biblem
elekbomonter
Библиотечка электротехника
Н. И. Овчаренко
ЦИФРОВЫЕ АППАРАТНЫЕ
И ПРОГРАММНЫЕ
ЭЛЕМЕНТЫ
МИКРОПРОЦЕССОРНОЙ
РЕЛЕЙНОЙ ЗАЩИТЫ
И АВТОМАТИКИ
ЭНЕРГОСИСТЕМ
ПРИЛОЖЕНИЕ К ЖУРНАЛУ
ениргЕтж
Вниманию специалистов
Вышли в свет следующие выпуски
“Бпвппотечкп электротехнпка
Торопцев Н. Д. Асинхронные генераторы для автономных элект-
роэнергетических установок.
Овчинников В. В., Удрис А. П. Реле РНТ и ДЗТ в схемах дифферен-
циальных защит (Часть 1. Устройство и конструкции; Часть 2. Прин-
ципы расчета уставок и техническое обслуживание).
Беляев А. В. Противоаварийная автоматика в узлах нагрузки с
мощными синхронными электродвигателями.
Добрусин Л. А. Компьютерное моделирование влияния преобра-
зователей на сеть.
Бажанов С. А., Бажанов А. С. Тепловизионный контроль электро-
оборудования в эксплуатации (части 1 и 2).
Самородов Ю. Н. Дефекты и неисправности генераторов.
Иноземцев Е. К. Ремонт конструктивных узлов турбогенераторов
(части 1 и 2).
Беляев А. В. Вторичная коммутация в распределительных
устройствах, оснащенных цифровыми РЗА (части 1 и 2).
Воротницкий В. Э. Потери электроэнергии в электрических се-
тях: анализ и опыт снижения.
Подписку можно оформить в любом почтовом отделении связи по
объединенному каталогу “ПРЕССА РОССИИ”. Том 1. Российские
и зарубежные газеты и журналы.
Индексы “Библиотечки электротехника”
— приложения к журналу “Энергетик”
88983 — для предприятий и организаций;
88982 — для индивидуальных подписчиков.
Адрес редакции
журнала “Энергетик”:
115280, Москва, ул. Автозаводская, д. 14/23.
Телефон (095) 675-19-06
E-mail: energetick@mail.ru
Библиотечка электротехника
— приложение к журналу "Энергетик ”
Основана в июне 1998 г.
Выпуск 5-6 (89-90)
Н. И. Овчаренко
ЦИФРОВЫЕ АППАРАТНЫЕ
И ПРОГРАММНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
МИКРОПРОЦЕССОРНОЙ
РЕЛЕЙНОЙ ЗАЩИТЫ
И АВТОМАТИКИ
ЭНЕРГОСИСТЕМ
Москва
НТФ “Энергопрогресс”, “Энергетик”
2006
УДК 621.311.078 (075.8)
ББК 31.27-05
0-35
Главный редактор журнала “Энергетик” А. Ф. ДЬЯКОВ
РЕДАКЦИОННЫЙ СОВЕТ
“Библиотечки электротехника”
В. А. Семенов (председатель), И. И. Батюк (зам. председателя),
Б. А. Алексеев, К. М. Антипов, Г. А. Безчастнов, А. Н. Жулев,
В. А. Забегалов, В. X. Ишкин, Ф. Л. Коган, В. И. Кочкарев,
Н. В. Лисицын, Л. Г. Мамиконянц, Л. Ф. Плетнев, В. И. Пуляев,
Ю. В. Усачев, М. А. Шабад
Овчаренко Н. И.
0-35	Цифровые аппаратные и программные элементы микро-
процессорной релейной защиты и автоматики энергосис-
тем / Н. И. Овчаренко. — М.: НТФ “Энергопрогресс”,
2006. — 120 с.; ил. [Библиотечка электротехника, приложе-
ние к журналу “Энергетик”; Вып. 5 — 6 (89 - 90)].
Изложены принципы действия, представлены функциональные и струк-
турные схемы цифровых аппаратных (интегральные АЦП и ЦАП, мульти-
плексоры, формирователи сигналов прерывания и запуска программ и
др.) функциональных элементов и приведены структурные схемы про-
граммных (цифровые частотные фильтры, измерительные преобразова-
тели информационных параметров входных сигналов, фильтры симмет-
ричных составляющих и др.) функциональных элементов микропроцес-
сорной интегрированной релейной защиты и автоматики электроэнер-
гетических систем.
ISSN 0013-7278 © НТФ “Энергопрогресс”, “Энергетик”, 2006
Предисловие
Микропроцессорные интегрированные (выполняющие функции
нескольких аналоговых автоматических устройств) комплексы ре-
лейной защиты и автоматики электроэнергетических систем (ЭЭС)
бурно развиваются и все шире внедряются в практику автоматиче-
ского управления нормальными режимами и противоаварийного
управления ЭЭС [1].
Микропроцессорные цифровые автоматические устройства
электроэнергетических систем, как и аналоговые, функционируют
на основе переработки информации о режимах работы и о возмуща-
ющих воздействиях на ЭЭС, поступающей в виде входных сигналов.
В автоматических устройствах над сигналами производятся различ-
ные функциональные операции по выделению входных сигналов в
виде принужденных составляющих промышленной частоты вто-
ричных напряжений и токов электромагнитных переходных про-
цессов в ЭЭС (фильтрации сигналов), измерительному преобразо-
ванию изменяющихся их информационных параметров (амплиту-
ды, фазы и частоты), сравнению сигналов, реализации логических
функций и др.
Функциональные элементы автоматических устройств, взаимо-
действующих согласно алгоритмам их функционирования, различа-
ются по выполняемым ими операциям.
В релейной защите и автоматике прежних поколений, в том числе
микроэлектронной на интегральных микросхемах, функциональ-
ные элементы различались как отдельные конструктивные части ав-
томатических устройств. Такие функциональные элементы называ-
ются аппаратными.
В микропроцессорной релейной защите и автоматике электро-
энергетических систем, функционирующей на основе программно-
го обеспечения цифровых микроЭВМ, целесообразно различать со-
ответствующие программные функциональные элементы.
Однако, как указано в [3], микропроцессоры программно выпол-
няют алгоритмы функционирования не всех различаемых функцио-
3
нальных элементов автоматических устройств энергосистем [2].
Значительная их часть остается и будет существовать в аппаратной
реализации. В [3] рассмотрены основные аналоговые аппаратные
функциональные элементы микропроцессорной автоматики управ-
ления нормальным режимом и автоматики противоаварийного
управления (релейной защиты и противоаварийной автоматики)
электроэнергетическими системами.
В настоящем издании описываются принципы действия цифро-
вых (аппаратных и программных) функциональных элементов ин-
тегрированной релейной защиты и автоматики электроэнергетиче-
ских систем.
Издание является продолжением брошюры [3] и на нее в тексте
имеются ссылки. Поэтому читателю рекомендуется познакомиться
с указанной брошюрой (3].
При подготовке рукописи в гл. 2 и 3 использованы определен-
ные проработки, выполненные аспирантами Д. Д. Богаченко и
Р. В. Шитовым.
Замечания и пожелания по брошюре
просим направлять по адресу:
115280, Москва, ул. Автозаводская, 14/23.
Редакция журнала “Энергетик”.
Автор
4
Введение
Техническая реализация релейной защиты и автоматики элект-
роэнергетических систем на основе методов и средств обработки
информации цифровой вычислительной техникой принципиально
не изменяет функциональной структуры автоматических устройств.
Функциональным элементам, принципиально и физически разли-
чаемым в аналоговых автоматических устройствах релейной защиты
и автоматики [2], соответствуют программные функции, выполняе-
мые микропроцессорами, которые и называются здесь програм-
мными функциональными элементами.
Несколько изменяется разделение автоматических устройств на
их функциональные части: передающую информацию, измеритель-
ную, логическую и исполнительную [2]. Поскольку микропроцессо-
ры выполняют и логические операции, измерительная и логическая
части по существу объединяются. Целесообразно различат о вычис-
лительно-логическую функциональную часть ВЛЧ(рис. В. 1), изме-
5
рительно-преобразовательную ИПЧ, в которую входят необходи-
мые аналоговые [3] и программные измерительные преобразователи
режимных параметров ЭЭС, передающую информацию ПЧ, и ис-
полнительную ИЧ части.
Вычислительно-логическая часть состоит из сигнальных (функци-
ональных) микропроцессоров МП1 — MI1N и микроконтроллеров
МК. Микропроцессоры программно производят:
•	выделение входных сигналов автоматических устройств энер-
госистем (принужденных составляющих промышленной частоты
напряжений и токов электромагнитных и электромеханических пе-
реходных процессов в ЭЭС) — фильтрацию лишь частично отфиль-
трованного аналоговыми фильтрами нижних частот ФНЧ входного
информационного процесса, получаемого от источников информа-
ции (первичных измерительных трансформаторов напряжения и
тока) и содержащего интенсивные помехи: апериодическую и коле-
бательные свободные составляющие и принужденные составляю-
щие кратных промышленной частот (гармоники) — программными
частотными фильтрами ПЧФ,
•	разложение входных сигналов на ортогональные и симметрич-
ные составляющие;
•	измерительное преобразование информационных параметров
ИПИПаналогового входного сигнала: амплитуды, фазы и частоты —
в цифровые сигналы;
•	формирование цифровых сигналов информации об активной и
реактивной мощностях управляемого электроэнергетического объ-
екта и о комплексном сопротивлении ИПМС до места возникнове-
ния короткого замыкания (КЗ) на линиях электропередачи высоко-
го и сверхвысокого напряжения;
•	формирование цифровых сигналов об угле сдвига фаз между
эквивалентными ЭД С по концам электропередачи, их частот ИПФЧ
и разности частот вращения выпавших из синхронизма частей ЭЭС,
их взаимном скольжении и скоростях их изменений [ 1 ].
Микроконтроллеры МК программно выполняют логические ал-
горитмы функционирования интегрированной микропроцессор-
ной релейной защиты и автоматики.
Аппаратная измерительно-преобразовательная часть ИПЧ
содержит:
•	вторичные измерительные преобразователи входных инфор-
мационных процессов — активные измерительные трансформато-
ры напряжений TVL и токов ТА L трех фаз иа, ub, ис; ia, ib, icvim сумм,
равных утроенным значениям составляющих нулевой последовате-
льности Зи0, 3/0 неуравновешенных трехфазных систем напряжений
6
и гоков с подключенными к измерительным трансформаторам TAL
балластными резисторами R§, преобразующими токи в напряжения
[31;
•	аналоговые — обычно пассивные — резисторно-конденсатор-
ные (RC) фильтры нижних частот ФНЧ [3], задерживающие свобод-
ные колебательные и принужденные гармонические составляющие
входных напряжений и токов с частотами выше 250 Гц (пятая гармо-
ника) и необходимые в связи с периодичностью амплитудно-час-
тотных характеристик программных цифровых фильтров [2];
•	оптоэлектронные элементы гальванической развязки (элект-
рического отделения) ЭГР цепей аналого-цифровс го преобразова-
теля АЦП входных напряжений и микропроцессоров МП от анало-
говых входных цепей;
•	управляемый переключатель (коммутатор) многих входных
аналоговых информационных процессов, преобразуемых одним
АЦП, — мультиплексор МПЛ\
•	аналого-дискретный преобразователь АДП входных напряже-
ний — формирователь сигналов запуска программы и прерываний
их выполнений;
•	аналого-цифровой преобразователь АЦП,
•	электромагнитные реле входных дискретных сигналов РВС,
•	клавиатуру КЛ управления микропроцессорами;
•	задающие элементы 33(элементы настройки ЭН) измеритель-
ных органов программных автоматических устройств.
Аппаратную исполнительную часть ИЧ программных автоматиче-
ских устройств образуют формирователи управляющих воздействий:
непрерывных НУВ — цифроаналоговый преобразователь ЦАП,
времяимпульсных ВИУВ — времяимпульсный формирователь
ВИП,
цифровых фазоимпульсных управляющих воздействий ЦФИУВ
— формирователь ФИУВ',
дискретных управляющих воздействий ДУВ — комплект выход-
ных электромагнитных реле КВР.
К исполнительной части относятся и элементы отображения ин-
формации: алфавитно-цифровой индикатор АЦИ (дисплей ДП) и
светодиодные индикаторы СДИ.
Передающая информацию программно-аппаратная функциональная
часть ПЧ — это интерфейсы с ПЭВМ и волоконно-оптическая ли-
ния связи ВОЛ С с автоматизированной системой управления (АСУ)
электростанцией и ЭЭС, предполагающие некоторое координиру-
ющее участие человека в управлении процессом производства, пе-
редачи и распределения электроэнергии.
7
Специфическими и абсолютно необходимыми для микропроцес-
сорных автоматических устройств являются оптоэлектронные эле-
менты гальванического отделения цепей вычислительно-логиче-
ской части от цепей не только измерительно-преобразовательной,
но и исполнительной (на рис. В.1 не показано) частей, объединяе-
мых обычно понятием устройства связи с объектом (УСО), — эле-
менты гальванической развязки.
8
ГЛАВА ПЕРВАЯ
Аналого-цифровые преобразователи
входных сигналов
1.1. ВХОДНЫЕ СИГНАЛЫ И ИХ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
Входные сигналы автоматических устройств электроэнергетиче-
ских систем (ЭЭС) выделяются частотными фильтрами из входных
информационных процессов, поступающих от первичных измери-
тельных трансформаторов напряжения и тока как источников ин-
формации о возникновении электромагнитного и электромехани-
ческого переходных процессов в ЭЭС. Они представляют собой
смесь входных сигналив — принужденнных составляющих промышлен-
ной частоты напряжений и токов переходных процессов и помех—сво-
бодных апериодической и колебательных составляющих и принуж-
денных гармоник.
Входные сигналы формируются амплитудной, фазовой или час-
тотной модуляцией тока промышленной частоты как синусоидаль-
ного несущего процесса сигналов, происходящей при переходных
процессах. Они являются аналоговыми сигналами (рис. 1.1).
В зависимости от информационных параметров, используемых
автоматическим устройством, они представляются как непрерыв-
ные или как дискретно-непрерывные сигналы.
Информационным параметром непрерывного сигнала служит
мгновенное значение принужденного тока i или напряжения и пере-
ходного процесса.
Информационными параметрами дискретно-непрерывных вход-
ных сигналов являют ся амплитуда 1т (рис. 1.1, а), фаза <р (рис. 1.1,6)
и частота/ (рис. 1.1, в) принужденных составляющих напряжения и
тока.
Дискретно-непрерывными они называются потому, что указан-
ные информационные параметры мотуг иметь любые из бесконеч-
ного множества значения, но фиксируются через дискретные ин-
тервалы времени — период ТП или половина Тп /2 периода промыш-
ленной частоты.
9
Рис. 1.1. Дискретно-непрерывные вход-
ные сигналы в виде изменений амплиту-
ды (а), фазы (5) и частоты (в) синусо-
идального тока
Рис. 1.2. Непрерывные сигналы, по-
лученные амплитудной (а), фазовой
(б) и частотной (в) демодуляцией
При обработке информации измерительными преобразователя-
ми и другими функциональными элементами автоматических
устройств сигналы преобразуются. Преобразование входных анало-
говых сигналов прежде всего состоит в амплитудной, фазовой и час-
тотной демодуляции. При этом дискретно-непрерывные сигналы
превращаются в непрерывные с информационными параметрами
Ua (рис. 1.2, а), (7ф (рис. 1.2, б), U4 (рис. 1.2, в) — постоянными со-
ставляющими напряжений на выходах выпрямителя (амплитудного
демодулятора, например микросхемы К157ДА1) или управляемого
выпрямителя (фазового демоду. гятора, например микросхемы
К.174ХА4 [4]). Частотная демодуляция предполагает предваритель-
ное преобразование изменений частоты в изменения амплитуды
или фазы [2] — так выполняется интегральный частотный демоду-
лятор К174УРЗ [4].
другим характерным преобразованием аналоговых дискретно-
непрерывных сигналов является замена гармонического процесса
импульсным посредством времяимпульсной модуляции. При этом
10
Рис. 1.3. Цифровые числоимпульсный (а) и двоичный разрядно-цифровой сиг-
налы в последовательном (б) и параллельном (в) копал
сигнал остается аналоговым дискретно-непрерывным, но преобра-
зуется информационный параметр. Амплитуда, фаза или частота
гармонического процесса преобразуется в унифицированный ин-
формационный параметр — длительность ги импульсов, т.е. проис-
ходит широтно-импульсная модуляция.
В микропроцессорных автоматических устройствах аналоговые
сигналы преобразуются в цифровые — временные (через интервал
дискретизации Т) последовательности чисел, соответствующих ди-
скретным значениям амплитуды ЦД(л — 1)7"], Ua(nT), фазы
— I)/7], U^nT) и частоты t/4[(n — 1)Т], U4(nT) напряжения и
отображающих с точностью младшего разряда (кванта), в частности
(рис. 1.2, а), дискретизованные значения иа[(л — 1)Г], иа(пТ) и
аналогичные (не обозначенные на рис. 1.2, 6, в) «ф[(л — 1)Т],
иф(пТ) и ич[(л — 1)Г], ич(пТ) соответственно. В дискретные значе-
ния 1{пТ) — отсчеты — преобразуются и мгновенные значения не-
прерывного сигнала (см. рис. 1.1). Например, при Гп/24 за период
Тп получается 25 отсчетов.
При единичной системе счисления цифровой сигнал является
числоимпульсным (единичным кодом) — числом Ар А2 импульсов
11
на интервале времени /и (рис. 1.3, а), а при двоичной системе счис-
ления — разрядно-цифровым (двоичным кодом) — последователь-
ным (рис. 1.3, б) или параллельным (рис. 1.3, в).
Последовательный код пре [ставляет собой последовательность им-
пульсов во времени, появляющихся начиная с младшего (нулевого)
разряда 2°. Наличию импульса ставится в соответствие 1, а отсутст-
вию — 0. Например, при импульсах в нулевом и втором или третьем
разрядах (рис. 1.3, б) получаются числа, равные вдесятичной систе-
ме счисления 2° + 2А = 1 + 4 = 5 или 2° + 23 = 9 соответственно.
При параллельном коде импульсы (левая часть рис. 1.3, в) или
дискретные потенциальные сигналы (правая его часть) появляются
одновременно на нулевом, или втором, или третьем выходе соответ-
ствующего преобразовагеля сигналов.
Преобразование аналоговых сигналов в цифровые производится
аналого-цифровыми преобразователями АЦП (см. рис. В.1).
1.2. СПОСОБЫ АНАЛОГО-ЦИФРОВОГО
ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ
Аналого-цифровое преобразование непрерывного сигнала, на-
пример напряжения иа (см. рис. 1.2, а), предполагает две операции:
дискретизацию по времени (через интервалы Т) и квантование по
уровню (значению) — выбор кванта Д(/а.
Дискретизация по времени непрерывного сигнала связана с обо-
снованным выбором интервала дискретизации Т. Значение Т дол-
жно обеспечивать с заданной точностью восстановление непрерыв-
ной функции х {t) при обратном преобразовании дискретно-непре-
рывного сигнала в непрерывный по минимально необходимым
значениям х (пТ).
В микропроцессорной релейной защите и автоматике использу-
ются Т= Тп/12, Т= 7^/20, Т~ Тп/24. После дискретизации по
времени бесчисленное множество значений информационного па-
раметра сохраняется сигнал остается аналоговым.
Определяющее значение при аналого-цифровом преобразовании
имеет квантование по уровню. Именно в результате квантования по
уровню бесчисленное множество значений информационного пара-
метра заменяется дискретным (счетным) множеством. Сигнал стано-
вится дискретным. При квантовании диапазон возможных значений
функции х (t), описывающей непрерывный сигнал, разбивается на к
интервалов ДУ — квантов, образующих шкалу квантования (см.
рис. 1.2, а и 1.4, а). Любые значения х, находящиеся в интервале
Xj+ 1 — Xj, округляются до ближайшего значения /AY или (i + 1)А¥.
При квантовании неизбежно возникает погрешность, обуслов-
ленная округлением значения х до определяемого целым числом
12
Рис. 1.4. Графики, иллюстрирующие квантование информационного параметра
(в), и погрешности, обусловленные квантованием (б)
квантов. Погрешность квантования минимальна, если АХ= const, а
уровень квантования располагается по середине интервала и не пре-
вышает половины кванта ЛЛ/2 (рис. 1.4, а). Погрешность зависит от
значений х; эта зависимость (рис. 1.4, б) называется шумом кванто-
вания [5]. Если АХ = const, то квантование равномерное. В ряде слу-
чаев целесообразны неравномерные квантование по уровню и диск-
ретизация по времени.
Преобразование непрерывных сигналов в цифровые может осу-
ществляться на основе двух принципов: прямого преобразования по
разомкнутой схеме и преобразования с уравновешиванием, т.е. по
замкнутой схеме (с обратной связью [5]).
Прямое преобразование. При прямом преобразовании промежу-
точной операцией обычно является времяимпульсная модуляция —
преобразование непрерывного сигнала во времяимпульсный или
частотно-импульсное преобразование непрерывного напряжения в
количество единичных импульсов /Уна некотором интервале време-
ни (частоту импульсов) ги (см. рис. 1.5, а).
Дискретизация по времени непрерывных сигналов, в особенно-
сти мгновенных значений переменного промышленного тока на
основе времяимпульсной модуляции, производится путем сравне-
ния непрерывно изменяющегося преобразуемого напряжения и с
периодически линейно нарастающим напряжением изд, задающим
интервал Тдискретизации (рис. 1.5, а). Длительность ги/ импульса
прямоугольной формы определяется условием ивх/ = изд/ и равна
^Ц|Х/ Iйmar
Определяющий этап аналого-цифрового преобразования —
квантование информационного параметра по уровню — произво-
дится путем сопоставления длительности прямоугольного импульса
13
Рис. 1.5. Графики, поясняющие линейное (а) и нелинейное (б) преобразование
мгновенных значений непрерывно изменяющегося напряжения в число импульсов
/и с количеством единичных (счетных) стандартных импульсов не-
изменной частоты, размещающихся на интервале времени /и. При
этом квантом служит расстояние А/ между двумя счетными импуль-
сами (рис. 1.5, с). Сигнал представляет собой количество (петое
число TV,) стандартных импульсов, ближайшее к значению непре-
рывного параметра /и/ /А/, т.е. имеет простейшую цифровую форму и
называется числоимпульсным. Число импульсов пропорциона-
льно дискретизованному мгновенному значению ивх/преобразуемо-
го напряжения и равно его дискретному значению, поскольку ото-
бражает его с точностью до единицы (одного импульса): Л, -
~	umi.
При аналого-цифровом преобразовании мгновенных значений
переменных напряжения и тока целесообразно их интегрирование в
течение интервала / дискретизации, поскольку при этом из несину-
соидальных напряжения и тока исключаются гармонические со-
ставляющие (помехи) с периодом, кратным интервалу дискретиза-
ции, т.е. производится фильтрация сигнала — мгновенного значе-
ния колебательных промышленной частоты напряжения и тока.
Графики на рис. 1.5, б иллюстрируют нелинейное, а именно ло-
гарифмическое аналого-цифровое преобразование мгновенных
значений с промежуточной времяимпульсной формой сигнала. При
этом производится усреднение мгновенных значений напряжения
wBX на интервале времени Тк = t3 интегрирования (заряда конденса-
тора интегратора), равном части интервала дискретизации Т. На-
14
1
пряжение в конце интегрирования итах = — j wBXdz пропорциональ-
и о
но среднему дискретизованному мгновенному значению ил1 = «ср]
преобразуемого напряжения ивх. Длительность /и импульса опреде-
ляется временем /р разряда конденсатора интегратора от итах , до не-
которого постоянного напряжения Uo, например, /и1 = тр1п итахЛ /Uo.
Линейное аналого-цифровое преобразование мгновенных значе-
ний достигается при разряде конденсатора от источника тока. Ли-
нейное преобразование с интегрированием происходит и при час-
тотно-импульсном формировании числоимпульсного сигнала. Та-
кое преобразование производится на основе мультивибратора,
управляемого преобразуемым напряжением. Преобразование сред-
него дискретного мгновенного значения ип за время дискретизации
Т з> То — период напряжения мультивибратора — в пропорциона-
льное число импульсов N производит интегральная микросхема
типа КР1108ПП1 [5]:
N= Т/То = кприп.	(1.1)
При преобразовании напряжения (тока) промышленной часто-
ты, например, при длительности интервала дискретизации
Т= Тп /20 = 1 мс за период формируется двадцать дискретных
мгновенных значений, равных соответствующим числам импульсов
напряжения ии на выходе мультивибратора на интервалах Т.
При разомкнутой схеме с промежуточной времяимпульсной мо-
дуляцией производится и аналого-цифровое преобразование диск-
ретно-непрерывных входных сигналов автоматических устройств,
т.е. преобразование в цифровое представление амплитуды, фазы и
частоты гармонического несущего процесса. При этом на этапе вре-
мяимпульсной модуляции, как указывалось, не изменяется форма
сигнала; производятся лишь замена несущего процесса и преобра-
зование информационных параметров — амплитуды, фазы и часто-
ты — в длительность импульсов как удобный параметр для последу-
ющего квантования по уровню. Квантование производится рас-
смотренным способом заполнения прямоугольного импульса,
длительность которого является функцией амплитуды, фазы или из-
меняющейся в некоторых пределах промышленной частоты, стан-
дартными единичными импульсами.
Наиболее просто производится нелинейное преобразование в
числоимпульсный сигнал частоты, поскольку формирование вре-
мяимпульсного сигнала осуществляется по нулевым мгновенным
значениям напряжения или тока. Компаратор ЕА — интегральный
операционный усилитель (ИОУ) [3] в режиме усилителя-ограничи-
15
Рис. 1.6. Схема (о) и временная диаграмма (б) аналого-цифрового времяимнуль-
сного преобразователя чистоты
теля фиксирует переходы мгновенного напряжения мвх через нуле-
вые значения (рис. 1.6, а, б\ диод VD пропускает только положите-
льные импульсы напряжения UK; число ^-единичных (счетных)
импульсов, проходящих через логическую микросхему DX совпаде-
ния (операция И) сигналов UK и ыи, обратно пропорционально час-
тоте. При Гч = (1/2)у~с точностью до единицы число импульсов
(1.2)
Линейное аналого-цифровое преобразование фазы <р напряже-
ния wBX = t/m sin (ип/± (р), отсчитываемой относительно момента
времени перехода через нулевое значение мгновенного опорного
Рис. 1.7. Схема (о) и временная диаграмма (6) аналого-цифрового времяимнуль-
сного преобразователя фазы
16
Рис. 1.8. Схема (а) и временные диаграммы аналого-цифрового времянмпуль-
сниго преобразования амплитуды по арккосинусной (б) и комбинированной (в)
зависимостям
напряжения ыоп той же частоты (рис. 1.7, б), или угла сдвига фаз
между двумя синусоидальными ЭДС е2 (с разными фазами ф], <р2)
V = <Р] — <р2 производится аналогично логической микросхемой DX1
(рис. 1.7, а) совпадения прямоугольных импульсов положительных
напряжений {/*1 и{/^2, формируемых двумя компараторами (усили-
телями-ограничителями) ЕА1 и ЕА2с диодами VD1 VD2 на их выхо-
дах (см. рис. 30, a [3]) из указанных электрических величин: =
^к1/^к2’ и микросхемой DX2 совпадения 1/ф и ин. Длительность /ф
прямоугольного импульса напряжения l/ф равна времени несовпа-
дения гнсп пр знаку мгновенных значений напряжений ывх и ыоп и
17
пропорциональна углу у сдвига фаз. С точностью до единицы чис-
лоимпульсный сигнал
= ZHcn /А/ = v/(“n А/ )•	(1-3)
Преобразование амплитуды в числоимпульсный сигнал получа-
ется нелинейным, а именно по арккосинусной, комбинированной и ло-
гарифмической зависимостям. Но возможно и линейное преобразо-
вание. На рис. 1.8, а приведена схема (см. рис. 29 [3]), а на рис. 1.8, б
и в — графики, иллюстрирующие преобразование амплитуды по
первой (при отключенном конденсаторе С) и второй (при подклю-
ченном конденсаторе С) указанным нелинейным зависимостям.
Мгновенные напряжения uR на резисторе R2 или исна конденса-
торе С, выделяемые диодом VD1 из входного синусоидального на-
пряжения wBX, сравниваются компаратором ЕА с постоянным (опор-
ным) напряжением Uo = стабилитрона VD2. Времяимпульсный
сигнал Ua имеет место при uR> Uo (рис. 1.8, б) или ис> (70
(рис. 1.8, в).
В первом случае длительность ta прямоугольного импульса Ua и
количество Na единичных импульсов (7И определяются условиями
равенства положительных мгновенных значений напряжения
uR~ |wBX| (при Ry с А2) напряжению (70 в моменты времени г> и /2
(рис. 1.8, б)
UR(2) = Um sinconr2 = Um 5‘п(я "“.Л) = ^0.
и равны
2	(/0
= —arccos——
“п
(1.5)
Na=tjbt.
Во втором случае (рис. 1.8, в) передний фронт импульса Ua фор-
мируется при достижении напряжением на заряжающемся конден-
саторе (при достаточно малой постоянной времени (Л, -> 0) заряда
практически равном «с= Umsin соп/) значения «с(1) = Цу Задний
фронт импульса формируется при достижении напряжением
WC(2) =	на разряжающемся с постоянной времени т = Я2С
конденсаторе указанного значения (70.
Длительность импульса равна сумме времен /3 заряда и /р разряда
конденсатора:
18
(1.6)
1	, Um
{a=t3 + tD =—arccos—u +т!п—
p ®n Um ^0
Преобразование амплитуды Um в длительность импульса ta по ло-
гарифмическому закону достигается путем заряда конденсатора до
напряжения Uc, определяемого интегралом
Л
о
и последующего разряда с постоянной времени т до некоторого за-
данного значения t/0 [2]. Длительность импульса /а может быть рав-
на времени разряда:
/а = /р = т1п(2Ли£7т/Ц)).	(1.8)
Линейная зависимость времени /а и числа Na импульсов ыи от ам-
плитуды Um получается при разряде конденсатора от источника
тока, обеспечивающего неизменность тока разряда.
Преобразование числоимпульсного сигнала в разрядно-цифро-
вой двоичный код производится известным [5] способом счетчиком
импульсов СТ и регистром Я6(см. рис. 1.11).
Аналого-цифровое преобразование с уравновешиванием осуществ-
ляется по замкнутой схеме путем сравнения дискретизованных
мгновенных значений входного напряжения пвх с квантованным на-
пряжением обратной связи Uo с(п Т) (рис. 1.9). Преобразование про-
Рис. 1.9. Замкнутая схема аналого-цифрового преобразования
19
Рис. 1.10. Схема, поясняющая принцип действия АЦП с поразрядным уравнове-
шиванием
изводится за время, несколько меньшее интервала / дискретизации
входного напряжения. Сравнение производится компаратором ЕА
Напряжение Uoc(nT) формируется цифроаналоговым преобразова-
телем ЦАП, а двоичный выходной код — регистром ЛСили счетчи-
ком СТ. Согласованное взаимодействие указанных основных эле-
ментов, необходимых для аналого-цифрового преобразования по
замкнутой схеме, обеспечивается элементом управления ЭУ, содер-
жащим, как правило, генератор тактовых импульсов ни.
Из известных способов [5] аналого-цифрового преобразования
по замкнутой схеме предпочтительнее способ поразрядного уравно-
вешивания (или последовательного приближения).
Способ поразрядного уравновешивания предполагает изменение
напряжения обратной связи ступенями пропорционально весам
разрядов двоичного кода, опре геляемым степенями числа 2. Способ
иллюстрируется схемой на рис. 1.10. Процессы уравновешивания
начинаются сравнением напряжения wBX с наибольшим значением
t/oc = 2”_'а!/ ключ SAn разомкнут, остальные замкнуты. Разо-
мкнутое состояние ключа соответствует единице, а замкнутое —
нулю в соответствующем разряде двоичного кода. Если
wBX < 2"“ 'дС,то ключ замыкается, аключ5>1п_ ! размыкается, в
старшем разряде — нуль. При wBX > 2" _ 1 At/ключ SAn остается разо-
мкнутым, в старшем разряде — единица. Размыкается ключ SAn _ 2,
и напряжение ит сравнивается с напряжением
t/oc = 2"_ *Д1/+2П-2Д1/. Процесс автоматически продолжается,
пока не будут переключены все ключи, т.е. пока разность напряже-
ний wBX и Uo с не станет меньшей одного кванта (At/ = 2°At/).
Процесс реализуется регистром последовательного приближе-
ния, в который сначала записывается двоичный код половины мак-
симально возможного иву, а затем путем сдвига кода в каждом такте
20
генератора управляющих импульсов записанное число последовате-
льно приближается к значению, при котором напряжение Uo c на
выходе ЦАП уравновешивает входное напряжение (см. § 1.5).
1 3 ЧАСТОТНО- И ВРЕМЯИМПУЛЬСНЫЕ
АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Особенности. Как указывалось (см. § 1.1), информационные про-
цессы на входах измерительной части автоматических устройств,
как правило, представляют собой смесь сигналов и помех. Поэтому
целесообразны аналого-цифровые преобразователи (АЦП) средних
за интервал дискретизации мгновенных значений входных процес-
сов с интегрированием, обеспечивающим частичную частотную фи-
льтрацию. Такими свойствами обладают и времяимпульсные АЦП
амплитуды, фазы и частоты, определяемых один раз за полпериода
промышленной частоты, и частотно-импульсные АЦП.
Особенностью входных процессов автоматических управляющих
устройств является большая кратность изменения их мгновенных
значений и амплитуды колебательной составляющей промышлен-
ной частоты. Вторичный ток первичного измерительного преобра-
зователя в нормальных режимах работы управляемого объек га изме-
няется от нуля (холостой ход объекта) до номинального. При ава-
рийных ситуациях, особенно при КЗ, в электроэнергетической
системе ток может в несколько десятков раз превышать номиналь-
ный. Если, например, приемлемым для автоматического устройства
считать ток Imjn > 0,17НОМ, то при токах короткого замыкания
/к < 20/ном кратность изменения амплитуды принужденной состав-
ляющей тока составляет 7К/Imin = 200.
Практически такой же получается и кратность изменения вто-
ричного напряжения первичных измерительных преобразователей
напряжения, так как автоматическое устройство должно четко фун-
кционировать при остаточных напряжениях коротких замыканий
UK > 0,005 1/ном. Поэтому целесообразны аналого-цифровые преоб-
разователи и АЦП с нелинейными характеристиками преобразова-
ния. снижающими указанную кратность изменения информацион-
ного параметра.
Принцип прямого аналого-цифрового преобразования с проме-
жуточной времяимпульсной модуляцией предполагает интегриро
вание мгновенных значений входных процессов и возможность не-
линейного преобразования входных аналоговых сигналов измери-
тельной части автоматических устройств управления и защиты
энергосистем: при интегрировании в течение интервала дискретиза-
ции Т <к Тп производится преобразование средних мгновенных
21
Рис. 1.11. Схема АЦП, действующего по прямому способу преобразования
значений, а при Т= Тп/2 — преобразование амплитуды, фазы и
частоты.
Времяимпульсные аналого-цифровые преобразователи. Электрон-
ные элементы времяимпульсного АЦ11 в соответствии с двумя опе-
рациями аналого-цифрового преобразования непрерывного сигна-
ла — дискретизацией и квантованием — делятся на две группы
(рис. 1.11).
Первая из них, включающая измерительный преобразователь UV,
например выпрямитель напряжения нвх, генератор G1 тактового на-
пряжения Ц, т с прямоугольной формой кривой и длительностью
импульсов, равной времени интегрирования Тн = t3 (см. рис. 1.5, б),
и периодом, равным интервалу дискретизации Г (см. рис. 1.5, а), и
компаратор ЕА напряжений нвх и Uo, производит дискретизацию не-
прерывного сигнала, формируя времяимпульсный сигнал Uc ви, т.е.
представляет собой времяимпульсный преобразователь ВИП.
Вторая группа — генератор G2 счетных импульсов, логический
элемент ДА'(И), счетчик СТ, регистр RGn формирователь /"импуль-
сов управления (ми0, ми сч) — выполняет операцию квантования и
формирует цифровые сигналы в последовательном единичном коде
(числоимпульсный сигнал N) и разрядно-цифровом двоичном коде
(счетчик СТ и регистр RG).
Линейный аналого-цифровой преобразователь мгновенных зна-
чений напряжения и тока промышленной частоты производит пре-
образование среднего мгновенного значения напряжения во время-
импульсный сигнал путем заряда и последующего линейного разря-
да конденсатора [2].
Для автоматических устройств электроэнергетических систем
разработан нелинейный времяимпульсный преобразователь АЦП
амплитуды Um синусоидального напряжения в число импульсов по
логарифмической зависимости (1.8). При его применении в цепях
22
тока релейной защиты [6] достигается “сжатие” диапазона его изме-
нения при КЗ (уменьшение кратности тока КЗ).
Частотно-импульсный аналого-цифровой преобразователь. Способ
непосредственного преобразования интегрируемого на интервале
дискретизации мгновенного значения входного напряжения и тока
в числоимпульсный сигнал использован в частотно-импульсном
АЦП, разработанном для устройства ввода информации о состоя-
нии управляемого энергетического объекта или о возмущающих
воздействиях на него в микроЭВМ. Обладая свойством интегриро-
вания мгновенных значений, линейностью преобразования, пере-
ключаемым динамическим диапазоном, обеспечивающим при за-
данной допустимой погрешности аналого-цифровое преобразова-
ние средних мгновенных значений при кратности их изменений,
равной 28 = 256, и быстродействием, он удовлетворяет требованиям
к АЦП входных сигналов автоматических устройств управления и
зашиты электроэнергетических систем [6].
Аналого-цифровой преобразователь состоит (рис. 1.12, а ) из вы-
прямителя VS, дискретно управляемого усилителя А, компараторов
ЕА1, ЕА2, непрерывно управляемого мультивибратора G, логиче-
ских элементов DX1 — DX6, DW1,D W2, двух реверсивных счетчиков
СТ1, СТ2 и регистров RG1, RG2. Выпрямитель необходим, посколь-
ку управляемый мультивибратор G, например микросхема типа
КР1108 П П1, преобразует в частоту импульсов напряжение ивх толь-
ко одного знака (положительное). Знак mi новенного значения вход-
ного напряжения «вх определяется компаратором ЕА2, а компаратор
ЕА1, сравнивая абсолютное мгновенное значение с заданным по-
стоянным напряжением Uo, переключает динамический диапазон
АЦП, изменяя дискретно коэффициент передачи усилителя А. В за-
висимости от диапазона изменения абсолютного мгновенного зна-
чения напряжения преобразование его в разрядно-цифровой двоич-
ный код производится четырехразрядными двоичными счетчиками
СТ] и СТ2, соединенными последовательно, или только счетчиком
СТ2. Поэтому коэффициент передачи усилителя по мере возраста-
ния мгновенного значения дискретно уменьшается в 24 раз. В зави-
симости от знака мгновенного значения преобразуемого напряже-
ния производится суммирование импульсов счетчиками или их вы-
читание. Сформированный в текущем такте работы АЦП прямой
двоичный код положительных или обратный двоичный код отрица-
тельных средних (за интервал дискретизации) мгновенных значе-
ний записывается в регистры RG1, RG2n хранится до конца следую-
щего такта работы АЦП. Алгоритм работы АЦП обеспечивается
устройством управления УУ, вырабатывающим соответствующие
управляющие сигналы.
23
Действие АЦП иллюстрируется графиками на рис. 1.12, б, на ко-
тором показаны четыре характерных такта Т\ — Г4 его работы. В
первом такте положительные мгновенные значения wBX превыша-
ют напряжение Uq, напряжения U\ и (/2 на выходе компараторов со-
ответствуют логическим единицам; число импульсов N{, пропорци-
ональное в соответствии с (1.1) положительному среднему мгновен-
ному значению ип1 преобразуемого напряжения wBX, проходит через
логические элементы DX2 (И), DX5vlDWI (ИЛИ) на суммирующий
вход счетчика СТ2, в конце такта импульсным напряжением ми сч (в
начале интервала управления А/) прямой двоичный код числа импу-
льсов Nx переписывается в регистр RG2, а импульсным напряжени-
ем ми0 (в конце интервала управления А/) счетчик СТ2 приводится в
исходное (нулевое) состояние.
Во втором такте Г2 до момента времени ta, соответствующего ра-
венству мвх0 = Uq (точка а на графиках), преобразователь работает,
как и в первом такте, — число импульсов N 2 преобразуется в прямой
двоичный код счетчиком СТ2. В указанный момент времени компа-
ратор ЕА1 переключается и увеличивает коэффициент передачи
усилителя А в 24 раз. Отсутствие напряжения U\ на его выходе соот-
ветствует логическому нулю, обеспечивающему прохождение числа
импульсов А2 через элементы DXJ и DX3 на суммирующий вход
счетчика СТ1. В случае его заполнения по цепи переноса Р через
элемент DW1 соответствующий двоичный разряд записывается
счетчиком СТ2. В конце второго такта старшие разряды прямого
двоичного кода, отображающего положительное среднее мгновен-
ное значение ип2 преобразуемого напряжения мвх, в частности (слу-
чайно) равное Uq, импульсным напряжением ик сч переписываются
в регистр RG2, а младшие — в регистр RG1 из счетчика СТ1. Готов-
ность счетчиков к следующему такту работы обеспечивается импу-
льсным напряжением ми0.
Третий такт Т3 характерен изменением знака мгновенных значе-
ний преобразуемого напряжения мвх. До момента времени tb, соот-
ветствующего переходу мгновенным значением wBX через нулевое
значение, преобразователь работает, как и во второй части такта Т2
(после момента времени Q, — число импульсов А3 преобразуется в
прямой двоичный код счетчиком СИ с возможным переносом Рв
счетчик СТ2, в момент времени tb переключается компаратор знака
ЕА2— отсутствие напряжения U2 на его выходе соответствует логи-
ческому нулю, направляющему число импульсов -А3 через логиче-
ский элемент DX4 на вычитающий вход счетчика СТ1. В случае его
полного считывания по цепи заема /-через элемент ЛИС?считывает-
ся соответствующий разряд счетчика СТ2, в конце третьего такта
старшие разряды прямого или обратного кода, отражающего соот-
24
ЕА1	DX3
б)
Рис. 1.12. Схема (а) частотно-импульсного АЦП мгновенных значений напря-
жения (тока) и графики (б), поясняющие его действие
25
ветственно среднее мгновенное значение ия3, переписываются в ре-
гистр RG2, а младшие — в регистр RG1. В соответствии с графиками
на рис. 1.12,6 напряжение un3 = 0, т.е. 7V3-7V3 = O, что должно
быть, если в интервале Т3, как показано на графиках, не изменяется
амплитуда или фаза преобразуемого напряжения ывх. При этом оба
счетчика в конце третьего такта оказываются в нулевом состоянии.
Особенностью четвертого такта 74 является скачкообразное из-
менение в момент времени ^отрицательного мгновенного значения
ывх вследствие изменения амплитуды и фазы преобразуемого напря-
жения. До указанного момента времени преобразователь работает,
как и во второй части такта Г3 (после момента времени tb), — число
импульсов -JV4 преобразуется в обратный двоичный код счетчика
СТ! с возможным заемом из счетчика СТ2. В момент времени tc на-
пряжением |«вх| > Uq переключается компаратор ЕА1 и уменьшает
коэффициент передачи усилителя А в 24 раз, напряжение на его
выходе соответствует логической единице, направляющей число
импульсов -,/V4 через логические элементы DX2 и DX6 (поскольку
U2 = 0) и элемент DW2 на вычитающий вход счетчика СТ2.
Вследствие интенсивного дальнейшего изменения мгновенного
значения в момент времени td напряжением |«вх| < £/0 компаратор
ЕА1 снова переключается и возвращает преобразователь в режим, в
котором он работал в начале такта Г4 (до момента времени /с). Число
импульсов —JV4 преобразуется в обрап 1ый двоичный код счетчиком
СТ! с возможным заемом из счетчика СТ2. В момент времени te от-
рицательное мгновенное значение пвх становится равным нулю и за-
тем изменяет знак, обусловливая переключение компаратора ЕА2.
Напряжением U2 на его выходе, соответствующим логической еди-
нице, переключаются логические элементы DX3, DX4 и DX5, DX6,
которые переводят счетчики СТ!, СТ2в режим суммирования им-
пульсовЛг4” Сформированный в конце такта Т4 двоичный код может
оказаться как прямым, так и обратным соответственно знаку сред-
него (за интервал времени Т4) мгновенного значения напряжения
ывх-
Длительность интервала дискретизации составляет Т= Тп/20 =
= 1 мс (при номинальной промышленной частоте); длительность
интервала управления Д/< 0,01 Т= 10 мкс. Независимость относи-
тельного интервала дискретизации Г. = Т/Тп = 1/20 от возможных
изменений промышленной частоты обеспечивается устройством
управления УУ(см. рис. 1.12, а) за счет автоматического изменения
длительности Тп соответственно изменению промышленной
частоты.
Достигается это путем сравнения числа импульсов генератора от-
носительно высокой частоты/q, фиксируемых одним счетчиком, с
26
числом импульсов с частотой/0/20, фиксируемых вторым счетчи-
ком за период промышленной частоты. При этом в течение текуще-
го периода независимо от значения промышленной частоты первый
счетчик 20 раз наполняется числом импульсов, равным числу импу-
льсов, записываемых в регистр от второго счетчика в конце преды-
дущего периода. В каждый момент наступления равенства чисел им-
пульсов первый счетчик переводится в исходное состояние, а число
импульсов в регистре обновляется 1 раз за период промышленной
частоты.
1.4.	ЦИФРОАНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
При аналого-цифровом преобразовании непрерывных сигналов
по замкнутой схеме в цепи обратной связи необходим, как указыва-
лось (см. рис. 1.9), преобразователь двоичного кода в дискретно из-
меняющееся напряжение, т.е. цифродискретный преобразователь,
обычно называемый цифроаналоговым преобразователем (ЦАП).
По алгоритмам функционирования ЦАП можно разделить на
осуществляющие суммирование эталонных напряжений, соответ-
ствующих значениям младшего разряда, т.е. числа импульсов N, и
напряжений, соответствующих весам каждого из разрядов.
Суммирование напряжений, соответствующих младшим разрядам,
производится в ЦАП числоимпульсного сигнала N. Они представ-
ляют собой накопительные устройства, которые по мере поступле-
ния на их вход импульсов t'BX и наращивают напряжение на выходе
равными ступенями. Такие ЦАП выполняются на основе интегри-
рующих элементов и осуществляют линейное (по схеме на
рис. 1.13. а) или нелинейное (по схеме на рис. 1.13, б) цифроанало-
говое преобразование.
Конденсатор С2 — запоминающий (накопительный); его заряд
производится через конденсатор С7, причем их емкости несоизме-
римы [Cj = C2/(Nmax — 1)]. При поступлении первого входного им-
пульса АО) с наибольшим значением t/BX и практически все напря-
жение оказывается приложенным к С1. По мере заряда через VD1
конденсаторов на С2 (на выходе ЦАП) устанавливается напряжение
= U? = AU<? = t/BXH	/ N тах	(1.9)
С| + С2
гдет=
Во время паузы конденсатор С1 через диод VD2vt низкие выход-
ные сопротивления повторителя напряжения А V(рис. 1 13, а) и ис-
27
Рис. 1.13. Принципиальные схемы линейного (а) и логарифмического (б) ЦАП
числоимпульсиого сигнала
точника сигнала разряжается до напряжения Разность напря-
жений между конденсаторами в схеме на рис. 1 13, остановится рав-
ной нулю. Поэтому условия для заряда конденсатора С2следующим
импульсом сохраняются прежними. Поступление следующего им-
пульса обусловливает в первый момент возрастание напряжения на
С1 до 6/| =	+ (/вх и. Конденсатор С2 вновь заряжается под воз-
действием (/вх и, и напряжение на нем -нова возрастает на то же зна-
чение Д(/<'> и становится равным = 2Д(/^. Поэтому после по-
ступления на вход N импульсов выходное напряжение получается
равным
г/вых =	= NmUBKM = UBKMN/Nmax. (1.10)
В схеме на рис. 1.13,6конденсатор С/ во время каждой паузы раз-
ряжается (через диод VD2) полностью. Поэтому перед поступлением
второго импульса разность напряжений между конденсаторами рав-
на Дб/^ (диод VD1 закрыт). Заряд конденсатора С2 после прихода
второго импульса происходит под воздействием напряжения
28
U — t\U2\ и напряжение на нем увеличивается на меньшее, чем
значение, равное с учетом (1.9)
Л(/<2) = m(UBXll - A(/^) = /пС/вх.и(1 - т).	(1.11)
Приращение At/p, обусловленное /-м импульсом, по аналогии с
(1.11) составляет
A(/W = /n(/BX H(l -/и )'-•.	(1.12)
Напряжение Ц на конденсаторе С2 после поступления /Vимпу-
льсов получается равным сумме напряжений, значения которых со-
ответствуют N членам ряда в виде геометрической прогрессии:
(/2 = £Д^> = S^bx-hO “"’Г1 = ^вхиП -О -"О"]. (1.13)
/=1	1=1
Выходное напряжение (/ВЬ1Х преобразователя определяется раз-
ностью напряжений на входе активного вычитателя ЛЯ и в соответ-
ствии с (1.13) равно
<4ых = <4х.и - Щ = (/вх.и(1 - ю)" = (/вх.и(1 - \/Nmax)". (1.14)
Описанное действие схем относится к преобразованию одной по-
следовательности импульсов (одного числа). Для преобразования
следующей последовательности импульсов конденсаторы С1 и С2
должны быть полностью разряжены.
Цифроаналоговое преобразование двоичного параллельного кода
производится суммированием напряжений или токов, соответствую-
щих значениям (весам) каждого из разрядов двоичного числа. При
этом применяются дискретно управляемые делители напряжения
или разветвители тока. Они обычно выполняются с использованием
резисторов, имеющих только два значения сопротивлений — R и 2R,
что упрощает изготовление интегральной матрицы резисторов.
Схема на рис. 1.14. а представляет собой делитель напряжения в
виде разветвленной цепи из параллельных ветвей, подключаемых к
источнику ЭДС Е ключами SA, управляемыми триггерами DS. Вы-
ходное напряжение схемы определяется как
п	п
YEkSk XEkSk
^вых=Ч-------=	’	<1Л5>
у-'	ОЭК
29
Рис. 1.14. Схема управляемого делителя ЭДС {а) и эквивалентные схемы при
единице только в старшем (л-м) разряде (б) и только в (л — 1)-м разряде (в, г)
двоичного кода, преобразуемого в напряжение
где Ек, gk — ЭДС и проводимости ветвей, подключенных к источни-
ку ЭДС Е(ключи SA в положении 1); #эк — эквивалентная проводи-
мость всех параллельных ветвей.
Эквивалентная проводимость не зависит от положения ключей
SA, поскольку каждый резистор непосредственно (при положении
ключа О) или через источник ЭДС Е (при положении ключа /) под-
соединен к общей шине 0 (земле) схемы, от количества ветвей схемы
и равна #эк = 1/А,к = 1//?.
Действительно, при определении эквивалентного сопротивления
в направлении от младшего (ключ SA 1) разряда получается
Я,К = {[(2Я | |27?+/?)| |2/?] + Л}| |2/?=/?.	(1.16)
Оказывается неизменной и проводимость^ = 1 /(2/?) ветви, под-
ключенной к ЭДС Е. Однако эквивалентная ЭДС Ек включенной
30
ветви уменьшается в 2 раза по сравнению с предыдущей, начиная от
старшего разряда. Так, если в положении 1 находится только ключ
SA старшего разряда (рис. 1.14, а), то схема приводится к эквива-
лентной с двумя ветвями (рис. 1.14, б): Еп = E,gn = 1/(27?) и Е= О,
g = g /2=\/(2R). Выходное напряжение схемы согласно (1.15)
U э = £/2 соответствует значению старшего разряда двоичного
кода.
Если же в положении 1 находится только ключ SAn _ , разряда
предыдущего по отношению к самому старшему разряду, то схема
приводится к виду, показанному на рис. 1.14, б, и затем к виду, ана-
логичному приведенному на рис. 1.14, в, но с ЭДС Еп_ j ветви, в
2 раза меньшей: Еп_х = Е/2 (рис. 1.14, г). Поэтому выходное на-
пряжение равно
^ыхл-1 = £74 = ^/2)/2й~(И"1)-	<117>
Аналогично при единице только в Л-м разряде выходное напря-
жение равно
UBblxk = (Е/2)/2п ~ к.	(1.18)
Поэтому в общем случае выходное напряжение определяется
суммой
г Л
где ак — 1 соответствует разрядам двоичного кода, равным единице.
П ри применении разветвителя токов используется выходной ток
4ых матрицы резисторов, равный сумме токов ветвей рассмотрен-
ной схемы их соединений. Разветвитель тока применяется в интег-
ральных ЦАП.
Ток в ветви старшего разряда In = E/12R ), а токи ветвей последу-
ющих разрядов уменьшаются каждый в 2 раза по сравнению с пре-
дыдущим, что обеспечивается рассмотренным равенством сопро-
тивления всей остальной по отношению к рассматриваемой ветви
части схемы (27?эк = 27?), т.е. сопротивлению ветви.
Вместо матрицы резисторов в интегральных ЦАП применяются и
активные разветвители токов с использованием интегральных пар
транзисторов. При идентичности их характеристик ток коллектора
каждого транзистора равен половине общего тока эмиттера.
Интегральный ЦАП типа 572ПА1 является характерным приме-
ром. Он выполнен с использованием суммы токов ветвей мат-
31
Рис. 1 15. Схема (я) и условные обозначения (б) интегрального ЦАП типа
572ПА1
рицы сопротивлений 2R = 20 кОм и R = 10 кОм (рис. 1.15, а). При
Е= 10,01 В ток в ветви старшего разряда = Е/(2Л) = 1/2 мА, а
токи ветвей последующих разрядов уменьшаются каждый раз в
2 раза по сравнению с предыдущим, в частности /2 = 1/4 мА (для
ЦАП 572ПА1 старший разряд обозначается как 1-й, а младший —
как л-й в отличие от принятой для микропроцессорных БИС нуме-
рации разрядов младшего 0, старшего л — 1).
Указанное уменьшение токов обеспечивается тем, что эквива-
лентное сопротивление ветвей всех младших по отношению к рас-
сматриваемому разрядов практически равно R3K = 2R, что очевидно
из схемы для самого младшего разряда. Сопротивление R3K не зави-
сит от состояния ключей SA, подключающих резисторы или к общей
(нулевой) шине 0, или к инвертирующему входу интегрального опе-
32
рационного усилителя (ИОУ) А, на котором выполнен преобразова-
тель тока 7ВЫХ в выходное напряжение (/ВЬ1Х ЦАП (рис. 1.15, б). За
счет сильной отрицательной параллельной обратной связи /?ос
(рис I 15, а) входное сопротивление преобразователя низкое
(R <к R) [2] и подключение резистора к его входу практически не
отличается от подключения резистора к нулевой шине. Поэтому вы-
ходное сопротивление К*** источника тока /вых также не зависит от
положения ключей, оно выполняет роль резистора Лвх = Авых на ин-
вертирующем входе /70У(см. рис. 1 [3]) активного преобразователя
выходного тока 7ВЬ1Х ЦАП в выходное напряжение (/вых, которое в
соответствии с (2) [3] и по аналогии с (1.19) при /вых = = E/(2R)
равно
R	R
I] =	= J D _ох =
вых	о	вых вых П
^вх	^вх
F R п I
-/«A.—<1Л)
где а, = 1 или а, = 0 соответственно разрядам двоичного кода.
Ключи SA выполнены на полевых транзисторах МДП, например
VT1, VT2 ключа SA 1 старшего разряда, управляемых напряжениями
инверсных выходов инверторов DU1 — DU3, формирующих пара-
фазный логический сигнал управления транзисторами ключей. На-
пример, при 1 в старшем разряде, поступающей после двойного ин-
вертирования DU1 и DU2n открывающей транзистор VT1, на выход
транзистора VT2 одновременно поступает 0 с выхода инвертора
DU3, закрывающий его.
Выполнение ключей на полевых транзисторах МДП, функцио-
нирующих и в цепях переменного тока, позволяет использовать для
питания разветвителя токов источник переменной, в частности си-
нусоидальной, ЭДС Е. Поскольку выходное напряжение (/вых про-
порционально как входному двоичному коду, так и ЭДС Е источни-
ка разветвителя токов, ЦАП может функционировать как их пере-
множитель (перемножающий ЦАП).
На рис. 1.15, б приведено условное обозначение 10-разрядного
ЦАП типа 572ПА1 с обозначениями выводов корпуса (1 — 16) и
подключением к нему источника ЭДС Е разветвителя токов и ин-
тегрального операционного усилителя А. При десяти разрядах одна
ступень (квант) изменения напряжения Свых, соответствующая
младшему разряду, составляет примерно 0,001 Е. Аналогично функ-
ционируют ЦАП двух серий интегральных микросхем, в частности
типов К594ПА1, К1108ПА1.
33
1.5. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С УРАВНОВЕШИВАНИЕМ
Среди интегральных АЦП, функционирующих по замкнутой
схеме с ЦАП в цепи обратной связи, наиболее распространены АЦП
с поразрядным уравновешиванием, реализуемым с помощью реги-
стра последовательных приближений (РПП). Такими АЦП являют-
ся интегральные микросхемы типов К572ПВ1 и KI 113ПВ1 [5]. Они
приспособлены для подключения к шине ввода данных микропро-
цессоров, поскольку содержат выходные ключи с тремя устойчивыми
состояниями (логические 1,0 и отключенное состояние). Микросхе-
ма типа К572ПВ1 функционирует при дополнении ее внешними
электронными элементами: компаратором входного напряжения и
напряжения обратной связи (ЕА, см. рис. 1.9), источником эталон-
ной ЭДС Е разветвителя токов ЦАП (см. рис. 1.14) и генератором
тактовых импульсов.
Интегральный 10-разрядный АЦП типа Kill ЗПВ1 является фун-
кционально полным, содержащим в одной большой интегральной
микросхеме (БИС) все необходимые микроэлектронные элементы,
и совместим, как указывалось, с входами микропроцессоров.
Он представляется наиболее характерным примером выполне-
ния интегральных АЦП. На рис. 1.16 приведена его функциональ-
ная схема. Показаны компаратор ЕА тока zBX, пропорционального
преобразуемому напряжению ивх, с выходным током ЦАП (током
обратной связи) /вых = /о с, запоминающий сигнал компаратора
синхронный .©-триггер DTK [2], синхронные /?5-триггеры ST\ j —
ST2 jo трех из десяти разрядов регистра последовательных прибли-
жений, основные элементы устройства управления, а именно: триг-
гер DTH начального и циклического запусков АЦП, триггер ST2,
фиксирующий окончание преобразования одного дискретизован-
ного мгновенного значения входного напряжения (одного цикла
преобразования), вспомогательный триггер ST4 управления послед-
ним разрядом (S7\ ]0, ST2 10) регистра последовательных приближе-
ний, генератор G тактовых импульсов и инверторы DU1, DU2, фор-
мирующие импульсы напряжений управления и* и его инверсии йт,
выходные ключи SA и генератор постоянного тока JCM смешения
компаратора, необходимый для преобразования двухполярного,
особенно синусоидального, напряжения ивх.
Специфический элемент АЦП — регистр последовательных при-
ближений — состоит из двух регистров: основного и вспомогатель-
ного — и поэтому содержит в каждом разряде по два триггера. Триг-
геры S7\ । — 57j |0 основного регистра запоминают разряды фор-
мируемого выходного двоичного кода, поступающего в ЦАП и на
выходные ключи SA, а триггеры ST2 । — ST2 10 вспомогательного ре-
34
LU
Рис. 1.16. Функциональная схема интегрального АЦП типа К113ПВ1
гистра обеспечивают подготовку триггеров основного регистра для
запоминания разрядов кода, начиная со старшего (первого) разряда.
Для функционирования в процессе преобразования в начале каждо-
го цикла триггером DTH, устанавливаемым в состояние Q = 0 и
Q = 1 задним фронтом (нулем) импульса на входе Г/П(гашение дан-
ных — начало преобразования) или (через логический элемент DW
— ИЛИ) нулем с выхода 0 = 0 триггера ST3, по единичному сигналу
управления wT логическим нулем 0 = 0 триггера DTK, поступающим
на инверсные входы S, во все триггеры ST2 ] — ST2д о и ST4 вспомо-
гательного регистра записываются единицы — код’ 111... 1.
По единичному сигналу управлениям,., формируемому во время
паузы между импульсами мт, единицей 0 = 1 триггера DTH, поступа-
ющей непосредственно на входы S триггеров основного регистра,
кроме первого триггера ST\ ь в основной регистр записывается код
011...1, соответствующий почти (с точностью до младшего разряда)
половине максимально возможного мгновенного значения преоб-
разуемого напряжения мвх. Нуль Qi = 0 в основном триггере S7\ j
обеспечивается единицей 0= 1 вспомогательного триггера ST2 J,
поступающей на вход R триггера S7\ р
Записанный в основной регистр код 011...1 преобразуется ЦАП в
ток /ВЫХ( 1/2)’ равный почти половине максимально возможного тока
/вх. В результате сравнения токов компаратор ЕА и триггер DTK (под
воздействием мт во втором такте управления) выдают 1, если
'вх > 4ых( 1/2)» или °’ если 'вх < 4ых( 1 /2)’ т-е- значение старшего (пер-
вого) разряда at формируемого АЦП двоичного кода. При а, = 0
единичным сигналом Q = 1 триггера S7\ р поступающим на вход Л.
триггер ST2 । переводится в состояние 0=0. Во вспомогательном
регистре остается код 011... 1.
Под воздействием wT во втором такте управления через элемент
DX1 (И), на остальные входы которого поступают единицы с прямо-
го выхода 0 = 1 триггера ST2 2 и с инверсного выхода Q = 1 триггера
ST2 |, старший разряд ai — 1 записывается в триггер Sl\ । первого
разряда основного регистра. При этом из триггера ST\ 2 второго раз-
ряда основногс/регистра единица считывается единичными сигна-
лами 0 = 1 и 0 = 1 триггеров ST2 2 и ST2 ь поступающими через
элемент DX3 на его вход R. Таким образом, в конце второго такта
управления в основном регистре оказывается код О] 011... 1, во вспо-
могательном 011... 1, а в начале третьего такта во время wT сигналом
02 = 1 считывается единица и с триггера ST2 2 — во вспомогатель-
ном регистре остается код 0011...1.
В этот же момент времени, т.е. при wT третьего такта, триггером
DTK фиксируется значение а2 второго разряда, равного а2 = 1, если
36
(при — I) ток 'вх > ^вых(3/4)’ или °2 0, если /вх < /ВЬ1Х(з/4)- При
fl=O значение а2 = 1 получается при /вх > /ВЬ1Х(1/4) и а2 = 0 при
/ < 7 /4) (второй разряд соответствует 1 /4 максимально возмож-
ного значения входного тока i^). Полученное значение а2 в конце
третьего такта под воздействием йт записывается в триггер S7\ 2 вто-
рого разряда основного регистра, а из его триггера S7\ 3 (на рис. 1.16
не показан) считывается единица: код в основном регистре О|О2
01...1.
В конце цикла преобразования в основном регистре формируется
параллельный двоичный код дискретизованного мгновенного зна-
чения входного напряжения а{, а2 ... о10. Конец преобразования
фиксируется триггером ST2, который переводится в состояние Q ~ О
сигналом Q = 1 триггера ST2 10. Во время преобразования на выходе
ST2 сигнал Q = 1 обусловлен в начале цикла сигналом Q = 1 тригге-
ра ST2 j0.
По сигналу ГД (готовность данных) и при наличии импульса Г/П
выходные ключи SA открываются и двоичный код с выхода АЦП
считывается, в частности поступает на шину данных микропроцес-
сора. После окончания считывания, т.е. исчезновения импульсов на
входах ГДи Г/П, начинается новый цикл преобразования. Для АПЦ
типа К1113ПВ1 цикл 10-разрядного преобразования выполняется
за время 25 мкс.
Максимальное значение преобразуемого напряжения постоян-
ного тока составляет Umax = 10 В поэтому максимально возможная
амплитуда преобразуемого синусоидального напряжения не превы-
шает Um max = 5 В. Для его преобразования, как указывалось, на вход
компаратора подается ток от источника тока JCM, обеспечивающий
смещение оси кривой синусоидального напряжения на 5 В. При
этом для получения на выходе АЦП двоичных кодов дискретизован-
ных мгновенных значений синусоидального напряжения из двоич-
ного кода на его выходе должен вычитаться двоичный код, соответ-
ствующий постоянному натяжению 5 В, т.е. старший разряд.
Рассмотренный интегральный АЦП является линейным. Однако,
как указывалось, для автоматических устройств электроэнергетиче-
ских систем целесообразны АЦП средних за интервал дискретизации
мгновенных значений с интегрированием и с нелинейным преобра-
зованием. Такими свойствами обладает АЦП, в цепи обратной связи
которого устанавливается нелинейный ЦАП (см. рис. 1.13, б), фун-
кционирующий согласно (1.14). При этом в соответствии с (1.14)
условие равенства wBX = Uo с = 7/ВЬ1Х на выходе ЦАП обеспечивает
логарифмическую зависимость числа импульсов Nm двоичного кода
от дискретизованного мгновенного значения ину напряжения на
входе АЦП.
37
ГЛАВА ВТОРАЯ
Программные входные
частотные фильтры
2.1.	МАТЕМАТИЧЕСКОЕ ОПИСАНИЕ
ПРОГРАММНЫХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
АВТОМАТИЧЕСКИХ УСТРОЙСТВ
Цифровые сигналы представляют собой, как указывалось, вре-
менные последовательности двоичных чисел, следующих через ин-
тервал дискретизации Т, например (/а[(л - 1 )r], U^nT) (см.
рис. 1.2, а). Выходной сигнал Хвых(пТ) программного функциона-
льного элемента, например простейшего (первого порядка) цифро-
вого частотного фильтра нижних (ЦФНЧ) или верхних (ЦФВЧ) ча-
стот (рис. 2.1, а, б), определяется переходной характеристикой
Нх(пТ) [при единичном входном сигнале Хвк(пТ) =1], являющейся
функцией дискретного времени пТ[2]:
Рис. 2.1. Структурные схемы цифровых фильтров нижних (а ) и верхних (б) час-
тот первого порядка
38
Нн(пТ) = !-%;'
Яв(иТ) = ^ц.
В частности, при Хвх(пТ) = const согласно (2.1)
%вых1н(иТ) = (1-йГц)Хвх(л7’);'
%вых1в(иТ) = АГц%вх(л7’),
(2-1)
(2-1а)
где _ коэффициент-квант, зависящий от постоянной времени т
прототипов цифровых фильтров — аналоговых ФНЧ и ФВЧ [3] со-
ответственно, Л1Ц < 1.
Напряжение мвых на выходах ФНЧ и ФВЧ первого порядка, как
известно [3], определяются нарастающей и спадающей экспонен-
циальной функциями непрерывного времени t при UBX = const:
«Вь^(0 = (1-е-'/^)Увх;
ивь^) = е-‘/хивх.
(2.2)
Как видно из (2.1) и (2.2), функция Ь[‘ц является цифровым пред-
ставлением экспоненты.
Выражения (2.2) — это решения дифференциальных уравнений,
описывающих переходные процессы в ФНЧ и ФВЧ:
Мвых.н W = «вх(0 - *<Чых.н(') / dt’
/ dt - *<Чых.в(0 / dZ
(2.3)
для частного случая wBX(r) = UBX.
При дискретном времени производные вычисляются прибли-
женно по конечным разностям текущего Х(п Т) и предыдущего дво-
ичных чисел, деленным на интервал дискретизации Т, например
dx(Q
dt t=nT
уИвых(лТ)-А'ВЬ1х[(л-1)7’]}.
(2.4)
Уравнение, описывающее переходный процесс в цифровых эле-
ментах в дискретном времени, называется разностным.
39
Разностное уравнение, например ЦФНЧ первого порядка, соглас-
но (2.3) и (2.4) имеет вид
— *вым.(«П = *вх(«П + у ^н[(«- 1)Л •	(2.5)
Т	1
или
Л,ых.н(«Л + «Оц^вх(«П + ^1цАВЬ1х.н1(« - 1)П	(2.6)
Для ЦФВЧ оно выглядит как
^вых.В(«П = «1цИвх(«Г) - Хвх[(л - 1)Г] +
+ *1ц*вых.в1('1-1)Т]},	(2.7)
где
аОц = Г/(т + Т); о1ц =/>|ц = т/(г + Г).	(2.8)
Разностным уравнениям (2.6) и (2.7) соответствуют функциона-
льные схемы ЦФНЧ и ЦФВЧ первого порядка. Они реализуются
программными операциями умножения XI, Х2 суммирования SM,
операцией задержки цифровых сигналов на один интервал Тдиск-
ретизации, обозначенной какг“ 1 (рис. 2.1, а, б).
В операторной форме [2] переходные процессы прохождения
сигналов в аналоговых элементах описываются р-передаточными, а
в цифровых — ^-передаточными функциями. Они получаются из
дифференциальных, например (2.3), и разностных (2.6) и (2.7) урав-
нений заменой символа дифференцирования, например напряже-
ния (df//dz), на оператор р [2]:
ЯН(Р) =
^вых(Р)
^вх(Р)
Яв(р) =
(2.9)
и умножением z-изображения предыдущего [момент времени
(п — 1)7] дискретного значения на указанный символ задержки г 1
[2].
40
_ -’^'вых.н(г) _	°0ц	.
 *BX(z) 1-V’1’
_ ‘^'вых.в(г) _ Q|UZ
%вх<2)	1-V-1 .
(2.Ю)
В соответствии с (2.9) и (2.10) между операторами риг имеет мес-
то зависимость
P=(l-z~")/T; z=l/d-pT).	(2.11)
Передаточные г-функции более сложных цифровых програм-
мных элементов второго порядка, если они имеют аналоговые про-
тотипы, получаются заменой оператора р на z согласно (2.11). На-
пример, г-передаточные функции рекурсивных (имеющих аналого-
вые прототипы) ЦФНЧ и цифрового полосового частотного
фильтра (ЦПЧФ) в соответствии с известными [3] р-передаточными
функциями ФНЧ и ПЧФ имеют вид
Ян(г) =
______с0ц_____.
1-^цг“1 + й2Цг-2’
(2.12)
^п(г) =
QiuU-z ‘)
i-V’+W"?’
(2.13)
где />1ц, />2ц являются функциями постоянной времени т и частоты со0
собственных колебаний аналоговых фильтров второго порядка:
й|ц = 2т/[1+(тю0)2];
й2ц = т2/11 + (т“о)21-
(2.14)
Их разностные уравнения, определяющие выходной цифровой
сигнал, в соответствии с (2.12) и (2.13) выглядят как
- *1цХвых.н[(И - 1)Т] +
+ *2ц^ь,х.нК«-2)П;	(2.15)
41
Рис. 2.2. Структурные схемы цифровых ФНЧ (л) и ПЧФ (б) второго порядка
^вых п(^) = ащНвх(лГ) - %ВХ[(Л - 1)7’]} -
- ^ц^ых.пК" - 1)Л + *2ц*вых.п[(я - 2)П	(2.16)
Им соответствуют приведенные на рис. 2.2, а, б функциональные
схемы программных ЦФНЧ и ЦПЧФ.
Разностные уравнения и z-передаточные функции цифровых
программных элементов, не имеющих аналоговых прототипов, со-
ставляются в соответствии с синтезирующими их функциональны-
ми схемами.
2.2.	ПРОГРАММНЫЕ ФУНКЦИИ
ЦИФРОВЫХ ЧАСТОТНЫХ ФИЛЬТРОВ
Достаточно эффективное выделение цифрового входного сигна-
ла при времени его установления не более трех периодов
(Гус < 2,57^ — 0,05 с) промышленной частоты соп достигается про-
граммным рекурсивным фильтром четвертого порядка, представляю-
щим собой последовательное соединение ЦПЧФ и ЦФНЧ второго
порядка с постоянными времени их аналоговых прототипов
(2/шп) < т < (3/соп), т.е. 6,5 < т < 1,0 мс, и частотой собственных ко-
лебаний ю0 = <оп = 100л рад/с.
Постоянная времени т ограничивается указанным временем
установления сигнала; практическая длительность теоретически
бесконечного переходного процесса в фильтрах первого или второго
порядка при нулевых начальных условиях принимается равной
гу с — Зт.
При практическом выполнении программной функции такого
цифрового частотного фильтра (ЦЧФ) используются канонические
42
Рис. 2.3. Канонические схемы ЦФНЧ (в) и ЦПЧФ (б)
(наиболее простые) функциональные схемы ЦФНЧ и ЦПЧФ
(рис. 2.3, а, б), отличающиеся от приведенных на рис. 2.2, а, б. Они
реализуются с формированием промежуточного цифрового сигнала
по разностному уравнению
Хир(пТ) = Хвх(пТ) - Ь1иХпр[(п - 1)Т] -
-^^[(«-2)7].	(2.17)
Ему соответствует z-изображение промежуточного сигнала
Л,р^ =
------y	~ ХкЛг)
1+^ц2-+^2цг
(2.18)
При этом выходные сигналы ЦФНЧ и ЦПФЧ формируются по
простым разностным уравнениям
^вых-н - а01Лпр(лГ)‘>
^вых.п=«1Лр(«П-2Гпр[(л-1)Т].
(2-19)
На рис. 2.4 приведена структурная схема общей программы: при
«1ц = 0 для ЦФНЧ и при аОц = 0 для ЦПЧФ реализации их функций
на микропроцессорном комплекте (МПК) серии К18О2, содержа-
щем перемножителъ. Операция вычитания [см. (2.17) и (2.19)] заме-
няется операцией суммирования с дополнительным кодом вычита-
емого, формируемым прибавлением к его коду единицы.
43
Рис. 2.4 Структурная схема программы ЦЧФ второго порялка (ЦФНЧ при
П|Ц = 0 или ЦПЧФ при пОц = 0) с перемножителем микропроцессорного комплек-
та серии К1802
Рис 2.5. Дискретные импульсные (а, в) и амплитудно-частотные (б, г)характе-
ристики нерекурсивных ЦФНЧ и ЦПЧФ
44
Однако указанное время выделения входного цифрового сиг-
рекурсивными фильтрами часто оказывается недопустимо
большим Тогда применяются нерекурсивные частотные фильтры.
Главной их особенностью является фиксированное время дейст-
вия равное длительности одного периода промышленной частоты
-р у’ = о,О2 с. Они обладают важным для измерительного пре-
образования цифрового входного сигнала свойством — его разложе-
нием на ортогональные (синусную и косинусную) составляющие.
Нерекурсивный частотный фильтр функционирует в соответст-
вии с наглядным разностным уравнением
*BbIX(«D = fl0u'U'’7') + °1ц AbxI(« - 1)^1 + -
- + «(ЛЛ_1)цЛВх[(«-Л<+1)7’],	(2.20)
где оиц — коэффициенты фильтра, |оиц| < 1; N — число цифровых
дискретных мгновенных значений информационного процесса, ум-
ножаемых на коэффициенты оиц в течение времени Тп — количест-
во отсчетов импульсной характеристики фильтра.
На рис. 2.5, а, в приведены дискретные импульсные Н(пТ), а на
рис. 2.5, б, г амплитудно-частотные характеристики нерекурсив-
ных ЦФНЧ и ЦПЧФ (показана упоминавшаяся периодичность ам-
плитудно-частотной характеристики цифровых фильтров).
Из выражения (2.20) и рис. 2.5 видно, что действие нерекурсив-
ного фильтра состоит в изменении двоичных кодов дискретных
мгновенных значений входного информационного процесса таким
образом, чтобы сохранить или увеличить его информационную со-
ставляющую — сигнал и уменьшить помехи, в частности апериоди-
ческую свободную составляющую, с близкими к нулю частотами и,
например, вторую и третью гармоники. Поэтому программная реа-
лизация функции нерекурсивного фильтра относительно (по срав-
нению с функцией рекурсивного) простая. Программа содержит
N— 1 операций умножения на постоянные коэффициенты и сум-
мирования их результатов.
2.3.	НЕРЕКУРСИВНЫЙ ЧАСТОТНЫЙ ФИЛЬТР ФУРЬЕ
В современных разработках микропроцессорной автоматики за-
щитных отключений (релейной защиты), в частности в дифферен-
Циально-фазной высокочастотной защите линий электропередачи,
применяется классический нерекурсивный полосовой частотный
фильтр Фурье [2]. Он имеет характеристики, аналогичные показан-
ным на рис. 2.5. Длительность его дискретной импульсной харакге-
45
ристики равна одному периоду Тп промышленной частоты. Ее фор-
мирование, т.е. определение набора коэффициентов а„ц, на которые
умножаются дискретные мгновенные значения входного информа-
ционного процесса, производится на основе известного [22] интег-
рала Фурье, а именно его представления в дискретном времени — на
основе дискретного преобразования Фурье (ДПФ) [2].
Из методов формирования дискретной импульсной характери-
стики целесообразным представляется метод частотной выборки
[2]. Частотной выборкой называется набор дискретных значений уг-
лов п(йТ, обозначенных точками на амплитудно-частотной характе-
ристике, например показанной на рис. 2.5, б. Именно таким спосо-
бом и получены характеристики цифрового нерекурсивного филь-
тра нижних частот (см. рис. 2.5, а, б).
Характеристики полосового нерекурсивного частотного фильтра
(см. рис. 2.5, в, г) получены реализацией метода частотной выбор-
ки, основанном на свойстве элементарного нерекурсивного частот-
ного фильтра с импульсной характеристикой в виде элементарной
решетчатой функции (РВФ), состоящей из одной пары 8-функций,
расположенных на оси дискретного времени при 7п/4 и 37п/4
(см. рис. 20 [3]). Свойство их избирательности объясняется извест-
ной тригонометрической зависимостью: сумма синусов углов, раз-
личающихся на л, равна нулю.
Согласно ДПФ [2] им соответствует ^-передаточная функция
Я(г) = |(1-г-1).	(2.21)
Квадрату (2.21)
Н 2(f) = 1 (1 - г-1)2 = 1 -1 г-1 +1 г-2	(2.21а)
4	4 2	4
соответствуют три 8-функции (рис. 2.6, а) и периодическая ампли-
тудно-частотная характеристика ЦПЧФ, приведенная на рис. 2.6, б.
После расстройки симметрии 8-функций (рис. 2.6, в) амплитудно-
частотная характеристика фильтра улучшается (рис. 2.6, г).
При использовании двух пар 8-функций амплитудно-частотные
характеристики элементарных фильтров перемножаются. При этом
лепестки характеристики, соответствующей одной из них, разреза-
ются нулями характеристики, соответствующей другой паре 8-фун-
46
Рис. 2.6. Импульсные характеристики (а. в) и соответствующие АЧХ цифровых
фильтров (б, г), получающиеся иа основе квадратирования передаточной функ-
ции элементарной РВФ
кций. Амплитудно-частотная характеристика еше более улучшает-
ся, правда, за счет некоторого увеличения длительности импуль-
сной характеристики нерекурсивного ЦПЧФ (см. рис. 2.5, в, г).
2.4.	БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ
НЕРЕКУРСИВНЫЕ ЧАСТОТНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Как видно (см. рис. 2.5 и 2.6), нерекурсивные фильтры, выделяю-
щие входной сигнал в виде принужденной составляющей промыш-
ленной частоты напряжения электромагнитного переходного про-
цесса в электроэнергетической системе, затрачивают на это время,
хотя и фиксированное, но не меньшее, а иногда и несколько боль-
шее (см. рис. 2.5, в) длительности периода Тп промышленной
частоты.
Специализированные быстродействующие программные не-
рекурсивные фильтры позволяют полностью исключить помехи,
содержащиеся в цифровом информационном процессе, за время,
существенно меньшее длительности периода Тп промышленной ча-
стоты. Однако они не универсальны, т.е. способны исключать только
определенные, в частности апериодическую или колебательную из-
вестной частоты, свободные составляющие или принужденные гар-
47
монические составляющие. Например, специализированный про-
граммный ЦЧФ выделяет сигнал Uc(nT) = Umsin((£>nnT— у) из
цифрового информационного процесса, содержащего помеху толь-
ко в виде апериодической свободной составляющей Ua(nT) =
= Uae~nT/x, за время, равное трем интервалам дискретизации
Ту = 3 Т. при Т= 1 мс за время Ту = 0,003 с [ 10].
Программа фу нкционирования такого фильтра состоит из опера-
ций исключения помехи и восстановления сигнала: при програм-
мном исключении помехи сигнал искажается.
Апериодическая составляющая практически полностью убирает-
ся использованием соотношений между текущими (момент време-
ни п Т) и предшествующими, зафиксированными в моменты време-
ни (п — 1) Ти (и — 2) Т, дискретными мгновенными значениями, по-
скольку при ее линеаризации на интервале времени 2 Т
Ua(nT) + Ua[(n- 2) Л = 2Ц[(и- 1)Л-	(2-22)
В соответствии с (2.22) при суммировании первого [момент вре-
мени (и — 2) Л и третьего (текущий момент пТ) и вычитании из их
суммы удвоенного второго [промежуточного — момент (и — 1)7]
дискретных мгновенных значений входного информационного
процесса апериодическая составляющая (помеха) практически
компенсируется.
Однако при этом преобразуется и сигнал: изменяются информа-
ционные параметры — амплитуда и фаза. Дискретное мгновенное
значение преобразованной синусоидальной функции
Йпр("П = 2Ц.[(л — l)7](coscon7— 1).	(2.23)
В частности, при Т= 0,001 с, а>п7= 18° и coscDn7= 0,951 ампли-
туда уменьшается согласно (2.23) до относительного значения
(тпр/Цп = I- 0,0978], т.е. практически в 10 раз, и появляется опере-
жающий угол сдвига фаз Ду = л + соп7+ 208° (угол л вследствие из-
менения знака дискретного мгновенного значения).
Восстановление амплитуды производится численным решением
системы уравнений с учетом (2.23)
Uc(nT) = U^in(antiT - у + <оп л;
t/c[(n-l)7]=t/msin(co[|n7-y).
48
Амплитуда вычисляется по формуле [10]
= kL/c(^)-t/c[(n-l)7]cos^ + 2
и>п V	(sincon7)2
где согласно (2.23)
t/J(n -1 )7] = £/спр(и7)/[2(cos <оп7 -1)];
Цс(лТ) = t/cnp[(« + 1)7] /[2(cos(wn7-l)J.
Временные графики, полученные моделированием на ПЭВМ
(рис. 2.7, а, б), демонстрируют выделение сигнала (кривые 2) из
указанного информационного процесса, содержащего помеху толь-
ко в виде свободной апериодической составляющей (кривые 1), по-
следовательно соединенными рекурсивными ЦФНЧ и ЦПЧФ с по-
стоянными времени г = 7п/2 = 10 мс и рассмотренным специали-
зированным нерекурсивным фильтром. В первом случае
(рис. 2.7, а) амплитуда (графики 3) нарастает экспоненциально и
устанавливается через время ty ® 2,0 7П = 0,04 с, а во втором
(рис. 2.7, б) — вычисляется уже через время 7у = 37, т.е. при
7= 0,001 с за время 7у ® 7П /6 = 0,003 с.
Аналогично функционирует программный фильтр, убирающий
колебательную свободную составляющую известной частоты или
принужденные гармоники. Если их несколько, то время выделения
сигнала увеличивается, например при трех гармонических составля-
ющих доходит до 7у = 7п/2 = 0,01 с.
Такой быстродействующий нерекурсивный фильтр функциони-
рует на основе свойства трех дискретизованных мгновенных значе-
ний (трех выборок) синусоидальной величины (напряжения), осно-
ванного на известном тригонометрическом преобразовании
Um sin [<о7(и — 2) + у] + Um sin (<о7л + у) =
• ( -гП-2+п	")	( ггп-2 + п'\
— 21/sin (йТ-------+ w cos ыТ-—------- =
I 2 J I 2 J
= 2Um sin [а>7(л — 1) + у] cos о»7.
(2.26)
Из (2.26) следует, что сумма текущего Uk (п Т) и задерживающего
на два интервала (/^[(л — 2) 7] дискретных мгновенных значений к-й
49
2,5
2,0
1,5
1.0
0,5
0
-0,5
-1,0
3 i-l
; l\\ I / V ! I О ; Л\
// У /' S // « //
' " " ’’
। I \
\i 'I
/ \•	I
I 'а / Г
! 'а
\!
ТбО
1 I
\ /
' I
',\80Ц100 /, мс
V /	V" I
\]	\1
Рис. 2.7. Компьютерные осциллограммы, иллюстрирующие функционирование
последовательно соединенных рекурсивных ЦФНЧ н ЦПЧФ (а ) и быстродейст-
вующего специализированного нерекурсивного частотного фильтра (б)
гармоники равна задержанному на один интервал Т значению
Uk[(n — 2) Г], умноженному на коэффициент преобразования кпк.
Uk(nT) + Uk[(n - 2) Т] - А:пЛ4/Д(лг - 1)Т] = 0.	(2.27)
При наличии к = <лк/(оп = 1,2,3...гармонических составляю-
щих и исключения указанным способом одной из них оставшийся
50
(при использовании последующих 1/[(л + 1)71, а не задер-
(7[(л — 1)7’] выборок) можно записать в виде
процесс
жанных
*
£ ик (П Т) + £ ик [(и + 2)71 - £ kakUk [(л +1 )7’] =
к=\
= {Uk + t4+i + ••• + l/7V)(n7’) + (L/jt+ Uk+X + ...
. + (/„)[(„ + 2)T] - knk(Uk +Uk+ , + ...+ ВД(л + 1)T] =
= {Uk(nT) - knkUk[(n +1)Т] + Uk[(n + 2)Г]} +
+ {Uk+ .(«/I - knkUk+ ,[(л + 1)П + Uk+ 1[(л + 2)71} + •••
... + {UN(nT) - knkUN[(n + 1)Т] + ^[(л + 2)71}. (2-28)
Согласно (2.27) первое слагаемое в полученном выражении (2.28)
равно нулю: к-я гармоника исключается.
При выделении сигнала в виде медленно затухающей (т » Тп)
апериодической составляющей, используемого, например, в продо-
льной дифференциальной защите трансформаторов [1] и интервале
дискретизации Т= 10 ~3 с, частный коэффициент преобразования
гармонической составляющей промышленной частоты Лп1 =
= 2coscon7’« 1,90.
Для исключения следующей, в частности второй, гармоники не-
обходимо произвести аналогичные операции с тремя выборками
оставшегося информационного процесса. Его первым дискретным
мгновенным значением является полученное после исключения
первой гармоники значение U'[(n + 2) 71 (без учета счетного време-
ни, несоизмеримо меньшего Т). Затем следуют получаемые после
той же процедуры U'[(n + 4)71 и U'[(n + 6)71.
Д ля исключения второй гармоники по правилу трех выборок ди-
скретное mi новенное значение U'\(n + 4)Г] измененного оставше-
гося информационного процесса умножается на разность коэффи-
циентов кп2 — кпХ [12]; производится операция
U'[(n + 2)Т] + U'[(n + 6)71 - (£п2 - £п1)(/'[(л + 4)71.	(2-29)
При кП2 — 2cos2con7’= 1,16 и указанном £п1 = 1,90 после
суммирования
(/[(л + 2)71 + (/[(л + 6)71 - 0,29(/[(л + 4)71	(2.30)
формируется первое дискретное мгновенное значение сигнала —
Указанной апериодической составляющей <7с[(л + 4)7’].
51
При наличии в информационном процессе помех в виде только
двух рассмотренных переменных составляющих нерекурсивный ча-
стотный фильтр выделяет сигнал за время Ту = 67» Тп /4
В общем случае для исключения Л гармоник необходимо провес-
ти соответствующее количество рассмотренных операций с тремя
выборками остающихся после окончания процессов исключения
каждой гармоники. При этом общее число выборок составляет
2А + 1.
Аналогично функционирует нерекурсивный частотный фильтр,
выделяющий сигнал в виде колебательной составляющей промыш-
ленной частоты информационного процесса. При этом частный ко-
эффициент преобразования медленно затухающей (та » 7П) апери-
одической составляющей равен Лп0 = 2cos 0 = 2.
Пример. Описание функционирования нерекурсивного полосо-
вого частотного фильтра, выделяющего сигнал в виде принужден-
ной составляющей промышленной частоты из информационного
процесса, содержащего медленно (та » 102Гп) затухающую аперио-
дическую составляющую, вторую и третью гармоники.
В соответствии с (2.28) практическое исключение апериодиче-
ской составляющей операциями над тремя выборками при
Лп0 = 2cos 0 = 0 обеспечивается:
U(nT) + U[(n + 2)Т] - Лп0Щ(л + 1) Л =
= U(nT) + U[(n + 2)7"] - 2U[(n + 1) Л-	(2.31)
Исключение второй гармоники обеспечивается аналогичной
(2.29) обработкой получающихся трех выборок:
t/'[(n + 2) Л + £/'[(« + 6) Л + (*п2 - Лп0)(/'[(л + 4) Л =
= U'[(n + 2)Т] + U'[(n + 6) Л - 0,39f/'[(n + 4) Л- (2-32)
Чтобы исключить и третью гармонику, необходимо произвести
операции над тремя выборками, получающимися после операции
(2.32), умножив 7/'[(л + 6) Л на произведение разностей коэффи-
циентов [12]:
U"[{n + 4) Л + U"\(n + 8) Л -
- (*п2 - *п(Жз - *п2)*П(« + 6) Л =
= £/"[(«+ 4)Л + г/"[(л + 8)Л-О,1566/"[(л + 6)Л, (2-33)
поскольку Лп3 = 2cos За>п7'= 1,21.
52
Время установления выходного сигнала Ту « 8 Т< Тп /2.
В обшем случае для исключения принужденных гармонических и
свободных затухающих колебательных составляющих неизвестных
(некратных промышленной) частот необходим адаптивный нере-
курсивный фильтр с вычисляемыми в реальном времени коэффи-
циентами о0 - aN_ ! разностного уравнения (2.20) — отсчетами им-
пульсной характеристики. Такие программные нерекурсивные фи-
льтры называются адаптивными [9].
2 5 БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ АДАПТИВНЫЕ
ПРОГРАММНЫЕ НЕРЕКУРСИВНЫЕ
ЧАСТОТНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Адаптивный фильтр выделения входного сигнала функциониру-
ет в соответствии с так называемым производящим разностным
уравнением [9]. Разностное уравнение
ывх(л7’) + ЕйтивхК"7-л)Г] = ми(п7’) + 1/пх(лП,	(2.34)
т-1
где иИ(пТ) — информационная составляющая; ит(пТ) — напряже-
ние помехи, названо производящим потому, что оно моделирует
входной информационный процесс ивх(п Г) в виде некоторого числа
т его дискретных мгновенных значений с неизвестными коэффи-
циентами ат.
Настройка адаптивного фильтра заключается в вычислении в ре-
альном времени коэффициентов ат и параметров сигнала Uc(nT) по
критерию, обеспечивающему минимальную помеху ит(пТ) вплоть
до
ит(пТ) = 0.	(2.35)
В частности, для фильтра, выделяющего сигнал в виде постоян-
ной составляющей Uc(nT) входного информационного процесса,
содержащего и колебательные составляющие разных частот, из (2.34)
и (2.35) при п > m получается система уравнений
п
ии(иП- ^muBX[(n-m)T\ = «вх(лП, (2-36)
т-1
53
в общем случае переопределенная. В частном случае п = т, когда в
(2.36) число уравнений равно числу неизвестных, настройка назы-
вается критической [9]. В результате определяются коэффициенты
ат и функция ик(пТ).
Затем может быть определена постоянная слагающая в составе
входной величины ивх(пТ), т.е. сигнал Uc(nT). Для этого находится
частное решение разностного уравнения (2.34) с нулевой согласно
(2.35) помехой ипх(пТ):
Uc{nT) = --^nnT}
1+ УХ
m-1
(2.37)
Примером может служить адаптивный ЦФНЧ первого порядка.
Его производящее уравнение
ивх(лГ) + лилвх[(л - 1)7"] = ли(л7") + лпх(л7").	(2.38)
Критическая настройка производится по трем отсчетам входной
величины ивх(пТ), ивх[(л - 1)7"] и ивх[(л - 2) 7"]:
«и(лГ)-о«вх[(л-1)Г] = ивх(л7");	1
ли(л7")-ливх[(л-2)7"] = ивх[(л-1)7"]. j (
Из уравнений (2.39) определяются
д^в(лГ^(л-1)Г] .
«вхКл-’Ю-ИщДл-гуу]
ли(л7") = ивх(л7") + оивх[(л - 1)74.	(2.41)
При входном информационном процессе, например
ивх(л7") = Uc(nT) +	(2.42)
по формулам (2.40) и (2.41) вычисляются
а = - е->Л; ли(л7") = (1 - е~ l^)Uc(nT).
54
Окончательно по выражению (2.37) определяется сигнал
(2.43)
1 +а	v '
Помеха отсутствует.
Выделение сигнала из более сложного информационного про-
цесса производится фильтрами второго и более высокого порядков с
соответствующей настройкой.
55
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
Программные измерительные
преобразователи информационных
параметров входных сигналов
3.1.	ИЗМЕРИТЕЛЬНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
В СОВРЕМЕННОЙ МИКРОПРОЦЕССОРНОЙ
АВТОМАТИКЕ
Первичными информационными параметрами входных сигна-
лов (см. рис. 1.1) автоматических устройств электроэнергетических
систем (ЭЭС) являются изменяющиеся амплитуда, фаза и частота.
Вторичными, или производными, параметрами можно считать об-
разуемые произведением мгновенных или делением средних (вы-
прямленных) значений напряжения и тока мгновенную, активную и
реактивную мощности и сопротивление соответственно.
В разработанной микропроцессорной автоматике ЭЭС за неко-
торыми исключениями применяются модифицированные традици-
онные, свойственные аналоговой технике [3], способы измеритель-
ного преобразования [1,2].
Цифровой сигнал информации об изменении амплитуды на-
пряжения синхронного генератора в микропроцессорном автома-
тическом регуляторе его возбуждения АРВ-М [7] формируется
программным выпрямлением (изменением знака отрицательных
дискретных мгновенных значений) напряжения с последующим
выделением постоянной составляющей нерекурсивным (см. § 2.3)
частотным фильтром [3].
На рис. 3.1, а приведена схема, иллюстрирующая такое измери-
тельное преобразование амплитуды (ИПА). Из дискретных мгно-
венных значений двух междуфазных напряжений иаЬ (пТ) и и^пТ)
сумматором SM1 с инверсным выходом (обозначен кружком) форми-
руется (в симметричном режиме) третье междуфазное напряжение
56
Рис. 3.1. Структурная схема (я ) н временной график (б), иллюстрирующие фун-
кционирование программного измерительного преобразователя амплитуды
иса(п Т). Затем программно выделяются их абсолютные положитель-
ные дискретные мгновенные значения (операция ABS). Получен-
ное в цифровом виде сумматором SM2 трехфазное выпрямленное
напряжение подвергается программной операции нерекурсивного
частотного фильтра ZFс длительностью импульсной характеристи-
ки, равной половине периода Тп промышленной частоты. Такой
фильтр, являющийся цифровым интегратором, задерживает шес-
тую в симметричном и вторую, появляющуюся в несимметричном,
режимах и более высокие четные гармоники. На рис. 3.1, б показан
график нарастания выходного сигнала Um(nT) при дискретном по-
явлении на входе ZFпостоянной составляющей £/Овх выпрямленно-
го напряжения.
В микропроцессорном автоматическом синхронизаторе АС-М
синхронных генераторов используется даже обычное аналоговое
выпрямление напряжений генератора и шин электростанции [17].
57
Рис. 3.2. Временные графики, иллюстрирующие формирование импульсных сиг-
налов управления цифрового программного измерительного органа амплитуды на-
пряжения
Исключениями являются запоминание амплитудных дискрет-
ных значений [2] и вычисление по дискретным мгновенным значе-
ниям действующего значения напряжения [17].
Запоминание реализуется запуском таймера — сканируемого
счетчика тактовых импульсов микропроцессора, заполняемого по
импульсному сигналу, например и'иа (рис. 3.2), их числом NT /4 в
момент времени 7\ — в момент перехода мгновенным значением
синусоидального напряжения, например иа, через нуль.
В моменты времени Т3, Ту, Ту его обнуления и фиксируются дво-
ичные коды амплитуд Uma, Umb и t/mc напряжений трех фаз. Вычис-
ляется их среднее арифметическое значение: при запоминании аб-
солютных значений как положительных, так и отрицательных, на-
пример — U^, амплитуд время программного измерительного
поеобразования амплитуды составляет Тп /2 = 10 мс. При трехфаз-
ном выполнении оно сокращается до Тп /6 = 3,3 мс.
Действующее значение напряжения статического тиристорного
компенсатора (СТК) в микропроцессорных автоматическом регу-
58
Рис. 3.3. Графики, иллюстрирующие программное измерительное преобразова-
ние частоты
Рис. 3.4. Временные графики, иллюстрирующие действие программного измери-
тельного преобразователя частоты и фазы
59
Рис. 3.5. Схема измерительного преобразования частоты
ляторе его реактивной мощности [1,2] и регуляторе возбуждения
синхронного генератора “Косур-Ц” ВНИИЭлектромаш [17] вычис-
ляется по дискретным мгновенным значениям, фиксируемым через
четверть периода Тл, по выражению
1/д(иТп / 4) =	/4)+«2[(л- 1)ТП / 4]+... + «2[(л-4)7; / 4]
или следующим через интервал дискретизации АЦП соответствен-
но. Время вычисления после возникновения возмущающего воз-
действия равно длительности периода промышленной частоты.
Программное измерительное преобразование частоты и фазы про-
изводится с использованием аналоговой времяимпульсной модуля-
ции [ 1 ] и сканируемого счетчика тактовых импульсов М П, который
периодически заполняется числом импульсов N, значительно пре-
вышающим NT /4.
Графики на рис. 3.3 иллюстрируют способ измерительного пре-
образования частоты (ИПЧ), применяемого в АРВ-СДМ [1,2].
Цифровой сигнал информации о частоте формируется 3 раза за пе-
риод Тл как среднее число, обратно пропорциональное его длитель-
ности, фиксируемой по разностям чисел импульсов N'a-N’a,
N'b-N"bHN'c-N"c.
Аналогично в микропроцессорном автоматическом синхрониза-
торе АС-М фиксируются разности чисел импульсов &Nr — N'r — N’,
ДАШ =	- /V"u (рис. 3.4), зафиксированных в моменты времени
появления импульсных напряжений иИГ + иИШ, сформированных из
положительных полупериодов напряжений генератора нг и шин
электростанции иш времяимпульсным преобразователем в текущем
60
и предыдущем периодах. Преобразованные в двоичные коды, они
отображают частоты напряжений fT и/ш как обратно пропорциона-
льные ДЛ'Г и ДЛ'Ш. Вычисляется разность частот fs=fr — /ш (частота
скольжения).
Разности чисел импульсов AN = N'r -1Ч'Ш и ДЛ^ = N"} за-
фиксированных в моменты времени появления напряжений ии г и
ыиш, пропорциональны изменяющемуся с частотой скольжения
углу v сдвига фаз между напряжениями генератора иг и шин иш.
Такое программное измерительное преобразование частоты при
однофазной реализации требует времени не менее длительности пе-
риода Тп промышленной частоты, вполне приемлемого в автомати-
ческом синхронизаторе. Однако в АРВ-М, каки вАРВ-СДМ, испо-
льзуются напряжения трех фаз, программа ИПЧ выполняется 3 раза
за период Тп (рис. 3.5). В отличие от программного ИПА (см.
рис. 3.1) третье напряжение иса формируется суммированием двух
междуфазных напряжений иаЬ и и^в аналоговом виде, из которых
аналого-дискретным преобразователем АД П формируются импуль-
сы ика, и'ис, управляющие через элемент ЛИ/(ИЛИ) счетчиком
СТ импульсов, следующих с тактовым интервалом Тт, производя-
щим измерительное преобразование частоты.
Таким же способом как число обратно пропорциональное длите-
льности периода Тц вычисляется частота вращения синхронного ге-
нератора и в микропроцессорном электрогидравлическом ее регу-
ляторе ЭГР-МП [17].
Программное измерительное преобразование реактивного /р и ак-
тивного /а токов в АРВ-СДМ [1,2] осуществляется фиксированием
(запоминанием) двоичных кодов дискретных мгновенных значений
тока, например, фазы А синхронного генератора ia = Im sin (<оп/ + ср)
в моменты времени Т\ и прохождения напряжением иа =
= Um sin (<опГ + ф) через нулевое и амплитудное мгновенные значе-
ния соответственно (см. рис. 3.1):
7р Im sin ф, /а Im cos ф.
В микропроцессорном автоматическом регуляторе возбуждения
АРВ-М [7, 17] цифровые сигналы информации о токах /а, /р вычис-
ляются умножением указанного мгновенного тока ia на синусную и
косинусную функции, генерируемые микропроцессором. При этом
производится их синхронизация с напряжением синхронного
генератора.
Программное измерительное преобразование активной Ри реактив-
ной Q мощностей предполагает перемножение дискретных мгновен-
ных значений напряжения и тока или напряжения и тока, сдвинуто-
61
Рис. З.б. Структурные схемы программного формирования ортогональных (а, б)
н неортогональных составляющих (в, г)
го по фазе на угол л/2, поскольку, как известно, мгновенная
мощность
р(/) = ш = Umsmantlmsin (wnt±<?) =
= Wcos<p— t7cos(2con/±<p).	(3.1)
Аналогично
Um sin “n tJm sin (“nZ + Ч> ± л/2) =
= ± U1 sin <p ± Z//sin (2conr± <p).	(3.2)
Постоянные составляющие произведений пропорциональны ак-
тивной и реактивной мощностям соответственно. Они являются
выходными сигналами. Переменные составляющие — это помехи.
Для их устранения необходимо численное интегрирование, т.е. сум-
мирование последовательностей двоичных чисел результатов пере-
множения дискретных мгновенных значений в течение времени,
равного длительности одного периода изменения переменных со-
ставляющих. т.е. Тп /2. поскольку они имеют удвоенную промыш-
ленную частоту. Такое суммирование представляет собой, как ука-
зывалось, программную реализацию функции простейшего нере-
курсивного частотного фильтра.
Время выполнения программной операции ИП активной мощ-
ности синусоидального тока получается не меньшим указанного ин-
тервала интегрирования ТЛР-. Такой измерительный преобразова-
тель активной мощности применяется в микропроцессорной элект-
62
рической части регулирования мощности турбогенераторов
(ЭЧСР-М) [17].
Для программной реализации ИП реактивной мощности затра-
чивается большее время, поскольку необходим сдвиг по фазе тока
или напряжения на угол л/2, достигаемый использованием преды-
дущих задержанных на время Тп /4 дискретных мгновенных значе-
ний, например при Т= Тп /20 использованием численных значений
тока i [(л — 5) Г] (см. рис. 3.6, а). Время программного ИП реактив-
ной мощности синусоидального тока составляет 3 Тп /4.
Измерительные преобразователи активной мощности микропро-
цессорной автоматики предотвращения нарушения устойчивости
(АПНУ-М), в частности автоматики противоаварийного управле-
ния мощностью турбогенераторов, выполняются трехфазными [ 1 ] и
могли бы быть практически безынерционными, но только в симмет-
ричном режиме: при несимметрии необходимы выходные инерци-
онные частотные фильтры, замедляющие измерительное преобра-
зование и в симметричном режиме, что снижает эффективность
функционирования АПНУ-М.
Путем цифрового интегрирования длительности полупериода (и
даже периода) промышленной частоты реализуются программные
измерительные преобразователи разности частот микропроцессор-
ной автоматики ликвидации асинхронного режима (АЛАР-М) [1].
3.2.	СПОСОБ БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩЕГО ПРОГРАММНОГО
ИЗМЕРИТЕЛЬНОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Инерционность измерительных преобразований амплитуды,
фазы, частоты напряжения и тока, их произведений — активной и
реактивной мощности и отношения их действующих значений —
сопротивления существенно снижается при использовании сдвину-
тых по фазе на угол тс/2 (ортогональных) составляющих входных
сигналов — принужденных колебательных составляющих промыш-
ленной частоты напряжений и токов электромагнитных и электро-
механических переходных процессов в электроэнергетической
системе.
И менно на основе синусной и косинусной составляющих возмож-
на программная реализация практически безынерционных — быст-
родействующих — программных измерительных преобразователей
режимных параметров электроэнергетических систем в сигналы ин-
формации для интегрированной микропроцессорной автоматики.
Ортогональные составляющие могут быть получены различными
способами [2].
63
Наиболее простым является использование текущего дискретного
мгновенного значения и(пТ) в качестве синусной Us(nT) = и(пТ)
составляющей и задержанного на к интервалов дискретизации, со-
ответствующего углу апкТ= л/2, в качестве косинусной Uc(nT) =
= и[(и — к)Т] составляющей, отстающей по фазе от синусной. Не-
обходимое время — четверть длительности периода Тп промышлен-
ной частоты.
Быстродействующее программное формирование ортогональной
составляющей достигается |2] вычислением синусной составляю-
щей как среднего значения двух соседних дискретных мгновенных
значений
Us(nT) = Мп~г)'П+и(пГ),	(3.3)
а косинусной — как первого приближения производной (первой
разности)
Uc{nТ) = “W-wK”"1)7!	(3 4)
“п7
При этом косинусная составляющая опережает по фазе синусную
составляющую.
На рис. 3.6, а, бпоказаны структурные схемы программного фор-
мирования ортогональных составляющих двумя способами: как
указывалось, операция z~ 1 символизирует задержку (запоминание)
и (пТ) на один интервал дискретизации Т. Такое формирование си-
нусной и косинусной составляющих позволяет и программную реа-
лизацию измерительных преобразователей проводить на основе не-
ортогональных (сдвинутых по фазе на углы меньшие или большие
л/2) составляющих, что в ряде случаев более целесообразно.
Они вычисляются умножением синусной и косинусной состав-
ляющих (на выходе их формирователя ФОС) на коэффициенты ks и
кс (рис. 3.6, в), определяющие угол сдвига фаз между U}{nT) и
^(лТ), например при формировании ортогональных составляющих
по (3.3) и (3.4) и угле сдвига фаз, равном л/3 — на ks = V3/2 и кс = 1 /2.
3.3.	БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ ПРОГРАММНЫЕ
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
АМПЛИТУДЫ, ФАЗЫ И ЧАСТОТЫ
Измерительный преобразователь амплитуды При программной
реализации быстродействующего измерительного преобразователя
амплитуда Um синусоидального напряжения вычисляется по его ор-
64
тогональным — синусной Us(nT) и косинусной Uc (пТ) — составля-
ющим в соответствии с известным тригонометрическим соотноше-
нием. С учетом (3.3) и (3.4)
'«[(л-1)Т] + «(лГ)'
2
Um = y/u^nT) + U^r.T) =
и(пТ)-и[(п-У)Т]
47
(3.5)
Выражению (3.5) соответствуют структурная схема (рис. 3.7, а) и
график (рис. 3.7, б) программного измерительного преобразователя
амплитуды. Кроме формирователя ортогональных составляющих
ФОС она содержит операции перемножения (квадратирования ор-
тогональных составляющих) ZX1, ZX2, суммирования SMm извлече-
ния квадратного корня.
Рис. 3.7. Схема (о ) и график действия (б) программного измерительного преоб-
разователя амплитуды
65
Рис. 3.8. Компьютерные осциллограммы вычисления амплитуды (3) непрерывно-
го напряжения (/) и ei о дискретных мгновенных значений (2) с дискретно изме-
няющейся амплитудой (а) н фазой (б); 4 — погрешности преобразования
Однако практически время действия такого измерительного пре-
образователя в 2 раза больше: как показал вычислительный экспе-
римент его реализации на ПЭВМ [19], в первый момент времени
вычисления может получаться недопустимо большая погрешность
— выброс значения амплитуды (график 3 на рис. 3.8, а ).
66
Возникновение выброса происходит, если скачкообразное изме-
нение амплитуды происходит между дискретными отсчетами вре-
мени (я — ЦТи «ТХрис. 3.8, а). На указанном графике одновремен-
но происходит и изменение фазы напряжения и (пТ). Однако оно не
влияет на вычисление амплитуды, как показано на рис. 3.8, б.
Выброс появляется и при изменении частоты напряжения, если
целое число интервалов дискретизации не размещается на длитель-
ности периода Тп. Однако это не происходит при использовании
специализированного АЦП (см. рис. 1.12), обладающего свойством
изменить длительность интервала дискретизации Тпри изменениях
частоты. Неинформационные для измерительного преобразователя
амплитуды параметры — фаза и частоты — не искажают результат
вычисления амплитуды.
Для устранения выбросов вводится алгоритмическая коррекция:
выдача результата вычисления происходит не сразу после оконча-
ния текущего интервала, а спустя еще один интервал дискретиза-
ции, т.е. через ЗТХсм. рис. 3.7, б).
Программные измерительные преобразователи фазы и угла сдвига
фаз между двумя синусоидальными величинами представляют со-
бой программы вычисления тригонометрической функции угла по
их ортогональным составляющим. Текущая фаза ф(лТ’) определяет-
ся как
Ф(лТ) = arctg [Us(nT)/Uc(nT)].	(3.6)
Угол сдвига фаз ф(и Т) — это, как очевидно, разность текущих фаз
(3.6) двух синусоидальных напряжений
ф(пТ) = ф1(л7’) - ф2(иТ) =
= arctg [Usl(nT)/Ucl(nT)] - arctg [Us2(nT)/Uc2(nT)]	(3.7)
Время измерительного преобразователя составляет один интер-
вал дискретизации, необходимый для формирования ортогональ-
ных составляющих.
Программные измерительные преобразователи частоты. Быстро-
действующее (за три интервала дискретизации Т) вычисление час-
тоты однофазного напряжения получается при использовании:
или амплитуды Um(nT), определяемой синусной Us(nT) и коси-
нусной Uc(nT) ортогональными составляющими [см. (3.5)];
или второй производной напряжения [18];
или свойс гва трех его дискретных мгновенных значений [21].
67
При известной амплитуде напряжения, равной согласно
(3.3) - (3.5)
2

’«(лГ)+и[(л-1)Л12

(3.8)
2

круговая частота определяется как
М(«П-«Кл-1)Г]
(3.9)
%
Т г/2 Гы(иГ)+4(и-1)Л12
1 m	2
Однако амплитуда может изменяться при изменении частоты. По-
этому за счет увеличения времени вычисления на один интервал ди-
скретизации Тможно амплитуду исключить, определить ее согласно
(3.3) — (3.5) по дискретным мгновенным значениям и[(п —1)Г] и
«[("-2)7-]:

4(п-1)Г] + 4(и-2)Г]12 । Г4(и-1)Т]-4(я-2)Т]
2 J [
(3-10)
и, приравняв выражения (3.8) и (3.10), найти частоту
Мп Т) - и[(л -1) Т] }2 -М(* -1 )Г] - 4(л - 2)Г]}2			
р4(л-1)Т] + 4(л-2)Л~	2	м(лГ) + 4(л-1)7Т	2
(З.П)
которая от амплитуды не зависит.
Вторая производная напряжения и(пТ) = t/^sin(иплГ + <р) при
известной первой производной и'(пТ) — <оп Um cos (<оп Т + <р) равна
и"(иТ) = -ro2(/msin (юпТ + ср).
(3.12)
После деления третьего на первое из указанных выражений
получается
^2 = и"(пТ)/и(пТ).
(3.13)
С учетом формулы (3.4) для косинусной составляющей первое
приближение второй производной определяется как
68
fll(nT) = 1 Ь(ИТ)-4(и-1)71 4(и-1)Г]-4(»-2)7Т
МИ7Э-4(и-1)Л}-Ми-1)Т]-4(и-2)Л}
Взяв в качестве и(пТ) среднее из трех используемых в (3.14) диск-
ретных мгновенных значений напряжения
</(иЛ+4(»-1)Л+4(и±2)Л	П1<п
из (3.13) и (3.14) можно получить
2 = J {д(пП-М(п-1)Л}-М(»-1)Л-4(»-2)Л}
п Т2	{«(нЛ + 4(«-1)Л + г4(и-2)Т]}/3
Абсолютное значение круговой промышленной частоты
1
юп = у
(3.17)
По трем дискретным мгновенным значениям синусоидального
напряжения частота вычисляется на основе их свойства, основанно-
го на известном тригонометрическом преобразовании
f/msin[<o7'(«-2) + A|/] +
. Г „л-2+л
— 2l/m Sin СО 7 -----+ \|/
= 2f/msin [соДл—1) + \|/]cosco7’.	(3.18)
'm sin[ct>7h + у] =
_ п-2-п
cos со Т —-----
Из (3.18) следует, что сумма текущего и (пТ) и задержанного на
два интервала и {(л — 2)Г] дискретных мгновенных значений равна
задержанному на один интервал дискретизации Т значению
и [(л — 1)7"], умноженному на коэффициент кп = 2cos соп Т:
л(лГ)+ «[(«-2)Т] - £пи[(и- 1)Г] = 0.	(3.19)
Поскольку кп = 2cosconT, то согласно (3.19)
л(л7’) + г4(и-2)7"]
coseonT =	’——-----—1.	(3.20)
п 2Шл-ПТ1	к ’
69
Из (3.20) и вычисляется [21]
“п
1
= — arccos
Т
и(пТ) +d[(n-2)T]
2д4(и-1)Г]
(3.21)
Вычислительный эксперимент на ПЭВМ показал наличие значи-
тельных выбросов в течение времени вычислений частоты. Их
устранение алгоритмической коррекцией увеличивает время вы-
числения частоты еше на один интервал дискретизации. Общее вре-
мя вычисления составляет (3 + 4) Г.
3.4.	БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ программные
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ МОЩНОСТИ
И СОПРОТИВЛЕНИЯ
Измерительные преобразователи мощности. Как указывалось, при
перемножении дискретных мгновенных значений напряжений и
токов формируются сигналы информации об активной [см. (3.1)]
или реактивной [см. (3.2)] мощности и помеха в виде гармонической
составляющей удвоенной промышленной частоты.
Для выделения сигналов необходимы инерционные частотные
фильтры нижних частот (см. гл. 2).
При перемножениях ортогональных (или неортоганальных) со-
ставляющих помеха может быть устранена безынерционно.
Алгоритмы функционирования быстродействующих измеритель-
ных преобразователей мощности (ИПМ) на основе перемножений
ортогональных составляющих синусоидальных напряжений Us(nT),
Uc(nT) и тока Is(nT), 1с(пТ) представляются соотношениями
Р{пТ) = ~[Us(nT)Is(nT) + Uc(nT)Ic(nT)]-, (3.22)
Q(nT) = ~[Uc(nT)Is(nT) - Us(nT)Ic(nT)]. (3.23)
Каждое из произведений в (3.22) и (3.23) содержит дискретные
мгновенные значения гармонических составляющих удвоенной
промышленной частоты. Они равны по амплитуде и находятся в
противофазе в (3.22) и в фазе в (3.23). Поэтому при суммировании
(3.22) и вычитании (3.23) результатов двух перемножений они взаим-
но компенсируются: на выходах программных ИПМ получается “чи-
стый” сигнал информации об активной и реактивной мощностях.
Действительно, в соответствии с (3.22) и [2] активная мощность
70
P(nT)~ Um sin ылTlm sin (илT — <p) +
+ Um cos юлTlm cos (юлT—<p)=UIcos <p — U1 cos (2шлT — <p) +
+ UI cos q> + U1 cos (2шл T— <p) = 2 UI cos <p.	(3.24)
В соответствии с (3.23) реактивная мощность
Q (п Т) » Um cos юл Tlm sin (юл T — <p) —
— Um sin mnTIm cos (ыпТ — <p)=UI sin <p — UI sin (2шл T— <p) —
- [- CT sin <p - CTsin (2ыпТ— <p)] = 2CTsin <p.	(3.25)
В общем случае алгоритмы функционирования ИПМ на основе
перемножений составляющих, сдвинутых по фазе на любой угол,
описываются выражениями:
Р(пТ)= . 1 {и(пТ)ЦпТ) + и[(п — l)T]i[(n — 1)Т]} -
2 sma>n/T
-lctg<on/7I«(n7’)i[(n-/)7’] + и [(л- T)T]i(nT)}; (3.26)
Q(nT) = _ . 1 lu (nT)i [(л - l)T] - и [(л - l)T]i(nT)}, (3.27)
2sm(on/r
где IT< Tn/4.
Соответствующий указанному интервалу времени угол сдвига
фаз может устанавливаться значительно меньше л/2.
В частности, при угле сдвига фаз между перемножаемыми состав-
ляющими соп 1Т= п/4 коэффициенты при сумме произведений одно-
именных составляющих в (3.26) и разности произведений разноимен-
ных (3.27) равны l/(2sin л/4) = \/Л и (l/2)ctg л/4 = 1/2, а при орто-
гональных составляющих sin соп 1Т= sin л/2 =1 и ctg ып IT=
= ctg л/2 = 0 и алгоритмы превращаются в (3.22) и (3.23).
По указанным алгоритмам функционируют быстродействующие
измерительные преобразователи активной (ИПАМ) и реактивной
(ИПРМ) мощностей, структурные схемы которых приведены на
рис. 3.9, а. Ортогональные составляющие формируются по соотно-
шениям (3.3) и (3.4) элементами ФОС (см. рис. 3.6, б).
На рис. 3.10, а показана структурная схема быстродействующего
измерительного преобразователя активной (при е^) или реактивной
(при iR) мощности синусоидального тока с двумя операциями пере-
множения ZX1, ZX2 ортогональных или неортогональных составля-
71
Рис. 3.9. Структурные схемы быстродействующих программных измерительных
преобразователей активной (а) и реактивной (б) мощностей
ющих синусоидальных напряжений и тока, формируемых по схеме
рис. 3.6, а. Схема, соответствующая алгоритму измерительного пре-
образователя реактивной мощности, функционирует как И ПАМ
благодаря преобразованию входного тока /вх в ЭДС трансреакто-
ра, сдвигающего (см. рис. 4 в [3]) по фазе синусоидальный ток на
угол л/2, — предполагается, что входное напряжение wBX и входной
ток /вх синусоидальны.
Структурная схема программы (рис. 3.10, б) составлена для пере-
множения неортогональных составляющих напряжения и тока,
сдвинутых по фазе на угол, соответствующий двум (/ = 2) интерва-
лам дискретизации Т(при Т= Тп /20 = 1 мс на угол у = л/5).
72
a)
_________________i__________________ ~
Запись с выхода АЦП
«(и71, етр(л71 или iR(nT)
I
Запоминание по адресам Bl, С1
и(пТ), етр(пТ) или iR(nT) * —
I
Вызов по адресу СЗ
^[(«-2)71] или 'Л[<л-2) Т]
I
Вычисление р1(пТ)=и(пТ)етр[(п~ 2) Т]
или ^(лТ^иСлТЭ/ЯКл—2)Г]
------- I	------
Запись по адресу 7)7
Р|(лГ)или 9|(лГ)
I
Вызов по адресам Cl, ВЗ
сл>(«71 или 7Я(л71,и[(л-2)71]
I
Вычисление р2(п Т)= е,р(л Т) и[(л—2) Т]
или q2(n Т) = 7Я(л Г) и[(л-2) Г]
I
Вызов по адресу D1
Pi(nT)wm qt(nT)
I
Вычисление Р[пТ)=р2(пТ)-р{(пТ)
или О(л7)=92(л7Э-?|(лГ)
I
б)
)______________
Запоминание по адресу D2
Р[пТ) или Q(nT)
'1 ~
Пересылка из адреса В2 по ВЗ
«[(«-2)71
I
Пересылка из адреса В2по ВЗ
«[(«-1)71
~ • I ""
Пересылка из адреса Bl по В2
и(пТ)
I
Пересылка из адреса С2 по СЗ
етр[(л-2)7Ц или 7Я[(и—2)71
I
Пересылка из адреса С2 по СЗ
стр[(«—1)71] или 7Я((л-1)71
Пересылка из адреса Cl по С2
e^inT) или 7Я(.171
I------
Вывод
Р(лГ) или Q(nT)
Рис. 3.10. Структурная схема быстродействующих цифровых ИП активной [при
етр(л7’) -	или реактивной [при iR(nT)] мощнос.и (в) и их програм-
мы (б)
73
По такой программе функционирует и быстродействующий
ИПРМ при преобразовании входного тока в напряжение активным
вторичным измерительным трансформатором (см. рис 5, а в [3])
или резистором 7?н нагрузки вторичной обмотки пассивного измери-
тельного трансформатора тока TLA (см. рис. 3, г в [3]) и установке в
цепях напряжения и тока (до АЦП) идентичных ФВЧ первого по-
рядка для задерживания свободных апериодических составляющих
входных тока и напряжения. Поэтому в структурной схеме програм-
мы (рис. 3.10, б) е (пТ) заменяется на iR(nT), а обозначения
р^пТ), р2(пТ) и Р(пТ) на^лГ), /72(//Т) и 0(«^) соответственно.
На рис. 3.11, а приведена структурная схема быстродействующе-
го ИПАМ, функционирующего по алгоритму (3.26), с четырьмя
операциями перемножения ZX1 — ZX4 неортогональных, формиру-
емых по схеме рис. 3.6, в, составляющих синусоидальных напряже-
ния и тока. Не показанное на схеме преобразование входного тока i в
напряжение IR производится, как указывалось. Структурная схема
программы его функционирования представлена на рис. 3.11, б для
угла сдвига фаз между перемножаемыми составляющими <яп 1Т= л/4.
По указанной схеме целесообразно выполнение быстродейству-
ющего ИПАМ, формирующего сигнал мощности с учетом свобод-
ных апериодических составляющих напряжения и тока синхронно-
го генератора, обусловливающих составляющую его вращающего
момента (2].
Результаты вычислительного эксперимента по реализации быст-
родействующих измерительных преобразователей активной Р(пТ)
и реактивной Q (и Т) мощностей с перемножением ортогональных
составляющих приведены на рис. 3.12. Графиками 1 зафиксирова-
ны выбросы вычисляемых мощностей в первом интервале дискре-
тизации. Поэтому была применена, как и прежде, алгоритмическая
коррекция: результат выдается спустя еще один интервал дискрети-
зации (графики 2).
На рис. 3.13 показаны компьютерные графики дискретизован-
ных мгновенных значений перемножаемых напряжения и(пТ) и
тока ЦлГ), сдвинутых по фазе, и графики вычисленных значений
активной Р\(пТ) и реактивной Q\(nT) мощностей с алгоритмиче-
ской коррекцией до дискретных изменений амплитуды и фазы на-
пряжения (в момент времени /|) и Р2(пТ), Q2(nT) после уменьше-
ния амплитуды напряжения в 3 раза и фазы от угла л/3 до 5л/6.
Быстродействующий измерительный преобразователь сопротивле-
ния. Программный измерительный преобразователь сопротивления
функционирует на основе программного выполнения операции де-
ления действующих значений (амплитуд) принужденных колебате-
74
ZX1
a)
[ Запись с выхода АЦП и(пТ), ЦпТ)|
Формирование U,(nT) + /с(пТ) L
Запоминание по адресам
С, - С2 С/ДлУ), U(nT)
I
|Вььов из адресов С|, С2, Us(nT), Ц.(л7)|
[Суммирование Us(nT)+ С/ДлУ) =Ц„(л7'[
Запись по адресу С5 UH(nT) |
I
| Запись из адресов С3, С4, ЦпТ~), /с(л7~)]
| Вычисление/н(л7') = Д(у?7~)
| Запись по адресу Ct 1н(пТ) |
| Вызов из адресов Сь С3, ЩлТ), /т(лТ7[
[ Вычисление Pi(n'T) = L's(n7’)/s(nT) |
Запоминание по адресу I)t Pi(nT)
Вызов по адресам
Cs, Q, Цк(пТ), МпТ)
I
[ Вычисление р2(пТ) = ик(пТ)1„(пТ) |
|Вызов по адресу Dt Pi(nT)|
Вычисление
р3(л7)= [р|(иГ) +p2(n7'))(l/f2)
Запоминание по адресу р3(л Т) |
| Вызов по адресам С|, Ct, U^nT), 1и(пТ) |
Вычисление qi(nT) = U/.nT)l„(nT~)
Запоминание по адресу Л3 qi(nT) |
I
| Вызов по адресам Cs, С3, UH(nT), Is(nT) |
Вычисление q2(nT) = U„(nT)ls(nT)
| Вызов по адресу Л3 gi (и Г)	|
Вычисление
и2к(иГ)= [д;(иГ)+д|(и7')](1/2)
| Вызов по адресу Р2 р2(пТ) |
Вычисление Р(пТ) -р^пТ) - и2к(и7~)
[Вычисление Q(nT)=[—qt(nT) +^2(и7’)]л/2|
|	Вывод f\nT), Q(nT)	|
б)
Рис. 3.11. Структурная схема Зыстродеис.вуюшс.о программного измерительно-
го преобразователя активной и реактивной мощности с четырьмя перемножителя-
ми неортогональных составляющих (а) н программы его функционирования (б)
75
Рис. 3.12. Временные графики выходных сигналов измерительного преобразова-
теля активной (а) и реактивной (б) мощностей с выбросами (1) и с алгоритмиче-
ской коррекцией (2); г( — момент времени дискретных изменений амплитуды и
фазы напряжений при неизменном токе (точками показаны моменть. времени от-
счетов напряжения)
Рис. 3.13. Компьютерные графики вычислений активной и реактивной мощно-
стей с учетом алгоритмической коррекции
76
льных составляющих промышленной частоты напряжения и тока
электромагнитных переходных процессов коротких замыканий
(КЗ) в электроэнергетической системе. Его выходной сигнал ин-
формации о сопротивлении до места КЗ используется для действия
микропроцессорной автоматики защитных отключений (релейной
защиты) и автоматики определения расстояния до места поврежде-
ния линии электропередачи, что очень актуально.
Для его функционирования используются ортогональные со-
ставляющие напряжения и тока, по которым согласно (3.5) вычис-
ляются их амплитуды.
Деление квадратов амплитуд напряжения и тока с извлечением
квадратного корня из их частного определяет модуль комплексного
сопротивления
Z(«r) = 7t/2(„r)/[/2(„r)]
(3.28)
Операция извлечения корня исключается при вычислении ак-
тивной и реактивной составляющих сопротивления при делении на
квадрат амплитуды тока активной и реактивной мощностей:
R-2P / I^=2UI cos <р /1	cos <р;
X = 2QI /Д = 2UI sin<p /12 = UI sin <p.
(3.29)
Операцию деления можно заменить более практичной операцией
перемножения: современные микропроцессоры, например типа
1802, имеют микропрограмму перемножителя [2].
В измерительных органах сопротивления, сравнивающих вычис-
ляемые составляющие сопротивления с предписанными (установ-
ленными) значениями (уставками), согласно (3.29) в условиях сра-
батывания реле
Х/Д = 2Опр; /?/Д = 2Рпр.
(3.30)
Это особенно целесообразно при формировании сложных харак-
теристик срабатывания направленных измерительных реле сопро-
тивления в виде многоугольников [2].
77
3.5. ПРОГРАММНЫЕ ФИЛЬТРЫ СИММЕТРИЧНЫХ
СОСТАВЛЯЮЩИХ
Алгоритмы функционирования. Вычисления информационных
параметров — амплитуд и фаз симметричных составляющих напря-
жений и токов — могут производиться как по дискретным мгновен-
ным значениям симметричных составляющих, так и по значениям
ортогональных составляющих междуфазных напряжений и токов
[3]. Соответственно можно различать два алгоритма функциониро-
вания цифровых фильтров симметричных составляющих.
Первый алгоритм функционирования программного фильтра на-
пряжения (тока) нулевой последовательности реализуется сложением
дискретных мгновенных значений фазных величин, а затем вычисле-
нием модуля U^nT) и аргумента <р0(лТ) комплексной амплитуды
U^. Амплиту цное значение определяется по ортогональным со-
ставляющим. которыми являются два дискретных мгновенных зна-
чения (отсчеты) синусоидального напряжения нулевой последова-
тельности, сдвинутых по времени на четверть периода Тп /4:
= и&)+и&-Тп/4).	(3.31)
При интервале дискретизации Т= Тп /20 выражение (3.31) имеет
вид
U^(nT) = u^nT) + ^[(n-5)T].
(3.31а)
Для вычислений дискретных мгновенных значений составляю-
щих прямой и обратной последовательностей необходимы два диск-
ретных мгновенных значения каждого из фазных или двух из между-
фазных напряжений (токов), формируемых аналого-цифровым
преобразователем (АЦП) в текущем и одном из предшествующих
тактов его работы.
Фазные напряжения обратной {см. (66а) в [31} и прямой последо-
вательностей по первому алгоритму могут вычисляться на основе
действий с мгновенными значениями величин согласно
выражениям
Ч2а (0 = |	+ “be 0~Тп/ О];
«м('- Тп /О =	/6)+иаЬ(пТ)],
(3-32)
поскольку использование задержанных мгновенных значений соот-
ветствует, как указывалось, отставанию напряжения по фазе.
78
Если временная задержка Тп /Ь содержит целое число интервалов
дискретизации Т, то сдвиг по фазе на угол л/3 соответствует смеще-
нию мгновенных значений по оси времени на соответствующее чис-
ло интервалов дискретизации. Например, при интервале дискрети-
зации Т= Тп /12 сдвиг по фазе на угол — л/3 соответствует смеще-
нию по оси времени на 2 Ги выражения (3.27) принимают вид
“1а(пТ) = | ЫпТ) + “bcW- 2Г)];	(3.32а)
ula(nT- 2Т) =1 [иаЬ(пТ— 2Т) + кЬс(пТ)]. (3.326)
Согласно (3.32а) для вычисления дискретного мгновенного зна-
чения напряжения обратной последовательности необходимо про-
суммировать цифровое значение междуфазного напряжения
иаЬ(пТ) текущего такта пТ с цифровым значением напряжения
И/,с[(н — 2) Г], зафиксированным раньше на два такта.
Напряжение прямой последовательности согласно (3.326) вы-
числяется со сдвигом по фазе на угол — л/3 суммированием дискрет-
ных мгновенных значений напряжения иаЬ[(п — 2) Г], зафиксиро-
ванного раньше на два такта, и иЬс(пТ) текущего такта.
При интервале дискретизации Т= Тп /20, при котором осущест-
вить сдвиг по фазе на угол — л/3 путем смещения по временной оси
невозможно, для получения напряжений, сдвинутых по фазе на
углы + л/3 используются дискретные мгновенные значения его ор-
тогональных синусной Us(nT) = и (пТ)и отстающей по фазе коси-
нусной Uc(nT) = м^(и — 5)Г] составляющих, умножаемые на коэф-
фициенты ks = +V3/2 и кс = 1/2 соответственно (см. рис. 3.6, в) со-
гласно соотношению
Um sin (сопиГ + л/3) =
= Um sin (сопи 7)cos у + Um cos (сопл 7)sin
= | ^п(wnnT) ± у- Um sin(юпиT -1
= | u(nT) ±J}u(nT-5T) .
(3.33)
Выражение для вычисления напряжений обратной и прямой по-
следовательностей принимает вид
79
1	1	V3
«2(1)а(«П = I “аЬ^ТУ + -ubc(nTy±^-ubc(nT-5T)
(3.34)
Если косинусная составляющая междуфазного напряжения
Ubcc^nT) определяется численным дифференцированием—опере-
жает по фазе синусную составляющую [см. (3.4)], то выражение для
напряжений обратной и^пТУ и прямой и1а(пТУ последовательно-
стей с учетом (3.4) имеет вид

_1Г	.	1 и^пТУ + и^пТ-Т)
uab(nT^ + 2 -------2 ------
уГзи^пту-и^пТ-ту"
2	J’
(3.35)
или при <оп7’= л • 102 - 10 3 = 0,1л
= l-^ab(nTyl^[Ubc(nTy + Ubc(nT-Ty] +
S /з
+—=
л
1	, ггх +20ТЗ + л,, .	±20ТЗ + л . „ Т,Ч1 /т тс„\
= , иаЬ(пТУ +---1/^(лГ) +-т-^ИГ-Л1  (3.35а)
3	4л	4л
Напряжения и^ДпТу обратной и иХа{пТУ прямой последователь-
ностей можно вычислять с использованием известного соотноше-
ния ел> = 2cos (<р/2)ел> — 1, в соответствии с которым единичные
векторы а и а2 в выражениях (66) работы [3] можно представить в
виде
а = е^2"/3 = 2cos(n / 3)e7Tt/3 -1 = е^1/3 -1 =
= гсо^л/б)^/6 -1	-2\
Q1 = ej^r./S = _ej2n/3	= _едс/3 = _^зе^/6 + |
(3.36)
Согласно выражениям (3.32) и (3.36) напряжение обратной
последовательности
80
^=|[^+^с(2-^ел/6) 
(3.37)
(3.37а)
Поворот вектора на угол п/3 или п/6 соответствует, как указыва-
лось, смещению кривой мгновенных значений по оси времени на
соответствующее число интервалов дискретизации, в частности при
интервале дискретизации Т= Тп/\2, т.е. при соп7’= л/6, — смеще-
нию на — 2 Т и — Т соответственно. Поэтому дискретные мгновен-
ные значения напряжений обратной последовательности можно
представить следующими функциями дискретных мгновенных зна-
чений междуфазных напряжений:
и2а(пТ- 2Т) = | [uab(nT- 2Т) + иЬс{пТ— 2Т) - иЬс(пТ)}-, (3.38)
«2о(лГ- Т) = | [uab(nT- Т) + 2ubc(nT— Т) - л/Зи^(лГ)].(3.38а)
Согласно (3.38) и (3.38а) при вычислениях и2а(пТ) должны сум-
мироваться двоичные числа, отображающие дискретные мгновен-
ные значения напряжений в текущем пТи предшествующих п Т — 2 Т
или пТ— /тактах их аналого-цифрового преобразования. При этом
задержка формирования дискретных мгновенных значений напря-
жения обратной (и прямой) последовательности равна длительно-
стям двух и одного интервалов дискретизации, в частности
Д/ = (Тп/12) • 2 = 3,33 мс и Д/ = 1,67 мс соответственно. Дальней-
шим кратным уменьшением угла поворота векторов аналогично
(3.36) задержка при необходимости может быть сокращена.
Для вычислений информационных параметров амплитуды и
фазы напряжения (тока) обратной последовательности, дискретные
мгновенные значения которого определяются по первому алгорит-
му, необходимо формирование их ортогональных составляющих.
Второй алгоритм использования ортогональных составляющих
фазных или междуфазных напряжений (токов) обеспечивает вычис-
ление именно ортогональных составляющих напряжений (токов)
обратной и прямой последовательностей. Поскольку
Uab = Vab.c + JUab.S = Uab <cos <pe + jsin <pfl);
Ubc = Ubc.c + J Ubc.S = Ubc <cos <Pb + /sin Ч>Д
то напряжение обратной (прямой) последовательности
81
a)
Запись с выхода АЦП
«„(лУ), иь(пТ), иДпТ)
Сложениело(лУ) + и^пТ) = ипр(пТ)
Сложение л0(лУ) + нпр(лУ) = З^лГ)
Вычисление ий(пТ) = (1/3)ио(лУ)
Запоминание по адресу Q uginT)
Вычисление и^(пТ)
Вызов по адресу Сз w(1[(h —5)У|
Вычисление л^[(л — 5)7'1
Вычисление
Ч^)(лГ) = Ыо(лГ) + ио1(«-5)7']
Извлечение "V V^nT)
Запоминание по адресу L>\ U„n(n Г)
Вычисление
Ч>о(лУ) = arctgli/оКлУ- 57')/ло(л7')]
Запоминание по адресу <ро(пТ)
Пересылка из адреса С5 по С6 и0|(л-4) Г]
Пересылка из адреса Q поСз и0[(л— 3) У]
Пересылка из адреса С3 по С4 и0[(л—2) У]
Пересылка из адреса Сг по Сз uq[(л— 1) Г]
Пересылка из адреса С| поС2 иоКлТ)
Вывод Ц)(л7)
Вывод 1&(лГ)
Вывод ч>о(л Г)
б)
Рис. 3.14. Структурная схема микропроцессорного фильтра напряжения нулевой
последовательности (а) и пре.раммы его функционирования (б)
82
__________i_________
Запись по адресам
С„ Сг и^пТ), и^пТ)
Вызов по адресу С3 «^(л — 1)7]
Вычисление “6 (пТ) =
= [М"П+Мл7- 7)]/2
Вычисление г(л Т) =
= [ии(пТ)- и^пТ- 7)]/(юп7)
Умножение ^С/^/лГ)
Умножение ('!3/2')Ulx,.(nT)
Вычисление U^nT— (1/6)7"п] =
= (1/2)(4„(лП- ( |3/2)(4ес(лТ)
Вызов по адресу С,
Вычисление и2(пТ) =
= (1/3)[ио4(лТ) +(1/2)(/6с/л7) +
Запоминание по адресу D2 и2(пТ)
Вычисление Иъ(пТ)= [и2(пТ) +и2(пТ- 7)]/2	
Вычисление ^(«7)= [и2(л7)— и2(пТ— 7)]/(«oh7)	
Возведение в квадрат U2c (пТ)	
Возведение в квадрат t/2j (л 7)	
11	
Вычисление U^j(nT)s ।	—		= 1^(л7) + £/2Дл7)|
Извлечение корня (/„2(лТ)= V И^2(пТ)	
Запоминание Um2(nT)	
Вычисление <р2(л 7) = arctgf t/j/л 7)/(/2с(и 7)]	
Запоминание <р2(иГ)	
(Перемещение из адреса D, в D2 и2(л7)|	
Выводил7), (/т2(л7),<р2(лГ)	

Вызов по адресу D2 и2[(л — 1)7]
---------------1	____
б)
Рис. 3.15. Структурные схемы программного фильтра напряжения обратной
(прямой) последовательности (а) и программы его функционирования (б)
83
Рис 3.16 Структурная схема программного фильтра амплитуд напряжений об-
ратной н прямой последовательностей
—2(1)а ~ ^2(1)а.с +J^2(l)a.s ~ ^ab(cos Фа + V Sin фо) +
+ t/ic(cos <ро + /sin <pA)fcos (+ л/3) + jsin (+л/3)] =
= ^.e + |^.e±^^+J
1	л/3
(3.39)
Как видно из (3.39), вычисление ортогональных составляющих
электрических величин обратной последовательности сводится к
суммированию умноженных на постоянные коэффициенты ортого-
нальных составляющих междуфазных величин. При этом косинус-
ную составляющую целесообразно вычислять по соотношению (3.4).
Структурные схемы программных фильтров симметричных состав-
ляющих. Программный фильтр напряжения (тока) нулевой последо-
вательности реализуется, как указывалось, суммированием диск-
ретных мгновенных значений напряжений трех фаз, формировани-
ем ортогональных составляющих, их суммы и вычислением по (3.5),
(3.6) амплитуды и фазы напряжения /70 нулевой последовательно-
сти. Примеры структурной схемы программного фильтра и про-
граммы его функционирования, соответствующие (3.31), (3.31а),
приведены на рис. 3.14. Их варианты различаются способами форми-
рования ортогональных составляющих суммы напряжений трех фаз.
Структурная схема быстродействующего программного фильтра
напряжения обратной последовательности и программа его функци-
онирования по первому алгоритму (3.35) при интервале дискретиза-
ции Т = Гп /20 с формированием косинусных ортогональных состав-
84
ляюших междуфазного напряжения иЬс(пТ) и напряжения п2(мТ)
численным дифференцированием [см. (3.4)] показаны на рис. 3.15.
Квадрат амплитуды (/^(яГ) и текущая фаза у-^пТ) напряжения
обратной последовательности вычисляются по (3.5) и (3.6)
соответственно.
Реализация второго алгоритма иллюстрируется примером ком-
бинированного программного фильтра напряжения обратной
w2flOiT) и прямой и1а(пТ) последовательностей (рис. 3.16). Их орто-
гональные составляющие вычисляются по выражению (3.39) с про-
тивоположными знаками последних слагаемых вещественной и
мнимой составляющих соответственно. Косинусные составляющие
междуфазных напряжений t^,, Ubc вычисляются ФОС по соотно-
шению (3.4) за время одного интервала дискретизации, которое с
учетом вычислительного времени расчетов амплитуд и фаз напря-
жений прямой и обратной последовательностей и определяет мини-
мально достижимое время действия программного фильтра, не пре-
вышающее двух интервалов дискретизации: 2 мспри Т= Тп /20. Од-
нако ему свойственны частотные погрешности формирования
ортогональных составляющих: в выражение (3.4) входит множитель,
определяемый номинальным значением частоты соп.
Известен [20] фильтр напряжений прямой и обратной последова-
тельностей, выделяемых частотными фильтрами, не имеющий час-
тотных погрешностей. Однако он инерционен.
3.6. ИНТЕГРИРОВАННЫЙ БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЙ
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
В связи с интегрированием различных видов автоматики элект-
рических станций и электроэнергетических систем при их микро-
процессорной реализации целесообразен программный интегриро-
ванный измерительный преобразователь, формирующий сигналы
информации об амплитуде, фазе и частоте входных сигналов, актив-
ной и реактивной мощностях, сопротивлении и скоростях их изме-
нений. Возможная схема такого программного измерительного пре-
образователя представлена на рис. 3.17.
Из цифровых (после АЦП) дискретных мгновенных значений
двух напряжений, например на шинах электростанции иш(пТ) и
синхронного генератора, или напряжения электроэнергетической
системы на конце линии электропередачи U^fnT) и тока синхро-
нного генератора или электростанции КпТ) — напряжения, про-
порционального току Цт(иГ), программными фильтрами симмет-
ричных составляющих ZFU1 ZFU6, функционирующими по вто-
85
ZUA
U„
__\ZUF
U^WF)
Ц»| Ш
Ч111С,
Mlsllj
Цв2>
Ц112с
Ф|щ
ZUS
Л-
—114,2»,
ZFU1
иш(пТ)
&FfnT)
SM5
ZD1\
rrrlrfa)
SM4
г(э)2с
U^hT)
SM3
V/nT)
ZFU6
QtnT)
Z{nT)
UtblnT)
PtnT)
ZJ2 ^-y^U^nT)
U^T)
bUml(.nT)
УзСлТ-),
AF(r О
—АГДлГ)
ДТЦлТ)
ZF
ТЛ/у(пТ)
&Ulr(nT)
I Ai/ДлЛ
П"т,т
^г(э)|с
^4(э)1
jMnZibl
SM6
ЩпТ)


Рис. 3.17. Интегрированный измерительный преобразователь
рому (см. рис. 3.16) алгоритму, формируются ортогональные
(синусная и косинусная) составляющие напряжений прямой
^uils^T^ ^uiic(nT^ U3ls(nT), иг\АпГ) и обратной 1/ш25(иТ),
^25 (и7Э> Ц^2с(и^) последовательностей.
По ортогональным составляющим программными измеритель-
ными преобразователями ZUA, ZUQ, ZUFuo алгоритмам (3.5), (3.6) и
(3.11) или (3.21) вычисляются амплитуды Umllll(nT),
86
+ UmiT(nT), Um2T(nT), фазы ф1ш(лГ), ф1г(э)(лГ), ф1т(«Г) и частоты
Fw(nT) и FT(^(nT) напряжений.
Сумматоры 5Л/7 — SM3 в режиме вычитания определяют цифро-
вые сигналы об угле сдвига фаз между напряжениями прямой после-
довательности шин электростанции и генератора или электросисте-
мы уу(пТ), разности их частот (частоту скольжения) &F(nT) =
= Fw(nT) — Ur(3)(nT), необходимые для функционирования авто-
матического синхронизатора и автоматики ликвидации асинхрон-
ного режима [ 1 ], и угол сдвига фаз между напряжением и током пря-
мой последовательности синхронного генератора \^т(пТ).
Сумматоры SM4, SM5, SM6 вычисляют отклонения A f7lr(/z 7") ам-
плитуды напряжения прямой последовательности генератора, его
частоты ДГг(л7’) от предписанных (заданных или установленных)
значений U^, Fy и разности амплитуд Д(/т1(л7), необходимые для
функционирования автоматических синхронизаторов и регулято-
ров возбуждения и частоты вращения синхронного генератора [1].
Программные дифференциаторы ZD1, ZD2, функционирующие
в простейшем виде по алгоритму, аналогичному (3.4), выдают циф-
ровые сигналы о скоростях изменения амплитуды напряжения (или
его отклонения) Д U'r(nT) и частоты AF^(nT). Программный фильтр
нижних частот .^(апериодическое звено), через который пропуска-
ется сигнал ДТ^иТ), формирует сигнал Д'ГДлГ) изменения часто-
ты, а интеграторы ZJ1, ZJ2 (сумматоры) выдают сигналы интегриро-
ванных составляющих 2AFr(«7’) и ЕД(/1г(дГ) современных микро-
процессорных [17] регуляторов синхронных генераторов.
На рис. 3.17 показаны и измерительные преобразователи актив-
ной UPvi реактивной UQ мощностей и сопротивления UZ, функцио-
нирующие по алгоритмам (3.22) и (3.23) перемножений одноимен-
ных и разноименных ортогональных составляющих напряжения и
тока прямой последовательности синхронного генератора. Измери-
тельный преобразователь сопротивления UZ функционирует на
основе операции деления амплитуд напряжения Umir(nT) и тока
пропорционального ему напряжения (/т1т [см. (3.28)]. При форми-
ровании сложных характеристик измерительных органов сопротив-
ления возможна замена операции деления на операцию умножения
цифровых сигналов мощности на квадрант цифрового сигнала о
токе КЗ [см. (3.29)].
Сигналы информации о мощности и сопротивлении необходимы
для автоматики предотвращения нарушения устойчивости энерго-
системы и ликвидации асинхронного режима, для дистанционной
защиты и однофазного автоматического повторного включения [ 1 ].
87
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
Аппаратные элементы
микропроцессорных автоматических
устройств
4.1.	АНАЛОГО-ДИСКРЕТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Аналого-дискретные преобразователи (АДП) формируют диск-
ретные потенциальные или импульсные сигналы управления мик-
ропроцессором МП (см. рис В 1) из синусоидальных напряжений.
Потенциальные сигналы представляют собой положительные и от-
рицательные напряжения Un (рис. 4.1, б) с прямоугольной формой
кривой, соответствующие положительным и отрицательным полу-
периодам синусоидального напряжения, или выделенные из них то-
лько положительные напряжения (/к1 (рис. 4.2, б).
Рис. 4.1. Схема (а ) и графики (б), поясняющие действия импульсно-потенциа-
льного АДП
88
Рис. 4.2. Схема (а) и временные графики (б) аналого-дискретного преобразова-
теля
Импульсные дискретны г сигналы формируются в виде коротких
импульсов ли, появляющихся в моменты времени перехода синусои-
дальным напряжением через нулевые значения (см. рис. 4.1, б) или
только при изменении знака мгновенным значением синусоидаль-
ного напряжения с отрицательного на положительный (рис. 4.2, б).
Основными требованиями к аналого-дискретным преобразова-
телям (АДП) являются безынерционность и четкость действия, по-
скольку формирование сигналов сводится к фиксированию задан-
ных (обычно нулевых) мгновенных значений преобразуемых сину-
соидальных величин.
На рис. 4.1, а приведена схема АДП, удовлетворяющего указанным
требованиям благодаря отсутствию реактивных сопротивлений во
входных цепях за счет применения транзисторов р-п-р- и л-р-л-типов
и формирования фронта импульса начальным током разряда одного
89
из предварительно заряженных конденсаторов. Четкость формиро-
вания нулевых мгновенных значений достигается за счет использо-
вания производной по времени от преобразуемого напряжения.
Дифференцирование производится трансреакгором ТИИположите-
льной обратной связи.
Исходным для схемы преобразователя целесообразно считать ре-
жим, соответствующий одному из амплитудных значений zzBX. На-
пример, при отрицательных значениях синусоидального напряже-
ния ывх транзистор VT1 закрыт, a VT2 открыт; конденсатор С1 заря-
жен, а С2 разряжен. После перехода мгновенным значением zzBX
через нуль (течка а на рис. 4.1, б) начинается процесс переключения
транзисторов. В течение достаточно малого времени открывающимся
транзистор VT1 находится в режиме линейного усиления, ток zkI его
коллектора пропорционален положительному мгновенному значе-
нию входного напряжения, а ЭДС трансреактора — его производ-
ной. Электродвижущая сила возбуждает ток положительной обрат-
ной связи zoc = Zg], который обусловливает быстрое переключение
транзистора VT1 в открытое состояние. При этом конденсатор С1
разряжается, а конденсатор С2 заряжается (VT2 закрывается) через
резистор нагрузки Ян. Напряжение zzBbIX представляет собой экспо-
ненциальный положительный импульс. Постоянная времени т =
= 2/?нС определяет длительность импульса: при достаточно малой
т с Тп/2 получается короткий единичный импульс zzH, а при
т» Тп /2 — практически прямоугольный импульс Un (см.
рис. 4.1, б).
Формирование фронта отрицательного импульса — ии или — Un
происходит аналогично в момент перехода через нуль от положите-
льных к отрицательным мгновенным значениям zzBX. При этом пере-
ключается в открытое состояние транзистор VT2 (VT1 закрывается)
током z0 с = z62, пропорциональным производной тока z^. Импульс
— zzH определяется разрядом конденсатора С2 и зарядом С1. Схема
реального АДП содержит трансреактор с двумя первичными обмот-
ками, включенными в цепь токов коллектора каждого из транзисто-
ров, и выходной трансформатор. Диоды на входе разделяют цепи
входного тока и тока обратной связи.
По мере снижения амплитуды преобразуемого синусоидального
напряжения zzBX уменьшается скорость изменения его мгновенного
значения при переходе через нуль. Поэтому при некотором значении
амплитуды вследствие снижения тока z0 с обратной связи переключе-
ние транзисторов не обеспечивается и импульсы не формируются.
Если диапазон изменения амплитуды ограничен некоторым ми-
нимальным значением, то в качестве потенциального АДП может
использоваться компаратор ЕА (см. рис. 1.6, а).
90
На рис. 4.2, а приведена схема более совершенного, разработан-
ного для микропроцессорных автоматических устройств, трехфаз-
ного АДП напряжений трех фаз иа, иь, ис.
Компаратор ЕА сравнивает мгновенное напряжение иа, напри-
мер фазы А, с нулевым значением на неинвертирующем входе ин-
тегрального операционного усилителя А, охваченного гибкой поло-
жительной обратной связью (Аос, Сос), функционирующей только
при переходном процессе формирования положительного и отри-
цательного прямоугольных импульсов 6/к(рис. 4.2, б). Положитель-
ные напряжения (/к1 выделяются из разнополярного напряжения UK
на выходе компаратора диодом VD2 и согласующим выход ИОУ с
логическими элементами микросхемы серии К155 логическим эле-
ментомИ — НЕтипа К511ПУ1 [15], включенным по схеме инверто-
ра DU. Прямоугольные импульсы Un = Пк1 являются выходными
дискретными потенциальными сигналами АДП одной фазы.
Импульсный выходной сигнал ми а формируется элементом крат-
ковременной (по сравнению с длительностью прямоугольного на-
пряжения 6/к) памяти его появления, выполненном на логических
элементах DXU микросхем К266ЛАЗ, К115ЛА7 и резисторно-кон-
денсаторной АС-цепи.
При отсутствии напряжения (/к) (положительном UK и отрицате-
льных мгновенных значениях напряжений wa) на входах DXUlnorvi-
ческие нули (0), поскольку конденсатор Сразряжен. На нижнем (по
расположению на схеме) входе DXU2 логическая единица (1), а на
верхнем 0, на его выходе 1, а на выходе DXU3, на всех входах которо-
го 1 (на втором и третьем от Д¥(/2аналогичных АДП двух других фаз)
0, т.е. на выходе трехфазного АДП в целом напряжение отсутствует.
В момент появления напряжения Ск состояние DXU1 не изменя-
ется (конденсатор Сразряжен), a DXU2переключается (на обоих его
входах 1). Нуль с его выхода, поступая на веохнии (первый) выход
DXU3, обусловливает его переключение и появление напряжения
ми = ииа- Время его наличия, т.е. длительность выходного короткого
импульса, определяется временем заряда конденсатора С (под воз-
действием (/к1) до напряжения Uc> Еп/2, соответствующего логи-
ческой 1 на нижнем входе DXU1. Элемент DXU1 переключается, обу-
словливая переключение DXU2m DXU3, т.е. исчезновение напряже-
ния ииа на выходе АДП.
На входах каждой фазы установлены малоинерционные (с посто-
янной времени т = 1 мс) пассивные фильтры нижних частот [3]
(ФНЧ) (Дф, Сф) и ограничитель (стабилитроны VD1) мгновенных
значений преобразуемых фазных напряжений.
91
4.2.	МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ
Мультиплексорами называются управляемые переключатели
(коммутаторы) многих, например 16, цепей аналоговых входных
сигналов или выходных управляющих воздействий, устанавливае-
мые перед АЦП или после ЦАП соответственно. Они обеспечивают
аналого-цифровые преобразования нескольких входных сигналов, в
частности шести напряжений трех фаз и напряжений, пропорцио-
нальных токам трех фаз, одним АЦП и соответственно цифроанало-
говым преобразованием одним ЦАП нескольких цифровых управля-
ющих воздействий микропроцессорного автоматического устройства.
Мультиплексоры выпускаются как отдельные интегральные микро-
схемы, например типов К547КЛ1, КР590КНЗ, КР590КН13, или
встраиваются в интегральные АЦП.
Мультиплексоры представляют собой наборы полевых МДП
(МОП) транзисторов VT1 — VT4(pvic. 4.3, а) с индуцируемым кана-
лом проводимости между их выводами исток И— сток Си, обладая
двусторонней проводимостью, функционируют в цепях переменно-
го тока. Управляются постоянным напряжением на затворе 3, поло-
жительным при канале и-типа или отрицательным при канале р-ти-
па, которому ставится в соответствие единичный логический сигнал.
При нулевом напряжении на затворе транзисторы закрыты.
Напряжение на подложке П должно быть положительным при
канале н-типа и отрицательным при канале p-типа: создаваемое им
Рис. 4.3. Схема (а) и план корпуса (б) мультипликатора К547КП1
92
Рис. 4.4. Выходной мультиплексор
АЦП напряжений трех фаз
электрическое поле при нулевом
потенциале на затворе должно
удерживать носители тока в объе-
ме подложки — не допускать их в
зону проводимости, куда они ин-
дуцируются электрическим по-
лем затвора при положительном
и отрицательном напряжении на
нем соответственно. Для пере-
ключения, например четырех це-
пей входных сигналов, необходи-
мо формирование поступающих
последовательно во времени на
соответствующие входы, напри-
мер 2, 6, 9, 13 (рис. 4.3, б), диск-
ретных единичных сигналов.
На рис. 4.4 приведена схема мультиплексора модуля аналогового
ввода-вывода (АВВ), выполненного на указанных микросхемах се-
рии КР590. Используются коммутаторы сдвоенный DA1 типа
КРЭ90КНЗ и четырехканальный DA2 типа КР590КН13: на схеме,
взятой из [4], условно (контактами) показаны лишь безконтактно
переключаемые им цепи входг ых напряжений иа, иь, ис трех фаз и
цепь подключения АЦП. Модуль АВВ содержит три конденсатора
С1 — СЗ, запоминающих мгновенные значения указанных напря-
жений в момент одновременного размыкания контактов. Подклю-
чаемый затем микросхемой DA1 последовательно во времени через
повторитель напряжения A U на интегральном операционном уси-
лителе (ИОУ) к конденсаторам АЦП производит формирование
двоичных кодов дискретных мгновенных значений трех указанных
напряжений, соответствующих одному и тому же текущему интер-
валу дискретизации пТ.
На схеме показаны цепи управления адресными командами по
входам АО и А1. При единичном логическом (1) входном сигнале А1
микросхемы DA1 контакты К1 — КЗ замкнуты, а /^разомкнут: про-
исходит перезаряд запоминающих конденсаторов С1 — СЗ до мгно-
венных значений входных напряжений в момент размыкания кон-
тактов К1 — КЗ под воздействием нулевого логического сигнала (0)
на выходе АО микросхемы DA1.
В течение времени наличия логического нуля при замкнутом
контакте K4vl, как указывалось, последовательном во времени под-
ключении АЦП ко входам D101 — D103 микросхемы DA1 происхо-
дит аналого-цифровое преобразование входных напряжений.
93
Перемычка (накладка) SXв цепи нулевой шины 0 предусмотрена
для обеспечения при ее разомкнутом состоянии выдачи логической
единицы (1) с выхода D01 независимо от команд на входах АО и А/.
Если цепь замкнута, логическая 1 появляется на выходе D01 только
при логических нулях на входах АО и А1. Единичным логическим
сигналом на выходе D01 контакты К1 — КЗ снова замыкаются и про-
исходит процесс запоминания мгновенных значений входных на-
пряжений, подлежащих аналогово-цифровому преобразованию в
следующий интервал дискретизации (л + \)Т.
4.3.	ЭЛЕМЕНТЫ ГАЛЬВАНИЧЕСКОЙ РАЗВЯЗКИ
ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЕЙ
Вычислительно-логическая функциональная часть цифрового
автоматического устройства по правилам эксплуатации цифровой
вычислительной техники электрически отделяется (развязывается)
от цепей измерительно-преобразовательной и исполнительной час-
тей, обычно объединенных названием — устройство связи с объек-
том (УСО). Она должна иметь и отдельный, электрически развязан-
ный с сетью электроснабжения, источник питания. Для гальваниче-
ской развязки сигнальных цепей используются оптоэлектронные
элементы — оптроны, состоящие из свето- и фотодиодов или из све-
тодиода и фототранзистора, расположенных в общем светонепро-
ницаемом корпусе на некотором расстоянии один от другого. Све-
тодиод преобразует входной электрической сигнал в световой, а фо-
тодиод или фототранзистор формирует электрический выходной
сигнал, повторяющий входной. Источник питания обычно содер-
Рис. 4.5. Типовые схемы изолирующего усилителя (а ) и изолирующего преобра-
зователя (б)
94
жит транзисторно-магнитный преобразователь постоянного напря-
жения источника питания автоматического устройства в целом в пе-
ременный ток, трансформатор и диодный выпрямитель с частотным
фильтром низких частот (ФНЧ) и обычно микросхемным стабили-
затором постоянной составляющей выпрямленного напряжения.
На рис. 4.5, а приведена взятая из [4] упрощенная принципиаль-
ная схема элемента гальванической развязки одной сигнальной
цепи переменного тока — изолирующего усилителя (ИУ) с заргбеж-
ным двухканальным аналоговым диодным оптроном VE типа
CNR200 или 1L300 (выпускаются и отечественные диодные и диод-
но-транзисторные оптроны различных типов [4]). Он содержит два
повторителя напряжений на ИОУ — входной AU1 и выходной AU2.
Светоизлучающий (средний по расположению на схеме) диод рабо-
тает только при прямом токе (положительном напряжении Uo + Uj
на выходе AU1), а фотодиоды (левый и правый) изменяют под воз-
действием светового потока только обратный ток: подключены ано-
дом к отрицательному напряжению гальванически разделенных ис-
точников питания — £п1, — £п2. Поэтому предусмотрены два стаби-
лизатора +ST положительных напряжений источников питания с
выходными опорными напряжениями £оп] и t/on2, создающими по-
стоянные составляющие U() в цепях фотодиодов и напряжений на
прямых входах и на выходе повторителя A U1 (цепь отрицательной
обратной связи). Они обеспечивают функционирование оптрона не
только при отрицательном входном переменном напряжении ивх,
поступающем на инверсный вход ИОУ и увеличивающем перемен-
ную составляющую и, положительного напряжения на его
выходе, но и при положительном ивх, уменьшающем напряжение
Uo — (Uo > |— Uj]max ) Повторители напряжений обеспечивают ра-
венство иВЬ1Х — U\ = ивх-
Функциональная схема (рис. 4.5, б) иллюстрирует применение
изолирующего усилителя ИУ в схеме связи цепей входных сигналов
Вх. 1 — Bx.Nc цепями АЦП через мультиплексоры DA1 и £>Л2изоли-
рующего преобразова геля. На схеме показаны источники эталон-
ных сигналов Э1, 32 для автоматической подстройки проходной ха-
рактеристики изолирующего усилителя в процессе тестирования
микропроцессорного автоматического устройства в целом, по шине
управления ШУ мультиплексорами: DA1 через оптрон VE, a DA2—
через плату выбора адреса ВА.
95
4.4.	ФОРМИРОВАТЕЛИ ВРЕМЯ- И ФАЗОИМПУЛЬСНЫХ
УПРАВЛЯЮЩИХ ВОЗДЕЙСТВИЙ
В микропроцессорных автоматических устройствах программно
реализуются и специфические функциональные элементы испол-
нительной части ИЧ — формирователи время- и фазоимпульсных
управляющих воздействий ВИПм ФИУВ (см. рис. В. 1). Они необхо-
димы при воздействии микропроцессорных автоматических син-
хронизаторов (АС-М) и автоматических регуляторов активной
мощности (АРАМ) синхронных генераторов на микроэлектродви-
гательные элементы изменения установленных амплитуды и часто-
ты напряжения — элементы изменения уставок автоматических ре-
rj пяторов возбуждения (АРВ) и частоты вращения (АРЧВ) — время-
импульсные воздействия, а также для управления тиристорными
преобразователями (фазоимпульсные воздействия) возбудителей
синхронных и асинхронизированных генераторов и реверсивных
статических тиристорных компенсаторов реактивной мощности
(СТК)Ш.
Элементы изменения уставки ЭИУ выполняются, в частности, с
использованием шагового электродвигателя ШМ (рис. 4.6, а),
управляемого генератором импульсов ГИ и кольцевым счетчиком
КС, запускаемыми времяимпульсными воздействиями АС-М, АРВ
и АРАМ. Шаговый электродвигатель перемещает магнитопровод
(якорь) индукционного измерительного преобразователя ИИП
(датчика) угла поворота механического редуктора в ЭДС повышен-
ной (по отношению к промышленной) частоты. Выпрямителем В и
активным фильтром ФНЧ [3] ее амплитуда преобразуется в постоян-
ный, пропорциона тьный уставкам или соу, ток /0.
Рис. 4.6. Схема элемента изменения уставки (а) АРЧВ и графики, иллюстриру-
ющие фазоимпульсное управление тиристорным возбудителем (б)
96
Времяимпульсное управляющее воздействие, как и времяимпуль-
сный сигнал (см. t/ф на рис. 1.7, били Ua на рис. 1.8, б), представля-
ет собой прямоугольные импульсы напряжения, длительность кото-
рых постепенно уменьшается по мере приближения амплитуды на-
пряжения и частоты вращения к установленным значениям t/my, <оу,
благодаря чему обеспечивается устойчивое (без автоколебаний с пе-
ререгулированием) функционирование замкнутых автоматических
систем регулирования возбуждения и частоты вращения.
Если, например, частота вращения генератора <ог отличается от
установленной на некоторое максимальное значение |± Д<о| =
= (<ог — (£>у) > |± Д<о|теах, то формируется времяимпульсное воздейст-
вие неизменной длительности с постоянной по времени паузой
между импульсами, достаточной для полной остановки микроэлек-
тродвигательного элемента изменения частоты вращения. После
наступления |± Д<в| < |± Л<в|тах. длительность времяимпульсного воз-
действия вычисляется микропроцессором на основе сравнения ука-
занной неизменной длительности с произведением Лю и известной
(из динамической характеристики гидро- или турбогенератора) ско-
рости изменения частоты вращения.
Вычисленная длительность импульсного воздействия, как указы-
валось, уменьшается по мере снижения Лю.
Фазоимпульсное управляющее воздействие представляет собой токи
включения тиристоров, возникающие в изменяющиеся в пределах
длительности половины периода напряжения питания тиристорно-
го преобразователя (напряжения синхронного генератора) моменты
времени — появляющиеся с изменяющейся фазой а включения ти-
ристоров (рис. 4.6, б). От угла а зависят длительность пропускания
тока ij. тиристором и среднее значение выпрямленного тиристор-
ным преобразователем тока 70в (тока возбуждения синхронной ма-
шины) или реактивная мощность СТК.
Для формирования фазоимпульсного воздействия в цифровом
виде используется цифровой генератор (генератор числоимпуль-
сного сигнала) — последовательности счетных импульсов ми
(см. рис. 1.7, б), реализуемый таймером и счетчиком микроконт-
роллера и преобразующий единичный код в двоичный. Произво-
дится его синхронизация с напряжением питания тиристорного
преобразователя. Совпадение нулевого значения двоичного кода ге-
нератора (нулевой его фазы) с началом изменения синусоидального
напряжения (совпадение фаз) достигается по принципу фазовой ав-
топодстройки фазы и частоты генератора.
97
Используется программный фазовый демодулятор (детектор)
(см. §1.1) угла сдвига фаз между напряжениями питания тиристор-
ного преобразователя и цифрового генератора. Его выходной сиг-
нал, пропорциональный синусу угла разности фаз, изменяет код за-
грузки таймера, определяющий фазу цифрового генератора, пока
сигнал фазового детектора не снизится до нуля, т.е. пока не наступит
синхронизация цифрового генератора и напряжения питания тири-
сторного преобразователя.
Угол а включения тиристоров отсчитывается относительно фазы
цифрового генератора через 0,25° в зависимости от выходного сиг-
нала микропроцессорного автоматического регулятора возбужде-
ния синхронного или асинхронизированного генератора или регу-
лятора реактивной мощности синхронного компенсатора или СТК.
В частности при нулевом цифровом значении выходного сигнала
микропроцессорного автоматического регулятора возбуждения
(АРВ-М) [7], т.е. при отсутствии его регулирующего воздействия,
угол устанавливается равным а0 = л/2. При появлении положитель-
ного или отрицательного цифрового регулирующего воздействия
угол а] уменьшается или увеличивается а2 (рис. 4.6, б), возрастает
либо соответственно снижается ток /Ов возбуждения синхронного
генератора, восстанавливая изменившееся (снизившееся или повы-
сившееся относительно U^) действующее значение (амплитуду) его
напряжения.
Среднее значение /0 выпрямленного тока получается косинусои-
дальной функцией угла а. Поэтому угол а формируется по арккоси-
нусной зависимости от цифрового регулирующего воздействия
микропроцессорного АРВ, чем обеспечивается практически линей-
ная характеристика регулирования возбуждения.
4.5.	ИНТЕГРАЛЬНАЯ МИКРОЭЛЕКТРОННАЯ БАЗА
АППАРАТНЫХ И ПРОГРАММНЫХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ
ЭЛЕМЕНТОВ АВТОМАТИЧЕСКИХ УСТРОЙСТВ
Дискретные интегральные микросхемы. Интегральная микросхема
дискретного действия представляет собой микроэлектронный эле-
мент, предназначенный для обработки дискретных — логических —
сигналов по алгоритмам теории алгебры логики и для выполнения
арифметических операций над разрядно-цифровыми сигналами. Об-
работка дискретных сигналов по логическим алгоритмам производит-
ся дискретными интегральными микросхемами, выполняющими опе-
рации логических сложения (дизъюнкции) или умножения (конъюн-
кции) с инверсией—операции ИЛ И-НЕ или И-НЕ соответственно.
98
^2 Рис. 4.7. Условные обозначения (а — г) и структурные схемы логических элементов НЕ (<)), И (е), ИЛИ (ж) и ЗАПРЕТ(з),
чо выполняемых на интегральных микроэлементах И — НЕ
Результат их выполнения (выходной сигнал) определяется функ-
цией комбинации обрабатываемых (входных) дискретных сигналов.
Логическая сумма Y= XI + Х2 + ... равна нулю только в том слу-
чае, если все входные дискретные сигналы XI, Х2... одновременно
равны нулю, и равна единице, если хотя бы один из них равен еди-
нице (параллельное соединение замыкающих контактов). Логиче-
ский элемент ЛИ/, реализующий операцию ИЛИ, обозначается как
показано на рис. 4.7, а.
Логическое произведение Y= XI  Х2-... равно единице в том
случае, если все входные дискретные сигналы XI, Х2... одновремен-
но равны единице, и равно нулю, если хотя бы один из сигналов ра-
вен нулю (последовательные соединения замыкающих контактов).
Изображение логического элемента DX, выполняющего операцию
И, показано на рис. 4.7, б.
Логическим отрицанием или инверсией называется функция
Y = X, которая означает, что Y = 1 при Х= 0 и, наоборот, Y= 0, если
X = 1 (размыкающий контакт). Обозначается инвертор DU, как по-
казано на рис. 4.7, в.
В автоматических устройствах для запрещения действия (блоки-
ровки) используется логическое произведение сигнала XI на инвер-
сию сигнала Х2 (последовательноесоединение замыкающего и раз-
мыкающего контактов): Y= XI  X2. Обозначается такой логиче-
ский элемент как DUX (ЗАПРЕТ) — рис. 4.7, г.
На основе элементов D W, DXvi DUno соотношениям алгебры ло-
гики выполняются и более сложные логические операции [2].
Соответствующие логические элементы называются комбинаци-
онными. При этом оказывается возможной реализация всех извест-
Hnix комбинационных операций логическими интегральными схе-
мами, вып< 1ЛНЯЮЩИМИ две элементарные операции: ИЛИ — НЕ
(ЛИТ/) или И — НЕ (DXU) — и образующими (каждая из них) функ-
ционально полный набор логических микросхем.
На рис. 4.7, д — ж в качестве примеров показаны логические эле-
менты D U, DX, D W, выполненные на микросхемах DXUрассмотрен-
ных серий и реализующие элементарные логические операции НЕ,
И, ИЛИ соответственно. Выполнение инверсии НЕ одним элемен-
том DXUVL — НЕ очевидно (Y— X) (см. рис. 4.7, д). Логическое пе-
ремножение И (см. рис. 4.7, е) выполняется на основе простого со-
отношения — двойной инверсии логического произведения:
XI Х2 >Х1 Х2 = Х1Х2 = Y.	(4.1)
100
Логическая сумма ИЛИ (см. рис. 4.7, ж) получается на основе
закона инверсии [2]: произведение инверсии XI  X 2 равно инверсии
суммы XI + Х2:
JT1 Х2 -> Х1Х2 = Х1+Х2 = X1 + X2=Y.	(4.2)
Схема на рис. 4.7, з иллюстрирует реализацию логической опера-
ции ЗАПРЕТ, часто встречающейсщкак указано, в автоматических
устройствах (блокировки), Y= XI  X2:
Х1Х2^> Х1~Х2 = Х1Х2 = Y.	(4.3)
Если Х2 = 0, то Y = XI, в частности при XI = 1 и Y= 1, а если
Х2 = 1, то Y = XI, т.е. при XI = 1 Y = 0: дискретный сигнал XI на вы-
ход элемента не проходит.
При обработке цифровых сигналов часто используется операция
неравнозначности (“исключающее” ИЛИ) — логическое суммиро-
вание по модулю 2:
Y =Х1®Х2.	(4.4)
В отличие от ИЛИ, если XI — Х2= 1, то Y= 0.
К логическим относятся и последовательностные элементы запо-
минания дискретных сигналов (операция ПАМЯТЬ) и задержки их
прохождения (операция ВРЕМЯ). На их основе реализуются и
основные микроэлектронные интегральные элементы обработки
цифровых разрядно-цифровых сигналов: запоминания одного раз-
ряда — интегральные триггеры, хранения многоразрядных чисел —
регистры, арифметического сложения (вычитания) — цифровые ин-
тегральные сумматоры и умножители на постоянные числа. Назван-
ные интегральные микроэлектронные элементы входят в состав
микропроцессоров — основных больших микросхем (БИС), образую-
щих микропроцессорные их комплекты (МПК).
Они и составляют интегральную микроэлектронную базу аппа-
ратных и программных функциональных элементов автоматиче-
ских устройств управления процессом производства, передачи и
распределения электроэнергии.
Интегральные микроэлектронные логические элементы входят во
многие серии дискретных интегральных микросхем: в основном вы-
пускаются микросхемы, реализующие операции И — НЕ.
В современных и разрабатываемых автоматических устройствах
электроэнергетических систем применяются в основном наиболее
распространенная серия микросхем типа К155, аналогичная тепа
К555 и так называемая высокопороговая серия микросхем типа
К511.
101
Серия дискретных микросхем К511 именуется высокопороговой,
поскольку имеет относительно высокое и, главное, практически
фиксированное напряжение переключения при напряжении источ-
ника питания, совпадающем с напряжением питания интегральных
ОУ (£п = 15 В). Напряжение переключения Ц,Г1® 7,5 В обеспечива-
ет помехоустойчивость микросхем и, что особенно важно, очень близ-
кий к релейному процесс ее переключения благодаря Д £ «с £пр, по-
зволяющий обходиться на практике без элементов собственно ре-
лейного действия.
Микросхемы К155 и К555 относятся к транзисторно-транзистор-
ной логике (ТТЛ), а микросхема К511 — к диодно-транзисторной
(ДТЛ). В последних разработках используются и микросхемы типа
К561, выполняемые на основе полевых МДП (МОП) транзисторов.
Основной их особенностью является малая потребляемая мощность
от источника питания. Они состоят из наборов логических микро-
элементов DXU(И-НЕ) с разным количеством входов.
В связи с различными напряжениями источников питания
(£п = 5 В для микросхем К155, К555, К561 и £п = 15 В для микро-
схем К.511) и различными напряжениями, соответствующими еди-
ничному логическому сигналу, в состав серии К511 входят согласу-
ющие микроэлементы, обеспечивающие совместное функциониро-
вание микросхем указанных серий.
В состав наиболее полной серии ингегпалъных микросхем К155
входят все известные микроэлементы обработки цифровых сигналов:
триггеры, счетчики, регистры, сумматоры, шифраторы, дешифрато-
ры и др. [15].
Серия микросхем К.511 содержит универсальный триггер, двоич-
но-десятичный счетчик и индикаторную микросхему с выходным
током, достаточным для индикаторных ламп накаливания.
Программируемая логическая матрица (ПЛМ) — это большая ин-
тегрируемая микросхема (БИС), используемая для реализации про-
извольных логических функций. Она представляет собой сетку го-
ризонтальных М и вертикальных N шин. Горизонтальные шины
разделены на две части Ml и М2 (рис. 4.8). Каждая вертикальная
шина в Ml соответствует входному сигналу. Горизонтальная шина в
Ml формирует логические произведения конъюнкции входных сиг-
налов. Каждая горизонтальная шина в М2 формирует логические
суммы дизъюнкции логических произведений, являющиеся выход-
ными сигналами. Число вертикальных входов соответствует числу
входных сигналов, число горизонтальных шин — числу конъюнк-
ции, а число выходов — числу формируемых логических функций.
Конъюнкции прямых и инверсных входных сигналов — минтер-
мы формируются их инверторами £С/на входах, а в узлах ПЛ М — со-
единениях горизонтальных и вертикальных шин — р-л-переходами
102
Рис. 4.8. Схема программируемой логической матрицы
ИО. При этом количество минтермов Ml = 2N. Например, при N= 3
количество Ml = 23 = 8:
Ml = xl • х2 • хЗ... М4 = xl - х2 • хЗ... М8 = х1 • х2  хЗ. (4.5)
Для осуществления электрического программирования в цепях
р-п-переходов предусматриваются плавкие вставки (ЛВ), использу-
емые для формирования логических схем. Необходимое их число пе-
режигается импульсными токами. Электрическим программирова-
нием ПЛ М может быть осуществлена программно-логическая часть
автоматических устройств любой сложности. Примерами ПЛМ явля-
ются БИС следующих типов: КР587РП1 с 12 входами и выходами;
К588К1АиКР5561Е1с 16входамии 12и8выходами соответственно.
Интегральные триггеры представляют собой микроэлектронные
элементы релейного действия с двумя устойчивыми состояниями,
изменяемыми каждый раз под воздействием входного сигнала
(двухпозиционные реле). Один из сигналов записывает разряд циф-
рового сигнала в память, а второй считывает его. Различаются по-
тенциальные (статические) и импульсные (динамические), или
счетные, триггеры.
Потенциальный триггер. Различие состояний потенциального
триггера определяется наличием или отсутствием на его выходе ди-
скретного потенциального сигнала. Входной сигнал может быть как
потенциальным, так и импульсным. Потенциальный трипер осу-
103
Рис. 4.9. Проходная характеристика и входные импульсные сигналы (а), услов-
ное обозначение (б) и выходной сигнал (в) ЛУ-триггера
ществляется на основе усилителя постоянного тока с сильной поло-
жительной обратной связью, обеспечивающей релейность его про-
ходной характеристики. Отличительной особенностью характери-
стики триггера является ее симметричное положение относительно
вертикальной оси. Поэтому в отличие от других релейных элемен-
тов, например от компаратора, для изменения состояний триггера
необходимы два входных сигнала, в частности положительный + ик
и отрицательный — иИ импульсы (рис. 4.9, а).
Симметричная схема потенциального триггера (рис. 4.9, б) имеет
два входа 5и R и два выхода: прямой Q и инверсный Q. Потенциаль-
ный или импульсный сигнал 1 в виде положительного напряжения
£7ВХ I на входе 5 устанавливает триггер в состояние, при котором на
прямом выходе ^появляется потенциальный сигнал (/вых1, соответ-
ствующий 1 (рис. 4.9, в). При этом на выходе Q напряжение (/вых0
практически отсутствует — 0. Таким образом, вход 5 служит для за-
поминания сигнала или записи 1 и ее хранения. Сигнал (/вх1, соот-
ветствующий 1, на входе R “снимает” память или считывает инфор-
мацию с прямого выхода триггера. Входы 5и R называются статиче-
скими установочными входами: логическая 1 на входах 5 и R
устанавливает триггер в состояния 1 и 0 соответственно, которые
определяются по прямому выходу Q.
Часто триггер устанавливается только импульсными сигналами
± ии. Поэтому в случае потенциальных входных сигналов на входах
триггера предусматриваются цепи формирования импульсов ± иИ
(рис. 4.10, (?). При этом установочные входы называются динамиче-
скими. На рис. 4.10, б показано условное обозначение триггера с
прямыми динамическими входами, устанавливаемого в состояние 1
положительным изменением напряжения потенциального сигнала
104
Рис. 4.10. Временная диаграмма формирования входных импульсных сигналов
(а) и условные обозначения RS-триггера с динамическим прямым (б) и инверс-
ным (в) входами, условные обозначения синхронного RS-триггера (гид)
и соответствующим ему положительным импульсом иИ, которому
ставится в соответствие логическая!. На рис. 4.10, в показано
условное обозначение триггера с инверсными динамическими вхо-
дами, устанавливаемого в состояние 1 отрицательным изменением
напряжения (снижением до нуля) и соответствующим ему отрица-
тельным импульсом —— логическим 0. Триггер с установочными
входами называется AS-триггером и является асинхронным: он по-
стоянно открыт как для сигналов, так и для помех. За длительное
время хранения сигнала под воздействием помех может произойти
его потеря.
Режим записи и считывания сигнала в синхронном RS-триггере
происходит только во время поступления на вход С синхронизирую-
щего импульса (рис. 4.10, г, д). В режиме хранения сигнала входы S
и Л триггера отключены элементами DX1, DX2. Известны различные
варианты синхронных AS-триггеров Примером является микросхе-
ма К555ТР2, содержащая четыре AS-триггера на микроэлементах
И-НЕЦ5].
Счетный интегральный триггер. В устройствах обработки цифро-
вой информации широкое применение находят счетные 7"-триггеры
и комбинированные AST-тригтеры. Триггер со четным Т входом
управляется последовательностью импульсов одной полярности.
При этом часто используется динамический инверсный вход
(см. рис. 4.10, в).
В интегральных триггерах динамический инверсный вход осуще-
ствляется на основе использования времени рекомбинации избы-
точных зарядов в электронно-дырочном переходе (диоде VD,
рис. 4.11, а), т.е. времени восстановления свойства не проводить
105
Рис. 4.11. Схема (а ) и временная диаграмма (Д) формирования импульсного сиг-
нала в интегральных счетных триггерах
обратный ток после прохождения прямого тока. При е = 0 (0 на вхо-
де схемы) через диод ИЛ ток практически не проходит (г = 0), а цепь
тока /| замыкается через источник ЭДС е. При е > 0 (1 на входе схе-
мы) ток i] начинает проходить через диод VD. Прямой ток диода
I = /] накапливает избыточный заряд в его базе. На выходе схемы
имеет место положительное напряжение и, а на диоде VD — прямое
напряжение ипр (рис. 4.11). В момент времени t0 снижения ЭДС до
нуля ток г, вновь переключается в источник сигнала, а ток i и напря-
жение и на выходе схемы становятся отрицательными. Отрицатель-
ный (обратный для диода VD) ток обусловливается процессом ре-
комбинации избыточных зарядов в электронно-дырочном перехо-
де. В течение времени рекомбинации /р прямое напряжение ипр на
диоде сохраняется, а затем снижается по экспоненциальному закону
(см. рис. 4.11, б). Таким образом формируется отрицательный им-
пульс напряжения —ии, появляющийся при снижении входного на-
пряжения. Под воздействием этого импульса и происходит измене-
ние состояния триггера.
Интегральные счетные триггеры выполняются или с рассмотрен-
ным динамическим инверсным входом (одноступенчатые тригге-
ры), или на двух /{^-триггерах (двухступенчатые триггеры), один из
которых служит временно запоминающим [2].
Счетный вход Т в интегральных триггерах осуществляется с по-
мощью дополнительных логических элементов, переключающих
цепи прохождения входных импульсов на входы 5 и R. Для четкости
действия триггера переключение цепей производится после его пере-
хода под воздействием импульса в новое состояние, т.е. в интервале
времени между двумя входными импульсами. Для этого необходимы
или задержка в прохождении импульса на прямой вход триггера, или
106
динамический инверсный вход, или запоминание предшествующе-
го состояния триггера на время действия входного сигнала [2].
Рассмотренные счетные триггеры являются асинхронными.
Синхронный счетный триггер имеет два входа Ти С (рис. 4.12, а).
Он функционирует, если на входы одновременно поступают счет-
ные и синхронизирующие импульсы или если на один из входов по-
дается потенциальный сигнал 1. Поэтому входы Т и С взаимозаме-
няемы. Синхронный триггер позволяет управлять счетом импуль-
сов, останавливать и возобновлять счет.
Универсальный интегральный триггер. Интегральные триггеры
обычно выполняются так, чтобы имелась возможность осуществ-
лять рассмотренные выше и некоторые другие функции [15]. Обыч-
но они синхронные, двухступенчатые, но имеют и асинхронные
установочные входы 5 и R, а также по несколько входов одного на-
значения, объединяемых элементами DW(ИЛИ) или DX (И). Ти-
пичным является универсальный //(-триггер (рис. 4.12, б). Его вхо-
ды /и /(соответствуют входам А и 5в режимах хранения, записи или
считывания сигнала. Специфическая их особенность, обусловлива-
ющая другое обозначение, состоит в том, что они обеспечивают
определенность действия триггера при запрещенной комбинации
входных сигналов ЛУтриггера S= R = 1.
При J= К— 1 и под воздействием синхронизирующего импульса
триггер переходит в противоположное состояние, т.е. работает как
синхронный счетный триггер по входу С. Соединенные межту собой
входы J и К образуют счетный вход Т, и триггер также работает как
синхронный (рис. 4.12, в ). Указанная особенность //(-триггера обу-
словлена его двухступенчатостью, создающей задержку записи и
считывания сигнала, которые происходят после окончания дейст-
вия синхронизирующего импульса. С приходом синхронизирующе-
го импульса происходит запись 1 или 0, поступающих на входы / = К
во вспомогательный триггер, а в момент его исчезновения — в
основной триггер.
При J—D и К= D (за счет инвертора DU) универсальный
//(-триггер работает как D-триггер (рис. 4.12, г), запоминающий
входной сигнал при появлении синхронизирующего импульса.
Рис. 4.12. Условные графические обозначения синхронного счетного (в), уни-
верс<чьногс (би в) и D-триггеров (г)
107
Рис. 4.13. Условные обозначения запоминания регистром параллельного (а) и
последовательного (б) разрядно-цифровых сигналов
Универсальными являются интегральные /Л'-триггеры типов
К155ТВ1, К555ТВ6 и К511ТВ1 [15]. Микросхема типа К155ТМ1
представляет собой D-триггер. На основе D-триггеров выполняются
элементы памяти цифровых сигналов — регистры.
Интегральные регистры. Регистром называется совокупность из
нескольких D-тригтеров, предназначенных для запоминания мно-
горазрядного двоичного кода. Информация в регистр может запи-
сываться последовательно и параллельно и таким же образом извле-
каться из регистра. На рис. 4.13, а символически представлены во-
сьмиразрядный регистр и иллюстрация параллельного способа
записи и извлечения информации. Записываемая информация по-
ступает на входы всех разрядов (ячеек), например 1 — 8-го регист-
ров. Запись информации ис ц производится при наличии импульса
ии у на одном или нескольких управляющих входах во все ячейки ре-
гистра одновременно. Снимается информация также с выходов всех
разрядов одновременно.
На рис. 4.13, б представлен последовательный способ записи и
извлечения информации. Записываемый сигнал wc ц, как правило,
начиная с младшего разряда 2°, поступает на вход самого старшего
разряда восьмой ячейки регистра. Под действием следующего
управляющего импульса ии младший разряд переписывается из во-
сьмой в седьмую ячейку ре чстра. а в восьмую записывается второй
разряд 2* и т.д. Для заполнения всего восьмиразрядного регистра не-
обходимы восемь управляющих импульсов пи После полного за-
полнения регистра информацию можно извлечь или параллельно,
или последовательно. Для последовательного извлечения информа-
ции необходимо еще восемь управляющих импульсов. Различные
108
Рис. 4.14. Схема (а ) и условное графическое изображение (б) интегрального ре-
гистра
способы записи и извлечения информации в регистрах позволяют
использовать их для преобразования параллельного двоичного кода
в последовательный и наоборот, а также для выполнения операции
сдвига.
В настоящее время выпускается большое количество регистро-
вых интегральных схем [15], содержащих, как правило, четыре или
восемь разрядов регистра в одном корпусе ИС. Например, интегра-
льная микросхема 155ИР1 — это универсальный сдвигающий четы-
рехразрядный регистр. Условное обозначение и внутреннее содер-
жание регистра представлены на рис. 4.14. Входы D1 — Шпредназ-
109
Рис. 4.15. Условное графическое обозначение (а ) и функциональная схема (б) интегрального сумматора К155ИМ1; условные
схемы последовательного (в) и параллельного (г) накопительных сумматоров
начены для параллельной, а вход VI—для последовательной записи
информации. Параллельная запись информации происходит при
наличии управляющих импульсов ыи .на входе С2и единичного по-
тенциального сигнала на входе V2. Для последовательной записи
информации необходима серия импульсов ыи у на входе С1, при
этом потенциал на входе V2нулевой. С выходов QI — Q4информа-
цию можно снижать параллельно (одновременно) или с выхода Q4
— последовательно. Для получения многоразрядного регистра ис-
пользуются несколько интегральных схем.
Сумматоры двоичных чисел. Сумматоры представляют собой ком-
бинационные логические устройства Промышленностью выпуска-
ются одно-, двух- и четырехразрядные интегральные сумматоры, кото-
рые позволяют суммировать два числа последовательно разряд за раз-
рядом или параллельно, т.е. все разряды складывать одновременно.
На рис. 4.15, а, б представлены условное обозначение полного
одноразрядного интегрального сумматора SM типа 155ИМ1 и его
принципиальная схема [15]. Сумматор имеет две группы входов А и
В, которые позволяют решать различные логические задачи. Входы
Al, А2, BI, В2— прямые, входы АЗ, А4, ВЗ, В4—инверсные. Наличие
инверсных входов дает возможность реализовать вычитание: число,
поданное на инверсные входы в прямом коде, суммируется со вто-
рым числом в дополнительном коде, что равносильно вычитанию.
Вход Р1 позволяет учесть перенос в суммируемом разряде. На двух
выходах 5 и (прямом и инверсном) сумма представляется соответст-
венно в прямом и обратном кодах. Выход Р2 — инверсный выход
переноса.
Работу сумматора удобно представить в виде таблицы истинности
(табл. 4.1).
При выполнении суммирования и умножения сумматоры испо-
льзуются вместе с регистрами, которые служат для хранения проме-
Таблица 4.1
Входы			Выходы		
Р1	А1	В1	Р2	S	5
0	0	0	1	1	0
0	0	1	1	0	1
0	1	0	1	0	1
0	1	1	0	1	0
1	0	0	1	0	1
1	0	1	0	1	0
1	1	0	0	1	0
1	1	1	0	0	1
111
жуточных и конечных результатов. Такие сумматоры называются
накопительными. На рис. 4.15, ей гпредставлены схемы последова-
тельного и параллельного накопительных сумматоров [15]. После-
довательный накопительный сумматор (рис. 4.15, в) состоит из од-
норазрядного сумматора SM, на котором суммируются поразрядно
два числами В, D-триггера DT, служащего для запоминания перено-
са в следующий разряд, и трех регистров, два из которых RG1 и RG2
предназначены для хранения входной информации, а третий RG3—
результата суммирования. Перед началом операции суммирования
D-триггер DT первым импульсом ми у устанавливается в исходное
состояние — нуль на выходе Q = 0. Поэтому для выполнения опера-
ции суммирования л-разрядных чисел требуется п + 1 импульсов
миу (тактов). Схема параллельного накопительного сумматора
(рис. 4.15, г) состоит из п одноразрядных сумматоров и трех регист-
ров. Операция сложения выполняется в течение одного такта.
Для выполнения умножения используются схемы последователь-
но-параллельного и параллельного действия. Применяются умно-
жители, работающие в прямом и дополнительном кодах. Наиболее
просто умножение реализовать в прямом коде [???].
Арифметико-логические устройства. В составе новых серий интег-
ральных схем появились и арифметико-логические устройства
(АЛУ), например типов К155ИПЗ и К564ИПЗ. Микросхемы произ-
водят различные логические и арифметические операции с двумя
четырехразрядными двоичными числами и имеют входы управле-
ния, переключающие ' сказанные операции, и входы, определяющие
выбор определенной логической или арифметической операции
[15].
4.6.	МИКРОПРОЦЕССОРЫ
Интенсивное развитие полупроводниковой электронной техни-
ки и совершенствование интегральной технологии привели к созда-
нию цифровых интегральных схем с большой (БИС) и сверхболь-
шой (СБИС) степенями интеграции, способных выполнять функ-
ции отдельных частей и даже цифровых ЭВМ в целом (микроЭВМ).
Большая интегральная схема, выполняющая функции процессора
цифровой ЭВМ, и является собственно (в узком смысле слова) мик-
ропроцессором (МП). В широком смысле под МП понимаются
функционально согласованные и технически совместные наборы
(комплекты) специализированных БИС — микропроцессорные
комплекты (МПК). Они позволяют синтезировать специализиро-
ванные и универсальные микроЭВМ.
Основной особенностью МПК является программное управле-
ние их функционированием. Поэтому микропроцессор — это про-
112
граммно-управляемое устройство, предназначенное для обработки
цифровой информации и управления ее обработкой, выполненное в
виде одной или нескольких интегральных схем с высокой степенью
интеграции электронных элементов. Созданы и аналого-цифровые
микропроцессоры. Они содержат АЦП, цифровой МП и ЦАП и в
целом заменяют линейные интегральные схемы, но значительно по-
вышают воспроизводимость и точность обработки аналоговых сиг-
налов и создают возможности программного воздействия на них пу-
тем управления их цифровой частью.
По числу БИС в МПК различаются многокристальные, много-
кристальные секционированные и однокристальные МП. Много-
кристальные МП — это и есть собственно МПК в виде отдельных
БИС, представляющих собой функционально законченные части,
которые могут работать автономно. Интегральные схемы МПК об-
разуют три функциональные группы: операционную, выполняю-
щую арифметические и логические операции с двоичными числа-
ми, управляющую, обеспечивающую выполнение указанных опера-
ций, и интерфейсную (группу связи и ввода-вывода), связывающую
собственно МП с другими БИС МПК, внешними устройствами и
оператором. Поэтому характерным является соответствующий
трехкристальный МПК (или просто МП).
Многокристальный секционированный МП состоит из БИС,
представляющих собой малоразрядные (двух- или четырехразряд-
ные) секции одной из функционально различимых частей МПК,
прежде всего собственно микропроцессора. На них формируются
МПК необходимой разрядности. Однокристальный МП — это одна
СБИС, на которой реализован весь МПК.
Собственно микропроцессор (рис. 4.16) состоит из арифмети-
ко-логического устройства АЛУ, сверхоперативного запоминающе-
го устройства (СОЗУ) и устройства управления УУ. Они связаны
между собой и другими БИС МПК тремя шинами — многопровод-
ными (по числу п разрядов обрабатываемых двоичных чисел) лини-
ями: информационной И, адресной А и управляющей У Основная
его часть — АЛУ — под воздействием управляющих сигналов УУ в
виде многоразрядных двоичных кодов производит арифметические
операции сложения и вычитания двух двоичных чисел, операции
сдвига при программном (на основе сдвига и сложения) перемноже-
ния двух чисел, преобразование прямого кода в обратный (обраще-
ние двоичного кода с добавлением к обратному коду единицы),
определение признаков произведенной операции: знака разности,
превышения предельной разрядности и др., пересылок двоичных
чисел из регистра в регистр и поразрядные логические операции над
двоичными числами. Основными его элементами являются комби-
113
Рис. 4.16. Общая структура микропроцессора
национный сумматор и выполняемый на его основе накопительный
сумматор.
Регистр многоразрядного двоичного числа является основным
элементом ОЗУ. Запоминая и сохраняя двоичный код, он образует
ячейку памяти. Сверхоперативное запоминающее устройство со-
стоит из ряда регистров, имеющих функциональное и общее назна-
чение. В регистр команд РКзаписывается адрес команды операции,
который он сохраняет в течение времени ее выполнения. Регистр
адреса РА содержит номер (адрес) ячейки памяти внешнего опера-
тивного запоминающего устройства (ОЗУ), из которой должно быть
получено подлежащее арифметико-логической обработке двоичное
число (операнд).
Регистры операндов РО хранят двоичные числа, с которыми про-
изводятся операции в АЛУ. В одном из регистров, как правило, со-
держатся результаты операции и других последовательно произво-
димых операций над двоичными числами, он является специализи-
рованным — накопительным регистром HP, часто называемым
аккумулятором. Обычно восемь регистров общего назначения РОН
служат для временного запоминания и хранения результатов проме-
жуточных операций и иногда — окончательного результата.
114
Еще один упрощенный малоразрядный регистр РПпредназнача-
ется для фиксирования признаков результатов операции, прежде
всего превышения разрядности (переполнения), и других призна-
ков и часто называется регистром флажков. Регистр состояний PC
используется при условных переходах — переходах к выполнению
отдельных частей программы по определенным условиям, которые
и фиксируются в PC. С него считывается сигнал перехода к соответ-
ствующей команде.
Особую роль в организации функционирования АЛУ выполняют
специализированный регистр счета выполняемых команд — про-
граммный счетчик ПС — и указатель состояний УС регистров так
называемого стека. Команды записываются во внешнее постоянное
запоминающее устройство (ПЗУ) в определенной последовательно-
сти, а именно — по порядку их выполнения. Поэтому адрес следую-
щей команды получается прибавлением (или вычитанием) 1, т.е. пу-
тем счета I. В программный счетчик записывается и адрес команды
условного перехода.
Стек образуют несколько регистров, которые запоминают двоич-
ные коды не выполненных вследствие прерывания или разветвле-
ния программы (обращения к подпрограмме) команд, которые дол-
жны быть потом выполненными, причем в обратном порядке их за-
поминания: первая из записанных в стек команд выполняется
последней (так называемая по аналогии с порядком заряда и разряда
при выстрелах патронной обоймы магазинная память).
Стек обеспечивает последовательность выполнения различных
по старшинству арифметических действий и возврат к следующей
операции программ после обращения к подпрограммам и после
прерывания программы. Стек обычно представляет собой набор ре-
гистров внешнего оперативного запоминающего устройства (ОЗУ),
а в СОЗУ собственно МП находится только регистр УС — указатель
их состояния.
В собственно МП входят также вспомогательные (буферные) ре-
гистры — обычно адреса и данных (БРАД), регистр сдвига, вспомо-
гательные триггеры и мультиплексоры для ввода и вывода двоичных
кодов. Совместно с БРАД мультиплексоры по существу относятся к
интерфейсной части МПК. Микропроцессор управляется устройст-
вом управления УУ.
Команды операций воздействуют на арифметические и логиче-
ские микроэлектронные элементы АЛУ и регистры СОЗУ с распре-
делением по времени. Устройство управления разделяет процесс
выполнения команды во времени на этап адресации и этап выпол-
нения. В соответствии с адресом (номером ячейки памяти), содер-
жащимся в РК, из ОЗУ прямым или косвенным способом доступа к
115
памяти в РО переписываются двоичные числа, подлежащие после-
дующей обработке.
В АЛУ производятся соответствующие коду операции действия с
указанными числами и результат записывается в накопительный ре-
гистр. По следующей команде в освободившийся РО вводится но-
вый операнд, если он должен обрабатываться совместно с результа-
том предыдущей операции. Если не должен, то второй операцией
производится пересылка результата из HP в один из РОН.
Различается аппаратное и микропрограммное управление МП.
Аппаратное управление обеспечивается постоянным соединением
между собой логических элементов УУ МП, создающим однознач-
ные соответствия между кодом операции и двоичным кодом, воз-
действующим на АЛУ и СОЗУ МП. Коды операций хранятся во
внешнем по отношению к МП постоянном запоминающем устрой-
стве, из которого по адресам программного счетчика ПС выбирают-
ся последовательно во времени, по адресам регистра состояний выби-
раются при условных переходах, а по адресам стека — при прерывани-
ях и разветвлениях программы. В отличие от ОЗУ, позволяющего как
считывать, так и записывать двоичные коды в ячейки памяти, ПЗУ
работает только на считывание информации, записанной один раз
при его изготовлении или после изготовления специальным устрой-
ством. Таким образом, набор команд изменяться не может: аппарат-
ное управление жесткое. Команда, предполагающая выполнение
определенной законченной операции (например, сложение двух чи-
сел), состоит из нескольких элементарных опера щй. каждая из ко-
торых занимает один такт работы МП (период тактового генерато-
ра), — микроопераций.
При гибком микропрограммном управлении во внешнее ПЗУ за-
писываются микропрограммы операций (команд), состоящие из
наборов микрокоманд (микроинструкций), обеспечивающих вы-
полнение совместимых микроопераций, и оно называется микро-
программным (МПЗУ). При этом для выполнения операций требу-
ется несколько обращений в МПЗУ — микропрограммное управле-
ние (МПУ), требующее большего времени, чем аппаратное. Его
важным достоинством является возможность вносить изменения в
систему команд управления МП путем составления соответствую-
щих микропрограмм как наборов микрокоманд. Поскольку МПУ —
более сложное, в МПК входит специализированная БИС микро-
программного управления, а в собственно МП входит дешифратор
микрокоманд.
При создании микропроцессорного функционального элемента
обработки информации используются необходимые БИС МПК,
взаимодейсгвующие между собой. Связь между ними осуществляет-
116
ся через интерфейс — БИС МПК, управляемую совокупностью пра-
вил, устанавливающих единые принципы их взаимодействия. Таки-
ми БИС являются, например, многорежимный буферный регистр
К589ИР12 и БИС обмена информацией К58?ИК1 [15]. Основная
особенность интерфейса взаимодействующих БИС МПК — его ма-
гистральность. Обмен информацией производится, как указыва-
лось, по трем многоразрядным линиям (шинам) с временным ее
уплотнением — каналами связи: различные двоичные коды обмена
между отдельными функциональными БИС и внешними ''стройст-
вами передаются последоватетьно во времени в соответствии с при-
оритетом. Подключение БИС МПК к магистральным шинам и вы-
дача или прием информации производятся тристабильными эле-
ментами, имеющими три состояния, соответствующих логическим
1 и 0 и отключенному состоянию — высокому выходному сопротив-
лению. Третье состояние отключает вывод БИС от провода шины.
Характерными МПК, имеющими практическое значение для
техники автоматического управления и зашиты энергосистем, явля-
ются МПК серий К580 (КР580), КМ1810, КР1802 и КР1816 [15].
Микропроцессорный комплект К580 с аппаратным внутренним
управлением оказывается в ряде случаев недостаточно быстродейст-
вующим. Новый МПК серии К1810, программно совместимый с
К580, команды которого представляют собой подмножество фикси-
рованной системы команд КМ 1810, обладает высоким быстродей-
ствием и большой производительностью (до 2,5  106 операций в
секунду).
В состав МПК серии КМ1810 входит пять специализированных
БИС, основной из которых является однокристальный 16-разряд-
ный микропроцессор МК1810ВМ6. Он используется в разработан-
ных в ВЭИ микропроцессорных средствах автоматизации энергети-
ческих комплексов (МС АЭК).
Более современными являются МПК с гибким микропрограм-
мным управлением серий К1802, К1804, КР1816 [15]. В МПКсерии
К1802 входят специализированный аппаратный и параллельный
умножитель, в частности 3-разрядных чисел типа КР1802ВРЗ, по-
следовательный умножитель-делитель KP1802JQP2, четырехраз-
рядная секция сумматора-вычитателя КР1802КМ1. Каждая из че-
тырех микросхем МПК серии КР1816 представляет собой однокри-
стальную 8-разрядную микроЭВМ.
В последних разработках микропроцессорной автоматики элект-
роэнергетических систем используются зарубежные микроконтрол-
леры различных фирм со встроенными АЦП, выполняющими и ло-
гические операции [1].
117
Список литературы
1.	Дьяков А. Ф., Овчаренко Н. И. Микропроцессорная релейная зашита и автоматика
электроэнергетических систем: Учеб, пособ. для вузов. М.: Изд-во МЭИ, 2000.
2.	Овчаренко Н. И. Элементы автоматических устройств энергосистем: Учебник для
вузов. В 2-х кн. М.: Энергоатомиздат, 1995.
3.	Овчаренко Н. И. Аналоговые элементы микропроцессорных комплексов релейной
защиты и автоматики. М.: НТФ “Энергопрогресс”, 2001. [Библиотечка электротех-
ника, приложение к журналу "Энергетик”. Вып. 9 (33)].
4.	Атаев Д. И., Болотников В. А. Аналоговые интегральные микросхемы для бытовой
радиоаппаратуры: Справочник. — 2-е изд. М.; Изд-во МЭИ, ПКФ "Печатное дело”,
1992.
5.	Федорков Б. Г., Телец В. А., Дегтяренко В. П. Микроэлектронные цифро-аналого-
вые и аналого-цифровые преобразователи. М.: Радио и связь, 1984.
6.	Антохин В. В., Новелла В. Н., Рыбин С. Н. Система ввода аналоговой информации
для целей релейной защиты и автоматики электрических систем // Электротехника.
1985. №9. С. 48-51.
7.	Логинов А. Г., Фадеев А. В. Микропроцессорный автоматический регулятор типа
АРВ-М для систем возбуждения АО “Электросила”// Электротехника. 2001. № 9.
С. 66 - 72.
8.	Микропроцессорное устройство автоматической ликвидации асинхронного режи ма /
И. В. Якимец, В. Г. Наровлянский, А. Б. Ваганов и др. // Электроэнергетика Рос-
сии: современное состояние, проблемы и перспективы. М.: Энергоатомиздат, 2002.
С. 350 - 365.
9.	Лямец Ю. Я. Метод производящих уравнений в цифровой обработке напряжения и
тока электрической сети: // Материалы Всесоюз. науч.-техн. конф. “Современная
релейная защита электроэнергетических объектов”. Чебоксары. 1991. С. 38 — 41.
10.	Шевцов М. В. Анализ способов подавления апериодической составляющей тока и
напряжения переходных процессов электроэнергетической системы // Вестник
МЭИ. 2000. № 2. С. 53 - 56.
11.	Ильин В. А., Лямец Ю. Я. Задачи и методы спектрального анализа переходных про-
цессов в электрических сетях // Изв. РАН. Сер. Энергетика. 1997. № 6. С. 46 — 62.
12.	Карташев И. И., Новелла В. Н., Федченко В. Г. Вычислительные методы выбора
средств компенсации и измерения высших гармоник в электрических сетях //
Электротехника. 1990. № 11. С. 50 — 65.
13.	Овчаренко Н. И. Быстродействующий измерительный преобразователь мощности
// Промышленная энергетика. 1984. № 6. С. 36 — 38.
14.	Богаченко Д. Д., Овчаренко Н. И. Быстрод< йствуюшие измерительные преобразо-
ватели для автоматических регуляторов // Электротехника. 2004 № 4. С. 51 — 54.
15.	Микропроцессоры и микропроцессорные комплекты интегральных схем: Справоч-
ник. Т. 2. М.: Радио и связь, 1989.
16.	Басс Э. И., Дорогунцсв В. Г. Релейная защита электроэнергетических систем / Под
ред. А Ф. Дьякова. М.: Изд-во МЭИ, 2002.
17.	Овчаренко Н. И. Микропроцессорная автоматика синхронных генср: торов и ком-
пенсаторов. М.: НТФ “Энергопрогресс”, 2004. [Библиотечка электротехника, при-
ложение к журналу “Энергетик”. Вып. 10 (70)].
18.	Пат. 39231 РФ. Измеритель частоты синусоидального напряжения / Н. И. Овча-
ренко, Р. В. Шитов // Открытия. Изобретения. 2004. N" 20
19.	Шитов Р. В. Быстродействующий измерительный преобразователь амплитуды на-
пряжения промышленной частоты // Вестник МЭИ. 2004. № 3. С. 35 — 40.
20.	Лямец Ю. Я., Шевцов В. М. К синтезу фильтров симметричных составляющих //
Устройства релейной защиты и противоаварийной автоматики энергосистем: Тр.
ВНИИР. Чебоксары, 1985. С. 31 — 40.
21.	Microprocessor implentation of a fast and simultaneous amplitude and freguency detector to
sinusoidal signals / M. K. Mahmood, J. E. Altos at al. // IEEE Trans. Instrum, and Mea-
surem. 1985. V. 34. № 3. P. 413 — 417.
22.	Корн Г., Корн T. Справочник по автоматике для научных работников и инженеров.
М.: Наука, 1984.
118
Содержание
Предисловие........................................................3
Введение....... ...................................................5
ГЛАВА ПЕРВАЯ. Аналого-цифровые преобразователи
входных сигналов.............................................   9
1.1.	Входные сигналы и их преобразование........................9
1.2.	Способы аналого-цифрового преобразования си гналов........12
1.3.	Частотно- и времяимпульсные аналого-цифровые
преобразователи...............................................21
1.4.	Цифроаналоговые преобразователи...........................27
1.5.	Интегральные аналого-цифровые преобразователи
с уравновешиванием............................................34
ГЛАВА ВТО РАЯ. Программные входные частотные фильтры..............38
2.1.	Математическое описание программных функциональных
элементов автоматических устройств..........................  38
2.2.	Программные функции цифровых частотных фильтров...........42
2.3.	Нерекурсивный частотный фильтр Фурье......................45
2.4.	Быстродействующие специализированные
нерекурсивные частотные фильтры . .	..............47
2.5.	Быстродействующие адаптивные программные
нерекурсивные частотные фильтры...............................53
ГЛАВА ТРЕТЬЯ. Программные измерительные преобразователи
информационных параметров входных сигналов .....	.... 56
3.1.	Измерительное преобразование в современной
микропроцессорной автоматике.................................. 56
3.2.	Способ быстродействующего программного
измерительного преобразования............................... .63
3.3.	Быстродействующие программные измерительные
преобразователи амплитуды, фазы и частоты ...	.64
3.4.	Быстродействующие программные измерительные
преобразователи мощности и сопротивления..................... 70
3.5.	Программные фильтры симметричных составляющих............78
3.6.	Интегрированный быстродействующий
измерительный преобразователь.................................85
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ. Аппаратные элементы
микропроцессорных автоматических устройств.....................88
4.1.	Аналого-дискретные преобразователи.......................88
4.2.	Мультиплексоры...........................................92
4.3.	Элементы гальванической развязки электрических цепей.....94
4.4.	Формирователи время- и фазоимпульсных
управляющих воздействий.......................................96
4.5.	Интегральная микроэлектронная база аппаратных и программных
функциональных элементов автоматических устройств.............98
4.6.	Микропроцессоры..........................................112
Список литературы................................................118
119
Библиотечка электротехника
Приложение к производственно-массовому журналу "Энергетик"
ОВЧАРЕНКО НИКОЛАЙ ИЛЬИЧ
Цифровые аппаратные и программные элементы
микропроцессорной релейной защиты и автоматики энергосистем
АДРЕС РЕДАКЦИИ:
115280, Москва, ул. Автозаводская, 14/23
Телефоны: (495) 675-19-06, тел. 675-00-23 доб. 22-47; факс: 234-74-21
Редакторы: Л. Л. Жданова, Н. В. Ольшанская
Худож.-техн. редактор Т. Ю. Андреева
Сдано в набор 27.04.2006 г. Подписано в печать 23.06.2006 г.
Формат 60х84|/|6. Печать офсетная.
Печ. л. 7,5. Заказ БЭТ/05-06(89-90)-2006
Макет выполнен издательством “Фолиум”: 127238, Москва, Дмитровское ш., 58.
Отпечатано типографией издательства “Фолиум”: 127238, Москва, Дмитровское ш., 58.
Журнал “Энергетика за рубежом”
— приложение к журналу “Энергетик”
Подписывайтесь на специальное приложение к жур-
налу “Энергетик” — “Энергетика за рубежом”. Это
приложение выходит один раз в два месяца.
Журнал “Энергетика за рубежом” знакомит читателей
с важнейшими проблемами современной зарубежной
электроэнергетики, такими, как:
—	развитие и надежность энергосистем и
энергообъединений;
—	особенности и новшества экономических и рыночных
отношений в электроэнергетике;
—	опыт внедрения прогрессивных технологий в энерге-
тическое производство;
—	модернизация и реконструкция (перемаркировка)
оборудования электростанций, электрических и теп-
ловых сетей;
—	распространение нетрадиционных и возобновляе-
мых источников энергии;
—	энергосбережение, рациональное расходование
топлива и экологические аспекты энергетики.
Подписку можно оформить в любом почтовом от-
делении связи по объединенному каталогу “ПРЕССА
РОССИИ”. Том 1. Российские и зарубежные газеты
и журналы.
Индексы журнала “Энергетика за рубежом”
— приложения к журналу “Энергетик”
87261 — для предприятий и организаций;
87260 — для индивидуальных подписчиков.
08 авторе
Николай Ильич Овчаренко —
лауреат премии Президента
Российской Федерации
в области образования,
доктор технических наук,
профессор кафедры
“Релейная защита
и автоматизация энергосистем”
Московского энергетического
института (технического
университета).
Н. И. Овчаренко — автор ряда научно-технических моногра-
фий, учебных пособий и учебников по теории и технике авто-
матики и релейной защиты электрических станций, сетей и
систем. Наиболее крупные из них: монография “Аналоговые и
цифровые элементы автоматических устройств энергосис-
тем” (1989 г.), учебники для вузов “Элементы автоматических
устройств энергосистем” (1995 г.), “Автоматика электриче-
ских станций и электроэнергетических систем” (2000 г.) и мо-
нография “Аппаратные и программные элементы автоматиче-
ских устройств энергосистем” (2004 г.).
Программные операции микропроцессоров
вместо аппаратных элементов — радикальное
совершенствование функциональной структуры
автоматических устройств энергосистем