Текст
РАСЧ ЕТ
ИМПУПЬСНЫХ
УСТРОЙСТВ
НА,
полупрОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРАХ
( БОРНИН ПРИМЕРОВ И ЗАДАч)
ПОД редакцией Т. М. А r а х а н я н а
Допущено Министерством высшеi!О
и среднеео сnециаЛЬНОi!О образования СССР
в качестве учеБНОi!О пособия
для студентов радиотехнических
специальностей вузов
МОСКВА, "СОВЕТСКОЕ РАДИО», 1975
овне
>в по
юве
lедре
нже
TaK
YCT
вы-
'в на
орах
ника
раз-
:TaB
YKa
)бен
1 OC
бор
'рсо-
:ким
:ных
кти-
lеде-
ред-
TaB
)сти
чета
Iено
f ос-
)До!3
ель-
'уть
)но,
[рос
ЮД-
ща-
ния
'тся
НIIС
TO
:06-
:Ta
та-
З
УДК 621.374.3.001 (075)
Р24
Расчет ИМПУЛЬСНЫХ устройств на ПОЛУIlРОВОД
никовых приборах. (Сборник примеро!3 II задач.)
Под ред. Т. М. Аrаханяна. Учеб. пособие д.rIЯ вузов.
М., «Сов. радио», 1975.
344 с. с ил.
На обороте тит. л. авт.: Т. М. Аrаханян, А. Н. Кармазин.
ский, А. В. Мезенцев, В. М. Он ищенко.
В книrу включены примеры расчета основных импульсных устройсrв
иа ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ диодах, биполярных и униполярных траН1НСТО.
рах. Каждый раздел книти состоит из KpaTKoro теоретическоrо введе-
ния, примеров расчета и задач для самостоятельноrо решения. Во
введениях кратко описывается принцип работы устройств " приводятся
ОС"овиые СООТНОIllен я для расчета. В при мерах дается методика и об-
суждаются особенности расчета при разных постаиовках ,адачи.
киита предназначеи.. для студеитов вузов, изучающ"х курс ,Им-
пульсная Техника». Она может быть Также ПО..1езна инженерам при
проектироваиии и расчете импульсиых устройств,
Р 30407-073 93 75
046(01 )-75
6Ф2
Рецензенты:
доктор техн. наук, проф. Ицхоки Я. С.,
доктор техн. наук, проф. ФРОЛКflН В. Т.
Редакция радиотехнической литературЫ
т А ТЕВОС МАМИКОНОВИЧ Ar АХАН5IН
I АНДРЕй НИКОЛАЕВИЧ КАРМАЗИНСКИй
АЛЕКСАНДР ВАСИЛЬЕВИЧ МЕЗЕНЦЕВ
ВАЛЕРИй МИХАйЛОВИЧ ОНИЩЕНКО
Расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах
(Сбориик примеров и задач)
Редактор Э. м. rорелик
Художественный редактор 3. Е. 8ендрова
Обложка художиика Б. Л. Николаева
Технический редактор r. А. Мешкова
Корректор Н. Л. Жукова
Сдано в набор 28/V- 1975 r.
T"137I8. Формат 60 Х 90/..
Объем 21,5 усл-п. л.,
Тираж 52 000 экз.
Издательство .Советское радно.,
Подписано в печаТЬ 5/VIIl 1975 r.
Бума та тнпоrрафская \'. 3
22,931 уч.-изд. л.
Зак. 257 Цена 91 к.
Москва, rлавпочтамт. а/я 693
Московская типотрафия N. 4, Союзполиrрафпрома
при rocYnapcTBeHHoM комитете Совета Министров СССР
по делам нздательств, полнrрафии и кинжиоЙ тортовлн
Москва, И 4,I, Б. Переяславская ул., дом 46
@ Издательство «Советское радио», 1975 r.
Преднсповне
Учебное пособие написано на основе мноrолетнеJ:Q опыта авторов по
руководству курсовым и дипломным проектированием, а также прове-
дения семинарских занятий по курсу «Импульсная техника» на кафедре
9лектроники MOCKoBcKoro Ордена Трудовоrо KpacHoro Знамени инже-
нерно физическоrо института. При ero составлении использовался TaK
же боrатый материал по проектированию и расчету импульсных YCT
ройств, который В течение мноrих лет накмился на кафедре в ходе BЫ
полнения наУЧlю исследовательских работ.
Сборник включает 48 примеров расчета импульсных устройств на
полупроводниковых диодах, биполярных и униполярных транзисторах
и 43 задачи для самостоятельной проработки. Каждый раздел сборника
состоит из KP8JKoro теоретическоrо введения, примеров расчета раз-
личных вариантов схем и задач. Вспомоrательный материал представ-
лен в виде приложений в конце книrи. В теоретическом введении ука-
вываются основные характеристики импульсных устройств и их особен
ности, дается краткое описание принципа их работы и приводятся oc
новные соотношения, необходимые для расчетов. Такая структура сбор-
ника облеrчает студентам подбор материала для выполнения курсо-
Boro проекта, а также изучение ero при подrотовке к семинарским
и лабораторным занятиям.
Авторы отдают себе отчет в том, что примеры расчета импульсных
устройств, приведенные в учебном пособии, охватывают не все практи
ческие варианты. Однако сведения, изложенные в теоретических BBeдe
ниях и примерах, как правило, достаточны, чтобы распространить преk
ложенную методику расчета на друrие практические случаи, Пред став-
ленные примеры методически друr друrа дополняют и в совокупности
позволяют ознакомиться с различными особенностями расчета и учета
ВЛияния внешних факторов. В сборнике особое внимание уделено
точному и правилыюму представлению физических особенностей и ос-
нованному на НИХ использованию параметров транзисторов и диодо!3
при расчете импульсных устройств, а также методике и последователь-
ности расчета. Во всех примерах авторы стремились найти такой путь
решения задач, при котором число параметров, задаваемых априорно,
сводится к минимуму
При проектировании импульсных устройств всеrда встает вопрос
о разумной точности расчетов. Как известно, транзисторы и полупрово;{
никовые диоды выпускаются с заметным разбросом параметров. OДHa
ко это обстоятельство не может послужить оправданием для снижения
точности расчетов до пределов, при которых поrрешности становятся
сравнимыми со средним квадратичным отклонением. Если средние
значения параметров и их дисперсия определены на основании дocтo
верных статистических данных, то снижение точности расчетов способ-
ствует повышению процента брака проектируемых элементов. Доста-
ТОчно удовлетворительные результаты получаются при соблюдении Ta
3
u а четов П р и кото р ой поrрешности оказываются хотя
кои точности р с ,
бы на порядок меньше разброса параметров.
Соблазн снижения точности расчетов особенно велик при анализе
переходныХ процессов, так как это позволяет существенно упростить
расчетные формулы. Продолжительность переходных процессов
определяется не только инерционностью транзисторов и межэлек ,
тродными емкостями, но и паразитными емкостями наrрузки, входноrо
reHepaTopa, монтажными паразитными емкостями и т. д. Существенно
сказывается также влияние длительностей фронта и среза управляюще-
ro сиrнала. Учет всех указанных факторов заметно осложняет анализ
и расчет импульсных устройств. Даже при использовании приближен
ных методов, которые широко применяются в учебном пособии, не yдa
ется упростить расчетные формулы до такой степени, как это можно
достиrнуть при учете только инерционности транзистора и межэлек-
тродных емкостей. Авторы не сочли возможным ради упрощения рас-
четов использовать необоснованные приближения, применение которых
связано с заметным снижением точности расчетов. Мы представляем,
что вычисления по более сложным формулам непременно связаны с до-
полнительными'затратами времени, которые можно сократить исполь-
зованием миниЭВМ, одновременно дающим возможность студентам
овладеть современными методами инженерноrо проектирования.
Для успешноrо усвоения отдельных разделов учебноrо пособия
рекомендуется изучить следующую литературу.
к rлаве 1, книrи [l] ( 1.5 1.9, 1.11, 1.12); [2] (ЭЭ 1.1 1.7); [3]
( 6.1 6.5, 6.7, 6.8);
к rл. 2, книrи [l] (ээ 1.9 1.11); [2] (ээ 2.1, 4.1 4.6); [4] (8.1, 8.2);
к rл. 3, книrи [1] ( 2.1, 2.2, 2.4 2.8); [4] (ээ9.1, 9.4, 20.2, 21.1);
[5] ( 14.1, 14.2);
к rл. 4, книrи [l] ( 3.1, 3.3, 5.1 5.3);
к rл. 5, книrи [6] (ээ 6 12, 19 23, 28); [7] ( 16.1 16.4);
к rл. 6, книrи [8] ( 5.3, 6.6, 15.2); [9] ( 2.2 2,6,2..8, 2.11 2.13,
2.15 2.23) и [10];
к rл. 7, книrа [1] (ЭЭ 4.3, 4.4);
к rл. 8, книrи [5] (ээ 9.2,10.2); [11] (ЭЭ 8.4, 8.7 8.10).
Ссылки на друrие литературные источники, которые использованы
при написании учебноrо пособия, даны в тексте. Ряд расчетных соотно-
шений получены авторами при написании учебноrо пособия. .
rл. 1 5, 7 и приложения 1 3 написаны Т. М. Аrаханяном, за
исключением Э 2.4, 5.4 и 5.5, автором которых является А. Н. Карма-
зинский. rл. 6 написана В. М. Онищенко, rл. 8 А. В. Мезенцевым.
В отработке методики расчета принимали участие мноrие сотруд-
ники кафедры электроники МИФИ. Их замечания и пожелания, при-
нятые авторами с блаrодарностью, способствовали усовершенствова-
нию учебноrо пособия. Авторы считают своим приятным долrом выра-
зить искреннюю признательность рецензентам учебноrо пособия проф.
Я. С. Ицхоки И проф. В. Т. Фролкину за ту неоценимую помощь,
которую они оказали нам своими замечаниями.
Авторы
4
rпaBa 1
ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И ПАРАМЕТРЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ
1.1. Особенности КnlOчевоrо режима. 'Параметры
поnупроводниковых приборов в этом режиме
\
в нелинейных импульсных схемах транзисторы и диоды использу-
ются в качестве ключевых элементов, основное назначение которых за-
КЛючается в замыкании и размыкании определенных цепей. В ключевом
режиме приборы работают в широком диапазоне изменений напряжений
и токов, т, е. при большом сиrнале. В этом случае характеристики тран-
зистора или ПОЛУПРОВОДниковоrо диода, которые представляют собой
нелинейный элемент, меняются с изменением уровня сиrналов.
Токи и напряжения 'На электродах элемента связаны между собой
нелинейной зависимостью, поэтому в ero эквивалентной схеме появля
ются нелинейные элементы. Нелинейные эквивалентные схемы можно
использовать для анализа работы импульсных схем в установившемся,
т. е. статическом режиме. Но анализ динамическоrо режима, т. е. анализ
переходных процессов в импульсном режиме, на основании подобных
схем затруднителен. Поэтому в инженерной практике, как правило, ис-
пользуются упрощенные эквивалентные схемы, которые не содержат
нелинейных элементов.
В этой rлаве приводятся краткие сведения о параметрах и эквива-
лентных схемах транзисторов и полупроводниковых диодов, на OCHO
вании которых Проводятся анализ и расчет нелинейных импульсных
схем.
Различают параметры для малоrо и для большоrо сиrнала. Мало-
сиrнальные параметры характеризуются дифференциальными значения-
ми измеряемых величин в рабочей точке. Практически эти параметры
определяются как отношение приращений соответствующих величин,
изменение KOToporo должно быть значительно меньше их постоянных
составляющих
Параметры для большоrо сиrнала представляют собой интеrраль
ные величины, характеризующие работу прибора в широком ДИЩIазо-
не изменений токов и напряжений. Поэтому они являютс5J нелинеЙны-
ми, т. е. меняются с изменением режима работы приборов. При ИlIже
нерных расчетах неЮllIеЙных импульсных схем обычно пользуются yc
редненными значениями этих параметров.
Усреднепные параметры для большоrо сиrнала можно определять
двумя способами. Суть первоrо из них заключается в слеДУlOЩ(' I:
измеряется дифференциальное значение параметра, а затем ВЫЧIIС-
ляется ero среднее значение. Этот способ применим ТОЛЬко тоrда, коrда
известна Связь MeiJ\jLY дифференциальным и средним зна'lеШIШIН
параметра.
5
Если невозможно установить аналитическую связь между диффер I!
циальным'и средним значениями параметра, то целесообразно исполь-
зовать второй способ: определять усредненное значение параметра пу-
тем се ответствующих измерений непосредственно в простейшей схеме,
в которой полупроводниковый прибор работает в широком диапазоне
изменений токов и напряжений. По существу при втором способе ус-
реднение осуществляется самим прибором, работающим в заданном ре-
жиме. При этом среднее значение измеряемоrо параметра определяют
не только для заданнorо диапазона токов и напряжений, то и для каж-
дой области вольт-амперной характеристики прибора в отдельности,
так как наибольшее изменение параметров прибора наблюдается при
переходе из одной области в друrую.
Для полной характеристики транзисторов и полупроводниковых
диодов обычно требуется измерять большое количество параметров,
что в производственных условиях приведет к неоправданному yдopo
жанию ПiJОДУКЦИИ. Поэтому для контроля качества выпускаемых при
боров измеряют лишь несколько параметров, величины которых наи
более чувствительны к нарушениям технолоrии изrотовления приборов.
Методы измерения этих параметров в большинстве случаев определены
rОСТами.
При учете отклонения и разброса параметров следует исходить из
среднеrо квадратичноrо отклонения 1), а не максимально возможноrо.
Правда, расчет схем с учетом максимально возможных отклонений
и разброса параметров rарантирует работоспособность всех элементов,
но ценою существенноrо снижения их экономичности. При проектиро-
вании схем с учетом среднеrо квадратичноrо отклонения и разброса
параметров заметно повышается экономичность проектируемых эле
ментов Вероятность же Toro, что в одном элементе одновременно про-
явится наихудшее сочетание всех параметров, ничтожно мала, поэто-
му и число неработоспособных элементов, составляющих брак, будет
незначительным. Дефектные элементы Можно отбраковать ПРl11естовых
испытаниях.
1.2. ПОЛУПрОВОДНИКОВЫЙ ДИОД
Диод является одним из простейших }(лючевых элементов, исполь-
зуемых в импульсных схемах. В настоящее время в импульсных уст-
ройствах в основном применяются полупроводниковые импульсные
диоды, так как они обладают лучшими ключевыми характеристиками,
чем электровакуумные диоды. Общепризнанными преимуществами по-
лупроводниковых диодов перед электровакуумными являются также
экономичность, меньшие rабариты, стойкость к механическим воздей-
ствиям, более высокая надежность и большой срок службы.
J) Среднее квадратичное отклон\;ние это арифме1'ический корень квадрат-
ныЙ из дисперсии.
6
I
]
. 1.2.1. Параметры
В статическом режиме полупровод иковый диод дост.аточно полно
характеризуется своей вольт ампернои характеристикои. При прак-
тических расчетах обратносмещенный диод обычно характеризуется
сопротивлением утечки или током утечки, а.'Т'акже тепловым током p
п перехода с учетом ero темп ратурно зависим<х:ти. В справочниках
для комнатной и максимальнои рабоч:и температуры указывается об
ратный ток lобр диода, определяемыи при обратном смещении, близ
ком к максимально допустимому напряжению.
При прямом смещении диод можно характеризовать ero средним
сопротивлением. В справочниках обычно указывается падение прямоrо
напряжения на диоде при определенной величине тока диода.
При работе в импульсном режиме на характер переходных процес-
сов влияет зарядная емкость перехода. Подобно конденсатору, р-n пе-
реход разряжается или заряжае я, вызывая изменение тока перехода.
Величина тока смещения ie определяется изменением заряда обеднен-
Horo слоя, т. е. ie == П . Поскольку при этом p n пеrёход ведет себя
подобно конденсатору, то естественно выразить ток разряда и заряда
следующим образом:
. С dU
Е е == и
dt'
rде Си == dQn ди фф еренциальная емкость перехода при заданном
dU
напряжении и.
Эта емкость существенно изменяется с изменением напряжения на
переходе. Поэтому при изменении напряжения в широком диапазоне
зарядный ток определяется нелинейным дифференциальным уравне-
нием (1.1). Можно избежать решения этоrо уравнения, если находить
не точное значение тока смещения, а ero среднюю величину
(1.1 )
ie== Сп I1и/м.
rде Сп == I1Q / I1и интеrральная емкость перехода, определяемая при
конеЧНО!\l приращении напряжения на переходе.
При решении практических задач интеrральная емкость перехода
используется в качестве средней величины. Можно показать, что ин
теrральная и дифференциальная емкости p n перехода связаны меж-
ду собой следующим образом:
С == С И1 1 (U2D/UID)I пC (1.2а)
n (l ne)(I U2D/UID)
вдесь С UI дифференциальная емкость перехода при напряже ии пе-
рехода, равном и 1 , ne показатель степени, характеризующии ее за-
висимость от напряжения на переходе; U ш == qJD и 1 ; U 2D == <ро
........ и 2 , rде qJD контактная разность на переходе; U 1 , U2 начальное
(либо конечное) и конечное (либо начальное) значения напряжения
на переходе,
7
Таким образом, усредненная емкость перехода определяется ero
дифференциальной емкостью при одном из rраничных значений напря-
жения, пределами изменения этоrо напряжения и коэффициентом nс.
Методы измерения дифференциальной емкости перехода хорошо из
вестны из литературы. Величина показателя l1с зависит от технолorии .
изrотовления р-n перехода. Для выращенных переходов и переходов,
полученных путем диффузии, nс == 1/3, для сплавных переходов и
переходов, полученных двойной диффузией, nс == 1/2.
Коrда полупроводниковый прибор работает в ключевом режиме,
то абсолютная величина разности потенциалов на переходе в заКРЫТОl\1
состоянии значительно превосходит разность потенциалов в откры-
том состоянии. Поэтому формула (1.2) упрощается и принимает вид
Сп CE/(l nс),
(1.2б)
rде СЕ дифференциальная емкость перехода при напряжении Е, paB
ном наПDяжению источника смещения.
В ключевом элементе на полупроводниковом диоде переходные
процессы обусловлены не только влиянием зарядной емкости перехода,
но и накоплением или рассасыванием носителей из области базы диода 1 }.
Процессы накопления и рассасывания характеризуются соответст-
вующими постоянными времени. Первая из них постоянная времени
l!акопления 'н характеризует рекомбинацию носителей, которые
находятся в соСтоянии динамическоrо равновесия. Вторая величина
постоянная времени отсечки тока диода характеризует влияние
дисперсии времени пролета неосновных носителей через область ба
зы на продолжительность переходных процессов. При помощи ПОСТОЮI-
ной 'н рассчитывают длительность времени рассасывания неосновных
носителей, в течение KOToporo обратный ток практически остается по-
стоянным после выключения диода. Длительность среза обратноrо тока
при запирании диода определяется постоянной времени отсечки 'ОТ'
В справочниках вместо постоянных времени. н и. о Т указывается время
восстановления обратноrо тока 'ВОССТ' т. е. - вреl\IЯ, прошедшее от
момента подачи запирающеrо импульса до момента, коrда обратный
ток уменьшается до заданноrо уровня. Время восстановления 'ВОССТ
складывается из времени рассасывания неосновных носителей и дли-
тельности среза обратноrо тока.
Модуляция объемноrо сопротивления базы обусловливает измене-
ние сопротивления диода по мере накопления или рассасывания носи-
телей в базе. Количественно этот эффект характеризуется импульсным
сопротивлением диода ' д ИМП И временем установления прямоrо сопро-
тивления t У С т' Импу льсно'е сопротивление представл яет собой отноше-
ние амплитуды импульса напряжения на диоде к заданному прямому
току. Время установления t YCT определяется продолжительностью
всплеска импульса напряжения на диоде при ero отпирании.
1) Низкоомную область р-или n-!lРОБОДИМОСТИ принято называть эмиттером,
а высокоомную базой диода.
8
1
Предельно дОпустимые режимы работы импульсных Д!10ДОВ xapaK
теризуются следующими параметрами: \
1) максимально допустимой температурой перехода t шах, лимити-
руемой критической температурой, при которой наступает вырождение
полупроводника и электронно-дырочный переход лишается выпрями-
тельныХ свойств;
2) максимально допустимой мощностью Р ша х, рассеиваемой на
приборе. При этой мощности температура перехода становится
равной t шах;
3) максимально допустимой величиной прямоrо тока / пр шах' свя-
занной с максимально допустимой мощностыQ. соотношением / пр та х ==
== Ршах/Ипр;
4) максимально допустимым прямым импульсным током / пр, и шах,
при котором обеспечивается заданная надежность диода при длитель
ной работе. При этом оrоваривается максимальная длительность
импульса;
5) максимально допустимым обратным напряжением И оБР шах, оп
ределяемым напряжениеl\1 пробоя с определенным запасом.
"
1.2.2. Эквивалентная схема
Переходные процессы в ПОЛУПРОВОДНИКОВОМ диоде можно анализи
ров-ать при помощи ЭJ!;вива:лентной схемы рис. 1.1. Накопитель заряда
Дид представляет собой идеальныЙ диод, напряжение на котором зави-
сит от заряда неосновных носите-
лей, накапливаемых в базе непо- Crт
средственно у электронно-дырочно-
ro перехода;
QH == Qo Iехр (Ип/mrpт) 1],
f1
I о
r.
ro
rде Qo заряд неосновных НОСИ- Дид
телей в равновесном состоянии;
ИИ напряжение на пе р еходе, Рис. 1.1. Эквивалентная схема диода
Т для большоrо сиrнала.
fl'r == к /е температурный по-
те циал. Коэффициент т учитыв ет отклонение реальной вольт ампер-
нои характеристики от идеальнои.
Для анализа переходноrо процесса можно использовать прибли-
женное уравнение для заряда неравновесных носителей, представив
ero в следующем виде:
dQH ( d/ () )
QH+'H 'I't [D+ 'OT .
dt dt
Здесь'l't == Qo/ [ОТ коэффициент Пропорциональности между зарядом
и током; [D диффузионная составляющая тока, протекающеrо через
переход; /от тепловой ток диода.
Падение напряжения в области базы характеризуется объемным
СОПротивлением базы rб (объемным сопротивлением эмиттер ной об.iIас-
. ти r можно пренеберечь, так как обычно r «rб)' Модуляция оБЪ€l\!НОI"O
9
(1.3)
сопротивления 'б, которая происходит при накоплении, или рассасы-
вании носителей, учитывается при помощи формулы
'б == 'бо/(1 + hQи),
тде 'бо сопротивление базы при равновесной концентрации но-
сителей; h коэффициент пропорциональности, величина KOToporo
определяется экспериментально.
1.3. 6ипопярный транзистор
1.3.1, Классификация
В настоящее время широкое распространение получили два вида
биполярных транзисторов: бездрейфовые (диффузионные) и дрейфовые.
'Бездрейфовыми называются транзисторы, в области базы которых
в равновесном, состоянии отсутствует электрическое поле, так как при-
меси в базе распределяются равномерно. Для таких транзисторов
характерен 'диффузионный механизм движения HeqcHoBHbIX носителей'
в базе.
Дрейфовые транзисторы изrотаnливаются методом диффузии при-
месей в твердое тело. При диффузии примеси в базе распределяются не-
равномерно, что приводит к образованию BHYTpeHHero электрическоrо
поля, способствующеrо ускоренному перемещению неосновных носи-
телей от эмиттера к коллектору. В этом случае механизм движения HO
сителей носит не столько диффузионный, сколько дрейфовый характер,
поэтому такие транзисторы принято называть дрейфовыми.
Базовая область дрейфовоrо транзистора формируется диффузи-
онным методом, поэтому по технолоrическому признаку часто их назы-
вают транзисторами с диффузионной базой. При этом для получения
эмиттерноrо и Iюллекторноrо переходов метод диффузии сочетается с
любым из известных методов изrотовления р-n переходов.
В последнее время при изrотовлении дрейфовых транзисторов ис-
пользуется эпитаксиальная технолоrия, которая позволяет наращивать
монокристаллическую полупроводниковую пленку на подложку из по-
лупроводника любой проводимости. Таким образом изrотовляются
дрейфовые транзисторы с эпитаксиальным коллектором, представ-
ляющие собой приборы типа р-n-л р или n p -v-n. В эпитаксиальном
транзисторе между базовыми и коллекторными областями образуется
высокоомный слой с дырочной (л-слой) или электронной (v-слой) прово-
димостью. Высокоомный слой получается путем эпитаксиальноrо насаж-
дения высокоомной пленки МОIlокристаллическоrо полупроводника на
низкоомную подложку, образующую коллекторную. область; для об-
разования базовой области используют метод диффузии; такой транзис-
тор называют эпитаксиальным с диффузионной базой.
Наконец, транзисторы можно классифицировать и по структуре
переходов. Кроме классической, встречаются переходы с меза и пла-
нарной структурой. В первом случае активная оСласть транзистора,
10
I
т. е. область перехода коллектор Gаза выделяется ступенчатым страв-
лением ненужных участков эмиттер ной и базовой областеЙ, в результа-
те чеrо эмиттерные и базовые области, возвышаясь над коллекторной,
образуют своеобразную «ropy» (тesa). Во втором случае каждый из пе-
реходов . (эмиттер база и коллектор база) находится в одной
плоскости. Транзисторы с плаНЗрflОЙ структурой обычно получаются
путем диффузии примесей из rаз'О!юй фазы. При этом переходы обра
зуются под защитным окисным слоем, в связи с че"" устраняются свя-
занные с поверхностью аномальные '7ффекты, CBoIlcTBeHHbfe транзисто-
рам, переходы которых выходят на поверхность,
В последующих разделах транзисторы классифицируются ц.о IvIexa
низму движения неосновных носителей, т. е, они разделяются на без-
дрейфовые и дрейфопые.
1.3.2. Области работы
Различают сл"едующие области работы биполярноrо транзистора:
Область отсечки m01WB при работе транзистора в этой области
эмиттерный и коллекторный переходы смещены в обратном направле-
нии.
Активная область в этой области эмиттерный переход смещен
в ПрЯIvIом направлении, а коллекторный в обратном.
Область насыщения в этой области коллекторный и эмиттерный
переходы смещены в прямом направлении.
flнверсная активная область в этой области коллекторный пе-
реход смещен в прямом направлении, а эмиттерный в обратном.
Области работы транзистора разrраничиваются нулевыми значения-
ми напряжений U 8' U и соответственно на эмиттерном и коллекторном
переходах. Напряжения U 8 и U и представляют собой разность электро-
статических потеНЩI8ЛОВ соответствующеrо перехода в неравновес-
ном и равновесном состояниях.
rраницы областей можно определить также по величине заряда не-
Основных носителей, которые накапливаются в базе непосредственно
у коллекторноrо и эмиттерноrо переходов. Используя известные rpa-
ничные условия Шокли:
Q8 == Qэо ехр (UjqJT); Qи == Qио ехр (и и/qJт), (1.4)
можно установить, что на rраницах областей заряды неосновных носи-
телей у эмиттерноrо Qэ и коллекторноrо Qи переходов выражаются че-
рез свои равновесные значения Q эо и Qио.
в установившемся режиме rраницы областей удобно определять
по токовому критерию, который можно записать в следующем виде:
lэ==щ lи и lи==аNl э , (1.5)
тде 1 э и 1 и токи эмиттера и коллектора; aN и а, коэффициенты
передачи тока эмиттера и тока коллектора.
Поскольку токовый критерий применим только для установившеro-
ся режима (в отличие от более общеrо критерия по напряжению и по за-
ряду), то им пользуются сравнительно редко, обычно для определения
11
условия насыщения транзистора, которое записывается в следующем
виде
/H<.aN/8 или /н <: N/б
(1 б ток базы, N коэффициент передачи тока базы).
(1.6)
1 .3,3. Вольт амперные характеристики и параметры
При работе транзистора в активной области одной из основных ха-
рактеристик ero является выходная, так называемая коллекторная ха-
рактеристика. Она представляет собой зависимость тока коллектора
от выходноrо напряжения с параметром входной ток, При управлении
по эмиттер ной цепи параметром является 18 ==const (рис. 1.2), а по ба-
ЗОвой цепи 1 б == const (рис. 1.3).
1fO I)=30мА
20
20
10 10
5
О 2 4 б и/(о, В
lo=1MA
? 0,8
0,5
0,3
0,1
..... 0,05
30
20
10
о
' 2
4
б lf/(э,В'
Рис. 1.2. Коллекторные xapaK
теристики биполярноrо транзи-
стора при управлении по эми r-
терноЙ цени.
Рис. 1.3. Коллекторные ха рак-
терllСТИКИ биполярноrо транзи-
стора при управлении по базо-
воЙ цепи.
в практических' схемах обычно ,И н I СРт. При выполнении
этоrо условия коллекторная характеристика транзистора, управляе-
Moro по эмиттерIlОМу входу, определяется выражением
1 н == aN 1 э + / к[), (1.7)
а в случае управления по базовому входу
/к== Nlб+(l + N) 'КО (1.8)
(l но обратный ток коллеКТОРllOI'О перехода).
Из аналитических выражений коллекторных характеристик (1.7) и
(1.8) следует, что ток коллектора' к в явном виде не зависит от величи-
ны обратноrо смещения И н, приложенноrо к коллекторному переходу.
Изменение тока коллектора с изменением ВЫХОДIlоrо напряжения яв-
ляется результатом зависимости коэффициента передачи тока эмиттера
aN или тока базы N от напряжения обраТIIоrо смещения, приложенно-
ro к коллекторному переходу. Поэтому при расчетах наобходимо знать
зависимость aN или N от выходноrо напряжения. На практике зависи-
12
r
мость 1 к от И 11 обычно учитывается при помощи сопротивления коллек
тора 'н' По сути дела, при помощи этоrо сопротивления учитывается из-
MeHeHиe коэффициента передачи тока с изменением И к, т. е. вместо Toro,
чтобы варьировать величиной aN или N как функцией ин, вводится He
которое среднее сопротивление коллектора и предполаrается, что aN и
N не зависят от ИН. Среднее значение сопротивления коллектора можно
определить по наклону коллекторной характеристики, причем при pa
боте транзистора с базовым входом это сопротивление в (1 + N) РqЗ
меньше, чем при работе с эмиттерным входом.
Iэ,мА Io,MA
U/(o SB О lf ХЭ = О
40 2
']0
<О 1
10
о
Рис. 1.4. Эмиттерная входная
характеристика транзистора,
работающеrо в активной оБШI-
сти.
Рис. 1.5. Вазовая
входная характе-
ристика транзисто-
ра, работаlOщеrо в
активной области.
Коэффициенты передачи тока эмиттера aN и тока базы N являются
<рункциями И входноrо тока. В справочниках обычно приводятся rpa-
фики зависимости коэффициента передачи N от тока базы 1 б при не.
скольких' типовых значениях напряжения и н 8'
В активной области входные параметры транзистора определяются
ero входной характеристикой, предстаВЛЯlOщей собой зависимость то-
ка эмиттера /8 или тока баЗbI 1 б от напряжения эмиттер база И 8и,
т. е. 18 == F (и 8б) при параметре и кб == const или / б == F б (и б 8) при
параметре и Н8 == const. Первая из них (рис. 1.4) называется эмиттер-
ной входной характеристикой, а вторая (рис. 1.5) базовой входной
характеристикой.
Эмиттерная характеристика определяется следующим СООПlOшени-
ем;
18(I aNal) ( r б )
U Sб maCPTln +lа ' + !.+ B .. N /коrб'
I [
(1,9а)
а базовая
и afi == та (рт Iп
(1" + I Ho ) (1 + BN + В,) + / [,' ( 1 + А ) C, 1 +
1;, (1 + [-1,) б э t'N I б
+ 1 HO' (1 + N). (1.96)
13
,
'1
11
Здесь (1" и , инверсные коэффи-
циенты передачи токов коллектора и
базы соответственно; I T среднее
значение тепловоrо тока эмиттерноrо
перехода; тэ коэффициент, при помо-
щи KOToporo приближенно учитывается
влияние тока рекомбинации и каналь-
Horo тока для эмиттерноrо перехода.
В области насыщения транзистор ха-
рактеризуется выходной характеристи-
кой, представляющей собой зависимость
выходноrо тока от ВЫХОДноrо напряже-
ния при заданном входном токе.
В схеме с общей базой выходное на-
пряжение напряжение между коллек-
торным и базовым контактами транзисто-
ра и кб определяется выражением
( aN lэ lк )
и кб == т к ерт Iп 1 + I
(кТ
lк(rб+rl )+l rб' (1.10а)
Эта зависимость и представляет собой выходную хараI<Теристику TpaH
зистора при эмиттерном унравлении (рис. 1.6). Здесь 1 T среднее
значение тепловоrо тока коллекторноrо перехода; т к коэффициент,
при помощи KOTOporO учитывается влияние тока рекомбинации и ка-
нальноrо тока коллекторноrо перехода; ( объемное сопротивление
коллекторноrо слоя_
При базовом управлении выходная характеристика (рис. 1.7) тран-
зистора il области наСЫЩеНИЯ определяется формулой
. [ N lб Iк ]
и кд == т к fPr Iп 1 + / 1 тв ерт Х
IKT ( + N)
]"мА
5
[э ЗО,.,
25
20
20
15
10
300
100
10
1
5
3
2
О fOО
V к б,м8
200
Рис. 1.6. ВЫХодная характери-
стика транзистора, работающе-
ro в области насыщения пр!!
эмиттерном управлеНИII.
JK,MA
20 20
16 "16
12 12
8 8
4
О
О 30 60
Рис. 1.7. Выходные характеристики бездрейфовоrо (а) и дрейфовоrо (б)
транзисторов, работающих в области насыщения при базовом управлении.
14
I
[ lб (1 + /) + Iк ] I I ,
хlп 1+ I lк(rк+rэ) Jбrэ.
lэт (1 + /)
(1. 1 Об)
При работе в области отсечки транз стор достаточно п?лно описыва-
ется двумя характеристиками: входнои, представляющеи зависимость
входноrо тока от входноrо напряжения (рис. 1.8), и передаточной, опре-
деляемой зависимостыо выходноrо тока от входноrо напряжения
(рис. 1.9).
Инверсное включение транзисторов применяется сравнительно ред-
ко, поэтому в справочниках не приводят я вольт амперные хараhтерис-
тики транзистора при работе в инверснои области.
Рис. 1.8. Входная характеристи-
I э i J 5;мкА ка транзистора, работающеrо
, в области отсечки,
2,5
2
I 1,5
/ 1 I
1/ I
J
1jO 100/ q5., I
Jэ-.). / .
,; 50 100 'l/эо,
о . /
o,5 J /
1 15, ./
....'
,
1.5
PIfC. 1.9. Передаточная характе-
ристика транзистора, работа-
ющеrо в области отсечки.
Iк, мкА'
мВ
1 .
200 150 100 50 О l!эб, 9
Из представленных вольт амперных характеристик видно, что в ус-
тановившемся режиме транзистор достаточно полно характеризуется
коэффициентами передачи токов, средними значениями тепловых то-
ков, обратными токами переходов и объемными сопротивлениями.
В импульсном режиме для характеристики переходных процессов,
помимо зарядных емкостей коллекторноrо С к п И эмиттерноrо С э п пе-
реходов, используются еще следующие параметры: TTN и t aN среднее
время пролета носителей через область базы и собственное время за-
держки транзистора при нормальном включении; TI3N и .{31 посто-
янные времени коэффициентов передачи тока базы N и ,; .Н посто-
Янная времени накопления; С кд диффузщ нная емкость коллектора.
Постоянные времени .ТN и .{3N связаны между собой соотношением
тr3N==TТN(l+ N), (1,11)
в справочниках обычно указывается предельная частота frp, на ос-
Новании которой можно рассчитывать .т, .fjN И t зN по формулам:
TT== ; T{3N== 1+ N ; tзN== х . (1,12)
. 2лfrр 2лlrр 2лlrр (1 + х)
]5
Коэффициент фазовоrо сдвиrа х принимается равным 0,21 для без
дрейфовых транзисторов и 0,6 ... 0,8 для дрейфовых.
Вместо постоянной времени накопления ТВ в справочниках указы-
вается время выключения t вьшл , Зная режим измерения tвы"л и приняв
t ВЫRЛ приближенно равным времени рассасывания tpac;' можно рассчи-
тать величину ТВ по формуле
161 162
'Тв tpac7Jn ,
1" H/ N 162
rде 161 И 1 62 токи базы при насыщении и запирании транзистора;
1 R В ток коллектора в насыщении.
В ряде случаев приходится специально измерять величину Тв'
Значение постоянной времени TI3! в справочниках не указывается.
При расчетах в первом приближении можно считать Т13! Тв'
При помощи диффузионной емкости коллектора С" д учитывают из-
менение заряда в базе, обусловленное модуляцией ширины базы. ЭтОТ
эффект сказывается особенно существенно при работе транзистора в ак-
тивной области (коrда коллекторный переход смещен в обратном на-
правлении и с изменением напряжения на этом переходе заметно изме-
няется ширина базы). При большом сиrнале для расчетов используется
среднее значение диффузионной емкости, определяемое соотношением
С" д == и"1 + 1"2) TI3N/ 21 и'", (1.14)
rде 1" ток коллектора, при котором измерялись дифференциальные
значения TI3N и , ", 1,,1 И 1 ,,2 начальное и конечное значения тока
коллектора в рассматриваемом диапазоне.
Интеrральные значения зарядных емкостей С" D И С а D определяются
формулами (1.2а) и (1.2б).
В качестве параметров, характеризующих предельно допустимые
режимы транзистора, в справочниках указываются: максимально до-
пустимая температура коллеI(торноrо перехода; максимальнодопусти
мые обратные напряжения; максимально допустимые токи и максималь-
но допустимые мощности для коллеlПорноrо и эмиттерноrо переходов.
(1.13)
непосредственно у коллекторноrо и эмиттерноrо переходов, определя-
ются уравнениями:
pTaN + 1
Q"H (Р) == 1'}ка PT + I [aN (Р) lа (Р) 1" (р)] +.
Р [ TaN ] .
+ Q"H(O)+ 1'}Ka I,,(O) ,
р + l/тн Т Н
РТа! + 1
QSB(P)== 1'}эа +1 [la(p) a!(p)I,,(p)]+
РТ Н
р [ 't a ! ]
+ Qa н (О) 1'} эа 1 а (О) .
Р+ 11Тн . Т Н
Здесь Q"B = Q" Q,,o ==Q"о[ехр(U,,/mиCj)т) I] и
QaH == Qa Qao == Qэо [ехр (и э1mэCj)Т) 1] заряды неравновес-
ных носителей, накопленных у коллекторноrо и эмиттерноrо переходов;
1'}Ka==QKO/I T И 1'}эа==Qэо/l т (1.17)
коэффициенты пропорциональности между зарядом и током (все вели-
чины с aprYMeHToM «О» начальные значения соответствующих функ-
ций).
О,16а)
(1. 166)
'Х/р) IK(p)
схN(р)lэ(р)
'/(
1.3.4. Эквивалентная схема
JJ ((1)
а
<Х[ (р) Iк(р)
э У"
J
Jэ(р) IJA (р)
с;
I кд (р) J /( (р)
С/(
Q:N(PJ Iэ(р)
в эквивалентной схеме транзистора, на основе которой можно ана-
лизировать работу нелинейных импульсных схем при большом сиrнале
(рис_ 1.10), инерционность учитывается прежде Bcero временной зави-
симостью КОЭффИIlиентов передачи токов эмиттера и коллектора, опе-
раторные выражения которых представляются в виде
aN (р) == aN е p! зN /(pTaN + 1); а, (р) == а, е рtз! /(РТа' + 1), (1.15)
l к (р)
С!(
Рис. 1.10. ЭКВI!валентные схемы биполярных транзисторов р-n-р (aJ'
и n p n (б) ТИI!ОВ.
rде TaN И Та! постоянные времени aN и а,; t з , время задержки
транзистора при инверсном включении.
В эквивалентной схеме диоды представляют собой накопители заря-
да. При этом заряды неосновных носителей, которые накапливаются
16
Из выражений (1.4), (1.16) и (1.17) следует, что. в установившемся
режиме вольт-амперные характеристики коллекторноrо и эмиттерноrо
диодов определяются выражениями
IH==/ 1 ( exP I ) ; Ia==I T ( exp 1 ) .
I/l" <['[т, ЧJт
17
.
1,
,!
j
Токи заряда или разряда характеризуются суммарными емкостями
коллекторноrо и эмиттерноrо переХОДОБ, которые ск,ыдываются из за.
рядных и диффузионных емкостей
С к == С к D + с к д; С 8 == С Э П + с 8 n.
В Импульсных схемах транзистор часто управляется базовым током.
Для анализа подобных схем, конечно, можно использовать эквивалент-
ные схемы рис. 1.10. Однако эквивалентную схему собственно транзис-
J31 (Р)[б(pj
А(Р)!5(Р)
r' к
/(
]к(Р)
С К [t+J3N(P)J
.А (Р-)/6 (р)
........;.- "
Iэ(р) Iэд(Р) t
С Э [1+j3Jb1)] 1 6 (р)
Р,(Р)!ь(Р)
1!( (Р)
1 э (Р)
СЭ [1+j3ip)]
*
l кд (Р)
С К [1+j3N(p)J
'5
Рис. 1.11. Эквивалентные схемы БИПОЛЯРlюrо транзистора p n p (а)
и n p n (6) ТШlOв при базовом управлении.
тора целесообразно преобразовать так, чтобы она отражала управле-
ние транзистора базовым током (рис. 1.11). В такой схеме
е Р!зN е p! з1
N (р) == N P'IJN + 1; ' (р) == ' P'131 + 1 . (1.18)
При преобразовании схемы приходится изменять и тепловые токи кол-
лекторноrо и эмиттерноrо диодов, увеличив их соответственно в (1 + N)
и (1 + J) раз. Уравнения заряда неосновных носителей, которые на-
капливаются у коллекторноrо и эмиттерноrо переходов, для схемы рис.
1.11 принимают вид
P'IJN+ 1
QKH(P)==ft K +1 [ N(р)Iб(р) Iн(р)]+
Р'н
+ P+ /'lI [Qкп (О) +ft H ' : 'к(о>];
(1.19а)
18
.-
P'IJ/+ 1
Q8H(P)==ft 8 +1 [ /(р)Jб(рН I"(Р)J+
РТн
Р [ т(3/ J
+ Qэ н (О) ft э J э (О) ;
Р + I/'H 'н .
(1.19б)
rде
1} == QKO .
К I T (1 + N) ,
ft Qэо
8 I T (1 + В,) .
(1,20)
1.3.5. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Основные параметры транзисторов, необходимые для расчета им-
пульсных схем, определяются по справочным данным. Рассмотрим He
сколько характерных примеров расчета параметров биполярных тран-
зисторов.
Пример 1. ПО данным, представленным в справочнике [12, 13], pac
считать параметры транзистора МП42Б, необходимые для проектиро
вания импульсных устройств, В справочнике приведены следующие
данные:
1. Транзистор МП42Б rерманиевый, сплавной, типа p п p.
2. Параметры переключения и усиления сиrнала при f с ==
== + 20 :!:: 5° С.
Коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером h 21 8==45...,
100 при и на == lВ; IK == 10 мА. При /°0 == 700 С h218 увеличивает-
ся на 80%, а при снижении температуры до 60° С уменьшается на
40%.
Напряжение коллектор эмиттер в режиме насыщения И кэ као ==
== 0,01 ... 0,2 В при 1 н == 10 мА; 1 б == 1 мА.
НЭllряжение база эмиттер в режиме насыщения И вэ нао ==
== 0,25 ... 0,4 В при 1 к == 10 мА; 1 б == 1 мА.
3.. Зарядная емкость коллекторноrо перехода С н == 20...50 пф (ти-
повое значение 45 пФ) при И кб == 5 В на частоте 5()() кrц.
4. rраничная частота коэффициента передачи тока эмиттера f2fб ==
== 2 мrц (минимальная величина) при И кб == 5 В; 18 == 1 мА.
5. Обратный ток Кe:lллекторноrо перехода IKBO == 2...6 мкА (на rpa-
ницах 80yo-Horo разброса) при И кб == 12 В; tO о == 20 :!:: 5° С.
При t D == 70° С значение [КВО -< 130 мкА для 90% транзисторов.
6. Максимально допустимые данные:
Мощность, рассеиваемая транзистором при f о == 45" С, Ртах ==
== 200 мВт. Напряжение коллектор база при холостом ходе в цепи
эмиттера ИКВОmах == 15 В. Напряжение эмиттер база при холостом
ходе в цепи коллектора И эБо тах == 15 В. Ток коллектора в режиме
переключения при насыщении или в имп у льсном Р ежиме 1 ==
== 150 мА. ю и тах
7. Тепловые параметры:
Наибольшая и наименьшая температуры окружающей среды
r о тах == 70° С, /0 с mln == ,......,600 С.
19
Тепловое сопротивление между переходом и корпусом RT ПК ==
== 0,20 С/мВт.
Представленные данные используются для определения следующих
параметров транзистора, необходимых для расчета импульсных уст-
ройств.
1. Коэффициент передачи тока базы N при нормальном включении
с высокой точностью можно считать равным коэффициенту передачи
тока h 21B в схеме с общим эмиттером, Температурные зависимости YKa
занных параметров тоже одинаковы.
2. Интеrральная зарядная емкость коллекторноrо перехода обычно
рассчитывается по формуле (1.2б) в следующей последовательности.
Сначала по справочным данным определяют дифференциальную емкость
С К Е при напряжении U IIб, равном напряжению питания Е 11' Например,
если Е 11 == 10 В, то для данноrо примера
С кЕ == С II n UllбlЕ II == 45. 10 12 V 5/10 32 пФ.
Здесь U IIб == 5В напряжение на коллекторном переходе при из-
мерении С II == 45 пФ (типовое значение емкости, указанное в справоч-
нике). Поскольку транзистор МП42Б сплавной, то КОЭффИIlиент n(' ==
== 1/2.
После расчета С К Е определяют интеrралыюе значение зарядной ем-
кости коллекторноrо перехода по формуле (1.2б)
С lIп == C KE 1(1 nc) == 2С кЕ == 64 пФ.
Для транзистора МП42Б зарядная емкость эмиттерноrо перехо-
да не указана. Ее можно определить приближенно, руководствуясь
следующими соображениями. У сплавных транзисторов удельные зна-
чения зарядных емкостей эмиттерноrо и коллекторноrо переходов при-
близительно одинаковы, поэтому при заданном смещении отношение
емкостей равно отношению площадей эмиттерноrо и коллектuрноrо пе-
реходов. Для сплавных транзисторов площадь эмиттера S в меньше
площади коллектора S 11 в 2 ... 3 раза. Таким образом
C == == 0,5 ... 0,3
С II Sи .
и СВ == (0,5... 0,3) С II ,
Следовательно, при напряжении на эмиттерном переходе U вб ==
U IIб == 5 В зарядная емкость эмиттера С в 0,5 С 11 == 10 ... 25 пФ.
Обычно интересуются емкостью эмиттера при нулевом смещении, так
как ее влияние особенно существенно на начальном этапе отпирания
транзи<;тора, коrда напряжение на эмиттерном переходе небольшой не-
личины: Зарядная емкость перехода при нулевом смещении определя-
ется формулой
nС / Ивб+ qJD,.
Coo==Co V ·
qJDэ
20
'1
для применения которой необходимо знать величину контактноЙ раз-
l!ОСТИ на эмиттерном переходе (jJD э' В нашем случае
. N e N6 5.10 18 .10Ч
(jJDэ == (jJl1 n 25.10 З lп 0,4 В,
щ 6,25.1026
причем концентрации примесей в эмиттере N е и в базе N 6 приняты рав-
ными своим типовым значениям для сплавных rерманиевых транзисто-
ров 114) (N e == 5.1018 l/CM 3 ; N б == 1015 исм з ). Значения температур-
Horo потенциала <Рl 25 мВ и концентрации носителей заряда в соб-
ственном полупроводнике n; 2,5.1013 l/см взяты для комнатной тем-
пературы. Таким образом, зарядная емкость эмиттерноrо перехода при
нулевом смещении
C eo ==(lO...25) .1012 V 5t. ,4 ==(37...92) пФ.
3. Среднее значение времени пролета TTN, постоянная времени Tj3N
и собственное время'задержки t зN определяются по формулам (1.11) и
(1.12): .
1 1+% 1+0,21
TTN == == == 96 нс;
2лtrр 2лfh216 2.3 14.2.106
't{jN == ТтN (1 + N) == 96.10 9 (1 + 45) 44 мкс;
tзN == % 0,21 '17 нс.
2лfh21б 2.З.14.2.10в
В формулах (1.12) вместо f rp было подставлено значение fh ==
216
== fl P (1 + 'Х), указанное в. справочнике (для сплавных транзисторов
'Х == 0,21).
4. Постоянная времени накопления ТВ на основании справочных
данных рассчитывают по формуле (1.13). Для транзистора МП42Б в
спраВQТJниках не указано время рассасывания 'рас, поэтому расчет ве-
личины тв исключается.
Для сплавных rерманиевых транзисторов постоянная времени Т в
обычно в 1,5...2 раза меньше постоянной времени Tj3N. Поэтому приб-
лиженно можно считать
Т н == (0,6 '" 0,5) Tj3N (3 ... 2,2) мкс.
5. Интеrральное значение диффузионной емкости коллектора
С 11 Д раССЧИТЫвают по формуле (1.14), предварительно определив по
среднему наклону коллекторной характеристики величину r к j3 11 '2 22В
при токе 111 1 мА, соответствующем режиму изме р ения fh (на ос-
216
новании величины th 216 были рассчитаны TТN. Тв N И t з N). Например,
при /111 == о; 1112 == 20 мА
С 1"1 + 1112 1111+1112 20. 96.IO 9 19 Ф
11 Д == 21 r T/3N == 21 TTN == п.
" " 11 'кВ 2.1.50.103
Заметим, что при расчете С II д целесообразно вместо значения (11 (ко-
Торое трудно определить Из за малоrо наклона вольт-амперной харак-
21
теристики / и == F (И и о) при 1 в == const использовать среднее значение
'k 13 == ,и/(1 + H)' При этом, если ток / и, при котором надо оценить
величину 'к 13' мал, то находим 'к 13 по наклону вольт-амперной харак-
теристики при большом токе коллектора., а затем производим перерас-
чет (величина 'к 13 обратно пропорционально току / и). Так, например,
в данном случае оценить значение,к 13 при токе / и == 1 мА с приемлемой
точностью было невозможно. Поэтому пришлось определить ero при
/ к == 6 мА (оказалось 'к 13 8,3 кОм), а затем увеличить это значение
в 6 раз (,к 13 50 кОм).
6. Тепловой ток коллекторноrо перехода rерманиевых транзисто-
ров рассчитывают по приближенной формуле (/ Kf) t ' (/KJ)t' ехр
п2 п2
0,08 М, rде (/к T) t О и (/к T) t тепловые токи при температуре пе-
п\ п2
рехода f иl И f и2; I1t == f' иl f и2 разность температур.
В справочниках указывается обратный ток. При повышенной темпе-
ратуре перехода тепловой ток перехода приблизительно равняется об-
ратному току. Поэтому при расчете тепловоrо тока в качестве исходной
величины (/ к т) ,О следует использовать значение обратноrо тока при
п2
повышенной температуре. В данном случае можно считать тепJЮВОЙ
ток по формуле
(/кт) ,О == 130 ехр [ 0,08 (70 t I)l, мкА.
п\
7. При температуре окружающей среды f с больше величины, для
которой указана максимальная допустимая мощность Ртах в справоч-
нике, допустимая мощность рассчитывается по формуле
Р == ( rnax ( 85 t В
тах R == , м Т,
т пк 0,2
rде RT пк. == 0,2" С IMBT тепловое сопротивление транзистора.
При наибольшей температуре t тах == 700 С максимально допусти-
мая мощность уменьшается до величины
85 70
Prnax == == 150 мВт.
0,2
8. Максимально допустимое напряжение коллекторноrо пере-
хода ИКЭRmах В зависимости от сопротивлений резисторов Rб и R B В
цепях базы и эмиттера ра ссчитывается по форм уле
ИКЭRrnах == ИКБОrnах Yl CXH Rб+ э"trr +rэ 15 Уl Rб R B ' В.
Пример 2. По справочным данным рассчитать параметры транзисто-
ра МП20А, необходимые для проектирования импульсных устройств.
В справочнике [12] приведены следующие данные:
1. Транзистор МП20А rерманиевый, сплавной, выСоковольтный,
типа p 1l-p.
2. Параметры переключения и усиления большоrо сиrнала при
(Ос == + 20 :1: 50 с:
22
Коэффициент передачи тока h 21 э 50 ... 100 при ии:; == 5 В; / и ==
== 25 мА. При t O и == 700 коэффициент передачи h 21 э увеличивается.
на 40%, а при t O и == 600 С уменьшается на 20%,
Напряжение коллектор эмиттер в режиме насыщения И КЭ нас ==
== 0,15... 0,6 В при / и == 300 мА, / б == 60 мА.
Напряжение эмиттер база в области насыщения И БЭ нао == 0,8...
... 1,5 В при / и == 300 мА; / б == 60мА.
.' Время рассасывания t pac == 0,5 ...0,8 мкс при / к == 10 мА, / б == 1 мА.
3. Зарядная емкость коллекторноrо перехода С к == 15... 30 пФ
при И кб == 20 В, f == 0,5 Mru.
4. Предельная частота fcp == (1,7...3,3) [ц при И иэ == 5 В, /0 ==
== 5 мА.
5. Выходная проводимость h 22 о == (30...200). 10 6 OM l при И и в ==
== 5 В, / о == 5 мА, f == 270 [ц.
6, Обратный ток коллекторноrо перехода при t == 20: с /КБО ==
== 0,5.., 5мкАдля И иб == 5 В и /КБО == 1 ...50 мкА при И И !).== 30В.
При t == 700 С значение /КБО на rранице 80% Horo разброса не превы-
шает 70 мкА для И кб == 5 В и 400 мкА для И иб == 30 В.
7. Максимально допустимые данные. Мощность, рассеиваемая тран-
вистором без теплоотвода, Ртах == 150 мВт. Напряжение коллектор
база при холостом ходе в цепи эмиттера И КБО тах == 30 В. Ток кол-
лектора / и та х == 50 мА.
8. Тепловые параметры:
НаиБОЛhUIaЯ и наименьшая температуры t: iIla х == 850 С, t mln ==
== 550 С.
. Тепловое сопротивление между переходом и корпусом R T пк ==
== О,ЗЗ О С/мВт.
Рассчитываем параметры в следующей последовательности:
1. Интеrральная величина зарядной емкости коллекторноrо пере-
хода
с == .. / u иО == 2 (15 ... зо) .. / 20 , пФ.
ии 1 nc V Ем V Е к
Зарядная емкость эмиттерноrо п ерехода пр и нулевом смещении
С '" О 5 С .. / Uиб + CjJDэ ==
дО "', К V СРЕэ
== 0,5 (15... ЗО) .10 9 V 20t 40,4 (50... 100), пф.
,
2. Среднее значение времени пролета
1 1
TТN == == == (100 ... 50) нс.
2Лfrр 2.3,14(1,7...33).106
Постоянная времени
( 1 + А ) { 100. (1 + 50) 5 мкс;
TI!N Ттн t'N ==
50 (1 + 100) 5 ММ:,
23
Собственное время задержки транзистора
tзN==ТТN ==(l00...50).10 9 0,21 ==(17...8,7) нс.
1+% 1+0,21
3. Постоянная времени накопления для дашюrо приы ра [Jассчи.
тывается по формуле (1.13):
/1 151 152
TH==t pac n (1 / ' I '
к н N) 02
Режим измерения t pac следующий: 1 к н== 10 мА; , бl == 1 мА; , 52==
== 1 мА. Меньшее значение t pac соответствует МИНИl\Ia. ьнuЙ величи-
не h 21a == N == 50
ТII==0,5.10 6I1п 1+1 1 мкс.
0,2+ 1
rIри N == 100 время рассасывания увеличивается до 0,8 мкс и соответ"
ственно
1 +1
Т н ==0 , 8.10 6f\п 1 , 4MKC.
0,1 +1
4. Интеrральное значение диффузионной емкости коллектора
С 1 ю + 1 К2 1 ю + 1 к2 h
8 Д 21 r TTN 21 TTN 22а
к к6 к
lю+ / Н2 . 10 15 { 100X30== ( 01...03 )( 1 + 1 ) пФ
2.5 50 Х 200 ' · 81 к2 ·
(токи I Н1 == I Н2 измерены в миллиамперах).
5. Тепловой ток коллекторноrо перехода рассчитывают по формуле
(/кТ) /0 == (/кТ) t O ехр [0,08 (t l t 2)].
п1 п2
Исходное значение теплоВоrо тока (/ к'Т) о для заданноrо обратноrо
t п2
смещения на коллекторе И к определяют в предположении, что при по-
вышенной температуре тепловой ток растет пропорционально величине
обратноrо смещения, т. е. считают
(/КТ)/О ==70.10 6И8/5==14,Ин, мкА.
п2
6. При 'с == 350 С максимально допустимая мощность, рассеивае.
мая транзистором без теплоотвода,
Ртах == (85 t )/0,33 3 (85 t ), мВт.
7. Максимально допус тимое напряжени е колле кторноrо пер ехода
И КЭR тах ИКБОmах Vl Rб/(R б + R d ) == зоV Rа/(R б + Ra). В.
Пример 3. Пп справочным данным рассчитать параметры транзис.
тора КТ316В, необходимые для проектирования импульсных уст.
ройств.
24
В справочнике [12] приведены следуюшие данные:
1. Транзистор КТ316В кремниевый, планарно-эпитаксиаль"
ный, типа п p-п.
2. Параметры переключения и усиления большоrо сиrнала при t ==
== + 20 :!: 50 с:
Коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером h 21 а ==
==40... 120 при Ина == 1В; 18 == 10мА.
Напряжение коллектор эмиттер в режиме насыщения ИКЭ нас==
0,1 В при 1 к == 10 мА; 1 б == 1 мА.
Напряжение эмиттер база в насыщении И БЭ на с == 11 В при
lи == 10 мА; I б == 1 мА.
Время рассасывания t pac == 15 нс при 1 и == 10 мА; 1 бl == 1 б2
1 мА.
3. Зарядная емкость коллекторноrо перехода С к == 3 пФ при И кб==
== 5 В; f == 10 Mru.
Зарядная емкость эмиттерноrо перехода С а == 2,5 пФ при И а == о;
f == 10 Mru.
4. Постоянная времени цепи обратной связи 'БСн == 150 пс при
И кб == 5 В; 1 а == 10 мА.
5. Модуль коэффициента передачи тока I h 21a ош)1 :> 8 при И ка ==
5 В; 1 а == 10 мА на частоте f == 100 Mru.
6. Максимально допустимые данные:
Мощность, рассеиваемая транзистором при t == 750 С, Рта х ==
150 мВт, а при t O с == 1200 С Ртах == 60 мВт.
Напряжение коллектор база при холостом ходе в цепи эмиттера
И КБО тах == 10 В.
Напряжение эмиттер база при холостом ходе в цепи коллектора
И ЭБО тах == 4 В.
Токи коллектора: постоянный 1 к та х == 30 мА; в режиме переклю
чения I к , и шах == 50 мА.
7. Тепловые параметры:
Наибольшая и наименьшая температуры t тах == 1200 с; t т1п==
== 550 С.
Рассчитываем параметры в следующеЙ последовательности:
1. Интеrральное значение емкости коллекторноrо перехода
С к 3/ и 3.IO 12 3/5 3/5
Сип== V .......!!== V ==4,5 V , пФ.
1 nc Е к 1 1/3 Е н ЕII
Емкость эмитте р а П р и И О С == С == 25 пФ
а ао а .
2, Объемное Сопротивление базы при 1 к == 10 мА, И кб == 5 В.
, == rб С н == 150.10 12 ==.50 Ом.
б СИ 3.10 12
3. Среднее время пролета носителей TTN в данном случае определя-
ют на основе данных п. 5, учитывая следующее. Модуль коэффициента
передачи тока базы
..
I N (jffi)! == V ( 2 1
. WT iliY .,
25
на сравнительно высоких частотах (Ф > 3/Т:ст) выражается приближен-
ной фGрмулой
I . ) I N 1
(JФ == .
WTf3N WTTN
61)
ИЗ которой следует, что среднее время пролета носителеи
1 1 1.. U 2 Н С
'tTN . == "
W I N (jw) I 211,1 I h 21э (Jw) I 2.3,14.108.8
Постоянная .времени 'tf3N N Т:ТN == (8 ,.. 24) нс.
Собственное время задержки транзистора
t зN == TTN ==O,2.10 9 == 0,09 нс'
1 + к 1 +0,8
(для кремниевых дрейфовых транзисторов х == 0,7 ... 0,9).
4. Постоянная времени накопления
/61 /62 1+1 32
т t !lп == 15 . 10 9!lп == нс.
H рас /l<н/ N lб2 0,25 + 1
5. При расчете импульсных устройств на кремниевых приборах зна
чение обратноrо тока коллекторноrо перехода, как правило, не требу-
ется.
6. При t O о 750 С максимально допустимую мощность рассчиты-
вают по формуле Р шах == (t;шах t )/Rтпк,
В справочнике не указаны значения предельной температуры t шах
и тепловоrо сопротивления RT ПК. ИХ можно определить по исходным
данным (п. 6) на основании системы урав.нений
t max 75 == 150 мВт, t тaX 120 == 60 мВт,
R тпк R тпк
u Ч О t 1 5 0 0 СО , Rr пк == 0 , 50 С/мВт , и соот,
из к()тоrюи следует, т ша х ==
150 ( [ В 1
ветствешю Ртах == М т.
0,5
7. Максимально допустимое на пряжени е коллекторноrо перехода
Uкэнтах==10-.1 R э ,[В1,
V R6 + R э
Задачи 1 3. В соответствии с примерами 1 3 рассчитать пара-
метры транзисторов rT320A; КТ306А; rT323A, необходимые для рас-
чета импульсных схем.
1) При выводе формулы для TTN учитывалось, что
N ;::; 'f3N / 'ТN и I N (jw) I == I h 2lЭ (jw) 1.
26
;: ','
1.4. Униполярные транзисторы
1.4.1. КлассИфикация
в униполярных транзисторах ток образуется носителями заряда
одноrо знака, поток которых управляется электрическим полем. Поэ
тому наряду с термином «униполярный» такие транзисторы называются
также полевыми.
В настоящее время в радиоэлектронике применяются следующие
разновидности полевых транзисторов: транзистор с управляющим p n
переходом и транзисторы структуры металл диэлектрик полу
проводник.
Полевой транзистор с управляющим р-n переходом представляет
собой полупроводниковый прибор, в котором управляющая область
затвор образует p n переход с областью канала, Работа TaKoro
транзистора основана на модуляции проводимости канала за счет изме-
нения толщины слоя объемноrо заряда, обедненноrо ПОДВИЖНЫМИ HO
сителями. Модуляция проводимости канала происходит под действием
напряжения, смещающеrо переход затвор канал в обратном направ-
лении. Транзисторы с управляющим р-n переходом изrотавливаются
из rермания, кремния, арсенида rаллия и MorYT иметь канал с р- или
n- проводимостью.
Полевой транзистор структуры металл-диэлектрик полупровод
ник (МДП транзистор, МОП транзистор или транзистор с изолирован
ным затвором) представляет собой прибор, в котором металлический
затвор электрически изолирован слоем диэлектрика от канала, обра-
зованноrо на поверхности полупроводника.
В зависимости от Вида подложки различают МДП транзисторы на
полупроводниковой и на диэлектрической подложках. В качестве по
Лупроводниковой подложки обычно используют кремний, поскольку
ИЗОлирующий слой диэлектрика леrко изrотовить, окисляя именно
кремний (SЮ2 ДВУОКИСЬ кремния). В качестве диэлектрической под-
Ложки используют сапфир, ситалловое стекло. Металлическим затвором
обычно служит .пленка алюминия.
Различают МДП-транзисторы с индуцированным и со встроенным
каналом. В первых из них канал между стоком и истоком индуциру-
ется, т. е. наводится под действием управляющеrо напряжения (поэто-
му коrда разность потенциалов между затвором и истоком. равна нулю,
ПрОВОДИI\IОСТЬ между стоком и истоком практически отсутствует).
В МДП-транзисторах со встроенным каналом канал создается техноло-
rическим путем. Проводимость канала можно увеличить или умень-
шить, изменяя напряжение между затвором и истоком.
В зависимости от проводимости канала различают транзисторы n-
и р-типа. В первом из них канал обладает электронной проводимостью,
а во втором дырочной. Тип проводимости стока и истока всеrда COB
Падает с типом проводимости канала.
,27
Туп
/f/j1Ilf/}lшп'ррll.
с !/l1ра6ляющи
p п
,, pf piJr;M
мдп
сО 6строенным
lf(lffV лq/1
мдп
с инilуциро
(JOHHbIM
Ifанолом
Таблица 1.1
с кано лом n- типа
с каналом p типa
с с L
+ .
{J,и LJ зи
J c с L
1 '
U изи {f,и
З"
11 с u
U з " (Jзи
nолнрность
напрнжеНlJD.
6ОЛЫТJ"-ампер
ноя Полярность
характерце- напряженцй
тцка
Вольт ампер
ная
xapaKтepцc
тика
в табл. 1.1 показана полярность включения напряжения стока и
смещения на затворе для транзисторов различных типов.
Из Есех видов транзисторов только транзистор с индуцированным
каналом при ну левом смещении на затворе не проводит тока. Это позво
ляет строить схемы, в которых для запирания транзистора не требуется
дополнительных источников смещения, что разумеется, является до-
стоинством прибора.
Транзистор со встроенным каналом может проводить как при поло-
жительном смещении, так и отрицательном. Для ero запирания требу
ется положительное смещение при дырочной проводимости канала и
отрицательное смещение при электронюй проводимости 1). Возмож-
ность управления потенциалом любой полярности в ряде случаев по-
зволяет заметно упростить схемы.
1) Полярность запирающеrо смещения совпа ает со знаком заряда основных
носителеЙ в канале, так как только одноименныи заряд на затворе способен вы-
теснить основны<: носители из канала.
28
Транзисторы с управляющим р-n переходом и с индуцированным
каналом управляются потенциалом 1 > только одной полярности. ПервыЙ
из них работает с отрицательным смещением, если канал n-типа, и по-
ЛОЖИТeJ:!ЬНЫМ, если канал р-типа. Чтобы индуцировать канал n-типа,
необходимо подать на затвор положительное смещение (притяrиваю-
щее электроны в канал), а для наведения канала р-типа следует подать
отрицательное смещение. Следовательно, указанные виды транзисторов
с каналами одной и той же проводимости требуют смещения разной по
лярности. .
Полярность включения источника питания стока Ес определяется
направлением движения основных носителей в канале, поэтому неза
ВИСИI\Ю от Структуры транзистора источник Ес подключается к стоку
своим положительным полюсом для транзисторов с каналом n типа и
отрицательным для транзисторов с каналом р типа. Указанные по-
лярности включения обеспечивают движение основных носителей от
истока к стоку, что и необходимо для нормальной работы полевых
транзисторов.
1.4.2. Области работы
Различают три области работы униполярноrо транзистора.
1. В активной области канал открыт и стоковое напряжение И си
lIревышает по абсолютной величине напряжение перекрытия И спер .
Эта область соответствует полоrому участку вольт-амперной xapaKTe
ристики транзистора (рис. 1.12), rде ток стока Iс практически не зави:
сит от напряжения И си .
2. Область нарастания тока стока характеризуется напряжением
стока И си , не превышающим напряжение перекрытия. Она включает
в себя крутой участок стоковой характеристики, на котором наблюда-
ется заметное нарастание тока стока с увеличением напряжения Иси.
3. В области отсечки тока CmfJKa напряжение на затворе Изи по
абсолютной величине превышает напряжение отсечки ИЗИ ОТС (для тран-
ЗI1 СТ ОРОВ с управляющим р-n переходом и со встроенным каналом) или
пороrовое напряжение Изи пор (для транзисторов с индуцированным
каналом).
1.4,3, Вольт амперные характеристики и параметры
Униполярные транзисторы достаточно полно описываются двумя
характеристиками: стоковой, представляющей собой зависимость
тока стока Iс от напряжения на стоке И си при заданных смещениях на
затворе Изи и на подложке И пи (рис. 1.12), и стокозатворной, опреде
ляющей зависимость тока стока от смещения на затворе при заданном
напряжении на стоке (рис. 1.13). Последняя характеристика обычно
приводится для активной области, rде ток стока Iс практически не за-
1) Здесь и в последующем изложении потенциалы электродов ОТС'Jитыва
ются относительно потенциала истока.
29
висит от напряжения Uси. Поэтому характеристика дается при одном
tначении Uси, превышающем напряжение перекрытия.
Указанные характернстики для всех видов униполярных транзис-
торов определяются одними и теми же уравнениями: в крутой области,
Т. е. при I UСИ I I и с перl,
/с== k пт (1 +11) (2UСпер Uси U и); (1,21)
:,)с,"'А
{/iIf'"O 88
18 опн=о
68
28
38 и H-38
4в
5 10 15 20 25 ОСИ, 8 О 3 5 9 12 15 исн,8
а {j
lb,MKA
16
/' 1--::: 2 lJ .ипн=о \
I
О
/ 18
/ О
о /'
/ 18
Од и,н=28,
.
Рис. 1.12. Стоковые характеристи-
ки транзисторов с управляющим
р-n переходом (а); с индуцирован-
ным каиалом (6); со встроенным
каналом (6),
12.
8
!j
о '""2 * 5 8 10 и сн ,8
8
в полоrой области (1 U си ,':> I U с пер 1)
1 с == k пт Иё пер (1 + 11).
Стоковое напряжение перекрытия выражается следующими соот-
ношениями: для транзисторов с управляющvм р-n переходом и со
встроенным каналом
U Gпер == (Uзи Uзиото + 11 U пи)l(l +rUi
для транзистора с индуцированным каналом
UОпер==(Uзи Uзи пор + 11 U пи)l(1 +11).
Удельная крутизна k пт , характеризующая квадратичную зависи-
мость тока стока 1 с от напряжений, определяется rеометрическими раз-
30
....,
'!'" ,.. ";; ,
мерами прибора и электрофизическими параметрами полупроводнико
Boro кристалла. При практических расчетах используют среднее зна
чение коэффициента влияния подложки 11.
Все три вида полевых транзисторов представляют собой приборы
с квадратичной характеристикой в активной (полоrой) области.
В отличие от биполярноrо транзистора, который управляется током,
полевой транзистор представляет собой прибор, управляемый напря-
жением, т. е. електростатическим полеl\l. Поэтому, так же как электро-
Jc,MA
Q
'4
2 2
о J 5 !I 11 v.эн,8
а О
Рис. 1.13. Стокозатворные ха-
рактеристики транзисторов:
с управляющим р-n переходом;
(а); с индуцированным кана-
лом (6) j со встроенным кана-
лом (6).
вакуумная лампа, полевой транзистор характеризуется следующими
основными параметрами;
крутизной характеристики транзистора S, равной отношению
приращения тока стока к вызвавшему ero приращению напряжения на
затворе при неизменных напряжениях на остальных электродах
s==
( 11/0 )
.1.U зи uси сопst.;
Uпи==сопst
о........ коэффициентом уси ения транзистора fl TP ' представляющим со-
бои отношение приращении напряжений стока и затвора при холостом
31
ходе на стоке .
( liUси )
!1тр== . :
.1.U зи /с == const.
Uпи ==const
внутренним сопротивлением транзистора (" определяемым как
отношение изменения напряжения стока к соответствующему измене-
нию тока стока при постоянном напряжении остальных электродов
", == ( .1.Uси )
.1./c Uзи==соnst, Uпи==соnst.
Эти параметры связаны между собой следующим соотношением:
!1тр == 8ft.
(1.23)
Для МДП-транзистора, у KOToporo иноrда производят управление
по подложке, определяют также крутизну характеристики по
подложке
I .1.1 )
S ==
п (.1.U пи Uси==соn<t. Изи==tоn<t.
Цепь затвора характеризуется входным сопротивлением ТраНЗИ-
стора
( l\U зи )
' в ==
х l\/ зи иси == с ons!, uпи == COBS!.
которое можно найти из входной характеристики, представляющей co
бой зависимость тока затвора lзи от напряжения между затвором и ис-
током Изи. В транзисторе с р-n переходом управляющим электродом
является р-n перехоД. Рабочей областью является область обратноrо
смещения p п перехода. В этой области сопротивление r вх определяет-
ся наклоном во.iIьт амперной характеристики и может достиrать 106...
'" 109 Ом. При прямом смещении р-n переход отпирается и входное со-
противление транзистора резко падает (составляя Bcero десятки ом).
Однако такой режим работы не является рабочими на практике встре-
чается лишь при нарушении нормальной работы транзистора. Ток утеч-
ки затвора представляет собой обратный ток p п персхода, который,
как известно, заметно возрастает с повышением температуры.
Входное сопротивление МДП транзистора определяется сопротив
лением слоя диэлектрика между металлическим затвором и полупровод-
ником и может достиrать величин 109 .. 1014 Ом. В отличие от транзи-
стора с р-п переходом МДП-транзистор, имея изолированный диэлек-
триком затвор, сохраняет высокое входное сопротивление, независимо
от величины и полярности напряжения на затворе. Ток утечки затвора
пренебрежимо мал даже при повышенных температурах, что позволяет
использовать высокоомные сопротивления в цепи затвора, .
32
r
r
,
f
I
В импульсном режиме существенную роль иrрают паразитные меж-
мектродные емкости: затвор сток С эс , затвор исток Сэп, сток
исток Сси, подложка исток Спи и подложка сток С пс '
В качестве параметров, характеризующих предельно допустимые
режимы униполярных транзисторов, в справочниках указываются:
максимально допустимые. обратные напряжения на стоке и затворе,
максимально допустимыи ток стока и максимально допустимая
мощность.
1.4.4. Эквивалентная схема
В эквивалентной схеме унИполярноrо транзистора (рис. 1.14), ра-
ботающеrо при большом сиrнале, зависимость тока стока lc от
напряжения на электродах определяется соотношениями (1.21) и
(1.22). При этом изменение тока
стока в полоrой области можно J. с.}с
учитывать, зашунтировав источ- Т
ник тока lc сопротивлением ri, \
среднее значение KOToporo нахо- С
дят по наклону стоковой характе- j/f '
ристики В полоrой области. Из
эквивалентной схемы исключено
BXOДH сопротивление r вх' так
как шунтирующее действие это- Рис. 1.14. Эквивалентная схема
ro сопротивления сказывается униполярноrо транзистора.
сравнительно редко.
f
f
t.
с
r'
,
СС/(
н
н
1.4.5. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 4. По справочным данным рассчитать параметры полевоrо
транз стора КПI0ЗМ, необходимые для проектирования импульсных
устроиств. В справочнике [13] приведены следующие данные:
1. Транзистор КПI03М кремниевый, диффузионно-планарный
с управляющим p п переходом и каналом р-типа. '
2. Параметры, определяющие вольт амперную характеристику
транзистора, при И си == 10 В, Изи == о: ток стока lc == 5,4 ... 12 мАо
крутизна характеристики 8тах == 2 ... 4,4 мА/В. '
3. Ток затвора lзи -< 20 нА при Изи == 10 В и И си == О.
4. Емкости при И си == 10 В и Изи == о: входная С. 20 ф.
проходная С I2И -< 8 пф. 1щ"'" п,
5. Предельные эксплуатационные данные: суммарное напряжение
сток затвор 17 В; напрнжение сток исток 10 В; рассеиваемая
мощность 120 мВт; диапазон температур окружающей среды: наиболь-
шая и наименьшая температ ур а /0 == 7 0 0 С / 0 55 ° С
П с тах ,с mJn .
редставленные данные Используются для следующих расчетов:
1. Определяем напряжение отсечки ИЗИ ОТС по формуле
И 2 IСнач 5,4...12
зи ОТС == 2 == 5 4 5 46 В
5 та " 2...4,4 ' , .
..-
2 Зак. 257
33
Эта формула основана на параболической зависимости тока стока
от напряжения Изи отс (см. выражение (1.22)]. При этом касательная
к стокозатворной характеристике в точке Изи == О отсекает на оси на-
пряжения отрезок, равный 0,5 Изи o'ro- Наклон касательной равен кру-
тизне характеристики, которая для транзистора с управляющим p n
переходом при Изи == О достиrает своей максимальной величины 8та:!:'
Заметим, что по данным справочника [131 разброс шшряжения отсечки
Изи ота == 2,8 ...7 В существенно больше расчетноrо. это объясняется
тем, что в справочнике указаны значения ИЗИ ОТС, измеренные непо-
средственно по заданному уровню тока стока Iс == 10 мкА. Эти данные
невозможно ИСПOJIьзовать при расчетах, так как при непосредственном
измерении напряжения отсечки Изи отс поrрешность измерения стано-
вится существенной, поскольку при малых токах /С стокозатворная
характеристика транзистора становится очень полоrой.
2; Исходя из соотношения (1.22) на основании справочных данных
рассчитываем суммарную удельную крутизну k' от == k OT (1 + 1) по
формуле
k ' I снач
ПТ 2
Ис пер
5,4...12 мА
0,19 ...0,41 В 2'
(5,4)2... (5,46)2
3. Определяем среднее значение входноrо сопротивления транзис-.
тора
, == Изи == 10 500 МОм.
ИХ I зи 20. 10 9
4. Переходные процессы характеризуются межэлектродными ем-
костями С Ни и с 12и С учетом паразитных емкостей наrрузки и монтажа.
Пример 5. По справочным данным рассчитать параметры полевоrо
транзистора КПЗОIБ, необходимые для проектирования импульсных
устройств. В справочнике [131 приведены следующие данные:
1. Транзистор КП30lБ кремниевый, планарный, МДП (МОП) ,
с индуцированным каналом р типа.
2. Параметры, определяющие вольт-амперную характеристику _
транзистора при Иси == 15 В: начальный ток стока 1 ) не более 0,5 мкА;
ток пороrа при Изи == 6,5 В не менее 10 мкА. Статическая крутизна
характеристики 8 :> 1,0 мА!В при [С == 5 мА и f == 50 ... 1500 [ц.
Пороrовое напряжение 4,2 В при Iс == 0,3 мА.
З. Ток затвора Iзи 0,3 нА при Иси == О и Изи == 30 В.
4. Межэлектродные емкости, измеренные при Иси == 15 В; [с ==
== 5мА на частоте f == 10 мrц: входная С Ни 3,5 пФ; выходная
С 22и 3,5 пФ; проходная С 2Iи 1,0 пФ.
5. Предельные эксплуатационные данные: напряжение затвор......
исток зо В; напряжение сток исток 20 В; ток стока 15 мА; рассеи-
ваемая мощность 200 мВт при 20° С.
Наибольшая и наименьшая температуры + 550 и 4OC.
1) Это ток стока при Изи ==> О.
84
1
Представленные данные используются для следующих расчетов:
1. Определяем пороrовое напряжение Изипор, составляя OTHO
шение тока стока для двух значений напряжения на затврре. Как сле-
дует из выражения (1.22), на полоrом участке характеристики это отно-
шение
/СI == (ИЗИl ИЗИпор llИПИI)2
/С2 (ИЗИ2 ИЗИпор llИПИ2)2'
Поскольку при измерении параметров корпус прибора (вместе с
ПОД.rIожкой) соединяется с истоком и зазеМ.lяется, то при расчете Изипор
по справочным данным в соотношении (1.21) можно считать И пи == о.
При этом получается следующая формула для расчета пороrовоrо на-
пряжения
( /С2
ИЗИ! 1 И ЗИ2
С'
r
V IС2
I
/Сl
В качестве исходных данных можно использовать ток пороrа I С1 ==
10 мкА при ИЗУ11 == 6,5 В и пор.оrовое напряжение ИЗl12 == 4,2 В при
[С2 == 0,3 мА:
И зИ1 V /С2 ИЗИ2 V /CI
ИЗИ пор ==
V /С2 V /Сl .
И 6,5У30 4,2 7В
зи пор ,
v 30 I
2. Находим удельную крутизну характеристики при Ипи == О по
формуле
/СI
k пт ==
И ЗИ1 Изи пор):!
I С2
39 мкА!В 2 .
(ИЗИ2 ИЗИ пор)2
3. Рассчитываем среднее значение входноrо сопротивления тран-
зистора
30
'их == == 100 [Ом,
0,3.IO 9
4. В интервале температур от 200 до 550 С рассеиваемая мощность
Р тах == 200 1,5 (tO 20) мВт,
rде tO температура по шкале Цельсия.
Задача 4. В соответствии с примером 4 рассчитать параметры поле-
вых транзисторов КПI03Е, Ж, И, К, Л, необходимые для проектиро-
вани я импульсных устройств. .
Задача 5. По вольт-амперным характеристикам МДП-транзистора
с ИНдуцированным каналом п-типа (рис. 1.13, б) определить пороrовое
- напряжение Изи поD , удельную крутизну k пт и коэффициент влияния
ПОДЛОжки 1).
2-
35
"
fnaBa 2
ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ
2.1. Основные характеристики эпектронноrо кпюча
в нелинейных импульсных схемах транзисторы часто используются
в качестве ключевых элементов, основное назначение которых заклю
чается в замыкании и размыкании определенных цепей с помощью уп
равляющих входных сиrналов. Ключевые элементы используются для
усиления, формирования и rенерирования импульсов, в качестве эле
ментов ЭВМ, в устройствах автоматическоrо управления исполнитель-
ными элементами и т. д.
Ключевой элемент может находиться в двух положениях: в разом-
кнутом и замкнутом. Разомкнутому положению ключа обычно соответ-
ствует закрытое состояние транзистора или диода, а замкнутому
открытое, проводящее состояние. Переключение из одноrо состояния
в друrое производится входным управляющим сиrналом (U упр или i yup )'
Под воздействием управляющеrо сиrнала цепь наrрузки либо подклю
чается к источнику энерrии, либо отключается от Hero в течение опре
деленных промежутков времени.
В замкнутом состоянии ключа происходит передача энерrии в на-
rрузку. При этом для наиболее полноrо использования источника и
для уменьшения потерь необходимо, чтобы рассеиваемая на ключе энер-
rия была возможно меньшей величины. Для удовлетворения указанноrо
требования нужно выбирать элемент, обладающий, во-первых, малым
остаточным напряжением в проводящем состоянии и, BO BTOpЫX, ма-
лым внутренним сощ:)отивлением. По указанным характеристикам по
лупроводниковые ключи значительно превосходят электровакуумные.
При замыканиИ идеальноrо ключа полностью прекращается пере-
дача энерrии в наrрузку. Реальные ключевые элементы, используемые
в практических схемах, обладают конечным внутренним сопротивле-
нием в разомкнутом состоянии, что исключает полное отключение на-
rрузки от источника энерrии. Это сопротивление определяется пара-
зитными утечками и тепловыми токами р-n переходов.
В установившемся режиме ключевые схемы характеризуются сле
дующими зависимостями и параметрами:
1. Характеристикой переключения, представляющей собой зави-
симость выходноrо напряжения или тока от входноrо управляющеrо
сиrнала U упр или i yup в диапазоне температур. u
2. Положением стационарных рабочих точек в вольт ампернои
плоскости ключевоrо элемента для OTKpbIToro и закрытоrо состояний.
3. Наrрузочной характеристикой, определяемой зависимостью
выходноrо параметра от величины наrрузки:
Зб
1
в импульсных схемах при отпирании и запирании ключевоrо эле
мента происходят переходные процессы, продолжительность которых
определяет быстродействие ключевоrо элемента. Переходный процесс
при отпирании полупроводниковоrо ключа можно разбить на две CTa
дии: формирование фронта выходноrо импульса и формирование пло-
ской вершины. При запирании ключа также различают две стадии:
рассасывание избыточных носителей, накопленных у р-n переходов, и
формирование среза выходноrо импульса.
Стадия формирования фронта количественно характеризуется дву-
мя величинами: временем задержки выходноrо импульса t з , определя-
емым как время, прошедшее с момента подачи входноrо импульса до
момента нарастания выходноrо импульса до уровня 0,1 от cBoero YCTa
,новившеrося значения, и длитеuльностью фронта выходноrо импульса
t фр , в течение KOToporo выходнои импульс нарастает от 0,1 до 0,9 CBoero
установившеrося значения.
На стадии формирования плоской вершины переходный процесс
определяется постоянной времени накопления ТН, которая характери-
зует продолжительность установления рекомбинации носителей заря-
Да, и временем перезаряда паразитных емкостей. В ключе на биполяр-
ном транзисторе эта стадия начинается после насыщения транзистора.
В диодных ключах эта стадия начинается тоrда, коrда прекращается
изменение управляющеrо сиrнала. Длительность времени установления
заряда.в базе транзистора или диода можно оценить по формуле t YCT ==
== (2 ... 3) Т Н ' В ключевых элементах на униполярных транзисторах
стадия формирования плоской вершины наступает после Toro, как тран-
зистор начинает работать в крутой области вольт амперной xapaKTe
ристики. Длительность времени установления определяется временем
перезаряда паразитных емкостей.
Стадия рассасывания избыточных носителей, накопленных у p n
переходов, количественно характеризуется временем рассасывания
t pac ' определяемым как время, прошедшее с момента подачи запираю
щеrо импульса до момента смещения p n переходов в обратном направ
лении. В схемах на униполярных транзисторах эта стадия отсутствует.
После запирания p n переХОДОБ и перекрытия канала униполярноrо
транэистора начинается стадия формирования среза выходноrо импуль-
са, которая количественно характеризуется двумя величинами: Bpe
менем задержки t з , определяемым как время, в течение KOToporo срез
выходноrо импульса изменяется на 0,1 от cBoero амплитудноrо значе-
ия, u и длительностью среза выходноrо импульса t cp , представляющей
обои Время, в течение которorо выходной импульс спадает от 0,9
ДС! 0,1 CBoero амплитудноrо значения.
10......
2.2. Диодные КnIOЧN
11
2.2.1. Схемы и расчетные формулы
В простеишем диоднам ключе (рис. 2.1), коrда управляющее на-
П р яжение u становится больше напряжения отпирания диода И ОТ,
упр
ключ диод начинает ПрО80ДИТЬ и энерrия источника U упр поступает
в наrрузку. При уменьшении напряжения U упр до уровня U ОТ и ниже
диод запирается, тем самым отключая наrрузку от источника энерrии.
Характеристика переключения определяется вольт ампернои- xa
рактеристикой диода. При решении практических задач последнюю
J A
С Н и н
10'
.....
Рис. 2.1. Схема диодноrо ключа.
\ '< иот
Рис. 2.2. Реальная ( ) и
линеЙно -аппрокси м ироваll-
ная ( ) вольт ампериые ха-
рактеристнки диода.
У д
обычно аfIПРОКСИМИРУЮТ двумя прямыми линиями (рис. 2.2) с накло-
нами r пр и r О бр, которые пересекаются в точке [д == о; и п == И От'
Величины 'пр и 'обр определяются средним наклоном вольт амперной
характеристики диода (пунктирная кривая на рис. 2.2). Обычно
за напряжение отпирания И от принимают то значение Ид. при котором
ток диода [от оказывается более чем на два орядка м:ньше аиболь,
шеrо тока, протекающеrо через проводящии ключ В даннои схеме.
Оно составляет 0,2 ... 0,3 В для rерманиевых диодов и 0,3 ... 0,5 В
для кремниевых.
При линейной аппроксимации вольт амперная характеристика
диода определяется простым соотношением
i
I
I
И д == /ur+U OT
и соответственно характеристика переключения
Ин == (Uупр U от) Rн/(R ви + R и + ')
(2.1)
(' == 'пр д.ля проводящеrо диода и , == 'обр для закрытоrо). Выраже-
нием (2.1) определяется цкже наrрузочная характеристика диодноrо
ключа.
38
r
При отпирании диодноrо' ключа импульсным сиrналом прямоуrоль-
ной формы во время формирования фро та выходноrо импульса, а TaK
же на первой стадии передачи плоскои вершины ток диода меняется
из за модуляции объемноrо СОПРОТИВJlения базы и возрастания прямоrо
падения напряжения на диоде. Эти процессы устанавливаются по мере
накопления носителей в базе, поэтому их продолжительность опреде
ляется постоянной времени накопления Т п .
При запирании диода начинает я
рассасывание избыточных носителеи,
накопленных в базе. По мере умень-
шения заряда в базе уменьшается и
напряжение на переходе. Но пока
переход смещен в прямом направле-
нии, ток диода определяется пара-
метрами внешней цепи. Время, в
течение KOToporo завершается pac
сасывание носителей, накопленных
у перехода, определяется формулой
Е
R
R H
С Н
Рис. 2.3. Схема диодноrо ключа
с источником Е питания на-
rрузки.
t pac Т Н Iп ( 1 + 1;: ) ( 1 : ).
(2.2)
rде [пр и.[з амплитуды тока диода при импульсах проводящей и
запирающей полярности; ТОТ постоянная отсечки.
После запирания перехода начинается стадия формирования cpe
за выходноrо импульса, длительность KOToporo можно оценить по
формуле
t cp 2,2 V T T + (СП R BIl )2 + (CHR Bn 11 Rn)2.
(2.3)
Отли ительной особенностью рассмотренной схемы является то,
что в неи источник управляющеrо сиrнала одновременно служит ис-
точником энерrии, передаваемой в наrрузку. На практике встречаются
схемы с отдельным источником для питания наrрузки (рис. 2.3). Пока
диод открыт, ток от источника Е почти полностью ответвляется в диод
и лишь r:о:ле запирания диода управляющим сиrналом И уllр поступает
в наrрузку.
В зависимости от назначения схемы к диодным ключам предъяв-
ляются различные требования. Так, например, в большинстве случаев
желательно иметь диоды с малым напряжением отпирания И ОТ' с тем
чтобы уменьшалась рассеиваемая на диоде мощность. Однако при ис-
Пользовании диодноrо ключа в схеме с повышенной помехоустойчи-
востью, наоборот, стремятся применять диод с относительно большим
напряжением отпирания.
Наиболее экономично подсбноrо рОДа задачи можно решать, исп'оль-
зуя транзистор в диодном включении, При этом параметры диода
транз.истора можно изменять, выбирая соответствующую схему вклю
чения. Диоды-транзисторы широко применяются в интеrральных схе-
Мах. Их можно также использовать в дискретных схемах для УДовлет
з9
I !
ворения раЗНООбразных 'требований, предъявляемых к диодам в зави-
симости от выполняемых ими функций.
Возможны пять схем диодноrо включения транзистора (рис. 2.4).
В качестве диода можно использовать эмиттерный переход, разомк-
нув (рис. 2.4, а) или закоротив (рис. 2, 4, с) коллекторный. Поскольку
Эl\!иттерный переход обычно имеет меньшее напряжение пробоя, то
в высоковольтных схемах в качестве диода используют коллекторный
переход. При этом, включив транзистор с разомкнутым эмиттером
(рис. 2.4, 6), можно обеспечить несколько большее напряжение про-
СОЯ, чем в случае включения с закороченным эмиттерным переходом
(рис. 2.4, д). Можно соединитЬ эмиттерный и коллекторный переходы
параллельно (рис. 2.4, в) и тем самым несколько увеличить величину
тока, протекающеrо через диод при заданном напряжении. .
а
б
8
il
3
Рис. 2.4. Схемы диодно:,о включения транзистора.
Наибольшим напряжеl;Iием отпирания обладает эмиттерный переход
при разомкнутом коллекторе (рис. 2.4, а); тепловой ток эмиттерноrо
перехода / еТ меньше / нТ, поэтому при заданном уровне тока /01'
соответствующее ему напряжение отпирания
и ОТ тe СРТ ln (1 + /01'// эТ)
(2.4 )
II!
оказывается большей величины. Если же необходим диод с малой
величиной U 01" то следует использовать эмиттерный переход, закоро-
тив коллекторный (рис. 2.4, с).
Емкость транзистора в диодном включении определяется зарядной
емкостью соответствующеrо перехода. Если требуется быстродействую
\, щий диод с возможно малым временем рассасывания носителей в базе,
\] то следует использовать эмиттерный переход, закоротив коллекторный
(рис. 2.4, с). При таком включении, коrда диод отпирается, транзистор
работает в активной области, так как коллекторный переход оказы-
вается смещенным в обратном направлении падением напряжения на
объемном сопротивлении rб, поэтому рассасывание носителей, накоп
ленных у эмиттерноrо перехода, происходит за время, сравниваемое
с постоянной времени 'raN« Т: Н ' Если же требуется диод с большим
временем рассасывания, то рекомендуется использовать схемы диод.
Horo включения, показанные на рис. 2.4, а, 6, в, д.
40
r
2.2.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Дл'я расчетов интеrральных микроузлов неоБходимыI следующие
параметры интеrральноrо кремниевоrо n-р-n транзистора:
1. uТепловые токи эмиттерноrо и коллекторноrо переходов при ком-
натнои температуре:
/эт==lпА; /кт==l,lпА.
2. Средние значения коэффициентов те.и т н для области малых
токов: те == 1,5; т н == 1,4.
3. Коэффициенты передачи тока базы N == 50, эмиттера aN==O 98
коллектора аl == 0,85 (при / е == 1 мА, и н == 4 В). ' ·
R"
Ct('
а;
с
R/f
с"
б
Рис. 2.5. Схема диодноrо ключа, nOCTpoeHlloro на эмиттерном пере
ходе транзистора с разомкнутым коллекторным переходом (а) и эк
вивалентная схема диода пр!! ид<и от (6).
4. Эквивалентное сопротивление коллектора r н/3" == 5 кОм.
5. Объемное сопротивление базы, измеренное со стороны эмиттер-
Horo перехода, rб == 70 Ом; со стороны коллекторноrо пе р ехода r
== 90 Ом. б
6. Средние значения времени пролета носителей через область
базы при нормальном включении 'rTN == 0,4 нс, при инве р сном
тт/ == 1,4 нс.
7. Постоянные времени коэффициентов передачи
'ta.N == 0,25 нс и коллектора Т:а.1 == 1,1 нс. токов эмиттера
8. Постоянные времени коэффициентов передачи тока базы:
'tIlN == 20 не и т: /31 == 25 нс.
9. Постоянная времени накопл.ения Т: Н == 25 нс.
10. Постоянная В р емени отсечки т: == О 1 н с
113 ОТ' .
. арядные емкости эмиттерноrо и коллекторноrо переходов П р и
НУЛ8ЮМ смещении: С еО == 5 пФ и С НО == 4 пФ.
КОСТ и прямом смещении и == и от средние значения зарядных ем-
. еи в соответствии с формулой (1.2) определяются соотношениямн
l n
С 1 (l Uот/<рvэ) с
е == С еО
(1 nс)[ 1 (<РVэ uот)/(f!vэ]
COO (l nС)Uот/<РDэ
(1, пc) U отNvэ
CдO;
41
:!I
' п
1 (1 UoT/fPDK) с
Си == С ио С ио .
(1 nс) [1 (fPDK U OT)/fPDK]
Влиянием подложки интеrральноrо транзистора пренебреrаем.
Пример 6. Рассчитать основные характеристики диодноro ключа.
построенноrо на эмиттерном переходе интеrральноrо транзистора с ра-
зомкнутым коллектором (рис. 2.5, а). Ключ управляется импульсами
положительной полярности от источника с внутренним сопротивлением
R BH == 2 кОм. Амплитуда управляющих импульсов И упр т == 6 В,
длительности фронта и среза не превышают 30 нс. При замыкании
диодноrо ключа энерrия от источника U упр поступает в наrрузку,
сопротивление и емкость которой составляют R H == 3 кОм; С Н == 20 пФ.
1. Рассчитываем переключательную характеристику диодноro клю-
ча. Для этоrо прежде Bcero определяем напряжение отпирания И от
и прямое сопротивление диода, ПР' Указанные величины находят по
вольт амперной характеристике эмиттерноro диода
[ вд == [9Т ( ехр ....!!.L.. 1 )
m9fPT
и объемному сопротивлению базы, измеренному со стороны эмиттера.
Ток в наrрузке составляет .
[н == U упр т ИД 1 мА,
RBH+RH
поэтому И от можно определить как напряжение, при котором то!{
через диод [от не превышает 0,01 [н 0,01 мА:
( 1 ) 10 i
И О ==mвqJт 1п 1 +.....2!.. 2,5.10 З.l,51п 0,6В.
т 1 9 т 10 12
Сопротивление диода 'пр находим по наклону прямой, соединяющей
точки И от , [от О и Ид == Ив + [н'б, т. е.
::=: и в +/H 'б Uот О, 72 0,6 +, 120 + 70 == 190 Ом.
'пр 1 lO з б
н
Здесь И д == и в + [п' б падение напряжения на диоде при токе
[д == [н, которое складывается из падений напряжений на эмиттерном
переходе
( 1 ) 1 о з
Ив==mвqJт 1п 1 + 19; 25.10 Зlп 10 12 ==0,72 В
и на объемном сопротивлении базы lп'б == 1O З.70 == 70 мВ. Заметим,
что при малых токах 'б == 70 Ом. С увеличением тока из-за модуляции
rб заметно уменьшается, поэтому при [в 1 мА 'пр < 190 Ом.
При напряжении U упр < И от через диод протекает ничтожно ма-
лый ток, поэтому можно считать и н == О. Коrда управляющее напря-
42
r
i... . "
жение превышает и от' ток через диод и е ним вместе напряжение на
uаrрузке начинают возрастать '
U == ( и И ) RH
В упр от R + + R .
вн 'пр Н
Поскольку прямое сопротивление диода значительно меньше суммы
R . + R ю то ero нелинейный характер практически не влияет на п
реключательную характеристику, поэтому в области U у п р > и
. . 07
ее можно представить прямои линиеи.
2. Рассчитываем время задержки е в и длительность фронта t. P
выходноrо импульса при отпирании диодноrо ключа. До тех пор, пока
прямое смещение на диоде И д не достиrнет И от' можно считать ДИОА
закрытым. Продолжительность этоro этапа определяется временем
ааряда емкости С == С в до величины И от' Из эквивалентной схемы
иа рис. 2.5, б следует, что напряжение на емкости СВ
UСз (р) == U упр (р) РТ:l + 1
р2 Т:l Т: +Р ('tI+ Т:2 +Т:3) + 1
== И РТ:t+ 1
упр т t
(РТ:Фр упр + 1) (р2 Т:l Т:2 + Р (Т:l +Т:2+Т:3) + 1)
rJle Тl ==Я в СВ: Т 2 == RB" СВ; Тз == R B Св'
Управляющий сиrнал задан в виде экспоненциальной функции
СlЮСТоянной времени
/фр УflР 3O.10 B 1
Т фр упр == == 4 не.
'2,:2 2,2
Представляя иСВ (1) приближенным выражением (см. приложение 1,0. 1)
/1
UСз (/) И упр т
2т:фр уnp R BH Св
И подставляя ero в уравнение ис в (е)== и от, рассчитываем время за-
ряда емкости до величины И ОТ:
10T .. /2т фр упр R BH Св и от 6 нс. (2.5)
V U упр т
За это же время напряжение на емкости наrpузки С н возрастает иа
величину, не превышающую 1 ) И ОТС в/(с н +С в) 0,12 В, что состав-
ляет U"(tOT) < 0,12 004 часть от амплитуды' выходноrо сиrнала
и нт 3,2 '
и вт ==
Следовательно, время
XOJlHOro импульса (в.
U упр т иOT R H 3,2 В.
R BH + Rн+,пр
е О 1: составляет часть времени
задержки вы-
Р l) с Это приближенное выражение можно получить, представив, что ток за-
ЯДа в полностью поступает в емкость наrрузки Св'
43
После момента времени t OT диод можно считать открытым, пред-
ставив ero в виде источника напряжения и ОТ с сопротивлением r ПР'
При этом напряжение на наrрузке определяется выражением
'fФР УПР Х
Ин (р) ==
R H [ и и и е
(R вн +R н }(р't'фр+ 1 ) упрт от упрт
Х р ] + ин иОТ) р ,
Р+ l/чрупр Р+ 1/'t'фр
[де
'tфр===С н R п (R вп +'IlР) 20,10 12 .10З==24 нс.
Rн+Rвн+,пр 2+3 .
Для расчета длительности фронта преобразуем выражение ин (р)
и приведем к виду (см, приложение 1, п. 2)
U рtзо
( ) Uупр т ОТ R ( 2.6 )
ИН Р == RBH+R H Н p't'+1 '
rде
r
V " + 2 UУllртеХр( tОТ/'t'ФРУПР) (2 Uупр техр( tот/'t'фр уп р » )
't == 'tфр 'tфр Уllр ,
Uупрт UО1' Uупрт Uот
U УПР т ехр ( tот/'t'фр упр) .,.
I зо == 't фр + 't фр )'пр .
U упр т иOT
(2.7)
(при составлении приближенноrо выражения (2.6) слаrаемым, пропор-
циональным ИН (tOT)' пренебреrаем из-за ero малости).
Таким образом, длительность фронта можно определить по прибли-
женной формуле t фр 2,2'1' С учетом выражения для '1':
tф р z2,2 Х
х у 2 + 2 Uупртехр( tот/'t'ФРУIIР) ( 2 UУIIРтехр( tот/'t'фрупр» )
'tфр 'tфр упр
U упр т иOT U упр т иOl'
Для рассматриваемоrо примера
t фр ==2,2.10 9 ../(24)2+ (14)2 6.0,65 ( 2 6.0,65 ) 61 нс
V 6 0.6 6 O.6 .
Суммарное время задержки!)
t "" 1 + 006'1' 1[ 1 Uупртехр( tот/Тфрупр)
3 "" ОТ , фр
И уIIр т иOT
] 11 нс.
(2.8)
1) Приближенное выражение (2.6) на начальном участке дает заметную по-
rрешность. Поэтому время задержки целесообразно определить по начальному
наклону ин (t) путем разложения в ряд по степеням t (см. приложение 1, п. 1)
ин (t) z UV;;Pт UOT R [ 1 Uупр т ехр ( tот/'t'фр упр) ] .
. li+R BH 't'фр Uупрт Uот
44
I
3. Рассчитываем время задержки и длительность среза выходноrо
импульса при запирании диодноrо ключа. Для определения времени
рассасывания t pac составим уравнение для заряда неосновных носи-
телей, накопленных у эмиттерноrо перехода [с1\!. уравнение (1.16 6)1
p't'aJ + 1 р [ 't'aJ J
Qэн р)==t}за lа(Р)+ Qэп(О) {}за l&(О)
р,п+ 1 р+ 1/'t'H 'н
"" {} ..ЬJ& + р Q (О)
"" за р 'н + 1 р + J /'t'H Э Н
(последнее приближение основано на условии 1;а.! « '1' в ),
Начальный заряд Qэн (О) к моменту выключения диода пропорцио-
нален току наrрузки и пт/R п' Считая падение напряжения на диоде
'постоянным и приблизительно равным и От' можно выразить ток эмит-
тера 1 э (р) следующим образом:
l э (р) [( и иОТ ) Х
(R lJп + RH (p't' p+ 1) упр т р+ 1 CP Уl1Р
Х (РС н R H + 1) Uflт РСп R п ].
rде '['()р упр == t cp упрl2,2 14 нс; T p == С н R H Rвп/(R н + RRП)'
Подставив указанные величины в уравнение (1.16, 6), получим
б зu . [( и р
Qэн(р)== , упрт
(p't'H + 1)(p't'cp+ 1)(Rвн+R п ) р + lJ't'cp УПР
иот ) (рсп RH+ l) иптрСнRн l + бзаР . и нт .
р+I/'t'п R H
ДЛЯ решения поставленной задачи воспользуемся приближенным
методом (см. приложение 1, п. 1), представив Qэ н (t) в виде ряда по
степеням t:
Qэ п (/) {}эа { . Uпт + ( Иу р т Uот Uп т и н т ) ..!....
R BH R BH R H 't п
[ ИУ[jрт Иот ( J..+ ) Ин т ( ...!....+J.. )
R nH 't'п СП R BH R BH 't'H 't' p
ИН т 1 ] ' 2 } (2.9)
. -:;: . 2't'H .
Время рассасывания, вычисленное из уравнения Qэн (t pac ) == О,
составлнет I рае 12 нс. В течение этоrо времени напряжение наrруз-
ки, определяемое операторным выражением
ин(р)== (R BH +R П(Р't' р+ 1) [ин тРСн RBH UOT +и упр т х р + 1/ cp упJ ,
уменьшаяс ь, становится равным!)
1) Напряжение наrрузки также можно определить с помощью приближен-
Horo ряда по степеням '. Однако в данном случае ero величину проще рассчи-
Тать по ТОЧной формуле. При решении уравнения для заряда мы прибеrли к приб-
Ji ц иженному расчету, чтобы избавиться от необходимостн решения сложноrо транс-
ендентноrо уравнения. . '.
45
'рас
U (t ) == [ и + R H ( Uупр т Тер упр + и )] х е p .
п рас нт RBH+RH 1' p Tep упр от
U упр т R H . I '{ер Упр е 'f ep упр и от R H 2,7 В.
RBH+RH ТQр 'tерупр RBH+R H
После запирания диода емкость наrрузки разряжается через соп-
ротивление R H с постоянной времени Тер == CHRH' При этом напряже-
ние на наrрузке спадает по .iкспоненте
t
Ин (1') == Ин (I pae ) е 't cp
(за начало отсчета времени принято I рае )'
На основании представленных соотношений можно определить
время задержки выходноrо импульса 1 )
13 'рае/2 6 не
и длительность среза
1 1 1 + Iп ИН ирае) == (12 6 + 601n 2,7 ) '10 9 lзЗ не
еР == рас 3 Тер
О,1и нт 0,1.3,2/
(2.1 О)
(слаrаемое, пропорциональное Т ер, равняется времени, в течение кото-
poro выходное напряжение спадает до уровня 0,1 U п т)'
Пример 7. Рассчитать основные характеристики диодноrо клю-
ча, построенноrо из эммиттерном переходе интеrральноrо транзистора
с закороченным коллекторным переходом (рис. 2.6, а). Ключ управ-
ляется импульсами положительной полярности с амплитудой и упр т ==
== 6 В и длительностями фронта и среза I фр УпР ==t ep Ylf,P == 30 нс;
Источник управляющих сиrналов также представляет собои ключевои
элемент, поэтому ero внутреннее сопротивление меняется с переклю-
чением: в отсутствие управляющеrо сиrнала R BH == 100 Ом, при ero
включении R вн == 2 кОм. Наrрузка, сопротивление и емкость кото-
рой равны R н == 3 кОм и С н == 20 пФ, питается от источника напряже-
ния Е == 6 В через резистор R == 2 кОм.
1. Рассчитаем переключательную характеристику ключа, предва-
рительно определив напряжение отпирания и от и прямое сопротивле-
ние диода. Как следует из эквивалентной схемы диода (рис. 2.6, е),
ток диода 1 == 1 э складывается из тока эмиттерноrо диода
д U
1 == 1 эт (ехр ..........!.... 1) и тока reHepaTopa (1.1 I к . Поскольку тран-
э Д тэ!Fт
зистор работает в активной области (коллекторный диод смещен в об-
ратном направлении перепадом напряжения на 'б), то ero ток коллек-
тора
:1
1I
I
1I11
111
I
1 Время задержки принято равным t pae /2 в предположении, что за это
время ив (/) изменится на 0,1 ин 0,32 В (за время t pae ив (t) меияется на 0,5 В).
46
I
Е
R
С Н
}.
R H
I/ упр
д.
t5
. Q[(p)f,Jp)
f/f(p}
СХ" (Р) /э(р)
С з
СК
R
J:A.!2
Н н
С"
.
rtf 1 кд{р)
t /б ) СК
+
Е
,..
'.t
8
е
. Рис. 2.6. Схема диодноrо ключа, Построенноrо на эмиттерном переходе транз,исто-
ра с закорочеиным коллекторным пеРеХОДОм (а), ero эквивалентные схемы на ста.
дии рассасывания носителей в базе (б) и на стадии заряда емкости С. до уровня
ио'l (8), а также эквивалентная схема диода (е).
/п==аNI..+ I кт [1 ехр ( :; )] aNI...
Спедовательно, вольт-амперная характеристика диода определяет-
ся .урзвнением
la== /8== /эl ( ех р 1 ) +а/ /и lэт ( ех р 1 ) +аNа//э,
т э 'Рт, та 'Рт
решив которсе, получим
/ /..1 ( ИЭ J )
д exp .
1 a.Na.1 m..!FT
В проводящем состоянии через диод протекает ток порядка
E/R == 3 мА, поэтому и ОТ можно рассчитать, приняв lот == 0,03 мА:
и от == тз СР Т In [ 1 + I{)T (1 aN а 1 ) ] ::::::: тэfP т In / /ОТ
/эт эт
1
тa СР Т In == 0,57 В.
l a.Na.l
Заметим, что при прочих равных условиях напряжение отпира-
Ния и от при данном включении меньше (по сравнению с включением
с разомкнутым коллектором) на величину тэfPт In 1/(1 (1.Na/).
Сопротивление диода в проводящем состоянии 'пр (как и при реше.
нии предыдущеrо примера) находим по наклону прямой, соединяющей
47
:;;k,:", .
точки ТОТ == О и Ид == и,. + 'б/д7(I + N); l1J. (E Иот)IR:
Иэ+rб 'д/О + N) UOT 1.25.25.10 3 ln [ 2,5.10 .(1 O,8 )] +
'ПР == 'д 2,5.10 3 10 12,
+ 5 70 1 0,57 21 Ом
2,5.10 3
(поскольку В данном примере диод работает при больших токах, ко.
эффициент m э принят меньшей величины: m э == 1,25).
Преимущество данноrо включения также заключается в меньшем
сопротивлении, пр и более резком возрастании тока при И д> и ОТ'
При И упр == О токи наrрузки и диода соответственно равны
/ == Е (Rвн+rпр) + ()ОТ R Е (R BH +rпр) + и ОТ 0,3 мА;
н RиR+tRн+R)(Rви+rпр) RHR R H
/ (О) == ERH UOT (R H + R) Е И ОТ ( +...!... ) 2,5 мА.
д RнR+(Rн+R)(Rвн+rпр) R R H R
Напряжение на наrрузке
ИН (О) == J н R H Е R вп + rnp + и ОТ 0,9 В.
R
При включении управляющеrо сиrнала сначала диод продолжает
проводить. При этом напряжение на наrрузке возрастает с увеличением
управляющеrо напряжения
u == J R == Е (Rвн+rпр) R H + (иот+иупр) RR H 6.2.3+0,57.2.3 +
в н в RнR+(Rн+R)(Rвн+rпр) 3.2+(2+3).(2+0,1)
+ u 2.3 2,76 + 0,38u у п р , В.
упр 3.2+(2+3)(2+0,1)
Коrда разность потенциалов на диоде становится равной И ОТ ,
диод запирается при напряжении управляющеro сиrнала, равном
R
U упр ==Е н + и ОТ == 3,6+ 0,57 4,2 В
R+RH
и напряжение на наrрузке фиксируется на уровне
ин==Е ==з,6 В.
R+RH
2. Рассчитываем время задержки t з и длительность фронта t фf , BЫ
ходноrо импульса при запирании диодноrо ключа.
При подаче управляющеrо импульса диод остается открытым до
тех пор, пока не заканчивается рассасывание носителеЙ, накопленных
у эмиттерноro перехода. В течение этоrо времени емкость наrрузки
С н заряжается не только током, отбираемым от источника Е, но также
и током, поступающим от источника управляющих сиrналов.
48
:1
i
Время рассасывания t pac можно найти, решив уравнение для за-
ряда неосновных носителей, накопленных у эмиттерноrо перехода:
р'" +1
Qэн (р) == 1t эо а/ 1 [/ э (р) щ / к (р)] +
Р1:в +
+ р [ Qэи (О) 1tэа "'а/ /э (o) J .
р+ 1/",н "'н
При включении управляющеro сиrнала ток диода, равный току
8миттера транзистора /э (р), определяется выражением
/ ( ) / ( ) ЕRн+ин(О)РСнRнR [иУПР(Р)+UОТ}(РСIIRн"R+l)(R+Rн)
пр эр ,
(RR BH +RRH+RB R ви ) (р'tфр + 1)
rде
't'ФР ==
С н
1 1 1
+ +
R H R BH R
20.10 12
== 15 нс.
'1 1 1 )
( + + .10
3 2 2
Выражение для / д (р) получено на основании эквивалентной схе-
мы рис. 2.6, в предположении, что среднее значение падения напря-
жения на диоде составляет И ОТ (изменение перепада Ид сравнительно
мало). Для удобства расчетов представим ток lэ (р) в виде
/э (р) == /э (О) tJ./ э (р),
Е ( 1 1 )
rде / э (О) == 1 д (О) R И ОТ R H + R начальное значение тока
эмиттера; tJ./,. (р) == /8 (О) /э (р) изменение тока эмиттера после
включения управляющеrо сиrнала.
Начальное значение заряда Qэ н (О) == 1t эа (l Cl.NQ/) / э (О).
Поскольку транзистор работает в активной области, то ero коллектор-
ный ток связан с эмиттерным соотношением / R (р) QN / э (О)
Cl.N (р) tJ./ э (р). Подставив указанные величины в уравнение для
заряда, получим
Р"'а} -t- 1
Qэ и (р) == 1t эа (1 a N а/) / э (О) 1tэа [1 aN (р) а } (р)] М э (р)
p't H + 1
1tэа(1 аNаJ) [/iI(O) : :: tJ./ 8 (P)].
Заметим, что для данноrо включения процесс рассасывания коли-
чественно характеризуется постоянной времени '[aN, значительно мень-
Шей постоянной времени накопления '[н' В рассматриваемом случае
ПРОдолжительность времени рассасывания практически определяется
ПОСтоянными времени '[фр и 't'фр УПР == t фр уп/2,2, характеризующими
Изменение тока tJ./ э (р).
Разложив Qэ н и) в ряд по степеням t (см. приложение 1, п. 1), по-
ЛУчим следующее выражение:
49
Q (t) \t за I aN а, { Е Rп R ви . ....!...... + uu (О) ( 1 ...!.... )
ев R BH RBRBB+RRBB+RRB 'tфр .фр
И от ( 1 RHR ..2..... ) иупрm t } .
RвRвв+RRвв+RRи '(фр .фрупр
Из уравнения Qe B(t pac ) == О определяем время рассасыванищ
'i1r'
,!I,
1' ..1 '
:1.
11I
I!II
1111
1
t pac == Т фр
и в (o) иOT
.фр (ЕR lJи + U<JT R) R п
И уlIр т + и н (О)
'Iфр упр RиR ви + RR BH +RRH
Подставив значения соответствующих величин, получим
tnя,,==5.10 D O,9 0,57 IHC.
6 + 0,9 (6.2+ 0,57.2).3
14 3.2+ 2.2+3.2
За столь короткое время напряжение на наrpузке изменяется Не-
значительно, поэтому время задержки и длительность фронта с доста-
точной для практики точностью можно определить, приняв, что с пода-
чей управляющеrо сиrнала диод запирается MrHoBeHHo и, следователь-
но, емкость наrрузки заряжается с постоянной времени CuRlj.//R. Та-
иим образом можно считать, что
RR 3
t 8 O , IC II 11 ==O , I.20.10 12 .10З 2 4 нс' ,
R+RH 2+3'
t фр 2,2С н RR п == 2,2. 24 .10 B == 53 нс.
R+RH
I
1,
1 11:
11
11
ii,
1 1
11
11
1
11
il
lil
111
I'il
iil
3. Рассчитываем время задержки и длительность среза выходноro
импульса при отпирании диодноro ключа.
При выключении управляющеro сиrнала диод практически остается
закрытым до тех пор, пока напряжение на нем не 'достиrает И ОТ ' В те-
чение этоrо времени емкость эмиттера Се перезаряжается. Продолжи-
тельность этоro процесса можно рассчитать, определив изменение на-
пряжения на емкости С э при помощи эквивалентной схемы рис. 2.6, в.
Из этой схемы следует, что
6и (р)== uYIIPт(pCHRHIIR+1) (2.11)
Сэ (p.cPYIIP+1)(p 2 b;+pb;+1) ,
rде 't'cp упр == t cp УlIр/2,2 постоянная времени, характеризующая
срез управляющеro импульса; Ь 2 == RP,HC8RB//RCII; ь; == RB//R
(Си + СВ) + RBHC B коэффициенты, определяющие продолжитель-
ность переходных процессов 1). .
1) Как видно из эквивалентноli схемы. емкость коллектора СП шунтирована
низкоомным сопротивлением 'б. поэтому ее влияние не сказывается. . ..
50
""'./....:::'
.. Выражение (2.11) для 6Ис в (р) можно упростить (см. приложение
1, п. 2) и привести к видv
6Uсэ (р) И упр т e PI80/(fn+ 1),
откуда следует, что
I1ИСе (t) И упр т ( 1 exp t " t Bo ),
rде
't' == V(b )2+T p упр (Сн R п 11 R)2 2b ==
== v С; [(R u 11 R) + R ви J 2 + 2С в Си [R H 11 RJ2 23 нс;
t зо == b + Тер упр Сн (R п 11 R) Т==С е [Rив+(R п 11 R)J +
+ Тер УПР 't' 7 не
(считается, что R Dп == 2 кОм, так как в течение заряда емкости СВ уп-
равляющий сиrнал отличен от ну.ля).
До выключения управляющеro сиrнала перепад напряжения на
диоде, а следовательно, и на емкости СВ составляет Е R RH U упр т'
Чтобы напряжение на диоде стало равным И ОТ' напряжение на С э за
время t OT должно измениться на величину
I1ИС9(tот)==Иот (.Е R:ИRв Uупрт) 3 В.
Подставив сюда
л и И (1 IOT:f8fJ ) ,
L.1 Сз (t OT ) == упр т exp .
определим время перезаряда емкости СВ дО уровня и от !
t l иуnp т +
ОТ == 't' n
ERB/(R + Rп) Uот
+ t о [ 231П 6 + 7 ] .10 9 23 не.
з 6.3/(2 + 3) 0,57
Из-за тока заряда емкости СВ напряжение наrрузки изменяется на
величину
l1u u (t OT ):::::; I1Uсэ (tOT) Св/(С н + св) 0,45 В,
что составляет l1u u иОТ)/ и нт 0,15 часть от амплитуды выходноrо'
сиrнала И нт ==. ERH/(R + R H ) U п (О) == 2,7 В.
Время задержки можно рассчитать по приближенной формуле
tB tOTO,IUHт/I1UH(tOT) 14 нс.
За время t OT управляющий сиrнал настолько уменьшается, что ero
величиной [U VIIP (tOT) == U упр т ехр tOT 0,2 Е] можно пренеб-
. 'tф уар
51
речь по сравнению с напряжением Е == 6 В и рассчитать напряженш
наrрузки по приближенной формуле
t 1
и н (t) [ /+R H UH(t oT )] е '(cp + [Е RBH;r n p +и ОТ ] (1 е '(СР ) ==
t ( ., )
==lUHт+UocT uH(toT)]e '(cP +UocT l e '(cp ,
rne Uост Е Rвп+rпр +Uот остаточное напряжение наrрузки при
R открытом диоде,
Тср==С н !( 1 + + ) Сн(Rвн+rпр)==2,4НО
R BH +r np R R п
(считается R BH '== 100 Ом). u *
Длительность среза определяется формулои t cp == t OT t э + (ер,
rде t p время, в течение Koтoporo после отпирания диода напря
жение наrрузки спадает до уровня и ост + 0,1 и нт . Это время опреде-
ляется из уравнения uиЩр) == и ОСТ + 0,1 и нт И составляет
t .. 1 Инт иниот) ,....,24.10 Dln 2,7 0,45 5HC.
cp Tcp п О 1и '" , о 1.27
t нт t ,
Таким образом, имеем t cp == 123 14 + 5].10 B == 14 нс.
Пример 8. По данным примера 6 рассчитать основные. характерис-
тики диодноrо ключа, построенноrо на параллельно включенных эмит-
терном и коллекторном переходах интеrральноrо транзистора
(рис. 2.7, а).
1. Рассчитываем переключательную характеристику диодноrо клю-
ча. .
Ток диода 1 складывается из коллекторноrо 1 н и эмиттерноrо J 8 то-
ков. Из эквива ентной схемы (рис. 2.7, 6) следует, что
Iн==/lIд аN/!J==/кт(ехр m T 1) aNI9;
Id == lэ д al/ к == /9Т (ех р п ЭffJТ 1 ) a, 111"
Решив 9ТУ систему уравнений, получим
J == 1 [ /KT ( ехр 1 ) aN 1 8т ( ех р 1 )] ;
11 l aNaJ mKffJT mэffJт
1 е == 1 Nal [1 9Т ( ехр m T 1 ) aI / кт( ехр m ;T 1 ) J.
Поскольку переходы включены параллельно, то напряжение U е ==
== U н == U п' Учитывая, что коЭ<tФициенты т ll и т 8 мало отличаются
друr от друrа, можно считать также т ll та == т. При этом вольт-ам-
перная характеристика диода определяется выражением
ехр (Un/mffJT) 1
/1J,==/II+la==:' [/К! (l aJ)+I9J (l aN)]
1 aHa"
52
А.
[ /KT+ [эТ(I СХN) ] ( exp.!!..!!.... 1 ) '.
1 cxNcxl ПlffJr
На основании последнеrо соотношения можно рассчитать напряже
иие U ОТ и прямое сопротивление r пр:
Uот==тqJт 1п [1 + [КТ+[91 (l [ :)/(I cx.NCXI) ] 0,56 В;
ип иот 1 [ 1 [д и ] +
'пр== [и + rб J;; mqJT п [KT+[9T(l CXN)/(1 CXNaJ) от
+ 'б 180 Ом.
При расчетах принято т == 1,4 в обла-
сти малых токов и т == 1,3 для тока
1 д==:' 1 н 1,1 мА. Величина U от оп-
ределена для тока 1 от 0,01 мА,
При и упр < U ОТ диод заперт и
ин == о. Коrда и упр > U от' напряже-
ние наrрузки
иупр Uот R""" иупр U()т R 1
и в == R Н,...., R BH + Rп н'
Rвн+r пр + н
2. Рассчитываем время задержки и
длительность фронта выходноrо импуль
са при отпирании диодноrо ключа.
Все соотношения, которые были по-
лучены при решении аналоrичной зада-
чи в примере 6, справедливы и для дан-
Horo примера, если заменить емкость
С а суммарной емкостью С к + с 8 == 9п Ф
(поскольку переходы включены па-
раллельно). Время, в течение KOToporo
напряжение на диоде достиrает уровня
U ОТ, определяется формулой (2.5), в
которой С э надо заменить суммой С э +
+С Н :
t OT
.. 12'tфруuрRвн(Са+Сн) 8 нс.
V И упр т
flн
С Н
а
СХN(р)Jэ(р)
l к (р) ....
[кд(р) .....
iд(!J)
С К
ro
С Э
f.з(р}
.."..
а ] (p)lK (Р)
Ii
Рис. 2.7. Схема диодноrо клю-
ча, построенноrо на транзисторе
с параллельно включенными ле-
реходами (а), и эквивалентная
схема д]{ода (б).
За время t OT напряжение наrрузки возрастает не более чем на 4% от
и нт == 3,2 В.
После отпирания диода формируется фронт BbIxoftHoro импуль-
са, длительность KOToporo определяется формулой (2.7) и сос-
таВляет t фр == 60 нс. Суммарное время задержки, вычисленное по фор-
Муле (2.8), равняется 12 нс.
3. Рассчитываем время задержки и длительность среза !3bJXO/l.HorO
ИМпульса при запирании ДИОДIIоrо КЛIOча. ..
,; ....'f.:
53
Лля определения времени рассасывания составим уравнение для
приращений заряда [см. выражения (1.16)]:
рт: аN +1
.1Qип(р)==tt ка рт:н+1 [а N (р).11,(р)+.11 и (р)]; (2.12)
РТ:а] + 1
.1Qa п(р) == tt за + 1 [(1.1 (р) .11 R (р) +.11 а (р»),
РТ: в
I '
I
rде .11 а (р) И А/к (р) изменения эмитreрноro и коллекторноro токов
при запирании диода. Сумма этих величин равна изменению тока диода
М (р) == UУПР (Р) и pR H С н + 1
д Rw+RB/(pR B Св + 1) УПР т (RBH+R) (P'fcp упр+l)(р'( р+ 1)'
(2.13)
rде 't'ep упр == t ep упр/2,2 14 нс; 't' p == С н R B 1/ R BH == 24 нс.
Для определения токов .11 а и А/к второе уравнение получаем из
системы (2.12), принимая во внимание условие
QR п (р) Qa п (р)
Qио Qao
которое является результатом равенства перепадов напряжений на
коллекторном и эмитrерном переходах, включенных параллельно.
Определив .11 к (р) и .1/. (р) из системы уравнений l )
.11 и (р) + .11, (р) == .11. (р);
[/эт(praN+ 1) a,IKT].1IK(p)+[aN lэт /кт(fJ'tа'+ 1)]AI 9 (p)==O
и подctавив их в одно из уравнений (2.12) для заряда, получим
.1Qa в (р) == Qa н (О) U упр т
U упр т иOT
(P'fOT + 1) (РС Н RH+ 1)
(РТ: в + I)(рт:ер УПР + 1)(рТ: р+I)'
(2.14)
rде
а., (1 a.Na.,)
Qa н (О) tt9(I
a.N(l a.,) + а.,(1 a.N)
U упр т иOT
R BB + R H
1,
I,!
заряд неосновных носителей у эмиттерноro перехода в момент вы.
ключения управляющеro сиrнала.
Определяем ориrинал .1Q а н (t), пренебреrая постоянной времени
't' о т == 1 нс по ср авнению с величиной С HR н == 60 нс:
[ I 1 I ]
АQэв (t) == Qап (О) U упр т 1 + Al е --:t;; + А 2 е 'tфр упр + Азе 'fcp .
U упр т иOT
1) При , ешении этоli системы уравнениli следует учитывать равенство
а. N1 эl с; а., кТ'
64
? ..
'дось
Al == [Тв (св RB 't'H) ('t ep упр 't' p)]fB == 79,6;
А 2 == ['t'ep упр (С Н Rll Tcp упр)('t' р 't'в)]/В == 5,9;
Аз == ['t' p (св Rп 't' р) (TH 't'cP упр)]/В == 86,4;
8 == 'tн 't cp упр ('t'ep упр 't'и) + 't'B 't' p ('t B 't' p) + 't'cp упр 't p ('t' p Тер упр)'
В результате решения трансцендентноrо уравнения.1Q ан (t pae ) ==
i=!: Q еВ (О) получаем, что время рассасывания t pae == 50 нс. За это время
напряжение наrрузки, уменьшаясь, становится равным (см. пример 6)
t pae
...........,..
+ и от ) ] е '{ ср ...........
[ и Rи ( Uупр т Т:ер упр
ив (t pae ) == ит + RBH+RB Т: '
ср Т:ep упр
u R и Т:ерупр е 'tерупр uот R и 0,6B.
упр т Rвп+R н Т: p Т:ep упр RBH+RH
Время задержки, определяемое по начальному наклону спада ИЮ
- рассчитывается по формуле
11 0,1т:' т:
t з == ср ер упр 5,5 нс.
1 +и от RиlU и т (R ви + R H )
В соответствии с выражением (2.10) длительность среза
t t + 1 ии (t pae )
ер == tpac 1:1 't'ep n
O,lU Hffi
== ( 50 5,5+60 ln 0,6 ) '10 B 81 нс.
0,1.3,25
Сокращение длительности среза (по сравнению с примером 6) явля-
ется результатом более продолжительноrо времени рассасывания носи-
телей в базе.
Задача 6, По данным примера 6 рассчитать основные характеристи-
ки диодноrо ключа, построенноrо на коллекторном переходе интеrраль-
иоro транзистора с разомкнутым эмиттером.
Задача 7. По данным примера 7 рассчитать основные характеристи-
ки Диодноrо ключа, построенноrо на коллекторном переходе интеrраль-
Horo транзистора, эмиттер KOToporo соединен с базой.
Задача 8. По данным примера 7 рассчитать основные характеристи-
ки ДИодноrо ключа, построенноrо на параллельно включенных эмиттер.
ном и коллекторном переходах интеrральноrо транзистора.
2.3. Электронный кnюч на биполярном транзисторе
2.3.1. Схемы и расчетные формулы
В простейшем ключе (рис. 2.8) транзистор закрыт источником сме-
щения Е ем . Отпирание и запирание ключа производится источником
Управляющих сиrналов U УПР с внутренним сопротивлением R BII . В ус-
55
,
,-.-;.
тановившемся режиме транзисторный ключ может находиться либо в об4
ласти отсечки; либо в области насыщения. При переключении транзис-
тора в течение переходноro процесса он может оказаться в активной
области, а иноrда и в инверсной активной области.
В установившемся режиме особенности транзисторноrо ключа оп-
ределяются ero вольт амперными характеристиками, которые оБЫЧНQ
линеаризуют, чтобы упростить анализ и расчет практических схем (не
прибеrая к rромоздким rрафоаналитическим методам).
Входную характеристику транзистора при базовом управлении
(рис. 2.9) можно заненить двумя прямыми отрезками, один из которых
проходит параллельно 1 ) оси напряжения и б а при токе 1 5 1 нТ. а
16,fo1Д
:'Е к
0,8
И/I
0,6
0,4
С Н
0,2
изот
О
0,2 0.4 0,6 U оэ ,8
Рис. 2.8. Схема простейшсrо
электрониоrо ключа на биnо-
ляриом транзисторе.
Рис. 2.9. Реальная ( ) и ап
проксимированная ( )
базовые характеристики траll
зистора.
второй С наклоном r вх 8 '5 + N'a пересекает ось и 5 а при напряже-
нии
И 8 от == СРТ ln (l + N/ J)'
Входное сопротивление транзистора 'ВХ В И напряжение отпирания
и в От находят по базовой вольт-амперной характеристике транзистора.
Коллекторная характеристика в активной области рассчитывается по
известной формуле 1 н == NI 5+ 1 НТ ( N + 1) с учетом зависимости N
от тока.
В области насыщения коллекторную характеристику тоже можно
линеаризировать, представив ее ломаной линиеЙ из двух отрезков пря
мых (рис. 2.10). Один их них проходит через rраничную точку 1 н== NI 5
параллельно оси напряжения (на рис. 2.10 не показано), а друrой с
наклоном 'н 8 (rде 'н 8 выходное сопротивление насыщенноrо тран-
зистора в схеме с общим эмиттером) касается KpYToro участка кол-
лекторной характеристики. Сопротивление '1IВ' а также остаточное на-
1) На рис. 2.9 эта прямая слилась с осью U 5Э из-за малоii всличины I K1 .
56
пряжение и Н8 О определяют из коллекторной характеристики транзис-
тора в области насыщения. Для оценки указанных величин можно вос-
пользоваться приближенными формулами
4 'РТ ' + '
'на +'K 'э;
N 15
инэо сртlп ;/ +I5' '
(2.15)
Рассмотрим характеристику переключения транзисторноrо ключа
(рис. 2.11). При напряжениях И упр , меньших Есм + и э ОТ, ток кол-
лектора транзистора ничтожно мал (I 11 1 нт), поэтому напряжение на
JK,MA
UjlnP
11/1
12
8
'"
.,.
I
'"
.""
U хэо
'"
Есм + IJ.JОТ
{J
o,* Uf(Э,8
Рис. 2.10. Реальные ( ) и аппро-
ксимированная ( ) коллек-
торные характеристики транзисто-
ра в области насыщения.
Рис. 2.11. Характеристика пе-
реключения транзисторноrо
ключа.
Harpy зке и н 1 нТ R н практически равняется нулю, При И б 8 == И 8 ОТ
транзистор отпирается и ero базовый ток
/ Uупр (Есм+Uэот)
5
R BH +'ВХ В
усиливаясь, приводит к росту тока коллектора
I ,...., А 1 1 N .
1I t'N'\'H 5 5 1+R1I(1+ N)/'H
и соответственно к увеличению напряжения на наrрузке
1 R """ А R Иупр (ЕСМ+U9 от)
Ин 11 11 """ t'N 11 .
(R BH +'вх 8) [1 + R H (1 + N)/'1I] .
При использовании этоrо соотношения необходимо учитывать зави-
Симость N от тока 1 н или 1 . ' .
Коrда напряжение и упр достиrает уровня
и упр == EH 1I Н [ 1 + R H (l + N) ] (RBH + 'ВХ 8) +Есм + и 8 от
N н 'н
E1Ii:v : н (R BH +, вх э) +Есм + Ив от'
(2.16)
(2.17)
57
""", .. ,;
I
: 11
транзистор насыщается, потенциал коллектора фиксируется на уров-
не И ин, а напряжение на наrрузке оrраничивается величиной Е н И н В'
При работе в области насыщения транзисторный ключ обладает до-
статочно высокой наrрузочной способностью. Лишь тоrда, коrда
наrрузка возрастает настолько, что транзистор выходит из насыщения,
наблюдается изменение напряжения ин [это изменение характери.
зуется выражением (2.16)]. При заданном управляющем напряжении
U упр минимально допустимое значение сопротивления наrрузки R н,
при котором транзистор работает на rрани насыщения, определяется
уравнением (2.17).
При подаче отпирающеrо сиrнала на транзисторный ключ в течение
времени t з6 идет заряд емкости эмиттерноrо перехода С э до уровня
И а от И транзистор практически не проводит. Следовательно, изменение
выходноrо импульса за держивается на время
11 Есм+uэ от
t э6 2'фрупрСа(Rвн+r6) U .
упрт
(2.18)
Формула (2.18) получена в результате разложения в ряд точноrо
выражения, определяющеrо заряд емкости С а сиrналом с амплитудой
И УпР т' фронт Koтoporo нарастает по экспоненте с постоянной времени
Т фр упр'
После отпирания транзистора начинается стадия формирования
фронта, которая завершается переходом транзистора в область Hacы
щения. На этой стадии переходный процесс характеризуется временем
задержки t зи (прошедшем с момента отпирания транзистора до момен-
та возрастания выходноrо импульса на 0,1) и длительностью фронта
t фр выходноro импульса. Эти величины определяются приближенными
формулами:
'TN R H (Сн+С II )
t эн tзN + + о, 1 (Таи + Т фр упр) х
'TN + R и ( СИ + CH/ N)
lни [ 1+" 11+18 /61 N'\'нТаиТфрупр' J . (2. 19а)
X2/61 NYH V О.I/ИII('аи+ТФРУПР) '
1 /61 N о,l/и н
t фр V т;к + T p упр П .
/61 N O,9 /и н
(2. 19б)
I
I
I
11
Здесь t з N == xTTN/(l + х) время собственной задержки транзис-
тора; 'эи == 'Уи (1 + N) ['TN + Rи (СИ + CH/ N)J постоянная Bpe
мени, характеризующая искажения импульса транзисторным ключом;
'Уи == (1 + Rи N/rн) 1 коэффициент токораспределения в коллектор
ной цепи; /61 == [И упр т (Е см + И от )] /(R rJН + ' ВХ а); /нн == (Еи
ИН н) /R и н амплитуды токов базы и коллектора.
Суммарное время задержки t э == t з6 + t зи .
Если ключ управляется мощным сиrналом, обеспечивающим коэф-
фициент насыщения
К /61 N О 2 А [TTN + R и (С Н + CH/ N)P
> , '
/1\ В T ТN R и (Си +С Н )
58
,.:
1'0 длительность фронта рассчитывается по формуле
t фр 0,9 ('Таи + 'Тфр упр) 2/ / в ( 1+
61 N Уи
+ v rl + 18 /61f3N'\'нТаи'fфрупр ] t (2.20)
О,9/ и н (Таи + Тфр УПР) ан'
После насыщения транзистора начинается стадия накопления но-
сителей заряда в базе. Этот процесс устанавливается за время, состав-
ляющее (2 ...3) 'Т н . .
При запирании транзисторноrо ключа на первой стадии происходит
рассасывание носителей заряда из базы транзистора. При этом под дей-
ствием управляющеrо сиrнала изменяются токи базы и эмиттера. Ток
коллектора остается практически прежним.
В зависимости от амплитуды управляющеro импульса различают
нормальное, инверсное и непосредственное запирание ключа. Если ам-
плитуда управляющеrо тока /62 по абсолютной величине меньше крити-
ческоro значения
/б /HH(1+ I/ N),
(2.21)
то происходит нормальное запирание, при котором сначала смещает-
ся в обратном направлении коллекторный переход, а затем эмиттер-
НbIй. При этом время рассасывания
t 1 J61 J62
рас 'Тв n / / 11 /
ин "'N 6
(2.2 )
При инверсном запирании, которое имеет место в том случае, коrда
амплитуда управляющеrо тока /62 превышает величину /* 6, сначала
запирается эмитrерный переход, а затем коллекторный. Время расса-
сывания определяется соотношением
t рас 'Т н lп (1 /61/ /62)'
(2.23)
При непосредственном запирании коллекторный и эмиттерный пе-
реходы запираются одновременно.
При экспериментальных. испытаниях схем обычно вместо времени
рассасывания измеряют время запаздывания lэап' представляющее
Время, прошедшее с момента подачи запирающеrо импульса до момента,
Коrда после смещения коллекторноrо перехода в обратном направле-
нии выходной импульс изменяется на 0,1 от cBoero амплитудноro зна-
чения. Время запаздывания включает в себя время рассасывания [ рас
и время задержки t э (определяемое как время, в течение котороro срез
ВЫХодноrо импульса изменяется на О, 1 от cBoero амплитудноrо значе-
ния): lаап == t pac + 13.
После рассасывания избыточных носителей коллекторный переход
смещается в обратном направлении. Коrда напряжение на переходе
ДОСтиrает нескольких единиц СРТ, ток коллектора резко спадает и начи-
llaeтcя стадия формирования среза выходноrо импульса.
09
Время задержки t з и длительность среза t ep в зависимости от тoro,
в какой области формируется срез выходноrо импульса, определяются
следующими соотношениями:
1. Если амплитуда управляющеrо тока / к H/ N > / б2 >- / кТ, то
после выхода из области насыщения транзистор остается работать в ак-
тивной области. При этом
TTN R K (С К +С Н )
TTN + R K (С К +CH/ N)
(2.24)
t з == tзN + V О,2'Т эк 'Тер упр +
(2.25)
t ep == 2,2 V't;K + 'Т p УПР'
rде 'Тер упр == t ep упр/2,2.
2. Если / кТ :> / б2 :> 0,1 /(" то в течение длительности среза t ep
транзистор работает в активной области и по окончании ero заходит
в область отсечки. В этом случае
TSN R H (С К +С Н )
tз==tзN+ I +
ТЭН
+ v 0,2 /б: Н/б2 ['t TN + R H l С н + : ) J 'ер иp ,
f 0,9/ н H N /б2
t ep V '{;к + '{ P УПР lп .
о,llIШ N /б2
(2.26)
(2.27)
3. Если амплитуда управляющеrо тока / б2 изменяется в пределах,
определяемых неравенством О, r /'б :> / б2 :> 0,9/(;, то в течение вре-
мени задержки транзистор работает в активной области, поэтому Be
личина t з определяется формулой (2.26). Формирование среза происхо-
дит вначале в активной области, а затем в области отсечки. Длитель-
ность среза рассчитывается по формуле
V 2 2 1 1 0,9/H H/ N /б2 + 1 /б2
t ep == 'Т ЭК + Тср УПР П 'Тот эн П ,
1 /H H/ N /'б /б
(2.28)
rде
'Т отэн == V '{ T+[CH (R н +R пн +rб)]2+С н (Сн+С н ) R +CH С д (R пн +rб)2
(2.29)
эквивалентное значение постоянной времени отсечки, характеризую-
щее искажения в области отсечки.
4. Наконец, если / б2 < 0,9/б, то транзистор заходит в область от-
сечки до Toro, как выходной импульс достиrает уровня 0,1 от cBoero
амплитудноrо значения. Время задержки и длительность среза рассчи-
тываются по приближенным формулам
t з tзN + О, 1 'Тот эи; t ep 2,2 'Тот эк'
(2.30)
60
.
2..3.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 9. Рассчитать основные характеристики электронноrо клю
ча (рис. 2.8) на биполярном транзисторе МП42Б. Ключ управляется
импульсами отрицательной полярности амплитудой U уир т == 5В и
длительностями фронта и среза t фр уир == t е р упр == 0,3 мкс, поступаю
щими от источника с внутренним сопротивлением R BH == 2 кОм. Ha
rрузкой ключа являются резистор R H == 1 кОм в цепи коллектора и па.
разитная емкость С н == 100 пФ. Ключ
в исходном состоянии закрыт смеще- и п ,8
нием Есм == 1 В. Напряжение коллектор-
Horo питания Е Н == 6 В. Параметры
транзистора, необходимые для расчета
импульсных схем, определялись при
решении примера 1 и сведены в табл.
п. 1 в приложении 3.
1.' Рассчитываем переключательную
характеристику ключа и н == f (и уир ).
Напряжение на наrрузке и н == i H R K .
При напряжениях И уир < Еем + U э от
транзистор закрыт и ток коллектора
i H /кТ О, поэтому и н /HTR H
O. Коrда И упр > Еем + U э от,
транзистор отпирается, токи базы и
коллектора, определяемые выражениями
. иУlIр (Еем+Иэ от)
lб ==
R ин +r BX э
. . А иУIlр (ЕеМ+И J от)
!н lб pN УН ==
RnH+r BX з
:-...
J
'"
2
о
1,0
1,2
1,4 U!lЛР, В
Рис. 2.12. Характеристика пере
ключения ключа на тра нзисто-
ре МП42Б.
N
l+RI{/r K /J '
aCTYT с увеличением управляющеrо напряжения И уир ' Коrда ток
1 к станов тся равным току насыщения / к н == (Е Н U кэ н)/ RH' кол-
лекторныи переход смещается в прямом направлении, транзис
тор переходит в область насыщения и рост тока коллектора практичес-
ки прекращается. Таким образом, переключательную характеристику
схемы (рис. 2.12) можно рассчитать 1) по формулам: '.
при Uуир<Еем+Uэот== 1+0,15== 1,15B
и н == / кТ R H о;
П р и U > 1 15В И с ' ../ / ЕI{ ИНЭН 6 0,01 6 А
уир' к ":::- к н R м
Н 1
Иуr.р (Еем+Иэот) RH N иупр 1,15 1' N
UII .
Rвн+rвхэ l+R H /r K /J 2+0,150 1+1/5'
Р 1) ДЛЯ МП42Б И э от ;::::: 0,15 В; r BX э :::::; 150 Ом (определяются по входной ха-
актеристике для диапазона тока i б == О ... 2 мА).
61
".
ин 0,4 (и)'op 1,15) N
и, наконец, при lи>lнн==6 мА
ин==ЕН ИН8н==6 0,01 6 В.
ДЛЯ расчета переключательной характеристики в активной области
необходимо знать зависимость N == f (J н), которая обычно приводится
в справочнике [12,13]. Однако для МП42Б она построена в таком масш-
табе, что практически невозможно более или менее достоверно опре-
делить значения N в диапазоне токов 1 н == О 6 мА. С достаточной
точностью можно рассчитать значения N в области малых токов по
приближенной формуле
N NI У Ц1иl '
rде NI значение коэффициента передачи, измеренное при токе 1 Н1'
В данном примере минимальное (45) и максимальное (100) значе-
ния N указаны при токе 1 нl == 10 мА. Следовательно, можно считать
Nmin==45-V ЦI0; Nmax== 100У ЦI0 ,
в табл. 2.1 приведены результаты расчетов, необходимые д.rIЯ пост-
роения характеристики переключения ключа. Эти расчеты удобно про-
изводить в следующем порядке: задаваясь величиной ИЮ находят il<==
== uHIRH' по формулам для Nmln И Nm8X рассчитывают их значения,
а затем определяют И)'пр == иJО,4 N + 1,15 В.
т а б л и ц а 2. J
"упр, В
Ин' В I K , мА tlN mln tJN тах 8N f\N mln I tlN тах
1 1 14 32 1,33 1,23
3 3 25 55 1,45 1,28
6 6 35 78 1,58 1,34
,
l'
2. Рассчитываем время задержкИ и длительность фронта при отпи-
рании ключа. Начальная задержка определяется RpeMeHeM заряда ем-
кости эмиттерноrо перехода до уровня ИВ ОТ' Напряжение на.этой ем-
кости нарастает по сложному закону, описываемому операторным вы-
ражением
i:
li
1:
иупр (р)
р С ш (R вн +'б)+1
i,
I
I
,
ИСэ (р) == ECM +
на основании KOTOpOro можно получить (см. приложение 1, п. 1) Сле-
дующее приближенное соотношение
t 2
исэ (t) Еем +И упр т + и )'пр т 2тфр упр С еП (R BH +'б) ·
62
7::;; !
Приравняв Ис в (t"tJ ) == и вот, получим
t У2 С (R + ) ЕСМ+И ОТ
86 'tфр )'ор 1)0 вн '6
И упр т
==1 /2.0,14.82.2,1.10 1li 1+0,15 о 11 МКС
V 5'
(дЛя типовой величины С во == С во 82 пФ). '
после отпирания транзистора напряжение на наrрузке определяет.
ся выражением
ив (р) == i и (р) Zп i6 (р) N (р) Ун (р) Zи == U упр (P) (ECM +И е от) Х
Rвн+,вхэ
N Rн/(рС п Rп+l)
Х l RK(pCHrH+I)(PТ(jN+1+ N) j
(p1f:1N+1) 1 +
'н (РСп R и + 1) (PТ(jN + 1)
N R H Ун [ И
== R +, И упрm (Еем+Ивот) )'пртР'fфр)'пре
JЦI ВХ В P'fфр )'пр + 1
1
Х 2 .
Р (С Н +С Н ) RH'ff\N Ун + PТflH+1
t 86
't'фр упр
]х
rде
'{ ев == Ун ['tIlN + R H ( ,. С!{ + C.J] == Y. N ['tТN + R п (С Н + C R /6N)].
Используя приближенный метод (приложение 1, п. 1), получаем
) Rи [и уnр т (ЕСМ+И8 ОТ)]
u п (t Х
RBO+'BX о
Х t 2 I r 1 + t [T ТN +RH (С Н +CHт N )]
2ТJN R H (Сн+С н ) L Jr:TN R H (С К + Сн)
л] .
(2.31 )
rде
л == 1 + И упр m ехр ( t8б/'fфр упр) 'fTN R K (Ск+С н )
[И упр т (ECM + И е от)) ['f[ /Ii + R и (Си + CH/ N)] Тфр упр .
< При расчете времени задержки фронта ' 8 фр (представляющеrо со-
-бой время, в течение KOТOpOro напряжение наrрузки изменяется на
величину 0,1 (Е и =----- И RiJВ ) 0,1 Е н ) в выражении (2.31) можно пре-
'.. небречь поправкои в знаменателе (пропорциональной () и рассчитать
ttJфр по формуле
t '" 1 / 0.2 Ем (R вп +r BX 8) R
8 фр '" v [И упр т (ECM +И ОТ )] R H TTN ,,(С Н + сп) 0,1 МКС.
< Полное время задержки (с учетом времени собственной задержки
транзистора t&N) .
t8==tЗб+tЗN==t8фр==0,11+0,017+0,1 O,23 МКС.
6з
Длительность фронта оценивается по формуле, полученной на осно-
вании выражения (2.31):
[ R ( С + С Н )] 0,9Ен(Rвн+rвхэ)l... Х
t фр '(TN + и и lf; 3 [U упр m (ECM+и8 от)) R и
[ '1 / 20[Uупрт (ЕСМ+U80Т)]ТТN R (Си+Сн) ]
Х 1+ V 1+ Еи(Rвн+rВХЭ)/102[ТТN+RИ(СИ+СН/ N)]2
tз фр 0,45 мкс.
3. Рассчитываем амплитуду выброса тока коллектора, который об-
разуется при работе транзисторноrо ключа на емкостную наrрузку.
Зная напряжение на наrрузке Ин (t), можно определить ток коллектора
по формуле
. ( t ) == ин (t) + С dи н (t)
t и R и в dt '
из которой следует, что в момент насыщения транзистора (коrда
ин(t нас ) == Е II и ин) ток коллектора превышает свое установившееся
значение
ИН (tHac)
ZI! в ==
R и
ЕlI
RlI
на величину
dи н и) I
tи вы6 == С Н t tHac'
Подставив в последнее соот ношение производную от ив (t), полу
ченную из выражения (2.31), после несложных преобразований имеем
tHac [ТТN+Rи (Си+Сн/ N))
1 + л.
6T TN RI{ (Си+С н ) ,...., О 15/
iH вы5 2/ и в СВ R и С R )] ,...." и 11'
{ tиас [TTN + RI{ (СI{ + и/ t-' N }
t иас 1 + R (С С )
3T TN и н + н
rде t пас (t фр + t з фр)/0,9.
В данном примере амплитуда выброса тока оказалась незначитель-
ной, так как емкость коллектора, сrлаживающая этот выброс, сравни-
ма с емкостью наrрузки, Однако на практике встречаются случаи, Kor-
да амплитуда выброса тока достиrает большой величины. При этом,
если ток коллектора превышает свою максимально допустимую вели-
чину в импульсе, то возможен выход из строя транзистора.
4. Рассчитываем время рассасывания, время запаздывания и дли-
тельность среза при запирании ключа. Поскольку спад тока баЗbI до
уровня /62 == (Е см + и от)/(R ви + 'охэ) 0,54 мА происходит
за время t cp упр 0,3 мкс, значительно меньшее постояннои накопле-
ния '(н 3 мкс, то В первом приближении можно счита:rь, что .ключ
64
f'
r
t
1
.
запирается идеальньш скаЧКО 1 тока, и ИСПО..1ьзовать приведеНIIЬ;С
Э 2.3.1 формулы для расчета t pa с, t зэп и t ep .
В данном случае u имеет место нормальное запирание транзистора,
так как запирающии ток базы /52 по своей абсолютной величине
меньше критическоrо значения
/б== Jип(1+ I/ N) (l,5...1,7)Jl{н== (9...10)мА.
При этом вреыя рассасывания рассчитывается по формуле (2,22)1'
t ac==TBln 151 /б2 3.10 6In 2,2+0,54 4 25
р ' н H/B.v /БZ 6/45 + 0,54 ' МКС,
, .. "'. - [1(
f1
Rб
С эо 1l!1
Рис. 2.13. Cxe la последовательной цепи транзисторных ключей (а) и экви-
1J 1.1еI!Тliая схема этой цепи на стадии отпирания Т2 (б).
5
. Поскольку 162 :::;,. 0,1 15*, то время задержки и длительность сре-
a определяются соотношениями (2,26) и (2,27)
. Е в 0,1 Т аН 1 B 1 0,1 [ Т:ТN+R и ( СI{ + Си )] Iин
Н 11 ,\ 62 N /1{ Н/ N /б2
[ ( 50' ] 6
О,! 97 + 1 90 + ) . lO g О 17l\ШС'
45 6/45+0,54' ,
t ==т: ! П 0,9/НН/ N /б2 7 10 6 ! 0,9.6/45+0,54
ер ан . n 1,3 мкс
0,1/1{ П/РN /1'2 . 0,1,6/45+0,54
и t Ban { рас + t., + t зN 4,4 мкс.
При расчетах N ПРИНlll\lался равным своей минимальноЙ величине.
сос Пример 10. Рассчитать переходные процессы в цепи (рис. 2.13, а),
т тоящеи из двух электронных ключей на интеrральных транзисторах
В 1 и Т2, которые. соединены между собой смещающим диодом Т д.
r качестве смещающеrо диода используется эмиттерный переход инте-
раЛьноrо транзистора, база KOToporo соединена с коллектором Элемен-
: fс итаются от ИСточников Е 1{ == 6В и Есм == 28. СОIlротивл'ени ре-
емк оров с ост авляют R иl == Р.I<2 == 2 кОм, R 6 == 20 кОм, паразитные
Ка ости С 1 15 пФ и С 2 == 10 пФ. Параметры транзисторных структур
заны в 2.2.2. Транзистор Т 1 управляется иСточником тока 10' обес-
еЧивающим при насыщении транзистора Т 1 ток 1 оН == 1 мА, а для ero
8 Зак. 257
.
65
11
запирания 162 == 2 мА. Переключение тока 1 б ОТ уровня 1 бп на 1 б2
И наоборот происходит практически скачком.
1. Рассчитываем продолжительность переходных процессов при за-
пирании Тl и отпирании Т2.
В исходном состоянии транзистор Т 1 насыщен током базы 16н ==
== 1 мА. Ток коллектора этоrо транзистора 1 н пl == Е 1\/ R 1\1 3 мА.
При этом через диод Т Д протеI(ает ток 1 де небольшой величинЫ (1 nе
Ин н +ER И от е 75 нА), создающий запирающее смещение
на базе Т2 величиной
И СМ ==ECM 1 дс R б == 0,5 В.
При подаче запирающеrо тока 1 б2 == 2 мА начинается рассасывание
избыточных носителей из базы Т 1. В соответствии с формулой (2.22)
рассасывание носителей завершается за время
t I Iбп /б2 9 5 . 10 9 1 1+2 ,....., 94
рас1 Т п П 1 / R 1 n , ,....., , нс.
н п PN б2 3/50 +2
Поскольку запирающий ток 162 достаточно большой амплитуды, то
почти одновременно с коллекторным переходом смещается в обратном
направлении и эмиттерный переход. Транзистор Тl переходит в об
ласть отсечки, rде ero коллеь;торный ток быстро спадает (с постоянной
времени т от 0,1 нс). Начинают повышаться потенциалы коллектора
т 1 и базы Т2. Коrда потенциал базы Т2 достиrает напряжения отпира-
ния И Э от 0,45 В, открывается второй ключ. Время задержки t з ОТ'
В течение KOToporo потенциал базы Т2 нарастает до уровня отпирания,
можно определить при помощи упрощенной эквивалентной схеыы рис.
2.13, б. В этой схеме смещающий диод заменен источником напряже-
ния И ДС 0,6 В (см. пример 7).
Напряжения на паразитной еМI(ОСТИ С 1 и на емкости эмиттера С зо
в начальнЫЙ момент можно считать раВНЫi\1И своим ИСХОДНЫl\1 значени-
ям, т. е. и С l (О) И ни и и С э (О) И бэ (О) == и см' Как следует из
эквивалентной схемы, ток, отбираемый от источника Е н через резистор
R H1 , т. е. i 1 (EH И)1,С + И см )/R Н1 способствует повышению по-
тенциала базы на величину
t
ДИбз .J.... S i1 dt == Ен Ид С+ИСМ t,
СО R ю СО
о
rде СО == С аС н/(С з + С н) + С 1 + С ВО 22 пФ суммарП;lЯ пара-
зитная еМI\ОСТЬ.
Ток источника Е см' равный i 2 == (Е см И см)/ R б, наобсрот, по-
I1ижает потенциал базы на величину
л и " 1 S dt Есм Исм t.
L1 бз i 2 ==
СО Rб Со
66
r
I
Таким образом, на стадии отпирания Т2 поте .
определяется соотношением нциал ero базы U б з (t)
uбэ (t) ИеМ + ( Ен Идс+ИсV[ Есм Ием ) t .
R H1 Rб СО .
Время задержки включения транзисто р а Т2
уравнения Uбэ (t dб ) == Ид от' составляет ' рассчитываемое из
tаб со(иэот+исм) /[ Ен Идс Еем +И ( + )] ,.....,
R ю R6 см R R ,....., 7,3 нс.
Ю б
После отпирания Т2 ток ero базы i ( t )
мени , ,....., IR 11 (, + б2, нарастая с постоянной вре-
стремитс:\ ров :ю ПРДС 'ахэ)] [(С 1 + С Э Сн/(С э + С1\)] 9 не,
16 Н2 == Е1\ Иоте Иэ от ,....., 2 А
R + ,....., 1\-1
Rl r пр де+rвх э '
rде напряжение отпирания смещающеrо дио а И
мое сопротнвление r 21 О ( д отс 0,57 В, ero пря
параметры для транз т С р ;Т2 м см. пример 7), а соответствующие
== О 3 KOl\1 приняты равными: И Э == О 45 В' , ==
, . ОТ , t UX Э
После отпирания транзисто р а Т 2 на
фр онта чинается стадия фор ми р в
, продолжительность которой ха о ания
ки ' В 1\2 и длительностью Ф рактеризуется Временем задерж-
И (2,20): ронта t фр2 , определяемыми формулами (2.19 а)
t t 'TN R H2 (С н +С 2 )
3 н2 зN + + О 1
'TN +R1\2(C1\+C2/ N) , (Т Э 1\2 + Т ВХ) х
х 21::: N [ 1 + .. /1+ 18 Iб Н2 f\N Т ЭН 2 Т вх ]
V 0,1/ н Н2 (Т Э 1\2 + т вх )2 6,3 нс;
t ФР2 0,9 (Т еН2 +Т вх ) 21 1и H [ 1 +
6Н2 N
+ V 1 + 18 I б н2 N Т Э 1\2 Т вх ]
091 t :::::22нс
, н н (Т ЭН2 +т вх )2 вн ,
rде с'1: Э 1\2 N ITTN + R1\2 (С Н + C2/ N)] 0,34 мкс.
ледовательно, время включе
ных ключей составляет ния транзистора Т2 в цепи электрон-
t B 1\ == t pae ! + t з б + t з Н2 + t ФР2 == 45 НС.
2. Рассчитываем про
пирании Т 1 и запирани: Ж Тельность п реходных процессов при от-
=: 1 мА на вход Т 1 поте . еред подачеи отпирающеrо сиrнала 1 бн==
Не U R1 == Е 1\ 1 н циа л ero коллект,?ра устанавливается на уров-
пеКТОра т 1 воз ac 2e: 1\1 2 В. Под деиствием сиrнала 1 б н ток кол-
ра Т2, приводи к заrщИ, ответвляясь на вход насыщенноrо транзисто
7. интеrралыlйй диод t анию диода т Д. Как было показано в примере
8* закороченным коллектором запирается почти
67
MrHoBeHHo. Поэтому l\ЮЖIЮ считать, что одновременно с подачей сиr-
нала ! б н диод Т Д запирается и отключает насыщенный транзистор Т2
от коллектора Т 1, При этом начинается, с одной стороны, формирова-
ние фронта на выходе Т 1, а с друrой рассасывание носителей из ба-
зы Т2. Время задержки t з нl И длительность фронта t фР1 на выходе Т 1,
определяемые по формулам (2.19 а) и (2,20), равняются:
Т: ТН R H1 (С Н + C 1 ) I н нl
t B нl == tЗN + + о, 1 ' Иl 3,5 нс,
'tTN+Rltl (СИ+Сl/ N) 16 н N
t ""09 т ю/ин
фрl "" , J6 н N
t зиl == 6 нс,
rде
't' иl N {'ТN + R И1 (С Н + Cl/ N)] 0,35 мкс.
Время рассасывания дЛЯ Т2 оценивается соотношением (2.22), под-
ставив в которое ! б1 == 16 н2 == 2 мА, 162 == (Б см U (j э)/ R 6
0,07 мА; 1 н H2/ N == 0,06 мА, получим
t 25 10 9 1 . 2+0,07 70
рас2 ==. n нс.
0,06 +0,07
После выхода из области насыщения Т2 начинается стадия формир()-
вания среза. При этом время задержки t з2 и длительность среза t ср2,
рассчитываемые по формулам (2.26) и (2.27), равняются:
TfJN R и 2 (С Н +С 2 )
t З2 == tзN + 1,7 нс;
Т В И2
0,9/ н H2 N lб2
t CP2 'Э1l2 In 166 нс.
0,1/11 H2 N 162
Следовательно, время отключения транзистора Т2 в цепи 9леI<ТрОН-
ных ключей составляет
t вынл == t з Hl + t pac2 + t з2 + t CP2 == 0,24 ыкс.
Пример 11. По исходным данным, укаЗа!IНЫl\1 13 Пj)иыере 9, опреде-
лить параl\IетрЫ трансформаторов на входе и выходе транзисторноrо
ключа (рис. 2.14, а) и рассчитать переходные процессы при воздействии
импульсов длителЬНОСТЬЮ t и == 6 мкс.
1. Определим параметры BXOAHoro трансфорыатора: коэффициент
трансформации n вх == W 1 /W 2 и индуктивность L j ВХ первичной или вто-
ричной L 2IJx == LIHxln x обмотки.
В ключевых элементах коэффициент трансфорыации выuирают таЕ,
чтобы I<рутизна нарастания фронта была l\Iаксимальной. Это способст-
вует уменьшению длительности импульса, а следовательно, повышению
быстродействия ключа. Влияние BxoAHoro трансфорыатора можно
учесть при помощи эквивалентной схемы, рис. 2.14, б, в которой
U ПР == UУПР/nНХ и R H == RBH/n X представляют собой напряжение
источника управляющих сиrналов и ero внутреннее сопротивление,
приведенные ко вторичной обмотке.
68
I
r
I
; W'fl :KQ'+
i P 2 и;кр
Е ем
..
R:fH
L 8x
а
б
Рис. 2.14. Схема траНЗlIсто р ноrо кnroч а на трансф Р ( )
. о маторах а и эк-
IНшалентная схема входной цепи (б).
На стадии формирования фронта можно пренебречь изменением то-
ка намаrни:ивания (т. е. считать L 2 ---+ 00) И определить ток базы по
упрощеннои формуле
I б (р) U ПР (P) (ECM + ИЗ от) ==
/( H +rб+рL; их
== I б1 1 ртфр УIIР (Ее м +И э от)/[И пр m (ECM + ИВ от)]
(РТ ФjJ УПР + 1) (рт нх + 1)
rде : B индуктивность рассеяния BxoAHoro трансформатора
веденная ко вторичной об 1Отке; , при-
/61== И прт (Есм+Иэот) . L;DX
I , тнх ==
RBIJ+r6 RBB+r6
ет fo. З выражеш:я для а шлIIТУДЫ тока базы! 61 следует, что ! 61 достиrа-
ксимальнои величин ы при коэффициенте т рансформации
nвхопт== RRП [ 1 /( Есм+Иэот ) 2 +....J!..... Есм+Ивот ]
r6 V \ И R И . (2.32)
. упр т НН упр т
НИЯ С т : личением амплитуды тока базы возрастает крутизна нараста-
Ходноrо и оллектора, поэтому уменьшается длительность фронта вы-
фициент т П'ул ф ьса. Следовательно, целесообразно рассчитывать коэф-
ранс ормации по фо рмуле (2.32):
n вх опт' == [ / ( ) 2 + ] "" 1 8
0,1 V 5 2 5 """
Примем n == 2
И вх .
8ыби ндуктивность обыотки входноrо трансформатора (L или L )
HOrQ :;aK, чтобы не было заметноrо спада плоской В НР lIИНЫ BX J
:н<еНием ьса, относительная величина KOToporo определяется выра-
б 1 exp [( tиILlВХ) (Rвпll'б n x)].
(2,33)
69
",'
11
I
I
Необходимо иметь в виду, что чрезмерное уменьшение спада плоскоЙ
вершины б не всеrда оправдано, так как оно требует увеличения ин-
дуктивности обмоток, а при этом растет индуктивность рассеяния, ис-
кажающая фронт и срез импульса. Из выражения (2.33) след ет, что
при допустимом относительном спаде б индуктивность первичнои обмот-
ки L 1BX определяется формулоЙ
L 1BX >- lи / [( R Il + п xl rJ ln 1 1 б ] .
которую можно упростить для спадов б < 10%, предстаВIfВ в виде
L 1BX >- t: / ( R I ++ ) .
u ви nВХ 'б
I
11
Ls J
1 6 (р)Рн(р)
Ск[I+Р".(р)] R' с'
If 11
il
Рис. 2.15. Упрощенные эквивалентные схемы для выходной цепи при
формировании фронта (а) и при передаче плоской вершины (б) им
пульса.
Допустив б == 20 %, получим
L 1BX >- 6.10 6/l0 З ( J...+ ) ln 9 Mr.
2 4.0,1 0,8
2. Оценим коэффициент трансформации выходноrо трансформатора
п вых == Wj/W 2, для чеrо прежде Bcero найдем выходное напряжение
ключа на стадии формирования фронта, используя упрощенную экви-
валентную схему на рис. 2.15, а. В этой схеме R == R H nib!X и C ==
== CI/n blX' приведенные к первичноЙ обмотке значения сопротивления
и емкости наrрузки. На основании эквивалентноЙ схемы можно пока-
зать, что выходное напряжение
рiза
N R H n ВЫХ е
ивых (р) == f б (р) р4Ь4 + РЗЬз + р2Ь2 + pb 1 + 1
rде
Ь 1 N ('ТN + R H nib!X Си + R H CH/ N);
Ь 2 [:\N ['TN (R H nibIx Си + R H Си) + L8 Си];
Ь з N L8 (С к Сп Rи+'t'ТN Си); Ь 4 N L8 'TN СИ Сп RII'
Таким образом, переходноЙ процесс в трансформаторноЙ схеме опи-
сывается характеристическим уравнением высокоЙ степени, точное ре-
шение KOToporo сопряжено с известными трудностями. Между тем рас-
70
r
четы показьшают, что при значениях N, 'Т N, С 11> С И И L8' характерных
для практических схем, один из корней этоrо уравнения по абсолютноЙ
величине значительно меньше суммы остальных корней. Поэтому на.
растание выходноrо напряжения в течение длительности фронта с дoc
таточноЙ точностью можно характеризовать следующим приближенным
выражениеl\l:
BN RII п вых
И вых (р) 1 б (р)
ры I +1 (рт фр упр+l) (pb 1 +1)
/r'J1 N R и п вых
(2,34)
Влияние членов со старшими степенями р существенно в начальные
моменты, в частноСТИ в течение времени задержки выходноrо импульса
относительно входноrо. Для расчета времени задержки целесообразно
пользоваться несколько более точным приближением:
. р(tзN+tзL)
:i Bblx (р) 1 б (р) N R" п ВЫХ е 2Ь Ь + 1 " (2.35)
р 2 + р 1
rде
t зL !!.i. +!2 (2,36)
Ь з Ь2
приближенное значение начальноЙ задержки выходноrо импульса,
которое характеризуется старшими степенями р.
Коэффициент трансформации выходноrо трансформатора следует
выбирать так, чтобы по возможности уменьшать длительность фронта
Вbfходноrо ИМПУЛЬса, что достиrается с увеличением крутизны нараста.
ния ВЫХОДноrо импульса Sфр' Из выражения (2.34) следует, что S
Пропорциональна отношению фр
F N П" п вых
(п вых )
ь,
R п п вых
't 1N + R и nibIx си + R и СИ/ N '
которое становится максимальным при
11 СН 'trN
п вых ОПТ == вс + C .
N к иRп
Следовательно, для уменьшения длительности фронта необходимо
выбрать п вых 'равным своему оптимальному значению которое в соот-
ветствии с формулой (2,37) для данноrо примера ра вня тся
11 10 lO 96.10 U
п вых == + ,...." 1 5
50.45.10 12 45.10 12.10 """',
(ПРпимались N == 50; Си == 45 пФ).
8Нач ри заданноЙ амплитуде выходноrо импульса И вых m наибольшее
пр еНие п вых лимитируется максимально допустимым обратным Ha
ЯЖеНием Ина' а ша х, так как
(2.37)
u == Ин 8 ИН И ,...." ИН 8
BbIXт ,....., .
. nвых. п вых
71
Потенциал КОЛjlектора транзистора в закрытом состоянии U и э не
должен превышать Uкэ, з шах' Следовательно, .
& И кэ , з mах == 25.
п вых -...::: И 6'
выхт
< 2 5 поэтом у можно
В данном примере оказалось, что п вых ОПТ "
N == 1 5 П р и этом чтобы получить выходное
принять n х вых ОПТ .' , . U
вы напряжение амплитудои вых т
== 6 В, необходимо выбрать напря
жение источника питания
/./f
и/(З
Е ,...., N U == 9 В.
и,...., ВЫХ вых т
3. Рассчитываем время задерж-
ки и длительность фронта при
отпирании ключа. Начальная за-
держка, определяемая временем
заряда емкости эмиттерноrо пере-
хода до уровня U э от, оце ивает-
ся такой же приближеннои фор:
мулой, что и В примере 9, с тои
лишь разницей, что в нее следует
подставлять приведенные ко вто-
ричной обмотке значения U УОР т
И RBH:
t эб V 2Lфр }Тир С эо ( : + 'б) с;п: :: 0,09 мкс.
Поскольку транзистор управляется сравнительно медленно нарас-
тающим сиrналом, то влияние индуктивности рассеяния входноrо
трансформатора можно не учитывать.
полное время задержки
t t +t +t + t == ( 99+17+55+150).lO o 0,3MKC.
э == эб зN 3L э фр
t
Рис. 2.16. Временные диаrраммы для
трансформаторноrо ключа.
1
1:
rде
TTN Ls Си (Сп R и + TTN) 55 нс;
tзL == l+т тN /С п Rп+ ТТN(Rнп ыхСН+СIlRн)+Ls Си
У' 0,6ИвыхтТФРУПРТТN(пiЫХСII+СП) 150 нс,
t .
3 фр Iбl п вых
Длительность фронта оценивается формулой, полученной на осно-
вании выражения (2.34) по той методике, которая использовал ась для
вывода аналоrичной формулы в примере 9:
t фр [ 'rTN + R H ( niblx C II + ) ] 3 : jb: [ х
[ V 20/(jlпВЫХТТNR (Сип ых+Сп) J t """0 28мкс.
1 l 1 + )]2 Э фJ:)""" ,
х т И1Jыхт[ТТN+Rп(С[,п ыхТСll/ N
72
l'
, :
11
l'
I i
11
11
J
I
!
4. Рассчитывае 1 индуктивность LI первичной обмотки ВЫХОДlIоrо
трансформатора. Минимальная величина !lНДУКТИВН<:СТИ намаrничива-
ния определяется максимально допустимо и величинои тока коллектора
в импульсе f K , и шах' После насыщения транзистора (в момент времени
t j на рис, 2.16) ток коллектора продолжает возрастать из за нарастания
тока намаrничивания /JJ, выходноrо трансформатора. Изменение тока
коллектора во время работы транзистора в области насыщения можно
найти при помощи упрощенной эквивалентной схемы на рис. 2.15, б.
На основании этой схемы можно показать, что после насыщения тран-
. зистора ток коллектора
lи (t) == Еи/ ИИ Н е 't и + Еи Ии 11 ( 1 е 't H ) .
Rи+'из 'из
(2.38)
rде 't"JJ,R == LI ( 1,+ ..!... ) ..!:::L посТоянная времени нарастания тока
RH 'из 'из
намаrничивания при насыщении транзистора. Поскольку насыщенный
транзистор имеет малое выходное сопротивление 'из, то обычно LJJ,H ока-
зывается значитедьно большей величины, чем длительность входноrо
импульса t и . При этом условии уве.rlИчение тока коллектора в области
насыщения из-за роста тока намаrничивания определяется линейной
зависимостью от времени, т. е,
t (t) ЕИ ИИII + ЕИ ИИll t / + ЕН ИИН t
и R r из TIlH и Н L 1 [{>
Это приближение можно получить из выражения (2.38), разложив в ряд
ехр ( t/LJJ,И)'
В практических схемах индуктивность LI выбир.ается такой величи-
ны, чтобы максимальный ток коллектора / и Н8иб не превысил допусти-
мую величину / к. и mах, т. е.
fин:шб==fин+ Еи ин (tи+tрас)<:fl<..иmilХ.
Из последнеrо условия следует, что
L .:::;, Е" ) 9.103 (6+ 9 ) 10 6 О 5 1 ,
1:::;-- 1 1 ин + t pac . ,M.
1<., l! !lJах и н . 150 4
Поскольку время рассаСblвания t Pil с не известно, то приближенно
ПРИнято t pac == 2 мкс. При чрезмеРIIО малой индуктивности LI TpaH
8Истор может выходить из области насыщения до окончания иМпульса.
.-ЧТОбы предотвратить это, следует OI'раничить 1\IипимаЛЫIOе ЗIIачеlIие LI
УСЛовием
т. е.
f б1 (l 6) N > f и п+ Еиtи/L t ,
L '- Е и t и
1"""
Iбl (I o) N поим /и н
9.6.IO O
== 0,2 Ir.
2,26.103 (1 O,2) 18 4.103
73
'"
I I
Выбираем L, == 1 Mr с тем, чтобы не эксплуатировать транзистор
в предельном режиме, уменьшающем ero надежность. .
5. Рассчитываем время рассасывания. Для этоrо составим ypaBHeH e
заряда носителей накопленных у коллекторноrо перехода, К момен-
Т У выключения в одноrо импульса коллекторный ток достиrает вели
1 1 + ( Е И ) t / L, а заряд неосновных носителеи
чины нт н в н н в и ,
у коллекторноrо перехода становится равным
QH в (tи) {} н [ N 1 б' е 'т; вх 1 иJ ,
'" == L ( n x + ) постоянная времени BxoJlHoro трансфор-
rде 'тр ВХ 2 R
вв Тб матора.
Избыточные носители рассасываются под воздействием запирающеrо
тока базы 1 б2 (t), который складывается из тока смещения, отбираемоrо
ОТ источника Еем' и тока намаrничивания входноrо трансформатора
1111 == 16' [1 exp ( tirTPBx)],T. е.
1
1 (t) == Ee 1 +и а от ( 1 е 'тр ВХ ) +
62 То
1 t
Еем+иаот 'TPBX + 1 e 'TPBX
+, е щ
RB,,+To
(это выражение получено на основании эквивалентной схемы 2.14, б
при и пр == О, Ls вх == О). чивания
Рассасыванию носителей способствует также ток намаrни
выходноrо трансформатора, который приводит. к росту тока KO :KTopa,
а следовательно, увеличению потока носителеи, покидающих у.
Подставив в уравнение (1.19 а)
Еем+иаот +[( Е + и )( )
16(P)== 162(P)== То см аОТ Т: R И Т6
1 б' (1 е 'tт ивх )] Р+1:Ттр ВХ ;
1 ( ) ==1 + ЕН VИIl /ит+ Е и ;
и Р иm L,p L,p
111 (О) == 1 иm: Qи н (О) == QH И ив),
получим следующее приближен ое соотношение (см. приложение 1)
для заряда неосновнЫХ носителеи:
,1:
! 1,
'и .
Е )
Qи в (t) {} н ( N 1 б' е 'тр ВХ 1 и в L: t и
t ( Рем+иаО1 + Е н т )
{}H N [б,+ R' +Тб L TN
t [ ти ( В И 1 + ЛН ' ) Еи ( т TH )] '
1 + 2ТII 101 (l+Л н o)-HEeM иa от) 1 H+'O 'о + L, TN N
11
1,
I
I
74
r
,.
'н 3 О 11 ( б 3
rде ""н == == --:: , рас'!ет удем вести для т н == "шс:
ТТР вх 2/
Ti3N==4,4 мкс; BN==70; 6==0,2).
Время рассасывания, определяемое из уравнения Qи в (tpa с) == О,
составляет t pa с == 0,4 мкс.
6. Рассчитываем параметры демпфирующей цепи, состоящей из ре-
зистора R и диода Д. Эта цепь предназначена для Toro, чтобы предот-
вратить пробой коллекторноrо перехода выбросом напряжения в кол
лекторной цепи (см. рис. 2.16). Коrда транзистор запирается, ток Ha
маrничивания выходноrо трансформатора
1 J.L Е и (tи + t pae + t ep ) Е н (t и + t pae )
Ll L,
создает перепад напряжения амплитудой
ди н вы6 == 1 J.L RII д,
rде R н д == R н nibIxll(R + 'пр) сопротивление, шунтирующее пер-
вичную обмотку трансформатора,
При этом напряжение на коллекторе транзистора становится рав-
ным
U и шах == Е и +ди н выб Е н ( 1 + tи+l;ас R Hn ).
Во избежание пробоя необходимо обеспечить выполнение условия
Е н (1 + tи :рас R H д) Uк:э, эшах'
выбирая параметры демпфирующей цепи из неравенства
R+ [ (tи+tРа(.)Ен 1 ] I 1100
r пр L ( и Е ) R 2 М.
1 КЭ, з таХ н II п ВЫХ
Выбрав R == 51 Ом и rерманиевый мезадиод Д3ll, можно исклю-
чить пробой коллекторноrо перехода.
7. Рассчитываем время задержки и длительность среза. Поскольку
запирающий ток базы сравнительно большой величины, то можно счи-
Тать, что после выхода из области насыщения транзистор быстро пере-
Ходит в области отсечки, и рассчитать время задержки и длительность
среза по формулам (2.30):
t э == t зN + О, 1 ТОТ аи 43 нс; t ep 2,2т от ан 0,57 мкс,
rде в соответствии с (2.29)
'ТОТ ан == V T T+ [ СИ (R + Ri'H + 'б)}2 + R ц + 1<11 Си Си R + --?
--+ + Си Са (R 1l + 'б)2 0,26 мкс.
Задача 9. Рассчитать основные характеристики электронноrо клю
ча на интеrральном транзисторе ( 2.2,2). Ключ управляется Импульса
" амплитудой U упр т == 2В и длительностью фронта и среза t фр упр ==
' ср упр == 30 нс, поступающими от источника с внутренним сопро-
75
1:
:1
!,
t!
тивлениеы R rш == 2 1\01\1. Наrрузкой ключа является реЗIIСТОр в l!f.'[Ш
коллектора R R == 2 кОм и паразитная емкость Сп == 20 пф, Ключ в IIC
ходном состоянии заперт сыещеНИЕ'l\1 E(, T == 0,5 В. НапряжrНIlе !(()л-
лекторноrо питания ЕII == 3 В.
Задача 10. Рассчнтать переходные процессы в цепи, состоящей из
трех электронных I\лючеЙ на интеrральных транзисторах, которые
соединены l\lежду собой Сl\!еШШОШI!1\1И Дlюдами (см. пример 10). В Ka
честве диодов используется ЭМI!ТТСрНЫЙ переход интеrральноrо тран-
зистора при раЗОМКНУТОl\I коллеюоре. Элементы питаются от источни-
ков Е R == 6 В и Е ем == 2 В. СОПРОТИl'леЮfЯ резисторов в цепи коллек-
торов R 11\ == R т:2 == R н 3 == 2 кОм, а в цепи базы R б == 20 кОм, паразит-
ные емкости, шунтирующие указанные цепи, ранняются 15 пФ. ПервыЙ
транзистор управляется ИСТОЧ!!lIКОl\1 тока f б, обеспечивающим при Ha
сыщении транзистора Т 1 ток f Он == I мА, а для ero запирания / О2 ==
== 2 мА. Ток с уровня f бп на f 62 И о()ралю пере!{лючается пра!{ти-
чески скачком.
Задача 11. Рассчитать параl\Iетры ТрШIсформаторов на входе и BЫXO
де ключа на мощном транзисторе [Т323А. Ключ управляется импуль
сами амплитудой И упр т == 5 В и длительностью t 1l == 1 мкс С кру-
тыми перепадами: t фр упр == t ep упр == 10 нс. Управляющие СIlrналы
поступают от источника с ВIIутреl!НИМ сопротиплением RRИ == 0,5 !{Ом.
Схема должна обеспечить выходные ш,шульсы амплитудоЙ 5 В на Ha
rрузке R!! == 100 Ом и Си == 500 пф.
I1
"
: 1:
Il,i
[11
!' I '
1I
'1,1
!:
;11:
i j :
I !
. ] :
'.1'
"
1. 1 ':
1
1
11'
1
11:
11'
,Ii
2.4. Электронный кпюч на униполярном транзисторе
!.4.1. Схемы и расчетные формулы
В IШПУЛЬСНЫХ схеыах часто используются электронные ключи на
МДП-транзисторах. На основе МДП транзисторов можно построить
большое число разнообразных ключевых схем. По своей структуре
(рис. 2.17) они представляют собой последовательное соединение на-
rрузочноrо резистора (Н) YI аКТИIзноrо ключевоrо транзистора (Т).
В схемах на дискретных компонентах в I\ачестве наrрузочноrо pe
зистора используются линеЙные резисторы, а в интеrральныХ схемах
линейные резисторы заменяются нелинейныМИ, которые представляют
собой МДП-транзисторы с индуцированным или встроенным канала-
ми, включенные как двухполюсники.
Входные управляющие сиrналы можно подавать на ключевой или
наrрузочный транзисторы в отдельности, изменяя проводимости их ка-
налов, или одновременно на ключевой и наrрузочный, Информационные
управляющие сиrналы MorYT поступать на затворы управляющие
электроды транзисторов, стоки или истоки. Множество способов вклю-
чения транзисторon и способов подачи управляющих сиrналоВ позво-
ляет проектировать большое число разнообразных ключевых схем, ко-
торые отличшотся своими электрическими свойствами. Однако общим
для них будет изменение потенциала в средней точке на выходе схемы
76
I
1,:
il
i
i
1,
11
F
!
в зависимости от величины J:. н раВ.1Jяю щ еr.? напряжения или тока, проте-
кающеrо через наrРУЗОЧНЫ!1 и ключевои транзисторы между ИСТОЧНlI-
ком питания и общеи шинои.
Наиболее распространены ключевые схемы с ПОСтоянным источни-
ком CTOKoBoro питания на кл.ючевых МДП транзисторах с индуциро-
ваннЫМИ каналами и с линеиными (рис. 2.18, а)
и нелинейнЫми резисторами (рис. 2.18, 6, в). В . ка-
честве нелинейных резисторов используются МДП-
транзисторы с индуцированными каналами, тип
проводимости которых совпадает с типом проводи-
мости канала ключевоrо транзистора.
Схема с линеЙными резисторами обладает вы-
соким быстродействием и уступает по этому пара-
метру только CxeMal\\ на транзисторах с дополняю-
щими типами проводимости (рис. 2,18, 2). По-
казанные на рис. 2,18, 6 и в схемы с нелинейны-
ми резисторами обладают заметно меньшим бы-
стродействием, однако при интеrральном исполне-
нии они обладают таким важным достоинством
как простота технолоrическоrо изrотовления. '
Далее будут рассмотрены схемы на транзисторах с каналами п типа.
У равляющие напряжения на затворах и напряжение питания стоко-
вои цепи имеют положительный знак. При расчете схем на транзисто-
рах с каналами р Типа следует везде поменять знаки напряжений в схе-
мах на противоположные.
Yпp(18
ЛЯНJщuе
СЦС/fIJЛf1,
!fпpI18 .
ЛЯНJщuе т
СЦ Н(1Л'"
Рис. 2.17. Струк-
турная схема клю-
ча.
Е
Е
Е;.
Е
Т2
Е
ц
б
8
е
. 2.18. Схемь: кл}очевых устройств на f v lДП-траНЗIIсторах с линеir-
и (а), нелинеинои (6) и с квазилинейно!i l!аrРУЗI\ОЙ (в) и на тран-
зисторах с дополняющими типа 1И ПрО[JОДlr lОСТИ (,,),
(ри р аr;лизируем работу схемы с линеЙным наrрузочным резистором
зис . т ' а). Если ключ находится в раЗОl\IКНУТОl\l состоянии, то TpaH
П Р 1 закрыт. При этом напряжение на ero затво р е И < И
адение нап р я зи зи ПОР'
lIия на к жения на резисторе R равно нулю, а падсние напряже-
С нелИне ючевом транзисторе Т 1 равно напр яжению питания. В схеме
сто е иным резистором (рис. 2.18, 6) падение напряжения на реэи-
о ен Иблизительно составляет величину, равную Изи пор' Это 06ус-
'J'OJ!bKO тем, что отпирание наrрузочноrо транзистора Т2 произойдет
. тоrда, коrда напряжение между ero заТВОРОl\1 и истоком вы-
77
.....lIIilшil",:, .
кедом схемы станет равным пороrовому напряжению. В схеме с
квазилинейным резистором (рис. 2.18, в) напряжение смещения цепи
8атвора должно превышать величину
Ез> Е (1 + БЕ) (1 + 11) + Изи пор наиб (2,39)
1,
1
li
l'
,1,
1,1
11:
1': 1
"
I:I!,
:!I[
'1
1 1 \
,1
, ,;1
1:;1
'Iil
'!!I:
1,
1 1 "1
11 ;
!,I!
,!,I
I!!!
I'!
11'1
'11"
1' 1 '
:1'1
1,
11'
1'1'
:' 1 :1
" 1
j'!
!i:
1':
для Toro, чтобы наrрузочный транзистор был открыт и напряжение
на выходе ключа равнялось напряжениlO питания стоковой цепи, Kaf,
и в ключе с линейным резистором. Напряжения на выходе схем рис,
2.18, а, б и в в запертом состоянии соответственно равны
И наиб == Е,
И наиб == (Е Изи пор)/(1 + 11),
rде 11 коэффициент влияния подложки.
Напряжение И наиб > Изи пор' Коrда ключ пров JДИТ Изи> И:;и ппр
И транзистор Т 1 открыт, через резистор протекает ток и падение
напряжения на нем увеличивается. Чем больше напряжение, выделяе-
мое на наrрузке, тем лучше работает ключ. Поэтому падение напряже-
ния на Т 1 в проводящем состоянии должно быть возможно меньше.
Для Toro, что6ы управлять аналоrичными ключевыми схемаЫII, мини-
маЛЫlOе выходное напряжение не должно превышать ПОDоrовоrо IJап-
ряжения
(2.40а)
(2.406)
И"аим И 3И пор наиб.
(2.4 1)
Неравенство (2.14) чаще Bcero используется при расчете минималь-
но допусти:vIOЙ величины сопротивления линейноrо резистора или па-
раметров наrРУЗОЧНОI'О транзистора Т2. Учитывая допуски на измене-
ния напряжения питания Б Е и сопротивления резистора Б R , а также раз-
брос параметров транзистора Т2, минимально допустимое сопротивле-
ние резистора можно рассчитать по формуле
1
R== I OR X
[Е О БЕ) VЗИ пор наиб]
Х
2k 1lаи б Е (1 o Е) V:;и пор наиб kнаиб U jи пор наиб (3+llнаиб)+J G 0/1'17 наиб
(2.42)
::1;
1 ' ,, " ., ' , 1
"
! I 'I
,ji:
l'
11:11
11,1
I ' 1
1 " ,, ' ,
,1
"1
I !(I
'111
',1'1
"
rде k наиб ; И зи пор наиб; 1 с ОСТ наиб максимальные значения удельной
крутизны транзистора Т 1, пороrовоrо напряжения и остаточноrо тока
в стоковой цепи транзистора Т 1; 11 коэффициент влияния подложки.
Расчет ключевых схем с нелинейным и квазилинейным резисторами
можно свести к расчету схем с линейНЫМ резистором, если нелинейное
сопротивление наrрузочноrо транзистора заменить эквивалентным
линейным сопротивлением. Для наrрузочных транзисторов в схемах
рис. 2.18, б и в их эквивалентные сопротивления рассчитываются по
формула1\! соответственно
R == 3
2
(1 + 11н)2 (Uпаиб инаIlМ)
k и [Е Uзи пор Vнаим (1 +Чн)]
(2.43а)
78
l'
I
R== 1
k H {[Ез Uзи пор Е О + 11н)] +0 + 1111) (Е инаllМ)/3}'
(2.436)
rде k H и ЧН удельная крутизна и коэффициент влияния подложки Ha
rрузочноrо транзистора. Величина чн, вообще rоворя, отличается от 'YJ
активноrо транзистора ключа, так как диапазоны изменения напряже
ний на подложке относительно истока каждоrо из них различаются.
Однако для упрощения расчетов можно предполаrать, что 'YJп == Ч, и
определять эти величины кю{ средние интеrральные значения во BCel\I
диапазоне изменения напряжения на подложке. На изменение И
наиб
влияют токи утечки в стоковых цепях транзисторов, обратные токи р-n
переходов, разброс параметров транзисторов, а также наrрузочное со-
противление, подключенное на выходе схемы. Изменение наи60льшеrо
напряжения на.выходе схемы с учетом всех этих факторов рассчиты-
вается для схемы рис. 2.18, б по формуле
и Е (1 БЕ) UЗИ пор наиб R H
наиб ==
, + 11паиб . R H + R (1 +O[ )
f R H R (1 + 8 R )
G ост иаиб , (2.44)
RH+R (1 +81<)
rл.е R н опроти"вление наrрузки, подключенное между выходом cxe
мы и общеи точкои, а для схемы рис. 2.18, а, в по ctормуле
И ==E ( I .!I ) RH 1 RHR(I+8R)
наиб UE С ОСТ наиб . (2.45)
R н +R(I+Б R ) Rll+R (1+61<)
Величину И НааМ можно оценить по формуле
Инаим== l+kR(Uвхт Uзипор) { 1 "W 11 2EkR(1 +11) } .
k!( (1 +11) V [1+kR (и вх т Uзи пор)Р
(2.46)
по известным значениям входноrо сиrнала, напряжения питания и со-
ПротиВления в СТОковой цепи.
06 Напряжение питания схемы, как правило, определяется из условия
с еспечения заданноrо перепада выходноrо напряжения, который рас-
,нчитывается как разность между наибольшим и наименьшим напряже.
иями на выходе ключа соответственно в выключенном и включенном
СОСтояниях. Для схем рис. 2.18, а. в
Е == 1 ' ОБ (И выхт + Изи пор наиб) [1 +
+ 10 ост наиб R (1 + Б R ).
R (1 +8 R ) ]
+
нн
(2.47)
для СХемы рис 2.18, б
Е === {( И I R (1 +Б R ) ]
1 8 вых т + Изи п()р ийиб) (1 + 11"аl16) 1 + +
Е
+ Изи пор наиб + 1 с ост НННО R. (1 + б[<) (1 + У]lIаlJи)}, (2.48)
79
..
I
I
I
!
I
i
:1
;:;
1'1
: 1 1
" !
\
\
i l !
I : , i
I!I::
1:;
, ,1,
::1
I !irli
. !'I! j :i
I :: i i
,1'1
illll,'
!I I I
.1,,'
Т Д !:: U амплит"да выходноrо напряжения.
БЫХ т J е Х С " е " а "
Электронные ключи часто используются в лоrич ею! л т,
И раз,'!ичных схемах защиты, В таких устройствах одним из T aB-
ных требованиЙ, предъявляемых к схемам, является их уСТОИЧII
вость К УрОВНЯl\! помех. Допустимым уровнем помехи называется ма:,-
симально допустимое изменение входноrо напряжения, не приводящее
к изменению выходноrо напряжения с U нанб (u НюIМ ) на U ваИМ (Uнапr;).
Допустимые помехи, деЙствующие на входе включенноrо и выключен-
Horo ключеЙ, различны по величине и зависят как от параметров тран-
зисторов, так и от параыетров схемы. Для схем рис. 2,18, а, в опу-
стимые величины поыех рассч итываются по следующим фор мулам.
'+ :Щ Nо +v'N. +4RоR(Е Изип'3Р)/И:ШПОР U
L1U ПОМ == Uзи IIOP' 2R . наим'
(2.4 Ча)
2R+Rо+VЮ+4РоR(Е иЗИ[lOрjIИЗИrr<.р
L1u пом == UII,ша - изи по" 2Р. '
(2.496)
rде L1tlriOM' L1U;OM напряжения допустш ых ПОII!ех, деllствующие на
выключенный и. включенныЙ транзисторы соотве1ствешю. Равенство
помех L1U;;'oM == L1UriOM достиrается при
1,1:
111'1
:I!,' i
['II!
,I!II
'11'1
111
:I!:
' IJ'I
. 1 ::1
11:11
!I!:
!:II
!: i I '
,:11
1.1
,:!
1:1'"
'1"
,:i:ii
: Il i'
: '!I I
1,:1
1:1,
1
[ИнаИб+Инаим+4 (Е Изи П0Р) +2И зи порJ Изи пор
R==2 2 '
(Инаllб+Инаим 2Иэи пор)
rде Ro == (1 + Т))/kUзи пор характеристическое сопротивление от-
KpbIToro транзистора.
Для схемы рис. 2,18, б допустимые величины помех равны
Е+И зи пор (pj{ l) (2 50 )
L1 u + U ., а
ПОМ 1 +PII+l1 нап1\Н
Е+И зи пор(РII l) 2 riОб)
U;;ом==Uпаиб 1 + PII +'tl ' (.,
(2.49в)
rде PII == !lj/k n отношение удельных крутизн ключевоrо и наrрузоч-
Horo транзисторов.
Ключ обладает оптимальнымИ с точки зрения помехоустойчи
вости параметрами, если L1UriOM == L1U;OM' ДЛЯ ключа с нелинейной на-
rрузкой это достиrается при
1 [ Е (2+ТJ) :(1 + Т)) ] , (2.51)
Р Н == l+ТJ Ивыхт+2ИнаИМ ИЗИпер
rде U == U U амплит у да выходноrо сиrнала.
ных т наиб НIIИМ u u
}\\ощность, потребляемая выключеннои схемои от источника ПН-
тания, определяется из следующеrо выражения
P BbIIlJl == JCJ, ост Е,
2.52)
.,!,
[:1
,
/Ю
...,-.
rде Ic ос т OCTdTClJlij,ii: TCl, с l:ТСЕОI30Й цепи Т 1. Во включенном со-
стоянии ток от ИСТОЧНIша ПИТalIIIЯ l1e преrзышает величины
l(j < ......!:....... (Uзи Uзи пор)2, (2.53)
1+1)
j
rде Изи напряжение на затворе Т 1, а мощность, потребляемая схе-
мой,
1
Р nIlл -< Е (из uзи пор)2. (2.54)
1+11
Так как Р ВНЛ > Рr,ЫRЛ' а наибольшее напряжениена ero затворе опре-
деляется из (2.40), то для схем с линейным и нелинеЙНblМ резисторами
соответственно получаем:
k
Р ВЫ1 -< Е (Е Uзи ""р)2; (2.55а)
1+'tl
k ( Е изи ) "
Р ВЮ ] -< 1+11 l+fJ ПОР UЗИп.р
== ( Е Изи пор (2+11» ) 2 . (2.55б)
1+11 1+11
Напряжение питания ключевой схемы оrраничено сверху и снизу. Or-
раничение снизу обусловлено условиями функционирования и полу-
чения заданной амплитуды выходноrо сиrнала, а оrраничение CBepxy
допустимой мощностью Р доп' потребляемой во вклю ченном со стоянии:
[ 1 J -.3/1 +
Шах 2Uзи пор; (U шlИм + и ВЫХ ) 1 БЕ <Е < V 7 Р деп ' (2.56)
Рассмотрим переходные процессы, происходящие в схеме простей-
шеrо ключа (рис. 2.19, а) под действием экспоненциальноrо управ-
ЛЯЮщеrо сиrнала. (Приведенные далее формулы с учетом соотношений
(2.43) можно использовать для расчета длительности переходных про-
. цессов в схемах рис. 2.18, б, в). В исходном состоянии ключевой тран-
Зистор закрыт. В момент 'о (рис. 2.20, а) подается входной ЭКспонен-
ЦИ(lЛьный сиrНаЛ
U упр (t) == U упр т (I e t/'tynp), (2.57)
rAe 't'упр постоянная времени входноrо сиrНаЛа. Запаздывание сиr-
паЛа на затворе транзистора по отношению ко входному можно опре-
делить из приближенноrо выражения
( t tзо )
uзи(t) Uупрт l e ,
rДе
2.58)
'1 == JI T nJ' + T ;
t зn == '1' + 'Туп]) V Т пр + 1 ;
'1' == Н р (С 1 + C z );
(2.59а)
(2.59б)
(2.59в)
81
С. == С 3х проходная емкость между затвором и стоком; С 2 == С зи +
+ СМ, L'з == ССП + Си + См входная и выходная емкости ключа;
С 3И емкость между затвором и истоком; Св, СМ, ССП емкости на.
rрузки, монтажа; емкость между стоком и подложкой транзистора.
Через время
t э1 == t зо +Т 1 !П И УПР т!(И упр т Изи пор) (2.60)
после подачи входноrо сиrнала И ЗI1 == Изи пор транзистор открывается
и в стоковой цепи начинает протекать ток, в результате чеrо напряже-
ние на выходе схемы уменьшается.
Фронт запаздывает по отношению к управляющему сиrналу на
время
У о,3 ивых т 2.И V . , ыx '1 . ( 2 61 )
t з2 == / R 'ВЫЛ Т 1+1'Спер ( /R ) 2.03И ,. а
с' " ' БЫХ т
после окончания пходноrо сиrнала транзистор Т 1 запирается и на
ero стоке формируется срез импульса. Уменьшение входноrо сиrнала
во времени по экспоненциальному закону И упр (t) == И упр т e tITy[[p
приводит к У Iеньшению тока, протекающеrо через транзистор, и к рос-
ту напряжения на стоке. Однако параболическая зависимость тока от
напряжения на затворе обусловливает запаздывание ВЫХОДноrо сиrна-
ла по отношению к входному напряжению на время
t == t + t + Т вых ( 2 6
вср з0 О (l+'BbIX / 'I)+2kRy I(Uупрт Uзипор)' .4)
rде
t 1 / 0,2'1 Т вых
О V У (1+'ВЫХ/'I)+2kR(Uупрт U зи )
пор
(2.65)
Uси
.
t
и!lnР
Е
R
l1 СIf
I
J. C .
Т3
I
Rr uзи С,
I
И уllр С 2 С 3
t
а
б
Рис. 2.19. Схема простейшеrо ключа (а) и эквивалентная схема ero (б)
дли расчета переходных процессов,
t
rде
И С пер == И упр т Изи пор;
(2.61б)
1 G == (Иупрт ИЗИПli)р)\I.. l + k Ибпер
1+
т вых == R (С 1 + С з ), "у == С 1 /(С 1 + С з ).
Общая задержка фронта по отношению ко входному сиrналу равна
(2.61в)
Рис. 2.20; Временные диаrраммы процессов в схеме, изображен-
ной на рис. 2.19.
t з фр == (1 + t з2 ,
(2.62)
Транзистор закрывается в тот момент, коrда напряжение на ero зат-
Воре станет равным пороroвому, т. е. через время
t ! Иупрт [ 'упр 't'r
3 заП == t BO + Т 1 n +
Изи пер '1:'1 '1
g подачи входноrо сиrнала, Длительность среза включает в себя
't'ynp 'r ]
,2
1
(2,66)
При расчете длительности фронта выходноrо импульса удобно вос-
пользоваться выражением, характеризующим работу транзистора в по.
J10rой области вольт-амперных характеристик. Такой подход приво-
дит К незначительным поrрешностям, однако существенно упрощает
расчет. На основе сделан ных допущен ий можно получить
( /0 R O,l Ивых т )
t фр == Т вых + 1,5 Т1 + V Т:ых + 1,25Ti In / R О 9 И .
G I вых т
82
(2.63)
tl==tззап tзср (2.67)
боты транзистора в полоrой области характеристик, в течение кото-
11. ro напряжение на выходе схемы изменяется от И + 0 1 И
...0 ис ( t ) иаим , вых т
11 и 1, И время, в течение KOToporo транзистор заперт и выходное
аПряжение с постоянной времени Т ст р емится к величин е И
вых наиб.
83
..
Напряжение на стоке транзистора, соответствующее rрашше между
этими двумя участками, рассчитывается по формуле
И еН (!1)== UнаПб(tазап tаер) Uнаимтвых+О,IТвыхUвыхт . (2.68)
TBLJx+taaan+fBep
Длительность среза'
t == t + т ln Uнаиб Uеп (t 1 ) (2.69)
ер 1 Bыx 0,1 и вых т
достиrает минимальноrо значения в том случае, если ключ работает от
идеальноrо [енератора напряжения с Rr ==0 под действием идеальноrо
по форме перепада напряжения. В этом случае транзистор закрывается
Б момент подачи входноrо сиrнала и длительность среза становится рав-
ной
t ep == 2,2т пых .
(2.70)
I '
I
2.4.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 12. Рассчитать основные характеристики ключа с линейным
резистором в стоковой цепи, построенноrо на МДП транзисторах КП
501 Б с амплитудой Быходноrо сиrнала 6 В. Ключ управляется импуль-
сами отрицательной полярности от источника с внутренним сопротив-
лением RJ] == 5 кОм. Амплитуда Бходноrо импульса 12 В. Длительность
фронта и среза управляющеrо сиrнала 'фр упр 'СР упр 0,7 мкс.
Ключ наrружен на емкость С н == 30 пФ. Монтажная емкость конструк-
ции не превышает 5 пФ в каждой точке соединения компонентов.
Допуски на изменение напряжения источника питания и величин резис-
торов не превышают б k == Б Е 0,1. Мощность, потребляемая от ис-
точника питания, меньше Р == 25 мВт.
Параметры транзистора КП501 Б:
Изи пор на им == 3 В; Изи ПОР ср == 4 В; Изи пор наиб == 4,5 В:
k напм == 0,1 мА/В2; k cp == 0,2 мА/В2;
C eIl == 3,5 пФ, С ас == 1 пФ; Саи == 3,5 пФ;
k паиб == 0,25 мА/В2;
11 == 0,3; 1 с ОС" < 1 мкА.
1. Рассчитываем эквивалентные емкости:
С 1 С ас == 1 пФ; С 2 == С 3П + СМ == 3,5 + 5 == 8,5 пФ;
С З == С н + С М + Саи == 30+ 5 + 3,5 == 38,5 пФ.
2. По формуле (2.56) определяем напряжение питания схемы, счи-
тая R H 00, /СОСТ == о:
1 1
Е == 1 я. (И напм + Ивых) == (6+ 4,5) == 11,6 В..
иE 0,9
Выбираем Е == 12,6 В.
84
j:
У "'
, .,,;',
... ..",., ,
3. По формулам (2.40) и (2.41) оцениваем предельные значения ШlII-
большеrо и наименьшеrо уровней напряжения:
Инапб==Е== 12,6 В, И нпим < ИЗИПEJрнеим 3 В.
4. По <toDMV.'1ar\1 (2,42) и (2о49в) определяем сопротивление резисто-
ра R:
D 1
,,== x
1 6[(
Х 2 [Е (i 6Е) UЗИ n p "анбl
2k наи б Е (1 6rJ U Зl1 пор Р.аиб kнаИб (j и по р Н а и б (3+11иаиб)+/ G б
оат наи
] [12,().0,9 4,5I,2
0,9 2.0,25.12,6.0,9.4,5 о,25(4,5)2(3+0,З) == 1,74 кОм,
R==2 1+11
kU зи пор
1,3
0,2.4
Выбираем R == 7,5 кОм.
5. Уточняем значения И напб , И НаПМ по формулам (2.45) и (2.46):
И == Е ( 1 6, ) я" Я Н R (1 +6 R )
наиб С, I< + Я ( 1 + 6 ) lаОСТНJиб
н R R H +R(l+6 R )
12.6.0 9
, 1 . 1 0 6. 7 5. ]03. 1 1 == 8 7 В
1 ,- '" .
,"
[U"ЯП6+ U наим +4 (Е UЗИ пnр)+2U зи пор] U зи пор
({jнаllб+Uнаим 2Uзи пt>р)2 "'"
[12,6+:'+4 (l2,6 3)+2,4] 4
== 7 кОм.
[12,6+3 2.4]
инa M== l+kR(URхт U'1Ипор) { 1 "w Il 2EkR(I+11) }
kR (1 +11) V [l+kR (и ВХ т Uзи пор»)2
. 1+0,2.7,.,)(12 3) [1 (l 1.126.75. 13 ]
== '" lB
0,2.7,5.1,:5 1+0,2.7,5(l2 3) .
6. ПО формула:\! 2,49 а, б) рассчитываем величины доп у стимых по-
мех:
. L\UrIOM ==
2Я 1+11 +.. / ( 1+11 ) +4 ( 1+11 ) R Е UЗИпор
U kU зи пор V kU зи П€lР kU зи по р Uзи по р
== зи пор
2[(
275 1,3 + / ( 1,:1 ) I,Э 12,6 4
и 4 , 0,2.4 V 0,2.4 +4 02.4 .7,5 4
Наим== ' 1==53B
2.7,5 ' ,
fJ.и ;юм == ИНnllб
. 2R kU I + l1 +.. /( kJ+t l ) '-Н ( 1+11 ) R Е Uзипор
И ЗИ зи '101' V , зи nnp kU зи 'ю р Uзи "Е> Р
п( р
2!(
..
85
1 3 .. I ( 1 ,3 ) 2 1 ,3 12.6 4
275 +V +4 '7,5
== 8 7 4 ' 0,8 0,8 0,8 == 2,4 В.
, 2.7,5
7. Рассчитываем задержку выходноrо сиrнала при формировании
фронта и длительность фронта импульса по формулам (2.62) и (2.63).
Предварительно определяем все величины, входящие в эти формулы.
На основе соотношений (2.59) получаем:
't p == RI' (С 1 + С 2 ) == 5.103 (1 + 8,5) .10 12 == 50 нс; Т упр == 0,3 мкщ
't 1 == V Т пр + 't == V 9. 1 04 + 15. 102 == 304 нс,
t =='t + Т '/Т у 2п р +т;==50+300 304==46 нс.
зО l' УПР V
Составляющие, входящие в (2.62), рассчитываем по формулам (2.60),
(2.61). В результате получаем
ИСпер==Иупрт ИЗИпОР== 12 4==8 В;
1 == ( И Изи пор)2 == 0,2 (12 4)2 == 9,84 мА;
е 1+ 11 упрт 1,3
,,3(0,3 и ВЫХ т 2 И I вых 1 ==
{ В2 == 'с R 't B bIX 1:1 + у пер V (/[; R):20,ЗТUвых т
V О 3 6 V (<)96)2 iJ04
== " 296.(304)2 +0,025.6 . , 95 нс.
9,84.7,5 (9,84.7,5)2.0,3.6
U 12 5
t 1 == t 0+ 1:1 ln УпРт == 46 + 304 In == 1 2 нс;
з 3 И упрт Uзи пор 8
't BbIX == R (С. + С з) == 7,5.103 (1 + 38,5). 1O 12 == 296 нс;
'v == С 1 1 == 0,025.
С 1 +С 3 1 +38,5
Время задержки tзфр==tЗl+tЗ2== 152+95==247нс,
По формуле (2.63) находим
5 V 2 1 25 (! 'с R O, lи выхт )
t фр == 't BblX + 1, т. + 1: вых + , т. n ==
'с H O,9иBыxт
== 296 + 1,5. 304 V(296)2 + 1,25 (304)2 + V(296)2 + 1,25 (304)2 х
1 9,84. 7 ,5 O,I.6 320
Х n == нс.
9,84. 7 .5 0,9.6
8. Рассчитываем задержку выходноrо сиrнала при формировании
среза и длительность среза импульса по формулам (2.64) и (2.69).
Предварительно по формулам (2.65) (2.68) определяем величины:
t . I 0,2Т 1 'ВЫХ
О V 'v (1 + Т ВЫХ /Тl) + 2kR (U упрт Uзи пор) ==
==v
0,2.296.304
== 28 нс,
0,25 (1 +296/304) + 2. О, 2, 7.5.8.
86
t t + j ИУПР т [ 'УП]) 1" Т УПР '" ]
зза!I зО Т 1 rl , " ==
ИЗИ ПОР 'l '1 Ч
== 46 + 304 111 [ 300 + 300.50 ] == 376 нс
4 3 W4 3M.W4 I
t t + t 1 'вых
зер зQ О' (] +'ВЫХ/') + kR'V I(Uупрт Uзипор)
== 46 + 296 + 28 == 75 н
(1 + 296/304) + 2.0,2.7,5.40.8 с,
t 1 == t I аll tз ер == 376 75 == 301 нс,
Uси (t 1) == Uнаиб (1з 8ап tз ер) ИНаИМ 'ВЫХ + о, 1 ТВЫХ И выхт
Т НЫХ + t з зап + t з ер
== 8, 6. 301 1 .296 + о, 1 .296.6 3
== ,3 В.
296 + 376 + 75
Длительность среза импульса
t == t + 1 Uнаllб Иси (11) == 301 + 2961п
ер 1 1: вых n О l и
, выхт
== 301 + 650 == 95О нс.
8,7 3,3
0,1.6
Таким образом, время запаздывания формирования среза t з ер == 75нс,
а длительность среза { ер == 950 не.
Пример 13. Рассчитать основные характеристики ключа с квазили-
нейной наrрузкой в виде МДП-транзистора. В качестве активноrо
транзистора использовать КП501Б. Ключ управляется от идеаль-
Horo reHepaTopa напряжения. Амплитуда входноrо сиrнала 10 В, aM
плитуда сиrнала на выходе схемы 6 В. Ключ наrружен на емкость
100 пФ. Монтажная емкость конструкции 5 пФ. Допуски на изменение
напряжения питания и величины резисторов Б R == бв==О, 1. Определить
основные параметры схемы и предъявить требования к удельной кру-
тизне наrрузочноrо транзистора, если длительность фронта выходноrо
импульса не должна превышать t фр < 1,5 мкс.
1. Рассчитываем емкости в схеме
С 1 == С зе == 1 пФ,
С 2 ==С зи +С м ==3,5+5==8,5 пФ,
Сз==Сн+См+Сзи== 100+5+3,5== 108,5 пФ.
2. По формуле (2.47) определяем Е (см. пример 12, п. 2):
Е == (Инаим+Ивыхт)== 12,6 В.
J uB
3. ОцеНИI аем допустимую величину R:
RC. 2,2т в ых == 1,5.10 6 1 О
== 3,8 к м.
С 3 Са 108,5.10 12
lJ 4. По формулам (2.40 а) и (2.41) находим (см, пример 12, п. 3)
uаllб== 12,6 В, И НаИМ 3 В.
87
.
б. По формуле (2.39) определяем оrраничение на Е з :
Ев> Е (1 + Б Е )(1 + '1'])+ Изи пор наиб == 12,6 (1 + О, 1) 1,3 + 4,5 ==
== 18 + 4,5 == 22,5 В.
Выбираем Ев == 27 В.
6. Пользуясь формулой (2.43 б), определяем удельную крутизну
наrрузочноrо транзистора
1
k H > R{[Ез Е(l+1l) Uзипор]+(1+1l)(Е Uнаим)/3} ==
10 B == 6,7 мкА/В 2 .
1
13,8 {27 12,6.1.3 4 + 3 1,3 (l2,6 3)}
,
I
I !
I
:11
:1,:
'1:11
Ili l
i 11:
I
1:
,1,
1 1 1I
J ):111
Выбираем k == 10мкА/В2. Эквивалентное сопротивление R ==
== 9,1 кОм. Уточнение уровней выходноrо напряжения, расчет потре-
б.пяемой мощности и допустимых уровней помех производится так же,
как и в предыдущем примере. . u u
Задача 12. Рассчитать основные параметры КJlюча с нелинеинои
наrрузкой, используя в ачестве активноrо элемента транзистор
КП501Б. Ключ работает от reHepaTopa с внутренним сопротивлением
15 кОм, обеспечивающеrо импульс амплитудой 10 В. Длительность
фронта управляющеrо импульса t фр упр t cp упР :о::;;;; 1 мкс. Ключ Har-
ружен на эквивалентную RС цепь с параметрами R н == 15 кОм, СП ==
== 80 пФ. Наибольший уровень напряжения на выходе схемы должен
превышать 8 В. Допуски Б Е == 6 н ==0,1. Мощность, потребляемая от
источника питания, не должна превышать 40 мВт.
Задача 13. Рассчитать основные параметры ключа с квазилинейной
наrрузкой на транзисторе КП501Б (рис. 2,18, в). Ключ работает от re-
нератора с внутренним сопротивлением 50 кОм, обеспечивающеrо им-
пульс амплитудой 8 В. Длительность фронта управляющеrо импульса
t ,...., 2 мкс К.rIЮЧ наr ру жен на 5 аналоrичных схем, построенных
фр упр . 12 6 В
ла транзисторах КП501 Б. Напряжение питания схемы ) , допуски
на изменение напряжения питания 01:. == 0,15.
,.
._. ,:.';
{k
. J.o ', :'
fпSBB 3
оrРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ ИМПУЛЬСОВ
3.1. Назначение и основные характеристики оrраничитеnеJi
ампnитуды
Оrраничители амплитуды представляют собой электронные устрой-
ства, характеризуемые пороrами оrраничения, вне пределов которых
выходной сиrнал остае ся практически неизменным и равным своему
пороrовому значению. В пределах пороrов оrраничения выходной сиr-
нал по форме совпадает с входным сиrналом.
Сиrнал Можно оrраничить по максимуму и по минимуму. В первом
случае сиrнал на выходе устройства остается практически постоянным,
коrда подв?димое напряжение или ток превышает пороr оrраничения,
называемыи уровнем оrраничения сверху или по максимуму. Во вто-
ром случае сиrнал на выходе устройства остается практически посто
янным, коrда подводимое напряжение (ток) становится меньше пороrа
оrраничения, называемоrо уровнем оrраничения снизу или по миниму-
му.
, Оrраничитель с двумя пороrами оrраничения называется двусто-
ронним.
Для оrраничения амплитуды сиrналов используют ключевые эле
менты. В качестве электронноrо ключа в оrраничителях широко приме
няются полупроводниковые диоды, которые почти ПО,1НОСТЬЮ вытесни
ли электровакуумные. Диодные оrраничители отличаются наибольшей
простотой, однако они являются пассивны;\1И элементами, неспособ-
ными усиливать сиrн, a.1Jb1 подводимые к оrраничите.'IЮ. Оrраничители
на активных элементах в настоящее время, как праВИJ/О, строятся НЗ
. транзисторах , работающих в ключевом режиме. ОНИ ПОЗВОЛ5lIOТ наря-
ду с оrраничением осуществлять и усиление сиrнала.
В зависимости от способа включения ключевоrо элемента оазлича-
I
ют Посл овательную и параллельную схемы оrраIIичения. В первоЙ
Кл!?чевои элемент Включается последовательно с наrрузкой, во вто-
рои параллельно.
uОrраНИЧlIТели амплитуды широко применяются в импульсных уст-
, РОИСТlJах и обыч о выпо.1Ня т СJlедующие функции: 1) формируют ИМ-
Пульсы с плоскои вершинои; 2) пропускают импульсы определенноЙ
nOлярности и амплитуды; 3) формируют импульсы стандартноЙ амп:ш-
-f ды ; 4) оrраничивают уровень сиrналов для сокращения длитеЛЬНОСТiI
,': -"и РОнта или среза; 5) фиксируют уровень СИrIfaЛОВ для поддержания
\;. аПРяжения или тока на заданном уровне; 6) демпфируют колебаIlИН
ударноrо возбуждения в контурах.
. . Оrраничители амплитуды встречаются в схеflШХ формирователеЙ иы-
ПУЛьсов, дискриминаторов амплитуды, предстаВ.1ЯЮЩИХ собоЙ поро-
89
I
i
I1
I
11
I
, I
rOBble устройства для реrистрации сиrналов определенной амплитуды
и полярности.
Оrраничители амплитуды наиболее часто применяются в узлах
ЭЦВМ. Диодно транзисторные лоrические элементы (ДТ Л) содержат
двусторонний диодный оrраничитель, состоящий из диодной сборки
на входе ДТЛ и диодов смещения [15]. В ЭЦВМ используются также
усилители-оrраничители в качестве основной части динамических триr-
repOB; они входят в состав схем запрета, совпадения, инверсии и т. д.
Оrраничение уровня сиrналов часто используется в быстродей-
ствующих импульсных устройствах для оrраничения амплитуды, т. е.
фиксации уровня сиrнала, что позволяет заметно уменьшить продол
жительность переходных процессов и тем самым увеличить быстродей-
ствие схемы.
По принципу работы к оrраничителям амплитуды также близки
фиксаторы уровня и восстановители постоянной составляющей сиrна-
лов,
Одним из основных ПОЕазателей оrраничителей амплитуды является
качество оrраничения, характеризуемое коэффициентом передачи в об-
ласти как пропускаIIИЯ К пр, так и оrраничения К orp Коэффициенты
передачи представляют собой отношение приращений выходноrо и вход-
Horo напряжений.
Рабочие характеристики оrраничителей амплитуды определяются
также уровнями оrраничения, которые лимитируются обычно напря-
жением источников смещения и питания. В схемах, содержащих реак-
тивные элементы (разделительные конденсаторы, соrласующие транс-
форматоры, индуктивные катушки в формирующих контурах), при воз-
действии последовательности импульсов уровень выходноrо сиrнала
сдвиrается, так как образуется динамическое смещение. Из-за этоrо
дополнительноrо смещения уровень оrраничения может измениться,
что необходимо учитывать при расчете практических схем.
При оrраничении импульсных сиrналов с крутыми перепадами фор-
ма сиrнала заметно искажается, что обусловлено переходными процес-
сами, которые протекают в оrраничителе. Работа оrраничителей в им-
пульсном режиме достаточно полно характеризуется длительностями
фронта t фр и среза t cp выходноrо импульса, В ряде случаев определяют
также время установления выбросов t УСТ' образуемых в схеме при ИМ-
пульсном воздействии.
3.1. Дноднь.е оrраннчнтели
,1
I i
Диодные оrраничители применяются для формирования импульсов.
Они используются как пороrовые элементы для селекции электричес-
ких сиrналов по амплитуде и полярности. Встречаются диодные фик
саторы уровня и восстановители постоянной составляющей сиrналов.
В диодных оrраничителях коэффициенты передачи при пропускаю.и
К пр и при оrраничении К оср определяются средними значениями со-
противления диода при прямом r пр И обратном r о бр напряжениях сме-
Qg
1,1
1 I
I
I
"1 '
, 1,
J .1
щениЯ, внутренним сопротивлением источника входноrо сиrнала R BII
и сопротивлением наrрузки R п. В параллельных схемах они зависят
также от оrраничивающеrо сопротивления R orp .
В настоящее время в быстродействующих оrраничителях ИСПО.1Ь-
эуются импульсные диоды с сравнительно узкой базой и малым объем-
ным сопротивлением, изrотовленные из полупроводниковоrо кристал-
ла с малым временем жизни. В Импульсных диодах переходный про-
цесс устанавливается за десятки наносекунд, что значительно меньше
времени перезаряда паразитных емкостей, входящих в схему оrрани-
чителя. Поэтому при расчетах схем микросекундноrо диапазона инер-
ционностью полупроводниковоrо диода, определяемой временем уста-
новления заряда в базе, можно пренебречь.
3.2.1. Схемы и расчетные формулы
Последовательные оrраничители. В оrраничителе по минимуму
(рис. 3.1), коrда входное напряжение и ВХ становится меньше напряже-
ния источника смещения Б сю диод запирается и не пропускает си-
rнал на выход. В оrраничителе по максимуму (рис. 3.2) сиrнал на
С ,
r """" "
I I
I I
иох
I I
FН
б
:>
t
:..
t
llUbf)(
а
Рис. 3.1. Схема последовательноrо диодноrо оrраничителя по МИН!!-
МУМУ (а) и эпюры напряжения на ero входе и выходе (б).
-',
Выход не пропускается, если ero амплитуда превышает напряжение
смещения. Уровень оrраничения диодноrо оrраничителя можно ме-
нять, изменяя напряжение и полярность включения источника смеще-
ния Б см .
В последовательномдиодном оrраничителе
К оср == Rи/(R и + R ви +' ОБР); К пр "'" Rи/(R п + R вп +' пр). (3.1)
Из этих соотношений следует, что для качественноrо оrраничения
Сиrнала и передачи возможно большей величины ero в пропускном на-
Правлении необходимо при расчетах стремиться к выполнению следую-
щих неравенств:
R и « R вп + r ОБР; R и » R BII + r пр'
Первое условие, как правило, удовлетворяется для большинства прак-
'I'Ических схем, так как обычно R н < r о бр. Второе условие значительно
91
.
I
I
I
1
I
,
I1
I!I
1 1 .. 1
;1
, I. !
",!
;i
11 '
1,; !
/1
I
111
,1
проще реализовать при использовании полупроводниковых диодов
(у электроваКУУ:VIНЫХ диодов 'пр 3000 ... 800 Ом, что часто сравнимо
с сопротивлснием RJ!; у полупроводниковых же диодов СОПрОТИв.тIе-
ние 'пр значительно меньшей величины).
При rальваничес!ZоЙ связи с наrрузкой пороrи оrраничения зависят
от напряжений источников смещения и напряжения отпирания диода
И от. Если же в схеме содержатся разделительные конденсаторы или
соrласующие трансформаторы, то при нахождении пороrов оrраниче-
ния следует учитывать В.'ШЯIll!е динамическоrо смещения. Напряжение
дипамическоrо смещения, определяемое средним значением напряже-
с, fF
r -i"" ..,
I I
О"" I I
I I [
I Р'
: gx R H *С2 I иВЬ/Х UвЫ1 I
I I
1 I t tJ
ECMl..:: I
а 5
>-
t
t
Рис. 3.2. Схема [ЮСJlедовательноrо диодноrо оrраничитеJlЯ по макси'
МУМУ (о) I1 эпюры II:ШРНЖСНИЯ на ero входе и выходе (б).
I1
1,)
II1 1
' 1 " .. ' l'
;,
1,1,1
111I I
' : , 1 1
;,
1
11,
;
1"
" 1 '
:
, ,
; ,
ния на конденсаторе, можно раССЧ!lтать по приближенной формуле
Идсм . 1 л [ ИJ!ос+ т 1 ( 'ОТИ I )S \вх(t)dt 1 , (3.2)
1 +('()ТI</'заи l) , OT 'заи t.
[де Т оти И Т заи ПОСТОЯIшые времени цепи, по которой протекает ТО!(
перезаряда емкости или ток IIамаrничивания трансформатора, в откры-
том и закрытом состояниях диода; t1t == t 2 11 промежуток времени,
в течение KOToporo ток протекает по цепи с закрытыМ диодом;
1 т
Т период следования импульсов; И пос == т S и вх (t) dt постоян-
о
ная составляющая BbIXO/I,HOrO сиrпала.
При трансформаторной связи определяется среднее значение 101:a
намаrничивания J д СЫ' ДЛЯ этоrо можно воспользоваться формулои,
аналоrичной (3.2), заменив в ней напряжения на соответствующие токи.
Из форму,'1Ы (3.2) следует, что в линейных цепях (Т оти == Т аи) ди-
намическое смещение Dавняется постоянной составляющей сиrнала
И пос' В нели!!еJ'iных liепях динамическое смещение зависит от схемы
включения IIетшеiiноrо элемента, ПОЛЯРНОСТИ, формы и периода сл -
дования Ю!ПУJlЬСОI3. Иноrда с помощью этоrо смещения преД-
намеренно создается ОlIределенныЙ уровень оrраничения, причем часто
без ВI(JJючеШIЯ в схему СlIециальных источников смещения. Если же
92
i I
I
1
I
l'
;,1
I! I
1 I
"", . /
динамическое смещение может нарушить нормальную работу схем
то принимаются специальные меры для устранения ero влияния. J
практике это достиrается различными способами. Так, например, в по
сл:довательном диодном оrраничителе при воздействии периодичес
кои по ледовательности импульсов, не содержащей постоянной COCTaB
ляющеи, влияние динамическоrо смещения устраняется включением
uепи (рис. 3.3), состоящей из диода Дl и последовательно соединенноrо
с ниМ резистора R 1. Коrда диод-оrраничитель Д закрывается начинает
проводить диод Дl и конденсатор С разряжается через рез стор Rl
Выбрав Rl == Rнo МQЖНО обеспечить равенство Т оти == Т И тем CaMbf!l
устранить изменение уровня оrраничения заи
обусловленное образованием динамическоr О Д
смещения И д см на конденсаторе.
При передаче периодической последова, Rf
тельноСТИ импульсов с постоянной состав- R. a '
ляющей включение цепи R1Дl не исключает
образования динамическоrо смещения И Д,
(как следует из выражения (3.2), при ТОТ: ем
=='t'зан смещение И д см == И пос)' Влияние по-
стоянной составляющей сиrнала И пое можн о Рис. 3.3. Схема последо-
б вательноrо диодноrо or-
учесть при вы оре напряжения смещения раничителя с дополни-
Е ем . тельной цепью R1Дl для
Качество оrраничения импульсных сиrна- устранеиия динамическо-
лов характеризуется длительностями фронта ro смещения.
и среза выходноrо ИМпульса, которые в последовательном диодном
оrраничителе о ределяются постоянными времени перезаряда пара-
зитных емкостеll при открытом диоде
'т С RH R BH
пр ::. (3.3)
Rп+R ВII
при закрытом
't orp С 2 RH' (3.4)
In Емкость С 2 , которая шунтирует выходную цепь оrраничите.!JЯ
.. w ис . 3.1 и 3.2), складывается из емкости наrрузки С и паразитной
мкости монтажа СМ, т. е. С 2 == Си + См' Влияние прохUодной емкости
с 1 ) (которая практически равняется зарядной емкости перехода диода
Д:О проявляет я в закрытом состоянии диода. После отпирания
и да емкость С 1 шунтируется сопротивлением проводящеrо диода ,
Ж начинае': перезаряжаться с постоянной времени С 'п (пренебрП
Имо малои по сравнению с Т пр ). 1 Р
.. д При оrраничении импульсных сиrна.ПОВ в течение времени пока
"под закрыт, входной сиrна,п непосредственно передается на ыxoд
!n рез паразитную емкость C 1 . В результате на выходе оrраничителя
'. ам ЯВляется сиrнал определенной величины и даже В том случае Коrда
.,.а итуда Bxo Horo сиrнала не превышает пороrа оrраничени'я. Это
.. . При азываемыи сиrнал помехи. TaKoro рода помехи особенно опасны
, т использовании оrраничителя в качестве пороrовоrо элемента
аКже в схемах, предназначенных для выполнения лоrически
93
i
1
I
I
i
I
функций (например, ДТЛ схемах). Максимальная амплитуда этой по-
мехи не превышает величину
и пом тах < и вхт С 1 /(С 1 + С 2 ), (3.5)
rде и вх m амплитуда входноrо сиrнала.
Если амплитуда помехи в момент отпирания диода превышает ус-
тановившееся значение выходноrо сиrнала и вых m == К пр (и вх m
Бом и от), то на вершине импульса образуется выброс, Такой
выброс обычно появляется в схемах, в которых напряжение смещения
Есм берется почти такой же величины, что и амплитуда входноrо им-
пульса (поэтому выходной импульс оказывается значительно меньше
входноrо).
Д? Д2
1':
'11
j!:
11'
l'
1:11
11;
118bIX
l'
ЕСМ2
и(}х
а
fj
Рис. 3.4. Схема двустороннеrо последовательноrо оrраничителя (а) и
эпюры напряжения (б) на ero входе и выходе (заштрихована).
: I
':1
11
Для оrраничения сиrналов по максимуму и по минимуму применя.
ются двусторонние оrраничители (рис. 3.4). Напряжение источников
смещения выбирают так, чтобы в отсутствие входноrо сиrнала диод
Д2 был открыт (Е см] < Е СМ2)' Верхний уровень оrраничения опреде-
ляется напряжением источника смещения Е Ом2, а нижний потенциа-
лом катодов и но' соответствующим rранице отпирания Д 1. Диод Д 1
отпирается, коrда напряжение на входе превышает величину и НО' При
этом напряжение на выходе оrраничителя практически равняется на-
пряжению на входе (так как падение напряжения на проводящих дио-
дах пренебрежимо мало). Коrда напряжение И ВХ превышает величинУ
Е см2 . диод Д2 запирается и напряжение на выходе оrраничивается на
уровне Е СМ2'
На практике обычно используется схема двустороннеrо последо-
вательноrо оrраничителя с общим источником смещения (рис. 3.5). Эта
схема эквивалентна предыдущей, если пересчитать ее параметры при
помощи следующих соотношений:
R 1 == R R' /(R + R;); R 2 == R R;/(R + R;),
Е еМ1 == ER /(R + R ); Е СМ2 == ER /(R + R;),
(3.6а)
(3.66)
:
'1
.1
1.
11'
'1
,
Последовательный диодный оrраничитель применяется также в ка'
честве составной части ДТ Л схемы (рис. 3.6). В этой же схеме диоды Д 1,
Д2, Д3 предназначены для выполнения лоrической операции [4, 151.
Если хотя бы один из этих диодов открыт, то перепад напряжения от
94
'f""!'!
тока диода на реЗИl T.Jpe R 1 оказывается достаТОlJн ьrм дл
б я уменьшения
потенциала азы транзистора до уровня, соответствующеrо зак ытом
состоянию транзистора. Для повышения помех о " сто " р у
, u J ичивости схемы
между входными диод< MII И базои транзистора включается диод сме-
I.Цения Дем' Транзистор отпирается только Tor а Kor а
запираются все входные диоды Дl, Д2, Д3. д, д одновременно
Последовательный диодны"
простейший фиксато и оrраничитель можно использовать как
(рис. 3.7). По принцtпJ б ыв ф схеме с трансформаторными выходом
телям и отличаются от иксаторы уровня близки к оrраничи-
применяlOТСЯ для подд ; диняих H : BHOM своим назначением: они
жения или тока на определенном задан-
ном уровне.
Ф В трансформаторной схеме диодный
иксатор включается последовательно
3 наrрузкой, как это показано на рис.
.7. В течение воздействия импульса
диод открыт и приращение маrнитноЙ
энерrии определяется постоянноЙ В р е-
мени
е
/(''2
Дl
Ивх R'2 и8ых
Рис. 3.5. Схема ABYCTopoHHero
последоватеЛЬНОrо оrраничите-
ЛЯ с общим ИСТОЧНиком смеще-
ния.
Рис. 3.6. Схема ДТЛ элемента
с двусторонним последователь-
ным оrраничителем на входе.
Н В !( rn
л. W/ I .\.12 . Н!( !шt
ЦВ)(
Рис. 3.7. Схема простеЙшеrо
фиксатора уровня с транс-
форматорным выходом.
.оти==L 1 ( + 1 )
R R ' + '
Шl Н 'пр
L1 и дуктивность первичноЙ обмотки транс ф о р мато р а' R '
"н п и r =0= r п2 ' н
'I' Ив .пение пр пр приведеНные к пеРВI!ЧНОЙ обмотке сопро-
ИМпульса : рузки и прямое сопротивление диода). При преlшащении
ЯННОЙ BpeMeH запи ется и маrнитная энерrия рассеивается' с посто-
'lРaJIсфо мато а 't: Jаи ........ L 1 /R DH . Смещение уровня сиrнала на 06мотках
nOДCTaB B в H e можно определить по формуле, аналоrичноЙ (3.2),
.
"
т nти R R
1 + он 1 + .............!'
1 Ji!H R' + " 2 R .
н пр п н
M==T t
и'
95
Учитывая, что диодныЙ фиксатор
тивно работает при возбуждении от
> n 2 R н), получаем
1
в трансформаторной схеме эффе!(
BbICOKooMHoro источника (R ПIl
1 д см ==
[ 1 + R вя
пос п2 R я Т
т
S i ПХ (t)dt ] <
111 .
1 + ТJII (1 ..!E.. )
n RIl \ Т
< 'пас R и n 2
( tи ) ,
R ви l T
I
I
I
I i
т
[де 1 пос == + s i ПХ (t) (it постоянная составляющая сиrнала.
n
щ/ х
, ../;/7/ "'"
:///fj (;
. '//
.y " -
, I t
I I I
I I
I I
I I
а
6'
Рис. 3.8. Схема па раллельноrо ДIlO.'lноrо оrраНlIчителя по МII!IIIМУ I У
(а) и эпюры напряжения па ero входе и выходе (б).
(3.7)
'"
t
Из последнеrо соотношения следует, что при диодной фиксаЦIlИ сме-
щение УрОВН5I, вызываемое отфильтровыванием постоянной составляю-
щеЙ сиrнала трансформатором, уменьшается в R п п 2 /R вя (1 tи/Т) раз.
Кроме этоrо, диод препятствует передаче динамическоrо смещения на
выход схемы.
Параллел!>иые оrраничители. Параллельные оrраничители
(рис. 3.8, а и 3.9, а), в отличие от последовательных пропускают
сиrнал, коrда диод заперт, и оrраничивают, коrда диод открывается.
Диод с малым сопротивлением в проводящем состоянии в сочетании
с резистором R ()rp с большим сопротивлением образует делитель
напряжения с коэффициентом передачи
К (пр 11Н Il rnp ( 3,8 )
orp ==
'пр 11 RII + R пи + R orp r пр + R пн + R(')rp
близким к нулю. Поэтому, коrда диод отпирается, напряжение на вы-
ходе фиксируется на уровне, близком к Есм + и от' в области пропус-
кания (коrда диод закрыт) коэффициент передачи определяется выра-
жением
1: 1
' 1 1 .
1,
'!
I1
"i
l' ,
iii I
1I1
,1
1'1
НII
R и + R orp + R па
к == R п 11 rобр
пр R и 11 rобр+R оvр + R пн
96
(3.9)
Чтобы приблизить коэффициент передачи при пропусканни к еди-
нице, а при оrраничении к нулю, следует выбирать оrраничиваю-
щий резистор R оср и диод так, чтобы их параметры удовлетворяли yc
ловиям:
ROI р + R ШI «R II ; r пр « R orp + R пп .
Уровень оrраничения зависит от напряжения источника смещения
Есм, а также от напряжения отпирания диода и от' и леrко pery-
лируется изменением полярности и величины Е см , При наличии реак-
тивиых элементов на уровень оrраничения влияет динамическое сме-
щение, которое рассчитывают по формуле (3.2).
Л Оеfr
Ц6' Ь-
. 'V"""""'" ..
I I t
ll' I I
Вь/ I I
I
(Ec/ot+иuтl l
I
I
I
.J.o
тСо
Есм I
I
""""!оо'
t
R H
.а
5
Рис. 3.9. Схема параллельноrо диодноrо оrраничителя по максиму-
му (а) и эпюры ,напряжения на ero входе и выходе (б).
. в пар ллельной схеме в области пропускания основной причиной
искажении крутых перепадов является емкость СО (см. рис. 3.8 и 3.9)
оторая складывается из зарядной емкости диода Сп, емкостей наrруз:
ки Сп и монтажа СМ' При этом переходные процессы во время форми-
рова ия фронта и среза выходноrо импульса характеризуются посто-
ннои времени
't'n p == СО R п (R ПII +Rorp) ( 3 10
" RIl + R пп + R orp . )
. После отпирания диода (коrда наступает оrраничение сиrнала) про-
ДОЛжительность Переходных процессов не имеет определяющеrо зна-
чения, так как для получения качественноrо оrраничения обычно, па-
раметры схемы выбирают так, чтобы после отпирания диода дальней-
шие приращения выходноrо напряжения были значительно меньше ero
амп.п иту ды,
В параллельном оrраничителе иноrда наблюдается выброс на вер
Шине ИМпульса. Образование этоrо выброса объясняется модуляциеЙ
объемноrо сопротивления базы rб, вызываемой накоплением носителеЙ
заРЯда в базе. Накопление носителей заряда является также причиной
шире ия выходноrо импульса: в течение рассасывания избыточных
пителеи диод продолжает проводить, поэтому выходное напряжение
рактически остается постоянным {несмотря на изменение входноrо
4 Зак. 257 97
Ai...;"
сиrнала). При использовании импульсных диодов с малым временем
жизни носителей в области базы влияние указанных эффектов можно
не учитывать, так как в таких диодах модуляция rб и рассасывание
носителей заряда происходит значительно быстрее, чем перезаряд
паразитных емкостей.
Двусторонний параллельный оrраничитель (рис. 3.1 О, а) состоит
из двух односторонних оrраничителей с общим оrраничивающим
НО2р
аох
(Е СМ2 + Иат)
а8/J/I'
RtI
t CM2
+
(СМ1
а
5
Рис. 3.10. Схема двустороннеrо параллельноrо оrраничителя (а) и
эпюры напряжения (б) на ero входе и выходе (заштрихована).
сопротивлением R orP' Работа" схемы иллюстрируется эпюрами на
рис. 3.10, б. Оrраничение по максимуму произнщится диодом Дl на
уровне Е сМ1 + u от, оrраничение по минимуму диодом Д2 на уровне
Е СМ2 + u от'
Разновидностью параллельноrо диодноrо оrраничителя является
диодный фиксатор уровня, применяемый в емкостной цепи (рис. 3.11).
В отличие от обычноrо оrраничителя в
с схеме фиксатора R оср == О. в ТaIЮЙ схе-
ме диод фиксирует выходное напряже-
ние на нулевом уровне в цепи, предназ-
наченной для передачи сиrналов поло-
жительной полярности. При поступле-
нии положительных импульсов кон-
денсатор С заряжается через сопротив-
ление наrрузки и внутреннее сопротив-
ление источника сиrналов R ви , Разря-
жается конденсатор С через откры-
тый диод Д и R вп , Если R ви « R н, то разряд конденсатора происходит
сравнительно быстро и до прихода последующеrо импульса выходное
напряжение успевает установиться на нулевом уровне. Кроме этоrо,
фиксатор способствует заметному уменьшению динамическоrо смеще-
ния U д см, В чем можно убедиться, рассчитав U д см по формуле (3.2):
т
и,..,.. Rвнuпос + f U (t)dt<
д см (R и +R ви )(1 tи/Т) Т tи. вх
t'и
U RBH
< пос ) .
(R" + R BH ) (1 tи/Т
д
7.10 bIJf
'i
1,
Рис. 3.11. Схема простейшеrо
фиксатора уровня в емкостнон
цепи.
1,
Из последнеrо неравенства следует, что при диодной фикса-
ции смещение уровня сиrналов уменьшается более чем в (1
98
I
,
r
,
tиlТ)(1 + RиlR пн ) раз, В емкостной цепи эффективность фиксации
растет с уменьшением BHYTpeHHero сопротивления R]]H по сравне-
fIиюсRн'
Параллельный диодный оrраничитель применяется также для демп-
фирования колебаний ударноrо возбуждения в LC-контурах, в част-
w'll f:n"
Ex
L,
Спор
а
G
Рис. 3.12. Схема транзисторноrо усилителя с демпфирующей цепью
во вторичной обмотке трансформатора (а) и эквивалентная схема
выходноrо контура при отсечке тока коллектора (б).
ности, В трансформаторных схемах (рис. 3.12 и 3.13). Так, например,
в нелинейных транзисторных усилителях при отсечке коллекторноrо
.'I'OKa в выходной цепи возбуждается контур, образованный из индук-
тивности намаrничивания трансформатора L 1 и паразитной емкости
С п8р C +С и + С Т1 +С Т2 Сн+С и . При ударном возбуждении кон-
Е/(
IO
н
н" Cnор
н
R лр
д
а
Рис. 3.13. Схема транзисторноrо усилителя с демпфирующей цепью
в lIерВИЧIIОЙ обмотке трансформатора (а) и эквивалеllтная схема вы-
ходноrо контура при отсечке тока коллектора (б).
тура MorYT возникнуть синусоидальные колебания затухающей ампли-
Туды. LLля демпфирования колебаний ударноrо возбуждения первич-
Ная или вторичная обмотка трансформатора шунтируется диодом
(рис. 3.12, а) или цепью из диода Д и резистора R (рис. 3.13, 6). LLиод
ВКлючается таким образом, чтобы при передаче рабочеrо импульса
демпфирующая цепь не наrружала усилитель. После окончания
рабочеrо импульса при возбуждении выброса обратной полярности
диод отпирается и демпфирующая цепь подключается к выходу уси-
'nИтеля. Уменьшается сопротивление Rп д == R "R A , наrружающее
W
11
J
контур, и колебания срываются (сопротивление демпфирующей цепи
R д == ,'пр для схемы рис. 3.12 и R д == R + r пр для схемы рис. 3.13).
Можно показать, что при наrрузке
Rпд 0,5 VL 1 /С пар (3,11)
колебания отсутствуют, но образуется апериодический выброс, кото-
рый спадает с постоянной времени Т I1Д == L/R ИД' Амплитуду аперио-
I
у (т)
0,85
0,8
0,75
0,7
/f б
rп
12
14
16
8
10
18
Рис. 3.14. [рафик ФУНI(ЩШ У (т).
,
I1 "
.1
11
11
I
,
дическоrо выброса можно оценить по формуле
tJ.U выб т== 111'R и i1 у (т), (3.12)
rде 111 величина тока намаrничивания в момент окончания входноrо
импульса;
I
[ V ,r ] У --т---т
V m rm 4
У(т)== т
2
(3.13)
функция, rрафик которой приведен на рис. 3.14; т == Ll/СпарR д
коэффициент, определяющий режим работы контура.
Чтобы уменьшить амплитуду выброса, следует по возможности
уменьшить сопротивление R н Д' включив в повышающую обмотку демп-
фирующий диод без резистора R. Однако с уменьшением сопротивления
демпфирующей цепи R п Д увеличивается постоянная времени
Т I1Д == L 1 ( + )
R H R нд
"
1,
I
и затяrивается затухание выброса, что в ряде случаев нежелательно.
Для сокращения времени восстановления схемы приходится увеличи-
вать сопротивление демпфирующей цепи, включив последовательно с
диодом резистор R (см. на рис. 3.13).
При значениях коэффициента т > 20 амплитуду выброса можно
определить по приближенной формуле tJ.U Выб т 111 R п Д' считая
у (т) 1.
100
""""" "" ;0 . "
r
I
3,2.2. Примеры расчета и задач!'f для самостоятельной'
проработки
Пример 14. Рассчитать двусторонний последовательный диодный
оrраничитель, формирующий трапецеидальные импульсы амплиту-
дой и вых т == 4 В из синусоидальноrо сиrнала с частотой f == 100 кrц
ампЛИТУДОЙ и ВХ т == 15 В, поступающеrо от reHepaTopa с внутрен-
ним сопротивлением R вп == 1 кОм. Оrраничитель наrружен на
сопротивление R п == 10 кОм, шунтированное емкостью Сп == 50 пФ.
Длительности фронта и среза выходноrо импульса не должны превы-
тать 1 мкс. Искажения плоской вершины не должны превышать 1 % .
Д, А Д2 Б (J
I
Я2 f
r
.Rf С н *,
I
r
,
t
а 5
Рис. 3.15. Схема двустороннеrо последовательноrо оrраничителя (а) и
эпюры напряжения (б) в точке Б.
1. Выбираем схему оrраничителя с общим источником смещения
(рис. 3.5). По условиям задачи требуется сформировать из синусоидаль-
Horo напряжения импульсы трапецеидальной формы со сравнительно
крутыми фронтом и срезом. Наибольшая скорость изменения синусо-
идальноrо напряжения имеет место при переходе синусоиды через Ну-
левое значение. Поэтому целесообразно выбирать нижний уровень orpa-
ничения пороr оrраничения по минимуму возможно более близ-
ким к нулю. Ero можно уменьшить, увеличивая сопротивление резис-
тора R" 1. Если же просто не включать резистор R" 1 в схему, то этот
уровень будет наименьшим. Можно исключить из схемы также резис
тор R'2. При этом схема оrраничителя упрощается и принимает
вид, показанный на рис. 3.15, а.
I(оrда входное напряжение превышает пороr оrраничения по ми
Нимуму, определяемый потенциалом точки Б при закрытом диоде Дl
(рис. 3,15, б),
U == Есм/R2+Uдсм/RП+UД2/Ri ( 3.14 )
ианы I/R 1 + 1/R2+ I/R и
На величину U О Тl U Д2. диод Д 1 открывается и сиrнал поступает на
выход (И Д2 перепад напряжения на проводящем диоде Д2, ИОТ1
напряжение отпирания диода Дl. ).
Потенциалы и напряжения определяем с учетом падения напряже-
ния на Проводящих диодах и динамическоrо смещения U д см на кон-
101
I
11
1
денсаторе С. При достижении nopora оrраничения ПО максимуму, рав-
ному потенциалу точки Б при запирании Д2, т. е.
И Есм/ R 2 + Ид ем/ R H ( 3.15 )
наиб 1/R 2 +1/R H '
диодД2 перестает проводить и потенциал точки Б фиксируется на уров-
не И наиб ' В точке Б формируется трапецеидальный нмпу.'lbС ампли-
тудой
I
1
\ I
1
,
и выхт == И наиб и паим'
(3.16)
1,
Выходное напряжение имеет такую же форму, что и напряжение в
точке Б, с той разницей, что первое из них сдвинуто относительно вто-
poro на величину динамическоrо смещения И д СМ' образуемоrо зарядом
на разделительном конденсаторе с.
Чтобы при заданной амплитуде И вых т оrраничиться меньшей вели-
чиной напряжения смещения Еем, следует выбирать сопротивление R 2
возможно меньшим по сравнению с R н и как можно большим по срав-
нению с R 1 . Последнее условие, способствующее снижению пороrа or-
раничения по минимуму инаим> одновременно позволяет использовать
наиболее крутой участок синусоидальноrо сиrнала при формировании
и вых , Наибольшее значение R 2 оrраничено допустимой веЛИЧIIНОЙ по-
стоянной заряда паразитных емкостей СО == С н + см, которая при за-
пирании диода Д2 оценивается формулой
Т С R II R СО ( 3 17 )
фро о п 2 I/R +l/Rп . .
Пороr оrраничения по минимуму можно также снизить, уменьшая
сопротивление R 1 . Однако такое снижение пороrа и ванм допустимо до
определенноrо уровня. С уменьшени€м сопротивления R 1 возрастает
перепад напряжения на внутреннем сопротивлении R вп . поэтому умень-
шается амплитуда синусоидальноrо сиrнала в точке Б:
11
11
,
'1
1,
1
I
, 1
1
1
I
1,
; ,
и == И вх т/R ви и
rm I/Rвн+1/Rl+1/R2+1/Rп паим,
а следовательно, и крутизна нарастания фронта и среза формируемо-
ro импульса. Для определения оптимальной величины и напм , при ко-
торой Ul'm достиrает максимума, преобразуем (3.18 а), представив
ero в следующем виде
(3.18а)
, ,
1,1
l'
111
"
I
11
и И ВХ m/R BH
cт
1/ Rвп+Ивых т Со/(ИпаИМ ИД2) 'фро +СО/'фро
Это приближенное соотношение получено на основании выражений
(3.14) (3.17), из которых следует, что
....l..+ + == ( Еем + Идем + И Д 2 )
R 1 R 2 R п R 2 R п R 1 И наим
== Инаиб ( + ) + И Д2
И паим R2 R п R 1 И иаШ1
U паим ' (3.18б)
102
r
== Инаllб Инаи'l1 ( + ) == Ивыхт x . (3.19)
R! Uнаим ИЩ R? R H UнаИМ ИД2 'фро
На основании выражения (3.18б) можно показать, что амплитуда
синусоидал, Horo сиrнала и с т становится максимальной при пороrе
оrраничения по минимуму, равном
и == и R"H ( 1 I И вх т 'фро 1 ) + и (3 20)
паим вых т R BH + Тфро/С о V И вых т СО R BH 112"
2. Рассчитываем напряжение пороrа оrраничения по минимуму по
формуле (3.20), приняв постоянную за ряда 1) Т фр О t фр /2,2 == 0,46 мкс.
и 4 103 ( 1 / 12.0,46.10 6 1) О 65 2 В
паим== 103+0.46,106/60.10 12 V 4.БО.lО 12.103 +, ,4
(И д2 == 0,65 В; С о ==(50+ 10).10 12==60 пФ).
3. На основании соотношения (3.19) находим сопротивление R 1 :
R 1 == Т фро UнаИМ ИД2 == 0,46, 10 6 2,4 0,65 3,3 кОм.
Со И вых т 60.IO 12.4
4. Проверяем, превышает ли амплитуда сиrнала ист требуемую
величину и вых т' Из формулы (3. 18б) следует, что
и == 15поз 2 4 6 В
рт 1/l03 4,6.10 Бjl,75.0,46 6.10 5/0,46 , == ·
Если для оптимальных значении и наим и R 1 амплитуда сиrнала и, m
оказывается меньше величины и вы! т, то для данных условий форми-
рование импульса амплитудой и вых т невозможно. Тоrда задачу мож-
но решить либо увеличив и БХ т, либо уменьшив и БЫХ т' В данном слу-
чае и r т превышает и вых т на величину 2 В,
5. Проверяем, не превышают ли длительности фронта и среза вы-
ходнoro импульса допустимую величину, В схеме на рис. 3.15, а дли-
тельности фронта и среза выходноrо импульса зависят от следующих
факторов. Если входной сиrнал нарастает настолько быстро, что во
время формирования фронта диод Д2 запирается задолrо до Toro момен-
Та, коrда входной сиrнал достиrает уровня оrраничения по максимуму
и наиб , то длительность фронта определяется постоянной времени за-
РЯда паразитных емкостей СО == си + см, т. е. t фр 2,2 Т Фро ' rде
'( СО
фр I/R2+ 1 /R п '
Поэтому постоянную времени Т фр о рекоменд уется выбирать,
Исходя из неравенства
Тфро < t фр /2,2, (3.21)
rарантирующеrо нарастание фронта за время, не превышающее задан-
Horo значения 'фр'
..............
1) Обоснование выбора постоянной времени 'фра дается в п, 5. .
103
1111
I1
I!
, 1
'1
! I i l l .
: I'i
'!
' 1 '
1
1 1 ,
1'1'
1 .. ' . ' .. 1 1 .. ... 1
I
,'11
111' 1 '
.11'
" ',1:
' 1 1
1
. . 11 1 , . 1
,\1
, . 1 1 ' . 11
': 1
i!11
1
При формировании среза импульса может запер ться диод Д 1. Tor-
да длительность среза определяется постояннои времени разряда
паразитных емкостей Т сро == C O R111 R 2 11 R H < Т фро , величина кото-
рой должна удовлетворять неравенству
Т сро < 'ср12,2. (3.22)
При одинаковых допустимых величинах t фр и t cp неравенство (3.22)
автоматически выполняется при соблюдении условия (3.21).
Длительности фронта и среза также зависят от крутизны нараста-
ния фронта и среза входноrо импульса. При воздействии синусоидаль-
Horo сиrнала изменение выходноrо напряжения можно определить при-
ближенной формулой
(/) "" llRBH [и вх т sin 2n {(tl +t)/T} UнаимJ ( 3.23 )
Ивы); "" R R '
lIR вп +l/R 1 +ll 2+11 н
при выводе которой не учитывались искажения, обусловленные влия-
нием паразитных емкостей, так как в пропускном направлении посто-
янная заряда
СО
Т пр == lIRBIl+1IRl +IIR2+1/RIl
60.10 12
1/103 + 1/3,3 '103 + 6,O.10 12 /0,46, 10 "
значительно меньше периода синусоидальных кощ баний
т == 1/! == 10 IvIкс,
== 42 нс
1I
I! ,
Время t 1 находим из уравнения
и вх т sin 2л/ 1 /Т == UнаИМ UД2 + и от1 ,
(3.')4)
11
1
На основании формулы (3.23) проверяем, успевает л выходное на-
пряжение измениться на величину 0,9 U вых т за время ) t 1,1 I фр :
[ 15sin ( 0,15+ 2n'11 \. 6 ) 2,4 1
(111 ) 103 '. ""62В>36 В
И вых , фр 1 1 60 . 10 12 "", "
103 + 3,3.103 + 0,46. 10 6
Предыдущие расчеты носили проверочныЙ характер и преследова-
ли цель убедиться в том, что выбранная схема способна обеспечить фор-
r>1ирование импульсов с заданными параметрами. Окончательно пара
метры схемы выбирают с учетом динамическоrо смещения на раздели
тельном конденсаторе С и напряжения отпирания диодов.
6. Выбираем диод, руководствуясь требованиями к ero предельно
допустимым параметрам. В быстродействующих схемах следует также
1,11
11:
JI
11
' / '1
11,
,,1
,1,'
,
,1
1) Чтобы не осложнить расчеты, вместо определения времени, в течение КОТО-
poro ивых нарастает иа 0,1 и вых т. целесообразно увеличить время и уровень BЫ
ходноrо напряжения на 10%.
104
I
I '
принимать во внимание параметры диода, характерИЗУlOшие ero инер-
ционность.
Для решения данной задачи можно использовать ИМПУJIЬСНЫЙ крем-
ниевыЙ мезадиод 2Д503А, у KOToporo маКСимально допустимое обрат-
ное напряжение (U оБр тах == 30 В) и максимальныЙ ток в импульсе
(/np, и roах == 100 мА при t == 1200 С) вполне удовлетворяют условиям
данноrо примера.Напряжение отпирания диода U от можно принять рав-
ным 0,45 В, что соответствует току 1 от 0,01 мА, а сопротивление
, 100 Ом.
пР 7. Для определения пороrов Of'раничения находим динамическое
смещение и д СМ на разделительном конденсаторе С. Расчеты можно уп-
ростить, представив сиrнал, поступающиЙ на разделительный конден-
сатор в виде последовательности идеальных прямоуrольных импульсов
длительностью
t :=..!... 2/ 1 tфр+tср ( 2.0 24 ..!.=t!.... ) . 10 6 3.5 мкс
и 2 2 2 ' '.! '
И периодом Т == 10 МКС [время t 1 определяется из уравнения (3.24)J.
В течение времени t и диод Д2 закрыт, поэтому I<ОНДСIIсатор С заряжа-
ется с постоянноЙ времени '1;зан == С (R 2 + R H ) током, отбирае,\шм от
. источника Б см . Во время паУЗbJ длительностю Т t и диод Дl запира-
ется и конденсатор С разряжается с постоянноЙ времени ТО1'Н ==
:=C(R H +R 2 11 R 1 ).
Динамическое смещение U д см определяется формулоЙ (3.2), под-
ставив в которую
== Rп+RllI R 2 10+3 0,3;
'заи R 2 +R H 33+10
Ы==/2 /l==tи==3,5 мко; Т==10 мкс;
R == 'фро I ( 1 Тфро ) := 4,6,103 I ( 1 46.103 ) ==33 кОм;
2 СО CORH 6 6.103
t и Т
и поо :=+ [S Бсмdl + S Б см Rl R2 dt] ==
о t и
== Бом [ t; + (1 ; ) Rl :lR2 ] ;
(, t и
S иВХ (/) dt == ....!... S Вом dl == Бом!.!. ,
т т т
t, О
Получим
U 12 [ + ( 1 ) 3.3 +
дом 3,5 10 10 3,3+33 .
1 + (O,3 1) w
+ (0,3 1) ] 2,6 В,
10
105
L&.i;..
-с .
I
I
!
8. Уточняем параметры схемы. Принимая пороr оrраничения по
минимуму, равным своему оптимальному значеНl Ю (И наим == 2,4 В),
находим пороr оrраничения по максимуму, которыи должен превышать
И наим на величину выходноrо напряжения
U наиб == И наим + И вых т == 6,4 В.
Рассчитываем сопротивления Rl и R2' обеспечивающие заданные
уровни И наиы И И наиб ' Пороr оrраничения по маКСИМУ1l!У определяет-
ся через параметры схемы формулой (3.15), из которои следует, что
R == R Е Uнаиб == 104 12 6,4 14,8 кОм. (3.25)
2 н Uна!lб UдсМ 6,4 2,6
Выбираем номинальное значение R 2 == 15 кОм.
Сопротивление Rl рассчитываем на основании соотношения (3.14),
из KOToporo следует, что требуемое значение U паим можно получить,
выбрав
R UнаИМ UД2
1 (Е Uнаиъд/R2+(UДсм Uнаим)/Rи
2,4 0,65 2,66 кОм.
9,6/{l,5. 104) + 0,2/104
(3.26)
Выбираем номинальное значение Rl == 2,7 кОм.
9. Поскольку ориентировочно рассчитанные значения R 2 == 33 кОм
и Rl == 3,3 кОм отличаются от выбранных (R 2 == 15 кОм и Rl ==
== 2,7 кОм), то необходимо проверить, насколько отличается динами-
ческое смещение И д см от величины И д СМ == 2,6 В (см. п. 7). Рассчитав
ТОТИ 1 О + 2 О 48
"311l1' 15+10 '
и подста вив в формулу (3.2) соответствующие величины, имеем
12 [ 035 +( 1 035) 27 -+
Идем == 1 + (o,48 1).o,35' , 2,7+15
+ 0,35 (O,48 1) ] == 3,9 В.
,1
I
'!
Поскольку последнее значение И д см заметно отличается от предыду-
щеrо то необходимо повторно рассчитать R 2 и Rl по формулам (3.25) и
(З.26) (исходя из несколько уменьшенной величины И д см 3,5 В с тем,
чтобы не проводить еще раз расчет):
R == 104 12 6,4 == 19 3 кОм,
2 6,4 3,5 '
Выбираем R 2 == 20 кОм.
R 2,4 0,65 3 1 О
, к М.
1 == 9,6/(2.104)+(3,5 2,4)/104
Выбираем Rl == 3 кОм.
103
I
!
I
"
10. Рассчитываем емкость конденсатора С, исходя из наибольшей
длительности плоской вершины и наименьшей постоянной перезаряда
конденсатора С, которые в данном примере определяются длительнос-
тью паузы Т lи и постоянной времени Тотн==С (R п + RiIIR:.).
При допустимом спаде плоской вершины б 1 % имеем
С == Т tи 6,5.10 (]
52 нФ.
б (R H +R 1 /R 2 ) 0,01 (10 + 2,4). 10З
Выбираем номинальное значение С == 0,1 мкФ.
11. Определяем длительность фронта Выходноrо импульса t фр '
Предварительно рассчитываем время нарастания фронта выходноro
импульса t H вых без учета влияния суммарной паразитной емкости СО,
определяемое как время, в течение KOToporo синусоидальный сиrнал
и вх т 2n
in и1 + t)
u,;ыхи)== R ви т == 10Siп ( о,15 + 2n t ) В (3.27)
I/R Bx +1/R 1 + I/R 2 +1/R H Т
нарастает от уровня И наим + 0,1 Ивых т == 2,8 В до уровня и наим +
+0,9 Ивых т==6 В [время t отсчитывается от момента отпирания диода
Дl; t 1 0,15 Т/2л определяется из уравнения (3.24)]. Можно показать,
тo
t H вых == (O,8 O,2) .10 c. 0,6 МКС,
Длительность фронта с учетом влияния паразитной емкости С мож-
но оценить по приближенной формуле, считая, что в данном лучае
справедлив rеометрический закон сложения искажений фронта, т. е.
приняв
t =="1/ t 2 + [ 22 СО ] 2"" ""
фр v иных , 1/RBH+l/Rl+lIR2+1/RH ""t HDIdX ........O,6 мкс.
Длительность среза будет меньшей величины, так как при форми-
ровании среза размах изменения U ыx (1) больше.
Пример 15. Рассчитать двусторонний параллельный диодный orpa-
ничитель, удовлетворяющий условиям примера 14.
1. Выбираем схему оrраничителя с одним источни[{ом смещения
(рис. 3.16, а), В этой схеме с помощью диода Д 1 и источника смещения
Есм формируется импульс положительной полярности, диод Д2 отсе-
Кает отрицательную полуволну синусоидальноrо сиrнала на уровне
u ОТ2' Амплитуда выходноrо сиrнала составляет И == Е +
+ и вых т см
ОТ 1 + и от2' Выбрав напряжение ИСТОчника смещения стандартной
велИЧины Еем == 3 В, можно формировать импульс амплитудой около
t В (несколько превышающей Еем за счет напряжений отпирания
ОТ! + и ОТ2 0,9 В).
2. Определяем максимально допустимое значепие оrраНичивающеrо
СОПРотивления Ro[p. Оно прежде Bcero лимитируется допустимым
уменьшением амплитуды синусоидальноrо сиrнала в пропускном Ha
I1равлении (коrда диоды Дl и Д2 закрыты). С увеличением сопротивле
Rмя R о!.р возрастает падение напряжения Н,а нем, поэтому уме:ньшает
11:)7
ся амплитуда сиrнала, поступающеrо на ВЫХОД, а следовательно, и кру-
тизна нарастания фронта.
Максимально допустимое значение сопротивления находим из еле-
дующеrо неравенства:
И вх т R п sin ( 2 n t ф р ) >- 0,8 И вых т' (3.28)
Rоrр+Rи+Rвн т
выполнение KOToporo обеспечивает нарастание выходноrо импульса
от 0,1 Ивых т до 0,9 Ивых т за время, не превышающее допустимую
длительность фронта t фр == 1 мкс. Из неравенства (3.28) следует, что
R orp -< R п [ ивх т sin ( 2п t ф р ) 1 ] RRn ==
0,8 и вых т т
== 104 [ sin ( 2 n J... ) 1 ] 103 == 16,5 кОм. (з.29)
3,2 10
,'"
J '
[(o p
t
,
I
I
С н *
1
I
Ян
\ I
\ I
\ I
\..../
Е с />!
Q
а
Рис. 3.16. Схема двустороннеrо параллельноrо оrраничителя (а) и
ЭIIЮрЫ напряжения (б) на ero выходе.
Второе условие, лимитирующее величину R орр, связано с постоян-
ной времени 't пр перезаряда паразитных емкостей СО == С Н + СМ +
+ СП! + С п2 == 65 пФ (сумма монтажной емкости и емкостей перехо-
дов диодов СП! И С П2 принята равной 15 пФ). При R о"р == 10 кОм; RH==
10 кОм
Т пр == СО (R orp + R нп ) [1 R п 0,4 мкс.
Если время нарастания фронта t пе == 2,2 Тпр' определяемое време-
нем перезаряда С(; при передаче идеальноrо перепада напряжения,
оказывается в несколько раз меньше допустимой длительности фронта
t фр , то искажениями, вносимыми паразитными емкостями, можно пре-
небречь. При этом сопротивление оrраничивающеrо резистора находяТ
из неравенства (3.29). В данном примере t пе 2,2.0,4.1O 6 0,9 мкс
сравнимо с t фр 1 мкс, поэтому сопро::ивление R OrP следует выбирать
с учетом влияния паразитных емкостеи.
Можно показать (см. приложение 1, п. 1), что при работе в области
пр опускс ния выходное напряжение оrраничителя оценивается прибли-
женной фоормулой 1 )
1 1 '
' 1 1:
11'1
,11
11;
1) Формулой (3.30) определяется выходное напряжение для положительной
полуволны синусоидальноrо сиrllала.
108
F ..'...
. ', ,.,
'"
) И К t2 n/Тпр т
Ивых (t вх т пр
1 +t/3. пр
== и НХ t 2 njC o (R orp + RRH) т
1 +t/3. пр
(3.30)
rде
К ==
. пр R orp + R вп +RH
ласти пропускания.
В тече ие длительности фронта t фр выходное напряжение превыша-
ет нулевои уровень приблизительно на величин у О 8 И т е
, БЫК т' . .
2
U ( t ) и tфрn/С о (ROI,p +R BH ) Т О 8 И
вых фр ВХ т 1+tфр/ 3т пр 'BЫX т'
ИЗ последнеrо равенства оцениваем максимально допустимое СОПDО-
тивление R orp по формуле '
3,75 и вх т tфрn 1
иных т т
3С о R и ! tфр + 1
3 75 10 '.3,28
10 4 ' 4 10.10 6 3
. 10 == 11 кОм.
3.65.10 12.1 04 ЛО 6 + 1
Выбираем номинальное значение R Orp == 10 кОм.
3. РаССЧИТ .IВаем коэффициент оrраничения по допустимому изме-
нению плоскои вершины ВbJходноrо импульса ( 6 == /).и / И ==
О 01) Д u вых вых т
, . ля положительно и полуволны
R п
Тпр
С (R +R коэффициент передачи в об-
о орр вн)
R orp -< R H
RBH
(3.31)
Kopp {j 0,01 3,5.10 3.
ивх'т/ивых т (ECM +UO'fl)/UBblX т 15H 3,5/4
Для отрицате.rIЬНОЙ полуволны этот коэффициент еще меньшей ве-
личины
К ОРР == {j == 2,75.10 3.
и вх т/ивых т иOT2/иBЫ'A т
4. Определяем требуемое значение прямоrо сопротивления дио.
дов Дl и Д2 при помощи соотношения (3.8):
r пр == (R orp + R вп ) K orp l(1 Kopp) (R orp + R вп ) К орр '
n Для диода Дl имеем 'пр 40 Ом, а для диода Д2 'пр 30 Ом.
ри этом через диод Дl протекает прямой ток
J иВХ m (ECM+иOTl) 1 А
пр М I
Rorp+RBH
а через диод Д2
1 "'" и вх т иOT 2 "'" 13
пр I"""OJ ,..,."
R orp +RBH
ВЫбираем rерманиевые мезадиоды Д311.
мА.
1
'1
/-
109
Пример 16. Рассчитать устройство, обеспечивающее уменьшение по-
rрешности измерения бур, которая обусловлена отклонением нулевоrо
уровня на входе пороrовоrо устройства (из-за образования динамичес-
Koro смещения на разделительном конденсаторе), до величины, не пре-
вышающей 1 %. Пороrовое устройство предназначено для реrистрации
статистически распределенных импульсов, средняя интенсивность ко-
торых составляет 105 импульсов в секунду. Максимальная амплитуда
ИМПУЛЬСОВ равняется 10 В. Пороrовое устройство должно реrистри-
ровать импульсы, амплитуда которых превышает 5 В. Реrистрируемый
сиrнал представляет собой последовательность импульсов, фронт ко-
торых нарастает с постоянной времени Т фр с == 0,2 мкс, а срез спадает
с постоянноЙ времени т ер е == 2 мкс. Проходя через усилитель, реrист-
рируемыЙ сиrнал утрачивает свою постоянную составляющую и появ-
ляется на выходе последнеrо каскада усилителя в виде
Ир.',,!Х (/) == ии [ ех р ( ) ехр ( )] Uпое'
Тер е Тфр с
[де
т
и пое == 5 [ exp ( ) exp ( )] dl ==
Т Тер е Тфр с
О
== Ии [ Те; с (1 е C: c ) Тф С (1 е ф: с) ] ==
== ии Тср с Тфр е
т
постоянная составляющая реrистрируемоrо сиrнала. Входное сопро-
тивление пороrовоrо устроЙства R BX == 10 кОм. На выходе усилителя
имеется разделительный конденсатор С, емкость KOToporo надо выб-
рать так, чтобы поrрешность измерения бам, обусловленная уменьше-
нием амплитуды сиrнала из за заряда конденсатора С, не превышала
1 %. Необходимо также определить требуемую величину BHYTpeHHero
сопротивления усилителя RBH' при которой суммарная поrрешность
измерения б == бур + бам < 2%.
1. Для восстановления утраченной постоянной составляющей сиr-
нала и уменьшения отклонения нулевоrо уровня используем диодный
фиксатор уровня, схема KOToporo показана на рис. 3.17, а. В этой схе-
ме усилитель заменен эквивалентным [енератором напряжения И ВЫХ (/)
с внутренним сопротивлением R вп . Через разделительный конденса-
тор С сиrнал поступает на вход пороrовоrо устройства ( в схеме на рис.
3.17, а показано лишь ero входное сопротивление R BX == 10 кОм). При
напряжении ИВЫХ (/) < и от диод отпирается, конденсатор сравни-
тельно быстро заряжается до величины, равной постоянной составляю-
щеЙ сиrнала U пос, И на выходе фиксируется нулевой уровень. При
нарастании напряжения ИВЫХ (t) диод запирается и пропускает им-
пульс на вход пороrовоrо устройства.
2. Рассчитываем емкость разделительноrо конденсатора С, исходя
ИЗ допустимой поrрешности измерения (бам 1 %), обусловленной
110
111
I
уменьшением амплитуды сиrнала на входе пороrовоrо устроЙства IIз-за
sаряда конденсатора С. Указанная поrрешность определяется измене-
нием напряжения tJ.Ис (1т) на конденсаторе С в течение нараста-
f/ИЯ импульса до cBoero амплитудноrо значения, т. е.
'т
ДИС (1т) == + S ёс (/) dt.
о
Ток заряда конденсатора ic (t) с достаточной точностЬ!() можно рас-
считать по формуле
ic(t) ипых(t)+Uпос == ии (e :pc e ;pe )
+ + '
с
I {/ихт
I
I
t m t
б
д
lIВЫХ (tJ
f1
Рис. 3.17. Схема диодноrо фиксатора уровня на входе пороrо[юrо
устройства (а) и эпюра ВХОДllоrо иапряжения (6).
при выводе которой учитывалось, что в период нарастания импульса
напряжение на конденсаторе меняется на пренебрежимо малую
величину (по условиям задачи требуется, чтобы дис (1т) 0,01 и выхт ),
Поэтому можно считать, что оно остается равным U пое , т. е. той ве-
личине, до которой конденсатор заряжаеТСR до момента появления им-
пульса (пока диод проводит). Следовательно,
I
т ( t t
Дис(t m ) S e '(cpc e фре ) dl == Х
Тзаи Т заи
О
Х [ i cp с С е :; с ) 'r фр с С e '(;: с ) ] -< 0,01 U ВЫХ т' (3.32)
rде 'заи == С (R BH + R BX ) постоянная времени заряда раздеЛИ1ель-
Horo конденсатора С (коrда диод закрыт);
( 1т 1т ) т
и ВЫХ т== ИИ е cp O e фр с == ИИ ( 1 Тфр е ) ( ,фр е ) 1'CI.J e :pc
Тср о Тер С
........ аМплитуда импульса на входе пороrовоrо устроЙства;
't т == Торс'фрс ln Тер е
Тср с 'фр О 'Фv е
111
.
время, в течение KOToporo сиrнал достиrает cBoero амплитудноrо
значения (см, рис. 3.17, 6).
Рассчитав
1
UBbIxm==UII(I O,I). (0,1)9 О,7uи;
{ т == 2 . 0,2.10 6 ln 0,51 МКО
2 0,2 0,2
и подставив внеравенство (3.28), определим постоянную времени
't 2 ин [ Т ( 1 е t ; с )
ван 9" О,Оlи вых т ер е
Тфр с С е '1; с )] 38 МКС.
Емкость разделительноrо конденсатора находим по формуле
С == 'tBaHl(RBH + R BX ) (3.33)
после определения требуемой величины BHYTpeHHero сопротивления
усилителя R BH .
3. Оцениваем внутреннее сопротивление усилителя R BH , исходя из
допустимой поrрешности измерения бур, которая обусловлена смеще-
нием нулевоro уровня. Эта поrрешность зависит от отношения разности
динамическоrо смещения и д сМ на J<онденсаторе С и постоянной
составляющей сиrнаJlа и llое К амплитуде сиrнала И вых т' т. е.
(\'р == (Ид ем Ипое)/Ивых т"
Вычисляем напряжение динамическоrо смещения И д ем' несколько
упростив форму сиrнала и вых (t) и представив ero в виде последователь-
ности идеально прямоуrольных импульсов с такой же амплитудой
И и постоянной составляющей И llое , что И Р еальный сиrналz
вых т
и вых (/) == { И вых m И 1l0О для О t t и ,
И пое для t и t -< Т.
При этом длительность идеальноrо импульса t H находим из условия ра-
венства постоянных составляющих, т. е.
и tи '(ер о '(фр о
и
вых m т и т '
из KOToporo следует, что
) ИII
lи == (Тер е ТФр с и
вых т
== (2 0,2) ; 10 6 == 2,6 мкс.
0,7и и
!,I!I
Указанная последовательность прямоуrольных импульсов приво-
дит К почти такому же изменению заряда на конденсаторе С, что
и реальный сиrнал, поэтому поrрешности расчетов оказываются пре-
небрежимо малой величины.
112
(>,.
В течение действия импульса напряжение на конденсаторе достиrа-
ет величины
( н ( t" )
ис (t ll ) == Идем е '1;зан (и вых т U IIОе ) 1 е .
после прекращения импульса, коrда отпирается диод Д и конденсатор
начинает разряжаться с ПОСТОянной времени Т ОТ н == С (R вв + r пр)
. CR BH , напряжение на конденсаторе за время Т t и становится
равным
ис (Т tи) == ис (tи) ехр ( T tH ) + и поо [ 1 ехр ( Т tи )] ==
. 'отн '(ОТ н
== [Идем uпоо ивых т (е 1;::и 1)] х
хехр ( Т tИ ) +ИllОО.
'ван 'ОТИ
В стационарном режиме напряжение на конденсаторе в конце пе--
риода Т равняется U д см' Из этоrо условия можно найти динамичеСКQе
-'смещение
и11.0М ==ИllОО ИВЫХ т ( ехр.....!..!!..... 1 )/ [ exp ( + T tH ) 1 ] .
". 'ван '(ван '(ОТИ
(3.34)
При неизменной амплитуде сиrнала поrрешность измерения бур,
обусловленная смещением нулевоrо уровня, составляет
бур Uдсм: Uпоо == ( exp 1 )/[ ехр ( ....Ь!.....+ Т tи ) l ]
и вых т 'ван '(ваи 'ОТИ
HaK минус означает, что амплитуда импульса на входе пороrовоrо
устройства меньше реальной величины).
Постоянную времени Т отн определяют, исходя из наибольшей по-
rрешности бур паи!\", которая имеет место в случае, коrда за сиrналом
наибольшей амплnтуды (И ВЫХ т == 10 В) следует сиrнал наименьшей
амплитуды (И вых тl == 5 В). При этом напряжение на конденсаторе
в Конце периода Т достиrает величины
иСI (Т tи) == иСI (t H ) ехр ( Т tи ) + U llo t.l [ 1 ехр ( T t и )] ==
'(отн '(отн
== [Идем Uпоеl Uвыхтl (ехр <:н 1)] Х
( tи Т tи )+и
Х ехр llоеl'
'(ваи 'отн
Здесь U д сМ динамическое смещение на диоде (определяемое выра-
lКением (3.34» для предшествующеrо периода во время действия сиr-
. пала наибольшей амплитуды. Напряжения, обозначенные дополни-
113
l'
11
11
1,
,.
тельным индексом «1», соответствуют сиrналам наименьшей амплиту-
ды. При этом поrрешностЬ определяется отношением разности напря-
жения на конденсаторе UCI (Т t и ) и постоянной составляющей сиr-
нала U оое1 К ero амплитуде и вых т1, Т. е.
ИСI (Т tи) Ипоеl == { Ипое ИПООl ( ехр.......!J!..... 1 ) х
бур наиб . : И вых ml И вых тl 'tзан
Х [ 1 + Иных: ]} e \'}, (з.36)
Ивых ml (е 1) .
Ипос UПО(;l == UИ ИИl
Ивых ml О,7иИl
( exp 1 ) [ 1 +
tзви
х 'tcp е ТФр е == 2 1 . 2 0,2 0,26;
т 1,7 10
Ипых\'}m ] == 0,07,
И ВЫХ т (е 1) t;;аи
мым коэффициенто r насыщения К на е == 1 б NII и '" необходимо выбрать
так, чтобы ток насыщения 1 и " 3 мА. Ключ предназначен для форми-
рования импульсов амплитудои и ВЫХ т 6 В, которые поступают
в емкоСТНУЮ наrрузку с С" == 400 пФ. При ero запирании импульсом
тока с крутым срезоы, коrда транзистор переходит в область отсечки,
формирование среза затяrивается на недопустимо большое время
2 2и БЫК т(Св+Си)II и ,,==2,2 мкс (интеrральная емкость коллекторноrо
п рехода С н ==90 пФ). Требуется сократить длительность среза до 1 мкс.
В приборе имеются Источники питания
со стандартными напряжениями 6; 12;
24 В.
1. Выведем формулу для расчета
длительности среза в схеме ключа на
рис. 3.18. При переходе транзистора в
область отсечки потенциал коллектора
ине (t), нарастая с постоянной времени
't op == (R И1 + R и2 ) (СВ + Си), стремится
достиrнуть уровня Е и , т. е.
Etp .
rде
найдем
fi;
Е к
{}== + Т tи .
tзаи 'tоти
Подставив в (3.35)
Вхо;;
.....ra..
выхоа
{} == In 0,26 O,07 == 2,25,
0,02
Т tи == (I0 26).10 " == 3,4 мкс.
fj tи/'tзаи 2,25 0,07
UHJ(t)== Uио+(Еи Uин) х
х (1 e ",:p ) Еи (1 e ", p ). (3.36)
Рис. 3.18. Схема транзисторноrо
ключа с диодным оrраничите
лем на выходе.
'Т ОТН
Таким образом,
(3.33)]
Коrда потенциал точки А становится равным Е ф + u ОТ, диод
отпирается и выходное напряжение фиксируется на этом уровне. Вы-
брав напряжение источника питания Е ф == 6 В, можно обеспечить
формирование импульсов с заданной амплитудоЙ и вых т == 6 В. При
91'Ом длительность среза { ер , определяемая по формуле (3.36) как вре-
мя, в течение KOToporo выходное напряжение, т. е. U и в (/) нарастает
отО,1 и вых тдоО,09 и выхт , можно рассчитать при помощи выражения
Внутреннее сопротивление усилителя рассчитываем по ФОРМУJIе
RBH
R"x 104
tааи/'tоти 1 38'3,4 I
емкость разделительноro конденсатора [см.
1 кОм.
38 . 10 "
С == 3,45 нФ.
(1 +10).103
Выбираем номинальное значение С == 3,6 нФ. При этом необхо-
димо несколько уменьшить внутреннее сопротивление усилителя
t == 't 1 Еи О,IИвыхт
ер ер n .
Еи 0,9Ивых т
(3.37)
R 'tо ти , ==
во С пр
3,4.10 6 500 450 ОМ
3,6.10 9
2. Выбрав Е и == 24 В, находим требуемую величину постоянной
Времени 't ep , исходя из допустимой длительности среза t ep 1 мкс:
't cp == t ep I ln ЕR О,IИвых т == 10 6 1 Jn 24 O,6 4,3 МКС. (3.38)
Еи 0,9Ивых т 24 5.4
3. Рассчитываем наименьшее значение сопротивления Rи == R И1 +
+ R и2 исходя из допустимой величины тока насыщения
RR Е и == 8 кОм.
'и"
Данной величине R R соответствует
'Тер взим == , Е и ( СВ + си) == 3,9 мкс.
нн
(сопротивление проводящеrо диода r ор == 500 Ом принято сравнитель'
но большим, так как диод работает при малых смещениях).
4. Выбираем фиксирующиЙ диод. Целесообразно использовать им'
пульсный rерманиевый диод с относительно малым напряжением от'
пирания. Можно использовать rерманиевый мезадиод Д311,
Пример 17. Рассчитать последовательный диодныЙ оrраничитель,
предназначенный для сокращения длительности среза импульса на вы-
ходе транзисторноrо ключа (рис. 3.18). Сопротивление резистора в це-
пи коллектора, наименьшая величина Koтoporo лимитируется требуе-
114
L,o,"' . . ....
115
Следовательно, выбрав Е н == 24 В, R H == 8 кОм, в схеме на рис. 3.18
можно обеспечить формирование среза в течение времени
t ==R (С +С )ln EH O,lUBblxт O 9 МКС.
ср н н н EH 0,9иBЫX т '
Если постоянная времени Тср, рассчитанная по формуле (3.38), за-
метно превышает т ср нанм, то следует при возможности уменьшить на-
пряжение Е н (например, до 12 В). Если же, наоборот, 't ep , рассчитан-
ная по формуле (3.38), оказывается меньше т ер ванм, то это означает
что при помощи диодноrо фиксатора без увеличения Е н эту вадачу ре.
шить невозможно.
4. Рассчитываем сопротивления 'резисторов R нl И R н2' Наименьшее
значение сопротивления R нl определяется из условия
R Hl> (EH Еф)/I н в == 6 кОм,
при выполнении KOToporo обеспечивается запирание диода при насы.
щении транзистора. Необходимо иметь в виду, что при чрезмерно боль-
шом сопротивлении R H1 (разумеется, в пределах R H1 + R H2 == 8 кОм)
длительность фронта выходноrо импульса увеличивается, так как
при отпирании транзистора диод быстро запирается и емкости Сп и Си
перезаряжаются через сравнительно высокоомное сопротивление
R н == R нl + R 112- Поэтому сопротивление R нl следует выбирать ТaI<ИМ
образом, чтобы во время формирования фронта диод оставался откры-
тым и емкости Си и С н перезаряжались через низкоомную цепь
R н2 ДЕф, Это требование можно выполнить, рассчитав сопротивление
резистора R 1(1 так, чтобы ток через диод
Ек Lф Uд Ен Еф
lд==
R H l R ю
равнялся 1 к п, т. е.
Ен Еф 6 6 О
R H1 == , к М.
0,9/ нв
Выбираем номинальное значение R нl == 6,8 кОм. При этом
R И2 == Rи Rиl == 8 6,8== 1,2 кОм.
5. В качестве фИ1<сирующеrо элемента можно использовать им-
пульсный мезадиод Д311. u u
Пример 18. Рассчитать последовательныи диодныи оrраничитель,
предназначенный для уменьшения длительности среза выходноrо им-
пульса ключевоrо элемента, суммарное сопротивление R H в цепи кол-
лектора KOTOPQrO задано и равно 2 кОм. Амплитуда выходноrо импуль-
са U /'OJ «> в емкость наr ру зки СВ == 400 пФ, интеrральная ем-
вых т "" , Т ,
кость коллекторноrо перехода Си == 90 пФ. ребуется уменьшИ1Ь дли
тельность среза до 0,25 мкс.
1. Рассчитываем постоянную времени перезаряда параЗИТНbJЛ I::M-
костей
t co == R H (Сп + Си) 1 МКС
116
.
и оцениваем длительность среза в схеме без диодноrо фиксатора:
(ср наиб == 2,2т ср -.::::: 2,2 мкс.
2. Выбираем напряжение источника питания Е ф , исходя из ампли-
туды выходноrо импульса Е ф и вых т == 6 В.
3. Определяем напряжение источника питания Ею необходимое
'для уменьшения длите,'IЬНОСТИ среза до 0,25 МКС путем фиксации по
тенциала коллектора на уровне Е ф ,
Для ключа с фиксирующим диодом длительность среза t ep находим
ПО формуле (3.37), из которой следует, что при заданных t ep ==0,25 мкс;
'tep == 1 мкс; Ивых т == 6 В напряжение источника питания
CP
Е И 0,9 0,1 е
н == вых т
== 6 о, 9 0, 1.0,78 == 22,6 В.
1 0,78
l e
cp
При напряжении Е Rf равном стандартному значению 24 В, можно
уменьшить длительность среза до величины, меньшей 0,25 мкс.
4. Выбираем сопротивления в схеме рис. 3.18:
R H1 == R H == 2 кОм; R И2 == О.
При подключении фиксирующеrо диода непосредственно к коллекто-
ру транзистора (R н2 == О) суммарная паразитная емкость увели-
чивается на величину зарядной емкости перехода диода Сп. Для рас-
сматриваемоrо случая это несущественно, поскольку СВ + С н Сп.
В заключение заметим, что в данном примере в результате увели-
чения мощности, потребляемой от источника Е н, эффективность дейст
Вия диодноrо фиксатора -более чем в 4 раза выше, чем в предыдущем:
здесь t ep == 0,25 мкс, а в предыдущем t cp == 1 мкс, причем условия
в обоих примерах (за исключением одноrо из них, лимитирующеrо со-
противление R н) одинаковы. В предыдущем примере требовалось уве-
личить сопротивление R н пропорционально напряжению Е к, чтобы co
хранить ток насыщения 1 н в на заданном уровне. В данном случае co
Противление R н оставалось неизменным, поэтому с увеличением Е и
возрастал ток перезаряда паразитных емкостей, что способствовало
заметному уменьшению длительности среза. В предыдущем же
примере сокращение длительности среза было обусловлено использо
Ванием начальноrо, более KpYToro участка формирования выходноro
ИМПульса.
Задача 14. РаССЧfJТ(]ТЬ последовательный диодныЙ оrраничите.rlЬ,
предотвращающий передачу выбросов на вершине импульса в наrрузку
с.сопротивлением R H ==5 кОм и С н == 100 пФ. Амплитуда наибольшеrо
.ъ.броса достиrает 0,5 В. Последовательность импульсов положитель-
НОй полярности с Т == 10 мкс, длительностью t и == 3 MI<C и амплиту
Дой U т == 8 В поступает от reHep атора с внутренним сопротивлением
R вп === 1 I<ОМ, на выходе KOToporo уровень сиrналов смещен на величи
)lIу их Постоянной составляющей. Длительности фронта и среза импуль-
117
са на выходе reHepaTopa составляют 0,1 мкс. Параметры оrраничителя
должны быть подобраны так, чтобы длительности фронта и среза им-
пульса, поступающеrо в наrрузку, были не более 0,3 мкс. Наrрузка
подключается к выходу оrраничителя через разделительный конден-
сатор, емкость KOToporo необходимо выбрать так, чтобы спад плоской
вершины импульса был не более 0,1 %.
Задача 15. Рассчитать параллельный диодный оrраничитель по ус-
ловиям задачи 14 и сравнить с последовательным диодным оrрани-
чителем.
Задача 16. Рассчитать двусторонний последовательный оrраничи-
тель, формирующий трапецеидальные импульсы амплитудой U вых m ===
== 5 В из синусоидальноrо сиrнала частотой f == 1 мrц, поступающеrо от
reHepaTopa с внутренним сопротивлением R ви == 1 кОм и имеющеrо
амплитуду и ВХ т == 10 В. Оrраничитель наrружен на сопротивление
R == 2 кОм, шунтированное емкостью С Н == 20 пФ. Длительности фронта
и среза выходноrо импульса не должны превышать 0,15 l\ШС. Допусти-
мые искажения плоской вершины не более 1 % .
Задача 17. По условиям задачи 16 рассчитать двусторонний парал-
лельный оrраничитель.
Задача 18. Рассчитать диодный фиксатор уровня, предназначенный
для восстановления постоянной составляющей сиrнала, утраченной
при передаче через разделительный конденсатор. Сиrнал поступает на
измерительную схему с выхода усилителя и представляет собой после-
довательность импульсов трапецеидальной формы с длительностнlИ
фронта t фр е == 0,5 МКС и среза t ep е == 2 мкс. Уровень сиrналов смещен
на величину постоянной составляющей. Их амплитуда меняется от
2 В до 5 В, длительность плоской вершины импульса t и ==
== 0,5 мкс, средняя интенсивность следования 1О Б импульсов в се-
кунду. Входное сопротивление пороrовоrо устройства R Bx == 10 кОм,
емкость С ВХ == 10 пФ. Необходимо выбрать диод, определить требуе-
мую величину BHYTpeHHero сопротивления усилителя R ви и емкость
разделительноrо конденсатора так, чтобы суммарная поrрешность из-
мерения амплитуды импульса б == бур+б ам < 5%.
3.3. Усилители-оrраничители на биполярных транзисторах
3.3,1. Схемы на насыщенном транзисторе и расчетные формулы
Транзисторный ключ, особенности KOToporo подробно рассматрива-
лись в rл. 2, представляет собой простейший усилитель оrраничитель
последовательноrо типа. В ключевой схеме (рис. 2.8) при запирании
транзистора выходное напряжение фиксируется на уровне, близкоМ
к напряжению источника коллекторноrо питания Ем l иuRи Е".
При этом в усилителе на транзисторе типа p-n p имеет место orpa-
ничение по минимуму, а на транзисторе типа n p-n оrраниче-
ние по максимуму. Если амплитуда входноrо импульса достаточно ве-
лика, чтобы насыщать транзистор, то в первом усилителе наступает or-
118
1
'11'
1I I
раничение по максимуму, а во втором оrраничение по минимуму. Та-
ким образом, транзисторный ключ можно использовать в качестве дву-
CTOpoHHero оrраничителя. Коэффициент передачи в пропускном Ha
JIравлении К ПР определяется коэффициентом усиления по напряжению:
К N '\'Н R H N'\'и R и
ПР
RBH+ ' вх R BH + 'б
При отсечке входноrо сиrнала коэффициент передачи K orp можно
считать равным нулю, так как Выходное напряжение практически не
меняется. Если же оrраничение обусловлено насыщением транзистора,
ro коэффициент передачи в режиме оrраничения Коср
К == l:..U нэ == UJIЭ "" 'ЭIJ
о,р л л "" t
L>lIBX u./o(RBH+rBX) Rэн+'б
[де r эп == tJ.Uна/tJ.lб передаточное сопротивление насыщенноrо
транзистора, включенноrо по схеме с общим эмиттером.
В ключе с общим эмиттером передаточное сопротивление составля-
ет Bcero единицы ом, поэтому на практике Kor'p О И при насыщении.
Несколько большую величину имеет передаточное сопротивление
в ключе с общей базой (r бп > r ан), НО эта схема на практике редко
применяется_
Транзисторный усилитель оrраничитель обладает достаточно чет-
кими пороrами оrраничения. Но при двустороннем оrраничении из-
ва насыщения транзистора наблюдается расширение выходноrо импуль-
са, т. е. длительность выходноrо импульса оказывается больше длитель-
ности входноrо импульса.
В ря;:е случаев расширение выходноro импульса может послужить
причинои нарушения нормальноЙ работы отдельных узлов устройства.
Так, например, в узлах ЭЦВМ расширение импульсов на выходе уси-
лителя оrраничителя приводит к увеличению длительности перебро-
са триrrеров, работающих в счетном режиме. к нарушению фазовых co
ОТНошений импульсных сиrналов, при помощи которых осуществляют- .
ся лоrические операции, и т. д. Для предотвращения или уменьшения
расширения выходных импульсов в транзисторном усилителе-оrрани-
Чителе применяются токооrpаничивающие цепи. Очевидно, что, orpa
Ничив ток базы 1 б на уровне 1 и H/ N == (Е И и и H)/ NRH' можно
предотвратить насыщение транзистора и тем самым исключить расши-
рение иМпульса. Величину тока можно оrраничить, включая резистор
в цепь базы или в цепь эмиттера, а также увеличивая напряжение сме-
щения, запирающеrо транзистор. В том и в друrом случае соответ-
СТвующим выбором напряжения смещения Есм или токооrраничиваlO
щеrо сопротивления в цепи эмиттера R а либо в цепи базы R б можно
уменьшить ток базы до величины 1 б 1 и H/ N' Однако в результате
уменьшения тока баЗbI увеличивается длительность фронта выходноrо
i1миульса, так как уменьшается крутизна нарастания тока коллектора.
поэтому второй путь уменьшения тока базы не рекомендуется. Чтобы
редотвратить увеличение длительностей фронта и среза выходноrо
hМПульса, необходимо сохранить ток базы на уровне. соответствующем
119
.
R 6 == О И R в == О, хотя бы во время формирования фронта и среза им.
пульса. Если шунтировать токооrраничивающее сопротивление конден-
сатором небольшой емкости, то начальный приток носителей в область
базы будет такой же величины, как в усилителе без токооrраничиваю.
щей цепи, поэтому длительность фронта импульса увеличится незначи.
тельно. По мере заряда конденсатора входной ток уменьшится, приб-
лижаясь к уровню, соответствующему rpa-
нице насыщения, и импульс не будет рас-
ширяться.
В исходном состоянии транзистор (рис.
3.19) закрыт смещением ЕСI\\' подаваемым
на ero базу. В момент времени 'о на вход
усилителя поступает отпирающий импульс
(рис. 3.20), Ток базы скачком увеличива-
ется до сравнительно большой величины
1 6т == IИ ахm (Е см + Ив OT)]/(R"8 +
+ r б), что обеспечивает быстрое на-
растание фронта ВЫХОДlIоrо импульса.
По мере заряда конденсатора С в умень-
шается положительное смещение на эмит-
терном переходе, а поэтому сокращается
поток носителей в базу транзистора. Базо-
выЙ ток постепенно уменьшается и в кон-
це концов устанавливается на уровне 151'
величину KOToporo можно выбрать так, что-
бы транзистор работал на rрани насыщения. Величина тока базы 151
оrраничивается сопротивлением резистора R в' Если выбрать сопротив-
ление R в так, чтобы
Iбl N::::;; Iкн==(Ек Икв)/RII'
EK
выхоа
r: э
Рис. 3.19. Схема усилите-
ля-оrраничителя с TOKO
оrраничивающей
RС-цепью в эмиттере.
т. е.
RB ....!3.!5...... ( Uвхm (Есм+Uэ ()") N Rвн+rб ) .
I + N EK UKH R K
то можно предотвратить насыщение транзистора и тем самым исклЮ-
чить расширение выходноrо импульса. При этом, зашунтировав резис-
тор R э конденсатором емкостью
(3.39)
СВ (TTN + С К R K )/ R J ,
можно уменьшить длительность фронта до величины
(3.40)
, "' 2 2 (l+ N)('tTN+CKRK)
фр '" . .
1+ R B (1 + N)/(Rап + 'б)
(3.41)
Можно еще больше уменьшить длительность фронта, если увели-
чить емкость С в. При этом уменьшается скорость спада тока базы, пОЭ'
10МУ возрастает крутизна нарастания тока коллектора и уменьшается
длительность фронта. Однако, если емкость С э чрезмерно задерживает
возрастание напряжения в эмиттерной цепи, то во время действия ИМ-
120
"";'
" . "i """
..o;\
пульса 'и а х ток базы не успевает заметно уменьшиться и транзистор
начинает работать в области насыщения. При прекращении выходноrо
импульса в течение времени рассасывания выходной импульс не ме-
няетсЯ, в рuезультате чеrо ero длительность увеличивается (на рис. 3.20
этот случаи показан штриховоЙ линией).
Конденсатор С э способствует и уменьшению длительности среза_
В мом<:,нт окончания входноrо импульса он начинает разряжаться. Раз-
рядныи ток приводит К образованию отрицательноrо всплеска тока ба-
зы, блаrодаря чему ус"оряется формирование среза.
,
t
I
1,
Ми I I
J<
t 2 1
и/(Н I
I кн
EH //(oRI(
. ЦК;}
t o I
1+
",
t
t.
Рис. 3.20. Bp MeHHыe диаrраммы для УСИ,1ителя-орrанн
чителя с токооrр2ничивающей цепью.
3 1 При выборе параметров токооrраничивающей цепи в схеме на рис.
. 9 предполаrалось, что амплитуда входноrо импульса И не ме-
Няется В деи U ств Л б ах m
ни' ите ьности на людается обратное: входное напряже-
е в определенных пределах может меняться, П р и этом если соп ро -
Тивление R б . ,
.' в вы рано, исходя из наибольшей амплитудыl входноrо им-
льса И ах наиб' то при меньших значениях входноro напряжения тран-
эт р не насыщается и выходной импульс не расширяется. Но при
Схема работает как односторонний оrраничитель, что в Р яде сл у -
Чаев нежелательно.
. Чтобы обеспечить двустороннее оrраничение имп у льсов соп р о
- ТИвление Р ез R б '
п истора в вы ирают, исходя из наименьшей ам-
л :ь; вход оrо импульса и ах НВИМ И наибольшей наrрузки уси-
ТИВ и ваиб'" Еи/R ви наим (rде R ни ==R и RI{I (R п + RI{); RII сопро-
JIич =ние наrрузки, которое включается параллельно с RI{)' При уве-
ии амплитуды входноrо сиrнала И ВХ т И уменьшении тока кол-
I 1
нием напряжения на конденсаторе С э' Кроме Toro, возрастает выход-
ное сопротивление усилителя-оrраничителя.
При подаче на вход сиrнала ток базы, как и в предыдущеЙ схеме
сначала скачком увеличивается (рис. 3.22) на величину ,
J И ВХ т (ECM + ИЗ от)
бт
R BH +rб ' 15
а затем по мере перезаряда
конденсатора С б уменьшается,
стремясь к величине
J И ВХ т (Е см + ИЗ от)
бl .
R BH + 'б+Rб
Ток коллектора после насы-
щения транзистора в момент
времени t 1 , в отличие от схемы
на рис, 3,19, не остается по-
стоянным, а увеличивается по
мере возрастания тока намаrни-
чивания трансформатора. При
насыщении транзистора ток на-
маrничивания, а следовательно,
и ток коллектора возрастает
почти линейно. К моменту окон.
чания входноrо импульса ток
коллектора достиrает величины 1 )
/Hт /нн+(Ен==и нн ) t ивх ==
[ 1
== (Е н U н в) ( + ) .
R H Н [ 1
Т С увеличением тока коллектора уменьшается степень насыщения
ранзистора, поэтому длительность выходноrо имп у льса воз р аст ает
HeHaMHoro.
б Если токооrраничивающее сопротивление R б выб р ано
bl при наименьшем входном токе так, что--
.
лектора / н н (из за увеличения R н) повышается степень насыщения
транзистора, поэтому длительность выходноro импульса увеличивается
Ex ,
IEJRh
Рис. 3.21. Схема усилителя-оrраничителя с транс-
форматорным выходом и RС-цепыо в базе.
на I1t и == ' рас . Увеличение длительности выходноrо импульса можно
рассчитать по формуле
6. / бl + м н н/ Nllаи..
I1t и наиб Тв
Мбт
{З.42)
rAe
А / И ВХ наим Ивх наиб + 6.Е см + 6.И э ОТ
Ll б1
Rвн+'б + R э (1 + N)
11/ н н Ев ( 1 ) ;
R H на им R H наиб
Ы б т == и ВХ т/(Rвв+'б)'
Следовательно, расширение выходноrо импульса, которое имеет Mec
то при увеличении напряжения во входной цепи и уменьшении наrруз-
КИ, зависит от пределов изменения токов [бl И [н н, амплитуды запи-
рающеro перепада I1[ бт И параметров транзистора Т н и N' Если увели-
чение длительности импульса превышает допустимую величину I1t и ДОН'
которая определяется требованиями к данной схеме, то необходимо
принимать меры для уменьшения расширения импульса.
В схемах с трансформаторным выходом расширение импульса мож-
но заметно уменьшить, выбирая соответствующим образом индуктив-
ность первичной обмотки трансформатора.
В схеме усилителя-оrраничителя с трансформаторным выходом
(рис. 3.21) токооrраничивающая цепь Rб С б включена в цепь базы и
так же действует на форму входноrо тока, как и цепь R э С з в предыду-
щей схеме. При таком включении изменение напряжения на этой цепи
не влияет на величину выходноro напряжения,. тоrда как в предыдущей
акеме (рис, 3.19) выходное напряжение несколько меняется с измене.
122
l!(
Е/{
I
I
I
I
1
1
I
I
I
I
I
t o
I
I
I I I
I I Ми I I
..L ,,1 l:oc
"''''''''' k\:/
t
J!( 7iaud
.1lK.1
t
t
Рис. 3.22. Временные диаrраммы для
усилителя-оrраничителя с трансфор-
маторным выходом,
/ И вх наим Есм наиб Иэ ОТ
б1 наим
Rвн+rб+Rб
и наибольшем выходном токе
/ н _,аиб == (Е н U н н) ( + )
R H R H аим
транзистор работал на rрани насыщения, т. е.
/ R / + ЕН ,ИВН t
б1 наим t'N наим R Н Н аиб
L и B:IiC
1
(Я 1) Пос дующие формулы справедливы как для трансформаторной схемы
R -;. 00), так и для бестрансформаторной.
123
и соответственно
R ,...... ивхнаим Есмнаиб иаот R ( R + r )
б""'" 1 t ) t'N напм ви б ,
'::н ( ...!.... + + и ВХ
R H R H наим [ 1
[(3.43)
то при увеличении входноrо импульса и уменьшении тока наrрузки мак-
симальное расширение выходноrо импульса составляет
lБI наиG f}N lбi наям N наим + t'1I H н -Наиб
t:it и наиб Т н
(3.44 )
't N
Мбт N+Е
[l
rде
А.IкннаИб Ек ( 1
R H наим
R H наиб ).
Из выражения (3.44) следует, что длительность выходноrо импуль-
са уменьшается с увеличением тока намаrничивания, т. е. с уменьше-
нием индуктивности LI первичной обмотки трансформатора. Наимень-
шая величина индуктивности намаrничивания определяется макси
мально допустимой величиной тока [К, и тах коллектора в импульсе.
В практических схемах индуктивность выбирается такой величины,
чтобы наибольший ток коллектора [к наиб не превысил допустимую
величину [к, и тах, т. е.
1 [ + Ен наиб ин н на им t 1
н наиб н н наиб L и наиб К. и тах.
1 наим
Из последнеrо условия следует, что
Т' 1 :::::: Е н наиб t
l,; :;::::::' и наиб'
Iк, и тax Iк н наиб
(3.45)
у скор яющую емкость в цепи базы С б, как и емкость в цепи эмитте
ра, выбирают так, чтобы не наблюдалось заметнorо увеличения дли-
тельности фронта из за быстроrо спада тока базы, с одной стороны, и
увеличения времени рассасывания из за роста степени насыщения,
с друrой стороны. Указанным условиям удовлетворяет конденсатор
с емкостью
С б ( N+ l)(ТТN+С н R и )/R б .
(3.46)
Если требования к длительности выходноrо импульса оказываются
очень жесткими, то для полноrо исключения расширения импульса IIC
пользуются схемы ненасыщенных усилителей.
3.3,2. Схемы на ненасыщенном транзисторе и расчетные формулы
Усилитель-оrраничитель, в котором насыщение транзистора пре-
дотвращается при помощи нелинейной обратной связи, действующей
через диод Дос (рис. 3.23), работает следующим образом, В отсутствие
входноrо импульса диод закрыт отрицательным смещением и см ==
== (Е к Е ф ) и остается в таком положении до тех пор, пока потен-
124
циал коллектора под действием входноrо импульса не достиrнет опре-
деленноrо уровня (рис. 3.24). В закрытом состоянии диода обратная
связь не действует и схема на рис. 3.23 работает как простейший TpaH
зисторный ключ с заданным током базы 1 б == 1 вх т (так как ток диода
[д == О). При этом ток коллектора, нарастая по экспоненте с постоянной
времени т ан, вызывает изменение потенциала коллектора. Коrда потен
циал коллектора дости-
raeт уровня U нф Е ф + 16)(
Uбэ и ОТ Е ф . диод
отпирается и начинает дей-
ствовать обратная связь
(на рис. 3.24 в момент вре-
мени '1)' При этом часть
18х rп
t
lб
-EI('
пK
E : tIK
U кэ
t
:.
t
Рис. 3.23. Схема УСИ.1Iпе-
ЛЯ-Ol-раНИЧlIтеля с нели-
ней ной uбратной связью.
Рис. 3.24. Временные ДIIаrраМl'oIbl длн уси-
лителя-оrраничителя с неЛlIнейноЙ обратной
связью.
тока коллектора, равная току диода 1 Д, ответвляется во входную
цепь, уменьшая ток базы. В дальнейшем большая часть приращения
тока коллектора передается в базовую цепь, и если режим диода выб-
ран так, чтобы 1'01< диода обеспечил уменьшение тока базы до уровня
lб == lи/ N,
(3.47)
то транзистор не насыщается. Учитывая, что после отпирания ДИОДа
токи базы и коллектора станут соответственно равными
1 == Ен инф + 1 '" Ен Еф
н R д '" + 1 Д'
н R K
;и кже учитывая у ловие (3.47), можно определить величину тока
да / д, при которои предотвращается насыщение транзистора:
/ 1 ( R / Ен инф ) / Ен Еф
Д + P. t'N Bxт R вхт
t'N к RH N
ТИК ПО величине тока обратной связи / д по вольт-амперной характерис
11 е диода находят напряжение U д на диоде, а затем требуемое значе
ие напряжения фиксации по формуле Е ф U д' Эту формулу можно
125
/ б == Т В Т
х т Д'
(3.48)
получить из условия И и == И д Е ф 1 б'б О, при выполнении ко-
Toporo предотвращается насыщение транзистора, так как коллектор-
ный переход остается смещенным в обратном направлении (ии О),
Если напряжение смещения Е ф выбирают исходя из наибольшей
величины входноrо тока 1 ВХ наиб' наименьшей вuеличины тока Н фф аrруз-
IШ 1 и на им == (Е и И и ф)/ R и наиб И наибольшеи величины коэ ици-
ента передачи тока базы N наиб' то обратная связь обеспечивает нена-
сыщенный режим работы усилителя при наиболее неблаrоприятных
условиях. Но при этом, если наименьшая ВМ!1чина входноrо тока
1 П р и A N оказывается недостаточнои для получения наи-
вх паим t' наим
большеrо тока наrрузки
1 н наиб == (Еи И иф)/ R и наим> т. е. 1 вх наим N иаим < 1 н наиб'
то диод не оптирается, поэтому обратная связь не действует. ДBYCTO
роннее оrраничение имеет место только для сиrналов самплитудои
1 /н ( Е И )
вх т> R R R Н Н Ф ,
t'N к t'N
коrда вступает в действие обратная связь. Обычно цепь Н lИнеfiной
обратной связи рассчитывают исходя из наименьших значеиии 1 ВХ наим,
A N И наибольшей величины тока наrрузки 1 н наиб С тем, чтобы
t' ним б
обеспечить двустороннее оrраничение. При u этом о ратн я связь всту-
пает в действие при сиrналах с наименьшеи амплитудои, что способ-
ствует уменьшению выходноrо сопротивления усилителя. В результа
те изменения выходноrо напряжения с изменением наrрузки оказы-
ваются настолько незначительными, что практически ими можно
пренебречь. При этом потенциал коллектора фиксируется на уровне,
близком к напряжению Е ф , Сокращается и длительность фронта, так
как выходное напряжение, нарастая по экспоненте, т. е.
иВЫХ (t) I вх m N R H (1 e 'с: Н ) ,
фиксируется на уровне, меньшем предельноrо изменения 1 ВХ m NR и'
Длительность фронта определяется выражением
Iвх т N RH O' 1 (EH UH ф)
t фр '['эн lп .
Iвх т N RH 0,9 (EH UH ф)
(3.49)
После окончания входноrо импульса, пока диод открыт, выходное
напряжение практически остается постоянным. В схеме действует OT
рицательная обратная связь, и ток коллектора сравнительно быстро
(с постоянной времени '['aN) изменяется на величину (J.NI Bx т' Время, в
течение KOToporo диод остается открытым, определяется временем рас-
сасывания избыточных носителей из базы диода t pac д, на которое уве-
личивается длительность выходноrо импульса.
Следовательно, в ненасыщенном усилителе с нелинейной обратной
связью увеличение длительности выходноro импульса лимитируется
временем рассасывания избыточных носителей из базовой области дио-
да. Поскольку у современных импульсных диодов постоянная времени
126
1"r
накопления значительно меньше, чем у транзисторов, то в схеме с не-
линейной обратной связью удается существенно уменьшить расшире-
ние импульса, по сравнению со схемой насыщенноrо усилителя. Это
время значительно уменьшается при использовании диодов Шоттки
(16). u
после запирания диода, коrда цепь обратнои связи разрывается,
выходное напряжение спадает с постоянной времени '[' эн' Длительность
среза t ep 2,2'[' эи оказывается больше длительности фронта.
Схема на рис. 3.23 неудобна для практическоrо использования, так
кЗI< она содержит незаземленный источник смещения Е ф [17]. В схемах
рис. 3.25, а, б фиксирующее напряжение создается при помощи резис-
тивноrо делителя Rl R2 в цепи базы. В схеме рис. 3.25, в резистор
Jt
Ef(
НI(
[их Дис
ECM
t1
Рис. 3.25. Практические схемы усилителей с
неЛНllеi'Iной
обратной
связью.
Rl заменен диодом Д, имеющим большее напряжение отпирания U от.
чем диод Дое В цепи обратной связи. Сопротивление R 2 обычно выби-
рают так, чтобы цепь смещения R2 Еем не шунтировала вход тран-
зистора. Сопротивление R 1 определяют, исходя из rребуемоrо уровня
фиксации потенциала коллектора И иф'
Усилитель-оrраничитель с автотрансформаторным включением це-
пи нелинейной обратной связи (рис. 3.26) работает следующим обра-
зом. При подаче входноrо импульса транзистор открывается и потен-
циал коллектора, а с ним и падение напряжения на диоде Дос в
цепи обратной связи повышается. При этом увеличение падения напря-
Жения На диоде в п авт раз превышает возрастание потенциала коллекто-
ра (rде п авт ==(Wi + WI)/Wi коэффициент автотрансформации). Поэ-
Тому диод в цепи обратной связи отпирается до Toro, как потенциал кол-
лектора относительно базы становится равным нулю, что исключает,
Как и в предыДущих схемах, насыщение транзистора. В данной схеме,
подбирая соответствующим образом отношение числа витков WIIWi,
МОжно фиксировать потенциал коллектора на заданном уровне и пу-
Тем ДВУСТороннеrо оrраничения формировать импульсы стандартной
амплитуды требуемой величины.
В усилителе-оrраничителе наряду с нелинейной обратной связью
Часто используется токооrраничивающая цепь. В схеме на рис. 3.26 эта
цепь (R БС б) включена в базу транзистора, Она ускоряет формирова-
127
:!
li
ili'
1:111
1 1 .
I !'
'11
!'I
. : . '1 1 1
1: I
!I,I!
ние среза импульса при запирании транзистора. В схеме снелинейной
обратной связью фронт импульса формируется перепадом базовоrо то.
ка, имеющим большую амплитуду, чем перепад, формирующий срез
импульса (см. рис. 3.24), При включении RС-цепи заметно возрастает
амплитуда перепада тока при запирании транзистора за счет разряд.
Ex
'Он.
I
1
! 1
1, 1 1
I_!: I
1.
w,
Utp
Но
(} и/I I со
n ЦОх
Еем
Рис. 3.26. Схема усилителя с автотраlIсформаторным включени-
ем цепи нелинейной обратной связи.
Horo тока конденсатора, поэтому сокращается длительность среза t cp :
она получается такой же величины, что и в усилителе с токооrраничи-
вающей цепью.
Пример 19, Рассчитать
МП42Б, формирующий
11
усилитель оrраничитель на транзисторе
прямоуrольные импульсы амплитудой
И вых т == 4 В из синусоидальноft>
сиrнала с частотой f == 500 кrц,
который поступает от reHepaTo
ра с внутренним сопротивлением
R вн == 1 кОм и имеет амплитуду
И вх т == 1 О В. К выходу усилите-
ля через разделительный конден-
сатор подключается наrрузка, соп-
ротивлением R B == 10 кОм и ем-
костью Св == 50 пФ. Длительности
фронта и среза должны быть наи.
меньшей величины. Искажения
плоской вершины не должны пре-
вышать 1 %. Схема должна удов-
летворять указанным требованиям
в диапазоне температуры от 500 С
до 700 С.
В качестве усилителя оrраничителя в данном примере целесообраз
но использовать простейший электронный ключ, схема KOToporo пока-
зана на рис. 3.27. В этой схеме резистор R б В цепи базы подключен
к источнику питания Е но чтобы компенсировать действие напряжения
128
EK
I
I
J.
R H "i С II
. I
LJ
Рис. 3.27. Схема уситпеля оr-
раничителя для формирования
прямоуrОЛЫIhJХ импульсов.
;
.:'.
динамическоrо смещения И д СМ1 на разделительном конденсаторе С 1 и
тем самым использовать наиболее крутой участок синусоидальноrо сиr
нала для формирования выходноrо импульса. Напряжение динамичес-
Koro смещения U д СМ2 на конденсаторе С2 приводит к изменению по
тенциала коллектора U из в закрытом состоянии транзистора, что
также надо учитывать при расчете схемы.
2. Выбираем напряжение источника питания Е н так, чтобы оно
было больше И вых In == 4В. Будем использовать источник питания со
стандартным напряжением 6 В.
3. Рассчитываем сопротивление R И резистора в цепи коллектора.
С увеличением сопротивления R И сокращается длительность фронта,
. однако уменьшается и амплитуда выходноrо импульса И вых т' Макси-
U кэ
1 5си fJN {{Н/(
t
lIqJ
i Ооых т
О К }
\ / IoтP;;
\.J i
/j
I
\ I
,...,
а
Рис. 3.28, Эпюры тока базы (а) и напряжения на коллекторе (б) в схеме
усилителя ,orp а н ичителя.
мально допустимое сопротивление R и находим, исходя из заданных
значений И вых т; Е И И R в' Амплитуда выходноrо импульса определн-
ется разностью потенциалов коллектора в закрытом и насыщенном со-
стояниях транзистора : U вых т == U И3 U н в' Потенциал коллектора
при заI<РЫТОМ транзисторе
И Еи/RИ+UДСМ2/Rл /ио (Еи lиоRи)RН+UДСМ2Rк
из
I/R и +l/R н Rи+R н
Представив сиrнал, поступающий на конденсатор С2, в виде симмет-
ричных прямоуrольных импульсов, т. е.
u(t)== { Еи JиоRи при O t< Tl2,
ИИ в при Т/2 t Т,
На ОСновании формулы (3,2) можно рассчитать динамическое смещен и€-
ИД СМ2 == [(Еи J ио R и ) R H + И И И (R и + Rи)J/(R n + 2R и ),
а затем амплитуду выходноrо импульса
И ВЫХ т == Uнз Uив == (Еи Иии IIIО R и ) 2R и l(2R и + R и ).
8 Зек. 257 12
"'"
I
11
1"
111'
!' /
111
'11:
'11
Из ПОCJIеДнеrо соотношения следует, что
R ==2R Ен Uни Uвыхm ==2.104 6 0,2 4 5,45KOM
и и Uвыхт+'ио2Rи 4+0,13.10 .2.104
(И и н == 0,2 В; 1 ко == 0,13 мА при t; == 70 0 С).
Выбираем номинальное значение R и == 5,1 кОм.
4. Определяем сопротивление резистора R(j так, чтобы ток, отби-
раемый от источника Е к через R б, компенсировал действие динами-
ческоrо смещения И д ем1 на конденсаторе Сl и сместил рабочую точку
в область, rде ток базы 1 б см при прохождении синусоидальноrо сиrна
ла через нуль (рис. 3.28, а) стал равен
/ и ВЫХ т и ВЫХ m ( 2.... + )
бем .
2f}N Я Н н '2 N R и Я н
При выполнении последнеrо условия, KaI{ видно из рис. 3.28, для
формирования выходных импульсов используются наиболее крутые
участки синусоидальноrо сиrнала.
Из схемы на рис. 3.27 следует, что
1 Ен Uбэ Uдем+Uбэ
б ем Rб R ви
rде И б Э напряжение база эмиттер при токе 1 б см;
И демl ==' 1 [ 2Rб Ивхт ЕиRВИ Иб8(RВFI+Rf\)1
2Явн+Яб Л
динамическое смещение на конденсаторе Сl, которое опредеJlяется
по формуле (3.21) для сиrнала, описываемоrо функцией
\ т
Ивхтsiп 2; t Ибэ для O t 2;
u (t) == 2 Т
И sin t Eu для t T.
ВХ т т .. 2
Подставив выражение для И д ем! В формулу для / б ею из равен-
1 иНЫХ т ( .2... + ) найдем соп р отивление резистора в це-
ства (5 ем == '2 N Я н Я н
'1
,1
!I
I
,1
I
i!
I
I
пи базы:
R '" R n (Ен Uбэ) [ 1 + ... /1 + 4 и вх т ]
б'" ви 2и вхт V л(Ен Uбэ)
108.3, 14 (6 O,4) Х [ 1 + ... /1 + 4 10 ] 2,5 кОм.
2.10 V 3, 14 (6 0,4)
Выбираем номинальное значение R б == 2,4 кОм.
5. Определяем емкости С ! и С 2 разделительных конденсаторов так,
чтобы спад плоской вершины б < 0,01:
т 2.10 б
С :;. ==0,1 мкФ;
1 ,р 2Я вн б 2.108.0,01
130
r
I
т 2.10 6
C2== == ==0,01 мкФ.
2R и б 2.104.0,01
6. Рассчитываем длительности фронта и среза выходноrо импульса,
полаrая, что входной сиrнал нарастает по линейному закону
. (t) 1 2n t 2 ивх т (
tб бт л .
т Я вн Т
При этом после отпирания транзистора изменение выходноrо на-
пряжения определяется приближенной формулой (см. приложение 1,
п. 1)
л ) А R (2 R ии n(2
LJ.U BblX (t 1 бт t'N Ин rc и вх т ,
Тt эи R ви Т (t TN + R ни (Си + CH/f}N))
из которой следует, что дли тельность фронта выходноrо имп ульса
t фр (J/ 0,9 J/OJ)"/ R ви т [tТN+R ни (C +CH/ N)] ивых т 50 нс.
V R ии л вх т
(3.50)
После формирования плоской вершины под действием мощноrо
входноrо сиrнала транзистор быстро переходит в область отсечки, rде
и происходит формирование среза, длительность KOToporo можно рас-
считать по формуле (2.30):
t ep 2,2'Т от ЭН 0,65 мкс,
rде
'ТОТ Эн::::::: V't 'I1+ [СН (R BH + R ви )]2+С и (С н +С В ) R K +СИС Э (R ВИ + '(5)2.
При расчете t ep считалось 'ТОТ 't aN /4 == О ,2T TN == 20 нс; С н == С Э
4,5 пФ; 'о 200 Ом.
.Пример 20. По условиям примера 19 рассчитать трансформаторный
усилитель-оrраничитель на транзисторе МП42Б, формирующий прямо-
уrольные импульсы амплитудой 30 В.
В данном примере расчет схемы сводится к определению параметров
трансформаторов. Находим коэффициенты трансформации входноrо и
выходноrо трансформаторов (рис. 3.29). Для входноrо трансформатора
п вх == W1/W 2 выбираем так, чтобы амплитуда тока базы .
1 иВХ т
б т ==
n ВХ [r BX э + Rви/n х]
была максимальной. Этому условию удовлеТВОР51РТ значение п вх , оп-
ределяемое по формуле
п ВХ == J/Rвп/,вх Э 2
(входное сопротивление транзисторноrо ключа принято, ВХ э == 250 Ом.
Коэффициент трансформации выходноrо трансформатора п ВЫХ == W 1 /W 2
следует выбирать так, чтобы по возможности уменьшить длительность
5* 131
фронта вsходноro нмпульса, которая определяется формулой (см,
nредыдущнй прнмер)
( ) V т ( "'TN СП ) U
tфр VO,9 Vo,l ] R 2 +G и + п2 выхт п Bьrx .
n б т ппвых N вых
(3.51)
Из этоrо соотношення сле дует, что t фр стан овится минима.'IbНЫМ при
п ВЫХ == V и ( :: + ;: ) +. (3.52)
Н Д2
С Н
Н Н
Д2
Рис. 3.29. Схема трансформаторноrо усилителя-оrраничителя
для формиронания прямоуrольных импульсов.
При заданной амплитуде выходноrо импульса U вых т наибольшее
Значение п вых лимитируется в конечном итоrе максимально допус! и-
мым обратным напряжением U КЭ, з шах' так как
U ИНЗ ИНIf ::.::: Ина
вых т --..::: п вых n вых .
Потенциал коллектора транзистора в закрытом состоянии не
должен превышать Uкэ, з тах Следовательно,
И!('::J. 3 т..х '" О 5
п ных , .
И ВЫХ т
в данном примере оптимальное значение п вых , определяемое форму-
лой (3.52), оказалось меньше 0,5, поэтому можно выбрать п вых == 1/3.
2. Выбираем напряжение источника питания Е и так, чтобы при за-
данном п вых == 1/3 получить U ВЫХ т ::.::: U и/пвых равным 30 В. В транс-
форматорной схеме в результате образования динамическоrо смещения
потенциал коллектора в закрытом состоянии U из превышает напряже-
ние источника питания Е и приблизительно на величину Е и tи/(Т 'и),
т. е. U ИЗ == Е и + Е и tи/(Т t и ). Из равенства U ИЗ == п вых U ВЫХ т
получаем
Е ==п U ( 1 ) == ( 1 ..!... ) ==5 В
и ВЫХ вых т т 3 2 ,
(принято t и ::.::: 0,5 Т). Выбираем стандартное значение Е и == 6 В.
132
r
3. Рассчитываем сопротивление R дl резистора в демпфирующей
цепи, шунтирующей первичную обмотку входноrо трансформатора при
запирании транзистора. В схеме формирователя прямоуrольных им-
пульсов целесообразно выбирать сопротивление резистора R Д1 так,
чтобы динамическое смещение U д Сю образуемое током намаrничивания
трансформатора, обеспечило формирование выходных импульсов на
наиболее крутых участках синусоидальноrо сиrнала. Такой режим ра-
боты можно обеспечить, выбрав сопротивление R Д1 так, чтобы 1 д см ::.:::
::.::: 1 б см (см. эпюры на рис. 3.28). Ток смещения 1 д см определяется
формулой, аналоrичной (3,2), т. е.
t,
Iдсм== 1 [ IПОС+...!.... ( ..ОТН I )s iВХ(t)dt ] . (з.53)
( .. ОТИ ) М Т 'заи
\ l t,
"заи т
В этой формуле '['ОТН == L 2 ( n x + ) , '['заи == L 2 ( R n x + R n : x )
R вп 'вх з вн д1
постоянные времени входноrо трансформатора в открытом и закры-
1 т
том состояниях транзистора; 1 ПОС == r s i BX (t) d' постоянная состав-
а
ляющая входноrо сиrнала.
Для даНноrо примера 1 ПОС == о, поскольку входной сиrнал синусои-
дальной формы. Промежуток времени дt, в течение KOToporo транзис-
тор закрыт, можно принять равным полупериоду синусоиды. Интеrрал
/, Т
S . ) S U вх т . 2 t dt nвх т U
{ВХ (1 == п ВХ SIП rc == вх т'
R ви т Rвпп
t, Т/2
Таким образом, для данноrо примера
r BX з n x Rnf
1 д СМ == 2п вх U вх т .
пR вп (r BX з п x + Rдl)
Выбрав 1 ) R n1 r ВХ п x ::.::: 1 кОм, можно обеспечить работу cxeM
при нулевом динамическом смещении и тем самым использовать "РУТОИ
участок синусоидаJIьноrо сиrнала.
4. Находим индуктивность вторичной обмотки входноrо трансфор-
матора так, чтобы, с одной стороны, во входной цепи не возникали ко-
лебания при запирании транзистора, а с друrой амплитуда сину-
СОИДальноrо сиrнала заметно не уменьшалась. В соответствии с выра-
ЖеНием (3.11) колебания отсутствуют при выполнении условия
L 2 (R вп 11 Rn)2 С пар ::'::: (500)2. 60.10 12 == 15 MKr.
n вых 4
l) Сопротивление R Д1 надо было определить из равенства I д см => I б см z
Eк/2RHn blx N' Однако, учитывая, что '6 см небольшой величины, также
ПРИНимая во внимание разброс параметров элементов, можно улрuстить расчет,
оценив RДi из равенства' д см => О.
133
.I......t.. o !..
Относительное уменьшение
оценить по формуле
М == 2пЬ
V< 2n l)2+ 1/.5тк
амплитуды входноrо сиrнала можно
2п/Т
== .., .
v 4п 2 /Т2 + [(R и 11 'вх. 8)/ L 2 J2
При М == 0,9
'\ т (R H " 'ВХ в) М '""'" 1 r
C2 '""'" м.
2л V 1 M2
Следовательно, выбрав L 2 == 1 Mr, можно предотвратить колебания
напряжения при запирании транзистора и одновременно обеспечить
передачу сиrнала на вход с незначительным уменьшением ero амплиту-
ды (Bcero на 10%).
5. Определяем индуктивность первичной обмотки выходноrо транс-
форматора L 1 и сопротивление демпфирующей цепи R Д2' Рассчитываем
постоянную времени выходноrо трансформатора в закрытом состоянии
транзистора
( I 1 ) 1 [ 2
't ваи ==L 1 + ,
R и R n2 + 'пр2 n вых R n2 +r'IP2
исходя из допустимоrо спада б плоской вершины во время паузы
Т tи 1O 8 О 1
't == == == мс.
заи б 0,01 '
Чтобы зарядная емкость диода Д2 не шунтировала наrрузку,
включаем последовательно с ним резистор R JJ2 (рис. 3.29), выбрав ero
сопротивление сравнительно малой величины (иначе потребуется
увеличить индуктивность L 2 ). Приняв R JJ2 + 'ПР2 == 50 Ом, рассчи-
таем индуктивность первичной обмотки
L 1 't.,аи (R n2 + 'пр 2) п: ых == 0,6 Mr.
Проверяем, выполняется ли условие (3.11), необходимое для иск-
лючения колебаний в выходном трансформаторе:
R д == п;ых (R JJ2 + r пр 2)::::;; 0,5 V Ь1/Сп ар == 0,5 кОм,
[С пар == Си+См/п:ых+Стр (45+50.9+ 5).10 12== 500 пФ).
Определяем амплитуду тока коллектора 1 ит и проверяем ВblПОЛ-
нение условия 1 и т ::::;; 1 к, и тах:
lит /ин+ tи R ЕИ 2 + Е н Т==15,4мА</ к ,иmах==150мА.
Lj 11 n вых 2L1
6. Рассчитываем длит ельность фронта по ф ормуле (3.51)
t фр 0,63 .. / 2.10 8 ,2. 9. 10 1l == 0,22 мкс.
V 3.14.10 2 3
В трансформаторной схеме формирование среза ускоряется, по-
скольку ток намаrничивания трансформатора I способствует быс
134
r
рому перезаряду паразитных емкостей, сумма которых СО == Си +
+- CHniblX + С тр == 70 пФ. Определим длительность среза, пренебре-
rая индуктивностью рассеивания. На начальной стадии формирова-
ния среза тока, пока демпфирующий диод закрыт, выходное напря-
жение спадает с постоянной времени 't и == RHC o , т. е.
Е ( ...!..... )
И вых (t) ==..........L.. 111 R п 1 е 't и . (з.54)
n ВЫХ
При И ВЫХ (11) == О демпфирующий диод отпирается и выходное
напряжение продолжает спадать с постоянной времени Т ид == CoR HJJ :
ИВЫХ (t') == 1 R HD ( 1 e 't n ) (3.55)
(f отсчитывается с момента отпирания ДИОДа Д2).
На основании выражений (3.54) и (3.55) можно показать, что дли-
тельность среза
111 RII O, lи вых т 111 R ид
t cp о == т н ]п + 't ид ]п .
IJ}.Rп Ен/nвых О,1и выхт
Ток намаrничивания трансформатора 11.1 во время формирования
среза можно считать постоянным, определив ero следующим образом.
После включения демпфирующей цепи ток 111 спадает с постоянной
времени 't заи И К моменту отпирания транзистора достиrает величи-
ны I ехр ( Т tи ) .
"ваи
В период, коrда насыщенный транзистор закорачивает трансформа-
тор, ток намаrничивания, увеличиваясь на величину Е нt и / L 2 n Bbl X.'
становится равным
J ==J ехр ( Т tИ ) +Еи tи .
.зан L 2 n вых
(3.56)
Следоваr льно,
J Е н t и
L 2 n вых II ехр ( 7 за :И ) ]
Учитывая, что
Е н t п .заи
L 2 rl ВЫХ(Т t и )
получаем
't '" .!::L [ 2 '" [ 2
заи"""" I ...............
R нд R HiJ R д2 +'ПР2
1 == Е н t и == О 36 А
n ВЫХ R ид (Т tи) ,
и соответственно
J R и == 3,6 кВ;
1 R Еи t и 18 В t 1 О
Ид , ер о IIС.
(Т tи) п вых
135
, I
, I
I
с учетом конечноrо времени спада тока коллектора, опредеJlяемо-
ro постоянной времени отс ечки ТОТ, длит ельность среза
t cp V t p 0+ (2,2т от )2 45 нс.
Пример 21. Рассчитать интеrральную схему лоrическоrо элемен-
та с резистивно емкостной связью 1 ) (рис. 3.30) так, чтобы полное
время переключения т пер шестивходовоrо элемента (М == 6), ра-
ботающеrо на N == 10 аналоrичных элементов, не превышало 1 мкс.
Напряжение источника питания Е 11 == 6 В. Параметры интеrральноrо
транзистора указаны в 2.2.2. Паразитные емкости резисторов R 1\
Ек
Но
т7
Выхо8
Вхо8 f вхоа 2
Рис. 3.30. Схема лоrическоrо элемента с резистивно еМI{ОСТНОЙ связью
в микроэлектронном исполнении.
и R б относительно подложки равны C R == 0..5 пф. Емкость коллек-
торной области относительно подложки порядка С ПII == 4 пф, мон-
тажные паразитные емкости базовоrо С мб и коллекторноrо С МК узлов
составляют 1 пф (тоже относительно подложки).
1. Определяем сопротивление резистора R 11 В цепи коллекторов
ключевых элементов. от сопротивления этоrо резистора зависит
время переключения элемента, т. е. ero быстродействие. Поэтому со-
противление R 11 выбирают, исходя из требований к быстродействию.
Обычно, задаваясь сопротивлением R 11, рассчитывают схему, далее
определяют ее быстродействие и проверяют, удовлетворяет ли рассчи-
танная схема заданным условиям. Если быстродействие оказывается
меньше требуемоrо, то, уменьшив сопротивление R 11' производят ПОВ-
торный расчет. Следует иметь ввиду, что существует оптимальное
значение R 11 опт, при котором быстродействие элемента достиrает
максимальной величины. Поэтому если последующие уменьшения R к
не приводят к увеличению быстродействия, то следует выбирать R к
оптимальной величины и рассчитать максимальное быстродействие
схемы. Оптимальное значение R 11 опт для лоrичес!юrо элемента оп-
ределяют так же, как в триrrерной схеме [по формуле (5.25»). При оп.
1) Сокращенно такой элемент называется РЕТ J1 реЗIIСТНIJJIU емкостной
СВ!JЗЬ!О транзисторная лоrика,
136
r
тимальном значении R 11 мощность, потребляемая элементом, заметно
увеличивается, поэтому обычно выбирают R H » RII опт'
3адаемся сопротивлением резистора R н == 5 кОм.
2. Определяем сопротивление резистора R б В цепи базы. В лоrи-
ческих элементах этот резистор предназначен прежде Bcero для умень-
шения неравномерности распределения токов между элементами, вхо-
ды которых присоединены одному и тому же выходу предыдущеrо эле.
мента. Эта неравномерность обусловлена разбросом базовых характе-
ристик ключевых транзисторов [15]. Если резистор R б не зашунтиро-
ван конденсатором (как это имеет место в лоrических элементах с ре-
зистивной связью), то с увеличением R б снижается быстродействие
схемы, так как возрастает длительность фронта. В элементах РЕТ Л
шунтирование резистора R б конденсатором С б позволяет увеличить
сопротивление R б до требуемой величины, не опасаясь снижения бы-
стродействия. Поэтому в схемах с резистивно-емкостной связью сопро
тивление R б МОЖНО рассчитать так, чтобы одновременно с уменьшением
неравномерности распределения входных токов обеспечить работу клю
чевых транзисторов на rрани насыщения. При этом уменьшается время
рассасывания и повышается быстродействие схемы.
Итак, рассчитываем сопротивление резистора R б по формуле (3.43),
подставив вместо И Вх lIаим напряжение холостоrо хода эмиттерноrо
повторителя на Т7 (И вх ваим Е 11 И вб lIаиб), ero внутреннее co
противление R вп RII/ N, увеличенное в N раз, так как через это со-
противление протекает ток всех N элементов, подключенных к выходу
эмиттерноrо повторителя:
R ЕII Ивб наиб ИВ ОТ наиб А R RII наиб N 24 7 кО м
б ......, Е t'N навм н наим А , .
11 PN наим
При 20%-ном разбросе сопротивлений резисторов следует выбирать
R б == 20 кОм. При расчете сопротивления R б принимались И Вб наим ==
== 1 В; И в ОТ наиб == 0,4 В; N на им == 10 (с учетом разброса и темпе-
ратурной зависимости); R и наим == 4 кОм и R 11 Наиб == 6 кОм (соответ-
ствующие 20% -ному разбросу).
3. Рассчитаем емкость ускоряющеrо конденсатора С б по формуле
(3.46), подставив в эту формулу вместо Си (1 + N) эффективное значе-
ние суммарной паразитной емкости Сп вфф' определяемое выражением
Спвфф==Си(l + N)+(M I)СИ+МСПII+СR+СМII+
+С б N/ N== 194.10 12+Сб N/ N'
Эта емкость складывается из эффективной емкости коллектора от-
пирающеrо транзистора [Си (1 + N) == 3.51.10 12 == 153 пф], ем.
Костей коллекторноrо перехода зЗ!{рытых транзисторов 1) [(М 1) С 11 ==
1) Емкость С II закрытоrо транзистора «заземлена» через последовательно
ВКJ1юченные емкости эмиттерноrо перехода С эй и паразитные емкости, сумма
К ( м()РЫХ довольно велика, поэтому к величине Сп афф можно добавить просто
l)C II .
137
.. 5.3.10 12 15 пФ], емкостей коллекторной области .относительно
подложки (МС пи == 6.4.10 12 == 24 пФ), паразитных емкостей резис
тора R и (C R == 0,5 пФ) и коллекторноrо узла (С МИ == 1 пФ), а такж
входной емкости эмиттерноrо повторителя, приблизительно равнои
СБN/ N'
В соответствии с формулой (3.46) имеем
1 С Rи 194 10 12 + RиСб N
С б ('t'ТN N+Rи DЭфФ) " ""j[7I'" ,
Rб Rб бl'N
откуда следует, что
С Rи.194.10 12
б
Rб RиN/ N
5.IO .194.10 12 51 Ф
, п .
2.104 5.103.10/50
Выбираем С б == 50 пФ.
Отметим, что емкость ускоря-
ющеrо конденсатора С б практиче-
ски определяется постоянной вре-
мени перезаряда парззитных ем-
костей RиС п эфф' Это объясняется
тем, что в данном случае схема ра-
ботает при сравнительно большой
емкостной наrрузке, поэтому инер-
ционность транзистора, обуслов-
ленная процессами в базе, прак-
тически не сказывается ('t'TN N
't'flN« R и Сп эфф)' Учитывая
указанную особенность рассмат-
риваемой схемы, которая стано-
вится особенно заметной при
использовании высокочастотных
интеrральных транзисторов, при
анализе переходных процессов бу-
дем пренебреrать инерционностью
транзистора, считая N (р) деист-
вительной величиной.
4. Находим быстродействие схемы, рассчитывая продолжи;
тельность отдельных этапов переходноrо процесса в цепи, состоящеи
из трех последовательно включенных лоrических элементов. Рассмот-
рим переходный процесс, начиная с момента времени t o (рис. 3.31),
коrда все шесть транзисторов 1 лоrическоrо элемента запираются и на-
чинает проводить эмиттерный повторитель на Т7. При этом подключен-
ные к выходу эмиттерноrо повторителя все N ключевых транзисторов
(относящихся ко 11 rруппе лоrических элементов) остаются закрытыми
J{ течение времени задержки 13 б, т. е. до тех пор, пока напряжение на
эмиттерном переходе этих транзисторов не достиrает и Э от. В эквива-
лентной схеме для анализа переходноrо процесса в период 13 б
(рис. 3.32,а) паразитные емкости C 1 , С 2 и С 3 определяются выражениями
С 1 C R +М (Си + СПИ) +С МИ == 43.5 пФ;
.иоых 1
:.
t
t
t
Рис. 3.31. Временные диаrраммы
прошхсов в цепн из трех лоrиче-
ских элементов.
133
I
С 2 C R 0,5 пФ; Са С р
Для упрощения анализа, пренебреrая сопротивлением базы 'б, оце-
ниваем суммарную паразитную емкость на входе отпирающеrо ключа
СВХ С2+С30+СиСз/(Ск+Са) 7 пФ.
Емкость эмиттера при нулевом смещении С 30 == 5 пФ; при смещен ии
Е и == 6 В емкость коллекторноrо перехода С ио /Vl + и к/СРDи
1 ,5 пФ (принято СРок == 0,9 В). При расчете С б использовал ась ин-
т rральная емкость коллектора, величина которой вдвое больше кол-
леКТОDНОЙ емкости С и == 1,5 пФ.
R.
"'0 СК
2 ' Нб
I ,.C z ,.С эо T Cs
I Со
! r11r r'o СК
N I--J.
Rб C.1
а
Л х
о
Рис. 3.32. Упрощенные эквивалентные схемы лоrическоrо элемента РЕТЛ
на стадии отпирания эмиттерноrо повторителя в течение времени задерж-
ки (а) и формирования фронта (6).
При расчете времени задержки можно пренебреrать изменением пе-
репадов напряжений на резисторах R K и R б, считая, что ток 1 ВХ
(E к и б)/ R к, отбираемыЙ от источника Е к, остается постоянным,
з наrрузкой эмиттерноrо повторителя является емкость
Си==N СБСвх ==10 50.7 . 10 12 61,5пФ.
Сб + СВХ 50+7
При этом ток эмиттера '3 (/) (1 + N) iб (/), разветвляясь в коллек-
торную емкость транзистора Т7 и в емкость С н, приводит К нарастанию
напряжения на базе закрытых транзисторов, подключенных к выходу
Эмиттерноrо повторителя:
I
U ( t ) == S Сн i ( t ) dt.
бз NC BX Си (1 + IJN) + Си 3
О
139
Определив ток базы 'б (t) как часть тока lBx, которая ответвляется
в емкость СВ + CH/( N + 1) (это входная емкость эмитrерноrо повто-
рителя)
/ Св + СНЮ + N)
iб(t) BX Ci+CB+CH/(l+ N)
получим
t
и ( е ) == С Н S / di ==
(j э NC BX [С1 + С Н +С н /(1 + N)] их
()
С Н tJ nХ
== .
NC Bx [С 1 +С и +С н /(1 + N)]
ИЗ уравнения Uбэ (/ 8б ) U 8 ОТ находим время задержки
t 8б И Э ОТ NC Bx ( С 1 + Си + H ) 24 не. (3.57)
J nx С Н t'N
(и, OT 0,45 В; U б ==0,9 В; N==50; интеrральное 'iначение С и ==3пФ).
После отпирания ключевых транзисторов изменения тока эмитrера
можно определить по схеме на рис. 3.32,6, в которой входные цепи клю-
чевых транзисторов заменены источником напряжения U б э. Представив
эмитrерный повторитель эквивалентным источником напряжеllИН
ихх(р) с внутренним сопротивлением ZB", можно выразить то" ЭМИТТI;Рi.l
соотношением
Ин (р) Ибэ
/э (р) ==
ZПН + Zб
IЕи (Иб +Ибэ)] (РСб Rб + 1)
R и Rб )
lti; +N \pt Bblx +1)
rде
RИ/В N
ZВП
pI H (С 1 + си) + 1
Rб/ N . NСб + (С 1 + с н ) BN
Zб == , "С вых R
РСб Rб + 1 t'N/l<.и + N / Rб
В базу каждоrо из N транзисторов 11 rруппы поступает ток 1611(Р),
равный 1 э (р)/ N, что приводит К изменению тока коллектора транзис-
тора на величину
BN J э (р)
1 К! 1 (р) == N (р) 1 БI! (р) (ptf:IN + 1) N
Этот ток через эмиттерный повторитель, подключенный к выходу
11 rруппы лоrических элементов, вызывает уменьшение тока базы
/ БIlI (р) насыщенных транзисторов, относящихся к 11 1 rруппе лоrичес.
ких элементов,
u ( ) Еи {}1
ХХ Р рR И (С 1 + (;и)+1
/61II(P) Iб!i /КII(р)
( GGN )
G и +13;' NNСб
[ Сб N ]
C 1 +C H +I3;'. (СИВN+СБN)N
110
т
<де 1.. "" ( (и + )'"
+ N
N BN
ляющая I БIII (р), пропорциональная току 1 иll (р), определяется та" же,
как токи на стадии задержки t 8 б)'
На основании уравнения (1.19а) для заряда, накопленноrо у кол
лекторноrо перехода насыщенноrо транзистора, рассчитаем время
рассасывания:
Qин(Р)==1'1И { NJбн lин rJN [/CB / IIJ(P)] }
Р'II + 1
,....,..<1. А 1 {1 Iин В N (Р С БRБ+ 1 )Сб/(С 1 + Си+NСб/ВN) }
""V и t'N б н
ВN[,;И (рt и +1) (t13N+ 1 ) (Р'вых+ 1) .
ток базы насыщеннOI-О тран::ш<':тора (состав-
Из приближенноrо соотношения
Qин(t) 1'1И Nlбн I 1 ВNСБRБСбt2 j
ВN 1 бв" ( NСб )
. :.:t и 'f:\N't'BbIX C 1 + Си +
находим время рассасывания
t ,....,. V 2tи 't'flN 't'nbIx ( С1 + Си N )
рас"" А + A N 3 нс.
t'Сб Rб Сб t'
Блаrодаря действию ускоряющей емкости в схеме РЕТ JI время pac
сасывания сокращается до пренебрежимо малой величины.
После выхода транзистора из насыщения начинается формирование
фронта выходноrо импульса (см. ИВЫХ 111 на рис. 3.31) с постоянной вре-
мени "С вых ' Следовательно, время выключения элемента РЕТЛ можно
рассчитать по формуле
(3.58)
t ВыиJ1 == t 3 б + t pac + 18 фр + I фр 0,65 мкс,
rде {,. тр О, I't RbIx == 27 нс и t фр 2,2т вых БОО нс
время задержки и д.'lИтельность фронта на выходе отпирающerося
эмитrерноrо повторителя.
Для' Вычисления времени включения определим изменение выход-
Horo напряжения эмиттерноrо повторителя при отпирании rруппы ло-
rических элементов, присоединеННbfХ к ero входу. Часть тока коллекто-
ра отпирающеrося транзистора 1'111 (р),ответвляясь в базовую цепь эмит-
epHoro повторителя, приводит к рассасыванию заряда носителей, на-
б ОПленных у эмиттерноrо перехода транзистора Т7, и сравнительно
Ыстрому запиранию Т7. После этоrо емкости С 1 , С 6 разряжаются че-
Рез диод д, подключенный ко входу эмитrерноrо повторителя и выход-
ное напряжение эмитrерноrо повторителя изменяется на величину 1)
1) Сопротивлением проводящеrо диода Д пренебреrаеh!.
J41
.;.1:.:..-
, "'}1"
i
i
l i
i
; 1 " ,. '
1';
1 1
1"
111
i
111
11
1
'к Jf (р)
!!..иаЫХ(Р) l/RK+pCK[l + H (р)!+С 1 р+N/Rб+ NС бР
[Ек (Uб +Uбэ)] N [R K 11 (Rб/ N )] (РСб Rб+ 1)
N (RR/ N + Rб/ N) (P'r BblX + 1) (р 2 Ь 2 + РЬ 1 + 1) ,
't'/3N(Сi+ С к+NСб) Ь Сi+Ск(I+J'lN)+NСб
Ь . T +
2 l/Rк+N/Rб 'l f3N I/Rн+N/Rб
Определим время задержки 18 ер при включении, воспользовавшись
приближенной формулой
(з.59)
t 2 Сб Rб
I1U 2't B blx Ь 2
Ди ВЫХ (/) ::::::: вых т t ( 1 Ь 1 1 ) ,
1+ +
3 't ebIx Ь 2 Сб Rб
(3.60)
rде
ДИ ВЫХ т Ен (Uб+ибэ) N [RHII ] === 15,3 В.
N ( !h+ )
H N.
ИЗ уравнения I1u вых (lз ер) === 0,1 Е н ПОЛУЧИМ t з еР 22 нс. На стадии
формирования среза выражение (3.59) для l1u BbI . X <.р) можно упростить,
пречебреrая множителем pz Ь 2 , так как b z < ь l' И учитывая, что
Сб Rб b l . При этом
I1u вых (t) I1U БЫХ т ( 1 e YB X ),
а длительность среза
1 1 t"uRbIxт O,IEH 0 , 12MKC.
ер==='r вых n 9
t"U BbIX т O, Е и
(3.61 )
Следовательно, время включения лоrическоrо элемента [т'н
1 + 1 О 14 мкс. Полное время переключения Т пер === tВЫНJl +
8 ер ер ,
+ t"и === 0,8 мкс несколько меньше требуемоrо.
5. Рассчитываем время задержки распространения по формуле
1 === 0 5 ( t<01) + /(10)
зр , зр зр'
Здесь t1°, 1) время задержки при переключеНИII элементов с низкоrо
nотенци льноrо ур овня на высокий, t1 O) время задержКИ при пере-
. u З t <O 1)
ключении элементов с BbIcOKoro уровня на низкии. адержки зр И
t O) определяются как время между моментами достижения выход-
Horo потенциала половинноrо уровня в цепи лоrических элементов (см.
рис. 3.31). В данном примере
11gl) ===/1 O) ===/Зб+/рас===27 нс; t зр ===27 нс.
6. ОпредеJIШvI время распространения с учетом влияния напряже-
ния динамичеСКОI'О смещения И д ем' образуемоrо в результате накоП-
142
т
лени я заряда на ускоряющем конденсаторе С б . К моменту t o (рис. 3.31),
коrда эмиттерный повторитель отпирается. это напряжение достиrает
уровня
[ ( 10ТН ) ] [ 1зан ]
'б нRб 1 exp ехр
И '" 't BbIx . tзаи
дем .....,
l exp [ ( + )]
\ t ИЫХ t заи
(3.62)
Здесь 'r заи === (С б + CBx)R б постоянная времени перезаряда
емкостей С б И С ВХ В течение времени t заи (коrда повторитель закрыт),
t OTK время, в течение KOToporo повторитель проводит.
Выражение для И д см получено следующим образом. В течение
времени t OTH конденсатор С б заряжается током
'э(р) Ен (Uб+Uбэ)(РСбRб+l) l рСнRб+!
N N(Rб/N+RН/ N)(рtвых+1) бll p't Bblx +1 '
отбираемым от источника Е н через повторитель. При этом заряд на
конденсаторе возрастает на величину
I1Q (р) === /э (р) Х R6
Np R6+ I/РСб
'б п Сб Rii
pt BbIX + 1
и к моменту времени t OTK приращение заряда достиrа<..т уровня
I1Q(tOTK) === 1 б НСб R б [ 1 exp ( ::: )].
После запирания повторителя этот заряд уменьшается (из-за раз-
ряда конденсатора С б С постоянной времени 'r зак ) И К концу времени
t зан становится равным
I1Qпр === I1Q (lотк) ехр ( t8ак/'rзак) ===
:= 1 б н С б R б r 1 exp ( tотн/'tвых)] ехр ( tзан7't8ак)'
Первоначальный заряд Q === С б Ид ем, накопленный на конденсаторе
С б к моменту t o . уменьшается сначала с постоянной времени 't ззк И ста-
Новится равным Q ехр ( tззк/'tdак)' После отпирания повторителя этот
заряд продолжает уменьшаться, достиrая уровня
[ Qexp ( )] ехр ( ) ===Сб Идемехр [ ( + )] .
t8ЗХ . 'r BblX 'r ззн 1: вых
в установившемся режиме суммарное приращение зарЯДа должно
равняться нулю, т. е.
ДQпр { Q Qехр [ ( + )]} ===O.
t ззн t BbIx
Из этоrо уравнения и получена формула (3.62).
]43
При переключении элементов с частотой 1 мrц, считая t OTK ==:
с: t зак ::::; 1 мкс, имеем
и == [6 (O.9+0,7)] 20 х
см ( 20 5 )
10 +
10 50
[ I exp ( .......!...... )] ехр ( .......!...... )
0,27 1.14
l exp [ ( 0,127 + 1,\4 ) ]
1,7 В.
Динамическое смещение и д см приводит К увеличению времени задер-
жки при отпирании транзистора t зб . Коrда повторитель запирается, за-
ряд конденсатора С б через проводящий диод Д перераспределяется меж-
ду С б И С ВХ ' что приводит К образованию отрицательноrо смещения на
входах транзисторов Т 1 Тб. К моменту времени ' о это смещение до-
стиrает величины И ВХ == и д см С б/(С б + С ВХ )' При этом t зб опреде-
ляется как время, в течение KOToporo напряжение на входе изменяется
на величину ИВ ОТ + Ид см Сб/(Сб+С вх )' На основании схемы на
рис. 3.32, 6 (заменив источник напряжения и б в емкостью С ВХ ) можно
показать, что напряжение на входе транзистора
Uбв(t) Сб ! (ЕI( Иб) [ l ехр ( t NC )]
Сб+Свх R и ( Ci+CH +...........!!!
N
( i ))
И ех .
дем . Р Rб (С,,+С ВХ )
Из трансцендентноrо уравнения Uб в (tзб) == И в от рассчитыв ем
время задержки t аб 120 нс (для И д см == 1,7 В).
Из-за влияния динамическоrо смещения несколько уменьшается ток
базы отпирающеrо транзистора 1)
[Ен (Иб +Ибв)] (РСб Rб+1) Ид СМР [Сб Rб RR (Cj +С п )]
/6Н (р)
N (Rн/ N+Rб/N) (P'rBblH+l)
и соответственно ток коллектора этоrо транзистора 1 к 1I (р)
N(P) 1 БН (р). С уменьшением тока 1 R 11 (р) возрастает время рассасы-
вания, оп ределяемое формулой
{ ... ( 2'r H 1:f3N 1: в ых ( Сl + С к + ...!i... )/{ 1 ИД СМ [I RK (С 1 + С п )/ RБСБJ } ,
рас V N Сб R6 Сб N Ен (Ивб+Ив 01')
полученной так же, как и (3.58). При Ид см == 1,7 В имеем ' рас 4 нс.
Таким образом, из-за динамическоrо смещения на конденсаторе
С б время задержки распространения увеличивается почти в пять раз
{ср == {вб + t pac 124 нс.
1j Величина 1 б I1I (Р) определяется при помощи схемы рис. 3.32, б, как и
в предыдущем случае, с той лишь разницей, что учитывается динамичеfкое сме-
шение на С которое считается нриблизительно равным ИД СМ'
б'
144
l'
Пример 22. Рассчитать интеrральную схему (рис. 3.33) диодно-тран-
зисторноrо лоrическоrо элемента (ДТ Л) так, чтобы полное время пере-
ключения Т IIер трехвходовоrо элемента (М == 3) при подключении к не-
му N == 5 аналоrичных элементов не превышало 100 нс. Помехоустойчи-
вость схемы в закрытом состоянии должна быть не менее 0,8 В. Напря-
жения источников питания и смещения заданы: Е к == 6 В; Есм == 2 В.
В схеме используются интеrральные транзисторные структуры, пара-
метры которых приведены в п. 2.2.2. Паразитные емкости компонентов
указаны в примере 21.
1. Выбираем схему диодноrо включения транзисторов. В качестве
входных диодов необходимо использовать транзистор при таком вклю-
чении, при котором обеспечивается быстрое рассасывание носителей из
EI(
R.1 8ыхоО
I
*C
I
...
ECM
Рис. 3."3. Схема ДIЮJ!Iю-траНЗlIсторноrо элемента в МIIКрОЭ!JеКТрОВIIОМ
исполнении.
.'0 области базы, малое напряжение отпирания И ОТ и !<рутое нарастание
вольт-амперной характеристики в проводящем состоянии [15]. Указан-
ным условиям наиболее полно удовлетворяет диодныЙ ключ, построен-
ный на эмиттерном переходе интеrральноrо транзистора с закороченным
с базой коллектором (см. пример 7) и обеспечивающий быстрое включе-
ние и выключение диодной сборки на транзисторных структурах
т Дl Т Д3 (рис. 3.33).
Диоды смещения (Т Д4 и Т Д5) должны обладать возможно большим
.напряжением отпирания И ОТ (это способствует повышению помехоус-
ТОйчивости элемента), малым сопротивлением в проводящем состоянии
и сравнительно большим временем рассасывания носителей с тем, чтобы
УСкорить запирание транзистора Т [15]. Указанным требованиям удов-
летворяет диодный ключ, построенный на параллельно включенных
Эмиттерном и коллекторном переходах транзисторной структуры. (см.
ПРимер 8). Применив два диода смещения, можно обеспечить нормаль-
Ную работу элемента при помехах отпирающей полярности с амплиту-
дой
И ПОМ < Ивот+Исм 0,8 В,
.f,.,.
J'де
и см 2Иотс Ид Bx иIIH 2.0,56 O.7 0,] ;.:::; 0,:32 8
) 15
напряжение смещения на входе закрытоrо транзистора, определяе-
мое разностью между падением напряжений на диодах смещения (2И оте)
И потенциалом точки А, который равен сумме падений напряжений на
входном диоде (И Д их) и на коллекторе насыщенноrо транзистора, под-
ключенноrо к любому входу.
2. Находим сопротивление резистора R 2 из условия, ЧТО ток диодов
смещения, отбираемый от источника Есм, должен быть не менее 0,01 мА.
При таком токе перепад напряжения на диодах (определяющий помехо-
устойчивость) составляет 0,56 В
(см. пример 8). При Есм == 2 В
имеем R 2 == 200 кОм. Посколь-
ку изrотовление высокоомных
резисторов в интеrральных схе-
мах связано с определенными
трудностями, то выбираем R 2 ==
== 20 кОм, т. е. на порядок мень-
ше. При этом помехоустойчи-
вость элемента будет несколько
больше 0,8 В.
4. Исходя из требований к
наrрузочной способности и бы-
стродействию элемента, оцени-
ваем сопротивления R 1 и RR' Обычно, задаваясь сопротивлением RI<'
из условия насыщения транзистора (при наибольшеЙ наrрузке) рас-
считывают сопротивление R 1 , а затем, определяя продолжительность
переходных процессов, проверяют, обепечивает ли элемент заданное
быстродействие. Примем RR == 2 кОм. Условие насыщения можно за-
писать в виде
fl(
Удс
C z
C,f Н2
f:.Jc U6i t )
..:.Е см
Рис. 3.34. Эквивалентная схема ДТJI
элемента на стадии отпирания тран-
зистора-усилителя.
1 R Н наиб :::;;; Nнаим 1 б н наим'
подставив в которое
1 == EI< UHH наим + N EH ИД их наИМ ИI< н нэпм
нннаиб R
R R 1
Еи ( + )
R H Rl,
и
1 Еи 2Иде нэиб Иба наиб Еем
бн ,
R 1 R2
получим формулу для расчета сопротивления R 1 :
(1
R 1 :::;;; R H
2И де наиб + Иба нэиб ) N
Е и N наим
1 + Еем R и А
Е R I'N наим
н 2
.
Считая наибольшее падение напряжений на диодах смещения
И Дс наиб И на входе транзистора И ба наиб равными 1 В, наименьшее зна-
чение Nнаим == 15 (с учетом разброса и температурной зависимости),
получаем R 1 ::::;;; 3,3 кОм. Примем с некоторым запасом R 1 == 2,5 кОм.
146
4. Определим продолжительность переходных ПрОUt'ссов при вклю-
чении схемы. Если входные диоды запираются настолько быстро, что
заряд на паразитных емкостях не успевает заметно измениться, то вре-
мя задержки t зб , в течение KOToporo напряжение на входе транзистора
достиrает И а ОТ, можно рассчитать при помощи упрощенной эквива-
лентной схемы рис. 3.34. В этой схеме диоды смещения заменены источ-
никами смещения с напряжением И де 0,65 В. ДЛЯ упрощения рас-
четов пренебреrаем токами, поступающими в точку А через зарядные
емкости входных диодов. Паразитные емкости С 1 , С 2 , С 3 И С 4 опреде-
ляются соотношениями 1)
Сl==СRl+МСПR+См 6пф; С2==Спи 4пф;
СЗ==СШI+СR2+См 5 пф; С 4 == Спи+СRЗ+См 5 пф
(См монтажная паразитная емкость).
На основании схемы на рис. 3.34 можно показать, что напряжение
на входе ключевоrо транзистора нарастает по экспоненциальному за-
/{О J! У
t t
U ( t ) == (Еи 2Идr)R2 ЕемRl (1 -:r-- ) И -:r--
ба R 1 + R 2 е их см е их,
rде
Т их == R R 2 (С1+С2+Сз+Сно) 44,5нс
постоянная времени перезаряда паразитных емкостей на входе клю-
чевоrо транзистора.
Время задержки можно найти из уравнения Uб8 (tзб) == и н ОТ:
t == Т In (ЕR 2Иде+ И см ) R2 (Еем Ием) Ri 9 6
зб их , нс
(ЕR 2ИДсм Ин ОТ) R2 (EeM +И Н OT)Rl
(считалось Ием 2И ОТС И ДВХ И Rн ==04В' И 06B' И
О В .' , оте , , Д ИХ
== ,7 : И кн ==О,1 В; И 8 от ==0,45 В). I
После отпирания транзистора ток базы, нарастая с постоянной вре-
мени ТИХ от == [R 1 11 R к 11 r ВХ н] (С 1 + С 2 + с 3) 6 нс, стремится к
уровню
1 Ек 2Иоте Иа ОТ Есм 1 2 А
бн , М ,
Rl+2rпрс+rиха R 2
rде И ОТС == 0,56 В напряжение отпи р ания диодов сме щ ения' r
""" 180 О ' пре
'" М прямое сопротивление этих диодов (см. пример 8),
а ИН ОТ == 0,45 В; r их з 0,5 кОм параметры транзистора. При этом
Начинает спадать потенциал коллектора транзистора
А рtзN
ИR(р) Ек I-' N/бнRие ==
(p'tflN + 1)(рt их ОТ+ 1){pR K [C d + С Н + С Н N/(ptflN+ 1)]+ l}
емк 1) Поскольку коллекторная область для входных диодов общая, то суммарная
ость Этой области относительно подложки М Спи сравнительно мала.
147
а,
' ;:-"
11
I
рtэN
N /бнRне
==Е ,
н (P't'BX 0'1' + 1) [р2 't'f>N (С,+С н ) RH+ р't'э н+l]
rде 't эн == N ['tТN + R K (С Н + C4/ N)1.
Приближенно можно считать, что после задержкИ длительностью
't'ТN R H (С Н + С,)
t t +'t '
ЭИ зN ВХОТ' 't'TN+RK(CK+G'/ N)
изменение потенциала коллектора определяется формулоЙ
U н (t) EK J б н [)N R K [ 1 ехр ( t 't'Э : ВН ) J.
Коrда потенциал коллектора становится меньше потенциала точки
А (и А == EH 16 н Rl == 2,7В) на величину U ОТ 0,5 В, входные дио-
ды, подключенные к коллектору, отпираются и происходит переклю-
чение 11 rруппы лоrических элементов. Следовательно, время задерж-
ки переключения указанных диодов составляет
t з ВХ t ЭR + t jJ к == 7 + 7,5 == 14,5 нс,
rде t ep н время, в течение KOToporo потенциал коллеl(тора снижаете\]
до уровня U А U ОТ, ОНО определяется из уравнения U к (tcp н) == U A
иOT по формуле
t == 't lп [ 1 IбнRl Uо т 1 ::::::
ер К K IБН NRR
'" [ + R ! С + )] 16 н Rl иOT
"'-' '{TN к н f.I ' R .
t-'N о н к
После отпирания входных диодов начинается рассасывание носите-
леЙ из базы транзисторов усилителей 11 rруппы лоrических элементов.
Поскольку в течение времени рассасывания диоды смещения остаются
открытыми, то на этоЙ стадии ток коллектора отпирающеrося травзис
тора
i и (t') r1N J 6 н [ 1 ехр ( t' Э ВХ ) J.
ответвляясь во входную цепь траllзисторов усилителей 11 rруппы, пр!!-
водит к уменьшению тока их базы:
I N 6п [ ( t' + t э ВХ )],
iбll(t')==J6Н Nlн(t')==16Н + l exp 't'/3N .
ускоряя рассасывание носителей (время (' отсчитывается с момента
отпирания входных диодов t э БХ)'
Время рассасывания ( рае можно определить из уравнения (1.19а):
lввх
Q ( ) == {} А [ J 1 н н наи.м
нН Р Ht'N бн N
148
( T/3N ) ]
P't'f>N e
1 pt[-JN+ 1 '
N 16 н
N (pt H + 1)
которое в приближенном виде (приложение 1) записывается следую-
щим образом:
QHH(t') {}H N [6Н / . lкпнаим
N Iб н
t,'
(1 e t8 BX/'r/3N) I
't'п N
1+ [ I ..!!L /( e X I )] .
2't'H 't j\N
Приравняв Q н н (t pae ) == О, получим
1 /K Н I'IаИМ/ N lб R
tpac 'tH : (l e t8UX/Tf>N) t[I 't':: Н lэвх/'rf>N I)](l I :;::м )
9 нс,
rде
[ ""'"' EH UHH +N EH иBx иKH", 66 А
RНlIаиМ ,......, м
R H Rl М
наименьшее значение тока коллектора (коrда все м == 3 входных
диодов каждоrо из N лоrических элементов проводят). Столь заметное
уменьшение времени рассасывания имеет место лишь в том случае, Kor-
да транзисторные структуры, используемые в качестве диодов смеще-
ния, включаются по схемам, обеспечивающим большее время рассасы-
вания. В противном случае диод смещения быстро запирается, поэтому
рассасывание носителей из баЗbI транзистора происходит под действием
тока 162 == Ee /.R.2 сравнительно малой величины (см. пример 10).
Одновременно рассасываются носители из области базы входных
диодов, относящихся К III rруппе лоrических элементов. Поэтому эти
диоды, как и подобные диоды [ rруппы лоrических элементов, запира-
ются до выхода транзистора из области насыщения. После запирания
транзистора потенциал ero коллектора с постоянной врем ени отсечки
ТОТ ЭК V't6T+ [(Си +C4)RIJ2+CHC4R + С Н (СЭО+С S ) r 21 нс
Стремится к уровню Е к , При этом длительность среза
t ep 2,2't OT J\ == 46 нс.
Фронт импульса на коллекторе отпирающеrося транзистора фор-
мируется практически за время { ер н и t pae , т. е.
t фv { ер н +t pac 7,5+ 9 16,5 нс.
Следовательно; время включения лоrическоrо элемента составляет
1 BI\ === t б + t э н + t фр == 13 б + l э н + t ep К + t pac 33 нс,
149
а время выключения
t выиlI :=: t pac + t cp 55 НС.
Полное время переключения
т пер == [вк + t BURII == 88 НС.
б. Рассчитываем время задержки распространения
[ о 5 ( [(01) + [(10) )
зр , эр зр'
Построив эпюры напряжений для цепочки ДТЛ элементов (анало-
rично эпюрам на рис. 3.31), можно показать, что время задержки рас-
пространения складывается из следующих составляющих:
tзр==t3(j+l"н+lср,,+tрас 33 нс.
Пример 23. Определить паrа
метры цепи нелинейной обрат-
ной связи ненасыщенноrо клю-
ча на Транзисторе МП42Б (рис.
3.35) и рассчитать ero основные
хараКтеристики. Ключ управ-
ляется импульсами отрицатель-
ной полярности амплитудой
И Уор т == (5 :t: 0,5) В, длитель
I!ОСТЬ фронта и среза которых
t фр уор == t cp упр ==0,3 мкс. Внут-
реннее сопротивление источни-
ка импульсов R вн == 2 кОм. В
исходном состоянии транзистор
Рис. 3.35. Схема усилителя-оrраIlИЧИ зак р ыт: Е см == J В; R 2 == 5 кОм.
теля с неЛIlнейиой обратноЙ связью.
Наrрузкой ключа являются ре-
зистор в цепи коллектора R и == 1 кОм и емкость С н == 100 пФ.
Напряжение коллекторноrо питания Е и == 6 В.
1. В качестве ДИОДа в цепи обратной связи можно использовать
импульсный кремниевый мезадиод 2Д503А, у KOToporo время восста-
новления обратноrо тока не превышает 10 нс.
2. Рассчитываем сопротивление резистора RJ ,создающеrо смещение,
необходимое для предотвращения насыщения транзистора. Из схемы
на рис. 3.35 следует, что разность потенциалов между коллектором и
базой равняется И и б == И д (l б + I СМ) R 1 , rде
EK
О
I д
Е. f.\'oiJ
,
..... с'
FI\!iJI "-'"
I ,.
'''lI п р
1 б == I упр I CM I Д R вп 7(R ПlI + R 1 )
(3.63)
ток базы;
I УII[) == (U упр И б,J/(R вн + R 1 )
(3.64)
TOK, отбираемый от источника импульсов; I CM == (Е см + и бэ)IR2
ток смещения.
150
Очевидно, что насыщение транзистора исключается в том случае,
если сопротивление резистора RJ выбрано так, чтобы И иб == Ид
(Iб + l см ) Rl < О, т. е. Rl> Ид/(/ б + I cM )'
С увеличением Rl уменьшается перепад напряжения на коллекторе
транзистора, так как при меньших перепадах вступает в действие не-
линейная обратная связь. Поэтому в практических схемах Rl выбира-
ют равным своему минимально допустимому значению:
Rl == И д наиб/(I б наим + I см наим)'
(3.65)
При этом перепад напряжения на резисторе R 1 полностью компен-
сирует смещение И д наиб на диоде, соответствующее наибольшему току
1 д наиб В цепи обратной связи. Тем самым исключается насыщение тран-
зистора даже при наиболее неблаrоприятных условиях, т. е. при макси-
мальном усилении (f: N == N наиб) И наименьшей наrрузке транзистора,
коrда в коллекторной цепи потребляется ток наименьшей величины
I Еи ииэ + 1
и на им == Д наиб'
R и
Если требуется фиксировать потенциал коллектора И П э на опреде-
ленном уровне И пф, то в выражении (3.65) вместо И д наиб следует под-
ставлять суммарное напряжение И д наиб + И пф'
Для расчета сопротивления Rl необходимо найти l б наим И Ид наиб'
Чтобы при наиболее неблаrоприятных условиях транзистор не пересту-
пил пороrа насыщения, необходимо уменьшить ток базы до величины
1 == Jпнаим == Еи ииэ + ,д наиб
б наим R R А А'
t'N наиб R t'N наиб t'N наиб
(3.66)
ТОК диода I д наиб можно определить на основании выражения (3.63), из
Koтoporo сл дует, что
1 д наиб:=: (1 упр нiшб 1 см 1 б наим) RB + Ri ==
вн
Uупртнаиб Uбо ( lсм+ Еи иио + Jднаиб )( 1 + ..EL ) .
R BH RR H наиб N наиб R BH
При этом, поскольку Rl неизвестно, можно считать R/R BH == О, оп-
ределив тем самым 1 д наиб С некоторым превышением, обеспечивающим
более надежное действие цепи обратной связи:
I '" и упр т наИб ибо ( Есм+ ибо + Ен ипэ ) ==
д наиб'" R BH R 2 R п N наиб
== 5,5 0,25 .10 3 ( 1 +0,25 + ) .10 3 24 мА
2 5 1.100 '
(Ибо == 0,25 В; H наиб== 100).
Из вольт амперной характеристики диода 2Д503А находим напряже-
lIие И д Н8иб ;::::j 0,7 В (соответствующее Tor<y 2,4 мА), а затем по формуле
151
.
,11
I
11
'1
.!I
:/1
!.I
111
11
!I
(з.615) рассчитываем сопротивление
R 1 == 0,7 ==2,1 кОм.
(8,4+25).10 O
Выбираем номинальное значение R 1 == 2 кОм.
3. Рассчитываем переключательную характеристику ключа (см.
пример 9). При напряжениях
U упр (Б ем + ив от) RBH+ Ri + ив от == 1,1 В
R 2
транзистор закрыт, поэтому падение напряжения на наrрузке 1 ко R и
О. Коrда транзистор отпирается, токи базы и КОJlлектора
1 == 1 [ == иупР Uбв Еем+Uбв . 1 "'[ А , == Jб N
б упр ем R +R R ' к'" бt'N 'к I+R /' ,.'
вн i 2 К /<
возрастают с увеличением управляющеrо напряжения U упр ' Коrда
ток коллектора 1 к становится равным
1 к== [Е к + иOT (l б+ [ем)Rl Uбв]/Rк,
т. е.
1
1 к == (Е к + иOT [ем Rl ибв) 5,3 мА,
R и + Rl/ N
то разность потенциалов в цепи обратной связи становится равной на-
пряжению отпирания диода и от. Диод отпирается и в действие вступа-
ет обратная связь, предотвращающая насыщение транзистора. При этом
потенциал КОШlектора фиксируется на уровне
Иупр Uбв R [ R 11 R
1 + д 1 BII
RBH+Rl
ЕСМ+UБВ R и
R 1 бв'
2 .
и кв == и д (1 б +- J СМ) R 1 и бв == и д
изменяясь незначительно с увеJlичением напряжения U упр '
Используя данные табл. 2.1, можно построить переключательную
характеристику схемы рис. 3.65 с учетом зависимости N от тока 1 к'
4. Рассчитываем время задержки и длительность фронта при от-
пирании ключа по соответствующим формулам из примера 9, подставив
в них вместо R BR , и упр т И Еем эквивалентные им величины (R,ш +
+ R 1 ) 11 R 2 == 2,2 кОм;
и упр т R 2 /(R 2 +- R BH +- R 1 ) 2,8 В;
Еем (R BH +- R 1 )/(R z +- R BH +- R 1 ) 0,45 В.
В результате получим начальную задержку t B б== 147 НС, определяемую
временем заряда емкости эмиттерноrо перехода С во до уровня и в ОТ,
задержку фронта t o фр == 165 нс и полное время задержки
t з == t з б +-t зN +-t з фр == (147 +- 17 +- 165) .19 == 0,33 мкс.
Длительность фронта t фр == 1,2 мкс.
152
.".
5. Рассчитываем время запаздывания и ДJIительность среза при за
пирании ключа по формулам (2.26) и (2.27), подставив в них вместе
1 J\ Н' / бl, И / б2 ток колектора в активной области
/к== EK; KB +-lднаиб == (++-2,4),10 З==8,4 мА;
/ /и 8,4. 10 3 О 17 А 1 о 45
бl N 50 , м; б2 == 2,;.10 == 0,2 мА,
При этом получаем t з == 0,36 мкс; t ep == 2,3 мкс.
Пример 24. Выбрать элементы цепи нелинейной обратной связи в
схеме усилителя оrраничителя на интеrраJIЬНЫХ транзисторах и pac
считать продолжительность переходных процессов. На вход усилителя
подаются прямоуrольные импульсы амплитудой и упр т == 5,5 В от ис
точника с внутренним сопротивлением R ви == 2 кОм. Длительности
фронта и среза входных импульсов t фр упр == t ep упр == 20 нс. ЗапираIO
щее смещение создается источником напряжения Еем == 3 В, ПОДКJIЮ
чаемым к базе транзистора усилителя через резистор сопротивлением
R 2 == 20 кОм. Коллекторная цепь питается от источника напряжения
Е к == 6 В через резистор сопротивлением R к == 2 кОм. Паразитные ем-
кости, ШУНтирующие базовую и коллекторную цепи, соответственно
равны С 1 == 15 пФ и С 2 == 10 пФ. В схеме используются интеrральные
транзисторные структуры, параметры которых приведены в п. 2.2.2.
В нтеrральных схемах усилители оrраничители снелинейной об-
ратнои связью удобно строить по схеме 3.25, в. В этой схеме напряже-
ние смещения в базовой цепи, обеспечивающее своевременное отпи-
рание диода Дое И включение цепи обратной связи, создается при по-
мощи диода Д (вместо резистора Rl, как это показано на рис. 3.25, 6).
Этот же диод одновременно выполняет функции диода смещения повы-
шающеrо помехоустойчивость усилителя (см. пример 22). '
1. Выбираем схемы включения транзисторов, используемых в ка-
честве Д OДOB в цепи обратной связи и в цепи смещения, Диод в цепи
обратнои связи должен обладать возможно меньшим временем расса-
С lВания, низким напряжением отпирания и малым прямым сопропi'в
лением. казанным требованиям наиболее полно удовлетворяет диод,
собранныи на эмиттерном переходе интеrральноrо транзистора с зако-
роченным коллектором (см. пример 7).
Чтобы транзистор-усилитель не насыщался, необходимо обеспечить
ВЫполнение условия и к б == и де и д ое О, т. е.
иnе>идое, (3.67)
rДе и Е 00 и и n е прямое падение напряжения на диодах в цепях об-
ратнои, связи и смещения. Следовательно, диод смещения должен обла-
дать большим напряжением отпирания, чем диод в цепи обратной свя-
qИ. Это будет способствовать повышению помехоустойчивости схемы.
. тобы не происходило заметноrо уменьшения управляющеrо тока /
ОтБИ рае r упр'
и мо О от источника входных импульсов, желательно выбирать
Д од смещения с малым прямым сопротивлением. При этом целесооб-
153
I11
'1
11
11
ili
111 . . 1
!Ii
I1 1 1
1.1
li'
"1
11
111
.1
1;
раз нее использовать диод смеще-
ния с б6льшим временем рассасы-
вания носителей, так как он про-
водит ток в обратном направлении
сравнительно б6льшее время, бла-
rодаря чему ускоряется запирание
транзистора-усилителя и тем са-
мым сокращается длительность
среза (см. пример 22). Указанным
требованиям наиболее полно удов-
летворяет интеrральный транзи-
стор с параллельно включенными
эмиттерным и коллекторным пере-
ходами (см. пример 8). Схема та ко.
ro усилителя-оrраничителя показа.
на на рис. 3.36.
Чтобы при наиболее неблаrоприятных условиях транзистор не на-
сыщался, необходимо при помощи цепи обратной связи обеспечить
уменьшение тока базы до величины
1 б паиМ == / к паимl N наиб ·
tI/(1
I
I
tz
I
I
I
...I
Рис. 3.36. Схема УСИЛlIтеля-оrра-
ничителя с нелинейноЙ обратной
связью на интеrральных транзи-
. сторах.
Из схемы на рис. 3.36 следует, что ток базы
. / / / Иупр Uд с Uб \}
IБНПI1М упр ДllаlIб CM R
ИН
/ Есм+Uб 8
днаиб R 2 .
Ток коллектора складывается из токов, отбираемоrо от источника
Е и и ответвляемOI'О в цепь обратной связи, т. е.
1 и на им == (Еи Uиэ)/R и + J д наиб'
Таким образом, как следует из представленных соотношений, для
предотвращения насыщения нужно, чтобы, во-первых, диод в цепи об-
ратной связи Т ДОС пропускал ток величины
I иупр Uд С Uб 3 Есм+Uба Еи Uиз (3.68)
Д наиб R iJи R 2 R и Nнаиб
и, во-вторых, перепад напряжения U д с на диоде смещения при токе
J д с == I упр 1 д наиб превысил перепад напряжения U д наиб на диоде
Т Д ос, соответствующий току / д наиб' Предварительно приняв U дс
0,6 В; U б э == 0,7 В, рассчитаем токи:
1 [ 5,5 I,з 2+0,7 6 o,l ] . 10 3 2 MAi
Дlluиб 2 20 2.50
J == ( 5,5 I,з 2 ) .10 3== 0 1 А
Де , М ,
2
а затем по формулам, полученным при решении примеров 7 и 8, опреде-
лим перепады напряжения на диодах ТДос и ТД:
154
U '" I [ /д наиб (1 )] + Тб /д наиб '"
Д наиб'" т з 'Рт n aNal f3 N '"
1,2.25.10 3.1п 2.10 3 (1 0,83)+ 70.2 .10 3 O.59 В,
10 12 50
U 1 /д с
I!C mCj)T n +r5/no==I,35.25,10 3x
/эт(l СХN)
J KT +
1 cx N СХI
10 4
Х In + 70. О 1. 1 O 8 == О 62 В
10 12 (1,1+0,02/0,83) , ,.
Следовательно, условие (3.67) выполняется, что rарантирует рабо-
ту транзистора вне области насыщения.
2. Рассчитываем время задержки и длительность фронта при отпи.
рании усилителя. Время задержки 13 б' В течение KOTOpOro напряжение
на входе транзистора достиrает U 8 ОТ, определяется формулой (2,18)
tаб [ 2'tфрупр(Rин+r5)(Сэо+Сl) Uдс+Uэот ] 1/2 12 нс,
U упр т
а время задержки фронта выражением (2. 19а):
t t + 'tТNRП(СП+С2) +0 1 /и
а п з N , ('t эи + 't п) х
'tТN+R и(GН+С2/ Nl'и) фру р 2/бlf3 N l'п
Х [ 1 + .. /'1+ 18 [51 f3 N I'и't'эн't'фр УП ] 12 не.
V О,llп('t'эп+'t'фРУI1Р)
Рассчитываемая по формуле (2,20) длительность фронта составляет
t фр == 0,9 ('t эи + 't фр упр) 2/ П l' Х
51 N П
х [ 1 + V 1 + 18 [5l 13 N l'п 't'зп 't'фр УI1Р ] '"
9/ t a и '" 40 нс.
О, и("Сэи+'t'фрупр)
Следует иметь ввиду, что при расчете t з п и t фр токи коллектора / R
И базы 151 определяются так же, как в схеме насыщенноrо ключа, по-
скольку при формировании фронта обратная связь не действует. Таким
образом, в формулы для 'а п и t фр подставлены
/и== Еп uнэ 6 мА- I == иУПР UДС Uбэ ЕСм+Uбэ 2 А
R и 'бl R м.
ИИ R,
3. ПО формулам (2.26) и (2.27) рассчитываем время задержки и дли-
тельность среза, подставляя в эти формулы '
/п== Еп Uк" +/д==8 мА; Iбl== ==О 16 мл.
R п /3 N ' ,
J55
,': . ' .
Еем+Uба o 13 мА.
Rs '
При этом получаются /а 20 нс; /ер 0,17 мкс.
Пример 25. По данным, указанным в примерах 9 и 1], рассчитать
схему усилителя-оrраничителя с авотрансформаторным включением
цепи нелинейной обратной связи (рис. 3.26) и определить продолжи-
тельность переходных процессов. .
1. По формулам, полученным при решении примера 11, находим па
раметры входноrо и выходноrо трансформаторов. Поскольку условия
такие же, что и в примере 11, то соответствующие параметры получа-
ются почти одинаковыми 1), т. е. n ВХ == 2; L 10X 9 Mr; n ОЫХ == 1,5;
L I 0,5 Mr.
в схеме с нелинейной обратной связью можно заметно увеличить
индуктивность намаrничивания выходноrо трансформатора и тем самым
облеrчить режим работы транзистора (уменьшив амплитуду тока кол-
лектора 111т)' ПОСКО.rJьку В схеме действует нелинейная обратная
связь, предотвращающая насыщение транзистора, то необходимость
стабилизации длительности импульса увеличением амплитуды тока
111т отп.аД1t::т. Примем L f == 5 Mr. u
2. Совершенно так же, как в усилителе без обратнои связи, по фор:
мулам (3.43) и (3.46) рассчитываем параметры токооrраничивающеи
RС-цепи (которая в данной схеме предназначена rлавным образом для
сокращения длительности среза выходноrо импульса):
R б == (Иупр/l!вх Еем ИЗ от) N паим ( ROH + r б ) 2 кОм;
Е и (I/R H n ых+tи/L1) n x
С б == (PN / R б ) (TTN + Си R H n: ых ) 200 нФ ( Nиаим == 20; Си == 45 пФ).
3. Определяем наибольшую величину падения напряжения на
диоде в цепи обратной связи. Для этоrо рассчитываем ток др:,ода I Д.Н8иб
при наибольшей амплитуде входноrо импульса и наименьшеи пели !ине
ТОКа колектора:
I JНН8ИМ ==05 мА
1 д IНш5 '=::: упр наиб А "
t-'N нанб
[б2
rде
И упр т (EeM +И З от) == 052 мА;
Iупрнаиб == R и+Rб+rб '
J и наим '" Е н '" О 02 мА
"'А R 2 "" .
N наиб "'N иаиб н n вых
Можно использовать импульсный кремниевый меза диод 2Д503А.
По вольт-амперной характеристике диода 2Д503А определяем напря-
жение на диоде И д наиб == 0,55 В, соответствующее току 1 д наиб'
4. Находим напряжение И Ф (см. рис. 3.26), фиксирующее уровень
сиrнала на выходе усилителя. Наименьшее значение И Ф определяется
1) С учетом влияния Rб (рис, 3.26) при L 1 ВХ == 9 Mr спад тока базы незначи-
тельно превысит 20%.
156
;,
наибольшим падением напряжения на диоде И д наиб' В случае необхо
димости, подбирая соответствующим образом И Ф ' можно оrраничIIТЬ
амплитуду выходноrо импульса на заданном уровне. В данном ПРИll!сре
можно выбрать И Ф == 0,6 В.
. 5. Рассчитываем параметры цепи, которая создает смещение задан-
ной величины И Ф ' В автотрансформаторной схеме (рис. 3.26) напр же
ние смещения И ф равно э. д. с. индукции на обмотке трансформатора
с ЧИСЛО I витков W;. Полный перепад напряжения на первичной обмот
ке выходноrо трансформатора с W I == wi + W"1 состаВ.rJяет И m ==
== Е" Ин И эб E1I' Следовательно,
W'i IJф '" ИФ
W 1 И т "'Е;:е
llоследнее выражение используется для расчета числа витков
Wi == W 1 Иф/Е и O,IW 1 ,
6. Параметры демпфирующей цепи рассчитываются так же, как и
в примере 11. В данном случае можно использовать однотипный меза
диод 2Д503А с последовательно включенным резистором сопротивле-
нием R == 270 Ом.
7. По формулам, полученным в примере 11, оцениваем время за-
держки и длительность фронта при отпирании ключа, Iюторые получа-
ются такими же, что и в примере 11, т. е. 13 == 0,33 мкс; I фр == 0,28 мкс.
8. Рассчитываем Бремя задержки и длительность среза при запира-
нии усилителя. Из-за включения цепи R БС б запирающий ток базы ока-
зывается сравнительно большой величины, поэтому транзистор быстро
переходит в об.rJасть отсечки, rде время задержки и длительность среза
определяются формулами (2.30). Как показали расчеты в примере 11,
и в данном случае t a == 43 нс и t ep 0,5 нс.
Задача 19. По данным примеров 9 и 11 рассчитать усилитель оrрани-
читель на транзисторе МП42Б с токооrраничивающей цепью в эмит-
Тере и определить ero основные характеристики.
Задача 20. По данным примера 21 рассчитать интеrральную схему
лоrическоrо Э.rJемента с резистивно емкостной связью так, чтобы
с учетом влияния динамическоrо смещения оказались оптимальными па-
раметры цепи RБСБ, при которых время задержки распространения ста-
НОвится минимаЛЬНbIМ.
Задача 21. По данным примера 22 рассчитать полное время пере-
Ключения Т пер и время задержки распространения t ap трехвходовоrо
ДТЛ элемента, в котором усилители оrраничители построены на тран-
Зисторах Шоттки (интеrральный транзистор, коллекторный переход
Koтoporo шунтирован диодом Шоттки, предотвращающим насыщение).
Задача 22. По данным примера 22 рассчитать полное время переклю-
чения Т пер И время задержки распространения t зр трехвходовоrо дт Л
э.'1емента, в котором в качестве входных диодов и диодов смещения ис-
пользуются диоды Шоттки, а усилитель-оrраничитель построен на
транзисторе Шоттки. Время переключения диодов Шоттки не превы-
шает 0,1 нс, eMl<OCTb перехода Сп == 2 пФ, прямое сопротивление r пр ==
==: 10 Ом; напряжение отпирания И от == 0,25 В.
157
;;
rnasa 4
УСИЛИТЕЛИ ФОРМИРОВА ТЕЛ И
1:1
1'1
4.1. Назначение усилителе14-формирователе14 и их особенности
Усилители формирователи используются для преобразования им-
пульсных сиrналов по длительности, т. е. для их укорочения или рас-
ширения.
Укорочение импульсов применяется для формирования кратко-
временных импульсов из перепадов напряжения или тока, для умень-
шения длительности импульсов при запуске и синхронизации релакса-
ционных reHepaTopoB, триrrеров и т. п. Длительность импульсов мож-
но уменьшить их дифференцированием. Для укорочения импульсов
точноrо дифференцирования не требуется, поэтому в большинстве слу-
чаев можно использовать простейшие цепи в виде eMKocTHoro или
индуктивноrо контура. В схемах на униполярных транзисторах, так же
как и в ламповых, укорачивающие схемы подключают к выходу уси-
лителя. В устройствах на биполярных транзисторах отдают предпоч
тение схемам с укорачивающей цепью на входе усилителя.
Параметры укорачивающей цепи определяют исходя из требова-
ний длительности и амплитуде выходноrо импульса. Длительность
же и в особенности амплитуда выходноrо импульса зависят от парамет-
ров усилителя, а также от параметров входноrо импульса, т. е. от ero
амплитуды, крутизны нарастания фронта, длительности. Поэтому да-
лее укорачивающие цепи рассматриваются во взаимодействии с усили-
телем.
Параметры схемы укорочения необходимо выбирать таким образом,
чтобы при наибольшей длительности входноrо импульса длительность
выходноrо не превышала заданной величины. Поэтому анализ работы
и расчет схем, используемых для укорочения импульсов, целесообраз-
но вести для случая, коrда входной сиrнал представляет собой перепад
напряжения или тока, т. е, импульс неоrраниченной длительности. Оче-
видно, что если в этом случае длительность выходноro импульса не пре-
вышает заданной, то она тем более не превысит эту величину при воз-
действии импульса конечной длительности.
Расширение импульсов, т. е. увеличение длительности кратковре-
MeHHoro импульса, применяется при реrистрации импульсов, для срав-
нения и измерения энерrии кратковременных импульсов, для задержкИ
и запоминания импульсных сиrналов и т. п. Расширение импульсов
связано с накоплением электрической энерrии и ее сохранением в те-
чение возможно большеrо времени, что можно производить при помощи
Ifнтеrрирующих цепей. В схемах на униполярных транзисторах, так
же как и в ла/;!Повых, наиболее часто используется емкостной контур,
15S
так как эти схемы обладают сравнительно высокоомными входом И вы-
ходом. В схемах на биполярных транзисторах более подходящим явля-
ется индуктивный контур, который позволяет заметно увеличить дли-
тельность импульса при работе на низкоомную наrрузку. Чтобы за-
метно расширить импульсы, индуктивный контур надо подключить
к источнику с низкоомным выходом, В области насыщения транзистор
имеет малое выходное сопротивление. Насыщение транзисторов об-
условлено накоплением избыточных носителей в базе что само по себе
дает интеrрирующий эффект. Поэтому при работе в р жиме насыщения
в большинстве случаев отпадает необходимость в дополнительном ин-
дуктивном контуре, так как удается заметно увеличить длительность
выходноrо импульса за счет накопления носителей в базе.
4.2. Усилители-формирователи коротких импульсов
на бипоnярных транзисторах
4,2.1. Схемы и расчетные формулы
В усилителе-формирователе емкостной контур можно включить
в базовую (рис. 4.1, а) или эмиттерную (рис. 4.1, б) цепь.
На практике обычно применяются нормально закрытые усилители,
отпираемые входными импульсами. В схеме на рис. 4.1 ,а транзистор за-
выхоа
Я!{
Bblxo8
R э
llOх
а б
Рис. 4.1. Схемы усилителеи-формирователей коротких импульсов с ем-
костным контуром в цепях базы (а) и эмиттера (б).
Пирается источником смещения Есм, в схеме же с эмиттер ной цепью сме-
щение можно создать при помощи делителя Rl R в от общеrо источника
коллекторноrо питания Ем. В первой схеме укорочение импульса про-
ИЗВОдится при помощи конденсатора С б в цепи базы. Резистор R, со-
Противлением порядка нескольких килоом, служит для подачи запи-
раЮщеrо смещения на базу транзистора, а диод Д способствует быстрой
раЗРядке конденсатора С б после окончания входноrо импульса блаro-
даря чему уменьшается величина динамическоrо смещения спо обноrо
ОСлаблять действие последующих входных импульсов. '
159
.
В схеме на рис. 4.1, 6 уко-
рочение импульсов произво-
дится при помощи конденса-
тора С е В цепи эмиттера. Ре.
зистор R е включается для
термостабилизации схемы. В
отличие от токооrраничиваю
щеrо сопротивления в orpa-
ничителях амплитуды, соп-
ротивление резистора R э в
схеме усилителя-формирова-
теля выбирается значительно
большей величины (обычно
порядка нескольких сотен ом
и даже килоом). При работе
транзистора в активноЙ обла-
...,... t сти схема на р ис. 4.1, 6 пред.
"'"'t
ставляет собой усилитель с
отрицательной обратноЙ
связью. При большом СОЩ)Q-
тивлении в цепи эмитreра об.
разуется rJlубокая обратная
связь. После выхода траюи-
стора из насыщения выходн()е
напряжение быстро спада т
и устанавливается на уроп
не, близком к исходному, так как обратная связь сильно ослабляет
действие входноro сиrнала.
В исходном состоянии формирователь закрыт. В момент времени 10
на вход поступает идеальный перепад напряжения с амплитудой и ВХ т
(рис. 4.2). Транзистор отпирается, ток базы скачком возрастает на Be
личину I бm . а затем из-за заряда укорачивающеrо конденсатора С б или
С э постепенно уменьшается.
Ток базы i (') (t) можно представить как разность двух составляющих:
t
i(')(i)===I(')me 'tУII J6заl/(1 е \YI<).
l!lx
16
t
. '
t
1"
иK
Рис, 4.2. Временные диаrраммы
процессов в усилителе-формирова-
теле коротких импульсов.
Первая составляющая тока с амплитудой I ('i т обеспечивает насыше-
ние транзистора. Вторая составляющая. амплитуда которой 1(') зви зави-
сит от напряжения смещения, стремится запереть транзистор. Спад то-
ка базы характеризуется постоянной времени укорачивающей цепи
't'УИ' В усилителе с укорачивающей цепью в базе величины 1(') т' 1(') заП
И 't'УИ определяются выражениями:
и;х т YR (ECM+и от)
'6т==
R вп YR +r('i
I Еом+U э 0'1'
('i зав R+r(!
(4,1)
"_ 11 С (') ( R B U + rб R ) С.. ( R B B + ..),
, u rб+R u 'u
(4.2)
160
rде и: хт == иBxт ис+Есм; I'R==R/(R+RВlJ, Uс напряжс.
иие на конденсаторе С (') в момент отпирания транзистора.
В схеме с конденсатором в цепи эмитrера ток базы зависит от тока
коллектора. Если пренебречь изменением тока коллектора в течение
сравнительно KopoTKoro времени, пока транзистор работает в активной
области, и считать I и 111 нt то:
/б т == [и ах т (Е ом + U е от)]f(R вп + ,('); /б заи == I и п' (4.3)
't'уи==С э (R вв +'6)' (4.4)
't:'
J
rде
Iкп==(ЕII /коRИ UИВ) ( R I +.....!..... ) EII ( .....!.....+....!... ) , (4.5)
1< R п R и Ru
Есм == Е 1< Rэ/(R з + Rl)'
в юмент времени /! (рис. 4.2) транзистор попадает в область на-
сыщения и потенциал ero коллектора фиксируется на уровне U ип' З,J-
вершается формирование фронта импульса, длительность КОТОРOI'О
(с учетом влияния емкости наrрузки Си) можно оценить по приближен-
ной формуле
/фр 0,8 :: ['t'TN + R п к (Сп + g;) ],
rде R п к === R п " R K .
Далее начинается формирование плоской вершины импульса. На
втом этапе происходит накопление носителей в базе, но затем, по мере
уменьшения тока базы, накопление прекращается и начинается рассасы-
вание избыточных носителей. Наконец. в момент времени /2 транзистор
выхuодит из области насыщения, восстанавливаются ero усилительные
: своиства и нач нается формирование среза импульса. К этому моменту
укорачивающии конденсатор успевает зарядиться настолько, что на-
пряжение на нем почти полностью компенсирует действие входноrо
сиrнала. При этом величина тока в основном определяется напряжением
'. источника смещения, которое стремится запереть транзистор. Таким
_ образом, длительность выходноrо импульса практически определяется
продолжительностью нахождения транзистора в области насыщения.
это время рассчитывается из уравнения для заряда избыточных носи-
телей в базе, накопленных непосредственно у коллекторноrо перехода.
На практике с помощью этоrо уравнения рассчитывают постоянную
времени укорачивающей цепи 't' УII по заданной длительности выходноro
импульса i и . Для удобства расчетов это уравнение uеЛt:,сообра:нlO пре-
образовать и привести к виду
1 е ЛФ Х N
== ф ф'
(4.6)
(4.7)
j
I
I
t
I
,
"
L
rДе
Х ф == ( 1 ТУН ) ;
'уи ТВ
'и
N'j)== lбзвп. i. . '!/ (e . 1).
\111/11/) (/6", т 10 "ан)
(4.8)
6 З. к . 257
161
На рис. 4.3 n виде rрафиков представлены результаты решения
трансцендентноrо уравнения (4.7) в зависимости от величины N ф' При
расчете схемы усилителя формирователя при помощи этих rрафиков
определяют величину Х Ф ' соответствующую данному значению N ф' а
после этоrо вычисляют постоянную времени укорачивающей цепи по
формуле
Т;ун сс= t l1 /t,Jr;H + Х Ф ' (4.9)
При значениях N ф > 1, как видно из рис. 4.3, 6, Х Ф имеет отри-
цательный знак. При этом может оказаться отрицательным и расчетное
значение Т; ун' Это означает, что входной сиrнал неспособен обеспечить
насыщение транзистора.
3
\ I
\
\
\
\
"-
""
"J ..........
1.0
о
NC(I
1,5
2,0 2,5
Xrp
r\
\
\
"-
"
"-
"
'-
o,5
2
1
1,5
о 0,25 0,5 0,75 Nrp Х<р
а 5
Рис. 4.3. [рафикиХ ф отNф: дляО<N ф <:; l(а) и 1< N ф <3(б).
Решение уравнения (4.7) можно представить в виде приближенных
формул. В частности, при N ф 0,4 постоянную времени 't ун можно
определить при помощи приближенной формулы
'tун tиNф'tн/(tи Nф+'t н ). (4.10)
N ф >- 0,4 достаточно хорошим приближением является фор-
Для
мула
{ [ V 1} 1
3 8 (1 Nф)
Т;ун Т;Н 1 + < н (l + N ф) 1 1 t
и 3(I+Nф)2
(4./1)
которая позволяет определить величину Т; у н С поrрешностью не более
10% в пределах изменения 0,4 N ф 3. При N ф > 3 длит льность
импульса t и > (2 ... 3) < н , поэтому можно не учитывать влияние реком-
бинации в базе и рассчитывать постоянную времени Т;ун по формуле
(1 Iбт+/баап ) 1 (4.12)
Т;ун A П 1 + 1 / R ·
б зап н н VN
С изменением тока наrрузки, амплитуды входноrо импульса и пара-
M TpOB транзистора изменяется длительность ВЫХОДlI01'0 импульса, что
162
необходимо иметь в виду при расчете схемы. Можно уменьшить измене-
ние длительности импульса I'1t и , вызываемое отклонением амплитуды
входноrо им.пульса от Номинальной величины, предварительно форми
руя входнои сиrнал при помощи предусилителя оrраничителя. Если
Л н
Рис. 4.4. Схема усилителя-формирователя с укорачивающим
трансформатором на входе.
же изменение длительности импульса I'1t и превышает допустимую ве-
личину из-за изменения в широких пределах тока наrрузки, то можно
уменьшать I'1t и , наrружая усилитель балластным сопротивлением. При
этом оrраничивается диапазон из
менения тока наrрузки I нн И Te'l1 10
самым в некоторой степени стаби-
лизируется выходной импульс.
Однако балластное сопротивление
увеличивает ток коллектора в об-
ласти наСblщения, что приводит К
уменьшению наrрузочной способ-
ности усилителя и увеличению 11(
потребляемой мощности.
В усилителе с трансформатор.
ным выходом можно существен.
но уменьшить изменение длитель-
ности импульса, обусловленное
изменениями тока наrрузки и па-
раметров транзистора ('t H ; N), со- l.l"з
ответствующим образом подбирая
параметры трансформатора, так
же как и в усилителе оrраничи-
теле.
На рис, 4.4 приведена схема
усилителя формирователя с уко-
рачивающим трансформатором на
входе, который одновременно поз
воляет соrласовать источник сиrналов с усилителем. Для соrласова-
Ния усилителя с наrрузкой используется выходной трансформатор.
При подаче ВХОДноrо перепада (рис. 4,5) ток базы скачком увеличи-
вается на величину
"
'5;0"
t
I Kт
t
t
Рис. 4.5. Временные ДIIаrраммы
процессов в трансформаторном
усил ителе-фо рм ирователе.
1 6т == 1 2 [ ивхт (Е см + изот) ] ,
fб+Rвн/nnх nВХ .
(4.13)
6*
163
rде n пх == W 1 1W 2 коэффициент трансформации входноrо трансфор-
матора.
Очевидно, что чем больше амплитуда баЗОЕоrо тока I бт' тем меньше
длительность фронта выходноrо импульса. С этой точки зрения, целе-
сообразно выбрать ко эффициент трансформа ции равным
== RBH [v +( Есм+Uэот ) 2 Есм+Иаот ]
nпх опт .
rб R BH и вх т и вх т
(4.14)
При этом 1 б т достиrает своей максималыюй величины.
В усилителе с дифференцирующим трансформатором, как в преды-
дущих схемах, ток базы можно представить в виде
t t
. Тун Тун
Iб(t)==/бте /бзап(1 с ),
}'Де jбзпп==(Есм+Uэот)lrб ТОК базы, запирающей транзистор;
1',н == L ZBX ( . + п ,x ) постоянная времени укорачивающеrо
) '6 R пн трансформатора или
Тун == [ 1ВХ ( + ) .
. rб пВХ R BH
Влияние укорачивающеrо трансформатора проявляется в том, что
с увеличением тока намаrничивания ослабляется действие ВХОДНОI'О
сиrнала и возрастает влияние запирающеrо смещения.
Ток коллектора, достиrнув уровня насыщения I н n == (Е н
U н н)1 R нп 2 , продолжает возрастать из-за увеличения тока намаrни-
чивания пыходноrо трансформатора и к моменту времени { 2 становит-
ся равным
Е I 1 t и \
IIIJn ( H иHH) I + )
\ Rи L 1
(n вых == W 1 /W 2 коэффициент трансформации, L 1 индуктивность
первичной 06rvютки выходноrо трансформатора). Уравнение, rрафики
и приближенные выражения для постоянной времени укорачивающеrо
трансформатора имеют такой же вид, как и для усилителя формиро-
вателя с емкостным контуром, с той лишь разницей, что в данном
случае функция N ф определяется следующим выражением:
N == ехр (tи/т: н ) {[ ] + I H т + (Е и ) х
ф (16т + Iб зпп) t и /1:н б зап ы и н н
Х Tf\N TH ] [ 1 ехр ( .!!!.. )] + EH иH н t и } . (4.15)
f\N L 1 Т:н f\N L 1
4.2.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 26. Рассчитать усилитель-формирователь коротких импуль
сов на интеrральных тр анзисторах (см. п. 2.2.2), предназначенный для
запуска Ж:ДУlДеrо МУ ЪТЦВl;1братора по КО-1лекторной цепи (рис. 4.6).
164
r
В исходном состоянии транзистор Т закрыт напряжением смещения;
которое подается от источника напряжения Есм == 2 В через цепь, со-
стоящую из резистора R и транзистора Т Д в диодном включении. На
вхоД усилителя поступают перепады напряжения положительной по-
лярности амплитудой и ВХ т == 5,5 В и длительностью фронта 'фр пх ==
::::: 30 нс. Внутреннее сопротивление источника входных сиrналов R пн ==
== 5 кОм. Усилитель-формирователь подключается к коллектору за-
KpbIToro транзистора мультивибратора с R Нl == 5 кОм и Е н == 6 В.
Чтобы возбудить мультивибратор, необходимо обеспечить рассасыва-
ние заряда величиной Q == 1 нКл из базы насыщенноrо транзистора.
Время выдержки мультивибратора 'выд == 0,5 мкс,
Е!{
Н Н2
Рис. 4.6. Схема усилитеЛЯ фОРМИРОВDтеля на интеrральных транзисто-
рах.
1. Определяем требования к длительности импульса t и ВЫХОДноrо
импульса усилителя-формирователя. Наибольшая величина' б
инаи
должна быть меньше времени выдержки жд у щеrо М у льтивиб р ато р а t
б выд
С тем, что ы не влиять на длительность ИМпульса, формируемоrо муль-
ТИВ б ибрат ром. Наим:,ньшая дли Q тельность импульса t п наим определяется
тре уемои величинои заряда , рассасывание KOToporo обеспечивает
переброс мультивибратора. ЭтОТ заряд рассасывается током амп-
литудой [рас (EH Uбэ Uкп)lrвхн 12 мА, поступающим
в базу насыщенноrо транзистора через конденсатор С] (потенциал базы
I U б э 0,7 В, входное сопротивление насыщенноrо транзистора r вх Н
400 Ом). Если пренебречь уменьшением этоrо тока, обусловленным
перезарядом конденсатора CJ, то заряд, отбираемый из базы насыщен-
Horo транзистора за время 'п' составит [рас t и . Следовательно, длитель-
Ность выходноrо импульса должна быть не менее
Q 1O 9
'и !!аим == I 0,08 мкс.
рас 12.10 3
Учитывая некоторое уменьшение тока I рас' при расчете схемы
будем риентир ваться на длительность импульса 'и == 0,15 мкс, при
Которои, С однои стороны, обеспечивается надежный переброс мульти
вибратора, а с друrой, исключается влияние запускающеrо ИМПУ.'1ьса
На Время выдержки.
2. Выбираем сопротивление резистора так, чтобы он не ШУНТиро-
вал заметно источник СИIналов, т. е. R == 20 кОм.
165
3, Рассчитываем постоянную времени укорачивающей цепи ТУН ==
== С (R BH + 'б 11 R) ;:;;: CR BH . Для этоrо прежде Bcero по формулам (4.1)
и (4.2) определяем токи базы:
( И ВХ т ИС + Есм) 'l'R (EcM+ ИЗ от)
/бm== ;:;;:0,51 мА;
RBH'I'R + rб
/ Е см + И а от О 12 А
(j ззп ;:;;:, м;
N+rб
а также ток коллектора в насыщении
/ ЕR ИИ Н + / 13 2 А
н н;:;;: - R рас;:;;:' м .
Нl
Здесь И с == Ид ;:;;: 0,6 В напряжение на конденсаторе С в момент
поступления перепада напряжения на вход усилителя. Это напряжение
равно разности потенциалов И д на электродах диода Т Д при токе / д ==
== ЕСМ/ R 2 .....:. 0,1 мА, величину которой можно определить по данным
примера 7.
Поскольку в данном примере длительность формируемоrо импульса
t п значительно больше постоянной времени накопления (.в == 25 нс),
то величину. уи можно рассчитать по формуле (4.12):
1 5 10 7 / 1 0,51 +0, 12 032
.ун== ,. п 0,12+13,2/50 ;:;;:' мкс.
4. Находим емкость укорачивающеrо конденсатора
С;:;;: .УН/ R BH 64 пФ.
Пример 27. Рассчитать трансформаторный усилитель, предназна-
ченный для работы в качестве формирователя коротких импульсов,
длительность которых должна быть оrраничена в пределах t и наиМ ==
==0,5мкс И t и наиб == 1 мкс при изменении наrрузки в широком диапазоне:
Rн наим == 40 Ом; RннаИб == 200 Ом; Св наиб ==200 пФ; Сннаим==50пФ.
Сиrналы амплитудной и ВХ т == (5,5 ::1:: 0,5) В поступают на вход
усилителя от источника с внутренним сопротивлением RBH == 200 Ом.
Наибольшая частота усиливаемых импульсов F наиб == 0,5 мrц. Ам-
плитуда выходных импульсов ИВЫХ т == 6 В, длительность фрона t фр -<
< 0,5 мкс. Температура меняется в пределах от 25 до 600 С. Запираю-
щее смещение, равное 0,55::1:: 0,5 В, создается диодом. Изменение на-
пряжений источников питания не превышает 10 %.
1. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиями к току на-
rрузки и длительности фронта. Чтобы обеспечить сравнительно B:,rco-
кую стабильность длительности импульса при изменении наrрузки и
температуры в широком диапазоне, необходимо ориентироваться на
транзистор, обладающий большим допустимым током коллектора. Про-
изведем расчет для rерманиевоrо транзистора МП20А.
2. Находим коэффициенты трансформации входноrо и выходноrо
трансформаторов по формулам (4.14) и (2.37):
n == 200 [ -. / ( ) 2 + J == 17
вхоп-r 30 V 5,5 200 5,5 '
166
I
(Есм+иаот==0,55+0,1 5==0,7 В: 'б==30 Ом; И в х:т==5,5 В);
-. I 200 50 . 10
n вых опт V 50.80 + 80. 10 12 . 40 ;:;;: 4
(СВ == 200 пФ; f:3N == 50; СИ 80 пФ; TТN == 50 нс; R B == 40 Ом).
3. Определяем напряжение ИСТочника питания
Е и ;:;;:nвыхИвыхm==24 В.
4. Задаемся индуктивностью первичной обмотки ВЫХОДноrо транс-
форматора, руководствуясь неравенством
L t Еннаиб Иин O,IMr,
17' инаиб JК,нm..х Jвннаиб
rде
/и ннаиб ==
Е и наиб
'l
nвых [( н ваим
1,1 . 24
== 41 мА.
16. 40
Произведем расчет схемы дЛЯ L) == 1 Mr.
5. Определяем постоянную времени укорачивающей цепи ТУК'
ДЛЯ этоrо на основании выражения (4.15) рассчитываем значение
функции N ф при величинах
J и н наиб ==
Е наИб ИНН 41 мА;
n"ых R и нзим
1 1 [ ИВХ т ш!им
б т наим == 2
rб+ [(пн/nах n IJх
[(см. формулу (4.13)];
(Е см + И D от)наИб] ;:;;: 22,6 мА
1
/ б заП напб == -;;; (Е СМ + И э о'' )"аиб ;:;;: 23,3 мА;
.в наим == 1 мкс; f:3N !!зим == ЕО,
которым соответствует минимальная длительность выходноrо им-
пульса t и наим:
N ф == 1,65 {[ 23,з + 41 + 26,4(2,5 1) . 10 3 ] Х
(22,6+23,3) О,Б 1)0 БО . 10
Х 04 + 26,4'0,5 . 10 3 } ;:;;: 077.
, 50. 10 3 '
ПО rрафикам на рис. 4.3 определяем величину Х Ф ;:;;: 0,6, а затем
по формуле (4.9) рассчитываем постоянную времени укорачивающей
цепи
... t и наим 455
.уи == нс,
t и наим/'Н наим+Х ф
Отрицательный знак расчетной величины .УН означает, что при
8аданных условиях схема не способна формировать импульс длитель-
ностью t и наим' так как транзистор переrружен и выходит из об-
ласти насыщения раньше требуемоrо времени. Чтобы предотвратить
167
это, необходимо увеличить амплитуду входноrо импульса или умень-
шить наrрузку усилителя, т. е. увеличить минимальную величину
R н наим' Транзистор можно также «разrрузить», увеличивая индук-
тивность намаrничивания выходноrо трансформатора L j , но при этом
возрастают пределы изменения длительности выходноrо импульса с из-
менением наrрузки, амплитуды ВХОДноrо сиrнала, а также парам<:т-
ров транзистора.
Постоянную времени укорачивающей цепи .УН можно рассчи-
тывать и при помощи приближенных формул (4. 10) (4. 12).
6. Проверяем работу схемы при изменении наrрузки, парамеТРО8
траНЗИСТора, напряжений входноrо сиrнала и смещения. Так как
указанные величины обычно изменяются в широких пределах, то
расчет изменения длительности импульса на основании дифферен-
циальных приращений приводит к заметным ошибкам. Поэтому пе-
лесообразно производить проверку следующим образом. Вычисляе 1
значение функuии N ф' соответствующее наибольшей длительности
импульса t и наиб' подставляя в выражение (4.15)
/ == Е н наим Uн n == 6 8 !\lA:
н н наим п:ых RII наиб '
16 ТlLш,,,(j == [ иВХ т наиб (Ee \ + И" ",'),,:;и,, ] ' 29,6 мА:
'б+Rвн/пвх п БХ
1
/ б зап пю\м (Ее м + из от)наим == 20 мА;
.н наиб == 2 мкс: N наиб == 100; .13Н наиб 5 мкс.
При Этом получаем N ф == 0,6, которому соответствует значение
Х Ф == 1,1 (см. rрафики на рис. 4.3). Определяем новое значеfll1е lЮ-
стоянной времени укорачивающей uепи
'т == (\1 наиО 625 не
ун н t и наиб/Тн наиб + ХФ
и сравниваем ero с веЛИЧИIIОЙ .ун' рассчитанной в предыдущем пункте.
Если Тун н> Тун' то максимальная длительность выходноrо импут>-
са не превышает ДОПУСТИМУЮ величину. В противном случае, т. е. IIрИ
т ун II < Тун' необходимо оrраничить пределы изменения тока Ha
rрузки / н н или входноrо тока 1 б т С тем, чтобы уменьшит веста-
бильность длительности выходноrо импульса. Для оrраничения пре
делов изменения тока наrрузки иноrда усилитель наrружают на ба"l
ластное сопротивление. Для стабилизации амплитуды входноrо тока
/ б т применяется предусилитель оrраничитель.
7. Рассчитываем индуктивность намаrничивания укорачиваю-
щеrо трансформатора на входе усилителя по фОРМУ.'Iе
z
L ==т R\III'бllвХ ==045.10 6 200.30(1,7)2 26MKr.
lвх УНRБн+rбn х' 200+30.(1,7)2
168
I
I
8. Оцениваем длительность фронта по приб.rlИженной формуле
(4.6):
t фр 0,8 41 . 10 9 [ 50+ 3,2 ( 90+ 5СУ )] 0,45 мкс
22,6 50
(более точно t фр можно рассчитать по формулам, полученным при
разборе примера 11).
9. Рассчитываем параметры демпфирующих цепей для входноrо и
выходноrо трансформаторов.
10. Проверяем, не превышает ли рассеиваемая на коллекторе
мощность допустимую величину:
р == [ IЕи t + 'итURП t + Iин+/ит и t ,
J:I Т 4 фр 4 ер :2 !{ н и наиб 1
+ /!(О наиб Е н (Т tи наиб tфр tер)]
85 БО
66 мВт < РК тах == 75 мВт.
0,73
Задача 23. По данным примера 26 рассчитать усилитель формиро-
ватель коротких импульсов с укорачивающей RС цепью в эмиттере.
Задача 24. Рассчитать усилитель формирователь с укорачиваю-
щим трансформатором, формирующий импульсы длительностью
t и == (2 ::f: 0,3) мкс амплитудой и БЫХ т == 5 В. Входные импульсы
амплитудой и БХ т == (5,5 ::f: 0,5) В поступают от источника с R вн ==
== 1 !(Ом. Наrрузкой схемы являются элементы, входное сопротивле-
ние которых меняется от R п наим == 1 кОм до Rn наиб == 2 кОм. Из-
менение напряжений источников питания не превышает 10%.
4.3. Усилители-расширители на биполярных
траН3:1сторах
4.3.1. Схемы и расчетные формулы
В схеме транзисторноrо усилителя с емкостным контуром
(рис. 4.7, а) в качестве расширяющей используется емкость коллек
TopHoro перехода и паразитная емкость СО, шунтирующая выходную
цепь усилителя. При этом заметное расширение имеет место только
при работе на высокоомную наrрузку. Следует иметь также в виду
расширение импульса, обусловленное инерционностью транзистора.
Усилитель нормально закрыт и отпирается импульсом тока.
В течение воздействия входноrо импульса изменение выходноrо на-
ПРяжения определяется выражением
'б (р) Вн(Р) ZH н
и ВЫХ (р) == 1 б (р) N (р) Ун (р) lH И ==
1 +ZH н [1 + 13 N (p)]/ZH
rДе
211 J_ R'J н/(РС о RII и + 1); RIII< == R и R!{/(R jj +- Ry.).
169
Можно показать, что если длительность входноrо импульса
TTN < t и ВХ « Уи N ['tTN + R п и (СИ + CO/ N »),
то выражение для выходноrо напряжения можно упростить и при"
6лиженно представить в виде
Iб (р)
ивых(р);;::;: Р[Си+СО/ N+'t',N(l/Rи+1/Rн») ·
Таким образом, в транзисторном усилителе амплитуда выходноrо
импульса
E«
Выхо!! t 1
t
Вхо8 UВX
С1
RI(
I t
I
а
о
Рис. 4.7, Схема УСИЛl!тсля расширителя с емкостным контуром (й) и вре-
менные днаrраммы процессов в нем (б).
1
UBыxт
СО аин
t и вх
I б (t) dt,
о
( 4. 1 6)
rде эквивалентная емкость
СО "ни === С и + : +'tТN ( и + H ).
к моменту прекращения входноrо сиrнала амплитуда выходноrо
импу ьса Достиrает величины U ВЫХ m.' а затем по мере разряда ем-
костеи С и и СО спадает по экспоненте с ПОСТоянной времени 't
(рис. 4.7, 6). В промежутках времени t> t и вх выходное напряжени
изменяется по закону
и ВЫХ (t) == и ВЫХ техр ( [ :: ВХ ).
Д.rIИтельность выходноrо импульса t и в основном определяется
временем разряда емкостей Си и Со, поэтому чем больше постоянная
времени их разряда < р , тем больше и длительность импульса t и .
Для расширения импульсов, как правило, используют нормально за-
крытые усилители, так как в них постоянная времени Т р большей ве-
личины, чем в нормально открытых усилителях. .
(4.17)
170
Длительность выходноrо импульса в нормально заКРЫТD:l1 уси-
лителе определяется временем разряда интеrральной емкости кол-
лекторноrо перехода Си и емкости Со, т. е. t и == a't p , rде а коэффи-
uиенТ, величина KOToporo зависит от уровня напряжения, на кото-
ром определяется длительность выходноrо импульса (на уровне
1 Нп а == 1, а на уровне 0,05 U ВЫХ т коэффициент а == 3). Постоян-
ная разряда этих емкостей
Тр === (Си + Со) R H R п l(R и + R H )
(4.18)
Rи и R H . Емкость СО обычно оп-
Заметим, что в тран исторном
растет с увеличением сопротивлений
ределяется емкостью наrрузки Сп.
усилителе для увеличения < р в
определенных пределах можно уве-
личить емкость С н до требуемой
величины Со. Если Со « Си (1 +
+ N), то С увеличением СО ампли-
туда выходноrо импульса умень-
шается не так уж существенно.
В усилителях с емкостным кон-
туром выходной сиrнал имеет фор-
му треуrольноrо импульса (рис. J/(
4.7, 6). Длительность ero фронта
практически определяется длитель-
ностью входноrо импульса. Если
считать нарастание выходноrо им-
пульса линейным, то. выходное на-
пряжение увеличивается от 0,1
и ВЫХ т до О,9и ВЫХ т за время
t фр == 0,8t и ВХ'
При работе транзистора в обла-
сти насыщения, как известно, дли-
тельность выходноrо импульса уве-
личивается на время, необходимое
для рассасывания избыточных носителей, которые накапливаются в ба-
зе непосредственно у коллекторноrо перехода. Этот эффект на практике
используют для расширения кратковременных импульсов. При этом
удается формировать импульсы стандартной амплитуды с плоской
вершиной и со сравнительно крутым фронтом. Длительность плоской
Вершины выходноrо импульса зависит от времени рассасывания избы-
точных носителей и при соответствующем подборе параметров схемы
Может значительно превосходиТЬ длительность входноrо импульса.
Можно несколько увеличить длительность выходноrо импульса, замед-
ляя разряд емкости коллекторноrо перехода и емкости наrрузки, т. е.
УДлиняя срез выходноrо импульса.
В качестве насыщающеrося усилителя-расширителя можно исполь-
зовать схему на рис, 4.7, а, если соответствующим подбором парамет-
РОВ обеспечить работу транзистора в области насыщения при воздей-
ствии входноrо импульса.
15
t
t и
Рис. 4.8. Временные диаrраммы
процессов в насыщающем УСl!ЛИТС
ле расширителе.
171
i!1
1I1
!I
,1,
l'
11
. . '
: '
Усилитель-расширитель обычно работает без запирающеrо сuмеще-
ния. R этом случае при запирании транзистора ослабляется деиствие
входноrо сиrнала и тем самым снижается уровень накопления. Кроме
Toro ток источника смещения после воздействия импульса способст
, u
вует быстрому рассасыванию избыточных носителеи, что также неже-
лательно, так как сокращается длительность выходноrо имп льса.
При подаче KpaTKoBpeMeHHoro импульса тока самплитудои
1 » l нн Е н ( .....!......+ ) (4.19)
б т N N R H R п
транзистор сравнительно быстро насыщается и потенциал ero коллек-
тора фиксируется на уровне U н n (рис. 4.8). В схеме расширителя тран-
зистор работает в режиме rлубокоrо насыщения, поэтому фронт вы-
ходноro импульса нарастает почти линейно и ero длительность
t фр 0,8 . [ т:ТN + R HH ( Си + H ] ,
lб т "'N /
как правило, оказывается заметно меньше длительности входноro им-
пульса. .
В течение воздействия входноrо импульса в базе накапливаются но-
сители. Избыточный заряд неосновных носителей, накапливаемых
в базе у коллекторноrо перехода, определяется выражением
Q,{ 11 (t) == {}н (1 бт BN / н н)( 1 e I/'tH)
(время t отсчитывается с момента насыщения транзистора).
В момент окончания ВХОДноrо импульса избыточный заряд дости-
raeт величины
QHH(tH) {}к(lбт N /н)(1 e III/'tH) {}н(lбт N /нн)tн/т:".
Последнее приближение справедливо для кратковременных ИМПУJIl,-
сов с временем накопления t" 0,2. н' Продолжительность процесса
накопления t" можно оценить по приближенной формуле
t,, tIlJjX ;;; [.lN+RHH(C H + : )] (4.20)
После выключения входноrо иыпульса избыточныЙ заряд YMeHb
шается, с одной стороны, из-за рекомбинации, а с друrой из-за тока
/ н н через коллекторный переход. На стадии рассасывания, которая
ПОСlупает после момента времени t 2 (см, рис. 4.8), заряд носителеЙ
у КОJJлекторноrо перехода определяется выражением
QH" (t') == QH" (tH) e l' /'tH {}H / нн(1 e t' /'t H ),
rде время t' отсчитывается от момента окончания входноrо импульса.
В момент времени t 3 завершается рассасывание носителей, траНЗIIС-
тор выходит из области насыщения и начинается формирование cpe: a,
Продолжительность плоской веРШИIIЫ импульса t H определяетен
временем, в течеlIие KOToporo транзистор находится в области насы-
щения, т. е. t u == t п + t pac . Время накопления t нo как это следуеl из
172
: 1 1:
"
:1
!!1
i
" 1 '
1
!
,1
111
!/
r
формы (4.20), зависит от продолжительности входноrо импулы а
t u ВХ И длительности фронта выходноrо импульса t фр , т. е.
tн==t и 8X 1,25t фр . (4.21)
Время же рассасывания t pac определяется из уравнеIJИЯ
Qи п (tp"cJ == о, из KOToporo следует, что
tрас=='tвIП[l +( N :: l)(l e t,,/tH)J Т:IIlп [1 +
+ ( 1N Iбт 1 ) .l1L ] . (4.22)
/н 11 "н
Итак, длительность плоской вершины Импульс::!,
t п == tфр 1 ,25t фр +'н lп [1 (Kllac ]) tB/T H ]
растет с увеличением коэффициента насыщения Квас == NI бт11 н н'
При формировании среза импульса транзистор работает в активной
области. Выходной СI1П!ал спадает по экспоненте
и вых (t") == и выхт e t"/'taH (EII } нО RH UH н) е t"/,эн
(время t" отсчитывается от момента выхода транзистора из области на-
сыщения t з ),
ТаКИI\! образом, продолжительность ВhIходноrо импульса дополни-
тельно увеличивается из-за удлинения среза импульса и Достиrает
величины
t ll == t п + ат: эк
(4.23)
(а == 1 на уровне 1 Нп, а == 3 на уровне О,ОБU ВЫхт)'
На практике в усилителях расширителях часто ПРИll1еняются cor-
ласующие трансформаторы (рис. 4.9). Трансформатор на входе позво-
ляет увеличить амплитуду базовоrо тока, что способствует повышению
коэффициента насыщения К нас , а следовательно, и удлинению плоскоЙ
. вершины импульса. Амплитуда базовоrо тока достиrает максимальноЙ
Величины при коэффициенте трансформации
r
,oov . v RBX
nпx """" .
W 2 'б
(4.24)
Индуктивность первичной обмотки входноrо трансформатора LI вх
неоБХ6Димо выбрать так, чтобы в течение воздействия входноrо импуль-
са не было заметноrо увеличения тока намаrничивания 11.1 вх, который
ослабляет деЙствие входноrо импульса, а после прекращения ero уско-
ряет рассасывание изБЫТОЧНblХ носителеЙ. Уменьшение базовоrо тока,
т. е. тока вторичной обмотки, как известно, МОЖНО оценить по прибли-
ЖеННОЙ формуле
$1 / 1 tи вх / tи ВХ (R 11 2 )
U бт бт == бт в!! rб ll вх,
't'llп Ll 8Х
При выборе
L 18X (20...50) t и вх
R ии rб П,7х
, 2 (10...25)tивхRВIi
R Ba , rб п вк
( 4,25)
173
GззоI3ЫЙ ток уменьшается не более, чем на (5 2) %, что, разумеется,
не может заметно сказаться на величине избыточноrо заряда, накапли-
saeMoro в базе за время t H . После окончания импульса появляется выб-
рос тока с амплитудой !1/ б зап бl б т' который может заметно уско-
рить рассасывание избыточных носителей, Пока транзистор находит-
ся в области насыщения, этот выброс спадает с постоянной времени
ТМ ==L1 ( + ) 2 L1BX
н ВХ R BH rб nix R BH .
( 4.26)
При ЭТО I избыточный заряд дополнительно уменьшается на величи-
ну
f}H N 6. 1 б заи р
(РТн + 1) (р + 1jT/.tBX)
которую в ряде случаев необходимо учитывать.
!1QH Н ==
I
К Н Д
Рис. 4.9. Схема трансформаторноrо усилителя рас,
ширителя.
Выходной трансформатор позволяет соrласовать наrрузку с усили-
телем, в результате чеrо импульс дополнительно расширяется. В мо-
мент насыщения транзистора ток коллектора / н н в схеме с трансформа-
торным выходом достиrает величины / к н == (Е н И н н)/ R Hп ыx. Ко-
эффициент трансформации 1!вых == W 1 /W 2 определяют, исходя из за
данной амплитуды тока наrрузки / БЫХ т или напряжения наrРУЗКII
Ивых т' т. е.
EK иK Н
п вых ==
и вых т
EH иH Н
R H I Bblxт
(4,27)
Следовательно, / к н == / ныхт И Bыxllt/(EK И Н н),
Как видно из последнеrо соотношения при заданной мощности на-
rрузки / ВЫХ тИ БЫХ 11''' ток коллектора / н н при работе транзистора в об-
ласти насыщения в трансформаторной схеме уменьшается с увеличе-
нием напряжения питания Е к' При высоких напряжениях Е н можно
выбрать коэффициент трансформации Il вых большеЙ величины и тем
самым уменьшить ток насыщеНIIЯ коллектора / н н. При этом замедлЯ-
ется рассасывание избыточных носителеЙ II поз растает длительностЬ
плоской вершины выходноrо Иl\Iпульса.
Индуктивность первичной обмотки L 1 необходимо выбрать TaKII l
образом, чтобы ток намаrничивания выходноrо трансформатора не прll
174
I
I
ВОДИЛ К быстрому рассасыванию избыточных носителеЙ, При УСЛОВИИ
L 1 (5 ... 10) t п R H niblX (4.28)
ток намаrничивания в момент выхода транзистора из области насыще-
ния составляет не более (0,2 ... 0,1) / н н'
TaK, в трансформаторной схеме избыточный заряд, накапливае-
мыи у коллекторноrо перехода во время воздействия входноrо импуль-
са, возрастает, во первых, из за увеличения амплитуды базовоrо тока
/ б т и, во-вторых, из-за уменьшения тока насыщения / н н' К моменту
окончания входноrо импульса избыточный заряд достиrает величины
111
QHH(tH) S [ Nlб(t) lк(t) ЧN cf/H(t) ] dt==fJ Х
тн dt н
о
N [
x
ТВ
lи вх
S
О
n ВХ
rб n x + R ВИ
uBx(t)dt Ек Uнп ( I+T N RHn bIX ) ]
N п 2 R H tJ L 1 t H .
(4.29)
Эта приближенная формула справедлива для импульсов с длитель-
ностью t ивх (О,2т н 1,25t фр ) 0,2т п .
Длительность времени рассасывания t pa с определяют из транс-
цендентноrо уравнения QH н (t pac ) == о.
Для формирования импульсов сравнительно большой длительности
обычно применяют релаксационные схемы: мультивибраторы и бло-
кинr-rенераторы, работающие в ждущем режиме.
4.3.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 28. Рассчитать усилитель расширитель с емкостным кон-
TYPOM формирующий из входноrо сиrнала треуrольной формы дли-
тельн стью t ивх == 0,3 мкс (на уровне О,5И вх т) амплитудой 5В, вы-
ходн?и импульс длительностью t и == 3 мкс (на уровне 1 Нп) и ампли-
тудои И ВЫХ т 5В. Внутреннее сопротивление источника входных
Сиrналов R вп == 1 кОм. Усилитель наrружен на R H == 10 кОм и С Н ==
== 30 пф. Напряжение источника питания Е н == 6В. Усилитель пред-
назначен для работы в диапазоне температур от 200 С до 600 С.
1. Выбираем транзистор МП42Б
2. Определяем наибольшее сопротивление резистора в цепи коллек-
тора по формуле
6 5
16,6 кОм.
6.10
R H < EH иBыxт
1" о ванЬ
Принимаем R н == 15 кОм.
3. По заданной величине длительности импульса находим постоян-
ную времени Тр == t l1 /a == 3 MKt:, а затем при помuщи выражения
175
11
: I
I
, ,
1',1'
!!
(4. 18) рассчшывае i величину интеrрирующей емкости
Со==Тр I + ) Ся==3.10 10 ( + ) 9.10 '11 410пФ.
\ R я R п 10 1,5
Следовательно, коллектор транзистора необходимо шунтировать
дополнительно емкостью Со Сп == 380 пФ.
4. По формуле (4,17) оцениваем величину эквивалентной емкости
Cj) вив=:: [ 90+ +96 ( +....!..... )] .10 12 125 пФ
45 15 10
и на основании выражения (4.16) рассчитываем амплитуду выходноrо
импульса
1
иBыxт== c
ОЭЯВ
t yx
О
dt ==
U ВХ т lи ВХ
СО ЭЯIJ (R lJи + 'ВХ э)
ивх (()
R ви +'вх э
6 В
(r ВХЭ 1 кОм).
Если расчетное значение U Bыx т оказывается меньше требуемоrо
из-за чрезмерно большой интеrрирующей емкости Со, то рекомендуется
подключать наrрузку R п к расширителю через эмитrерный повторитель
и уменьшать величину Со на выходе расширителя. Если же расчетное
значение емкости С о < CH N и при уменьшении Со не удается увеличить
амплитуду выходноrо импульса до требуемой величины, то для УСI ле-
ния входноrо сю"нала следует включить предусилитель.
Пример 29. Рассчитать усилитель расширитель, формирующиЙ
импульсы с плоской вершиной t n >- 0,4 мкс, фронтом t фр == 80 нс
И амплитудой U пыx т 6В из входноrо сиrнала треуrольной формы
длительностью О, 1 мкс (на уровне О,5и ВХ т)' амплитудой 5,5В. BHYTpeH
нее сопротивление источника входных сиrналов R вн == 900 Ом. Усили-
тель наrружен на R п == 250 Ом и Сп == 20 пФ.
1. В данном примере целесообразно использовать трансформатор
ную схему включения усилителя (рис. 4.9), поскольку наrрузка уси-
лителя низкоомная.
2. Выбираем транзистор, РУIШВОДСТВУЯСЬ требованиями к длитель
ности плоской вершины t п и фронта t фр и ориентируясь на высоко-
вольтный прибор, который в трансформаторной схеме позволяет умень-
шить ток коллектора 1" п и за счет этоrо увеличить длительность плос-
кой вершинЫ импульса. Произведем расчет схемы для кремниевоro
п-р-п планарноrо высоковольтноrо транзистора КТ312Б.
3. Задаемся величиной напряжения Источника питания Е я =:: 248
близкой к предельно допустимому напряжению коллекторноrо пере-
хода. При больших значениях Е", как уже указывалось, удается сфор-
мировать импульсы большой длительности.
4. Определяем параметры входноrо и выходноrо трансформаТОР()[J.
По формулам (4.24) и (4.27) рассчитываем коэффициенты трансформаll l1И
nnx==V Rш/rб 3 и пьых==(Еl\ UНII1/UDыхт==4.
176
, ;<';. ,
Выбираем индуктивности первичных обмоток, руководствуясь
неравенствами (4.25) и (4,28):
L 1 вх (25... 50)tи вх R Dп == (2,25... 4,5) Mr;
[1 (5... 10) t п R и n ыx == (8... 16) Mr.
Принимаем L I ВХ == 4,5 Mr и LI == 8 Mr. При этом уменьшение
тока базы и увеличение тока коллектора в области насыщения (из за
нарастания токов намаrничивания трансформаторов) составляют Bcero
1 и 20% соответственно.
5. Оцениваем длительность фронта по формуле (2.20), подставляя
в нее
.Эl\ =:: 0,8.50 (1,33 + 4 - 6). 1 0 9 == 1 мкс; .фр упр =:: 0,1 мкс;
1 к и == (Еи U я н)/ R H п: ых == 6 мА; 1 б] == и x тl(R B + rб) 9,14 мА;
N == 50; 'Уя == 0,8:
t O 8.11.10 8 6 [ 1+ 1 /1+18 9,14.50.0,8.1.0,1 ]
фр " 2.9,14.50.0,8 V 0,9.6 (1,1)2
1,33 4(6+20) .10 9 75HC.
1,33+4.6
6. Рассчитываем длительность плоской вершины выходноrо им-
пульса, которая складывается из времени накопления t и и времени
рассасывания t pac . Время накопления вычисляем по формуле (4.21),
в которую надо подставлять длительность импульса, определяемую
по основанию (т. е. 0,2 мкс), и тоrда
t и == (0,2 1 ,25 .O,075).10 6 0,1 мкс.
Для определения времени рассасывания t pa с прежде Bcero с помощью
соотношения (4.29) рассчитываем заряд неосновных носителей, накап-
ливаемых у коллекторноrо перехода за время t п :
Q ( t ) ____{} N [ 3.5,5.10 7 24.IO 7 ( I L 10 7.250.16 )]
и 11 Н ---- Н 2.900 50.16.250 I 8.1O 3
{}н k 9.10 lO
'в
( N == 50; Tf3N == 0,1 мкс).
Затем, составляя уравнение (1.19а) для заряда Qи н (для проме-
'кутков времени t' >- t H ), получаем
t. t'
Qяп(t') Qян(tн)е t(! {}яl,2/ян(1 е 't(!).
Для упрощения расчетов в этом уравнении использована макси-
Мальная величина тока коллектора
I цт == I нп +
E" U,, 11
L 1
(п 1,2/"11'
177
Время рассасывания t pac ' определяемое из уравнения Qи н (t pac ) ==
== О, равно
t ==Llп [ Qин(tн) +1 ] ==15'10 7In [ 50.9.IO lO +1 ]
рас 11 б и 1,2/ ин ' 1,5.1,2.6.10 lO
0,56 мкс
(J и и Еи/п ых R и == 6 мА; "С" == 0,15 IIIКС).
Длительность плоской вершины t п == t H + t pa с == 0,66 мкс. Если
эта величина оказывается меньше требуемой из за недостаточной сте-
пени наСЫ1Цения транзистора, то рекомендуется использовать допол-
нительный предусилитель или эмиттерный повторитель. Предусилитель
применяется при расширении маломо1ЦНЫХ краТIювременных импуль-
сов. Повторитель целесообразно ВКлючить между расширителем и
наrрузкой, если последняя низкоомная и не позволяет поддерживать
транзистор в наСЫ1Ценном состоянии в течение требуемоrо времени.
Задача 25. По данным примера 28 рассчитать усилитель-расшири-
тель на транзисторе МП42Б, фоРМИРУЮ1Ций выходной импульс, дли-
тельность плоской вершины KOToporo t п == 0,5 мкс и амплитуда
и выхт ==зв.
Задача 26. По данным примера 29 рассчитать бестрансформаторныЙ
вариант усилителя-расширителя на транзисторе КТ312Б.
rлава s
триrrЕРЫ
5.1. Режимы работы триrrеров и основные характерНCiI1Юf
Триrrером называется устройство, обладающее несколькими,
ча1Це двумя, состояниями устойчивоrо равновесия. Переброс триrrера
ИЗ одноrо устойчивоrо состояния равновесия в друrое сопровожда-
ется скачкообразным изменением токов и напряжений и происходит
под воздействием внешнеrо спусковоrо сиrнала, коrда ero амплитуда
достиrает определенноrо уровня, называемоrо пороrом срабатывания.
На практике наиболее часто применяются триrrеры, состоящие
из двухкаскадных усилителей с реrенеративной обратной связью и
и С2
ик,
lзаn lотп'
Ы Л . " IUu :
T
,1и п
и зап
и отп и сп
б
а
Рис. 5.1, Спусковая характеристика триrrера при работе от reHepaTopOB на-
пряжения (а) и тока (б).
имеЮ1Цие четыре состояния равновесия. Параметры схемы рассчиты-
вают таким образом, чтобы первые два состояния равновесия (коrда
оба усилительных элемента одновременно OTl\pbITbI или закрыты) были
неустойчивыми, а последние два состояния (коrда первый элемент от-
крыт, а второй закрыт или наборот) устоЙчивыми.
Пороrи срабатывания и изменения выходноrо напряжения или
тока определяются спусковой характеристикой триrrера (рис. 5.1),
предстаВЛЯЮ1Цей собоЙ зависимость выходноrо напряжения или тока
от амплитуды спусковоrо сиrнала, воздеЙСТВУЮ1Цеrо на вход триrrера.
Как видно из этих характеристик, переброс триrrера из одноrо устой-
ЧИвоrо состояния в друrое происходит тоrда, коrда амплитуда спуско-
Boro сиrнала (И сп или i сп ) достиrает пороrов отпирания (И отп или
i отп ) или запирания (Цзап или i зап ). В первом случае переброс триrrера
Происходит в результате отпирания транзистора, на вход Iютороrо по-
Ступает спусковой СИРJaЛ, а во втором из-за запирания этоrо же
транзистора. _
179
1.1
il
Петлю на СПУClювой характеристике триrrера часто называют rис-
терезисн.ой (по аналоrии с маrнитными цепями), а разность пороrовых
значении ( иIJ == и ОТIJ U зап или in == i oTn i зап ) шириной
петли .rистерезиса. Последняя зависит от rлубины реrенеративной об-
ратнои связи: с ростом rлубины обратной связи петля rистерезиса рас-
ширяется. При это:-! повышается также стабильность пороrов срабаты-
ван ия.
Триrrеры являются одним из основных элементов импульсной тех-
ники и применяются для решения разнообразных функциональных
задач. Они нашли применение как преобразователи напряжения или
i зап
I
t '
I
I
I
J
ИХ I
I
,
,
lf;<
[от - I t 1 t 2
..:- П П 1 ' L...
=
I
/:
Ри . 5.2. ДИ:iI"раммы формирования прямоуrолыlЫХ импульсов.
тока произвольной формы в прямоуrольные импульсы, амплитудные
дискр минаторы (различители). Их часто используют в пересчетнЬ!х
устроиствах (так называемых электронных сче"rчиках [18]) для быстроrо
счета числа импуль ов, повторяющихся через малые промежутки вре-
мени. Такие устроиства применяются в приборах экспериментальной
физики, в цифровых измерительных приборах и т. д. Счетчики импуль
сов являются одним из важных узлов электронных цифровых машин.
В электронных цифровых машинах триrrеры иrрают роль запоминаю-
щих элементов, простеЙших сумматоров и т. д.
Различают следующие основные режимы работы триrrеров: форми-
рования пr:ямоуrОЛhНЫХ импульсов, амплитудноrо дискриминатора,
пересчетныи и хранения информации (в качестве элемента паМЯТI!).
1. Формирование прямоуrольных импульсов. При работе триrrера
в режиме формирователя момент времени '1 спусковоЙ сиrнал ДОСТIf-
raeT уро ня отпирания lОТП (рис. 5.2) и триrrер перебрасывается.
Обратны переброс триrrера происходит в момент времени /2' KorJLa
пусковои сиrнал, уменьшаясь, становится равным пороrу запирания
lза!!-' Длительность формируемых импульсов /п определяется амплиту-
дои спусковоrо сиrнала и шириной пеТ,I1И п;стерезиса.
180
ч '"''''
,
Симметричные триrrеры позволяют формировать импульсы прямо-
уrольной формы с длительностью фронтов, составляющей сотые и
десятые доли микросекунды. Для формирования импульсов с более ко-
роткими фронтами применяются несимметричные триrrеры,
2. Режим амплитудноrо дискриминатора. Амплитудный дискрю.ш-
натор представляет собоЙ пороrовое устройство, которое выдает выход-
ной импульс только тоrда, коrда амплитуда входноrо импульса пре-
восходит некоторое минимальное значение. Наиболее широко
амплитудные дискриминаторы применяются в экспериментальной
физике для анализа энерrетическоrо спектра частиц.
и с
Рис. 5.3. Диаrраммы работы a'd-
ПЛИТУДllоrо дискриминатора.
!'JU n
Рис. 5.4. BpeMeHHble диаrраММbI
раБОТbI триrrера в переС'lеТIIОМ
режиме.
и сп
и6х' 1 i
и 6 ЫX ' Ц::j
и&, I i t
""'il::f N- :
t
Уд"с
1
I
I
t
I
I
I
Триrrеры представляют собой пороrовые устройства, поэтому их
леrко можно приспособить для работы в качестве дискриминатора амп
литуды. При этом на вход триrrера подключается дополнительный ис-
точник, который позволяет сместить уровень спусковоrо сиrнала на
требуемую величину и УС Т (рис. 5.3), называемую напряжением YCTaB
ки.
Триrrер перебрасывается только импульсами с амплитудой
И т И ДIIС == Uu + I U УСТ I I U зап 1.
Импульсы, амплитуда которых меньше этой величины, не способны
опрокинуть триrrер и не реrистрируются схемой (например, второй
импульс). Пороr дискриминации и диr можно реrулировать, изменяя
напряжение уставки и УСТ в определенных пределах. Если же уровень
уставки оказывается внутри петли rистерезиса, т. е. I и УСТ 1< I u зап 1,
то триrrер перебрасывается Bcero один раз и больше в исходное состоя-
ние не возвращается. Поэтому все последующие импульсы, независимо
от их аМПJJIПУДЫ, не опрокидывают триrrер и не реrистрируются.
Пороr дискриминации зависит и от ширины петли rистерезиса Uп.
С уменьшением ширины петли уменьшается пороr дискриминации, но
ОДНоврем(;Н!ю уменьшается и стаБИJluНОСТЬ пороrов срабатывания
181
триrrера. СтаБВJJЬНОСТЬ пороrов является одним из основных требова.
ний, предъявляемых 1( триrrеру дискриминатору. Симметричные триr.
repbI обладают меньшей стабильностью пороrов, чем несимметричные,
ПОЭТОl\IУ в качестве дискриминаторов наиболее часто используются по-
следние.
3. Пересчетный режим. Основным элементом большинства пересчет-
ных устройств является симметричный триrrер, который в настоящее
время почти всеrда строится на транзисторах. На каждые два входных
импульса триrrер выдает один выходной (рис. 5.4).
Пересчетное устройство состоит из нескольких триrrеров. Выход-
ное напряжение каждоrо из них дифференцируется и через диодный
клапан, про пускающий импульс только одной полярности, поступает
на вход последующеrо триrrера (на рис. 5.4 сиrнал соответствующей
полярности заштрихован).
Таким образом, если пересчетное устройство содержит N триrrеров,
то каждому К пер == 2 N входному импульсу CO TBeTCTByeT один им-
пульс на выходе устройства в целом. По известно и величине коэффици-
ента пересчета К пер и числу импульсов на выходе пересчетноrо уст-
ройства т можно определить число входных импульсов, кратное К пер .
Полное число импульсов отсчитывается с помощью сиrнальных эле-
ментов, указывающих состояние всех триrrеров. Для счета числа им-
пульсов, кратных коэффициенту К пср , обычно используется электро
механический счетчик, который через всrюмоrательное устройство ПОk
ключается к выходу пересчетноrо устройства.
4. Режим хранения информации. Работа триrrера в режиме xpaHe
ния информации, т. е. в качестве запоминающеrо элемента, основана
на особенности триrrера принимать два существенно различных состоя-
ния равновесия, которые можно кодировать цифровыми символами
О и 1. Принимая в качестве «1», например, высокий уровень выходноrо
потенциала, а в качестве «О» низкий уровень и записывая соответствую-
щую информацию в триrrер, можно выполнять раЗЛИ1Jlные математи-
ческие операции. Запись и стирание информации, а также соответствую-
щие математические операции производятся подачей команд в виде
спусковых сиrналов.
В качестве запоминающеrо элемента триrrеры (как правило симмет-
ричные) используются в различных узлах ЦВМ реrистрах, дешиф-
раторах, сумматорах и т. д.
В зависимости от режима работы триrrера и от особенностей
источника спусковых сиrналов различают два вида запуска
Tpl:rrepa: по раздельным входам и по объединенному (общему) входу.
В первом случае в качестве входа триrrера используется соответст-
вующий электрод каждоrо из усилительных элементов раздельно. Во
втором случае оба входа триrrера соединяются вместе и спусковой
сиrнвл поступает на объединенный вход.
При раздельном запуске спусковой сиrнал действует только на один
из усилительных элементов. При этом, если полярность спусковых им
ПУЛЬСОR чередуется, то они подаются на вход только ОДноrо усилитель
Horo .элемента. ОДНОПОЛЯРIiые же сиrналы поочере/I,IIO поступают на
182
......-
ход каждоrо из усилительных элементов. Каждый импульс приводит
в Т u
к леребросу схемы. акои режим запуска называют спусковым.
При спусковом режиме запуска однополярными импульсами вспо-
моrательные элементы направляют спусковои иrнал на xoд только
одноrо усилительноrо элемента, TaKoro, которыи под воздеиствием сиr-
нала данной полярности способен вызвать переброс схемы. Для этоrо
производится «опрос» триrrера, позволяющий определить ero состояние
в момент поступления сиrнала.
При запуске по объединенному входу без вспомоrательных элемен-
тов спусковой сиrнал одновременно действует на оба усилительных
элемента. Переброс схемы происходит при поступлении каждоrо спус
KOBOro импульса. Таким образом, число перебросов оказывается рав-
ным числу импульсов, т. е. триrrер считает число пар поступающих им-
пульсов, поэтому такой режим называется счетным или пересчетным,
':Е'к
El(
RJ(
Л8 с01
и сп
Л. Тр
о
Рис. 5.5. Схема триrrера с раздельным (а) и счетным (б) запуском.
в "есимметричных триrrерах, используемых в I<ачестве форм, ро-
вателя или дискриминатора, как правило, применяется раздельныи за
пуск, Для этоrо источник спусковых сиrналов подключают к одному
из входов (обычно базовому или затворному) и, соответствующим обра-
зом подбирая напряжение уставки и ширину петли rистерезиса, обе-
спечивают переброс триrrера из одноrо состояния равновесия в друrое.
При Снятии спусковоrо сиrнала триrrер возвращается в свое исходное
СОстояние (см. эпюры на рис, 5.2 и 5.3). Запуск по объединенному BXO
ду для переброса весимметричных триrrеров, как правило, не приме
Няется.
Для быстроrо переброса триrrера на биполярных транзисторах ис-
пользуется ero базовый вход, являющийся наиболее чувствительным
ВХодом. На рис. 5.5, а ПОI<азана схема раздельноrо запуска положитель
l1ыми импульсами, поступающими поочередно то на вход 1, то на вход
2. На стадии восстановления необходимо отключить от триrrера источ
НИК спусковых сиrналов, чтобы исключить возможность возврата триr-
repa в исходное состояние и одновременно ускорить установление ero
183
I
реЖIl1\lа, соответствующеI'О новому состоянию. Обычно отключение ис.
ТОЧIшка сиrнала от схемы трип'ера производится при помощи разде-
лительных диодов (см. Дl и Д2 на рис. 5.5).
В схеме триrrера на рис. 5.5, 6, работающеrо в счетном режиме при-
запуске однополярными импульсами по объединенным базовым BXO
дам, после воздействия спусковоrо импульса разделительные диоды
Дl и Д2 отключают не только источник сиrнала от триrrера, но и базы
транзисторов друr от друrа, что необходимо для нормальной работы.
В этой схеме вместо разделительноrо конденсатора С сп используется
трансформатор, что позволяет заметно уменьшить время переброса
триrrера и тем самым увеличить ero быстродействие.
В триrrере на униполярных транзисторах, запускаемом по объеди
ненным стоковым входам (рис. 5.6), спусковые сиrналы отрицательной
полярности подаются на катоды диодов Д1 и Д2, из которых проводит
только тот, который подключен к сто-
ку запертоrо транзистора, Диод же,
подключенный к стоку OTKpbIToro
транзистора, закрыт перепадом на-
пряжения, равным выходному напря-
жению триrrера. Так, например, если
транзистор Т 1 открыт, то диод Д2 не
пропускает спусковой сиrнал, так как
потенциал анода Д 1 оказывается
меньшим потенциала ero катода. Пр!!
Рис. 5.6. Схема триrrера на уни- этом проводит диод Д2 и спуо:снюй
полярных транзисторах с запу- сиrнал через Hero поступает в стоко-
ском по объединенным стоко- вую цепь транзистора Т2, а затем
вым входам передается на затвор проводящеrо
транзистора т 1.
Под воздействием спусковоrо сиrнала Т 1 запирается, потенциал
ero стока возрастает, блаrодаря чему увеличивается и потенциал зат-
вора транзистора Т2. Он открывается и происходит переброс триrrера.
Анлоrичную схему можно построить и для запуска триrrера на би-
полярных транзисторах по коллекторным входам.
В схеме на рис. 5.6 триrrер запускается по объединенному входу,
но схема аботает в спусковом режиме, т. е. в режиме, коrда спусковой
сиrнал деиствуеr то,пько на один из транзисторов. Это объясняется тем,
что при соответствующем подборе амплитуды и длительности спуско
Boro сиrнала в этои схеме ИСI<лючается передача сп\тсковоrо сиrнала от-
рицательной полярности на затвор закрытоrо тра зистора. При ПОМО-
щИ диодных клапанов Д1 и Д2, управляемых перепадом напряжения
достаточно больuшой величины (равной выходному напряжению триr-
repa), спусковои сиrнал направляется на вход только однО!'о усили-
тельноrо элемента (в данном случае на вход OTKpbIToro транзистора).
Воздействие же сиrналов одной и той же полярности одновременно на
оба усилительных элемента, как это имеет место в схеме на рис. 5.5, 6;
замедляет переброс схемы.
На рис. 5.7 приведена схема трип'ера, которыЙ запускается по объе-
ДИЕЕ'I1IЮМУ входу, но также работает D спусковом режиме. Снусковои
184
15
-:--1
,вхоа
Е
f(
-
сиrнал подается в катоды диодов Д1 и Д2, аноды которых через первич
ные обмотки трансформаторов подключены к коллекторам транзисто
ров. Если транзистор т 1 открыт, то диод Д 1 проводит И спусковоЙ
сиrнал через трансформатор и разделительный диод поступает на
базу этоrо же транзистора и запирает ero. В базовую же цепь закры-
тoro транзистора Т2 спусковой сиrнал не поступает, так как этому
препятствует З8I<РЫТЫЙ диод Д2 (диоды Д3 и Д4 являются демпфи-
Et(
Д3
Д'"
1f j.UCIl
Рис. 5.7. Схема триrrера на биполярных транзисторах с запу-
ском по коллекторным цепям.
.
рующими элементаI\Ш). В этой схеме управление запуском произво-
дится по КОJlлекторным цепям, а переброс схемы по наиболее чув-
ствительному базовому входу,
Запуск по истоковым или эмиттерным входам встречается сравни
. тельно редко. Использование указанных входов неизбежно связано
с включением резистора в цепь истока или эмиттера, которое приводит
к увеличению выходноrо сопротивления триrrера, в результате чеl'О
уменьшается наrрузочная способность триrrера и ero быстродействие.
Существенным недостатком запуска по эмиттерным и истоковым вхо-
Дам является также сравнительно большое потребление мощности от
источника спусковых импульсов.
При перебросе триrrера продолжительность переходных процессов
зависит и от полярности спусковоrо имПульса. При запуске ТрИIТера
импульсами запирающей полярности обычно удается обеспечить б6JJЬ
шее быстродействие, чем при подаче импульсов отпирающей поля p
Ности. Импульсы запирающей полярности действуют на открытый TpaH
Зистор и обеспечивают ero запирание.
В современных интеrральных триrrерах (] 9] применяются более
СЛожные схемы запуска, позволяющие расширить функциональные ВОЗ-
- МОЖности триrrеров. Однако характерные особенности запуска Триr
185
1/
11
I
I
repoB, которые иллюстрировались на примерах простейших триrrер.
ных систем, в равной мере свойственны и интеrральным триrrерам.
В реальных условиях к триrrеру всеrда подключается наrрузка
определенной величины. По характеру воздействия наrрузка может
быть статической и динамической. Статическая наrрузка действует
постоянно, тоrда как заметное В08деиствие динамической наrрузки
сохраняется в течение оrраниченноrо промежутка времени. Динами-
ческую наrрузку часто называют импульсной наrрузкой триrrера.
Возможны два варианта подключения статической наrрузки
RII СТ: параллельно резистору R и параллельно усилительному эле-
менту. Первый вариант будем называть параллельным включением
lIаrрузки (рис. 5.8, а), второй последовательным (рис. 5.8, 6).
Е
Е
R
R
R ffcт
Триеее п R
r IfCТ
а
о
Рис. 5.8. Схемы паралл<'лыlrоo (а) 11 последоватеЛЫlOrо (б) включс-
ния статической lJаrрузки.
При параллельном включении наrрузки уменьшается сопротив
ЛСlIие в выходной цепи наrруженноrо элемента. Если наrруженныЙ
элемент находится в проводящем состоянии, то уменьшение сопротив-
ления приводит к увеличению тока этоrо элемента. При этом изме-
няется и потенциал на выходе наrруженноrо элемента, что вызывает
соответствующее изменение потенциала на входе ненаrруженноrо ЭJlе
мента. Последнее может привести к отпиранию наrруженноrо элемента
и тем caMЫ 1 нарушить нормальную работу триrrера. Чтобы предот-
вратить отпирание закрытоrо транзистора, при расчете схемы следуст
учитывать влияние наrрузки.
Действие последовательной наrрузки (рис. 5.8, б) равносильно
уменьшению напряжения питания и сопротивления на выходе Harpy-
женноrо элемента в (1 + RиlR н СТ) или (1 + Rc/R HcT ) раз. При этом,
поскольку напряжение питания и сопротивление уменьшаются в оди-
наковой тепени, выходной TOI{ OTKpbIToro элемента, шунтированноrо
паrрузкои, практичеСЮI не меняется. Но существенно меняется вы-
ходной потенциал наrруженноrо элемента в закрытом состоянии, что
может привести к нарушению условия отпирания для BToporo эле-
мента. При расчете схемы влияние последовательной наrрузки учиты-
вается соответствующим увеличением коэффициента передачи напря-
жения в цепи затвора и уменьшением сопротивления резистора в цепи
базы.
186
-
Включение динамической наrрузки R пи к выходу триrrера через
разделительный конденсатор Ср, который одновременно Можно ис
пользовать и как укорачивающий элемент, встречается часто (рис. 5.9).
В стационарном состоянии наrрузка не влияет на режим схемы. При
перебросе триrrера потенциал коллектора или стока изменяется на
величину Иных, что вызывает перезаряд конденсатора Ср. В течение
времени, пока изменение напряжения на этом конденсаторе мало
по сравнению с величиной иных, наrрузка потребляет ток порядка
uвых/R ни и практически оказывает такое же действие, что и парал-
лельно включенная стаТическая наrрузка (см. l'ис. 5.8, а). Отличие
заключается в том, что динамическая наrрузка оказывает заметное
действие в течение оrраниченноrо промежутка времени, так как по мере
перезаряда конденса,тора С р ток наrрузки уменьшается, При расчете
схемы исходят из наибольшеrо воздействия наrрузки, считая, что ее
влияние сводится к шунтированию R и или R с сопротивлением R ПII ,
R
Н К
Rffff
Трцееер
Рис: 5.9. Схема включеиия динамиче-
ской наrрузки через разделительный
конденсатор.
Рис. 5.10. Схема включения динамнче
ской наrрузки через ДИОДНblе клапаны.
На практике встречаются и друrие схемы включения динамической
lIаrрузки. Наиболее часто применяются схемы (рис. 5.10), в которых
наrрузка подключается к триrrеру через диодные клапаны в опреде-
ленные моменты времени и остается включенной в течение времени,
определяемоrо длительностью опрашивающеrо ИМПульса.
u Одной из основных характеристик триrrера является ero быстро-
деиствие, которое зависит от продолжительности переходноrо про-
цесса при перебросе. В общем случае переходный процесс состоит
из трех стадий: подrотовки, реrенерации и восстановления.
Стадия подrотовки начинается с момента подачи спусковоrо сиr-
нала и длится до момента, коrда начинается либо стадия реrенерации,
Либо стадия восстановления.
Стадия реrенерации начинается с момента, коrда оба транзистора
работают в активной области, и кончается, коrда один из них либо
закрывается, либо начинает работать в режиме оrраничения BbIXOk
Horo тока. В течение этой стадии в схеме действует положительная об-
РаТНая связь реrенеративноrо характера. Сиrнал обратной связи, цир
КУЛируя по замкнутой петле, приводит к лавинообразному изменению
токов и напряжений, Коrда один из элементов закрывается или начи-
187
нает работать в режиме оrраничения выходноrо тока, петля обратной
связи разрывается и реrенерация прекращается.
На стадии восстановления, которая наступает после переброса
схемы, происходит установление напряжений и токов до уровней, COOT
ветствующих новому равновесному состоянию. При запуске триrrера
слабыми сиrналами стадия восстановления наступает после стадии
реrенерации. На практике часто стадии восстановления предшествует
стадия подrотовки. При этом стадия реrенерации вообще не наступает,
так как спусковой сиrнал оказывается настолько сильным, что под ero
воздействием один из усилительных элементов успевает закрыться до
Toro, как второй элемент откроется или наоборот. Поэтому петля об-
ратной связи остается разомкнутой.
Количественно быстродействие триrrера характеризуется про-
должительностью BpeMeHHoro интервала Т пер' прошедшеrо от момен-
та подачи спусковоrо импульса до момента, коrда завершается форми-
рование фронта или среза выходноrо перепада напряжения. Обычно
IJремя переброса Т пср складывается из времени подroтовки t п и дли-
тельности среза 1 ) выходноrо импульса t cp . Величиной Т Пе f опреде-
ляется наибольшая частота переброса триrrера F l1аиб '=' /Т пер'
Переходный процесс в триrrерах характеризуется также време-
нем восстановления Т ВОССТ напряжения или тока на входе. Это время
зависит от постоянной времени перезаряда емкостей во входной цепи
триrrера ТЗ' Время восстановления косвенно влиuяет на быстродей-
ствие триrrера. При перебросе триrrера во входнои цепи появляется
дополнительное напряжение смещения, обусловленное разрядным
током ускоряющеrо конденсатора и называемое динамическим. Оно
растет с увеличением частоты следования спусковых импульсов, так
как за сравнительно короткие промежутки времени ускоряющий KOH
денсатор не успевает полностью перезарядиться. На ней накапливает-
ся заряд, что способствует увеличению ее тока разряда, протекающеrо
во входной цепи закрытоrо транзистора. Поэтому в цепи базы или
затвора этоrо транзистора образуется дополнительное запирающее
смещение, которое приводит к увеличению длительности стадии под-
rотовки, а следовательно, к уменьшению быстродействия триrrера.
При чрезмерном увеличении динамическоrо смещения триrrер перестает
реrистрировать часть спусковых импульсов, т. е. появляются просче-
ты.
При работе триrrера в счетном режиме (коrда спусковой сиrнал
действует одновременно на оба транзистора) быстродействие зависит
также от длительности спусковоrо импульса, минимальная величина
которой определяется временем, необходимым для подrотовки триrrс-
ра к перебросу. Максимальная длительность оrраничивается Bpeыe
нем, в течение KOTOpOI'O заряды на запоминающих конденсаторах CTa
новятся примерно равными. С увеличением длительности спусковых
импульсов уменьшается быстродействие триrrера, так как в счетном
1) Длительность среза, как правило, больше длительности фронта, поэт()му
при определении Т пер учитывается первая из них.
188
"!1111\' :
;':,,:l" "
режиме переброс триrrера в новое состояние равновесия происходит
только после вьшлючения спусковоrо импульса.
Для повышения быстродействия триrrера необходимо использо-
вать усилительные элементы, обладающие высокой импульсноЙ u доб
ротностью, исключить насыщение транзисторов, применяя нелинеиную
обратную связь, уменьшить наrрузку триrrера, свести к МИНИМУМУ
ускоряюшие и паразитные емкости монтажа. Следует по возможности
уменьшать запас по напряжению запирания и увеличивать амплитуду
запускаюших импульсов с тем, чтобы сократить продолжитеJIЫЮСТЬ
стадии подrотовки. Повышение быстродействия .неизбежно связано
с увеличением потребляемой триrrером мощности, так как оно сопро-
вождается уменьшением соротивлений как в выходных, так и во вход-
ных целях. Для достижения мэксимальноrо быстродействия необ-
ходимо выбрать сопротивление в стоке R с или сопротивление в коллек-
торе R к оптимальным. При оптимальной величине R с или R ко даже
при некотором Уl\1сньшении перепада выходноrо напряжения, замеТIlО
растет мощность, потребляемая триrrером. Кроме этоrо, в быстро-
действующих триrrерах делитель R 1 I<. 2 во входной цепи транзистора
тоже приходится делать сравните.ТIЬНО НИЗкоомным с тем, чтобы можно
было сократить время восстановления Т носи' В противном случае
динаммческое смещение достиrает заметной величины, в результате
чеro быстродействие схемы снижается.
. Для УI\lсньшения потребляемой триrrером мощности часто прихо
дится выбирать сопротивления Rc или R к несколько больше ОПТШ13JIЬ-
БЫХ. В триrrерах на УНИПО.ТIярных транзисторах при увеличении Rc
в 1,5 '" 2 раза (по сравнению с eI'o оптимальной величиной Rc опт)
быстродействие уменьшается в 1,3... 1,5 раза. Триrrер на биполяр
ных транзисторах менее чувствителен к изменениям R н' При увели-
чении R к в 2 ... 3 раза по сравнению с оптимальной величиной R копт
быстродействие триrrера уменьшается Bcero в 1,2 ... 1,4 раза.
В быстродействующих триrrерах ускоряющая емкость С обычно
выбирается равной своему оптимальному значению С опт '
5.2. Исходные Aali'Hble рас'.еТI
При расчете схемы триrrера обычно располаrают с.rlедующими
ИСХодными данными: требуемым значением выходноrо напряжения
U ВЬ1х т или тока 1 вых т (последний задается сравнительно редко),
МИНима.ТIЬНЫМ значением сопротивления суммарной наrрузки, харак-
тером и способом подключения наrрузки, требованиями к быстро
. действию и времени восстановления, диапазоном изменений темпера-
Туры. Эти данные определяются условиями работы и функциональным
назначением триrrера.
При работе в режиме формирователя величина и вых т определя-
ся требуемой амплитудой ПрЯI\!оуrольных импульсов. Наrрузка MO
>Кет быть как статической, так и динамической. Если не предъявля-
IOтся жесткие требования к длительности выходноrо импульса, то вре-
Мя вщ:ета}jЩ ЛСНИЯ для реЖШlа формироващш не i1rpaeT особоЙ роли.
189
1
11
I
1I
11,
'11
I
1
11
1:
11
ijl
При использовании триrrера в качестве пороrовоrо устройства
(дискриминатора амплитуды), исходя из минимальной амплитуды ре-
rистрируемых импульсов определяется ширина петли rистерезиса.
При этом в симметричном триrrере, как правило, выходное напряже-
ние приходится выбирать в соответствии с требуемой величиной шири-
ны петли. Внесимметричном триrrере выходное напряжение не за-
висит от ширины петли rистерезиса. В триrrере-дискриминаторе осо-
бое внимание уделяют сокращению времени восстановления с тем, что-
бы по возможности уменьшить величину динамическоrо смещения,
которое приводит к изменениям порorов срабатывания триrrера. Ди-
намическое смещение достиrает заметной величины в том случае, коrда
период следования входных импульсов становится сравнимым с вре-
менем восстановления Т ВООСТ' Наrрузка может быть как статической,
так и динамической.
Выходное напряжение триrrера, предназначенноrо для работы
в пересчетных устройствах и узлах электронных цифровых машин,
определяется чувствительностью последующих элементов, в том числе
и триrrеров. Для повышения помехоустойчивости приходится умень-
шать чувствительность триrrеров, чтобы исключить ложные срабаты-
вания. Однако при этом возникает опасность просчетов, во избежание
которых необходимо увеличивать выходное напряжение триrrера.
Но при этом возрастает потребляемая триrrером мощность. Посколь-
ку в пересчетных устройствах и в особенности электроннык цифровых
машинах триrrеры используются в большом количестве, то вопрос
о возможном уменьшении потребляемой мощности становится решаю-
щим.
Наrрузка триrrеров, используемых в узлах электронных цифровых
машин, обычно меняется в широких пределах. При расчете схемы, оче-
видно, следует исходить из наибольшей наrрузки, которая может но-
сить как динамический, так и статический характер.
Во всех режимах работы триrrера ero быстродействие должно
соответствовать частоте следования формируемых, реrистрируемых,
подлежащих счету импульсов, поступающих на ero вход. Требуемое
быстродействие обеспечивается соответствующим выбором схемы триr-
repa, усилительных элементов, а также сопротивлений R к и R с.
Параметры триrrера на биполярных транзисторах в значительной
мере зависят от диапазона изменений температуры. При определе
нии диапазона изменения температуры необходимо не только исходить
из изменений температуры окружающей среды, но и учитывать повыше-
ние температуры коллекторноrо перехода, обусловленное рассеивае-
мой в кристалле мощностью, В ряде случаев выбор транзистора об-
условлен рассеиваемой на коллекторе мощностью, величина которой
оrраничивается максимально допустимой температурой перехода.
11
11
11
1'1
:11
1 1 ]
I!
iil
11 1 .
ili
11
11
111
:1
11
I
5.3. Снмметрнчные rpHrrepbI на бнпопярных транзнсторах
5.3.1. Схемы и расчетные формулы
На практике наиболее часто применяется насыщенный триrrер
С независимым смещением (рис. 5.11). В двух состояниях устойчиво-
ro равновесия один из транзисторов закрыт и работае1' в области OT
сечки, а друrой открыт и работает в области насыщения, Использо
вание насыщенноrо режима позволяет существенно повысить помехо-
защищенность схемы, так как потенциал коллектора ,насыщенноrо
транзистора практически остается постоянным даже при сравнитель-
EI(
R K
Рис. 5.11. Схема насыщенноrо триrrера с независимым смещением.
но заметных изменениях входноrо тока. Кроме Toro, в режиме насыще-
ния остаточное напряжение на транзисторе и ero внутреннее сопро
'тивление уменьшаются, что способствует более полному использованию
мощности источника питания и повышению наrрузочной способности
триrrера.
Чтобы один из транзисторов был закрыт и работал в области от-
сечки, необходимо обеспечить запирающее смещение на базе TpaH
зистора
Uбз== ( lсм lбз IПОМб Инн ) RIR2 ';;:'0. (5.1)
R 1 R 1 +R2
Здесь и б 3 И 1 б 3 потенциал l ) и ток базы заКр IТоrо транзистора;
и н H потенциал коллектора насыщенноrо транзистора; 1 с М == Е бl R2
ток смещения (при замене источника напряжения Е5 эквивалентным
reHepaTopoM тока);
1 пом 5 == и ПОМ 51 R 2 ток, обусловленный действием сиrнала помехи
и ПОМ 5, который поступает на вход триrrера через источник смещения
Б см .
Условие запирания (5.1) используется для определения тока смеще-
ния 1 см, При этом, если исходить из наибольших значений l б а наиб'
/ Цом б наиб' И н н наиб И учитывать наибольший разброс сопротивлений
)
1) Потенциалы электродов тrанзисторов yk-аЗЫПJIOТСЯ относитеЛЬJJО общеrо
ЭлеКтрода.
191
1
I
i
Rt, R 2 И изменения напряжения источника смещения Есм, то неравен-
ство (5.1) можно заменить равенством:
/ I [ / + / + u и б наИб ] (5 2)
см == 1 бсм б з наиб пом б наиб Rl (1 БR)' .
Относительное отклонение тока смещения 6 см определяется мак-
симальным изменением напряжения смещения и отклонением сопро-
тивления R2 от cBoero номинальноrо значения, т. е.
6 == ilE cM + ilR 2
см Есм R?'
Здесь и далее величину 6 R рассчитывают, исходя из отклонения
сопротивления резистора от cBoero номинальноrо значения, опреде-
ляемоrо разбросом этоrо сопротивления, т. е. 6 R == AR/ R.
Условие насыщения одноrо из транзисторов (кqrда друrой закрыт)
также можно записать в виде равенства, если опреде.лить наименьшее
значение тока базы / б 11 HaIlM, обеспечивающее работу транзистора на
rрани насыщения при наибольшей величине тока коллектора 1 и в наиб
И наименьшем значении коэффициента передачи тока базы N наИII:
/ б н наим == /1< В наиб/ Nllаим'
Выразив токи 1 б н нвим И /" н наиб через параметры схемы и подста-
вив в равенство (5.3), на основании последнеf'О можно вывести расчет-
ную формулу для сопротивления R! в цепи базы:
Rl == R и [
(Еинаим Ибннаиб)(I+бR) RIIJизнаиб 1 ] .
КнасЕи/ Nнаим + 'см R и (1 +б см ) +Uб н наиб R и /R 2 (1 БR)
(5.4)
в этом соотношении коэффициент насыщения К нас определяется
с учетом воздействия наибольшей наrрузки как статическоrо типа, так
и динамическоrо. В общем случае коэффициент Квас показывает, во
сколько раз наименьший ток коллектора превышает свое номинальное
значение. Если в триrrере используются rерманиевые транзисторы, то
можно считать U б 11 :::::::: О и U 11 11 :::::::: О и тем самым упростить формулы
(5.2) и (5.4). Для кремниевых приборов можно пренебречь токам!!
1 н наиб И / б з наиб' При расчетах триrrеров на rерманиевых транзисто
рах наименьшие величины токов базы / б я наиб И коллектора l и з наиб
при работе в области отсечки определяются наибольшим значение 1
тепловоrо тока коллекторноrо перехода l и т, соответствующим наll
высшей температуре перехода.
Напряжение, источника коллекторноrо питания Е и обычно выби-
рают, исходя из требуемой величины перепада напряжения на выходе
триrrера U ВЫХ т' представляющеrо собой разность потенциалов коллек-
тора в закрытом !I насыщенном состояниях, т. е,
UJJых.т==U!lЗ UИII I'V R 1 (Еи R1<IИЗ) UI\II' (5.5)
R 1 + Rl\
192
{5.3)
I
I
.
ВыходноЙ перепад стаlIОIJIIТСН !JJ]III 1:JJIЫIЫ 1 IIрИ li:lI{(':ШIi:lJiыюjj T\:' :'
пературе и наименьшеii СТt:Ш.:'Шf насыщения:
U :::::::: ( E p 1 ) и
JJЫХ нним 1 " Е ' н '11 и" наи(j 1< н Нflп[i'
\] 1" 'н
(5.6)
Перепад тока в коллекторной цепи определяется разностью токов
в открытом и закрытом СОСТОЯНIIЯХ:
/НЫХ== l1<н f1<З
Е1< И1<Н
R и
(5.7)
11<Т
и тоже уменьшается с уuеличением те lПературы. Однако в практи
ческих схемах обычно Е 1< R J 1< Т наиб' поэтому перепады тока и
напряжения сравнительно мало изменяются с изменением температуры.
Як EK
Як
Е/о
11
[{,."
Рис. 5.12. Схема наСЫЩСIllюrо триrrера с аВТО"lаТllчеСКIIМ СМС-
щеllllе;\I.
На праКТIIКе Иlюrда IICIIOЛЬЗУIOТ Tpllrrep с автоматическим смеще-
нием (рис. 5.12). В этой схеме смещение, необходимое для запирания
одноrо из транзисторов, создается падением напряжения в ЭМllттерноЙ
цепи от тока насыщеНJIоrо транзистора. Резистор Ra в Ilепи aBTO laTII
ческоrо смещения обычно ШУНТИРУЮТ конденсатором С" чтобы нейт
рализовать де ствис отрицательной обратной связи во I3ремя пt'ребро
са триrrера. Схему с автоматическим смещеНI1еI\l можно заменить 3!\
вивалентноЙ схемой с независи !ы:'v! С Iещением, приравняв напряжеНllе
источника смещеНI1Я Еем падению напряжения U см == R /a и опреде-
лив напряжение коллекторноrо ПJlтания раЗ!lОСТЫО Е На == EJ' Uo!'
Следовательно, результаты анализа схемы снезависимым СJ\lеще1JIIС:\I
Можно распространить и на схему с аВТОJ\lатичеСI\ИМ смещение!\! C'lll-
тая Е см равным и см , а напряжение КОЛ.JIекторноrо питания Е на.' При
этом формулами (5.2) и (5.4) оцениваются требуемые значеНIIЯ тока
смещения I см == U СМ/ R2' а сопротивление резистора в ueIIiJ апто-
маТическоrо смещеНIIЯ
R ==R ' cM R 2
:J '1{ Е '
( На ИИ н наиб)( 1 +/\ IIflc/f3 N нанм)
(5.8)
7 Заи 257
l З
I
I !
Отсутствие BToporo источника являются ДОСТОИНСТБОМ схел:bJ С ав-
томатическим смещением. Кроме Toro, при заыене ИСТОЧ!iIJна С lеше-
ния цепью автоматическоrо смещения несколько уыеныuается чувст-
вительность 't..')иrrера к изменениям напряжения источника коллектор
Horo питания' Ев, Так, например, если Е н возрастает по абеолюТ!юii
величине, что создает опасность отпирания закрытоrо траНЗIIСТО[Jа,
то из-за увеличения тока эмиттера насыщенноrо транзистора 1", 1I
возрастает и напряжение смещения И см, препятствующее отпиранию.
Если же, наоборот, Е к умень-
шаетен, то уменьшение смеще-
ния И см препятствует заПИ[Jа-
нию проводящеro транзистпра.
Указанное обстоятеJIЬСТВО необ-
ходиr.ю иметь 13 виду при опr е -
с делении относителыюrо откло-
нения напряжения смсшення
()ем == АИсм!И см , которое ис-
пользуется при раСЧt'тах 1 см,
R 2 И R .
Источник смещеная можно
заменить uепью автоматичеClЮ-
ro смещения, но при зтом В каж-
Ри:. 5.13. Схеыа ненасыщеНlJоrо Tpl!r дом триrrере увеличивается 1<0-
repa с нелинеЙIIОIJ обратноЙ СВЯ3i>JО. ли'lество деталей (доf);шляется
R E и Св). Увеличение количест-
ва деталей сопровождается увеличением числа паек, в р(сзультате
СIJIiжзетсн надежность схемы. Не менее серьезным недостатком схе-
мы с автоматичеСIШМ смещением является и то, что она потребляет
большvю мощность, чем схема с независимым смещением. В послед-
не:! на-пряжение коллеlпорноrо питания Е в выбнрается раВIIЬШ
Е н (1 + R H /R 1 ) (Иных т+ ИН н),
Е к
Я2
с
,,{
Я'1
я"1
в то время как в первой приходится увеличивать напряжения Е к на
веЛИЧIШУ И см. т. е. выбирать
Е к (1 + N. K !R 1 ) (И вых т + ИН н)+ И СJlI ' (5.10)
что приводит J{ увеличению мощности, потребляемой триrrером, на
величину И емl э н === п HRa.
Из-за казанных недостатков схема с автоматическим смещением
на практике используется сравнительно редко. Ее имеет C lbIC.rI при-
менять в устройствах с небоЛЫJlИМ числом триrrеров, для которых не-
БыrоДНО разрабатывать отдельный источник смещения.
Насыщение транзистора приводит к увеличению продолжитель-
ности стадии подrотовки, а следовательно, к уменьшению быстро-
деЙствия Т[Jиrrера. Поэтому в быстродействующих схемах применяlOТ-
ся ненасыщенные триrrеры, в которых предотвращается насыщение
ошрытоrо 'lpaH3HcTopa, блаrодаря чему сокращается ПРОДОJ])КI1теJJЬ-
несть времепI1 персброса триrrера и соответственно повышается el'O
быстродействие.
19/1
(5.9)
Наибольшее распространение получил триrrер, в котором Hacы
щение транзистора предотвращается при помощи нелинейной обрат
ной связи (рис. 5.13). Цепь обратной связи состоит из диода Д и дe
лителя напряжения R' I R" I и действует лишь тоrда, коrда проводит
диод Д. Если транзистор закрыт, то сравнительно большая разность
потенциалов между коллектором и базой, которая почти полностью
прикладывается к диоду, оказывается достаточной для ero запирания.
И только тоrда, коrда транзистор отпирается и потенциал ero коллек-
тора, а следователыю, и потенциал анода Д, повышаясь, достиrает
опредеJ1ешюrо уровня, диод отпирается и вступает в действие обрат-
ная связь. При этом часть тока коллектора через ди6д ответвляется
во входную цепь транзистора и ток базы уменьшается. Таким образом,
уменьшается поток носителей в базу, а поэтому исключается наlюпле
ние избыточных носителей в базе и предотвращается насыщение тран-
зистора. Открытый транзистор работает в активноЙ области, но из-за
отрицательной обратной связи усиление сиrналов заметно уменьша
ется, что способствует повышению помехоустойчивости триrrера. Об-
ратная связь приводит и К уменьшению выходноrо сопротивления (так
как это обратная связь по напряжению), что блаrоприятно отражается
на наrрузочной способности триrrера.
. Расчет схемы пснасыщенноrо триrrера на рис. 5.13 производится
в следующей последовательности. Прежде Bcero выбираются параметры
собственно триrrера, а затем определяются параметры цепи обрат-
ной связи так, чтобы предотвратить насыщение OTKpbIToro транзис-
'тора. Выбор параметров собственно триrrера производится так же,
как и насыщенноrо триrrера. Из условия (5.2), обеспечивающеrо Ha
дежное запирание одноro из транзисторов, устанавливается требуемое
значение тока смещения
1 см == 1 lбем [1 б э паиб + 1 ПОМ б наиб+ RI : БR) ] . (5.11)
Вненасыщенном триrrере 1 см оказывается большеЙ величины, чем
в насыщенном триrrере, так как абсолютное значение потенциала KOk
лектора нензсыщенноrо транзистора И к превосходит И R Н' РаЗЛИЧIlе
в величинах 1 см особенно заметно при использовании кремниевых
транзисторов.
Нелинейная обратная связь повышает помехозащищенность и Ha
rрузочную способность триrrера. Поэтому вненасыщенном триrrере
условие, обеспечивающее открытое состояние одноrо из транзисторов,
Составляется с таким расчетом, чтобы цепь обратной связи не ОТКЛIOча
лась при увеличении тока наrрузки и уменьшении тока базы откры-
.Toro транзистора. Для этоrо необходимо, чтобы минимальная вели-
Чина баЗОБоrо тока, отбираемоrо от источника, была достаточноЙ Д,lЯ
питания максимальной наrрузки при минимальном усилении. Это
УСловие обычно IIспош,зуется для оценки cYMMapHoro сопротивлеШIЯ
Я ! == R; + R'{, а ПОСIЮЛЬКУ дЛЯ предельных величин оно ничем не от-
Личается от соответствующеrо условия (5.3) для насыщенной схемы,
то и в ненаСbJщенном триrrере сопротивление RI определяется qюрму
лой (5.4). При этом ток, поступающий в базу OTKpbIToro транзистора
7* 195
f,. ..
1
:1
I
li
'1
11
,1
'1
11
I1
ОТ источников Е к И Есм, равняется КиасЕк/(Rи Nиапм)' Ток TaKOI"!
величины обеспечивает действие цепи обратной связи даже при мини
малыIOМ усилении ФN == N напм) И при полной наrрузке. При YlYIeHb
шении наrрузки базовый ток автоматически уменьшается, так как воз
растает потенциал коллектора (а следовательно, и потенциал анода
диода), и растет ток диода / Д' который почти полностью ответвляется
в базу OTKpbIToro транзистора.
Насыщение транзистора, которое может наступить при уменьше
нии наrрузки и повышении температуры, предотвращается соответст-
вующим подбором сопротивления R;. С увеличением R; уменьшается
перепад напряжения на выходе триrrера, ПОЭТQ;lЛУ в праIПической cxe
ме это сопротивление выбирают равным своему I\ШНШ\Iально допусти-
мому значению
R ' Ид наиr;
1==
Iб наим + (Есм + lJб)1 R 2
При этом минимальное падение напряжения на сопрОТИВЖ'НlIИ R;
полностью компенсирует наибольшее смешсние на диоде U д ,,"ибо
соответствующее току / д наиб' ПОЭТО:\IУ ИС!(.1]ючается насышеIlие TpaH
зистора даже при наиболее неблаrоприятных условиях, т. е. при мак-
симальном усилении ( N == N ШНlб) и при наимею,шеЙ наrрузке TpI1r
repa, коrда в коллекторной цепи потребляется ток шшмеllЫlJеЙ пе-
личины
(5.12)
/ к наим == (EH U н)/ R и + / д наиб'
Действительно, чтобы при наиболее неблаrоприятных условиях
транзистор не переступил пороr насышения, необходимо уменьшить
ток базы до величины
I 'н НПИМ r-v
б "аим == [ >.
J N наиб
Е" + ,д нпПn .
R" BN наиб BN lIаll6
(5.13)
Поскольку ток базы представляет собой разность двух токов:
1 . Р" К 1
бнаим== () пас днаиб'
R" I N наИи
(5.14)
ero I\ЮЖIЮ уменьшить, увеличивая ток диода. Из системы уравнениЙ
(5.13) и (5.14) следует, что для предотврашения насышеllИЯ необходи
ЫО пропускать через диод ток
/ '" Е к ( К
д наиб R ( 1 + А ) нас
к t'N наиб
уменьшающиЙ ток базы до уровня
/ Ен ( 1
б наим +
R K BN наиб
в N наиб
В N наим
1).
(5. 15)
К НаС ) .
BN Н11I1М
(5.16)
Следовательно, сопротивление R; надо выбрать так, чтобы мини
малыюе падение напряжения на нем обеспечивало смещение на диоде
U д нанб' величина l\oToporo соответствует току / д Н11иб'
196
I
j&Ш ,. ,, .
I
Тип транзисторов, а также номинальные значения сопротив.'1еIIШI
R к и ускоряющеЙ емкости С выбираются, исходя из требования про
до;?жительности переходных процессов, характеризуюших быстро-
деиствие триrrера.
При работе в спусковом режиме быстродеЙствие триrrера опрсде
ляется вреыенем переброса Т пер' которое складывается из ПРОДОЛЖIl-
тельности стадии подrотовки t n == t pac + t з б И длительности среза
выходноrо импульса t cp . На первом этапе стадии поrотовки происхо
дит рассасывание избыточных носителей из базы насыщенноrо тран-
зистора. ПродолжителыlOСТЬ этоrо этапа, т. е. время рассасывания
ключа t pac можно оценить по формуле
t 1 Мб
рас == т н n
Мб /б н + lи H/B N
Рассасыванпе избыточных носителей ускоряется с увеличением
амплитуды перепада запирающеrо тока /6, поэтому В практических
схемах стремятся получить I б / к H/ N И / б> / б н' При этом
время рассасывают равно
.рас ::::::;Т Н /6 нltJ./ б . (5.18)
ИЗ последнеrо соотношения следует, что при мощном сиrнале
время рассасывания не зависит от величины коэффиuиента передачи
тока базы N' При относительно слабых сиrналах время рассасывании
несколько возрастает с увеличением N [см. выражение (5.17)]. Дело
в том, что при прочих pa HЫX условиях транзистор с б6льшим N бу-
дет насыщаться в большеи степени, что и приведет к увеличению Bpe
мени рассаСblвания. С?ДIlако это увеличение не столь существенно, так
как в тран.'iисторе с большим N И рассасывание происходит с б6льшеЙ
скоростыо (такоЙ прибор более чувствителен к изменениям тока базы).
Поэтому при выполн ш!И условия
(5.17)
д/б>51 6в
(5,19)
Время рассасывания практически не зависит от величины N' ИЗ Bce
ro Этоrо следуе1, что нет особой необходимости разrраничивать TpaH
зисторы по наибольшей величине коэффициента передачи тока базы.
Разrраничение следует производить по наименьшему значению коэф-
фициента передачи N HaJlM И по величине постоянной времени накоп
ления Т в, которая определяет инерционность насыщенноrо транзис-
Тора. Из выражениЙ (5.17) и (5.18) видно, что время рассасывания pac
eт пропорционально Т Н ' Влияние же N наим на время рассасьшаНИ5J
казывается косвенно через величину то!<а базы насыщенноrо Tpall
зистор"а /6 п. TOI< баЗhl / б н рассчитывают с учетом разброса и темпера-
турнои зависимости N с тем, чтобы можно бhIJIО обеспечить заданныij
коэффициент насыщения Квас при наименьшей веЛИЧIIне КОЭффIf
иента передачи Л' наны' Поэтому при использовании транзисторов
Малым N HaJlM приходится увеличивать ток базы
1 (j lt == l(нас /" '1!f 1 N "aJlM'
(5.20)
197
I '
с увеличением 1 б н' как следует из выражений (5.17) и (;).18),
время рассасывания возрастает, а быстродействие триrrера Y!lIeHb-
шается. Вненасыщенном триrrере этап рассасывания вообще ОТСУТСТ-
. вует, блаrодаря чему заметно сокращастся длительность стадии ПО:,-
rотовки, а поэтому возрастает быстродействие схемы.
Продолжительность BToporo этапа стадии подrотоI3КИ опрсделяете>!
временем 13 5' В течение KOToporo потенциал базы заI\рытоrо TpaJl-
зистора U б 3 достиrает уровня отпирания U а от:
1 '" ()БЗ+ИЗIJТ ( 1:-+С R ) (5.21)
3 5'" R и Аlб 1 н и'
Реrенеративный процесс, который вознпкает поеле пеrехо::.а тра!I
эисторов в активную область, заметно влияет на работу схемы при за
пуске триrrера сравнительно слаБЬШI! СИП!Ы!С1!1IИ. На пракпше сим-
метричный триrrер заПУСI<ается МОЩНЫ!lIИ СИПlалаМJf, поэтому послс
завершения стадии подrотовки сразу же наступает стадия воестанов-
ленпя.
ПервыЙ этап стадии ВОССТD!IOI3ЛС'IШЯ з,ш::,ршастся после устсшовле-.
ния потенциала коллектора З3Ilирающеrося траНЗlIстора. П;юдолжи
тельность этоrо этапа количествснно характерпзуется Д.:штет,IIOСТЬЮ
среза ВЫХОДНОI'О импульса
tср 2,2(С+СI()RиRI/(Rн+RI)' (5.22)
которая сокращается с умсньшением УСIЮI_l5нощеЙ e!l!KOCT!! С. Однако
при этом возрастает продолжительность фронта ВЫХОДНОI'О ШlПульса.
Оптимальное значение ускоряющей емкости, о(}еспе'I1шающее ызкси"
малыюе быстродействие, определяется формулоЙ
С опт == Си + !(I1ае 1:TN/ R!I' (5.23)
ОТ Р.СЛIIЧШIЫ ускортощей емкости зависит и продолжительность вто-
poro этапа стадии подrотовки Т воес'Р В течение KOToporo потенциал
базы заКрЫТОl"О транзис,,:ора восстанавливается до уровнп, блнзкоrо
к своему установившеМУСfl значению.
Твоеет == (2... 3) CR 1 R 2 /(R 1 + R 2 ). (5.24)
Быстродействие триrrера можно повысить, подбирая соответст-
вующим образом сопротивления R и резисторов в коллекторах. С
уменьшением R п уменьшается длительность среза 'ер, но возрастает
длительность стадии подrотовки. Можно показать, что суммарное вре-
мя Т пер достиrает CBoero минимальноrо значения при оптимальной
величине сопротивления в коллекторной цепи.
R === ... ( Е и 'tH/ N наим + (Иб 3+ И 3 от) 't TN . (5.25)
и от V 2,2Аl б наим (2G II +T TN /Rn наим)
Как видно из этоrо выражения, величина R и опт зависит от ампли-
туды спусковоrо сиrнала !:i 1 б' При выборе R и опт необходимо исходить
из наименьшей величины !:i! (j наим'
198
11 '
I
I '
11
I
I
1
I
"""
" '," ' - , ,"
'-" '..0
Для ненасыщеIIноrо триrrера
1 / (Иб:J+{}Э от) TrN
R H ОПТ / , ).
2,2Аl б напы (2С II + Т/'N/['П напы)
(5.2G)
что следует из выражения (5.26) при формалыIйй подстановке 1: н == О
{последнее ра13НОСИЛЬНО t pClc == О).
В насыщеЮIO!lI трипере продолжительность стадии ПОДI'ОТОВКИ в oc
новном определяется вреыенем рассасывания, поэтому в выражеlJlШ
{5_25) можно пренебречь членом (и б 3 + U а от)1:Т N И рассчитать R и ОПТ
по упрощенноЙ формуле:
I
R и ОП'r V
2,%lб наим N наим (2С и + ТТМ /RH наим)
Е н 't п
(5.27)
Выбрав УСКОРЯЮЩУЮ емкость С и сопротивление в коллекторе RII
оптимальной веЛИЧИНbI (при этом определяется однозначно и сопро-
тивление R t ), можно обеспечить переброс схемы с максимальной часто-
той р тах ' Дл я ненасыщенноrо триrrера
F == [ 2 V f22 ( 2C + 't TN ) (}б3+(} ОТ + 221: + С Ибз+Иэоr ] l
тах 'и R А! ' т N и А !
!I НН<1М б б
(5.28)
При использовании диффузионных транзисторов F та х В ОСНОВlЮ,,1
зависит от среднеrо времени пролета носителей через область базы Т1М.
В схемах на дрейфовых транзисторах более существенно ВJI!Iяние
емкости коллектора Си. В насыщенном триrrере начинает сказываТЬС51
и время рассасывания. При этом максимальная частота переброса оп
ределяется следующим ВI;>Iражением:
ЕfЛах =0 [ 2' 21:7М + тв Е и + 2-' f 2,2 ( 2С и + Ттм \ С II Т Н ) !
Аl б BN наимRн наИМ V Rn !lаим)Аlб N 'Ш"М
(5.29)
Таким образом, быстродействие триrrера прежде Bcero зависит от
инерционности транзистора. С уменьшением среднеrо времени пролета
'rr"" емкости коллектора С и и отношения 1: l1/ Nнаим максимальная час
'ТОТа опрокидывания триrrера возрастает. Первые два параметра влн
lIЮТ на длительность фронта, отношение т '/ Nнаим характеризует про
ДОЛжителыюсть времени рассасывания..
Максимальная частота триrrера растет с уменьшением 1'01\<1 11,1,
rрузки /п наиб Е,:!Т!.п паю! И 3ЗШlса по наПРЯЖЕ'!I!!Ю ;1аП:lраl!:j !
и IJз , а также с увеличrннем амплитуды спусковоrо !!\шульеd i\i".
При работе в С'IеТIЮ11 рС'ЖIIl\Jе (I<оrда спусковой импут.с 0;111О3Р:'-
МеННО деЙствует па оба ТР3fI3истира) БЫСТРО)1,еЙСТI3ие трнпера OlIpe;i -
J1яется продолжительностью спусковоrо Иl\IНУЛЬС3 !I д,т]!IТe.1!,B.-)C"! I I(.
реза Выхu;щоrо и:.IПУЛL>са, т. е.
Т ШР с=..о t l1 + 2,2 (С + Си) R(\ R1/(R" + R 1 ).
(5 ;jп
j;)J
Если длительность импульса t и равна продолжительности первых
двух этапов t ш в течение которых завершается полная подrотовка схемы
к перебросу, то наибольшее быстродействие (так же, как и при раздель-
ном запуске) имеет место при значениях С == С опт И R н === R и опт,
определяемых соответственно выражениями (5.23) и (5.25). В дейстl3И-
тельности длительность импульса t и > t n , так как необходимо пре
ДУСl\ютреть некоторый запас t и с учетом разброса параметроп и измене-
ний условий работы схемы. Если этот запас дt и "= t ll t п рассчитан
без существенноrо завышения, то оптимальные значения С опт и R и опт
оказываются близкими к величинам, определяемым соотношенпями
(5.23)и (5.25).
Ео
Рис. 5.14. Схема ненасыщенноrо триrrера с встроенными эмнттеР"Ы\1И
повторителяыи.
Увеличение запоминающей емкости, по срапнению с оптимаЛЬНЫ",1
значением С опт для еще 6ольшеrо расширения допуска на Дilитель-
IЮСТЬ импульса, практически не оправдывает себя; излишпий запас на
t и н<\иб достается ценою снижения быстродействия триrrера. Величину
t и tJailб можно найти при помощи неравенства
t и наиб < t pac + (С + Си) R п R1/(R и + R 1 ). (5.31)
Минимальная длительность спусковоrо импульса определяется
временем, необходимым для подrотовки схемы к перебросу, и рассчи-
тывается по формуле
t и наим t pao + 'tTN ( 1 + ? ) IH . (5.32)
Требование к минимальной длительности спусковоrо импульса
предъявляется при работе не только в счетном, но и D спусковом режи
ме. Итак, для нормальной работы триrrера, независимо от режима за-
пуска, требуется соблюдение условия t и > t и наим' причем необходи-
мый запас по длительности t и определяется разбросом параметров схе-
мы и спусковоrо сиrнала.
200
r
i
Как ИЗ13еСТII(), ПРОДО/];\llТС\1Ь:IССТЬ Пt'i)\:'х };и;L) Х IZ['Ci.ICCC,: \I(J I<IrO
УJ\IeIJЬШI!ТЬ, ОТ'рiJ!IIJlШi3ШI П;:t'де,1Ы П::i .IеlILIIIIЯ напряжениЙ Ч'!I!,УЮ
ЩИl\1И диодами. Этот \Iстп:r IIHOI-да IIСП()ЛЬЗУЮТ [18] /Щ,' {1(',',ЛiI?!Ii;,1
быстродеЙствпя ТрIIПСрОВ, одн:.шо при ЗТО"I заJ\!етно увеJIlfЧIШJеТС>I ПО
треблнемая от ПСТОЧIШ]{Оf3 IШТШIШJ J\ЮЩНОСТЬ.
Быстродействие ТрИПL'ра J\ЮЖ!Ю повысить, ПjНIJ\IСНН>I IЮВТОрIПL':J!I,
встроенные в цепь обратноЙ СВЯЗI!, как это ПОI«(],(]IЮ Н(] рнс.5. 14 R ;этоЙ
cxeJ\le триrrер с нелпне(I1ЮII о()раТIJОЙ СВЯ1ЫО (ПclIИ с ДIюдаШI Л/ и Д2)
построен на траШ!Jсторах Т/и Т2. l3 цепь обратной связи естроены
эмиттерные fювторитеЮJ I1(] транзисторах Т3 и Т4. Входы повторителей
подключены к КОJlлеI\тора,,! транзисторов, образующих собственно
трипер, а резистор R / и конденсатор С, составляющие цепь обратной
связи, присоединены к выходам повторителеЙ. Диоды ДЗ и Д4 пре
дотвращают запирание повторителей во время переброса схемы. Как
известно, повторнт"ЛI> Hi\It'CT малос выходное сопротивление, что спо
собствуt'Т быстрой Ilере:зарядке УCI<ОРЯlOщей емкости С. В результате
повышается быстродеЙствие схеJ\IЫ, та" !<ак заметно сокращается дли-
телыюсть среза fJI)JХОДIIOI О импульса
{"Р:::::; 2,2(C+CH) 11 Rl 2,2(С+С и ) R H .
f1 N N
Растет и наrрузочная способность триrrера.
CxeJ\lbI быстродеЙствующих триrrеров оказываются не экономич
ными, так как они потребляют значите.1JbНУЮ мощность. Быстродей
СТВУlOщие схемы обычно используются в первых ячейках пересчетных
устройств, работающих в режиме сравнительно быстроrо счета им
пульсоl3.
(5.33)
5.3.2. Примероl расчета и задачи для самостоятельной
про работки
Пример 30. Рассчитать насыщенный триrrер по следующим исходным
данным: аМплитуда выходноrо напряжения Иных т 4,5 В. Наиболь
шая частота опрокидывания триrrера F папб :::::; 450 Kru. Время BOCCTa
нqpления т ВОССТ 3 мкс. HarpY3Ka триrrера изменяется в пределах
от R" нниб == 10 кОм дО R H на им == 1 кОм и носит импульсныЙ xapa!{
Тер. Допустимое изменение питающих напряжений составляет + 10%.
Теомпература окружающей среды изменяется в пределах от 40 до
60 С. Триrrер запускается импульсами запирающ«;>й полярности при
МИнимальной амплитуде перепада спусковоrо тока Д! б нанЫ === 2 ыА.
Схему рассчитываем в следующей последовательности:
. 1. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиям!! к быстро-
деиствию, экономичности и температурноыу диапазону раиоты схемы.
В данном примере можно использовать rерманиевыЙ сплавной транзис
Тор типа p-п p марки МП42Б. Параметры транзистора, нсоБХОДIшые
ДЛЯ расчета, приведены в приложении 111.
2. Задаемся величиной напряжения источника коллекторноrо пита-
}fия Е 1<, исходя из требуемоrо перепада н<шряжения на выходе триr-
201
, "' , '
! 11
!
repa. Примем Е и равным стандартной пеЛИЧИI!е 6 В, что преI3ЫШ С:'
U пЫХ т на 30%.
3. Определяем величину сопротивления R и . При этом следует орш"
тироваться на оптимальное значение Rи ОПТ [см. формулу (5.27) ], выбрс:.::
R :::? R == V Ен 1:11 пяиfj
1\ Н ОIlТ ) .-
2,2/1./6 I!аИ" BN няJlм (2С н + 1:7N/ R II нпим
Для данноrо примера оптимальное значение СОПРОТИЫlения в IЮ"], IеI:-
торной цепи
V б.3.10 6
R И О == == 650 O I.
пт 2,2.2.10 3.29(220 + 100).10 12
При расчете R и ОПТ интеrральное значение зарядной емкости С,!
и наименьшая величина N на иМ определялись следующим образом. По
справочным данным наибольшее значение дифференциальное емкостн
Си и == 50 пФ при UI{б == 5 В. При вычислении С НП напряжение KO,l-
лекторноrо перехода выбирается несколько меньшим Ею так как п()
тенциал коллектора закрытоrо транзистора U и э < Е и из-за перепада
напряжения, образуемоrо то!юм 1 б н' Следовательно, можно считать
в данном примере U иб == 5 В и СиИ == 50 пФ. Для сплавных транзи
сторов интеrральная емкость вдвое больше дифференциальной. Следо-
вательно, Си п == 2С и и == 100 пФ.
С u о 1.10 6.]0
реднее значение диффузиоНlIOИ емкости С ид == '50.103.2 ==
10 пФ при токе коллектора f и н == 10 мА. Таким образом, ПОЛУЧ;'l(::t,!
Си == Си п + Сид == 11 О пФ.
Наименьшую величину коэффициента передачи тока базы опреде-
ляем для пониженной температуры, так как в этом случае уменьшает-
ся N' В справочниках для транзисторов марки МП42Б привсдится
типовая зависимость h 21э BN от температуры окружающей среды,
из которой следует, что отношение N при 400 С к N при 200 С состав-
ляет 0,65. Следовательно, при расчете схемы следует ориентироватьсн
на наименьшую величину N ваим == 0,65( N lIаИМ)20 0 == 0,65 . 45 == 29.
При R и == R и ОПТ И С == С ОПТ быстродействие схемы ДОСТИI'flст
своей наибольшей величины и триrrер способен опрокидываться с MaI(-
симальной частотой, определяемой выражением (5.29):
F шах == [ 2,2't ТN + 1:нЕи +
(l,/б BN lIаим RII ШI ИМ
+2 lI (2,2 1: н Е и ( 2С и + 1:TN )] l 1мrц.
V (l,/б BN на им RII IIаим
Следовательно, с точки зрения быстродействия транзистор МП42Б
подходит. При ЭТОМ поскольку имеется двукратный запас по частоте
срабатывания трипера, можно увеличить сопротивление резистора в це-
пи ко,lIЛектора до ве,IJИЧИНЫ R и == (3,..4)RH ОПТ. что позволит заметНО
202
I
I
j:,,'
.I' :,{ . !f: :
.'
уменьшить мощность, расходуемую триrrером, по сраВНЕНИЮ со слу-
чаеМ R H == R K ОПТ'
ВыБИf)аем R и == 2 кОм. При это:'v\ открытый транзистор работает
8< режиме YMepeHIIoro насыщения, так как
!("п,' == 1 + R и /R I1 Н;ШМ ==3.
4. Для расчета цепи смещения П[!Е'ДRарlпе,'IЫIO опреде:IЯС \ требуе
MVн:J !'f\1ТfИНУ тока Сi\н:,щеш!я 1 с"" по формуле (.1.2)
1, [ 1 + иНfIJ!'1И'j ]
,м t б бзнаиб R (1 < .
СМ 1 uR)
В справочных данных не привоJJ,НТСЯ ток баЗhI 1 б 3 для закрытоrо TpaH
зистора, 110 ука ЫВCiется то,.; коллектора 1[( 3 для Hero. Эти тою! связа-
ны между собои следуюшим соотношением:
Iбэ::::::;/из(l+РI/ N).
Отllошение I/ N дЛЯ сплавных транзисторов колеблется в пределах
О, 3 ..., О, 6. При теr,IПt'ратуре 70' С для 90% при60РОВ типа МП42Б,
как указано в справочнике, 111 3 1 кТ 130 мкА. Для 600 С ток
lб 3 наиu можпо паЙти, предварительно рассчитав 1 н 3 по формуле
1 и 3 на"б == f вТ ехр (0,08,1,/) == 130. 1 0 6 ехр ( 0,8):::::: 60 мкА
'(& == 60 70 == 100 rа:шость температур). Таким обраJО:v!,
1 б в IfaI,U -=::::; 1.51" 3 нана == 90 мкА.
Для предварительной оценки второй состаВJlяющеii то!(а смеще-
ния U н в наИб/ R 1 В трштеrах па rеРШlНневых траНЗИСТО[Jах МQЖ!Ю
принять R! == 5...10 кОм. СЧ!JТая Н 1 "=5 кОм и \/читывая ЧТО U ==
О 15 В , 1 А J,!( П наиб
== " при в н == 10 м , получае,\[
/СМ== 1 [ 90.10 '\+ 0,15 .] 130 MI<A.
1 0.1 ::'.10'1
Если выбрать РеМ == 1 В, то сопротивление R 2 ==С' Е (",;! f СМ =.:
== 7,5KO !.
5. Рассчнтьшаем ВСJJIiЧШJУ СОПРСТ!JВЖ'IIИЯ RI IIО ФОР IУ..1,: (5,9)
R. R{
1 ' U
-Н НШ}:\! О н ш:tlJfj 1 n I '
1 + д;< 1<'111'",1/"1<
К пас Е" 1 R f R" ! (-
+ см н(1 + И СМ ) + Uб н няни R (I !
fJNHa. M \2 ()!I) .J
В За исключением множите.1ей, пропорцпоналыlхx 1 С.," веЛИЧI1НЫ,
Ходя ие в формулу (5.9), и их отклонения определяются при ПОШI-
женнои температуре. При температуре 400 С U б fllI&Ви < 0,4 Н;
NнаИ J == 29; 1 и 3 наиб < 20 i\шА. Ток смещения берется равнш\\ [1<.1,;:-
II етнои величине luCM == 130 мкА. Отклонение сопротивлениЙ от IIOёr1!I-
с: ьных значении определяется клаССОill точности, I<о:;ФФициентт,\
с Хранности, коэффициентом старении 11 изменением сопр(:';тs,!r:'ш1Н
ИЗменением температуры, РеIюмендуется прш.JСШ1ТЬ СОЩ:vТН -i.rе!шя
203
i
I
l'
I
111
i!
11:
i
с положительны;\! те 1Перату rНШ ! коэФФициенто,,! (ТКС), так КеШ пр!!
этом изменение сопротивления с изыенеIlие 1 температуры способствует
стабилизации режима триrrера по постоянному току. Tal\, наПрШIер,
при использовании сопротивлениЙ [ класса точностн (с ДОПУСЕтl
+ 5%) с коэффициентом сохранности + 3% и коэффициентом старен!!)]
+ 5% наибольшее отклонени DT НОl\шналыюй величины без учета ВЛИ5I-
ния температуры составляет 8 п "=' 0,05 + 0,03 + 0,05 "=' 0,13. Ес.l!!
же применять СОПРОТИВJIеllIIЯ с положительньш ТКС, состаВЛЯЮilЩ:lr,
например, 5 . 10 4 rрад l для диапазона 20...100" С и 1,5 . 10 3 rpaJL 1
для диапазона 20... 600 С, то при <i0° С ОТЕ.10неНIJе 011 уr\IС'ньшаетс!!
до величины 8я == 0,13 1,5 . 10 3 . 60 == 0,04, а при +60" С 8t =с--
== О, 13 5 . 104 . 40 "=' 0,11. Подставив УI<аЗ3Iшые ве.'JIIЧШIЫ в !3ы-
ражение (5.9), ПОЛУЧШI
l 5,4 O,4
20.10 r,.2.10З
R 1 ,,=,2.10 3 1+0,04
3.6
+ 130.10 H.2.10 3(1 +0,1) + 0,4
29 7 , 5. I и " \] О, II )
8,5 кОм.
Номинальное значение R! == 8,2 "Ом.
Так как при расчете / см было принято R 1 == f) !,Оы, ТО '[01< СШ'lr;( -
ния установлен с некоторьш запаСО:\1 (в противном случае СIЮРРС!(Тli-
ровав величину 1 см, повторно раССЧИТЫВаЮТ R 1)'
6. Определяем аl\!ПЛИТУДУ BblxoJLHoro ншrряжеIlИЯ по cj:ормуле (5.G):
UBblxmHaIlM==(EH RH/H'Jf!H!i(j) R: 1 R" UННIIаllб 4,6 В.
I. ! О"
1
I !
. .
,.
,
>
Если и Bыx т о!,азывается меньше требуемой величины, то увеJтч;ш
напряжение источника Е н, повторно рассчитывают схему.
7. Находим оптимальное ЗНачение ускоряющей емкости, опре r .:
ляемое выражением (5.23):
Сопт==Сн+КнасТТN/Rн"='11 .1() 12+3.0,1.10 6/2.10 3 250 пФ.
Номинальное значение С "=' 240 пФ.
8. Определяем продолжительность вреi\lеlIИ восстановления схt:lIЫ:
ТВОССТ == 3CR 1 R 2 /(R 1 + R 2 ) 2,8 мкс.
При необходимости время восстановления можно сократить, YMC'!!k
шая R2. При этом реl\омендуется ОД!ЮIJремсНIЮ уменьшить веЛИЧИliV
Есм с тем, чтобы ток сысщения не преВЫСИJl требуемоrо значеНIIЯ.
9. Определяеы быстрсдеЙствие cxe lbI. Сначала рассчитываем про-
должительность стадии rюдrотоl3КИ по q:ормулам (5.18) и (5.21):
{ 1ин +( + " / ) ) Ибз
II==TH ТТЛ' L 1 \ \н
Мб;! МиР.н
и ДJlите.1ЬНОСТЬ среза
'ер == 2,2 (С + СН) R! р к
N! + [(!,
204
I
TOI( баЗbl насыщенноrо транзистора оценивается с rю ющыо БЫРЮI;С-
НIIЯ
/ Е" И,, н
б п р" + R!
Есм+Иб H / RI'
R 2 Н 3 R" + R!
(5.34)
Так как вре !я рассасывания достиrает наиБО:lьшеЙ величины пр!!
ма!\симаЛЫIO 1 значении / (j н> то при расчете прин!!маеrvr Е н == Е к напб
(т е. 1,IЕн == 6,6 В); ио П==UU3Н8I1М == 0,25В; /"з "=' lн"нзим
о и находим
I == п,п o, 25 1 +0,25 == О 1) А
бlJн!:б (2+8,2).10" 7,5.10" ,м.
При этом продолжительность первоЙ стадии подrотовки, т. е. время
раССасывания
{ 1(jннзПfj 3 10 " 0,5 07 5
рас flанб ТВ наиб 1'1/_ "=" == , ' мкс.
- о н НаНМ 2
в насыщенном триrrере с относительно большим временем pacca
сывания обычно не требуется Рассчнтывать продолжительность втор 0-
ro этапа СТаДИИ подrотовки
t Ur,,, + и" ОТ С R
аб t-.I R (Ти,'+ н ,,1,
б "
так I(ак '3 б ОI\азывается
== ( Е U R2 ) / R
RI + Rz см "IJ (j 3 2 потенпиал базы ;шкрыто!о
транзистора 1.
Смещение на базе закрытоrо транзистора U б 3 складывается из
двух состав,/!яющих, первая из КОТОРЫХ определяется напряжением
ИСТО;Нlfка Есм и равняется ECMRt/(R! + R 2 ), а вторая представляет
собои динамическое смещение, величину KOToporo в первом приближе-
НИИ можно считать равной
значительно
{рес r U б 3 ==
меньше
[ и Е R /(R + R ) ( ТlIер tрзс )
Bыx т СМ 1 1 .2 Jexp
СледоватеЛhНО, l[,оест
U б 3 Н3 11б ':::::!. Е С ' .! ' ( U Е Р! ) ехр Х
" R 1 :lRz I Вых т "СМ Rl + R 2
х ( THep tp"e ) ,
1воее)
(5.31))
rде Т лер "=' 1JF НаИб время переБРОСа триrrера; Тппс('т==СR!R2/(Rl +
+R 2 ) ПОСТОянная времени разряда конденсатора С на стадии БОС-
тановления. при частоте переброса тр ип'ера 4.50 KrII время пере-
троса !....лер == 2,2 мкс и Т пср {рве 1,5 шс. Постоянная Врбrеrlll
I ПОССТ 0,9 мкс. При () ВЫХ т == 4,5 В И Ь см "=' I В потенциал бз-
I 8Ь! закрытоrо т ранзист ора
L и 8,2 ( 8 2 ) ( . I 5 )
б 3 наиб 1 + 4,5 ] , ехр 1 25 В
8,2+7,5 8,2+7,5 И,9"
205
I
1 1 .... '
l'
11'
" 1 '
1,
I
I! I :
11
11,
11
,
Наибольшая длительность I1TOpOrO этапа ста,J,iIИ подrотовки
t 1,25+0,2 (0,1+0,11.2).10 6 0,12 ыкс.
збнаиб 2.10 a.?103
Для данноrо примера t з б ОJ{зза.'10СЬ пренебрС'жшiO Ш1ЛЬШ. Н:;
практике встречаются случа!!, коrда t J б становится За!,lепюи IJ('"11!Чj!
ной.
Наконец, рассчитав длите,'lЫЮСТЬ фрО!IТО
t 2 2(240+ 110).10 12 7,:), . 10 Ч =" 1,2 i,;C,
фр , 7,5+2
можно определить наибольшую частоту переброса тр;н rl'pa
1О"
F б == 480 Krll.
нни 0,75+0,12+1,2
Если расчетная величина F наиб оказывается меIIыне тре()уЕ'МОЙ. Т().
уменьшив СОПРОТИIlление R ю повторно рассчитывают cxel\IY,
10. При счетном запуске триrrера определяем треuовзнин к Д.lII:
тельности t п спусковоrо импульса по формула!>! (5.31) и (5.32):
tинанб tpa + R" (С + C 1 ,) == 10,75 + 2 (0,24 + О, 11)]. 10 (j 1,5 м!(с,
t '- + .Jб [! (1 + Си )
и напм";? !рае 'tTN Д/б \ С ==
r l O 75 + 0,1 0,5 ( 1 + 1°° )] '1 0 6 O,R МКС..
, 2 240
Если диапазон изменения t и превышает ({!1 иаиб t и на",,)' то YJ1C-
личивают величину ускоряющей емкости С (при ЭТОfll неоБХОДИl\;О
иметь в виду, что умеНЬШ2ется быстродействие схемы).
11. Проверяем, не превышает ли рассеиваемая на коллекторе Ю!Il-
пость допустимую величину. Эта МОЩНОСТЬ достиrает наибольшеи ве-
личины при полной наrрузке, т. е, при RII RHIIHIН.!' При этом Д,'lIJ
те.лыюсть фронта на выходе oTKpbIBaeMoro транзистора t фр стаНОВИТUI
равной длительности среза {ср на выходе запираемоrо транзистора П[1I!
холостом ходе, т. е, t фr 1,2 мкс. Длительность среза уменьшается,
достиrая cBoero наименьшеrо значения при R п R H H !1M:
/ ( I ] ] )
\ == 047 1\II\С.
t err Н;lИ ! 2,2(С + с и' + R '
R" R H lIаИ 1 1
Минимальная продолжительность одноrо ци]{ла работы составляет
т 2/ F наиб == 4,4 мкс. В течение времени t ЛН Т/2 {еР l1аиМ ;..-;;
1,7 мкс транзистор остается D закрытом СОСТОЯ!IИИ. Время, в течс:
ние KOToporo транзистор проводит, равно {ОТК Тl2 !фр 1 !\Н(С.
Напряжение на коллекторе насыщенноrо транзистора ИНН наиб ==
== 0,2 В, а на коллекторе закрытоrо транзистора Ина ИКl1паиб +
+ и вых 4,7 В. Среднее значение напряжения при перебросе схем!.1
UФ от == И Ф з == 0,5 (4,7 + 0,2) 2,5 В.
206
1"11' .. "'';
I '.i
Наuсо,r;ьшtе ЗIiачеJ:ие тока Н,:СЬJЩСIIIюrо тр,шзистора
f н н Наиб ( Е н И [; 11 ) ( + 1 ) 9 мА,
R K R[] наии
ток закрытоrо транзистора f к 3 паиб == 60 мкА. Среднее значение тока
i ф от == УФ з == 0,5(9 + 0,06) 4,5 мА.
Таким образо!>!, мощность, рассеиваемая на коллекторе, состав-
ляет
Р и ==(1/Т) [И к If I!{!l !ОТК+ И н а 1 к з {за н +U ф з i ф 3 Iср+U ф ,т i ф ИТ tфрl. ==
== [О,2.9.10 З.l ' 47.0 06.10 З.l 7 +
4,4 -. '. ' ,
+ 2,5 .4,5 .10 3 (0,47 + 1,2)] 5 мСт < Р" тах ==
H5 t 85 60 125 ,
== == мьт.
0,2 0,2
При мер 31. Рассчитать быстродействующий триrrер 110 следую-
ЩИМ исходным дшшым:
Амплитуда выходноrо напряжения И вЫ х т :> 7,5 В. Н,JJ1большая
QOCTOTa опрокидывания F наиб == 6 мr'ц. Времн восстановления т ВОСОТ==:
== О,} мкс. Наименьшее сопротивление динамической наrРУЗIШ
R H навм == 2 KOl\I, Допустимое изменение напряжений источников пи
тания ::!:: 10%. ТемпературныЙ диапазон работы от 20 до 850 С. Триrrер
запускается импульсами тока с дтпе,'lЬ!IOСТЬЮ фронта не более 50 нс.
Минимальная амплитуда СПУСКОБоrо импульса ;).1 б /н\IlМ == 2 1\1А.
1. Выбираем схему пенасыщешюrо триrrера с IIелинеЙIIоii обрCJТ-
ной свнзью (рис. 5.13), которая обеспечивает большую скорость сра-
батывания, чс/;! схема насыщеШЮI'О триrrера.
2. В данном примере можно испо.rlьзовать кремниевый транзистор
\тиuа п p п марки КТ312Б, обеспечивающий lIормальную работу триr
fepa в указанно!\! Jшапазоне Tel\l!IepaTyp и обладающий достаточным
быстродеЙСТIJ!JСМ. ТакоЙ Rыбор IIОЗВОЛIIТ одновременно иллюстрировать
особешIOСТИ расчета быстродеЙствующих Триrrеров на кремниевых
приборах. Параметры транзистора 1",Т312Б приведены в приложении 3.
3. Выбираем напряжение источника коллекторноrо ПИТ<JlШЯ, py
ководствуясь соотношеrше,"i Е и 1,4И вLlх т + 1,5 В. Принимаем
стандартное значение Е к 12 В.
4. ВыбираС!>1 сопротивление R н в КОЛ,'lекторноЙ uепи, Iюторое
должно быть БОJlьше cBoero ОПТИШJЛhlюrо значения, определяеl\10Ю
ФОРМУJIOИ (5,26):
R == I (Uб а+ио 0'1') T[N
н ()lП t 2,:2 ' \/.) HHllM (2C Ii +Т; rN I Ни нанм)
== 1/ I J ,:i.lO " 110 01\1.
V 2,2.2. 10 3 (2,75+1,3/2).IO J.
(Принято И б а + и е ОТ 1
Поскольку транзистор
nолучеНIIЯ ср аВ!lителыlO
В.)
КТ3126 является ПЫ ()!\()'13('ИТ!i1'!\I, то ДЛ Т
lIИ3КОЙ Ч(.lСТОН" работы ЧJl,[П2!J;j Bcero
2О7
i."
1I
;,11
11,
11
1I1
I11
li l
:1
1
I
1I
I
I
!
I
I
1
6 Mru) следует ОРIiеНТВРОВ:1ТLСЯ IJa СОПРОТИIJление R 1(, которое на по-
рядок превышает R и опт. Выбираеl\I р" == 2 кОм.
5. Рассчитываем ускоряющую емкость, учитывая двукратный запзс
по току, определяе,,\!ый коэффициентом Квас == 1 + R ,,/ р н наим == 2.
При этом в соответствии с формулой (5.23)
Сопт == С и + KHacTTN/RH == (7,5+ 2, 1,3/2) .10 12 == 9пФ.
Выбираем Си == 10 пФ.
6. Исходя из ДОПУСТИl\юrо времени восстановления Т воест' оце-
ниваем сопротивление R 2:
RI R 2 == Т восс ;;:::;; 3 5 кОм.
R 1 +R2 зс '
Если учесть, что обычно р! порядка 5...10 кОм, то требуется Р 2
5...11 кОм. Выбираем Р 2 == 5,1 кОм.
7. Определяем ток смещения I см' Для этоrо, кроме веЛИЧIIII
Iб311аиб И И"ннаиб требуется знать сопротивление Rt. В триперах 113
кремниевых приборах для ОllеllЮI J см по среднему значению р, (К31\
это было сделано при расчете предыдущей схемы) обычно требуется
повторно рассчитать J см и RI' Дело в том, что ток смещения для кре1\l-
ниевых транзисторов в ОСIЮНIЮМ зависит от величины И н н паиб/ R 1,
так как ток базы J б 3 н>шб' даже IIрИ сравнительно высокой темперз-
туре, небольшой величины. Поэтому, задаваясь сопротивлением R 1,
не всеrда можно ПОЛУЧИТЬ требуемое значение I СМ'
Можно опредеЛИТIJ J C I' подстаIJИВ в (5.2) выражение (5.9). При эпщ
целесообразно сначала Р(jссчитать ве.пИЧIIНЫ токов:
J == Еннаl1м {j(J"Н"Иt'J Lj 1 ==1 < Ен +
Е R (1+ < ) I нзнаиu; i:, нас R
н "R . t'N наим
ип наиб
2 (J бн) ,
(5.36)
J J L J + 1+0см [ ! и н 11 ВRI1б ]
1 f. I S I б u 3 нэвм J<. (1 б) ,
см н R
затем вычислить
/== '2 1 { Jl -.lli 41Е ( /S+ l+бсм 1 }
V l бсм б наиб .
(5.37)
После этоrо находим
1 см == (1 1 ,,)Ю + 8 см ).
(5.38)
Величины, входящие в выражения для 1 Е И 1 ", оценивают для ниж-
ней rраницы темпераТУРНОI-О диапазона. Токи I б з наиб И И и н наиб/ R и х
х (l 8H) В выражениидля 11 определяют при повышенной температуре.
Для ненасыщенной схемы вместо И 1\ Н наиб прдставляют ИН э наиб' За
метИl\!, что предварительно рассчитанные величины 1 Е И I S можно ис-
пользовать и при вычислении сопротивления Rt:
[ 'Е
Rl == R
н 's +, C l (1 + б см )
1] .
(5.39)
208
'
..
Для TpaH3i;CTopa J<:1'3126 1\ЮЖ!Ю считать Uб'J НRПU == 0,8 В,
чему соответствует TOI< 1 б ;;:::;; 11\IЛ щт И н == 5 П. ДЛЯ предотвращения
насыщения потешшзл !\O.1JIl'KTOpa буде1\I фиксировать на уропне 1, 2 В,
поэтому можно считать ИЮ Нfшб '== 1,2 В. Ток базы закрытоrо транзис-
тора 1 б 3 наиб;;:::;; 1 но 30 1\IKA (Прll те1\lПературе 850 С), ток коллек-
тора 1 н 3 наиб 10 1\1I\А (ПРИ I<0l\1Н3Т!IOЙ теl\1пературе). Минимальное
значение коэффициента переJ\аЧI! TOl<a базы Р"'НdИМ == 25. Отнсситель
ное отклонение сопротивлений для НИЖIlеrо предела температурноrо
диапазона составляет 81< '== 0,13 (C1\I. п. 5 нредыдущеrо примера), для
BepxHero пrедела 8 [, == 0,09.
Определяе:\1 ТОЮI 1 [,; 1 11 J \:
'ь== IfJ.R O,R ==44 мА; Is==2 12 +
2 (1 + 0,1 Э) . 103' 2. 103.25
+ 0,8 ;;:::;; 0,65 мА.
5,1 103 (1 0,09)
11 == { 4,4 + 0,67 + !..:..! [ О,ОЗ 1,'2 ]} . 10 3 == 4,3 мА.
0,9 2(1 0,09)
Рассчитываем
1 == 10. 3 r 4,3 ' l / (4,3)2 4 .4,4 ( 0,67 + 0,(3 )] ;;:::;; 0,94 мА.
2. II,С)
В соответствии с выражением (5.38) ток смещения
I() J
/СМ == (O,94 0,67);;:::;; 0,25 мА.
\ 1,1
При в6т«ранном Р 2 == .5,1 кОм напряжение источника смещения
Е СЫ ==/СЫ Р 2==О,25.5,1;;:::;; 1,2B.
8. Рассчитываем сопротивление р! по формуле (5.39):
П 1 ==2.10;J ( 4,4 1 ) ==7,з кОм.
0,67+0,25.1,1
Номинальное значение Р! == 6,8 кОм.
9. Проверяем, получается ли И ВЫХ т требуемоЙ величины:
ИDыхт==Ек 1<1 И"э 12 1,2==8,1 В.
R 1 +[(" 6,11+2
10. Выбираем диод и рассчiпываем параl\1етры цеПI1 IIетшеЙноil
обратной связи. Из за высокоЙ температуры окружающей среды ПРИ-
ходится использовать креl\llIИевые диоды. Остановимся на мезадиодс
2Д503Б [13].
На основании выражений (5.15) и (5.16) рассчитываем наиБОЛЬШIIЙ
ток диода 1 д наиб И наНl\1СIJЬШИЙ ТО" базы I б наиб' Приняв PN напu == 100,
ПОЛУЧlfl\l:
1 д наиu == Е" ( Квас ,BN наиб 1 ) ;;:::;; 0,48 м1\;
[(1\ P N наиб I-'N н"им
'20
!il
11
i[,
,1
111I
1. ' . 1
1
:II!
,1
11
!б аИМ R вЕн ( 1+- J(Иi!f' :""" ) 0,О61'JА.
и N наиб BN НПИм
ПО вольт-амперной характеристике диода находим напряжение !Та
диоде и д наиб == 0,6 В, соответствующее ток у I о 48 ыЛ Рас-
, д вано , .
считываем сопротивление RI в пепи делителя по формуле
R; == Ид наиб 0,6 1 4 О
I + (Е + И к М.
б наиб см бз нвиь)/R 2 [0,06+(1 ,2+0,8)/5,! '.10 3 '
При номинальном значении R; == 1,5 кОм получаеы
R; == R 1 R; == 5,3 кОм.
Номинальное значение R'i. == 5,1 кОм.
11. Находим наибольшую частоту опрокидываШf51 трштера, Вы-
числяем длительность среза
t cp == 2,2 (С +- Сf\) Rl RH/(/<l +- R,J == со flС.
Время подrотовки (, б' В течение KOToporo потснциал базы ЗЭКРЫ-
Toro транз стора, нарастая, дост иrает llOТt::IIциала отпирания И 3 1} '"
В быстродеиствующих схемах определяют с учетом влияния длитель-
ности фронта t фр вх входноrо СИПIЭJJа. Считая, что спусковой сиrш.'I
нарастает с ПОСТОЯННОЙ скоростыо, т. е.
ll'п(t)==Л/(т,t;t фрвх при о <;;:t<tфр1,х'
можно оценить изменение шшрлжения на базе 331(рытоrо транзистора
по прнближенной фо[шуле
t1u (1) t1/ <" 1<2 {
(j бт [{,,+ Р. 2 2t'I'P ',х ['т/,+С" Rl< f<2/(R H +N?)I' (5.40)
При выводе этоЙ формулы учитывалось шунт ирующее деЙствие ре-
зистора R2, сопротивление KOToporo в быстродействующих схемах OI(a-
зывается сравнимым с сопротивлеIIие J R н'
Подставнв выражеН[fе для t1u" ( t ) в Р авен с тв о tJ.[J (! ) И J...
+ И v "С, 3 51 == б" I
3 от' получим
t '"" 1 1 2! [ ( J J ) 1 С , J Uб НН\Jf)+ljаu'[
3 б.-.. J V фр ах {) N R H 'т /.' 2 Т Н
II.lC наИм
Это приближенное выражение, ра:!умеется, приr,!еllИ 1O для
t з б < ' ф р ах; подставив Е ' '' ! == 1 В , И == 8 В Т == 1 /Р
133 "ныхт , пер lIаиб
== нс И Твосст 33 нс в выражение (5,35), ОIlDеделим И С; с; ==
== 0,7 В. . . 3 н,Ш
олаrая И 3 ОТ 0,4 В, имеем И б 3 наиб +- и 3 ет == 1,1 В. При ДЛI!-
тельности фрОIlТа J:\ходноrо импульса t фр llХ <;;: 50 нс время тюдrотоВlШ
(5.4 1 )
t 1/2 5 [ ( 1 ! \ ] . I J
б <;;: . О 1 ,3 + I + 7 5 . 1 И 21 7() НС
2 5,1) .' 2.1o ·
210
lIf
-i J /
1:"
В ненасыщенноы триrrсре прcr,rя р2ссаСLIEШШП ТР: fi3истора tpi\r =С=
== О. Но при Эi:ОМ переброс схемы задерживаеТСЯ па вреl.lЯ, опре, е.l :С
мое временем вы]{лючеШ1Я t"щ,л Дlюда в цепи обратной связи, 1\01'0;>0;;
зависит .от параметров диода (в основнт.1 от вреыени жизни ПОДJJШ!-;IiЫ:\
IIоситеJlей), пря .юrо ТОl<а п тока I3f,fключения. В первом приближении
можно считаТl, t"LIh.'1 раВПLIМ ВРЕ'м;.'ни восстаНОI3лення сбратноrо СОНРО-
тивления, которое ДЛЯ диода 2Д50:5Б не превышает 15 нс. Таким обра-
зом, время ПЕ'реброса триrrера равняется Т пср == t ср т 13 б +- t nыRл ==
== 115 IIC. СледаватеJIЫЮ, наиБО,'Iьшая частота опрокидывания триr
repa состаВ.!lЯСТ
F"аип == l/T IJrp == 6,4 Mrfl.
12. Лl0ЩНОСТЬ, рассеиваемую на коллекторе транзистора, рассчи-
тываем в такой же последовательности, как и для предыдущей схемы:
Р" "-' ЗО мВт < Р" тах ==
150 t == 160 мВт.
0,4
Зада ча 27. Рассчитать насыщенныЙ триrrер на интеrральных тран-
зисторах (см. п. 2.2.2) по следующим данным:
Амплитуда выходноrо напряжения И вых т :> 4 В. Наибольшая
частота переброса триrrера Fн&иб == 1 Mrfl, Максимальнай ток на-
rрузки триrrера равняется 6 мА. Наrрузка подключается непосред-
ственно к",выходу трипера при насыщении транзистора. Допустимое
измепение I1tJ.rdlOЩИХ напряжений составляет ::1:: 10%. Температура ок-
ружающеii среды изменяется от 600 С до +- 1200 С. Триrrер запускает-
ся импульсами запирающей полярности при минимальной амплитуде'
спусковоrо тока t1! б !!ВИМ == 2,5 мА.
Задача 21:S. Рассчитать ненасыщенный триrrер на кремниевых тран-
зисторах КТ316В по с.rlедующим данным:
А 1ПЛlпуда выходноrо напряжения И ВЫХ т 4 В. Частота пере-
броса Fп иб == 10 мrц. Наименьшее сопротивление наrрузки 3 кОм.
Допустимое изменение напряжений источников питания ::1::5%, тем-
пературный диапазон работы 40.. .1200 С. Триrrер запускается им-
пульсами с длительностью фронта не более 30 нс и амплитудой
t1! б наим == 3 мА.
5.4. С мметрнчные TpHrrepbl на униполярных транзисторах
5.4.1. Схемы и расчетные формулы
ТршrСРIILlе CX(';,lbI на униполярных транзисторах, рассмотренные
в 5.2, по своеЙ структуре и способам запуска аналоrичны ламповым
схемам. Поэтому для них можно применить методику расчета лампо
вых триrrерных сх('м.
ОсновноЙ триrrериой ячейкой нвляется схема триrrера с непосред-
ственными связями, ПОI<азанная на рис. 5.15. В качестве стоковых pe
зистороIЗ ЫOI'ут испо.rlЬЗ0ваться ЛИlIейные резисторы (рис. 5.15, а),
211
МДП транзистоrы с каналами, тип проводююстн которых совпадuст
с типом проводимости активных транзисторов Т 1 И Т2 (рис. 5.15, б),
или с каналами дополняющнх типов ПрОВОДI!I\ЮСТИ (рис. 5.15, в). В cxc
ыах на дискретных элементах наиболее часто применяются триrrеры с
нелинейными резисторar\1И в стоковых uепях.
В статических триrrерах на МДП транзисторах с непосредствен
ными связями отсутствуют межкаСК<lJll!ые делители напряжения и yc
коряющие конденсаторы, которые в лашIOВЫХ и транзисторных CXC lax
Е
'YJ E
LJi ТЗ 1зЗLJ
Т4 ..J 11;.
;;J -0-1 (-....Jj
J- r
L ' J
;:
Е
Рис. 5.15. Схемы СI1 li11"IРJ1'ШЫХ
1 риrrер'ОВ I/а По.1евых транзн-
сторах с раздельным запуско !:
с Jшнейными (а) и неЛl!ll€ЙНЫ
ми (б) наrРУЗО'I!IЫМИ реЗI/СТО-
рами, а также на транзисторах
ДОllOЛIlЯЮIЦJlХ типов ПрОВОДfl
мости (в).
.....J. /5
Fi!- u
8
обеспечивают запоминание информаl1ИИ. Поэпщу для реализации пере
C'leTI!OrO режима работы и запус)(а по общему входу применяют до-
пот1llтельные элементы, позволяющие в течение действия спусковоrо
си! нала запоминать предыдущее состояние схемы. В схеме на рис. 5.16
1( каждому плечу триrrера (точки А и В) подключены rруппы из трех
транзисторов. Транзисторы Т6 и Т' б фиксируют предыдущее состоя-
ние в Трl1пере. Емкости uепей затворов транзисторов Т5 и Т' 5 запоми
lIают предыдущее СОСТОЯllие, а транзисторы Т4 и Т' 4 служат для KOM
мутаllИИ цепеЙ управления. В MOl\leHT подачи спусковоrо сиrнала за
I<rытый транзистор собственно триrrера шунтируется последовательно
соединенными транзисторами Т4, Т5 или Т' 4, Т' 5, что приводит К ero
перебросу в новое устойчивое состояние.
Управляемый счетный запуск схемы не отличается от раздельноrо
запуска с помощью двух транзисторов, включенных параллеJIЬНО
транзисторам собственно триrrера, поэтому приводимые далее фоРМУJIbI
для расчета параметров схемы применимы к обоим типам триrrеров.
Рассмотрим схему триrrера рис. 5.15, а с раздельным запуском.
В двух устойчивых состояниях равновесия один транзистор закрыт
212
!
"\" " "
и работает в област!! отсечки, u ртr;юЙ OTI(1'J,]'[ 11 раб:Jтает в O(j:I<iCTII or
раничения тока стока 13 крутоЙ ООЮ]СТИ вольт-амперных характс-
ристик.
Для Toro, чтобы один из тоанзистооов cxe lbI БЫ,l закрыт, необхо-
ДИl\Ю, чтобы напряжение Изи 'IIa ero з творе было меньше пороrОБоrо
напряжения Изи 1101' траНЗllстора:
Изи < Изи пор' (5.42)
в схо!;}х С н('пос!'С'дсrсенны,,:и
СЕ;JЗir:.iIi IЮТСIЩI!d.Оj затсора за
I\pLIТOrO траl!:н!стора рШС'I! по
Tf:'HцIIa, y CTOi,a сткрытOI'О тран-
зистора. УСlОВlJе (5.42) IIСПОiJЬ-
зvется для ОUЕ'НIШ l\!I!!JJ1малыю
ДОПУСТII.\юrо СОIIРОТilВ.1t'ния I3
стоковоЙ uепи Тf1I!ПСр(j. Прн
ЭТО"I, если J:С\ОДИТЬ И3 I!аиБО'IЬ
шеrо значеНШI пороrО[юrо на-
пряжеI!ИЯ ИЗI1 п"р "''''''' lJaJJl\!CJIb-
шеrо IIШlряжения источника
питания Ен""м == Е(! 8[,), иа
ИМt'ныuсЙ величины удельной
крутизны транзистора 'Ilш\им и
наибольших значениЙ коэффи
ШJента I3,1НЯНИЯ ПОДJ1ОЖЮI 11 н ниб
И остаТОЧНОI"О тока 'с OC'I' 1Iаиб' то
равеНСТВО1\!
т т
Рис. 5.16. Схеыа триrrера со счетным
запуском на IIолевых транзисторах.
неравенство (5.42) можно заl\IенитЬ
1 ,
R == ...........".- Х
l uR
Е(I (\Е) ИЗI11l()Р f'1l11б
Х '2k",,"tJ Е (1 о /J и Зv. ото tlШlб k lJзиб И и пор наиб (3-+ 11llаиб) -+ Ic ОСТ наиб '
(5.43)
rде ба, ОБ относительные изменения сопротивления и напряжсния
питания СТОКОI30Й цепи трипера.
Условие, обеспечипшощее открытое состояние BTOpOl'O транзистора
и ero работу в крутой области вольт-амперных характеристик, позвС)
ляет определить l\ШНИ:\ШJ1ЫЮ допустимое напряжение питания схемы,
если транзистор при нанБОЛЬШJJХ величинах ИЗИпоР тшб' 'Illl"иб' I С ост ",шб
работает на rрашще "РУТОЙ и 1l0лоrой области. В этом С.1учзе
Е ) == (2+11111\"0) Изи пор <10иб+ / сост "111'6 R (1 +( I<) (;:).44)
("ДО1l""IJЫ ' Оr;
При предварительноЙ OueHI(e величины МШJlIl\!а.'1ЬНО допустимоrо
напряжения питания МОЖНО IIреIIебречь BTOpЫ 1 слаrармы:\! в Ч!,СJII1-
теле. После т;!пора JЮ I!НIа.ll>!!т'о IIС,rIjJJIЖС!lI!Я Е !I Оflj)('деления с;)-
ПрОТIIВJIСllНН е l'Ji:"J.)CT прОIЗсртъ ВЫJ1Q.'I!iС'I!IIе )Со'ЮI3!IН tJаБUILl откры-
213
l'
j
Toro транзистора в крутой области характеристик. Влияние BToporo
слаrаемоrо на величину Е сказывается при использовании в схемах
мощных транзисторов, обладающих большими остаточным!! токами
Ic (}СТ. ДЛЯ транзисторов в интеrральных схемах ток Ic ОСТ' как пра
вило, не превышает 10 6 А даже при повышенных температурах, по-
этому вкладом BToporo слаrаемоrо в значение (Е ДО U)Нi1ИМ можно пре-
небречь.
Как и в схеме триrrера на биполярных траIIЗисторах, напряжение
CToKoBoro питания определяется в основном требуемоЙ величиной пе-
репада выходноrо напряжения И ВыХ т' представляющеrо собоЙ раз-
ность потенциалов стока заКрытоrо и OTKpbJToro транзисторов, Т. е.
ИВЫХ т == ИСз Исо == Е /с ОСТ R И пi1иМf (5.4б)
rде И на!IМ наименьшее значение потенциа.rIa на стоке OTKpbIToro
транзистора.
Перепад выходноrо напряжения становится минимальным при мак-
симальноЙ температуре (что соп рщюждается ростом тока I с ос т)
I! предельно допустимом максимальном напрю;{ешIИ И зи пор иаиб
Следовате.rIЬНО,
1,
I!
!
и пых н им == Е / с OQT наиб N. Иэи пор HOII'}'
(5.4б)
НоминаЛЫlOе lIапряжение Е выбирается из ряда значениЙ, уста-
НОGлеНIIЫХ rOCTOM. ПСРl'IIi:!Д тока в стоковой LlеIIИ определяется раз-
'loстыо токов в открытом и закрытом COCTOHHIiHX транзистора одноrо
из плеч трипера:
. / / / Е ИJ!ап" /
O ]X == Co Сз == r С ОСТ,
'\
(f1.4 7)
rде I c (), /Сз ток сто!{а OTKpbIToro и заКрытоrо траН3IJС10[Юr! соот-
l',eTCT!3(:lIlIO.
Нсшряжение на выходе OTKpbIToro транзистора станооится IIаимень-
lтi 1 при taксималыlOМ напряжении на запзоре. Ве.rшчина этоrо по-
теНШlаЮI зависит от напряжения питанин, сопротивления резистора
I! Пiiрз'.;етрон транзисторов в схеме
Е 'с ост R 48 )
U"аПМ , (5.
I +2kR (l +Ч) (Е /c ОСТ R ()зи пор)
['Де /( УДI:J1ьная крутизна транзистора I3 триrrере.
СпусковоЙ сиrнал в рассматриваемой схеме поступает на затворыl
УЩI;Ш:IЯЮЩIfХ транзисторов (транзисторы ТЗ, Т4 На рис. 5.15, а).
ТРI!пер срабатывает при входном напряжении
и ВХ == Изи пор +
+... / 1+1] [ Е Изипор Е Изипор+k2R(1+1'])Иiипор ] , (5.49)
v k3 R 2k 2 RИ зи пор
Iде k 2 , 1<3 уде.rIЫIЫС крутизны траНЗIlСТОрОВ Т2 и ТЗ.
14
'1f "
'.
{, '.
" . ' , '." .
. ,1/
ВРО:" персброса TpiiIТt'pa, хс,r lI';ТСРI;ЗJ'ющее (ТО GiJCTpO:и ;":С1;;;;(',
склаДЫ3d( ТС 113 ПРОДОJI)](Iпе,,':ЫJOстеЙ стадий ПОДIОТUВI\II, r;ETCHCj1I:CL:!:f
И 130ССТ:JfI03.'1еmIП. Ста,1!1>1 по'!.rОТОВКII начинается в момен r подачи
ВХОДНОIО СIIrнаЛIl па 3ClТБОР упраD.1яющеrо транзистора, I3КJiючеIIПОТ'О
пара. "f:.'J;;";iO 33Е:рЫТО\IУ траНЗЕСТОрУ одноrо плеча триrrера (.'1J1Я 01>
реде.1е!lНССТИ буде:>'1 счнтать, '!то 7'1 в I1СХОДНО1.1 состоянии закрыт,
а на з::тзор ТЗ подается ьход;;оЙ ррап.'1яющиi1 сиrпал). З3!,анчиrзается
стаДIIЯ по;Н'тОIШИ ИJI!! в f\-ЮШ'НТ отпирания транзистора Т/по Iepe
повышеНШI потенциала IJa СТОКС транзистора Т2, или в момент запи-
рания траIВис'ора Т2. В пеРВО;,1 с.тучае в схеме наблюдается per('He
раТIIвная стадия, так 1(,:1' оба транзистора в триrrере одновреМt'НIIO
оказываются ОТКрЫТЫШI, СО втором ПОСJIС стадии подrотовки наступает
стадия сосстаНОВ"1еНlIЯ, во Бремя котороЙ открывается транзистор Т 1.
На стадии IIодrОТОВJШ напряжение на стоке транзистора 1'1 изме-
няется за счет T(;I{3. !lроте!\зющеI'О через открывшиЙся транзистор ТЗ
и реЗIIСТОр Р. Дтпельность Э'I'оrо этапа 1111 определяется выражение 1
k з i( (uнх uзи П()j1)"
' Н1 1 u1 ]11 Il;j N, (Iil\Х ()ЗИ пuр) (l 11) (Е Изи пор) ,
(5.50)
rде 'C пl С/< ПССТО5IШlан Gремени в стоковой цепи транзистора Т 1.
Емкость конденсатора, ПРllсоеДIlненноrо к стоку транзистора Тl, равна
С 1 == С('Н'1 + с 3<;:' + C eBl + С ЭСl + 2С ЗС2 + С н + См, (5.51)
rде С сп , С,с, С Н . C l емкости р-n перехода сток подложка, за
твор сток, HarpY3KH, монтажа схемы.
ЦиФрt,I в индеi сах СООТGетстl3УЮТ номеру транзистора. По анало
rичной формуле подсчитывается емкость конденсатора, присоединен-
Horo 1\ стоку транзистора Т2.
Из (5.50) ВИДНО, что длительность стадии подrотовки уменьшается
с ростоы сопротивления R в стоковой цепи, амплитуды входноrо сиr
нала И оХ rп И удельной крутизны k3 транзистора тз. Поэтому на прак
тике стремятся обеспечить kзR (и ВХ Изи иор)2 (l + 1]) (Е
Изи нор). Это неравенство тем леrче выполнить, чем больше входноЙ
,сиrнал. При И нх т == Е в, что соответствует большинству практичеСJ(ИХ
случаев, учитывая выполнение неравенства, длительность стадии под-
rотовки можно вычислить следующим образом:
t Bl (l + 11) С l /k з (Е Изи пор).
(5.52)
Следует заметить, что длительность стадии подrотовки Уl3еЛI1ЧИ-
вается с ростом коэффициента влияния подложки.
Уменьшение напряжения на стоке транзистор.а Тl приводит к у::е-
J!ичениlO напряжения на стоке транзистора Т2 по мере уменьшеНИ51
тока, протекающеrо через Hero. Сиrнал обратноЙ связи со стока 1'2 на
затвор т 1 запаздыrзает по отношению ко ВХОДНО ,IУ сиrн?лу при ЕЫ-
полнеНШI СJlедующеrо соотношения между параметраМIi СХl:МЫ 11 ТР,Ш
зисторов
k з С 2 >
k 2 C l
И НаИМ
Изи 1I0р ИнаиJlO. '
(5.53)
215
[де С 2 еМIЮСТЬ, присоеДIlIIснная к стоку транзистора Т2.
В наиболее неблаrоприятном с учае при разбросе параметров тран-
зисторов знак неравенства в (5.5:3) можно заменить знаком равенства
и определить преде. ьно допустимое значение ышшмаЛЫlOrо напря
жения на стоке OTKpbIToro транзистора
( И ) И kз паЮI С 2пап'l
папМ доп == зи пор наиб
kзнаllЫ С2tlаИ 1 + k 2Hall (\ Снаllб
(5.54)
Таким образом можно рассчитать напряжение на стоке OTKpbIToro
транзистора, если известны параметры транзисторов 11 их разброс.
После окончания стадии подrотовки сразу же наступает стадия вос-
становления. На этой стадии происходит установление потенциа" з
на стоке запирающеrося транзистора Т2. Продолжительность этоrо
этапа равна длительности среза выходноrо импульса, формируемоrо
на стоке Т2:
!ср == 2,2 RC 2 , (5.55)
Восстановление напряжения на стоке Т! происходит, как праВИJlО,
во время воздействия входноrо сиrнала. Поэтому влияние тока мед-
лешlO отпирающеrося транзистора Т! на время восстановления ок(}-
зывается незнаЧlIтельным. Это объясняется тем, что ток через тран-
зистор Т! окаЗblвается меньше тока, протекающеrо через траНЗII-
стор ТЗ, Время восстановления на стоке Т 1 определяется выражеНИС1\1
Изи пор Иllаим О,1 (Е (jпаим)
t"oCCT==T o1 (Е И )('.2k I<.И 1) (5.5G)
ЗИIlUР 3 ЗИпор
Время переключения схемы равно длительности стадии подrОТОВIШ
и ДJlИтеJIЫЮСТИ среза ИМПУJlьса.
Т k3 R (Е [}зи пор)
пер '01 ln _
k з R (Е -Изи 'lOр) (l +11)
(5.57)
Ero можно уменьшить, выбирая соотвеТСТВУЮЩIIМ образом сопрОТlfВ-
ж'ния в стоковых цепях транзисторов. С уменьшением N. уменьшаеТС>I
время среза, но увеличивается длительность стадии подrотовки. Вре-
мя переключения триrrера становится минимальным при оптима.rlЬ-
ном сопротивлении R:
R опт 1,2 (1 + 11)/ k3 (Е Изи пор).
(5.58)
Как видно из (5.58), R опт не зависит от емкостей, присоединеННbJХ
к стоковым цеП>IМ транзисторов (предполаrается, что С 1 == С 2 ), а оп
ределяеТС>I напряжением питания схемы, характеризующим аМПЛlI-
туду входноrо СИI'нала, удельной крутизной управляющеrо транзи-
стора и коэффициентом влияния подложки. Выбрав сопротивление
оптимальной величины, можно обеспечить переброс схемы с макси
мальноЙ частотой
F'Шиб 0,2/,з (Е Изи пор)/С (1 + 11).
(5.59)
216
"IIr
ТаЮIМ образом, быстродеЙспше триrтера в первую очеРС:lI, З:'ШI;СИТ
от добротности транзистора и напряжения питания схемы. Пр;! прочнх
равных условиях быстродеЙствие триrrера уменьшается с P(;C1C:.1 (-,,1-
(<ости нш'рузки и паразитных ем!<остей, шунтирующих !(ЮI,дое Н:I('ЧО
триrrера.
М.аксимальная длительность спусковоrо импульса ОПрl'лt'" иетсп
временем, необходимым для отпирания транзистора, закрьпоrо в ис
ходном состоянии, Это вреыя, а следоватеJ1ЬНО, и ДЛ!Jтелыюсть CllY
CKOBoro импульса опредеЛ>Iется из неравенства
kзR(Е Иqипор) I kзR(Е Изип()р) +
"С О l /п <tll 'OI 11
k3 R (Е Изи nop) (1 + 11) k3 R (Е Изи пор) -(1 + 11)
+ 1 Е Иllаим (5.60)
'02 11 Е И
эи [юр
Второе слаrаемое в правой части (5.60) предстаВЛ>Iет собоЙ время
изменения шшряжения на стоке Т2 дО уровня Изи пс.р' Нетрудно
заметить, что с ростом напряжеНИ>I питания минимальная длительность
входноrо СПУСКОI30rо сиrнала становится равной ДJIИтельности стадии
ПОДI'ОТОВIШ, которая, в свою очередь, равна Д.1ИН'JIЬНОСТИ фронта им-
пульса на стоке отпирающеrОС>I транзистора.
Предельно допустимое значение рассеиваемой транзисторами мощ-
ности оrраничивает диапазон их рабочих токов и напряжений. Ста-
тическа>I мощность определяется напряжениеы на стоке OTKpbIToro
траllЗистора и током, протекающим через Hero. Ее можно рассчитать
с поI\ющыо выражения
Ре == и паим /, [2 (Е Изи пор) ИпаllМ (1 + 11) И аи,' 1. (5.61)
Средняя мощность, потребляемая схемой в динамическом режиме
при переключении ее с частотой F == l/Т, определяется соотношением
Р kз(Е [}зип()р) . +
д I +Т} Т
+ Ре [ 1 (с; ] + Е (Е И Ili111м ), (5.62)
5.4.2. Порядок расчета схемы
ФормутlрОВIШ задач по расчету Триrrеров на дискретных ком-
ПОнентах и трштеров длн интеrральноrо или rибридно-плеIIочноrо
ИСПолнеНИ>I отличаются друr от друrа. В первом случае, как правило,
Известны параметры траНЗIIСТОрОВ, сопротивление и емкость наrрvз-
1Ш, а в реЗУJIIпате расчета определяlOТСН параметры cxel\lbI: веJIИЧIl!j[,J
liOМИналов резисторов, напряжение питания, быстродействие, ПОТрt'tl-
Jlяемая мощность от источника ПИТaIIIIЯ. При расчете триrrера в интеr.
альном исrюлненип неизвестными >IВЛЯЮТСЯ параметры траНЗИСТОрОR.
т которых зависнт их rе01\lетрические размеры на кристалле. Чтобы
СУЗить Kpyr I3арLируемых парамеТjJОВ, I1рИ расчете интеrРа:IЬНЫХ схем
217
.:"
.. j'.>' i; ..... ' ..
Кi> . ..
задаются такими величинами как напряжение питания, максима.rIЬЕО
допустимое сопротивление резисторов. В обоих случаях известнымн
должны быть пороrовые напряжения транзисторов и их максимаЛЬНое
и минимальное значения.
Для Toro, чтобы при расчете схемы можно было воспользоваТЬС51
приведенными ранее формулами, необходимо обеспечить выполнение
неравенства (5.53), которое определяет условия работы схемы при 60.%-
ШО 1 сиrнале. Поэтому расчет схемы следует начинать с определения
минимально допустимоrо напряжения на стоке OTKpbIToro транзистора,
которое рассчитывается по формуле (5.54)в предположении, что k э "'"
== k 2 , С 1 == С 2 .
Заданная величина максшvrальной скорости переключения триrrера
позволяет предъявить требования к крутизне транзисторов: S =сс
== k (Е Изи пор), которая, как известно, зависит от напряжения
на затворе, в данном случае равном напряжснию питания схемы. Ta
ким образом, по формуле (5.59) ОЦl'нивается максима.rJьная величина 5,
что позволяет рассчитать ОIIтимаЛЫlOе с точки зрения быстродействин
сопротивление Rопт резистора в СТОIЮБОЙ цепи.
Полученных данных достаточно, чтобы правильно определить на-
пряжение питания cxe !ы. Величина Е рассчитывается, исходя из за-
данноrо перепада выходноrо напряжения по формуле (5.46), исходя
из требуемоrо значения и нанм , ПО форму.'1е (5.48), а также исходя jjJ
соотношения (5.44), определяющеrо минимально допустимое напрн-
жение питания при разбросе параметров схемы. В качестве номиналь-
Horo выбирается ближайшее наибольшее из ряда rостированных зна-
чений, превышающее максимальное напряжение, рассчитаннОе по фор
мулам (5.46), (5.48), (5.44). После выбора Е по формуле (5.48) уточ-
няется сопротивление резистора R, при котором обеспечивается вы-
бранное И паим '
Получив повые значения Е и R, c.rleдoyeT оцепить время перекто-
чения схемы по формуле (5.57) и рассчитать максимальную чаС10ТУ
переключения. Если полученное значение превышает заданное, ТО,
следовательно, параметры схемы выбраны правильно.
Расчет амплитуды входноrо сиrнала, длите.rlЬ!ЮСТИ запускаюшеrо
-импульса, мощности, потре.бляемой схемой от источника питаШIН,
позволяет составить законченное представление о параметрах cxe Jbl.
5.4.3. Пример расчета триrrс;::а
Пример 32. Рассчитать симметричныЙ триrrер на полевых Tpa!l
зисторах КП301 Б, работающиЙ на частоте F == 1 Mru и ПОЗВОЛЯЮШi!l"1
получить импульсы амплитудой 7 В. Триrrер наrружен на eMI,cCTb
С Н -= 50 пФ. ДОПУСIШ 0[( === 8 Е == 0,1.
Парз\\еТ[:ы трапзисторов КП301 БI
и 3<1 пор 11"''''' == 3 В; ИЗИ пор ер == 4 В; Изи пор 118и6 == 4 В,
k lli1Иы == 0,1 мЛjВ2; !(ер == 0,21 мА/В2: I<паиб == 0,25 MAjB2,
С сп == 3,5 пФ; С зс == 1 пФ; С uи == 3,5 пФ; '11::::; 0,5; 'с ост < 1мкЛ.
218
.,
':",
1. О:!рел.Е'.'JЯf'1.! С 1 11 С 2 , C';!1l':15I С" ==40 пс?, по фОР:V1уле (5.5i):
С == С /' . t . с + (. ' .J (' .+- CJr I С I С
1 2. L.. Cll :; "';:J(;'! ,'н1 I I.....,.Jcl I 4.'-.J;->c2 1 вТ M
==3,5+ 1 +3,:'+! +2+,1')0+40== 101 пФ.
2, По форыуле (5.59) оце!Iиьае 1 !{рути:.ту транзистора
S ==!" (Е И::JИ пор) == 106.100.10 12, 1,5/0,2 == 0,75 мА;В.
3. По формуле (5.58) находим:
RО[jт==I,2(1+ч)/kз(Е ИЗИпор)==1,2 1,.'\ ::::;2,4 кОм.
О, 75. l(j
4. [Jo формуле (5.54) рассчитываем
( И ) И 1l3"'1И 1 С !I9ffЧ
ШJ.I\Ы дОП зи оор lIаиб .
RЭJ1RЮ! с.."Ш!1.ЮI + k 2шiИ б СпRllб
==4,;) 0,1 1,15IЗ.
(),] +0,3
1). По фОр jУШ1М (5.4Б), (5.48), (5.44) соотвtтствеш!О ОIlе!Jиваем
ПрЯЖ Iше ПllТаНtlН cxe !ы
Е == и ныл на",,' + Изи 'юр Ы<1'''' + f с: ост ""'16 R ==. 7 + 4,5 l
+lO 6.2,4.103 11,5 В;
Е -И'ШЮ! {1 2k (1 +- 11) U';11 'юр 1
. 1 '2kN (1 + 11) UH" ===
1 1:) 11 Ч) 2. L 4.] O . i О . . 1 ". 41 В
1 " , '..1 == 7 5
I .:2. и, :2. 1 () 3.:2,4. J о". 1 , 1 [). 1 ,; ,
( Е ) ", == i rl!!;]нб) ИЗ!! пор IIIIИ- +- I с .,СТ Иilне R (1 +- <'\[()
дон [j,)И!Н ::::::=
l бl,
(2+(), б)4,,')+I.IО I1.2,4.1()3.1,1
12,5 В.
Ha
v,V
Выбираем Е == 12,68.
6. Уточняем по формуле (5.4А) СОПРОТИЕJIение R
R' Е ишшм l.',\.' !, 1:,
2k(l ч)(Е Uзнп"р) 2.0,2.10 Ч,.s(12,(j 4) ==2, кОм.
Выбираем R == 2,4 кОм.
7. Рассчитываем по фор 'луле (5.57) время переКЛЮЧС!IИЯ схемы
т .. lп kзr'«Е UЗ fпор)
пер 01
k3 R (Е UЗ!l ппр ) (I +- ч)
== 100 . 10 12. 2,4 .103111 о, 1. H) 3.2,4 . 10:1.8,6 L.
О, 1.1O 3.2,4'. 103. 8,6 [,5 I
+2,2.100.10 12,2,4.103==0,84 МКС,
8. Определяем
1
F наиб == . == == 1, 17 !v1I u.
1 пер O,84.1U tl
2]9
1
1:
I'i
11
11
1,
11
,'1
1111
,1
11
l'
i!
1
'1
'1
l'
1:
I
1
9. Вычисляем по формуле (5.49) аМПJI[ПУДУ БХОДIIоrо сиrнаJIа
иВХ == И зи пор +
11 1+11 [ Е Uзипор+k2R(1+11)U Ипор ] ==4 I
+ Е Uзипор 2k RU l'
k3 R 2 ЗИ пор
11 1 5 [ 12 6 4 + 0 2'10 з.2,4'lО3'1,5'16 ]
" 12 6 4 ' , ==
+ o,2.10 .2,4.103 ' 2.0,2.10 .2,4.10 .4
== 10,7 В.
10. Находим ДJIительность входноrо сиrнаJIа
k3 R (Е Uзи пор) + 1 Е иHaMM ===
t и == 'Ollп '02 n
kзR(Е UЗИпор) (I+11) Е Uзипор
==100,10 12.24.103111 0,1.10 3.2,4.103.8,6 +
, 0,1.10 3.2,4.10 .8,6.1,5
+ 100.10 12,2,4 .103 1п 1 ::5 == 0,:18 мкс.
Выбираем ' м == 0,4 мкс.
11. Рассчитываем 110 формуле (5.55) ДJIитеJIЬНОСТЬ среза: { сn ==
== 2,2 RC 2 == 100.10 12.2,4.103.2,2 == 0,51 мкс.
12. По формуле (5.62) определяем среднюю мощность, nOTpe6JI}I
мую тр иrrером
р == kз(Е Uзипор ) +р [ 1 tСР ] + Е(Е Ullаllм)==з,45мВт.
д 1 +11 Т с Т т
5.5. I-Iеснмметрнчнын TpHrrep с эмиттернон сеязью
5.5.1. Схемы и расчетные формулы
Несимметричные транзисторные триrrеры предстаВJIЯЮТ собоЙ
noporoBbIe устроЙства с двумя состояниями устойчивоrо paBHOBeC(IH.
Их ИСПОJIЬЗУЮТ в качестве дискриминаторов амплитуды, формирова
теJ1ей прямоуrОJIЬНЫХ СИПlаJIОВ. Как правило, для работы в пересчt'Т
ном режиме они не применяются. ОТJIичаются от симметричных 1риr
repoB тем, что имеют цепь обратной связи по току.
НаиБОJIее распространенный IIесимметричный триrrер с эмиттер-
ной связью (триrrер Шмитта) (рис. 5.17) состоит из двух транзисторов,
эмиттеры которых rаJIызанически соединены и через общий резистор
R" присоединены к шине питания. ПотенциаJI КОJIлектора транзистор;]
т 1 ч('рез резистивный деJIитеJIЬ R 1 R2 передается на базу транзистор;!
Т2. В двух устоЙчивых состояниях равновесия один из транзисторов
открыт, второЙ закрыт. Исходное состояние схемы устаIlаВJIиваетсн
напряжением на базе транзистора Т 1 с помощью источника Е н и де-
JIитеJIЯ R б1 R б2 . Обычно в исходном состоянии транзистор Т 1 закрыт!
а транзистор Т2 открыт. Транзистор Т2 может работать в актиВНОII
оБJIасти ИJIИ в оБJIасти наСЫШ,ения. ДJIЯ формирования выходных им-
220
lf
nYJIbCO стандартноЙ аМПJI[IТУДЫ ЦСJIесоо6разно ИСпользовать HJCI,r
щенньш режим работы транзистора Т2, а ДЛЯ повышеIiIIН Чу!3L:ТВН-
теJIЬНОСТИ схемы к изменеНIIlО ВХОДIfоrо снrнала с.ТЕ'дует !!СПОJIЬ30I23ТЬ
ненасыщенныЙ режим. ПОСJIе подачи вхо;щоrо снrнала в базовую цеПи
транзистора Т 1 он оп<рываеТС51. Изменен не тока транзистора 7'1
передается через токораспредеJlитеJIЬНУЮ ЦЕ'ПЬ R i R2 в базу транзи-
стора Т2, тем самым запирая ero. Цепь ПОJIOжитеJIЬНОЙ обратиой
связи в схеме замыкается через резистор R э, падение напряжения на
котором во время переброса зависит от cYMMapHoro эмиттерноrо тока
транзисторов Т 1 и Т2.
EK ,
ЯО н
ф 1
llвх
Выхо8
Рис. 5.17. Схсма IIеСI1мме1рllчноrо 1pнrrl'pa с ЭМl1ттерн()й
СI3Я:;ЬЮ.
в заВ!1СИМОСТlJ от иапряжеН!1Я смеЩ Н!1Я на базе Т 1 триrrер может
l:рабатывать как от ОДНОI10JIЯРНЫХ, та!, и от ДВУI10JIЯ рных сиrнаJIОВ.
При ОДlIOПОJIНр!ЮМ входном сиrнале длительность ВbJходноrо сиrна,IJа
зависит от ДЛIпеJIЬНОСТИ входноrо С!1r!l!Jла н в основном определяеТС51
временем eI'o изменсния между пороrом срабатьшания и IloporOM от-
пускания триrrера.
Разность между напряжениями, при которых происходит сраба-
тывание и отпускание схемы, называется шириной петли rистерезиса
ДU П ' Чем СИJIьнее ПОJюжитеJIьная обраТШ15l связь в схеме, тем БОJIьше
ДU П ' При работе несимметричноrо ТРllпера в качестве дискримина-
тора аМПJIIIТУДЫ необходимо уметь реrУJIИРОВ3ТЬ веJIИЧИIIУ пороrа сра-
батывания и ширину петли rистерезиса, независимо друr от друrа.
Qбычно пороr срабатывания зависит от соп РОТИВJIений реЗIIСТОрОrз
R.l, R2, а ширина петли rистерезиса от сопротивления резистора
Я н1 ' Однако все эти резисторы образуют !lСПЬ передачи сиrнаJIа с кол-
лектора т 1 на базу Т2, поэтому iIезаВIIСИl\JУЮ реrУJIИРОВКУ осущест
Вить не удается.
Для разде.тн НИ;j R Hl' R 1 н R 2 СИПfаJI с !<ОЛJIсктора Т 1 на базу Т 2
передается через ЭМИТТСРIlЫЙ повторитель. В 3TO ! СJIучае схема TpHr-
[ера приобрет&ет вид, I10казанныЙ на рис. 5.18. Эмиттерный Повто-
уменьшает ВJIИЯllие СОПРОТИВJIения резистора R Hl на пороr
СрабаТЫВ!J!lНЯ схемы и повышает ее чувствительность, так как УСИJIИ-
-Бает изменения ТОl<а транзистора т 1.
221
, i
Важной характеристикой трипера является стабильность ero по-
pora срабатывания. Нестабильность обусловлена изменением тепло-
вых токов обратно смещенных p n переходов, напряжений на перехо-
дах, коэффициентов передачи N' ДО некоторой степени температурную
нестабильность удается компенсировать, включая диод в базовую
цепь транзистора Т 1 (рис. 1Р 9), С увеличением температуры падение
напряжения на диоде уменьшается, следовательно, уменьшается по
абсолютной величине напряжение на базе Т 1, что способствует поддер-
жанию ero в закрытом СОСТОЯНШI.
EK
Я К2
BbIxoiJ
Я2
Рис. 5.18. СХб!а несимметричноrо триrrера с повышеННОI-' чувстви-
тельностью.
l'
Существуют и друrие разновидности схем несимметричных триrrе-
ров. Например, cxe IЫ, в которых резистор R э заменяется нелинейным
элементом, стабилизирующим ток в эмитrерной цепи, схемы с эмит
терной связью. Одни из резисторов делителя RJ R2 можно заменить
опорным диодом для стабилизации падения напряжения.
Триrrер с эмиттер ной связью характеризуется неоднозначной по
напряжению (S-образной) входной вольт амперной характеристикой
(рис. 5.20). Предположим, что в исходном состоянии в схеме рис. 5.17
транзистор т J закрыт, а Т2 насыщен, Исходному состоянию соответ-
ствует участок между точками О 1 на входной характеристике.
С ростом напряжения Uб1 разность потенциалов между базой и эмит'
тером Т 1 изменяется и при Uб1 == U 1 транзистор т 1 открывается.
Напряжение, соответствующее точке 1, в которой транзистор Тl
открывается, определяется соотношением
( 1 1 )/( 1 1 1 1 )
u1==E + + + + .
н HH Ню+Нt НИ" НI<1+Н! Н" На
(5.63)
Напряжение Ul равно Инн? насыщенноrо транзистора Т2. На уча-
стке 1 2 входной характеристики оба транзистора открыты, причем
т 1 работает в активной области, а Т2 в области насыщения. В точке 2
последний выходит из области насыщения и попадает в нормальную
222
r '
J", \ \ )</5
' K '\'
,\ "
'\
o k)и," ", . и. ".
Рис. 5.20. Входная характеристика
неСIIмметричнOI-О триrrсра.
РJlС- 5.19. Схема неСИЮlеЧ1Ичноrо
триrrера с КО 1ПеНСflРУЮЩНМ ДИО-
ДОМ.
активную область, В трипере начинается реrенеративныЙ процt'сс.
Входные напряжение и 101<, соответствующие точке 2, равны
и 2 == Е [ 1 + ( 3.. + ..!!.!.. ) NH" ] I
н На Н 2 H Нl +RH2 Nl/ N2 '
12== [ -Ё.!5.... и2 ( + )] .
fJN Н. R и ,! Н.,
На участке 2 .з пходная характеристика имеет участок - с ОТIчща-
тельным дифференциальным сопротивлением. Этот участок CO(;TB('T
. ствует реrенераТИВIIОМУ процессу в схеме, IЮТОРЫЙ заЮJНЧIIВ<Jется за-
пиранием траНЗ!Iстора Т2. Точке 3 соответствуют наПРli{\\.:Шlе
(5.64)
(5.65)
и E ( 1+ Rю +A ) I
3 н R'i! 1<'.:.
(5.СС)
u ток
13 == u:ilR э (J + f-JNl).
(5.67)
На участке 3 4 транзистор Т 1 работает в 2КТIIШЮI U ! об.тнкт!! !! I\Ю
.менту е1'0 насыщения соответств ует точка 4, в которой
F. и [ 1 1 1 ]
и1== + +Cl.N
N"1 1\1<1 (Н ! +Rt) 1(,'
14 == U /RJ (J + NI). (5.С9)
М()дуль дифференциальноrо сопротивления на участке 2 3 равен
. r== (J3Nl 1'1 11 : Nl ) [ _ + + I ] I (Б.'7U)
N2 (Rl+ R ю ) Н 2 Я (1 + N2) ,
(5.63)
'1'1 == н'н1/(R"1 + R 1 ).
223
Входная хаРaIпсрисТ!ша ПОЗВО.'I51б рассr,!iiТРИВ31Ъ llt'crfM:-'IСТрIIЧ!lЫi'J
трипер как двухполюсник с S обр33110Й l3О,lьт амперной характери-
стикой. Схема с таl\ОЙ характерl1СТИКОЙ становится трипером, естl
внутреннее сопротивление источника [3ходных СИПI3ЛОВ меНЬШЕ 10-
дуля диффереНIlиальноrо ОТРШlаТСJIыюrо сопротивления на учаCl Ее
2 3:
R ьв < I r 1.
(;)./1 )
На рис. 5.20 отмечена ЛИНИЯ R он, пересекаюшая xapaKTepIiCТlH'y
в трех точках. Следует заметить, что для трипернOI-О режима рапоты
необходима и соответствующая амплитуда входноrо сиrнала. Если
R вв == О, то наrрузочнан линия оказывается параллеЮJНОЙ оси ор-
динат. Поэтому при и ВХ == и 2 И и ВХ == Uз входноЙ ток СК(JЧКОМ И3 lе'
няется, Напряжения и 2 и U з являются напряжениями переключеНlIЯ
двухполюсника с S образной хараК1еристикой. Пороrи срабатывания
и отпускания трипера, построеННОI'О на таком д[3ухполюснике, так-
же зависят от и 2 и Uз И при R вв =!= О рассчитываются по формулам
U rp == и'/, + '2 R Bm U OTlJ ==' U J + 'з R BH . ([).72)
С ростом BHYTpeHHero сопротивления [енератора входных СИПlaJlO13
пороrовые напряжения срабатывания и отпускания увеличиваются
по абсолютной веЛИЧИIIе и стремятся к одинаковым максимальным зиа-
чениям.
Для насыщения транзистора Т2 в исходном состоянии необходимо,
чтобы N21 62> 1"2' Из этоrо услоl3ИЯ можно получить соотношение
д'т расчета СОПРОТИDления l а:
ii!\'2
Ra <,
и2 R
. Н2'
и:H и2) Квас
(5.73а)
I +!jN2
rде К нас 2 КОЭффНllIIент Н(Jсыщения транзистора Т2. С ростом R
уменьшается амплитуда выходнorо сиrнала и КОЭффИIlиенты усиления
каждоrо из каскадов во время переброса трипера,
Если исходить ИЗ усл()[3ия К В 11.0 2 == 1 и учитывать возможные от-
клонения сопротивлений резисторов от номинальных значений и ми-
нимальное значение КОЭффИIlиента передачи базовоro тока N flal!M'
то выражение для расчета R а будет иметь следующий вид:
R == R2(1 6R) . l l + R"2(1 6R) ] (5.736)
з (1+/)R) 1+f3 Nи "им (1+6 R )(Rl+ R IIl) '
[де О R относительные изменения сопротивлений.
Сопротивление R 1 в значительной степени определяет значенне
базовorо тока, Сопротивление R"2 реrулирует режим работы тран-
ЗlIстора Т2. Оба они влияют на напряжения переключения двухполюс-
ника с S образной характеристикой. Если предположить величинЫ Uz
и U з заданными, то (5.64) и (5,66) позволяют связать сопротивления
Rl и RH СJlедуlOЩНМ образом:
R 1 == 'V N2 R"2' (Ь..74)
221
I
1f
rде
v == [(l + l) ( : 1) ( < 1)] I ( : 1) ,
1 == R,
R H '2 i
Из условия насыщения транзистора Т2, при выводе rютороrо lOжно
считать R а < R 2 , следует, что R 1 < N2RK2' Поэтому В уравнении
(5.74) КОЭффИIlиент 0< v < 1. Последнее неравенство используется
для оценки напряжения питания схемы по заданным напряже"IIIIШЛ
переключения 112 и U з :
1 112 liз Е U.,lIз
(1 <,,<и 1)
+!) иЗ U2 luз u
П!IТания в напхуд
(5.7I)а)
а при максимальных допусках ОЕ на напряжение
шем случае
1
l БЕ
U2 li з Е (l 1) и2 IIз
(l + 1) uз u, "'" ,, luз u,
1
1 б8
(5.75б)
Нетрудно заметить, что неравенства (5.75) имеют физический смысл
при
1> 1, U э > t1 z /l. (5.76)
Отсюда следует, что сопротив,тlения резисторов в коллекторных
цепях :ранзисторов т 1 и Т2 выбираются различными. Поэтому если
исходиrь из наихудшеrо случая при разбросе номнналов резисторов
R и1 и R , <2' то
R И1 > (l + Б R ) R H2 ;(l Oи). (5.77)
На основании последнеrо неравенства можно сделать вывод о том что
1Инимально допустимое заачение '
R"lП3I1М == (l + OR) R"2/(l O[(), (5.78)
минимальное значение коэффициеIIта
lнним==(l +Ои)f(l БR), (5.79)
Част.? при расчете несимметричноrо трипера удобно задаваться
ширинон петли rистерезнса
l1u п == t1z Uэ.
Тоrда второе нз неравенств (5.76) можно переписать в виде
uз>l111п/(l I). (5.81)
Напряжение u з должно быть меньше потенциала И коллектора
насыщенноrо транзистора Т2 дЛЯ Toro, чтобы входная :арактеристика
имела участок с отрицательным сопротивлением. Поэтому диапазон
Возможных значении из оrраничен сверху и снизу:
и R в> U З > t\Uп/(l 1),
(5.80)
(5,82)
[де
ИИ Н2 == Е и (R:2 +
8 3ак. 257
1 )/( + 1 + +.....!..... ) ( 5
R ю +Rl R И2 RR1 +Rl R э R 2 ' .83)
225
I
I
11
j:
1:
I
Единственное оrраничение снизу на ВЕ'JIИЧИНУ напряже,I!iЯ пита-
ния вытекает из выражения для аМПJIИТУДЫ выходноrо сиrнаJIа: 1
Е н == Ивых т+ ИН Н2+ /н1 R H2 , (5.8
Обычно
и н н2 == (0,2... 0,3) Е".
(5.85)
. Используя (5.80), можно установить диапазон МИНЮ,lалыlO возмож-
ных значений питающеrо напряжения схемы при задаШlOii ширине
пеТJIИ rистерезиса:
!!.u п [ 2+1+ Vm ] E !!.и fl+VТJ[I+1/Тl
""'" !{ '"'" 11 /
1 1 (l 1)
ИJIИ допустимый диапазон изменения ширины пеТJIИ rистерезиса по
заданной величине Е и :
(5.86)
lE!{ :>!!.и Ев У7 (l 1)
[2+1+2Vl l] II [1+VT][I+1/!j'
(5.87)
К<1К [ЗИДНО из рис. 5,21, с
ростом I дшшазон допустимых
значений Ен/Лu п сужанся. Вы-
бор Е и при заданном I в ди:ша-
зоне, Оl'раничешю'\! нсравенст-
вом (5.8G), ПОЗПОJIяет обеспе-
чить требуемую ширину петли
rистерезиса при МЕIшмаJIЬНОМ
напряжении питания КОJIЛСК-
торноЙ цепи.
Во втором устоЙчивом со-
стоянии равновесия при деЙст-
вии спусковоrо сиrнала тран-
зистор Т 1 может работать ка!{
в активноЙ области, так и в об-
ласти насыщения. Из УСJIОВИЯ насыщения транзистора Т 1 непосред-
ственно ПОСJIе. переброса триrrера опреде.lIяется соотношение между
СОПРОТИВ.lIE'ниями R"l и R И2 С учетом В.lIипния R пн:
Jк
/Ju п
5
1;
J
2
1
D
9 l
Рис. 5.21. Область допустимых изме-
нений ширины петли rистерезиса при
заданноЙ величине Е".
R И1 ::::::; R"2 (1 + f<. вн/ Rэl'l,v).
(5.88)
!
I
1
I
I
Таким образом, соотношения (5.78) и (5.88) в СОПОК\'[)НОСТII поз-
ВОJIЯЮТ оценить диапазон ве.lIИЧИН д.lIЯ выбора сопротiшJICПИЙ R 1
11 RH '
НестаБИJIЬНОСТЬ пороrоВ срабатывания и отп ускания в ОCl!ОВlIO 1
хара теризуется температурной нестаБIlJIЬНОСТЬЮ I10porOl'r,!x напря-
жении, которая оБУСJIовлена: изменением теПJIОВЫХ токов обратно сме-
щенных p п переходов; падениями напряжения на перс'(олах, сме-
щенных в прямом напраВJIении, а также температурными !IЗ'.iC'IJСIШяМ!I
коэффициентов передачи базовых токов транзисторов.
226
r
. ';
Для опенки дрейфа пороrов срабатываНIIЯ ИСПОJIhзуется прибт!
женный метод, основанный на ,ша.lIизе ИЗМt:неНIIИ I10JJожения рабочих
точек входноЙ S-образной характеристики, в которых отрицатеJIьное
СОПРОТИI3.lIение равно НУJIЮ, в зависимости от температуры. ПОJIная
величина дреЙфа пороrОВLlХ напряжений, приведенная ко входу cxe
мы, рассчитывается по фОРМУJIе
t11'(jI == (rЭ2+ R111 R 2 ) [1 aN 1'32 !!. N {8 2 +
+ 1'з2 / кТ] + fl..U Э1 !!.u э2 , (5.89)
rде
'Vэ2 == (R 1 11 R 2 )/(r ff2 + R 1 11 R 2 ),
fI.. N полное приращение коэффициента передачи базовоrо тока при
изменении теl\Iпе атуры; !!.и 31 == 8 1 !!.Т, !!.U Э2 == 8 2 !!.Т прира-
щения напряжении на Эl\1иттерных переходах транзисторов Т 1 и Т2;
!!.Т изменение температуры; 81' 82 температурные коэффициенты
нiшряженин, равные 1,5...2 MB/rpaд; 82 == дВN/дl э коэффиuиент,
характеризующий изменеНIIе коэффициента передачи базовоrо тока
с изменением тока эмиттера транзистора.
Полная величина дрейфа токов, соответствующих пороrовым Ha
пряжениям, равна
[ .1/106 A N A N ]
L1J бl == N /(э + (/61 + /кТ) N 82 + /кт. (5.90)
rде 6и,о == t1U(jl !!.u э1 , I б1 рабочий базовый ток транзисто
ра Т2. Ве.lIичина 82 ОlIределяется экспериментально и, как указано
в 17], прн токах 1...10 мкА состаВJIЯет (0,1...2) мкА.
Время переброса триrrера, характеризующее ero быстродействие,
СК.lIадывается из ДJI}пеJIЬНОСТИ стадий подrотовки, реrенерации и вос-
становления. ДJIЯ неСlIмметричноrо триrrера, работающеrо в режиме
формиропания, БО.lIее характерным является длительность среза вы-
XOJlHoro импульса, формируемоrо на коллекторе транзистора Т2 при
ero отпирании, котораи рассчитывается по формуле
. Св' R!{+TTN 1 16t (О)
'ер n .
Vб 162 (О) I и2/ N
/62 (О) начальный базовый ток транзис-
ускоряющей емкости к моменту OI(онча-
(5.91)
{'де 1'6 == t?af(R э + I Hl);
тора Т2. Напряжение на
ния входноrо сиrнала
и, (О) == Uб1 R 1 /(R 1 + R 2 ),
[де и ы потеН1шал на базе транзистора Т 1 ПОСJIе
сиrнаJIа.
КОJIJIекторныЙ ток насыщения транзистора Т2 в
после запирания Т J раЗСII
. l ( 1 1 ) . и61 R 1
+ + .
T ,,2 == Е и 1 /(1<1 RII2 Е н R! + R 2
R И2 ( 1 1 ) 1
r +
R ю /(И2 R211 Rз
подачи BXOllHoro
первый момент
RRl 1
.
J
8*
227
ДJIитеJIЬНОСТЬ фронта, формируемоrо на КОJIJIеюора Т2 ПОСJIе/
запирания равна t фр 2,2 СIIR"ф rде Си емкость наrрузки. Ми-
нимаJIЬНО допустимая веJIичина R и2 оrраничена максимаJIЬНО допусти-
ыым током транзистора /1< шах:
R H2 >- И ВЫХ т/ I к шах' (5.92)
ДлитеJ1ЬНОСТЬ стадии подrотовки определяется временем отпира-
ния транзистора Т 1 и рассасывания носитеJIей у КОJIJIеюора транзи-
стора Т2. ДJIЯ уменьшения этоrо времени СJIедует выбирать коэффи-
циент насыщения транзистора Т2 К НаС2 === 1...2. ДJIитеJIЬНОСТЬ ста-
дии подrотовки можно сократить, увеличивая ускоряющую емкость
C 1 . Чтопы увеJIИЧИТЬ запирающий ток, в базовой цепи транзистора Т2
lIосле подачи входноrо сиrнала, СJIедует выбирать
С > 3С н , . (5.93)
rде Сп усредненная емкость коллекторноrо перехода.
ПОСJIе срабатывания триrrера ускоряющая емкость разряжается
с постоянной времени ТСl С (R 1 IIR 2 ).
Изменения уровня отпускания, обусловленные образованием ди-
намическоrо смещения, не наблюдаются, если
t и ВХ >- 3ТСl === 3С (R111 R 2 ). (5.94)
Соотношение (5.94) обычно ИСПОJIьзуется ДJIЯ оценки сопротив
JIения одноrо из резисторов делителя, как праВИJIО, ДJШ расчета R 2:
R 2 < (tивх/ 3С ).R 1 . (5.95)
R 1 (tи вх/ зс )
ПОСJlе отпускания триrrера напряжение на коллекторе транзисто-
ра Т 1 восстанаВJIивается с постоянной времени
1 С2 == С IR111 (R ю + Ro 11 R H2 )] CR"l'
Пауза между двумя соседними ИI\ШУJIьсами в ПОСJIеДОlJаП JIЫIOСТII
ДОЛ)J{на УДОВJIетворять неравенству
t пз > 3Т С2 3CR H1 , (5.96)
для Toro, чтобы исходное напряжение устанаВJIива.l0СЬ на емкости до
прихода очередноrо входноrо сиrнаJIа. Соотношение (5.96) ИСПОJIьзует-
ся ДJIЯ оценки сверху СОПРОТИВJIения резистора R и1 :
R И1 < tj]З/ 3С ' (5.97)
Напряжения срабатывания и отпускания удовлетворяют СJIедуlO-
щим уравнениям:
и СР Rб +исм==и +/2RпнIIRб, (5.98)
Rб+R нн
И отп R : + и СМ == И 3 + 13 R UИ 11 R б , (5.99)
б пн
rде R б == R б1 11 R б2 , И СМ == Е н R rJ2 /(R(jl + R б2 ).
228
r
L
На основе (5.98), (5.99) нетрудно выразить R б , И СМ через остальные
параметры схемы:
(иср uз иотп 112)+R l1I1 (/12 /З U3 /,)
И СМ ===
Иср /10Ш
R r12 UЗ
,R() == ВН ,
(I"СР UОТП) (U2 uз) (I2 /3) R пи
(5.100)
(5.1 О 1)
откуда видно, что напряжение смещения у[зе,lичивается при yыeHЬ
шении ширины пеТJIИ rистерезиса триrrера Uп == и ср U OTII '
а сопротив,пения делитеШI уменьшаются.
5.5.2. Пример расчета и задачи для самостоятельноЙ
прорабоп<и
Пример 33. Рассчитать IIеСШfметричный триrrер на траНЗИСТО[J3:<
МП42Б со следующими параметраilIИ: пороr срабатывания схемы
И СР === 5В, пороr отпускания и отп === 1В, аМПJIитуда [3ыходноrо ИМ-
пульса И пых т === 10В, дюпеJIЬНОСТЬ наиБОJIьшеrо фронта выходноrо
ИМПУJIьса t ф < 0,5 I\ШС. Спусковые сиrнаJIЫ подаются от [енератора
с внутренним СОПРОТИВJIением R ви == 1 кОм, ДJIИтеJIЫЮСТЬ входных
импульсов t" ВХ === 2 мкс, минимаJIыrая пауза между ИМПУJIьсами
t пз == 2 мкс, аМПJIитуда U нх т == 5 В. ОпредеJIИТЬ параметры схемы
и оценить нестабr.IЛЬНОСТЬ ПОI.JOrа срабатывании в диапазоне темпера-
тур 40...+600 с. Допуски на изменение сопротивлений резисторов
и напряжения питания OR === ОЕ == 0,1. OCHOBIIbIe параметры тран-
зисторов МП42Б указаны в ПРИJIожении 3.
1. В соответствии с формулоЙ (5.85) задаемся веJIИЧИlЮЙ И и Н2'
приняв И и 112 === 0,3 Е п .
2, По формуле (5.84) опредеJIЯСМ веJIИЧИНУ Е п : .
Е == U пых т == == ] 4 3 В.
/( 0,7 0,7 ,
Выбираем Е и === 15В.
3. По формуле (5.93) находим емкость ускоряющеrо конденсатора:
С > 3С и === 3.52 == 156 пФ (интеrральная емкость Си == 52 пФ).
Выбираем С === ]60 пФ.
4. На основании (5.97) оцениваем оrраничения на сопротивление
резистора Rl\l сверху:
R === 2.10 6 === 42 кОм.
НI < зс 3.160.10 I2 ·
По фОРМУJIе (5.78) рассчитываем минимально допустимое значе--
.вие R и1 :
1 +Б R
R и наиМ > 1 БR R П2 ===
1+0,1 .1== 12 кОм,
1 O,l '
Таким образом, диапазон допустимых зна чений Rl\1 оrраничен зна-
чениями: 4,2 кОм> R иl > 1,2 кОм.
Выбираем R и l === 2 кОм,
229
/''-..
5. По форыуле (5.92) находим оrраничение на сопротивление R 1<2
снизу:
RН2>Ивыхт/lкмако ==10/50==0,2 кОм.
Выбираем RR2 == 1 кОм.
б. По формуле (5.87) определяем диапазон допустимых значений
ширины петли rистерезиса:
lE R ::;;:, L\ Е R vr (l 1)
[2+1+2Vl l] р' Ии P[l+Vl][I+Vl]'
2.15 ::;;;" L\::;;:, 15. V2' (2 1)
2+2+2 V2 1 rP' Ии еР [2+ У2 ] [1 + У2] ,
5 В >- Д,ии 2,б В.
(1 == RR1/ RR2 == 2).
Выбираем Д,u п == 3,2 В.
7. По неравенствам (5.82) оцеюшаеl\! значение из:
Ин n > ИЗ > ип/(l 1),
0,3. 15==4,5В>uз> ==З,2 В.
2 1
Выбираем из == 4 В и по ФОРМУJlе (5.8U) Р2ССЧИТЫI3аеи
И 2 == AU rJ + U З == 3,2 + 4 == 7,2 В.
8. Проверяем выполнение нераВt'I!СП33 (Б.75 б):
2I1з ,;: Е <' (f I)1I2UЗ
1 БЕ (! + 1) UЗ U2 "". H --.c lиз u
1
Т=В;'
13,3 В< Е н < 33 В.
Выбранное Е R удовлетворяет неравенсТ!зу (5.75 б).
9. По форму,Т[е (5.74) вычисляем сопротивление R j :
R 1 ==([(1+l) ( ;{ 1) ( :' 1)]/( :{ 1)}BN2RH2==
(1 + 2) ( ;, 1 ) ( 145 1 )
.29 . 1 == 13,4 "О;,!.
( 7J, 1 )
Выбираем R] == 12 кОм (BN на им == 29).
10. Задаваясь коэффициентом Kr:ac == 2 для
фор муле (5.73а) рассчитываем R э:
R B -< N2 Щ Rr'2 ==
1 + N 2 (Ен и2)l(lIас' 30
Выбираем R э == 430 Ом.
230
транзистора Т2, по
7,2.1
== 450 Ом,
(15 7,2) .2
т
11. По фОР IУ ле (5.95) находим сопротивление N 2:
R.;< (fIlНХ/ ЗС )' [( 1 ==
- РI (lпнх/3С)
== ( 2.1lJ " .12.103 )/ (12,10 з J' ,10 R ) ==G,51;o..I.
З.ltjО.IО 12 \ З.1БО 10 и
Выбираеы R2 == б,2 I\O I.
12. По фОРl\!уле (5.63) уточняеl\1 значение ИН Н2:
И == Ен(I/N"z+I;(f(Ю+!(I
I<п2 I/RН2+1/(Rю+RI)+I/Rz+I/N.
15/1+15/14 ==4513
1+1/J4+1/0,4!+I/б,2 ' ,
а затем рассчитываем амплитуду ВЫХОДIЮI'О СilrНJла:
Ивых т==EK иHH2== 10,5 В,
которая удовлетворяет условию задачи.
13. ,По формулам (5.б5) и (5.б7) рассчитыпаf'l\1 ЗiJаЧСIН!Я 1,-;t\\.J!:J j L,
J з, соответствующих точкам переключения ДI3ухпотОСllнка:
12== [ И2 ( + )] ==
BN [( 2 R H2 R э .
== [ 72 ( + )] ==028 мА,
29 1 ' 1 0,43 '
1 4
[3 == и з / R э (l + PN) == . == 0,32 мА
30 0,43
(при расчете используется N паИ 1 == 29).
14. По Ч'JOрмуле (5.70) вычисляем веЛИЧИIIУ r на участке входноЙ
характеристики с отрицательным сопротивлением:
r==(PN'rl : : )[ Rl RНI + 2 + Rэ(I N2) ] I==
29.2/l4 1 == 10 2 кОм
1/14+1/6,2+1/30.0,43 ' ,
rде У] == R и ]/(R К1 + R 1 ).
Таким образом, внутреннее сопротивление reHepaTopa входных сиr-
наJIОВ должно быть R вп < 10,2 кОм.
15. По формулам (5,100) и (5.101) определяем И СМ и R б :
И СМ == [(и ср ИЗ и ОТI1 И 2 ) + R uи (и 2 1 з из 12)] (и ср ИОТI1) l ==
(5.4 7,2 1)+1 (0,32.7,2 4.0,28) == 3 5 В
5 l ' ,
R б == RB!I (И2 Uз)f[(Uср иOTn) (и 2 UЗ) (/2 1з) R ви ] ::::::
== 1 3,2 == 4,1 кОм.
(4 3,2) O,04.1
2ЗI
Находим:
R ERR6
бl
U СМ
R Е и R6
б2
Еи Uем
I
== 17,8 кОм,
3,5
15.4,1
== 5,4 кОм.
14 3,5
Выбираем R бl == 18 кОм, R 62 == 5,6 кОм.
16. По формуле (5.91) определяем время среза, предварительно
рассчитывая необходимые параметры:
Rn 0,43 О 18
'\'б
R3+RR" 0,43+2 "
( 1 1 ) 1
Е и + +UОТП
Rбl R И2 R нн
1 1 1 1 1
+ + + +
Rбl Я6, ЯК! Р" Р ] +R2
Rl
ис (О) == U nx1 2 В,
Рl +Р2
Еи ис(О)
162 (О) == R +Р == 5,35 мА,
э ю
El< l ( + ) +.!:Q!. Р]
I H2 == R Иi 1 R ю R И 2 Е и Рl+Р2
( + ) +
R щ Я Н2 Я" 11 p
==. l l l (1/2+1)+* + 1 ==455 мА
2 ( 1 ) 6 63 "
+ 1 0,4'3.6,2 J
'\'6 == Rэ/(R э + R/<l) == 0,177,
U бl ==
==3 В,
* ]
В результате
t cn ==
СИ R И2 +'ТN
Iп
'Vб
/62 (О)
/62 (О) /И H2/fJ N
0,1.10 6+160.10 12.1.103 In
0,18
5,35 25
== нс.
5 35
, 29
17. По формуле (5.89), Считая 'Э2 == о; UЭl == UЭ2; е == 2 мВ/rрад
и 82 == 30,2, '\'Э2 == (R 1 /1 R 2 )/('Э2 + Rlll R 2 ) == 1, определяем .1и 6 :
ДUбl== ('В2+Rl"R2) [1 аN'\'Э2 N + '\'Э2 I KT ]+
232 .
r
+ U11 .1UЯl== 12.6,2 [ (1 0,9767) + 60.10 з J +
. 18,2 30,2
+ 2.100 2.100== 0,38 В.
Задача 29. Рассчитать несимметри'lНЫЙ траНЗIIСТОрНЫЙ триrrер
с эмиттер ной СВЯЗЬЮ со слеДУЮЩИI\1И параметрами: пороr срабатывания
схемы И ер == lВ, пороr отпускания И ОТП == О,5В, аМШlИтуда выход-
Horo импульса не меньше U ВЫХт == 3 В, длительность наибольшеrо
фронта t фр < 0,2 ыкс. Спусковые сиrналы подаются от reHepaTopa
с внутренним сопротивлением R ВII == 0,1 кОм, длительность входных
импульсов t и вх == 0,5 ыкс, I\lИнимальная пауза I\Iежду импульссши
t аз == 0,5 мкс, амплитуда U вх т == 1 В. Выбрать транзисторы, оrч е-
делить параметры схемы 11 оценить нестаБИ.1ЬНОСТЬ flO[юrа сrабаты
вания при t == +600 С.
rnaBiI 6
МУ ЛЬ ТИВИБР А ТОРы
6.1. Режнмы работы мультивибраторов и их ОСНОВНЫе
характеРИСТНl<11I
ivlУЛЬТИВIJGраТОРО f называется устройство, rенерирующее прямо-
yrOJIbl!bIe (или близ!;ие к прямоуrольным) импульсы с характеРИСТII-
ками, опредеJIяеыьши параметрами caMoro устройства.
Раз.'1ичают два реiЮНVIа работы IУ.'IьтивибратороI3: аf3токолебатеЛl,
ный 11 ждущиЙ (или ЗJторможеН!IЫЙ). В первом случае мультивибратор
ДШС\
I Т 1I I
,..... lltl1
, исх k \
. _ ,j \", ", .....
t
""' UBb'U
" ,.
......."...
[l [L
t
ив
11
J
1
1, t
Ii\
1,
i tJ V ивых т
I :>о
t
t 8ых J
\.
' r \. . l "
r I' -, ' о,у и С6IY.т
fl j и. ::l' о,т,ы,т
I I
I i t ф п I i е с р t
'
8
о
Рис. 6.1. Оснопные хараКТСрllСТl!IШ 1I ,IПУ:lЬСОВ, rCllepllpycMbIX (,XC laMII МУЛl,'
ТИВllбраТОрОiJ.
rенерирует непрерывную ПОСJIедоватеJIЬНОСТЬ ШIПУJIЬСОВ, во ВТОрО!\I
каждому входному сиrнаJIУ ПРОИЗВОJIЬНОЙ формы соответствует ОДlIlI
ИJIИ «пачка» «стандартных» импульсов (рис. 6.1, а).
МУJIьтивибраторы, работающие в автоколебатеJIЬНОМ режиме, Шll-
роко применяются в качестве [енераторов, задающих частоту или пе-
риод СJIедования опорных импульсов, деJIитеJIЕИ частоты, ЖдущиЙ
режим работы используется для формирования импульсов с определен,:
ными параметрами, для создания задержки импульсов, реrулируеМОl1
в широких пределах (см. рис. 6.1, 6), для формирования каждым вход-
ным сиrналом определеНIюrо количества Иl\ШУJ1ЬСОВ (<<наIНШ» ИМПУ.'lЬ-
сов) И т. д.
234
. [ " . '''-
.К."
,
При опис.ании работы МУJIlзТивнбратора различают хар;:нпеРИСТПКIf
установившихся процессов и процессов опрокидывания схемы. К лер-
вой i"руппе относятся (см. рис. 6.1):
амплитуда ВbJходноrо сиrнила (Иных "J;
частота (Р) или период (т) слеДОIЗ3IIIIН импульсов i'olУilьТIши6ра
тора в автоколебательном реЖИJ\lе, ДJJитеJIЫЮСТЬ шшу.%СJ (lи) И
наибольшее допустимое знач('ни вреыеНI1 васстанов.nеIIНЯ (Т;ю,'С'т наиб)
ДЛЯ му.тlьтивибратора в ЖДУЩС I реЖIJме; значения Р, Т, (, :\юrут pe
ryлироваться;
скважность rенерируf'МЫХ lf?\lПУЛЬСОВ, олреде.1ЯОJЭЯ СООТIЮ
шением между длитеJIЫЮСТЯJ\Ш ИJ\шульса (tи) и паузы ии) :t'ЖДУ дпу
мя последоватеJIЫ!hIМИ сиrналами:
Q(; == ин + tп)/t и ;
нестабильность параметров rенерируемой пnследо!3атеЛЬJlОСТИ
импульсов (в первую очередь частоты, скважности, длIfт<:\lыoстии И
амплитуды) при ИЗ!\iенении параметров элементов устроikтзз в за
данных пределах; обычно задается относите.lьная нестаБИJ!ЬНОСIЪ,
например: б r == ДТ/Т, б/и == дt./t и , хотя может быть задана и аб
солютная ВСJIНЧИШl ДСПУСТИJ\юrо ОТ!\JIОНСНШI соотвеТСТDУЮIЦСl'О I1эра
метра;
наrру:ючная способность.
Вторая rруппа I3КЛIOЧЖ'1 хар3Iаеристи!ш переход!!ых процессов
В схеме, в пеРВУlЬ очередь, дл;;телыо(:тII1 фро!!Та (tч) и среза иср)
ИМПУЛЬС;] (перехсдные пронессы в мульпшибраторэх состтп из
тех же стадиЙ и характеРИЗУЮТC'JI теми же пара1\It'ТрШ',ш, чтп I! в сим-
метричном трнпере см 5.1).
6.2. Симметричные МУПЬО'ИВ!1браторы н основные расчетные
соотноwеН fЯ
СиммеТРIIЧfIЬШ называют IУЛЬТI!Ттбр:1ТОР из дr,yx ОДНОТIШIlЫХ уси
J!ИТ€ЛЬных каскадов, охваченных пс'ложителыюй обратноЙ связью,
причем цепь ОС создается двумя ОД;ЮТН;ШЫЩj пеПНlМJI.
6.2.1, Симметричный мультивибратор с КОJ1лекторно базовым
емкостными связями
Устройство, схема KOToporo пок;::за,I8 па рис. С.2, а, ИI\Iест два Bpe
меННОУСТ< 1 ЙЧИf3Ь!Х СОСТ05IНШI, в каждом JЛ !(Оторых ОДIШ из транзисто
рОВ насыщен, а ДРУJ'ОЙ закрыт. Поочерl.'!t!JOС заrmраl!ие транзисторов
обеспеЧIшается перезарядом IЮ1!ДСi'саТ()[)('j} С I и С2 (соответственно
запираются транзисторы Т2 I! Т 1) через (,азовые рl'зисторЬ! R2 и Rl.
ДJIитеJIЫЮСТЬ каждоrо времешюустойчнвOIО СОСТОЯIJШ] определяется
Временем перезаряда соотвеТС[!зУЮLI (;(:) I;ОIЩС!IСZiТОР<1, коrда coxpa
няется запертое состояние ОДllоrо IIЗ траЮ!fCТОрОI1. После отпирания
любоrо транзистора устроfiспю ()r;ро:;щщ.liШ ТСП, причем процесс пере-
2з5
броса развивается СОЕсршеmIO так же, как в СШJмеТрИЧlIOМ триrrер
(см. rл. 5). Затем ЦIШЛ повторяется снова.
ДJIЯ анализируеl\юrо варианта МУ.'lЬТIшибратора условия насы-
щения и запирания транзисторов (см. rл. 2) l\ЮЖНО записать COOТBCT
ственно в виде
Е('м Uзот+lб31Rl ;;? Е,, иНПl L EJ\+E(',, 11{31RR1+/632[(2 ,(6.1)
а 1 [(\,1 I [( 2
fl.UI\I ==EIi lI{Jl RH1 U[(Hl;;? ИЗ от' (6.2)
Ml
ИИ
ECM
EK t
и К I
иKH t
R K I
t
»
t
t"z t И1
EK -, I
161 . I C Z RK2 I
Iбн == t] :
(j t
([.
Рис. 6.2. Схема симметричноrо му,%тивибратора с емкостными коллектор но-
. базовыми связями (а) 11 эпюры токов и напряжений в ней (б).
Неравенства (6.1) и (6.2) ДОЛЖНЫ выпJшятьсяя при наихудших ус-
ловиях работы каждоrо из транзистороI3.
Если пренебречь слаrаемы;\ш 1 изRt" I 6з R и U а ОТ' то условие (6.1)
можно записать иначе:
Е ( 1 + ) E ( i3Nl ) (6.3)
и f(ю [( 2 -.-::: ом [( 1 [( 2 '
Длительность t lll импульса МУJIьтивнбратора, фОРl\lируемоrо на
коллекторе Т J, с достаточноЙ для инженерноЙ практики точностыо
определяется временем перезаряда конденсатора С J от начаЛЫlOrо зна-
чения напряжения до напряжения, при IЮТОРОМ отпирается транзи-
стор Т2:
t "-' R С 1 (I1U R1 ! [( 2 ) + 16f12
111 === 2 1 П 1 '
БП2
(6.4)
rде
, J uп2 == (Е СМ V д От2 + 1632 R 2 )/ R 2 .
236
I
Аналоrичное выражение можно IIОJIУЧИТЬ и ДJIЯ t и2 . ДJIителыIOСТЬ
периода колебаниЙ мультивибратора равна
т == t ИJ + t'12' (6.5)
Для оценки частоты I\ОJн: баIIIIЙ по..1IIoстыо симмеТРIIЧНОЙ cxeTы
(при Е и == Е см , R ,,1 == R и2 . С ! == С 2 И Е" 1 "зR, Е[{ 1,,)::'.) \ЮЖIIO
использовать соотношение
F O,71/RC.
(G())
ЧастО1У rенеращш paccMaTpIlBae:\101'0 МУJIьтшзибратора \ЮЖIЮ ре:-
rулировать тремя способами;
1. ИзменеllИt'М ПОСТОЯННОЙ времени перезаряда емкостей т ==, [;с.
Емкость удобно ИЗl\lеIlЯТlо дискретно, следовательно, с ПОl\IOЩЫО С
целесообразно переключать диапазоны ИЗl\iенения частоты. ИзмеIIС'IIII
R приводит к изменеНIIЮ rJIуБИIIЫ насыщения транзисторов, в резу:!ь-
тате может увеJIИЧИТЬСЯ нестаБилыIстьb работы устроЙства из,за уве-
личения влияния температуры, допусков на параметры элементов l\JYJlb-
тивибратора (при увеJIичении R) ИJIИ появятся условия ДЛЯ ВОЗНIIf('
новения «жесткоrо»l) режима возбуждения (при уменьшении R).
2. Изменением напряжения Е см' к которому стремится потешщал
базы Закрытоrо Tp3H:НlcTopa. Пользуясь соотношением (6.4), МОХ\IЮ
показать, что при этом снособе реrулировки длительность пеРИО:13
изменяется не БОJIее, чем на 4()""",50 %. К тому же нужно иметь в вилу,
что изм нение ЕСМ также приводит (( изменению rJIубины насыще!;IIНI.
3. Изменением величины начальноrо перепада напряжения на базе
запертоrо транзистора, причем вместо резистора R" применяется [10-
теНЦИ(Jметр. В этом случае следует иметь в виду, что, во,первых, тре-
бования стабильности работы мультивибратора оrраничнвают l\ШIIII-
малыlO возможныЙ перепад напряжения на базе запертоrо транзисто,
ра; ЕЮ-ВТОРЫХ, при одновременном изменении СОПРОТИВJIений обоих
коллекторных потенциометров из-за различия в их реrУJIИРОВОЧНЫХ
характеристиках при малых ДJIителыlOСТЯХ импульсов возможно по-
явление заметноЙ асимметрии в rенерируемоЙ последоватеJIЬНОСТИ.
. Длиrельность полупериода в такоЙ схеме рассчитывается по формуле
7'/2 == t и RC In (1 + R,:IR к), (6.7)
rде R сопротивление части коллекторноrо потенциометра между
Движком ,и шиноЙ Е к .
Таким образом, частоту r.енерации мультивибратора удобнее Bcero
реrулировать дискретно за счет ступенчатоrо изменения емкости хро.
нирующеrо конденсатора и плавно, изменяя величину начальноrо пе
репада напрнжения на базе запертоrо транзистора с помощью КОJIлек-
TOpHoro потенциометра.
ОтноситеJIьная нестаБИJIЫЮСТЬ полу периода КОJIебаниЙ мульти-
вибратора определяется соотношением
бт==б т + т { {jЕЕ,,16нR БЕ Есм!1U,, БJ lи.РJбнR+
t и 16 нf(I1U и и см ИЗ .
1) В этом режиме транзисторы мультивибратора одновремснно наСЫЩены
и для ero запуска нсuбходим внешний ИМПУЛI.,с,
237
+ 6,и/ и;R!1И и + 6 u " ОТИЭ от!1И I} (6 8)
Особенности работы мультивибратора на дрейфовых транзисторах
обусловлены низким пробивным напряжением смещенноrо в обраТНО 1
направлении эмиттерноrо перехода (C 1. рис. 6.3) дрейфовоrо транзи-
стора. При запирании транзнстора эмиттерный переход в большинстве
случаев при (I!1И б l......IЕ и l) пробивается и конденсатор С быстро
перезаряжается через насыщенный транзистор и пробитый эмиттеРIlЫй
переход. Дпя I СКЛlOче!IНЯ пробоя и увеличения длительности импуль-
са при заданном значении т необхOJ1.ИМО последовательно с эмиттерньщ
А!
Uб
rv(l...4)8
/
/{f,
I Е
I
{[
"-
............
7" t
/
I
:>[
I
l.oe
I
1'"
а.
б
Рис. 6.3. БАХ эмиттерноrо персхода дреi"lфОl!оrо транзистора (а) 11
форма напряжения на ero базе при пробое переХО1l8 (б).
переходом включить диод с достаточно высоким напряжением пробоя.
Транзистор будет запираться с помощью дополнительно!'О ilСТОЧ!!ИI\<I
смещения Еем и резистора R б (рис. 6.4, а). ПробоЙ транзистора ИСКЛIO-
чается, если выполняется условие
О Еб / бз R б ИЭБ, Оmзх, (6.9)
rде ИЭБ,о тах максимально допустимое обратное напряжение на
переходе эмиттер база.
Напряжение на базе транзистора после отпирании диода умень-
шается (рис. 6.4, б) при
Е и R б > Еем R.
(6.1 О)
При отпирании диода резко уменьшается постоянная времени раз-
ряда кондснсатора, а поэтому временем, необходимым для уменьшения
напряжения от величины Еем /u3Ru' при котоrой отпнрается дно,1,
до И э о т, можно пренебречь. Тоrда для определения длительности по-
лупериода можно пользоваться соотношением (6.4).
Фронт ИМПУ,'1ьса на коллекторе отпиrающеI'ОСЯ транзистора и срез
импульса на коллекторе запирающеrося транзистора формируютен
так же, как в симметричном триrrере (rл. 5). Поэтому длительность
фронта и среза импульса мультивибратора можно с малой поrреш'
ностью оцепить по формулам '
I фр О,8ТЭR/ N, (6,11)
238
Тд.
t cp 2,2't cp == 2,2R и н (С + С Н + См),
't"и ...... "BN + R и н fС и (1 + NH" С Н + СМ]; R и н == R и 11 RH'
(G.! 2)
с еМIЮСТЬ конденсатора цепи ОС, подключенноrо к КОЛJIеIП'ОРУ
запирающеrося транзистора.
Обычно (tep 'фр). Чтобы исключить Jlскажение формы IIМПУЛL:А.:а
из-за t ep , необходиыо выполнить условие:
t и Н8IlМ;;? (3. ,,5) 'ер наllб,
E/(
а
Есм
(6.13)
иа.
'11с
()
РН". 6.4. Схема защиты эмиттерноrо перехода дреЙфовоrо траюисrора от
пробоя (а) и ЭI1ЮрЫ Н3l1ряжеНlii1 в пеЙ (6).
используе юе для опенки пределыюrо значения скважности иыпуль-
сов мультивибратора:
Q<.; наиб == (! и паим + lи наиб)/t и нзим == 1 +
+[( N 2)Е см 'п(1 +ЕI{/Есм)]/(З,,, 5) к нао ЕI{' (6.14)
к .недосташам рассматриваемых мультивибраторов относится чрез
мерно большая (по сравнению с длительностыо фронта) ДЮIТеJJЬНОСТЬ
среза ВЫХОДlIоrо импульса.
ДлителыlOСТЬ среза можно уменьшить двумя способами: Рlеньшая
время пер'езаряда KOIIДeHC3Topa и «раЗВЯЗЫI3251}) цепь коллектора TpaH
зистора от цепи перезарядз копдеIIсатора. Кроме Toro, длительность
среза можно умР.ньшить, оrраНИlJивая Щ.н:с.IП п<."резаряда конденсатора
через резистор RlI некоторым моментом f фиi . е , ПОСJlе KOTOPOi'O потеI!
циал на коллекторе транзистора фиксируется с помощью ДОПОJIнитет)
Horo Диода Дф и источника напряженип Е ф (рис. 6.5). При этом ДЛJl-
телЬность среза t ep опредеJIяется выражение 1
t 1 0,8
ер 'ер n .
1 Еф/ Е н
Если Е ф == 0,7 Е,!, то t ep "СР' Однзко И В ЭТО:\-I случае УМСНЬ-
UJается Вf'JIIl'ШIlа заIlирающеrо Н<.Iпрнжепия и ВОЗРОСТi.lет Р.
(6.15)
239
Следовательно, этот способ не дает выиrрыша в длительности сре-
за большеrо двух (при одновременном некотором увеличении частоты).
Можно также несколько сократить длительность среза импуЛьса,
увеличивая потребляемую мощность при уменьшении сопротивления
коллекторноrо резистора Rl{ (можно уменьшить не более, чем в К нао
раз, так как иначе искажается форма выходных импульсов; при этом
EК
Я К !
а
l,lк
E
rp
E/(
0,1 д: I t
10: ср >1
I \ t cp I 9" [[1(
)01 , НкС 1
X I
..........:.,.l
................................... ................... ....................
б
Рис. 6.5. Схема ДИОДНОЙ фиксации коллекторноrо напряжения (а)
и форма напряжения на коллекторе (б).
почти пропорционально уменьшению длительности среза увеличи-
вается длительность фронта импульса).
Цепь перезаряда конденсатора С можно отделить от коллектора
транзистора с помощью отключающих диодов или встроенных эмит-
терных повторителеЙ.
R ю
а
и а
и к
и/(fI
о
Рис. 6.6. Схема умсньшения длительности среза hмпульса, фОрМ иру-
eMuro мультивибратором (а) и ЭIllОрЫ наПРЯIкеннй в ней (6).
в схеме мультивибратора с отключающими диодами (рис. 6.6)
во время заряда конденсатора соответствующиЙ диод заперт и ток за
ряда течет через резистор R3. Потенциал же коллектора стремитСЯ
к значению Е н с постоянноЙ времени, определяемоЙ сопротивлени(' 1
Rl{ и емкостью, шунтирующей коллектор. Последняя обычно MHoro
меньше емкости конденсатора С.
240
.
".7:[::"
.....iIIri '.
Следовательно, выражение для длительности среза IOЖIЮ ' ШlIJсать
в виде
[ер ::::::: 2,2Rl{ (Ск + См + Сн),
(6.16)
Запирание диода происходит достаточно быстро и обусловлено раз-
личием в скоростях увеличения напряжения на I3ыIдахx диода.
Однако время восстановления напряжения на емкости сохраняете,]
прежним: Твоеет ::::::: (2..3) СR з и при R" == R)'BUCC'f то же, что 13
схеме без корректирующих диодов.
Скважность импульсов ш'сколько уменьшается:
Qo 1 + [( N 2) Еем ПК lп (1 + Е.) Е см )]/(3. ..5) 1(H3c Е" (R II + Ra) (6.17)
EK'
и к
и кн
t
R K1
EK
(, с+ С Н )
I Rк\Ск+См+ jЗ +1
I N
I
T
5
а
Рис. 6.7. Схема УЛУЧIlIСНИЯ формы импульсов с ПО IОЩЬЮ BCTpoellllf,lX
эмиттерных повторителей (а) и форма напряжения на коллекторе 33-
пираlOщеr'о транзистора (6).
!ер. с (6.10)1, к тому же увеличивается потребляемая устроЙством мощ
ность (при Rl{ == R3 вдвое).
В мультивибраторе с встроенными эмиттерными повторителями
(рис. 6.7) за счет уменьшения эквивалентноrо сопротивления цепи за
ряда конденсатора удается уменьшить длительность среза и увеличить
скважность импульсов:
tep 3ClrBx8+R,J( N+ 1)], (6.18)
Qe ( N 2)( N+ l)E eM lп(l + E r JE cM )/(3...5) КнасЕк, (6.19)
rne Rl{/(l + N) выходное сопротивление эмиттерноrо повторите
ля, r ВХ 8 входное сопротивление насыщенноrо транзистора.
Достоинством мультивибратора является также высокая наrрузоч-
ная способность.
Однако при емкостноЙ наrрузке эмиттерные повторители при пере-
даче положительноrо перепада напряжения MorYT запираться. Тоrда
длительность фронта импульса на наrрузке существенно увеличи-
вается:
t фр ::::::: 2,2CR a R II /(R з + R 8 ).
(6.20)
24!
Чтобы НСI(ЛIOЧНТЬ этот недостатоr<, используют модифицированную
схему (рис. 6.8), которую можно получить, добащlЯЯ к схеые рис. 6.7
диоды, шунтирующие обратно смещенные эмиттерlIые переходы тран-
зисторов повтоrНlТелей. При этом длительности срезов и ('Iшажность
1 акие же, "а!{ в предыдущем варианте (см. рис. 6.7), а длительность
фронтов не хуже, чем в обычном мультивибраторе (см. рис. 6.2).
Внешняя наrрузка мультивибратора l\южет подключаться парал-
лелыю коллеКТОРlЮ',IУ резистору транзистора непосредственно или
через конденсатор связи (как и в симметричном триrrере, см. rл. 5).
В первом случае ВЮl5lние наrрузки на работу мультивибратора несу-
щественно, если при rасчете учитывается рассасывающее действие
ню'рузки (для этоrо I{ОJIлекторный резистор N и заменяют на N и 11 N н),
Я Лf
Rlff
Рис. 6.8. Модифицированная схема
включении ЭМИТТСрJ;ОI'О IIОI!ТОРlпеля.
Рис. 6.9. Симметричная схе!.13 мультиви,
братора с ДUПОЛНlпе,1ЬНЫМII э.1С 1ентами,
обеспеЧlIвающими «:.IяrКИI1» реЖIIМ ca 1O'
1J0збужденин.
Чтобы ОТКРЫТЫЙ транзистор был насыщенньш при наличии на-
rрузки, подсоединеш;ой к мультивибратору через !ЮНДеIlСатор, необ-
ходиl\.Ю сопротивление резистора R и' онределяемое формулой (6.2)
заменить на
R H == !Qe (R1\ + [(и) Rнl/Qс (R и + R и ).
(6.21)
ХарактерноЙ особенностью работы симметричноrо МУЛЫИЕибратора
с емкостными СВ51ЗЯl\!И является высокая стаб:1JIbJЮСТЬ а 1ПЛИТУДЫ re-
нерируемых импульсов, высокий коэффициент использоваНИ>I напря-
жения питания, а также малое выхоДное сопротивление при обеспече-
нии режима насыщения транзисторов.
Однако насыщение транзисторов уменьшает быстродеЙствие схемы
и делает возможным режим «жесткоrо» саl\lовозбуждеIIИЯ. Можно из
бежать этой опасности, не допуская насыщения транзисторов. Но
тоrда ИМПУЛЬСbI на выходе устроЙства будут искажены (см. рис. 6.1, в).
Для обеспечения режима «мяrкоrо}) самовозбуждения мультивиб-
раторы чаще Bcero дополняются элемеIIТами (например, рис. 6.9), обес-
печивающими появление отпирающеrо смещения только при налични
колебаниЙ. Все парамстры TaKoro устройства определяются так же, как
для мультивибратора, схема KOToporo ПОI\азана IIa рис. 6.2.
242
..
..'
I ,'1-"
Ч, .
..
1
6.2.2. Симметричный мультивибратор с реостатно еМI<ОСТНЫМИ
I<оллеl<торно базовыми связями
Рассматриваемый вариант (рис. 6.10) отличается от мультивибра-
тора с емкостными коллеКТОРlю-базовыми связями только способом
формироваиия и подачи отпираroщеrо смещения на базу запертоrо тран-
зистора. Поэтому основные хараI\теристические соотношения сохра-
няются (с учетом ИЗIl'1енениЙ в схеме).
Эмиттерныt КОl!денсторы С а способствуют увеличению начальных
значений токов базы отпираемых транзисторов, и, следовательно,
уменьштот ДiШТСЛЫJOСТИ ФРОНТОВ и срезов. Отрицательная обратнап
EK
ИЮ
ЛJ(!
.
t
..........
Я З l
С З1 С З2
иЗ/ Н
J
k::: t
I
Рис. 6.10. Симметричная схсма мультивибратора с коллекторно-баЗОВЫМII
peOCTalHo eMKOCTHЫMII связями (а) и эпюры иапряжений в ней (6).
связь, со:щаваемая резисторами R е, улучшает характеристики муль-
тивибратора, например, стабильность, Однако при увеличении R а! е
уменьшается амплитуда импульса. Если R е » R и и R аС е « t и , то
U Вых наиб ди и Rи/(R и + Ra).
(6.22)
Длительность импульсов мультивибратора определяется соотно-
шением
t и RС б ln {[и вых наиб Rи/(R+ R и ) +! бз R]/(l И н Re + Ы б BR)}. (6,23)
rде
Ы G иR == (/ Н3 + 1 33) [ и:) 0'1"
Условие насыщения траIJзистора
Ква;'
( N -I) R<.(Rи+R э ).
(6.24)
Емкость эмиттерноrо конденсатора должна удовлетворять усло-
Вию
Са (Rи+rб)(Си+Св/ N)LRе,
(6.25)
243
тоrда
t фр 't TN + R" н [С,,+Сн/(l + N)].
Из-за HeKoToporo увеличения зарЯдноrо сопротивления (R" -+
+ R з вместо R K ) скважность импульсов в данном мультивибратор
несколько ниже, чем в симметричном мультивибраторе с коллекторно-
базовыми связями:
x,. Iп (R"I RзJ
Qc l+
(::! ... 5) K jjau (f:J N 1)
R K
R,,+ R з .
(6.26)
/1/(1 H 1
R z
/("
1(1
.R з /
R.э2
.1.
Рис. 6.11. Симметричная схема
мультивибратора с коллектор-
110 базовыми peoctaTllo-емкист-
IIЫМИ связями и базовыми де-
лителями.
Рис. 6.12. Симметричная схема
МУЛЬТlIвибратора с управля-
емым смещением.
Температурную нестабильность длительности импульсов, опре-
деляемую зависимостью 'ю и U О от от температуры, можно оценить
с помощью выражения
" j;; 1: 1
1)/ ::::: V't+ Х
и t" EHR K / Щк + Rзн-(/"э+/эз)R
Х I Х
Е к Rэ/(R" + R K ) uэ ОТ + (/ ю + /эз) R
Х { 6 , R [ (R R ) /I ]+
(К8 "а R H + R H к v д ОТ _
+6 UЭОТ U&ОJ[ R K+;;H +(Iнэ+ / ЭJ)R]). (6.27)
Известны еще несколько вариантов TOI'O же мультивибратора.
Один из них представлен на рис. 6.11. Ero особенность состоит в спо-
собе подачи смещения на базы ТРаНЗИСТОРОВ через деЛители R' ==Н".
Длительность импульса определяется формулой
/ R' 1I R" + R" [ RK R'" 1<' ] Ек
"э R' + R" R " ( +R ) Rэ
t ::::: L 'П R R э + R K
и /K8 R ' 11 R" + Е" R"R" I(R э + R H ) (R" + R') ий u. + 'ка '<'э (6.28)
L == CR' 11 (R" + R& jJ [(I\)'
244
t.:-,
Условне IIасыщения тrанзш'тоrов записывается в внде
[( 1 ( 1 ,Р. ,(, ) [:JN j J
\ T I"N \!\'
R" Квас
(6.29)
6.2,3. Симметричный мультивибратор с управляел ым CmeU!.e:-i 1С\\
OCIIoBIIoe ДОСТОИНСТВО ТСШОf'О устроЙства (pIlC. 6.12) со.,:тоит в 1\111[-
ком реЖИ:\It' I30збуждеНIIЯ. ОДIlако в от,шчие ОТ предыдущеf'О варианта
ФормИрУt.' lые И:\lПУJlLСЫ Ш.lеют амплюуду, близкую к наибольшеЙ,
т. е. порядка (E h U"Н '[;3 [( н )'
Жесткий режим самовозбуждення ИСКJlЮ1jается, если выполняется
условие
v R;\ < Н. (6 З())
ДЛllте.%IЮСТЬ ю.IП\'.%С3 в ЭТО 1 С1учае опреД Мlетсн фор,.rУ10Й
/и С и<.+ H 11 Н,,) in ([Е к [<,/(Н, + f<.lJ + EI\ R /tR + R;) +
+ II"Rj/lE,,/(,;/(R,; + [( ) + /1\1 [( U О 01' + и н" R':I RI\ j}. (6.31)
Осталы!ые хараКТtрШ':ТIIЮI находятся так ;i-::t, как и для МУЛЬТiIВН-
братора на рiIС. 6.2.
6,2,4. Стабилизация характеристик мут,ТИ8ибраторов 1)
НестаБИJlЫIOСТI! !Iара 1етров импульсных устройств южно раз.
делить на две f'руппы. К первой относятся изменения характериспш,
вызываемые зависимостыо параметров транзисторов от температуры.
Вторая f'руппа Вl(ЛЮЧ<JСТ нестабильности, описываемые вероятност-
ными законами.
Параметрические способы температурной стабилизаиии основины
на подборе температурных зависимостей параметров рабочеrо и ком-
пенсирующеf'О элементов. Простейшие способы уменьшения этой не-
стабильности сводятся к стабилизации уровней напряжения, КОТОР<JЯ
обеспечивается либо выбором соответствующих ре)!шмных величин,
либо использованием дополнительных элементов, ка,к в схеме обычной
диодной фиксании (см. п. 6.3.1).
Во входной цепи изменение напряжения на эмиттерном переходе,
вызванное зависимостями 'КС! и И 3 ОТ от температуры, можно компен
сировать, включая последовательно с источником смещающеrо напри-
жени я полупроводниковый диод или запертый коллекторный переход
транзистора (рис. 6.13). Если при этом удается обеспечить идентич
I10СТЬ зависимостей 'К33 И 'I\З рабочеrо транзистора от температуры, то
нестабилыlOСТЬ базовоrо напряжения будет определяться темпера-
турной зависимостью малой величины 1'"" 3 1 ю I .
Можно полностью исключить влияние тока ',\э закрытоrо транзи-
стора на перезаряд времязадающей непи, если в цепь базы транзистора
1) Рекомендация п. 6.2.4 равно как и п. б, 2. 1,. относится ко всем без исклю-
'lения мультивибраторам.
245
После отпирания диода напряжение на выходе моста спадает с по-
стоянной времени ТО == CMICMZ/(CMI + C MZ ) .(R + RBH + r npJlM ),
обычно MHoro меньшей ТМ даже при равных емкостях С М1 и C Mz .
Выходное напряжение ИМЭ достиrает пороrа срабатывания тран-
зистора в момент времени t l . Так как tO...t l определяется величиной
ТО, а 'о t o , то длительность интервала t o ... t l оказывается пренебре-
жшю малой по сравнеНIIЮ с значением t o . Следовательно, и нестабиль-
!:ость интервала О.. .t l определяется нестабильностью величины t o .
Оцеш!Ы эту I!сстзбилыюсть при ВЫПОЮfении условиЙ (6.32):
R "-' R + R U ОТ д" R U ОТ Дм
И, ==И т Uи Uи .
о м ОТДмU бо lп2 БОUБо lП2
(6.34)
Величину t o можно реrулировать, изменяя либо одно из сопротив-
лений моста, либо одновременно оба сопротивления ИМЭ. В первом
случае реrулировочная характеристика нелинейна, во втором ЛI!
нейна.
Наконец, длительность полупериода колебаний мультивибратора
южно стабилизировать высокостабильным внешним reHepaTopoM KO
ротких импульсов (рис. 6.17). В этом случае стаби.1ЫIOСТЬ частоты KO
лебаний мультивибратора будет определяться стзбилыюстью задаю-
щеrо reHepaTopa. Такой режим работы называют режимом синхрони-
зации.
6,2.5. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 34. Выбрать и рассчитать reHepaTop имrrульсов, формирую-
щий непрерывную последовательность стандартных сиrналов с пара-
метрами: амплитуда И выхт == (18:f: 1,5) В, длительность t и ==
== 10 мкс, длительности фронта и среза t фр 0,35 ыкс, t cy 0,7 мкс,
частота следования реrулируется в пределах F == (lO...bO) Krlt. Тем-
пература окружающей среды изменяется в пределах 20.... 400 С. TeM
пературная нестабильность длительности импульса не более 10%.
Мультивибратор наrружен на емкость в 400 пФ:
1. Выбираем мультивибратор наиболее простой с управляемым
смещением (рис. 6.12), rенерирующий при прочих равных условиях
импульсы наибольшей амплитуды и обеспечивающий «мяпшй» режим
самовозбуждения.
Наибольшее требуемое значение скважности импульсов (Qc наиб ==
== 9) в выбранном мультивибраторе можно обеспечить только при ис-
полы:,озании встроенных эмиттерных повторителей (см. рис. 6.7, 6.8).
Действительно, устройство на рис. 6.12 даже при Е ! Е)2, N
20, К нас (2...3) [(см. формулу (6.14)] может обеспечить скваж-
ность Qc наиб (2. ..3), а при использовании эмиттерноrо повтори-
теля в цепи коллектора Т2 [(см. формулу (6.19)] Qc наиб == (24...39).
Требуемое изменение скважности импульсов можно обеспечить,
объединив ступенчатую реrулировку (за счет переключения время-
задающих конденсаторов, например С2) с плавноЙ реrулировкой по-
248
"
тенциометром, включенным в коллекторную цепь Toro же трш!зисто-
ра Т2.
2. Напряжение источника Е н можно выбрать двумя способа lI!:
Е н == kE И вых т' (6.:35)
rде k E == 1,1...1,2 для схем без эмиттерных резисторов и /'1:. ==
1,2...1,35 для схем с эмиттерными резисторами, или
Е н И nыx т + и н н наиб + и э наиб + 1 ю наиб R и . (6.:i6)
Формула (6.36) применяется при расчете мультивибраторов, фор-
мирующих ыалые по амплитуде импульсы или работаЮЩIlХ в диапазо-
не температур до 600 С.
Выбираем Е" == 12 В. ДЛЯ обеспечения требуемой ,ЩПЛИТУДЫ
выходных импульсов вводим диодную фиксацию коллекторноrо напр!:-
жения транзистора Т/. Цепь фиксации состоит из диода типа ДIО,
кремниевоrо стабилитрона типа Д809 и резистора сопротивлеНИС 1
R ст == 510 Ом, обеспечивающеrо наименьшиЙ ДОПУСТШIЫЙ ток ста-
билизации.
3. Для симметричных мультивибраторов значения Икэ, тах И
ИэБ,О шах транзисторов оцениваются при помощи соотношений
И кэ , з тах 21 Е и 1, И ЭБ , О Пlах 1 Е и 1, (6.37)
откуда имеем Ик.э, э тах 24 В и ИЭБО тНХ 12 В. Выражение (6.19)
позволяет найти требуемую величину N транзисторов: N >-
(10...16).
Используя выражения (6.11), (6.15), можно определить требуемое
значение TTN, считая, что при оптимальном использовании временных
возможностей транзисторов
Tt\N (0,3... 0,5) Т эи : (6.38)
о 35.10 "
T ТN ::::::' == (О, 19...0,28) мкс.
0,75.0,8. (2... 3)
Полученным условиям удовлетворяют транзисторы типа МП40А
\см. приложение 111). Однако для этих приборов при температуре
+400 С значение Иэк.,3 шах уменьшается до 20 В. Поэтому необ-
ходимо ввести диодную фиксацию (от той же цепи) и для коллекторной
цепи Т2 (рис. 6.18).
4. Подставляя в соотношения (6.3) и (6.30) наибольшее и наимень
шее значения N' найдем (при К нас ==2) наибольшее возможное значение
ОТношения R / R: == (20 2)/(2 .40 20) == 0,3, откуда R H1 / R и
0,214. Затем, используя условия (6.8) и (6.13) и значение R l/Rиl'
по заданной температурной нестабильности длительности импульса
Вычислим наибольшее допустимое сопротивление R Z (при И э ОТ
И ОТ 0,3 В, ИНН 0,3 В):
б 100% Х
t ' / ' / 1 )
Иl t Иl /. (Еф+/ из R 2 +Е и RкI Rю)(ЕиRкl R ш + изR2
Х {б/из (I из Я 2 ) (Е ф + и ОТ) + б(и э от+иот) Х
249
х (И от + и о вт) [ Е ф + 2Е н RI{! + 21 нзR2 ]}
R ю
1 Х
10 I(1!, 5+ 12.0, 214)/(2.0,214 0,3)]
Х 100% {4.0,069.9,3+
(9 O,069 + 12'0,214) (2'0,214 + 0,069)
+ 0,24. 0,6 [9 + 2.12.0,214 + 2. 0,069J}
100% {2 56+ О 144.14, 7} 820/ .
1 ,825 2,64. 11 , 64" , О
Отсюда R z 4,9. 103 Оы. Выбираем номинальное значение
Я 2 == 4,3 кОм.
5. Из условия (6.30) наЙдем R I, а затем по известному H I/1(I'1
определим наименьшее ВОЗl\южное R H1 . Имеем N lШIЫ Як! < Я ,
40Я 1 < 4,3 кОм; R';I 0,107 кОм. Принимаем Я 1 == 91 01\1,
откуда Я н ! == 470 Ом; RI I == 360 Ом. Ток насыщения транзистора
1 н н == 25 мА, что меньше предельно допустимоrо значения.
6. Используя выражения (6.1), (6.13), (6.18) и (6.31), а также учи-
тывая, что С З наиб == N == Fнnиб ....!.., rJLe
С а наны F наиы А
А==- 111 ( /::"и"2 на:lб + Е" R 2/ R"2 ) ' / 111 ( /::"U!i2на щ + Еи R,:2/ R H2 ) ,
Е" RKZ/ RH2 {)" от EItRI<Z/ R"2 ИЗ ИТ
RIС2Нанм (ТJ1аи ! tи) А К К
R 2 C 1 t п ' нас1 dRC2'
можно получить условие, связывающее сопротивления резисторов
Я н ! и Я н2 1 ),
V ( {jN н""м
Я Н2 == Я Н1 В ==
(3.. .5) N (Т наим t и ) иср .', "зим /2 ,2 R I<1 (С II -+- С Н + См)]
V 2.10 9
:=: 470 "-' (440...570) Ом
(3 .. .5) 5.10 О(2.10 б/2,2 47?1 ,4. JO 10)
Принимаем R и2 == 560 Ом. TorJLa Я 2 == 110 Ом; R Z == 22U Ом
Я 2' == 220 Ом.
7. По формулам (6.3) и (6.30) находим Р!:
Л' наим RHz/KJ1ac Я1> Nнаиб Я 2;
20. 0,56/2 Я1> 40. О, 11; 5,6 кОм 1(1) 4,4 кОм.
Приним а ем R 1 == 5,1 кОм.
1) Чтобы получить это условие, НУЖНО выразить С 2 нанм из формул для t п и
(Т иаим t и ) через С 1 , подставить ero в отношение Са наиб/С2 наны, замеНИl ь
полученным соотношением С 2 наиб в условии (6.13), после чеrо приравнять значе-
ния С 1 из (6.18) и (6.13) и исключить отношение R 2 / R 1 с помощью условия
насыенияя транзисторов.
25(}
1
;/
8. Выражение (6.31) позволяет определить 'емкости С ! 11 С 2 fJf)емя-
вадающих конденсаторов:
с. 1O D/4,37 . 103 In[(ll,7 + 0,214 . 12 + 0,069)/(0,214 . 12 +
4- 0,069 0,3)] 1256 . 10 9 Ф; выбираеы С 1 == 1300 пФ.
Аналоrично РClссчитываем С 2 , подставляя B ieCTO Е" в Ч!!С,1нтел"
R.' 2 П 2 11
выражения под знаl<ОМ лоrарпфыа Е" +UHI1 . ОЛУ4ае 1
П Н2 l<"з
C z == 11000 пФ; 6800 пФ; 2000 пФ; 3600 пФ.
Емкости С 2 конденсаторов рассчптьшвютсн с учето ! ПШ\ЮЖ!!ЫХ
отклонений величин R1' С 2 и Я 2 от ноrllЮlаJIЫIЫХ З!';'1Чt'!!ш'j ЕВ :1.:10%.
Дrp1
R"
Х1
E
см
Рис. 6.18. Схема симмеТРl1'lноrо му.%Т11Вllбратора (' vпрпвля-
eM J смеЩСНIIС l, реr'УJliljJOlJl\ОЙ частO'IЫ и фНl\сациеЙ УРОlJlIЯ и к .
9. Пронзвод!1М провеРОЧllыЙ расчет Т поест Н1Н1б 1] t ep по фОрl\1улаl\1
(6.13) и (6.18):
ТВОССТ наи() (3 ... 5) 1,1. 1 0 8 (25 + 35) =" (1,98...3,0) м!(с 10 МI<С;
t cp 2,2(22,5+25) I,З.IО 9== 1,36.1() ' с< 1 МКС.
10. НаХОДIIМ напбо.%шуlO мощность, рассеиваемую реЗJlсторами.
Резисторы R"j, R,,2 paCCCHBCl!OT r,ю:щюсть 1\н:нее 0,25 Вт; резисторы
Яl, Я 2 рассенвзlОТ .ющность 1\lеJЮ 0,12Б Вт.
! 1.. ДЛЯ УСКОРСНШI перСД lЧИ ПОJIОЖ!!Тl'JJЫII,;Х перепадов напряже-
Ний, при заПl1р3НI!И ':Ji\1Иттервых lювторнтеJ1СЙ эмиттерные .переходы
т 3 и Т4 ШУНТIIРУЮТСН диодш.ш. Сопротивления резисто-
ров в Эl\1иттерных ЦеПЯХ тра;;зистороI3 То, '1'4 О!l";НШI, ПlJ.'1ЬЗУЯСЬ со-
ОТношепиеы
R э I1JtlШ Е,,/ !К, и tl1ах Rj(f),y + 1). (6.39)
Есл!! I3J1ИЯIШel\I r э можно ПРРiit'БРt."IЬ, 10 J7. d I3ыБИ[1ают равным
(] ...5, 1) KOi1. ПримеТ\1 R э 4,3 !<Ом. ЭТ:I р<:зисторы rаассеивают
АЮЩ:10СТЬ Mt'llee (), 12,) ьт.
251
Пример 35. Требуется выбрать схему и рассчитать reHepaTop ИМ-
пульсов, удовлетворяющий следующим требованиям: амплитуда Ш!
пульсов И Bыx т :> 8 В; длительность t и == 2,5 мкс, частота следова-
ния F == 200 кrп; длительности фронта и среза t фр o 0,05 мкс, t cp
0,1 МКС. Рабочий диапазон температур 20...100 С. Температурная
нестабилыюсть периода колебаний не более 15%. Емкость наrрузкн
Си == 100 пФ.
1. Чтобы обеспечить «мяrкий» режим самовозбуждения, выбираt:'М
схему с Эl\lиттерными резисторar\1И (рис. 6.10).
2. НапряжеIJие ИСТОЧНI!I<а оцениваем по формуле (6.35): Е,,:>
;?: (1,2... 1,35) В == (9,6..10,8) В. Принимаем Е" == 12 В.
3. Определяем пара lетры транзисторов; пользуясь выражеIJИЯ Ш
(6.37) и (6.11) (аналоrично п. 3 предыдущеrо примера):
Ик.э, 3 тах ;?: 24 В,
UdБ,О !Пах;?: 12 В,
O,05.10 ( 0 , 03... 0 , 02 ) мкс.
'f3N ,-....
0,8(2...3)
Учитывая заданный температурный диапазон, выбираем тран-
зисторы типа КТ312Б (см. приложение 111). Однако у этих транзисто-
ров ИЭБОmах < 12 В, поэтому в базовые цепи следует включить бло-
кирующие элементы Есм, R б и Дб' выбираемые в соответствии с усло-
виями (6.9) и (6.10): Е сМ == 1,2 В, в качестве диода Дб используе\!
диод типа Д220, сопротивлеиие резистора R б оrраничиваем ве,'1ИЧIl-
ной 51 кОм.
4. С помощью выражения (6.27) находим пестабильность периода
колебаний мультивибраtора:
б [ lп ( ' 12.0,74 0,8 )] 1 .(0,5%jlOC.800C) ==15%.
{ 12.0,35 1,1 (l2.0,35 1,I)
5. По формуле (6.12) рассчитываем наибольшее значение сопропш-
IO 7
ления резистора R H (при С б == О): R" 2,2.10 lЧ,44 315 Оы.
Однако это значение меньше R" наим' определяемоrо с помощью соот-
ношения R Е /I И тах ' Поэтому В коллеюорные цепи транзи-
н нн.им.......- И Н, u u
СТО ров необходимо включить встроенныи эмиттерныи повторитель.
Тоrда находим сопротивление резистора R" наиб' по формуле (6.12).
R I o 7 == 930 Ом. Принимаем R H == 820 Ом.
"наиб 3 (20+2.8) 10 12
6. Рассчитываем сопротивление резистора в эмиттерной цепи:
Rэ/R н == 0,35; R э == 288 Ом. Принимаем R э == 240 Ом.
7. Из условия (6.24) находим сопротивление резистора R (с учеТО\I
тока цепи смещения):
[ Е" R" и" н R э
uэ OT иOT +
Rн+R э Rэ+R"
Rl\+R
(Е см UЭ от) ] А .........
I'N наим
Rrt
252
1
к E,, и"H
;?: нас R" + Ra
оп,уда R 12 1,1 11,2.0,35 1.06==6,9 кОм.
2.11,2 +Q
1,06.2,5 51
Выбираем НОМИН<JJlьное значение R == 6,2 кОм.
8. По формуле (6.23) определяеl\! е шость времязадающеrо KOHдeH
сатора С:
С == 2,5.IO H == 042 нФ.
6,2.103 Iп [(12.И, 74 (},I:J)/(12.0,35 I,I)J '
ПРННШlаем С == 430 пФ.
9. Проверяем по формуле (6.18), обеспечивается ли нужная длитель-
ность среза:
1,06+0 15
{cp 3. 26 ' .103.5,52.10 lo==0,077 мкс<О,1 мкс.
Сопротивление резистора R эп выбираем из условия обеспечения
наименьшеrо тока Э lИттерноrо повторителя
R Е"Rн/(Rэ+R")+UНII UЭОТ == 12.0,35+0,8 0,6 == 43 О
Il 3 ' К м.
/э I1а1lМ 10
10. Поль:;уясь формулой (6.25), находим емкость эмиттерноrо I<OII
денсатора:
С t"J (1,06+ 0,15) (8.2+20) 10 12.103
2 181 пФ.
д О, 24 . 1 O
ПРllннмаем С э2 == 180 пФ.
11. Оuениваем мощность, рассеиваемую резисто р ами R : Р I( ==
1\1' 2 Kt, I
===O,2SBT; дЛЯ оста.1ЬНЫХ резисторов Р 0,125 Вт.
Пример 36. Требуется выбрать схему и рассчитать reIJepaTOp, фор-
мирующий непреРЫВIIУЮ последовательность импульсов с парамет
рами: ампЛитуда И ВЫХ т:> 20 В, частота повторения F == 20 KrH,
. . длительность импульса t и == 5 мкс, длительности фронта и среза
t фр 0,15 мкс, t cp < 0,8 МКС, температурный диапазон 20.. 100 п С,
нестабильность длительности и частоты импульса не более 5 %, спад
вершины импульса не более 10%. Емкость конденсатора haI-РУ:;КИ
С и == 150 пФ. Предусмотрена внешняя синхронизация.
1. Выбираем простейший симметричный мультивибратор с коллек-
торно-базовыми связями (рис. 6.19). Требования к нестаБИJJЬНОСТII re-
нератора (б tи == 5%) и скважности импульсов обусловливают необ-
ХОДимость замены RC времязадающих цепей на ИМЭ. Так как фронт
Импульса меньше 1 мкс, то параллельно резистору R ыз включена УСIЮ
РЯющая емкость Су. Для уменьшения длительности среза и спада вер-
ШИНЫ выходноrо импульса включены корректирующие диоды Д I и Д3.
Диоды Д2, Д1 предотвращают пробой эмиттерных переходов lранзи-
второв и обеспечивают быстрый перезаряд конденсаторов мостов.
Качестве Д 1, Д2, Д3 и Д4 можно использовать ДIlОДЫ типа Д220.
11 2. ПО формуле (6.35) находим напрюкенне источника Е!; 20,8 В.
РИнимаем Е н == 24 В. '
';
- -.
, .
253
3. Подобно предыдущим задачам с помощью соотношений (6.11)
lf (6.38) определяем требуемую величину 'tTN (при N ,..., 20);
о 15.10 6 О 00 7
't TN ::::::: ' == (0,0031... , 4) мкс.
0,8(2.. .3) 20
СФОР fулированным в пп. 2,3 требованиям удовлетворяют транзи-
сторы типа КТ312Б,
[к
"'-
Р. ю О . RJ/
iG
с r \ r,
И \, RИ2
Су
RJ-2
ЯМ!
Д3
а
t
Ui<l
Ц а
:»--t
{j
Рис. 6.19. Схема симмеlрИ 1 JНоrо мультивибратора с коллекторно.базо-
_ DЫМИ ИМЭ (й) и эпюры напряжениЙ 13 неЙ (6).
4. Рассчитываем суммарную емкость конденсаторов ИМЭ1; прII
этом при отсутствии диодов Д2, Д4
R С СМ1 С М2 (R + + ) < t и наим
ЭК ЭК == С + С б' пр Дм 'из нас 3 5 .
М] М2 ...
(б.40)
если же диоды ВI{лючены, то
R С СМ1 С Ы2 (3 + ) < 1м lIаlfЫ
ЭК эн == С С 'пр Дм 'иэ нас """" 3 5
1'41 + ы2 .. .
(6.4J)
254
При наЛI!ЧllIJ УСI\О[НlющеЙ еш\Ости С эи == (СМ! + С м2 )Су!(С ы ! +
+ С М2 + Су).
Получаем
"
,
"
J}
к
'1.
t
j
r,
5.10-.6
СЭl\l == (3...5) нФ.
(3. ..5).3:.Ю
Так как скважность импульссв мультивибратора больше 4, то целе
сообразно выбрать eMKocrн конденсаторов ИЛ\Эl разным!!.
5. С помощью выражения (6.12) находим преде.1JL>НУЮ величину
сопротивлении резистора R,,1:
R .---- 0,8.IO . 0,8.104 1 9 О
1""" К М
h 2,2. 1 ,86.10 lO 4, I ' .
Возьмем R K1 == 1,8 кОм. Резистор R K2 выбирается произволыlO
в пределах (1...3) кОм. Принимаем R K2 == R K1 == 1,8 кОм.
6. Из условия насыщения транзисторов
К нас R M1 , 3 N R K н /2, (6.42)
rде R K н === R H " R з .
определяем сопротивления резисторов мостов R M1 и N ыз (для R з1 ==
== R;j2 == 2,4 ,<Ом). Для ИМЭ2 (с меньшими ПОСТОЯШ!ЫМJI времени)
можно считать R ыз == RM4'
} ') R .---- 25.1 ,03.10 З 6 5 О
'1'41 мз """ :::::: , к м.
- 2,2
1"
j
tШ
:i
Выбираем R M1 == R ыз == 6,2 кОм.
/ 7. По заданной величине 'п И известному R мз , поЛ!,зуясь соотно-
. шением (6.33) (при 'о ::::::: 'и), вычисляем емкость конденсатора С МЗ ;
С . 5,0. )0 8 "-' 5.10 6.10 " 1 1 -
М3 , , 5 нФ.
3 2 150/(150 + 50+6200) 6,2.0,7
6 2.10 ln
, ) 0,6/24
Выбираем С МЗ == 1200 пФ. Для ИМЭ2 с меНЫIlИМИ постоянными Bpe
мени /.!ожно считать C ! 3 == С щ .
8. По пеличине (Т 'п) С по .1ОЩЫО соотношения (6.33) находим
емкость конденсатора С М1 :
I
l'
I
I
j'
f'
C Ml == 45.IO 6/6,2.1()3.0,7 10,3.10 9 Ф. Выбираем С М1 == 10000 пФ.
9. Используя известную величину С Эf{! (см. п. 4), можно найти ем-
.кость КОllдснсатора С ы2 :
С М2 (4300... JOUOO) пФ. Выбllраеl\1 С М2 == 6800 пФ.
lO. 11з форм) лы (6.33) Iшее 1 N. м2
R 45.IO 6 О
MZ 9,51\ 1\1.
6.8.10 f).O,7
ПРИIlИЩ1!:М РМ2 == 10 кОм.
. J 1. Еш\Ость конденсатора Су ДОЛЖШI быть MHoro меньше С МЗ . но
MHoro БОJlьше C IIT !. Выбираем Су == 120 пФ.
1"-<
255
12. Оuениваем температурную нестабильность длительности им-
пульса и периода колебаний схемы. Из соотношения (6.34) при ис-
пользовании в качестве диодов мостов Д220 имеем:
-" 40.0,5% 1 2% ' -" 2 5 0l
U 1 I О, UT , /0.
и 24. 0,7
13. Рассчитываем МОЩНОСТЬ, рассеиваемую резисторами. Для R и
и R3 Р 0,25 Вт; для остальных резисторов Р 0,125 Вт.
Задача 30. Рассчитать мультивибратор с управляемым смещением,
обеспечивающий rенерацию импульсов со следующими характеристи-
ка lИ: амплитуда ИВЫХ т >- 9 В, длительность периода следования им-
пульсов Т == 400...100 МI\С, скважность Qc == 2, длительность фронта
tф[J 0,5 мкс И среза ' ер 0,5 мкс, емкость наrрузки СИ == 500 пФ,
температурный диапазон 60...+400 С, нестабильность периода коле-
баний б т 25%.
Задача 31. Рассчитать симметричный мультивибратор, rенерирую-
щий импульсы со следующими характеристиками: амплитуда И ВЫхт >-
:> 4,5В, длительность импульсов t и == 3,0 мкс, частота следования
И JПульсов F == (10...90) I\rU, длительность фронта и среза импульса
t Ф 0,05 мкс, t ep 0,08 мкс; мультивибратор наrружен на емкость
L 11 == 200 пФ. Температурный диапазон 20... 800 С, температурная
неСТ2.бильность длительности импульса о/и 5%. .
Задача 32. Рассчитать симметричный мультивибратор, формирую
щий импульсы со следующими хараl\теристиками: амплитуда И ВЫХт >-
>- 10 В, длительность t и == 50...100 мкс, длительности фронта tф[J
1 мкс И среза t ep 3,0 мкс. Нестабильность длительности импуль-
са при Б Е == + 5%, изменении температуры в пределах 20... 600 С,
отклонении величин емкостей и сопротивлений от номинальных зна-
чений + 5% не более 5%. Частота следования импульсов F == 1 Kru.
Задача 33. Рассчитать мультивибратор с реостатно-емкостными
коллекторно-базовыми связями, формирующий импульсы со следую-
щими характеристиками: амплитуда И выхт == (4,5...7) В, скважность
Qc == 3...20, длительность периода колебаний 40 мкс, длительности
фронта и среза не более 0,06 МI\С, температурный диапазон 20...700 С,
температурная нестабильность не хуже 25%.
6.3. Несимметричные мультивибраторы и основные расчетные
соотношения
Для формирования последовательностей импульсов со скваЖIIО
стью порядка 100 необходимо использовать несимметричные мульти-
вибраторы, в которых леrко обеспечить малое время восстановления.
В несимметричных мультивибраторах обычно используется один время-
задающий элемент, включаемый чаще Bcero в эмиттерную цепь тран-
зисторов. rенерируемые ими импульсы MorYT иметь длительность,
меньшую времени жизни неосновных носителей. Эти устройства ха-
рактеризуются более ВЫСОI\ОЙ температурной стабильностью.
256
I
I
/
:
По СВоим качественным показателям такие схемы не уступают бло-
кинr-rенераторам, а отсутствие трансформатора позволяет конструи-
ровать на их основе интеrральные схемы reHepaTopoB коротких импуль-
сов.
6.3.1. Мультивибратор с эмиттерной времязадающей емкостью
на двух однотипных транзисторах
В этом мультивибраторе (рис. 6.20, а) используется усилитель с не-
посредственной связью. Единственный реактивный элемент KOH
денсатор, соединяющий эмиттеры транзисторов, поочередно переза-
ряжается через эмиттерные переходы транзисторов и резисторы R э и
R р' Разрядный ток, протекая через открытый или насыщенный тран-
зистор Т 1, создает на резисторе, включенном в эмиттерную цепь дру-
roro транзистора, смещение, достаточное для ero запирания. По мере
заряда конденсатора запирающее смещение уменьшается и транзистор
открывается. Мультивибратор опрокидывается, после чеrо KOHдeHca
тор начинает перезаряжаться через друrой транзистор. Длительность
временноустойчивоrо состояния определяется скоростью перезаряда
конденсатора через резистор R э или R Р'
Особенностью подобных устройств является еще и то, что процесс
формирования импульса (при насыщении транзистора Т 1) может за-
канчиваться не только после окончания перезаряда конденсатора, но
и после выхода транзистора Т 1 из области насыщения (если конден-
сатор перезарядится раньше, чем рассосется заряд из базы Т 1).
Для нормальной работы мультивибратора необходимо, чтобы тран-
зистор попадал в область насыщения только при перезаряде конден-
сатора С, т. е. необходимо выполнение условий
Е н < Еэ
aNl ,
R ю R э
Е н > .
R р +R ю f(1 + т) R ю
(б.43а)
(6.43б)
Время, в течение которorо транзистор Т 1 насыщен, т. е. длитель-
ность импульса мультивибратора, можно определить из уравнения
t и
[ а Еэ Uэ ОТ! Ен Ин н ] ( 1 e 't и \ +
Nl R! R ю I
t и
+аNl [ Идот!/Rр+ ЕИ UдОТ2 ] CR p [ е 't" +
Rр+RЮ/( N2+]) (tи СRр)
; p ]
(C p "и)
== О.
I
I
I
I
1\
i
(6.44)
При выводе этоrо соотношения предполаrалось, что длительность
фронта импульса, формируемоrо на коллекторе транзистора Т 1, t фр
порядка 'a.N, MHoro меньше длительности caMoro импульса и что
Е э /' Е и
R э <-'- R p '
9 Зак. 257
257
Для некоторых частных случаев выражение (6.44) может быть пре-
образовано:
1. При t и » 'н и CR p » 'н длительность импульса можно оценить
по формуле
1" '" CR, 'п 1
r И от1 ] ]
a. Nl R и1 JЕ" ИОТ2 + 1 +Rю/Rр(1 + [\\i2)
R p ( 1 С'.т Е" R"I )
Е и R э
t и
U с (tи) U Я от 1 + 1'2 Rp е
Если R э )'> R p , то t п » t и . Поэтоыу Т ....... t п и нестабильность ча
стоты rенерации мультивибратора зависит, в основном, от неста-
бильности длительности паузы:
(6.44а)
" ,1; 1
L' От + .
т t и 'Я2 R p [/ д1 р, + 192 Rр Ис (lн)]
х I Ои" от 2 И" 01' 2 R" (,, 1 + Ои я от 1 И" ОТ 1 I IЭI R э + 1"2 R p U с (tи)] +
+ 6" 1 R э (/аз 1 R,,) [И с (tи) 1 и2 RpJj. (6.46)
х
Rp
EK
EK
t
E
/(
Rp
Т2
Т2
Им
t
R Mf
С М2
а.
б
Рис. 6.20. Схема мультивибратора на однотипных траизисторах
с эмиттерной времязадающеЙ RС цепью (й) и временные диаrраммы
проuессов в ней (б).
Е з
2. При I'енерировании импульсов малой длительности, коrда t и »
» CR p и 'н » CR p , выражение (6.4 4) превращ ается в
! а.NIС[ИЭОТl(l+ RР( N2»)+ЕИ ИЭОТ2] J
t и 'н 111 1 + .
'н ( 1 + R ю ) ( Еи Ии н a. N1 (Еэ И" ОТ1) )
\ Rp(I+ N2) \ R ю R э
(6.446)
Рис. 6.21. Схема мульти ибра
тора на однотипных дреЙф08ЫХ
транзисторах с эмиттерной вре-
мязадающей RС-цепью и блоки-
рующим]] элемента ми.
Рис. 6.22. Схема мультивибратора на OДHO
ТИШIЫХ транзисторах с эмиттерным время-
задающим ИМЭ.
В момент выхода транзистора Т 1 из области наСblщения ero кол-
лекторный потенциал быстро падает и транзистор Т 1 открывается.
Возникает реrенеративный процесс, после окончания KOToporo тран-
зистор Т 1 запирается.
Длительность паузы между импульсами определяется скоростью
нерезаряда конденсатора С:
t п :::::. С ( R э + ) 'п lэ! R э + 132 Rp иc (tи) ,
N2+ 'Эl R3
Еи Иэ ОТ 2
Основн'ая нестабильность TaKoro мультивибратора определяется
температурной зависнмостью напряжений отпирания транзисторов.
Длите"lНЮСТЬ фронта импульса на коллекторе транзистора Т 1 ха-
рактеризvется, в OC!IOBllOM, скоростыо нарастания КОЛ,lIеКТОРНОI'О тока
при УП!JсiRлении транзистором по эмитт ру_ Так как обычно R И1 >
> R р' ТИ даже в пренебрежении влиянием этапа реr н рации из-за
насыщеШIЧ транзистора длительность фронта импульса оказываетс5'
порядка 'оу. Эту величину можно ОlIенить с ПОМОЩЫQ соотношения
t фр ....... Т"и In [1 + O,8R p /( UNJ R иJ O,9R p )], (6.4 7)
rде
(6.45)
"н< Ттн - R" нI (С"I + С И2 + С а2 +С М + Си).
Срез юшульса формируется при :,апирании транзистора Т J
терным сиrналом и отпир:шии транзистора Т2. Длительность
можно оценить с помощью приближенноrо соотношения
t cp ';:;;; (3... 5) t фр '
эмит
среза
rде lЭlRэ==Ез+/Э31R" U30Тl;
1 э2 ==
,
; ) 1
R p +R Н1 /(1 +1)N2)
258
9'
(6.48)
259
Изменяя величину сопротивления резистора R 3 С учетом условия
(6.43), можно реrулировать длительность паузы.
В качестве выходноrо импульса можно также использовать импульс
почти прямоуrольной формы с эмиттера транзистора Т2.
Если в мультивибраторе применяются дрейфовые транзисторы
с малыми напряжениями пробоя эмиттерноrо перехода, то необходимо
использовать разделительные диоды, как в п. 6.2.1 (рис. 6.21).
Для повышения стабильности частоты rенерации рассматриваемоrо
мультивибратора применяют те же способы, что и для устройства,
схема KOToporo показана на рис. 6.2. Чаще Bcero используется импульс
НЫй мостовой элемент (рис. 6.22).
При отпирании транзистора т 1 открывается и транзистор Т2.
Конденсатор С быстро разряжается через резистор R р и эмиттерные
переходы открытых транзисторов. Резистор R p (5 100 Ом), сопро-
тивление Iютороrо значительно больше сопротивлений открытых
переходов, реrулирует и стабилизирует длительность импульса.
Длительности ИМПульса, фро та и среза, а также скважность им
пульсов определяются совершенно так Же, КЮ{ в П. 6.2.7.
Схема еще одноrо варианта мультивибратора на взаимодополни-
тельных транзисторах приведена на рис. 6.24 и отличается от преды-
дущеrо тем, что используется только один ИСТочник питания. Сопро-
ЩЭ2
T1 \
R Jp
EK
в мультивибраторе на транзисторах с различным типом проводи-
мости (рис. 6.23, а) при формировании импульса оба транзистора одно-
временно открыты. Во время паузы конденсатор С заряжается Через
резисторы R з1, R p и R э2' Оба транзистора закрыты. Напряжение И э '
уменьшается по экспоненциальному закону с постоянной времени
"С 3 == С (R э1 + R p + R э2 ).
EK
Ц.и
п
RБU
.1
..... с
т
.i
Ev
S''(1 ОRэ u G H ,
Т2 Jl I
r? ) "Д.. С !
t<>........"у!К "'.. 1011 ,
l",....." ',""," 61 . ,J
'r'G'. /11 I
ПkРji Дм j
I tj " М '''' С'"
LЧ
6.3.2. Мультивибраторы на транзисторах с дополнительной
симметрией
R э
R Kf
t
Рис. 6.24. Схема МУЛhТl1вибра.
тора на взаимодополнительиых
транзисторах с эмиттерноЙ вре-
мязадаlOщей цепью.
Рис. 6.25. Схема мультивибра..
тора на взаИМОДОПОЛНl1телыlЫХ
транзисторах с эмиттерным вре.
мязадающим ИМЭ.
t
тивление резистора R p MHoro меньше R э, поэтому при разряде KOllдeJl
са'юра (во время формирования импульса) напряжение на нем YMell!>'
шается почти до нуля. Запирание транзистсра Т2 приводит к запиrа
нию Т 1. Запирающий потеНIlиал на базе Т2 устанавливается на УРОВ-
не Е "R/(R ,,1 + R). Конденсатор С заряжается от источника Е" че
рез резистор R э' При достижении напряжения отпирания Т2 ПрОl!есс
заряда конденсатора заканчивается, схема опрокидывается и начинает-
ся формирование ИМПУJlьса. При этом конденсатор разряжается через
насыщенные транзисторы и резистор R p .
ПРОIlесс формирования импульса развивается совершенно так же,
как в схеме с рис. 6.20. ПОЭТОМУ соотношения для t H , t фр и t cp не из-
меняются.
Длительность интервала между импульсами можно найти по фор-
tJуле
Е5
I
О" IВ ::H t==L t
б,
R Эf
а'
Рис. 6.23. Схема мультивибратора на разнотипных транзисторах с эмиттер-
ной времязадающей цепью (а) и временные диаrраммы процессов в неЙ (б).
Длительность паузы можно ОIlенить, пользуясь следующим соотно-
шением:
t п ::::::: "С з lп R э ! { 1+ 1 [ E,,
R э ! + R Э2 + Rp (Е э + IЭ31 R э иэ от 1)
(E" и,, ю) Rp Е" Е" R p + (Еэ иэ ОТ1) R p +
a. N , a. N , RI<1 N2 R Э2 a. N2 R Э1
+ и" ; :2 ОТ 2 (Rp N2 R э2 )]}. (6.49))
(ЕR иэ ОТ! иK п1) Rв/(R э + R p )+ lэз 2 R э
Е" Rю/(f<ю + 1<) + 'ЭЗ2 R э + (R 11 RюJ (/КЗl I Rзs ) иэ ОТ2
(6.50)
Нестаt'5ию,н()сть периода колебаний в рассматриваемом мульти-
вибратор , !,а[{ и в YCT{Jutk'I lJe, схема KOTopOro приведена на рис. 6.23,
98 3",\ 51 261
t п R э С In
260
определяется нестабильностью длительности паузы между импуль-
сами и зависит, в основном, от нестабильности напряжений И в от
транзисторов.
Заменяя времязадающую RС иепь на ИМЭ, можно стабилизировать
частоту следования импульсов в этих мультивибраторах (рис. 6.25).
Длительность периода мультивибратора можно реrулировать, из-
rеняя сопротивление резистора R M !.
При использовании в схемах на рис. 6.22 6.25 дрейфовых тран-
зисторов необходимо принимать меры, предотвращающие пробой эмит,
терных переходов (см. 6.21).
Длительность периода можно определить по формуле
Т :::::. t п :::::. СВ R B lп I I<B (L'1И з1 наиб + t-..и кl наиб)//(R в + i(Нl)(L'1И"1 наиб +
+ИНН2+ИОТ2)Jj, (6,51)
r.v:e L'1И"lнаИб==Е"+I'}31Rз Иэ,О1'I' ИНIнапб==Еf< Jf<31R"I ИНН1'
Длительность выходноrо импульса можно найти с ПОI\!ОЩЬЮ Bыpa
женил
6.3,3. Мультивибратор с эмиттерной емкостью
С R 1 FH+CBRf<j (Еэ+Еf<-t l!п RF»/СБR,)
t H " нl П
СВ R ю (Еэ+Е" -t 11<32 Rб)/С" Rб
Тоrда выражение для скважности импульсов при Е э, Е н» 1 нз 2RG'
можно представить в виде
Qe :::::. 1 + R3 Iп ( 1 + Ен ) / ( R н1 ]п ,Сб Rб ).
[ " 2С з R иJ ,
Нестабильность периода колебаний можно ОIlенить следующим об.
разом
(6.52)
Мультивибратор с эмиттерной емкостью (рис. 6.26) можно пост-
роить, заменив в устройстве, схема KOToporo показана на рис. 6.2,
одну из реостатно-емкостных коллекторно базовых иепей эмиттерным
конденсатором. В этом мультивибраторе скорость заряда, по крайней
мере, одноrо из конденсаторов не зависит от величины 1 из' поэтому
t n t и
"" LК1' 1
I I I t
"', -
Цff2 1 I
t
(6.53)
EI(
Е э
{(I(
>: >: 1:(АИ эj нанЬ + ИН Н2 + и О 1'2) R э
UT :::::' U1;+
t п lRа/(Rэ+R ю )] (LlИ н1 наиб+ АИ а1 наиб) (R B + R ю )
'v [ 6 Е ИНН2+ИО1'2 ()ЭОТ1 АИR1наИ б + 6 ( И и .) х
А Еа 3 И 2 и ОТ 01'2 В 011
(АИ В1 наиб + ИН Н2 + 01'2)
Х (Аиэ1 паИб+АИю наиб)
(АИ Э1 наиб + ин Н2+ИОТ2)2
+ 6 1В31 1 вз2 R B
х
Т2
+<'1 Е I +
Е н f< (АИ Э1 liаиб + Ин н2 + И О 1'2)2
MJHf наиб АИВl наиб ]
(АИ Э1 наиб + ИН н2 + И от2 )2 .
(6.54)
а
6
ДлитеJlЬНОСТЬ фронта и среза импульса на коллекторе транзистора
Т2 определяются так же, как для схемы симметричноrо мультивибра
тора с корректирующими диодами, т. е. по формулам (6.7) и (6.55)
( ср :::::. 2,2R H (Си + СМ + Сн)' (6.55)
Рис. 6.26. Схема мультивибратора с коллекторно-базовоЙ связью и эмиттер-
ным конденсатором (а) и временные днаrраммы процеССОIJ в ней (б).
по сравнению с обычным симметричным мультивибратором рассмат-
риваемый обладает большей стабильностью.
При отпирании транзистора Т 1 конденсатор С в быстро заряжается
через резистор RН!. Скорость перезаряда определяет длительность
импульса мультивибратора. Конденсатор С б при этом разряжается,
поддерживая транзистор Т2 в закрытом состоянии. Блаrодаря наличию
отключающеrо диода на коллекторе транзистора Т2 формируется пря
моуrольный импульс. Изменение напряжения на базе транзистора Т2
в ОСновном определяется скоростью заряда конденсатора С э, так как
обычно СБR б » С BR Н!' После переброса мультивибратора конден-
сатор С в начинает перезаряжаться через резистор R. Так как R в »
» R If, длительность закрытоrо состояния т 1 знаЧительно больше
длительности ИМПУЛьса, т. е. 'п » 'п' Следовательно, т "'-' 'п'
262
6.3,4. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Прlfмер 37. Выбрать схему и рассчитать reHepaTop импульсов со
следующими характеристиками: скважность Qe == 60, частота следо
ванин F == 10 Kru, амплитуда Иных т;::: 7 В, длительности фронта
tф-р ::( 0,07 l\IKC и среза t ep ::( 0,3 мкс, температурный диапазон
2О...50 0 С, температурная нестабильность не хуже 5%.
1. Выбираем схему мульТивибратора с эмиттерной времязадающей
цепью ШJ транзисторах с ДОПОJlНительной симметрией (см. рис. 6.23),
так как только такой мультивибратор может обеспечить скважность
импульсов Qc 60. Действительно, для мультивибратора, схема
KOToporo ПРИВОДIJIСН IIa рис. 6.19, наибольшая скважность импульсов,
263
оцениваемая с ПОМОЩЬЮ выражения (6.44а), ДЛЯ Ем == Е а. Вт 1
и R нl порядка 4R р равна
Qc наиб == 1 + :::::: 1 + Ra lп 1,57
t и Rp
или для R p "'" 0,5 кО'м, R а == 3,9 кО'м Qc :(;; 33. Для схемы на рис. 6.22
при R p '" 0,3 кО'м, R аl '" 47 кО'м, RRI "'-' 1,2 кО'м
Q '" 1 L R a l
}с наиб == I
R p +'ВХ 11 +, вх 12
lп (2 RpIRl\I) 1 + .0,406 ::::: 56.
In (RR1/R p ) 0,35
2. Напряжение источника коллекторноrQ питания находим по фор-
муле (6.35) Е и 1,35. 7В == 9,45 В. Выбираем Ен == + 12 В.
Напряжение источника эмитrерноrо питания примем равным Е 110
т. е. Е 8 === 12 В,
3. Требования к транзисторам формулируем с помощью COOTHO
шений (6.37) при ИКЭ тax;:::: 1.351Енl и (6.11). Имееl\l:
И нб 16,2 3, Изб т1 12 В.
При N 20 'tTN ........ 0,07 . 10 6/20 .2 .0,8 ::::: 2,2 нс.
Транзисторы типа П416Е и КТ312Б приrодны по всем параметрам,
за исключением И ЭБ о тах' Так как обычно R 81 R а2, то опасность
пробоя эмиттерноrо перехода существует только для транзистора Т 1.
Поэтому блокирующие элементы + Есм, Дб иR б достаточно
включить только в эмитrерную цепь транзистора Т 1. В соответствии
с условиями (6.9) и (6.10) принимаем Есм == + 12 В, R(j === 82 кО'м.
При Э'IОМ следует учесть, что должно выполняться условие
R б ?>'Их 1 1'
(6.56)
в качестве блокирующеrо диода выбираем диод типа Д220.
4. Требуемая от мультивибратора скважность достаточно велика,
поэтому соrласно условиям (6.44) и (6.49) при выборе сопротивлений
резисторов необходимо оrраничить отношение R H11 R р и увеличивать
отношение R аl/ R р'
Для повышения температурной стабильности длительности импуль-
са необходимо, чтобы выполнялось неравенС1'ВО
Rp 'их т 1 + r вх J 2'
(6.57)
в то же время сопротивление резистора Rp оrраничивает наибоЛЬ
шее значение импульсноrо тока транзисторов Тl и Т2: IK, и ты :::::
и с (O)/R p , rде И С (О) ::::: Е и . Выберем R p наименьшим, т. е.
R p == Rрнаим "'-' Еl\//К,иmах 12/0,1 == 120 О'м (при этом
R p » 'ВХ тl + 'вх Т2 + 'дпр "'-' 25 Ом). Принимаем R p == 270О'м.
Целесообразно выбрать отношение R Н1/ R р равным 3.. .5, так как из
условия (6.47) следует, что при RR1/R p 1,5 длительность фронта
импульса практически не зависит от величины R Hf, а при R 1'011 R р >
> 5 заметно уменьшается скважность импульсов. Кроме Toro, ис-
пользуя условие отпирания транзистора Т2 током резистора R 81,
264
можно оценить сопротивление резистора R и1 (для каждоrо значения
R аl)
R ........И /( Fа Uэотl UДот IR )
111 а ОТ2 Ral б наиб ,
(6.58)
т. е. R 1'01 следует брать наибольшим, чтобы иметь возможность увеJJИ
ЧIПЬ R 81 И Q с. Поэтому выбираем R [{1/ R р === 4. Следовательно, R нl ==
=== 1О80О'м. Принимаем R нl === 1,2 кО'м.
5. Принимая
R"1 R p + R а2, (6.59)
и решая уравнение (6.44) по заданным значениям скважности и часто-
ты импульсов, найдем емкость времязаД8ющеrо конденсатора С. По-
лучаем С == 3300 пФ.
6. Используя выражения (6.49) и условие (6.59), определяем требу-
емое СОпротивление резистора R 8!
R 81 ........ 98,33 . 10 6/3 . 1O 9 lп 1,86 :::::: 52,8 кО'м.
Принимаем R вl == 51 кО'м.
7. Проверяем, выполняется ли условие (6.58) для R 81 == 51 кО'м.
Должно быть R иl > (1,1...1,3) кО'м. Условие выполняется.
8. Сопротивление резистора R в2 рассчитываем из условий (6.59),
(б.57) и неравенства
R 8i 1 "з2 наиб + (1 азl наиб + 1 НЗ\! наиб) R и1 :(;; И 8 оТ2 наим' (6.60)
В результате R а2 :(;; 0,8 кОм. Принимаем R а2 == 680О'м.
9. О'llениваем температурную нестабильность длительности ИМ-
пульса и периода колебаний мультивибратора:
БU 01'1+UОТДБ(UЭОТl+UФТДб) '" 45.1,3 01 "'"" 22 01
б == 70 === , 70,
I.. ии/Т)(Е" +и аОТ1 +UOTIJ(j) 13,3.1,95
01 61
U
.t n
R al l . Е (РИ UН н) R p
, С н + 8 +
R 1 + Ra," + R p a.. I a. N2 RId
] . r 1 /(Еа И вотl И от)]{( би8 OTl U З oтl
+И н If! Uэ o'rl иот иа OT
OиOT Дб иО'! Дб б uэ 0'1'2 И от)(Еfj И" 81) R"l/(R"1 + R a2 + R p )+
+ (б иэ ОТ! И Э .1'1 + Б UОТ Дб и 01 До) [Еа + E,, иa 011 И от Дб Иа 012+
+ и" нl (ЕН ИR и1) R p /Rl\ll R"ll(R"1 + Rp + R э2 ») ==
[( 4,'j.О,65 45.0,65 3().0,З) 11,2.0,965 + 1 ,3.20,8.0,965] %
0,965.0,628.10,7.20,8
420
% :::::: 3 %.
20,8.10,7.0,965.0,628
Тш им оБР $ОМ, температурная неСlаБИJJЬНОСТЬ О!1азывается лучше
треБУi;МОЙ б 1 == 5%.
--+
265
10. Проверяем, не превысит Ли обратное напряжение на эмиттер-
IЮМ переходе Т2 величины UЭБ, о тах:
U (Еа+Ен) R 24.0,68 О 31 В.
эбт2П8llб'-":: Ra 1 + R a2+Rp а2== (0,27+0,68+51) ,
11. Определяем ющность, рассеиваемую каждым резистором, Для
всех резисторов Р < 0,125 Вт.
Пример 38. B"'SpaTb схему и рассчитать reHepaTop импульсов со
слеДУЮI1IИ Ш характеристиками: скважность Qc == 50, частота следо-
вания F == 10 кrц, амплитуда U вых т >- 8 В, длительности фронта
t фр Е;;; 0,05 KC и среза импульса ' ср 0,2 мкс, темп ратурный диапа.
зон 20... 50' С, относительные изменения напряжении питания :!::IO%,
сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов :1:2 %. Неста.
бильность частоты импульсов не более 5%.
1. В отличие от предыдущеrо примера требования к стабильности
длительности формируемоrо импульса значительно жестче, поэтому
следует выбрать несимметричный мультивибратор с эмиттерным ИМЭ,
что позволит увеличить предельную скважность формируемых любым
мультивибратором импульсов. Поэтому остановимся на МУJlьтивибра
Торе, схема KOToporo показана на рис. 6.21. Для нее [см. формулу
(б,33)]
Qc 88иб 1 + "СМ In ( 2 R a ) / СМ! С М2 (Rр+'пр)'
Ra + R M 1 С М1 + С М2
При C Ml ==5C M2 , RMl 10 кОм, Rр+rпрд 51 Ом и Ra 3 кОм
имеем QC 8811б 52.
2. Напряжение источника коллекторноrо питания находим по фор-
муле (6.35):
Е Н 1,35 · 8 == 10,8 В. Принимаем Е Н == 12 В.
Для увеличения стабильности схемы напряжение источника 9МИТ-
TepHoro напряжения выберем равным Ею т. е. Е а == + 12 В.
3. Условия, которым должны удовлетворять пара метры траНЗII'
сторов, определяем с помощью соотношений (б.37) при UКЭ," твл
/Е н / и (6.11). Имеем UКЭ,эшах 12 В, и'::)ь,о тах 12 В. При
N 20
т. е. так же, как в схеме на рис. 6.20. Поэтому параметры, определто
щие длительность импульса, рассчитываются так же, как для схемы
иа рис. 6.20.
Учитывая требования п. 4 предыдущеrо примера и СОотношение
(6.47), можно найти R p и R HI . Условие (б.57) оrраничивает R p , откуда
R p » (15...30) + (80...100) == (95...130) Ом. Следовательно, R p
(700...800) Ом. Соотношение (6.47) при некотором R HI /R p по
9воляет рассчитать по заданной длительности фронта наибольшее до-
пустимое R нl :
RK1/Rp
1,5
2,0
3,0
4,0
RI<I 1100 ОМ 1700 Ом 3000 Ом 4600 Ом
Пр 7.50 Ом 870 Ом 1000 Ом 1200 Ом
Принимаем R p == 0,82 кОм, R HI == 1,6 кОм. ПрС'зеряем по фор-
муле (б.12), удовлетворит ли такой резистор заданной длительности
среза ' СР 0,08 нс. Считаем, что условие (6.59) выполняется. Тоrда,
решая уравнение (6.44), находим эквивалентную времязадающую ем-
кость
О 05.]0 a
"CTN 0.2.0,8 == 1,6 нс.
Выбираем транзисторы типа П416Б (см. приложение 1 II)
ДЛЯ предотвращения пробоя эмиттерноro IIерехода транзистора Т I
необходимо ввести блокирующие элементы Е см, R б И Дб (см. рис. б.21
и 6.4). Используем ЕСМ == 1,2 В. чтобы не ухудшать температур.
ную нестабильность устройства, в качестве диода Дб выберем диод Toro
же типа, Что и в ИМЭ, т. е. Д220. В соответствии с условиями (6.9),
(6.10) и (6.5б) принимаем R б == 7,5 кОм,
4. В рассматриваемом мультивибраторе импульс формируется при
быстром перезаряде конденсаторов моста через резистор R р, диоды
Л М И Д() И входное сопротивление транзистора Т 1 со стороны эмиттера,
66
Сак == C Ml C M2 /(C Ml + С м2 ) '" 2.10 6/(2 + 80 + 6 + 820) х
х 1п [2/( 1 ,002. 0,8») 2300 пФ.
Принимаем С аН == 2300 пФ.
5. При заряде конденсаторов моста необходимо, чтобы раНhIие от-
крылся ДМ> а не транзистор Т 1. ДМI этоrо нужно, чтобы в момент,
предшествующий отпиранию диода, выполнялось условие
Ea (EH U на Т2 + Еа U см1) Ra/(RMl + Ra) < U ОТ Дм + U а OTl' (6.61)
Обычио Е н U Ha 'f2 (0,8...0,9) Ек, U CM1 « Е н + Еа, так как
при большой скважности импульсов для уменьшения эквивалентной
емкости принимают С М2 == С м ,/5. Откуда имеем R a /R MI 1,15.
При выполнении этоrо условия длительность паузы определяется
Только длительностыо ПрОIlесса перезаряда конденсаторов моста, т. е.
Выполняется условие, ПОJIУЧСНlюе при упрощении соотношения
(б.33): t п "См 1п2.
Считая, что "С м l == "С м 2, находим R мl, используя условие 5 С м2 ==
== СМ! И ве.rшчину С аю откуда С М2 == 2400 пФ, С мl == 12000 пФ:
R 98.10 6.0,Ю fil,2 10 Н 10 О
== ' к м
Ml In 2.2,3. JO 9.5 5 .
Принимаем R M1 == 10 кОм. Находим R а 11,5 ({Ом. Выбираем
R э == 13 кОм. При отпирании Т 1 ток 1 R H "" 0,9 мА, т. е, выполняется
условие I R, » 1 R rаиб , Следовательно, ВЛиянием цепи смещения на
нестабильность характеристик схемы можно пренебречь.
б. Вычисляем
R 98.10 a.0,83 51 кОм,
M2 ln2,2.3.10 9
267
Принимаем R M2 ::::о 51 кОм.
7. Оцениваем полную нестабильность частоты следования импуль-
сов по формулам (6.34):
и отр . U OTnM
б 1 б. == б t + бu о м uu .
'п м т Дм и о 'п 2 о иl} I n 2
rде и о ::::: EK и RЭ'f2 == ив ОТ2 + Е" Rp ><
X( N+I)/[RK1+Rp( N+ 1)1 ::::: ]1,7 В;
6, ::::: 2+ 0.5.30'0,65 + 10. 0,65 4 %.
0,69.11,7 0,69.11,7
Нестабильность м ньше требуемой.
8, Находим мощность, рассеиваемую резисторами схемы, Рези-
стор R р рассеивает мощность порядка (Е н)2/ R р ::::: 0,1 9 Вт. Следо-
вательно, принимаем Р f.l.р == 0,25 Вт. Остальные резисторы рассеивают
мощность, меньшую 0,125 Вт.
Задача 34. Рассчитать мультивибрuтор на однотипных транзисто-
",ах с времязадающим мостом в цепи эмиттера по следующим данным.
Амплитуда И 1Пульсов и ВЫХт > 111 В, их длительность t и == 5,0 мкс,
скважность Qe == 25. Длительности фронта t фр -< 0,2 мкс и среза
t ep 0,5 MI(C, Емкость наrrузки СП == 20() пФ. Температурный диа.
пазон 20...55" С. Температурная нестабильность частоты Б F 5%.
Общая нестабилыlOСТЬ частоты Б F 10% при Б Е == :i: lО%. ОПfJе
делить ]Jопустимые отклонения сопротивлений и емкостей.
Задача 35. Рассчитать мультивибратор на разнотипных транзи-
сторах, удовлетворяющий следующим условиям. Амплитуда импуль-
сов и выхт ;;;. 8 В, длительность t и == 5,0 MI{C, скважностЬ Qc == 20,
длительности фронта и среза не более 0,7 мкс. Температурный диапа-
зон 20...85 С С, температурная нестабильность длительности импульса
б/и 10%. Ем!юсть наrрузки СВ == 360 пФ.
Задача 36. Рассчитать мультивибратор на взаимодополняющих
транзисторах с эмиттерным ИМЭ, удовлетворяющий следующим yc
ловиям. Амплитуда импульсов и ВЫХт ;;;. 5,0 В, длительность t и ==
== 2,0 мкс, скважность Qe cr: 80, длительность фронта t фр 0,05 мкс
и среза t ep 0,2 мкс.
Температурный диапазон 20...100" С. Общая нестабильность ча.
стоты при б в == :i:5%, Б R == :i: 2%, ба == :!::2% не хуже 6%. Тем-
пературная нестабильность длительности импульса б/и 6%, Ем-
кость наrруз!{и СВ == 100 пФ.
6.4. Ждущие (заторможенные) мупьтивибраторы
в тех случаях, коrда нужно сформировать ОДИНОЧlJЫЙ импу"'Н>с'
С заданными парамetрами или задержать импульс (часто на изменяе-
мое в определенных пределах время), используется ждущий режим
работы мультивибратора. Для создания TaKoro режима необходимо
268
'J";'
;';' .
\ .'.
;l"
"
:{.
запирающее смешение для ОJIIюrо из транзисторов, создаваемое заряд-
ным током конденсатора, заменить ПОСТОЯННbJМ.
Анализ и расчет ждущих мультивибраторов мало отличаются от
анализа и расчета соответствующих автоколепательных устройств.
Поэтому в настоящем разделе будут кратко рассмотрены лишь особен-
ности первых.
6.4.1. Схемы ждущих мультивибраторов и основные расчетные
соотношени;;
Большую часть схем ждущих мультивибраторов можно получить
из приведенных выше путем их незначительноrо преобразования.
Мультивибратор, схема KOToporo показана на рис. 6.2, леrко превра-
тить в ждущий, введя запирающее смещение и заменив одну из eMKU
стных коллекторно-базовых цепей реостатно-емкостной (рис. 6.27).
и о!
их,
D
а
Рис. 6.27. Схема аатор оженноrо мультивибратора с penctaTflo-емкостной
коллекrорно-баЗОiJОЙ Свяаью (а} и временные диаrраммы процессов
в ней (б),
Расчетные формулы для параметров остаются теми же, что и для
схемы на рис. 6.2. Параметры запирающей цепи Е ем , R б , Дб
находятся так же, как в симметричном триrrере (см. rл. 5). При опре-
делении допустимой частоты запускаюших сиrналов вместо длитель-
ности паузы следует брать время восстановления ждущеrо мульти-
вибратора, оцениваемое так же, как для симметричноrо триrrера:
т воест 2,2С 2 Rlll R 2 .
(6.62)
Относительную нестабильность длительности импульса можно оце-
Пить по формуле (6.8).
При запуске ждущеrо мультивибратора импульс запирающей по-
лярности подается в коллектор запертоrо транзистора либо импульс
отпирающей полярности подается в базу Toro же транзистора. Досто-
инства и недостатки этих спо<.:обов обсуждаются в rл, 5.
269
>Кдущий режим работы мультивибратора с эмиттерным времяза-'
даЮЩИl\1 кондеНСаТОРОМ (см. рис. 6.20) можно создать двумя способами.
При первом в исходном состоянии заперт транзистор Т 1, для чеrо
П,остаточно исключить источник напряжения Е э' ТOI'да после разряда
Iюнденсатора С эмиттерный переход транзистора Т 1 остается запертым
за счет смещения U эl == 1%1 R э, создаваемоrо ТОIЮМ I эзl на рези-
сторе R э' Точное значение запираlOщеrо смещения I\ЮЖНО найти rpa-
фически.
Длительность фронта и среза импульса, а также длнтельность вы-
ходноrо импульса можно найти при ПОМОЩИ соотношений (6.47), (6.48)
и (6.44).
Длительность стадии восстановления можно оиенить
ТВОССТ '" (4... 5) С (На + 'вых т,) (4,.. 5) R С,
а скважность импульсов при C1 p>'" И t">'8 определяется выра-
жением
Qc J +(4 .. п)(R,,/R p ) Iп(R"11R р )' (6.64)
Наибольшее значение скважности ЛUСПН зет 40.. .50.
Выходным импульсом будем СЧНЛJТЬ импульс, формируемый либо
на коллеl{торе транзистора т 1, либо на ,:щиттере Т2. В первом случае
длительности фронта и среза меш,ше, Чб1 во втором, но наrрузочная
способность lюллекторноrо выхода 1'1 ниже.
Обычно для запуска мультивибратора используют коллектор Т 1,
хотя можно применить и базовый ВХОД, для чеrо базу транзистора
следует заземлить через резистор R б (сопротивлением не менее
1...2 кОм). Однако в этом случае уменьшается амплитуда выходноrо
импульса, увеличивается длительность t и и уменьшается скважность,
Можно также обеспечить ждущий режим работы схемы на рис. 6.20
без каких либо изменений. Для этоrо нужно сохранить насыщенное
состояние трапзистора Т 1 И после окончания процесса перезаряда
((Онденсатора, т. е. необходимо выполнить условие
по формуле
(6.63)
a N , p
Rd
----.
9" .
R К1
(6.65)
Этот вариант создания ждущеrо режима работы мультивибратора
заметно снижает скважность импульсов (так как R э < R "1) И об-
ладает еще некоторыми недостатками: выходной импульс формируется
только на коллекторе транзистора Т 1 и запуск можно осуществлять
тоже только через коллектор Т 1.
Длительности фронта и среза практически не изменяются (по срав-
нению с предыдущим мультивибратором).
Длителыюсть стадии восстановления оценивается по формуле
(6.64), а длительность импульса можно приближенно найти по фор-
муле
t и С (Я р + r вых Т2 + R э ) 'п {(Е" + Ее)! Е н ). (6.66)
Ждущий режим работы мультивибратора, схема KOToporo пред-
ставлена на рис. 6,23, можно обеспечить таким же образом, как в
270
""с
мультивибраторе па рис. 6.20. I1l\JПУЛLС формнруется совершенно так
же. Длительности импульса, ero фронта и среза можно определить по
формулам (6.47), (6.48) и (6.44), а время восстановления по формуле
(6.63). Запуск осуществляется тзк же, как в заТОРl\lOжешюм мульти-
вибраторе на рис. 6.20. Скважность импульсов достиrает 100...150.
Ждущий режим работы МУJJыивибратора на рис. 6.24 можно полу-
чить при R > R"I' Почти rзсе расчетные соотношения сохраняются,
лишь ДШI определення длительности стадии восстановления следует
воспользоваться соотношением (6.63). :')апуск осущеСТ Л5Iется черtЗ
коллекторную иепь JIlобоrо ТрClнзистора.
н
у
EI(
e'
R KZ
l1''':2
Т2
'
r R кl тR э
.
икt ......
+ f:
а 5
Рис. 6.28. Схема эаторможеНllоrо мультивибратора с ЭМlIттерной
связью (а) и временные диаrраммы процессов в ней (б).
Среди ждущих мультивибраторов особое распространение находит
вариант с эмиттЕ'РНОЙ связью (рис. 6.28). Мультивибратор формирует
разнопол рные импульсы почти прямоуrолыюй формы на коллекто-
ре и 9миттере нормально васыщенноr'о транзистора Т2. Отсутствие
связи между коллектором транзистора Т2 и цепью положительной
обратной связи позволяет включать вместо коллекторноrо резистора
JII0бые друrие элементы,
В исходном состоянии транзистор 1'2 насыщен, для чеrо необхо-
димо выполнение условия
N, Я"2::> к нас R, (6.67)
Транзистор Т 1 заперт смещением U э, т. е. U б U э О или
I (I:,, J"Зl N 1 .11 Rt I Е" I Ra (6.68)
R 1 + [{. 2 /(а +RH2 .
При подаче ВХОДlIоrо сиrнала транзистор Т 1 открывается или даже
насыщается, а транзистор Т2 закрывается, так кык поступающий на
е,['о базу перепад запирающеrо напряжения заметно больше перепада
отпирающеrо напряжения на ero 9миттере. В этом состоянии уст-
ройство находится до тех пор, пока из за перезаряда конденсатора С
потенциал базы не ИЗ Iенится настолько, что тра1l3ИСТОР Т2 вновь от-
271
,
/
кроетС'п. После 3Toro мультивибратор возвратится в исходное состоя-
IIие.
Амплитуду выходных импульсов на коллекторе и эмиттере транзи-
стора Т2 можно оиенить по формулам
/).и л2 Ел R л2 /(R Л2 + R ), (6.69)
/).и в :::: Ел Rа(R л1 RЛ2)/I(R'll + R з )(R Л2 + R )J. (6.70)
Длительность импульса, определяемую временем перезаряда кон-
денсатора С, можно наlП 11, если воспользоваться соотношением
[ 8 RЛ2 (R K1 + R э ) ]
t и :::: CR 'П . л RII1 :R И2 + R э ) + R J
1::,,+I"B2R Rиi'
rne R l сопротивление верхнеЙ частоты потенциометра R лl между
движком и ШИНОЙ питания. Изменяя R I' можно реrулировать дли-
тельность формируемоrо импульса.
НестаБИJIЬНОСТЬ длительности импульса (из за температурной за.
висимости 1 И3) при R R 1,2 R 8 И Е е >- R J кв \1 можно оценить по
формуле
(6.71)
б t :::: 6, R/ кя2 /2Е ll lп2. (6.72)
и 1т2
Длительность стадии восстаНОВJI{:'IШЯ определяется временем пере-
sаряда конденсатора
TBOCCT (4... 5)C(RRI+Ra)' (6.7.3)
Длительности фронта и среза импульса на коллекторе транзистора
Т2 рассчитывают по формулам
t фр :::: "Сел (RR1 + Re)/( N, (R Kt + R э )], (6.74)
t cp :::: "Сан R B I't/( RR2 + R э ). (6.75)
При использовании дрейфовых транзисторов в ждущих мулы 11'
вибраторах ПРИНl1маЮ1СЯ те же меры д.'IЯ защиты эмиттерных перехо-
дов от пробоя, что и в автоколе6ательных (см. п. 6.2.1).
Так же поступают и при необходимости улучить форму импульсов,
увеличить их скважность ИJIИ изменить Длительность и стабильность
импульса (см. п. 6.2.2).
Следует отметить, что для ждущих мультивибраторов с эмитrер'
ной времязадающей цепью наиболее удобным споссБО J стабилизации
временных характеристик является ПримеIlеНlJе ИМЭ.
6.4,2. Примеры расчета и задачи ДЛЯ самостоятепьно
проработки
Мультивибраторы в ждущем режиме рассчитываются совершенно
так же, как и соответствующие мультивибраторы, ра(ютаlOщие в авто-
колебательном режиме, причем предеЛЫibIе параметры обоих видов
УСТрОЙСТВ почти одинаковы.
272
т
.Ь-)'
Пример 39. Выбра1 ь схему и рассчитать ждущи й rеператор импуль-
сов, удовлетворяющий следующим условиям. Амплитуда BbIxoJ,Horo
импульса U ВЫХт 15 В, длительность t и == (5...20) мкс, частота
следования запускающих импульсов F == 40 Kru, длительности фрон
та и среза t фр , t cp < 0,75 мкс, емкость наrрузки СВ == 200 пФ, тем-
пературный диапазон +20...+55 С С. Температурная нестабильность
длительности импульса не хуже 5% при бя., б(.. == + \()%.
1. По заданным значениям скважности импульсов и их длитель
ности можно выбрать ждущий мультивибратор с эмиттерной связью
(рис. 6.28), имеющий примерно те же предельные значения указанных
параметров, что и симметричный мультивибратор с коллекторно
базовыми связями. Для увеличения Qo Вllиб применим (в коллектор-
ной цепи транзистора Т 1) встроенный эмиттерный повторитель
(рис. 6.7, 6.8). Длительность импульса будем реrУJlировать дискрет-
но, переключая конденсаторы С, и плавно с помощью R J (рис. 6.18).
2. Напряжение источника коллекторноrо питания определяем по
формуле (6.35): Е/I ;::: 1,25 . 15 == 18,7 В. Выбираем IЕ л / == 24 В.
3. С помощью соотношений (6.37) Оllениваем лопустимые напря-
жения коллекторноrо и эмиттерноrо переходов транзисторов:
Икэ, 3lIJax;::: 0,751 Е и 1==18 В; U ЭR , О Ш8Х;::: 0,251 Е и 1==6 В,
uкэ. 3 шах;;;::' 2.(), 751 Е и I == 36 В; И ЭБ , О 'IlQХ;;;::' I Е н I ==?4 В.
По заданному значению Qc наиб С помощью выражений (6.З), (6.71),
(6.7З) находим требуемую величину N транзисторов
:::: 1 + 0,695.4'BR
К иао (tI,v + 4)
R 'п 2
Qc наиб == 1 + , tI В
(3... 5)R ю ( /11+4)/(4 N)
ДЛЯ Квас == 2 f}N;::: 20,0.
Используя выражение (6.11), рассчитаем звачение 'tJN, как и в пре-
дыдущих примерах\
о 75.IO 6
'C1N е:; ' :::: (0,42... 0,63) мкс.
0,75.0,8.(2... 3)
Если ввести блокирующую базовую цепь R БДБ (см. рис. 6.4) и при-
нять напряжение запирающеrо смещения близким к нулю, то полу
ченным требованиям удовлетворят транзисторы типа МП40А (см. при
ложение 111). Однако, коrда транзисторы работают при повышенной
температуре, напряжение U КЭ , з ПIах уменьшается до 20 В. Во избежа
ние пробоя транзисторов следует ввести в коллекторную цепь Т/,
цепь Е ф , Дф и R ст, фиксирующую коллекторное напряжение.
Условие Е ф < 20 В можно выполнить с ПОl\ЮЩЬЮ ДВУХ последо-
вательно включенных кремниевых стабилитронов типа Д809. Сопро
Тивление резистора R ст, задающеI'О наименьший допустимый ток ста-
билитроноq, выбираем равным 1 кОм,
В качесrве диодов Дф и Дб используем Д!юды типа Д20.
4. Предполаrая, что RRj, Н2» R э , с ПОМОЩhЮСООТllошений (6.7]),
(6.72) по заданноЙ температурной нсстаБИJlL!IOСТИ длительности им
273
&:
пульса находим наибольшее допустимое сопротивление резистора:
{ [ 61 UнэR)+6 ( u +и +и )
о т На э 0'12 от И Н Х
lп (Е н + /И3 R Uин Uв OT2 иOT)2
(ИЗ ОТ2+ И ОТ + ИИ 11)] R И2 Е и } == 100% Х
Х R ю Jn (1 + 24/23,5)
Х { (зо.о,7 11,4IнзR) } 5%.
24
Нахоли\! наипот,шсе ДОПУСТШlOе сопротивление резистора:
R 73,B.10 3 4 6. ]03 Ом.
,
lиз
При таком значении R даже дЛЯ N == 20 и К нао == 2 сопротивле е
R п2 430 Ом, а ток 1 и н 50 мА < 1 и наиб' Принимаем R
== 4,3 кОм.
5. Из условия (6.]) определяем R и2 430 Ом. Выбира м R п2 ==
470 Ом.
6. По формуле (6.69) находим R а == 0,15 кОм.
7. Используя соотношение (6.75) и учитывая деЙствие фш{сирую-
щеrо диода, проверяем, правильно ли выбран тип транзисторов
'ан == 't\N + [С н + СМ +(1 + N) .С п ] R и (3,18+ 0,52) МКС,
(ер == 3,7. 1 0 6. 470. 150. 0,75/(620. 6?0) 0,5 МКС.
Длительность среза оказывается меньше требуемоЙ.
8. При определении требуемоrо значения N в П, 3 принималось
R 1\1 '" R н2' Поэтому обычно выбирают
RII1 (1,5... 2,0) R"2' (6.76)
Принимаем R пl == 910 Ом.
9. По формуле (6.7]) рассчитываем емкости конденсаторов С.
Так как длительность импульса изменяется с помощью потенциомет-
ра R l не более чем в 2 раза, то весь диапазон реrулирования делим на
три ПОДДиапазона. Наибольшая емкость
С 20.10 6 665 Ф
наIlб 4,3.103.0,7 , н.
ЛРИНИl\lаем С ПаИб == 7500 пФ. Затем находим наименьшую дли-
тельность импульса при Спаи б И определяем следующее значение
С , == 11,5.10 6 == 38 нФ П Р ИНlIмаем С' == 4300 пФ. И наконец,
4,3.103.0,7 ' .
С == 7 .IO 6 2 3 нФ. Принимаем С наим == 2400 пФ.
папм 4,3.103.0, 7 ,
10, Проверяем, обеспечивается ли время восстановления исход-
Horo СОСТО5IIIИЯ мультивибратора при Qc наиб == 10:
т воест (3 .., 5) С наиб (R a 11 R И2 + r д пр + r б2 + R Иl1 N), (6.77)
Т ВОСС,! == (3,,, 5).6,8. 1 0 9(50+ 110 + 200) :::::= (3,7... 6,1) МКС Т восст треб'
274
11. Используя условия (6.68) и условие насыщения rраНЧистора Т I
[ (ЕИ И"П1)Rэ +и J( J...+J... ) Кпэе ( Е" и,,н ) ( 6.78)
R' Rиl + R э 8 от /{' R" ;:/" N НIIi + '(а I
находим сопротивления R' 3,6 кОм, N," == 1,1 кОм.
12. Сопротивление резистора в эмиттеРIIОЙ цепи транзистора Т3
можно выбрать, задав лишь ОДНо условие: чтобы при насыщеННО 1
транзисторе т 1 ток через транзистор ТЗ обеспечивал нормальный pa
бочий режим прибора. Выбираем RI == 3 KOl\oJ.
13. Оцениваем сопротивление резистора R l и потенциометра R I,
учитывая, что R l 0,5 R пl . Выбираем R l 390 Ом. Тоrда
R I == 620 Ом.
14. Рассчитываем мощность, рассеиваемую резисторами схемы:
P R 0,703 Вт, принимаем РР. == 1 ВТ;
т ш
PRa 0,22 Вт, принимаем PR == 0,25 ВТI
P R 1 '" 0,461 Вт, принимаем P R ' == 0,25 ВТ, P R " == 0,5 Вт.
и кl кl
Все остальные резисторы рассеивают мощность, меньшую 0,125 Вт.
15. После расчета всех элементов схемы рассчитывается цепь за-
пуска.
Задача 37. Рассчитать заторможенный мультивибратор на одно-
типных транзисторах по следующим ИСХОДным данным. Амплитуда
выходноrо импульса U вых m 5 В. Наибольшая частота запускающих
сиrналов F НаИб == 82 Kru, Длительность выходных импульсов
t и == (2,5...5,0) мкс. Дtштельность среза импульса не более 0,2 мкс.
Емкость наrрузки Сп == 100 пФ. Температурный диапазон 20...850 С.
Допустимая температурная нестабильность длительности импульса
б t 5%.
и
Задача 38. Рассчитать заторможенный мультивибратор с эмиттер-
ной связью по следующим исходным данным. Амплитуда импульса
иBыxт 8 В, ero длительность t и == 100 мкс. Время восстановления
не более 20 мкс. Длительности фронта t фр ] ,О мкс И среза ' ер
5 мкс. Емкость наrрузки СВ == БОО пФ. Температурный диапазон
20...850 С. Допустимая нестаБИJlЬНОСТЬ длительности импульса бiн
4%.
'.
А'
rn...7
БЛОl<инr rEHEP А ТОР.
7.1. Режимы работы и основные характеристики
БJlок!!нr rепер1JТОрОМ lJазывают реrенеративное устройство на од-
!1ОМ ус II.'IИтелЬНOiIl каскаде, в котором обратная связь осуществляется
с помощью трансформатора (рис. 7.1). Блаrодаря реrенерации возра.
стает крутизна нарастания и спада выходноrо импульса (поэтому со-
кращается время, в течение KOToporo формируются фронт и срез); По-
вышается наrрузочная способность схемы и уменьшается нестаfiиль-
ность ПёрамеТР08 выходноrо импульса.
Бло!(инr rе!lератор может работать в автоколебательном и ждущем
режш:ах В аl3тcJколебателыlмM режиме блокинr-I'енератор (рис. 7.1, а)
используют как релаксационный rеиератор прямоуrольных импуль,
сов. В ждущем рtжиме блокинr rенератор (рис. 7.1, б) применяется
лля усилС'ния, преобразования и формирования коротких импульсов
с I<РУ1Ь:МИ ПС'Р('!!ЭДJl\Ш. При ЭТОМ устройство может иrрать рощ, Kal(
!
i ti<
r' ',' f
D [ 1 I ) I [ ." ...
1\ ., l'RhJ
1, i J СН «.,';' !V) l "1" '}
, I З), ( . h
L. .... . I . LJ W "
.. - t О
\ 1,-
V '\ i(1
cr d
C}Н: ;
I! . Ль \.:::.,'/
Еем .......
а
r OEK
.- '"'"\ I {CIIr-----l
T QНI/:f Д
с 1 Со
11:(
O "T{> I
ДВх R{j I
l:l '''П.R I
'Е ем --
t5
Pr.r. 7.1. Схемы блокинr.rенераторов на биполярном транзисторе при рабо.
те в автоколебательном (а) и ждущем (б) режимах.
усилителя"формирователя, так и усилителя оrраничителя. В первом
случае ЩilпельнCJСТЬ BbIxoJIHoro импульса определяется параметрами
схемы. Во втором длительность выходноrо импульса зависит от дли-
тельности ВХОДноrо импульса.
Блокинr-I't нератор обладает высокой экономичностью, так как он
потребляет энерrию только в течение формирования выходноrо им-
пульса. УсилительныЙ элемент находится в проводящем состоянии
в течение коротких промежутков времени, поэтому можно использо-
вать сильно форсированный режим. В этом случае сравнительно мало
мощныЙ элемеIIТ обеспечивает токи значительной величины. Тем самым
существенно СОJ\ращаЮIСН )I.лительности фронта и среза, так как уско-
276
,
ряется перезаряд паразитных емкостей. На выходе блокинr rенера..
тора можно получить имПульсы с длительностью фронта порядка де-
сятков и единиц наносекунд.
При помощи блокинr-rенератора можно формировать мощные им-
пульсы наносекундноrо диапазона. Даже при использовании сравни-
тельно маломощноrо усилительноrо элемента мощность в импульсе
может составлять десятки и сотни ватт.
Трансформатор в цепи обратноЙ связи дает возможность corv1aco-
вать выход схемы с ее входом, блаrодаря чему заметно возрастает KPy
тизна нарастания фронта выходноrо импульса. Одновременно он обес
печивает rибкую связь с наrрузкоЙ, позволяя получить импульсы Ha
пряжения любоЙ полярности с амплитудоЙ, превосходящеЙ напряже
ние источника питания, или импульсы тока, большеrо тока усилитель-
Horo элемента.
В настоящее время наиболее часто применяются блокинr-rенера
торы на биполярных транзисторах.
7.2. Схемы и расчетные формулы
При работе блокинr rенератора в автоколебательном режиме
(рис. 7.1, а) полярность напряжения Есм выбирается отпирающей,
поэтому по мере разряда конденсатора С потенциал базы, изменяясь
монотонно, достиrает напряжения отпирания транзистора и в схеме
автоматически возобновляется новыЙ цикл формирования выходноrо
импульса. Обычно в качестве Есм используется источник коллектор
Horo питания. I
При работе блокинr-rенератора в ждущем режиме (рис. 7.1, б)
полярность напряжения Есм выбирается запирающей, поэтому после
полноrо разряда конденсатора С транзистор остается закрытым и HO
вый цикл формирования И"vшульса не может начаться до тех пор пока
на вход схемы не поступит импульс, отпирающиЙ транзистор. д я за
пуска блокинr rенератора, работающеrо в ждущем режиме, обычно
используется ero базовый вход. Полный цикл формирования импульса
можно разбить на следующие стадии.
Стадия формирования фронта. Начинается в момент времени t o
(рис. !.2), коrда транзистор отпирается и в схеме блаrодаря pereHepa-
ТИВIЮuИ связи начинается лавинообразное нарастание токов и напря
жении. Эта стадия заканчивается, коrда транзистор попадает в область
насыщения и перестает усиливать, поэтому реrенерация прекращается.
Условие реrене ации, обеспечивающее лавинообразное изменение
токов и напряжении, для транзисторноЙ схемы можно записать в виде:
К; Yuc > 1, (7.1)
rде К; == PN YH коэффициент силения по току с учетом шунтирую
щеr де ТВlIЯ цеп.и обратнои связи; Ун == [1 + rб R" (l + N )f(rб +
+ RH) r HJ, коэ фициент токораспределения в коллекторной цепи;
'\'ос==пRн/(RII+rб) коэффициент передачи тока по цепи обратноЙ
277
1
связи; R;, R" п ; 'б == п 2 'б СОПРОТИЕлени R и и 'б' приведенные
к первичной обмотке; п== W 1 /W t и п,,==о Wl/lV коэффиuиенты тран-
СфОРl\Iапии в uепях обратной связи и в цепи наrрузки. "
Величину коэффиuиента трансформаuии в цепи" обратнои связи
следует выбирать так, чтобы во время реrенеративнои стадии переход-
ные проuессы протекали с наибольшей скоростью. Блаrодаря YCKope
нию реrенеративных процессов сокращаются длительности фронта ,И
среза Иl\!Пvльса и, что не менее важно, повышается надежность и ста-
билыIOСТЬ. работы блокинr-rенератора. Оптимальное значение коэффи
115 I
J
1
1
I
I t J
I t
I
I
lfi
t
ИЮ
lJl( наио
t
t 1
t 2 t з
Рис. 7.2. Эпюры Н3!1рНЖСНИЯ И ТОКОВ Б схеме блокинr rеIlер;j-
тора
lLI!e!IT Тр<НJC<j:Оj!l\!(ЩИИ, при котором длителы ость фронта достиrает
"rиНЮ.1Z,'IыюJ"r ве,пичины, определяется ФОРМУЛОИ
r е,; ('I!,;+J s/!,,)
Il опт === V е'С (" '
rбl'lN+L./rЕ+ ,,( K+' H/ N)]
,де C 0== СIJ!п; емкость наrрузки. приведенная к первичной об-
МОТЕР.
При оптимаiIЬНОl\! коэффициенте трансформации длительность
фронта примерно равна
2,2 [ + L" +
tфр 1: ТN ,
п опт r ll
(7.2)
278
,"
, "
.. f L ) 2 ,r(, ) 1
+ V ('t ТN + (; +L.C"nZ,IJT \ 1 + e +1:ТN'б(С"+С ) ,. (7.3)
Эта формула позволяет оuенить наименьшую длительность фронта,
которую можно получить при возбуждении блоюшr-rенератора ИМ
пульсами с крутыми перепадами. При работе в аrпоколебатеJ1ЬНОl\! pe
жиме, а также при возбуждении ждущеrо блокинr rенератора меД,'Iен-
но нарастающим сиrналом длительность фронта выходноrо ИМПу.lьса
в 1 , 3 раза больше своей наименьшей величины.
Стадия формирования плоской вершины Начинается в момент
времени t 1 (см. рис. 7.2), коrда транзистор переходит в область насы-
щения и перестает управляться базовым током. При этом реrенерация
прекращается и начинает формироваться плоская вершина импульса.
На этой стадии напряжения на обмотках трансформатора почти не
меняются, так как насышенный транзистор обладает сравнительно
малым выходным сопротивлением. По этой же причине остается неиз-
менным и потенuиал коллектора, который фиксируется на уровне
и II Н' НО из-за заряда времязадающеrо конденсатора С сушественно
изменяется потенuиал, а следовательно, и ток базы.
Ток коллектора сначала уменьшается из-за уменьшения тока во
вторичной обмотке трансформатора. Однако спустя некоторое время,
коrда преобладающее <шачение приобретает ток намаrничивания, ток
коллектора начинает возрастать. Такой режим характерен для схем
на биполярных транзисторах. В этом случае удается существенно по-
высить стабильность длительности выходноrо импульса t п , что сопро
вождается необходимостью уменьшать индуктивность L 1 первичной
обмотки. .
В блокинr-rенераторе на биполярном транзисторе минимально дo
пустимую индуктивность намаrничивания первичной обмотки TpaHC
форматора определяют, руководствуясь неравенствами
L 1 ::::::: E 'и наиб L ....... (3 4)
и 1 ... 1: TN п'б'
fК,lIшах fкн
(7.41
Первое неравенство исключает выход из строя транзистора из-
за превышения током коллектора максимально ДОПУСТИМОЙ величины
1 к, 11 шах, а второе предотвращает увеличение длительности фронта из
за заметноrо роста тока намаrничивания во вреl\IЯ формирования
фронта.
В схемах, предназначенных для формирования импу.ТIbсов длитель-
ностью в единицы микросекунды и более, рекомендуется включать
в цепь базы резистор R б (см. рис. 7.1), сопротивление KOToporo в 2 3
раза превышает объемное сопротивление базы 'б' чтобы избежать ин
дивидуальной наладки схемы (при R б === О неизбежной из-за разбро-
са 'б) и одновременно уменьшить пределы изменения Д"lитеЛЬНОСТII им
Пульса с изменением напряжения Е". Однако включение резистора
в uепь базы увеличивает длительность фронта, поэтому сопротивление
R б не следует выбирать чрезмерно большим. При R б === (2...3) То дли-
тельность фронта увеличивuется на 20.. .30 %. Для уменьшения дли-
1 27'
тельности фронта uелесообразно шунтировать резистор R б конден-
сатором С б небольшой емкости, которую обычно подбирают экспери
ментально пои наладке схемы, предварительно руководствуясь соот-
ношением cd :::::::; tфр/R б .
Длительность плоской вершины импульса t и зависит от продол-
жительности работы транзистора в области насыщения, которую мож
но реrулировать, изменяя скорость спада тока базы, выбрав соответ-
ствующей величины емкость хронирующеrо конденсатора С. Для рас-
чета этой емкости, так же как в усилителе-формирователе (см. 4.2),
прежде Bcero определяют значение функuии
N n(rб+Rо) { + l + '(3N 'H +
Ф ВN(iи/'н)fl+nЕсм(rб+Rб)/(ЕR Uнн)R] L 1 RH L 1
А ЕСМ J ( ) } (7.5)
+I-'N R(EH UHH) l e Т н .
Затем при помощи rрафиков на
рис. 4.3 находят величину
[1 с (rб, Rб) ].
(7.6)
х t и
ф С(rб+Rб)
соответствующую данному значению N ф' В результате
нирующеrо конденсатора
емкость хро-
с === tи/(т б + R б ) (tи/тн + Х ф )'
(7.7)
Эту емкость можно рассчитать и по приближенным формулам
(4.10) (4.12), заменив в них тун на ТЕХ === С (Т б + R б ). в частности,
если длительность импульса t и > (2....3) Тн' то можно использовать
упрощенную формулу
TBX
lи
(7.8)
lп{( n :X Е;м )/[ : ( + rб Rб + : ) E M ]}
В транзисторном усилителе в качестве хронирующеrо элемента
можно использовать не только емкость С, но и индуктивность намаrни
чивания L I трансформатора. Схема с индуктивным управлением бо-
лее проста, так как в ей отсутствует конденсатор С. При этом, во
время формирования плоской вершины ток базы практически не Me
няется. Транзистор выходит из насыщения блаrодаря нарастанию
тока намаrничивания, что способствует рассасыванию избыточных
носителей через коллекторный переход. В схеме с индуктивным
управлснием величину LI' необходимую для формирования импульса
с наибольшей длительностью t и наиб' определяют по формуле
L 1 === t и наиб
't{3N 'H [1 ( tинаиб \ ]
1+ exp )
t и наи6 'в наИм
(7.9а)
{ n (r::Rб) J [1 exp (
lи наиб ) ]
'н наим
280
<
l' .
На практике транзисторные БЛОКИl!r r('Iн'rаторы с индуктивным
управлением используют сравнительно редко, так как с изменением
температуры и наrрузки длительность импульса в них изменяется
в больших пределах, чем в устройствах с хронирующим KOHдeHcaTO
ром, что обусловлено зависимостью параметров транзистора N и Тю
а также проницаемости I-t д ферромаr'нитноrо сердечника от темпера
туры. В схемах, предназначенных для формирования импульсов дли
тельностью lи » Тю в основном сказывается влияние H и I-tд' По
этому использование схемы с индуктивным управлением в устройствах,
предназначенных для формирования длинных импульсов и работаю-
щих на постоянную наrрузку, вполне оправдано. При lи » Т н индук-
тивность намаrничивания определяется следующей упрощенной фор
мулой:
1,,...,,, t" наиб (Rб+rб) n
Ll "" .
BN n (rб + l<б)/R
(7.96)
в схемах же, формирующих импульсы с длительностью, сравни-
мой с постоянной времени тн, наблюдаются изменения t и , составля-
ющие десятки процентов. Такое изменение длительности импульса
с изменением температуры в основном обусловлено зависимостью по
стоянной времени т н от температуры.
Для повышения стабильности длительности импульса необходимо
по ВОЗМожности уменьшать индуктивность намаrничивания. В резуль
тате уменьшится нестабильность lи, вызываемая изменением не только
температуры, но и нш'рузки. Поэтому при расчете блокинr-rенерато-
ра, работающеrо в широком диапазоне изменении температуры и на-
rрузки, необходимо выбирать индуктивность L I Возможно меньшей
величины, руководствуясь неравенствами (7.4).
При работе в автоколебательном режиме индуктивность первичной
обмотки рассчитывают по формуле
L 1 === [,и + (T{3N TH) (1 e : )]/ N ФБР
(7.10а)
rде
Ф [ Бем
Бr
R (ER Ut\H)
t и
] ( 1 е Т Н ) +
BNRH
+ [ Еем
R (Еи Ин н)
/и t и
( е '1:11 е ТВХ ) .
1 ] х
n (rб+Rб)
'{ВХ
ТВХ ТI1
При t и > 3тн формулу (7.1 Оа) можно упростить
(I и + 'ttJN ,и)IВN
L 1 :::::::;
(7.106)
t Il
Тю. I
R BN
t;CM
R(Eti URII)
( . " ,
1 (; 'ил)
I
е
n (т[, + Rб)
10 Зак. 257
281
"
Так же, как в ждущем режиме, и в автоколебательном режиме rи-
нимальная величина L 1 оrраничена неравенствами (7.4).
Стадия формирования среза выходноrо импульса. После рассасы-
вания избыточных носителей транзистор из области насыщения пере-
ходит в активную область и начинает управляться по базовой цепи.
При этом петля обратной связи замыкается и в схеме возобновляется
реrенерация, блаrодаря чему ускоряется спад токов и напряжений.
В транзисторных схемах длительность среза обычно оказывается
несколько меньше длительности фронта. Это объясняется появлением
всплеска тока в баэовой цепи (см. рис. 7.2), который ускоряет форми,
рование среза выходноrо импул са.
Стадия восстановления. После эапирания эмиттерноrо перехода
в момент времени 13 (см. рис. 7.2) транэистор оказывается в области
отсечки. В схеме прекращается реrенарация и начинается стадия вос-
становления. t10СКОЛЬКУ транэистор работает в области отсечки, то
токи базы и коллектора быстро спадают. Спад коллекторноrо и базо-
Boro напряжений происходит по мере рассеяния энерrии, эапасенной
в сердечнике трансформатора и в емкостях.
В эависимости от сопротивления Ru /1.' наrружающеrо трансфор-
матор, процесс установления коллекторноrо напряжения может но-
сить апериодический или колебательный характер. В блокинr-rене-
раторе следует иэбеrать колебательноrо режима, подбирая параметры
демпфирующей цепи. При работе в колебательном режиме вторая полу-
волна напряжения обратной полярности, воэникающая после первOI'О
всплеска, трансформируясь во входную цепь, может привести к са-
мовозбуждению схемы, работающей в ждущем режиме. При этом уст-
ройство может либо выдавать пачку импульсов на каждый входной
Импульс, либо с первым пришедшим импульсом переходить в режим
автоколебании. Колебательный процесс можно исключить, шунтируя
контур сопротивлением
Ru д > 0,5 V Ь 1 /С о . (7.11)
При этом в коллекторе транзистора образуется апериодический
lJыброс с амплитудой
ина тах Е н [1 + R п n у (т)t и 7L 1 ], (7.12)
rде Со С н + С а/ п 2 + С н/ п суммарное эначение паразитной ем-
I\ОСТИ, прив€денной к коллекторной цепи.
[рафики функции У (т) в зависимости от величины коэффициента
т == Ll/CoR n приведены на рис. 3.14 [при т> 20 можно считать
у (т) 1].
При включении демпфирующей цепи в коллекторную обмотку
(рис. 7.1, а)
R и n == п R H (R 1 + r пр)/(п R H + R 1 + r пр),
а при включении в наrрузочную обмотку
R H д == п N. H r пр/ (R п п + r пр),
(7.13)
(7.14)
282
1
'I!""'"
'ПР сопротивление демпфирующеrо диода в проводящем состоянии.
Выражение (7.12) обычно используется для определения предель-
но допустимой величины напряжения коллекторноrо источника пита-
ния Е н' Чтобы предотвратить пробой коллекторноrо перехода тран-
эистора, необходимо соблюдать условие И натах Ик.э, 3 шах, для
выполнения KOToporo требуется оrраничить напряжение коллектор-
Horo питания величиной
U кэ , з шах
(7.15)
EH
1 + R H Д У (т) t ll наиб/ L 1
При заданной длительности импульса t и амплитуду выброса можно
уменьшить, увеличивая индуктивность намаrничивания L 1 и умень-
шая сопротивление Ru Д' При этом можно увеличить напряжение источ-
ника питания Е н и тем самым повысить эффективность использования
транзистора. Однако указанные меры, обеспечивающие уменьшение
амплитуды выброса, непременно приводят к увеличению ВI:емени за-
тухания выброса. Ток намаrничивания спадает с постояннои времени
't J1д . == L I / R H Д' поэтому С увеличением индуктивности L I или умень-
шением сопротивления R H Д возрастает продолжительность времени
восстановления напряжения.
Всплеск в базовой цепи представляет собой результат наложения
выброса напряжения, обусловленноrо действием тока намаrничива-
ния, и падения напряжения на СQпротивлении R от тока разряда кон-
денсатора С. Чтобы ускорить восстановление базовоrо напряжения, не-
обходимо по возможности уменьшить как постоянную времени 't раз ==
== CR разряда конденсатора, так и постоянную времени 'tj.tд ==
== L 1 / R H Д спада тока намаrничивания. Время восстановления базово-
ro напряжения обычно определяется продолжительностью разряда
конденсатора, так как в практических схемах обычно 't раз > 't J1д '
Амплитуду всплеска в базовой цепи можно оценить при помощи
форму лы
и б тах H [RH Д У (т) ; + 1 J.
в которой первое слаrаемое представляет собой амплитуду всплеска,
образуемоrо в базовой цепи под воздействием тока намаrничивания
трансформатора. Второе слаrаемое определяется максимальным па-
дением напряжения на реэисторе R от тока разряда конденсатора С.
Чтобы предотвратить пробой эмиттерноrо перехода, необходимо со-
блюдать условие Иб шах ИЭБО шах, для выполнения KOToporo следует
выбирать напряжение источника коллекторноrо питания Е но исходя
из неравенства
nU ЭБО Пlах
EH
1 +R нд У (т) t и наиб/Li
(7.16)
(И эБо шах максимально допустимое напряжение эмиттерIlоrо пере-
Хода транзистора).
10* 283
При работе в ждущем режиме время восстановления базовоrо на-
пряжения можно оценить формулой
т воест === (2...з) RC. (7.17)
В автоколебательном режиме по истечении времени
T===RC 10 (1 +Ен/пЕ см ) (7.18)
потенциал базы достиrает напряжения отпирания транзистора и в от
и в схеме возобновляется новый цикл формирования импульса. Выра-
жением (7.18) и определяется период rенерируемых импульсов.
Сопротивление резистора R в цепи базы выбирают: в ждущем ре-
жиме из условия надежноrо запирания транзистора
R Еемl 1 во наиб'
в автоколебательном исходя из допустимоrо изменения периода
колебаний д Т/Т с изменением температуры
Е /'Н'
R:::::: см
""" 'но наиu т .
7.2.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 40. РаССЧИТ1:I1Ъ 6локинr rенеrатоr, rенерирующий импуль-
сы амплитудой ]20 В, длительностью t и == 6 МКС 11 С периодом колеба-
ний т == 50 мкс, относительное изменение KOToporo Д Т/Т должно быть
не более 0,2 в температурпом диапазоне от 60 ДО 600 С. При рйботе
на наrруз]<у R н == 100 кОм и С н == 30 пФ длительность фронта выход-
Horo импульса t фр 1,5 мкс.
1. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиями Е ДJIИтtль-
пости фронта и амплитуде выходных ИМПУЛЬСОВ. В даННО'.1 примере
следует использовать ВЫСОIЮВОЛЬТI1ЫЙ транзистор, позволяющий по-
лучuть выходной импульс амшштудой 120 В при срзпнителыю боль-
шом коэффициенте трансформации п н == \fljl\l/' 3 для обмотки наrрузкн.
При малых n п возрастает длительность фронта Импульса, так как уве-
личивается емкость наrрузки C == Сн/n;', ПIНlзеденная 1< первичноЙ
обмотке. Кроме Toro, уменьшается сопротивление нщ'рузки R,', ==
== R ,/n , приведенное к первичноЙ обмотке,
Выбираем высоковольтныЙ rермани('выЙ транзистор МП20А, ко-
торыЙ характерен сравнительно большшш максимально допустимыми
напряжениями коллекторноrо и эмиттернOf'О переходов. ПОСI<ОЛЬКУ
в схеме транзисторноrо блокинr-rенератора I\оэффициент трансфор-
мации для базовоЙ обмотки n == W,IW 2 о()ычно близок К еДИI1ице, то
выброс напряжений, который передается с коллектора на базу, ока-
зьшается сравнительно большой амплитуды. Поэтому при исполь-
з()вании транзисторов с низким проБИВНhIМ напрнжение 1 необходим!)
принимать спеIlиальные меры, чтобы предотвратить пробоЙ эмиттер-
HOf'O переХОД1:l.
21:1-1
.
, ,
2. Принимая Е н примерно в 1,5...2 раза меньше максимально допу-
тимоrо напряжения коллектор эмиттер при закрытом транзисторе
С (U == 20 В ) оп р еделяем КОЭффИllиент трансформаuии для
КЭ,З шах ,
обмотки наrрузки
n н Е н7и вых .
При стандартном значении Е и == 12 В имеем n н == 0,1. Обычно
в автоколебательном режиме Е н одновременно используют в качестве
источника смещения Есм == Е И'
3. При помощи формулы (7.2) рассчитываем оптимальное значение
коэффициент а трансформации цепи обратной связи:
.. r R 'tTN .. / 10ЧО 7 1,2
п опт 0== V 'б[11ТN + R (CK+C / N)J V 300 [100+ 1 (90 + 60)] .10 &
('б === 300 Ом; 't'ТN === 0,1 МКGI N == 50;
С ==с + С Д ==80+ 10==90 пФ).
н RП и
4. Пользуясь формулой (7.3), оцениваем величи ну t фр %
t фр == 2,2 [0,1 +VO,OI + 0,1.0,3(0,09+3)] :::::;0,8 МКО.
],2
Для схем на низкочастотных транзисторах в формулах (7.2) и (7.3)
слаrаемыми, пропорциональными L 8 , можно пренебречь.
5. Рассчитываем параметры RС-цепи, определяющие период коле-
. баний Т. Сначала по формуле (7.18) вычисляем постоянную времени
RC, учитывая, что Есм == Е н :
RC == т 5.10 6 83 мкс.
ln (1 + 1/n) 111 (1 + 1/1,2)
Исходя из допустимоrо изменения период колебаний с изменением
температуры, находим наибольшее значение сопротивления резистора
R по формуле (7.20)
R Есм !'1Т == 12.0,2 32 кОм,
""'" 'но наиб т 0,076.10 a
rде
1 кО наиб 0== 14. 10 6 и нб ехр ( 0,08ЫI!) ==
==14.10 6.12exp[ 0,08(70.60)]:::::;76MKA (см. пример 2).
Выбираем R == 30 кОм и рассчитываем емкость хронирующеrо
конденсатора
т == 50.10 6 == 2 , 75 нФ.
С== 4
Rlп(l+I/n) 3.10.0,6
Номинальное значение С 2,7 нФ.
6. Оцениваем индуктивность первичной обмотки L 1 , предваритель
Но рассчитав постоянную времени
't JJX == С (rб + R б ) == 2,7, 10 9 (300 + 75О):::::; 2,8 мкс.
285
,
..
::';
Сопротивление стабилизирующеrо резистора RIj выбрано равным
2,5 rlj == 750 O . Чтобы предотвратить увеличение длительностей
фронта и среза выходноrо импульса, резистор R б шунтируют ускоряю-
щим конденсатором (рис. 7.1, 6) емкостью С б tфр/R б == lнФ.
Поскольку длительность импульса t и > 3тн, ТО индуктивность
первичной обмотки можно рассчитать по упрощенной формуле (7.10б):
[1== (6+5 I)olO 6/50 1.11 Mr.
exp( 2,15) I I
1,2(300+750) 50.103 + 3.104 [I exp( 2,15}J
Проверяем, ВЫПОЛНяются ли неравенства (7.4), лимитирующие ми.
нимальное значение индуктивности первичной обмотки:
[1 Ем t и наиб == 12 6.IO 6 == 0,25 ми
[к. и тax / ин (300 24).IO 3
L1 (3... 4)T ТN пrб ==(3 ... 4), IO 7. 1,2.300 (0,1 ...0,15) Mr,
rде
1 м н Ем ( + I I I ) 24 мА.
RH rб+Rб
7. Выясняем, требуется ли включить демпфирующую цепь для
исключения колебательноrо режима и уменьшения амплитуды выбро-
са. Для этоrо рассчитываем суммарное значение паразитной емкости
Со, приведенное к первичной обмотке:
со==смп+ Сао + C == [( 80+ + )] .10 12 315нФ
n 2 n" _ 1,44 0,01 '
и по формуле (7.11) определяем сопротивление R и д, обеспечивающее
апериодический режим работы:
R < .. / L, == .. / 1,5.IO 8 350 О
нд 2 V СО 2 V 3,15.IO 9 М.
В данном примере целесообразно включить демпфирующую цепь
в первичную обмотку трансформатора (рис. 7.1, а), с тем, чтобы умень.
шить величину паразитной емкости, приведенной к первичной обмотке.
Сопротивление резисто'ра R 1, включаемоrо последоuательно с демпФи-
рующим диодом, рассчитывают по нерапенствам
1 I 1 I
............... .....,.....==
R 1 + r пр R п ц Ri1 350 103 540 [Ом)
R ,..., И кэ , з тax Е н 20 12 160 О .
1""" / rпр 48.10 3 rпр M rnP'
I
выбирая меньшее значение R1' Выполнение первоrо из этих неравенств
исключает колебательный режим, а второrо оrраничивает амплитуду
выброса на уровне, не превышающем uкэ, а шах;'
286
I
Выбираем rерманиевый диод Д312 с импульсным сопротивлением
25 Ом, включив последовательно R 1 === 100 Ом.
8. При помощи формулы (7.12) находим максимальное обратное
напряжение коллектор эмиттер:
Ина шах Е и [1 + R H д У (т) t и /L 1 ] == 12 [1 + 1 10.10 3. Щl,15]
17,3 В< ИКЭ,зmах===20 В.
Здесь
R H Д == (R1 + r пр ) 11 R:I == 110 Ом; У (т) 1, соответствующее зна-
чеН!fЮ т > 20.
9. Определяем а!l!ПЛИТУДУ выброса в базовой цепи:
И б :::::::. Ина шах === == 14,4 В < И эБо тах' (7.19)
шах n 1,2
Отклонение от неравенства (7.19) на 20...30% вполне допустимо.
Если же требуется существенно изменить n, то следует обеспечить вы-
полнение неравенства (7.19), уменьшая или Ею или R HA ,
10. Проверяе!\I, не превышает ли рассеиваемая на коллекторе мощ-
ность допустимой величины:
Р 1 [ /ннЕн t + JнтИиэmах t + /ип+/нт u t +
н т 4 ФР 4 ер 2 н н и
] 1 [ 24.10 Ч2 72.IО З,17,3
+lнонаИБЕн(Т tи tфр tеР) ==50 4 + 4 +
+ 24 72 . 10 3 .0, 1.6 + 0,076. 10 3 .12 (50 6 1 1)]
85 60
7 мВт < Р К тах === == 75 мВт.
0,33 -
При расчете считали t фр == t ep === 1 мкс; U н н === О, 1 В; 1 нт 1 нн +
+ЕнtИ/Ь 1 ==72 мА.
11. После выбора параметров схемы приступаем к контструктиIЗ-
ному расчету трансформатора (см. приложение II). u
Пример 41. Рассчитать блокинr-rенератор, предназначенныи дли
работы в качестве усилителя-формирователя коротких импульсов,
длительность которых следует оrраничить пределами t и наим =C
== 12 мкс и t б == 15 мкс П р и изменении наrрузки в широком диа-
II паи u u
пазоне. Ток наrрузки достиrает своеи наибольшеи величины 1 н lIан5 ==
== 1,1 А при сопротивлении наrрузки R H паиМ == 2 Ом и емкости
С н наиб == 1 нФ И уменьшается до уровня 1 н наим == 20 мА пр!!
R и наиб == 100 Ом и Сп наим == 50 пФ. Длительность фронта t фр
О 1 мкс. Наибольшая частота усиливаемых импульсов Р НаНО =-=
== 10 Kru. Температура меняется в пределах от 25 до 600 С, ИзменеНllе
напряжений источников питания не превышает 10%.
1. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиями к току
наrрузки и длительности фронта. Чтобы обеспечить сравнительно I3Li-
сокую стабильность длительности импульса при изменении наrРУJЮ!
и температуры в широком диапазоне, необходимо ориентироваться !Ia
транзистор, обладающий большим допустимым током КОЛJIеI\!'ора.
237
Остановимся на rерманиевом мезапланарном высокочастuпюм
транзисторе rT323A типа п p п средней мощности, максимально допу-
стимая величина тока коллектора KOToporo / К:, и шах ==: 1 А.
2. Задаемся коэффициентом трансформации п н для обмотки наrруз-
ки, стремясь выбрать ero как можно бо,lIЬШИМ с тем, чтобы в момент
перехода транзистора в область насыщения ток коллектора / и н бьи
Возможно меньшим (1 и и / и!п и ). При этом, имея запас по току
(А/ и ДОП ==: 1 К, и шах 1 и и), можно заметно уменьшить изменение длитель
НОСТИ выходноrо Импульса Аt л , обусловленное изменением наrрузки
и параметров транзистора в диапазоне температур. Нестабильность
t и можно снизить, увеличивая ток намаrничивания, т. е. уменьшая ин-
дуктивность первичной обмотки выходноrо трансформатора. МИНИ
мально допустимая величина этой индуктивности для высокочастот-
ных транзисторов почти всеrда определяется запасом по току
[см. неравенства (7.4)].
Наибольшее значение коэффициента трансформации п н лимити-
руется напряжением источника коллекторноrо питания Е и ==
"'= I иRип ш которое в свою очередь оrраничено максимально допу('ти
мым напряжением коллектор эмиттер для закрытоrо транзистора
Uк:э,з тах' При расчете блокинr-rенератора можно ориентироваться на
величину Uк:э,з шах, так как блаrодаря реrенерации фронт IЮЮlек-
TopHoro напряжения формируется за Время значительно меньше TI3N,
поэтому исключается возможность пробоя в момент отпирания тран-
зистора 1 ) .
Выбрав n п == 5, будем иметь запас по току
А/и ДОн == /к:, и тa" /,! Н>lиfi 1 1, 1/5 0,78 А.
При ЭТОl\! требуемое значение lIаприжения источника коллектор-
Horo питания
Ек==пн/инаиБRннаИБ==5.1,1.2== 1] В,
ЧТО в 20/11 == 1,8 раз меньше максимально ДОПУСТИl\lоrо напряжения
U кэ ,з шах == 20 В. Выбираем стандартное значение Е к ==: 12 В.
.3. Рассчитываем оптимальное значение коэффициента трансфор.
!I!3 ции цепи обратной Связи по формуле (7.2), подставив в нее
N.:, == R нанм == 500 Ом: С:, == С,', наиб == 40 пФ; Ls == 5 MKr;
L../r, 'OC :; нс; ' + R б == 10 0 Ом; Си == Сип + С ил == 48 + 8 "..;;5С пФ:
== 1/ 50(2,4+5) /"0./ О 6
п оп ' r ! 100(2,4+5+0,05.58) /"0./ , .
4. ОIlениваем длитеJlЬНОСТЬ фронта по формуле (7.3):
tфр==Q ( 2,4+5+
0,6
') При длитет,ности фронта, сравнимой с 'j3N' такой пробой возможен ш!-за
умножения НОСИТЕ', ей в коллекторном переходе, обратное смещение на котором
не успевает заметно измениться при отпирании транзистора.
288
! -.7,? ')---
1",
+ {(2,4+ 5)2+5.56(0,6)2 ( 1 + : ) + 2,4.0,1 (56+ 40)] х
х 1O 8 86 нс.
5. Определяем ИНДуктивность первичной обмотки, РУКОВОДСТВУЯСI,
неравенством (7.4):
t ииаи 6 12 12.10 О 18 r
L 1 ?:: Е к , == , М;
/к:,иrn8,, /ннаJfб 1 0,22
L 1 ?:: (3 ..,4) 'r TN п(rб + R б )== (0,5... 1,0) MKr.
Выбираем Lt == 0,2 Mr.
6. Рассчитываем суммарное значение паразитной емкости, приве-
денное к первичной обмотке,
С == [ 48+ + 1000 ] '10 12 450 пФ
о (0,6)2 (5)2
И по формуле (7.11) находим сопротивление
] .. / L 1 1 '1 / 0,2.10 З 660 Ом.
R НД <2" V со =='2V 0.45.10 O
Включив в первичную обмотку трансформатора демпфирующую
uепь (рис. 7.1, а), состоящую из диода и резистора RJ, сопротивление
1\0TOpOro определяется из неравенства
1 1 10 ,..",
2 ,.....,
Н 1 R и ), R н"и, 660 2,5 90010MI
можно исключить колебательный ре)j{ИМ. Однако при высокоо\шом
сопротивлении R f == 900 Ом амплитуда выброса напряжения ДОСТИ-
raeт нелопустимо бо.JJЬШОЙ ве.JJичины' так как ток намзпшчив3IIИЯ
трансформатора /!J. == Е нt и ! Lt == О,9А сравнительно веiIИК. Позтоыу
оценим сопротивление резистора Rt из условии
20 12
R """ U кэ . 3 та" Е к
1""" rПТJ
/L'
'ПР ==90 ОМ 'пр,
(7.20)
0,9
выполнение KOToporo rарантирует уменьшение маЕсимаЛLllOrо обрат
Horo напряжения коллектора и ка шах до уровня, не превышаюшеI'О
U кэ , 3 шах == 20 В. Поскольку сопротивление Rt, рассчитанно 110 фор-
муле (7.20), сравнимо с сопротивлением диода 'пр, то 13 качестве Je f-
пфирующей цепи следует использовать только ДIЮД без резистора 1<.1
(рис. 7.3). В качестве демпфирующеrо диода МОЖНО прнмешпь крем-
ниевый мезадиод 2Д503А. Так как для диода 2Д5ОЗА Ма!(сималыю до-
пустимый ток в импульсе составляет Bcero 200 мА (еСiIИ Д.JIИТeJIЬНОС1 ь
всплеска напряжения не преВbJшает 10 мкс), то неоБХОДИI\IO включить
параллельно не менее пяти диодов.
7. Максимально допустимое обратное напрнжение ЭI\ JТтер
база UЭБОrпах для транзистора I'Т323А составляет I3cero :2 В. lIOЭТО),'У,
289
чтобы предотвратить пробой эмиттерноrо перехода, в цепь базы вклю-
чаем диод Д2 (рис. 7.3). МОЖНО использовать мезадиод 2Д503А, име-
ющий Uобр тах == 30 В.
с: 931
д
Д2
Но
R
[см
Рис. 7.3. Схема БJ]ОЮlНr rеllератора с ДИО-
дом в цепи базы.
8. Исходя из заданной длительности импульса 111 рассчитываем
емкость хронирующеrо конденсатора. Поскольку 111 » Тв, то для рас-
чета можно использовать формулу (7.8), из которо Й следует, что
r Ен Еем
+
ТЕХ п (r6+R15) R
с== + " R ==/Иl1аllм/(r6+R6)lп Е ( 1 I t ) Е
(6 6 .....!.!.. + + +
N R r 6 +R;" Lf. R
r 12 ]
+0,7.10 3
==12.IO 611001n 0,6.100 ==81нФ.
12 ( I I 10 5 ) О 7 1 3
30 50 +36 + O,2.10 + , . о
Номинальное значение С == 82 нФ.
Величину Есм/ R, неоБХОДИ1\IУЮ для расчета емкости С в ждущем
режиме, определяют из условия надежноrо запирания транзистора,
т. е.
Е ем ! R 1 но наиб == 0,7 мА.
(7.21 )
9. Вычисляем сопротивление резистора R на основании соотноше-
ния (7.17):
R < Тнаим 10 4 400 О
"'-'" == м,
ЗС З.82.1() 9
а 33ТОI напряжение источника смещения
ECM 1 но наиб R 0,7 .10 3.400 == 0,3 В.
Береi\I стандартное напряжение Есм == 1 В.
290
10. Проверяем, не преВbJшает ли заданную величину нестабиль-
ность длительности импульса lи, обусловленная изменением наrруз-
ки, параметров транзистора в диапазоне температур, напряжений источ
ников питания. Целесообразно проверку производить по методике,
которой пользовались при расчете усилителя-формирователя
(см. 4.2). В данном случае этот расчет можно упростить, определив
на основании формулы (7.8) отношение!)
. t и наиб
t и наим
( 1,IEH / 1,IЕн ( 1 - .ипаиб )]
'П + +
n(rб+R6) f Nнаиб Rннаиб r(,+Rб L1 1.2.
[ 0,9Ен I 0,9Ен ( 1 1 tинаиб )]
'п + +
n (rб + R6) N на"" R наим (6 + R6 Lf.
11. Проверяем, не превышает ли рассеиваемая на коллекторе мощ
ность допустимую величину:
Р ==.......!...... [ 0,83.12 lO i + 1.0,3 .10 7 + 0,83 + l о 3.12.10 6+
l! 10 4 4 4 2'
+ 0,7.10 3'12.88'10 6] == 43 мВт < Р таХ == 500 мВт.
12. Про изводим конструктивный расчет трансформатора.
Задача 39. Рассчитат,ъ блокинr-rенератор на сплавном транзисторе
МП42Б, предназначенный для rенерации импульсов амплитудой
U вых т == 3 В, длительностью t и == 1 мкс И С периодом колебаний
т == 6 мкс при ero относительном изменении t:J. Т/Т :::;;; 0,2. reHepaTop
наrружен на сопротивление R и == 0,5 кОм, емкость СИ == 100 пФ.
Температура меняется в пределах от 60 до 600 С.
Задача 40. Рассчитать блокинr-rенератор на планарном транзисто-
ре КТ306А типа п p-п, предназначенный для формирования коротких
импульсов длительностью 200 нс, амплитудой 3В. При работе на Ha
rрузку R и == 250 Ом и си == 80 пФ длительность фронта выходноrо
импульса 50 нс. Блокинr-rенератор работает в ждущем режиме и запу-
скается импульсами с наибольшеЙ частотой следования 1 MrIL. Тем-
пература меняется в пределах от 50 до 1200 С.
1) В ЭТОЙ формуле можно пренt'брсчь Р ем /1(.
rna8& 8
rEHEP А ТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕrося НАПРЯЖЕНИЯ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
8.1. Основные параметры и принципы формирования
пинейно-иэменяющеrося напряжения
Ряд импульсных устройств (например, измерители интервалов вре-
мени, устройства задерЖIШ импульсов, преобразоваТeJIИ длительн сти
импульсов в напряжение и т. д.) используют reHepaTopbI линеино-
изменяющеrося напряжения (r ЛИН), которые характеризуются сле
дующими основными параметрами (рис. 8.1):
и с
Е
инаиь
инаи"
с
I Т пр 1lO5р I Т п I
1-< =»-1 /..: :..1
I т I
1. <: :>01
,
I
J p JHI
w
р н
[о I
J пр I H I
.J
Рис. 8.1. Ныходное напряжение
л;нератора линейно,изменяюще.
rося напряжения.
Рис. 8.2. Структурная схема
rлин.
амплитудоЙ выходноrо сиrнала
U вых т == I UНд.иu U наии 1;
ДJ1Iiтелыюстыо прямоrо Т пр и обратноrо T OUJJ хода;
коэффш,И"НТОМ использования напряжения питаниЯ
s == U вых т/E
коэct)(hиrшеIIТОМ нелинейности прямоrо хода
(8.1 )
(8.2)
е==( It o ; It TnJI It o'
НестабllЛЬНОСТЬ парамеТРОБ rенерируемоrо напряжения представ-
ляет собой отношение абсолютноrо отклонения данноrо параметра
от нщшнальноrо значения к номиналыIOМУ значению:
(8.3)
Ои == д.И ЫX т/И ЫЛ 11" <\р == дТ lIv/ T ир'
(8.4)
292
,.
" :/: . 1:'
';.tff
Линейно-изменяющееся напряжение образуется обычно при заряде
(или разряде) конденсатора через активное сопротивление линейное
или нелинейное (рис. 8.2). Для получения последоватеJ1ЬНОСТИ импуль-
сов линейно'изменяющеrося напряжения необходимо коммутировать
цепи заряда и разряда конденсатора в начале (! == О) и в конце (t ==
== Т пр) прямоrо хода. В зависимости от режима работы коммутирую-
шеrо устройства различают управляемые и автоколебательные r ЛИН.
Управляемые r'ЛИН формируют выходное напряжение под дей-
ствием управляющеrо напряжения, I\OTopoe представляет собоЙ либо
прямоуrольный импульс длительностью Т пр, либо короткий спуско-
вой имПульс. В обоих случаях управляющее напряжение фиксирует
начало прямоrо хода (t == О), что необходимо при точном отсчете интер-
валов времени. Разрядным элементом в управляемых rлин являет-
ся ключ, коммутируемый импульсным устройством (мультивибрато-
рОМ, триrrером и т. д.).
В аВТОКОJlебательных r ЛИН разрядный элемент является пороrо-
БЫМ устройством, которое срабатывает при напряжении U наиб ' разря-
жает конденсатор С до напряжения U наим' а затем вновь запирается
на время прямоrо хода.
Нesавпсимо от режима работы коммутирующеrо устройства разряд-
ный элемент должен обеспечивать разряд конденсатора за время, не
большее Т абр :
7 0бр > 7 пр (1 + Т прlТ ОБР),
rде IОБР среднее значение разрядноro тока.
Следовательно, разрядный элемент должен быть более мошным,
чем зарядный (во всяком случае он должен иметь большее допустимое
8начение тока в импульсе).
8.2. )'праt:1J1яемые reHepaTopbI пинейно-иэмеНSIющеrося
напряжеНI-1Я
8.2.1. r ЛИН с интеrрирующей цепью
Фоrмирование линеiiно измеНЯIOщеrося напряжения (ЛИН) D re-
нераторе с интеrрирующей цепью (рис. 8.3) основано на заряде Iюнден
сатора С через резистор R R от источника постоянноrо напряжения Е н'
Роль ключа, обеспечивающеrо периодический заряд и разряд конден-
сатора, выполняет транзистор Т.
В исходном состоянии транзистор Т открыт II насыщен. Исполь-
80вание насыщенноrо режима работы транзистора позволяет YMeHЬ
шить и стабилизировать начальный уровень формируемоrо импульса
пилообразноrо напряжения. При этом, однако, начало прямоrо XOJL3
оказывается задержанным относительно момента ПОД3'1и упраВilяющеl'О
ИМIlУ льса на величин у
Е а1 'п In ( N NRLRu) '11 In К иnс ,
(8.5]
!93
обусловленную рассасыванием избыточных носителей, накопленных
в базе транзистора.
Так как после рассасывания носителей транзистор зак.рывается не
MrHoBeHHO, то некоторое время конденсатор С заряжается через малое
выходное сопротивление OTKpbIToro транзистора, что приводит к иска.
жению начальноro участка ЛИН. ДЛЯ уменьшения этих искажений,
e"
RJ(
+ ic
ус
R H
с
и P
:БН !
4 . I
.J.1(,t1) I 1
Ц'
t и
1:.
JI<H
llK}.
...............
t
j I
tч. I t 5
I
I
JtJ.1 1 ItJ.2 : I I UDblXт
1<>1 1< . I I
IктRк j I J I I I L
T+ J
T T+
J I t 'j: I Т пр lТ о 5 р l I
j ,.1< .,] J<: 1
t5
t
Рис. В.3. Схема r лин с интеrрирующей цепью (й) и времен-
ные диаrраммы процессов в нем (б).
что особенно важно при малых длительностях прямоrо хода, выбирают
Nlб » 1 и н' При этом задержка прямоrо хода и наибольшая величина
искажении, обусловленных конечной скоростью запирания транзисто.
ра, равны
t == "ВИВ .!!l5... R BH ,
з2 N R и и ВХ
(8.6)
ОU ПаИб == ди 'Е 1\ N (3 ...4) 'r f1N ZT ПР'
(8.7)
\l4
Анализ покаЗbIвает, что при
т пр> т пр паим == (30.. .40) 'rf:3N!(I + N) ::::::: 'r flN
(8.8)
и достаточно большом входном сиrнале искажения начальноrо участ-
ка ЛИН пренебреЖИМ0 малы.
Нелинейность выходноrо напряжения при прямом ходе возникает
из за уменьшения TqKa заряда конденсатора и изменения парамеТРОlJ
транзистора (а, r R , С ю I KT ) с изменением режима. Наиболее сущест-
венно на линейность прямоrо хода влияет изменение емкости коллек-
TopHoro перехода С R
С и == С и (Е) (Е;U иб)n а ,
rде пе == 112 для сплавных транзисторов, пе ==
транзисторов.
При t и » (R и " R п ) С
(8.9)
113 для диффузионных
коэффициент нелинеиности прямоrо хода равен
8 == 80 А инт + 8е, (8.10)
rде 80 == Т пр/ R R п С коэффициент нелинейности для «идеальноrо»
транзистора; 8е == (1 v)/(1 + лv) (одинаковое для всех схем) учи
тывает нелинейность, обусловленную изменением емкости коллек
TopHoro перехода при изменении напряжения; А инт == (1 +- R ,,/ R н)
отражает влияние резистивной наrрузкиl);
л== Сп/С к , v == URб/Е R , С == С п + С К (1 пc) l.
По окончании входноrо сиrнала конденсатор С разряжается через
открытый транзистор Т. Время обратноrо хода равно
Т обр ::::::: GСRб/ N::::::: GТОбрl(Кпас 1). (8.11)
8,2.2. r лин с параметрическим стабилизатором тока
При построении таких устройств в качестве стаблизатора тока ис-
пользуется транзистор, включенный по схеме с общей базой. Такое
включение обеспечивает по сравнению с каскадом ОЭ большее диффс-
ренциальное сопротивление стабилизирующеrо элемента, а также OJ-
лее высокую температурную стабильность длительности прямоrо хода
и амплитуды пилообразноrо напряжения.
В reHepaTope с разрядным транзистором (рис. 8.4) ток i эf, а смеете
с ним и разрядный ток 1 пр == i Rf , задаются цепью Е э, R э' Зарядным
элементом служит ключ на Т2, управляемыЙ внеШНИl\I сиrнаЛО;VI.
Резистор R R обеспечивает насыщенный режим работы транзистора 2 ) Т2.
В исходном состоянии транзисторы Т J и Т2 открыты и напряжение
Е к распределяется между ними пропорционалыlO сопротивлениям
1) Для общности анализа влияние резистивной наrрузки во всех схемах
будем учитывать коэффициентом А с соответствующим индсксом.
2) Вариант [енератора с ненасыщенным режимом работы зарядноrо транз!!с-
Тора не получил широкоrо распространения из.за существенной зависимости
Ьараметров импульсов от температуры и разброса парамстров транзисторов.
295
постоянному току. При подаче на базу транзистора Т2 управляющеI-О
'импульса положительной полярности с амплитудой U их т> Е и тран-
зистор Т2 запирается и емкость С разряжается через транзистор Т 1.
Основные параметры reHepaTopa при формировании прямor-о хода оп-
ределяются соотношениями:
и т Еи (l 81 + 1 иТI) RI; Uваим:
В == Во А СТаб + Вс;
I
I
Т ПР С [(Еи Uнаим)/(l 81 + 1 иТI) RиJ:
Т ОБР == (3.,.5) СR и ;
(8. 12)
(8.13)
(8.14 )
(8,15)
"
. ./'
:. ."..
!::
EI{
rx t I lL
Як I
им I ! I I t
I I 1: '"
I1
11 11 t
11 I ! I
11 1 i I
n 11 I ,1
Л; 11 1 11
Щх 1 I II
"'"'1 .
l/H lJ;,b I
Е э
. у + i' I б
fl
Рис. 8.4. Схема [ЛИН с параметричес!<им стабилизатором тока (а) !1
временные диаrраммы процессов в нем (6).
б и !1lиТIRи/Uт;
т
б lIр !1IHTIIRH/IJ1(lRB lal)'
(8.16)
(8.17)
rДе
е С] == Е н А 1 +rю! R п
стаб .
. Е и +l а1 rю 1 +eOrRIIRH
U паи м минимальное напряжение на конденсаторе.
Сопротивление резистора R и можно найти следующим образом:
Rи>-ЕR/Iк,иmах. (8.18)
r лин с разрядом через транзистор обеспечивают коэффициеIIТ
нелинейности прямоrо хода В 0,3...0,5% (при R п == 00) и диапазон
изменения длительности прямоrо хода от единиц до нескольких тысяч
микросекунд. Максимальная амплитуда пилообразноrо напряжения
оrраничена допустимыми напряжениями транзисторов. К недостаткам
296
1 '>
"
эТИХ reHepaTopoB следует отнести существенную :зависимость напря
жения прямоrо хода от сопротивления наrрузки, а также температур
ную зависимость параметров формируемоrо напряжения.
8,2.3. r лин с компенсирующей э. д. с.
Нелинеиность напряжения прямоrо хода в rЛИН с интеrрирующей
пепью (рис.8.3) в основном обусловлена уменьшением зарядноrо тока
из-за уменьшения напряжения на токозадающем сопротивлении R и'
Для устранения этоrо недостатка необходимо дополнить схему элемен-
ТОМ, которыЙ компенсировал бы указанное изменение напряжения.
СО
UU:JL
Р
E'f
;.'.J
СЕ
t [о 72
УС
а
ЩfL I
I
и t f t 2 t з
,
'
t
::
t
Е IA _.
к ] '
I 1'" t.}
I !
Б
Рис. 8.5. Схема r лин с компенсирующей э. д. с. (а) и временныс
диаrраммы ЩJOцессов в II M (6).
.
Один из практически используемых вариаитов reHepaTopa, р('()ли-
зующих данныЙ способ полученин ЛИН, представлен на рис. 8.5.
ОсновоЙ устроЙства является r лин с интеrрирующеЙ цепь 10, собран-
ныЙ на транзисторе Т 1. ЭмиттерныЙ повторитель (транз истор Т2)
И конденсатор СЕ образуют цепь обратной связи, компенсирующеЙ
ИЗменение напряжения.
В исходном состоянии транзистор Т1 открыт н наСЫIIJ,еIl; напрн
жение на конденсаторе С и соответственно на баJС !I ЭJ\1ИТТ рС Tl'''I::нr
..;.:,
97
стора Т2 близко к нулю; конденсатор СЕ заряжен до напряжения
ИЕ==ЕR ИД Е н (1 rnp/RH)'
rде Ид падение напряжения на диоде Д в проводящем Состоянии.
При подаче на вход запирающеrо импульса длите.'IЬНОСТЬЮ Т
транзистор Тl закрывается и начинается заряд конденсатора C P
Поскольку из за шунтирующеrо действия OTKpbIToro диода Д обратная
связь через поВторитель не действует, то в начальный момент устрой-
ство работает как r ЛИН с интеrрирующей цепью (см. рис. 8.3). Через
время t B "= t з1 + t з2 (см. П. 8.2.1) после подачи входноrо сиrнала на-
чинается линейный заряд конденсатора С от источника напряжения
Е н через резистор R н и диод Д. Однако выходное нап р яжение И
Вп
продолжает оставаться постоянным из за шунтирующеrо действия
OTKpbIToro диода Д.
Дополнительная задерЖка начала прямоrо хода по отношению к мо-
Me TY подачи управляющеrо сиrнала, обусловленная Шунтирующим
деиствием OTKpbJToro диода, равна
tзз Сrпр, (8.19)
По мере заряда конденсатора С напряжение на входе эмиттерноrо
повторителя увеличивается и возрастает ток эмиттера транзистора Т2.
В результате уменьшается ток диода, так как ток через резистор R и
постоянен. Коrда [д == о (момент времени t 3 на рис. 8.5, 6), диод за-
крывается и разрывает непосредственную связь цепи заряда конден-
сатора С с источником питания Е н, Теперь конденсатор С заряжается
от конденсатора СЕ через выходное сопротивление повторителя и ре-
зистор R н'
После окончания действия входноrо сиrнала транзистор Т J от-
п рается и начи ается процесс восстановления (обратный ход). Дли-
тельность первои стадии обратноrо хода Т 05р 1 (разряд KOHдeнca
тора С через транзистор Т 1) определяется соотношением (8.11). После
отпирания диода начинается вторая стадия процесса восстановления
подразрядка конденсатора СЕ от источника Е и через выходное сопро.
тивление повторителя и открытый диод Д (Т обр 2)'
ИЗl\Iе Е'ние зарядноrо тока в данной схеме обусловлено шунтируIO
I,ЦИl\I деиствием входноrо сопротивления эмиттерноrо повторителя
R вх п, перезарядом конденсатора СЕ за время прямоrо хода, нелиней-
ностью характеристик транзисторов и шунтирующими токами.
]. Входное сопротивление повторителя. Действие R Bx n сводится
J( ОТI3епзлению части тока перезаряда конденсатора С во входную цепь
повторителя. Влияние коэффициента передачи повторителя на ЛИl!ей
несть прямоrо хода обычно несущественно по сравнению с влиянием
eI"O BxoJLHoro сопротивления. .
2. Перезарядконденсатора СЕ. Изменение напряжения на конден-
саторе СЕ за время прямоrо хода на величину
tlU E [пр Тпр/С Е == U ВЫХ т С/СЕ
ПРИRОДИТ К уменьшению действующеrо коэффициента передачи цепИ
обратной связи до К == Кп С/СЕ'
298
3. НеJJинейность характеристик транзисторов. Поскольку на на-
чальном yQ3cTKe прямоrо хода обратная связь через повторитель не
Jl,ействует, то в рассматриваемом устройстве сохраняются те же иска-
жения начальноrо участка ЛИН, что и в reHepaTope с интеrрирующей
uепью. Влияние нелинейности характеристик транзистора Т2 обычно
весущественно по сравнению с влиянием искажений, обусловленных
транзистором Т 1.
4. Шунтирующие токи. В данной схеме шунтирующими являются
токи закрытоrо разрядноrо элемента (транзистор Т J) и наrрузки.
Роль наrрузки в этом случае иrрает входное сопротивление эмиттер-
Horo повторителя, блаrодаря чему влияние истинной наrрузки значи-
тельно ослаблено. Используя сложные повторители, можно повысиТI;>
их входное сопротивление, практически исключив влияние наrрузки
на коэффициент нелинейности.
Длительность прямоrо хода и коэффициент нелинейности равны
соответственно
8 == 80Ап+8С+С/СЕ.
т пр ( / KJ С (R и + R вых п),
(8.20)
(8.21)
rде
80 == (R H + R вых п)/ R BX п' А п == 1.
Для получения высокой линейности прямоrо хода необходимо уве-
личивать сопротивление резистора R в' выбирать транзистор Т2 с боль-
шим коэффициентом усиления базовоrо тока и уменьшать сопротив-
ление резистора R н'
Длительность прямоrо хода в r ЛИН с компенсирующей э. д. с.
оrраничена, так как для увеличения Т пр требуется увеличить сопро-
тивление резистора R н и емкость конденсатора С, что связано с ухуд-
шением линейности. Диапазон длительностей прямоrо хода можно рас-
ширить, используя в качестве транзистора Т2 составной транзистор,
имеющий по сравнению с одиночным большее входное сопротивление
и больший коэффициент усиления по току. Следовательно, заданный
коэффициент нелинейности можно обеспечить при большем сопротив-
лении резистора R и (8.20), т. е. увеличивается максимально допустимая
длительность прямоrо хода. Практически удается получить длитель-
ность Т пр не более 3...5 мс.
Время обратноrо хода (восстановление напряжений на конденса-
'l'Opax С и СЕ) равно
Т 1': СRб + С ( + R ' o Q
uбр ==" Nl Е r пР вых пJ (1 o) СЕ '
(8.22)
rДе
o == U Е нанб/Ено
Для сокращения длительности обратноrо хода необходимо умень-
шить выходное сопротивление повторителя. Если во время перезаряда
конденсатора С с повторитель закрыт, то R ВЫХ n == R в' Уменьшение
сопротивления резистора R в оrраничено допустимым током транзи-
етора. Кроме Toro, с уменьшением R э увеличивается шунтирующее
2U9
,
.i.
I
I
действие входноro сопротивления повторителя и, следовательно, уху}).
шается линейность прямоro хода.
Включая в эмиттерную цепь транзистора Т2 источник Е 1/ напря-
жением
Е RI/ Е к 6& С/Ю 60)aE]
1/ > R K (Qo l) ,
(8.23)
удается исключить запирание повторителя и уменьшить постоянную
времени заряда конденсатора СЕ дО величины
"Свар С {, пр + R BblX п> С, пр'
rде Qo...... скважность импульсов.
Управляемые rлин с компенсирующей э. д. с. имеют высокую тем-
пературную стабильность и обеспечивают малый коэффициент нелинеЙ-
ности (порядка десятых долей процента) при высоком коэффициенте
использования напряжения источника питания (G == 0,9). Важным до-
стоинством является высокая наrрузочная способность. К недостаткам
reHepaтopa следует отнести оrраниченнуlO длительность прямorо хода
и малую скважность импульсов.
8.2,4. rлин с отрицательной обратной связью
Для формироnания ЛИН можно применить операционный уси.
литель, ПОЗВОЛЯЮЩИЙ при соответствующем выборе элементов канала
Прямоro усиления и цепи обратной связи получить заданный закон
изменения ВbJходноrо напряжения. Если в качестве элемепта обратной
связи использовать !юнденсатор С, включив ero между входом и BЫ
ходом усилителя, то nудет осушествляться операция интеrРИРОВi1НИН.
В данном устройстве разрядный ток стабилизируется с помошью от-
рицательной обратной связи через конденсатор С. Поэтому такие уст-
ройства получили наЗВ<lIIие r.тrин с емкостной отрицательной обрат-
ной свя:ч,ю.
[енератор с емкостной обратной связью (рис. 8.6), более ИЗl3естныЙ
в литературе под названием интеrратора Миллера, представляет собоЙ
[енератор спадаюшеrо линейноrо напряжения.
В исходном состоянии транзистор Т2 закрыт положительным сме-
щением на базе от источника Е б ; транзистор 1'1 находится в режиме
rлубокоrо насышения: базовый и sмиттерный токи задаются резисто-
ром R, подключенным к источнику питания, а в КО.rIлекторную цепь
включен закрытый транзистор Т2.
В момент прихода управляющеrо импульса па базу транзистора Т2
напряжения и к 2 и и 61 скачком возрастают на сравнительно малую
величину
I'1U ", (О) == М) 61 (О) == i бl (О) r n !,
обусловленную переходом транзистора Т 1 из режима насыщеиия в ак-
тивную область.
300
,
:N:;
После начальноrо скачка напряжения конденсатор С линейно раз-
ряжается по цепи R ко Е к, Т 1 и Т2. Для Toro, чтобы цепь обратной свя-
зи неразрывалась во время прямоro хода, необходимо исключить воз-
можность насыщения обоих транзисторов до окончания действия управ-
JIяющеro импульса,
Длительность обратноro хода определяется временем заряда кон-
денсатора С через резистор R к (по окончании управляющеrо сиrнала)
и равна
Т()6Р (3...5) С (R K + (61)'
(8.24)
EI(
." ,(O)
u
FF10
LYUx t
Як
R
cz
t
I
и о'
UDxU
Н Н
I IKT2 ЯК
+E(j
([
5
Рис. 8.6. Схема инте['ратора Миллера (а) и
BpeMeflНble диаrраММbJ
процессов в нем (б).
Основными факторами, вызывающими нелинейность прямоrо хода
ЛИН в данном reHepaTope, являются: конечпая величина коэффициента
усиления транзисторов, шунтируюшее действие входноrо сопротив-
ления усилителя, изменение тепловых токов транзисторов. В инже-
нерных расчетах можно пренебречь влиянием тепловых токов и ВХОД-
Horo СОПРОТИВJlения усилителя на коэффициент нелинейности и рассчи-
'l'bJBaTb параметры reHepaTopa по формулам:
8 == Во Ас+ Ве,
EK 'KT2 R K C R
Тир ,
E,,+'KТI R
rде
(8.25)
(8.26)
б пр == (81 кт/Е к) (R + Rl\)'
(8.27)
8п==(R+RBX2)/ Nl R K , Ас==] +R,)R H ==A,"JТf
дl кТ! == дl кТ2 == дl к'['
При вы(юрt СUI1РОТИБлениЙ 1<01 и R 02 нtобхuдиыu ) 4t11I,IBaTb сле-
дующее:
19
8t:::-
301
а) для запирания транзистора Т2 в исходном состоянии должно ВЫ-
полняться соотношение
R б1 > Е и R621(E6 1 кТ2 R 62 ): (8.28)
б) при уменьшении сопротивлений R 61 И R б2 повышается линей.
ность прямоrо хода, но одновременно увеличивается наrрузка на ВЫХО-
де reHepaTopa управляющих сиrналов. Поэтому обычно выбирают
R + R '" (Е,,+Еб) N2 RR H
61 62'" . (8.29)
(5...10)E H (R+ R H )
Недостатком paccMoTpeHHoro устройства является наличие началь-
Horo скачка напряжения, который не удается устранить дажt схем-
ным путем.
l!ux
E/( LJ
R
к Щ' 2 h
ill<2 М/б2
L
t
,-
J
:.-
t
t
Е/(
ДY кz
Нс=О
li
Рис. 8,7. Схема [ЛИН с коммутирующим траНЗIIСТОрОМ (а) и вr емеп -
ные дпаrра ммы ПрОllеССОIJ в нем (б).
l1
Для получения спадающеro линейно изменяющеrося напряжения
без начальноrо скачка целесообразно применять r лин с коммутирую-
щим транзистором (рис. 8.7, а). В исходном состоянии транзистор Т 1
насыщен и И б2 == Еа ИН 81 (РИС. 8.7, 6). После подачи положитель-
Horo управляющеrо импульса транзистор Т 1 запирается и напряжения
u Н! и U б2 скачком увеличиваются на величину 11 И Н! == 11 И 62 ;;;:::;
Е э И б2О . Наличие rлубокой обратной связи приводит к тому,
что 11 И 62 11 И н2'
Если же последовательно с конденсатором С включить резистор J< с'
сопротивление KOToporo удовлетворяет соотношению
Rc >- Ев R1El{t (8.30)
то начальный скачок напряжения можно практически полностью
исключить.
Основные параметры импульса, формируемоrо reHepaTopOM, опре-
деляются так же, как и для схемы рис. 8.6, соотношениями (8.24)
(8.27) .
r лин с отрицательной обратной связью обеспечивают получение
пилообразноrо напряжения длительностью от десятков микросекунд
302
;.
j
до единиц МИЛ.llисекунд (при использовании Кр ШljJ J:ШХ траЮIIСТОрО13
удается расширить диапазон длительностеЙ импульсов 110 нескольких
десятков МИ.IIлисекунд.). Коэффициент нелинейности прямоrо хода мо-
жет быть не хуже десятых долей процента. Существенным недостатком
E llc
It o lt l ,t Z lt J lt"
СО
118х
о
I I
jtJI I 1
Е :::':t::t::"..... I I L ,
rp I ,,
I ! I""}- Тобр
1 I I J. ..........
Ек +..... .j... + >
I I t и I I I
1 о: I I
б
t
а
Рис. 8.8. Схема [ЛИН с ДИОДНОЙ фиксацией (а) и временные диа-
rpaMMbl ироцессов в нем (б).
таких reHepaTopoB является большое время обратноrо хода. Кроме
Toro, в ряде случаев недостаточна температурная стабильность reHe.
раторов.
Основным методом уменьшения времени обратноrо хода в данном
типе [енераторов является использование диодной фиксации (рис. 8.8)
"f ф
Ни ff Й{!
с
Н'
/lи .Il...er i-e" Т"2
Рис. 8.9. Схема [ЛИН на составном транзисторе.
или cocTaBHoro транзистора (рис. 8.9). Оба этих метода позволяют либо
уменьшить коэффициент нелинейности при заданной длительности об
paTHoro хода, либо уменьшить Т обр при заданном 8. Устройство, пред-
ставлен ное на рис. 8.9, обеспечивает получение Т обр (О,I...О,2)Т пр
(метод диодной фиксации можно ПРl)менить в данной схеме только при
наличии резистора Rc в цепи разряда конденсатора С).
Анализ основных типов транзисторных r лин позволяет выделить
их общие особенности:
303
1. Инерционность транзисторов приводит к искажениям началь-
Horo участка ЛИН (8.7), что оrраничивает наименьшую длительность
прямоro хода, которая для всех рассматриваемых reHepaTopoB опре-
деляется соотношением (8.8).
2. Изменение емкости коллекторноro перехода при изменении на-
пряжения и иб сказывается на увеличении коэффициента нелинейности
при С < (100...200) СИ'
З. Влияние зависимости прочих параметров транзистора от ре-
жима на линейность выходноrо напряжения нсвелико.
4. При одинаковой длительности прямоrо хода наименьшим коэф:
фициентом нелинейности обладают reHepaтopbI с компенсирующеи
В. д. с. и отрицательной обратной связью.
5. При одинаковой величине Т пр наибольшей частотой повторения
обладает reHepaтop с токостаБИЛИ8ИРУЮЩИМ транзистором, а наимень-
шей с отрицательной обратной связью.
6. Влияние резистивной наrруэки на величину коэффициента не-
линейности, а емкостной наrруэки на длительность прямоrо хода Ha
иболее существенно для reHepaTopa с токостабилизирующим транзи-
стором.
8.3. Автоколе6ател&ные rлнн
Автоколебательные r ЛИН представляют собой сочетание управ-
ляемоrо rЛИН и релаксационноrо упраВЛЯlOщеrо [снератора в OДНC \1
устройстве. Наибольшее распространение получили uподобныеu УСТРОН-
ства на основе управляемых reHepaTopoB с емкостнои обратно!! связью
и rеиераторов с параметрическим стабилизатором TOI{a.
8.3,1. АВТОl<о,пебательный r ЛИН мупьтивибрсторноrо типа
В качестве упраВЛЯlOщеrо УСТРОЙСТВ<:I в rl'нерйТОрЗХ с параш-:три
ческим стабилизатором тока обычно ИСПОJJЬЗУЮТ МУJIьтивибраторы или
блоюшr-rенераторы.
Одним из практичеСIШ используемых транзисторных автоколеба-
тельных r лин является (рис. 8.10, а) аналоr лаМIIовоrо [енератора,
известноrо В литературе под названием схемы П3Jшла. reHepaTop
содержит токостабилизирующий транзистор Т/и коммутирующее
устройство типа мультивибратора, построенное на транзисторах Т2
и ТЗ. Петля положительной обратной связи создается с помощью кол-
лекторно базовых связей: одна (с коллектора транзистора Т2 на базу
транзистора ТЗ) через конденсатор С/, вторая непосредственная
с J<OJIJleKropa транзистора ТЗ на базу транзистора Т2.
Ro время прямоro хода транзистор Т2 закрыт и конденсатор С раз-
ряжается через транзистор Т 1 (рис. 8.10, б). Транзистор ТЗ во время
фОрШlrования прямоrо хода насыщен, и напряжение на ero коллек-
торе и и 3 и ив О. Использование насыщенноrо режима транзи-
стора ТЗ позволяет повысить коэффициент использования напряжения
за.l
i
источника питания, а также практически исключить влияние OIтor'о
транзистора на температурную стабильность схемы. Во избежание
дополнительных нелинейных искажений параметры схемы выбираюТСЯ
таким образом, чтобы она переключалась на обратный ход раньше,
чем заканчивается линеаризирующее действие транзистора Т/, т. е.
при и И < О.
По lepe разряда конденсатора С коллекторное напряжение ИН!
== ас линейно уменьшается (по модулю). При U б2 О транзистор Т2
открывается, ждущий мультивибратор вырабатывает один импульс
ё/(
с
ис
t
б
а
Рис. 8.10. Схема rлин мультивибраторноrо типа (а) и временные
диаrраммы процессов в нем (6).
и конденсатор С заряжается через транзистор Т2 (обратный ход).
Время обратноrо хода сокращается при использовании пасьдценноrо
режима работы транзистора Т2. Объединяя условия насыщения дЛЯ
транзисторов Т2 и ТЗ в одно, получаем соотношение
Rи2ВN2>Rиs>Rб/ N3, (8.31)
выполнение KOToporo обеспечивает устойчивую работу reHepaTopa.
Для увеличения коэффициента использования напряжения источ-
ника питания необходимо, чтобы постоянная времени разряда конден-
сатора С/ была значительно больше постоянной времени заряда IФН-
денсатора С, т. е.
R б С 1 » R И2 С.
(8.З2)
ПО причинам, указаННЫ1\! ранее, транзистор ТЗ почти не влияет на
работу устройства, поэтому основные параметры reHepaTopa практИ-
чески совпадают с парамеТРВJ\!И управляемоrо rеператора ЛИН с раз-
рядным rранзистором при насыщенном режиме работы ЗЩJЯд!юrо
транзистора 1'2.
305
reHepaтop может работать также и в заторможенном режиме, если
в цепь базы или эмиттера транзистора Тз ввести запирающее напря-
жение.
8,3.2. Фантастронные rлин
Фантастронные reHepaтopbI представляют собой автоколебатель"
ные r лин с емкостной отрицательной обратной связью. Их особенность
состоит в том, что они обеспечивают почти линейную зависимость меж-
EK
R
10
l1К2
Щ2
t
" hJ 'K
)1..
t
5
Рис. 8.11. Схема фантастронноrо rлин (й) 11 временные Дllаrраммы
nроцессов в нем (б).
ду управляющим напряжением и длительностью rенерируемых импуль-
сов. Это свойство в радиолокации используется для получения плавно
реrулируемой временной задерЖКИ ИМПУЛЬСОВ, а в автоматике И счет"
но-решающих устройствах для преобразования постоянноrо напря-
306
жения в импульсы, длительность которых пропорциональна величине
этоrо напряжения.
В оТЛичие от управляемых r лин с емкостной отрицательной об-
ратной связью длительность прямоro хода в фантастронах определяет-
СЯ внутренними процессами, а управляющий сиrнал представляет
собой короткий пусковой импульс 1 ).
Один из наиболее распространенных [енераторов фантастр()нноrо
типа (рис. 8.11, Й) содержит r лин с емкостной обратной связью
(транзисторы Т J, Т2) И пороrовое устройство, представляющее со-
бой своеобразный триrrер с эмиттер ной связью на транзисторах Т2
и Тз, в котором роль эмиттерноrо сопротивления выполняет транзи-
стор TJ. Управляющее напряжение на базу транзистора Т2 подается
с помощью резистора RJ, включенноrо в коллектор транзистора тз.
В исходном состоянии транзисторы Т J и Тз насыщены. а Т2 закрыт,
R < NI R1"
N3 16B (О) > 1 нВ (О).
'а1 ER1R1 (lКТ3)наИб R B > О,
rJle r нl сопротивление насыщения транзистора Т J.
Условие (8.34) выполнить трудно, так как тока 1 бз зависит от со-
противлений резисторов R б1 . R б2 и сопротивления участка база-
эмиттер транзистора тз, которое в свою очередь зависит от режима ero
работы. Поэтому насыщенное состояние транзистора тз обеспечивается
путем подбора сопротивления R б2 с помощью потенциометра. В момент
времени 'о (рис, 8.11, б) транзистор Тз запирается кратковременным
запускающим импульсом положительной полярности, поданным на
ero б азу 2). Вызванное этим понижение напряжения ИЗ через делитель
R2RЗ передается на базу транзистора Т2 и отпирает ero. Поскольку
транзистор Тз закрыт, то процессы формирования пилообразноrо на-
пряжения во MHoroM аналоrичны процессам в управляемом r лин
с емкостной отрицательной обратной связью. Существенное отличие
между rенераторами состоит в ТОМ, что переКЛЮЧЕние на обратный ход
. в фантастроне вызывается обратным перебросом упраВJJ яющеrо
триrrера (момент времени '2). Отметим, что линеЙный разряд конден-
сатора заканчивается несколько раньше, а именно f3 момент временп
'1. коrда транзистор Т2 входит в режим насыщения и разрывается пет-
ля отрицательной обратной связи, стабилизирующей ток разряда.
Обратный переброс триrrера приводит к запиранию транзистора Т2
и насыщению транзисторов Т J и Тз. После запирания транзистора Т2,
Так же как и в схеме рис. 8.6, формируется обратный ход: KOHдeHcclТop
С заряжается через резистор R к и входное сопротивление насыщенно-
(8.33)
(8.34)
(8.35)
1) Фантастронные reHepaTopbI MorYT работать как в автоколебательном, так
В в заторможенном режимах, но в основном используется последний.
2) Запускающий импульс можно подавать также либо па базу транзистора
, rF2 (отрицательный). либо на коллектор данноrо транзистора (положительный).
307
.,j.
ro транзистора Тl. В момент времени '4 приходит очередной запуска-
ющий импульс и начинается новый цикл работы reHe aTopa.
Выходное напряжение в зависимости от требуемои формы импуль-
са можно с'lшмать либо с коллектора транзистора ТЗ (прямоуrольное),
либо с коллектора транзистора Т2 (пилообразное).
Сопротивление резистора R 1 целесообразно выбирать близким к ero
минимально допустимой величине
Rl === R]наим Е к/ / к, и тах. (8.36)
Ток делителя R 1 RЗ выбирают значительно большим, чем ток базы
транзистпr:J:
EKf(R 1 + R 2 + R З ) >10 / б н2" (8.37)
,При этом изменения тока i б2 практически не влияют на лин<:йность
прямоrо хода, так как потенциал U б2 . а следовательно, и ток t K2 , за-
даются делителем в цепи базы транзистора Т2.
Устройство самостоятельно возвращается в исходное состояние,
если к моменту окончания линейноrо разряда KOHдeH aTopa С тран-
зистор Т 1 работает в активной области. Если же прямои ход закончит
ся насыщением транзистора Т 1, то разомкнетс!! петля ПОJIOжительнои
обратной связи и обратный переброс не произоидет.
Для уменьшения искажений прямоro хода необходимо, чтобы TpaH
зистор ТЗ открывался в момент окончания процесса разряда KOHдeH
сатора е. с достаточной для практики точностью это условие можно
записать в виде
И БЗ (О) === Rб (Е и + /кТ3 R бl ) == ДИ К1 == И и1 паим'
Rбl + Rб2
rде 11 И кl 1 В напряжение на коллекторе транзистора Т 1 в мо-
мент отпирания транзистора ТЗ.
Амплитуда выходноrо сиrнала практически не будет зависеть от
изменения тока / кТЗ, если параметры схемы удовлетворяют условию
Е
...1{ > 1 О (1 кТЗ)паИб'
RfJ1 + R02
rде (1 кТЗ)наИб тепловой ток транзистора ТЗ при максимальной pa
бочей температуре.
Поскольку процессы заряда и разряда конденсатора С в reHepaTope
фантастронноrо типа практически не отличаются от аналоrичных про-
цессов в интеrраторе Миллера ( рис. 8.6), то применительно к обозна-
чениям на рис. 8.11, а основные характеристики фантастронноro [e
нератора можно записать в следующем виде:
EK /j{H RK !!J.UКl
Тир == / R CR,
EK к1I
!!J./ KT (R+R K )
б ир ,
(EK !!J.Ut<.)
б u Ы кТ2 RR/EK"
т
(8.38)
(8.39)
(8.40)
(8.41)
(8.42)
З08
-",'
j,i:,
.,
Длительность oGpaTHoro хода и коэффициент неJIl1Неиности опре
деляются соответственно выражениями (8.24) и (8.25).
Фантастрон обеспечивает получение пилообразноrо напряжения
с коэффициентом нелинейности в 0,1...0,2% при длительностях пря-
Moro хода до нескольких тысяч микросекунд и коэффиuиенте исполь-
80вания напряжения источника питания == 0,9.
Основной недостаток reHepaTopa большое время обратноrо хода 1 ).
Кроме Toro, температурная нестабильность (без применения специаль-
ных мер) составляет десятки процентов, что для большинства прак-
тических Случаев неприrодно.
8.4. Прнмеры расчета и задачи дпя самостоятеПЬНОJ4
проработки
8.4.1. Исходные данные расчета
На основании сведений об УС.1Iовиях работы и функциональном на-
значении r лин при расчете обычно задают следующие исходные дан-
ные: длительность прямоrо хода Т пр и коэффициент нелинейности в;
длительность обратноrо хода (или время паузы между импульсаr-.ш);
амплитуду выходноrо СИI'нала И вых т' температурный диапазон ра-
боты д тое и соответствующие ему доспустимые отклонения амплитуды
пилообразноrо напряжения б и и длительности прямот'о хода б ир ;
параметры наrрузтш R п , Сп. В ряде случаев Предъявляются спеuиаль
ные требования, например: обеспечение минимальной скважности им-
пульсов, отсутствие начаЛьноrо скачка напряжения на прямо",! ходе,
получение нескольких выходных напряжений различной формы и т. д.
В зависимости от заданноrо коэффиuиента нелинеЙНОСТII исполь
зуют или reHepaTop со стабилизатором тока (при в 3...5%), или
устройства со стабилизацией тока посредством обратных связей (при
меньших значениях в).
в rЛИН можно применить один из трех вариантов входной цеп!!:
с делителем Rl Ro и источником смещения в цепи базы (рис. 8.9); с YCKO
ряющим конденсатором Со (рис. 8.2) и с разде.rштельнои цепью
(рис. 8.4). Последний вариант является наиболее простым, но ero мож-
Но использовать только при выполнении условия
rде К Нас
зистора.
Т Тпр 5К нас (RBH+R Bx н)
Тир RК NRаим]п[(Ек+Uвх)/ЕкJ '
необходимый коэффициепт насыщения КЛЮ!J('Iюrо тран-
(8.43)
1) Процессы перезаряда конденсатора в фантастронном rеперэторс прак,
ТИ'lеСfШ не отличаются от аналоrичных процессов в l'ЛИН с емкостной ООС,
поэтому указанные IJ п. 8.2.4 способы улучшения хараlпеРНСТIIК ПjJI!менимы
и к фантастронным [енераторам.
зоg
Основными методами улучшения характеристик транзисторных
rлин являются включение cocTaBHoro транзистора и неполный заряд
конденсатора (метод диодной фиксации). Метод диодной фиксации поз-
воляет повысить температурную стабильность reHepaтopa и уменьшить
Время заряда конденсатора до величины
Таар == 'Т зар In [ви,(ЕR Еф)], (8.44)
[де 'Т зар ПОСтоянная времени заряда конденсатора С.
Основные параметры cocTaBHoro транзистора определяются СООТ-
ношениями:
N. 0,6 M M,
Я вх О 0,6 M R;x,
[де' R;x входное сопротивление транзистора Т".
(8.45)
(8.46)
8.4.2. Расчет rлин с параметрическим стабилизатором ТОКи
Методику расчета рассмотрим на примере автоколебательноrо
rлин мультивибраторноro типа (см. п. 8.3.1).
Пример 42. Рассчитать reHepaTop развертки по следующим исход-
ным данным: амплитуда выходноrо сиrнала И выхт 18 В; коэффи-
Rf(!
EK
Выхо;}
+
Рис. 8.12. Схема транзисторноrо reHepaTopa развертки.
циеIlТ нелинейности развертки в < 5 %; длительность обратноrо хода
не ДОЮlша превышать k == 20% от длительности прямоrо хода; ча.
стота развертки плавно реrулируется от Рнаим == 500 rц до Р НаИб ==
== 5 кrц. В диапазоне температур от О до 400 С допустимая нестабиль-
ность длительности прямоrо хода б пр 5%, нестабильно ть ампли
туды б и 1 %.
1. Учитывая малое значение б u , выбираем rлин с насыщенным
режимом работы зарядноrо транзистора (рис. 8.12). Управляющее
310
1
(
Ш ':
. . . . . . . .
" ,
,
1
1'.
напряжение подается на базу транзистора Т2 со средней точки дели
теля R и зR И4 в коллекторноЙ цепи транзистора Т3. Параметры дели
теля рассчитываются таким образом, чтобы минимальное напряжение
на конденсаторе было равно И ваим Ев И ВЫХт .
Делитель R из RR4 уменьшает допустимую ве.'IИЧИНУ перепада Ha
пряжения на коллекторе транзистора Т 1, а следовательно, влияние
нелинейной емкости Си.
Поскольку частотныЙ диапазон reHepaTopa достаточно широк, то
разбиваем ero на поддиапазоны и для каждоrо из них рассчитываем
емкость времязадающеrо конденсатора. Внутри поддиапазонов частота
плавно реrулируется изменением тока i 8f (сопротивления резистора
R 62)'
2. Разрядный транзистор т 1 обеспечивает формирование импульсов
с амплитудой И вых т И коэффициентом нелинейности меньше е в за-
данных частотном и температурном диапазонах. Спедовательно, на
основании соотношений (8.12), (8.13) (8.17) ero параметры должны
удовлетворять следующим условиям:
Рю....... б { UвыхтСнаим ftJ./f(Tl Uвыхт(Астаб е+ее }
.p t З1 ==наи , , ,
Е и Т пр наим бпр (e 8c) rю
И кэ , з rnах > И вых тl; Е и ,
rде Т пр наим == (1 -+ k) Р наиб (1 4- БF) минимальная длительность
прямоrо хода; С ваим минимальная емкость времязадающеrо KOH
денсатора; 6Р == (де е) разброс частоты; де разброс номи-
налов конденсаторов; P Rf средняя мощность, рассеиваемая TpaH
зистором Т 1 при максимальной рабочей температуре.
Произведем расчет для rерманиевоrо сплавноrо транзистора
МП20А типа р-п-р.
Определяем максимально допустимое значение тока Z 81. Во время
прямоrо хода ток разряда конденсатора С постоянен, а напряжение
спадает от величины И НаИб до Инаим' Для среднеЙ мощности, рассеи
ваемой транзистором Т 1, с учетом температурной зависимости Рк. шах'
приводимой В справочнике, получаем следующее выражение:
р и l i з1 (EH U вых mf 2 ) < Р к тах == (85 t )/0,33, мВт,
Подставляя в данное соотношение tg == 20" С, Е и == 24 В, И ТlыX т ==
18 В и решая ero относительно i 81, получаем 181 наиб 9 мА.
Задаемся значением ее == 5 . 1O 8 И определяем 1Инимальпую ем-
кость времязадаioщеro конденсатора и минимально ДОПУСТИl\юе зна-
чение тока i 61' Подставляя В выражение
Сна им == Си (и) (ИспрlИнаим)пс (l v ee)/(8c v)
значения И наим == 6 В, пе == 1/2, И оп р == 5 В, Си (и) == 30 пФ, получаем
==0,75, v== -Vl 0,75 ==0,5,
V
С == 30 . I 0,5 0,005 == 6. 1 0 9 Ф
IтиМ 6 0,005.0,5 ·
,
j:
i
\
311
,
Следовательно, ток i эl, обеспечивающий работу reHepaTopa в задав-
ном частотном диапазоне (полаrаем де == 0,2), равен
i81 == И вых т Снавм/Т пр паи м == 18. 6. 10 9.1 ,2 '6,25.103 == 0,82 мА.
Определяя ток i 81 из условия обеспечения заданноrо коэффиuиента
нелинейности и заданной нестабильности прямоrо хода, ПОJIучаем co
ответственно
! i
Иных т (Астаб 8+8е) 18 (1 ,4 O,045)
i Э1 :> 1,4 мА,
(8 8е)'ю O.045 400.103
'еl:> t!/КТI/'6б пр == 100.10 6/0,75.0,05 2,7 мА.
Принимаем /81 навм == 4 мА, 1 эl наиб == 8 мА и находим коэф
Фициент реrулирования частоты
а== /Э1найfi ==2.
l Э1 наиы
Рассчитываем параметры токозадающей uепи. Для повышения
стабильности разрядноrо тока выбираем
Е э == 6 В »ИЭfi!'
Сопротивления резисторов R ()1 и R э2 определяем из соотношений
R Э1 :::::; Ее == ;:--==7500M,
lЭ1наиб 8.10' v
R ....... Еэ(а l) 6.( 7500
э2 . М.
l Э1 Н/ll1б 8.\ () 3
Выбираем R эl == 680 Ом, R &2 == 1 кОы.
З. Выбираем транзистор Т2. На основании соопюшений (8.14) п
(8.15) получаем, что максиыаЛЫJUе значение TOK<:I ТРЫI3истора 1'2
равно
1 '- 1 5+k 8 .'1,2 280 А
к, " шах Э шах == . () ,15 == м.
Посколы<у для транзистора Т2 р.ОЛЖIIО выполняться соотношение
И ЭБ шах Е", то в качестве заря.z1ноrо элемента Т2 целесообразно
использовать сплавные транзисторы, для которых практически всеrда
справедливо условие И ЭБ шаХ ИК ; шах' В случае применения диффу-
зионных транзисторов, необходимо предусмотреть меры предотвра-
щения обратимоrо пробоя эмитrерноrо перехода транзистора 1'2
(см. пример 41).
Рассчитываем среднее значение мощности, рассеиваемой зарядным
траНЗI!СТОрОМ:
Р;;2 == I/(, I! шах U вых т/2 == 280.10 З.9 2,5 Вт.
Поскольку требуемые значения тока и мощности значительно пре-
ВЫШ<iЮТ соответствующие допустимые величины для транзистора типа
М1l20А, то в качестве зрядноrо элемента применим траНЗИС10Р
3\2
1 "
I
(.
i ,
rT403A. Для данноrо транзистора допустимое 3lIач<,нне МОЩНОСТfI (со
стандартным теп.rюотводом) составляет при темпеРЭl у ре 400 С
РК шах == (85 t )/RT ПС == (85 40)/15 == 3 Вт.
4. На основании соотношения (8.16) рассчитываем сопротивлеlII!С'
резистора R к2, обеспечивающее заданную нестаБНЛЬНОС1Ъ аМШll11 уды
выходноro спrнала:
R и2 "" Ивых т l5иlMKT == 18.0,011000.10 6) == 1,8 кОм.
5. Вычисляем минимально допустимое сопротивление резистора
R 1<2 (8.18):
R K2 :::::; И вых т! 11(, и rnах == 20/280. lO 3 == 72 Ом.
Выбираем R 1<2 == 68 Ом.
6. Определяем сопротивление резистора R"з. Учитывая, что BpeM 1
нарастания напряжения на базе транзистора Т2 должно быть меньше
времени обратноrо хода, и принимая во внимание соотношение (8.Зl,.
находим, что сопротивление резистора R 1< 3 должно У довлетворять yc
ЛОВиЮ
. :;
д;
;
1',
'f:!
;(
i
11
r
,
,<
i
{ Т Н/lИМ k N2 наи" RИ2 }
R[.3 == паим , .
\ fiС оз К НаС
ч
,
р
i
rде Т напм == (Ff]аио) 1 минимальная длитею,ность периода;
СО 3 Сп + с к з паразитная емкость в коллекторной пени тран-
зистора ТЗ.
В практических случаях следует РУКОВОДСТIювюься условиt'Ы
R из < ()N2 ваим N.1<2/I\UdC'
Принимая К нае == 2, получаем
R кз 68 . 20/2 == 680 Ом.
Выбираем R к 3 == 680 Ом.
ПОСКОЛL!(У транзисторы Т2 и ТЗ образуют управляющий мульти
вибратор, то целесообразно выбирать эти транзисторы ОДНОТIlПными.
7. Рассчитываем сспротив.rlение резистора R [,4' Чтобы I'eHepaTop
формировал ш.шульrы заД<:lllНОЙ аJ\IПЛИТУДЫ, сопротивление резистора
R И4 необходи ю выбрать равным
';,
<"
t
<,
t!
1
!
r
!.
.
.t
.
t
f
!
1
R R ( EH иHH3
HI нз
Ен Uпаим Uаб2 01'11
) ( 23 0.5 )
1 == 680 1 == 227 Ом.
24 5 O,6
Выбирр,ем R К4 == 220 Ом.
8. И3 ) СJJOВИЯ (8.Зl), принимая К нас == 2, рассчитываем сопротивле
иие рLзисrора Е б:
R (Rнз+RИ4)ВNЗн им == JQ40. == 10 4 кОм.
"б""'" К нас :.l'
ПрИНI!маем R б == 10 кОм.
11 "". 257
313
;),;
,:
..1.
9. Рассчитываем емкости врем язадающих конденсаторов, для чеrо
определяем число поддиапазонов n для перекрытия заданной области
частот:
1 Fнаиб(I+6F) 11 In16,7 41
n== n Па , .
F наим (1 6P) ln 2
Принимаем n === 5.
Находим rраницы частотных диапазонов и емкости соответствую-
щих им конденсаторов по формулам
р == Fнаиб i l ( 1 + дР )
наиб t й '
С ; == 181 наиб (1 k)l(P наиб i U т)'
Данные вычислений сведены в табл. 8.1.
т а 6 л и ц а 8.1
Номер
поддиа.
пазона
I fраИИЦбl I
поддиаП8зона,
Kru
Емкость
конденса тора.
мкФ
1
2
3
4
5
6.. .3
3,6...1,8
2,2..,1,1
1,3.. .0,7
0,8...0,4
0,06
0,10
Q,15
0,22
0,47
10. Рассчитываем емкость С 1 из Соотношения (8.44):
С '- (lОО...200)R и2 С iнаИб (l00...200)68.0,47.10 6 (03 06) Ф
1 ..?" == ,..., мк .
v Rб 10 . 103
Принимаем С == 0,68 мкФ.
Методика расчета управляемоrо r ЛИН данноrо типа в основном
аналоrична изложенной. Выбор типа входной цепи и рас ет ее пара-
метров производится так же, как и в r ЛИН с емкостной отрицатель-
ной обратной связью (см. пример 44).
8.4.3. Расчет rлин с компенсирующей э. д. с.
Прежде чем переходить непосредственно к расчету, сделаем ряд
предварительных замечаний.
1. Составляющую задержки прямоrо хода t 82 , обуслов.rlеннуIO KO
нечной скоростью спада коллекторноrо тока, необходимо учитывать
только при длительностях прямоrо хода порядка единиц ми К росе-
кунд.
2. Во всех расчетах целесообразно принять следующие допущения:
1 + С/СЕ 1; Кп 1; С/СЕ:::;;; 8/5. (8.47)
3. Для повышения надежности работы устройства необходимо Пре-
дотвратить обратимый пробой эмиттерных переходов транзисторов т 1
314
r
и 1'2. Указанное требование обеспечивается при выполнении соот-
ношений
Е и R BH ........
иBX
Rб
./ Е RBH U Nвн+f{б
""" и ЭВ тах 1 )
Rб \6
< ИЭБmах
СЕ Е и
(8.48 )
(8.49)
Пример 43. Рассчитать r ЛИН с компенсирующей э. д. с. при слс
дующих исходных данных: Т пр == 400 мкс, Т обр 1 о 200 мкс, Т ==
== 1000 мкс, и ВЫХШ == 10 В, 8:::;;; 2%, t з < 20 мкс, t o == 20...500 с;
R вн == 2 кОм, и ВХ == 4 В, RH == 10 кОм.
E/(.
СЕ
8bIxo/J
R з
щ"
IL
ё:}
Рис. 8.13. Модифицированная схема rлин с компенсирующей э. д. С.
I
I
I
I
...JiI.
1. Учитывая малую величину 8 при большой длительности прямоrо
хода и малое время обратноrо Хода, выбираем ориентировочно rЛИН
с составным транзистором Т2, источником Е 11 И входной цепью в виде
делителя R 1 R б С ускоряющим конденсатором (рис. 8.13).
2. По причина м, указанным в п. 8.2.3, целесообразно применять
однотипные транзисторы Т 1 и Т2 Q малой емкостью коллекторноrо пе-
рехода. Линейность прямоrо хода повышается с увеличением коэффи-
циента передачи тока базы N. ДЛЯ уменьшения искажений выходноrо
сиrнала транзисторы должны быть высокочастотными. Выбираем тран-
зисторы типа rT308A.
Тип диода пределяется исходя из требуемой велиЧины обр тноrо
напряжения, малой величины сопротивления диода 'пр (для быстроrо
перезаряда конденсатора СЕ) и достаточно малой инерционности при
выключении. Этим условиям удовлетворяет диод типа Д219А.
3. Принимаем коэффициент o . Чем меньше o, тем меньше
время обратноrо хода, но при этом уменьшается коэффициент исполь-
80вания напряжения источника питания. 3адаемся Go == G == 0,85.
}1' 315
4. Начальный ток [ н заряда конденсатора С целесообразно задавать
максимально большим, учитывая следующие оrраничения на ero Be
личину:
а) мощности, рассеиваемые на транзисторах Т 1 и Т2, не должны
превосходить предельно допустимой величины при максимальной pa
бочей теllшературе
р 85 t 85 50 == 140 мВт.
/( тах == 0,25 0,25
Принимая Е и == 12 В и учитывая, что для выбранноrо варианта
ВХОДНОЙ цепи в данном типе reHepaTopoB
к нас == 1 + т прlТ обрl == 3,
(8,50)
оп.е.еделяем значения наtJальноrо тока, при которых мощности Р '"
и Р 1<2 не препосходят величины РI( шах:
1 \
i H1 == 2 "NI на'" Р Ю Т
(3 N I наl!б Ивых т (Т пр + Т оБРl)
==2. . 140.10 3. 1000. 10 6 == 125 до
75 10.600 . 10 6 ' М ,
2РИ2 Т 2. 140. 10 3 . 1000. 10 6
iJ12 Е (Т +Т' 12.600. iO " 39 мА;
и пр оБРl)
б) для TOrO, чтобы емкость конденсатора СЕ не превосходила прием-
лемой с конструктивной точки зрения величины, например 50 мкФ,
необходимо, чтобы начальный ток не превышал величину
i <' == 0,2. 8' СЕ нанБИВЫХ т 0,2.2.10 2. 50. 10 6. 10==5 А'
н t н з Т пр 400.10 " м ,
в) составляющая t B 3 общей задержки не превосходит заданной ве-
личины t B 3 0,5 t B , если начальный ток удовлетворяет соотношению
t . <t ' == Ивыхтtаз 10.10 6 5 А
11 н4 ==м'
(rпр+Rвых п) Т пр 50.400 . 10 6 '
r) предельный начальный ток стабилизатора, при котором ток КЛю-
чевоrо транзистора Т 1 не превышает допустимоrо значения Z /(
. итах'
равен
iH i НБ == (3NI Наим ZK, И шах Т оБРl .120. 120.10 H '" 11 мА
(3NI наиб Т ПР +Т О БРl 75 600.10 6 '" ·
Проверяем, не превосходят ли токи i б1 И i И1 предельно ДОпустимых
значений. В момеIiТ включения транзистора
. А . А Er
t и l == t'N\ вавб tбl == t'N\ нанб
R BH + R B J1. э1
== 75
4
(1 +2,2) . 10
94 мА < 11(, и шах,
316
Т.'. '
..."'
На основании указанных оrраничений выбираем [l! == 5111А.
5. Определяем сопротивление резис'юра R и
R и == и Е /iH == 2 кОм.
Выбираем R и == 2 кОм.
6. Из соотношения (8.21) рассчитываем емкость времязадающеrо
конденсатора
С ТпрКи 400 .10 6. 1 0,23 мкФ.
R и 6 2. 103 .0,85
Выбираем С == 0,22 мкФ.
7. Рассчитываем емкость конденсатора СЕ. В соответствии с COOT
ношениями (8,22), (8.47) и (8.49)
С ...... 5.С 5.0,22.10 6
Е -?' 8 2.10 2 == 55 мкФ,
СВ Т о БР2 == 360 мкФ.
60 8/[(1 60) 5) (fпр+R вых п)
Поскольку СЕ > СЕ наиб' то выбираем СЕ == 47 мкФ и уточняем
значение отношения CIC E == 0,22/47 ==47 . 10 3. Если же значение СВ
не оrраничивается конструктивными соображениями, то можно вы-
брать СВ == 68 мкФ.
8. Определяем сопротивление резистора R в' По методике, изложен-
ной в примере 42, вычисляем значение ее. Учитывая, что U НаИМ
0,5 В, пс == 1/3, == 0,85, U сир == 5 В, Си (и) == 8 пФ, Ha
ходим
'v == (1 6)nе == 0,53,
3/
Си == Си (н) ( Испр ) n с == 8 V 18 пФ,
И НаИМ 0,5
'"л ==5....... == 0,22 .10 6 104 ее 10 \
с" 18.10 12 '
Для наихудшеrо случая ( N2 == N2ilаим) из соотношения (8.20)
получаем
0,6(3 2иаим 1 ] \
R и R H ==
1 ) \ == 550 Ом.
10.103
Ra> [( 8 ee c )
== ( 1 6.10 2 0,6.20.20
, 2.103
Выбираем R э == 680 Ом.
9. Определяем необходимое напряжение Е в
Е >R СИпыхт == 06 8. 10 з. 22.IО ==0 , 7 В.
э а С ( +R ) ·
Е 'пр пыхп 47 . 50
ПРИIlИll1аем Е э == 1,2 В.
317
10. Проверяем возможность применения на входе
делительной цепи. Подставляя в соотношение (8.43)
метров, находим
т т пр
Т пр
reHepaTopa раз-
значения пара-
1000 400 < Б.К пао (Rпп+R пх 19)
400 R и f}N паим In [(Ек+ивх)/Е н ]
5 . 3. 3,2 ,108 == 4.
2 . 103 . 20 . 0,28
Следовательно, разделительную цепь применять нельзя, поэтому
используем входную цепь в виде делителя R 1 R б С ускоряющим конден-
сатором Сб'
Рассчитываем сопротивление резистора RБJ
R R K Nl ",аим == 2.10 3 .20 ::=: 13 кОм.
б К пао 3
Выбираем R б == 10 кОм.
Сопротивление резистора R1 равно
R ,.-/ и ВХ т Rб R 4, 10.103 2.108 == 1 , 3 кОм.
1 Ео вп == 12
Выбираем R 1 == 1 кОм.
Рассчитываем емкость конденсатора С б из соотношения
Сб> tз tзз
(R вп +R 1 ) 11 Rб ln [(Еб+Uвх т)/Ео)
10.10 II ==0.ОI5мкФ.
2,3.10 8 1пl,3З
Выбираем С б == 0,015 мкФ.
11. Оцениваем задержку выходноrо сиrнала на основании соотно-
шений (8.5), (8.6) и (8.19):
t з '{енв Е б R вп + С (, пр + R BblX П) ==
Rб ИВА
== NI наиб Е б R пп ( 2 1 f + Сп. RK ) + С (, пр + R BbIX П) ==
Rб U вп л'Uа
===75 12.2.103
104.4
( 1 +20.10 12.2.10з ) +0,22,10 6.50==
6,28.90. 1011
== 14 мкс < t з ДОП == 20 мкс.
8.4.4. Расчет rлин с емкостной отрицательной обратной связью
Тип r лин выбирается на основании соотношений (8.51) и (8.52),
связывающих парамеТрbJ reHepaTopa
N > ( b ?p т )
e e(.) пр
318
Т , , '
"
(для одиночноrо транзистора),
... / БЫ ЩJ
N > V (e 8c) (Т Тпр)
(для cocTaBHoro транзистора),
rде
(8.52)
ь == т обр == ln Еи
RиG Еj{ Еф
[if
Я4
ff'
Н О2
ЯЗ
Tfr.
Рис. 8.14. Схема Ilреобразователя наllРflжение BPC:VНI.
Коэффициент Ь == 5 в схеме без диодной фиксации, а при Е и
2 Е ф обеспечивается значение Ь == 0,7.
В технических ус.rювиях на разработку reHepaTopoB данноrо типа
часто оrоваривается отсутствие началыюrо напряжения на прямом
ходе. При таком условии наиболее подходящим является rЛИН с KOM
мутирующим транзистором (рис. 8.7). Интеrратор Миллера в данном
случае не применим, так как в этом устройстве принципиально имеется
начальный скачок напряжения. Выбор входной цепи необходимо о(ю
сновать при последующем расчете.
[енераторы фантастронноrо типа наиболее часто применяются для
построения преобразователей напряжение время (рис. 8.14) и yCT
ройств плавно реrулируемой временной задержки.
В режиме преобразования напряжение время управляющее Ha
пряжение через диод Д подается на коллектор транзистора Т2 и pe
rулирует диапазон изменения напряжения на конденсаторе С. Выход-
ное напряжение обычно снимается с коллектора транзистора ТЗ в ви-
де прямоуrольных импульсов.
Для повышения чувствительности реrулировки и линейности пре-
образования необходимо выполнение соотношения
Е и => 10 Ек (Uупр)паим (8.53)
'пр + R вп R и
319
"де R нн внутреннее сопротивление источника управляющеrо Н.
пряжения.
При выполнении соотношения (8.53) длительность прямоrо хода
равна
Т ПР (ЯС/Е н ) [U упр + /к l' (Rнн+rпр) L\UК1]' (8.54)
Пример 44. Рассчитать reHepaTop спадающеrо напряжения отри-
цательной полярности со следующими параметрами rенерируемоrо
импульса: Т ПР == 75 мкс; Т ОБР == 15 мкс; е 1%; и ныхт == 9 В,
нестабильность длительности прямоrо хода 6 пр < 3%в диапазоне Tef\I'
ператур от 55 до +500 С. Параметры управляющеrо [енератора
U вх т == 10 В, R нн == 1 кОм. Схема работает на активную наrрузку
Я Н == 10 кОм. Начальный скачок напряжения недопустим.
1. Задаваясь значением ее == 5 . 10 3 И подставляя в выражения
(8.51) и (8.52) данные из техническоrо задания, определяем, что для
реальных значений N 2наим 60 требуеыые параметры выхо;щоrо
импульса обеспечиваются в схеме на составном транзисторе и с отсе-
кающим диодом. Так как начальный скачок напряжения недопустим,
то примеIIяем схему с коммутирующим транзистором и резистором ЯС
(рис. 8.9). Ориентировочно выбираем входную цепь в виде делите.rш
R1R б .
Отключающие диоды должны иметь малое r ПР' большое "обр и ма-
JlbIe тепловые ток!!. Поэтому обычно используют кремниевые диоды
типа Д219А Д223Б или ДI07 ДI09.
Принимаем Е к == 24 В, Е ф == 12 В.
2. Транзистор Т2 должен иметь достаточно большое допустимое
обратное напряжение (U кэ R. mах > 12 В), малый тепловой ток 1 кТ 2,
малое время Вl{лючения. Коэ<l--фициент передачи тока базы при мини-
мальной рабочей температуре должен превышать, в соответстш!И
с условием (8.52), величину
V 5, 0,7 ' 75. 10 " 6 0
PN2 наи,, ' 5. 10 3. 15. 10 6 .
Ключевой транзистор Т 1 для повышения линейности прямоrо хода
должен достаточно быстро выходить из режима насыщения. Для по-
вышения температурной стаби.rlЬНОСТИ reHepaTopa транзисторы Т 1
и Т2 выбираем однотипными.
Произведем расчет для транзисторов типа П416Б.
3. Находим сопротивление резистора R к' Для данной схемы козф-
фициент нелинейности определяется соотношением (8.25), rде в соот-
ветствии с (8.45) и (8.46)
80 Ас == (R + H2 Я;х2 0,6)/(0,6 Мп H2 Я К в),
Решая совместно уравнения (8.25), (8.26) и (8.44), получаем COOT
ношение, связывающее основные параметры reHepaTopa:
Т ОБР == ТИР ЬЯ н Il/[О,6 Н2 (е о H2 RI' н Я;х2 )], (8,55)
320
r
. из KOToporo следует, что минимальное значение сопротиl' пения R К"
равно
Я н в:> Я ВХ2 gZ(80 N 2 нанм) == 500 .0,9/(5 .lo a. 75) == 1,3 кОм. (Ь.ЬЬ)
Принимая Я Н в == 1,5 кОм, определяем
RH==RHHRII/(RH RHJ== 1,5.10/(10 1,5)== 1,8 кОм.
Выбираем R н == 1,8 кОм.
4. Рассчитываем емкость конденсатора С. Из соотношений (8.10)
и (8.47) получаем оrраничения на величину емкости конденсатора
Т ( U ) nс ( 1 V 8e )
>CK (и» 8'"
bR H U ваим С
Подставляя в данное соотношение значения Си (и) == 8 пФ,
nC 1/ 2 U ==5 В U == 1 В , 6==0,7, Я,,==2,ОкОм, Т обр ==lfJ х
'спр , наим
Х 1 0 6 с, 8е == 5 -1 0 3, V == 0,3, находим 10000 пФ> С > 3400 пФ.
Выбираем С == 8200 пФ.
5. На основании соотношения (8.26) вычисляем сопротивление ре-
8истора Я:
Я Тпр 75. 10 6 10 кОм.
0,9.8200.10 12
Выбираем R == 10 кОм.
6. Рассчитываем начальное значение раБОllеrо тока
iв==Еф/R== 12/10== 1,2 мА.
Проверяем, не превосхоДЯТ ли при этом м щности, рассеиваемые
на транзисторах Т 1 и Т2, предельно допустимои величины
РI( mах == 2 (85 t ) == 2 (85 50) == 70 мВт.
В данной схеме определяющей является мощность Р ка
р == т пР iвЕф 75. 10 . . 1,2 . 10 a . 12 6 мВт < р к mах.
к2 т . 2 90 . 10 6 .. 2
7. Рассчитываем величину напряжений источника Е е' Для падеж-
Horo запирания транзистора Т2 в исходном состоянии должно вы-
полняться соотношение Е в :;;;.. (и и 81)наи5 U аап' rде U аап
(0,2 ...0,3) В -....... запас по напряжению запирания. Учитывая, что
ток / 1 == Е ф /R и == 6 мА, 'н == 25 Ом, получаем Ее > 0,45 В.
ив Е u б
Выбираем Е в == 0,6 В. Принимать е большеи величины нецелесоо
разно, так как при этом увеличивается значение начальноrо скачка
напряжения и затрудняется ero точная компенсация.
8. Находим сопротивление резистора Яе. Если необходимо обес-
печить минимальную величину начальноrо скачка напряжения, то це-
лесообразно пользоваться не соотношением (8.ЗО), а более точным
Яс == (EB I U и 1111 + I U 520 I )/ё н ,
321
11
11
'1
111
I1
111
il
i
rде и б 20 напряжение, определяемое из типовой характеристики
i а === f (и ба) по значению эмиттерноrо тока в начале прямоrо хода
iа===iн+(Ен Еф)lRI< 7 мА.
Для транзистора П416Б при указанных режимах работы и и нl ===
0,15 В, и б20 == 0,4 В, следовательно
Re== 0,6 0,15+0,4 ==700 Ом.
1 ,2.10 3
680 Ом.
Выбираем Re ==
9. Задаваясь значением К нас == 2, рассчитываем сопротивление
резистора R б:
R Еф N \ нанЫ R
б
К нас (Еф+Е э )
Выбираем R б == 330 кОм.
10. Проверяем возможность применения разделительной цепи на
входе кточевоrо транзистора Т 1. Для данноrо случая условие (8.43)
НОРl\Jальноrо функционирования входной разделительной цепи имеет
вид
12 . 75 . 1 О . 103
2. 12 6 375 кОм.
,
R > 5. Т ПР (Rпп+R вXl ) R
б (Т Т ПР ) 111 I (И вх + Е ф ) / Е ф ] вп,
отк у да
330.103 Ом> 5.75. 10 (1 . 4. 103 300 . 103 Ом,
15.10 6.111 1,41
Т. е. на входе [енератора можно применить разделительную цепь.
Поско.rlЬКУ на начальном этапе расчета входная цепь ориентировочно
была выбрана в виде делителя R 1 R б' то на рис. 8.9 резистор R 1 следует
за менить конденсатором С б'
11. Рассчитываем емкость конденсатора С б из соотношения
С < Т ТПР 15.10 6 750 Ф
б п.
5 (RBB+RBXl) 5.4. 103
Выбираем С б == 680 пФ.
Провер яем выполнение условия запирания транзистора Т 1 по
время прямоrо хода:
С б (Rвн+R б ) ===224 МКС> Т ПР ==220 мкс.
111 I(и вх т+Еф)/ЕфJ
12. Оцениваем нестабильность длительности прямоrо хода по фор-
муле (8.27):
Ы кn R 20.10 6. 10.103
бпр== Еф 12 1,7% <бпрдоп'
Пример 45. Рассчитать фантастронный reHepaTop, работающий в ре-
жиме преобразования напряжение время, при следующих исходных
данных: длительность прямоrо хода изменяется в пределах от 100 до
322
т
,
1000 мкс; Т обр 0,5 Т пр; амплитуда выходноrо сиrнала и выхт />
> 10 В; точность преобразования не ниже 1 %; нестабилыlOСТЬ дли-
тельности прямоrо хода в диапазоне температур от О до 500 С не бо
лее 1 % .
1. Начальный этап расчета фантастронноrо reHepaTopa аналоrичен
расчету управляемоrо r ЛИН с емкостной ООС (пример 44). Для оцен-
ки возможностей различных вариантов схемы используются соотно-
шения (8.51) и (8.52). В нашем случае данным техническоrо задаНIIЯ
удовлетворяет схема на составном транзисторе с ОТКЛlOчаЮЩЮ,I
диодом, поскольку
'I/5.0,7.100.10 e 40
N\ > V 5. 10 3 . 500 . 10 6 .
Транзисторы Т 1 и Т2 выбирают, как и в схеме рис. 8.9. ТрШI3истор
ТЗ должен быть однотипным с транзистором Т2. Следовательно,
учитывая пример 44, можно произвести расчет для транзисторов типа
П416Б.
Выбираем напряжение Е ф == 12 В, ЕI< == 24 В.
2. Рассчитываем суммарное сопротивление R и н' Задаваясь значе-
нием Ее == 5 . 1O 3, принимая == 0,8, R x 1 == 500 ОМ, N lнаим ===
== 90 (при Т == 00 С), из соотношения (8.75) находим
R и н > R x \ /(8o л, 1 наим) == 500 .0,8/(5.1 0 3 .90) == 900 Ом.
Учитывая соотношение (8.53), выбираем R 1< Н == 1,5 кОм. При ма-
лой величине R и в делитель в цепи управления потребляет большоЙ
ток. Выбирать R и н> (5...10) кОм нецелесообразно, так как уменьша-
ются пределы реrулирования U упр И возрастает длительность обрат
Horo хода.
Принимаем R и == 1,8 кОм и определяем наrрузочную способность
reHepaTopa
Rннаим==RнRинJ(Rи RRН) 10 кОм.
3. Находим емкость конденсатора С. На основании примера 44
получаем 35000 пФ > С > 3400 пФ. Выбираем С == 0,033 мкФ.
4. Оцениваем сопротивление резистора R. Поскольку схема исполь-
зуется как преобразователь напряжения время, то R рассчитываем
исходя из максимальной длительности прямоrо хода. Параметры источ-
ника упраВЛЯlOщеrо напряжения и пределы ero реrулировки опреде-
ляются по заданному минимальному времени прямоrо хода,
На основании соотношения (8.40), полаrая t!U 1<1 == 1 В, /н ТI ==
== 20 . 10 6 А, получаем
R== ЕнТ пр
(Ен дUю)С l({ Т\ Т пр
12.1000.10 6
(12 1) .O,033.10 6 20 10 6, 1000. 10 6
Выбираем R == 36 кОм.
== 35 кОм,
323
111
il
,
1
l'
5. ('ОI1РОТIшление реЗIТстора Rl желательно выбирать минималь-
ным для повышения стабильности, однако ero величина оrраничена
[см. (8.33)] (8.36), условием
1 1 1,
1,
I!I'
'!,
' 1
'1
I11
11
11
{ Еф
Rlпаим> наиб 1
К. l! Пlа
R
N 1 на им
} == наиб {100 Ом, 400 Ом}.
Выбираем R 1 == 430 Ом,
6. Принимая во внимание соотношения (8.38), (8.39), рассчитываем
сопротивления резисторов R б1 и R б2 :
с 1 2
R R "<i> 60 О
61 + 62 < 10 (/ --:-- ) == IO . 20 . 10 6 == К м,
. 1(13 ввиб
Полаrая R(j1 + R б2 == 20 кОм, находим
R б2 == t1U ю (Rбl+Rб2) == J. 20.103 == 1,7 кОм,
Еф 12
Выбираем R б2 == 1,8 кОм, R(j1 == 18 кОм.
Для реrулировапия режима работы транзистора Т3 часто приме-
няют перемепный резистор R б2 .
7. Для расчета деЛИ1еля R 1 R3 оцениваем значение тока 1 б Н2' 1\0-
торое д.rIЯ данной схемы орределяется выражепием
/ J ( Ек t1uю Еф )
6I12 1:1
N 2 наим р к н I<.
и равно
1 ( 24 I 12 )
[== == 175 мкЛ.
6 112 O J , 5 1 03 :36 . 1 O
Онсниваем максимально\:: СУММарное СU[lротивление деЮIТеля N. J RЗ
из СООТНОШЕПИЯ (8.37):
R* == R 1 + П 2 + R3 < Е ф ;(l0'[6fJ2) == 12/(I0,0,75.10 3) == 6,9 кОм.
По формуле (8,35), полаrая r нl == 15 01\1, 11\ т2 == 20 мхА, рассчи-
тываем максимальное сопротивление N. 3:
R3 < r H1 Е ф J[Н l (1,<72)1181161 == 15.1 ::!/(4:30. 20. 1 O 6) == 21 (,Ом.
Учитывая большой разброс Шlриметров Т(13I1ЗIIСТorюI3, цслссообра:то
использовать переменныЙ резистор ПЗ. Выбllраем R 3 == 4,3 кОм,
Рассчитываем СОПрОТ!1влеIIlIе р\.:'зистора R 2
R 2 == R* R 1 Нз == 6,9 0,43 4,3 == 2,2 I,OM.
ВI>Iбираем R 2 == 2,2 "Ом.
8. Рассчитываем цепь управления. ВО('ПОЛЬЗОI33ВШ\fСЬ СООТНОШРIшеr,j
(8.54), опреде.fJяем мин.и1\13лыlеe значеШlе упраВJIяющеrо шшрнжеш!Н,
соответствующее минимальной длшельности прямоrо хода:
И == Еф Т"р паllМJ t!.U == 12.100.10 -" { 1 2 В
( упr)IIaИ 1 I C I ,1 30. Ш! . 0,()J:3 ' j(J " н ,
324
Т ' .. . .. . ... . . . .. . .. . ....... '. . . . .. . . .. :
. ...
\"!
",'
,.
Из выражения (8.53) находим сопротивление делителя R n :
R D Е ф R K 1{10 (Еф (Uупр)наимJI == 12.] ,8.103/(10.10) 220 Ом.
Разбиваем сопротивление R n на два: переменное, равное
R4 == [( д (Еф (U упр)паимlЕф == 220 (]2 2)02 == ]80 Ом,
и постоянное Ro == R D (ИУnР)1I8имlЕф == 37 Ом.
Принимаем Rs == 33 Ом, R4 == 180 Ом.
99. Оцениваем нестабильность длительности прямоrо хода по фор-
муле (8.41)
б пр == t!.1 к12 (R + RII)/(Еф t!.u "1) == 20. 1 o o. 37,8. ] 03 /(12 1) == 7%.
Поскольку б пр > б nр наиб' то вводим В схему компенсирующиЙ
транзистор Т 4, выбирая ero однотипным с транзисторами Т 1 11 1'2.
Напряжение источника С1\1ещения выбираем равным Е э == 1,2 Б,
Зада';а 41. Рассчитать r лин с разрядом через транзистор по сле-
ДУЮШИl\I данным: Т пр == 500 мкс, Т ОБР < 100 мкс, t:: < 3%,
И оы Хт => 15 В, б u < 1 % в диапазоне температур от 20 до 60 С,
, и ох == 5 В, R ои == 300 Ом.
Задача 42. Рассчитать rЛИН с компенсирующей э. д. с., формиру-
ющий И1\1ПУЛЬСЫ параметрамн: Т пр == 600 мкс, Т == 2 мс, Т обр ==
== 300 мкс, е < 2%, Иоых m >- 10 В, t з < 30 мкс, Rя == 10 кОм.
Задача 43. РассчlIТ3ТЬ reHepaTop с коммутирующим транзистором
в цепи базы при следующих условиях: Т пр == 1 МС, Т ОБР < 300 МКС,
8 < 1 %, U оы х т > 20 В, б llр < 3 (% в Дllапазоне температур ::1::50<' С.
Схема наrружена на сопротивление R п == ]0 кОм, Внутреннее сопро-
тивление источника входноrо сиrнала R 08 == 2 кОм, амплитуда
И вх т == 5В.
Задача 44. Рассчитать фантаС'IрОННЫЙ reHepaTop, удовлетворяю-
щий следующим условиям: Т пр 8аиб == 2 мс, Т пр наим == 500 мкс,
Е < ] %, период следования запускающих импульсов Т == 3 мс; ам-
плитуда прямоуrольных импульсов Иоых т > ]0 В. Допустимая He
стабильность длительности прямоrо хода б пр < 1 % в диапазоне ра-
бочих температур ::1:400 С.
Задача 45. Выбрать схему и рассчитать reHepaTop линейно-нараста
ющеrо напряжения отрицательной полярности при следующих техни-
ческих условиях: Т пр == ]()() мкс, Т обр == 20 мкс, Т == 200 мкс,
8< 3%, И выхm >-1О В, задержка выходноrо сиrнала t 3 <3 мкс,
нестаБИJIЫЮСТЬ а шлитуды б u < 1 % в диапа::юне рабочих температур
::1:50" С. Параметры reHepaTopa входных импульсов: U БХ т == 5 В,
R ПН == 1,5 кОм.
За,rщча 46. Выбрать схему и рассчитать reHepaTop ЛИfJейно пада-
ющеrо напряжения по следующим исходным данным: Т == 400 мкс,
Т пр == 200 мкс, е < 2%, Иоых m => 10 В, Rn == 20 кОм, диапазон
рабочих темп< ратур ::1:::500 С, изменение длительности прямоrо хода
и аМПЛИТУДЫ выходноrо С!Ifннла не более 1 %. Схема запускается сиr-
налом U их т == 5 В от источника с внутренним сопротивлением
R он == 2 ,{Ом.
325
Т '.
'1;<'
':,/,
Прнпоженне I
Приближенные методы расчета переходных
характеристик
При анализе переходных процессов в импульсных схемах и их
разработке часто пользуются приближенными методами расчета
[20,21]. Кратко рассмотрим методы [21], которые используются в учеб-
ном пособии.
1. ИС u ПОЛЬЗ0вание степенноrо ряда. Функцию, описывающую пе.
реходныи процесс, можно разложить в ряд Маклорена по степеням
времени t, представив ее в виде
00 ['
Н (t) == dZ[j'
, -== о
(1.1 )
rде коэффициенты разложения d, определяются из операторноrо выра.
жения функции Н (t):
k + k l + + n l + + +
Н(р)== ahP Йh lР .Н Йп !Р ... alP йо
Ь п pп+bп l pn l+... +bn , pa l +... +ЬlР+Ь О
при помощи формулы
1 [ l 1 ]
d l == Ь aп ! d s bп !H ·
п sc=n k
В общем случае ряд (1.1) может начинаться а коэффициента d q , т. е.
(1.2)
00
Н (t) ==}: d l :; ,
1 -==q
так как коэффициенты d! при 1 < q часто оказываются равными нулю.
Если ряд (1.3) сходится настолько быстро, что можно использовать
только один, член ряда, то применяется приближение Н (t) dqMq!,
которое обеспечивает достаточную точность для промежутков времени
t < бd q (q -+ 1)ld q + 1 (rде (j коэффициент, определяемый требуе-
мой точностью расчета).
Если требуется учитывать несколько членов ряда и при этом можно
оrраничиться только членами не старше d з t З /3!, то для решения прак-
тических вадач используют приближенное уравнение BToporo порядка
(1.3)
Н (t) d o + d1t + d 2 t 2 f2.
Если ряд сходится более медленно, то точность расчетов можно
8аметпо повысить, составив на основании рЯДа (1.1) сумму членов reo-
326
метрической проrрессии, которая образуется младшими членами сте.
пенноro ряда (1.1). Так, если
Н ( d2 [ 2
t) d o + d 1 t + + ... ,
2
[.
то, сrруппировав первые члены ряда
Н (t) == do+d1t [ 1 + t + ( ..!!L t ) 2 + ... ] .
2d 1 2d 1
можно использовать следующее приближенное соотношение:
Н (t) d o + d 1 t I (1 + :;1 t). (1.4)
Если d o == d{ == О и ряд начинается с члена d 2 t 2 12, то достаточно точ-
ным приближением является
Н (t) d 2 [ 2 I ( 1 + t ) . (1.5)
2 3d 2
Приближенные соотношения. привоДящие к уравнениям выше BToporo
порядка, не позволяют заметно упростить расчеты, поэтому они не
применяются.
2. Описание переходных процессов экспоненциальной функцией.
При монотонных процессах функцию, описывающую переходные про-
цессы, можно представить приближенным соотношением
рtэо
Н (р) е
Ь о Р"+ 1 (1.6)
rде ,; == 11 ( : у ( : У + 2 ( : ) постоянная временИj
t ы1 йl
эО == ,; начальная задержка.
Ь о йо
При t эо > О функция, описываемая соотношением (1.6), пред-
ставляет собой экспоненту, задержанную на время t э о' т. е.
! о при О t tэо,
H(t)== йо [ 1 ( t tэо )]
ехр при t >- t зо .
. Ь о ..
При t э о < О начальным значением приближенной функции являет-
ся ехр (ta 0/';) и при t :;;;:: О
fl (t) == :: [1 ехр ( t : эо)].
3. Снижение степени характеристическоrо уравнения. Если не-
которые корни характеристическоrо уравнения В(р) == Ьпрn +
+ Ь п 1 pn 1 + + ы Р + Ь о == О по абсолютной величине зна-
чительно больше остальных, то функцию, описьmающую переходный
процесс в течение нарастания фронта, можно с достаточной точностью
представить приближенным СООТl:ошениеы
327
I
l ' i
1',1
',.1
II!
1 , , :1 , 1
11
']1
! , ' / ! , II , :
:,111
1
,1
1 1'
'/
I
:1
11
11
,1
11
I
н (р) а т рm+ ... йl Р+йо е рtэо
bn 2 pn 2+... +Ь 1 Р+Ь о
(1.7)
в котором степень характеристическоrо уравнения уменьшена на ве-
личину i, равную числу корней, заметно превышающих по абсолют-
ной величине остальные корни. При этом время задержки
t '" + bn 1 + + bn 2+1
з0 r-...; ... .
bn 1 bn 2 bn 2
Приближенные соотношения (1.7) и (1.8) можно обосновать с помощью
предыдущеrо метода.
(1.8)
n р н n о ж е н н е !I
Расчет импульсноrо трансформатора
В импульсной теХнике широко применяются ключевые схемы
с трансформатором. В нелинейных усилителях трансформаторы исполь-
зуются для изменения амплитуды и полярности выходных импульсов,
а также для разделения по постоянному току последующих за усили
телем элементов и узлов. При помощи мноrообмоточных трансформа-
торов получают импульсы, находящиеся в определенных амплитудных
и фазовых соотношениях. Применение трансформатора во входной цепи
!{лючеВОI'О элемента позволяет увеличить усиление высокочастотноЙ
части спектра импульса, что способствует уменьшению искажении
крутых перепадов. Блаrоприятное влияние соrласуюlЦИХ трансфор-
маторов на качество воспроизведения крутых перепадов особенно за-
метно в транзисторных схемах.
В настоящее время в импульсных трансформаторах в основном ис-
пользуются ферритовые сердечники, обладающие высокой мапштнои
проницаемостью и малыми потерями на вихревые токи [4].
Как известно [4.], в импульсном трансформаторе величина тока нз.
маrничивания характеризуется маrнитной проницаемостью на предель-
ном частотном цикле. Проницаемость f..t6. нелинейная величина
что объясняется нелинейностью характеристик намаrничивания. Kpo
ме этоrо, проницаемость f..t6. изменяется с изменением скорости нарастз,
ния импульсных сиrна,тюв, так как изменяются потери на вихревые
токи. Поэтому при практических расчетах пользуются средним зпаче
нием проницаемости сердечника f..tд' определяемым для импульсноrо
режима экспериментально. Таким образом учитывается влияние ука-
занных эффектов на маrнитную проницаемость сердечника. Для фрр
ритов /!д == 100...2000 [с/э. В аппаратуре наIIосскундноrо диапазона
обычно применяют сердечники с низкоЙ ПРОI!ицаемсстью (f..tпр ==
== 100...200 [с/э) , так как в таких сердечниках потери на вихревые
токи достиrают меНЬшеЙ величины. В неЛIIНеиных усилителях микро-
секундноrо диапазона используются ферриты с tд == 500.. .2000 [с/э.
При насыщении сердечника проницаемость существенно умень-
шается, ПОЭТQl\ЛУ резко Еозрастает II ток наМG1rничивания. Схемы с на-
('ицаЮЩI: ICЯ трансформатором нсш.щежны, так как при резком IJозра-
323
l '
:J
р
:1;'
i
:i!
,. -
стан ии тока намаrпичивания обычно заметно увеЛИЧI1Вё.СТСЯ '1'01< aI{-
тивноrо элемента, что может служить причиноЙ катастрофичео;их
отказов схемы. Применение же элементов (например, резисторов),
оrраничивающих токи до предельно допустимых величин, приводит
к заметному росту рассеиваемоЙ
мощности и часто является ПРИЧIf- 1 '1 S 2 2
ной ухудшения качества воспро-
изведения схемой крутых перепа-
дов. Ферритовые сердечники насы- J cr: ..... L N L,r, с;,
щаются при индукции В нас
1500...3000 [с. Остаточная ин-
дукция Во составляет 800...1000 [с. 1 2
Чтобы исключить ре31<ое нараста- Рис. ".1. Упрощенная эквивалентнClН
ние тока намаrничивания, необхо- схема трансформатора.
димо оrраничить приращение ин-
дукции в пределах АВ нас В нас Во == 700...2000 [с. Изменение
индукции определяется по величине действующеrо сиrнала при по-
мощи известной [4] формулы
t M
A B== S u(t)dt,
W 1 S C
о
rде W 1 число витков первичной обмотки S с поперечное сече-
. ние сердечника, u (t) напряжение на первичной обмотке.
При практических расчетах используется упрощенная эквивалент-
ная схема трансформатора (рис. П.1), в которой, в отличие от полной
эквивалентной схемы, не учитываются потери в сердечнике и часто
потери в обмотках, так как сопротивлеНИЯ'1 И'2 обмоток импульсноrо
трансформатора значительно меньше СОПРОТИI3.1Iений внешних цепей.
Искажения формы импульсов в основном характеризуются сле-
дующими параметрами трансформатора: действующей в импульсном
режиме индуктивностью первичной или вторичной обмотки: L 1 ==
== 4лlО 3W Sсf..tд/lс или L 2 == L 1 /n 2 (lc средняя длина маI'НИТО
провода сердечника; п == W 1 /W 2 коэффициент трансформации);
эквивалентной индуктивностью рассеяния Ls; динамическими значе-
ниями емкостей С Т1 и С Т2 обмоток трансформатора.
Динамичес ше емкости и индуктивность рассеяния зависят от схе-
мы и конструкции обмоток, от расположения обмоток относительно
друr друrа и от числа витков. Емкости можно уменьшить, разнося об
мотки, но при этом возрастает индуктивность рассеяния. Емкости об
моток не так уж заметно увеличивают суммарную паразитную емкость,
так как в последнюю входит еще емкость наrрузки, емкость монтажа,
паразитные емкости усилительных элементов.
В нмпульсных трансформаторах более существенно влияние индук
ТИВЕОСТИ рассеяния, которая ПРИВОДIlТ к увеличению запаздывания
снrпалов, дополнительным искажениям крутых перепадов. Поэтому
при Iюнструировании импульсных трансформаторов стремятся умень-
ШИТЬ преждс Bcero индуктивность рассеяния (часто ценой увеличения
329
емкостей обмоток). Для уменьшения индуктивности L8 обмотки рас-
полаrают одну поверх друrой или наматывают виток к витку от каждой
обмотки. Индуктивность рассеяния пропорциональна квадрату числа
витков. В нелинейных усилителях микросекундноrо диапазона число
витков обмотки трансформатора обычно составляет несколько десят-
ков, а иноrда и единиц. Поэтому в трансформаторах, используемых в
нелинейных усилителях, удается уменьшить ИНдуктивность рассеяния
До десятков и даже единиц микроrенри. При столь малых значениях
индуктивности рассеяния в большинстве. случаев можно пренебречь
ее влиянием при формировании как фронта, так и среза импульса.
Sлияние этой индуктивности необходимо учитывать при определении
времени задержки импульсов.
Исходными данными для конструктивноrо расчета импульсноrо
трансформатора являются индуктивность первичной L 1 или вторичной
L 2 == L 1 /n 2 обмоток и коэффициент трансформации п, величины ко-
'fOpbJX определяют в ходе анализа и расчета схемы.
Расчет трансформатора про.водят в следующей последовательности:
1. Выбйрают тип сердечника и оценивают ero rеометрические раз-
меры, а также величину /!Д'
2. Рассчитывают число витков обмот ок трансформатора
Wl==10-jlL ldср/О,4Sс/!д; W 2 ==W 1 /n, (П.!)
W 2 == 10 4 VL 2 d ср /О,4S с f.!д; W 1 ==n\V 2 . (П.2)
8десь d cp средний диаметр тороидальноrо сердечника, см; S с ce-
чение сердечника, см 2 .
3. Пользуясь выражением для маrнитной индукции в сердечнике
t
108 и
В == Во + (' u (t) dt, (П.3)
w1S c J
О
проверяют, не превышает ли маrнитная индукция уровня насыщения
сердечника. Здесь Во остаточная индукция, [с; u (t) напряжение
на первичной обмотке, В; t и длительность импульса, мкс.
Прнпоженне Ш
Параметры транзисторов
В табл. 1 4 приведены данные о транзисторах, используемых
в примерах расчета. Основные характеристики взяты из справочников
и2, 13]. В таблицах также приведены физические параметры тран-
зисторов, которые определены на основе справочных данных по мето-
дике, изложенной в rл. 1. Параметры, для определения которых
справочных данных недостаточно, оценены при помощи эксперимен-
тальных данных или эмпирических коэффициентов. В таблицах они
отмечены рамкой.
830
>
"
со!'
I
("
....
<r: <r: ::1
<r: CX:I <r: <r: CX:I :::
'" CX:I ::; ::; CX:I ::Е ::Е ::Е "'"
'" I.C 3 З u)
:8'" .... О 11 о 11 о
"'''' 11 11
;Е о. 11 11 11 11 11
",'" 11
0.:8 ::) :<:' ..:: ::)
" :<:' ::) ......
i:Q '" ::) .... ..... ..... .....
о)
... '"
х' "'о. о с:> ..;<
=.. C'-I C'-I
"'''' о о с")
"':8 00 О . CQ \1
"'со 00
"'о. О
"'",
"" ..;<
"" ;:j
щ <r: ::::
'" CX:I ::; о ""
= о
:8= C'-I L") I! о
='" C'-I 11 11
'";; 11 11
"':8 :<:' 11
.д 0.", ::) .... I ::) ч....
'" = ::) .....
;;;
;....
:':: о к>
CII'" к> I I
=0. о О .... u)
='" .... к>
",'" C'-I v;
",:а . -
",,,, u) .... о
=0. CQ
"''' C'-I
. . "
<r: <r: ::1
. <r: <r: <r: CX:I
'" CX:I ::; CX:I ::; CX:I ::; ::; ::;
.... о о i1)
о i1) о о
='" .... 11 11
'"2- 11 .... 11 11 11 11 ....
11 11 11
"':а ::<\' ......';z::. ...::- ::)
' 0.", ::) ::<\' ::) ч....
., ::) ..... .... .....
.""' (.'1
'.<: О
",,,, О i1) .... I I u)
=0. О . v;
=.... о
",'" к>
",:а о Л v; о
"''''
=0. ""
"'''
.. ,
1
. :;: ,
:2 :r'
:;: '"
3' ::1 i'J1
-о (...., u '" .е
о :Х: Q) u
t:: 1::1
u :Х:
Q) '" ;; :а
..... ьо ... C,J
:Е :Х: t,>
Q) '" ,:;: Q) '"
о<: Q) ::<: о:
u О ::f ::<: о
:Q н Q) :;: :х:
... -8< Q)
::<: ::<: clo
'" :r' U -8< 1::1 Q)
о<: '" о '" о
о. i'J1 :х: о о<:
" о о<:
'" ... '" '" о
:а Q) '" р;: ....
'" ::<: 1::1 f-o ::<: о
I о. :r' Q)
'" :Х: ::<: :Х:
I t:: '" '" '" Q) :Х: '"
1 <=t '" oi, ::; Q) о
Q) о ;g f-o
'" ... i::I "'и о<:
Q) ;;;-:Х: Q)
u '" Q)
t:3 '" :Q
:r' ;g
... '" Q) о
:Х: .. '" '" <о. '" о<:
Q) '" '" :Q :Х: ьо
::<:..t:: :Х: :Х: ..а
::f ..а Q) :Х:::а :Х: ...
::<: ,>; Q) '" u
-8<0 Q) :Х: О'" о о
-е-'" <=t q] t;-o f-o о<:
@ <11 Q) U ::;
'" '" О'" о
;:.::i;; t:: u t::o<: t:: D-I
::; о
CJ) ь<
'"
t:f
==
\о
'"
Е--<
=>
Q
С.
Q
...
(j
::
'"
:с
'"
Q.
...
Х
:а
=>
Q)
::
:с
:;;
Q)
с.
:о::
:а
с.
...
си
:;;
'"
с.
'"
с::
331
332
'"
=
:д
'"
;Е
'"
с .,,"
'i
О '"
'" 1--<
L. '"
".
""
"' -
1--<
..,
",
<=>
'"
t1
""
..
"
:s
'"
""
.,
r:::
..
..
:>::0
.."
",а
,,"
а.:>:
.,
..
i:I
ca
о
11 ;::
!
",'"
,,"
0':>:
",,,,
",о.
'n
i1)
C'OI
V
о;
2
"''''
",'"
",'"
а.:>:
'i
i:I
t:Q
::Е:
11 ;::
(Т) 11
:;::, .....
'"
"'о.
.....
:О'"
Q)
"'.,
"'а.
:О'"
m t..:
о
t.'j
\f
о;
о:
"'
0..,
'"
::1
С:О
о ::Е:
11 ;::
( 11
"'-
",«
..о.
:О'"
",,,,
"':>:
"''''
с::
'.')
'<t'
\f
е.
""
'"
CJ
'"
"1:
О
'"
о..
'"
""
о
...
о
:>:
о..
a.J
!:
::<:
::;
Q)
..Q
...
U
о
:.;
::;
щ
<
С:О :а
i1) о
'L ii
:;::, 'ож:
....
i1)
о
V
сд
;:: <r.J ;:;::
11 11 ll)
':::J'>ж: ..:..'1)
i1)
о
\f
::1
Q;) ::
<.
i1) ll)
11 11 ;::
::::; .....
.r)
.:::>
V
=
'"
о;
a:I
U
,=
о
:t;
f-<
'"
о..
6
::<:
""
a.J
::1
::<:
:>:
a.J
:>i
a.J
о..
a:I
о;
'"
:>:
:>: и
:>:
... .
<.J 'ож:
CJ
ос>
...
"
::<:
:с
C:O
о:: .
о..
t:: :о
'"
:r; (1)
:;::,'ож:
-:;
..
::>
11
'ож:
....
о
V
с\1 &::i
11 11
to :1:::
..... .....
<XJ
О
V
o:r:
::.
о
!I 11
'10
..... .....
,У)
о
\f
::<:
::<:
:t;
'"
:f
:Q
<.J
'"
:t;
a:I
::<:
::<:
:r:
a.J
Ef
11
u
'"
:t;
о..
'"
...
r-
::<:
::;
Q)
I
о..
о
...
о::
a.J
о
о::
'"
о..
a.J
!:
::<:
:>i
Q)
I
'"
'"
'"
-о
'"
::<:
:t;
C:O
о:: .
о. <J
t::
'"
:r; (1)
tд
:;::,
o:r:
:::!
з)
::;)
о
11
\о
....
11
'>ж:
......
i1)
о
V
v
с:о
i1)
11
:х:
:::,
.....
v
00
.....С")
""
Q;)
,О
11
:.:
:;::,
v
u)
о
v
6
<Q
:х:
'"
'i
о
a.J
О.
'"
t::
о
(..,
о
:>:
о.
о
...
о::
a.J
"
о
о::
о::
о
....
'
:t;
...
'"
о.
10
0<
:.;
::а
t:Q
'<t'
11
(1)
:;::,
v
се
""
11
(1)
:;:,
':::>
v
::а
<;<
11
m
\f
<.-;
'"
:;
<=>
C.Q
...:.,'1)
.,
е
'"
<:(
о
х
'"
(:J.
Q)
t::
О
(..,
О
:J:
о-
'"
....
:;
'"
'"
о
....
о
О
""
"
<)
.
о О
....
u
О....'"
u
ф
о
t.'j
11
"....'"
ji
:>:
,
'"
,
::)
\ :
' !
' ...;.
-\'.
:j.
1
I
l'
,
'"
:;
=-",
"'''-
",,,,
а:!'
Q '"
..
'" с>
",о. '"'
..... ""
",,,,
'" .
..'"
"0. ,;
'" '"
"'с:: '"
<;
щ :1'
'"' G>
"'''' '"
",о. 11 '"
",,,,
" а.:; 'ож: U
'"
", '" ;::,
'"
"
,... '"
",о. '"
"'... <.о
",,,
(1' :-:
:т х
"0. '"
'" '" ""
"'с::
'" '"
",:;: ер :s
"а; =:
I! 11
:>:
.., '" 2'
с> " ;::,
'"
'"
,..
L.. .,
.' О.
::... 00
'" '"
"'''
" '"
",о. с>
а: '"
"'с:: '"
'" са .о:
:>:
"а; с
"с. !I
<J., <1) , 11
.., I )
..с
. . I
f--
L ,"
",,,, ,
I
" '"
"о. о
. ,,-.
I
, '"
I ;;;
CJ
I ><
<J
а:
.,
'"
о
..
со
а. а: ...
.. ""
.... ",""
"
"t
'" "':.
, C "'-о
'" "'о.
i:: t:;"
I ......
"'..
Q)
(f)
'":.
-а-..
'2:2
"
<J
'"
I::f
::<:
'"
'"
1:-
<.о
..,
с
со
Q
о-
Q
...
<.J
::<:
'"
:.:
'"
Q.
...
о<
:о
::
...
Q
...
..,
'"
'"
c.:.
'"
с
<.J
::ё
r&
:;;
'"
..
.
с..
..
..
:;;
"-
...
.
:::
'"
".
«!
r:::
'" «:
::Q '"
ао
".
11
::;,
.
:>: "' < -<.
'" 11 '" iI "' I
11 11 (1) 1I I
.;:) :::,
I
, !
о !
<=> ' I '"
'" щ "" I
"" v I!
'" OJ
00 I
. . I
'" t
<1. <1; '" !
;>; щ :; a:J t.... ,п
'" -:;: (;- -". 1
U'Jg '"
'" 11 '" i
"" 11 '" '" 11 1
11 II 11 l'
:n ., !
(1) ::, ;::, . ::J
I I
со I I !
'"' ""
'" '" ""
. v
<=>
<.о OJ
<; ::J t.... .1J L..
са :s :<
'"' '"' '" I
11 11 ," 11 '"
11 11 СТ) 11
;::, :::,
::,
о 1[1 "'
<D
Jo '"
"" v v/
с "
.".
.L " ер '"
'" .., t....
:;
'"' '" ::;: 11 -".
11 '"' 11 '" '"'
11 с';
1I ;::, 11
;::, (1) ::,
с-
<о I I '"
'х, ""
v \!f
'" OJ
<о aJ .
:о '"
" ъо u \J
., " ... ..
.. .. "t '"
:s: .. '" "1
<J " :s: о о
о :s: '" >< "
'" ::1 '" '" "
.. <: а. р,
-а- " '" CJ
'" t1
.. -е- о "
:.:
'" ",,, '" о
<: о'" .. <. "
о :.: о '"
а. .. .. :о "
t1 .. а. :о
"'>n " о о.
"... :s ... '"
'" :; '" :.: ...
:g "';а а. " ...
'" а.", '" <: ..
а. "'''' <: :;
'" "", '" о '"
.'0 '" :.:
:о .о
:.: '"
" O '" ...
"О) .... " u
"'''' О О О
" "':0 ... :.: :.:
'-'", " :;
О'" О :s
I Uh [::"1 [:: u We e
... " " "
"" '"
<=>
'"
са
'"
11
::,
о
с
""
'"
00
'"
'"
л
'"
о
...
:s:
:r
'"
"1
'"
а.
'"
t1
'"
..
о
...
<J
'"
'"
'"
'"
:о
.0::1
"'t....
::;:
"
о. .
с::.....Е:
3ЗJ
I
"
'" ,,'"
'" "'
'" ",о.
I1 '" ",,,,
'" (Q 0.:;;
'" '"
о <D '"
i, ,1 <t
i ': о ..,.
11 I со t: '"
t: ",о.
"',..
111 ",,,,
1 "':;;
:т'"
1111 "'о.
"''''
"'''
"1
I! "
:;;
"''''
",о.
'" о;
-< 0.;;
"' '"
'"
'"
1--< '"
0;0.
",..
"О;
"':;;
:т'"
"'о.
"'"
"'''
'"
",'"
"'
",о.
",,,,
-< о.:е
'"
о '"
'"
'"
1--<
h. '"
",о.
"',..
"'"
О;:е
:Т'"
"'о.
"'"
"'''
"
:е'"
",'"
"'
0;'"
<>: о.:е
'"
ао '"
о
'"
1--<
h. '"
",о.
"',..
",О;
0;"
:т'"
"'о.
"''''
"'''
'"
:е
'"
о.
'"
t:
334
i:Q <>: ::f
:е f..o
..., "" I!
11 11 ...,
5'
""
О
v/
i:Q <>: :01
<:> ;:;:; f..o
О :s
11 jj' ::;
5' (1) 11
....
с;.
О
v/
i:Q с
::; ;:;:;
11 11 ...,
5'
О
v/
i:Q 'gj r.:;
;:;:;
11 11 ::;
.EJ 11
""
О
v/
,"
о
'"
,..
..
о.
'"
о
..
"
О;
::f
"
..
..
О;
:е
О;
;;g
" .
'" '"
gj'-J
"'10
g...
5
t:"
fJ
I
<>: ос!
:е :е
О
..., '"
11 11
""
v/
:::
11
со>
v/
-< <>:
:е :е
<=> О
'" О
11 !i
::.::
'"
v/
'"
О 11
"" "
11 ..
..!
v/
о.
О;
,..
,..
'"
:е
(1)
I
о.
'"
,..
t:Q
" .
" "
о '"
" '"
(f)
"'::.::
gj;:'
0;",
"''''
" "
1J
'"
'"
<>:
:е <>:
<::> :е
11 U
::.::
.... ....
'"
v/
О
О
11
со>
v/
<>:
"
О
11 11
.:f
....
""
.
О
v/
-<
:е
<=>
11 11
.:o
""
О
v/
'"
g
:о
"
'"
а:
'"
""
О;
,..
...
..
:е
(1)
I
'"
'"
'"
"'i:Q
и
'" '"
'"
&Ш
,,::)
'"
:I;S
'"
lf
с':>
I I '"
i:Q i:Q ::r
"" О i:Q :s:
""
11
11 11 '"
::.:: '"
1:-
со ф ""
О ""
v/ ...
v/ v/
i:Q
О i:Q
"" "" f
11 11
::.::
;:, (f)
;:,
О ""
со> О
v/
v/
:1) i:Q
О ""
'"
11 11
::.:: ::.::
:::J :::J
О О
... о'>
v/ v/
,.
i:Q i:Q
u',) "" i:Q
""
11 11 11
.s .s (1)
:::J
(;
u',) о
о'> О
v/ v/ u',)
v/
..,:.
6 ,О :
;
х q
'" о
о. х i
О; '"
" о.
'" i<
О " f
...
о о
'" ... ,,!>:
О. О
О U " '\',
,.. м о. U
" о .. О; о ,1
О;
" <=> s ... О
" "" '" '"
о 11 о " :;; 11
" '"
" "
" 11 :< о
g..:,: О
" ...
"
"" :е ,,,<>: ' -
:о ; 1<
'" '0
...
"'щ 8,0
0.::.::
"'.... ,о ..q
О", v I
tj'!
"
'"
:е'"
..о;
<>: "'
"'''
'" 0.",
О ..
..,.
f-<
h. 0;'"
",'"
",а.
(fJ
"
:;;'"
",'"
"'
0;'"
щ о.:е
'"
"" '"
..,.
t: ..............,
;:;:; 0;0.
.. '" [.
Q "'-,)
о- 0;:<
Q :т '"
... ",о.
<J '" <.
:: '" "
'"
:с
'" !;
о-
... З;
O;
х :<0.
0;0;
:с -< 0."
С g
'"
с;
0;0
"'...
",О;
о; :;;
:т'"
"'о.
"''''
" "
'"
:;;'"
,,'"
"'
0;0;
-< 0.",
'"
) '" '"
'"
t: ..............,
;:;:; 0;0.
"',..
'"
(l)
'" '"
'.;j со
"''''
'" "
о.
С.
о;
:е
'"
о.
'"
1::
<>:
i:Q "
"" О
11
511
::.::
i:Q
11
П
(f)
...............
<D
<>
""
<=> 11
11
::.::;:,
""
а
<=>
:;;
...
Q
...
<.;
ё
:.:
'"
::
:с
х
:;;
..
..,
fIj
'"
:;;
о-
.
...
:;;
с.
...
..,
:;;
'"
о-
'"
с:::
""
'"
-< :1) -< са
:е '" :;; <1)
11 11 11
11 ::.::
;:, (I):::'
:01 ;:;:;
i:Q .... '" О
"" ;:;:; :е "
11 u',) О '":
::'::0 11 11
;:, 11 ::.::
.... "<
1:1 1:1 <=>
""
'" .,.
<=> О
о
'"
о
о
ао
'" i:Q
:е u',)
11
;:,
О
<D
v/
<D
\1
о
.,. <D
'"
<D
о
'"
i:Q
u',)
11 :;;
11
::) .::-
""
<=>
""
"
о;
"
"
щ
5
...
'"
:т (1)
[
,..0.
",О;
E
::f .
ai
:e
о'"
::.:::1
'"
о
"'.
со:,
-<
i:Q <>: -<:е ;:Q <':
U',)" 11 о ;:;:;
1111 Ii
::'::(1) "" II уоО
:::J.... ...;:)!
IO
о cq
'"
о
""
""
:::С: <: Q) u
t:
'"
:т
'"
<t
о;
о.
о;
"
'"
,..
о
..
"
'"
:т
'"
'"
'"
ё
;:;:; i&
"" g,
1:: "" u"
..t ..
"
III
,..
'"
"
о
'"
'"
..
о;
"
о
о.
"
'"
:е
"
о.
'"
'"
,..
'"
о;
'"
:01
'"
-&
.во
(1)
о "
" '"
'" :е
'"
0;<
:е""
..
"':о
",'"
"'",
"'"
00
..
ОБi
1::..
"t
""
lIj
"
'"
'"
о;
"
"
о
'"
'"
а:
..
'"
о;
:е
"
о.
'"
'"
..
'"
о
..
"
о
t::
:01
rд ....
"" ;:;:;
11 u;
511
'"
"'
,!:)
"
'"
'-J
'"
<t
о
"
"
о.
о;
"
о
...
о
'"
о.
о
"
'"
"
"
"
о
'"
.а
..
"
о
'"
:е
щ
-< '" -<
" " :е
о о '"
о "" ""
"" 11 .,.
U 11
'": '"
<=> '"
<D '"
с
'"
'"
:о
"
'"
'"
'"
о.
о;
..
,..
"
"
'"
I
о.
о
,..
"
о;
"
ai:Q
" .
"
" ..
.. '"
"'(1)
0;::.::
;:,
"'..
"а:
"'",
:I:"
:1
-<
'" :е
:е О
о '"
<D '"
11 11
щ
.... ....
ао
'"
'"
'"
'"
о;
Ef
:о
<.)
'"
'"
"'
о.
о;
"
...
'"
:е
(1)
1
'"
'"
"
а:
i:Q
ii
"'..
"
Ш
:::>
rд :д
"" ""
..,. ""
11 11
(1)
;:, ;:,
<:>
'" <=>
'" ао
v/ '/1
rд 01
"" ""
11 11
(f)
;:, ;:,
о
"" '"
'"
v/ v/
.
01
о
11
I
;:,
"" о
'"
""
v/ v/
са
'"
'"
11
::.::
;:,
о
'" О
"" .,.
v/ v/
'"
"t
о
х
"
'"
о
,.
о
'"
о. О "
о '"
'"
:< о S
о; О "
" ""
" 11 11
о
:< O-..:.оО........с.;
:<
"
..
"',;,:
;а"
:;!
.. ..
0.0
"'щ
0,:1
i:Q
о
'"
11
(1)
;:,
..,
'"
I
I
i
I
I
i
:од!
""
11
(т)
::::,
о
'"
rдl
I
(т)
;:,
о
""
о
<д
(f)
....
'"
ч
()
"
о;
о.
о;
"
о
3 u
'" о
О. О
о; ""
!:: 11
; о...,?
(1)
ос
о
"
'5i
'"
!;;
о. ..
8
:а
335
;;
.... ""
;;;
" ''''+
.,
::1 '"
.. " '"
=: '"
r; 1
\с
., I ;;:;
fщ ао
7 +
о
I "- '"
t: О
.".
I 1-
<D
О <. '"
'"
.. "
:<:
,..] '"
'"
" ю
.".
.:: '"
:1! <т:
с>- о') t:
.. '" "-
О) '" '"
.. t: '"
.,
с.
., I'"
с
'" '" t: О
:1i r: '" '"
:;:
::<: r
..
u
;., о ,
С '" t: О
Q .. ' ""
ео! '"
Q
:: I'"
'"
о ' '"
'" .". " ...
ео! .. '
.., '"
с.
:: I'"
... , '"
t: t:
:;; с"
'"
о "-
...
t: о
:;; <.
<>: "-
о
'" t: о
t: с" '"
....
<.
""
о-
"
:2
..
""
..
t:
.!; 11
о фо и
:t::x:t:: (]
""",
ClI!=: CQa
о:
aJ :E >i +
:Е"" ..
"?g; 8
; 00:-
:r: I
"="':::> "
3з6
00
'"
'i
О
'"
о
"'
о
.
8
",О
'"
:i
",О
'"
::.
:i
00
'"
::.
:i'
",О
'"
::.
:i'
",О
'"
::.
о
""
",О
'"
О
о",
""
о
::.
о
'"
.!;
о
'"
:i'
"" CQ О
"" '"
.... .
;j rc С!:: ci
*:2 V
:::, (1)
0::"" tд
RI
:r:.:
"
"=
...
<::>
""
О
>l>
о
О'"
"'....
О
"'''''
"'
1+
'"
""
о
""
'"
'"
О
'"
о
'"
с>
О
О
со)
.
"'<::>
"''''
"'
о",
i+ t
о
о
'"
...
............... ...............
'"
::
'"
00
"'
О
"'''''
"'
'+
...
о
о'"
о::::
"'о
"''''
1+
g
g
J.() foм g о.
'::'ь
"'о
"''''
1+
'"
ао
о
'"
................
О
О
.
о'"
о'"
"'
ЮС
>1>,,"
1+
о "'о с
о о о'" '" "'<О
'" "" '" !+ а>
о
о с> о . "'О '"
'" о >1> о'" Ф "'''' ао
"" '" о'" i+
"'
'" о '" Q 00 '"
"" 0>1> "'1'
'" О"" О 1+ ао
"'
I О о 00 '" 00
"'''' '"
... '" ",'" Q 1+ 00
о
'"
><
.. ..
:2 8
'" О
tд
" (1)
i:J:::>
"
:Е
о:
""
о::
..
:r:
о
'"
ос +
о ""
о ",'" '" '"
'" о ci ао
"" '"
'"
1
..
'"
..
'"
I
""
1:CQ
><
..
<18
:o.::
"'....
""'!
"
00:
",О:
о:
",о
00-
.. <>:
о:: :s
"
'"
f! х
.:"" .,
s
'"
&
"О:
, "
"'''''
"о
иo-
::С-Ои
а. ;:::...
.3;;::
"''''
gta
'" ><
Ef ..
о Е
:;;
'1,
o.f-o
::С-О f-
g, I ......... о. tJ:: О
8
,. U o '
8 :L и tV
t:: йj се р.
SdJt i
o,
Ответы на эздачн
[Jычиаляемый
"араметр н еео
размерность
*,.' N
Снп, пФ
С ю , пФ
"'TN' не
..i'
'r IJN , не
t зN , не
'{ н , не
С,щ, пФ
(1 кТ) о мкА
t п шах
Номер задачи и 1HI) lpaH3J1CTOpOP
Ртах, МВ'!
I rT320A 2 К:Т30БА ;; rT323A
20.. .80 20... 60 20.. ,60
20,6 13 110
,/I.;'н V
v Е и Е н
7,6 4,7 28,4
2 0,5 0,8
40. ..160 11.. .32 16..,48
0,87 0,24 О ').
,00
800 200
20 4 7
90 540
100 t 115 t; 8Б t:
0,275 О: 16Т
20 V 1(0 15V R" 20 V 1<"
Ro+ I<б 1<,,+ I<б I R,,+Rfj
И КЭR П1ех
4.
' Р1"..
'. ,
i!
, i
. 1 "а,'
.'
: '
: .i.
т rH! r рй н leTOpc
ВЫ,числяемая
веЛиЧина
ПI(l,;I'
!,: 11 (13/t-
(, ;11 о ,
i\! J 'О3К
1(\1 10J;J
Ujи пор, В 1,5. ..0,78 f,57...1,15 2,5...1,62 2,43...2,17 3,34, .3,47
R пт , MAjB' 0,13... 1,1] 0,22.. .0,9 0,]6. . . 0,8 0,28.. .0,8 0,27. .0,5
r ВХ МОм 500 ,500 500 500 500
5.
., .
Изи пор == 2, 1 В;
k пт == О, 13 мА/В2;
1') == 0,7,
r nlЧИСJ1нема J
RРЛИЧИlН !l ее
pa..::SMel'VHOCTb
! IUMep .Ы.. ,:ЧИ
ВыqНl.:ляем ).I
веJlичина и ее
р8змерltост},
6
Ho:-.tep -задачи
6
I ,
И от , I 0,56 0,54 0,57 t фр не 61 53 53
'пр, ОМ 250 25 140 t зо , НС 8 :2
ИИ (О), В 0,9 1,2 t or НС 5,4 :22 '.'.7
И пm В 3,1 2,7 2,4 t з , НС 6,3 11 7
'tфр IIС 26 15 15 't cP НС 2,5 4,8
lpuc НС 13 1 2 (: р . не 5,3 I 8,5
t э . НС 11 2,4 2,4 t ep , 138 ]6 I 29
НС
.
337
t зб == 17 Нс , ' t зфр == 4 НС' , t 3 == 2 1 Н"' , t 65 н '" t 16 нс '
'" фр --, рас ,
t зап ==. 19 нс; t ep ==O,7 на.
9.
Переключательная характеристика
U УПР , В
..;;1
1,1
1,12
:>1,15
Ин, В
о
2
3
10.
На выходе ключа 1: t З == 5 , 4 но: t Ф == 30 на' t 9 4 нс
р , рас , -.
На выходе ключа III t зб == 7 нщ t == 12 не' t == 28 Н С ' t ==
3 , фр , рае
==. 67 НС, t з == 1,5 не (на срезе); t e p == 330 но: t Л == 56 не' t ==
== 404 нс. ВН 'вынл
На выходе ключа III: t з б == 7нс; t == 12 нщ t == 28 НС' t ==.
3 Ф р , рае
== 67 нс; t o == 1,5 (на срезе); t ep == 330 не , t Л == 119 не' t 4 27
U ВН' ВЬШЛ .
11.
При Е" == 7,5 В Т р еб у ется п ВХ == 1 , 5' , L 10 Mr . п I 5
ц 1вх I ВЫХ ==. , ;
L 1вых == 0,5 Mr.
12.
Е == 24 В; И ваиб == 13 В; И наим == 0,8 В; д.и?;ом == 7,7 В; д.и;ом ==
==4,6 В; t a1 == 0,92 I\fКС; t a2 == 0,24 мке; t зфр == 1,16 мкс; t фр == 3,26 мкс;
t ep ==5,7 мкс; [ аор ==0,18 мкс.
13.
Е з == 24 В; И ВаИб 10,7 ВI И наим == 1,3 В; д.И?;ом == 4,5 В; д.И;ом ==
==4,9 В; t з1 ==I,lмкс; t a2 ==O,4MKe; t зфр == 1,5 мкс; t фр ==2,6мкс;
t ep == 2,1 мкс; t зср == 0,45 мкс.
14.
R 2 ==. 1,3 кОм,
И д ем == 0,57 Е ем ;
с== 1,5 мкФj
t фр == 150 НС.
Еем == 6 В;
't'от,,!'t заи == 0,86;
15.
R o1 'p==220 Ом; с== 1,5 мкф; Еем==5 В; K orp ==8 10 3"
r пр == 100 Ом; 1 пр == 0,5 мА; t фр == 285 НС.
16.
R 1 == 1 кОм; R Z == 20 кОм , ' С == 0 ,02 5 М кФ, ' Е 21 В
см == ;
t и ВЫХ == 82 НС; t фр == 86 не.
17.
R orp == 1 кОм; Есм == 4 В.
338
,
(
i
(
18.
R BH == 2,3 кОм; С == 2,7 нФ; Т аВИ == 32 мкс; Т оти == 7,6 мкс.
19.
R3 == 750 Ом; СВ == 130 пФ; Т ВН == 390 нс; t фр == 280 НС. 1:3 транс-
форматорной схеме: R B == 1,5 кОм; СВ == 75 пФ.
20.
с б == 50 пФ.
21.
t вил == 28 НС; { ВЫ l\п == 46 НС; Т пер == 74 не; t ap == 28 НС.
22.
Включаются три диода смещениЯ! R 1 == 4,7 кОм;
R и == 2 кОм; t аб == 20 на; t aH == 8 нщ t ep и == 9 нс;
t БЫИЛ == 46 НС; Т пер == 83 НС; t ap == 37 нее
23.
R B == 750 Ом; R 1 == 3,9 кОм; Са == 62 пФ; "уи == 300 нс; t И == 15О нс,
24.
Е и ==5 В;
't'УИ == 2,4 МКС;
25.
R и ==47 кОм; С о ==520 пФ; С Овив == 110 пФ; И выхт ==6,8 В,
26.
R и == 47 кОм; Со r::= 1600 пФ; Со ВИв == 50 пФ; ИВЫХ т == 5,8 В.
27.
Е и ==6 В;
t pac == 13 не;
28.
Е и == 10 В;
Rz == 5,1 кОм;
29.
Е и == 6,3 В;
R 1 == 6,8 кОм;
30.
Методические указания. Первый вариант схемы представляет со.
бой мультивибратор рис. 6.18, а с некоторыми изменениями, а именно;
исключены эмиттерные повторители и диоды, шунтирующие
емрттерные переходы транзисторов в повторителях;
резисторы R 1 и R2 подсоединены, соответственно, между рези-
сторами R 2 и R 2, R 1 И R 1;
потенциометры R 1 и R 1 включены в коллекторные цепи обоих
тр анзисторов;
конденсаторы С1, С2 подсоединеllЫ к движкам потенциометров
R I' R I соответственно.
R 2 == 20 KOMi
tJН;Л == 37 нс;
п ВХ == 2,4; п ВЫХ == 0,8; 1JIBX == 0,7 Mr; L 1BblX == 50 MKrj
t фр == 200 не.
R И == 1 кОм; R 1 == 5,1 кОм; R 2 == 30 кОм; C onт == 7 пФ;
t зй == 5 не; t фр == 24 не.
Еем == 1В; R и == 1 кОм; R == 1,5 кОм; R; == 8,2 KOMj
С опт == 7 пФ; t ep == 26 не; t аб == 12 не; Р и == 6 мВт.
lji;
R и1 == 51 О Ом; R И2 == 430 Ом; R3 == 100 Ом;
R 2 == 270 Ом; С == 270 пФ; д.Цu == 0,3 В; д.U б1 == 23 мВ.
"
: )
.
J
,
.
1
339
Е и == 15 В; Е! == + 5В. R б == 18 кОм; R! == R2 == 1,8 кОм; R I ===
== R 2 == 430 Ом, R I == R 2 == 240 Ом, R:I == R; 2 == 110 Ом, С! ==
== С 2 == 0,2 мкФ; 0,15 мкФ; 0,082 мкФ; 0,047 мкФ. Транзисторы типа
МП40А; диоды типа Дll; стабилитрон типа Д814r. Транзисторы обя-
зательно должны отбираться по : 10 37.
Второй вариант схемы практически не отличается от схемы
рис. 6.18, а, за исключением TOro, что:
изменения амплитуды запирающих перепадов напряжений на
базах транзисторов происходят одновременно и синхронно, поэтому
в коллекторах обоих транзисторов роль резисторов R иrрают потен,
циометры (спаренные).
изменены точки подключения резисторов R!, R 2 ОНИ подклю-
чены между резисторами R и R .
Транзисторы типа МП40А; диоды типа Дll; кремниевый стабилит-
рон типа Д814f; Ем == 15В; Е! а::: + 5 В; R CT == 430 Ом; R ==
== 100 Ом; R == 510 Ом; R: == 270 Ом; R! == R 2 == 3,9 кОм; С! ==
== С 2 == 0,07 мкФ: 0,05 мкФ; 0,03 мкФ; 0,015 мкФ; R 8 == 4,3 кОм;
R б == 18 кОм.
31.
Методические указания. Схема представляет собой мультивибратор
рис. 6.18, б, дополненный встроенными эмиттерными повторителями,
включенными вместе с отсекающими диодами Д2, Д3 (параллельные).
HarpY3Ka подключается к коллектору транзистора, в базовую цепь
KOToporo включен ИМЭ с 1\lеньшими постоянными времени.
Обозначения элементов схемы соответствуют рис. 6.18, б. Кроме
Toro: транзисторы эмиттерных повторителей обозначены 1'3 для
левоrо плеча мультивибратора (на 1'1) и 1'4 для правоrо плеча муль-
тивибратора; источник эмиттерноrо смещения обеспечивает смещение
на Эl\1иттерных переходах 1'3 и 1'4 через резисторы Ro 3 И R э 4 при Ha
сыщении транзисторов 1'1, 1'2. И3 схемы исключены резисторы R з1 ,
R з2 .
Е и == + 6В; Ео == I,2B; R M ! == 2,4 кОм; R И2 == 3,6 I<OM; R M1 ==
== 30 кОм; RM2 == 30 кОм; R мз == 18 кОм; R щ == 18 кОм; R э ==
== 2,0 кОм; СМ! == 4700 пФ; С М2 == 4700 пФ; С М3 == 220 пФ; Су ==
== 100 пФ: С М4 == 220 пФ. Транзисторы типа КТ315Л. Диоды ДМ1'
ДМ2 И остальные типа Д220.
32.
Методические указания. МУJIыивибратор можно построить по схе-
ме, аналоrичной рис. 6.18, б, с соответствующей заменой полярности
источника питания, транзисторов (на тразисторы p п p типа) и вклю
чения диодов на обратное, а также при исключении Д2, Д3, R:;l и Ra 2 '
Ем == 12 В; RИf == 2 кОм; R и2 == 2 I{Or.l; R Мl == 18 кОм;
R M2 == 18 кОм; R мз == 18 кОм; R M4 == 18 кОм; С М1 == 0,075 мкФ;
С М2 == 0,05 мкФ; С МЗ == 3900 пФ; С М4 == 3900 пФ; Су == 430 пФ.
Транзисторы типа МП40А. ДИОДЫ типа Д220. Реrулировка длитель-
ности импульса производится с помощью CABOeHIJOrO потенциометра
R мз , R M4 .
340
33.
Niетодические указания. Мультивибратор может быть построен по
схеме, нредставленной на рис. 6.10, а с введением фиксации коллек
TopHoro потенциала аналоrично тому, как это сделано в схеме на
рис. 6.18, а.
Скважность импульсов в схеме можно реrулировать, изменяя дли-
тельность формируемоrо импульса, за счет изменения начальноrо пере-
пада запирающеrо напряжения на базе транзистора 1'1. Для этоrо
конденсатор С2 должен быть подсоединен к движку потенциометра
RИ2' Для обеспечения восстановления схемы (перезаряда конденса-
тора Сl при наибольшей скважности импульсов) необходимо подклю-
чить ero к коллектору 1'1 через эмиттерный повторитель на 1'3.
R иl == 1 кОм; R 01 == 150 ОМ; R н2 == 1 кОм; R 02 == 150 Ом; RI ==
== 30 кОм; R 2 == 30 кОм; R 8з == 1 кОм; С! == 1800 пФ; С 2 == 680 пФ;
j С 81 == 75 пФ: С 82 == 75 пФ; R CT == 1,5 кОм; Е и == + 12 В. Транзи-
сторы типа КТ30IЖ. Стабилитрон Дст типа КС156А. Фиксирующие
диоды типа Д220.
34.
Методические. указания. Задача может быть решена для схемы на
рис. 6.21. В схему нужнu ввести блокирующие uспи, кЭI< в схеме с
рис. 6.20; наrрузку следует ПОД!,ЛЮЧИ1Ъ через ДОПОJшитеЛЫIЫЙ ЭМИТ
терный повторитель.
Е и == +20 В; Е8 == 12 В; R И1 == 910 Ом; R p == 68001\1; R8 ==
== 1 кОм; R M1 == 1,05 кОм; R M2 == 7,5 кОм; С М1 == 0,12 мкФ; С М2 ==
== 0,024 мкФ; R б == 8,2 кОм; Ra повт == 12 кОм. Транзисторы тина
КТ312В. Блокирующие диоды и диод ИЛ{Э типа Д220. Допустимые
отклонения веJJИЧИН резисторов и конденсаторов соответственно равны
6R оС о 2%.
35.
Методические указания. Мультивибратор можно построить по
схеме на рис. 6.22, используя транзисторы типов КТ326А (Т 1),
КТ312Б (1'2). Для предохранения от пробоя эмиттерноrо перехода
транзистора 1'1 необходимо в ero базовую цепь ввести блокирующий
диод подобно тому, как это сделано для 1'2 на рис. 6.20.
Е и == 12 В; Ео ==: +12 В; R OI == 27 кОм; R 0 2 == 560 Ом;
R ИI == 1,2 кОм; R p == 430 Ом; С === 24000 пФ; R б1 ==: 30 кОм.
ДИОД (блокирующий) типа Д220. Резистор блокирующей uепи под-
ключен к нулевому потенциалу. НaJ'рузка подсоединена к коллектору
1'/.
36.
Методические указания. Мультивибратор строится по схеме с
рис. 6.24. Для предотвращения пробоя ЭМИТТСРlIоrо переходз Т2 He
06ходимо пос.педовательно с ero эмиттером включить бilOКИРУЮЩИЙ
ДИОД (см. рис. 6.20). Резистор R б2 следует подсоеДИII!ПЬ к КЛС1\I1\lе пи
тания Е и. Тран' исторы типа КТ326А (1'1), КТ312Б (Т2). Блокирую-
щий дио)! типа Л220.
Е" == 12 В; R н1 == 1 кОм; R о == 680 Ом; R M1 == 75 КО1\!; R M2 ===
== 75 KO 1; Ны === 62 кОм; R б2 == 51 КО1\!; С М1 == 0,015 мкФ; см. =-=
=со О,Оlр, 1:';Ф. Диод ИА1Э типа Д220.
341
37.
Методические указания. Задачу МОЖНО решить, взяв за ОСНОВУ
схему рис. 6,26, а. В схеме необходимо лишь произвеоти следующие
изменения:
ввести блокирующие цепи Да ....... Яа в каждом каскаде,
для реrулировки длительности выходноrо импульеа следует
резистор R к2 заменить потенциометром, к ДВИЖКУ Koтoporo следует
подсоединить конденсатор.
Е н == +6 В; Е ! == 1,2 В; Ян. == 430 Ом; R. == 13 кОм;
R 2 == 7,5 кОм; R H2 == 360 Ом; R == 5,1 кОм; С == 1600 пФ; С ! ==
== 100 пФ; R(j1 == 30 кОм; R б2 == 30 кОм. Транзисторы типа КТ312Б.
Диоды Дб типа Д220.
38.
Методические указания. При решении задачи МОЖНО ВОСПОЛЬЗ0
ваться схемой рио. 6.27, а, введя в базовую цепь транзистора Т2 бло-
кирующие элементы ДБRБ' а в коллекторную цепь Т 1 эмиттерныЙ
повторитель для уменьшения времени восстановления.
Ем == + 12 В; Rиj == 2,4 кОм; R M2 == 1,8 кОм; R в == 470 Ом'
R == 18 кОм; С == 8200 пФ; R' == 12 кОм; R" == 4,3 кОм; R б == 30 KOM
R 01 == 3 кОм. Транзисторы типа КТ301В. Блокирующий диод типа
Д220.
38.
Е м == Есм == 9 В; п н == 3; nОПТ == 1,4; L j == 0,6 Mr; R == 18 кОм;
С == 620 пФ; Р Н == 200 мВт.
40.
Ем == 9 В; Па == 3; nОПТ == 2,3; L. == 0,2 Mr; R == 360 пФ; С ==
== 720 Ом.
Список ЛJнературЫ
.
("-
,
t. АrахаllЯН Т.' М. Электронные ключи и нелипейные импульсные усилители.
М., «Сов. радио», 1966.
2. Валиев К. А., Кармазинский А. Н., Королев М. А. Цифровые интеrраль
lJые схемы на МДП транзисторах. М., «Сов. радио», 1971.
3. Аrаханян Т. М. Основы транзисторной электроники. М., «Энерrиш>,
1974.
4. Ицхоки Я. С., Овчинников Н. И. Импульсные и цифровые устройства.
М., «Сов. радио», 1972.
5. Фролкин В. r. Импульсные устройства. М., «Машиностроение». 1966.
6. Аrаханян Т. М. Симметричные триrrерЫ. МИФИ, 1966.
7. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем.
М., «Энерrня», 1973.
8. Справочник по импульсной технике. Киев, «Техника». 1970. Авт.:
В. Н. Яковлев, В. В. Воскресенский, А. А. rение и др.
9. Доронкин Е. Ф., Воскресенский В. В. Транзисторные reHepaTopbl импуль
сов. М., «Связь», 1968.
10. Ильин В. А. Импульсные устройства о мостовыми элементами. М.,
«Энерrия», 1965.
11. rольденберr Л. М. Теория и расчет импульсных устройств на полупро
водниковых приборах. М., «Связь», 1969.
12. Лавриненко В. Ю. Справочник по полупроводникопым ПРllборам.
Киев, «Техника», 1970.
13. Справочник по полупроводииковым диодам и транзисторам. М. Под ред.
Н. н. rорюнова. М., «Энерrия», 1968. Авт.! Н Н. УОРlOнов, А. Ю. Клеймаll,
Н. Н. Комков и др.
14. Трут ко А. Ф. Методы расчета транзисторов. М., «Энерrия», 1971.
15. Анализ и расчет интеrральных схем. Ч. 1 и 11. Под ред. Д. Лии на,
Ч. Мейера и Д. rамильтона. Пер., о анrл. под ред. Б. И. Ермолаева и П. И. За
валишина. М., «Мир», 1969.
16. Сзи С. Физика полупроводниковых при60РОВ. Пер. с анrл. М., «Энер
rия», 1973.
17. Кононов Б. Н. Симметричные триrrеры на плоскостных полуПРОВОk
никовых триодах. М., «Энерrия», 1960.
18. Цареrородцев М. Н. Ядерная электроника. Ч. 2. МИФИ, 1966.
19. Долкарт В. М., Новик r. Х., Колтыпин И. С. Микроминиатюрные аэро
космические цифровые вычислительные машины. М., «Сов. радио», 1967.
20. Ицхоки Я. С. Приближенный метод анализа переходных процессов в
сложных линейных цепях. М., «Сов радио», 1969.
21. Аrаханян Т. М. Линейны\: ИМrJУЛЬСНЫI: усилитеJIИ. М. "СвязЬ». 1970.
"''''''''''''11
J
Е
n
f,
li
L
3
d
41
I
I
""
Пред!:(' доние
Оrлавление
3
rJJ<ша 1. Эквивалентные схемы и параметры ПОЛУПРОВОДНПКОВЫJII
ДИОДОВ и транзисторов
1.1. Особенности КЛIOчевоrо режима. Параметры полупроводниковых
при60рОВ в этом режиме. . . . . 5
1.2. Полупроводниковый ДИОД. . . . . 6
1.3. Биполярный транзистор . . . . 10
1.4, Униполярные транзисторы. . . 27
rлава 2. Электронные ключи
2.1. Основные характеристики элеК1'ронноrо ключа
2.2. ДИОДllые ключи . . , . . . . . , . . . , , . .
2.3. Электронный ключ на би полярном транзисторе. .
2.4, Электронный ключ на униполярном транзисторе. .
rлава 3. Оrраничители амплитуды импульсов
3.1. Назначение и основные характеристики оrраничителей ампли-
туды , . . . . " . , . . . . . . . . . . . . .
3.2. Диодные оrраНИЧИlели . . .. . . . . . . . . . . . . . .
3.3 УСИЛИТСJIИ оrраничители на биполяриых траИЗlIсторах . . .
rлава 4. Усилители-формироватеЛIl
4.1. Назначение у('иДителей формирователей и их особенности.
4.2. УСJ:JlIIТЕ'ли формирователи коротких импульсов на биполярных
транзисторах . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.3. У СНJIИтели-раСIIIИ рители на биполярных трar'Jзисторах . . . .
rлава 5. Триперы
5.1. Режимы работы триrrеров и основные характеристики .
f,,2. Исходныс данные расчета. . . . . . . . . . . . . .
5.3. Симметричные ТРИIТl'ры на биполярных транзисторах.
5.4. (;иммrТРИЧllые триrrсры на УIIИIЮJНIРНЫХ транзисторах
5.5. Несиммстричный трипер с ЭМllттерной связыо . .
rшша 6. Мультивибраторы
6.1. Режимы работы мультивибраторов и их осно[)ные характеристики
6.2. СиммеТРlIчные мулы'ивибраторы и OCIIOt>HbIe расчетные соотно-
шения . . . , . . . . . , , . . . . . . . . . . .
6,3. Несиммстричные мультивибраторы и основные рас'!етные соот-
ношения. ................
6.4. Ждущие (заторможенные) мультивибраторы
rлава 7. БЛОКI!IIl' rенератор
7.1, Режимы работы и основные характеристvки . . . . . .
7.2. Схемы и расчеТНbIС формулы . . . . . . . . . . . . . .
1 лава 8. I'cHepaTopb! липейно-изменяющсrося наПРЯЖ('I1ИЯ
на транзисторах
8,1. Основные lIараметры и принцнпы формирования линеЙно-юмс-
няющеrося напряжения. . . . . . . . . . . . . . . . , .
1:>.2. Управляемые reHepaTopLl ЛИllеЙ!IO измеllяющеrосн напряжсния
8.:З. Авто!{()лсбатсльные rлин . . . . . . . . . . , . . . , . . .
8.4. Примеры расчета н адачи для самостоятеЛЬНОIl ПрОрi1БUI'ЮI . .
Приложение 1. llриБJIЮj(('!ШЫС leToAhI расчста переХОДI!ЫХ хар81ПСрIIСТИ!{
nРIl, оже!lие 11. Расчет IIМIJУЛf.сноrо трансформатора
I1рИЛОJКСflllе 111. ПараыеТРLI ТрiШЗ!lСТОрОI3
Ответы вп пЛJJЧИ .
Спнсо!\ Jlин:ратуры . . . . . . . . . . . .
14
,
.,)1
I
36
38
55
76
89
90
. 118
158
159
169
179
)1\9
191
:!11
220
234
:235
256
268
.
2/6
:!/7
292
293
3(;4
309
::J:26
3:.Ш
а:ю
2:17
313
j