+ ...;
(3.46)
sin(qsinрQ)= 2J1(q)sinрQ-j-2Jз(q) sinЗрQ + ...,
где !,о, !1, 12 ,
... ,
!11 -
функции Бесселя первого рода,
приведенные на графике рис. 3.16, ·и производя интег­
рирование (см. приложение 2), находим
Рис. 3.16. Графики. функций Бесселя
n=oo
+ Е 12п-~ (сrт) {si Qm [t- т + : +(2п-1)р]-
n=I
-SiQm[t-т-:-: +(2n-l)p]+SiQmx
Х [t- т+: --(2n~l)p]-SiQm[t-т:--:
-
n=oo
-
-
(2n-1)p ]}+ 1J J2n~т){SiQm[t-т+: +2пр] --
•
n=I
79

(3.47)
Из (3.47) следует, что выходной сигнал, кроме по­
лезного сигнала (первый члец), содержит ряд парных
мешающих сигналов, отстающих от полезного сигнала и
опережающих его на пр с , как это видно из рис . 3.17 .
Рис. 3.17 . Дополнительные сигналы при сину­
соидальном искажении фазовой х арактеристи­
ки тракта
Если отклонение фазовой характеристики от линейной
имеет сложную форму и может быть представлено в ви­
де суммы нескольких синусоидальных колебаний, то в
этом случае возникает несколько рядов парных мешаю­
щих сигналов.
Величины коэффициентов Jп (q) з ависят от амплиту­
ды отклонений фазовой характеристики <:pm. Для cpm:::;; 1
рад достаточно учитывать три первых члена ряда, пре­
небрегая остальными ввиду их малости, а при cpm:::;;
:::;;О,5 рад достаточно учитывать только lo(q) и l1(q) .
В этом случае lo(,q>т)~1 , а 1 1 (1<:рт)=ср_т/2 и выходной "
сигн а л при характеристиках · (3.42) будет содержать,
кроме полезного сигнала, всего одну пару дополнитель­
ных, мешающих сигналов:
f2 (t)=-;[Si!Jm(t-т + :)--SiQm(t-,-:)] +
+;;[siQm(t-т + : + p)-Si Qm[t--r -: +Р)] +
+ ;;[SiQm(t--,:+ : - р)-SiQm(t-,: -- :
-
р)] .
(3.48)
Предположим, что в спектре частот 0-Qт уклады- '
вается не более 1/4 колебания фа з овой характеристики
80

) (кривые рис. 3. 15) и искажение фазы монотонное . До­
пустим также, что '{/)m невелико и можно ограничиться
учетом одной пары дополнительных сигналов . Посколь­
ку в этом случае дополнительные импульсы сдвинуты
от основно.го сигнала на ±p= - ±2knJQт~n/2Qm, с, а
длительность фронта выходного сигнала ч ~ 1/2Fm=
=nJ,Qm, с, то дополнительные импульсы смещены не бо­
лее чем на р~'Тф/2 и накладываются на основной сиг­
нал, искажая его форму. При этом искажения перед­
него и заднего фронтов сигнала будут асимметричными .
На рис. 3.18 приведены примеры выходных сигналов
f,2
!fJт = +D, 4paiJ
fРт=о
!;
о
Рис. 3. 18. Асимметричное искажение
импульса
при передаче П- импульсов для случаев, когда i<p(Q) =
=::Q-r+(j)mSinpQ и (j)(Q) =Q.: -(j)mSinp,Q при <pm=0,4 рад ;
Fт=б,О МГц и .k= 1/4.
Рассмотрим другой случай, когда синусоидальное ис­
кажение фазовой характеристики имеет место только
на определенном участке спектра. Предположим:
К(Q)=1ДЛЯО<:Q<:Qm;
К(Q)=ОДЛЯQ>Qm;
{j)(Q)=,QДЛЯO<Q,<QlИQ2,<Q<Qm;}
(3.49)
{j)(Q)= ,Q+{/)тsinQрдляQ1<Q<Q2·
Характеристики такого тракта показаны на рис. 3.19.
81

Определим переходную характеристику этого трак­
та, . полагая, что на его вход поступает сигнал (3.14) .
На выходе тракта появится сигнал ·
Q,
f2(t) = ++ --;-ssinQ(~-
т)dQ+
о
Q,
Q
+_1_ssin[Q(t-т)-сртsinQp]dQ+ _l_smsinQ(t-т)
·ii
Q
,
п
Q
dQ
(3.50)
Q,
Q,
или
о.
/2(t)=[++-;Si~21(t-т)] + -;-S [sinQ(t-т) Х
Q,
Хcos(cpmsinQр)- cosQ(t-т)sin(cpmsinQ·р)dQ +
Q
+-1 [SiQm(t- т) ·_
Si Q2({- т)].
п
Учитывая (3.46), полагая, что (f)m~0,5 рад, и огра­
ничиваясь членами lo(q) и 11 (q), находим
f2(t) = [-1 +-1 SiQm(t-- т)]- 'l-lo(q>m) Х
2
n
п
Х[SiQ2(t- т)
-
Si~~1(t- т)]
-
{Jcpm) [Si Q2 (t-т+р)-
п
Первый член этого выражения представляет собой
полезный сигнал на выходе идеального тракта, второй
член - величину искажения
формы этого сигнала, а тре­
тий член - дополнительные
мешающие сигналы. Второй и
гретий члены выражения (3.51)
уменьшаютlся пр.и уменьшении
0~ -~Q-f- ~Q2--Q~m- Q <рт, ши;рины учаегка иокаже-
ний (Q2-Q1) и его 011носитель-
Рис. 3.19. Колебательные ной ШИ'РИIНЫ Q2fQ 1. Следооа-
изменения фазовой харак -
теристики в интервале час- телыно, чем выше по спектру
тот R1 --- ,Q2
рабочих частот ра,с1;юложен
-82

.,
уча~сток с иск;ажениями, тем меньше 011ношение Q2/Q1 и
слабее эффект иока,жения.
Выше было показано, что при фазовой характерис­
тике •(J)(Q) =тQ± ,cpmsin,Qp амплитуда дополнительных
сигналов зависит от ·(l)m, а смещение их по отношению к
основному сигналу определяется количеством колеба­
ний фазовой характеристики .k в интервале частот
0-Qm. При увеличении р изменяется лишь положение
дополнительных импульсов, а величина их остается не­
изменной. При эксплуатации и испытаниях аппаратуры
обычно измеряют характеристику группового времени
замедления 'tгp=d·(J)/d1Q. Если cp(Q) =тQ± 1cpmsiпQp, то
'tгp(1Q) =т±pcpmcosQp, причем P(J)m = :Л-rгp - амплитуда
колебаний характеристики группового времени. При не­
изменной амплитуде колебаний группового времени за­
медления Лтгр частота колебаний (или р) увеличивает ­
ся только при уменьшении '(l)m - Следовательно, если из­
меренные колебания т(Q) становятся более частыми, то
это свидетельствует не только об удалении дополни­
тельных сигналов от основного, но также об уменьше­
нии величины этих сигналов .
В тех случаях, когда отклонения фазовой характе­
ристики от линейной превышают 1 рад и приводимая
выше ·методика расчета становится сложной, для расче­
та переходного процесса можно аппроксимировать фазо­
вую характеристику отрезками прямых линий. В ка­
честве примера рассмотрим тракт с временем замедле­
ния -r 1 на участке спектра O--<Q 1 и -r 2 на участке спектра
Q1-Qm (рис 3.20). Очевидно, что
т-~а ,2= (j)m-ср1
(3.52)
l-QlI
Qm-Ql
Из рис. 3.20 также следует-, что т2 = ( cp1-{f)o) Щ 1 и·,
следовательно, т 1 =т2 + (cpo/Q 1). Полагаем, что в рабочей
полосе частот К (Q) = 1, а вне этой полосы частот
K(Q) =0. Сигнал на выходе тракта ![при подаче сигнала
(3.14) на его вход] определится из выражения
Q,
f2(t) =
-
-t-
-
SIПQ(t- т1)-
-t-
1
1f.
dQ
2
л,
Q
о
Q
1sm
dQ
-t-
-;-
sin[Q(t- т2)- ср0]Q ,
(3.53)
Q,
S3

откуда
f2(f)=
_1 + _1 SiQl(t- 't1)+ cos_(j)_o [SiQm(f-
't2)
2
л:
:rt
-
SiQ1(t-
't2)]- sin (J)o [Ci Qm (t- 't2) - Ci Q1(t -
-r2)J:
л:
.
({J (Q)
Аналогич.ным образом опре­
деляется f2 (t) и в ,случае ап -
1
про/{lсимации фазовой ха1ракте-
~
ристики ·нескольким.и отрезка-
. ,, ,.,,,,,, . l,..,......,,, 1
ми прямых линий . Если уча-
.,,,
/.,,, 1}
1
С'ГОК спек1'ра О- R1 соста~вляет
,,,,.,. . .. .
1rp1-rp01
значи'Гель.ную часть всей рабо-
""'-- --- --'' ----'" - Q чей поло1сы частот [например,
о
Qf
Qm
Q1:;?:n тJ2 (рис 3.20) ], можно
Рис. 3.20. Линейно-ломаная
гоiюрить ,о фаз•овых и1скажени-
фазовая характеристика
Я'Х на верхних видеочастотах.
Наличие таких искажений при
передаче П - импульсов приводит к увел ичению верхнего
или нижнего выбро1са франта передавае1мого импульса .
При -r2>-r1 увеличиваю'Гся положи-i"ель;ный выбрас перед­
него фронта и О'11рицате лыный выбр·ос заднего фронта,
а при -r1>-r2 , наоборот, у,величив ае11ся положительный
выброс заднего фр·онта переда1ваемого импулыса .
Рассматривая приводимые примеры, можно отметить
следующее : фазовые искажения всегда приводят к ухуд­
шению переходной характеристики тракта. Они прак­
тически мало влияют на · крутизну фронта передаваемо­
го сигнала, но весьма заметно изменяют величину выб­
роса переходной характеристики . Влияние фаза-частот­
ных иска_жений, как и частотны х искажений усиления
(затухания) т ракта, зависит от того, в какой части
спектра они возникают. Чем выше по спектру находит­
ся область частот, в которой и меют место искаже­
ния, тем слабее их влияние на форму передаваемых
сигналов .
Монотонные искажения фазовой характеристики вы­
зыва ют асимметричные искажения переднего и заднего
фронтов передаваемых импульсов. Колебательное иска­
жение фазовой характеристики приводит к появлению
отстающих и опережающих дополнительных сигналов
на выходе канала. Если рассматривается характеристи­
ка частотной неравномерности группового времени за-
84

медлещrя трак т а, то следует иметь в виду, что при не -­
изменной амплитуде колебаний и увеличении частоты
колебаний искажения сигнала становятся слабее .
3.6. Переходные характеристики тракта
с амплитудно-частотными и фазо-частотными
искажениями
В общем случае ч астотная характеристика тракта·
может быть представлена в виде
К (Q)=K (Q) e-iq,(Q} •
(3 .55)·
При наличии фазовых искажений фазовую характе­
ристику тракта можно представить в виде суммы п,ря- ­
мой линии и ряда гармонических кривых:
ер([2) = ,Q+ L,(J);sinQPi·
i=l
Следовательно,
, К (Q) = К (Q) e-iQ,: e-i1:q,; sin Qpi,
(3.56),
(3 .57) ,
rде K(Q)e-Шt - частотная характеристика тракта
только с амплитудно - частотными искажениями, а ·
e-i1:q,i si n Qpi -
частотная ха·р актери·стика тракта •толь--
1{0 с фазовыми искажениями, у которого K(Q) = f .
Таким образом, тракт с искажениями обоих видов
можно представить в виде каскадного соединения двух
частей: части без фазовых искажений и части, внося­
щей только фазовые искажения (рис. 3.21). Если на,
Рис . 3.21 . Разделение искажений тракта
вход тракта (точка а) подан сигнал f1 (t), то с извест ­
ной точностью можно сначала определить сигнал f'2(f),
в точке 6, т. е. учесть влияние амплитудно-частотных
искажений. Выше указывалось, что чисто фазовые ис­
кажения приводят к появлению пар дополнительных
сигналов., сдвинутых н,а ± р с по отношению к полезно­
му сигналу·. Если (J)i~0,5 рад, то амплитуды дополни­
тельных сигналов примерно в (J)i/2 раз отличаются от-
85>

.:амплцтуды полезного сигнала. Склады в ая графически
•<:иrнал f'2(t) с дополнительными сигналами, можно по ­
строить кривую выходного сигнала f2 (t) В тех случаях,
когда оба вида искажений однозначно связаны (напри­
мер, в минимальных фазовых цепях), их действие нуж­
но рассматривать совместно.
На линиях связи из-за несогласованности импедан­
· СОВ строительных участков линий, несоr ласованности на
-стыках кабелей и аппаратуры, на стыках элементов
. аппаратуры и других возникают отраженные сигналы .
.Несмотря
на то, что попутный полезному сигналу
- (рис. 3.22) дважды отраженный сигнал в п рактических
~х-х~
DсноЬной сигнал
Попутн ый сигнал
олу~чаях знаrчительно ,сла­
бее полезного сигнала,
его мешающее действие
на иэображение может
быть з·аме'flным. Отражен­
ные си !'налы, ,соэдающие
попутный ~паток, за п азды-
Рис. 3.22. Попутный, дважды от-
ремен~и по отно
раженный дополнительный сигнал вают во В'
•
-
шению к ооно1в1ному -сиг -
:налу . Поэтому на ВЫХО'де тракта могут ПОЯВЛЯТЬ•СЯ толь­
ко запаздывающие дополнителыные сигналы.
Допустим, что на какой-либо частоте рабочего спект­
ра при амплитуде рабочего сигнала А возникает отра ­
·:женный сигнал с амплитудой qA, где q~ 1. Результи­
_рующий сигнал представлен в виде векторной суммы А
,и qA (рис 3.23а) . Согласно векторной диаграмме фа-
qA
qд
А+qд А
,Д
д
а)
·JJ
Рис . 3.23. Векторная диаграмма на­
пряжений основного и отраженного
(попутного) сигналов

зовый сдвиг ;Л.ср результирующего сигнала равен нулю,.
когда его амплитуда равна А+ qA (рис . 3.236), и макси ­
мален (Лср. =Лсрманс), когда амплитуда суммарного сигна­
ла практически равна А (рис. 3 .23в). При небольших
Л·(j)манс можно считать, что ,~(j)манс ~ .qAJA = q.
В простом случае, когда величина отраженного сиг­
нала при изменении частоты изменяется по закону к о ­
синуса 1), результирующий коэффициент передачи трак-­
та (с учетом отражения) будет
К(Q)= 1+qcosQр,
а результирующий фазовый угол любой составляющеш
ер (Q) = Q-c + qsinQp.
Если подать на вход такого тракта импульсный сиг­
нал f1(t) (3.43) длительностью Т, то выходной си гн ащ
тракта может быть определен из выражения
Q
f2(t) =-;- sm {(1 + qcosQp) siп [9t-т + : )-
0
- qsinQp ]-(l+qcosQp)si~[ Q(t-т- :)--"
(3.58),
Учитывая, что
sin[Q(t--c+ : )-qsinQр]= sinQ(t--c+ : )Х
хcos(q.sinQр)- cosQ(t- т+ : )sin(qsinQр),
что для значений q<0,5
{cos(qsinQр)~JO(q}~1;
SIП(qSIПQр)~2J1(q)SIПQр~qS!ПQр
и что членами, содержащими q2 , можно
прене бречь.
ввиду их малости, находим
Qm
fit)~~- J sinQ(t-т+{-)dQQ +
о
'
1J Сложную характеристику коэффициента отражения можно•
представить в виде суммы rармонических составляющих.
87

.
Qm
х sinQ(t-т- : )dQQ - : I [sinQ(t-т- : )cosQp-
o
-cosQ(t-т-: )sinQp ]dQQ.
(3.59)
Пос·кольку
,
siпQ(t,....:... т+ -2:...) cosQр- cos Q(t- т± .I_) sinQр=
.
21
2
= sinQ(t-:-т±: - р) ,
·то выходной сигнал
f2 (t) =-;- [si Qm(t-т + : )-SiQm(t-т- : )] +
+q--;[SiQm(t-т+ : - р)-SiQm(t-Т - :
-
Р)] •
(3.60)
Первый член этого выражения представляет собой
·напряжение полезного импульса, которое имело бы мес­
то на выходе идеального тракта без отражения. Второй
-член представляет собой отраженный сигнал, . отстаю­
щий по отношению к полезному сигналу во времени на
,р с. В данном идеализированном случае отраженный
сиrн:ал имеет ту же форму, что и полезный сигнал. В
:реальных случаях величина q на разных частотах при­
нимает различные значения . Поэтому форма отражен­
'Ного сигнала может отличаться от формы полезного
сигнала.
При каскадном соединении устройств минимально­
·фазового типа за счет недостаточного согласования их
:характеристических сопротивлений также будут иметь
место одновременные колебания фазы и затухания на
выходе цепи, причем колебания затухания будут иметь
косинусоидальный, а колебания фазы - синусоидаль-
ss

ный характер. При этом также появятся только запаз­
дывающие дополнительные сигналы. Опережающие до­
полнительные сигналы из-за фазовых искажений воз­
никают в тех случаях, когда тракту присущи и чисто
фазовые искажения, не связанные с одновременным ис­
кажением характеристики затухания. Такие искажения
могут возникать из-за наличия в тракте цепей немини­
мально-фазового типа, в частности, фазовых контуров ..
В реальных ТВ каналах имеют место как запаздываю­
щие, так и опережающие дополнительные сигналы , н0,
количество запаздывающих сигналов обь1чно больше.
Это обстоятельство учитывается при конструировании.
устройств гармонической коррекции.
4ГЛАВА
т
ВЛИЯНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
НА КАЧЕСТВО ПЕРЕДАЧИ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ
Усилители линейного тракта и аппаратура • оконеч ­
ных станций обладают - известной нелинейностью. В от ­
личие от усилителей видеосигнала, нелинейность кото­
рых приводит к появлению нелинейных искажений · сиг­
налов ТВ, в усилителях линейного тракта возникают
как нелинейные искажения, так и нелинейные помехи 1>.
Нелинейные искажения обусловлены продуктами треть­
его порядка и механизм их возникновен ия показан в
гл. 7. После демодуляции сигналов ТВ нелинейные
искажения переносятся в спектр видеочастот и воздей­
ствуют на сигнал ТВ подобно искажениям, возникающим
в ·видеоусилителях.
Влияние нелинейных искажений тракта передачи на
передаваемый сигнал изображения в конечном счете
1> Нелинейны е помехи, в отличие от нелинейных искажений ,
характеризуются спектром, не связанным с частотами строк и кад­
ров · (за счет участия в их образовании токов телефонии, тока не­
сущей частоты телевидения), и поэтому воспринимаются глазом
как помехи «шумовые» или периодические .

,оценивается по визуальному эффекту этих искажений
при передаче черно - белого и цветного телевидения.
Способы оценки нелинейных искажений при передаче
• сигналов телевидения иные, чем, например, при передаче
сигналов вещания или речи. В отличие от уха, которое
является анализатором спектра звуковых частот и по~
этому способно различать гармоники и комбинационные
тона передаваемых сигналов, глаз наблюдателя, вос­
принимая черно - белое телевизионное изображение, реа­
тирует на относительное изменение его яркости. Изме ­
нение яркости наблюдаемого на приемной трубке изо­
бражения связано вполне определенной зависимостью
(характеристикой приемной трубки - кинескопа) с из ­
менением формы кривой напряжения на управляющем
эле1проде приемной трубки. Поэтому важно оценить из ­
менение формы передаваемого видеосигнала, вызывае ­
мое нелинейными искажениями тракта, а не изменение
·его спектрального состава.
Спектр частот реального черно - белого видеосигнала
·определяется, главным образом, системой развертки
изображения, а нелинейные продукты (гармоники и
комбинационные тона) совпадают по частоте с состав­
ляющими спектра исходного видеосигнала и вызывают
лишь изменения их амплитуд и начальных фаз. Поэто ­
му наблюдателю не всегда удается различить действие
линейных и нелинейных искажений. Оба вида искаже ­
ний изменяют форму напряжения сигнала, и глаз вос ­
прицимает их как искажения относительного изменения
яркости передаваемого изображения. ·
Нелинейные искажения черно-белого сигнала (или
яркостного для ЦТВ) можно оценить по характеристи:
ке зависимости мгновенных значений сигнала на выхо­
де тракта от мгновенных значений на входе при усло­
вии фиксации уровня черного для входного сигнала t)_
Такую зависимость можно наблюдать на осциллографе,
пропуская через тракт специальный испытательный сиг ­
нал. На рис. 4.1 показан пример воздействия нелиней­
ных искажений на форму передаваемого сигнала.
1> К:оэффициент нелинейности, используемый для оценки иска­
жений при передаче сигналов вещания и , речи, не характеризует
изменение формы сигнала, поскольку одной и той же величине ко­
эффициента нелинейности могут соответствовать различные изме­
нения формы передаеаемого видеосигнала .
90

Измерение величины ис1<ажений можно произвести•
с помощью испытательных сигналов: пилообразного с:
размахом 0,7 В при наложении н 4 него синусоидально­
го напряжения частотой 1200 кГц и амплитудой 0,05 В.
или ступенчатого сигнала. При использовании пило­
образного сигнала (рис. 4.2а) на выходе измеряемого,
тракта с помощью фильтра из него выделяется ток чa c -
Рис. 4.1 . Нелинейное из­
менение формы сигнала:
1-,.-
сигнал на входе тракта;
2 - сигнал на •выходе трак-
та
U(t )
татой 1200 кГц, который подается на осциллограф . Ве­
личина искажений может быть оценена по величин е из­
менения (в % ) амплитуды синусоидального сигнал а:
1200 кГц вдоль строки. При использовании ступенчато­
го сигнала (рис . 4.26) с равной высотой ступенек н а
Рис. 4.2. Испытательные
с игналы:
а) пилообра зный сиг­
нал с наложенным сину­
соидальным
сигналом
частоты 1200 кГц; 6)
ступенчатый сигнал
о,f
входе величина нелин ей ных искажений оценивается по,
изменению относительной величины ступенек на выходе­
тракта. Для этого выходной сигнал преобразуется в по­
следовательность импульсов, амплитуды которых соот­
ветствуют высоте ступенек на выходе тракта . Если не­
линей_ных искажений нет , то амплитуды импульсов бу­
дут одинаковыми .
При передаче черно-белого изображения нелиней­
ные искажения влияют на величину контрастности изо­
бражения ~ = Вма нс /В~шн и могут вызывать перераспре­
деление передаваемых контрастов (градационные иска­
жения). Согласно изв естному закону Вебера-Фехнера:
минимальное отношение двух различимых глазом яркос-
91

-тей В 1 и В2 не зависит от абсолютных величин этих яр­
жостей:
(4.1)
:где 6=const. По экспериментальным данным ,б = О,02""7""
70,04.
При заданной величине контрастности изображения
,t3 число различимых глазом -градаций яркости т опре­
_деляется из равенства
,откуда
Вманс=(1 +o)m- iВмин,
(4.2)
f!l= Ig~ +1.
lg(1+б)
(4.3)
Поскольку ощущение яркостей пропорционально их
.логарифмам, то наблюдатель не обнаружит искажения
традаций (светотеней), . если зависимость Визобр =:=
= ( j) (В объекта) для тракта «передающая трубка - канал
,<:вязи - приемная трубка» будет прямолинейной. Сле­
_ довательно, если lg Визобр=у lg В объекта+ lg k
или
Визобр= .kВУобъекта, где y = const и k=consf, то зритель
·не обнаружит искажения светотеней, -а при '\'= 1 конт ­
:растность изображения равна контрастности объекта.
Поэтому любая нелинейность параболического харак­
тера (когда Ивых= ,kи-Vвх) не вносит градационных иска­
жений, а изменяет только контрастность изображения.
·в тех случаях, когда характеристика нелинейности трак-
1'а отличается от параболической, будут иметь место
традационные искажения. Нелинейные искажения ~оз­
действуют также и на сигналы синхронизации, изменяя
·соотношение размаха импульсов синхронизации к раз­
маху сигнала изображения (от уровня черного до уров­
-ня белого). При передаче цветного телевидения нели­
·нейность тракта передачи сигналов не только воздейст­
вует на сигналы яркости и цветности раздельно, но и
приводит к нелинейному' взаимодействию этих сигналов.
На сигналы синхронизации нелинейность оказывает
примерно такое же воздействие, как при передаче чер­
но - белого телевидения.
Сиг·нал яркости (при отсутствии сигнала цветности)
под воздействием нелинейности тракта изменяется так
1)2

же, как и сигнал черно-белого изображения (появляют­
·С Я градационные искажения).
Есл~1 на сигнал яркости с постоянным уровнем
{ рис. 4.За) наложен сигнал цветности, то из-за нели-
Рис. 4.3. Нелинейное вли­
яние сигнала цветности
на сигнал яркости:
а) сигнал • на входе
тракта; 6) сигнал ярко­
стц на выходе тракта
а)
о)
--- --
1,0
_1--ам'
0,ЗJ
-
-
O.J
l~-~
__i
__
нейности амплитудной 1арактеристики тракта передачи
сигналов на выходе тракта амплитуды цветовой под­
несущей во время положительного и отрицательного по ­
лупериодов будут отличаться и появится «средняя со­
ставляющая» сигнала цветности, которая добавится к
сигналу яркости (рис. 4.36). При неизменной величине
сигнала цветности его нелинейное воздействие на сиг­
нал яркости может изменяться в зависимости от уровня
сигнала яркости.
Нелинейность тракта может оказывать влияние как
на величину сигнала цветности, так и на его начальную
фазу. В результате воздействия нелинейности на вели­
чину сигнала цветности цветовая поднесущая (нало­
женная на сигнал яркости неизменной величины) на вы­
ходе тракта будет изменяться непропорционально ее
изменению на входе, что приведет к искажениям насы­
щенности передаваемого цвета. При этом может изме­
ня:~ъся и фаза поднесущей вследствие возможного изме­
ненця параметров усилительных элементов при измене­
нии величины сигнала .
Нелинейное воздействие сигнала яркости на сигнал
цветности заключается в следующем. Если сигнал цвет­
ности , с неизменной амплитудой наложить на сигнал яр­
кости, то изменение величины сигнала яркости (от уров­
ня черного до уровня белого) при нелинейной амплитуд ­
ной характеристике тракта будет приводить к измене-
93

·-
ниям ам плитуды сигнала цветности. Такие искажения
называют искажениями типа •«дифференциальное • уси­
ление». Кроме того, изменения сигнала яркости могут
оказывать влияние на фазу цветовой поднесущей на
выходе тракта. Такие искажения, называемые искаже­
ниями типа «дифференциальная фаза», появляются
вследствие того, что активные и реактивные составляю­
щие эквивалентной схемы усилительного элемента мо­
гут в известной мере изменяться под воздействием по­
ступающего на его вход напряжения сигнала. К диффе­
ренциальным искажениям более чувствительны системы
ЦТВ с квадратурной модуляцией поднесущей. Общая
классификация нелинейных искажений, возникающих
при передаче ЦТВ, представлена на рис. 4.4 .
1
Нел11неJные исхоженш1
1
1
1
Искажени!l
/,/схаженш1 с11гнола
сигнала синхронизации
1
изооражен11п
J
1
t
ИC/fO)l(f!Hllfl сигнала щжости
1 1 шкажен11п сигнала ц!Jетности
.
i
1
Искаженип при 11зменении
Изменение сигнала ярности при
сигнала яркости
изменении сигнала цflетности
f
+
Иснажения при 11змене -
Jfскажен11я при изтнении
нии размаха сигнала
сигнала яркости ( /J{1[/7ференциальное
ц!Jетност11
1
усиление)
1
t
Uснажен11п {Jlазы {Joifнe -
/,/[!1(0ЖЕН/1Я фОЗЫ пoilнeet;щeif при
cyщetJ при изменении
изменен1111 размаха сигнала дркости
размаха с11гнала
(ilиqщ;еренциальнар (/Jаза)
ц!Jетности
Рис. 4.4. Классификация нелинейных искажений при передаче
цтв
Нелинейные искажения сигнала яркости можно так­
же определять с помощью испытательных сигналов,
изображенных на рис. 4 . 2а и 6, а нелинейные искаже­
ния сигнала синх р онизации - с помощью только пило ­
образного сигнала (рис. 4.2а) . При этом используются
94
~

.сигналы, соответствующие передаче «черного» и «бело­
го» (см. приложение 1). Искажения синхроимпульсов
•Оцениваются по изменению их размаха относительно
размаха полного видеосигнала (при передаче «черного»
и «белого»).
Искажения сигнала яркости под воздействием изме­
нения сигнала цветности (перекрестные искажения
«цветность - яркость») можно оценивать с помощью
испытательного сигнала рис. 4.Sa, состоящего из сигна-
-------
1===--= -
А,
а)
о)
Рис. 4.5 . Испытательные сигналы:
а) трехступенчатый си гнал цветовой поднесущей частоты, на­
ложенный на 50%-ный сигнал яркости: б) пилообразный сигнал
яркости с наложенным сигналом цветовой поднесущей частоты;
в) ступенчатый сигнал ярко с ти с наложенным сигналом цветовой
поднесущей
ла яркости с размахом 0,35 В, на который наложен сиг­
нал цветовой поднесущей. На выходе тракта, после от­
фильтровки напряжения цветовой поднесущей, опреде­
ляется отклонение сигнала яркости в процентах от
0,35 В вдоль строки . Нелинейные искажения сигнала
цветности при изменении его размаха также можно
оценивать
с помощью
испытательного
сигнала
(рис. 4.Sa), так как нелинейность тракта нарушит соот­
ношение между величинами А1, А2 и А3 на выходе трак­
та по отношению · к их соотношению на входе. Нелиней­
ное искажение усиления сигнала цветности может быть
определено в процентах как большее из двух значений:
k = А1- l/З·А2 -100% или k = Аз-Б/ЗА2 -100%
1/З·А2
5/3А 2
95

(при А1 = 0,07, А2=0,21 и Аз=О,35 нелинейность отсутст­
вует и k=O). Нелинейное искажение фазы может быть
определено как большая из двух разностей фаз (в гра­
дусах), получаемых при сравнении фаз трех ступеней
цветовой поднесущей в испытательном сигнале рис. 4.5а.
Величину сдвига фазы (во время скачкообразного из­
менения сигнала цветности) можно определить разны­
ми способами, например, путем сравнения в фазовом де­
текторе принятого ступенчатого сигнала цветовой под­
несущей с опорным сигналом цветовой поднесущей от
местного генератора, синхронизируемого напряжением
цветовой поднесущей во время передачи задней площад­
ки гасящего импульса строк.
Искажения сигнала цветности под воздействием из­
менения сигнала яркости (дифференциальное усиление
·и
дифференциальная фаза) можно оценить с помощью
испытательных сигналов, изображенных на рис. 4.56
или 4.5в. На пилообразный сигнал рис. 4.56 наложено
синусоидальное напряжение поднесущей частоты 4,3 МГц
с размахом О, 1 В . При использовании этого сигнала
для измерения величины дифференциального усиления
на выходе тракта отфильтровывается напряжение цве­
товой поднесущей и измеряется изменение ее размаха
вдоль строки . .Дифференциальное усиление определяется
как (1-т/М)-100%, где т-минимальный, а М-­
максимальный размах поднесущей в пределах строки.
При использовании ступенчатого сигнала (рис. 4.5в)
дифференциальное усиление можно оценить по величи­
не изменения разм аха отфильтрованной поднесущей от­
дельных ступенек по отношению к размаху ее на уровне
гасящего импульса Ао, т. е. как (Амакс -Амин)/А~· 100%,
где Аманс и Амин - максимальное и минимальное значе­
ния размаха поднесущей в пределах строки. Дифферен­
циальную фазу можно определить 1,ак сумму макси ­
мальных (положительных и отрицательных) отклоне­
ний фазы цветовой поднесущей на интервале строки от
значения ее фазы на уро вне гасящего импульса.
Значительная нелинейность •как телевиз оров, так и
передающих устройств телецентров, прежде всего, опре­
деляется нелинейностью теле~изионных передающих и
приемных трубок. Наибольшее распространение полу­
чили такие передающие трубки, как иконоскопы, супер­
эмитроны и суперортиконы. Коэффициент контрастности
v иконоскопов и суперэмитронов обычно меньше еди-
96

ницы, и, кроме того, он из меняется -в зависимости от­
освещенности передаваемого объекта . Т а к, у иконоско­
пов v=0,85-0,95 при слабой о свещенности, у = О,5-0,6
при средней и у= О, 1 при значительной освещенности; у
суперэ митронов v = 0,4 - 0,7 при сл а 9ой: ,освещенности,
у = О,4-0, 5 при средней и v =0,15-0,2 лри значительной
осве щенности. Только супер о р т и кон ы не искажают конт­
растность (v= 1) при изменении осв ещен ности вдоволь­
но широких предела х. Прием н ые трубки, у которых v=
= 1,5-3,0, значительно увеличивают контра.стность изо-·
б ражения. П оэтому часто ха р а ктеристики ие.редающих
и приемных трубок в какой - то степени вза и м но ко!'wшен­
с ир у ются . Контрастность реальны х о бъекто в значитель­
н о больше контрастности трубок (посл едняя обычно не
п ревосходит v = 30 и редко достигает v =50}. Поэтому
трубки значительно уменьшают контраст ность переда­
ва емых объектов и вносят искажения светотеней.
Междугородные тракты передачи тел ев идения обыч­
но не содержат звеньев с большим раз м ахом вцдеосиr­
на ла или модул и рованного сигнала . Ра з м ах видеосигна­
лов в разных системах связи не превосходит 1- 2 В, а
л инейных сигналов 2-3 В.
Допустимая величина нелинейных исю1.жений кана­
лов ТВ определяется ГОСТ 19463-74 (,с м. приложе­
ние l) . Н есмотря на весьма малую нели н.ейность уси­
лител ей лин ейного тр а кта систем связи, выполнение
требования ГОСТ при сотнях усилителей ,в т.ра,кте п,ротя­
женностыо 2500 км свя за но с и з вестны ми трудностями.
5ГЛАВ А
~
·
ВЛИЯНИЕ ПОМЕХ НА КА1{ЕСТВО ПЕРЕДАЧИ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ И30БРАЖЕНИИ
5.1 . Общие замечания
В тракте передачи сигналов ТВ возн икают, главным
о бразом, помехи флуктуационного и нелиней ного про~с­
х ождения и помехи от источников пита ния . При яедо-
4-100
М

статочном экранировании отдельных звеньев тракта
встречаются и наведенные помехи. Нелинейные помехи
nозникают как в усилителях линейного тракта, так и в
аппаратуре оконечных ТВ станций. Спектральный сос­
тав нелинейных помех не связ:;~н с частотами строк и
кадров, и поэтому они воспринимаются глазом наблю ­
дателя иначе, чем нелинейные искажения. В образова ­
нии нелинейных помех участвуют как токи составляю ­
жцих модулированного сигнала ТВ , так и токи много ­
канального сигнала, контро л ьных частот и др. Помехи,
вызванные токами многоканального сигнала, могут
быть распределены в значительной части спектра частот
канала ТВ или во всем его спектре частот по опреде ­
ленному закону. Воздействие этих помех на изображе­
ние аналогично воздействию флуктуа ционных помех.
Нелинейные помехи, в образовании которых участвуют
токи несущих или контрольных частот, а также мощных '
составляющих сигнала ТВ, могут распределяться на
конкретных частотах . Воздействие таких помех будет
аналогично воздействию периодических помех. Помехи
с фиксированными частотами могут возникать и в око ­
нечном оборудовании за счет нелинейности и несбалан­
сированных остатков несущи х частот преобразователей.
Флуктуационные помехи возникают в линейном трак­
те (примерно 75% мощности помех) и в оконечных
станциях ТВ. Спектральное распределение помех ли­
нейного тракта в разных системах связи может бы ть
различным. Результирующее распределение помех по
спектру видеочастот (после демодуляции сигнала) за;
висит также от принятого в системе предварительного
искажения передаваемых сигналов (см. § 8.1). Кроме
того, в области частот ниже 600 кГц величина помех за­
висит и от принятого способа формирования сигнала с
несимметричными боковьiми полосами (см. § 2.4).
5.2. Периодические помехи
В тракте передачи сигналов ТВ помехи с фиксиро­
ванными частотами могут быть низкочастотными и
высокочастотными. Последние обычно нелинейного
происхождения. Низкочастотные помехи возникают при
питании аппаратуры переменным током , за счет недо­
статочной фильтрации гармоник тока питающей сети в
98

выпрямительных устройствах, а также за счет наводок:
на кабели. На экране телевизора помехи, частота кото­
рых кратна частоте полукадров (50 Гц), прояв~яются ,в
виде горизонтальных темных и светлых полос . Коли­
чество полос равно отношению частоты помехи к часто­
те полей. Если частота помехи немного отличается от
ближайшей к ней гармоники частоты полей, то полосы:
будут медленно двигаться в вертикальном направлении
по экрану телевизора. Помеха, изохронная с частотой
полей, вызывает неравномерную яркость экрана по вер­
тикали. Сильная помеха такого рода может повлиять на
работу устройств развертки изображения и искривить
его (рис. 5.la). Но столь мощная помеха может по­
явиться только за счет случа~ной наводки.
Рис. 5.1 . Влияние · сину - о
,•
соидальной помехи:
а) сильной помехи 50
Гц; 6) при fп=mfc; в)
при fи=mfc±pF"
а)
-
-
о)
Глаз наблюдате_ля сравнительно мало чувствителен
к помехам от гармоник 50 Гц ( «фоновым» помехамJ .
Мешающее их действие практически незаметно при от­
ношении сигнал/помеха порядка 30-35 дБ.
Высокочастотные синусоидальные помехи видны на
экране в виде специфических сеток из темных и светлых
полос. Густота сеток и их наклон опред~ляю'iГСЯ как
абсолютным значением частоты помехи, так и ,ее поло­
жением в видеоспектре относительно гармоник строчной
частоты fс - Сетки могут быть неподвижными и подвиж­
ными .
Рассмотрим сначала зависимость визуального эф­
фекта, производимого помехой, от ее положения .в видео­
спектре относительно гармоник частоты строк, т. .е. при
изменении частоты помехи в пределах от frr=mfc до
fп = (,т + l)fc. При этом весьма существенна роль про­
цесса синтеза изображения на приемной стор.оне ( в те­
левизоре, видеоконтрольном устройстве). Процесс раз­
вертки изображения на приемной стороне синхронизи­
рован с процесом развертки на передающей стороне и
поэтому не изменяет полезный сигнал изоб:ражения_
Синусоидальная помеха благодаря этому процессу с:ра_з­
бивается» на отрезки синусоидальных сигналов ,с дл.и-
4''
;!т

те,11ьностью, равной времени прохождения одной строки.
ПросJ.Iедим, как будет изменяться фаза напряжения по­
мехи за время одного кадра на примере некоторых част­
ных случаев:
а) помеха совпадает по частоте с гармоникой строч­
ной частоты, т. е. fп=mfc, где m = !, 2, 3, ... За
время
прохождения одной строки пройдет т периодов помехи,
а за время одного кадра - mz периодов помехи (z -
число строк в кадре). Поэтому изменения яркости лю­
бой _ точки экрана, вызванные помехой за время прохо~­
дения каждого кадра, будут синфазны. Помеха появится
на экране в виде ,т вертикальных полос темных и тако­
го же числа светлых (рис. 5.16);
б) частота помехи 1fп:=mfc±PFк, где Fк - частота
кадров; р - целое число, причем p<,z/2. Период помехи
Тп= 1/ (mz+ р)Рк. За время прохождения одного кадра
уложится целое число периодов помехи mz+ р. За вре­
мя прохождения одной строки целое число периодов не
уложится. Сдвиг фазы помехи от начала одной строки
к нача~у следующей составит L2:п: рад. При этом сло-
г
жение яркостей данной точки изображения, обусловлен­
ных помехой, в каждом последующем кадре будет син­
фазным. Такая помеха вызовет на экране неподвижные
наклонные полосы (рис. 5.lв);
в) помеха расположена в середине между двумя гар-
мониками строчной частоты и fп= (т+ __!_)fc. За время
,
2
прохождения одного кадра Т1;= 1/Fк уложится
-=-т+-
с=mz+- z
=
mz+- - +-
Тк1(•1)f(
1)(
z-1) 1
Tu
Fк
2
2
2
2
периодов помехи, поскольку z - нечетное число строк.
f,Iоэтому анак яркости, вызываемой помехой в любой
точке,.,экрана, через каждый кадр будет изменяться на
о{Sратный. Обусловленная помехой величина яркости
будет колебаться относительно средней яркости этой
точки экрана с частотой кадров. Такое мерцание мало­
заметно и визуальный эффект помехи несравненно сла­
бее; чем в случае а);
,,
1
.
г) частота помехи fu=mfc± (р± 2)Fн. При этом за
время прохож)],ения одного кадра фаза помехи изменит­
ся на л, рад, и ее мешающий эффект будет слабее.
100

При других частотах фиксир'ованных помех на экра­
не будут видны движущиеся наклонные полосы. Поло­
жение помехи по отношению к гармоникам частоты
строк может изменяться во времени. Это следует учиты­
вать при определении норм на помехи такого рода .
Визуальный эффект синусоидальной помехи сущест­
венно зависит от абсолютного значения ее частоты. Чем
выше частота помехи, тем уже и, следовательно, менее
заметны вызываемые ею полосы на экране телевизора.
Визуальный эффект помехи мало изменяется при изме­
нении ее частоты от 1 кГц до 1 МГц, но существенно
ослабляе тся при увеличении ·частоты помехи от 1 до
6 МГц (для черно-белых изображений). Помеха замет­
нее на фоне неподвижного изображения, а также на се­
рых участках изображения (появляется в виде полос
на гладких деталях изображения и вызывает «зубча­
тостЬ>> границ раздела черного и белого).
Проведенные в связи с разработкой отечественной
аппаратур ы опыты (в 1952 г.) показали, что при рас­
стоянии от глаза наблюдателя до неподвижного изобра­
жения на экране, равном четырем высотам экрана,
помеха становится незаметной, если отношение сигнал/
помеха соответствует кривой 1 на рис. 5.2 (для черно-
zоt. размах сигн. изаор. 6
f размох помехи q
во~-~-~-~---~~
50
Р ис . 5.2 . Зависимость от-
но шения сигнал/помеха 40
от частоты:
1 - визуальное восприятие
помехи; 2 - норма МК:К:ТТ
при пе~еда че черно-белого JO
ТВ си гнала ; З - возможная
.__ _
_,__
__,__
__.._
___. __...._~ f,!1Ги,
но рма при передаче ЦТВ
сигнала
О
zJ4-5б
белого ТВ). Во время передачи помеха несколько мас­
кируется шумами и движением самого изображения .
Для магистралей протяженностью 2500 км рекомендо­
ванная МККТТ норма защищенности от синусоидальных
помех при передаче черно-белого изображения состав­
ляет 50 дБ в диапазоне частот 1 кГц-1 МГц и линейно
101

снижается до 30 дБ на частоте 6 МГц (кривая 2,
рис. 5.2): При передаче цветных изображений синусои­
дальные помехи, попадающие в канал цветности в теле­
визоре-, проходят через корректор устройств высоко­
част0тной предкоррекции, который в значительной мере
ослабляет помехи по мере их удаления от частоты
4,28 МГц. Затем ослабленная помеха демодулируется с
сигналами обеих поднесущих в ЧМ детекторе. После
демодуляции помеха дополнительно ослабляется цепью
низкочастотной коррекции телевизора (рис. 5.3) .
0,51-------!-.''-,,L~Н--~-+----+-4-:----1
O,J f--~::3:й;s;==='F~t==~F-f=!:+:l= --= -== ~' : : :f.-;:/;;;,==:;=:::::::J~
о
qг
0,4
z
f,НГц
0,5
Рис. 5.3 . Зависимость
«коэффициента передачИJ
помехи» от частоты по­
мехи для цветовых под-
несущи х
Известно, что воздействие помехи на сигнал цвет­
ности приводит к амплитудной и фазовой модуляции
цветовой поднесущей. Перед ЧМ детектором имеется
амплитудный ограничитель. Суммарное напряжение не­
модулированной поднесущей частоты Ис= Иссоs wot и
помехи Ип= Ипсоs Ыпt на входе ограничителя можно при­
вести к виду
И=Ис +Ип= V[Uc + ИпCOS(Лwnt)J2 +-+
(5.t)
где Лwп=ffiп-ffio, а tg'\jJ=ИпsinЛffiпt/(Иc+ИпCOSЛffiпt).
В системах коаксиального кабеля Ип~ Ис, При таком
условии можно пренебречь малыми членами в (5.1) и
тогда 'Ф~tg'Ф~Ип sinЛffiп't, а
Ис
и=Ис[1+ Ип cosЛffint] sin(ffi0t + ~_-:-,_ sinЛ ffii) . (5.2)
.
Ис
Ис
102

П аразитная амплитудная модуляция устраняется огра­
н ичителем. Мгновенная фаза напряжения rp = ffidt+
и
+ __!! . _ sin Лffint, а частота его ffi =dcp/di=l(J)o+Лffi'cos (Л•ffiлi),
Ис
.
л,Uп(
)•
где, ,ffi= -
,ffiп-ffio .
Uc
На выходе ЧМ детектора в телевизоре частота по­
мехи будет равна ,ffiu-!(J)o, а амплитуда ее будет пример­
н о пропорциональна частоте помехи и отношению
U,p/ И с до ограничителя. Поэтому помеха, находящаяся
н а расстоянии 280 кГц от поднесущей foR, и помеха, на­
х одящаяся на расстоянии 230 кГц от поднесущей fов
(при равных амплитудах помех до ЧМ детектора) , вы­
з овут после ЧМ детектора помехи одиваковой величи­
н ы с частотами 280 и 230 кГц соответственно (рис. 5.3,
п рямые В и R). Высокочастотный корректор будет вно­
сить разное ослабление для помех, расположенных
в ыше и ниже каждой из поднесущих частот, так как
м инимум коэффициента передачи корректора не совпа­
д ает с поднесущими частотами 4,25 и 4,406 МГц.
Суммарное ослабление помех (с учетом низкочас­
тотной коррекции цветоразностных сигналов) в стро ­
к ах с сигналом R- Y (после переноса помехи в область
в идеочастот) соответствует кри в ым 1 и · 2, а в строках
с сигналом В-У- кривым 3 и 4 на рис. 5.4. В резуль-
Р ис. 5.4 . Ослабление си ­
н усоидальной помехи ка­
rJб дп
20
!О
н ала цветности коррек- 5 1---.- -F -- '- ~ ~- +
-
--+-
-
--1
торами
предыскажения
п ри изменении частоты
демодулирова н ной поме- 0
хи
0,2
0,3
0,4 0,5
т ате ослабления помех двумя корректорами предыска­
ж ений коэффициент передачи при переносе помехи из
о бласти частот 3,7-4,9 _МГц в область частот ниже
0,6 МГц мало отличается для помех , попадающих в
103

область частот от 0,1 до 0,6 МГц (кривые 1- 4 ,
рис . 5.3). Поэтому для всей области частот, в которой
передаются сигналы цветности, приближенно можно
принять одинаковую норму на отношение размаха сиг­
нала изображения к размаху помехи . В настоящее время
периодические помехи ГО € Т 19463-74 не нормирова­
ны. Си_нусоидальная помеха, получаемая после демоду­
ляции сигнала цветности, не будет вызывать на экран е
непрерывные полосы, т.ак как частота помехи будет раз ­
ной в строках R-Y и В-У.
На электроды трехцветной трубки п·одаются сигна­
лы R1-Y
1
,
В1-У1 и G1 -Y
1
=-0,51 (,R'-Y') - 0,19 (В 1- У1) .
Цветоразностные сигналы равны - 1,9( ,R'-Y') и
1 , 5(В 1- У1 ). При образовании сигналов , подаваемых на
электроды трубки, помехи будут ослаблены в 1,9 раз а
(для R'-Y'), в 1,5 раза для В 1-У1 и примерно в 2 раза
для G1- Y1. На катоды
трубки подаются сигналы У' .
Можно полагать, что норма на периодические помехи
для частот 3,7-4,9 МГц может быть равна или даже н а
2-3 дБ ниже нормы на помехи для частот до 1 МГц .
Однако последняя может быть несколько выше, чем при
передаче черно-белого ТВ сигнала. В области частот от
1 до 3 МГц и вьш,1е 5 МГц норму можно снизить, как
это показано ломаной линией 3 на рис. 5.2 . С учетом
передачи ЦТВ трех стандартов (NTSC, PAL и SEKAM)
в Докладе 486 МККР (1974 г.) предложена новая нор ­
ма (55 дБ) на синусоидальные помехи.
5.3 . Флуктуационные помехи
Флуктуационные помехи (тепловые «шумы» кабеля ,
шумы усилителей и оконечной аппаратуры) распределе­
ны во всем спектре рабочих частот видеосигнала. Анало­
гичное им воздействие на изображение оказывают и не­
линейные шумы , обусловленные передачей многоканаль­
ного сигнала и распределенные либо во всем, либо в
части рабочего спектра частот. В каждом участке спект­
ра флуктуационные и распределенные нелинейные поме­
хи суммируются по мощности . Расчет величины нели ­
нейных помех приведен в гл . 7. Ниже рассматривается
влияние флуктуационных помех на качество изображе­
ния (после переноса их в спектр видеочастот). Заметим ,
что это относится и к суммарной распределенной п о
1(14

с пектру ТВ сигнала помехе (флуктуационной и нели­
ней ной).
Флуктуационные помехи канала ТВ практически под ­
чи няются закону нормального распределения, и поэтому
мож но говорить лишь о вероятности того, что напряже-
1
н ие помехи находится между величинами и- 2 du и
1
•
и+ - du . Вероятность того, что напряжение помехи на-
2
ходится в пределах ±2ИэФФ , составляет 95,4% . · вероят­
ность превышения ±2ИэФФ составляет 4,6%, вероятность
п ревышения ±ЗИзФФ составляет 0,27% .
Глаз не воспринимает действия эффективного значе­
н ия помехи на экране непосредственно. При передаче
черно-белого телевидения он реагирует на светлые или
темные пятна, вызванные отдельными выбросами флук­
туационной помехи, которые в каждом кадре попадают
на разные точки экрана . При значительных помехах
изображение видно как бы сквозь пелену мерцающих
светлых и темных точек. Иногда создается впечатление,
что все изображение ,«кипит». Флуктуационные помехи
размывают резкие очертания изображений и, таким об­
разом, снижают его четкость. Кроме того, флуктуацион­
ные помехи уменьшают контрастность изображения, со­
кращая число различимых градаций яркости. Зависи­
мость числа различимых градаций яркости от отноше­
ния сигнал/помеха приведена на рис. 5.5 .
Мешающий эффект помехи существенно зависит от
р аспределения мощности помехи по спектру частот
видеосигнала. Исследование влияния помех на качест­
в о изображения показало, что при одинаковой мощнос­
ти низкочастотны,е помехи значительно заметнее на эк­
ране, чем высокочастотные. Поэтому помеха, спектраль ­
ная плотность которой с увеличением частоты возрас­
тает, менее заметна на изображении, чем р ~шная ей по
м ощности помеха с равномерным распределением в ра­
б очей полосе частот канала ТВ. Помеха более заметна
на гладких серых и темно - серых деталях изображения.
Высокочастотная помеха создает впечатление мелкозер­
н истого «кипения», а низкочастотная помеха проявляет ­
{:Я в виде появляющихся и исчезающих длинных гори-,
з онтальных полос, на фщ1е которых заметна мелкозер­
н истая помеха.
lli

Глаз наблюдателя легко замечает изменение · вели­
чины флуктуационной помехи. Опыты, проведенные при .
разработке системы связи К-1920, показали, что при
действии помехи, равномерно распределенной по видео­
спектру, глаз отмечает изменение помехи на ± 1 дБ при
llгpailaц1111
юо ~~---'-т----
отношении размаха сигнала
к эффективному значению
помехи порядка 35-40 дБ. Та­
кая помеха («пло~ский» шум)
при 011ношении сиrrнал/псi1меха,
ра'ВIНОМ 45 дБ, п1рактиче1ски не­
заме'tна на ра1сс110янии 4h от
э-юра,на и ,различима только с
малых ра1с~стояний (20-30 см)
от Э1к,рана. В к,аналах ТВ ка­
бельных и радиорелей1Ных ли­
ний оказалось воз-моЖJНым pac-
L--__ , __
_. __
_.____.
с/п пределить флу~ктуационные по-
о
80
tбО
мехи по •спектру таiким обра-
Рис. 5.5 . Зависимость
·· числа различимых града­
ций от отношения сиг­
нал/помеха
зом, чтобы их мощносrгь на вы~
ходе прием1Ной ста1Нци,и с уве­
личением ча ,стоты возрастала.
Это ослабляет визуальный эф­
фект помехи. На рис . 5.6 пока­
зано распределение помех на входе прием1ных станций
систем К-1920 (кривая 1) и К-3600 (к1ривая 2) с учетом
предыскажения в облаtСти лин,ейrной несущей ча1стоты.
Рис. 5.6 . Возможное
распределение флук­
туационных помех в
каналах ТВ:
1 - системы К-1920; 2 -
системы К-3600
Iio величине эффективного напряжения помехи
нельзя оценить эффект ее действия, так как он в боль­
шей мере зависит от спектральной характеристики по­
мехи. Поскольку в разных системах передачи ТВ сигна-
106

лов помехи имеют различные спектральные распределе­
ния, то наиболее правильно визуальный эффект помехи
можно оценить , измеряя ее величину с помощью .
широкополосного указателя уровня с «взвешивающим»
контуром на входе указателя и фильтром нижних час­
тот, ограничивающим рабочую полосу частот до 6 МГц
( рис. 5.7). Роль взвешивающего контура (его часто на-
Рис. 5.7 . Структурная схема
измерительного устройства:
1 - фи.ттьтр Д-6 МГц; 2 - взвеши­
в~ ющий контур; 3 - широк::,полос­
ный указатель уровня
зывают филь.тром) в данном случае аналогична роли
псофометрического фильтра при измерении шума в ка­
нале ТЧ, а «взвешенная» помеха эквивалентна «псофо­
метлическому» шуму.
Взвешивающая функция определяется с учетом ха­
рактеристик глаза и приемной трубки. Частотная ха­
рактеристика глаза показывает, как изменяется мини­
мальная, заметная глазом величина яркости детали в
зависимости от ее размеров. Частотная характеристика
черно - белой приемной трубки (кинескопа) показывает,
как изменяется модуляция яркости на экране трубки в
зависимости от частоты сигнала при синусоидальном
с игнале с неизменной амплитудой на управляющем
электроде трубки.
Расчетная взвешивающая функция представляет
собой сумму характеристик гл_аза и приемной трубки.
Взвешивающие функции определялись также экспери­
ментально . С помощью набора разных полосовых
фильтров и фильтров нижних частот сравнивались ви­
зуальные эффекты помех на выходах отдельных фильт­
ров между собой или с визуальным эффектом -«гладкой»
помехи во всей рабочей полосе частот . В результате
были построены взвешивающие функции для различных
телевизионных стандартов. На рис. 5.8 приведены экспе ­
риментальные (J<ривые 1 и 2) и расчетная (кривая 3)
взвешивающие функции для стандарта .625 строк . Не­
с мотря на использование различной аппаратуры и на
разную методику экспериментов, полученные результа­
ты мало отличались от расчетной взвешивающей функ­
ции. Это подтверждает возможность правильной оценки
визуального эффекта помех с любой спектральной ха-
107

рактеристикой путем использования при измерении стан­
дартизованного взвешивающего фильтра.
Рассмотренные выше взвешивающие функции до­
вольно точно аппроксимируются характеристикой Т-об-
о
-5
-to
-15
-20
-25
-30
-J5
fJБ
- ~~1:§1
~
-~J
......
J~
~ r,.
-~~
''
r, 1\к;4
..
1\.
0,1
О,5 ~о 2,[]
40 40f,1'1Гц
Рис. 5.8. Взвешивающие характеристики:
1, 2 - экспериментальные; 3 - расчетная; 4 - для
KOll"Гypa
разного амплитудного контура (рис. 5.9). Если в такой
схеме Z 1=i •wL, Z 2 = 1/i wC и Z1Z2=L/C=R2, то коэффи-
циент пере дачи контура
К=~=--1__
И1 I+iыL/R
или~= ---
И1
1+iы,
а (·иИ12)2 =
--
-
1 + 002,2
'
(5.3)
где .:=L/R. Согласно рекомендациям МККТТ для теле­
визионного стандарта 625 строк используfтся контур, у
которого .:=0,33 мкс, L=24,8 мкГ, а С=4400 пФ
(рис. 5.9) . Характеристика затухания такого контура
(юривая 4, рис. 5.8) доста'Гочно хо-
,
~ рошо еовпадает с требуемой взве-
--
~
шивающей фу1Нкцией.
<-.
~-.,
Произ1водя ра1счеты помех в ТВ
'~"°0,____
J_c__0
у;сгр·ойствах, иногда необходимо оп-
ределить ожидаемую величину взве-
взвеши- шЕшной помехи при зада~нной спек-
.Рис. 5.9.
"
В
вающий амплитуд- тральнои характеристике помехи.
ный контур
про-стейших случаях, когда спек-
i08

тралыная ха,рактериС'гика помехи равrнОiмерна (гла:д;кая
помеха) или возра<стает линейно с чаrстотой , ВIНоrси,мое
взвешивающим 1,онту ром ослабление по мехи просто оп­
ределить а1нал,итичеrски.
Допустим, что частотная зависимость мощности по­
мехи на входе взвешивающего контура будет p(f).
В этом случае полная мощность помехи на выходе кон­
тура [с учетом (5 .3)]
рвиз= J'c Р(f) ( [1 + 4~2/2,;2) }
(5.4)
/мин
Вносимое контуром ослабление помехи
ляет собой ртношение полных мощностей
ак представ­
помехи на
входе и на выходе контура
/макс
sр(f)df
а = 1OJg Р вх = 1ОJg-:--~f~ми=н_____
к
Рвиз
fм~кс
df
J р(f) 1+ 4л2f2,2
/мин
В случае помехи с равномерным спектром
Р(/) =Р1const И Рвх =Р1(fмаис- fмии);
(5.5)
df
arc tg (2:л;т f макс) - arc tg (2:~п fмин)
=
Р1 ------- --- ~- •
1 + 4л2f2,2
л:r
(5.6)
где р1 - мощность помехи в полосе частот l Гц. Для
fманс=6,О МГц, fмин=50 Гц и т=О,33 мкс вносимое кон­
туром ослабление помехи ан=9,2 дБ . Следовательно, .
визуально воспринимаемая мощность «гладкой» помехи
на 9,2 дБ ниже ее действительной мощности .
Если с ростом частоты напряжение помехи возрас­
тает линейно, мощность ее в этом случае возрастает
пропорционально квадрату частоты, то р (f) =k/2 и сум­
марная мощность помехи на входе взвешивающего кон- .
тура
fмакс
Рвх~k S f2df= +kfмакс,
о
(5.7)
109

поскольку fмин близка к нулю. Взвешенная мощность
помехи
/макс
рвиз~ k С _ _,_f_2d-'-f __ = k [ fмакс _ arc tg (2л, fмакс)] .
1 J + 4л2f2,2
(2щ)2
(2щ)З
)
fм:н
(5.8
Для fма1ю = б,О МГц и т=О,33 мкс ослабление помехи
:взвешивающим контуром составляет примерно 17,5 дБ.
В системах передачи по коаксиальному кабелю
,спектральная характеристика помехи в ТВ канале обыч ­
но не может быть задана аналитически и определяется
в виде кривой. При предварительных расчетах шума в
канале яркости можно, используя характеристику зату­
хания взвешивающего контура, графическим путем по­
строить характеристику взвешенной цомехи, а затем
вычислить величину суммарной взвешенной помехи (см.
гл. 9).
•
• При передаче ЦТВ шумы канала, находящиеся в об ­
ласти сигнал ов цветности, суммируются с сигналом яр­
кости У и, кроме того, демодулируются вместе с сигна-
• лом цветности и переносятся при этом в область нижних
видеочастот. Поэтому в приемной . трубке происходит
суммирование шумов . каналов яркости и цветности в об­
ласти нижних видеочастот (ниже 1 МГц). Исследова­
ниями визуального восприятия помех при передаче ЦТВ
было установлено, что при равной видности шумов на
изображении напряжение «красного» шума может быть
в 3,7-4,0 раза, а напряжение «синего» шума - в 2,9-
3,5 раза больше напряжения ,«зеленого» шума, принято­
го за 1,0. Следовательно, глаз более чувствителен к зе­
лен_ому шуму. Измерениями было также установлено,
что равномерный по спектру шум в канале яркости за­
метен значительно больше, чем равный ему по напря­
жению шум в канале цветности.
Флуктуационные помехи в канале цветности могут
быть взвешены с помощью примерно симметричного от­
носительно частоты 4,3 МГц полосового фильтра
(рис . 5.1 О). Измеряется отношение размаха сигнала яр­
кости к величине взвешенного напряжения помехи в
канале цветности . В настоящее время норма на допусти­
мый уровень помех в канале цветности еще не установ­
лена: Однако можно полагать, что при использовании
взвешивающего фильтра с характеристикой, изображен­
llС)
(

1 ной на рис. 5.1 О, но,р,ма будет JD
на -несколько децибел ниже
нop·iJtr для канала яркости.
Собственные шумы передаю- 20
щих . Тlрубок д:оволыно вели-
а, tJ[J
1
\
J
i'-...
4
__,,.V
5
j
/
f,!1Ги,
б
КIИ ( отношение сиг,нал/шум
порядка 40 дБ). Поэтом у !О
шумы ка1Налов ТВ при отно­
шении сигнал/шум;?,50 дБ 0
не вносят сколько-нибудь
заметного ухудшения каче­
ства передаваемого изобра­
жения.
Рис . 5.10 . Характеристика взве­
шивающего фильтра канала
цветности
6ГЛАВА
МОДУЛЯЦИЯ И ДЕМОДУЛЯЦИЯ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СИГНАЛОВ
...
6.1. Модуляция сигналов на передающей сторояе
Оконечная аппаратура канала телевидения может
содержать одну или несколько ступеней модуляции. Ток
несущей частоты модулируется видеосигналом в первом
модуляторе. Сигнал на его выходе, кроме токов двух не­
симметричных боковых полос, содержит остаток тока
несущей частоты, величина которого определяет глуби­
ну модуляции линейного телевизионного сигнала. Прин ­
ципиально возможна и передача без несущей частоты.
Модулятор состоит из неполностью сбалансированного
преобразователя частоты и полосового фильтра, кото­
рый может быть одновременно и формирующим фильт­
ром.
В качестве первого модулятора и последнего демо ­
дулятора как в системе К - 1920, так и в новой системе
К-3600 используется кольцевой модулятор на полупро­
водниковых диодах (рис. 6.1 а). Такой модулятор позво­
ляет просто осуществить модуляцию видеосигщ1.лом, со­
держащим весьма низкие частоты, обеспечивает регули-
1:11

ровку rлубины модуляции и достаточно высокую ста­
бильность во времени несбалансированного остатка тока
несущей частоты. На вход модулятора (точки а, Ь) по­
ступает видеосигнал, содержащий восстановленную
постоянну,ю составляющую. Последняя восстанавливает­
ся в цепи базы Т1 с помощью схемы ВПС (см. § 8.3) .
о)
т~Г;
1~'
Фил:;тр пвpetlavu
~ Напрпжение нeeqщfu
0 6 чщтоты r1
Рис. 6.1 . Схема первого модулятора:
а) • транзисторной аппаратуре; 6) в ламповой аппара-
туре
Регул ируя вр учную или автоматически постоянное на­
пряжение между точками с, d, можно изменять величи­
ну остатка несущей частоты на выходе модулятора.
Подстроечный конденсатор С позволяет устранить реак­
тивную асимметрию плеч модулятора. В аппаратуре
112

прежних выпусков•, эксплуатируемой в настоящее время
(рис. 6.16), видеосигнал поступает на вход лампы Л1.
Вторая лампа Л2 - балансная . Регулируя ее ток, мож­
но устанавливать необходимую гл уб ину модуляции.
Рассмотрим искажения и помехи , вносимые первы м
модулятором.
.
Искажения, обусловленные нелинейностью модулято-
ра. При воздействии на модулятор напряжения несущей
частоты fн и составляющих видеосигнала (Fi, Fj, ... ) в
схеме модулятора появляется спектр составляющих с
частотами вида mfн±nFi±pFj+ ... , где т, п, р, ... , прини­
мают значения О, 1, 2, 3 ... На выходе не полностью сба ­
ланс:ированного модулятора, собранного по кольцевой
схеме, кроме полезных продуктов модуляции (fн±Fi,
fн±Pj ... ) , появляются небалансируемые продукты моду­
ляции (например, fн±ЗРi .. ., 3,fн±Fi ... , Зfн±ЗFi ... ) и
остатки балансируемых продуктов и др. (например,
fн±2Fi ... , 2fн±Fi .. ., 2fн±2Fi) .-
Кроме того, на вход
фильтра могут проходить также гармоники и продукты
взаимодействия высших составляющих самого видеосиг­
нала. Поскольку мощность черно-белого . видеосигнала
практически сосредоточена в области частот ниже
500 кГц, а цветного видеосигнала в области ниже
500 кГц и в области 4,0-4,6 МГц, то достаточно учиты­
вать продукты модуляции, в образовании которых уча­
ствуют токи низших видеочастот и цветовых поднесущи х
частот.
В системах с двой ным преобразованием частоты (на­
пример, в системах К-1920, К-3600) несущая частота
первого модулятора fн~2,5 Fмакс, В этом случае на вы­
ходе полосового фильтра передачи основными мешаю ­
щими продуктами модуляции будут составляющие вида
fн ±2Fi, fн±ЗFi, fн±2Fi + Fj и т. д. (продукты, в образо­
вании которых участвуют сигналы цветности, не попа­
дают в полосу пропускания полосового фильтра). После
демодуляции сигнала эти продукты в спектре видео­
частот представляют собой гармоники и комбинацион­
ные частоты от составляющих передаваемого видеосиг­
нала. Такие продукты приводят к нелинейным искаже­
ниям передаваемого видеосигнала (см . гл. 4), прояв­
ляются в виде градационных искажений, искажений
ди фференциального усиления и др. Вследствие этого та­
ки е продукты оказывают незначительное влияние на ка­
чество изображения.
113

В тех случаях, когда fн немного вь1ше Fманс (напри­
мер, fн=б,799 МГц в системе V-2700 и др.) и полностью,
передается верхняя боковая полоса, в рабочую полосу
частот фильтра, кроме указанных выше продуктов, по­
падают составляющие, - в образовании которых участ­
вуют цветовые поднесущие частоты. Это балансируе­
мые продукты вида 2fн-Fц.п, Зfн-2fц.п и небалансируе­
мые вида Зfн-Зfц.п. После демодуляции они прояв­
l]r,;f
V/
[j(J
о
и;;
ui,)2
u;z
а)
о)
Рис. 6.2 . Векторная диаг­
рамма напряжений в моду­
ляторе
ляюТiся на изображенiИи в виде
помех, в ча·сти которых предъ­
являются доволы но вьvсокие·
требования.
Искажения, обусловленныll
неточностью фазы несбаланси­
рованного остатка тока несу­
щей частоты. В модуляторе
при отсу11ствии реактивной
асим,метрии плеч токи боковых
СОС'Га'ВЛЯЮЩИХ обоих плеч мо­
дуляторов должны -склады­
·ваться синфазно, а тоюи несу­
щей частоты обоих пv1еч - пр'О­
тивофазно. Допустим, что реак­
тив.ная а,симметрия плеч отсут­
ствует, напряжения несущей
чаеготы @ обоих плеrч И w 1 и
Иw2 сдвинуты по фазе на л: рад
и отлиrчаются по . амплитуде
(ри~с. 6.2а). При по,даче синуtо­
идалыного сигнала Иwcos Qt
на сигнальный вход модулято­
ра мо~улирова·н1ный сигнал на выходе кольцевой схемы
(на входе фильтра передачи) можно П'редстав:ить в виде
mUw
mUw
Ивых(t)=ИwCOS(!)f+-2
-
COS(@+Q)f+-2
-
COS (@-Q)f,
(6.1)
где Иw = Иw 1 -Иw2 - амплитуда напряжения несущей
частоты; т - глубина модуляции сигнала.
Если имеет место и реактивная асимм~трия плеч
модулятора (рис. 6.26), то напряжения Иw и Иw
сдвинуты по фазе на (л:+ср) рад, где ер - малый угол .
Поскольку в реальном модуляторе Иw1 » Иб 1 и Иw2 »
114

~ Иб2, то даже при малой величине ер результирующее
напряжение несущей частоты ,Uu) = Uu)1 + Иw2 претерпе­
вает значительный фазовый сдвиг ерю, в то время как
сдвиг ·суммарного напряжения боковых составляющих
обоих плеч мал (составляет примерно 0,5 ер) и им мож-­
но пренебречь. Модулированный сигнал в этом случае
может быть записан в виде
Ивых(t) = Инcos((t)t-epu))+ибcos(ffi+Q)t+ибcos(ffi-Q)t.
(6.2)
Преобразуем это выражение следующим образом:
и,щх(t) = Инсоs (ffit - epu)) + U6 cos[(ffit-epu)) +
+(Qf+ epuJ)+UбCOS[(ffif-cpuJ)-(Qt- epuJ)] . (6.3)
Проведя простые тригонометрические преобразования,
представим Ивых в виде суммы двух составляющих -
косинусоидальной (синфазной) и синусоидальной (орто­
гональной):
Ивых (t) = COS (ffi t -ерuJ)[Ин + 2Иб COS epuJ COS Q t] +
+sin (ffit-epu)) [- 2И6sin epu) sinQtJ .
(6-'4:)
Затем этот сигнал проходит через формирующий фильтр
и на приемной стороне демодулируется путем · синхрон­
ной демодуляции. При напряжении местной несущей
частоты демодулятора И cos 'ffit демодулированный сиг­
нал не искажается (см. § 6.2). • До
начала передачи
можно синхронизировать напряжение местной несущей
частоты демодулятора только с напряжением И cos (шt­
-ер ы). При таких условиях демодуляции возникнут из­
вестные искажения переходных характеристик тракта.
Для устранения их потребуется уточнить синфазность
несущей по испытательному сигналу _ перед началом
передачи. Это создает неудобства в эксплуатации . По­
этому необходимо устранить неточность фазы несущей
в передающем устройстве. Практически это можно осу­
ществить путем проверки переходной характеристики
п ередающего устройства с помощью контрольного
приемного устройства.
В каналах, предназначенных для передачи других
импульсных сигналов (не телевизионных), на прием­
н ой стороне которых используется более простое линей­
н ое детектирование, неточность фазы несущей частоты
i15

приведет к нелинейным искажениям сигнала . На выхо­
де линейного детектора, как известно, воспроизводится
«огибающая» модулированного сигнала. Для сигнала
(6.4) «огибающая» представляет собой
V(Ин + 2U6cos cp(J) cosQf)2+(-2U6 sin cp(J)siпQt)2 :_
(6.5)
Напряжение на выходе детектора будет содержать по­
лезную составляющую частоты Q и ее гармоники, в
частности, вторую гармонику с коэффициентом kг2=
= Иzg/Ug:::::::, т sin2cp(J)/4cos cp(J)• ·
Искажения, обусловленные переходными процессами
в диодах модулятора. Переход диода из закрытого со­
стояния в проводящее (и наоборот) происходит в тече­
ние малого, но конечного времени. При подаче положи­
тельного напряжения в момент времени i = O на закры­
тый до этого диод (рис. 6.За) сопротивление пропуска i
R
P,.'f0!1
Rl)cm
20
15
~Юма
3,0
!О
ма
2,0
5
а
1,В
о
О,5 !,О t,MliC
о 0,2
0,5 t,tшc
о)
о)
Рис. 6.3 . Переходные процессы в диоде:
а) установление сопротивления пропускания:
6) изменение сопротивления при подаче запира-
ющего напряжения
ния диода достигает установившегося значения посте­
пенно, через определенное время fуст- При подаче за­
пирающего напряжения сопротивление диода вначале
возрастает пропорционально времени, причем скорость
его увеличения зависит от величины имевшего место до
этого тока пропускания (рис. 6.36). В демодуляторах
телевизионного сигнала желательно применить диоды,
у которых время установления прямого сопротивления
достаточно мало - не более О, 1 мкс. Если время уста­
новления прямого сопротивления равно 0,5-0,6 мкс, то
116

переходные процесы в полупроводниковых диодах су­
щественно изменяют форму передаваемых сигналов .
При передаче резкого перехода от «черного» к «белому»
(и наоборот), кроме колебательного переходного про­
цесса, имеет место сравнительно медленное изменение
сигнала (перекос или «скол» начала плоской части им­
пульса). В ламповых модуляторах такие искажения не
наблюдались, а в модуляторах с германиевыми диода­
ми можно установить связь между величиной этих
искажений и переходными характеристиками диодов .
Влияние времени установления прямого сопротивления
диодов на передачу сигналов с крутыми фронтами мож­
но ослабить, включая омические сопротивления после­
довательно с диодами .. Переходные характеристики дио­
дов в прямом направлении определяются с помощью
испытателя переходных характеристик ИПХ, путем из­
мерения параметров фронта импульса (рис. 6.4а ) на
а) ЗDDОм
,,
4D хОм
24В
2х0м -ф-+
D 0,2 44 t,!1f<C
Рис. 6.4. Измерение переходной характеристики диода:
а) схема измерения; 6) переходная характеристика диода
испытуемом диоде Д. Такими параметрами являютсw
величина выброса 1Л переднего фронта (в процентах)­
и время установления Туст- Так, у диодов ДlОА, испель­
зуемых в модуляторе аппаратуры К-1920, время уста­
новления О, 15-0,20 мкс при величине выброса не более
3-4 %. При этом частотные искажения модулятора еще­
значительны.
Известны диоды с малым временем установления
(сотые доли микросекунды). Прямой ток таких диодов
обычно велик (50-100 мА), и применение их треб ует­
слишком мощных источн ·иков несущей частоты, что не­
выгодно. Сопротивления пропускания (обычно 25-
100 Ом) и запирания (десятки и сотни килоом) герма­
ниевых диодов имеют довольно большой разброс. Влия-
117

ние р~зброса сопротивлений запирания диодов и пере­
ходного процесса при запирании дно-да можно устра­
нить, включая параллельно диодам шунты величинои
3-4 кОм. Кроме того , шунты помогают обеспечить не­
•обходимые входные и выходные сопротивления модуля­
'ТОр ов . Влияние разброса сопротивлений пропускания
.диодов · в аппаратуре прежних выпусков устранялось
тюд бором диодов с достаточно близкими сопротивле­
ниями для каждого модулятора (путем испытания пар­
'ТИИ диодов применяемого типа) . Современные герма­
ниевые диоды обладают значительно лучшими парамет­
рами . Включение последовательно с диодом омического
сопротивления порядка 30 Ом и параллельно им шун­
·та 3-4 кОм позволяет отказаться от технологически
неудобно го подб-ора диодов.
6.2 . Демодуляция сигналов на приемной стороне
И скажения формы телевизионных сигнало в , обуслов­
.ленные несимметричностью боковых полос линейного
сигнала , неизбежны при линейном детектировании сиг ­
налов на приемной стороне. При синхронной демодуля­
ции сигналов эти искажения принципиально могут быть
,полностью устранены. Демодуляции подвергается сфор­
мированный модулированный ТВ сигнал. При передаче
син ус оидального сигнала U Q cos Q1t модулированный сиг­
нал (до формирования) соответствует выражению
(6 .1). Если характеристики формирующего фильтра
--обозначены так, как это показано на рис. 2.16, то сфор­
мированный сигнал на выходе фильтра можно предста-
·вить в виде
•
mUw
•
,U(t)= ИwKwCOSCu(t-т)+
-
2- Kw- QCOS[(Cu - Q)(t-т)] +
•-
mU
+ТKw,-Q cos[(Cu +Q) (t- т)].
(6.6)
тде т - г рупповое время замедления фильтра .
ПреQбразуя это выражение, можно представить и (t)
в ыиде суммы двух с оставляющих - синфазной (коси­
тусоидальной) и ортогональной (синусоидальной или
квадратурной):
U(l)=ИwCOSCu(t- т)[Kw+;(Kw- Q+Kw+Q)Х
::118

ХcosQ(t-т)]+Иwsinro(t- т)[; (Kw- Q
-
-Kw+ g) sin Q (t- т)].
(6.7)
Эти составляющие можно изобразить в виде векторной
диаграммы (рис. 6.5). Вектор огибающей И можно рас-
,1
Иы1
1
1
1
l
1
1
1
О ,Ик
Рис. 6.5. Векторная
диаграмма составля­
ющих сигнала
Вых. бuileo
Рис. 6.6. Схема де;"одулятора ТВ сиг ­
нала
сматривать как сумму Ис (синфазной) и Ии (квадратур­
ной) составляющих . Последняя не содержит (6.7) тока
несущей частоты. В случае передачи сложного сигнала,
(6.8},
напряжение на выходе формирующего фильтра с л и-­
нейной фазовой характеристикой будет равно
u(t) = Иw COSffi(t-т) [кw + vn '!!!:_ (Kw-Q . + Kw+Q . ) х
...
2
'
1
i=I
ХcosQi(t-т)]+Иwsinffi(t-т)[~ ;i(Kw-Q;-
-
Kw+r.!; ) sin Qi (t- •)] .
(6 .9},
ц~,

Демодуляция с помощью син,хрон,н,ого демодулятора.
Демодулятор сигнала состоит из сбалансированного
диодного преобразователя и фильтра нижних частот,
огранич ивающего полосу рабочих частот на выходе пре­
образо вателя до верхней передаваемой частоты видео­
сигнала (рис. 6.6). Между диодной кольцевой схемой и
фильтром обычно включается видеоусилитель. Напря­
жение демодулированного видеосигнала снимается с то­
чек а, б, чем обеспечивается возможность демодуляции
сколь угодн о низких частот, включая и постоянную со­
ставляющую передаваемого видеосигнала. Напряжение
местного источника несущей частоты
Ин= Инcos(ffit-<pw),
(6.10)
где (J)w =(t)'t синхронно с напряжением несущей частоты
демодулируемо го сигнала.
В демодуляторе осуществляется перемножение на­
nряжений несущей частоты и сигнала. На вход фильтра
nоетупает (в числе продуктов модуляции) составляю ­
щая, пропорциональная
U1(t)= U(t)ИнCOS(ffit-<JJw) =
= И[Kw +iim; (Kw--fJ; +Kw+Q;)cosQ;(t-т)]Х
Х cos2 (ffi t- <pw) + И [i т~ (Kw-Qi - Kw+Q; )sin Q;(f-т)] Х
Хcos(ffit-<pw) sin(ffit- <pw) .
(6.11)
Поскольку
1
1
cos2(ffit-<pw) = 2 +2 cos2(ffit-<pw) ;
cos(ffit-<pw) sin(ffit- cpw) = +sin 2(ffit-cp(t)) ,
то с помощью фильтра н _ижних частот, включенного на
выходе преобразователя и пропускающего токи с часто­
тами от Q=O до Q= ,Qi макс, можно выделять сигнал,
пропорциональный
Ииых= И [ +~ т; (Kw-Qi + K(t) +Q;) cosQ;(t - т)] . (6.12)
120

Если К (J)-Qi +К g+(J)i =2K(J) =const, то напряжение Ивы1::
будет содержать неискаженный исходный сигнал , отли­
чающийся от сигнала (6.8) по амплитуде и задержан­
ный во времени на 't . Следовательно, синхронна я демо­
дуляция сигнала с несимметричными боковым и полоса ­
ми принципиально обеспечивает п е редачу без искаже­
ний при выполнении трех условий:
а) сумма коэффициенто в пер едачи формир ующего
фильтра для любой пары боковых частот дол жна быть­
неизменной величиной;
б) фазовая характеристика фильтра в поло се рабо­
чих частот должна быть линейной;
в) фазы напряжений местного генератора и н е сущей
частоты демодулированного сигнала должны совп адать.
При отсутствии синфазности возникают ис каж е ния:
сигнала. Определим характер этих искажений . Пред­
положим, что модулируемый сигнал (6 .9) де м одули­
руется с помощью напряжения местного ге не р атора
Uн = Ин cos (wt- cp) . Расфазировка частот сигнал а и мест­
ного генератора равна 'lj)=cp-<p(J) и представляет собой
малый угол. В этом случае полезная составляющ ая на
выходе демодулятора определится из выражения
И=И[ K(J) + ~ т~ (K(J)_Q; + K(J)+Q;) cosQ; (t -
,)] Х
Х cos (w t-cp(J)) cos (w t- ер)+ И [~md (K(J)-Qi -
-
K(J)+Q;) sin Q; (t- ,) ] siп ((j) t -
· cpu)) cos(wt - <р). (6.13}
На выходе фильтра ниж н их частот (рис . 6.6) появится
напряжение , пропорциональное
Ивых=И[K(J)+t lт; (K(J)-Qi+K(J)+Q;)COSQi(t-
, ) )cos'I/J+
+U[~
1
т; (K(J)_g; - Kw+Q; ) sin Q;(t- ,) ] siп 'lj). (6.1 4)
Поскольку 'ljJ - малый угол (cos 'ljJ ~ 1, а sin ,jJ ~ 'Ф ), та
в торой член (6 . 14) практически не влияет на результи­
р у ющую амплитуду каждой составляющей демодул иро-
121

ванного сигнала и изменяет лишь ее начаJiьную фазу,
внося фазовый сдвиг, равный
(Kw-9. . -
Kw+9.. ) sin 1jJ
arc tg
'2К 'Ф'
.
(6.15)
(t) cos
Таким образом, имеют место фазовые искажения состав­
.ляющ их сигнала, причем величина искажения фазы из­
меняется от нуля (для ,Q = O) до 'lj, градусов на частоте
Q=~Q и выше этой частоты. Синхронная демодуляция
позволяет обеспечить высокую помехозащищенность ка­
нала и поэтому, несмотря на сложность приемного уст­
ройства, применяется в современной телевизионной ап ­
паратуре.
Дежоду ляция с помощью линейного детектора. Ли­
нейное детектирование в современной аппаратуре око­
нечных ТВ станций не используется. Недостатком его
-являются большие искажения формы сигна·лов при пере­
даче их даже с небольшой глубиной модуляции (поряд­
ка 50 % ) . Однако, учитывая, что линейное детектирова ­
ние можно с успехом применять в различной аппарату­
ре для передачи импульсных сиrналов по кабельным и
радиорелейным линиям, когда допускаются значитель­
ные искажения формы сигналов и важна простота
приемных устройств, рассмотрим его.
Характер искажений, возникающих при линейном де­
-тектировании, можно определить, рассмотрев передачу
синусоидального сигнала Ug cos Q,t, В этом случае на
вход детектора поступает сигнал (6 .7). На выходе де­
тектора вопроизводи1:_ся огибающая входного сигнала .
Лоэтому демодулированный сигнал пропорционален
Идет=ИV[Kw + ; (Kw- Q + Kw+Q) COS Q(t-c)Г+-+
-++[_!!!:_(Kw- Q
-
Kw+g)sinQ(t- т)]2
•
2
-
·
(6.16)
Это выражение посл е несложных преобразований
-можно за писать в следующем виде :
Идет=ИКw{[1+т2 K~-Q+K~+Q.]+тKw-9. Kw+ Q Х
4
к2
к
(t)
(t)
m2 К gK+g
jl._
ХcosQ(t- т)+-
w-
w
cos2Q(t- т) 2 .(6.17)
2
к 2(t)
122

Согласно биному Ньютона
(1+х)112= 1+_!__-~ +~ -
...
•
2
8
64
_
(6.18}
Для каждой составляющей сигнала т невелико и
поэтому достаточно ограничиться тремя членами ряда
(6.18). Разлагая (6.17) в ряд и отбрасывая ничтожно
малые члены и постоянную составляющую, можно за­
писать Идет в следующем виде:
Идет~И[; (Kw-Q+Kw+g)COSQ(t- т)+
m2 (К
-К )2
т3
+-
w-Q
w+Q COS2Q(t- 1:)+- Х
16
Kw
64
Х ( Kw-Q + Kw+Q) ( :w-Q - Kw+ g)2 COS ЗQ (t- 1:)]. (6.19),
Kw
Выходное напряжение детектора содержит полезный
сигнал
Ug= И _"!_(Kw- Q+Kw+g)COSQ(t- 1:)
2
и его гармоники
(6.20),
Коэффициенты второй и третьей гармоник соответствен­
чо равны:
(6. 22),
(6. 23),
Чтоб ы определить, как зависят искажения сигнала от
ха рактеристики формирующего фильтра, рассмотрим
семейство характеристик (рис. 6.7), для которых в об-
ласти формирования
•
123

п=2
Рис. 6.7. Семейство характеристик фор­
мирующих фильтров
(6.24)
KQ+(J) =2K(J) для ЛQ~Q~Qm и K(J)+Q=0 вн~ рабочей
полосы частот. Фазовую характеристику фильтра в ра­
бочей полосе частот полагаем линейной. При n=O
имеем идеальный случай, когда фильтр выделяет «чис­
тую» боковую полосу, при n= 1 характеристика фильтра
кососимметрична в области формирования и при n= оо
имеем опять идеальный случай, когда видеочастоты от
Q = O до Q =,ЛQ передаются по двум боковым полосам,
а частоты от ЛQ до Qm - по одной боковой полосе
(фильтр имеет ступенчатую характеристику) . С учетом
(6.24) можно записать:
ДЛЯ0<Q<ЛQkг2= -
-
; .?гз'=- -
;•
4 Ы.!
8ЛQ
т(Q)2п
т2(Q')2п1
2
•
(6.25)
,!IЛЯЛQ<Q<Qm kг2 =!!!.__ ; kгз=!!!_ •
4
8
Зависимость · коэффициента второй гармоники от час­
тоты при разных характеристиках формирующего
фильтра (рис. 6.8а) показывает, что чем ближе характе­
ристика фильтра к ступенчатой, тем слабее гармоники
сиrналов, особенно в области частот ниже 0,5 ЛQ. Так
как мощность видеосигналов сосредоточена в области
частот ниже 0,5 ЛQ, то гармоники в области частот до
ЛQ в основном определяют искажения формы сигнала.
Таким образом, при линейном детектировании сигна­
лов с несимметричными боковыми полосами возникают
частотнозависимые нелинейные искажения сигнала. Ос­
новными будут искажения второго порядка (kг2~ kгз) .
Чем быстрее спадает спектральная плотность переда-
124

fl
ваемого сигнала с увеличением частоты, тем лучше он
будет передан в системе с несимметричными боковыми
полосами. Искажения сигнала уменьшаются: при увели­
чении остатка второй боковой полосы ,ЛQ, при уменьше-
Xrz
тк~г2
.!!!. п=D
4-
4-
п=2
п=f
п=f
П045 Q
Q
о
/' ,Q
Qm
олQQm
а)
о)
Рис. 6.8 . Частотная зависимость ко э ффициента второй
га рмони.ки:
а) при линейном детектировании; 6) при к ва д ратичном
детектировании
нии глубины модуляции т, при использовании форми­
рующего фильтра с характеристикой, соответствующей
большему значению п.
Демодуляция квадратичным детектором. Известно,
что сигнал, содержащий одну боковую полосу и ток не­
сущей частоты, демодулируется с помощью квадратич­
ного детектора без искажений. Допустим, что детектор
характеризуется уравнением
(6.26)
Полезный сигнал содержится в последнем члене это ­
го уравнения. Если на вход квадратичного детектора
подать сигнал (6.7), то можно убедиться, что на выходе
фильтра нижних частот (с граничной частотой Qm<
<0,5 {u), включенного после детектора, выделится сиг­
нал, пропорциональный
и= +а2 {[Kro + ; (Kw-Q + Kro+Q) cosQ (t- ,;) J2 +
+ [; (Kw-Q
-
Kro+Q) sinQ(t -
,)J2} .
(6.27)
Этот сигнал содержит наuряжение основной частоты
и ее второй гармоники :
125

т2
]
И2g= а2 4 K(i)-RK(J)+R cos 2Q (t - т).
(6.28)
Коэффициент второй гармоники (рис . 6.86) равен
(6.29)
Таким образом, основные мощные составляющие
сигнала существенно искажаются, вследствие чего
использовать квадратичное детектирование нецелесо­
образно.
Искажения формы передаваемых сигналов при не­
точном синфазировании местной несущей частоты в де­
модуляторе . Анализ зависимости пе­
•
f ""'(
,,
....
111
""'(
t1JV,
/
-
реход1ных характеристик тракта от
величи1ны расхождения фаз в демо-
• дуляторе позволяет определить тре ­
бования к допустимой погрешности
t при синхронизации или выделении
нес у щей ча,стоты в пр.иемном уст­
ройстве. Допуегим, что видеосигнал
имеет форму единичной ступени на­
пряжения . В этом случае сигнал
f1 (t) на входе модулятора соответ­
Рис. 6.9
.
Сигнал ствует ( 1.9), а моду,лирова.нный сиг­
на входе форми - нал • (рис . 6.9) на входе формирую-
р"ующего фильтра щего филь'Гра
F1(t) = [Al+ Af1(t)]cos(J)t
(6.30)
или
о:,
Р1 (t) = [А1 + ~] cos w t + ~ J' [sin(uн-Q)t-sin(w- Q)f] d Q.
2
·
2л
Q
о
(6.31)
Сигнал на выходе формирующего фильтра (см. рис. 6.7)
с линейной фазовой характеристикой
126
F2(t) = [А1 + ~] K(i)cosco(t-,) +
Q
+~,тK(i)+Rsin[u)(l-
,)+Q(t-
',)]dQ-
2л .J
·
•
Q
о

Q
Аsm
dQ
-
~ K(J)-Q siп [w (t-т)-- Q(t - т)] Q- .
(6.32)
о
Поскольку задержка выходного сигнала во времени на
.-
изменяет лишь начало отсчета времени, то в дальней­
ших выражениях учитывать ее не будем.
Проведя простые преобразования, можно представить
. F2 (.f) в виде суммы двух составляющих:
Q
F2(t) = coswt [(А1+~)K(i)+2~ Jm(Kw+o +
+ Kw-o) sinQ t doQ] + sin"' 1 [:,. Jm(Kro-f"-Kw_o)cos Q t dQQ]
(6.33)
:или
F2(t) =С(t)coswt+S(t)sinwt.
•
(6.34)
:Учитывая, что K(J)+n + K(J)-Q = 2Kw, A = ri и А1 = l-11,
косинусоидальная (синфазная) составляющая сигнала
равна
.
где 11 - глубина модуляции сигнала.
Таким образом, С (t) представляет собой сумму по­
стоянной величины и функции интегрального синуса. Из
выражения ( l. l О) следует, что при прохождении видео­
сигнала f1 (t). через идеальный видеотракт с граничной
частотой Qm на выходе видеотракта появляется сигнал
1
1-.
f2(t) = -
+- S1Qm(t-т).
(6.36)
2
л
Сигнал, определяемый выражением (6 .35), отличает ­
ся от сигнала, определяемого (6.36), только амплитудой
и наличием постоянной составляющей. Следовательно,
С (t) представляет собой «неискаженн.ую» часть огибаю­
щей модулированного сигнала. Такой сигнал имел бы
место прц передаче двух полных боковых полос .
127

Синусоидальная (ортогональная) составляющая S (t)
отражает искажающее действие формирующего фильтра.
С учетом (6.24) ее можно представить в виде суммы
двух составляющих:
ЛQ
S(t)= S'(t)+S11(f)= AKw С(~)пcosQtdQ+
лJЛQ
Q
о
Q
АК sm
dQ
+ ----;:-
cosQtQ.
ЛQ
(6.37)
S1 (t) определяет искажения для мощных составляю­
щих сигнала яркости, находящихся в области формиро­
вания w ± ЛQ, и поэтому зависит от характеристики фор­
мирующего фильтра (п) в области формирования. Для ·
n= 1 (кососнмметричная характеристика) с учетом
(6.24) и A=ri
•
-
ЛQ
5'(t) = AKw s_з_cosQtdQ=Kw2 sin(ЛQt) (6.38)
л
ЛQ•Q
л
ЛQt
о
дляn=2
дQ
S' (t) = АК(,) (' (Е__.)2 cosQt dQ =
лjЛQ
Q
о
=К3-[sin(ЛQt) _ 1 - cos(ДQt.)]
.
(б.Зg)
wл
ЛQt
.
(ЛQ t)2
'
при n-+oo 51(t) =О.
S11 ( t) определяет искажения в области видеочастот от
ЛQ до Qm и представляет собой разность интегральных
косинусов:
АК Qm
Q
511 (t) = _w s cosQt~ =Kw2 [Ci Qтt- Ci (ЛQ t)]. (6.40)
л
Q
л
ЛQ
В практических случаях система, поддерживающая
синхронность несущих час.тот (сигнала и источника
·'
u
местного напряжения несущеи частоты в приемном
устройстве), обеспечивает эту синхронность с известной
точностью.
128

На вход демодулятора поступает сигнал F'2(1/), ко- .
торый лишь по амплитуде отличается от сигнала (6.34) •
на выходе формирующего фильтра
F~(t)==С(t- т)cosro(t-
,:)+S(t-
,:) sinro(t- т) =
= С(t-
,:) cos(rot - <р00) +S(t)'tsin(rot - <р00) • (6.41)
При демодуляции такого сигнала с помощью напряже­
ния несущей частоты
U8 = ИнCOS(rot+<р)
(6.42)
на выходе фильтра нижних частот, включенного после
преобразователя (рис. 6.6), выделится напряжение, про­
порциональное
.
и~ых=С(t- т)cos(<р- <р00) +S(t- т)sin(<р- (J)ш)=
= С(t-т) cos(Л<р) +S(t-т) sin (Л<р),
(6.43)
где ,Л,<р - величина расхождения фаз (погрешность син­
фазирования). При Л<р=О остается только косинусои­
дальная составляющая.
На рис. 6.10 приведены рассчитанные переходные
характеристики при расхождении фаз ,Л<р=О,05 рад
(~2,8°) и ,Л<р • 0,1 рад (~5,7°) и глубине модуляции
100 % (ri·= 1). Из сравнения этих характеристик с пере­
ходной характеристикой при ,Л<р = О видно, что увели­
чение выброса составляет 0,9% на 1,0 градус расхожде­
ния фаз. Использование испытательного сигнала вида
прямоугольной ступени напряжения (или П-импульса)
позволяет получить сравнительно простые формулы для .
расчета искажений формы передаваемых сигналов. При :
практических расчетах пользоваться ими можно лишь
в тех случаях, когда допустимая величина выброса су­
щественно превышает 9%, поскольку слишком идеали­
зированные испытательные сигналы даже после про­
хождения через идеальные системы (см. § 3.3) имеют
выброс порядка 9% . Согласно ГОСТ величина выброса
для тракта большой протяженности не должна превы- ·
шать 15 %. Для оконечных устройств и коротких соеди­
нителъных линий допустимая величина выброса значи­
тельно меньше :r.i в этих случаях для расчета необходи- ,
мо пользоваться формулами, полученными при анализе
искажений испытательного сигнала в виде наклонной, ,
ступеньки напряжения (или трапецеидального импуль ~ ,
5-150
1~э

са) с заданной длительностью фронта ч= 1/2Fm. Для
этого сигнала величина выброса при прохождении через
идеальный тракт (см. ·§ 3.3} 1составляет всего 5,5%.
,--~--~-~ r(t-z) -~--~--~~
!J(p=(l,lflotl
t МНС
0,5
U,08
0,f
O,ffi
0,1+
Рис. 6.10 . Зависимость переходной характеристи­
ки от расхождения фаз при демодуляци"! (пере­
дача прямоугольной ступеньки напряжения)
Временная характеристика (см. табл. 3.1) такой еди­
ничной ' ступеньки напряжения с време,нем нарастания
cиrнaJia' 'tф
СХ>
,
f1(t) = -
+- sin~sinQt- .
'
•
•
1
2sQ
dQ
2
Л:"t"ф
2
Q2
''
о
(6.44)
Модулированньiй сигнал с огибающей f1 (t) на входе
ф~р~~рующего фильтра можно записать как
''
.Р1 (t) = И1 + А/1 (t)J COS(J) t.
(6.45)
Прьизведя преобразования, аналогичные (6.31 )-
(6.:3'4)', и не учитывая задержку сигнала во времени на
't<. J можно представить сигнал · на выходе фильтра с ли­
ней'йой фазовой характеристикой в виде двух состав­
ляющих ':
130!

Fit)= cosrot[(л1+ ~)Кю+~Jm(Кю+Q+Кю-2)Х
'
2
Щфо
хsinQ,ф sinQtdQ]+ sin(t)t[~sm(Кю+Q-Кю-Q)х
2
Q2
Л'tф о
ХsinQ,Ф cosQtdQ]
2
Q2
(6.46)
или
F2(t)=С(t)cosrot+S(t)sinrot.1
(6.47)
Проведя интегрирование [учитывая (6.24), A='I'], А1=
= 1-ri], определим синфазную составляющую:
C(t)=Кю{l-2 + - 11
-[cosQm(t + ~)-
.
2 лQm'tф
2
-c o sQm{t~ 'l)]}+: [,~ (t+ •:)siQm(t+т:)~
~:Ф(t-~Ф)SiQm(t- •:)].
(6.48)
Сравнивая в:Ьrражения (6.48) и (3.9), можно убедиться,
что синфазная составляющая отличается только ампли­
тудой и наличием постоянной составляющей от формы
напряжения на выходе · идеального видеотракта.' ..
Ортогональная составляющая определяетс'k как сум­
ма двух интегралов:
••
ЛQ
S(t) = 2АКю [S (-°--)n sin !:Jrф cosQt dQ+'
•••
щ
ЛQ
2
Q2
''
'
'
фо
/Ji
Q
+f
m sinQ,ф cosQtdQ]
•
2
Q2•
ЛQ
•
(6..49)
Первый интеграл представляет собой S' (t) и просто ре-
шается при n= 1 и n=2. Так, при n.= 1
.
:..r''·''
S' (t) = КюtJ [siЛQ(t+•Ф)-Si ЛQ(t- ~Ф·). '1•.~(6•:5~)
Шф (ЛQ)
2
.
2.·. ••.
Второй интеграл представляет собой Sfl(t) и не зависит
от п. Интегрируя его, находим
5*

•S"(t)= ~:: {(t+•:)[CiQm(t -t- •:)~
-
CiЛQ(t+•:)]-(t- •:)[CiQm(t- •:)--
-
CiЛQ(t- •:-)]+Q~ [sinQm(t- •:)-
-sinQm(t+•:)]+л~[sinЛQ(t+~Ф)-
-
sinЛQ(t- •:)]}.
(6.51)
_Формулы (6.48), (6.50), (6.51) позволяют точно рас­
считать искажения передаваемого сигнала за счет рас­
хождения фаз несущих частот при синхронной демоду­
ляции. На рис. 6.1 la приведены переходные характерис ­
тики при передаче наклонной ступеньки напряжения с
фронтом 0,083 мкс (Рт=6,О МГц и ,ЛF=О,6 МГц) при
глубине модуляции 150% (УJ=l,5).Результатырасчетов,
проведенных с помощью ф - л (6.48), (6.50), (6.51), по­
казывают, чrо при передаче наклонной ступеньки напря­
жения с длительностью фронта ч~Рт/2 (0,083 мкс
для канала телевидения с полосой 6,0 МГц) расхожде-
' ние фаз несущих частот при
демодуляции сигнала с
глубиной модуляции 150 % вызывает увеличение выбро ­
са фронта порядка 0,9% на 1 градус (для небольших
Л<р<О,1 рад).
При идеальных условиях величина выброса состав­
ляет 5,5%. Из общей нормы 15% на расхождение фаз
несущих частот при демодуляции можно отвести не бо­
лее 3-4 % . Для гипотетической цепи протяженностью
12 500 км предполагается четыре переприема на видео­
частоте (через 2500 км). При этом расхождение фаз не-
. сущих
частот в демодуляторе последнего участка не
: должно превышать 3-4 градуса. Поэтому в каждом
приемном устройстве оно не должно превышать мень -
_
шую в l/5 раз величину (1,4-1,8 градуса). Искаже­
ния формы сигнала ~(при ,ЛqJ"F0) будут несимметричны­
ми (рис. 6.116) в результате фазовых искажений состав­
. ляющих
сигнала.
Искажение формы сигналов при линейном детекти­
. ровании.
На _ выходе линейного детектора воспроизво­
дится огибающая входного модулированного сигнала.
• 132

Поэтому достаточно определить ее на входе детектора.
Согласно (6.34) огибающая сигнала на выходе форми­
рующего фильтра
P(t) = V[C(t)]2 -j- [S(t)]2•
(6.52)
На рис. 6. 12 показаны огибающие сигнала при передаче
прямоугольной ступеньки напряжения. Наличие ортого­
нальной составляющей S (,t) приводит к дополнитель­
ным искажениям формы сигнала: уменьшению крутиз­
ны фронта и сдвигу фронта в сторону опережения (вле­
во на рис. 6.12а), увеличению выброса перед началом
f(t-z)
и)
0,08 O,f2 O,f8
Рис. 6.11 . Зависрмость переходной харак­
теристики от расхождения фаз при демо­
дуляции (передача наклонной ступеньки
напряжения) .
133

плоской части (рис. 6.126) . Искажения формы передан ­
ного сигнала возрастают при увеличении глубины мо­
дуляции 'YJ, уменьшении остатка второй боковой полосы
ЛQ и уменьшении п, т. е. ухудшении характеристики
формирующего фильтра в области формирования. Влия­
ние ортогональной составляющей приводит к появле ­
нию окантовки на границах резкого изменения яркости_
'"'-
.,._
,.
1f{t - r} ;- fп,=5Мrц
1
.
i--;-п=t
,.,
f/. =О, б7
1_\
~2
,. ~\
r.'o
,~
-
~
I
;;;,
-
'I
'-.. .
1
Пepeila1a
0,5- i!Oyx ошшdых
J ':-----,
'полос -
лF=О,8 t1rц -
1,-_
г---._
л F=О, 4f1Гц _
I;1-,J
г--. л r=о. 211rц
,.,.u
(t-r}
\. о 0.2 04 /1/(С
а)
f ( t-:T) fm =.ti/1ГЦ
;-; - f .Z ~; - лF=О,8/1fц·
'
-
fl=Dб?
"
'
1
;-; - f .f t--111 --f -'.il~'\-+--+---+-- -i
п=f, ' /1/0 ~
fl ~ ft-r)
,~
1 D.f
''0.2 l'(liC
11
г--п -оо
;- о.в +н-+-------:
~ , г-- Пepeila'la
1---t -+
, tНVJн iИух ошшnмх
-
;--0,7
-; - полос
--
1
Рис. 6.12. Форма огибающей сигнала:
а) при различной величине остатка второй боковой
полосы; 6) при разных характеристиках формирующего
фильтра в области формирования
При передаче прямоугольных импульсов (П - импульс
длительностью Т, с, можно рассматриват_ь как разность
двух ступенек напряжения, сдвинутых во времени на Т,
с) искажения проявляются в виде симметричных выбро ­
сов в начале и в конце плоской части импульса, а так­
же расширения импульсов (рис. 6. 13). Вследствие таких
искажений глубина модуляции П-импульсов обычно вы ­
бирается в пределах до 50 %. Поскольку импульс рас ­
ширяется, то возникает опасение, что при передаче не­
скольких близко расположенных импульсов соседние
импульсы могут слиться (т. е. понизится разрешающая
способность системы). В действительности этого не
134

происходи т , так как при передаче двух узких им п ульсов
ортогональная составляющая между им п ульсами будет
весьма мала (за счет вы ­
читания
составляю щ их,
соответствующих заднему
фронту первого импулЬ'са
и пере'д!нему фронту В'Г'О­
рого). При пере:Цаче им­
пу,лысов малой длитель!Но­
сти •В ряще 1случае,в расши ­
рение их (за ,счет ортого­
налыной ,с•О1с11а1в ляющей)
нежелательно. Расшире ­
ние и меет мес-го п ри та•кой
модуляции, 1юлда вер ши­
не импулыса ооотве11ству ­
ет максимально е -зна ч ен ие
м одулирован:н ого -сигн ала
(ри1с. 6.14а). Бели •ИlспоjJь­
зуе11ся ,модуляция обра'Г­
но го знака (ри~с . 6.146),
то налиrчие ор11ого1На,льной
спс"Га1вляю щей п р·иведет
не к ра1сшИ1рению, а к су­
жен ию пер еда1В'аемог о им­
пу.лыса на выхо:п,е детек­
тора. Это следует у~читы­
вать при ,п р·оектирова1нии
оистем для п ереда1чи раз ­
личных им пульан ых ·си г -
налов.
"'
л
"'
-11'(5\
Со'
-,
r(t-r) ~ --
f,O
1
1
...
,,_
-
-
1145
1'\ ...
,-
1
~
r-- ..
1,1 - ft-'[') \.
~
r,; 1
,....
ro
~-о.гf
9 r--,
-
lt-r)
-о,в --,. -.+,. _-0 . 2
а г а,у. 0.6 MJ<C
""
1/
'\
/
Fт=5!fГц
...
L,'
л F=О,4МГц -О,5
7
-
rz =О, б?
1
/ l'w
"
п=!
1
1 Sг(f-r) -
- 1,0
1
С2 (t-,r)
- f.5 ....
1-
Рис. 6. 13 . Форма огибающей
сигнала п ри передаче П -им­
пульса
6.3. Модуляторы и демодуляторы
телевизионных_ ви деосигналов
В аппаратуре око,не ч ных станций применяютсq
устройст в а для модуляции и демодуляции видеосигна­
лов, а также для преобразования частоты модулиро­
ванных сигналов ТВ. Преобразователи частоты модули­
рованных сигналов ТВ в современной аппаратуре обыч­
но содержат четыре транзистора, чем обеспечивается
достаточно низкий уровень мешающих нелинейных про-,
дуктов.
135

Рассмотрим процессы модуляции и демодуляци и
видеосигналов .
Модуляцию несущей частоты w видеосигналом,.
спектр частот которого простирается от О Гц до 6,0 МГц.
Ч,',~,4',',,441-~--t
о)
о)
Рис. 6.14 . Модулирован ­
ные сигналы:
а) при негативной мо-­
дуляции; 6) при пози­
тивной модуляции
удобно осуществить с помощью диодного кольцевого мо­
дулятора (рис. 6.15а) . При воздействии на идеально,
сбалансированную кольцевую диодную схему напряже-
Rш
f.
е,1.•
rtftJ
а
з
yt1 zlt
llг~пf
/l,
zг
r
и(,)
R;
(и&
z.'
(.
211
[2
б
и
с
1
er:i1 i r_ (t) z'
а)
R rг=гt
с
- ---- --
''
-c x)i1
fl(
г-
_,
8)
Рис. 6 .15 . Схемы модулятора:
а) принципиальная; 6), в) эквивалентные
136

ний несущей частоты Uw = Иw cos ,w,t и сигнала ио =
=Ио cos Q :t на выходе модулятора появл~ются токи с
частотами mw±pQ, на входе для несущеи ча~тоты -
-токи с частотами mw ± q1Q, на сигнальном входе - токи
с частотами пQ±pQ, а в кольце самих диодов будут за­
мыкаться токи с частотами nw±q.Q (т и р равны 1, 3,
5, а п и q равны О, 2, 4, ... ) . Полезными продуктами пре­
образи1ания частоты в модуляторе являются токи с
частотами w ± Q. Поскольку модулятор разбалансирован
в нужной мере для обеспечения необходимой глубины
модуляции, в реальных условиях на выходе М!)дулятора
будут возникать несбалансированные остатки всех ме­
шающих продуктов.
Анализ влияния асимметрии диодов в такой схеме
модулятора показывает, что при равенстве токов диодов
вида iд, = iд., iд, = iд, на выходе модулятора, кроме
полезных продуктов, будут продукты вида mw ± q,Q, при
i,
iд, = iд, - мешающие продукты вида nw±
±p1Q, при iд, = iд,, iд, = iд. - продукты вида nw±qQ.
Регулировку тока несущей частоты •w на выходе моду­
лятора нельзя осуществить с помощью балансирующих
цепей, включаемых между точками а-6 или 3-3'. На
продукты mw ± qQ (-w, ,w± 2Q, Зw, ... ) можно воздейство­
вать, регулируя постоянное смещение на диоды от ис­
точника постоянного напряжения путем измен_ения на­
пряжения на R1 (изменяя этим условия работы диодов
д1, Д4 по отношению к д2, дз).
Вместо R2 для подачи напряжения, регулирующего
глубину модуляции, можно использовать эмиттерный
повторитель, подключив его выход к точкам 1-1'. Регу­
лируя ток повторителя, можно изменять напряжение
между точками 1-1'. Поскольку выходное сопротивле­
ние эмиттерного повторителя мало, то падение напря­
жения сиги.ала между точками 1-1' .уменьшается и
снижается затухание модулятора.
Емкостную разбалансировку, влияющую на фазу не­
сущей частоты, можно устранить регулировкой конден­
сатора небольшой емкости (2-5 пФ), подключенного
параллельно Д2 или дз. Влияние разброса сопротивле­
ний открытых и закрытых диодов можно ослабить,
включая последовательно с диодом резистор R с не­
большим сопротивлением (десятки ом) и параллельно
им - резистор ,Rш=2-4 кОм. При проектировании ап"
J.37

паратуры важно определить входное сопротивление и
коэффициент передачи модулятора (демодулятора) при
заданном сопротивлении нагрузки на его выходе.
Часть продуктов преобразования с частотами nw ±pQ
в схеме модулятора проходит через источник модули­
рующего сигнала. Поэтому входное сопротивление пре ­
образователя частоты зависит не только от характерис­
тик диодов и сопротивления нагрузки, но также и от
выходноrо сопротивления источника сигнала в широком
диапазоне частот. Для определения входного сопротив­
ления будем рассматривать каждый зашунтированный
резистором Rш диод как изменяемое во времени (под
воздействием напряжения несущей частоты u(i)) сопро­
тивление . Для относительно слабого тока сигнала счи­
таем сопротивление диода равным Rш в закрытом и Rп
в открытом состояниях . (Rш-:::;;.Rп). Проще рассматри­
вать диод как переключаемое напряжением u(i) со про­
тивление. В этом случае его вольт-амперную характе­
ристику можно представить ломаной линией 1
(рис . 6 . 16а), а сопротивление диода будет иметь вид
прямоугольной фующии времени . Но реальные харак­
теристики диодов ближе к кривой 2. Изменение сопро­
тивления зашунтированного диода под воздействием u(J)
изображено кривой 1 на рис. 6.166 и погрешность расче­
тов в большой мере уменьшается, если аппроксимиро­
вать сопротивление диода не прямоугольной, а трапе ­
цеидальной функцией (кривая 2, рис . 6.166). Сопротив­
ления диодов .r_( .t) и r+(t) (рис. 6.166, в) пред ставим
следующим образом :
00
r±(t)=r0 =i=rш L amcosmwt,
(6 .53)
m=l,3, ...
где
т-1
ат=(~ l)-2
-
__
4_ sinm ~
тп2 ~
(6 .54)
Пол-ожительное напряжение несущей частоты, равное
половине амплитудного значения, почти полностью от­
пирает диод,; угол ~ для разных германиевых диодов на -
138

ходится в пределах 25-40°. Для расчета можно при­
нять ~=30° (~=n/6) , а1 =1,216, а3 = -0,271, а5 =0,048,
а Rп определить как среднее значение сопротивления
диода малому переменному току на участке усреднен­
ной (для данного типа диодов) вольт-амперной характе -
г (t)
Рис. 6.16. Вольт-амперная характеристика диода (а)
и аппроксимация изменения сопротивления зашунти­
рованного диода во времени (6, в)
р истики от Ид=О,5Иrо до Ид= Иrо (от ~=30° до
~=
= 90°). Если ток диода при положительном напряжении
порядка 1,0 В превышает 15-20 мА; то последователь­
н о с диодом включается резистор с сопротивлением в
не с колько десятков ом и определяется величина Rп для
диода с последовательно включенным резистором.
Эквивалентная схема модулятора приведена на
рис. 6. 156. Между диодным преобразователем и поло­
совым фильтром , выделяющим полезный сигнал (одну
из боковых полос полностью, а вторую частично), обыч ­
но в ключается усилительный каскад, ослабляющий
влияние реактивного сопротивления фильтра ' в полосе
з адерживания. Величина нагрузки Z невелика (75-
150 Ом); это облегчает выполнение выходного транс-
139

форматора с достаточно малыми искажениями . Выход­
ное с·опротивление источника несущей частоты (1) мало
на всех частотах, кроме области частот вблизи (1). Точки
d и 6 практически эквипотенциальны для токов /g ,
lmro±D.,
Inro±D.•
Поэтому можно не учитывать R'г и
упростить эквивалентную схему (рис. 6.15в) . При опре­
делении входного сопротивления достаточно учитывать
продукты преобразования (1) ± ,Q, 2(1) ± Q, 3(1) ± Q, прене­
брегая продуктами более высокого порядка, а также
продуктами вида sw±2Q, S(1)±3Q, ... (s~ l, 2, 3, ... )
ввиду их малой мощности по сравнению с мощностью
учитываемых продуктов. В соответствии со схемой
рис. 6.16в составим систему уравнений:
V=(Rc+R1 )
i1+[+r+(t)+Z'](аi1 +i2 );
(6.55)
V=(Rc·+ R1)i1+[+r- (t) +Z']((1-а)(i1 - i2)]. (6.56)
Суммируя эти уравнения и учитывая значения , + (t) и
r-U), согласно (6.53) запишем
v (~+Rc+R1+ ~,)i1+г:(1- 2а)i1X
Х [._!, .йт COS tn 00 / ]- '; i, rmJ:,.. От COS tn 00 J(6.57)
Из ур-ния (6.57) составим уравнения для токов с часто­
тами Q, 2,w ± Q, 4w ± Q, учитывая, что ток i1 содержит
токи n(l)±Q, а ток i2 содержит токи m(l)±Q. Ток часто­
ты Q содержится только в первом и последнем членах
уравнения. Для частоты Q
V=(;+RD.+1~1+:~)1Q-
-
'; [m~t. От(/=+а + fтоо-0) ]-
(6 .58)
гдеRf.! и Z~ -
соответсп1енно выходное сопротивление
источника сигнала и сопротивление нагрузки на часто­
те сигнала Q.
140

Для токов 2,ш ± :Q, 4ш ± Q напряжение источни ка сиге :
нала равно нулю . Этот ток та кже образуется первым и
последним членами у р - ния (6 .57) . Для тока частоты ,
2,ш± Q запишем
о= (_!.2._
+R2w±O+R1 ~ -
-
1- z;w±Q) 12w±Q- Гш. х
4
2
4.
Х [а,/00±0+a/aro± , +m~i.. .. (a,,,l,m-')ro т o+aml<m+'>ro±')} •
(6.59)
для тока частоты 4.ш ± Q
(r0
z;w±Q)
rш
О=
-
+R4w±Q+R1+- -
f4w±Q- - Х
4
2
-
4
Х [а/зw±О + a/w±o + m=t?, ..
(aтl(m-4)w±Q+am!(m+4)w±r!)].
(6.60)
Вычитая ур-ние (6.56) из (6.55) и учитывая (6.53), по­
лучим уравнение
0= ( ~ +Z' )(2a-l)i1 +(r0 +2Z')i2-
(6.61)
из котороtо можно · записать уравнения для токов fw±Q,
содержащихся в i2 и в последнем члене у'р-ния (6.61) .
Для тока / w±Q
0= (ro +2z:±Q)/w±O- Г: [a/g+alf2w±O+a/2wтQ+
00
\" (am/(m-l)wтQ + am/(m+l)w±ri)]; (6.62)
..,;
.
m=5,7,...
для тока lзw±Q
О= (r0 + 2Z~w±o) /Зw± g- r: [a/2w± о+ а1/4ю±О +а/а+ '
00
+ asfбw±Q + L (aтl(m-l)w+ Q+ aml(m+1_>w±r!)] . (6.63)
m=5,7, . ..

:Из ур-ний (6.57) - (6.63) определим приближенные зна­
чения токов l2(J)+Q, /4(J)+fJ.,
I(J)+Q, /з(J)+Q, учитывая
члены, характеризующие токи с частотами не выше
4ю±Q.
Источником сигнала является эмиттерный повтори­
тель, выходное сопротивление которого практически оди­
наково на частотах 2w +,Q и 2w-Q . Со п ротивления на­
грузки , z:±Q и Z~w±Q всегда значительно меньше ro.
Поэтому I (J)+Q~ I(J)-Q: /з(J)+Q ~ lз(J)-Q; f2w+Q =f2w-Q,
Согласно ур-ниям (6.59), (6.60) и с учетом сделанных
допущений
/ 2w± о~ r; (а/w±Q + a/зw±Q + азfw=f о),
Fде П=ro+4R1+4R2w±Q+2z;w±Q;
(6.64)
14w±fJ. ~ Гш (а/з(J)+ Q+ aзfw=r: Q).
п
.
(6.65)
Согласно ур-ниям (6.62) и (6.63)
Гш
lw±Q~ -
4 (ro+ 2z:) [a/g + (а1 + а3) f2w±Q + aзf4w± о]; (6.66)
Гш
•
fзw±Q~ ( , ) [aafQ+a/2w±o+ a/4w±o]. (6.67)
4 r0+2z3 (J)
Решая совместно ур - ния (6.64)-(6.67) и пренебрегая
сравнительно малыми членами, находим
а1rшП
fw±Q~/Q
,
2
(6 68)
[4П (ro+ 2Zw) - rш (а1 + а3)2]
•
Используя ур - ние (6 .57) и учитывая, что z;«ro, опре­
делим входное сопротивление модулятора на частоте
еигнала:
00
_
Zвх= V~~oRo ~ (~ +R1)-4~: Е
Х
m=l,3, ...
Х am(fтw+Q + lmw - o).
(6.69)
Практически достаточно учесть первые два члена под
знаком суммы, так как a1Iw+Q'}>aзfw+fJ':l>a 5 lw+9.· Поэтому
аfп r~
Zвх~ _:о_ + R1 - --------- . (6. 70)
4
8 (r0 + 2Z~±9.) П- 2r~ (а1 + а3)2
142

Если аппаратура построена таким образом, что , сигнал
- ч ас т от ой ,Q с выхода фильтра нижних частот (,ограничи­
вающего спектр частот входного видеосигнала) - подает­
ся на вход модулятора, то следует учесть его выходное
реактивное сопротивление в области запирания. Теоре­
тически оно стремится либо к нулю, либо к бесконеч­
ности в зависимости от схемы фильтра. Если оно близ­
ко к нулю, то можно пренебречь R 2w +R, если же он0
много больше Го, то токи f2w+Q, 14w+Q будут ничтожно
малы по сравнению с / Q, и тогда согласно (6.66), (6.671)
-
а1rш
' азrш
fw±rJ ~ /g
, . ) ; fзw±o;::::;;::,/g (
,
)-·
_
4 (го+ 2Zw±rJ
4 r0 + 2Zзw±rJ
Следовательно,
Zвх-::::::;_!:о_ + R1 - -·
r~,
[
ai, +
а~, ·] . (6.71)
4
8 (г0 -1- 2Zw±rJ) (г0+2z3w±rJ)
Входное сопротивление модулятора для тока несущей
частоты
1
Zвх,нес~2Rд - 2
-
,
пнес
где Rд - сопротивление диода току несущей частоты:
при максимальном токе диода; nнес - коэффициент
трансформации трансформатора несущей частоты, опре­
деленный из условия согласования Zвxw с внутренни м
сопротивлением Rг (рис. 6.15а).
Схема демодулятора, используемого для синхронно й:
демодуляции сигнала (рис. 6.17а), сбалансирована. Вы­
ход демодулятора подключеи к входу видеоусилителя.;
сопротивление нагрузки Zн не превышает несколько со­
тен ом. Частота входного сигнала Q = w ± Qв, местная
несущая частота w . Поэтому
выходное сопротив.ление
источника сигнала Rw+rJ =iR2w+rJ 0 ; R<o-rJ = RrJ 0 ; R2w+~ =
= Rзw+rJ0 ; R2w-rJ = Rw ± rJв- Сопротивление нагрузки для по­
лезного сигнала Zg8 ~ Zw-rJ, а Zw+rJ = Z2w ±rJ- Полагаем.
что Zн мало на частотах Зw+Q и выше по сравнению ,с
ZQв (вследствие шунтирующего действия входного соп­
ротивления видеоусилителя) и тем более по сравнению с го.
Определим входное сопротивление части схемы
рис. 6.17 а, расположенной справа от точек а и в. Для
токов lr;i, lmw±rJ, fпw±rJ точки с и d эквипотенциаль­
ны, и поэтому выходное сопротивление генератора несу-
142

/
1
щей частоты Rг можно не учитывать. Влияние малых
балансирующих конденсаторов также не учитывается.
Заменяя диоды соответственно сопротивлениями r+ (1t)
и r_(f ) и соединяя эквипотенциальные точки с и d, по­
лучим эквивалентную схему (рис. 6.176), в которой
(.'
rv
о)
Рис. 6.17 . Схема демод улято р а:
а) принци п иальная; 6) эквивалентная
•
'1
1
.V=2п1Vc, R= 2
n 211Rc (в общем случае частотнозави -
.
1.
.
симое) , R2=R' + 2 R" . В эквивалентной схеме ток i1 со-
держит составляющие Q, 2,w ± Q, 4,w ± 1Q, не проходящие
через Zн, ток i2 содержит составляющие l(J) ± ,Q, Зw ± Q, ...
:.. (ток в кольце диодов при принятом представлении
r+(1t) и ,г_(t) равен нулю) .
Составим уравнение для контура оас,Ь (рис. 6.176):
2v= R(i1+ai2)+r+(t) i1+аi2 +r- (t)i1-(1-a)i2+
•
•
2
2
+R[i1- (1- а)i2J,
(6. 72)
где a<l.
С учетом (6.53)
v=i1(1~+;)+i2(R+;)(а-+)-
СХ>
(6. 73)
m=l ,3, ...
:144

Ток I g содержится в i 1 и образуется при умножении i2
на выражение под знаком суммы. Поэтому для часто­
тыQ
00
V =l2 (R+ ;) -'; Е aт(lm(J)+o+Im(J) _Q).(6.74)
m=l,3, ...
Для токов / 2(J)+Q, / 4c,J+Q можно составить приближен-
ное уравнение, приняв v=O в (6.73):
12(J)± Q ~ 4 ('о ;~R2(J)± о) (а/ш±о + а/з(J)± о + а/(J)'f g); (6. 75)
/4to±Q~ 4 ( +' ~R
)(n/з(J)±o+a/(J)± 2) •
.
(6.76)
Го
4(J)± Q
Составим уравнения для контуров, содержащих Zн:
(i1+ai2) [R + +r+ (t)] +i2(+R2+zн) = v; (6.77)
[i1-(I-а)i2] [R++r_ (t)]-i2(+R2+Zн)= v. (6.78)
Вычитая эти уравнения, с учетом (6.53) получим
(2zн+R_1_R2+ ;)i2+(+-a)i2rш f amcosmffif-
m=i.з....
о,
(6.79)
m=l ,3, ...
Токи 1 (J)+Q содержатся в первом и последнем членах
ур-ния (6.79). Так,
/(J)-Q ( 2Z(J)-o +R2 +R(J)_Q + ; ) ~
(6 .80)
Решан совместно уравнения для / (J)+Q и / (J)-Q, можно
определить / (J)+Q и / (J)-Q при известных характерис­
тиках Zн и R:
1. Допустим, что выходное сопротивление источника
сигнала равно Rc. на всех учитываемых частотах. Если
входной трансформатор достаточно широкополосен для
учитываемых токов , то внутреннее сопротивление экви­
валентного источника сигнала, включенного · между · точ-
145

1
ками а, о (рис. 6.176), будет <R. = 2 Rcn 2t на всех часто-
тах, кроме частоты .cu-Q = Qв, на которой оно мало
вследствие наличия входного трансформатора. В этом
случае
Мrша1 / 0
1w± о~ ---------
MФw=f Q -
·
r~ (а1+ 2а3)2 '
(6.81)
где M=4(r0 +2R 2щg); ·ФщQ =ro + 2RщQ +2Rz+ 4ZщQ.
Входное сопротивление схемы для тока / Q между точ ­
ками а и -Ь равно
Z' = 2(V,-
Ig Rg)
вх
Входное . сопротивление демодулятора
С учетом (6.81)
(6.82) ·
~
1{
Mr~af[(Фw+Q+Фw_ 0)M--2r~(ai +2a5)] }
Zвх ,_,
-
2 Го-
22
)
22
2)•
п1
4(МФw+о-rш( а1 +2а3 1[МФw_0-гш( а1 +2а3 ]
(6.83)
где n 1 - коэффициент трансформации входного транс­
форматора сигнала.
2. Допустим, что выходное сопротивление источника
сигнала равно R.c в области частот ,Q = {u ± Qв и мало на
других частотах. Очевидно, что оно равно R.c и на час­
тотах 2(()-(J) = ,cu-Qв. В этом случае
(6.84) .
(6.85)
а (Z' вх) определяется согласно (6.82).
Входное сопротивление демодулятора для тока несущей
частоты
(6.86)
.146

Очевидно, что такой демодулятор можно использовать
и для преобразования частоты. Его преимуществом
являются простота и сравнительно высокий коэффи­
циент передачи по напряжению, но он уступает транзис­
торным преобразователям в части ослабления нелиней­
ных продуктов модуляции.
Коэффициенты передачи модулятора и демодулято­
ра просто определить, имея выражения для токов
lw+9. и fw_Q . Напряжение на входе модулятора Ивх=
= / rJ.Zвx, а напряжение полезного сигнала на выходе
1
Uвых = l w±Q ,2Z'-
.
Так как 2Z' = Zнn22, то коэффи­
n2
циент передачи модулятора
Ивых Zнn2 f w±9.
Км=-=--1-.
(6.87)
Ивх Zвх О
Напряжение сигнала на входе демодулятора Ивх =
= l Q n1Zвx, а на выходе Ивых=l w--9.Zн. Коэффициент
передачи его
(6.88)
Формулы для отношения токов приведены выше. У мо­
дулятора коэффициент передачи невелик и при Zвх=
= 75-200 Ом составляет 0,1 - 0,4. У демодулятора
коэффициент передачи практически может быть порядка
единицы.
Расчет устройств начинается с выбора типа диодов,
достаточн_о широкополосных, с временем уст,шовления
Туст, не превосходящим наименьшую длительность
фронта передаваемых в системе сигналов при величине
выброса не более 3-4 % (см. § 6.1). Величина макси­
мального тока диода 10-15 мА обеспечивается вклю­
чением последовательно с диодом резистора (несколько
десятков ом) при амплитуде напряжения несущей часто­
ты на диоде порядка 0,8-1,0 В. По усредненной харак­
теристике диода (или диода с последовательным ре­
зистором) графически определяется его дифференциаль­
ное сопротивление при изменении напряжения несущей
частоты от 0,5 Uw до Uw, и среднее его значение при­
нимается за Rп. Затем выбирается Rш = 2-4 кОм.
Для модулятора следует определить реализуемый
при заданном Zн и допустимых искажениях коэффи­
циент трансформации п2 и вычислить Z' = 0,5Zнn22; вы-
147

брать R1 (десятки ом), учитывая расход тока в R1 и R2
(рис. 6.1 Sa); рассчитать входное сопротивление и коэф­
фициент передачи; определить коэффициент трансфор­
мации n1, исходя из необходимого входного сопротив­
ления Zвхш для тока несущей частоты.
Для демодулятора (после определения Rп и ,Rш)
следует: выбрать практически реализуемый коэффи­
циент трансформации п 1 (рис. 6.17а) и определить RQ =
=0,5Rcn21; выбрать R' иR", исходя из R' + 0,SR"=IR2~
?, (2-З)Rд; определить величину нагрузки Zн, при ко­
торой влияние входного сопротивления видеоусилителя
будет незначительным (несколько сотен ом); рассчитать
входное сопротивление, учитывая, что уменьшение Zн
снижает входное сопротивление, а уменьшение n1 по­
вышает его; рассчитать коэффициент передачи; опреде -
лить по формуле n2 = V 2RщR2/Zш(Rд+1R2) коэффициент
трансформации n2.
7ГЛАВА
НЕЛИНЕЙНЫЕ И ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ
В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ И АППАРАТУРЕ
ОКОНЕЧНЫХ СТАНЦИЙ
...
7.1. Общие замечания
Требования к усилителям линейного тракта чаще
всего определЯ'ются из условия загрузки всего линейно­
го спектра частот сигналами ТЧ. Несмотря на то, что
•~ти требования весьма высоки вследствие большого
числа усилителей на магистрали большой протяжен­
ности, суммарная нелинейность тракта может сущест­
венно сказываться на качестве передачи как сигналов
ТЧ, так и телевидения. Она может и ограничить число
каналов ТЧ, организуемых совместно с каналами теле­
видения.
Нелинейные помехи в линейном тракте возникают в
". • результате
взаимодействия составляющих сигналов
148

телевидения между собой; составляющих многоканаль-­
ного сигнала между собой; составляющих сигналов теле­
видения и многоканального сигнала. В каналах ТЧ не- ­
линейные помехи проявляются в виде нелинейного «шу­
ма» и в виде синусоидальных или модулированных .
синусоидальных помех. В канале телевидения нелиней­
ные помехи проявляются в виде шума и движущихся ·
сеток на передаваемом изображении. Кроме тьго, в ка­
нале ТВ имеют место нелинейные искажения, аналогич­
ные искажениям, возникающим из-за нелинейности "
видеоусилителей (см. гл. 5).
Сигналы синхронизации ,имеют регулярную форму и
регулярный спектр частот. Сигнал изображения, если ·
его рассматривать в течение очень длительного време­
ни (несколько суток), представляет собой случайный
процесс с определенным максимальным и средним зна­
чением (соответствующим уровню «белого» и, например,
уровню «серого»), прерываемый периодически во время ·
прохождения строчных и кадровых импульсов гашеи:ия . .
В течение короткого времени (десятки секунд, минуты)
осуществляется передача практически неподвижного, а ·
также совсем неподвижного изображения (тест-сигналы,
заставки, передачи из театра и т. д.). Длительность те- ­
лефонного сообщения обычно не превышает нескольких
минут, а длительность важной его части может состав­
лять секунды. Поэтому при расчетах защищенности ка­
налов следует полагать, что передача любого видеосиг­
нала (соответствующего естественному изображению
или испытательному сигналу) не должна вносить в ка­
налы ТЧ помехи, превышающие норму. Нелинейные ­
помехи следует рассчитывать, исходя из условия пере­
дачи неподвижных изображений, так как в этом случае ·
они более заметны и в канале ТВ и в каналах ТЧ . При
передаче наиболее частого •«серого» уровня яркости ·
(рис. 7.la) и глубине модуляции 150% мощность ли­
нейного сигнала будет минимальной (рис. 7.16). Во ,
время передачи «белого» или «черного» (темного), а
также при передаче некоторых испытательных сигналов
мощность линейного сигнала существенно больше "
средней мощности сигнала, представляющего случайный
процесс. Кроме того, при отсутствии видеосигнала на ·
входе передающего устройства по линии передается не­
модулированный ток линейной несущей частоты. Если,·
не предпринимать специальных ' мер для автоматическо- -
149 ,,

то снижения мощности тока несущей частоты во время
:nауз, то она будет значительно превышать мощность
модулированного линейного сигнала.
Вследствие сложности реального сигнала ТВ при
,'\О пределении нелинейных помех приходится пользовать-
Рис. 7.1. Изображения сигналов :
а) видеосигналы белого, серого, и черного
тонов; 6) модулированные сигналы при глуби ­
не модуляции 150%; в) огибающие помех
суммарной частоты; г) огибающие помех при
передаче предыскаженных сигналов
,с я его упрощенными моделями. Определить все возмож­
:ные помехи с помощью одной модели трудно. Целесооб­
~разно !-!Спользовать несколько моделей. Определяя тот
или иной вид помех, следует выбрать ту модель, кото­
,Р?Я об~спечивает более достоверный результат расчета.
7.2 . Помехи от взаимодействия
составляющих телевизионного сигнала
Ilpи передаче видеосигнала F (t) по каналу модули­
~рованный сигнал ТВ с несимметричными боковыми по­
_лосами на входе линейного тракта (см. § 6.2) можно
:представить как
:150

Ивх(t) = С(t)COSffiлf+ S(t)sinffiлf=
= У C2(t)+ S2(t) cos [ffiлt + ер (t)J,
(7.1),•
где С (t) - синфазная, а S (t) - ортогональная (квадра­
турная) составляющие модулированного сигнала ТВ.
Если нелинейные свойства тракта характеризуются
полиномом
Ивых(t) =а1ивх(t)+ а2и;х(t)+а3и~х(t)+ ...,
(7.2},
то на выходе тракта, кроме полезного сигнала, опреде­
ляемого первым членом правой части ур-ния (7 .2), бу­
дут возникать нелинейные помехи. Помехи второго по ­
рядка определяются вторым членом ур-ния (7 .2 ) как
~ [C 2(t) + S2(t)J + .!:! [С2 (t) + S2(t)J cos 2 [ffiлt+cp (t)J. (7.3) •
2
2
Помеха суммарной частоты представляет собой моду­
лированную вторую гармонику линейной несущей час­
тоты. «Огибающая» этой помехи (рис. 7.lв) пропор­
циональна квадрату огибающей передаваемого модули­
рованного сигнала. Если линейная несущая частота ,
fл<Fт/2 (т. е. f л<З МГц, как это имеет место в систе­
мах К-1920 и К- 3600), то указанная помеха попадает в .
канал ТВ. При глубине модуляции до 100% помеха бу- ·
дет большей при передаче черного, а при глубине моду-­
лящщ 150% она будет большей во время передачи бе­
лого, почти такой же для черного и весьма слабой для ·
серого тонов (рис. 7. lв). Величина помехи будет макси­
мальной во время передачи сигналов синхронизации , но ­
в это время на экране нет изображения. При значитель­
ной нелинейности (за счет перегрузки или неисправности ·
тракта) помеха будет проявляться в виде движущейсw
сетки на изображении.
Составляющая помехи с частотой 2f л будет значи­
тельно мощнее боковых составляющих помехи вида ·
2fл ± mfc, 2fл±nFи, так как она образуется не только ,
как вторая -гармоника от fл, но и как комбинащщнная··
помеха от взаимодействия каждой пары боковых со­
ставляющих линейного сигнала (например, 1f л-тfс и ·
fл+mfc, 1fл-nFи и fл+nFи), Поскольку пока допустимая
величина периодической помехи для тонов различной
яркости раздельно не нормируется, то помеху следует ·
рассчитывать при передаче модели белого поля (мо­
дель 1, рис. 7.2а) или близкой к ней и более простой"
151!

·модели 2 (рис. 7.26). Во время скачкообразного изме­
:нения яркости будет изменяться и величина помехи.
·вследствие того что время групповой задержки канала
в области fл и 2rfл может отличаться на 0,2-0,25 мкс,
.ломсха, образованная при передаче белого (черного),
Рис. 7.2 . Модели сигна­
лов ТВ негативной поляр­
ности:
а) модель сигнала бе­
лого поля; б) упрощен­
ная модель сигнала бе­
лого поля ; в) упрощен ­
ная модель с кадровым
сигналом гашения; г) уп­
рощенная модель испы-
тательного сигнала
·.м ожет оказаться на краю серого участка изображения.
·-выполнение нормы при передаче белого с запасом обес­
· печит незаметность помехи при любом изображении.
Если такая помеха попадет в канал ТЧ, то она
• может быть максимальной во время передачи немодули­
рованного тока несущей частоты (при условии, что этот
• ток не ослабляется автоматически во время
перерыва
между ТВ программами) .
• П редыскажения модулированного сигнала на линей-
•ной несущей частоте (см . § 8.1) сильно ослабляют по-
• меху в области 2f л и, как показывает расчет, в систе­
мах К-1920 и К-3600 действие этой помехи незначитель­
· но. Уровень помехи во время передачи сигналов «бе­
. лога» 1)
2[
] размах немод. нес. ]
P2f л~
Р в- n ~------
-
л.бе
Т
размах нес . белого
11 В расчетных формулах гл. 7 и 9 все значения уровней и за­
• гухаяий выражены е неперах . Око нчательные результаты расчета
,,п риводятся в децибелах, для чего полученные результаты в н_еnе­
..рах
умножаются на коэффициент 8,7 .
.. 152

где Ртв - пиковый уровень передачи сигнала ТВ 1);:
аг20 (2f л) - затухание второй гармоники линейного уси-­
лителя на частоте 2f л; (2апред-S1) - величина ослабле-
•
1
ния помехи предыскажением (см. § 8. 1); ЛП2= -lnL/l '
2
(L - длина магистрали, l - длина усилительного ·
участка).
Помеха второго порядка разностной частоты опреде­
ляется первым членом ур-ния (7.3) . Она распределена-·
в спектре частот от нижней пропускаемой линейным
усилителем частоты до Fm+ ,ЛFm. Характер помехи ра э-,, ­
ностной частоты, попадающей в канал ТЧ, можно опре­
делить с помощью модели 3 (рис. 7 . 2в) . Импульсами·
синхронизации кадров и уравнивающими импульсами
пренебрегаем ввиду их относительно малой мощности .
Модель 3 (негативной полярности) выражена функцией
f 3 (t) =fc(f)[l-F~(t}] +F11 (t),
(7.4),,
где fc(t) - последовательность импульсов строчной час­
тоты и длительности 'tг.с. ;
(7.5) 1
а сигнал гашения кадров
F.Щ- О,7[;:: +t:. sinпQ;'• cos пQ.{] · (7.6)
Кроме того,
Р~ (t) = F11 (t)/0, 7.
(7. 7),
Подставляя (7.5) в (7.4), находим сумму гармоники
mf с и ее боковых частот mffic+nQи, которая оказыв а ет­
ся равной
2
тлт
[1 'С''(
- - sin--r,_c cosmfficf -,
f)] .
mn
Те
и
(7.8),
Таким образом, в каналы ТЧ ( ,,..._ ,,25% общего числа ка­
налов ТЧ, расположенных в диапазоне частот 312-
1548 кГц в системе К-1920) попадают гармоники строч ­
ной частоты mffic, модулированные импульсами кадро - ­
в ой частоты длительностью -. 1 1 • Так как 'tн <<Тн, то нали - -
1> Под уровнем передачи сигнала ТВ б у дем понимать уровен ь.­
с и нусоидального сигнала, размах которого равен размаху модули -­
рованного сигнала ТВ .

1чие ' такой модуляции мало сказывается на псофометри­
•ческой величине помехи в канале ТЧ.
В системе К-1920 существенны помехи с частотами
,от 1?if c и выше . В системе К-3600, где ниже канала ТВ
;р аспоJ!ожены только каналы звукового сопровождения
и вещания (в области частот 841 - 1014 кГц), такие по­
мехи незаметны, так как в эти каналы попадают гармо­
: ники 54,f с и выше, которые уже слабее нелинейных шу­
мов, обусловленных многоканальным сигналом (про­
_ дукты вида А- В), и флуктуационных шумов магист-
_р.~ли . При глубине модуляции 150% и передаче сигнала
в области несущей частоты без предыскажения спект­
·ральные составляющие помех mf с при передаче серого
,;будут несколько больше, чем при передаче белого или
,черного (как это следует из рис. 7.1). В случае пере­
..дачи сигналов с предыскажением помехи при передаче
· белого будут несколько больше. Можно представить та­
,-кие видеосигналы, при передаче которых отдельные гар­
:.моники mf с будут значительно более мощными, чем
:при передаче белого поля . Для определения реальной
: величины этих помех в каналах ТЧ трудно воспользо­
:ваться какой-либо одной моделью сигнала ТВ и лучше
•обратиться к результатам статистических измерений,
которые показывают, что в области частот выше 300 кГц
при передаче нормализованных МККТТ испытательных
сигналов No 1 и 2, а также при передаче белого поля
помехи в каналах ТЧ в среднем на 6-9 дБ выше, чем
при передаче реальных программ ТВ. В канале теле­
·видения системы К-1920 эти помехи уже ничтожно
малы.
На рис . 7.3 изображены линейные сигналы, соответ­
, ствующие видеосигналам цветного телевидения систе­
мы СЕКАМ (глубина модуляции 150%). Частоту цве­
· товой составляющей в линейном сигнале обозначим
Jл.ц• Очевидно, что при передаче ЦТВ следует учесть
- еще помехи второго порядка вида 2.fл.ц и fл .ц-fл, На­
пряжение цветовой поднесущей частоты больше во вре­
мя передачи голубого тона в строке ,R-Y и желтого -
:в строке В -,У. За время передачи двух строк (2Тс. =
= 128 мкс) девиация поднесущей может иметь одно зна­
·чение только в течение 52 мкс ( активное время одной
•строки). Поэтому максимальный возможный уровень по­
мехи вида 2.f л.ц (попадающий в канал ТЧ в области
13-14 МГц)
•
154

2(
1 размах немод. нес. )
P2f =
Ртв- n ~--- ----
-
л.ц
размах нес. rолу,бого
52
-
аг20(2/л.ц) + ln 128 + Л П2,
(7.9)
Такая помеха может быть соизмерима или мощнее
флуктуационной помехи в канале ТЧ, но вероятность ее
появления очень мала, так как при передаче реальных
изображений уровень помехи значительно ниже, чем при
передаче насыщенного голубого ~оля. Кроме того, по-
Рис. 7.3 . Модулированный сигнал ЦТВ
меха может быть существенно ослаблена при введении­
небольшого предыскажения (ослабление на 4- 5 дБ)
сигнала цветности в исходном видеосигнале.
В результате взаимодействия токов линейной н~су•
щей частоты и цветовой поднесущей возникает помеха :
вида fл.ц-1f л- В системах К-1920 и К-3600 эта помеха ·
попадает в канал ТВ (после демодуляции она находится
в области частот 1,8 ± 0,3 МГц). Величина ее пропор­
циональна произведению Ил:Ил .ц и согласно рис. 7.3 :
будет больше во время передачи белого и синего полей
и весьма малой при передаче голубого и зеленого. Уро ­
вень помехи при передаче белого
( 1 раз,мах не.мод. нес. ) +
РJr.ц-л = Р-,- n '---------
раз.м,а,х HEJC . белою
+ (р в- ln разма.х не,мо!д. нес. )-аг20 Uп) +
·,т
раз:мах пад1нес. белого
+ 0,7-(апред-S1) + ЛП2 •
(7.10)•
155

В канале ТВ системы К-1920 максимальный уровень
;помехи ,f л.ц-f л на 0,6-0,8 Нп выше уровня помехи 2fл,
..н о
ее мешающее действие все равно незначительно.
Помехи третьего порядка определяются третьим чле­
_1юм ур - ния (7.2):
3
.
-
аз [C2(t) + S2(t)] [С (t) cos Wлt + S(t) sin wлt] +
4
.
+_!_аз {[C2(t)-3S2(t)] cos Зwлt+[ЗС2(t) - S 2(f)] sin Зwл t}.
4
(7.11)
=помеха в области Зf л представляет собой модулирован­
:ную третью гармонику частоты fл- В канале ТВ систем
К - 1920, К-3600 она значительно слабее, чем помеха 2f л
(вследствие того что затухаi-ше третьей гармоники в
усилителях значительно выше, чем второй, и, кроме
- того, эта помеха ослабляется предыскажением сигнала
- сильнее, чем помеха 2f л). Помехи третьего порядка раз-
.ностной частоты определяются первым членом выраже-
ния (7.11).
\
Основная мощность помех размещается вблизи ли­
нейной несущей частоты, а составляющие помехи совпа•
. дают по частоте с мощными исходными составляющими
. линейного сигнала. Помеха состоит из двух составляю­
щих: косинусоидальной и синусоидальной. Поскольку
--фазовая характеристика в области f л достаточно линей -
-на, то суммирование помех вдоль магистрали может
быть близким к суммированию по напряжению.
·Косинусоидальная составляющая помехи
+аз[СЗ(t) +С (t) S2 (t)] cos Wлt
(7 .12)
добавляется к полезному сигналу, а синусоидальная в
- основном подавляется при синхронном приеме. Несмотря
на то, что величина косинусоидальной составляющей
-помехи может быть значительной (больше величины
гармоники Зf л), ее визуальный эффект мало заметен,
ибо такая помеха проявляется . в виде градационных
искажений, искажений дифференциального усиления
и т . д. Поскольку затухание третьей гармоники в уси­
лителях (при нулевом выходном уровне полезного сиг­
нала) в области f л обычно более 100 дБ, то даже при
,большом числе усилителей влияние этой помехи не­
велико .
.15 6

При передаче ЦТВ появляются также помехи треть­
его порядка в области частот 2fл±fл.ц и 2fл.ц±fл. На
нижнем крае линейного спектра канала ТВ систем
1(-1920 и К - 3600 может появляться помеха вида
fл :ц-2fл- Величина ее пропорциональна произведению
U2л:Uл.ц и будет больше при передаче белого поля . Уро­
вень помехи (при глубине модуляции 150%) согласно
рис. 7.3
Pn~(Ртв-ln_!_)+2(Ртв- ln2)- агзоUп)+
0,3
+ 1,1- 2(апред-S1) + ЛП3,
(7.13)
1
где ~ЛП 3 обычно находится в пределах от - In N + ln М до
2
ln N + _! __In М; N - число усилителей между ОУП; М
-
2
,
,
число ОУП; NM - число усилителей на магистрали. По­
мехи вида 2fл .ц ± f л попадают в каналы ТЧ (I(-3600).
Максимальный уровень помех (с учетом поочередной пе ­
редачи и коммутации фазы поднесущих) не превы­
шает
Pn~(Ртв-
. n2)+2(Ртв-lnО\)-
7.3 . Помехи при нелинейном взаимодействии
многоканального сигнала и сигнала ТВ
При совместном усилении многоканального сигнала
и сигнала ТВ возникает большое число различных нели­
нейных помех. Однако при рассмотрении помех доста­
точно учитывать несколько наиболее мощных помех
второго и третьего порядков. Помехи второго порядка
(вида fмс ± fтв) попадают как в канал ТВ, так и в ка­
налы ТЧ. При рассмотрении помехи в канале ТВ сле­
дует иметь в виду, что величина помех изменяется в за­
висимости от изменения сигналов яркости и цветности.
Изменение помех во времени пропорционально измене­
нию величины напряжения несущей частоты ,f л или ли­
нейной цветовой поднесущей fл.ц = fл+fц.п. На величину
помех влияет предыскажение сигнала. В канал ТВ по­
падают помехи, Р образовании которых участвуют токи
157

многих каналов ТЧ. При оценке визуального эффекта
результирующей помехи ее следует «взвешивать».
В зависимости от взаимного расположения много­
канального сигнала и сигнала ТВ в I<анал ТВ могут
попадать либо обе помехи второго порядI<а (суммарной
и разностной частоты), либо одна из них. При глубине
модуляции 150% (для черно-белого изображения) по­
меха будет большей во время передачи белого тона .
Уровень помехи вида J' л±fмс в полосе частот 1 Гц
P[l Гц] (fп) =(Етв-!пИИн.с) +(Рк.ср - _1 In Лf') -
н.б .
2
/
-
аг20Uп)+О,7- (апред - S1)+ЛП2,
(7.15)
где Рк.ср - уровень средней мощности многоI<анального
сигнала в полосе частот одного канала ТЧ с уч етом
предысI<ажения уровней передачи; Ин.с/Ин. б - от н оше ­
ние размаха несущей во время перЕ;дачи синхроимпуль­
сов (без предыскажения) I< размаху ее во время пере­
дачи белого тона; Лf' - полоса частот в герцах, отво­
димая в системе на один I<анал ТЧ; fп - частота поме­
хи; (апред-S 1 ) = 1,1 Нп - величина ослабления помехи
предысI<ажением в системах К-1920 и К-3600.
Помеха вида f л.ц±fмс (при передаче ЦТВ) не ослаб­
ляется в этих системах предысI<ажением и вычисляется
по формуле
(
ин.с )
P[lrцJ (fп) = Ртв- ln И +
л.ц
+(Рк.ср-+!пЛf')-аг20 (fп)+О,7+ЛП2, (7 . 16 )
где И л.ц - величина цветовой поднесущей. В I<анале
ТВ системы К-1920 помехи второго nорядI<а fтв±fм с
распределяются в области линейных частот f л ± (273---:-
+ 1548) I<Гц, а таI<ж е в области передачи цветовых под­
несущих. Хотя таI<ие помехи слабее флуI<туационных
шумов канала, но учитывать их следует. Когда много ­
канальный сигнал расположен выше сигнала телевиде­
ния (К-3600), помехи вида fмс-fл попадают только на
верхний край канала ТВ и поэтому несущественны. По ­
мехи вида fмс-f л . ц распределяются в значительной час ­
ти спектра линейных частот канала ТВ, и величина их
соизмерима с величиной флуктуационных шумов .
158

О помехах третьего порядка (помехи вида 2fтв±
±fмс, f1тв±f2тв±fмс, 2,fмс±fтв И f1мс+f2мс±fтв) можно
сказать следующее. Помехами вида 2fмс±fтв можно
пr,енебречь, поскольку их мощность меньше, чем у по­
мех вида f1мс ±f2мс ±.fтв, а также и число их значитель­
но меньше. Кроме того, помехи вида fтв± (~f1мс-12мс)
всегда имеют невыгодное спектральное распределение,
так как основная их мощность находится в области ли­
нейной несущей частоты и их визуальный эффект более
заметен. В канале телевидения (во время передачи
участка изображения с неизменным тоном) достаточно
рассматривать помt>Хи вида 2fтв±fмс (или :fмс-2fтв) и
fтв ± (fн1с-f2мс). Поме,: ,, 21'л+fис будет большей во вре­
мя передачи белого. У ронень ее в полосе частот 1 Гц
(
ин.с )
P[IrцJ Uп)= 2 Ртв- lп-U- +
н.б
+ (Рк_.ср-+ln Лf') + 1, 1-агsо Uл)- 2 (алред - S1) +Л П3,
(7.17)
где Ин. с - амплитуда несущей частоты во время пере­
дачи синхроимпульсов; Ин.б - амплитуда несущей час­
тоты при передаче белого. Эта помеха значительно сла­
бее помехи второго порядка fл±fмс и флуктуационных
помех.
При передаче_ цветного телевидения возникают по­
мехи вида 2f л.ц±~fмс и ·fл.ц±fл±fмс- В канал ТВ систе­
мы К-1920 попадают в основном помехи вида fл.ц-fл±
±fмс, а в канал ТВ системы ,К-3600 - помехи вида
fмс-fл.ц + fл- Эти помехи меньше ослабляются предыска­
жением, и условия их сложения вдоль магистрали хуже,
чем помех 2fл ±fмс- Поэтому при передаче отдельных
насыщенных тонов они могут быть мощнее помех вида
2f л±fмс, однако мощность их значительно меньше мощ­
ности флуктуационны·х шумов.
В телевизионном канале помехи третьего порядка
вида ifл ± (.f 1мс-f2мс) могут быть значительными, осо­
бенно при большом числе каналов ТЧ, расположенных
выше канала ТВ. Поскол-ьку спектр разностной помехи
от сигналов телефонии второго порядка (.f 1мс-f2мс)
имеет максимальное значение при нулевой частоте и
спадает до нуля при частоте ifп=fмакс . мс-fмин.мс, то по­
меха fл± (f1мс-f2мс) максимальна в области несущей
159

часто;ы. На входе приемного устройства (на выходе ма­
гистрали) уровень помехи в полосе 1 Гц во время пере­
дачи белого равен
Р(lГц)(/л±f~)=(Ртв-ln ~н.с )+(2Pк.cp-lnЛf')+
н.б
+ 1,8-агзо(fл±f~) + 1f~++Jn :i' +
1 [ 4y(f,-f.-f~) ]
+-2]nе
.
-
1 + (апред -S1) + Л П3, (7.18)
где f'п - расстояние по частоте от f л до частоты помехи;
f 1, f2 - граничные частоты линейного спектра частот
многокального сигнала; у= Лp/(f2-f1) -крутизна
предыскажения уровней передачи каналов ТЧ в систе­
ме; ~Лр - величина предыскажения уровней передачи в
каналах ТЧ.
Корректор предыскажения в приемном устройстве
усиливает помехи в области несущей частоты. В систе­
ме К-3600 они могут быть не только соизмеримы с флук­
туационными помехами, но даже превышать их. При
расчете по ф-лам (7.15), (7.17), (7.18) необходимо учи­
тывать следующее: помехи вида fл±ifмc, 2fл±fмс, fл±
± (f1мс--f2мс) при глубине модуляции 150% максималь­
ны во время передачи белых и черных участков изо­
бражения, на 6 дБ слабее на светло-серых участках и
ничтожно малы на серых участках. Но заметность по­
мехи неизменной мощности на экране больше на светло­
серых участках, примерно на 3 дБ ниже на белом и
примерно на 6 дБ ниже на черном. Поэтому расчетный
уровень помех, определенный при передаче белого (по
указанным формулам), можно снизить на 3 дБ, исполь­
зуя одинаковую норму на отношение сигнал/помеха для
флуктуационной и нелинейной помех. При передаче се­
рых и светло-серых участков влияние помех будет еще
слабее .
В каналах ТЧ задаются нормы на среднечасовую и
среднеминутную мощности помехи. Среднечасовую ве­
личину мощности поме_ХJ;I в канале можно определить
исходя из передачи в мешающем канале уровня средней
мощности Рн.ср = Рн - 1,62 Нп, где Рн - измерительный
уровень в мешающем канале. Среднеминутную мощ­
ность (для 20% времени) более целесообразно опреде- •
160

лить при передаче сигналов взаимодействия между АТС
с уровнем Рк - 6,0 дБ в мешающем канале. Помехи
второго порядка (вида fмс±fтв в системе К-3600 и вида
fтв-~fмс в системе К-1920) весьма существенны в кана­
лах ТЧ . Величина помехи будет максимальной при
передаче немодулированного напряжения несущей часто­
ты (когда видеосигнал не передается). Поэтому целе­
сообразно включить в состав аппаратуры устройства,
автоматически снижающие уровень несущей частоты во
время пауз настолько, чтобы помеха в каналах ТЧ во
время паузы в телевизионном канале не превышала по­
меху во время передачи реальных видеосигналов.
Рассмотрим, как образуется результирующая помеха
вида f мс ±ifтв в канале ТЧ. При передаче черно-белого,
неподвижного изображения или испытательного сигнала
линейный сигнал ТВ содержит составляющие с частота­
ми fл, fл±mfc, 1f л ± nFк, Помеха вида fмс±fтв в канале
ТЧ представляет собой сумму помех вида f1мс±{л,
[iмс± (fл±nFк) и fjмc± (ifл±mfc), попадающих в данный
канал ТЧ. Вследствие независимости сигналов в разных
каналах ТЧ такие помехи в рассматриваемом канале
суммируются по мощности. Так как мощность каждой
отдельной помехи пропорциональна квадрату состав­
ляющей сигнала ТВ, участвующей в образовании поме­
хи, то можно полагать, что помеха будет большей при
передаче таких реальных сигналов, у которых будет
больше сумма квадратов амплитуд составляющих ли­
нейного сигнала ТВ.
Определим линейный сигнал, соответствующий
видеосигналу модели 2 при размахе видеосигнала А.
Сигнал этой модели (рис. 7.26) может быть представ­
лен в виде суммы членов ряда
f(t)=A[c0+ ~
1
Cmcosmwc(t -
~)], (7.19)
где 't - длительность импульса; Тс = l/fс-период · сdе­
дования;
wc = 2n/с; С0=
....::...; Ст =
-
2- sin (т n2-) . (7.20)
Те
тл
Те
Чтобы определить линейный сигнал, нужно промодули­
ровать сигналом f (t) ток линейной несущей частоты fл
и затем сформировать линейный сигнал, · 'выделив одну
6-150
161

-боковую и остаток второй боко в ой полосы частот. Моду­
.лированный сигнал с несущей частотой rол и двумя бо­
ковыми полосами
(7.21)
:и ли
} 1(l) = [А1+ АС0] cosroлt + f +АСт cos [ (rол·+ mroc) t-
m=I
-
mu>c•] + ~ -1 АСт COS[(rол - r.z roc) + nu>c•] (7.22)
2
/.J 2
2
.
m=l
(при глубине модуляции более 100%, А1 - отрицатель­
· но). Чтобы сигнал был сформирован, необходимо про­
.пустить его через формирующий фильтр. Допустим, что
:характеристика коэффициента передачи этого фильтра
--{ см . рис. 6.7) кососимметрична в области частот rол±
+iЛQ и выражается как
Кr»±·g = -
1-[1+_о_] для О<Q<ЛQ;
л•
2
ЛQ
Кы+Q= 1ДЛЯЛQ<Q,<Qm·
л
РассматриваемЬiй видеосигнал содержит только гармо ­
ники mroc, поэтому достаточно учесть дискретные значе ­
ния текущей частоты Q = mQc. Для упрощения расчета
предположим, что в пределах остатка второй боковой
полосы ЛQ укладывается целое число р гармоник часто­
ты roc, т. е. ЛQ = proc (например, если IЛQ=0,l ,Qm =
=2л·О,1 ·6 · 106 рад/с, а rос = 2лfс=2л• 15 625 радjс , то
р ~ 38). Таким образом, для данной последовательности
·импульсов f (t), с дискретным спектром составляющих
mroc, коэффициент передачи формирующего · фильтра
·можно записать в виде
·-Кыл±тыс = 2 1+~=
2 1+ - ДЛЯ O<tn<p,
РсQ
Р
(7.23)
1 [ тffic]
1( т)
•1
·--Кы±m@ =1 для p<m<_I!!.
л
с
~
! Полагая , что фазовая характеристика фильтра скоррек­
~ тирована, _ и не учитыва 55:, вносимую фильтром задержку
1 с иrнала во времени, можно представить сигнал на . вхо­
де линии в следующем виде:
·1 62

m=p
f2(t) = [А1+ АС0]cosroлt+А 1J +р;тCmcos[rол +
m=-P
тмакс
+ mroc) t-m;ci-] + А ~ Cmcos Х
m=p+I -
x [(roл-mroc)t+m;c't') .
Первый член этого выражения определяет ток линейной ·
несущей частоты rол, второй член - составляющие ли ­
нейного сигнала в области формирования, третий член- ­
составляющие сигнала выше области формировэ,щш ..
Очевидно, что амплитуды составляющих fл ± mfс боль­
ше при передаче сигналов с перепадами яркости от бе­
лого до черного, а ток несущей частоты при глубине ­
модуляции 150% в промежутке времени между двум я
импульсами гашения строк имеет большие значения в о.-
время передачи белого или черного полей.
_
Сравним величину помехи при передаче немодул и ­
рованной несущей частоты с величиной суммарной по ­
мехи второго порядка в канале ТЧ при передаче сиг­
налов белого поля (модель 1, рис. 7.2а), сигналов чер ­
ного поля и сигнала модели 4 (рис, 7.2г), отлич_ающего ­
ся от . испытательного сигнала No 2 отсутствием сцнус ­
квадратичного импульса и тем, что синхроимпульс (для,
упрощения анализа) размещен посреди П-импульса ,_
У модели 4 скважность передаваемых импульсов · рав­
на 2,0 и суммарная мощность составляющих mroc сиг­
нала больше, чем для импульсов другой скважности ..
Сигналу модели 1 соответствует выражение
[
00
]
т
2
тт
•
f1(t),;::::;: О, 7 ~ + \l -sin
г.с cos (тrо/) · +
7'.с i.J тл
Те
m=I
+0,3[те.с +i, -
2- sin т лтс.с cos (т ro/)]' (r.25) ;
Те i.J тл
Те
m=I
.
а сигналу модели 4 - выражение
_
fit)~(У,66[J_+ i, ~sinтлcos(m.roct)]+
2 i.Jтл ·2
•
•
m=I
6*

' + 0,34 [ --re .e + i, ~ sin т л-rе.е cos (т ffict)]. (7.26)
Те /.J тл
Те
m=I
Используя, например, выражения (7.20), (7 .23) и (7 .24),
можно вычислить уровни составляющих модулирован­
ного сигнала ТВ. При этом достаточно ограничиться
учетом мощности несущей частоты и 20 боковых состав­
ляющих, так как мощность последних с повышением
частоты быстро убывает. Предварительное искажение
изменяет уровни составляющих линейного сигнала и
·также должно учитываться.
При передаче немодулированного тока несущей час­
тоты (размах которого равен размаху несущей во время
nередачи импульсов синхронизации) с уровнем Рпа = Рн . u •
мощность помехи fмс± fл при наличии предыскажения
пропорциональна е2 <Рн.н-апред+ 5,) = е2 (Рн.н- l , l ). Согласно
_расчетам мощность помехи при передаче сигна­
л а модели 1 ироnорциональна е2 <rн.н- 1 , 6 J, и, следова­
тельно, уровень помехи будет ниже на 4- 5 дБ. Если
- передача
осуществляется без nредыскажения, уровень
помехи будет ниже на 5,5 дБ. При передаче сигнала
модели 4 получается примерно такой же результат. Это
объясняется тем, что принята глубина модуляции НЮ%
(ТJ= 1,5). Ли111ейный сигнал при передаче сигнала моде­
ли 4 содержит весьма мощные составляющие с часто ­
тами fл ± fc, fл±Зfс, но ток несущей частоты fл при: этом
очень слабый; при передаче сигнала модели 1 токи бо­
ковых частот слабее, чем при передаче сигнала моде­
ли 4, но ток несущей частоты будет значительным .
• При передаче сигналов черного поля суммарная по­
меха на 6,0-6,5 дБ слабее, чем при передаче немоду­
лированного тока несущей частоты. Во время передачи
реальных программ помехи fмс ± fтв обычно еще слабее.
Поэтому целесообразно предусмотреть в annapaтypt
автоматическое снижение уровня несущей частоты во
время пауз на величину не менее 6 дБ (большое ослаб­
.ление тока несущей частоты в паузе неудобно, посколь­
ку он, в известной мере, выполняет функцию контроль­
яого тока в оконечных приемных устройствах). Чтобы
:избежать ~нятного нелинейного перехода между кана­
:лами ТЧ, линейная несущая частота не должна быть
·кратна 4 кГц . Учитывая, что во время передачи реаль-
11ых изображений помеха fмс ± fтв, по крайней мере, на
164

6 дБ слабее, чем во время паузы (если нет автоматиче­
ского ослабления немодулированного тока несущей час­
тоты), уроiень среднечасовой помехи в канале ТЧ на
выходе отдельного усилителя может быть определен по
формуле
'"~Ртв+(Рк
-1,62)- аг 20 Uп)- (апред-S1)- (7.27)
Уровень среднеминутной помехи, определяемый переда­
чей сигналов взаимодействия между АТС, можно опре-
• делить по формуле
,n ~ Ртв+(Рк- О,7)- аг20(fп)- (апред - S1)• (7•28)
В каналы ТЧ системы К-192O попадают только помехи
вида fтв-fмс, а в часть каналов ТЧ системы К-36OO по­
падают также и помехи вида fмс ± :fтв. В системе К-36,OO
и других более широкополосных системах в каналах ТЧ
в результате взаимодействия сигнала цветности с сиг­
налами телефонии появляются помехи второго порядка,
но они слабее помех, рассмотренных выше . При расчете
псофометрической величины помех для магистрали в
целом следует учитывать ограничение спектра помех
индивидуаш,ным фильтром канала ТЧ и взвешивание
их псофометром. В каналы ТЧ могут попадать также
помехи третьего порядка вида fмс±2fтв, fмс±f1тв±f2тв,
2fмс+fтв, f1ис±f2мс±fтв. Помехи вида fмс±2fтв в ка­
налы ТЧ системы К-192O не попадают, но имеют место
в каналах ТЧ системы К-36OO.
Помеха максимальна при передаче немодулирован­
ного тока несущей частоты в канале · ТВ и сигналов
автоматики в мешающем канале ТЧ. Уровень . ее равен
Pn = 2Ртв + (Рмс-O,7)
+
1,1-агзо(fп)-
-
2(апред- S1)+ ЛП3.
(7 .29)
Эта помеха сильно ослабляется предыскажением сиг­
нала ТВ и поэтому значительно слабее помехи вида
fмс± fтв ВТО\)ОГО порядка.
Помехи вида fмс ±f1тв±f2тв в данном канале ТЧ
представляют собой сумму помех, образуемых парой
составляющих линейного сигнала ТВ и сигнала ТЧ .
Суммарная мощность помехи при передаче сигналов,
соответствующих модулям 1, 2 и 4, пропорциональна
сумме произведений
~ &~с [UJЛ (и1л+fс + ИJл-fс
+
ИJл+2fс + и~л-2fс+ ... )
+
----.----'
_________,
165

2
(2
2
u2
)
+и,-f и,+!+и,+2/+ f-2,+...+
лс
лс
л
с
л
с
'---~
..,
+и;+t (и;+2, +и,2-2, + ...)+...] .
лс
л
с
,11.с
(7.30)
При этом достаточно ограничиться учетом токов несу­
щей частоты fл и 10 гармоник fл±mf с- Расчет показы­
вает, что мощность помех, образуемых этими мощными
составляющими сигнала ТВ и многоканальным сигна­
лом в каком-либо канале ТЧ, меньше мощности помех
вида fмс± 2fл при передаче немодулированной несущей
частоты и значительно меньше мощности помех вида
fмc' ±fл второго порядка. Поэтому помехами вида fмс±
±f1тв+f2тв можно пренебречь.
Из помех вида fтв±f1мс±f2мс в кан~лы ТЧ, распо­
ложенные ниже канала ТВ, могут попадать помехи
вида fтв-f1мс-f2мс или f1мс+f2мс-fтв (например, в сис­
теме К-192O}. Уровень помехи в канале ТЧ со средней
частотой ,fп может быть определен по формулам, выводы
которых приведены в приложении 2. Если част0та по­
мехи 2f2-fлЕ;fп~fл-f1-f2, то уровень помехи
1
Рп=Ртв+2к.н.ср-агзо(fJ+1,8+2 lnЛf-
-
InЛf'+Лрfл~
2
~--;;fп++In(2f2- fл+fп)-
-
(апред-S1) + Л П3 ,
(7.31)
где f1, f2 - границы · линейного спектра частот много­
канального сигнала; Ркн.ср - уровень средней мощнос­
ти нижнего _ канала; Лр - величина предыскажения
уровней передачи. Если частота помехи fл-f1-f2~fп~
~fл-2f1, то формула для определения уровня помехи
в канале ТЧ отличается от (7.31) тем, что вместо
1
1
-ln(2f2-fл+fп) подставляется -ln(fл-fп-2f1) . По-
2
2
мехи вида f1мс+f2мс+fтв могут появляться в каналах
ТЧ, если многоканальный сигнал расположен выше сиг­
нала ТВ (например, в системе К-36OO эти помехи по­
падают в верхние каналы). Уровень помехи в каналах
ТЧ максимальный при передаче немодулированного тока
несущей частоты. При 2f1-fл~fп~f2+{1-fл уровень
помехи в канале ТЧ определяется по ф-ле (см. прило-
жение 2)
•
1
Рп = Ртв + 2Рк.н.ср-аrзоifп) + 1,8 + 2 1пЛ f-: --
166

-lпЛf'-у(fп+ fл+ 2/1) +-
1 lп(fп +fл-2/1)-
2
-
(апред- S1) + Л П3•
.
(7 .32)
7.4 . Помехи в каналах ТВ,
обусловленные неЛiИнейным взаимодействием
составляющих многоканального сиmала
В линейном спектре частот сигнал ТВ может рас­
полагаться выше многоканального сигнала (рис. 7.4а),
1[f1C]
1lтвмс
f;,
·--ki~S\.,
оf,
fг
~
2ft-fг О Zft ~-fr
Zf2-fr Zf2
о гf1-fг rг -r,
о)
г),
Рис. 7.4 . Спектры линейных сигналов (а, в) и нелинейных помех
от взаимодействия ТЧ сигналов (6, г)
как, например, в системе К-1920, ниже его (рис. 7.4в),
как в системе К-3600, или между двумя многоканаль­
ными сигналами. Последний вариант целесообразен в
системах с линейным спектром частот до 60 МГц
(рис. 7.5). Ра ёположение сигнала ТВ между многока­
нальными сигналами возможно и в системе типа К-3600
(см. § 2.2).
Обозначим буквами А, В, С составляющие любых
трех независимых каналов (рис. 7.4а, в). При этом
достаточно ограничиться учетом помех второго порядка
вида А+В и А-В (пренебрегая гармониками 2А
вследствие их относительно малого числа и меньшей
мощности) и помех третьего порядка вида А+В-С
(пренебрегая помехами вида 2А+В и А+В+С ввиду
небольшого числа этих помех, меньшей величины помех
2А + В и более легких условий сложения помех А+ В+ С
и - 2А+В вдоль магистрали по сравнению с помехами
вида А+В-С) . Графики распределения помех _ по ли-
167

нейному спектру частот схематически показаны ·
на рис. 7.46, г. Для случая рис. 7.5а, когда сигналы ТВ
размещаются между двумя многоканальными сигнала­
ми, обозначим составляющие двух многоканальных ТФ
сигналов А', В', С' и А", В", С" соответственно. При
этом согласно рис. 7.56, в, в каналах телевидения доста-
а
]
Er
('в,"с"
мс-z
(}
fг
Рис . 7.5 . Схема распределения нелинейных помех от
сигналов ТЧ
точно рассмотреть помехи вида А'+В', А"-А' второго
порядка и помехи вида А' +В'...:..._С', А" +В"-С", А"+
+А'-В", А"-А'-В' и А" +А'-В' третьего порядка.
Согласно рис. 7.4г, в канал ТВ системы К:-1920 попа­
дают помехи вида А+В и А+В__:_С, а в канал ТВ сис­
темы К:-3600 - помехи вида А-В и А+В - С. Посколь­
ку представляет интерес взвешенная величина помех в
канале ТВ, то удобно определять величину каждой не­
линейной помехи в полосе частот 1 Гц на ряде частот
и после суммирования этих помех с флуктуационными и
другими нелинейными помехами, произвести взвешива­
ние результирующей помехи по линейному спектру час­
тот сигналов яркости и цветности.
Формулы, удобные для определения уровней всех ос­
новных нелинейных помех второго и третьего порядков,
можно найти ·в (37] и (41]. Поэтому ниже приводятся
формулы только для расчета помех, попадающих в ка­
налы телевидения. Помехи второго порядка суммарной
частоты вида А+В распределяются в области частот
от 2f1 до 2f2 (рис. 7.56). В области частот от 2/1 до
168

f2+ f1 уровень помехи на выходе отдельного линейного
усилителя в полосе частот •1 Гц определяется по фор­
муле
Р(А+В)[!Гц](fп) = 2Рк.н.ср- аг20(fп)+0,35- lnЛf'+
-f '\'ifп- 2f1)+-iln(fп- 2/1),
(7 .33)
где Ркн.ср - уровень средней мощности нижнего канала
ТЧ системы; аг20 - затухание второй гармоники на вы­
ходе усилителя (на частоте помехи) при нулевом выход­
ном уровне основной гармоники; Лf' = (f2-f1) /п кана­
лов - полоса частот (в герцах) на один канал ТЧ в
системе связи; у= :Лр/ (f2-f1) - крутизна предыскаже­
ния, Нп/Гц; .Лр - величина линейного предыскажения
уровней передачи; fи - средняя частота помехи, Гц .
В области частот от f2+f1 до 2f2 уровень помехи
P(A+R) [! Гц] (fп) = 2Рк.н.ср- аг 20.(fп)+0,35- lnЛ_f'+
+y(fп-2f1)++lnln(2/2 -fп) .
(7.34)
IJомехи разностной частоты вида А-В распределя'Ются
в области частот от нуля до f2-f 1 (рис. 7.46). Уровень
помехи в полосе частот J Гц
•
·
1
1
Р(А-В)(1 ГцJ/fп) = 2Рк.н.ср-:-аг20(fп) - lnЛf' + 2 ln~ +
+Уfп+-1 ln[e4'Y(_f.-f.-fп)_l].
(7.35)
2
Помехи третьего порядка вида А+В-С распределяют­
ся в области частот от 2f 1-f2 до 2f2-f1. Уровень помехи
в полосе частот 1 Гц определяется по формуле [37]
Р(А+В-С)(1 Гц] Uп) = 3Рк.н.ср- агзо(fп)+ 1,45-+lnЛ/'+
1
1
+ln4У+2InQ,
(7.36)
где агзо - затухание третьей гармоники на выходе уси­
лителя при нулевом выходном уровне основной гармо­
ники. Область распределения помехи состоит из трех
участков:
1. Для 2f 1-f2~fп~ 1f1
Q =е2У (fгfп) + /У(2f2~Зf,+fп) [4уif2- 2 f1+ fп) - l]. ..(7.37)
169

Если 2f--if2 отрицательно, то и значение fп в ф-ле (7.37)
следует брать со знаком минус.
2. Для f1~fп"=;;J2+f1 (в области передачи сигналов
ТЧ и несколько выше)
Q = e2V( fп-f,) [4y(fl -fп) + l] +
+ e2V(2fп+2f,-Зf,) [4 y(f2 -fп) + l]- 2e2;,(2f, -f,-fп) . (7.38)
3. Для 1f2+f1~fп~2f2-f1
Q = e2Y(4f,-Зf,-fп) + /"(fп-f,) [4 У (fп + f1 - 2 f2) ·- l]. (7.39)
В случае расположения сигналов ТВ между многока­
нальными сигналами (рис. 7.5а) в каналы телевидения,
кроме помех вида А' +В' [определяемых по ф-ле (7.33)],
попадают и более мощные помехи второго порядка вида
А"- А', которые распределяются в области частот от
fз-f2 до f,.- f1 (рис. 7.56) . Уровень помехи в полосе
частот 1 Гц определяется по ф-ле [41]
Р(А"-А')[1 Гц] (fп) = 2Рк.н.ср-аг20(fп)- lnЛf'++ln-1 +
.
.
у
+ +lnQ1,
(7.40)
где для fз-f2~fп~ .fз-f1
Q 2V(fп+2f,-2f,) 2V(2fa-2f,-fп).
1=е
-е
,
для ,fз-f1~fп~f"--if2
Q 2Y(fп+2f.-2f,) 2уfп .
1=е
_
-е,
ДЛЯ f,.-f2~fп~f,.-f1
(7.41)
(7 .42)
Q1 = e2;,(2f.-2f,-fп) _ /"'п.
(7 .4З)
При f2-f1=f,.-fз ф-ла (7.42) исключается, так как
fз-f1=f"-f2, у= Лp1/(,f2-f1) =ЛP2/(fz.-fз) =Лр/(1,.-f1) ­
крутизна предыскажения, Нп/Гц; Лр1 - величина преды­
скажения в полосе частот fз-f,.. При f2-f1=f..-fз пола­
гаем Лр 1 =rЛр2. Помехи вида А'+ В'-С' определяютсн
по ф-лам (7.36)- (7.39). Более мощные помехи вида
А" +В"-С" распределены в области частот от 2fз-f"
до 2f1,-fз и определяются также по ф-лам (7.36),-(7.39)
после подстановки в них Рк.11.ср+у(fз-.f1) вместо Рк.п.ср
и частоты fз, f" вместо f1, f2 соответственно.
170

Помехи вида А" +А'-В" значительно сильнее помех
вида А' +В'-С'. Они распределяются в области частот
от fз+f1-f4 до f,.+f2-fз. Если f1,-fз=if2-f1, то области
распределения помех вида А' +В'-С' и А" +А'-В"
совпадают. В каналы ТВ попадают помехи, расположен­
ные выше f2 и ниже fз. Уровень помехи в полосе частот
l Гц для f2~ifп~2f2-f1 определяется по формулам [41]:
Р<А"+А'~В"> [trц] (/J = 3 Рк.н.ср-агзо (fп) + 1,45-
_
_1_ lnЛf'-у(fп+3/1)+lnQ2;
(7.44)
2
Q2 = f4 + f2 [ e4v<f,+f,> _ e4v(f.+fп)] _
4у
-
_1_[e4v(f,+f,> (4'\'{4+4'(f2 - 1)-
•
16у2
-
e4V(fa+fп) (4 '\' fз + 4у /п - 1].
(7.45)
Помехи вида А"-А'-В' распределены в области частот
от fз-2f2 до f1,-2f1. В спектр частот сигналов ТВ попа­
дают помехи с частотами ниже fз. Для f,-k-f2-f1
уровень помехи в полосе частот 1 Гц определяется по
формуле
Р(А"-А'-В') [! Гц] (fJ = 3 Рк.н.ср - йгзо (fп) + 1,45- : ln Л /'+
+ у(fп-З/1) +-1 lnQ3;
(7.46)
2
для fз-2f2~fп~f,.-2f2
Qз = ь_ [ esvf,_ e4v(f,-fп)]
-
2у
-
_1_ [ esvf, (81f2 - 1) + e4'V(fз-fп) (4 у fз - 4 '\' fп - 1)}; (7.47)
16у2 ,
для f.,-2f2~fп~fз-2f1
Qз = l;y2 [2e4v<f, + f,> (4yf2·+41f1-l)-
-
e4V(f.-fп) (4 у fз - 41 fп - 1)-- e4v(f.-fп) (4 '\' {4~4 '\'fп-1)] +
+ _1_ [{2 e4v(f,-fп) _ (/2 + fi) e4V(f,+f,) + fi e4'V(f.-fп)]_ (?.4S)
2у
Помехи вида А" +А'-В' (рис. 7.5) при f4-fз=f2~f1
ра-еполагаются в той же области спектра, ч~о и помехи
171

вида 'А" + В" - С". Но значительно слабее их; При ве­
личине предыскажения уровней передачи Лр?310 дБ
(в диапазоне частот от ,f1 до f4) помехами вида А'+
+В'- С' можно пренебречь по сравнению с помехами
вида А"+ А'- В", а помехами вида А"+ А'-В' можно
пренебречь по сравнению с помехами вида А"+ В"-С";
поэтому в каналах ТВ достаточно учитывать три вида
помех третьего порядка.
В каналах, образованных в полосе частот нижнего
многоканального сигнала (рис. 7.5), следует учесть по­
мехи вида А"-В", А'+В' и А"+А'-В" [41], а в кана­
лах, образованных в полосе частот верхнего многока­
шального сигнала, - помехи вида А"-А', А" +А' и А"+
+В"- С".
7.5 . Нелинейные помехи
при передаче нескольких сигналов ТВ
и при совместной передаче их
с многоканальными сигналами
По общему ВЧ тракту систем с линейным спектром
частот до 60 МГц возможно осуществить передачу до
шести сигналов ТВ. Уровень флуктуационных шумов­
линейного тракта в такой системе в полосе частот од­
ного канала ТВ изменяется всего на . - 1,5-1,7 дБ. При
таком распределении шума, близком к равномерному,
значение взвешенного шума будет примерно на 9,0 дБ
ниже действующего значения шума. Если в системе
передачи допустить величину флуктуационного шума
линейного тракта в канале ТЧ порядка 1 пВт/км, а от­
ношение размаха сигнала изображения к взвешенному
шуму линейного тракта в канале ТВ порядка 59-60 дБ,
то уровень передачи в канале ТВ (в грубом приближе­
нии) должен быть выше уровня передачи в канале ТЧ
примерно на 30 дБ. Поэтому помеха, образуемая нели­
нейным взаимодействием токов сигналов ТВ, будет ска­
зываться в канале ТЧ значительно сильнее, чем в кана­
ле ТВ. Следовательно, осуществить совместную переда­
чу сигналов ТВ и ТЧ труднее, чем передачу одних сиг­
налов ТВ.
.
Для ослабления нелинейных помех целесообразно
вводить предыскажение сигналов ТВ. Оно может вво­
диться с целью ослабления линейной несущей частоты,
мощных составляющих сигнала яркости, а также части
172

составляющих сигнаJюв цветности. Вследствие того что
флуктуационные шумы линейного тракта мало изме­
няются по диапазону линейных частот одного канал а
ТВ, требования к флуктуационным шумам канала цвет­
ности выполняются легче, чем для канала яркости, и
поэтому имеется возможность вводить предыскажени е
порядка 4-6 дБ в области передачи сигналов цветнос­
ти. Предыскажение сигнала яркости может вводиться и
по видеочастоте (до 200 кГц) и для модулированного
сигнала (если имеется модулированный сигнал проме­
жуточной частоты с несущей частотой до 6-7 МГц).
Величина общего предыскажения сигнала яркости
может достигать 10-11 дБ.
Нелинейные помехи, располагающиеся вблизи несу­
щей частоты какого-либо канала ТВ (в области fл+
± 200 кГц), на приемной стороне будут относитель но
усилены корректором предыскажения. Если учесть, что
к помехам в области низких видеочастот глаз наиболее
чувствителен и что помеха, совпадающая с несущей
частотой канала, будет изменять фазу напряжения не­
сущей частоты, то помехи в области несущей частоты
весьма нежелательны. Чтобы избежать помех, частоты
которых точно совпадают с несущей частотой какого­
либо канала ТВ, расстояния между несущими частота­
ми каналов ТВ не должны быть равными.
При использовании линейного спектра только для
каналов ТВ помехами второго порядка могут быть г а р­
моники вида 2Атв и комбинационные помехи вида
Атв + Втв, где Атв, Втв - составляющие сигналов ТВ
двух любых каналов . Вторая гармоника тока линейной
несущей частоты оказывает слабое влияние на сигналы
своегG канала (см. § 7.2). Поскольку при передаче не­
скольких сигналов ТВ гармоники 2f лi попадают в кана­
лы, уровень передачи которых всегда выше уровня пе­
редачи мешающего канала, то их влияние будет сла­
бым. Помехи вида Атв+Втв будут максимальными во
время одновременного прохождения сигнадов синхро­
низации в каналах А и В. При независимости сигналов
ТВ в каналах А и В такие помехи будут редкими, так
как сигналы синхронизации занимают не более 8% вре­
мени передачи в каждом канале. Значительно чаще
имеет место передача уровня «черного». Время передачи
сигналов гашения и синхронизации занимает примерно
25 % времени передачи в каждом канале ТВ . При глу-
173

'бине модуляции 150% значение помехи будет макси­
мальным во время передачи «белого» или «черного»
одновременно в каналах А и В, «белого» в одном и
«черного» в другом. Предыскажение · в области линей­
ной несущей частоты (нижних видеочастот) будет
-о слаблять помеху на (2a1 - S1), если помеха достаточно
·удалена от несущей частоты подверженного действию
по м ехи канала и находится в области частот, где кор­
~ректор предыскажения уже вносит достаточное затуха­
н ие . Уровень помехи вида fл1+fл2
JJА±В~(РIтв+Р2тв)--О,7- аг20(/п)- (2а1 - S1)+ЛП2.
(7.49)
. -Во время передачи скачка яркости от белого до черно­
го или, наоборот, в одном из двух каналов ТВ (одновре­
менный скачок яркости в двух каналах - относительно
,р едкий случай) помеха кратковременно возрастет, так как
,п ри этом ослабление помехи предыскажением будет в пре- •
.делах от а1 до (2a1 - S1) в зависимости от положения
-п омехи в спектре частот канала, на который она воз­
действует. Затухание гармоник на выходе линейного
усилителя с увел ичением частоты снижается. Если это
- снижение во всем линейном спектре частот составляет
·10-15 дБ, то более су щественным будут помехи раз­
;н остной частоты (вида Атв-Втв) в нижних ТВ кана­
:л ах . Основные помехи третьего порядка образуются в
р езультате взаимодействия сигналов яркости трех ка­
,н алов ТВ. В модулированном линейном сигнале ТВ (при
:т = 150 % ) сигнал цветности слабее сигнала яркости во
'В ремя передачи белого или черного . Поэтому макси ­
м альной можно считать помеху вида {л1 +·fл2+fлз во
в ремя передачи белого или черного в трех каналах ТВ.
Если помеха удалена от несущей частоты подвержен­
н ого ее действi1ю канала на 200 кГц или более, то уро­
в ень помехи на выходе магистрали
Рл+в-с ~ ( Р1 тв+ Р2 тв+ Рз~тв ) - 0,3- агзо (fп)-
-
(3а1- 2S1) +ЛП3.
(7.50)
Кратковременное увеличение помехи может иметь место
·во время скачка . яркости в каком - либо из трех сигна­
.лов ТВ.
Определим разность максимальных уровней помех
свторого и третьего порядков. Согласно (7.49) и (7.50)
J.74

РА±В - РА+В-С ~ агзо Uп)-аг20 Uп)­
-
Рзтв -0,4 +· (а1 -S1 )
+(ЛП2-ЛП3). (7.51)1
В системах с линейным спектром до 60 МГц агзо-аг20~
~ 30 дБ. Кроме того, вероятность появления макси­
мальной помехи третьего порядка меньше, чем второго .
Поэтому можно полагать, что более существенными бу­
дут помехи второго порядка . При совместной передаче
нескольких сигналов ТВ с многоканальными сигнала­
ми, кроме нелинейных помех, рассмотренных в § 7.3 ,.
7.4, следует учитывать помехи третьего порядка, в обра­
зовании которых участвуют два сигнала ТВ и мног0~
канальный сигнал. Максимальный уровень помехи вид а,
ftтв+f2тв±fм(} в полосе частот 1 Гц в канале ТВ
Рп [1 гцJ (fп)=Р1 тв+ Р2Тв + 0,4 + (Рк . ср -+ lnЛf')-
-
агзо Uп) -(2а1 -S1) + Л П2•
(7.52}
Эта помеха в канале ТЧ будет максимальной во время
передачи немодулированного тока несущей частоты па,
каналам ТВ и уровень ее (при условии ослабления н.е­
сущей частоты во время паузы на 6,0 дБ) равен
Рп.к(fп)=Р1ТВ+Р2TR+ Рк.ср + 0,4 -
-агзоUп)- 2(а1-S1)+ЛП3•
(7.53)'
Помехи вида f1тв+f2тв±fмс в канале ТЧ будут слабее ·
помех второго порядка вида fтв+fмс• Самыми мощными.
помехами в системе являются помехи второго порядка
вида f1тв ± f2тв, так как уровень передачи в канале тв;
значительно выше уровня передачи в канале ТЧ. Помех а
вида f 1тiз+f2тв в каналах ТЧ максимальна при частоте
помехи fл1±f л2. Разностная помеха частоты fл1-fл2
представляет собой сумму помех от взаимодействия
несущих частот двух каналов и всех комбинаций вида
(fл1+mfc)-('1л2±mfc), а также (fл1±nFн)-(fл2±nFн) ­
Расчет показывает, что при передаче моделей сигналов
(см. § 7.1) по двум каналам ТВ уровень помехи в ка­
нале ТЧ мало отличается от уровня . помехи при передаче
по двум каналам ТВ их немодулированных несущих
частот с уровнями (Рн.н-0,7) Нп. Помеха суммарной
частоты вида fлt + fл2 является как продуктом взаимо­
действия токов несущих частот fлt и fл2, так и резуль­
татом сложения помех вида (fл1+mfc) + (fл2- mfc). По-
175.

мехи вида f1тв±f2тв будут ослабляться по мере удале­
ния частоты помехи от значений f Л1 ± f л2-
Если линейный спектр частот системы построен так,
что помехи вида f1тв± ,f2тв могут попадать в каналы ТЧ,
то требование к нелинейности усилителя будут опреде­
.;1яться помехами этого вида. Эти требования облег­
чаются, если помехи не попадают в каналы ТЧ, напри­
мер, при передаче двух сигналов ТВ совместно с много­
канальными сигналами, если сигналы ТВ расположены
в средней части линейного спектра (рис. 7.5). Передача
большего числа сигналов ТВ совместно с многоканаль­
ными сигналами возможна при значительном повыше­
нии требований к усилителям линейного тракта.
7.6. Флуктуационные помехи линейного тракта
Флуктуационные помехи линейного тракта практи­
чески состоят из тепловых шумов коаксиального кабеля
и шумов, вносимых усилителями. На магистрали, кроме
линейных усилителей, компенсирующих затухание участ­
ков кабеля, включаются усилители с равномерным по
линейному спектру усилением, компенсирующие зату­
хание, вносимое корректирующими и другими устройст­
вами. Величина усиления и уровни сигналов на входах
· «плоских» усилителей выбираются таким образом, чтобы
вносимые ими помехи были незначительны. Влияние
шумов усилителей можно снизить, используя в первом
каскаде малошумящий усилительный элемент и кон­
струируя входную цепь усилителя с возможно большим
коэффициентом передачи, чтьбы усиленное напряжение
тепловых шумов кабеля, поступающее на вход первого
каскада усилителя, было больше собственных шумов
усилителя, отнесенных к входу первого каскада. Частот­
ную неравномерность затухания участка кабеля можно
частично компенсировать во входной цепи, частично в
цепи обратной связи, или межкаскадной цепи усилите­
ля. Если часть неравномерности компенсируется вклю­
ченным на входе усилителя амплитудным контуром, то
в нижней части линейного спектра частот шумы усили­
ваются.
Частотная характеристика усилителя S (t) должна
достаточно компенсировать характеристику затухания
1~'6

участка кабеля, т. е. 1S (1t) 1 :::::; 1ан (f) 1- Если бы усили­
тель не вносил шумов, то частотное распределение шу­
мов на выходе линейного тракта соответствовало бы ха­
рактеристике затухания кабеля. В системе К-1920 рас­
стояние между усилителями составляет 6,0 км и уровень
шумов (на 1 Гц полосы частот) в диапазоне частот от
несущей частоты канала ТВ (2451 кГц) до его верхнего
края (8500 кГц) возрастает примерно на 15 дБ. В сис­
теме К-3600 канал ТВ занимает около половины линей­
ного спектра системы, и поэтому изменение шумов по его
спектру составит примерно 8 дБ. В системе К-10 800
шумы мало изменяются по спектру отдельного канала
ТВ ( 1,5-1,7 дБ). В области видеочастот, передавае­
мых двумя боковыми полосами (от О до 0,6 МГц) по­
мехи двух боковых полос суммируются после демодуля­
ции,' что снижает общий перепад уровня помех по
спектру частот видеосигнала еще на 3 дБ. При значи­
тельном повышении
уровня шумов с увеличением
частоты видеосигнала условия передачи сигнала яркос­
ти будут улучшаться, а сигнал цветности - ухудшать­
ся и наоборот . Поэтому в системе К-3600 условия пере­
дачи сигналов цветности будут лучше, чем в системе
К-1920. Величина взвешенных шумов в канале ТВ так­
же зависит от наличия и характеристики устройств
предыскажения (§ 8.1).
7.7 . Нелинейные и флуктуационные помехи
в аппаратуре оконечных станций
Нелинейные помехи практически возникают в око­
нечной аппаратуре, содержащей две или более ступеней
преобразования частот. При двух ступенях модуляции
источниками нелинейных помех являются второй моду­
лятор и первый демодулятор приемного устройства. На
«сигнальный» вход второго модулятора поступает на­
пряжение первой несущей частоты f1 и ее боковых по­
лос, которое взаимодействует с напряжением второй не­
сущей частоты if2. В результате этого на выходе моду­
лятора, кроме полезного тока линейной · несущей часто­
ты fл= ·f2-f1, появляются токи помех с частотами 2fл=
=2f2-2f1 и Зfл = Зf2_:_Зf1 " Лосле демодуляции помеха
2f л превращается в помеху · ч·астоты fл, а помеха Зf л -
177

в помеху частоты 2fл, Если fл<Рт/2, то о б е помех и
окажутся в спектре частот видеосигнала.
Помехи с частотами fл и 2f л образуются также и в
первом демодуляторе . На его «сигнальный» вход посту ­
пает линейный сигнал с несущей частотой f л, который
взаимодействует с током местного генератора частоты
f2 (см. гл. 2) . В результате на выходе демодулятора,
кроме полезного сигнала частоты f1=f2-fл, возникают
помехи с частотами fп1=f2-2fл=f1-fлиfп2=fл-Зfл=
= f1-2f л- После окончательной демодуляции ' сигнала
частоты этих помех будут fл и 2f л соответственно . По­
меха с частотой fл образуется также из-за неполного
подавления остатка тока несущей частоты в первом де-
модуляторе .
.
При передаче черно-белого изображения на экран е
телевизора более заметна помеха с частотой f л
(2,49 МГц в системах К-1920 и К:-3600); при передач е
ЦТВ такой же существенной становится и помеха с час­
тотой 2f л=4,98 МГц.
Выше (гл . 2) отмечалось, что после первой ступен и
модуляции для дальнейшей передачи используется ниж­
няя боковая полоса частот от несущей частоты f1 , При
использовании верхней боковой полосы количество Нf­
линейных помех в рабочей полосе частот может воз ­
расти, что также является одной из причин использо ­
вания нижней боковой полосы частот после первого мь­
дулятора.
Поскольку помехи с частотами fл и 2f л образуются
также в усилителях линейного тракта, на помехи око ­
нечной аппаратуры целесообразно отвести лишь 25%
общей допустимой мощности этих помех. Чтобы осла­
бить нелинейные помехи в преобразователях частоты,
уровень сигнала на входе второго модулятора (первого
демодулятора) выбирается по возможности ниже . В ре ­
зультате этого становятся существенными их флуктуа­
ционные шумы. Поскольку затухание преобразователей
порядка 7-10 дБ, то становятся существенными и шумы
усилителей, включенных после них . Распределение
флуктуационных помех оконечной аппаратуры по спект­
ру видеочастот можно считать практически равномер­
ным, за исключением участка нижних частот, где уро­
вень помех на 3 дБ выше за счет сложения помех двух
боковых полос при демодуляции.
178

8ГЛАВА
СПОСОБЫ ПОВЫШЕНИЯ ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТИ
КАНАЛОВ ТЕЛЕВИДЕНИЯ
...
8.1. Предварительное искажение сигналов ТВ
Ослабление нелинейных и флуктуационных помех в
канале телевидения (как и в каналах ТЧ) является од­
ной из основных задач при построении системы связи.
При увеличении числа линейных усилителей (следова­
тельно, и дальности передачи) вдвое уровень флуктуа­
uионной помехи, нелинейных помех второго порядка и
части помех тр~ьего порядка возрастает на 3 дБ. По­
этому возможностями ослабления помех даже на 2 дБ
не следует пренебрегать. Поскольку стоимость обору­
дования линейного тракта во много раз превосходит
стоимость оконечной аппаратуры, то целесообразно ус­
ложнять оконечную аппаратуру, вводя устройства пре­
дыскажения сигналов, если это повышает помехозащи­
щенность каналов.
Мощность видеосигнала черно-белого телевидения
сосредоточена в области нижних видеочастот (см. •
см. рис. 1.7), и поэтому в линейном модулированном
сигнале наиболее мощные со~тавляющие занимают
сравнительно узкую область ( ± 200 кГц) по обе сторо­
ны от линейной несущей частоты . Мощность сигналов
цветности сосредоточена в сравнительно узкой областн
цветовых поднесущих (4,0 - 4,5 МГц). В модулирован­
ном сигнале мощность цветоразностных сигналов суще­
ственно меньше мощности сигнала в области линейной
несущей частоты. Такое распределение мощности поз­
воляет вводить предварительное искажение линейного
сигнала на передающей стороне с · последующей ком­
пенсацией этого искажения на приемной стороне .
Устройства предыскажения позвЬляют ослабить KJK
нелинейные, так и флуктуационные помехи, возникаю­
щие в линейном тракте. Предыскажение можно с у,>
пехом использовать не только при передаче телевиде­
ния, но и в других системах передачи импульсных сиг-
179

налов, особенно в системах с несимметричными боко­
выми полосами и линейным детектированием на прие­
ме, когда глубина модуляции невелика (до 50-60 % ) .
При передаче нескольких импульсных сигналов по об­
щему ВЧ тракту предыскажение позволяет снизит:,
мощность продуктов взаимной модуляции сигналов и
общую загрузку группового тракта передачи сигна.rrов.
При передаче цветного телевидения можно приме­
нить дополнительное предыскажение сигнала в области
передачи цветовой информации для ослабления флук­
туационных помех в канале цветности или для ослаб­
ления нелинейных помех в канале яркости или канал:~х
ТЧ, в образовании которых участвуют сигналы цвет­
ности.
Предыскаженu е сигнала в области лuнейн,ой несу­
щей частоты. Поскольку ток линейной несущей частоты
fл и мощные боковые составляющие вблизи f л создают
основные нелинейные помехи, то целесообразно сни­
жать их относительную мощность. Для этого на нере­
дающей стороне линейный сигнал (до подачи его на
вход линии) предварительно пропускают через устрой­
ство предыскажения (четырехполюсник) , характеристи­
ка затухания которого а 1 (f) показана на рис. 8.1 . На
а, дб
ак --;с-:::~~:::::::::::---,
Рис. 8.1 . Ха;ра~<те,р,истики зату­
'---1 -~-+ - ~--. ..~ .--~- f хания пр едыrскажа ющего и кор-
6, +Fm
рек11ирующего ус11р,ойств
&-лFт fл
приемной стороне до демодуляции сигнала восстанав­
ливается его форма с помощью корректора предыска­
жения - четырехполюсника с характеристикой затуха­
ния a2(f) (рис. 8.1). Предыскажение сигналов не вне­
сет искажений •формы передаваемых видеосигналов,
если суммарное затухание обоих устройств постоянно
во всем спектре рабочих частот канала ТВ, а суммар­
ное время групповой задержки таr<же постоянно и.1и
равно нулю:
180
а1(f)+а2(f)=ак = const; }
Т1(f) +Т2(f) = Тк ИЛИ HyJIIO..
(8.1)

Суммарное затухание ан можно скомпенсиропать
усилением ISн 1 = 1ан 1, большая часть которого ввQдит­
ся на приемной стороне, а малая часть - на передаю­
щей стороне. Практическая реализация достаточно уз­
кополосных устройств предыскажения при а 1 (f л) =
= 11-12 дБ возможна, если fл:::;;;;3,0 МГц (в системах.
К-1920 и К -36 00 при линейной несущей частоте 2491
кГц устройство предыскажения вносит на несущей;
частоте затухание 11 дБ, а на частотах fл ± 200 кГц --
затухание порядка 2 дБ). На несущих частотах выше
8-1 О МГц применять контуры предыскажения не име ­
ет практического смысла, так как контуры становятся.
слишком широкополосными.
Входные и выходные сопротивления устройств пре­
дыскажения должны быть практически постоянными в
спектре частот канала ТВ и при стандартном коакси­
альном кабеле равными 75 Ом. Поэтому устройства
предыскажения удо-бно выполнять в виде амплитудных
контуров (рис. 8.2), состоящих из одного или несколь­
ких (обычно одинаковых) звеньев.
Рис. 8.2 . Амплитудные контуры:
а) схемы; б) характеристики
Рис. 8.3 . Апериодический
контур (а) и его характе­
ристика (6)
• При определении формы линейного сигнала ш~. вы­
ходе предыскажающего устройства надо учитывать,
следующее:
1) относительная ширина полосы частот, з которой·
предыскажающий контур вносит затухание, певетша,.
и можно допустить, что характеристики а 1 (f) и .- 1 (f) в
области частот (f л ±tЛF) представляют собой соответ-
181

'Венно (рис. 8.26) функции с четной и нечетной сим­
• Метрией относительно fл:
2) форма огибающей модулированного сигнала в
· основном мало отличается от формы исходного видео­
.сигнала . Это позволяет использовать известную «теоре­
му об огибающей» модулированного сигнала и свести
задачу к рассмотрению прохождения исходного видео­
сигнала через «низкочастотную» схему (рис. 8.3). Оп ­
ределив форму видеосигнала на выходе такой схемы,
легко определить и форму огибающей модулированно­
го сигнала на выходе схемы рис . 8.2.
'Апериодический контур (рис. 8.3) ' подавляет токи
низких видеочастот, а амплитудный контур (рис.
8.2а ) - боковые составляющие от низких видеочастот .
Поэтому рассматриваемое предыскажение равносильно
дифференцированию огибающей модулированного сиг­
нала. Допустим, что видеосигнал весьма прост по фор­
м~ и представляет ступенчатое изменение нап р яжения
( рис . 8.4а). Подадим такой сигнал f1(t) на вход схемы
182
r1(t}
iJ) •
е)
ж)
э)
~ис. 8.4. Форма сигналов на входе (а, б, в, г) и на выхо­
де (д, е, ж, э) ус_тройства предыскажения

(рис. 8.За), и, используя операционный способ анализа,
процессов, определим сигнал f2 (rt) на выходе ее. Ото­
бражение некоторой функции f (t) можно записать в.
виде
00
f(р)=рSе~ptf(t)dt.
(8.2) ,
о
Для сигнала f1 (t), изображенного на рис. 8.4а, ис­
пользуя -«теорему запаздывания оригинала» (теорему
смещения) и учитывая, что
00
р fAe-ptdt=A,
(8. 3)
о
можно записать отображение в следующем виде:
f1(р) = А1 +Аep(t-'tJ .
(8.4) •
К:оэффициент передачи схемы (рис . 8.За)
e~g(w) =
R0(1+iroR3С3)
(8. 5)
(Ro+Rз)+iroСзRoRз '
Обозначив C3,R 3 =b, Ro+Rз=c и заменяя i'(u на р, мож­
но записать
Согласно преобразованию Римана~ Меллина сиг­
нал на выходе схемы (рис. 8.За) определится как
....
iU)
f2(t) =
-
2
1. sеР1F(р) dp,
n1
р
(8.7)·
i (J)
-
где
F(p) =f1 (p)e-g,
(8.8),
Для рассматриваемого случая с учетом (8.6) и (8.8)
интеграл (8 .7) разделяется на два интеграла: f2. 1 (t) и,
f2.2(t), решение которых дано в приложении 2:
f2 , 1 (t)= ~i [Ro+R3 e.... R:ь t];
(8.9)
f2,2 (t) = : [Ro +R3е- R:ь (t-'t)] •
(8.10)1
183:

Следует отметить, что f2. 1(t) существует с момента
времени t=O, а f2.2(t) - с момента времени t=-т:.
В качестве примера на рис. 8.4д показан вычислен­
ный сигнал f2 (t) на выходе достаточно узкополосной и
.просто реализуемой схемы (рис. 8.За) с величиноi-i за­
тухания а0 ~9 дБ и входным сопротивлением R0=75 Ом.
Следовательно, модулированный сигнал (рис . 8.46),
проходя через полосовую схему (рис . 8.2а) с со­
ответствующими параметрами, приобретает форму, изо­
браженную на рис. 8.4е. В этом случае размах сигна­
ла на входе предыскажающего устройства равен
2(А 1 +А), а на выходе его он равен 2(А 1 е-а0 +А). Сле­
дует иметь в виду, что при перемодуляции (рис. 8.4г)
А1 - величина отрицательная .
В результате предыскажения форма сигнала сильно
.изменяется, а размах его уменьшается при глубине мо­
дуляции 11< 1,0 и увеличивается при глубине модуляции
11 > 1,0. В рассмотренном случае передачи сигнала с
-бесконечно крутым фронтом размах предыскаженно:-о
,сигнала не зависит от характеристики а 1 (f) и опреде­
r,(t}
11:1
-
~t
ft(t) rrp а}
Р ис. 8.5 : Пред­
ставление нак ­
лонной ступень­
ки напряжения
11 виде суммы
двух функций
ляется только величиной затухания а0
на несущей частоте fл:
(8.11)
Это объясняется идеализацией сигна­
ла. В р-еальных случаях ;ра.змах пре­
дыскаженного сигнала зависит от ха­
рактеристик.и затухания 'Предыскажа­
ющего устройства. Эта зависимость
может быть учтена при ра~ссмотрении
передачи тра:пецеидалыното сигнала с
длительностью фронта 'tф, Для опре­
деления формы 1предыскаженного си,г­
нала до1статочно ра ·ссмотреть переда­
чу наклонной стуюеньки напряжения
f, (t) с ф:р·онтом 'tф (рис. 8.5а), кото­
рую можно лре!Лiставить в виде прос-
.
ТЫХ фуНКiЦИЙ f1.1 (t) 'И f1.2 (t), /СДВИНУ­
ТЫХ во времени ва 'tф (рис. 8.56). Ото-
5раже,ние -сигнала f1 (t) может быть
за1Писано в виде
00
00
f1(р).= арSe-pttdt- аре-Р-r:ФSe-pitdt,
(8.12)
о
о
184

00
где а=А/ч. Поскольку р Se-P 1tdt= 1/р, то
о
f1(P) = ~-_.i_/-rФ_
рТф
РТф
(8.13),
С помощью ф-л (8 .7) и (8.8) можно определюь
сигнал f2 (t) на выходе схемы рис. 8.3 в виде суммы
двух интегралов f2 .1(t) +f2.2(t), которые вычисляются с
помощью вычетов (см. приложение 2):
•
-
i00
f (t)_ АR.o
2.1
-
2.
'tф Л1
S1 pt1+рЬd
--е --- р=
р2
с+рЬR.о •
100
'
;~{ЬR3[1- ; ь~.t]+ct}•
(8.14),
По такой же формуле f2.2 (t) определяется путем подста­
новки t-ч вместо ,t, причем f2.2( ,t) существует с момен­
та времени t~"Ф· На рис. 8.6 показан сигнал с трапе-
Рис. 8.6. Сигнал с трапецеи­
дальной огибающей ва входе
(1) и на выходе (2) пре-
дыскажающего устройства
цеидальной огибающей до и после предыскажения ►
Максимальный размах предыскаженного сигнала
1f2(t)lманс= 2{лlе-ь.+ARo- 1
-
х
с2'tф
-ыг~-Ф
·
[
(
с)
]}
ХЬR31-е
O
+сТф
с учетом Ь=СзRз·, c=Ro+:Rз и е-а,= R.o+R.2
•
• l f2(t) / мaнc = 2lA1+A+~A]e-00
,
(8.15)-
(8.16),
185-

:где
~= _1_ СзR; ct- 1
Тф Ro+Rз а
Таким образом, чем больше длитеJJьность фронта пере­
. даваемого сигнала 'ТФ, тем меньше его размах после
предыскажения (меньше и пиковая мощность сигнала).
Реальный сигнал ТВ в промежутках между гасящи­
ми импульсами строк имеет сложную форму. Синхрони­
.зирующий импульс занимает 30% от размаха полного
,видеосигнала. Передний фронт синхроимпульса смещен
, от начала вершины импульса гашения строк на 1 мкс.
Поэтому, когда на выходе устройства предыскажения
проходит передний фронт синхроимпульса , с1iгнал
(«пика» напряжения) , вызванный прохождением пе­
реднего фронта гасящего импульса, уже достаточно
, с падает, и наличие синхроимпульса не влияет на раз­
мах предыскаженного сигнала. Сигналы (см. рис .
8.46, в) , имеющие до предыскажения разный размах,
лосле предыскажения будут иметь одинаковый (см .
_рис . 8.4 е, ж). Поэтому для реального видеосигнала
. (рис. 8.4а) размах предыскаженного сигнала равен
(8.17)
Эта формула справедлива для линейных сигналов с
глубиной модуляции 0:;;;:;'Y),;;;:;l,6, где ri = A/(A 1+A) . При
полной п~ремодуляции ('У) = 2) размах предыскаженного
,сигнала будет равен
•Он достигает максимума при прохождении заднего
,фронта гасящего импульса.
Рассмотрим возможности ослабления помех преды ­
, скажением .
Ослабление флуктуационных · помех
· к ан ал а . Чтобы избежать перегрузки, пиковое зна­
•чение сигнала ТВ на вьrходе линейного усилителя не
должно превышать допустимую величину. Будем по­
.лагать, что пиковое значение сигнала должно оставать-
186

ся неизменным независимо от того, предыскажен сиг -­
нал или нет. Если глубина модуляции сигнала ТВ до,
предыскажения менее 100%, то размах предыскажен ­
ного сигнала значительно меньше размаха сигна J1 а до
предыскажения. Это позволяет ввести на передающей
стороне усиление S1[дБ] =20 lg ( 1f1 (t) 1макс/ 1f2 (t) \макс) .
На величину S 1 повысятся уровни составляющих пе­
редаваемого сигнала почти во всем спектре рабочи х
частот, за исключением небольшой области частот воз ­
ле fл • Шумы канала в полосе частот шириной 5,5-
6,0 МГц будут ослаблены на S 1 дБ, но в области несу­
щей частоты они будут усилены (после корректора пре­
дыскажения). На несущей частоте усиление шума со --.
ставит (а0 -81) дБ . При передаче прямоугольны х им­
пульсов
где fJ - глубина модуляции. Следовательно, при глу­
бине модуляции 1']=(100%) интегральный шум не ос-
лабляется.
•
При передаче реальных видеосигналов (когда глуби­
на модуляции менее 160%) .
S=20ln
2[Ai+А]
=
20 ln
1
•(820)
1
2[А1 е-0•+О,7А)
(l-n)e-00 +0,7~· .
'
адля'YJ=2
S=20ln
2[A1+Al
-
1
2[-(А1+о,7А)е-0•+О,7А]
= 20ln
1
(0,3 Т]- 1) е-0• + 0,7 Т]
При У]> 1 величина А1 -отрицательна. При глубине·
модуляции 100% флуктуационные шумы (невзвешен ­
ные) ослабляются примерно на 3 дБ, а при глубине
модуляции 150% (принятой в каналах ТВ систем:
:К-1920 и :К-3600) S 1 составляет всего 1,5 дБ (рис. 8.7).
187

15
-12
1J
.i
-J
s,, ilб
'
11
-
-
\
\
,,,,а0 =f3iJБ
'\'
f-- f--
' '\1\. /
"'(
" "'\.
'\. "
~
........
т- f--
a0 =ffilб "-
._.,,
~
1
.........
2
I а0=IJ!JБ ~
Рис. 8.7. Ослабление флук ­
туационных помех канала
•
предыскажением
rz
При глубин€ модушщrии
200% размах п·редыска­
же.нного сигнала будет
больше размаха сигнала
до предыскажения. Ин­
тегральное значение флу ­
ктуационной помехи в ка­
нале ТВ будет ослаблено
примерно на S1, но взве­
шенная величина помехи
при глубине модуляции
150% увеличится, так как
имеет место невыгодное
увеличение помехи в об­
ласти н1:сущей частоты .
Уровень взвешенной по­
мехи в канале ТВ повы­
шается примерно на 1 дБ
в системе К:-192O и на
2 ,2 дБ - в системе К: - 36OO. Эта разница объясняется тем,
чт0 шум линейного тракта в канале системы :К - 192O с
увеличением частоты возрастает больше, чем в канале •
системы К:-36OO. Таким образом, в каналах ТВ этих сис­
т~м лредыскажение не снижает уровень флуктуацион­
ных mомех. Оно применяется с целью существенного ос-
.лабл,ения о-сновных нелинейных помех. •
Ослабление нелинейных помех. Преды­
скажение сигнала ТВ позволяет снизить уровень несу ­
щей частоты fл на выходе линейного усилителя на
(a6-S1) дБ. При этом уровень второй гармоники 2f,r
на выходе усилителя снизится на 2(a0-S1) дБ, а тре­
тьей - на З(а 0 - S 1) дБ. Если эти гармоники попада ­
ют в канал ТВ (как это имеет место в системах :К - 192O
и :К-36OO), то в месте приема они будут еще ослабле ­
ны на (аи-S 2 ) дБ корректором предыскажения. Об ­
щее ослабление гармоник весьма значительно и соста­
вит (с учетом, что аи = S 1 +S2) для гармоники 2fл
2(а0- S1)+(аи- S2)=(2а0- S1); •
(8.21)
для гармоники Зf л
3(а0-S1)+(аи- S2)= (3а0- 2S1).
(8.22)
При передаче нескольких си г налов ТВ помеха нпда
f л, ±fл2 от взаимодействия двух сигналов ТВ, попадая
188

в третий канал ТВ, будет ослабляться на . величину от
2 (a 0-S1) + (ан-S2) = (2ao-S 1) дБ 1 если она удалена
от несущей частоты канала на 0,30 МГц или более, и
до 2(a0-S1) + (ан-а0-S2) =ao-S 1 дБ, если помеха
совпадает или очень близка к несущей частоте канала.
В канале ТЧ такая помеха будет ослабляться преды­
скажением на 2(а 0 -8 1 ) дБ во время паузы в кана­
лах ТВ и в несколько меньшей мере во время передачи
сигналов ТВ. Помехи второго порядка вида fл±fмс ос­
лабляются предыскажением на (ao- .S'i) + (ан-S2) = ао
дБ, если они попадают в канал ТВ и на (ao-S 1) дБ,
если они попадают в канал ТЧ. На помехи второго по­
рядка разностной частоты, вызванные составляющими
одного сигнала ТВ (помехи с частотами mf с) и попада­
ющие в каналы ТЧ системы К-192O, предыскажение
мало влияет . Оно только сглаживает энергетический
с пектр помех, распределяя их более равномерно по ли­
нейному спектру канала ТЧ (312-1548 кГц).
Предыскажение линейного сигнала в области вто­
рой гармоники линейной несущей частоты . Требуемое
дополнительное ослабление помехи в области 2f л ( ме­
нее 1О дБ) может быть достигнуто включением на пе­
редающей стороне устройства предыскажения с харак­
теристикой зату х ания а 1 (f) (рис. 8.8а) и усилителя с
l
atft)
a1(f}
!:':
<::,
U2/t'J
aгfr)
f
f
fл 2(11
fл+-Fm
fл
fm
а)
о)
Рис. 8.8 . Характеристика предыскажения :
а) линейного сигнала в области 2f л; 6) видеосигнала в
области fл
усилением J 5 J = J а т J. Слабые составляющие сигнала в
области 2f л усилятся на а1 дБ. В месте приема коррек­
тор предыскажения с характеристикой зату х ания a2 (f)
с компенсирует действие устройства предыскажения на
общую АЧХ тракта и ослабит ток гармоники 2f л на
а 1 дБ. Эта величина ослабления помехи будет иметь
189

место в том случае, если введение предыскажения ма- ,
ло изменит размах передаваемого сигнала. На форме
огибающей сигнала предыскажение в области 2f л ска ­
зывается так же, как предыскажения в области f л в
спектре частот исходного видеосигнала (рис. 8.86). По­
этому рассмотрим прохождение прямоугольной ступень­
ки напряжения f 1(,t) величиной А 1 через устройство
(рис: 8.26). Отображение функции f1( t)
00
f1(р) =рSe-ptf;i (t)dt = А1.
о
К:оэффициент передачи контура (рис . 8.26) при со ­
гласованном включении
Ro+Za
=1-
Rз(1 +р2LaСа)
Р2LaСа(Ro+Ra)+РRoRaСз+(Ro+Ra)'
(8.23)
где p=iu>. Сигнал на выходе контура может быть оп­
ределен по ф-ле (8 .7), причем F(p) =f1(p)e-g=A1e-g .
Следовательно,
At -sloo pt e-g
[ 1 -s'"' ePt
/2(t) =
-.
е- dp=А1-
.-.
- dp-
2n1
Р
2n1
Р
loo
!оо
~
100
Ra sePt
(р2 La Са+ 1)
] . (8.24)
2ni . Р Р2LaС3(R0+R3)+РRoRaСз+(Ro+Ra)
100
Сигнал на выходе контура (см. приложение 2) опреде­
ляется как
Ао Ra
Ro+Rз
-
_ь_ t
2а
е
ь
- -;:===- х
)1Ь2 -4ас
-
2аt
L2a
,
[ _ Vьi=4ac
Vьi=4ac t]
Хе
-е
_
(8.25)
где a=.LзCз(Ro+iRз), Ь= 1R 0 Сз, c=Ro+Rз. При Ь2 <4ас
(что практически имеет место в резонансном контуре)
190
AtRo
.. А1Ra
Ro+Ra
.:Ro + Rэ
__
ь_t
2а
е
Х ~ [ e-loot_ eloot],
i
ь
-===-Х
У4ас-Ь2
(8.26)

где ro= Vb 2-:- -4acj2a . Учитывая, ЧТО e±icp=COS ф±i sin (/J ,
а Ro/ (Ro + Rз) = е-ат- затухание контура на нулевой
частоте (в неперах), находим
_
..!._
t
f (t)=A е-ат+ AiRз
2Ь е 2а sinro t. (8.27)
2
1
R0+Rз У4ас-Ь2
Таким образом, · сигнал на выходе контура уменьшился
в е-ат раз, и при этом возник затухающий колеба­
тельный процесс . Частота колебаний
V4ас-Ь2 , /
1
[ R0R3
]2
1
ro=
2а =VL3С3-
2L8(R0+R8) ~JIL3С3•
(8.28)
После усиления в еат раз сигнал будет равен
f;(t) =А1[1+..&.V2Ь 2е-:а tsinrot]• (8.29)
R0 4ас-Ь
Поскольку контур достаточно узкополосный, ампли­
туда колебаний незначительна (рис . 8.9). Ослабление
помехи на приеме близко к максимальному затуханию
контура.
Предыскажение видеосигнала в области нижних ви­
деочастот . Его характеристика подобна характеристике
a(f) на рис. 8.3 . Предыскажающее устройство может
б ыть включено меж.цу видеоусилителем, на выходе ко­
торого постоянная со,ста 'вляю-
щая видеосигнала может быть
восстановлена, и модулятором. JL---n-
Действие такого пр-едыскаже -
ния , ОiСлабляющего наиболее
мощные составляющие БIИдео-
сигнала в обла,сти ча,стот до
100-150 ,кГц, практически эк-
вивалентно действию предыс- V N
кажения на не.сущей ча,стоте.
Пре.имуще1ство лредыскажения а)
Б)
нижних ви1деоча -стот в том, что
оно может быть универсаль­
ным для ка~налов ТВ всех си­
с тем . Недостатком его Я'вляет-
Рис. 8.9. Сигнал на входе
(а) и на выходе (6) уст­
ройства предыскажения
191

ся необходимость применения индукти13НО1Стей и емко•с­
тей сра. внительно большой ,величины, а также ВiИдеоу,си­
лителей для ком1пенсации вносимого затухания.
Предыскажен,ие видеосигнала в области цветовой
поднесущей. Такое предыскажение может применяться
либо для ослабления шума в канале цветности, либо
для ослабления нелинейных помех, в образовании ко­
торых участвует сигнал цветности. Если спектральная
плотность демодул·ированных шумов линейного тракта
в области передачи сигналов цветности (3,7-4,9 МГц)
значительно вь1ше, чем в области частот ниже 1 МГц,
и требуется снизить шумы в канале цветности, то мож­
но использовать сравнительно широкополосный контур
предыскажения с минимумом затухания на частоте
4,3 МГц. Такое предыскажение, повышая уровень сиг­
налов цветности на 5-6 дБ (после соответствующего
усиления), мало изменяет величину сигнала яркости.
В системах с линейным спектром частот до 60 МГц
спектральная плотность шума в полосе частот одного
канала ТВ мало изменяется и шумы сказываются боль­
ше в канале яркости. Поэтому целесообразно несколь­
ко снизить мощность сигналов цветности (до 4-6 дБ),
уменьшая этим мощность нелинейных помех в каналах
ТВ и ТЧ. Для этого видеосигнал (до модулятора) пре­
дыскажается с помощью контура, имеющего максимум
затухания в области 4,3 МГц и ничтожное затухание
ниже 3,0 МГц. Электрическая схема такого контура зна­
логична схеме рис. 8.2а. Коэффициент передачи кон­
тура
e-g=1-
•
РRзLз
(8 30)
Р2LзСзRoRз+РLз(Rd+Rз)+Ro+Rз •
-
•
Сигнал на выхqде контура при подаче на вход его сиг­
нала !1 (t) согласно (8.7) и (8.8) с учетом (8.30) равен
f2(t)=А1[-1
-
.
""sioo ~dp-
2:rti
-Р
!оо
~:; т р'а+~:+, dp].
(8.31)
гдеа=LзСзRоRз,Ь =Lз(Ro+Rз)с=RoRз.
Решение интеграла (см. приложение 2) приводит к ре­
зультату
192

f(t)=А 1- RзLз е~2а е 2а
t
[
ьt(у~
2
1
У Ь2-4ас
-е
При Ь2<4 ас
f2(t)=A1 [1-
2R3 Lз
-
:аt •
]
,/"-- е
Slnffi t '
у 4ас-Ь2 •
(8.32)
(8.33)
где ffi;::::; 1/ -V L3Сз. Расчет показывает, что контур, внося­
щий затухание 6 дБ на частоте 4,3 МГц и порядка 4 дБ
на частотах 4,0 и 4,6 МГц, практически не изменяет ве­
личину сигнала яркости, а только ослабляет помехи,
образуемые при участии сигнала цветности.
8.2. Оптимальная глубина модуляции
телевизионных сигналов
В системах с синхронной демодуляцией сигналы ис­
кажения, вызванные н·есимметричностью боковых по­
лос, можно устранить. Поэтому глубина модуляции, в
принципе, может быть любой, важно определить, при
какой глубине модуляции можно наиболее эффективно
использовать мощность линейных усилителей. Отноше­
ние сигнал/шум на выходе усилителя пропорционально
размаху полезной <<огибающей» модулированного сиг­
нала ТВ, следовательно, и глубине модуляции. Линей­
ный сигнал содержит также ортогональную составля­
ющую, форма его огибающей зависит от глубины мо­
дуляции. Форма не предыскаженного линейного сиг­
нала (см. гл. 6) может быть определена как
.
f (t) = V[С(t)]2+[S(t)]~ ,
{8.34)
где C(t) - синфазная, а S(t) - ортогональная состав­
ляющие.
На рис. 8.10 слева показаны огибающие сигналов
при передаче двух боковых полос, когда S (1t) =О и
F(t) = C(1t) для трех значений глубины модуляции (100,
15.0 и 200%). Справа показаны вычисленные при помо­
щи ф~л (6 .35), (6.39) и (6.40) огибающие этих же сиг­
налов. При глубине модуляции ДО 100% ортогональная ·.
7-150
193·

составляющая мало влияет на размах всего сигнала, а
при значительной перемодуляции размах линейного
сигнала практически определяется ортогональной со­
ставляющей, как это видно из рис. 8.10.
- D,5
+f,O +------"--------'----1..,..,...-----\.ll---.:...._.:....__Lд.,......,j
+f,5 ;------- ---. ---- - -+ - - -' ---- --r,li----------<
+D,5
- t,O
Рис. 8.10. Огибающие сформированного сигнала при
разной глубине модуляции
Чтобы работать с уровнем _ передачи, возможно
близким к уровню перегрузки усилителя (используя в
большей мере его мощность), следует ограничивать
размах линейного сигнала ТВ . Поэтому зависимость от­
ношения сигнал/шум от глубины модуляции целесооб­
разно определять при условии неизменности пикового
194

значения линейного сигнала ТВ. Обозначим отношение
сигнал/помеха при 'YJ = 1 через аш, Если изменять глуби­
ну модуляции (при неизменном размахе линейного сиг­
нала), то при переходе от 'YJ = 1 к любому другому зна­
чению 'YJ и з менение помехозащищенности Лаш в децибе-
лах будет равно
=~
Лаш=[20Jgч--20lg Имакс(11) ].
(8.35)
L
Иманс (11=!)
Максимальный размах сигнала Имакс можно опреде­
лить по графикам рис. 8.10. Зависимость ,Лаш от глуби­
ны модуляции 'YJ (рис. 8.1 la) показывает, что в случае
~
•
об
об
+б ЛGш +Sr
~5
+4
+4
+Z
+$
о
а
-2
-2
--
4
-4
-б
rz
-б
/[_
о 0,5 f,O f,5 2,0
оq5f,Of,5l,O
а)
о)
Рис. 8.11 . Зависимость отношения сигнал/шум от глубины моду­
ляции (О дБ соответствует глубине модуляции 100% без преды­
скажения):
а) при полной загрузке усилителей; б) при недогрузке
полного использования мощности усилителей канала
отношение сигнал/помеха практически неизменно для
значений ri от 1,4 до 2,0 (от 140 до 200%) .
Предыскажение сигнала в области линейной несу­
щей частоты изменяет отношение · сигнал/помеха на S 1
дБ. Величина S 1 зависит от глубины модуляции . На
рис. 8.1 la и 6 показано изменение помехозащищенно­
сти (,Лаш+.S'~) при изменении глубины модуляции. В
случае максимального использования мощности усили­
телей при глубине модуляции _150% отношение сиг­
нал/помеха будет луч ш им. При полном подавлении
тока несущей частоты пиковое значение сигнала также
больше, чем при глубине модуляции 150%.
Определяя оптимальную глубину модуляции, необ­
ходимо учитывать нелинейные помехи . При неизмен-
7*
195

ном отношении сигнал/шум в канале ТВ (т. е . при не­
изменной величине составляющих сигнала для данного
изображения f л ± mfc и ,fл ± пРк) величина нелинейных
помех в каналах ТВ и ТЧ будет зависеть от величины
тока несущей частоты, т. е . от глубины модуляции. При
попадании в канал ТВ нелинейной - помехи, вызванной
сигналом ТВ, ее влияние будет минимальным при глу­
бине модуляции 150 %, так как в этом случае значение
линейного сигнала мало при передаче наиболее частых
тонов - оно равно нулю при передаче серого и мал6
при передаче светло-серого и темно - серого тонов.
Определим величину тока несущей частоты в ли­
нейном сигнале. Согласно рис. 2. 12 ri = A/(A 1 +А);
А 1 = (1-ri)/ri. Амплитуда содержащегося в линейном сиг­
нале тока несущей частоты равна сумме величин А 1 и
постоянной составляющей огибающей ПСО телевизион­
ного сигнала, так как постоянная составляющая видео­
~игнала восстановлена до входа модулятора передаю­
щего устройства . Таким образом, Инес = А 1 +ПСО=
=A(l-ri)/ri+ПCO . Величина ПСО изменяется при из­
м енении средней яркости передаваемого изображения .
Согласно расчетам [30] для пяти видеосигналов (рис.
8.12а), отличающихся только уровнем средней яркости,
f,O
0,8
О,б
fil 0,4
o,z
I
t
о
а)
--
\'\.'
ш~ l'\
"'\
\ ~l'\~N.
'
'\~,
"
у
II \:~: ~, .........
'
"'-
'
r,...
'\\ '-
.... "'-
...... . _
['- .
'
"<ii::~ .........
~ 1,,1' !С--
-
'-
"'"'-
. .... .... ....
....... _
'
~~
46 0,8 0,0 1,2 1,4
Б)
_;; ,с;..._
.,,,,,
f,б f,8 l,O
Рис. 8.12 . Видеосигналы различной средней яркости (aJ , и
относительное содержание тока несущей частоты в линей­
ном сигнале (6)
rz
среднее содержание тока несущей частоты быстро сни­
жается при увеличении ri до 1,5 и мало изменяется при
дальнейшем увеличении его до 2,0 (рис. 8.126). При
196

~;-лубине модуляции до 11= 1,5-1,6 из линейного сигнала
~равнительно просто выделить пакеты импульсов несу­
щей частоты во время передачи синхронизирующих им­
пульсов и использовать их для выделения синхронной
несущей частоты в приемном устройстве. Таким обра­
зом, наиболее выгодна глубина модуляции 150%, обеспе­
чивающая лучшее использование усилителей линейного
тракта и сравнительно более простую схему приемного
устройства.
Возможна и передача сигнала ТВ с подавлением не­
сущей частоты. Для этого требуются полная баланси­
ровка первого модулятора и подавление постоянной со­
ставляющей видеосигнала перед первым модулятором.
При работе без несущей частоты пиковое значение ли­
нейного сигнала во время передачи «серого» будет
большим, чем при глубине модуляции 150%. Кроме то­
го, усложняется система синхронизации на приемной
стороне, поскольку в этом случае требуется сличать
фазы напряжения частоты 2f л, получаемого при удвое­
нии частоты линейного сигнала и второй гармоники
местного синхронизируемого генератора ( см. r л. 2); а
также применять поляризатор сигнала ТВ в приемном
устройстве.
8.3 . Передача постоянной составляющей
видеосигнала
Постоянная составляющая видеосигнала отражает
изменение средней освещенности передаваемого изо­
бражения и содержит частоты от нуля до нескольких
герц. При передаче кино постоянная составляющая мо­
жет изменяться скачкообразно. Чтобы правильно вос­
произвести среднюю яркость передаваемого изображе­
ния на экране кинескопа, постоянная составляющая
должна быть восстановлена на входе приемной трубки.
Передавать постоянную составляющую по каналу
ТВ системы необязательно. Однако передача такой со­
етавляющей позволяет более эффективно использовать •
мощность линейных усилителей, в значительной мере
0слабить фоновые помехи (гармоники частоты сети пи­
тания, наводки на соединительные кабели ме:,~(ду аппа­
ратными) и упростить схему синхронизации •несущих
частот в приемном устройстве. Постоянная составляю­
щая (ПС) теряется в результате прохождения видеосиг-
197

нала через усилители, имеющие переходные конденса­
торы между каскадами, и другие устройства. При на­
личии ПС вершины синхроимпульсов в. идеосигнала на­
ходятся на одном неизменном уровне (независимо от
изменения сигнала изображения). Потеря ПС приводит
к изменению уровней вершин синхроимпульсов во вре­
мени в соответствии с изменением средней яркости пе­
редаваемого изображения. При фиксации уровня син 0
хронизирующих или гасящих импульсов · восстанавли ­
вается и ПС в.идеосигнала.
Рассмотрим, как используется мощность усилителей
линейного тракта при передаче видесигналов. Если
уровень вершин синхроимпульсов фиксирован, то раз­
мах модулированного сигнала во время прохождения
вершин синхроимпульсов будет неизменным (при пере­
даче белого или черного, рис. 8.1--.Зtz}. Если же ПС не
tt•t*·'
•а)
о)
Рис. 8.13 . Использование мощности усилителей :
а) при передаче постоянной составляющей; 6) без пе•
редачи постоянной составляющей
восстановлена, то размах модулированного сигнала при
передаче белого будет значительно большим, чем при
передаче черного (рис. 8.136). При передаче с ПС ве­
личина полезной огибающей . (при глубине модуляции
100 % ) будет примерно в 1,5 раза больше, чем при пе­
редаче без ПС (рис . 8.136) .
Передачу перемодулированного сигнала без фикса­
ции уровня синхроимпульсов практически не удается
обеспечить, так как не обеспечивается изменение фазы
тока несущей частоты сигнала на 180° при скачке яр­
кости от черного к белому и наоборот. Следовательно,
для работы с глубиной модуляции 150% на входе пер­
вого модулятора ПС видеосигнала должна быть вос­
становлена. Если на входе модулятора потенциал фик­
сации уровня синхроимпульсов равен потенциалу при
отсутствии передачи, то размах немодулированного
198

тока несущей частоты будет равен размаху модулиро­
ванного сигнала ТВ. Мощность немодулированного то­
ка несущей частоты можно снизить, изменяя потенциал
на входе модулятора во время паузы по отношению к
потенциалу фиксации.
Низкочастотные помехи возникают в соединитель­
ных кабелях оборудования телецентров и в кабелях ме­
жду аппаратной телецентра и аппаратной междугород­
н;ого вещания . Такие помехи возникают и в усилителях
(при дистанционном питании переменным напряжени­
ем) за счет паразитной модуляции тока несущей часто­
ты токами гармоник питающего напряжения. Эти поме­
хи ослабляются при восстановлении ПС в пунктах пере­
приема по видеочастоте.
Принцип действия схемы восстановления постоянной
составляющей (ВПС) поясняется на рис. 8.14. ИМ:пуль­
оный ключ К (напр,имер, ушравляе­
.мый диод) замыкает•ся . в строго оп­
ределенные моме1Нты на короткюе
·время ,с ,помощью 1в,спомогательных
~правляющих и~1шульсо'В, частот.а
следован,ия которых равна ча,стоте
строк fc. Допустим, что, ключ К за- .
мыка·е11ся на время прохож:П.еlН·ИЯ
плоской ча,сти синхроимпульсов. В
этом случае уро~вень ,синхроимпуль­
са в тоЧJке 2 будет приво'Дить,ся ,к
зна ,чению Ego (в ча1с11ном случае, к
потенциалу «земли», если Ego=O).
Если от источника по1сту,пает видео­
сигнал с утерянной ПС, то •в тоrч1Ке
2 она будет восстанавливаться бла­
годаря фиксации уровня синхроим­
пульсов.
Рис. 8.14. Схема,
поясняющая рабо­
ту фиксатора уров-
ня
Допустим, что на вход фиксирующей схемы посту­
пает сумма напряжений (рис. 8.15а) сигнала и синусои­
дальной помехи, равная e(;t) =ec(it) +eu(,t), и ключ фик­
сатора идеален (R 1 =0), т. е. время его замыкания
бесконечно мало, а внутреннее сопротивление источни­
ков сигнала и помехи Ri=O. Заряд конденсатора С при
таких условиях происходит мгновенно. Напряжения
U2 (t) в точке 2 и Uc (t) на пласт~нах конденсатора гра­
фически показаны на рис. 8.156 и в. Кривая помехи на
входе паралJiельна «огибающей» вершин импульсов. На-
199

пряжение на конденсаторе неизменно в течение време~
ни между двумя замыканиями ключа К и изменяется
скачкообразно в момент замыкания ключа. Напряже­
ние и2 (t) представляет собой сумму значений e(t) и
ис(1t). Из графика для и2 (!1) следует, что фиксатор не
допускает накопления помехи от строки к строке.
e(t}
а)
б)
1
i
1
"
1
:
1
fJ)
1
1
Рис. 8.15. _Напряжения
в схеме фиксатора урощш:
а) на входе; · 6) на конденсаторе; в) на выходе ;
г) напряжение остатка . помехи . на . выходе : •
На рис . 8.15г в несколько · увеличенном м.асштабе
показан остаток помехи ~Лип на выходе фиксатора, со ­
держащейся в и2 (t) . Очевидно, что остаток помехи ~Лип
равен нулю в моменты замыкания ключа (t = kTc+fo),
и .возрастает к концу
. стро ~и.
Это напряжение состоит
из остатка напряжения низкочастотной помехи (пунк­
тирная кривая на рис. 8.15г) и напряжения составля­
ющих частоты fс и ее гармоник.
.
Определим ·амплитуду остатка низкочастотной поме~
хи: Абсолютная , величина оста-т-ка пqмехи Лип в момент
вре~ени { ~ -~ Tr) t _t~+ _t', где • kTc+.fa<t' <-(k+ 1) tc+to;
200

как показано на рис. 8.15г, равна величине изменения
помехи за время i'. Следовательно,
Л Ип = Ип(t=kТ +t0 +t')- Ип(t=kТ +t0 )
е
е
Учитывая, что t = kTc+t0 +t1 , определим максималь­
ное значение помехи в момент времени t'маис=Тс:
1лИпlмакс= 2 Ип sin'\Те cosQп(t - :е).
Согласно рис. 8.15г амплитуда низкочастотной состав­
ляющей помехи равна 0,5 .(1ЛИп) маис, т. е.
и.QпТе U.:n:Fп U:n:Fп
SШ--=
SIП--~
--
п
2
пfе
пfе'
так как для помехи низкой частоты Fп~.fc. Таким об­
разом, идеальный фиксатор уровня ослабляет помеху в
fс/лFп раз и сдвигает помеху по фазе примерно на 90°.
Чем выше частота помехи, тем меньше она ослабляется
(рис. 8.16) и при Fп=О,5 f с помеха не ослабляется сов­
сем. Помехи частотой F' п> fс не ,· об
Q1сла1бляю'Гся фи!Qсат,ором уро,вня и ~ --~ -~
создают 1на .его выходе низ :коча 'стот-
1ную помеху с частотой Fп = F'п- 27 ,___. .. ,. .. .,_. .. ___, _
___,
- mfс, где mfс -ближайшая к высо­
кочастотной п·омехе гармоника час- f8 ~___,1-т-~----1
тоты строrк.
Реальный фи!Кiсатор уро1В1Ня ха- 9 ,_ __ __, f- --, .- " -- -- +-f- +-- --<
рате1ризуется определенной по~с·ю­
янной времени Тф = (R1+Ri)C=RC. о 1------i -=--+ --~--
Время 'tи, 1в течение которого элек-
11)0.ННЫЙ ключ фи:R<сатора зам,,кнут, _9
также имеет определе1нную величи-
O,f
ну. Так, е1сли фиюсируется вершина Рис. 8.16. Ослабление
синх1рюим:пуль,са, то время замыка­
ния ·юлюча 'tи равно дл,ительности
синх,рои,м1пуль~са (5,0 М%С) . Вел1ичи­
Iiа
подавления
низкочастотных
низкочастотных помех
идеальным ( 1) и ре­
альным (2) фиксато-
ром уровня
помех за1ви,сит (рис. 8.16) от з,начения 'tф и отношения
tф/-rи. Обычно 'tф ~ -rи.
201
..

В идеальном фиксаторе заряд (разряд) конденсато­
ра С происходит мгновенно, и поэтому изменение «сту­
пенчатого» напряжения на его пластинах (рис. 8.156)
точно соответствует изменению помехи за предыдущую
строку (с обратным знаком). В реальном фиксаторе
заряд или разряд конденсатора происходит в течение
времени rtн (пока ключ замкнут) . Низкочастотная по­
меха в нем ослабляется меньше, чем в идеальном фик­
саторе уровня (помеха 50 Гц ослабляется примерно в
15-20 раз, рис . 8.16).
В практике передачи сигналов ТВ используются не­
управляемые (простые) и управляемые схемы фикса­
ции уровня. Неуправляемая схема представляет собой
пиковый детектор. Роль электронного ключа в таких
схемах (рис. 8.17а, 6) выполняет диод Д, который от­
крывается импульсами синхронизации самого передава­
емого видеосигнала. За время прохождения синхроим­
пульса конденсатор С заряжается то:~юм видеосигнала
и в точке о устанавливается потенциал фиксации
(«земля» в схеме 8.17а и U0 в 8.176) ; Во время прохож­
дения строки из-за разряда конденсатора С через рези­
стор с большим сопротивлением (R 1 и R11 в схеме
рис. 8.176) диод запирается. В результате медленного
разряда конденсатора С потенциал точки о мало изме­
няется до прихода следующего синхроимпульса . Дели­
тель напряжения R1 , R 11 и стабилитрон D, обеспечива­
ют требуемый режим для отпирания диода импульсом
синхронизации . Неуправляемые схемы ВПС могут ра­
ботать от видеосигналов с размахом в несколько вольт
и сильно · искажают форму синхроимпульсов передава­
·емого сигнала. Такие схемы применяются в телевизо­
рах (где видеосигнал не подлежит дальнейшей переда­
че) и в аппаратуре станций ТВ (в схемах формирова­
ния управляющих импульсов). Для ВПС в тракте пе­
редачи видеосигналов используются управляемые схе­
мы мостового типа . -
В управляемых схемах электронный ключ содер­
жит два или четыре диода (рис. 8.17в, г), которые от­
крываются управляющими импульсами, синхронными с
импульсами синхронизации строк передаваемого видео­
сигнала. В качестве · управляющих импульсов может
быть использована либо последовательность импуль­
сов, аналогичная синхроимпульсам передаваемого ви­
деосигнала, либо посл.едовательность, содержащая
202 :

только П-импульсы строчной частоты . В первом случае
управляющие импульсы можно выделить путем . ампли­
. туднЬй
селекции из передаваемого видеосигнала; во
втором случае импульсы строчной синхронизации ви­
деосигнала подаются на блокинг-генератор, с выхода
со
o-ft-+ -- -1
vд
Вх
--
R
с
~ t-+-+- --4t:---t -t
v·д
--д,
а)
о)
-1
lf
Рис. 8.17 . Схемы фиксации уровня:
а), б) неуправляемые; в), г) управ.11яемые
которого импульсы после формирования используются
для управления работой ключа схемы ВПС. С помощью
таких управляющих импульсов можно фиксировать
либо уровень вершин синхроимпульсов, либо уровень
черного (во время · прохождения задней площадки им­
пульса гашения строки) . Управляющие импульсы раз­
ной полярности (во время прохождения синхроимпуль-
203

сов строк) через конденсаторы С 1 , С2 открьrвают диоды
ключа . Сопротивление диодов становится малым и по ­
тенциал точки о становится равным Ио (рис. 8.17в, г) .
Точки а и 6 сбалансированной схемы диодного мост а
эквипотенциальны и вершины синхроимпульсов видео ­
сигнала «привязываются» к уровню И0 . Во время про ­
хождения строки (сигнала изображения) диоды запер ­
ты вследствие разряда конденсаторов С 1 , С2 и большо е
сопротивление запертых диодов препятствует разряду
конденсатора Cg. Диодная схема должна быть хорошо
сбалансирована, чтобы управляющие импульсы (и х ам­
плитуда обычно составляет 2-5 В) не создавал и су ­
щественной разности напряжений между точками а и 6,
которая добавится к передаваемому видеосигналу .
Для удовлетворительной работы устройства ВПС
требуется, чтобы время заряда конденсатора Cg был о
малым, а время разряда (при закрыты х диодах) боль ­
шим . Поэтому целесообразно, чтобы предварительный
видеоусилитель заканчивался эмиттерным повторите­
лем (с малым выходным сопротивлением) , а в ыходной
каскад был эмиттерным повторителем с большим вход ­
ным сопротивлением . На рис. 8.17г показана с х ем а
ВПС, в которой выходной каскад выполнен в виде со ­
ставного эмиттерного повторителя, что значительно по ­
вышает его- входное сопротивление.
8.4 . Выбор точных значений несущих
и контрольных частот
Влияние ряда нелинейных помех в канала х Т Ч и
ТВ зависит от значения несущей частоты канал а ТВ .
Известно, что наиболее строгая норма предъявляется к
помехе от внятного перехода между каналами ТЧ . Что ­
бы исключить появление внятных переходов за счет
нелинейного взаимодействия токов каналов ТЧ с током
несущей частоты канала ТВ , последняя не должн а
быть кратна частоте 4 кГц . В системе К - 1920 в канал
ТВ попадает гармоника 2f л, а в каналы ТЧ - пом~хи
вида :f л - fмс- Во время разработки этой системы в те­
лефонных аппаратах использовались микрофоны с та ­
кой частотной характеристикой чувствительности , что
основная мощность разговорного тока приходилась на
область частот 800-1 ООО Гц. Если в линейном спектре
передаются нижние боковые полосы от виртуальны х ча •
204

стот каналов ТЧ (кратных 4 кГц), то основная мощность
токов ра,сполагается вблизи частот Uвирт-900 Гц)=
= (4000 q - 900 Гц), где q - целое число . Несущая
частота телевизионного канала f л = 2491, 1 кГц ниже
ближайшей гармоники частоты 4 кГц на 900 Гц. По­
этому значительная часть мощности помехи вида f л -
fмс попадает в область расфильтровки двух соседних
каналов ТЧ и ослабляется канальными фильтрами. Это
имеет место и при использовании современных микро­
фонов, но в меньшей степени. Псофометрическая мощ­
ность помехи снижается и благодаря тому, что большая
часть мощности помехи попадает на края рабочей по ­
лосы частот канала ТЧ.
Визуальный эффект помехи 2f л в канале ТВ (после ·
демодуляции частота помехи f л) будет тем слабее, чем
I
ближе f л к значению (k+ 2 ) fc, т. е. к средине про-
межутка между двумя гармониками частоты строк ( см .
гл . 5). Выбранное значение f л=2491,1 кГц обеспечива ­
ет и это требование. Если многоканальный сигнал рас­
положен выше сигнала ТВ (например, в системе
К-3600), то при fл=2491,1 кГц канальные фильтры бу­
дут значительно ослаблять Одf!У из двух основных по­
мех (fмс - f л или fмс+.fл) в зависимости от того, какие
боковые полосы от виртуальных частот передаются по
ли_нейному тракту - верхние или нижние .
В системах с линейным спектром частот до 60 МГц
несущие частоты каналов ТВ также не должны быть.
кратны 4 кГц, а несущие частоты верхних каналов ТВ
не должны быть гармониками несущих частот нижних
каналов ТВ. Желательно, чтобы расстояния между не­
сущими частотами соседних каналов ТВ были неодина ­
ковыми. Это исключит совпадение . наиболее мощны х по­
мех вида А+ В - С с несущей частотой какого-либо,
канала.
При выборе контрольных частот необходимо учиты­
вать следующее: токи контрольных частот могут соз ­
давать помеху в канале ТВ при недостаточном подав­
лении кварцевым режекторным фильтром в месте при ~
ема или при их нелинейном взаимодействии с током не­
сущей частоты канала ТВ. Кроме того, может вносить.
искажения и сам режекторный фильтр. Поэтому лучше,
если контрольная частота находится вне телевизионно- ·
205

го канала. При размещении контрольной частоты в ка­
нале · ТВ она должна быть достаточно удалена от ли­
нейной несущей частоты (на 2,5 МГц и более) и от
цветовых поднесущих. С учетом этого в системе К-"1920
основная контрольная частота выбрана равной 5974 кГц.
Чем ближе контрольная частота к средине проме­
жутка между двумя гармониками частоты строк, тем
слабее будут влиять искажения, вносимые режектор­
ным фильтром.
9ГЛАВА
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ЛИНЕЙНОСТИ УСИЛИТЕЛЕЙ
И РАСЧЕТ ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТИ
КАНАЛОВ Т1В И ТЧ
т
9.1. Общие замечания
Основную загрузку трактов систем на 1920 и 3600
каналов составляют сигналы ТЧ. Поэтому линейность
усилителей тракта должна обеспечивать возможность
использования - всего линейного спектра частот системы
для передачи сигналов ТЧ (при условии выполнения
требуемого отношения сигнал/помеха в любом из ка­
налов). ,
Если допустимые (по норме) шумы в каналах ТЧ
малы (например, 1 пВт/км), требования к линейности
усилителей при совместной передаче сигналов ТЧ и ТВ
могут оказаться более жесткими, чем требования при
передаче только сигналов ТЧ. При передаче сигналов
ТВ не по всем парам многопарного кабеля (количест­
во пар более шести) экономически целесообразно тре­
бования к усилителям определить условием передачи
сигналов ТЧ. В каналах ТЧ, о_рганизуемых совместно с
каналом ТВ, норму на шумы можно выполнить, умень­
шая число сигналов ТЧ. Можно также пойти на повы­
шение шума в каналах ТЧ (например, до 2-3 пВт/км
вместо 1 пВт/км), не уменьшая числа каналов ТЧ, ор­
ганизуемых совместно с каналом ТВ .
В системе передачи, работающей по четырехпарно­
му I<абелю, при относительно небольшом числе кана-
206

лов ТЧ, организуемых совместно с каналом ТВ (на­
пример, 300 каналов ТЧ и один канал ТВ в системе
К:-1920), линейные усилители должны обеспечивать воз­
можность передачи как сигналов ТЧ, так и сигналов ТЧ
и ТВ совместно . Во всех случаях необходимо оценить,
насколько требования к линейности усилителей при сов­
местной передаче сигналов ТЧ и ТВ отличаются от
требований при передаче только сигналов ТЧ и по ре­
зультатам этой оценки решать ~опрос о том, какие
требования к линейности усилителей целесообразно
предъявить .
9.2 . Определение оптимального режима загрузки
усилителей при передаче сигналов ТЧ
во всем линейном спектре частот
Шумы линейного тракта в канале ТЧ обусловлены
флуктуационными шумами усилителей и кабеля и нели­
нейными (модуляционными) шумами второго и третье­
го порядков, возникающими в результате нелинейности
характеристик усилителей. Поскольку флуктуационные
шумы неравномер ,но распределены по линейному спект­
ру частот (увеличиваются с повышением частоты), вво­
дится предыскажение уровней передачи в каналах ТЧ.
На выходе линейного усилителя сигналы ТЧ верхних
каналов имеют более высокий уровень, чем сигналы ТЧ
нижних каналов. Форма оптимального предыскажения
уровней передачи каналов ТЧ уточняется при испыта­
нии опытного участка магистрали, а при предваритель­
ном расчете ограничиваются рассмотрением линейного,
предыскажения уровней передачи каналов ТЧ. Пове­
рочный расчет распределения суммарных шумов по
линейному спектру позволяет определить целесообраз­
ность отклонения от линейного предыскажения в к а кой­
либо части линейного спектра частот.
Исходными данными для расчета являются: макси­
мальная длина магистрали L, длина усилительного
участка l км, число усилителей на одном обслуживае­
мом участке N, число участков ОУП- ОУП (М), гра­
ничные частоты линейного спектра системы (f1 и f2),
число каналов ТЧ п и допустимая мощность шума в:
канале ТЧ, отнесенная к одному километру магистрали
(обычно в пределах 1-3 пВт/км). Длина усилительно­
го участка может быть заранее известна, так как для
207

более широкополосной системы она определяется . как
результат деления пополам длины участка ранее внед­
ренной системы передачи по коаксиальному кабелю.
Если l не задано, то производится расчет для участков
разной длины и по его результатам определяется наи­
более целесообразная длина усилительного участка.
При расчете мощности допустимого в канале ТЧ
шума отдельно определяют мощность флуктуационного
и нелинейного шумов. В любом реальном усилителе при
заданном уровне передачи каналов ТЧ может быть
только одно и вполне определенное соотношение меж­
~у мощностью нелинейных продуктов второго и третье ­
го порядков в данном канале ТЧ . Это соотношение од­
нозначно связано с величиной разности затуханий тре­
тьей и второй гармоник на выходе усилителя (при ну­
левом выходном уровне полезного сигнала) . Поэтому
при расчете допустимой нелинейности усилителей целе­
сообразно исходить из величины разности агзо - аг20.
При таком подходе определяемая величина затухания
гармоник на выходе усилителя будет минимально допу­
стимой. Поскольку разность затуханий гармоник (а
следовательно, и соотношение мощностей нелинейньrх
продуктов второго и третьего порядков) изменяется при
изменении частоты, расчет производится раздельно для
верхнего и нижнего по частоте каналов, а поверочным
расчетом определяют защищенность от шума в сред­
них по частоте каналах. При этом необходимо учиты­
вать законы суммирования нелинейных помех вдоль ма­
гистрали с большим числом усилителей, а также влия- •
ние отклонений диаграммы уровней от номинальных
значений и частотной неравномерности остаточного за­
тухания в диапазоне линейных частот .
Разность затуханий третьей и второй гармоник на
выходе проектируемого усилителя определяется, глав­
ным образом, нелинейными свойствами используемого
усилительного элемента. Для ламповых усилителей ве­
личина нелинейности элемента указывается в паспорт­
ных данных. Для ряда транзисторов величина нелиней­
ности пока не нормирована, и поэтому разность агзо­
-аг20 определяется экспериментально в ходе предвари­
тельной проработки μ цепи разрабатываемого усилите­
ля (для современных усилителей систем передачи эта
величина примерно равна 26-,35 дБ). На этапе пред­
варительного проектирования системы с целью оценки
208

сложности обеспечения той или иной величины шума в
каналах ТЧ можно задаться величиной агзо-аг20 уже
разработанных усилителей на аналогичный диапазон
линейных частот .
Кроме принятых выше обозначений, для удобства
изложения и вывода расчетных формул (L - длина ма­
гистрали; l - длина усилительного участка; N - число
усилителей между ОУП; М - число обслуживаемых
участков и f 1 и f2 - граничные частоты линейного · спек­
тра) введем следующие обозначения: ан(f) - затуха­
ние усилительного участка на частоте f, Нп; ав(f) -
затухание выравнивающего контура на входе усилите- ,
ля, частично компенсирующего частотную неравномер­
ность затухания участка (в основном в области нижних
частот); S (f) - усиление усилителя, Нп; аг2о(f ),
агзо(f) - затухания в·торой и третьей гармоник на выхо-
де усилителя при нулевом выходном уровне сигнала
основной частоты (f/2 и f/3 соответственно); Р<л+в) (f),
Р(л-вД), Р(А + в-сД) -уровни соответствующих нели­
нейных продуктов, Нп; IЛр - величина линейного пре­
дыскажения уровней передачи каналов ТЧ; v=Лp/(f2-
- f1) - крутизна предыскажения уровней, Нп/Гц; Лf =
=3100 Гц - рабочая полоса частот канала ТЧ; Л,f'-.-
= (f2-f1)n- полоса частот, приходящаяся на один ка­
нал ТЧ; Ркн. ср - уровень средней мощности нижнего
канала ТЧ на выходе усилителя; РФ.ш.1.v РФ.ш.нL -уров­
_ ни флуктуационных («собственных») шумов в канале
ТЧ на выходе усилителя и магистрали соответственно;
ЛП2, ЛПз - величина повышения уровня помехи (вто­
рого и третьего порядков) на выходе магистрали по от­
ношению к уровню этой помехи на выходе отдельного
усилителя.
Уровень флуктуационных шумов в полосе частот ка­
нала ТЧ на выходе усилителя
РФ.ш.к = Рш.вх + S (f),
(9.1)
где Рш.вх - уровень шумов усилителя в полосе частот
канала ТЧ, отнесенный к входу усилителя, замкнутому
на сопротивление 75 Ом (волновое сопротивление ка­
беля). Обычно Рш.вх=-132 дБ. Очевидно, что
1S(t) 1 = Сlк(f) +ав(f).
Уровень флуктуационных шумов на выходе послед­
него усилителя магистрали
209

РФ.ш.кL = РФ,ш.к ++ln++ЛРФ.ш,
(9 .2)
где ,ЛрФ.ш - увеличение шума вследствие неравномерно­
сти АЧХ, разброса длин участков, неточности диаграм­
мы уровней и температурных влияний в кабеле. Вели -
чина ,ЛрФ.ш зависит от ряда обстоятельств, в частности ,
от числа каналов в системе и составляет 2,5-3,5 дБ .
Уровни нелинейных помех в любом канале ТЧ со
средней частотой fп согласно формулам, приведенным в
[37, 38], могут быть определены в следующем !3Иде :
при 2f1<fп<f2
•
1
Р<А+В) к Uп) = 2рк,н . ср-аг20 (fп) + 0,35 + 2 lnЛf -
-
lnЛf'+Уifп- 2/1)+-1 ln(2f2- fп);
(9 .3)
2
приf1<fп<f2- f1
Р(А-В)кUп)= 2Рк.н.ср- аг 20 (fJ++lnЛf- lnЛf' +
+ '\' fп _ lп/ + +ln [ e4Y(fгf.-fп) - 1];
(9.4)
при!1<fп<.f2
1
Р<А+В-С)к(fп) = 3Рк.и.ер- аг30(fп)+1,45 +2 lnЛf -
-2-InЛf' + ln-1
-
+-1 ln{/Чfп-f,> [4у(f1-fJ+1]+
2
4у
2
+ e2Y(fп+2f,-Зf,) [4 '\' (f2 _ fп) + l] _ 2 е2У (2f,-f,-fп)} . (9_5)
Первый и третий члены в скобках выражения (9.5)
обычно малы по сравнению со вторьrм членом. Для
верхнего канала ТЧ (при fп=f2) уровни помех соо твет­
ственно равны:
.
1
Р(А+В)кU2) =2Рк.н.ср- аг 20 (/2)+0,35+2 lnЛf-
-
lnЛ/'+у(f2 - 2/1) +-
1 lnf2;
(9.6) .
2
1
Р(А+В-С)к(fп)= 3Рк.н.ср- аг30(f2) +1,45 +2 lnЛf-
210

-
2...lnЛ/'+ In-1
-
+ -1 In[е6лр- е2лр(4Лр+ l)]; (9.7)
2
4у
2•
для нижнего канала ТЧ (при fп=f1)
Р(А-В)кif1) = 2{)к.и.ер~аг20(/1) + + lnЛf- lnЛ/' +
+у/1 ++In [e4y(f,-2f,> -
1];
(9.8)
.
1
Р(А+В-С)кif1) = 3Рк.н.ср- агзоif1) + 1,45+ 2 lnЛf-
-
2...inЛ/'+ In-1
-
+-
1 In[1 + е4лр(4Лр-1)]. (9.9)
2
.
4у
2
Зная допустимые уровни помех Р<А-в)к, Р<А+в>н и
Р<А+В-С)к, из ф-л (9.6) - (9.9) просто определить мини­
мально допустимую величину затухания гармоник в уси­
лителе на краях линейного спектра частот. Для верх­
него канала разность уровней помех второго и третьего
порядков на выходе усилителя
dв = Р<А+В)к (f2) - Р<А+В-С) к if2) = [аг'зо (/2) - аг 20 (f2)] -
-1,1-Рк.н.с~ + y(f2-2f1) ++ lnЛf' +
+-
1 ln(f2 -2f1)-ln-1
---
1 !n[е6лР_е2 лр(4Лр+ 1) ]-
2
4'\'
2
(9.1 О)
Разность уровней этих помех на выходе магистрали
dLв=dв+(ЛП2- ЛП3),
(9.11)
где ~ЛП2= - 1
-
Jn.J:_ =
-
1-In(MN) а ЛП3 зависит от
2
l
2
'
условий сложения помех вида А+ В-С на магистрали.
При линейной фазовой характеристике усилителей в
рабочем диапазоне частот ~ЛП3 = In (MN). Если фазовые
искажения усилителей значительны, а групповое время
участка ОУП-ОУП выравнено с высокой точностью,
•
1
то ЛП3 ~ -In N + ln М, если же фазовые искажения
2
усилителей малы, а точность выравнивания участ_ка
ОУП-ОУП невысока, ЛПз;::::;;lп N+ - 1 In М.
2
•
•
Для щrжнего канала разность уровней помех второ­
го и третьего порядков на выходе усилителя
211

du = Р(А-В)к (f1) - Р(А+В-С)к U1) = [агзо (f1)- аг 20 if1)] -
-0,75-Рк.н.ср + +lnЛ/' + Yf1 -+ ln :., +
+ ...!.. ..1n[e4 v(f.-
2f,> -1]--1 ln[ е4лр (4Лр-1) + 1]. (9.12)
2
2
Разность уровней этих помех на выходе магистрали
dLн=dн+(ЛП2-ЛП3).
(9.13)
Порядок расчета требований к линейности усилите­
лей может быть следующим:
1. Определяют с помощью ф-л (9.1) и (9.2) уровни
флуктуационных шумов РФ.ш.нL в нижнем, верхнем и
среднем каналах при данной длине усилительного уча­
стка на выходе магистрали. Желательно, чтобы зату­
хание выравнивающего контура на входе усилителя
ав(f ), используемого для частичной компенсации изме­
нения затухания участка по частоте, было небольшим:
Наличие контура вообще нежелательно, так как он по­
вышает шум в нижних каналах. Однако контур приме­
няют в тех случаях, когда не удается полностью ком­
пенсировать наклон частотной характеристики затуха­
ния кабеля в схеме усилителя (например, в цепи обрат­
ной связи).
2. Исходя из заданной нормы на псофометрическую
величину суммарного шума, вносимого линейным трак­
том в канал ТЧ (например, 2500 пВт при L=2500 км
в точке относительного нулевого уровня, т. е. 1 пВт/км),
определяют минимально допустимые уровни передачи
верхнего и нижнего каналов (Рв.мин, Рн.мин) при усло­
вии, что вся норма отводится на флуктуационные шу­
мы (при идеально линейных усилителях). Эффективная
мощность шумов в точке нулевого уровня (в данном
примере) должна быть не более РэФ.ш::::;;2500/0,75 2 =
=4450 пВт (0,75 - псофометрический коэффициент
шума). Этой мощности соответствует уровень шума в
точке нулевого уровня РФ.ш =- 53,7 дБ. Минимально до­
пустимый уровень передачи верхнего канала (при иде ­
ально линейных усилителях) Рв.мин = РФ.ш.нL (f2) -РФ.ш•
Аналогично определяют и Рн.мин при значении РФ.ш.нL
на частоте f1-
З. Задаются четырьмя или пятью уровнями переда­
чи, начиная от Рв = Рв.мин+О,1 Нп до Рв = Рв.мин + (0,4--;-,
212

70,5) Нп, и для каждого значения уровня определяем
псофометрическую мощность флуктуационных шумов
верхнего канала ТЧ в точке нулевого уровня. Очевид ­
но, что для данного уровня передачи Рв уровень псофо •
метрического флуктуационного шума в точке нулевог о
уровня будет равен рФ.ш.псоф= РФ.ш.:кL (f2)-Рв + ,ln 0,75, а
псофометрическая мощность шума Рф.ш.псоф = е2 Рф.ш . псоф ,
пВт .
Целесообразность расчета с помощью четырех-пят и
значений уровней заключается в следующем: при рабо­
те . с уровнем передачи Рв.мIШ затухание гармоник в ус и­
лителе должно быть бесконечным . При повышении Р в
требуемые затухания гармоник будут изменяться от оо
до некоторого минимума, а затем опять начнут возрас ­
тать. При повышении уровня передачи более чем на 3 дБ
по отношению к Рв.мин флуктуационные шумы будут
составлять уже менее половины допустимой мощности
общего шума в канале ТЧ . Таким образом можно б у­
дет определить тот уровень передачи Р в, при которо м
требования к величинам аг20 (f 2) и агзо (f2) будут мини ­
мальными .'
4. Задаются . величиной предыскажения уровней пе­
редачи vip каналов ТЧ. Для первого варианта расчета
целесообразно принять iЛр ~ (Рв . мIШ-Рн.мин) - 0,5 Нп, н о
не более 1,5 Нп . Затем (см . п. 17) величина Лр уточ ­
няется.
5. Задаются величиной разнос·ти затуханий гарм о­
ник на выходе усилителя агзо (f2) - аг20 (f2) на частот е
f2- Эта величина определяется либо по паспортньrм дан ­
ным, либо экспериментально на начальном этапе про ­
работки усилителя.
6. Определяют разность уровней помех второго и
третьего порядков по ф-лам (9 .10) и (9 .11) на вы ходе
магистрали . Расчет целесообразно провести в двух ва­
риантах; учитывающих разные условия сложения поме х
1
.
вида А+В-С вдоль магистрали (ЛП 3 =- InN + ln M
2
1
и iЛПз=JnN+ - lnM).
2
7. Вычитая из общей псофометрической мощности
помех в канале ТЧ (например, 2500 пВт) псофомет р и ­
ческую мощность флуктуационной помехи Рф . ш.псоф (см .
11 . 3) и учитывая псофометрический коэффициент 0,75 ,
213

определяют допустимую мощность нелинейных помех -в
точке нулевого уровня на выходе магистрали
1
Рн.ш = Р( А+В) L (/2) + P(A+B-C)L (f2) = (2500 -Рф.ш . псоф) O,?SZ
для у ровней передачи Рв , рассчитанных в п. 3.
8. Определяют допустимую мощность и уровни по­
мех вида А+ В и А+ В-С в точке нулевого уровня на
вы ходе магистрали (в верхнем канале ТЧ): .
р(А+В) L U2) =
p";:L ; р(~:___~)~ (!2) =
·
1+е в
= Рн.ш -P(A+B)L (/2) ;
(9.14)
1
.
Р<А+в>L (f2) = 2 lnP<A+B> L (/2), Р<А+в-с)L (/2) =
1
= 2 ln Р<А+в-с>L (!2)
(9.15)
и у ровни помех на выходе отдельного усилителя:
Р(А+В) (/2) = Р(А+В> L (/2) + Рв- Л П2;
Р(А+В-С) (/2) = P(A+B-C)L (f 2) + Рв - Л Пз.
(9.16)
(9.17)
9. Вычисляют требуемое затухание гармоник аг20 (f2)
и агзо (f2) на верхнем крае линейного . спектра . частот
( на выходе усилителя): •
а/20if2) > 2Рк.н.ср - Р<А+В) (f2) +0,35 ++ln Л /-
-- ln Л f' +v(f2-2f1) +-
1 ln(/2-· 2/1); (9.18)
2'
1
аг 30 (f2) > 3рк.н .ср-р<А+В-С) (f2) + 1,45 + 2 1nЛ/-
-~lnЛf' + ln-1
-
+ -1 ln[е6лр-е2лр(4Лр + 1)]. (9.19)
2.
4у
2
10. Чтобы определить повышение уровней нелиней­
ных помех за счет неравномерности АЧХ усиления и от ­
клонений диаграммы уровней от номинальной, увеличи­
вают в п. 9 величину требуемого затухания - гармоник на
ЛРш .н= 1;8--:---3,5 дБ с учетом особенностей конкретной си­
стемы связи .
214

11 . С учетом i11Рш.н при указанных в п. 3 уровня х
передачи Рв строят график (или составляют таблицу)
зависимости требуемого затухания гармоник от Рв и
определяют тот уровень передачи в верхнем канале, при
котором величины аг26 (f2) и агзо (f2) минимальны . При ­
мерный вид графика показан на рис . 9.1.
12. Рассчитывают уровень максимальной мощности
многоканального сигнала Рвых.манс на выходе усилител я
1
е2Лр -1
Рвых.макс = Рк.н.ср + 1,62 + 2 ln 2Лр +Лрl:..
Так как Рн.н. ср+ 1,62 Рн=Рв-iЛР, то
1 е2Лр-1
Рвых.макс=Рв- Лр+2 1n 2лр +Лр}:_,,
где 1/1р}:., - величина превышения измерительного
ня одного «усредненного по мощности» канала
вым уровнем многоканального
сигнала.
дБ
После Э'ГОГО переходят к ff5
ра1счету нюбходимоnо затуха - ffO
ния гар1моник на нижнем крае
линейного ·с п ектра чаС"ют.
13. Находят п1софометр~иче­
скую М'ОЩНОIСТЬ флуктуациОIН - 100
ных шу~мов Рф.ш .псоф в точ:к;е ну­
левого уровня на выходе маГiи­
(9.20)
уров-
пико-
Нп
fl
ff
!О
с11рали в ниж1нем кана,ле ТЧ go 1----\с-+1----t--ы
при уровне передаrq.и Рн = Рв ­
-Лр, nде Рв - у~ровень пер,еда­
чи верхнего канала ТЧ, опреде­
ленrный ·в п. 11.
14 . Определяют ,ц:опу!стимую
мощноать нелинейных помех
вида А-В иА+В-С, пВт, на
выходе маш11с11рали (в точке
нулево-го уров:ня) в нижнем ка ­
на1ле ТЧ:
g
2
4 iJ/j
8 0 1...--~_;___.__._,
0,2 0,4 Нп
-- Ри
-Ри,1111н
Рис. 9.1. Примерный вид
графика
зависимости
требуемого
затухания
гар•моник от уровн,я пе­
редачи верхнего канала
тч
1
Рн.ш = Р(А-В) L(f1) + Р(А+В-С)L(f1) = (2500-Рф.ш.псоф) O,?S2 •
(9 .21)
215

15 . Зада19тся разностью агзо(f,)-аг2о(f 1 ). Эта вели ­
чина в усилителях либо равна, либо несколько меньше
агзо (f2)-аг20 (f2). В случае неопределенности задаются
двумя-тремя значениями этой разности и проводят два­
три варианта расчета. По ф-лам (9.12) и (9.13) опре­
деляют разность уровней помех второго и третьего по­
рядков dLн на выходе нижнего канала ТЧ.
16. Определяют допустимую мощность и уровни по­
мех вида А-В и А +В-С в точке нулевого уровня на
выходе магистрали (аналогично п.8):
р
р(А-В) L (/1} =
н2:Lн ; p(A+B-C)L (f1} =
I+e
=
Рн .ш -P(A-B)L U1);
(9.22)
1
Р(А-В) L (f1) = 2 ln Р<А-В) L (f1);
(9.23)
на выходе отдельного усилителя допустимые уровни по­
мех равны
Р(А-В) (/1} = P(A-B)L (/1) + Рн- Л П2; }
Р(А+В-С) U1) = P(A+B-C)L (f1) + Рн - Л Пз.
(9.24)
17. Находят величину требуемого затухания гармо­
ник:
1
аг20if1) ::;,,. 2Рк.н.ср - Р(А-В)(f1) +2 lnЛf-
-
ln Лf' + уf1++ln+ ++ln[ e4v<t,-
2f,) - Il; (9.25)
.·
1
агзо(f1) ::;,,. 3Рк.н.ср- Р<А+В-С)(f1) + 1,45+2 lnЛ f -
-~lnЛf' + ln-
1 + -1 Jn[е4лр(4Лр-1) + 1] . (9.26)
2
у
2
Если изменения затухания гармоник по частоте
аг2о(f 1 ) -аг20U2) или Gгзо(f,)-агзоU2) слишком велики
и трудно реализуемы, следует уменьшить величину пре­
дыскаже ния уровней передачи Лр каналов ТЧ. При
ум еньшении Лр возрастут требования к аг20 (f2) и
агзо'(f2) и снизятся требования к аг20 (f 1) и агзо (f 1) и, на-
216

оборот, увеличивая ,Лр, можно облегчить требования к
затуханию гармоник на верхнем крае линейного спект­
ра частот за счет повышения их на нижнем крае линей­
ного спектра частот системы. Пример расчета линейно ­
сти усилителей системы на 3600 каналов ТЧ приведен
в [38].
•
9.3. Расчет отношения сиmал/помеха •
и определение уровня передачи телевидения
в системах свя:m с одним каналом ТВ
Будем различать системы с относительно небольшим .~
числом каналов ТЧ · (сигналы ТЧ занимают менее 20%
линейного спектра частот) и системы с относительно
большим числом каналов ТЧ (сигналы ТЧ занимают .-·
до 50% линейного спектра частот). К системам перво­
_го типа можно отнести систему К-1920 (300 каналов
ТЧ), линейный спектр частот которой простирается от .
0,3 до 8,5 МГц. Поскольку передача сигналов телеви -·
дения в области частот ниже 1,0-1,5 МГц ' весьма · за ­
труднительна (см. гл. 2), передача их осуществляется в _
диапазоне частот 1,9-8,5 МГц, а в диапазоне частот ·
312-1548 кГц организуются 300 каналов ТЧ. Требова•
ния к линейности · усилителей в такой системе, опти ­
мальные уровни передачи сигналов и отношения -·
сигнал/помеха в каналах ТЧ и ТВ могут быть опреде ­
лены в следующем порядке:
1. В соответствии с методикой, изложенной в § 9.2 ; •
определяют величину затухания гармоник аг2о (f1),
аг20 U2), агзо (,f1), агзо (f2) исходя из условия . п~редачи
сигналов ТЧ во всем линейном спектре частот. • Пр-и
этом в зависимости от ·требований к линейному тракту
принимают допустимую величину его шумов . в. канале
ТЧ (в точке нулевого уровня) 1-2 пВт/км. В резуль ­
тате этого расчета определяются также уровни . переда­
чи верхнего и нижнего· каналов ТЧ.
•
2. Определяют уровень флуктуационных шумов (на
1 Гц полосы частот на выходе магистрали) в диапазо •
не частот канала ТВ [согласно (9.1) и (9 .2)] по фор ~
:-~уле
,
:;А
.
•.
11Лf 1•L
·рф.ш.[1 Гц]= РФ.ш.к-- П +-
_ln-
.- + Лрф.ш, (9.27)
,
•
•,
2.
2.. l
217

где Лf=3100 Гц, и строят график распределения этих шу­
мов по частоте (рис. 9.2, кривая а).
3. Оценивают шумы от нелинейного взаимодействия
сигналов ТЧ (помехи вида А+ В и А+ В-С) в канале
ТВ (в полосе 1 Гц). Эти помехи можно вычислить по
ф-лам (9.3) и (9.5) в полосе частот IЛf канала ТЧ и, вы-
1
.
читая -In Лf, определить их в полосе частот 1 Гц..
2
По~!f_ольку число каналов ТЧ невелико, а уровень пере­
дачи: их в нижней части линейного спектра частот отно-
Т/17,,
--;
..ff
-- rz
{J./1
.ff51-.-+--+'--_._ _~,......__..._ ___.. __......_ _.._ _. __,....,
·1
2 2,J.J
б78
:1
т/1.LLH
:-f!O 1,- -4-__: _; . .::;::.:. . .. . -+-- -+-. . .. . : ..i--~ ~~ =--- -t- -+--;
L-----J '- --' ---- --' ---' --- -'-- ~-- -;-- -~-~ = ---- -M
Рис. 9.2 . Графики распределения помех в линейном спектре ча­
стот канала ТВ
сительно низок (порядка -20 дБ), то практически эти­
ми помехами в канале ТВ можно пренебречь по срав­
нению с флуктуационным шумом. Ориентировочно учи­
тывают наличие шумовой помехи в канале ТВ от не­
линейного ·взаимодействия сигналов ТВ и ТЧ (помех:и
fтв±fмс - второго и fтв±f1мс+f2мс --третьего поряд­
ков). •Обычно важнее помеха третьего порядка, по­
скольку она всегда попадает в область несущей часто­
ты канала ТВ и не ослабляется корректором _предыска~
жения на приемной стороне, а, наоборот, усиливается.
218

При этом считают, что в области частот fл±f2 эти помехи
примерно равны флуктуационным шумам и отсутству­
ют вне этой области частот (кривая 6 на рис. 9.2). В
дальнейшем величина этих помех уточняется расчетом .
4. Строят частотную характеристику суммарных шу­
мов канала ТВ на выходе линейного тракта с учетом
действия корректора предыскажения в области линей­
ной несущей частоты (КПИ) . Желательно, чтобы ха­
рактеристика КПИ была идентична характеристике в
эксплуатируемой аппаратуре, что облегчит транзит сиг­
налов телевид\;НИЯ между системами. В качестве при­
мера на рис. 9.2 кривой а показана характеристика
флуктуационного шума в канале ТЧ магистрали про•
тяженностью 2500 км, определенная по ф-ле (9.27) (в
полосе частот 1 Гц); кривой в - характеристика шума
с учетом запаса на нелинейный шум; кривой г - ха­
рактеристика шума с учетом влияния корректора пре- ·
дыскажения.
.
5. Определяют ориентировочную величину взвешен ­
ного шума .. в канале яркости, учитывая рекомендован­
ную МККТТ взвешивающую кривую и интегрируя взве­
шенный шум в диапазоне частот канала ТВ . На рис. 9.2
кривая д отличается от кривой г на величину взвеши­
вания. Кривую взвешенного шума аппроксимируют ло• •
маной линией (рис. 9.2, кривая е) и вычисляют мощ­
ность взвешенного шума по формуле
/
1
[
•
f-fмин ]
f, 2 Рш.мин+(Рш1- Рш.мин)~
Рш.== sе
,
мннdf+
fмин
f. 2 [ Рш1+(Рш2- Рш1) f-f,]
+fе
f,-t, df+...+
'1
fп"':fмакс 2 [ Рш (n-1) + ( Рш. макс - Рш(n-1)
+Jе
fп-1
f- fп-1 ]
fмакс-fп-1 df •
(9.28)
Для любого участка ломаной линии, например от fi до
fк, где · шум возрастает с повышением частоты, мощ­
ность шума
211J

f-f .
fк2Р
2(Рш.к-Ршt) f _ ,'.
Sе шtе
к idf.
fi
Обозначим Рш.н-Ршi=ЛРшi, а fк-fi=IЛfi- Тогда
fшi f дРшt
-2дРшtдГsк 2-z;т:-f
р
2Ршi
ш1
i
df=
шi=е е
е
ft
= е2Ршi
Лf; [ е2ЛРщ; -1].
(9 .29)
2ЛРшi
Если уровень шума с повышением частоты снижается,
то ЛРшi отрицательно. Вычислив суммарную мощность
взвешенного шума по ф-лам (9.28), (9.29), находим
уровень взвешенного шума, дБ;
Рш.в= l0JgPш.в•
(9.30)
6. Исходя из требуемого отношения сигнал/шум, оп-
,
ределяют уровень передачи канала ТВ. Норма на взве­
шенный шум для магистрали протяженностью 2500 км
составляет 57 дБ . Для линейного тракта эта норма
должна составлять Ьп=59-60 дБ. Таким образом,
20 lg размах сигнала изображения
- ---- ---- -- :;;,. ьп .
взвешенное напряжение помех
Следовател ьно, согласно рис. 9.3
201g · о,6sИогиб · = 20Jg0,65V2Ин'Y) :;;,.Ь.
Иш.в •
i, Иш.в
п
Так как 20 lg(Ин/Иш. в) =ртв-Рш.в, то ориентировочный
уровень передачи сигнала ТВ должен быть не ниже,
дБ,
Ртв= Рш.в+Ьп- 20Jg(0,65V2У)).
7. С помощью ф-лы (7.3) определяют уровень вто­
рой, гармоники линейной несущей частоты. По резуль­
татам расчета проверяют достаточность глубины пре­
дыскажения на линейной несущей частоте.
8. . После определения ориентировоч:ного уровня пе­
редачи канала ТВ производят расчет помех в каналах
ТЧ. Поскольку линейный тракт обеспечивает организа­
цию большого числа каналов ТЧ (например, 1920), то
220

при 300 каналах ТЧ в нижней части линейного спект­
ра (с относительно низким уровнем на выходе линей­
ных усилителей) величина нелинейных шумов многока­
нального сигнала будет ничтожно мала и ею можно
пренебречь. В каналах ТЧ достаточно учесть флуктуа­
ционные шумы, нелинейные помехи от сигнала ТВ и
взаимные помехи вида fтв-fмс и fтв-(f1мс+'12мс) , Мак­
симальный уровень среднечасовой помехи может
быть определен по ф-ле (7.27), а среднем11нутный -
по ф-ле (7.28).
Если линейная несущая частота канала ТВ пример­
но на 1 кГц ниже от ближайшей к ней гармоники час­
тоты 4 кГц (например, 2491,1 кГц в системе К-1920), то
мощная помеха вида fтв-,fмс во время паузы в канале
ТВ, когда передается немодулированный ток несущей
частоты, будет дополнительно ослабляться канальными
фильтрами каналов ТЧ на 8-9 дБ. Уровень среднеми­
нутной помехи от сигналов взаимодействия между АТС
обычно значительно выше уровня среднечасовой поме­
хи. Уровень помехи третьего порядка (fтв-1f 1 мс-f2мс)
цри .fл-4\-k,,;;;fп~;;;}л-2f 1 и т. д. определяется по
ф-лам (7.31), (7.32) и максимален на частоте fл-f1-f2.
Помехи 'Втор'Ого поря1Дка от сиг­
нала ТВ более ,суще:с-гвенны в
ниж1них канала,х ТЧ (в обла1сти
300- 500 кГц). Они 0П1рещел,я­
ют:ся в1101рым членам ур-1ния .
--.
(7.2) и ,содержаi'f модулирован- 1
,ные гар1мюники ча1с11оты ст.рок ЦВ~Uоги=о+--'---+-----+-­
тfс- Эти помехи пр,оя1вляю11ся LJ
аилынее при передаче иrсmыта- •
11елыных сигналов и белого по-
ля (,см . гл. 7). Величи1н,а им­
пулыса помех разнос11ной ча­
стоты ра1в~на 'В•еличине огибаю-
щей помехи ,су1ммар1ной ча1ст-о- Рис. 9.3 . Модулированный
ты в обла1сти 2fл,
сигнал ТВ
Предыскажение сигнала в области несущей частогы
(при глубине модуляции 100-150%) сравнительно
мало влияет на максимальные значения модулирован­
ных гармоник строчной частоты mfc в каналах ТЧ, если
размах сигнала на выходе усилителя принять одинако­
вым при передаче сигналов с предыскажением и без
221

предыскажения. Уровень помехи 2f л во время передачи
синхроимпульсов (без предыскажения) равен
,
Pn = 2Ртв- аг20(fп)+ЛП2.
(9.31)
При передаче как испытательных сигналов, так и сиг­
налов белого поля амплитуда импульсной помехи (см .
рис. 7.lв, г) при глубине модуляции 150% составляет
0,75 от амплитуды максимальной помехи в области
2f л, Импульсная помеха •представляет собой последо­
вательность импульсов синхронизации строк (диффе­
ренцированных · в результате предыскажения и преры­
ваемых импульсами кадровой синхронизации) . Ампли­
туда импульсной помехи
V- 2р
Иn=0,75 3еп,
(9 .32)
а амплитуда каждой отдельной гармоники mfc опреде-
ляется как
и2 • mffic'rc
Иk
п--SlП-- = п m·
mл.
2
В области
частот 300- 500 кГц максимальные амплитуды гармо­
ник не превышают 0,025 от амплитуды импульсной по ~
мехи, а с дальнейшйм увеличением частоты помехи
уменьшаются. Таким образом, уровень помехи в канале
ТЧ (приближенно) не будет превышать [ с учетом, что
-
1 ln (0,025-0,75V2) :=::, - 3,6 Нп]
2
Рп.к~2Ртв- аг20ifп)+ЛП2- 3,6Нп.
(9.33)
Помеха такой величины будет в небольшом числе ниж­
них по спектру каналов ТЧ (менее 10 каналов в обла­
сти частот до 500 кГц) в течение небольшого процента
времени. В области частот от 1200- 1500 кГц у ровни
помех ниже примерно на 8- 9 дБ. При передачах ре­
альных программ ТВ помехи будут еще слабее (см.
гл. 7).
· После
определения величины рассмотренных помех
рассчитывается уровень суммарных помех в нижнем
(f 1) и верхнем (bl каналах ТЧ, а также в канале, рас­
положенном в области частот fл-(f1+ f2) . При агзо­
-агzо>20 дБ, что обычно имеет место в усилителях, в
каналах ТЧ достаточно учитывать помехи второго по­
рядка и флуктуационные помехи .
9. По результатам расчета помех в каналах ТЧ оп­
ределяют необходимость повышения требований к ли-
222

нейности усилителей. Если при совместной передаче
сигналов ТЧ и ТВ уровни помех в каналах ТЧ превы­
шают заданную норму , то снижать их уровень можно
двумя способами: или повышением требований к ли­
нейности усилителя по сравнению с требованиями, оп­
ределенными по п . 1, или повышением уровня передачи
каналов ТЧ, образованных совместно с каналом теле­
видения .
10. Уточняют величину помех вида .fтв±fмс и fтв±
± (f 1мс-f2мс) в канале ТВ на 1 Гц полосы частот 1). Эти
помехи располагаются по обе стороны от линейной не­
сущей частоты . Помеха второго порядка определяется
по ф-ле ('7.15) в области линейной несущей частоты и
по ф-ле (7.16) - в области линейной цветовой поднесу­
щей частоты (на нескольких частотах). Помехи треть­
его порядка определяются по ф-ле (7 .18) с учетом за­
мечаний, помещенных ниже этой формулы. Уровень этих
помех на единицу полосы частот 1 Гц возрастает по
мере приближения к линейной несущей частоте. Затем
суммируются по мощности флуктуационные и нелиней­
ные помехи в канале ТВ с учетом действия корректора
предыскажения. Производится взвешивание и интеrриJ
рование суммарных помех раздельно для каналов яр­
кости и цветности .
11. Определенный расчетом уровень взвешенной по­
мехи в ._ канале яркости сравнивают с уровнем помехи ,
определенным по п . 6. Если рассчитанный уровень по­
мехи ниже ориентировочного; то можно принять уро­
вень передачи канала ТВ, определенный в п. 6, -
при
этом будет некоторый запас по шумам (менее 3 дБ) в
канале ТВ - или снизить на 1-2 дБ уровень передачи
к анала ТВ, если это важно для снижения нелинейной
помехи в каналах ТЧ .
Если рассчитанный уровень помехи в канале ТВ
выше ориентировочного уровня, определенного в п. 6,
ro обеспечить требуемое отношение сигнал/шум в ка­
нале ТВ (в канале яркости) можно только повышени ­
ем линейности усилителей. В этом случае требования к
.fшнейности усилителей будут определяться условиями
~овместной передачи сигналов ТЧ и ТВ .
1> В такой системе нелинейные помехи от многоканального сиг -
нала в канале ТВ малы, и ими поенебрегают.
•
223

12. Рассчитывают график распределения помех
(флуктуационных и нелинейных) в канале цветности в
области частот от fл+3,7 МГц до fл+4,9 МГц, а затем
путем взвешивания и интегрирования вычисляют уро­
вень взвешенной помехи в канале цветности. По ре­
зультатам расчета определяют необходимость введения
предыскажения в канал цветности (усиление или ос­
лабление сигнала цветности по отношению к сигналу
яркости перед подачей сигнала ТВ на вход линейного
тракта).
Для систем передачи, в которых совместно с каналом
ТВ организуется свыше тысячи каналов ТЧ, при любом
варианте размещения канала ТВ (ниже или выше по
спектру) целесообразно сначала определить линейность
усилителей исходя из загрузки сигналами ТЧ всего ли­
нейного спектра частот (а следовательно, и уровни пе­
редачи в каналах ТЧ). Дальнейший расчет может прово­
диться следу1ощим образом:
1. Определяют величину и распределение фл уктуа­
ционных помех в канале ТВ (на 1 Гц полосы частот)
по ф-ле (9.2).
•
.
2. Определяют величину и распределение нелиней­
ных помех от каналов ТЧ в канале ТВ. Если канал ТВ
расположен ниже многоканального сигнала (рис. 9.3),
то имеют место помехи вида А-В, рассчитываемые по
ф-ле (7.35). Если канал ТВ расположен выше много­
канального сигнала, то вычисляет распределение по­
мех вида А +в [рис . 9.46, ф-ла (7.34)] в канале ТВ.
Затем в обоих случаях ориентировочно учитывают на~
личие помех от взаимодействия сигналов ТВ и много­
канального. Если сигнал ТВ расположен ниже много­
канального сигнала, достаточно учесть помехи вида
fтв± U1мс-,f2мс), а в случае, когда сигнал ТВ размеща­
ется выше многоканального сигнала, кроме этих помех
требуется учесть помехи вида fтв±fмс (рис. 9.4). На
этом этапе расчета допускают, что эти помехи в обла­
сти их распределения равны по мощности флуктуаци­
онным помехам.
3. Так же, как в предыдущем примере (см. пп . 4, 5 и
6) строят частотную характеристику суммарной ориен-·
тировочной помехи, взвешивают ее и вычисляют ориен­
тировочный уровень взвешенного шума в канале ТВ .
Затем определяIQт ориентировочный уровень передачи·
канала ТВ.
•
'
224

4. Производят расчет помех в каналах ТЧ . Если мно­
гоканальный сигнал расположен ниже сигнала ТВ, то
следует учитывать все помехи, вычисленные в предыд у ­
щем примере (п . 8), а также нелинейные помехи вида
А -В и А +В-С. При размещении многоканального
сигнала выше сигнала ТВ достаточно учесть флуктуа-
&
1"A,D,C•fg}:ТВ '
Jdi ,,,, h
1
~2 1;
1
А+В-С I I
1
-
1"r
~TlJ'± ТВ" f2:Zfr 1 1 :
Zfг-f1
11~1
1
1'" (
j 11~,
•
11
~.
~
11
1f
.1
1~!1Тд+ТЧ ..,
.
1., .,, .
1'1 1...,.-- --
r
j\тв±~~r
,.
,
~--f
~+М l1TB+~
~
1!1~f
[)
а)
Рис. 9.4 . Схемы распределения основных нелинейных помех
ционные шумы, нелинейные шумы третьего порядка
(А +В-С) по ф-лам (7 .38) и взаимные помех и вида
fмс±fтв. В средних по спектру каналах ТЧ мощность
помех может удваиваться, так как в эти каналы попа­
даiот помехи вида f1мс +fтв и f2мс-fтв.
5. Уточняют величину помех вида fтв±fмс и fтв±
+ ({1мс - f2мс) в канале ТВ при его размещении в верх­
ней части линейного спектра и величину помех fтв±
± (f 1мc-f2мс) при его размещении в нижней _части спек­
тра. После этого уточняют распределение суммарной
помехи по спектру канала ТВ и вычисляют уровень
взвешенной помехи в канале яркости .
6. По рассчитанной величине суммарных поме х в
нижнем, верхнем и среднем каналах ТЧ определяют по­
вышение шумов в каналах ТЧ при передаче сигналов
ТВ и насколько необходимо повысить линейность уси ­
лителей, чтобы шумы каналов ТЧ были в пределах за-
8-150
225
I

данной нормы. При распо,nожении канала ТВ в нижней
• части спектра основными помехами для канала ТЧ яв­
ляются помехи вида fмс±fтв. Уровень помех в каналах
ТЧ можно снизить либо путем повышения линейности
ус илителей, либо путем уменьшения числа каналов ТЧ.
В последнем случае целесообразно исключить средние
по спектру каналы ТЧ, в которых имеет место сложе­
ние помех вида f 1 мс+fтв и f2мс-fтв . При этом снижа­
ются также помехи вида f 1 мс-f2мс и fтв± (f1мс-f2мс) н
канале ТВ. Это позволяет снизить уровень передачи те­
левидения, что также приводит к снижению шума в.
каналах ТЧ.
При расположении канала ТВ в верхней части спек­
тра основными помехами в каналах ТЧ •являются поме­
хи второго порядка от сигнала ТВ и от взаимодействия
сигналов ТВ и ТЧ . Поскольку при определении ориен ­
тирово"!ного уровня передачи канала ТВ предполага­
лось, что мощность нелинейных помех в канале ТВ не·
превосходит мощность флуктуационных помех, значи­
тельное снижение уровня передачи сигнала ТВ (более
1-2 дБ по отношению к ориентировочному, определен­
ному выше) осуществить нельзя. Поэтому снизить уро­
вень помех в каналах ТЧ на 4-5 дБ или более можно,
практически лишь путем повышения требований· к ли­
нейности усилителей.
9.4. Определение уровня передачи телевидения
и расчет помех в каналах ТВ и ТЧ
в системе с двумя каналами ТВ
Совместную передачу двух и более сигналов ТВ с
сигналами ТЧ можно осуществить в системах с линей­
ным спектром частот 4-60 МГц, позволяющих органи­
зовать 10 800 каналов ТЧ. Посколы,у мощность флук­
туационных помех в канале ТВ в грубом приближении
в 2000 раз превосходит мощность этих помех в канале
ТЧ, уровень передачи сигнала ТВ должен превышать ·
уровень передачи канала ТЧ на 25-30 дБ. Поэтому в
канале ТЧ наиболее значительной будет помеха от вза­
имодействия двух . или трех сигналов ТВ. Совместную
. ш:;редачу
сигналов ТЧ и ТВ желательно осуществлятr,
таким образом, чтобы наиболее мощны е нелинейные по­
мехи от сигна.(!ов ТВ не попадали в каналы ТЧ п::юС,­
ще . При размещении сигналов в соответствии с рис . 7.5
226

наиболее мощные помехи второго и третьего поря;щов
от взаимодействия сигналов ТВ не попадают в кана.11ы
ТЧ, а основные помехи третьего порядка попадаю т
только в каналы ТВ.
Рассмотрим порядок определения требуемой линей­
ности усилителя при таком размещении сигналов. Сна­
чала определяют требования к линейносп!_ усилителей
и уровни передачи в каналах ТЧ исходя из условия пе­
редачи только сигналов ТЧ . Затем расчет ведется в сле­
дующем порядке:
1. Определяют распределение уровня флуктуациоf-i ­
ных шумов в линейном спектре сигналов ТВ по ф-.11с
(9.2).
2. Определяют распределение уровней помех вида
А'+В' и А11-А1 • второго порядка [ф-лы (7.33) и
(7.40)], а также помех вида А11+А1-В11, А11-А1-В1 и
А" +В 11- С11 третьего порядка {ф -лы (7.45), (7.46), (7.36)
и (7.37)].
3. Суммируют мощности помех, определенных в пп .
1 и 2 для каждого канала ТВ. Рассчитывают взвешен­
ную мощность помех в каждом канале ТВ (в каналах
яркости) с учетом действия корректора предыскажения
в каждом канале.
4. Учитывают действие помех вида fтв± U 1 мс-f2мс)
в каналах яркости, ориентировочно полагая, что их
взвешенная мощность равна взвешенной мощности по­
мех, определенных в п . 3. С учетом этого ориентировоч ­
ная суммарная взвешенная мощность широкополосных
помех в канале ТВ возрастает на 3 дБ.
5. Исходя из ориентировочных уровней помех, опре­
деляют ориентировочные уровни передачи в каналах ТВ
[ ф-ла (9.28)].
6. Рассчитыва ю т уро вень помех в каналах ТВ, учи ­
тывая уровень помех, определенный в пп. 1 и 2, а так­
же уровни помех вида fтв± U1мс-f2мс) . Последние оп­
ределяются как результат взаимодействия сигналов ТВ
и ТЧ, и мощность их в полосе частот шириной 1 Гц оп­
ределяется по формулам, приведенным в приложении
2. При значительной величине предыскажения уровней
пе редачи сигналов ТЧ (;;:,: 1О дБ) достаточно у честь по­
меху от взаимодействия сигнала ТВ и сигналов ТЧ, рас­
положенных выше сигнала ТВ по линейному спектр у .
Следует также у честь помехи второго порядка вида
fтв±fмс-
8*
227

7. После суммирования всех указанных помех (ПQ·
спектрам сигналов ТВ) определяют распределение уров­
ня .. помех по линейному спектру частот каналов ТВ.
Суммируя взвешенные помехи в полосе частот кана­
ла ТВ, находят мощность и уровень суммарной взве­
шенной помехи. Сравнивая его с уровнем помехи, при­
нятым в п. 4, делают вывод о защищенности сигнала,
ТВ от помех. Если уровень помех превосходит ориен­
тировочную величину, то его можно ослабить, либо по­
вышая требования к линейности усилителей, либо,
уменьшая число каналов ТЧ, организуемых совместно
с каналами ТВ. Если уровень помехи ниже ориентиро­
вочного уровня, то уровень передачи в каналах ТВ
можно снизить, но не более чем на 1-2 дБ .
8. Аналогичным образом определяют уровень взве­
шенной суммарной помехи в канале цветности. Срав­
нивая защищенность каналов яркости и цветности от
помех, можно определить необходимую глубину преды­
скажения в канале цветности.
9. Рассчитывают уровень помех в каналах ТЧ. В
нижних по спектру каналах учитывают: нелинейные
помехи вида А"-В" и А 11 +А 1-В 11 ; помехи второго и
третьего порядков от взаимодействия сигналов ТЧ и ТВ
(fтв-fмс и fмс-fтв, f1тв+f2тв+fмс). В верхних по спек­
тру каналах учитывают: нелинейные помехи вида
А 11 -А 1 и А"+В"-С1 1 i,r помехи вида fтв+fмс , f1тв+
+f2тв-fмс). Формулы для вычисления уровней помех
приведены в гл. 7. По результатам этих расчетов и дан­
ным, полученным · в п. 6, определяют, в какой мере па­
раметры усилителей, определенные при передаче толь­
ко сигналов ТЧ, соответствуют условиям совместной пе­
редачи сигналов.
10
ГЛАВА
:КОРРЕКТИРОВАНИЕ ЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
В ТЕЛЕВИЗИОННОМ ТРАКТЕ
т
Частотная неравномерность характеристик остаточ­
ного затухания (усиления) и группового времени трак­
та передачи сигналов ТВ не должна превышать допу­
стимые пределы, иначе возникают чрезмерные искаже-
228

ния формы передаваемых сигналов и появляются до­
полнительные сигналы (эхо - сигналы) . Частотная ха ­
рактеристика остаточного затухания линейного тракта
корректируется во всем линейном спектре рабочих час­
тот системы. Характеристика группового времени за­
медления корректируется в тракте передачи сигналов
ТВ (например, в спектре частот 1,9 - 8,5 •МГц в систе-
мах К:-1920 и К:-3600) .
•
Неравномерность частотной характеристшш затуха ­
ния магистраль н ого кабеля компенсируется в основном
линейными усилителями. Остающаяся после этого не­
равномерность обусловлена средними отклонениями ха ­
рактеристик для партий усилителей, наличием в тракте
разделительных фильтров, разного рода корректоров,
отклонениями характеристик отдельных участков кабе­
ля, неравномерностью АЧХ оконечны х устройств и
другими причинами. Фазовые искажения в тракте пе­
редачи сигналов ТВ обусловлены, главным образом,
частотной неравномерностью времени распространения
сигналов в кабеле (в области частот до 8-10 МГц) и
фазовыми искажениями линейных усилителей. Часть
фазовых искажений кабеля компенсируется линейными
усилителями . Основные фазовые искажения в канале
ТВ корректируются с помощью постоянных фазовых
корректоров. Остающие.ся после этого фазовые искаже­
ния обусловлены разбросом фазовых характеристик ка ­
беля и усилителей, отклонениями характеристик посто ­
янных фазовых корректоров, остаточными фазовыми .
искажениями разделительных фильтров.
Остаточные (недокорректированные устройствами
постоянной коррекции) искажения не постоянны во .вре ­
мени. Они изменяются под влиянием различных случай ­
ных причин: изменения температуры, старения элемен ­
тов, механических влияний й др .
Таким образом, линейные :искажения тракта делят­
ся на регулярные и нерегулярные: Для уменьшения . их
до необходимой величины требуются устройства посто­
янной и переменной коррекции. Регулярные остаточ ­
ные амплитудно-частотные и фаза-частотные искаже­
ния можно устранить включением постоянных ампли ­
тудных и фазовых корректоров на обслуживаемых уси­
литель_ных пунктах. Корректоры составляются из от­
дель1с1ых звеньев (рис . 10.la и 6) . Устройства перемен­
ной 1шррек ц ии делятся на неоп~ративные ( с перепай-
9°-150
229

кой элементов при настройке характеристик) и опера­
тивные. Так, например, в аппаратуре К-1920, кроме п о­
стоянных фазовых (L, С) контуров, позволяющих вы­
равнивать фазовые характеристики участков магистра­
ли, содержащих 7±5; 15 ± 5; 22 + 5 и 30 + 5 усилитель­
ных участков, предусмотрены неоперативные перемен­
ные фазовые корректоры в канале ТВ.
т~·
т о 0---- ---0 о I о о----+---<>
,
а}
! ~~~
,T,,J,, т D
L_.r__ 1 1
fl)
о)
Рис. 10 .1 . Звенья корректирующих устройств:
----.
а) амплитудные контуры; 6) фазовые контуры; в), г) пе­
ременные -фазовые контуры
Переменный корректор содержит десять включенных
каскадно фазовых звеньев (два звена, показанных на
рис. 10.lв, и вщемь звеньев - на рис. 10.lг) с одинако­
вым максимальным временем замедления т = 0,4 мкс.
Максимумы звеньев разнесены на 1 МГц (рис. 10.2), а
суммарное групповое время корректора при сред н их
значениях L и С составляет примерно 1,0 мкс. Изменяя
230

L и С отдельных звеньев путем перепайки, можно сдви ­
гать по частоте максимум группового времени любого,
звена . Этим обеспечивается корректирование регуляр­
ных искажений группового времени до 0,5-0,7 мкс с:
точностью до 0,05 мкс . Таки е устройства используются,
главным образом, на магистралях большой протяжен-
ности.
мкс
{О
rк-
qв
0,6
0,4
Рис. 10 .2 . Групповое вре- О,2
мя замедления перемен-
ного корректора при ус -
тановке всех звеньев на
среднюю частоту
оf2J45б789/1{11,
Нерегулярные искажения частотных характеристик
затухания и группового времени образуются как в це­
пях минимально-фазового типа (где характеристики за­
тухания и фазовые связаны однозначно), так и в це­
пях неминимально - фазового типа (например, в фазо­
вых конт у рах). Поэтому в общем случае связь между
нерегулярными амплит удно-частотными и фаза-частот­
ными искажениями неоднозначна. Каждую из этих ха ­
рактеристик (АЧХ и ФЧХ) с известной точностью мож­
но представить в виде суммы конечного ряда тригоно­
метрически х ф у нкций (косинусоид - для АЧХ и сину­
соид - для ФЧХ). Косин у соидальное изменение коэф ­
фициента передачи (при линейной ФЧХ) приводит к
появлению дву х дополнительных сигналов (эхо - сигна ­
лов) одинаково й полярности . Один из них опережает,
а второй · отстает во вре м ени по отношению к полезно­
му сигналу. Небольшое синусоидальное изменение
ФЧХ (при отс утствии частотных искажений) вызыва­
ет появление двух разнополярных эхо-сигналов . В ми­
нимально-фазовых схема х искажения АЧХ и ФЧХ од-
~
~

новременны, что приводи т к появлению только запаз­
дывающих эхо - сигналов.
Нерегулярные искажения устраняются с помощью
устройств оперативной коррекции, которые можно раз­
делить на две группы: корректоры, воздействующие на
характеристику во всем рабочем спектре частот одно-­
временно, и корректоры локального (избирательного)
действия. Корректоры, способные корректировать ха­
рактеристики во всем рабочем спектре частот одновре­
менно, бывают двух типов: гармонические, способные
корректировать как опережающие, так и запаздываю ­
щие эхо-сигналы, и корректоры, способные корректиро­
вать только запаздывающие эхо - сигналы. Последние
называют еще косинусными корректорами, так как их
используют для коррекции амплитудно - частотных ха­
рактеристик линейного тракта.
Корректоры локального действия состоят из практи-
• чески независимых друг от друга звеньев, содержащих
регулируемые частотно-избирательные элементы и тран­
зисторы. Такие корректоры используются для коррек­
ции АЧХ линейного тракта. Каждое ·звено способно из­
менять АЧХ в относительно узкой части рабочей поло ­
сы частот, мало влияя на остальную ее часть. Коррек­
цию можно проводить, либо наблюдая результат кор­
рекции АЧХ на экране измерителя АЧХ, либо с помо­
щью измерений усиления на отдельных фиксированных
измерительных частотах. В последние годы разрабаты­
ваются и фазовые 1шрректоры локального типа с опе­
рационными усилителями. В настоящее время они еще
не получили применения. Оперативные корректоры для
выравнивания АЧХ линейного тракта устанавливаются ·
в обслуживаемых пунктах.
Гармонические корректоры, с помощью которых про­
водится оперативная коррекция во временной области
(по испытательным сигналам), входят в состав аппара ­
туры оконечных телевизионных станций. Тракт переда ­
чи сигнала ТВ может содержать несколько переприем ­
ных участков. Каждый участок должен иметь свой опе­
ративный корректор . Кроме того, для устранения сум ­
марных остаточных искажений от ·нескольких перепри­
емных участков целесообразно предусмотреть опера­
тивный корректор тракта. Гармонический корректор
может работать либо в линейном спектре частот кана­
ла ТВ {например, в системе К-1920), либо в спектре
:232

видеочастот (видеокорректор). Корректор, работающий
в линейном спектре частот, включается на в хо де прием­
ного устройства, а видеокорректор - на его выходе.
Гармонический корректор (рис. 10.3) содержит ли­
нию задержки, состоящую из отдельных звеньев с от­
водами от каждого звена. Величина времени задержки
одного звена видеокорректора 'tз = 1/2Fm = 0,083 мкс
Рис . 10 .3 . Структурная
схема
гармонического
корректора: .
1 - отвод основного сигна­
ла; 2 - опережающие; 3 -
отстающие корректирующие
сигналы; С - суммирующее
устройство
ll
равна длительности фронта переходной характеристики
на выходе идеального видеотракта с граничной часто­
той 6,0 МГц. Поступающий на вход линии задержки
(переданный по каналу ТВ) испытательный сигнал за­
держивается на ,; 1 мкс (рис. 10 .3) и поступает на сум­
матор С. Корректирующий сигнал, снимаемый с каж­
дой линии задержки, образуется путем задержки основ­
ного (полезного) сигнала на необходимое время (мень­
шее или большее .-
1), регулировки его амплитуды и ус­
тановления необходимой полярности в регуляторе Р.
Выбирая корректирующие сигналы, которые лучшим об ­
разом компенсируют эхо-сигналы, и суммируя их с ос­
новным сигналом ( сигналом, задержанным на ,; 1), мож­
но в известной мере очистить полезный сигнал от ме­
шающих эхо - сигналов . Гармонический корректор спосо­
бен корректировать только те дополнительные сигналы,
амплитуды которы х в 5 и более раз. слабее амплитуды
полезного сигнала. Поясним это примером.
Допустим, что в результате искажения на линии
(см. гл. 3) поступающий на вход корректора сигнал
содержит, кроме полезного сигнала, два эхо-сигнала,
смещенных на t1 мкс по отношению к полезному сигна­
лу (рис. 10.4). Пусть амплитуда полезного сигнала рав­
на единице, а амплитуды эхо-сигналов равны К< 1.
Предположим также, что t1 =n,;3 ,
где ,;3 -
время за­
держки одного звена линии задержки, а п - целое чис-
233

ло. В этом случае корректирующие сигналы должны
быть смещены по отношению к полезному сигналу на
± t 1 мкс, амплитуды их должны быть равными К, а по­
лярности противоположны полярностям эхо-сигналов. В
результате компенсации (рис. 10.4) мешающие эхо-сиг­
налы на расстояниях ± t1 от полезного сигнала устра-
fIЯЮ"ГСЯ, НО ПОЯIВЛЯЮ'I'СЯ
а)1
дой К2 ) мешающи,е сигна-
& более,слабые (,с ампJI1иту-
-t
1
1
лы на раос'Гояниях ±2t1
-...--....
l.......,_L-t -~~M ~-- -+1- t от полез1ного сигна,ла.
V1
,tr
I
Мешающий сигнал ма-
l
:
1
1
ло заметен, если его вели-
1
1 -Т-- ·\V' о) i t чина не ,превышает 5% от
J_ (J) А. ~ 1 1 величИlны полезного сиг-
у~1
нала. Бс.nи, напр:имер, на
1
1
входе корректора ампли-
1
1
ту1да эхо-rсиг.нала к~·о,2,
1
1
то кz.~•о,04 и дополнrи-
tI
телыные ,сигналы на pac-
_
- ""Z,.,;t,,,...._....._ __......_. _. __~-~:;::,-- t стояния,х ± 2t1 от пООiезно-
tr
2t 1 го сигiНала не будут за-
Рис. 10.4 . Сигналы на входе
выходе корректора:
ме11ными . Если К = 0,3,
итоК2=0,09 (9%)идля
а} входной; 6), в) корректиру­
ющие; г) выходной
корректироваrния остаточ­
ных эхо- 1O,гналов на ра·с­
стояниях ± 2t1 с амплиту­
дами К2 потребу,ется ,и,опользовать еще пару о-гвод,ов от
линии задержК'и. Та·ким о6разом, 'Гочно1сть кор1ректирова­
ния определяе11ся и числом звеньев ЛИIНИИ задержки .
Видеокорректор удобно использовать для оконча­
тельной коррекции тракта, содержащего несколько пе­
реприемных участков. Известны два вида видеокоррек­
торов: вырабатывающие обычные корректирующие сиг- .
налы (рассмотренные выше) и дифференцированные
корректирующие сигналы. Последние проще реализо­
вать, так как в этом случае ослаблены требования к
характеристикам в области низких видеочастот. Чтобы
получить обычные корректирующие сигналы, частотные
характеристики цепей должны быть достаточно вырав­
нены и в области самых низких видеочастот. Это ус­
ложняет выполнение корректора, но обеспечивает боль­
шие удобства при настройке тракта пер едачи сигналов
ТВ.
234

КорреI<тор с малыми собственными искажениями
легче построить для линейного спектра частот 1,9-
8,5 МГц, чем для спектра видеочастот от 50 Гц до
6,0 МГц. Такой корректор позволяет корректировать
искажения в области формирования линейного сигнала
(2,49±0,60 МГц). Временная область корректировки
при одинаковом количестве регуляторов у гармониче­
ского корректора меньше, чем у видеокорректора, по­
скольку- время задержки I<аждого звена в нем меньше .
Это является недостатком гармонического I<орректора .
Так, для усовершенствованного корректора системы
К-1920 время задержки звена составляет 0,06 мкс, а
для видеокорректора 0,083 мкс. Настройка тракта с по­
мощью гармонического корректора в линейном спектре
частот сложнее, чем с помощью видеокорреI<Тора.
Гармонический корректор, работающий в линейном
спектре частот, удобно использовать как для коррек­
ции искажений переприемного участка, так и для кор­
рекции сигнала ТВ в тех точках транзита сигнала ТВ
в линейном спектре частот, где имеет место чрезмерное
накопление искажений. В последнем случае линейный
сигнал ТВ может быть отделен от сигналов ТЧ с помо­
щью разделительных фильтров и подан на гармониче­
ский корректор. Скорректированный сигнал после сло­
жения с сигналами ТЧ может быть передан дальше по
другой магистрали. К выходу гармонического корректо­
ра можно высокоомно подключить аппаратуру кон­
троля программ ТВ, с помощью которой линейный сиг­
нал ТВ демодулируется и подается на осциллограф для
визуального контроля переходной характерщ:тики трак­
та при коррекции. Испытательный сигнал передается в
испытательной строке во время передачи программы
ТВ. Амплитуда каждого корректирующего сигнала и
его полярность регулируются отдельным регулятором.
Поэтому гармонический корректор позволяет коррек­
тировать как амплитудно-частотные, так и фазо-частот­
ные искажения. При передаче черно-белого телевиде­
ния в качестве испытательного сигнала при настройке
гармонического корректора используется синусквадра­
тичный импульс длительностью 2Т (0,16 мкс). С помо­
щью такого сигнала хорошо корректируется спектр ви­
деочастот до 3,0-3,5 МГц, а область более высоких
видеочастот практически не контролируется. Это объяс­
няется _тем, что искажения в области 4-6 МГц отно-
235

сительно слабо влияют на изменение формь1 синусквад­
ратичного импульса длительностью 2Т. Использовать
синусквадратичный импульс длительностью Т (0,08
мкс) для настройки корректора также неудобно, так
как форма этого сигнала уже в значительной мере ис­
кажена вследствие ограничения передаваемой полосы
частот видеосигнала до 6,0 МГц ( см . рис.3.5). При пере­
даче цветного телевидения требуется хорошо корректи­
ровать и область частот выше 3,5 МГц, особенно област ь
4,3±0,6 МГц. Такая коррекция выполняется с помо­
щью испытательного сигнала, содержащего как синус­
квадратичный импульс длительностью 2Т=О,16 мкс, так
и сложный синусквадратичный импульс длительностью
1,6 мкс (см. приложение 1), заполненный сигналом с
частотой 4,3 МГц.
•
Корректирова н ие области передачи сигналов цвет­
ности может быть облегчено, если обеспечить возмож­
ность раздельного корректирования переходных харак­
теристик по сигналам длительностью 0,16 и 1,6 мкс ..
Такое корректирование можно осуществить с помощью
гармонического корректора, имеющего дополнительную
линию задержки с отводами через -r = 1/2Лfц=
~ 1/2 •0,6 • 106 = 0,83 мкс. Эту линию задержки следует
подключать параллельно основ н ой линии задержки (на­
пример, с помощью вспомогательного усилителя). На
входе ее включают полосовой фильтр на область час­
тот 4,3±0,6 МГц. Процесс корректирования сигналов
цветности можно облегчить, если существенно осла­
бить в этой области частот корректирующие сигналы ,
снимаемые с основной линии задержки. В этом случае
реriлирование характеристики в канале яркости будет
слабо влиять на переходную характеристику в канале
цветности.
Гармонический корректор может выполнять разно­
образные функции. Так, если в корректоре предусмот­
рено получение только запаздывающих корректирую­
щих сигналов, он может выполнять функции косинус­
ного ко·рректора и компенсировать искажения, вноси­
мые элементами минимально-фазового типа, включен­
ными в тракт передачи сигналов ТВ. Гармонический
корректор может быть выполнен таким образом, что­
бьi при коррекции АЧХ не изменялись фазовые харак­
теристики тракта. Для этого ко р ректирующие спг!1олы,
равноудаленные по времени от основного (полезного
236

\
сигнала), должны ·регулироваться одновременно , а так­
же иметь одинаковые амплитуды и поляр ности . Анало­
гичным образом можно представить гармонический
корректор, который при регулировке ФЧХ весьма сла­
бо влияет на АЧХ линейного тракта. Такой корректор
при регулировке дол жен обеспечить съем равноудале н­
ных (по отношению к основному сигналу) корректиру­
ющих сигналов равной ам плитуды и про тивоп ол о жной
полярности.
Косинусные корректоры, с помощью которых вы рав­
нивается АЧХ линейного тракта, могут быть построе­
ны различным образом. Например, в аппаратуре
К-1920 первых выпусков применялся косинусный кор­
ректор, содержащий 24 ячейки (по числу корректнрую­
щих сигналов). Одна ячейка (рис . 10.5а) представ ляет-
J/,ей.ка коррехтора.
8Х
fJЬIX
~--0-[0--иш-:;
f2
5
тr
Схта
пчейки
____,.,____~
НЧ
2 -------,
---
Оснодной сигнал
б)
Рис. _10 .5 . Косинусный корректор:
• а} первых
выпус1<0в; • 6) усовершенствованный
237

,собой удлинитель, у которого часть параллельного со­
противления является входным сопротивлением линии
задержки. Последняя состоит из звеньев с величиной
задержки "tз= 1 /4Fт [7]. Регулируя величину сопро­
тивления нагрузки линии ,R , можно получить между
точками а, 6 отраженный сигнал, задержанный во вре­
мени на т/2Fт по отношению к полезному сигналу
(т - число звеньев линии задержки). Отраженный сиг­
нал добавляется к полезному и используется для ком­
пенсации мешающего запаздывающего эхо,сигнала. За­
тух а ние ячеек к6мпенсируется у силителями (один уси ­
литель на шесть ячеек в аппаратуре К-1920). Недо­
,статком такого корректора является его громоздкость
.за счет большого числа звеньев в линиях задержки (24
звена в последней ячейке _корректора).
В более поздн их выпусках аппаратуры К-1920 ис­
пользуется косинусный корректор, построенный на ос­
нове гармонического корректора. В нем имеется одна
.линия задержки с отводами, состоящая из 18 звеньев
для получения запаздывающих корректирующих сигна­
лов (рис. 10.56). Кроме того, для повышения коррек­
тирующих возможностей в области нижнего и верхнего
краев линейного спектра частот предусмотрены допол­
нительные корректоры локального действия: для обла­
•сти частот ниже 1,0 МГц (четыре звена) и для верхне­
го спектра частот канала ТВ (выше 6,0 МГц - два зве­
на). В последние годы наметилась тенденция коррек­
тировать АЧХ линейного тракта корректорами локаль- .
ного типа. В оконечной ' аппаратуре передачи телевиде­
ния используются гармонические корректоры.
11
ГЛАВ А
АППАРАТУРА ОКОНЕЧНЫХ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СТАНЦИЙ
т
11.1. Аппаратура передачи сигналов ТВ
системы К-1920
В системе К· 1920 передача телевизионного сигнала на линии
производится в спектре частот 1.,891 -8,491 МГц. Линейная несу­
щая частота телевизионного канала f л равна 2,491 МГц. Остаток
238
/1

нижней боковой полосы равен 600 кГц (10% от верхней боковой
полосы). Значение линейной несущей частоты выбрано исходя из
условий меньшего визуального эффекта помехи 2f п в канале теле­
видения и помех f ,,-fмс в каналах ТЧ. Линейный сигнал звуково­
го сопровождения занимает полосу частот от 273,03 до 288,0 кГц.
Передача осуществляется одной боковой полосой (верхней) при
виртуальной несущей частоте 273 кГц. Выбор линейного спектра
сигнала звукового сопровождения ниже спектра сигналов телефо­
нии определился возможностями разделения всех трех передавае­
мых сигналов на оконечных станциях. Значение виртуальной не­
сущей частоты 273 кГц выбрано с учетом взаимных помех вида
f ,,±fз . c в канале телевидения и помехи mf с n канале звукового
сопровождения.
Линейные сигналы телевидения и звукового сопровождения
объединяются на передающей станции (в междугородной аппарат­
ной телецентра) с помощью фильтров ДК-0,4 МГц и по соедини­
тельной коаксиальной линии «Телецентр - Междугородная теле­
фонная станция» (ТЦ - МТС) поступают на МТС. Здесь эти сигна ­
лы складываются (рис. 11 . la) с сигналами 300 каналов ТЧ, и сум-
1820 кан тц
Д-1700
а)
Д-/700
о)
fбZO кан Tl/
о
Рис . 11.1 . Структурная схема сложения (а) и разделения (6)
сигналов ТЧ и ТВ; КПН-контур предварительного наклона в
тракте сигналов ТЧ
марный сигнал (после необходимого усиления) подается на вход
аппаратуры линейного тракта магистрали. В а.ппаратуре линей­
Н(')ГО тракта с .помощью кварцевого фильтра контрольных частот
уетраняются сщтавляющие телевизионного сигнала из весьма уз­
к,их областей спектра вокруг контрольных частот 5974 и 8544 кГц,
что позволяет. ввести токи этих контрольных частот в состав ли­
нейного сигнала. После введения токов контрольных частот линей­
ный сигнал подаетс51 на вход линейного тракта магистрали.
В аппаратуре МТС на приемной стороне токи контрольных ча­
·стот подавляются аналогичными кварцевыми фильтрами. Затем
сигнал телевидения отделяется от сигналов ТЧ и звукового соп­
ровождения · с 1 юмощью фильтров ДК-1700 кГц. Сигнал звукового
239

сопровождения через полосовой фильтр ПФ 273-288 кГц (рис __
11 . 1б) суммируется с линейным · сигналом телевидения, и оба сиг­
нала поступают по соединительной линии МТС-ТЦ в междугород- ·
ную аппаратную телецентра. В аппаратуре приемной станции сиг­
налы телевидения и звукового ~опровождения усиливаются и затем,
разделяются с помощью фильтров ДК:-0,4 МГц. Видеосигнал
(0,05 кГц-6000 кГц) пр еобразуется в линейны~ сигнал ТВ (1891- ·
8491 кГц) с помощью двух ступеней модуляции на несущих ча­
стотах f1 = 15,509 МГц и f2= 18,0 МГц (см. § 2.3 ). Схема преобра­
зования спектров приведена на рис. 2.8 . Линейный сигнал форми­
руется после второй ступени модуляции.
На приемной стороне преобразование линейного ТВ сигнала в .
видеосигнал осуществляется в обратном порядке (см. рис. 2.8).
Вторая несущая частота f2 размещается выше частоты f 1, поэтому
в рабо,чую ,юлосу частот по,па,дает ми:нм,мальное число помех не ­
линейного происхождения, возникающи х во втором модуляторе и
первом демодулятор е (см. § 7.7) . Эти помехи (с частотами f л w
2f л после · демодуляции) неизбежны, так как линейная несущая ча-­
стота f л меньше половины высшей передаваемой частоты видео­
сигнала Рт. Но при f2<f1 могут появиться и · другие мощные по­
мехи. Номинальная гл убина модуляции линейного сигнала равна-
150 % (11= 1,5).
Вторая ступень демодуляции представляет собой синфазный,
демодулятор, в котором с достаточно высокой точностью (поряд­
к а 1,5°) поддерживается синфазность несущих частот.
Для преобразования сигнала звукового сопровождения в линей­
ный сигнал с помощью несущей частоты fз.с=273 кГц используется,
фазоразностная схема (рис. 11.2), поз воля ющая выделить токи
Рис. 11.2. Фазоразностная схема модуляции
верхнеи боковой полосы частот, подавив ток несущей ча стоты и
токи нижней бо,ковой полосы частот. Аналогичная фазор аз-н остна я
схе ма используется и на приемной стороне для демодуляции ли­
нейного сигнала звукового сопровожден ия .
Фазоразностная схема состоит из двух фазовых контуров, двух
преобразователей частоты, генератора несущей частоты (273 кГц}
и фазосдвигающего ус трой ства. Од~rн из фазовых контуров вносит
фазовый сдвиг QJQ, а другой - фазовый сдвиг , близкий к :rt/2+<pg,
в диапазоне частот 30-15 ООО Гц. Фазос.двигающее устройство
вносит фазовый сдвиг :rt/2 рад на несущей- частоте 273 кГц. Оба
преобразователя частоты сбалансированы на част_оте 273 кГц, и
240

поэтому на их выходах напряжение несущей частоты весьма
мало.
Допустим, что вход фазоразностной схемы передающей сторо­
ны поступает напряжение Uвх = U0cos~U. В этом случае напряжения
в точках 1 и 2 соответственно будут равны:
U1=ИCOS(Qt-ЧJQ=-
;)
L/2= Ucos(Qt- (J)Q).
На выходе / одного преобразователя напряжения боковых частот
-~оответственно равны:
u(uJ-Q)1= И'cos[(ш-Q)t+cpQJ;
u(uJ+Q) 1= И'cos[(ш+Q)t-(J)Q- :rt],
а на выходе // второго преобразователя
u(uJ-Q)2= И"cos[(ш-Q)t+(J)QJ;
"<(i)+Q)2 = И" cos [(ш+Q) t- (J)Q ].
В результате сложения выходных напряжений обоих преобра­
зователей при И' = И" токи нижней боковой частоты сложатся
синфазно, а токи верхней боковой частоты из-за противоположнос­
ти их фаз взаимно компенсируются. Если _ фазовый сдвиг контуров
несколько о.тличается от :n:/2, то подавление второй боковой поло­
•сы будет неполным. При введении сдвига фаз :n; в одну из ветвей
подавляется другая боковая полоса.
На вход фазоразностной схемы приемной стороны поступают
токи передаваемой частоты u>1 и остаток тока подавляемой боко­
вой частоты u> 2. Допустим, что несущая частота на приеме равна
<u', причем -u>1>u>'>w2, u>1-u>'=Q1, а ш'-u>2=Q2. Напряжения низ­
кой частоты на входе одного преобразователя равны:
Uщ=Ищ cos(Qlt+ ;);
uQ2 =ИQ2 cos(Q2 t -f),
.а на выходе второго преобразователя
IIQ1 = ИQ1 cosQlt;
UQ2= ИQ2COSQ2f.
Напряжения звуковой частоты на выходе одного фазового конту­
ра равны:
ИQ1=И1cos(Q1t- (J)щ);
UQ2 = И2cos(Q2t- (J)Q2 - :rt),
.а на выходе второго фазового контура
щ21=U1cos(Q1t- срщ);
UQ2= И2cos(Q2t- CPQ2).
При сложении токи частоты Q 1 складываются синфазно, а то­
к и частоты Q2 взаимно вычитаются. Следовательно, фазоразност-
241

ная схема может быть использована в качестве фильтрующего
устройства как на передающей, так и на приемной стороне.
Оконечная передающая станция (рис. 11.3) содержит основные
и резервные передающие устройства для трактов телевидения и
звукового сопровождения. Входные сигналы разветвляются на вхо­
ды основных и резервных · устройств. В ·линию поступают сиг н алы
Резед!Jнае переilающее уст-Ьо TfJ
tJыx
Резер!Jное пЕде!Jающве уст -do ЗС
)(онтр
Рис. 11.3 . Структурная схема передающей станции К-1920
от основных устройств, а при их неисправности - от резервных.
Телевизионный видеосигнал (из аппаратной телецентра или от при­
емной станции предыдущего переприемного участка магистрали)
через разветвитель 2 поступает на входы двух передающих уст­
ройств. С помощью видеоусилителя 1 этот сигнал ответвляется для
контроля его качества. Фильтр 3 ограничивает полосу эффективно­
передаваемых частот, ослабляет возможные помехи в области час­
тот выше 6,0 МГц, а также устраняет паразитную связь по не­
сущей частоте f1 = 15,509 МГц между обоими передающими устрой­
ствами.
Постоянная составляющая видеосигнала вос станавливается на
входе оконечного каскада видеоусилителя 4. Поэтому с выхода
фильтра Д-6,0 МГц видеосигнал поступает на входы видеоусилите­
ля 4 и устройства выделения управляющих импульсов и восста­
новления постоянной составляющей (ВПС) 5. Схема ВПС
(рис. 11.4) состоит из диодного моста (диоды 6Х2П), включенного
между сеткой выходного каскада видеоусилителя и «землей». Во
вр·емя прохождения вершин синхроимпульсов в средние точки диод­
ного моста через конденсаторы С1, С2 подаются напряжения уп­
равляющих импульсов величиной 4 В. Сопротивление открытых
242

диодов становится малым и на сетке Л 1 устанавливается потенциаJI>
корпуса («земли»). Во время прохождения сигнала изображения
диоды закрываются в результате разряда конденсаторов С 1 и С2.
через R, и потенциал сетки практически не изменяется. Таким об­
разом, фиксируется уровень вершин синхроимпульсов и носстанав ­
ливается постоянная составляющая ( см. § 8.3) .
t!X
Рис. 11.4 . Схема восстановления постоянной
составляющей
Устройство для выделения управляющих импульсов состоит из,.
видеоусилителей и амплитудных селекторов, на входах которых
уровень синхроимпульсов фиксируется с помощью простых схем,
ВПС (см. § 8.3). С нагрузок, включенных в цепи анода и катода .
последнего каскада, снимаются напряжения управляющих импуль­
сов двух полярностей. Напряжение видеосигнала, содержащего по- ·
стоянную составляющую, . поступает на вход первого модулятора.
Кольцевой преобразователь выполнен на диодах Д-lОА, обладаю­
щих сравнительно небольшим временем установления сопротивле­
ний пропускания и запирания ( см. § 6.1). Глубина модуляции ус­
танавливается регулировкой то1,а балансного каскада Л4 (см.
рис. 6.16). Оперативная регулировка глубины модуляции в не­
больших пределах осуществляется регулировкой размаха видеосиг ­
нала на входе модулятора. После усиления модулированный сиr-·
нал выделяется полосовым фильтром 11 и поступает на вход нто­
роrо модулятора (рис. 11.3). Фильтр 13 (Д-8,5 МГц) выделяеУ
сигнал в линейном спектре частот ( 1891-8491 кГц) и подавляет ·
остаток тока второй несущей частоты, поступающего с выхода вто­
рого модулятора.
Модулированный сигнал формируется в линейном спектре час- ·
тот при помощи формирующего фильтра . 18, имеющего кососиммет­
ричную характеристику коэффициента передачи в области частот·
2491 ± 600 кГц и скорректированную фазовую характеристику.
Сформированный линейный сигнал предварительно искажается (см.
243:

;§ 8.1) устройством предыскажения 20 . Ток линейной несущей ча­
стоты ослабляется при этом на 11 дБ. Остаточные частотные ис­
кажения характеристик затухания и группового времени передаю­
щего устройства устраняются амплитудным и фазовым корректо­
_ром 21. Модулированный и предыскаженный сигнал усиливается
-усилителем передачи 22 до уровня передачи и поступает на пере­
ключающее реле, которое управляется автоматически действующей
_ схемой пере1<лючения основного и резервного передающих уст­
ройств.
Уровень передачи телевизионного сигнала равен ·± 11,3 дБм.
После сложения с сигналом звуковоrо сопровождения (фильтры
23) телевизионный сигнал поступает на соединительную линию
МТС-ТЦ. •
Схема генерации несущих частот f1 = 15,509 МГц и f2 = 18 МГц
-содержит два кварцевых генератора: высокостабильный, · термоста­
тированный генератор 14 частоты f л =2,491 МГц и значительно ме­
нее стабильный генератор 15 частоты f2 = 18 МГц (см. рис. 11.3).
Напряжение, частоты f1 = f2 -f ,, = 15,509 МГц образуется в резуль­
тате взаимодействия напряжений генераторов 14 и 15 в преобразо­
вателе частоты 9. Напряжение частоты fI после усилителя 8 и
фильтра 7 подается на первый модулятор. Стабильность линейной
несущей частоты равна стабильности ге.нератора 14. При такой схе­
ме генерации несущих частот значительно легче обеспечивается вы­
,сокая стабильность линейной несущей частоты, обусловленная тре­
бованиями синхронной демодуляции, чем, например, при использо­
вании двух независимых генераторов с частотами f I и f2-
Сигнал звукового сопровождения из аппаратной телецентра цо­
,ступ-ает через дифференциальный трансформатор 24 на входы ос­
:новного и резервного передающих устройств. Предварительно уси­
.ленный в усилителе 25 звуковой сигнал поступает либо на контур
предыскажения 26, либо на компрессор динамического диапазона
.2 7. Оба эти устройства предназначены для ослабления помех, воз­
.НИI<ающих в высокочастотном тракте.
Мощность сигналов звукового сопровождения неравномерно
,распр'еделяется в спектре частот 30- 15 ООО Гц и в области частот
-свыше 1 кГц убывает с увеличением частоты. Контур предыскаже­
ния вноо,ит значительное затухание (17,5 дБ) в области нижних
частот и практически не ослабляет звуковые частоты выше 8 кГц.
Компенсируя его затухание одинаковым на всех частотах усиле­
нием, можно увеличить относительную мощность высокочастотных
.составляющих звукового сигнала, практически мало изменяя сум­
марную мощнос.ть сигнала. Включенный на прием.ной стороне кон­
тур восстановления (с обратной характеристикой затухания) осла­
· бит шумы канала примерно на 4,5 дБ, а фиксированную нелиней­
ную помеху (18 fc=280 кГц), вызванную передачей сигналов те­
_ левидения,- на 14 дБ .
Компандерные устройства состоят из компрессора динамиче­
.ского диапазона на передающей стороне и расширителя динамиче­
ского диапазона на приемной стороне. Компрессор динамического
диапа_зона (рис. _l J.5a) позволяет сжать динамический диапазон
передаваемых на линии сигналов на 20 дБ (рис. 11.56). При пере­
даче нулевого уровня на вход компрессора уровень сигнала на
его выходе также равен нулю, а при подаче на вход уровня
- 4 0 дБ на выходе компрессора уровень сигнала равен -20 дБ. Та­
·ким образом, слабые с-игналы усиливаются на 20 дБ. Во время
244

пауз и при передаче слабых сигналов компандерные устройства ос­
лабляют шумы канала на 20 дБ . При передаче сигналов макси­
мального (нулевого) уровня компандерные устройства не изменя­
ют величину шумов канала. В среднем , эффект ослабления шумов
этими устройствами составляет не менее 12 дБ.
о)
а)
Рис. 11.5. Компрессор:
а) схема; 6) характеристика
Компандер ,ные устройства вносят динамические и нелинейные
искажения передаваемых сигналов. Ослабление указанных искаже­
ний в компандерных устройствах аппаратуры К-1920 достигается
использованием двухканальной схемы управления (рис. 11.5а). При
подаче сигнала на вход компрессора напряжение на выходе пер­
вого канала управления в первый момент больше, чем на выходе
второго канала управления. Это напряжение управляет диодным
мостом Д 1 -Д4 , на время запирает второй канал управления и
обеспечивает малое время установления (3 - 4 мс). Затем напря­
жение на выходе второго канала управления (с большей постоян­
ной времени) становится большим, запирает первый канал управ­
ления и управляет диодами Д 1 -Д4 . При этом обеспечиваются луч­
шая линейность и достаточно малое время установления. Компан­
дерные устройства используются только на магистралях большой
протяженности.
Пройдя контур предыскажения {или компрессор), сигнал зву­
ковой частоты очищается фильтром 28 (Д-15 кГц) (рис. 11 .3) от
мешающих высокочастотных помех и поступает на вход фазораз-
, ностной схемы 29-36. Сигнал верхней боковой полосы частот (от
несущей частоты 273 кГц) усиливается усилителем 37 до уров,ня
передачи и поступает на переключающее реле, управляемое авто­
матически действующей схемой. Затем через фильтр 23
(ДК - 0,4 кГц) линейный сигнал звукового сопровождения поступает
на соединительную линию ТЦ-МТС. Линейные сигналы ответвля­
ются на контрольные приемные устройства для контроля их каче­
ства.
Оконечная приемная станция (рис. 11 .6) содержит основные и
резервные приемные устройства. Сигналы телевидения и звукового
245

~-
i
....
ф
f
fJx.~
Резер!JНое приемное уст-fю ТВ
JB
37
Резераное приенное /уст-Ло JC
i
,
Ри,. 11.б. С,рупур,а, аем, ара,меой """'" 10920
\

сопровождения, поступающие с выхода соединительной линю.­
МТС-ТЦ, усиливаются усилителем приема 1 до номинального уров­
ня передачи и разделяются фильтрами 2 (ДК-0,4 МГц) . Линейны~
телевизионный сигнал проходит гармоничеСl(ИЙ корректор 4, r11e
устраняются остаточные нерегулярные искажения частотных харак­
теристик линейного тракта. Гармонический корректор работает в
линейном спектре частот . Он содержит линию задержки, состон­
щую из 36 звеньев. Время з адержки, одного звена составляет
0,083 мкс . Используются 12 оп е режающих и 24 запаздыв а ю­
щих корректирующих сигнала . Съем этих сигналов от линии задер­
жки производится с помощью регулируемых двойных дифферен­
циальных конденсаторов. Эl(вивалентная схема такого регулят о ра
(рис. 11 .7) представляет собой емкостный мост, который сбаланси­
рован в среднем положении рег ул ятора. С помощью такого регу­
лятора удобно изменять и величину и полярность корректирующе­
го сигнала. Неиспользуемые в данное время корректирующие сиг­
налы могут быть отключены выключателем.
После гармонического корректора сигнал поступает на оконеч­
ное приемное устройство, nроходит регулятор уровня 5, подчисточ­
ный корректор регулярных частотных искажений приемного уст­
ройстеа б и корректор предыскажения 7, восстанавливающий фор­
му модулированного линейного сигнала на входе первого демоду,1я­
тора 14. Затем СИ!'нал демодулируется двумя демодуляторами 14 и
23, причем во • втором демодуляторе осуществляется синфазная де­
модуляци,r. Оба демодулятора содержат ~<ольцевые преобразова­
тели частоты на германиевых диадах. Поскольку демодулирован­
ный 11идеосигнал содержит частоты от О до 6 МГц, выход схемы
демодулятора не содержит трансформатора и нагружен на актив­
ное сопротивление. Усиленный видеоусилителем 24 и ограниченный
Лшшя заdержки
по спектру фильтром 25 (Д-6 МГц) видеосигнал, размах которого
составляет I В, подается в центральную аппаратную телецентра .
Со входа первого демодулятора часть мощности сигнала . от­
ветвляется на схему синфазирования несущих частот, которая ра­
ботает аналогично схеме, представленной на рис. 2. J] 6 . В качест­
ве независимого генератора в ней используется кварцевый ген е р а ­
тор 18 частоты f2= 18,0 МГц. Второй кварцевый генератор 11 час­
тоты f л = 2,491 МГц синфазируется напряжением линейной несущей
частоты, которое содержится в сигнале на выходе амплитv дно r о
селект.?ра 8. Напряжение частоты f л в фазовом детекторе .9•вза­
нмодеиствует с напряжением местного синхронизируемого генера­
тора 11 частоты f л. С выхода фазового детектора снимается уп-
241

равляющее напряжение, которое, проходя по многовитковой обмот ­
ке оксиферовоrо сердечника, изменяет его магнитную про н ицае ­
мость, следовательно, и индуктивность управляющей катушки 10,
включенной в це п ь генератора 11.
Благодаря достаточному усилению в петле автоподстройки
частоты поддерживается довольно жесткая связь по фазе между
напряжениями линейной несущей частоты и местного син,хронизи-­
руемоrо генератора. Напряжение частоты f 1 получается на выходе
преqбразователя 17 в результате взаимодействия напряжений с ча ­
стотами f2 и f л. Оно усиливается усилителем 21, оч.ищается фильт­
ром 22 (ПФ 15-- 16 МГц) и подается на второй демодулятор. Не­
обходимое начальное соотношение фаз напряжений несущих час­
тот во втором демодуляторе устанавливается с помощью фазо­
реrулятора 16 по максимуму постоянного напряжения на выходе
демодулятора. Необходимый размах видеосигнала (!В) на выходе
приемного устройства обеспечивается видеоусили~:елем 24. Фильтр
25 (Д-6 МГц) ус'!'раняет напряжения помех, расположенных выше
передаваемого спектра видеочастот.
Линейный сигнал звукового сопровождения (273, 03 ~ 288,0 кГц)
с выхода фильтра нижних частот Д - 0,4 МГц через дифференциаль ­
ный трансформатор 27 поступает на входы основного и резервного
приемных устройств. После усиления в уси.щтеле 28 он демодули­
руется фазоразностной схемой 29-36, . питаемой
от независимого
кварцевого генератора 33 частоты . 273 кГц. Расхождение частот ге­
нераторов частоты 273 кГц на передаче и приеме не превышает
1 Гц (нестабильность частоты 0,5 Гц) .
Сигнал зву1<овой частоты выделяется фильтром 37 (Д - 15 кГц)
и проходит ко н тур восстановления 38, компенсирующий действия
предыскажающего контура на передаче (если таковой включен).
Затем сигнал усиливается усилителем низкой частоты 39, в котором
предусмотрены контуры для регулирования частотной характерис­
тики оконечной аппаратуры в области низких и высоких звуковых
частот . В прием н ом устройстве предусмотрен расширитель динами­
ческого диапазона 40, который включается при включе н ии ком п рес­
сора динамического диапазона на передающей стороне.
Наличие резервных передающих и приемных устройств в сос ­
таве оконечных станций позволяет использовать систему автома­
тического переключения с основного тракта на резервный (при
аварии основного тракта). Система автоматического переключения
работает от токов передаваемых сигналов телевидения и звукового
сопровождения соответственно . На магистралях, оборудованных
аппаратурой К-1920, предусмотрена также аппаратура для выде ­
ления телевизионных программ на обслуживаемых усилительных
пунктах. Кроме того, на ОУП устанавливаются аппаратура тран­
зита телевизионных про г рамм и аппаратура для визуального и аку­
стическото контроля 1<ачества передачи сигналов телевидения и зву­
кового сопровождения.
В· усовершенствованном варианте аппаратуры К-1920 улучше­
ны характеристики и уменьшены дифференциальные искажения,
повышена точность синфазирования в тракте передачи сигналов
ТВ, уменьшены амплитудно-частотные и нелинейные искажения в
тракте передачи · сигналов звукового сопровождения. Кроме того,
предусмотр·ено включение корректоров в соединительные линии про­
тяженностью от 50 до • 400 м, соединяющих вход передающей стан­
ции и -выход приемной станции с источником и потребителем видео -
248

сигнала соответствен.но. В связи с этим размах видеосигнала на"­
выходе приемной станции увеличен до 1,6 В. В качестве управля - ·
ющих элементов синхроrенератора • используются варикапы. Приме-­
иен новый гармонический корректор с гораздо большими возмож­
ностями корректирования. Этот корректор позволяет получать 60
корректирующих сигналов (30 опережающих и 30 запаздывающих
по отношению к полезному сигналу) . Расстояние по времени меж­
ду соседними корректирующими сигналами составляет 0,06 мкс.
Поэтому характеристики выравниваются в полосе частот до
8,5 МГц.
11.2 . Аппаратура передачи сигналов ТВ
системы К-ЗtЮО
Оконечная аnпа,ратура системы К-3600 выполнена на тран­
зисторах и микросхе.мах. Линейный спектр частот системы - от 0,8
до 18,4 МГц. Сигнал телевидения передается в спектре частот
1891-8491 кГц, линейная несущая частота f л = 2491,1 кГц. Это
существенно упрощает транзит в систему К-1920, а для К-3600 об­
легчает требования к усилителям в части линейности (по сравне­
нию с вариантом передачи сигнала ТВ в верхней части линейного
спектра 11-17,6 МГц).
Вместе с сигналом ТВ предусмотрена передача сигнала звуко­
вого сопровождения и двух сигналов вещания (в полосе частот
841-1014 кГц). Исходный сигнал звукового сопровождения (ве­
щания) занимает спектр частот от 30 Гц до 15 кГц . . Выше него
располагается ток контрольной частоты 16,714 кГц. Поэтому для
передачи используется полоса звуковых частот 0,07-17,0 кГц. В
линейном спектре частот для канала звукового сопровождения от­
веде.на полоса частот 919-935,97 кГц (виртуальная частота
936 кГц), а для каналов вещания - полосы частот 841-857,97 кГu
(виртуальная частота 858 .кГц) и 997-1013,97 кГц (виртуальная ча­
стота 1014 -кГц). При таком расположении сигналов нелинейные по­
мехи второго порядка (разностной частоты) от сигнала ТВ (гармо­
ники _54f с, 59;fc и 64f с) после демодуляции будут иметь частоты не
ниже 1-4 кГц и их псофометрический _эффект будет незначительным.
Кроме того, расстояние между r,аналами, равное 61 кГц, позволяет
выполнить довольно простые разделительные фильтры.
Поскольку аппаратура системы К-3600 выполнена на транзи­
сторах, она · примерно в два раза меньше по объему, и мощность
питания для нее значительно м е ныμе.
Видеосигнал преобразуется · в линейный сигнал с помощью двух
ступеней модуляции. Первая несущая частота f 1 = 16,009 МГц, а
вторая несущая частота f2= 18,500 МГц (аналогично рис. 2.8). Де­
модуляция сигнала осуществляется также с помощью двух ступе­
ней. Сигнал формируется в линейном спектре частот (номинальная
глуби.на модуляции составляет 150%). Повышение несущих частот
на 0,5 мrц (по сравнению с аппаратурой К-1920) увеличивает
расстояние по частоте между верхним краем линейного спектра
частот ( 1,9-8,5 МГц) и нижним краем промежуточного спектра
частот (10-16,6 МГц), что облегчает выполнение полосовых филь­
тров передачи и приема с малыми искажениями.
!О-1 150
249

Преобразование аигнала звукового сопровождения (ЗС) или
вещания (В) в линейный сигнал производится с помощью одной
ступени модуляции (на несу щих частотах 936 кГц для ЗС, 858 и
1014 кГц для двух каналов вещания). Используются фазоразност­
ные схемы модуляции. На выходе каждой из них выделяется ниж­
няя боковая полоса. Остаток несущей частоты подавляется в необ­
ходимой степени. Для демодуляции сигналов также используются
фазоразностные схемы.
Передающая и приемная · станции содержат основные и резерв­
ные устройства. Предусмотрен автоматический переход на резерв
при нарушении работы устройств основного тракта. Структурная
схема передающей станции приведена на рис. 11 .8.
Видеосигнал через корректор 1 соединительной линии (длиной
до 400 м) и разветвитель З поступает на входы основного и ре­
зервного передающих устройств. Ограниченный фильтром 4
(Д-6,0 МГц) видеосигнал через видео усил ители 7 и 10 подается на
вход первого модулятора 12. Видеосигнал ответвляется через ви­
деоусилитель 5 и режектор сигналов цветности 6 на устройство
выделения управляющих импульсов 9 (см. § 11.1) и устройство
автоматического регулирования глубины модуляции 13. На входе
видеоусилителя 10 с помощью у стройства 11 (управляемая схема
ВПС) восстанавливается постоянная составляющая видеосигнала .
Ключевое - устройство 8 автоматически обеспечивает необходимое
снижение мощности тока несущей частоты на выходе модулятора
1'4 во время отсутствия видеосигна ла на входе станции. Во вр ·емя
передачи видеосигналов ключевое устройство з аперто управляющим
импульсом . Во время паузы оно срабатывает и устанавливает необ­
ходимый потенциал на базе эмиттерного повторителя 10 и на вхо­
де диодного модулятора 12.
Устройство автоматического рег улирования глубины модуляции
(АРГМ) работает следующим образом . При номинальном размахе
видеосигнала ila входе станции (на входе контрольного видеоусили­
теля 2) устанавливается глуби на модуляции 150 % . При уменьше­
нии видеосигнала на входе ниже номинала пропорционально
уменьшается глубина модуляции. При увеличении входного видео­
сигнала на величину до 4 дБ выше номинала глубина модуляции
изменяется незначительно (в пределах 150-160%) благодаря со­
ответствующему увеличению остатка несущей частоты f I на выходе
модулятора при увеличении размаха входного видеосигнала. До
тех пор, пока размах видеосигнала не превышает номинальное
значение, пороговое устройспю , входящее в цепь АРГМ, закрыто,
и на базе транзистора Тз, ток которого регулирует глубину модуля,
ции (см . рис. 6.la), имеется постоянное напряжение. Когда видео­
сигнал превышает номинальное значение, пороговое устройство от­
крывается и своим током изменяет напряжени е на базе транзисто­
ра, регулирующего глубину модуляции. Усилитель 17 с АРУ, вклю­
ченный после второго модулятора 16, поддерживает практически
неизменным размах модулированного сигнала на выходе стан­
ции.
В соответствии с ГОСТ 19463- 74 и Рекомендацией 451 МККР
параметры по нелинейности (нелинейнь1е искажения сигнала ярко­
сти, дифференциальное усиление, дифференциальная фаза) норми­
руются как при нормальном размахе видеосигнала, так и при пре­
вышении его на 3 дБ . Наличие устройств (АРГМ, АРУ) _ обеспечи­
вает работу при указанном увелцчении входного видеосигнала.
250

8х.
зс
Наличие .-клю.чевото усtройстеа существенно . снижает . мощность
взаимных нелинейных . помех в каналюс ТЧ.
После первого · модулятора усиливается и выделяется моду­
лированный сигнал в · промежуточном спектре частот 10-16,7 МГц.
После второго модулятора lб сигнал форьшруется фильтром 19,
предыскажается устройством предыскажения 22 (характеристики
его такие же, как и в К-1920), усиливается (24) до необходимого
уровня, складывается с сигналами звукового сопровождения и ве­
щания (25) и подается на МТС по соединительной линии. На
МТС производится сложение с сигналами ТЧ для дальнейшей сов­
МР.стной передачи.
ft =16,ОМ NГи,
fg 20
1/Cm-/JO (j!J
Рис. 11.8 . Структурная схема передающей станции К-3600
Сигнал · звукового сопровождения через разветвитель 26 пода­
ется на •входы основного и резервного трактов •и · ограничивается
по спектру фильтром · (Д-15,0 кГц). К нему добавляется ток конт­
рольной частоты 16,714 кГц. Пройдя шумоподавляющие устрой­
ства · (компрессор динамического диапазона 30 и контур предыска­
жения 31), сигнал пере-носится . в линейный спектр частот в фазо-
• разностной схеме модуляции • (32-36). Затем он складывается с
сигналами каналов вещания (38-40) и с сигналом ТВ.
В фазоразностной схеме модуляции применены мало га баритные
фазосдвигающие RС-контуры (вместо LС-схем в К-1920). Компан­
дерные устройства обеспечивают весьма малую нелинейность
(0;2-0,3 %) благодаря при менению в цепи управления компрессора
10*
. %51

и расширителя двухфазного и двухполупериодного 11ыпря-мления,
обеспечиваемого с помощью специального фазорасщепляющего ус­
тройства и двух выпрямителей [21]. Компандерные устройства обес­
печивают малое время установления и восстановления сигнала.
Наличи е тока контрольной частоты позволяет ввести в тракт
усилители с АРУ . От этого тока работают и устройства автомати­
ч еского переключения на резерв. Принцип построения генераторных
устройств тракта передачи сигналов ТВ передающей станции такой
же; как и в К:-1920. Но генератор частоты 2491,1 кГц более ста ­
бильный по частоте (1-10 -6) и амплитуде выходного напряжения.
Стабилизированы также выходные напряжения несущих частот
16,009 и 18,50 МГц.
На МТС приемной стороны сигналы ТВ, ЗС и вещания отде ­
ляются от . сигналов ТЧ и по соединительной линии подаются на
приемную станцию, которая содержит устройства дл,~ разделения
передаваемых си г налов, приемные устройства для сигналов ТВ,
гармонические корректоры переприемного участка и тракта в це ­
лом, а также приемные устройства для сигналов звукового сопро­
вождения и вещания.
Линейный сигнал ТВ (рис . 11.9) после отделения от сигналов
ЗС и ~вещания с выхода фильтра 2 поступает на гармонические
корректоры переприемного участка основного и ·резервного трак­
тов, с помощью которых периодически устраняются нерегулярные
линейные искажения одного переприемного участка . Корректор ра­
ботает в линейном спектре частот. В нем предусмотрено 60 регу ­
ляторов : 30 для запаздывающих и 30 для опережающих корректи­
рующих сигналов, снимаемых с помощью дифференциальных кон­
денсаторов. Отводы предусмотрены через 0,06 мкс. Имеется от­
дельная линия задержки с отводами через 0,6 мкс для съема кор­
ректирующих сигналов канала цветности.
Приемное телевизионное устройство содержит два демодулято­
ра (18 и 24). До первого демодулятора включен · корректор преды ­
скажеиия 10. Для существенного ослабления влияния нестабильно­
сти остаточного затухания линейного тракта перед первым демоду­
лятором ( 18) предусмотрен усилитель с АРУ ( 13). Благодаря это­
му стабилизируются размах сигнала, ответвляемого в устройство
выделения несущей частоты , и размах демодулированного видео­
сигнала . В отличие от аппаратуры К-1920 , аппаратура К:-3600 не со­
держит синхронизируемого генератора частоты 2491,1 · кГц, а линей ­
ная несущая частота выделяется из линейного сигнала .
Устройство выделения несущей частоты (ВНЧ) работает сле­
дующим образом. С помощью специального детектирующего уст­
ройства 8 из линейного сигнала выделяются синхронизирующие
импульсы, которые управляют частотой блокинг-генератора 11 . На
выходе блокинг - генератора образуются импульсы частоты строк
длительностью 2 мкс. Этими импульсами открывается стробирую­
щее устройство 9 и на выход его проходят импульсы тока линей­
ной несущей частоты во время следования импульсов синхрониза­
ции строк. Из этих импульсов (содержащих ток линейной несущей
частоты и токи вида f л±mf с) с помощью кварцевого фильтра 12
выделяется ток линейной несущей частоты.
Благодаря малой крутизне фазовой характеристики фильтра в
области линейной несущей частоты (несколько сотых . градуса на
1 Гц), термостатированию фильтра и достаточно высокой стабиль ­
ности линейной несущей ча ·стоты нет необходимости вводить авто -
252

~
ю
с:/1
Резерfшыа трахт 11puet1a ТВ
32
35
JB1
Резер6ное прие!'1ное IJCmpoticm!Jo JС
Рис. i 1.9. Структурная схема приемной станции К-3600
~·
---~

подстройку фазы выделенного тока линейной несущей частоты. В
остальной части схема получения несущих частот такая же, как и
на передающей стороне: независимый генератор 17 обеспечивает
напряжение несущей частоты для первого демодулятора. При вза­
имодействии тока частоты 18,5 МГц и выделенного тока линейно й
несущей частоты на выходе смесителя 19 образуется ток частоты
f1- Начальная фаза его для синхронной демодуляции. устанавлива­
ется ручным фазовым регулятором 15.
Нерегулярные искажения нескольких переприемных участков
корректируются гармоническим видеокорректором 27.
Сигналы ЗС и вещания, снимаемые с выхода фильтра 2
(ДК-1, 1 МГц), после разделения 28 поступают на свои приемны е
устройства. В усилителе 30 с АРУ устраняются изменения уровня
сигнала, вызванные нестабильностью остаточного затухания линей­
ного тракта. Сигнал демодулируется с помощью фазоразностной
схемы демодуляции 31 и выделяется фильтром 32 (Д-17,0 кГц).
После устройств шумоподавления (контур восстановления 35 и
экспандер динамического диапазона 36) сигнал усиливается до вы ­
ходного уровня + 15 дБ и подается на соединительную линию (в
аппаратную ТЦ). Ток контрольной частоты выделяется фильтром
38, усиливается (39) и образуемый при его выпрямлении постоян­
ный ток используется для работы устройств АРУ. Для получени я
токов несущих и контрольной частот используется общий задающий
генератор частоты 2592 кГц. Устройства автоматического резерви ­
рования тракта телевидения работают от выходных сигналов ТВ
основного и резервного трактов, а трактов звукового сопровожде­
ния - от токов их контрольной частоты.
12
ГЛАВА
ПЕРЕДАЧА СИГНАЛОВ ТЕЛЕВИДЕНИЯ
В ЗАРУБЕЖНЫХ СИСТЕМАХ СВЯЗИ
ПО КОАКСИАЛЬНОМУ КАБЕЛЮ
В ряде зарубежных стран (Англии, ФРГ, Японии н др.) раз­
работаны и эксплуатируются разлнчные системы передачи по коак­
сиальному кабелю, в которых предусмотрена организация каналов
ТВ. Одной из пер в ых систем передачи , позволяющей организовать
телевизионный канал в спектре частот до 4,3 МГц, была амери­
канская система L-3 (стандарт 525 строк) [52]. Схема модулятор а
ТВ системы L-3 приведена на рис. 12.1 а. Токи нижней боковой по­
л осы преобразователя, пита е мого частотой Зwл, компенсируют про­
дукты вида 3wл-Rвидео в ерхнего преобразователя . Структурная
схема синхронного демодулятора показана на рис . 12.16. Местный
синхронизируемый генератор 4 управляется выходным током фазо­
вого детектора 11 , на входы которого через удвоители частоты
6, 9 поступают напряжения местного генератора и линейного сиг­
нала. При таком способе синхронизации фазы несущих частот на
входах демодулятора могут либо совпадать, либо отличаться н а
254

I
180°, поскольку частота местного генератора может синхронизиро ­
ваться током несущей частоты любой (по отношению к огибаю­
щей сигнала) полярности. Поэтому на выходе демодулятора вклю­
чается специальный «поляризатор» видеосигнала, устанавливающий
п оложительную полярность видеосигнала на выходе приемного уст­
р ойства .
2
2
а)
Р ис. 12.1 . Структурная схема модулятора (а) и демодулятора
(6) системы L-3
В системах с линейным спектром частот до 6,0 и до 12,5 МГц
видеосигналы передаются в полосе до 5,0 МГц. Для систем с ли­
нейным спектром до 6,0 МГц МЮ(ТТ рекомендует линейную несу­
щую частоту 1056 кГц (см. рис. 2.36) . Преобразование сигналов
про изводится с помощью двух ступеней модуляции на передаче и
двух ступеней демодуляции на приеме (см . рис. 2.9). Формирова­
ние сигнала осуществляется частично на передаче, частично на при­
еме (см. § 2.4). Глубина модуляции составляет 150%; прием сигна ­
лов-синхронный. · Аппаратура, вьшускаемая разными фирма.ми, от­
личается несущими частотами f 1 и f2 и способом синхронизации не­
сущих частот на входах второго демодулятора.
В системах передачи с линейным спектром до 12,5 МГц канал
телевидения занимает область частот от 6,3 до 12,2-12,5 МГц при
линейной несушей частоте 6,799 МГц. Преобразование видеосиrна- ,
ла в линейный сигнал осуществляется с помощью одной ступени
модуляции . Глубина модуляции составляет 150%, постоянная со - .
ставляющая видеосигнала передается, линейный сигнал полностью L
формируется на передающей стороне. Такие системы получили ши- i
рокое распространение.
1
Системы, разработанные в разли'lных странах, отличаются ши- ·, .
риной передаваемой боковой полосы. Например, в системе CEL-8A ,
(А нглия) она составляет 5,7 МГц, в системе V-2700 (ФРГ)-5,5
МГц, в системе 8TR 331 формы «Филлипс» -5,5 МГц. Контрольные
токи передаются вне полосы частот канала ТВ; контрольная час- ..
тота 12 435 кГц ослабляется режекторным фильтром.
Структурная • схема основных узлов оконечного транзисторного
о борудования канала ТВ системы V -2700 приведена на рис . 12 .2 .
255

Поступающий на в х од видеоси,гнал через корректор •станционног о,
кабеля 1, фильтр нижних частот 2, устройство восстановления по­
с тоянной составляющей 3 и выравниватель 4 поступает на модуля­
тор 5, питаемый от кварцевого генератора несущей частоты 6,799-
МГц (6) . Модул и рованный сигнал ограничивается фильтром 8, по ­
давляющи м продукты модуляции выше 12 ,3 МГц, проходит через.
[> ,.., _,
~~
!> руfIII[>
,.._ _,
,..., _,
f
789fD11
-1 2,_./
IJ
Ко11троль
Ко11троль
fJЧ
242322
212019
f[j
<1 II II ::z:: <]
,,... _ ,
Pl/
ry..,
Вых
"'
f
2.5
Рис. 12 .2. Структурная схема оконечного оборудования канала ТВ
системы V-2700
режекторный фильтр 9 (подавляющий ост1;1ток сигнала ТВ в обла ­
сти передачи т ока контрольной частоты 12,435 кГц) и формируетс я:
фильтром 10 в области частот 6,3-7,3 МГц. После выравнивания:
частотных характеристик группового времени (12) усиленный мо­
дулирован-иый сигнал подается на устройства сл ожения с сигнала ­
ми тч.
На приемной стороне модулированный сигнал через корректор
станционного кабеля 14 и фильтр 15, ослабляющий помехи в обла­
сти нижней боковой полосы, поступает на дифсистему. Затем он.
проходит корректор 17 и демодулируется в синхронном демодуля ­
торе 18 . Фильтр 19 подавляет остаток тока контрольной часrоты
в спектре видеочастот (5636 кГц) . Усиленный видеосигнал огра ­
ничивается по спектру фильтро м нижних частот 21 . С помощью
оперативного выравнивателя 22 устраняются остаточные линейны е
искажения , вноси мые трактом пер едачи .
Модулированный сигнал ТВ ответвляется для выделения несу­
щей - частоты . В в с помогательном демодуляторе устройства 25 сиг ­
нал демодулируется; из демод улированного видеосигнала выделя­
ются синхрои м пульсы строчной частоты и синхронизируют мульти­
в ибратор, выдающ и й имп ульсы длительностью порядка 2 мкс. Эти
и м пульс ы откр ыв ают ключевое устройство 26 во время про х ожде­
ния импульсов строчной синхронизации. Таким образом, на в ы х о д
ключевого устройств а проходят пакеты несущей частоты с часто­
той следования строк . Узкополосный фильтр 27 выделяет из них
ток несущей частоты, который через управляемый фаз о р егулятор
28 подается на демодулятор 18. Изменения фазового сдвига , вно -
256

~ имые уз1<ополосным фильтром, компенсируются в цепи автомати­
'Ческой регулировки фазы с помощью управляющего сигнала, сни­
маемого с выхода фазового детектора 29. Начальная фаза выде­
.ленного тока несущей частоты устанавливается ручным фазоре­
гулятором.
Остаточные искажения АЧХ в аппаратуре линейного тракта
-выравниваются с помощью косинусного эхо-корректора, выдающего
34 корректирующих сигнала (34 · косинусоидальные кривые затуха­
·ния, из которых первая имеет форму пол у периода косинусоидаль­
ного колебация в диапазоне до 12,5 МГц). Фазовые искажения в
полосе частот 6-12,5 МГц, остающиеся после действия постоян·
ных фазовых корректоров, корректируются с помощью регулируе­
мого фазового корректора, выполненного в виде эхо-корректора .
При его регулировании возникают дополнительные искажения ха­
рактеристики затухания, которые устраняются с помощью эхо-кор­
ректора. Опережающие и отстающие корректирующие сигналы это­
г-о корректора взаимно связаны таким образом, чтобы обеспечивать
·регулировку АЧХ затухания при неизменном времени групповой
.задержки.
Телевизионное оборудование типа 8TR 331 обеспечивает пять
11ереприемов по видеочастоте. Структурная схема его приведена на
рис. 12.3 . Предусмотрена подача видеосигнала на два входа: сим-
7
.Вх 1
2
З
4
~~ "б,799кГц
[tjв
./Jых fg
:==@]
18
16
IJ
f4
!J
12
~r,J
~~
~N-'r
-
-EJ-Ll_J
-
Рис. 12.3 . Структурная схема оконечного оборудования 8TR331
фирмы «Филлипс»
метричный 124 Ом и коаксиальный 75 Ом . До модулятора включе­
ны фи.пьтр нижних частот 2 (;i_o 5,5 МГц), оrраничите.11ь ве.11ичины
видеосигнала 4 и устройство восстановления постоянной составля­
ющей 5. Ограничитель- устраняет превышение входного видеосиг­
нала более чем на 4 дБ от номинального размаха, не ухудшая ка ­
чество цветового сигнала. С целью снижения загрузки системы
уровень тока несущей частоты на выходе модулятора автоматиче­
ски контролируется (7). После формирования (9) и выравнивания
( 10) усиленный сигнал подается на устройства ввода в линейный
тракт. В приемном устройстве линейный сигнал проходит через
257

устройства коr,рекции 12, режекторный фильтр тока контрольной
частоты 13, полосовой фильтр 14, подавляющий остатки токов мно­
·гоканального сигнала и других помех, и общий корректор приемно­
, го устройства 15. Затем после усиления ( 16) сигнал демодулирует­
j ся в синхронном демодуляторе 17. Видеосигнал, ограниченный
фильтром 18, подается на выход приемного устройства.
Устройство синхронизации несущей частоты содержит синхро­
: низируемый генератор 22, пороговую схему 20 и поляризующий
_: фазовый детектор 21. Схема 20 выбирает ту часть модулированно-
го сигнала, которая создается сигналами импульсов синхронизации;
_, выходное
напряжение детектора 21 управляет фазой напряжения
"местного генератора. Поскольку полярность сигнала на выходе по­
-
роговой схемы может быть инвертированной (например, при пере­
•· грузке на 3 дБ, когда глубина модуляции достигает 200%), то в
!:::i
u
состав приемного устроиства включена специальная схема, опоз-
• нающая фазовую инверсию и устанавливающая правильную поляр-
- ность.
•
Фирма «Филлипс» в 1976 г. опубликовала данные о новой ап­
паратуре 8TR 360, обеспечивающей совместную передачу сигнала
ТВ в линейном спектре частот от 5,3 до 12,3 МГц и двух много­
'· канальных сигналов (по 900 каналов ТЧ) в спектрах частот
·-о.316-4,132 и 13,132-17,004 МГц 1[68] . Расположение канала ТВ в
средней части линейного спектра частот, где фазовые искажения
малы, облегчает выполнение устройств фазовой коррекции.
Оборудование линейных трактов систем с линейным спектром
частот до 60 МГц позволяет организовать до шести каналов ТВ.
Например, оборудование японской системы С - 60М позволяет орга­
низовать шесть каналов ТВ. Линейный спектр частот этой системы
показан на рис . 2.20. Видеосигнал каж'дого канала прео,бразуется
в линейный сигнал с помощью двух ступеней модуляции, причем во
второй ступени модуляции используются несущие частоты четве­
ричных групп, а фильтр каждого канала ТВ составляется из двух
половин фильтров двух соседних четверичных групп. Поэтому око­
нечное оборудование каналов ТВ содержит только аппаратуру пер­
вой ступени модуляции и второй ступени демодуляции сигнала ТВ.
Видеосигнал, поступающий на вход передающего устрой­
ства, модулирует ток несущей частоты 10,56 МГц, а из модулиро­
ванного сигнала полосовой формирующий фильтр выделяет сигнал
промежуточной частоты в спе,ктре 6,26-11,06 МГц. Передача про­
исходит с подавленной несущей частотой . Постоянная составляю­
щая входного видеосигнала не передается. Видеосигнал предыска­
жается с целью уменьшения нелинейных помех, т. е. вводится за­
тухание6дБначастотахдо20кГц(3дБна100кГц,1дБна
250 кГц).

ПРИЛОЖЕНИЕ 1
ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ
К ТЕЛЕВИЗИОННЫМ ,КАНАЛАМ
И АППАРАТУРЕ ОКОНЕЧНЫХ СТАНЦИЙ
Т,ребования, предъявляемые к основным J(ачественным показа­
телям телевизионных каналов большой протяженности, определяют ­
ся ГОСТ 19463-74, Временными нормами ЕАСС и Рекомендациями
МККР и МККТТ. В.О всех указанных источниках нормируются тре - -
бования к эталонным каналам протяженностью 2500 км (два пе­
реприема по видеочастоте), а в нормах ЕАСС нормируется также
канал протяженностью до 12 500 км (четыре переприема по видео­
частоте). Предполагается, что в пунктах переприема номиналь­
ный размах видеосигнала равен 1,0 В на входе передающей и 1,6 В
на выходе приемной станции (с возможностью перехода на 1,0 В),
полярность .видеосигнала .положительна-я, а номинальные -входное и
выходное сопротивления цепей ТВ равны 75 Ом при затухании
несогласованности 30 дБ. Качество передачи сигналов определяется:
а) точностью сохранения формы передаваемых сигналов;
б) отношением сигнал/помеха;
в) стабильностью величины переданного сигнала во времени;
г) различием усиления сигналов яркости и цветности;
•е) взаим·ным нелинейным влиянием между каналами яркости
и цветности.
Переходные характерисТИl!(И каналов оцениваются по величине
искажения формы при передаче нормализованных ГОСТ 18471-73
испытательных сигналов. Оцениваются: передача крутого фронта,
синусквадратичноrо импульса, плоской части «прямоугольных» им­
пульсов частоты строк и частоты полей. Перекос плоской части
импульсов частоты полей (определяемый искажениями в области
низких видеочастот) оценивается при передаче испытательного сиг­
нала No 1 (рис. Пlа). Этоlf сигнал .представляет собой последова­
тельность импульсов длительностью 10 мс с частотой следовании
50 имп/с (импульсы синхронизации строк обеспечивают нормаль­
ную работу схем ВПС при передаче). Величина перекоса плоской
части импульса (без учета участков по 0,25 мс по краям импульса)
на выходе канала протяженностью 2500 км по ГОСТ не должна
превосходить 12% (±6% по Рекомендации 451 МККР).
Передача крутого фронта (переходная характеристика по
ГОСТ) оценивается при передаче испытательного сигнала No 2.1
(рис. Пlб), содержащего импульсы частоты стро1( длительностью
25 мкс, с длительностью фронта 0,08 мкс. На выходе канала
фронт импульса должен укладываться в шаблон рис. П2а.
Перекос плоской части импульса частоты строк оценивается с
помощью испытательного сигнала No 2.2 (рис. Пlв) по величине
пер·екоса плоской части его «прямоугольного» импульса длитель­
ностью 25 мкс (без учета участков по 1 мкс по крапм импульса).
На выходе канала величина перекоса по ГОСТ не должна превос­
ходить 6% (±3% по Ре)'омендации 451 МККР) .
259

Передача синусквадратичноrо импульса (импульсная характе­
ристика по ГОСТ) оценивается с помощью сигнала No 2.2 (рис .
Пlв), содержащего синусквадратичный импульс длительностью
0,08 мкс, сложный синусквадратичный импульс длителыностью 2 мкс
(состоящий из синусквадратичного импульса сигнала яркости и
синусоидального напряжения частоты 4,43 МГц, модулированного
этим синусквадратичным импульсом) и П-импульс длительностью
J,1, 1
1 r--
2J
о,fв- 1111111111111111![_
б4пнс
а)
о)
Рис. П. 1. Испытательные сигналы
25 мкс. На выходе канала синусквадратичный импульс долже н
быть в пределах шаблона рис. П26, и размах его должен быть в
пределах (90-113) % от размаха П-импульса. С помощью сигнала
No 2 .2 оцениваются· также различие усиления , сигналов яркости и
260

\\
цветности, которо\, согласно ГОСТ должно быть в пределах. ± 1 дБ ,
и расхождение между этими сигналами во времени, которое не
должно превышать ::ЬЛ,1 М ](С по ГОСТ. Аналогичные нормы ± 10%
и ±0,1 мкс приведень1 и в Рекоме нд ации 451 МК:КР.· Величина
искажений vцени в ается · п о и з м е нению формы сложного син усквад ­
ратичноrо импульса длнтел ~ но стью 2 м кс .
0,14
0,12
-1---
--+-.-----+-t-'-~~--- t /'1/IC
о i=:::. -- -- 1 --+--+- -
- '1 O,OJ
- O,OJ
0,1 0,2 O,J
-D, 12
t 11/IC
-О, б4 - D,32 О O,J2 0,б4
а)
6)
Рис. П.2. Шаблоны для оценки прохождения испытательных сиг­
налов
При различии только усиления сигналов яркости и цветности
сложный импульс изменяет свою форму, но остается симметрич­
ным отноаительно вертикальной оси (рис . П3а, 6), различие только
во времени задерж1ш этих сигналов приводит к искажениям, по­
казанным на рис. П3в , г. При различии и усиления, и времени за­
держки можно определить величину обоих видов отклонений п о
величинам Л1 и Л2 с помощью шаблона, показанного на рис. П4.
Например, при Л 1 = -5% Л2 =+7% (точка о) сигнал цветности опе­
режает сигнал яркости примерно на 150 нс, а усиление его пример­
но на 0,3 дБ выше усиления сигнала яркости. Окончат ельная на- .
стройка канала с помощью устро й ст в оп е ративной к оррекции и
контроль его качества производятся по переходным характеристи­
кам. Предварительная настройка 11:аналов осущес1'вля ется выра вни­
ванием частотных характеристик затухания и группового времени.
Следовательно, последние должны быть в таких пределах, чтобы
устройствами оперативной коррекции обеспечивались требуемые
переходные характеристики. · ча стотные х а р актеристики, нормируе­
мы е ГОСТ, Рекомендацией 421 МК:КТТ, показаны на рис . П5а и
6. Для обеспечения необходимого качества передачи цветного те ­
левидения допустимые отклонения в области частот 3,7-4,9 МГц
должны быть снижены до ±0,10 мкс (п унктир на рис. П56) .
Нелинейны е искаже н ия сигнала яркости и импульсов синхро­
низации_ оцениваются с помощью испытательных сигналов No 3.2а
261

---------
!1гц
Рис. П.3. Изменение формы сложного син у сквадратичного импуль­
са при различии усиления или времени задержки для си г налов
яркости и цветно с ти
немодули,рованное синусоидальное напряжение (рис. Пба), а при
наличии нелинейных искажений аvшлитуда напряжения изменяет­
ся вдоль оси времени (рис. П66, в) . Нелинейные искажения сиf\на-
m
ла яркости определяются как ( 1-М ) • 100 % при частоте 1,2 МГц
и в соответствии с ГОСТ не должны пр ев ышать 15% (в нормах
ЕАСС указано 15%, в Рекомендации 421 МККР-20%). Допусти­
мое изменение величины сигнала синхронизации при передаче сиr­
на.яов З . 2а и 3.26 по ГОСТ должно быть в пределах от + 10 до
- 1 5 % (в Рекомендации 451 указано ± 10%) .
Искажения дифференциального усиле ния и фазы corласно
ГОСТ оцениваются при передаче испытательного • сигнала No 6
(рис. Пlе, ж). Эти испытательные сигналы отличаются от сигна­
лов З.2а, 6 тем, что синусоидальный сигнал частоты 4,43 МГц в
н и х н аложен на ступенчаты й сигнал, содержащий 11 сту пенек в
пр о межутке од,ной строки . Согла с но ГОСТ искажения дифференци­
ального усиления должны быть не более 15 %, а дифференциаль­
ного фазового сдвига - не более ±5°. (Рекомендация 451 МККР
устанавливает норму для дифференциального усиления в канале
яркости ±12%, в канале цветности ±8%, а для дифференциаль­
ной фазы ±4°.) Другие вза _имные вли,яния между каналами ярко­
сти и цветности пока не нормируются .
. Отношение
сю·нала яркости к взвешенной флуктуационной по­
мехе (57 дБ) и к фоновой помехе (35 дБ) нормируется ГОСТ.
При измерении флуктуационных помех необходимо передавать ток
несущей частоты (чтобы обеспечить демодуляцию помехи в прием­
ном устройстве) и, кроме того, с помощью режекторных фильтров
262

\
исключить периодh~еские нелинейные помехи с частотами
Величина отношения\снrнал/помеха о п ределяется как
ра)мах сигнала изображения
20 lg
,
эффективное' значение взве шенной ломех,и
\
дБ.
Взвешивать помеху надо с \помощью контура (см. рис . 5.9) с по-
стоянной времени 't=0,33 м ik Нормы МЮ(ТТ на величину этих
помех для различных систем приведены в табл. П 1.
•
Число строк
525
625
625
819
200нс
150нс ~
fООнс
,"
50нс
Н с минальная п о лоса
видео частот, МГц
4,3
5,С
6,0
5,0 или 10,0
+2iJБ,
+1tJБ~
-- __, _, 1- --1⁄4+
Таблица ПI
Отношение
си гнал /помеха, дБ
56
•52
57
f,2 или 50
50нс
IООнс
f5Dнc
О!Jб ~ 200нс
- fiJБ
-2iJБ
Рис. П. 4. Шаблоны для определения величины усиления и вре­
мени задержки сигналов яркости и цветности
263

/
Отношение сигнала яркости к взвешенной помLе в канале цвет­
ности нормировано Р е комен дацией 451 MKKIJlи составляет 46 дБ
(при норме 52 дБ для помехи в канале яр !fости). Взвешивать п о­
меху рекомендуется с помощью пол осовоrоf'Ф ильтра (см . рис. 5. 10) .
Для . отечественных· систем при пр отяж1нности каналов 2500 к ~r
норма на помехи установлен а 50 д Б/ у четом работы магист р алеи
tJб
/ мr,с
ffD.5 ,-----------::.,;
14
~
~1 , +о~•-_-----
+,
-
-
-
-
-
-
~
/l1,ии
/
+9?._=
-~-----------1 +g,, ~======:
'-- -
_,,
-D, 7 ,-т----
- o,t
'
п~
- 2{j
...
- 0,5.___
_._ _______.__~._
,о
~z
~в 5,0
а)
о)
Рис. П. 5. Допуски на частотные искажения затухания и времени
замедления
большей протяженности. Допустимая величина синусоидальных по­
мех ГОСТ пока не нормирована ( в Рекомендации 451 МККР ука­
зана норма 55 дБ) .
На кабельных магистралях синусоидальные помехи измеряются
с помощью избирательных указателей уровня. При измерении по­
мех частотой 2f п на входе указ ателя включается режекторный
Рис. П.6. Осциллограммы
выделенных фильтром си ­
нусоидальных напряжений
частоты 1200 кГц
фильтр, устраняющиJ1 помехи частотой f л = 2491 кГц, а при измене­
нии помехи частотои fл-режекторный фильтр на частоту 2f л •
Установочное отклонение ко э ффициента передачи канала от
номинального ( ± 0,5 дБ) нормируется ГОСТ. Допустимое изменени е
этого параметра во времени при в одится в нормах ЕАСС. Неста­
б1;льность остаточного затуха ния за I с не более ±0,3 дБ, за 1 ч
н е более ± 1 дБ для магистрали протяженностью 2500 км и соот ­
ветственно ±0,6 и ±2 дБ для магистрали протяженностью 12 500
км. Рекомендация 451 предусматривает б олее жесткие нормы: ±0,2
и ±0,5 дБ соотв етственно.
К аппаратуре оконеч н ых станций ТВ следу е т предъявлять з н а­
чи т ельно более строгие нормы . · Так, пер е1юс п лоской части импуль­
са . частоты пол е й не должен превышать 12% для магистрали с
двумя переприемами и тремя окон ечными станциями. Одна око­
нечная станция должна обеспечивать норму не более 12 : 3 = 4 %.
Допускается перекос импульса частоты строк порядка 3,0% . К тре­
бованиям в части передачи крутого фронта и синусквадратичноrо
импу.мьса подход может быть иным·. Небольш11е искажения АЧХ и
264

\
\\
ХГВЗ, внесенны~ на каком-либо участке магистрали, могут быть
скорректированы в\~есте приема. Поэтому аппаратура должна обе­
спечивать величину '-выброса не более 8-10% при длительности
фронта до 0,12 мкс. 'искажения АЧХ и ХГВЗ оконечной станции
должны также обеспеч'и~ать - (без устройств оперативной коррек­
ции) различие усиления с·~гналов яркости и цветности менее I дБ ,
а различие их времен задержки не более О, 1 мкс.
Общие допустимые неЛ:инейные искажения • сигнала вносятся
примерно в равной мере апп\ратурой линейного тракта и оконеч­
ной аппаратурой. Поэтому трео?вания по нелинейным искажениям
•
( 1)2
одной станции могут составить 15% 6 з=4,5%, а искажения им-
пульсов синхронизации от +3% до -4,5%. Большая часть мощ­
ности шумов отводится на линейный тракт. На оконечную аппара ­
туру отводится не более 25-30% общей мощности, шума , Поэтом у
при общей норме 57 дБ для одной станции норма на отношение
сигнал/шум в канале яркости возрастает до 57 дБ+ 10lg4+ IO!g3=
=68 дБ. Аналогичным образом определяются и требования к пери ­
одическим помехам оконечной станции. Нестабильность коэффи­
циента передачи линейного тракта в значитель н ой мере компенси­
руется оконечной аппаратурой (использованием устройств АРУ).
К каналам звукового сопровождения телевидения предъявля ­
ю тся требования, соответствующие требованиям к монофоническим
каналам с передаваемой нормируемой полосой звуковых частот от
0,04 до 15 кГц. Согласно рекомендациям МККТТ (1973 r.) основ­
ные параметры каналов должны удовлетворять следующим требо­
ваниям :
Искажения АЧХ по отношению к частоте
0,8 или 1,0 кГц в области частот 0,04 -
0,125 и 10,0-14,0 кГц, не более
То же, . в области частот 0,125-10,0 кГц
То же, в области верхних частот 14-
15 кГц
.
.
Отклонение ГВЗ от его минимального зна ­
чения на частоте 0,04 кГц
То же, на частоте 0,075 кГц
То же, на частоте 14,0 кГц
То же, на частоте 15 кГц
Нелинейные искажения в диапазоне 0,04 -
0, 125 кГц, не более
То же, в диапазоне О, 125-7,5 кГц
.
.
З а щищенность сигнала с м аксимальным уро ­
внем от псофометрических помех, не менее
То же, от интегральных помех
То же, от селективных помех
Погрешность частоты по отношению к ча -
+0,5 и -2,0 дБ
±0,5 дБ
ОТ +0,5 ДО
-3,0дБ
,;(55 мс
,;(24 мс
,;(8 мс
,;( 12 МС
1%
0,5%
60 дБ
48 дБ
82 дБ+ЛРпсоф
(ЛРпсоф - ПО ­
правка на пока­
зания псофоме­
тра)
стоте передаваемого сиI'нала, не более
1Гц
Поскольку большая часть допустимой величины помех падает
на аппаратуру линейного тракта, к оконечной аппаратуре следует
предъявлять более жесткие требования.
2ii

/
//,НЛОЖЕНИЕ 2
ВЫВОДЫ HEROTOPЬl~//oPMYЛ
Выводы расчетных формул дл~ о,Р~еления временных и спек­
тральных характеристик наклонная 1ст.упеньки напряжения и коси­
нусквадратичного импульса (табл. ;З.1), а также решения интегра­
лов (3.11), (3 . 19), (3.24) и (3.28) прив едены в [30].
Вывод ф-л· (8.9) и (8.10), Для сиnнала рис. 8.4а интеграл (8 .7}
разделяется на два интеграла:
f2(t)=f2.1 (t)+f2.2 (t)···
f2 . 1 (t) представляет выходной сигнал, обусловленный скачком на ­
пряжения на величину А 1 в момент времени t=O. Для этого сиг­
нала (согласно 8.3 и 8.7) f(p) = A1.
Выходной сигнал
-
ioo
JIePt
f21(t)=--
.
-- А1
•
2л1 ...
р
+ioo
R0(1+рЬ)d
c+pR0 b р ...
Интеграл решается с помощью вычетов. Подынтегральная функ­
ция имеет два полюса:
Следователь но,
где вычет относительно полюса Р1
а
266
ePt 1+рЬ
res1ер(р)=lim(р-О)
-
---
р-0
р с+рR0Ь
о
res2ср(р)=lim (р+-c-)
_e_Pt
_
__
I _+_p_b_ =
с
R0Ь р с+рR0Ь
р-- --
я.. ь

так как c=Ro+Rз.
Второй интеграл обусловлен скачком на п ряжения на 11еличи­
.
ну А в момент времени 1=,; и поэтому может быть записан как
А
R0b
...._
r
_
_
с (l- 't)]
f2.2 (t) =~ LRo + Rзе
•
Он существует, лишь начиная с момента в,ремени f = ,; .
Вывод ф-лы (8.14). Поsдын.тег,ральная ф~нкция (8.14) имеет два
полюса: р1 = 0- второго порндка и р2=-с/ЬR0 - первого порядка.
Вычет относительно первого полюса :
res1<р(р)=Iim{-d- [ _l
_
ePI _ _I_+
_
p_b_]} = c_t_+_b_R~з
р-0 dp р2
с+рR0Ь
с2
_
_
с_t
ЬR3
ЬRо
=--- е
с2
AR0
f21(t) = -
-
[res1 (р (р) + res2(J) (р) ] =
•
'tф '
=с~~[ct -НRз(1- е- ь~.
1
)]-
Решение интегралов (8 .24) и (8 .31) . Первый интеграл
-ioa
А1)1pt
--.
-
е dp =А1res1(J) (р) =
2n1 •
р
iо,
Подынтегральная функция второго и н теграла имеет три полюса:
Pi = O; Р2,з=-Ь± У h2-4ac/2a,
где а=LзСз(Rо+Rз); Ь=СзRзR о;
c = Ro+Rз;
267

//
[
1 tR3(Р2LзСз+1)j'/ Rз
res1ер(р)=Jim (р-О)-еР
2+Ь+ т=R+R
Р-Р,
р
ар
рС,'
О
3
[ р2L3С3+1]
Р- Р2
res2 ер (р) = R3 lim еР1 -~~-
-
lim2Ь+.
р-р,
р
I
ар+рС
Используя правило Лопиталя, находим
Аналогично находим
р~L3С3+1
2ар2+Ь
С.-едовательно ,
Rз
[ePzl(Р~L3С3+1)
f!(tJ=А1- А
--- -А1
Rз ------+
Rv+Rз
Р2 (2ар2 + Ь)
+eP•t(Р~L3С3+1)].
Рз (2ар3 + Ь)
После по,цста~овки выражений для р2 и Рз пр~1ход,:им к ф-ле (8 .25 ):.
Первый интеrра.1 выражения (8.31) равен А 1 . Подынтеграль­
ная функция второrс интеграла имеет два полюса : Р1,2=-Ь±
± V h2- 4ac/2a, где а='"LзСзRоRз; b=Lз(Ro+Rз); c = RriRз;
.
.
(P - P1)ept
res1<р(р)=I1m 2
= еР,1 ----
; ➔р,ар+Ьр+с
2ар1+Ь
аналогично
С.11едовательно,
После подстановки значений р 1 и р2 и упрощени й приходим к
ф-ле (8 .32) .
Определение уровня помех вида f 1мс +f2мс-fтв в канале ТЧ .
Расчет помех вида fтв-(f 1 мс+f2мс) прив еден в (40]. Аналогичны м
образом рассчитывается помеха вида f 1мс +f2мс-fтв. Область рас ­
пределения помех от 2f1-fтв,;.;;;;fп,;;;;,f2+f1-fтв (такая помеха по­
падает только в самые верхние каналы с истемы К:-3600). Поме х а
частоты f п = f 1м с+ f2мс-f л образуется при взаимодействии несущей
частоты канала ТВ и составляющих сигна л а ТЧ с частотами f и
268

fп+f л-f . Мощность помехи от взаимодействия сигнала ТВ (на­
пример, тока несущей частоты) и составляющих двух сигналов ТЧ
(мощность каждой соответствует мощности сигналов ТЧ в полосе·
частот 1 Гц с учетом предыскажения их уровней передачи с кру ­
тизной у) на выходе одного усилит_еля равна (37, 40)
р
-9R2 2р
р2
(f) 2-y(f -f ,) 2-Y(fu+fп-fгf)
(А+В-ТВ)[1Гц]- аз тввх [1Гц]вх 1е
е
•
Мощность суммарной помехи от взаимодействия всех возможных:
пар сигналов ТЧ
или
а2
Рт.[1 Гц] Uп) = 9R2 +РтвЕЫХ Pf1 Гц] вх U1) e-2yf, x
а1
Р
(f)_З6Р
-2(ar30-2Pк . н.cp+InЛf')
l:[1Гц] п -
ТВвыхе
Х
Уровень помехи в канале ТЧ со средней IJастотой fп на 5ыкоде­
магистрали
1
Р(А+В-ТВ)кUu) =Ртв+2Рк.н.ср- агзоUп)+1,8 +2 lnЛt--
3
.
-
2 lnЛf' -Y(fu + fл-2/i) +
Расчет уровня других помех приведен в [37, 40].

СПИСОК ЛИТЕF°АТУРЫ
1. 'fелеви:дение чер,но-•бело,е. ГОСТ 78Ф5-72. В·веiд. 27 /XI . 1972. М.
16 с.
2. Телевидение цв етное. ГОС:Г 19432-74 . В-вед. 1/I . 1975. М. 15 с.
· 3. TpaKTf/1 телевизионные ,вещателъные передачи из•о1бражен.ия. ГОСТ
19463-74 . ВвЕ;д. 1/I 1976. М. 33 с.
4. Тра~iты телевиз,юнные ,в-ещательные переда~чи и,юбражен'Ия. ГОСТ
1847 11-73 . В·вед. 1/I 1974. М. 24 ,с.
: 5. МККР. Доку~менты XI пленар1ной ассамблеи (Осло, 1966) . Т. IV
(,Ра,д1иов еща,ние, телевщцен'Ие). М., «С•в,я0ь», 1968. 388 с.
· 6. Система высо,коч,а,стотн,0,110 тел ефо,н;ирова·ния К-1920. Инфо•р ·м. сб.
«ТехНlи ка св,яз'I!». М., Св-язьизμ~:ат, 1962. 319 с.
7. Система мно110,канальнюй с·вязи К-1920. М., «Связь», 1968 . 480 с .
. 8 . Много.канальная связь. Под ред. И. А. Аболица. М., «Связь»,
]971. 487 с.
9. Асташкевич А. С., Кнель Г. С., Оксман А. К. Усов-ерш е н,ст в·ован­
ная апnарату,ра телев.изио·нных стающй К-1920У.-«Элект,ро­
связь», 1974, No 3, с. 55-57.
.10 . Асташкевич А. С., Оксман А. К. Аппаратура контроля телеви­
з-ионньiх прог.рамм .-«Вестни1к овязи», 1967, No 5, с. 5- 7.
:11. Бороздюк Г. Г. и др . Усовершенсr,юванная апnа,ра'Гура много­
каналыной овязи по коаксиальному кабелю К-1920У.-«Элек11ро­
овязь»,1971,No8,с.24-34иNo9,с.50-55.
:J.2. Белов В. Н. Синх,ронизаrщ,я несущих частот в системах переда ­
ч;и ТВ по коа-коиаль,ному .ка.белю при коэфф111циенте глубиlНЫ
.модуля.ц111и линейно,го СИ[1нала более 150 %.-«Вопросы рад110-
электроники»·, серия «ТПС» , 1970, вып. 9, с. 3-10.
13. Белов В. Н. Уз11юпюлосный фи льтр , а,втома.т11че.ски уrправляемый
по фазе. - «Вопросы радиоэлектроники», серия «ТПС», 1970,
,вып. 1, с. 54-65 .
14 . Гольдман С. Гармоничеокий анализ, моil\уляu,ия ,и шу;мы. М. ,
ИИЛ, 1951. 408 с.
:15. Давыдов Г. Б. Основы теории и расчета фазокор•рек11!iрующ11 х
цепей. М., Связыиз,дат, 1960. 293 с .
16. Дворкович В. П., Шабетник В. Д. Измерение телевизионных
тракто ·в в области цве-nной поднесущей.-«Тех,ни,ка Кl!НО н теле­
видения», 1969, No 4, с. 55-57.
J 7. Добровольский Г. В. Передача им,пульсо·в по каналам овяз~1.
М., Связьиздат, 1960. 216 с.
18 . Егоров К. П. Основы мнотоканальнюй связи. М., «Связь», 1964.
416 с.
· 19. Еrоров К. П. Пере дача телевизионных сигналов по линиям даль­
ней связи. Лекции по тех,нике связ·и . М., Связы1здат, 1953. 34 с.
: 20. Коган С. С., Мовшин С. И., Заплетина К. М. Гармоничес1шй
корректор телевизионного канала коаксиального кабеля.­
«Вопр осы радиоэлектроники», серия «ТПС», 1961, вьш. 6,
с. 143 - 152.
~ 270

2,1. Кнель Г. С., Пекедов В. С. У,стройство для преобразования ди ­
намического диа,пазона аналоговых сигналоо . А . С. No 33683 3'
(СССР). Опубл. в бюл. «Отк,рыФия. Изо-бретения. П!Ро.м . о·браз­
цы. Товарные знцки», 1972, No 14, с. 204.
22. Кривошеев М. И. Ооновы теле~виз ,ион.ных изм ерений . М ., « С.вязь », .
1964. 592 с .
23. Кривошеев М . И. , Дворкович В . П . Из, мерения в цве11Но-м теле­
ви д ении. «Новое в технике связи». М . , « Связь», 1971, 135 с.
24 . Круг К. А. Пер еходные проц ессы в линейных элек-т,ричеок их це -­
пях . М. -Л., Госэнергоиздат, 1948. 344 с .
25 , Кутуков Л. В. Переходные процессы .в точечных 1полу1проводни ­
ковых диодах. М . , Институт точной мех аники и вычислит ель­
ной техники АН СССР, 1959 . 19 с.
26. Кронrауз Ю. С. Изм -ере,ние иока ,же,нrий с игналов цве11нос'11и в,
трактах кабельных м агистралей. - «Э л ектросвязь», 1975 , ,No 11 ,
С . 27-30.
27. Милевский Ю. С., Кронrауз Ю . С. Передача сигналов цве'I'НЮ !'О
т-елевидения по маnист-раля,м коаксиального ка-беля, о,борудо -­
ванным а п паратурой К-1920. - «Электросвязь», 1971 , No 1,
с. 12-19.
28. Миле в ский Ю. С., Петухов В. П. Система передачи К-3609.­
«Электр·оовязь», 1975, No 10, с. 19-26.
29. Мороз И . А. и др. О1юнечная а,ппаратура телев1из:ионного кана ­
ла и канала звуковоrо сопровождения.-«Вопросы радJиоэлект- ­
рою1к;и», ,оерия XI, 1961, вып. 6, с . 108-126.
30. Оксман А. К. Передача телевизионных сиf'нало.в по коаксиаль ­
ным кабелям. М., «Связь», 1966. 199 с
31. Оксман А. К. Демодуля ,1.щ1я модулироrванных телевшзиояных сиr ­
налоrв с неси-м.метР'нчными бо:к·овы-ми лолоса •М'И . -«Электро ов изь »,
1956, No 7, с. 3-2,1.
32. Оксман А . К. Флу,ктуац•ионные по.мех и ,в междуго,родном _те ле ­
визионно м канале коаilюиалыюло кабеля. -'- ~<Элекгро-связь» , 1957,
No 10, с. 3-10.
33. Оксман А. К. Опт,имальная глубина модуляции '!'ел евизио.нны х
сигналов в системах связи по коаксиал ьным кабелям. - « Э лек­
тросвязь» , 1959, No 6, с . 50-58.
34. Оксман А. К. Нели.н ейные пом,ех•и в линейном 11ракте ко•ак си аль ­
ного ка·беля прн совм ест,ной передаче телефонных и тел еви з и ­
онных сигналов. - « Эл еl(тросвязь » , 1960, No 3, с. 34 - 43.
35. Оксман А. К Пр-едв арительное искажение телевизио1Нны х с и•rна - ­
лов в си с темах коаксиального кабеля. - «Электросвя з ь », 1961 ,
No 7, с. 37-47.
36. Оксман А. К. Амплитудно-частотные иокажения · ,и перехо дны е
характер .исти1⁄4и телеiВнз,ионных к.ан-ало.в коаксиальною кабеля.­
«Вопросы ра~иоэлектро1:1ики», СQj)ИЯ «ТПС», 1964, вып . 5;.
с . 3-19.
37. Оксман А. К. Расчет величины нел11Jнейных по·мех в усил:11теле
многоканальной системы дальней овязи.-«Вопросы радио элек­
троник и », серия «ТПС», 1972, вып . 4, с. 3- 16.
38. Оксман А. К. Расчет требований к линейности усилит елей и :
опrределение оптималыноrо реж,има заrруз,к,и линейного тракта
систем связи по коаксиальным кабелям . -«Вощюсы рад·иоэлек-
11роники», серия «ТПС», 1972, вып. 4, с. 17-30.
39. Оксман А . К. Модуляторы и демодуляторы широ'Кополосных .
импульоных сиrнало·в. - ((Электросвязь», 1972, No 6, с , 51-56.
27L

40. Оксман А. К. Нелинейные помехи в многоканальных системах
овяз,и по коа,коиальному кабелю, обусловленные перещачей те­
л ев~из,ионного си11нала.-«Вопросы радиоэлектроюurn», серия
«ТПС», 1974, вып. 9, с. 3- 16.
4 1. Оксм а н А. К. Расчет нелинейных шумов при передаче двух
мGi оrока,н,альных телефонных сигналов ло общему тракту. ­
«,Воnросы радиоэлектронwки», сер.ия «ТПС», 1975, вып. 1,
с . 101-115.
42. П евз н ер Б. М. Системы цве'nн-ого телевидения. М.-Л. , «Энер-
111ия», 1969. 231 С.
43. Стри ж е вский Н . 3 . Коррекция п р о,изволЫiых линейных искаже­
,н и й в т,рактах телевлз1ионного вещания. « Новое в технИJ<е свя­
зи ». М., «Связь», 1966. 78 с.
44 . Та таринов В. В. Трех значные таблицы ИJН'I'е1'ральных синусов ,и
ко с ин у.со,в. М. Связьтех,издат, 1934 .
.
45. Телев идение. П0tд ред . П. В. ill'Ма11юв.а. М., «Связь», 1970. 540 с.
46. Ул ьянов В . Н., Хитров Н. Г. , Макаров В. В. Пост,роение схем
фJ11ксацю1 для тел евизионной аппа1ратуры. - «Элект,росвязь~, 1975,
No4,с.7-11.
47. Передача сообщений. Т.1. Перевод с нем. под ред. Ю. Д. Фар­
бера. М., «Связь», 1971. 367 с.
48. Системы ВЧ телефонирован.ия по междугоро.дным кабельным
.~шниям. Инфо:р,м . сб. «Те:юника связ,и за рубежом». М., Связь ­
'из,дат , 1958, с. 3-23.
49. Система связ1и 110 -коаксиалЫiому 1кабелю tдо 12 МГц. -«Зару­
б ежная техника ,связи», 1959, вып. 1, с . 10-25.
50. Система ВЧ связи по коаксиальному кабелю типа No 8А до
!2 МГц (Ан:гЛ~ия).-«Зарубежная те:юника связ,и», 1961, вып. 6,
с. 23-49.
51. Техника перЕЩачи телевизионных цроnра,м.м по ка·бельным ли ­
ниям ведо,мства связ'н (ФРГ).-«Зарубежная техника овязи»,
,1 96! , вы,п, 1, с. 3-27.
52. Система связи L-3 . Информ. сб. «Техника связи за рубежом» .
М . , Gвязыиздат, 1957. 116 с .
53. Вклады МККТТ. No 41-Е (1973), No 46 - Е (1973), No 100-Е (1974),
No-4Е (1973).
'54 . IC TT . Fifth plenary assemЬ!y Green Book. Line Transmissioп,
!973. (Geneva 11972) , р. 501-531 .
.55. I CC R Report 486 ( 1974). Transmission performence of televi-
s ion circuits designed for use in international circuits designed
for use in international conпe c tions. Geneva, 1974, р. 55.
56. Morisson L. W . Television Terminals for Coaxial Systems. -
«Electrical Eng.», 1950 , February.
:57 . Roche А. Н., Weawer L. Е. Television Frequency-Translating Ter-
m inals Equipment fo1· the Birmingham-Holme Moss Coaxial
System .-«Proc. IEE», 1952 .
58. Ha rli ng D. W . Long СаЬ!е Links for Television. -
«British Com-
mun . a nd Electronics», 1958, N 6.
59. Cameron Н . F. L., Parrett G. Е. An Introduction to the 12,5 те.
Coa xial Line Transmission System. -
«АТЕ Journal», 1961, N 1,
р. 11 -13.
,б О. Meгt z Р., Gray F. А Theory of scanning and its relation to the
Tr ansmitted signal in telephotography and television. -
«BSTJ»,
1934, N 7.
:272

61. Gutenberg W., Ettler Е. Die Endeinrich t un gen fйr die Triigerf re-
quente Ubertragung von Fernseheprogrammen auf Coaxial Ka -
beln. -
«Siemens Zeitschrift» , 1963, N 10, р. 739-745.
62 . Gutenberg W., Kiigler Е . Modulation von Fernsehesigna le n fй r
gemeinsame Obertragung von Fernsprechen und Fernsehen au f
Kabeln.-«NTZ», 1964, N 7, р . 325-331 .
63. Bakker Н. L., Dert L. F . Modulation System , type 8TR33 1 for the
Transmission of Television Signals 12 MHz equipment fo r Coa -
xial СаЬ!еs. - «Phillips Telecom. Review », ,1971 , Мау , v. 29 .
N 4, р. 1150-159.
64. Bakker Н . L., Dert L. F . Measuring results of simultaneous Te-
levision and Telephony Transmission over 12 MHz Coaxia l Cab -
le. -
«Phillips Telecom . Review», 197 1, Мау , v. 29, N 4, р . 160-
164.
65. Bordiss Н. J. К., Davies А. Р. А 12 Mc / s Coaxial Line Equipment
CEL N 8А. - «The Post office Electr. Eng . Journal», 196 1, VII ,
р. 73-81.
66. Morishita Satoji, Mano Funuo. Television Transmission through
С-60М System . -
«Review of the Electr. Communic. Lab .», 1972,
Мау - June, v. 20, р. 422-444.
67 . Sawa:da Shin'ichiro, Matsuda Shizuo . С-60М Coaxial Syst em. -
«Review of the Electr. Communic. Lab. », il972, Мау - June, v . 20 ,
р. 359-З74 .
68 . А new 12/18 MHz coaxial transmission system for 3600 chan-
ne ls. - «Phillips Telecommunication Review », 1976, Oct., v . . 34,
N 3, р. 89-101.

ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
.Автоматическая регулировка
глубиыы модуляции 250
Автоматическое снижение уров­
.ня иемодулированной несvщей
частоты 161, 250
"
Взвешивающая . функция 107
Вндеокорре-ктор 234
•
Видеосигнал черно-белого те­
левидения 5
-
цветного телевидения 7, 10
Выделитель тока несущей ча­
стоты 252
-
управляющих импульсов 243
Генератор несущих частот 244
-
синхронизируемый 247
-
-
по второй гармонике 255
Глубина модуляции сигнала ТВ
32, 33
Демодулятор синх1юнный 120
143
'
Импульсы синхронизации 50
Искажения АЧХ колебатель­
ные 74
-
-
монотонные 63, 64
-
-
на ограниченном интер-
вале частот 72
-
-
немонотонные 67, 69
Искажения ФЧХ в интервале
частот. 82
-
-
колебательные 80
-
-
монотонные 78
Искажения линейные регуляр­
ные 220
-
-
нерегулярные 231, 232
Искажения нелинейные при пе­
редаче черно-белого ТВ 91
-
-
при передаче ЦТВ 92
-
-
типа «дифференциальное
уравнение» 94, 262
-
-
типа «дифференциальная
фаза» 94, 262
274
Искажения фазовые при неточ-
ной синфазности 122
•
Искажения формы сигналов
при неточной синхронной де­
модуляции 132
-
-
-
при линейном детек­
тировании 134
-
-
-
при значительной дли­
тельности переходного процесса
в диодах модулятора 116
И1,кажения тракта амплитудно­
частотные 49, 50
-
-
фазо-частотные 50
Кабели магистральные 20
Классификация нелинейных ис­
кажений 94
Коммутация фазы поднесу-
щей 9
Компрессор динамического диа­
пазона 244
Контур взвешивающий 110
-
восстановления 244
-
предыскажений 244
Корректоры искажений посто­
янные 229
-
-
переменные 230
-
-
оперативные 232
-
-
локального действия 232
--
-
гармонические 232, 233 ,
235, 246, 248
-
-
косинусные 237
Коррекция высокочастотная 10
Коррекция
предварительная
низкочастотная 9
Коэффициент передачи демоду­
лятора 147
-
-
модулятора 147 ,
Модели сигналов ТВ 152, 153
Модулятор кольцевой 111, 136
-
фазоразностный 240
Мощность помехи среднечасо­
вая 160

Мощность по мехи среднеминут­
ная 160
Нелинейные искажения видео­
сигнала ЦТВ 93
-
-
в модуляторе 113
-
-
черно - белого видеосигна-
ла 90
Передача с несимметричными
боковыми полосами 24
Перемодуляция сигнала ТВ 32
Полоса частот видеотракта 19
Помехи периодические 99
-
распределенные по спе1пру
104
-
флуктуа·ционные в линейном
тракте 176, 207
-
-
в оконечной аппаратуре
178
Помехи при передаче несколь­
ких сигналов ТВ и многока­
нальных телефонных сигналов:
в каналах ТВ 173, 174
в каналах ТЧ 172, 175
второго порядка 174
третьего порядка 174
Помехи при передач е сигна ­
ла ТВ:
второго порядка разностной
частоты 183
второго порядка суммарной
частоты 151
третьего порядка 156
Помехи при нелинейном взаи ­
модействии сигнала ТВ и мно­
гоканального:
второго порядка 158
третьего порядка 159
в каналах ТЧ 161
при передаче «белого поля»
163
при передаче «черного поля»
164
при передаче испытательно­
го сигнала 164
при передаче немодулиро­
ванной несущей частоты 164
Помехи в каналах ТВ от мно­
гок анального сигнала 169
-
-
от двух м ногоканальны х
сигналов 171
Преобразование сигнала ТВ 27,
28, 47
Преобразователь частоты син­
хронный 29, 30
Предыскажения сигнала ТВ во
области несущей частоты 180
-
-
, в области второй гармо- ·
ники несущей частоты 189 .
-
-
в области нижних видео­
частот 191
-
-
в области цветовой под­
несущей 192
Предыс1<ажения уровней пере­
дачи 207
Поляризатор видеосигнала 255·
Процессы переходные в иде --
альном тракте 56
.
-
-
при искажениях АЧХ 61
-
-
при искажениях ФЧХ 7Т
-
-
при искажениях А ЧХ и
ФЧХ 85
Распределение мощности видео- ·
сигнала 15
Расширитель динамического
диапазона 248
Регулятор гармонического кор­
ректора 248
Сигналы испытательные 50, 52 "
С игнал испытательный телеви­
зионный с импульсом длитель­
ностью 1О мс 259
-
-
-
с фронтом 0,08 мкс
259
-
-
-
с импульсом длитель- ­
ностью 25 мкс 259
-
-
-
с синусоквадратичиым
импульсом 260
-
-
-
со сложным синусо­
квадратичным импульсом 260
-
-
-
с пилообра зным им- ­
пульсом 260
Сигнал отражен ный 86
Сигнал ЦТВ полный 10
цветности 8
цветовой синхрони з ации ·
10
яркости 7
Сигнал ЦТВ модулированный ·
154
Система ЦТВ SECAM 8
-
-
NТSC 11
-
-
PAL 11
Системы передачи с одновре­
менной передачей сигналов ТВ
итч22,23
-
-
с несколькими каналами
тв 42

1С;истема передачи с универса ль­
ным трактом 21
Сложение нелинейны х помех
211
·Сопротивление входн ое демо ­
дулятора 146
-
-
мо дулятора 14 2
-Спе ктр v.оммутируемой п одне -
.сущей частоты 16
·Спектр линейных частот сигна­
.ла ТВ 25, 46
,Спектр черно-белого видеосиг­
нала 14
·Ст анд арты телевидени я 7
-Ступенька напряженшт единич­
_ная 57
-
-
наклонная 58
Треб о вания к каналам звуково ­
то сопровождения 256
-
-
телевидения 259
У ровень передачи сигнала ТВ
220
Устройство выделения несущей
частоты 35
-
генерации несущих частот 31
-
передающее 30
-
приемное 31, 34
-
синфазирования 36
Фиксатор уровня синхроим-
пульсов идеальный 199, 202
-
-
-
неуправляемый 202
-
-
-
управляемый 203, 243
Фильтр формирующий 31, 39
ЧеТtКость телевизионного изо­
бражения 17
Характеристики идеализирован­
ного видеотракта 18
-
кабеля 20
-
тракта переходные 50, 53
-
-
частотные 49, 53
Шумы усилителей 26

ОГЛАВЛЕНИЕ
п ред,ИСЛОВiНе
ГЛ А В А 1. СИГНАЛЫ ЧЕРНО-БЕЛОГО И ЦВЕТНОГО ТЕЛЕВИ­
ДЕНИЯ
Crp.
3
5
1-1 . Оонов1ные аведения о телевизионио.м видесюигнале
5
1.2 . СпектралЬIНыЙ соста'В 1и ,распределение мощJЮС'Г'И реальных
,в•идео.сиг,налов
12
1.3 . Полоса ча,стот, необход1имая для высо11юкачествеиной пе-
:редачи ,видеОС1Иnнало.в
17
Т ЛАВ А 2. ПЕРЕДАЧА СИГНАЛОВ ТЕЛЕВИДЕНИЯ В СИСТЕ -
МАХ СВЯЗИ
19
2. l. К:раТ!К111е свед€1Н!ИЯ о маrис11р·алЬ1Ных ,коакои.алЬ111ых кабелях
19
2.2 . Системы передачи с •ОдiН'ИМ ка11<1лом ТВ
21
2.3 . Преобразование ,спек:т,ра оилнала ТВ 1В с!fСТеМах с одним
,:каналом ТВ. С11руктур1Н<1я схема аппаратуры прео6разова-
t11ия аиnнал.ов .
27
2.4 . ФО!J)м,иро.вание оиr,нала 1В annapaтype оконечных станций
38
2.15. С!И'Стемы передачи с неакол!Мими 11шналами ТВ
42
ГЛ А В А 3. ВЛИЯНИЕ ЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ ТРАКТА НА
КАЧЕСТВО ПЕРЕДАЧИ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ ИЗОБРА-
ЖЕНИЙ
48
3Jl. Общие замечания
48
3.2 . ПереходНые ха,рактернстик,и 1И испытательные оиrналы
.
50
3.3. Переходные пр•оцессы в и,цеальном тракте (,влияние оrра-
ничен•ия полосы переда,ваемых частот) .
56
3.4 . Перехо1Цные характер,ис1111iКи трактов с идеальной фазовой
ха,р.а~к.тер1И,стикой при на.111ичи,и амплитудно - частоТIИЫХ иска-
жений..............61
3.5. Переходные характеристИ'ки тракта с фазовыми искаже-
н,иям.и при отсутств,ю1 ам,плитудно-частотных 1иак.ажений .
77
3.6. Переходные характер ,истиiКIИ тракта с амллитудно-частот-
ным·и и фазо-частотными искаже,111иям1И
85
ГЛ А В А 4. ВЛИЯНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ НА КАЧЕ-
СТВО ПЕРЕДАЧИ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ 89
277

Стр.
ГЛ А В А 5. ВЛИЯНИЕ ПОМЕХ НА КАЧЕСТВО ПЕРЕДАЧИ ТЕЛЕ-
ВИЗИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИИ
5.1. Общие замечания •
5.2. Периодичес1~ие помехи
5.3 . ФлуК<туациооные помехи
ГЛ А В А 6. МОДУЛ5!ЦИ5! И ДЕМОДУЛ5!ЦИ5! ТЕЛЕВИЗИОННЫХ
СИГНАЛОВ
6.1. Модуляция сиnналов на передающей стороне
6.2 . Демодуляция си11нал0rв на пр,иемной сто,роне
6.3 . Модуляторы и демодуляторы телев·и З!ио:нIных IВИ:деосиnналов
Г Л А В А 7. НЕЛИНЕЙНЫЕ И ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В
ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ И АППАРАТУРЕ ОКОНЕЧНЫХ
СТАНЦИЙ
7.1 . Общие замечания
7.2 . Помехи от взаимодейс11вия -со.стаIвляющих телев.изион,ноrо
,сигнала
7.3 . Помех,и при нелинейном вза1имодей.ствии м,н огОil,анального
-сиnнала и си•nнала ТВ
7.4. Помех1и •В каналах ТВ , обусл.овленные .нелинейным вэаимо­
дейС'!lвием со.стаIвляющих многока 1нального сиnнала
7.5 . Нел~Енейные помехи прIи передаче ,неокольких сигналов ТВ
и при совместной передаче ,их с многоканаль·ными сигна­
лами
7.6 . Флуктуационные помехи линейного тракта
7.7 . Нел!ЕНей,ные и флу.ктуационные помех,и в аппаратуре око­
,неч.ных станций
Г Л А В А 8. СПОСОБЫ ПОВЫШЕНИЯ ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТИ
КАНАЛОВ ТЕЛЕВИДЕНИЯ
97
97
98
104
111 •
111
118
135
148
148
15()
157
167
172
176-
177
179
8.,1. Пред1ва1рительное ,иокажен.ие ои!'налов ТВ
.
179
8.,2. Оп:гимальная глубина мо.дуляции телевиз,ионных аишалав 193
8.3 . Передача пок:т,оянной ,сос'!'а,вляющей видеосиmала
197
8.4 . Выбор точных значений несущих и контрольных частот
204
Г j, А В А 9 . ОПРЕДЕЛЕНИЕ ЛИНЕЙНОСТИ УСИЛИТЕЛЕЙ И РАС-
ЧЕТ ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТИ КАНАЛОВ ТВ И ТЧ 206
9.1 . Общие замеча,ния
206
9.2. Определение оптималь ного режIима заrр у эк,и усилителей
при передач,е сиrнало.в ТЧ во всем линей•ном спектре частот 207
9.3 . Ра,счет ОТ!Ношения оиrнал/,rюмеха и определе,ние у,р-овня пе-
редачи телевидения в системах связи с одним каналом ТВ 217
9.4 . Определ-ение уровня передачи телев ·иден.ия и р.аочет помех
в каналах ТВ и ТЧ в системе с двумя каналам,и ТВ
226
Г Л А В А 10. КОРРЕКТИРОВАНИЕ ЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ В
ТЕЛЕВИЗИОННОМ ТРАКТЕ
228
278

'ГЛ А В А ll. АППАРАТУРА
СТАНЦИИ
ОКОНЕЧНЫХ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ
Стр .
238
1 1.11 . Аппара:rура передачи оигналав ТВ оистемы К-1920
238
lJI .2. Аппаратура передачи сигналов ТВ системы К-3600
248
ГЛ А В А 12. ПЕРЕДАЧА С ИГНАЛОВ ТЕЛЕВИДЕНИЯ В ЗАРУ-
БЕЖНЫХ СИСТЕМАХ СВЯЗИ ПО КОАКСИАЛЬНОМУ
КАБЕЛЮ
-
254
ПР ИЛ ОЖЕНИ Е !. ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ТЕ ­
ЛЕВИЗИОННЫМ КАНАЛАМ И АППАРА -
ТУРЕ ОКОНЕЧНЫХ СТАНЦИИ
259
ПР ИЛ ОЖЕНИ Е 2. ВЫВО Д Ы НЕКОТОРЫХ ФОРМУЛ.
266
Спиоок лиrерату:р ы
270
ПрЕЩме11ный указат е л ь
274

ИБNo4
Арон Кисильевич Оксман
ПЕРЕДАЧА ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СИГНАЛОВ
ПО КОАКСИАЛЬНЫМ КАБЕЛЯМ
Редактор1-1.М.Улановская
ХудожникВ.И.Воробьев
Худож&твенный редактор А. И. М о и се е я
Техниче.скийредакторГ.И.Колосова.
КорректорЛ.И.Чекрыжова
Сдано в набор 17/VI 1977 г.
Подп. в печ. 26/V 1978 г.
Т-11113 Формат 84Xl08'/32 Бумага тип. No 2 Гарнитура литерат.,
печать высокая 14,7 усл .- печ. л. 15 ,07 уч.-изд. л. Тираж 6200 экз .
Изд. No 17261 Зак. No 150 Цена 1 р. lОк.
Изда-гельство «Связь». Москва 101000, Чистопрудный бульвар, д . 2
Типография издательс-гва «Связь» Госкоми зда та СССР
Москва 101000, ул. Кирова, д. 40