МРБ 887. Инверсное включение транзистора - Бочаров Л.Н.

Автор: Бочаров Л.Н.

Теги: электротехника электроника массовая радиобиблиотека

Год: 1975

Похожие

МРБ 1144. Транзисторы. Справочник

МРБ 1002. Транзисторы

МРБ 622. Транзистор? Это очень просто!

МРБ 809. Транзистор. Это очень просто!

Текст

МАССОВАЯ
РАДИОБИБЛИОТЕКА
Выпуск 887
Л. Н. БОЧАРОВ
ИНВЕРСНОЕ
ВКЛЮЧЕНИЕ
ТРАНЗИСТОРА
«ЭНЕРГИЯ» МОСКВА 1975

6Ф0.32
Б86
УДК 621.382.3
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ:
Берг А. И., Белкин Б. Г., Борисов В. Г., Бурлянд В. А., Ванеев В. //.,
Геништа Е. Н., Гороховский А. В., Демьянов И. А., Ельяшкевич С, А.»
Жеребцов И. П., Канаева Л. М., Корольков В. Г., Смирнов Л. Д.#
Тарасов Ф. И., Чистяков Н. И., Шамшур В. И.
Бочаров Л. Н.
Б86 Инверсное включение транзистора. М., «Энер-
«Энергия», 1975.
56 с. с ил. (Массовая радиобиблиотека. Вып. 887)
В книге рассматриваются основные характерисшки и параметры
транзистора при инверсном вклкчении. Приводятся простейшие схемы,
в которых используется инверсное включение транзистора.
Книга рассчитана на подготовленных радиолюбителей.
30404-405
Б 334-75 6Ф0.32
051@1)-75
© Издательство «Энергия», 1975 г.

ПРЕДИСЛОВИЕ
Транзистор (в отличие от электронной лампы) до-
допускает инверсное (обратное) включение, при котором
коллектор выполняет роль эмиттера, а эмиттер — коллек-
коллектора. Эта особенность транзистора позволяет значитель-
значительно упростить ряд электронных схем, в которых в про-
процессе работы производится последовательная смена на-
направлений передачи сигналов (меняются вход и выход
элементарной схемы). Кроме того, ряд параметров
транзистора при его инверсном включении улучшается.
Например, уменьшаются остаточные параметры (что
очень важно при использовании транзистора в качестве
электронного ключа), увеличивается граничная частота
транзистора в схеме с инверсным общим эмиттером,
уменьшается внутренняя обратная связь, уменьшается
зависимость параметров транзистора и его режима от
действия различных дестабилизирующих факторов и т. п.
Поэтому, несмотря на уменьшение инверсных коэффи-
коэффициентов передачи тока эмиттера и тока базы, при созда-
создании некоторых специальных схем может оказаться целе-
целесообразным использование инверсного включения тран-
транзистора; следует иметь в виду, что в обычной схеме
включения транзистор, нагруженный на индуктивность,
при резком переключении может на короткое время по-
попадать в инверсный режим. Необходимость знакомства
с инверсным режимом объясняется также тем, что ряд
параметров транзистора при его обычном включении вьг
ражается через инверсные параметры.
Знание особенностей инверсного режима поможет
читателю глубже уяснить себе физические процессы,
протекающие в транзисторе, даст ему представление о
широких (далеко не исчерпанных) возможностях его
применения.

Книга рассчитана на подготовленных радиолюбите-
радиолюбителей, знакомых с основами транзисторной техники, общие
основные сведения о которых приведены в ней лишь в
том минимальном объеме, который необходим для изло-
изложения вопросов инверсного режима и сопоставления ин-
инверсных параметров с обычными. При изложений мате-
материала основной упор сделан на наиболее распространен-
распространенную схему включения транзистора с общим эмиттером и
рассмотрены основные аспекты инверсного включения
транзистора по этой схеме.
Автор

ОБЩИЕ ПОНЯТИЯ О СПОСОБАХ ВКЛЮЧЕНИЯ ТРАНЗИСТОРА
Транзисторы представляют собой трехслойную полупроводнико-
полупроводниковую структуру, образующую два взаимодействующих р-п перехода
(рис. 1,а) В монокристалле транзистора можно выделить три области:
эмиттерную, базовую и коллекторную. Переход, который образуется
на границе областей эмиттер — база, называется эмиттерным, а на
границе база — коллектор — коллекторным. Проводимость базы мо-
может быть как дырочной, так и электронной; соответственно разли-
различают транзисторы со структурами п-р-п и р-п-р (рис. \,а).
Принцип работы транзисторов обоих типов одинаков, за исклю-
исключением того, что в транзисторе типа п-р-п ток, текущий через базу
от эмиттера к коллектору, создают электроны, а в транзисторе типа
р-п-р этот ток создают дырки.
На схемах эмиттер изображают стрелкой, которая указывает
прямое направление тока эмиттерного перехода (рис. 1,6). В нор-
нормальном усилительном режиме работы транзистора эмиттерный
переход включают в прямом направлении, а коллекторный — в обрат-
обратном (рис. 1,6).
Рассматривая трехслойную полупроводниковую структуру, мож-
можно убедиться, что у транзистора нет принципиальных различий
между эмиттерным и коллекторным переходами и (при включении
транзистора в схему) их можно поменять местами, т. е. коллекторный
переход использовать в качестве эмиттерного, а эмиттерный — в каче-
качестве коллекторного. Но при конструировании кристалла всегда доби-
добиваются того, чтобы прямой ток эмиттерного перехода практически
целиком замыкайся через коллекторную цепь /к«/э и основной
параметр транзистора — дифференциальный коэффициент передачи
тока эмиттера
0)
был близок к единице (а = 0,93-*-0,99). Для этого необходимо выпол-
выполнение следующих основных условий:
1. База транзистора должна быть настолько тонкой, чтобы
инжектированные в нее носители могли относительно свободно дости-
достигать коллекторного перехода.
2. Эмиттерная область в сравнении с областью базы должна
иметь большую концентрацию примеси [большую концентрацию
основных носителей (рис. be)], чтобы прямой ток эмиттера в основ-
основном определялся носителями, инжектируемыми эмиттером в базу.

3. Площадь коллекторного перехода должна быть в несколько
раз больше площади эмиттерного перехода (sK>sa), чтобы инжекти-
инжектированные в базу носители при перемещении в направлении уменьше-
уменьшения своей концентрации попадали преимущественно в область
коллекторного перехода (рис. 2, а и в). Отношение s3/sK обычно
составляет 0,15—0,5. Вывод от базы осуществляют с помощью кон-
контактного кольца, расположенного на пластине кристалла со стороны
змиттерного перехода.
Рис. 1. Полупроводниковые трехслойные структуры транзисторов (а),
условное графическое изображение транзисторов типов п-р-п и р-п-р
(б), распределение концентрации основных носителей у бездрейфо-
бездрейфового транзистора типа р-п-р в равновесном состоянии (в) и распре-
распределение концентрации примеси и основных носителей в базе дрейфо-
дрейфового транзистора (г) (распределение концентрации примеси N в базе
показано штриховой линией).
4. Чтобы увеличить максимально допустимое напряжение коллек-
коллектора, которое ограничивается напряжением пробоя коллекторного
перехода ик.б.макс«0,8 ?/к.б.Проб (см- Рис- 4), в область коллекто-
коллектора обычно вносят несколько меньшую дозу примеси, чем в область
эмиттера. Следовательно, для транзистора р-п-р (см. рис. \,о)
«б</?к<Рэ.
Если концентрация примеси в базе транзистора распределена
равномерно (см. рис. 1,в), то инжектированные в базу носители

t
Ркс. 2. Разрезы пленарного транзистора (а, б) и сплавного германиевого транзистора (в, г) (а, в — при нор-
нормальном включении транзистора, б, г — при инверсном). Стрелками показаны пути дырок в базе транзистора, дви-
движущихся под действием диффузии в направлении уменьшения концентрации.

движутся к коллекторному переходу только вследствие диффузии.
Такие транзисторы называются бездрейфовыми. Наряду с бездрейфо-
бездрейфовыми выпускаются транзисторы, у которых концентрация примеси в
базе имеет наибольшее значение возле эмиттерного перехода и
наименьшее возле коллекторного. При диффузионном выравнивании
концентрации подвижных носителей электрического заряда, порож-
порождаемых примесными атомами, в базе транзистора возникает электри-
электрическое поле (см. рис. 1,г). Это поле создает дрейф носителей,
инжектированных в базу эмиттером, т. е. способствует их движению
Рис. 3. Основные схемы
нормального включения
транзистора.
а — с общей базой (ОБ);
б — с общим эмиттером
(ОЭ); б —с общим коллек-
коллектором (ОК) (стрелками в це-
цепях электродов указаны
принятые за положительные
направления электродных
токов).
в направлении коллекторного перехода. Такие транзисторы называ-
называются дрейфовыми. Таким образом, кристаллы как дрейфового, так и
бездрейфового транзисторов оказываются несимметричными. В даль-
дальнейшем, кроме случаев, специально оговоренных, подразумевается
бездрейфовый транзистор типа р-п-р.
На рис. 3 показаны три способа нормального включения транзи-
транзистора в усилительную схему. В любом случае один из электродов
транзистора оказывается общим для входной и выходной цепей.
Соответственно различают схему с общей базой (ОБ), схему с
общим эмиттером (ОЭ) и схему с общим коллектором (ОК).
На рис. 3, а—в стрелками указаны положительные направления то-
токов, а штриховыми контурами — составляющие этих токов:/к.о —
ток коллектора при отсутствии тока эмиттера, т. е. собственный обрат-
обратный (неуправляемый) ток коллектора; /Кр — управляемый ток
коллектора; /б — составляющая тока эмиттера, не участвующая в
создании тока коллектора, которая замыкается через цепь базы.
8

Отношение
B)
называют интегральным коэффициентом передачи тока эмиттера.
Следует заметить, что в транзисторе, как узле тока, выполняется
равенство /э = /к+/б. Такое же равенство справедливо и для прира-
приращений токов:
Этот коэффициент примерно равен коэффициенту а, так как
приращение коллекторного тока А/к в основном определяется прира-
приращением Д/э и практически не зависит от величины (и изменений)
?/к.б<0.
При линейном усилительном режиме работы транзистора, когда
/кр>/к.о, приращения можно заменить значениями токов; тогда
Коэффициент усиления тока транзистора в схеме с ОЭ
D)
E)
Из-за относительно слабого влияния коллекторного напряжения
на коллекторный ток этот коэффициент оказывается примерно рав-
равным дифференциальному коэффициенту передачи тока базы
Используя равенства A) и C), можно показать, что
к. б"
F)
откуда при а = 0,93-^0,99 получаются значения для C==A5-т-100)>а.
При обычном режиме работы транзистора, когда (б>/к.<ъ прира-
приращения можно заменить значениями токов; тогда
где
G)
(8)
9
— интегральный коэффициент передачи тока базы.

Учитывая примерные равенства D) и G), в дальнейшем при
написании формул не делается различий между дифференциальным
и интегральным коэффициентами передачи тока эмиттера, а также
между дифференциальным и интегральным коэффициентами переда-
передачи тока базы. В тех случаях, когда это различие имеет значение, по
смыслу рассуждений всегда можно установить, о каком коэффициент
те идет речь в данной формуле или эквивалентной схеме.
Рис. 4. Статические выходные характеристики транзистора. Статиче-
Статические характеристики изображены совместно с нагрузочной характе-
характеристикой (нагрузочной прямой).
а — коллекторные характеристики транзистора в схеме с ОБ; б — коллектор-
коллекторные характеристики транзистора в схеме с ОЭ.
На рис. 4 приведены статические выходные (коллекторные)
характеристики транзистора для схемы с ОБ /к = ф1(С/к.б) при
/э = const и для схемы с ОЭ /к = фг(^к.э) при /б = const. Вправо по
осям абсцисс отложены положительные значения—?/к?б>0 и
— ^к.-э>0, так как сами напряжения Uk.q и ?/к.э при обычном режи-
режиме работы транзистора типа р-п-р отрицательны. Эти характеристи-
характеристики будут использованы для дальнейших пояснений.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРА В КАЧЕСТВЕ УСИЛИТЕЛЯ
И ЭЛЕКТРОННОГО КЛЮЧА
На рис. 5,а показана простейшая схема усилителя напряжения на
транзисторе с ОЭ. В этой схеме в коллекторную цепь транзистора
включен нагрузочный резистор RKt поэтому изменения тока коллекто-
коллектора /к вызывают в схеме соответствующие изменения коллекторного
напряжения ?/к.э. Взаимосвязь коллекторного напряжения с коллек-
коллекторным током в усилительной схеме определяется нагрузочной
характеристикой, аналитическое выражение которой можно получить
на основании второго закона Кирхгофа. Полагая внутреннее сопро-
сопротивление источника Ек равным нулю и учитывая, что ?/э.к=—UK.Bt
получим Ek = 1kRk+Uq.k=IkRk — ик.Эг откуда
(9)
10

Выражение (9) есть уравнение прямой линии, положение кото-
которой определяют отрезки, отсекаемые ею на осях координат. При
Л<=0—?/к.э=?к; ПРИ ^к.э=0 Ik = EkIRk. На рис. 4,6 нагрузочная
характеристика (нагрузочная прямая) изображена совместно с се-
семейством статических выходных коллекторных характеристик. Кол-
Коллекторная цепь должна одновременно удовлетворять закономерно-
закономерностям, устанавливаемым нагрузочной прямой и выходными статиче-
Рис. 5. Простейшая схема усилителя напряжения на транзисторе с
ОЭ (а), схема коммутации электрической цепи (б) и электронный
ключ на транзисторе с ОЭ (в)*
скими характеристиками транзистора, что имеет место в точках
пересечения данных характеристик с нагрузочной прямой. Рабочий
участок нагрузочной прямой располагается в области активного
(усилительного) режима транзистора (область / на рис. 4,6). В этой
области изменения тока базы вызывают примерно пропорциональные
изменения тока коллектора.
Усилительное свойство транзистора в схеме проявляется в том,
что при определенной величине RK амплитуда сигнала на выходе
f/к.эт оказывается больше амплитуды сигнала на входе Ueж.
Коэффициент усиления сигнала по напряжению (коэффициент усиле-
усиления напряжения) определяется выражением
где ?/к.эт = /кт/?к —амплитуда выходного (коллекторного) напря-
напряжения; 6гбт = /бт,/?вх.б —амплитуда входного (базового) напряже-
напряжения; /кт//бт = Д/к/Д/б«Р — коэффициент усиления тока, примерно
равный дифференциальному коэффициенту передачи тока базы.
11

Важно отметить, что если в схеме выполняется условие
¦#к/#вх.б>1/Р, то сна работает как усилитель напряжения (т. е.
имеет место /С>1) даже при р^1.
Рассмотрим кратко особенности работы транзистора в качестве
электронного ключа. На рис. 5,6 показана простейшая схема, в кото-
которой механический ключ В замыкает и размыкает электрическую цепь,
состоящую из источника питания Ен и нагрузочного резистора RH-
Идеальный ключ в разомкнутом состоянии должен обладать
бесконечно большим сопротивлением, а в замкнутом состоянии —
нулевым. Этим требованиям вполне удовлетворяют электромагнитные
реле, однако все они из-за инерционности не могут производить
замыкание и размыкание (коммутацию) электрической цепи с часто-
частотой выше нескольких сотен герц. В этом отношении функции ключа
значительно лучше выполняют электронные приборы. На рис. 5,в
показана простейшая схема электронного ключа на транзисторе с ОЭ.
В этой схеме транзисторный ключ коммутирует электрическую цепь,
состоящую из источника питания Еп=Ек и нагрузочного резистора
Rh = Rk. Управление работой ключа осуществляется с помощью вход-
входного напряжения иьх, которое через резистор Яб подводится к базе
транзистора и создает управляющий ток tV
При 0ъ>0 транзистор попадает в режим отсечки (точка А на
рис. 4,6). При этом независимо от величины положительного напря-
напряжения на базе через нагрузку RK будет протекать лишь остаточный
ток коллекторной цепи ^кост=^ко» который относительно мал. Его
величина оказывается чуть меньше собственного обратного тока кол-
коллектора /к.о (см. стр. 20). Поэтому можно считать, что транзисторный
ключ в этом режиме практически, разомкнут и на его зажимах
(выводах коллектор — эмиттер) выделяется напряжение, примерно
равное Ек. Область, ограниченная сверху характеристикой
/к = ф(?/к>э) при ?/б>0 и /б = —/к.о, называется областью отсечки
(на рис. 4, б помечена цифрой //).
Если ?/б<0, то при некотором значении тока базы /б^/б.н
транзистор попадает в режим насыщения, который характеризуется
тем, что дальнейшее увеличение тока базы не вызывает заметного
увеличения тока коллектора (точка В' на рис. 4, б). Переход транзи-
транзистора в состояние насыщения осуществляется в точке В при следую-
следующих параметрах его режима: га—/б.н; *'к = /к.н; Мк.э = ?/к.э.н<0.
В режиме насыщения через нагрузку протекает ток
а на транзисторе выделяется остаточное напряжение ?/к.ост«?/к.а,н,
которое относительно мало (|?/к.э.оет| <?к). Поэтому можно счи-
считать, что в режиме насыщения транзисторный ключ практически
замкнут. Область, помеченная на рис. 4, б цифрой ///, называется
областью насыщения. Степень насыщения транзистора в схеме с ОЭ
оценивается коэффициентом насыщения /б//б.н = Мэ.
Следует заметить, что в режиме насыщения напряжение
^к.б = ^к.б.ост меняет свой знак. У транзистора типа р-п-р это
напряжение становится положительным (?/к.б.ост>0) (см. рис, 4,б)>
а у транзистора типа п-р-п — отрицательным.
12
(Ю)

Транзистор, находящийся в насыщенном состоянии, удобно ха-
характеризовать сопротивлением насыщения
(И)
Чем меньше это сопротивление, тем лучше транзисторный ключ.
Наличие остаточного напряжения и остаточного тока, являющих-
являющихся остаточными параметрами транзисторного ключа, затрудняет его
использование как переключателя в цепях с малыми токами и напря-
напряжениями, если последние соизмеримы с величинами /к.ост и ?/к.э.ост.
ОСОБЕННОСТИ ИНВЕРСНОГО ВКЛЮЧЕНИЯ ТРАНЗИСТОРА
Как уже отмечалось, у транзистора между коллекторным и
эмиттерным переходами нет принципиальных различий, поэтому он
допускает инверсное включение, при котором коллектор выполняет
роль эмиттера, а эмиттер — коллектора (рис. 6).
В инверсном режиме работы коллекторный переход, выполняю-
выполняющий роль эмиттерного, включают в прямом направлении, а эмиттер-
ный переход, выполняющий роль коллекторного, — в обратном
направлении. При этом в случае
структуры р-п-р дырки инжектируют-
инжектируются в базу коллектором транзистора,
а собираются (экстрагируются) — его
эмиттером. В дальнейшем все пара-
параметры инверсного режима снабжают-
снабжаются дополнительным индексом «/».
Например, Ki означает инверсный
коллектор, а Э/ — инверсный эмиттер
(см. рис. 2, б и г). В силу того что
обычный транзистор не обладает пол-
полной симметрией, условия его работы
в инверсном режиме оказываются не-
несколько иными. Прежде всего следует
отметить уменьшение коэффициента
передачи тока эмиттера aj<a, что
в бездрейфовом транзисторе происхо-
происходит в основном из-за разности пло-
площадей эмиттерного и коллекторного
переходов sK>s9 (sKi<sQI). в дрей-
фовом транзисторе это уменьшение
происходит также из-за влияния собственного поля базы, которое при
нормальном включении способствует прохождению (создает дрейф)
инжектированных носителей через базу, а при инверсном включении
соответственно оказывает на них тормозящее действие.
Рассмотрим процесс переноса дырок через базу бездрейфового
планарного транзистора типа р-п-р при нормальном (см. рис. 2, а)
и инверсном (рис. 2, б) включениях. Базу транзистора следует раз-
разделить на активную и пассивную области. Активная область базы
определяется площадью эмиттерного перехода. При нормальном
включении транзистора (рис. 2, а) подавляющее большинство дырок,
инжектируемых эмиттером, переходит на коллектор по кратчайшему
пути через активную область базы. Здесь устанавливаются наиболь-
наибольший градиент в распределении концентрации дырок, наибольшая
Рис. 6. Инверсное вклю-
включение транзистора
(стрелками указаны на-
направления отсчета меж-
межэлектродных напряже-
напряжений).
13

Скорость и соответственно наименьшее время их переноса. Незначи-
Незначительное количество дырок, диффундируя в направлении уменьшения
своей концентрации, достигает коллектора по более длинному пути
через пассивную область базы. Именно здесь происходит усиленная
объемная и поверхностная рекомбинация дырок, являющаяся основ-
основной причиной уменьшения управляемого тока коллектора /Кр при
неизменном значении тока эмиттера (/э = const).
При инверсном включении (см. рис. 2, б) большое количество
инжектируемых инверсным эмиттером дырок совершает переход
к инверсному коллектору по относительно длинному пути через пас-
пассивную область базы. Причем многие из них попадают на поверхность
кристалла возле контактного коль-
кольца базы. Поэтому в инверсном ре-
режиме становится более заметным
влияние как объемной, так и по-
поверхностной рекомбинаций дырок,
что и вызывает уменьшение ин-
инверсного коэффициента передачи
тока cti. Транзисторам, изготов-
изготовленным по другой технологии, на-
например сплавным (рис. 2, в и г),
присущи те же процессы и явле-
" ния, приводящие к уменьшению
коэффициента ос/, что и в рассмот-
рассмотренной модели планарного транзи-
Рис. 7. Зависимость коэффищь стора.
ента передачи тока эмиттера от Аналитический расчет зависи-
величины тока эмиттера. мости ctj = (p(a) чрезвычайно сло-
сложен, так как при этом необходимо
учитывать множество дополни-
дополнительных факторов, влияющих на потери инверсного тока эмитте-
эмиттера /Э/-. На основании же качественного рассмотрения процесса мож-
можно сделать следующие общие выводы: величина aj/a тем меньше,
чем больше отношение площадей sk/s3 — s9i/ski; она тем меньше,
чем меньше отношение концентраций основных носителей (дырок)
в областях коллектора и эмиттера рк/рэ и скорость поверхностей ре-
рекомбинации. Кроме этого, у дрейфового транзистора отно-
отношение ai/a становится меньше при увеличении собствен-
собственного поля базы. В любом случае большему значению а
(при прочих равных условиях) всегда соответствует большее зна-
значение aj.
На рис. 7 приведена типичная зависимость а = (р(/э). Некоторое
уменьшение величины ее при больших токах эмиттера связано
с уменьшением эффективности эмиттера. При интенсивной инжекции
дырок в базу их концентрация возле эмиттера (со стороны базы)
становится большой, что вызывает увеличение в этой области кон-
концентрации электронов (основных носителей заряда базы). Усили-
Усиливающаяся инжекция данных электронов из базы в эмиттер приводит
к увеличению составляющей тока эмиттера /б (тока базы) и соот-
соответственно к уменьшению составляющей /КР; при этом величина
а^ап = /кр//э уменьшается. При инверсном включении из-за мень-
меньшей плотности тока на инжектирующей поверхности (s3i>Sia) дан-
данный эффект проявляется значительно слабее и только при очень
больших токах инверсного эмиттера. Поэтому сст меньше зависит
от величины тока инверсного эмиттера.
14

Для маломощных германиевых сплавных транзисторов удовлетво-
удовлетворительные результаты дает формула
A2)
Произведем ориентировочный расчет а/ для транзистора, у ко-
которого диаметр эмиттерного перехода составляет 0,7 мм, диаметр
коллекторного 1,2 мм, а коэффициент передачи тока эмиттера равен
и,Уо5.
Находим отношение s9/sK = n 0,352/я 0,62=0,34. Полагая в фор-
формуле A2) постоянный коэффициент равным 0,5@,6+0,87) =0,74, по-
получим a j« 0,74 A —0,34) +0,985 • 0,34 = 0,82.
На рис. 8 штрих-пунктирными линиями, ограничена область,
связывающая значения аг и а. Верхняя линия соответствует выра-
выражению A2) при значении коэффициента 0,87, нижняя —при значе-
значении 0,6. Точками обозначены
экспериментальные данные, а К00
звездочкой—расчетные. Сплош-
Сплошная линия представляет собой
некоторую усредненную зави-
зависимость ccj = (p(a), полученную
путем усреднения эксперимен-
экспериментальных данных для сплавных
германиевых транзисторов.
У кремниевых транзисто-
транзисторов из-за относительно высоких
скоростей рекомбинации носи-
носителей на поверхности базы ин-
инверсный коэффициент а/ ока-
оказывается значительно меньшим,
чем у германиевых транзисто-
транзисторов.
У дрейфовых транзисторов
наблюдается существенное
уменьшение коэффициента ctj
из-за поля базы, которое при инверсном включении является тормо-
тормозящим для инжектируемых в базу носителей. Уменьшение коэффи-
коэффициента ai в инверсном режиме приводит к значительному уменьше-
уменьшению коэффициента рх = /к1//б,так как pj = aj/(l—aj) <cp = a/(l—a).
Так, например, при a = 0,985 и aj = 0,842 C = 0,985/A—0,985) =65,
а Рj = 0,842/( 1—0,842) =5,4. У большинства кремниевых, а также
у дрейфовых германиевых тран-
транзисторов коэффициент рг ока-
оказывается меньше единицы (у не-
некоторых образцов даже много
меньше единицы), т. е. эти транзи-
Рис. 8. Экспериментальная за-
зависимость а/ от а.
Рис. 9. Получение симметрично-
симметричного прибора с помощью двух па-
параллельно соединенных обыч-
обычных транзисторов.
15

где ?/дк и С/дэ —напряжения на коллекторном и эмиттерном пе-
переходах; е^2,72 — основание натурального логарифма; ^Дк.о и
/дэ 0 — обратные (тепловые) токи коллекторного и эмиттерного
диодов.
сторы при использовании их в инверсном режиме практически не
обладают усилительными свойствами.
У специальных симметричных транзисторов площади эмиттер-
эмиттерного и коллекторного переходов выполняют одинаковыми, а также
одинаковой делают концентрацию примеси в эмиттерной и коллек-
коллекторной областях. У большинства этих транзисторов аг«а«0,9;
pi«P«10.
При необходимости достаточно симметричный составной тран-
транзистор можно получить с помощью двух обычных транзисторов,
включенных по схеме рис. 9. Лучшие результаты дает предельно
идентичная пара транзисторов.
СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРА
В ИНВЕРСНОМ РЕЖИМЕ
Все статические характеристики транзистора в инверсном ре-
режиме подобны соответствующим характеристикам его при нормаль-
нормальном включении. На рис. 10, а показаны инверсные выходные (кол-
(коллекторные) характеристики при h i =const, а на рис. 10,6 для
сравнения в том же масштабе — обычные выходные характеристики
транзистора в схеме с ОЭ.
Статические характеристики транзистора удобно пояснять, пред-
представив транзистор в виде эквивалентной схемы по постоянному току.
Общая упрощенная эквивалентная схема транзистора р-п-р по по-
постоянному току приведена на рис. 11. В этой схеме эмиттерный
и коллекторный переходы представлены условными диодами Дэ
и Дк, элемент гб является объемным сопротивлением базы для тока
базы, генераторы тока а/дэ и 0С1/дк учитывают влияние, оказывае-
оказываемое током одного условного диода на другой.
В соответствии с общей эквивалентной схемой токи коллектора
и эмиттера равны:
A3)
A4)
где /дк —ток коллекторного диода; /дэ —ток эмиттерного диода;
а/дэ — часть тока эмиттерного диода, передаваемая в коллектор-
коллекторную цепь; а//дк—часть тока коллекторного диода, передаваемая
в цепь эмиттера.
В простейшем случае ток диода связан с напряжением извест-
известной формулой I=I0(eZ9u—1). Согласно этому выражению для дио-
диодов эквивалентной схемы получим:
A5)
A6)

Установим взаимосвязь между /дк%0 и собственным обратным
током коллектора /к.о, который измеряют при обратно включенном
коллекторном переходе и разомкнутом эмиттере, т. е. при ?Л<~
«?/дк <0 и /э = 0. На основании равенств A3) — A6), учитывая,
39С/
что е да «О, составим систему уравнений
Рис. 10. Коллекторные характеристики транзистора в схеме с ОЭ.
а — при инверсном включении; б — при нормальном включении.
17

Решая ее относительно /дк.0> находим:
Рис. 11. Общая упрощенная эк-
эквивалентная схема транзистора
р-п-р для постоянных токов.
При нормальном включении транзистора (когда ?/к.б<0, а
?/э>0), используя равенства A3) — A8) и учитывая, что е ^к«0,
получим систему уравнений:
A7)
Аналогично устанавливается взаимосвязь между /дКо и собст-
собственным обратным током эмиттера /э.о, который измеряют при обрат-
обратно включенном эмиттерном переходе и разомкнутом коллекторе, т. е.
при UdttUR3<0 и /к = 0:
A8)
A9)
Установлено, что у транзисторов
Отсюда следует, что /э.о</к.о, так как aj<a.
B0)
B1)
Выражая двучлен е ^э— 1 из второй строки и подставляя ре-
результат в первую строку, после соответствующих преобразований
получаем:
B2)
что полностью согласуется с формулой B) и рис. 3, а, б и в.
Пренебрегая относительно слабым влиянием обратного тока кол-
коллекторного диода на цепь эмиттера, можно считать в соответствии
с равенством B1), что
B3)
18

Таким образом, в нормальном режиме работы транзистор типа
р-п-р, включенный в ОЭ, можно представить эквивалентной схемой
(рис. 12, а).
Рассуждая аналогично, получаем для инверсного режима рабо-
работы транзистора:
B4)
B5)
Рис. 12. Частная эквивалентная схема транзистора р-п-р для посто-
постоянных токов.
а — при нормальном включении; б — при инверсном включении.
Выражениям B4) и B5) соответствует частная эквивалентная
схема транзистора (рис. 12,6) с общим инверсным эмиттером (ОЭ/).
Нетрудно заметить, что в инверсном режиме собственный обрат-
обратный ток инверсного коллектора является собственным обратным то-
током эмиттера, т. е. /K.oi=/a.o (соответственно /э.о! = /к.о).
Если на базу транзистора при ?/к.э<0 подать положительное
напряжение ^/б<|^к.э|, то оба перехода в схеме рис. 12, а окажут-
окажутся обратно включенными. То же самое справедливо для схемы
рис. 12, б при ?/к.э1 <0 и U6i < | ик.д11.
Ток коллектора при обратно включенных эмиттерном и коллек-
коллекторном переходах является остаточным током коллекторной цепи
/к.ост. Используя равенства (Щ и B0) и учитывая, что при ука-
B6)
19

Ё силу того, что а«1, остаточный ток коллекторной цепи ока-
оказывается примерно равным /к.о, поэтому на практике обычно не де-
делают различий между этими токами.
Ток эмиттера при обратно включенных коллекторном и эмит-
терном переходах является остаточным током инверсной коллектор-
коллекторной цепи /к.ост1 = /э.ост. Используя равенства A9) и B1) при ука-
указанных условиях, находим:
B7)
Этот ток оказывается значительно меньше /э.о</к.о~/к.ост,
так как «j<a. При реальных значениях параметров транзистора
а = 0,985 и а/=0,86 (см. рис. 7) это уменьшение более чем в 10 раз.
(В дрейфовых транзисторах при а/<0,1—в несколько сотен раз.)
Произведем расчет данных токов, полагая a = 0,98 и /к.о =
= 2 мкА, что примерно соответствует германиевому маломощному
транзистору. По диаграмме (см. рис. 7) находим ctj = 0,84. Согласно
равенству A9) /э.о = 0,84-2/0,985 =1,65 мкА. По формулам B6)
и B7) вычисляем:
В силу того, что р/'СР, инверсные выходные характеристики
транзистора в схеме с ОЭ в активной области располагаются значи-
значительно ниже по сравнению с обычными выходными характеристика-
характеристиками, снятыми при тех же значениях тока базы (см. рис. 10).
Следует обратить внимание на тот факт, что в обычной схеме
транзистора с ОЭ смена знака коллекторного напряжения относи-
относительно эмиттера приводит к инверсному режиму (рис. 13). т. е.
в данном случае коллектор ин-
инжектирует дырки в базу, а
эмиттер их экстрагирует. Ис-
Используя понятие инверсного ре-
режима, можно определить ве-
величину тока коллектора
/к1#к.э>0 ==1э1 ПРИ ^б = const
и ориентировочно достроить
выходные статические характе-
характеристики транзистора в схеме с
ОЭ в левой области (на рис.
10,6 они показаны штриховы-
штриховыми линиями).
Рассмотрим нулевую ха-
характеристику /б = 0. Известно,
что в обычном режиме при об-
обрыве цепи базы через транзис-
транзистор течет сквозной ток /э =
= /к = /к.скв = /к.о/A—ОС) «
^р/к.о. При смене знака кол-
Рис. 13. Инверсная схема тран-
транзистора, поясняющая коллек-
коллекторные характеристики нор-
нормально включенного транзисто-
транзистора при ?/к.э>0.
20

лекторного напряжения и переходе к инверсному режиму ин-
инверсный сквозной ток транзистора оказывается равным /3i=/ki =
= /k.ckbi = /k.oi/A—ocj) « (Pi/3.o</k.ckb. Определив путем расче-
та это значение, можно произвести ориентировочное построение ну-
нулевой характеристики транзистора в левой области (?/к.э>0; /к<0).
В активной области при обычном режиме работы транзистора,
как это следует из рис. 10,6, ток коллектора оказывается примерно
равным /к^р/б+р/к.о==Р(/б+/к.о). Очевидно, для инверсного ре-
режима будет справедливо аналогичное выражение /к1~р!(/б+^э.о).
Но так как коллектор транзистора при инверсии выполняет роль
эмиттера, то для построения выходной характеристики необходимо
определить не /Ki, а /3j = /Ki/ai =—1к\ц >о- Отсюда находим:
Рассчитав значения hi для /^, ^б и т- Д-» производят ориенти-
ориентировочное построение соответствующих характеристик (см. рис. 10,6).
Рис. 14. Схема, поясняющая прямое включение (открывание) коллек-
коллекторного перехода при условии ?/к.э>?/б>0.
При ?/б!>0 или UqiX) коллекторный и эмиттерный переходы
оказываются обратно включенными и в цепи базы транзистора
в схемах с ОЭ или ОЭ/ устанавливается обратный ток /б.обр =
= /к.ост+/э.ост, равный сумме остаточных токов эмиттерной и кол-
коллекторной цепей. При смене коллекторного напряжения на обратное,
если ?/к.э<?/б>0, коллекторный и эмиттерный переходы остаются
обратно включенными и все электродные токи транзистора прак-
практически не меняют своего значения. При ?/к.э>?/б>0 (рис. 14) кол-
коллекторный переход смещается в прямом направлении (^дк >0),
поэтому ток коллектора, как ток инверсного эмиттера, с увеличением
напряжения ?/к.э начинает быстро увеличиваться, имея противопо-
противоположное обычному коллекторному току направление (на рис. 10,6
кривая показана штрих-пунктирной линией).
21

Используя данный способ для инверсного режима, можно до-
достроить инверсные выходные характеристики в левой области (на
рис. 10, а — штриховые и штрих-пунктирные линии). При этом сле-
следует обратить внимание на то, что возникающая инверсия (в левой
области характеристик) для инверсного включения приводит к нор-
нормальному режиму транзистора, т. е. при ?/к.э/>0 эмиттер и коллек-
коллектор транзистора в схеме с ОЭ/ выполняют свои обычные функции.
У бездрейфового транзистора пробивное напряжение эмиттер-
ного перехода (при /к = 0) несколько меньше пробивного напряже-
напряжения коллекторного перехода (при /0 = 0), так как эмиттерная область
содержит большую дозу примеси, чем область коллектора. Поэтому
?^э. б .пр о б == ?^к I б .пр о б <1 ?^к. б .пр о б.
Рис. 15. Схема, поясняющая распределение тока базы транзистора
между эмиттером и коллектором при (/б<0 и ?/к.э = 0.
В схеме транзистора с ОЭ и разомкнутой цепи базы (/б = 0)
величина пробивного напряжения коллекторного перехода ?/к.э.проб,
кроме концентрации примесей, зависит от возбуждаемого в этом пе-
переходе сквозного тока, т. е. в конечном итоге зависит от интеграль-
интегрального коэффициента передачи тока эмиттера и определяется выраже-
п
нием ?/к.э.проб^^к.б.проб I 1—а, где л = 3~5 — коэффициент, за-
зависящий от структуры и материала транзистора. Так как ctj<a,
то для инверсного режима следует ожидать ?/Kiainpo6~
п
~?/к!б.яроб V 1—QSj^f/к.э.проб.
У дрейфового транзистора из-за большой концентрации примеси
в базе возле эмиттерного перехода напряжение электрического про-
пробоя этого перехода оказывается относительно малым. Максимально
допустимое напряжение инверсного коллектора дрейфового транзи-
транзистора составляет 1—2 В.
При анализе работы транзистора в схемах переключателей ма-
малых токов особый интерес представляют начальные участки выход-
выходных характеристик. На рис. 10, а и б начальные участки выходных
характеристик вынесены и изображены в увеличенном масштабе так,
чтобы наглядно выявились свойства транзистора в режиме малых
токов и напряжений. Определим токи, при которых эти характери-
характеристики пересекают оси координат.
22

Найдем ток коллектора при ?/к.э = 0; данное условие означает
короткое замыкание коллектора с эмиттером (рис. 15). При 1бФ0
(?/б*<0) эмиттерный и коллекторный переходы смещаются в прямом
направлении, оказываясь соединенными параллельно, поэтому для
анализа этого случая необходимо пользоваться не частной, а общей
эквивалентной схемой. В соответствии с рис. 15 ток базы /б = /э+
+ (—/к) распределяется между переходами, на которых падает од-
одно и то же напряжение ^дэ==^Дк ==^Д ^>®-
39?/дэ
Используя соотношения A3) — A8), с учетом равенства е м =
— е А получим:
На основании выражений B8) и B9) можно сделать заключе-
заключение, что инверсные выходные характеристики при одном и том же
значении тока базы 1б=1б1 пересекают ось ординат в точках,
расположенных значительно ближе к нулю (см. рис. 10, а), так как
Pi<p. Используя формулы B8) и B9), произведем расчет указан-
указанных токов для /б = /б 1 = 0,5 мА, полагая а = 0,97 и aj = 0,8 (со-
(согласно рис. 7). Найдем: 0 = 0,97/A— 0,97) =32; Pj = 0,8/A—0,8) =4.
Следовательно,
откуда
Аналогично получаем выражение для инверсного режима:
B8)
B9)
23

Найдем остаточное напряжение коллектора ^к.э.ост ПРИ ^к = 0
(/э = /б); данное условие означает, что цепь коллектора разомкнута
(рис. 16).
В соответствии с рис. 16 напряжение на разомкнутых зажимах
коллекторной цепи оказывается равным ?/к.э.ост~ — ^дэ+^Дк*
Рис. 16. Эквивалентная схема транзистора при 1к=--0.
Используя соотношения A3) — A8), получаем:
Имеем два уравнения с двумя неизвестными: Uдэ и ?/дк. Ре-
Решая данную систему уравнений, находим:
Приближенные равенства справедливы при /б^>/к.о, что для
обычных режимов работы транзистора всегда выполняется. Отсюда
C1)
24
C0)
Анализируя аналогичную схему при инверсном включении тран-
транзистора, получаем:

Из выражений C0) и C1) следует, что — ^к,э.ост/ < —^к,э.ост>
так как aj<Ca<Cl. Максимальному значению а (см. рис. 6) соответ-
соответствует минимальное значение —^к.э.ост/- Ток базы, при котором
остаточные напряжения минимальны, называется оптимальным током
базы.
Рис. 17. Входные (базовые) характеристики транзистора в схемах с
ОЭ и ОЭХ.
Определим ?/к.э.Ост.мин и ^к.э.ост / мин- Для транзистора, у кото-
которого a = 0,965; соответственно aj = 0,78:
^к.э.ост/мин ~ -^ In0,965 = ^0,9 мВ.
На рис. 17 приведены семейства статических входных (базовых)
характеристик транзистора в схемах с ОЭ и 09i. Характеристики
для инверсного режима показаны штриховыми линиями; относитель-
относительно обычных они имеют чуть больший наклон. Согласно схеме
рис. 12, а
C2)
C3)
25
Значение ?/дэ находим из выражения B3):

Для инверсной схемы (см. рис. 12,6) аналогично находим:
C6)
Из всего сказанного в данном параграфе следует, что транзис-
транзистор при инверсном включении с ОЭ/ обладает меньшими остаточны-
остаточными параметрами, т. е. он по своим свойствам оказывается ближе к
идеальному ключу, чем транзистор при обычном включении. Остаточ-
Остаточные параметры оказываются тем меньше, чем меньше отношение
а/ а; поэтому в схемах переключателей малых токов и напряжений
иногда оказывается целесообразным использовать такие кремниевые
или дрейфовые транзисторы, у которых aj«pj<l, несмотря на то,
что эти транзисторы в инверсном режиме не обладают усилительны-
усилительными свойствами.
То, что инверсная входная характеристика пересекает ось абс-
абсцисс в точках, расположенных ближе к началу координат, делает це-
целесообразным в простейшей схеме транзисторного амплитудного де-
детектора использовать инверсное включение транзистора с ОЭ/. Де-
Детектирующее свойство инверсной схемы оказывается лучшим также
потому, что ее входное сопротивление постоянному току оказывается
меньше входного сопротивления схемы при нормальном включении
транзистора с ОЭ.
26
C5)
Следовательно, при /б —/б/ значение Vдэ >^дэ/> так как
p>Pi; поэтому в соответствии с равенствами C2) и C4) при од-
одном и том же значении тока базы имеем: —Uq>—Uqi (рис. 17).
Инверсные характеристики пересекают ось абсцисс в точке, рас-
расположенной ближе к началу координат. Это можно установить по зна-
значениям Gб|/=0 ——^Дэ и ^б/|/ =0 ==—^Дэ/ ПРИ разомкнутой
цепи базы. Известно, что при этом через транзистор в схеме с ОЭ
течет сквозной ток /к = /э=/к;о/A—а). Подставляя это значение в
выражение C3), после соответствующих преобразований получаем:
Для инверсного включения транзистора с ОЭ/ сквозной ток ра-
равен /К7 = /э1 = /э.о/A—ctj). Подставляя это значение в выражение
C5), после соответствующих преобразований получаем:
C7)
Произведем расчет данных напряжений для германиевого тран-
транзистора с а = 0,97 и aj=0,81, откуда |3 = 32,3; р/ = 4,26.
Следовательно,

ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА ПРИ ИНВЕРСНОМ ВКЛЮЧЕНИИ
И МАЛОМ СИГНАЛЕ
В настоящее врелш для характеристики транзистора как усили-
усилительного элемента при малом сигнале в области низких частот наи-
наиболее широко используется система h-параметров. Применительно к
схеме транзистора с ОЭ /i-параметры определяют следующие два
уравнения:
C8)
которые полностью характеризуют транзистор в схеме с ОЭ, пред-
представленный в виде активного линейного четырехполюсника (рис. 18).
Рис. 18. Транзистор в схеме с
ОЭ в виде активного линейного
четырехполюсника (стрелками
указаны направления токов
и напряжений, принятых в тео-
теории четырехполюсников за по-
положительные) .
На рис. 10, а представлена упрощенная эквивалентная схема
транзистора по переменному току для нормального включения, а на
рис. 19,6 — для инверсного. В схеме на рис. 19, a rd = AUdlAIB—
дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода, которое
можно вычислить, продифференцировав выражение B3). На практи-
практике обычно пользуются упрощенной формулой
гэ ^26//э0, Ом,
где /эо — постоянная составляющая тока эмиттера, мА.
Рис. 19. Эквивалентные схемы транзистора для переменного тока.
а —для нормального включения; б— для инверсного. (Стрелки указывают
направления переменных составляющих токов и напряжений, принятых для
данных схем за положительные.)
27

Элемент rK=ra/2(\—а)Цк.э представляет собой дифференциаль-
дифференциальное сопротивление коллекторного перехода, где [хк.э — коэффициент,
учитывающий влияние переменного коллекторного напряжения на
эмиттер за счет эффекта модуляции толщины базы. Элемент Ск =
= Ск.бар+Ск.диф представляет собой емкость коллекторного пере-
перехода. Так как коллекторный переход при работе транзистора в режи-
режиме усиления включен в обратном направлении (СДИф~0), то Ск~
^Ск.бар. На низкой частоте емкость Ск влияния на работу схемы
практически не оказывает. Аналогичный смысл имеют элементы экви-
эквивалентной схемы рис. 19, б.
Определим /г-параметры для обеих схем и произведем их срав-
сравнение.
1. Из первой строки системы уравнений C8) определяем:
Этот параметр называется входным дифференциальным сопро-
сопротивлением транзистора в схеме с ОЭ при короткозамкнутой по пере-
переменному току коллекторной цепи, т. е. пиэ=Яъх.э при UK.3 — const
(Ик.в = 0).
По схеме рис. 19, а при замкнутом выходе находим: ив~ =
= 1б~Гб+*'э~Гэ, откуда
Для инверсной схемы (рис. 19,6), получим:
С помощью рис. 2 можно наглядно убедиться, что геометриче-
геометрические размеры базы транзистора при его нормальном и инверсном
включениях оказываются практически одинаковыми. Следовательно,
r6i ~ Г6 » что позволяет в дальнейшем не делать различия между
этими сопротивлениями.
При одинаковых постоянных составляющих тока базы получим:
C9)
где гэ = 26A—аи)//бо и Гэ1 = 26A—аи/)//бо; а^аи и а/^аИ1.
При строгом анализе выражения C9) из-за некоторого различия
коэффициентов а/ и аи/ получается значение чуть меньше единицы.
Таким образом, при переходе от нормального режима к инверсному
не происходит существенного уменьшения дифференциального вход-
входного сопротивления транзистора в схеме с ОЭ при условии ?/н.э~
= const и /6o = const.
28

2. Из второй строки системы уравнений C8) определяем:
где dfi — эквивалентная толщина базы при нормальном включении, а
d'6I — при инверсном.
Эквивалентная толщина базы характеризует усредненную длину
пути дырок в базе между эмиттерным и коллекторным переходами.
Из рис. 2, а следует, что при нормальном включении транзисто-
транзистора лишь незначительное количество дырок перемещается в направле-
направлении коллектора через пассивную область базы; поэтому можно счи-
считать, что у нормально включенного транзистора эквивалентная тол-
толщина базы практически совпадает с толщиной ее активной области.
Следует заметить, что эта толщина меньше толщины всего полупро-
полупроводникового слоя базы d$ <С^б, так как коллекторный р~п переход
при обратном смещении располагается в основном в области базы,
имеющей меньшую концентрацию основных носителей (Пб-Срк).
При инверсном включении транзистора (см. рис. 2, б) значитель-
значительное количество дырок перемещается в направлении инверсного кол-
коллектора через пассивную область базы, поэтому эквивалентная тол-
толщина базы d'6I, характеризующая усредненную длину пути дырок,
оказывается существенно больше эквивалентной толщины базы нор-
нормально включенного транзистора d'6[ > d$. Кроме того, она зна-
значительно меньше зависит от толщины инверсного коллектора, так
как эта толщина (и ее изменения) практически не влияет на длину
пути дырок в пассивной области базы (рис. 2,6). Поэтому ^к.эг<
<С[1к.э, что само по себе является достаточно важным, так как сви-
свидетельствует о меньшем влиянии инверсного коллекторного напря-
напряжения на инверсный эмиттер.
29
Этот параметр представляет собой выходную дифференциальную
проводимость транзистора в схеме с ОЭ при разомкнутой по пере-
переменному току цепи базы, т. е. /*22э=1/#вых.э при /6 = const.
По схеме рис. 19, а при разомкнутом входе получаем:
D0)
D1)
D2)
По инверсной схеме (рис. 19, б) определяем:
Установлено, что для одномерной модели

При одинаковых постоянных составляющих тока базы получаем:
D3)
так как |хк.э1<Н<к.э и а/<а.
Меньшее значение выходной дифференциальной проводимости
(/^22э1<^22э) транзистора в схеме с ОЭ/ делает целесообразным ис-
использование этого режима в транзисторных стабилизаторах тока.
Следовательно, транзистор с ОЭ при инверсном включении имеет
меньший коэффициент обратной связи по напряжению, что может
оказаться весьма полезным при конструировании некоторых специ-
специальных усилительных схем.
Уменьшение внутренней обратной связи в транзисторе означает
меньшую зависимость его входных статических характеристик от ве-
величины напряжения коллекторной цепи. На рис. 17 видно, что ин-
инверсные базовые характеристики образуют более узкий веер, чем ста-
статические базовые характеристики транзистора при его обычном вклю-
включении. Поэтому динамическое входное сопротивление усилительного
каскада на транзисторе с ОЭ, включенного по инверсной схеме, зна-
значительно меньше зависит от величины сопротивления нагрузки, чем
при обычной схеме. Следовательно, примерное равенство RBx.bi&
^/iiiai оказывается более точным, чем равенство Явхэ~1гп9 при
Rh?=0.
4. Из второй строки системы уравнений C8) определяем:
D6)
Известно, что 6г — < 6 = , так как ctj<(x. Это
1 1 — af I — a
является недостатком инверсной схемы включения транзистора. Одна-
Однако Pi меньше зависит от различного рода дестабилизирующих факто-
факторов, например от величины тока базы, что является несомненным
преимуществом инверсного режима. На рис. 20 сплошной линией по-
показана типичная зависимость р/рмакс = ф1(/б) и штриховой линией
Р//Р/макс=ф2(/б).
30
D4)
D5)
фициентом передачи напряжения транзистора в схеме с ОЭ, т. е. он
является внутренним коэффициентом обратной связи транзистора в
схеме с ОЭ по напряжению.
По схеме рис. 19, а при разомкнутой цепи базы находим:

Уменьшение коэффициента р == а/A — а) с ростом тока /б>
>/б.опт наступает из-за уменьшения коэффициента а, что согласно
рис. 7 имеет место при относительно больших токах эмиттера /э>
!>/э.опт (большему току эмиттера на рис. 7 соответствует больший
ток базы на рис. 20). Меньшая зависимость aj от тока эмиттера /э
предопределяет меньшую зависимость Cj от тока базы.
На высоких частотах пренебрегать комплексностью коэффициен-
коэффициентов передачи тока эммитера и тока базы уже нельзя, поэтому а==
= /кш//эт и р = /Кт//бт = а/A—ос). С увеличением частоты модули
этих комплексных коэффициентов уменьшаются. На рис. 21, а и б
сплошными линиями показаны зависимости |cc|=i|?i(f) и |р*| =\|J(f),
которые достаточно точно выражаются формулами
РИС. 20. ЗаВИСИМОСТИ р/Рмакс
и Р//р1макс от тока базы.
где /а — граничная частота
транзистора в схеме с ОБ, при
которой |а| =а/-|/;
/в ^ 7>—I — граничная частота транзистора в схеме с ОЭ, при
м Р+ 1
которой [Р|=р/ V~2-
На рис. 21, а одно деление частотной оси соответствует 100 кГц,
а на рис. 21,6 10 кГц. Уменьшение |а| с увеличением f является
следствием инерционности диффузионного процесса, обусловливаю-
обусловливающего перенос инжектированных дырок через базу. Чем длиннее путь
инжектированных в базу носителей, тем меньше величина
D9)
где D — параметр полупроводниковых веществ, называемый коэффи-
коэффициентом диффузии; d6 —эквивалентная толщина базы.
При инверсном включении значительная часть инжектируемых в
базу носителей достигает инверсного коллектора, двигаясь по пас-
пассивной (периферийной) части базы, т. е. по более длинному пути
1,20
(см. рис. 2, б и г), поэтому d6I < d6 и faI и ~г < fa .
На основании качественного рассмотрения процессов, протекаю-
протекающих в работающем транзисторе, можно сделать следующие общие
выводы: faI всегда меньше /а ; отношение fa lfaI тем больше, чем
меньше отношение площадей sd/sH и чем больше значение а. На
31

рис. 22 приведена примерная зависимость falfai=4>(o) для герма-
германиевых сплавных транзисторов. Из диаграммы следует, что при
обычных эксплуатационных значениях а = 0,93ч-0,99, faI = /a /1,5-^-5,5.
На рис. 21, а штриховой линией показана зависимость J ctj- J =
= «///i+(//U2 ¦
Граничная частота транзистора в схеме с O3j связана с часто-
частотой faI обычным соотношением
E0)
при этом оказывается, что fp/ в несколько раз больше f$ . Это объ-
объясняется тем, что частоты fa и faI обычно различаются в меньшее
число раз B—5), чем коэффициенты р и pj (в 10 раз и более).
Рис. 21. Зависимости |а| и \ai\ от ча-
частоты (а); зависимости |Р| и |p"j| от
частоты (б).
На рис. 21,6 штриховой линией показана зависимость
E1)
из которой следует, что частотные свойства транзистора в схеме с
ОЭ при инверсном включении лучше, чем при обычном включении,
32

Таблица 1
33
Тип транзистора
Сплавные бездрей-
бездрейфовые
Германиевые
Диффузионные
дрейфовые
Сплавные бездрей-
бездрейфовые
Кремниевые
Диффузионные
дрейфовые и пла-
н арные

Следует заметить, что при инверсном включении емкость, шун-
шунтирующая инверсный коллекторный переход, является барьерной ем-
емкостью эмиттера CKj = C9.6ap, которая меньше емкости Ск, так как
sd<CsK. Поэтому постоянная времени коллекторной цепи транзистора
в инверсном режиме тк/=Ск/ г'б=Сэбар г'6 меньше %К — Скгб, что
также предопределяет лучшие частотные свойства транзистора в схе-
схеме с ОЭ/.
В табл. 1 приведены ориентировочные значения основных инверс-
инверсных параметров для различных типов транзисторов.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ИНВЕРСНОГО РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА
В СХЕМАХ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЕЙ
Как отмечалось, инверсное включение транзистора находит наи-
наиболее широкое применение в схемах переключателей. Одной из ос-
основных разновидностей этих схем являются амплитудные фазочув-
ствительные модуляторы и детекторы. Транзисторные амплитудные
фазочувствительные модуляторы и детекторы используются в спе-
специальных усилителях постоянного тока (УПТ), постоянного напря-
34
Рис. 22. Экспериментальная за-
зависимость fa/fa/ от а.
Так как /р/ > f^. Это свойство может оказаться весьма полезным при
необходимости расширения полосы равномерно усиливаемых частот
усилителя, а также для сокращения переходных процессов в ключе-
ключевых схемах.
Произведем расчет /р/ для германиевого сплавного транзистора
с а = 0,99 и /а =20 МГц (транзистор П407). По диаграммам (см.
рис. 8 и 22) находим aj^0,88; faI =/a /5,5 = 3,7 МГц. По формулам
F) и E0) вычисляем:

жения (УПН), для прямого и обратного преобразований усилива-
усиливаемого сигнала.
На рис. 23 приведена блок-схема подобного УПН. Слабый мед-
медленно изменяющийся сигнал напряжения ис поступает непосредст-
непосредственно на амплитудный фазочувствительный модулятор (М), который
преобразует его в амплитудно-модулированный сигнал. Данное пре-
преобразование осуществляется с помощью коммутирующего перемен-
переменного напряжения ик, имеющего постоянную частоту fK, много боль-
большую самой высокой частоты входного напряжения /смаке (/к обыч-
обычно составляет несколько сотен герц, а /с — единицы герц).
Форма исходного напряжения ис в преобразованном сигнале
представлена огибающей, контуры которой на рис. 23 показаны
штриховой линией. При смене полярности входного напряжения фа-
Рис. 23. Блок-схема усилителя медленно изменяющегося (постоянно-
(постоянного) напряжения (УПН) с преобразованием усиливаемого сигнала.
М — модулятор; У НЧ — усилитель напряжения низкой частоты; ДМ — демоду-
демодулятор; ГКН •— генератор коммутирующего напряжения.
35

за амплитудно-модулированного сигнала изменяется на 180°. Преоб-
Преобразованный сигнал усиливается с помощью обычного (широкополос-
(широкополосного) усилителя напряжения низкой частоты (УНЧ) и поступает на
демодулятор (ДМ), где восстанавливается его первоначальная фор-
форма. Непосредственное усиление медленно изменяющегося напряжения
(или тока) связано обычно с большими трудностями, поэтому УПТ
с модуляцией и демодуляцией сигнала имеют значительно лучшие по-
показатели.
Простейшая схема однополупериодного (однотактного) модуля-
модулятора представлена на рис. 24, а. Так как данная схема по существу
является электронным ключом, то для уменьшения его остаточных
Рис. 24. Работа схемы однополупериодного амплитудного модуля-
модулятора.
а — схема простейшего однополупериодного модулятора; б — выходные харак-
характеристики транзистора; в — временные диаграммы входного сигнала и коллек-
коллекторного напряжения (заштриховано); г — коммутирующее напряжение; д— ток
базы; е — ток коллектора; ж — первая гармоника выходного сигнала; з — схе-
схема модулятора с фильтром, выделяющим амплитудно-модулированный сигнал.
36

параметров транзистор в схеме целесообразно использовать при ин-
инверсном включении.
Напряжение преобразуемого сигнала ис (рис. 24, в) подается в
коллекторную цепь. Оно используется в качестве источника питания
коллекторной цепи транзистора; коммутирующее напряжение ик
(рис. 24, г) подается на базу транзистора через резистор /?б, который
ограничивает величину тока базы открытого и насыщенного транзис-
транзистора так, чтобы всегда выполнялось условие /бт= (UKm—?/бт)/#б^
»^кт//?б</к.макс/Р, ГДе /к.макс — МаКСИМаЛЬНО ДОПУСТИМЫЙ ТОК
коллектора. Импульсы тока базы должны иметь величину, обеспечи-
обеспечивающую режим глубокого насыщения транзистора при любом значе-
значении ис. Кроме этого, всегда должно выполняться неравенство ?/Кт>
>"смаке чтобы не происходило открытие инверсного коллекторно-
коллекторного перехода при ак>0 (рис. 24,6). В частном случае коммутирую-
коммутирующее напряжение может иметь прямоугольную форму.
Рассмотрим работу схемы модулятора. На рис. 24, б приведены
статические выходные характеристики транзистора в схеме с ОЭ для
инверсного режима, нанесенные совместно с нагрузочной характерис-
характеристикой, положение которой определяют величины Rn и ис. Так как
напряжение ис, питающее коллекторную цепь, изменяется как по ве-
величине, так и по знаку, то это вызывает соответствующие изменения
положения нагрузочной характеристики. На рис. 24, б показаны по-
положения этой характеристики для нулевого и максимальных значе-
значений напряжения ис. Коммутирующее напряжение ик (рис. 24, г) про-
производит замыкание и размыкание транзисторного ключа. При отри-
отрицательном полупериоде коммутирующего напряжения (мк<0) тран-
транзисторный ключ замкнут; ток базы и ток коллектора открытого и
насыщенного транзистора определяются примерными равенствами:
E2)
E3)
Таким образом, ток базы при синусоидальной форме коммутиру-
коммутирующего напряжения (рис. 24, г) и в соответствии с выражениями E2)
и E4) представляет собой периодическую последовательность поло-
положительных почти синусоидальных импульсов с углом отсечки, близ-
близким к 90° (рис. 24, д), а ток коллектора в соответствии с выражения-
выражениями E3) и E5) приобретает форму почти прямоугольных импульсов
с амплитудами прямо пропорциональными текущему (мгновенному)
значению \ис\ и полярностью, зависящей от знака данного напря-
напряжения (рис. 24, е).
37
Преобразования в равенствах E2) и E3) произведены с учетом
ТОГО, ЧТО UK>Uf> (ИбЖвх.э И /?н>Гн.э).
При положительном полупериоде коммутирующего напряжения
(ик>0) транзисторный ключ разомкнут; ток базы и ток инверсного
коллектора независимо от величины мс^0 оказываются примерно
равными:

Напряжение, выделяющееся на нагрузке Rn, повторяет форму
коллекторного тока, так как ан — ёк1#н. С помощью фильтра можно
выделить первую гармонику сигнала преобразованного модулятором
ин[ (рис. 24, ж). Следует обратить внимание на то, что частота пер-
первой гармоники соответствует частоте коммутирующего сигнала /к, а
ее фаза сдвигается на 180° при переходе от одной полярности им-
импульсов к другой. Этот сдвиг позволяет при обратном преобразова-
преобразовании сигнала выявить полярность исходного сигнала. Выделение пер-
первой гармоники сравнительно просто осуществляется с помощью
трансформатора, вторичная обмотка которого зашунтирована емко-
Рис. 25. Двухтранзисторный
ключ с последовательной ком-
компенсацией остаточных парамет-
параметров.
Рис. 26. Симметричные харак-
характеристики открытого (а) и за-
закрытого (б) транзисторных
ключей.
стью С с таким расчетом, чтобы у него проявились резонансные свой-
свойства на частоте /к (рис. 24, з). Одновременно трансформатор позво-
позволяет согласовать выход модулятора с сопротивлением нагрузки.
Простейший однополупериодный (однотактный) модулятор об-
обладает следующими основными недостатками:
1. Даже при инверсном включении транзистор не является иде-
идеальным ключом. На рис. 24, б начальные участки выходных харак-
характеристик транзистора вынесены и изображены в увеличенном мас-
масштабе. Из этого рисунка видно, что при положительном полупериоде
коммутирующего напряжения (Мб>0 и ис — 0) состояние коллектор-
коллекторной цепи характеризуется точкой М, а при отрицательном полупе-
полупериоде («6<C0 и мс=0)—точкой N. Следовательно, коллекторный
ток и коллекторное напряжение продолжают модулироваться даже
при ис = 0 (рис. 24, в и е). Данное обстоятельство приводит к тому,
что на выходе УПН (после модулятора) появляется некоторое на-
напряжение, зависящее только от нестабильных остаточных парамет-
параметров, т. е. возникает явление, называемое в усилительной технике
дрейфом нуля. Очевидно, дрейф нуля будет тем меньше, чем мень-
меньше остаточные параметры (чем ближе точка Р на рис. 24, б будет
расположена к началу координат).
38

2. Обычный транзистор не является полностью симметричным,
поэтому отрицательные импульсы инверсного коллекторного тока по-
получаются несколько больше положительных импульсов (рис. 24,6).
Это приводит к искажению формы огибающей первой гармоники пре-
преобразованного сигнала (рис. 24, ж).
3, Недостатком простейшего однополупериодного модулятора яв-
является также трудность качественного выделения первой гармониче-
гармонической составляющей сигнала.
Для уменьшения дрейфа нуля усилителя и устранения асиммет-
асимметрии схемы модулятора часто используют метод компенсации оста-
остаточных параметров транзистора. Достаточно хорошие результаты да-
дает последовательное (встречное) соединение двух транзисторных
ключей (рис. 25). При этом, как и в предыдущей схеме модулятора,
оба транзистора целесообразно включить инверсно. К базам тран-
транзистора через ограничительные резисторы /?6i и Rs2 прикладывается
одно и то же коммутирующее напряжение, которое одновременно
закрывает или открывает оба транзистора [запирающее напряжение
на рис. 25 помечено знаками (—) и (+)]. При встречном включении
транзисторов Т\ и Т2 их остаточные токи и остаточные напряжения
направлены противоположно, что и вызывает их взаимную компен-
компенсацию. На рис. 26, а штриховыми линиями показаны две выходные
статические характеристики открытых, а на рис. 26, б — закрытых
транзисторов Т\ и ?2, взятых в отдельности. Сплошными линиями
показаны характеристики последовательного двухтранзисторного
ключа. При построении результирующих характеристик учтено, что
при последовательном соединении транзисторов ток в общей цепи оп-
определяется меньшим из одинаково направленных токов, а результи-
результирующее напряжение равно алгебраической сумме напряжений на
каждом из транзисторов.
В идеальном случае при совершенно одинаковых транзисторах
результирующие характеристики получаются симметричными, прохо-
проходящими через начало координат. Следовательно, при ис=0 остаточ-
остаточные напряжение и ток двухтранзисторного ключа обращаются в
нуль. Но так как параметры транзисторов не остаются постоянными,
а изменяются под воздействием различных дестабилизирующих фак-
факторов, то даже при специально подобранных идентичных транзис-
транзисторах симметричность схемы в процессе работы нарушается. Однако
эти изменения обычно происходят в одну сторону, поэтому остаточ-
остаточные параметры двухтранзисторного ключа оказываются значитель-
значительно меньшими, чем у ключа, собранного на одном транзисторе. Двух-
транзисторный ключ имеет еще одно достоинство по сравнению с
однотранзисторным. Необходимо, чтобы у последнего запирающее
напряжение ?/бт было больше по величине ис.м&кс Только в этом
случае транзисторный ключ будет закрыт при любом значении ис.
В двухтранзисторном ключе, если напряжение ис превысит величину
запирающего напряжения ?/бт, откроется только один транзистор;
другой транзистор останется закрытым, и нормальная работа ключа
не нарушится (рис. 26,6). Данная особенность двухтранзисторного
ключа позволяет использовать коммутирующее напряжение в виде
импульсов только открывающей полярности.
На рис. 27, а приведена схема двухполупериодного (двухтактно-
(двухтактного) модулятора со встречным и инверсным включением транзисто-
транзисторов. Вторичные обмотки трансформатора Тр{ включены так, что ком-
коммутирующие напряжения цк/ и икц изменяются в противофазе од-
одно относительно другого. Вследствие этого верхний / и нижний (по
39

схеме) // двухтранзисторные ключи открываются поочередно через
каждую половину периода коммутирующего напряжения. За один
полупериод по первому плечу первичной обмотки трансформатора
протекает ток /1 = Мс/(/?н+2гн.э); в следующий полупериод по вто-
второму плечу протекает такой же ток iii = uc/(Rx +2гн.э), имеющий в
первичной обмотке трансформатора противоположное току h на-
Рис. 27. Схема двухполупериод-
ного (двухтактного) модулято-
модулятора с компенсированными двух-
транзисторными ключами (а)
и временные диаграммы токов
и напряжений в цепях модуля-
модулятора (б, виг).
Рис. 28. Схема двухполупериод-
ного (двухтактного) фазочув-
ствителыюго демодулятора с
компенсированными двухтран-
зисторными ключами (а) и вре-
временные диаграммы токов и на-
напряжений в цепях демодулято-
демодулятора (б, виг).
правление. При смене полярности напряжения ис (рис. 27, б) направ-
направления токов ti и in изменяются на противоположные. В результате
на выходе создается модулированный ток (рис. 27, в). Для нагляд-
наглядности токи ii и in на рис. 27, в заштрихованы с различными накло-
наклонами штриховки.
На рис. 27, г показано напряжение на нагрузке при наличии кон-
конденсатора С, образующего совместно с индуктивностями трансфор-
40

матора Тр2 фильтр для выделения первой гармоники выходного
сигнала.
На рис. 28, а изображена двухполупериодная (двухтактная) схе-
схема демодулятора на транзисторах, в которой, как и в предыдущей
схеме двухтактного модулятора, осуществлена компенсация остаточ-
остаточных параметров двухтранзисторных ключей с инверсным включением
транзисторов. Вторичные обмотки трансформатора Тр{ включены
так, что коммутирующие напряжения uKi и ики изменяются в про-
тивофазе, вследствие чего верхний / и нижний по схеме // двухтран-
зисторные ключи открываются поочередно через каждую половину
периода коммутирующего напряжения (рис. 28,6). Амплитудно-мо-
дулированное колебание после соответствующего усиления поступа-
поступает на первичную обмотку дифференциального трансформатора Тр2\
со вторичной обмотки дифференциального трансформатора ампли-
тудно-модулированные колебания поступают на транзисторные клю-
ключи с противоположными фазами (рис. 28, в). Необходимым условием
работы демодулятора является строгая синхронность амплитудно-
мрдулированного и коммутирующего напряжений. Данное обстоя-
обстоятельство особых затруднений не вызывает, так как в УПН модуля-
модулятор и демодулятор используют для коммутации колебаний от одно-
одного и того же генератора коммутирующего напряжения (ГКН).
При совпадении фазы коммутирующего и амплитудно-модулиро-
ванного сигналов (когда ис>0) ток первого полупериода через от-
открытый верхний по схеме транзисторный ключ поступает в нагрузку
и создает на ней положительный синусоидальный импульс напряже-
напряжения (рис. 28, г)
При выводе формулы E6) не учитывалось влияние емкости С.
В следующий полупериод ток через открытый транзисторный ключ //,
поступает в нагрузку и опять создает на ней положительный сину-
синусоидальный импульс напряжения wH//~ "am//- На рис. 28, г для
наглядности импульсы напряжения на нагрузке, создаваемые клю-
ключами / и //, заштрихованы с различными наклонами штриховки.
При отрицательном напряжении исходного сигнала (uc<i0) фа-
фаза амплитудно-модулированного колебания сдвигается на 180°. В дан-
данном случае импульсы напряжения, создающие токи открываемых по-
поочередно ключей, будут иметь уже противоположную полярность.
Поэтому меняют полярность и синусоидальные импульсы напряжения
на нагрузке, которые примерно равны напряжению плеч дифферен-
дифференциального трансформатора в соответствующие полупериоды ампли-
амплитудно-модулированного колебания (рис. 28, г).
Конденсатор С, подключенный параллельно нагрузке, сглажива-
сглаживает импульсы напряжения, вызываемые импульсными токами ключей,
что позволяет достаточно точно, воспроизвести форму исходного
сигнала.,
E6)

ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ИНВЕРСНОГО РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА
В ЛОГИЧЕСКИХ СХЕМАХ ЭЦВМ
Как известно, логика электронных цифровых вычислительных
машин (ЭЦВМ) строится на основе двоичной системы счисления.
При этом нулю приписывается один уровень напряжения, а едини-
единице— другой, например более высокий, уровень напряжения (рис.29).
На рис. 30 приведена упрощенная схема транзисторно-транзисторной
логики (ТТЛ), выполненная на транзисторах типа п-р-п и реализу-
Рис. 29. Уровни напряжения,
соответствующие логическим 0
и 1.
ющая логическую операцию И—НЕ. Операция И означает, что схема
срабатывает только при одновременном воздействии на все входы
сигнала, соответствующего логической 1 (высокий уровень напряже-
напряжения). При воздействии хотя бы на один из входов логического 0
(низкий уровень напряжения) выходное напряжение принимает (или
сохраняет) исходное значение. Операция НЕ непосредственного от-
Рис. 30 Упрощенная схема ТТЛ, реализующая логическую операцию
И—НЕ.
42

ношения к логике Й не имеет, а обозначает присущее данной схеме
инвертирующее свойство, заключающееся в простой смене уровня
выходного сигнала. Так, например, при воздействии на все входы вы-
высоких уровней напряжения на выходе схемы выделяется низкий уро-
уровень напряжения.
Рассмотрим работу схемы ТТЛ, осуществляющую операцию И—
НЕ (рис. 30). Допустим, что на все входы логической схемы с пре-
предыдущих схем подаются низкие уровни напряжения ?/Вх(о) = О,2 В.
При этом входные транзисторы Гь Т2 и Гз оказываются нормально
включенными и глубоко насыщенными. На базу выходного (кремни-
(кремниевого) транзистора Г4 поступает положительное напряжение ?/б4 =
= ^вх(о)+^к.э.ост я^0,2+0,1 =0,3 В, которое не может открыть этот
транзистор, так как в данном случае Uq^U^Ij _o (см. рис. 17).
Рис. 31. Вспомогательная схема, поясняющая работу схемы ТТЛ
при воздействии логических О на все входные транзисторы (а); вспо-
вспомогательная схема, поясняющая работу ТТЛ при воздействии логи-
логических 1 на все входные транзисторы (б).
Поясним сделанное утверждение с помощью схемы (рис. 31, а),
на которой все входные транзисторы (находящиеся в одинаковых ус-
условиях и соединенные параллельно, см. рис. 30) заменены одним
входным транзистором 73. При ?/Вх@)=0,2В входной транзистор
оказывается нормально включенным и открытым, так как в цепи его
?к-?/Вх@)
базы течет положительный ток /бз= Z > замыкающийся
через эмиттерный переход на минус источника Ек. Следовательно, па
базе транзистора Г3 относительно эмиттера выделяется положитель-
положительное напряжение, что для транзистора п-р-п является нормальным
питающим напряжением. Следует заметить, что потенциал базы
входного транзистора относительно земли численно равен ?/б+
+^вх@)»1 В. На коллектор входного транзистора через резистор
R{ и коллекторный переход транзистора Т4 подан плюс источника Ек,
что является нормальным питающим напряжением транзистора типа
п-р-п. С помощью резистора R\ нетрудно добиться режима насыще-
насыщения входного транзистора; при этом ?/к;эз — ^к.э.ост~0Л В.
43

Положительного напряжения ?/б4=^вх@) + ?/К:э ост~0,3. В не-
недостаточно, чтобы открыть выходной (кремниевый) транзистор, у ко-
которого обычно Uб I j =о == @,4-5-0,5) В; поэтому транзистор Г4 за-
закрыт. В цепи его базы течет очень маленький ток — /б4 = /к4 = 0-т-
-i-/K.o4, который является коллекторным током нормально включен-
включенного и поэтому глубоко насыщенного транзистора Г3. У насыщенно-
насыщенного транзистора п-р-п на коллекторе относительно базы выделяется
небольшое отрицательное напряжение /7к.б.ост (см. рис. 4, а, где для
транзистора типа п-р-п должно быть ?/к.б.ост<0).
Рис. 32. Схема ТТЛ И—НЕ при воздействии О на один из входов.
В схеме (см. рис. 30) отрицательный ток базы закрытого выход-
выходного транзистора распределяется между коллекторами открытых и
глубоко насыщенных входных транзисторов, т. е. —/б4 = ^к1+^к2+А<з-
Так как выходной транзистор закрыт, то выходное напряжение ло-
логической схемы (рис. 30) приобретает высокий уровень ?/Вых~?к,
который считается исходным.
Если на один или несколько входов подать высокие уровни на-
напряжения ?/вх1 = 5 В, то транзисторы этих входов окажутся вклю-
включенными по инверсной схеме и насыщенными (транзисторы Т\ и Т2
на схеме рис. 32). Действительно, высокий уровень положительно-
положительного входного напряжения [превышающего небольшой положительный
потенциал базы U^+Ubx@) <Ubx(\)] обеспечивает питание ин-
инверсных коллекторов данных транзисторов, а к их инверсным эмитте-
эмиттерам приложено прямое (отрицательное) напряжение ?/к.б.ост<0 с
участка коллектор — база нормально включенного и насыщенного
транзистора Г3, на вход которого продолжает поступать низкий уро-
уровень входного напряжения. При этом напряжение на базе Т+
44

практически не изменяет своего значения ?/б4=ивх(о)+^к.э.ост^
« 0,3 В и он остается закрытым.
Коллекторные токи инверсно включенных транзисторов Т\ и Гг
приводят к увеличению эмиттерного и коллекторного токов транзис-
транзистора Г3, на входе которого низкий уровень напряжения (см. рис. 31):
/кз^/эл+/э/2; /эз = /бз+/кз- Входные токи схемы /кл«ац/элХ
XlKi2~Qi2hi2 и /эз вызывают бесполезный расход мощности источ-
источников питания и, кроме этого, увеличивают выходные токи преды-
предыдущих схем. Поэтому их желательно сделать по возможности малы-
малыми, что достигается соответствующим выбором транзисторов с ма-
малыми значениями инверсных коэффициентов передачи тока эмиттера.
Обычно aj<0,l/m, где m — число входов схемы. Такое условие мо-
могут удовлетворить маломощные кремниевые транзисторы.
Если на все входы схемы одновременно подать высокие уровни
напряжения, то все входные транзисторы окажутся включенными
по инверсной схеме и ток базы выходного транзистора станет рав-
равным /б4=/эл+/э!2+^э1з>/б.н. При данном токе базы выходной
транзистор открывается и попадает в режим насыщения. Только в
этом случае выходное напряжение ?/Вых имеет низкий уровень, что
служит информацией об одновременном воздействии высоких уров-
уровней напряжения на все входы схемы, в чем и выражается существо
логической операции И.
Поясним сделанное утверждение с помощью схемы (см.
рис. 31,6), на которой все входные транзисторы, находящиеся в оди-
одинаковых условиях (на всех входах присутствует 1), заменены одним
транзистором Гз.
По резистору /?2 течет ток базы транзистора Г3. Следовательно,
потенциал базы этого транзистора относительно земли меньше Як =
= 5 В. Входное напряжение ?/вхA)=5В обеспечивает питание ин-
инверсного коллектора Гз. Ток базы /бз является составляющей тока
/б4 и открывает транзистор Г4, поэтому на инверсный эмиттер вход-
входного транзистора через открытый эмиттерный переход Г4 подается
минус от источника входного напряжения ?/вхA), что обеспечивает
нормальное питание инверсного эмиттера входного транзистора.
В цепи базы выходного транзистора к току базы /бз добавляется
ток /К1з, т. е. /б4=/э1з = /бз-Нк1з, что обеспечивает режим глубоко-
глубокого насыщения выходного транзистора.
На практике элементы ТТЛ, используемые в ЭЦВМ, выполняют
в виде монолитных или гибридных интегральных схем (ИС). В этих
схемах входные транзисторы ТТЛ И—НЕ обычно объединяют в мно-
гоэмиттерный транзистор (рис. 33), у которого m эмиттерных пере-
переходов имеют общую базу и общий коллекторный переход, выполнен-
выполненные на одном кристалле. Это соответствует схеме рис. 30, на кото-
которой все базы и коллекторы входных транзисторов соединены.
В многоэмиттерном транзисторе приходится учитывать вредное
взаимное влияние эмиттерных переходов; в остальном он действует
как группа дискретных входных транзисторов на схеме рисл30, т. е.
работа многоэмиттерного транзистора в ТТЛ И—НЕ связана с пе-
переходом его частных транзисторов в инверсный режим. При изготов-
изготовлении многоэмиттерного транзистора добиваются того, чтобы инверс-
инверсные коэффициенты передачи тока эмиттера частных транзисторов
были относительно малы и находились в пределах 0,05/m<aj<
<0,l/m.
В настоящее время в ЭЦВМ широко используются транзистор-
транзисторные ключи, работающие от источника переменного напряжения. На-
45

грузкой такого ключа может служить емкость (рис. 34). Емкость как
реактивный элемент не потребляет энергии, что делает подобный
ключ весьма экономичным.
При подаче на базу постоянного положительного напряжения
транзистор закрыт: ключ разомкнут и переменный ток через нагрузку
не протекает. Чтобы транзистор оставался закрытым как для отри-
отрицательного, так и для положительного полупериодов коллекторного
напряжения, необходимо, чтобы напряжение на базе было больше
Рис. 33. Многоэмиттерный тран-
транзистор в интегральной схеме
ТТЛ И—НЕ.
Рис. 34. Транзисторный ключ
для переменного тока, рабо-
работающий в микрорежиме.
амплитуды переменного напряжения, питающего коллекторную цепь
(?/б>?/к.эт). При невыполнении этого условия, т. е. если ?/к.эт>
>{7б>0, коллекторный переход при ик.э>^б окажется включен-
включенным в прямом направлении, так как в этом случае ^к.б = «к.э—?/б>
>0 и в коллекторной цепи появится значительный ток /к=—/^—
—/kpi<0 (см. рис. 10,6 и 14).
При подаче на базу постоянного отрицательного напряжения
транзистор открыт: ключ замкнут и через конденсатор течет пере-
переменный ток. При действии отрицательного полупериода переменного
напряжения, питающего коллекторную цепь, транзистор находится
в нормальном режиме, в открытом и насыщенном состоянии. При
действии положительного полупериода транзистор попадает в ин-
инверсный режим, в открытое и насыщенное состояние. Для обеспе-
обеспечения этого режима транзистор должен обладать относительно боль-
большим значением а/; лучше всего для такого ключа использовать сим-
симметричней транзистор. Однако если транзисторный ключ работает
в микрорежиме, что характерно для логических схем ЭЦВМ, то осо-
особых ограничений на инверсные параметры транзистора можно не на-
накладывать, а сам транзистор включить по инверсной схеме.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ИНВЕРСНОГО РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА
В РЕВЕРСИВНЫХ СХЕМАХ
Инверсные свойства транзистора позволяют относительно просто
реализовать различные схемы, в которых осуществляется реверс —
изменение проводящего направления передачи сигнала с прямого на
46

обратное. Примером такой схемы может служить реверсивный тран-
транзистор (рис. 35,а), состоящий из симметричного силового транзис-
транзистора Ти который обычно получают с помощью двух относительно
мощных германиевых транзисторов, включенных согласно схеме
рис. 9, и двух маломощных управляющих транзисторов Т2 и Г3, под-
подключенных параллельно пере-
переходам силового транзистора.
Эмиттеры управляющих тран-
транзисторов соединяют с базой си-
силового транзистора, а их эмит-
терные переходы шунтируют
резисторами R.
Управляющие транзисторы
для напряжения, питающего
силовой транзистор, являются
делителем напряжения. При
полярности управляющего на-
напряжения, указанной на рис.
35, а, транзистор Т2 открыт и
насыщен, т. е. представляет со-
собой короткое замыкание; тран-
транзистор Г3 закрыт, т. е. пред-
представляет собой очень большое
сопротивление. Для указанной
на рис. 35, а полярности напря-
напряжения правый переход силово-
силового симметричного транзистора
является эмиттерным, а ле-
левый — коллекторным. Таким
образом, если транзистор Т2
открыт и насыщен, а транзис-
транзистор 7з закрыт, то силовой тран-
транзистор оказывается включенным по схеме рис. 35, в. Нетрудно заме-
заметить, что при этом он представляет собой короткое замыкание для
силового тока, протекающего от зажима 2 к зажиму 1.
При смене полярности силового напряжения (плюс на зажиме /
и минус на зажиме 2) левый переход силового симметричного тран-
транзистора становится эмиттерным, а правый — коллекторным, и если
по-прежнему транзистор Г2 открыт и насыщен, а транзистор Тъ за-
закрыт, то силовой транзистор оказывается включенным по схеме
рис. 35, б. Нетрудно заметить, что при такой полярности силового и
управляющего напряжения силовой транзистор практически закрыт.
Следовательно, в данном слу-
Рис. 35. Схема реверсивного
составного транзистора (а), не-
непроводящее направление сило-
силового транзистора (б) и прово-
проводящее направление силового
транзистора (в).
Рис. 36. Схема двусторонне-
двустороннего регулируемого ограничителя
чае проводящим направлением
силового транзистора будет на-
направление от зажима 2 к зажи-
зажиму / (рис. 35, а). В силу пол-
полной симметричности схемы при
смене полярности управляюще-
управляющего напряжения изменяется и
проводящее направление сило-
силового транзистора.
На рис. 36 представлена
схема двустороннего регулиру-
регулируемого ограничителя переменно-
47

го тока. С помощью транзистора Т2 устанавливают требуемую вели-
величину тока базы симметричного силового транзистора, который, как и
в предыдущем случае, может быть составлен из двух обычных гер-
германиевых транзисторов согласно схеме рис. 9. При любой полярности
внешнего напряжения силового
транзистора этот ток не меняет
своего направления и остается
практически неизменным, как кол-
коллекторный ток транзистора Т2 при
фиксированной величине его тока
эмиттера 1Э2.
Если к зажиму 2 приложен
минус, а к зажиму 1 — плюс, то
диод Д\ закрыт и ток базы сило-
силового транзистора замыкается че-
через коллекторную цепь транзисто-
транзистора Т2 и открытый диод Д2. При
смене полярности внешнего напря-
напряжения диод Д2 закрывается и ток
базы силового транзистора замы-
замыкается через коллекторную цепь
транзистора Т2 и открытый диод
На рис. 37 показана вольт-ам-
вольт-амперная характеристика двусторон-
двустороннего ограничителя тока для двух
различных значений тока базы си-
силового транзистора.
Если последовательно с ограничителем тока включить активную
нагрузку Rn (на рис. 36 показана штриховым контуром), то его мож-
можно будет использовать в качестве двустороннего ограничителя на-
напряжения. На рис. 37 указаны пороги ограничения тока и напряже-
напряжения для тока базы силового транзистора /^ .
Рис. 37. Вольт-амперные ха-
характеристики двустороннего ре-
регулируемого ограничителя тока
при двух различных значениях
тока базы силового транзистора
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ИНВЕРСНОГО РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА
В СХЕМАХ КОЛЛЕКТОРНОГО АМПЛИТУДНОГО ДЕТЕКТОРА
И УСИЛИТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Инверсное включение транзистора можно использовать в схеме
коллекторного амплитудного детектора (рис. 38, а). Работа этой схе-
схемы иллюстрируется диаграммами, представленными на рис. 38, б.
Емкость конденсатора С\ выбирают из условия
E7)
где «о — круговая частота несущей амплитудно-модулированных
(AM) колебаний; сос — круглая частота огибающей AM колебаний,
т. е. круговая частота детектируемого сигнала.
При выполнении условия E7) все высокочастотные составляющие
импульсов коллекторного тока будут замыкаться через конден-
конденсатор C\t а составляющая сигнала (на рис. 38,6 показана штрих-
48

пунктирной линией) вместе с постоянной составляющей коллектор-
коллекторного тока будет протекать по /?к. В результате на выходе ампли-
амплитудного детектора выделится усиленный низкочастотный сигнал.
При нормальном включении транзистора его базовая характеристи-
характеристика (на рис. 38, б показана штриховой линией) смещается вправо и
приобретает меньший наклон, поэтому схема амплитудного детектора
с нормально включенным транзистором работает значительно хуже и
почти не применяется.
Рис. 38. Схема амплитудного коллекторного детектора (а) и времен-
временные диаграммы, иллюстрирующие его работу (б).
На рис. 39 показана схема усилителя напряжения на транзис-
транзисторе с ОЭ/. Данная схема оказывается особо привлекательной при
больших сопротивлениях нагрузки (i?H>100 кОм). Это может быть
вход ламповой схемы, тиратрон с холодным катодом и электростати-
электростатическим управлением, ^высокоомный измерительный прибор и т. п.
Как известно, коэффициент усиления по напряжению схемы с ОЭ
равен
— эквивалентное сопротивление нагрузки коллек-
коллекторной цепи для переменного тока.
Сопротивление RK (совместно с Ек) определяет положение на-
нагрузочной прямой (рис. 40,а). Рабочую точку усилителя UK.ao^EK/2
и Iko&EkI2Rk обычно выбирают на середине этой нагрузочной пря-
прямой в районе максимального значения р, т. е. при /со»/б.опт
49

Рис. 39. Схема усилителя на-
напряжения на транзисторе с
ОЭ.
Для инверсной схемы при тех
же условиях и параметрах режи-
режима UK.&OI = U[@Q', /бО/=^бО==/б,ОПТ
(рис. 40, б) получим:
Отсюда /Сх«Р1/?ч,опт//?вх.э1 =
= ^к.г.о^б,оптЯвх«э1«/(, т.е.коэф-
т.е.коэффициенты усиления по напряжению
схем с ОЭ и O3j при #н>#к
для оптимальных режимов пример-
примерно одинаковы, так как Явх.э»
«Явх.э/. Учитывая, что некоторые
другие показатели усилителя с
Рис. 40. Оптимальные нагрузочные характеристики усилителя при
нормальном включении транзистора (а) и инверсном включении (б),
50

ОЭ/ улучшаются (например, увеличивается стабильность коэффи-
коэффициента усиления, расширяется полоса пропускания и т. д.), схема
усилителя, приведенная на рис. 39, может оказаться в некоторых
случаях предпочтительнее обычной схемы с ОЭ.
В заключение отметим еще одно достоинство схемы усилителя с
ОЭ/— ее экономичность. Во-первых, для оптимального режима по-
постоянная составляющая инверсного коллекторного тока /Koi«
^/б.оптРг меньше постоянной составляющей тока коллектора при
обычном включении транзистора /ко ~ h.оптР, так как Pi<P
(рис. 40). Во-вторых, эта схема позволяет предельно уменьшать зна-
значения как Uh.qoi и /koi, так и Ек при усилении сигналов с малыми
амплитудами, т. е. схема оказывается более экономичной при исполь-
использовании области микрорежима (рис. 40,6).

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Возможность инверсного включения является важным свойством
транзисторов, отличающим их от всех других усилительных элект-
электронных приборов. Знание особенностей и свойств инверсного режима
поможет читателям глубже уяснить себе физические процессы, про-
протекающие в транзисторе, а также позволит им более широко исполь-
использовать транзисторы при создании новых оригинальных схем. Так как
в отдельных случаях переход к инверсному режиму обычного (несим-
(несимметричного) транзистора приводит к улучшению некоторых харак-
характеристик и параметров транзисторной схемы, то использование этого
режима может быть рекомендовано для практического применения в
радиолюбительских конструкциях. Следует заметить, что большие
возможности, заложенные в инверсных свойствах транзистора, в на-
настоящее время далеко не исчерпаны, следовательно здесь открыва-
открывается широкое поле для творческой деятельности радолюбителей.
Инверсными свойствами обладают и полевые транзисторы, при-
причем они более симметричны, чем обычные бездрейфовые и особенно
дрейфовые транзисторы. Вопрос об инверсных свойствах полевых
транзисторов заслуживает отдельного рассмотрения.

53
ПРИЛОЖЕНИЕ
Таблица прямых и инверсных параметров транзисторов
МШ12
МП 113
МП114
МП116
МП20Б
МП21В
П27
П29
МП36А
МП37
МП41
МП42
П407

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие , i ,,,.,.,,.«.,.*.,• 3
Общие понятия о способах включения транзистора .... 5
Использование транзистора в качестве усилителя и электрон-
электронного ключа Ю
Особенности инверсного включения транзистора 13
Статические характеристики транзистора в инверсном режиме 16
Параметры транзистора при инверсном включении и малом
сигнале 27
Использование инверсного режима транзистора в схемах пере-
переключателей 34
Использование инверсного режима транзистора в логических
схемах ЭЦВМ 42
Использование инверсного режима транзистора в реверсив-
реверсивных схемах 46
Использование инверсного режима транзистора в схемах кол-
коллекторного амплитудного детектора и усилителя напря-
напряжения . г . « 48
Заключение 52
Приложение , * , , * 53

БОЧАРОВ Л. Н.
ИНВЕРСНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ ТРАНЗИСТОРА
Редактор С. К. Жебряков
Редактор издательства Г. И. Астафуров
Обложка художника Н. А. Князькова
Технический редактор О. Д. Кузнецова
Корректор Г. Г. Желтова
Сдано в набор 14/И 1975 г. Подписано к печати 26/VI 1975 г.
Т-09467. Формат 84Х1087з2. Бумага типографская № 2.
Усл. печ. л. 2,94. Уч.-изд. л. 3,24. Тираж 30 000 экз.
Зак. 73. Цена 14 коп.
Издательство «Энергия», Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10
Владимирская типография Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета Министров СССР
до делам издательств, полиграфии и книжной торговли
Гор. Владимир, ул. Победы, д. 18-6.

УВАЖАЕМЫЙ ТОВАРИЩ!
Издательство «Энергия» и редакция МРБ книг не высылают. Ли-
Литературу по вопросам радиоэлектроники и радиолюбительства мож-
можно приобрести только в организациях, занимающихся книжной тор-
торговлей.
Публикации о книгах, которые будут издаваться в текущем году,
ежегодно печатаются в первых номерах журнала «Радио».
Радиолюбители, живущие в местах, где нет книжного магазина,
могут обратиться в республиканские магазины научно-технической
книги, имеющие отделы «Книга — почтой».
Азербайджанская ССР — г. Баку, ул. Саратовца-Ефимова, 30
Армянская ССР —г. Ереван, ул. Абовяна, 17, магазин № 1
Белорусская ССР — г. Минск, 5, Ленинский проспект, 48
Грузинская ССР — г. Тбилиси, проспект Руставели, 37
Казахская ССР— Алма-Ата, ул. Чайковского, 120
Киргизская ССР — г. Фрунзе, Советская ул., 206, магазин № 1
Латвийская ССР — г. Рига, ул. Ленина, 29
Литовская ССР — г. Вильнюс, проспект Ленина, 29
Молдавская ССР — г. Кишинев, ул. Пушкина, 15, магазин
«Штиинца»
Таджикская ССР — г. Душанбе, проспект Ленина, 128, магазин
№4
Туркменская ССР — г. Ашхабад, Хивинская ул., 1
Узбекская ССР — г. Ташкент, 122, Волгоградская ул., 10-а
Украинская ССР — г. Киев, 30, ул. Ленина, 10, магазин № 1.
Львов, Базарная ул., 10. г. Харьков 12, ул. Свердлова, 17
Эстонская ССР — г. Таллин, проспект Ленина, 7
Подробно написано, откуда можно выписать радиотехническую
литературу, в журнале «Радио», № 10 за 1971 г. Там же указаны
книжные магазины по областям, краям и автономным республикам
РСФСР.
Радиолюбителям, проживающим в Сибири, рекомендуется обра-
обращаться в Новосибирск, ул. Станиславского, 6, или в Хабаровск,
ул. К. Маркса, 23, книжный магазин № 1.
Рекомендуется заказывать литературу только по плану текущего
года. Книги Массовой радиобиблиотеки текущих лет быстро рас-
распродаются.
Книги высылаются только наложенным платежом, а по адресу*
«Полевая почта» и «До востребования» — после получения их стои-
стоимости и стоимости пересылки.

Цена 14 коп.