/
Автор: Митев К.Д.
Теги: радиотехника електротехника инженерство електроника цифрова схемотехника
Год: 1978
Текст
БИБЛИОТЕКА ЗА РАДИОЛЮБИТЕЛЯ
Инж. КЪНЧО ДОСЕВ МИТЕВ
ЦИФРОВ
МУАТИ-
МЕТЪР
Книгата е предоставена от Костадин Димитров,
сканиране: Петко Петков, обработка: LZ2WSG,
2 април 2009 година, KN34PC
СОФИЯ, 1978
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО „ТЕХНИКА"
УДК 681.2.002 (023)
В тази книга са разгледани никои от иай-използуваните принципе на
действие на аналого-цифрови преобразуватели, по конто работят повечето
съвременни промишлени и любителски цифрови мултиметри.
Разгледани са различии принципи и начини за реализация на основните
функции на мултиметрите — измерване на постоянни и променливи иапреже-
иия, постоянни и променливи токове и съпротивления. Освен това са опи-
сани и начини за реализация на допълнителни функции — измерване на ка-
пацитети, температура, честоти, транзистори.
В книгата са дадени пълни описания на два реализирани от автора циф-
рови мултиметри. Приведени са и практически указания за построяването
и настройката им в любителски условия.
Книгата е предназначена за подготвени и напреднали радиолюбители,
имащи опит в измерителната техника, както и в приложението на «.времен-
ните линейни и цифрови схеми.
©Кънчо Досев, 1978
•/ Jusaator, Sofia
621.3 (033)
ВЪВЕДЕНИЕ
Цифровите измерителни уреди (ЦИУ ) намират днес широко при-
ложение в измерителната техника. Появата им се смята за рево-
люционен скок в развитието на измервателната техника, предиз-
-викана от ускореното развитие на промишлеността (автоматизи-
ране на производство™) и повишаване прецизността на измерва-
нията при научно-изследователските работи.
Предпоставка за развитието на съвременната радиоелектрони-
ка е създаването на подходяща елементна база — транзистори,
интегрални схеми. Развитието в областта на елементната база от
своя страна пряко влияе на развитието на цифровата измерител-
на техника. По-старите разработки ЦИУ, изпълнени само с тран-
зистори, имат по-малко бързодействие, по-ниска точност и по-
големи габарити от съвременните, изпълнени с интегрални схе-
ми ЦИУ.
Основно предимство на цифровите измерителни уреди пред ана-
логовите е високата точност на измерването. При обикновените
ЦИУ тя е около 0,1% точност, притежаващи само най-прецизни-
те аналогови уреди, а съществуват ЦИУ с точност 0,001% и да-
же по-висока.
С помощта на ЦИУ се постига бързина на измерването, която
е немислима при аналоговите стрелкови уреди. Докато аналого-
вите уреди извършват едно измерване през няколко секунди, ЦИУ
могат да извършат до няколко стотици хиляди измервания в се-
кунда, а съществуват специални бързодействуващи ЦИУ, извър-
шващи милиони измервания в секунда.
ЦИУ позволяват да се въведе автоматизация на процеса на из-
мерването. За да се проведе измерването със ЦИУ, е необходимо
само да му се подаде измерваната величина. Избирането на об-
хвата и указването на полярността може да се извършва авто-
матично. Автоматизира се и процесът на калибриране — съще-
ствуват ЦИУ с автоматично калибриране на нулевого по-
казание и показание™ при пълен обхват.
Доскоро се изтъкваше, че ЦИУ са по-обемисти от аналого-
вите стрелкови уреди и консумират допълнително енергия. Съз-
3
дадените напоследък ЦИУ за табло имат по-малко габарити от
стрелковите уреди от класа 1,5, а консумираната мощност е са-
мо няколко десетки миливата.
Благодарение на използуването на големи интегрални схемп
при изграждането на ЦИУ се очаква снижаване на себестойността
им до себестойността на аналоговите уреди.
Най-разпространените ЦИУ са: волтметри, амперметри, ом-
метри, честотомери, фазомери, оборотомери. Към числото на ЦИУ
трябва да се прибавят и аналого-цифровите и цифрово-аналого-
впте преобразуватели (АЦП и ЦАП), макар че те могат да бъдат
част от споменатите ЦИУ. По сыцество АЦП и ЦАП са само част
от сло.жни измерителям и управляващи устройства, нямат инди:
катор и притежават само един обхват.
Цифровите мултиметри (ЦММ) обединяват няколко измерител-
ни функции. Най-често срещаната комбинация е волтметър за
постоянен и променлив ток и омметър, по-рядко се среща волт-
метър-амперметър-омметър.
Основен блок на цифровия мултиметър е аналого-цифровият
преобразувател, чрез който се извършва преобразуването „на-
прежение-цифров код“. Към АЦП се свързват допълнителните
блокове за реализиране на различните функции. Това са преобра-
зуватели, преобразуващи различните измервани величини в на-
прежение (ток-напрежение, съпротивление-напрежение и др.). Из-
ходът па АЦП се свързва към индикатор за показване на резул-
тата от измерването.
По-съществени характеристики на цифровите мултиметри са:
обхват и подобхвати на измерване, точност, разрешаваща спо-
собност, брой на измерваните величини, чувствителност, габари-
ти, тегло.
Обхватът на измерване се ограничава от най-малката и най-
голямата измервана стойност, съвкупността от подобхватите опре-
дели обхвата на измерване. В практиката се е наложило приема-
нето на най-голямата стойност за обхват на измерването — обхват
IV, обхват 10V, обхват 100 V и т.н.
Най-малкият обхват на мултиметрите е най-чувствителният, ио
не бива да се приема за най-малката измервана стойност отуреда.
Най-малката стойност, която ЦИУ може да измери, променяй-
ки показанието си с единица в най-младшия разряд, определи
разрешаващата способност на уреда. Така, ако ЦИУ има пълен
триразряден индикатор и обхват 1 V, разрешаващата способност
е 1 mV.
Чувствителността на уреда е еднозначна с разрешаващата му
способност при най-малкия обхват.
4
Като пример ще посочим, че един цифров волтметър с трираз-
ряден индикатор и обхвати 1, 10, 100 и 1000 V има обхват на из-
мерване 1 mV до 1000 V, разрешаваща способност при обхватите
съответно 1 mV, 10, mV, 100 mV, 1 V и чувствителност 1 mV.
Точността на измерването е най-важната характеристика на
ЦИУ. Тя показва доколко измерената стойност се доближава до
истинската стойност на измерваната величина. Абсолютната греш-
ка отразява разликата между измерената и истинската стойност
на измерваната величина:
себе — ^’изм -^ист-
Размерността на Е,вс е в сидите едяници, както и измервана-
та величина.
Относителната грешка е число, показващо отношението на аб-
солютната грешка и истинската стойност на измерваната величи-
на и се дава най-често в процент:
готи=2гвс.=_^вст_. юоо/0.
лист ист
Относителната грешка се променя, когато се измени измервана-
та величина.
Абсолютната грешка, отнесена към обхвата на измерване, от-
разява приведената грешка:
£пв=Авбс- = . 100 %.
л'тах ’Snax
Приведената грешка може да бъде различна при различните
обхвати на многообхватния ЦИУ.
В проспектите и каталозите точността на ЦИУ се дава по ня-
колко начина:
грешка=±( ботн%— п дифри)
грешка=±(% от показание™ +% от обхвата)
грешка = —(% от показанието +п дифри).
Понякога се дават и допълнителни условия: срок на запазва-
не на точността от момента на калибровката, околна темпера-
тура и пр.
Бързодействието на АЦП, използувани в цифровите мултимет-
ри, е сравнително малко — 2—30 измервания в секунда.
Броят на измерваните величини при цифровите мултиметри е
важен параметър, определят функционал ните им възможности.
Освен основните величини напрежение, ток и съпротивление
по-сложните мултиметри могат да измерват и капацитет, темпе-
5
ратура, честота и др. За целта в мултиметъра са вграждат, както
вече се спомена, допълнителни преобразуватели на съответните
величини в напрежение или ток.
Цифровите мултиметри имат най-различно конструктивно офор-
мление. Най-често ЦММ са оформени в паралелепипедна кутия.
Фиг. 1. Блокова схема на цифров мултиметър
на лицевата част на която са разположени входните клеми, ин-
дикаторът и превключвателите на обхватите и функциите. Съще-
ствуват конструкции, наподобяващи вида на стрелковите мулти-
метри.
Произвеждат се и мултиметри с джобни размери.
Понастоящем в света се наброяват няколко стотпци различии
конструкции, произвеждани от промишлеността.
Структурната схема на един съвременен цифров мултиметър е
показана на фиг. 1. Основного звено — АЦП, е свързан с инди-
катора на показанието и схемата за автоматично управление САУ,
която управлява работата на АЦП. От друга страна, САУ из-
работва сигнали за превключване на обхватите на преобразува-
телите Пг^-Пп. Входната величина се подава чрез превключва-
теля на функциите 77Ф1 на преобразувателите П1-т-Пп, преобра-
зуващи измерваната величина (напрежение, ток, съпротивление,
капацитет и др.) в напрежение, което чрез 77Ф2 се подава на АЦП
за преобразуване в цифров код. Този цифров код се Изобразява
за крайно отчитане чрез индикатора.
6
Развитието на полупроводниковата електроника измени обли-
ка на радиолюбителската дейност. Днешният радиолюбител строи
не само радиоапаратури, а и всевъзможни електронни устрой-
ства, намиращи приложение в иай-различни клонове на народно-
то стопанство. Все по-често комбинираният стрелкови уред се
оказва неподходящ за измерване в създаваните съвременни устрой-
ства.
Все по-голяма става необходимостта от по-точни измервания,
от използуването на ЦИУ в радиолюбителската дейност. Задачата
на тази книга е да даде на радиолюбителите познания, необхо-
дима за самостоятелно построяване на комбиниран ЦИУ — мул-
тиметър, в любителски условия.
7
Глава I
АНАЛОГО-ЦИФРОВИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ, ИЗПОЛЗУВАНИ
В ЦИФРОВИТЕ МУЛТИМЕТРИ
В тесния смисъл на думата аналого-цифровите преобразуватели
а преобразуватели на аналоговата величина напрежение в циф-
ов код. В практиката'под същото название се използуват и прео-
разувателите на неелектрични аналогови величини в код (ъгъл
Фиг. 2. Класификация на АЦП за постоянен ток
на завъртване — цифров код, температура — цифров код и др.).
В тази книга под наименованието аналого-цифров преобразу-
вател се разбира преобразувател на напрежение в цифров код.
Според вида на преобразуваното напрежение АЦП могат да се
разделят на АЦП за постоянен ток, за променлив ток и за импул-
сни напрежения. Доколкото в ЦММ се използуват АЦП от пър-
вия вид, останалите два вида преобразуватели няма да се разглеж-
Дат.
Аналого-цифровите преобразуватели за постоянен ток могат да
се класифицират по начина, даден на фиг. 2.
При АЦП с директно преобразуване изходният цифров код се
получава чрез сравняване на измерваното напрежение с еталонно
напрежение, изменящо се по определен закон.
9
При АЦП с косвено преобразуване измерваното напрежение се
преобразува междинно в честота, временен интервал или фаза,
след което се извършва преобразуването в цифров код.
Трябва да се отбележи, че в ЦММ се използуват предимно пре-
образуватели с косвено преобразуване.
Независимо от това за построяване на ЦММ могат да се из-
ползуват и преобразуватели с директно преобразуване.
1. АНАЛОГО-ЦИФРОВИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ С ДИРЕКТНО ПРЕОБРА
ЗУВАНЕ
Преобразуването на измерваното напрежение в цифров код се
извършва чрез директното му сравнение с еталонно напрежение.
1.1. АЦП с паралелно преобразуване
С помощта на точни, еднакви по стойност резистори, свързани
верижно, се изработват 2П опорни напрежения през еднакъв ин-
тервал &Uoa (фиг. 3). С „п“ е означен броят на двоичните разряди
на получавания след преобразуването цифров код. Опорните на-
прежения, получени чрез резисторната верига, се подават на ди-
ференциални компаратори на напрежение чийто брой
е също 2П. На вторите входове на всички компаратори, конто са
свързани в една обща точка, се подава измерваното напрежение.
В зависимост от неговото ниво веднага след подаването на вход-
ного напрежение сработват компараторите от Ki ДО Ах . ИзхоД-
ните им потенциали се подават на един шифратор, изграден с
логически схеми, на изхода на който се получава цифровият код
в двоична форма.
Съществен недостатък на този тип АЦП е сравнително сложната
и скъпа схема. Така за реализирането на 8-бигов АЦП ще бъдат
необходими 256 резистори, 256 компаратора, шифраторът ще съ-
държа голям брой логически схеми. Затова АЦП от този тип се
строят с малка разрешаваща способност — използуват се като
3-6-битови преобразуватели.
От друга страна, АЦП с паралелно преобразуване притежават
най-голямо бързодействие в сравнение с всички останали преоб-
разуватели. Фактически времето на преобразуване се определи
само от времето за сработване на компараторите и закъснението
на логическите схеми в шифратора. Съществуват АЦП с паралел-
но преобразуване, имащи време на преобразуване Znp<O,lp.s при
5-битов цифров код на изхода си.
10
Известен е и друг принцип на АЦП с директно преобразуване,
при който вместо 2“ компаратори се използуват само п компара-
тори. След сработването си всеки компаратор на по-високо ниво
увеличава опорного напрежение на компараторите на по-ниско
Фиг. 3. Функционална схема на АЦП с паралелно пре-
образуване и компаратори
ниво с напрежение, съответствуващо на тегловния му коефициент.
Така например един четирибитов преобразувател има структур-
ната схема, дадена на фиг. 4.
Цифровият код се получава директно от изходите на компара-
торите Ki /С4. Ако приемем, че £/хшах =15 V, то при £/х=0 опор-
ного напрежение на Ki трябва да1 бъде + 1V, на /С2--I-2V, на
Ка — +4V и на — +8 V. Тези опорни напрежения, получени
чрез резисторната верига, се подават директно през сумиращите
схеми CCj-T-CCg на компараторите Ку + Кь- При подаване на Цх=
= 1 V сработва само изходният код е 0001. При {/ =2 V сра-
ботва само /С2, тън като напрежението на изхода на ССг е Ucci=
= l/oni+2'(v)= 1+2=3 V и компараторът не сработва — из-
ходният код е 0010. При t/x=3 V сработват компараторите
11
и /С2. Опорного напрежение на /С2 е +2 V, а на Kt-|-3 V. Тъй
Като i/x е по-голямо от опорните напрежения, подавани на
и /С2> и двата компаратора сработват — изходният код е ООП.
Вижда се, че с помощта на сумнращите схеми ССХ, СС9 и CCt
опорните напрежения на компараторите с по-младши разряд се
Фиг. 4. Функционална схема на АЦП с паралелно пре-
образу ване с компаратор и
увеличават и представляват сумата от напреженията, съответству-
ващи на собствения им тегловен коефициент и напреженията,
съответствуващи на тегловния коефициент на сработилите компа-
ратор и с по-старши разряд.
Бързодействието на АЦП, изграден по описания принцип, е по-
ниско от АЦП, даден на фиг. 3. Това се дължи на по-голямото
закъснение в аналоговите сумиращи схеми. От друга страна, схе-
мата на фиг. 4 съдържа по-малко елементи от схемата на фнг.
3 при еднаква големина на получавания двоичен код.
1.2. АЦП с последователно уравновесяване
На фиг. 5 е дадена структурната схема на АЦП с последователно
уравновесяване. Принципът на действие се състои в последовател-
но сравнение и в крайна сметка изравняване на измерваното
12
напрежение с изменящо се, еталонно напрежение, създавано в
самия преобразувател. Основен възел в схемата на АЦП от този
тип е преобразувателят цифров код-напрежение (ЦАП). При по-
стоянно свързано към него опорно напрежение на изхода му се
ПАРААЕЛЕН
ЦИЮРОВ КОД
I
ПОСЛЕДОВАТЕЛЕН
ЦИШРОВ КОД
а)
Фиг. 5. Функционална схема и времедиаграми на
АЦП с последователно уравновесяване
получава напрежение (или ток), съответствуващо на подадения
му цифров код.
13
За осъществяване на едно измерване към ЦАП се подава разли-
чен цифров код от управляващото устройство УУ след всеки так-
тов импулс от тактовия генератор ТГ.
Така след първия тактов импулс от ТГ управл. устройство УУ
подава към ЦАП кода 10000000, след втория — 01000000, след
третия — 00100000, след четвъртия — 00010000 и т. н. По такъв
начин на изхода на ЦАП се получава стъпално изменящо се напре-
жение с различна големина. След първия тактов импулс от ТГ
напрежението на изхода на ЦАП (съответствуващо на кода
10000000) е Ццдп= 9 Ц.пах (Цщах — пълният обхват на измерване),
след втория импулс —С7цАП2= след третия — £7цАПз=4
ч о
иmax. СЛед ЧеТВЪрТИЯ ^ЦЛП4— £Лпах И Т. Н.
Броят на тактовите импулси е равен на броя на двоичните раз-
ряди на преобразувателя. Следователно времето за едно измер-
ване ще бъде /пР=пЛг, където п е броят на разрядите, a —
продължителността на един тактов импулс.
Напрежението, получено на изхода на ЦАП, се подава на еди-
ниц вход на диференциалния компаратор ДК, другият вход на
конто е свързан към входного напрежение. След постъпване на
първия тактов импулс от ТГ, УУ чрез ЦАП извършва пробно
включване на потенциала £/цлт= g Ако този потенциал
е по-нисък от входного напрежение (фиг. 5б), компараторът ДК
има на изхода си потенциал „1“, конто при следващия тактов
импулс се „записва“ в регистъра, съдържащ се в управляващото
устройство УУ. До края на цялото измерване „записаната" „1“ в
най-старшия разряд на регистъра от УУ не се променя и състав-
ката 1/2 (/тах остава включена.
След постъпване на втория тактов импулс от ТГ към установе-
ния вече потенциал 1/2 t/max от първия импулс се прибавя също
за проба напрежение 1/4 UmiX. Компараторът ДКвгози случай се
преобръща, тъй като f7UAn2=^ ^m.x + ~4~ Um„= и
на изхода му се установява потенциал „0“. При третия тактов
импулс се извежда прибавеното напрежение 1/4 //max и се включ-
ва пробно потенциалът 1/8
По такъв начин при всеки тактов импулс се нзвършва пробно
включване на потенциалите, съответствуващи на отделяйте раз-
ряди, започвайки с най-старшия разряд и изключването им, в
зависимост от това, дали изходното напрежение на ЦАП е по*
голямо нли по-малко от входного.
От фиг. 56 се вижда как създаваното от ЦАП напрежение, по-
14
следователно и постепенно се изравнява с измерваното напреже-
ние.
Характерно за този тип ЦАП е, че изходният цифров код се
получава в паралелна и последователна форма. Паралелният код
се получава на нзхода на изходния регнстър ИР, информацията
в конто се прехвърля от регистъра, съдържащ се в УУ, след края
на всяко измерване. Последователният код се получава директно
от изхода на компаратора ДК.
В зависимост от структурата на УУ този тип АЦП имат двои-
чен или двоично-десетичен изходен цифров код.
Точността на този тип АЦП се определи от точността на отдел-
имте елементи на ЦАП — аналогови ключове, резисторна ве-
рига и опорно напрежение, и достига до ±1.10-4.
Бързодействието се определи също от бързодействието на ЦАП.
Съществуват 10-битови АЦП, изградени по описания принцип,
имащи време за преобразуване от порядъка на Ips. АЦП с по-
следователно уравновесяване отстъпват по бързодействие само на
АЦП с паралелно преобразуване.
Принципът на последователното уравновесяване се използува
най-широко от производителите на модулни аналого-цифрови пре-
образуватели, предназначени за системите за автоматично управ-
ление и измерване.
Създадени са вече и монолитни, еднокристални АЦП, работещи
по описания принцип.
1.3. АЦП със стъпално измен я що се напрежение
Принципът на действие на този тип АЦП се състои в сравнява-
нето на измерваното напрежение с монотонно нарастващо стъпа-
лообразно еталонно напрежение, получавано с помощта на брояч,
и свързан с него ЦАП.
Структурната схема на АЦП, изграден на разглеждания прин-
цип, е даден на фиг. 6 а, а времедиаграмите, поясняващи работа-
та на отделните блокове — на фиг. 6 б.
При подадено входно напрежение компараторът ДК, който е
свързан с логическата „врата" И, има потенциал, „1“ на изхода
си. На схемата „И“ се подават непрекъснато импулси от тактов
генератор ТГ. След постъпване на разрешаващ импулс от управ-
ляващото устройство УУ се извършва и бързо нулиране на броя-
ча Б. Тактовите импулси от ТГ преминават през схемата И и по-
стъпват в брояча Б, който е свързан с ЦАП. На изхода на ЦАП
в първия момент след постъпване на разрешаващия импулс от
УУ и нулиране на брояча се установява нулев потенциал. След
15
това при всеки постъпил импулс в брояча Б напрежението на
изхода на ЦАП се увеличава с определено ниво, стъпка. Щом на-
растващото напрежение на изхода на ЦАП се изравни с измерва-
ното напрежение компараторът ДК се преобрыца, на изхода му
УУ
Фиг. 6. Функционална схема с времедиаграми на АЦП с брояч и ЦАП
потенциалы става „0“, конто забранява постъпването на импулси
в брояча Б.
На изхода на брояча Б цифровият код на измерваното напре-
жение „замръзва11 до постъпването на нов команден импулс за
преобразуване.
16
Точността на този тип АЦП се определи от точността на елемен-
тите на ЦАП — аналогови ключове, резисторна верига и опорно
напрежение. Типична стойности на грешката на този тип АЦП са
^(0,01 ч-0,5)%.
Фиг. 7. Функционална схема на АЦП от следящ тип
Бързодействието се определя също от качеството на ЦАП, но
е далеч по-малко от АЦП с последователно уравновесяване. До-
като при АЦП с последователно уравновесяване са необходими
само п такта за едно измерване (п'е броят на двоичните разряди),
при разглеждания тип АЦП необходимият брой тактови импул-
си е 2“. За сравнение, ако при изграждането на АЦП по двата
сравнявани метода са използувани едни и същи 10-битови ЦАП
с еднакво време за установяване и /тг= Ips, при АЦП с последо-
вателно уравновесяване ще се получи пълно време за преобразу-
ване 7’пр=п/тг = Ю. 1 = 10ps, а при АЦП с броя и ЦАП — Т„р=
=2° /тг=210.1 = 1024 ps.
В зависимост от това, дали броячът е двоичен или двоично
десетичен, се определя и видът на изходния цифров код. Разби-
Ба се, според вида на използувапия брояч свързаният с него
,АП трябва да бъде също двоичен или двоично-десетичен.
Схемата на фиг. 7 представлява една разновидност на схема-
та от фиг. 6а. За тази схема в литературата се среща определе-
ние™ „АЦП от следящ тип". Вместо обикновен, натрупващ брояч
в схемата на фиг. 7 е въведен реверсивен брояч РБ. Характерно
за тази схема е липсата на управляващо устройство — измерване-
то се извършва непрекъснато във времето. Когато входного на-
прежение има по-голяма стойност, на изхода на компаратора ДК
потенциалът е „1“ и чрез постъпзат импулси от ТГ към входа
за сумиране на реверсивния брояч РБ. Напрежението на изхода
на ЦАП нараства и при изравняване с измерваното напрежение
Э Цифров мултиметър
17
компараторът ДК се преобръща, разрешавайки чрез Иа постъп-
ване на тактови импулси на изваждащия вход. От този момент
компараторы ДК започва да се преобръща при всеки тактов
импулс, тъй като напрежението на изхода на ЦАП ще бъде ту
по-ниско, ту по-високо от измерваното напрежение. Получава се
динамично равновесие.
На изхода на реверсивния брояч РБ се установява цифровият
код на измерваното напрежение, който ще се изменя с — 1 циф-
ра от най-младшия разряд.
Времето за преобразуване при този тип АЦП се изменя в за-
висимост от големината на промяната на измерваното напреже-
ние.
2. АНАЛОГО-Ц ИФРОВИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ С КОСВЕНО
ПРЕОБРАЗУВАНЕ
При аналого-цифровите преобразуватели с косвено преобразува-
не се извършва първоначално междинно преобразуване на измер-
ваното напрежение в интервал от време, честота или фаза. След
това полученият интервал от време се запълва с поредица от такто-
ви импулси или по времето на фиксиран временен интервал се
отброяват импулси, чиято честота зависи линейно от измервано-
то напрежение.
2.1. АЦП с преобразувател напрежение — честота
Основният функционален блок при този тип АЦП е преобра-
зов ате л ят напрежение — честота U-^f (фиг. 8).
Изходните импулси от преобразуватели U-+f се подават на ло-
гическата „врата" И, която ги пропуска към брояча Б само през
строго определен и точен интервал от време, фиксиран от управ-
ляващото устройство УУ. В началото на този временен интервал
се извършва за кратко време нулиране на брояча Б. Броят на по-
стъпилите импулси в брояча Б е N = Tmu къ-
дето Тмм е фиксиран временен интервал, а Ди-»/) — честотата
от преобразуватели U-+f.
Вижда се, че точността на разглеждания АЦП се определи
както от точността на преобразуватели {/->/, така и от стабилност-
та на временния интервал, през който се пропускат импулсите
от преобразуватели U-+f към брояча Б.
Временният интервал, задавай от управляващото устройство
УУ от фиг. 8, трябва да бъде с висока точност. На практика се из-
18
ползува най-често кварцов задаващ генератор и многостъпален
делител на честотата, но при по-неточните АЦП може да се изпол-
зуват и прецизни чакащи мултивибратори.
Бързодействието на този тип АЦП се определя от обхвата на
преобразувателя 1/->/ и е от порядъка на единици милисекунди
ЦИШРОВ код
Фиг. 8. Функционална схема на АЦП с
преобразувател напрежение —честота
Преобразувателите напрежение—честота биват главно два вида:
параметрични и интеграционни. При параметричните преобразо-
ватели измерваното напрежение измени определен параметър на
електронен елемент, участвуващ в честотноопределяща верига на
един автогенератор. Характерно за този тип преобразуватели е
малката линейност на преобразуването.
Интеграционните преобразуватели използуват зареждането на
кондензатор до определено, фиксирано ниво с ток, пропорциона-
лен на измерваното напрежение. При достигане на фиксираното
прагово ниво кондензаторът се разрежда до пула, след което за-
почва зареждането му отново. Честотата на процеса на зарежда-
не и разреждане на кондензатора е право пропорционална на по-
даваното напрежение.
Интеграционните преобразуватели имат точност, достигаща до
=±=0,01 % и обхват 0-7-10 kHz или 0-И00 kHz при входно напре-
жение 0ч-10 V.
При използуване на два преобразувателя и спомагателен дели-
тел на честотата може да се изгради АЦП, отчитащ отношение™
на две напрежения (фиг. 9).
Честотата на изхода на преобразувателя Hpj е а на
изхода на Пр2—Броят па постъпвлите в брояча Б им
пулей е
N=f -j~p-=kn ,
19
където п е коефициентът на делене на делителя Д.
От този израз се вижда, че при константно напрежение схе-
мата на фиг. 9 осигурява обратно пропорционална зависимост,
която може да се използува при реализирането на някои допъл-
нителни функции на ЦММ.
«2
ЦИСОРОВ код
Фиг. 9. Функционална схама на АЦП, рэагиращ Уна
отношението на две напрежения
2.2. АЦП с междинно преобразуване във фаза
По същество при този тип АЦП се извършва преобразуване на
измерваното напрежение в интервал от време след първоначално
преобразуване във фазова разлика между две синусоидални про-
менливи напрежения. На фиг. 10 а е дадена структурната схе-
ма на АЦП с преобразуване във фаза. От източник на опорно
променливо напрежение със синусоидална форма (ГСН) се пода-
ва сигнал на специална фазовъртяща схема (ФС), ъгълът на за-
въртване на която е линейна функция на измерваното напреже-
ние. Двете синусоидални напрежения от фазовъртящата схема
и генератора на синусоидално напрежение се подават на две от-
делки формиращи устройства (ФУХ и ФУг). По същество това са
компаратори на нулево пиво, фиксиращи момента на преминава-
не на променливото напрежение през нулевата стойност.
Изходите на формиращите устройства ФУ! и ФУ4 са свързани
със схемата на съвпадане И2, на която се подават импулси от ге-
нератор със стабилна честота ТГ и разрешаващ импулс от управ-
ляващото устройство УУ.
Броят на постъпилите в брояча Б импулси се определя от фа-
зовата разлика между напреженията на ФС и ГСН (фиг. 10 б)»
N=T<ffTr=kUxfn, където 7\> е фазовата разлика, — често-
20
Фиг. 10. Функционална схема и времедиаграми на АЦП
<: междинно преобразуване във фаза
21
тэта на тактовия генератор, a k — коефициентът на пропорцио-
налност на преобразувателя напрежение—фаза. Точността на то-
зи тип АЦП се определи главно от точността на преобразувате-
ля напрежение— фаза, непревишаваща обикновено 0,5%. Освен
това тактовият генератор трябва да има висока стабилност на
генерираната честота. Описаният тип АЦП има съвсем рядко при-
ложение в ЦММ.
2.2. АЦП с преобразуване в интервал от време
АЦП с преобразуване в интервал от време се използуват най-ши-
роко в ЦММ поради простотата на схемного им решение. За раз-
лика от АЦП с преобразувател напрежение — честота, къдетофик-
сиран временен интервал се запълва с импулси с честота, пропор-
ционална на измерваното напрежение, при разглеждания АЦП
измерваното напрежение се преобразува в интервал от време, кой-
то се запълва с импулси, имащи фиксирана честота.
В практиката се използуват главно два вида преобразуватели
напрежение — временен интервал: преобразуватели с линейно из-
менящо се компенсиращо напрежение и преобразуватели с двой-
не интегриране.
2.2.1. АЦП с линейно изменящо се напрежение
Структурната схема, по която е изграден един АЦП с преобра-
зувател напрежение—временен интервал, използващ линейно из-
менящо се компенсиращо напрежение, е дадена нафиг. Па. Управ-
ляващото устройство УУ веднага след започване на преобра-
зуването изработва кратък импулс, нулиращ брояча Б, и пуска
генератора на линейно изменящо се напрежение ГЛИН. Потен-
циалът на изхода на компаратора е „1“ и през Иг към брояча Б
се подават тактови импулси, постъпващи от тактовия генератор
ТГ. Щом линейноизменящото се напрежение се изравни с измер-
ваното напрежение (фиг. 116), компараторът K.i се преобръща и
забранява преминаването на повече тактови импулси към броя-
ча Б. Броят на постъпилите в брояча Б импулси е право пропор-
ционален на входного напрежение.
Както вече се спомена, линейно изменящо се напрежение се
получава чрез зареждането на кондензатор с константен ток. За
напрежението върху кондензатора може да се напише:
Uc = 1~>
О
където / е токът, зареждащ кондензатора, a t — времето, през
22
което се зарежда кондензаторът.
При изравняване на ЛИН с входного напрежение, подадено
за преобразуване, се получава
UC = UX=I откъдето се извежда
h=Ux^-=kUv
УУ
6)
Фиг. 11. Функционална схема и времедиаграми на АЦП
с линейно изменящо се напрежение
23
ЦИФРОВ код
УУ
И
И1
Ki
и.
Фиг. 12. Функционална схема и времедиаграми на АЦП с ли-
нейно изменящо се напрежение за двуполяр ни напрежеиия
24
Броят на импулсите, натрупани в брояча за 4, е
Л^=/тА=/гу-.£/х=Шх.
От този израз може да се видят факторите, пряко определящи
очността на преобразуването.
Така при конструиране на АЦП от разглеждания тип конструк-
торът трябва да използва качествен кондензатор, стабилен ге-
нератор на тактова честота и стабилен генератор на заряден ток.
Една модификация на схемата от фиг. 11а е АЦП за двуполяр-
ни входни напрежения, чиято структурна схема е дадена на фиг.
12а. Времедиаграмите, поясняващи работата на този АЦП, са
показани на фиг. 126.
За разлика от схемата на фиг. 10а при тази схема е въведен
генератор на триъгълно, двуполярно напрежение ГТН вместо
ГЛИН. Освен това е добавен и компаратор на нулево ниво К2,
чиито сигнали се подават към управляващото устройство УУ.
Вътре в него собственият му управляващ сигнал (най-горната
времедиаграма от фиг. 116) се събира със сигнала от компаратора
К.1 и към Йг се подават импулси, чиято ширина е пропорционална
на входното положително напрежение. При отрицателни входни
напрежения сигналът от Ki се събира със сигнала от К, чрез
управляващото устройство, което подава импулси към Иц ши-
рината на конто е пропорционална на входното отрицателно на-
прежение. Управляващото устройство УУ, анализирайки сигна-
лите от Ki и К2, изработва управляващ импулс за индикатора на
полярността ИП.
Недостатък на АЦП с линейно изменящо се напрежение е нис-
ката шумоустойчивост — смущаващите сигнали и брумът, насло-
жени върху измерваното напрежение предизвикват нестабилност
на показание™. Затова в ЦММ, използващи разглеждания АЦП,
се въвеждат допълнителни филтри.
2.2.2. АЦП с двойно интегриране
В болшинството съвременни ЦММ се използуват най-вече АЦП с
Двойно интегриране, имащи редица предимства пред другите ти-
пове АЦП. Както ще видим по-нататък, точността на АЦП с двой-
но интегриране е висока и се определи главно от точността на
опорного напрежение.
По същество методът на двойного интегриране е метод за преоб-
разуване на измерваното напрежение във временен интервал.
Принципът на действие на този тип АЦП се илюстрира на струк-
25
турната схема на фиг. 13а и времедиаграмите на фиг. 136.
Със започване на преобразуването към интегратора Иг чрез
ключа Ki се подава входного напрежение — примерно t/x. В про-
дължение на фиксиран интервал от време Т под действието на
U* напрежението на изхода на интегратора Их нараства линейно.
Това нарастване продължава до изтичане на интервала Т, кога-
то ключът Их се изключва и се включва ключът Кг- Напрежение-
то на изхода на интегратора Иг започва да намалява линейно,
тъй като подаденото чрез К2 опорно напрежение е константно
и има положителна полярност. Щом потенциалът на изхода на
Hj стане равен на нула, диференциалният компаратор ДК се пре-
обрыца, от което произтичат няколко команди от управляващото
устройство УУ. Най-напред УУ изпраща стробиращ импулс към
паметта П, благодарение на което състоянието на брояча Б се
прехвърля в нея и се съхранява до завършването на ново измер-
ване.
Освен това ключът Кг се отваря, а се затваря ключът К«. кой-
то поддържа интегратора нулиран до започване на нового измер-
ване. Фактически времето, през което се извършва второго инте-
гриране, определи временния интервал, пропорционален на из-
мерваното напрежение.
Получаването на интервала Т, определящ времето на първото
интегриране, става чрез делене на честотата на собствения так-
тов генератор ТГ с брояча Б. Както се вижда от времедиаграми-
те на фиг. 136, при започване на първото интегриране от УУ към
фиг. 13а. Функционална схема на АЦП с двойно интегриране
26
Фиг. 136. Времедиаграми на АЦП с двойно интегриране
27
брояча Б се подава нулиращ импулс и се разрешава чрез Иа по-
стъпването на тактови импулси от ТГ към Б. При отброяване на
определените от капацитета на брояча Б импулси той се препъл-
ва и в следващия момент, когато е фактически в нулево състоя-
ние, се фиксира краят на първото интегриране. От този момент
броят на постъпващите в брояча импулси е пропорционален на
времето на второто интегриране.
В края на първото интегриране напрежението на изхода на
интегратора PIj ще бъде
^1 = ^»
където Ui е входното напрежение, Т е интервалът на първото
интегриране, a R и С са елементите на интегратора.
След второто интегриране потенциалът на изхода на интегра-
тора Hjстава
г7п=^-^оп^,
където иоп е опорного напрежение, а — интервалът на второ-
го интегриране.
Както се спомена по-горе, второто интегриране приключва, ко-
гато потенциалът на изхода на интегратора стане равен на нула.
Тогава, приравнивании горного уравнение на нула, получаваме
= •
von
От тази формула се впжда, че времеинтервалът на второто ин-
тегриране е пропорционален на входното напрежение и времето
на първото интегриране и е обратно пропорционален на опор-
ного напрежение.
Броят на импулсите, постъпили в брояча Б през интервала tT, е
Както беше казано по-горе, интервалът Т се получава чрез
делене честотата на тактовия генератор ТГ.
Това означава, че отношение™ T/tir е константа, което е вяр-
но, тъй като дрейфът на честотата на ТГ се изменя много по-бав-
но, отколкото времетраенето на едно измерване (7'„зм=7’4-/х). С
други думи, по време на първото и второто интегриране в един
цикъл на измерване честотата на ТГ е константа.
28
В крайна сметка показанието ще бъде N=kUxn--.
с/оп
Вижда се, че точността на преобразувателя се определи само
от точността на опорното напрежение Uon. Освен това пзисква-
нето за висока стабилност на честотата на тактовия генератор
ТГ при АЦП с двойно интегриране отпада. На практика в качест-
вото на тактов генератор се използуват обикновени мултивибра-
тори.
Друго ценно свойство на АЦП с двойно интегриране е способност-
та да подтиска смущаващи периодични сигнали, насложени върху
измерваното напрежение. Когато времето, през което се интегри-
ра входного напрежение, е точно равно на периода на периодич-
ния сигнал, насложен върху измерваното постоянно напрежение,
смущаващият сигнал не оказва влияние на показанието.
Това е така, защото напрежението па изхода на интегратора
не се променя в края на периода на смущаващия сигнал, а този
край съвпада с края на първото интегриране. Ефектът на под-
тискане на периодични смущаващи сигнали се запазва и когато
времето на първото интегриране е с цяло число пъти по-голямо
от периода на смущаващия сигнал. В този случай при получа-
ване на неравенство Тф/п/си, където т—1,2,3 и т. н., a tCM е
периодът на смущаващия сигнал, се получава намаление на вли-
янието му върху показанието, дължащо се на действието на ин-
теграционната константа на интегратора. Колкого т е по-голямо,
толкова и подтискащото действие е по-голямо.
Тъй като в практиката най-чесго наслагващият се периоди-
чен смущаващ сигнал е с мрежовата честота 50 Hz, времето на
първото интегриране се избира 7=20 ms или кратно на него.
Най-често се използува 7,=57,мр=100 ms.
В някои по-прецизни АЦП с двойно интегриране се въвежда
специална схема за фазова автонастройка на честотата на так-
товия генератор. С помощта на фазов компаратор непрекъснато
се сравнява мрежовата честота с честотата, получена чрез делене
на честотата на тактовия генератор, определяща времето за пър-
вото интегриране. Щом мрежовата честота се промени, макар и
дищожно малко, на изхода на фазовия компаратор се получават
Изпулси, чиято ширина е пропорционална на фазовата разлика
между сравняваните честоти. Сигналът от фазовия компаратор се
филтрира с нискочестотен филтър и измени честотата на тактовия
генератор ТГ до получаване отново на нулева фазова разлика.
АЦП с двойно интегриране и фазова автонастройка по опи-
сания начин има огромно подтискане на насложен върху измер-
29
ваното напрежение мрежов фон — повече от 80 dB, което при
другите методи е недостижимо.
Дадената на фиг. 12а структурна схема е на АЦП с двойно
интегриране, преобразуващ двуполярни в ход в и напрежения.
Фиг. 14. Влияние на дрейфа иа интегратора и
компаратора
АЦП от същия тип, работещ само с еднополярни входни напре-
жения, има малко по-проста схема — при АЦП за две поляр-
ности се добавя само допълнителен спорен източник и аналогов
ключ. Разбира се, променя се малко и схемата на управляващо-
то устройство УУ. В сравнение с другите принципи на АЦП при
метода на двойного интегриране структурната схема за преобра-
зуване на двуполярни входни напрежения е по-проста.
Изградените по разгледания начин АЦП с двойно интегриране
имат точност, непревишаваща ±0,01 %. Точността се ограниче-
на от дрейфа на интегратора и компаратора при достатъчно ви-
сока стабилност на опорного напрежение. От фиг. 14 се вижда
влиянието на дрейфа на компаратора и интегратора върху пока-
зание™. Разгледан е случай с отрицателно входно напрежение и
отрицателна полярност на напрежението на дрейфа на интегра-
тора. Вижда се, че вместо 4, което е истинската стойност на вре-
меинтервала, се получава по-дълъг с време Д/х интервал t'x и по-
казание™ на АЦП ще бъде по-голямо.
Влиянието на дрейфа на компаратора се вижда от втората
30
времедиаграма, дадена на фиг. 14. Ако компараторът се преоб-
ръща не при 0V, а при някакво положително напрежение, това ще
доведе до скъсяване времеинтервала tx на т. е. показанието
гце бъде по-малко.
Фиг. 15. АЦП с двойно интегриране и компенсация
и а напрежението на дрейфа
При прецизните АЦП с двойно интегриране вместо интервал
на нулиране на интегратора между циклите на измерване (пър-
вото и второто интегриране) се въвежда интервал за автоматично
компенсиране дрейфа на интегратора и компаратора /к (фиг.
15). След свършване цикъла на измерване (след второто интегри-
раие) входы на интегратора И се свързва на нулев потенциал
чрез ключа К<. Ключът Кв» който също е затворен през време-
траенето на компенсиращия интервал, въвежда 100% отрицател-
на обратна връзка, обхващаща интегратора и компаратора,
конто могат да се разглеждат в този случай като един усилвател
с коефициент на предаване +1V по отношение на напрежението
31
на дрейфа. На изхода на компаратора ДКсе получава сумата от
напреженията на дрейфа на интегратора и компаратора. В сыдото
време се извършва и зареждането на кондензатора Сх с дрейфо-
вото напрежение, което може да има различна полярност. Вед-
нага след свършване на този период (затворени К< и Ks) започва
и самият цикъл на измерване. Тогава по време на първото и вто-
рого интегриране, към вгория вход на интегратора И се подава
запомненото от кондензатора Сх напрежение на дрейфа (клю-
човете К4 и К5 са отворени), и то с обратна полярност спрямо дей-
ствуващото напрежение на дрейфа в инвертиращия вход на ин-
тегратора.
По такъв начин се извършва компенсирането на напрежението
на дрейфа, което се повтаря преди всяко измерване.
При някои ЦММ в компенсираната верига освен интегратора и
компаратора е включен и входният буферен усилвател с високо
входно съпротивление, с което се елиминира напълно дрейфът,
предизвикан от промяната на температурата или други въздей-
ствия върху измервателния уред като цяло.
Освен описания начин на аналогов принцип на компенсация
известен е и цифров начин. При него по време на компенсацион-
ния интервал се извършва измерване напрежението на дрейфа и
се запомни в цифров код, който се прибавя или изважда от кода,
получен след измерването на входного напрежение.
Цифровият начин за компенсация по правило има по-сложна
схемна реализация.
При АЦП с компенсация на дрейфа точността достига до 0,001 %
и дори по-високо.
В заключение трябва да се каже, че най-много използуваният в
ЦММ АЦП с двойно интегриране има най-различни схемни ре-
шения на отделяйте му функционални възли и различии начини
на организация на отделяйте работни цикли. Поради високите си
метрологически качества вече се строят АЦП с двойно интегри-
ране с помощта на специализирани големи интегрални схеми.
В тази връзка могат да се посочат интегрални схеми LD111 (ана-
логова схема) и LD110 (цифрова схема) на фирмата „Siliconix",
МС 1505 (аналогова схема) и MCI4435 (цифрова схема) на фирма-
та „Motorola", СМ701 и СМ702 (цифрови схеми), разработка на
Института по микроелектроника — София, S-190 (цифрова схе-
ма) на фнрмата „Simens".
Последна новост е интегралната схема МС14433 на фирмата
„Motorola", която представлява АЦП с двойно интегриране,
имаща обхват 3 х/2 разряда, точност 0,1%, автоматично избира-
не на обхвата и компенсиране на дрейфа. За нормалната работа
32
на интегралната схема е необходимо да се добавят външно само
два кондензатора, два резистора и източник на опорно напреже-
ние. Консумираната мощност не надхвърля 10 mW.
Глава II
НАЧИНИ ЗА РЕАЛИЗИРАНЕ НА ОСНОВНИТЕ ФУНКЦИИ
НА ЦИФРОВИТЕ МУЛТИМЕТРИ
Мултиметрите са комбинирани измерителни уреди (мулти-
много) за измерване на различии величини — напрежение, ток
съпротивление и др., в електрическите вериги. При аналоговите
стрелкови мултиметри най-често срещаната комбинация е волт
метър, амперметър, омметър. Тази комбинация се е утвърдила
широко в практиката, тъй като измерваните с нея величини са
основни, даващи в много случаи достатъчно информация за пара-
метрите на измерваната верига. По традиция и цифровите мулти-
метри най-често се изпълняват като комбинация от волтметър,
амперметър и омметър. Възможностите на ЦММ да измерват
различии величини, наречени функции, разделяме на основни
(най-често срещани) и допълнителни.
Към основните функции, конто се разглеждат в тази глава,
спадат:
— измерване на постоянно напрежение
— измерване на променливо напрежение
— измерване на постоянен ток
— измерване на променлив ток
— измерване на съпротивления.
Разбира се, не всички мултиметри могат да измерват всичките
посочени величини. Често срещана Комбинация е волтметър за
постоянно и променливо напрежение и омметър или волтметър
и амперметър за постоянно напрежение и ток и омметър.
От обобщената блокова схема, дадена на фиг. 1 за структурата
на ЦММ, се вижда черазличните функции се реализират с помощ-
та на отделяй функционални блокове, входовете на конто се
превключват към входните клеми, а изходите им — към един
общ АЦП.
Понякога обаче за опростяване на схемного решение се из-
ползуват общи за отделяй функционални блокове възли.
а Цифров мултиметър
33
В тази глава се разглеждат различии начини за осъществяване
на посочените основни функции на цифровите мултиметри, от-
читайкн специфичните особености.
1. ФУНКЦИОНАЛЕН БЛОК ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА ПОСТОЯННО
НАПРЕЖЕНИЕ
По сыцество блокът за измерване на постоянно напрежение
представлява един буферен усилвател, чиито коефициент на пре-
даване като цяло, може да бъде по-голям или по-малък от еди-
ница. Въвеждането на този блоке наложително, за да се обезпечи
голямо входно съпротивление, тъй като АЦП в общия случай има
нискоомен вход. От друга страна, чрез промяна на коефициента
на предаване на входния буферен усилвател се реализират от-
деляйте обхвати на уреда като волтметър (АЦП има само един
обхват).
1.1. Входен буферен усилвател с несиметричен вход
Входът на ЦММ, имащ входен буферен усилвател с несиметри-
чен вход, е също несиметричен — едната от входните клеми е на
маса. Измерването на потенциални разлики с такъв ЦММ в ни-
кои случаи може да е неточно поради влиянието на масата му
вър.ху измерваната верига. Независимо от това болшинството
ЦММ имат подобии входни усилватели.
По-долу са приведени няколко схеми на входни усилватели с
несиметричен вход.
На фиг. 16 е дадена принципна схема на входен буферен усил-
вател с операционен усилвател рА741.
При всички обхвати, конто се реализират с делителя от точни
резистори операционният усилвател ЙС4 има коефици-
ент на предаване ^у== + 1. Входното съпротивление на ИСХ в
този режим надхвърля 50 MQ, но сравнително големият входен
ток на |лА741 (7BX=50 nA) би създавал паразитен напрежителен
пад върху входния делител ₽i-t-jR4. За компенсиране на входния
ток на ИС1 в схемата е въведен генератор на константен компен-
сиращ ток — 7\, Резисторът /?5 и диодите предпазват
операционния усилвател ИСг от дефектиране при подаване на
голямо входно напрежение.
Входното съпротивление на тази схема се определи главно от
съпротивлението на делителя /?4ч-/?4 и не бива да надхвърля 10
34
М2, тьй като по-високоомните резистори имат по-малка стабил-
ност.
На фиг. 17 е дадена принципна схема на входен буферен усил-
вател, в който са въведени допълнително полеви транзистори за
Фиг. 16. Входен усилвател с неИиметричен вход и компенсация
иа входи ия ток
Фиг. 17. Входен усилвател с несиметричен вход и високо входно
сьпротивление
получаване на високо входно сьпротивление. За разлика от фиг.
16 при обхватите IV и 10V входното сьпротивление се огранича-
Ва само от входното сьпротивление на полевите транзистори
Т3 и 7\ и утечните токове на защитните преходи 7\ и Т2.
35
При обхватите 100V и 1000V входного сопротивление се опре-
дели главно от резистора /?х=1 MQ.
Редът на включване на контактите Klt и К3 при отделяйте
обхвати е даден в таблица 1.
05 ХВАТ ЗАТВОРЕНИ КОНТАКТИ REX"
Ki Кг Кз
0-1,0 V — — + 10000,0 м
0-10 V — — — юооо.ом
0-100 V + — — 1,0 м
0-1000V — + — том
Схемата има размах на изходното напрежение ±10 V. Затова
при обхват IV буферният усилвател има коефициент на усилване
ka—10, който се определи от резистора Re и R7. Защитните пре-
ходи 7\ и Т2 са преходите колектор — база на транзистора KF525,
който има сравнително най-малък обратен ток (под 0,5 nA).
При показаните на фиг. 16 и фиг. 17 схеми настройването на
нулевого показание се извършва еднократно.
В схемата на фиг. 17 може да се въведе допълнително и обхват
0,1V, но тогава Re трябва да се изведе навън за нулиране преди
извършване на измерването.
1.2. Входен буферен усилвател с „плаващ“ вход
Никои ЦММ при измерване на постоянни напрежения имат така
наречения „плаващ“ вход. Това означава, че и двете входни кле-
ми не са заземени и при различии входни напрежения потенциа-
лите им спрямо масата на уреда се изменят. Плаващият вход
дава възможност за извършване на по-прецизни измервания, при
конто се избягват паразитните падове върху заземителния про-
водник на измерваните схеми. Затова по-прецизните ЦММ като
правило имат винаги входен буферен усилвател с плаващ вход.
Както ще видим по-нататък, плаващият вход е необходима пред-
поставка при измерване на малки съпротивления и големи токове.
На фиг. 18 е дадена онростена принципна схема на входен
буферен усилвател с плаващ вход, чиито коефициент на предава-
не е При коефициент на предаване &s=l, измерваното
напрежение се свързва между изхода и инвертиращия вход на
36
операционния усилвател ИСХ. Изходното напрежение спрямо
маса е равно на входното. При коефициент на предаване &0>1
измерваното напрежение е свързано към инвертиращия вход на
11СХ и частично към изхода. В този случай изходното напрежение
Фнг. 18. Функционална схема на входен усилвател с „плаващ" вход
спрямо маса е Ua3x=UBX (1+-4—) или U„3X = t/Bx(l+-f—) в
зависимост от това, кой от контактите или К» е затворен. И в
двата случая (&я=1 и &и>1) входното съпротивление на цялата
схема е Ям^Ядиф-₽> където ре коефициент на дълбочината на
обратната връзка, а RaK$ — диференциалното входно съпротивле-
ние на PICj^bx между инвертиращия и неинвертиращия вход на
HCj). При използуване на операционен усилвател с полеви тран-
зистор на в хода се получава входно съпротивление ЯВх>ЮОООМЙ.
За осъществяване на коефициент на предаване &п<1 се въвеж-
да резистивен делител, чието сумарно съпротивление се избира
IM 2 или ЮМ 2. В схемата на фиг. 18 този делител се образува
от Rlf R2 и Rs.
Входното съпротивление на цялото буферно стъпало е равно на
сумарното съпротивление на резистивния делител — 1 или 10 М2.
р I р
Изходният потенциал на ИСХ спрямо маса е U„3X = Ubx
R3
или иыя~ивх
Ако при &sf=1 операционният усилвател може да работи без
ограничаване с нзходно напрежение UH3X = = 10V, различните
обхвати се реализират чрез комбинация на контактите +
(таблица 2).
37
ОБХВАТ ЗАТВОРЕНИ КОНТАКТИ RBX =
Ki К, Кз Кд К5 Кб
0 -0,1 V + — — — + — rbx и0 И^1
0-1,0 V + — + RBXHaHCi
0-10 V + — — — Rqx на I4Ci
0-100 V — + — + — — R1+R2+R3
0-1000 V — — 4 + — — R1+R2+R3
За да не се получат резки промени на изходното напрежение,
в схемата е въведен интегриращ кондензатор С2.
На фиг. 19 е дадена пълна принципна схема на входен буферен
усилвател, употребена в ЦММ на фирмата ,,FLUKE“. За полу-
чаване на високо входно сьпротивление е въведен диференциален
предусилвател с двойка полеви транзистори Т3, 7\.
Kj-O'-IOV; K2,K4-0-100V, К3,К/, - О* 1003 V
Фиг. 19. Практически схема на входен усилвател с „плаващ“ вход
След първия операционен усилвател HCj е включен нискочес-
тотен активен филтър #20, #21, /?22, Св, С7, С9 и ИС2 с цел да се
поДтискат смущаващите променливотокови сигнали.
38
Фактически в схемата на входния буферен усилвател участву-
ват елементите Т3, 7\, Тъ, HQ и ИС2. Интегриращият конденза-
тор С5 е въведен също както при фиг. 18 за предотвратяване раз-
ните промени на изходното напрежение (при отворен вход и об-
хват 10V, HCj и ИС2 биха се наситнли веднага след премахване
на входного напрежение).
Резисторите и транзисторите TrTz образуват верига за
защита на входа при претоварване. Защитна роля имат и диоди-
те Д3Д4.
Нулиране на изходното напрежение се извършва еднократно
{при производство™) чрез тримера R13.
Контактите са от рид-релета, задействуващи се ръчно
чрез бутонен превключвател или чрез електронна схема за авто-
матично избиране на обхвата.
.3. Входен усилвател за ниски напрежения
С помощта на стандартен операционки усилватели и двойка по-
леви транзистори може да се построй входен буферен усилвател с
чувствителност, не по-добра от 100pV. Обикновено дрейфът на
сдвоените полеви транзистори е 10-j-50pV/°C. Това означава, че
ако в ЦММ е въведен обхват с чувствителност 100 pV, задължително
трябва да бъде изведен орган за нулиране.
За получаване на чувствителност под 100pV в ЦММ се въвежда
допълнителен усилвател с много ниско ниво на собствения дрейф.
Използуват се най-често постояннотокови усилватели с моду-
лация (усилватели с чопер, накъсвач). При тях измерваното нап-
режение се модулира амплитудно, като се „накъсва“ с помощта на
прецизни ключове, т. е. то се превръща в променливо напреже-
ние. „Накъсаното“ измервано напрежение се усилва от промен-
ливотоков усилвател с много стабилен коефициент на усилване,
след което се демодулира синхронно с помощта на друг прецизен
ключ. След демодулатора в схемата на усилвателите с чопер е
въведен интегратор, на изхода на който се получава изходното
напрежение.
Дрейфът на усилвателите с чопер е твърде нисък — 0,01-4-0,1
pV/°C и се определи главно от качествата на прецизния ключ-
модулатор. В практическите схеми на усилватели с чопер се
използуват главно електронни ключове — полеви транзистори,
фототранзистори и др.
Срещат се обаче и схеми с рид-релета, а в по-старите конструк-
ции — с поляризовани релета.
На фиг. 20 е дадена принципната схема на усилвател с чопер,
39
Фиг. 20. Практически схема на усилвател с „чопер*‘ за измерване на малки напрежения
имащ стабилност, подходяща за реализираие на чувствителност
10 pV, а дори и 1 pV.
В качеството на модулиращ ключ е използуван полеви тран-
зистор с изолиран управляващ електрод — MOS — FET, тран-
зистор BSV81, Тъ имащ съпротивление във включено състояние
/?тел=40 й. Предимството на този тип транзистори е добрата
изолация между управляващата и комутираната верига. Синхрон-
ният детектор е изпълнен също с електронен ключ — обикновен
полеви транзистор с n-канал и обедняване (Т4).
Включването и изключването на електронните ключове 7\
и Tt се извършва с честота около 300 Hz от обикновен симетричен
мултивибратор (Т5, Тв). Накъсаното входно напрежение чрез
7\ се подава на диференциалния усилвател Т2Т3 и ИСр След де-
модулацията с 7\, полученото еднополярно променливо напре-
жение се филтрира от интегратора ИС,. Цялата схема е обхваната
от отрицателна обратна връзка, определяща коефициента на усил-
ване на усилвателя като цяло. Чрез тримера R33 се настройва точно
коефициент на усилване £„=10 за реализираие на обхват IV
(при АЦП с 10 V), а чрез R32 — коефициент на усилване &в=100
за обхват 0,1 V.
За защита на усилвателя от претоварване и повреда в схемата
са добавени елементите Rlt Rlt, R15. R16, /?17 и планарни сили-
циеви диоди от типа 1N4148 (Дг, Д2, Д3 и Д4).
Описваната схема на входен усилвател има несиметричен вхоД
по подобие на принципната схема на фиг. 17 и коефициент на пре-
даване ku>l.
Приведеното ниво на дрейфа към входа е по-ниско от 0,1 pV/°C,
входното съпротивление е по-голямо от 100 Мй.
1.3. Подтискане на смущаващите сигнали
При измерване на напрежения с голяма разрешаваща способ-
ност или пък напрежения с ниско ниво съществено влияние на
Точността оказва правилното екраниране и заземяване на измер-
Вйтелната схема на ЦММ. Затова за подтискане на смущаващите
сигнали с мрежова честота, както и паразитните падове по заземи-
телните проводници на отделяйте измерителни уреди, използу-
вани при провеждане на измерването, като задължителна мярка
се въвежда двойного екраниране (фиг. 21).
Цялата измерителна схема на цифровия волтметър (по-точно
на целия ЦММ) заедно със захранващия блок се помества в пър-
вична екранираща кутия Ех, конто не е свързана електрически
никъде и е изведена с помощта на входна клема на лицевата стра-
41
на на уреда. Първичната екранираща кутия се помества във вто-
ра екранираща кутия Е2 — кутията на целия уред. Вторичният
екран (корпусът) на уреда се свързва електрически със заземява-
нето чрез мрежов щепсел, който има трети извод за заземяване. Н а
Фиг. 21. Начин за екраниране на цифровия измерителен уред от смущаващи
сигнали
фиг. 21 е показано свързването на измерваното напрежение с входа
на уреда чрез ширмован проводник, с което се елиминира влия-
ние™ на смущаващото напрежение (7СМ.
Когато не е употребен ширмован проводник, смущаващото нап-
режение U<m създава паразитен пад върху съпротивлението на
свързващия проводник RB, който се прибавя към измерваното
напрежение и довежда до допълнителна грешка при измерването.
Нивото на паразитния пад се определи от големината на сму-
щаващия сигнал (/ем, съпротивлението на свързващия провод-
ник RB и импедансите на изолацията Zj и Za:
(/к»=/?в в 1 в.? ,7 • В тази формула с Ru е означено съ-
противлението на заземителния проводник вътре в измерителна-
та схема, а с Rc„ — вътрешното съпротивление на смущаващия
източник.
Накрая трябва да припомним, че нивото на паразитния пад,
проникващ във входа на ЦММ, е ниско и оказва влияние само
при високочувствителните обхвати на измерване.
2. ФУНКЦИОНАЛЕН БЛОК ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА ПОСТОЯННИ ТО КО BE
За измерване на постоянни токове в ЦММ се въвеждат еталонни
резистори с определена стойност при различните обхвати, падът
върху конто се измерва от волтметъра на ЦММ. За разлика от
42
аналоговите амперметри, където при определяне стойността на
еталонните резистори се взема пред вид влиянието на вътрешното
съпротивление на измерителната система, при ЦММ стойността
на еталонните резистори се определи от израза Кет=-^^7
Фиг. 22. Начини за осъществяване различните обхвати при измерване
на токове
на волтметъра на ЦММ е много по-голямо от /?ет). В тази форму-
ла /обхмт е максималната стойност на тока, измерван при даде-
ния обхват, a U& — приетият максимален пад на напрежение
върху амперметъра. За да не се внася допълнителна грешка при
измерването, падът U& трябва да бъде минимален и се определи
от големината на най-чувствителния обхват на волтметъра на
ЦММ (най-често 1/а=0,1-ь0,2 V).
По подобие на аналоговите амперметри и при ЦММ се изпол-
зува серийно свързване на еталонните резистори (фиг. 22 а).
В този случай еталонният резистор за по-чувствителния обхват
43
е равен на сумата от резисторите за по-грубите обхвати. При ни-
кои ЦММ се използуват отделим еталонни резистори за различим-
те обхвати (при аналоговите амперметри това свързване се из-
бягва заради претоварване на измерителната система, когато се
смени обхватът), както е дадено на фиг. 22 б.
Измерваният ток /х, протичайки през еталонните резистори
създава напрежителен пад 1/х, който се подава към волт-
метъра на ЦММ. За да не се прекъсва веригата, чийто ток се
измерва, в схемата на фиг. 22бса въведени два паралелно-про-
тивопосочно свързани диода силициев тип, конто нормално не
оказват влияние, тъй като праговото им напрежениее 0,5-=-0,7 V.
Контактного сьпротивление на контактите в схемата
на фиг. 226 трябва да бъде много по-малко от съпротивлението
на еталонните резистори
Тъй като изпълнението на това условие е трудно, при ЦММ с
три и повече разряда се използуват други схеми на свързване на
еталонните резистори. При тях напрежението, пропорционално
на измервания ток, се снема непосредствено от самите краища
на еталонните резистори, за да се избегнат паразитните падове
върху контактного сьпротивление и изводите им. В тази връзка
трябва да се спомене, че при фиг. 22а влияние оказват само изво-
дите на резисторите
При по-точните ЦММ се използуват т. нар. трипроводни и че-
тирипроводни схеми на свързване на еталонните резистори. На
фиг. 22в е показана трипроводна схема за елиминиране влияние-
то на контактного сьпротивление и съпротивлението на изводите,
а на фиг. 22 г — четирипроводна схема. Последната схема се из-
ползува при най-прецизните цифрови амперметри.
3. ФУНКЦИОНАЛЕН БЛОК ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА ПРОМЕНЛИВИ
НАПРЕЖЕНИЯ И ТОКОВЕ
Като правило за измерване на променливи напрежения и токове
в ЦММ се въвежда допълнителен функционален блок, преобра-
зуващ измерваното променливо напрежение в постоянно. Полу-
ченото постоянно напрежение след преобразуването се измерва
от постояннотоковия волтметър на ЦММ или се подава директно
на неговия АЦП.
Освен в някои специални случаи, когато наистина е нужно да
бъде измерена средната или амплитудната стойност на измерва-
ното променливо напрежение, най-голямо значение за практи-
ката има неговата ефекгивна стойност. Затова почти всички волг»
44
метри с преобразуване на променливото напрежение в постоянно
са изграденн с детектор, чието изходно напрежение е пропорцио-
нално на средната или амплитудната стойност, а показйнието
им е калибрирано по ефективната стойност. Такъв тип волтметър
е пригоден за измерване само на синусоидални напрежения. При
несинусоидални по форма напрежения коефициентът на съот-
ветствие между ефективната и средната или амплитудна стой-
ност се променя и се допуска допълнителна грешка, която .може
ца достигне до 30—40%.
Независимо от това порадн трудностите при реализираие на
волтметър, реагиращ директно на ефективната стойност, болшин-
ството ЦММ имат преобразувател променливо-постоянно напре-
жение, изграден с детектор на средня стойност.
На фиг. 23 е дадена принципната схема на преобразувател про-
менливо-постоянно напрежение, който е използван в ЦММ на
фирмата „НЕАТНК1Т“. Схемата не е сложна и може да се прило-
жи в любителските ЦММ. Входното съпротивление е 7?ЗХ = 1М2
и не се променя при различните обхвати на измерване. Честотната
лента, в която се запазва точност0,5%, е 20 Hz4-20000Hz. Схе-
мата е защитена от претоварване чрез диодите Дт и Д2. Преобра-
зователят променливо-постоянно напрежение е изпълнен по т.
нар. схема на активен детектор — ИСг, Д3, Д4. Нелинейността на
диодите се компенсира благодарение на голямото усилване на
HCj и дълбоката обратна връзка (при най-чувствителния обхват
0,2 V еквивалентният коефициент на предаване не надхвърля 10).
Изправеното напрежение се получава върху резисторите R13
Ru и се подава на диференциалния усилвател ИС2, който е съще-
временно и филтър.
Чрез /?5 и Re в HCj е въведена 100% ООВ по постоянен ток,
която се елиминира за променливата съставна от С4. За получа-
ване на посочената честотна лента честотно компенсиращите еле-
менти на ИС1 са избрани с малки стойности.
Изходното постоянно напрежение при всички обхвати се из-
меня в диапазона 0—2 V. Чрез тримера /?21 се извършва нулиране
при даден накъсо вход на преобразуватели. В прецизните ЦММ,
за да се повиши точността при измерване на променливи напре-
жения с производна форма, се използува специален преобразу-
вател, изчисляващ ефективната стойност на измерваното нап-
режение. Може да се каже, че тези преобразуватели са аналого-
ви процеси, при конто подаваното напрежение се подлага на
няколко операции, съответствуващи на действията в основната
45
R12 150
Фиг. 23. Практически схема на преобразовател променлнво-постоянно напрежение
/ т
зависимост за ефективната стойност ^е|,=< /ТJ^вх(02^- Най-
1 и
напред входното напрежение постъпва в аналогов квадРатор,
извършващ операцията квадратиране след което получ^ният
квадратиран сигнал постъпва в интегратор с определена време-
константа. Накрая от полученото напрежение след интегратора
се извлича квадратен корен.
Това се реализира също с квадратор, който е включен в обрат-
ната връзка на един операционен усилвател.
Точността на описания преобразувател на ефективна стойност
достига до 0,2%. Честотният обхват, в който се запазва тази точ-
ност, е 100Hzч- 10kHz, а при точност 1% — 100Hz до 100kHz.
Понастоящем освен с отделни интегрални схеми и дискретни еле-
менти такива преобразуватели се строят и във вид на самосто-
ятелни хибридни тънкослойни интегрални схеми.
Известно е, че независимо от формата работата на променлнво-
то напрежение се определя от неговата ефективност, изразяваща
се примерно с количеството отделена топлина. На тази база са
построени преобразуватели на ефективна стойност в постоянно-
токов сигнал, използуваща топлинното действие на променлнво-
токовия сигнал. При по-старите термопреобразуватели под въз-
действието на измерваното напрежение се нагрява съпротиви-
телен елемент, отделяната топлина от който се превръща в пос-
тоянно напрежение с помощта на термодвойка. Недостатък на
тези преобразуватели е голяма инертност и нелинейната предва-
рителна функция.
Понастоящем се използуват вече термопреобразуватели на ба-
зата на полупроводников Кристал, конто имат точност 0,05%
и време за отчитане 1—2 s. Честотният обхват за посочената точ-
ност е 40 Нгч- 100kHz, а при точност 2% —до 10 MHz.
За измерване на променливи токове се използуват същите ета-
лонни резистори, както при измерване на постоянни токове.
Полученият върху тях пад се измерва с променливотоков волт-
метър, реализиран по някой от разгледаните принципи.
4. ФУНКЦИОНАЛЕН БЛОК ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА СОПРОТИВЛЕНИЯ
С помощта на използваните в ЦММ блокове за измерване на съп-
ротивления може да се извършва измерване на стойността им са-
мо по постоянен ток. Затова с омметър на ЦММ се измерват само
47
активни съпротивления. Принципите, на конто са изградени ана-
логовитеомметри, се използуват рядко, тъй като се получава нели-
нейна зависимост. На фиг. 24 е дадена принципна схема на пре-
образувател съпротивление—напрежение, който може да се свър-
Фкг. 24. Практическа схема за измерване на съпротивления, подходящи
за АЦП, реагиращ па отпошението на две напрежения
зва само към АЦП, чийто изходен код е пропорционален на отно-
шението на две напрежения. Посочената схема е предназначена
за включване към АЦП с двойно интегриране.
Както е известно, показанието на АЦП от този тип е .
и on
Затова падът върху измерваното съпротивление, който е пра-
во пропорционален на t/x = /x/?x, чрез буферния усилвател ИС2
с коефициент на предаване &а= + 1 се подава на входа Ux на
АЦП.
От друга страна, токът през измерваното съпротивление е
— ’ където е еталонното напрежение, а — диа-
пазонното съпротивление. Този ток може да се изрази и чрез
падът върху диапазонного съпротивление ил=1х.#л. Този пад
се измерва чрез диференциалния усилвател ИСХ, чийто коефи-
48
циент на усилване е също ka~ 1. Измерваното съпротивление на-
крал се изразява чрез израза
о _ <4 р
х Д
Напрежението t/x от изхода на ИС» се пс^ава на входа Ux на
АЦП, а напрежението ил — на входа му — Uon. За да не се вна-
ся допълнителна грешка, операционният усилвател ИС2 трябва
да има входен ток, не по-голям от няколко наноампера.
В болшинството ЦММ измерването на съпротивления се осъ-
ществява чрез пропускане на константен ток през /?х и измерване
на пада върху него с високоомен волтметър. Използуваните на-
чини за осигуряване на константен ток са главно две — чрез
генератор на константен ток и чрез операционен диференциален
усилвател.
На фиг.25 а е дадена принципна схема на омметър с генератор
на постоянен ток, който има обхвати 0-rlkQ, О-т-lOkQ; 0-rl00kQ;
О — 1.0М2 и О—10.0MQ.
Големината на изходния ток се определи от израза
г ^4ахр ^3 1 г» °
'«оис»= където 7?д стойността на диапазонния ре-
зистор. Най-големият ток е 1mA и се ограничава от типа на по-
левия транзистор. Най-малкпят ток, генериран от тази схема, е
ЮОпА. Така при обхват на волтметъра IV максималното измер-
вано съпротивление ще бъде 10,0 MS. Разбира се, входното съп-
ротивление на волтметъра трябва да бъде много по-голямо (над
1000,0 М2). От друга страна, промяната на входния ток на изпол-
зувания оперативен усилвател ИСг в работник температурен
диапазон трябва да бъде много по-малка от минималния изхо-
ден ток (под 100 рА). Това условие се изпълпява от операционния
усилвател LM 308А, чийто входен ток е /вх =0,8 nA, а неговата
температурна промянае само 2рА/сС. Подходящи са и операцион-
ные усилватели с полеви транзистори на входа.
Елементите Д1г Т?9 и Д2 са въведени за предпазване на 7\ при
погрешно свързване на високо напрежение към входните клеми
на омметъра. Когато от генератора на константен ток се изис-
ква точност, не по-висока от 0,1%, вместо полевия'транзистор
7\ може да се употреби силициев п-р-п транзистор без до-
пълнително изменяне на схемата. В този случай схемата ста-
билизира емитерния ток на транзистора, а изходен се явява колек
торният ток. При промяна на температурата коефициентът на
усилване по ток на транзистора се измени, а оттам и изходният
(колекторен ток), понеже емитерният ток се стабилизира от схе-
4 Цифров мултиметър
49
сл
о
Фиг. 25. Практически схеми за измерване на съпротивления чрез пропуска-
не на константен ток
мата. Затова, когато се използува силициев биполярен транзис-
тор, трябва да се избере тип с по-голямо усилване по ток (р>300).
На фиг. 25 б е показана друга схема, която се използува в
ЦММ. Основен елемент се явява диференциалният операционен
усилвател ИС1Э свързан както инвертиращ усилвател. Измервано-
то съпротивление се свързва в обратната връзка на усилвателя. Из-
ходното напрежение е UK3x = U^ = ~°n • /?х, , където е съпро-
кд
тивлението на диапазонния резистор Ri + Rn- Използуваният опе-
рационен усилвател е от стандартния тип 709, чийто вход е защи-
тен с диодите Дх и Д3. Най-малкият ток през измерваното съпро-
тивление е 5|хА, който се явява 50 пъти по-голям от входния ток
на ИС1 и около 1000 пъти по-голям от промяната му в диапазона
+ 1O°C-j- +35°С.
И при двете разгледани схеми на най-често използувани пре-
образуватели съпротивление—напрежение при нискоомните об-
хвати под 1,0 kS може да се въведе четирипроводна схема. Чрез
тази схема, както е известно, се елиминира съпротивлението на
свързващите проводници.
В заключение трябва да се каже, че точността на разгледаните
функционални блокове на входния буферен усилвател за пос-
тоянно напрежение, на преобразувателя променливо-постоянно
напрежение, на преобразувателите ток — напрежение и съпротив-
ление — напрежение се определи главно от точността на изпол-
зуваните резистори. В същност по-правилно е да се говори за
тяхната стабилност, тъй като точна стойност винаги може да се
подбере, или да се направи комбинация от 2—3 резистора, или
пък да се въведе донастройващ тример, свързан към резистор,
имащ близка стойност до точната.
Като правило точните резистори имат висока температурна и
временна стабилност. Така например полските точни резистори
от типа АТ с три маркиращи пръстена се произвеждат с толеранс
=t0,l%,a имат температурен коефициент TKR ±20.10-6/°С.
Това означава, че при промяна на околната температура с
Д/=50°С стойността им се променя по-малко от класа им на точ-
ност. Широко използуваните резистори от типа МЛТ (българ-
скитеРПМ) имат TKR = 1,2.10~3/°С и не са подходящи за изпол-
зуване в точните вериги.
В някои точни вериги (примерно делителя RiR3 на фиг.
25 а) точността на използуваните резистори може да не е висока.
В такъв случай се изисква тези резистори да бъдат „спрегнати“.
Това означава те да имат еднакви по знак и стойност температур-
ки коефициенти TKR. В подобии случаи, както на фиг. 25 а,
където към резистора е включен донастройващ тример (Ra),
51
винаги е необходимо да се изпълнява неравенството
Това е наложително, тъй като TKR на обикновените тримери е
голям, а прецизните имат твърде нисък TKR.
В таблица 3 са дадени данни за някои типове резистори, кон-
то се използуват от нашата радиоелектрониа промишленост.
Таблица 3
ТИП — и ОБХВАТ МОЩНОСТ ТЕМПЕРА - ТУРЕН ОБХВАТ ТОЛЕ- РАНС ТЕМПЕРА- ТУРЕН КСЕ- СОИЦИЕНТ TKR СТРАНА-
РПМ 10.Q -10 MQ 0,125-1 W -60°+125°С 5,10.20 % 1.2.10'3
МАТ Юй. -10 МП 0,125-2 W -50°+125°С 5,10.20% 1,2.IO'3 СССР |
ХАИ 1Q + 1 МП 0.125-1W -50°*125°С 1,2, 3% 5.10-4 СССР ;
С5-5 Ю-180 kn 1 >10 W -50°+155°С 0.05^0,5 % 0,5.10-3
АТ 10 й-10 МО. 0,05 т 2W -60° +150°С 0,2 т 2 % 154100.10-6 J1HP J ~ЧССР j
ТР-160 30. т 1,4 МП 0.125-1W -55° +155°С 0,2 т 5 % 154150.10-6
СПЗ-1 470Й-1МО 0.25W -60°+ 70°С ±10% ПО'3 СССР I
СП5-2 100О-47кО 1W .-60° +125°С 5,10 % 5.10*4 СССР |
Глава Ш
НАЧИНИ ЗА РЕАЛИЗАЦИЯ НА ДОПЪЛНИТЕЛНИ ФУНКЦИИ
НА МУЛТИМЕТРИТЕ
Освен основните измервани величини — постоянни напрежения
и токове, променливи напрежения и токове и активни съпротив-
ления — с някои ЦММ могат да се измерват допълнително и ка-
пацитети на кондензатори, температури, коефициенти на усилва-
не на транзистори и др.
Сыцествуват ЦММ с четири и повече разреди, с конто могат
да се измерват и честоти.
В тази глава се разглеждат различии начини за реализиране
на споменатите допълнителни функции, въвеждани в ЦММ.
52
3.1. Функционален блок за измерване капацитета на кондензатори
Най-използуваният принцип в ЦММ за построяване на измери-
тел капацитета на кондензатори е принципът с линейно зареждане
на измервания капацитет. Времето за зареждане от нула до опре-
делено константно прагово напрежение е право пропорционално
на този капацитет: Тх= . Сх. През времетраенето на Т
JKOHCT
от генератор със стабилна честота се подават тактови импулси към.
брояч, чието съдържание в края на Тх е
^=Аг-Л=/1Г7^-сх.
2конст
Описаният принцип е използуван в многофункционалния из-
мерителен уред „ТРАНС11, чието описание е дадено в гл. V.
При наличие на АЦП, отчитащ отношението на две напрежения^
може да се използува и зависимостта —> къДето
е константна честота, а Хс — капацитивното съпротивление на
измервания кондензатор.
Схемата на измерител, построен по тази формула, се отличава
от схемата на фиг. 25 б само по това, че вместо постояннотоков
източник на опорно напрежение се въвежда променливотоков
еталонен източник, а изходното напрежение, преди да се подаде
на АЦП, се преобразува в постоянно чрез наличння в ЦММ пре-
образувател променливо-постоянно напрежение.
Вторият принцип за построяване на измерител на капацитети има
редица недостатъци в сравнение с принципа иа зареждане на из-
мервания кондензатор (източникът на променливо еталонно нап-
режение е по-сложен и по-неточен, необходим е преобразувател
променливо-постоянно напрежение).
Характерен недостатък и на двата разгледани принципа е, че
не се отчита влиянието на нзолационното съпротивление на измер-
вания кондензатор. Трябва да се знае, че в някои случаи то може
да доведе до допълнителна грешка.
Измерване на капацитета на кондензатора може да се осыцестви
и чрез преобразуването му в импулсен сигнал с неизменна често-
та и изменяема продължителност, пропорционална на измерва-
ния капацитет. Постояннотоковата съставна на изходните импул-
си е пропорционална на измервания капацитет.
На фиг. 26 е дадена принципната схема на преобразувател
капацитет — постоянно напрежение, изграден на описания прин-
53-
цип. Използувана е само едва интегрална схема HQ — двоен
чакащ мултивибратор от типа 74123.
Едната половина на ИС\—ИС1б, работи в автогенераторен ре-
жим и управлява другата половина — ИС1а, работеща в чакащ
R,
+ 5V
f 1 mi
Cx “Г 2Д5604
Г“
| SN74123
Д2
2Д5604 RsJOk
c,=r
0,1 pFj
Про a-
22 к
R5 22k R
Сз
II----10,0 pF
c2=£
ipf
R4
7иС1а| SN74123
Аз
2Д 5604
+ 5V
°2~1ГНСб 0,1 pF
—|Hc7 10 nF
C8
33 nF
Ri
22 k
R7 2,2 k
R8 2,2 k
Пр 5
Rg 2,2 k
Rio Ik
+5V
ОБХВАТИ
1-0-7 20 nF
2-0 t- 0,2 pF
3-0 t- 2,0 pF
4-0- 20,0pF
Фиг. 26. Практически схема на преобразувател капацитет — постоянно
напрежение
режим. Продължителността на изходните импулси на ИС1а е
T'a=&iCx/?i, а периодът на повторение е равен на периода на им-
пулсите, генерирани от ИС1б — 7'б=^2Се/?е) където /?е е ета-
лонният резистор/?4 и/?8, /?9, а Се — еталонният кондензатор
Ct, Cs, С6, С7. Средната стойност на напрежението на изхода Q
на чакащия мултивибратор ИС1а е
/7 _ 7 7 _ ^Л£/з«хр z-> _
^ср-^Оз.хр-
От този израз се вижда, че изходното постояннотоково напре-
жение е право пропорционално на измервания капацитет и зависи
от захранващото напрежение, еталонния кондензатор Се и ре-
зисторите
Преобразувателят капацитет — напрежение, чиято схема е Да-
дена на фиг. 26, е удобен за използуване в мултиметрите като
54
отделен блок за допълнително вграждане и има следните обхвати:
0-5-20nF, 0-5-0,2p,F, 04-2|iF и0-5-20рГ. Точността при обхватите
Оч-0,2pF и 04-2jiF е 2%, а при обхватите 0-5-20 nF и 0 —
20,0 pF —4%.
Калибрирането се извършва последователно: при обхват 0-5-20
nF — с /?4, при обхват 0-5-0,2 pF — с /?9, при обхват O-5-2,OpF —
с jRg и при обхват 0-5-20,0 pF — с /?7.
На изхода на схемата на фиг.26 се получава постояннотоков
сигнал с максимално ниво +2V, който се свързва към входа на
волтметъра на ЦММ, чието входно съпротивление след калибри-
рането не бива да се променя.
3.2. Функционален блок за измерване на температури
В последно време някои ЦММ се произвеждат с допълннтелна въз»
можност да измерват температурата на различии радиоелектронни
елементи.
Това дава възможност на експериментатора да проверява топ-
линния режим на натоварените елементи и да ги предпазва от
прегряване.
Доскоро в качеството на термочувствителни елементи в обхва-
та 1ОО°С-5- + 15О°С се използуваха термодвойки, съпротивител-
ни датчици или термистори. Обаче при работа с термодвойки се
изисква компенсация на температурата на студения край,съпро-
тивителните датчици са обемисти и скъпи, а термисторите имат
твърде нелинейна характеристика. Понастоящем вместо тези дат-
чици се използуват вече полупроводникови преобразуватели
температура—напрежение, чиято точност е по-Добра от 0,1°С.
Съществуват полупроводникови преобразуватели с отделна ин-
тегрална схема, в който се използува двойка съгласувани тран-
зистори, работещи с различии колекторни токове. В този случай
разликата от напреженията база—емитер на двата транзистора е
пропорционална на абсолютната температура. Към двойката тран-
зистори е свързана усилвателна схема, обезпечаваща изходен
сигнал lOmV за всеки градус.
Друга част от полупроводниковите преобразуватели са изгра-
дени само с един р-п преход или транзистор. За постигане на
по-широк температурен обхват се използуват снлициеви елементи.
При преобразувателите с р-п преход се използува температур-
ната зависимост на характеристиката им в права посока.
При увеличаване на температурата напрежението върху р-п
прехода намалява със скорост 1,8-5-2,5 mV/°C в зависимост от
големината на тока през него. При положение, че токът през
55
нрехода е винаги константен, то и скоростта на изменение на
напрежението върху него е постоянна. Нелинейността на харак-
теристнката температура—напрежение при константен ток на си-
лициевите преходи не надхвърля 1 % от температурния обхват —
100°-4--г150°С, т.е. 0,4°С. Трябва да се отбележи, че тази характе-
ристика има по-голяма нелинейност в областта на отрицателните
температури. В обхвата 0оч- + 100оС нелинейността не надхвърля
0,1 °C.
На фиг. 27а е дадена практическа схема на преобразувател
температура — напрежение с обхват 0°-е- 100°С и съответдо изходно
напрежение 0-5- + 1V. При свързване на това напрежение към
волтметъра на ЦММ с обхват, имащ разрешаваща способност 1
mV, показанието ще бъде директно в градуси. Така изграденият
термометър има разрешаваща способност 0,1 °C.
За да се изпълни условието за константност на тока през ди-
ода-датчик Д1, той е свързан във веригата на обратната връзка
на операционния усилвател ИСг от разпространения тип р,А709.
В такъв случай неговата големина се определя главно от Т?4 и е
около Юр А, тъй като потенциалът на инвертиращия вход на НСг
не се променя.
Самозагряването на датчика Дг е нищожно благодарение на
малкия ток, протичащ през него (мощността върху е около
5pW).
Калибрирането на преобразувателя температура—напрежение,
чиято схема е дадена на фиг. 27 а, се извършва най-лесно в двете
точки 0° и 100°С.
Така прн 0°С нулевого показание се установява с тримера Rt,
а показанието в края на обхвата +100°С — с тримера Rt. В то-
зи случай двете настройки са независими. Ако обаче настройката
се извършва при минимална температура, по-голяма от 0°С, ще
е необходимо многократно настройване на максималното и мини-
малното показание до изчезване на разстройката на едното по-
казание след калибрирането на другого.
В качеството на термочувствителен елемент е използуван пре-
ходътбаза—емитер на безкорпусния транзистор ВС122, който има
твърде малки размери. Този транзистор е поместен в пластмасова
тръбичка с външен диаметър 3 mm и дължина 35 mm. Към изво-
дите на транзистора (базата и емитера) са запоени тънки изводни
проводници. След вкарването на транзистора в тръбичката и
установяването му на самия край вътрешността й е запълнена
с епоксидна смола.
Изработеният по описания начин преобразувател температура —
56
напрежение установява показанието си с точност 0,1еС за около
15s.
На фиг. 27 б е дадена практическа схема на преобразувател
температура—напрежение, в която термочувствителният елемент е
л1° = 0 т 100° С
R742O
Uu3x = 0- +1V
а)
At° = OilOO’C
ииэх = 0т -1V
б)
Фиг. 27. Практически схеми на преобразуватели
температура—постоянно напрежение
транзистор. Характерна за тази схема е по-високата й точност —
0.05°С.
57
Калибрирането се извършва по същия начин, както при схема-
та на фиг. 27а. Минималното показание се настройва с тримера
/?5, а максималното — с тримера R6.
3.3. Функционален блок за измерване на честоти
Понякога използуваният в ЦММ преобразувател напрежение —
цифров код е от такъв тип, че се изисква висока стабилност на
честотата на тактовия му генератор.
В такива случаи за осъществяване на допълнителна функци-
онална възможност за измерване на честота е необходим делител
на честотата за получаване на временен интервал (точният време-
нен интервал е 10s, Is, 0,1s, 0,001s и т. н.) и схема на управление.
Собственият брояч на АЦП през интервала на измерване ще от-
броява импулсите с измерваната честота, получени с формиращо
устройство, свързано към входа. Броят на импулсите, постъпили
в брояча до изтичането на измерителния интервал, е равен на
измерваната честота.
В някои ЦММ за осъществяване на възможността за измерване
на честоти се въвежда преобразувател честота—постоянно напре-
жение. Този начин за измерване на честоти има по-малка точност
от броячния принцип, описан по-горе, но е по-прост за реализа-
ция.
На фиг. 28 е дадена практическа схема на преобразувател
честота—напрежение, който може да се свърже към всякакъв ЦММ.
Входното напрежение с неизвестна честота най-напред се формира
в правоъгълни импулси с помощта на операционния усилвател
рА 702 (HCj), който работа като компаратор на нулево ниво.
Изходните импулси на ИСг пускат чакащия мултивибратор
ИС2, чийто изходен сигнал се подава на интегриращия усилвател
ИСз.
Изходното напрежение на изхода на ИС3 ще бъде
П и —
*-'взх— 'г •с/захр—
1 X
Сд U3 а хр /х >
където /?дСд са елементите, определящи продължителността на
импулсите на ИС2,ЦзахР е захранващото напрежение (5V), а —
измерваната честота.
В схемата на преобразуватели е въведена настройка на нулевото
показание (когато не е подадена fx) чрез тримера /?п. Това се
налага, за да се компенсира остатъчното напрежение на изхода
на ИС2.
58
СА
Фиг. 28. Практнческа схема на преобразувател честота — постоянно напрежение
Максималното изходно напрежение е — 2V, съответствуващо
на края на обхватите О-;-2kHz, Оч-20kHz и 0ч-200kHz и 0 4-2MHz.
Калибрирането на съответните обхвати се извършва чрез три-
мерите Rs, Re и R5.
Точността на описания преобразувател честота—напрежение е
по-добра от 0,2%. За осигуряването й е необходимо конденза-
торите C2-=-Cs да са стирофлексни, резисторът да бъде от типа
АТ (таблица 3), донастройващите тримери — от типа СП5-2 и
захранващото напрежение +5V да има стабилност, по-добра от
0,5%.
За сведение гце отбележим, че чакащият мултивибратор ИС2
(SN74121) е термокомпенсиран и има температурен коефициент,
по-малък от 0,1,10-3/°С.
Описаният преобразувател честота—напрежение е подходящ за
включване към ЦММ с 3 или 3 1/2 разряда.
3.4. Функционален блок за измерване параметрите на транзистори
Един от най-важните параметри на транзисторите е статичният
коефициент на усилване по ток [3. При съвременните транзистори
той варира в граничите 30—1000. Най-точно коефициентът на
усилване се изразява чрез графичната зависимост /к=1(/б), ко-
нто е нелинейна и завися от големината на колекторния ток.
Затова на практика, когато трябва точно да се определи коефи-
циентът на усилване, задължително е да се посочва стойността
на колекторния ток, както и колекторното напрежение, което също
влияе, макар и по-слабо.
От зависпмостта /к=1(/б) усилването на транзисторите се
изразява по няколко начина. Чрез отношениетов коя да е точ-
ка от графиката /к=Ц/б) се определи статичният коефициент на
усилване р=—а чрез отношението^^ се определи диферен-
циалният коефициент на усилване й21=, където Д/к и Д/б са
малки нараствания на колекторния и базисния ток.
Понякога се използува и т. нар. интегрален коефициент на
Д/к
усилване В този случай Д/к и Д/б не са малки нараст-
вания и определят една средна стойност на коефициента на усил-
ване за цялата графика /K=f(Z6)-
Измерването на диференцпалния коефициент й21 се осъществя-
ва с помощта на генератор на променливо напрежение с ниска чес-
тота, чрез който се формира неизменен базисен ток 1б- С помощта
60
на еталонно сьпротивление и променливотоков волтметър се
измерва стойността на колекторния ток iK. Големината на базис-
ния ток се избира достатъчно малка, за да се получи амплитуда
на колекторния ток, многократно по-малка от постоянния колекто-
рен ток — тока на работната точка. При подходящ избор на елемен-
тите променливотоковият волтметър може да се градуира директ-
но в единици /г21. Постояннотоковият режим на измервания тран-
зистор може да се променя независимо и по такъв начин да се про-
вери влиянието на /к или UK върху /г21.
На практика по-лесно се измерва статичният коефициент на
усилване р. За целта е необходим само милиамперметър за измер-
ваяе на колекторния и базисния ток — коефициентът р се изчи-
елява от отношението р= •
1 1б
С ЦММ, конто имат омметър и допълнителен вход с обратно
пропорционална зависимост на показанието на АЦП, може да се
измерва и коефициентът р на транзисторите без добавяне на до-
пълнителни елементи. Йзмерваният транзистор се свързва по
начина, даден на фиг. 29а — при п-р-п Транзистори, или
по начина, даден на фиг. 29 6 — при р-п-р транзистори.
Емитерният ток на измервания транзистор се стабилизира,
примерно на 1mA, от генератора на константен ток, който се из-
ползува при измерване на съпротивления. Както е известно, /е=
=/к+/б» а р=-Д .От тези уравнения се извежда изразът на го-
уб
лемината на базисния ток _______. Протичайкн през еталонния
резистор Rs, базисният ток създава пад U£ — 1бКб—
който чрез входнпя усилвател ВУ се подава на входа на АЦП с
обратно пропорционална зависимост (входа на нормален АЦП с
двойно интегриране, на който се подава опорного напрежение —
Uoa). На входа на АЦП с право-пропорционална зависимост
(входа, на който в нормалния АЦП се подава измерваното нап-
режение — ) се дава константно напрежение 4- Up. Показа-
17, ий kU.
нието на АЦП ще бъде N=k-.-r =^k .= D-~- (р+1)=
t7on 7бкб Кб7е
(р + 1), т. е. показанието е право пропорционално на кое-
фициента р. При измерването на р по описания начин се получава
неточност, дължаща се на единица във формулата M=fe'(P+O-
Грешката нараства при малки стойности на р. Така, ако при р=
= 1000 грешката от метода на измерване е 0,1 %, при р= 100 тя ще
бъде 1 %, а прир=30% — около 3%. Това обаче не е беда, тъй като
съвременните транзистори съвсем рядко имат р<50, така че
61
методичната грешка няма да надхвърля 2%. В общия случай та*
кава неточност е по-задоволителИа за практиката.
При измерване на коефициента р на р п-р транзистор» па-
дът върху J?6 ес положителна полярност и затова се подава на
Uon {
±их АЦП
V-
Фиг. 29. Фуикционалиа схема за измерване статичиия коефи-
циент на усилване по ток
входа +t/on на АЦП, а на другия му вход се подава сыцо-
то константно напрежение, както при п-р-п транзистори, само
чес обратна полярност (—Up).
Описаният метод за измерване на статичния коефициент на
усилване по ток р на транзисторите е използуван в многофункци-
оналния измерителен уред „Транс", описан в глава V.
62
Глава IV
ЦИФРОВ МУЛТИМЕТЪР «АВОМЕТ>
Цифровият мултиметър „АВОМЕТ" е комбиниран цифров из-
мерителен уред за измерване на постоянни напрежения и токове,
както и на съпротивления. Основните технически данни на уреда
са след ните:
1. Измервани величини — постоянни напрежения, постоянни
токове и съпротивления.
2. Измерване на постоянни напрежения
— обхвати — 04-2V, 0-ь20У, O-5-2OOV и 0-5-1000V
— чувствителност при измерване на напрежения — съот-
ветно на горните обхвати 10 mV, 100mV, IV и 10V
— входно съпротивление — 1М2, неизменно на всички об-
хвати
— претоварване — до 50% от обхвата на всички обхвати
— точност — ± 1 % на всички обхвати
— защитеност — допуска се подаване на 200V постоянно
напрежение при обхват 2V
3. Измерване на постоянни токове
— обхвати — 0-5-2 mA, 0-5-20 mA, 0-5-200mA, 0-s-2А
— чувствителност при същите обхвати — съответно ЮрА,
ЮОрА, 1mA и. 10 mA
— вътрешен пад на напрежението — 2V на всички об-
хвати
— претоварване — до 50% от обхвата на всички обхвати
— точност— ±1% на обхвата 0-5-2 mA, 0-5-20 mA и
0-5-200 mA; ±1,5% на обхвата 0-5-2А
— защитеност — стопяем предпазител, изгарящ при ЗА.
4. Измерване на съпротивления
— обхвати: 0-5-2 kQ, 0-5-20 kQ, 0-5-200 kQ, 0-5-2,O^MQ
— чувствителност при същите обхвати съответно 10Q,
1002, 1к2 и 10 к2
— максимално напрежение върху измерваното съпротивле-
ние — 2V на всички обхвати
— ток през измерваното съпротивление — 1mA, 0,1mA,
10 рА и 1рА при съответните обхвати 2к2, 20 кй, 200 кЙ и
2,0 М2
— точност — ±2% на всички обхвати
— защитеност — допуска се подаване на променливо напре-
жение 100 V за по-малко от 5 s
63
5. Общи Дании
— време за измерване — <7bs
— честота на измерванията — 4 за 1s
— индикатор — обем 199, газоразрядни лампи
Фиг. 30. Външен вид на цифров мултиметър „Авомет"
— полярност — превключва се с ключ
— захранване — 220 V 50%
— габарита — 185х50х 120 mm
Външният вид на цифровия мултиметър „АВОМЕТ" е показан на
фиг. 30. На предната лицева страна са разположени индикаторы,
превключвателят на функциите, превключвателят на обхватите,
превключвателят на полярността, мрежовият ключ и входните
клеми. Захранващият шнур е със заземителен щепсел тип „шу-
ко“ , чрез който се заземява целият корпус на уреда. Общият про-
водник на електрическата схема не е заземен, а се извежда като
входна клема.
1. ОПИСАНИЕ ДЕЙСТВИЕТО НА УРЕДА
Цифровият мултиметър „АВОМЕТ" е нзграден с еднополярен
аналогоцифров преобразувател, реализиран с биполярни сили-
64
циеви транзистори и TTL — интегрални схеми. По същество
използуваният АЦП е с косвено преобразуване на измерваното
напрежение в цифров код, чрез междинно преобразуване във вре-
менен интервал (глава I, т. 2.2.1). Временният интервал, про-
порционален на входното напрежение, се получава чрез сравня-
ването му с линейно изменящо се напрежение. През врёметраене-
то на интервала към двоично-десетичния брояч на мултиметъ-
ра се пропускат тактови импулси, чийто брой след изтичането му
се наблюдава на индикатор, изпълнен с газоразрядни лампи.
Принципната схема на целия мултиметър е дадена на фиг.
31. За да се разбере действие™ на уреда, е необходимо да се раз-
гледа работата па основния му блок — аналого-цифровия пре-
образувател. За разлика от по-сложните ЦММ преобразувателят
на „АВОМЕТ“ съставлява по-голямата част от схемата иа целия
уред.
Характерно за АЦП, използуван в „АВОМЕТ", е огромного
му входно съпротивление— >1000 MQ, и нищожен входен ток —
<ЗпА. Тези високи показатели са постигнати, без да се занижават
другите му качества.
Както се вижда от схемата, АЦП има еднополярен обхват на
измерваните напрежения, поради което и захраиването му е само
с една полярност — минусът на маса. Захранващото напреже-
ние се определя от използуваните TTL-интегрални схеми, (но-
минално захр. напр. -{-5 V —5%).
Пълният обхват на АЦП е 4-2V, разрешаващата му способност
при този обхват — 10 mV.
Накратко, действие™ на АЦП е следното:
Преобразуването започва по команда от пускащия генератор ИС1а
ИС2В.Тогава тригерите ИС1а—ИС1В и ИС1с — ИСХ се нулират, а така
също и броячът ИС4, ИС6, ИС3в. Транзисторът Т4 са запушва и
кондензаторът С2 започва да се зарежда от генератора на ток 7\.
При достигане на ниво приблизително+0,5 V транзисторът 7\
се отпушва, Та —също и тригерът ИС1а — ИС1В се преобръща.
Тъй като на изхода на ИС1а и ЙС1е потенциалите са „0“, такто-
ви ят генератор Т, ИС2с започва да работа и импулсите му се броят
от брояча ИС4 HCs ИСЗВ. Щом линейно нарастващото напрежение
се изравни с измерваното и стане с около 0,5V по-високо, транзис-
торът Т5 се отпушва, което води до отпушването на Т6 и преобръ-
Щането на тригера ИС1е, HQ. Чрез резистора /?1в се спира работа-
та на тактовия генератор. В брояча са постъпили импулси, чиито
брой е пропорционален на измерваното напрежение. Състоянието
на брояча се показва от индикатора до постъпването на команда
за ново преобразуване.
5 Цлфров мултиметър
65
При пълен обхват продължителността на преобразуването е
около 7ms, а времето между две преобразувания — 250 ms.
Да разгледаме по-подробно действието на отделяйте възли на
преобразувателя.
Линейно-изменящото се напрежение в АЦП на мултиметъра
„АВОМЕТ* се получава чрез зареждане на един кондензатор (С,)
с константен ток. Генераторът на константен ток е изпълнен с
р-п-р силициев транзистор (7\). За получаваие на неизменен
ток се използуват почти хоризоиталните изходни характеристики
на биполярните транзистори при константно базисио напрежение.
Експериментът показва, че при изменяне на колекторното напре-
жение с 5V колекторният ток се променя само с 0,1%. Темпера-
турната стабилност на колекторния ток на 7\ обаче не е висока,
тъй като с увеличаване на температурата напрежението между
базата и емитера намалява с около 2,2mV/°C. Това води до увели-
чаване на колекторния ток при фиксирано напрежение на ба-
зата. За да се стабилизира температурно-колекторниятток, в
базисната верига на Тх е въведен силициевият диод Д1- По та-
къв начин потенциалът на базата на 7\ се измени, компенсирайки
изменението на напрежението база-емитер. Падът върху /?3 и
/?4 не се променя, откъдето следва постоянство на емитерния, а
оттам и на колекторния ток. Чрез резисторите R3 и /?4 се определи
големина на колекторния ток на 7\ — 300 рА. С помощта на Я4
се постига изменение на този ток в малки граници, за настройва-
не на показанието при пълен обхват +2V.
За точно фиксиране на временния измерителен интервал в
АЦП на „АВОМЕТ** са въведени два компаратора.
Единият е изпълнен с Т8, Т3, ИС^, ИС1В, а другият —
с Т6, Т„ ИСс, HCld. Вторият компаратор се преобръща, когато
се изравни линейно изменящото се напрежение с входного и той
определи края на измерителния интервал.
Първият компаратор е въведен за точно определяне на началото
на измерителния интервал. Прилипса на този компаратор измери-
телният интервал ще започне веднага след постъпване на команд-
ная импулс. Тъй като кондензаторът С8 е бил разреден до иула
от Т4, докато потенциалът върху него нарасне до 4-0.5V (приемн-
ые, че {/Вх=0), когато Ть ще се отпуши, тригерът ИС1с — HCld
ще се преобърне и ще спре тактовия генератор Т7—ИСгс, в броя-
ча ще са постъпили вече около 30 импулса. Така при =0,
ще се получи показание много по-голямо от нула. Сега вече е ясно,
че първият компаратор, изпълнен с7\, Т3, ИС1а, ИС1В, имаспома-
гателна роля — точно фиксиране на началото на измерителния
интервал. Докато трае нарастването на потенциала върху С, до
66
+0.5V, този компаратор не е преобърнат, на изхода на ИСХа по-
тенциалът е „1“, която забраняваработата на тактовия генератор.
При t/nX = 10mV, ИС1а, ИС1В ще се преобърне щом потенциалът
върху С2стане+500т"У и ще разреши работата натактовия генера-
тор. Но вторият компаратор ще се преобърне при ниво+510 mV,
след което ще забрани генератора. От момента на преобръщанё
на HCia—ИС1в до момента на преобръщане Vie ИС1е — ЙС1() са
изминали 30р. s, в брояча е постъпил само един импулс, тъй като
периодът на тактовите импулси е Т1т =30 ps. При t/BX=20 mV
времеинтервалът става 60ps — в брояча постъпват два импулса,
при t/BX=30mV— три импулса и т. н.
Характерно за компараторите в АЦП на мултиметъра „АВОМЕТ“
е прекъснатият им начин на работа. Какво означава това? Да
разгледаме най-напред компаратора с транзистора Т2. Веднага след
постъпване на пускащия импулс тригерът ИС1а — ИС1В се нули-
ра. Потенциалите на изходите на ИС1а — ИС1П са съответно „1“
и „0“.
В този случай потенциалът набазатана компараторния тран-
зистор Т2 е равен на нула (не отчитаме малкото преднапрежение,
подавано от Т?9). Щом на емитера на Т2 потенциалът стане +500
mV, той започва да се отпушва, отпушвайки и Т3. На входа 5
на ИС1В потенциалът става „0“ и тригерът се преобръща. Висо-
кият потенциал от изхода на HCj» се подава на базата на Т2 чрез
диода Д2, като го запушва.
По такъв начин компараторният транзистор Г, се„откача“ от
пилообразного напрежение и не му оказва никакво влияние.
Ако компараторният транзистор Т2 не се изключваше, входният му
ток би влошил линейността на линейно изменящото се напреже-
ние.
С помощта на резистора R9 се подава малко отрицателно напре-
женне, чиято големина се регулира чрез тримера /?7. С това се
постига преместване Прага на сработване на компараторния тран-
зистор Т2, а оттам — и нулиране на показанието при £7вх=0.
По подобен начин е изграден и компараторът с транзистора Tit
който сработва при изравняване на линейно изменящото се на-
прежение с входното. Тогава Тй, отпушвайки се, отпушва и Tt,
който от своя страна преобръща тригера HCld — ИС1с. Потен-
циалът на изхода на ИСК става висок и транзисторът Т\ се отпуш-
ва, бързо разхождайки С2 до нула. Транзисторът Ть веднага се
запушва. Вижда се, че и при този компаратор е въведено „откачане“
на компараторния транзистор (Т5), но за разлика от Т2 транзисто-
рът Т& се изключва от входното напрежение.
Фактически базисният ток на Тъ, чиято стойност достига най-
67
много до 100 nA, протича за съвсем кратко време — времето на
преобръщане на тригера ИСК — ИС1(1 и отпушване на Tt и 7\.
Това означава, че напрежението върху кондензатора Сг няма да
се измени, когато сработва компаратор с Тъ. В останалото време,
когато Тъ е запушен, през базата му тече само обратният му ток,
т. е. и през R6. Този токеединици наноампери при качествените
силициеви транзистори.
Действително входният ток на АЦП става равен само на обрат-
ния ток на силициев преход — прехода база-емитер на Tt.
Еквивалентното входно сьпротивление е огромно — над 1000 MQ.
За да се избегне насищането на транзисторите Тг и Тв при вход-
ни напрежения, близки до нулата, емитерите на транзисторите
Т3 и Тв са свързани към малък отрицателен потенциал (—0,66V).
Този потенциал се получава чрез пропускане на ток в права по-
сока през силициевия диод Дз.
. Трябва да се отбележи, че този потенциал не е опасен за вхо-
дове на ИС1В и ИСК — при TTL-схемите се допуска отрицателен
входен потенциал до — 0,7V.
Пускащият генератор, определящ честота на измерванията, е
изпълнен с транзистора Тв и ИС2а ИС2В.
По същество този генератор е обикновен мултивибратор, чи-
ято честота се определя от /?14СВ. Особеното при него е въвежда-
нето на синхронизация с мрежовата честотата за избягване при-
мигването на индикатора.
От схемата на фиг. 31 се вижда, че изправеното напрежение
за захранване на индикаторните лампи не е филтрирано. То се
използува за задействуване на формителя, изпълнен с транзисто-
ра Т9. На колектора на този транзистор се получават правоъгъл-
ни импулси с мрежова честота, конто чрез С, се подават на база-
та на Тв. Естествено тези импулси са инвертирани спрямо пул-
сиращото изправено напрежение, подавано на индикаторните лам-
пи, конто фактически по времетраенето на отрицателните полу-
вълни на мрежовото напрежение са загаснали.
’ Целта на синхронизацията с мрежовата честота е да се даде
команден импулс за започване на преобразуването, през което
броячът ще брой веднага щом анодното напрежение на индика-
торните лампи стане нула. Тогава премигването им при броене-
то на тактовите импулси няма да съществува — времето на пре-
образуването е по-кратко от времето на полупериода на мрежо-
вата честота.
Фактически в момента, когато анодното напрежение на индика-
торните лампи от положително става нула, транзисторът Т9 се
запушва — на колектора му се получава положително нараства-
68
не, което се диференцира от С, и RM. Транзисторът Тв се отпуш-
ва, вследствие на което на изхода на ИС2В се получава отрицате-
лен скок на потенциала. Това изменение се диференцира от
С2/?ц7?13 и се дава старт на преобразуването.
Тактовият генератор е изпълнен с транзистора Т, и HCjC • Схе-
мата му еразновидност на астабилен мултивибратор, който има
достатъчна за случая стабилност.
Броячът на АЦП, използуван в ЦММ „АВОМЕТ“, е изпълнен
с интегрални TTL схеми — декадни броячи от типа МН7490 (ИС4,
ИС5) и двойния D-тригер от типа МН7474 (ИС3). Със започване
на преобразуването броячите се нулират за около 5ps чрез ди-
ференциращата трупа С4/?зв/?19 и инвертора HC2d. Както е изве-
стно, броячите от типа МН7490 променят състоянието си при
отрицателния фронтона входните импулси, а тригерите МН7474—
при положителния фронт.': Затова към изхода на ИС5 е свързан
тригерът ИСза, който играе ролята на инвертор. Действително,
когато входът за нулиране на МН7474 има потенциал „0“ по отно-
шение на входа за статично преобръщане, тригерът е само един
инвертор.
Към броячните декади ИС4 и ИС5 са свързани дешифраторите
от двоичнодесетичен в десетичен код от типа МН74141 с вграде-
ни високоволтови транзистори, включващи отделните катоди на
индикаторните лампи. При най-старшия разряд са използувани
само два отделки транзисторни ключа Т10 и Ти, включващи ка-
толите 0 и 1 на индикаторната лампа Лг.
Захранването на ЦММ „АВТОМЕТ“ се осъществява от стаби-
лизиран токоизправител. Чрез|Д7 и С31 се получава изправено
напрежение с отрицателна полярност спрямо масата (—25 V). Към
това напрежение е свързан параметричният стабилизатор
чието изходно напрежение е — 8 V. След този стабилизатор е
свързан втори — /?29Д9, чието изходно напрежение е — 5,6 V. То-
ва напрежение се явява опорно за компенсационния стабилиза-
тор, изпълнен с 7\3 и Ты.
За температурна стабилизация в схемата е въведен диодът-Ди-
Изходното напрежение +5 V се определи от отношението на ре-
зистор ите 7?зо и /?37.
Консумираният ток от източника +5 V не надхвърля 100 mA,
а мощността върху Тц е по-малка от 0,5 W.
Стабилността на източника +5 V е по-голяма от ±=0,5% при
изменение на мрежовото напрежение с 4-10% до минус 15%.
За реализиране на основната функционална възможност — из-
мерване на постоянни напрежения, в „АВОМЕТ11 не се въвежда
входен буферен усилвател. Както беше разгледано по-горе, вход-
69
ното съпротивление на АЦП, използуван в уреда, е достатъчно
високо.
Реализирането на отделимте обхвати се постига чрез резистив-
ния делител T?44s-T?47, чието сумарно съпротивление е 1 М2. Това
съпротивление определи вътрешното съпротивление на уреда ка-
то волтметър. От схемата на фиг. 31 се вижда, че входното съпро-
тивление е неизменно еднакво при всички обхвати на измерване —
1М2. В резистивния делител са употребени резистори с точност
0,5% за осигуряване на точност 1,0% на волтметъра като цяло.
Входното измервано напрежение се подава от входните клеми
чрез превключвателя на полярността П3 и секцията П2С на прев-
ключвателя на функциите П2 към делителя /?44s-/?47. Оттук при
избран обхват на измерване с помощта на секцията П1с на прев-
ключвателя на обхватите измерваното напрежение се подава към
входа на АЦП чрез секцията П2В на превключвателя на функции-
те П2.
При подадено входно напрежение и нулево показание на инди-
катора трябва да се превключи П3 за смяна на полярността.
За реализираие на основната функционална възможност — из-
мерване на постоянни токове, е въведена верига от еталонни ре-
зистори — /?4в-^-/?51- Както се вижда от схемата, еталонното съ-
противление за отделните обхвати е равно на сумата от съпротив-
ленията на резисторите за по-грубите обхвати. Падът върху ета-
лонните резистори се подава директно на входа на АЦП чрез сек-
цията П2В на превключвателя на функциите.
Измерваният ток протича през превключвателя П3, секциите
П2С, П1а и еталонните резистори fl48s-/?51.
Максималният пад върху амперметъра е 2 V и зависи от обхва-
та на АЦП.
За измерване на съпротивления в „АВОМЕТ“ е въведен до-
пълнително генератор на константен ток, изпълнен с транзисто-
ра Т12. Големнната на този ток се променя при различните обхва-
ти и е 1 mA, 0,1 mA, 10рА и 1 р,А за обхватите Os-2 k2, Os-20 k2,
0s-200 k2 и Os-2 М2. За изменяне на измерителния ток се из-
ползува секцията П1в. Точните значения на измерителните токо-
ве се настройват при пускането на уреда чрез донастройващите
тримери 7?зв, Я38, Т?40, Ri2.
Генераторът на константен ток Т12 получава опорно напреже-
ние от делителя на генератора на ток, намиращ се в АЦП. За да
не оказва влияние транзисторът Ti2, когато не се измерват съпро-
тивления, емитернатаму верига се прекъсва с П2а. При липса на
П2а опорният потенциал 4-3,2 V на базата на Tj ще се променя
при различните обхвати и уредът ще дава грешни показания.
70
В омметъра на „АВОМЕТ44 е въведена защитна верига — рези-
сторы /?53 и ценеровият диод Д10. Тази трупа не пречи на нор-
малната работа на омметъра, а защитава транзистора Т1а от про-
бив при погрешно подаване на някакво напрежение. В този слу-
чай потенциалы на колектора ще има максимални стойко-
сти +3,3 V и —0,7 V.
Превключвателната секция П10 се използува за включване на
катодите на залетайте в лампите и Ла при различните обхвати.
Така при обхват 2 V се включва запетаята на — максимално-
то показание ще бъде 1,99, при обхват 20 V се включва запетая-
та на Ла — показанието е 19,9, при обхват 200 V не се включва
нито една запетая, а при обхват 2000 V се включва запетаята на
Ла. В последняя случай показанието е 1,99 и се отчита в kV —
1,99 kV. При измерване на токове първите три обхвата са в mA,
а последният — в А.
2. Конструкция
Цифровият мултиметър „АВОМЕТ44 е поместен в малка право-
ъгълна кутия с размери 185x50x120 mm.
Детайлите, от конто се сглобява тя, имат вида, показан на
фиг. 32. На фиг. 32 а и фиг. 326 са дадени в аксонометрия горният
капак (а) и основата (б), конто се изработват от алуминиева ла-
марина 1 mm.
Кутията се сглобява чрез захлупване на частта „а“ върху част-
та „б“. Захващането между двете части се извършва с помощта
на винкелчета, занитени към капака в четирите му ъгли. В тези
винкелчета са направени отвори и е нарязана резба М 3mm. Здра-
вото скрепване се извършва посредством винтчета, завиващи се
във винкелчета откъм долната страна на основата.
В предната част на основата са направени отвори, чието место-
разположение се вижда от фиг. 32 в.
Големият правоъгълен отвор е за индикатора, двата кръгли
отвора в средата са за превключвателите на обхватите и функции-
те. Двата малки правоъгълни отвора са за бутонните ключове
за включване на уреда и смяна на полярността. Входните букси
се монтират в долните два кръгли отвора.
По-голямата част от електронната схема на цифровия мулти-
метър „АВОМЕТ44 е монтирана на една печатна платка (елементи-
те, обградени с пунктирна линия на фиг. 31). Цифровите лампи
са монтирани на малка плочка от фолиран стъклотекстолит с по
14 „островчета*1, за конто са запоени всички изводи на отделните
индикаторни лампи. Към тези „островчета41 са запоени и свър-
71
зващите гъвкави проводници с основната платка. Крепежната
плочка, към която са споени индикаторните лампи, е захваната
с помощта на две винтчета и дистанционни втулки към долната
страна на основата на кутията.
Фиг. 32. Детайли на кутията на „АВОМЕТ"
Основната печатна платка, имаща размери 110x90 mm, е зах-
ваната към долната част на основата също с четири винтчета
и дистанционни втулки в лявата й половина (гледано отгоре). В
дясната половина е разположен мрежовият трансформатор, кон-
то е захванат с две винтчета също към долната част на основата.
Мрежовият трансформатор има 12 mm от Ш-образни ламели
Ш-15. Първичната намотка — изводи 1—2, е навита с проводник
ПЕЛ-0,08 и има 3600 навивки. Вторичната намотка 7-8 има 2800
навивки с правоъгълник ПЕЛ-0,06. Намотката 3—5 има 116 нав.
с проводник ПЕЛ-0,25, отводът 4 е изваден точно от средата й.
Намотката 5-6 е навита с проводник ПЕЛ-0,12, има 180 навивки
72
и се навива еднопосочно с 3-4 и 4-5. Фактически навиването за-
почва от края 3 и без изменение на посоката свършва при изво-
да 6.
Елементите на захранващия блок са монтирани на плочка от
фолиран стъклотекстолит с множество кръгли „островчета**, към
конто се извършва запояване на изводите им.
Донастройващите тримери /?зв, Т?38, /?40 и /?42 от фиг. 31 са
монтирани на гетинаксова плочка, закрепена към превклю«1вате-
ля на обхватите. На същата плочка са монтирани и резисторите
/?зт, ^4i> ^43, ^53. а така също транзисторът Т12 и диодът
Дт-
Обхватните- резистори Т?44-5-/?47 за напрежителните обхвати са
запоени към галетния превключвател.
Вместо резистори с точност 0,5%, както е указано на схемата,
е направена комбинация от по два резистора МЛТ-0,125. Съпро-
тивлението 900 к2 се образува чрез подбор и измерване с точен
цифров омметър на два серийно свързани резистора МЛТ-1, има-
щи стойкости 510 к2 и 380 к2. По същия начин са образувани и
съпротивленията 90 кй (от 51 кЙ и 39 к2) и 9 к2 (от 5,1 к2 и
3,9 кЙ). Резисторът /?44 се подбира от същия тип резистори —
МЛТ-0,125. Трябва да се има пред вид, че на 10 броя резистори
се срещат 1—2 резистора с точност, по-добра от 0,5%.
Обхватните резистори Ru + Rbi за токовите обхвати са запое-
ни също директно към галетния превключвател на обхватите.
Резисторът /?81 е навит от съпротивителен проводник 0,5 й/ст,
като точната му стойност се нагласява чрез калапдисване на част
от него. /?5о се получава чрез паралелната комбинация на 10 2
и 91 2, а /?4в и /?48 — чрез серийно свързани резистори, както
при напрежителните обхвати.
Превключвателят на обхватите е от галетен тип и има две га-
лети, всяка от конто превключва две отделяй вериги с по пет по-
ложения. Превключвателят на функциите е от същия галетен тип,
обаче галетите му превключват три вериги и имат по три поло-
жения.
73
Глава V
МНОГОФУНКЦИОНАЛЕН ЦИФРОВ ИЗМЕРИТЕЛЕН УРЕД
„ТРАНС"
Цифровият мултиметър „Тран с“ е комбиниран измерителен
уред, притежаващ основните измерителни функции — измерване
на напрежения, токове и съпротивления.
Освен това ЦММ „Тран с“ притежава и допълнителни функ-
ционални възможности, като измерване на капацитети и тран-
зистори. Основните технически данни на уреда са. следните:
1. Измервани величини — постоянни напрежения, променливи
напрежения, постоянни токове, променливи токове, съпротивле-
ния, капацитети и коефициент на усилване по ток на маломощни
транзистори.
2. Измерване на постоянни напрежения
— обхвати — 04-0,1 V, 04-1,0 V, 04-10 V, 0-> 100 V и 04- 1000V
— чувствителност на посочените обхвати — съответно 0,1 mV,
1 mV, 10 mV, 100 mV и 1 V
— входно съпротивление — >10000 MQ иа обхвати 04-0,1 V,
04-1 V и 04-10 V; 1 MQ на обхватите O-s-lOO V и 04-1000 V
— точност — ±0,1 % от показанието на всички обхвати на из-
мерване
— претоварване — измерването е с точност ±0,1 % при прето-
варване до 50% от обхвата
— защитеност — допуска се подаване на ±200 V на най-чув-
ствителния обхват 04-0,1 V
3. Измерване на постоянни токове
— обхвати: 04-0,1 mA, 04-1,0 mA, 04-10 mA, 04-100 mA и
04-1A
— чувствителност на горните обхвати — съответно 0,1 рА, 1рА,
10 рА, 100 рА и 1 mA
— вътрешен пад на напрежението — 0,1 V на всички обхвати
на измерване
— точност—±0,1% от показанието на обхвати 04-0,1 mA,
04-1,0 mA, 04-10 mA, ±0,2% на обхват 04-100 mA; ±0,5% на
обхват 04-1 А
— претоварване — измерването е с основната грешка при пре-
товарване до 50% от обхвата
— защитеност — допуска се пропускане на ток до 5 А за по-
малко от 5 s
4. Измерване на променливи напрежения
74
— обхвати: 04-0,1 V, 0-И,О V, 04-10 V, 04-100 V и 0 4-1000 V
— чувствителност на горните обхвати — съответно 0,1 mV, 1,0
mV, 10 mV, 100 mV и IV
— входно съпротивление — 1 MQ на всички обхвати на измер-
ване; входен капацитет<50 pF
— точност — =±г0,5% от показание™ на всички обхвати на из-
мерване в честотната лента 20 Hz 4-2 kHz; ±1,0% в честотната
лента 20 Hz 4-20000 Hz
— претоварване — измерването е с основната грешка при пре-
товарване до 50% от обхвата
— защитеност — допуска се подаване на променливо напреже-
ние 220 V, при най-чувствителния обхват 04-0,1 V
5. Измерване на променливи токове
— обхвати: 04-0,1 mA, 04-1,0 mA, 04-10mA, 04-100 mA, 04-
4-1 A.
— чувствителност на горните обхвати — съответно 0,1 рА, 1рА,
10 рА, 100 рА и 1 mA
— вътрешен пад на напрежението — 0,1 V на всички обхвати
на измерване
— точност — ±0,5% от показание™ на обхватите 04-0,1 mA,
04-1,0 mA, 04-10 mA, 04-100 mA; ±1 % на обхват 1 А, в честот-
ната лента 204-2000 Hz; ±2,0% в честотната лента 204-20000 Hz
на всички обхвати
— претоварване — измерването е с горната точност при прето-
варване до 50% от обхвата
— защитеност — допуска се пропускане на променливия ток
със средна стойност 10 А в продължение на не повече от 5 s
6. Измерване на съпротивления
— обхвати — 04-0,1 kQ, 04-l,0k2, 04-10k2, O-HOOkQ и
04-1,0 М2
— чувствителност на горните обхвати — съответно 0,1 Q, 1,0 2
10 Q, 100 2, 1 kQ
— максимален пад на напрежението върху измерваното съпро-
тивление — 1 V
— големина на измерителния ток на основните обхвати —
съответно 10 mA, 1 mA, 0,1 mA, 10 рА и 1рА
— точност — ±0,1% от показание™ на всички обхвати на из-
мерване
— претоварване — измерването е с горната точност при прето-
варване до 50% от обхвата
— защитеност — допуска се подаване на променливо напреже-
’вие до 100 V на всички обхвати
7. Измерване на капацитети
75
— обхвати—О-s-100 nF, 0-ь1 pF, 0-ь 10 pF, 0-ь 100 pF,0-ь lOOOpF
— чувствителност на горните обхвати — съответно 100pF, InF,
10 nF, 100 nF и IpF
— максимален пад на напрежението върху измервания капа-
цитет — 1 V
— минимално утечно съпротивление на измервания капаци-
тет — 1000 MQ
— точност — ±1,0% от показанието при обхватите 0-ь 100 nF,
0-bl,0pF, 0-bl0pF; ±3,0% от показанието при обхвати О-ьЮО
pF, 0-ь 1000 pF
— претоварване — измерването е с горната точност при пре-
товарването до 50% от обхвата
— защитеност — входът за измерване на капацитета не е за-
щитен. Измерваните кондензатори трябва да се дават накъсо, пре-
ди свързването им към входните клеми
8. Измерване на статичния коефициент на усилване по ток на
маломощни транзистори
— обхвати: само един — 50-ь 1000
— чувствителност — р=1
— ток на емитера — 1 mA
— проводимост на измерваните транзистори — р-п-р и п-р-п
— напрежение на колектора---1-6 V или —6 V
— точност — ±2,0% от показанието
— претоварване — не се измерва
— защитеност — през кой да е от преходите на измервания
транзистор не протича ток, по-голям от 2 mA
При измерване на транзистори входните клеми се изключват.
9. Общи данни
— време на интегриране — 100 mS
— максимално време на измерване — 250 mS
— - честота на измерванията — 4-ь10 в секунда, изменящи се в
зависимост от показанието
— индикатор — обем 999, газоразрядни лампи
— полярност — определянето и индицирането е автоматично
— възможност за ръчно или автоматично превключване на об-
хватите, с изключение при измерване на транзистори
— индикатор за дименсията и вида на измерваната величина
— захранване — 220 V, +10% — 15%, 50 Hz
— габарита — 280x70x200 mm
Външният вид на многофункционалния цифров измерителен
уред „ТРАНС е даден на фиг. 33. От тази фигура се вижда раз-
положеиието на органите за управление на мултиметъра. Вход-
ните клеми са разположени вляво на лицевата страна, под тях се
76
яамира гнездЬто за поставяне на измерваните транзистори. В ля-
вата половийа на лицевата страна се намира триразрядният ин-
дикатор, в левия край на който е индикаторът на дименсията на
измерваната величина. Вдясно от индикатора са монтирани лам-
Фиг. 33. Външен вид на многофункционален цифров уред „ТРАНС*
пичките за показване полярността на измерваните напрежения и
токове. Над индикатора е разположен светодиод, светващ при
препълване на обхвата на измерване. В дясната половина на ли-
цевата страна са разположени бутонни превключватели за обхва-
тите и функциите. Превключвателят на обхватите е разположен
вертикално, а превключвателят на функциите — хоризонтално.
Най-левият бутон от превключвателя на функциите е за включва-
нето на уреда.
Мрежовият шнур се извежда през задната страна на кутията.
Там е разположено и гнездото на предпазителя.
1. ОПИСАНИЕ НА ДЕЙСТВИЕТО НА УРЕДА
Многофункционалният измерителен уред „ТРАНС" е построен на
базата на аналого-цифров преобразувател с използване на ана-
логови и цифрови интегрални схеми. В схемата на уреда са доба-
77
вени блокове за реализираие на никои допълнителни функции.
Освен това въведена е и схема за автоматично управление (вж.
фиг. 1), чрез която се извършва автоматично избиране на обхвата,
показване на полярността и дименсията и преместване на десетич-
ната точка.
Аналого-цифров преобразувател
Основният блок на ЦММ — аналого-цифровият преобразувател,
в измерителния уред „ТРАНС е реализиран по принципа на
двойного интегриране (глава I, т. 2.2.2).
АЦП в мултиметъра „ТРАНС може да преобразува напреже-
ния с положителна ил!| отрицателна полярност в цифров код и
да определи знака на измерваното напрежение. Обхватът на АЦП
е 1 V, а разрешаващата му способност е 1 mV.
Принципната схема на АЦП е дадена на фиг. 34. Всички еле-
менти са монтирани за една платка, с което се получава компакт-
ност на блока на АЦП. За да може дафункционира АЦП самостоя-
телно, към тази платка трябва да се свърже само тактов генера-
тор.
Характерно за схемата на АЦП е сравнително простоте схем-
но решение и високата точност. Допълнителната грешка от из-
менение на околната температура и захранващото напрежение
е под 1/2 цифри от най-младшия разряд (0,05%).
За разлика от другите АЦП с двойно интегриране при АЦП,
използуван в описвания уред, организацията на работните цикли
се отличава с отсъствие на интервал между края на преобразува-
нето и началото на следващото преобразуване. По този начин се
получава нулираното състояние на интегратора в момента на за-
почване на първото интегриране.
Накратко действието на схемата е следното:
В момента на евършване на предното измерване тригерът ИСза—
ИСЗВ се нулира, на изхода на ИСза потенциалът става „0“. С това
эапочва интегралът на първото интегриране. Транзисторът Т3 се
запушва и към интегратора HCj се подава измереното напреже-
ние.
В същия начален момент броячът на АЦП—ИСв, ИС7, ИСв се
нулира чрез Са, /?31, R33. Непрекъснато постъпващите в брояча
импулси го запълват и в момента на препълване, след който съ-
стоянието му е нулево, се извършва преобръщане на тригера ИС3а—
ИСЗВ. Транзисторът Т3се отпушва и забранява по-нататъшното
подаване на входното напрежение. Ако измерваното напре-
жение е било с положителна полярност, в края на първото ин-
78
тегриране изходното напрежение на интегратора HCj ще бъде от-
рицателно, а потенциалът на изхода на компаратора ИС3 — поло-
жителен. Следователно веднага след преобръщането на тригера
ИС3а—ИС3в потенциалът на изхода наИСзе ще стане нула и тран-
зисторът Тг ще' се запуши.
В този случай към интегратора се подава отрицателно опорно
напрежение, в резултат на което изходният му потенциал на-
раства. Щом този потенциал сеизравни с нулата, компараторът
ИС3 сменя състоянието си и чрез ИС4а и HC4d се изработва кра-
тък импулс, разрешаващ състоянието на брояча да се „запише“ в
паметта ИС9, ИС10, ИСЦ. В този момент натрупаните в брояча им-
пулси са пропорционални на измерваното напрежение. Чрез де-
шифратора ИС12, ИС13, ИСМ резултатът от измерването се показ-
ва от индикатора Лг, Л«, Л3.
Фактически буферната памет ИС9, ИС10, ИСП ще съхранява из-
мерената стойност до края иа следващото преобразуване, когато
ще се изработи нов импулс за „прочитане“ състоянието на брояча"
В същия момент на изработване на краткня импулс за пренос,
подавай към паметта, чрез Дъ се извършва нулиране иа тригера
ИСза—ИСзв, а чрез Св — и на брояча на АЦП. Следователно дава
се старт на следващото измерване.
В случай че измерваното напрежение е с отрицателна поляр-
ност, след първото интегриране към входа на интегратора се по-
дава положително опорно напрежение. Транзисторът 7\ се за-
пушва, тъй като на изхода на HC3d се получава потенциал „0“.
Това става така, защото в края на първото интегриране компа-
раторът ИС2 има отрицателен потенциал на изхода си. Напре-
жението на изхода на интегратора, което е добило някаква по-
ложителна стойност, започва да намалява и щом се изравнн с
нулата, ИС2 сменя състоянието си. Тогава чрез ИС4в—HC4d се
изработва кратък импулс за пренос на състоянието на брояча в
паметта, а чрез Дв тригерът ИСза—ИСЗВ се нулира — започва
следващото измерване.
Интеграторът в АЦП на описвания уред е изпълнен с опера-
ционен усилвател от типа рА 709. Интегриращият кондензатор
С3 е така избран, че при Utx= ± 1 V на изхода на интегратора
да се получава размах ±8 V.
По такъв начин се осигурява 50% претоварване, при което
размахът на изходното напрежение на ИСг ще бъде ±12 V. Опе-
рационният усилвател няма да се насища, тъй като захранващо-
то напрежение е ±15 V.
За компенсиране остатъчното входно напрежение на ИС2 и оста-
тъчното напрежение на електронните ключове Ти Т2 и Т3 към
79
яеинвертиращия вход на ИС* се подава напрежение ctz5 mV. С
това се извършва и нулиране показанието на целия АЦП. Дона-
стройващият тример трябва да бъде многооборотен за по-
лесна настройка и стабилност.
В АЦП на мултиметъра „ТРАНС“ са използувани ключове от
паралелен тип. Въведени са електронни транзисторни ключове.
И трите транзистора са свързани инверсно. При този начин на
свързване употребените транзистори ВС238С имат остатъчно на-
прежение 0,1 -ь0,3 mV при ток 50 рА. Други подходящи типове
транзистори са чешките КС508, българските 2Т3502 със синя мар-
кираща точка.
Опорните напрежения са +1 V и —1 V; получават се чрез ре-
зистивни делители, свързани към захранващото напрежение. От-
рицателното опорно напрежение се получава чрез делителя R,,
/?в, а положителното — чрез /?8, R9, /?10. Резисторите /?5,
/?9 и 2?10 трябва да имат нисък TKR — употребени са резисто-
ри от типа АТ с един маркиращ пръстен (вж. табл. 3). За осигу-
ряване на висока стабилност на опорните напрежения тримери-
те и Re трябва да са жични, многооборртни, от типа СП5-2.
Разбирасе, захранващите напрежения + 15 V и —15 V трябва да
имат стабилност, по-добра от 0,1%.
В качеството на компаратор ИСа е употребен същият опера-
ционен усилвател. За да се намали времето на превключване на
Компаратора, при ИСа не са използувани честотно компенсиращи
елементи. Освен това въведена е слаба положителна обратна връз-
ка, в резултат на която компараторът придобива малък хистере-
$ис против лъжливо задействане от шумовия сигнал. Тъй като
|*А709 има допустимо диференциално входно напрежение ±5 V,
на входа на ИСа са свързани ограничителните дподи Дг, Дг.
Продължителността на интервала на първото интегриране се
рпределя от честотата на тактовия генератор. В описвания АЦП
интервалът на първото интегриране е Тинт = 100 mS. Тъй като ка-
пацитетът на брояча е 1000 импулса, периодът на тактовия гене-
Т
ратор трябва да бъде /1Г=-1""-=0,1 mS, т.е. /1Г—10 kHz.
Определянето на полярността на измерваното напрежение ста-
ва с помощта на D-тригера ИС5В. Информационният му вход е
свързан към компаратора ИСа.
„Пррчитането1* на състоянието на компаратора, което дава ин-
формация за знака на входного напрежение, се. извършва през
времето на първото интегриране.
По време на първото интегриране последният тригер от броя-
ча ИС8 променя състоянието си след 799-ия импулс от „0“ към
«£Г
„1“. Този импулс се пропуска от ИС4е, тъй като на изходите на
ИС3с и ИС3(1 потенциалите са „Г*. Тригерът ИС5а изпълнява ро-
лята на инвертора, така че импулсът, постъпващ на тактовия
вход на тригера ЙС5В, е същият, както импулсът на изхода на ИС8.
И така при 799-ия импулс на тактовия вход на ИС5В се подава
четящ положителен фронт.
Ако е било подадено положително входно напрежение, потен-
циалът на изхода на компаратора ИС2 е също положителен. В
такъв случай при 799-ия импулс на изхода Q на ИС5В ще се полу-
чи „1“—тъй като ннформацията на входа му D е също „1“. На из-
хода Q, потенциалът е „0“, благодарение на което се отпуща тран-
зисторът Т3 и светва лампичка
При отрицателно входно напрежение компараторът има отри-
цателен потенциал на изхода си, от което следва.че при тактува-
нето на ИС5В при 799-ия импулс потенциал „0“ ще се появи на из-
хода му Q. Тогава светва лампичката „—“. Трябва да се отбележи,
че за да светват лампичките Л4 и Л6, е необходимо да се подаде
ротенциал „1“ на резистора Т?35. Този потенциал се подава от схе-
мата за индициране на дименсията н полярността при различните
измерителни функции.
От изхода Q на ИС5а при отрицателния фронт, настъпващ след
999-ия тактов импулс, който се диференцира от С7, Rlt, RM, се
извършва преобръщането на тригера ИС3а—ИСЗВ. По този начин
се фиксира времеинтервалът на първото интегриране.
През времето на второто интегриране в зависимост от поляр-
ността на измерваното напрежение на някои от изходите има „0“.
Тя забранява чрез ИС4с преминаването на импулси от изхода на
брояча и погрешно отчитане нивотв на входното напрежение.
Продължителността на импулса за пренос в паметта е около
40 nS, което се дължи на положителната обратна връзка във ве-
рнгата ИСза, ИСЗВ, ИС3с, ИС3(1, ИС4В и диодите Дъ, Де. Тъй като
този импулс се явява заедно с прехода „0“->-„Г‘ на изхода на ИСЗВ,
в схемата са въведени R31 и С13, образуваща интегрираща трупа.
Тази трупа забавя нулирането на брояча с около 100 nS, т.е.
достатъчно време след прочитане на състоянието.му,
Ако погледнем блоковата схема на фиг. 13а, ще видим като от-
делен блок управляващо устройство.
В описвания АЦП управляващото устройство е изградено са-
мо с две интегрални схеми от типа 7400 — това са ИСз и ИС4.
D Цифре» мултиметър
81
2. Реализиране на отделяйте измерителни функции
За реализиране на различии измерителни функции в цифровия
мултиметър „ТРАНС“ са въведени допълнителни блокове. Все-
ки блок е обособен като отделна платка или няколко платки.
На фиг. 35 е дадена схемата, по която са свързани отделните бло-
кове на мултиметъра помежду си. В тази схема са дадени и връз
ките между блоковете и превключвателите на обхватите и измер"
ваните величини.
По-долу ще разгледаме връзките между блоковете и превключ-
вателите за осъществяване на различните функционални възмож-
ности.
Бутонният превключвател за функциите има осей бутона, все-
ки от конто има по четири превключващи контакта. Само бутони-
те за измерване на п-р-п и р-п-р транзистори имат по шест пре-
включващи контакта. На схемата тези контакта са означени с чис-
ло, показващо номера му, и буква, показваща вида на функцията.
За превключване на обхватите са използувани пет рид-релета,
всяко от конто има по четири нормално отворени контакта. На
схемата отделните контакти са отбелязани с индекс. Управление-
ю на рид-релетата за обхватите, както ще видим по-нататък, се
извършва от схемата за автоматично избиране на обхвата.
Измерване на постоянни напрежения
При измерване на постоянни напрежения неизвестното напре-
жение, подадено на входа, постъпва към входния буферен усил-
вател през контакта 2V=.
Чрез контактите Klt и /С3, намиращи се в блока на този усил-
вател, се реализират всичките пет обхвата на измерване. Изход-
ното напрежение от входния усилвател, което е в границите 0-^ IV,
се подава към входа на аналого-цифровия преобразувател чрез
контакта 4V=.
По такъв начин се реализира функцията измерване на постоян-
ни напрежения.
Измерване на постоянни токове
В този случай измерваният ток се пропуска през контакта 2 А==
и някойот обхватите контакти Ki'-s-Ks' към еталонните резисто-
ри. Падът на напрежението, пропорционално на измервания ток,
се отнема от контактите K/'-j-Ks" и чрез контакта ЗА= се пода-
ва на входа на буферния усилвател. При измерване на токове на
82
всички обхвати в буферния усилвател е задействуван само кон-
тактът Кг- По този начин обхватът му е 0т-0,1 V. Изходното на-
прежение от входния усилвател, което е в границите 0-*-1 V, чрез
контакта 4 А= се подава към входа на АЦП.
Измерване на променливи напрежения
Неизвестното променливо напрежение от входа през контакта 2 V
се подава обхватният делител.
Отделните обхвати на измерване се осыцествяват с помощта на
контактите задействувани от схемата за автоматич-
но избиране. От обхватния делител през контактите К/"-*-Кб'"
измерваното променливо напрежение се подава на преобразува-
теля променливо-постоянно напрежение чрез незадействувания
контакт ЗА~. При всички обхвати на измерване на променливи
напрежения обхватът на постоянното напрежение след преобра-
зователя променливо-постоянно напрежение е 0ч-1 V. Това на-
прежение чрез контакта 4 V~ се подава на входа на АЦП.
Измерване на променливи токове
Измерваният променлив ток се пропуска към еталонните резисто-
ри по същия начин, както при измерване на постоянен ток. В
този случай обаче — през контакта 2 А~. Падът върху еталон-
ните резистори се подава чрез контактите Ki"-j-K5" и контакта
ЗА~ директно на входа на преобразователя променливо-постоян-
но напрежение. Неговият обхват е 0-;-0,1 V и определя максимал-
ния пад върху еталонните резистори. Изходното постоянно на-
прежение с обхват 0-ь IV се подава към входа на АЦП през кон-
такта 4А~.
Измерване на съпротивления
През неизвестното съпротивление се пропуска константен ток, а
падът върху него се измерва от волтметъра на ЦММ. В този слу-
чай нито един от контактите Кц К2, К3 от входния усилвател не
се задействуват, така че обхватът е 0~1 V. Това е и максималният
пад върху измерваните съпротивления на всички обхвати.
Изходът на генератора на ток се свързва с неизвестното съ-
противление чрез контакта 3Q. Напрежителният пад върху R*
се подава към входния усилвател чрез контакта 2Q.
От изхода на входния усилвател напрежението, пропорционал-
83
но на 7?х, се подава на АЦП чрез контакта 4Q. Отделимте обхва-
ти на омметъра се получават чрез промяна на константния ток,
пропускай през 7?х. За тази цел се използуват контактите К’* 4-
К1^, задействувани от обхватимте рид-релета.
Измерване на капацитети
В комбинирания уред „ТРАНС** измерваният капацитет се преоб-
разува в пропорционален временен интервал, който се запълва
с импулси, имащи стабилна честота. Само по тази причина в
„ТРАНС** е въведен отделен стабилен тактов генератор. Иначе,
както е известно, АЦП с двойно интегриране не изискват стабил-
ност на тактовия генератор. Може да се каже, че АЦП на мулти-
метъра при измерването на капацитети не функционира като
АЦП с двойно интегриране, а като своеобразен измерител на ин-
тервал от време.
Преобразуването капацитет-време се осъществява чрез зарежда-
нето ла измервания капацитет с константен ток до определено,
фиксирано напрежение. В този случай времето за зареждане на
капацитета от нула дофиксирания потенциал ще бъде 4=—₽ СТ,
.където t/np е фиксираното прагово напрежение , а I — констант-
ният ток през Ст. В описвания мултиметър е избрано t/np=l V,
а константните токове за различните обхватни при измерване на
капацитети се получават от същия генератор на ток, който се из-
ползува за измерване на съпротивления.
Така при обхват 04-0,1 pF зареждащият измервания капаци-
тет (примерно 0,1 pF) ток е 1рА, а времето за зареждането му от
U 1
нула до 1 Ve 4 = -?р Cx = f7f0--6 .0,1.10~e=0,l S.
При измерване на капацитети на входа на АЦП се подава от
същото прагово напрежение, което се използува за преобразува-
нето капацитет—време — IV.
Както е известно, времето за първото интегриране е 0,1 s. Сле-
дователно в разгледания случай на обхват 04-0,1 pF АЦП ще ра-
бота без нарушение на нормалния си режим на работа и показа-
ние™ му ще бъде 999, съответствуващо на стойността 99,9 nF,
т.е. 0,1 pF. Ако измерваният капацитет при разглеждания обхват
О-s-0,1 pF е по-малък, примерно 50 nF, времето за зареждането
му от нула до 1 V ще бъде 4=50 ms. В този случай напрежението
U
на изхода на интегратора в АЦП ще достигне нивото £/j=—
.4, където Uap е подаденото прагово напрежение — IV, т — вре-
84
меконстантата на интегратора НС] — /?7 . /?ц • С3 (вж. фиг. 34), а
4— времето, за което измерваният капацитет се зарежда от пу-
ла до праговото напрежение 1 V. При това положение времеин-
, г j ^пр ±
тервалът гх на второто интегриране ще бъде п 4, къде-
*Л)П
то Unp е подаденото прагово напрежение—IV, Uon — опорного
напрежение +1 V, вътре в АЦП. Сега вече може да се опреде-
ли показанието Л',=/тг/х=/тг ,’х 4 • —я?- Сх. Тъй като
^оп Ц)П *
Unf = — IV, Uon~ IV, формулата добива вида 7V=’rCx и при
Cx = 50nF показанието ще бъде 50,0 nF.
От последняя израз се вижда, че показанието е пропорционално
на измервания капацитет и завися от честотата на тактовия гене-
ратор и големината на тока на зареждане.
За осъществяване на описания режим на работа изменението
в АЦП е само в подаването на отпушващ ток в базата на ключо-
вия транзистор Т3 от схемата му (фиг. 34). Праговото напрежение—
1 V се получава с делител Т?617, /?618, подава се на входа на АЦП
чрез контакта 4С. Това напрежение се подава и на единия вход
на допълнителния компаратор ИСв02. На другия му вход се по-
дава напрежението от измервания капацитет през контакта 2С и
входния усилвател с голямо входно съпротивление. В този случай
коефициентът му на предаване е единица.
При достигане на ниво —1 V компараторът ИСв08 сменя състоя»
нието си и чрез7?в20и7?621ОТпушва транзистора Т3 от схемата на
АЦП. По този начин се спира подаването на праговото напреже-
ние към интегратора на АЦП, вследствие на което той запазва
потенциала на изхода си до започване на второто интегриране.
Генераторът на ток се свързва към измервания капацитет чрез
контакта ЗС. Към изхода на генератора на ток е свързан електрон-
ният ключ 1\ — полеви транзистор с малко съпротивление в про-
вождащо състояние. Този транзистор при измерване на капаците-
ти се запушва само през време на първото интегриране, а през
време на второто интегриране се отпушва, разреждайки измер-
вания капацитет. Управлението на полевия транзистор се осъ-
ществява от транзистора на ниво Т8, който е свързан с изхода на
ИСза от АЦП. През времето на първото интегриране потенциалът
на този изход е 0 и тъй като потенциалът на базата на Та е също
0 (чрез Д4 се подава потенциал 4-5 V постоянно само когато не
се измерват капацитети), той е запушен. На колектора му потен-
85
циалът е отрицателен и полевият транзистор е запушен. При „1“
на изхода на ИСза от АЦП Т2 е отпушен, а така също и Тг.
Когато не се измерват капацитети, чрез контакта 4С на базата
на Т се подава отрицателен потенциал, който го отпушва. По то-
зи начин се забранява подаването на отпушващ потенциал към
базата на транзистора Т3 от схемата на АЦП и той функционира
нормално. Освен това чрез на базата на Т2 се подава положи-
телен потенциал и той е запушен. Така и транзисторът 7\ става
запушен при другите измерителни функции.
Калибрирането при измерване на капацитети се извършва чрез
донастройващия тример Rei3-
Измерване на транзистора
С цифровия мултиметър „ТРАНС* може да се измерва само ста-
тичният коефициент на усилване по ток на маломощни транзисто-
ри. Режимът на измерване е /е=1 mA, t/KB=6 V.
Принципът, на който се провежда измерването, е разгледан в
глава III т.З. 4. При измерване на п-р-птранзистори генераторът
на ток в ЦММ се свързва с емитера на измервания транзистор ди-
ректно. Базисният ток, протичайки през еталонния резистор /?х,
създава пад, който през контакта 2N се подава на входния усил-
вател, който има коефициент на предаване единица в този слу-
чай. От входния усилвател напрежението, пропорционално на
базисния ток на измервания транзистор, се подава чрез контакта
4N към интегратора ИСг на АЦП вместо опорното напрежение —
Uotl, намиращо се в самия АЦП. На входа на АЦП се подава по-
ложително напрежение +50 mU чрез контакта . Това напреже-
ние се установява чрез тримера Rt, с което се извършва и калиб-
рирането при измерване на п-р-п транзистори.
Когато се измерват р-п-р транзистори, чрез контакта се включ-
ва допълнително реле, намиращо се в блока на генератора на
ток. Неговият превключващ контакт сменя посоката на изход-
ния ток—той става втичащ се. При р-п-р транзистори падът върху
еталонния резистор е положителен и през входния усилвател се
подава към входа на интегратора ИСг на АЦП вместо опорното
напрежение + Uon, намиращо се в самия АЦП. На входа на АЦП
се подава отрицателно напрежение — 50 mV, чрез контакта 6Р.
Това напрежение се настройва с тримера Т?5, с което се извършва
и калибрирането при измерване на р-п-р транзистори.
Колекторното напрежение на измерваните транзистори се по-
дава през стабилизатора Дг, Д2, R2 чрез контактите 3N и ЗР съот-
ветно при п-р-п и р-п-р проводимост.
86
3. АВТОМАТИЧНО ПРЕВКЛЮЧВАНЕ НА ОБХВАТИТЕ, ДИМЕНСИЯТА
И ДЕСЕТИЧНАТА ТОЧКА
За автоматично избиране на обхвата на измерване в цифровия
мултиметър „ТРАНС" е въведен допълнителен блок. Елементите
на този блок са разположени на три отделни платки. Критериях
при автоматичного избиране на подходящ обхват е показанието
на индикатора да бъде в границите 90-е-980.
Показанието „90“ се избира не случайно, а с оглед отношението
между горната и долната граница да бъде различно от отноше-
нието на обхватите — 10.
В противен случай вследствие на шумовете и неточността при
отделяйте обхвати се получава зацикляна на схемата за автома-
тично избиране на обхвата.
Ако показанието е по-малко от „90“ (примерно 85), автоматич-
но се превключва съседният, по-чувствителен обхват, след което
показанието ще стане „850“. В случай че след измерването пока-
занието е по-голямо от „980“ (примерно „990“), следва автоматич-
но превключване на съседния, по-груб обхват и показанието
става 099.
Режимът на автоматично избиране на обхватите в мултиметъра
„ТРАНС" се въвежда при освобождаване на всичките бутони за
ръчно избиране. Това става чрез леко натискане на някой нена-
тиснат бутон. При ръчно избиране се натиска бутонът на желания
обхват и схемата за автоматично избиране се блокира.
Автоматично избиране обхвата на измерване
За реализираие на автоматично избиране на обхватите в „ТРАНС"
са въведени пет изпълнителни рид-релета всяко с по-четири кон-
такта. Тези контакти включват различните обхвати при измер-
ване на токове, капацитети, съпротивления и транзистори, а та-
ка също и при измерване на променливи напрежения. За из-
мерване на постоянни напрежения са въведени допълнител-
но три рид-релета, намиращи се в блока на входния усилвател.
Всички рид-релета се управляват от схемата за избиране на обхва*
тите ръчно или автоматично. На фиг. 36 е дадена фуикционална-
та схема на блока за автоматично избиране на обхватите, който
е реализиран на три платки.
Основният функционален елемент в разглежданата схема е че-
тирибитовият шифтрегистър ИС^—ИС202.
С иегова помощ се извършва „търсенето" на оптималния об-
хват, при който показанието ще бъде между „90“ и 980“. Дешиф-
87
рирането на показанието „90“ се осыцествява с помощта на ло-
гический елемент ИС301а, който е свързан към изходите А и D на
брояча ИС7 от АЦП. На изхода на ИС301а по времето на първото
и второто интегриране непрекъснато се получават импулси, имащи
ниво „1“ от 0 до 90 тактови импулса и ниво „0“ — от 90 до 100
тактови импулса.
Чрез инвертора HC305d тези импулси се подават на тактовия
вход на D-тригера ИСЗО2В. По времето на първото интегриране то-
зи тригер е нулиран (/?307 е свързан към изхода на ИС3а от схе-
мата на АЦП, с което се забранява преобръщането му от импул-
сите, постъпващи на тактовия му вход). Нулиран е и RS-триге-
рът ИС303с—HC303d, на другия вход на който се подават импулси
от схемата за дешифриране на показанието „980“. Тази схема по-
лучава информация от изходите на ИС7 и ИС8 от АЦП. По такъв
начин се разрешава преобръщането на запомнящите тригери ИС302а
и ИС303е— HC303d само през времето на второто интегриране, ко-
гато натрупващите се в брояча тактови импулси са, така да се
каже, информационни.
Изходът на HC303d и изходът Q на ИС302В са свързани с двувхо-
довия елемент ИС303а.
При измерване на различии по големина величини са възмож-
ни три случая. След измерването показанието може да бъде по-
малко от 90, вътре в интервала „90“ —„980“, и по-голямо от „980“.
В първия случай, когато показанието е по-малко от„90“, нито един
от запомнящите тригери ИС302в и ИС303с—HC303d няма да се преобър-
не и на изхода на ИС303а потенциалът ще бъде „1“, понеже на из-
хода Q на ИС302В има „0“. Следователно в края на измерването им-
пулсът за пренос, постъпващ от АЦП, ще се пропусне от ИС303,
към тактовите входове на шифтрегистъра ИС201 ИС202.
Ако предположим, че всичките тригери на шифтрегистъра са
нулирани, на изхода на ИС205 потенциалът ще бъде „0“, а на из-
хода на ИС204е — „1“. Освен това нека нито един от бутоните за
ръчно избиране на обхвата Б1-^-Б4 не е натиснат. В този случай
на изходите на ИС20зв, ИС2оз<ь ИС204а и ИС204в потенциалите ще
бъдат „0“. С изключение на измерване на капацитети при всички
други функции, нивата на изходите на гореспоменатите логичес-
ки елементи се предават чрез елементите ИС401, ИС402 и ИС403а
към транзисторите Т7И-г-Т705, задействуващи релетата Koi4"Ртов-
Така при разглеждания случай включено ще бъде само релето
Р701, определящо обхвата х0,1.
В края на измерването импулсът за пренос, постъпващ от
АЦП, тактува тригерите на шифтрегистъра, но тъй като на вхо-
да му (входът D на ИС101») потенциалът е „0“ (тригерът ИС3оз«—ИСзвз
88
не се е преобърнал и на изхода на ИС303с има «0“)> състоянието
остава непроменено— включен е само обхват х 0,1. При всяко
следзащо измерване импулсътза пренос ще се пропуска към шифт-
регистъра, но неговото състояние няма да се променя.
В случая, когато след дадено измерване показанието е по-го-
лямо от „90“, но не надхвърля „980“, в края на второто интегри-
ране тригерът ИС302 ще бъде преобърнат. Тогава потенциалът на
изхода на ИС303а ще стане „0“, която ще забранява пропускането
на импулса за пренос към шифтрегистъра. Така състоянието на
шнфтрегистъра ще остане непроменено и обхватът остава същия
(ХО,1).
При третия(Случай, когато показанието е по-голямо от „980“,
запомнящият тригер ИС303с—ИС303(1 в края на измерването е пре-
обърнат. На изхода на ЙС303(1 потенциалът е „0“, а на изхода на
ИС303а—„1“. Това означава, че импулсът за пренос ще „премине'*
през ИС303В и ще тактува тригерите на шифтрегистъра.
В този случай ще се преобърне тригерът ИС201а, тъй като на
входа му D постъпва потенциал „Г* от изхода на ИС 303е- Веднага
след преобръщането на ИС201а потенциалът на изхода на ИС205 ще
стане „1“, а на изхода на ИС2Мс—„0“. Транзисторът Т-,01 ще се
запуши, понеже потенциалът на емитера му става „1“. След преоб-
ръщането на ИС201а на изхода на ИС203а се получава „0“, а на изхо-
да на ИС203»—„Г*. От това следва.чена изхода на ИС401а ще има
,.0“, транзисторът Т’7О2 ще се отпуши и ще задействува релето Р7о2-
Следователно ще установи по-груб обхват на измерване — х1,0.
По такъв начин се извършва автоматично превключване на съсе-
ден по-груб обхват. Ако след това превключване измерената стой-
ност е с показание вътре в граничите „90“ — „980“, ще се получи
вторият разгледан случай, при който се забранява подаването
на импулса за пренос към шифтрегистъра. Уредът остава включен
на установения обхват.
През време, когато е включен обхватът х 1, е възможно новоиз-
мерената стойност да дава показание също по-голямо от „980“. В
такъв случай в шифтрегистъра се „записва** още една „1“ и се
включва съседният по-груб обхват — х 10, чрез елементите HCj03(.,
ИС203(1, ИС403а.
В случай че при обхват х 10 новоизмерената стойност е с пока-
зание, по-малкоот „90", щесе извърши последователно включване
на обхватите X 100 и X 1000, а след тях — на обхвата х0,1 и т.н.
А::о измерваната величина би давала показание между „90“ и
..980“ при обхват X1,0, превключването на обхватите ще спре
именно на обхвата ,<1,0. Фактически, когато измерената стойност
89
при обхват хЮдаде по-малко показание от „90“, следва преоб-
ръщане на тригера ИС202а, с което се включва обхват х!00. Тъй
като в този случай на входа Д на ИСз02а потенциалът е „0“ (три-
герът ИСзозс—ИСзоза ие е преобърнал), при включване на обхва-
та Х100 тригерът ЙСг01а ще се нулира. При следващото измер-
ване обхватът е х 100, естествено показанието ще бъде още по-
малко от „90“ и импулсът за пренос ще преобърне и последняя
тригер ИС202В, включвайки обхвата хЮОО. В същия момент се
извършва нулиране и на втория тригер ИС201в.
След извършване на едно измерване при обхват ХЮООще се
нулира и тригерът ИС202а, а обхватът няма да се превключи, тъй
като ИС202В е преобърнат.
Следователно при обхвата х 1000 ще се извършат две измер-
вания, след конто тригерът ИС202В ще се нулира и ще се включи
обхватът х0,1.
Това са накратко процесите, протичащи при автоматично из-
биране на обхвата.
Избирането на оптималния обхват в най-лошия случай се из-
вършва след пет измервания, така че времето за търсене му е
около 1s.
При ръчно избиране на желания обхват се натиска съответният
бутон (Bj-hEj). Ако сме избрали обхват хЮ (бутон Б3), на из-
хода на ИС20з<1 ще се получи „1“ и ще се включи релето Р703. На
изходите на елементите ИС204с, ИС203в, ИС204 и ИС204а ще има по-
тенциал „0“, тъй като тригерите на шифтрегистъра се нулират от
втория контакт на натиснатия бутон Б3. По подобен начин се из-
бират ръчно и другите обхвати.
АЦП на мултиметъра „ТРАНС" е така организиран, че новото
измерване започва веднага след превключване на предното. За-
това за предотвратяване преждевременного нулиране на запа-
метяващите тригери ИС302В и HC303c ИС3о3с1 в схемата е въведена
интегриращата трупа R307 C3oi.
С помощта на елементите ИС4ОЗВ, ИС403с, ИС40М и ИС40.а, ИС404В,
ИС404с се извършва формираието на сигналите, управляващи ре-
лета за превключване на обхватите при измерване на постоянни
напрежения. Както се вижда от фиг. 36, с изключение на тази
функция, при останалите измервани величини на изходите на
трите елемента ИС404а ИС404в и ЙС404с потенциалите са „1“ пора-
ди свързването на някой от диодите Д4-ьД7 към маса. В този слу-
чай нито едно от релетата Р301, Р502, Р503 не е задействувано, кое-
то съответствува на коефициента на предаване единица на вход-
ния усилвател, т.е. обхват 0-ь 1 V. Само при измерване на постоян-
90
ни токове чрез диода Д404 се задействува релето Psos> вследствие
на което обхватът на входния усилвател става 0-т-0,1 V.
При измерване на капацитети и най-чувствителен обхват Оч-0,1
pF зарядният ток от генератора на ток трябва да бъде 1 р,А, а при
измерване на съпротивления този ток се пропуска през най-го-
лемите измервани съпротивления. Затова в описвания мултиме-
тър са въведени елементите ИС401 и ИС402, чиято задача е да раз-
менят местата на командните сигнали, включващи отделяйте ре-
лета Р701-ьР703.
В този случай, тъй като се затваря контактът 1С, на изхода
на ИС305а се получава „Г‘, а на изхода на ИС403 — „0“. По такъв
начин на обхват х 0,1 потенциалът от изхода на ИС204с се подава
чрез ИС402В към Т7О5, който задействува релето Р70з- Контактът
К’з на това реле, както е известно, определя изходен ток 1рА
на генератора наток. На обхват х 1,0 се задействува Р704, чийто
контакт К*4 определя ток 10рА и т. н.
— Автоматично преместване на десетичната точка. За включ-
ване на десетичните точки след най-старшия и средняя разряд
са въведени високоволтовите транзистори Т401 Т402. Само на об-
хват х 10 и показание примерно 999 десетичната точка се намира
след най-старшия разряд — 9,99. Затова четирите входа на ИС40вв
са свързани към изходите на ИС401 и ИС402. Когато е включен то-
зи обхват, само на изхода на ИС403а ще има „0“, а на останалите
изходи (ИС401, ИС402) ще има „Г. Следователно на изхода на ИС40в
ще има „0“ и транзисторът Т402 ще е отпушен. На който да е друг
обхват на никой от входовете на ИС40вв се подава „0“в на изхода
се получава „1“ и Т402 е запушен.
На обхватите х0,1 и хЮО десетичната точка се намира след
средняя разряд — 99,9. За включването й е въведен транзисторът
T4oi, който се управлява от ИС406а. Входовете на ИС40ва получа-
ват потенциал „0“ само когато се включват обхватите Xl, X 10, и
ХЮО. (ИС401а, ИС403а, ИС402в). Тогава на изхода на ИС406а ще има
„Г* и Т401ще е запушен. На обхватите х0,1 и х 100 и на четирите
входа на ИС40вв има „1“ и транзисторът Т401 е отпушен. Десетич-
ните точки се изключват, когато се включат обхватите X1 и
X 1000, тъй като „0“ се подава и на двата елемента ИС406а и ИС40вв.
—Автоматично индициране на дименсията. За указване димен-
сията на измерваната величина в ЦММ „ТРАНС" е въведен до-
полнителен индикатор с лампичките Лв + Л1л. Тези лампички се
включват с помощта на транзисторите Т301н-Т308, конто се управ-
ляват от бутонния превключвател за функциите и от сигнали,
получаващи се при включване на различните обхвати. Сигналите
от обхватите х0,1 и х 1,0 се обеднняват с ИС405 и чрез ИС405ссе
91
подават на емитерите на T30i, Т303, Т305 и Т307. Ако е избран някой
от тези обхвати и се натисне бутонът за измерване на напреже-
ния (променливи или постоянни), ще се затвори контактът 1V=
= или IV и на изхода на HC304d ще се получи „Г‘. Тогава транзис-
торът Т301 ще се отпуши (наемитера му има „0“) и ще светне лам-
пичката Л7, т. е. V. Така при обхватите х0,1 и х 1,0максималното
показание ще бъде 99,9 mV и 999m V. Когато се измерват токове,
се отпушва транзисторът Тзоз и при горните обхвати показанието
е 99,9 рА и 999 рА. При измерване на съпротивление показанието
е 99,9 Q и 999 Q, а при измерване на капацитети—99,9 nF и 999 nF.
Сигналите от обхватите Х10, хЮОи X 1000 се обединяват от
ИС405а, диодите Д401, и ИС405в. Ако е избран някой от горни-
те обхвати, на изхода на ИС405В има „0“, а следователно и на еми-
терите на Тзг1, Т304, T30(i и Т308.
Така при обхватите х 10, >: 100 и х 1000 и измерване на напре-
жения максимално показание ще бъде съответно 9,99 V, 99,9 V и
999 V. При същите обхвати п измерване па токове показанията са
9,99 mA, 99,9 m А и 999 mA. При измерване на съпротивления мак-
сималните показания ще бъдат 9,99 kQ, 99,9 kQ и 999 kQ, а при
измерване на капацитети — 9,99 pF, 99,9 pF и 999 pF.
Когато се измерват транзистори, на изхода на ИС305 се получа-
ва „1“ и транзисторът Т309 се отпушва. Чрез Л15 се индицира из-
мервания параметър j3.
Само когато се измерват постоянни токове и напрежения на
изхода на ИС304а, се получава потенциал „1“, който се подава към
транзисторите Т4 и Т5, намиращн се в АЦП. По този начин се
разрешава на Л, и Л5 от АЦП да индицират знака на измервания
ток или напрежения.
При измерване на променливи токове или напрежения на из-
хода на ИС304С се получава ,.1“ п се отпушва транзисторът Т310.
Лампичката Л6 осветява знака ~, указващ, че се измерват
променливотокови величини.
—Индикация за препълване. При автоматично избиране на
обхватите, ако измерваната величина има стойност, превишава
ща най-грубия обхват х1000, на лицевата страна наописвания
уред светва светлодиод Д8. По такъв начни се индицира, че об-
хватът е препълнен. Този диод светва и при ръчно избиране, щом
измерваната величина превишава избрания обхват.
Светлодиодът Д8 се задействува директно от изхода Q на ,,D“ —
тригера ИС302а. Този тригер се тактува от импулса за пренос и е
преобърнат само когато е преобърнат тригера ИС303с — ИС303(1.
Тъй като последният тригер е преобърнат само когато показа-
нието е по-голямо от „980“, то и ИС302а гце бъде преобърнат като
него. За разлика от тригера ИС303с ~" ^C303d, който се нулира при
92
всяко измерване на време на първото интегриране, при препъл-
ване тригерът ИС302а е непрекъснато преобърнат и диодът Дв
свети.
4. ДЕТАЙЛИ И КОНСТРУКЦИЯ
Използуваните в универсалния комбиниран уред „ТРАНС“ елек-
тронни елементи са главно TTL-интегрални схеми, операционни
усилватели и силициеви транзистори. Почти всички градивни
елементи са монтирани на отделяй печатни платки, повечето от
конто са завършени функционални блокове.
Разбира се, няколко от елементите са монтирани извън тези
платки. Тези елементи са виждат от схемите на фиг. 35 и 36.
По-надолу са приведени принципните схеми на отдел ните фу н к
ционални блокове, чиито елементи са монтирани на самостоятел-
ни платки. Всички допълнителни платки, с изключение на зах-
ранването, са с еднакви размери — 45x120 mm, нее евързват
помежду си с куплунги с по 31 извода и обща кабелна форма.
Захранващ блок
Принципната схема е дадена на фиг. 37. Този блок осигурява
стабилни захранващи напрежения за целия уред. Основен спо-
рен източник се явява интегралната стабилизаторна схема ИС101
от типа цА 723. Чрез тази схема се получава захранващото на-
прежение + 15V. Температурната му стабилност е по-добра от
^±0,05% за целия температурен обхват от +15° до +35°С.
Изходното напрежение се установява точно чрез тримера Яыъ-
Изходът е’ защитен от късо съединение.
Отрицателното захранващо напрежение — 15V се получава с
помощта на ИС102 и средномощния транзистор Т104. Чрез Т105 и
/?п7 се вижда защитата от късо съединение на изхода. По съще-
ство стабилизаторът на — 15V е един мощен инвертиращ усил-
вател с коефициент на предаване k4=—1.
Захранващото напрежение за TTL—интегралните схеми-f-SV
се получава също чрез мощен инвертиращ усилвател с коефициент
на предаване &v=—0,33.
Така изградената схема на захранването е от следящ тип,
която при късо съединение на изходите +15V или —15V из-
ключва изхода за +5V.
Общият проводник — масата на източниците -J-15V и —15V, е
изведена отделно от общая проводник на източника -J-5V. Чре
93
Фиг. 37. Принц^пна схема на захранващия блок
отделни проводници тези маси са изведени до АЦП, където се
свързват в една обща точка.
Мрежовият трансформатор е навит върху магнитопровод —
„0-образен (от „ЕЛКА" 53), отделяйте намотки имат следните
навивки: I —• 3800 нав. ПЕЛ — 0,2. Па — 160 нав. ПЕЛ — 0,35,
Пв — 160 нав. ПЕЛ — 0,35, III — 370 нав. ПЕЛ — 0,20 и IV—
3000 нав ПЕЛ — 0,08.
Всички резистори в захранващия блок са от типа МЛТ — 0,25.
Желателно е резисторите /?ю4 и R10l да бъдат спрегнати, т.е.
да имат приблизително еднакъв TKR- Същото се отнася и за ре-
зисторите /?108, /?ц3.
Кондензаторите C10s, С1М, С107 и С108 са керамични, дисковид-
ни с толеранс ±10%, а кондензаторите С102, Сюз и Сю< са елек-
тролитни с работно напрежение 25V. Кондензаторът С1М е също
електролитен и има работно напрежение 16V.
На фиг. 38 е даден графичният оригинал на платката на за-
хранващия блок, гледан откъм страната на спойките. Разположе-
нието на елементите върху платката се вижда от фиг. 39.
Блок за автоматично избиране на обхватите, дименсията
десетичната точка
Този блок е изграден върху три отделни платки, чиито принцип-
ни схеми са дадени на отделни фигури. В схемата на фиг. 40
се намира шифтрегистър от блока за автоматично избиране на
обхвата. Използуваните интегрални схеми са означени на самата
принципна схема. Графичният оригинал е даден нафиг. 41 а —
страна елементи, и на фиг. 42 — страна спойки. Разположението
на елементите се вижда от фиг. 43.
В схемата на фиг. 44 е поместена логиката управление на шифт-
регистъра, както и ключовете транзистори за индициране на
дименсията. Всички транзистори са от типа 2Т604Д, а ннтеграл-
ните схеми са: ИС301 — МН7420, ИС302 — МН7474, ИСмз,
ИСЗМ, ИС305—МН7400. Графичният оригинал е даден на фиг.
45 а — страна елементи, и на фиг. 456 — страна спойки. Разпо
ложението на елементите се вижда от фиг. 46.
Схемата на фиг. 47 съдържа елементите на превключващата
логика за измерване на капацитети, както и елементите за опре-
деляне на десетичната точка. В тази схема са и елементите за
управление на рид-релетата на входния усилвател. Употребе-
ните интегрални схеми са означени на дадената принципна схема.
Графичният оригинал е даден нафиг. 48 а — страна елементи, и
95
на фиг. 48 б — страна спойки. Разположението на елементите
върху платката се вижда от фиг. 49.
Всички лампички, употребени в описания уред, са монтирани
и имат параметри 9V/20 mA.
+ 5V
е-
[ПРЕНОС
31 Ъ
12
r-fiL
D Q
12
Д10
D Qg-
исго1а з
МН 7474
11
ИС 205
МН 7430
8
л
5
Q 5,
—Д
D Q
Т
исготь
МН 7474
ИС 202а
МН 7474
Q-Ц
ИС 202 Ь
МН 7474
--------6 29
ЗАБРАНА!
АВТОМАТ. I
13 р----
IBX.
11
12
4
Е
ИС203а
МН 7400
10
12
ИСгозс
МН 7400
13 12
ИС 204 d
МН 7400
13
ВХ. !
IMO I -а
—?'9
ИС204 с
МН 7400
МН 7400
12 !
< рх.!
3 10 I
27 ?вх7
НО
ИС203 Ь
МН 7400
иСгоза
МН 7400
ИС 204 Ь
МН 7400
BVf
100 [
8
2
т +5V '
2
О Q
"т а|2|
и
3
9
2
5
3
J3
Q 5.
ИЗХ.
0,1
ИЗХ.
.1000
12 26
23 15 18
Фиг. 40. Принципиа схема иа платка №2 от блока за автоматично измерване
Входен усилвател
Този усилвател осигурява голямото входно съпротивление на
волтметъра на ЦММ, както и реалпзира обхватите на измерване.
За получаване на голямо входно съпротивление във входа на
операционния усилвател ИС501 (фиг. 50) са въведени двойки спрег-
нати полеви транзистори T50i и Т502. Използуван е типът BSF21A,
който има температурен дрейф на входного остатъчно напрежение
40txV/°C.
Затова заради най-чувствителния обхват 0-4-0.1V, чиято разре-
шаваща способност е 100pV, е изведен донастройващият три-
мер Този тример е монтиран под индикатора на уреда.
Реализирането на отделните обхвати става с помощта на рид-
96
Фиг. 41. Графичен оригинал на
платка №2 — страна елементи
Фиг. 42. Графичен оригинал на
платка №2 — страна спойки
7 Цифров мултиметър
$7
ИС 201 □
исготь
ИС 202о
ИСгогь
E®Lil_
ИС 203 о
ИС 203 b
ИС 203 с
исгоэа
ИС 204а
ИС 204 Ь
ИС204с
ИС 204 d
CzOz
ИС 205
Фиг. 43. Р азположение на елементите върху платка №2
98
_________25
| ПРЕНОС
IПРЕНОС
ПРЕПЪЛ-
24 ВАНЕ 23 21 20 22 18
+5V1
! о7
30
ИС301 а
.1f\.9O'
Л F
&
29
28
27
I_______________'
1? 16 15
PNP
NPN
О °
ис303 Ь
+ 5V
'ИСзо4с ИС30/.с<
305с
305а
3
'W4
|ИС203с
10
91 Ь-
•-4Z8
ИСзцз а
ИС 305 d
ИС302Ь
9
О D
Т
12
8q
Y13
1)
+ 5V
Г 2 I 1 19~
С 301 <-302 ИС301-МН7420
0,15 pF 0,15 pF ИС302- МН 7474
R308
2,2 к
|ЙЗОЗ
|2,2к
Тзо:
2.2 к
^304 Ь
Изо 4
2.2 k
— Нзоб
Т307 2.2 k
Т309
'304
т306
mA
/ '302
Т310
PF
7
ИС305Ь
mV
МА
nF
д,i/’,o
10/100/1000
V
— д----------о-
11 13 9
^С303,304.305 “ 7<|°°
Ъо1 т310 - 2Т36О4Д
Фиг. 44. Принципна схема на платка №3 or блока за автоматично измерване
i-
з"
I
<0
ч>
ПЛАТКА № 3
Фиг 45 а. Графичен оригинал на платка №3 — страна елементи
Фиг. 45 б. Графичен оригинал на платка №3 — страна спойки
100
ИСэ04а
ИС304b
ИСз04с
ИС 304 d
R3O2
Тэ04 О
тзозО
тэогО
,R305
r304
R3O6
ИСзооа
ИС зО5Ь
ИС зо5с
ИСзо5й
О
Ъо1
Т309
О
ТЭО7
О
Т308
Фиг. 46. Разположение на елементите върху платка Ks3
101
28
29
26
23
Фиг. 47. Принципна схема на платка №4 от блока за автоматично измерване
Фиг. 48а. Графичен оригинал на платка №4 — страна елементи
Фиг. 486. Графичен оригинал на платка №4 —страна спойки
103
Фиг. 40» Разположение на елементите върху платка №4
«04
релетата Р5И, Р502 и Р50з- При обхват O-r-O.lV се затваря само
контактът К5о2. усилването на усилвателя е 10 и на изхода му се
получава максимално напрежение IV, което чрез контакта К5оз
се подава към АЦП. На обхват Оч-l.OV нито един от контактите
Фиг. 50. Принципна схема на входния усилвател
не се затваря и усилвателят има коефициент на предаване еди-
ница — максималното изходно напрежение е IV. На обхват О-е-Ю
V на изхода на ИС801 максималното напрежение е също 10V,
понеже K50i и К5О2 са отворени. В този случай контактът К5)з
се превключва и към АЦП при обхват О-s-lOV се подава макси-
мално напрежение IV, тъй като делителят 7?512,7?513има кое-
фициент на деление 10. И на трите обхвата входното съпротив-
ление на волтметъра е равно на входното съпротивление на по-
левите транзистори и е по-голямоот 10000Мй. На обхват 0-ь 100V
се затваря контактът К501, така че максималното входно нап-
режение 100 V се снижава на IV, чрез делителя /?50i, ^502, /?50з-
Тъй като усилвателят има коефициент на предаване единица,
максималното напрежение на изхода е също IV.
На обхват04-1000V контактът К501 остава включен. В този слу-
105
чай контактът К4оз се превключва, така че максималното изходно
напрежение е също IV.
На тези два обхвата входното съпротивление се определи глав-
но от резистора /?501, който е 1МЙ.
Калибрирането на обхватите започва от най-чувствителыия
обхват 0-7-0,IV. Най-напред се извършва нулиране чрез а
след това се настройва изходното напрежение до постигане на IV
с помощта на /?508. На входа на усилвателя се подава от калибра-
тор точно 0,1V. След това при подадено входно напрежение 10V
и обхват О-blOV се настройва напрежение на изхода на схемата
IV с помощта на тримера /?61g. Последната настройка се извършва
при обхват 0-bl00V чрез тримера /?sOg. Обхватите 0-?-1,0Vи 0-ь
1000 V не се настройват.
Използуваните резистори в този блок са от типа АТ, имащи
толеранс 1% (изключения правят #50в, /?510 и #6М).
Тримерите /?503, /?40в, Я513 и са многогабаритни оттипаСП5-2.
Релетата Р501, P50g, Р5оз са фабричнп рид-релета за 12V и имат
ток на сработване 10 mA.
Графичният оригинал на платката е даден на фиг. 51, погле-
дът е отткъм спойките. Разположението на елементите върху
платката се вижда от фиг. 52.
Генератор на константен ток, тактов генератор и компаратор
за измерване на капацитети
Генераторът на константен ток е реализиран на принципа, опи
сан в гл. II, т. 4. Особеното в генератора на ток, използуван в
описания уред, е възможността за промяна посоката на изходния
ток. За тази цел е въведен транзисторът Т603 (фиг. 53) и релето
Рв01, чийто превключващ контакт KeOi сменя полярността на нап-
режението, подавано към обхватните резистори.
Промяната на посоката на изходния ток се извършва само при
измерване на р-п-р транзистора.
Настройката на генератора на ток започва с тримера Л6о3 на
обхват 0-ь 1000 Ш— изходният ток трябва да бъде 1цА. След
това се настройва изходен ток ЮрА на обхват 0-ь 100 kQ чрез
тримера /?613, после — ток ЮОцА на обхват 0-ь 10 kQ чрез /?в11,
1mA на обхват 0-ь 1кй чрез /?в09 и накрая — изходният ток 10 mA
на обхват 0-ь0,1 kQ чрез тримера /?«07-
Тактовият генератор е изграден с операционен усилвател
|*А709 (ИСв03). Стабилността на генерираната честота е по-висока
от 0,1 %. Настройката на генератора при честота 10 kHz се извър-
106
Фиг. 51. Графичен оригинал на
платка №5 — входен усилвател
Фиг. 52. Разпслс;кение на елемен-
тите върху платка № 5
107
Фиг. 53. Принципна схема на платка №6 — генератор на ток, тактов гене-
ратор, компаратор за измерване на капацитети
шва с тримера /?62в. От изхода на ИСв0з тактовите импулси се
подават към входа на брояча на АЦП.
Компараторът ИС602 се използува за фиксиране момента на из-
равняване на напрежението върху измервания кондензатор с
опорното напрежение, подавано чрез делителя Rail /?в18. Това
напрежение се настройва точно на IV с помощта на тримера Р.пс
Входовете на компаратора са обезопасени чрез диодите Дв0з»
Дем-
Транзисторът Т003, когато не се измерват кондензатори, е от-
пущен, за да не се влияе на нормалната работа на АЦП.
Резисторите, употребявани в този блок, са от типа ОМЛТ,
конто имат по-нисък TKR от типа МЛТ.
Донастройващите тримери са от типа СП5-2. Кондензаторът
С60з е стирофлексен.
Графичният оригинал на платката, която се изработва от едно-
странно фолиран стъклотекстолит, е даден на фиг. 54, гледано
откъм спойките. На фиг. 55 е показано разположението па еле-
ме^тите.
Обхватни релета
На отделна платка, еднаква по размери с платките по горннте
блокове, са монтирани рид-релетата за осъществяване обхватите
при измерване на токове, съпротивления, капацитети и промен-
ливи напрежения. На тази платка са монтирани и еталонните
разпстори за отделните обхвати при измерване на токове.
Диодите Д701 и Д702 са употребени за предпазване на сталонни-
те резистори, а така също, за да не се прекъсва измерваната ве-
рига при смяната на обхвата. Прннципната схема е дадена на
фиг. 56.
Рид-релетата са нзработени чрез струговане на подходящи
макарички от ебонит. Във вътрешността на макаричкпте са раз-
положени по четири рид-контакта, конто се запояват директно
на платката. Външният диаметър на макаричката е 16 mm,
вътрешният — 7 mm, а дължината — 20 mm.
Намотката на релетата има 3200 нав. с ПЕЛ 0,08.
Токът на сработване е 15 mA. Захранването на релетата ее
осъществява с изправителя Д105 С1М, намиращ се в изправителния
блок.
Графичният оригинал на платката е даден на фиг. 57, гледан
откъм спойките, а разположението на елементите — на фиг. 58.
109
Фиг. 54. Графичен оригинал на плат-
ка №6—генератор на ток и др., гло-
дано откъм спойкнте
Фиг. 55. Разположение на елемеити-
те върху платка №6
110
Фиг. 56. Принципна схема на платка №7 — блок рид-релета
Фиг. 57. Графичен оригинал на
платка №7 — блок рид-релета, гле-
дано откъм спойките
Фиг. 58.'Разположение на елеусн-
тите върху платка № 7
112
Преобразувател променливо-постоянно напрежение
Принципната схема на използувания в описания уред преобра-
зувател е приведена на фиг. 59. За получаване на високо входно
сьпротивление във входа е въведено буферного стъпало TIOi, Т|в1,
чието усилване е единица. Прецизният изправител е реализиран
с операционен усилвател ИС801, който е от типа р.А709. За ели-
миниране нелинейността на диодите в първа посока те са свър-
зан!? с обратната връзка на ИС801. Постояннотоковият режим на
тази интегрална схема се стабилизира чрез 100% ООВ, въвежда-
иа чрез /?809 и RB10.
Върху резистора Т?814 се получава еднополупериодното изпра-
вено напрежение, което се филтцува от Т?816 J?818 С816 С818 и се
подава на неинвертиращия усилвател ИС802. От иеговия иэход
изправеното и изгладено входно променливо напрежение се
подава към АЦП.
Описваният преобразувател има обхват 04-0,1 V, който се нас-
тройва с /?818, за получаване на постоянно изходно напрежение
IV. Полученото изходно напрежение е пропорционално на сред-
ната стойност на измерваното напрежение. Различните обхвати
се реализират чрез делителя RtM + Rtos> който е честотно компен-
сиран с кондензаторите С702-?-С806.
Нулевого изходно ниво се настройва с тримера Т?828.
Всички употребени резистори са от типа МЛТ-0,25. Обхватните
резистори R^R^ са образувани от по два последователно
свързани резистора.
Кондензаторите СЯ92-г-С898, С8ц, С827 и C8j8 са керамични,
днсковидни; Сяос, С809, С807 и C80i са терефталатни, а СМ8, С8]1,
С81Я, C8U, С815 в СМ8 са електролитни, с работно напрежение 10V.
Графичният оригинал е показан на фиг. 60 гледано откъм
спойките, а на фиг. 61 е дадено разположението на елементите
върху платката.
— Конструкция
Кутията, в която е поместена цялата електрическа схема на ком-
бинирания уред „ТРАНС", е изработена от няколко части. Пред-
ната лицева плоча се свързва със задната плоча, чрез четири
профилин водача. В специални канали, фрезовани в тези во-
дачи, се вмъкват горният, долният и страничните капаци от зад-
ната към предната плоча. За да не излизат назад, към задната
плоча се завинтва с два винта втора задна плоча, изработена от
ламарина 0,5 тМ.
8 Цафров мултимвтър
113
22 21 25
28
Фиг. 59. Принципна схема на платка №8 — преобразувател променливо-по'
стоянно напрежение
Фиг. 60. Графичен оригинал на
платка №8, гледано откъм спой-
ките
Фиг. 61. Разположение на елемен-
тите върху платка №8
115
Разположението на отделните възли в кутията е показано на
фиг. 62. Означените възли са:
1 — платка, захранвагц блок № 1
2 — гнездо за бутона
3 — мрежов трансформатор
Фиг. bz. разположение на отделните възли на цифрсвия
мултиметър „ТРАНС"
4 — платка АЦП
5 — платка № 2 за автоматично избиране на обхватите
6 — платка № 3 за автоматично избиране на обхватите
7 — платка № 4 за автоматично избиране на обхватите
8 — платка № 8 — преобразувател променливо-постоянно на-
прежение
9 — платка № 6 — генератор на ток, тактов генератор
10 — платка № 5 — входен усилвател
11 — платка № 7 — блок рид-релета
12 — входни клеми
13 — индикатор
14 — светодиод за препълване
15 — превключвател на функциите
16 — превключвател на обхватите
17 — шаси
116
6
L*a ШАСИ MAT. CTOMAKEHA ЛАМАРИНА 0,5 mm
Фиг. 63. Детайлн на кутията на „ТРАНС*
117
Размерите на отделните части на кутията са дадени на фиг.
63. Предната и задната плоча се свързват чрез водачите посред-
ством винтчета. Платка №1 на захранващия блок е захваната
вертикално към левите странични водачи с помощта на винтчета
и дистанционни втулки. Мрежовият трансформатор се захваща
към задната плоча чрез ферзенкови винтчета. Платките от №2
до №8 са разположени вертикално, захващането им се осъще-
ствява само чрез свързващите куплунги. Вторите части на тези
куплунги са захванати към шасн, което се свързва чрез винтчета
към долните два водача. Връзките между отделните блокове и
куплунки се осъществяват чрез обща кабелна форма. Към прев-
ключвателя на обхватите е захваната малка плочка, върху която
са монтирани елементите от фиг. 35, конто са извън заградените
с пунктир блокове.
Лампичките за дименсията и полярността са монтирани в мал-
ки килийки, направени от тънък стъклотекстолит чрез запояване.
Пред съответната килийка е поставец надпис на символа, изоб-
разяващ определената дименсия.
Гнездото за поставяне на измерваните транзистори е изработено
от куплунг за интегрални схеми с по 14 извода, разположени в
два реда по 7 извода. От такъв куплунг сеотразява част, съдържа-
ща само 2X3 изводни крачета. Едната тройка е свързана по ре-
да е — б — k, а другата — по реда е — k — б.
ЛИТЕРАТУРА
1. М а р т а н я н, А. И. „Преобразуватели электрических параметров для
систем контроля и измерения" — изд. „Энергия", 1976 г.
2. Под ред. В. М. Ш л я н д и н а. „Цифровые электроизмерительные при-
боры". изд. „Энергия", 1972 г.
3. Гутни ков, В. С. „Применение операционных усилителей в измери-
тельной технике" — „Энергия"., 1975 г.
4. Т ы ч и н о, К- К. „Преобразователи напряжения в чатоту", изд. „Энер-
гия", 1972 г.
5 Г е л ь м а н. М. М. „Преобразователи напрежения в кодированный вре-
менной интервал" — „Эн е р г и я", 1970.
6. Ruchle, R. A. „Solid —state temperature sensor outperforms previous
transdusers"—„Electronics" vol 48, №6.
7. Gr andbois G.; „.Improved linear processing pack а-d converter outo
two IC chips, — „Electronics" vol 48, №13.
8. G о 1 d b e r g, H. Three-phase A/D conversion has high accuracy and bow
cost — ,,EDN“ №20, 1973.
9. M aj chai s.H.L'amplificateur operationnel et ses aplications" — Masson
10. Tuszynski A. Correlation Between the Base-Emiter Voltage and Jts
Temperature Coefficient" — Sold State Desaign—Jili 1962.
118
СЪДЪРЖАНИЕ
ВЪВЕДЕНИЕ
3
I глава. Аналаго-цифрови преобразуватели, използуваии в цифро-
вите мултиметри ............................................... 9
1. Аналого-цифрови преобразуватели с директно преобразуване ... 10
2. Аналого-цифрови преобразуватели с косвено преобразуване ... 18
II глава. Начини за реализация на основните функции иа цифровите
мултиметри.....................................................33
1. Функционален блок за измерване на постоянни напрежения . . .34
2. Функционален блок за измерване на постоянни токове..............42
3. Функционален блок за измерване на променливи напрежения и то-
кове ...........................................................44
4. Функционален блок за измерване на съпротивления................47
III глава. Начиии за реализация на допълнителни функции на мулти-
метрите........................................................52
3.1. Функционален блок за измерване капацитета на кондензатори . . 53
3.2. Функционален блок за измерване на температуря............55
3.3. Функционален блок за измерване на честоти................58
3.4. Функционален блок за измерване параметрите на транзистори . . 60
IV глава. Цифров мултиметър ,,Авомет“..............................63
1. Описание на действие™ на уреда..................................64
2. Конструкция ...........'........................................71
V г л а в а. Многофункционален цифров измерителен уред „Транс" . . 74
1. Описание на действие™ на уреда...........................77
2. Реализиране на отделяйте измерителни функции.............82
3. Автоматично превключване на обхватите, дименсията и десетичната
точка .......................................................87
4. Детайли и конструкция ..................................93
ЛИТЕРАТУРА ..............................................119
119
ЦИФРОВ МУЛТИМЕТЪР
П ъ р в о издание
Автор инж. Кьичо Досев Митев Рецензента ииж. Иван Събев, к.т.н. ииж.
Иван Петров Редактор инж. Васил Терзиев Художник Ангел Николов
Худ. редактор Л. Коцев Технически редактор и Е. Дюлгеровв и Милка Ри-
зова Коректор Станка Митева
Код-03^533122211 Изд. №10791 Дадеиа за наоор-на 30.-III.-1978 г.
3172-15-78
Подписана за печат на 10. X- 1978 г. Излязла от печат през м. октом-
ври 1978 г. Формат 60/84/16 Печатни коли 8,12 Издателски коли 7.89
Тираж 5090 Цена 0-59 лв.
Държавно издателство „Техника**, бул. Руски 6 — София
Държавиа печатинца „Г. Димитров** — Ямбол
ОТ СЪШАТА БИБЛИОТЕКА
1. Интересни любителски схеми в транзисторно к
интегрално нзпълнение отД Рачев
2. Любителска SSB-техника от П. Генов,
Ч. Л е в к о в, Е. Панов
3. Отговори на въпроси из областта на гелевизия-
та, кн. 5 от Д. Ми шев
4. Любителски устройства за проверка и измер-
ване иа транзиеторите от Ж. Георгиев,
С. Найденов
5. Електрониката в прегледите на ТНТМ, кн. 2
о т К. Д ж у р о в, Д. Македонски
к. Приложни радиоелектронни устройства, кн. .2
от Г. Кузев
Драги радиолюбители,
Търсете и другите издания на ДИ „Техника",
предназначени за в;:с:
1. Наръчник на радиолюбители (в два тома)
ревод от английски (САЩ)
2. Справочна серия за радиочасти и материали
ч. I Слаботокови електройеханични елементи,
ч. II Радиотехнически материали, ч. Ill Слабото-
кови схемни елементи от С. Христов.
П. Драгойеки, И. Антонов, Г>. Шипа-
лов
3. Първи стъпки в изчислителната техника о
Ж- Паскалев
4. Пътуване из електротехииката от В. К о н-
р а д, превод от немски (ГДР)
3. Наръчник по антенн от К- Р о т х а м е л,
превод вт немски (ГДР) и др.