/
Автор: Верзунов М.В. Лапицкий Е.Г. Семенов А.М. Сосновкин Л.Н.
Теги: электротехника радиотехника радиопередающие устройства радиосигналы
Год: 1967
Текст
УДК 621.396.6.001.12
6Ф2.08
В31
В31 Верзунов М. В. и др.
Проектирование радиопередающих устройств
малой и средней мощности. «Энергия», Л., 1967.
376 с. с рис. 15 000 экз.
В книге рассматриваются основные вопросы проектирования
радиопередающих устройств малой и средней мощности с амплитудной,
частотной и однополосной модуляцией, работающих в диапазоне сред*
иих, коротких и в длинноволновой части метровых волн. Указывается
порядок расчета блок-схемы передатчика, излагается электрический
расчет его каскадов и конструктивный расчет некоторых элементов
колебательных контуров.
Книга предназначена для инженерно-технических работников, за-
нимающихся проектированием радиопередающих устройств, а также
для студентов радиотехнических специальностей вузов и техникумов.
3-4-3
295-67 6Ф2.08
ццццаацааацаааацааццаацгл:!
ПРЕДИСЛОВИЕ
Предлагаемая работа предназначена служить пособием при
расчетах передатчиков малой и средней мощности с ампли-
тудной, частотной и однополосной модуляцией, применяемых
для целей радиосвязи. Методика приводимых в книге расчетов
в значительной степени подчинена специфике коротковолновых
передающих устройств средней и малой мощности, работающих
в широком диапазоне частот. Расчеты таких передатчиков, ши-
роко встречающихся на практике, до сего времени были сравни-
тельно слабо освещены в технической литературе.
При пользовании данной книгой предполагается, что чита-
тели обладают знаниями курса «Радиопередающие устройства»
в объеме высшего учебного заведения радиотехнической спе-
циальности. На этом основании авторы сочли возможным не
помещать в книге выводы и обоснования ряда широко извест-
ных необходимых для расчета формул. Вместе с тем ограни-
ченный объем книги не позволил авторам в целом ряде случаев
привести достаточно обоснованные выводы некоторых расчетных
формул (глава I, III, IV, V, VI). По этой же причине в книге
отсутствуют численные примеры расчета рассматриваемых схем,
совершенно не представлен справочный материал по радиоде-
талям, электронным и полупроводниковым приборам и не за-
тронуты также вопросы расчета цепей питания и некоторые
другие.
В книге приводится лишь исходный материал для творче-
ского проектирования радиопередатчиков. Поэтому авторы из-
бегали типовых (шаблонных) схем расчета передатчиков в це-
лом, изложив раздельно вопросы расчета ряда важнейших уча-
стков схемы передатчика.
Авторы считают, что данная книга будет полезна широкому
кругу инженерно-технических работников, связанных с проекти-
рованием диапазонных радиопередающих устройств, и студен-
там старших курсов высших радиотехнических учебных заведе-
ний при выполнении ими курсовых и дипломных проектов.
1
3
При подготовке рукописи к изданию был использован мно-
голетний опыт коллектива кафедры радиопередающих устройств,
возглавляемой А. М. Семеновым.
Главы 3 и 8 написаны М. В. Верзуновым, главы 1 (кроме
§ 1—1), 6 и 7 — Е. Г. Лапицким, главы 2, 4, 5 и § 3—5 —
Л. Н. Сосновкиным, глава 9 и § 1—1—А. М. Семеновым.
Общая координация вопросов при подготовке рукописи к из-
данию проведена А. М. Семеновым.
Авторы приносят свою благодарность рецензенту доктору
технических наук Ю. А. Нефедьеву, замечания которого приняты
с благодарностью и учтены при окончательном редактировании
рукописи.
Авторы будут также весьма признательны всем читателям
за полезные советы и замечания, которые будут учтены ими
в дальнейшей работе.
Отзывы и замечания читателей о настоящей работе будут
приняты с благодарностью. Просьба направлять письма по ад-
ресу: Ленинград, Д-41, Марсово поле, д. 1, Ленинградское отде-
ление издательства «Энергия».
Авторы
ЫЫЫЫЫЫЫЫЫЫЫИИИИИЫЫЫЫЫЫЫЫЕ!
Глава первая
ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ПЕРЕДАТЧИКОВ
§ 1-1. Классификация радиопередатчиков и обзор требований,
предъявляемых к ним
Основным назначением всякого передатчика является созда-
ние и излучение в пространство электромагнитных колебаний
заданной частоты, подвергнутых определенным изменениям в со-
ответствии с тем, какой вид радиопередачи необходимо осу-
ществить.
Разнообразие областей практического применения передат-
чиков и условий их эксплуатации, а также быстрое совершен-
ствование техники являются причиной больших различий типов
современных передатчиков.
На основании изучения основных характерных черт различ-
ных передатчиков можно провести их классификацию. Передат-
чики чаще всего классифицируются по двум признакам: диапа-
зону волн и назначению.
В соответствии с рабочим диапазоном передатчики делятся
на длинноволновые (Х>3000 м), средневолновые (Х—200
300 .и), промежуточных волн (Х=50< 200 м), коротковолно-
вые (л~ 10-;-50 м) и ультракоротковолновые, работающие на
волнах короче 10 метров. На практике оказалось необходимым
ввести дополнительную классификацию ультракоротковолновых
передатчиков на передатчики метрового диапазона (от 1 до
10 м), дециметровые (от 0,1 до 1 м) и сантиметровые (от 0,01
до 0,1 м). Отметим, что в техническом обиходе до сего времени
широко распространено деление передатчиков на длинноволно-
вые (Х>100 м), коротковолновые (Х~ 10^-100 м) и ультрако-
ротковолновые (А<Д0л«).
В связи с тем, что диапазоны волн различных передатчиков
далеко не всегда совпадают с делением общего диапазона ра-
диоволн, передатчик принято относить к той или иной группе
по преобладающему участку его диапазона. Так, например, пе-
редатчик, имеющий диапазон волн 20—60 м, следует считать
5
коротковолновым, а передатчик с диапазоном 150—400 м —
средневолновым.
По назначению все передатчики могут быть разбиты на
группы: радиовещательные, связные, радиолокационные, нави-
гационные, телевизионные, передатчики помех и др.
Связные передатчики в свою очередь подразделяются на
стационарные (магистральные) и подвижные. Подвижные пе-
редатчики могут быть переносными, автомобильными, самолет-
ными, корабельными и др.
Отдельную группу составляют передатчики радиорелейных
линий связи, которые могут быть как стационарными, так и
транспортируемыми.
В каждой из этих групп в свою очередь может быть прове-
дена определенная классификация. Например, среди подвиж-
ных передатчиков можно выделить передатчики, которые рабо-
тают на назначенных фиксированных частотах и на любой
волне в пределах отведенного диапазона. Вполне понятно, что
классификация передатчиков возможна и по другим признакам,
например, по роду работы (телеграфные, телефонные, теле-
графно-телефонные), по мощности, по числу каскадов и т. д.
Так как ни один из названных признаков не может дать
исчерпывающей характеристики передатчика, при постановке
задачи на проектирование следует исходить не только из его
назначения и диапазона волн, а необходимо ориентироваться на
важнейшие технические характеристики (показатели) пере-
датчика.
Основные данные для проектирования передатчика форму-
лируются в технических условиях на передатчик. В технических
условиях на разработку передатчика указываются его назначе-
ние, мощность, род работы, диапазон, требуемая устойчивость
частоты, параметры антенны, электроакустические параметры,
требования к источникам питания и конструкции передатчика.
Обратимся к рассмотрению главнейших разделов техниче-
ских условий, применительно к современному передатчику сред-
ней мощности (до 1—2 кет), предназначенному для работы
в некотором диапазоне волн.
Электрические и электроакустические требования к пере-
датчику. Мощность передатчика является одной из наиболее
важных величин, определяющих дальность и надежность радио-
связи. Необходимое значение мощности радиопередатчика опре-
деляется из расчета линии радиосвязи, с учетом чувствитель-
ности приемника и условий приема. В технических условиях на
проектирование передатчика указывается значение мощности,
при соответствующем роде работы, которое должно быть обес-
печено в любой точке диапазона.
Согласно установившимся определениям под мощностью диа-
пазонного передатчика обычно понимают минимальную по диа-
6
пазону мощность, подведенную к антенне или антенному фи-
деру:
РА = P'V‘A. к’
(1-1)
где Р — мощность, генерируемая лампами выходного каскада;
т]к — к. п. д. промежуточного контура;
г]а. к — к. п. д. антенного контура.
Для телеграфных передатчиков эта мощность относится
к режиму нажатого ключа, для телефонных — к режиму несу-
щей частоты, для однополосных — к режиму наибольшего зна-
чения огибающей передаваемого сигнала.
В отдельных случаях под мощностью передатчика понимают
общую колебательную мощность выходного каскада (Р) (в тех-
нических условиях такие случаи специально оговариваются).
Диапазон волн передатчика устанавливается таким образом,
чтобы обеспечить требуемые от данного передатчика дальности
действия и наилучшие условия организации связи. Технические
условия должны определять границы рабочего диапазона, плав-
ность или дискретность диапазона, требуемое число рабочих
частот и время, необходимое для перехода с одной частоты на
другую.
Современные передатчики коротковолнового диапазона
имеют, в зависимости от назначения, самые различные значе-
ния коэффициента диапазона — от k}= —!^£= 1,2 -н 1,3до^»=
Дин
= 20-ь-30, а в отдельных случаях и больше. Рабочие частоты
(при дискретном диапазоне) располагаются через 10, 5, 4, 2, 1
и даже 0,5 или 0,1 кгц.
Передатчики, работающие в метровом диапазоне, имеют,
как правило, коэффициент диапазона не более 1,1—1,2; фикси-
рованные частоты располагаются здесь с интервалами 200, 100,
75, 50 или 25 кгц.
Стабильность частоты передатчика имеет особенно важное
значение, поскольку без высокой устойчивости частоты не мо-
жет быть обеспечена устойчивая радиосвязь. Современные пе-
редатчики должны иметь такую устойчивость частоты, при кото-
рой во всех практически возможных условиях эксплуатации
будет обеспечено беспоисковое вхождение в связь и ведение
связи без подстройки приемника. Для передатчиков, работаю-
щих в диапазоне волн порядка 50—100 м, это требование вы-
полняется, если общий допуск частоты, т. е. суммарное откло-
нение частоты от заданного значения как вследствие неустойчи-
вости частоты, так и вследствие погрешности при ее установке,
не будет превышать 10~4—10-5.
Следует отметить, что при диапазоне волн 20—50 м суммар-
ное отклонение частоты передатчика от заданного значения не
должно превышать 10-5.
7
Для передатчиков, в которых предусматривается возмож-
ность многоканальной работы, а также для однополосных пере-
датчиков требования по устойчивости частоты достигают значе-
ний 5 107 и иногда даже ставятся более жесткие.
Столь высокая устойчивость частоты обеспечивается лишь
в результате ряда весьма сложных схемных решений, реализуе-
мых при конкретном проектировании возбудителя передатчика.
Фильтрация побочных частот особенно важна для передат-
чиков средней и большой мощности, которым по условиям
эксплуатации приходится располагаться сравнительно близко
от приемных пунктов.
Под побочным излучением передатчика принято понимать
излучение на частоте или частотах, расположенных за преде-
лами полосы частот, отведенной данному передатчику, уровень
которого может быть снижен без того, чтобы это повлияло на
передаваемое сообщение. К побочным излучениям относятся из-
лучения на гармониках, а также все виды паразитных излуче-
ний и составляющие взаимной модуляции.
К коротковолновым передатчикам предъявляется требова-
ние, чтобы уровень побочных излучений был не менее, чем на
40 дб ниже уровня средней мощности и во всех случаях не пре-
вышал бы 50 мет.
Электроакустические свойства передатчика характеризуются
коэффициентом модуляции (при амплитудной модуляции) или
индексом модуляции (при частотной модуляции), коэффициен-
том нелинейных искажений, частотной характеристикой и уров-
нем паразитной модуляции. Все эти величины обеспечиваются
работой как высокочастотного, так и низкочастотного трактов
передатчика. Отметим, что решение задачи получения глубокой
неискаженной модуляции значительно труднее в случае диапа-
зонных передатчиков, работающих на широкий класс антенн.
В подвижных передатчиках коэффициент нелинейных иска-
жений v не должен превышать 8—10% при коэффициенте мо-
дуляции пг = 0,95. Проверка ведется на частотах модулирующего
напряжения: 200, 1000 и 2500 гц. Требования к радиовещатель-
ным передатчикам более жесткие, так как в этом случае необ-
ходимо обеспечить «3—4°/о-
Частотная характеристика подвижных передатчиков должна
быть такой, чтобы максимальные отклонения ординат по отно-
шению к ординате, соответствующей средней части (1000 гц),
не превышали ±2 дб в диапазоне 300—3400 гц. В некоторых
случаях технические условия предусматривают необходимость
подъема частотной характеристики в области высоких звуковых
частот, что повышает разборчивость передаваемой речи.
Паразитная модуляция для подвижных передатчиков, как
правило, не должна быть более 30—40 дб по отношению
к уровню стопроцентной модуляции. Чаше всего причин'ой пара-
8
зитной модуляции являются пульсации напряжений, подводи-
мых к электродам ламп передатчика.
К передатчикам с частотной модуляцией должно быть
предъявлено требование постоянства девиации частоты по диа-
пазону. В передатчиках метрового диапазона с коэффициентом
диапазона не более 1,1—1,2 это требование обеспечивается без
серьезных затруднений.
В раздел электроакустических требований к передатчику
часто включают и требования в отношении манипуляции пере-
датчика— необходимую скорость телеграфной работы и допу-
стимые искажения формы телеграфного сигнала.
К передатчикам магистральной связи предъявляется требо-
вание работы со скоростью до 400 слов в минуту и больше;
к передатчикам, имеющим возможность вести буквопечатающую
работу,— до 150—200 слов и к передатчикам, предназначен-
ным только для ручной работы,— 50—60 слов. Общих норм на
форму телеграфного сигнала нет. Для уменьшения помех
вблизи расположенных приемных станций форма сигнала
должна быть практически прямоугольной или иметь несколько
закругленные края.
В требованиях к источникам питания должны быть указаны
максимальные пределы колебаний напряжения (например,
+ 10% и —20%) и допустимые значения пульсаций.
Общий к. п. д. передатчика есть отношение мощности в ан-
тенне передатчика к общей мощности, потребляемой всеми его
цепями от первичного источника питания.
К- п. д. имеет практические значения: для телеграфных пе-
редатчиков малой мощности (до 5—10 вт) —порядка 10—20%,
для передатчиков средней мощности (10—200 вт) — 15—25% и
для более мощных — несколько выше. К современным передат-
чикам мощностью до 1—2 кет предъявляется требование, чтобы
общий к. п. д. в телеграфном режиме был не ниже 35%, а в те-
лефонном— не ниже 10%.
Конструктивные и эксплуатационные требования к передат-
чику. Технические условия, на основании которых ведется
проектирование передатчика, почти всегда представляют значи-
тельную свободу в отношении разработки конструкций деталей,
их компоновки и общего оформления передатчика, оговаривая
лишь некоторые наиболее важные требования, такие, как габа-
риты и вес для подвижных и переносных передатчиков.
Для мощных стационарных передатчиков габариты в техни-
ческих условиях обычно не фиксируются.
Система управления передатчиком определяет эксплуата-
ционные данные станции: время пуска и остановки передатчика,
время, необходимое^ для смены волн, для перехода с одного
рода работы на другой и т. п. Для передатчиков малой и сред-
ней мощности это время обычно определяется секундами. При
9
больших мощностях (1—2 кет и более) для этих операций мо-
жет потребоваться несколько минут. В ряде случаев на мощ-
ных станциях время пуска лимитируется необходимым време-
нем для прогрева газотронов или термостатов.
Длительная перестройка недопустима у передатчиков, кото-
рым по условиям эксплуатации приходится часто сменять ра-
бочие волны.
В ряде случаев в передатчиках применяется автоматическая
настройка на любую из нескольких заранее заданных частот
или на любую из рабочих частот. Система автоматизации
должна удовлетворять ряду требований, из которых важней-
шими являются время перестройки и надежность.
В некоторых передатчиках предусматривается дистанцион-
ное управление его работой.
Время непрерывной работы передатчика задается в ТУ для
того, чтобы правильно определить его конструкцию, габариты,
выбрать источники питания и систему охлаждения. Мощные пе-
редатчики, как правило, должны рассчитываться на непрерыв-
ную работу в течение суток; для передатчиков мощностью по-
рядка сотен ватт часто достаточно обеспечить возможность не-
прерывной работы в течение 15—20 часов. Переносные станции
могут быть рассчитаны на значительно меньшее время непре-
рывной работы.
Климатические требования к передатчику предъявляются
в целях обеспечения надежной его работы в различных, по-
рой весьма сложных условиях эксплуатации. Предъявление та-
ких требований имеет смысл лишь для подвижных передатчи-
ков. Любой подвижный и переносный передатчик должен совер-
шенно устойчиво работать в интервале внешних температур от
—40° до +50° С при уменьшении атмосферного давления до
400—450 мм рт. ст. и при относительной влажности до 90%•
Беспоисковая связь должна обеспечиваться при возможной раз-
ности внешних температур у передающей и приемной станции
до 30° и более.
Независимость работы передатчика от климатических усло-
вий достигается герметизацией деталей, применением влаго-
непроницаемых уплотнений в конструкции, а также материалов
с малыми температурными коэффициентами и температурной
компенсацией.
Система сигнализации и блокировки должна обеспечивать
полную безопасность работы обслуживающего персонала, пре-
дохранять передатчик от повреждений в случае неправильной
последовательности операций при его включении или настройке,
обеспечивать контроль за его работой и быстрое нахождение
неисправностей. В передатчиках с напряжениями питания
свыше 380 в технические условия требуют применения двух
независимых друг от друга блокировок — электрической и меха-
10
нической, в маломощных чаще всего достаточно применять
только электрическую блокировку.
Надежность передатчиков имеет большое значение. Для ко-
личественной оценки надежности чаще всего используются ве-
роятность безотказной работы, среднее время между двумя
отказами, частота отказов и опасность отказов, а также число
часов, затрачиваемых на ремонт и профилактику, приходящееся
на один час нормальной работы.
§ 1-2. Общий порядок проектирования радиопередатчиков
Проектирование радиопередатчика можно разделить на не-
сколько этапов, отличающихся по характеру решаемых задач.
На первом этапе проектирования разрабатываются техниче-
ские требования (условия), которым должен удовлетворять
проектируемый передатчик (см. § 1-1).
Технические требования должны быть составлены так, чтобы
радиопередатчик наиболее полно отвечал своему назначению
и обеспечивал надежную работу в любых практически возмож-
ных условиях эксплуатации. При этом не следует предъявлять
излишне жестких, трудно осуществимых требований (например,
требование особо высокого постоянства мощности в диапазоне
частот, большой равномерности частотной характеристики низ-
кочастотного тракта, излишне малого коэффициента нелиней-
ных искажений и др.), так как это может привести к чрезмер-
ному усложнению схемы передатчика, а иногда и к невозмож-
ности ее практической реализации.
Разработке технических требований должно предшествовать
детальное изучение основных характеристик уже существующих
передатчиков, аналогичных проектируемому по своему назначе-
нию, мощности, диапазону частот, видам работы и т. д.
Для правильного составления технических требований нужно
хорошо знать технические возможности, открывающиеся в ре-
зультате последних достижений научно-технической мысли
в данной области. В тех случаях, когда технические условия
для проектирования заданы, они должны быть детально изу-
чены и уяснены.
После разработки и изучения технических требований можно
перейти ко второму этапу проектирования: расчету и составле-
нию блок-схемы передатчика.
Задачи, которые решаются на данном этапе, состоят в опре-
делении количества и частотных границ частных поддиапазонов
передатчика, в расчете необходимого количества каскадов, вы-
боре схем каждого из них, выборе ламп, способа стабилизации
частоты, вида или видов модуляции и манипуляции, системы
питания и т. д. Более детально эти вопросы рассматриваются
в § 1-3 и 1-4.
11
В результате расчета и составления блок-схемы передатчика
проектировщик должен отчетливо представить основные прин-
ципиальные и конструктивные особенности проектируемого ра-
диопередатчика.
Следующим этапом проектирования является электрический
расчет каскадов передатчика. Электрический расчет схемы пе-
редатчика имеет целью определение режима работы ламп каж-
дого каскада (определение величины постоянных и переменных
напряжений, которые должны быть поданы на все электроды
ламп и токов в цепях), определение величин емкостей, сопро-
тивлений и индуктивностей, входящих в схему данного каскада,
и выбор по каталогу радиодеталей конкретных типов сопротив-
лений и конденсаторов.
Расчет схемы передатчика, как правило, последовательно
включает в себя:
1. Расчет выходного каскада на заданную мощность. Этот
расчет производится как в телеграфном, так и в телефонном
режимах (если передатчик телефонно-телеграфный). В резуль-
тате расчета выходного каскада должны быть определены вели-
чины всех элементов схемы, включая элементы антенного кон-
тура и симметрирующего устройства.
2. Расчет промежуточных каскадов. Он производится по-
каскадно, начиная от выходного каскада к возбудителю.
3. Расчет возбудителя. Он осуществляется на основе дан-
ных, полученных из расчета последнего промежуточного каскада
и заданной техническими требованиями стабильности частоты.
Часто, особенно в тех случаях, когда в проектируемом передат-
чике применяется сложная схема диапазонной кварцевой ста-
билизации частоты, расчет возбудителя может быть выделен
в самостоятельный проект.
4. Расчет низкочастотного тракта. Этот расчет производится
на основе данных, полученных из расчета телефонного режима
того высокочастотного каскада передатчика, в цепях которого
осуществляется модуляция. При этом учитываются технические
требования, предъявляемые к низкочастотному тракту. Одно-
временно рассчитываются элементы и цепи обеспечения теле-
графной работы.
После электрического расчета радиопередатчика вычерчи-
вается его принципиальная схема и составляется спецификация
деталей.
Следующий этап проектирования состоит в расчете и выборе
источников питания.
Задача расчета цепей питания состоит в определении мощ-
ности, потребляемой всеми цепями передатчика. При этом
должны быть учтены потери мощности во всех вспомогательных
элементах схемы: потенциометрах, гасящих сопротивлениях и др.
В результате этого расчета определяется мощность, которую дол-
12
жен обеспечить выбираемый источник первичного питания, и
общий к. п. д. передатчика, представляющий собой отношение
мощности в антенне к общей мощности, потребляемой передат-
чиком от первичного источника питания.
На заключительном этапе проектирования производится кон-
структивный расчет основных элементов схемы (дросселей, ка-
тушек индуктивности, конденсаторов переменной емкости и т.д.),
разрабатывается конструкция отдельных блоков и передатчика
в целом, а также оценивается его надежность.
Конструктивный расчет деталей состоит в определении гео-
метрических их размеров, числа и формы пластин конденсато-
ров переменной емкости, числа витков, диаметра обмотки и
каркаса катушек и вариометров и пр.
Такие детали, как сопротивления, конденсаторы постоянной
емкости, лампочки накаливания, реле и т. д., обычно конструк-
тивно не рассчитываются, а выбираются готовыми по каталогам
и справочникам радиодеталей.
Следует отметить, что вопросы конструирования как отдель-
ных деталей, так и передатчиков в целом представляют собой
большой самостоятельный раздел общего проектирования ра-
диопередатчиков и в силу этого в настоящей работе рассматри-
ваются лишь кратко (глава девятая).
Расчетные материалы, принципиальная схема со специфика-
цией, чертежи конструкции отдельных деталей и передатчика
в целом составляют проект радиопередатчика.
§ 1-3. О количестве поддиапазонов передатчика
и способах настройки колебательных контуров
В широкодиапазонных передатчиках (kf = /макУ/мин > 2 3)
возникает необходимость в разбивке общего диапазона на не-
сколько поддиапазонов. Количество поддиапазонов определяет
не только конструктивные и эксплуатационные особенности пе-
редатчика, но и ряд его технических характеристик, в частности,
постоянство мощности в заданном диапазоне частот, коэффи-
циент фильтрации высших гармоник, коэффициенты полезного
действия колебательных систем и др. Отметим, что увеличение
числа поддиапазонов уменьшает габариты органов настройки
колебательных систем, но приводит к усложнению конструкции
передатчика за счет введения переключателя диапазонов. Уве-
личение числа поддиапазонов улучшает коэффициент фильтра-
ции, но при этом уменьшается к. п. д. колебательных систем,
особенно в выходном каскаде. Все эти обстоятельства необхо-
димо учитывать при определении количества поддиапазонов.
На практике находят применение два способа разбивки об-
щего диапазона на частные:
13
1) способ постоянного коэффициента перекрытия каждого
, Адаке, д
из поддиапазонов: kf = -----= const;
*мин. д
2) способ постоянного частотного интервала в каждом из
поддиапазонов: Д/д = /макс. д—/мии д = const.
Первый способ имеет следующие преимущества: количество
поддиапазонов меньше, чем при разбивке того же диапазона
по второму способу, орган настройки колебательных систем на
различных поддиапазонах один и тот же и при этом более
прост в конструктивном осуществлении. Недостатком надо счи-
тать различные частотные интервалы в каждом из частных
поддиапазонов, что приводит к неравномерности шкалы на раз-
личных поддиапазонах (если настройка передатчика осуществ-
ляется по шкале). Поскольку в передатчиках настройка всех
каскадов, за исключением возбудителя, производится не по
шкале, а по показаниям измерительных приборов, то этот недо-
статок не является существенным.
Именно первый способ разбивки общего диапазона на под-
диапазоны находит широкое применение на практике в проме-
жуточных и выходных каскадах.
Для определения количества поддиапазонов по первому спо-
собу необходимо задаться коэффициентом перекрытия по ча-
стоте одного поддиапазона. Коэффициент перекрытия поддиапа-
зона зависит от применяемого органа настройки. Если в каче-
стве органа настройки используется конденсатор переменной
емкости, то коэффициент перекрытия по частоте kfn для пере-
датчиков мощностью более 200 вт .может быть принят рав-
ным 2—3; если же настройка осуществляется переменной ин-
дуктивностью (вариометром), то kjn может быть принят рав-
ным 2—4.
Наиболее удобной в ряде практических случаев следует счи-
тать величину /г^=2, ибо это дает возможность иметь одно-
диапазонный возбудитель, применив умножение -частоты в про-
межуточных каскадах передатчика, а органы настройки полу-
чаются конструктивно легко осуществимыми.
Заметим, однако, что это соображение не относится к одно-
полосным передатчикам, в которых умножение частоты в про-
межуточных каскадах не применяется, а диапазон возбудителя
совпадает с общим диапазоном передатчика.
Если коэффициент
вестей, то количество
жен ия:
перекрытия по частоте поддиапазона из-
поддиапазонов определяется из выра-
, /макс
Igfy __ /мин /1 Q\
lg Ata кс. д
14
Второй способ разбивки общего диапазона на поддиапазоны
позволяет обеспечить одну и ту же цену делений шкалы на всех
поддиапазонах, то есть одинаковую абсолютную погрешность
установки частоты на всех поддиапазонах. При этом получается
значительно большее количество поддиапазонов, чем при пер-
вом способе, а органы настройки колебательных систем должны
иметь разные пределы изменения емкости или индуктивности на
различных поддиапазонах. В силу этого второй способ разбивки
общего диапазона на поддиапазоны в передатчиках приме-
няется реже.
Исключение составляет лишь разбивка диапазона возбуди-
телей, если их настройка осуществляется по шкале. Следует за-
метить, что высокостабильные возбудители с диапазонной квар-
цевой стабилизацией вообще не имеют поддиапазонов. На-
стройка на любую частоту заданного диапазона осуществляется
набором положений нескольких рукояток.
Количество поддиапазонов при втором способе разбивки об-
щего диапазона частот может быть определено по формуле:
П /макс /мин (13)
д/д
где Д/д — полоса частот, занимаемая одним поддиапазоном.
Обычно Д/д определяется для того поддиапазона, коэффициент
перекрытия которого наибольший, то есть для самого низкоча-
стотного поддиапазона. Для этого поддиапазона задаются ко-
эффициентом перекрытия по частоте (&/д), исходя либо из воз-
можности конструктивного выполнения органа настройки, либо
из условия обеспечения заданной абсолютной погрешности уста-
новки частоты, а затем находят полосу частот, отводимую каж-
дому поддиапазону:
¥д=7мин(^д-1), (1-4)
где /мин — минимальная частота диапазона.
Иногда некоторые каскады передатчика могут иметь боль-
шее количество поддиапазонов, чем передатчик в целом. Прежде
всего это относится к выходным каскадам сложной схемы, если
к ним предъявляются высокие требования в отношении филь-
трации высших гармоник и постоянства мощности в диапазоне.
Фильтрующие способности выходных каскадов определяются
эквивалентной добротностью анодной нагрузки
Q.= T^r. 0-5)
где Q — добротность ненагруженного промежуточного контура;
15
п СВ
гг =--------квадрат степени связи между антенным и про-
ГА. Кгк
межуточным контурами.
Квадрат степени связи тем больше, чем больше отношение
эквивалентного сопротивления ненагруженного промежуточного
контура (/?эо) к эквивалентному сопротивлению в граничном ре-
жиме, т. е. чем больше
а=-^. (1-6'
Ягр
В зависимости от способа настройки промежуточного кон-
тура на некоторых поддиапазонах параметр а, а следовательно,
Рис. 1-1.
Рис. 1-2.
и квадрат степени связи между контурами (при а>10, zi2~a),
может достигать нескольких десятков, что приводит к резкому
ухудшению фильтрующей способности выходного каскада.
Одним из способов повышения фильтрации является разбивка
поддиапазонов, на которых /?эо слишком велико, на дополни-
тельные поддиапазоны. Необходимость такой разбивки поддиа-
пазонов на дополнительные определяется в процессе выбора
схемы выходного каскада (см. § 1-4).
Настройка колебательных контуров в пределах поддиапа-
зона осуществляется плавным изменением одного из парамет-
ров контура: емкости или индуктивности, а переход с одного
поддиапазона на другой — скачкообразным изменением либо
одного из параметров контура, либо обоих одновременно.
В передатчиках небольшой мощности (не более десятков
ватт) настройка колебательных контуров внутри поддиапазона
чаще осуществляется с помощью конденсаторов переменной
емкости, а переход от одного поддиапазона к другому — скач-
кообразным изменением индуктивности. Изменение индуктив-
ности чаще производится путем закорачивания части витков
одной катушки (рис. 1-1) и реже — подключением, к контуру
различных катушек (рис.1-2). При этом эквивалентное сопро-
16
тивление контура будет изменяться в диапазоне частот так,
как это показано на рис. 1-3.* Наибольшее значение эквива-
лентного сопротивления контура имеет место на самом низко-
частотном поддиапазоне. Если такой контур применяется в ка-
честве промежуточного контура
низкочастотный поддиапазон
в случае необходимости под-
вергается разбивке на допол-
нительные поддиапазоны.
В передатчиках средней и
большой мощности настройку
колебательных контуров в
большинстве случаев целесо-
образно осуществлять с по-
мощью вариометров, так как
они оказываются значительно
выходного каскада, то именно
меньшими по габаритам и
весу, чем конденсаторы переменной емкости. Переход с одного
поддиапазона на другой производится при этом скачкообраз-
ным изменением емкости контура (рис. 1-4).
Зависимость эквивалентного сопротивления такого колеба-
тельного контура от частоты представлена на рис. 1-5. Из этой
зависимости видно, что наибольшие значения эквивалентного
сопротивления контура имеют место на самом высокочастотном
поддиапазоне. Одним из способов уменьшения /?зо на высоко-
частотном поддиапазоне может служить разбивка этого под-
диапазона на дополнительные.
В тех случаях, когда в качестве органа настройки приме-
няются вариометры с двумя обмотками (статорной и роторной)
уменьшение эквивалентного сопротивления на высокочастотном
* Здесь и в дальнейшем предполагается, что разбивка на поддиапазоны
произведена по методу равных коэффициентов.
2 Заказ № 2162
17
диапазоне может быть достигнуто за счет переключения об-
моток вариометра с последовательного соединения на парал-
лельное (рис. 1-6). При этом зависимость эквивалентного со-
противления контура на высокочастотном диапазоне почти не
отличается от изменения сопротивления на самом низкочастот-
ном диапазоне (рис. 1-7). Следует заметить, что такой способ
настройки может быть применен только при А/д=2, так как
Рис. 1 -7.
только в этом случае максимальная индуктивность вариометра
при параллельном соединении обмоток мало отличается от ми-
нимальной индуктивности вариометра при последовательном
соединении обмоток.
Колебательные контуры, настраиваемые вариометрами с пе-
реключаемыми обмотками, могут применяться в каскадах мощ-
ностью не более сотен ватт. В более мощных каскадах для на-
стройки колебательных контуров применяются вариометры
с изменяющимся числом используемых витков, так называемые
вариометры со скользящим контактом, или роликовые. Харак-
терной особенностью таких вариометров является практически
неограниченный коэффициент перекрытия по индуктивности,
так как минимальная индуктивность определяется индуктив-
ностью соединительных проводов контура.
18
Настройка колебательного контура вариометром со сколь-
зящим контактом позволяет осуществить переход с одного под-
диапазона на другой одновременным изменением и емкости, и
индуктивности контура (рис. 1-8). Если выполнить контур так,
что при переходе с одного поддиапазона на другой его емкость
и индуктивность будет изменяться в k/R раз, то эквивалентное
сопротивление такого контура будет мало меняться с измене-
нием частоты (рис. 1-9). При этом следует иметь в виду, что
коэффициент перекрытия вариометра по индуктивности должен
удовлетворять следующему равенству:
kL=k^\ (1-7)
где п — количество поддиапазонов.
Если получаемый коэффициент перекрытия по индуктивно-
сти не может быть реализован из конструктивных соображений,
можно ограничиться некоторой меньшей величиной kL, но тогда
на более низкочастотных диапазонах придется последовательно
с вариометром включать дополнительные индуктивности.
В последнее время в качестве органов настройки передат-
чиков средней и большой мощности находят широкое примене-
ние вакуумные конденсаторы переменной емкости, имеющие
малые габариты и обладающие коэффициентом перекрытия по
емкости 8—20.
§ 1-4. Составление блок-схемы передатчика
Составление блок-схемы передатчика производится на осно-
вании технических условий так, чтобы наиболее полно удовлет-
ворить предъявляемые к нему требования. Современные передат-
чики, работающие в широком диапазоне частот и на различные
типы антенн, представляют собой многокаскадные устройства,
содержащие выходной каскад, один или несколько проме-
жуточных каскадов, возбудитель и модулятор. Лишь в отдель-
ных случаях, когда мощность передатчика не превышает еди-
ниц ватт, диапазон используемых частот сравнительно невелик,
к передатчику предъявлены жесткие требования в отношении
габаритов и веса, возможна схема передатчика без промежу-
точных каскадов.
Выбор схемы выходного каскада. Основным требованием,
предъявляемым к выходным каскадам передатчика, является
обеспечение требуемой мощности в антенне (РА) в заданном
диапазоне частот, при высоком коэффициенте полезного дей-
ствия и высокой фильтрации высших гармоник. Наиболее полно
этому требованию удовлетворяет сложная схема выходного кас-
када, т. е. каскада, в котором анодная цепь лампы связана
с антенной через промежуточный контур. В современных диапа-
2* 19
зонных передатчиках практически применяются исключительно
выходные каскады сложной схемы. Выходные каскады сложной
схемы могут быть классифицированы по виду связи между ан-
тенным и промежуточным контурами:
1) с трансформаторной (индуктивной) регулируемой
(рис. 1-10, а) и нерегулируемой (рис. 1-10, б) связью;
Рис. 1-10.
2) с автотрансформаторной плавно регулируемой (рис.
1-11, а), скачкообразно регулируемой (рис. 1-11, б) и нерегу-
лируемой (рис. 1-11, в) связью;
Рис. 1-11.
3) с емкостной плавно регулируемой (рис. 1-12, а), скач-
кообразно регулируемой (рис. 1-12, б) и нерегулируемой
(рис. 1-12, в) связью.
В случае емкостной связи конденсаторы связи могут вклю-
чаться либо параллельно промежуточному контуру (рис. 1-12),
либо последовательно в его индуктивную ветвь (рис. 1-13).
Выбор вида связи зависит от величины активной составляю-
щей входного сопротивления антенны или фидера, применяе-
мого органа настройки и требуемой фильтрации высших гар-
моник.
20
В передатчиках малой мощности, когда настройка промежу-
точного контура осуществляется конденсатором переменной
емкости, наиболее целесообразным следует считать трансфор-
маторную и автотрансформаторную связи. В передатчиках
средней и большой мощности, когда в качестве органа на-
стройки применяется вариометр, предпочтение следует отда-
вать емкостной связи.
ftp и работе выходного каскада на антенны или фидер
с большим входным сопротивлением или на ненастраиваемую
Рис. 1-12.
антенну, требуется большая связь
между антенным и промежуточ-
ным контурами, поэтому удобнее
применять либо автотрансформа-
торную, либо емкостную связь
с конденсаторами связи, подклю-
чаемыми параллельно промежу-
точному контуру. Если же актив-
ная составляющая входного со-
противления антенны или фидера
не превышает 80—100 ом, а ан-
тенна — настраиваемая, пелесо-
Рис. 1-13.
образной оказывается трансформаторная или емкостная связь
с индуктивной ветвью контура.
С точки зрения фильтрации высших гармонических состав-
пяющих все виды связи эквивалентны, за исключением емкост-
ной связи из индуктивной ветви промежуточного контура, при
которой коэффициент фильтрации увеличивается в s2 раз,
(s — номер фильтруемой гармоники). Именно поэтому в мощ-
ных передатчиках предпочтение следует отдавать емкостной
связи из индуктивной ветви промежуточного контура. В тех
случаях, когда применение этого вида связи затруднительно
из-за большой величины входного сопротивления антенны, необ-
ходимо осуществлять трансформацию входного сопротивления
11
антенны включением в антенный контур конденсаторов парал-
лельно входным зажимам антенны.
В широкодиапазонных передатчиках, в целях лучшего со-
гласования антенны с анодной цепью лампы выходного каскада,
применяется регулируемая связь между антенным и промежу-
точным контурами. Это позволяет обеспечить большее постоян-
ство мощности в антенне в рабочем диапазоне частот. Однако,
когда диапазон частот передатчика невелик (/г/<С1,2ч-1,3),
а простота настройки является одним из главных требований,
применяют нерегулируемую связь, тем самым уменьшая коли-
чество регулировок, необходимых для настройки передатчика.
Выбор схемы антенного контура зависит от типа применяе-
мых антенн и характера изменения реактивной составляющей
входного сопротивления антенны
в диапазоне частот. Если среди
используемых антенн имеются
антенны с симметричным входом,
а выходной каскад имеет несим-
метричный выход (не двухтакт-
ное включение ламп) в антенном
контуре должно быть предусмот-
рено симметрирующее устрой-
ство. При двухтактном включе-
нии ламп выходного каскада
симметрирующее устройство не
нужно, но антенный контур дол-
относительно заземляемой точки, т. е.
Рис. 1-14.
жен быть симметричным
должен иметь две одинаковые по параметрам цепи (рис. 1-14).
В качестве органа настройки антенного контура чаще приме-
няются вариометры «роликового» типа, имеющие большой ко-
эффициент перекрытия по индуктивности kL, и реже — конден-
саторы переменной емкости. Если в рабочем диапазоне частот
реактивная составляющая входного сопротивления имеет ем-
костный характер и ее изменения относительно невелики, то
в антенном контуре достаточно иметь один орган настройки —
вариометр, тогда как при больших пределах изменения емко-
стного сопротивления антенны могут потребоваться дополни-
тельные, так называемые «удлиняющие» катушки индуктивно-
сти. «Удлиняющие» катушки включаются в антенный контур на
тех участках диапазона, на которых индуктивность вариометра
оказывается недостаточной для компенсации емкостного сопро-
тивления антенны.
На более высоких частотах реактивная составляющая вход-
ного сопротивления антенны может иметь индуктивный харак-
тер, и для настройки антенного контура потребуется включить
в контур дополнительно так называемые «укорачивающие» кон-
денсаторы.
22
В передатчиках малой мощности, работающих в узком диа-
пазоне сравнительно высоких частот (свыше 25 Мгц), в целях
упрощения настройки передатчика, иногда оказывается целе-
сообразным делать антенный контур неперестраиваемым. Воз-
можность такого решения зависит от соотношения реактивной
и активной составляющей входного сопротивления антенны: чем
меньше реактивная составляющая входного сопротивления по
сравнению с активной составляющей, тем целесообразнее при-
менение неперестраиваемого антенного контура. В этих случаях
антенна настраивается лишь на одной, обычно средней, частоте
диапазона. На остальных частотах из антенного контура в про-
межуточный будет вноситься некоторое реактивное сопротивле-
ние, величина которого зависит как от величины входного со-
противления антенны, так и от степени связи между контурами.
Расстройка промежуточного контура за счет вносимой реактив-
ности компенсируется органом настройки промежуточного кон-
тура. В силу этого обстоятельства в передатчиках с ненастраи-
ваемым антенным контуром настройка выходного каскада не
сопрягается с предыдущими (промежуточными) каскадами.
Таким образом, в общем виде антенный контур может со-
держать: орган настройки LH, удлинительные катушки L и уко-
рачивающие конденсаторы С, симметрирующее устройство и
параллельно включенные конденсаторы Сп для трансформации
больших входных сопротивлений антенны (рис. 1-15).
Выбор ламп выходного каскада обычно производится из
условия обеспечения требуемой мощности в антенне в любой
точке диапазона. Колебательная мощность, которую должна
23
обеспечивать лампа, связана с мощностью в антенне соотно-
шением:
где т]к и tja к — коэффициенты полезного действия соответ-
ственно промежуточного и антенного контуров.
Коэффициент полезного действия промежуточного контура
зависит от отношения эквивалентного сопротивления ненагру-
/ D
женного контура к сопротивлению в граничном режиме ( о52- =
Х^гр
= а). В области длинных и промежуточных волн нетрудно полу-
чить <2 = 6-г-10 и более, что соответствует 7]к>0,85. Однако стрем-
ление получить более высокий т]к неизбежно ведет к ухудшению
фильтрации высших гармоник в выходном каскаде. Для опре-
деления колебательной мощности коэффициентом полезного
действия промежуточного контура следует задаваться, прини-
мая его равным 7]к = 0,65-^0,75 (что соответствует а=2-^-3).
Коэффициент полезного действия антенного контура может
быть определен по следующей формуле:
’л-’тЛг- °-9’
где гА — активная составляющая входного сопротивления ан-
тенны;
гн — сопротивление потерь в органах настройки антенного
контура.
Наименьшее значение коэффициента полезного действия
антенного контура будет на той частоте, на которой активная
составляющая входного сопротивления минимальна, а реактив-
ная составляющая — максимальна и имеет емкостный характер.
Чаще это имеет место на самой низкой частоте диапазона. Так
как для компенсации емкостного сопротивления антенны тре-
буется применять в качестве органа настройки вариометр, то
сопротивление потерь гн может быть найдено по формуле:
где Q — добротность органа настройки антенного контура.
Таким образом, зная параметры антенны, можно найти
коэффициент полезного действия антенного контура
^А.к = —О-10)
и, задаваясь т]к, определить колебательную или генерируемую
мощность, которую должны обеспечить лампы выходного
каскада.
24
Если в проектируемом передатчике основным видом работы
является телеграфия, а телефония — вспомогательным, то в рас-
четную формулу следует подставлять мощность в антенне в те-
леграфном режиме.
Для телефонных передатчиков или же для передатчиков,
в которых основным видом работы является телефония, обычно
задается мощность в антенне в режиме несущей частоты (ре-
жим молчания), и выбор лампы зависит от способа модуляции.
Если в выходном каскаде осуществляется модуляция измене-
нием напряжения на одной или нескольких сетках, то лампа
выбирается на колебательную мощность в максимальном ре-
жиме
где т — коэффициент модуляции, который в практических рас-
четах берется равным единице.
В тех случаях, когда модуляция осуществляется на анод
или на анод и одну из сеток, лампа выбирается не по колеба-
тельной мощности, а по допустимой мощности, длительно рас-
сеиваемой анодом. Это объясняется тем, что при анодной (или
анодно-сеточной) модуляции ограничивающей величиной яв-
ляется не колебательная мощность, а мощность, рассеиваемая
на аноде в среднем за период звуковой частоты.
В силу этого допустимая мощность, рассеиваемая на аноде
выбираемой лампы, должна быть больше мощности, рассеивае-
мой в среднем за период звуковой частоты, и удовлетворять
неравенству:
Л,доп > + °>5m2) > С1’12)
ЧА. кЧкЧ
где т] = Р/Ро — коэффициент полезного действия анодной цепи
выходного каскада.
При использовании современных ламп коэффициент полез-
ного действия анодной цепи колеблется в пределах ц = 0,6-^-0,7.
Выбирая тип и количество ламп выходного каскада, необхо-
димо учитывать не только колебательную мощность и мощ-
ность, рассеиваемую на аноде, но и необходимые напряжения
источников питания и схему каскада.
В тех случаях, когда одна лампа не обеспечивает требуемой
мощности, а применение более мощной нецелесообразно или
невозможно по тем или иным причинам, принимается решение
об использовании нескольких ламп (обычно не более двух).
Одновременно с выбором ламп выбирается схема их включе-
ния: параллельная или двухтактная. При параллельном вклю-
чении ламп эквивалентное сопротивление в граничном режиме
уменьшается в п раз (и — число параллельно включенных
25
ламп); при двухтактном включении, наоборот, эквивалентное
сопротивление в граничном режиме увеличивается вдвое. Пре-
имуществом двухтактной схемы является ее симметричный вы-
ход, что позволяет обеспечивать согласование с симметричными
антеннами без дополнительных симметрирующих устройств. Обе
схемы имеют существенный недостаток, заключающийся в том,
что при выходе из строя одной из ламп вторая переходит
в резко недонапряженный режим, сопровождающийся увеличе-
нием мощности, рассеиваемой на аноде, это может привести
к выходу из строя и второй лампы.
После того, как выбор лампы (или ламп) выходного каскада
произведен, необходимо определить количество поддиапазонов
выходного каскада, т. е. требуется ли разбивка поддиапазонов
на дополнительные.
Выше уже говорилось (см. § 1-3), что количество поддиапа-
зонов выходного каскада может быть больше, чем у остальных
каскадов, и зависит от величины требуемой фильтрации высших
гармонических составляющих.
Коэффициент фильтрации, который должен обеспечить вы-
ходной каскад, может быть найден, исходя из заданного техни-
ческими условиями ослабления излучения на побочных ча-
стотах:
ф> — (1-13)
У га ’ 7
где <Х1, as — коэффициенты разложения импульса анодного
тока для первой и фильтруемой s-ой гармоник;
Ра, Pas — мощность в антенне первой и s-ой гармоник;
Га, rAs — активная составляющая входного сопротивления
на основной частоте и на частоте s-ой гармоники.
Коэффициент фильтрации, который может обеспечить вы-
бранная схема выходного каскада,
где q — коэффициент, зависящий от номера фильтруемой гар-
моники и вида связи между антенным и промежуточ-
ным контурами.
Для емкостной связи из индуктивной ветви промежуточного
контура
<7 = s(s2—1),
для всех остальных используемых видов связи
где s — помер фильтруемой гармоники.
26
Таким образом, для второй гармоники ?=6 в случае емкост-
ной связи с индуктивной ветвью и </=1,5 для всех остальных
видов связи.
Из 1-14 следует, что коэффициент фильтрации выходного
каскада, при прочих равных условиях, тем меньше, чем больше
коэффициент степени связи (и2) между антенным и промежу-
точным контурами.
Разрешая (1-14) относительно п2 и подставляя выражение
для коэффициента фильтрации Ф из (1-13), получим следующее
неравенство, определяющее максимально допустимый коэффи-
циент степени связи между контурами:
1 + п2 (1-15)
-Г „акс'-ч as гА к 7
При настройке антенного контура вариометром на той части
диапазона, где хА<0, сопротивление антенного контура на
s-ой гармонике
ZA. ks = /''А. к, + (XAs + SwLb)2 ~ VrAs + (XAs - SXa)2 >
где хА—реактивная составляющая входного сопротивле-
ния на рабочей частоте и, поскольку на этой
частоте антенный контур настроен в резонанс
с помощью вариометра, хА= —to£B;
rks и xas— активная и реактивная составляющие входного
сопротивления антенны на s-ой гармонике.
При хА<0 выражение (1-15) принимает вид:
rAs + (xAs ~~ s*a)2
rArAs
(1-16)
В случае хА>0 для настройки антенного контура, кроме ва-
риометра, включаются укорачивающие конденсаторы, поэтому
I т 1 , / 1 \ 1
х. — x.„ + sioL--------------= х. —sx. -4- s---------------,
A. ks As 1 в p As A 1 I S I
4ШЬДОП \ / шьдоп
поскольку на рабочей частоте
ха. к = ха +Н.---------7?--= °-
°'-'ДОП
Емкость дополнительного конденсатора выбирается из усло-
вия обеспечения резонанса антенного контура на максимальной
частоте диапазона, где хА=хА. макс>0, поэтому
1
---------~х. ;
с А. макс’
шмакс^доп
г •—' у су I /с____1\ *°мякс у
ЛА. дЛА^1д s I со А. макс-
27
Следовательно, в случае хА>0
®макс Я „ Q X
as
При расчете выходного каскада с ненастраиваемым антен-
ным контуром неравенство для оценки величины Омаке прини-
мает вид:-
с
а)
амакс -С q Q |/ РА х
J2. । v2
rAs -Г xAs
г2 । r2
rA + XA
(1-18)
Имея зависимость zA =
= (p(to), необходимо постро-
ить график функции rAs и
(xas — sxA)=f(a) и, зада-
ваясь добротностью на-
груженного промежуточ-
ного контура Q и углом от-
сечки анодного тока выход-
ного каскада ф (для опреде-
ления коэффициентов разло-
жения гц и as по таблицам
Берга), по формуле (1-16)
ВЫЧИСЛЯЮТ Смаке ДЛЯ раз-
личных частот заданного
Рис. 1-16. диапазона и строят график
Смакс = £(£о) (рис. 1-16, С И б).
Этот расчет можно произвести для наиболее мощной гармони-
ки— второй, т. е. $ = 2. При мощности передатчика РА>2 кет,
величину мощности гармоник принимают равной PAs=200 мет,
в случае РА<^2 кет принимают РА/РА = 10~4.
После этого, на том же графике строят зависимость пара-
метра а = Рэ0/РГр=(р(а)) для данной схемы выходного каскада.
Очевидно, что характер изменения а от частоты будет такой же,
как и характер изменения Рэо = /(ы) и зависит от способа на-
стройки промежуточного контура. Для построения зависимости
a = <p(to) необходимо знать минимальное значение оМИн.
Параметр а определяет не только фильтрующие способности
выходного каскада, но и к. п. д. промежуточного контура. Если
положить, что к. п. д. промежуточного контура должен быть
28
не ниже т]к=0,65-^-75, то следует принять омпн=2<-3. Зная
«мпн, нетрудно построить график изменения а в диапазоне ча-
стот, так как пределы изменения параметра а на протяжении
одного поддиапазона равны его коэффициенту перекрытия. На
рис. 1-16, а изображена зависимость c = (p(to) для случая на-
стройки промежуточного контура переменной емкостью, а на
рис. 1-16, б — переменной индуктивностью без переключения
обмоток статора и ротора (в обоих примерах принято /г/д=2).
Если график зависимости c = (p(to) полностью расположен
ниже графика функции Омакс = £(ы) и не имеет с последним то-
чек пересечения (рис. 1-16, а), то разбивка на дополнительные
поддиапазоны не требуется. В том случае, если графики а=(р(ы)
и аМакс = £(to) имеют точку пересечения на некоторой частоте /'
(рис. 1-16, б), то тот поддиапазон, в котором расположена ча-
стота f', должен быть либо разбит на два дополнительных под-
диапазона с коэффициентами перекрытия по частоте
k. = ^макс. д и у = Г
f f' f fмин д
где /мин. д и /макс, д— минимальная и максимальная частоты раз-
деляемого поддиапазона, либо использовать другие способы на-
стройки промежуточного контура, позволяющие уменьшить пре-
делы изменения параметра а (см. § 1-3).
В некоторых случаях может оказаться, что график зависи-
мости c = (p(to) лежит во всем заданном диапазоне частот зна-
чительно ниже графика Омакс = £(ы). Это означает, что в данной
схеме параметр аМИЕ может быть принят несколько выше, чем
предполагалось при обеспечении требуемой фильтрации высших
гармоник. Это позволит повысить к. п. д. промежуточного кон-
тура. Предельное значение параметра а зависит от минималь-
ной емкости контура и может быть определено из выражения:
п _ ^эомакс _ Q. /1 _ 1 П\
“пред — _ — „ „ U
гр
Я1Р
Эквивалентное сопротивление в граничном режиме может
быть приближенно найдено по формуле:
l/2m Е2£2
(1-20)
^гр 2Р 2Р
где g — коэффициент использования анодного напряжения,
равный для пентодов и тетродов 0,85—0,95 и для
триодов 0,7—0,85;
Еа — анодное напряжение лампы выходного каскада.
После подстановки (1-20) в (1-19), получим:
_ 2QP
°пред “ г (.2Р2
‘-‘а
(1-21)
29
Минимальная емкость контура Сыин определяется паразит-
ными емкостями схемы и начальной емкостью конденсатора пе-
ременной емкости (если настройка контура производится изме-
нением емкости), т. е.
С =С +С +С. +С +С , (1-22)
мин иач 1 м 1 L 1 п 1 вых’ ' *
где Снач — начальная емкость конденсатора переменной ем-
кости (5—20 пф);
См — емкость монтажа (3—15 пф);
СВых — выходная емкость лампы, приводимая в паспорт-
ных данных лампы;
CL — междувитковая емкость катушки индуктивности
(1—10 пф)\
Сп — среднее значение емкости подстроечного конденса-
тора (5—20 пф).
Равенство (1-21) позволяет оценить предельную величину
параметра а, которая может быть получена в рассматриваемой
схеме выходного каскада. Если окажется, что апред>амакс, то,
приняв апред=амакс из (1-21), определяют величину минималь-
ной емкости контура, при которой обеспечивается требуемое
Значение Ппред = ^макс-
Выбирая схему выходного каскада, необходимо решить во-
прос о целесообразности автоматизации настройки выходного
контура и выбрать систему или принцип автоматической на-
стройки. Отметим лишь, что иногда автоматизация в маломощ-
ных передатчиках может привести к излишнему усложнению
схемы и снижению ее надежности. В передатчиках большой
мощности полная автоматизация настройки выходного каскада
является желательной, так как позволяет резко сократить
время, необходимое для настройки передатчика в целом.
Определение количества промежуточных каскадов и выбор
их схем. Основными требованиями, предъявляемыми к проме-
жуточным каскадам, являются: обеспечение мощности, необхо-
димой для возбуждения выходного каскада, постоянство ампли-
туды напряжения возбуждения на сетке возбуждаемого каскада
при работе в широком диапазоне частот, уменьшение реакции
выходного каскада на стабильность частоты возбудителя.
Ослабление влияния выходного каскада на работу возбуди-
теля обеспечивается работой промежуточных каскадов в буфер-
ном режиме (работа без токов в цепи управляющей сетки) и
выбором анодной нагрузки. По характеру анодной нагрузки
промежуточные каскады делятся на следующие виды:
1) каскады с настроенной нагрузкой, работающей в режиме
усиления;
2) каскады с настроенной нагрузкой, работающие в режиме
умножения частоты;
3) каскады с апериодической нагрузкой;
30
4) широкополосные усилители бегущей волны.
В широкодиапазонных передатчиках с целью сокращения
диапазона возбудителя один и. тот же промежуточный каскад
может использоваться как усилитель на одних поддиапазонах
и как умножитель частоты на других.
Наименьшее влияние анодной цепи на сеточную оказывают
каскады с апериодической нагрузкой в анодной цепи; несколько
большее влияние имеют каскады, работающие в режиме умно-
жения; наиболее сильная реакция анодной нагрузки имеет ме-
сто в усилительных каскадах.
Каскады с апериодической нагрузкой, как правило, являются
маломощными, поэтому, учитывая слабое влияние анодной цепи
на сеточную, такие каскады целесообразно ставить непосред-
ственно после возбудителя. Остальные промежуточные каскады
работают на части поддиапазонов в режиме усиления, на дру-
гих — в режиме умножения. Умножение частоты недопустимо
в промежуточных каскадах однополосных передатчиков.
Современные лампы обеспечивают достаточно большую мощ-
ность генератора в буферном режиме, поэтому стремятся все
промежуточные каскады ставить в режим работы без тока
в цепи управляющей сетки.
В промежуточных каскадах с настроенной нагрузкой, экви-
валентное сопротивление анодного контура резко меняется при
перестройке каскада с одной частоты на другую (рис. 1-3, 1-5,
1-7 и 1-9). Поэтому, чтобы обеспечить постоянство напряжения
возбуждения, необходимы специальные меры. С этой целью
промежуточные каскады, работающие в режиме усиления не-
модулированных колебаний, ставятся в перенапряженный
режим.
В передатчиках в качестве ламп промежуточных каскадов,
как правило, используются пентоды и тетроды. Перенапряжен-
ный режим в таких каскадах обеспечивается по экранирующей
сетке. В целях защиты экранирующей сетки от перегрузки, ее
питание осуществляется через гасящее сопротивление. При на-
личии достаточно большого сопротивления в цепи экранирую-
щей сетки режим промежуточного каскада будет мало отли-
чаться от оптимального при изменении сопротивления нагрузки
в широких пределах.
Перенапряженный режим совершенно непригоден в проме-
жуточных каскадах, работающих в режиме усиления однополос-
ного сигнала или амплитудно-модулированных колебаний. Та-
кие каскады должны работать в недонапряженном режиме,
чтобы обеспечить линейное усиление сигнала, подаваемого на
вход. Для обеспечения постоянства напряжения возбуждения
в промежуточных каскадах, усиливающих ОМ и AM сигналы,
необходимо обеспечить постоянство сопротивления анодной на-
грузки.
31
Существует несколько способов выравнивания сопротивле-
ния нагрузки в диапазоне частот. Одним из них является при-
менение в анодных контурах реактивных шунтов (рис. 1-17),
представляющих собой цепь, составленную из последовательно
соединенных сопротивления R и емкости С. Эта цепь подклю-
чается параллельно колебательному контуру. Недостатком этого
метода следует считать ухудшение избирательных свойств анод-
ного контура и уменьшение коэффициента усиления каскада за
счет шунтирования контура.
Рис. 1-17.
Рис. 1-18.
Другой способ выравнивания сопротивления нагрузки со-
стоит в том, что настройка анодных контуров осуществляется
одновременным изменением емкости и индуктивности контура
так, чтобы их отношение L/C оставалось постоянным (рис. 1-18).
Постоянство сопротивления нагрузки может быть обеспечено
также и включением в анодную цепь системы связанных кон-
туров с частотнозависимой связью между ними (рис. 1-19).
Однако этот способ требует двух органов настройки, что яв-
ляется неудачным.
От перечисленных выше недостатков в значительной степени
свободна схема включения контуров в анодную цепь лампы че-
рез частотно-зависимый делитель (рис. 1-20, и и б). В этих схе-
мах при перестройке передатчика с одной частоты на другую
автоматически изменяется коэффициент включения контура
в анодную цепь лампы. Параметры схемы выбираются таким
образом, что при увеличении сопротивления контура его коэф-
32
фициент включения уменьшается. Этим и достигается постоян-
ство сопротивления нагрузки.
Мощность, необходимая для возбуждения выходного кас-
када, определяется из условия его устойчивой работы, которое
может быть представлено в следующем виде:
где щ — коэффициент приведения внутреннего сопротивле-
ния лампы выходного каскада;
Cag, S — параметры лампы выходного каскада;
т]к — коэффициент полезного действия промежуточного
контура;
Р — колебательная мощность, генерируемая выходным
каскадом.
Неравенство (1-23), если учесть, что
—-----= и2 4- 1 а = (ш),
1—Т]к
может быть записано в виде:
Рв> ‘ g Р- (1-24)
Для выбора лампы предоконечного каскада необходимо оп-
ределить максимальную величину мощности возбуждения, кото-
рая зависит от частоты и величины параметра а. Можно пока-
зать, что при любых способах настройки требуемая мощность
возбуждения, определенная на максимальной частоте задан-
ного диапазона, не меньше мощности, определенной на других
частотах.
Предоконечный каскад, как и все промежуточные каскады
передатчика, обычно ставится в перенапряженный режим (см.
выше) и, следовательно, мощность его, определяемая выраже-
нием (1-24), есть мощность, генерируемая в перенапряженном
режиме. Лампа же должна выбираться на мощность в гранич-
ном режиме, который будет иметь место на той частоте диапа-
зона, на которой эквивалентное сопротивление анодного контура
предоконечного каскада минимально. Как известно, мощность
генератора с внешним возбуждением в граничном режиме свя-
зана с мощностью в перенапряженном режиме соотношением:
Ргр=Рпн 4* + 2’5-, (1-25)
где
%__ макс
^гр ^эомнн
33
Принимая во внимание равенство (1-25), окончательное вы-
ражение, определяющее мощность, на которую должна быть
выбрана лампа предоконечного каскада, может быть записано
так:
Р a'C!)naKc^gga р + 2,5 ,.
2S 7
Параметр х, входящий в (1-26), зависит от способа на-
стройки анодного контура предоконечного каскада и связан
с коэффициентом перекрытия поддиапазона (kfR) следующим
образом:
Здесь т — показатель степени коэффициента перекрытия под-
диапазона, зависящий от метода настройки контура. Так, при
настройке вариометром, когда переход с одного поддиапазона
на другой осуществляется одновременным изменением емкости
и индуктивности, т=1; при настройке конденсатором или ва-
риометром с непереключаемыми обмотками статора и ротора,
когда сопротивление контура изменяется с частотой (рис. 1-3 и
1-5) т = п, и при настройке вариометрами с переключаемыми
обмотками статора и ротора, когда сопротивление контура из-
меняется с частотой т = п—1, как показано на рис. 1-7.
В этих формулах п — количество, поддиапазонов анодного
контура предоконечного каскада.
Таким образом, чтобы выбрать лампу предоконечного каскада,
необходимо задаться углом отсечки анодного тока выход-
ного каскада (ф = 80-^- 100°), найти по таблицам Берга коэффи-
циент приведения внутреннего сопротивления лампы, опреде-
лить параметр а (находится из графика a=(p(to) на максималь-
ной частоте, определить параметр х, исходя из принятого
способа настройки, и, подставив все эти величины, а также па-
раметры лампы и генерируемую выходным каскадом мощность
в правую часть формулы (1-26), вычислить мощность, которую
должна обеспечивать лампа предоконечного каскада.
Если предполагается буферный режим работы предоконеч-
ного каскада, номинальная мощность выбираемой лампы
должна быть несколько больше мощности, определенной по
(1-26).
Лампа следующего промежуточного каскада (каскада, воз-
буждающего предоконечный каскад) выбирается также из усло-
вия устойчивой работы возбуждаемого каскада. Так как пред-
оконечный каскад работает, как правило, в перенапряженном
режиме и генерируемая им мощность резко меняется с измене-
34
нием частоты, то условие устойчивости, рассмотренное выше,
целесообразно представить в несколько ином виде:
gBX = ^->^^CagSR3a, (1-27)
где Rag — эквивалентное сопротивление сеточного контура
(анодного контура предыдущего каскада);
Raa — эквивалентное сопротивление анодного контура кас-
када, устойчивость которого исследуется.
Ввиду того, что промежуточные каскады в большинстве слу-
чаев ставятся в буферный режим или работают с малыми то-
ками в цепи управляющих сеток, можно считать, что R3g = Raog
и R3a = Raoa- Неравенство (1-27) должно выполняться при лю-
бых значениях R30g и Рэоа. Наиболее неблагоприятным является
случай, когда эти сопротивления принимают максимальные зна-
чения на некоторой частоте to', т. е. когда
— "7“ M'CagS RэОа макс • U "28)
К 30g макс *
ag
р р Г/2
А эОд макс sOg макс mg
Умножим обе части неравенства (1-28) на множитель
UmgR- 3og макс/27?эо£ мнн> ТОГДЭ
I/2 1
- mg - = РВ> — uSC
^•R 30g МИН 2 30g Мнн
Умножая и деля правую часть полученного неравенства на
SCp Рэоамин и уЧИТЫВаЯ, ЧТО Scp = а
q2 J/2 р у 2 р
°срс/ mg1' эод мин _ 2Д1^э0амин _ о _ d
2 гр ’
2
получим условие устойчивости в следующем виде:
р > а1Ш ^qg^aOa MaKc^sOg макс р
2SR ЭОД МИнР 30g Мнн
ИЛИ
Рв>--^|^хах£Р, (1-29)
где со' — круговая частота, на которой ха и xg максимальны;
Р — мощность, генерируемая возбуждаемым каскадом
в граничном режиме;
v __ R эоа макс . Y _ R aog макс
Ла — п ’ р
"'ЗОИ МИН 'з 30g мнн
Параметры ха и xg зависят от способа настройки соответ-
ствующих контуров. Если органы и способы настройки в обоих
35
контурах одинаковые, то x„ = xg=x, и формула (1-29) прини-
мает вид:
а?ш С
Рв>-~^х2Р. (1-30)
Zd
Произведение ш'х2 зависит от способа настройки и может быть
выражено через коэффициент перекрытия по поддиапазону:
ш'х2 = ш kl, .
макс /д
Здесь I — показатель степени коэффициента перекрытия под-
диапазона, зависящий от метода настройки контуров. Так, при
настройке вариометрами, когда переход с одного поддиапазона
на другой осуществляется одновременным изменением емкости
и индуктивности, /=1; при настройке вариометрами с переклю-
чаемыми обмотками статора и ротора при переходе с поддиапа-
зона на поддиапазон 1=п—1; при настройке конденсаторами
переменной емкости 1=п-\-1 и при настройке вариометрами с не-
переключаемыми обмотками статоров и роторов/=2п— 1. Здесь
п — количество поддиапазонов, на которых возбуждаемый
(в рассматриваемом примере предоконечный) каскад работает
в режиме усиления, так как промежуточные каскады, работаю-
щие в режиме умножения частоты, устойчивы при любом зна-
чении возбуждаемой мощности.
В тех случаях, когда способы настройки анодного и сеточ-
ного контуров не совпадают или контуры имеют различное ко-
личество поддиапазонов, определение мощности возбуждения
должно производиться по формуле (1-29) на той частоте, для
которой произведение a>xaxg максимально.
На основании формулы (1-30) или (1-29) производится вы-
бор ламп всех промежуточных каскадов. Так, например, чтобы
выбрать лампу промежуточного каскада, возбуждающего пред-
оконечный каскад, определяется щ при заданном угле отсечкиф
анодного тока предоконечного каскада. Затем в правую часть
неравенства (1-29) или (1-30) подставляются значения пара-
метров лампы (S и Cag) и мощности, генерируемой предоконеч-
ным каскадом, определяемой из формулы (1-26). Далее нахо-
дится максимальная величина произведения a'xaxg или а'х2
(исходя из принятого способа настройки контуров) и вычис-
ляется необходимая мощность возбуждения, на которую и вы-
бирается лампа промежуточного каскада. Если промежуточный
каскад предполагается использовать в буферном режиме, но-
минальная мощность лампы должна быть больше мощности,
определенной расчетным путем.
Аналогично выбираются лампы и остальных каскадов. Рас-
чет производится до тех пор, пока мощность возбуждения по-
следнего промежуточного каскада не окажется равной мощно-
сти возбудителя. Возбудители передатчиков чаще являются ма-
36
ломощными, В частности, если выходным каскадом возбудителя
является генератор плавного диапазона, выполненный по схеме
с электронной связью, то его мощность не превышает 30—40 мет.
Именно на эту величину и следует ориентироваться при опреде-
лении количества промежуточных каскадов.
Приведенные выше формулы для определения мощности воз-
буждения справедливы лишь в том случае, если возбуждаемый
каскад выполнен по схеме с общим катодом, и не применимы
для каскадов, выполненных по схеме с общей сеткой. При опре-
делении мощности, необходимой для возбуждения каскадов
с общей сеткой, важным является не условие устойчивости, а фак-
тическая мощность, затрачиваемая во входной цепи каскада
с общей сеткой, которая оказывается весьма значительной, так
как через входную цепь протекает первая гармоника анодного
тока
р _ ^mg (7дi ! Zai) р I Umglal
вх 2 gl । 2
В силу этого обстоятельства, реальный коэффициент усиле-
ния каскадов с общей сеткой не превышает 7—10. Поэтому
мощность возбуждения каскада с общей сеткой
в 7:- 10’
где Р — колебательная мощность в нагрузке.
Количество промежуточных каскадов, найденное из условия
устойчивости, является минимальным и, если нужно, из каких-
либо соображений, может быть увеличено.
Одновременно с выбором схем промежуточных каскадов ре-
шается вопрос о необходимости автоматизации их настройки
и способах ее осуществления. В настоящее время намечается
тенденция к использованию в промежуточных каскадах непере-
страиваемых широкополосных усилителей бегущей волны. Уси-
лители бегущей волны позволяют обеспечить усиление сигнала
до требуемой мощности возбуждения во всем диапазоне пере-
датчика. Применение таких усилителей целесообразно в одно-
полосных передатчиках, так как работа усилителя осущест-
вляется в линейном режиме.
Мощность такого усилителя
р — U ”4
2'1олшсбвых
где Umg — амплитуда напряжения возбуждения выходного
каскада;
Пал — к. п. д. анодной линии усилителя бегущей волны;
<|>с = (1,2—1,3)сомакс — частота среза анодной линии;
37
СВых — выходная емкость одной лампы усилителя бегущей
волны.
Выбор схемы возбудителя и метода стабилизации частоты.
Основным требованием, предъявляемым к возбудителям совре-
менных диапазонных передатчиков, является обеспечение высо-
кой стабильности частоты генерируемых колебаний, определяе-
мой техническими условиями. Все многообразие существующих
схем возбудителей по способу стабилизации частоты можно раз-
бить на две группы: возбудители с параметрической стабилиза-
цией, обеспечивающие стабильность частоты не выше А/7/~ 104,
и возбудители с кварцевой стабилизацией частоты, позволяю-
щие получить стабильность 10-6н- 10-7 и выше.
Возбудители с параметрической стабилизацией частоты це-
лесообразно применять в маломощных передатчиках метрового
диапазона (30 Мгц и выше), использующих частотную или ам-
плитудную модуляцию.
Возбудители с параметрической стабилизацией обычно пред-
ставляют собой однокаскадный ламповый генератор, работаю-
щий в режиме самовозбуждения (автогенератор). Чаще всего
они выполняются по двухконтурной схеме с электронной связью.
Преимуществом такой схемы автогенератора, по сравнению
с одноконтурными, является значительное ослабление реакции
последующих каскадов на стабильность частоты за счет под-
ключения входа следующего каскада не к сеточному (внутрен-
нему) контуру, определяющему частоту генерируемых колеба-
ний, а к анодному (внешнему). Ослабление реакции последую-
щих каскадов в значительной степени зависит от характера
нагрузки анодной цепи.
Применение в качестве анодной нагрузки колебательного
контура, настроенного на одну из гармоник (чаще всего вто-
рую) колебаний во внутреннем контуре, или применение апе-
риодической нагрузки, значительно ослабляет реакцию после-
дующих каскадов по сравнению с анодным контуром, настроен-
ным на основную частоту. Удвоение частоты во внешнем контуре
в передатчиках с частотной модуляцией позволяет также умень-
шить расчетную девиацию частоты вдвое относительно тре-
буемой.
Дестабилизирующее влияние междуэлектронных емкостей
лампы на частоту генерируемых колебаний зависит от выбора
лампы и ее режима работы, коэффициента обратной связи и
стабильности источников питания.
В качестве лампы возбудителя обычно используются мало-
мощные тетроды и пентоды, в которых защитная сетка не
должна быть соединена с катодом внутри баллона лампы.
Лампа возбудителя должна иметь возможно большую кру-
тизну S и малые междуэлектродпые емкости Сав и Са/1.
38
Режим работы определяет степень связи лампы с внутрен-
ним контуром возбудителя: чем меньше угол отсечки анодного
тока ф, тем сильнее требуется связь лампы с контуром. По-
этому даже в тех случаях, когда анодный контур настроен на
вторую гармонику, угол отсечки следует брать не ниже 90°.
Оптимальное значение коэффициента обратной связи, при кото-
ром дестабилизирующее влияние лампы минимально, /гопт
~ 0,5 ч- 0,8. Для питания лампы возбудителя рекомендуется
применять стабилизированные источники питания.
Одним из основных дестабилизирующих факторов, влияю-
щих на стабильность частоты в генерируемых колебаниях, яв-
ляется изменение температуры деталей возбудителя. Изменение
температуры вызывает изменение геометрических размеров де-
талей контура и диэлектрической проницаемости диэлектри-
ков, что приводит к изменению параметров, определяющих
частоту генерируемых колебаний. Задача уменьшения влияния
изменения температуры на частоту генерируемых колебаний
наиболее эффективно решается термостатированием колеба-
тельного контура возбудителя. Однако применение термостатов
значительно увеличивает габариты возбудителя и мощность,
потребляемую от источников питания. Поэтому в передатчиках
малой мощности термостаты, как правило, не применяются.
Уменьшение влияния изменения температуры на частоту ге-
нерируемых колебаний может быть обеспечено путем термоком-
пенсации колебательного контура с помощью специально вклю-
чаемых термокомпенсирующих конденсаторов с отрицательным
температурным коэффициентом емкости и применением деталей
контура с малыми температурными коэффициентами емкости
и индуктивности. Часто температурная компенсация приме-
няется в сочетании с термостатированием. Различается не-
сколько схем включения одного или нескольких термокомпенси-
рующих конденсаторов. Из простейших схем термокомпенсации
лучшие результаты дает применение схемы параллельной тер-
мокомпенсации, в которой термокомпенсирующий конденсатор
включается параллельно другим конденсаторам, образующим
емкость колебательного контура. Более подробно вопросы тер-
мокомпенсации рассматриваются в главе четвертой.
Уменьшение дестабилизирующего влияния механических де-
формаций на частоту колебаний достигается жесткостью кон-
струкции: применением литых каркасов и жестким монтажом
элементов колебательного контура. Катушка индуктивности
обычно выполняется на керамическом каркасе, а обмотка нано-
сится методом вжигания серебра с последующим наращиванием
слоя электролитическим способом. Лучшей механической жест-
костью обладают конденсаторы переменной емкости, в которых
статорные и роторные пластины фрезеруются из сплошных ме-
таллических заготовок, а оси выполняются керамическими.
39
Для ослабления дестабилизирующего влияния изменений
атмосферного давления и влажности колебательные контуры
возбудителей рекомендуется герметизировать.
Все перечисленные меры ослабления различных дестабили-
зирующих факторов составляют основу параметрической стаби-
лизации частоты и должны быть оговорены при выборе схемы
возбудителя.
Возбудители с диапазонной кварцевой стабилизацией нахо-
дят широкое применение практически во всех современных ко-
ротковолновых диапазонных передатчиках мощностью от де-
сятка ватт и выше, независимо от применяемых методов управ-
ления колебаниями. Существует большое многообразие методов
диапазонной кварцевой стабилизации частоты. Возбудители яв-
ляются весьма сложным, многокаскадным радиотехническим
устройством, и его разработка часто выделяется в самостоятель-
ный проект. Более подробно о блок-схемах некоторых возбуди-
телей с диапазонной кварцевой стабилизацией говорится в главе
пятой.
Выбор вида и способа управления колебаниями. В тех слу-
чаях, когда метод управления колебаниями высокой частоты не
задан, его необходимо обоснованно выбрать. Выбор метода уп-
равления колебаниями зависит от назначения проектируемого
передатчика, его мощности и используемого диапазона частот.
В диапазоне длинных, средних, коротких и метровых волн
используются следующие методы осуществления телефонной ра-
боты: 1) однополосная модуляция (ОМ), 2) амплитудная моду-
ляция (AM), 3) балансная модуляция (БМ) • (передача AM
сигнала без несущей частоты); 4) частотная модуляция (ЧМ).
До последнего времени в диапазоне длинных, средних и ко-
ротких волн широко применялся метод амплитудной модуля-
ции. Преимуществом AM является простота ее реализации.
Однако AM имеет существенные недостатки: низкую помехо-
устойчивость и плохое использование мощности передатчика.
При AM для передачи информации используется менее 30% от
общей мощности в антенне. В настоящее время AM заменяется
более эффективными методами управления колебаниями: одно-
полосной и балансной модуляцией. Применение AM может быть
оправдано лишь в маломощных передатчиках (РА<Д0 -s- 20 вт),
а также в передатчиках, используемых для радиовещания,
когда вопрос простоты и дешевизны радиоприемных устройств
имеет исключительно важное значение.
Метод однополосной модуляции обладает существенными
преимуществами перед методом AM: более эффективное ис-
пользование мощности передатчика, вся мощность, генерируе-
мая передатчиком, используется для передачи информации,
более высокая помехоустойчивость, вдвое меньший спектр ча-
стот, занимаемый сигналом в эфире, и некоторые другие. Недо-
40
статками, ограничивающими возможность применения ОМ,
являются сложность и громоздкость устройств формирования
однополосного сигнала и требование высокой стабильности ча-
стоты генерируемых колебаний (общая абсолютная нестабиль-
ность радиолинии не должна превышать 50—100 гц).
Однополосная модуляция применяется в передатчиках сред-
ней и большой мощности, когда требуется иметь высокоэффек-
тивный помехоустойчивый телефонный канал, а также в тех
случаях, когда необходимо обеспечить большое количество ра-
бочих частот в сравнительно узком диапазоне. Применение од-
нополосной модуляции позволяет обеспечить радиотелефонную
связь на заданную дальность при значительно меньшей мощно-
сти передатчика.
Балансная модуляция (БМ), или передача амплитудно-мо-
дулированного сигнала без несущей частоты, занимает проме-
жуточное положение между амплитудной и однополосной моду-
ляцией. Этому методу управления колебаниями присущи пре-
имущества как AM, так и ОМ: простота осуществления,
эффективное использование мощности передатчика, относи-
тельно высокая помехоустойчивость.
Существенным недостатком БМ следует считать вдвое боль-
ший спектр, занимаемый сигналом, чем при ОМ. БМ целесо-
образно применять во всех случаях, когда ширина спектра
сигнала не является определяющей. Особенно желательно при-
менять БМ на радиолиниях связи с быстродвижущимися объек-
тами, так как применение БМ исключает влияние эффекта
Допплера на стабильность радиолинии.
Частотная модуляция, являясь сравнительно с AM широко-
полосным методом модуляции, находит широкое применение
в передатчиках метровых волн. Преимущество ЧМ состоит в бо-
лее высокой помехоустойчивости, чем AM и более эффективном
использовании мощности передатчика, так как амплитуда коле-
баний не меняется в процессе модуляции.
Разрабатывая блок-схему передатчика, необходимо не
только выбрать метод управления колебаниями, но и способ
его осуществления, а также определить, в каком каскаде пере-
датчика выполняется модуляция.
Для амплитудной модуляции может быть использован лю-
бой из каскадов тракта усиления высокой частоты передатчика.
Выбирая каскад, в котором будет осуществляться амплитудная
модуляция, следует иметь в виду, что модуляция в маломощ-
ных промежуточных каскадах, хотя и позволяет выполнить
модулятор (усилитель звуковой частоты) маломощным, имеет
существенный недостаток, так как все последующие каскады
должны работать в недонапряженном режиме усиления моду-
лированных колебаний, что является не только энергетически
невыгодно (мал к. п. д. каскадов), но и потребует специальных
41
мер по обеспечению постоянства сопротивления анодной на-
грузки в диапазоне частот. Кроме того, модуляция в промежу-
точных каскадах не позволяет производить умножение частоты
в последующих каскадах передатчика. Поэтому практически
амплитудная модуляция, как правило, осуществляется в выход-
ном каскаде.
Амплитудная модуляция может быть выполнена одним из
следующих способов: 1) изменением напряжения смещения на
управляющей сетке; 2) изменением напряжения экранирующей
сетки; 3) изменением напряжения на защитной сетке; 4) анод-
ной модуляцией; 5) анодно-экранной модуляцией; 5) автоапод-
ной модуляцией. Каждому из перечисленных способов присущи
свои преимущества и свои недостатки, которые должны при-
ниматься в расчет при выборе того или иного способа мо-
дуляции.
Модуляция по управляющей сетке может быть осуществлена
модулятором малой мощности при небольших амплитудах мо-
дулирующего напряжения. В отдельных случаях, когда лампа
модулируемого каскада имеет большую крутизну и исполь-
зуется по мощности не полностью (работает без токов управ-
ляющей сетки), модуляция может быть обеспечена непосред-
ственно от микрофона через микрофонный трансформатор. Не-
достатками модуляции по управляющей сетке является плохое
использование лампы модулируемого каскада по мощности и
сравнительно высокий коэффициент нелинейных искажений.
Этот способ AM может быть применен в маломощных передат-
чиках, когда уменьшение веса и габаритов является определяю-
щим фактором и когда требования к качеству тракта в отноше-
нии нелинейных искажений невысокие.
Модуляция изменением напряжения на экранирующей сетке
аналогична модуляции по управляющей сетке, но требует более
мощного модулирующего устройства. Практически модуляция
по экранирующей сетке применения не находит.
Модуляция изменением напряжения на защитной сетке, хотя
осуществляется в перенапряженном режиме, но использование
лампы модулируемого каскада по мощности оказывается столь
же плохим, как и в случае рассмотренных выше способов се-
точной модуляции.
Модуляция на защитную сетку осуществляется в области
отрицательных напряжений на защитной сетке, т. е. модулируе-
мый каскад работает без токов в цепи третьей сетки. Это об-
стоятельство позволяет выполнить модулятор на малую мощ-
ность, но большие амплитуды модулирующего напряжения, так
как управляющие свойства защитной сетки значительно слабее,
чем управляющей сетки. Модуляция на защитную сетку нахо-
дит применение в телефонно-телеграфных передатчиках любой
мощности, если телефонная работа не является основным видом
42
работы, или если применение более совершенных способов мо-
дуляции оказывается нецелесообразным.
Анодная (анодно-экранная) модуляция в значительной сте-
пени свободна от недостатков, присущих сеточной модуляции:
она обеспечивает меньший коэффициент нелинейных искажений,
и модулируемый каскад работает- с большим коэффициентом
полезного действия. При этом мощность модулирующего устрой-
ства требуется значительной (одного порядка с мощностью мо-
дулируемого каскада), что приводит к резкому увеличению
веса и габаритов передатчика и источников питания.
Анодная модуляция осуществляется в перенапряженном ре-
жиме, что приводит к перегрузке лампы модулируемого каскада
по экранирующей сетке в пентодах и управляющей сетки в трио-
дах. В силу этого обстоятельства анодная модуляция в чистом
виде не применяется, а осуществляется как комбинированная
анодно-экранная или анодно-сеточная (по управляющей сетке).
Применение комбинированной анодной модуляции целесооб-
разно в тех передатчиках средней и большой мощности, в кото-
рых вопросы уменьшения габаритов и веса не являются суще-
ственными, а качество телефонного канала желательно иметь
высоким.
Автоанодная модуляция обладает преимуществами анодной
и в то же время свободна от ее основного недостатка: не тре-
бует мощного модулирующего устройства. Однако в силу суще-
ственных недостатков, обусловленных зависимостью параметров
модуляции от режима модулируемого каскада, этот способ мо-
дуляции не нашел широкого применения.
Формирование однополосного сигнала, как правило, осуще-
ствляется в маломощных каскадах, т. е. на малых уровнях, что
обусловлено необходимостью обеспечения линейного режима и
повышения устойчивости работы формирующего устройства.
В силу этого обстоятельства усиление однополосного сигнала
до требуемой мощности должно происходить в линейном ре-
жиме, что достигается работой промежуточных и выходного
каскадов передатчика в недонапряженном режиме.
При этом должны быть приняты специальные меры по обес-
печению постоянства сопротивления нагрузки в диапазоне ча-
стот.
Формирование однополосного сигнала чаще всего осущест-
вляется либо фильтровым (метод повторной балансной моду-
ляции), либо фазокомпенсационным способом.
Выбор способа формирования однополосного сигнала и раз-
работка блок-схемы формирующего устройства осуществляется
совместно с разработкой блок-схемы возбудителя с диапазон-
ной кварцевой стабилизацией. Подробнее вопросы формирова-
ния ОМ сигнала рассматриваются в главе восьмой.
43
Частотная модуляция, являясь более широкополосной, чем
амплитудная, для целей радиотелефонии применяется лишь на
частотах свыше 30 Мгц.
Практическое применение находит прямая частотная моду-
ляция, когда модулирующий сигнал непосредственно воздей-
ствует на частоту возбудителя. При выборе схемы частотного
модулятора необходимо исходить из условия обеспечения мини-
мума дестабилизирующего влияния на частоту возбудителя и
уменьшения паразитной амплитудной модуляции.
Частотный модулятор типа реактивной лампы (см. § 7-2)
обладает наибольшим дестабилизирующим влиянием и имеет
сравнительно высокий коэффициент паразитной амплитудной
модуляции. В то же время эта схема позволяет обеспечить де-
виацию частоты 1-:- 3% от немодулированной несущей.
Частотный модулятор с переменной входной емкостью (см.
§ 7-3), обладая меньшим дестабилизирующим влиянием на ча-
стоту возбудителя и меньшим коэффициентом паразитной ам-
плитудной модуляции, обеспечивает меньшую девиацию частоты,
чем реактивная лампа.
Наиболее удобными являются модуляторы, в которых ис-
пользуется изменение емкости запорного слоя полупроводни-
ковых приборов от величины запирающего напряжения. Пара-
зитная амплитудная модуляция в такой схеме практически
отсутствует, а в случае применения стабилизированных источ-
ников питания (что необходимо иметь в любой схеме ЧМ) отсут-
ствует и дестабилизирующее влияние на частоту возбудителя.
Частотные модуляторы данного типа практически не потреб-
ляют энергии от источников питания и более надежны в эксплу-
атации.
Частотные модуляторы на реактивных переключателях (см.
§ 7-5) для целей радиотелефонии, как правило, не применяются
из-за существенного недостатка, присущего им: сильное шунти-
рующее действие на контур возбудителя приводит к ухудшению
стабильности частоты и резкому увеличению коэффициента па-
разитной амплитудной модуляции.
Разрабатывая блок-схему телефонно-телеграфного передат-
чика, помимо выбора метода и способа осуществления радиоте-
лефонии, необходимо решить также вопрос о методе и способе
осуществления телеграфной работы.
При радиотелеграфии управление колебаниями осущест-
вляется изменением амплитуды, частоты или фазы колебаний
высокой частоты. В соответствии с этим различают амплитуд-
ную, частотную и фазовую манипуляции.
Амплитудная манипуляция наиболее просто реализуется и
находит широкое применение на практике при ручной телеграф-
ной работе и приеме на слух. Часто амплитудная манипуляция
44
применяется наряду с частотной и фазовой. Недостатком ампли-
тудной манипуляции является ее низкая помехоустойчивость.
Практическое осуществление амплитудной манипуляции воз-
можно в различных цепях любого высокочастотного каскада.
При ее осуществлении в возбудителе передатчика ухудшается
стабильность частоты. В силу этого в возбудителях с парамет-
рической стабилизацией частоты применять амплитудную мани-
пуляцию не рекомендуется.
Манипуляция в цепях выходного каскада мощных передат-
чиков затрудняется по следующим двум причинам: она сопря-
жена с необходимостью коммутировать цепи, находящиеся под
относительно высоким потенциалом и большими токами, и не
обеспечивает полного прекращения колебаний в антенне при
отжатом ключе из-за паразитных связей антенной цепи с пре-
дыдущими каскадами. Последнее обстоятельство может быть
исключено манипуляцией одновременно двух каскадов: выход-
ного и предоконечного.
В качестве цепей манипуляции необходимо выбирать цепи
с малыми токами и находящиеся под невысоким потенциалом.
Частотная и фазовая манипуляции обладают более высокой
помехоустойчивостью и находят применение при буквопечатаю-
щей или быстродействующей работе. Практическое осуществле-
ние частотной манипуляции происходит в возбудителях передат-
чиков, что неизбежно вызывает ухудшение стабильности частоты
генерируемых колебаний. Поэтому частотная манипуляция мо-
жет применяться лишь в возбудителях с диапазонной кварцевой
стабилизацией частоты. Естественно, что возбудители, приме-
няемые в передатчиках с частотной манипуляцией, должны иметь
возможность изменять частоту колебаний на величину требуе-
мого сдвига.
Выбор системы питания передатчика. Выбор системы пита-
ния передатчика зависит от его мощности и условий эксплуата-
ции. Различают две основные системы электропитания: систему
питания на переменном токе и систему питания на постоянном
токе.
В маломощных переносных передатчиках целесообразно при-
менять систему питания на постоянном токе. При этом питание
цепей накала осуществляется от кадмиево-никелевых или сере-
бряно-цинковых аккумуляторов, а питание цепей анода и экра-
нирующих сеток — через преобразователи постоянного тока.
Преобразователи, выполняемые на полупроводниковых прибо-
рах, более надежны и экономичны, чем вибрационные преобра-
зователи. Значительно реже в системе питания на постоянном
токе используются сухие элементы как для питания накальных,
так и анодных цепей.
В передатчиках средней и большой мощности применяются
практически только системы питания на переменном токе, когда
45
в качестве первичного источника питания используется перемен-
ное напряжение 220 или 380 в. В этом случае питание цепей
накала осуществляется на переменном токе через понижающие
трансформаторы, а цепей анода и экранирующих сеток — через
выпрямительные устройства. В качестве первичного источника
питания может быть использована промышленная сеть, либо
специальный генератор переменного тока с двигателем, входя-
щий в комплект передатчика. Применение генераторов перемен-
ного тока повышенной частоты (обычно 400 гц) позволяет умень-
шить вес и габариты источников питания и повысить общий
к. п. д. передатчика. Однако это не всегда удобно, так как ис-
ключает замену автономного источника питания промышленной
сетью. При питании на переменном токе легче получить тре-
буемые градации напряжений.
Если проектируемый передатчик предполагается использо-
вать на подвижных объектах, в качестве первичного источника
питания может быть использована бортовая сеть.
иыейыииыиииииыыиииииииыыыь
Глава вторая
РАСЧЕТ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ ПЕРЕДАТЧИКОВ
§ 2-1. Расчет граничного режима лампы выходного каскада
Исходными данными для расчета выходного каскада пере-
датчика являются диапазон частот, мощность в антенне, типы
антенны и ее входные сопротивления по диапазону.
Соображения по выбору схемы выходного каскада и типов
ламп (или полупроводниковых триодов) были рассмотрены
в §§ 1-3 и 1-4. В настоящей главе будут рассмотрены расчеты
граничного режима, параметров схемы и энергетических соотно-
шений по диапазону.
При использовании в выходном каскаде пентода или тетрода
в большинстве случаев применяется схема с общим катодом,
для этой схемы мощность в анодной цепи является найденной
ранее мощностью в нагрузке Р. После выбора типа лампы по
требуемой величине мощности выбираются постоянные напря-
жения, подаваемые на анод, вторую и третью сетки лампы. Если
необходимая мощность близка к номинальной, то напряжения
выбираются номинальными. Если же требуемая величина мощ-
ности значительно меньше номинальной, то напряжения на ано-
де и второй сетке берутся меньше номинальных.
Затем производится аппроксимация характеристик анодного
тока лампы и находятся крутизна линии граничного режима
5гр, крутизна статических характеристик анодного тока 5, про-
ницаемость D и напряжение смещения в классе В EgB. Для ис-
ключения ошибок при аппроксимации определяется область ап-
проксимации. Для этого оценивается амплитуда импульса анод-
ного тока
7
m ЕаП
где п — число ламп выходного каскада.
Для этой величины импульса определяется ориентировочно
верхняя точка динамической характеристики, т. е. точка, соответ-
ствующая наибольшей кривизне статической характеристики
47
в области начала перераспределения токов (точка А на рис. 2-1).
Через найденную точку и точку начала характеристик анодного
тока на оси абсцисс проводится линия граничного режима (пря-
мая ОА на рис. 2-1, а; прямая ЕаА на рис. 2-1,6) и определяется
ее крутизна Srp =
Затем через точку иа = Еа на оси абсцисс проводится пря-
мая, параллельная оси ординат. В верхней части этой прямой
ниже характеристики с точкой А выбирается область, где стати-
ческие характеристики отсекают на пей примерно равные от-
резки (отрезок CD на рис. 2-1, а) в этой области определяют
крутизну статических характеристик анодного тока: S = bdj^iig.
Для нахождения величины EgB на отрезке CD (рис. 2-1, а)
выбирается одна из точек, находящихся на статической харак-
теристике, например, точка С, для которой известны ia—ia(u)
и Ug=ugi, тогда Еев = иё1 — ia(udl)/S. В качестве напряжения ugl
удобнее всего брать величину ugi = 0. Далее определяются ве-
личины проницаемости, для крайних характеристик отрезка CD
и в качестве расчетного значения берут среднее арифметическое.
Для пентодов и лучевых тетродов часто можно принимать про-
ницаемость равной нулю.
После определения параметров лампы выбирают угол от-
сечки анодного тока. Оптимальный угол отсечки, соответствую-
щий максимальному к. п. д. генератора, равен:
К1Т~28° +
_____8Р гр____
Srp (Sq So)2
140°,
где Ео — напряжение на аноде, соответствующее началу харак-
теристик (рис. 2-1, б). Если оптимальный угол отсечки оказы-
вается малым, то для уменьшения напряжения на сетке выби-
рается угол отсечки, больше оптимального, в пределах 60—80°.
После выбора угла отсечки по таблицам находятся коэффи-
48
циенты разложения импульса тока а0 и щ, и расчет генератора
производится по следующим формулам:
£ ——fl_______[i + 'l/' 1-----------—-------
2 £<J[ V arSrp (£„-£„)*
и _ t р . / — 2РгР •
т сгр^а’ 'о* jj ’
V т
1т = ~-, 1а0 = ^т>
Р 0 = I аоЕа', Ра~Ро Егр<
Её = Е&в — (Umg ~ DUm) cos ф.
Затем для величин иаыан=Еа + Ет\ ugMaKC = Eg + Umg. по
характеристике лампы определяется величина импульса тока
управляющей сетки Igm и вычисляются
Ф_ = arc cos f — £g 'j;
‘8 I VmJ
I go — °Og^gm‘t Igl ~ alg^gm>
P — — I [J
'gl — 2 mfi‘
Для тех же величин иамИн и WgMaKc определяется значение
импульса тока экранирующей сетки (Ig2m) и, полагая коэффи-
циент ио таким же, как и для анодного тока, вычисляются по-
стоянная составляющая тока экранирующей сетки Ig2o и мощ-
ность, рассеиваемая на второй сетке,
Pg2 g'ioEg‘2.'
Для схем с параллельным или двухтактным включением
ламп этот расчет ведется на одну лампу. Поэтому для опреде-
ления общего потребления энергии выходным каскадом соответ-
ствующие величины (токи и мощности) необходимо умножить
на количество используемых ламп.
При использовании схемы с общей сеткой мощность возбуж-
дения, отбираемая от предыдущего каскада, больше, чем в
схеме с общим катодом и равна:
Pel = -Y<Jal + Iel)Umg,
3 Заказ № 2162
49
Напряжение на нагрузке в этом случае
та U т Umg'
и мощность, выделяемая в нагрузке,
Р = ^1<Литё + ит).
Эквивалентное сопротивление контура между анодом и сет-
кой
n Um 4“ Umg
Г\ _ = ------ •
§ 2-2. Расчет граничного режима полупроводникового триода *
В мощных усилителях на полупроводниковых триодах наи-
большее применение находит схема с общим эмиттером. Расчет
генератора по схеме с общим эмиттером на полупроводниковом
триоде отличается от расчета лампового генератора по схеме
с общим катодом, в основном, только по расчету входной цепи.
Рис. 2-2.
Выбор триода производит-
ся по требуемой мощности в
коллекторной цепи и рабочей
частоте. После выбора триода
из его паспортных данных и
характеристик (так же как и
для лампы) находятся пара-
метры, необходимые для ра-
счета: крутизна
о _________
°0 ~ Та
див
«K=const
крутизна линии граничного
режима
Q ___
^ГР А
Дик
напряжение сдвига Ес (причем это напряжение можно опреде-
лять, пользуясь зависимостями тока эмиттера как от напряжения
базы Uf„ так и от напряжения на эмиттерном переходе иэл, рас-
хождение получается незначительным, как это видно из рис. 2-2),
сопротивление базы Гб, коэффициент усиления тока эмиттера а,
время перемещения неосновных носителей в базе тп, максималь-
но допустимое напряжение на коллекторе ык.макс-
Прежде всего выбирается напряжение питания коллектора
из условия:
| | ( 1 ^гр) Uk. макс
* В основу расчета положен метод С. М. Герасимова [Л. 8].
SO
или, поскольку grp~ 1,
- — и
к | 2 к- ыакс
Далее выбирается угол отсечки коллекторного тока ф = 70^-
90° и рассчитывается коллекторная цепь (аналогично анодной
цепи лампового усилителя):
Для расчета входной цепи определяется угол запаздывания
в базе, являющийся углом отсечки отрицательного импульса
тока эмиттера (рис. 2-3),
Фп =
и угол отсечки тока эмиттера (положительного импульса):
Фэ = Ф---Фп-
ср. э. п
где
Затем находится средняя крутизна тока эмиттера по напря-
жению на эмиттерном переходе
___________________________________«э__________
ai (Ф) [1 — Тб5э (1 — a)J Fi ’
5Э = —;
d а
___________1___________.
— 2ВХ cos (фэ + фп) +
gi (Фп) cos фэ — cos (фэ 4- фп)
а1 (Фэ) 1 — cos фэ
3*
51
Для удобства расчета на рис. 2-4 представлена зависимость
функции Fi от фэ и фп.
Для определения средней крутизны Scp = 1к1 необходимо
найти коэффициент передачи от входа транзистора к эмиттер-
ному переходу:
гг _ т э. п
6 imT
1
]Л[! + r6Scp. э. п (cos Фх~ “f cos фп)1* 1 2 * + [Гб$ср. э. п (sin + “f sin Фп)]2
где
(2-1)
। х sin (Фэ -1— фп)
= arc to —-—-Y f 7
1 — Вг cos (фэ -I- фп)
представляет собой угол сдвига по
фазе между первыми гармониками
положительного и отрицательного
импульсов тока эмиттера, а а/ =
= Ad//oi— отношение амплитуд пер-
вых гармоник токов коллектора и
эмиттера, которое находится из вы-
ражения:
„ _ „ Fi cos фэ — cos (фэ + фп) v
L 1 — COS Фэ
у g0 (фп) 1 gl (Ф) Ир (Фэ) р '2-2)
“о (Фэ) J МФ) “1(фэ) 1
(2-3)
Попутно целесообразно определить и фазу коэффициента пе-
редачи от входа к эмиттерному переходу:
Тб = arc tg 'Ар.э.п^Л + у^
1 + r6SCp. э. П (cos Ф!-^)
Для удобства расчета на рис. 2-5 приведены графики для
а/, а на рис. 2-6 и 2-7 для Кб, фб и некоторых значений ГбМ и а.
Затем находится средняя крутизна коллекторного тока
S = a JCS , (2-4)
ср / 'б ср. э. п’ 4 S * 7 >
амплитуда напряжения на базе триода
IJ = ,Kl
^тб q »
*^ср
постоянная составляющая тока базы
I - 1~а /
7б0 — а ' ко»
52
постоянное напряжение на базе
Еб = Ес - итбКб (cos фэ + - -М + г6/б0,
\ Лб ЛбО /
где
1 + гб (1 - a) SCP,э,п
коэффициент передачи на низких частотах.
Для проверки обеспечения токов /э или /к определяем напря-
жения, соответствующие данному режиму на низких частотах,
11 — Ебо 1 ] .
U тбО % итб>
Е($о Ес Дбо^Лпбо cos Фэ "Ь ^6^60
и максимальное напряжение на базе и минимальное на коллек-
торе:
Ыб. макс ^60 ^тбО>
«к. мин ^ко т*
По этим напряжениям, пользуясь семейством статических ха-
рактеристик, проверяем амплитуду импульса эмиттерного или
коллекторного токов и оцениваем, в каком режиме работает
триод.
После этого няулдим первую гармонику тока эмиттепо
t ___________________________Ла
/ —
af
и первую гармонику тока базы
^61 = Л'б'э!.
53
54
где
Л/6 = V 1 — 2a/Cos <рэ к + «2,
здесь
Тэ. к = Ф1 + Фп
сдвиг по фазе между первыми гармониками токов эмиттера и
коллектора.
Для определения мощности, идущей на возбуждение транзи-
стора, прежде всего находят угол сдвига по фазе между первыми
гармониками токов эмиттера и базы
и потребляемая мощность
Р61 — Iб/Лпб COS (Ф1 + Фб ' ?б)-
Входная проводимость транзистора
£вх = cos ф2 + <0С6 KScp7?rp sin (®6 + Фп);
Ьвх = sin Ф2 + <оС6 KScp7?rp cos (?6 + Фп),
где чр2 = Ф1 + Фб — Фб—угол сдвига между первой гармоникой
тока базы и напряжением на базе.
Каскад будет работать устойчиво, если выполнено неравен-
ство:
(1 — >1к) Л'бСОБфг J
arc6. АР
где т]к—к. и. д. промежуточного контура.
§ 2-3. Расчет органов настройки антенного контура
Нагрузкой выходного каскада передатчика является антенна.
Передатчики диапазонных коротковолновых радиостанций обыч-
но имеют в комплекте несколько типов различных антенн, обес-
печивающих работу радиолинии при различных протяженностях
в различное время года и суток как при работе на стоянке, так
и в движении. Применяющиеся коротковолновые антенны могут
быть разделены на две основные группы: несимметричные (шты-
ревые, Т-образные и др.) и симметричные (диполи, уголковые
и др.). Питание несимметричных антенн может быть обеспечено
без каких-либо дополнительных устройств от любой схемы вы-
ходного каскада. Для работы на симметричные антенны чаще
55
применяются двухтактные схемы выходных каскадов, а при од-
нотактной схеме — специальные симметрирующие устройства.
Входное сопротивление любой антенны является комплекс-
ным и в диапазоне частот меняется в очень широких пределах.
Характер изменения входного сопротивления антенны с частотой
показан на рис. 2-8.
Реактивное сопротивление антенны на низких частотах, как
правило, является емкостным и достигает нескольких тысяч ом.
В этой части для настройки антенного
Г\ контура в него включаются катушки
/ \ индуктивности. В области высоких
/ \ частот реактивное сопротивление ока-
7' \ зывается индуктивным, и для наст-
\ ройки в антенный контур включаются
\ конденсаторы.
._________/ \ f Плавная настройка антенного кон-
I *"тура осуществляется в большинстве
/ \ случаев одним органом — вариомет-
/ \ I ром или конденсатором. Однако пре-
/ делов изменения одного вариометра
/ или конденсатора обычно бывает не-
/ достаточно для настройки во всем
/ диапазоне, поэтому специальным пе-
реключателем в антенный контур
включаются дополнительные катушки
Рис 2-8 постоянной индуктивности или кон-
денсаторы постоянной емкости.
Активное сопротивление антенны на низких частотах сравни-
тельно невелико, тогда как на высоких частотах может дости-
гать нескольких сотен ом.
Такой характер изменения сопротивления антенны приводит
к тому, что наименьший к. и. д. антенного контура практически
всегда оказывается на низшей частоте диапазона передатчика.
Это наименьшее значение к. п. д. оценивается перед началом
расчета передатчика и служит основанием для выбора типа
лампы выходного каскада.
Величина активного сопротивления антенны оказывает вли-
яние на вид схемы антенного контура. При достаточно больших
значениях активного сопротивления антенны (гА~ 60-^80 олг)
часто оказывается недостаточной величина связи между антен-
ным и промежуточным контурами, что приводит к снижению
мощности передатчика. В этих случаях в антенном контуре
применяется трансформация входного сопротивления антенны
с помощью конденсаторов постоянной емкости, подключаемых
параллельно антенне.
Трансформация сопротивления антенны. Величины емкостей
параллельных конденсаторов для трансформации больших
56
активных сопротивлений г а определяются на основании следую-
щих соотношений.
Входное сопротивление антенны с параллельно включенным
конденсатором Сщ 2, з> (рис. 2-9)
хс га+ (яд-яс)^ „
— f а “Ь 1%А 2 j / \о ? А / 2 > ( \2 ^А
d + (xA-xc)2 А d + (*а-*с)
(2-5)
1 м
причем здесь хс = -----> 0.
К. п. д. антенного контура с параллельным конденсатором
________1________
хк d + d
уменьшается по мере увеличения частоты вследствие уменьше-
ния величины хс, входящей в последнее слагаемое знаменателя.
Если задаться допустимым значением рл. к. мин на высшей
частоте диапазона при гд>гА.макс (рис. 2-10) то из (2-6) можно
найти наименьшее значение Хс на этой частоте:
d+d_______________ 1
1| । ^А \ ^макс^макс
^А. к. мин QrA /
Наименьшему значению хс соответствует наибольшая вели-
чина еМКОСТИ Конденсатора C(i,2, 3)= Смаке-
Затем для найденной величины Смакс вычисляем величину
d + (*A-*c)2 Га
(2-7)
для всех типов антенн на тех участках диапазона, где гд>ГА.макс.
57
И (2-8)
ГА. макс*" А “6 ' ^АГА. макс
Если в результате проделанных расчетов окажется, что во
всех точках величина гА<ГА.макс, причем наибольшее значение
гА отличается от гд.макс незначительно — не более чем на 20 —
30% (рис. 2-10, кривая /), то найденное значение емкости па-
раллельного конденсатора и является решением задачи.
Если же наибольшее значение гА значительно меньше
fА. макс (рис. 2-10, кривая 2), то необходимо уменьшить вели-
чину найденной емкости параллельного конденсатора. Для этого
на частоте, соответствующей ранее полученной наибольшей ве-
личине гА, задаются гА~гА.маКс и из соотношения (2-7) опре-
деляют
ХА + ГА (ГА — ГА. макс
гА ГА. макс
и находят величину емкости параллельного конденсатора. За-
метим, что при новой величине емкости параллельного конден-
сатора к. и. д. антенного кон-
тура будет выше.
Наконец, может оказаться,
что на некоторых участках диа-
пазона будет иметь место
г'а>га. макс (например,
на рис. 2-11, кривая 3). Для
этих участков диапазона необ-
ходимо включать в антенный
контур конденсаторы другой ем-
кости.. Величины этих емкостей
находятся следующим образом.
Прежде всего на частоте, со-
ответствующей наибольшей ве-
личине г'А (частота f3 на
рис. 2-11), как и ранее, прини-
мают г'А=гА.макс и по формуле
(2-8) находят емкость парал-
лельного конденсатора (она бу-
дет больше выбранной ранее).
Затем по формуле (2-6) вы-
числяют к. и. д. антенного кон-
тура по диапазону. Найденное значение емкости будет обеспе-
чивать работу выходного каскада на участке диапазона, где
т]а.к>т)а-к.мип (f<fi на рис. 2-11). На той части диапазона
(f4<f<f2 на рис. 2-11), где к. и. д. антенного контура меньше
допустимого, включают другие конденсаторы. Для определения
емкости конденсаторов на частоте, соответствующей т]а. к=
= т]а. к. мин (ft на рис. 2-11), используют формулу (2-8), причем
берется г/а = га.макс- Расчет повторяют до тех пор, пока во всех
точках диапазона к. п. д антенного контура будет не менее
58
Ла. к. мин- Таким образом находят количество параллельных кон-
денсаторов и их емкости.
Расчет симметрирующих устройств. Для работы одиотактноп
схемы лампового генератора выходного каскада передатчика
на симметричные антенны в антенный контур включается сим-
метрирующее устройство.*
Схемы простейших симметрирующих устройств приведены
на рис. 2-12. Величины индуктивностей и емкостей в этих схе-
мах связаны соотношением
Коэффициент полезного действия симметрирующего устрой-
ства в случае настройки вариометром (рис. 2-12, а) прибли-
женно равен:
1 +
2*с
QrA
где хс=1/ыС, а в случае настройки конденсатором переменной
емкости (рис. 2-12,6)
~_______________1___________
1 Xl 1 Га++
Q'a L Х1
где xL = aL.
При фиксированных величинах гА и хА к. п. д. симметрирую-
щего устройства имеет не резко выраженный максимум для пер-
вой схемы при
хс = ^-Уга + ха
* В последнее время для питания симметричных антенн начинают приме-
няться ферритовые трансформаторы.
59
и для второй при
X
L
г\ + к\
2
На основании этих соотношений, а также из конструктивных
соображений выбирается величина одного из параметров сим-
метрирующего устройства С или L, а затем из формулы (2-9)
определяется величина другого.
Входное сопротивление симметрирующего устройства, если
пренебречь потерями в нем,
и по весьма сложному закону меняется в диапазоне частот. Это
обстоятельство является недостатком простейших схем симмет-
рирующих устройств.
В этом отношении лучшими оказываются двухзвенные сим-
метрирующие устройства (рис. 2-13). Условие симметрии для
таких схем
<d2LC = 1,
и входное сопротивление пропорционально входному сопротив-
лению антенны:
Zbx;^“zA’
К. п. д. двухзвенных симметрирующих устройств ниже, чем
у однозвенных.; для схемы, изображенной на рис. 2-13, а, он
равен:
1
60
и для схемы, изображенной на рис. 2-13,6,
1
73 =
где х=ы£= 1/соС.
Несмотря на достоинства двухзвенных симметрирующих уст-
ройств, они применяются сравнительно редко, главным образом
из-за сложности конструкции.
Расчет органов настройки антенного контура. Для работы пе-
редатчика в широком диапазоне частот на широкий класс ан-
тенн в антенном контуре выходного каскада, помимо органа
плавной настройки (вариометра или конденсатора переменной
емкости), необходимо предусматривать переключатель, включа-
ющий в антенный контур удлинительные катушки или укорачи-
вающие конденсаторы (рис.
2-14). Расчет этих катушек и
конденсаторов может быть
произведен следующим обра-
зом.
В случае плавной настрой-
ки антенного контура варио-
метром (что применяется ча-
ще) необходимо построить на
графике, как функции часто-
ты, реактивные составляющие Рис. 2-14.
входных сопротивлений ан-
тенны. Если применяются параллельные конденсаторы, то стро-
ят график трансформированного входного сопротивления ан-
тенны с соответствующим параллельным конденсатором. При
использовании симметрирующих устройств вместо графика вход-
ного сопротивления антенны строят график реактивной составля-
ющей входного сопротивления симметрирующей приставки, на-
груженной на антенну. При расчете двухтактных схем по оси
ординат откладывают величину 1/2 хА (или 1/2 х'А при исполь-
зовании параллельных конденсаторов), и в результате расчета
получают параметры элементов одного плеча схемы.
Пусть кривые а и b на рис. 2-15 соответствуют крайним зна-
чениям реактивного сопротивления для всех антенн передат-
чика, а /мин и /макс, соответственно, минимальная и максималь-
ная частоты диапазона передатчика.
Максимальная величина индуктивности, необходимая для на-
стройки антенного контура, определяется из условия резонанса
на минимальной частоте диапазона
, __ XA. мин
^макс — о ,
^к/мин
61
Если конструктивно осуществить вариометр с такой макси-
мальной индуктивностью возможно, то никаких дополнительных
катушек в антенный контур не включают. Если же построить ва-
риометр такой индуктивности затруднительно, то величина мак-
симальной индуктивности вариометра выбирается из конструк-
тивных соображений. Вариометры с подвижным контактом («ро-
ликового» типа) применяются в передатчиках мощностью не
более нескольких десятков ватт. Они имеют приемлемые габа-
Рис. 2-15.
риты при максимальной индуктивности 40—50 мкгн. В. передат-
чиках большей мощности используются вариометры с макси-
мальной индуктивностью до 80—100 мкгн- После выбора типа
вариометра и его максимальной индуктивности £в. макс, исходя
из конструкции, оценивается величина минимальной индуктив-
ности антенного контура £МИн с учетом индуктивности соедини-
тельных проводов. В коротковолновых передатчиках величина
Емин лежит в пределах 0,5—1 мкгн.
Далее на графике проводим прямые
х =— toL ;
макс в. макс’
X =— шЬ
мнн в. мин
62
Заштрихованный сектор на рис. 2-15 дает значения реактив-
ных сопротивлений антенн, которые могут быть настроены с по-
мощью одного вариометра.
Для настройки антенного контура на частоте /мин необхо-
димо включить дополнительную (удлиняющую) катушку с ин-
дуктивностью Ь4 = £макс —- £в.макс-
Для определения пределов настройки антенного контура с до-
полнительной индуктивностью Li проводим прямую с, определя-
емую уравнением
х = — «> (£i + £МИп).
Для построения ее на прямой /=/мин откладываем отрезок
^3^4 = ^1^2 шмин (^в. макс ^мин)’
соединяя точку А4 с началом координат. Сектор Л3 Ос дает зна-
чения реактивных сопротивлений антенн, настраиваемых с по-
мощью дополнительной индуктивности £1. Если точка Д, пере-
сечения прямой с с кривой b лежит вне заштрихованного сек-
тора, то для настройки антенного контура в области, лежащей
выше сектора А3 Ос, необходимо включить другую дополнитель-
ную индуктивность £2. Для ее определения воспользуемся тем
обстоятельством, что на частоте fi (абсцисса точки Ё4) варио-
метр обладает максимальным реактивным сопротивлением, рав-
ным ординате точки В2- Поэтому реактивное сопротивление ин-
дуктивности £2 на частоте £ определяется отрезком В2В4, т. е.
B2B4=2nfi£2, откуда и находится величина £2.
Далее откладываем на прямой f—fi отрезок В4ВЪ=В4В2 и
проводим прямую d из начала координат через точку В5, кото-
рая пересечет кривую b в точке С5. Сектор В4ОС5 дает значения
реактивных сопротивлений антенн, настраиваемых с дополни-
тельной индуктивностью £2.
Такие расчеты и построения проделываем до тех пор, пока
прямая
х = ш (В1г £„ин)
не попадет в заштрихованный сектор (в случае, представлен-
ном на рис. 2-15, такой прямой является прямая d).
В области сопротивлений антенн, лежащих выше заштрихо-
ванного сектора, для настройки в антенный контур необходимо
включать дополнительные конденсаторы. Величина емкостей
этих конденсаторов и их количество находятся аналогично.
На максимальной частоте диапазона fM!lKC определяем вели-
чину емкости С4 из условия резонанса антенного контура с наи-
большим входным сопротивлением антенны (кривая а) при ми-
нимальной индуктивности вариометра из выражения:
_____!____— V 4-2тг/? / — Л(1)Д(3)
9 /' р ЛА. макс Г J макс мин Л
Х7Умаксс'1
63
Далее перестраиваем кривую Ь, уменьшая ее ординаты на
величину l/coCi. В результате получаем кривую пересе-
кающую прямую Хмакс в точке на частоте р). На этой ча-
стоте определяем величину второй дополнительной емкости С2
из условия:
1
2nf^Cz
= В(1)В(2)
и перестраиваем кривую Ь, уменьшая ее ординаты на величину
1/соС2, и т- д.
Расчет и построения производим до тех пор, пока соответству-
ющая точка пересечения прямой f=f(K) с кривой а не попадет ле-
вее точки М — точки пересечения кривой а и прямой хмин-
§ 2-4. Расчет нагрузки лампы при настраиваемом антенном
контуре и регулируемой связи между контурами
Схемы выходных каскадов с настраиваемыми антенным и
промежуточным контурами и регулируемой связью между ними
представлены на рис. 2-16, 2-17, 2-18 и 2-20.
Рис. 2-16.
Задача расчета состоит в определении параметров промежу-
точного контура и элементов связи с антенным контуром, а также
в нахождении мощности в антенне по диапазону на основной
частоте и гармониках-
Предполагается, что предварительно произведены разбивка
общего диапазона на частные, рассчитаны антенный контур и
граничный режим лампы (или полупроводникового триода), т. е.
известны, величины гА. ю Ха. к, Вгр и RTP. В случае применения
в выходном каскаде нескольких параллельно включенных ламп,
под величинами Ргр и /?Гр подразумеваются полная мощность,
даваемая лампами, и общее сопротивление, то есть Ргр=пРтР1 и
Rrp=Rrpi/n, где п— число ламп и индексом 1 обозначены вели-
чины, относящиеся к одной лампе.
При использовании двухтактной схемы расчет удобнее вести
на одно плечо, т. е. понимать под величинами гА. ь- и хА. к поло-
вины сопротивлений полного антенного контура, а под величи-
64
нами Ргр и /?Гр — мощность одной лампы и ее сопротивление
нагрузки-
Схемы с индуктивной и автотрансформаторной связью. Ра-
счет целесообразно начинать с определения параметров проме-
жуточного контура. В качестве органа настройки промежуточ-
ного контура в рассматриваемых схемах применяются конденса-
торы переменной емкости.
При расчете выходных каскадов коротковолновых передатчи-
ков с целью повышения коэффициента полезного действия про-
межуточного контура т]а.к нужно стремиться к уменьшению на-
чальной емкости контура на самом высокочастотном поддиапа-
зоне. Поэтому расчет параметров промежуточного контура
нужно начать с определения его минимальной емкости Сыин.
Минимальная емкость контура будет на максимальной ча-
стоте:
СМИн — со + Ск + См + СВЬ1Х -ф Спод,
здесь Со — начальная емкость конденсатора переменной ем-
кости;
Ск — собственная междувитковая емкость катушки;
См — емкость монтажа;
СВых — выходная емкость лампы;
Спод — емкость подстроечного элемента.
На других поддиапазонах минимальная емкость контура и
коэффициент перекрытия по частоте определяются, исходя из
требуемых значений коэффициента фильтрации гармоник и
к. и. д. промежуточного контура, как показано в § 1-4.
При расчете средневолновых и длинноволновых передатчи-
ков емкость контура и коэффициент перекрытия определяются,
исходя из требуемых полосы пропускания контура и коэффици-
ента фильтрации гармоник (см. § 1-4).
После определения минимального значения емкости на каж-
дом частном диапазоне находится максимальная емкость
С = 1г2С
макс f мин*
где kf — коэффициент перекрытия поддиапазона.
Индуктивность промежуточного контура определяется из вы-
ражения:
причем при расчете берутся соответствующие значения емкости
и частоты: минимальная емкость на высшей частоте поддиапа-
зона или максимальная на низшей.
Дальнейший расчет обычно выполняется для нескольких то-
чек каждого поддиапазона (большей частью для крайних). Оп-
65
ределяется значение эквивалентного сопротивления ненагружен-
ного промежуточного контура
К эо = Qp,
где
1
Р = —тг-
соС
Находится значение параметра
Кэо
а = ——.
Ргр
Вычисляется оптимальное значение степени связи, обеспечи-
вающее получение максимальных мощностей в антенне,
_ а + У(а-1)2 + 3
2
Определяется значение сопротивления органа связи
хсв = /л2оп/кга. к ,
где rK=plQ — сопротивление потерь промежуточного
контура;
Га. к=Га+гн; гн — сопротивление потерь в органе настройки
антенного контура-
Далее рассчитываются параметры элементов связи.
В случае индуктивной связи находится коэффициент взаимо-
индукции
М = ^-
со
и индуктивности катушки связи
, _ М2
св~ k*L ’
где k=0,25-s-0,3 — коэффициент связи, зависящий от конструк-
ции; из найденных значений выбирается наибольшее.
В случае автотрансформаторной связи прежде всего опреде-
ляются значения индуктивности связи
Г __ ^св
ьсв — ш
и выбираются предельные ее значения РСв. мин и РСв. макс-
Далее необходимо определить количество переключений ор-
гана связи с таким расчетом, чтобы мощность в антенне изме-
нялась бы не более, чем на некоторую малую величину ДР/Р.
66
Для сохранения &Р/Р при переключениях достаточно, чтобы от-
носительное изменение индуктивностей связи было постоянно,
т. е.
Lcb 2 _ П‘В 3 _ П‘В 4 _ _ LCB fl ___ (2-1 11
I 1 I Г • V /
^CB 1 ^СВ 2 ^св з ^св (л—1)
Перемножая все эти равенства, будем иметь:
Ьсв п ^св. макс jn—1
^-св 1 LCB мии
откуда
, ^св. макс
1ё~1------
П =-------св. мни _ j, (2.12)
Igd
причем d выбирается из условия d<J,2. Полученное в (2-12)
значение п округляется до целого числа и по формуле
d = 7/ £.св- макс- (2-13)
|/ ьсв. мин
уточняется значение d. Иногда при расчетах бывает удобным за-
даваться количеством переключений органа связи п; тогда из
(2-13) определяем величину d, по которой можно судить об ожи-
даемых пределах изменения мощности.
Величины индуктивностей связи могут быть найдены из вы-
ражения (1-12):
^св 2 = ^ев. мии’ 7в 3 ~ ^св 2’ • • • ’ ^св п ~ ^св (п—1)•
Зная величины индуктивностей связи, можно произвести энерге-
тический расчет каскада, т. е. произвести проверку обеспечения
заданной мощности в антенне и допустимость мощности рассеи-
вания на аноде во всем заданном диапазоне частот.
В случае плавно регулируемой связи проверка энергетиче-
ских соотношений не представляет никаких затруднений, так
как в каждой точке диапазона будет устанавливаться оптималь-
ное, ранее определенное, значение степени связи («пот ). По
известной величине «опт находится коэффициент
а
х = ~2----Г
попт+ 1
и колебательная мощность
Р = х(2 — х)Ргр.
Мощность в антенне определяется по формуле:
и2
где = ^77
РА = V3A. кР’
коэффициент полезного действия промежуточ-
ного контура;
67
rA rA
yiA к = 7--= 7—77--------коэффициент полезного действия ан-
А,к А н тенного контура.
Мощность, рассеиваемая на аноде, определяется как раз-
ность мощностей, потребляемой и колебательной:
Р — Р ____р
г а г1) 1 >
где
Р = 3 Р
° 2 + х °гр’
Для определения мощности в антенне на гармониках в ряде
точек диапазона вычисляется коэффициент фильтрации
Ф = (s_____L'j__2_____
° \ S ) n2+ 1 гА к ’
где s— номер гармоники;
ZA. „ = />«,+(*«.+* <2-14’
здесь rAs и xAs — активное и реактивное сопротивления ан-
тенны;
xlls — реактивное сопротивление органов настройки
антенного контура на s-ой гармонике.
В случае применения параллельных конденсаторов, под вели-
чинами Гд.к, гд8 и xAs понимаются трансформированные сопро-
тивления.
После определения Ф8 находится мощность
Р - 1 р
AS Ф* af ГЛ
(2-15)
Расчет проводится только для второй и иногда третьей гар-
моник (s=2 и s = 3), поскольку на высоких частотах погреш-
ность становится очень большой из-за неточности определения
коэффициента разложения импульса (as) и влияния паразит-
ных параметров схемы.
В случае ступенчато регулируемой автотрансформаторной
связи оптимальная связь будет осуществляться только в ряде
точек диапазона, поэтому после определения оптимального зна-
чения индуктивности связи в любой точке диапазона следует
выбрать ближайшее из ранее вычисленных и вновь по нему оп-
ределить п2 по формуле:
га^а к ’
где хсв = 2~fLCK.
68
емкостной связью между антенным
Рис. 2-18.
Дальнейший расчет не отличается от предыдущего однако х
может принимать значения больше 1,25 (при выборе
LcB < ^-св.опт ), в этом случае колебательная мощность опреде-
ляется по уравнению нагрузочной характеристики в области пе-
ренапряженного режима:
р =____1___р
4х+2,5 гр'
Схема с емкостной связью. Принципиальная схема выход-
ного каскада со ступенчатой
и промежуточным конту-
рами с настройкой варио-
метром приведена на рис.
2-18.
Задача расчета состоит
в нахождении параметров
промежуточного контура,
т. е. емкостей Ск1, Ск2 • -
Скп и индуктивностей варио-
метра ЛмаКс « АМИ|1, а так-
же в определении количе-
ства конденсаторов потен-
циометра связи и величин
их емкостей. При широком
диапазоне частот передат-
чика на низкочастотной ча-
сти диапазона параллельно
потенциометру связи подключаются конденсаторы для увели-
чения коэффициента связи промежуточного контура с лампой.
В противном случае из-за малой величины емкости потенцио-
метра сопротивление нагрузки в анодной цепи лампы оказы-
вается очень малым, что ведет к снижению к. и. д. пере-
датчика.
В случае применения для настройки промежуточного контура
вариометра, состоящего из двух индуктивно связанных кату-
шек, для уменьшения пределов изменения эквивалентного со-
противления на высокочастотной части диапазона катушки ва-
риометра включаются параллельно, а на низкочастотной — по-
следовательно.
Расчет рассматриваемой схемы начинается с определения
емкости потенциометра связи. При этом предполагается, что из-
вестны диапазон частот и его разбивка на частные диапазоны,
сопротивление нагрузки в граничном режиме RTp и активное
сопротивление антенного контура гА. к- Обычно на самом высо-
кочастотном частном диапазоне катушки вариометра включены
параллельно, а на остальных диапазонах — последовательно.
Минимальная емкость промежуточного контура будет иметь
69
место на последнем высокочастотном диапазоне при fy>2 или
на предпоследнем, если поскольку
= JL [1 _ (k + J_ V_L ],
Ьмин 4 L \ r kf) 2 ]
где 6 = 0,02-^0,06 — параметр, зависящий от коэффициента
связи между катушками.
На частном диапазоне, соответствующем минимальной ем-
кости контура, задаемся параллельной емкостью контура
С =С 4- С 4-С
п. мин вых * м 1 под
и приближенно оцениваем величину параллельных емкостей со-
седних частных диапазонов, пренебрегая пока емкостью потен-
циометра, из условия Ы2СП.
Уравнение для определения емкости потенциометра связи
найдем из следующих соображений. Имеем
гр и2 + 1
(2-16)
где
— эквивалентное сопротивление ненагру-
женного промежуточного контура;
— квадрат степени связи,
здесь
х
п
“Сп
_ 1
св „
соСсв
Подставляя эти соотношения в (2-16), получим уравнение:
откуда приближенно
(2-17)
Вычисляя по этой формуле Ссв, необходимо подставлять со-
ответствующее данному частному диапазону значение емкости
Си- Расчет ведется для ряда точек диапазона, и из полученных
величин в качестве емкости потенциометра СПОт выбирается на-
именьшая. Практически наименьшее значение емкости связи
получается в той точке диапазона, где минимально отношение
£n/WA к .
После нахождения емкости потенциометра Спот нетрудно
определить индуктивность вариометра. Для этого на частном
70
диапазоне соответствующей минимальной параллельной емкости
находим полную емкость контура
с с
Г* ___ пот п. мин
и затем индуктивность вариометра
ш2Смин
Подставляя сюда минимальную частоту частного диапа-
зона, найдем максимальную индуктивность вариометра (при
последовательном или параллельном соединении1 в зависимости
от способа его включения на рассматриваемом поддиапазоне),
а затем значения индуктивностей и полных емкостей (Ск) кон-
тура на других частных диапазонах.
Составляющие емкости контура, включаемые параллельно
лампе, вычисляются по формуле:
“ г ______с
*>ПОТ '-'К
Затем для крайних точек каждого диапазона вычисляются
коэффициент включения контура р = Ск/Сп, эквивалентное со-
противление контура/?эо = p2Qp и параметр а. При широком
диапазоне частот передатчика может оказаться, что на некото-
рых частных диапазонах параметр а будет мал (менее 2—3)
или же величина Сп получится отрицательной (это может
иметь место на низкочастотных частных диапазонах). Тогда на
этих частных диапазонах параллельно потенциометру подклю-
чаются дополнительные конденсаторы. Для определения их
емкостей имеем:
г 1 Р - Хгп
р = <0L = ; р = ;
юСк г
№ о
= Rm = p2Q?.
г' А. к
Подставляя эти значения в (2-16), получим:
71
(2-18)
Из полученных величин Ссв на каждом частном диапазоне
выбирается наименьшее ССв.мпн и определяется емкость допол-
нительного конденсатора
ДОП
св. мин
пот
а затем вычисляются емкости конденсаторов, параллельных
лампе,
Q Ск (£дОП + Спот)
Спот + Сдоп ------ Ск
Для определения количества конденсаторов потенциометра не-
обходимо найти наибольшую величину емкости связи. Для этого
Рис. 2-19.
на нескольких точках каждого поддиапа-
зона вычисляются следующие величины:
Ьп Кгр
= Р . „2 = Q+ 1^(0 — 1)2-Г 3 .
К Q > ОПТ 2
*св = C^-+C^]/CtVA.k = 4- • (2‘19)
(>ПОТ С°Ссв
Множитель перед корнем в последней формуле появился
вследствие того, что часть контурного тока протекает через
дополнительный конденсатор, что требует увеличения сопро-
тивления связи. Наибольшая из найденных емкостей является
емкостью нижнего конденсатора потенциометра (Ci на
рис. 2-19).
Для обеспечения одинакового относительного изменения
мощности при переключении потенциометра необходимо иметь:
С(1) . £(2)^
С(2) С(3)
С(П-1)
с(«)
= d< 1,2.
где п — число конденсаторов потенциометра.
72
После выбора п и уточнения величины d по выражению
Спот
находятся емкости конденсаторов потенциометра и емкости
связи
__ Cj е _____________ Cj
(К)_ ’
Для расчета энергетических соотношений по диапазону по
найденной ранее величине Ссв из (2-17) или (2-18) выбирается
из имеющихся значений Ск
ближайшее, уточняется ве-
личина квадрата степени
связи
1 / Спот \з 1
“2ск'СПот + Сдоп / ГкГА. к
вычисляется к. и. д. проме-
жуточного контура и нахо- Рис 2-20
дится коэффициент х =
= —-—, с помощью которого по нагрузочным характеристи-
п2 -J- 1
кам определяется генерируемая лампой мощность и затем
мощность в антенне.
Потребляемая каскадом мощность
Ро
р
г огр
и мощность рассеяния на аноде Ра = Р0— Р-
Коэффициент фильтрации для рассматриваемой схемы
0S = S(S2-1)
Q ZA.KS
П2 1 ГА. к
п2 =
3
2 + х
где 2a.ks — полное сопротивление антенного контура (2-14).
Мощность в антенне на гармонике определяется выраже-
нием (2-15).
В случае настройки контура конденсатором переменной ем-
кости (рис. 2-20) расчет производится аналогично. Для опре-
деления емкости потенциометра удобно воспользоваться фор-
мулой (2-17), в которой теперь величина емкости контура
будет переменной. Величину емкости связи необходимо вычи-
слить на максимальных частотах каждого поддиапазона и из
полученных величин наименьшую взять в качестве емкости
73
потенциометра. После нахождения емкости потенциометра оп-
ределяются пределы изменения емкости конденсатора перемен-
ной емкости из условия:
Ск. макс + СП СК. мин + Сп
откуда
t,2 р
__ к/ик. МИИ
'к. макс Р *
l_(fe2_i)_K.MHH
Сп
Затем по формулам (2-18), в которых нужно положить
Сдоп=0, производится расчет по диапазону и выбирается наи-
большее значение емкости связи (Ci). Дальнейший расчет не
отличается от рассмотренного выше случая настройки варио-
метром.
§ 2-5. Расчет нагрузки лампы при ненастраиваемом антенном
контуре и регулируемой связи между контурами
Схема выходного каскада с ненастраиваемым антенным
контуром применяется с целью упрощения конструкции и об-
vI легчения настройки выходного
каскада, в частности, такие схе-
Рис. 2-21.
мы применяются в случае пита-
ния антенны с помощью фидера.
Вследствие увеличения сопротив-
ления антенного контура в таких
схемах' требуется большая вели-
чина связи между контурами по
сравнению со схемами с настраи-
ваемым антенным контуром. По-
этому широкое применение нахо-
дят автотрансформаторная связь
(рис. 2-21) и емкостная с по-
мощью потенциометра, подключаемого параллельно промежу-
точному контуру (рис. 2-22, а и б).
В схеме для настройки промежуточного контура может
применяться только конденсатор переменной емкости. Кроме
того, в этой схеме практически исключена возможность пере-
ключения катушки индуктивности, так как при этом будет
очень сильно изменяться связь между контурами. Поэтому
такая схема, как правило, находит применение только в узко-
диапазонных передатчиках (/г/<1,5-н2) малой мощности,
особенно в УКВ диапазоне.
Схема с емкостным потенциометром может применяться
при любом способе настройки промежуточного 'контура и в до-
статочно широком диапазоне частот передатчика.
74
В схемах с неиастраиваемым антенным контуром в проме-
жуточный контур, помимо активного сопротивления, вносится и
реактивное, поэтому в нем должна быть либо предусмотрена
возможность подстройки специальным элементом, либо орган
его настройки не должен сопрягаться с органами настройки
контуров промежуточных каскадов.
Схема с автотрансформаторной связью между контурами.
Задача расчета состоит в определении параметров проме-
жуточного контура, величины индуктивностей связи по извест-
ным входному сопротивлению антенны (га, хА) и сопротивле-
нию граничного режима Rrp.
Особенностью расчета схемы с ненастроенным антенным
контуром является то, что степень связи между контурами бу-
дет функцией расстройки антенного контура
2 9
п2 = cos2 ?А. к « cos2 ? А. к, (2-20)
гк'А.к гк'А
где
<РА к = arctg^^ arctg , (2-21)
ГА.к Гд
так как ввиду отсутствия органа настройки антенного контура
и малости сопротивления потерь органа связи гА.к~гА. Тогда
для обеспечения оптимального режима каскада необходимо вы-
полнить следующее условие:
= а + ]/(а_1)2 + з = cos2
ОПТ 2 r Г д ‘А.К’ 4 '
где
2 1 1
+ г2
ГА
Исключая из этих выражений cos2 <рд.к, получим уравнение:
(—Ц 1 х2 — 2х. х — г2 — х2 = 0,
12 I св А св А А ’
\ гк”опт /
из которого
^св
(2-23)
Это выражение может быть использовано для нахождения
предельных значений индуктивности связи Тсв.мин и Тсв.макс-
75
Сначала вычисляются приближенно (без учета реакции ан-
тенного контура) по выбранной минимальной емкости параметры
промежуточного контура по диапазону: LK, р, rK, Ra0 и опреде-
ляется квадрат оптимальной степени связи (2-22). Затем по
диапазону вычисляются значения сопротивлений связи (2-23)
и индуктивность LCB, из которых выбираются крайние L с в.мин И
^св.макс- Далее, как и для ранее рассмотренной схемы, по фор-
мулам (2-11), (2-12) и (2-13) определяются количество индук-
тивностей связи и их величины.
Для расчета мощности в антенне по диапазону на выбран-
ных точках диапазона по формуле (2-23) находится Лсн и вы-
бирается ближайшее к нему значение LCB. к. Далее по формулам
(2-21) и (2-20) определяется срл.к и п2, к. п. д. промежуточного
п2 а
контура 7jK = ' 2 !, параметр х = и все остальные вели-
чины, характеризующие режим генератора.
Предельные значения емкостей промежуточного контура с
учетом реакции антенного контура определяются на крайних
частотах диапазона по формуле:
С =---------. (2-24)
“2£к( 1 ~ Sitl 2<fA. к )
Мощность в антенне на гармонике для рассматриваемой
схемы удобнее вычислять, не пользуясь коэффициентом фильт-
рации, по формуле:
Р = ^-12 г
As g As As 9
здесь величина тока гармоники в антенне определяется соотно-
шением:
где со —рабочая частота;
Xas — реактивное сопротивление антенны на s-ой гармонике.
Иногда для уменьшения индуктивностей связи в антенный
контур включается реактивный элемент (конденсатор или ка-
тушка), уменьшающий расстройку антенного контура (рис.
2-21, б). В этом случае расчет схемы несколько изменяется.
Величина реактивного сопротивления дополнительного эле-
мента выбирается таким образом, чтобы на средней частоте
76
диапазона антенный контур был настроен в резонанс Тогда для
средней частоты
XCB = KnonTVA.K:
*А+*СВ + *ДОП = 0,
откуда
X „ = —X. —X .
доп А св
И в зависимости от знака хдоп определяем
Рис. 2-22.
или
•^допС0ср
Дальнейший расчет не отличается от предыдущего, только
во всех формулах вместо хА необходимо брать величину
Ха Т Хдоп-
Схема с емкостной связью. Потенциометр связи в рассмат-
риваемой схеме может выполняться либо в виде набора после-
довательно соединенных конденсаторов постоянной емкости
(рис. 2-22, б), либо в виде дифференциального конденсатора
специальной конструкции (рис. 2-22, а). В таком конденсаторе
между двумя неподвижными пластинами поступательно пере-
мещается третья; при этом если подвижная пластина прибли-
жается от нижней к верхней, то связь возрастает.
Особенность расчета схемы с емкостной связью заключается
в определении емкости потенциометра связи и пределов поло-
жения подвижной пластины (для схемы на рис. 2-22, а) пли
количества и величин конденсаторов потенциометра (рис.
2-22, б).
Для расчета рассматриваемой схемы удобнее параметры ан-
тенны задать в виде проводимостей:
Уа = ТГ = ^+]'Ьа’
А
77
которые связаны с составляющими сопротивления соотноше-
ниями:
е - Гд '
А d + 4 ’
ь =_____________
А d + 4 ’
В случае работы выходного каскада на фидер, вследствие
неполного согласования антенны, входная проводимость фи-
дера оказывается комплексной:
1 1 —р2
£. =-----------------;
Рф 1-|2р cos у + р2
b _ J_______2Р sin у
А Рф 1 + 2р cos у + р2
где рф — волновое сопротивление фидера;
р и <р — соответственно модуль и фаза коэффициента отраже-
ния.
Если рассогласование задано через коэффициент стоячей вол-
ны (Лев) или бегущей волны (Лб.в), то коэффициент отраже-
ния можно вычислить по формулам:
Кс.в-1 1-Кб.в
Р =--------=---------•
*с. в + 1 • + Л-б. В
Часто фаза коэффициента отражения бывает неизвестна,
тогда можно определить пределы изменения входных проводи-
мостей фидера:
1—Р 1 <t + P 1 .
1 + р Рф"® А" 1 — р рф ’
_ 2р 1 2р 1
1 _ р2 Рф А J _ р2 рф •
При определении параметров промежуточного контура ориен-
тировочно задаются полной емкостью потенциометра связи
(в несколько десятков пикофарад), после чего вычисляются по
диапазону параметр а, Иопт и Ra:
_ _ _Rao . „2 ____ а ~Ь — О2 + 3 . р __ R3o
Rrp ’ опт 2 ’ э „2 _|_ 1 •
и часть проводимости анодной цепи лампы, обусловленная ан-
тенным контуром:
1 1
78
Из эквивалентной схемы элемента связи и антенного контура
(рис. 2-23) имеем:
“2CfgA______ .
+ (wC1 + шС2 + 6А)2
_ gA + (юС2 + 6а) (шС1 + мС2 + М
d + C^ + ^ + M2 'г
Введем обозначения:
m=B-L. А= — ; В = \
g gA gA
(2-26)
(2-27)
Х-» CjCg
где С = —1-j£-
Ci + С2
полная емкость потенциометра связи и
причем 0<л<Д, тогда из (2-25) и (2-26) имеем:
(2-28)
В этом уравнении неизвестными являются величины А и х,
следовательно, одной из них необходимо задаться.
Величина х в конденсаторе переменной емкости определяет
относительное расстояние между верхней и подвижной пласти-
нами. Действительно, из рис. 2-24 имеем:
1 3,6rd
3,6г (D — d — Ъ)
где S — площадь пластины, а другие величины видны из ри-
сунка.
79
Зная Ci и С2, можно найти С и х:
1 = 1 1 _ 3,6* (£) — £)
С ~ С1 с2 ~ S
т. е.
С d
х = — =---------.
С, D — о
Отсюда следует, что параметр х не должен быть близок к О
или 1, так как в этом случае при очень малом расстоянии меж-
ду пластинами (между средней и верхней при х -> 0 или между
средней и нижней при х->1) воз-
можен электрический пробой и по-
требуется очень точная регулировка
положения подвижной пластины.
Практически приемлемы изменения
параметра х в пределах 0,1—0,9.
В случае больших изменений пара-
метров антенны выполнить это тре-
бование не всегда возможно, тогда
параллельно одной из емкостей
подключается дополнительный конденсатор постоянной емкости
(рис. 2-25).
Если считать х известным, то из (2-27) найдем:
А =~(1(1ХД ! [д +К"г(1-*)2(1+£2)-1] (2-29)
(второй корень опущен, так как он отрицателен).
При значениях х, близких к 1, из-за малости знаменателя
величина А (т. е. емкость потенциометра связи) будет очень ве-
лика, поэтому для нахождения минимального значения емкости
следует задаться наименьшим допустимым значением х. Выби-
рая Хмии = 0,1 -г- 0,2, из (2-29) вычисляется величина А, а затем
емкость потенциометра С, как функция частоты. Наибольшая из
полученных в результате этого расчета величин емкости конден-
сатора и выбирается в качестве емкости потенциометра. Если
полученное значение емкости оказывается конструктивно не-
удобным (очень велико или мало), то емкость потенциометра
выбирается из конструктивных соображений, и к этому потен-
циометру в некоторой части диапазона необходимо будет под-
ключать дополнительный конденсатор.
Для определения величины емкости дополнительного кон-
денсатора с помощью (2-28) находятся наибольшее и наимень-
шее значения х по диапазону: х1ШП и хмакс-
80
Непосредственное вычисление по (2-28) неудобно, так как
оно приводит к уравнению четвертой степени. Путем введения
новой переменной
а А /т
уравнение (2-28) приводится к виду:
|/т — Ату = г .
1 By
Правая часть этого уравнения, как функция у, имеет только
один параметр В; на рис. 2-26 построены графики этой функции
для различных значений параметра В. Левая часть уравнения
графически представляется в виде прямой линии.
Для определения величины х на рис. 2-26 через точки
Р (О, 1/Лт) и Q ’ в) проводим прямую; ее пересечение
с кривой, соответствующей данному параметру В, дает необхо-
димое значение у, а следовательно, и х.
Если получаются величины хМИн<0,1 и хМакс > 0,9, то ем-
кость дополнительного конденсатора находится из следующих
соотношений:
^мин
С' с2
Ci Ci 4- Ci 4~ Сдоп
4 Заказ Ns 2162
81
причем
— = 2 >0,1,
Ci Ci + Cg
отсюда получаем:
С > 1 Q
Аналогично
у _____ С' __ Са 4- Сдоп
Лмакс — с - — _ „ _ ,
Ь1 Ч Т Чт '-'ДОП
откуда
г» \ •Кмакс — 0*9 л
доп ^0,09(1-лмакс)
Емкость дополнительного конденсатора выбирается из более
сильного неравенства.
При использовании потенциометра с переключателем
(рис. 2-22, б) после определения наибольшей и наименьшей ве-
личины емкости связи расчет потенциометра производится так
же, как и в случае схемы с настроенной нагрузкой (§ 2-4).
Энергетический расчет каскада в диапазоне частот произво-
дится аналогично ранее рассмотренным схемам, необходимо
только дополнительно уточнить пределы изменения органа на-
стройки промежуточного контура, учтя реактивную проводи-
мость потенциометра связи (2-27).
Для определения мощности в антенне на гармонике можно
приближенно воспользоваться соотношением:
где gs определяется формулой (2-26), в которой вместо вели-
чин о>, gA и ЬА должны браться соответственно s&>, gAs и bAs.
§ 2-6. Расчет нагрузки лампы с ненастраиваемым антенным
контуром и нерегулируемой связью между контурами
Выходной каскад с ненастраиваемым антенным контуром и
нерегулируемой связью (рис. 2-27) применяется для упрощения
конструкции в маломощных передатчиках (А<1-^2 вт) с узким
диапазоном частот (fy<l,3-*-l,5).
При расчете схемы задаемся емкостью контура из обычных
соображений, пренебрегая пока реакцией антенны, и опреде-
ляем параметры промежуточного контура по диапазону.
82
Для уменьшения пределов изменения мощности по диапа-
зону в антенный контур включается дополнительный реактив-
ный элемент, величина которого выбирается из условия резо-
нанса антенного контура на средней частоте диапазона:
[*А + *св + *доп]/ =0- (2'30)
J ср
Ориентировочные значения индуктивности катушки связи
можно определить из условия обеспечения оптимальной связи
на средней частоте:
|/~поптгкГА. к __
св == 2?^ ’ '
после чего из (2-30) определяется вели-
чина %Доп и (в зависимости от знака)
Сдоп или Адоп- При найденной величине
индуктивности связи вследствие расстройки
связь между контурами на краях диапазона будет меньше оп-
тимальной, что приведет к уменьшению мощности (кривая 1 на
рис. 2-28). Для выравнивания мощности необходимо увеличить
индуктивность катушки связи, так чтобы на крайних частотах
связь была несколько меньше оптимальной, а на средней —
больше. Характер изменения мощности по диапазону при пра-
вильном выборе связи показан на рис. 2-28 (кривая 2).
Нахождение связи, обеспечивающей наибольшее постоянство
мощности по диапазону, аналитически сложно, поэтому приме-
няется графический метод решения. Задаваясь рядом значений
индуктивности связи, большими ранее определенной, найдем
степень связи в точках /Ср и /мпн^
<n2L2
П2 = V~r---COs2t?A к’
гкгА. к К
4*
83
где
<?А к = arct6 7^ ~ arct6 *ев4-УЛОП .
ГА. к ГА
Далее определяем коэффициент х= j > коэффициент по-
V _ fl “
лезного действия промежуточного контура тзк =----- и отноше-
п2 + 1
ние Ра/Ргр по уравнению нагрузочной характеристики. По ре-
зультатам расчета строим график —~=f(LCB) для двух точек
Р гр
диапазона (рис. 2-29). Точка пересечения полученных
кривых дает искомую индуктивность связи. После ее
определения можно окончательно произвести выбор дополни-
тельной реактивности из условия (2-30) и уточнить значения
емкости промежуточного контура на крайних частотах диапа-
зона по формуле (2-19). Затем проводится энергетический ра-
счет, причем если мощность в антенне на максимальной частоте
будет значительно больше, чем на минимальной, то за среднюю
частоту нужно принять несколько большую и наоборот.
Расчет мощности на гармонике для этой схемы производится
так же, как и в случае регулируемой связи (§ 2-5).
иииаииыиииыиыиыыыыыыыыыиЕь
Глава третья
РАСЧЕТ ПРОМЕЖУТОЧНЫХ КАСКАДОВ
§ 3-1. Расчет промежуточных каскадов
в перенапряженном режиме
В первой главе при рассмотрении вопросов, связанных с раз-
работкой блок-схем передатчиков, указывалось, что одним из
важных требований, предъявляемых к промежуточному кас-
каду, является обеспечение постоянства напряжения возбужде-
ния для следующего каскада при работе в широком диапазоне
частот.
Это требование сравнительно просто реализуется в каска-
дах, работающих в перенапряженном режиме. Однако этот ре-
жим допустим лишь в тех случаях, когда усилительный тракт
передатчика предназначен для усиления не модулированных по
амплитуде колебаний. При усилении сигналов с однополосной
модуляцией перенапряженный режим работы недопустим во
избежание искажений закона изменения амплитуды однополос-
ного сигнала. Неискаженное усиление в однополосных передат-
чиках достигается постановкой всех каскадов в недонапряжен-
ный режим работы.
Имеющееся при этом изменение коэффициента усиления
каскада по диапазону компенсируется путем применения спе-
циальных мер.
Ниже будут рассмотрены методы расчета промежуточных
каскадов усилителей и умножителей в перенапряженном ре-
жиме, а также усилителей в недонапряженном режиме с уче-
том особенностей усиления однополосного сигнала
Во всех случаях исходными данными для расчета являются:
1) мощность РВозб, определяемая из условия обеспечения
устойчивой работы последующего каскада;
2) амплитуда напряжения возбуждения последующего кас-
када Umg\
3) диапазон рабочих частот промежуточного каскада /мин—
/макс!
85
4) мощность потерь в цепи управляющей сетки последую-
щего каскада для схемы с общим катодом
n _ ^mg^i
«* 2
для схемы с общей сеткой
D _ Umglg\ , Umg1 al
В случае работы последующего каскада без тока в цепи
управляющей сетки (буферный режим) Igi=0. Такой режим ра-
боты наиболее характерен для усилителей однополосного сиг-
нала.
Расчет промежуточного каскада с настроенной нагрузкой
при работе в перенапряженном режиме производится в следую-
щем порядке:
1. Определяются параметры колебательного контура.
2. Выбираются лампы.
3. Рассчитывается граничный режим и определяется степень
изменения амплитуды напряжения возбуждения в диапазоне
частот.
4. Производится энергетический расчет режима каскада
в диапазоне частот.
Расчет параметров колебательного контура. Расчету пара-
метров колебательного контура предшествует разбивка общего
диапазона частот промежуточного каскада на поддиапазоны и
выбор способа настройки контура.
В том случае, когда настройка контура осуществляется кон-
денсатором переменной емкости, расчет параметров колебатель-
ного контура производится следующим образом.
Прежде всего определяется минимальная емкость контура,
которую он будет иметь на максимальной частоте каждого под-
диапазона:
Смин — Ск. мии + CL + См+ Свых + СВХ + Спод, (3-1)
где Си.мип — начальная емкость конденсатора переменной емко-
сти;
Cl — собственная междувитковая емкость катушки;
См — емкость монтажа;
Свых — выходная емкость лампы данного каскада;
Свх — входная емкость лампы следующего каскада;
СПод — емкость подстроечного конденсатора.
Максимальная емкость контура находится по формуле:
С = К С , (3-2)
макс /д мин ’ ' >
где = ^Ы--- — коэффициент поддиапазона.
/мин
86
Емкостью, определенной из (3-2), контур будет обладать на
минимальной частоте каждого поддиапазона.
Величина максимальной емкости конденсатора
с -С —(Сг+С+С +с +с ).
к. макс макс \ L 1 м 1 вых 1 вх 1 иод)
Таким образом, для рассчитываемого колебательного кон-
тура необходимо иметь конденсатор, емкость которого изме-
няется в пределах от Си. мин до Ск. макс-
Индуктивность контура для каждого поддиапазона опреде-
ляется по одной из формул:
г 25 300 г 25 300
ь = —--------- или L —-----------,
f2 С f2 г
мин макс J ц1акс^мин
здесь L выражено в микрогенри, С в пикофарадах, f в мега-
герцах.
При настройке контура вариометром определяются пределы
изменения индуктивности вариометра и величины постоянных
емкостей, включаемых в контур на каждом поддиапазоне.
Для самого высокочастотного поддиапазона определяется
емкость контура
С =С, 4-С+С +С 4-С , (3-3)
где Ск„ — емкость конденсатора, включаемого в кон-
тур,
Cl, См, СВых. Свх — паразитные емкости элементов схемы.
Пределы изменения индуктивности вариометра находятся по
формулам:
, _ 25 300 . f = 25300 „
•^МИН г2 С ’ "^макс f2 Г ‘ V5"’’
'максун J мин^л
Емкость контура на последующем поддиапазоне
J макс мин
причем в этой формуле /макс соответствует максимальной ча-
стоте данного поддиапазона.
Аналогично определяются емкости контуров для всех осталь-
ных поддиапазонов.
Емкости конденсаторов, включаемых в контур на каждом
поддиапазоне,
с = С — (С 4-С, -4- С + С ). (3-6)
Применение вариометра с двумя обмотками (статорной и
роторной) можно использовать для уменьшения изменения эк-
вивалентного сопротивления контура по диапазону. С этой
целью на высокочастотном поддиапазоне катушки вариометра
87
включаются параллельно. При этом, как упоминалось в первой
главе, зависимость эквивалентного сопротивления от частоты па
самом высокочастотном диапазоне почти не отличается от ча-
стотной зависимости эквивалентного сопротивления на низко-
частотном диапазоне.
Этот способ выравнивания эквивалентного сопротивления
применяется в промежуточных каскадах и наиболее широко в
выходных каскадах передатчиков.
Далее рассчитывается эквивалентное сопротивление контура
для крайних частот каждого поддиапазона:
R30 = ?Q, (3-7)
где Q — добротность контура.
Данные экспериментального измерения добротности конту-
ров в передатчиках средней мощности без учета последующей
нагрузки показывают, что в диапазоне 15—30 Мгц колебатель-
ные контуры имеют добротность порядка 200—300, в диапазоне
6—15 Мгц порядка 150—200, в диапазоне 3—6 Мгц порядка
100—150, и в диапазоне 0,3—3 Мгц порядка 82—120.
Добротность контуров стационарных генераторов большой
мощности в ряде случаев имеет несколько большее значение.
При настройке контура емкостью волновое сопротивление
р = 6,28£/, (3-8)
а при настройке индуктивностью
159-10»
Р =------,
/С
здесь L выражено в мкгн, С — в пф, f — в Мгц, р — в ом.
Результаты определения /?эо используются в дальнейшем при
энергетическом расчете каскада в диапазоне частот.
Выбор лампы и расчет граничного режима. Выбор лампы
промежуточного каскада производится по мощности Рв, най-
денной из условия устойчивости работы последующего каскада
так, как указано в первой главе.
При выборе угла отсечки анодного тока следует исходить
из следующего: если каскад работает только в режиме усиле-
ния, угол отсечки следует брать порядка 80—90°; если же кас-
кад работает в режиме усиления и умножения частоты, то угол
отсечки следует брать несколько меньше, пордяка 60—70°.
Для обеспечения перенапряженного режима работы проме-
жуточного каскада во всем диапазоне частот, расчет граничного
режима производится на той частоте диапазона, на которой
эквивалентное сопротивление анодного контура минимально.
Это сопротивление принимается равным сопротивлению в гра-
ничном режиме, т. е. Лэо мин = Ра. гр-
88
(3-10)
Рис. 3-1.
Зная R3. Гр и мощность, рассеиваемую на нем (Рв — Egl), можно
найти амплитуду колебательного напряжения
''„гр = (р.-рг,).
а затем амплитуду нужной гармоники анодного тока
I - 2Р*
‘ап п
тгр
и амплитуду импульса анодного тока
г __ 1дп
‘ат „ ’
ап
где ап — коэффициент разложения n-ой гармоники анодного
тока.
После этого, по семейству статических характеристик лампы
определяются остаточные напряжения иамт, пё1макс, Eg2, Eg3,
при которых обеспечивается тре-
буемое значение импульса анод-
ного тока в граничном режиме.
Для каскада, работающего в бу-
ферном режиме, должно быть
Wg. макс Д О (РИС. 3-1).
Затем рассчитывается посто-
янное напряжение анодного ис-
точника
Еа ^амин “1" Птгр,
напряжения смещения
р ______ ^Дв макс COS
1 — COS
и амплитуда напряжения возбуждения
Т 7 __ ий1макс Д’в
те l-cos^ ’
где EgB — напряжение запирания лампы по управляющей сетке,
найденное по спрямленным характеристикам.
В тех случаях, когда Еа окажется больше допустимого для
данной лампы, необходимо весь расчет граничного режима про-
делать заново, предварительно уменьшив Яэ.гр за счет непол-
ного включения контура в анодную цепь лампы.
В заключение, обычными методами, определяются мощности,
рассеиваемые на электродах лампы.
Определение коэффициента связи с последующим каскадом.
После расчета граничного режима лампы промежуточного кас-
када определяется коэффициент связи с сеткой лампы после-
дующего каскада
U'mg
т = ——
ит
(З-П)
89
Величина амплитуды напряжения на контуре Um, входящая
в выражение (3-11), при перестройке анодного контура в неко-
торых пределах изменяется, поэтому для численного определе-
ния величины т и последующего расчета элементов связи необ-
ходимо знать среднее значение амплитуды напряжения на кон-
туре.
Среднее значение (7тСр найдем из следующих соображений.
Амплитуда напряжения на контуре в перенапряженном
режиме
U т Uт гр
7—2,5-Pgl-
______Ргрп
4+2,5^
R'M
где
। __ IanUmrp е
rpn- 2
gi
Р
/gl^mg
2
При перестройке анодного контура его эквивалентное со-
противление изменяется в пределах от /?эомпн до R3 о макс- При
этом и напряжение на контуре будет меняться от
^тмакс ^mrp
7 — 2,5
^Грл
п
4 + 2,5 -
^эомакс
(3.12)
ДО
U т мин U т гр
(3-13)
7 — 2,5 J&-
_______^грп
4 + 2,5 ^25-
R эомин
Величины предельных значений напряжений подсчитываются
отдельно для режима усиления и режима умножения частоты,
после чего выбираются крайние значения Um макс.макс и
Uт мпи. мин-
Среднее значение напряжения на контуре
U ли
jj ____ тмакс, макс 1 гггмнн. мин
U тер ‘
Среднее значение коэффициента связи, согласно (3-11),
_ Umg
р II
(3-14)
90
Расчет режима в диапазоне частот. Для расчета режима
промежуточного каскада в диапазоне для крайних частот каж-
дого частного диапазона определяем сопротивление нагрузки
и параметр *=/?э//?э.Гр.п.
Если последующий каскад работает без токов в цепи
управляющей сетки, то величина /?э определяется только пара-
метрами контура, то есть R3= Roo=pQ- Если же в цепи сетки
течет ток, то при определении R3 следует учитывать шунтиру-
ющее действие цепи управляющей сетки. При этом сопротивле-
ние нагрузки определяется выражением:
__ ____Нэо______
1 ' т2 ^э0
KbX2
где
и'2
n ____ rng
^вх2 2pg •
Далее, используя уравнения нагрузочных характеристик,
находим все необходимые величины, определяющие режим ге-
нератора.
Генерируемая мощность
р =_____I___р
п 4х Г 2,5 гр"'
Потребляемая мощность
Р — 3 Р
Г°“2 + л огр’
где
РОгр т^а-
Мощность, рассеиваемая на аноде лампы,
р = р ________________________р
1 ап * о * грп*
Следует заметить, что в маломощных промежуточных кас-
кадах экранирующая сетка лампы иногда питается от источ-
ника анодного напряжения через гасящее сопротивление.
В перенапряженном режиме за счет существенного изменения
тока экранирующей сетки при изменении нагрузки происходит
изменение напряжения на экранирующей сетке. Поэтому рас-
смотренный выше метод расчета режима каскада по диапа-
зону и способ определения коэффициента связи тср оказы-
вается неприменимым.
Достаточно простого инженерного метода расчета режима
в этом случае указать не представляется возможным. Поэтому
можно ограничиться расчетом граничного режима каскада,
91
а величину коэффициента связи выбрать несколько превыша-
ющей значение U'mglU mTV •
Схемы промежуточных каскадов и расчет элементов связи
с цепью сетки последующего каскада. Схемы промежуточных
каскадов с настроенной нагрузкой различаются по способам
настройки колебательного контура в анодной цепи и по виду
связи с цепью сетки последующего каскада. Анодный контур
может быть настроен на первую гармонику анодного тока
(в усилительных каскадах) или на одну из высших гармоник
(в умножителях частоты).
Как усилители, так и умножители строятся по известным
схемам с параллельным или последовательным питанием анод-
ной цепи.
Рис. 3-2.
В передатчиках небольшой мощности настройка колеба-
тельных контуров в анодных цепях ламп промежуточных кас-
кадов обычно осуществляется с помощью конденсатора пере-
менной емкости внутри частного диапазона, а переход с одного
поддиапазона на другой осуществляется скачкообразным изме-
нением индуктивности контура путем закорачивания части
витков катушки или подключением различных катушек. По-
следний способ применяется реже.
Наиболее целесообразным видом связи с цепью сетки
следующего каскада является емкостная связь, так как при
этом коэффициент связи практически является частотноне-
зависимым.
На рис. 3-2 и 3-3 изображены схемы промежуточных кас-
кадов с настроенной нагрузкой и емкостной связью с последу-
ющим каскадом. Схемы отличаются друг от друга способом
перехода с одного поддиапазона на другой и схемой питания
цепи управляющей сетки последующего каскада.
Коэффициент связи т для схемы с дросселем в цепи сетки
(рис. 3-2) почти не зависит от частоты и определяется только
величинами емкостей делителя С\ и С2:
Сг
Сх 4 Сг
(3-15)
92
Выражение (3-15) больше приближается к точному равен-
ству, если
„ (2 4-4)-Ю3 ,q
+----mcp; (3-16)
/МИН^ВХ2
J 10 fflcp
ДР г2 Г* *
Jмнн * Ь1
где Ci в пф, £др в мкгн, /?Вх2 в ком, /мин в Мгц,
Задаваясь Cj с учетом (3-16) по известной из энергетиче-
ского расчета величине тср, находим
(3-17)
»7*Ср
Рис. 3-3.
Общая емкость делителя, которая должна быть учтена при
расчете контура,
Если последующий каскад работает в буферном режиме,
то емкостью делителя Со можно задаться в пределах 15—30 пф
в диапазоне коротких волн и 5—10 пф для промежуточных
каскадов, работающих в ультракоротковолновом диапазоне.
Далее, используя (3-17) и (3-18), находим емкости G и С2.
В схеме с сопротивлением в цепи сетки (рис. 3-3), которая
используется в случае работы 'следующего каскада с малыми
амплитудами напряжения возбуждения (порядка единиц вольт),
коэффициент связи определяется, как и в предыдущей схеме,
по (3-15). При этом необходимо выбрать емкость С] так, чтобы
С, > (2 4) • 103 тср. (3-19)
/МИН^£^ВХ2
Применение емкостной связи целесообразно, когда проме-
жуточный каскад работает в широком диапазоне частот, а в схе-
мах, где настройка контура осуществляется вариометром, этот
вид связи практически является единственно возможным. На
рис. 3-4 и 3-5 изображены схемы промежуточных каскадов с на-
93
стройкой, контура вариометром, причем в схеме рис. 3-5 с целью
уменьшения пределов изменения сопротивления нагрузки, па
Рис. 3-4.
высокочастотных поддиапазонах осуществляется переключение
катушек вариометра с последовательного на параллельное.
Рис. 3-5.
В случае узкого диапазона частот промежуточного каскада
может быть применена автотрансформаторная связь контура
Рис. 3-6.
с цепью сетки следующего каскада
связи в этой схеме
(рис. 3-6). Коэффициент
М
L
т
При выборе достаточно
большой индуктивности дросселя
£др>(10-;-20)£
94
и при сопротивлении связи, значительно меньшем входного со-
противления каскада
шмакс ^"1 ^вх2>
обеспечивается достаточно хорошее постоянство коэффициента
связи по диапазону.
§ 3-2. Расчет промежуточных каскадов
однополосных передатчиков
Особенности усиления однополосно-модулированных коле-
баний. В большинстве практических случаев однополосный
сигнал формируется в маломощных каскадах передатчика. Это
обусловлено прежде всего тем, что при однополосной моду-
ляции на малых уровнях легче обеспечить высокую степень
фильтрации нерабочей боковой полосы и несущей частоты, а
также более эффективную фильтрацию комбинационных ча-
стот, неизбежно возникающих при использовании любого из
известных способов формирования однополосного сигнала.
Для получения необходимой мощности в антенне однополос-
ный сигнал усиливается в промежуточных и выходном каска-
дах передатчика. Усиление однополосного сигнала имеет ряд
специфических особенностей, вытекающих из свойств однопо-
лосно-модулированных колебаний.
Однополосный сигнал представляет собой колебание с ам-
плитудно-частотной модуляцией; изменения амплитуды и мгно-
венной частоты во времени происходят достаточно медленно
по сравнению с фазой колебания несущей частоты. Амплитуда
однополосного сигнала пропорциональна амплитуде модулиру-
ющего сигнала и, следовательно, может принимать различные
уровни от нуля (в паузах речи) до некоторого максимального
значения. Постоянная составляющая огибающей однолосного
сигнала не является действительно постоянной величиной и
зависит от характера модулирующего сигнала.
Поскольку вероятность того или иного уровня речевого
сигнала растет с уменьшением уровня, то среднее значение
огибающей однополосного сигнала меньше такового у ампли-
тудно-модулированного колебания. Это обстоятельство опреде-
ляет различие в требованиях к амплитудным характеристикам
усилительных каскадов ОМ и AM колебаний. Так, усиление
ОМ колебаний происходит на начальном участке амплитуд-
ной характеристики усилителя, а усиление AM колебаний,
главным образом, на ее средней части.
Наиболее важным требованием ко всем каскадам усиления
однополосного сигнала является обеспечение минимальных не-
линейных искажений, наличие которых приводит к расшире-
нию спектра частот и созданию помех соседним каналам связи.
Аналогичное требование характерно и для усилителей ампли-
95
тудно-модулированных колебаний. Однако, если в этом случае
для неискаженного усиления сигнала достаточно обеспечить
лишь линейное усиление огибающей, то при усилении однопо-
лосного сигнала требуется сохранить пропорциональность всего
сигнала в целом [Л. 55].
Следовательно, основным требованием к усилительным кас-
кадам однополосных передатчиков с точки зрения обеспечения
минимальных искажений является линейность модуляционной
характеристики на всем ее протяжении.
Наиболее просто эта задача решается при работе усили-
теля в недонапряженном режиме без отсечки анодного тока.
В этом случае при изменениях амплитуды входного сигнала,
не выходящих за пределы линейного
участка статической характеристики
лампы, амплитудная характеристика бу-
дет прямолинейной.
Теоретически амплитудная характе-
ристика может быть линейной и при вы-
боре угла отсечки анодного тока гр = 90°
по спрямленным характеристикам. Од-
нако реально и в этом случае начальный
участок амплитудной характеристики от-
личается от линейного.
и9 Говоря о режимах работы усилителя
Рис. 3-7. однополосного сигнала, обратим внима-
ние на следующее обстоятельство. При
работе однополосного усилителя без отсечки анодного тока ра-
бочая точка выбирается на участке наименьшей кривизны ста-
тической характеристики лампы (рис. 3-7). При отсутствии
модулирующего напряжения (режим молчания) в анодной цепи
лампы протекает ток покоя /п- Мощность, потребляемая анод-
ной цепью, в этом случае равна Р0 = 1пЕа. Так как при этом
в нагрузке не выделяется колебательная мощность, то вся по-
требляемая мощность рассеивается на аноде лампы. Для мно-
гих генераторных ламп эта мощность значительно превышает
допустимую. Более того, даже при выборе режима с углом от-
сечки 90° ток покоя (7П на том же рисунке) оказывается на-
столько велик, что и в этом случае мощность, рассеиваемая на
аноде при молчании, может превысить допустимую.
У специальных ламп, предназначенных для усиления однопо-
лосного сигнала, приняты меры к существенному уменьше-
нию /п. Для некоторых типов ламп потери на аноде в режиме
молчания ниже предельно допустимых, однако они сущест-
венно ухудшают энергетику каскада. Поэтому в ряде случаев
приходится выбирать угол отсечки несколько меньшим 90°, а
для снижения нелинейных искажений применять отрицатель-
ную обратную связь (см.главу 8).
96
Все эти обстоятельства необходимо учитывать при выборе
ламп и их режимов для усилительных каскадов однополосных
передатчиков.
Укажем еще на одну особенность, относящуюся к проме-
жуточным каскадам однополосных передатчиков. В тракте
усиления недопустимо применение умножения частоты. Дело
в том, что временные и спектральные характеристики однопо-
лосного сигнала, в отличие от AM колебаний, определяются
не только огибающей, но и частотно-модулированной состав-
ляющей. Очевидно, при умножении частоты не претерпевает из-
менений только огибающая ОМ сигнала. Составляющая же
частотной модуляции существенно изменяется за счет умноже-
ния девиации частоты. Это приводит к нарушению амплитудно-
фазовых соотношений между огибающей и высокочастотным
заполнением, что вызывает искажения и в целом ведет к изме-
нению структуры однополосного сигнала.
Построение и расчет колебательных систем. Поскольку для
уменьшения нелинейных искажений режим работы усилитель-
ного каскада выбирается недонапряженным, то коэффициент
усиления по напряжению К = 5ср/?э оказывается приблизи-
тельно прямо пропорциональным эквивалентному сопротивле-
нию нагрузки. Следовательно, малые изменения коэффициента
усиления по диапазону и, следовательно, выходного напряже-
ния, могут быть обеспечены лишь при относительно небольших
изменениях сопротивления нагрузки.
Ранее было показано, что при настройке колебательного
контура конденсатором переменной емкости его эквивалентное
сопротивление изменяется пропорционально частоте, а при
настройке вариометром — обратно пропорционально частоте.
Более строгий учет потерь в контуре показывает, что при на-
стройке индуктивностью эквивалентное сопротивление контура
изменяется приблизительно обратно пропорционально кубу ча-
стоты. Поэтому для усилителей однополосного сигнала более
предпочтительно применять колебательные контуры, перестраи-
ваемые конденсаторами переменной емкости. Однако и в этом
случае имеют место существенные изменения эквивалентного
сопротивления.
Для выравнивания коэффициента усиления по диапазону
применяются различные меры, в большей или меньшей мере
связанные с внесением потерь в колебательный контур. Есте-
ственно, это приводит к уменьшению коэффициента усиления
каскада. Поэтому при выборе элементов колебательного кон-
тура необходимо стремиться обеспечить наибольшую величину
эквивалентного сопротивления пскорректированного контура.
Это может быть достигнуто выбором малой величины началь-
ной емкости контура и применением контурных катушек с вы-
сокой добротностью.
97
Для выравнивания коэффициента усиления по диапазону
могут быть рекомендованы следующие способы:
1) шунтирование контура активным сопротивлением;
2) применение в контуре частотно-зависимого шунта;
3) применение контура с частотно-зависимым коэффициен-
том включения в анодную цепь лампы.
Рассмотрим особенности каждого из способов и методы
расчета элементов колебательных систем.
Схема колебательного контура при шунтировании его ак-
тивным сопротивлением изображена на рис. 3-8, а.
Будем предполагать, что эквивалентное сопротивление кон-
тура при отсутствии шунта изменяется в пределах от 7?Эомин =
~ QwmhhLk ДО Иэомакс = Qw>MaKcLit-
Для оценки неравномерности
коэффициента усиления по ди-
апазону введем величину:
₽ = . (3-20)
Ямин
Очевидно, при отсутствии
шунта неравномерность коэффициента усиления по диапазону
р __ Кцмакс ^эрмакс __ (!)макс __
Ярмин ^эомнн (|)мин
При включении параллельно контуру активного сопротив-
ления Яш, эквивалентное сопротивление контура
п _______{____ __
3~-X + _L
R эо R ш R эо
Обозначим RgolRui = х.
Эквивалентное сопротивление контура при измерении ча-
стоты будет меняться в пределах от
... = —Ц- <3-21)
1 + ~
АМИН
ДО
R...... = O'22)
1 + ~
л макс
Подставляя (3-21) и (3-22) в (3-20), будем иметь:
n Ra. макс г 1 "Ь Хмин
? р---------
Кэ. мин 1 +Хмакс
(3-23)
98
Имея в виду, что хМакс/^Мип=kfR, из (3-23) получим:
х . (3-24)
M-l)
Следовательно, при заданном коэффициенте неравномерности
коэффициента усиления и известном коэффициенте диапазона,
требуемое сопротивление шунта определяется по формуле:
. (3-25)
*мин
(3-26)
(3-27)
Расчет колебательной системы в этом случае сводится
к определению параметров контура при бтсутствии шунтиро-
вания и нахождении требуемой величины сопротивления шунта.
Из расчета колебательного контура, который производится
ОбыЧНЫМ ПОРЯДКОМ, Определяется /?Э0мин И /?эОмакс-
Допустимая величина неравномерности коэффициента уси-
ления по частному диапазону р обычно задается в пределах
1,1—1,2. При известной величине коэффициента поддиапа-
зона kfR по формуле (3-24) находится хмип и по (3-25) опреде-
ляется сопротивление шунта.
Нужно иметь в виду, что включение шунта приводит
к уменьшению коэффициента усиления. Степень этого умень-
шения оценивается величиной
£ _ ^ОМНН _ ^ЭОМиН
^МИН Кд. МНН
С учетом введенных обозначений
£ Р д 1)
И при kid = 2 и р = 1,1 £ = 5,5.
Помимо этого ухудшаются избирательные свойства на-
грузки из-за уменьшения эквивалентной добротности контура.
Действительно,
Q __ ^Э. МНИ _ Q — 1)
Э МНН “мшДк ₽(Й/Д-1) ’
где Q —добротность нешунтированного контура.
При тех же значениях kfR и р эквивалентная добротность
при шунтировании уменьшается примерно в 5 раз. Поэтому
шунтирование контура активным сопротивлением можно при-
менять лишь в маломощных каскадах, где обеспечивается
достаточно линейный режим усиления.
Значительно лучшие результаты могут быть получены при
использовании в качестве шунта цепочки из последовательно
соединенных емкости и сопротивления (рис. 3-8,6). В этом слу-
чае шунт оказывается частотнозависимым.
99
Выясним, как следует подходить к выбору шунтирующих
элементов.
Пересчитывая последовательное соединение емкости и сопро-
тивления в параллельное, будем иметь:
Я' = я/1 + _!_Л; с' = с——,
где х = uRC.
Обычно С' значительно меньше минимальной емкости кон-
тура, поэтому результирующее эквивалентное сопротивление
Рис. 3-9.
контура
Qu>LKR /1 -|----'j
/?э=----------k . (3-28)
Q(dLk -1 R 11 -|-|
\ *2 /
Обозначая = Ь, (3-29)
CR2
перепишем (3-28) в виде:
изменения эквивалентного
характер
Это выражение определяет
сопротивления нагрузки с частотой.
График зависимости Ra/R от х (иными словами от частоты)
для некоторого фиксированного значения b изображен на рис.
3-9. Очевидно, что степень отклонения эквивалентного сопротив-
ления и, следовательно, 'коэффициента усиления от некоторого
среднего значения определяется параметром Ь. Существует оп-
тимальное значение этого параметра, при котором будет иметь
место наименьшее в смысле теоремы Чебышева отклонение эк-
вивалентного сопротивления от постоянной величины. Значение
&опт определяется (55] коэффициентом поддиапазона и парамет-
рами шунтирующей цепочки и находится из выражения:
J1+ *cpjAJ (*?₽+ kfR)
"опт q 4/--/ 4/--\
*ср у kfn (1 + у kfn)
(3-31)
где
•^ср 1 -^мин^макс RCV
шминшмакс <Ucp/?C.
Используя полученные соотношения, можно определить
максимальную степень неравномерности эквивалентного
100
сопротивления 0 по частному диапазону, а также относитель-
ное уменьшение коэффициента усиления
(*ср + ( ^опт*ср + *cp ]/%л + ^/д )
(*ср Ч- ( &оптхср + *ср kfa + )
= ьопт^ср + 4/|/Л/д + kfR 1 Чд
Р^/д (*ср + ^/д)
Таблица 3-1
*ср 1,0 1.4 1,7 2,0
2,26 1,72 1,58 1,565
fl ф,01 1,008 1,007 1,01
г 2,0 1,85 2,13 2,47
Величина хср почти не влияет
него сопротивления нагрузки, и
ляется в известной мере произ-
вольным. В то же время степень
уменьшения коэффициента уси-
ления на минимальной частоте
диапазона в схеме с частотно-
зависимым шунтом в значитель-
ной мере определяется выбором
величины хср.
В подтверждение сказанного,
в табл. 3-1 приведены значе-
ния 6Опт, р и £ для четырех зна-
чений хср при коэффициенте
поддиапазона kfa=2.
Оптимальной величиной хср
можно считать хср=1,4. При
этом обеспечивается хорошее по-
стоянство эквивалентного сопро-
тивления в диапазоне частот и, вк
на равномерность эквивалент-
в этом смысле ее выбор яв-
Рис. 3-10.
с тем, наименьшее ослаб-
ление коэффициента усиления.
Для удобства расчетов на рис. 3-10 изображена зависимость
бот от коэффициента диапазона для хср=1,4.
Расчет элементов шунта производится следующим образом.
Из расчета колебательного контура для каждого поддиапазона
должны быть известны Q и LK. Средняя частота каждого под-
диапазона /ср = р/мин/макс- По известному коэффициенту под-
диапазона kfd =/максДмин из графика рис. 3-10 или по формуле
101
(3-31) определяется Ь0Т1Т. Далее расчет ведется по формулам,
полученным на основе введенных ранее соотношений:
Д ~ 4 5 ^^к-^ср
Ьопт
С 0,0495 • 10е - fconT, . (3-32)
В этих формулах LK в мкгн, fcp в Мгц, R в ом, С в пф.
Для определения экстремальных значений эквивалентного
сопротивления предварительно определяют
-''мин
хср .
а затем находят
%э. мин =
1 + *
1 опт
1
х2~
Лмин
п __ О
^э. макс
X
мин
Ь
опт
(3-33)
1 4- b хл
1 опт 1
для каждого поддиапазона.
Применение частотнозависимого шунта более эффективно,
чем чисто активного, поскольку при этом уменьшение коэффи-
циента усиления и эквивалентной добротности происходит в зна-
чительно меньшей мере.
Однако следует иметь в виду, что частотнозависимый шунт
вносит в контур дополнительную емкость, которая меняется по
диапазону в пределах от
\______ С с
-^МИН , . Я ДО ьмакс ~ ~2 •
1 кМхср j хср
Это является некоторым недостатком такого способа выравни-
вания эквивалентного сопротивления и иногда (например, при
необходимости обеспечения сопряженной настройки нескольких
каскадов с разными параметрами контуров) вызывает техниче-
ские затруднения.
В заключение рассмотрим способ выравнивания коэффици-
ента усиления в схеме с частотнозависимым коэффициентом
включения контура в анодную цепь лампы (рис. 3-11).
102
Суть данного способа выравнивания коэффициента усиления
по диапазону заключается в том, что если на крайней частоте
диапазона, где эквивалентное сопротивление контура (LK, Ск)
минимально и цепь L2 С2 настроена в резонанс, то с изменением
частоты (с ростом эквивалентного сопротивления контура) бу-
дет уменьшаться коэффициент включения контура в анодную
цепь и, следовательно, коэффициент усиления каскада.
Выясним условия, при которых будет наилучшая компенса-
ция изменения эквивалентного сопротивления контура.
Эквивалентное сопротивление нагрузки
R3 = P2RM, (3-34)
где Rao — эквивалентное сопротивление кон-
тура с параметрами £к, Ск;
р — коэффициент включения контура
в анодную цепь лампы, опре-
деляемый выражением:
= _Х1 (3-35)
Х1 + х2 ’
здесь
где о)2 = 1/j/ L2C2 собственная резонансная частота последова-
тельного контура.
По условиям задачи частота а>2 должна быть равна мини-
мальной частоте диапазона <вмин.
Эквивалентное сопротивление нагрузки с учетом введенных
соотношений определяется выражением:
R3 = QLK
(3-36)
Обозначая LJL^l и ю/со2=х, перепишем его в виде:
= <'>2QiK -т---• (3-37)
1 +1 (1 —ц
L \ х2 / J
Характер изменения R;t по диапазону определяется частотно-
зависимым множителем:
103
график которого для некоторого значения параметра / изобра-
жен на рис. (3-12).
Экстремальные значения этой функции имеют место при
х'
51
причем х'<1, а х">1.
По условию задачи наибольший коэффициент включения кон-
тура в анодную цепь лампы (р=1) должен быть при со=(Омин-
Следовательно, хМИн= 1 и максимум функции находится вне пре-
делов диапазона.
Поскольку вблизи экстремального значения функция изме-
няется медленно, целесообразно, чтобы минимум, соответствую-
щий х=х", лежал внутри заданного
диапазона. При этом
_ 3,517?
Л1ИН г-
Ямии
1 ,
I Y~
\ Лмин
(3-38)
Наилучшее, в смысле теоремы Че-
бышева, приближение функции у к по-
стоянной величине имеет место, если
значения ее на краях диапазона будут
равны, то есть если
___ _ _______^макс__
1
X2
Лмакс
Это равенство определяет оптимальное значение параметра I.
Учитывая, что ^мин и ^мин~1, получим:
2
42
/ __ А/Д 1) ZO QQ\
‘опт 4,2 1 ’ (О-ОЭ;
При ЭТОМ ^/макс — 1-
Коэффициент неравномерности усиления в этом случае
Умакс = 0.285 ( Л/д ]Лд 1 'j / ^дУЧд-1 . (3.40)
^мин \ л/д—1 / Iх I
Здесь, так же как и в предыдущей схеме, неравномерность
усиления определяется только коэффициентом диапазона и не
зависит от параметров схемы. При &/д=2, ₽=!,!. Так как на
минимальной частоте диапазона г/Макс=1, то уменьшение коэф-
фициента усиления в такой схеме может быть лишь за счет по-
терь в элементах L2 и С2.
104
При расчете схемы заданными величинами являются /МИц,
/макс и параметры контура Ск и £к, которые находятся обычным
способом.
Расчет сводится к определению параметров элементов
схемы Li, L2 и С2.
Величина Ll должна удовлетворить условиям:
* и 2^ = (5 10) 2LK,
w С
макс вых
где СЕых — выходная емкость лампы данного каскада.
Далее по известному коэффициенту поддиапазона опреде-
ляется оптимальное значение параметра /Опт (формула 3-39),
после чего находят индуктивность £2 = lomLt и емкость С2 =
= 1/<02 Д.
мин 2
Схема с частотнозависимым коэффициентом включения обла-
дает преимуществами перед рассмотренными выше. Незначи-
тельное уменьшение коэффициента усиления и простота осуще-
ствления сопряженной настройки нескольких каскадов — бес-
спорные достоинства этой схемы.
Расчет режима промежуточного каскада. Усилительные
каскады однополосных передатчиков, в том числе и выходной
каскад, должны работать в буферном режиме, т. е. без токов
в цепи управляющей сетки. Поэтому выбор номинальной мощ-
ности лампы промежуточного каскада производится только ис-
ходя из условий обеспечения устойчивости усиления. При этом
номинальная мощность выбранной лампы должна несколько
превышать мощность Рв. Промежуточный каскад малой мощ-
ности (обычно каскад, стоящий после возбудителя) может быть
поставлен в режим работы без отсечки анодного тока. Однако
при этом необходимо учитывать, что мощность, подводимая
к лампе в режиме молчания, не должна превышать допустимой
мощности рассеивания на аноде. Лампу желательно брать
с большей крутизной, так как при этом нелинейные искажения
меньше.
Предоконечный каскад обычно работает в режиме с отсеч-
кой анодного тока. При этом для уменьшения уровня нелиней-
ных искажений (см. главу 8) угол отсечки анодного тока по
идеализированным характеристикам целесообразно выбрать
равным 90°.
Промежуточный каскад должен работать в недонапряжен-
ном режиме во всем диапазоне частот. При применении мер по
выравниванию эквивалентного сопротивления напряженность
режима при изменении частоты меняется незначительно. По-
этому режим промежуточного каскада однополосного передат-
чика может быть установлен близким к граничному во всем
105
диапазоне частот. Порядок расчета каскада при выбранной
лампе может быть рекомендован следующий.
Вначале рассчитывается колебательный контур и элементы
коррекции эквивалентного сопротивления. Далее определяются
минимальные /?эОмин и максимальные Ломакс значения эквива-
лентного сопротивления контура для каждого частного диапа-
зона. После этого рассчитывается граничный режим каскада.
Поскольку промежуточные каскады однополосных передат-
чиков не должны вносить нелинейных искажений, режим их дол-
жен быть недонапряженным во всем диапазоне частот. Кроме
того, промежуточные каскады однополосных передатчиков
должны работать в буферном режиме либо без отсечки анод-
ного тока, либо с углом отсечки ф = 90°.
Для обеспечения недонапряженного режима во всем диапа-
зоне частот, расчет граничного режима производится на той
частоте, на которой эквивалентное сопротивление анодного
контура максимально (с учетом коррекции). Это значение сопро-
тивления принимается равным сопротивлению в граничном ре-
жиме, т. е. /?эомакс=^эгр- Весь последующий расчет производится
аналогично тому, как это было показано выше (см. § 3-1),
только в формуле 3-10 вместо /?э0Мин следует подставлять ^эомакс-
Средние энергетические показатели каскада, работающего
в режиме усиления однополосного сигнала определяются так,
как указано в главе 8.
§ 3-3. Расчет промежуточных каскадов
с апериодической нагрузкой
Определение параметров анодной нагрузки. Промежуточный
каскад с апериодической нагрузкой применяется в многокаскад-
ных передатчиках для сокращения числа органов настройки,
а также для уменьшения реакции последующих каскадов на воз-
будитель. Его целесообразно помещать непосредственно после
возбудителя и ставить в режим работы без тока в цепи управ-
ляющей сетки. Промежуточный каскад обычно является мало-
мощным, поэтому его к. п. д. не имеет существенного значения
и практически не оказывает влияния на общий энергетический
баланс передатчика. Основным требованием, которое предъяв-
ляется к апериодическому каскаду, как и ко всякому промежу-
точному, является постоянство выходного напряжения и, следо-
вательно, напряжения возбуждения на сетке лампы следующего
каскада. Поэтому нагрузка апериодического каскада должна
быть достаточно постоянной в заданном диапазоне рабочих ча-
стот и не иметь явно выраженных резонансных свойств.
Такими свойствами обладает нагрузка, если она опреде-
ляется в основном активным, достаточно малым сопротивле-
нием. В целях предотвращения падения напряжения на
106
активном сопротивлении, последнее шунтируется дросселем £др.
Индуктивность дросселя совместно с паразитными емкостями
схемы образует параллельный колебательный контур. Таким об-
разом, схема апериодического усилителя будет иметь вид, изо-
браженный на рис. 3-13.
Наличие реактивных сопротивлений в анодной цепи лампы,
определяемых индуктивностью L№ и емкостью С, приводит
к тому, что нагрузка становится комплексной.
Модуль эквивалентного сопротивления нагрузки в такой
схеме определяется выражением:
гэ («) Л—• (3-41)
/ / 1 \2
1/ 1 + а>С—— ) R2
I \ /
В этом выражении емкость С складывается из емкости дрос-
селя, выходной емкости данного каскада, входной емкости сле-
дующего каскада и емкости монтажа:
С = Сдр 4~ Свых 4- Свх Сы.
Практически величина этой емкости не мо-
жет быть меньше 40—50 пф.
Сопротивление /? учитывает не только соб-
ственно шунтирующее сопротивление, но и вход-
ное сопротивление следующего каскада, если он Рис- 3‘13-
работает с током в цепи управляющей сетки.
Максимальное сопротивление нагрузки имеет место на ча-
стоте ш = —т==- и равно R. При этом коэффициент усиления
V АиР^
каскада по напряжению будет наибольшим:
^макс ScpR.
На частотах, отличных от резонансной, коэффициент усиле-
ния будет меньше этой величины. Характер изменения коэффи-
циента усиления определяется зависимостью эквивалентного со-
противления нагрузки от частоты, показанной на рис. 3-14.
Для ослабления резонансных свойств сопротивления на-
грузки активное сопротивление R должно быть достаточно ма-
лым, чтобы колебательный контур имел апериодический харак-
тер. Условием апериодичности контура является
Q = —<0,5,
R
где
107
Однако и в этом случае сопротивление нагрузки и коэффи-
циент усиления несколько изменяются с частотой.
Наименьшая неравномерность коэффициента усиления в диа-
пазоне частот сомин — «макс может быть получена в том случае,
если, согласно теореме Чебышева, значения эквивалентного со-
противления на минимальной и максимальной частоте будут
равны:
((,)макс) ^э((,)мии)> (3-42)
а максимум эквивалентного сопротивления лежит внутри диапа-
зона частот. Отсюда
Г 1 — 1 г
^максЧ , . “мин'-'
^макс^др шмин^др
ИЛИ
^мин ’ ^макс^др^ 1- (3-43)
Индуктивность дросселя при этом
= (3’44)
“ос
где о)0 = \Г о)мина)макс — резонансная частота колебательного
контура.
Сопротивление R определяет величину отклонения коэффи-
циента усиления (эквивалентного сопротивления) от средней
величины.
Относительная величина неравномерности коэффициента уси-
ления по диапазону
g ^макс — Кмин гэ. макс гэ. мии
К макс Н- ^мин 2э. Макс + гэ. мин
Подставляя в это выражение значения эквивалентного со-
противления и учитывая (3-43), после преобразований получим:
1 ® С (“макс — “мин)
Если входное сопротивление следующего каскада 7?бх2 ко-
нечно, то параллельно дросселю должно быть включено сопро-
тивление
R RRBx2 (3-46)
Явх2-К ’
где
п _ Umg
z'bx2------------------------------— •
108
Расчет каскада. Максимальный коэффициент усиления
каскада
SCp . 1 . 2]
С (шмакс *°мин) 1 ®
(3-47)
обратно пропорционален емкости нагрузки и полосе частот,
в которой задана неравномерность б. Поэтому никакой дополни-
тельной емкости в контур включать не следует.
Поскольку диапазон частот и неравномерность коэффициента
усиления в диапазоне частот обычно заданы, то величина коэф-
усиления определяется только постоянной времени
фициента
С IS ср-
Применение каскада имеет
смысл при К>1, то есть
-^Е- > (шмакс-сомин). (3-48)
С 2И6
Выражение может быть ис-
пользовано для выбора лампы
каскада. Удовлетворение усло-
вия тем легче, чем больше угол
отсечки анодного тока. С этой
точки зрения более целесообраз-
ной является постановка каскада
в режим работы без отсечки
анодного тока. Этот режим имеет смысл применять также
и в целях уменьшения уровня гармоник на выходе усилителя,
поскольку апериодическая нагрузка не обеспечивает хорошей
фильтрации высших гармонических. Низкий к. п. д. каскада,
как уже отмечалось, не имеет существенного значения.
Исходными данными для расчета апериодического каскада
являются: емкость анодной нагрузки С, входное сопротивление
/?вх2 и амплитуда напряжения возбуждения Vmg следующего
каскада, диапазон частот сомакс — сомин, неравномерность коэф-
фициента усиления б.
Коэффициент усиления апериодического каскада из-за низ-
кого значения сопротивления нагрузки относительно мал, по-
этому целесообразно осуществлять полное включение анодной
нагрузки к цепи сетки следующего каскада, то есть можно счи-
тать U т = Umg'
Амплитуда напряжения возбуждения рассчитываемого
каскада
U =
те К
U О в) (сомакс (||мин)
2Scp]/T
(3-49)
109
Можно легко показать, что для обеспечения заданного коэф-
фициента усиления необходим импульс тока
UщС (1 6) (имакс — имин)
(3-50)
2-ц у 5
Последнее выражение используется для выбора лампы. Импульс
тока, определяемый по (3-50), должен быть обеспечен лампой
при максимальном значении напряжения на сетке, не превы-
шающем нуля. Необходимо иметь в виду, что при работе апе-
Рис. 3-15.
риодического каскада с углом отсечки, не равным 180°, напря-
жение на нагрузке и на сетке следующего каскада (если он со-
бран по схеме с общим катодом), оказывается несинусоидаль-
ным (рис. 3-15). Это приводит к увеличению уровня гармоник
в последующих каскадах.
Угол отсечки следующего каскада связан с углом отсечки
данного каскада соотношением: фпосл~тс — ф- Поэтому угол от-
сечки данного каскада выбирается, исходя из условий работы
следующего каскада:
—фпосл- (3-51)
Расчет каскада производится в такой последовательности.
По формуле (3-51) определяется угол отсечки анодного тока. По
110
величине Im (3-50) находится постоянная составляющего анод-
ного тока 1ао и анодное напряжение. Если угол отсечки анод-
ного тока 180°, то анодное напряжение
Еа=иаыт + ит = +
•^гр
В случае, если угол отсечки не равен 180°, анодный ток и,
следовательно напряжение на нагрузке, не синусоидальны.
В этом случае
Еа Мамия 4“ Ет IaoR т I 1 ао 4~
1 \
RsJ ‘
В этих формулах 5гр — крутизна линии граничного режима.
Мощность, потребляемая анодной цепью каскада от источ-
ника анодного напряжения, Ро = 1аоЕа-
Амплитуда напряжения возбуждения находится по формуле
(3-49), а величина напряжения смещения
Е& = — (Umg + DUm)cos Ф-
Мощность рассеивания, на которую должно быть рассчитано
сопротивление R, определяется переменной составляющей анод-
ного тока лампы (так как постоянная составляющая замыкается
через дроссель):
Ф 2 Ф
= — Г (I - Ia0)2 RcR.t = f / cos о,/-cos ф
R тс J V a aO) _ J ( 1 — совф
0
a0) —
о
= /тЯ-₽(Ф).
(3-52)
График функции (Рф) изображен на рис. 3-16.
Мощность, рассеиваемая на аноде лампы, Ра = Ро — PR.
В передатчиках с общим коэффициентом диапазона
весь диапазон разбивается на частные поддиапазоны. Поэтому
обычно и апериодический каскад выполняется с переключением
поддиапазонов. При этом для каждого поддиапазона опреде-
ляется сопротивление R и индуктивность Ь№, которые подклю-
чаются к анодной цепи общим переключателем поддиапазонов.
§ 3-4. Расчет промежуточных каскадов на полупроводниковых
триодах
В маломощных передатчиках промежуточные каскады могут
быть выполнены на полупроводниковых триодах. Два варианта
схем промежуточных каскадов с емкостной и автотрансформа-
111
торной связью с последующим каскадом изображены на
рис. 3-17.
При проектировании усилительных каскадов передатчиков
следует иметь в виду, что в отличие от ламповых полупроводни-
ковые усилители всегда работают с током в цепи базы. Более
того, входное сопротивление полупроводникового усилителя яв-
ляется комплексной величиной. Эти обстоятельства ограничи-
вают область их применения. В частности, использование полу-
проводниковых схем в тракте усиления однополосного сигнала
может привести в ряде случаев к искажениям, выходящим за
пределы допустимых норм.
В настоящее время предложено несколько методов расчета
генераторов. Большего внимания заслужи-
вают те методы, которые в известной мере
похожи на методы расчета ламповых схем.
В частности, практически удобна методика,
изложенная в [Л.З], которая будет исполь-
зована ниже.
Расчет полупроводникового промежуточ-
ного каскада, как и лампового, состоит из
двух этапов: расчета режима и расчета ко-
лебательной системы с элементами связи
с последующим каскадом.
Исходными данными для расчета чаще
всего являются мощность, необходимая для
возбуждения следующего каскада Рв, ам-
плитуда напряжения возбуждения Utq,
входное сопротивление следующего каскада и диапазон частот
СОмин Омаке-
Прежде, чем непосредственно приступить к расчету, необхо-
димо выбрать полупроводниковый триод. Мощность, на которую
должен быть выбран триод, определяется требуемой мощностью
возбуждения и потерями в коллекторном контуре:
полупроводниковых
а)
Рис. 3-17.
Р =
Р возб
’'к
где —коэффициент полезного действия коллекторного кон-
тура, обычно т]к выбирают в пределах 0,3—0,8.
Триод выбирается по найденной величине мощности и мак-
симальной частоте заданного диапазона. Расчет граничного ре-
жима производится так, как показано во второй главе.
После определения режима необходимо произвести электри-
ческий расчет элементов схемы.
Расчет колебательного контура можно производить, исходя
из следующих предположений.
112
К колебательному контуру промежуточного каскада подклю-
чается входное сопротивление следующего каскада с коэффи-
циентом включения (рис. 3-18).
Активная и реактивная составляющие входного сопротивле-
ния пересчитываются ко всему колебательному контуру соответ-
ственно как
' _ Rbx2 . ’ __ хВХ2
ВХ— — > Хвх— 9
Рб Рб
где /?вх2 и хвк2 — активная и реактивная составляющие входного
сопротивления последующего каскада.
Тогда эквивалентное сопротивление кон- т-->—,
тура с учетом шунтирующего действия вход- П
ной цепи последующего каскада Л Ц
РвХ2
Рис. 3-18.
Эквивалентное сопротивление нагруженного контура
Для того чтобы обеспечить перенапряженный режим во всем
диапазоне частот Юмин—сомакс, необходимо на частоте, где экви-
валентное сопротивление минимально, выполнить условие
Дэ Rip-
Тогда, учитывая (3-54), найдем требуемое минимальное эквива-
лентное сопротивление одиночного контура
Rrp
(3-55)
5. Заказ № 2162
113
По найденному 7?эомиН определяем минимальное значение вол-
нового сопротивления контура:
Рмин
Q р--1К-
X ^ВХ2 /
(3-56)
Если настройка контура осуществляется конденсатором пе-
ременной емкости, то из выражения (3-56) можно определить
индуктивность контура
Rrp
\ АВХ2 /
(3-57)
здесь /?Гр и У?вх2 выражены в омах, /мин в мегагерцах и L в ми-
крогенри, величина Q берется порядка 30—50.
Минимальная и максимальная емкости контура опреде-
ляются по формулам:
, 25 300
'МИН « >
/2 /
J макс
’ ~ С $
макс мин уд
(3-58)
При емкостной связи с последующим каскадом минимальная
емкость контура, найденная по (3-58), является суммой началь-
ной емкости конденсатора Ск.мин, выходной емкости триода Ст,
емкости монтажа Сы, эквивалентной емкости, обусловленной ре-
активной составляющей входного сопротивления следующего
каскада, -и емкости делителя Со, причем
f' 159- It)8 .о rQ\
Свх2 =-------:——— > (3-59)
f макс I ^вх2 I
Смии = Ск. мин + Ст + См + Свх2 + Со.
В колебательный контур должен быть включен конденсатор
переменной емкости с пределами изменения от
Ск. мнн = Смин — \Ст + См + Свх2 + Со) ’
до
Ск макс — Смакс — (Ст + См + Свх2 + Со)‘
114
Определение емкостей конденсаторов делителя производится
как обычно:
Cl — PfPo'i
» 1 Рб С' С'
'2 — ^вх2>
где
б^вх2
159-103
/макс I -^вх2 I
При настройке индуктивностью емкость контура опреде-
ляется на максимальной частоте по формуле:
п I59-I03
(_> — ------- f
/максрмии
а емкость конденсатора, включенного в контур, СК=С—Свх2-
Пределы изменения индуктивности лежат между
т 25 300 Ti j __ 25 300
^мии — ~„ и ^макс „
г2 г г2 с
•'макс •'мин
§ 3-5. Расчет усилителей бегущей волны
Рассмотренные в § 3-3 апериодические усилители могут обес-
изменения параметров в сравни-
печить работу каскада без
тельно нешироком диапа-
зоне и с увеличением ра-
бочей частоты и ширины
диапазона их коэффициент
усиления резко падает. От
этого недостатка в значи-
тельной мере избавлены
усилители бегущей волны,
позволяющие получить пра-
ктически неизменный коэффициент усиления в диапазоне ча-
стот до десятков и даже сотен мегагерц без каких-либо пере-
ключений в нагрузке, что значительно облегчает автоматиза-
цию настройки передатчика.
Нагрузкой усилителя бегущей волны является искусственная
длинная линия, составленная из Т-образных звеньев типа т.
Индуктивность звена выполняется в виде одной катушки с от-
водом от средней части, к которому подключается анод лампы
(рис. 3-19).
•5*
115
Обеспечение необходимой величины взаимоиндукции между
обеими половинками катушки достигается соответствующим вы-
бором отношения диаметра катушки к длине. В качестве емко-
сти звена используется выходная емкость лампы.
Характеристическое сопротивление линии меняется с, часто-
той, что приводит к рассогласованию и изменению мощности на
выходе. Для обеспечения постоянства выходного напряжения
обычно выбирают параметр т в пределах
т = 1,3 н- 1,4
(3-60)
и частоту среза линии
шс = (1,1^ 1,25) «макс, (3-61)
где (оМакс — максимальная частота диапазона.
Рис. 3-20.
После выбора этих величин, зная выходную емкость лампы
СБых, можно найти все параметры звена: индуктивность
£ = 2(|+'и2); (3.62)
ы2С
с вых
величину взаимоиндукции
М = т*~1 ; (3-63)
С ВЫЛ
характеристическое сопротивление
Напряжение на сетки ламп усилителя бегущей волны сни-
мается с аналогичной линии, параметры которой определяются
по тем же формулам (3-60) — (3-64) только с заменой СВЫх на
величину входной емкости лампы Свк.
11Ф
Параметр т для обеих линий обычно выбирается одинако-
вым, а частота среза сеточной линии берется на 10—15% выше
частоты среза анодной линии.
Принципиальная схема усилителя бегущей волны приведена
на рис. 3-20. Линия в анодной цепи усилителя с обоих концов
нагружена на активное сопротивление, равное характеристиче-
скому сопротивлению линии. Причем к левой части линии
просто подключается сопротивление /? = ра. К правой же части
линии, обычно с помощью понижающего широкополосного
трансформатора, подключается входное сопротивление следую-
щего каскада /?н=Ра/«2а- К сеточной линии от предыдущего
каскада (также обычно с помощью понижающего широкополос-
ного трансформатора) подводится возбуждающее напряжение
U-mg-
Линия на правом конце нагружена активным сопротивле-
нием, равным характеристическому сопротивлению pg.
Анодный ток каждой лампы в точке подключения в линии
разветвляется на две части, образуя бегущие направо и налево
волны. При одинаковых запаздываниях в звеньях анодной и
сеточной линий, что обеспечивается за счет равных частот среза
линий и параметра т, в правой нагрузке происходит сложение
токов от всех ламп, поэтому колебательное напряжение на пра-
вой нагрузке, а следовательно, и на аноде последней лампы
равно:
Uma = Umn = ^Ial?a,
где п — число ламп; Iai — амплитуда первой гармоники анодного
тока каждой лампы.
Мощность в нагрузке
Р = — Р
и 2 п’
где Рц — мощность, развиваемая последней лампой.
В левую нагрузку токи ламп приходят с различными фазами,
зависящими от частоты, поэтому мощность, выделяющаяся
в левой нагрузке, изменяется в диапазоне частот в пределах
Рл = 0 -н Рн.
В тех точках диапазона, где Рл = 0, переменное напряжение
на аноде первой лампы близко к нулю и вся потребляемая ею
мощность рассеивается на аноде. Следовательно, первая лампа
усилителя на некоторых частотах диапазона будет работать
в тяжелом тепловом режиме анода, что приводит к необходи-
мости выбора ламп усилителя с достаточно большим запасом
по мощности. Другие лампы работают в более благоприятных
117
условиях, причем наиболее высокий коэффициент полезного дей-
ствия будет у последней лампы.
При использовании однотактной схемы усилителя лампы ра-
ботают без отсечки анодного тока, поэтому к. п. д. послед-
ней лампы не будет превышать величины т]макс = 0,3 0,35.
В этом случае мощность, потребляемая каждой лампой усили-
р
теля, приблизительно будет равна Роп= -——^ЗРп, такую же
^макс
мощность должна рассеивать на аноде первая лампа. Поэтому
мощность, рассеиваемая анодами всех ламп усилителя, должна
удовлетворять условию
пЛ.макс>6Рн. (3-65)
В случае применения двухтактной схемы усилителя лампы
могут работать с отсечкой анодного тока 90°, тогда т]Макс=0,5 -г-
0,55, и мощность на анодах всех ламп должна удовлетворять
условию:
пЛхмакс>2Ря, (3-66)
где п — число ламп в одном плече двухтактной схемы;
Рп — полная мощность в нагрузке.
Условия (3-65) и (3-66) и служат основанием для выбора
ламп усилителя бегущей волны.
Расчет усилителя бегущей волны целесообразно производить
в таком порядке. Исходными данными для расчета являются:
/М11П— ^макс, мощность в нагрузке Рн и необходимое напряжение
возбуждения на сетке следующего каскада UmB.
Величина мощности в нагрузке определяется из следующих
выражений.
а. В случае применения усилителя для возбуждения каскада
с заземленной сеткой и настроенной нагрузкой
Pa = ^(Ial + I8l)UmB,
где т]л и т]т — коэффициенты полезного действия линии и транс-
форматора (т]ля*т]т~0,85-г-0,95).
б. При возбуждении каскада с заземленным катодом
1 2,5 ^максба^ р
S(l— 7]к)
в. При возбуждении усилителя бегущей волны
118
р ___ ____U тв
г<> о
*1л. В^л^тРgB
(3-67)
где pgB — характеристическое сопротивление линии возбуждае-
мого каскада,
т]лв — коэффициент полезного действия линии.
По известной величине Рн из (3-65) или (3-66) находим
требуемую мощность рассеяния на анодах ламп усилителя, по
которой выбираем тип ламп и их количество. По величи-
нам Свх, Свых и /макс, задаваясь коэффициентом т (3-60) по
формулам (3-61), (3-64), определяем параметры анодной и се-
точной линий усилителя. После этого определяются: сопротив-
ление нагрузки последней лампы усилителя
D
2
ток первой гармоники
амплитуда переменного напряжения на аноде
В случае однотактной схемы по характеристикам лампы оп-
ределяем минимальное значение анодного тока /амИн, при ко-
тором начинается заметное отклонение характеристики от линей-
ной (рис. 3-21,а:), и находим максимальное значение анодного
тока
I т ~ мин 2/о1.
119
В случае двухтактной схемы имеем:
= 2^01-
Затем из характеристики лампы (рис. 3-21,6) определяем
верхнюю точку динамической характеристики в области, где
начинается отклонение характеристик от линейных, и находим
минимальное напряжение на аноде иамин.
Анодное напряжение на лампах усилителя Еа=иаъшн+ит.
Потребляемая при этом одной лампой мощность Ро=1аоЕа
не должна превышать величину допустимой мощности рассея-
ния на аноде.
Если это условие не выполняется (Ро>Е>амакс), то расчет
проводится заново при большем количестве тех же ламп либо
на других лампах.
ыииииииииыииииииыииыыыыый!
Глава четвертая
РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРОВ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
§ 4-1. Расчет ламповых одноконтурных генераторов
Одноконтурные генераторы могут применяться в качестве
возбудителей колебаний в многокаскадных передатчиках сред-
ней и большой мощности и в качестве элементов схем слож-
ных возбудителей. Основным требованием, которое предъяв-
ляется к возбудителям, является стабильность частоты разви-
ваемых колебаний. Поэтому при расчете и проектировании
следует исходить именно из этого требования.
Одноконтурные ламповые генераторы могут быть осуще-
ствлены по трем основным схемам: с автотрансформаторной
обратной связью (рис. 4-1), с емкостной обратной связью
(рис. 4-2) и с трансформаторной обратной связью (рис. 4-3).
По стабильности частоты эти схемы равноценны, однако из
конструктивных соображений в коротковолновом диапазоне
практическое применение нашли первые две.
Из всех дестабилизирующих факторов при расчете режима
автогенератора необходимо учитывать только нестабильность
междуэлектродных емкостей лампы и реакцию последующих
каскадов. Влияние же других факторов должно приниматься
во внимание при выборе деталей контура возбудителя и его
конструкции.
Ослабление влияния междуэлектродных емкостей лампы
осуществляется за счет уменьшения связи лампы с контуром
возбудителя, что вызывает уменьшение амплитуды колебаний.
Ослабление же реакции последующих каскадов на одноконтур-
ный автогенератор осуществляется за счет применения специ-
альных схем промежуточных каскадов (умножители частоты
и каскады с апериодической нагрузкой) и уменьшения связи
с контуром возбудителя. Последнее ведет к уменьшению напря-
жения на сетке лампы промежуточного каскада. Поэтому
одним из основных вопросов, которые возникают при расчете
121
возбудителя, является получение необходимой амплитуды
колебаний при достаточно высокой стабильности частоты.
Из рассмотрения влияния междуэлектродных емкостей
лампы на стабильность частоты следует, что существует опти-
мальная связь лампы автогенератора с контуром, при которой
дестабилизирующее действие лампы минимально. Величина
оптимального коэффициента обратной связи зависит от величин
нестабильностей междуэлектродных емкостей лампы, которые
не всегда известны. Однако минимум нестабильности частоты
выражен не очень резко, поэтому при конструировании генера-
тора можно выбирать коэффициент обратной связи, отличаю-
щийся от оптимального. При расчете стабильного автогенера-
тора задаются коэффициентом обратной связи
Л = о,5:1. (4-1)
Если имеются данные о нестабильностях междуэлектродных
емкостей, то оптимальный коэффициент обратной связи для ге-
нератора на триоде
; (4-2)
г ^gk + ^ag
для генератора на пентоде
В частности, если оптимальная связь лампы с контуром
осуществляется для уменьшения изменений частоты при смене
лампы автогенератора, то величины нестабильностей емкостей
составляют 10—20% от величин соответствующих емкостей.
Минимальное изменение частоты за счет емкостей лампы со-
ставляет для генератора на триоде
Б?- f АС^> + + ДМ ]; (4-4)
' /мин
для генератора на пентоде
К ЛСВХДСВЫХ . (4-5)
Доз \ со
/мин CScp
122
Угол отсечки анодного тока автогенератора выбирается из
условия получения наибольшей средней крутизны, что обеспе-
чивает наименьшее влияние емкостей лампы на частоту (4-4)
и (4-5). Обычно принимают 4 = 100 -s- 120°.
Амплитуда колебаний существенно зависит от механизма
ограничения в автогенераторе. Наибольшее применение нашли
схемы с автоматическим смещением за счет сеточного или ка-
тодного токов.
При автоматическом смещении за счет сеточного тока вход-
ное сопротивление сеточной цепи
если на сопротивление смещения Rg действует высокочастотное
напряжение (рис. 4-1 и 4-2), или
RgBX ~ — Eg,
если к сопротивлению смещения высокочастотное напряжение
не приложено (рис. 4-3). Это входное сопротивление умень-
шает добротность контура возбудителя, поэтому для ослабле-
ния его влияния необходимо выбирать сопротивление смеще-
ния достаточно большим:
Rg> (20 <-50) Л2/?э, (4-6)
где Rg — эквивалентное сопротивление нагрузки в анодной цепи
лампы.
При достаточно большой величине Re угол отсечки сеточ-
ного тока мал и определяется из соотношения:
tg*g-'h=~. (4-7)
где Sg — крутизна характеристики сеточного тока.
Максимальное напряжение на сетке в этом случае
^ёмакс = Eg 4* Umg = (1 COS '(1g) иmg = (1 COS <ig) kUm (4-8)
будет близко к нулю.
При использовании в автогенераторе триода или пентода
в триодном включении из характеристик лампы (рис. 4-4)
имеем:
Еа = Еа0-^^ + ImRt + Um,
с другой стороны,
/m = (fe-D)(l-cos<b)S^m,
(4-9)
123
£gB
поэтому, учитывая (4-8), получим:
Uт =--------£_(£g--Eat>)-------=-------------дгв-----------. (4.10)
k cos <J>g — (k — D) cos ф k cos фй — (k — D) cos ф
Если коэффициент обратной связи выбран оптимальным
(4-1), то D<^ k и Um<^Ea, т. е. коэффициент использования
анодного напряжения, а следовательно, и коэффициент полез-
ного действия в автогенераторе повышенной стабильности ча-
стоты мал, и почти вся потребляемая мощность рассеивается
на аноде:
Ра^Р0 = Iа0Еа = (k — D) а0 (1 — cos ф)SUmEa.
Подставляя сюда Еа из (4-10) и учитывая, что Еао^Еа,
1 — соэф < 1 и D 1, приближенно получим:
Это соотношение позволяет оценить амплитуду колебаний
в автогенераторе, если задаться мощностью рассеяния на
аноде. Для получения более высокой стабильности необходимо
стремиться к меньшему разогреву лампы, т. е. выбирать Ра
МеНЬШИМ. ОбЫЧНО берут /^<1 0,5-Рамакс-
У автогенератора на пентоде наибольшая амплитуда коле-
баний будет определяться допустимой мощностью, рас-
сеиваемой не только анодом, но и второй сеткой. У такого ге-
нератора по анодной цепи может быть реализован граничный
режим (рис. 4-5), поэтому
Ea=^ + Um
•^гр
или, учитывая (4-9) и полагая D—0,
1+Ч1~СО8ф)А- Um.
\р.
(4-12)
124
Мощность, рассеиваемая на аноде,
Ра = Р0 - Р = О01тЕа ~ ~
Подставляя сюда 1т из (4-9) и Еа из (4-12), найдем:
-------------г—-----? (4-13)
а0А(1—cos<p)S 1 k(l —COS ф) ---
Для мощности, рассеиваемой на второй сетке, прежде всего
имеем:
7g20 = % (1 — cos ф) SgikUm,
и из соотношения
cos ф EgB Ее = Е&в cos (4-14)
kUm kUm
учитывая, что EgB — Eg0—Dgg2Eg2, находим:
p ___ Ego + Wm(cos<pg — cos ф)
C£2 -------------------------
^gg2
Используя найденные соотношения, получим:
РЁ2 — Hgg2«o (1 — cos ф) Sg2kUm [Eg0 + kUm (cos — cos ф)].
Из этого уравнения имеем:
г, в । 1 л । В2
^“-т+V л+т’
где
Д — _________PggaPgz _________ .
k2a0 (1 — cos ф) (cos <pg — cos ф) Sg2
ft _ _____Bg0_____
k (COS фй — COS;ф)
обычно В2 < 4A.
Следовательно,
у ~ 1 1 у' __________DggjPgi_______
т k I а0(1 —COS Ф) (COS фй — СОвф)5й2
____1____ 1 / ^gggPg2
A(l— COS ф) V a^Sg2
(4-15)
(4-16)
(4-17)
При выбранных k, ip, Ра и РЁ2 меньшая из амплитуд, опре-
деляемых соотношениями (4-13) и (4-17), дает наибольшее
125
значение амплитуды колебаний у генератора на пентоде с авто-
матическим смещением за счет сеточного тока.
В случае применения катодного смещения для триодного ге-
нератора целесообразно выбрать максимальное напряжение
на сетке.
^ймакс ^g ^mg
и из соотношения
COS ф =
£gB — Eg
(k-D) Um'
учитывая, что EgB — Eg0— DEa, получим:
Ea = — D) cos ф] Um 4- £g0}.
(4-18)
(4-19)
Мощность, рассеиваемая анодом, согласно (4-9),
РажРо = % (£—D)(l — cos ф)SUm {£g0 + [k—(k—D) cos o] Um\.
Получившееся уравнение для Um аналогично рассмотрен-
ному ранее, и его решение имеет тот же вид (4-15) только
с другими значениями коэффициентов А и В, поэтому
U т ~ -1- l/^v (4-20)
й(1—созф) У agS
В генераторе на пентоде с автоматическим смещением за
счет катодного тока связь амплитуды колебаний с мощностью,
рассеиваемой на аноде, будет такой же, как и при сеточном
смещении (4-13). При определении же амплитуды колебаний
по заданной мощности, рассеиваемой второй сеткой, в соотно-
шении (4-14) необходимо положить:
Eg = — IK0RK = — а0 (1 — cos ф) RKSKkUm, (4-21)
где 7ко — постоянная составляющая;
SK — крутизна катодного тока.
Производя вычисления, аналогичные предыдущим, найдем,
что и в этом случае амплитуда колебаний будет определяться
таким же выражением, как и при сеточном смещении (4-17).
Полученные соотношения позволяют указать порядок
расчета автогенератора. Исходными данными для расчета
являются: амплитуда колебаний, необходимая для возбуждения
следующего каскада UmTI, и диапазон частот fmiH — /макс.
Прежде всего выбираются вид схемы (способ настройки
и вид обратной связи), лампа и способ ее использования (три-
одное или пентодное включение), а также способ получения
автоматического смещения. После аппроксимации характери-
стик определяются необходимые параметры лампы. Затем вы-
126
бирается угол отсечки гр =100—120° и вычисляется коэф-
фициент обратной связи по формулам (4-2) или (4-3) или зна-
чение коэффициента принимают из (4-1).
Далее в зависимости от вида схемы, способа использова-
ния лампы и выбранных величин Ра и Pg2 по формулам
(4-11), (4-12), (4-17) и (4-21)
определяется наибольшая амп- Ф? Ф?
литуда колебаний, развиваемая
генератором UmMaKc. Если наи-
большая амплитуда колебаний
близка к необходимой величине
UmB, то она берется для после-
дующих расчетов. Если же
Дтмакс значительно превышает
UmB, ТО МОЖНО ЛИбо ОСТЗВИТЬ
для дальнейшего расчета ампли-
туду колебаний равной 1/тМакс
и ослабить связь контура с по-
следующим каскадом, либо
уменьшить амплитуду колебаний
до величины UmB. Наконец, если
итмакс<итв, ТО необходимо
либо выбрать другую лампу,
позволяющую получить большую
амплитуду колебаний, либо уве-
личить амплитуду колебаний, из-
менив исходные данные. Это
можно сделать путем уменьше-
ния коэффициента обратной
связи, уменьшения угла отсечки
или увеличения мощности рас-
сеяния на электродах. Во всех
этих случаях стабильность ча-
стоты колебаний понизится.
После определения или выбора амплитуды колебаний гене-
ратора Um вычисляются: сопротивление нагрузки в анодной
цепи
(А '— В) Sep
амплитуда напряжения возбуждения Umg = kUltl;
Г Um
первая гармоника анодного тока 1а1 = —— ;
°Э
амплитуда импульса 1т = ——;
“1
постоянная составляющая анодного тока 1а0 = а01т.
При автоматическом смещении за счет сеточного тока сопро-
тивление смещения выбирается из условия (4-6) и из (4-7)
127
определяется угол отсечки сеточного тока. Для удобства на
рис. 4-6 приведен график функции tgxp2 — фг, а при ф2 < 20°
можно пользоваться приближенной формулой:
Далее вычисляется напряжение смещения
и максимальное напряжение на сетке по формуле (4-8).*
В случае триодного генератора по величинам 1т и пЙЫакс
из характеристик анодного тока находится величина ыамин
(рис. 4-4) и анодное напряжение Еа = иаыка Д- Um. В генера-
торе на пентоде по величинам 1т и иймакс из характеристик
анодного тока находятся величины Eg2, uQMIIH и До = пМин+Дт,
при которых генератор работает в граничном режиме
(рис. 4-5). После этого расчет остальных величин, характери-
зующих режим лампы, не представляет затруднений.
При использовании катодного смещения для генератора на
триоде из (4-19) определяется анодное напряжение Еа и напря-
жение источника питания
En = Ea—Eg. (4-23)
Затем из характеристик анодного тока по известным напряже-
ниям UgMaitc — O И иаМШ1 = Еа— Um НЗХОДИТСЯ ЭМПЛИТуДЗ ИМ-
пульса анодного тока 1т, после чего рассчитываются все вели-
чины, характеризующие режим и сопротивление смещения:
/?к =
В генераторе на пентоде прежде всего определяется напря-
жение на второй сетке, для чего можно воспользоваться форму-
лой (4-19), в которой нужно заменить Еа на Eg2 и О на Dgg2:
Eg2 = —— {[£ — (k — Dgg2) cos <]>] Um + £g0}.
Ugg2
Затем из характеристик катодного тока при Ug~0 и ug2=Eg2
находится амплитуда импульса катодного тока Дт, его постоян-
ная составляющая Iho=aJhm и сопротивление смещения Rh =
= —Eg/Iha. Далее из характеристик анодного тока при Ug~0
и ug2—Eg2 определяется амплитуда импульса анодного тока 1т
и минимальное напряжение на аноде иомин, при котором генера-
тор работает в граничном режиме (рис. 4-5), и находим анодное
напряжение Еа = иомин ф- Um.
Напряжения источников питания цепей анода и экранирую-
щей сетки должны быть увеличены на величину Eg. Расчет
* При отсутствии характеристик сеточного тока, когда величина Sg неиз-
вестна, при расчете можно полагать немакс~0.
128
остальных величин, определяющих режим лампы, производится
как обычно.
Расчет элементов схемы начинается с выбора емкости кон-
тура. В высокочастотной части коротковолнового диапазона
(на частотах около 10 Мгц и выше) емкость контура выби-
рается минимальной, и при ее оценке необходимо учитывать
емкость монтажа, начальную емкость переменного конденса-
тора, емкость подстроечного конденсатора, емкость конденса-
тора термокомпенсации, емкости лампы и делителя обратной
связи (в случае схемы с емкостной обратной связью). После
оценки минимальной емкости определяется максимальная ем-
кость контура
/ f \2
________ IJ макс i /-»
'-'макс_I '-'мин
\/мин /
и индуктивность катушки в случае настройки контура конден-
сатором переменной емкости, а при настройке вариометром —
пределы изменения индуктивности.
На более низких частотах (ниже единиц мегагерц) индук-
тивность и емкость контура определяются из условия получе-
ния конструктивно удобных органов настройки контура: макси-
мальная емкость переменного конденсатора не более 400—
500 пф и максимальная индуктивность вариометра не более
20—40 мкгн.
По найденным параметрам контура определяется эквивалент-
ное сопротивление контура /?3o = Qp и по наименьшей величине
^эомин находится коэффициент связи контура с анодной цепью
из условия:
1___1 | д № . Рвозб ,
Яэ Р2^эомин ^g Rbx
где /?Вх — входное сопротивление следующего каскада;
Рвозб = —р5—коэффициент связи со следующим каскадом;
Um
А — коэффициент, зависящий от схемы смещения:
при параллельном сеточном смещении А = 3,
при последовательном А = 2 и при катодном
смещении А = 1.
При автотрансформаторной связи (рис. 4-7), зная полную
индуктивность контура L, находим:
= pL‘,
= kpL.
В случае емкостной связи (рис. 4-8) задаемся емкостью
потенциометра Со и находим:
______бр____.
1 “ 1 — р(1 +k)’
129
Ь1 — Go
С2 = С23 (1 + k) Cak\
Cs = C23—Cgk.
Емкость блокировочного конденсатора цепи автоматиче-
ского смещения, если угол отсечки анодного тока гр > 90°,
выбирается из условия:
с = 5:10
“мии^см
Рис. 4-8.
При гр < 90° емкость конденсатора выбирается из условия
отсутствия прерывистой генерации:
при сеточном смещении емкость конденсатора
Q
“максой
2ф j
sin 2ф
1_А_
tg'h
и при катодном смещении
2ф 1
С < Q sin 2ф / j _ ф Еев \
шмакс^6 j ф \ tg ф Eg FgB /
tgd>
§ 4-2. Расчет автогенераторов с электронной связью
Применение генератора с электронной связью (рис. 4-9),
в котором совмещены возбудитель и усилитель значительно
ослабляет реакцию последующих каскадов на возбудитель, так
как входная емкость лампы следующего каскада не подклю-
чается к внутреннему контуру, определяющему частоту коле-
баний.
130
В случае применения в анодной цепи генератора с электрон-
ной связью апериодической нагрузки или нагрузки, настроен-
ной на основную частоту, изменение частоты колебаний за счет
нестабильности напряжения на внешнем контуре определяется
выражением:
At0 _ „2 Cak + (^ + fe) Cgg т bUna /4 24)
“ р 2С итг' k 7
где С — полная емкость внутреннего контура;
т =———отношение напряжений на внешнем и внутрен-
Vml нем контурах;
р = ———коэффициент связи внутреннего контура с цепью
Vmki второй сетки лампы.
Рис. 4-9.
Для ослабления влияния последующих каскадов необходимо
при расчете выбирать достаточно малым параметр т, обычно
принимают:
т < 0,5^-1. (4-25)
При использовании умножения в анодной цепи для емкост-
ной обратной связи во внутреннем контуре
pkS?s_ — D (4-26)
ш 4karQ С U m2
и для автотрансформаторной обратной связи
Дш пап
<о 4taiQ
rfpk^lL-D т^.
С иm2
(4-27)
Вследствие меньшей реакции внешнего контура при исполь-
зовании умножения частоты параметр т может выбираться
большим, чем в (4-25).
131
Для расчета режима генератора с электронной связью не-
обходимо иметь два семейства статических характеристик
лампы. Характеристики лампы в триодном включении (вторая
сетка соединена с анодом) и характеристики анодного тока
при различных напряжениях на второй и третьей сетках. Из
первого семейства характеристик (рис. 4-10) определяются
параметры эквивалентного триода:
а) крутизна катодного тока:
Aug
«g2 const
б) проницаемость первой сетки по отношению ко второй:
в) внутреннее сопротивление:
= s D ’
и напряжение приведения по второй сетке Eg2o-
Из второго семейства характеристик находят параметры
анодной цепи:
а) крутизна анодного тока S;
б) коэффициент усиления третьей сетки (рис. 4-11):
Ди,
Ды£3 ia = const
в) крутизна линии граничного режима:
с .
ГР ~ Aua ’
132
г) крутизна тока второй сетки:
Sg2 — Sfe — S.
Как и в случае одноконтурного генератора (§ 4-1), ампли-
туда колебаний в генераторе с электронной связью опреде-
ляется допустимыми мощностями, рассеиваемыми второй сет-
кой и анодом.
При определении связи мощности, рассеиваемой на второй
сетке, с амплитудой колебаний будут иметь место те же соотно-
шения, что и для триодного генератора, полученные в преды-
дущем параграфе. Следует только учесть, что на вторую сетку
идет часть катодного тока — ток второй сетки, поэтому в со-
ответствующей формуле для триодного генератора (4-11) не-
обходимо заменить Ра на Pg2,
S на Sg2 и D на Dgg2. Таким
образом, предельная амплиту- j
да колебаний во внешнем кон- "
туре
_______™________1 Г Pgg2 Pg.i
(k—Ogg2)(l— СО5ф) |/ a0Sg2
, (4-28)
Для определения мощности, q
рассеиваемой анодом, восполь-
зуемся характеристиками анод- Рис. 4-12.
кого тока, при и — ugKaKC,
Wg2 Mg2MHH ^g2 ^ml< UgS — Ы£3мин — ^ml>
ua ^suhii — ml Um2’ — I tn
и генератор работает в граничном режиме. Тогда из рис. 4-12
следует:
— V-agJ^ml + ml 4~ ^m2i
НО *^гр
An = (k — Dgg2) (1 — cos Ф) SUml,
поэтому
Еа = \т 4- pag3 + 1 4- (k — Dgg2) (1 — cos Ф) ^-1U,
L ^rpJ
mV
Подставляя эти значения Ea и Im в формулу для потребляе-
мой МОЩНОСТИ Po—OoImEa И уЧИТЫВЭЯ, ЧТО Р0~ Ра И D gg2 < 1,
найдем:
^Л12~Ш -| / - - —
I/ a„Sk (1 — cos ф) Im + p.ags + 1 + k (1 — cos ф) —
' L Srp
(4-29)
133
Используя выражения для предельных амплитуд, можно
указать порядок расчета генератора с электронной связью.
Исходными данными для расчета являются: амплитуда колеба-
ний UmB, необходимая для возбуждения следующего каскада,
и диапазон частот.
Прежде всего выбираются вид схемы (способы настройки
контуров, вид обратной связи, вид нагрузки во внешнем кон-
туре), лампа и способ создания смещения (сеточное или катод-
ное). После аппроксимации характеристик определяются пара-
метры лампы, необходимые для расчета амплитуды колебаний:
S, Sg2, Srp, Sh, pQg3. Затем выбирается угол отсечки анод-
ного тока: гр = 100-s-120° при использовании усиления во внеш-
нем контуре и ф = 70:90° в случае применения удвоения ча-
стоты. Вычисляется по (4-2) * или задается (4-1) коэффициент
обратной связи и выбирается параметр т (4-25).
Далее по выбранным величинам Pg2 и Ра по формулам
(4-28) и (4-29) оценивается наибольшая амплитуда колебаний
(из найденных по двум формулам величин берется меньшая).
Если найденная величина будет близка к UmB или значительно
больше ее, то для дальнейшего расчета принимается Um = UmB.
Если же найденная величина будет меньше UmB, то необходимо
увеличить наибольшую амплитуду колебаний одним из следую-
щих способов: выбрать другую лампу, увеличить параметр т,
уменьшить угол отсечки анодного тока, уменьшить коэффициент
обратной связи или же увеличить мощности, рассеиваемые на
электродах лампы. Надо иметь в виду, что при этом стабиль-
ность частоты колебаний генератора понизится.
После определения или выбора амплитуд колебаний Um\
и Um2 расчет ведется в следующем порядке. Рассчитывается
эквивалентное сопротивление внутреннего контура
р ___ai
(k — Dggi) $k
определяется первая гармоника /fel = UmlIR31 и импульс lkm =
=Ihl/ai катодного тока и его постоянная составляющая
I kO a0^km-
При автоматическом смещении за счет сеточного тока из
условия (4-6), в котором вместо R3 подставляется R3i, выби-
рается сопротивление смещения и из (4-7) определяется угол
отсечки сеточного тока, далее находится напряжение смещения
ЕЁ = — (7mgcos«k и максимальное напряжение на первой
сетке tig макс Eg -j- Е mg.
Затем из характеристики лампы в триодном включении по
известным величинам Еап и «ёмакс находится минимальное
«Я2мин и постоянное напряжения на второй сеткеEg2 = Ug2tiKa-\-Uml,
* В формуле (4-2) вместо емкости Cag должна браться емкость Cgg2-
134
после чего можно найти мощность, рассеиваемую на второй
сетке,
р _ j р_________L I и
г g2— 'g20^g2 2 g21 ™1>
где
I _ Sg2 г „Г — Sg2 Г
‘g2O~-^—‘kO И 2g21-----p-‘kl
постоянная составляющая и первая гармоника тока второй
сетки соответственно.
Для расчета анодной цепи, пользуясь характеристикой анод-
ного ТОКа, при Ug = «gMaKC,
Ug2 = Wg2MHH = ^g2
UgS = UggMHIJ =
определяем верхнюю точку динамической характеристики
(рис. 4-13) и из нее находим 1т и иамин. Далее определяем
анодное напряжение
ыамин 4" ml 4" ^m2i
составляющие анодного тока
/„о И lai (в случае умножения
частоты Ian), сопротивление
внешнего контура
n U тг
^-э2 — --
'al
и мощности в анодной цепи:
Р0 = ^ao^a'i
Р = -~ЦЛ^т1 + ит2у,
Ра = Р0-Р.
Расчет колебательных контуров проводится аналогично
одноконтурному генератору (см. § 4-1).
§ 4-3. Расчет автогенераторов на полупроводниковых приборах
При расчете автогенератора на полупроводниковом триоде
(рис. 4-14) необходимо учитывать наличие фазового сдвига
между коллекторным током и напряжением на базе триода,
а также сравнительно малую величину входного сопротивления
участка база—эмиттер. Учет последнего обстоятельства сводится
к тому, что в генераторе па полупроводниковом триоде коэф-
фициент обратной связи берется меньшей величины, чем для
лампового автогенератора.
135
После чего находят
входа триода к эмит-
переходу (2-3) и
При расчете автогенератора прежде всего задаются ампли-
тудой переменного напряжения на коллекторе триода
U < — и
тк ^2 к* э‘ макс’
мощностью рассеиваемой на коллекторе Рк<Кк-макс и углом от-
сечки коллекторного тока гр=1ОО—120°. —
среднюю крутизну 5ср (2-4) и ее фазу
<Ps = Фп + <Рб.
где <рб — фаза коэффициента передачи от
терному
-- 41—| фп = С0Тп.
Коэффициент полезного дей-
ствия коллекторной цепи
7j = — $г cos<₽s^0,45 — cos <вЕ
2ct0 Р TS “о ,Е
и мощность, развиваемая гене-
ратором,
Рис. 4-14.
Р
Рк-
Дальнейший расчет режима
триода проводится совершенно
так же, как и в случае усили-
теля (§ 2-3).
После определения мощности, затрачиваемой в цепи базы,
определяется мощность, выделяющаяся в контуре автогене-
ратора,
р _____р р р
Г КОНТ Г Г б 1 Н’
где Рн—мощность в нагрузке автогенератора (во входной цепи
следующего каскада).
Далее определяют эффективную добротность
РКОНТ Z) .
р Ч’
Q'=
резонансную частоту контура
! tg?s
2Q'
и эквивалентное сопротивление контура в точках подключения
к участку коллектор—эмиттер
U2
__ ГПК
2Р КОНТ
136
Если задаться параметрами контура, то после определения
его полного эквивалентного сопротивления Roo=Qp, можно
найти коэффициент связи контура с участком коллектор—эмит-
тер триода
Расчет других параметров контура не отличается от расчета
аналогичных параметров лампового автогенератора, при этом
расчете коэффициент обратной связи определяется выражением:
Поскольку полупроводнико-
вые триоды имеют «правые»
характеристики, то для обеспе-
чения мягкого возбуждения на
базу триода необходимо по-
дать некоторое напряжение 4»
(того же знака, что и на кол-
лектор), чтобы в момент вклю-
чения крутизна характеристи- о
ки в рабочей точке была до-
статочно велика. Условие само-
возбуждения имеет вид:
S > "5МИН
_______1_______
kz^Ke + re (1 — “)
где гэ =
'К1
— модуль полного сопротивления
коллектора;
нагрузки в цепи
af — отношение амплитуд первых гармоник токов
коллектора и эмиттера (2-2);
Дб — коэффициент передачи от входа триода к эмит-
терному переходу (2-1).
После нахождения величины 5МИН из статических характери-
стик триода (рис. 4-15) определяем то напряжение на базе Ёбо,
при котором истинная крутизна превышает найденную. Сопро-
тивление между источником питания коллектора и базой нахо-
дится из выражения:
I Ек £бо |
где 7бо — ток покоя базы при и^ = Е^0 (рис. 4-15) и ик = Ек.
Для ослабления влияния изменений температуры на режим
автогенератора с полупроводниковым триодом в цепь эмиттера
обычно включается достаточно большое сопротивление Дэм.
__ U т&
U тк
137
Величина этого сопротивления ограничивается напряжением ис-
точника питания. Постоянное напряжение на коллекторе для
схемы, изображенной на рис. 4-14,
Ек — Е — (Кэм + Кк) /ко,
причем сопротивление RK должно быть достаточно велико по
сравнению с эквивалентным сопротивлением контура RK z3
(в случае применения последовательного питания коллектора
или дросселя вместо сопротивления RK в формуле для напряже-
ния на коллекторе необходимо положить /?к=0).
Изменение постоянной
составляющей коллекторно-
го тока при изменении тем-
пературы для схемы рис.
4-14
Л 7 —Г, д«б + ^бД«к
кО — “0
К К + Кэм
(4-30)
где Айе эквивалентное
смещающее напряжение на
базе,
дТ
ДТ;
»K=const
Аф— приращение обратного тока коллектора при измене-
нии температуры на величину ДТ.
Для германиевых триодов коэффициент теплового смещения
составляет - дис1дТ = — (2 2,5) мв!град и мало изменяется
в интервале температур от —60 до +80°С.
Приращения коллекторного тока для различных типов
триодов различны и могут быть определены из приводимых
в справочниках температурных зависимостей обратного тока
коллектора. Если считать допустимым изменение коллекторного
тока на 10—20%, то из (4-30) можно определить необходимую
величину сопротивления в эмиттерной цепи 7?Эм- Для обеспече-
ния лучшей стабилизации в ряде случаев сопротивления Дб и
/?эм выполняются в виде комбинаций обычных и полупроводни-
ковых термозависимых сопротивлений [Л. 8].
Для ослабления влияния последующих каскадов на частоту
в генераторах на полупроводниковых триодах нашла примене-
ние схема с использованием двух триодов (рис. 4-16), эквива-
лентная генератору с электронной связью на лампах. В этой
схеме входная цепь триода Т2 следующего каскада включена
непосредственно в коллекторную цепь первого триода Tt. По-
скольку входное сопротивление много меньше сопротивления
контура первого триода, влияние изменений режима второго
138
триода на стабильность частоты оказывается значительно ос-
лабленным.
При расчете рассматриваемой схемы первоначально рассчи-
тывается второй триод как обычный усилительный каскад
(см. § 2-3). Переменное напряжение на коллекторе первого
триода
^тк! Uml “Ь ^Лпб2>
где Vmi — амплитуда напряжения на контуре первого триода;
Um62 — амплитуда входного напряжения второго триода.
Напряжение источника питания коллекторов равно сумме
постоянных напряжений между коллектором и эмиттером
каждого из триодов:
£к = EKi 4“ ^к2-
При расчете постоянного напряжения на базе второго
триода необходимо учитывать, что между эмиттером этого
триода и корпусом действует напряжение Ем.
В последние годы для построения автогенераторов стали
применяться туннельные диоды. В некоторой области напряже-
ний туннельный диод имеет падающую характеристику, что
дает возможность построить автогенератор по весьма простой
схеме без создания цепи обратной связи. Туннельный диод
обладает сравнительно малой емкостью, мало меняющейся при
изменении температуры. Кроме того, падающий участок харак-
теристики имеет весьма большую крутизну, что обеспечивает
возбуждение генератора при весьма слабой связи с контуром.
Оба эти обстоятельства способствуют получению высокой ста-
бильности частоты генерируемых колебаний. Ширина падаю-
щего участка характеристики туннельного диода составляет
несколько десятков милливольт, поэтому амплитуда колебаний
в автогенераторе будет невелика (как правило, не более
20—50 мв).
Из-за отсутствия цепи обратной связи и большой крутизны
падающего участка характеристики генераторы на туннельных
диодах имеют ряд особенностей. Прежде всего, источник пита-
ния генератора должен обладать весьма малым внутренним со-
противлением, чтобы рабочая точка могла попасть на падающий
участок характеристики. При малом сопротивлении источника
питания (рис. 4-17, а)
(4-31)
где gi — крутизна падающего участка в рабочей точке,
139
по цепи питания имеется только одно устойчивое стационар-
ное состояние, в котором возможно самовозбуждение генера-
тора. При большом сопротивлении источника питания, когда
неравенство (4-31) не выполнено, цепь питания имеет два
устойчивых состояния (А и С на рис. 4-17, б), в которых само-
возбуждение невозможно. По этой причине питание диодного
генератора большей частью осуществляется с помощью потен-
циометра (рис. 4-18), причем сопротивления потенциометра и
емкость блокировочного конденсатора должны удовлетворять
условиям:
^1^2
____1_.
R1 + ^2
<оСбп R1Ri »1
бл R1 + *2
или приближенно, полагая
Ri<— (4-32)
<оСб.,Л»1. (4-33)
Из-за большой крутизны падающего участка характеристики
диода эквивалентное сопротивление контура автогенератора
должно быть достаточно мало. Из условия самовозбуждения
следует:
1
Можно выбрать сопротивление контура в пределах:
/?э-1’5:3
I gi I
Коэффициент связи контура с диодом
V Q?
(4-34)
(4-35)
140
Для того чтобы контур обладал достаточно хорошими резо-
нансными свойствами, необходимо иметь pQ^>l, т. е.
р<2 = |/^>1.
и характеристическое сопротивление контура должно удовлет-
ворять условию:
Р«С^э = (1,5^3)-^-.
I gi I
Если считатьдопустимым pQ= 10 - 20 и принять Q= 100-^-200,
тогда
р<4^г- (4’36>
Для расчета автогенератора на туннельном диоде можно
воспользоваться аппроксимацией характеристик с помощью
полинома. Однако при таком
способе расчет связан с гро-
моздкими вычислениями, по-
скольку, коэффициенты поли-
нома зависят от величины по-
стоянного напряжения, прило-
женного к диоду. Для диода с
максимальным током 2 ма
была произведена аппрокси-
мация характеристик полино-
мом десятой степени:
10
i=^gk{E)uk. (4-37)
fe=o
Коэффициенты этого поли-
нома gh(E) зависят от вели-
чины постоянного напряжения, приложенного к диоду, и пред-
ставлены на рис. 4-19. Для диодов с другими параметрами для
определения коэффициентов gk приближенно можно воспользо-
ваться теми же графиками, добиваясь совпадения характеристик
путем изменения масштаба по осям координат.
При работе генератора на диоде действует переменное на-
пряжение и = Um cos (fyt, поэтому первая гармоника тока диода
может быть найдена, если подставить это напряжение в фор-
мулу для тока (4-37). Производя вычисления, найдем:
Л = g^m + ^gJJl 4- 4- ^-g^m +
4 8 64 128
или, ограничиваясь только тремя первыми членами,
К ~ g1Um 4- 4
4 о
141
Подставляя это значение в условие стационарности
+ — = О,
um
получим уравнение для амплитуды колебаний:
р h Si + + —gs^m — О,
(4-38)
откуда Г /--------------j--------
т= 1/ 1 / 8_______R3 . / 3g3 \2_ 3g3
Г F 5 g5 \5gJ 5gB
заметим, что согласно условию самовозбуждения — gi—1//?э>0.
Таким образом, выбрав напряжение в рабочей точке и опре-
делив по графику на рис. 4-19 коэффициенты gi, g3 и g5, со-
гласно (4-34), выбираем сопро-
тивление контура и по формуле
(4-38) находим амплитуду
колебаний. Затем, соглас-
но (4-36), выбирается характе-
ристическое сопротивление
контура и рассчитываются его
индуктивности и емкость. Да-
лее из (4-35) определяется ко-
эффициент связи с контуром и,
согласно (4-32) и (4-33), выби-
раются сопротивление и емкость Сбл-
Постоянная составляющая тока диода также определяется
из (4-37) по известной амплитуде колебаний:
^0 = go + gJJ2m + — gtl^tn + • • ~ go Н-— g^m-
Z о 2
После определения постоянной составляющей, зная напря-
жение на диоде и напряжение источника питания, а также ве-
личину сопротивления R\, находят величину сопротивления R2.
При построении схемы с параллельным питанием (рис. 4-20)
в качестве разделительного элемента должен обязательно ста-
виться дроссель. Обойтись одним сопротивлением нельзя, так
как к нему предъявляются взаимно исключающие друг друга
требования: для попадания в рабочую точку на падающем
участке сопротивление должно удовлетворять условию
R<—(4-39)
а для исключения шунтирования контура необходимо иметь
142
Кроме того, для исключения возможности паразитного возбуж-
дения параметры контура, состоящего из дросселя и емкости С2
(емкость Ci из-за малого р значительно меньше С2, а Сбл^Сг),
должны удовлетворять условию:
. (4-40)
RC2 gi
Исключая отсюда R с помощью (4-39), получим:
Г 6*2
ЪДР 9 '
gl
С другой стороны, реактивное сопротивление дросселя
должно быть достаточно велико:
ш£др»^Г’
coCg
поэтому величина индуктивности дросселя выбирается из ус-
ловия:
1
№С2 - 2 *
б 1
После выбора величины индуктивности дросселя на основа-
нии неравенств (4-39) и 4-40) выбирается сопротивление R.
§ 4-4. Расчет температурной компенсации колебательного
контура возбудителя
Уменьшение влияния изменений температуры на частоту
генерируемых колебаний решается путем помещения колеба-
тельного контура возбудителя в термостат, в котором автомати-
чески поддерживается постоянная температура, либо посред-
ством термокомпенсации колебательного контура с помощью
специально включаемых термокомпенсирующих конденсаторов
с отрицательным температурным коэффициентом емкости. Пер-
вый способ неизбежно связан с некоторым увеличением габари-
тов передатчика и потребляемой им мощности. Второй способ
применяется и при использовании термостатов для ослабления
требований к точности поддержания температуры в нем.
Температурный коэффициент частоты (ТКЧ) а/ возбудителя
определяется температурными коэффициентами емкости (ТКЕ)
ас и индуктивности (ТКИ) а/. колебательного контура:
«/ =-----(4-41)
Как правило, емкость контура образована комбинациями
параллельного и последовательного соединения групп емкостей.
При параллельном соединении конденсаторов с емкостями
143
Сь С2, ..Сп, обладающими соответственно температурными
коэффициентами емкостей сц, аг. ап, общий ТКЕ
(4-42)
п
2 akck
— k=l
С п
2 ck
k=i
Рис. 4-21.
Рис. 4-22.
а при последовательном соединении емкостей Сь С2, ., Сп
п
2г
----• (4-43)
2i
Аналогичные выражения имеют место и при последователь-
ном и параллельном соединениях индуктивностей.
При термокомпенсации диапазонных возбудителей ТКЧ не
остается постоянным, поэтому полная термокомпенсация диапа-
зонного контура невозможна. Задача термокомпенсации заклю-
чается в обеспечении наименьшего отклонения от нуля ТКЧ во
всем диапазоне частот возбудителя. Для решения этой задачи
могут быть использованы различные схемы термокомпенсации.
Наиболее широкое применение находит параллельная схема
термокомпенсации (рис. 4-21, а), в которой термокомпенсирую-
щий конденсатор Ст подключен параллельно органу настройки
контура. В такой схеме величина изменяется по диапа-
* Именно эту величину, а не ТКЧ желательно иметь минимальной, по-
скольку полоса пропускания приемника фиксирована.
144
зону, как показано на рис. (4-21, б). В схеме последовательной
компенсации (рис. 4-22, а) величина Af/At° имеет другой закон
изменения (рис. 4-22, б).
Комбинации первых двух схем дают параллельно последо-
вательную (рис. 4-23, а) и последовательно параллельную
(рис. 4-23, б) схемы термокомпенсации, которые позволяют
обеспечить лучшую термокомпенсацию (рис. 4-23, в). В схеме
с тремя термокомпенсаторами (рис. 4-24) возможна почти пол-
ная термокомпенсация, т. е. а/~0 во всем диапазоне частот.
Рассмотрим прежде всего параллельную схему термоком-
пенсации (рис. 4-21, а), для которой будем считать известными
?мин
?мокс
Рис. 4-23.
Рис. 4-24.
ДИаПаЗОН частот /мин— /"макс, емкость контура С и ТКИ катушки
индуктивности щ,. Полную емкость схемы можно разбить на
две составляющие: Со и Емкость Со включает все постоян-
ные емкости схемы, среди которых есть неизвестная емкость
термокомпенсатора, остальные же элементы с их ТКЕ можно
считать известными. В целом емкость Со будет обладать ТКЕ
ио, который пока неизвестен и именно его необходимо найти из
условия обеспечения наилучшей термокомпенсации. Перемен-
ную часть емкости контура обозначим С\ = С — Со и будем по-
лагать, что ее ТКЕ постоянен по диапазону и равен си.
ТКЕ рассматриваемой схемы
„ + а1С1 (а0 — «1) С„ rajC . „ \ f2
с Со4 Сг С /-2
° х J макс
поэтому ТКЧ контура
aL Е ас
2
”1 +
“1 — ао f2
”1+ aL J . «1 —«о f3
6 Заказ № 2162
145
Если коэффициент перекрытия по частоте kf^.2, то функция
fa/ не имеет экстремума, и наилучшая термокомпенсация (по
Чебышеву) будет иметь место при
(Ъ)/м = ~(Ъ)/м ’
•'мин - •'Макс
т. е. при
(Ло---------- .
fey Ау +1
Наибольшее отклонение частоты при этом
Ау — 1 + а£
(/а/)макс ~ । 2 /макс-
По найденной величине ТКЕ постоянной части емкости
можно найти емкость термокомпенсатора. Для этого восполь-
зуемся схемой, изображенной на рис. 4-21, а, в которой Ст—
емкость термокомпенсатора с ТКЕ ат, Сп— емкость построеч-
ного конденсатора и С2 — остальная постоянная часть емкости.
Зная детально схему контура, по формулам (4-42) и (4-43)
определяем ТКЕ а2 емкости С2. Для рассматриваемой схемы
имеем уравнения:
ст + Сп + С2 = Со;
агСт апСп а2С2 = авС0,
из которых находим:
q ___ (ап — «о) Ср + (а2 — ап) (-‘г .
Т ап “т
£ __ (ар ат) Ср (а2 ат) ^-2
п ап ат
причем для того, чтобы было Сп>0, необходимо выбрать ТКЕ
термокомпенсатора из условия:
„ а0^-О а2^-2
т С — с
ьо--<-2
заметим, что ао<0.
В схеме последовательной компенсации (рис. 4-22, а) С\ —
переменная часть емкости конденсатора переменной емкости,
С2 — емкость, включающая все постоянные емкости контура за
исключением термокомпенсатора Ст. ТКЕ емкости С2 опреде-
ляется на основании известных схемы контура и параметров ее
элементов по формулам (4-42) и (4-43). Полная емкость кон-
тура
С = (Ct + С2)С. = с Айке, (4-45)
С1 + С2 + Ст р
где Со — минимальная емкость контура.
146
На основании (4-42) и (4-43)
ат | а1^1 4" а2^2 1
С?+ (Сх + С2)2 j
Подставляя сюда значение С- из (4-45) и используя (4-41),
определим:
/ \ С f2
/ — <ят । — а2 \ О-'макс .
+ Iazz^S./._Z.b+„i + 2c2a=a.\. (4-46)
2^0-^макс Т
Для наилучшей термокомпенсации необходимо иметь
•'макс •'мин
После подстановки сюда выражения (4-46), получим уравнение:
1 pi-°T J__________2_\ 1 1-bf + bf _ ai + a£ 1 = 0
С2 Ца1-а2 С2 kfCj Ст С2 ai~“2 fyC(1C2 ’
из которого определяется емкость Ст и из (4-45) пределы изме-
нения емкости Ci для перекрытия необходимого диапазона
частот.
Для параллельно-последовательной термокомпенсации (рис.
4-23, в) эквивалентная схема контура имеет такой же вид,
что и для последовательной компенсации (рис. 4-22, а), только
емкость С2 включает также термокомпенсатор, поэтому вели-
чина а2 неизвестна и подлежит определению. Для составления
уравнений, определяющих а2 и С2, можно воспользоваться вы-
ражением (4-46). Первое уравнение имеет вид:
(аД = («Д •
•'макс •'мии
Для получения второго уравнения нужно найти частоту f0,
при которой величина faj достигает минимума (рис. 4-23, в),
d(faf) I _ Q
df 1/=/о
и найденное значение частоты подставить в уравнение
•'мии •'о
Для схемы с тремя термокомпенсаторами (рис. 4-24) полная
термокомпенсация имеет место при
«1 + Ст2
6*
147
al~aL
Ит2— —
— a
a — ar
a, = — a,------1---- ,
To L, л /-»
z 1>тз
отсюда по формулам, аналогичным (4-44), можно рассчитать
необходимые для получения таких ТКЕ элементы схемы.
Практическое осуществление термокомпенсации колебатель-
ного контура возбудителя усложняется тем обстоятельством,
что детали имеют разброс параметров. Поэтому при оценке ста-
бильности частоты и термокомпенсации необходимо учитывать,
что ТКЧ или величина fa/ являются случайными величинами и
для более полного суждения о них необходимо знать их средние
значения и дисперсии.
Для группы параллельно соединенных конденсаторов, имею-
щих средние значения емкостей Сь С2, ...., Сп с разбросами
6С1, ёС2, ..., бСп и температурные коэффициенты емкости
aj, a2, ..., an с разбросами 6ab 6a2, ..., среднее значение
ТКЕ вычисляется по формуле (4-42), в которой вместо величин
ак и Ck должны стоять их средние значения. Дисперсия же ТКЕ
определяется выражением:
где С=С1 + С2+.. . + Сп — полная емкость контура.
Для последовательно соединенных конденсаторов среднее
значение ТКЕ определяется выражением (4-43)^ в котором ве-
личины сц и Ck должны быть заменены на аь и Ck, а дисперсия
п
При определении величин (AGs.)2 и (Ааь)2 необходимо учи-
тывать распределение вероятностей для Ck и Uk- При расчетах
можно полагать, что величины емкостей распределены по нор-
мальному закону, а ТКЕ в пределах разброса — равномерно.
Если считать, что данные по разбросу величин, взятые из спра-
вочников, соответствуют полю рассеяния, равному утроенному
стандартному отклонению, то для дисперсии емкостей будем
иметь:
148
а для дисперсии ТКЕ
(Да^=2-(Ч)2,
где ёСь и ёаь — соответственно величины разброса емкости и
ТКЕ.
После определения средних значений и дисперсии ТКЕ, зная
среднее значение и дисперсию ТКИ, можно найти среднее зна-
чение ТКЧ по формуле (4-41) и дисперсию:
Тогда пределы, в которых лежит ТКЧ контура, с вероятностью
99,73%
af ~ af + 3 |/(Дс^)2 ,
так как распределение вероятностей ТКЧ близко к нор-
мальному.
Следует заметить, что все эти величины изменяются по диа-
пазону, поскольку величины ТКЕ и ТКИ контура изменяются
по диапазону.
§ 4-5. Эквивалентные электрические параметры кварцевых
резонаторов
В зависимости от целевого назначения в настоящее время
используются кварцевые пластины с различной ориентацией
(срезом) по отношению к кристаллографическим осям кри-
сталла кварца.
Значение параметров кварцевых резонаторов является необ-
ходимым в практике расчета и проектирования аппаратуры,
в которой используется кварц.
Свойства кварцевого резонатора, как электрической колеба-
тельной системы, вблизи любой из его резонансных частот
обычно выражаются с помощью четырех постоянных парамет-
ров, соответствующих эквивалентной электрической схеме
кварца, изображенной на рис. 4-25, здесь Lqn, Cqn и rqn — соот-
ветственно динамические индуктивность, емкость и сопротивле-
ние кварца, Со — статическая емкость кварца. Индекс п отно-
сится к порядковому номеру возбуждаемой гармоники механи-
ческих колебаний.
Экспериментальные данные по измерению реактивных пара-
метров кварца Со, Cqn и Lqn в достаточной степени хорошо со-
гласуются с теоретическими; величина же активного сопротив-
ления rqn сильно зависит от технологии производства кварца,
от конструкции кварцедержателя и точности ее изготовления.
Поэтому на практике величина rqn обычно находится путем
149
измерения, однако для ориентировочных расчетов можно ис-
пользовать и аналитическое выражение для сопротивления.
Для целей стабилизации частоты генераторов коротких и
ультракоротких волн используются колебания растяжения —
сжатия, а также сдвиговые колебания по толщине на основной
частоте или на механических гармониках.
Эквивалентные электрические параметры кварцевых резона-
торов зависят от ориентации среза пластины относительно кри-
сталлографических осей и номера гармоники. Данные основных
типов кварцевых
а------------
Cqrt
Lq
Со-г-
резонаторов с металлизированными пласти-
нами приведены в табл. 4-1. Коэффициент тре-
ния F, входящий в формулы для активного
сопротивления кварца для тщательного изго-
товленных вакуумированных резонаторов, ра-
ботающих на основной частоте, составляет
примерно /’«0,05. Для невакуумированных
резонаторов он увеличивается, достигая вели-
чины K?«0,25-^0,3.
Для возбуждения на гармониках обычно
используются резонаторы среза АТ. При рас-
чете активного сопротивления резонатора, воз-
буждаемого на гармонике, сначала опреде-
ляется сопротивление на основной частоте rq,
затем задаются номером оптимальной гармоники (пОпт~5-^9),
на которой добротность резонатора достигает максимума, и вы-
числяют сопротивление
qn
&
Рис. 4-25.
п? + гР
' опт
Чп--- 2 , , Q
попт I 1
Изменения частоты резонаторов с температурой для различ-
ных типов срезов кварца приведены на рис. 4-26. На основании
этих графиков можно оценить пределы изменения частоты, зная
пределы изменения температуры, или же выбрать температуру
внутри термостата и определить допустимые пределы ее изме-
нения, обеспечивающие поддержание частоты в требуемых гра-
ницах.
При расчете кварцевых генераторов необходимо знать зави-
симость полного сопротивления кварца от частоты. Из эквива-
лентной схемы резонатора (рис. 4-25), опуская индекс п, имеем:
PQ
, • “A, ; 1 1 + Q2V (р- V)
4 4 l + Q2(p-v)2 ' <osC0 1 + Q2(p_v)a
где
= Сч ~ Cq _ 2(/р-Д) .
Со + Cq Со fS
Примечание: I - длина; b - ширина; d - толщина; п - номер гармоники; F - коэффициент трения; линейные размеры в см
150
151
г 0,159
Js----- — —частота последовательного резонанса кварца;
J LqCq
v = ----------относительная расстройка.
Js f
В большинстве практических случаев в выражении для гэ
можно пренебречь единицами в знаменателе первого слагаемого
и в числителе и знаменателе второго, тогда формулы для со-
ставляющих сопротивления кварца примут простой вид:
Хдэ Хл.
*Э р---- V U
Эти формулы достаточно точны за исключением области, близ-
кой к частоте параллельного резонанса, когда v-> р, причем при
\р—v | > 10/Q погрешность не превышает 1%.
Резонансные частоты кварцевых резонаторов отличаются от
номиналов вследствие неточности изготовления, поэтому в квар-
цевых генераторах необходимо предусмотреть регулировку ча-
152
стоты. Для этой цели обычно последовательно с кварцевым
резонатором включают либо подстроечный конденсатор, либо ка-
тушку индуктивности с регулируемой величиной индуктивности.
Величину емкости или индуктивности регулируемого элемента
можно выбрать на основании следующих соображений.
Если последовательно с кварцем включить реактивное сопро-
тивление х, то общее реактивное сопротивление такой системы
х' = х 4- х =
дэ дэ 1
чха + рх — ЧХ
P — V
и резонанс будет иметь место при расстройке vo, определяю-
щейся из условия Xq3 =0. В этом случае
V= Р
х
х — х0
При изменении реактивности на
частота изменится на величину
величину Ах резонансная
1-Ч| = Р
х0|х|
(х — х0)2
Дх
X
Производственный допуск на неточность подгонки резонанс-
ной частоты
|Av0 |да(10 ^20) КГ6,
поэтому, задавшись пределами относительного изменения реак-
тивности
0,2,
из последнего соотношения можно найти величину реактивности:
а) в случае х>0
L 2| Av0| I X I |/ I Av0| I X 11 ' 41 I I X J ’
б) при x<0
x=-x0[l--------+ .
L 21 Av0 ] I x I - 1 aV(j ] I x Ц 4 ] Av0| I x I /]
Заметим, что коррекция с помощью конденсатора (х<0)
возможна только при условии:
После определения реактивности х можно найти вели-
чину vo и для дальнейшего расчета кварцевого генератора фор-
мулы для сопротивления кварцевого резонатора удобно привести
153
к другому виду, введя новую относительную расстройку v'=v — vo.
Опуская выкладки, получим:
(4-47)
(4-48)
где
' Р
Хп = ------------Хп>
0 Р — v0 0
Р' =Р — ^о-
§ 4-6. Расчет простейших схем кварцевых генераторов
В простых радиотехнических устройствах, когда не тре-
буется весьма высокой стабильности частоты, ограничение ам-
плитуды колебаний в кварцевых генераторах обеспечивается
за счет сеточного автоматического смещения и используются
схемы с включением кварца между сеткой и анодом (рис. 4-27)
или между сеткой и катодом (рис. 4-28). В таких схемах ампли-
туда колебаний получается относительно большой (порядка
единиц или даже десятков вольт), а стабильность частоты не
превышает (l-f-5) 10~5.
При расчете таких схем, как и в случае автогенераторов
с обычным контуром, можно задаться коэффициентом обратной
связи (4-1) и углом отсечки анодного тока ф= 1004-120°. После
выбора лампы и кварцевого резонатора и определения их пара-
метров можно считать известными величинамиScp, rq, х0=\1ыС0*
и p~CqIC0. Основные расчетные соотношения получаются из ус-
ловия стационарности.
Для схемы генератора с кварцем между сеткой и анодом
имеем:
______xiXgScp_______j
Гдэ "I- / (Хдэ — *1 — xz)
откуда
XjX2SCp (4-49)
xi + xz = (4-50)
* Заметим, что в емкость Со, кроме параллельной емкости кварца, входит
емкость Cag лампы и емкость монтажа.
154
где
Xi=-L_; х2 = -^-; (4-51)
€0С>1 €0(_<2
а величины rq3 и хдэ определяются соотношениями (4-47), (4-48).
Кроме того, известен коэффициент обратной связи
/г = —L = 0,51. (4-52)
%2
Используя это соотношение, а также (4-47) и (4-48), из (4-49)
и (4-50) определяем:
Xj = kx2 — ----. ----------, (4-55)
1 / _____l -j- k
]/ rq x0
Сопротивления Rg и Ra выбираются таким образом, чтобы
они не ухудшали добротности кварца:
X2 X2
гдэ гдэ
или, учитывая, что rq3^>rq:
х2
7^(30^60)-^-;
х2
7?C^(1O-2O)-^.
гч
155
Часто вместо сопротивления Ra ставится дроссель Ьдр, вели-
чина его реактивного сопротивления находится из условия:
1
“£др
--- = О)С2
1 0,о
— I 1 —
\ а)2
причем резонансная частота в этом случае
ш0 = — 1 (0,7 -ч- 0,9) w.
Т 7дрС2
При определении режима лампы можно задаться напряже-
нием на кварце
Umq = E,ng + Um = (1 + k) Um (4-56)
или мощностью, рассеиваемой в кварце, которая связана с на-
пряжением на нем соотношением:
Г Z /2 *
р________* дэ тд ___ гс^ср
ч~ 2(г2эр^) "
где Q — добротность кварца и v определяется из (4-53).
Зная Umq, из (4-56) находим Umg, Um и, после определения
угла отсечки сеточного тока (4-7), напряжение смещения*
Eg Umg COS (]>g
И
EgB =Eg+(k — D') Um C0S
после чего из характеристик лампы определяем анодное напря-
жение (при использовании триода) или напряжение на второй
сетке (в случае пентода). Далее из характеристик лампы нахо-
дим амплитуду импульса анодного тока и рассчитываем осталь-
ные величины, определяющие режим лампы.
Для генератора с кварцем между сеткой и катодом
(рис. 4-28) условие стационарности имеет вид:
гдЭ + / (х2 хз)
где х3=1/соС и х2 = ыЬ. Отсюда имеем два уравнения:
Х%ХдэЕ<:р = Дэ>
Ч" Х2 ^3 Дэ%2Еср *
* При отсутствии данных о крутизне характеристики тока первой сетки,
можно приближенно полагать «вмакс~0, т. е. Eg~Umg.
156
Кроме того, выражение для коэффициента обратной связи
дает третье уравнение:
и V
R - ------------ а
Исключая из этих уравнений Л'г и х3 с помощью (4-47) и
(4-48), получим уравнение:
(4'57>
Обычно получающиеся значения v малы по сравнению с р,
поэтому, отбрасывая приближенно v в знаменателе первого сла-
гаемого, получим биквадратное уравнение, из которого
Если получившееся решение не удовлетворяет условию v<p,
то значение v определяется из полного уравнения (4-57). Далее,
с помощью (4-47) и (4-48), определяем:
х2 = —^-^1/
^/Э^ср |/
*3 Хц3 -|- (1 -(- Г9э5срХ2).
Если в результате решения окажется, что для получения
нужного х2 потребуется большая величина индуктивности, то
вместо катушки включается колебательный контур, резонасная
частота которого берется несколько выше рабочей частоты:
<а0 = — 1 = (1,1-^- 1,3) О).
J 72С2
В этом случае
* о) I 9 ’
\ “о/
^2 2 г
о>0ь2
Режим лампы генератора с кварцем между сеткой и катодом
определяется так же, как и для предыдущей схемы, только те-
перь напряжение на кварце равно Umg и сопротивление автома-
тического смещения выбирается из условия
157
При расчете кварцевых генераторов на полупроводниковых
триодах необходимо учитывать фазы средней крутизны. После
расчета режима триода, проводящего как в случае обычного
автогенератора (§ 4-3), определяются средняя крутизна 5ср и
ее фаза <ps, а также коэффициент обратной связи k.
Для расчета колебательной системы генератора с кварцем
между базой и коллектором (рис. 4-29) имеем следующее ус-
ловие стационарности (при этом активной составляющей вход-
ного сопротивления триода пренебрегаем):
адАр (cos ys — / sin ys)
rqa + j (хдЭ Х1 Хг)
где Xi = IfaCi и x2 = l(aC2 . Из этого условия получаем два
уравнения:
x1x2SCp cos <ps = гдэ,
XiX2Scp sin ys = xq3 — Xi — x2.
Кроме того, известная величина
коэффициента обратной связи
дает еще одно уравнение:
Исключая из этих уравнений
xt и х2 и используя соотношения
(4-47) и (4-48), получим квадратное уравнение:
х 0 ----= (1 + k) 1 /------------, (4-58)
° Р j_______Д |/ kScp cos <fs
Р
из которого находится относительная расстройка у. Обычно
поэтому в уравнении можно положить 1 — v/p^l.
Тогда приближенно будем иметь:
р
1 у ГЧ е
хп у kScp cos cps
После определения v/p из основных уравнений находим
х.=----------1/"-----; (4-59)
1___1. V Sep cos <fs
Р
J____1 / гч
s |/ ASCp cos Cfs
P
(4-60)
158
Для нахождения внешних реактивностей из этих величин
надо исключить реактивные проводимости соответствующих
участков триода.
Расчет остальных элементов схемы проводится так же, как
и в случае обычного автогенератора (§ 4-3).
§ 4-7. Расчет кварцевых генераторов повышенной
стабильности частоты
В кварцевых генераторах повышенной стабильности частоты
обеспечивается малая связь кварца с остальной частью схемы,
для чего обычно используется работа на гармонике кварца, со-
ответствующей наибольшей добротности, и для уменьшения ста-
рения амплитуда напряжения на кварце выбирается достаточно
малой — порядка 5—20 мв,
при этом мощность, рассеи-
ваемая в кварце, оказывает-
ся порядка единиц микро-
ватт.
Рис. 4-30.
Для ограничения амплитуды широко используется метод,
аналогичный методу автоматической регулировки усиления при-
емного устройства. В кварцевых генераторах с таким способом
ограничения (рис. 4-30) лампа (или транзистор) работает в ли-
нейном режиме (из-за малости амплитуды колебаний), рабочая
точка выбирается на участке характеристики, где крутизна за-
висит от напряжения смещения на сетке (или на базе в случае
транзистора). Величина напряжения смещения делается за-
висимой от амплитуды колебаний, для этого колебания автогене-
ратора усиливаются до необходимой величины, а затем выпрям-
ляются. Выпрямленное напряжение подается на сетку генера-
торной лампы. Используя усилитель с достаточно большим
коэффициентом, можно получить необходимое напряжение сме-
щения при весьма малой амплитуде колебаний на кварце.
При расчете такой схемы задаются напряжением на
кварце Umq и по характеристике крутизны лампы или полупро-
водникового триода определяют напряжение смещения Eg (или
159
£б), при котором крутизна составляет 5= (0,7-:-0,9) 5макс
(рис. 4-31). Условие стационарности автогенератора при вы-
бранной крутизне имеет вид:
(k — D)R3S(Eg) — l. (4-61)
Напряжение смещения складывается из постоянного напря-
жения от источника питания и из выпрямленного усиленного
напряжения колебаний автогенератора
Е2 = — KkBkTUmq,
где /гг= UmBxlUmq — коэффициент, зависящий от вида схемы
автогенератора и от способа подключения к контуру входной
цепи следующего каскада (для схемы с кварцем между сеткой
анодом, если входное напряжение снимается с анода kr=—-—Y
1 k /
/га = \E^HJm— коэффициент выпрямления выпрямителя (завися-
щий в основном от схемы выпрямителя, так как сопротивление
нагрузки выпрямителя очень велико), в частности, для широко
применяющейся схемы удвоения напряжения (рис. 4-30) /гл-«2.
Полное напряжение на сетке
Eg = Ег~ KkBkrUmq. (4-62)
Если зависимость крутизны от смещения аппроксимировать
прямой линией (рис. 4-31)
S = a (Eg Еп),
то условие стационарности (4-61) с учетом (4-62) можно пе-
реписать в виде:
а (Ег — KkzkTUmq - £0) = — ' - • (4-63)
— LJ) i\ э
В процессе эксплуатации генератора за счет изменения на-
пряжения источников питания и изменения параметров ламп
Е\, К, Ео и Umq будут изменяться. Изменения этих величин,
согласно условию (4-63), связаны между собою уравнением:
ДЕХ - KkBk^Umq - ±Е0 - kBkTUmq\K = 0,
откуда
| mq I _ I 1 4- I I I I I (4 644
Umq ~ \^-Eg\ К ’
поскольку изменения всех величин можно считать независимыми
друг от друга. Если считать известными величины дестабильно-
стей EKIK, AEi/Ei и ЛЕ0 (для генератора на пентоде
b.E0=Dgg2 E.Eg2), то, задаваясь допустимой величиной неста-
бильности напряжения на кварце
I ^тд । ^о,1 н- 0,2,
U тд
160
из соотношения (4-64) можно найти необходимую величину по-
стоянного напряжения смещения Еи а затем из (4-63) требуе-
мый коэффициент усиления усилителя.
Для ламповых генераторов из-за левых характеристик ве-
личина Е0<0, поэтому часто постоянное напряжение смещения
не подается (Ei=0). Для генераторов на полупроводниковых
триодах на базу необходимо обязательно подавать напряже-
ние Ei того же знака, что и
коллекторное напряжение.
После определения режима
лампы расчет колебательной
системы проводится так же,
как и у простейшей схемы
кварцевого генератора (§ 4-6),
причем наиболее широкое при-
менение в диапазоне частот по-
рядка единиц мегагерц нахо-
дит схема с кварцем между Рис- 4'32-
сеткой и анодом.
Особенностью кварцевых генераторов повышенной стабиль-
ности является то, что в них кварц обычно работает на опти-
мальной гармонике третьей — седьмой, соответствующей макси-
мальной добротности кварцевого резонатора. При этом схема
генератора должна быть построена таким образом, чтобы ис-
ключить возможность возбуждения на более низких номерах
гармоник. Для этой цели либо последовательно с кварцем
включается индуктивность, а кварц шунтируется сопротивле-
нием (рис. 4-30), либо между анодом и катодом включается ко-
лебательный контур вместо одного конденсатора (рис. 4-32).
В первой схеме (рис. 4-30) величина индуктивности
выбирается таким образом, чтобы кварц работал на частоте
161
последовательного резонанса:
l = _2i±a_. (4.65)
“ХС2
Так как v = 0, то, согласно (4-54) и (4-55), находим:
(4-66)
Сопротивление 7?, параллельное кварцу, прежде всего дол-
жно удовлетворять условию:
/?»г„ (4-67)
чтобы не ухудшать добротность кварца
на рабочей частоте. Кроме того, величина
этого сопротивления должна быть такой,
чтобы исключалась возможность возбуж-
дения схемы на более низких номерах
гармоник, в частности, на первой. На час-
тоте, отличной от рабочей, кварц будет
представлять комплексное сопротивление,
но из-за сильного шунтирующего дейст-
вия сопротивления R активной составляю-
щей сопротивления кварца можно пре-
небречь. Тогда эквивалентная схема коле-
бательной системы на первой гармонике
кварца будет иметь вид, представленный
на рис. 4-33.
Условие стационарности для такой схемы имеет вид:
, 1 1 . R2 \
cot С Со --------р I ; / ------------------------------х I
Х?Э + Я2 Ш1С1 “1С2 х2э + R2 чэ J
где a^tos/n. Отсюда имеем:
или, используя (4-65) и (4-66), получим:
—---------(1+*)(п------Y1/"-^- = 0.
х2э + Т?2 n)V kS
Для того чтобы самовозбуждение на первой гармонике от-
сутствовало, достаточно, чтобы это квадратное уравнение от-
162
носительно xfyr> не имело решения. Производя вычисления,
найдем:
R<2(l+4(n-4)/^-,
используя это неравенство совместно с (4-67), выбираем вели-
чину сопротивления /?. Во все эти формулы входит сопротивле-
ние кварца Гд на рабочей частоте (n-ой гармонике основной
частоты кварца), причем, для того чтобы неравенства были
совместны, необходимо иметь:
С //И (1 +k)2 I 1 \2
и катодом колеба-
последнего выби-
При замене конденсатора между анодом
тельным контуром (рис. 4-32) параметры
раются таким образом, чтобы на рабочей частоте он имел емко-
стное реактивное сопротивление необходимой величины, а на
более низких гармониках — индуктивное.
Величину индуктивности и емкости контура можно опреде-
лить из следующих соображений. После расчета параметров
схемы генератора, работающего на n-ой гармонике кварца, из-
вестно сопротивление х% на рабочей частоте (4-66), поэтому па-
раметры контура L и С2 должны удовлетворять условию:
— = <иС2-----— > 0.
*2 2 wL
Ближайшая низшая гармоника кварца (поскольку
дение возможно только на нечетных номерах) имеет
п —-2
<и „ =--------(О,
л—2 п ’
возбуж-
частоту
поэтому резонансная частота контура
должна удовлетворять условиям
П ш 'С % <С (4-68)
Задаваясь резонансной частотой в этих пределах, опреде-
ляем параметры контура:
С2 = —“-----.-L;
2
Ч
(4-69)
(4-70)
163
Аналогичные схемы могут быть построены и на полупровод-
никовых триодах (рис. 4-34 а, б). При расчете схем на полупро-
водниковых триодах из-за большего влияния входной цепи
коэффициент обратной связи выбирается меньше, чем в лампо-
вых схемах. Кроме того, необходимо учитывать, что крутизна
триода имеет фазовый сдвиг и уменьшается с ростом частоты.
Поскольку работа происходит в линейном режиме триода и нет
отсечки тока, то фаза средней крутизны
?s = ш (т -I' ^п),
Рис. 4-34.
где т — постоянная времени входной цепи.
Крутизна характеристики
триода на рабочей ча-
стоте
Q SB
V1 + А*
где So—крутизна в ра-
бочей точке (зависящей
от выбранной величины
постоянного напряжения
на базе) на низких ча-
стотах (со-^О).При вклю-
чении индуктивности последовательно с кварцем условие ста-
ционарности имеет вид:
xrx2S (cos <fs — j sin Ys)
V1 i(XL~Xl~X2)
поскольку работа происходит на частоте последовательного ре-
зонанса кварца, т. е. rga=rg и хдэ=0. Отсюда, учитывая, что
k=xjx2, находим:
Л krq .
S cos Ys
Для исключения возможности возбуждения на более низких
номерах гармоник параллельно кварцу подключается сопротив-
ление R, величина которого определяется способом, аналогич-
164
ным ламповому генератору. Производя вычисления, найдем
для R неравенство:
r '2 /т?2 <+v) - 4* 4+ns 44 •
Г kScos<ps \ п / п \ Ssin<ps /
где S' и <рЛ — соответственно крутизна и ее фаза на частоте
первой гармоники кварца а/п, причем
S'Sin^
S sin <ps
Кроме того, сопротивление 7? должно удовлетворять условию
(4-67).
Если исключение возможности возбуждения на низших но-
мерах гармоник осуществляется за счет применения контура ме-
жду коллектором и эмиттером (рис. 4-34, б), то параметры
схемы кварцевого генератора определяются по формулам (4-59),
(4-60), (4-69) и (4-70).
§ 4-8. Кварцевые генераторы диапазона УКВ
Для стабилизации частоты в диапазоне УКВ применяются
схемы кварцевых генераторов, обеспечивающие возбуждение
на гармониках кварцевого резонатора. При этом наиболее ши-
роко используются кварцы среза АТ с частотой основного коле-
бания до 10—15 Мгц, с помощью которых можно создать гене-
раторы, работающие на частотах до 100—150 Мгц (напомним,
что работа происходит только на нечетных номерах гармоник).
Основной причиной, затрудняющей возбуждение кварца на
гармониках, наряду с уменьшением добротности, является шун-
тирующее действие параллельной емкости кварца, вследствие
которого на достаточно высоких частотах кварц теряет резо-
нансные свойства. Для ослабления влияния параллельной ем-
кости в схемах УКВ кварцевых генераторов используются раз-
личные методы компенсации этой емкости.
Одним из способов компенсации является подключение
индуктивности параллельной кварцу. Величина индуктивности вы-
бирается из условия о)2ЛС(|== 1. Тогда на рабочей частоте индук-
тивность и емкость Со образуют настроенный в резонанс парал-
лельный колебательный контур, сопротивление которого оказы-
вается много больше сопротивления последовательной ветви
кварца. При таком способе компенсации надежно работает
двухкаскадная схема кварцевого генератора с катодной связью
между каскадами посредством кварца (рис. 4-35).*
Расчетные соотношения для этой схемы получаются из рас-
смотрения условий стационарности. В стационарном состоянии
* Эта схема применяется и при работе на низких частотах.
165
имеем следующие соотношения, согласно обозначений, принятых
на рис. 4-35:
Uml U m2 j Umi _ U m2
ZQ3 1 R2
Амплитуда переменной составляющей анодного тока второй
лампы, если пренебречь реакцией анода,
I _____<? 1]
J2 — ^2ит2>
где S2 — крутизна характеристики анодного тока.
Тогда (4-71) примет вид:
на аноде второй лампы
Рис. 4-35.
Uта и-’2^э^т2-
Если обозначить через k — коэффициент связи цепи сетки
первой лампы с контуром второй, то напряжение между сеткой
и катодом первой лампы
^mgl = kUт0 й/п! ^^2^э Uт2 Uml
и амплитуда первой гармоники анодного тока этой лампы будет
равна (полагая £)=0):
Л ==‘31(7mgl = (^52гэ(7т2 Umi) $1-
С другой стороны, из (4-71) следует:
поэтому
№l?jjm2 ~ UrnJb = (4- + Т~) •
\ «1 Zqs ) Zqa
Исключая отсюда Umi и 0т2 с учетом (4-72), получим усло-
вие стационарности рассматриваемой схемы:
5у?, 52/?2 /?1|/?2
1 1 4* S2/?2 1 Т 51/? 1 1 Т 52/?2
166
Эквивалентное сопротивление контура можно представить
в виде:
?э = ---------»
1 + /СЮ'к
где Qu — добротность контура;
v = ш_______03 к , , tJs_tJK (4-73)
к U)K СО C0K COS ’ ' '
sj?
здесь сок—резонансная частота контура.
В выражении для vK частота генерируемых колебаний заме-
нена частотой последовательного резонанса кварца. Эквива-
лентное сопротивление кварца с учетом компенсирующей индук-
тивности приближенно можно заменить эквивалентным сопро-
тивлением последовательной ветви:
М1 +
С учетом этих выражений после разделения вещественной и
мнимой части условие стационарности примет вид:
& SiRi S2R2 Ra _ R1।^2 I f •
1 + 1 + S2R2 J 1 + Si/?! 1 + S2R2
k—-------------------R= — Q^r..
1 + $1^1 1 + S2R2 1 _|_ q2^
Если контур в анодной цепи настроен точно в резонанс vK~
= 0, то из второго уравнения соотношения следует, что колеба-
ния в схеме возникают точно на частоте последовательного ре-
зонанса кварца v = 0, и первое условие — условие баланса амп-
литуд— принимает вид:
h S1R1 ..._______R =____________I____51____i_ r (4-74)
1 + SA 1 + S2R2 3 1 + $A 1 + S2R2 ' 7
На основании этого уравнения и производится расчет схемы.
Порядок расчета, кроме того, зависит от механизма ограниче-
ния амплитуды.
Если используется режим малых колебаний с применением
автоматического смещения, получаемого от выпрямления уси-
ленных колебаний, то на основании характеристик ламп выби-
рают крутизну характеристики регулируемой лампы (как пра-
вило, второй) S = (0,7-^-0,9) 5Макс, для другой же лампы бе-
рется крутизна линейного участка.
Таким образом, для дальнейшего расчета величины Si и S2,
а также величины напряжений смещения на сетках и токи ламп
могут считаться известными. Задаваясь величинами емкости и
добротности контура, можно определить также и величину R3.
167
При выборе сопротивлений Ал и Т?2 следует иметь в виду, что
при больших величинах А?] и А?2 схема возбуждается при мень-
шей величине обратной связи (4-74). Однако при значительных
величинах SA? входящие в условие стационарности дроби
вида —~ $ — растут слабо, поэтому практически не имеет смысла
выбирать величины SA? более 2—3, т. е.
(4-75)
Кроме того, при работе на достаточно высоких частотах бу-
дет сказываться шунтирующее действие емкостей между като-
дом и корпусом, поэтому сопротивления должны удовлетворять
условию:
7?^
0,3 -л- 0,5
оСкк
(4-76)
После выбора всех сопротивлений из условия стационарности
определяется коэффициент обратной связи k.
Для расчета режимов ламп задаемся напряжением на кварце
Umq = 10-^50 мв, после чего из (4-71) и (4-72) определяем на-
пряжения
__Т?2 U tnq
~1Гч' 1-т-ЗДГ’
Uml 6Д,2 "Ь U'mqt
V та = ^2^2^ m2’
^mgl = ^та ml-
При определении постоянных напряжений на электродах
ламп (в частности, на сетках) следует учитывать, что между
катодами ламп и корпусом схемы действуют напряжения
(с минусом на корпусе):
= Il0Ri, Е2 = А20/?<2.
Расчет цепи автоматического смещения производится так же,
как и в ранее рассмотренных схемах.
При ограничении амплитуды колебаний за счет сеточного
автоматического смещения целесообразно механизм ограниче-
ния иметь у левой лампы, так как при этом можно обеспечить
меньшее напряжение на кварце и лучшую фильтрацию гармо-
ник. Из ранее приведенных формул для напряжений на различ-
ных участках схемы можно получить соотношение:
г г __ _______________Umgl_______________
тч 1 1 Л 1 К2\ ’
Sir? ' 5x7?! 1 -т- S2R2 rq
16S
из которого следует, что для меньшего напряжения на кварце
(при достаточно большом напряжении на сетке, необходимом
для обеспечения автоматического смещения) целесообразно
иметь меньшую величину сопротивления /?ь Для того чтобы
при малой величине Ri можно было выполнить условие стацио-
нарности (4Д4), необходимо иметь достаточно большой коэф-
фициент обратной связи. Поэтому целесообразно выбрать k=\.
Левая лампа будет работать с отсечкой анодного тока. Выбирая
угол отсечки 6 = 100 -г- 120° , определяем среднюю крутизну
Sj = — •
J ai
Правая лампа работает в линейном режиме, поэтому ее кру-
тизна й смещение можно считать известными. Сопротивление Д2,
как и ранее, выбирается из условий (4-75) или (4-76). После
выбора величин R2, S2, Sb k и R3 из условия стационарности
(4-74) находим величину сопротивления Ri и, задаваясь допу-
стимой величиной напряжения
на кварце, из (4-71) вычисля-
ем амплитуду напряжения на
сетке первой лампы Umgi-
Сопротивление автоматиче-
ского смещения выбирается из
условия:
= (30 60) R3
Рис. 4-36.
и из (4-7) определяется угол отсечки сеточного тока Vg. *
Далее из (4-14) определяем
^=-(СО8^-СО8Ф)^1
и из характеристик лампы по величине Eg3 находим анодное на-
пряжение левой лампы. Дальнейший расчет проводится обыч-
ным порядком.
Другой способ компенсации действия параллельной емкости
кварца применяется в генераторах с мостовыми схемами обрат-
ной связи, варианты которых представлены на рис. 4-36.
Для схемы, изображенной па рис. 4-36, а, имеем:
j ти т йmg _ j mUffi -j- ив
4=-^-; /? = /2 + Л>
Z2
откуда находим коэффициент обратной связи
1 • г
—----
k = = т-----г-^---------
—----F (Ci -| С2)
_________ г?э
* Если данных о крутизне сеточного тока нет, можно положить i|5g~0.
169
Но
-J— — j<oC0 -----5----,
гчэ ^(l+ZQ'O
поэтому
д — гп (Со —Ct) (1+/Qv)
1 -|- /I» (Cj + С2 + Со) (1 -|- jQ\) Гд
В случае баланса моста
Q. = Со;
k =-------------, (4-78)
1 — aQ'. + ja
где
а = о) (С2 -|- 2С0) Гд. (4-79)
Условие стационарности автогенератора kScpz3 = 1 с учетом
(4-78) и (4-79) после разделения вещественной и мнимой ча-
стей принимает вид:
1 — aQv — aQKvK = mScp/?3;
^=-г + 7Г~- (4’80)
Qkvk
Первое условие с учетом второго можно переписать в виде:
mScpJ?3 = -a(QKvK+-l—V (4-81)
т. е. контур должен быть обязательно расстроен, причем vK<0.
Оценим стабильность частоты рассматриваемой схемы. Из
(4-80) имеем:
QAv =
а2 <2к
или, учитывая (4-79) и (4-73),
ОДм = ДС2 , 1 И 4 + vk ДМк
02 с2 + QK “к ’
Из этого выражения видно, что нестабильность частоты ко-
лебаний за счет нестабильности контура будет тем меньше, чем
больше относительная расстройка контура |vK| . Поэтому при
расчете схемы целесообразно задаться наибольшей величи-
ной |vK|. Из (4-81) следует, что для получения большей вели-
чины [vK| необходимо увеличивать коэффициент связи моста
с контуром (т), при этом будет увеличиваться напряжение на
кварце и мощность, рассеиваемая в нем.
170
Оценим наибольшее допустимое значение коэффициента т
из условия, что в кварце рассеивается мощность, значительно
меньшая, чем в контуре. Из (4-77) следует, что напряжение на
кварце
IJmq — (т k) Uт,
или, учитывая (4-78),
г'г • 1 I" /Qv т'т
Vmq = lam ------ Um.
1 — aQ\ + ja
Ток, протекающий в последовательной ветви кварца,
U tnq____________jatTlU m
rq()+iQ<) T9(1+/Qv)’
поэтому мощность, выделяющаяся в кварце,
d 1 । z i2 сг«2
Q— 2 I ?sl rq — (1_aQ,;)2+a2 2r9
Мощность, выделяющаяся в контуре,
Р =
К 22?э ‘
поэтому из требования Р9 = бРк, где б-Cl, следует:
1,
Полагая здесь б<0,1 и считая 1 -р
получим:
(4-82)
После выбора m из (4-81) можно найти предельное значение
для относительной расстройки контура
V
к. мин
(4-83)
При расчете схемы после выбора лампы и способа ограниче-
ния амплитуды находится величина Scp. Затем выбирают ориен-
тировочно емкость контура Ск и находят индуктивность LK и
Рэ. Из соотношения (4-82) задаются ориентировочным значе-
нием m и на основании (4-83) выбирают расстройку контура
?к = (0,6-т-0,8)*к мнн.
171
Далее определяется резонансная частота контура
“к = W
и уточняется значение емкости контура
ск = —.
Из условий стационарности (4-80) и (4-81) определяется
расстройка кварца г и находится значение коэффициента т.
Расчет амплитуды колебаний производится так же, как и
в предыдущих схемах генераторов в зависимости от способа
ограничения амплитуды колебаний.
Для схемы, изображенной на рис. 4-36, б, получаются совер-
шенно такие же соотношения, как и для предыдущей схемы,
только в них необходимо изменить знак коэффициента т.
§ 4-9. Оценка общей нестабильности частоты генератора
с самовозбуждением
Для оценки общей нестабильности частоты генератора с са-
мовозбуждением прежде всего оцениваются нестабильности ча-
стоты за счет действия отдельных дестабилизирующих фак-
торов.
Рассмотрим сначала генераторы с параметрической стаби-
лизацией. Для диапазонного генератора все расчеты ведутся на
крайних частотах диапазона fMJm и fMaKc.
Одним из важнейших дестабилизирующих факторов яв-
ляются изменения окружающей температуры. Техническими
условиями на передатчик задаются пределы изменения окру-
жающей температуры /МИн—/макс, причем распределение темпе-
ратуры можно считать равновероятным. Обычно градуировка
передатчика производится при определенной температуре
/гр~20°С, тогда среднее отклонение температуры
_ /мин 4 /макс__
~ 2 гр
и стандартное отклонение
1/" Т\/х2 _ ^макс — *мин
Г( ) ~ 2V3
Температурный коэффициент частоты а/ и его дисперсия
(Да/)2 считаются известными (их расчет дан в § 4-4). Тогда
172
среднее отклонение частоты колебаний за счет изменения тем-
пературы
и стандартное отклонение
Г(уа=/йет + (чя Rw+w] - w-
Изменение питающих напряжений сказывается за счет изме-
нения междуэлектродных емкостей лампы и реакции следую-
щего за возбудителем промежуточного каскада.
Распределение изменений частоты за счет изменения питаю-
щих напряжений можно считать равномерным, причем средние
значения нестабильности частоты можно принять равным нулю.
Наибольшее влияние на частоту оказывает изменение входной
емкости лампы, которое составляет примерно
-^22-»(5-ь- 10)%,
Свх
поэтому стандартное отклонение за счет изменения емкостей
лампы можно найти по формуле:
(V? = —-7=- p2k2 /,
' J '2 2 У 3 С Свх J
где С — полная емкость контура.
Влияние последующих каскадов на частоту может быть оце-
нено формулами (4-25) — (4-27) в зависимости от схемы контура
и режима работы (усиление или умножение частоты).
При определении стандартного отклонения принимается
(10 - 20)%
U m2.
и вводится коэффициент 1/УЗ, учитывающий равномерное рас-
пределение вероятностей.
Влияние изменения давления воздуха сказывается только
при отсутствии полной герметизации автогенератора. За счет
изменения давления изменяется диэлектрическая проницаемость
воздуха, а следовательно, и емкость воздушных конденсаторов.
Если считать распределение вероятностей равномерным и сред-
нее значение нестабильности частоты за счет этого фактора
равным нулю, то стандартное отклонение
УTvg = - °-77*—ю-6/,
г 4 2УЗ С д t
273
где Св — емкость конденсаторов с воздушным диэлектриком;
С — полная емкость контура;
t — температура окружающей среды;
173
Ар — пределы изменения давления в миллиметрах ртутного
столба.
Для наземных передатчиков принимается Др = ±30 мм рт. ст.,
для самолетных (без герметизации) величина Др зависит от вы-
соты полета и может достигать величин 700—720 мм рт. ст. (на
высоте 20 км давление составляет примерно 40 мм рт. ст.).
Влияние изменения влажности также сказывается только
при отсутствии полной герметизации и только на емкость кон-
денсаторов с воздушным диэлектриком. Изменение диэлектри-
ческой проницаемости воздуха от влажности и температуры по-
температуры и влажности, задаваемые техническими условиями,
можно определить пределы изменения е:
де _ £макс — £мин
2
и стандартное отклонение частоты
/(Д/)2 = —*
2р 3 с
Среднее значение нестабильности принимаем равным нулю.
Для маломощных передатчиков, переносных радиостанций,
которые часто переключаются с передачи на прием и обратно,
не всегда устанавливается тепловой режим за счет самопро-
грева и частота отличается от номинала. Наибольшее измене-
ние частоты от самопрогрева
,\f ____, 1 п2 Свых । ^2СвХ j. / ДС \
174
где (——) -—(0.2 -*-0,5) % относительное изменение емкости лам-
пы от самопрогрева (предполагается, что изменение емкостей
лампы является основной причиной «выбега» частоты).
Среднее значение нестабильности за счет этого фактора
Жв = ^-Д/пр
и стандартное отклонение
F G 2 И 3
Важным фактором отклонения частоты от номинала яв-
ляется неточность установки частоты по шкале, которая зави-
сит от цены деления шкалы и разрешающей способности глаза.
Погрешность установки частоты по обычной шкале
А/уст (/макс /мин) >
где I — длина шкалы;
/макс—/мин — ширина диапазона частот (шкала предпола-
гается по частоте);
Д/=0,1-:-0,2 мм — разрешающая способность глаза;
п=2-ь5— кратность лупы.
При использовании оптической шкалы (проектируемой на
матовый экран) в этом выражении величина п представляет со-
бою кратность увеличения проектирующего устройства, которая
может достигать величин и=20-ь 50. Считая распределение ве-
роятностей нормальным, получим:
После оценки действия отдельных дестабилизирующих фак-
торов определяется общая нестабильность частоты. Среднее от-
клонение частоты от номинала составляет:
k=i
дисперсия
fc=l
и суммарное отклонение частоты лежит в пределах
A/=V±3/W-
175
Для кварцевых генераторов основными дестабилизирую-
щими факторами являются старение и температура.
Для кварцевых резонаторов среза АТ найдено, что среднее
отклонение частоты за счет старения
— 5-Ю-6
f
и стандартное отклонение
(Д/)2 ^3-10~6.
f
Изменение частоты от температуры зависит от типа среза
и точности поддержания температуры в термостате. Точность
поддержания температуры зависит от конструкции термостата
и составляет в простейших конструкциях ±(1-^-2)° С, тогда как
в двойных термостатах можно получить Д/<10-2н-10 3°С. Зная
пределы изменения температуры и тип среза, по графикам
рис. 4-26 можно найти пределы изменения частоты, среднее зна-
чение и стандартное отклонение.
Влияние изменений частоты за счет изменения междуэлек-
тродных емкостей в кварцевых генераторах, как правило, очень
невелико. Для генератора с кварцем между сеткой и анодом
(рис. 4-27) и (рис. 4-30)
, Д^ВЫХ \
с2 cf )
и для генератора с кварцем между сеткой и катодом (рис. 4-28)
— р2С0 [+ оз4Л2ДСвых
j 2 * и I 2 1 ЫхЯЛ
\ С1
Для других схем генераторов аналогичные выражения могут
быть найдены из соотношения, связывающего частоту колеба-
ний с параметрами схемы.
Д/= -|-р2С0
ыыыыыыыыыыыыыыыыыыыыыыиш
Глава пятая
БЛОК-СХЕМЫ И РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ДИАПАЗОННЫХ
КВАРЦЕВЫХ ВОЗБУДИТЕЛЕЙ
§ 5-1. Интерполяционные схемы возбудителей
Основными проблемами при построении диапазонных возбу-
дителей с кварцевой стабилизацией частоты являются: обеспе-
чение достаточно большого количества рабочих частот при ми-
нимальном количестве кварцев и достаточно малого уровня по-
бочных колебаний, возника-
ющих при формировании
рабочей частоты.
В современных диапа-
зонных возбудителях с квар-
цевой стабилизацией ис-
пользуются два основных
метода построения схем: ме- Рис. 5 1.
тод синтеза и метод анализа.
В возбудителях, построенных по методу синтеза, колебания
рабочей частоты получаются непосредственно от опорных квар-
цевых генераторов путем умножения, деления и преобразования
частоты.
При методе анализа, колебания рабочей частоты берутся от
вспомогательного генератора плавного диапазона, частота кото-
рого с помощью системы автоподстройки частоты (обычно фа-
зовой) стабилизируется по опорным кварцевым генераторам.
Построение возбудителя по методу синтеза возможно по
двум основным схемам: интерполяционной и компенсационной.
В настоящем параграфе будут рассмотрены варианты интер-
поляционных схем.
Простейшая интерполяционная схема состоит из двух опор-
ных кварцевых генераторов со сменными кварцами (рис. 5-1).
Колебания от этих генераторов поступают на смеситель, на
выходе которого с помощью перестраивающегося фильтра
7 Заказ № 2162
177
Выделяется колебание рабочей частоты, являющееся в простей-
шем случае суммой или разностью частот опорных генераторов
/ = /‘2) ±
где [jl) — частота первого генератора (/'=1,2, /г);
/52)— частота второго генератора (/=1,2, ..., п).
Предполагается, что •
Используя все частоты опорных генераторов с помощью та-
кой схемы, можно получить
N = 2Ak (5-1)
рабочих частот. Если использовать другие комбинационные ча-
стоты на выходе смесителя, то количество рабочих частот будет
большим.
Стабильность частоты колебаний 'на выходе определяется
соотношением:
Если что часто имеет место, то
|А/| ~ |Д/(2)| /<> | А/11!
f у(2) Т у(2) уЧ1) ’
т. е. влияние нестабильности частоты первого генератора будет
тем меньше, чем ниже его частота. Это дает возможность в ряде
случаев применять в качестве первого генератор с обычным ко-
лебательным контуром (без кварца). Такие бескварцевые гене-
раторы часто используются для осуществления частотно?! мани-
пуляции в возбудителе.
Рассмотрим, каким образом должны быть выбраны частоты
опорных генераторов для получения необходимого количества
рабочих частот в заданном диапазоне:
Если требуемый интервал между рабочими частотами обо-
значить через А/о, то требуемое количество рабочих частот
Д(, = /ыа?с~/ынн + 1. (5-3)
Наименьшее количество частот опорных обоих генераторов
После вычисления корня в качестве п и k выбираются такие
ближайшие целые числа, чтобы выполнялось условие N^N0,
где N определяется из (5-1). Если первый генератор делается
178
бескварцевым, то число k определяется из конструктивных со-
ображений (с увеличением k усложняется коммутация контура
генератора).
При наличии избыточного количества рабочих частот
(N^>N0) сетку частот возбудителя можно создать различными
способами. При первом способе нижняя часть рабочего диапа-
зона обеспечивается только за счет разностных частот, тогда
как верхняя — за счет суммарных (рис. 5-2). В этом случае
частоты второго генератора следуют друг за другом с одинако-
выми интервалами
Д/(2) = &Д/(1) = k\f0,
поскольку интервал между частотами первого генератора ра-
вен заданному интервалу сетки частот. Следовательно,
/!2,=/Г + (^-1)/гД/0.
где /1’’ и fi2) наименьшие частоты первого и второго генерато-
ров соответственно.
Из рис. 5-2 следует, что
/мин = /1(2)-41) + ^/0;
где т — целое число, удовлетворяющее условию О т N — No.
7* 179
Отсюда, используя (5-1), (5-3) и (5-4), найдем наименьшие
частоты генераторов:
f(D = (n — I) Л: + 1 . г.
Ji 2 '°’
Х2) _ f , (n + l)fe—2m — 1 д .
1 J мин 2 О
(5-5)
и затем, зная интервалы,— остальные частоты.
При этом способе образования сетки частот обычно оказы-
ваются довольно высокими частоты первого генератора, что ве-
дет к снижению стабильности частоты.
При втором способе весь диапазон частот разбивается на
одинаковые по ширине участки (рис. 5-3). Пусть число таких
участков будет п2, тогда п=П1П2, где nt—количество частот
второго генератора, которое обеспечивает перекрытие одного
участка диапазона.
После выбора чисел nlt п2 и k расчет частот производится
для каждого участка так же, как и при первом способе, только
во всех предыдущих формулах вместо п необходимо подстав-
лять tit и вместо частот fMaKc и /ыин соответственно максималь-
ную и минимальную частоты отдельных участков. Причем сле-
дует учесть, что крайние частоты соседних участков отличаются
на величину Afo:
f(i—1) макс fi мин А/о’
где i — порядковый номер участка.
При третьем способе, также позволяющем понизить частоту
первого генератора, частоты второго генератора следуют с оди-
180
наковыми интервалами, которые вдвое больше, чем при первом
способе:
Д/2) = 2/?Д/(1) = 2ЙД/0,
т. е.
В этом случае избыточные частоты идут с разрывами
(рис. 5-4). Если число разрывов с одного края обозначить че-
рез р, то участок диапазона со сплошным перекрытием будет
частот. Числа п и k выбираются из условия:
(5-6)
Из рис. 5-4 имеем:
=/Л+/",-(Л'~Л'«-т)АА.
где, по-прежнему —No, откуда находим наименьшие ча-
стоты генераторов:
/12> = /мИИ-(pk - k + т + v)A О'
(5-7)
Число разрывов р выбирается из условия получения наибо-
лее удобных значений частот первого генератора. Так, напри-
мер, если первый генератор делается бескварцевым с целью
181
осуществления частотной манипуляции, то прежде всего его
наибольшая частота должна быть по возможности меньшей,
чтобы не ухудшать стабильность частоты возбудителя. С дру-
гой стороны, для обеспечения малого изменения девиации ча-
стоты по диапазону коэффициент перекрытия по частоте пер-
вого генератора должен быть по возможности меньшим.
Рассмотренные схемы с двумя генераторами дают возмож-
ность получить сравнительно небольшое количество рабочих
частот (как правило, не более 200—300). Большие возможности
имеет схема с тремя генераторами (рис. 5-5), позволяющая
обеспечить несколько тысяч рабочих частот. Если генераторы
г,
гт
см,
см?
Г?
Гз
f(3)
•г
Рис. 5-5.
имеют соответственно и., п2 и и3 частот, то при использовании
на выходе простейшей комбинационной частоты
(з) + /(2) + /0)
где i= 1,2, .. ., Иь /= 1,2, . . ., п2; г= 1,2, ..., п3
и /<3) > /)2) > /Р такая схема позволяет получить
N = Ап^Пз
частот. Наименьшее количество всех частот генераторов имеет
место при
Расчет частот генераторов в такой схеме производится при-
мерло так же, как и в схеме с двумя генераторами.
Если первые два генератора дают комбинационные частоты
заполняющие равномерно некоторый участок диапазона от
(/)2)^Р]мин до (f}2) +Ммакс, образуя 2п 1И2 частот, то эту группу
частот можно считать группой частот первого генератора пре-
дыдущей схемы. Заполнение же заданного диапазона частот
182
в этом случае производится как в первом, так и во втором спо-
собе возбудителя с двумя генераторами (применение третьего
и четвертого способов из-за большой величины 2 щп2 нецелесо-
образно).
Расчет частот при таком способе производится следующим
образом. По заданному интервалу между рабочими частотами
А/о и диапазону частот /мин—/макс из (5-3) находится необходи-
мое число рабочих частот No и затем из условия
выбираются целые числа nlt п2 и п3, удовлетворяющие условию
N = > No,
и далее по формулам (5-5) вычисляются частоты третьего гене-
ратора и комбинационные частоты первых двух генераторов /ГО.
В формулах (5-5) вместо п необходимо подставлять п3,
a k заменить 2
Д1) = 2^2 (и3 — 1) + 1 Nf
'1 2 •'°’
г(3) — f I 2»1»2(»з— 1) — 2/n — 1 . г
J i J мин 2 •'O’
где О т N—No.
Интервал между частотами третьего генератора равен
2и1п2А/о, поэтому остальные его частоты равны:
/(3)=/ГО +2n,n2(r-l)A/0 (г = 1, 2, . . . , и3).
Частоты 2п{п2) следуют равномерно с интер-
валом A/о, поэтому они могут быть получены с помощью пер-
вых двух генераторов по ранее рассмотренным первому и вто-
рому способам. В частности, при получении частот /)!) по пер-
вому способу частоты генераторов определяются соотношениями
(5-5), в которых необходимо положить п = п2, k=tii, т = 0 и
/мин=/11) • Опуская преобразования, получим:
/(1)_ п1 (пг — 1) Ч~ 1 д f .
А _ 2 А’
f? = [w3-n-^f^yf0,
— i)AA> (i = i,2,...,
+ (/=1,2, , n2).
183
Аналогично могут быть найдены соотношения и для второго
способа получения частот fjl>.
Если же первые два генератора дают комбинационные ча-
стоты fj , заполняющие участок диапазона с промежутками,
как при ранее рассмотренном третьем способе, то перекрытие
заданного диапазона возможно при различных наборах частот
генераторов, особенно при большой избыточности, когда число
возможных частот Л?=4п1П2п3 значительно превышает число не-
обходимых рабочих частот No.
Если число разрывов в спектре комбинационных частот /у*
равно 2р (по р с каждого края диапазона), то наибольшее
Рис. 5-6.
число получаемых рабочих частот, непрерывно перекрывающих
некоторый диапазон,
N = 4п1п2п3 — 2рп1 > No.
Пользуясь этим соотношением, выбирают количество частот ге-
нераторов
з /--
, / Nn
1/
Комбинационные частоты заполняют некоторый участок диа-
пазона, как показано на рис. 5-6, а.
Рассмотрим только один способ перекрытия заданного диа-
пазона, когда частоты третьего генератора следуют с одинако-
выми интервалами 2 п^п^о. В этом случае нижняя часть диа-
пазона перекрывается разностными частотами fr3>—fy!), тогда
как верхняя — суммарными
184
Сопряжение разностных и суммарных частот возможно
двумя способами, как показано на рис. 5-6, бив.
В первом случае, когда на равномерно перекрываемый уча-
сток одной части диапазона попадает PofO^p^p) крайних по-
лосок комбинационных частот другой части, количество воз-
можных рабочих частот
N = — 2 (р + р0) nlt (5-8)
и условие сопряжения (рис. 5-6, б) имеет вид:
Л’’ - Л + 2 (р - р«) МА + V»=Л”+Л-
Откуда
4 = пЛ (пз— 9 + пЛр — Ро)
так как
А?-.^ = 2^ („,-!) АД.
Во втором случае, когда равномерно нижняя и верхняя ча-
сти диапазона перекрываются (рис. 5-6,в), количество возмож-
ных рабочих частот
N = 4п1п2п3 — 4pnj — т0 + 1, (5-9)
где тоД/ъ — ширина полосы перекрытия.
Условие сопряжения суммарных и разностных частот имеет
вид:
/Г+/Б + т0Л/0 = /?-/Б,
откуда
А“[пл("з->)—т]дЛ-
После определения частоты fB можно найти частоты пер-
вого и второго генераторов. Для этого в формулах (5-7) необ-
ходимо положить k=ni, т = 0 и /Мин=/Б, тогда для случая,
представленного на рис. 5-6, б,
^1) = (р«1 + 4")ЛЛ;
А(2) = [П1П2 («3 - 9 - П1 ( Ро - 0] Vo.
для случая, представленного на рис. 5-6, в
= ["А («з —1) — (Р — 1) «j — Д/о-
185
Частоты третьего генератора находятся из условия:
Ав,-/в + '"ЛА=Л...
где —No и N определяется формулами (5-8) или (5-6).
Отсюда находим
/Г = Анн + [п1«2 («3 + !) - «1 (р + Ро) - т + y] Vo
или
/Г = /мин + ["1«2 (П3 + 1) ~ 2^1 Р - т - -у ] Vo-
соответственно для случаев, изображенных на рис. 5-6, б или в.
Возможны другие способы, когда частоты третьего генера-
тора следуют несколькими группами. Расчетные соотношения
для них, в случае необходимости, могут быть выведены по ана-
логии с рассмотренными способами.
После определения частот генераторов необходимо прове-
рить отсутствие близких к рабочим комбинационных частот низ-
ких порядков (ниже пятого-седьмого). Способы определения
рассмотрены в § 5-6.
Достоинством простейших интерполяционных возбудителей,
является относительная простота схемы. Однако они обладают
рядом существенных недостатков. Прежде всего, такие схемы
не дают возможности получить высокой стабильности частоты
из-за сложности термостатирования и трудности коррекции ча-
стоты большого числа кварцевых резонаторов. Кроме того,
установка частоты в таких возбудителях может производиться
только с помощью таблиц, что усложняет его управление.
Такие возбудители сложно приспособить для телефонно-теле-
графных передатчиков с однополосной модуляцией, вследст-
вие инверсии спектра в процессе формирования рабочих частот.
От этих недостатков свободны более сложные по схеме де-
кадные интерполяционные возбудители. Как правило, в таких
возбудителях вся сетка частот формируется от опорного гене-
ратора с одним кварцевым резонатором путем деления, умно-
жения и преобразования частоты. Стабильность рабочей ча-
стоты при этом оказывается равной стабильности частоты
опорного кварцевого генератора.
На рис. 5-7 изображена одна из возможных схем декадного
интерполяционного возбудителя. В блоке опорных частот фор-
мируются несколько групп частот, зависящих от диапазона воз-
будителя и интервала сетки частот. Если интервал сетки со-
ставляет 1 кгц, то первая группа содержит 10 частот с интер-
валом в 1 кгц:
f^f. + k (/г = 0, 1, 2, . .. , 9).
186
Частоты второй группы следуют с интервалами 10 кгц:
/и =/2 + 10/(/= 0, 1, 2, ..,9)
И Т. д.
С помощью так называемых селекторов гармоник (или про-
сто «селекторов») на смесители поступает только одна из частот
каждой группы в зависимости от положения переключателя се-
лектора. В первых смесителях выделяется колебание суммарной
частоты, поэтому на выходе третьего смесителя частота будет
равна:
Л +А +А + А + ЮООл + 100m + 10/ + k =
= f0+ ЮООл + 100m + 10/ + k,
где k, I, tn и n — целые числа в пределах от 0 до 9.
Рис. 5-7.
На выходе пятого селектора выделяются частоты
/v=/0_ lOOOOp (р = 0, 1, 2, . . .),
поэтому рабочие частоты на выходе возбудителя
/ = 10 ОООр + 1000л+ 100m + 10/ + k
перекрывают диапазон от 0 до 10 рМакс Мгц с интервалом 1 кгц.
Сигналы с частотной или фазовой манипуляцией или же
однополосный сигнал могут вводиться в таком возбудителе раз-
личными способами, путем добавления еще одного смесителя,
например, между первым селектором и первым смесителем или
в другом месте.
Выбор частот ft, f2, fa и производится из условия обеспе-
чения лучшей фильтрации побочных колебаний на выходе сме-
сителей. Для получения на выходе последнего смесителя ма-
лого уровня побочных колебаний, наименьшая частота пятого
селектора f0—fMaKC должна быть больше максимальной частоты
диапазона возбудителя
А А<акс > ./макс"
187
т. е.
JO г/макс-
Кроме того, для упрощения схемы пятого селектора иногда
удобно выбирать частоту кратной 10 Мгц (это условие не яв-
ляется обязательным). В этом случае частоты пятого селектора
можно получить простым умножением колебаний частоты
10 Мгц. Для обеспечения малого уровня побочных колебаний
на выходах смесителей 2—4 необходимо иметь:
А i . 1
/1 Р+1 /г D + 1 /з Р + 1
где р=5-ь7— допустимый порядок побочной комбинационной
частоты.
Рис. 5-8.
Если принять все отношения частот примерно одинако-
выми, то из условия
/о = Л + А + /з + ft
получим:
f _ А_________/о
(р + 2)(р2 + 2р + 2) i| 250 ч-600 ’
При выборе частот f2, f3 и Д необходимо учитывать удобство
получения частот селекторов от частоты опорного генератора.
Селекторы гармоник могут быть построены по различным
схемам. Простейшая схема селектора, состоящая из умножи-
теля и переключаемых фильтров, изображена на рис. 5-8. Отно-
сительная полоса расфильтровки десятого фильтра селектора
А 1
2(п 4-9)/о 18 4-Эн
и при достаточно больших кратностях умножения может ока-
заться весьма малой. Поэтому такая схема селектора может
188
применяться только тогда, когда необходимые рабочие частоты
лишь в несколько раз превышают интервал между частотами.
Селектор такого типа, как правило, применяется для выделения
гармоник самой высокочастотной декады (с интервалом 10 Мгц
или 1 Мгц).
На рис. 5-9 изображен вариант схемы селектора с исполь-
зованием умножения и преобразования частоты. Частоты fi и f2,
подаваемые на вход смесителей, удовлетворяют условию /2 —
-Л = 5/о.
Рис. 5-9.
Для ослабления требований к группе фильтров после умно-
жителя число т должно выбираться небольшим, относительная
полоса расфильтровки составляет
Д/ /о . 1
f 2(m + 4)/0 2(m+4)’
Для улучшения фильтрации после смесителей необходимо либо
уменьшать частоты ft и f2, либо увеличивать частоты с выхода
умножителя, так как относительная полоса расфильтровки
после смесителей в худшем случае примерно Af/f ~ mfQ/f2.
Исходя из типов применяемых фильтров из этих компромиссных
требований выбирают частоты ft и f2 и номера гармоник умно-
жителя.
189
Возможен несколько иной вариант такой схемы селектора,
когда с выхода первого смесителя берется суммарная частота,
а не разностная. В этом случае частоты на входах смесителей
удовлетворяют условию /2—Л = (2m + 9)/0.
В качестве умножителя используется обычно генератор ко-
ротких импульсов (например, блокинг-генератор), синхронизи-
руемый частотой fo- Длительность импульса должна удовлетво-
рять условию:
1
Селекторы гармоник могут быть построены по компенсаци-
онной схеме (рис. 5-10). В первом варианте компенсационной
схемы после первого смесителя получается относительно низкая
Рис. 5-10.
промежуточная частота fo<£f. Во втором варианте промежуточ-
ная частота значительно превышает рабочие частоты f0^>/
и частота ГПД одного порядка с fo-
Второй вариант схемы, как правило, применяется только
в качестве селектора гармоник, кратных 1 Мгц и выше, тогда
как первый может быть использован для селекции гармоник
с интервалами 1, 10 и 100 кгц.
Для селекции гармоник может применяться схема с им-
пульсно-фазовой автоподстройкой частоты, которая позволяет
фильтровать гармоники кратности до 50—100. Достоинством
такой схемы является отсутствие фильтров. Особенно удобна
эта схема для выделения сравнительно низкочастотных гармо-
ник с интервалами 1 и 10 кгц. Недостатком схемы является на-
личие индикатора, свидетельствующего о работе системы авто-
подстройки.
Для создания гармоник с очень малыми интервалами (на-
пример, 0,1 кгц) могут быть использованы одна из ранее рас-
смотренных схем, с выхода которой колебания поступают на
делитель частоты (или систему делителей) с делением в 10 или
100 раз.
190
§ 5-2. Схемы возбудителей с применением метода компенсации
В компенсационных схемах нужные гармоники колебаний
опорных частот выделяются с помощью двух смесителей, вспо-
могательного генератора плавного диапазона и узкополосного
фильтра.
Простейшая компенсационная схема изображена на рис. 5-10.
Возможны два варианта реализации компенсационной схемы:
с низкой промежуточной частотой f0<^f и с высокой где
f — гармоника опорной частоты в диапазоне /мин—/макс.
Основные параметры первого варианта компенсационной
схемы определяются из условия обеспечения лучшей фильтра-
ции нужной гармоники и минимального уровня комбинацион-
ных частот, возникающих в смесителях.
Частота вспомогательного генератора может быть выбрана
либо выше рабочей частоты, либо ниже. В первом случае ко-
эффициент перекрытия генератора будет меньше, чем во втором:
В остальных отношениях схемы будут практически равноценны,
поэтому предпочтительнее выбирать /г>/.
Побочные колебания в компенсационной схеме прежде всего
возникают за счет «зеркального канала». Среди гармоник, по-
ступающих на вход схемы, будут гармоники с частотами
/зерк~/+2/0,
которые на выходе первого смесителя дадут частоты
Узсрк '— /г — /зерк (/ + /о) ~/о»
близкие к рабочей промежуточной частоте /о.
Подавление этого вида побочного колебания возможно не-
сколькими методами. Если выбрать промежуточную частоту
f 2п 4- 1 . f
Jo~- 4 -Vo-
где п — целое число, а Д/о— интервал между фильтруемыми
гармониками, то ближайшая зеркальная помеха будет отстоять
от рабочей частоты на величинуД/о, и при изменении ча-
стоты ГПД на величину Д/г этот интервал будет сокращаться
на 2Д/Г. Поэтому полоса пропускания узкополосного фильтра
Д/пр, отсчитываемая от средней частоты, должна быть выбрана
из условия
ynP<4-v0,
191
а нестабильность частоты генератора плавного диапазона
должна быть
А/Г<А/ПР<^УО.
Второй метод подавления зеркальной помехи заключается
в подавлении гармоник {зерк с помощью фильтра Ф] перед пер-
вым смесителем. Если можно выбрать промежуточную частоту,
удовлетворяющую условию
t (5-10)
то в качестве фильтра Ф\ может быть использован фильтр ниж-
них частот с частотой среза, несколько превышающей {М£Шс,
ИЛИ ПОЛОСОВОЙ фильтр С ПОЛОСОЙ пропускания {мин—{макс-
Если же это неравенство не выполняется, то фильтр Ф] де-
лается перестраивающимся. При таком способе подавления
зеркальной помехи узкополосный фильтр должен иметь полосу
пропускания
УпР<4-Уо, (5-11)
а стабильность ГПД должна быть не хуже
А/г<А/пр<Лу0.
Величину промежуточной частоты целесообразно выбирать
равной
/о = (п+4-)Д/о, (5-12)
где п — целое число, поскольку в этом случае в полосу пропу-
скания фильтра могут попадать только комбинационные ча-
стоты вида| (2k ф- 1)/г + mf\. Наибольшее отношение f/fr, которое
дает комбинационную частоту такого вида, а именно 2{—{г, со-
гласно табл. 5-1, равно 0,8; поэтому при /г < —-/, т. е. при
/0 = /г — f < -j-/мин в полосу пропускания узкополосного фильт-
ра могут попадать только комбинационные частоты выше седь-
мого порядка.
Для того чтобы в полосу пропускания фильтра Ф2 попадали
комбинационные частоты второго смесителя порядка не ниже р,
частота {0 должна удовлетворять неравенству
f /мин
/0" р ’
которое сильнее предыдущего.
192
Если fo удовлетворяет неравенству (5-10), что имеет место
при
/макс — /мин f /мии
2 </0^ р
Таблица 5-1
Комбинационные частоты на выходе смесителя
/./Л Тип комбииациоииой частоты
Л + А
0,111 8fi
0,125 7/1
0,143 8/1, 2/а—6/1 6/1
0,167 7/1, 2/2-5^ 5/1
0,200 6/1, 2/в—4/1 4/1, 2/2-6/i
0,250 5/1, 2/а —3/1 ' 3/1, 2/2-5/1, 7/t—/2
0,286 6/1—/з
0,333 4/1 2/2-2/1, 3/2—5/1, 7/1—/2 4/1—/а
0,400 3/а—4/1, 6/1—/2 6/1—/2
0,429 /1, 3/1-/2, 2/2-3/1, 5/1-2/2,
0,500 3/1, 2/2—/1, З/г—3/1, 5/1—/2 З/з-5/i
0,600 4/2-4/1, 6/1-2/2 4/1—22
0,667 3/2—2/1, 4/1—/2 2/1—/2, З/а—4/1, 5/,—3/2
0,750 4/г 3/1, 5/1 2/х 3/1 3/ 2
0,800 2/1, З/2-/1. 4/2—2,/,^5/а—3/1 4/2—3/2
1,000 | 2/г, З/г—/1, 4/х—2/г, 5/1—3/2 (2/2—2/0, (3/а—3/1), (4/2-4/1)
или
kl =
/макс
/мин
2
р ’
то фильтр Ф2 может быть сделан неперестраивающимся полосо-
вым с полосой /мин—/макс (или же высокочастотным с частотой
<93
среза /^макс) В противном случае фильтр Ф2 должен быть пере-
страивающимся сопряженно с ГПД и фильтром Фь
Приведенные соотношения позволяют по известным /мин,
/макс и Д/о выбрать типы элементов компенсационной схемы и
их основные параметры.
В случае высокой промежуточной частоты (fo^>f) отпадает
необходимость подавления зеркальной помехи, поэтому перед
первым смесителем либо не ставится вообще никакого фильтра,
либо используется фильтр нижних частот. Аналогично, на вы-
ходе второго смесителя также применяется фильтр нижних
частот.
Из-за большой величины промежуточной частоты полосовой
фильтр между смесителями будет всегда иметь сравнительно
широкую полосу пропускания, поэтому такая схема может при-
меняться только для фильтрации гармоник, следующих с боль-
шими интервалами Д/о- В качестве промежуточной частоты
обычно используется разностная частота /0 = /г—f. Для того
чтобы комбинационные частоты первого смесителя не попадали
в полосу пропускания фильтра, достаточно выбрать среднюю
частоту фильтра, согласно (5-12), и полосу пропускания, со-
гласно (5-11). Наименьшее отношение f/fr, дающее комбинаци-
онную частоту вида |6/—fr| , попадающее в полосу пропускания
фильтра, согласно табл. 5-1, равно 0,286, поэтому промежуточ-
ная частота должна удовлетворять условию:
(5-13)
Для того чтобы в полосу пропускания фильтра Ф2 не попа-
дали комбинационные частоты второго смесителя порядка не
ниже р, частота f0 должна удовлетворять условию:
/о>
Р+1
2
мак; j
(5-14)
причем р — нечетное.
Приведенных соотношений достаточно для выбора основных
параметров компенсационной схемы с высокой промежуточной
частотой.
Возбудители широкого диапазона с использованием схем
компенсации могут быть построены двумя основными спосо-
бами: в первом рабочая частота формируется путем последо-
вательного сложения, во втором — путем вычитания.
Первый способ фактически эквивалентен ранее рассмотрен-
ной декадной интерполяционной схеме (рис. 5-7) с селекторами,
построенными по компенсационной схеме. На рис. 5-11 приве-
ден в качестве примера вариант блок-схемы возбудителя с диа-
пазоном от 1 до 24 Мгц, построенной по этому способу.
194
Схема состоит из четырех «декад». Первая декада дает на
выходе одну из десяти частот с интервалом 1 кгц. С помощью
второй декады к частоте первой декады добавляется одна из
десяти частот с интервалом через 10 кгц- третья декада добав-
ляет частоты с интервалом 100 кгц и последняя—-одну из
24 частот с интервалом 1 Мгц. В итоге на выходе возбудителя
получается сетка частот с интервалом 1 кгц в диапазоне
1—24 Мгц. Установка частоты осуществляется с помощью гене-
раторов плавного диапазона каждой декады. Индикаторами
настройки ГПД могут служить приборы, регистрирующие
появление напряжения на выходе узкополосного фильтра каж-
дой декады.
Последняя декада построена с использованием высокой про-
межуточной частоты 71,5 Мгц, которая удовлетворяет условиям
(5-12) и (5-13). Отличие схемы компенсации от рассмотренной
ранее заключается в добавлении в тракте промежуточной ча-
стоты еще одного смесителя СМ4, с помощью которого к про-
межуточной частоте добавляется частота от первых трех декад,
выделяющихся с помощью полосового фильтра ПФ4.
Первые три декады построены с использованием низких про-
межуточных частот. На рис. 5-11 детально изображена блок-
схема третьей декады — две другие построены аналогично.
Введение сигнала (при однополосной модуляции или ча-
стотной и фазовой манипуляции) можно осуществить путем
195
добавления еще одного смесителя с полосовым фильтром в
тракте промежуточной частоты одной из низкочастотных декад.
Вариант компенсационной схемы широкодиапазонного воз-
будителя, построенной по способу вычитания, изображен на
рис. 5-12. Схема имеет один генератор плавного диапазона, ши-
рина диапазона которого составляет 10 Мгц (для случая, когда
общий диапазон возбудителя составляет несколько десятков
мегагерц). Колебания ГПД с частотой fr и четвертого селектора
гармоник с частотой
/iv=A + «1000 (п = 0, 1, 2, . . . , 9),
1Мгц ЮОкгц Юкгц 1кгц
Рис. 5-12.
следующей с интервалом 1000 кгц, поступают на четвертый сме-
ситель, на выходе которого выделяются колебания четвертой
промежуточной частоты
fup 4 fr -f IV
с помощью полосового фильтра ПФ4 с полосой около
Упр4макс /пр4мннЮ0 К£Ц.
В третьем смесителе выделяется частота
АрЗ fupi fill’
где
/ш =/з + т' Ю0 (т = 0, 1,2, . . . , 9).
Полоса пропускания фильтра ПФ3 10 кгц. Далее, анало-
гично
196
где
/n=/2 + Z-10 (1 = 0, 1, 2, ... , 9);
/пр2макс /пр2мии'~ 1 К2Ц.
Промежуточная частота на выходе первого смесителя ока-
зывается постоянной
Лр 1 -^пр2 fl fО'
где
=/[ 4-fc.l (k = 0, 1, 2, ... , 9).
В действительности промежуточная частота [щ> i в процессе
работы изменяется за счет нестабильности ГПД. В пятом сме-
сителе к частоте /о добавляется частота пятого селектора
fv = р-10 Мгц,
где р — целое число.
Для того чтобы легче отфильтровать колебания на выходе
пятого смесителя, предварительно к частоте f0 с помощью
одного-двух смесителей добавляется еще некоторая постоянная
частота [0, получаемая от блока опорных частот. В процессе
этого преобразования вводится также и необходимый сигнал
(однополосный или с частотной или фазовой манипуляцией).
Из полученных соотношений находим для частоты на вы-
ходе возбудителя выражение:
/ = /r-/o-/o-/v=/i+/n+/iu+/iv-/v-/o> (5-15)
из которого видно, что путем подбора соответствующих частот
селекторов и настройки ГПД на выходе возбудителя можно
получить необходимую рабочую частоту с интервалом 1 кгц.
Заметим, что при преобразованиях в смесителях 1—4, ча-
стота колебаний от селектора была выбрана ниже частоты дру-
гого колебания на входе смесителя. Иногда оказывается удоб-
нее иметь более высокой частоту селектора. В этом случае
такой выбор частоты селекторов необходимо осуществлять
в четном числе селекторов, иначе в схеме не будет иметь места
компенсация нестабильности частоты ГПД.
При определении частот различных элементов схемы необ-
ходимо исходить из условия отсутствия на выходе смесителей
в полосах пропускания фильтров комбинационных частот низ-
ких порядков.
Для обеспечения низкого уровня побочных колебаний на вы-
ходе схемы должно выполняться условие
Упрбмин > Умакс»
197
где
т. е.
пр5 мин J V мин
г. мин J макс’
откуда
с >2/
г. мин J макс’
J V мин г Jo J макс *
Частота f0 обычно выбирается в пределах 100—500 кгц. При
ее выборе руководствуются возможностями построения узкопо-
лосного фильтра. Частота вспомогательного преобразования f'o
выбирается порядка единиц мегагерц для обеспечения хорошей
фильтрации при повышении частоты f0 и при добавлении часто-
ты /v- При выборе частоты fv необходимо иметь в виду, что она
кратна 10 Мгц.
После выбора частоты f0 выбирается fi и /прг- Здесь воз-
можны два варианта:
1 или ±1₽1~1.
В первом случае необходимо иметь
J мип 2 •'О’
где f' — низшая из частот /у и fnp2i
р — высший порядок допустимой комбинационной частоты
(р — нечетное число).
Во втором случае
Упр2мин > (Р + 1)/с.
причем здесь р может быть как четным, так и нечетным.
В остальных смесителях, как правило, частота колебаний
на выходе много меньше частот входных колебаний, поэтому
меньшая из входных частот должна удовлетворять условию
f 1 f
J вх. мин 2 вых. макс ’
где р = 2£+1—допустимый порядок комбинационной частоты.
После такого ориентировочного выбора промежуточных ча-
стот и частот селекторов, их точные значения определяются из
условий кратности частот селекторов соответствующим интер-
валам сетки (1, 10, 100 или 1000 кгц), а также из условия обес-
печения точного равенства (5-15).
198
§ 5-3. Возбудители с фазовой автоподстройкой частоты
Возбудители с фазовой автоподстройкой частоты АПЧ обе-
спечивают лучшее ослабление побочных колебаний по сравне-
нию с интерполяционной и компенсационной схемами за счет
фильтрующих свойств системы автоподстройки. К недостаткам
возбудителя с фазовой АПЧ необходимо отнести трудность
введения однополосного сигнала и ограниченную скорость пе-
редачи при частотной манипуляции из-за длительности проте-
кания нестационарных процессов.
Упрощенная блок-схема возбудителя с фазовой автопод-
стройкой частоты изображена на рис. 5-13. В опорном генера-
торе ОГ вырабатываются стабилизированные с помощью кварца
опорные частоты в необхо-
димом ' диапазоне. Колеба-
ния от опорного и подстраи-
ваемого генератора ГПД по-
ступают на фазовый детек-
тор ФД, на выходе которого
с помощью фильтра нижних
частот ФНЧ выделяется по-
стоянное напряжение, зави-
сящее от разности фаз вход-
ных колебаний. Это напряжение поступает на устройство УУ,
управляющее частотой подстраиваемого генератора. В стацио-
нарном состоянии частота подстраиваемого генератора точно
равна частоте опорного генератора.
Основными параметрами, характеризующими систему авто-
подстройки, являются полоса удержания Дсоу, полоса схва-
тывания Д(ос, время установления туСт и степень ослабления
комбинационных колебаний. Эти параметры зависят от вели-
чины максимального напряжения на выходе детектора U„ макс,
максимальной относительной крутизны характеристики фазо-
вого детектора
Рис. 5-13.
S = 1
Ф- Д ^д. маке
rft/д
макс
крутизны характеристики управляющего устройства
___ d<’>r
у ~ мГу ’
где Uy—напряжение на входе управляющего устройства
(в стационарном состоянии Uy=Un), и от коэффициента пере-
дачи фильтра нижних частот
F = F (S) (Е),
который зависит от схемы фильтра и ее параметров.
199
Кроме того, характеристики системы АПЧ зависят от вре-
мени задержки сигнала при прохождении от подстраиваемого
генератора до фазового детектора т3. Это время задержки
складывается из времени задержки в усилителях и преобразо-
вателях высокочастотного тракта и постоянной времени фазо-
вого детектора
Л
т = У т. 4- t. .
з £4 k' ф. д
fe=l
Время задержки в усилительном 'или преобразовательном
каскаде в основном определяется крутизной фазовой характе-
Рис. 5-14.
Время задержки в детекторе
в § 5-5.
Ширина полосы удержания
ристики фильтра на выходе та-
кого каскада:
- ~ I
d<" L=w. ’
к
где
<pk = <£д(с>)—зависимость фа-
зы от частоты
fe-ro каскада;
(Ой — средняя частота
в полосе пропу-
скания фильтра
этого каскада,
для различных схем приведено
системы автоподстройки опре-
деляется максимальным изменением частоты подстраиваемого
генератора, которое может обеспечить управляющее устройство
Ди = k U
У УД- макс
Величина Дюу ограничена устойчивостью системы автопод-
стройки:
--кр
До ----------,
У W(%)
где Пкр—наименьший корень уравнения
SKpT3+T(SKp)=-J
(5-16)
(5-17)
Ширина полосы схватывания всегда меньше ширины по-
лосы удержания и зависит от параметров фильтра нижних ча-
стот и времени задержки т3.
Для простого фильтра RC (рис. 5-14, а)
F(S) = — 1 ; (5-18)
У1 + Q2T2
200
tg7 = QT,
где
T = RC,
и уравнение (5-17) приобретает вид:
2KpTtgSKpT3= 1, (5-19)
откуда по известным Т и т3 и можно найти QKp и далее из
(5-16) Д(Оу. макс-
Подставляя (5-18) и (5-19) в (5-16), получим:
Если известны Scp. д, т3 и Дсоу, то из этого уравнения, пола-
гая Дюу=Д(Оу. макс, определяется QKp и затем из (5-19) по-
стоянная времени фильтра нижних частот.
Для удобства расчетов на рис. 5-15 приведен график
функции
1 sin --кртз
5ф. ДЛюу. макс'з йкр'гз
Ширина полосы схватывания системы ФАП с простым
фильтром RC значительно меньше ширины полосы удержания.
Зависимость отношения;Аыс/Дшу для различных т3 и Т представ-
лена на рис. 5-16.
Значительно более широкая полоса удержания получается
при использовании вместо простого фильтра пропорционально-
интегрирующего фильтра (рис. 5-14, бив), для которого
tg7 = •
1+02^ ’
201
F =
где
+ R2)C;
T2 = R2C.
Для фильтра с двумя сопротивлениями (рис. 5-14, б)
Л = Я(С3 + с2),
для фильтра на рис. 5-14, в T2=RC2.
Зависимости ширины полосы удержания и схватывания от
постоянных времени системы ФАП с пропорционально-интегри-
руклцим фильтром приведены на рис. 5-17 и 5-18. Из
этих рисунков видно, что при соответствующем выборе
постоянной времени Т2 можно получить ширину по-
t/S \\ лосы схватывания близкой к ширине полосы удержа-
’ 1\\ ния при достаточно большой постоянной времени 7\.
Сб\\\ Фильтрующие свойства
' \ \ s р л системы автоподстроики оп-
\ х/'Х/4 п ределяются коэффициентом
°' ' передачи разомкнутой си-
------- стемы АПЧ.
0,2 - ~---------
....................ъ’-"
О 2 4 6 8 10 12
Рис. 5-16. Если на вход фазового
детектора от опорного гене-
ратора, наряду с основным колебанием амплитуды Um, поступает
побочное колебание амплитуды Um, отстоящее от основного по
частоте на величину Q, то на выходе подстраиваемого генератора
появляются побочные колебания с частотами (оо±2и амплиту-
дами АДтг, которые связаны с амплитудами колебаний на входе
детектора соотношением:
Umr
J____МЛп
_J_I
N I
Коэффициент ослабления побочных колебаний определится
выражением:
2|'-т|“2/1
2Q
sin( +Q) + ^c0S4-r + Ox3)
202
Для сравнительно далеко удаленных от рабочей частоты
побочных колебаний коэффициент ослабления будет тем боль-
ше, чем больше постоянная времени фильтра нижних частот
(Г или 71). Но при большой постоянной времени фильтра ниж-
них частот будет велико время установления системы ФАП,
определяющее скорость телеграфной работы при частотной ма-
нипуляции. Удовлетворить требованиям обеспечения хорошей
фильтрации и высокой скорости передачи в системах АПЧ
203
с простым фильтром RC и пропорционально-интегрирующим
фильтром не удается, поэтому такие фильтры применяются
только в тех случаях, когда в возбудителе не осуществляется
частотная манипуляция.
В возбудителях с частотной манипуляцией в качестве
фильтра нижних частот обычно применяются многозвенные
£С-фильтры, обеспечивающие большое затухание вне полосы
прозрачности и тем самым обеспечивающие хорошее ослабле-
ние побочных колебаний. Параметры фильтра выбираются из
условия обеспечения необходимого времени установления ста-
ционйрного состояния при ча-
стотной манипуляции.
Обычно основная частота ма-
нипуляции значительно меньше
частоты среза фильтра. В этом
случае роль фильтра будет сво-
диться только к дополнительной
задержке
стройки,
фильтре
в кольце автопод-
Время задержки в
ф dQ
s=o
Обычно на графиках фазовых характеристик фильтра по
оси абсцисс откладывается величина х = 2/2с (рис. 5-19), где
Qc — частота среза фильтра, тогда
(5-
х=0 '’с
причем величина а может быть найдена из характеристик
фильтра, если выбрана его схема.
Время установления в системе ФАП
О 1 + До>у (т3 Тф)
Подставляя сюда значение Тф из (5-20), получим уравнение:
4- тустДШу = 1 + Ду3 + а . (5-21)
При заданной скорости манипуляции туст можно опреде-
лить из выражения:
_ 0,2
w ’
где W — скорость телеграфной работы в бодах
*204
Если аппроксимировать характеристику фильтра нижних
частот (рис. 5-19) в районе т~л/2 прямой линией.
то уравнение (5-17) примет вид:
Skp^ + To+^J = f • (5-22)
Поскольку частота Qi:p всегда лежит в полосе прозрачности
фильтра, то F (QnP)~l, и из (5-16) имеем:
у. макс о
V д
Рис. 5-20.
Полагая здесь Д©у.макс = Дюу и используя (5-21) и (5-22),
найдем наименьшее допустимое значение для частоты среза
фильтра:
। ь ^Ф- д
а + Ъ--—
Л
После выбора частоты среза фильтра определяются все па-
раметры автоподстройки и рассчитывается фильтр нижних
частот.
Блок-схемы возбудителей с фазовой автоподстройкой в ос-
новном различаются друг от друга способами построения опор-
ного генератора, обеспечивающего создание необходимой сетки
частот. При сравнительно нешироком диапазоне частот и невы-
соких требованиях к стабильности частоты, опорный генератор
205
может быть построен с использованием нескольких генераторов
со сменными кварцами и ряда преобразователей частоты. Ва-
риант блок-схемы такого возбудителя изображен на рис. 5-20.
Колебания от подстраиваемого и третьего генераторов по-
ступают на первый смеситель, на выходе которого неперестраи-
вающимся фильтром выделяются колебания разностной ча-
стоты |/ — /’3,|. Последние вместе с колебаниями второго гене-
ратора поступают на второй смеситель, на выходе которого
с помощью фильтра Ф2 выделяются колебания разностной ча-
стоты ||/—/*3)| — /)2)| - Эти колебания поступают на фазовый
Рис. 5-21.
детектор. Стационарное состояние в схеме будет иметь место
при условии:
.откуда
т. е. в рассматриваемой схеме рабочая частота образуется точно
так же, как и в схеме интерполяционного генератора на рис.
5-5. Поэтому расчет частот генераторов в такой схеме произво-
дится точно так же, как и ранее (§ 5-1).
Для повышения стабильности частоты генераторы Г2 и
Г3 могут быть заменены одним кварцевым генератором с систе-
мой делителей, умножителей и преобразователей частоты, с по-
мощью которых создаются гармоники частот 1, 10, 100, 1000 и
10 000 кгц, выделяющиеся посредством селекторов гармоник,
как это имело место в интерполяционной схеме на рис. 5-7. Схе-
ма возбудителя с фазовой автоподстройкой в этом случае бу-
дет аналогична изображенной на рис. 5-20 с заменой генерато-
ров на селекторы гармоник.
206
Возможно построение комбинированных схем с использова-
нием фазовой автоподстройки и компенсационной схемой, что
в некоторых случаях может упростить возбудитель. Пример
блок-схемы возбудителя с применением компенсационной схемы
и фазовой автоподстройки приведен на рис. 5-21.
В этой схеме колебания от кварцевого генератора после де-
ления частоты до величины f0 (например, 10 кгц) поступают на
генератор гармоник ГГ, на выходе которого получаются гар-
моники частоты /о, поступающие на сместитель СМ2. На этот
же смеситель поступают колебания частоты fi от вспомогатель-
ного генератора плавного диапазона ВГПД. Колебания разно-
стной частоты fi—nfo через узкополосный фильтр УПФ кольца
компенсации подаются на смеситель С7И3. При низкой частоте
fi — nfo между генератором гармоник и вторым смесителем
ставится фильтр, перестраивающийся совместно со вспомога-
тельным генератором плавного диапазона. Второе 'колебание на
смеситель СМ3 подается от первого смесителя СМ^ через поло-
совой фильтр ПФ, который выделяет колебания частоты fi— f.
На выходе смесителя СМ3 выделяется колебание разностной
частоты (А — /) — (А — п/0) = nf0 —f. Это колебание совместно
с колебанием от генератора Г2 поступает на фазовый детектор
системы автоподстройки основного генератора плавного диапа-
зона, поэтому в стационарном состоянии f= nf0—f2.
Генератор Г2 должен перекрывать диапазон Амакс—Амин = А
тогда будет обеспечена интерполяция интервала частот между
гармониками колебания частоты f0. Генератор Г2 может быть
использован для осуществления частотной манипуляции. Если
же частотная манипуляция не требуется, то генератор Г2 может
быть заменен селектором гармоник с интервалом Afo (напри-
мер, Д/о = 1 кгц).
§ 5-4. Расчет фазовых детекторов
В качестве фазовых детекторов используются балансные
схемы смесителей, нагрузкой которых является активное сопро-
тивление, шунтированное конденсатором достаточно большой
емкости.
Простейшая схема фазового детектора изображена на рис.
5-22. Если на ее входы поданы синусоидальные напряжения
u1 = Umlcoswt; «2 = t/m2cos (о>£— ср),
то напряжение на выходе детектора
тт__________2UtmUrnz cos Ф cos у__
— /“-------------------------- ’
^+~^ + ит1ит2^ч +
+ Uml + у Um2 — UmlV m2 COS<P
207
где угол ф определяется соотношением:
tg'4> —ф =
(5-23)'
в котором Ri — внутреннее сопротивление диодов в проводящем
направлении (сопротивление в
Рис. 5-22.
обратном направлении предпо-
лагается бесконечно боль-
шим).
Характеристики детектора
С/д= t/д (<р) Для различных со-
отношений напряжений Umi и
приведены на рис. 5-23.
Максимальное напряжение на
выходе детектора (при <р=0)
определяется амплитудой
меныпего из напряжений Um\
И lWna- Обычно Uml>l/2Um2,
поэтому
U = U ncos ф.
д. макс m2 ‘
Величина максимального напряжения согласно (5-23) зави-
сит от величины сопротивления и нагрузки. График этой зави-
симости представлен на рис. 5-24.
Максимальная крутизна характеристики фазового детектора,
определяющая устойчивость системы ФАП, имеет место при
Ф = ± — и по абсолютной величине равна:
208
$ф. д
1
^д. макс
d<f
(5-24)
и достигает наибольшего значения при Umi = — Um2-
Установление напряжения на выходе детектора происходит
приблизительно по экспоненциальному закону с постоянной вре-
мени
т ~ T-RiC
tg4-
и при достаточно больших сопротивлениях нагрузки, определяя
приближенно значение tgip
из (5-23), получим:
^RR2.
Время запаздывания в
детекторе ___
тд~ЗТд^6,5СУЛ RR2.
(5-25)
Для определения вход-
ных сопротивлений детек-
тора заметим, что первые
гармоники токов диодов /Д1
и /д2 находятся в фазе с пе-
ременными напряжениями
на диодах 1/д1 и 7/дг и при
достаточно больших сопро-
тивлениях нагрузки
7
'д»-2~ п •
Ток первого генератора равен сумме первых гармоник то-
ков диодов
4 — All + Дг ~ (^Д1 + ^дй) — 1,
поскольку
<41 = Uml + — <^д2 = ^т1 ~
т. е. ток генератора в фазе с напряжением, поэтому входное со-
противление детектора со стороны первого генератора
#вХ1 = -——
BX1 Zi 4
8 Заказ № 2162
209
Комплексная мощность второго генератора
Д = ~ ('«ф °’*-Т М'= Т(/» -'«») £/“-
Следовательно, ток второго генератора
f ^9 1 (f i ’i ~ — СД2 U т2
2 йт2 2 Л1 д2' я R ’
т. е. он в фазе с напряжением, поэтому входное сопротивление
детектора со стороны второго генератора (между точками А
и Б на рис. 5-22)
R.
п _____ С m2
Г<вх2--:—
Д
На выходе фазового детектора из-за неполной фильтрации
будут присутствовать
шую амплитуду Д[/То
гармоники входных колебаний. Наиболь-
будут иметь колебания основной частоты
417
ДП
т wCR
(5-26)
Девиация частоты подстраиваемого генератора за счет этого
напряжения
ДШд =
Д17пгДо>у
1-4-
4Дшу
«>с/? 1—4
(5-27)
4- макс
где 2Vm — комплексный коэффициент передачи кольца автопод-
стройки для частоты о> колебаний на входе детектора.
Приведенные соотношения дают возможность наметить по-
рядок расчета фазового детектора. Исходными величинами для
расчета являются: напряжение на выходе 1/я.Макс, время запаз-
дывания тд, допустимая величина девиации частоты Дюд, ши-
рина полосы удержания Дсоу, коэффициент передачи автопод-
стройки N(>> (все эти величины получаются из расчета системы
автоподстройки).
После выбора типа диодов из совместного решения уравне-
ний (5-25), (5-27) определяются величины R и С. Затем по
графику (рис. 5-24) находится напряжение Um2 и выбирается
напряжение Umi > — Um2. Далее определяются величины вход-
ных сопротивлений детектора, необходимые для расчета усили-
телей, которые обеспечивают напряжение Дт1 и Um2.
210
В ряде случаев на детектор подаются напряжения прямо-
угольной формы. В этом случае характеристика детектора будет
кусочно-линейной:
v ——(1 —— Шр)
д \ 71 т у
1+ R
При Um 1 Um2’
Максимальное напряжение на выходе
tj _____ Uml
д. макс 2Rt
1
и крутизна характеристики постоянная
S — 2
Ф- Д ТС
Входное сопротивление со стороны первого генератора
^вх1 = 4(/? + 2^)-
4
а со стороны второго
R^R + 2Rt.
Время задержки детектора тд ~ 6RiC и амплитуда перемен-
ного напряжения на выходе определяется примерно тем же вы-
ражением (5-26), что и в предыдущем случае.
Широкое применение находит схема кольцевого фазового
детектора (рис. 5-25). В этой схеме напряжение, выделяющееся
на нагрузке, увеличивает ток одной пары диодов третьего и
четвертого или первого и второго в зависимости от разности фаз
входных напряжений и уменьшает — у второй. Поэтому при си-
нусоидальной форме входных напряжений углы отсечек токов
диодов оказываются различными (в простой балансной схеме
они были одинаковыми), что значительно усложняет количест-
венный анализ такой схемы.
Характеристики кольцевого фазового детектора аналогичны
характеристикам детектора первого типа. Однако наибольшее
напряжение на выходе кольцевого детектора при одинаковых
входных напряжениях оказывается меньшим, и его величина за-
висит от соотношения входных напряжений и сопротивления на-
грузки:
<5'28)
1+эг
где коэффициент К зависит от отношения напряжений
как показано на рис. 5-26.
8*
211
Максимальная крутизна характеристики кольцевого фазо-
вого детектора выражается той же формулой (5-26).
Время установления напряжения на выходе детектора слабо
зависит от сопротивления нагрузки, так как угол отсечки то-
ков диодов мало отличается от 90°, поэтому запаздывание в ос-
новном определяется внутренним сопротивлением диодов и ем-
костью нагрузки:
_KRjC
Из-за большого влияния выходного напряжения на ток дио-
дов входные сопротивления кольцевого фазового детектора
меньше, чем у простой балансной схемы и составляют для пер-
вого генератора
а) при ф= |±л/2
— %Ri>
б) при ф = 0 и ф = л
Г> D R + Rl
г<ех2 ~ ~ --Or<i,
i_Ay + S1
поскольку обычно Ri-
При полной 'симметрии схемы на выходе кольцевого фазо-
вого детектора не будет колебаний основной частоты и их гар-
моник. В этом состоит основное достоинство такой схемы.
В случае подачи на вход колебаний прямоугольной формы
характеристика фазового детектора будет кусочно-линейной:
(5-29)
R
212
Входные сопротивления детектора
откуда при ф = ± л/2
RBx2 = 27?г;
при ф = 0 и ф = л
^вха = 2 (R + R{).
Время задержки в детекторе
*Д~ЗЯ(С-
При расчете кольцевого фазового детектора сопротивление
нагрузки выбирается из условия получения достаточно боль-
шого выходного напряжения
R >(10 н- 20) R{,
после чего в случае синусоидальных напряжений задаются от-
ношением входных напряжений
-^^0,4- 0,6
2Uml
(5-30)
и из рис. 5-26 находят коэффициент К. Далее из (5-28) по за-
данной величине {/д.макс определяют Um2 и из (5-30) Umi-
В случае использования колебаний прямоугольной формы
после выбора сопротивления R из (5-29) находят Um2 и далее
Uml из условия Umi — Um2- Затем определяются входные со-
противления. При расчете усилителя, обеспечивающего напряже-
ние Um2, необходимо учитывать, что /?Вх2 в процессе работы си-
стемы автоподстройки изменяется в достаточно больших пре-
делах.
В системе импульсно-фазовой автоподстройки используются
импульсные фазовые детекторы.
Наиболее широко распространенная ключевая схема фазо-
вого детектора изображена на рис. 5-27.
Если считать импульс, имеющим прямоугольную форму с ам-
плитудой Un длительностью т, то напряжение на цепочке
смещения
Е м ж------------, (5-31)
СМ /71 Г) ' \ /
1+ .
^см
213
где Ти— период следования импульсов. При этом емкость пред-
полагается достаточно большой'
Ссм >(10 20)-Г^ ,
^СМ
(5-32)
и в интервалах времени между импульсами напряжения сме-
щения изменяется незначительно (не более чем на 5—10%).
В момент прихода импульс-
ного напряжения диоды от-
крываются и генератор сину-
соидального напряжения
и = Uт cos (wt 4- <р)
подключается к нагрузке. Если
считать, что импульс дей-
ствует в течение интервала
времени от —т/2 до t%=
= т/2, то среднее значение то-
ка определяется выражением:
__L =
Тк J Ri R
t.
где Пд — напряжение на выходе детектора. Подставляя сюда
значение и и производя интегрирование, найдем:
U
д
Um____
2д Ri
шт R
шт
sin-----
2
шт
2
COS ср,
т. е. характеристика детектора имеет косинусоидальную форму
и максимальное напряжение
СОТ
S1H-
-..о=— (5’33)
‘+ «• Я 2
Зависимость напряжения на выходе от длительности им-
пульса определяется последним множителем, график которого
представлен на рис. 5-28. Если детектор используется для син-
хронизации генератора, работающего в диапазоне частот от
/мин до /макс, то длительность импульса выбирается либо из ус-
ловия:
1
биакс
т
(5-34)
214
если получающиеся при этом значения т легко реализуются,
либо из условия:
2n -|- 1
/макс -1 /мин
(5-35)
где п = 1, 2, ... — целое число. В последнем случае напряжение
на выходе фазового детектора будет отлично от нуля во всем
диапазоне частот генератора, если
/макс
/мии
Рис. 5-28.
Время задержки в импульсном фазовом детекторе
Амплитуда переменного напряжения частоты следования
импульсов на выходе детектора, если пренебречь непосред-
ственным прохождением коммутирующих импульсов за счет
асимметрии схемы,
т r.RC д- макс
Расчет импульсного фазового детектора производится сле-
дующим образом. Прежде всего из условий (5-34) или (5-35) по
известным частотам подстраиваемого генератора выбирают дли-
тельность импульса. Далее, исходя из допустимых величин
215
А(|,т;
r.RC 1
О)
девиации частоты Да>т и времени запаздывания тд, находят со-
противление нагрузки и емкость из выражений:
______________________
1
й.
з^к,с<,д.
Из (5-33) находят величину амплитуды переменного напря-
жения Um, после чего из условий:
U —Е >U —U ; Е >U +U
и см т д. макс’ см т 1 д. макс
выбирают напряжения и Есы. Затем из (5-31) и (5-32) оп-
ределяют параметры цепочки автоматического смещения. При
выборе этих параметров необходимо учитывать, что они сильно
влияют на входное сопротивление детектора для импульсного
напряжения:
Си п
1/и-£см
R^ = Rt + ^R.
* и
Входная проводимость детектора для синусоидального на-
пряжения является комплексной величиной:
' 1 2т / - ^д. макс
!/Ех2 —— — I 1 Um
cos у (cos + / sin ?)
сот
sin---
2
сот
~2~
и изменяется в процессе работы системы импульсно-фазовой
автоподстройки из-за изменения ф.
§ 5-5. Расчет некоторых схем делителей частоты
При построении схем возбудителей с диапазонной кварцевой
стабилизацией широкое применение находят делители частоты,
дающие на выходе колебания, частота которых в целое число
раз меньше частоты колебаний, подведенных ко входу делителя.
Относительная стабильность частоты колебаний на выходе де-
лителя равна стабильности частоты входных колебаний. По-
этому при построении возбудителя с одним кварцевым генерато-
ром и ряда делителей частоты можно получить сколь угодно
густую сетку частот, стабильность которых равна стабильности
частоты кварцевого генератора.
Существует большое количество различных типов делите-
лей частоты. В качестве делителя могут быть использованы
обычные автогенераторы с колебательным контуром, синхрони-
зируемые подведенным к нему колебанием. Делители такого
типа позволяют получить деление до 5—8 раз с достаточно
216
делители ключевого
Рис. 5-29.
большой амплитудой колебаний на выходе и небольшим уров-
нем гармоник. Относительная ширина полосы синхронизации
у таких делителей достигает 3—4%. Существенным недостатком
делителей в виде синхронизированных автогенераторов является
то обстоятельство, что при нарушении синхронизма (напри-
мер, при пропадании колебаний на входе) они продолжают раз-
вивать на выходе колебания практически с той же амплитудой,
поэтому выход делителя из синхронизма может оказаться не за-
меченным.
От этого недостатка свободны регенеративные делители, из
которых наиболее широко используются
типа. Регенеративные делители дают ко-
лебания на выходе только при наличии
колебаний на входе. Делители ключевого
типа обеспечивают устойчивое деление
в несколько десятков раз с полосой син-
хронизации не менее 3—4% и достаточно
близкую к синусоидальной форме напря-
жения на выходе.
Широкое применение находят различ-
ного рода делители на импульсных схе-
мах, особенно делители счетного типа,
которые позволяют получить деление
в несколько сотен раз, правда, при от-
носительно низкой частоте на выходе
(порядка сотен — тысяч герц). На выходе таких делителей по-
лучаются импульсы, следующие с поделенной частотой. Осо-
бенно удобны делители счетного типа в схемах импульсно-фа-
зовой автоподстройки частоты.
В настоящем пособии будут рассмотрены только два типа
делителей: синхронизированный автогенератор и делитель клю-
чевого типа, дающие на выходе колебания, близкие к синусои-
дальным.
Для обеспечения устойчивой работы синхронизированного
автогенератора с достаточно широкой полосой синхронизации
применяется схема с сеточным ограничением (рис. 5-29). В та-
ком автогенераторе импульс анодного тока имеет уплощен-
ную форму, так как максимальное напряжение на сетке близко
к нулю. Углы нижней ф и верхней ф1 отсечек сильно влияют на
ширину полосы синхронизации, поэтому их величины выби-
раются в соответствии с кратностью деления.
При делении в два раза (и = 2) желательно иметь импульс
почти прямоугольной формы с возможно меньшим углом ниж-
ней отсечки, однако из-за трудности обеспечения малых углов
отсечки при п = 2 можно выбрать
50-:-70° и Фг^(0,70,9) ф.
217
При делении в большее число раз выбирают оптимальные
углы отсечек
Ф=^ + (2т+1)^; ф1 = ^_(2т+1)^-
в случае нечетного п и
при четном п. Здесь т = 0, 1, 2, .*—любое целое число, чаще
всего выбирают т=0.
Расчет схемы делителя можно произвести следующим обра-
зом. После выбора лампы и анодного напряжения Еа произво-
дится аппроксимация характеристик и определяются основные
параметры лампы, в частности S, Ri, D, EgB (обычно в качестве
ламп делителей используются триоды).
По выбранным ранее углам отсечки анодного тока из соот-
ношений:
Рщупр
, Еа
COS ф, =---------,
L/mynp
где Umynp = (k — D) Um — амплитуда управляющего напряже-
ния, находим:
Е - cos Е
S COS ip! — COS ф gB’
(J =____________________
^mynp , . •
COS — COS ф
Коэффициент приведения для внутреннего сопротивления
1 Т.
0 ------------------—------------------------------,
сц (cos фх — cos ф) ф — sin ф cos ф — ф1 + sin фх cos фг
поскольку
о __ ф — sin ф cos ф — фх + sin фг cos фх
1 Т. (cos ф’1 — COS Ф)
При наличии таблиц для коэффициентов уплощенного косину-
соидального импульса сц и щ берутся из таблиц.
218
Далее находим:
<г — °_. г _ о г/
°ср а(- ’ 101 ‘-\р'-7тупр>
I — л • / = О I
1 т — „ , аО — О' т>
а1
где
__ siшр — ф cos Ф— sin Д + ipicos
П (cos Ip! — COS Ip)
Затем из характеристик лампы при ug=0 определяем ми-
нимальное напряжение на аноде иамин (рис. 4-4) и вычисляем
амплитуду переменного напряжения на аноде
Uт Еа ^амин>
коэффициент обратной связи
k = -mynp -и Д
ит
и амплитуду напряжения на сетке
U kUт.
Если задаться отношением сопротивлений в цепи сетки:
= 2-^-3; 2к = 3-н 5,
/?2
то коэффициент обратной связи за счет контура
и напряжение на части контура, связанной с участком сетка —
катод,
Umg ~ k0Um.
После выбора амплитуды синхронизирующего напряжения
из условия:
UmQ < (0,2 0,4) U,ng (1 + + 4^)
по необходимой полосе синхронизации:
(3 4) %
219
определяют добротность контура:
q Пап Uтс м_________J_______
01 Umg 2До>у J Rz /?г
Rg R1
где
% = --Л ,ГХ
Т.П (tip— I)
sin ni> cos ф — п sin <р cos п ф — sin п ф1 cos Д -| n sin cos п Д
cos Д — cos
Для расчета колебательного контура прежде всего вычис-
ляют сопротивление нагрузки в анодной цепи:
^э=—,
lai
затем выбирают сопротивление /?т k2R3 и по известному от-
ношению R2IR1 находят R2. Если не считаться с шунтирующим
действием делителя R{, R2, то
R3 = P2Qp,
где
. 1
Р<--------------------------------,
l+^o
поэтому
(1-!лт
Q
Из этого условия и удобства осуществления выбирают ем-
кость контура делителя и далее находят все его параметры. При
расчете контура необходимо иметь в виду, что его резонансная
частота равна со = Ucjn. Если добротность контура окажется
выше необходимой, то контур шунтируется параллельно вклю-
ченным сопротивлением.
Цепочка автоматического смещения рассчитывается по фор-
мулам:
R = — Eg
“ lac '
ск = -10;-. (5-зб)
“К к
Схема делителя ключевого типа изображена на рис. 5-30,
а и б соответственно на электронной лампе и полупроводнико-
вом триоде. В ламповой схеме в качестве ключевого устройства
вместо диодного мостика может применяться полупроводниковый
220
триод, так же, как и во второй схеме. За счет действия напряже-
ния поделенной частоты на диодный мостик или полупровод-
никовый триод в течение части периода высокочастотное син-
хронизирующее напряжение не поступает на сетку лампы (или
базу триода), т. е. напряжение на сетке имеет форму радиоим-
пульсов, следующих с частотой со = сос/п и частотой заполне-
ния ©с (рис. 5-31).
Амплитуда 1а1 и фаза <pi первой гармоники анодного тока
частоты со будут зависеть от амплитуды и фазы синхронизирую-
щего напряжения
“с = Uтс cos (nwt + ?),
Рис. 5-30.
а также от длительности радиоимпульса т и кратности деления
п. Можно показать, что при работе лампы в линейном режиме
амплитуда первой гармоники анодного тока
j = SUmc , / sin2(n — 1) <р . sin2(n+ l)fr ,
al ~ « J/ (n — I)2 + (n+1)2 ’’’
+ 2 sin(n-!)<]> sin (n+!)<]> cos 2? ,
n2 — 1
где S — крутизна анодного тока лампы;
°- <5-38>
ntgnip— tg ф
Наибольшая величина амплитуды первой гармоники имеет
место при
cos Ф cos nty = 0. (5-39)
Длительность радиоимпульса T=2ip/co определяется време-
нем, в течение которого закрыты диоды мостика (рис. 5-30, а)
221
или заперт коммутирующий триод (рис. 5-30, б), но при отсут-
ствии постоянных смещающих напряжений в цепи коммутации
угол отсечки тока диодов
Фд = " — ф (5-40)
всегда меньше л/2, поэтому ф > и из условия (5-39) получаем
для оптимальных углов ф соотношение:
т, t tn К
2 ' п ' У»
(5-41)
п — 1 для четных коэффициентов деления и
где т = 1, 3, 5,
т = 2, 4, ..п—1 для нечетных.
При таком выборе угла от-
сечки выражения (5-7) и (5-38)
принимают вид:
г 2.SU /ПС ’
С1= ---------Sin---------
7Г („2 _ 1) П
-у- 1 ф- (п2 — 1) cos2 ср , (5-42)
(5-43)
В некоторых случаях (при достаточно большой амплитуде
коммутирующего напряжения Um2, подаваемого на диодный
мостик, или при подаче смещающего напряжения на коммути-
рующий триод) можно обеспечить работу делителя согласно
(5-38) с оптимальным углом ф = л/2.
При таком выборе отсечки для нечетных коэффициентов де-
ления амплитуда первой гармоники равна нулю, поэтому ра-
бота делителя в случае ф = л/2 возможна только при делении
в четное число раз, причем
Лл = У l + («2-l)eos2cp , (5-44)
а величина фазы <pi определяется тем же выражением (5-43).
Рассмотрим прежде всего порядок расчета делителя с диод-
ным мостиком (рис. 5-30, а). Сначала определяется оптималь-
ный угол открытия ключа ф согласно (5-41) и угол отсечки ди-
одов (5-40). Для обеспечения выбранного значения фя сопро-
тивление во вторичном контуре делителя
/?2=---~,
‘бФд —Фд
где Rt — сопротивление одного диода моста в проводящем на-
222
1
2
правлении. При расчете значение функции — фя можно
взять из графика на рис. 4-6. Емкость вторичного контура
должна быть достаточно велика:
С2 = (30->60) .
Далее по допустимой величине тока диода можно задаться
максимальным напряжением на одном диоде ия.макс. Это на-
пряжение складывается из напряжения Е2 на конденсаторе С2,
амплитуды переменного напряжения Um2 на сопротивлении R2
и высокочастотного напряжения С/тс:
_ Uтс 4~ Umz — Ej __ -f- (1 — COS фд) U(5-45)
ид. макс 2 2 » \ /
поскольку Е2 — ДтЗСОЗфд.
Для эффективной работы ключа амплитуда высокочастот-
ного напряжения должна быть значительно меньше максималь-
ного напряжения на диоде. Если задаться величиной
U < (0,2 ч- 0,4) и
тс ’ / д. макс’
то из (5-45) можно найти амплитуду
I j _ ^Ид. макс Uтс
и m2-----: : •
1 — COS Фд
По найденной величине амплитуды Umc выбирается рабо-
чая точка лампы в области отрицательных напряжений на сетке:
U <0; —- U +Е >Е „
тс 1 g ’ тс 1 g gB
и определяется постоянная составляющая анодного тока 1ао (из
характеристик) и максимальная величина амплитуды первой гар-
моники Дмакс по формулам (5-42) или (5-44), в которых нужно
положить ф = 0. Элементы цепи автоматического смещения рас-
считывают, как и для предыдущей схемы, по формулам (5-36).
Для определения параметров контуров делителя можно вос-
пользоваться следующими соображениями. Входное сопротивле-
ние моста вместе с сопротивлением R2 равно:
г> aiRiRz 1 г>
ЛВХ — n . п ~ о Л2‘
^iRi 4 R% 3
В первый контур со стороны второго вносится активное со-
противление
(5-46)
_ Хсв р _ р
^*ВН q л ВХ л 9 г 9 ВХ?
Явх+*1 *вх + “4
где k — коэффициент связи между катушками; для катушек
без ферритов k—'0,Зч-О,5, для катушек с ферритовым сердеч-
ником &~0,9 ч-1.
223
Эквивалентное сопротивление нагрузки в анодной цепи
лампы при резонансе
1 I rdhQ
поэтому напряжение на первом контуре
U т а1^э
и на диодном мосте
TJ ___ k -| / Lg ______Нвх___ ГТ
Р V Lx- Vr^ + ai т'
Подставляя сюда значения Um, R3 и гвн, получим уравнение:
— ------=-------, (5-47)
(<i2 lalP V o'^-i^bx
Q
где
(5-48)
” F *B2x+“2M’
Левая часть (5-47) не более -у- j/” Q , поэтому параметры
первого контура должны удовлетворять условию:
— Umi
ВХ
или
(5-49)
^эо — P — r n 2
“C1 RBJal
На основании этого условия выбираем £ь Ci и р и далее, ре-
шая уравнение (5-47), находим величину у, затем из (5-48) ве-
личину £2 (в обоих случаях целесообразнее из двух корней квад-
ратного уравнения взять меньший).
Емкость Cg, через которую подается напряжение на делитель,
выбирается достаточно малой:
г 0,05 4- 0,1
n<s>Rt
чтобы имело место достаточно сильное ослабление синхронизи-
рующего напряжения при открытии диодов. Вместо емкости Cg
можно выбрать сопротивление Rx (10 20) Rt.
На достаточно высоких частотах необходимо учитывать, что
амплитуда высокочастотного напряжения Umc на входе делителя
224
должна быть больше ранее найденной величины Umc за счет
влияния входной емкости лампы Свх. При питании делителя
через конденсатор
(1 + -^}итс
\ Cg /
и при питании через сопротивление
U тс = 1 + П2и>2С^х7?2С7тс.
Для оценки ширины полосы удержания делителя заметим, что
при отходе от резонанса амплитуда первой гармоники анодного
тока уменьшается по двум причинам. Прежде всего уменьша-
ется коммутирующее напряжение Пт2, за счет чего ухудшается
шунтирующее действие диодного моста и увеличивается про-
хождение высокочастотного напряжения на сетку лампы.
Кроме того, за счет появления сдвига по фазе в усилителе
становится отличным от нуля сдвиг по фазе q> между высоко-
частотным и коммутирующим напряжением, что, согласно
(5-42) или (5-44), ведет к уменьшению величины Дь
Если пренебречь фазовым сдвигом в цепи коммутации (по-
скольку обычно <вЕ2<^Двх), то фазовое условие стационарности
делителя имеет вид:
¥1 +
где <pz =—arctgQ —--------фазовый сдвиг в усилителе-
Если учесть (5-43), то это условие можно записать в виде:
tg? = q, 2Дш
п <й ’
где
- <5-5°)
+ «^ + ^хС
добротность первого контура с учетом реакции второго.
Амплитуда первой гармоники анодного тока, согласно
(5-42) или (5-44), представляется в виде:
Т = /ЯМПКС_ Г1 ч------------.
° п J / / 2Д<» V
Г
Поскольку амплитуда коммутирующего напряжения пропор-
циональна амплитуде первой гармоники, и эквивалентному со-
противлению нагрузки в анодной цепи, то за счет этих двух
причин амплитуда коммутирующего^, напряжения, а следова-
225
тельно и максимальное напряжение на диоде, уменьшится до
величины
Если считать, что работа делителя прекращается при
UK. макс ~Umc, то ширина полосы удержания А(»у определится
из соотношения:
откуда
Д<Оу
О)
и2
тс
2
д. макс
При расчете второй схемы с двумя триодами в качестве
усилительного триода должен быть взят триод, граничная ча-
стота которого выше. В качестве коммутирующего триода может
успешно работать триод с граничной частотой, в 3—5 раз мень-
шей частоты на выходе.
Способ расчета второй схемы мало отличается от способа
расчета первой. Прежде всего выбирается угол ф (5-41) и угол
открытия коммутирующего триода фя (5-40). По выбранному
углу находится сопротивление второго контура
__ 71 (^ВХ 1 + 1? вх а)
2 — Фд
где /?вх1 и /?вх2 — сопротивления участков база — эмиттер ком-
мутирующего и усилительного триодов. Эта формула анало-
гична использовавшейся ранее; отличие возникло за счет того,
что ток заряда конденсатора С2 проходит через участки база —
эмиттер обоих триодов.
Далее по выбранной величине максимального тока коллек-
тора коммутирующего триода 1тк из характеристик опреде-
ляется максимальное напряжение на участке база — эмиттер
этого триода £4. э. макс и вычисляется амплитуда переменного
напряжения на сопротивлении R2:
Rbxz\ э. макс
R ВХ 1 / 1 cos 'Рд
U m2 — Н +
226
При выводе этого соотношения предположено, что макси-
мальное напряжение, подаваемое на триоды со второго кон-
тура (Um2—^2), делится между триодами пропорционально
входным сопротивлениям.
Из характеристик второго триода (усилительного) на сере-
дине линейного участка выбирается постоянное напряжение на
базе и величина амплитуды высокочастотного напряжения Umc
и рассчитываются сопротивления Ri и R3, обеспечивающие вы-
бранную рабочую точку. При этом следует учитывать, что по-
требляемая триодом мощность не должна превосходить допу-
стимой мощности рассеяния на коллекторе.
По выбранной величине амплитуды Umc по формулам (5-42)
или (5-44) определяется амплитуда первой гармоники коллек-
торного тока, при расчете которой необходимо подставлять зна-
чение крутизны триода на частоте ис=п«>:
£ _____§0_____
1 -|- П2сЛ|
где т2 — постоянная времени цепи базы второго триода.
Расчет элементов контура проводится совершенно так же
как и в предыдущем случае по формулам (5-46) — (5-49).
Емкость, через которую подается входное напряжение, вы-
бирается из условия:
г ' 0,05-4-0,1 q
где Srp—крутизна линии граничного режима коммутирующего
триода.
Если питание осуществляется через сопротивление R§ (вместо
емкости Се), то величина
п 10 : 20
° гр
Для определения входного напряжения из расчета усилителя
находится входное сопротивление триода на частоте «>с=«(о:
^ВХ ^ВХ “1“ ДвХ>
после чего находим
т вх
гвх+*вх v
:дх+^б)2+4х
или
для питания делителя через Сб или R§.
1П
Синхронизм работы делителя нарушается при уменьшении
амплитуды напряжения до такой величины, при которой ухуд-
шается шунтирующее действие коммутирующего триода. Это
будет иметь место тогда, когда уменьшенное максимальное на-
пряжение на базе коммутирующего триода создает коллектор-
ный ток триода, приблизительно равный величине UmC Srp. По-
скольку ток триода примерно пропорционален максимальному
напряжению на базе, которое, в свою очередь, пропорционально
напряжению Пт2 на сопротивлении R?, то можно считать, что
делитель выйдет из синхронизма, когда напряжение Um2 упадет
до величины
гт .—, ^грб'тс г j
Ыт2 ~ и m2’
'/ПК
где 1тк — ранее выбранная величина импульса коллекторного
тока коммутирующего триода. Поэтому ширина полосы удер-
жания
ДМУ 1 | / 1щк \2 |
“ 2nQ' |/ \SrpCmc /
где Q'—добротность контура усилителя с учетом реакции цепи
коммутации (5-50).
§ 5-6. Расчет комбинационных частот на выходе смесителя
В диапазонных возбудителях с кварцевой стабилизацией,
а также в схемах формирования однополосного сигнала широко
используется преобразование частоты с помощью смесителей.
При проектировании передатчика необходимо стремиться
выбирать частоты преобразуемых колебаний таким образом,
чтобы образующиеся комбинационные частоты были достаточно
удалены от рабочей частоты.
В табл. 5-1 приведены отношения частот fi/fz, при которых
образуются пораженные точки, и типы комбинационных колеба-
ний до восьмого порядка для случаев, когда на выходе рабочей
частотой является суммарная или разностная. Как правило, ком-
бинационные частоты, порядок которых выше р = 6н-8, имеют
низкий уровень (ниже 60—70 дб) и с ними можно не считаться.
Из таблицы видно, что при выделении на выходе колебаний
суммарной частоты отношение преобразуемых частот целесооб-
разно выбирать из условия:
А < 1
А р+1
где р — допустимый порядок комбинационной частоты.
При выделении на выходе колебаний разностной
отношение частот целесообразно выбирать либо из
228
(5-51)
частоты
условия
(5-51), в случае, когда преобразуемые частоты сильно отли-
чаются друг от друга, либо из условия:
/г—/1 2
Л р + 1 ’
если преобразуемые частоты близки друг к другу, причем в этом
неравенстве р — нечетное целое число.
При таком выборе частот можно обеспечить малый уровень
комбинационных частот при сравнительно широком диапазоне
изменений преобразуемых частот.
Если получающиеся предыдущим способом отношения преоб-
разуемых частот оказываются по каким-либо причинам неприем-
лемыми, то по табл. 5-1 выбирают такой интервал значений
filfz, в котором отсутствуют комбинационные частоты недо-
пустимо низких порядков. Так, например, если на выходе выде-
ляется разностная частота и допустимый порядок комбинацион-
ной частоты р=5, то отношение hlh может выбираться в пре-
делах:
О < — <0,2; 0,2 < А < о,25;
/2 /2
0,25 < А < 0,333; 0,333 < А < о,5;
/2 /2
0,5 < А <0,667; 0,667<А<1.
/2 /2
аииааццаццаццаццаццациааг!
Глава шестая
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
§ 6-1. Общие сведения об амплитудной модуляции
Для осуществления амплитудной модуляции необходимо из-
менять, в соответствии с модулирующим сигналом, одно (или
несколько) из питающих генераторную лампу напряжений. Если
в процессе модуляции напряжение анодной цепи генераторной
лампы остается неизменным, модуляция называется сеточной,
в противном случае—анодной. При сеточной модуляции в со-
ответствии с модулирующим сигналом может изменяться на-
пряжение на одной из сеток или одновременно на нескольких.
В первом случае имеет место простая сеточная модуляция, во
втором — комбинированная. Точно так же возможна простая
анодная модуляция, при которой изменяется только напряжение
питания анодной цепи, и комбинированная анодная модуляция,
когда одновременно с изменением напряжения анодного пита-
ния изменяются напряжения на одной или нескольких сетках.
В процессе модуляции амплитуда высокочастотных колеба-
ний изменяется в некоторых пределах, достигая своего макси-
мального значения в положительные полупериоды модулирую-
щего сигнала, и минимального — в отрицательные. Изменения
амплитуды характеризуются коэффициентом глубины модуля-
ции tn, среднее значение которого обычно равно 0,2—0,4, однако
в качестве расчетной величины принято брать tn=\.
Изменения амплитуды высокочастотных колебаний приводят
к изменению энергетических соотношений в модулируемом кас-
каде. С точки зрения генерируемой мощности (или мощности
в антенне) работа модулируемого каскада характеризуется сле-
дующими режимами: максимальной мощности (/п=1), несущей
частоты, или молчания (т = 0), телефонии, определяющими
энергетические соотношения в среднем за период звуковой
частоты. В телефонно-телеграфных передатчиках, кроме этого,
рассматривается телеграфный режим.
Энергетические соотношения в анодной цепи модулируемого
каскада в указанных режимах зависят от способа осуществле-
ния амплитудной модуляции. Применение анодной и анодно-се-
230
точной модуляции дает более чем в 2 раза лучшее использова-
ние ламп модулируемых каскадов по мощности и более высокий
к. п. д- анодной цепи, чем при сеточной модуляции.
Общей задачей при расчете модулируемого каскада является
получение наивысших, возможных при данном способе модуля-
ции, энергетических показателей при заданных качественных
показателях преобразования изменений модулирующего напря-
жения в изменения амплитуды высокочастотных колебаний. Та-
кими качественными показателями являются амплитудные и
частотные искажения, вносимые как модулируемым каскадом,
так и модулятором. Нелинейные искажения, вносимые модули-
руемым каскадом, определяются отклонением от линейной зави-
симости амплитуды высокочастотного колебания при изменении
модулирующего напряжения. Эта зависимость называется ста-
тической модуляционной характеристикой. Располагая такой ха-
рактеристикой, можно известными приемами рассчитать коэф-
фициент нелинейных искажений, вносимых модулируемым кас-
кадом. Нелинейные искажения, вносимые модулятором, могут
быть оценены обычным способом оценки нелинейных искажений
усилителей низкой частоты.
Частотные искажения определяются отклонением от горизон-
тали амплитудно-частотной характеристики и отклонением от
линейной зависимости фазо-частотной характеристики, под ко-
торыми понимается соответственно зависимости модуля и фазы
коэффициента модуляции от частоты модулирующего напряже-
ния при неизменной его амплитуде. Для радиотелефонных пере-
датчиков обычно задается лишь отклонение амплитудно-частот-
ной характеристики от горизонтали в определенном диапазоне
модулирующих частот, так как фазовые искажения в этих слу-
чаях несущественны.
Поскольку контуры коротковолновых передатчиков обладают
весьма широкой полосой пропускания, то источником частотных
искажений в основном является модулятор. При проектировании
передатчика задаются величины коэффициентов Л4Н и Л4В, ха-
рактеризующих степень отклонения амплитудно-частотной ха-
рактеристики модулятора от горизонтали на низшей и высшей
модулирующих частотах, и диапазон модулирующих частот, ко-
торый для коммерческих связей принят равным 300—3400 гц.
Если эти коэффициенты техническими условиями не заданы, то
их следует принять ориентировочно равными Мн ~ Л4В =
= 1,05-4-1,15.
§ 6-2. Расчет генератора при модуляции на управляющую сетку
Модуляция на управляющую сетку может быть осуществлена
двумя способами: изменением напряжения смещения и измене-
нием напряжения возбуждения.
231
Модуляция изменением напряжения смещения. Схема моду-
лируемого каскада приведена на (рис. 6-1).
Исходными данными для расчета являются колебательная
мощность модулируемого каскада либо в телеграфном режиме
Ртлт либо в режиме несущей частоты Рцес и лампа, выбранная
при составлении блок-схемы передатчика (см. § 1-4). Цель рас-
чета— определить постоянные и переменные напряжения и
токи, которые необходимо подать на электроды лампы модули-
руемого каскада, а также мощности, потребляемые от источни-
ков питания и рассеиваемые на электродах.
Расчет модулируемого каскада в граничном режиме произ-
водится в верхней точке модуляционной характеристики на мощ-
ность
Ргр Ртлг Рмакс Ряес (1 ~Г >
Рис. 6-1
которая в телефонно-телеграфных передатчиках обычно яв-
ляется и мощностью в телеграфном режиме.
Расчет граничного режима произ-
водится так, как это указано в § 2-1.
Отличие состоит лишь в выборе угла
отсечки анодного тока. При модуля-
ции на управляющую сетку измене-
нием напряжения смещения, в целях
получения более линейной модуля-
ционной характеристики, необходимо
выбирать угол отсечки анодного тока
фмакс = 100 -г- 110°.
Произведя расчет граничного ре-
жима (режим максимальной мощности), рассчитывается режим
несущей частоты.
Расчет режима несущей частоты имеет целью определить
напряжение смещения, которое необходимо подать на управляю-
щую сетку при переходе от телеграфного режима к телефон-
ному, амплитуду звукового напряжения, обеспечивающую сто-
процентную модуляцию, а также мощность, рассеиваемую на
аноде. Метод расчета режима несущей частоты основывается на
предположении, что амплитуда первой гармоники анодного тока
при переходе от телеграфного режима к режиму несущей частоты
изменяется линейно, т. е. /01 макс = /01нес (1 + tn).
Изменение амплитуды первой гармоники анодного тока в про-
цессе модуляции обусловлено двумя причинами: изменением ам-
плитуды импульса анодного тока Im и изменением его угла от-
сечки ф.
тя нахождения угла отсечки анодного тока в режиме не-
сущей частоты, если учесть, что модуляция напряжением сме-
232
щения происходит в недонапряженном режиме, можно восполь-
зоваться следующим соотношением:
— (- DRTp
-0-^MaK-c- = (1 + т) = СР' "еС-----.
Мнес --!---+ О^гР
‘-’ср. макс
Подставив в правую часть полученного равенства значения
5ср. нес — S/Cli нес И 5Ср. макс — S/агмакс и разрешая его относительно
CCiiiec, ПОЛуЧИМ:
аенес = а1 макс (1 Н" т) ~Г tnDSRTp. (6-1)
Расчет режима несущей частоты целесообразно производить
в следующей последовательности.
По формуле (6-1) вычисляется коэффициент приведения
внутреннего сопротивления лампы в режиме несущей частоты и,
исходя из полученного значения щнес, по таблицам Берга нахо-
дится угол отсечки анодного тока фнес, а также коэффициенты
разложения ССшес и ССонес-
Определяется постоянная составляющая анодного тока
т __ ао нес _ /ai макс
' оОнес ~ /II \
а1 нес (1 4- т)
и мощность, рассеиваемая на аноде,
р
р _____ р ____р ____ г р ______ гмакс
нес — ^0 нес *нес 2о0нес*-'о Z1 . >
(1 + "О2
которая должна быть меньше или равна допустимой.
Рассчитывается напряжение смещения
Eg нес = EgB -(Umg- COS фнес
и амплитуда звукового (модулирующего) напряжения, которую
необходимо подать на управляющую сетку модулируемого кас-
када,
Uо = Е — Е
gS g макс g нес
Если модулируемый каскад работает в режиме с сеточными
токами в цепи управляющей сетки, то в процессе модуляции
будет изменяться высота импульсов сеточного тока (рис. 6-2),
а, следовательно, и постоянная составляющая высокочастотных
импульсов тоже будет изменяться во времени.
Эти изменения постоянной составляющей сеточного тока но-
сят импульсный характер с периодом следования, равным пе-
риоду звукового напряжения (рис. 6-2). Представляя пер/Оди-
ческую последовательность косинусоидальных импульсов в виде
233
тригонометрического ряда (ряда Фурье) можно найти ампли-
туды составляющих тока управляющей сетки по звуковой ча-
стоте. С этой целью определяется угол отсечки тока управляю-
щей сетки по звуковой частоте ipgs :
COS = - ^c + ^g (6-2)
UgZ
и по таблицам Берга находятся коэффициенты разложения
aiga и aogs .
Рис. 6-2.
После этого определяется постоянная составляющая и ам-
плитуда первой гармоники сеточного тока по звуковой частоте:
gOB IgO MaKc^'OgS’
I glS IgO макА^Й’
где Igo макс — постоянная, составляющая сеточного тока по вы-
сокой частоте, найденная в расчете граничного режима.
В заключение производится расчет режима телефонии,
целью которого является определение мощности, рассеиваемой
на аноде в среднем за период звуковой частоты,
Ра ср = Ро ср — РСр = Р0 нес ~ Рнес С1 + 0.5//12).
234
Модуляция напряжением возбуждения. Как и модуляция на-
пряжением смещения, модуляция напряжением возбуждения
осуществляется в недонапряженном режиме, при этом все по-
стоянные напряжения, приложенные к электродам лампы моду-
лируемого каскада, остаются неизменными в процессе модуля-
ции, а по закону модулирующего напряжения изменяется ампли-
туда напряжения возбуждения. Такой режим работы возможен
лишь при условии, что амплитудная модуляция осуществлена
в одном из предыдущих каскадов, в силу чего этот режим ра-
боты чаще называют режимом усиления модулированных коле-
баний (режим УМК).
Поскольку работа модулируемого каскада осуществляется
в недонапряженном режиме, то расчет граничного режима про-
изводится, как и в случае модуляции напряжением смещения,
в верхней точке модуляционной характеристики на мощность
Дгр ^тлг = Дмакс Днес О Н- )•
Некоторое отличие состоит в выборе угла отсечки анодного
ТОКа фмакс-
Амплитуда первой гармоники анодного тока связана с ам-
плитудой напряжения возбуждения следующим равенством:
у
aiRi + ^гр
Очевидно, что линейная зависимость между /ai и Umg будет
лишь при условии, что коэффициент приведения внутреннего
сопротивления лампы
1
a-i =---------
(1 — COS ф)
не зависит от Umg. Для выполнения этого условия необходимо
в модулируемом каскаде брать угол отсечки либо л/2, либо л,
так как только при этих значениях угла отсечки а, не зависит от
амплитуды напряжения возбуждения и, следовательно, нелиней-
ные искажения будут минимальны.
Так как работа без отсечки анодного тока (ф = л) является
энергетически невыгодной (мал к. п. д.), то в каскадах, рабо-
тающих в режиме усиления модулированных колебаний, как пра-
вило, применяют режим с углом отсечки ф = 90°. При этом рас-
чет режима несущей частоты значительно упрощается и сво-
дится лишь к проверке мощности, рассеиваемой на аноде лампы,
р ________________ р ____ р __ Рр макс____Рмакс
нес — *0 нес *нес « , .. . •
1 + т (1 4- т)2
В заключение отметим, что как в случае модуляции напря-
жением смещения, так и при модуляции напряжением возбуж-
дения, необходимо стремиться, чтобы модулируемый каскад
235
работал без сеточных токов в цепи управляющей сетки во избе-
жание дополнительных нелинейных искажений Эти нелинейные
искажения обусловлены увеличением нагрузки модулятора в по-
ложительные полупериоды модулирующего напряжения, в ре-
зультате чего происходит некоторое ограничение положительных
полупериодов модулирующего напряжения.
§ 6-3. Расчет генератора при модуляции на защитную сетку
Использование в качестве генераторной лампы пентода по-
зволяет осуществить модуляцию изменением напряжения на
защитной сетке.
Как правило, генераторные пентоды обеспечивают отдачу
номинальной мощности при напряжении на третьей сетке, рав-
ном нулю. В силу этого
изменение напряжения
на защитной сетке в про-
цессе модуляции проис-
ходит в области отрица-
тельных значений и мо-
дуляция осуществляется
без затраты мощности
модулятором. Однако это
приводит к увеличению
потерь в цепи экрани-
рующей сетки, так как
модуляции обусловлено,
в основном, перераспределением катодного тока между анодом
и экранирующей сеткой. Таким образом, глубокая модуляция
по защитной сетке, в отличие от рассмотренных выше случаев
сеточной модуляции, возможна лишь в перенапряженном ре-
жиме.
Экранирующие сетки современных пентодов не рассчи-
таны на большие потери, поэтому простая модуляция на защит-
ную сетку не находит практического применения.
Для уменьшения потерь на второй сетке применяется комби-
нированная модуляция на защитную и экранирующую сетки.
Наиболее просто такая модуляция обеспечивается автомати-
чески, за счет включения в цепь экранирующей сетки сопротив-
ления Rg2 (рис. 6-3). Поскольку при увеличении отрицательного
напряжения на третьей сетке увеличивается ток экранирующей
сетки, то это автоматически приводит к уменьшению напряже-
ния и на второй сетке, за счет увеличения падения напряжения
на сопротивлении Rg2-
Если предположить, что модуляционные характеристики,
т. е. зависимости 1а0 и 1„л от Eg3. линейны и начинаются в одной
точке (между этими величинами существует прямая пропорцио-
236
нальность), проницаемость управляющей сетки по защитной
равна нулю (потенциал защитной сетки не влияет на катодный
ток), и постоянные составляющие токов анода и второй сетки
прямо пропорциональны напряжению на них, то мощность, рас-
сеиваемая на экранирующей сетке, связана с мощностью, рас-
сеиваемой в максимальном (телеграфном) режиме, соотноше-
нием:
р = р (1 ап 1 gz нес 1 g2 макс 1 a -f- 1 S2Rg2 \ 1 । ап \ (6-3) 1 4" S%Rg2 / X 1 + ^2^g2 /
гле а = 1др макс . /£20 макс
т
1 -р т ’
п =
« Iао макс + Igzo макс
О о — ' •
2 F
сg2 макс
Определим ИЗ (6-3) величину Rg2, ПОЛОЖИВ Pg2 ncc<Pg2 макс,
что гарантирует отсутствие перегрузки в режиме несущей ча-
стоты, если />г2макс<^2Яоп- Полагая т=\ (« = 0,5) из (6-3), на-
ходим:
"JK (‘ + V1 + • <6’4)
Таким образом, расчет каскада, работающего в режиме мо-
дуляции на защитную сетку, целесообразно производить в сле-
дующем порядке.
После выбора лампы на мощность в максимальном режиме
(он же телеграфный режим) и аппроксимации семейства стати-
ческих характеристик производится расчет граничного режима
на мощность
Лр = /’тлг = Рмакс = Рнес (1 +
При выборе угла отсечки анодного тока в граничном режиме
следует исходить из условия получения достаточно высокого
к. п. д. анодной цепи. В силу этого обычно принимают ф = 80- 90.
Расчет граничного режима производится в обычном порядке
(СМ. § 2-1).
В результате расчета граничного режима находятся пара-
метры:
g __ Iqq макс ~Ь ggo макс . _ /ао макс
EgzwaKC ^g20 макс
и рассчитывается величина сопротивления Rg2 по формуле (6-4).
237
После определения величины сопротивления находится необ-
ходимое напряжение источника питания экранирующей сетки
£g2 ист £g2 макс ~Г g20 MSKe^g2>
где fg2MaKc — типовое (номинальное) напряжение на экрани-
рующей сетке для данной лампы.
На сопротивлении Rg2, помимо мощности звуковой частоты,
расходуется мощность постоянного тока, равная У^омакс^г- Во
избежание этого параллельно сопротивлению можно включить
дроссель низкой частоты, индуктивность которого определяется
из соотношения:
ейьдр>(5н-ю)^.
В этом случае необходимое напряжение источника питания
в телеграфном режиме может быть взято равным £^2 макс- Для
перехода в телефонный режим, помимо изменения напряжения
на защитной сетке, необходимо понизить напряжение и на экра-
нирующей сетке с Гамаке до величины нес, определяемой ра-
венством:
Ср 1 Уаомакс£^2
Сё2нес c,g2 макс g 1 ’
Расчет режима несущей частоты производится с целью опре-
деления напряжений, подводимых к защитной сетке в телефон-
ном режиме.
Напряжение смещения, которое необходимо подать на за-
щитную сетку в телефонном режиме, может быть найдено из
следующего равенства:
р _____ £g3 макс 4~ w£g3 запт
CgSHec- (1 + m)
Напряжение запирания лампы по защитной сетке зависит
от величины анодного напряжения и определяется выражением:
Г =_
ё3зап Pegs ’
где [iag3 — коэффициент усиления по третьей сетке.
Амплитуда модулирующего напряжения
гJ = р _______F
£32 g3 макс £3 нес’
§ 6-4. Расчет генератора при автоматической анодно-сеточной
модуляции
Глубокая и неискаженная модуляция на анод, точно так же,
как и модуляция на защитную сетку возможна только в пере-
напряженном режиме. Это объясняется тем, что современные
генераторные лампы имеют весьма малую проницаемость и из-
238
менение анодного тока при изменении анодного напряжения
определяется в основном перераспределением катодного тока
между анодом и сетками лампы. Увеличение сеточных токов
при переходе от телеграфного режима к режиму несущей ча-
стоты приводит к перегрузке цепей сеток и делает невозможным
применение простой анодной модуляции. В силу этого обстоя-
тельства анодная модуляция применяется в сочетании с сеточ-
ной модуляцией на экранирующую сетку в пентодах и управ-
ляющую — в триодах.
Простейший способ осуществления такой комбинированной
модуляции может быть получен автоматически за счет включе-
ния в цепь экранирующей сетки сопротивления Rg2 (рис. 6-4)
или применения автоматического смещения за счет сеточных
токов управляющей сетки (рис. 6-5).
Рис. 6-4.
Рис. 6-5.
Выбор лампы каскада, работающего в режиме автоматиче-
ской анодно-сеточной модуляции, и расчет граничного режима
производятся на мощность в телеграфном режиме, которая свя-
зана с мощностью в режиме несущей частоты соотношением:
^гр ^тлг ^нсс 0 4"
т. е. при т=1 мощность вдвое больше, чем в режиме несущей
частоты. Телеграфный режим в данном случае не является ре-
жимом максимальной мощности, как это имеет место при мо-
дуляции на защитную сетку, в то же время телеграфный режим
не соответствует и режиму несущей частоты. Это объясняется
тем, что при анодно-сеточной автоматической модуляции анод-
ное напряжение в режиме несущей частоты принимается рав-
ным номинальному напряжению лампы, т. е.
р = F = F
нес оном о тлг?
тогда как импульс анодного тока, а следовательно, и его состав-
ляющие в телеграфном режиме (Лилг и /адтлг) достигают сво-
его значения в процессе модуляции лишь в верхней точке моду-
ляционной характеристики:
<70 тлг а0 макс ^а0 нес (1 “1“ ^),
I al тлг = Iа\ макс al нес 0 4~ ^)’
239
Отсюда следует, что при переходе от телеграфного режима
к телефонному (к режиму несущей частоты) необходимо увели-
чить сопротивление нагрузки, чтобы постоянная составляющая
анодного тока уменьшилась в (1+т) раз, оставив неизменным
анодное напряжение. Это достигается уменьшением связи ме-
жду антенным и промежуточным контурами (если модуляция
осуществляется в выходном каскаде). Необходимая степень
связи между контурами устанавливается по показанию при-
бора, измеряющего постоянную составляющую анодного тока.
При переходе к телефонному режиму, за счет уменьшения сте-
пени связи, показания прибора должны уменьшаться вдвое, по
сравнению с телеграфным режимом, для получения стопроцент-
ной модуляции.
Угол отсечки анодного тока мало влияет на линейность мо-
дуляционной характеристики, поэтому он может быть выбран
из энергетических соображений равным ф = 70^-90°.
Расчет граничного режима (телеграфного) производится
в том же порядке, как и в случае модуляции на управляющую
сетку (см. § 2-1).
После расчета граничного режима производится расчет це-
пей сеток в режиме несущей частоты с целью определения ве-
личины сопротивления в цепи экранирующей сетки (при исполь-
зовании пентода) или сопротивления автоматического смещения
в цепи управляющей сетки (в случае триода). Поскольку меха-
низм влияния анодного напряжения на катодный ток аналоги-
чен влиянию напряжения на третьей сетке, то указанные со-
противления должны удовлетворять неравенству (6-4). В ре-
зультате расчета граничного режима определяются параметры:
& 7др макс _ ^ао тлг .
7g20MaKC I£20 ТЛГ
g , макс 4~ ^£20 макс 7ар TJIr + 7£20 ТЛГ
2 F F
О-£2 макс £2 ТЛГ
и по формуле (6-4) вычисляется величина сопротивления в цепи
экранирующей сетки. Эта же формула остается справедливой
и для расчета величины сопротивления автоматического смеще-
ния в цепи управляющей сетки, если вместо подставить Si,
определяемую равенством:
g Iао макс + I go макс ?ао тлг + ^£20 ТЛГ
Eg макс + Umg EgB Eg тлг -р Utng EgB
и принять
д __ lap макс __ 7О0 Тлг
Igo макс Igo тлг
где /go макс — постоянная составляющая тока управляющей сет-
ки в граничном режиме.
240
Зная величины Rg2 или Rgi, можно определить напряжение
источника питания соответствующей сетки:
^g2 нет ^g2 макс 4“ g20 M.iKc^g2
ИЛИ
Egl пет Eg макс 4“ IgO максой!’
Помимо расчета цепей сеток в режиме несущей частоты не-
обходимо рассчитать и энергетические соотношения в анодной
цепи, т. е. определить генерируемую мощность
п ____ Р макс Р тлг
нес~ (1+т) ~ (1+т) ’
потребляемую мощность
п ______________________ Ра макс _ ^тлг
и мощность, рассеиваемую на аноде лампы,
п ______________________ Ро макс _ Ртлг
°нес ~ (1+т) “ (1 + т) ‘
После расчета режима несущей частоты производится рас-
чет режима телефонии, в результате которого определяются ам-
плитуды тока и напряжения модулирующей частоты, которые
необходимо подать на анод генераторной лампы от модулятора,
а также мощность модулятора и энергетические соотношения
в анодной цепи в среднем за период звуковой частоты.
Указанные величины могут быть определены по формулам:
j ___ тт __ ао тлг .
1 aS ао нес 1 ’
U _ = тЕ = тЕ ;
aQ а нес а тлг’
р UaQ нес ^0 тлг
02 ~ 2 ~ 2 — 2 (1 + т) ’
^ = ^(14-0,5т2);
Л) ср = ^0 нес (1 + 0,5т2);
Ра ср = Ра нее (1 4~ 0,5т2).
Комбинированная автоматическая анодно-сеточная модуля-
ция в генераторах на пентодах может осуществляться одновре-
менно и в цепи экранирующей, и в цепи управляющей сеток.
Недостатками, ограничивающими возможность применения
9 Заказ Л*° 2162 241
автоматической анодно-сеточной модуляции, следует считать
необходимость более мощных источников питания цепей сеток,
а также некоторое неудобство в эксплуатации, связанное с не-
обходимостью дополнительной регулировки связи между антен-
ным и промежуточным контурами при переходе от телеграф-
ного режима к телефонному и наоборот.
§ 6-5. Расчет генератора при принудительной анодно-сеточной
модуляции
Применение принудительной анодно-сеточной модуляции пу-
тем одновременной подачи модулирующего напряжения на анод
и на экранирующую или управляющую сетки (рис. 6-6 и 6-7)
позволяет избавиться от недостатков, присущих автоматической
Рис. 6-6.
анодно-сеточной модуляции. Принудительная анодно-сеточная
модуляция принципиально может быть осуществлена как в не-
донапряженном режиме (аналогично простой сеточной модуля-
ции), так и в перенапряженном режиме (аналогично простой
анодной модуляции).
В соответствии с этим и методы расчета модулируемого кас-
када могут быть различны. Рассматриваемый ниже метод рас-
чета принудительной анодно-сеточной модуляции исходит из
условия обеспечения модуляции «вверх» за счет изменения се-
точного напряжения, т. е. в 'недонапряженном режиме, а моду-
ляции «вниз» за счет изменения анодного напряжения, т. е.
в перенапряженном режиме.
Такой способ осуществления принудительной анодно-сеточ-
ной модуляции позволяет лучше использовать (по мощности)
лампу модулируемого каскада в телефонном режиме по сравне-
нию со всеми другими способами модуляции и обеспечивает пе-
реход от телеграфного режима к телефонному без дополнитель-
ных регулировок модулируемого каскада.
242
Порядок расчета и выбор лампы модулируемого каскада за-
висит от того, какой вид работы (телефонный или телеграфный)
является основным.
В первом случае обычно задается мощность в режиме не-
сущей частоты РНес (или Рд.нес)- Если же основным 'видом ра-
боты является телеграфная, то задается мощность в телеграф-
ном режиме Ртлг (или Рд. тлг). Рассмотрим порядок расчета
для каждого из указанных случаев отдельно.
Расчет генератора на мощность в режиме несущей ча-
стоты. Выбор лампы модулируемого каскада производится по
допустимой мощности рассеяния на аноде, которая рассчиты-
вается по формуле (1-12). Расчет граничного режима произво-
дится в обычном порядке на мощность в режиме несущей ча-
стоты РНес. которая задается и одновременно является мощ-
ностью в телеграфном режиме. Поскольку модуляция «вверх»
осуществляется в педонапряженном режиме, то для обеспечения
большей линейности модуляционной характеристики необхо-
димо, чтобы угол отсечки анодного тока в верхней точке моду-
ляционной характеристики фмакс—100-^ 120° или Щмакс = 1,64 -г-
1,24. Так как а{нсс-а*макс (1 +т), то при m=l CjHec = 3,28 -ч-
2,48, т. е. угол отсечки анодного тока в режиме несущей ча-
стоты (граничный режим) должен быть фНес^70—80°.
Далее рассчитывается режим максимальной мощности, что-
бы определить параметры модуляции в цепи сетки, по которой
осуществляется модуляция. Этот расчет целесообразно произво-
дить, придерживаясь следующей последовательности.
Определяется коэффициент приведения внутреннего сопро-
тивления лампы в режиме максимальной мощности:
„ _ S[Umg-DUm нес (1 + т)]
макс г /1 I \
lai нес (1 +
По найденному значению (ц макс, пользуясь таблицами Берга,
находят коэффициенты разложения косинусоидального импульса
и угол отсечки анодного тока в максимальном режиме фМакс,
«I макс, Ио макс-
Затем рассчитываются параметры цепи сетки. Если в ка-
честве генераторной лампы используется пентод или тетрод и
модуляция осуществляется на анод и экранирующую сетку, то
рассчитывается величина Е^вмакс, так как изменение напряже-
ния на экранирующей сетке эквивалентно изменению напряже-
ния запирания лампы, найденного по спрямленным характери-
стикам:
EgB макс = Еg -р [Umg DUт (1 -р tn)] COS '?макс‘
В тех случаях, когда в качестве генераторной лампы ис-
пользуется триод и модуляция осуществляется на анод и
9* 243
управляющую сетку, помимо напряжения EgBMaKC, рассчиты-
вается напряжение смещения £gMaKC. Так как
EgB нес = D (Еа0 Еа нес);
EgB макс = [ Д10 нес (1 + т)1>
то, исключая из этих равенств Еа0, получим
EgB макс — EgB нес тЕ)Еа нес.
Тогда напряжение смещения может быть вычислено по фор-
При модуляции на анод и
муле:
Eg макс = EgB макс [Emg
—'Е>Ет нес (1 + т)] cos ’^макс.
Амплитуда модулирую-
щего напряжения при анод-
но-экранной модуляции
р ______р
__ SB нес___б^макс
Dggz
где D2 = -^1------проницае-
мость экранирующей сетки
по управляющей, может
быть найдена по статиче-
ским характеристикам ia=
= f(wgi), снятым при двух
значениях экранного напря-
жения рис. (6-8).
зляющую сетку
g g макс g нес’
Для определения тока экранирующей сетки (при анодно-
экранной модуляции) поступают следующим образом: по ста-
тическим характеристикам лампы ig2 = <p(Wg) находится импульс
тока Zg2m, соответствующий остаточным напряжениям на элек-
тродах лампы, которые принимаются равными:
4g макс — Еmg “I- Eg>
мин Еа Нес (1 Ч- ^) Е т нес ( ^ Ч~ >
Eg2 ном Eg2Hec,
= Egs ноы-
244
Обычно постоянные напряжения на электродах лампы в ре-
жиме несущей частоты принимаются равными номинальным,
поэтому в максимальном режиме напряжение на экранирую-
щей сетке не будет равно номинальному, так как
О С I \ С £? । г 7
g2 макс g2 нес "T" g2 g2 нес g2£f
В силу этого, найденный выше импульс тока экранирующей
сетки должен быть увеличен на величину
lfg2m = Sg2^g2!.V
где Sg2 = Si'g2/Sug2 — крутизна тока экранирующей сетки по
экранному напряжению, для нахождения которой необходимо
располагать двумя характеристиками ig2 = f(ug\)> снятыми при
любых двух значениях Eg2 (рис. 6-8).
Таким образом, импульс тока экранирующей сетки
Ig2m макс g2m g2^'g2S
и постоянная составляющая
g20 макс а0 MaKc^g2m макс-
Приращение постоянной составляющей тока экранирующей
сетки при модуляции «вверх»
g20 g20 макс Ig20 нес
обеспечивается за счет модулятора.
При этом мощность, потребляемая от модулятора,
Pg2V ~ g2fPg2S-
Определение токов управляющей сетки триодного генера-
тора (модуляция на анод и управляющую сетку) производится
следующим образом. По семейству статических характеристик
ig=f(tia) находится импульс тока управляющей сетки Igm при
остаточных напряжениях на электродах лампы:
4g макс = Eg макс “I- Уmg,
4-а мин Еа нес (1 -|- tn) Uт нес (1 -|- tn).
Затем рассчитывается угол отсечки сеточного тока по высокой
частоте ф в максимальном режиме:
СОБФ =_£й_макс^
‘geo макс г г
и mg
и по таблицам Берга определяются коэффициенты разложения
«0g макс И dig макс-
Постоянная составляющая сеточного тока рассчитывается
по формуле:
I go макс gm° 0g макс-
245
После этого вычисляется угол отсечки сеточного тока по зву-
ковой частоте
(Eg нес + Umg}
cos
Ug*
и, определив коэффициенты разложения, aOgg и aIgS . Далее
находится амплитуда первой гармоники и постоянная состав-
ляющая тока управляющей сетки по звуковой частоте:
f f g® MaKc^OgW’
j __ j
g!2 gO макс IgS*
Чтобы найти мощность, рассеиваемую на экранирующей
сетке в телефонном режиме, и мощность, потребляемую ею от
модулятора, необходимо знать величину приращения постоян-
ной составляющей сеточного тока при модуляции «вниз». По-
скольку модуляция «вниз» обусловлена, в основном, измене-
нием напряжения на аноде, то в нижней точке модуляционной
характеристики /аомин=О (так как при т = \ и Еамин=0) и ток
экранирующей сетки (если Ев2мин¥=0) равен катодному току.
Постоянная составляющая тока экранирующей сетки Дгомии—
—Домин и зависит от угла отсечки, который может быть вычис-
лен по формуле:
COS 'I’mhh
F __F
с1Вмнн 23 g
или, принимая во внимание, что
EgB ынн EgB нес ЕffliPgg2'
окончательно получим:
ГПС _ Е&в нес — Eg + Ug2QDgg2
, мнн-------------77 •
umg
После того как угол отсечки катодного тока в режиме ми-
нимальной мощности определен, по таблицам находятся коэф-
фициенты СИ мин, СЮ мин И Of мин-
Если предположить, что постоянный ток линейно зависит от
напряжения на экранирующей сетке, то можно показать, что
постоянная составляющая сеточного тока определяется соотно-
шением:
I I ________ неса( нес /г i j \
1 g20 мнн 1 ко мин — V т нес 1 1 gzm нес) а0 нес»
“1 мин“/ мин
и, следовательно, изменение постоянной составляющей тока
экранирующей сетки при модуляции «вниз»
^Ig20 — I gw нес Ig20 мин’
246
а мощность, потребляемая от модулятора,
Мощность, рассеиваемая экранирующей сеткой в процессе
модуляции,
Р — р I + Pg2g)
г g2 ср r J2 вес Т g
Мощность, потребляемая от модулятора, равна большей из
двух найденных (Pg2s или Pg2s )
В заключение расчета проверяется мощность, рассеиваемая
на аноде в среднем за период звуковой частоты,
Ра ср = Ра нес V + 0,5m2)
и вычисляется мощность, потребляемая генератором от модуля-
тора,
Ps = р as + pg2s = 0,5m2Po нес + Pg2S
при анодно-экранной модуляции, или
РЯ = PaS + Pg<2 ~ PaS "Ь Q’SUgsIgla
в случае модуляции триодного генератора на анод и управляю-
щую сетку.
Расчет генератора на мощность в телеграфном режиме.
Выбор лампы в данном случае и расчет граничного режима
производятся на мощность в телеграфном режиме Ртлг- Угол
отсечки анодного тока в граничном режиме следует брать
порядка 70—80°, что обеспечит большую линейность модуля-
ционной характеристики в телефонном режиме и несколько
повысит к. п. д. анодной цепи. Рассчитав граничный режим (те-
леграфный), определяется мощность, которую может обеспе-
чить данная лампа в телефонном режиме (режим несущей
частоты). Эта мощность может быть найдена по формуле
(1-12), т. е.
Рнес <------(6-5)
(1 — т() (1 + 0,5m2)
Если найденное значение мощности Рнес окажется равным
или больше мощности в телеграфном режиме, то это означает,
что телеграфный режим может быть принят режимом несущей
частоты и дальнейший расчет (расчет режима максимальной
мощности) производится так же, как и в первом случае.
Если же найденное значение мощности Рпес окажется
меньше мощности в телеграфном режиме, то это означает,
что при переходе от телеграфного режима к телефонному
247
необходимо изменить режим лампы так, чтобы генерируемая
мощность уменьшилась на величину
АР = Р _____Р
7 1 тяг 1 нес*
Уменьшение мощности обычно осуществляется понижением
питающих напряжений на тех электродах лампы, в цепях
которых производится модуляция, т. е. понижением напряже-
ния на аноде и экранирующей сетке при анодно-экранной моду-
ляции и понижением напряжения на аноде и управляющей
сетке при анодно-сеточной модуляции триодного генератора.
Такой способ перехода от телеграфного режима к телефонному
осуществляется наиболее просто одновременно с подключением
модулятора к цепям модуляции и позволяет сохранить режим
генераторной лампы близким к граничному.
Расчет режима несущей частоты производится в следующем
порядке.
Рассчитывается амплитуда первой гармоники анодного тока,
которую должна обеспечить лампа в режиме несущей частоты
7 __ 1 /~ %?нес
Л нее - |/ ,
где РНес — мощность в режиме несущей частоты, определяемая
по (6-5);
Rrp — сопротивление нагрузки в граничном режиме, остаю-
щемся неизменным и в режиме несущей частоты.
Определяется амплитуда колебательного напряжения
77 _ 7 О
'-'тпнес 7al нес1'гр*
Поскольку в процессе анодной модуляции коэффициент
использования анодного напряжения изменяется мало, то анод-
ное напряжение
р ,—, т нес р _______ р
нес La тлг — ном*
£гр
Зная амплитуду первой гармоники анодного тока, находят
коэффициент приведения внутреннего сопротивления лампы
_______S (JJ mg DP m нес)
ui нес_j 9
7 al нес
а затем по таблицам Берга определяют фНес, со пес И ССо нес*
Рассчитывается напряжение на управляющей сетке, опреде-
ляющее величину -фНес- Таким напряжением при анодно-экрани-
рованной модуляции является
EgB нес Eg -|- (JJmg DUm нес) COS фнес,
а при модуляции на анод и управляющую сетку
Eg нес ~ EgB (Umg E)Uт нес) cos фнес.
248
После этого нетрудно определить, на какую величину нужно
понизить напряжение на экранной или управляющей сетке при
переходе от телеграфного режима к телефонному:
\ с- EgB нес Egg тлг
= -----5-------
(6-6)
или
AF = F ________F
g ^g тлг нес*
Тогда напряжение источника питания соответствующих сеток
р _ р — р ________________\Р
^g2HCT ^giiiec ^gSTar ^g2>
и при модуляции триодного генератора
р ______ р ____ р _____ д р
ист ^g нес ^g тлг ^^g*
Затем рассчитывается анодная цепь:
j _ I al нес .
1 m нес „ >
а1 нес
дОнес Лпнес°Ънес»
Р =7 F
1 0 нес 1 до нес-'-'д нес»
= Рнес .
Ро нес
р — р _________р
1 а нес ' Внес ' нес-
Производится расчет цепи экранирующей сетки в пентодных
генераторах. С этой целью определяется импульс тока экрани-
рующей сетки, как при модуляции на экранирующую сетку:
IgZm нес — I g2m Sg2-^Eg2>
где Ig2m — импульс тока экранирующей сетки, найденный по
статическим характеристикам при напряжениях на
электродах лампы, равных ugMaKC=Eg + Umg,
^амиц — Еанес Umnec> ^й2 = ^'й2тлг И l/g3=Eg3;
AEg2 — изменение напряжения на экранирующей сетке,
определяемое равенством (6-6).
По известному значению /й2тнес находим постоянную со-
ставляющую тока экранирующей сетки
^Й20нес ®0 нес^£2т нес>
и мощность потерь
Р — F I
1 £2 нес g2 нес1 «20 нес-
Аналогично производится расчет цепи управляющей сет-
ки в случае модуляции на анод и управляющую сетку:
249
по семейству характеристик лампы ig = f(ua) находится импульс
сеточного тока при
4 g макс Eg нес -|- Umg И 11а мин Еа нес Uт нес.
Рассчитывается угол отсечки сеточного тока по высокой
частоте:
и по таблицам Берга находятся коэффициенты разложения
«оя нес, aigHec. Определение составляющих тока управляющей
сетки и мощности, рассеиваемой на ней, производится как
обычно:
go нес = a0g Hec^gm>
Р = \ t F I
go I gO Hec^g нес I •
Весь последующий расчет, начиная с расчета режима
максимальной мощности, полностью совпадает с расчетом, рас-
смотренным в предыдущем случае.
Принудительная анодно-сеточная модуляция находит весьма
широкое применение на практике. На рис. 6-6 представлена
принципиальная схема генератора, работающего в режиме при-
нудительной анодно-экранной модуляции, а на рис. 6-7 — в ре-
жиме модуляции на анод и управляющую сетку.
§ 6-6. Особенности модуляции каскада с общей сеткой
Некоторые особенности амплитудной модуляции каскада
с общей сеткой (рис. 6-9) обусловлены двумя причинами: ма-
лой величиной входного сопротивления
р ____ Е mg ___ I __
j „ — ,
*К1 °кср
которое зависит от режима работы каскада, изменяясь в ши-
роких пределах в процессе модуляции, и наличием переменного
напряжения между анодом и катодом при равенстве нулю
постоянного анодного напряжения, так как в рассматриваемой
схеме источник напряжения возбуждения—лампа и контур —
соединены последовательно.
Изменение входного сопротивления каскада с общей сеткой
особенно сильно проявляется в случае сеточной модуляции
напряжением смещения: увеличение напряжения смещения
(по абсолютной величине) вызывает увеличение входного
сопротивления каскада, ибо с уменьшением угла отсечки анод-
ного тока коэффициент приведения внутреннего сопротивления
лампы щ увеличивается и наоборот. Если при этом возбуждаю-
щий каскад работает в недонапряженном режиме и его мощ-
ность незначительно превосходит мощность потерь в цепи
250
Рис. 6-9.
сетки, то в результате изменения входного сопротивления будет
изменяться амплитуда напряжения возбуждения Umg, подава-
емого на вход каскада с общей сеткой.
Поскольку изменения амплитуды напряжения возбуждения
противофазны изменению напряжения смещения, то происхо-
дит демодуляция. Чтобы исключить демодулирующее влияние
изменения напряжения возбуждения, необходимо либо увели-
чить мощность возбуждающего каскада, либо поставить воз-
буждающий каскад в перенапряженный режим, в котором
напряжение па нагрузке, а сле-
довательно, и напряжение воз-
буждения, почти не зависят от
эквивалентного сопротивления.
Первый способ практически не-
целесообразен, так как мощность
возбуждающего каскада оказы-
вается приблизительно равной
мощности возбуждаемого кас-
када. Второй способ более пред-
почтителен, так как требуемая
мощность возбуждающего кас-
када оказывается значительно
меньше.
В силу отмеченных особенно-
стей модуляции напряжением
смещения каскада с общей сет-
кой и, учитывая. недостатки, при-
сущие сеточной модуляции, моду-
ляция напряжением смещения в чистом виде не находит прак-
тического применения.
При усилении модулированных колебаний (модуляция
напряжением возбуждения) изменение входного сопротивления
каскада с общей сеткой позволяет осуществлять работу с углом
отсечки ф<90° при сохранении линейности модуляционной
характеристики, как и при ф=90°. Действительно,
j ________________ mg _______ V’Pglai возб^э возб _
Rtai I’ Rs Rial + Ra
__ 1 J P-Rao bosGRbx
— p al возб_____________________.
(Riai + Rs) I Rao возб H-~— Rbx
\ Pg
где pg — коэффициент включения входной цепи в контур
возбуждающего каскада;
Дэовозб — эквивалентное сопротивление анодного контура
возбуждающего каскада.
ЕСЛИ ft? И возб Двх> TO ~; I at возб»
Pg pg
251
т. е. амплитуда первой гармоники анодного тока каскада
с общей сеткой прямо пропорциональна амплитуде первой гар-
моники анодного тока возбуждающего каскада, независимо от
выбранного угла отсечки анодного тока. Это позволяет повы-
сить к. п. д. каскада с общей сеткой при усилении модулирован-
ных колебаний за счет выбора угла отсечки анодного
тока ф<90°.
В случае анодной модуляции каскада с общей сеткой, его
катодный ток изменяется незначительно и, следовательно, изме-
нения входного сопротивления также будут незначительны. Для
предохранения управляющей сетки от перегрузки необходимо
осуществлять комбинированную анодно-сеточную модуляцию,
причем модуляцию в цепи сетки целесообразно осуществлять
напряжением возбуждения. При этом не только разгружается
цепь управляющей сетки, но обеспечивается глубокая неиска-
женная модуляция по анодной цепи, так как часть напряжения
возбуждения, выделяемого в нагрузке, оказывается промодули-
рованным, тогда как во всех других случаях оно остается не-
модулированным.
Расчет каскада с общей сеткой в режиме амплитудной
модуляции производится точно так же, как расчет генераторов
с общим катодом с учетом особенностей, рассмотренных в § 2-1.
Расчет возбуждающего каскада производится также в ре-
жиме амплитудной модуляции на мощность, величина которой
зависит от мощности, потребляемой входной цепью каскада
с общей сеткой в верхней точке модуляционной характеристики
(режим максимальной мощности). Эта мощность может быть
определена по формуле:
D UЛ макс + Igi макс) j j
^возб Vtng*
Vk
где т]к = 0,75-ь0,85 — коэффициент полезного действия анодного
контура возбуждающего каскада;
/ai. Igi, Umg — значения напряжения возбуждения и токов
первой гармоники каскада с общей сеткой.
После определения мощности в верхней точке модуляцион-
ной характеристики, в зависимости от применяемого в возбу-
ждающем каскаде способа модуляции, определяется номиналь-
ная мощность лампы и производится расчет возбуждающего
каскада в режиме модуляции одним из методов, рассмотрен-
ных в данной главе.
§ 6-7. Расчет модуляторов
Модулятором при амплитудной модуляции служит усили-
тель низкой частоты, выходное напряжение которого исполь-
зуется в качестве модулирующего. Возбуждение модулятора
осуществляется либо непосредственно от микрофона или иного
252
устройства, преобразующего сигнал, подлежащий передаче
в электрические колебания, либо от предварительного линей-
ного усилителя низкой частоты, называемого подмодулятором.
Основными исходными данными для расчета любого усили-
тельного каскада являются: сопротивление нагрузки, мощность,
отдаваемая в нагрузку, коэффициент нелинейных искажений,
полоса частот и допустимая неравномерность частотной
характеристики в этой полосе. Если мощность в нагрузке
весьма мала (менее одной десятой номинальной мощности
используемой лампы), а сопротивление нагрузки весьма велико,
то обычно задается не выходная мощность, а выходное напря-
жение. В этом случае каскад называют усилителем напряже-
ния. Так, каскад, работающий на сеточную цепь лампы при
отсутствии токов сетки, является типичным усилителем напря-
жения. Если же заданная мощность в нагрузке одного порядка
с номинальной мощностью лампы, каскад называют усилите-
лем мощности.
Усилительные каскады различаются по способу включения
нагрузки в анодную цепь лампы. При непосредственном вклю-
чении нагрузки каскад называют реостатным усилителем, при
включении через трансформатор — трансформаторным.
Применение в усилительных каскадах трансформаторов поз-
воляет увеличить коэффициент усиления напряжения на ка-
скад, что существенно для усилителя напряжения, и согласо-
вать нагрузку с внутренним сопротивлением лампы, что дает
возможность хорошо использовать лампу в усилителе мощно-
сти. Однако трансформаторы обладают ограниченной (иногда
недостаточной) полосой пропускания и значительным весом.
Поэтому трансформаторы используются в относительно узко-
полосных модуляторах (телефония, фототелеграф, радиовеща-
ние), а также в случаях, когда вес модулятора не играет суще-
ственной роли. В широкополосных модуляторах (телевидение)
применение трансформаторов недопустимо. Усилители на сопро-
тивлениях обладают меньшим коэффициентом усиления, не-
сколько меньшими габаритами и весом, пропускают весьма
широкую полосу частот.
Лампа в усилительном каскаде включается обычно по схеме
с общим катодом, иногда по схеме с общим анодом («катодный
повторитель»), В выходных каскадах модуляторов желательно
применение левых триодов. В промежуточных каскадах не-
сколько больший коэффициент усиления может быть получен
при использовании пентодов.
Расчет модуляторов представляет собой, по существу, рас-
чет обычных усилителей низкой частоты и поэтому подробно
здесь не рассматривается. Некоторые особенности имеют место
при расчете модулятора для анодно-сеточной модуляции и мо-
дуляции на экранирующую сетку.
253
Исходными данными для расчета такого модулятора
являются: мощность модулятора, которая определяется мощ-
ностью, потребляемой от модулятора анодно-сеточной цепью
модулируемого каскада
где г]тр=0,854-0,95 — к. п. д. модуляционного трансформатора;
амплитуда модулирующего напряжения на выходе UaS и
допустимый коэффициент нелинейных искажений т; полоса
усиливаемых частот Qn-^-QB; допустимая неравномерность ча-
стотной характеристики
Ми=
Ко!
Кн I
и Мв
Ко_|
Кв I
где Лн, Ко и Лв — коэффициенты усиления соответственно на
Рис. 6-10.
нижней, средней и высшей час-
тотах.
Поскольку мощность модуля-
тора при анодно-сеточной моду-
ляции соизмерима с мощностью
модулируемого каскада
то модулятор представляет собой усилитель мощности звуко-
вой частоты. Для получения высокого к. п. д. при линейном
режиме усиления в таких модуляторах применяется двухтакт-
ное включение ламп (рис. 6-10), каждая из которых работает
с углом отсечки анодного тока ф = 90°. Поэтому выбор ламп
модулятора и расчет граничного режима производится на мощ-
ность
Р' __ Рмод
* МОД------ •
Номинальное анодное напряжение Еа ламп модулятора
должно быть равно напряжению на аноде модулируемого
каскада в режиме несущей частоты ЕаНес- Это позволит иметь
один общий источник питания анодных цепей модулируемого
каскада и модулятора.
В целях уменьшения нелинейных искажений желательно,
чтобы модулятор работал без токов в цепи управляющей сетки.
Расчет граничного режима модулятора производится как
254
обычно (см. § 2-1), только- коэффициент использования анод-
ного напряжения принимается равным:
емод = (0,75-^ 0,85) егр,
что позволяет обеспечить слегка недонапряженный режим
работы модулятора и тем снизить коэффициент нелинейных
искажений.
После расчета граничного (слегка недонапряженного) ре-
жима определяется коэффициент трансформации выходного
трансформатора по анодной цепи модулируемого каскада
п - U^ __
П“ иг 25модЕа
и коэффициент трансформации по цепи той сетки, в которой
осуществляется принудительная сеточная модуляция
п
® 2Емод£а
Трансформатор, как правило, получается понижающий.
Емкости, шунтирующие вторичные обмотки трансформатора,
образуются разделительными (при параллельном питании ге-
нератора) или блокировочными конденсаторами цепей питания.
Величина этих емкостей должна выбираться из условия:
10
где йв—верхняя частота усиливаемой полосы частот; /?н=^на
или Rvg в зависимости от того, в какой цепи рассчитывается
блокировочная емкость.
При этом условии частотная характеристика модулятора
в области высоких частот модуляции определяется только
индуктивностью рассеяния трансформатора, а в области низ-
ких— индуктивностью первичной обмотки, т. е.
Йв
£ > 1
1 ' (*t-, + ^)SH ’ ’
где Ria=2Ri—эквивалентное внутреннее сопротивление лампы
модулятора;
Ra —Rrp —сопротивление анодной нагрузки одной лампы.
Коэффициент рассеяния определяется как отношение:
с = ^Е-.
Li
255
Если найденное значение <т конструктивно выполнимо, то
производится конструктивный расчет трансформатора, в про-
тивном случае необходимо либо увеличить или Л1в (что
ухудшит частотную характеристику), либо пересчитать гра-
ничный режим модулятора при более низком анодном напряже-
нии (уменьшить Ra ), либо, наконец, применить в модуляторе
лампы с меньшим внутренним сопротивлением (уменьшить
Rt3). Коэффициент рассеяния зависит от конструкции транс-
форматора и колеблется в пределах а = 0,003 = 0,01.
Рассмотренный метод расчета модулятора применяется при
анодно-сеточной модуляции и модуляции на экранирующую
сетку. В случае принудительной модуляции на анод и управ-
ляющую сетку, если модулируемый каскад работает с сеточ-
ными токами, расчет производится несколько иначе. Так как
ток в цепи управляющей сетки протекает лишь в положитель-
ные полупериоды (или части полупериода) модулирующего
напряжения, то модулятор оказывается нагруженным при по-
ложительной полуволне модулирующего напряжения и нена-
груженным — при отрицательной. Это приводит к искажению
формы модулирующего напряжения, а следовательно, и к асим-
метрии модуляции, т. е. коэффициент модуляции «вверх» mg
получается меньше коэффициента модуляции «вниз» те. Сте-
пень несимметричности модуляции оценивается величиной:
т' U'q
допустимое значение которой ограничивается величиной
0 = 0,1=0,15.
Величина 0 связана с коэффициентом нелинейных искаже-
ний простым соотношением: р = 4v.
В целях выравнивания сопротивления нагрузки модулятора
за период модулирующего напряжения вторичную обмотку
трансформатора шунтируют сопротивлением
= ^gS мнн₽ (! + “мод) ’
где R&, мин =---—------минимальное сопротивление участка
/go макс сетка—катод модулируемого каскада;
/вомакс — постоянная составляющая сеточного
тока в максимальном режиме;
D
----ш отношение сопротивлений; для триодов
/?«м°д амод=2—3, для тетродов и пентодов
аМод=0,1—0,2.
потребляемая сеточной цепью от модулятора,
“мод
Мощность,
Р = Р
gH g мод
и2
2R ш
256
а коэффициент трансформации по сеточной цепи
Аналогично рассчитывается модулятор и в случае простой
модуляции напряжением смещения.
В остальном расчет модулятора для анодно-сеточной моду-
ляции совпадает с рассмотренным выше.
Модуляторы для сеточной модуляции (модуляция на управ-
ляющую при работе без сеточных токов или защитную сетки),
как правило, являются усилителями напряжения.
Обычно задаются следующие исходные данные для расчета:
амплитуда звукового напряжения на выходе Пвых = , поло-
са усиливаемых частот: QH-^QB и допустимая неравномерность
Рис. 6-12.
Рис. 6-11.
частотной характеристики, определяемая на крайних частотах
коэффициентами
Мн =
где /Сн, Ко и Кв—коэффициенты усиления соответственно на
низшей, средней и высшей частотах.
Уменьшение нелинейных искажений достигается выбором ре-
жима работы лампы модулятора без отсечки анодного тока и
без токов в цепи управляющей сетки. Практическое примене-
ние находят две схемы модуляторов: реостатно-дроссельная
(рис. 6-11) и трансформаторная (рис. 6-12).
Расчет модуляторов, выполняемых по этим схемам, не отли-
чается от расчета соответствующих усилителей низкой частоты.
Однако при расчете таких схем, в частности, при определении
электрических параметров трансформатора и дросселя, необхо-
димо помнить, что параллельно вторичной обмотке трансформа-
тора (обмотке дросселя) подключается несколько большая ем-
кость, чем в обычных усилителях низкой частоты. Эта емкость
является блокировочной по высокой частоте для сетки модули-
руемого каскада.
257
При модуляции на управляющую сетку
Сбл (25 н-50) Свх
и при модуляции на защитную сетку
Сбл ~ (25 -5- 50) СвЫХ,
где СВых—выходная емкость лампы;
Свх— входная емкость лампы модулируемого каскада.
В остальном расчеты модуляторов и подмодуляторов пол-
ностью совпадают с расчетом усилителей низкой частоты.
Глава седьмая
ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
§ 7-1. Общие вопросы расчета частотных модуляторов
Частотная модуляция, как способ управления колебаниями,
находит широкое применение в диапазонных передатчиках мет-
ровых волн (7.~ 1 -г-10 м), где ее преимущества раскрываются
наиболее полно. В диапазонных передатчиках малой и средней
мощности используются, как правило, простые методы частот-
ной модуляции, при которых осуществляется непосредственное
воздействие модулятора на частоту колебаний автогенератора.
Устройства, при помощи которых осуществляется изменение ча-
стоты генерируемых колебаний в соответствии с изменением мо-
дулирующего напряжения, называются частотными модуля-
торами, их расчету и посвящена данная глава.
Основными требованиями, которые должны быть выполнены
при расчете любого частотного модулятора, являются:
1) уменьшение дестабилизирующего влияния модулятора на
частоту генерируемых колебаний;
2) линейность модуляционной характеристики, под которой
понимается зависимость девиации частоты от амплитуды моду-
лирующего напряжения;
3) обеспечение постоянства девиации в заданном диапазоне
частот;
4) обеспечение требуемой девиации частоты в любой точке
заданного диапазона.
Дестабилизирующее влияние частотного модулятора на ча-
стоту генерируемых колебаний проявляется в основном при из-
менении напряжений, питающих частотный модулятор. Деста-
билизация происходит также за счет шунтирующего действия
модуляторов на контур автогенератора. Для уменьшения деста-
билизирующего влияния питающих напряжений необходимо
применять стабилизированные источники питания и прежде всего
для тех цепей, в которые вводится модулирующее напряжение
(в ламповых схемах — цепь управляющей сетки). Шунтирующее
259
действие частотного модулятора на контур автогенератора ос-
лабляется выбором такой схемы частотного модулятора, для ко-
торого можно получить заданную девиацию частоты при воз-
можно меньшем коэффициенте подключения частотного модуля-
тора к контуру автогенератора. Из рассматриваемых ниже схем
наименьшим шунтирующим действием обладает схема на полу-
проводниковых приборах.
Линейность модуляционной характеристики зависит от ре-
жима работы частотного модулятора и является основой для его
расчета.
Постоянство девиации в заданном диапазоне частот обеспе-
чивается выбором реактивности, вносимой частотным модулято-
ром в контур автогенератора. Реактивность должна зависеть от
частоты генерируемых колебаний по заранее определенному
закону.
Поскольку этому требованию ни одна из рассматриваемых
ниже схем не удовлетворяет, в целях выравнивания девиации
частоты применяют специальные схемы коррекции, позволяющие
в той или иной степени уменьшить изменение девиации в задан-
ном диапазоне частот. Следует иметь в виду, что при прочих
равных условиях неравномерность девиации частоты тем больше,
чем больше коэффициент перекрытия диапазона. Кроме того,
неравномерность девиации частоты в одной и той же схеме ча-
стотного модулятора зависит от способа настройки контура авто-
генератора.
Получение девиации частоты в любой точке диапазона, не
менее требуемой, достигается расчетом частотного модулятора
на некоторой частоте со', на которой девиация имеет минималь-
ное значение. Наибольшая девиация частоты может быть полу-
чена при использовании реактивных ламп, а наименьшая — при
применении частотного модулятора на реактивных переключа-
телях.
В силу этого обстоятельства модуляторы на реактивных
переключателях применяются лишь в схемах частотного теле-
графирования, а для целей радиотелефонии практически не ис-
пользуются.
Таким образом, расчет частотного модулятора сводится к вы-
бору схемы модулятора, расчету его режима, обеспечивающего
линейность модуляционной характеристики, и расчету цепей
коррекции девиации частоты в заданном диапазоне.
Следует отметить, что применением частотных модуляторов
для целей радиотелефонии не исчерпывается их назначение.
Рассматриваемые схемы частотных модуляторов широко ис-
пользуются в качестве управляющих элементов в системах фазо-
вой и частотной автоподстройки, служат для создания специаль-
ных генераторов качающейся частоты и пр.
260
§ 7-2. Расчет реактивной лампы
На рис. 7-1 представлена обобщенная схема реактивной
лампы. * Проводимость такой схемы току высокой частоты
определяется известным соотношением:
У = -Н = + = s D
и Т J т 1
и m и tn
Здесь под kR понимается комплексный коэффициент обратной
связи, создаваемой при помощи делителя Zi4-z2, т. е.
К = = TVT" = = k* <cos + isin ?д)’
V tn zi + z2
где (рд — фаза коэффициента обратной связи, определяемая пара-
метрами Z\ и г2. Если одно из сопротивлений делителя (zt или
z2) чисто активное, а другое
чисто реактивное, то
<РД =± arctg-^-.
z2
Таким образом,проводимость
реактивной лампы в точках ее
подключения к контуру автоге-
нератора в общем случае содер-
жит активную и реактивную со-
ставляющие:
У = g + jb = Scp (Vcos<p„ + D) +
+ jkAScp sin <рд.
Эквивалентную проводимость контура автогенератора с уче-
том проводимости подключаемой реактивной лампы можно вы-
разить следующим образом:
Уэ = + SCP (&д cos <?д + D) + / /-А- + ScpkR sin , (7-1)
Р Кэ0 \ р Кэо /
л л 2 Доз „
где 6 = Q —-----относительная расстройка контура автогенера-
тора, вызванная подключением реактивной
лампы;
T?s0 = Qp—эквивалентное сопротивление контура автоге-
У нератора;
р = —-----коэффициент подключения реактивной лампы
к контуру.
* Под реактивной лампой будем понимать ламповую схему частотного мо-
дулятора, подключаемую к контуру автогенератора участком анод — катод.
261
Приравнивая реактивную составляющую эквивалентной про-
водимости нулю:
—+ Хср^д sin срд = О,
Р ^эо
и подставляя значение б, найдем абсолютное изменение частоты
автогенератора
Дсо = — — P2“^3oSCp^sinyfl =--1_ р2 S k sin <р (7-2)
2 Q 2 р д д
Выражение (7-2) определяет статическое отклонение частоты
автогенератора, вызванное подключением реактивной лампы.
При подаче модулирующего напряжения на один из электродов
модуляторной лампы, например на управляющую сетку, будет
изменяться средняя крутизна реактивной лампы, что приведет
в итоге к изменению Ды по закону модулирующего напряжения,
т. е. к частотной модуляции.
Если под Дсо понимать динамическое отклонение частоты
автогенератора, вызванное изменением средней крутизны под
действием модулирующего напряжения на величину ±Д5ср, то
соотношение
= ± Y Р2“Рд£Ср£д sin <рд (7-3)
определяет собой девиацию частоты, обеспечиваемую реактивной
лампой.
Из (7-1) следует, что реактивная лампа, помимо реактивной
составляющей проводимости, вносит в контур автогенератора
еще и активную составляющую
S = scp (£д cos <?д + D),
которая тем больше, чем больше проницаемость лампы и чем
больше фаза коэффициента обратной связи <рд отличается отл/2.
При осуществлении частотной модуляции, активная составля-
ющая проводимости реактивной лампы будет изменяться по за-
кону модулирующего напряжения (в силу изменения Sep), что
вызовет паразитную амплитудную модуляцию. Для уменьшения
паразитной амплитудной модуляции необходимо выбирать моду-
ляторные лампы с малой проницаемостью D (пентоды) и стре-
миться к тому, чтобы фаза коэффициента обратной связи была
близка к л/2. Поскольку
<р„ = + arc tg —,
то последнее требование тем легче выполнить, чем лучше обеспе-
чивается неравенство
Д » z2. (7-4)
262
Поскольку паразитная амплитудная модуляция накладывает
определенные ограничения на выбор элементов делителя, най-
дем выражение для коэффициента паразитной AM. Из (7-1)
имеем:
т _ I I = Р2Кэо I Д$Ср I (^д cos Уд + D)
ёэ. нес 1 + p27?s0Scp нес (йд cos уд + D)
или, пренебрегая вторым слагаемым знаменателя по сравнению
с единицей, получим:
та = Р2Кэ01ASCP | (йд cos <?д + D).
Разрешая (7-3) относительно AScp и подставляя его в полу-
ченное равенство, будем иметь:
т p2R30 (kR cos у>д + D) 2Дш 2Д<д
а р2ш?кл sin уд “
Принимая во внимание, что при выполнении неравенства
(7-4)
ctg <рд = -g- k„
получим:
— Qk
СО А
Отсюда следует, что для уменьшения паразитной амплитуд-
ной модуляции при заданной девиации частоты и добротности
контура автогенератора необходимо уменьшать модуль коэф-
фициента обратной связи kK.
Максимальное значение kn должно удовлетворять следую-
щему неравенству:
, ШдЫ
'Л. макс •
(7-5)
Обычно считается допустимым коэффициент паразитной ам-
плитудной модуляции порядка 1—4%, т. е. гпа=0,01 -*-0,04.
Если предположить, что неравенство (7-4) выполняется, то
выражение (7-3) может быть представлено в следующем виде:
Дсо = ± р>Л5ср/гд. (7-6)
Постоянство девиации частоты во всем диапазоне передат-
чика в рассматриваемой схеме зависит от способа настройки
контура, автогенератора и вида схемы делителя обратной связи.
На рис. 7-2 представлены четыре основных типа делителей, ис-
пользуемых в реактивных лампах. При выполнении условия
263
(7-4) модули коэффициентов деления для указанных схем будут
определяться следующими соотношениями:
kR0 = <для схемы
соСК
D
£д0 =---- (для схемы II);
<1)А
£д0 = (для схемы III);
/гд0 = RmC (для схемы IV).
(7-7)
При настройке контура автогенератора конденсатором пере-
менной емкости его волновое сопротивление изменяется пропор-
ционально частоте
Рис.
7-2.
Р =
Подставляя это выражение
в (7-6) и учитывая (7-7), полу-
чаем зависимость девиации от
частоты:
Дю = Лю (для схем делителей I
и II);
Дю = А ю3 (для схем делителей
III и IV),
где А — обозначение всех вели-
чин, не зависящих от частоты.
В случае настройки контура
автогенератора вариометром его
волновое сопротивление изме-
няется обратно пропорционально
частоте
1
Р =~г
и зависимость девиации от частоты будет выражаться следую-
щим образом:
д
Дю = — (для схем делителей I и II);
Дю = Лю (для схем делителей III и IV).
Таким образом, ни одна из рассмотренных схем, при любом
способе настройки автогенератора, не обеспечивает постоянства
девиации частоты в диапазонных передатчиках. В целях вырав-
нивания девиации частоты по диапазону, в случае настройки
автогенератора изменением емкости контура, используются спе-
циальные корректирующие элементы, включаемые в цепь дели-
телей, выполненных по схеме I и II (рис. 7-2). Такими коррек-
тирующими элементами являются дроссель L, подключаемый
264
параллельно емкости делителя С в схеме I, и емкость С, вклю-
чаемая последовательно с индуктивностью делителя £ в схеме II.
Модуль коэффициента обратной связи для этих типов дели-
телей приобретает следующий вид:
= (7'8>
Il ,J’° I
\ “2 /
а зависимость девиации от частоты
, Аы Ат3 _
Лш = --------ГГ = ------г ’ (7‘9)
/ <о2 \ “ — “о
1-----1"
где £до — модуль коэффициента обратной связи, опре-
деляемый равенствами (7-7);
а>0 = —--------собственная частота контура, образованного
v LC элементами делителя и 'коррекции.
Зависимость Ди от частоты имеет наименьшее отклонение от
некоторого постоянного значения в диапазоне имин—имакс при
условии аппроксимации по Чебышеву, когда отклонения на
краях диапазона оказываются одинаковыми. Приравнивая зна-
чения девиации частоты на краях диапазона, получим:
О)3 о?
мин макс
2 2~ ' 2 2 *
О) --- Шл (В ---- С0Л
мин 0 макс О
Отсюда найдем выражение, связывающее ы0 с заданным диа-
пазоном частоты:
ш = ----Д^кс-------. (7-10)
На рис. 7-3 приведены кривые зависимости девиации от
частоты без коррекции (кривая /) и при наличии цепи коррек-
ции (кривая 2).
Из графика (2) видно, что зависимость Дсо = <р(со) имеет ми-
нимальное значение при некоторой частоте со', лежащей внутри
заданного диапазона частот. Для нахождения этой частоты
возьмем производную от (7-9) по частоте и приравняем ее нулю:
d(Ao>) = 3“2 (“2 — “о) ~ = 0
dw (ш2— Ид)2
ИЛИ
«/= |/з ю0. (7-11)
265
Таким образом, применение коррекции в схемах делителей
I и II позволяет в значительной степени выравнять девиацию
в заданном диапазоне частот, в случае, если контур автогенера-
тора перестраивается изменением емкости. Для делителей III и
IV типа простых способов коррекции не имеется и поэтому они
на практике не находят приме-
нения.
Несколько иначе обстоит
дело с обеспечением постоянства
девиации в случае (редко встре-
чающемся на практике) на-
стройки контура автогенератора
изменением индуктивности. Здесь
не удается найти простых мето-
дов коррекции, аналогичных
рассмотренным выше, ни для
одной из схем делителей, изо-
браженных на рис. 7-2. Поэтому
для выравнивания девиации ча-
стоты применяется двухтактное
включение реактивных ламп,
одна из которых имеет делитель
Рис 7'^- I или II типа, а другая III или
IV (рис. 7-4).
При этом изменение девиации с частотой будет определяться
равенством:
дш = А
CD
266
Двухтактное включение реактивных ламп позволяет не
только уменьшить изменение девиации в заданном диапазоне
частот, но и в значительной степени ослабляет влияние изме-
нения напряжения источников питания реактивных ламп на
стабильность частоты автогенератора.
Линейность модуляционной характеристики достигается за
счет обеспечения линейной зависимости &SCp=f (Ue). Измене-
ние средней крутизны реактивной лампы в процессе модуляции
может происходить как путем изменения угла отсечки анодного
тока, так и изменением статической крутизны анодного тока
лампы. Если напряжение возбуждения реактивной лампы до-
статочно велико, так что
Е mg > EgB Eg зап,
где Eg3an—реальное напряжение запирания лампы по управля-
ющей сетке, то реактивная лампа ставится в режим работы
с углом отсечки анодного тока и изменение средней крутизны
будет определяться изменением коэффициента приведения внут-
реннего сопротивления лампы, так как
В случае малых значений амплитуды возбуждающего напря-
жения
Е'mg < EgB Eg зап,
работа реактивной лампы будет происходить без отсечки анод-
ного тока, и изменение средней крутизны должно обеспечи-
ваться изменением статической крутизны лампы, т. е. AScp = AS.
Поскольку каждый из указанных случаев имеет свои особен-
ности расчета, то рассмотрим их в отдельности.
Расчет реактивной лампы при больших амплитудах возбуж-
дающего напряжения. Этот случай встречается на практике наи-
более часто, особенно при больших значениях требуемой девиа-
ции частоты.
Ввиду того, что приращение средней крутизны пропорцио-
нально приращению первой гармоники анодного тока
,__ ^Iqi _ _ Д/qi
Р бmg к Р^дР/к
и модулирующее напряжение, как правило, подается на управ-
ляющую сетку, то для обеспечения линейной зависимости
Д5Ср=/(б/о) реактивная лампа должна работать в режиме, ана-
логичном режиму работы генератора при сеточной модуляции
смещением.
267
Введем понятие коэффициента модуляции
ср. нес
где SCp. нес — средняя крутизна анодного тока в режиме молча-
ния;
Д5ср— приращение средней крутизны в процессе моду-
ляции.
Выразим Д5ср через т/ и SCP. макс, т. е. через крутизну в верх-
ней точке модуляционной характеристики, в которой обеспечи-
вается требуемая величина девиации частоты:
т AScp _________ AScp
fTLf — --------------------------,
ср. нес ^ср. макс ^ср
отсюда
AS = . s = —~S ,
₽ l + mf “f макс
где
П = J -
1 -v"lf
Подставляя значение Д5ср в (7-6), получим:
Дш = + — p2pU)Swfeg (7-12)
2 ai макс
Равенство (7-12) связывает значение требуемой (расчетной)
девиации частоты с параметрами модуляции а; макс и и в верх-
ней точке модуляционной характеристики Scp=f(6's).
Расчет реактивной лампы предусматривает определение
постоянных и переменных напряжений, которые необходимо по-
дать на электроды лампы, и коэффициента включения реактив-
ной лампы к контуру автогенератора таким образом, чтобы обе-
спечивалась заданная девиация частоты. Расчет лампы преду-
сматривает также определение параметров всех элементов
схемы.
Исходными данными для расчета являются: диапазон частот
передатчика соМИн—имакс; требуемая девиация частот Дсо; до-
пустимый коэффициент паразитной амплитудной модуляции та.
Кроме того, из предшествующего расчета автогенератора
должны быть известны: амплитуда напряжения на контуре ав-
тогенератора
где Um — амплитуда напряжения на аноде автогенератора;
Pi — коэффициент включения контура в анодную цепь
лампы автогенератора; добротность контура Q и его
параметры £к, Ск и р.
Расчет реактивной лампы производится в следующем порядке.
268
Исходя из способа настройки контура автогенератора и про-
стоты схемы реактивной лампы, выбирается тип делителя об-
ратной связи. Предпочтение следует отдать I типу (рис. 7-2),
в котором в качестве емкости делителя может быть использо-
вана входная емкость лампы.
По формуле (7-11) рассчитывается собственная частота цепи
коррекции соо, а затем, воспользовавшись равенством (7-12),
определяется частота о/, на которой должно быть обеспечено
заданное значение девиации частоты, с тем чтобы на всех дру-
гих частотах диапазона девиация была бы не меньше заданной.
Весь дальнейший расчет производится на частоте и'.
Расчет режима реактивной лампы производится по верхней
точке модуляционной характеристики. При этом лампа работает
с углом отсечки анодного тока фмакс и коэффициентом модуляции
mf или, что то же самое, коэффициентом п=у~—• Этими пара-
метрами следует задаться. Так как режим работы реактивной
лампы аналогичен режиму генератора при сеточной модуляции
напряжением смещения, то для неискаженной модуляции сле-
дует брать фмакс — 100-110°, т/=0,7-0,8, «=0,41-^0,45.
Определяется допустимый, с точки зрения паразитной ампли-
тудной модуляции, коэффициент обратной связи
fa
д 2Ao>Q
Выбор лампы модулятора производится первоначально по
минимально допустимой величине статической крутизны 5МиН,
определяемой из условия получения заданной девиации частоты,
и в дальнейшем уточняется по необходимому импульсу анодного
тока /тмакс. Минимальное значение крутизны анодного тока
лампы можно найти, решив уравнение (7-12) относительно S и
приняв р= 1:
С 2Д<ой£ макс
°мнн . >
ш рКдП
где ос; макс — коэффициент приведения внутреннего сопротивле-
ния лампы, соответствующий углу отсечки фмакс-
Лампа модулятора должна иметь крутизну больше 5МИн-
Для вывода расчетной
мую величину импульса
(7-12) относительно р2:
р2 =
формулы, определяющей необходи-
анодного тока, разрешим равенство
2Д<аа/ макс
рш'5ЙдП
В то же время справедливо следующее соотношение:
= 77- /тмак-------------------------= pkdJK
6 S (1 — COS ^Макс)
(7-13)
269
пли
р =--------. (7-14)
^KS (1 COS фмакс)
Приравнивая значения р, найденные из равенств (7-13) и
(7-14), получим выражение, определяющее величину импульса
анодного тока:
I = (J (1 — cos 0 11/ — . ^Д5а‘макс
'/«макс тмакс/ I/
Во избежание нелинейных искажений за счет сеточных то-
ков, найденное значение импульса должно обеспечиваться лам-
пой при UgMaKC<0. Если это условие выполняется, то лампа
выбрана правильно, в противном случае следует либо выбрать
более мощную лампу, либо мириться с увеличением нелинейных
искажений.
После того как импульс анодного тока определен, по семей-
ству статических характеристик лампы модулятора /„ = /(«„)
определяются остаточные и постоянные напряжения на элек-
тродах «гмакс, «амин, Egz и Eg3, при которых обеспечивается
найденное выше значение /тмакС. При этом режим лампы дол-
жен быть граничный или слегка недонапряженный.
Амплитуда напряжения возбуждения рассчитывается по фор-
муле:
у ____ I тмакс
S (1 —COS фмакс)
Затем находится напряжение смещения в верхней точке мо-
дуляционной характеристики
EgwaKc ^£макс Еmg‘
Производится проверка возможности обеспечения режима
работы лампы с отсечкой анодного тока. Если
II -> ЕВВ £g3an _ р ___________ р 17 .
, ^дмакс с£зап, V
1 -j- сиъ умакс
то режим работы с отсечкой возможен, в противном случае не-
обходимо пересчитать режим лампы для работы без отсечки
анодного тока (см. ниже).
Далее определяется амплитуда колебательного напряжения
на аноде реактивной лампы Um = UmR!kR,коэффициент подклю-
чения реактивной лампы к контуру автогенератора р = U,nJUK
и постоянное напряжение на аноде Еа = ыомин ф- U,n.
Для нахождения напряжения смещения в режиме молчания
(режим несущей частоты) и амплитуды модулирующего напря-
жения необходимо знать угол отсечки анодного тока в режиме
270
несущей частоты фнес- Величина фнес определяется осгнее, ко-
торый связан с аг макс известным соотношением:
(1 п)
Напряжение смещения в режиме молчания
^g«ec ^gB mg COS Фнес = ^ймакс mg (COS фце,. COS фыакс),
а амплитуда модулирующего напряжения
U = Е _____________р
2 g-макс gnec
Расчет делителя обратной связи производится из условия
получения необходимой величины kR и фД= ±л/2.
Величина сопротивления zx должна удовлетворять двум тре-
бованиям: быть больше сопротивления контура автогенератора
в точках подключения реактивной лампы и меньше паразитного
емкостного сопротивления участка анод—
сетка, с тем, чтобы характер сопротив-
ления определялся не паразитным емкост-
ным сопротивлением, а сопротивлением Z\.
Математически это выражается следующим
неравенством:
---> ?!» p2Qp,
^макс^о
Рис. 7-5.
где Со — паразитная емкость участка сетка — анод реактивной
лампы.
Затем находится z2. Причем для обеспечения неемкостного
характера, оно должно удовлетворять условию:
.
0)макс'-' вх
Зная z{ и z2, рассчитываются параметры элементов делителя
обратной связи и цепи коррекции по формулам:
С = ’ L = >
(“2— “о)г2 “0<?
где L — индуктивность корректирующего дросселя, включаемая
параллельно емкости делителя С (рис. 7-5, а), или
j _ ш Q
(“2 —“о)
где С — корректирующая емкость, включаемая последовательно
с индуктивностью делителя L (рис. 7-5, б).
271
В заключение производится расчет кривой изменения девиа-
ции частоты в диапазоне по формуле:
__ 1 р2£к$п&дош2х2
2 “(макс (*2 1)
где kK0 — коэффициент обратной связи без учета коррекции,
определяемой равенствами (7-7);
LK — индуктивность контура автогенератора;
СО
1В0
х=
отношение текущего значения частоты к собствен-
ной частоте цепи коррекции.
Расчет реактивной лампы при настройке контура автогене-
ратора изменением индуктивности производится аналогично рас-
смотренному, за небольшим исключением. Поскольку при на-
стройке индуктивностью коррекция девиации в диапазоне не
применяется, вычисление частот соо и о/ не производится, а весь
расчет осуществляется на частоте сомин. По этой же причине уп-
рощается расчет параметров элементов делителя:
С =----!-- и L = ^-.
Zx (В
мин 1 (2) МИН
При двухтактном включении ламп модулятора расчетная ве-
личина девиации берется для каждой лампы вдвое меньше тре-
буемой.
Расчет реактивной лампы при малых амплитудах возбуж-
дающего напряжения. Если условие (7-15) не выполняется, то
это свидетельствует о том, что работа реактивной лампы с уг-
лом отсечки невозможна из-за малой величины амплитуды воз-
буждающего напряжения. В таких случаях рассчитывается ре-
жим работы без отсечки анодного тока.
В основу расчета положено графическое представление за-
висимости крутизны анодного тока лампы от напряжения на
управляющей сетке S = g(Hg) (рис. 7-6).
Исходные данные для расчета остаются те же, что и при ра-
боте с углом отсечки. Расчет рекомендуется производить в сле-
дующей последовательности. Как и в предыдущем случае, про-
изводится выбор схемы делителя обратной связи и определение
частот соо (7-11) и со' (7-12), а также рассчитывается допусти-
мое значение йд.
Лампа модулятора выбирается из числа маломощных ламп
с возможно большей крутизной. Чаще всего модуляторная лампа
берется однотипной с лампой автогенератора.
После выбора лампы строится зависимость 5 = g(tzg) (или
используется приводимая в некоторых справочниках) при опре-
деленных значениях постоянных напряжений на аноде, экра-
нирующей и защитной сетках. Находятся границы линейного
272
участка зависимости S = B(wg) и в его середине выбирается
рабочая точка (рис. 7-6). Выбором рабочей точки опреде-
ляются все постоянные напряжения, которые необходимо по-
дать на электроды лампы: Еа\ Eg2', Eg3 и EgaeC.
Для вывода расчетной формулы, определяющей величину
амплитуды модулирующего напряжения Us, будем считать за-
висимость крутизны от напряжения на управляющей сетке ли-
нейной. Тогда приращение
крутизны в процессе моду-
ляции
AS = S'Us ,
где
\ug
и находится из графика за-
висимости S=g(«g). Выра-
жение, определяющее де-
виацию частоты, запишется
в следующем виде:
Дю = + р2ршД£/ед =
= (7-16)
Для получения неиска-
женной модуляции ампли-
туда модулирующего напря-
жения должна удовлетво-
S ie
(ма/6) (ма)
рять условию:
Г0 + Г.е<£„,кс-В„с = А£в, (7-17)
где Afg — половина линейного участка характеристики
S = £(Ug) (см. рис. 7-6).
В то же время
U mg = = UKpkB.
Подставляя значение Umg в (7-17) и разрешая неравенство
относительно р, получим:
Выражение к виду: < ^g-Us UKkR для девиации частоты (7-16) преобразуется 1 (\E—Uny Д<о = + — 5-Л —CLS'p»' - 2 С/2ЛД
Ю Заказ № 2162
273
Оптимальное значение Us, при котором девиация частоты
максимальна, равно:
г г _______£gnaKc £§нес
2 з
(7-18)
Эта формула является расчетной для определения амплитуды
модулирующего напряжения. Зная Ua , находится коэффициент
подключения реактивной лампы к контуру автогенератора,
для чего равенство (7-16) разрешается относительно р:
F piu'S
Затем рассчитываются амплитуды колебательного напря-
жения на аноде Um = UKp и напряжения возбуждения Umg =
kpUm-
После этого необходимо произвести проверку выполнения
условия (7-17). Если это условие не выполняется, то либо не-
обходимо мириться с увеличением нелинейных искажений
(если это увеличение невелико), либо выбрать другую лампу
с большим линейным участком зависимости S == g(«g).
Расчет делителя обратной связи осуществляется в том же
порядке, как и в первом случае.
Зависимость девиации от частоты может быть рассчитана
по формуле:
= _Lр2£ S'UJt п-2*2- ,
2 р к s «°(x2— 1)
где LK — индуктивность контура автогенератора;
кдо — коэффициент обратной связи без учета коррекции,
определяемый равенствами (7-7);
х = —---отношение текущего значения частоты к собст-
0 венной частоте корректирующего контура.
На рис. 7-7 представлена схема реактивной лампы, в ко-
торой выравнивание девиации частоты в диапазоне обеспечи-
вается за счет включения последовательно с реактивной лам-
пой некоторой емкости Са. Степень постоянства девиации в та-
кой схеме и зависимость Ди от частоты практически совпадают
с рассмотренной выше. Расчет данной схемы реактивной лампы
производится в том же порядке и по тем же расчетным фор-
мулам, что и ранее, за исключением расчета цепи коррекции.
Производя выкладки, аналогичные приведенным выше,
можно показать, что собственная частота цепи коррекции
2 s
~
“(макс^ССо
для схемы с делителем первого типа (рис. 7-2) и
а1ыакс^б*д
274
для схемы с делителем второго типа (где R, L и С — пара-
метры соответствующих делителей обратной связи), выра-
жается через коэффициент перекрытия диапазона kf следую-
щим образом:
% — шмакс Z—---------•
0 макс г kjVkf-\
При этом частота, на которой девиация имеет минимум,
будет о/ — ]/5ю0.
Корректирующая емкость Са находится после определения
параметров делителя обратной связи. Для этого, задавшись
величиной Z\ из условия
емкость участка сетка — анод, опреде-
где Со — паразитная
ляется г2 = z^
С (или R и £). После этого на-
ходится величина емкости Са по
формуле:
С = S
“iMaKc“0/?C
для случая делителя R—С и
о _ SR
2т
“iMaKc“oL
для случая делителя R—L.
R и
и рассчитываются параметры делителя
Расчет зависимости девиации от частоты может быть про-
изведен по формуле:
2 “fMaKC (х2 — I)2
где йдо — коэффициент обратной связи, определимый ра-
венствами (7-7);
х=со/соо — отношение текущего значения частоты к собст-
венной частоте цепи коррекции.
§ 7-3. Расчет частотного модулятора на полупроводниковом
приборе
В качестве частотных модуляторов могут использоваться
полупроводниковые приборы (диоды и триоды), у которых
емкость запорного слоя зависит от величины запирающего на-
пряжения. Метод расчета таких частотных модуляторов осно-
ван на использовании графика зависимости изменения емкости
10* 275
запорного слоя полупроводникового прибора от величины за-
пирающего напряжения C—ty(E).
Если полупроводниковый прибор, находящийся в запертом
состоянии, подключить параллельно контуру автогенератора,
то его эквивалентная проводимость
Уз “ (-----1---“Ь / (------Ь >
\Kfo6p P2Rj \P2Rao /
я, * хл 2Дсз о
где б = + Q---- —относительная расстройка контура, вы-
“ званная подключением емкости полупро-
водникового прибора;
р — коэффициент подключения модулятора
к контуру автогенератора.
Подставляя в полученное равенство значение б и прирав-
нивая реактивную составляющую нулю, получим выражение,
определяющее изменение частоты автогенератора за счет под-
ключения емкости запорного слоя Со:
дш = + 2_ Р2 = ± 2. р2рш2Со.
При изменении потенциала запирания полупроводникового
прибора за счет подачи модулирующего напряжения, емкость
запорного слоя будет изменяться, приводя к изменению ча-
стоты генерируемых колебаний по закону модулирующего на-
пряжения, т. е. к частотной модуляции. При изменении емко-
сти на величину АС изменение частоты или девиация частоты
Ди = + 2- р2рш2ДС.
Если контур автогенератора настраивается изменением ем-
кости, то
Р = ш£к;
Д<о = ± 2-p2w3£KAC, (7-19)
а при настройке индуктивностью
1
р = ~7г-;
шСк
дш = ±2_22£. (7.20)
2 Ск
Из полученных равенств следует, что при любом способе
настройки автогенератора девиация не остается постоянной
при изменении частоты генерируемых колебаний
276
Для выравнивания девиации частоты по диапазону приме-
ним частотно-зависимый коэффициент подключения р модуля-
тора к контуру автогенератора, который должен уменьшаться
с ростом частоты. С этой целью, подключение модулятора
к контуру осуществляется через емкостный делитель, выпол-
ненный в виде последовательно соединенных емкости С\ (лу)
(рис. 7-8) и параллельного колебательного контура £о, С0(х2),
настроенного на частоту соо<сомин так, что его реактивное со-
противление во всем заданном диапазоне частот имеет емкост-
ный характер. Коэффициент подключения частотного моду-
лятора
Рис. 7-8.
или, учитывая, что
1 1
х> =-----; —
1 /шСц
где Со — емкость
точке, получим
полупроводникового прибора в рабочей
(7-21)
Подставляя (7-21) в (7-19), находим зависимость девиа-
ции от частоты с учетом коррекции:
Да> = + —- £КДС
— 2
0)3
/ 2 \ ~12
1Л 1~
Q \ О)2 / J
277
На некоторой частоте ®=с/ девиация имеет минимум Для
определения этой частоты возьмем от полученного равенства
производную и приравняем ее нулю:
d<»
d(Ao>)
Отсюда для случая настройки контура автогенератора измене-
нием емкости
о, = о/ = Шо ] /---. (7-22)
°V 3(Cl+c0) v ’
Подставляя (7-21) в (7-20) и производя аналогичные опе-
рации, получим для случая настройки контура автогенератора
изменением индуктивности
(7-23)
Наименьшее отклонение девиации частоты в заданном диа-
пазоне частот от некоторого среднего значения при принятом
способе выравнивания будет иметь место в случае равенства
девиации частоты на краях диапазона. Это обстоятельство
позволяет после выбора режима (после определения вели-
чины АС) определить необходимые величины коэффициентов
на краях диапазона. Для этого разрешим уравнение (7-19)
относительно р. С целью сокращения записи введем следую-
щие обозначения: (0мин = йИ, ^Омакс= (02*
Тогда необходимый коэффициент включения модулятора на
низшей частоте при настройке контура емкостью
2Дш
Р1 Зг
u)j£KAC
(7-24)
а на максимальной частоте диапазона
_ п Г 2/
(7-25)
где kf — коэффициент перекрытия диапазона по частоте
Подставляя в (7-21) величины коэффициентов подключения
на краях диапазона, найденные из (7-24) и (7-25), получим
систему двух уравнений:
Pi =
278
1
Р2 =--------------г
С I 2
1 \ “2.
решая которую найдем выражения, определяющие неизвест-
ные С| И <!>(/
,0 = Ш2 / -------₽!=£*------- ;
V k2fpl(l-p2)-p2(l-pl)
Р1С0 [j
! — Pi
(7-26)
(7-27)
Степень выравнивания девиации частоты при данном спо-
собе коррекции зависит от коэффициента перекрытия диапа-
зона и способа настройки г
контура автогенератора. На |
рис. 7-9 представлены зависи- щ
мости отношения максималь-
ной девиации частоты к ми- //
НИМаЛЬНОЙ у = Дймакс/АсоМИН
от коэффициента перекрытия
при настройке контура авто- z
генератора изменением емко-
сти (кривая 1) и индуктивно- дуц
сти (кривая 2).
Исходными данными для 0,5
расчета частотного модулято-
ра на полупроводниковом при-
боре являются девиация ча-
стоты Ди и диапазон частот о f,z to ю 1,8 2,0
Mi — М2. Кроме того, из пред- Рис. 7-9.
шествующего расчета автоге-
нератора должны быть известны амплитуда колебательного
напряжения на контуре UK и параметры контура £к и Ск-
Расчет частотного модулятора рекомендуется производить,
придерживаясь такой последовательности.
Сначала производится расчет режима полупроводникового
прибора, т. е. определяются постоянные и переменные напря-
жения Um и UQ, приложенные к полупроводниковому прибору.
Свойства прибора графически представлены зависимостью ем-
кости запорного слоя от потенциала запирания С=-ф(£) (рис.
7-10). Выбираемый для частотного модулятора полупроводни-
ковый диод или триод (в диодном включении) должен обла-
дать возможно большим линейным участком (при некоторой
идеализации) зависимости С=ф(£). Рабочая точка, определяю-
щая положение системы в режиме молчания, выбирается
279
в середине линейного участка, после чего находятся величины
Со» Снес и АС = Смакс Снес (см. рис. 7-10).
Для нахождения амплитуды модулирующего напряжения
поступим аналогично тому, как это было сделано в расчете
реактивной лампы при малых Umg. Для вывода расчетной фор-
мулы, определяющей UB, введем понятие крутизны емкости по-
лупроводникового прибора. Под крутизной будем понимать от-
ношение емкости АС к приращению запирающего напряжения,
т. е.
S = ~.
&Е
Очевидно, что изменение емкости в процессе модуляции оп-
ределяется выражением:
АС = SUB,
а девиация частоты выражением:
±±PWLKSUs.
В то же время, для уменьшения нелинейных искажений
сумма переменных напряжений, приложенных к полупроводни-
ковому прибору, не должна превосходить АС, т. е.
или
ДЕ — Us
280
Подставим значение р в выражение для девиации частоты:
Максимальное значение девиации частоты имеет место при
некотором определенном значении Us, которое найдем, прирав-
няв нулю производную:
= А [(ЛЕ - </0)" - 2U„ (АЕ - )] = 0.
Отсюда
(/2
ЬЕ
3
После определения Us вычисляется величина
и допустимый коэффициент подключения модулятора к контуру
автогенератора
В целях обеспечения заданной девиации частоты в любой
точке диапазона, вычисляется расчетное значение девиации
Дсо = уДсозалан,
где у — значение ординаты, соответствующей заданному коэф-
фициенту перекрытия и определяемой по графику рис. 7-9.
По формуле (7-24) находится необходимый коэффициент
подключения модулятора на минимальной частоте диапазона
о>1 при настройке контура автогенератора переменной емкостью.
В случае настройки контура переменной индуктивностью, ко-
эффициент определяется по формуле:
ч /~2ДшСк
Pi = 1 / —-
f (Dj/iC
Если полученное значение ptрдоп, то заданная девиация
частоты при выбранном значении Us и ДЕ обеспечивается. В
противном случае необходимо либо увеличить протяженность
линейного участка (если это можно сделать без заметного уве-
личения нелинейных искажений), либо выбрать другой полу-
проводниковый прибор с большим линейным участком или боль-
шей крутизной S. После выполнения этого условия опреде-
ляется необходимый коэффициент включения модулятора на
281
максимальной частоте диапазона по формуле (7-25) в случае
настройки автогенератора изменением емкости. При настройке
переменной индуктивностью коэффициент вычисляется по фор-
муле:
л __ Pi
Рг —, г—’
V kf
Затем по (7-26) рассчитывается собственная частота коррек-
тирующего контура о)О, и по формуле (7-27) определяется ем-
кость делителя Зная соо, легко найти индуктивность коррек-
тирующего контура:
L = 1
Шо'-‘О
где Со — емкость полупроводникового прибора в рабочей
точке.
Частота, на которой девиация минимальная, рассчитывается
по формуле (7-22) при настройке контура автогенератора ем-
костью и по (7-23) при настройке индуктивностью.
В заключение производится расчет девиации в диапазоне
частот (в том числе на частоте со'). В случае настройки контура
емкостью
>3
Ди = — £КДС
2 к
£о со'"о
С! )
2
а индуктивностью
< 1 дс
До) = — . —
2 Ск
\ 2 Я 2
Со 1 L0(o0
Ct / Ci»2.
Величина разделительной емкости Ср должна удовлетворять
условию:
Ср^(10-^20)Со,
а индуктивность высококачественного дросселя
L > 1
^ДР г> ’
^г^мобр
где /?гобр — внутреннее сопротивление запертого полупроводни-
кового прибора.
§ 7-4. Расчет частотного модулятора с переменной входной
емкостью
Управляющее действие на частоту генерируемых колебаний
в рассматриваемой схеме модулятора (рис. 7-11) основано на
использовании зависимости входной емкости усилительного кас-
282
када от изменения напряжения на управляющей сетке. Входная
проводимость лампы усилительного каскада, нагруженного со-
противлением zH = Rg + jXg, определяется известным выраже-
нием:
величины оСр, которая, в свою
Рис. 7-11.
_1_ „2 ^Cqg&ScpR^
2 Р С.,
Увх — ёвх + /^вх = /ш {Cgk + [1 + Scp (R3 jX3)]J.
Отсюда
§вх ~ шСад5срХэ,
^вх = ш l^gk + Gag U + Scp^s)]-
Реактивная составляющая входной проводимости, имеющая
емкостный характер, зависит от
очередь, определяется потен-
циалом, управляющей сетки.
Изменение средней крутизны
на величину AScp приведет
к изменению входной ем-
кости:
= Cag^ScpRs;
которая, будучи подключен-
ной к контуру автогенератора
с некоторым коэффициентом
включения р, вызовет измене-
ние частоты генерируемых ко-
лебаний
= + J- р2 Ч^Свх =
- 2 и Ск
где Ск — емкость контура автогенератора.
Если настройка контура осуществляется изменением его ем-
кости, то величина Св зависит от частоты. Поэтому выразим
емкость контура через его индуктивность:
ск = —,
<o2LK
и, подставив полученное значение Ск в исходное уравнение,
найдем выражение для девиации частоты при настройке кон-
тура емкостью:
^ = + ±PWCa^ScpLK.
Ввиду того, что девиация частоты изменяется в заданном
диапазоне пропорционально третьей степени частоты, для ее
выравнивания в анодную цепь модуляторной лампы включают
параллельный колебательный контур, имеющий малую доброт-
ность (рис. 7-11).
283
Эквивалентная проводимость такого контура
Уэ = ёэ + ib3 = ~ + №а + —— = + 1'шоСа (—---•
Ra lwLa Ra \шо “ }
Отсюда активная составляющая сопротивления нагрузки
Яэ =-------" TV (7‘28)
1 + Qz(x — -Ц
и реактивная составляющая
где ----отношение рабочей частоты к собственной
“о
частоте анодного контура;
Qa= — добротность анодного контура;
<и0 = г— - — собственная частота анодного контура.
1 LaCa
Подставляя значение R3 в выражение для девиации частоты,
будем иметь:
До) = ± р2СйеД5срЯй£к-V----
2 *+<<-4)
(7-30)
На рис. 7-12 представлены графики полученной зависимости
X3
+ q2(«-4)!
= <pW
для различных значений добротности контура. Из рассмотрения
этих графиков следует, что при Qa = 2,22 и коэффициенте пе-
рекрытия используемого диапазона частот
__ /мл КС Хмакс
1 /мин %мии
1,75
неравномерность девиации частоты не превышает 3%. что сви-
детельствует о высокой степени выравнивания девиации ча-
стоты.
284
Наличие реактивной составляющей у сопротивления нагруз-
ки приводит к появлению активной составляющей у входной
проводимости лампы:
wCag SCpRaQa
ёих = ~
которая оказывается столь малой, что практически не вызывает
паразитной амплитудной модуляции и не влияет на работу ав-
тогенератора.
' 1
х------
X
J_\2
X I
Рассмотрим порядок расчета модулятора для случая наст-
ройки контура автогенератора емкостью.
Исходными данными для расчета являются девиация ча-
стоты Дсо и диапазон рабочих частот юМИн — соМакс- Кроме того,
из расчета автогенератора должны быть известны амплитуда
колебательного напряжения на контуре (UK= Um/Pi) и индук-
тивность контура LK.
Выбор лампы осуществляется по ее параметрам Cag и S,
которые должны быть возможно бдльшими. Для увеличения
Cag в пентодах и тетродах их используют в триодном включе-
нии. Обычно стремятся выбрать лампу модулятора однотипной
с лампой автогенератора.
285
После выбора лампы производится расчет анодного контура.
Для этого по известному коэффициенту перекрытия диапазона
kf — используя График ЗЭВИСИМОСТИ Qa = f (kf)
(рис. 7-13), определяется величина Q„ , при которой обеспечи-
вается наибольшее постоянство девиации частоты в заданном
диапазоне.
Определив Qa
рассчитывается, а
и задаваясь рядом значений х(х = 1 -г-2,5),
затем вычерчивается график зависимости
Xs
у =-----1—TV
(рис. 7-12) или используется одна из кривых, изображенных на
рис. 7-12.
На полученном таким образом графике у = <р(х) выби-
рается участок наименьшего изменения у. При этом значения
X — Хмин И X — Хмакс, COQT-
ветствующие границам
выбранного участка, дол-
жны удовлетворять ус-
ловию:
Хмакс^ =k
*мии
После этого опреде-
ляется значение парамет-
ра х', соответствующее
минимальному значению
У=Умин в выбранном уча-
стке, и находится частота со', на которой девиация будет иметь
наименьшее значение:
О)' =
х'
•Ямин
^мин*
Дальнейший расчет производится на частоте со'. По най-
денному значению х' и известной величине со' определяется соб-
ственная частота анодного контура модулятора
(J)'
шо = —
X
и рассчитываются параметры его элементов Са, La и Ra-
Обычно в качестве емкости контура используются паразит-
ные емкости, т. е.
С„ = С -ф С +С,.
а вых ’ м ‘ L
286
Задавшись емкостью контура Са, определяют его индуктив-
ность
L = _!_
° “оЧ
и сопротивление
4= — >
шоСа
где Qa — добротность контура, соответствующая кривой, по ко-
торой находился параметр х'.
В отличие от других типов частотных модуляторов, рассмат-
риваемая схема, как правило, работает при больших ампли-
тудах напряжения возбуждения Umg, в силу чего режим работы
лампы практически возможен только с углом отсечки анодного
тока по высокой частоте.
Для расчета режима модуляторной лампы необходимо за-
даться углом отсечки в верхней точке модуляционной характе-
ристики и коэффициентом глубины модуляции mf (или п, см.
§7-2).
В целях уменьшения нелинейных искажений необходимо
принимать фмакс = ЮО 120°, т/ = 0,7 t 0,8, п = 0,41 ^-0,45.
Выражая AScp через статическую крутизну и коэффициент
модуляции, получим:
*₽ а»макс
Подставляя это значение в выражение для девиации (7-30)
и разрешая последнее относительно р2, найдем коэффициент
подключения модулятора к контуру автогенератора, при кото-
ром обеспечивается заданная девиация частоты
/2Дыа. 1 + О2 (х----—
Шаке 1 I , I
CagSnRaLKw'e ‘
Тогда амплитуда напряжения возбуждения
4g = Р^к-
Импульс анодного тока в верхней точке модуляционной ха-
рактеристики при данном значении Umg
а1макс (RlalM&KC + zh)
где zH = — Ra -------------------модуль сопротивления нагрузки.
287
По семейству статических характеристик лампы (для пен-
тодов и тетродов характеристики должны быть для триодного
включения) определяются величины остаточных напряжений
WgMaKc и «а>ш1ь при которых обеспечивается найденное выше
значение /тмакс- В целях уменьшения нелинейных искажений
модуляторная лампа должна работать без сеточных токов, т. е.
Щ'макс 0.
Если найденное значение /тмакс лампой не обеспечивается,
то необходимо взять другую, либо более мощную лампу, либо с
большими значениями Cag и S и вновь повторить расчет (рас-
считать р, Umg И /тмакс) •
Затем рассчитывается амплитуда колебательного напряже-
ния на нагрузке
^гамаке ^л1Макса1ыакс^Н’
находится величина анодного напряжения
= ^амин “I- тмакс
и напряжение смещения в верхней точке модуляционной ха-
рактеристики
^Ёмакс HgMaKC
Расчет параметров цепи управляющей сетки, соответствую-
щих режиму молчания (несущей частоты), производится в сле-
дующем порядке. Рассчитывается коэффициент приведения
внутреннего сопротивления лампы
ainec ~ а/макс 0 ^f) “I” Mf D
Ki
и по таблицам Берга находится соответствующий ему угол от-
сечки анодного тока.
Зная угол отсечки фнес- напряжение смещения в режиме не-
сущей частоты можно определить по формуле:
^g№c = ^£макс Umg (COS <рнес COS фмакс) Н"
Drj /cos ^Нес _ ф \
Г £-/Ь'/пМа1<с euo уМакс | •
\ 1 + т; I
Тогда амплитуда модулирующего напряжения
и = Е ________Е
^макс gHec’
Расчет девиации частоты в диапазоне может быть произве-
ден при помощи графика у = ф(л) (рис. 7-12). Чтобы найти
девиацию на некоторой частоте сои, сначала находят параметр
хп, соответствующий данной частоте:
288
По графику зависимости y=ty(x) для выбранного ранее
z~»2
значения Qa определяется ордината уп.
Поскольку расчетная (заданная) девиация частоты Дю обес-
печивается на частоте ю', то девиация на любой другой частоте
будет:
= Дю — == Дш
У'
Уп
Умни
Таким образом, задаваясь различными значениями юп (в
диапазоне юМпн — юмакс) и определив по графику координаты
х„ и у„ рассчитывается зависимость Дю = /(ш).
Рассмотренный выше порядок расчета частотного модуля-
тора с переменной входной ем-
костью справедлив лишь для
случая настройки контура авто-
генератора емкостью.
В тех случаях, когда на-
стройка контура осуществляется
изменениями его индуктивности,
более эффективным способом
выравнивания девиации частоты
в диапазоне является использо-
вание в качестве анодной на-
грузки параллельно соединенных рИс. 7-14.
емкости Са и сопротивления Ra.
Активная составляющая сопротивления нагрузки при этом
__ ____Ra_______ Ra
l+^R2aC2a ~1+4
"о
где
Выражение для девиации частоты принимает вид:
___I J 2 ^cpCggRg ш __ | 1 „2 ^SCpCggRgU>0 X
~ “ 2 Р Ск ’ . , о>2 “ 2 Р Ск ‘ 1 + х2 ’
1 + -9
где х = ю/ю0. Исследование полученной зависимости показы-
вает, что при х = х' = I или ю' = юо девиация имеет макси-
мальное значение, а наилучшее постоянство девиации обеспечи-
вается при
ш0 — 1'^шми11Шыаке •
(7-31)
289
На рис. 7-14 представлена зависимость АсоМакс/Лсомин=/(&/),
из рассмотрения которой следует, что при к/Д2 максимальная
неравномерность девиации в диапазоне не превышает 6%.
Расчет модулятора при настройке контура автогенератора
индуктивностью целесообразно производить в следующем по-
рядке.
Расчет параметров анодной нагрузки начинается с определе-
ния величины соо, которая вычисляется по формуле (7-31). За-
тем задаются емкостью
Со = ^вых + Сы
и рассчитывают величину сопротивления
Г'
Расчет режима работы модуляторной лампы производится
в той же последовательности и по тем же формулам, что и при
настройке контура емкостью, только определение коэффициен-
та подключения модулятора к контуру автогенератора произ-
водится по формуле:
р __ 1 / 2Ao>CKat-MaKC (ц>макс о>мин)
Расчет изменения девиации частоты в диапазоне может
быть произведен по формуле:
о
Дш = — р2 SnCggRg ‘“о01
2 я/максСк (шо + “2)
§ 7-5. Расчет частотного модулятора на реактивных
переключателях
На рис. 7-15 изображена одна из возможных схем частот-
ного модулятора, в котором управляющая реактивность (ем-
кость С на рис. 7-15) подключается к контуру автогенератора
посредством диодов Д\ и Д%. Такие схемы известны как схемы
частотных модуляторов на реактивных переключателях.
В отличие от рассмотренной выше схемы частотного моду-
лятора с использованием емкости запорного слоя полупровод-
никового диода, в данной схеме диоды находятся в запертом
состоянии не постоянно, а лишь в отдельные промежутки вре-
мени периода высокочастотных колебаний. Это время, в течение
которого диоды поочередно оказываются открытыми, а управ-
ляющая реактивность подключенной к контуру автогенератора,
зависит от мгновенных значений напряжений, приложенных
к диодам.
290
Можно показать [Л. 54], что амплитуда первой гармоники
тока высокой частоты, протекающего через диоды, содержит
две составляющие: синфазную (активную) с высокочастотным
напряжением
Ia=^Um^_ cos2,w (7-32)
2к
и квадратную (реактивную) составляющую
7р = ^^(л —2ф —sin24), (7-33)
2п
где ф — угол отсечки тока диода.
Рис. 7-15.
Наличие квадратурной составляющей тока диодов эквива-
лентно-подключению параллельно колебательному контуру авто-
генератора некоторой реактивной проводимости
6э = -^ = ^(«-2ф-5т2ф),
которая вызывает изменение частоты генерируемых колебаний
на велйчину Асо. Величина этой расстройки может быть найде-
на из уравнения:
где 8 = Q — относительная расстройка контура, вызванная
подключением реактивной проводимости;
р — коэффициент подключения проводимости к кон-
туру автогенератора;
Кэо= pQ— эквивалентное сопротивление контура автоге-
нератора.
Подставив значения б и 7?эо в приведенное уравнение и раз-
решая его относительно А®, получим:
= -Р^СР. _ sin 2ф).
4л
291
Из этого равенства следует, что изменение частоты автогене-
ратора зависит от угла отсечки тока диода ф, который, в свою
очередь, определяется величиной модулирующего напряже-
ния us:
sin^-^. (7-34)
Um
На рис. 7-16 представлен график зависимости:
До) = А (тс — 2'i — sin 2ф) = / (sin ф),
из которого следует, что для линейного изменения частоты ав-
токолебаний, т. е. для неискаженной модуляции, необходимо,
чтобы изменения угла отсечки не превышали ±(30—35°),
а в режиме молчания (режим
несущей частоты) фНес = 0.
Таким образом, если при-
нять фнес = 0, а угол отсечки
в верхней точке модуляцион-
ной характеристики ф=фмакс,
то девиация частоты опреде-
лится выражением:
До) = Дшмакс — До)иес =
= А (2фмакс “I- sin 2фмакс)
или
-0,8 -0,6 -0,0 -0,2 0 0.2 ОЛ 0.6 suit) Л_ , pWCp ,QJ. ,
X . \^тмакс Г
4л
Рис. 7-16. । • ci \
+ sin 2фмакс).
В случае настройки автогенератора конденсатором перемен-
ной емкости:
Р
= ± (2фмакс + sin 2'iMaKC). (7-35)
4 тс
Поскольку девиация частоты изменяется в диапазоне по
кубическому закону, для обеспечения ее постоянства необхо-
димо применить цепи коррекции. В частности выравнивание
девиации частоты по диапазону может быть обеспечено приме-
нением частотно-зависимого коэффициента подключения модуля-
тора, аналогично рассмотренному выше (см. § 7-3). На рис.
7-15 цепь коррекции образуется за счет емкостей С] и Со и ин-
дуктивности £0.
Наличие синфазной составляющей тока диода эквивалентно
подключению параллельно колебательному контуру автогенера-
тора некоторой активной проводимости
§3= = —cos2d)),
L/m 2л
292
которая приводит к паразитной амплитудной модуляции. Если
принять, как и раньше, фнес = 0 и угол отсечки в верхней точке
модуляционной характеристики ф = фмакс, то коэффициент па-
разитной амплитудной модуляции
ms=P^pQ (1_cos2.Ukc).
В случае настройки контура автогенератора конденсатором
переменной емкости
= ^LkQ (1 - cos 2фмакс), (7-36)
где LK и Q — соответственно индуктивность и добротность кон-
тура автогенератора.
Исходными данными для расчета рассматриваемой схемы
модулятора являются: требуемая девиация частоты Ди, диапа-
зон частот управляемого автогенератора соМИн—соМакс, ампли-
туда напряжения на контуре автогенератора UK и параметры
контура £к, Ск и Q.
Прежде всего производится выбор диодов Д\ и в каче-
стве которых целесообразно использовать полупроводниковые
высокочастотные диоды (точечные) с малым внутренним со-
противлением и емкостью. При выборе диодов следует помнить,
что чем больше допустимое обратное напряжение [70бр, тем
больше, при прочих равных условиях, может быть обеспечена
девиация частоты. Выбрав диоды и определив их параметры
ИОбр и /?г-, следует задаться углом отсечки в верхней точке мо-
дуляционной характеристики, фмакс = 30°-^35о (фнес прини-
мается равным нулю).
После этого можно определить допустимую амплитуду высо-
кочастотного напряжения Um, которая может быть приложена
к диодам:
Ст<------------• (7-37)
2 sin >}>макс
Задавшись Um из условия (7-37), находим максимально до-
пустимый коэффициент подключения модулятора- к контуру ав-
тогенератора
Um
Р1 = Рмакс = 7Т2- .
У к.
который не должен превосходить единицы. Если же в резуль-
тате расчета окажется, что р>1, то необходимо уменьшить
Um так ,чтобы оно было меньше UK.
Найденное значение коэффициента подключения модуля-
тора должно обеспечиваться на минимальной частоте задан-
ного диапазона. Тогда необходимый коэффициент подключения
293
на максимальной частоте, Для случая настройки контура авто-
генератора емкостью, согласно (7-25), определится по формуле:
о - Р1~
Р* /Г
где kj — коэффициент перекрытия заданного диапазона по ча-
стоте.
После нахождения коэффициентов подключения модулятора
на краях диапазона р\ и р2, производится расчет цепи коррек-
ции (см. § 7-3). С этой целью сначала рассчитывается собствен-
ная частота корректирующего контура соо по формуле (7-26),
а затем, задавшись величиной емкости (порядка единиц
пикофарад), определяют величину емкости
£ __ О Д1) “мин
и индуктивности
Го = -^--
ш0С0
Если величина емкости Со получилась очень малой (трудно
реализуемой), необходимо ее увеличить, после чего вновь опре-
делить емкость С] по формуле (7-27).
Зная параметры цепи коррекции, необходимо найти частоту
со', на которй девиация будет иметь наименьшее значение. Оп-
ределив частоту со' по формуле (7-22), вычисляется значение
коэффициента подключения модулятора на этой частоте
После этого из равенства (7-35) находится необходимая вели-
чина подключаемой к контуру емкости С, при которой обеспе-
чивается заданное значение девиации на частоте со':
£ __ 4кДсо
р 2ш 3£к (2фмакс -j- sin 2(]>макс)
Найденное значение емкости должно удовлетворять нера-
венству
шС
где Ri — внутреннее сопротивление одного диода. Если это не-
равенство не выполняется, необходимо весь расчет произвести
заново, выбрав диоды с большим обратным напряжением.
294
Амплитуда модулирующего напряжения рассчитывается по
формуле:
^s = ^sin'KaKC-
Коэффициент паразитной амплитудной модуляции может
быть оценен по (7-36).
Изменение девиации частоты в диапазоне может быть оп-
ределено при помощи следующего равенства:
д <^3CLK (2^макс 4~ sin 2<рмакс)
где и — значение частоты в рассматриваемой точке диапазона.
mUUUUUUUUUUUUUUUUUUUUUDdUQ
Глава восьмая
ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
§ 8-1. Краткие сведения об однополосной модуляции
и общие требования к однополосной аппаратуре
Однополосная модуляция (ОМ) представляет собой такое
преобразование сигнала, при котором его объем не деформи-
руется, а спектр сигнала смещается вдоль оси частот.
Во временном представлении однополосно-модулированное
колебание является колебанием с амплитудно-частотной (ам-
плитудно-фазовой) модуляцией, его амплитуда изменяется по
закону изменения мгновенных амплитуд модулирующего коле-
бания, а частота — по закону изменения мгновенной частоты
модулирующего сигнала.
Известно, что амплитудно-модулированное колебание можно
рассматривать как сумму трех высокочастотных колебаний: не-
сущей частоты и двух боковых полос, симметричных по частоте
относительно несущей.
Сведения о передаваемой информации содержатся только
в колебаниях боковых полос, которые в этом отношении явля-
ются равнозначными. На боковые полосы приходится относи-
тельно небольшая часть средней мощности при модуляции.
Поскольку колебание любой из боковых полос является вы-
сокочастотным и содержит сведения о передаваемой информа-
ции, то оно одно может быть использовано для целей радиоте-
лефонной связи, а колебания несущей и второй боковой полосы
частот AM колебания должны быть устранены в передатчике.
Для демодуляции такого сигнала в приемном устройстве
предусматривается источник гармонических колебаний, частота
которого с определенной точностью должна совпадать с часто-
той устраненного в передатчике колебания несущей частоты.
Однополосная модуляция имеет ряд существенных преиму-
ществ перед другими видами модуляции, что поставило ее
в число наиболее перспективных видов управления колеба-
ниями при радиотелефонной связи.
296
При однополосной модуляции вся мощность передатчика
идет на генерирование колебаний, несущих информацию. Это
эквивалентно четырехкратному выигрышу в номинальной мощ-
ности ламп по сравнению с амплитудной модуляцией. Кроме
того, при ОМ за счет сужения вдвое полосы пропускания при-
емника и отсутствия искажений, обусловленных избиратель-
ными замираниями, получается дополнительный четырехкрат-
ный выигрыш по мощности.
Таким образом, при однополосной модуляции энергетиче-
ский выигрыш в 16 раз больше по сравнению с амплитудной.
Однополосная модуляция имеет преимущества и перед ча-
стотной модуляцией. К их числу относится более узкая полоса
частот канала связи и повышенная помехоустойчивость, осо-
бенно при высоком уровне помех в месте приема.
К сказанному следует добавить и то, что в однополосном
передатчике при работе без пилот-сигнала потребляемая мощ-
ность оказывается пропорциональной коэффиценту модуляции.
С учетом 10% остатка несущей частоты, при среднем коэффи-
циенте модуляции 0,5, и в предположении, что разговор ведется
в течение 50% времени, при однополосной модуляции оказы-
вается, что средняя потребляемая мощность составляет около
25% от ее максимального значения.
Достоинством однополосной модуляции является также воз-
можность осуществления автоматического полудуплекса, т. е.
перехода с приема на передачу и, наоборот, без ручного пере-
ключения.
В некоторых практических случаях (например, для само-
летной аппаратуры) фактором, ограничивающим повышение
мощности передатчика, является максимально допустимое на-
пряжение на конце антенны, в этих случаях однополосные пере-
датчики имеют также существенные преимущества перед пере-
датчиками с другими видами модуляции. Однополосный
передатчик, эквивалентный по мощности передатчику с ампли-
тудной модуляцией, с его антенной и фидерной системой может
рассчитываться на высокочастотные напряжения и токи,
в 4 раза меньшие.
При техническом осуществлении аппаратуры для однополос-
ной радиосвязи приходится преодолевать известные трудности,
вызываемые необходимостью восстановления с большой сте-
пенью точности колебаний подавленной несущей частоты на
приемном конце радиолинии.
Частота несущего колебания, восстановленного в приемном
устройстве, не должна отличаться от частоты колебаний подав-
ленной несущей в передатчике более чем на 20—30 гц для вы-
сококачественного воспроизведения радиотелефонного сигнала
и не более чем на 100—150 гц для достаточной разборчивости
разговорного текста.
297
Выполнение указанных выше требований приводит к тому,
что в однополосных радиолиниях приходится обеспечивать бо-
лее высокие, по сравнению с обычными, степени устойчивости
частоты (для КВ радиолиний общая нестабильность частоты
не должна быть хуже 1 • 10-6).
На магистральных однополосных линиях радиосвязи для
обеспечения высокой точности восстановления несущей на прием-
ном конце часто применяется метод работы с пилот-сигналом.
В качестве пилот-сигнала обычно используется остаток несу-
щих колебаний, ослабленных на 20—25 дб по отношению к их
значению при амплитудной модуляции или на 25—30 дб по
отношению к пиковому уровню ОМ сигнала. На приемном
конце контрольный сигнал выделяется специальным фильтром
и затем через систему автоподстройки управляет частотой ге-
теродина.
При высоких степенях стабильности частоты возбудителя
передатчика и гетеродина приемника (порядка 1 10 6 и выше)
и относительно невысоких требованиях к качеству воспроизве-
дения сигнала применение пилот-сигнала необязательно.
Отметим, однако, что в случае использования ОМ для связи
с быстродвижущимися объектами, например высокоскорост-
ными самолетами, передача пилот-сигнала оказывается, как
правило, необходимой для работы системы автоподстройки ча-
стоты гетеродина в приемнике. Без такой автоподстройки, даже
при очень высокой стабильности частоты в аппаратуре радио-
линии, не может быть получено высококачественное воспроизве-
дение сигнала, вследствие изменений частоты, обусловленных
эффектом Допплера.
К передатчикам с однополосной модуляцией предъявляются
жесткие требования в отношении степени подавления колеба-
ний несущей и нерабочей боковой полосы частот. Это
обусловлено, с одной стороны, стремлением использовать
освобождающуюся частотную полосу для второго канала
(в многоканальных передатчиках), а с другой, — уменьшением
помех радиолиниям, работающим на соседних частотах. В мно-
гоканальных передатчиках нерабочая боковая полоса частот
должна быть подавлена не менее чем на 60—70 дб. В однока-
нальных передатчиках малой мощности (порядка 30—50 вт)
степень подавления может быть снижена до 30—35 дб.
Важнейшее требование, предъявляемое к усилительному
тракту ОМ передатчика,— обеспечение минимальных нелиней-
ных искажений, которые проявляются в возникновении на вы-
ходе передатчика колебаний комбинационных частот, располо-
женных как внутри, так и вне полосы частот данного канала
связи. Мощность комбинационных составляющих в границах
частотной полосы канала связи обычно составляет доли про-
цента от мощности основного сигнала. При одноканальной ра-
298
боте эти составляющие часто не имеют существенного значения.
Появление побочных колебаний вне полосы частот канала
связи является причиной помех соседним каналам, вызывая так
называемые междуканальные или перекрестные искажения.
Особенно сильно перекрестные искажения проявляются в том
случае, когда уровень колебаний побочных частот оказывается
соизмеримым с уровнем принимаемых сигналов в соседних ка-
налах. Известно, например, что прием сигналов на радиопри-
емных центрах может происходить при разнице в уровнях
около 100 дб. Поэтому недостаточно подавленные колебания
побочных частот могут оказать сильные помехи приему на со-
седних каналах связи.
Нелинейные искажения особенно нежелательны в многока-
нальных системах связи, где каналы располагаются по частоте
в непосредственной близости друг к другу.
Возможность сужения спектра частот на выходе передат-
чика является одним из важнейших преимуществ ОМ перед
другими видами модуляции. Однако эта возможность может
быть полноценно реализована лишь тогда, когда излучение од-
нополосно-модулированных колебаний не будет сопровождаться
одновременным излучением паразитных колебаний достаточно
высокого уровня как внутри, так и за пределами полосы частот
канала связи.
По нормам МККР мощность паразитного излучения на вы-
ходе передатчиков, работающих в диапазоне частот от 10 кгц
цо 60 Мгц, должна быть по крайней мере на 40 дб ниже мощ-
ности излучения на основной частоте и, во всяком случае, не
превышать 200 мет.
Причиной возникновения нелинейных искажений в усили-
теле является нелинейность его амплитудной характеристики.
Степень нелинейности ее зависит от формы статической харак-
теристики лампы и выбранного режима работы.
В настоящее время однополосная модуляция прочно вошла
в практику коротковолновой связи и успешно внедряется также
в ультракоротковолновом диапазоне.
Области применения систем связи с однополосной модуля-
цией уже не ограничивается стационарными передатчиками,
а распространилась и на подвижные устройства, работающие
в диапазонах КВ и УКВ.
Проблемы создания однополосных сигналов и демодуляции
их во всех диапазонах частот уже не являются особо слож-
ными. Это обусловлено прогрессом в области проектирования
ламп, создания высококачественных фильтров и совершенство-
вания методов стабилизации частоты.
Однополосный передатчик имеет в своем составе следующие
основные узлы: высокостабильный возбудитель, тракт форми-
299
рования однополосного сигнала и линейный усилительный
тракт.
При разработке блок-схемы, выборе и расчете основных
узлов передатчика необходимо прежде всего учитывать требо-
вания к стабильности частоты радиолинии в целом, нормы на
нелинейные искажения сигнала, а также требования к подав-
лению несущей и нерабочей боковой полосы частот.
В зависимости от назначения передатчика, количество ре-
шаемых при расчете частных задач может быть различным.
В настоящей главе рассматриваются методы расчета неко-
торых элементов тракта формирования ОМ сигнала, приво-
дится расчет основных энергетических показателей ОМ пере-
датчика и даются соображения о выборе режима мощных
каскадов, а также рассматриваются способы уменьшения не-
линейных искажений в передатчике.
§ 8-2. Характеристика основных способов формирования
однополосного сигнала
В настоящее время известны четыре способа осуществления
однополосной модуляции: способ последовательных преобразо-
ваний с фильтрацией, фазокомпенсационный способ, фазофильт-
ровой и синтетический способы.
Способ последовательных преобразований с фильтрацией.
В основу данного способа формирования однополосного сигнала
положено подавление колебаний несущей частоты и неисполь-
зуемой боковой полосы частот с помощью фильтрующих систем
в сочетании с последовательным повышением средней частоты
спектра выделяемого сигнала до заданного значения. Необхо-
димость нескольких последовательных преобразований обус-
ловлена трудностью непосредственного отфильтрования у вы-
сокочастотного амплитудно-модулированного сигнала ненуж-
ных частотных компонент (несущей частоты и второй боковой
полосы) с высокой степенью их подавления из-за близости их
к полосе рабочего спектра частот.
Поэтому для создания однополосного сигнала методом от-
фильтрования приходится прибегать к последовательной моду-
ляции нескольких поднесущих частот, в результате чего боко-
вые полосы постепенно раздвигаются, что облегчает задачу
фильтрации.
Вариант блок-схемы тракта формирования ОМ сигнала, со-
ставленного по данному принципу, изображен на рис. 8-1. Мо-
дулирующие сигналы первого и второго каналов условно пока-
заны в виде ZFk и ZFn соответственно. В первом балансном
преобразователе (БП-1) напряжением звуковой частоты пер-
вого канала модулируется колебание первой поднесущей ча-
стоты fi. С помощью полосового фильтра выделяется верх-
300
няя боковая полоса частот f+ZFh, которая представляет со-
бой однополосный сигнал первого канала.
Аналогично с помощью второго балансного преобразователя
БП-2 и фильтра Фг формируется однополосный сигнал второго
канала, однако здесь низкочастотный спектр располагается
ниже поднесущей частоты
Однополосные сигналы обоих каналов суммируются в ли-
нейном устройстве и затем двумя последовательными преобра-
зованиями транспонируются в область рабочих частот.
Рис. 8.1
В диапазонных передатчиках частота f3 меняется в пределах
диапазона, поэтому и фильтр Ф4 должен быть перестраивае-
мым.
Необходимо иметь в виду, что сигнал с однополосной моду-
ляцией нельзя подвергать умножению частоты, в силу этого
формирующее устройство должно обеспечивать на выходе од-
нополосный сигнал во всем диапазоне рабочих частот передат-
чика.
301
При работе с пилот-сигналом в виде остатка колебания не-
сущей частоты должен быть предусмотрен тракт формирования
пилот-сигнала. На схеме пунктиром показан вариант получения
пилот-сигнала непосредственно на рабочей частоте. Возможны
и другие способы введения пилот-сигнала. В частности, можно
в суммирующее устройство, помимо однополосных сигналов
обоих каналов, ввести колебание с частотой fi, которое и будет
являться пилот-сигналом.
Выбор частот преобразования в данной схеме определяется,
в основном, типами применяемых фильтров. Если в качестве
фильтров основной селекции Ф1 и Ф2 используются многозвенные
LC-фильтры, то частота первого преобразования fi может быть
взята не более чем 40—50 кгц-, при применении кварцевого
фильтра порядка 100—1000 кгц, а при применении электроме-
ханических фильтров — ориентировочно порядка 400—500 кгц.
Частота второго преобразования выбирается из расчета при-
менения на выходе третьего преобразователя простого фильтра
типа связанной системы двух контуров. В зависимости от ча-
стоты первого преобразования частота f2 может быть взята
в пределах от нескольких сотен килогерц до единиц мегагерц.
В большинстве случаев в передатчике предусматриваются,
помимо однополосного, и другие виды работы, в частности ам-
плитудная модуляция, амплитудное и частотное телеграфиро-
вание. В этом случае рассмотренный вариант схемы в эксплуа-
тационном отношении неудобен, так как частота на выходе пе-
редатчика в режиме однополосной модуляции будет отличаться
от рабочей частоты в других режимах на сумму частот преоб-
разований.
От этого недостатка свободна схема, изображенная на
рис. 8-2. Здесь за счет введения дополнительных преобразова-
ний частота на выходе передатчика оказывается равной частоте
возбудителя fa (на схеме показан одноканальный вариант).
302
Число преобразований может быть уменьшено, если форми-
рование ОМ сигнала сочетается с системой диапазонной квар-
цевой стабилизации частоты, широко применяемой в современ-
ных возбудителях.
Так в возбудителях, построенных по компенсационной схеме
(§ 5-2), формирование однополосного сигнала можно осущест-
вить в тракте компенсационной частоты (рис. 8-3). К преобра-
зователю БП-1 подводятся напряжение сетки частот от опор-
ного генератора и напряжение генератора плавного диапазона
ГПД. Включенный на выходе преобразователя узкополосный
фильтр УПФ выделяет напряжение промежуточной частоты
fnp=fi—fmn, которая остается неизменной при перестройке
Рис. 8-3.
ГПД. Колебание этой частоты используется в качестве подне-
сущей для формирования двух однополосных сигналов с по-
мощью балансных преобразователей БП-^. и БП-3 и фильтров
Ф-1 и Ф-2.
Однополосные сигналы, лежащие в полосах частот (fnp+SFh)
и (fnp—Sn), поступают на преобразователь БП-4, где смеши-
ваются по частоте с колебанием, подводимым от ГПД. На вы-
ходе преобразователя с помощью фильтра Ф-3 выделяются од-
нополосные сигналы обоих каналов:
/гпд + /пр + 2F* = /гпд + fi /гпд + = fi +
/год "Ь /пр 2/n = /гпд + fl /ГПД 2/n = fl n.
Таким образом, для получения однополосного сигнала по-
требовалось лишь одно (на каждый канал) дополнительное
преобразование частоты.
303
Величина промежуточной частоты в компенсационной схеме
обычно выбирается порядка нескольких сотен килогерц.
Поэтому в качестве фильтров основной селекции в тракте
формирования ОМ сигнала целесообразно применять электро-
механические или кварцевые фильтры.
Основным достоинством рассмотренного способа формиро-
вания ОМ сигнала является высокая степень и устойчивость
подавления ненужных частотных компонент, определяемая
только возможностями фильтра основной селекции. К числу его
громоздкость схемы, а также наличие
недостатков относится
комбинационных колебаний,
вызванных применением
большого числа преобразо-
ваний.
Этот способ в настоящее
время является наиболее
распространенным в прак-
тике. Его применение ока-
зывается особенно оправ-
данным для мощных много-
канальных передатчиков, то
есть в тех случаях, когда
некоторая сложность схемы
Рис. 8-4. не является определяющей,
а требования к подавлению
нерабочей боковой полосы частот особенно велики. Вместе
с тем нужно иметь в виду, что в мощных передатчиках услож-
няется борьба с комбинационными частотами.
Фазокомпенсационный способ формирования однополосного
сигнала. В основу фазокомпенсационного способа формирова-
ния однополосного сигнала положена фазовая компенсация ко-
лебаний нерабочей боковой полосы частот и несущей частоты
при сложении в общей нагрузке системы n-фазных симметрич-
ных напряжений несущей частоты, модулированных такой же
системой напряжений низкой частоты.
В общем виде фазокомпенсационная схема представляет со-
бой п модулируемых каскадов, работающих на общую нагрузку.
Фазы возбуждающих, а также модулирующих напряжений в
этих каскадах должны быть сдвинуты относительно друг друга
на угол 'Z.nln, что достигается включением соответствующих
фазовращающих цепей. В зависимости от знака сдвига фазы
в такой системе происходит выделение колебания нижней или
верхней боковой полосы частот, в то время как составляющая
несущей частоты и другой боковой полосы частот компенси-
руется.
Практический интерес представляют трехфазные (рис. 8-4)
и четырехфазные (рис. 8-5) схемы. Системы с большим числом
304
фаз громоздки из-за необходимости иметь большое число моду-
лируемых каскадов и соответственно сдвинутых по фазе напря-
жений.
В четырехфазной системе целесообразно использовать не
четыре отдельных модулируемых каскада, а два балансных,
Рис. 8-5.
один из которых объединяет функции первого и третьего, а дру-
гой — второго и четвертого каскадов. При этом в целях умень-
шения количества комбинационных частот балансные модули-
руемые каскады выполняют-
ся по схемам кольцевых
преобразователей. Схема
формирующего устройства
в этом случае может быть
построена, как показано на
рис. 8-6.
Существенным достоин-
ством фазокомпенсацион-
ных схем является возмож-
ность формирования одно-
полосного сигнала непо-
средственно на рабочих ча-
стотах, что уменьшает чи-
сло преобразований в схеме
и, следовательно, количе-
Рис. 8-6.
Принципиально здесь можно по-
ство комбинационных частот.
лучать однополосный сигнал в относительно мощных каскадах.
При практической реализации фазокомпенсационных схем
формирования ОМ сигнала может быть как амплитудная, таки
фазовая асимметрия плеч системы, источниками которой яв-
ляются несовершенство фазовращателей и преобразователей
Н Заказ № 2162
305
частоты. Асимметрия в системе приводит к ухудшению подавле-
ния нерабочей боковой полосы частот и несущей частоты. Необ-
ходимая для однополосной радиосвязи степень подавления не-
рабочих компонентов модулированного сигнала может быть
обеспечена лишь при соблюдении вполне определенной точности
заданного фазового сдвига и равенства амплитуд выходных
напряжений высокочастотных
и низкочастотных фазовраща-
телей.
На рис. 8-7 приведены за-
висимости подавления нерабо-
чей боковой полосы частот от
степени амплитудной и фазо-
вой асимметрии для трехфаз-
ной (рис. 8-7, а) и четырех-
фазной рис. 8-7, б схем фор-
мирования ОМ сигнала.
Из рассмотрения графиков
следует, что степень подавле-
ния выше 40 дб как в трехфаз-
пой, так и в четырехфазной
системах может быть достиг-
нута при точностях фазового
сдвига А<р лучше 1° и точно-
стях амплитуд k — лучше 0,5%.
В настоящее время практиче-
ски вполне осуществимы фазо-
вращатели, обеспечивающие
использование фазокомпенса-
ционных схем в одноканаль-
ных однополосных передатчи-
ках при требованиях к подав-
лению колебаний нерабочей
боковой полосы частот поряд-
ка 35—40 дб.
Фазофильтровой способ формирования однополосного сиг-
нала. При этом способе формирования сочетаются принципы
фильтрового и фазокомпенсационного способов получения одно-
полосного сигнала. В отличие от рассмотренных выше способов,
здесь используются относительно простые низкочастотные филь-
тры и отсутствуют сложные низкочастотные фазовращатели.
Вместе с тем, этот способ, как и фазокомпенсационный, позво-
ляет формировать однополосный сигнал непосредственно на ра-
бочей частоте.
Блок-схема устройства формирования ОМ сигнала показана
на рис. 8-8.
306
Модулирующий низкочастотный сигнал, спектр которого ле-
жит в пределах FMHH—FMaKC, поступает в два тракта I и II,
где осуществляются два последовательных преобразования.
Первая частота преобразования Fo выбирается в середине
подлежащего передаче спектра модулирующего сигнала. При
этом на выходе каждого
из фильтров низкой ча-
стоты будут выделены
низкочастотные напря-
жения с максимальными
частотами Fo — FMHH и
Fmakc—Fo, спектры кото-
рых наложены друг на
друга.
В силу того, что ко-
лебание частоты преоб-
разования подается на
первый и второй преоб-
разователи со сдвигом по
Рис. 8-8.
фазе на 90°, то м низко-
частотные напряжения, получаемые на выходе преобразовате-
лей, оказываются сдвинутыми по фазе на тот же угол. Эти
напряжения поступают на преобразователи БП-3 и БП-4, куда
от возбудителя вводится колебание частоты преобразования fo
также со сдвигом по фазе 90°.
В результате преобразова-
ния и 'суммирования выход-
ных напряжений преобразова-
телей в общей нагрузке выде-
ляется однополосный сигнал,
который симметрично распо-
ложен относительно частоты f0.
На рис. 8-9 представлены
спектры входного сигнала,
сигнала после низкочастотных
р Rt) фильтров и сигнала на выхо-
ис‘ ‘ де устройства.
Особенностью данного способа является то, что спектр по-
давленной боковой полосы частот совпадает со спектром полез-
ного сигнала. Это приводит к повышению уровня искажений,
но, вместе с тем, уменьшает помехи по соседним каналам.
Рассмотренный способ формирования ОМ сигнала может
быть рекомендован для применения главным образом в мало-
мощных передатчиках.
Синтетический способ формирования однополосного сигнала.
Синтетический способ формирования ОМ сигнала основан на ис-
пользовании жесткой связи между параметрами модулирующего
11*
307
и однополосного сигналов. Известно (Л. 55], что если моду-
лирующий сигнал описывается выражением a(t) =Л (/) cos<p(7),
то соответствующий ему однополосный сигнал, сформирован-
ный на частоте «о, с точностью до постоянного множителя мо-
жет быть представлен в виде A(t) cos[tiW+<p(/)]- Из этих выра-
жений нетрудно усмотреть принципиально возможный путь
перехода от модулирующего сигнала к однополосному. Действи-
тельно, если из модулирующего сигнала с помощью амплитуд-
ного детектора выделить напряжение, пропорциональное Л(/),
а с помощью частотного детектора — напряжение, пропорцио-
нальное dq)(f)ldt, и осуществить этими напряжениями при со-
блюдении соответствующих пропорций амплитудную и частот-
ную модуляции синусоидального колебания, то можно полу-
чить однополосный сигнал.
Техническое осуществление однополосной модуляции таким
способом оказывается возможным только в том случае, если
частотный спектр модулирующей функции сосредоточен в отно-
сительно узкой полосе частот, так как только в этом случае
с помощью фильтров после нелинейной операции над a(t) фи-
зически возможно разделение спектров функций A(t) и cos <р(/).
При использовании широкополосных модулирующих сигна-
лов необходимо предварительное преобразование их спектра.
Одним из способов такого преобразования является предвари-
тельное получение однополосного сигнала на сравнительно низ-
кой поднесущей частоте порядка 30—100 кгц.
Вариант блок-схемы с синтетическим способом формирова-
ния однополосного сигнала показан на рис. 8-10. Первичный од-
нополосный сигнал, полученный на выходе полосового фильтра,
поступает в два тракта. В одном тракте с помощью дискрими-
натора производится выявление закона изменения мгновенной
308
частоты. Выходное напряжение дискриминатора поступает на
реактивную лампу, которая управляет частотой возбудителя.
Таким образом, изменения частоты колебаний на выходе возбу-
дителя могут быть такими же, как и у первичного однополос-
ного сигнала. В другом тракте с помощью обычного амплитуд-
ного детектора выделяется напряжение огибающей.
Частотно-модулированное колебание после усиления посту-
пает в синтезирующее устройство, роль которого выполняет вы-
ходной каскад, собранный по балансной схеме. Напряжение оги-
Рис. 8-11.
бающей используется в качестве модулирующего для амплитуд-
ной модуляции частотно-модулированного напряжения.
Осуществление однополосной модуляции синтетическим спо-
собом наиболее целесообразно в возбудителях с фазовой авто-
подстройкой частоты, как например, показано на рис. 8-11.
Роль надтонального генератора выполняет устройство получе-
ния первичного однополосного сигнала, предельно ограничен-
ного по амплитуде.
Автоподстройка частоты в паузах речи производится по ос-
татку колебания несущей частоты первичного однополосного
сигнала.
Рассмотренный способ позволяет сравнительно просто осу-
ществить однополосную модуляцию практически на любых ча-
стотах; формирование сигнала хорошо сочетается с системой
стабилизации частоты в современных возбудителях, где исполь-
зуется фазовая автоподстройка частоты.
309
§ 8-3. Расчет широкополосных низкочастотных
и высокочастотных диапазонных фазовращателей
При формировании широкополосного сигнала фазокомпенса-
ционными способами, а также в ряде других случаев необхо-
димо иметь два или несколько напряжений, сдвиг по фазе
между которыми должен быть постоянным в некоторой полосе
частот. Коэффициент передачи такого устройства должен быть
частотно независимым.
Этому условию удовлетворяют так называемые скрещен-
ные четырехполюсники или фазовые контуры, однако их фазо-
вые характеристики отличаются от тре-
буемых.
Чтобы получить два напряжения со
сдвигом фаз, равным <р и постоянным в
диапазоне частот, необходимо применить
два скрещенных четырехполюсника с со-
единенными входами (рис. 8-12), фа-
зовые углы которых зависят от частоты,
например, по логарифмическому за-
кону.
Если первый четырехполюсник имеет фазовую характери-
стику <pi = ln&if, а второй ф2=1п^> то сдвиг фаз между напря-
жениями, получаемыми на выходе таких четырехполюсников,
<р = — <р2 = In — = const,
т. е. не зависит от частоты.
Практически постоянство разности фаз может быть обеспе-
чено приближенно, поскольку фазовые характеристики четырех-
полюсников отличаются от требуемого логарифмического закона.
Сопротивления плеч четырехполюсников могут быть состав-
лены из различных комбинаций реактивных и активных сопро-
тивлений. Для диапазона звуковых частот предпочтительнее со-
ставлять четырехполюсники из сопротивлений и конденсаторов,
поскольку индуктивности катушек на этих частотах могут ока-
заться слишком большими.
В диапазоне высоких частот физически более просто реали-
зуются четырехполюсники, составленные из индуктивностей и
емкостей.
При расчете фазовращателей воспользуемся методом, пред-
ложенным А. Б. Ивановым.
Расчет широкополосных 7?С-фазовращателей. Комплексный
коэффициент передачи каждого из четырехполюсников фазо-
вращателя
Z2 -^1
к
Z,+Z2 |
Z3
310
Представим схему фазовращателя в виде, изображенном на
рис. 8-13. Здесь принято
А — + . г > ^2 —
/О)Сг
ju>C2
Rz + .
/шС2
zs =
Rs
j^c3
Яз+ .
/юСз
#2
Если положить
^=^2 = ^3-, =
(8-1)
О ___ 1 Г> . С ____________
~' л Кг, сз — — —
4а 1 — 4а
то комплексный коэффициент передачи
К — (1 — 4а) (cos <р + j sin <p)
имеет модуль 7<=1—4a, не зависящий от частоты, и аргумент,
определяемый для каждого четырехполюсника:
f=arctgv(*‘_*);
4ЗГС,С i
где
М == .L~.2a_; — u,CtRt; x't = oC'R'.
Отношение независимых переменных
•*1 _ CjRl _ ^2
есть величина постоянная.
311
Вводя новую переменную х = ]'х^х'{ и выражая Xi=Nx и
x\—xlN, определим фазовый сдвиг между напряжениями на
выходе четырехполюсников:
м( — — Л?'](х + —'l
± = к._ ?i_ = arctg------Л---
222 ° / l\ 1
Л12— / № + — + х2 + —
\ N2 / х2
(8-2)
Расчет фазовращателя сводится к нахождению параметров
М, N и постоянных времени CR, при которых в определенном
Рис. 8-14.
диапазоне частот обеспечи-
вается постоянство задан-
ного фазового угла с наи-
меньшей погрешностью.
Иными словами, задача сво-
дится к нахождению вели-
чин М и N, при которых
данное выражение наилуч-
шим образом аппроксими-
х рует горизонтальную пря-
мую tg-^~ = const.
Обозначив
м(— — n} = A\ Ma—f—+ n}2 = В, (8-3)
перепишем (8-2) в виде:
(8-4)
Можно доказать, что при выполнении условий аппроксима-
ции четвертого порядка фазовая характеристика (8-4) имеет
минимум при х= 1 (см. рис. 8-14) и два максимума при значе-
ниях xmi и Хт2, определяемых из уравнения:
Хт1,2
1
Хт1.2
При этом экстремальные значения фазового угла опреде-
ляются формулами:
fg 'Рмакс _ Финн __ 2Л
ё 2 2Ув’ ё 2 В+ 4
312
Тангенс заданного угла находится так, чтобы наибольшие
уклонения от него в диапазоне х i—xn(xi и хц—значения
переменной х, соответствующие крайним частотам диапазона, где
tgip/2 принимает значение, равное tg (рМИн/2) были равны, чере-
дуясь по знакам, т. е.
Фмакс . । Фмин
tg А =_______2________L_ = А + _Ц. (8.5)
2 2 \4]/в в + 4/
Можно также показать, что если
*П /макс
Xl ftam
а также %i = 1/хц, то параметр
В = 2/^ + -^ (8-6)
V kf
и наибольшее отклонение фазовой характеристики от прямой
линии связано с коэффициентом диапазона зависимостью:
макс
(8-7)
Таким образом, максимальное относительное отклонение фа-
зовой характеристики не зависит от параметров фазовращателя
и определяется лишь относительной шириной диапазона.
Порядок расчета фазовращателя может быть рекомендован
следующий.
Заданным обычно является коэффициент диапазона (отно-
сительная полоса частот) kf и сдвиг фаз фо- По формуле (8-7)
определяется максимальное уклонение бМакс фазовой характе-
ристики и решается вопрос о пригодности данной схемы фазо-
вращателя.
Если полученное при этом значение бмакс превышает задан-
ное, то следует или переходить к более сложной схеме фазовра-
щателя или, если это возможно, сократить диапазон частот.
Если полученное значение бмакс меньше или равно заданному,
дальнейший расчет ведется следующим образом.
По формуле (8-6) определяем В и из (8-5) находим
tgjk
4]^В в + 4
313
Из выражений (8-3) определяем параметры:
«=/(2+т)+/(2+тГ+Л2;
М = 1/ —-н—— ,
V 4Л12 2М
а также а—1/2+М.
Далее определяем среднюю частоту, при которой х=1,
макс *
Постоянные времени четырехполюсников находим из условий
x.—N и х' = UN. От-
1ср 1ср
сюда получаем:
Рис. 8-15.
тельных каскадов. После этого
CJ? C'R'. = ^-.
1 1 2-/Ср 1 1 27С/Ср
Используя введенные об-
означения (8-1), определя-
ем соотношения между ем-
костями и сопротивлениями
в каждом четырехполюсни-
ке. Обычно задаются значе-
нием Rs — R's порядка не-
скольких десятков килоом
из соображений меньшего
шунтирования входных це-
пей последующих усили-
легко определяются остальные
параметры.
На рис. 8-15 изображена схема низкочастотного КС-фазо-
вращателя с электронными лампами. В отличие от рассмотрен-
ного выше, этот фазовращатель имеет больший коэффициент
передачи и большое входное сопротивление. Кроме того, в та-
ком фазовращателе регулировки фазы и амплитуды выходного
напряжения независимы, что создает некоторые эксплуатацион-
ные удобства. Модуль коэффициента передачи одного плеча
такого фазовращателя
где Кб — коэффициент усиления выходного буферного усили-
теля;
S — крутизна характеристики лампы;
г — сопротивление анодной и катодной нагрузки.
314
Фазовая характеристика фазовращателя такая же, как и
у фазовращателя типа RC, рассмотренного выше.
Расчет элементов фазовращателя производится по тем же
формулам, что и для предыдущего фазовращателя. Исключе-
ния составляют лишь выражения для параметра а и хср:
ЛР — 2 + М ] ГМ^~ 4
а =---------!----------;
2
_ N , = 1
Х1ср ~ /а ’ *1ср VaN '
Постоянные времени цепочек определяются на средней ча-
Задаваясь значением одного из эле- Рис 8_]6
ментов, определяем значение другого.
При выборе режима буферных ламп следует обеспечить ли-
нейный режим работы каждого каскада.
Расчет высокочастотного диапазонного £С-фазовращателя.
Схема фазовращателя изображена на рис. 8-16. Можно пока-
зать, что если
La = ^-; Са = оС1; ^ = -^-1/^-,
то модуль коэффициента передачи одного плеча фазовращателя
не зависит от частоты и равен единице.
Фазовая характеристика такого LC-фазовращателя совпа-
дает с фазовой характеристикой фазовращателя RC. Поэтому
расчет высокочастотного фазовращателя на элементах L и С
производится по формулам, аналогичным для А?С-фазовраща-
теля. Отличие в формулах состоит лишь для N и а. В этом
случае ______
А . Г Д2 , , 1
А/ — ---F 1 /-----Ь 1 j п — — •
2Л1 I 4Af2 ЛР
Постоянные времени цепочек фазовращателя находятся на
средней частоте fcp= У/маКс/Мвн по формулам:
/ l1c1=; 1/ Цс; = ,
V 1 1 2г/ср’ ’ 2п/ср
где xlcp = N- xjcp = 1/7V.
315
Рассмотренные схемы фазовращателей обеспечивают посто-
янство фазового сдвига не хуже ±1° при условии, что коэффи-
циент диапазона частот й/=/макс//мнн не превосходит десяти.
При этом требуется весьма высокая точность расчета эле-
ментов фазовращателя. Опыт показывает, что расчет элементов
должен быть произведен с точностью до 4-го знака, а расчетные
величины элементов схемы должны быть обеспечены с допус-
ками не хуже ±5%.
Практически такой подбор элементов выполним.
Ь аппаратуре однополосной
применение находят полосовые
Ъа
Полоса
фильтрации
Рис. 8-17.
§ 8-4. Выбор фильтров для однополосной аппаратуры
модуляции преимущественное
фильтры, пропускающие по-
лосу частот, ограниченную дву-
мя конечными частотами, и за-
держивающие все частоты, ле-
жащие вне этой полосы.
Требования к фильтрам за-
висят от места их применения
в однополосной аппаратуре.
Наиболее жесткие требования
предъявляются к электриче-
ским и конструктивным харак-
теристикам фильтров при ис-
пользовании в однополосной
аппаратуре способа формиро-
вания однополосного сигнала
методом последовательных
преобразований с фильтра-
цией. Поэтому вопросы, связанные с выборами фильтров, здесь
будут рассматриваться применительно к таким фильтрам.
При рассмотрении электрических характеристик фильтров
обычно выделяют полосу эффективно пропускаемых частот,
полосу эффективно задерживаемых частот и переходную об-
ласть или полосу фильтрации (рис. 8-17).
Основной электрической характеристикой фильтра является
частотная зависимость рабочего затухания, т. е. bQ(f). Кру-
тизна этой характеристики S = db0]df определяет избирательные
свойства фильтра: ширину полосы фильтрации и величину
уровня помех, создаваемых побочными сигналами, лежащими
в смежных полосах.
Важнейшими характеристиками фильтра также являются:
1) полоса эффективно пропускаемых частот fni—fn2i
2) максимально допустимое рабочее затухание Ьомакс в по-
лосе пропускания и минимально необходимое затухание йОмин
в полосе задерживания;
316
3) неравномерность амплитудно-частотной характеристики
фильтра в полосе пропускания, определяемая разностью между
максимальной и минимальной величинами затухания в полосе
Пропускания фильтра ДЙомакс’,
4) стабильность электрических характеристик фильтра при
высокой надежности, малом весе, габаритах и стоимости.
Полоса эффективно пропускаемых частот fnl—fn2 определя-
ется шириной спектра однополосного сигнала. При принятой
в настоящее время полосе частот низкочастотного (речевого)
сигнала от 300 до 3400 гц, полоса эффективно пропускаемых ча-
стот должна быть равна 3100 гц. При других стандартных по-
лосах частот 250—3000 гц и 100—6000 гц, полосы эффективно
пропускаемых частот соответственно равны 2750 гц и 5900 гц.
Максимально допустимое затухание в полосе пропускания
йОмакс определяет степень затухания, вносимого фильтром
в тракт формирования однополосного сигнала. Обычно вели-
чина йОмакс не должна превышать нескольких единиц децибел.
Минимально необходимое затухание йОмин в полосе задер-
живания определяет степень подавления нежелательных компо-
нентов сигнала на границах полос фильтрации. Эта величина
обычно принимается порядка 40—70 дб. При этом нижняя гра-
ница (40 дб) может быть принята лишь в одноканальных одно-
полосных передатчиках, где место подавляемой боковой полосы
частот данного канала не используется для рабочей боковой по-
лосы частот другого канала. В случае двухканальной работы,
во избежание переходных междуканальных искажений, вели-
чина йомин должна быть не хуже 60 дб.
Минимально допустимое затухание в полосе задерживания
определяет крутизну ската кривой частотной характеристики
рабочего затухания
Д/ф
здесь Д/ф — полоса фильтрации, численно равная абсолютной
полосе расфильтровки боковых полос амплитудно-модулиро-
ванного колебания.
Если полагать й0мин=60 дб и Дfф = 600 гц, то требуемая кру-
тизна ската характеристики фильтра S = 0,l дб!гц.
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики в по-
лосе пропускания фильтра ДйОмакс по принятым нормам не
должна превышать 0,5 дб.
В настоящее время в аппаратуре ОМ применяются фильтры
типа LC, пьезокристаллические (кварцевые) и электромехани-
ческие.
Рассмотрим кратко особенности и общие характеристики на-
званных выше фильтров.
317
АС-фильтры. Элементами таких фильтров являются сосредо-
точные индуктивности и емкости.
Поскольку потери в элементах L и С с ростом частоты воз-
растают, это вызывает трудности создания высококачественных
фильтров на сравнительно высоких частотах.
Опыт показывает, что изготовление полосовых LC-фильтров
с крутизной ската частотной характеристики S = 0,15 дб/гц не
вызывает затруднении, если добротность элементов фильтра
Q- (1,5 -2,0) А,
где fo — средняя частота полосы пропускания;
Af — ширина полосы пропускания.
Добротность катушек индуктивности реально не превышает
100—200, поэтому fo< Ю0АД
В силу этого практически частоту первого преобразования
при формировании ОМ сигнала способом последовательных
преобразований с использованием £С-фильтров выбирают не
более 50 кгц. При этом требуемая крутизна скатов частотной
характеристики S = 0,l дб[гц вполне обеспечивается.
Относительная величина полосы фильтрации в этом случае
>Ё2£10~3 = 0,012.
/о 50
При использовании фильтров LC несущая частота второго
преобразования выбирается обычно не выше 1 Мгц. Полоса
расфильтровки при этом составляет менее 200 кгц, а ее отно-
сительная величина
Д/ф 200 ___л 9
”7Г 1000 ~ ’
Крутизна характеристики рабочего затухания при этом
S = —= 3 -10~4 дб!гц.
200-103
Поэтому боковые полосы на выходе второго преобразователя
могут быть расфильтрованы менее сложным фильтром, напри-
мер, двухконтурным полосовым фильтром.
При всех последующих преобразованиях сигнала, необходи-
мых для непосредственного формирования боковой полосы на
рабочей частоте передатчика, полосу фильтрации получают
настолько большой, что фильтрацию можно осуществить оди-
ночным колебательным контуром.
В настоящее время на частотах 30—100 кгц удается полу-
чить добротность катушек порядка 100 при использовании то-
роидальных сердечников из альсифера с минимальными стан-
318
дартными размерами. Для уменьшения влияния старения сер-
дечники выбирают с небольшой магнитной проницаемостью, на-
пример, типа ТЧК-55 или ВЧК-22. Температурный коэффициент
магнитной проницаемости таких сердечников не превышает
50- 10-6, что в большинстве случаев является приемлемым.
В качестве конденсаторов фильтра обычно используются
слюдяные конденсаторы, имеющие малые габариты, хорошую
стабильность во времени и широкий диапазон номиналов емко-
стей. Наиболее часто используются конденсаторы типа ССГ и
СГМЗ с температурным коэффициентом емкости ТКЕ, равным
(20 + 50) • 10-6.
Методы расчета LC-фильтров по заданной характеристике
рабочего затухания достаточно хорошо разработаны и описаны,
например в [Л. 56]. Одна из
возможных схем полосового
LC-фильтра изображена на
рис. 8-18.
Пьезокристаллические филь-
тры. В технике высоких частот
преимущественное применение Рис. 8-18.
находят пьезоэлектрические
фильтры, в качестве резонаторов которых используются пла-
стины кварца.
Высокая добротность кварцевых резонаторов позволяет из-
готовить фильтры с крутизной скатов частотной характеристики
не хуже, чем S = 0,3 дб)гц и относительной полосой пропускания
•Д///о>5-10-4.
Благодаря этому при использовании кварцевых фильтров
удается повысить частоту первого преобразования до несколь-
ких сотен килогерц и тем самым сократить общее число преоб-
разований при сохранении высокого качества фильтрации со-
седних побочных компонентов.
Кварцевые фильтры характеризуются высокой стабильно-
стью электрических характеристик. Высокие избирательные
свойства позволяют использовать их для формирования одно-
полосных сигналов при нижней частоте модулирующего сиг-
нала, доходящей до 100 гц.
Полосовый кварцевый фильтр включает в себя не только
кварцевые резонаторы, но и так называемые расширительные
индуктивности и подстроечные емкости. Дело в том, что полоса
пропускания кварцевого резонатора определяется частотным
интервалом между частотами последовательного и параллель-
ного резонансов кварца, который обычно мал.
Введение расширительных индуктивностей увеличивает этот
частотный интервал и в целом полосу пропускания фильтра.
319
Следует указать, что при этом снижается стабильность основ-
ных параметров фильтра и к элементам фильтра должны
предъявляться высокие требования по качеству.
Кварцевые фильтры необходимо хорошо экранировать от
внешних электромагнитных полей. Иногда должна быть пре-
дусмотрена отдельная экранировка для пьезорезонаторов, ка-
тушек индуктивности и других элементов схемы. Все это приво-
Рис. 8-19.
дит к тому, что размеры фильтров оказываются относительно
большими.
В качестве примера на рис. 8-19 приведена схема двухзвен-
ного восьмикристального полосового фильтра для выделения од-
нополосного сигнала, а на рис. 8-20 — типовая частотная ха-
рактеристика рабочего затухания.
Применение двухзвенного фильтра со ступенчатым соедине-
нием звеньев вызвано необходимостью увеличения затухания
320
в полосе задерживания. Затухание в двухзвенном фильтре бо-
лее стабильное, что дает возможность использовать детали
с большими производственными допусками.
В таких фильтрах часто применяются колеблющиеся по
длине кварцевые пластины Х-среза и —5°, обладающие хоро-
шей моночастотностью и достаточной температурной стабиль-
ностью (ТКЧ порядка 10* 10' 6).
На частотах преобразования порядка 100 кгц нерабочая бо-
ковая полоса может быть подавлена двухзвенным кварцевым
фильтром до 75 дб, а на частотах до 1 Мгц нерабочая боковая
полоса подавляется до 60 дб. Это дает возможность строить
однополосную аппаратуру простейшим методом с одним основ-
ным преобразованием частоты.
В однополосной аппаратуре часто используются, например
для выделения пилот-сигнала, узкополосные кварцевые филь-
тры. Такие фильтры не
имеют расширительных ка-
тушек и представляют со-
бой обычно однозвенные че-
тырехкристальные фильтры.
Схема такого фильтра и
характеристика его рабоче-
го затухания показана на
рис. 8-21.
Электромеханические
фильтры. Электромеханиче-
скими фильтрами называ-
ются фильтры, элементами
которых являются магнито- рис. 8-22.
стрикционные вибраторы.
Такие фильтры представляют собой цепочечное соединение маг-
нитострикционных вибраторов, возбуждаемых с помощью элек-
тромеханических преобразователей.
На рис. 8-22 изображена электромеханическая схема пла-
стинчатого фильтра и там же приведена его эквивалентная
электрическая схема. Колебательная система может содержать
до 10—12 резонаторов пластинчатого (дискового, стержневого
или другого) типа, сваренных между собой металлическими
связками.
Все электромеханические фильтры независимо от вида ис-
пользуемых в них колебаний работают по одному принципу.
Электрическая энергия высокой частоты, подводимая ко вход-
ному преобразователю, превращается им в механическую; ме-
ханическая энергия резонаторов выходным преобразователем
вновь преобразуется в электрическую.
Резонаторы эквивалентны настроенным колебательным кон-
турам, а связки между ними — конденсаторам связи. Поэтому
321
в целом колебательная система действует как последователь-
ная цепь резонансных контуров с емкостной связью. Преобра-
зователи выполняются в виде катушек со вставленными в них
концами колебательной системы. Для повышения эффекта пре-
образования в преобразователь вводят постоянные магниты.
Электромеханические фильтры обладают высокой избира-
тельностью. Добротность колебательной системы определяется
потерями в резонаторах, которые сравнительно малы. Величина
добротности измеряется тысячами.
В настоящее время изготовляются электромеханические
фильтры со средними частотами от 50 кгц до 600 кгц. Крутизна
характеристики таких фильтров может быть получена не хуже
0,3 дб/гц, а относительная полоса пропускания порядка
(2-;-3) • 10-3. Затухание в полосе пропускания обычно не пре-
вышает единиц децибел. Следовательно, по своим электриче-
ским характеристикам электромеханические фильтры не усту-
пают кварцевым. Правда, нужно учитывать, что ТКЧ У них пока
еще хуже, чем у кварцевых фильтров.
По сравнению с кварцевыми фильтрами электромеханиче-
ские фильтры имеют малые габариты и вес. Так, на частотах
400—500 кгц такой фильтр имеет вес не более 50 г и длину
60—70 мм.
Все это позволяет говорить о перспективности применения
электромеханических фильтров в однополосной аппаратуре.
§ 8-5. Расчет двойного балансного преобразователя частоты
В устройствах формирования однополосного сигнала приме-
няются преобразователи частоты различных типов, однако наи-
большее распространение получили так называемые двойные
балансные или кольцевые преобразователи. Схема такого пре-
образователя изображена на рис. 8-23. В отличие от преобра-
зователей других типов кольцевой преобразователь обеспечи-
вает эффективное преобразование спектра сигнала при мини-
мальном количестве побочных продуктов преобразования. Если
к входам преобразователя подводятся колебания с частотами
о и й, то спектр частот тока в нагрузке преобразователя со-
держит колебания комбинационных частот только вида:
(2п+ 1) w + (2m + 1) S,
где т и п — нули или любые целые числа. Обычно в нагрузке
преобразователя выделяют колебания с частотами <o + Q или
со —Q.
Для расчета преобразователя воспользуемся кусочно-линей-
ной аппроксимацией характеристик диодов, пренебрегая об-
ратным током диода: / = 0 (при u<Uo), i=u/Ri (при u>Uo).
Кроме того, будем считать, что так как амплитуда напряже-
ния преобразуемого сигнала мала по сравнению с амплитудой
322
напряжения несущей частоты, то сопротивление диода опреде-
ляется, главным образом, напряжением несущей частоты. Если
при этом предположить, что все диоды, входящие в схему, по
своим параметрам одинаковы, то ток в нагрузке преобразова-
теля можно определить по формуле:
—------г V cos(2fe~J)-j cos [(2k - 1) <0 ± й] t,
+ 2Л—1
здесь Ет3 — амплитуда э. д. с. преобразуемого сигнала;
— внутреннее сопротивление источника э.д.с. сиг-
нала;
RH — сопротивление нагрузки;
ni и п2— коэффициенты трансформации трансформаторов
где и'то> — амплитуда напряжения несущей частоты на диоде.
Трансформация сопротивлений нагрузки и генератора через
коэффициенты Hi и п2 справедлива для случая, когда коэффи-
циент связи близок к единице, что обычно имеет место, если
преобразуемые сигналы являются относительно низкочастот-
ными. При работе преобразователя на высоких частотах, по-
рядка нескольких мегагерц, эти сопротивления пересчитывают-
ся через коэффициент взаимоиндукции и коэффициент связи
между катушками.
Сопротивление диода можно представить в виде:
П ^ти> ^0 ита /1 ^0 \
~ 1 ~ I (1 и '
* ты ты \ ты /
Введем угол отсечки ф тока диода так, что
cos ф = Д2-.
Uma
Тогда сопротивление диода току несущей частоты
Р = ^ =--------------= aiRi,
‘а lai (1- COS ф)
где Iai = a.ilma — амплитуда первой гармоники тока диода; щ—
коэффициент приведения внутреннего сопротивления
323
+ т2 + Tn \
2*io> ) ’
Определим входные сопротивления преобразователя со сто-
роны включения высокочастотного напряжения несущей ча-
стоты Евхш и модулирующего (низкочастотного) напряжения
^xS
Входное сопротивление моста, составленного из диодов,
в точках подключения высокочастотного напряжения без учета
потерь в обмотках трансформаторов
где гп — сопротивление балансировочного потенциометра.
С учетом потерь за счет активных сопротивлений обмоток
трансформаторов входное сопротивление
К.х. = ф«,.(1 + Д
где ri и гг—активные сопротивления соответственно вторичной
обмотки трансформатора Трх и первичной обмотки трансфор-
матора Tpz, величины которых определяются при расчете транс-
форматоров.
Найдем входное сопротивление моста в точках подключения
низкочастотного напряжения. Так как амплитуда высокочастот-
ного напряжения всегда значительно больше амплитуды низко-
частотного напряжения, то в любой момент времени одна пара
последовательно соединенных диодов оказывается открытой.
Суммарное напряжение, приложенное к двум диодам,
и = UmQ cos Qt + 2L!mo>cos wt
Тогда ток через диод
и тс, cos Qt 4- 2{J^m cos — 2(J0 _
1 ~ 2Ri ~~
U’m^^-Uo
— ----COS Ш 4--------------.
2Rt Ri
Ток через диоды представляет собой отрезки синусоид, ам-
плитуда которых меняется с низкой частотой:
Постоянная составляющая тока через диод /0 = а01т ме-
няется во времени по закону напряжения звуковой частоты
с амплитудой
г __ та
й0~1яГа°‘
324
Поэтому входное сопротивление моста в точках подключения
низкочастотного напряжения
п ____ __ 27?£
^ВХ 2 ) "Ч
7 02
Амплитуда напряжения высокой частоты на входе преобра-
зователя с учетом потерь в обмотках трансформаторов нахо-
дится по формуле:
и = U' (1 +
тш I 1 27^
Задачами расчета преобразователя являются:
I) выбор нелинейного элемента;
2) расчет величины напряжения и мощности источника мо-
дулирующего напряжения;
3) расчет величины напряжения и мощности источника ко-
лебаний несущей частоты;
4) определение напряжения и мощности колебания боковой
полосы частот в нагрузке преобразователя.
Исходными данными для расчета преобразователя являются:
сопротивление нагрузки, спектр частот модулирующего сигнала,
частота несущего колебания.
Сопротивление нагрузки преобразователя определяется
входным сопротивлением фильтра, которое при различных тре-
бованиях к фильтру и разных условиях его работы может быть
в пределах от нескольких сотен до нескольких тысяч ом.
При выборе нелинейного элемента следует отдавать пред-
почтение диодам с возможно большим импульсом тока 1та> и
малой величиной t/0. При этом будет обеспечена большая мощ-
ность колебания боковой полосы частот в нагрузке и больший
коэффициент передачи преобразователя.
Следует иметь в виду, что полупроводниковые диоды имеют
большой разброс параметров. В частности, прямые сопротивле-
ния диодов одного и того же типа у разных экземпляров могут
отличаться в несколько раз. Поэтому для работы в схемах пре-
образователей (балансных и кольцевых) промышленностью
иногда выпускаются диоды, рассортированные по группам так,
что прямые сопротивления диодов данной группы отличаются
не более чем на 3—5%. В наиболее ответственных случаях
диоды группируются и по температурному коэффициенту.
Четверки диодов следует выбирать из одной группы, при
этом необходимо учитывать, что номинальные сопротивления
диодов разных четверок могут отличаться в несколько раз.
По выбранной величине импульса тока определяется макси-
мально допустимая амплитуда переменного напряжения на
325
диоде. Эта величина должна быть равна сумме амплитуд на-
пряжений несущей и модулирующей частоты:
^макс тш “Ь Umil'
В целях уменьшения коэффициента нелинейных искажений
и уровня колебаний побочных комбинационных частот, коэффи-
циент модуляции иа диоде tn=Um9JUmu> берется достаточно
малым, не более 10—20%.
Тогда амплитуда напряжения несущей частоты на диоде
т;1 ^макс
амплитуда напряжения модулирующего сигнала на диоде
U'mS = (P,l+0,2)Uma>,
а амплитуда напряжения на вторичной обмотке трансформа-
тора
^mg = 2f/ms.
Далее определяем угол отсечки тока диода
, ^0
ф ~ arc cos —А-
и входное сопротивление моста со стороны включения модули-
рующего напряжения
d _ 2/?z
Затем определяется мощность источника модулирующего сиг-
нала
р __ ^mS
2^вхй^тр
где т]тр — к.п.д. трансформатора Tpi (обычно т]тр = 0,7-г-0,8).
На эту мощность должен быть рассчитан усилитель низкой
частоты. Из расчета усилителя должно быть известно его вы-
ходное сопротивление Rc и напряжение на первичной обмотке
трансформатора. По этим данным рассчитывается входной
трансформатор Tplt определяются его коэффициент трансфор-
мации щ, сопротивление вторичной обмотки rz. При проектиро-
вании преобразователя относительно высоких частот произво-
дится расчет высокочастотного трансформатора, коэффициент
взаимоиндукции которого
м Vrbx^c ,
“мин
326
где сомин — наименьшая частота спектра преобразуемого сигнала.
Для обеспечения согласования нагрузки с выходным сопро-
тивлением преобразователя необходимо определить степень
связи между вторичной и первичной обмотками выходного
трансформатора Тр2. Полагая выходное сопротивление моста
по току боковой частоты равным входному сопротивлению по
току модулирующего сигнала, найдем коэффициент трансфор-
мации выходного трансформатора
' 'вх 2
При проектировании преобразователя на более высоких ча-
стотах определяется коэффициент взаимоиндукции
М2= .
“мин
По этим данным рассчитывается трансформатор.
Далее определяется входное сопротивление преобразователя
в точках подключения генератора несущей частоты
о = 1 р /1-4- Г1 + +Гп \
^вх w 2 I I” 2/?- I
и мощность, на которую должен быть рассчитан этот генератор,
р ___ ____тш / j . -|~ Га Ч~ тп \2
“ “ 2/?вхю “ Ж ~ у •
Коэффициент передачи преобразователя
Амплитуда напряжения боковой частоты на нагрузке
TJ _ *np"mS
О' т бок п
Мощность однополосного сигнала на выходе полосового
фильтра с коэффициентом передачи напряжения Кф вычис-
ляется по формуле:
2ЯН ф‘
327
§ 8-6. Энергетические соотношения в усилителе мощности
однополосного сигнала
Усилитель мощности однополосного сигнала обычно рассчи-
тывается на максимальную мощность в граничном режиме.
В процессе модуляции происходит изменение режима усили-
теля, средние энергетические показатели полностью опреде-
ляются статистическими характеристиками модулирующего сиг-
нала.
Получим основные выражения, характеризующие энергети-
ческие соотношения в усилителе мощности однополосного
сигнала, при этом будем предполагать, что модуляционная
характеристика усилителя — зависимость амплитуды напряже-
ния на нагрузке Ua от амплитуды напряжения на сетке, ли-
нейна в области всех наиболее вероятных значений сеточного
напряжения. Такая характеристика может иметь место при
работе усилителя в недонапряженном режиме с углом отсечки
90°. Будем также предполагать, что усилитель работает в бу-
ферном режиме.
Если на входе усилителя действует напряжение однополос-
ного сигнала
= (OcosQtf),
то на нагрузке усилителя будет выделено напряжение
= Ua (ОсоэФ (0,
где UB (t) — (0 , здесь К — коэффициент усиления кас-
када.
Относительно однополосного сигнала (8-21) будем иметь в
виду следующее. Среднее значение ин=0, средняя мощность
сигнала на сопротивлении в 1 ом равна <т2. Амплитуда напряже-
ния однополосного сигнала на нагрузке
Пн(0=т(0Пн.макс,
где m(t)—степень изменения амплитуды сигнала, которая
при модуляции речью может изменяться во вре-
мени от нуля до единицы;
Пн. макс — максимально возможное значение амплитуды
сигнала на нагрузке данного усилителя.
Если положить т = тМакс, то наибольшее значение напря-
жения на нагрузке
и = т U
н. макс макс н. макс
328
Пикфактор однополосного сигнала, т. е. отношение макси-
мального и эффективного значения напряжения на нагрузке,
п тмакс^н. макс
Р ~ а
(8-8)
Лампа выходного каскада передатчика выбирается исходя
из требуемой максимальной генерируемой мощности PMaKCj при-
чем под Рмакс понимают максимальное значение мощности за
период высокочастотного колебания:
т? U2
р _____ '"макс н. макс
* макс *
Средняя мощность на сопротивлении нагрузки за время, до-
статочное для выявления всех статистических свойств случай-
ного процесса с учетом (8-8)
2 m2 U2
р ____ ° __ " макс и. макс zg g\
С₽ “ ₽э ~ Р2ЯЭ 1 '
Отношение средней и максимальной мощностей в известной
степени характеризует степень использования усилительной
лампы при однополосной модуляции:
Рср 2 п 2 п
---~V ИЛИ Рсп = -V Рмяк..
Рп2 Ср о2 M3Kv
макс F к
Так как пикфактор однополосного сигнала при модуляции
речью р?^3,3, то видно, что лампы однополосных усилителей
используются крайне неэффективно (средняя мощность в 5—6
раз меньше максимальной).
Степень изменения амплитуды сигнала т связана с величи-
ной пикфактора. Действительно, так как в процессе модуляции
амплитуда сигнала изменяется пропорционально т, то можно
говорить о некотором среднем значении тср, при котором мощ-
ность равна средней мощности, определяемой формулой:
fn2 L/2
P'V= СРЗДзМаКС- <8-10)
Имея в виду (8-9) и (8-10), после простых преобразований
получим:
2 тмакс
СР р
Обычно «макс=1, поэтому тСр = |л2 /р. Если считать р = 3,3,
то тСр = 0,425.
329
Коэффициент использования анодного напряжения в макси-
мальном режиме (при тмаЕС = 1)
j ____ Uн. макс
-макс •
Еа
Среднее значение коэффициента использования анодного на-
пряжения
► __ mepUP. макс _ 2 j.
’ср ‘ ~ -макс
Ea P
Постоянная составляющая анодного тока лампы (при ра-
боте с отсечкой анодного тока) в процессе модуляции меняется
пропорционально т:
I = ml ,
а0 сомакс’
где Ломакс — значение постоянной составляющей при макси-
мальной амплитуде однополосного сигнала.
Среднее значение постоянной составляющей
I — I - ^ /
1 av ср '£ср (70 макс р 1 а0 макс"
Максимальная мощность, потребляемая от источника анод-
ного напряжения,
Р = I -Е
О макс а0 макс а'
Средняя мощность, потребляемая в процессе модуляции,
Р — Р
1 0 ср р 1 0 мако
т. е. меньше, чем в максимальном режиме.
В процессе модуляции изменяется коэффициент полезного
действия по анодной цепи усилителя:
______ Рмакс .
чмакс — р ’
*о макс
_ рср _
’^ср D п ’’Омаке •
о ср н
Следовательно, средний к. п. д. усилителя однополосного
сигнала значительно ниже максимального и при р = 3,3 т]ср =
= 0,425.
Полученные выше соотношения не учитывают нижнего за-
гиба реальной характеристики лампы. Поэтому при окончатель-
ном расчете потребляемой мощности необходимо учитывать
мощность, отбираемую от источника в паузах за счет тока по-
коя, РоП ^п^а-
330
Для многих ламп, не предназначенных специально для уси-
ления однополосного сигнала, эта мощность оказывается соиз-
меримой со средней потребляемой мощностью в процессе моду-
ляции.
В усилителях, работающих без отсечки анодного тока, по-
стоянная составляющая анодного тока До и, следовательно,
потребляемая мощность не зависит от уровня однополосного
сигнала. В этом случае
_ 2
^icp р2 ^макс
оказывается очень малым. Поэтому режим без отсечки анод-
ного тока может быть рекомендован лишь для маломощных
предварительных каскадов усиления, вес которых в общем
энергетическом балансе передатчика не имеет значения.
Рассмотрим теперь вопрос о распределении мощности меж-
ду каналами в случае, если однополосный передатчик исполь-
зуется для многоканальной работы, например, при уплотнении
телефонного канала несколькими телеграфными.
Радиотелеграфирование в однополосных многоканальных
передатчиках обычно осуществляется методами частотной или
фазовой манипуляции колебаний поднесущих частот. При
этом, естественно, амплитуды напряжений каждого канала в
процессе модуляции не меняются.
Максимальное значение суммарного напряжения многока-
нального спектра равно сумме амплитуд напряжений всех ка-
налов, которые обычно одинаковы Вамаке = nUK, где UK— ам-
плитуда напряжения в отдельном канале.
Для неискаженного усиления величина Us должна быть не
более максимально допустимой амплитуды напряжения на
сетке. При этом максимальное значение напряжения на на-
грузке Пн.макс = иПн.к, где Пн.к — амплитуда напряжения одного
канала на нагрузке.
Максимальная мощность в нагрузке
U2 U2
р ____ и. макс _ о и. к
макс~ 27?э ~ 27? э
Максимальная мощность одного канала
р ___________________ ^н. к _ ^макс
к“ 2/?э “ «2 *
Суммарная мощность генерируемых колебаний всех подне-
сущих частот
р = ПР
Г. Общ К п
331
Таким образом, при уплотнении телефонного однополосно-
го канала несколькими телеграфными общая генерируемая
мощность уменьшается в п раз по сравнению с максимальной
мощностью при одноканальной работе, а мощность, приходя-
щаяся на один канал, уменьшается в п2 раз. Это обстоятель-
ство необходимо учитывать при проектировании однополосных
передатчиков. Очевидно не всегда целесообразно уплотнять
телефонный однополосный канал большим числом телеграф-
ных каналов.
Полученные выше энергетические соотношения в усили-
теле мощности однополосного сигнала свидетельствуют об от-
носительно низкой эффективности усиления и слабом исполь-
зовании лампы. Существенное улучшение энергетических пока-
зателей однополосного передатчика может быть достигнуто
принятием специальных мер, таких, как предельное ограниче-
ние амплитуды колебаний (клиппирование), раздельное усиле-
ние огибающей и частотно-модулированного заполнения одно-
полосного сигнала и некоторые другие. Сведения по этим во-
просам содержатся в литературе и, в частности, в [Л. 55].
§ 8-7. Расчет нелинейных и переходных искажений
в однополосном передатчике
Важнейшее требование, предъявляемое к усилителю мощ-
ности в однополосном передатчике, — обеспечение минималь-
ных искажений сигнала, которые проявляются в возникнове-
нии на выходе передатчика колебаний комбинационных частот,
расположенных как внутри, так и вне полосы частот данного
канала связи. Энергия колебаний комбинационных частот в
границах собственного канала определяет степень нелинейных
искажений, в то время как комбинационные колебания с ча-
стотами, лежащими вне полосы частот данного канала, опре-
деляют переходные или междуканальные искажения.
Причиной возникновения комбинационных частот на выходе
однополосного усилителя является нелинейность характеристи-
ки лампы.
Теоретический анализ [Л. 55] и практика показывают, что
мощность побочных колебаний определяется формой статиче-
ской характеристики лампы и выбранным режимом работы.
Для получения расчетных выражений искажений мощностей
необходимо аналитически представить статическую характери-
стику лампы, т. е. аппроксимировать ее какой-либо функцией.
Удобно представить характеристику лампы в виде полинома,
например, третьей степени:
1О (х) = а0 + агх + а^х2 -ф а3х3,
где ап — коэффициенты полинома;
332
x—g/Еgo — относительная величина напряжения на сетке лампы,
определяемая так, что —1<х<1, и характери-
зующая степень использования лампы по цепи уп-
равляющей сетки (подробнее см. [Л. 55]).
На рис. 8-24 условно изображены энергетические спектры
сигналов на входе (рис. 8-24, а) и выходе (8-24,5) однополос-
ного усилителя при принятой аппроксимации характеристики
лампы и при условии, что огибающая спектра входного сиг-
нала имеет вид экспоненциальной
функции.
Расчеты показывают, что мощ-
ности искажений определяются
следующими выражениями.
Мощность нелинейных иска-
жений в полосе частот данного
канала со]—(02
Р ~ 9 л
2 jg Л3-
Рис. 8-24.
Мощность переходных искажений в полосе частот <os—coi
Ps^ — Л3;
3 16 3
в полосе частот <о2—<04
Р4^-^Л3(«Д-1)е-°й.
Мощность неискаженной части спектра в полосе частот дан-
ного канала он—<о2
Здесь а — параметр аппроксимации энергетического спектра
однополосного сигнала, при модуляции речью
численно равный 0,5-10-3 сек-,
А = W2—<01 — абсолютная ширина спектра сигнала;
Ai и А3— коэффициенты, определяемые характеристикой
лампы и выбранным режимом:
Л, = о2с2(1 Ц-Зрх2)2,
Л3 = ба^р2*1,
где р = ~~ Eg0 — параметр лампы в рабочей точке.
Коэффициенты нелинейных и переходных искажений или,
что то же самое, относительные уровни побочных колебаний в
соответствующих полосах
NK = 20 1g
333
Коэффициент нелинейных искажений!
N = 201g , .
4 (1 + зр%2)
Коэффициенты переходных искажений
Ns = 201g --3-^х— ;
6 4(1 | 3t3x2)
TV4 = 201g--------—
2(1 -1-Зрх2)
ab— 1
Для удобства расчетов на рис. 8-25—8-27 представлены гра-
фики зависимости NK от параметра лампы 0 и степени исполь-
зования лампы х. Наибольшее значение х взято равным 0,3, так
как фактически хмакс есть величина, обратная пикфактору. Дей-
ствительно, так как |х| = <т/|£й0| , а максимально возможную
амплитуду сигнала 17ЙМакс необходимо брать не более напряже-
ния Eg0 (по модулю), то
а ____ 1
хмакс = ~Г, = >
u g макс г
при р = 3,3 хмакс~0,3.
При передаче речи по однополосному каналу в передатчике
часто производят искусственное частотное предыскажение мо-
дулирующего сигнала, поднимая уровень высокочастотных со-
ставляющих спектра примерно на 6 дб на октаву. (В приемном
устройстве производится обратная операция.)
334
В этом случае спектр сигнала можно считать почти равно-
мерным. Такая же форма спектра будет и в случае уплотнения
телефонного однополосного канала телеграфными. При усиле-
нии сигнала с таким спектром на выходе нелинейного усилителя
будет сигнал, форма спектра которого условно изображена на
рис. 8-28, б.
Можно показать [Л. 55], что мощности нелинейных и пере-
ходных искажений при условии аппроксимации характеристики
лампы полиномом третьей степени можно вычис-
лить по формулам:
а) мощность нелинейных искажений в полосе
Рис. 8-27.
Рис. 8-28.
Мощность полезного сигнала в полосе частот ои—и2
Соответственно, коэффициент нелинейных искажений
M2 = 201g
/Зрх2
1 + Зрх3
Коэффициенты переходных искажений
7V3 = = 201g
К'Трх2
2(1 +3^®)
Из рис. (8-28, б) видно, что наибольшим искажением под-
вержены каналы, расположенные в средней части многоканаль-
ного спектра, а наименьшим — каналы, расположенные на кра-
ях полосы частот он—<о2-
335
Если предположить, что в полосе частот Д = (о2—<»1 разме-
щено п равноценных каналов, каждый из которых занимает по-
лосу частот Д/n, коэффициент нелинейных искажений в цент-
ральном канале
Уц = 201g Т<6 I/ ' 9n2 — 1.
ц ь4п(1 +3?х2) г
Коэффициент нелинейных искажений в крайних каналах
NK = 20 lg 1 f9 + — Г — 1 .
4(1 +'зрл2) |/ 2 [\ п /
Расчеты показывают, что коэффициент нелинейных искаже-
ний в центральном канале значительно выше, чем в крайних.
Так, при п = 6 нелинейные искажения в центральном канале на
2 -4- 3 дб больше, чем в каналах, расположенных на краях по-
лосы.
Анализ результатов вычисления комбинационных искаже-
ний показывает, что их уровень резко убывает с уменьшением
параметра 0, т. е. с увеличением крутизны и уменьшением кри-
визны характеристики лампы в рабочей точке.
Лампы, специально предназначенные для работы в усилите-
лях однополосного сигнала, удовлетворяют этим требованиям.
К таким лампам относятся ГУ-42, ГУ-43-Б, а также ГУ-33 и
ГУ-34-Б, ГУ-46, ГУ-39-Б.
§ 8-8. Усилители с отрицательной обратной связью
Отрицательная обратная связь служит весьма эффективным
средством уменьшения всех видов искажений. В сочетании со
всеми другими способами уменьшения искажений в однополос-
ном передатчике отрицательная обратная связь позволяет су-
щественно повысить его качественные показатели.
В усилителях однополосного сигнала применяются два спо-
соба осуществления обратной связи: по огибающей и по высо-
кой частоте (по сигналу в целом).
Обратная связь по огибающей основана на использовании
того факта, что нелинейные искажения однополосного сигнала
проявляются в искажении формы его огибающей.
При этом способе обратной связи (рис. 8-29) огибающая
входного сигнала выделяется линейным амплитудным детекто-
ром и подается на сравнивающую цепь, к которой в противофазе
также подводится огибающая выходного сигнала, выделяемая
другим линейным детектором. Если искажения в усили-
теле отсутствуют, то поступающие в сравнивающую цепь на-
пряжения будут равны по величине и противоположны по знаку,
336
следовательно, напряжение на выходе сравнивающей цепи бу-
дет равно нулю. Если же огибающая выходного сигнала будет
искажена, то на выходе сравнивающего устройства появится
разностное напряжение, определяемое имеющимися искажения-
ми. Это напряжение усиливается и поступает на вход усилитель-
ного тракта, осуществляя дополнительную амплитудную моду-
ляцию усиливаемого сигнала. При условии линейности детекти-
рования и модуляции искажения огибающей уменьшаются
пропорционально величине обратной связи.
Отрицательная обратная связь по огибающей требует вы-
сокой степени линейности детектирования в а и р цепях, линей-
ности модуляционной характеристики широкой полосы пропу-
скания в усилителе разностного напряжения, причем этот уси-
Рис. 8-29.
литель должен эффективно усиливать и постоянную составляю-
щую огибающей.
Схема требует фазовой коррекции в цепи р для компенсации
фазового сдвига, возникающего из-за разного времени прохож-
дения сигналов по цепям а и /Ср.
Несмотря на отмеченные трудности технического осуществ-
ления, отрицательная обратная связь по огибающей находит
применение.
Более эффектным и значительно более простым является
способ обратной связи по сигналу в целом, или, как говорят, по
высокой частоте. В этом случае напряжение высокочастотного
сигнала с выхода усилителя подается через делитель напряже-
ния с коэффициентом деления р во входную цепь в противо-
фазе.
Одна из возможных схем, в которой реализуется этот спо-
соб, изображена на рис. 8-30. Здесь с целью устранения
влияния нагрузки каскада, предшествующего охватываемому
12 Заказ № 2162
337
обратной связью, на коэффициент р, а также с целью согласо-
вания входных сопротивлений цепей прямой и обратной подачи
в схему дополнительно введен каскад сложения напряжений на
лампах и Л5.
Схемы осуществления отрицательной обратной связи по вы-
сокой частоте могут быть широко рекомендованы для примене-
ния в однополосных передатчиках.
Рассмотрим некоторые особенности расчета усилителя с от-
рицательной обратной связью.
Каскавы, охватываемые DOC
Рис. 8-30.
Коэффициент усиления усилителя с обратной связью /Ср, как
известно, выражается следующим образом:
^ = т^г- <8-")
где К = .вых- — коэффициент усиления усилителя без обратной
^вх связи;
р— коэффициент передачи цепи обратной связи.
Знаменатель выражения (8-11) 1 — рК = 7 носит наз-
вание характеристики (или величины) обратной связи. Если
у< 1, то обратная связь положительная; если у> 1, то обрат-
ная связь отрицательная; если у = 1, то обратная связь отсут-
ствует. Произведение р/С называется фактором обратной связи.
338
Полагая
3 = К = Ке*\
где и — фазовые сдвиги в усилителе и в цепи обратной
связи соответственно, получим у = 1 — ФКе1?, гДе ? = Ук + 'Рр-
В этом случае модуль коэффициента усиления усилителя
с обратной связью
К. = Л- .
н V 1 , Й2№ —23/Ccoso
Если суммарный фазовый сдвиг «р = 0, то
К - К
₽ 1 — РЛ-
и обратная связь оказывается положительной. Если ф=л, то
и в усилителе имеет место отрицательная обратная связь.
Очевидно, что отрицательная обратная связь уменьшает уси-
ление в у раз. Во столько же раз уменьшается и выходной сиг-
нал искажений.
Поскольку нелинейные искажения приобретают особо важ-
ное значение лишь в последних каскадах усилительного тракта
передатчика, где амплитуды сигналов велики и основное значе-
ние имеет выходная мощность, то именно в них для уменьше-
ния искажений целесообразно применять отрицательную обрат-
ную связь. Возникающее при этом уменьшение уровня основ-
ного сигнала компенсируется увеличением усиления в предшест-
вующих каскадах так, чтобы выходная мощность сохранялась
неизменной.
При расчете усилителя с обратной связью обычно бывает за-
дана величина обратной связи у = 1 + р/<. Тогда коэффициент
передачи цепи обратной связи
Величина напряжения обратной связи
ос I ВЫХ V * ' вх«
При этом для компенсации уменьшения усиления основного
сигнала необходимо повысить его уровень на входе до величины
Пвх — уПвх.
12*
339
Если величина обратной связи задана в децибелах, то вы-
числение этих величин можно производить по формулам:
n 10V/20 — 1
17о с = (107/2°—1) J7BX;
С4Х= 107'2О-ПвХ.
Очевидно, чем больше величина обратной связи, тем в боль-
шей степени уменьшаются нелинейные искажения. Однако уве-
личение обратной связи ограничивается устойчивостью работы
усилителя. Дело в том, что введение в усилитель отрицатель-
ной обратной связи может понизить его устойчивость, поскольку
на некоторых частотах (расположенных внутри или вне полосы
рабочих частот) фазовые сдвиги в кольце обратной связи мо-
гут быть такими, что обратная связь из отрицательной превра-
тится в положительную. При некоторых условиях, а именно,
когда рК будет близко к единице в схеме может возникнуть
самовозбуждение.
Опыт показывает, что при увеличении числа каскадов, охва-
тываемых обратной связью, опасность самовозбуждения усили-
теля возрастает, поэтому не рекомендуется охватывать обратной
связью более трех каскадов.
Расчеты и практика показывают, что если обратной связью
охвачен двухкаскадный усилитель, то следует брать у=5-;-6,
а в случае трех каскадов у не должна превышать 3—4.
В заключение отметим, что существенное уменьшение нели-
нейных искажений может быть достигнуто применением
честве оконечного усилителя схемы с общей сеткой. Эта схема
представляет собой схему с отрицательной обратной связью по
току с величиной обратной связи у=2.
в ка-
аайиаацйшцйаышйашцаайь
Глава девятая
ДЕТАЛИ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ЦЕПЕЙ ПЕРЕДАТЧИКОВ
§ 9-1. Расчет воздушных конденсаторов переменной емкости
В схемах радиопередающих устройств конденсаторы пере-
менной емкости чаще всего используются для плавной на-
стройки колебательных контуров. Наибольшее распространение
имеют так называемые прямоемкостные и прямочастотные кон-
денсаторы переменной емкости.
Для прямоемкостного конденсатора характерна линейная
зависимость емкости от угла поворота ротора. В случае при-
менения прямочастотного конденсатора обеспечивается линей-
ная зависимость между изменением частоты контура и углом
поворота ротора.
Прямочастотные конденсаторы целесообразно применять
в задающих генераторах передатчиков, имеющих плавный диа-
пазон частот, у которых по условиям их эксплуатации прихо-
дится часто изменять рабочие частоты, в случае их применения
обеспечивается равномерная градуировка шкалы в частотах.
Прямоемкостные конденсаторы чаще применяются в выходных
и промежуточных каскадах, где вопрос погрешности градуи-
ровки не имеет значения, так как настройка этих каскадов про-
изводится не по шкале, а по приборам, например, по минимуму
постоянной составляющей анодного тока. Прямоемкостные кон-
денсаторы, вследствие более простой формы пластин, при за-
данном значении емкости и рабочего напряжения получаются
более компактными.
В передатчиках малой и средней мощности с сопряженной
настройкой прямочастотные конденсаторы часто используются
во всех каскадах. Последнее объясняется тем, что в этих слу-
чаях вопрос малой погрешности установки частоты имеет осо-
бенно важное значение.
Максимальная емкость конденсатора определяется из элек-
трического расчета контура, минимальная (начальная)—его
конструктивными данными.
341
Конденсатор переменной емкости, как правило, должен
обеспечить заданное значение максимальной емкости при воз-
можно малом значении начальной емкости и достаточную элек-
трическую прочность, обеспечивающую устойчивую работу при
всех возможных режимах передатчика.
Дополнительными требованиями, которым конденсатор дол-
жен удовлетворять, являются требования обеспечения желае-
мого закона изменения емкости, механической прочности, на-
дежности в работе и некоторые другие. В частности, конденса-
торы, предназначенные для задающего генератора, должны
обладать малым температурным коэффициентом емкости.
Проектирование воздушного конденсатора переменной емко-
сти следует начинать с определения максимально возможного
напряжения между пластинами конденсатора (из расчета ре-
жима генератора). По этому 'напряжению определяется мини-
мально допустимый воздушный зазор, а затем рассчитывается
форма, размер и число пластин конденсатора.
Максимальное напряжение между пластинами контурного
конденсатора имеет место в пиковом режиме модуляции. Если
исходить из коэффициента модуляции, равного единице, и ко-
эффициента использования анодного напряжения, также рав-
ного единице, то конденсатор следует рассчитывать на удвоен-
ное значение анодного напряжения (для схем, в которых на об-
кладках конденсатора переменной емкости пет постоянного
напряжения).
При расчете возможных значений напряжения на конденса-
торе промежуточного контура выходного каскада передатчиков
малой и средней мощности следует исходить из случая, когда
антенная цепь расстроена или разомкнута. В этом случае ко-
эффициент использования анодного напряжения может дости-
гать значений 1,3—1,5.
Выбирая зазор, необходимо учитывать диэлектрическую
прочность воздуха. При нормальном давлении и влажности кри-
тическое значение градиента для воздуха приблизительно равно
1000 в на 1 мм. При проектировании маломощных передвижных
радиостанций необходимо учитывать, что при повышенной влаж-
ности (дождь, туман) диэлектрическая прочность воздуха сни-
жается примерно вдвое. Принимая во внимание необходимость
запаса по диэлектрической прочности для конденсаторов пере-
менной емкости передатчиков малой и средней мощности, сле-
дует рекомендовать норму 1 мм зазора на каждые 500—700 в
амплитуды. Меньшее значение обычно принимается при напря-
жениях не свыше 500—1000 в, а верхнее — при более высоких
напряжениях.
Следует сразу же оговориться, что пробивное напряжение
воздушного конденсатора переменной емкости определяется не
только расстоянием между пластинами статора и ротора. Боль-
342
шое значение имеют также толщина пластин и их обработка,
в частности, радиус закругления краев. При напряжениях до
5 кв толщина пластин берется от 0,5 до 3 мм и рассчитывается
по формуле:
t = (0,25 -5- 0,35) d.
При небольших зазорах порядка 0,5—1,5 мм толщина пла-
стин определяется необходимостью обеспечить достаточную
жесткость конструкции и берется порядка 0,7—0,9 мм.
Для расчета расстояний между зажимами конденсаторов,
размещаемыми на изоляционных планках (микалекс, радио-
фарфор и др.), необходимо учитывать возможность возникно-
вения разряда по поверхности диэлектрика. Норма на этот раз-
ряд определилась практикой конструирования и составляет ве-
личину порядка 300 в на 1 мм.
Форма пластин конденсатора определяется требуемым зако-
ном изменения емкости. Чаще всего требуемый закон изменения
емкости обеспечивается выбором соответствующей формы пла-
стин ротора, при этом неподвижные пластины (статорные) де-
лаются произвольной формы, но с таким расчетом, чтобы по-
верхность их полностью покрывала подвижные пластины, когда
они введены, и чтобы в то же время излишне не увеличивались
размеры конденсатора.
Прямоемкостные конденсаторы чаще всего проектируются
с полукруглой или секторообразной (бисквитной) формой ро-
торных пластин (рис. 9-1 и 9-2).
У конденсатора с полукруглыми пластинами изменение емко-
сти от минимального до максимального значения происходит
при повороте ротора от 0 до 180°, а у конденсатора с секторо-
образными пластинами — от 0 до 90°. Преимуществом конден-
сатора второго типа является возможность его последователь-
ного включения (рис. 9-1,6), при этом повышается пробивное
343
напряжение и отпадает необходимость в конструировании пере-
ходного контакта к ротору. Кроме того, такие конденсаторы
удобно применять в двухтактных схемах.
Емкость (максимальная) переменной часги конденсатора
с полукруглыми пластинами
^макс 0,089 —0,139 - [пф],
а а
где R— радиус пластины ротора, см;
Гв — радиус выреза в пластине статора, см;
п — число пластин статора и ротора вместе.
Емкость переменной части каждого плеча конденсатора
с секторообразными пластинами
Смаке = 0,139 [Пф}. (9-1)
2d
Общая емкостыконденсатора будет либо равной Смакс/2 (при
включении по схеме рис. 9-2,6), либо равной 2 Смакс (схема
рис. 9-2, а).
Решив формулу (9-1) относительно числа пластин и, по-
лучим:
п__ I, 7,2CMaKCd
R2-r2B ‘
Из этого выражения следует, что для определения числа
пластин, кроме Смаке и d, необходимо знать радиус выреза
в пластинах статора и радиус пластин ротора. Радиус пластин
ротора R выбирается исходя из габарита конденсатора. Вполне
понятно, что при большем R число пластин будет меньше, кон-
денсатор получится большим в «ширину» и меньшим в направ-
лении оси. Такой конденсатор обычно имеет несколько мень-
шую начальную емкость, но будет менее жестким в механиче-
ском отношении.
При малых значениях R увеличивается число пластин, т. е.
увеличиваются размеры конденсатора в направлении его оси.
Такие конденсаторы, вследствие меньших размеров пластин,
механически более устойчивы, но имеют большую начальную
емкость. Для конденсаторов малых коротковолновых радиостан-
ций, при напряжениях не свыше 1 кв, радиус пластин обычно
берется 4—8 см. В большинстве случаев эту величину следует
выбирать, сообразуясь с заданным максимальным значением
емкости и габаритами, отводимыми конденсатору в проектируе-
мом передатчике.
Радиус выреза в пластинах статора берется в соответствии
с толщиной оси, на которой закрепляются пластины ротора
с таким расчетом, чтобы не происходил пробой между осью
344
и пластинами статора. Практически для переменных конденса-
торов маломощных каскадов гв = 10-^-20 мм.
Общее число пластин воздушного конденсатора переменной
емкости обычно берется нечетным, что позволяет заземлить (со-
единить с корпусом) наружные пластины. Это приводит к тому,
что их емкость по отношению к корпусу или к экрану не будет
изменяться при изменении емкости конденсатора.
Общим требованием ко всем конденсаторам переменной
емкости следует считать требование минимальной начальной
емкости конденсатора Со, т. е. емкости при полностью выведен-
ных пластинах ротора.
Начальная емкость переменных конденсаторов образуется
емкостью между торцами неподвижных и подвижных пластин,
емкостью между неподвижны-
ми пластинами, осью и боко- 90
выми щеками (если они метал- s0„ \ /
лические) и емкостью между \
крепящими элементами в ди- \ /\ ."'150°
электрике.
Точный расчет начальной Z_----------------—
емкости конденсатора весьма м
сложен. Для некоторых слу- Рис. 9-3.
чаев приближенно начальную
емкость можно подсчитать как емкость между двумя параллель-
ными пластинами, находящимися на расстоянии Ъ (см. рис. 9-1)
одна от другой, с площадью, равной 21R, где I — длина конденса-
тора по оси, a R — радиус пластин ротора. Расчет таким путем,
однако, всегда дает значения в 1,5—2 раза меньше практически
измеренных.
На основании практических измерений начальных емкостей
ряда конденсаторов коротковолновых передатчиков малой и
средней мощности следует, что их начальная емкость в 6—15 раз
меньше Смакс- У конденсаторов, рассчитанных на малые напря-
жения, Смакс/С0 получается большим, а у более мощных конден-
саторов Смакс/С0 уменьшается.
Пластины ротора прямочастотного конденсатора имеют фор-
му, изображенную на рис. 9-3. Текущий радиус пластин ротора
рассчитывается по формуле, выведенной Н. С. Бесчастновым:
r = R
макс
(9-2)
где Дмакс — максимальный радиус пластины ротора;
гв — радиус выреза в пластинах статора;
345
<р — угол поворота ротора, для которого рассчитывается
значение радиуса г;
kt — коэффициент поддиапазона, т. е. /макс//мин.
Из формулы (9-5) видно, что форма пластины является
функцией коэффициента диапазона kt, а это означает, что пря-
мочастотный конденсатор, спроектированный для контура с од-
ним коэффициентом диапазона, утрачивает свою прямочастот-
ность в случае его включения в контур с другим значением kf.
Величины ₽макс и гв выбираются на основании тех же со-
ображений, что и в случае расчета прямоемкостного конден-
сатора.
Число пластин может быть определено на основании фор-
мулы:
П=1 + 144С _____
где СМаКс — максимальная емкость переменной частк конден-
сатора.
Пластины воздушных конденсаторов переменной емкости
для передатчиков малой и средней мощности, как правило, из-
готовляются из алюминия и лишь в отдельных случаях из
латуни.
По конструктивному выполнению корпуса, ротора и статора
конденсаторы переменной емкости могут быть подразделены на
литые, фрезерованные, сборные и штампованные. Литые и фре-
зерованные конденсаторы отличаются высокими механическими
и электрическими показателями. В этих конструкциях статор-
ная и роторная системы представляют собой монолитные блоки.
При конструировании конденсатора переменной емкости
очень большое внимание приходится уделять устройству сколь-
зящего контактного соединения с пластинами ротора. Это со-
единение должно быть электрически надежным, механически
прочным и устойчивым по отношению к температурным, а так-
же атмосферным условиям.
В конкретных конструкциях в качестве таких контактных
соединений часто используются металлические щетки или ножи.
При расчете контактной поверхности таких соединений прини-
мают плотность тока не свыше 0,5—1 а/мм2.
Конденсаторы переменной емкости маломощных передатчи-
ков для подвижных станций характеризуются некоторыми осо-
бенностями. Из соображений увеличения механической жестко-
сти конструкции статор и ротор у таких конденсаторов часто
не собираются из отдельных пластин и шайб, а фрезеруются из
целого куска алюминия. Второй особенностью таких конденса-
торов является керамическая ось, на которой закрепляется ро-
тор. Применение керамической оси позволяет изолировать
346
систему пластин ротора от корпуса (экрана), чтобы исключить
влияние тела оператора при настройке передатчика, если ротор
не заземлен. Наконец, следует отметить, что конденсаторы пе-
ременной емкости для маломощных передатчиков, как правило,
помещаются в металлический, чаще всего литой экран и кон-
структивно составляют с экраном одно целое.
Как уже было указано в начале настоящего параграфа, кон-
денсаторы переменной емкости для задающего генератора
должны иметь возможно меньший температурный коэффициент
емкости.
Температурный коэффициент емкости воздушного конденса-
тора переменной емкости обычно во много раз превышает вели-
чину температурного коэффициента диэлектрической проницае-
мости воздуха (2-10_6) и для различных конструкций конден-
саторов может изменяться в пределах
от + 150-10-6 до—70 • 10 6, причем ча-
сто поведение конденсаторов при из-
менении температуры бывает не цик-
личным, т. е. после нагрева и охлаж-
дения емкость не возвращается к сво-
ему первоначальному значению.
В целях увеличения геометриче-
ской длины шкалы, а следовательно,
уменьшения погрешности установки
частоты, в ряде случаев находят при-
менение воздушные конденсаторы пе-
ременной емкости с углом поворота
больше 180°. Такие конденсаторы особенно целесообрано при-
менять в возбудителях маломощных передатчиков.
На рис. 9-4 показана ступенчатая форма пластин ротора
прямоемкостного конденсатора с максимальным углом пово-
рота ротора 240°. Максимальная емкость этого конденсатора
рассчитывается по формуле:
„„ = 0,093
d
где /?2 — больший радиус ротора;
г в — радиус выреза в пластинах статора.
Число пластин по заданным значениям СмаКс и d
и = 1 + 10,8 С9макс<2
Меньший радиус пластин ротора R\ определяется из выра-
жения:
_ /^+гв2
1 2
347
Соображения о выборе величин /?2 и гв были изложены
ранее.
Недостатком конденсатора со ступенчатой формой пластин
является то, что начальная емкость подобного конденсатора
меняется с углом поворота ротора и его градуировка стано-
вится непрямолинейной.
Конденсаторы переменной емкости с углом поворота более
180° могут быть выполнены и с плавным очертанием пластин.
Теория и расчет прямочастотных конденсаторов с углом по-
ворота более 180°, со ступенчатым и плавным очертанием пла-
стин рассмотрены в работе П. Г. Панова и С. А. Френкель
[Л. 60].
Следует отметить, что при малых значениях коэффициента
диапазона kf<2 применение прямочастотного конденсатора дает
очень малый выигрыш в точности установки частоты по сравне-
нию с применением прямоемкостного конденсатора, что отно-
сится к конденсаторам с любым углом поворота.
§ 9-2. Расчет контурных катушек
Основными характеристиками контурных катушек являются:
величина индуктивности, качество (добротность), температур-
ный коэффициент индуктивности, величина собственной емкости
и габариты.
В контурных цепях коротковолновых передатчиков почти
исключительное применение находят однослойные цилиндриче-
ские катушки на каркасах. Индуктивность этих катушек лежит
обычно в пределах от десятых долей до нескольких десятков
микрогенри.
Потери в катушке пропорциональны величине ее активного
сопротивления г при высокой частоте, которое состоит из со-
противлений, эквивалентных различным потерям:
Г = + Гя + Гф,
где гм — потери в меди (проводе намотки) при прохождении
по катушке тока;
гд — потери в диэлектриках (в каркасе катушки и в изоля-
ции проводов);
Гф — потери на вихревые токи в соседних проводах и вблизи
расположенных деталях (экраны, шасси и т. д.).
Потери в меди имеют основное значение на длинных, сред-
них и частично коротких волнах.
В диапазоне метровых и более коротких волн основную
часть потерь составляют диэлектрические потери и потери, вно-
симые схемой.
Сопротивление одного и того же проводника для тока высо-
кой частоты гораздо больше, чем для постоянного тока, из-за
348
вытеснения тока на поверхность проводника и неиспользования
внутренней части его сечения (поверхностный эффект).
Отношение сопротивления единицы длины прямого провода
круглого сечения при высокой частоте к сопротивлению для
постоянного тока определяется выражением, выведенным в ра-
боте И. С. Гоноровского [Л. 61]:
ж 0,05d + 0.27. (9-3)
В этой формуле все линейные размеры выражены в санти-
метрах, а удельное сопротивление р в Мом/см?.
Формула (9-3) справедлива при d > 57 и дает точный
результат для одиночных проводов. Если провода проходят па-
раллельно один вблизи другого, то их сопротивление на еди-
ницу длины увеличивается.
Отношение сопротивлений г//го для провода, намотанного
в виде катушки, может быть определено по формулам и таб-
лицам, приведенным в той же работе [Л. 61], и в справочнике
по радиотехнике под редакцией Б. А. Смиренина |[Л. 63]. Сопро-
тивление потерь в катушке увеличивается также за счет диэлек-
трических потерь на величину гд.
Особенно большое влияние на эти потери оказывает увели-
чение частоты, на которой работает катушка. Отсюда особо
существенное значение диэлектрические потери катушки имеют
на сверхвысоких частотах. Для уменьшения этих потерь исполь-
зуются ребристые керамические каркасы.
На сверхвысоких частотах относительный уровень диэлек-
трических потерь может составить, даже для самой малой ка-
тушки, более 50% от потерь в меди. Поэтому в случае приме-
нения каркаса, последний должен быть изготовлен из материала
с малым углом потерь и ребристым.
Необходимо отметить, что экран, шасси, винты крепления,
лепестки, конденсаторы, сопротивления и прочие детали, распо-
ложенные вблизи катушки, существенно уменьшают ее доброт-
ность, причем в тем большей степени, чем более высокую доб-
ротность имеет сама катушка.
Периметр медного провода для намотки катушки может
быть определен по приближенной формуле:
р = 0,0187 4,
где 7 — эффективное значение высокочастотного тока, проте-
кающего по катушке, а;
-г — разность температур поверхности провода и окружаю-
щего воздуха.
349
При периметрах /д<40 мм наиболее распространен провод-
ник сплошного сечения, при р>10 мм — трубчатый провод.
В некоторых случаях применяют ленточный проводник, мотае-
мый на ребро, что позволяет сократить габариты катушки.
В последнее время широко применяется обмотка в виде слоя
металла (обычно серебра), нанесенного на керамический кар-
кас по спирали методом вжигания, впервые предложенным со-
ветским инженером Фройманом А. И.
Индуктивность прямого провода круглого сечения
L= 0,002/[2,3 1g — — 11;
индуктивность прямого ленточного провода
Рис. 9-5.
0,002/, 2,3 1g —— +0,5 +
L + с
+ 0,223
где / — длина провода;
d — диаметр сечения про-
вода;
b и с — стороны прямоуголь-
ного сечения.
Индуктивность во всех формулах выражена в микрогенри,
линейные размеры — в сантиметрах.
Индуктивность круглого витка из провода трубчатого се-
чения
L = 0,0126 [2,3 1g — —21,
где а — радиус витка;
г — радиус провода.
Индуктивность однослойной цилиндрической катушки
(рис. 9-5) без сердечника может быть рассчитана по формуле:
^+ = 0,01
N2D2
I Р 0,44£) ’
(9-4)
где L — индуктивность катушки, мкгн;
N — число витков катушки;
D— диаметр катушки (расстояние между центрами вит-
ков), см\
I — длина намотки, см.
Эта формула справедлива при условии, что
При выборе шага намотки должны быть приняты во внима-
ние величина напряжения между соседними витками, необходи-
мость помещения на витках щупа или отвода и условия тепло-
отдачи (зависящие от расстояния между витками). Следует
также стремиться получить оптимальную величину отношения
350
i'f/rD (сопротивления при высокой частоте к сопротивлению по-
стоянному току).
В большинстве случаев наивыгоднейшее, с точки зрения сни-
жения сопротивления при высокой частоте, соотношение между
шагом намотки g и диаметром провода d:
^3-2,5.
d
Индуктивность катушек с сечением в форме многоугольника
рассчитывается по формулам для цилиндрических катушек, при
этом считается, что многоугольная катушка эквивалентна по
индуктивности цилиндрической с равновеликим по площади
круглым сечением.
Эквивалентный диаметр многоугольной катушки рассчиты-
вается по формуле:
п г> т Г N . 2тс
и = Dn I / --sm----,
° |' 2т: N
где Do — диаметр описанной вокруг многоугольника окруж-
ности;
N — число сторон многоугольника.
При конструктивном расчете всех типов катушек их индук-
тивность берется на 10—15% больше той, которая определяется
из электрического расчета контура. Делается это для учета
действия экранов и других металлических деталей, находя-
щихся вблизи катушки и уменьшающих индуктивность.
Катушки в схеме радиопередатчиков обычно работают при
значительном напряжении на их концах и между витками, при-
чем через них проходит значительный ток высокой частоты. Это
приводит к необходимости обеспечивать хорошую изоляцию и
хорошие условия охлаждения.
В коротковолновых передатчиках небольшой мощности при-
меняются катушки, намотанные медным проводом на керами-
ческих каркасах. В антенных контурах часто применяются ва-
риометры со скользящим контактом с обмоткой из ленты «на
ребро». В контурах задающих генераторов часто применяются
катушки с намоткой, нанесенной методом вжигания серебра
в керамические каркасы. В длинноволновых передатчиках могут
применяться двух- и трехслойные катушки. Для коротковолно-
вых катушек весьма распространена цилиндрическая или мно-
гоугольная форма с однослойной намоткой и с небольшим чис-
лом изоляционных гребенок.
Температурный коэффициент обычных контурных катушек
на керамических каркасах в большинстве практических случаев
лежит в пределах:
aL = — = (10 50) 10~6.
351
Для уменьшения величины ТКИ следует применять каркасы
из материала с небольшим значением коэффициента линейного
расширения. При этом необходимо принимать меры к устране-
нию увеличения диаметра намотки из-за расширения провода.
Это достигается применением «горячей» намотки (при темпера-
туре провода около 60°) с предварительным натяжением про-
вода на керамические каркасы. При больших значениях шага
намотки величина ТКИ уменьшается.
Весьма малые значения ТКИ можно получить, применяя
витки в виде слоя металла (обычно серебра), нанесенного не-
посредственно на поверхность каркаса из керамического мате-
риала с малым коэффициентом линейного расширения.
При повышении температуры катушки сопротивление про-
вода увеличивается, глубина проникновения тока в металл так-
же увеличивается, благодаря чему уменьшается средний диа-
метр витка, обтекаемого током, что ведет к уменьшению ин-
дуктивности катушки. Обмотка в виде тонкого слоя металла,
нанесенного на поверхность каркаса, даст значительно меньшее
изменение индуктивности по этой причине. При достаточно
большом отношении диаметра катушки к диаметру провода из-
менение индуктивности, связанное с поверхностным эффектом,
невелико; ему соответствует величина ТКИ порядка (2 --3) • 10-6.
Увеличение сопротивления провода катушки значительно
влияет на ее добротность, которая изменяется приблизительно
на 10% при изменении температуры на 30°.
Изменение температуры оказывает большое влияние на ве-
личину потерь. В диэлектриках наблюдается быстрый рост ди-
электрических потерь при их нагревании выше некоторой тем-
пературы. Необходимо, чтобы это значение температуры лежало
за пределами рабочих температур катушки. Последнему усло-
вию удовлетворяют керамические радиочастотные материалы.
Собственная емкость для катушки, у которой длина намотки
не больше диаметра намотки D,
Со-------------- [пф].
3,6 arc cos h —
d
Для однослойных катушек, намотанных на керамический
каркас, эта формула дает преувеличенное значение собственной
емкости (при g/d=l,5 до 50%, при gld=2,2 до 30%).
Для катушки с большим шагом намотки
С0^0,5Г> [пф].
Для катушки с плотной намоткой (виток к витку)
С0^1,5Д [пф].
352
Величина собственной емкости однослойных катушек на
гладких каркасах меньше (на 12—35%) собственной емкости
катушек на каркасах с нарезкой.
Величина собственной емкости катушек со слоем, нанесен-
ным в пазу нарезки, больше, чем собственная емкость катушек,
у которых слой нанесен по ребру нарезки, а также больше, чем
собственная емкость катушек с намоткой из проволоки круг-
лого сечения, расположенной в нарезках.
Несмотря на повышенное значение собственной емкости ка-
тушек со слоем, нанесенным в пазу нарезки, применение этих
катушек наиболее целесообразно по целому ряду соображений
(технологических, конструктивных и большей стабильности).
Собственная емкость катушки Со состоит из двух слагаемых:
емкости через диэлектрик каркаса Сд и емкости через воздух.
Величина емкости через диэлектрик каркаса с нарезкой и на-
моткой из круглого провода Сд= (О,3-: О,4)Со, а для катушек
со слоем, нанесенным внутри паза, Сд= (0,45-^0,5) Со, при усло-
вии, что диэлектрическая проницаемость каркаса в порядка
5,5—6,5.
Диэлектрические потери (при 0,002) практически мало
влияют на добротность катушек в рабочем диапазоне частот,
только при приближении к собственной частоте катушки это
влияние становится заметным.
Для устранения влияний на катушку всякого рода внешних
полей, а также для устранения воздействия поля катушки на
расположенные вблизи детали передатчика катушка помещается
в экран из немагнитного материала, надежно соединяемый
с землей (корпусом) радиостанции.
На радиочастотах металлическая поверхность является элек-
тромагнитным экраном, преграждая распространение как элек-
трического, так и магнитного полей. Наличие экрана сказы-
вается на параметрах катушки. Если рассматривать экран как
замкнутую цепь, связанную индуктивно с катушкой, то влияние
экрана скажется в виде эквивалентного реактивного и актив-
ного сопротивлений, вносимых в цепь катушки. Дополнитель-
ное реактивное сопротивление эквивалентно уменьшению ин-
дуктивности катушки, а дополнительное активное сопротивление
вызывает увеличение потерь в катушке. Так как потери умень-
шаются значительно меньше, чем индуктивность катушки, то
экран во всех случаях вызывает уменьшение добротности ка-
тушки.
Наиболее сильное влияние на добротность катушки оказы-
вает цилиндрический замкнутый экран, но он обеспечивает пол-
ную и надежную экранировку катушки.
Наименьшие потери вносят медные и алюминиевые экраны.
Латунные экраны, вносящие большие потери, чем алюминиевые
и более тяжелые, применяются редко. Лучший результат, с точки
’/г!3 Заказ № 2162
353
зрения минимума вносимых потерь и хорошего значения ТКИ
катушки, дают керамические экраны, омедненные внутри.
Большое значение имеет правильное соотношение между
диаметром катушки D и диаметром экрана Da.
Оптимальное соотношение между этими диаметрами, при ко-
тором получается, при заданных размерах экрана, наибольшая
добротность катушки,
-^= 1,6-н 2,0.
D
§ 9-3. Расчет катушек с переменной индуктивностью
(вариометров)
Переменная индуктивность может быть получена измене-
нием взаимоиндукции между соединенными между собой ка-
тушками, изменением числа используемых витков или введе-
нием в катушку сердечника из магнитодиэлектрика или измене-
нием магнитных свойств сердечника (магнитные вариометры).
Основные технические характеристики вариометров:
1) величина максимальной индуктивности;
2) величина перекрытия по индуктивности (отношение
^макс/Бмин== &ь) ;
3) закон изменения индуктивности;
4) стабильность индуктивности по отношению к темпера-
туре, влажности и во времени;
5) добротность при различных величинах индуктивности;
6) габариты, вес.
В вариометре с взаимоиндукцией (при последовательном
включении катушек):
^макс — + ^-2 + 2Л4;
(9-5)
где L2 — индуктивности статора и ротора;
М — взаимоиндукция между статором и ротором (мак-
симальная) .
При параллельном включении катушек:
, LlL2 — ЛР . г _ LtL2—М2
^макс . .г г,.. ’ . . , , •
+ L2 — 2М М + L2 т- 27И
Для обоих случаев
__ ^макс _ -|- 62 Ч- 2Л4
^МИН ^2 2М
Практически, из конструктивных соображений, между стато-
ром и ротором нельзя получить малые величины зазора (ме-
жду статором и ротором должен быть зазор, обеспечивающий
свободное вращение ротора и отсутствие пробоя между стато-
354
ром и ротором). Поэтому значение М невелико и коэффициент
перекрытия вариометра kL также невелик: шарового варио-
метра 10—12, цилиндрического вариометра с намоткой по обра-
зующей 7—8, цилиндрического вариометра с намоткой по ок-
ружности 5—6. Применение сердечника из магнитодиэлектрпка
в вариометре с взаимоиндукцией значительно увеличивает его
перекрытие, потому что сердечник также увеличивает взаимо-
индукцию при одном и том же расположении катушек статора
и ротора.
В вариометрах с изменяющимся числом используемых вит-
ков, или, как их часто называют, со скользящим контактом, мо-
Рис. 9-7.
Рис. 9-6.
жет быть получено большее значение перекрытия, чем в варио-
метрах с вращающимся ротором, однако и в этом случае пере-
крытие обычно не превосходит 10—20. Причина заключается
в том, что неработающая часть витков вариометра с собствен-
ной емкостью может попасть в резонанс с рабочей частотой.
Имея большое значение LMaKC/LMaw, они особенно удобны для
настройки антенного контура в широком дапазоне частот.
Магнитные вариометры основаны на том, что некоторые ма-
териалы, например, оксиферы, при использовании их в качестве
сердечников позволяют путем изменения тока в специальной
подмагничивающей обмотке в больших пределах изменять маг-
нитную проницаемость, а следовательно, и индуктивность основ-
ной катушки. В магнитных вариометрах может быть достигнут
коэффициент изменения индуктивности до 100 и больше. Каче-
ство Q таких вариометров при частотах 100—150 кгц достигает
500—600.
Взаимная индуктивность коаксиальных соленоидов (рис. 9-6)
рассчитывается по приближенной формуле:
М 0,00987 -^А2п^ [мкгн].
2х2у
V213*
355
Взаимная индуктивность концентрических соленоидов
(рис. 9-7)
М«-;0,02 а2П1Пг ;
]хг + Л2
данное выражение справедливо при 2«/<2х.
Здесь а — радиус меньшей катушки;
А — радиус большей катушки;
2х— длина наружной катушки;
2у— длина внутренней катушки (меньшей);
Щ, — число витков катушек.
Заданными величинами для расчета вариометра будем счи-
тать: максимальную индуктивность LMaKC, минимальную индук-
тивность LMUH, диапазон рабочих частот /мин—/макс, ток, прохо-
дящий через вариометр, If.
Выбор провода для вариометра производится таким же об-
разом, как и для катушки. Шаг намотки выбирается из тех же
соображений, что и для катушки. В общем случае шаг намотки
катушек статора и ротора может быть неодинаковым.
Исходными формулами для расчета являются (9-5) и
М = k ]/7^L2, (9-6)
где k — коэффициент связи.
Из этих формул непосредственно следует, что
Диаке ^мии= 4Л4; (9-7)
Диаке + Дмии = 2 (Д -f- Д). (9-8)
Пользуясь теоремой о том, что среднее арифметическое все-
гда больше среднего геометрического, напишем:
^-макс ~h I ГL L М — ^*макс — ^-мин
2 V 1 2 ~ k ~ 4/г
Из этого неравенства следует, что
ли £-макс + ^мин х 9 О 1 \
2 '^макс Ч:ин)
ИЛИ
^-макс ^-мин
^макс “I- ^мин
Это неравенство определяет минимальное значение коэффи-
циента связи k, при котором могут быть обеспечены требуемые
значения £макс и Амин. Для дальнейшего расчета обычно при-
нимают k на 2—5% больше. Полученное таким образом значе-
ние k в известной мере определяет конструкцию вариометра.
356
Для цилиндрических вариометров с намоткой по окружно-
сти не удается осуществить k больше 0,5—0,6, в то время как
для цилиндрических вариометров с намоткой по образующей
и для шаровых можно осуществить k=0,8-=-0,85.
На основании рассчитанного значения коэффициента связи
можно определить необходимые величины для индуктивностей
статора и ротора.
Из совместного решения уравнений (9-6) и (9-8)
L —
Ъ1. 2 ~ 4L
^^макс
где
« _ ^-макс
L I
^мин
При расчете величина М определяется из формулы (9-6).
Естественно, что за индуктивность статора Li принимаем
большую из величин, а за индуктивность L2 ротора — меньшую:
^^(1,3 -*-2) 12.
Дальнейший расчет ведется на основании уравнений:
I, = 0,01
It + 0,44Dt ’
(9-9)
L2 = 0,01
(9-Ю)
li = («i— i)gi;
Z2 = (n2 — 1)&,
в которых неизвестными величинами следует считать: пь п2, /ь
1г, D2, gi и g2.
Прежде всего зададимся соотношением длины и диаметра
статорной катушки. В отличие от обычных катушек, для варио-
метра целесообразно задаваться отношением //D~0,5-5-1.
Зная шаг намотки и соотношение lJDt = bx, из формулы (9-9)
можно определить все геометрические параметры и число вит-
ков статора:
„ btLt(bt + 0,44) .
*Д на ’
357
= l)ft;
После расчета статора выбирают отношение Это от-
ношение зависит от предполагаемой конструкции вариометра.
Для шаровых вариометров и цилиндрических с намоткой по
образующей оно может быть взято до 0,8—0,85, а для цилин-
дрических с намоткой по окружности несколько меньше. На
основании этого соотношения определяется диаметр ротора про-
ектируемого вариометра О2-
Теперь из выражения для взаимоиндукции (9-10) может
быть определено число витков ротора
После этого из формулы (9-4) определяем длину катушки
ротора
4 = 0,01-^- —0,44П2
l2
и, соответственно, шаг намотки ротора
Таким образом, все конструктивные параметры вариометра
оказываются известными.
Если вариометр образован двумя прямоугольными катуш-
ками, то при его расчете прямоугольные катушки заменяются
эквивалентными цилиндрическими с равной площадью попереч-
ного сечения. При этом диаметры эквивалентных цилиндриче-
ских катушек будут
= 1,13 | йроДот! = 1,13
В случае шарового вариометра за диаметр эквивалентной
катушки статора или ротора принимается диаметр, определяе-
мый по выражению:
где п— общее число витков статора или ротора, а гь г2, ...
гп — радиусы витков статора или ротора от первого до по-
следнего.
358
§ 9-4. Конденсаторы постоянной емкости
Контурные конденсаторы. Особенностью работы контурных
конденсаторов постоянной емкости является значительное высо-
кочастотное напряжение на обкладках и значительный ток вы-
сокой частоты, протекающий через конденсатор.
В колебательных контурах коротковолновых передатчиков
используются воздушные, вакуумные, слюдяные и керамические
конденсаторы постоянной емкости.
Воздушные конденсаторы применяются преимущественно
в маломощных передатчиках. Основным недостатком таких кон-
денсаторов является то, что при высоких напряжениях и боль-
ших значениях емкости конденсаторов их габариты получаются
сравнительно большими.
Для приведения расчета воздушных конденсаторов постоян-
ной емкости могут быть использованы сведения, приведенные
в §94.
Вакуумные конденсаторы постоянной емкости применяются
в колебательных контурах мощных ступеней коротковолновых
и средневолновых передатчиков.
Основным достоинством таких конденсаторов по сравнению
с воздушными следует считать их сравнительно малые габа-
риты. Меньшие габариты обусловлены большей электрической
прочностью разреженного промежутка.
Вторым преимуществом таких конденсаторов следует счи-
тать их полную независимость от атмосферных условий, выте-
кающую из того, что они герметизированы. Потери в воздуш-
ных конденсаторах очень малы, что обеспечивает большие
значения допустимой реактивной мощности при небольших га-
баритах.
Вакуумные конденсаторы выполняются конструктивно в стек-
лянных баллонах. Выводы делаются с торцов баллона.
Слюдяные контурные конденсаторы чаще применяются
в средневолновом и длинноволновом диапазонах. Они обладают
высокой диэлектрической прочностью и сравнительно неболь-
шими габаритами; стоимость их относительно высока. Размеры
слюдяных конденсаторов определяются величиной допустимой
реактивной мощности.
Обычно изготовляются контурные слюдяные конденсаторы
на реактивную мощность до 50 квсг, их добротность имеет
значения 1000—2000.
Сведения о расчете слюдяных конденсаторов приведены
в работе И. С. Гоноровского [Л. 61].
Керамические конденсаторы характеризуются относительно
малыми потерями, малыми габаритами и значительной диэлек-
трической прочностью. Величина ТКЕ керамических конденса-
торов в зависимости от типа керамики может варьироваться
359
в весьма широких пределах: от —(700-;-900) • 10-6 до + (200^-
-*-300) -10-6.
Керамические высоковольтные конденсаторы постоянной
емкости в зависимости от величины тангенса угла диэлектриче-
ских потерь и температурного коэффициента емкости разде-
ляются на группы. Каждая из групп обозначается присвоенной
ей буквой и имеет окраску присвоенного ей цвета.
По конструкции керамические конденсаторы выполняются
горшкового, трубчатого и бочечного типов.
Горшковые конденсаторы рассчитаны в основном на высо-
кие рабочие напряжения.
Трубчатые конденсаторы рассчитаны в основном на высо-
кие значения емкости в единице объема.
Боченочные конденсаторы рассчитаны на высокие значения
удельной реактивной мощности.
Основным параметром при выборе типа и числа контурных
конденсаторов с твердым диэлектриком, кроме требуемой емко-
сти, является допустимая реактивная мощность. Если допусти-
мое значение реактивной мощности будет больше номиналь-
ного, наступает перегрев и пробой диэлектрика.
Допустимая реактивная мощность выбираемого конденса-
тора должна удовлетворять следующему неравенству:
иЪ>С it
р к________к ___ п
PN^ 2 - 2wC р’
где UK и /к — амплитуды напряжения и тока, протекающего
через конденсатор.
Если окажется, что Ррк<Рр, можно взять несколько конден-
саторов большей емкости, включив их последовательно, или же
несколько конденсаторов меньшей емкости, включив их парал-
лельно между собой. И в том и другом случае реактивная мощ-
ность каждого из выбранных конденсаторов должна быть
Рр ц-^с __ lj
PN п 2п 2пыС
где и — число последовательно или параллельно включенных
конденсаторов.
Разделительные конденсаторы. Разделительные конденса-
торы ставятся в анодные и сеточные цепи каскадов передатчика
с целью разделения цепей постоянного и переменного тока
Разделительные конденсаторы в анодных цепях должны
удовлетворять следующим требованиям: номинальная емкость
соответствовать требуемой величине, определенной из электри-
ческого расчета, рабочая частота не превосходить допустимую
360
для данного типа конденсаторов, рабочее напряжение конден-
сатора не менее напряжения анодного источника питания, т. е.
Uva^>Ea(a при анодной Праб>2£'а), потери мощности в конден-
саторе должны быть возможно меньше.
При выборе разделительных конденсаторов в сеточных це-
пях требования остаются теми же, только напряжение анодного
источника при определении рабочего напряжения должно быть
взято для предыдущего каскада.
Блокировочные конденсаторы. Выбор блокировочных кон-
денсаторов осуществляется по требуемой величине емкости,
определяемой из электрического расчета и рабочего напряже-
ния, которое должно быть не менее напряжения источника, бло-
кируемого данным конденсатором, т. е. ДРаб>£'ист.
Класс точности как блокировочных, так и разделительных
конденсаторов не имеет существенного значения.
Номинальные значения емкостей конденсаторов, выпускае-
мых отечественной промышленностью, определяются общесоюз-
ным стандартом (ГОСТ 2591-60).
Допустимые отклонения емкости от номинальной опреде-
ляются классами точности, указывающими на возможные от-
клонения емкости в процентах от номинальной.
Возможные изменения емкости конденсатора при изменении
температуры определяются его температурным коэффициентом.
По температурным коэффициентам емкости конденсаторы де-
лятся на группы.
§ 9-5. Электрический расчет блокировочных
и разделительных элементов схем ламповых генераторов
Анодные цепи генераторов. На рис. 9-8 представлены схемы
генераторов с параллельным и последовательным питанием
цепей анода. При внимательном рассмотрении этих схем с уче-
том выходных емкостей ламп становится очевидным неполное
подключение контуров к лампе в силу наличия в одной схеме
(рис. 9-8,а) разделительной емкости Ср, а в другой—(рис.
9-8, б) блокировочной емкости Cg.
Коэффициент анодного включения контура в анодную цепь
лампы определяется выражениями:
р =----; Р =--------------—•
бр -р CfibJX 6g + Свь!х
Эквивалентное сопротивление контуров с учетом коэффи-
циента включения
д;=р2дэ- (9-н)
14 Заказ № 2162
361
Подставляя значения р в равенство (9-11) и определив
Ср и Cg, получим:
Так как в диапазоне коротких волн затруднительно полу-
чение достаточно больших значений Ra, то желательно выби-
рать отношение R' возмож-
но более близким к единице, а
следовательно, выбирать по
возможности большие емкости
Ср или Cg.
Считая, что уменьшение эк-
вивалентного сопротивления
нагрузки на 5—10% не приве-
дет к значительному уменьше-
нию колебательной мощности,
т. е., полагая R'э/7?,=0,9-: 0,95,
получим
Ср = (20-40) Свих;
Сб = (20 40) Свых.
При последовательной схе-
ме питания анодной цепи гене-
ратора (рис. 9-8,6) блокиро-
вочный дроссель с блокировоч-
ным конденсатором образуют
параллельный контур, вклю-
ченный последовательно с ра-
бочим контуром.
Во избежание значитель-
ных потерь энергии в этом
контуре собственная частота
минимальной частоты
его «б должна быть значительно ниже
рабочего диапазона (Омпн-
Однако ' чрезмерное уменьшение «б недопустимо, так как
при этом частота приближается к минимальной частоте моду-
ляции или манипуляции, в силу чего будут создаваться ча-
стотные искажения.
Практически достаточно брать
«мин = (3 5) шб,
362
тогда
£б = (10-г-25) —g—— .
ШМИН^б
В случае схемы с параллельным питанием анодной цепи
(рис. 9-8, а) дроссель L^a подключен параллельно анодному
контуру. Это обстоятельство приводит к частичной потере
мощности на дросселе.
Приняв отношение
1,5 ч-2,
<2др
где QK — добротность анодного контура; — добротность
дросселя, и допуская потери мощности в цепи питания 5—10%,
будем иметь:
£бй = (1040) £к,
где £к, при наличии ряда поддиапазонов или при настройке
индуктивностью, берется наибольшим (£к. макс)-
Блокировочный конденсатор С^а с дросселем L§a образует
последовательный контур с собственной частотой ojgh- Во избе-
жание образования последовательного резонанса, при котором
будет сильно шунтироваться анодный контур, необходимо,
чтобы собственная частота цепи была ниже минимальной ра-
бочей в 3—5 раз, т. е.
‘’’мин = (3 н- 5) шбй,
или отсюда
^ = (10^25)-^*—.
Шмин^ба
В генераторах, имеющих симметричный выход (рис. 9-9),
выбор дросселя в цепи питания анода £б осуществляется из
условия допустимой асимметрии выходных напряжений
и Um2. В рассматриваемом случае можно считать нагрузку как
двухконтурную систему с элементом связи £б.
Если задаться неточностью нахождения средней точки
с учетом возможной асимметрии емкостей,
допустимой асимметрией напряжений 5—
ин-
дуктивности А£/£к,
порядка 20%, а
10%, то
£с>(1 :-2)LK.
конденсатор Се можно определить, зада-
образовавшегося последовательного кон-
Блокировочный
ваясь расстройкой
тура £бСб по отношению к рабочей частоте в 3—5 раз, т. е.
/о (3 - 5)
0)мин — (3 --- 5) соб — -
I LqCq
14*
363
или
Сб = (10 -г- 25)
“мин^б
Общие требования для всех блокировочных и разделитель-
ных конденсаторов, применяемых
в анодных цепях, следующие:
номинальное рабочее на-
пряжение конденсатора
должно быть равно или
больше напряжения источ-
ника анодного питания при
отключенной нагрузке и па-
разитная индуктивность кон-
денсаторов должна быть
минимальной.
Цепь экранирующей сет-
ки генератора. Для умень-
шения возможности само-
возбуждения генератора не-
обходимо стремиться к уменьшению проходной емкости лампы
Cagi. Одним из основных путей уменьшения проходной емкости
лампы является введение в лампу экранирующей сетки.
Экранирующая сетка по высокой частоте должна быть сое-
динена с катодом (см. рис. 9-10, а). Пересчитав треугольник
междуэлектродных емкостей в звезду (рис. 9-10,6), видим, что'
емкость связи между анодной и сеточной цепями генератора
образуется из последовательно включенных емкостей Сз
И C^g2-
Q ___ СзСб£2
Cg ~Т Cggg
364
Решая это выражение в отношении С^е2, будем иметь:
Сбё2 = —> (9-12)
Ьсв ।
С3
где
__ р \ г I Cgg2Cag2 Cgg2Cag2
С3 — egg2 “г eag2 Т _ г
l>agi L,agl
Из выражения (9-12) видно, что при Ссв/Сз, стремящемуся
к единице, блокировочная емкость Сбй2 стремится к бесконеч-
ности. Однако при очень большой емкости начинает сущест-
венно сказываться паразитная индуктивность блокировочного
конденсатора, в силу чего брать очень большую емкость неже-
лательно.
Практически не имеет смысла брать отношение Ссв1Сз меньше
1,05—1,1, так как производственный разброс междуэлектрод-
ных емкостей лампы порядка ±10%.
Беря отношение
1,05 1,1,
Сз
будем иметь:
Сбг2 = (10 + 20) С3 = (10 -ч- 20) £gg2Caga-,
Cagi
или, принимая
^gg2' '9>5СВХ, 6?flg2С*вых>
можем написать:
C6g2 = (5^10)^-L.
Ccgi
Конденсатор выбирается безындукционного типа на рабо-
чее напряжение, равное или большее напряжения источника
питания экранирующей сетки при холостом ходе, а при пита-
нии цепи экранирующей сетки от анодного источника через
поглотительное сопротивление — на напряжение, равное или
большее напряжения анодного источника.
Цепь управляющей сетки генератора. При параллельном
включении элементов цепи управляющей сетки (рис. 9-11, а, б)
соображения по выбору дросселя L№ те же, что и при выборе
дросселя при параллельном питании цепи анода. Взяв отношение
365
колебательной мощности выходного каскада к мощности, те-
ряемой в дросселе, и решив уравнение в отношении £др бу-
дем иметь:
Qk
ОдР
где QK — добротность анодного контура;
Qm> — добротность цепи смещения
Приняв отношение QKIQKP = 1- --2 и допуская потери мощно-
сти в цепи смещения 3—5%, получаем:
/Г] %
£др=(20->-60) -^1 LK.
\ Um /
Блокировочный конденсатор Cgg с дросселем Лдр образуют
последовательный контур.
Рис. 9-11.
Во избежание шунтирования контура предыдущего каскада
этим последовательным контуром, имеющим малое сопротивле-
ние при резонансе, необходимо, чтобы собственная частота его
была значительно ниже минимальной рабочей частоты <омин
в 3—5 раз, откуда
Сбй = (10 - 25)-2^— -
“мИИ дР
При работе каскада без токов управляющей сетки рацио-
нально вместо дросселя включать активное сопротивление. Его
величина также определяется из условия допустимости потери
мощности на нем.
Задаваясь потерей мощности на сопротивлении 5—10%, бу-
дем иметь:
= (10 -20)^)’ R,
Емкость блокировочного конденсатора C^g (рис. 9-11, а и б)
можно определить из условия:
пс Т _________ *
/ * макс f
366
Задаваясь падением потенциала на Сбё при разряде 5%,
будем иметь:
n z- Ю г- Ю
RgC&g ~~ f или ~~ п f
У МИН
При автоматическом смещении за счет сеточного тока (рис.
9-12,а, б) сопротивление Rg определяется из условия получения
необходимого напряжения смещения:
Рис. 9-12.
Однако должно соблюдаться условие:
ill \2
Rg> (10-20) Яэ.ыин
В противном случае во избежание значительных потерь мощ-
ности на сопротивлении необходимо осуществлять схему рис.
9-13. В этой схеме L^g определяют так же, _
как и в схеме рис. 9-11, a. _L
Разделительный конденсатор Cg в схе- --------------
мах (рис. 9-11, б, 9-12, б и 9-13) выбирается V—7
из условия допустимости потери части на- 1________На-
пряжения возбуждения на нем. Раздели-
тельная емкость образует с входной ем- ЬЛР
костью делитель напряжения. рис g_i4
Допуская падение напряжения £7gm на
разделительном конденсаторе 5—10%, получаем:
Cg = (10 - 20) Свх.
При последовательном включении элементов сеточной цепи
(рис. 9-14) соображения по выбору индуктивности Сдр и ем-
кости Сбё аналогичны соображениям по выбору элементов анод-
ной цепи генератора при последовательной схеме питания:
C6g = (20 - 40) Свых; Сбё = (10 - 25) -2-^~ •
Ымин^* 6g
ПРИЛОЖЕНИЕ
1. Формулы и таблицы для вычисления коэффициентов разложения остро-
конечного импульса:
1 sin ф — ф cos Ф Ф — sin 'Г cos
яо------• ------------; ai--------------'-;
л 1 —СОЗф - (1 —COS ф)
2 sin пф cos ф — п sin ф cos пф 1
ап — ---. —------------------------ а£--------------
г- п (п2—1)(1—созф) аг(1—cos ф)
здесь ф — нижний угол отсечки; п — номер гармоники.
Графики для коэффициентов ао, at, аг, as, а4> as, а6 приведены на рис. П-1.
2. Формулы для вычисления коэффициентов разложения усеченного коси-
нусоидального импульса:
1 (sin Ф — ’Ь cos ф) — (sin фх — ф1 cos фх)
а0 =---- .------!-----------------------------;
~ COS фх — COS ф
1 (2ф — sin 2ф) — (2фх—sin2'i1)
aj == --- . ------------------------------ ;
2л cos фх — cos ф
_ 2 (sin пф cos ф — п sin ф cos пф) — (sin пфх cos фх — п sin фх cos пфх)
“ п П(п2—1)(СО5фх — созф)
1
Gt£ = ------------------f
at (COS фх — cos Ф)
здесь ф1 — верхний угол отсечки.
368
Таблица П-1
Коэффициенты разложения остроконечного импульса
<р а0 а. а. 1 «3
0 0,000 0,000 со 0,000 0,000
5 0,018 0,037 6,95-103 0,037 0,037
10 0,036 0,073 0,9 -10s 0,073 0,071
15 0,055 0,110 267 0,108 0,104
20 0,074 0,146 114 0,141 0,132
25 0,093 0,181 58,8 0,171 0,155
30 0,111 0,215 34,7 0,198 0,172
35 0,129 0,248 22,3 0,221 0,181
40 0,147 0,280 15,3 0,241 0,185
45 0,165 0,311 11,0 0,256 0,181
50 0,183 0,339 8,26 0,267 0,171
51 0,187 0,344 7,84 0,269 0,169
52 0,190 0,350 7,44 0,270 0,166
53 0,194 0,355 7,10 0,271 0,163
54 0,197 0,360 6,74 0,272 0,160
55 0,201 0,366 6,42 0,273 0,157
56 0,204 0,371 6,12 0,274 0,153
57 0,208 0,376 5,75 0,275 0,150
58 0,211 0,381 5,59 0,275 0,146
59 0,215 0,386 5,35 0,275 0,142
60 0,218 0,391 5,12 0,276 0,138
61 0,222 0,396 4,90 0,276 0,134
62 0,225 0,400 4,72 0,275 0,129
63 0,228 0,405 4,52 0,275 0,124
64 0,232 0,410 4,34 0,274 0,120
65 0,236 0,414 4,18 0,274 0,116
66 0,239 0,419 4,03 0,273 0,111
67 0,243 0,423 3,88 0,272 0,106
68 0,246 0,427 3,75 0,270 0,101
69 0,249 0,432 3,61 0,269 0,096
70 0,253 0,436 3,49 0,267 0,091
71 0,256 0,440 3,37 0,266 0,087
72 0,259 0,444 3,26 0,264 0,082
73 0,263 0,448 3,15 0,262 0,077
74 0,266 0,452 3,06 0,260 0,072
75 0,269 0,455 2,97 0,258 0,067
76 0,273 0,459 2,87 0,256 0,062
77 0,276 0,463 2,79 0,253 0,057
78 0,278 0,466 2,71 0,251 0,052
79 0,283 0,469 2,64 0,248 0,047
80 0,286 0,472 2,57 0,245 0,043
81 0,289 0,475 2,49 0,242 0,038
82 0,293 0,478 2,43 0,239 0,033
83 0,296 0,481 2,37 0,236 0,029
84 0,299 0,484 2,31 0,233 0,024
85 0,302 0,487 2,25 0,230 0,020
86 0,305 0,490 2,19 0,226 0,016
87 0,308 0,493 2,14 0,223 0,012
369
Продолжение
6 а. а1 а. 1
88 0,312 0,496 2,09 0,219 0,008
89 0,315 0,498 2,05 0,216 0,004
90 0,318 0,500 2,000 0,212 0,000
91 0,322 0,502 1,957 0,208 0,004
92 0,325 0,504 1,917 0,205 0,007
93 0,328 0,506 1,878 0,201 0,010
94 0,331 0,508 1,840 0,197 0,014
95 0,334 0,510 1,803 0,193 0,017
96 0,337 0,512 1,767 0,189 0,020
97 0,340 0,514 1,732 1,185 0,023
98 0,343 0,516 1,700 0,181 0,025
99 0,347 0,518 1,670 0,177 0,028
100 0,350 0,520 1,641 0,172 0,030
101 0,353 0,521 1,613 0,168 0,032
102 0,355 0,522 1,586 0,164 0,034
103 0,358 0,524 1,560 0,160 0,036
104 0,361 0,525 1,535 0,156 0,038
105 0,364 0,526 1,511 0,152 0,039
106 0,366 0,527 1,489 0,147 0,041
107 0,369 0,528 1,467 0,143 0,042
108 0,373 0,529 1,446 0,139 0,043
109 0,376 0,530 1,425 0,135 0,044
ПО 0.379 0,531 1,405 0,131 0,045
111 0,382 0,532 1,385 0,127 0,045
112 0,384 0,532 1,366 0,123 0,046
113 0,387 0,533 1,348 0,119 0,046
114 0,390 0,534 1,331 0,115 0,047
115 0,392 0,534 1,315 0,111 0,047
116 0.395 0,535 1,300 0,107 0,047
117 0,398 0,535 1,285 0,103 0,047
118 0,401 0,535 1,271 0,099 0,047
119 0,404 0,536 1,257 0,096 0,046
120 0,406 0,536 1,244 0,092 0,046
125 0.419 0,536 1,187 0,074 0,042
130 0,431 0,534 1,140 0,058 0,037
135 0.443 0.532 1,103 0,044 0,031
140 0,453 0,528 1,072 0,032 0,024
145 0,463 0,525 1,047 0,022 0,018
150 0,472 0,520 1,026 0,014 ‘ 0,012
155 0,480 0,515 1,016 0,008 0,008
160 0,487 0,510 1,009 0,004 0,004
165 0,492 0,506 1,004 0.002 0,002
170 0,496 0,502 1,001 0,001 0,001
175 0,499 0,500 1,000 0,000 0,000
180 0,500 0,500 1,000 0,000 0,000
ЛИТЕРАТУРА
А главе первой
1. Д робов С. А., Радиопередающие устройства, Воениздат, 1951.
2. Е в т я н о в С. И.. Радиопередающие устройства, Связьиздат, 1950.
3. Радиопередающие устройства, Под общей редакцией Терентьева Б. П., Гос.
изд-во литературы по вопросам связи и радио, 1963.
4. Модель 3. Й., Вопросы построения радиостанций, Госэнергоиздат, 1947.
5. Л е в н н М. А., Добровольский Д. Д., Приемо-передающие радио-
станции, Связьиздат, 1951.
А главе второй
6. Агафонов Б. С. Теория и расчет радиотелеграфных режимов генера-
торных ламп, «Советское радио», 1954.
7. Аршинов С. С., Расчет ламповых генераторов, Госэнергоиздат, 1955.
8. Герасимове. AL, М и г у л и н И. Н., Яковлев В. Н., Основы теории
и расчета транзисторных схем, «Советское радио», 1963.
9. Финкельштейн Л. А., Г и р ш м а н Г. X., Антенные контуры широко-
диапазонных коротковолновых передатчиков, Госэнергоиздат, 1960.
10. Финкельштейн Л. А., К расчету Т-схемы антенного контура широко-
диапазонных передатчиков, Сборник трудов ЛЭИС им. проф. М. А. Бонч-
Бруевича, 1957, вып. III (33).
11. Поляк Н. Ю., Панов П. Г., К расчету выходного устройства радио-
передатчиков, «Радиотехника», 1949, № 2 и 1950, № 1.
К главе третьей
12. Верзунов М. В., Лобанов И. В., Семенов А. М., Однополосная
модуляция, Связьиздат, 1962.
13. Герасимов С. М., Ми г ул ин И. Н., Яковлев В. Н., Расчет полу-
проводниковых усилителей и генераторов, Гостехиздат, УССР, 1961.
14. Окунь Е. Л., Расчет и проектирование радиопередатчиков, Судпром-
гиз, 1962.
15. ЖивотовскийА. М„ Алексеев О. В., О построении неперестраи-
ваемых каскадов широкодиапазонных передатчиков, «Радиотехника», 1963,
т. 18, № 12.
16. Лебедев-Красин Ю. М„ Широкополосные трансформаторы нового
типа, «Радиотехника», 1957, № 9.
А главе четвертой
17. Аршинов С. С.. Температурная стабилизация частоты ламповых гене-
раторов, Госэнергоиздат, 1952.
18. А р ш и н о в С. С., Термокомпенсация при изменяющемся температурном
коэффициенте индуктивности, «Радиотехника», 1950, т. 5, № 5.
19. Шитиков Г. Т., Влияние емкости пространственного заряда и нелиней-
371
ности ламповой характеристики на частоту автогенератора, «Радиотех-
ника», 1955, № 12.
20. Горбань Б. Г., Терехина Л. П., К вопросу об оценке стабильности
частоты генератора, «Радиотехника и электроника», 1957, т. II, вып. 5.
21. Ленпартц Г., Таэгер В., Конструирование схем на транзисторах,
«Энергия», 1964.
22. Плоиский А. Ф., Пьезокварц в технике связи, Госэнергоиздат, 1951.
23. Солнцев Б. К., Эксплуатация пьезокварцевых резонаторов и возбудите-
лей, Связьиздат, 1955.
24. П р у ж а н с к и й М. М., Мостовые схемы гармониковых кварцевых гене-
раторов, «Радиотехника», 1958, № 6.
25. Мовшович М. Е., Температурные коэффициенты частоты оптимально-
термокомпенсированных схем, «Радиотехника», 1957, т. 12, № 9.
26. Кобол д, Махабала, Аналог туннельного диода и его применения,
«Зарубежная радиоэлектроника», 1964, № 4.
К главе пятой
27. Светлов П. В., Нилов В. И., Методы кварцевой стабилизации в диа-
пазоне частот, Гостехиздат, УССР, 1961.
28. Капланов М. А., Левин В. А., Автоматическая подстройка частоты,
Госэнергоиздат, 1962.
29. Бычков С. И., Буренин Н. И., С а д а р о в Р. Г., Стабилизация ча-
стоты генераторов СВЧ, «Советское радио», 1962.
30. Капранов М. В., Полоса захвата при фазовой автоподстройке частоты,
«Радиотехника», 1956, т. 11 и 12.
31. Капранов М. В., Фильтрация помех при фазовой автоподстройке ча-
стоты, «Научные доклады высшей школы», серия «Радиотехника и элек-
троника», 1958, № 1.
32. К а п р а н о в М. В., Полоса захвата автоподстройки частоты с прямо-
линейной характеристикой фазового детектора, «Известия высших учеб-
ных заведений», Раздел «Радиотехника», 1958, № 4.
33. Арзуманов В. Н., Исследование импульсного фазового детектора, по-
строенного по мостовой схеме, «Научно-технический информационный
бюллетень», серия «Радиофизика», Ленинградский Политехнический инсти-
тут им. Калинина, 1959, № 5.
34. Воейков Д. Д., Г е р ц и г е р Л. Н., Князев К. К., Лившиц Н. А.,
Э с с е н с о н А. Я., Конструирование низкочастотных генераторов, «Энер-
гия», 1964.
35. Ж и т о м и р с к и й В. И., Линейная теория кольцевого фазового детек-
тора, «Радиотехника», 1952, № 5.
36. Сафонов В. М., Фазовая автоподстройка частоты с фильтрами второго
порядка, «Научные доклады высшей школы», серия «Радиотехника и элек-
троника», 1958, N® 4.
37. Андреев В. С., Цейтлин М. 3., Широкополосные делители частоты
с переключателем в цепи обратной связи, «Электросвязь», 1959, № 4.
38. Андреев В. С., О ключевых делителях частоты, «Радиотехника», 1961.
т. 16, № 9.
39. Андреев В. С., Сошников Е. М., Делитель низких частот, «Электро-
связь», 1960, № 2.
40. Stuart R. W., A high-speed digital frequency divider of arbitrary scale,
Convention Record of the IRE, 1954, part 10.
41. Fi scher K-, Ubersicht fiber den derzeitigen Stand der Quartzsteuerung und
Frequenzaufbereitung, Frequenz, 1961, Band 15, Nr. 10.
42. Fin den H. J.. The problem of frequency synthesis, Journ Brit. IRE, 1961,
январь.
43. Hargreaves T. F., Gifford J. H., Smythe G. E., An airborne fre-
quency generating unit for the communication band, Journ. Brit. IRE, 1961,
февраль.
372
44. C a m f i е 1 d G. J., A frequency generating system for vhf communication
equipment, Proc. Instn. Elect. Engrs., 1954, v. 101, part III, март.
45. H u s s о n G., Sherman B. N., A transistorized frequency synthesizer.
Journ Brit IRE, 1961, апрель.
К главе шестой
46. А г а ф о и о в Б. С., Теория и расчет радиотелефонных режимов генера-
торных ламп, «Советское радио», 1955.
47. Персон С. В., Л еб е д е в - К а р м а н о в Д. И., Хацкелевич В. А.,
Теория и расчет амплитудно-модулированных ламповых генераторов, «Со-
ветское радио», 1955.
48. Э й л е н к р и г А. М., Гликман С. Е., Модуляционные устройства для
передатчиков с амплитудной модуляцией, «Советское радио», 1954.
49. Войшвилло Г. В., Усилители низкой частоты, Связьиздат, 1963.
50. Кризе С. Н., Усилители напряжения низкой частоты, Госэнергоиздат,
1953.
К главе седьмой
51. Куликовский А. А., Чгстотная модуляция в радиовещании и радио-
связи, Госэнергоиздат, 1947.
52. Гоноро вский И. С., Частотная модуляция и ее применение, Связь-
издат, 1948.
53. Н о в а к о в с к и й С. В., Частотная модуляция, Связьиздат, 1946.
54. А р т ы м А. Д., Теория и методы частотной модуляции, Госэнергоиздат,
1961.
К главе восьмой
55. В е р з у н о в М. В., Лобанов И. В., Семенов А. М., Однополосная
модуляция, Связьиздат, 1962.
56. Коган С. С., Теория и расчет фильтров для установок дальней связи,
Связьиздат, 1950.
57. Боде Ж., Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью.
Изд-во иностр, лит., 1948.
58. К а н Л. Р., «PIRE», т. 40, июль 1952.
К главе девятой
59. Брауде Б. В., Градиенты напряжения в мощных передатчиках, «Радио-
техника», 1948, № 2.
60. Панов П. Г., Френкель С. А., Прямочастотные конденсаторы с углом
поворота больше 180°, «Радиотехника», 1950 г., № 2.
Б1, Гонор о веки й, Проектирование LCR радиопередатчиков, 1933, Связь-
техйздат.
62. П и с а р е в с к и й А. М., Пособие по курсовому проектированию радио-
передатчиков, Изд. ЛЭНС, 1950.
63. Справочник по радиотехнике под ред. Б. А. Смиренина, Госэнергоиздат,
1950.
64. Волгов В. А., Детали контуров радиоаппаратуры, Госэнергоиздат, 1954.
К главе десятой
65. Транзисторы н полупроводниковые диоды, Справочник под общей редак-
цией Николаевского И. Ф., Связьиздат, 1963.
66. Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам под редакцией
Горюнова Н. Н., «Энергия», 1964.
67. Б ер г е л ь с о н И. Г., Ди дер к о Н. К-, Пароль Н. В., Пету-
хов В. И., Приемно-усилительные лампы повышенной надежности, Спра-
вочник, «Советское радио», 1962.
68. Электровакуумные приборы, Справочник, Госэнергоиздат, 1956.
ыииыииыиыиыиаииыиыыыааыагг
ОГЛАВЛЕНИЕ
. Предисловие 3
Глава первая. Общие вопросы проектирования передатчиков 5
§ 1-1. Классификация радиопередатчиков и обзор требований,
предъявляемых к ним...................................... —
§ 1-2. Общий порядок проектирования радиопередатчиков . . 11
§ 1-3. О количестве поддиапазонов передатчика и способах на-
стройки колебательных контуров . . 13
§ 1-4. Составление блок-схемы передатчика .• . 19
Глава вторая. Расчет выходных каскадов передатчиков 47
§ 2-1. Расчет граничного режима лампы выходного каскада —
§ 2-2. Расчет граничного режима полупроводникового триода 50
§ 2-3. Расчет органов настройки антенного контура.............55
§ 2-4. Расчет нагрузки лампы при настраиваемом антенном контуре
и регулируемой связи между контурами . . 64
§ 2-5. Расчет нагрузки лампы при ненастраиваемом антенном кон-
туре и регулируемой связи между контурами................74
§ 2-6. Расчет нагрузки лампы с ненастраиваемым антенным кон-
туром и нерегулируемой связью между контурами 82
Глава третья. Расчет промежуточных каскадов 85
§ 3-1. Расчет промежуточных каскадов в перенапряженном режиме —
§ 3-2. Расчет промежуточных каскадов однополосных передатчиков 95
§ 3-3. Расчет промежуточных каскадов с апериодической нагрузкой 106
§ 3-4. Расчет промежуточных каскадов на полупроводниковых
триодах................................................ 111
§ 3-5. Расчет усилителей бегущей волны 115
Глава четвертая. Расчет генераторов с самовозбуждением 121
§ 4-1. Расчет ламповых одноконтурных генераторов —
§ 4-2. Расчет автогенераторов с электронной связью . . 130
§ 4-3. Расчет автогенераторов на полупроводниковых приборах . . 135
§ 4-4. Расчет температурной компенсации колебательно/о контура
возбудителя........................................... 143
§ 4-5. Эквивалентные электрические параметры кварцевых резо-
наторов .... ................. 149
§ 4-6. Расчет простейших схем кварцевых генераторов..........154
§ 4-7. Расчет кварцевых генераторов повышенной стабильности
частоты............................... . . 159
§ 4-8. Кварцевые генераторы диапазона УКВ . 165
§ 4-9. Оценка обшей нестабильности частоты генератора с само-
возбуждением 172
374
Глава пятая. Блок-схемы и расчет элементов диапазонных кварцевых
возбудителей 177
§ 5-1. Интерполяционные схемы возбудителей.............. . —
§ 5-2. Схемы возбудителей с применением метода компенсации 191
§ 5-3. Возбудители с фазовой автоподстройкой частоты 199
§ 5-4. Расчет фазовых детекторов . . . 207
§ 5-5. Расчет некоторых схем делителей частоты . 216
§ 5-6. Расчет комбинационных частот на выходе смесителя 228
Глава шестая. Амплитудная модуляция . 230
§ 6-1. Общие сведения об амплитудной модуляции . -
§ 6-2. Расчет генератора при модуляции на управляющую сетку 231
§ 6-3. Расчет генератора при модуляции на защитную сетку . . 236
§ 6-4. Расчет генератора при автоматической аиодно-сеточной мо-
дуляции ...................................... . . 238
§ 6-5. Расчет генератора при принудительной анодно-сеточной
модуляции . . ..................... . 242
§ 6-6. Особенности модуляции каскада с общей сеткой . 250
§ 6-7. Расчет модуляторов . 252
Глава седьмая. Частотная модуляция . 259
§ 7-1. Общие вопросы расчета частотных модуляторов . - -
§ 7-2. Расчет реактивной лампы . . . . ...............261
§ 7-3. Расчет частотного модулятора на полупроводниковом приборе 275
§ 7-4. Расчет частотного модулятора с переменной входной ем-
костью . . . ...............................282
§ 7-5. Расчет частотного модулятора на реактивных переключателях 290
Глава восьмая. Однополосная модуляция 296
§ 8-1. Краткие сведения об однополосной модуляции и общие тре-
бования к однополосной аппаратуре ......................... —
§ 8-2. Характеристика основных способов формирования одно-
полосного сигнала............................. . 300
§ 8-3. Расчет широкополосных низкочастотных и высокочастотных
диапазонных фазовращателей............................. . 310
§ 8-4. Выбор фильтров для однополосной аппаратуры . . 316
§ 8-5. Расчет двойного балансного преобразователя частоты . . . 322
§ 8-6. Энергетические соотношения в усилителе мощности одно-
полосного сигнала.......................................328
§ 8-7. Расчет нелинейных и переходных искажений в однополос-
ном передатчике . .... ... 332
§ 8-8. Усилители с отрицательной обратной связью 336
Глава девятая. Детали высокочастотных цепей передатчиков 341
§ 9-1. Расчет воздушных конденсаторов переменной емкости —
§ 9-2. Расчет контурных катушек . . ...............348
§ 9-3. Расчет катушек с переменной индуктивностью (вариометров) 354
§ 9-4. Конденсаторы постоянной емкости ... . . 359
§ 9-5. Электрический расчет блокировочных и разделительных
элементов схем ламповых генераторов 361
Приложение 368
Литература 371
Верзунов Михаил Васильевич
Лапицкий Евгений Григорьевич
Семенов Александр Митрофанович
Сосно,вкин Лев Николаевич
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ МАЛОЙ Н СРЕДНЕЙ
мощности
Редактор Ю. Л. Тимаев
Художественный редактор Г. А. Гудков
Технический редактор Е. М. Соболева
Корректор М. Э. Орешенкова
Сдано в производство 25/XI 1966 г. Подписано к печати 15/Ш 1967 г. М-12693. Печ. л. 23.5,
Бум. л. 11,75. Уч.-изд. л. 20,6. Формат 60X90Vie. Типографская № 2. Тираж 20 000
Заказ 2162. Цена 1 р. 2[ к.
Ленинградское отделение издательства «Энергия», Марсово поле, 1.
Ленинградская типография № 4 Главполиграфпрома Комитета по печати при Совете
Министров СССР, Социалистическая. 14.
ЗАМЕЧЕННЫЕ ОПЕЧАТКИ
Стр. Строка Напечатано Должно быть
2 100 104 141 238 241 241 241 282 335 5 сверху Формула 3-31 в знамена- теле Формула 3-40 в круглых скобках Рис. 4-19 13 снизу в числителе 9 сверху в знамена- теле 11 сверху 13 сверху 8 снизу 7 » в числителе 15 000 экз. ^Ад) [ kfn — 1 \ 20 000 экз. *ср Vkfp. (’ Г 1 kfp] ( Г
1 £2 1 \ */д 1 J Нет пояснений к кривым ^йЗмнн Е mEg33anm (1 4 т) р _ Ра макс Ртлг * о нес (1 -1- т) (1 т) г> _ ^амакс ^тлг * а нес (1 + т) (1 т) L > * *-др г, <02^\1обр 1 к 3'3*3 \ *Уд ~ 1 ' На одно деление приходит- ся: ёо = лш; gr = 25 ма/в; g2 = 13,3 • 103 ма!&-, gs = 2-25-104 м.а]<Р\ g4 = 32-104 лш/в4; gB-- = 21 10s ма/в6 PgsMHH “1 m£g3aan (1 -t m)2 p Ррмакс Рртлг °HeC (1 rm)2 (1 + m) n _ ^амакс Ратлг ^анес . ; — (1 4-/n)2 (1 ' m) г ^4обр > 0»! 1 + 3₽x2
Зак. 2162