Текст
Министерство образования и науки Украины
Севастопольский национальный технический университет
В.А. Гусев
oc~~,Vo
TBEPДOTr:t ~9/:, ОНИКИ
.
~/i l/J(
~ ~~
/
:и~j!:~вом~;:~~:о
ян науки Украины
в качестве учебн го п собия
G
.
1
для сту де нто в высших уч
н
направления «Электр
Севастополь
2004
х заведений
ика>>
2
32.85
ББК
Г96
621.382
УДК
Рецензенты:
А. В. Борисов, кандидат технических наук, профессор кафедры «Микроэлектро
ника» национального технического университете Украины- «Киевский политехнический
институт»;
-
И.М. Викулин, доктор физика
математических наук, профессор, заведующий
кафедрой физики оптической связи Одесской национальной Академии связи.
Гус€в В.О.
Г96
Основи твердотiльно! електронiки: Навч. посiб.
Видавництво СевНТУ,
2004-635
1
В.О. Гусев.
Гусев В.А.
Г96
Основы твердотельной электроники: Учеб. пособие
2004- 635
. ISBN 966-7473-70-8
с.: ил .
Изд-во СевНТУ,
-
Севастополь:
-
Севастополь:
с.: ил.
1 В.А.
Гусев.
Гриф учебного пособия присвоен решением Министерства образования и науки Украины
,t{~J4/J8.2-736 ОТ
13.04.04.
В навчальному посiбнику розглянутi фiзика процесiв в напiвпровiдникових пристроях
базових логiчних цифрових iнтегральних схемах; конструктивно-технологiчнi основи
проектування
i
виготовлення елементiв
i
пристроi'в твердотiльно! електронiки, включаючи
технологiю монолiтних, гiбридних iнтегральних схем
галузi застосування активних приборiв
i iнтегральних
i
поверхоного монтажу; основнi
схем.
Для студентiв i аспiрантiв вищих нанчальних закладiв за напрямом «Електронiка>>, а
також може бути корисний широкому колу фахiвцiв у галузi твердотiльноi' електронiки.
В
учебном
приборах
и
пособии
базовых
технологические
рассмотрены
логических
основы
физические
цифровых
проектирования
и
процессы
интегральных
изготовления
в
полупроводниковых
схемах;
конструктивно
элементов
и
устройств
твердотельной.электроники, включая технологию монолитных, гибридных интегральных
схем и поверхностного монтажа; основные области применения активных приборов и
интегральных схем.
Для
студентов
и
аспирантов
высших
учебных
заведений
по
направлению
«Электроника», а также может быть полезно широкому кругу специалистов в области
твердотельной электроники.
ББК
ISBN 966-7473-70-8
©Издательство СевНТУ,
32.85
2004
3
Содержание
~ые обозначения .................................................................................... .9
J1,..-e.IИC.lOBИe .........•...•....................•...........••.............•..•.................•...........•...
Г.:uва
_ :.
.
! ...3.
2.2.
Приборы твердотельной электроники- элементная база
микроэлектроники ............................... ............................................
12
Основные этапы развития твердотельной электроники ......................................
12
К..1ассификация элементов твердотельной электроники
по физическим процессам и явлениям ...................................................................
16
18
\.3.1. Термины и определения ...................................................................... 18
1.3.2. Конструктивно- технологические типы интегральных схем ....................... 20
Основные цели и содержание микроэлектроники .............................................
Г.1ава
: :.
1.
11
2. Технологические основы
твердотельной
электроники и микроэлектроники .................................................. .....
25
Базовые операции технологического процесса изготовления
твердотельных приборов и интегральных схем (ИС) .............................................
25
2.1.1. Эпитаксия монокристаллических слоев ................................................... 26
2.1.2. Окисление кремния ............................................................................. 28
2.1.3. Литография ...................................................................................... 31
2.1.4. Легирование полупроводников .................................. : .......................... 38.
2.1.4.1. Диффузия примесей .................................................................. 39
2.1.4.2. Ионная имплантация примесей .................................................... 41
2.1.4.3. Нейтронное легирование кремния ................................................ 43
2.1.5. Травление ....................................................................................... 44
2.1.6. Нанесение тонких пленок .................................................................... 46
2.1.7. Методы электрической изоляции элементов полупроводниковых ИС. ............ 49
2.1.8. Материалы для межсоединений ............................................................. 55
2.1.9. Технологический маршрут изготовления монолитных
интегральных схем .................................................................................................. 57
Технологические основы производства гибридных
интегральных схем (ГИС) ...................................................................................................
2.2.1.
2.2.2.
2.2.3.
Типовые схемы технологических процессов
изготовления ГИС ...................................................................................................
Особенности технологии толстопленочных ГИС ........................................
Технологические особенности изготовления многослойных
59
63
66
....................................... 68
Сборка и герметизация ГИС ................................................................ 71
2.3. Основы технологии поверхностного монтажа ................................................. 77
2.3 .1. Элементная база для поверхностного монтажа
электронных компонентов ...................................................................................... 78
2.3.2. Коммутационные платы ..................................................................... 84
2.3.3. Физические характеристики и выбор материалов
коммутационных плат ............................................................................................ 88
2.3.4. Аддитивная и субтрактивная технологии изготовления
коммут~ционных плат ....................................................................... 95
2.2.4.
2.2.5.
керамических подложек ............................................................ ·.........
58
Особенности технологии тонкопленочных ГИС
4
2.3.5.
2.3.6.
Глава
3.
Варианты выполнения поверхностного монтажа .......................................
97
104
2.3.6.1. Пайка волной припоя .............................................................. 104
2.3.6.2. Пайка двойной волной припоя .................................................. 105
2.3.6.3. Пайкарасплавлением дозированного припоя
в парегазовой фазе .................................................................................... 106
2.3.6.4. Пайкарасплавлением дозированного припоя
с инфракрасным и конвекционным нагревом ................................. 108
2.3.6.5. Другие методы пайки .............................................................. 110
Пайка электронных компонентов .........................................................
Элементы физики полупроводников ..................................................
112
3 .1. Классификация материалов твердотельной электроники ................................... 112
3.2. Элементы зонной теории твердого тела ........................................................ 113
3.3. Генерация и рекомбинация носителей заряда ................................................ 114
3.4. Равновесная концентрация носителей заряда в полупроводнике ......................... 119
3.5. Собственный и примесный полупроводники .................................................. 121
3.6. Время жизни неравновесных носителей заряда ............................................... 125
3.7. Токи в полупроводниках ........................................................................... 126
3.8. Эффекты сильных электрических полей ........................................................ 132
3.9. Оптические и фотоэлектрические свойства ................................................... 135
3.10. Элементы физики поверхности полупроводников .......................................... 144
3.10.1. Поверхностные уровни, поверхностная рекомбинация ............................ 144
3.1 0.2. Концентрация носителей и область пространствеиного
заряда на поверхности ...................................................................... 147
3.11. Фундаментальные уравнения физики полупроводников .................................. 151
Контакт металл- полупроводник ......................................................
154
Термеэлектронная эмиссия, термодинамическая работа выхода .........................
154
Глава
4.1.
4.2.
4.3.
4.
Система металл -вакуум- полупроводник, контактная
разность потенциалов ....................................................................................................
157
Запорный (барьер Шоттки) и антизапорный контакты
металл-полупроводник (МП) .....................................................................
4.4.
4.5.
Предельные случаи контакта МП ................................................................
4.6.
Барьер Шоттки внеравновесных условиях ....................................................
Распределение объемного заряда, концентрации носителей,
поля и потенциала в барьере Шоттки ...........................................................
15&
161
162
163
4.6.1. Прямое смещение ............................................................................ 164
4.6.2. Обратное смещение ........................................................................ 166
4. 7. Вольтамперная характеристика барьера Шоттки ............................................. 167
4.7.1. Диффузионная теория выпрямления ..................................................... 167
4.7.2. Диодная теория выпрямления ............................................................ 170
4.7.3. Сравнение диффузионной и диодной моделей ........................................ 171
4.7.4. Температурная зависимость параметров ВАХ
запорного контакта .............................................................................................. 171
4.8. Реальный контакт металл- полупроводник ........................... : ....................... 173
4.9. Емкость запорного контакта металл- полупроводник ...................................... 1}5
4.1 О. Эквивалентная схема барьера Шоттки на персменном сигнале ......................... 177
4.11. Омический контакт ................................................................................ 178
4.12. Применение барьера Шоттки в электронике................................................. 179
5
Глава
5.1.
5.2.
5.3.
5. P-n
переход ....................................................................................
181
p-n переходов ............................................................... 181
p-n перехода, контактная разность потенциалов ............................ 182
Методы получения
Образование
Распределение заряда, концентрации носителей, поля
и потенциала в p-n переходе ............................................................................................. 186
5.3.1. Ступенчатый p-n переход ................................................. : ................ 186
5.3.2. Плавный p-n переход ........................................................................ 188
5.4. P-n переходвнеравновесных условиях ......................................................... 190
5.4.1. Прямое смещение ........................................................................... 190
5.4.2. Обратное смещение ......................................................................... 193
5.5. Диодная теория выпрямления по Шокли ...................................................... 195
5.6. Р-i-п переход .......................................................................................... 202
5.7. Токи рекомбинации- генерации в p-n переходе ............................................. 204
5.7.1. Токи рекомбинации- генерации в объеме
пространствеиного заряда .................................................................................... 204
5.7.2. Токи рекомбинации- генерации на поверхности области
пространствеиного заряда .................................................................. 207
5.7.3. Токи рекомбинации- генерации на квазинейтральной
поверхности .......................................................................................................... 207
5.7.4. Ток поверхностных каналов ............................................................... 208
5.8. P-n переход с ограниченной базой ............................................................... 211
5.9. Р-п переход на больших уровнях инжекции ................................................... 215
5.9.1. Увеличение проводимости базы ......................................................... 215
5.9.2. Диффузионное поле и дрейфовые токи неосновных
носителей заряда ................................................................................................... 216
5.9.3. Изменение времени жизни носителей в базе .......................................... 217
5.9.4. Амбиполярные подвижность и коэффициент диффузии, .
рассеяние носителей друг на друге .............................................................. 218
5.9.5. Ослабление потенциальной зависимости тока через
p-n переход .......................................................................................................... 220
5.9.6. Снижение эффективности несимметричного p-n перехода ........................ 222
5.9.7. Изменение температурной зависимости прямого
падения напряжения ............................................................................................. 224
5.10. Суммарный ток p-n перехода ................................................................... 224
5 .11. Реактивные свойства p-n перехода ............................................................ 227
5.11.1. Зарядная емкость p-n перехода ............................................... : ......... 227
5.11.2. Диффузионная емкость p-n перехода ................................................. 227
5.11.3. P-n переход на малом переменнам сигнале .......................................... 230
5.11.4. Индуi<тивность p-n перехода ............................................................ 233
5 .12. Пробой p-n перехода .............................................................................. 235
5.12.1. Тепловой пробой .......................................................................... 235
5.12.2. Лавинный пробой ......................................................................... 239
5.12.3. Туннельный пробой ....................................................................... 245
5.12.4. Инжекционный или токовый пробой .................................................. 247
5.12.5. Влияние конструкции и структурных несовершенств
p-n перехода на лавинный пробой ..................................................... 247
5.12.6. Пути повышения пробивнога напряжения p-n перехода ......................... 251
5.13. Гетеропереходы .................................................................................... 258
б
Глава
6.1.
6.2.
6.
Полупроводниковые диоды .............................................. ·............... 2б2
Выпрямительные диоды ...........................................................................
Импульсные диоды .................................................................................
6.2.1.
6.2.2.
Переходвые процессы в диодах с
p-n
263
264
переходом ..................................... 2б4
269
6.3. Диоды с накоплением заряда ..................................................................... 273
6.4. Параметрические диоды и варикапы ............................................................ 275
6.5. Стабилитроны ....................................................................................... 280
6.6. Сверхвысокочастотные диоды ................................................................... 284
6.7. Туннельные диоды ................................................................................. 290
6.8. Диоды Ганна .............. о.; .......................................................................... 293
6.9. Лавинно-пролетные диоды ..................................................................... 301
б.10. Инжекционно- пролетные диоды ............................................................. 307
Биполярный транзистор ..................................................................
313
Принцип действия биполярного транзистора .................................................
314
31 б
Глава
7.1.
7 .2.
7.3.
7.
Пути повышения быстродействия импульсных диодов .............................
Схемы включения транзистора как усилительного элемента ..............................
7.2.1.
7.2.2.
7.2.3.
Схема с общей базой ........................................................................ 31б
Схема с общим эмиттером .................................................................
Коэффициент передачи тока биполярного
7.3 .1.
318
318
транзистора .................................... 319
Эмиттервый повторитель ..................................................................
Распределение концентрации носителей заряда
в структуре :rранзистора ........................................................................................ 319
7.3.2. Диффузионные токи в транзисторе ...................................................... 321
73.3. Коэффициент передачи тока эмиттера .................................................. 323
7.3.4. Коэффициент передачи тока базы ........................................................ 324
7.3.5. Влияние высокого уровня легирования эмиттера
на его эффективность ............................................................................................ 325
7.4. Зависимость коэффициента передачи тока от режимов работы ........................... 326
7.4.1. Эффекты малых и больших уровней инжекции
в базе транзистора ................................................................................................ 326
7.4.2. Зависимость коэффициента усиления от тока коллектора ........... ··'·........... 335
7.4.3. Зависимость коэффициента усиления от напряжения
на коллекторе ....................................................................................................... 337
7.4.4. Зависимость коэффициента усиления от температуры .............................. 338
7.5. Статические характеристики биполярного транзистора .................................... 340
7.5.1. Схема с общей базой ........................................................................ 341
7.5.2. Схема с общим эмиттером ................................................................. 344
7.6. Стационарные режимы j'>аботы транзистора .................................................. 348
7.7. Дрейфовый транзистор и другие разновидности биполярных
транзисторов .................................................................................................................... 356
7. 7 .1. Дрейфовый транзистор ..................................................................... 356
7.7.2. P-n-p транзисторы интегральных схем .................................................. 359
7.7.3. Составные транзисторы .................................................................... 361
7.7.4. Лавинный транзистор ....................................................................... 364
7.7.5. Однопереходвый транзистор или двухбазовый диод ................. ; .............. 366
7.8. Частотные свойства биполярного транзистора ................................................ 368
7 .8.1. Работа транзистора на малом переменнам сигнале .................................. 368
7.8.2. Зависимость коэффициента передачи тока эмиттера от частоты .................. 371
7.8.3. Зависимость от частоты коэффициента передачи тока базы ....................... 376
7
7.8.4.
7.8.5.
7.9.
Зависимость граничной частоты fт от режимов работы .............................
Особенности структур СВЧ биполярных транзисторов
и области применения ......................................................................
Транзистор как элемент схемы ...................................................................
7. 9 .1.
7.9.2.
7.9.3.
7.9.4.
7.9.5.
7.9.6.
7.9.7.
378
381
384
Методы представления транзистора как элемента
эл-ектрической схемы .............................................................................................
384
384
Эквивалентная схема транзистора ....................................................... 388
Модель Эберса- Молла ................................................................... 392
Зарядауправляемая модель ................................................................ 397
Малосигнальная модель транзистора ................................................... 402
Представление транзистора четырехполюсником ....................................
Модель биполярного транзистора для систем
406
7.10. Работа транзистора в импульсных схемах ................................................... 412
7.1 0.1. Насыщенный и неиасыщенный транзисторные ключи ............................ 412
7.1 0.2. Переходвые процессы и импульсные характеристики
транзистора в схеме ключа ............................................................... 413
7.1 0.3. Расчет импульсных характеристик транзистора .................................... 416
7.1 0.4. Особенности работы импульсного ключа
·с реактивной нагрузкой ..................................................................................... 421
7.1 0.5. Пути повышения быстродействия импульсных транзисторов ................... 423
7.11. Область безопасной работы транзистора и пути её расширения ........................ 426
Глава
8.
автоматизированного проектирования ................................. : ................
Приборы на основе
p-n-p-n
структур ..................................................
433
8.1. Назначение приборов на основе p-n-p-n структур ............................................ 433
8.2. Принцип действия тиристоров ................................................................... 438
8.3. Вольтамперная характеристика тиристора ......................... : .......................... 442
8.4. Статические параметры тиристора .............................................................. 446
8.5. Динамические параметры тиристора ............................................................ 449
8.6. Способы включения тиристора .................................................................. 450
8.7. Способы выключения тиристора ................................................................ 458
8.8. Запираемый тиристор .............................................................................. 463
8.9. Симисторы ...................................... : ..................................................... 467
8.9.1. Режимы включения триака ................................................................ 468
8.9.2. Особенности конструкции симистора ................................................... 469
8.9.3. Примеры применения симисторов ...................................................... 470
8.1 О. Эффекты dl/dt и dU/dt в тиристорах ............................................................. 471
8.10.1. Эффектdi/dt ................................................................................ 472
8.1 0.2. Эффект dU/dt ............................................................................... 473
8.11. Влияние температуры на параметры тиристора ............................................. 474
Глава
9 .1.
9.2.
9.
Полевые транзисторы .....................................................................
Классификация и область применения .........................................................
4 78
p-n переходом ..................................... 480
Структура и принцип действия ........................................................... 480
СтатическиеВАХ полевого транзистора с p-n переходом .......................... 483
Параметры и эквивалентная схема ...................................................... 486
Частотные свойства канального транзистора .......................................... 489
Температурные зависимости параметров канального транзистора ................ 491
Канальный транзистор с управляющим
9.2.1.
9.2.2.
9.2.3.
9.2.4.
9.2.5.
478
8
9.3.
9.4.
9.5.
Канальный транзистор с управляющим барьером Шотгки .................................
Полевые транзисторы с изолированным затвором
9.5.1.
9.5.2.
9.5.3.
9.5.4.
9.5.5.
9.5.6.
9.5. 7.
9.5.8.
9.5.9.
Структура и принцип действия МДП- транзистора
с индуцированным каналом ...............................................................
498
501
Реальная МДП- структура ................................................................ 505
Пороговое напряжение ..................................................................... 509
Выходные и передаточные характеристики МДП-транзистора .................. 510
Крутизна передаточной характеристики ................................................ 514
МДП - транзистор со встроенным каналом ............................................ 516
Работа МДП- транзистора в схеме ключа ............................................. 518
Идеальная МДП- структура ..............................................................
Предельные напряжения МДП- транзистора и защита от
статического электричества ................................................................
521
525
Короткоканальные эффекты в МДП- транзисторах ............................... 527
Масштабная миниатюризация МДП- транзисторов ............................... 529
9.5.1 О.
9.5.11.
9.5.12.
9.5.13.
9.6.
492
493
.......................................... 498
Гетераструктурный канальный транзистор с барьером Шотгки ..........................
Влияние температуры на параметры МДП- транзистора ........................
Энергонезависимые элементы памяти на основе
МДП- структур .................................................................................................
531
534
Мощные МДП -транзисторы .................... ; ....................................... 534
Интеллектуальные МДП-ключи ............................................................................. 541
Полевые транзисторы со статической индукцией .................................... 544
Биполярный транзистор с изолированным затвором IGBT ........................ 549
Мощные полевые транзисторы ..................................................................
9.6.1.
9.6.2.
9.6.3.
9.6.4.
Глава
10.1.
10.2.
10.3.
10.
Б.азовые элементы цифровых логических интегральных схем ..............
Основные логические элементы булевой алгебры ......
555
559
Базовые элементы биполярных цифровых логических ИС .............................. 563
10.3.1. Инверторы на биполярных транзисторах .........
563
10.3.2. Базовый элемент днодно-транзисторной логики ................................. 564
10.3.3. Базовый элемент транзисторно-транзисторной логики ......................... 565
10.3.4. Элементыэмиттерно-связанной логики ЭСЛ ..................................... 573
10.3.5. Интегральная инжекционная логика И 2 Л .................. оо оо
оо
580
00
..................................
Основные характеристики и параметры логических элементов .........................
00
..................................
•••
10.4.
555
•••••••••••••
....
Базовые элементы цифровых логических ИС на
полевых транзисторах ................................................................................................
10.4.1.
10.4.2.
10.4.3.
10.4.4.
10.4.5.
10.4.6.
592
592
Инвертор на комплементарных МДП- транзисторах ............................. 599
Инвертирующие вентили на МДП- транзисторах ................................. 604
Аналоговые ключи и управляющие вентили .........
611
Динамические и квазистатические логические ИС ................................. 615
Быстродействующие логические ИС на основе арсенида галлия ............... 624
Инверторы на МДП- транзисторах ...................................................
00
............................
Предметный указатель ...................................................................................
631
Библиографический список ............................................................................
633
9
Припятые обозначения
В
-
статический коэффициент передачи тока базы транзистора.
В N , В 1 - нормальный и инверсный коэффициент передачи тока базы транзистора
Ь -удельная крутизна полевого транзистора
С 3 , С 0 - зарядная и диффузионная емкости р~п перехода
DE, D 8 , Dc
-коэффициенты диффузии неосновных носителей заряда в эмиттере, базе и
коллекторе
D" , D Р
Ее,
- коэффициенты диффузии электронов и дырок
Е;, Е, -энергетические уровни, соответствующие дну зоны проводимости,
Ev,
потолку валентной зоны, середине запрещенной зоны и залеганию
рекомбинационно
F", F Р
-
генерационных центров
- энергия уровней Ферми электронов и дырок
j -
плотность тока
q -
заряд электрона
1Е, 1в, 1с - ток эмиттера, базы и коллектора
1сво, 1СЕО
- неуправляемые токи в схемах с общей базой и общим эмиттером
1 в кл, 1спР, Iv -
токи включения, спрямления и управления в тиристорах
1ПР.УТ, 1ОБР.УТ -токи прямой и обратной утечки тиристора, симистора
k - постоянная Больцмана
L", LP -диффузионная длина электронов
и дырок
l п - длина Дебая
М - коэффициент лавинного размножения
N 0 , N л - концентрация доноров и акцепторов
n, р -· концентрация электронов и дырок
N с, N v - эффективная концентрация разрешенных
состояний в зоне проводимости и
валентной зоне
Qв,
QE,
Qc
Q 1.. , Qu -
-заряд неравновесных носителей в эмиттере, базе и коллекторе.
зарядауправляемые переменвые для прямого и инверсного режимов
Q 1 , Q 111 , Q;,, Q 0
-
R - сопротивление
S- площадь
Т V и
-
плотности встроенного заряда, подвижного заряда ионов, заряда на
быстрых состояниях, заряда в окисле
температура
темп рекомбинации
напряжение
и л, и в - напряжение Эрли для прямого и инверсного режима
и u1
-
напряжение плоских зон
и пог, и с.нлс
- пороговое напряжение и напряжение стока насыщения МДП -транзисторов
и внsлт, и сЕsлт - напряжение база-эмиттер и коллектор-эмиттер в режиме насыщения
и инв
-
пороговое напряжение инвертора
W 1,, Wn, Wc
-толщины базы, эмиттера и коллектора
10
Wк,
Lк
-
ширина и длина канала полевого транзистора
.fа' .f{3' .fт' .fmax
.fs, .f.~ g"'
-
граничные частоты биполярного транзистора
граничные частоты крутизны полевого транзистора
-крутизна полевого транзистора
r~ - омическое сопротивление базы
гЕ, rc - дифференциальное сопротивление эмиттера, коллектора
х, у,
х
z-
пространствеиные координаты
-глубина металлургического
1
-
а
p-n
перехода
коэффициент передачи тока базы
{3 -
коэффициент переноса базы
у
эффективность эмиттернога перехода
8 -
толщина области пространствеиного заряда
-
Е
- абсолютная диэлектрическая проницаемость вакуума
Е"
а
относитедьная диэлектрическая проницаемость
-удельная электропроводность
/1 11 , J1" Л
ш
-
подвижность электронов и дырок
длина волны
циклическая частота
1f1 - электростатический потенциал
У 5 -изгиб зон, поверхностный потенциал
Т
11 ,
тР
t-
vХ
Ф
Е
-
время жизни электронов и дырок
время
скорость
-
электронное сродство
термодинамическая работа выхода
-
-
напряженность электрического поля
р -удельное сопротивление, плотность объемного заряда
Р- периметр
S-
площадь
И 8 - пробi-шное напряжение
R7
-
p-n
тепловое сопротивление
Р- мощность
перехода
11
Предисловие
Подготовка бакалавров, специалистов и магистров по направлению «Электроника»
предусматривает
изучение
дисциплины
«Твердотельная
электроника»,
являющейся
профессионально-профилирующим курсом по изучению принципа действия, физическому
и
математическому
моделированию,
проектированию,
изготовлению
и
применению
активных и пассивных приборов и интегральных схем, работа которых основана на
эффектах физики твердого тела.
В
соответствии
классификация
с
программой
элементов
этого
твердотельной
курса
в
учебном
электроники
по
пособии
физическим
рассмотрены
процессам
и
явлениям и сформулированы цели и содержание микроэлектроники как основного научно
-
технitческого направления электроники. Рассмотрены технологические основы изготов
ления
монолитных и гибридных интегральных схем, а также современная элементная база
и технология поверхностного монтажа при производстве радиоэлектронных устройств.
Основная часть содержания учебного пособия посвящена физике процессов в
p-n
переходах, биnолярных и nолевых транзисторах, тиристорах и интегральных схемах на их
основе. Изложение материала построено по единой схеме, включающей в себя раскрытие
физической природы явлений и процессов, происходящих. в приборах, анализ поведения
параметров и характеристик в различных режимах эксплуатации, установление основных
конструкторско
-
технологических направлений по повышению эффективности работы
полупроводниковых приборов в наиболее широко используемых областях примснения.
Основу
учебного
пособия
составили
лекционные
курсы,
читаемые
автором
в
Севастопольском национальном техническом университете для студентов специальностей
«Микроэлектроника и полупроводниковые приборьш и «Физическая- и биомедицинская
электроника».
В конце каждой главы приведсны вопросы, предназначенные для самостоятельной
работы студентов, которые могут быть использованы при проведении практических занятий
и лабораторных работ.
Автор
выражает
глубокую
признательность
профессорско-преподавательскому
составу кафедры «Электронной техники» СевНТУ, принимавшему участие в обсуждении
содержания учебного пособия, а также рецензентам професеарам А. В. Борисову и И. М.
Викулину за ценные советы и замечания.
Глава
1.
12
Приборы твердотельной электроники- элементная база
микроэлектроники
1.1.
Основные этапы развития твердотельной электроники
-
Твердотельная электроника (ТЭ)
как научная дисциплина охватывает широкий круг
вопросов по изучению принципа действия, физическому и математическому моделированию,
проектированию,
изготовлению
и
применению
активных
и
пассивных
приборов
интегральных схем, работа которых основана на эффектах физики твердого тела.
Условно эра ТЭ отсчитывается с момента появления биполярного транзистора в
и
1948
г,
изобретенного американскими учеными Дж. Бардином, В. Брэттейном и В. Шокли.
Хронология основных этапов развития ТЭ отражена в таблице
1.1.
Таблица
Год
1938
1947-48
1948
1949
1951
1952
1954
1955
1956
1957
1958
1959
1960
\.\.
События
Теория выпрямления на контакте металл-полупроводник. В. Шоттки.
Изобретение биполярного транзистора. В. Шокли, Дж. Бардин, В. Брэттейн.
Голография объектов с помощью когерентных излучений. Денис Гарбор.
Теория плоскостного
P-N
перехода. В. Шокли.
Канальный полевой транзистор. В. Шокли. Метод зонной очистки. Пфан.
P-N-P-N
динистор. В. Шокли.
Лазерно-мазерный эффект. Н. Басов, А. Прохоров, Ч. Таунс.
Кремниевый тиристор. Дж. Молл. Светодиод на основе
GaAs.
Р. Браунштейн.
Разработка маскирования окислом.
Разработка метода фотолитографии.
Разработка интегральной микросхемы. Дж. Килби и Р. Нойс.
Туннельный диод Эсаки.
Разработка кремниевого планарного транзистора и РТЛ схемы.
Кремниевый симистар или триак. Лавинно-пролетный диод. А. Тагер, В. Рид.
Разработка эпитаксиального транзистора и ДТ Л
-
схемы. Пьезакерамические
полосовые фильтры, резонаторы,трансформаторы.
1961
1962
1963
!964
1965
1966
Твердотельный лазер на рубине. Т. Мейман.
Создание ЭСЛ- схемы. Фирма Моторола. Разработка ТСТЛ ИС.
Инжекционный лазер на
P-N
переходе. Р. Холл.
Джозефсонавекие переходы (сверхпроводимость).
Выпуск ТТЛ ИС фирмой
(фирма
RCA).
Sylvania
и исследование МДП транзистора Хофстейном
Диод Ганна.
Разработка МДП ИС на Р-МДП транзисторах.
Аналоговые линии задержки на поверхностных акустических волнах
(ПАВ).
Динамические МДП ИС. ТТЛИС с транзисторами Шоттки. Полевой канальный
транзистор с барьером Шоттки. У. Таруи.
11967
1968
1969
1
Разработка КМОП И С.
Гетеролазер. Жорес Алферов.
Полосовые дисперсионные фильтры на ПАВ.
Приборы с зарядавой связью (ПЗС). В. Бойл, Дж. Смит.
1
11969
11970
1971
Создание ИС памяти на цилиндрических магнитных доменах (ЦМД). А. Боубек
(фирма
Bell I"ab).
Элементы криогенной логики и памяти.
Световалокно
« Корнинг глас».
4004, содержащего 2250 МОП- транзисторов. М.
Стдание микропроцессора
Хофф, М. Шима (Iпtel).
1
L ______ _
Bь~II_y~KJl~lJI':}tvf_IIЧ~~к!JX Q~Y_C!~~~I':I()_~t I !(б_ит (!f1te~). _
_ ___ ___ _
13
Продолжение таблицы
1.1
События
Год
Разработка инжекционной интегральной логики (И2 Л)- Фирмы IВМ и Philips.
1972
Ионная имплантация примесей.
1973
8080 (Intel).
Разработка 8-разрядного микропроцессора
Разработка энергонезависимой памяти на МДП транзисторах.
Разработка технологии поверхностного монтажа.
1974
Разработка
метода
электронной
литографии.
Фирма
микропроцессор на КМОП- структурах. Фирма
о выпуске первого
1975-80
1976
1977
1979
первый
объявила
разрядного однокристального микропроцессора РАСЕ.
Акустоэлектронные конвальверы и процессары аналоговых сигналов.
Фото-ПЗС, твердотельный видикон.
Разработано динамическое ОЗУ объемом
Трансверсальные
и
Фирма
Intel
16
К.
рекурсивные фильтры на ПЗС,
сигналов. Динамическое ОЗУ
1980
1982
1984
1990
1994
1998
1999
Ранее
16 -
создала
RCA
National Semiconductor
64
К.
создала 32-разрядный микропроцессор
Одноэлектронный транзистор
(SET).
процессары
аналоговых
iAPX 432.
Магиитооптические запоминающие устройства.
Динамическое ОЗУ
1 М.
СБИС с перепрограммируемой структурой,
128
Динамическое ОЗУ
М,
Hitachi.
Технология
Si-SiGe цифровых
электронная
промышленность
Altera.
СБИС и аналоговых ИС, IВМ.
представляла
собой
отрасль
техники,
целиком
основанную на операциях сборки и позволяющую реализовать весьма сложные функции путем
объединения множества элементов в одном изделии. При этом значительная часть прироста
стоимости изделий электронной техники была связана с процессом сборки.
Для
оценки
развития
последовательности
от
ИС
к
твердотельной
БИС
и
далее
электроники
к
СБИС
и
и
УБИС
микроэлектроники
разработаны
в
некоторые
теоретические положения, позволяющие осмыслить этот процесс с различных точек зрения.
Исторически сложилось так, что первоначально внимание к ИС привлекли такие их
особенности,
скопоновать
как
на
малые
размеры
поверхности
и
масса,
а
кристалла
затем
развитие
значительное
техники
количество
ИС,
позволяющей
элементов,
включая
межсоединения, постепенно привело к возможности создания БИС, то есть стало возможным не
только «повышение экономичности "электронных схем", но и "улучшение их характеристик", и
"повышение надёжности".
Развитие
электронной
техники
ИС
обуславливает
промышленности.
межсоединения,
весьма
Появление
существенные
изделий,
изменения
содержащих
привело к изменению стоимости производства за
в
также
специфике
и
готовые
счет использования
новых
средств аппаратного обеспечения, а также к сдвигу линии раздела между уровнем компонентов
и
уровнем систем.
Кроме того,
оно открыло путь для "экономичной" реализации более
сложных устройств с более эффективными характеристиками.
В связи с этим особое внимание привпекает скорость, с которой происходит научно
техническая революция в области БИС и которая характеризуется законом Мура (ежегодное
удвоение степени интеграции до
обусловленные
появлением
1980
БИС,
г. и удвоение за
оказывают
18
месяцев после
настолько
большое
1985
г.). Все эффекты,
влияние,
что
даже
сравнительно большие капиталовложения в научно-исследовательские работы (по отношению к
производственным задачам) вполне окупаются. Кроме того, резко возрос объем производства
ИС в с1с1язи .с увеличение~; сарсч:;а, сопровождающего научн\1-техничrскую ревоЛJ')ЦИЮ.
H'l
14
рисунке
1.1
представлены
данные
об
изменениях
уровня
интеграции
минимальной ширины их соединительных проводников в период
1.1
[5].
надежности и экономичности БИС на рисунке
они также улучшаются с ростом интеграции
БИС,
1970 - 2000
а
также
гг. Данные по
не приведены, однако, как показывает опыт,
В качестве факторов, обусловливающих научно-техническую революцию, можно назвать
совершенствование технологии процесса изготовления ИС и совершенствование методов их
проектирования.
Типичным
микротехнологии.
фактором
Уменьшение
первой
размеров
группы
является
полупроводниковых
совершенствование
приборов
позволяет
одновременно добиться как улучшения характеристик ИС, формально определяемого законом
пропорциональности размеров, так и улучшения их экономических показателей, связанных с
уменьшением площади кристалла.
/
...
"
:i
:Е
100М
100
1.0
g"
е~
"=
.о
ii
"'
10М
о.
u
10
1М
"
g.
:Е
~
о.
100К
'":;;
0:
.о
10К
~
~
0.1 :2
2000 Годы
1К
1960
Рисунок
:Е
о.
с
;:..,
"'
"'~
.;
1970
1980
1.1 - Динамика развития техники БИС.
1990
1-степень интеграции;
2- минимальные размеры
Основная масса СБИС предназначена для обработки цифровых, а не аналоговых сигналов.
Это обстоятельство обусловлено тем, что СБИС более пригодны для обработки именно
цифровых сигналов. Хотя для обработки цифрового сигнала требуются большее количество
функциональных узлов и более широкая полоса пропускания сигнала, чем в случае аналогового
сигнала,
которых
цифровые
относятся:
1)
схемы
обладают
возможность
рядом
построения
схемы
возможность создания схем с универсальными функциями;
преимуществ,
на
3)
однотипных
к
числу
устройствах;
2)
простотазапоминания сигнала и
т. п. В случае аналоговых сигналов, напротив, схему приходится строить в соетветствии с
требуемыми от неё функциями и видом обрабатываемого сигнала.
Такие признаки СБИС, как характерная для них ориентация на массовое производство,
возможность
размещеюrя
множества
элементов
на
одном
кристалле
при
хороших
экономических показателях, использование универсальных функций за счет органической связи
со средствами программнога обеспечения, типичной, например, для микропроцессоров, говорят
об их выраженной qлизости к цифровым ИС.
Исходя из требования ориентации на массовое производство СБИС,
представляется
желательным, чтобы СБИС были по мере возможности универсальными и собственно затраты
на их производство составляли значительную часть их стоимости. С другой стороны, если
размеры схемы, размещенной на одном кристалле, возрастают и её сложность увеличивается, то
кристалл становится структурной единицей, почти равнозначной системе в целом, а систему
желательно проектировать по специальным требованиям. Другими словами, требования к
СБИС противоречиВ!~!: она должна быть и универсальной и сПециализированной, и способы её
реализации зависят от того, какое из этих качеств превалирует.
В
качестве
СБИС
преимущественно
универсального
характера
можно
назвать
микропроцессоры и ЗУ. В этих СБИС в пределах одного кристалла реализуются функции,
общие для различных систем, или же функцИи, которые могут быть сделаны общими. Методы
пnоектирuвания и производ;:;тва в большей степени определяются тсхноliог;rей СБИС. гт;""С
15
этого типа изготавливаются крупными сериями, имеют низкую стоимость (в пересчете на одну
функцию), и их сбыт происходит в условиях жесткой конкуренции.
Вместе с тем требования к универсальным изделиям не всегда совпадают с требованием к
системе и во многих случаях необходимо использовать изделия, специально спроектированные
для данной системы. Такие СБИС называются специальными, или заказными.
В зависимости от способа реализации заказные СБИС делятся на собственно заказные и
полузаказные. Проектирование собственно заказных СБИС каждый раз производится заново.
Следовательно, можно ожидать, что· затраты на производство таких СБИС, компонуемых на
кристаллах малой площади, обладающих хорошими характеристиками и вполне отвечающих
системным
требованиям,
проектирования
и
окажутся
вполне
экспериментального
удовлетворительными.
изготовления
Однако
характеризуются
этапы
очень
их
большой
трудоёмкостью и соответственно большими затратами времени. Полузаказные СБИС более
просты в изготовлении; начальные этапы их технологии являются общими, а последующие
-
этапы
различными.
К числу СБИС этой группы относятся вентильные матрицы, ПЛМ
(программируемые логические матрицы), ПЗУ (постоянные запоминающие устройства) и т. п.
ПЗУ реализуют функцию долговременной памяти и в сочетании с микропроцессором могут
реализовать
функции,
требуемые
от
системы
вцелом.
ПЛМ,
как
известно,
несколько
напоминают ПЗУ, но в ней производят специализацию исходной структуры с регулярным
расположением
соединительных
логических
вентилей.
проводников,
а
Структуры
затем
ПЗУ
производят
и
ПЛМ
формируют
надлежащие
соединения
вплоть
в
до
точках
пересечения этих проводников. С другой стороны, изготовление вентильных и транзисторных
матриц
предусматривает
проведение
общих технологических
процессов
вплоть
до этапа
формирования полупроводниковых приборов на кристалле, а затем формирование надлежащих
соединений между ними. В любом случае проектирование подобных полузаказных СБИС, хотя
и
характеризуется
первоначальные
небольшим
числом
капиталовложения,
и
степеней
период
от
свободы,
предполагает
завершения
процесса
незначительные
проектирования
до
получения готовых изделий сравнительно невелик. Ввиду регулярного характера структуры её
проектирование может вестись машинными методами, т.е. с применением ЭВМ. С другой
стороны, проектирование заказных СБИС позволяет получить гораздо .лучшие результаты, чем
проектирование полузаказных,
в первую очередь в
отношении электрических характеристик
схемы, площади кристалла и т.п. Однако время проектирования при этом возрастает и к
методам машинного проектирования
таблице
1.2 указаны
СБИС
предъявляются более высокие требования.
В
некоторые особенности СБИС, обусловленные их специализацией.
Таблица
1.2 - Методы специализации СБИС
Возможность
ИСПОЛЬЗОВЗ!IИЯ
Классы
Метод специа-
существующих
СБИС
лизации
приборов,
Стоимость
Технические
характеристики
длительность периода
проектировапия
Возможно
Универса-
в
использование
ЛЬНЬJе
микропроцессорах
существующих
СБИС
с использованием
полупроводниковых
(микропро-
средств
приборов. Средства
цессоры и
программного
программ но го
т. д.)
обеспечения
обеспечения
-
индивидуальные
Низкая стоимость средств
аппаратного обеспечения
Значительные затраты на
средства программного
обеспечения
На уровне
средних
16
п1родолжение
Первоначаль-
Стоимость
ные затраты
производства
та б л ицы
1.2
Общий процессПолузаказ-
до уровня
ныеПЗУ,
соединительных
ПЛМ
проводников
Специализация- за
счет соединений в
точках
Возможность
пересечения
Транзистор
-ные
Размещение
быстрого
транзисторов-
изготовления
стандартное
матрицы
Вентильны
Специализация
Средние
Низкая
Высокие
-
межсоединений
Перепрограммируе
рируемые
СБИС
Средняя
на уровне
е матрицы
Реконфигу-
Низкие
мая структура
системы
Специализация
Заказные
-
Длительный период
с уровня
проектирования и
размещения
создания оnытных
транзисторов
образцов
Высокие
Способ реализации СБИС обычно выбирают в соответствии с назначением устройства, в
котором она будет применена. Исходя лишь из соображений стоимости, можно считать, что
при больших объемах производства этого устройства наиболее эффективно проектировать
собственно заказные БИС с малой площадью кристалла, при средних объемах
-
полузаказные
БИС, J.(арактеризующиеся низкими первоначальными затратами, а при малых объемах более
низкие
стоимостные
показателя
будут
получены
при
использовании
стандартных
потребительских БИС. Однако это чисто теоретические соображения, и на практике решение
примимается в целом с учетом и других показателей, а не только стоимости. Так, например,
один
из
методов
организация
производства
предполагает
использование
на
первом
этапе
производства данного изделия (в целях ускорения его создания) стандартных БИС, а затем по
достижении заданного объема производства
-
полузаказных и заказных БИС. Такой подход,
видимо, можно считать вполне целесообразным с точки зрения как стоимости, так и времени
проектирования
1.2. Классификация элементов твердотельной электроники
по физическим процессам и явлениям
В связи с более низкой температурой протекания процессов в приборах твердотельной
электроники, по сравнению с вакуумной электроникой, долговременная надежность и ресурс
первых существенно выше вторых. У словно можно выделить основные физические явления и
процессы,
на основе которых функционирует основная масса твердотельных приборов и
интегральных схем.
1. Термоэлектронпая
эмиссия в твердом теле.
Используется в приборах на основе контакта метал полупроводник и гетеропереходах.
Отличительная
особенность:
проводимость
определяется
основными
носителями
заряда,
высокое быстродействие. К приборам данного типа относятся: детекторные и смесительные
ДИОДЫ
СВЧ-
диапазона,
импульсные
диоды
повышенного
параметрические усилители и умножители частоты,
быстродействИя
(10" 11
с).
быстродействующие выпрямительные
диоды с малыми потерями мощности, полевые транзисторы с барьером Шоттки, ИС на основе
биполярных транзисторов со встроенным барьером Шоттки (ТТЛШ, И 2 ЛШ, и так далее),
юсr:овочьт~ые стабилитроны. Фотоприемники на оснпве барьера Ulотткv.
17
2.
Инжекция и экстракция неравновесных носителей заряда в полупроводниках.
Используется в большинстве приборов с
диоды,
биполярный
транзистор,
P-N
двухбазовый
переходами. Выпрямительные и импульсные
диод,
тиристоры,
симисторы,
стабисторы,
биполярныеле (ТТЛ, И 2 Л, ЭСЛ и другие).
3.
Эксклюзия и аккумуляция основных носителей заряда в полупроводниках.
Варикапы на основе
умножители
частоты,
P-N
перехода (управляемая ёмкость), параметрические усилители и
полевые канальные транзисторы с управляющим
барьером Шоттки, полевые транзисторы со статической индукцией
(SIT),
P-N
переходом и
полевые транзисторы
с высокой подвижностью электронов (НЕМТ).
4.
ЭФФект поля в полупроводниках.
Стационарный
(управляемая
эффект
емкость),
поля
используется
RC
распределенный
в
МДП
транзисторах,
фильтр,
МДП
(90%
МДП
ИС
варактор
СБИС),
энергонезависимая память на основе МДОП- структур и структур с плавающим затвором.
FLASH, EEPROM. Нестационарный эффект поля используется в приборах с зарядоной связью
(ПЗС), аналоговые линии задержки, рекурсивные фильтры, аналоговые процессоры.
5.
Ударная ионизация и эфФекты сильных полей.
Стабилитроны, туннельные диоды, лавинно-пролетные диоды, диод Ганна, лавинный
транзистор, варисторы.
6.
Фотоэлектрические явления.
Фоторезистор,
фотодиод,
фототранзистор,
фотоМДП-транзистор,
фототиристор,
лавинный фотодиод, солнечные элементы, оптроны, фотоПЗС, оптические ЗУ, твердотельный
видикон (ФПЗС).
7.
Люминесценция.
Светодиоды,
лазеры
на
основе
гетеропереходов,
индикаторы:
жидкокристаллические
(ЖКИ), газоразрядные, пленочные, оптроны.
8.
Термоэлектрические явления.
Термоэлектрический генератор, термоэлектрический холодильник, терморезисторы,
термопары, болометры (измерители СВЧ мощности), пираэлектрические датчики температуры
и излучений.
9.
Гальваномагнитные явления.
Датчик
ОЗУ
на
Холла,
магниторезистор,
цилиндрических
магнитных
магнитодиод,
доменах
магнитотранзистор,
(ЦМД),
магнита-тиристор,
магиитооптические
запоминающие
устройства, ЗУ на блоховских линиях.
1О.
Тензо- пьезо- акустоэлектронные эффекты.
Тензорезисторы, тензодиод, тензотранзистор, полосовые пьезофильтры, трансформаторы,
резонаторы,
аналоговые линии задержки,
усилители
на поверхностных
акустических волнах,
конвольвер, дисперсионные фильтры, аналоговые процессоры.
11.
Взаимодействие ядерных излучений с твёрдым телом.
Датчики излучений нейтронов, электронов, протонов, альфа-частиц и гамма-излучений;
атомные батареи.
12.
Криогенные эффекты (сверхпроводимость).
Криотрон,
Джозефсона,
транзистор
переходы
Джозефсона,
сверхпроводящие
(SET),
фотоприемники.
Явления
1-6,
логические
квантовые
сверхпроводящие
элементы
интерферометры
СВЧ- резонаторы и
и
память
(СКВИД),
фильтры,
на
элементах
одноэлектронный
криоэлектронные ИК
используются в монолитных полупроводниковых интегральных схемах.
Все перечисленные явления и приборы на их основе реализуются в гибридных ИС.
18
1.3. Основные цели
и содержание микроэлектроники
1.3.1. Термины
Динамично
развивающийся
рынок
и определения
интегральной
микроэлектроники
2000
широкого назначения оценивалея годовым объёмом продаж к началу
г. в
и
220
электроники
и
990
млрд.
долларов. При этом рост объема продаж рынка универсальных сверхбольших и ультрабольших
интегральных схем (СБИС, УБИС), представленных схемами динамического ОЗУ,
микро
контроллерами и микропроцессорами, СБИС с программируемой структурой, составляет
25%,
что значительно превышает 8%-ный рост рынка электроники и прирост глобального мирового
продукта
(4,5%).
Более того ожидается, что уже к
2020
г. объём продаЖ рынка микро- и
10%
нанаэлектроники превысит триллион долларов и составит свыше
продукта
и
далее
произойдет
прогнозируемое
замедление
темпов
полного мирового
роста.
За
короткий
исторический срок современная микроэлектроника стала одним из важнейших направлений
научно-технического
прогресса.
Общее
развитие
микроэлектроники
основывается
на
фундаментальных достижениях в ряде смежных областей науки и техники, к которым в первую
очередь
относятся
физика,
химия,
математика,
кибернетика,
информатика,
точное
приборестроение и другие. В этой связи формулировка определения микроэлектроники носит
достаточно условный характер.
Микроэлектроника
-
научно-техническое направление электроники, базирующееся на:
элементной базе твердотельной электроники, использующей эффекты физики твердого тела;
химии
сверхчистых материалов; групповой технологии формирования микроэлементов
основе
монокристаллических,
и
рентгеновской
и ионной литографий; автоматизации и
твердотельных
с
применением
аморфных
диэлектриков
изготовления
металлов
поликристаллических,
и
гибридных
субмикронной
слоев
на
полупроводников,
оптической,
электронной,
интеграции групповой технологии
интегральных
схем;
микросхематехнике
и
системотехнике, ориентированных на применение универсальных аппаратных и программных
средств, решающее задачу создания:
•
•
•
•
высоконадёжных,
экономически выгодных,
малогабаритных,
низкоэнергоёмких
электронных устройств и систем.
На
наш
взгляд,
это
определение
охватывает
основное
содержание
и
цели
микроэлектроники. Научной задачей микроэлектроники является обеспечение возможности
создания
сложнейших
кибернетических
систем
для
использования
в
информационных
технологиях, при освоении космоса, в области биологии, медицины и так далее.
Экономическая
задача
микроэлектроники
заключается
в
существенном
сокращении
потребляемых материалов, трудоёмкости и капитальных вложений в производство электронной
аппаратуры и приборов,
а также в снижении
энергетических затрат при производстве и
эксплуатации, то есть в существенном удешевлении выпуска продукции и её использования.
Техническая
задача
микроэлектроники
сводится
к
сокращению
размеров
и
массы
электронной аппаратуры при одновременном увеличении её надёжности и долговечности.
Осуществить это можно только за счет минимизации энергетических процессов в электронных
схемах.
Для решения данной .задачи
существуют различные пути:
уменьшение размеров
деталей и элементов, создание новых элементов (полупроводников, активных диэлектриков,
ферритов),
рациональное размещение
элементов,
замена
навесных
соединений
печатным
монтажом (методами фотолитографии, вакуумным напылением и тому подобнымИ), придания
элементам одинаковой формы и размеров (поверхностный монтаж), создание элементов, узлов
и целых (интегральн.ых) схем на основе новых принципов пленочной технологии или путем
обработки полупроводникового материала
-
получение твердой схемы.
19
Исторически
возникнув
как
направление
микро-миниатюризации
радиоэлектронной
аппаратуры в военной технике, микроэлектроника привела к развитию таких важнейших облас
тей человеческой деятельности, как информатика, автоматика и технология управления
Интегральная
выполняющее
.микросхеАю
определенную
(ИМС)
(микросхема)
функцию
это
-
преобразования,
микроэлектронное
обработки
сигнала
[1].
изделие,
и
(или)
накаплИвания информации, имеющее высокую плотность упаковки электрически соединенных
элементов (или элементов и компонентов); которое с точки зрения требований к испытаниям,
приемке, поставке и эксплуатации рассматривается как единое целое.
Элемент
-
это часть ИМС, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента,
которая не может быть выделена как самостоятельное изделие; под электрорадиоэлементом
понимают транзистор, диод, резистор, конденсатор и др. Элементы могут выполнять и более
сложные функции, например, логические (логические элементы) или запоминание информации
(элементы памяти).
Колтонент -это часть ИМС, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента,
которая может быть выделена как самостоятельное изделие. Компоненты устанавливаются на
подложке
микросхемы
при
выполнении
сборочио-монтажных
операций.
К
простым
компонентам относятся бескорпусные диоды и транзисторы, специальные типы конденсаторов,
малогабаритные катушки
индуктивности
и др.
Сложные
компоненты
содержат несколько
элементов, например, диодвые сборки.
Плотность vпаковки
-
это отношение числа простых компонентов и элементов, в том
числе содержащихся в составе сложных компонентов, к объему микросхемы без учета объема
ВЫВОДОВ.
С точки зрения внутреннего устройства микросхема представляет собой совокупность
большого числа элементов и компонентов, размещенных на поверхности или в объеме общей
диэлектрической
или
конструктивное
объединение
полупроводниковой
элементов
подложки.
и
Термин
«интегральная»
компонентов,
а
также
отражает
полное
или
частичное объединение технологических процессов их изготовления.
При использовании в радиоэлектронной аппаратуре сами ИМС являются элементами, т. е.
простейшими неделимыми единицами. в этом смысле 6ни составляют элементную базу
электронной аппаратуры.
Критерием оценки сложности микросхемы, т. е. числа
N
содержащихся в ней элементов и
простых компонентов является степень интеграции. Она определяется коэффициентом
K=JgN,
значение которого округляется до ближайшего большего целого числа. Так, микросхема первой
степенн интеграцнн (К= 1) содержит до
интеграции (К=2)- свыше
10
до
100,
1О
элементов и простых компонентов, второй степени
третьей степени интеграции (К=З)- свыше
т.д. В настоящее время микросхему, содержащую
500
100
до
1000
и
и более элементов, изготовленных по
биполярной технология, или 1000-и более элементов, изготовленных .по МДП- технологии,
называют большой интегральной микросхемой (БИС). Если число элемепов превышает
10 000.
то микросхему называют сверхбольшой (СБИС).
Различия в уровне интеграции делят ИС на несколько категорий: МИС, БИС, СБИС,
УБИС
(соответстненно
малые,
средние,
большие.
сверхбольшие
и
ушпрабольшис
ИС).
Практическое использование находят вес категории.
МИС реализуют простейшие логические преобразования и обладают универсальностыо
-
даже с помощью одного типа логического элемента (например, И-НЕ) можно построить любое
ЦУ (цифровое устроЙСТВО).
малора:;рядныс
регистры,
В
ВИде СИС ВЫПУСКаЮТСЯ
счетчики,
;.юлжш1 быть более широкой
и
дешифраторы,
В ГОТОВОМ ВИДС такие CXeJ\IЫ,
сумматоры
и
т.п.
Номенклатура
как
СИС
рюнообралюй. так как их универсальность снижается.
В
разнитых сериях стандартных ис насчитываются сотни типов сие.
С появлением БИС и СБИС схемы с тысячами и даже миллионами логических злементов
стали рюмсщап,ся на одно:-.1 кристалле. При :пом проблема снижения унивсрса;Iьности для ИС
с жесткоii структурой обостршшсь бы чрезвычайно
- пришлось
бы производшъ огроl\шое число
типов ИС нри снижении объема производспш каждого из типов. Что непомерно увеличило бы
их стош.юсть.
так как
высокие :нпраты
r,сбош,шсм·{ объемv их н,шvei«J.
на проектщювание БИС/СБИС относились бы к
20
Выход
микросхем
из
в
возникшего
область
противоречия
был
программирования.
найден
Появились
на
пути
переноса
микропроцессоры
специализации
и
БИС/СБИС
с
программируемой структурой.
Микропроцессор способен выполнять команды, входящие в его систему команд. Меняя
последовательность команд (программу), можно решать различные задачи на одном и том же
микропроцессоре. Иначе говоря, в этом случае структура аппаратных средств не связана с
характером решаемой задачи.
Это обеспечивает микропроцессорам массовое производство с
соответствующим сниженнем стоимости.
В виде БИС/СБИС с программируемой структурой потребителю предлагается кристалл,
содержащий
множество
логических
блоков,
межсоединения
для
которых
назначает
сам
системотехник. Промышленность получает возможность производить кристаллы массовым
тиражом,
не
структуру
адресуясь
ИС
к
отдельным
соответственно
потребителям.
своему
проекту.
Системотехник
Разработан
сам
целый
программирует
спектр
методов
программирования связей между блоками и злементами кристалла.
Два
указанных
метода
имеют
большие
последовательную обработку информации,
соответствующих
командам,
что
может
различия.
Микропроцессоры
реализуют
выполняя большое число отдельных действий,
не
обеспечить
требуемого
быстродействия.
В
БИС/СБИС с программируемой структурой обработка информации происходит без разбиения
этого процесса на последовательно выполняемые элементарные действия. Задача решается в
соответствии
с
заданным
алгоритмом,
ее
характер
определяет
структуру
устройства.
Преобразование данных происходит одновременно во многих частях устройства Сложность
устройства зависит от сложности решаемой задачи, чего нет в микропроцессорных системах,
где сложность задачи влияет лишь на программу, а не на аппаратные средства ее выполнения.
Таким образом, БИС/СБИС с.программируемой структурой могут быстрее решать задачи,
сложность кьторых ограничена уровнем интеграции микросхем, а микропроцессорные средства
-
задачи
несграниченной
сложности,
но
с
меньшим
быстродействием.
Оба
направления
открывают новые перспективы дальнейшего улучшения технико-экономических показателей
создаваемой на них аппаратуры.
С ростом уровня интеграции ИС в проектировании на их основе все больше усиливается
аспект,
который
становится
можно
составление
назвать
блоков
интерфейсным
из
субблоков
проектированием.
стандартного
вида
Задачей
путем
разработки
правильного
их
соединения. У спешное проектирование требует хорошего знания номенклатуры и параметров
элементов,
узлов
и
устройств
цифровой
аппаратуры
и
привлечения
с_истем
автоматизированного проектирования (САПР) для создания сложных систем.
Микросхелютехника (интегральная схеметехника
)
как одна из основ микроэлектроники
охватывает исследования и разработку оптимальных схем. Многие современные микросхемы
являются очень сложными электронными устройствами, поэтому при их описании и анализе
используются
наиболее
по
меньшей
детальный
мере
уровень
-
два
это
уровня
схеметехнического
электрическая
схема.
Она
представления.
определяет
Первый
электрические
соединения элементов (транзисторов, диодов резисторов и др.); на этом уровне устанавливается
связь,
между электрическими параметрами схемы и
Второй
уровень
-
это
структурная
схема.
Она
параметрами входящих в нее
определяет
функциональное
элементов.
соединение
отдельных каскадов, описываемых электрическими схемами.
По функциональному назначению ИМС подразделяются на цифровые и аналоговые.
Цифровая
микросхема
предназначена
для
преобразования
и
обработки
сигналов,
изменяющихся по закону дискретной функции. В аналоговых сигналы изменяются по з_акону
непрерывной
функции.
Самый
распространенный
тип
аналоговых
микросхем
-·-
это
операционные усилители, аналого- цифровые преобразователи (АЦП) и цифро- аналоговые
преобразователи (ЦАП).
1.3.2.
21
Конструктивно- технологические типы интегральных схем
Конструктивно-технологическая классификация ИС
учитывает способ изготовления и
получаемую при этом структуру. По конструктивно-технологическим признакам различают
полупроводниковые (монолитные) и гибридные микросхемы
[1].
В полупроводниковой ИМС все элементы и межэлементные соединения выполнены в
объеме и на поверхности полупроводника.
Структура, содержащая элементы, межэлементные соединения и контактные площадки
(металлизированные участки, служащие для присоединения внешних выводов), называется
кристаллом
элементы
интегральной
располагаются
микросхемы.
в
тонком
В
большинстве
(толщиной
полупроводниковых
0,5 ... 10
мкм)
полупроводника. Поскольку удельное сопротивление полупроводника невелика
а
элементы
должны
быть
изолированными
друг
от
микросхем
приповерхностном
друга, -необходимы
(1 ... 10
слое
Ом·См),
специальные
изолирующие области.
На рисунке
1.2
а, б показаны соответственно структура и электрическая схема простейшей
полупроводниковой микросхемы, состоящей из биполярного
N-P-N
транзистора и резистора.
Структура содержит слаболегированную подложку р- -типа, активный полупроводниковый
слой N-типа, в котором кроме транзистора и полупроводникового резистора (слой Р-типа)
созданы
2
изолирующие области
сформирован
диэлектрический
из диоксида кремния.
слой
диоксида
На поверхности
кремния,
на
полупроводника
котором
расположены
металлические проводники. Основным полупроводниковым материалом ИС является кремний.
Важное конструктивно-технологическое преимущества кремния связано со свойствами слоев
диоксида кремния, получаемых на его поверхности при окислении. Эти слои используют в
качестве масок при локальном легировании кремния примесями, для изоляции элементов (см.
рисунок
1.2,
а), в качестве подзатворного диэлектрика МДП- транзистора, а также для защиты
поверхности кристалла от влияния окружающей среды и др. Достаточно большая ширина
запрещенной зоны кремния обусловливает малые обратные токи Р
создавать ИС, работающие при повышенных температурах (до
транзисторов (менее
1 мкА),
- N переходов, что позволяет
125 °С) и при· малых токах
т. е. низкой потребляемой мощности.
1
z
Вr~i 6щql
а)
f(
УТ
б)
Рисунок
12 -
Фрагмент монолитной ИС с комбинированной изоляцией элементов
В последнее десятилетие в ограниченных масштабах начато применение арсенида галлия,
отличающегося большей подвижностью электронов. На его основе создают микросхемы с
повышенным быстродействием или более высокими рабочими частотами (диапазон СВЧ).
Однако арсенид галлия очень дорогой материал, а технология арсенид-галлиевых микросхем
сложнее, чем кремниевых.
В некоторых микросхемах слой кремния, в котором формируются элементы, выращивают
на диэлектрической подложке (КНД), в частности, из сапфира (структура типа «кремний на
санфире») (КНС). Она обеспечивает повышенную радиационную стойкость.
22
Разновидностью
транзисторы
проводники,
полупроводниковых
размещают
в
активном
- на слое диоксида
слое
являются
кремния,
а
сов,wещенные .микросхемы,
пленочные
резисторы
и
в
которых
диоды,
как
и
кремния.
Важным показателем качества технологии и конструкции является плотность элементов
-
на кристалле
число элементов, приходящихся на единицу его площади. Для повьшения
плотности элементов применяют метод совмещения: некоторые области полупроводникового
слоя
используют
МДП
для
N-P-N
биполярного
- транзистора
выполнения
нескольких
транзистора и коллектора
и истоковой
(обычно
P-N-P
двух)
функций,
например,
базы
транзистора, стоковой области одного
области другого. С этой же целью проводятся исследования и
разработки трехмерных структур: элементы изготавливают в нескольких, (обычно двух) слоях
кремния, разделенных диэлектрическми прослойками, или
создают канавки
в кремниевой
подложке и формируют элементы на их боковых поверхностях.
Уровень технологии характеризуется htuнимальньш топологическим размером
Ll.,
т.е.
наименьшими достижимыми размерами легированной области в полупроводниковом слое,
пленочного слоя на поверхности, например, минимальными шириной эмиттера биполярного
транзистора, шириной проводников, расстояниями между ними.
При
=
Ll.
0,3 ... 0,5
мкм
возникают
проблемы,
связанные
с
приближением
размеров
элементов, прежде всего транзисторов, к их физическим пределам. Уменьшение размеров
элементов
до
указанных
значений
вызывает
процессы
деградации
структуры
кристалла
вследствие повышенной плотности тока, напряжённости электрических полей и плотности
выделяемой
энергии.
Особую
проблему
при
исполъзовании
элементов
малых
размеров
представляет формирование надежных внутрисхемных соединений. Их поперечное сечение
уменьшается, а плотность тока растет. Это может приводить к разрушению проводников,
расположенных на рельефной (не идеально плоской) поверхности, к коротким замыканиям
проводников, сформированных в разных слоях друг над другом, вследствие пробоя или
нарушения разделяющего их тонкого диэлектрического слоя.
Уменьшение топологических размеров элементов приводит к улучшению электрических
параметров
емкостей
ИС,
P-N
в
частности,
к
повышению быстродействия
из-за
снижения
паразитных
переходов, увеличению крутизны полевых транзисторов и др. Однако и здесь
ограничивающим фактором являются внутрисхемные соединения, задержка сигнала в которых
не позволяет полностью использовать достигаемое высокое быстродействие элементов.
При разработке полупроводниковых ИС конструкторы и технологи сталкиваются и с
другими серьезными проблемами и
обеспечение
создаваемых
ограничениями, Одна из
конструктивно-технологической
внутри
одного
самых трудных
совместимости
полупроводникового
слоя.
различных
Он
проблем
-
элементов,
характеризуется
строго
определенными электрофизическими параметрами, оптимальными для одних элементов и
малопригодными для других. Кроме того, для изготовления различных элементов, например,
биполярных и МДП -транзисторов, необходимы свои технологические операции, так что
одновременное формирование этих элементов на одном кристалле затруднено. Поэтому для
полупроводниковых микросхем характерен крайне ограниченный набор типов элементов в
кристалле. Этим же объясняется их разделение по типу применяемых активных элементов
(транзисторов)
на два
основных вида:
ИС на биполярных транзисторах
и
ИС
на
МДП
Основным активным элементом биполярных микросхем является транзистор типа
N-P-N.
транзисторах (МДП- микросхемы).
Кроме того, используются диоды на основе
(диоды
Шоттки),
полупроводниковые
P-N
переходов и переходов металл-полупроводник
резисторы,
пленочные
резисторы
(в
совмещенных
микросхемах), изготавливаемые, например, в поликристаллическом слое кремния, и в редких
случаях
-
реже, чем
операций
конденсаторы небольшой емкости. Транзисторы типа
N-P-N.
при
P-N-P
применяют значительно
Параметры полупроводниковых слоев и последовательность технологических
изготовлении
биполярных
микросхем
выбираются
прежде
всего
с
обеспечения наилучших электрических параметров биполярных транзисторов типа
Другие
элементы
формируются
в
аналогичных
слоях
одновременно
с
учетом
N-P-N.
транзисторами.
23
Использование пассивных элементов (резисторов, конденсаторов) ограничено, так как по
сравнению с транзисторами они занимают большую площадь на кристалле.
Основными элементами современных МДП-микросхем являются МДП-транзисторы с
каналом
n-типа.
Площадь
этих
транзисторов
на
кристалле
значительно
меньше,
чем
биполярных, поэтому для микросхем на n-канальных МДП-транзисторах достигается самая
высокая
степень
интеграции,
комплементарных
каналами
N-
но
они
МДП-микросхемах
уступают
применяют
биполярным
по
быстродействию.
МДП-транзисторы
с
В
индуцированными
иР-типа, для этих микросхем характерна очень малая потребляемая мощность.
В специальных случаях в полупроводниковых микросхемах используют биполярные
транзисторы
переходом.
в
сочетании
Для
с
МДП-
изготовления
либо
таких
полевыми
микросхем
транзисторами
требуется
более
с
управляющим
сложная
арсенид-галлиевых полупроводниковых микросхемах активными элементами
P-N
технология.
В
служат полевые
транзисторы с управляющим переходом металл-полупроводник, кроме того; используют диоды
Шоттки и полупроводниковые резисторы.
Полупроводниковые микросхемы в большинстве случаев являются изделиями широкого
применения:
одни
и
те
же
микросхемы
используются
в
микроэлектронной
аппаратуре
различного назначения. Они выпускаются большими партиями; только при этом условии
окупаются высокие затраты на разработку новых типов микросхем.
Гибридная интегральная микросхема содержит пленочные пассивные элементы и навесные
компоненты. На рисунке 1.3,а представлена структура простейшей гибридной микросхемы. На
диэлектрическую
с
проволочными
1 нанесены
подложку
помощью клея (слой
5)
пленочные резисторы
2и
пленочный конденсатор
на подложку установлен бескорпусный биполярный
выводами,
соединенными
с
металлическими
N-P-N
слоями.
3.
транзистор
С
4
Соответствующая
электрическая схема приведена на рисунке 1.3,б.
В гибридных ИС используются
как простые, так и сложные компоненты, например,
бескорпусные кристаллы полупроводниковых ИС. Электрические связи между элементами,
компонентами
проводников.
и
кристаллами
Подложка
с
осуществляют
расположенными
с
на
помощью
ее
пленочных
поверхност11
и
проволочных
пленочными
элементами,
совокупность
нескольких
проводниками и контактными площадками называется платой.
Многокристальная
бескорпусных
гибридная
полупроводниковых
ИС
представляет
микросхем,
собой
установленных
на
одной
диэлектрической
подложке, соединенных между собой проводниками и заключенных в герметизированный
корпус.
*
1
~BNXOtJ
~
-
Вхо
J
.f
а)
о)
Рисунок
1.3 - Фрагмент гибридной
интегральной схемы
В зависимости от способа нанесения пленок на поверхность диэлектрической подложки и
их толщины различают тонкопленочные (толщина пленок менее
(толщина пленок более
Помимо
1 мкм)
l
мкм) и толстопленочные
гибридные микросхемы (ГИС).
количественных
существуют
те~~нrн:огчс-й изготовлен1-1я П.'IС'НОК.
и
качественные
различия,
Тонкопленочные 1лементы формируют,
определяемые
как правило, с
24
помощью
термического
вакуумного
испарения
и
ионного
распыления,
а
толстопленочные
элементы наносят на подложку методом трафаретной печати с последующим вжиганием.
Широкое
использование
первоначальными
разнообразных
изготовления
микросхемы
затратами
гибридных
при
компонентов
плат
с
(особенно
отличаются
от
ИС
организации
требуемыми
с
обусловлено
производства,
рабочими
толстопленоЧными
полупроводяиковых
сравнительно
характеристиками
элементами).
большими
невысокими
возможностью
применения
и
Однако
размерами
и
простотой
гибридные
более
сложной
технологией сборки.
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
4.
5.
б.
Назовите основные этапы развития цифровой микроэлектроники, пользуясь таблицей
По
какому
признаку
при
проектировании
систем
классифицируются
СБИС
1.1.
и
их
технические характеристики?
Какие приборы работают на явлении термоэлектронной эмиссии в твёрдом теле?
Какие приборы работают на стационарном эффекте поля в полупроводниках?
Какие приборы используют фотоэлектрические явления и люминесценцию?
Работа каких приборов основана на тензо- пьезо- акустоэлектронных эффектах?
7. Дайте определение названию «микроэлектроника».
8. На каких областях науки и техники базируется микроэлектроника?
9. Каким образом достигаются основные цели микроэлектроники?
10. Дайте определение названию «интегральная микросхема».
11. Что означают термины «плотность упаковки» и «степень интеграции»?
12. В чём заключается разница между микропроцессорными СБИС и перепрограммируемыми
цифровыми СБИС?
13. В чём различие цифровых и аналоговых ИС?
14. Почему большинство монолитных интегральных схем выполнено из кремния?
15. Дайте определение названиям «Полупроводниковая» и «гибридная» интегральная схема.
16. В каких случаях предпочтительней использование полупроводниковой ИС или гибридной
ИС?
2.
Глава
25
Технологические основы твердотельной электроники
и микроэлектроники
Структуры,
электрические
технологией изготовления.
процессах
и
микросхем,
операциях,
параметры
микросхем
и
их
В. данной главе даются сведения
применяемых
для
создания
а также технологии поверхностного
элементов
определяются
о типовых технологических
полупроводниковых
монтажа.
и
гибридных
Совокупность технологических
процессов и операций, проводимых в определенной последовательности, составляет техноло
[1, 9, 15].
гический цикл изготовления микросхем и радиоэлектронных устройств на их основе
2.1.
Базовые операции технологического процесса изготовления
твердотельных приборов и интегральных схем
Создание микросхем начинается с подготовки полупроводниковых пластин. Их получают
разрезанием
монокристаллических
полупроводниковых
слитков
цилиндрической
формы
с
последующими шлифовкой, полировкой и химическим травлением для удаления верхнего
дефектного
слоя
неровностей)
и
0,03 ... 0,05
получения
зеркальной
поверхности
мкм. Диаметр пластин не превышает
с
260
шероховатостью
допустимый прогиб и отклонение от параллельностн поверхностей не более
диаметру.
Пластины
характеризуется
типом
(N
или
Р)
(высотой
мм, толщина около
10
0,5
мм,
мкм по всему
электрической
проводимости
(электропроводности), удельным сопротивлением, а также кристаллографической ориентацией
поверхности.
Для последующих операций исключительно важна чистота поверхности. Поэтому перед
началом, а также неоднократно в течение технологического цикла производят очистку, удаляя
посторонние вещества с помощью промывrш, растворения и т. п. Эффективна улБТразвуковая
очистка,
когда пластины
погружают в
ванну с
растворителем,
перемешиваемым
с
помощью
ультразвука.
Технологический цикл может быть разделен на два больших этапа
сборочно-контрольный.
Первый
этап
структуры
т.е.
элемеrпы
микросхем,
их
включает
и
процессы,
соединения.
-
обработки пластин и
формирующие
Для
на
реализации
пластинах
элементов
в
определенных местах пластины создают области с требуемыми типом электропроводности и
удельным
сопротивлением,
поверхность.
Проводники
вводя
соответствующие
соединений,
а
в
примеси
совмещенных
или
нарашивая
микросхемах
слои
резисторы
на
и
конденсаторы получают нанесением на поверхность пластин пленок. Геометрия легированных
областей и тонкопленочных слоев задается масками, формируемыми с помощью литографии. В
результате
на
пластинах
образуется
матрица
одинаковых
структур,
каждая
из
которых
соответствует одной микросхеме, т.е. на данном этапе микросхемы создаются групповыми
методами.
Второй
этап
Электрические
механических
начинается
контакты
зондов
-
с
тонких
с
контроля
отдельными
игл,
функционирования
микросхемами
устанавливаемых
на
микросхем
осуществляются
контактные
на
пластине.
с
помощью
площадки
микросхем.
Зондавый контроль производится на автоматизированных установках, дефектные микросхемы
маркируются. Повышение степени интеграции и разработка СБИС ставят задачу проверки
целостности связей и выявления всех дефектных элементов на пластинах. Для этой цели
разработаны
более
сложные
и
эффективные
методы
контроля:
электронно-лучевое
зондирование, исследование поверхности пластин с помощью электронного микроскопа и др.
Для повышения процента выхода годных микросхем в некоторых СБИС предусматривают
резервирование отдельных элементов или узлов. После выявления дефектных элементов или
участков устраняют их связи со всей схемой, например, пережиганнем проводников с помощью
остросфокусированного лазерного луча.
26
После
контроля
пластины
разрезают
на
кристаллы,
соответствующие
отдельным
микросхемам, и дефектные кристаллы отбраковывают. Кристаллы устанавливают в корпус,
соединяют
контактные
площадки
кристаллов
с
выводами
корпуса
(монтаж
выводов)
и
герметизируют корпус. Затем производят контроль и испытания готовых микросхем с помощью
автоматизированных
систем,
работающих
контроль (проверка функционирования) и
по
заданной
программе.
Различают
параметрический, заключающийся
тестовый
в измерении
электрических параметров и проверке их соответствия нормам технических условий.
Контрольно-сборочные операции производятся индивидуально для каждой микросхемы в
отличие от групповых процессов создания микросхем на этапе обработки пластин, поэтому они
(30 .. .40 %)
в значительной степени
определяют трудоемкость изготовления, стоимость и
надежность микросхем.
2.1.1.
Эпитаксия монокристаллических слоев
Слово «эпитаксия» происходит от греческого слова, имеющего значение «упорядочение».
Смысл
его
соответствует
процессу
наращивания
на
кристаллической
подложке
атомов,
упорядоченных в монокристаллическую структуру, с тем чтобы структура наращиваемой
пленки полностью повторяла кристаллическую ориентацию подложки. Основное достоинство
техники
эпитаксии
состоит
в
получении
чрезвычайно
чистых
пленок
при
сохранении
возможности регулирования уровня легирования. Легирующая примесь может быть как
N -,так
и Р-типа независимо от типа подложки. Применяются три разновидности эпитаксиального
наращивания: газовая, жидкостная и молекулярная.
SiCI 4,
2.1 ,а.
Система газовой эпитаксии по казана на рисунке
Газообразный водород с парами
контролируемой концентрации, пропускается через реактор, в котором на графитовом
основании
расположены
кремниевые
пластины.
С
помощью
индукционного
высокочастотными катушками графит прогревается до высокой температуры
температура
решетке
и
необходима для
получения
SiCI 4+2H 2 <=>
обеспечения
правильной
монокристаллической
Si(тверд.)
+ 4HCI.
Эта
пленки.
реакция
получению эпитаксиальной пленки, обратная
-
ориентации
В
основе
обратима.
осаждаемых
процесса
Прямая
(> 1000
атомов
лежит
реакция
нагрева
ас). Эта
в
реакция
соответствует
удалению или травлению подложки.
Скорость роста пленки зависит от концентрации
SiCI4
в газе (рисунок
2.1 ,б).
Заметим, что
эта скорость имеет максимум и уменьшается с увеличением процентнаго содержания
SiCI4 + Si <=> 2SiCI 2•
SiCI4.
связано с преобладающим влиянием химической реакции
травление кремния происходит при большой концентрации
SiCI4. Это
Поэ:rому
Для легирования эпитаксиальной пленки в газовый поток добавляются примесные атомы
в газовой фазе. Фосфин (РН 3 ) используется в качестве донорной примеси, а диборан (8 2 Н 3 ) акцептори ой.
Для
получения
на
одной
подложке
многослойных
2.3
применяется жидкостная эпитаксия. На рисунке
структур
из
разных
материалов
показано устройство для выращивания
четырех различных слоев. Подвижная конструкция с различными растворами последовательно
подводит
растворы
материалами
лучевая
к
подложке.
(Ge - Si, GaAs - GaP),
эпитаксия
проводится
в
Таким
образом
получаются
переходы
т.е. гетеропереходы толщиной менее
сверхвысоком
вакууме
и
основана
1 мкм.
на
с
различными
Молекулярио
взаимодействии
нескольких молекулярных пучков с нагретой монокристаллической подложкой. Этот процесс
иллюстрируется на рисунке
(AixGa 1_xAs).
Каждый
2.3,
где приведены основные элементы для получения соединения
нагреватель
содержит
тигель,
являющийся
источником
одного
из
составных элементов пленки. Температура каждого нагревателя выбирается таким образом,
чтобы
давление
паров
испаряемых
материалов
было
достаточным
для
формирования
распределений
интенсивности
соответствующих молекулярных пучков.
Нагреватели
располагаются
так,
чтобы
максимумы
отдельных пучков пересекались на подложке. Подбором температуры нагревателей и подложки
получают пленки со сложным химическим составом. Дополнительное управление процессом
27
выращивания
осуществляется
с
помощью
специальных
заслонок,
расположенных
между
нагревателями и подложкой. Использование этих заслонок позволяет резко прерывать или
возобновлять попадание любого из молекулярных пучков на подложку.
Высо~очасtо-тнь•е
1111SI
к;н'lwки
нагрева
000000000
оооооо
а
:J'
s
::t
5
:r
4
"'::r
1270° с
Скорость
nото~а
" 111/ мин
=
3
s
"'
:z:
2
<»
с;,
с
......"'
о
о
а.
......
.о
о
D.
о
"'
-1
-2
0,1
(")
0,2
0,3
)<OJ\I'Iчec,вo 1-1011eк'jl1
O,lt
SiCI ~ ·
По11ное количество молеку11 е
ra3e
б
Рисунок
а
-
2.1 - Эпитаксия
из парагазовой фазы:
схема газового процесса эпитаксии
;
б- зависимость скорости роста эпитаксиальной пленки от концентрации
SiC\4
в газе
Одной из отличительных особенностей молекулярио-лучевой эпитаксии является низкая
скорость роста пленки: приблизительно
1
мкм/ч или
1
монослой /сек. Это позволяет легко
модулировать молекулярные пучки, падающие на подложку, в пределах одного монослоя, если
время управления движением заслонки менее
на
два
порядка
улучшить
структурное
1
с. Молекулярио-лучевая эпитаксия позволила
разрешение
сравнению с газовой и жидкостной эпитаксией
в
отношении
процесса
наращивания
по
[4].
Молекулярио-лучевая эпитаксия используется для изготовления пленок и слоистых структур
GaAs и Al,Ga 1_,As. К таким приборам относятся варакторвые диоды,
имеющие достаточно хорошо воспроизводимые вольтфарадвые характеристики с повышенной
при создании приборов на
нелинейностью, лавинно-пролетные диоды, переключающие СВЧ-диоды, полевые транзисторы
с барьером Шоттки, инжекционные лазеры, оптические волноводы и интегральные оптические
структуры. Потенциально метод молекулярно
-
лучевой эпитаксии наиболее перспективен для
будущей твердотельной электроники создания СВЧ и оптических твердотельных приборов и
схем, в которых существенную роль играют слоистые структуры субмикронных размеров.
28
Электрическая
печь
Растворы
Граtритовь' й
сколь~ящий
держатель
Оrраки- rr---~--.t::t::s:..:::.====-~==~:::1.-...., раствора
чиrель
толкатель
8XOt\ Hz
J
Электрическая nечь
..______
Рисунок
2.2 - Схема жидкостной элитаксии
Присущая этому методу совместимость с планарной технологией и групповым способам
производства
интегральных
схем
открывает
хорошие
перспективы
для
его
применения.
Вероятные перспективы использования молекулярио-лучевой элитаксии для твердотельной
электроники
связаны
с
возможностью
химическим составом, таких как
GaAs
и
последовательного
выращивания
A!As.
Подобные структуры со сверхрешеткой с периодичностью от
характерис;иками
с
отрицательным
сопротивлением,
5
слоев
до
1О
присущим
с
различным
нм обладают
резонансному
туннелированию.
~
д
Монокристаллическая
nодложка
.
М о лек vл я рные
1
1
~
легирvющи(J
nримес~
n- 1vsna
Sn
1
•\
Рисунок
\
\
\
1
Ga
\
nучки
/Затворь1
~
Источни•инагреватели
ilегиоуосщие
Mn
примеси
р-тиnа
As
2.3 - Система источников-нагревателей для молекулярио-лучевой
2.1.2.
Слой
\
1
1
1
DOG
1
1
\/
двуокиси
кремния
элитаксии
Окисление кремния
формируется
обычно
на
подложке
за
счет
химического
соединения в полупроводнике атомов кремния с кислородом, который подается к поверхности
кремниевой подложки, нагретой в технической печи до высокой температуры
(900 -
1200°С),
как показано на рис.2.4. Окислительной средой может быть сухой или влажный кИслород.
Химическая реакция соответствует одному из следующих уравнений:
1.
Окисление в атмосфере сухого кислорода:
Si
(тверд.)+ О2 ==?
SiOz
2lJ
2.
Si
Окисление в парах воды:
(тверд.)+2Н 2 0=>Si0z+2Н 2 • Окисление происходит гораздо
быстрее в атмосфере влажного кислорода, поэтому влажное окисление используется для
образования более толстых защитных слоев. Физика термического окисления может быть
объяснена с помощью простой модели, показаиной на рисунке 2.5,а. Процесс окисления
происходит ··на границе Si - Si0 2 , поэтому молекулы окислителя диффундируют через все
предварительно сформированные слои окисла и лишь затем вступают в реакцию с кремнием на
его границе с окислом. Согласно закону Генри равновесная концентрация адсорбированных
атомов на поверхности твердой фазы прямопропорциональна парциальному давлению газа Р:
С*= НР.
где С*
-
максимальная концентрация окислителя в газе. для данного значения Р, Н
-
постоянный коэффициент Генри.
Сnираnьные
ке·арцева~t тр~ба
нагре~~аtели
(чистое
о
о
о
"о
Oz
-
о
,".,_",,."
кремниевые nластины
Кварцевая 11одочка
~
.~
-
(быстрое окисмние)
о
о
Рисунок
2.4-
о
о
о
Термическое окисление кремния
В веравновесном случае концентрация окислителя на поверхности твердого тела меньше, чем
С*. Поток
F 1 определяется
разностью концентраций окислителя:
F1
где Со
-
= h (С*- Со),
поверхностная концентрация окислителя, а
коэффициент переноса. Концентрация
h-
окислителя Со на поверхности окисла зависит от температуры, скорости газового потока и
растворимости окислителя
в окисле.
Для того
рассмотрим потоки окислителя в окисле
Согласно
окислителя
закону
Фика
поток
( F2)
через
чтобы определить скорость роста окисла,
и на границе окисла с кремнием (FЗ).
окисел
определяется
градиентом
концентрации
:
с/С
Fo=-D- =
-
D
(С о
clz
С
;)
(2.1)
zо
где С; - концентрация окислителя в молекулах/см 3 при z = z0 • D - коэффициент диффузии при
данной температуре,
z0
-толщина окисла.
Величина потока
(F 3 )
на границе окисла с полупроводником зависит от постоянной К
скорости поверхностной реакции и определяется как
(2.2)
При стационарных условиях эти потоки должны быть равны, так что
Следовательно, можно приравнять соотношения
(2.1)
и
(2.2)
F 3 = F 1 = F2
= F.
и выразить величины С; и С 0
через С*:
С;= С*
1 (l + К 1 h + Kzo 1 D ),
Со=
( 1+ Kzo
1 D ) С;
.
(2.3,а)
(2.3,б)
30
Для того, чтобы определить скорость роста окисла, представим уравнение потока на
границе
Si02 - Si
в следующей форме:
Ni dzo
dt
к с·
=Fз = ---,-------,--
(2.4)
1+K/lz+Kz0 /D
Скорость роста окисла определяется потоком
(F)
и количеством молекул окислителя
(N;),
необходимым для образования окисла в единичном объеме. Поскольку концентрация молекул
Si0 2 в окисле равна 2,2 1022 см· 3 , для получения двуокиси кремния требуется концентрация
молекул кислорода 2,2 1022 см· 3 или концентрация молекул воды 4,4 10 22 см· 3 •
Соотношение между величинами zo и t определяется интегралом:
:"
к
J
кс'
N; (1 +- + -)dz
~
h
D
'
= КС Jdт.
(2.5)
0
В результате интегрирования получаем
zo
где: А=
1
1
2D
к
l!
к
2D(- +-) "' -
2
(2.6)
+ Azo=B (r + r),
(так как обычно
h >> 0),
(2.6)
где z; = 20 нм для сухого 0 2 и О для влажного О2;
z; - начальное значение толщины окисла при t =
толщины окисла z0 , получаем
О. Решая уравнение
(2.6)
для значения
(2.7)
о
"
"'r
"
"i
э
0,1
1
атч
0,01 L..J...:.J..OJ-JJ1"--"'-'.....J...;.ш.'--........-U.J.WJ
0.2
1.0
10
100
н 2 о - gs•c
0,01 ~..J..J.J""'"':'-:-.L..l...U..IJJ'ШI_J.....L-U.JШJJ
0,02
0,1
Вр~м~
1,0
оки слени~
8
Рисунок
2.5
-Термическое окисление во влажном и сухом кислороде
Si0 2 - Si;
z о от времени окисления в потоке сухого кислорода;
окисла zo от времени окисления в потоке влажного кислорода
а- условия потока в системе
б
-
зависимость толщины окисла
в- зависимость толщины
10
t.
ч
Выражение
(2.7)
31
упрощается I< виду
в
кс*
А
Ni
(2.R)
zo",-(t+т)",-(t+т) для (t+'t)<< А 2 /4В.
Zo ""
Следовательно,
для
(Bt р
малых
"" [
12
2DC ]' для t >>
-;:;;-t
времен
(2.9)
(2.8)
окисления
толщина
окисла
определяется
постоянной скорости поверхностной реакции К и прямо пропорциональна времени окисления.
Для больших времен окисления
(2.9)
рост окисла зависит от постоянной диффузии
D.
В этом
случае толщина окисла пропорциональна корню квадратному из времени окисления.
Используя экспериментально определенные значения А, В и 't, можно построить графики
зависимости толщины окисла от времени для нескольких типичных температурных режимов
2.5,
как для сухого, так и для влажного окисления (рисунок
б, в). Наиболее часто используется
толщина окисла, составляющая десятые доли микрона, а верхний практический предел по
толщине
для
обычного
термического
окисления
составляет
1-2
мкм.
Значительным
достижением последнего времени явилось добавление в окислительную среду в процессе
окисления хлорсодержащих компонентов. Это привело к улучшению стабильности порогоного
напряжения полевых МДП
-
транзисторов, увеличению напряженности пробоя диэлектриков и
повышению скорости окисления кремния. Главная роль хлора в пленках двуокиси кремния
16
20
3
(обычно с концентрацией хлора
проникших в
Si0 2
см- ) заключается в превращении случайно
10 -10
примесных ионов (таких, как натрий и калий) в электрически неактивные, а
также геттерировании быстро диффундирующих примесей и подавлении дефектов упаковки,
индуцируемых окислением
[22].
2.1.3. Литография
ЛитограФия
-
это
процесс
формирования
отверстий
в
масках
создаваемых
на
поверхности пластины, предназначенных для локального легирования, травления, окисления,
напыления
и
других
операций.
Ведущую
роль
в
технологии
микросхем
занимает
фотолитография (рисунок
2.6). Она основывается на использовании светочувствительных
полимерных материалов
Фоторезистов, которые могут быть негативными и позитивными.
-
Негативные фоторезисты под действием света полимеризуются и становятся нерастворимыми
в
специальных
веществах
-
в
проявителях.
После
локальной
засветки
растворяются и удаляются незасвеченные участки.
noiztlmodкo
ЛAflCIIIU{i
1--..t
Нанес~ние
фоторезиста
и сушка
Оmны6ха
Рисунок
2.6 - Схема процесса
J---...._-1
Со6нещениl'
и экспини
роdание
Зadgoлu6oнul'
фотолитографии
(экспонирования)
32
0,28
Наибольшая чувствительность негативных фоторезистов соответствует длине волны света
мкм (ультрафиолет), поэтому экспонирование осуществляют с помощью кварцевой лампы.
В позитивных фоторезметах свет разрушает полимерные цепочки: растворяются засвеченные
0,45
участки. Максимальная чувствительность соответствует более длинным волнам (до
видимое
излучение).
растворенных
разрешающей
Позитивные
(проявленных)
способностью,
фоторезисты
участков,
чем
обеспечивают
негативные,
т.
более
е.
резкие
обладают
но имеют меньшую чувствительность
и
мкм
-
границы
повышенной
требуют большего
времени экспонирования.
Рисунок будущей маски задается фотошаблоном. Он представляет собой стеклянную
Fe 20 3, и
др.) требуемой конфигурации. В связи с групповыми методами создания микросхем на шаблоне
пластину, на одной из сторон которой нанесена тонкая непрозрачная пленка (Сг, СгО,
имеется матрица одинаковых рисунков, соотвествующих отдельным микросхемам в масштабе
1:1
(рисунок
2. 7).
1мм
Рисунок
2.7
-Фотошаблон для изготовления полупроводниковых интегральных схем
Рассмотрим основные этапы процесса фотолитографии на примере получения маски
[ 1].
Si0 2
На окисленную поверхность кремниевой пластины наносят несколько капель раствора фо
торезиста.
С
помощью
центрифуги
его
распределяют
тонким
(около
1
мкм)
слоем
по
поверхности пластины, а затем высушивают. На пластину накладывают фотошаблон (ФШ)
рисунком к фоторезнету (ФР) и экспонируют (рисунок 2.8,а), а затем его снимают. После
проявления негативный фоторезист удаляется с незасвеченных участков (рисунок 2.8,б), а
позитивный -с засвеченных.
Получается фоторезистинная
фоторезист удаляют (рисунок
2.8,
маска, через которую далее травят слой
SiOz.
после чего
в).
C!em
+ f + Фш
..--,---,-,---т-(
~~
~
31::~
SiOzl;;avzzzzrфf
а)
Si0z~ZZZ5
tf)
SiOz-rs:
2
Фf
r71
о)
d)
Рисунок
2.8 - Процесс
фотолитографии для полу
чения маски
Si0 2
Рисунок
2.9 - Схема «взрывной»
фотолито
графии по металлической пленке
33
Для
некоторых
низкотемпературных
операций,
например,
травления
металлических
пленок и получения проводников, используется непосредственно фоторезистинная маска. Если
Au),
материi!Л пленки плохо поддается травлению (например,
обратную,
или
«Взрывную»,
фотолитографию.
На
то применяют так называемую
пластине
2
формируется фоторезистивна){ маска, а затем наносится пленка
1.
2.9
(рисунок
а)
сначала
и производится жидкостное
травление. Травитель действует в основном на фоторезист, растворяя его с торцов, в результате
пленка
2,
2.9,
расположенная на фоторезисте, отслаивается (рисунок
Фотошаблоны.
При
создании
полупроводниковых
б).
микросхем
фотолитография
проводится многократно. для чего требуется комплект фотошаблонов. Каждый из них задает
рисунок тех
или
контактных
иных
слоев
отверстий,
топологическое
проектирование
проектирования
изготовления
(например.
проводников
(САПР)
на
фотошаблонов
и
базовых
т.
д.).
микросхемы
основе
для
и
эмиттерных
Созданию
с
помощью
электрической
микросхем
начинается с вычерчивания фотооригиналов
-
с
-
транзисторов,
предшествует
систем
автоматизированного
принципиальной
малой
и
послойных
средней
схемы.
степенью
Процесс
интеграции
топологических чертежей одной
микросхемы. выполненных в увеличенном масштабе (например,
помощью специальных устройств
областей
фотошаблонов
500:1)
с большой точностью с
координатографов, работающих в автоматическом режиме в
соответствии с управляющей программой, задаваемой ЭВМ. Чертеж вырезается в непрозрачной
пленке, нанесенной на прозрачную подложку (стекло, пластик). Размер фотооригинала доходит
до
1
м
при
точности
редуцированием
вычерчивания
(уменьшением)
± 25
линий
20 ... 50
в
раз,
мкм.
Оригинал
получая
фотографируют
промежуточный
с
фотошаблон.
Последний, в свою очередь, фотографируют с уменьшением, осуществляя мультиплш<ацию
(размножение) рисунков и получая эталонный фотошаблон с матрицей одинаковых рисунков в
1:1.
масштабе
промежутках
Мультипликация
между
производится в
экспонированнем
каждого
перемешают
пластину
шаблона с шагом,
соответствующим размеру кристалла микросхемы.
многопозиционные
фотоштампы
с
), где в
. эталонного
фотоповторителях (фотоштампах
участка
многолинзовыми
объективами,
Существуют также
дающие
одновременно
большое число изображений, что ускоряет процесс. С эталонного шаблона методом контактной
печати изготовляют рабочие шаблоны, которые и используют в процессе фотолитографии. При
наложения шаблона на полупроводниковые пластины его поверхность повреждается, и шаблон
изнашивается.
После
50 ... 100
наложений рабочий
процесс получения фотошаблонов -
шаблон
многоступенчатый.
заменяется новым.
Описанный
На каждой ступени
происходит
накопление дефектов в рисунке. Поэтому при производстве БИС и СБИС, характеризующихся
очень
малыми
размерами
воспроизведения,
число
элементов
ступеней
рисунка
процесса
и
высокой
изготовления
требуемой
точностью
фотошаблонов
должно
его
быть
минимальным. Для этого оригинал выполняется с небалыним масштабом увеличения (обычно
10: 1),
размеры элементов рисунка на нем составляют десятки и даже единицы микрометров.
Используются прецизионные оптико-механические установки
основе
работы
разделяется
на
которых
лежит
элементарные
принцип
фотонабора.
прямоугольники
с
-
генераторы изображения, в
Топологическая
различными
структура
отношениями
рисунка
сторон
и
определенной ориентацией по углу. По заданной программе очередной элемент формируется
подвижными шторками диафрагмы и разворачивается на требуемый угол, а двухкоординатный
стол
со
светочувствительной
пластиной
устанавливается
в
положение,
соответствующее
координатам элемента; производится экспонирование. Затем с помощью фотоповторителя
изготовляется эталонный фотошаблон, с которого снимаются рабочие копии.
Дальнейшее сокращение числа ступеней создания фотошаблонов (до одной) и повышение
точности
воспроизведения
рисунка
достигается
при
проекционной
фотолитографии
с
пошаговым экспонированием. Фотошаблон (который является и оригиналом) изготовляется на
генераторе
изображений.
Последующее
уменьшение
и
мультипликация
изображения
осуществляются на полупроводниковых пластинах, покрытых фоторезистом. Таким образом,
фотоповторитель применяется непосредственно в процессе фотолитографии. К недоста·п:~::11
такого процесса относится невысокая производительность.
34
Разрешающая
разрешающая
способность.
способность.
Ее
Важнейшим
оценивают
параметром
максимальным
фотолитографии
числом
-
- раздельно
1 мм: R = 1000/(2~).
линий
воспроизводимых параллельных полосковых отверстий в маске в пределах
где ~
является
минимальная ширина линии, мкм. На практике разрешающую способность часто
характеризуют значением ~. Оно определяет минимальные размеры областей в кристалле или
слоев
на
его
поверхности
и
расстояния
между
-
ними
так
называемые
топологические
размеры.
Принципиальным физическим фактором, ограничивающим ~. является дифракция света,
не позволяющая получать ~ меньше длины волны (Л
"" 0,5
мкм для видимого света). На
практике ~ может быть значительно больше Л по ряду причин, например из-за рассеяния света
в фоторезисте при экспонировании, набухания фоторезиста при проявлении и его последующей
усадки при высушивании, несоответствия размеров отверстий в фоторезистинной и основной
масках. Для уменьшения несоответствия необходимо применять сухое анизотропное травление.
Наилучшую разрешающую способность обеспечивает проекционная фотолитография с
шаговым экспонированнем
(~=1
мкм
при
= 0,4
Л
мкм).
В
безлинзовых системах, где
проецирование и фокусировка осуществляются с помощью вогнутых зеркал, применяется
экспонирование в ультрафиолетовом свете и достигается разрешающая способность
При
многократной
пластиной.
При
фотолитографии
первой
существенна
фотолитографии
2
ориентировать относительно пластин
микросхеме,
были
дальнейшем
это
перпендикулярны
облегчает
фотолитографиях,
когда
фотошаблон
1
совмещения
(рисунок
0,5
мкм.
фотошаблона
2.10)
с
необходимо
так, чтобы границы ячеек, соответствующие одной
или
параллельны
разламывание
пластина
точность
уже
пластины
содержит
базовому
на
некоторые
3
срезу
кристаллы.
пластины.
При
слои,
В
последующих
необходимо
точно
ориентировать рисунок фотошаблона относительно рисунка на пластине. Для совмещения на
каждом фотошаблоне предусматривают специальные знаки, например, кресты, квадраты (см.
рисунок
2.10,
4).
позиция
При
наложении фотошаблона их совмещают с аналогичными
знаками, оставшимися на пластине от предыдущей фотолитографии. Точность визуального
совмещения
ограничена
минимальная
ширина
интерференции
регистрации
лучей,
их
дифракцией,
линии
~.
отраженных
специальными
поэтому
8 -
Автоматические
от
знаков
совмещения
управляющими
того
же
порядка,
совмещения
на
пластине
персмещением
что
основаны
и
и
на
шаблоне,
и
пластины
или
Перспективные методы литограФии. Литография с разрешающей способностью ~
<< 1
шаблона. При этом возможно
детекторами,
величина
методы
8 ~ Л и 8 < ~.
мкм (субмикронная), необходимая для СБИС, основывается на применении излуЧений с
меньшей длиной волны
[1, 4].
4
2
Рисунок
2.10- Ориентация
пластины по базовому срезу
3
Рентгеновская литограФия использует мягкое рентгеновское излучение с длиной волны
около
1
нм. Так как фокусирующих систем для него не существует, то литография является
контактной. Шаблон представляет собой тонкую (около
рентгеновских
лучей
тонкопленочный
(из
органического
непрозрачный
выполненный в масштабе
1: 1.
рисунок
5
мкм) мембрану, прозр<1_чную для
материала
или
(например,
пленка
кремния),
золота
на
которую
толщиной
нанесен
0,5
мкм),
Для изготовления шаблона применяется электронно-лучевая
литография (см. ниже). Пластины покрывают слоем резиста, чувствительного к рентгеновскому
35
излучению. Во избежание повреждения поверхностей пластины и шаблона при экспонировании
между ними оставляют зазор толщиной около
Наиболее
простой
способ
10 мкм.
получения
рентгеновского
1
металлического (например, алюминиевого) анода
энергиями
кэВ,
10 ... 20
5,
бериллиевое окно
создаваемым
электронной
(рисунок
пушкой
3.
-
излучения
2.11)
бомбардировка
2
пучком электронов
Вакуумная
камера
7
прозрачное для излучения. Шаблон б и пластина
4
с
имеет
помещаются вне
камеры. Из-за малой длины волны дифракция практически не ограничивает разрешающую
способность. Она определяется непараллельностью (расходимостью) лучей, вследствие чего
размер и положение засвеченной области в слое резиста не вполне соответствуют отверстию в
маске.
f
§g§§5::6'
2.11- Схема
Рисунок
7
рентгеновской литографии
2.12-
Рисунок
Совмещение шаблона с пластиной
при рентгеновской литографии
Разрешающая
одновременно
способность
уменьшается
экспонирования.
повышается· при
интенсивность
Поэтому
для
удалении
излучения
достижения
у
их
достаточно
источника
поверхности
малого
от
и
пластин,
возрастает
времени
но
время
экспонирования
(например, около часа) необходима большая мощность электронного пучка (десятки киловатт
при
L
порядка
l
м).
Во
избежание расплавления
анод вращают (что
создает вибрации,
ухудшающие разрешающую способность) и применяют водяное охлаждение. Таким способом
получают
L'!. "" 0,1
Большой
мкм, хотя принципиально эта величина может быть значительно меньше.
мощностью
и
малой
расходимостью
получаемое в циклических ускорителях электронов
-
обладает
синхротронное
излучение,
накопительных кольцах. При достижении
релятивистских скоростей электроны длительное время движутся по круговым траекториям в
магнитном поле.
Излучение возникает в результате искривления траекторий электронов и
появления центростремительного ускорения.
мощность даже на больших (до
40
Излучение имеет малую расходимость, а его
м) расстояниях от источника гораздо больше, чем для
рентгеновской трубки. В данном случае достигается разрешающая способность
0,0 1 ... 0,05
мкм.
Время экспонирования сокращается до нескольких секунд по сравнению с несколькими часами
при использовании обычных рентгеновских установок.
Для
автоматического
совмещения
шаблона
используют непрозрачные знаки совмещения
отсутствии совмещении детектор
устройство
перемещения
пластин
l
с
пластиной
(на шаблоне
2
с
точностью
и пластине
3
до
(рисунок
4 преобразует проходящее излучение и
5. Грубое первоначальное совмещение
0,1
2.12).
мкм
При
дает сигнал. на
осуществляется
визуально под микроскопом.
Электронно-лучевая
потоком
электронов.
литография
Она
может
использует
быть
облучение
проекционной
и
резиста
сканирующей.
(злектронорезиста)
В
проекционной
литографии применяется маска (аналог фотошаблона), представляюшал собой металлическую
фольгу
с
отверстиями,
увеличенном масштабе
пучкт.1 электронов.
соответствующими
(10:1)
рисунку
одной
микросхемы,
выполненному
в
методами фотолитографии. Маска облучается параллельным
36
Гl!lll
г
·---.-==-~
=== :
=::::-;
l ~--·
_J
~
1
L
а)
Рисунок
i
6)
2.13- Способы сканирования электронного луча
Посредством фокусирующей системы уменьшенное электронно-оптическое изображение
маски проецируется на пластину. В другом варианте тонкопленочная маска наносится на
поверхность плоского фотокатода, при освещении которого происходит эмиссия электронов с
открытых мест фотокатода.
Совмещение изображения с пластиной осуществляется автоматически путем регистрации
вторичных
электронов
или
рентгеновского
излучения,
испускаемых
металлическими
тонкопленочными метками совмещения на пластине.
0,1
Хотя длина волны электронов с типичными энергиями
10... 20 кэВ
0,2 ... 0,3
нм), получаемая разрешающая способность не лучше
точностью выполнения маски,
ничтожно мала (менее
мкм.
Она ограничена
искажениями (аберрациями) электронно-оптических систем,
взаимодействием электронов в пучке, не позволяющим формировать пучки малого диам~тра, а
также сильным рассеянием электронов в слое резиста.
В сканирующей электронно-лучевой литографии шаблон отсутствует, а экспонирование
осуществляется перемещением по поверхности пластины остросфокусированного электронного
луча; включающегося и выключающегося по заданной программ е. Установка содержит систе
мы формирования и отклонения луча, генерирования рисунка и управления с помощью ЭВМ.
Осуществить одинаково хорошую фокусировку луча для всей поверхности пластины
большого диаметра невозможно. Поэтому применяют пошаговое экспонирование, когда элек
тронный луч по очереди вычерчивает рисунки отдельных схем на пластине. После экспониро
вания очередного участка (кадра) рабочий стол с пластиной перемещается, производится авто
матическое совмещение начального положения луча с пластиной и экспонирование следующе
го кадра. Совмещение осуществляют с точностью не хуже О, 1 мкм путем регистрации вторич
ных электронов, испускаемых металлическими метками совмещения на пластине при попада
нии на них электронного луча. Возможны два способа сканирования, растровый и векторный.
При растровом
способе луч проходит построчно все поле кадра, включаясь и выключаясь в
нужные моменты времени (рисунок
2.13, а).
Луч имеет круглое сечение с гауссовским распре
делением плотности тока, его диаметр должен быть не более одной четверти минимальной ши
рины экспонированной области на пластине.
При векторном способе луч сканирует только отдельные участки кадра, где нужно произ
вести экспонирование, выключаясь при переходе от одного участка к другому (рисунок
2.13,
б).
Луч имеет квадратное сечение с приблизительно равномерным распределением плотности тока,
а его размер соответствует минимальной ширине экспонированной области. Векторное скани
рование технически сложнее, чем растровое, но обеспечивает меньшее время экспонирования и
большие производительность и разрешающую способность. Оно удобнее для получения облас
тей с прямоугольными границами.
Разрешающая способность д = О, 1... 0,2 мкм ограничена минимальным диаметром луча,
определяемым кулоновским взаимодействием между электронами, а также рассеянием элек
тронов в слое резиста. Малый диаметр луча может быть получен лишь при малом токе, а это
увеличивает
время
экспонирования
и
снижает
экспонирования одной пластины диаметром
10
производительность
см более
500
(например,
время
мин). Сложность и низкая
производительность установок ограничивают область применения сканирующей литографии.
Она используется главным образом для изготовления рентгеношаблонов.
37
Ионно-лучевая литография использует облучение резиста потоком ионов и может быть
проекционной и сканирующей. Чувствительность резистов к ионному облучению много выше,
чем к электронному, что увеличивает производительность сканирующих систем. Из-за большой
чувствительности допустимы пучки с малыми токами и соответственно малым диаметром (до
0,01
мкм), что
повышает разрешающую способность. Она улучшается также вследствие
меньшего рассеяния ионов в слое резиста и может быть доведена до
0,01
мкм. Ионно-лучевые
системы находятся в стадии разработки. С помощью сканирующей ионно-лучевой литографии
можно создавать маску в слое
шаблона,
но
и
без
слоя
Si02
резиста,
или рисунок тонких металлических слоев не только без
используя
ионное травление.
Системы
ионно-лучевой
литографии технологически совместимы с установками ионного легирования. В перспектине
легирование остросфокусированным сканирующим ионным пучком позволит отказаться от
масок и резистов.
2.14
На рисунке
микроэлектронных
приведены
приборах
и
данные
по
изменению
литографических
со
методах,
временем
из
которых
ширины
можно
линий
в
получить
информацию о достигнутых результатах и ожидаемом прогрессе в улучшении характеристик
приборов,
а
также
определить
сроки достижения
предельных
величин.
Основываясь
на
физических ограничениях, можно сделать вывод, что минимальная длина канала в МОП
транзи.сторах будет менее
0,10
мкм. Аналогичный предел характерен и для биполярных
транзисторов. Можно ожидать, что в ближайшие два десятилетия миниатюризация достигнет
пределов,
связанных
с
физическими
ограничениями,
так
как
уже
сейчас
соответствующее технологическое оборудование для реализации таких размеров
Использование в технологическом производстве лучевых методов
(
[4].
имеется
электронно-лучевых,
ионно-лучевых, рентгеновских, сухой технологии) является тем горизонтом, который откроет
возможность получать приборы с характерными размерами
ся
столкнуться
с
фундаментальными
вопросами,
10-25
нм. В этом диапазоне придет
связанными
с
новыми
физическими
принципами работы приборов и ограничениями, свойственными традиционным планарным
процессам.
100
10
Контактна\\
<пр е nел 6 мкм)
::Е
"'
:t
s
s:
"s
G
.,
0,1
-~
С>.
s
3
0,01
0.001
1950
1960
1970
1980
Bpe"::~
Рисунок 2.14
- Изменение ширины линий в
• rо.ды
1990
2000
микроэлектронных приборах при использовании
литографических методов по годам
Вследствие большого электрического поля, возникающего в приборах с такими малыми
размерами, механизмы переноса дырок и электронов принципиально изменяются. Скорость
электронов
становится
очень
большой
и
время
между
двумя
столкновениями
сильно
уменьшается. Через такие приборы электрон может пролететь вообще без столкновений. При
очень малых линейных расстояниях характеристики прибора в существенной мере начинают
зависеть от свойств прилегающих к нему областей, т. е. соседних приборов, изолирующих стру-
38
ктур, поверхности и переходных слоев. Появляется вероятность возникновения новых явлений
связи между приборами, не имеющими протяженной изоляции.
Конечно, все эти явления, свойственные «микромиру», могут привести к возникновению
приборов и структур новых типов. Естественно, что эволюция технологических методов также
будет способствовать широкому проникновению научных принцилов в разработку приборов и
поиску новых физических эффектов для их построения.
2.1.4. Легирование
Для
изготовления
элементов
микросхем
полупроводников
требуется
кремниевой подложки с целью создания в ней областей
N-
метод
легирования использовалась диффузия в печи при температурах
Диффузионный процесс производится в два этапа.
селективного
легирования
или Р-типа. До начала 70-х годов для
950-1280
ос (рисунок 2.15,а).
На первом этапе атомы легирующей
примеси осаждаются на поверхность подложки или в приповерхностном слое из газовой фазы
или нанесенного на подложку слоя, ·содержащего требуемую легирующую примесь (процесс
загонки). Затем осуществляется процесс разгонки, во время которого легирующие атомы
продвигаются
.
в
определяется
глубь
подложки.
прежде
всего
приповерхностном слое
Характер
способом
результирующего
распределения
предварительного
осаждения
подложки, тогда как глубина диффузии
примеси
примеси
в
зависит в основном от
температуры и времени диффузионной разгонки.
наrреватепь
Лl!rир~ющй~ ~ :..:: : .: ·..:; :::·;.
:>..
""" .=~·~::-::<:>;:~;>:::;--
8ТОМЪ1
8
rаэообраэнOr.t
• • .. • ••• ··:. ·:
· ·; .:· :. · ::. f. ·:;·.
Леrирvюшиv ионы
sь•со~ой энерrни
COCTOfl· · ... •• · •• : • . : :
lf
а
Рисунок
2.15-
Сравнение процессов диффузии и ионной имплантации для селективного
введения примесей в кремний: а- диффузия, б
Параметры процесса
Диффузия
-
ионная имплантация
Ионная имплантация
Управление процессом
Однородность
легирующей примеси и
± 5% на пластине
± 15% общая
±!%общая
воспроизводимость
Возможность загрязнения
Большая
Тугоплавкие металлы,
Конструкционные
поликремний
материалы
Окружающая среда
Печь
Пренебрежимо малая
Тугоплавкие и нетугоплавкие материалы
Вакуум
В начале 70-х годов селективное внедрение примесей в кристаллический кремний стали
проводить при комнатной температуре методом ионной имплантации, который иллюстрируется
на рисунке
2.15,6,
а позднее методом, основанным на преобразованиях ядер, вызываемых
потоками нейтронов. Эти методы обеспечивают лучшее управление процессом легирования,
чем при диффузии.
39
2.1.4.1. Диффузия
примесей
Диффузия используется для введения в полупроводник некоторого заданного количества
легирующей ·лримеси.
Большинство примесных атомов располагаются
в
кремнии
в
узлах
кристаллической решетки, замещая основные атомы. Эти примеси могут перемешаться в
направлении
пустых
узлов
кристаллической
решетки
(вакансий).
При
очень
высокой
температуре (1000°С) многие атомы кремния покидают узлы решетки, и плотность вакансий
становится
высокой.
Если
существует
градиент
перемешаются по вакансиям, как показано на рисунке
теле.
концентрации,
2.16
то
атомы
примеси
а, и происходит диффузия в твердом
Когда после диффузии кристалл остывает, вакансии исчезают, а примесные атомы,
занимающие узлы решетки, фиксируются. Примесные атомы, которые занимают пространство
между
основными
атомами,
называются
межузельными
примесями.
Примесные
атомы
перемешаются по кристаллической решетке скачками от одного межузлил (или узла) к другому.
При высокой температуре пространство между атомами увеличивается так, что примеси могут
диффундировать по межузлиям, как показано на рисунке
2.16
б. После охлаждения кристалла
межузельные атомы могут вернуться в узлы, замещая основные атомы, и стать электрически
активными. Замещение является механизмом диффузии для бора, фосфора и большинства
примесей, используемых для легирования кремния. Особым исключением является золото,
которое диффундирует в основном по междоузлиям.
о
о
о
1
1
._.......
о
о
•+t
о
о
о
о
о
о
о
о
о~ о
о
о
•
о ~· о
а
а
а
о
о
о
·-·~·
о
о
о
о
·-~·
о
о
о
о
о
о
о
о
о
о
о
о
о
1о
6
а
Рисунок
......
о
2.16 - Диффузия
примесей в кристаллической решетке:
а- диффузия атомов примеси по вакансиям; б -диффузия атомов примеси по межузлиям
Граничные
Этаn
Загонка
N = N 0 приz =О
N; Оnри Z ;со
N(z.t) =
N0 erfc
дN 1
-
N(c.. , f)
=О
дz
(Q,t)-
О
z
1/Dt
2 Dt
""
Q(t}
Рананка
Модель
'1равнени11
~СЛОВ«Я
=!
0
N(z.t)dz=
.....
Si
·:
Га3
t - - - - - - - ;...
...
<..._________
.·N~:-~~-
Nlz,tJ=
Si0 2
...
'·.· :. ·
~ .. · Si
Рисунок
2.17 - Процесс диффузии
примесных атомов
о
z
40
темnера1ура
1~00
1200
1100
,
оС
1000
900
1.5
'
"''
и
.I:
1021
и
...
'-'
1
.с
0.8
о
:s:
0.6 ~
1020
~
':r
._
0..
о
"',_u
10
0.4
101Э
At
а.
"'"'
~
0.3
~
0.2
1018
з:
.D
~
с::
"'
сх
~
10 17
600
800
1000
TeмnepaтiJpa
1200
•
0
1400
O.i
С
7,0
9.0
8,0
10 4 т- 1 • к_,
Рисунок
2.18- Предельные растворимости
2.19- Зависимость коэффициента
Рисунок
распространенных легирующих примесей
диффузии некоторых примесей от температуры
в кремнии в зависимости от температуры
-
Обе стадии диффузионного процесса
уравнением диффузии
·
загонка и разгонка примесей
-
описываются
2
dN(z,t) = D d N(z,t)
dt
dz 2
(2.10)
при соответствующих граничных условиях, представленных на рисунке
Зависимость от температуры предельной
используемых примесей показана на рисунке
2.18.
2. 17.
растворимости в кремнии некоторых часто
2.19 представлена температурная
P-N перехода может
материал N- типа. ·В этом случае
На рисунке
зависимость коэффициента диффузии различных примесей. Формирование
быть
осуществлено
диффузией
примеси Р- типа
в
распределение примеси определяется как
N(z,t)=N 0 eifc
где
Nc -
z
2(Dt) 112
(2.1 1)
Nc,
исходная концентрация примесей в кремнии
перехода от поверхности
z,
N -
типа. Величину расстояния
можно получить при подстановке в формулу
(2.11) N = 0:
p-n
(2. 12)
Глубина залегания
при боров.
На рисунке
2.20
p-n -
перехода является важным параметром полупроводниковых
показаны профили распределения. примесей для
p-n -
перехода и
n-p-n
транзистора, изготовленных методом диффузии. Профиль легирующей примеси изменяется
каждый раз при повторных нагревах подложки, когда проводится очередной термический
процесс:
окисление
или
диффузия.
Это
означает,
что
при
разработке технологического
процесса для получения требуемых глубин залегания переходов и профилей легирующих
примесей необходимо учитывать каждый термический процесс.
41
n-тиn,erfc
р- тиn
, rа~ссовс~ое
расnределение
n- тиn,
иоодная
конц11нтрация nримеси
о
Расстояние
z-
n
Расстояние
z-
коллектор
1,5 ~к м 2,0 мкм
1 1
zеь
z ьс
а
Рисунок
б
2.20 - Профили распределения
примесей в
p-n
переходе (а) и
n-p-n транзисторе (б),
изготовленных методом диффузии
2.1.4.2. Ионная
имплантация примесей
При ионной имплантации атомы легирующей примеси ионизируются, а затем ускоряются
в электрическом поле до высоких
энергий
(30 - 350
кэВ), как показано на рисунке
Магнитный масс-сепаратор отделяет ненужные ионы от легирующих.
через
отклоняющую
и
фокусирующую
системы
ионный
пучок
2.21.
После прохождения
направляется
на
полупроводниковую мишень, где ионы высокой энергии проникают в поверхностный слой
полупроводника. Ионы теряют свою энергию при столкновениях с ядрами и электронами
материала мишени и в конце концов останавливаются. Весь путь, который проходит ион до
своей полной остановки, называется его пробегом
(R), а проекция
(Rp).
этого пути на направление
падения ионного пучка называется проекцией пробега
Профиль легирования обычно характеризуется проекцией пробега и ее разбросом ~Rr. На
рисунке
2.22
ионов бора,
приведены графики зависимости
фосфора
и
мышьяка.
Rp
и
Rp + ~Rr
Если предположить,
от энергии внедренных в кремний
что
полупроводник ориентирован
относительно ионного пучка не по направлению главных кристаллографических осей, то
результирующие профиля легирования примесей по своему виду близки к распределению
Гаусса. Концентрация легирующей примеси в зависимости от расстояния от поверхности
кремния определяется как
N(z) =
где
N,ш"с expl- (z- Rf' f j МР 2 j,
Nмакс= N 0 j2,5Mf'
ND =(Число имплантированных атомов)/см 2 .
(2.13)
(2.14)
42
Однако
если
ион
проникает
в
кристалл
кремния
параллельна
главной
кристаллографической оси или плоскости, то глубина проникновения увеличивается за счет
эффекта каналирования, что приводит к профилю распределения, показанному на рисунке
2.23.
Пространствеиное селективное легирование проводится с помощью маски, в качестве которой
используется двуокись кремния с фоторезистом заданного рисунка.
По1енциаn
источник
эемли
1•
ВЬIСОКОГО
наnряжения
nотенц~tаn обОРVАО&ания
рЗ3мерое
луч
nеременных
для
no
оертикаnи,н
система
уnравления
111111
Мишень
nоrлощения
нейтральных частиц
Система, отклоняющая
ДиaQJpart<a
горизонтальная
откл~ния луча
отклоняюwая
nvчкo~D
сиtте~о~а
Линзы
~скоряющая
nотенциал эем11и
Ри.сунок
2.21- Схема ионной имплантации для
селективного внедрения примесей в кремний
Основное преимущества ионной имплантации заключается в удобстве управления этим
процессом.
Точное количество легированных в кремний ионов можно определить путем
измерений ионного тока и времени имплантации. Концентрацию примесей можно изменять в
широких
пределах,
так
как
количество
внедренной
примеси
не
зависит
от
условий
ее
растворимости в кремнии. Кроме того, регулируя ускоряющее наnряжение, можно изменять
распределение
примеси,
что
является
также
преимуществом
по
сравнению
с
.
высокотемпературной диффузией.
Поскольку ускоренные ионы соударяются с атомами кремния, в кристаллографической
решетке образуется значительное количество дефектов. Однако большинство этих дефектов
может быть исправлено путем отжига подложек при температуре
приводит
к
тому,
что
смещенные
атомы
возвращаются
в
свои
700 - 1000
равновесные
°С. Отжиг
положения
в
решетке, тем самым восстанавливая монокристаллическую структуру. Хотя во время отжига и
происходит
температура
некоторая
при
продолжительность
этом
диффузия
обычно
процесса
примесей,
гораздо
короче,
ниже,
чем
типичных диффузионных циклов.
Рисунок
50
100
Энерrиll
.
200
кэ8
500 1000
2.22 -
Rp и
Rp в
Изменения проекции пробега ионов
стандартного отклонения этой величины /'о,
зависимости от энергий имплантированных ионов
а
для
43
декана~ированные
ионы
n~чок
кана~иро
еанньох
Деканаnированньое
®
ИОНЬI
Концеюр;щия
®
1
ионов
ионов
®
1
Пик А~Я
J
ионов
"'ом
nик
ка на
л~<рованньох
в
идеа~ь
случае
nекана
лированных
ионов
z
Расстояние
Rмакс
вглубь
кристаnла
Рисунок
2.23 -
Эффект каналирования ионов в кремниевом кристалле вдоль
главной кристаллографической оси .или плоскости
В
последнее
имплантации
время
дефектов
после
легирования
используется
мощное
для
устранения
лазерное
образованных
облучение.
Для
при
ионной
отжига
лазеры
используются в двух режимах: в импульсном и непрерывном. В случае импульсного режима
лазер
с
модулированной
добротностью
очень
быстро
(за
30 - 50
не)
нагревает узкую
поверхностную область подложки. Эта область расплавляется и рекристаллизуется, образуя
высококачественный
монокристаллический
слой
и
полностью
отожженный
профиль
с
импЛантированной примесью. В случае непрерывного режима лазерный луч сканирует всю
поверхность подложки и нагревает кремний до температуры ниже точки плавления. В данном
случае дефектные области превращаются постепенно в недефектные из глубины подложки по
направлению к ее поверхности, подобно тому как образуются монокристаллические слои в
эпитаксиальном процессе; при этом диффузия (перераспределение) примесей не наблюдается.
2.1.4.3. Нейтронное легирование
кремния
Новый интересный процесс, используемый для легирования кристаллов, основан
на
ядерных трансмутациях атомов кремния в фосфор при облучении кремния в ядерном реакторе
потоком тепловых нейтронов
(En + 0,025
эВ). Последовательность реакций тепловых нейтронов
с кремнием в этом процессе может быть представлена как
30
Si + n-t 31 Si,
) 31 р
з1 Si
,,1 ,~2.6•,
з1р
+ n-t32p,
32 р
'ч ,;14.Здllя
+ f3-,
32 S
+ /3-.
[4]
44
Из
анализа
этих
реакций
следует,
что
процесс
легирования
с
использованием
31
преобразований ядер достаточно словен. Действительно, изотоп
Р, образованный в
30
результате захвата теплового нейтрона изотопом
Si, может также захватить нейтрон и
превратиться в изотоп
32
31
Р с последующим бета-распадом. Тогда как изотоп
32
короткоживущий не дает остаточной радиоактивности, изотоп
Si,
очень
Р , достаточно долгоживущий,
32
и приводит к заметному уровню радиоактивности. Количество изотопов
Р прежде всего
31
зависит от количества изотопов
Р и в пекоторой степени от потока нейтронов и
первоначальной концентрации фосфора в кремнии.
Конечно, легирование кремния за счет ядерных реакций формирует только слой N-типа с
фосфорной примесью, однако этот способ имеет преимущества в том, что может обеспечивать
однородную концентрацию фосфора в кремнии. Поскольку в результате облучения в реакторе
образуются
структурные
дефекты,
для
восстановления
кристаллической
структуры
и
проводимости требуется провести отжиг.
Процесс легирования кремния с применением преобразований ядер использовался в
основном
для
создания
мощных
полупроводниковых
рассматривается возможность его использования для
приборов,
но
в
последнее
время
изготовления интегральных микросхем и
оптических полупроводниковых датчиков.
2.1.5.
Травление
Травление представляет собой удаление поверхностного слоя не механическим, а чаще
всего химическим, путем. Его применяют для получения максимально ровной бездефектной
SiOz
поверхности пластин, не достижимой механическими способами обработки, удаления
и
других слоев с поверхности. Локальное травление используется для получения необходимого
рельефа поверхности, формирования рисунка тонкопленочных слоев, а также масок.
Жидкостное травление. В основе жидкостного травления лежит химическая реакция
жидкого травителя и твердого тела, в результате которой образуется растворимое соединение.
Подбором
химического
состава,
концентрации
0,1
заданную скорость травления (порядка
и
температуры
травителя
обеспечивают
мкм/мин) и толщину удаляемого слоя. Локальное
травление осуществляют через маску. Оно может быть изотропным и анизотропным.
Изотропное травление идет с одинаковой скоростью во всех направлениях как вглубь, так
Si02 через маску фоторезиста 1
плавиковая кислота HF. Размер W
и под маску. Примером такого процесса служит травление слоя
(рисунок
2.24).
Основной
компонент
травителя
вытравленной области больше размера отверстия
удвоенную толщину
d
травление не позволяет
Wo
в маске на величину, превышающую
Si0 2 (W> W 0 + 2d). В связи с этим жидкостное изотропное
получить в слое Si0 2 отверстия достаточно малых размеров. Так как
слоя
этот слой в свою очередь является маской при легировании, то не могут быть реализованы
элементы микросхем достаточно
малых размеров.
Жидкостное травление обладает высокой избирательностью, количественно оцениваемой
отношением скоростей травления требуемого слоя (например, Si0 2) и других слоев (например,
кремния, фоторезиста); скорость химической реакции специальных травителей зависит от
кристаллографического
направления.
перпендикулярной
плоскости
ему
Она
(111)
минимальна
максимальна
в
направлении
плотность
(111),
атомов.
так
как
Плоскость
в
(100)
характеризуется значительно меньшей плотностью атомов, и скорость реакций в направлении
(100)
Пусть
в
10 ... 15
раз больше. На этом основано жидкостное аюцотропное травление кремния.
поверхность
прямоугольными
пластины
отверстиями,
параллельным плоскостям
имеют ориентацию
(111),
( 111 ).
имеет
ориентацию
стороны
которых
(100)
и
используется
ориентированы
по
маска
Si02 с
(011),
направлениям
После травления получается канавка, боковые стенки которой
т.е. перпендикулярны направлению, соответствующему наименьшей
скорости реакции. При малом времени процесса канавка имеет плоское днО (рисунок 2.25,а), с
ростом времени она углубляется и становится У-образной (рисунок 2.25,б); После этого
травление резко за:.щ::~дястся (практическ:т остаюшливается), так как Л:<1пьше о:ю RС~:1можно
45
60°. Глубина канавки d определяется
W0 и составляет приблизительно О, 7W0 [ 1].
Если же поверхность имеет ориентацию (011), то стенки канавок получаются вертикальными,
так как они соответствуют ориентации (111) (рисунок 2.25, в). Таким способом можно
сформировать канавки шириной менее 1 мкм и глубиной около 1Омкм. Однако ориентации
(О 11) соответствуют худшие электрофизические параметры поверхности.
лишь в направлениях
[111].
Угол а между стенками около
размерами отверстия в маске
UOOJ
SiDz
t
/
Si [Ift]
Рисунок
2.24 - Изотропное травление
Si0 2
"'(111]
а)
[/00]
\
i
S·o
rom
Wo
d
1
v
Si
1
Рисунок
2.26 - Сухое
~
анизотропное травление
о)
t
-
(011)
/
J,.--(lff)
[fff] 1
Рисунок
Cvxoe
2.25 - Анизотропное
травление
1
б)
анизотропное травление. Такое травление производят в вакуумной установке в
плазме газового разряда. Различают ионное травление, основанное на физическом распылении
материала при бомбардировке его ионами инертных газов, плазмохимическое травление, осно
ванное на химическом взаимодействии активных частиц плазмы (ионов, атомов, молекул) с
материалом, подвергающимся травлению, и комбинированное реактивное ионное травление.
Важнейшим достоинством сухого травления является его анизотропия: травление идет
преимущественно в вертикальном направлении, в котором движутся частицы. Размер вытрав
ленной области весьма точно соответствует размеру отверстия в маске. На рисунке
но травление слоя диоксида кремния через маску фоторезиста
1.
2.26
показа
Процесс позволяет получать
Si0 2 меньших размеров, чем при жидкостном травлении. Количественно ани
зотропия оценивается отношением скоростей травления в вертикальном и горизонтальном на
отверстия в слое
правлениях.
Ионное травление практически не обладает избирательностью. Поэтому, несмотря на
максимальную анизотропию, использовать его для локального травления затруднительно. Ион
ное травление применяется в основном для очистки поверхности от загрязнений. Плазмахими
ческое травление производится при давлении порядка
500
Па в плазме высокочастотного газо
вого разряда. На поверхность пластин попадают ионы с малыми энергиями
(100
эВ) и ней
тральные химически активные атомы и молекулы. Анизотропия в ,этом случае мала
обеспечиваются высокая избирательность (до
50) и
скорость травления
2 ... 10 нм/с.
(2 ... 5),
но
Наиболее широкие возможности имеет реактивное ионное травление. Оно производwrся
при меньших давлениях (около 1 Па) и больших энергиях ионов (до 500 эВ). Скорость химиче
ских реакций нейтральных атомов и молекул с материалом, подвергаемым травлению, возрас
тает вследствие бомбардировки его ионами. При низких давлениях средняя длина свободного
пrюбеса ">Ю'!еку.тт намноге \)ольше гп"бины травлеFчЯ, а скорость взаимодействия газа с горизон-
46
тальной поверхностью пластины больше, чем с боковыми стенками углублений. С другой сто
роны химические реакции, ослабляя связи атомов на поверхности, способствуют физичес-кому
распылению материала ионами. Все это обусловливает высокую анизотропию процесса (до
100) при хорошей
30) и достаточно высокой скорости (0,3 ... 3 нм/с).
Si02, применяют газообразный четырехфтористый углерод CF4 , который в
плазме распадается на CFz и F. Последний взаимодействует с Si0 2, в результате чего образуется
SiF4. Добавление Hz обеспечивает избирательность травления Si02 до 35 по сравнению с
кремнием и 1О по сравнению с фоторезистами. Для травления кремния применяют CF4 с
добавлением Oz.
избирательности (до
Для травления
2.1.6. Нанесение тонких пленок
Тонкие пленки широко используются в полупроводниковых и гибридных интегральных
микросхемах для создания проводников соединений, резисторов, конденсаторов и изоляции
между элементами и проводниками. Помимо необходимых электрофизических параметров от
них требуется хорошая адгезия (прочность связи) к материалу, на который наносится пленка,
например
к
кремнию
или
диоксиду
кремния
в
полупроводниковых
микросхемах,
к
диэлектрической Подложке или ранее нанесенной пленке в гибридных микросхемах. Некоторые
материалы имеют плохую адгезию с подложками (например, золото с кремнием). Тогда на
подложку сначала наносят тонкий подслой с хорошей адгезией, а на него
имеющий
хорошую адгезию
с
подслоем. Для
-
основной материал,
предотвращения повреждений пленок при
колебаниях температуры желательно, чтобы ТКР пленок и подложек как можно меньше
отличались друг от друга.
Термическое вакvvмное испарение. Наносимое вещество помещают вместе с подложками в
вакуумную камеру. В результате нагревания происходит испарение и осаждение вещества на
подлож~е. Скорости испарения и роста пленки сильно зависят от температуры. Практика
показывает, что осаждение происходит с приемлемой скоростью, если достигается условная
испарения Тусл , при которой давление паров вещества достигает 1,3 Па. Если
(Cr, Мо, Si, W ), то вещества интенсивно испаряются из твердого состояния, а если
Тпл {Al, Au, Pt)- ТО ИЗ ЖИДКОГО [1].
температура
Тусл
<
Т уел>
Тпл
Испаряемые материалы могут нагреваться прямым или косвенным путем. Прямой нагрев
осуществляется
при
пропускании
электрического
тока
через
металлический
материал
(необходимо, чтобы выполнялось условие Т уел< Тп 11 ) индукционным способом или электронной
бомбардировкой
(для тугоплавких
металлов Мо,
W).
Та,
Косвенный
нагрев
происходит
вследствие теплопередачи от испарителя (тигля, ленты, спирали и т. п.). На процесс .осаждения
200 .. .400
влияет температура подложки, выбираемая в пределах
температуре
осаждаемые
атомы
не
могут
мигрировать
по
°С. При слишком низкой
поверхности,
что
ведет
к
их
неравномерному распределению и группированию в "островки" разной толщины. Слишком
высокая температура вызывает обратное испарение осажденных атомов с подложки.
4
Высокий вакуум (10- •• .10-
Па) обеспечивает чистоту пленок. Время осаждения (от
нескольких секунд до нескольких минут) регулируется с помощью специальных заслонок,
преграждающих доступ испаряемого вещества к подложкам. Недостатками данного способа
являются
невысокая
температуры
и
воспроизводимость
кратковременности
параметров
процесса,
а
пленки
также
из-за
плохого
невозможность
контроля
воспроизведения
химического состава испаряемого вещества (например, сплава или химического соединения)
из-за
разной
скорости
испарения
входящих
в
него
компонентов,
поэтому
термическое
вакуумное испарение применяется в основном только для чистых металлов.
Распыление
ионной
бомбардировкой.
Процесс
производится
в
вакуумной
камере,
заполненной инертным газом (например, аргоном), в котором возбуждается газовый разряд.
Возникающие положительные ионы бомбардируют распыляемый материал (мишень), выбивая
из него атомы или молекулы, которые осаждаются на подложках. Выбитые атомы н1 пути к
подложке рассеиваются на атомах инертного газа. Это уменьшает скорость осаждения, но
увеличивает равномерность осаждения пленки по подложке, чему также способствует большая
47
площадь мишени. Скорость и время распыления (от нескольких минут до нескольких часов)
регулируются напряжением на электродах и могут быть выдержаны с высокой точностью. По
сравнению с термическим вакуумным испарением данный процесс позволяет получать пленки
тугоплавких-
металлов;
наносить
диэлектрические
пленки,
соединения
и
сплавы,
точно
выдерживая их состав; обеспечивать равномерность и точное воспроизведение толщины пленок
на подложках большой площади, а также малую инерционность процесса. Распыление ионной
бомбардировкой имеет несколько разновидностей.
Катодное распыление. Распыляемый материал (обязательно металл) является электродом
катода
камере
1
4
2.27). На заземленном аноде 2
1... 10 Па. На катод подается
(рисунок
составляет
Возникает газовый
располагаются подложки
8.
Давление газа в
высокое отрицательное напряжение
2 ... 5
кВ.
разряд, сопровождающийся образованием электронно-ионной плазмы.
Положительные ионы образуются вследствие ионизации атомов газа злектронами. В свою
очередь, ионы, ускоряясь в сильном электрическом поле, выбивают из катода электроны,
необходимые для поддержания разряда, а также атомы, которые диффундируют через газ и
осаждаются на подложках.
Для повышения концептрации ионов в разрядном пространстве и увеличения скорости
распыления
применяют
магнетронные
распылительные
системы,
в
которых
перпендикулярно
электрическому полю Е между катодом и анодом направлено постоянное магнитное поле В.
Оно
искривляет
бомбардировки.
ионизацию
траектории
электронов,
стремясь возвратить
газа,
движутся
к
аноду
вылетевших
из
их обратно на катод.
по
сложным
траекториям электронов в магнетранах свч (рисунок
катода
петлеобразным
2.28,
вследствие
ионной
Электроны, теряя энергию на
где е
траекториям,
- электрон,
еэ
подобным
- ион,О
-
атом,
выбитый из катода). Увеличение длины пути электрона приводит. к образованию значительно
большего числа ионов, чем при отсутствии магнитного поля, что повышает скорость распыления
или (при той же скорости) позволяет снизить давление газа и загрязнение пленкИ. Кроме того,
электроны достигают анода с малой скоростью, что снижает нагревание анода и, следовf!тельно,
предотвращает испарение осаждаемой пленки, устраняет возмоЖность ее рекристаллизации и
изменения химического состава.
При реактивном катодном распылении в камеру вводят небольшое количество газа,
способного
образовывать химические
соединения с
распыляемым материалом.
Например,
добавляя кислород при распылении тантала или кремния, можно получать диэлектрические
пленки
Ta20s. Si02.
Kamoil
~
J
Aнoil
Рисунок
2.27 - Установка катодного распыления
Рисунок
2.28 - Схема магнетровного распыления
Недостатками катодного распыления являются загрязненность пленок из-за сравнительно
низкого вакуума, а также невозможность напыления через металлическую маску (трафарет), так
как она искажает электрическое поле у анода.
Ионно-плазменное напыление. Давление газа в камере устанавливается порядка 10-2 Па,
т. е. значительно ниже, чем при катодном распылении, что уменьшает· загрязнение пленок.
Длина свободного пробега выбитых из мишени атомов превышает расстояние мишень
подложка,
благодаря
чему
отсутствует рассеяние
атомов,
что
способствует
-
повышению
скорости осаждения. Получить достаточно большую концентрацию ионов (а значит, и скорость
осаждения) в условиях понижениого давленая можно, не используя накаливаемый катод
источник электронов.
-
Схема
установки
2.29. В нижней части вакуумной
- анод 8, на который подается положительное
На мишень 4 подается высокое отрицательное ·напряжение 2.. .3 кВ.
подложка 5 с нагревателем б, обеспечивающим температуру,
показана
на рисунке
2,
расположен вольфрамовый катод
напряжение около
Напротив
100
48
камеры 1
В.
расположена
соответствующую наилучшим
а в верхней
условиям осаждения.
Для увеличения
концентрации
ионов
создают магнитное поле, направленное от катода к аноду.
Рисунок
2.29 - Установка ионно-плазменного напыления
Электроны, вылетающие из катода под небольюими углами к вектору магнитного поля,
двигаются к аноду по спиральным траекториям вокруг оси разряда, проходя путь, значительно
больший расстояния катод
Степень
ионизации
- анод,
газа
порождая на этом пути гораздо больше ионов.
1... 2
на
порядка
выше,
чем
при
катодном
распылении
и
составляет единицы процентов. Начало и конец процесса определяются подачей и отключением
напряжения на мишени.
Перед началом напыления проводится ионная очистка поверхности nодложки. Ионы с
низкой энергией, ударяясь о поверхность подложки, удаляют с нее загрязнение. Так же может
быть произведена и очистка мишени. Очистка мишени и подложки способствует чистоте
пленок и их хорошей адгезии к подложкам. В отличие от катодного распыления подложка не
вл~яет на напряженность электрического поля и скорость распыления,
равномерность
толщины
пленки
и
дает
возможность
напылять
ее
что обеспечивает
через
металлический
трафарет, накладываемый на подложку. При этом одновременно формируется и рисунок
пленок, что существенно для гибридных микросхем.
Высокочастотное распыление. Рассмотренные выше методы распыления на постоянном
токе применяют для напыления металлических и полупроводниковых материалов. В случае
диэлектрической мишени попадающие на нее положительные ионы не могут нейтрализоваться
электронами
из
внешней
цепи;
в
результате
потенциал
мишени
повышается
и
процесс
прекращается. Поэтому для распыления диэлектрической мишени необходимо периодически
менять знак потенциала на ней.
В установке на рисунке
диэлектрический
постоянного
слой,
подают
стандартной частотой
положительными
2..29
переменное
13,56
ионами
и
электронов.
Устройства
(катод
на
металлическую
высокочастотное
распыляется,
напряжение
4
представляет собой
на
которую
большой
помимо
амплитуды
со
при
положительном
-
на
мишень
поступает
поток
заряд ионов (распыления нет из-за малой массы и энергии
высокочастотного
-
пластину,
МГц. При отрицательном напряжении мишень бомбардируется
электронов, нейтрализующих
трехэлектродных
это достигается тем, что мишень
нанесенный
анод
-
мишень)
распыления
установок
не
всегда
строятся
ионно-пазмеиного
по
типу
напыления
с
несамостоятельным разрядом. Распространены более простые двухэлектродные установки типа
представленной на рисунке
2.27,
где на мишень
1
подают высокочастотное напряжение,
вызывающее высокочастотный разряд. В нем может быть получена высокая концентрация
ионов даже при низком давлении газа, характерном для ионно-плазменного напыления. Это
объясняется
тем,
что
период
высокочастотного
напрЯжения
меньше
времени
пролета
электронов от подложек до мишени, и они долго находятся в средней части разрядного
f,IРОстранства, совершая колебательные движения и эффективно ионизируя газ. Для увеличения
49
длины
пути
электронов и
концентрации
генерируемых ими ионов
прикладывают магнитное
поле, направленное по оси разряда.
Химическое осаждение из газовой Фазы. Для получения пленок поликристаллического
(SiOz,
кремния и диэлектриков
SiзN4) в технологии полупроводниковых микросхем широко
используется химическое осаждение из газовой фазы.
химической реакции
в
газовой
фазе
при
Осаждение происходит в результате
повышенной
температуре
и
осуществляется
в
эпитаксиальных или диффузионных установках. Для осаждения пленок поликристаллического
кремния на пластины, покрытые слоем
силана,
SiH 4
Пленки
Si02,
Si +Н 2 при Т = 650 °С.
SiOz, используемые в качестве
применяется реакция пиролиза (разложения)
~
защитных покрытий пластин или изоляции между
слоями соединений, осаждают окислением силана:
SiH 4 + 0 2
~
Si02
при Т
= 800
= 200 ... 350
+Н 2 при Т
Нитрид кремния получают в результате реакциисиланас аммиаком:
SiH 4 + NH 3
~
С.
Si3 N 4 + Н 2
°С.
Достоинствами химического осаждения из газовой фазы являются простота, хорошая
технологическая
совместимость
с
другими
процессами
создания
полупроводниковых
микросхем (эпитаксией, диффузией) и сравнительно невысокая температура,
благодаря чему
практически отсутствует нежелательная разгонка примесей в пластинах.
Скорость осаждения определяется температурой и концентрацией реагирующих газов в
потоке нейтрального газа-носителя и составляет в среднем несколько сотых долей микрометра
в минуту.
Химическое осаждение из водных растворов. Применяемое в технологии гибридных
микросхем химическое осаждение из водных растворов основаtю на восстановления металлов
из растворов их солей. Электролитическое осаждение производится в электролитических
ваннах, где проводящая подложка является катодом, а анод выполнен из материала осаждаемой
пленки или инертного по отношению к электролиту металла. При пропускании электрического
тока на катоде осаждается металлическая пленка, толщина которой зависит от тока и времени
осаждения. Скорость процесса хорошо регулируется в широких пределах изменением тока.
Таким образом можно получать не только тонкие, но и толстые пленки
применяемые,
например,
для
создании
жестких
и
балочных
(20
выводов
мкм и более),
бескорпусных
полупроводниковых микросхем и транзисторов, а также металлических масок (трафаретов).
Разновидность
электролитического
осаждения
-
анодное
окисленИе
(анодирование).
Подложка или ранее нанесенная на нее металлическая пленка служит анодом. Выделяющиеся у
анода атомы кислорода взаимодействуют с материалом подложки, образуя плотно сцепленную
с ней окисную пленку. Таким способом получают, например, пленки окиси тантала или
алюминия,
применяемые
в
качестве
диэлектриков
тонкопленочных
изолирующих слоев многослойных соединений. Пленки
конденсаторов
или
Та или А! предварительно наносят
вакуумным способом. Возможно также вакуумное анодирование в плазме газового разряда,
содержащей
ионы
кислорода.
Оно
осуществляется
в
установках
катодного
или
ионно
плазменного распыления.
2.1.7.
Методы электрической изоляции элементов полупроводниковых ИС
В монолитных полупроводниковых ИС активные и пассивные компоненты реализуются
в объеме и на поверхности полупроводникового кристалла. Для выполнения определенных
функций эти элементы должны быть электрически соединены по заданной схеме. В отличие от
схем на дискретных элементах, монтируемых на диэлектрическую плату (электрически изоли
рованных), в полупроводниковой ИС необходимы конструкционные области, обеспечивающие
изоляцию кажцрго или группы элементов друг от друга для реализации необходимых режимов
по току и потенциалу. Различают три основных метода изоляции элементов:
•
•
изоляция обратносмещенным
изоляция диэлектриком;
p-n переходом;
50
•
гибридная изоляция, совмещающая боковую изоляцию диэлектриком, а основа
ние
- p-n
переходом.
В полупроводниковых ИС используются как биполярные, так и МДП-транзисторы. Бла
годаря электрической самоизоляции МДП-транзисторов одного типа проводимости в ИС на их
основе (МОП ИС) снимаются проблемы, связанные с созданием изолирующих областей, и тем
самым увеличивается эффективность использования пластины и степень интеграции. Именно
по этой причине, а также меньшему количеству сложных технологических операций более
90%
всех СБИС и УБИС выполняется по МДП технологии. Тем не менее, и в МДП ИС используется
боковая изоляция элементов диэлектриком для уменьшения паразитных связей. В ряде случаев
применяется полная диэлектрическая изоляция, например, МДП ИС на сапфире или на подлож
ке
Si02-Si.
В полупроводниковых ИС на основе биполярных и полевых транзисторов с управляю
щим
p-n переходом или барьером Шоттки требуется создание изолированных «карманов» - п
областей, в которых формируются активные и пассивные элементы. Эти «Карманы» изолирова
ны друг от друга либо обратносмешенным переходом, либо диэлектриком.
Исключением для биполярных ИС являются БИС и СБИС интегральной инжекционной
логики, в которых схематехника не требует изоляции элементов. В результате в этих схемах
достигается степень интеграции, аналогичная МДП ИС.
Для интегральных схем малой и средней интеграции широко используется изоляция
элементов методом разделительной диффузии (РД). Суть этого метода (рисунок
2.30)
заключа
ется в создании п-карманов в эпитаксиальной пленке, выращенной нар-подложке с предвари
тельно созданным
коллектора
n-p-n
n +-заглубленным
слоем для уменьшения омического сопротивления тела
транзистора. По периметру п-кармана, например, прямоугольной формы, про
водится сверху локальная диффузия примеси р-типа.
Рисунок
2.30 - Конструкция интегрального биполярного транзистора
с изоляцией по технологии «Р Д»
Поверхность
схемы
покрыта
защитным
слоем
ПФСС-пиролитическим
фосфоро
силикатным стеклом.
На рисунке
2.31
представлена структура базового элемента КМОП ИС на комплемен
тарных (п-канальных ир-канальных) МОП-транзисторах с противоканальными областями n +- и
р+ -типа. Противоканальная п+ -область «окружает» р-канальный транзистор, а противоканаль
ная область р +-типа- п-канальный транзистор, сформированный в р-кармане.
51
Cr
Рисунок
2.31 - Структура
базового элемента КМОП ИС
Схема диэлектрической изоляции элементов биполярных ИС (КСДИ
электрической изоляцией) представлена в таблице
ей
(100)
2.25)
2.1.
-
кремний с ди
В пластине кремния п-типа с ориентаци
для более воспроизводимого по глубине анизотропного травления кремния (рисунок
с будущей рабочей стороны с помощью маски
Si 3N4
формируют н-карманы с заглублен
ным n +-слоем. Затем термически окисляют поверхностный рельеф и для дополнительной элек
трической изоляции наносят слой пиролитического окисла кремния. Далее, на эту поверхность
осаждают поликристаллический кремний, который служит подложкой для интегральной схемы.
После этого пластину переворачивают и проводят цикл физико-химической шлифовки и поли
ровки для вскрытия п-карманов, изолированных пленкой
Si02 •
В этих карманах формируются
активные и пассивные элементы схемы.
Другой тип электрической изоляции элементов с помощью диэлектрика показан на ри
сунке
2.32.
В этом случае используется так называемая технология «кремний на диэлектрике».
К ней относится технология КНС (кремний на сапфире), основанная на гетероэпитаксии моно
кристаллических пленок кремния на кристаллах окисла алюминия
AI 20 3
, технология перекри
сталлизации поликристаллического кремния, осажденного на поверхности кремниевой пласти
ны, покрытой термическим окислом, и технология формирования заглубленного слоя
тодом глубокой ионной имплантации кислорода и азота.
Si02
ме
Uax
Рисунок
1-
2.32 - КМОП
ИС по технологии «Кремний на диэлектрике» с боковой
изоляцией локальным окислом и самосовмещенным затвором
сали_!!ид (шины питания, выход); 2- п•-поликремний (затвор); 3- локальный окисел;
ллантированный слой
транзистора;
Si02+Si 3N4 ; 5 -
исток-сток р-канальноrо транзистора;
7- р-карман; 8- п-карман; 9- элипленка; 1О- подложка
6-
4-
ионно им
исток-сток п-канальноrо
52
Таблица 2.1 - Изготовление интегральной биполярной ИС по тех~ологии «КСДИ»
Двусторонняя загонка сурьмы
ние
скрытого
слоя,
Si.
стекла, окисление
дение
Si 3N4 с
удаление
-
формирова
силикатного
Пиролитическое осаж
абочей сто оны.
Poly -Si
TSi02 ,
Фотолитография с плазмохимическим травле
Травление
нием SiзN 4 и
планаризация,
Si02 ,
изотропное травление
Si.
двухсторонняя шлифовка
полный
цикл
шлифовки
полировки новой рабочей стороны, термиче
ское окисление.
Poly -Si
Формирование активных областей вертикального и горизонтального биполярных тр_анзисто
ров, вскрытие контактных окон, формирование шин металлизации, вжигание А!, осаждение
защитной пленки пиролитического фосфоро-силикатного стекла, вскрытие окон к контакт
ным площадкам.
В
полупроводниковых
лического
кремния,
микросхемах
легированные
донорами
широко
или
применяются
акцепторами,
пленки
нанесенные
поликристалл
на
поверхность
кремниевой пластины, покрытой диоксидом кремния. Такие пленки формируются обычно
химическим осаждением из газовой фазы. В отличие от монокристаллического кремния в поли
кристаллических пленках малы подвижность электронов и дырок и время жизни неосновных
носителей. Это объясняется наличием большого числа дефектов структуры, являющихся цен
трами рассеяния и рекомбинации. Поэтому параметры транзисторов, сформированных в поли
кристаллической пленке, значительно хуже, чем в монокристалле. Термическая обработка
(отжиг) позволяет значительно повысить подвижность носителей заряда в пленке, что делает
возможным создание в ней полевых (в частности, МДП) транзисторов с удовлетвqрительными
параметрами.
В
результате
рекристаллизации
плавления
при
поликремниевой
охлаждении
пленки
монокристаллические
при
зерна
отжиге
кремния
и
последующей
укрупняются
и
53
параметры пленки приближаются к параметрам монокристалла. Известны методы отжига с
помощью
лазерного
луча,
сканирующего
по
поверхности
пластин,
а
также
движущегося
ленточного графитового нагревателя. Последний способ позволяет получать пластины со
структурой--типа
Si - Si02
Si
-
большого диаметра (более
75
мм), по своим параметрам не усту
пающие дорогостоящим пластинам со структурой типа кремний на сапфире, получаемом с
помощью гетероэпитаксии.
1 слой Si02
мкм наносится на кремниевую пластину всюду, за исключением ее крайних
При отжиге с помощью движущегося ленточного графитового нагревателя
толщиной
0,4 ... 1
0,5
участков, а слой поликремния толщиной
8
Подвижный графитовый нагреватель
имеет температуру свыше
1700
1
(рисунок
повышающий ее температуру до
°С.
мкм на всю поверхность. Пластина
2.33,а) помещается нанеподвижный нагреватель
2,
расположен на расстоянии около
1 мм
1200
от поверхности,
ос и перемещается от края пластины со скоростью примерно
мм/с. На краях слой поликремния
4
контактирует с монокристаллической пластиной
1и
2
после
плавления и рекристаллизации превращается в монокристалл с той же ориентацией, что и
пластина. По мере движения нагревателя происходит плавление слоев, расположенных над ди
оксидом,
которые
после
прохода
нагревателя
превращаются
в
монокристаллические,
продолжающие структуру крайних участков. Полученная пленка кремния по сравнению с
пластиной имеет повышенную плотность дефектов, особенно на границе раздела с диоксидом,
1,5 ... 2
поэтому подвижность носителей в ней в
раза ниже, чем в монокристалле. По мере
усовершенствования метода подвижность носителей будет повышаться.
~
t о+
f ~
1
~---_---~
f
1
4 {Лoлuкpel'fнtili)
Si02 ·•.
_,_]~
\\\
о)
l__j
SiD 1
Si
\
/
Si
!J)
Рисунок 2.33 - Схемы получения структур типа Si-Si0 2-Si: методом кристаллизации (а)
и методом ионной имплантации кислорода (б)
Si - Si02
Si является
2.33 б) с по
следующим прогреванием. В результате на малом расстоянии от поверхности (0,1 мкм)
получается слой Si0 2 , толщиной около 0,5 мкм (рисунок 2.33 в). Тонкий приповерхностный
Принципиально отличающимся методом создания структур типа
-
метод ионного легирования исходной кремниевой пластины кислородом (рисунок
слой сохраняет структуру монокристалла, поэтому применяя эпитаксию, его толщину можно
увеличить.
Такой
метод
обеспечивает
лучшее
качество
пленки,
в
том
числе
подвижность носителей.
Гибридная изоляция элементов кремниевых ИС представлена в таблице
технологии «Изопланар
- Iln».
качестве маски используется пленка
интегрального
на примере
В этом случае боковая область n-кармана изолируется локаль
ным окислением кремния, а основание кармана
размеры
5.2
высокую
транзистора,
Si 3N4 •
и
- p-n
переходом. При локальном окислении в
Эта технология позволяет существенно уменьшить
поэтому она
БИС и СБИС биполярных интегральных схем.
широко
используется
при
изготовлении
2.2
Таблица
54
-Технологический процесс изготовление интегральных
биполярных ИС по технологии ИЗОПЛАНАР- Пn
:TSIOo
-Si
р
1
1
1.
1' ,cJ~i?i,ь
р
3.
1: : :: : : ' : : : :: : : : : : : :
2.
Исходная подложка
Фотолитография
N21,
:: : : : : : : : : : : : : : : : : : :]
l ~~)~ip2 емnмкатное cтettno ~
,
n;
1
-Si
~ :~~~
Окисление
р
-Si
4.
«вскрытие окон под
::]
,.
1
-
Создание скрытого слоя
скрытый слой»
1
р
5.
1
rt
-Sil
..
Удаление
1
Si0 2 травлением HF,
с
1 n -SI .
р -81
6.
I':::~T!:~·, ·~· ··:,,. :· . :. ·:~:·.,
:.·:: :: . :~-: ~:: ,
••
7.
9.
1
1
1
~ ~
1 1 11
1
1
l 11
:, • , 1
:
11~ 1
Окисление- получение буферного слоя
F
Si02
~--~--~
Фотолитография
-
ние
N22,
1
E~:~::J
8.
Si 3N4
fr···.:' ,v.l' :
р
. .: 'ЩEj
'-.:----lli~
_,__ .'
10. Локальное окисление
плазменное травле-
Удаление
Si 3N4 и тонкого
слоя
Si02,
1·:··
12.
,,,;~~",~,---~
Фотолитография N2З- «создание окон
под базу»
окисление
/':''''';~~~~
13.
Загонка бора
~
15.
Осаждение
«создание окон под локальный окисел»
~
11.
Ih')...
..
щивание n-слоя
1
1
As
Газовое травление, эпитаксиальное выра-
промывка, сушка
1
загонка
Фотолитография
N24- «вскрытие окон
под эмиттер»
/' "."" ':~ "'::: !IIШ :
14.
~ ~'':"'"!
" . J:i
Разгонка бора с окислением
~
". ~~~~~:~~~~~=~ш!.i...-:1: .
16.
Ионная имплантация мышьяка
55
17.
18.
Разгонка эмиперной примеси
Фотолитография
N25 -«вскрытие
окон
под контакты»
19.
Al.
Напыление
Фотолитография
N26-
«формирование шин металлизации»
Б
э
n
р
20.
Вжигание металлизации. Нанесение пиролитического фосфоро-силикатного стекла. Фо
толитография
N27 -вскрытие окон
к контактным площадкам. Металлизация обратной сторо
ны подложки. Кон
2.1.8.
Материалы для межсоединений
После того как на кремниевой подложке изготовлены отдельные схемные элементы, их
необходимо соединить для того, чтобы создать интегральную микрQсхему. Это достигается
процессом металлизации, при котором сначала на подложку осаждается металлическая пленка
(толщиной
0,5 - 2
мкм), а затем в ней вытравливается такой рисунок, чтобы соединить
соответствующие транзисторы, диоды, конденсаторы и резисторы.
Как правило, для металлизации используются алюминий или алюминиевые сплавы, так
как
они
удовлетворяют
большинству
требований,
предъявляемых
к
металлизирующим
материалам (хорошая адгезия, низкое сопротивлениеиневысокая стоимость).
В таблице
2.3
приведены параметры большинства металлов, используемых в виде пленок
для металлизации.
Недостатки
элементов
алюминиевой
металлизации
интегральных микросхем.
приборов требует создания неглубоких
алюминия
такие
p-n
переходы
не
проявляются
Уменьшение размеров
p-n
могут
при
и
уменьшении
размеров
повышение быстродействия
переходов. Из-за взаимной диффузии кремния и
выдерживать
высокотемпературную
. обработку
(>500°С), которая проводится после металлизации. Электромиграция, вызываемая передачей
импульсов электронов атомам металла, представляет собой другую проблему, связанную с
применением алюминиевой металлизации. Вследствие этого явления пустоты и скопления
атомов,
образовавшиеся
вдоль
длины
проводника,
приводят
фактически
к
потере
непрерывности вещества и выходу из строя схемы. В случае высокой плотности тока (> 1·105
А/см 2 ) необходимо использовать другие металлы (например, золото), которые не имеют
склонности к электромиграции. При уменьшении размеров структуры высокая плотность тока
становится уже правилам, а не исключением.
56
Таблица
Свойства металлов, используемых как тонкие пленки
Удельное
Предельная
со противлен
плотность
Металл
2.3
Примечанил
ие
тока Nсм 2 10 5
6
10' 0м·см
Ag
4,0
1,59
Плохая адгезия
Cu
4,0
1,67
Плохая адгезия, коррозия
Au
7,0
2,35
Эвтектика с кремнием при
Эвтектика с кремнием при
370°С, плохая адгезия
Al
0,5
2,65
AI+Cu
2,0
-
Mg
4,45
Исключительно реактивен
4,51.
Плохая адгезия
Ir
-
5,3
Плохая адгезия
w
20,0
5,6
Затруднительное травление
Мо
10,0
5,7
Восприимчивость к коррозии
-
9,8
Плохая адгезия
Rh
Pt
Ti
Таблица
577°С, электромиграция
0,55
2.4 Тонкопленочные
материалы, используемые в микроэлектронике
(классифицированные по области применения
Соединения
Изоляция
Выводы
Пассивация
А\
SiOz·PzOs
Герметизато
Резистор
р
Конденсатор
SiOz
Si, InAs
SiOz
Та
Si-Ge
SiOz
Cu
SiзN4
Mo-Au
Аl2Оз
Ti-Ag
BN
Cr-Ag
Pt-Au
Полупро водник
А\сплавы
)
SIO
Cr-CuAu
Ta20s
Se, InSb
Hf02
Te,PbS
Cr· SIO
Zn02
SiC,
Парилин
NiCr
PbTi0 3
GaAs, CdS
РЬО·В2Оз·
Sn02
· Si02
Кантал
TaN2
SiOz·PzOs
А\2Оз
РЬТе
GaP, CdSe
AIN, ZnSe
Pb-Sn
Хотя и кажется, что золото для металлизации должно быть хорошим материалом из-за
eru
высокой проводимости, низкой степени коррозии и повышенной сопротивляемости к явлению
электромиграции, его широко испопьзовать нельзя. Причиной этого является то, что ЗО;ЛОТО
нмеет
плохую
адгезию
к
двуокиси
кремния,
и
его
применение
приводит
к
температурным
57
ограничениям (380°С) для последующих технологических процессов, так как золото образует с
кремнием эвтектический сплав. Однако оно используется при металлизации в сочетании с
другими металлическими пленками, служащими для улучшения адгезии.
В настоящее время в качестве материалов для межсоединений используются силициды
тугоплавких металлов, так как они могут иметь высокую проводимость, а также выдерживают
действие повышенной температуры и химических реактивов в процессе технологической
обработки.
Силициды тантала,
молибдена и
вольфрама в настоящее время хорошо себя
зарекомендовали несмотря на то, что они при комнатной температуре имеют сопротивление в
1О- 30 раз
больше, чем алюминий.
Защита интегральных микросхем от коррозии и механических воздействий достигается за
счет окончательного «пассивирующего» покрытия подложки. Материалы для пассивации и
других процессов приводятся в таблице
2.1.9. Технологический
2.4.
маршрут изготовления монолитных интегральных схем
Ранее были рассмотрены наиболее важные процессы, которые используются в планарной
технологии. Для того чтобы, при серийном производстве можно было изготавливать как можно
больше отдельных микросхем
на одной подложке, желательно использовать пластины с
большой площадью. Это приводит к жестким требованиям к точности изготовления масок
(шаблонов);
к
однородности
осаждаемых пленок и
прецизионности получения заданного
рисунка в каждом слое. Несмотря на то, что в настоящее время стандартными считаются
пластины диаметром
120
мм, в ряде случаев уже используiQтся пластины диаметром до
==26
и более.
ОбщиQ
ния
о
и~го"Тоелеt-tие
nредставле
ново И
вr.16ор элеченнюИ
базь~
и
нультиnликацин
те.оtнолоrи
'ес,ого
основ
ных шаблонов мето
дом nашагавой
с~еме:
процесса
И;готовление
ребочи~ коnий
шаблонов дм
tротолитограQ:>~и
шаблон nnя nокры-
тия
окислом
1
шабпон nля vдапени~ окисла
шаблон для создания
кристаллического
Окисленная
Создание
нремниева51
и;олируюw.ю
nпастина
областей
nоли-
шаблон для защитного/
шаблон цля металлизации
·
.~ремния
кантакты
Со3дание защитного
межсоединения
Ot(J.otcne
споя 1
__ J
споя
с открь•тыми
КОtiТЭК'ТНЬIНИ
nлощадками
nосадка в
Герметизаци~
корnус
Рисунок
2.34 - Этапы технологического процесса изготовления
Оконча1елона~
nроверкз
интегральных микросхем
см
На
рисунках
используемых
для
2.34
58
2.35
показаны
изготовления
больших
и
проводниковых приборов вообще
последовательности.
интегральных
[4].
nроиэводство
обработка
схем
технологических
и
в
этапов,
производстве
полу
n~астин
nо11ложек
Скрайбирование
изготовление
wабпона
Сборка
Разделение на
микросварка
отдельнь1е
термакомпрессия
Рисунок
чипь1
ми
2.35 - Схема процесса полупроводникового производства
2.2. Технологические
основы производства гибридных интегральных схем
В ряде случаев использование только одного вида технологии не позволяет
создать
микросхемы, реализующие сложные функции. Поэтому, даже в производстве монолитных
кремниевых
микросхем,
изготовляемых
в
основном
по
полупроводниковой
применяют методы, характерные для пленочных микросхем, например,
технологии,
вакуумное осаждение
алюминия для получения внутрисхемных соединений. Еще в большей степени эта взаимосвязь
проявляется
при
производстве
гибридных
интегральных
схем,
изготавливаемых
по
совмещенной технологии.
В настоящее время основными факторами, определяющими перспективность применеимя
и развития того или иного
вида технологии при производстве интегральных схем,
являются
техническая потребность и экономическая целесообразность.
Известно,
что
'СТоимость
проектирования,
подготовки
и
освоения
производства
полупроводниковой микросхемы высока. Однако при массовом производстве их себестоимость
может оказаться значительно ниже себестоимости микросхем в гибридном исполнении (рису
нок
2.33).
Существует
ряд
причин
схематехнического
и
технологического
характера,
стимулирующих разработку гибридных схем. К числу таких причин относятся, например,
необходимость иметь в одном корпусе мощные и маломощные каскады, конденсаторы большой
ёмкости,транзисторы и другие элементы, которые при современном уровне схематехники и
технологии трудfю реализовать ч одном кристалле, Создание ГИС позволяет значительно
59
увеличить
плотность
достигаемой
упаковки
элементов
по
сравнениfО
с
плотностьfО
упаковки
элементов,
при сборке полупроводниковых ИС в индивидуальных корпусах на печатных
платах. Применение ГИС улучшает не только технические, но и экономические показатели
производства радио электронной аппаратуры
[15, 26].
Общая тенденция в развитии микроэлектроники такова, что гибриднуfО технологиfО
сейчас интенсивно осваиваfОТ как предприятия, изготавливавшие ранее элементы электронной
аппаратуры,
так
технологические
и
предприятия
процессы
радиоаппаратостроения.
производства
гибридных
толстопленочной и тонкопленочной технологий .
. Сиr:
Разработаны
интегральных
и
схем
внедрены
на
основе
·
Rолgлро6оDнико6ая ГИС
\ \•
\\
Схема на i!искретных
J конпонентах
'\\---.\1
Тонкопденочния гис
.\ \ l ,
~'
rис
--.:::::_
Рисунок
-~-..L.
-~---
2.36 - Зависимость себестоимости ИС и схем из дискретных компонентов
от объёма их производства
Перевод электронных блоков в аппаратуре на ГИС и постепенная замена печатных плат
на платы, изготавливаемые методами гибридной технологи (поверхностный монтаж), сегодня
определяfОт основное направление работ в области технологии производства радиоэлектронной
аппаратуры.
2.2.1. Типовые
Технологические
схемы технолоrических процессов изrотовления ГИС
процессы,
применяемые
при
изготовлении
микроэлектронной
аппаратуры, можно разделить на основные и вспомогательные. Основные и вспомогательные
процессы отличаfОтся по своим задачам и функциям, но применяfОт их в микроэлектронной
технологии только в совокупности.
К
основным
технологическим
процессам
формирования структур. К вспомогательным
-
относят
процессы
получения
пленок
и
процессы придания элементам определенной
конфигурации и подготовку оснастки и исходных материалов.
Базовые
технологические
процессы
создания
гибридных
микросхем
основаны
на
применении толстопленочной и тонкопленочной технологий, упрощенные схемы которых
приведены на рисунках
2.37
а, б. Тонкопленочная и толстопленочная технологии отличаfОтся не
столько толщиной рабочих слоев, сколько процессами формирования пленок: в первом случае
это физико-химические процессы, а во втором- механическое нанесение и вжигание пасты.
Сущность толстопленочной технологии заклfОчается в том,
что на диэлектрическуfО
подложку через трафарет последовательно наносят и вжигаfОт слои различных проводящих,
резистинных и диэлектрических паст. В результате получаfОт слои заданной конфигурации,
которые служат для формирования проводников, резисторов и конденсаторов толстопленочной
микросхемы.· В качестве материала подложки, как правило, используfОт керамику с развитой
шероховатой
поверхностьfО
для
повышения
сил
сцепления
достоинствам толстопленочной технологии можно отнести:
пленки
с
подложкой.
К
- наличие паст с большим разнообразием составов и электрических свойств (от
проводников до диэлектриков);
-
60
возможность
получения
широкого
диапазона
номинальных
значений
резисторов
и
конденсаторов;
-
значительные номинальные мощности рассеивания пассивных элементов;
простоту технологического оборудованчя и технологического процесса~
С другой стороны, область применения толстопленочной технологии ограничена из-за
наличия ряда крупных недостатков, среди которых отметим следующие:
-
низкие
разрешающая
размеров элементов
малая
величина
способность
процесса
и
воспроизводимость
геометрических
(±30 мкм);
адгезии
пленок
на
полированных
поверхностях
и
ее
снижение
во
времени;
-
невысокая степень интеграции (число элементов на единицу объема);
несднородная
крупнозернистая
структура
пленок,
приводящая
к
увеличению
уровня
шума и уменьшению добротности элементов.
При
тонкопленочной
технологии
пленки
получают
методами,
использующими
химические и физические явления, например, термическое испарение, катодное распыление,
электрохимическое осаждение, газовые реакции и др.
Для придания пленкам определенной конфигурации для формирования на их основе
пассивных элементов применяют четыре основных способа: свободной маски; контактной
фотолитографии; контактной маски; трафаретной печати.
В
первом
случае используют
механическое
маскирование, т.
е.
рисунок элементов
микросхемы выполняют последовательным нанесением различных пленок на подложку через
окна в металлической маске заданной конфигурации соответствующего ей слоя. В качестве
достоинств метода свободной маски следует отметить простоту и возможность получения в
едином
технологическом
цикле
нескольких
слоев
заданной
конфигурации
их
последовательным совмещением. Самым существенным недостатком является невозможность
получения компонентов сложной конфигурации типа «гребенки», «спирали», «меандра» и т. д.
Рисунок
2.37 - Упрощенные схемы технологических
процессов изготовления толстопленочных (а)
и тонкопленочных (б) ГИС
Методы фотолитографии и контактной маски позволяют получать элементы любой
конфигурации,
однако
при
этом
технологические
процессы
достаточно
трудоемки
современном этапе иногда включают ручные операции, например, ретуширования и др.
и
на
61
Тонкопленочная технология, базирующаяся на множестве различных способов и приемов
создания элементов гибридных микросхем широкого функционального назначения любой
конфигурации и применении групповых методов обработки материалов, обеспечивает высокую
идентичность параметров микросхем.
Процесс изготовления гибридных микросхем начинается с изготовления шаблонов, масок
(или трафаретов), обработки подложек и последующего формирования слоев и элементов
микросхем. Указанные этапы проводятся
независимо один от другого
и
представляют в
совокупности многооперационные технологические процессы. Причем первые три являются
общими как для толстопленочной, так и для тонкопленочной технологи Рассмотрим их
несколько подробнее.
Изготовление
фотошаблонов
и
трафаретов.
Фотошаблон
является
основным
инструм~нтом, с помощью которого создается рисунок микросхемы, а также трафарет (или
маска). Фотошаблон- точная фотокопия изображения топологической структуры микросхемы
или
ее
части.
Для
фотографическим
изображения,
размер
микросхемы.
вырезают
в
пленочных
способом.
микросхем
Вначале
которого
Оригиналы
тонком
с
10... 20
в
вычерчивают
слое
фотошаблоны,
помощью
раз
на
превышает
плотной
графировальной
как
мало
эмали,
правило,
координатаграфа
изготавливают
создают
действительное
деформирующейся
нанесенной
на
оригинал
изображение
бумаге
полированное
или
стекло.
Современные прецизионные координатаграфы позволяют выполнять эти операции с точностью
±30
мкм.
Изготовленный
в
заданном
масштабе
оригинал
фотографируют
с
помощью
репродукционной камеры, позволяющей получать большое ч,исло однотипных изображений,
уменьшенных до действительного размера микросхем. В последнее время все чаще стали
использовать
фотонаборные
установки,
позволяющие
получать
непосредственно
действительное изображение топологических слоев микросхемы на фотопластинах. После
проявления и фиксации, а при необходимости и ретуширования изображения на фотопластине,
эталонные фотошаблоны размножают на контактно-копировальных станках.
Современные средства, применяемые для изготовления фотошаблонов, обеспечивают
точность линейных размеров не хуже
5 ... 10
мкм, что в большинстве случаев достаточно при
изготовлении гибридных пленочных схем.
Трафареты
(или
трафаретной печати
-
маски)
применяют
для
получения
рисунка
микросхем
методом
основного способа в толстопленочной технологии.
Трафареты изготавливают из шелковой, капроновой или металлической сетки с размерами
100... 200
ячейки
мкм.
Такую
сетку
натягивают
на
металлическую
раму
с
помощью
специального устройства, обеспечивающего равномерное натяжение по всей плоскости. Сетку
и раму
промывают
высушивают.
способами.
последовательно горячей
Далее
Один
процесс
из
изготовления
них
сводится
к
водой
и
перекисью
трафаретов
может
нанесению
на
водорода
быть
сетку
(сенсибилизированной эмульсии из поливинилового спирта толщиной
и
тщательно
реализован
слоя
20 ... 30
двумя
фоторезиста
мкм), который
после сушки экспонируют ультрафиолетовым светом через фотошаблон. После проявления в
теплой воде образовавшийся рисунок на фоторезистивной пленке упрочняют нагревом до
11 0°С.
температуры
бумаги,
заранее
Другой
способ
нанесенной
на
состоит
в
использовании
фотошаблон,
очувствленной
проэкспонированной
пигментной
через
него
в
ультрафиолетовом свете и проявленной непосредственно на фотощаблоне в потоке теплой
воды.
Фотощаблон
с
полученной
топологией
из
пигментной
бумаги
накладывают
на
подготовленную сетку и прижимают грузом. В результате давления пигмент проникает в
ячейки сетки и после высыхания прочно закрепляется в ней. После отделения фотощаблона
полученный
микросхемы.
_
сетчатый
трафарет
будет
иметь
рисунок,
соответствующий
топологии
Металлические маски изготавливают фотохимическим, электроискровым, электронно
лучевым методами или с помощью лазера.
Подготовка подло:жек. Подложка является частью микросхемы, в объеме которой или на
ее поверхности формируют элементы. Подложку используют не только как механическую
опору носителя микросхемы и теплоотводящего элемента, но и как элемент, выполняющий
62
определенные функции при работе микросбарки в целом. Например, в схемах с пересечениями
подложка может являться межслойной изоляцией, в СЕЧ-микросхемах подложка вместе с
металлическим покрытием образует полосковую линию передачи мощности.
Применяемые для гибридных интегральных микросхем подложки должны ()Твечать ряду
специфических требований, к числу которых относятся: плоскостность, высокий класс чистоты
обработки
поверхности,
большая
механическая
прочность,
хорошая
теплостойкость
и
теплопроводность.
Для гибридных толстопленочных микросхем в качестве материала подложек обычно
(96
применяют высоi<оглиноземистую керамику
керамику,
пленкой.
для
специальных
целей
-
или
металлы,
Для тонкопленочных микросхем
99%
окиси алюминия), бериллиевую
покрытые
термостойкой
используют ситаллы,
диэлектрической
поликор,
анодированный
алюминий и полиимидную пленку.
Требование
высокой
плоскостности
и
высокой
гладкости
поверхности
подложки
диктуется необходимостью обеспечить равномерную толщину пленки.
Волнистость,
структуры
шероховатость,
подложек
наличие загрязнений и другие
сущетвенно
ухудшают
дефекты
воспроизводимость
поверхностной
характеристик
пленок,
уменьшают долю выхода годных изделий и надежность микросхем. Поэтому поверхность
подложек
тщательно
обрабатывают:
шлифуют,
полируют
и
очищают
от
различных
загрязнений. Способ- очистки зависит от материала подложки. Для подложек из керамики
применяют химическую очистку, химическое и ультразвуковое эмульгирование, прокаливание
(термическую очистку).
При очистке пористых поверхностей лучшие результаты
ультразвукового
и химического
эмульгирования.
получают, применяя сочетание
Воздействие ультразвуковых колебаний
ускоряет процесс эмульгирования и делает его возможным в микропорах, царапинах, благодаря
чему зффективность значительно возрастает. Затем керамические подложки прокаливают в
специальных
электрических
печах
при
температуре
:::600°С.
При
такой
температуре
все
загрязнения на подложки обычно выгорают.
Контролировать чистоту поверхности подложек можно различными методами, среди
которых наибольшее распространение получил метод «деионизованной» воды. Промывая такой
водой подложку и сравнивая электропроводность воды до и после промывки, можно по
увеличению
электропроводнос·ти
Целесообразность
этого
метода
количественно
заключается
оценить
в
степень
чистоты
дополнительной
очистке
подложки_
подложек
демонизованной водой.
Необходимо отметить, что хорошо очищенные поверхности подложек обладают большим
уровнем свободной энергии, что приводит к быстрому повторному загрязнению их пылью и
влагой
из
атмосферы.
Опасность
повторных
загрязнений
состоит
в
том,
что
состав
их
неизвестен и не всегда одинаков. Поэтому такие загрязнения могут вызвать нежелательные
последствия. Для предотвращения повторных загрязнений подложек их хранят в
наполненных очищенной от пыли и влаги средой. Иногда поверхности
камерах
подложек защищают
тонкой коллоидной пленкой («коллоидная защита»).
Формирование рисунка микросхемы. Как отмечалось ранее, наиболее простым способом
формирования рисунка микросхемы является напыление элементов через свободные маски.
Если при этом зазор между маской и подложкой отсутствует, линейные размеры элементов
строго соответствуют размерам щелей в маске. Наличие зазора между подложкой и маской,
устранить который
полностью
невозможно,
приводит к образованию
«зоны размытости»
рисунка. Причем размер этой зоны, как показывает практика, увеличивается с ростом толшины
маски
и
клинаобразности
профиля
ее вырезов.
С
уменьшением
же
толщины
снижается
жесткость, маски и увеличивается ее «провисание» над подложкой, что, в свою очередь, также
приводит
к
росту
зоны
размытости.
Кроме
того,
вследствие
различных
значений
коэффициентов линейного расширения материалов маски и подложки в процессе осаждения
происходит разогрев и взаимное смещение маски и подложки. Все эти факторы ограничивают
применение метода свободной маски областью получения простых по конфигурации элементов
микросхемы, требования к точности параметров которых невысоки.
63
Н~~++~+~,
'ia Й пfiп 1 1 1 qjf~
•""--""""=L-JI""'ZZZL_..,....._.=<L...,•._..."
......__,
б
а
Рисунок
2.38 - Получение пленочных элементов методом контактной фотолитографии:
а- экспонирование фоторезистивного слоя; б- пленка после проявления и травления:
фоторезистивный слой;
Уменьшение размеров микросхем и
3-
пленка;
4-
1- фотошаблон; 2-
подложка
повышающиеся
с
каждым годом требования к
точности выполнения геометрических размеров их элементов nривели к широкому внедрению
в прои~водство методов фотолитографии, которые по разрешающей способности и точности
значительно превосходят метод свободной маски. В таблице
2.5
сравнивается разрешающая
способность различных методов получения рисунка.
25
Таблица
Разрешающая способность. мкм
Метод получения
Предельно возможная
конфигурации маски Теоретич.
10 ... 15
0,025 .
5
0,001
Свободной маски
Электронолитогра-
[фи я
Фотолитография:
0,1
0,1
!контактная
tпроекционная
Достигнутая
Практич.
20
0,03
0,6
0,36
2.6
0,5
При фотолитографии рисунок микросхемы получается за счет переноса изображения с
фотошаблона на фоторезистинный слой, покрывающий пленку.
При
контактной
совмещения
и
фотолитографии
экспонирования
фотошаблон
прижимают к
с
покрытой
помощью
специальной
фоторезистивным
установки
слоем
пленке.
Фоторезистинный слой экспонируют через фотошаблон пучком параллельных лучей света,
проявляют и через окна, образовавшиеся в фоторезистинном
специально подобранных травителей.
слое, пленку травят с помощью
После удаления фоторезистинной маски получается
рисунок микросхемы требуемой конфигурации (рисунок
2.38).
В проекционной фотолитографии изображение фотошаблона проецируется на пленку,
покрытую фоторезистинным слоем, через специальный объектив с высокой разрешающей
способностью.
операциях
При
этом
совмещения
отсутствует
и
контакт
экспонирования,
фотошаблона
благодаря
с
чему
поверхностью
существенно
пленки
на
повышается
долговечность фотошаблонов.
2.2.2.
С
начала
60-х
Особенности технологии толстопленочных ГИС
годов
ХХ
века
в развитых
промышленных
странах
стали
активно
проводиться исследования и опытно-конструкторские работы по созданию толстопленочных
микросхем и разработке промышленного оборудования для их производства. Повышенный
интерес к толстопленочной технологии объяснялся рядом ее существенных достоинств и
прежде всего сравнительной простотой и невысокой стоимостью технологического обору
дования, гибкостью и мобильностью технологии, позволяющей сравнительно быстро наладить
промышленное производство микросхем различного функционального назначения
Приведеиная на рисунке
гибридных
2.37
толстопленочных
[15].
упрощенная схема технологического процесса изготовления
микросхем
показывает
состав
и
последовательность
-
технологических операций, основные из которых
нанесение и вжигание паст
-
64
многократно
повторяются для различного их состава и назначения.
Характеристика паст. Состав паст определяет их физические (электрические, тепловые)
и технологические свойства.
В зависимости от назначения пленок пасты разделяются на
проводящие, резистиввые и диэлектрические. Основой проводящих паст являются порошки
благородных металлов: серебра, золота, платины. Эти материалы обладают хорошей электро
проводностью
и
высокой
химической
инертностью.
Однако
по
техническим
или
экономическим причинам монометаллические порошки не применяют в составах паст. Поэтому
обычно
в
проводящих
пастах
используют
два,
реже
три
металла.
Наиболее
широкое
-
распространение нашли пасты на основе композиций: палладий -серебро, палладий
-
Проводящие пасты на основе палладий
золото.
серебро имеют малую стоимость, и позволяют
получать пленки с высокой начальной адгезией и осуществлять их проволочный монтаж. Пасты
- золота
на основе платины
характеризуются минимальной растворимостью в припое, их можно
восстанавливать. Полученные пленки обладают высокой адгезией, почти не меняющейся при
старении. Однако из-за высокой стоимости применять такие пасты целесообразно только тогда,
когда в микросхемах требуется обеспечить высокую надежность паяных соединений.
В
качестве
металлов
или
основы,
их
определяющей
окислов.
Наиболее
свойства
резистивных
распространными
паст,
являются
применяют
резистиввые
системы
пасты
с
использованием палладия и серебра, металлического рутения и окиси рутения, окислов таллия,
олова и пасты на основе нитрида тантала. Резистиввые пленки на основе паст композиции
палладий
- сере()ро
имеют диапазон удельных сопротивлений
500 ... 200 000
Ом·см. Если в такую
пасту добавить некоторое количество свинцовоборосиликатного стекла с флюсом из триокиси
висмута,
то
можно
получить
пленки
с
удельным
сопротивлением
до
нескольких
квадрат. Температурный коэффициент сопротивления серебряно
-
вводя в них двуокись циркония или окислы щелочно
металлов.
Основу
диэлектрических
паст
составляют
- земельных
порошки
мегаом
на
палладиевых паст снижают,
титавата
бария,
стекол
или
стеклокерамики. Сложные многослойные структуры создают, используя кристаллизующиеся
стекла.
Трафаретная печать. В зависимости от типа трафарета и способа его расположения
отноеительно поверхности 1юдложки различают два метода трафаретной печати: контактный и
неконтактный.
При контактной печати применяют металлические маски,. которые плотно прижимают к
поверхности
подложки.
Такую
маску
после
нанесения
пасты
отделяют
от
подложки
одновременно по всей ее поверхности, чем обеспечивается получение очень четких границ и
заданной формы пленочных элементов. При неконтактном методе трафарет (обычно сетчатый)
располагают нанекотором расстоянии
(0,35 ... 0,5
мм) от поверхности подложки. Под давлением
ракеля на участках, где наносится паста, ячейки трафарета пригибаются и соприкасаются с
подложкой.
Когда ракель перемешается на соседний участок, зазор между трафаретом и
подложкой
восстанавливается,
определяющими
качество
а
паста
трафаретной
остается
на
печати
подложке.
при
Важнейшими:
неконтактном
методе,
факторами,
являются:
параллельность подложки, сетчатого трафарета и плоскости перемещения ракеля; расстояние
между подложкой и трафаретом, давление при печатании,
ракеля.
От
изменения
каждого
из
этих
факторов
угол касания и скорость движения
зависит
толщина
пленки,
четкость
и
воспроизводимость рисунка микросхемы.
Тер.мическая обработка паст. Нанесенные на подложку пасты следует выдерживать при
комнатной температуре в течение
10 ... 20
мин для устранения отпечатка ячеистой структуры
трафарета и выравнивания поверхностного профиля.
После выдержки пасты
подвергают
термической обработке, чтобы структура пленок стала монолитной. Термообработку проводят
для сушки и вжигания паст. Вжигают пасты в два этапа. На первом этапе при
300 .. .400
температуре
ос органическое связующее разлагается, выгорает или испаряется. На втором этапе
при температуре
металлического
550 ... 800
(или
спекается со стеклом.
ос стеклянная фритта расплавляется и обволакивает частицы
диэлектрического)
порошка.
При
этом
металлическая
основа
пасты
65
Режим первого этапа выбирают таким,_ чтобы органические связу!рщие разлагались и
выгорали раньше, чем полностью расплавится стеклянная фритта. Оптимальной считается
скорость
возрастания
паяемость
20
температуры
проводников,
плотность
°С/мин.
Процесс
диэлектрических
вжигания
пленок,
влияет
удельное
на
адгезию
и
сопротивление,
коэффициент шума, стабильность параметров и температурный коэффициент сопротивления
резисторов. В связи с этим особенно важным является спекание резнеторных паст. Температура
и
длительность
на
этом
этапе
становятся
весьма
критичными,
так
как
химические
реакции,определяющие состав пленки и ее свойства, протекает со скоростью, которая почти
удваивается при повышении температуры всего на
10
ос.
Поэтому температуру и время
вжигания следует поддерживать постоянными с хорошей точностью. Для резистинных пленок
±1
точность поддержания температуры составляет
°С.
Многослойные I<омлrутационные структуры. Технологическое оборудование, методы и
материалы, применяемые при изготовлении толстопленочных схем малого уровня интеграции,
оказались пригодными и для производства многослойной коммутации ГИС.
Необходимо было
дополнительно разработать лишi> материалы для изолирующих слоев.
Так
как
нанесением
и
многослойная
вжиганием
толстопленосшая
проводящих
и
структура
изолирующих
получается
слоев,
материал
последовательным
изолирующего
слоя
должен быть хорошо согласован по коэффициенту линейного расширения с подложкой и с
материалами ниже- и вышележащих слоев, должен быть инертным н сохранять стабильность
физических
свойств
и
структуры
после
многократных
термообработок.
При
спекании
изолирующей пасты должны образовыватi>СЯ плотные беспористые слои.
Наилучшим образом этим требованиям отвечают так называемые стеклокристаллические
цементы, свойства которых приведены в таблице
2.6.
Таблица
2.6.
Значение параметра цемента марки
Наименование параметра
сц-
Г:::---
273
сц-
650
750
5,2·10-6
Температура плавления, ос
Температура кристаллизации, ос
Коэффициент линейного расширения. ]/ С
0
Диэлектрическая проницаемость
Тангенс угла диэлектрических потерь
45
17
2,5·10-3
600
700
3-106
7 ... 8
3
3·Ш
10 13
10 13
У дельное объемное сопротивление потерь,
1
-
Ом·см
Основным
структуры
требованием
является
к
технологии
обеспечение
высокого
изготовления
значения
многослойной
выхода
годных
коммутационной
по
пересечениям
и
межслойным переходам. Изготовление двухслойной коммутационной структуры не встречает
существенных
однократной
трудностей,
печати
и
и
можно
вжигании
обеспечивать
выход
изолирующего
слоя
годных
80 ... 90%.
вследствие
его
Однако
пористости
при
не
гарантируется отсутствие коротких замыканий по пересечениям проводников. Поэтому для
получения высокого значения выхода годных, а иногда с целью уменьшения цепей паразитной
связи изолирующий слой приходится получать двух-
или даже трехкратным нанесением и
вжиганием пасты.
Плотность
определяется
межслойными
проводникового
не
разрешающей
переходами.
В
рисунка
в
многослойной
способностью
настоящее
время
трафаретной
коммутационной
печати,
трафаретной
а
печатью
структуре
шагом
на
между
поверхности
керамической подложки можно легко получать параллельные проводники с шагом
350
мкм. В
то же время получение большого числа сквозных mверстий в изоляционном слое с шагы.•
меньше
700
мкм является сложной технологической задачей. Чтобы при нанесении и вжигаю.11
изолирующего слоя предотвратить затекание сквозных отверстий, следует уменьшить вязкость
пасты.
Чтобы
избежать
затекания
пасты
в
сквозные
отверстия
при
двухкратной
печати
66
изолирующего
слоя
увеличивать на
0,2
из-за
и
на
трафаретов,
размеры
отверстий
на
них
нужно
мм. В результате шаг между переходами в многослойной коммутационной
структуре составляет около
подложке
несовмещения
0,8 ... 1
изолирующем
мм. Растекаемость одной и той же пасты на керамической
слое
существенно
отличается.
Технологи.ческий
процесс
и
применяемые материалы оптимизируют, используя различные рецептуры проводниконых паст
с учетом их физико-химических свойств и режимов вжигания. В таблице
рекомендуемые
и
предельные
конструктивно-технологические
многослойной коммутационной структуры толстопленочных ГИС.
принципиально можно изготовить коммутационную структуру из
5
2. 7
приведены
параметры
систем
Следует отметить, что
проводниконых слоев.
Однако изготовление свыше трех слоев нецелесообразно из-за значительного уменьшения
значения выхода годных, усложнения технологии и удлинения технологического цикла
[15].
Таблица
2.7.
Значение параметра
Наименование параметра
рекомендуемое
предельное
~исло слоев проводникавой коммутации
2
5
Расстояние между центрами (шаг) межслойных переходов, мм
1
0,6
0,5
0,3
0,25
0,03
0,15
Расстояние между центрами параллельных проводников, мм
Ширина проводников (минимальная), мм
Удельное сопротивление проводников внутри слоя, Ом·См
Удельное сопротивление проводников наружного слоя (после лужения),
0,005
Ом·См
:s;зооооо
Диапазон удельных сопротивлений резисторов, Ом·См
2.2.3. Технолоrические
-
особенности изrотовления мноrослойных
керамических подложек
Процесс изготовления многослойной керамики состоит из следующих основных этапов:
подготовки исходных материалов;
приготовпения сырьiх керамических лент;
штамповки листов и пробивки отверстий;
металлизации;
формирования многослойной заготовки;
спекания монолитной структуры.
Керамические
ленты
чаще
всего
получают
методом
холодного
литья.
В
качестве
материала основания, на котором формируется керамическая лента, можно рекомендовать:
стекло, майлар, тефлон, сталь. Непосредственно после сушки трудно обеспечить заданную
толщину
и
получения
плотно~ть
эластичных
ленты.
Поэтому
керамических
после литья ленты
лент
применяют
прокатывают на
также
различные
валках.
Для
всnомогательные
материалы: связующие, пластификаторы и дефлокулянты (поверхностно-активные вещества).
Эластичная керамическая лента представляет собой наполненную керамическим порошком
структуру. Роль связующего полимера заключается в том, чтобы придать порошку удобное для
обработки состояние, а также служить материалом для склеивания раздельно изготовленных
листов в многослойную структуру и удерживать керамический порошок в заданной форме до
начала спекания. В качестве связующего находят применение различные каучуки и полимеры,
которые при нагревании или под давлением способны полимеризоватъся, т. е. «склеиваться» на
операции получения монолитной пластины. Связующее растворяют в растворителе, затем
добавляют
порошок.
растворитель
Суспензию
испаряется.
тщательно
Растворителем
перемешивают.
служат
различные
При
разливе
легколетучие
суспензии
органические
жидкости. Применеине воды ограничено из-за высокой температуры ее испарения, хотя вода
является наиболее дешевым растворителем, она не вызывает воспламенения и не действует на
здоровье работников.
67
Для
улучшения
технологических
характеристик
суспензия
может
содержать
кроме
порошков, связующего и растворителя различные пластификаторы и дефлокулянты.
Они
улучшают эластичность ленты, препятствуют агрегации порошка и способствуют созданию
устойчивых коллоидных суспензий, улучшают смачиваемость частиц порошка.
Керамические ленты напоминают по эластичности обработанную кожу, клеенку. Они
легко режутся, сверлятел и штампуются. В зависимости от выбранного варианта технологии
одновременно штампуется одна или две группы отверстий для межелейных переходов и для
совмещения необожженных листов при последующих операциях. Необожженные листы метал
лизируют обычно методом трафаретной печати. К пастам для мета.iшизации сырой керамики
предъявляются дополнительные
требования: совместимость органических связок в пасте и в
керамической ленте, одинаковая и синхронная усадка металла и керамики, чтобы свести к
минимуму
внутренние
переходов
является
напряжения
узловой
в
спеченном
операцией
в
изделии.
Формирование
технологическом
межслойных
процессе
изготовления
многослойных керамических подложек.
Сборка сырой многослойной заготовки состоит в том, что листы со сформированными
межслойными
переходами
и
рисунком
проводникавой
коммутации
укладывают
согласно
топологии в пакет и спрессовывают. Под действием температуры и давления листы образуют
монолитную сырую заготовку. Температуру и давление подбирают экспериментально для
каждой выбранной связки.
Спекание структуры керамика
-
металл
-
органическое сыязующее требует применения
управляемой газовой среды по температурным интервалам. Сначала в слабо окисленной среде
(Н 2
+
Н 2 0)
вжигают
восстановительной
сопротивление
и
связующее.
среде.
Затем
Материал
минимальную
структуру
подложки
величину
спекают
должен
либо
иметь
диэлектрической
в
вакууме,
максимальное
проницаемости.
либо
в
удельное
При
выборе
материала для подложки обычно принимают во внимание его теплопроводность и величину
коэффициента
линейного
расширения.
Поскольку
коэффициенты
линейного
расширения
кремния и большинства материалов многослойных керамических подложек не согласованы,
хотя и близки, то приходится предусма'гривать специальные меры по снижению тепловых
напряжений в конструкции полупроводник
- подложка.
При проектировании гибридных БИС наблюдается тенденция использовать диэлектри
ческую подложку как элемент корпуса. Это связано со стремлением уменЬшить массу, размеры
и тепловое сопротивление конструкции. Поэтому при выборе материала учитывают не только
его тепловые, но и механические свойства. Для изготовления многослойных подложек чаще
всего применяют чистую окись алюминия или окись бериллия. Хотя окись бериллия имеет
лучшую теплопроводность и хорошие механические свойства, ее применение лимитируется
токсичностью, высокой пористостью, а также высокой стоимостью (таблица
При
выборе
материала
проводника
учитывают
его
2.8) [15].
совместимость
с
керамикой
и
электрическую проводимость. Совместимость предполагает выполнение следующих условий:
- температура плавления металла должна быть выше температуры спекания керамики;
- коэффициенты линейного расширения и усадки должны быть согласованы;
- прочность сцепления металла с керамикой должна быть удовлетворительной.
Прочность сцепления металла с керамикой можно не принимать во внимание, когда
проводник расположен в теле керамики. Если металлизирована наружная поверхность, и она
служит
вопрос
для
крепления
становится
наружных
выводов,
принципиальным.
Для
которые
несут
улучшения
значительные
прочности
нагрузки,
сцепления
к
то
этот
металлу
добавляют различные присадки, роль которых сводится к химическому взаимодействию с
керамикой и металлом. Присадки, рекомендованные для металлизации спеченной керамики, не
всегда можно использовать для совместного обжига металла и керамики тех же составов.
Таблица
Значения параметра
Наименование параметра
А1z0з.
Температура плавления ос
Теплопроводность для
монокристалла, Вт/(м·К)
Коэффициент линейного расширения
25 ... 200
ВеzОз
3,02
2570
3.99
2050
Плотность монокристалла г/см~
в интервале
68
2.8
0
ос, 1/ С
Предел прочности при изгибе, кг/см
Удельное объемное сопротивление,
Ом·см
21,318
219.46
5,ио- 6
5,5·10-6
2600-4600
1600-2600
IО'б
10 14
9,6 ... 11,6
4
2·10
2
Диэлектрическая проницаемость
Тангенс угла потерь
Пористость
.
7,33
-
10
В процессе термообработки керамика и металл не должны химически взаимодейсьвовать
ни между собой, ни с окружающей средой, чтобы исключить потери материалов за счет
испарения
летуЧих
электрофизических
нанесенного
слоя
соединений,
а
характеристик
необходима
также
изделия.
избежать
Для
восстановительная
ухудшения
сохранения
илИ
конструктивных
металлических
нейтральная
среда.
и
свойств
Состав
среды
оценивают термодинамическим расчетом равновесия всех возможных химических реакций в
-
системе керамика
металл
-
среда. После того как керамический материал выбран с учетом
указанных условий, подбирают полупроводниковый материал. При этом следует иметь в виду,
что
объемное
сопротивление
спеченного
металла
может
оказаться
больше
минимально
достижимого (указанного в паспорте на пасту). Это объясняется тем, что завершенность
процесса спекания
определяется
по состоянию керамики,
в то
время
как
металл
еще
имеет
значительную пористость.
Учет перечисленных требований
керамика
- металл
налагает жесткие
ограничения
на
выбор
системы
и сужает номенклатуру применяемых материалов. Совместно с керамикой на
основе окиси алюминия чаще всего применяют молибден или вольфрам. В настояшее время
технология многослойной керамики широко внедрена в производстве керамических корпусов
ИС и многослойных керамических подложек гибридных БИС. Высокая теплопроводность,
механическая· прочность и химическая стойкость
спеченной
окиси
алюминия
в широком
диапазоне температур определяет высокую надежность конструкции. Относительно толстые
изолирующие слои
( 100
мкм и более) обеспечивают незначительную паразитную связь и
высокую электрическую прочность. У дельное поверхностное сопротивление проводников из
тугоплавких металлов при толщине
10 .. .15
мкм не превышает
0,03
Ом·см.
В зависимости от выбранного керамического материала наружный проводящий слой
может быть сформирован как методами трафаретной печати, так и методами тонкопленочной
технологии. В последнем случае на подложке можно получать в едином технологическом цикле
резисторы и конденсаторы, т.е. всю пассивную часть ГИС. При проектировании многослойных
керамических подложек следует учитывать ограничения, обусловленные современным уровнем
технологии, приведеиные в таблице
2.9.
Таблица
Значение параметра
Наименование параметра
1
возможное
0,15
0,15 ± 0,05
Расстояние
0,10
0,10
0,25
0,25 ±0,05
0,10
0.10
0,80
0.35
0,01
0,03
проводниками
между
Диаметр межслойных отверстий,мм
Шаг между отверстиями минимальный,
J
-
Рекомендуемое
Ширина проводников минимальная, мм
минимальное, мм
мм
Тоmцина изолирующего слоя, мм
Сопротивление
проводников
внутри
слоя, Ом/
150xJ50±0,5%
5
0,05
Размер подложки максимальный,
мм±%
Допуск на толщину подложки,
Искривление на длине
2.2.4.
Характерной
50
%
69
2.9
50х50±
10
0,1
1%
мм, мм
Особенности технологии тонкопленочных ГИС
особенностью
и
большим
достоинством
тонкопленочной
технологии
является возможность использования широкого набора материалов для получения пассивных
элементов микросхемы с оптимальными характеристиками и почти любой конфигурации. При
этом допуски на параметры элементов могут быть доведены до
1... 2%,
что особенно важно,
когда точное значение номиналов и стабильность параметров имеют решающее значение.
Современное
технологическое
оборудование
и
методы
тонкопленочной
технологии
обеспечивают разрешающую способность рисунка микросхемы на порядок выше, чем при
толстых пленках, что позволяет в
1О
и более раз повысить уровень интеграции .элементов в
микросхеме. Упрощенная схема технологического процесса, приведеиная на рисунке 2.37,б,
отражает основные этапы производства и их взаимосвязь
[25].
Расмотрим кратко содержание и особенности технологического процесса изготовления
тонкопленочных элементов и микросхем широкого функционального назначения.
Полvчение
тонкопленочных
пленочных структур
базируются
структvр.
Технологические
на исrюльзовании
методы
физических
получения
тонко
и химических процессов.
Физические процессы составляют основу термического испарения в вакууме и катодного или
ионно-плазменного распыления. На основе химических процессов разработаны следующие
технологические
методы:
электрохимическое
анодирование,
гальваническое
наращивание
и
осаждение из газовой фазы. Кроме того, в микроэлектронной технологи11 приме~яют иногда
методики, для которых удачно сочетаются химические и физические процессы, например при
катодном распылении в реактивной среде, плазменном анодировании, термическом окислении.
Выбор метода реализации тонкопленочной структуры определяется ее функциональным
назначением и характеристиками, а также технологичностью изготовления. При таком подходе
наибольшее
распространение
получили
термическое
испарение,
катодное
распыление
и
электрохимическое нарашивание. Значительно реже применяют осаждение из газовой фазы и
электрохимическое
наращивание.
Однако
в
ряде
специальных
процессов
имеющие самостоятельное значение, широко используют (например, получение
эти
методики,
Si02 из
газовой
фазы в полупроводни~овой технологни и глубокое анодирование в пленочной технологии схем
с многоуровневой разводкой).
Термическим испарением в вакууме получают пленки на установках типа УВН, которые
состоят из трех основных узлов: пульта управления процессом (электрическая часть), системы
откачки
с
крепления
вакуумными
и
агрегатами,
перемещения
подложек
рабочей
и
масок,
камеры
с
а
для
также
подколпачным
нагрева
устройством
подложек
и
для
исходного
70
вещества. В рабочей камере с помощью вакуумных агрегатов создают вакуум порядка 1,33·(104
3 _.. 10 ) Па, затем, подавая напряжение от пульта управления, нагревают подложки и вещество,
подлежащее
напылению,
до
температуры
его
испарения.
Образующийся
поток
пара
конденсируется на подложке, температура которой значительно ниже температуры испарения
материала.
Таким образом, процесс напыления тонких пленок можно разделить на два основных
этапа: формирование потока вещества и конденсацию его в виде пленок на подложке. Чтобы
обеспечить высокую воспроизводимость свойств пленок, необходимо в течение всего процесса
с
достаточно
высокой
точностью
поддерживать
основные
технологические
параметры:
скорость осаждения, степень вакуумирования и температуру подложки.
Заключительным этапом процесса напыления
является термастабилизация пленок. Тер
мастабилизация заключается в выдержке подложки с папыленной пленкой при повышенной
температуре и постепенном охлаждении. В процессе термастабилизации снимаются внутренние
напряжения и упорядочивается структура пленок, что способствует улучшению электрофизи
ческих характеристик пленочных эле~ентов и их стабильности во времени.
При
катодном
распылении
молекулярный
поток
формируют,
распыляя
материал
с
помощью газоразрядной плазмы. Для получения плазмы тлеющего разряда в вакуумной камере
создают разряжение 1,33·(10-3•.• 10-4) Па, после чего ее заполняют инертным газом (чаще всего
аргоном),
давление которого устанавливают в
пределах
1,33·(10... 0,1)
Па.
При подаче к
электродам высокого напряжения возникает автоэлектронная эмиссия. Электроны, вырываемые
с поверхности катода электрическим полем, ионизируют инертный газ. Положительные ионы
инертного газа, ускоренные полем катода, бомбардируют его, а при достаточной энергии
распыляют катод.
Распыленные частицы, двигаясь направленно к
поверхности подложки,
оседают на ней и образуют пленку.
· Метод катодного (или ионно-плазменного) распыления имеет ряд достоинств. К числу
которых относится возможность при сравнительно низкой температуре получать пленки из
таких тугоплавких металлов, как вольфрам, молибден, тантал и др.
;
получать пленки из
сплавов, более однородные по составу и более равномерные по толщине, чем при термическом
испарении в вакууме. Адгезия пленок при ионном распылении лучше, и сами пленки имеют
состав,
более
близкий
к
составу исходного материала.
Процесс распыления
практически
безынерционен, режим распыления сравнительно легко регулируется, и весь процесс в целом
легче автоматизировать, чем процесс термического испарения в вакууме.
Гальваническое
осаждение
(или
электрохимическое
наращивание)
основано
на
диссоциации солей металлов, растворенных в электролите, под действием тока и движения
положительных ионов металла к катоду, на котором помещена подложка. Данным методом в
основном получают проводящие покрытия толщиной более
10 мкм.
Получение тонкопленочных микросхем. Пассивная часть тонкопленочных ГИС может
состоять из резистинных микросхем, содержащих только резисторы. контактные площадки и
коммутационные проводники, а также из резистивно-емкостных, содержащих дополнительно
многослойные пленочные конденсаторы.
Для создания резистинных и резистивно-емкостных микросхем применяЮт танталовую
технологию и термическое испарение в вакууме в сочетании с процессами фотолитографии.
Танталовая технология получила щирокое распространение в зарубежной практике. В странах
СНГ чаще используют методы термического испарения в вакууме. Ограниченное применение
танталовой
сложностью
технологии
обусловлено
технологического
рядом
процесса
и
существенных
низким
недостатков,
значением
удельного
связанных
со
сопротивления
резистинных пленок на основе тантала и нитрида тантала. Процесс изготовления резистивно
емкостных микросхем по танталовой технологии предполагает использование разнородных
методик:
катодное распыление,
многократные
процессы
технологичностью
и
термическое испарение,
фотолитографин.
высокой
Кроме
трудоемкостью.
электрохимическое
того,
процесс
Простейшие
анодирование,
характеризуется
микросхемы
и
низкой
изготавливают
термическим испарением в вакууме с применением метода свободных масок. При повышении
плотности
элементов
и
усложнении
их
конфигурации
используют
метод
двойной
71
фотолитографии. Микросхемы с конденсаторами создают с применением метода свободных
масок, а в случае повышенной сложности
емкостные элементы
применением
ограничено
-
комбинированного метода. При этом резистиввые и
формируют напылением через маски,
фотолитографии.
растравливанием
Применеине
поверхности
двойной
подложки
а проводящие элементы
фотолитографии
при
создании
в
этом
рисунка
-
с
случае
резистинных
элементов, в результате чего снижается как адгезия при напылении последующих слоев; так и
надежность микросхем в целом.
Для формирования резистинных элементов применяют металлосилицидные сплавы и
металлокерамические смеси. Резистиввые материалы напьmяют на подложки, нагретые до
температуры не менее 250°С, непрерывно подавая порошки из вибробункера на ленточный
испаритель, нагретый до температуры
пленок _на
основе
1800 ... 1900
металлосилициднык
металлодиэлектрических смесей-
сплавов
ос. Удельное сопротивление резистинных
50 ... 3000
составляет
500 ... 10000 Ом·см
Ом·см,
а
при толщине пленок не менее
на
0,03
основе
мкм.
В качестве контактных площадок и коммутационных проводников используют пленки
золота или алюминия с
подслоем
хрома и
ванадия,
а также многокомпозиционные сплавы с
разной температурой испарения составляющих.
Конденсаторы формируют в виде многослойной структуры на основе диэлектрических
материалов: алюмосиликатнаго или
борасиликатного стекол, окиси германия или кремния. В
качестве обкладок конденсатора служат пленки алюминия, иногда с подслоем титана. Удельная
емкость такой структуры составляет 10- 8••• 10-7 Ф/см 2 • Для повышения удельной емкости
необходимо увеличить число
слоев в многослойной струк:rуре.
Однако
выход .годных и
надежность конденсаторов при этом уменьшаются.
Для
обеспечения
контролировать
и
прецизионных
поддерживать
номинальных
значений
специальные
подетроечные
свойств
режимы
элементов
с
пленочных
нанесения
Кроме
± l ... О, 1%
точностью
элементы.
микросхем
пленок.
Юстировку
необходимо
того,
для
необходимо
параметров
строго
получения
предусмотреть
элементов
выполняют
различными способами: перепайкой или- перерезанием шин, удалением части рабочего слоя
механическим путем или электронным и лазерным лучами. Групповую подгонку номинальных
значений
сопротивлений
резисторов
осуществляют
химическими
способами
или
термарегулирующим отжигом.
Получение микросхем
пересечениями
с
пересечениями.
заключается в
получении
Основная
трудность
изолирующего слоя
создания
без сквозных
микросхем
пор,
с
которые
вызывают короткие замыкания между коммутирующими элементами в процессе изготовления и
эксплуатации
микросхемы.
Такие
поры
могут
быть
образованы,
например,
твердыми
микроскопическими частицами, выброшенными из испарителя, Дефектами на поверхности
подложки, а также за счет локального распада конденсата и диффузии металлических частиц во
время эксплуатации микросхем.
Поры, загрязнения, неоднородности структуры подложки,
механические повреждения в изолирующем слое определяют относительно низкую надежность
тонкопленочной
необходимость
многослойной
новых
коммутационной
технологических
структуры.
приемов
и
В
связи
материалов,
с
этим
применевне
возникает
которых
обеспечивало бы изготовление бездефектной многослойной коммутационной структуры. В
настоящее время наиболее удачным, по-видимому,следует считать технологический процесс
изготовления
многослойной
коммутационной
структуры,
в
которой
изолирующим
слоем
служит полиимид.
Полнимиды являются термостойкими высокомолекулярными соединениями, не окисляются
вплоть до температур
250 ... 275
°С, допускают термообработку до
400
ос в течение нескольких
часов без зн~чительных изменений свойств. Применяя полиимид в качестве изолирующего
слоя, можно построить два варианта технологического процесса. Первый вариант полностью
основан на известных методах тонкопленочной технологии. Во втором случае металлизация
первого уровня представляет собой напыление, например, меди с подслоем хрома на подложку
из ситалла и последующую фотолитографию. Затем методом центрифугирования наносят
полиимид. На высушенном слое полиимида методом фотолитографии вскрывают сквозные
72
отверстия для межслойных переходов. Причем полиимид в окнах фоторезиста растворяют в
гидрозингидрате.
Чтобы
исключить
образование сквозных
отверстий
в
слое
полиимида,
операции нанесения и формирования сквозных отверстий в слое полиимида повторяются два,
•
иногда даже три раза.
В принципе применение полиимида позволяет создавать трехуровневую коммутацию,
однако
из-за значительного
усложнения технологии
и уменьшения числа выхода
годных
на
практике ограничиваются двухслойной тонкопленочной коммутационной структурой.
Весьма
интересным
технологическим
решением
является
изготовление
двухслойной
тонкопленочной коммутационной структуры на основе готовой полиимидной пленки толщиной
50 ... 60
мкм. Вырубленные из такой пленки заготовки промывают ацетоном от загрязнений и
высушивают в среде сухого азота в течение нескольких часов. Затем на одну сторону пленки
напыляют медь с адгезионным подслоем хрома. Во избежание деформации необходимо, чтобы
50
при напылении температура пленки не превышала
°С. Выполнение этого требования весьма
важно, так как адгезия тонкой пленки к полиимидной подложке очень критична к напряжениям,
возникающим из-за разницы коэффициентов линейного растяжения тонкой напыленной пленки
металла
и
подложки.
двухслойной
Отсюда
структуры
металлизации,
при
на
которых
ясно,
что
основной
полиимидной
обеспечивается
задачей
при
разработке
подложке
является
поиск
требуемая
величина
адгезии.
технологии
таких
условий
Полиимидная
подложка с тонкопленочной двухсторонней коммутацией обеспечивает получение высокой
плотности монтажа. В связи с этим она находит применение там, где определяющим фактором
при выборе технологии является достижение высокой плотности упаковки.
2.2.5. Сборка
Сборка.
является
Основным
обеспечение
требованием
высокой
и герметизация ГИС
к
сборочио-монтажным
плотности
монтажа
и
процессам
высокой
создания
надежности
ГИС
монтажных
соединений, высокой производительности и низкой стоимости.
Процесс
сборки и монтажа сводится к установке бескорпусных активных элементов на
подложку или коммутационную плату и подсоединению внешних
выводов этих элементов к
пленочным контактным площадкам. Метод монтажа в значительной степени определяется
типом выводов активных элементов. В настоящее время наиболее широкое распространение
получили
бескорпусные
балочными
и
микросхемы
паучковыми
выводами
с
проволочными,
(рисунок
2.39).
шариковыми
Соответственно
и
(столбиковыми),
методы
монтажа
называют по типу выводов ИС: метод проволочного монтажа, метод перевернутого кристалла,
метод балочных и паучковых выводов
В таблице
2.10
[15].
даны сравнительные характеристики бескорпусных ИС, применяемых в
ГИС. С точки зрения обеспечения отвода тепла (таблица
конструкция
ИС
с
проволочными
выводами.
В
2.11)
наилучшие характеристики имеет
сочетании
с
эвтектической
пайкой
обеспечивает минимальное тепловое сопротивление. ИС с паучковой конструкцией
она
выводов
имеет такие же тепловые характеристики, что и ИС с проволочными выводами.Проволочная
конструкция выводов, а также паучковая и балочная позволяют устранить основной недостаток
проволочного
монтажа,
монтажа
кроме
-
индивидуальную
метода
перевернутого
ручную сборку.
кристалла,
При
имеется
всех указанных
возможность
методах
визуально
контролировать качество контактирования.
Наиболее простым вариантом сборки гибридных ИС является сборка полупроводниковых
ИС одной конструкции.
Однако такой вариант не всегда возможен:
на одной подложке
приходится совмещать несколько ИС с различной конструкцией выводов. В этом случае
предъявляются повышенные требования к материалам подложки, проводящим пленочным
покрытиям и материалу выводов.
73
~<':! ~ 16 ПfJONeжymoчнoii
таре
@==
~~
"~
:t..,
.., :;:;
~""
ИС с э8тектическоii
nocaf!/{rдl
г=::::з
Прvпаяч,;ые шаршш
(Фирма 1 81'1)
~~
~~ бикu
ГалМJанические
стол- ~
из NЯгкого прuпм '--------'
\
~ ГальВанические стол- ~_2
~
ошш с 8ысо;шN жесm-
-
~ Бални (эмотые с=р~
~
и uлшминие8ыеJ
~
'-'
~ Пауч!{U [JЛЮМ(I- г-
t.)
~
Е?~~__
нис5ь:с при8арнме
~
,g.;c-=ii!Jt-~
Пuучка
l.-
припаянные
Рисунок
Наилучшим
Однако
производстае
Достаточно
2.39 - Виды
материалом для
применевис
золота
применение
~
конструкций бескорпусных ИС
контактных площадок пассивных плат является золото.
повышает
и требует дополнительных
широкое
1
!~
~
~
~----
кu/'1 осноВаниен
~
в
стоимость
микросборок,
создает
трудности
в
мер для уменьшения его растворения в припое.
качестве
материала
контактных
площадок
получило
припойнос покрытие. Полупроводниковые ИС со столбиковыми и паучковыми выводами,
покрытыми
припоем,
при
монтаже
на
припойные
контактные
площадки
обеспечивают
трехкратную их смену. Столбиковые (шариковые) выводы могут быть выполнены в двух
вариантах: выводы из чистого припоя и полужесткие выводы с медным основанием, покрытым
припоем. Конструкция с припойными выводами И'3 мягкого припоя является ненапряженной и
нежесткой. Она обеспечивает высокую надежность соединения и, в частности, устойчивость
соединения
к
циклическим
воздействиям
температуры.
Однако
технология
изготовления
пассивной части для монтажа ИС с выводами из припоя достаточно сложна. Это связано с
необходимостью иметь изолированные контактные площадки разной площади.
На качество монтажа ИС с полужесткими выводами влияет разновысотность контактных
площадок,
материал
Толстопленочная
и
класс
технология
контактных площадок около
при толщине слоя
поэтому
6 ... 10
контактные
обработки
поверхности
обеспечивает
10 ... 12
подложки,
разновысотность
в
число
пределах
выводов
одной
мкм, вакуумные методы напыления- не более
0,5
мкм даже
мкм. Допустимая разновысотность контактных площадок около
площадки,
полученные
трафаретной
печатью,
требуют
ИС.
группы
5
мкм,
применения
методов выравнивания.
В качестве материала припойнога покрытия применяют обычно олово с добавками висму
та
(0,5%).
Поскольку этот материал не смачивает диэлектрическую подложку и не имеет к ней
адгезии,то приходится последовательно напылять хром, никель, олово. Напылением через мас
ки ветрудно получить проводники с шириной и зазором между ними по
пыленных слоев никеля и олова зависят от класса обработки
симальная толщина олова была всегда
150
мкм. Толщины на
поверхности. Важно, чтобы мак
больше максимальной неровности подложки. Для под
.1ожек, имеющих 7-й класс чистоты обработки поверхности, наилучшие значения выхода год
ных получаются при толщине никеля не менее
0,3
мкм и толщине олова не менее
8 мкм.
Одним
из факторов, определяющих надежность контактирования с полужесткими столбиковыми вы
водами, является согласованность коэффициентов линейного расширения кремния и диэлек-
74
трической подложки. Чем больше число выводов и больше разница коэффициентов, тем мень
ше устойчивость соединения к циклическому воздействию тепла в интервале температур экс
плуатации.
Таблица
Вид конструкции
Технологичность
Вид защиты
монтажа
(автомат)
ИС в таре
Неорганическая
2.10
Удобство
Рем о нто-
обращения
пригод-
при монтаже
н ость
Низкая
Средняя
Хорощее
и органическая
Мягкие
выводы
Шариковые
ИС с эвтектической
посадкой
Тоже
-
Низкая
Среднее
Шариковые
Неорганическая
Хорошая
Хорошая
Хорошее
ИС с мягким припоем
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
Средняя
Среднее
Низкая
Хорошее
-
Хорошая
-
и столбика
вые выводы
ИС с большим
твердым
основанием
Балка
Алюминиевые
Жесткие
консольные
Припойные
То
же
~
органическая
выводы
Надежность
Способность
Плотность
Пригодность к автомати
Температурный
соединений
рассеивания тепла
упаковки
зации измерительных
диапазон монтажа
Низкая
Средняя
Средняя
операций
Средняя
Ограничен предельной
температурой органической
защиты
-
Хорошая
-
Низкая
Высокая
Средняя
Высокая
Средщя
-
-
-
-
ToJ!ie
-
-
Допускает кратковременные
Тоже
Ограничен температурой
припоя
воздействия температурой
ДО 500 оС
Хорошая
Средняя
Средняя
Хорошая
-
Средняя (хорошая
Средняя
Хорошая
при
(низкая)
(в ленте)
Тоже
Тоже
электромонтаже
-
Тоже
)
Тоже
-
Ограничен предельной
температурой органической
защиты и температурой
припоя
75
Таблица
2.11
Тепловое сопротивление, ОС/Вт
Конструкция ИС
подложки
выводов
кремния
суммарное
эвтектической посадкой
35
-
18
53
Балочные выводы
40
30
105
30
70
Проволочные
выводы
с
35
(при
36
выводах)
1
Столбиковые выводы
40
0,2
(при
36
выводах)
Применеине толстых пленок для получения наружного слоя коммутации в гибридных
БИС позволяет комплеr<товать их многовыводными (более 4-х) полупроводниковыми ИС с
проволочными,
паучковыми,
балочными
выводами.
Тонкопленочная
коммутация
не
ограничивает применение полупроводниковых ИС с различными конструкциями выводов.
В процессе сборки бескорпусные ИС крепят на плате с помощью эпоксидных компаундов
-
или эвтектических сплавов. В первом случае переход активный элемент
электроизоляционным, во втором случае
-
плата является
омическим. Чаще всего применяют компаунд на
основе эпоксидной смолы ЭД-6. Выбор этого компаунда обусловлен его высокой аДгезией к
различным
материалам,
Подбирая отвердители,
малой
усадкой
эпоксидным
технологические свойства:
при
отвердевании,
химической
стабильностью.
компаундам можно придать различные физические и
высокую теплопроводность, желаемые
коэффициент линейного
расширения, рабочую температуру, малую степень усадки и требуемую эластичность. При
эвтектическом спае на подложку в нужном месте наносят слой золота толщиной в несколько
микрометров, на который и помещают полуПроводниковую ИС. Затем подложку с микросхемой
разогревают до температуры, несколько превышающей температуру эвтектики кремний
золото
(370
-
°С). При такой температуре и некотором равномерном давлении на кристалл
взаимно растворяются кремний и золото и образуется эвтектический спай на границе раздела.
Если
толщина
пленки
золота
мала,
Мягкие
проволочные
то
между
10... 20 мкм.
эвтектического сплава толщиной
выводы
ИС
ней
и
кристаллом
подсоединяют
к
помещают
контактным
термакомпрессионной или ультразвуковой сваркой. В таблице
2.12
таблетку
площадкам
чаще
отражены методы монтажа,
получившие широкое распространение в производстве гибридных БИС.
Термакомпрессионная сварка основана на одновременном воздействии на свариваемые
участки повышенной температуры и давления. Уровень давления подбирают таким образом,
чтобы проводник деформировался только после его разогрева. Давление О, 1... 0,6 кг передается
через
сварочный
инструмент.
подогревателем
(разогрев
подсоединяемой
проволокой,
Место
всей
сварки
подложки),
через
нагревают
тремя
подогретым
которую
пропускает
способами:
сварочным
импульс
специальным
инструментом
тока
в
месте
или
контакта.
Режимы термакомпрессионной сварки не критичны и могут изменяться в достаточно широких
пределах. Существенными недостатками термакомпрессионной сварки является трудность ее
автоматизации
и
перспективной
является
сравнительно
невысокая
ультразвуковая
прочность
(УЗ)
сварка,
свариваемого
соединения.
обеспечивающая
лучшее
Более
качество
соединений, разнородных по составу и толщине. Достоинством УЗ сварки также является
возможность ее выполнения групповым методом.
Метод
ультразвуковой
сварки
основан
на
одновременном
воздействии
колебаний
ультразвуковой частоты, возбуждаемых в свариваемых деталях, и давления в области сварки.
Под действием продольных УЗ колебаний разрушается окисвая пленка контактирующих
поверхностей, обнажаются чистые слои металлов. В результате давления и ультразвуковых
вибраций
в
месте
контакта
происходит
металлургическое
сращивание
соприкасаемых
76
поверхностей.
Образуется
довольно
прочное
соединение.
Современные
промышленные
установки для ультразвуковой сварки снабжены устройствами перемещения инструмента,
свариваемой проволоки и столика с микросхемой.
Таблица
2.12
Методы монтажа
полупроводниковых ИС при
Конструкция
разных материалах контактных
площадок пассивной платы
Материал выводов
выводов
Олово
-
висмут
-
Алюминий
Проволочная
алюминий
золото
УЗ
КН+УЗ
КН+УЗ
УЗ
-
Алюминий или
кн
кн
медь,
РЭ
РЭ
УЗ
покрытые припоем
-
Алюминий
Паучковая
кн
Медь (никель),
РЭ
УЗ
УЗ+ КН
РЭ
кн
РЭ
покрытые припоем
-
Алюминий
Балочная
-
Золото
кн
УЗ+ КН
РЭ
кн
УЗ+КН
РЭ
кн
УЗ
РЭ
Пайка припойными пастами в
Припой
nечи или при помощи локального
импульсного нагрева подложки
Столбиковая
Медь
Алюминий
Золото
Примечанне
Примечанне
1.
2.
кн
кн
УЗ+КН
УЗ+ КН
-
кн
кн
кн
УЗ+ КН
УЗ+ КН
УЗ+КН
УЗ+ КН
УЗ+ КН
-
При всех методах монтаж на керамических nодложках выполняют с их подогревом до
КН-сварка или пайка импульсным косвенным нагревом; РЭ
-
150 ... 200 С.
сварка и пайка расщепленным
(сдвоенным, строенным) электродом; УЗ- сварка или пайкапривоздействии ультразвуковых колебаний.
Герметизаиия.
В
реальных
условиях
эксплуатации
микросхемы
по~вергаются
воздействию различных факторов (тепла, влаги, агрессивных химических сред и т. п.), серьезно
влияющих на их работоспособность и надежность. Для защиты от внешних воздействий
микросхемы герметизируют. Степень необходимой герметизации и ее способы зависят от
назначения микросхем и области их применения, материалов микросхем, герметизирующих
материалов, уровня развития технологии и зкономических соображений.
По
конструктивно-технологическим
признакам
герметизация
разделяется
на
бескорпусную и корпусную. Бескорпусную герметизацию выполняют в основном заливкой
микросбарок в специальные заливочные формы. Герметизацию производят в вакуумной камере
или при небольшом избыточном давлении. В качестве заливочных материалов применяют:
эпоксидные, кремнийорганические и полиуретановые компаунды, а также полиэфиры и поли
сульфиты. Наибольшее распространение получили компаунды с различными наполнителями,
обеспечивающими необходимые физические и технологические свойства: механическую проч
ность, теплопроводность, эластичность и пр. При бескорпусной герметизации масса и габариты
77
приблизительно в
l ,5
раза, а стоимость примерно на
30%
меньше, чем при корпусной. Однако
бескорпусная герметизация, как и защита пластмассовыми корпусами, не обеспечивает надеж
ной защиты микросхем от влаги. Дело в том, что даже в условиях нормальной влажности на
поверхности защитного слоя микросхемы всегда имеется пленка воды толщиной около
0,01
мкм. А так как диаметр молекул воды значительно меньше размеров микропор и микротрещин
защитных материалов, то проникновение влаги под защитный слой со временем неминуемо. И
хотя этот процесс протекает очень медленно, со временем под защитной пленкой накапливается
влага. Как известно, вода
-
химически активное вещество, способствующее образованию солей,
щелочей, кислот. Поэтому появление под герметизирующим слоем воды приводит к образова
нию там концентрированного водного раствора солей. Так как с внешней стороны пленки рас
твор солей менее концентрированный, создаются условия для интенсивного проникновения
влаги под пленку. В результате под пленкой возникает значительное давление, приводящее к
вспучиванию и отслаиванию защитного слоя. Поэтому для микросхем более надежным спосо
бом защИты от влаги является вакуум-плотная герметизация с использованием специальных
корпусов. В зависимости от материала, применяемого для изготовления корпусов, и способа
герметизации их внешних выводов вакуум-плотные корпуса подразделяют на стеклянные, ме
таллостеклянные, металлические, керамические и металлокерамические.
Для герметизации толстопленочных ГИС применяют в основном металлические, керами
ческие и металлокерамические корпуса.
Металлические корпуса штампуют из алюминиевого сплава, а затем анодируют для при
дания им декоративного вида. Для герметизации толстопленочные микросхемы устанавливают
в анодированный корпус и заливают эпоксидным компаундом
C!J стороны штырей (выводов).
Керамические и металлокерамические корпуса, как и металлостеклянные, состоят из двух
частей
-
основания и крышки. Основание корпуса изготавливают из вакуум-плотной алюмоси
ликатной керамики или окиси бериллия, характеризующихся повышенной стойкостью к термо
у дарам, а крышку- либо из этой же керамики, либо из металла. При герметизации в металлоке
рамическом корпусе коэффициенты линейного расширения материалов крышки и основания
должны быть одинаковыми. Обычно металлическую крышку изготавливают из ковара, никеля,
меди. Чтобы обеспечить прочное соединение крышки с керамическим основанием, плоскости
их контактирования металлизируют молибдено-марганцевой пастой с последующим осаждени
ем слоя никеля или меди. Крышку припаивают к основанию серебряным припоем.
Качество герметизации определяется скоростью натекания газов из внешней среды. Гер
метичность проверлют масс-спектрометрическим методом с помощью гелиевого течеискателя.
2.3.
Основы технологии поверхностного монтажа
Современная аппаратура отличается высокой интеграцией и технологичностью, малым
весом и высокой надежностью. Эти достижения в значительной степени обусловлены успехами
в области технологии поверхностного монтажа
[9, 14].
К основным преимуществам этой технологии по сравнению с монтажом в отверстия
от-
носятся:
• повышение плотности монтажа электронных компонентов (ЭК) на плате в 4-6 раз;
• уменьшение габаритов на 60% и снижение веса в 3-5 раз;
• возможность монтажа ЭК с двух сторон платы;
• повышение быстродействия и улучшение электрических характеристик, связанных
с
длиной выводов ЭК;
•
упрощение
автоматизации
монтажа
ЭК
на
платы,
увеличение
в
десятки
раз
производительности процесса монтажа;
•
снижение
стоимости
трудоемкости
и
монтажа
использования
печатных
узлов
(ПУ)
меньшего числа простых
вследствие
плат,
в
размеры и число слоев;
• повышение
виброустойчивости и вибропрочности ПУ в два раза;
которых
уменьшения
уменьшены
• повышенная способность отвода тепла от кристаллов интегральных схем
78
(ИС), что
является очень важным для безотказной работы аппаратуры;
•
оборудование для технологии поверхностного монтажа проще, надежнее, обладает
производительностью
в
десятки
раз
выше
и
требует
в
два
раза
меньше
произведетвенных площадей по сравнению с оборудованием для монтажа в отверстия.
Естественно переход на новую технологию обусловил появление новой элементной базы
и особые требования к качеству коммутационных плат (КП).
2.3.1. Элементная
Современная
база для поверхностного монтажа электронных компонентов
технология
поверхностного
требования к электронным комnонентам
•
[9]:
монтажа
предусматривает
следующие
минимальные масса и габариты, плоскостность, низкий nрофиль выводов, невысокая
стоимость, обеспечение стандартизации;
•
пригодность
к
автоматизированному
монтажу,
возможность
использования
существующих методов пайки;
• высокую термостойкость в условиях длительной
• возможность современного корпусирования.
тепловой нагрузки в процессе пайки
В настоящее время на рынке ЭК имеется большой
выбор элементов в различных
корпусах для поверхностного монтажа. Причем, разработка корпусов для ЭК приблизилась к
такой стадии, когда её роль становится столь же важной, как и разработка самих компонентов.
Основными компонентами для поверхностного монтажа являются большие (БИС) и сверх
большие (СБИС) интегральные схемы (ИС) и полупроводниковые приборы в малогабаритных
корпусах. Существует большой выбор корпусов для поверхностного монтажа. Необходимо
отметить, что размеры кристалла ИС продолжают увеличиваться, а размеры элементов в нем
уменьшаются,
поэтому
специалисты,
занимающееся
вопросами
сборки
-
компонентов,
столкнулись с двойной проблемой. Во-первых, необходимо собирать физически большой
кристалл,высокая
плотность элементов
в
котором требует увеличения числа
контактных
площадок для соединения его с внутренними выводами корпуса. Во вторых, увеличение
размеров и плотности упаковк.и элементов в кристаллах БИС и СБИС требует увеличения числа
выводов
в корпусах, в которые
они монтируются,
что
может приводить
к
возрастанию
их
размеров, веса, ухудшению электрических характеристик и быстродействия микроприборов.
Поэтому техника корпусирования БИС и СБИС
-
динамичная, бурно развивающаяся
область микроэлектроники, при этом основной тенденцией является стремление к минимизации
объемов корпуса при одновременном росте числа выводов с уменьшением расстояния между
ними.
Корпуса
классифицируют
в
зависимости
от
конструктивных
особенностей
и
геометрических размеров. Классификация корпусов для поверхностного монтажа приведена на
рисунке
2.40.
В соответствии с этой классификацией в таблице
2.13
приведены основные
данные о наиболее распространенных и перспектинных типах корпусов.
Следует
отметить,
что
некоторые
изготовители
в
справочных
данных
в
качестве
основного приводят фирменное обозначение корпуса, а в комментариях дают сведения о
соответствии
фирменного
обозначения
общепринятому.
Кроме
того,
часто
перед
общепринятыми обозначениями корпусов ставят букву, определяющую материал, из которого
сделан корпус: Р
- пластик,
С
- керамика,
М
- металлокерамика.
79
Со стандартным шаrом
расnоложения выводов
С уменьшенным шагом
Корпуса с выеодами вдоль
fJ!'YX
бокоеых сторон
расnоложения выводов
-~""
С доnолниrельными
конструктивными элементами
Дпя микросхем
низкой. средней
и высокой стеnени
Корпуса с аь•еодами вдоль
чer~rpex боковых сторон
Со стандартными
размерами корnуса
интеграции
"'"""
Корпуса с лентО"'ными
С уменьшенным корnусом
выводами
~~'iikiiiliiiir:~'
Корпуса с матрицей выводов
на нижней поверхности
С одноуровневым
расnоложением кристаллов
С низкой теnловой
y~~~+..t..
рассе~tеаемой мощностью
С многоуровневым
расположением криС""м.nов
д/1R транзисторов
Со средней темозой
и микросхем низкой
i:.l.4~c;{';
рассеиваемой мошнастыо
степени интеrраu,ии
С высокой теплавой
рассеиваемой мощностью
Рисунок
2.40 - Классификация
корпусов микросхем, предназначенных для
поверхностного монтажа
SOP, SOJ, QFJ, QFP, DIP.
100) и QFP (число выводов от
Корпуса с выводами по периметру входят в состав семейства
Наиболее распространены корпуса
20
до
304).
SOP
(число выводов от
8
до
В корпусах с большим количеством выводов выпускают цифровые микросхемы
средней и высокой степени интеграции, а корпусах с малым количеством выводов
микросхемы
малой
и
средней
степени
интеграции,
аналоговые
-
микросхемы,
цифровые
диоды
и
транзисторы.
Микросхемы
алюминиевой
в
исполнении
фольги
на
ТСР имеют ленточные
полимерной
пленке,
выводы
прикрепленные
из
к
тонкой
медной
или
кристаллу
пайкой
или
ультразвуковой сваркой. После установки на плату микросхемы должны герметизироваться в
составе
платы.
Они
поставляются
на
ленте-носителе
автоматизированного контроля параметров и монтажа.
и
хорошо
Приспособлены
для
Этот тип микросхем применяют в
недорогой, не подлежашей ремонту аппаратуре с большими объемами выпуска.
Для микросхем высокой и сверхвысокой степени интеграции в последние годы получили
широкое распространение корпуса
BGA,
поскольку они относительно недороги и при большом
количестве выводов занимают мало место на плате. Согласно технологии
кристаллы
(один
или
несколько)
монтируют
на
поверхность
BGA
печатной
бескорпусные
микраплаты
и
герметизируют полимерным компаундом.
Микросхемы в корпусах
массива
шариков
припоя
технологии корпусов
печатная
микроплата,
BGA
а
BGA
на
паяются на платы с помощью выводов, выполненных в виде
контактных
площадках
микроплаты.
привело к созданию корпусов типа
шариковые
выводы
размещены
CSP,
Дальнейшее
развитие
в которых отсутствует
непосредственно
на
контактных
площадках в верхнем слое металлизации кристалла. После формирования шариковых выводов
кристалл заливают тонким слоем пластмассы и монтируют на печатной плате так же, как корпус
BGA.
В случае необходимости на верхней стороне микросхемы устанавливают теплоотвод. При
эффективности
технологии
использования
flip-chip
площади
платы
эта
технология
практически
не
уступает
(монтаж на плату перевернутых бескорпусных кристаллов и герметизация
их полимерным компаундом в составе платы). Основным тормозом в массовом выпуске
микросхем
в
CSP
корпусах типа
и
широком
применении технологии
flip-chip
80
является
отсутствие надёжного и недорогого способа уменьшения напряжений в системе кристалл
печатная плата,
возникающих
из-за различия температурных коэффициентов
расширения
полупроводникового кристалла (2·1 0"6 ;ос), меди ( 16,6·10" 6 I°C) и диэлектрика типа FR-4
((15 ... 19)·10-6 / 0 С), из которого делают печатные платы.
Поэтому основные усилия разработчиков направлены на повышение надежности таких
микросхем путем создания между кристаллом и платой недорогой переходной структуры,
гасящей температурные напряжения.
Таблица
2.13 -
Корпуса микросхем для поверхностного монтажа
Шаг
Вы во
Корпус
Полное
Тип
Краткое описание
~08,
название
l.
SO,
SOP,
SOL,
SOIC
Корпуса для микросхем низкой, средней и высокой степени интеграции
l.l.C выводами вдоль двух боковых сторон корпуса
] .1.1. Со стандартным шагом расnоложения выводов
Small Outline
Package,
Выводы в виде крыла чайки или в виде
1.27
Small Outline
буквы «L»
lntegrated
Circuit
Small Outline
1-Lead Package
TSOP.
Thin Small
Outline Package
Выводы в виде буквы
1.27
«J»
Корпус с уменьшешю~ высотой над
2
корпуса
мм
SOJ
вариант
Внешний вид
платой
1.27
(не более
1.27
мм), выводы
~
о
расположены
вдоль длинной стороны корnуса
l. J .2.
TSOP,
вариант
1
С уменьшенным шагом расположения выводов
Thin Small
Outline Package
Корпус с уменьшенной высотой над
платой (не более
1.27
мм), выводы
расположены вдоль короткой стороны
0.5
корпуса
Shrink Small
Outline Package
SSOP,
SSOL
Корпус
SOP с
1.00
80
0.65
0.50
уменьшенным шагом
о.
расnоложения выводов
1
s
s
Thin Shrink
Small Outline
Package
Корпус
над
SSOP
nлатой
с уменьшенной высотой
(не
Гтандартизован
более
EIAJ, JEDEC
1.27
мм).
~
0.65
0.50
(J
р
TVSOP
uSOIC
QFP
PLCC
Thin Very
0,10
Small Outline
Миниатюрный корпус SOP
Package
0.65
microSOIC
Миниатюрный Iюpnyc SOIC
1.2. С выводами вдоль четырех сторон корпуса
1.2.1. Со стандартными размерами кор11уса
Quad Flat
Package
Plastic Leaded
Chip Сштiеr
1.00
Выводы в виде крьша чайки вдоль
0.80
о. 65
четырех
сторон корпуса
КристаллоноситеJJЬ
с
выводами
виде буквы Г. Стандартизован
JEDEC
11
EIAJ.
1.27
0.636
.
CJ
2.13 - Корпуса
Продолжение таблицы
Корпус
Шаг
Полное
Тип
NQЛ'
Low Pюt'ilc
(Thin) Qнad Flat
Packaoe
Корпус
OFP
корпуса
С vменьшснныМJ1 оа~меоами коrшvса
0.80
0.65
с уменьшенной высотой
IШJI платой (не более
QFP с
Корпус
Qнad
1.27
мм)
1
мeтpi!~ICCКIIM шагом
платой
Fine Pitch Qtшd
Flat Package
OFP с
Кор11ус
малым шагом
0.40
распшюжс~IИЯ иыводов. Стандартизован
EIAJ
1.3.
С матшщсй выводов на I!Ижней nовеnхности кoonvca
Микросхема или многокристальный
Ball Grid Array
---~
(J
0.60
вы волов 11 уменьшенной высотой над
Flat Package
~'QFP
Внешний вид
название
Mctric Tl1in
MQ~'I'
Выводов, мм
Краткое описание
1.2.2.
LQFP,
81
микросхем для поверхностного монтажа
1.27,
1.00
модуль
на двухслойноН nечатной микроплате,
снабжен массивом шариковых выводов
Корн ус
CPS
Chip Scalc
Packagc
2.
с
размерами,
незначителы1с
1.00,
0.50
11ревышающ11МИ размеры крнстаm1а.
Снабжен массивом шариковых выводов
1
Корпуса для транзисторов и микросхем низкой степени интеграции
2.1.
С низкой рассеиваемой мощностыо
Outline
Transistor
Sша11
~
0.95
Для диодов, транзисторов, микросхем с
ма.r1ым количеством выводов.
SOT-23
выпускается также в варианте
-.
исnолнения с
nятью
(SOT-5, SOT-23-5)
или
шесть
(SOT-б,SOT-23-6) выводами
~ОТ-143
1.90
lsoт-323
0.65
~ОТ-363
~
0.65
••,.
'
2.2.
SOT-223
~mall
Outline
h'ransistor
Со соедней nассеивасмой мощностью
1.95
Для транзисторов и микросхем с малым
количеством выводов
(DC/ DC
преобразователей, стабилизаторов
DPAC
2.3.
D'PAC
D-p.i'ckage
D'PAC
D-package
4.80
напряжения)
D-package
С высокой рассеиваемой мощностью
Для транзисторов и микросхем с
повышенной рассеиваемой мощностью.
высокий напряжением питания Как
nравило это приборы с имnульсными
токами до
100 А
2.54/
5.08
10.9
•
••
82
Для микросхем, имеющих регулярную структуру, небольшую потребляемую мощность и
малое
количество выводов (типичные представители подобных микросхем
-
микросхемы
памяти) начали развивать технологию изготовления многоуровневых («Этажерочных») модулей
ЗDМ.
Согласно
одному
из
BGA,
аналогично микросхеме
вариантов
этой
технологии
каждый
уровень
flip-chip
кристалл устанавливается методом
выполняется
л заливается слоем
полимерного компаунда. Затем микраплаты разных уровней собирают в столбик, шариковые
выводы припаивают для создания вертикальных соединительных проводников, платы столбика
скрепляют полимерным компаундом. Полученный модуль монтируют на плату с помощью
шариковых выводов.
Корпуса семейства
вывода
(за
SOT нерваначально были разработаны для транзисторов и имели три
SOTc363, который имел б выводов). Однако впоследствии
исключением
изготовители начали применять эти корпуса для микросхем, при необходимости увеличивая
количество
выводов
с
микросхемы в корпусах
С
точки
сохранением
SOT-23
зрения
прежних
габаритов.
с пятью выводами и
конструктора,
В
D2PAK- с
разнообразие
частности,
выпускаются
четырьмя.
типоразмеров
корпусов
незначительно
усложняет процесс разработки печатных плат, если их размеры заданы в одной измерительной
системе. И наоборот, процесс разработки усложняется, если на плате для части корпусов
размеры
заданы
в
дюймах,
а
для
остальных
-
в
миллиметрах.
принципиальной электрической схемы следует стремиться к
Поэтому
разработчику
выбору микросхем, размеры
которых заданы в единой измерительной системе.
Тонкопленочные чип-резисторы.
В общем количестве электронных компонентов, используемых при производстве
аппаратуры, пассивные составляют
70%,
причем не менее
резисторы.
Конструкция чип-резисторов показана на рисунке
50 % из
них приходится на
2.41.
Основанием чип-резисторов служит керамическая подложка на основе оксида алюминия,
на
которую
наносится
резистинный
слой.
Высокая
точность
величины
сопротивления
достигается лазерной подгонкой. Электрический контакт с печатной платой обеспечивается
трехслойной
поверхностью,
состоящей
из
внутреннего
слоя
-
барьерного слоя никеля и внешнего слоя выводов олово
выводов
палладий-
серебро,
свинец или олово. Введение в
конструкцию дополнительного слоя никеля при пайке предотвращает миграцию серебра из
внутреннего выводного слоя в припой.
На
защитное
маркировка
покрытие
номинала.
из
Благодаря
борасиликатного
высокому
стекла
качеству
наносится
и
несмываемая
стабильности
резисторы являются оптимальным выбором для любой аппаратуры.
Основные характеристики тонкопленочных чип-резисторов приведены в таблице
Таблица
Параметры/модель
Номинальная мощность при
70
CR0603
°С,
Вт
2.14-
CR/206
1/8
Диапазон рабочих температур, ос
•А
50
125
150
200
100
300
400
от-55 до
Максимальное
рабочее
напряжение, В
перегрузки
Диапазон
~R=5%
О Ом
~R=I%
1О
- 1О
Мом/±
200ppm/C
сопротивлений/
Температурный
коэФФИциент
Ом
чип
2.14.
Характеристики чип-резисторов
CR0805
1/10
кодовая
параметров,
- 1 Мом/± 1OOppm/C
83
Таблица
Параметры/тип
2.15- Характеристики чип-конденсаторов
NPO/SOG
диэлектрика
X7R
zsu
±10%
±20%
50/16
50/16
Y5V
рабочих
Диапазон
-55 ... 125
температур, ос
Допустимое
1О
до
отклонение
пф -±0.5пф
5%
50/25
-20+80%
25/16
более±
емкости
Рабочее напряжение. В
(=/-)
Сопротивление
Более
изоляции,
10000
МОм
Керамические чип-конденсаторы.
Конденсаторы были первыми ЭК, которые стали выпускать в исполнении, рассчитанном
для монтажа на поверхность. Это самый распространенный вид конденсаторов в настоящее
время.
При
заданного
малых габаритах
температурного
керамические
они
обеспечивают реализацию
коэффициента.
конденсаторы
массовых
серий
Простота
самым
широкой
технологии
дешев~IМ
видом
Конструкция керамического чип-конденсатора приведена на рисунке
шкалы ёмкости и
изготовления
2.42.
этих
делает
компонентов.
Внеwнмм IIЫIIO.QIIOii С/IОЙ:
0110110/~ !Sn/FЬ)
J...---ьat~IНЫII cro"i никеля
8нyrpettlllli модноi1 С/IОЙ:
l8-ll--l-- nаnnадий/серебро !Pd/"'1
-lr8-ll-7"'- Подооw на осюее
8Ь1G0С0ЧИС1\)1" аJ10111Н11Я
!96%\
'----~- Резмстивны1i эnемент с
паэерtЮЙ noдroнкoii (R~)
Рисунок
2.41 -
Конструкция чип-резистора
Внеwниii
~~..-.~- ВЫВОДjЮЙ
cnoli:
ОЛОIIО,tсвмнец
\Sn/PЬ)
011080 (Sn)
Электроды
Рисунок
2.42 -
Конструкция чип-конденсатора
Такие чип-конденсаторы обладают высокой механической прочностью и выдерживают
высокие
механические
нагрузки,
возникающие
при
изготовлении
и
эксплуатации.
Электрический контакт с печатной платой обеспечивается так же, как и при монтаже чип
резисторов.
84
Основные преимущества керамических чип-конденсаторов
• трехслойные контактные поверхности с барьерным
• высококачественные диэлектрические материалы;
• стойкость ко всем видам пайки.
:
слоем никеля;
Основные характеристики керамических конденсаторов приведеныв таблице
2.15.
Характеристики диэлектрических материалов:
• NPO/SOG изменениях
ультрастабильная керамика. Имеет очень малые диэлектрические потери при
температуры
и
близкие
к
нулю
эффекты
старения.
Обладает
низкой
диэлектрической проницаемостью;
• X7R -
высокая диэлектрическая проницаемость. Средние значения потерь при изменениях
температуры и эффектов старения;
• Z54, YSV- высокая диэлектрическая
Необходимо
отметить,
проницаемость.
что развитие элементной
базы для
поверхностного
монтажа
характеризуется следующими особенностями:
дальнейшим
повышением
степени
интеграции
полупроводниковых
БИС,
СБИС
с
расширением их функциональных возможностей;
•
возрастающим разнообразием корпусов для поверхностного монтажа активных и пассивных
компонентов;
•
появлением для БИС и СБИС корпусов с особо малыми расстояниями между выводами или
контактами, число которых возрастает, а также конструкций с использованием технологии
chip, безвыводных корпусов и с выводами на нижней стороне корпуса;
• разработкой I:J выпуском конструкций широкого ряда дискретных элементов
flip-
(индуктивностей,
трансформаторов, переключателей) для монтажа на поверхность КП.
2.3.2. Коммутационные
Переход
от
выводного
монтажа
к
технологии
платы
поверхностного
монтажа
обеспечил
уменьшение размеров КП. При этом размеры плат определяются характеристиками материалов,
из
которых
они
изготавливаются,
так
как
в
процессе
пайки
электронных
компонентов
одновременно происходит нагрев плат. Кроме того, необходимость уменьшения размеров плат
связ~на с технологической оснасткой и оборудованием для монтажа и пайки.
Конструкция
КП
для
поверхностного
монтажа
должна
обеспечивать
повышенную
плотность монтажа (в среднем более восьми компонентов на 1 см 2 ), ширину проводящих
дорожек и расстояний
между ними менее
0,2
мм, минимальную длину межсоединений,
отсутствие навесных перемычек, монтаж компонентов с двух сторон, возможность более
интенсивного теплоотвода, полную автоматизацию сборки и монтажа компонентов, а также
контроль качества сборки.
Применеине современных компонентов для поверхностного монтажа требует особых
подходов к проектированию КП при выборе конфигурации и размеров контактных площадок и
соединительных проводников, а также допусков на изготовление КП. Следует подчеркнуть, что
изготовители в документации на пассивные и активные электронные компоненты обычно
приводят рекомендации по размерам и расположению контактных площадок, а также способу
пайки с указанием температурно-временной характеристики процесса.
Для изготовления КП применяют различные органические и неорганические материалы.
При этом совершенствуются известные технологические процессы а также появляются новые,
позволяющие существенно
снизить производственные затраты и улучшить качество
КП:
лазерное экспонирование рисунка на шаблонах или самих КП, покрытых резистом; применение
неудаляемых
резистов,
сухих
(например,
термомагнитных)
резистов,
способствующих
повышению производительности при получении рисунка металлизации на КП.
При создании коммутационных проводников преобладают аддитивная и полуаддитвная
технологии, однако многие зарубежные фирмы используют и субтрактивную технологию,
которая, как известно, требует применения фольгированных диэлектрических материалов,
позволяющих получИть минимальную ширину дорожек
50-100
мкм.
85
Изготовление КП с повышенной плотностью монтажа поставило ряд задач, главными из
которых являются:
о согласование по температурному коэффициенту расширения платы и монтируемых на ней
электронных компонентов;
о обеспечение теплоотвода при повышенной рассеиваемой мошности;
о
оптимизации
геометрии
элементов
коммутации
с
учетом
специфики
электронных
компонентов, а также свойств применяемых припоев, защитных и клеевых материалов.
Развитие
техники
поверхностного
монтажа
способствовало
появлению
новых
технических пластмасс, керамических и различных композиционных материалов, необходимых
для определенных типов мю<росборок. При изготовлении простых и относительно дешевых
сборок полностью пригодны традиционные материалы, такие как слоистые бумажнофенольные
и стеклоэпоксидные материалы.
Но поистине вызовом,который бросает технология поверхностного монтажа компонентов
(ТПМК)
изготовителям
коммутационных
плат,
являются
требования
к
точности
их
изготовления: в ТПМК на всех этапах технологического цикла допуски для плат должны
составлять от
0,001 до 0,002 дюйма (0,0254- 0,0508 мм).
2.16 указаны факторы, обусловленные особенностями
В таблице
ТПМК применительно к
изготовлению коммутационных плат. Они тесно связаны с компромиссом между плотностью
монтажа и эффективным использованием коммутационной платы, а именно: более высокая
степень использования плат может служить как целям уменьшения размеров платы с тем же
самым
количеством
коммутационных
слоев,
так
и
целям
по~ышения
функционал~ной
сложности изделий при сохранении размеров плат с одновременным увеличением числа слоев.
В
обоих
случаях
в
·
технологию
изготовления
плат
должны
вноситься
изменения:
миниатюризация отверстий и коммутационных дорожек, а также увеличение количества слоев
коммутации требуют повышения точности технологических процессов.
Размеры ком.~1утационных плат.
Переход от традиционной техники монтажа к ТПМК дает много возможностей для
уменьшения размеров используемых плат; часто ТПМК позволяет построить схемный модуль
на плате исключительно
переносная
аппаратура,
малых размеров. Убедительным
например
радиоприемник
подтверждением этому служит
поискового
вызова.
Вероятно,
общее
уменьшение габаритов данного устройства было бы невозможно без применения ТПМК и,
соответственно, было бы невозможно снижение его стоимости. Другим хорошим примерам
являются японские сверх-миниатюрные портативные стерео- и радиосистемы. Выигрыш здесь
имеет
место не только
в
снижении стоимости за счет уменьшения размеров
плат,
включая,
возможно, и базовую (с соединителями) плату, но и в значительном улучшении электрических
характеристик устройства благодаря меньшей длине коммутационных дорожек и расстоянию
между компонентами, что очень важно для повышения быстродействия схем и уменьшения
паразитных связей, особенно в СЕЧ-диапазоне
С
повышением плотности
[14].
монтажа, естественно,
возникают условия для улучшения
функциональных возможностей изделий. Несмотря на то что в настоящее время еще не
сформулированы
применительно
критерии
к
для
конкретным
выбора
оптимальных
разработкам,
размеров
поисковые
работы
коммутационных
и
этом
плат
направлении
продолжаются. В частности, в Европе разрабатываются стандарты с целью реализации в ТПМК
модульного принципа. В этом плане особенно заметны достижения техники проектирования
различных уровней межсоединений, которая предусматривает размещение на базовой плате
других смонтированных плат, представляющих собой конструктивные единицы более низкого
иерархического уровня (подсистемы) аппаратуры, соединенные между собой. Следует также
отметить,
что
размеры
плат
существенно
ограничиваются
характеристиками
материалов,
из
которых они изготавливаются (платы больших размеров подвержены короблению в результате
термообработок и для избежания этого, их толщина должна быть соответственно увеличена.
Кроме того, существуют ограничения размеров плат, связанные с
технологической оснасткой
оборудования, например, конструкция большинства монтажных и испытательных устройств
разработана с учетом каких-то предельных размеров плать1. И наконец, платы больших
86
размеров затрудняют операции совмещения, сверления, электролитического покрытия и пайки.
Транспортная система также должна быть рассчитана на такие размеры, поэтому целесообразно
по крайней мере выдерживать ширину плат.
Таблица
2.16-
Факторы, связанные с особенностями Т.ПМК и относящиеся
к изготовлению коммутационных плат
Фактор
Комментарии
Размеры
С увеличением габаритов коммутационных плат повышается их функциональная
коммутационных плат
сложность
и
исключаются
промежуточные
соединители,
поскольку
установка
модулей осуществляется на одной плате. Однако монтаж сверхбольших плат весьма
затруднителен и дорог, если еще учитывать групповую обработку плат разных
размеров.
Выход
годных
плат
после
их
изготовления
в
основном
определяет
практический предел размерам коммутационных плат.
По соображениям эффективного использования площади коммутационных плат
Эффективное
оптимальным
использование
монтажа. Одни и те же компоненты существуют в разных вариантах
площади
исполнения, отличающихся стоимостью, рассеиваемой мощностью и т. д.
коммутационных плат
высокая
является
плотность
равномерное
монтажа
размещение
может
затруднить
на
плате
получение
компонентов
после
корпусного
надежных
Очень
контактов
компонента с платой.
Монтаж может быть чисто поверхностным, с одной или двух сторон платы, или
смешанным, когда установка навесных компонентов осуществляется на поверхность
Варианты поверх-нос-
платы
тного монтажа
автоматически удваивается. Плотность монтажа может быть увеличена вертикальной
и
в
сквозные
отверстия.
У
двухсторонних
плат
поверхность
монтажа
установкой нескольких коммутационных плат на общую несущую плату.
Многослойные платы автоматически уменьшают трудности разводки, правда, при
Число
этом усложняется процесс их изготовления из-за увеличения числа слоев коммутации
коммутационных
и дополнительного сверления. Необходимы межслойные переходы для доступа к
слоев плат
внутренним слоям коммутации. Во время термоциклирования может иметь место
деформация платы по оси
При
малом
шаге
следовательно,
Z.
координатной
более
сетки
высокая
возможна
плотность
0,008
более
плотная
монтажа.
(0,203
и,
реализация
Ширина и шаг
коммутационных дорожек шириной
коммутационной
дорого; предпочтительна освоенная технология получения ширины дорожек
дорожки
дюйма
(координатная сетка)
поверхность
(0,254
дюйма
коммутация
Однако
мм) и менее обходится
0,010
мм), позволяющая осуществлять смешанный монтаж компонентов на
платы
и
в
отверстия
и
обладающая
запасом
совершенствования.
Большие значения шага координатной сетки для ТПМК неприемлемы.
Использование межслойных переходов позволяет уменьшить необходимое число
слоев коммутации и осуществлять трассировку дорожек на поверхности платы, но за
счет увеличения стоимости даже в сравнении с традиционной техникой монтажа в
Применеине меж-с
отверстия. Реализация межслойных переходов предъявляет повышенные требования
лойных переходов
к технологии
переходов
и
изготовления
их
коммутационных
металлизации.
контактные площадки,
Для
плат,
межслойных
и хотя лазерное сверление
особенно
переходов
в
части сверления
обычно
требуются
позволяет уменьшить их размер,
все же трассировка может быть затруднена ими.
Использование
корпусов
для
ТПМК
может
быть
особенно
выгодным,
когда
требуются проводники малой длины; в других случаях следует учитывать, что при
малых
Электрические
характеристики
расстояниях
Высокая
плотность
необходимость
проводниками
поверхностного
принятия
коммутационных
Отвод тепла
между
возможно
проявление
нежелательных
эффектов вследствие взаимоиндукции.
плат
монтажа
специальных
для
отвода
мер,
тепловых
компонентов
может
реализуемых
в
потоков
вызвать
конструкции
(например,
платы
с
термокомпенсационным слоем или теплоотводом, формируемым между платой и
компонентом.
В
наихудших
случаях
устапостные напряжения внутри платы.
локальные
перегревы
могут
вызвать
87
В
1990
г. размер плат, исnользуемых для поверхностного монтажа компонентов, доведен
до Збх48 дюймов
(91,44xl21,92
см). Ожидается, что выход годных в процессе изготовления
коммутационных плат и монтажа на них компонентов станет основным критерием определения
максимальных размеров плат. Кроме того, предлагается ограничить применение макси-плат
областью супер-ЭВМ.
Число
слоев,
взаимозависимости;
ширина
для
и
шаг
заданной
коммутационных
степени сложности
дорожек
находятся
в
внутрисхемных соединений
сильной
(общей
трассировки) увеличение числа слоев означает разгрузку коммутации каждого слоя и позволяет
увеличить шаг координатной сетки,
0,010
например, до
дюйма
(0,254
мм).
Большинство
реализаций ТПМК все еще основано на применении координатной сетки, которая в большей
мере свойственна традиционной технике монтажа в отверстия. Это, безусловно, упрощает
выполнение смешанного монтажа на платах, если конструкции постепенно модернизируются, и
облегчает_ проектирование плат. Использование сеток с меньшим шагом требует больших
затрат. Вместе с тем плотность монтажа существенно увеличивается, если будет возможным
прокладывать коммутационные дорожки между контактными площадками. Перспектинные
разработки коммутационных плат реализуют дорожки шириной
0,127
Форммро~анtlе внутренник
Мех.аническое сверnение
сnоев коммутации
отверстий во внеwник
методами фотолитографии
слоях nлаты
1
Формирование многосnойной структу~ы '
1
Очистка
Метаnnиsаци11
скеоаных
отверстиii
1
о~истка
отверстий
Ме1аnnизаци11
сквозных oreepcтttй
1
rnyxиx qтаерстиR
1
отаерстмй
СК803НЫХ
1
Создание npиnoilнoй
маски(маскирооание
npиno11), wenкorpaфиll,
Очистка
трассировка и исnытани11
отверстий
Оtlкстиа гnухмх
11 CK103t!IIIX оrеерстма
1
Мeтan/tlllaaцк•
-
через
через глухое отверстие,
отаерстий
1
cn(.lel
коммутации
методамк ·tотопмтоrрг+ми
1
1
Формирование внешних
cnoea
rnyxмx и сквознык
41орммроtанме анеwнмх
cкaoatti>JX отаерстиi!
механически просверливаемые отверстия,
1
Метаnnизаци11
сквозных
изготовления
коммутации
меrодамк фот01111тоrраtмм
Создание nрмпойноit
маскм(маскироеание
nриnои), шenкorpaфiUI,
трассмроека м иcnwтiНIUI
1
Соад,ани' npмnoAи.olt
l&aCKII (МICKIIPOJaн.te
nри11011), wenкorpaф"",
трассировка
_.
-
. 1
отверст и А
1
формируемое лазером
Сеерnе.ние
скаоэных
Сирnение
методами фОrоп~тоrрэфИ!t
-
l.
tрормироаание мноrо-cnoilнoИ структуры
споев коммутации
в
1
1
ФормиРование· внеwних
через сквозные отверстия; б
а маске
Формирование енvтренних
СПО81 KOIIIIMYTiiЦИИ
м~тодами фотоnитографим
1
Процесс
J
Форм11роаанме отаерстма
Форммроаание пааером
. 1
СК103НЫХ
2.43 -
коммутации
методами фоrопИтоrра+ии
nазером через окна
1
СК803НЬIХ
Рисунок
cnoea
Форммроаание мноrе·
сnойной структуры
отверст к м
отаерстиА
межслойных переходов:
Формирование внутренних
сирленных
Сверnение
-
дюйма
1
1
L
а
0,006 - 0,005
мм) и с тем же расстоянием между ними.
исnытани•
е
(0, 152 -
88
Число слоев коммутации плат оказывается связанным со стоимостными показателями и
надежностью изделия. Обычные платы делаются из отдельных слоистых заготовок и, если в
них запроектированы сквозные отверстия или межслойные переходы,
может потребоваться
выполнение
совмещения
операций
сверления,
электролитического
осаждения
и
рисунка
коммутации отдельно на каждой стороне заготовки.
В
многослойных
внутренние
шины
двухсторонний
конструкциях
заземления
поверхностный
и
обычно
имеются
питания.
монтаж,
две
внешние
Простейшим
который
сигнальные
случаем
практически
шины
является,
удваивает
и
конечно,
эффективность
использования поверхности платы. Данных о фактически возможном количестве слоев немного
24). Однако
Z вследствие
(в некоторых разработках указывается число
ограничиваться деформацией платы по оси
время
термоциклирования,
а также
приемлемым
на практике оно будет скорее всего
неравномерности ее расширения во
выходом
годных
коммутационных
плат
стадии производства. Процесс изготовления межслойных переходов приведен на рисунке
2.3.3.
на
2.43.
Физические характеристики и выбор материалов
коммутационных плат
Техника поверхностного монтажа обусловливает разработку коммутационных плат с
повышенными электрическими характеристиками и теплоотводом, что важно для быстродейст
вующих устройств. Выполнение требований к электрическим характеристикам связано прежде
всего с объемным сопротивлением диэлектрического материала основания коммутационной
платы, которое должно быть как можно выше (диапазон объемного удельного сопротивления
используемых
или
рассматриваемых как пригодные к использованию материалов
обычно
составляет 109 -10 16 Ом·см). В отношении материалов плат для быстродействующих устройств
предпринимаются
уменьшения
попытки
паразитной
коммутационных
максимально
емкости.
плат
с
снизить
Вместе
с
их
тем
материалами
диэлектрическую
необходима
проницаемость
совместимость
разрабатываемых
для
материалов
сверхбыстродействующих
интегральных схем, например, с ареенидом галлия. Обычно традиционная стеклоэпоксидная
4,8.
плата имеет диэлектрическую проницаемость порядка
Большинство новых материалов
имеет меньшую диэле.ктрическую проницаемость, например,
арамидэпоксидные материалы
- 2,3.
·з,9, а некоторые стеклотефлоновые композиционные материалы
для
изготовления
коммутационных
плат
фторполимеры
обработки и низкой диэлектрической проницаемости
Две
близкие
представляютел
сопротивлением
[9].
конструктореко-технологические
весьма перспектинными для ТПМК:
линии
коммутации
и
со
из-за
простоты
разработки
заказные
встроенными
-
Весьма перспективны
технологии
коммутационных
платы с
их
плат
заданных полным
пассивными
компонентами.
Согласование характеристического сопротивления коммутационной платы с наиболее важной
из устанавливаемых на ней интегральных схем означает отсутствие отражений или искажений в
тракте
передачи
сигнала
на
высоких
частотах.
В
настоящее
время
осуществить
такое
согласование исключительно трудно, поскольку допуски на импеданс коммутационной платы
могут
доходить
до
±25%.
Это
объясняется
комплексом
причин:
разбросом
по
толщине
диэлектрического материала, неточиостью соотношений эпоксидной смолы и стекловолокна в
составе материала основания платы от партии к партии, просто воздействием медной фольги
или подтравленной коммутационной дорожки, которые во многом определяют допуск на
импеданс. Вероятно, в течение пяти ближайших лет развитие быстродействующих устройств
будет способствовать уменьшению допуска на импеданс до уровня не более
очередь
потребует
от
изготовителей
контролируемых
технологических
обеспечивающих
заданный
позволило
создать
процессов.
импеданс,
конструкцию,
коммутационных
и
плат
Использование
соответствующих
содержащую
пассивные
±5%,
реализации
для
плат
технологических
компоненты
что в свою
более
жестко
материалов,
процессов
непосредственно
в
структуре, коммутационной платы. Встраивание конденсаторов малых номиналов в принципе
представляетсЯ возможным, однако на практике в настоЯщее время получены пока лишь платы
89
с резистивными нагрузками. Это означает,что резисторы могут быть электрически с.оединены
непосредственно с полупроводниковой ИС через металлизированное сквозное отверстие. В
наиболее известной на настоящий момент технологии патентованный материал для плат
mega-Piy»
производства
Ohmega Technologes Corp.),
(«Oh-
представляющий собой комбинацию слоев
никеля и меди, наносится на диэлектрический слоистый материал основы (выбираемый из
широкого набора материалов
-
от стеклоэпоксидного до фторполимеров), после чего методом
селективного травления формируются встроенные резисторы. Допуск на номинал резистора
равен
±10%
и
использовании
более
надежно
навесных
обеспечивается
чип-резисторов,
электролитическим
которые
при
выполнении
осаждением,
полного
чем
при
электрического
соединения их с коммутационной платой могут быть смещены с места их позиционирования.
Для менее ответственных применений на рынке можно приобрести недавно появившиеся
резистинные полимеры. В случае, когда требования к стабильности не являются решающим
критерием,
можно
·рекомендовать
использование
проводящих
паст
на
основе
углерадосодержащих чернил.
В сочетании с ТПМК толстопленочные системы на основе полимеров открывают большое
разнообразие
возможности
их
реализации.
Применеине
толстых
полимерных
пленок
обеспечивает ряд преимуществ: пасты довольно быстро отверждаются (при достаточно низких
температурах) и могут использоваться для создания полностью аддитивного технологического
процесса
(самые
простые
коммутационные
платы
обычно
изготавливаются
методами
субтрактивной технологии). Кроме того, при этом существует возможность широкого выбора
материалов основы платы, поскольку в данном случае к материалу предъявляются всего лишь
два основных требования: минимальная рельефность поверхности платы и устойчивость к
температурным воздействиям. Причем требования к рельефности весьма относительны, так как
по всей вероятности в будущем внушительное количество плат будет производиться в виде
монолитных систем с трехмерной разводкой коммутации (рельефные или объемные платы),
выполняющих одновременно функцию коммутационных плат и корпуса устройства. Имеются
сведения о реализации рельефных плат с применением по крайней мере двух технологий. Так
называемая «фотоселективная» технология включает Литье пластмассы с использованием
нагрева УФ-излучением и последующую металлизацию медью. С помощью этой технологии
можно получить металлизированные сквозные отверстия, при этом вся рельефная поверхность
платы должна,подвергаться воздействию УФ-излучения, за исключением участков, закрытых
фотомаской.
Это
метод
одноступенчатого
«Mould-n-Plate»,
названием
литья.
предполагающий
Существует
двухступенчатое
вариант
литье,
но
с
коммерческим
без
применения
фотомаски. Пластмасса, сформированная на первом этапе литья, покрывается медью методом
химического осаждения; на втором этапе литья следующий слой пластмассы формируется в
виде маски для создания разводки в проводящем слое, полученном после первого этапа. Другие
процессы
предполагают
широкое
привлечение
лазерной
технологии,
например,
для
формирования ком-мутационных дорожек, но эти технологические разработки еще не вышли из
стадии НИР. Лазер может использоваться для удаления сложного покрытия, нанесенного на
изолирующую подложку, а также для вскрытия проводящего материала через изолирующий
слой.
Кроме того, уже реализована лазерная селективная трассировка коммутации путем
удаления
экспонированного
(«темного»)
полимера,
вскрытия
подслоя
металлизации
и
формообразования элементов коммутации.
Исследователи
способом
фирмы
Toshiba
углерадосодержащих
используют также лазеры
резистивных
слоев
из
для
получения недорогим
полимерного
композиционного
материала на стеклоэпоксидной и бумажнофенольной подложках. Последние японские фирмы
предпочитают использовать для большинства изделий бытовой электроники.
Полученные
углеродосодержашне пленочные резисторы, как следует из сообщений, по качеству сравнимы
со стандартными
позволят
полимерными резисторами.
реализовать
возможности
Толстые полимерные
смешанных
технологий,
пленки
поскольку
в перспективе
паяемые
медные
подложки коммутационных плат с медными контактными площадками, содержащими припой,
могут быть совместимыми с толстопленочной технологией, используемой для изготовления
резисторов.
На
их
поверхность
можно
также
монтировать
компоненты,
например,
чип-
90
резисторы.
С
помощью
реализовывать,
многослойной
частично
или
структуры
полностью,
проводников
внешние
слои
можно,
коммутации,
вероятно,
но
без
также
проведения
повторного отжига, как в случае обычной толстопленочной технологии. Имеются и другие
существенные
преимущества.
Так,
подложка,
коммутационные
дорожки,
и
резисторы,
выполненные методами полимерной технологии, требуют меньших "затрат средств, чем в
традиционной
технологии.
Однако
полимеры
в
настоящее
время
вепригодны
для
высоконадежных схем, поскольку температурный коэффициент сопротивления у них хуже, чем
у традиционных резисторов. Существуют некоторые сомнения относительно паяемости многих
толстопленочных проводников,
поэтому перед пайкой, обычно требуется дополнительная
металлизация контактных площадок. В противном случае должна применяться микросварка с
помошЬю алюминиевой микропроволоки.
Выбору полимерной системы следует уделять большое внимание. Основными материалами
в полимерной технологии являются термореактивные и термопластичные полимеры (последние
отличаются тем, что плавятся при повторном нагревании, после отверждения). Очень важно
также
правильно
конвекционной
выбрать режим отверждения.
печи,
хотя
в
настоящее
Процесс
время
отверждения
для
обычно
проходит в
промытленного
применения
разрабатываются печи с использованием ИК-нагрева, что значительно сокращает длительность
процесса отверждения. Эффективность методов с ИК нагревом также существенно выше,
поскольку разные полимерные системы характеризуются сильным поглощением
излучения на
длинах волн ИК-диапазона; образующиеся при этом химические связи имеют максимальную
прочность (на молекулярном уровне полимера).
Благодаря этому формируется пленка со
стабильными электрическими параметрами и минимальной усадкой после отверждения.
Проведенные
большинства
исследования,
применений
проводимость.
Однако,
приваривается с
несмотря
помощью
касающиеся
проводящие
на то
вопросов
пасты
что
паяемости
имеют
вполне
алюминиевая
клинообразного инструмента к
показали,
приемлемую
проволока
что
достаточно
контактным
для
удельную
площадкам
хорошо
платы,
покрытым медью (никелем), сварные соединения обладают невысокой прочностью. Сам же
компонент
закрепляется
столкнулись
с
надежно.
некоторыми
Что
касается
трудностями,
диэлектрических
связанными
с
их
паст,
то
печатью,
исследователи
в
частности
с
недостаточной разрешающей способностью печати для формирования отверстий межслойных
переходов, в том числе глухих. Вообще печать этих паст является сложной технологической
операцией
из-за разлиЧной реологии паст,
хотя по своим электрическим свойствам они
пригодны для использования. Качество резисторов, формируемых на основе полимерных
систем,
также
оказалось
достаточно
высоким,
но
все
же,
как
правило,
оно
уступает
по
некоторым показателям толстопленочным резисторам (и, естественно, показателям навесных
чип-резисторов). Допуск на номи-нальное сопротивление полимерного резистора во многом
зависит от материалов используемой подложки: исследователи полагают, что максимальная
точность достижима лишь при увели-чении количества технологических операций, например, с
помощью нанесения между подлож-кой и резистором промежуточного диэлектрического слоя.
Разнообразные
конструктивно-технологические
варианты
изготовления
использованием полимерных материалов представлены в таблице
и
2.45) [14].
устройств
nечатны~ резистор
Рисунок
с
2.17 (см. также рисунки 2.44
2.44 - Фрагмент микросбарки с применением полимерной технологии
91
Метод трафаретной печати иногда применяется наряду с фотолитографией, например при
маскировании проводящих дорожек от затеканий припоя. Разрешающая способность ручной
операции получения толстопленочных элементов с использованием трафарета на основе ткани
составляет
(0,0254
0,002
дюйма (0,0508мм); металлический трафарет имеет разрешение
0,001
дюйма
мм), однако многие изготовители еще не имеют достаточного опыта трафаретной
печати с разрешающей способностью лу'IШе
0,001
дюйма
(0,0254
мм). Распространенное, но
дорогое оборудование может реально пропечатывать линии шириной от
мм) до
0,005
дюйма
(0,127
мм) с точностью
0.001
дюйма
(0,0254
0,003
дюйма
(0,0762
мм). На таком уровне
точности воздействие окружающей среды становится существенно значимым фактором и
может возникнуть необходимость в использовании чистой комнаты.
Таблица
2.17
-Конструктивно-технологические варианты изготовления
устройств с использованием полимерных материалов
Конструктивно
-
Особенности
Подложка
технологичеки
Коммутация
монтажа компо-
Применяемые резисторы
не нто в
й вариант
Полностью
Полимерный
Полимерные
Пайка или
Печатные резисторы и
полимерная
композиционный
толстопленочные
приклейка (про-
(или) навесные чип-резне-
система
материал
проводники,
водящим клеем) на
торы
или другая
чередуемые с
контактных
многослойная
толстопленочным
площадках платы;
структура), а
диэлектриком
монтаж гибкой
(FR4
проволокай на
также
пластмассовый
полимерных
конструктив
проводниках
Медные
Коммутационн
Печатные резисторы и
ая плата и
Стандартная
проводники,поли-
Пайка на медных
(или) навесные чип-
полимерная
двухсторонняя
мерные
или полимерных
резисторы
многослоная
плата с
толстопленочные
проводниках;
структура
металлизиро-
про водники,
монтаж с помощью
ванными
чередуемые с
проводящего клея
сквозными
диэлектрическим
на полимерных
отверстиями
покрытием
проводниках;
монтаж гибкой
проволокай на
полимерных и
1
медных
Наружные
полимерные
проводники
1
проводниках
Печатные толсто-
Пайка или
керамики на основе
структура иа
приклейка на
оксида рутения (подверга-
основе
любую из толстых
ются подгонке перед
керамических
пленок;
материалов,
монтаж гибкой
пленочные резисторы из
Толстопленочные
Керамическая
.
про водники;
нанесением на них
полимерной толстой
пленки);
покрытая с одной
проволокай на
или двух сторон
толстопленочной
печатные полимерные
слоем
керамической или
чип-резисторы,
полимерного
полимерной
монтируемые с помощью
проводника и
проводящей
полимерного
толстой
диэлектрика
пленке
пайки или с применением
проводящего клея
92
Другие материалы для l<оммvтационllЫХ плат.
Одним из способов решения проблемы согласования материалов коммутационных плат
по ТКР (температурный коэффициент расширения) с точки зрения качества паяных соединений
является правильный выбор материалов для изготовления самой платы. Было бы идеально, если
бы ТКР известного или вновь разработанного материала основания платы совПадал, скажем, с
ТКР
керамического кристаллоносителя. Обычно керамика имеет ТКР порядка 6·10-6 град- 1 ;
ТКР широко применяемого стеклоэпоксидного материала, например типа
PR4,
более чем в два
раза больше, порядка ( 14-18)·1 о- 6 град- 1 • Большинство новых материалов, рассматриваемых
применительно к ТПМК, имеет довольно близкие значения ТКР, лежащие в пределах (6-16)·1 о-б
град· 1 • Стеклотефлоновая слоистая структура, являющаяся довольно перспективным в
некоторых отношениях материалом, имеет величину ТКР, равную 20·10'6 град- 1 , и низкую
температуру стеклования
(75
°С).
Некоторые слоистые структуры из модифицированного
материалов RJOSHT, разработанных фирмой
Rogers Corp.) действительно обладают низким ТКР (8·10'6 град- 1 ), низким модулем упругости и
политетрафторэтилена
(например,
семейство,
малой диэлектрической постоянной.
~
~tl' ~-1
5
6
8
1
а
б
19
18
в
Рисунок
2.45 - Варианты
конструкции толстопленочной гибридной микросборки, выполненной с
применением полимерной технологии: а- толстопленочная ГИС (для наглядности показана однослойная
конструкция, хотя возможны многослойные, выполненные на полимерной плате); б- коммутационная
плата толстопленочной микросбарки с многослойными полимерными покрытиями; в
- толстопленочная
микросборка, выполненная на анодированной алюминиевой плате по полимерной технологии:
1 - припой; 2 - чип-конденсатор; 3 - припойная
плата; б
- навесной
водник из меди;
диэлектрик;
отверстие;
12-
10 -
4 -толстопленочный резистор; 5 - полимерная несущая
7 - толстопленочный проводник; 8 -диэлектрик; 9 - про
площадка;
бескорпусной активный компонент;
карпусированный компонент, монтируемый на поверхности платы;
чип-конденсатор;
15 - коммутационная
клея, содержащего золото;
13-
полимерный толстопленочный проводник;
плата;
16 - гибкий
14-
11- полимерный
металлизированное сквозное
монтаж безкорпусного компонента с помощью полимерного
17- полимерный проводник; 18- печатный резистор (после подгонки); 19- подложка из
анодированного алюминия
93
В настоящее время выделились два основных направления развития исследований в
области создания материалов коммутационных плат
•
Сочетание
волокнистых
модификаторов,
[9]:
имеющих
низкий
ТКР,
с
органическими
смолами (например, эпоксидная смола- кевлар, полиимид- кевлар, полиимид- кварц).
•
Сочетание компенсационного слоя (или сердечника) платы, имеющего низкий ТКР
(например, медь-инвар- медь, сплав
42,
сплав медь- молибден
-
медь, медь- графит) со
стекло-эпоксидной или стеклополиимидной многослойной структурой (рисунок
2.46).
'fZZZZZZZZZZZZZZ~-
1
-2
/2Zzzzzzzzzzzzzzzj- 1
-
3
_
6
-
2
Рисунок
(!:z.zzzzzzzzzzzzzzj- 1
l!:zzzzzzzzzzzzz:<~- ·1
2.18
Типичная многослойная плата с шинами питания и
l- сигнальная медная шина (либо шина заземления) толщиной 0,0014 дюйма
(0,0356 мм); 2 - стеклоэпоксидный материал толщиной 0,004 дюйма
(0,1016мм); 3 -стеклоэпоксидный материал толщиной 0,006 дюйма (0,1524
мм); 4 - шина заземления из инвара. плакированного медью, толщиной 0,005
дюйма (0, 127 мм); 5 - шина питания из инвара, плакированного медью,
толщиной 0,005 дюйма (0,127 мм); 6- стеклоэпоксидный материал толщиной
0,006 дюйма (0, 1524 мм)
~~~~~~~~
Таблица
2.46 -
заземления из инвара, плакированного медью:
-Материалы для изготовления коммутационных плат и их основные характеристики
t.TKP (по
J-фактор
Коэффициен
отношению
(модуль
т
Модуль
Материал
Рабочая
температура
уnругости,
фунт/дюйм 2
ТКР,
0
С
коксиду
алюминия)
40·10 б
6,4·10 -б
о
100 ос
0,015·10 б
100·10 6
94,6·10 '6
23
56
0,0516·10 6
0,1 .. ·10 б
Оксид алюминия
Тефлон
nрогиба,
упругости·t. фунт/дюйм
ТКР)
40·10 6
1,4
15·10 3
4,9
9,46
51,6·10 6
100·10 3
(не модифицированный)
ос
ос
0,61.10 6
45·10 '6
38,6 ·10 '6
23,5
610·10 3
4,5.10 6
16·10 -6
9,6·10'6
43,2
4,5·10 4
17·10 6
17,6·10 '6
11,2·10 -6
190,4
17·10 4
100 ос
1,8·10 6
22·10 '6
27,6
1,8·10 4
23
ос
3,0.10 6
21,5·10 '6
46,1
3,0·10 4
-56
ос
72,1
4,7·10 4
-23
ос
0,1822
0,225·10 3
Полиимид (кантон)
Полиимидно е
стекловолокно
Медь
Припой
(63/37)
Силиконовая резина
Алюминий
15,35·10 -6
21,5·10 '6
0,225·10 3
810·10 '6
10·10 6
23,7·10 '6
804,5-10'6
Кевлар, в сущности, имеет самый низкий ТКР (по оси Х, У) из всех перечисленных мате
риалов (3-7)-10 -б град-! и меньшую диэлектрическую постоянную, чем стекло (что особенно
важно для быстродействующих устройств), но довольно сильно поглощает влагу и подвержен
микрорастрескиванию, что связано с высоким ТКР по оси
Z
(перпендикулярно подложке). Су
ществуют также трудности в получении хорошей адгезии составов «смола
-
волокно» с компо
зиционными материалами, включая кевлар. В сравнении с имеющимися материалами для изго
товления коммутационных плат кевлар обладает значительными преимуществами: он примерно
на
20%
легче стеклоэпоксидного материала и т. д., однако специалисты считают технологию
его обработки довольно сложной.
94
Основным доводом против использования материалов с компенсационным слоем является
их вес, но с учетом перспектины уменьшения габаритов коммутационной платы в будущем этот
фактор может стать менее существенным. Кроме того, металлические компенсаторы могут
служить в качестве теплоотвода. Вероятно, основным материалом компенсационного слоя в
плане перспектины применения является инвар, плакированный медью, который достаточно
широко применяется в производстве коммутационных плат на фирмах-изготовителях сложной
WE 32000. Каждая система
3,5 дюйма (63,5 х 88,9 мм), несущие на одной плате до
(с 84 контактными площадками) кристаллоносителей. В
аппаратуры, таких как АТТ, которая использует его в своей системе
содержит шестислойные платы
2,5
шести безвыводных керамических
х
качестве материала компенсационного
слоя
инвар относительно
недорог.
Перспектинным
материалом для более эффективного отвода тепла является молибден, плакированный медью,
2.18
хотя и стоит дороже. В таблицах
и
2.19
приведены материалы, используемые в настоящее
время для изготовления коммутационных плат, и их основные характеристики.
Таблица
Материал
Эпоксидная смола
2.19 - Сравнение
слоистых структур для коммутационных плат
Показателя, оцениваемые положительно
-
стекловолокно
Диапазон выбора размеров достаточно широк;
ремонтопригодность; хорошие диэлектрические
свойства; возможность использования приемов
Показатели, оцениваемые отрицателыю
Невысокая удельная теплоnроводность; ТКР по
осям Х, У иZ
1радиционной технологии обработки
Полиимид
стекловолокно
Эпоксидная смола
-
Те же, что и для материала эпоксидная смола
Невысокая удельная теплопроводность; ТКР по
стекловолокно. Кроме того, линейная деформация
осям Х, У и
по оси Х наблюдается при высоких темnературах
влаrопоглощаемость
Те же, что и для материала зпоксидная с/'1.-_юла
-
Z;
повышешшя
Невысокая удельная теплопроводность; ТКР по
арамидвое волокно
стекловолокно. но вес гораздо меньше
осямХи У; возможны микрорастрескивания
(кевлар)
(наилегчайший); небольшой ТКР по осямХи У
смолы; повышенный ТКР по оси
Z;
влагопоглощаемость
Полиимид
- арамидное
волокно
Те же, что и для материала эпоксидная смола
арамидное волокно, но ТКР по оси
Z
-
значительно
кварц (nлавленый
кремнезем)
осям Х и У; возможны микрорастрескивания
смолы; влагопоглощаемость
меньше
Эnоксид1iая смола -
Невысокая удельная теплопроводность; ТКР по
Диапазон выбора размеров, а также небольшой вес,
Невысокая удельная теплопроводность; ТКР по
ремонтопригодность такие же~ как у материала
осям Х и У; повышенный ТКР по оси
эпоксндная смола
-
Z;
недостаточно высокое качество сверления;
стекловолокно;
диэлектрические свойства и технология обработки
объем выпуска ограничен; стоимость
такие же, как у обычных плат
недостато4но низкая; малое содержание смолы
Те же, что и для материала полиимид
Z;
-
арамидвое
приемлемый диапа
Невысокая удельная теплопроводность; ТКР по
осям Х и У; недостатоtшо высокое качество
Полиимид- кварц
волокно; малый ТКР по оси
(плавленый кремнезем)
зон выбора размеров; небольшой вес; ремонтопри
сверления; ограничен объем выпуска; высокая
годность, высокие деиэлектрические сваойства
стоимость
Те же, что н для материала полиимид
-
арамидное
Стекловолокно~ компо-
волокно, но отсутствуют микротрещины; малый
зинионное арамидное
ТКР по оси
волокно
достаточно широк; малый вес; ремонтопригод
Z;
диапазон выбора размеров платы
Недостаточная удельная теплопроводность;
ТКР по осямХи У; влагопоглощаемость; нали
чие ловушек припоя флюса
ность; высокие диэлектрические свойства
Коммутационная nлата
Наличие диапазона выбора размеров; ремонтопри-
на жестком основании
годность; возможность использования приемов
из материала с низким
традиционной технологии обработки; ТКР по осям
ТКР (металла или неме
Х и У; обеспечивается жесткость конструкции,
талла)
экранирование от наводок и охлаждение устройства
Вес платы недостаточно мал
Коммутационная плата
со встроенным метал
лическим слоем (сер
дечником), имеющим
низкий ТКР
Те же, что и у плат на жестком основании из мате-
Вес платы недостаточно мал; требуется точное
риала с низким ТКР
совмещение внутренних слоев
95
2.3.4.
Аддитивная и субтрактивная технология изготовления коммутационных плат
Все большее распространение при создании электронной аппаратуры получают методы
проектирования и формирования конфигурации элементов коммутационных плат на основе
аддитивной технологии, включая использование маскирования проводящих дорожек из меди
(SMOBC - Solder Mask Over
Ваге
Copper),
которое в большинстве случаев обеспечивает более
высокую надежность формирования элементов плат, чем традиционные методы (рисунок
2.47).
Плата, изготовленная приемами аддитивной технологии, представляет собой преимущественно
планарную конструкцию с нанесенным в местах отсутствия маски (в окнах маскирующего
слоя) припоем, осаждаемым вровень с фоторезистом
Субтрактивная
технология
[14].
~.
L ,
АдАитианая
техноnогия
а
АААИтивная технология
Субтракт~вная техноnогия
®m1 ...............
~
3
~
tЩ ~
3
1
~
)j
~"-.~
~~~
~
3
4&'
~~
i.
~~~
3
{
б
8
в
2.47 - Сравнение субтрактивной и более надежной аддитивной технологий изготовления
- формирование маски припойного покрытия; б - рельеф поверхностей плат,
попучаемых разными способами; в - дозированное нанесение припоя на платы перед пайкой
~:омпонентов в корпусах PLCC, SOIC и SOT;
Рисунок
коммутационных плат: а
2 - отсутствие припоя; 3 - основание платы; 4 - медь; 5 6 -припойное покрытие; 7 - перемычка припоя; 8 -конфигурация контактной площадки с
:шрю~оем после его оплавления ; 9 - часто используемая маска, предотвращающая затекание припоя за границы
iiр!ПОЙНОЙ площадки; 10- припой
1 -
газовая полость после нанесения припоя;
!С3С~:Ирующее покрытие;
96
Применявшиеся до недавнего времени традиционные коммутационные платы для ТПМК
были субтрактивными, при этом медные проводники выступали над поверхностью платы, и для
зашиты от внешних воздействий (в том числе технологических) необходимо было наносить на
них через маску конформное покрытие. При этом часто наблюдались неполное маскирование
или недостаточная адгезия покрытия с материалами платы. В субтрактивнq_й технологии более
вероятны пузырение защитного покрытия или отслаивание фольги. Еще одним недостатком
такой технологии является повышенная возможность скопления припоя и флюсов (включая
продукты разложения) в результате попадания их в пустоты (ловушки), образующиеся при не
качественном маскировании. Как известно, аддитивный метод был разработан с целью ме
таллизации сквозных отверстий для монтажа компонентов в традиционной технологии, однако
он обладает также весьма специфическими достоинствами применительно к ТПМК. Во многом
качество поверхностного монтажа зависит от плоскостности подложки. Используя аддитивную
технологию, можно получить поверхность подложки, мало отклоняющуюся от плоской, и осу
ществлять более управляемое и точное нанесение адгезива и, следовательно, прецизионную
установку компонентов. Формирование конфигурации элементов проводящего и диэлектриче
ских слоев также осуществляется более точно и соответственно создается возможность форми
0,005 дюйма
(0, 127мм), в то время как традиционная технология, о чем уже говорилось, обеспечивает лишь
размеры 0,007 - 0,008 дюйма (0,1 778 - 0,2032 мм) с некоторыми ограничениями в отношении
рования более узких дорожек и зазоров между ними, как правило, до величины
коммутационных дорожек, проходящих между контактными площадками. Затекание припоя и
формирование перемычек между контактными площадками в аддитивном методе также устра
няется. Защита дорожек и площадок боковыми стенками маскирующего покрытия во время
процесса аддитивного нанесения, как утверждают специалисты фирмы
KoJ!morgen Corp.,
яв
ляющиеся лидерами в этой технологии, эквивалентна созданию идеально совмещенной маски.
Запатентованная технология
«Micro-Socket»,
разработанная фирмой
Kollmorgen,
предусматри
вает нанесение дополнительного покрытия, формирующего более надежные с точки зрения
предупреждения возникновения перемычек стенки контактных площадок и снижающего сме
щение компонента во время пайки. Данная технология в равной степени совместима с пайкой в
потоке припоя (подвод тепла с боковых сторон) и с расплавлением дозированного припоя при
использовании припойных паст (подвод тепла сверху).
Условия, в которых изготавливаются и обычно используются микросбарки с поверхност
ным монтажом, существенно отличаются от тех, которые характерны для традиционных изде
лий." В частности, в технологии поверхностного монтажа очистка изделий после пайки является
более сложной и ответственной операцией из-за наличия загрязнений, скапливающихся в зазо
рах между корпусами компонентов и поверхностью платы, особенно если учитывать вероят
ность ускорения коррозионных процессов,
стимулируемых химическими реакциями
в местах
локального перегрева. Поскольку в настоящее время расстояние между проводниками в ТПМК
составляет
0,005
дюйма
(0,127
мм) или меньше, на поверхности КП возникают относительно
высокие градиенты напряженности электрического поля (возможно, до
150
В/мм), усиливаю
щие ионное загрязнение платы и ускоряющие тем самым формирование путей утечки тока.
Анализ факторов, затрудняющих очистку смонтированных плат в ТПМК, все 9олее и более
раскрывает решающее значение тщательного контроля состояния поверхности КП. Существует
два основных метода оценки качества поверхности:
• По уровню
ионного загрязнения. Этот метод основан на оценке количества растворимых
в воде и спиртах примесей. Для этого плата на определенное время погружается в смесь воды и
изопропилового спирта. Количество перешедших в раствор примесей оценивается путем замера
его проводимости и сравнения с проводимостью исходного чистого раствора. После чего
производится
пересчет
и
определение
среднего
уровня
загрязненности
поверхности
в
микрограммах на квадратный сантиметр платы.
•
По величине поверхностного сопротивления платы. Этот метод чаще
используется в
качестве дополнительного. Критерием оценки состояния поверхности в данном случае служит
сопротивление участка платы
между коммутационными дорожками
или между контактными
площадками. Обычно слоистая структура основания платы имеет величину поверхностного
97
сопротивления до 10 16 Ом на квадрат, хотя иногда эта величина может быть значительно ниже,
например, 10 10 Ом на квадрат. При измерении сопротивления участка платы на тестовые
элементы подается, как правило, напряжение 100 - 500 В с учетом требуемой полярности.
Такой метод представляет собой разновидность разрушающего испытания, поэтому недавно
фирма
Protonique
предложила
метод
испытания
10,2
напряжением
В.
В
присутствии
загрязнений даже в случае низких градиентов напряженности электрического поля начинают
проявляться некоторые нежелательные процессы, например, поляризация тестовой структуры
при подаче отрица-тельного напряжения.
Применительно к очистке традиционных плат существуют сравнительно новые стандарты
(например,
MIL-P-28809
в США и
DEF-STAN 00-10/3 (1988
г.) в Великобритании), однако
неясно, насколько оправданными являются жесткие требования этих стандартов на практике и
насколько применимы они к ТПМК.
Оценка ионного загрязнения продолжает оставаться
удобным методом для использования в условиях массового производства, так как позволяет
гораздо
быстрее
получать
необходимые
результаты,
чем
при
измерении
поверхностного
сопротивления платы.
2.3.5.
Существует
•
•
Варианты выполнения поверхностного монтажа
3 основных
варианта реализации поверхностного монтажа
[14]:
Чисто поверхностный монтаж на плате (односторонний или двухсторонний);
Смешанно-разнесенный
вариант,
когда
традиционные
компоненты
размещают
лицевой стороне платы, а простые компоненты для поверхнос,тного монтажа
на
-
на
обратной;
Смешанный
обратной
монтаж,
(когда
поверхностного
например,
на лицевой
традиционные
монтажа
стороне
компоненты
размещают
на
и
платы,
и
поверхностный
сложные
лицевой
компоненты
стороне
платы,
а
на
для
простые
поверхностно монтируемые компо-ненты- на обратной стороне платы);
Чисто поверхностный монтаж (одно
В
этом
случае
число
- или
технологических
двvхсторонний).
операций
минимально.
На
диэлектрическое
основание платы наносят припойную пасту методами трафаретной печати. Количество припоя,
наносимое на
плату, должно обеспечивать требуемые
коммутирующих
осуществления
элементов
(для
чего
позиционирования
и
необходим
фиксации
электрофизические характеристики
соответствующий
компонентов
контроль).
После
операция
пайки
следует
оплавлением дозированного припоя. В случае двухстороннего поверхностного монтажа на
обратной
стороне
отверждения
оплавлением
платы
адгезива
фиксируются простые
компо-ненты
дозированного
припоя,
компоненты
подвергаются
затем
пайке
с
помощью адгезива.
двойной
осуществляются
очистка,
волной
припоя
контроль
и
После
либо
испытания
смонтированных плат (при необходимости платы переворачиваются).
Смешанно-разнесенный
монтаж.
Существуют
две
разновидности
реализации
этого
варианта монтажа. Чаще всего сборку начинают с установки традиционных компонентов в
отверстия платы, после чего размещают компоненты на поверхности платы (рисунок
альтернативном случае (рисунок
2.49)
2.48).
В
сначала устанавливают компоненты на поверхность
платы. Первый вариант применяется тогда, когда формовка и вырубка выводов обычных
компонентов
компоненты,
осуществляется
с
помощью
специальных
смонтированные на поверхность платы,
приспособлений
будут затруднять
заранее,
иначе
обрезку выводов,
проходящих через отверt;тия платы. Компоненты для поверхностного монтажа целесообразно
монтировать первыми при повышенной плотности их размещения, что требует минимального
количества переворотов платы в процессе изготовления изделия.
98
Установка традиционных
компонентов и сложных
компонентов для
поверхностного
монтажа на лицевой стороне платы, а также простых компонентов на поверхность обратной
стороны.
Это вероятно, самая сложная разновидность монтажа из всех-существующих, блок-схема
ее выполнения приводится на рисунке
пасты
через трафарет,
поверхностного монтажа
после
установки
установка
(SOIC, PLCC)
традиционных
2.50.
Первым этапом является нанесение припойной
на лицевой
стороне
платы
сложных
компонентов
для
и пайки расплавлением дозированного припоя. Затем,
компонентов
(с
соответствующей
обрезкой
и
фиксацией
выводов), плата переворачивается, на нее наносится адгезив и устанавливаются компоненты
простых форм для поверхностного монтажа (чип- компоненты и компоненты в корпусе
SOT).
Эти простые компоненты и выводы компонентов, установленных в отверстия, одновременно
пропаиваются двойной волной припоя. Возможно также использование в составе одной линии
оборудования, обеспечивающего эффективную пайку компонентов (с лицевой стороны платы)
расплавлением дозированного припоя и пайку (с обратной стороны платы) волной припоя.
Следует
отметить,
что
в
таком
технологическом
процессе
возрастает
количество
контрольных операций из-за сложности сборки при наличии компонентов на обеих сторонах
платы. Неизбежно возрастает также количество паяных соединений и трудности. Обеспечения
их качества. Это усложняет работу автоматического оборудования для контроля соединениЙ.
Поскольку существующее оборудование позволяет за один прием контролировать лишь одну
сторону платы, то для обеспечения контроля обеих сторон требуется дополнительная операция
перевертывания платы.
Выбор варианта монтажа при проектировании изделий
Выбор варианта реализации монтажа при проектировании изделия с применением ТПМК
осуществляется не только с точки зрения технологических приемов его изготовления,
зависимости
от
сочетания
традиционных
и
монтируемых
на
поверхность
но и в
компонентов.
Специфика вариантов таких сочетаний в общих чертах описана ниже, а более подробно
поясняется с помощью рисунка
•
Вариант
2.51
и таблицы
2.20.
Чисто (полностью) поверхностный монтаж: набор компонентов для ТПМК
1.
монтируется с лицевой или обеих сторон платы.
• Вариант 11.
•
Смешанный монтаж: смешанный набор компонентов монтируется с лицевой или
обеих сторон плать1.
Вариант
111.
Смешанно-разнесенный монтаж: традиционные компоненты монтируются с
лицевой стороны, а компоненты для ТПМК
-
с обратной.
99
Коммутацион-
. ная
плата
без а---~-.1
комnонентов
Размещение и ус
тановка комnо
нентов на nоверх
ность пnаты
Контроль качества сборки
традиционных комnонентов
и монтируемых на nоверх
ность
nлаты
Ручная сборк~
специальных комnонеflтое,.
Рисунок 2.48 - Схема реализации процесса монтажа с использованием простых компонентов
для монтажа на поверхность и компонентов для монтажа в отверстия платы (вариант
* Непаяемые и термочувствительные компоненты
l)
100
Коммутационнав
nлата без
1 КомRон.ентьt
Нанесение
адгезиаа
комnонентов
\
.
Размещение и Ус·
rановка комnокентов на nоверкность nлаты
Отверждение.l
адгезива
Перввертывание
платы
Установка и фиксация
комnонентов в отверстии
{!nаты
1
1Исnраеnение [
Lбрака
J
Контроnь
сборки
комnонентов
Пайка двойной
воn11ой npиno11
Очистка
nocne nайки
1
J Исnраепение 1
Контроль
паяных соединений
/брака
J
1
Ручная сборка
сnециальных комnонентов*
Испытания
Рисунок
2.49 -
Схема реализации монтажа простых компонентов на поверхность платы и
компонентов, устанавливаемых в отверстия платы (вариант
2)
* Непаяемые и термочувствительные компоненты
101
Коммутационная
плата без
.1 нанесение nриnойной ·/
1nасты через трафа per
комnонентов
/ Комnоненты
~
Размещение ~установка
сложных комnонентов
на nоверхность nлаты
1
]
t
.Г Исnравление ~
Визуальный
1брака
контроль
1
r Пай ка расnлавлением
11
дозированного nриnоя
1
Установка и фиксац~я
комnонентов в отверстия
платы
~
Перевер т ыеание
платы
1
Нанесение
аАrезива
1
·Размещение и установка
простых комnонентов
на nоверхность nлаты
Отверждение
исnытания
адгеэива
-f
Ручная сборка
сnециальных
комnонентов*
1
~Исnравление~
брака
!
Рисунок
!
Контрольные
1
Переверtывание
nnаты
1
t
Контроль
Контроль
качества
~<ачества
nаяных
монтаж~
соеАинений
комnонентов
.~
l
l r-
/Исnравление
-Lбрака
~
Очистка
nосле nайки
Пайка двойной
волной nриnоя
t
1
2.50 - Схема реализации
-
монтажа традиционных компонентов, а также
простых и сложных компонентов, устанавливаемых на поверхность платы.
* Непаяемые и термочувствительные компоненты
102
1
2
rггАгzGг~гiБLf~ААг~
а
7
.
·~
6
8
rz~zj;zz~'ikz~zzз
б
Рисунок
2.51- Варианты
монтажа с применением ТПМК:
а- вариант l. Чисто поверхностный монтаж. Все компоненты устанавливаются на поверхность платы. Компоненты
могут монтироваться на одной или обеих сторонах платы. Возможна одноступенчатая (одновременная) пайка всех
компонентов;
б - вариант II. Смешанный монтаж традиционных и устанавливаемых на поверхность компонентов. Возможны
любые комбинации тех и других компонентов с одной или двух сторон нлаты, но это требует многоступен<штой
пайки (расплавлением дозированного припоя, волной и, возможно, ручной);
в - вариант 1!1. Смешанно-разнесенная технология (компоненты для поверхностного монтажа с одной стороны
платы, а традиционные- с другой (с обратной));
1 - сложный компонент для монтажа на поверхность (PLCC с ]-образными выводами); 2 - сложный компонент
для монтажа на поверхность (кристаллоноситель с. выводами в виде крыла чайки (L-образный)]; 3 - чип
конденсатор; 4 - чип-резистор; 5 - чип-резистор; 6 - сложный компонент для поверхностного монтажа
(кристаллоноситель с выводами в виде крыла чайки); 7- резистор с радиальными выводами; 8 -_корпус типа DIP; 9
- конденсатор с аксиальными выводами; 10 - резистор с аксиальными выводами; 11 - резистор с радиальными
выводами; 12- корпус типа DIP; 13- простой чип-резистор; 14- простой 'rип-конденсатор
Рисунок 2.51 иллюстрирует специфику каждого из вариантов, однако важно иметь в виду,
что сочетание достоинств и ограничений каждого варианта будет изменяться от пользователя к
пользователю. Рекомендуемые нормы проектирования приведены в таблице 2.20.
При нанесении припойной пасты минимальное расстояние между контактными
IPC рекомендует
(0,381 мм), в то
время как другие фирмы предлагают нижний предел диаметра отверстия 0,013 дюйма
площадками
должно
составлять
0,020
использовать отверстия, полученные
(0,3302мм).
дюйма
(0,5080
мм).
сверлением, диаметром
Фирма
0,015
дюйма
103
Таблица
2.20-
Рекомендуемые правила проектирования изделий в ТПМК
(для плат, изготовленных по аддитивной технологии)
Типовой
Проектируемые элементы
Ширина/шаг
для
коммуrирующих
дорожек
Диаметр
вариант
фотопечати, По специальному заказу,
дюймы(мм)
трафаретной для
печати, дюймы (мм)
дюймы (мм)
0,0150/0,15
(0,38113,81)
0,008/0,008
(0,2032/0,2032)
0,00510,005
(0, 127/0, 127)
отверстий
межелейных переходов
0,030(0, 762)
0,025(0,635)
0,050( 1,27)
0,040(1 ,О 1б)
0,020(0,508)
Размер плошадки межслойнаго
перехода (диаметр)
Размер
площадки для
вывода
Рекомендуется
(1 '778±0,0254))
ис
(О,о25±0,005)Х
0,030(0,762)
(0,070±0,00 1)
((0,635±0, 127) х
Ширина площадки для
конденсатора/резистора
Длина площадки для
конленсатооа/оезистооа
0,030(0,762)
0,020(0,508)
0015-0030
0.381-0.762)
0,01 0-0,020
110 254-0.508)
0,0 10(0,254)
0,005-0,010
127-0 254J
!О
Длина проводящего
участка от края контактной
0,045(1 ,143)
0,030(0,762)
0,020(0,508)
0,0 15(0.381)
0,01 0(0,254)
0,007(0,1778)
площадки до компонента
Расстояние от проводника
до
контактной площадки
Рекомендуется делать равным высоте большего
Расстояние между
компонента
КОМЛОIIСIIТЗМИ
Величина зазора между
краем контактной площадки и
0,015
(0,381)
0,010
(0,254)
0,005
(0,127)
0,030
(0,762)
0,020
(0,508)
0,010
(0,254)
окном припойной маски
Шаг контактных площадок при
использовании маскирования
Шаг контактных площадок без
0,025(0,635)
использования
0,020(0,508)
0,020(0,508).
маскирования
Расстояние от осевой
0,030 (0,762)
линии проводника до
проводника
+половина ширины
0,020(0,508)
+
половина
ширины проводника
края платы
Расстояние
от
контактной
площадки до
металлизироваiiiЮrо
±0,010
(±0,254)
±0,007
(±0,178)
±0,012
(±0,3048)
±0,007
(±0,178)
±0,005
(0,127)
направляющего отверстия
Расстояние
от
контактной
площадки до
неметаллизированного
±0,003
(±0,076)
направляющего отверстия
Расстояния
площадок
от
контактных
фигур
ДО
±0,007
(±0,178)
±0,005
(±0,127)
±0,003
(±0,076)
±0,0001
(±0,0025)
±0,0001 (±0,0025)
±0,0001 (±0,0025)
±0,001
(±0,0254)
±0,001
(±0,0254)
+0,00025
(±0,00635)
совмещения
Разброс
значений
толщины
контактных площадок из меди
Разброс
значений
контактных
толщины
площадок
припойнога материала
из
Для определения минимального размера контактной площадки с межслойным переходом
в коммутационной плате предложена формула:
104
D =d + 2У + 2а + д.ш,
где
D -
d
диаметр контактной площадки с межслойным переходом;
отверстия; У
-
допуск на размеры КП;
его площадки; ~ш
-
а
-
-ди51метр переходиого
допустимое расстояние от края отверстия до края
допуск на изготовление эталонного шаблона.
2.3.6.
Традиционная
техника
Пайка электронных компонентов
пайки
волной
припоя
выполняется
чаще
всего
погружением
компонента в ванну с припоем. Для пайки на коммутационных платах компонентов в ТПМК
обыч-но применяется метод расплавления дозированного припоя. Пайка расплавлением припоя
в па-рогазовой фазе в настоящее время уступает место пайке с инфракрасным нагревом,
лазерная
же
пайка
пока
не
получила
распространения.
Ведущие
поставщики
сборочио
монтажного оборудования обычно включают установки для пайки в состав выпускаемых
производственных
линий
[9, 14].
В настоящее время уже имеется достаточный опыт для выбора припойной пасты, пара
метров процесса лайки и условий очистки коммутационных плат. Учет особенностей лайки на
стадии проектирования изделий в сочетании с контролем режима процесса лайки снижает час
тоту появления дефектов на этапе лайки и очистки изделий до уровня (50- 5000)·10"6 • Появле
ние на коммутационных платах поверхностно монтируемых компонентов существенно измени
ло технологию лайки. Пайка волной припоя была внедрена в 50-х гг. прошлого столетия и до
настоящего времени является единственным групповым методом пайки компонентов, устанав
ливаемых в отверстия коммутационных плат. Для пайки плат со смешанным монтажом [компо
ненты, монтируемые в отверстия с одной стороны платы и простые, монтируемые на поверх
ность (пассивные компоненты и транзисторы)- с другой] был разработан метод пайки двойной
волной припоя. Технология пайки поверхностно монтируемых компонентов расплавлением
дозированного припоя в парагазовой фазе (ПГФ) появилась в
1973
г., когда фирма
DuPont раз
Western
работала и запатентовала специальные жидкие материалы. В течение нескольких лет
Electric была единственной фирмой, пользовавшейся преимуществами этой новой разработки.
В 1975 г. фирма ЗМ предложила новые материалы для лайки в ПГФ, а один из изготовителей
оборудования для лайки (фирма НТС) стал ведущим поставщиком систем лайки в ПГФ. С
1983
г. основным конкурентом лайки в ПГФ стала пайка расплавлением дозированного припоя
с помощью инфракрасного нагрева (ИК-пайка).
Эта краткая история иллюстрирует те изменения, которые претерпела технология пайки в
США с появлением компонентов для поверхностного монтажа. В Японии пайка компонентов,
устанавливаемых на поверхность недорогих плат с низкой плотностью монтажа, производится
с
применением нагретой плиты (или приспособления). Для
чувствительных к тепловому
воздействию и сложных микросбарок с поверхностным монтажом тремя ведущими японскими
компаниями была разработана и реализована лазерная пайка.
2.3.6.1.
Пайка волной припоя появилась
50
Пайка волной припоя
лет назад и в настоящее время достаточно хорошо
освоена. Она применяется только для пайки компонентов в отверстиях плат (традиционная
технология), хотя некоторые изготовители утверждают, что с ее помощью можно производить
пайку
поверхностно
монтируемых
компонентов
с
несложной
конструкцией
корпусов,
устанавливаемых на одной из сторон коммутационной платы. Процесс пайки прост. Платы,
установленные
на
транспортере,
подвергаются
предварительному
нагреву,
исключающему
тепловой удар на этапе пайки. Затем плата проходит над волной припоя. Сама волна, ее форма
и динамические характеристики являются наиболее важными параметрами оборудования для
пайки. С помощью сопла можно менять форму волны; в прежних конструкциях установок для
пайки
применялись
симметричные
волны.
В
настоящее
время
каждый
производитель
использует свою собственную форму волны (в виде греческой буквы «омега>>, ..Z-образную, Т-
105
образную и др.). Направление и скорость движения потока припоя, достигающего платы, также
могут варьироваться, но они должны быть одинаковы по всей ширине волны. Угол наклона
транспортера для плат тоже регулируется. Некоторые установки дЛЯ пайки оборудуются
дешунтирующим воздушным ножом, который обеспечивает уменьшение количества персмычек
припоя. Нож располагается сразу же за участком прохоЖдения волны припоя и включается в
работу, когда припой находится еще в расплавленном состоянии на коммутационной плате.
Узкий поток нагретого воздуха, движущийся с высокой скоростью, уносит с собой излишки
припоя, тем самым разрушая перемычки и способствуя удалению остатков припоя.
Когда
впервые
появились
коммутационные
платы,
с
обратной
стороны
которых
компоненты устанавливались на поверхность, их пайка производилась волной припоя. При
этом возникло множество проблем с обеспечением качества пайки.
Рисунок
2.52 - Схематическое представление процесса пайки двойной
2.3.6.2.
Совершенствование
высокого уровня
компонентами,
Пайка двойной волной припоя
конструкции
платы
годных при традиционных
монтируемыми
на
волной припоя
оказалось
недостаточным
способах изготовления
поверхность
обратной
стороны
для
изделий
плат.
достижения
с
простыми
Потребовалось
изменить технологический процесс пайки волной, внедрив вторую волну припоя. Первая волна
делается турбулентной и узкой, она исходит из сопла под большим давлением (рисунок
2.52).
Турбулентность и высокое давление потока припоя исключает формирование полостей с
газообразными продуктами разложения флюса. Однако турбулентная волна все же образует
перемычки припоя, которые разрушаются второй, более пологой ламинарной волной с малой
скоростью
истечения.
перемычки
припоя,
Вторая
а
волна
также
обладает
завершает
очищающей
формирование
способностью
галтелей.
Для
и
устраняет
обеспечения
эффективности пайки все параметры каждой волны должны быть регулируемыми. Поэтому
установки для пайки двойной волной должны иметь отдельные насосы, сопла, а также блоки
управления
для
каждой
волны.
Установки
для
пайки
двойной
волной
рекомендуется
приобретать вместе с дешунтирующим ножом, служащим дЛЯ разрушения перемычек из при
поя.
Пайка
двойной
волной
припоя
применяется
в
настоящее
время
дЛЯ
одного
типа
коммутационных плат: с традиционными компонентами на лицевой стороне и монтируемыми
на повер-хность простыми компонентами (чипами и транзисторами)- на обратной. Некоторые
компотненты для ТПМК (даже пассивные) могут быть повреждены при погружении в припой
во время пайки. Поэтому важно учитывать их термостойкость. Если пайка двойной волной
применяfЯ"ся для монтажа плат с установленными на их поверхности компонентами сложной
структуры, необходимы некоторые предосторожности:
• применять поверхностно монтируемые ИС, не чувствительные к тепловому воздействию;
• снизить скорость транспортера;
• проектировать коммутационную плату таким образом, чтобы исключить эффект затенения.
106
Хорошо
разнесенные,
не
загораживающие
друг
друга
компоненты
способствуют
попаданию припоя на каждый требуемый участок платы, но при этом снижается плотность
монтажа. При высокой плотности монтажа, которую позволяет реализовать ТПМК, с помощью
данного метода практически невозможно пропаять поверхностно монтируемые компоненты с
четырехсторонней разводкой выводов (например, кристаллоносител~ с выводами). Чтобы
уменьшить
эффект
затенения,
прямоугольные
чипы
следует
размещать
перпендикулярно
направлению движения волны. Трудно паять двойной волной припоя транзистор в корпусе
SOT-89,
поскольку он имеет довольно массивный центральный вывод, что затрудняет его
равномерное смачивание припоем (и растекание припоя) по всей поверхности.
2.3.6.3.
Пайкарасплавлением дозированного припоя в парогазовой фазе (ПГФ)
Пайка расплавлением дозированного припоя применима только к микросбаркам с поверх
ностным монтажом. Она значительно отличается от ранее описанных методов. Процесс начи
нается с нанесения способом трафаретной печати припойной пасты на контактные площадки
коммутационной платы. Затем на поверхность платы устанавливаются компоненты. В ряде
случаев припойную пасту просушивают после нанесения с целью удаления из ее состава
летучих
ингредиентов
или
предотвращения
смещения
компонентов
непосредственно
перед
пайкой. После этого плата разогревается до температуры расплавления припойной пасты.
250
225
200
..-
~
175
...
150
125
Q.
~
Q.
ф
с
100
75
2
·{!4
5О
25
20
10
о
Рисунок
40
30
60
5О
70
88
90 100 110 120
Врем", с
2.53 - Температурно-временнбй режим для пайки
nлата с установленньtми
СмонтированнаА
комnонентами
ко111мутационна~ nлата
\
=
=
технологическая
среда(фреон ТF)
Основная технол_огическая
-
углеводород при 215'С)
Кипящий жидкий
фторуrлеаодород
F t______ _r:=clt= : ___ _
}
Вспомогательная
среда (инертньtи фтор
в ПГФ
-
- -
-
-
=
-
_)
Нагреватель
~ ~-
_ •• __
Рабочий контейнер
-иа нержавеющеА
стал11
Рисунок
2.54 - Схематическое
представление пайки в ПГФ с двумя технологическими средами
В результате образуется паянос соединение между контактной площадкой платы и
выводом компонента. Такая
техника
пайки
применяма
к коммутационным платам без
107
монтируемых в отверстия компонентов, т. е. с набором только поверхностно монтируемых
компонентов любых типов.
Метод
пайки
дозированного
в
парагазовой
припоя,
коммутационной
в
плате,
ходе
фазе
является
которой
отдавая
пары
скрытую
разновидностью
специальной
теплоту
пайки
жидкости
параобразования
расплавлением
конденсируются
открытым
на
участкам
микросборки. При этом припойная паста расплавляется и образует галтель между выводом
компонента и контактной площадкой платы. Когда температура платы достигает температуры
жидкости, процесс конденсации прекращается, тем самым заканчивается и нагрев пасты.
Повышение температуры платы, от ее начальной температуры (например, окружающей
среды перед пайкой) до температуры расплавления припоя, осуществляется очень быстро и
не поддается регулированию (рисунок
2.53).
Поэтому необходим предварительный подогрев
платы с компонентами для уменьшения термических напряжений в компонентах и местах их
контактов
с
температуре
платой.
Температура расплавления
кипения
используемой
инертный фторуглерод, например
при
FC-70
припоя также
пайке
жидкости.
не регулируется
Такой
и
жидкостью
равна
является
производства фирмы ЗМ. Существуют два типа
установок для пайки в парагазовой фазе: с применением одной либо двух рабочих жидкостей.
В первых установках для пайки в ПГФ применялисЪ две рабочих жидкости (рисунок
2.54),
при этом использовались обычно несколько установок пайки в составе производственной
линии. С целью предотвращения утечки паров дорогого фторуглерода и припоя поверх
основной технологической среды из инертного фторуглерода создавалась
дополнительная
технологическая среда из более дешевого фреона. Основной недостаток этих установок
состоял
в
том,
что
на
границе
двух
технологических
оред
происходило
образование
различных кислот. Поэтому для защиты коммутационных плат требавались системы нейтра
лизации
кислот.
рушающего
Защита
действия
коммутационных
кислот
на
плат
необходима в
материал
первую
коммутации
очередь
(химическая,
а
от раз
затем
электрохимическая коррозия). Кроме того, рабочая часть контейнера установки пайки в ПГФ
должна изготовляться из коррозионноетойкого
материала,
что отражается
на стоимости
такого оборудования.
Выход готового
Подача изделия
и предварител~
Пай ка расnnаеnением
издеnиА к его
н~IR нагреа
р,озироаанного приnоя
охлаждение
Е>хnадитеnь
LJI' ~.
комnонентами
"'"'
' """"""'""
\
Пары фторуглеводорода\ R 1
,,,---.-.;_.~ ~-~ .
1
•
•
•• •
-..t:::::::J
• • •
~ Ох~дктеnь ва7ая КП
7 -.--: 7.-- -- р~.''"-
f
:.__ ·_ _ ' ·
Вентиn~ционное
отеерстие
-
' ·
---=-::.. -- ::::- ::...::...::-:: =
/
Кипящий жидкий фторуглевоДород
Рисунок
СмонтИро-
2.55 - Схематическое
Вентиляционное
............._
отверстие
-..........
Нагреватель
'-.......Рабочий контейнер,
из нержавеющей
стаnи
представление пайки в ПГФ с использованием
одной технологической среды
Установки для пайки с двумя рабочими жидкостями оказались непригодны для линий
сборки электронной аппаратуры. Поэтому в
1981
г. фирмой НТС стали выпускаться установки
для пайки в ПГФ, встраиваемые в технологические сборочио-монтажные линии. Такие установки
имеют относительно небольщие входное и выходное отверстия, позволяющие реализовать систе-
му с одной технологической средой (рисунок
обеспечивает
возможность
включения
2.55).
установки
Приведеиная на рисунке
в
состав
2.55
технологической
108
конструкция
линии.
При
использовании установки для пайки в ПГФ таких компонентов, как чип-конденсаторы и чип
резисторы, может возникнуть проблема, известная как юффект опрокидывания компонента».
Причина опрокидывания компонентов до конца не изучена, и универсальных средств для
избежания этого в настоящее время не существует. Необходимо варьировать параметры процесса
пайки до тех пор, пока не прекратится опрокидывание компонентов.
2.3.6.4. Пайка
расплавлением дозированного припоя с инфракрасным
и конвекционным нагревом
В
случае
применения
паяльной
пасты
пайка
элементов
поверхностного
монтажа
осуществляется бесконтактным оплавлением пасты, нанесённой на J<Онтактные площадки под
выводами элементов. Передача тепла к паяемым узлам осуществляется в основном с помощью
инфракрасного
излучения
(при
оплавлении
инфракрасным
нагревателем)
или
потока
разогретого газа (при оплавлении потоком разогретого воздуха, инертного газа). В серийном
производстве пайку производят в автоматизированных печах. В качестве нагревателей при
разных способах пайки используются инфракрасные нагреватели или системы форсунок, через
которые подаётся разогретый воздух, азот или пары фторорганических соединений. Платы
перемещаются
через
печь
с
помощью
конвейерной ленты
из
нержавеющей
стали
(при
оплавлении плат с односторонним монтажом) или транспортёром из нескольких параллельных
цепей (при оплавлении плат с двусторонним монтажом). При движении плат через печь
выдерживается
график
изменения
температуры,
приведённый
на
рисунке
2.56.
Перед
оплавлением припоя плата выдерживается при постоянной температуре ниже точки оплавления
для достижения теплового баланса и уменьшения напряжений в плате и компонентах. Передача
тепла ИК излучением по своей природе отличается от конвекционного переноса тепла гораздо
большей скоростью. При этом для качественного проведения пайки важно знать длину волны
ИК излучения, прозрачность среды, а также характер поведения паяльной пасты в условиях
облучения. Обычно инфракрасную пайку ЭК на поверхность КП проводят с использованием
ИК излучения с длиной волны в диапазоне
1.2-2.5
мкм, в котором органические вещества
прозрачны, что позволяет излучению проникать в глубь паяльной пасты, удалять из неё
растворитель,
не
повреждая
защитную
паяльную
маску.
При
ИК
пайке
поглощающая
способность нагреваемых ЭК должна быть постоянной, однако отмечено, что её величина
зависит от состояния отражающей поверхности компонента. Кроме того, недостатком ИК
пайки является неравномерный нагрев платы и компонентов, который можно уменьшить,
снизив скорость движения конвейера.
Рисунок 2.56 - Профиль изменения температуры для пайки печатной платы в печи:
<< (150 ... 160) С- температура выдержки для проrрева платы; Т"л = (180 -200) С- температура
плавления припоя Тп = (215 ... 280) ос - пиковая температура в зоне оплавления припоя; t 1• > 60 с время выдержки; t 28 > 10 с...,. время воздействия пиковой температуры
Тд
0
0
109
В
отличие
от
ИК
нагрева
конвекционный
метод
передачи
тепла
при
пайке
ЭК
обеспечивает равномерный щадящий нагрев печатного узла, исключающий появление теневых
эффектов.
Поэтому
наиболее
перспектинным
методом
является
пайка с
использованием
конвекционного нагрева.
Рассматривая особенности пайки электронных компонентов в печах, следует отметить,
что при пайке одновременно с платой нагреваются установленные на ней компоненты, причём
из-за относительно высокой скорости нагрева внутри компонентов создаётся несднородное
распределение температуры, вызывающее механические напряжения, которые могут разрушить
компонент. Разрушение компонентов является одной из причин брака при пайке методом оп
лавления припоя в печах. Уменьшить количество разрушенных при пайке компонентов путём
снижения скорости нагрева не у даётся в связи с тем, что при этом внутренние напряжения воз
никнут из-за того, что компоненты имеют сложную структуру и состоят из материалов с раз
ными коэффициентами температурного расширения. С этой точки зрения более выгодными
являются быстрые нагрев и охлаждение, поскольку в этом случае внутри компонента темпера
тура не успевает подняться. Поэтому очень важным является строгое соблюдение рекомендуе
мого паспортом на компонент режима пайки. Другая причина брака кроется в физических и
химических процессах, протекающих в месте пайки. Прочное паяное соединение
тронного
компонента
-
контактная площадка на плате
-
-
вывод элек
образуется тогда, когда на границе
раздела двух материалов (например, меди и оловянно свинцового припоя) происходит взаимная
диффузия атомов металлов. Чтобы создать условия для диффузии, прежде всего, необходимо
смачивание припоем поверхности металла. Для этого металл при пайке покрывают флюсом и
нагревают до температуры выше точки плавления припоя. При нагревании флюс nереходит в
жидкое состояние и растворяет загрязнение и окислы на поверхности металла, затем жидкий
nриnой силой поверхностного натяжения распределяется по чистой nоверхности металла.
Скорость распределения припоя по выводу компонента и контактной площадке на плате
определяется не только состоянием их поверхностей (окислены ли они, загрязнены или нет), но
и свойствами используемого флюса (умеренно активного, активного или очень активного), а
также качеством самого припоя. Стабильность точки плавления припоя и его текучесть при
нагреве выше этой точки в значительной мере определяются точностью поддержания состава
припоя и содержанием
в
нём примесей.
В
современных технологиях пайки электронных
компонентов на поверхность плат используют только высококачественные припои с составом,
контролируемым с высокой точностью (например, американской фирмы
даже
при
небольшом
превышении
температуры
над
точкой
AIM).
плавления
Эти припои
имеют
высокую
текучесть по металлу. Таким образом формируется граница взаимодействия металла и припоя,
на которой образуется слой сплава из всех взаимодействующих металлов. Толщина этого слоя и
его структура зависят от температуры и времени пайки. В свою очередь, прочность паянаго
соединения зависит от толщины и состава слоя нового сплава. В частности, если при пайке
температура
незначительно
превышает
точку
плавления
припоя,
диффузия
происходит
медленно и за время пайки слой нового сплава не успевает образоваться. Такое «холодное»
паяное соединение отличается низкой механической прочностью. Если пайку производить при
высокой
температуре
и
длительное
время,
то
на
границе
взаимодействия
образуется
относительно толстый слой, насыщенный кристаллами интерметаллических соединений меди и
обладающий высокой хрупкостью. При термоциклировании печатного узла, воздействии на
него вибрации и ударов такое паявое соединение быстро разрушается. Есть и другие причины,
которые делают высокотемпературную пайку нежелательной. Чем выше температура пайки,
тем больше механические напряжения, вызванные различием температурных коэффициентов
расширения платы и компонентов. В начале кристаллизации припой имеет малую прочность и
механические
напряжения
могут легко
разрушить
паяное
соединение
Такие дефекты пайки характерны для компонентов в корпусах типов
выводов компонентов в корпусах типа
CSP.
при
остывании
Chip, MELF
платы.
и шариковых
Длительная высокотемпературная пайка таких
компонентов нежелательна также по другой причине. Эти компоненты имеют тонкий слой
металлизации, которая может растворяться в припое при пайке. Следовательно, существует
110
,JI!тимум по температуре и длительности процесса пайки, обеспечивающий формирование
паяного соединения максимальной прочности.
Согласно исследованиям паяное соединение максимальной прочности формируется при
перегрев е припоя на 50-70° С относительно точки плавления и длительности·процесса пайки 1-2 с.
2.3.6.5. Другие
методы пайки
Методы пайки волной припоя, двойной волной припоя, в ПГФ и с ИК- нагревом в
настоящее время широко используются в США. Пайка расплавлением дозированного припоя с
помощью разогретого приспособления не применяется в США, но широко распространена в
Японии, где почти нет установок для пайки в ПГФ. Пайка расплавлением дозированного
припоя с помощью лазера является еще одним способом пайки, применяемым в Японии.
Метод пайки расплавлением дозированного припоя с помощью нагретого приспособления
был разработан в Японии применительно к изделиям бытовой электроники с невысокой
плотностью монтажа. Суть метода такова: коммутационная плата с компонентами помещается
на теплопроводящий транспортер,
содержащий
набор специальных
пластин
(температура
которых контролируется), передающих тепло через плату к выводам компонентов. Этот метод
широко применяется для пайки гибридных интегральных схем и может также использоваться
[14].
для пайки некрупных компонентов, монтируемых на поверхность плат
Пайка расплавлением дозированного припоя с помощью лазерного излучения отличается
от всех вышеописанных способов пайки тем, что все места соединений выводов компонентов с
контактными площадками
платы
прогреваются последовательно,
а не
одновременно.
Для
нагрева соединений применяются твердотельные лазеры (на алюмоиттриевом гранате) либо
газовые лазеры (на СО 2 ). Главное достоинство лазерной пайки заключается в том, что пучок
лазерной энергии хорошо фокусируется, поэтому данный метод особенно эффективен для
пайки термочувствительных компонентов и компонентов с малым шагом
выводов. Некоторые
из наиболее сложных сборок на платах (например, центральные процессары универсальных
вычислительных машин) размером
10xl2
дюймов (25,4х30,5 см) могут иметь
10000 - 15000
паяных соединений. Такая плотность монтажа не реализуема с помощью наиболее освоенных
методов
пайки
распла~лением
дозированного
припоя,
поскольку
главным
здесь
является
качество и надежность паяных соединений, а не производительность установки.
NEC
Роботизированные установки лазерной пайки были изготовлены фирмами Нitachi,
и
Toshiba.
Fuji,
Типичный модуль для такого способа пайки имеет сдвоенную паяльную
головку в составе робота, работающего в декартовой системе координат. Передача лазерного
пучка осуществляется по оптоволоконной линии.
оптических
зеркал
делает
возможной
одновременно по обеим сторонам корпуса
групповую
SO
Разложение лазерного луча с помощью
пайку
выводов
компонента
на
плате
или кристаллоносителя.
Дальнейшее развитие элементной базы и техники поверхностного монтажа направлено на
размещение БИС и СБИС в корпусах
пассивных
и
нетрадиционных
BGA
элементов
и
CSP,
для
а также на создание новых конструкций
поверхностного
монтажа,- что
обеспечит
повышение быстродействия и экономических показателей радиоэлектронной аппаратуры.
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
4.
5.
б.
7.
На какие два больших этапах может быть разделен технологический цикл изготовления
полупроводниковых ИС?
Перечислите методы эпитаксии, укажите их особенности.
Персчислите основные физико-химические процессы при термическом окислении кремния.
С какой целью в окислительную среду добавляют хлорсодержащие компоненты?
Назначение литографии в планарной технологии изготовления кремниевых приборов и ИС.
Чем отличаются негативные и позитивные фоторезисты?
Опишите схему процесса фотолитографии по рисунку
2.6.
111
8. Опишите
схему
изготовления
фотошаблонов
для
контактной
и
проекционной
фотолитографии.
9. Разрешающая способность фотолитографии; физические и технологические ограничения.
10. Перспектинные методы литографии: рентгеновская, электронно-лучевая, ионно-лучевая.
11. Механизмы термической диффузии примесей в полупроводнике.
12. Законы распределения примесей при диффузии из бесконечного и ограниченного источни
ка.
13.
Опишите процесс
ионной
имплантации атомов примесей,
вид распределения,
эффект
каналирования и зависимость проекции пробега ионов от энергии.
14.
15.
16.
Нейтронное легирование кремния. В каких случаях используется этот метод?
Жидкостное травление кремния: изотропное и анизотропное.
Виды
сухого
травления:
плазмохимическое,
ионное
травление,
реактивное
ионное
травление.
17. Методьi нанесения тонких пленок. Термическое вакуумное испарение, распыление ионной
бомбардировкой, катодное распыление, ионно-плазменное распыление, высокочастотное
магнетровное
распыление,
химическое
осаждение
из
парегазовой
фазы,
химическое
осаждение и анодное окисление.
18.
Методы
получения
рекристаллизация
структур
типа
кремний
поликристаллического
на
диэлектрике.
кремния,
Эпитаксия
имплантация
на
кислорода
сапфире,
и
азота
в
кремний.
19.
20.
Опишите технологический маршрут изготовления полупроводниковой ИС по рисункам
2.34, 2.35.
Опишите технологический процесс изготовления толстоплёночных и тонкоплёночнь1х ГИС
(рисунок
21.
2.37).
Трафаретная
печать
проводящих,
резистинных
и
диэлектрических
паст.
Термическая
обработка.
22.
23.
24.
25.
26.
27.
28.
29.
Технологические особенности изготовления многослойных керамических подложек.
Основные методы получения тонкоплёночных структур в технологии гибридных ИС.
Многослойные коммутационные структуры на основе полиимида.
Основные требования к сборочио-монтажным операциям изготовления ГИС.
Методы монтажа бескорпусных приборов и полупроводниковых ИС.
Методы термекомпрессионной и ультразвуковой сварки.
Герметизация микросхем. Типы корпусов гибридных ИС.
Основные преимущества технологии поверхностного монтажа по сравнению с монтажом
печатных плат в отверстие.
30.
Основные
требования
к
электронным
компонентам
для
технологии
поверхностного
монтажа.
31.
32.
33.
Классификация корпусов компонентов поверхностного монтажа.
Основные требования к коммутационным платам в технологии поверхностного монтажа.
Опишите
технологический
процесс
многоуровневой коммутации (рисунок
34.
Конструктивно-технологические
изготовления
варианты
изготовления
использованием полимерных материалов (таблица
35.
36.
37.
38.
39.
межелейных
переходов
для
2.43).
коммутационных
2.17).
Многослойные коммутационные платы и их характеристики (таблица
2.18
и
плат
с
2.19).
Сравнение субтрактивной и аддитивной технологий поверхностного монтажа компонентов.
Контроль качества смонтированных плат методом поверхностного монтажа.
Персчислите основные варианты и особенности выполнения поверхностного монтажа.
Опишите правила проектирования топологии в технологии поверхностного монтажа для
плат, изготовляемых по аддитивной технологии (таблица 2.20).
40. Основные особенности пайки расплавлением дозированного припоя в парегазовой фазе,
инфракрасным и конвекционным нагревом, а также лазерной пайки.
112
Глава
3.1.
Материалы,
3.
Элементы физики полупроводников
Классификация материалов твердотельной электроники
используемые
в
твердотельной
активные и пассивные. Активными (рисунок
определенными
свойствами
по
отношению
электронике
3.1)
можно
подразделить
на
называют материалы, характеризуемые
к
электромагнитному
полю
и
другим
воздействиям и применяемые с учетом этих свойств. Практически различные материалы
подвергаются воздействиям как отдельно электрических или магнитных полей, так и их
совокупности.
По поведению в электрическом поле материалы подразделяют на проводниковые,
полупроводниковые и диэлектрические
[ 17].
Большинство активных материалов можно отнести к слабомагнитным или практически
немагнитным. Однако и среди магнетиков следует различать проводящие, полупроводящие
и практически непроводящие, что определяет частотный диапазон их применения.
Проводниками называют материалы, основным электрическим свойством которых
является сильно выраженная электропроводность. Их применение в технике обусловлено в
основном этим свойством, определяющим высокую удельную электрическую проводимость
при нормальной температуре.
Рисунок
3.1 -
Классификация материалов твердотельной электроники
Полупроводниками называют материалы, являющиеся по удельной проводимости
промежуточными
между
проводникоными
и
диэлектрическими
материалами
и
отличительным свойством которых является сильная зависимость удельной проводимости
от концентрации и вида примесей или различных дефектов, а также в большинстве случаев
от внешних энергетических воздействий (температуры, излучений и т.п.).
Диэлектриками называют материалы, основным электрическим свойством которых
является
способность
к
поляризации
и
в
которых
возможно
существование
электростатического поля. Реальный (технический) диэлектрик тем более приближается к
идеальному, чем меньше его удельная проводимость и чем слабее у него выражены
замедленные механизмы
поляризации, связанные с поглощением
части электрической
энергии и выделением теплоты.
При
применении
диэлектриков
довольно
четко
определилась
необходимость
использования как пассивных, так и активных свойств этих материалов.
Пассивные свойства диэлектрических материалов используются, когда их применяют
в
качестве
электроизоляционных
материалов
и
диэлектриков
конденсаторов
обычных
типов. Электроизоляционными материалами называют диэлектрики, которые не допускают
113
утечки
электрических зарядов,
т.е.
с
их
помощью
отделяют электрические
цепи
друг от
друга или токоведущие части устройств, приборов и аппаратов от проводящих, но не
токоведущих частей (от корпуса, от земли). В этих случаях диэлектрическая проницаемость
материала ве играет особой роли, или она должна быть, возможно, меньшей, чтобы не
вводить в схему паразитных ёмкостей. Если материал используется в качестве диэлектрика
конденсатора определенной
условиях
желательно,
ёмкости и наименьших
чтобы
этот
материал
размеров, то при
имел
большую
прочих равных
диэлектрическую
проницаемость.
Активными
пьезоэлектрики,
(управляемыми)
пироэлектрики,
диэлектриками
электролюминофоры,
являются
материалы
сегнетоэлектрики,
для
излучателей
и
затворов в лазерной технике, электреты и т.д.
У словно
к
проводникам
относят
материалы
с
удельным
электрическим
сопротивлением р < ю- 5 Ом·м, а к диэлектрикам- материалы, у которых р > 108 Ом· м. При
этом надо заметить, что сопротивление хороших проводников может составлять всего 1o-s
Ом·м, а у лучших диэлектриков превосходить 10 16 Ом·м . Удельное сопротивление
полупроводников в зависимости от строения и состава материалов, а также от условий их
5
8
эксплуатации может изменяться в пределах 1о- -10 Ом·м. Хорошими проводниками
105
электрического тока являются металлы. Из
химических элементов лишь двадцать пять
являются неметаллами, причем двенадцать элементов могут проявлять полупроводниковые
свойства. Но кроме элементарных вешеств существуют тысячи химических соединений,
сплавов или композиций со свойствами проводников, полупроводн.иков или диэлектриков.
Четкую
границу
между
значениями
удельного
сопротивления
различных
классов
материалов провести достаточно сложно. Например, многие полупроводники при низких
температурах ведут себя подобно диэлектрикам. В то же время диэлектрики при сильном
нагревании могут проявлять свойства полупроводников. Качественное различие состоит в
том, что для металлов проводящее состояние является основным, а для полупроводников и
диэлектриков
-
возбужденным.
Совокупность научно-технических знаний о физико-химической природе, методах
исследования и изготовления различных материалов составляет основу материаловедения,
ведущая роль которого в настоящее время широко призвана во многих областях науки и
техники и особенно в микроэлектронике.
3.2.
Элементы зонной теории твердого тела
Зонная теория является основой современных представлений о механизмах различных
физических явлений, происходящих в твердом кристаллическом веществе при воздействии
на него электромагнитного поля. Зонная теория твердого тела
-
это теория валентных
электронов, движущихся в периодическом потенциальном поле кристаллической решетки.
Как известно, отдельные атомы имеют дискретный энергетический спектр, т.е.
электроны могут занимать лишь вполне определенные энергетиеские уровни.
Часть этих уровней заполнена при нормальном, невозбужденном состоянии атома, на
других уровнях электроны могут находиться только, когда он возбужден. Стремясь к
устойчивому состоянию, атом излучает избыток энергии в момент перехода электронов с
возбужденных
уровней
на
уровни,
на
которых
энергия
минимальна.
характеризуется энергетической диаграммой атома, приведеиной на рисунке
Если имеется система из
(например,
газообразное
N
3.2,
Сказанное
а.
одинаковых атомов, достаточно удаленных друг от друга
вещество),
то
взаимодействие
между
атомами
отсутствует и энергетические уровни электронов остаются без изменений.
практически
114
!lpfJIHII IIJI§Ж·
di!НHIIfJ OhlfJHfJ
JiJнa
npolfu•
d/IHQChllJ
(с6о!оdнак
JOHO)
t
Janpeщeн
нoll
JOHO
~~~~~l80111!Hh1HO#
'----\
.:JOif/1
(3/JЛORH/!HHtiJf
э11ектронuниJ
УроВень HIJPH/1/ТfflOZO,
Ht6113Q§Жd/!HHOtO
состокния атона
3.2-
Рисунок
При
О)
11}
Энергетические диаграммы: а- отдельного атома; б- твердого тела
конденсации газообразного
кристаллической
решетки
твердого
вещества в
теJш
все
жидкость,а затем
имеющиеся
у
при
атомов
образовании
данного
типа
электронные уровни (как заполненные электронами, так и назаполненные) несколько
смещаются вследствие действия соседних атомов друг на друга. В частности, притяжение
электронов
одного
атома
ядром
соседнего
снижает
высоту
потенциального
барьера,
разделяющего электроны в уединенных атомах. Главное состоит в том, что при сближении
атомов Происходит перекрытие электронных оболочек, а это в свою очередь существенно
изменяет характер движения
электронов.
Благодаря перекрытию оболочек электроны
могут без изменения энергии посредством обмена переходить от одного атома к другому,
т.
е.
перемешаться
по
кристаллу.
Обменное взаимодействие
имеет чисто
квантовую
природу и является. следствием неразличимости электронов. В этом случае уже нельзя
говорить о принадлежности того или иного электрона определенному атому
-
каждый
валентный электрон принадлежит всем атомам кристаллической решетки одновременно.
Иными словами, при перекрытии электронных оболочек происходит обобществление
электронов
[ 16].
Вследствие
изолированного
обменного
атома
взаимодействия
расщепляются
в
дискретные
энергетические
неметаллического твердого тела на рисунке
3.2,6.
энергетические
зоны,
как
это
уровни
показано
для
Разрешенные энергетические зоны раз
делены запрещенными интервалами энергии. Ширина разрешенных энергетических зон не
зависит
от размеров
кристалла,
а
определяется лишь
прирадой
атомов,
образующих
твердое тело, и симметрией кристаллической решетки.
Поскольку обменная энергия зависит от степени перекрытия электронных оболочек,
то уровни энергии внутренних оболочек, которые сильнее локализованы вблизи ядра
расщепляются
меньше,
чем
уровни
валентных
электронов.
Расщеплению
в
зону
подвержены не только нормальные (стационарные), но и возбужденные энергетические
уровни.
Ширина разрешенных зон при перемещении вверх по энергетической шкале
возрастает, а величина запрещенных энергетических зазоров соответственно уменьшается.
Каждая зона состоит из множества энергетических уровней,очевидно, их количество
определяется числом атомов, составляющих твердое тело. А это значит, что в кристалле
конечных размеров расстояние между уровнями обратно пропорционально числу атомов. В
кристалле объемом в 1 см 3 содержится 1022
показывают,
что
энергетическая
-
1023 атомов. Экспериментальные данные
протяженность
валентных
электронов
не
превышает
единиц электронвольт. Отсюда можно сделать вывод, что уровни в зоне отстоят друг от
друга по энергии
на
10-22
-
10-23 эВ, т.е. энергетическая зона характеризутся
квазинепрерывным спектром. Достаточно ничтожно малого энергетического воздействия,
чтобы вызвать переход электронов с одного уровня на другой, если там имеются свободные
состояния.
115
Распределение
энергетическом
электронов.
уровне
противоположным
может
направлением
электронных состояние в
В
соответствии
находиться
не
спинового
зоне оказывается
с
принципом
более
двух
магнитного
Паули
на
электронов,
момента.
каждом
причем
Позтому
с
число
конечным и равным числу соответствующих
атомных состояний. Конечным оказывается и число электронов, заполняющих данную
энергетическую зону, что играет важную роль в формировании энергетического спектра
кристалла.
Подобно энергетическим уровням в изолированных атомах энергетические зоны
могут быть полностью заполненными, частично заполнеными и свободными. Внутренние
оболочки в изолированных атомах заполнены, позтому соответствующие им зоны также
оказываются заполненными.
Самую верхнюю из заполненных электронами зон называют валеюпной. Эта зона
соответствует энергетическим уровням электронов внешней оболочки в изолированных
атомах. Ближайшую к ней свободную, незаполненную электронами зону называют зоной
проводилюсти. Взаимное положение
этих двух зон определяет большинство процессов,
происходящих в твердом теле.
Выводы
зонной
теории.
Характер
энергетического
спектра
у
металлических
проводников, полупроводников и диэлектриков существенно различен. В металлических
проводниках
валентная
зона
заполнена
не
полностью
или
перекрывается
с
зоной
проводимости. В полупроводниках и диэлектриках зона проводимости и валентная зона
разделены
некоторым
энергетическим
зазором,
называемым
запрещенной
зоной.
3
=1,12
дЕg =
Формально к полупроводникам относят вещества, у которых запрещенная зона меньше
зВ. Так, например, при температуре
эВ; у германия дЕg
2,4 ... 3,4 эВ
= 0,67
300
К у кремния ширина запрешенной зоны дЕg
эВ; у арсенида галлия дЕg
= 1,43
зВ; у карбида кремния
(для разных политипов). Вещества с более широкой запрещенной зоной относят
к диэлектрикам. У реальных диэлектриков ширина запрещенной зоны может достигать
эВ.
Различие
в
положении
энергетических
Jl
зон
металлических проводников показано на рисунке
~мt~~
W3 Бf!Е2
1
Диэлектрик
Полупроводник
Согласно
зонной
теории
у
3.3 [16].
Рисунок
диэлектриков,
3.3 -
10
полупроводников
Энергетические
полупроводников
и
и
диаграммы
металлических
проводников с точки зрения зонной теории твердого
тела:
1 - заполненная
2 - зона
электронами зона;
свободных энергетических уровней;
3 - запрещенная зона щириной АЕ
Металл
электроны
диэлектриков,
зоны
проводимости
имеют
практически
одинаковую свободу движения во всех твердых телах независимо от того, являются ли они
металлами или диэлектриками. Движение осуществляется путем туннельного перехода
электронов
от
материалов
атома
к
атому.
надо принять во
Для
объяснения
внимание
различий
различную
в
электрических
свойствах
реакцию на внешнее электрическое
поле электронов заполненной и незаполненной зон. Внешнее электрическое поле стремится
нарушить
симметрию
движущиеся
в
в
распределении
направлении
электронов
по
скоростям,
действующих электрических сил,
ускоряя
электроны,
и замедляя частицы с
противоположно направленным импульсом. Однако подобное ускорение и замедление
связано
с изменением
энергии
электронов,
что должно
сопровождаться
переходом их в
новые квантовые состояния. Очевидно такие переходы могут осуществляться лишь в том
случае, если· в энергетической зоне имеются свободные уровни. В типичных случаях
добавочная
энергия,
приобретаемая
электронами
действием электрического поля, составляет 10-3
-
на
длине
свободного
пробега
под
10-4 эВ, т. е. намного превосходит
расстояние между подуровнями в зоне. В металлах, где зона не полностью укомплектована
116
электронами, даже слабое поле способно сообщить электронам достаточный импульс,
чтобы вызвать их переход на близлежащие свободные уровни. По этой причине металлы
являются хорошими проводниками электрического тока.
В полупроводниках и диэлектриках при температуре ОК все эщ;ктроны находятся в
валентной
зоне,
а
зона
проводимости
абсолютно
заполненной зоны не могут принимать участия
свободна.
в создании
Электроны
полностью
электрического тока. Для
появления электропроводимости необходимо часть электронов перевести из валентной
зоны в зону проводимости. Энергии электрического поля недостаточно для осуществления
такого
перехода,
требуется
более
сильное
энергетическое
воздействие,
например,
нагревание твердого тела. Средняя кинетическая энергия тепловых колебаний атомов в
кристаллической решетке приблизительно равна
0,04
величина составляет приблизительно
При комнатной температуре эта
(3/2)kT.
эВ, что в общем случае существенно меньше
ширины запрещенной зоны ЬЕ. Однако следует иметь в виду, что тепловая энергия
неравномерно
распределяется
между
частицами.
В
каждый
момент
времени
имеется
небольшое число атомов, у которых амплитуда и энергия тепловых колебаний значительно
превышают среднее значение. В процессе тепловых колебаний атомы взаимодействуют не
только друг с другом, но и с электронами, передавая им часть тепловой энергии. Именно за
счет таких тепловых флуктуаций некоторые из электронов могут перейти
из валентной
зоны в зону проводимости. Очевидно, чем выше температура и меньше запрещенная зона,
тем выше интенсивность межзонных переходов. У диэлектриков запрещенная зона может
быть на столько велика, что электронная электропроводность не играет определяющей
роли.
Прй
каждом
акте
возбуждения
и
перехода
электронов
в
зону
проводимости
появляются энергетические вакансии в распределении электронов по состояниям валентной
зоны,
называемые «дырками».
При
наличии дырок электроны валентной
зоны могут
совершать эстафетные переходы с уровня на уровень. Во внешнем электрическом поле
дырка движется противоположно движению электрона, т. е ведет себя (как некоторый
положительный
заряд
с
отрицательной
эффективной
массой).
Таким
образом,
дырки
обеспечивают участие валентных электронов в процессе электропроводности.
Процесс перехода электронов в свободное состояние сопровождается и обратным
явлением, т. е. возвратом электронов в нормальное состояние. В результате в веществе при
любой температуре наступает динамическое равновесие, т.
переходящих
в
свободную
зону
становится
е.
равным
количество
количеству
электронов,
электронов,
возвращающихся обратно в нормальное состояние. С повышением температуры число
свободных электронов в полупроводнике возрастает, а с пониженнем температуры до
абсолютного нуля -убывает вплоть до нуля.
Значит, вещество, представляющее собой при одних температурах диэлектрик, при
других, более высоких приобретает проводимость, т.е.
наступает новое качественное
состояние вещества.
Различие между проводимастями двух типов материалов
-
металлов_ и неметаплов
-
наиболее значителhно при температурах, приближающихся к абсолютному нулю; различие
-
же между двумя классами неметаплов
полупроводниками и диэлектриками
-
исчезает по
мере приближения температуры к абсолютному нулю.
Электроны,
свободными.
находящиеся
Такие
потенциальным
электроны
полем
в
зоне
проводимости,
неизбежно
кристаллической
будут
нельзя
считать
взаимодействовать
решетки.
При
с
абсолютно
периодическим
математическом
описании
поведения электронов в зоне проводимости пользуются понятием эффективной массы.
Эффективная масса не определяет ни инерционных, ни гравитационных свойств электрона.
Однако
вводя понятие эффективной
массы,
можно движение реального электрона в
кристалле с массой то описывать как движение абсолютно свободного электрона, т.е.
эффективная
масса
кристаллической
учитывает
решеткой
при
сложный
его
характер
движении
под
взаимодействия
действием
электрона
силы
с
внешнего
117
электрическ-ого
поля.
Эффективная
масса может во много раз
отличаться от массы
свободного электрона.
Ширина запрещенной зоны меняется с изменением температуры. Это происходит по
двум
основным
решетки
и
причинам:
из-за
из-за
изменения
изменения
междуатомных
амплитуды
тепловых
расстояний,
т.е.
колебаний
объема
тела.
атомов
С
ростом
температуры возрастает амплитуда тепловых колебаний атомов, увеличивается степень их
взаимодействия и степень расщепления энергетических уровней. Поэтому разрешенные
зоны становятся шире, а запрещенные
Для
большинства
уменьшается
с
-
соответственно уже.
полупроводниковых
ростом
температуры.
материалов
Температурную
ширина
запрещенной
зоны
запрещенной
зоны
зависимость
можно аппроксимировать выражением:
Eg(T) = Eg(O)- а Т 2 /(Т+~).
Eg(O)
Значения а, ~ и
приведены ниже:
~g(O), эВ
МатеiJиал
1
GaAs
Si
Ge
1
1
1
а·
1.519
1.170
0.7437
104 эВ/К
5.405
4.73
4.774
~,К
204
636
235
Энергию, необходимую для перевода электрона в свободное состояние или для
образования дырки, может дать не только тепловое движение, но и другие источники
энергии, например поглощенная материалом энергия света, энергия потока электронов и
ядерных частиц, енергия электрических и магнитных полей, механическая энергия и т. д.
Увеличение же числа свободных электронов или дырок под 'воздействием, какого-Либо
вида энергии способствует повышению электропроводности, увеличению тока, появлению
электродвижущих сил.
Электрические свойства определяются условиями взаимодействия и расстояниями
между атомами вещества и не являются непременной особенностью данного атома. Так,
например, углерод в виде алмаза является диэлектриком, а в виде графита он обладает
большой проводимостью.
Примеси
и
точечные дефекты, нарушающие
строгую периодичность структуры,
создают особые энергетические уровни, которые располагаются в запрещенной зоне
идеального кристалла. Если примесные атомы или дефекты расположены достаточно
далеко друг от друга, то взаимодействие между ними отсутствует, а соответствующие им
энергетические
электронов
уровни
между
оказываются
удаленными
дискретными.
примесными
Поскольку
атомами
туннельные
практически
переходы
невозможны,
то
дополнительные электронные состояния локализованы в определенном месте решетки, т.е.
на
дефекте
расстояния
структуры.
между
При
ними
достаточно
сравнимы
с
высокой
размерами
концентрации
атомов,
примесных
благодаря
чему
атомов
возможно
перскрытие электронных оболочек ближайших атомов примеси. В этом случае дискретные
энергетические
уровни
примесей
расщепляются
в
энергетическую
зону
примесных
состояний, способную обеспечить проводимость, если не все уровни в этой зоне заполнены
электронами.
В некоторых случаях примесные зоны могут перскрываться с разрешенными зонами и
тем самым приводить к сужению ширины запрещенной зоны.
Таким образом, электрические свойства всех твердых тел определяют теоретически с
единой точки зрения
электропроводности
-
энергия возбуждения носителей заряда или энергия активации
равна
нулю
у
металлов
и
непрерывно
возрастает
в
ряду
полупроводников, условно переходящих при увеличении этой энергии в ряд диэлектриков;
хорошо прово~ящие металлы и хорошо изолирующие диэлектрики представляют собой
крайние члены того непрерывного ряда, в котором можно расположить твердые тела по
этому признаку.
118
3.3.
Образование
Генерация и рекомбинация носителей заряда
свободных
электронов
и
-
дырок
генерация
носителей
заряда
происходит при воздействии теплового хаотического движения атомев кристаллической
решетки (тепловая генерация), при воздействии поглощенных полупроводником квантов
электромагнитного излучения (фотонная генерация) и других энергетических факторов.
Так как полупроводник всегда находится
одного (Т -=F
0),
под действием всех этих факторов или хотя бы
генерация носителей происходит непрерывно
[16].
Одновременно с генерацией в полупроводнике непрерывно происходит и обратный
процесс
-
рекомбинация
носителей
заряда,
т.е.
возвращение
электронов
из
зоны
проводимости в валентную зону, в результате чего исчезает пара носителей заряда. В
состоянии термодинамического равновесия процессы генерации и рекомбинации носителей
заряда
взаимно уравновешены.
При этом в
полупроводнике
существуют равновесные
ктщентрации электронов па и дырок ро.
При воздействии на полупроводник нетеплового внешнего энергетического фактора
(света, сильного электрического поля и др.) из-за генерации новых носителей заряда их
концентрация
и
n
р
Снеравновесная
концентрацию на величину
(или
f..n
Таким образом,
f..n
концентрация)
f..p),
=n -
по
будет
превышать
равновесную
которую называют избыточной концентрацией.
=р - ро.
; f..p
Избыточная концентрация носителей заряда может возникать в отдельных областях
полупроводниковой структуры прибора не только в результате внешних энергетических
воздействии,
но
и
за
счет
различных
процессов
(инжекции,
экстракции,
ударной
ионизации), которые могут происходить в полупроводниковых приборах.
Механизмы рекомбинации могут быть различны (рисунок
АfеJкзонная,
или
непосредственная
рекомбинация
3.4).
происходит
при
переходе
свободного электрона из зоны проводимости в валентную зону на один из свободных
энергетических
свободного
уровней,
электрона
что
и
соответствует
дырки.
Однако
исчезновению
такой
пары
процесс
носителей
межзонной
заряда
-
рекомбинации
маловероятен, так как свободный электрон и дырка должны оказаться одновременно в
·одном и том же месте кристалла. Кроме того, должен выполняться закон сохранения им
пульса, т. е. рекомбинация электрона и дырки возможна только при одинаковых, но
противоположно
направленных
германии на
тыс.
10
импульсах
электрона
рекомбинаций лишь одна
и
дырки.
Поэтому,
например,
в
происходит в результате межзонной
рекомбинации.
6J
aJ
Рисунок
3.4-
8)
Различные механизмы генерации и рекомбинации носителей заряда:
а- межзонная генерация и рекомбинация; б- генерация и рекомбинация с участием пустых
рекомбинационых ловушек; в
рекомбинациониых ловушек;
-
генерация и рекомбинация с участием заполненных электронами
-
условное обозначение генерации;
рекомбинации. Цифры означают этапы процессов генерации и рекомбинации
---- -
-условное обозначение
119
Рекшнбинация с участие.111 рекомбинационных ловушек или рекомбинация Шокли
Холла-Рида протекает в два этапа. На первом этапе рекомбинационная ловушка (или
энергетический уровень рекомбинационной ловушки) захватывает, например, электрон из
зоны проводимости. Таким образом, электрон выбывает из процесса электропроводности.
В этом состоянии ловушка будет находиться до тех пор, пока к ней не подойдет дырка, или,
другими словами, пока в данном месте кристалла не окажется свободный энергетический
уровень валентной зоны. При выполнении этих условий осуществляется второй этап
-
рекомбинаций
электрон
переходит
на
свободный
уровень
валентной
зоны
(что
эквиваJiентно захвату дырки из валентной зоны отрицательно заряженной ловушкой).
Двухэтапный процесс рекомбинации более вероятен, так как он не требует
одновременного присутствия в данном месте кристалла свободного электрона и дырки.
Рекомбинационная ловушка воспринимает количество движения, необходимое для
соблюдения закона сохранения импульса, и может забрать часть энергии, освобождаемой в
процессе рекомбинации.
Роль рекомбинационных ловушек могут выполнять примесные атомы или ионы,
различные
включения
в
кристалле,
незаполненные
узлы
кристаллической
решетки,
дислокации и другие несовершенства объема или поверхности.
В связи с тем что на поверхности кристалла перечисленных дефектов значительно
больше, чем в объеме, процесс рекомбинации на поверхности должен идти значительно
интенсивнее. Его рассматривают и оценивают обычно отдельно, считая поверхностную
реко;нбинацию разновидностью рекомбинации с участием рекомбинационных ловушек.
В зависимости от того, как расходуется энергия, освобождающаяся при рекомбинации
электрона и дырки, рекомбинацию можно подразделить на два вида.
.
Излучательной рекомбинацией называют- рекомбинацию, при которой энергия,
освобождающаяся при переходе электрона на более низкий энергетический уровень,
излучается в виде кванта света (фотона).
При безызлучательной (фононной) рекомбинации избыточная энергия электрона
передается кристаллической решетке полупроводника, т. е. избыточная энергия идет на
образование фононов
-
квантов тепловой энергии.
Наряду с указанными видами рекомбинации при больших концентрациях электронов
или дырок
в полупроводниках вступает
Auger),
(Оже-рекомбинация,
при
этом
в действие еще один механизм рекомбинации
происходит
столкновение
одновременно
двух
свободных электронов и одной дырки или двух дырок и одного электрона, в результате
чего имеет место рекомбинация электрона и дырки и переход третьего носителя на более
высокий уровень энергии в соответствующей зоне. Этот третий носитель в результате
столкновений с решеткой передает ей избыточную энергию и приходит в равновесное
состояние с решеткой.
3.4.
В
Равновесная концентрация носителей заряда в полупроводнике
соответствии
со
статистикой
энергетического уровня электроном
уровню, и абсолютной температурой Т
/(Е)=
где
F-
Ферми-Дирака
вероятность
определяется энергией Е,
[16]:
(3.2)
1
,
1+ехр(Е- F)l kT
энергия уровня Ферми, вероятность заполнения которого равна
которого кривая вероятности симметрична (рисунок
Энергия
Ферми
заполнения
соответствующей этому
представляет
собой
3.5).
термодинамический
112
и относительно
потенциал
Гиббса,
отнесенный к одной частице. Её называют также электрохимическим потенциалом. Если в
качестве точки отсчета энергии принять потолок валентной зоны (потенциальная энергия
неподвижнцых
электронов
валентной
зоны
равна
нулю),
то
для
невырожденного
полупроводника энергия Ферми будет предсталять собой среднюю энергию подвижного
электронного
газа:
электронов
валентной зоны) в валентной зон~.
зоны
проводимости
и
дырок
(подвижные
электроны
120
Энергия уровня ФepJHU
граниuе
электронного
(F)
соответствует верхней
распределения
при
l\
Е
температуре
Т = О, а также средней энергии «диапазона размытия»
при любой другой температуре (рисунок 3.5). Сим
метрия кривой вероятности заполнения относительно
уровня
Ферми
означает
одинаковую
вероятность
F
заполнения уровня электроном с энергией, большей на
величину Е
- F,
и вероятность освобождения уровня от
электрона с энергией, на столько же меньшей энергии
уровня Ферми.
С помощью соотношения
заполнение
валентной
зоны
электронами
зоны
(3.2)
зоны
полупроводника.
удобнее
говорить
энергетических
уровнях
энергетический
уровень
о
в
можно определять
проводимости
Но
для
валентной
дырках
валентной
может
пустых
зоне.
либо
о
или
а!
Рисунок
' ~{f.J
Распределение электронов
вероятности заполнения
занят
энергетических уровней (б)
электроном, либо свободен от электрона. Поэтому
сумма вероятностей этих двух событий должна быть
равна единице.UЕ)
б)
в частично заполненной зоне (а) и
Любой
быть
3.5 -
1/2
+.t;,(E) = 1.
Тогда вероятность заполнения энергетического уровня дыркой
/"(Е)=
Е
F)-
1
(3.3)
1+exp-u-
(
Уровень Ферми обычно расположен в запрещенной зоне энергетической диаграммы
относительно далеко (в единипах энергии) от зоны проводимости и от валентной зоны по
сравнению с энергией
kT (при
комнатной температуре
IE- Fi »
kT;:::: 0,025
эВ), т.е.
(3.4)
kT.
Поэтому, пренебрегая единицей в знаменателе
(3.2),
вероятность распределения
электронов по энергетическим уровням зоны проводимости определим с помощью стати
стики Максвелла
-
Больцмана
J
E-F
11
(E) zexp---.
(3.5)
kT
Аналогично найдем вероятность распределения дырок по энергетическим уровням ва
лентной зоны с учетом (3.3) и (3.4)
(3.6)
Таким
образом,
для
большинства
пользоваться статистикой Максвелла
--
полупроводников
(невырожденных)
можно
Больцмана и только в некоторых случаях для
полупроводников (вырожденных) необходимо использовать статистику Ферми-Дирака. В
вырожденнем
полупроводнике
уровень
Ферми
находится
в
разрешенной
зоне,
и
концентрация подвижных носителей не зависит от температуры (как в металлах).
Для определения концентрации электронов в невырожденном полупроводнике надо
проинтегрировать
по
энергии
произведение
энергетических состояний в зоне проводимости
уровней электронами
(3.5).
функции
[N(E)]
распределения
плотности
и вероятности заполнения этих
Интегрирование нужно проводить от энергии дна до энергии
потолка зоны проводимости. Если же учесть ничтожно малую вероятность заполнения
уровней
электронами
у
потолка
зоны
проводимости,
интегрирования считать равным бесконечности, т. е.
=
f
по= N(E)/11 (E)dE.
Ее
то
можно
верхний
предел
121
j;,(E)
1,О
,----,....",..-.......,:;:~--,.--.------.-----,
0,5
о
-0,6
-0,4
3.6 - Вероятность
Рисунок
-0,2
0,2
о
0,4
(Е-
F), эВ
заnолнения электронами энергетических уровней
nри различных темnературах по статистике Ферми-Дирака
В реЗультате интегрирования получим
n0
где
Nс -
Е -F
= Ncexp--c--,
(3.7)
kT
-
энергия дна зоны
любом
невырожденном
эффективная плотность состояний в зоне проводим ости; Ее
проводимости.
Аналогично,
равновесная
концентрация
дырок
в
полупроводнике при термодинамическом равновесии
Ро
-F
Е
= N v ехр---Тт-,
(3.8)
где Nv - эффективная плотность энергетических состояний в валентной зоне, энергия
которых приведена к потолку валентной зоны; Ev -энергия потолка валентной зоны.
Таким
образом,
равновесная
концентрация
носителей
заряда
определяется
эффективной плотностью уровней в соответствующей зоне, температурой и положением
уровня Ферми относительно дна зоны проводимости или потолка валентной зоны.
3.5.
Собственный и примесный полупроводники
Собственный полупроводник
-
это полупроводник без донорных и акцепторных
примесей или с концентрацией примеси настолько малой, что она не оказывает
существенного влияния на удельную проводимость полупроводника. В собственном
полупроводнике при температуре абсолютного нуля отсутствуют подвижные носители
заряда, так как валентная зона полностью занята электронами (там нет дырок), а в зоне
проводимости нет электронов.
При температурах выше абсолютного нуля некоторые электроны валентной зоны
могут быть переррошены в зону проводимости возможна тепловая генерация пар
носителей заряда, в зоне проводимости появляются свободные электроны, а в валентной
зоне
-
дырки. Процесс тепловой генерации возможен даже при очень низких температурах
из-за значительных флуктуаций (отклонений) энергий тепловых колебаний атомов от
средней энергии тепловых колебаний атомов относительно узлов кристаллической
решетки.
Как
отмечалось,
существует
и
уравновешены.
их
кроме тепловой генерации носителей
рекомбинация,
При
этом
в
и
эти
процессы
собственном
концентрация электронов, которая может
(3.7):
п,. = N с . ехр (
при
заряда в
любой
полупроводнике
полупроводнике
температуре
существует
взаимно
собственная
быть выражена соотношением, аналогичным
Е ckT-F; J.
(3.9)
122
Формула для собственной концентрации дырок аналогична
Р; == Nc ·ехр
Эффективные
плотности
(
уровней
Е
-F)
в
зоне
(3.8):
(3.10)
vkT ; )'
проводимости
и
в
валентной
зоне
определяются соотношениями
(3.11)
где m 11 и mp -эффективные массы электронов и дырок;
/z
-постоянная Планка.
Так как в собственном полупроводнике носители заряда образуются в результате
ионизации собственных атомов полупроводника, т.е. благодаря перебрасу
электронов из
валентной зоны в зону проводимости, то одновременно возникает два носителя заряда
противоположных знаков. Поэтому
(3.12)
Определим положение уровня Ферми для собственного полупроводника. Учитывая
соотношения
(3.9)- (3.12),
получим
~
(т ) 2 ехр-
"
Е -F.
~
Е -F.
с
1 = (т ) 2 ехр
v
'
kT
Р
kT
откуда
F.1
=Ее +Ev +lkT·In(mP J·
2
4
(3.13)
mn
При небольшом различии эффективных масс электронов и дырок
F.
1
= Ее+2 Ev
=Е.,,
(3.14)
т.е. в собственном полупроводнике приближенно можно считать, что уровень Ферми
расположен посередине запрещенной зоны.
Аналогичный результат следует из энергетического определения уровня Ферми. Для
собственного
полупроводника
средняя
энергия
подвижного
электронного
газа,
соответствующая уровню Ферми, совпадает с серединой запрещенной зоны
F. = n; . Ее + Р; . Ev = Ее + Ev =Е.
1
n; + Р;
2
1.
Приняв в данном случае для простоты начало отсчета энергии от потолка валентной
зоны, т.е.
Ev
= О, собственные концентрации носителей можно выразить через ширину
запрещенной зоны jE;j =(Ее+ Ev )/2 = !}.Е11 /2
n;
=Nc·ex{-::/}
(3.15)
2kT .
{ -Мк)
(3.16)
Р; =Nv ·ех
123
(3.15)
Из соотношений
(3.16)
и
можно определить собственные концентрации
носителей в разных полупроводниках. При комнатной температуре (Т =
10
13
3
3
ni ==
1.4· 10
см- , в германии ni == 2,5-10
Большинство
полупроводниковых
полупроводншшв,
определяются
см- .
т.
е.
приборов
полупроводников,
донорными
или
изготовляют
электрические
акцепторными
примесями.
на
300
К) в кремнии
основе
примесных
характеристики
Таким
образом,
которых
в
рабочем
диапазоне температур полупроводникового прибора поставщиками основного количества
носителей заряда в
практике
важное
полупроводниковом
значение
имеют
материале должны
такие
быть
полупроводниковые
примеси.
материалы,
Поэтому
у
в
которых
ощутимая собственная концентрация носителей заряда появляется при возможно более
высокой температуре, т. е. полупроводники с достаточно большой шириной запрещенной
зоны.
в· элементарных
полупроводниках,
состоящих
в
основном
из
атомов
одного
химического элемента, примесями являются чужеродные атомы. В полупроводниковых
соединениях и твердых растворах, состоящих из атомов двух или большего числа хими
ческих
элементов,
примесями
могут быть
не только
включения
атомов
посторонних
химических элементов, но и избыточные по отношению к стехиометрическому составу
атомы
химических
элементов,
входящих
в
химическую
формулу
сложного
полупроводника.
Такую же роль, как примеси, могут играть различные дефекты кристаллической
решетки: пустые узлы, линейные дислокации или дислокации сдвига, вознюсающие при
пластической деформации кристалла и т. д.
Рассмотрим
уровни в
роль
приыесей,
атомы
которых
создают
пределах запрещенной зоны полупроводника.
дискретные
энергетические
При небольшой коннентрации
при:vtесей их атомы располо;Jсены в полупроводнике на таких больших расстояниях друг от
друга,
что
не
взаимодействуют
между
собой.
Поэтому
нет
расщепления
примесных
уровней. Вероятность непосредственногоперехода электронов от одного примесиого атома
к другому ничтожно мала, т.е. с точки зрения зонной теории ничтожно мала вероятность
перехода электрона с одного дискретного примесиого уровня на другой.
При большой концентрации примесей в результате взаимодействия примесных атомов
между собой примесные уровни одного типа расщепляются в энергетическую при.несную
зо11у.
Электроны, находящиеся в примесной зоне, так же, как в зоне проводимости и в
валентной зоне, при неполном их заполнении могут переходить с уровня на уровень,
приобретая необходимую для этого энергию за счет ускорения во внешнем электрическом
поле на длине свободного пробега.
Легирующие примеси могут быть донорнаго и акцептарного типа.
Донор
-
это примесный атом или дефект кристалличесJ<аЙ решетки, создающий в
запрещенной
зоне
энергетический
уровень,
занятый
в
невозбужденном
состоянии
электроном и способный в возбужденном состоянии отдать электрон в зону проводимости.
Aюrenmop
-
это примесный атом или дефект кристаллической решетки, создающий в
запрещенной зоне энергетический уровень, свободный от электрона в невозбужденном
состоянии и способный захватить электрон из валентной зоны в возбужденном состоянии.
Доноры и акцепторы в полупроводнике могут быть ионизированы под действием
энергии, поступающей в кристалл в виде квантов света, теплоты и т.д.
Донорный центр может быть заряжен положительно (ион примеси) либо нейтральным
(при низких температурах легирующей примеси). Акцептор -либо отрицательный (захват
электрона валентной зоны, поставка дырки), либо нейтральным.
Под
энергией
uom;зaцuu
донора
понимают
минимальную
энергию,
которую
необходимо ёообщить электрону, находящемуел на донорнам уровне, чтобы перевести его
в зону проводимости.
124
-
Энергия ионизации акцептора
это минимальная энергия, которую необходимо
сообщить электрону валентной зоны, чтобы перевести его на акцепторный уровень.
Энергия
собственных
ионизации
атомов
примесных
атомов
полупроводника
или
значительно
ширины
меньше
энергии
запрещенной.
зоны.
ионизации
Поэтому
в
примесных полупроводниках при низких температурах преобладают носители заряда,
возникшие
из-за
обусловлена
ионизации
электронами
примесей.
его
Если
называют
электропроводность
полупроводником
-
проводность полупроводника обусловлена дырками
полупроводника
п-типа.
Если
электро
полупроводником р-типа.
В полупроводнике п-типа или электронном полупроводнике основными носителями
являются электроны, а дырки
-
неосновными
n"
В полупроводнике р-типа
являются дырки, а электроны
-
>>р".
или дырочном полупроводнике основными носителями
неосновными.
Рр >>пр.
Обычно
в
полупроводниках
Полупроводник,
у
которого
присутствуют
концентрация
как
доноров
доноры,
равна
и
акцепторы.
концентрации
так
акцепторов,
называют скомпенсированным. При этом концентрация подвижных носителей близка к
собственной
n ;::; р ;::; n; .
Соотношения для концентрации электронов
приняв
Ev=
О и учтя соотношения
(3.15)
n 0 = n;
и
(3.16):
(3.7)
·ехр(- Е~;
и дырок
(3.8)
можно преобразовать,
F}
(3.17)
Ро = Р; ·ех{ E;k;F}
(3.18)
Отсюда следует, что
(3.19)
т. е. в невырожденн~м полупроводнике произведение концентраций свободных электронов
и дырок при термодинамическом равновесии есть постоянная
величина равная
квадрату
собственной концентрации при данной температуре.
Соотношение
(3.19)
справедливо для невырожденного полупроводника, т.
е. для
полупроводника, у которого уровень Ферми расположен в запрещенной зоне достаточно
далеко (на
2-3k1)
от дна зоны проводимости или от потолка валентной зоны, так как только
при этих условиях можно пользоваться функцией распределения Максвелла
Уменьшение
концентрации
неосновных
носителей
заряда
-
Больцмана.
в
примесных
полупроводниках по сравнению с собственным обусловлено увеличением вероятности
рекомбинации при увеличении концентрации основных носителей заряда,
Для атомарных полупроводников
группы: Р,
As, Sb,
Ge, Si
в качестве доноров выступают элементы
кремния обобщает четыре
валентных электрона,
а пятый
остается слабосвязанным с
примесным атомом и может перемещаться по кристаллу. Так как примеси
растворяющиеся
V
которые имеют пять валентных электронов. Ковалентная связь в решетке
по
типу
замещения,
отдают
электроны
кремнию,
они
V
группы,
называются
донорами.
Аналогичным образом примесный атом с тремя валентными электронами, например,
бор, может заместить атом кремния, в кристаллической решетке. Три электрона заполнят
три из четырёх ковалентных связей кремния, а одна связь останется вакантной. Если еще
125
один электрон перейдет с соседней связи и заполнит эту вакантную связь, то вакантная
связь передвинется и перенесет с собой положительный заряд, внеся вклад в дырочную
проводимость. Так как примесь
III
группы забирает валентные электроны, (поставляет
дырки в ваnентную зону), то её называют акцептором.
IV
В арсениде галлия элементы
акцепторами.
Соотношение
соответствии
с
(3.19)
терминологией
VI
и
11
группы являются донорами, а
обычно
называют
химической
законо.м
термодинамики,
группы
действующих
(константа
масс
в
химического
равновесия выводится из закона действующих масс).
3.6.
После
Время жизни неравновесных носителей заряда
прекращения
энергетического
воздействия
на
полупроводник
избыточная
концентрация носителей заряда в нем из-за процесса рекомбинации через некоторое время
уменьшится до нуля. Количество носителей заряда, рекомбинирующих в единицу времени в
единице
объема
(быстрота
изменения
концентрации),
пропорционально
концентрации и обратно пропорционально пекоторому параметру
временем жизни
[16]:
r,
избыточной
который называют
dn _ -d(An) _ An.
dtdt
-~·
dp _ -d(Ap) _Ар.
dt
-т;·
(3.20)
dt-
Таким образом, вре,ненем жизни неравновесных носителей заряда является отношение
избыточной
концентрации
(An
или
Ар)
неравновесных
носителей
заряда
к
скорости
изменения этой концентрации вследствие рекомбинации:
Т=~·
ld~~)l'
11
- IAPI
(3.21)
" ld~:)l'
т----
Рассмотрим наиболее простой частный случай
-
постоянство концентрации основных
носителей заряда. Этот случай реализуется, например, в полупроводнике с явно выраженной
примесной электропроводностью при введении в
него неосновных
носителей заряда в
небольшом количестве. Тогда появление неравновесных неосновных носителей заряда не
вызывает существенного
изменения
концентрации
основных
(Ап
=
Ар),
с
которыми
происходит рекомбинация. Время жизни при этом оказывается постоянным, а количество
носителей
заряда,
пропорционально
рекомбинировавших
первой
степени
в
единицу
избыточной
времени
концентрации.
в
Этот
единице
случай
объема,
называют
линейной рекомбинацией.
Решим уравнение
(3.20)
при следующих условиях:
Пусть в. момент времени
An(O)
t =
(или Ар{О)), которая после
О в полупроводнике создана избыточная концентрация
окончания действия источника избыточных носителей
заряда должна стремиться к нулю при
t ~ оо. Решение уравнений (3.20) при этих условиях
имеет вид:
An (t) = An(O) ехр( -t 1т" )иАр(t) = Ар(О) ехр( -t /т Р),
126
т. е. при линейной рекомбинации избыточная концентрация носителей за время жизни
уменьшается в е раз.
В
общем
случае
время
жизни
неравновесных
носителей
заряда
определяется
Ge и Si доминирует рекомбинация черёз ловушки (центры
которых выступают атомы Au, Pt, Cu и другие дефекты
механизмом рекомбинации. В
рекомбинации),
в
роли
кристаллической решетки. Для одноуроннего рекомбинационного центра Е1 в запрещенной
зоне
(модель
Шокли-Холла-Рида)
темп
рекомбинации-генерации
носителей
заряда
определяется выражением:
(3.22)
где
т" 0 =(N 1
an V1 )- 1
-время жизни в полупроводникер-типа;
тро = (N 1 аР V1 ) - 1 - время жизни в полупровоДнике п-типа;
Из
(3.22)
концентрация ловушек;
сечение захвата электрона (дырки) на ловушку;
тепловая скорость носителей заряда;
концентрация дырок и элктронов, когда
F = Е1 •
следует для малых уровней возбуждения др<< по (п-полупроводника):
и= (р- Р"о) = др.
Т рО
Для
сильнолегированных
(3.23)
Тро
полупроводников
(эмиттер
транзистора)
время
жизни
определяется рекомбинацией Оже:
и=(рп-п 1
2
(3.24)
)(C1,n+CPp),
где С", Ср -коэффициенты ударной рекомбинации.
· Для кремния Сп= 1,6' 10-31 см 6/с, Ср = 2,8·10-31 см 6/с.
Для n+ -полупроводника n = Nd
>> р,
поэтому из
и= с"
(3.24) следует
др
.N,21 • др=-,
Тл
1
2)-1 •
т л= ,с" ·N,1
При высоких уровнях возбуждения
Тл
3.7.
(3.25)
n = р >> N,1 ,
=[(C"+Ct>)·n2fl.
(3.26)
Токи в полупроводниках
Процесс переноса зарядов может наблюдаться в полупроводниках при наличии
электронов в зоне проводимости и при неполном заполнении электронами валентной зоны.
При выполнении этих условий и в отсутствие градиента температуры перенос носителей
зарядов может происходить либо под действием электрического поля, либо под действием
градиента концентрации носителей заряда.
127
Дрейф носителей заряда
Направленное
движение
носителей
заряда
под
действием
электрического
поля
называют дрейфом. Электроны, получая ускорение в электрическом поле, приобретают на
длине свободного пробега дополнительную энергию около 10-8-10-4 эВ. При этом
электроны переходят на более высокие энергетические уровни (разница в энергиях между
соседними энергетическими уровнями в разрешенной зоне около 10-22 эВ). При очередном
соударении электрона с атомом кристаллической решетки электрон отдает кристаллической
решетке накопленную на длине свободного пробега энергию, возвращаясь на один из низко
лежащих энергетических уровней в разрешенной зоне. Так можно представить процесс
электропроводности в результате движения электронов в зоне проводимости и в валентной
зоне. Qднако, учитывая почти полное заполнение электронами энергетических уровней
валентной зоны, удобнее рассматривать в валентной зоне движение дырок: дырки, двигаясь
по направлению вектора электрического поля и приобретая в этом поле дополнительную
энергию, переходят по энергетической диаграмме на более низкие энергетические уровни.
В
результате
дрейфа
электронов
в
полупроводнике
появляется
электронная
составляющая плотности дрейфового тока. На основании законов Ома:
} 11
где а11
-
= С1 11 С = qпJ111 C ,
(3.27)
удельная проводимость полупроводника (любого материала) при одном виде
имеющихся в нем носителей заряда
-
электронов;
J.l 11
-
поi)вижность электроно.в, т. е.
величина, численно равная средней скорости их направленного движения в электрическом
поле с напряженностью, равной единице.
Аналогично, дырочная составляющая плотности дрейфового тока
(3.28)
Знаки в правых частях соотношений
(3.27)
и
(3.28)
одинаковые, так как заряды
электронов и дырок различны по знаку и движутся в электрическом поле в разные стороны.
Полная плотность дрейфового тока при наличии свободных электронов и дырок равна
сумме электронной и дырочной составляющих:
j
= },. + J" =qaE =q(nJ1,. + Pllp)E,
(3.29)
где а- удельная проводимость полупроводника (любого материала) с учетом свободных
электронов и дырок.
Диффузия носителей заряда
Поведение свободных электронов и дырок в полупроводнике напоминает поведение
молекул
газа.
результате
Эту
аналогию
неравномерного
можно распространить и
распределения
концентрации
на явления,
носителей
происходящие
заряда
в
в
объеме
полупроводника в отсутствие градиента температуры. В этом случае происходит диффузия
-
движение носителей заряда из-за градиента концентрации, выравнивание концентрации
носителей по полупроводнику.
Из молекулярной физики известно, что поток частиц при диффузии (число частиц,
перссекающих в единицу времени единичную площадку, перпендикулярную направлению
градиента концентрации) пропорционален градиенту концентрации этих частиц:
Ф,.
где
D,. -
=-D" grad n ,
(3.30)
коэффициент диффузии, равный абсолютному значению отношения плотности
потока частиц к градиенту их концентрации.
Вектор
градиента
концентрации
направлен
в
сторону
возрастания
аргумента,
а
частицы диффундируют туда, где их меньше, т. е. против градиента концентрации. Поэтому
знаки перед правой и левой частями соотношения
(3.30) различны.
128
Остановимся на процессе диффузии электронов и дырок в полупроводниках, т. е. на
диффузии заряженных частиц (или квазичастиц). Так как всякое направленное движение
одноименно
заряженных
частиц
есть
электрический
ток,
то
плотность
электронной
составляющей диффузионного тока может быть получена путем умножения правой части
(3.30)
на элементарный заряд электрона. Электроны диффундируют против вектора гра
диента
концентрации
и
имеют
отрицательный
заряд.
Поэтому
направление
вектора
плотности диффузионного тока электронов должно совпадать с направлением вектора
градиента концентрации электронов, т.е.
fп.диф = qD11
(3.31)
gradn.
Аналогично, плотность дырочной составляющей диффузионного тока
iр.диф = -qDI'
(3.32)
gradp.
Заряд дырок положителен, поэтому направление вектора плотности диффузионного
тока
дырок
должно
совпадать
с
направлением
их
диффузии,
т.
е.
должно
быть
противоположным направлению вектора градиента концентрации дырок. Следовательно, в
правой части соотношения
(3.32)
должен сохраниться знак минус.
Следует отметить, что избыточная концентрация неосновных носителей заряда за
время релаксации Максвелла нейтрализуются основными. Поэтому в начальный момент
диффундируют квазинейтральные пары электрон и дырка и устанавливаются одинаковые
,распределения носителей заряда !!.р(х) =
электронного полупроводника !!.р
<< n11 )
!!.n(x). На малых уровнях возбуждения (для
сохраняется электронейтральность.
Одновременно с процессом диффузии неравновесных носителей происходит процесс
их рекомбинации, что приводит к уменьшению концентрации в направлении от места
источника
этой
избыточной
одномерной диффузии
концентрации
носителей.
Расстояние,
на
котором
в полупроводнике без электрического поля в нем
при
избыточная
концентрация носителей заряда уменьшается вследствие рекомбинации в е раз, называют
диффузионной
длиной
(L).
Иначе
говоря,
это
расстояние,
на
которое
носитель
диффундирует за время жизни. Таким образом, диффузионная длина связана со временем
жизни носителей соотношениями:
(3.33)
где
D11
и
Dp -
коэффициенты диффузии электронов и дырок.
В свою очередь, коэффициенты диффузии связаны с подвижностью носителей заряда
соотношениями Эйнштейна:
D"-_kT.
-,
q
/111
DP
kT
Jlp
q
(3.34)
-=-
Не следует путать диффузионную длину с длиной свободного пробега носителей
заряда, которая определяется как среднее расстояние, проходимое носителем между двумя
последовательными актами рассеяния.
Как следует из
(3.27)
и
(3.31 ), (3.34),
перенос носителей с помощью дрейфа и
диффузии определяется подвижностью.
При малых электрических полях дрейфовая скорость носителей
напряженности электрического поля Е
:
Vd
пропорциональна
vtl = 11Е.
Коэффициент пропорциональности есть подвижность f! [см 2 ·В- 1 ·с- 1 ]. В неполярных
полупроводниках
таких,
как
Ge
и
Si,
основными
механизмами,
определяющими
подвижность носителей, являются рассеяние на акустичесуих фононах и рассеяние на
ионизированных примесных атомах. Значения подвижности, определяемой рассеянием на
акустических фононах, уменьшаются с ростом температуры и при увеличении эффективной
массы носителя заряда
12S'
Подвижность,
обусловленная
рассеянием
на
ионизированных
примесях,
также
уменьшается с ростом эффективной массы, но увеличивается с ростом температуры
f.lт _ (m*)-I/2.Nтi·TЗ/2.
Результирующая подвижность может быть представлена в виде:
J.l=(-1 +-1)-l
J.lт
10 ""
f.JJ
..
и,
10 3
1--
Ge~
2
'f
-··-·
- i-·
fLn
Si
3
'fLp
f-z ·-
11
г--..
---·
;-.....
paAs
1--
j
Кон~ентраци~
Рисунок
3.7- Дрейфовая
подвижность в
npuA~ecu,
Ge, Si
и
см-J
GaAs
при Т=
300 К в
зависимости
от концентрации легирующей примеси
В полярных полупроводниках, таких, как
GaAs,
определяющую роль играет рассеяние
на оптических фононах. В этом случае
J.!.т
_ (т*)-3/2 т-3/2.
Кроме названных выше механизмов, влияющих на подвижность носителей, следует
отметить
междолинное
рассеяние,
когда
электрон
при
рассеянии
переходит
из
одного
энергетического минимума в другой, испуская или поглощая при этом соответствующий
коротковолновый фонон (рисунок
GaAs
На рисунке
при
3.7
3.13).
приведены экспериментальные зависимости подвижности в
комнатной температуре от концентрации примеси.
Видно,
что с
Ge, Si
и
ростом
концентрации примеси (при комнатной температуре бульшая часть примесных атомов
ионизирована) подвижность уменьшается. Поскольку при увеличении эффективной массы
т* подвижность уменьшается, в этих важнейших полупроводниковых материалах при той
же концеJiтрации примеси электронная подвижность больше дырочной.
130
Si (MQЛЬJf'
ЛОЛ.!f)
- --/~п
-
--/4р
/0 L-~1~'_.'~1 u'~--~~~~~~~~~~
1
!О
/03
2
Teмпepamg,od, К
Рисунок
На рисунке
3,8-
3.8
Температурная зависимость подвижности электронов и дырок в
Si
приведены температурные зависимости подвижности в кремниевых
образцах п- и р-типа с различной концентрацией примеси. При малых концентрациях
примесных
атомов
подвижность
действительно
уменьшается
с
ростом
температуры.
Однако показатель степени экспериментальной зависимости отличается от теоретического
значения _ ~ , что, вероятно, обусловлено влиянием дополнительных механизмов рассеяния.
2
В чистых материалах в области комнатных температур подвижность изменяется по закону
1 1' 66 и 1 2 ·33 для 11- и р-германия;' 1
p-GaAs соответственно.
Для
пояснения
физического
2 42
•
и 1
смысла
2 20
•
диффузионных
токов
10
'
2 1
•
для n- и
рассмотрим
случай
для п- и р-кремния; 1
инжекции неосновных носителей заряда в полупроводник п-типа (рисунок
d
и 1
3.9).
х
х
Рисунок
3.9-
Схематическое отображение диффузии дырок (а); распределение неравновеемых носителей
заряда (б); распределение дырочного диффузионного }1,0 и дрейфового электронного }"Е· токов (в)
131
При
инжекции
положительный заряд
дырок
в
п-полупроводник
возникает
нескомпенсированный
q!1p, который за счет кулонавекого взаимодействия нейтрализуется
электронами из источника практически мгновенно за время релаксации Максвелла.
r111 = l::E:o{J = 10- 12 с; для р = 1 Ом·см, кремний.
Распределение
избыточных
элЕ:ктронов
!1п(х)
квазистационарно
и
соотвтствует
динамическому (движущемуся) зарядудифундирующих дырок
!1п(х)= !1р(х) = !1р(О) exp(-x/Lp).
Под действием градиента концентрации дырки перемещаются из плоскости инжекции
(х =О) к омическому контакту (х
-
носители
=d). Одновременно происходит рекомбинация (основные
электроны проводимости «падают» на дырки в валентной зоне) тем самым
замыкая цепь тока: омический контакт- инжектор.
Таким образом, необходимым условием существования диффузионного тока при
избыточной
концентрации
неравновесных
3.9,
электронно-дырочных пар (рисунок
зарядаСнеравновесная
концентрация
носителей
заряда
является
рекомбинация
б). В случае экстракции неосновных носителей
меньше
равновесной)
необходимым
условием
протекания диффузионного тока является генерация электронно-дырочных пар.
В
плоскости
А
диффузионный
тоr<
дырок
равен
полевому
току
электронов.
Результирующий ток в силу непрерывности равен
jт_ =
jpD (А)+ jnE (А)= j pD (0) = j"E (d) ·
Ток, ограниченный пространствеиным зарядом (ТОПЗ)
В
высокоомных
полупроводниках
-
полуизоляторах
возможна
монополярная
инжекция аналогично эмиссии электронов в вакуум. В этом случае в объеме возникает
нескомпенсированная
знака, т.е.
повышенная
концентрация
создается объемный заряд.
подвижных носителей заряда одного
В таких материалах практически все внешнее
напряжение падает на базовой области (не на инжекционном барьере), проводимость
которой полностью определяется введенными из контакта неравновесными носителями.
Однако,
в
отличие
от
вакуума
взаимодействуя с решеткой,
-
в
твердом
теле
носители
движутся,
постоянно
длина свободного пробега много меньше расстояния между
контактами.
Поскольку объемный
одного
контакта
заряд создается подвижными
структуры,
с
ростом
тока
эмиссия
носителями,
носителей
выходящими из
ограничивается
этим
объемным зарядом. Поэтому этот ток называют током, ограниченным пространствеиным
зарядом.
Оценим потенциальную зависимость ТОПЗ для простого случая инжекции носителей
одного знака, например, электронов, при отсутствии ловушек и собственных носителей
заряда в базе. Перенос инжектированных носителей осуществляется электрическим полем.
j
= q f.lп n(x) С:(х).
Напряженность электрического поля определяется уравнением Пуассона. Для данного
случая
dE
qn(x)
-=-dx
е0 е
Подставив
условии х
= О,
С:
qn
=
и:r первого уравнения во второе и проинтегрировав его при граничном
О, получим:
Е(х)= - 2.1[ ее 0 р,"
)~ х2.
1
132
Полное падение напряжения на толще полупроводника
1
2
и= JE(x)dx=(~)
w%.
о
9еео~п
Тогда зависимость плотности тока ТОПЗ от напряжения будет иметь вид:
.
1 =9ее 0
Такой
вид
вольтамперной
твердотельных структур,
u2
8W
характеристики
характерен
проводимость которых определяется
носителей, вводимых из контакта, в том числе
инжекции.
(3.35)
·~ 11 -3•
и для
p-n
для
любых
диодных
дрейфом неравновесных
переходов на больших уровнях
ТОПЗ протекает также в короткоканальных полевых транзисторах, МДП
транзисторах и транзисторах со статической индукцией.
Уравнения токов
В случае постоянного и перемениого смещения при наличии электрического поля и
градиента
концентрации
носителей
заряда
в
полупроводнике
будут
существовать
дрейфовые и диффузионные токи. Поэтому плотность электронного тока с учетом
(3.31)
(3.28)
и
и
(3.36)
jn = j11 .др + j11 .диф = qn~nE + qD11 gradn.
Плотность дырочного тока с учетом
(3.27)
(3.32)
(3.37)
jP = jр.др + jр.диф = qn~PE -qDP gradp.
Для расчета плотности полного тока следует сложить его электронную и дырочную
составляющие и добавить к ним плотность тока смещения, равную производной по
времени от вектора электрической индукции:
. .
.
d ( с)
J = J" + lp + dt ееос- .
3.8.
(3.38)
Эффекты сильных электрических полей
В сильных электрических полях в полупроводнике могут происходить физические
процессы,
приводящие
к
изменению
удельной
проводимости
полупроводника;
вольт
амперная характеристика полупроводника перестает подчиняться закону Ома; может из
меняться как концентрация носителей заряда, так и их подвижность.
Рассмотрим вначале физические процессы, влияющие на концентрацию носителей
заряда
[16).
Ударная ионизация
Свободный электрон (или дырка), разгоняясь под действием большой напряженности
электрического поля, может приобрести на длине свободного пробега дополнительную
энергию,
достаточную
для
ионизации
собственного
атома
полупроводника.
Процесс
ионизации атомов разогнавшимел в поле носителем заряда называют ударной ионизацией.
Ионизацию могут вызывать и дырки, так как движение дырок является лишь способом
описания движения совокупности электронов валентной зоны полупроводника.
Количественно
процесс
ударной
ионизации
характеризуется
коэффициентами
ударной ионизации, которые численно равны количеству пар носителей заряда, образуемых
первичным носителем на единице пути. По аналогии с теорией электрического разряда в
133
газах,
коэффициенты
ударной
ионизации
в
полупроводниках
обозначают
а 11
и
ар.
Коэффициенты ударной ионизации очень сильно зависят от напряженности электрического
поля. Для практических расчетов часто пользуются эмпирической аппроксимацией
а=А 181
где
(от
т 5 до 8).
довольно
большой
111
(3.39)
,
показатель степени,
различный для разных материалов
Туннелированне
Сильному электрическому полю в полупроводнике соответствует большой наклон
3.10).
энергетических зон (рисунок
При этом электроны могут проходить сквозь узкий
потенциальный барьер (толщиной ~) без изменения своей энергии
-
туннелировать
благоДаря своим квантово-механическим свойствам. Так как процесс туннелирования
происходит вследствие перехода электронов валентной зоны в зону проводимости, то этот
процесс можно считать аналогичным автоэлектронной эмиссии или холодной эмиссии
---
электронов из металла.
~-
~;:~,,
е
"\/~~>
Рисунок
3.1 О-
Туннелировани е электронов из валентной зоны в зону
nроводимости nри сильном электрическом nоле в nолупроводнике
Вероятность перехода электронов из валентной зоны в зону проводимости и, наобо
рот, из зоны проводимости в валентную зону одна и та же. Но переход электронов из ва
лентной зоны преобладает, поскольку их там значительно больше, чем в зоне проводимо
сти. Поэтому концентрация носителей заряда растет при туннелировании.
Туннельный
эффект
в
полупроводниках
проявляется
при
очень
больших
напряженностях электрического поля: в кремнии- при Е= 2·106 В/см, в германии- при
Е
4·1 05 В/см . Напряженности электрического поля, при которых появляется эффект
=
туннелирования различны для разных материалов, так как толщина потенциального барье
ра
(М
зависит
от
ширины
запрещенной
зоны
полупроводника
при
неизменной
напряженности электрического поля, т. е. при неизменном наклоне энергетических зон.
Теперь рассмотрим влияние сильного электрического поля на подвижность носителей
заряда.
Рассеяние носителей заряда в сильных полях
В слабых электрических полях носители заряда на длине свободного пробега
приобретают относительно малую энергию. Поэтому их распределение по энергетическим
уровням соответствует распределению при данной температуре кристаллической решетки.
Дрейфовые скорости движения носителей заряда в этом случае значительно меньше так
называемых тепловых скоростей, т. е. скоростей тепловых хаотических движений. При этом
величина подвижности определяется механизмами рассеяния на акустических фононах или
на колебаниях решетки (фононное) и ионах примеси (кулоновское). При больших
концентрациях носителей заряда возможно рассеяние носителей друг на друге
( кулонавекое ).
134
В сильных электрических полях скорость дрейфа носителей заряда соизмерима с
тепловой скоростью; носители заряда на длине
свободного пробега приобретают в электрическом
поле
энергии,
соответствующие
кинетическим
энергиям теплового хаотического движения. При этом
распределение носителей заряда по энергетическим
уровням соответствует большим температурам, чем
температура кристаллической решетки, которая оста
ется практически неизменной. Это явление называют
иногда
разогрево.м
носителей
носителей.
явление
На
разогрева
подвижность
может
влиять
по
разному.
1.
о
8
Рисунок
3.11
При относительно больших температурах, при
которых подвижность носителей заряда определяется
Б/см
в
-Зависимость
основном
процессом
рассеяния
на
тепловых
колебаниях атомов кристаллической решетки полу
дрейфовой скорости и
проводника, разогрев носителей заряда электрическим
подвижности носителей
заряда от напряженности
полем приводит к увеличению числа столкновений
электрического поля
носителей с оптическими фононами и
к насыщению
дрейфовой скорости или к уменьшению подвижности
при увеличении напряженности электрического поля (рисунок
3.11 ).
Именно это явление
надо учитывать в полупроводниковых приборах, если электрические поля
4
.значение 103-10 В/см.
2.
заряда
превышают
При относительно малых температурах, при которых подвижность носителей
определяется
в
основном
процессом
рассеяния
на
ионизированных
примесях,
разогрев носителей электрическим полем приводит к уменьшению времени нахождения
носителя в поле ионизированной примеси, т. е. к уменьшению рассеяния носителя и,
следовательно, к увеличению подвижности. Таким образом, увеличение подвижности с
увеличением напряженности электрического поля в полупроводниковых приборах может
происходить только при очень низких температурах.
Междолинный переход носителей заряда
Рассмотрим вначале зависимость энергии свободного электрона, находящегося в
вакууме, от его импульса Р (рисунок
3.12).
Энергия такого электрона
Е-т 0 v
2
_т 0
--2--
2 2
v _
2т
0
-
р
2
2m
'
0
v- вектор скорости свободного электрона; то - его масса. Зави_симость, представленная
3.12, является энергетической диаграммой свободных электронов в вакууме,
изображенной в пространстве импульсов или в пространстве волновых векторов k(P =1ik).
где
на рисунке
В полупроводниковом кристалле свободный электрон можно считать свободным
только условно, так как на электрон в кристалле действует периодическое потенциальное
поле кристаллической решетки. Чтобы описать сложные законы движения электрона в
кристалле с помощью соотношений, совпадающих по форме с законами классической
механики, можно учесть влияние внутренних сил на электрон, изменив соответствующим
образом значение его массы, т. е. введя понятие некоторой эффективной массы электрона
(или дырки). Таким образом, эффективная масса- это коэффициент пропорциональности в
законе,
связывающем
внешнюю силу, действующую на электрон
в кристалле,
с его
ускорением.
Зона
проводимости
перекрывающихся
между
полупроводника
собой
может
разрешенных
быть
образована
энергетических
из
нескольких
зон.
Структура
135
энергетических
зон
квазиимпульсов (в
Например,
на
или
k-
энергетическая
диаграмма
полупроводника
в
пространстве
3.13).
пространстве) может иметь несколько минимумов (рисунок
энергетической
диаграмме
арсенида
галлия
зона
пентральной долины с минимумом энергии при волновом векторе
проводимости
кроме
О имеет еще боковые
k=
J:Олины с минимумом энергии, который отличается от предыдущего на
t.E 1•
Из этой энергетической диаграммы следует, что в зоне проводимости арсенида
гаJrлия могут существовать электроны, обладающие одной и той же энергией, но имеющие
различные квазиимпульсы, а следовательно, различные эффективные массы и подвижности
Е- (fj )2 - (Р2 )2 .
- 2rn
це
r- вре~я
1
-
2m
2
qт
(3.40)
J.l=-.
'
rn
свободного пробега.
р
Рисунок
3.12-
Зависимость энергии
3.13 - Структура энергетических зон
Рисунок
свободного электрона в вакууме
арсенида галлия в кристаллографическом
от его импульса
направлении
[100)
Если Р 1 < Р2 то rn * 1 < т* 2 , а это значит, что 11 1 > f.l2· Таким образом, в полупроводнике
(AsGa) могут существовать свободные электроны с разными подвижностями: <<Лёгкие»
электроны с малой эффективной массой и большой подвижностью в центральной долине и
«тяжелые» электроны с большой эффективной массой и с малой подвижностью в боковых
J:ОЛИНаХ.
В
слабых
электрических
полях
почти
все
свободные
электроны
имеют
малые
J:рейфовые скорости и квазиимпульсы и поэтому находятся в центральной долине. В
сильных электрических полях свободные электроны, приобретая дополнительную энергию,
t.E 1,
превышающую
характеризуются
подвижностью.
получают
большей
возможность
эффективной
перейти
массой
в
боковые
(станут
долины.
Там
«тяжелыми»)
и
они
малой
По этой причине средняя подвижность всех свободных электронов с
увеличением напряженности электрического поля уменьшается. Подвижности «лёгких
«тяжелых
» электронов
3.9.
Свет,
и
Оптические и фотоэлектрические свойства полупроводников
проникая
в
полупроводник,
вступает
с
кристаллической
взаимодействие, связанное с обменом энергий. Обозначим через
количество
»
могут отличаться в десятки раз.
световой
энергии,
проходящей
в
единицу
решеткой
1 интенсивность
времени
через
во
света, т. е.
нормальное
к
световому потоку единичное сечение полупроводника. Часть светового потока отражается
от границы раздела. Доля отраженой энергии характеризуется коэффициентом отражения.
R = /Rilo.
Интенсивн·ость света, проходящего через полупроводник, ослаблятся вследствие
процесса поглощения. Выделим на глубине х от поверхности полупроводника бесконечно
тонкий слой
dx.
Количество световой энергии
dl,
поглощенное слоем
интенсивности света, падающего на этот слой, и его толщине (рисунок
dx,
пропорционально
3.14):
136
(3.41)
dl= -a.·Idx.
Знак
минус
называется
указывает на
показателем
убыль энергии;
поглощения.
Он
коэффициент пропорциональности
характеризует
относительное
а
изменение
интенсивности излучения на единице длины.
(3.41 ),
Интегрируя
где / 1
=10 ( 1 -
получим
l(x)
=/1 ехр(-а.·х),
(3.42)
-интенсивность света, входящего через поверхность образца.
R)
!, 1
о
t/a
Рисунок
Формула
(3.42)
3.14-
Поrлощение света в полупроводнике
известна в физике как закон Бугера- Ламберта. Из нее следует, что
величина; обратная показателю логлощения а· 1 численно равна толщине слоя, на которой
интенсивность проходящего света уменьшается в е раз.
Таким образом, показатель логлощения имеет размерность обратную толщине, т.е. м- 1 •
Рисунок
3.15 •
Схема оnтических переходов при различных
механизмах оnтического поrлощения:
1-
собствешюе поrлощение;
2- экситонное
поrлощение;
3, 4-
примес11ое nоrлощение
При нормальном падении световых лучей для слабо поглощающих сред коэффициент
отражения может быть рассчитан по известной формуле
R =(n- 1) 1 (п + li,
[17]
2
где
n -
n = 3-4.
показатель преломления полупроводника. Для большинства полупроводников
Этим значениям соответствует коэффициент отражения
Зависимость
показателя
логлощения
а.
от
длины
R =25 - 36%.
волны
или
энергии
фотонов
называют спектром логлощения вещества. Поглощение излучения в полупроводниках
может быть связано с изменением состояния как свободных, так и связанных электронов, а
также
с
изменением
полупроводниках
колебательной
различают
энергии
несколько
атомов
решетки.
механизмов
В
связи
оптического
с
этим
в
поглощения.
Каждому из них соответствует определенная область спектра.
Собственное поrлощение света обусловлено переходами электронов из валентной
зоны
в
зону
проводимости.
полупроводника (рисунок
энергия
фотонов
т.
3.15).
превышает
е.
энергия
квантов
света
идет
на
ионизацию
атомов
Собственное логлощение возможно в том случае, если
ширину
запрещенной зоны.
В
зависимости
от ширины
запрещенной зоны оно проявляется в видимой или ближней инфракрасной области спектра.
137
Из квантовой теории следует, что при оптических переходах электронов из одной
энергетической зоны в другую существуют определенные правила отбора. Разрешенными
оптическими переходами являются лишь те, для которых волновой вектор (квазиимпульс)
электрона остается неизменным. Иными словами, электрон и оставляемая им дырка в
момент образования должны иметь одинаковые квазиимпульсы. Такие переходы получили
название прюных.
Возможны переходы и не разрешенные правилами отбора. Однако вероятность их
существенно
меньше.
При
таких
переходах
закон
сохранения
импульса
выполняется
благодаря тому, что в каждом акте поглощения принимают участие не две, а три частицы
:
фотон, электрон и фонон, т. е. квант теплового поля. Последний как раз и компенсирует
разность
значений
импульса
электрона
в
начальном
и
конечном
состояниях.
Такие
переходы с участием фонанов получили название непря.мых. В этом случае избыточный
импульс- передается кристаллической решетке. Поскольку для осуществления непрямых
переходов необходимо взаимодействие не двух, а трех «частиц» с согласующимися пара
метрами, то их вероятность меньше, чем веррятность прямых переходов. Соответственно
меньше и показатель поглощения.
3.16
На рисунке
в
качестве примера по казан спектр собственного поглощения
германия при двух различных температурах. Как видно, при больших энергиях фотонов
показатель
~
значении
поглощения
достигает
порядка
м
-
поглощается
свет
106
в
-l . в
тонком
весьма
этих
высоких
условиях
поверхностном
весь
слое
полупроводника толщиной от одного до нескольких
микрометров.
По
краю
собственного
определить
ширину
поглощения
можно
запрещенной
зоны
полупроводника (в эВ);
!'!.Eg
= h Vпор = ll с/ ),пор= 1.23 1 Anop (мкм),
где Vпор и Anop пороговые по отношению к межзонным
переходам
волны
с
-
электронов
падающего
значения
частоты
монохроматического
и
длины
излучения;
скорость света в вакууме.
Для
точного
запрещенной
зоны
определения
по
необходимо
учитывать
поглощения.
Этим
ширины
оптическим
конкурирующие
обусловлена довольно
спектрам
процессы
Рисунок
сложная
3.16-
Спектр собственного
поглощения в германии
процедура вычислений. Ширина запрещенной зоны
зависит от температуры. У большинства полупроводников ширина запрещенной зоны при
нагревании
уменьшается.
Это
объясняется
тем,
что
с
повышением
температуры
усиливаются тепловые колебания узлов решетки; соответственно, сильнее перекрываются
электронные
оболочки
соседних
атомов,
что
приводит
более
сильному
уширению
разрешенных энергетических зон. Исключение из отмеченной закономерности составляют
халькогениды свинца, у которых с повышением температуры наблюдается увеличение
ширины запрещенной зоны.
В широком температурном диапазоне зависимость М(1) носит линейный характер:
Mg =!'!.Ego- ЬТ.
Коэффициент Ь для большинства полупроводников лежит в пределах (2-6)-1 0-4 эВ/К.
На рисунке
Выше
150
3. f7 показано температурное изменение ширины запрещенной зоны германия.
К
коэффициентом
зависимость
можно
аппроксимировать
прямой
линией
с
угловым
Ь = 3,9·1 0-4 эВ/К. Следствием температурного изменения ширины
запрещенной зоны является смещение края собственного поглощения (см. рисунок
3.16).
138
Собственное поглащение является доминирующим механизмом, используемым в
твердотельных
фотоприемниках:
фоторезисторах,
фотодиодах,
фототранзисторах,
фототиристорах и других приборах на основе кристаллических материалов. Кроме этого
вид поглощения обеспечивает работу фотоэнергетических элементов: солнечных и
атомных батарей.
Экситонное
поглощение.
полупроводниках
образуются
при
особые
В
некоторых
фотонов
поглощении
возбужденные
состояния
электронов валентной зоны, называемые экситонами.
Экситон
это
собственными
система
из
взаимосвязанных
электро-статическими
полями
електрона и оставленной им дырки. Он напоминает
атом
водорода,
в
положительная
возбужденного
экситона
о,бб
Рисунок
О
tOL7
3.17- Температурная
ядра
входящего
находящегося
поле
в
дырки,
играет
уровни
в
состав
центральном
лежат
несколько
ниже края зоны проводимости (см. рисунок
.J!!tJ Т,К
200
роль
Энергетические
электрона,
и
электростатическом
064~--~----~--~--~
J
котором
дырка.
Таким
зависимость
ширины запрещенной зоны германия
образом,
меньше
энергия
ширины
образования
запрещенной
зоны,
3.15).
экситона
поскольку
последняя представляет собой минимальную энергию,
требуемую
для
создания
разделенной
электронно-дырочной пары. В полупроводниках из-за относительно большой диэлектри
ческой проницаемости кулонавекое притяжение мало, поэтому энергия связи в экситоне
составляет всего лишь
около
4
мэВ,
а экситонные
элементарных ячеек кристалла (радиус орбиты порядка
15
орбиты
охватывают несколько
нм).
Экситон может блуждать по кристаллу, передаваясь от одного атома (приходящего в
нормальное
состояние)
нейтральное
к
сочетание
другому.
электрона
Так
с
как
экситон
дыркой,
то
представляет
наложение
собой
слабого
в
целом
внешнего
электрического поля, неспособиого нарушить связь между ними не влияет и на хаотическое
движение
экситонов
по
кристаллической
решетке
и
не
создает,
следовательно,
электрического тока. Экситон при столкновениях с примесными центрами может либо
«раЗорваться» и образовать два носителя заряда (электрон и дырку), либо рекомбинировать
и перевести атом в
невозбужденное состояние. Первое требует сообщения экситону
тепловой энергии, необходимой для перевода электрона с экситонного уровня в зону про
водимости; второе сопровождается либо излучением кванта энергии, либо чаще всего
отдачей энергии экситона решетке полупроводника в виде теплоты.
Поr лощение света носителями заряда. Этот механизм поглощения обусловлен
переходами электронов и дырок с одного уровня на другой под влиянием квантов света
внутри энергетических зон (соответственно, зоны проводимости и валентной зоны). Под
действием электрического поля световой волны носители заряда совершают колебательное
движение синхронно с полем. У скоряясь полем на длине свободного пробега, электроны
при столкновении с узлами решетки отдают накопленную кинетическую энергию. В
результате энергия световой волны превращается в тепловую энергию решетки. Такой вид
поглощения существен тогда, когда время свободного пробега электронов намного меньше
периода
электромагнитных
электромагнитной
растет
с
волне
увеличением
колебаний.
накопленную
длины
волны
В
противном
случае
энергию.
Поэтому
падающего
света
электрон
возвращает
интенсивность
поглощения
(теоретическое рассмотрение
показывает, что а - Л?). При фиксированной Л показатель поглощения тем больше, чем
выше концентрация носителей заряда в полупроводнике, т.
сопротивление материала.
е. чем меньше удельное
139
Примесное
поглощеиие
света
обусловлено
ионизацией
или
возбуждением
примесных атомов в кристаллической решетке. При этом механизме энергия пьглощаемых
квантов
света расходуется либо
на переход электронов с донорных уровней
в
зону
проводимости, либо на переход электронов из валентной зоны на акцепторвые уровни (см.
рисунок
3.15).
Так как энергия ионизации примесей обычно намного меньше ширины
запрещенной зоны, примесное поглощение смещено от края собственного поглощения в
далекую инфракрасную область спектра и экспериментально может наблюдаться лишь при
низких
температурах,
Взаимодействие
вероятность
отличается
когда
фотонов
с
поглощения
большая
часть
примесными
существенно
атомов
атомами
падает,
примеси
не
ионизирована.
носит резонансный
если
энергия
характер, т.
фотонов
е.
значительно
от энергии ионизации примеси.
1
п
Рисунок
3.18- Зависимость
показателя
поrлощения от длины волны падающего
rt1
l
излучения:
-собственное поrлощение;
поrлощение;
заряда;
4-
3-
2-
экситонное
поrлощение света носителями
примесное поrлощение
о
Поглощение
электромагнитного
света
решеткой
поля
с
происходит
движущимися
в
результате
(колеблющимися)
взаимодействия
зарядами
узлов
кристаллической решетки. Решеточное поглощение связано с изменением колебательной
энергии
атомов.
Оно
проявляется
в
далекой
инфракрасной
области
спектра
и
накладывается на примесное поглощение и поглощение носителями заряда.
Полный спектр поглощения полупроводника схематично показан на рисунке
Показатель поглощения
собственного
круто
поглощения.
падает с увеличением .А.
Значение
а
в
минимуме
за длинноволновым
поглощения
3.18.
порогом
определяется
концентрацией носителей заряда, т.е. зависит от температуры и концентрации Примесей.
Тип и концентрация примесей определяют величину и положение максимумов примесиого
поглощения.
Показатель
примесиого
поглощения,
как
правило,
существенно
ниже
показателя собственного поглощения, так как концентрация примесных атомов намного
меньше концентрации основных атомов решетки.
Из всех рассмотренных механизмов оптического поглощения света лишь собственное
и примесное поглощения сопровождаются генерацией добавочных носителей заряда. За
счет
оптической
генерации
неравновесных
носителей
заряда
должны
изменяться
электрические свойства полупроводника при его освещении. Поэтому два выделенных
механизма поглощения называют фотоактивными.
Спектральная
область
между
собственным
и
решеточным
поглощениями
у
большинства полупроводников с малой концентрацией примесей структурных дефектов
характеризуется
высокой
прозрачностью,
что
позволяет
использовать
их
в
качестве
оптических окон и свето-фильтров.
Фотопроводимость
Изменение электрической проводимости (удельного сопротивления) вещества, под
воздействием электромагнитного излучения называют фотопроводимостью (фото
резистинным эффектом).
При фотопроводимости первичным является процесс поглощения фотонов. Если нет
поглощения, то нет и фотопроводимости. Однако обратное утверждение несправедливо, так
140
как не любое, а только фотоактивное логлощение света вызывает изменение удельного
сопротивления. Фотопроводимость !1а равна разности проводимастей полупроводника на
свету и в темноте:
!1а
где дп и !1р
=ас -
ат = q 11n !111
+ q 11р flp ,
концентрации неравновесных носителей заряда, возникших вследствие
-
оптической генерации.
Скорость оптической генерации носителей заряда
go
определяется интенсивностью
падающего света и показателем поглощения:
go
= f/O а/,
(3.43)
где f/o- квантовый выход внутреннего фотоэффекта.
Квантовым выходом внутреннего фотоэффекта называют количество пар носителей
заряда, приходящееся на один логлощенный квант. В фотоэлектрически активной области
электромагнитного спектра квантовый выход чаще всего равен единице, т. е. каждый фотон
создает при возбуждении решетки одну пару носителей заряда. Экспериментально это
подтверждается, например, для германия, в котором каждый фотон с длиной волны от
1,8
мкм образует одну пару элеi<трон
-
1 до
дырка.
Релаксация фотопроводимоспL
Изменение электрических
свойств
полупровод
ников под влиянием электромагнитного излучения носит временный характер. После
прекращения облучения проводимость более или
менее быстро возвращается к тому знаttению,
которое
она
имела
полупроводников
других
1
измеряется
Знание
~g ____ -{~~r ;&бСr
1
облучения.
длится
одних
и
даже
у
часами.
фотопроводимости
полупроводниковых
разработке,
У
микросекунды,
минутами
инерционности
различных
при
до
это
например,
веществ
важно
фоторезисторов,
к
которым предъявляются высокие требования в
1
отношении
их
быстродействия.
Рассмотрим
процессы, происходящие в полупроводнике при
воздействии на него прямоугольного светового
импульса (рисунок
Рисунок
3.19-
Релаксация фотопроводимости
при возбуждении полупроводника
прямоугольным импульсом света
где
r-
неравновесных
3.19).
Убыль или накопление
носителей
заряда определяется
разностью скоростей генерации и рекомбинации
носителей:
d(l1n)l dt =go- дп/т,
(3.44)
время жизни неравновесных носителей заряда.
Интегрируя
(3.44)
с использованием начального условия
!1n =
О при .t = О, найдем
закон нарастания избыточной концентрации носителей заряда при включении освещения:
где дnст
=r go.
11n
=дnст (1 -
(3.45)
exp(-t 1 r)),
По такому же закону происходит и нарастание фотопроводимости:
!10" = 11 аст (1 - exp(-t 1 r)).
При
отключении
света изменение проводимости
определяется только
скоростью
рекомбинации. Крутизна фронтов нарастания и спада фотопроводимости находится в
тесной связи со временем жизни неравновесных носителей заряда.
141
Зависимость фотопроводимости от интенсивности облучения. При действии на
полупроводник светового пучка неизменной интенсивности в нем по истечении некоторого
времени устанавливается стационарное значение избыточной концентрации носителей
заряда и фотопроводимости. Из
имеем
[17]:
(3.43)
и
(3.45)
f':..n = др = r
да
= lJ
11о а
для области собственного поглощения
'7о а
I ;
I (jt 11 + flp) r .
Чем больше время жизни неравновесных носителей заряда, тем меньше скорость
рекомбинации и больше фотопроводность. Отсюда следует, что фоточувстрительность и
быстродействие полупроводниковых приемников излучения связаны между собой через
-r:
параметр
чем больше фоточувствительность, тем ниже быстродействие и наоборот.
При слабых световых потоках время жизни
не
зависящей
от
уровня
возбуждения
-r
можно считать величиной постоянной,
(случай
линейной
рекомбинации).
Поэтому
зависимость фотопроводимости от интенсивности облучения носит линейный характер. С
увеличением
интенсивности
света
часть
ловушек
захвата
начнет
превращаться
в
рекомбинационные центры, что должно привести к увеличению скорости рекомбинации и
уменьшению
r.
При этом нарушается линейная зависимость между фотопроводимостью и
интенсивностью
света
(рисунок
3.20).
В
узком
диапазоне
интенсивностей
световая
характеристика может быть аппроксимирована зависимостью вида
f':..a=B
-
где В
/х,
постоянная, характеризующая полупроводник; х
условию
1 > х > 0,5.
-
коэффициент, удовлетворяющий
1
Mr 1
1
~--------~~--~----~-л
Л пар
l
о
Рисунок
3.20-
Зависимость фото
Рисунок
3.21-
Спектральная зависимость фотопро водимости
полупроводников: С- собственная, П- примесная проводимость
проводимости полупроводника от
интенсивности облучения
Спектральная
зависимость
фотопроводимости
оптического поглощения полупроводника (рисунок
3.21).
соответствует
спектрам
Примесиому поглощению в
длинноволновой части спектра отвечает примесная фотопроводимость (максимум П). По
обе стороны от максимума П фотопроводимость может быть равна нулю. Отсутствие
фотопроводимости в области больших длин волн отражает тот факт, что энергии фотонов
недостаточно для ионизации примесных атомов. Спад примесной фотопроводимости, со
стороны более коротких длин волн обусловлен резонансным характером оптического
поглощения (кривая
Положение
4
на рисунке
границы
собственного поглощения
3.18).
собственной
(Anop).
фотопроводимости
соответствует
границе
Однако с увеличением энергии фотонов спектральная
кривая внутреннего фотоэффекта проходит через максимум и спадает в области малых Л,
142
несмотря на сильное поглощение света. Этот спад объясняется тем, что при больших
энергиях фотонов поглощение происходит в тонком поверхностном слое, где образуется
основное
количество
рекомбинации)
возбужденные
неравновесных
существенно
светом
носителей
больше,
носители
заряда
чем
в
заряда.
объеме
Скорость
поверхностной
полупроводника.
рекомбинируют
у
поверхности
Позтому
раньше,
чем
успевают проникнуть в объем полупроводника. С уменьшением Л, уменьшается глубина
проникновения
света и усиливается роль поверхностной
рекомбинации.
Чем
больше
скорость поверхностной рекомбинации, тем острее спектральный максимум собственней
фотопроводимости.
В механизме собственной фотопроводимости примесные атомы также могут играть
существенную роль, поскольку от природы и концентрации примесей зависит время жизни
неравновесных носителей заряда, которое определяет фоточувствительность и скорость
фотоответа. Важен не только донорный или акцепторвый характер примесных атомов, но и
принадлежиость
их
к
центрам
рекомбинации
или
ловушкам
захвата.
Введением
специальных примесей, так называемых центров сенсибилизации, можно существенно
усилить
собственную
фотопроводимость.
Такие
примеси
должны
легко
захватывать
неосновные носители заряда и гораздо труднее- основные. В результате резко возрастает
время
жизни
основных
носителей
заряда,
что
способствует
их
накоплению
при
фотовозбуждении.
Положение спектрального максимума собственной фотопроводимости определяется
шириной
запрещенной
зоны
полупроводника.
резисторов используют халькогениды злементов
(CdS) и
(PbS) и
(CdSe)
сульфид
селенид
свинца
твердые растворы
чувствительности от
II
Для
изготовления
и
групп. Среди них следует выделить
IV
собственных
фото
кадмия (чувствительны к видимому излучению), сульфид
1 до 15 мкм).
РЬ 1 .,
Sn,
Те,
Hg 1., Cd,Te
(область спектральной
Высокой чувствительностью вИК-области спектра обла
дают также узкозонные полупроводники АшВ v - арсенид (lnAs) и антимонид (lnSb) индия.
Люминесценция
Люминесценцией называют электромагнитное нетеплевое
излучение,
обладающее
длительностью, значительно превышающей период световых колебаний. Это определение
отделяет люминесценцию от теплого равновесного излучения нагретых тел, от процессов
рассеяния и отражения света, тормозного излучения, излучения Вавилова
-
Черенкова и
т.п. Поскольку, люминесценция относится к разряду неравновесных явлений, то для ее
наблюдения вещество необходимо вывести из состояния термодинамического равновесия,
т. е. возбудить. При люминесценции акты возбуждения и излучения света разделены во
времени (а иногда и в пространстве) промежуточными процессами, что обусловливает
относительно
длительное
время
существования
свечения
вещества
после
прекращения
возбуждения.
Вещества,
способные
люминесцировать,
называются
люминофорами.
Кристал
лические неорганические люминофоры иногда именуют кристаллоф<?сфорами. Среди них
наиболее
многочисленную
группу
образуют
полупроводники
с
достаточно
широкой
запрещенной зоной.
В зависимости от вида возбуждения люминофора различают фотолюминесценцию
(возбуждение
светом),
катодалюминесценцию
(возбуждение
электронным
электролюминесценцию (свечение под действием электрического поля)
Фотолюминесценция
установленному более
100
подчиняется
закону
Стокса-Ломмеля,
[17}.
лучом)
и
экспериментально
лет назад. Согласно этому закону максимум спектра излучения
всегда смещен по отюшению к максимуму спектра поглощения люминофора в сторону
более
длинных
волн.
Отсюда
следует,
что
часть
энергии
при
возбуждении
фотолюминисценции необратимо рассеивается в веществе, превращаясь в теплоту (так
называемые
стоксовекие
потери).
Исследования
последних
лет доказывают,
что
при
высокой плотности оптического возбуждения, достигаемой, например, с помощью лазера, в
некоторых материалах могут наблюдаться существенные отступления от закона Стокеа
-
143
.lоммеля. Такие люминофоры получили название антистоксовых. С их помощью можно
преобразовать инфракрасное излучение лазеров в видимый свет.
Люминесцентные свойства твердых тел во многом определяются
концентрацией
примесей и дефектов структуры. Примесные атомы, образующие локальные уровни в
запрещенной зоне полупроводника и ответственные за свечение материала, называют
активаторами ЛЮ/.tинесценции. Часто тип вводимого активатора определяет спектр излу
чения люминофора.
В
общем
случае
рекомбинационный
поглощения
энергии
t.:ристаллическая
люминесценция
характер.
и
При
может
носить
внутрицентровой
внутрицентравый
люминесценции
все
или
процессы
испускания фотонов происходят внутри ионов-активаторов, а
решетка
играет
пассивную
роль
(роль
матрицы).
В
этом
случае
возбуждение люминофора не сопровождается ионизацией центра свечения, поскольку и
основному, и возбужденному состоянию активного иона соответствуют локальные уровни,
.1ежащие
внутри запрещенной зоны. Такой механизм люминесценции характерен для
:-.штериалов
с
широкой
запрещенной
зоной.
В
качестве
примера
можно
указать
ZnS(Mn),Aiдз(Cr), У зAls012(Nd) и др.
В
полупроводниках
рекомбинацией
отождествляют
люминесценция
неравновесных
с
носителей
рекомбинационным
в
большинстве
заряда
излучением.
и
по
случаев
этой
обусловлена
причине
Непосредственно
ее
процессу
часто
реком
бинации могут предшествовать диффузия носителей заряда, ускорение их полем, захват на
.1овушки, образование экситонов и др. Излучение квантов света из полупроводника может
происходить в результате межзонной рекомбинации, т. е. при переходе электронов из зоны
проводимости на свободное состояние валентной зоны, рекомбинации экситонов или при
рекомбинации с участием рекомбинационных ловушек (см. рисунок
3.4).
Далеко не любой из актов рекомбинации вносит вклад в люминесценцию, так как не
каждый
примесный
атом
или
дефект
структуры
является
центром
излучательной
рекомбинации. В большинстве случаев в полупроводниках преобладает безызлучательная
рекомбинация, при которой освобождаемая энергия в виде теплоты передается кристалли
ческой решетке.
Для достижения
~fеханизмами
высокой эффективности
рекомбинации,
технологическую
задачу.
что
представляет
Генерация
люминесценции необходимо управлять
собой
видимого
полупроводниках с шириной запрещенной зоны более
весьма сложную
излучения
1,7
физическую
возможна
лишь
и
в
эВ. Некоторые из широкозонных
полупроводников имеют настолько высокое удельное сопротивление, что формально их
можно отнести к классу диэлектриков.
Излучательные квантовые переходы могут происходить спонтанно (самопроизвольно)
и вынужденно. При спонтанных переходах испускание фотонов не зависит от внешних
воздействий на систему. Акты спонтанного излучения происходят независимо друг от
друга в разные моменты времени. Поэтому спонтанное излучение является некогерентным.
Вынужденные
квантовые
переходы
происходят
под
действием
внешнего
электромагнитного поля определенной частоты, соответствующей частоте возбуждаемого
излучения. Особенность вынужденного или стимулированного излучения состоит в том,
что испускаемые фотоны имеют ту же частоту, поляризацию и фазу, что и фотоны
вынуждающего излучения; совпадают и направления распространения фотонов. Таким
образом, вынужденное излучение является когерентным.
Различные виды люминесценции находят разнообразные практические применения. С
помощью люминофоров можно преобразовать невидимое излучение в видимый свет.
Например, в так называемых лампах дневного света невидимое глазом ультрафиолетовое
излучение
электрического
разряда
в
парах
ртути
преобразуется
в
видимый
свет,
спектральный сuстав которого можно изменять подбором люминофора, покрывающего
стенки лампы
(фотолюминесценция).
Свечение люминофоров при
бомбардировке
их
потоком быстрых электронов используется в электронно-лучевых трубках и в электронных
144
микроскопах (катодолюминесценция). Однако наибольший практический интерес вызывает
явление электролюминесценции, что в немалой степени обусловлено быстрым развитием
оптоэлектроники. Различают два основных вида электролюминесценции: инжекционную и
предпробойную. Инжекционная электролюминесценция наблюдае"Fся при включении р-п
перехода в прямом направлении. Она лежит в основе принципа действия светодиодов и
полупроводниковых лазеров. Инжекционная электролюминесценция была открыта О. Ло
севым в
1923 г.
при изучении кристаллических детекторов на основе карбида кремния.
Предпробойная электролюминесценция возникает в сильных электрических полях,
близких к тем, при которых образуется пробой. Под действием сильного поля развиваются
процессы ударной ионизации, приводящей к увеличению концентрации неравновесных
носителей
заряда.
Предпробойная
электролюминесценция
может наблюдаться
как
в
переменном, так и в постоянном электрическом поле. В частности, она характерна для по
рошкообразных люминофоров, введенных в диэлектрик и помещенных между обкладками
конденсатора в
сильное электрическое поле.
Предпробойпая эЛектролюминесценция
изолированного порошка сульфида цинка в переменнам электрическом поле впервые была
исследована
итальянским
ученым Дестрио в
1936
г.
Поэтому
ее иногда называют
эффектом Дестрио. При возбуждении люминесценции переменным электрическим полем
не
требуется
сквозного
протекания
носителей
заряда
через
люминофор:
электролюменесцентная ячейка работает в емкостном режиме.
3.10.
Элементы физики поверхности полупроводника
3.1 0.1. Поверхностные уровни
Поверхность
полупроводника
и поверхностная рекомбинация
представляет
собой
нарушение
периодичности
кристаллической решетки. Из-за этого возникают дополнительные энергетические уровни,
расположенные в запрещенной зоне энергетической диаграммы полупроводника.
Эти
уровни, теоретически предсказанные И. Е. Таммом, называют уровнями Тамма. Уровни
Тамма являются акцепторными, так
как у атомов полупроводника (например, кремния),
находящихся у поверхности кристалла, оказывается всего по три соседних атома вместо
четырех и, следовательно, отсутствует одна электронная связь. Плотность поверхностных
уровней Тамма или поверхностных состояний должна быть того же порядка, что и число
15
-2
атомов на единице поверхности кристалла, т. е. около
10
см
.
Другим видом поверхностных уровней являются поверхностные состояния Шокли,
которые
обусловлены
изменением
постоянной
решетки
в
приповерхностном
слое,
вызванным механической обработкой поверхности. Плотность этих состояний достигает до
10 15 см-2 , пространствеиная локализация определяется толщиной деформированного слоя.
На реальной поверхности полупроводника поверхностные состояния возникают также
вследствие адсорбции различных примесей (кислорода, воды и других атомов, ионов и
молекул).Очевидно, что такая сложная структура поверхности реального полупроводника
характеризуется
донорного,
Локальные
кристалла
дополнительными
энергетическими
уровнями
в
запрещенной
зоне
акцепториого типа или ловушек.
у
энергетические
поверхности
уровни,
полупроводника
обусловленные
или
примесями
нарушением
на
периодичности
поверхности,
называют
поверхностными уровнями.
При комнатной температуре большинство примесей обычно ионизировано, т.е. на
поверхностных уровнях находятся заряды. Для компенсации этих зарядов в соответствии с
условием
электрической
полупроводнике,
что
нейтральности
соответствует
должен
существовать
существованию
объемный
электрического
поля
заряд
и
в
изгибу
энергетических зон вблизи поверхности полупроводника.
На рисунке
3.22,
а-в показано образование трех возможных вариантов поверхностных
145
слоев
в
полупроводниках
п-
и р-типа
при
наличии
положительных
или
отрицательных
поверхностных состояний.
При малой плотности отрицательных поверхностных состояний на полупроводнике п
типа образуется обедненный слой (рисунок
-
электроны
3.22,
а), так как основные носители заряда
-
отталкиваются отрицательным поверхностным зарядом в глубь полупровод
ника. На их месте остается положительный заряд неподвижных ионов доноров.
Электростатическое поле поверхностных зарядов проникает в полупроводник на
определенную
глубину,
которая
зависит
от
удельного
сопротивления
этого
полупроводника.
F
oJ Е;
Zf~~~~~
Е;
---..-.o!'V
F-~~~
ОоогащеРНИI/
CЛ/IlJ
Рисунок
3.22- Искривление энергетических зон
у поверхности полупроводника
и образование различных поверхностных слоев
При большой плотности отрицательных поверхностных состояний у поверхности
полупроводника п-типа образуется слой с противоположным типом электропроводности инверсный слой. Граница инверсного слоя в глубине полупроводника расположена там, где
уровень
Ферми
пересекает
середину
запрещенной
зоны.
Под
инверсным
слоем
в
полупроводнике находится обедненный слой (слой неподвижных ионов).
Если
на
поверхности
полупроводника
п-типа
преобладают
положительные
поверхностные состояния, то поверхность полупроводника обогащается электронами основными носителями заряда, т. е. образуется обогащенный слой. Граница обогащенного
слоя в глубине полупроводника находится там, где начинается изгиб энергетических
уровней, т. е определяется глубиной проникновения электростатического поля поверхност
ных зарядов.
Таким
образом,
поверхностных
толщина
состояний,
от
области
удельного
концентрации примеси и составляет обычно
слой на порядок тоньше, чем слои обеднения.
объемного
заряда
сопротивления
( 1о-
-
1О)
зависит
от
полупроводника
плотности
или
от
мкм. Обогащенный и инверсный
На nоверхности полупроводника р-типа могут образовываться аналогичные поверх
3.22).
ностные слои, но при других знаках поверхностных зарядов (рисунок
На реальном полупроводнике всегда имеется слой оксида. Поэтому поверхностные
состояния
могут находиться
не только непосредственно
на полупроводнике, но также в
слое оксида и на его поверхности. При изменении внешнего электрического поля и при
146
соответствующем
изменении
полупроводника
должно
крайней
некоторых
мере
энергетической
происходить
диаграммы
заполнение
поверхностных
или
вблизи
опустошение
состояний.
поверхности
электронами
Поверхностные
по
состояния,
расположенные вблизи границы раздела полупроводник -· оксид, заполняются или
опустошаются относительно быстро, так как в полупроводнике есть достаточное
количество
свободных
электронов
в
зоне
проводимости
и
дырок
(вакантных
энергетических состояний) в валентной зоне. Из-за малого времени релаксации таких
поверхностных состояний (1 о- 8
состояниями (рисунок
3.23).
-
1о- 12 с) их называют быстрыми поверхностными
В слое оксида концентрация носителей заряда ничтожно мала. Поэтому с изменением
внешнего электрического поля поверхностные состояния,
расположенные
в
слое
оксида
или
на
его
поверхности
перезаряжаются медленно (время их релаксации велико).
Такие
поверхностные состояния
поверхностными
2
состояниями.
называют медленнылш
Время релаксации
мед-
ленных поверхностных состояний составляет обычно от
миллисекунд до нескольких часов.
Наличие медленных состояний вызывает временную
флуктуацию (нестабильность) поверхностного потенциала
и токов утечки р-п переходов в обратном смещении, а
также
избыточные
низкочастотные
(фликкер-шум) полупроводниковых
· Полупро8о!Jншr
шумы
типа
1
f
при боров.
oкcuiJ
Рисунок
3.23
-Быстрые
1и
медленные
2 поверхностные
состояния на реальной
поверхности полупроводника
Поверхностная рекомбинация
Некоторые поверхностные состояния создают вблизи середины запрещенной зоны
энергетические
уровни,
которые
являются
уровнями
рекомбинационных
ловушек.
Рекомбинационными ловушками могут быть только быстрые поверхностные состояния, так
как время перехода носителей на медленные поверхностные состояния очень велико.
Явление поверхностной рекомбинации принято характеризовать скоростью поверхностной
рекомбинации носителей заряда, которая определяется как отношение плотности потока
носителей
заряда
у
поверхности
полупроводника
к
избыточной
концентрации
носителей у поверхности, т. е.
этих
(3.46)
Таким образом, скорость поверхностной рекомбинации показывает, какое количество
носителей зарядарекомбинирует за 1 с на поверхности полупроводника площадью 1 см 2 •
Размерность скорости поверхностной рекомбинации та же, что и размерность скорости
движения, т. е. см/с- скорость.
Плотность
являющихся
поверхностных
рекомбинационными
состояний
ловушками,
вообще
в
и
поверхностных
частности,
зависит
от
состояний,
обработки
поверхности полупроводника и от свойств внешней среды, с которой он соприкасается. Так
как плотность поверхностных состояний обычно велика, то рекомбинация носителей на
поверхности идет значительно быстрее (интенсивнее), чем в объеме полупроводника. При
малых размерах кристалла полупроводника явление поверхностной рекомбинации будет
существенно уменьшать эффективное время жизни носителей заряда, так как
1/ Тэф
где
= 1/ Tv + 1/ Ts ,
Тэф -эффективное время жизни; Tv - время жизни в объеме полупроводника; Ts-
время жизни на поверхности полупроводника.
147
Кроме того, плотность поверхностных состояний может изменяться со временем из-за
испарения или конденсации влаги на поверхности кристалла, из-за возможных миграций
адсорбированных примесей на поверхности и т. п. Эти процессы, приводя к изменению
эффективного времени жизни носителей заряда, могут являться причиной нестабильности
·
параметров и характеристик полупроводниковых приборов.
Таким образом, при изготовлении полупроводниковых приборов необходимо, во
первых, выбирать метод обработки поверхности кристаллов полупроводника, при котором
скорость
поверхностной
рекомбинации
минимальная,
и,
во-вторых,
находить
способ
длительного сохранения достигнутых значений скорости поверхностной рекомбинации.
Последнюю задачу обычно решают посредством нанесения на поверхность кристалла спе
циальных покрытий и герметизации прибора в корпус.
3.10.2.
Концентрация носителей и область пространственноrо
заряда на поверхности
В
зависимости
от
природы
среды,
находящейся
в
контакте
с
поверхностью
полупроводника, можно рассмотреть несколько поверхностей раздела: поверхность раздела
газ (или вакуум)- полупроводник, контакт металл- полупроводник, поверхность раздела
изолятор-полупроводник или систему металл-изолятор-полупроводник (МОП).
В последующем обсуждении делаем следующие предположения:
1.
Полупроводник находится при комнатной температуре, так что все донорвые и
акцепторвые примеси ионизированы.
2.
Полупроводник невырожден; это означает, что края энергетических зон отстоят не
менее чем на
2kT
от уровня Ферми, и может быть использована статистика Максвелла
-
Больцмана.
3.
4.
Концентрации доноров и акцепторов в полупроводнике однородны и постоянны.
В области пространствеиного заряда (ОПЗ) полупроводника отсутствует заряд,
захваченный ловушками, за исключением заряда ионизированных доноров или акцепторов.
5.
Кристалл является
полубесконечным
и однородным и
равновесии. Поверхность изображается плоскостью х =
положительные
значения
х.
Поверхностные
находится в тепловом
О, а кристаллу соответствуют
условия
одинаковы
в
плоскостях,
перпендикулярных направлению х.
Концентрация носителей и зонная модель поверхности полупроводника
Ниже
представлены
соотношения
для
границы
раздела
вакуум-полупроводник,
связывающие пространственный заряд (отнесенный к единице площади поверхности) и
электрическое поле. Эти соотношения использованы в разделе
9.5.3.
для расчета волът
фарадных характеристик идеальных МДП-структур.
Рисунок
3.24 -
Зонная
диаграмма
приповерхностной области полупроводника
р-типа.
Потенциал
определен
1f1
отношению к объему подложки
( 1f1 =
по
О в ее
электронейтральной части) и отсчитывается
от собственного уровня Е;
.
Изгибу зон на
рисунке соответствует положительный знак
поверхностного потенциала
аккумуляции lfl,
> lfl, > О
<
'!'.•·
В режиме
О, в режиме обеднения lflв
и при инверсии lf/.,
> lflв
148
На
3.24
рисунке
приведена
зонная
диаграмма
приповерхностной
области
полупроводника р-типа идеальной МДП-структуры. В этой области электростатический
потенциал
lf/
изменяется от значения на поверхности
lf/., до потенциала электронейтральной
1f1 = О, выбранного за точку отсчета. Зависимость концентраций
потенциала lfl определяется соотношениями [10]
области полупроводника
электронов и дырок от
=nро ехр ~~ =nро exp(/Зif/) ;
n 1,
(3.47)
Рр = Рро ехр(- ~~) = Рро exp(-{Зif/),
где про и рро
(3
=qjkT.
-
(3.48)
равновесные плотности электронов и дырок в объеме полупроводника
Потенциал
положителен,
1f1
если
зоны
изогнуты
вниз
3.24).
(рисунок
Соответствующие поверхностные концентрации определяются соотношениями
п.,. =про exp(fЗifi.J;
(3.49)
Характерные интервалы изменения поверхностного потенциала
можно определить
следующим образом:
lf/s <О -аккумуляция дырок (зоны изогнуты вверх);
lf/., = О - состояние плоских зон;
lf/в > lfl,, >О- режим обеднения (зоны изогнуты вниз);
lf/s = lf/в - n., = Ps n; (n;- собственная концентрация);
lf/., > lf/в -режим инверсии (накопление у поверхности неосновных носителей
=
(электронов), зоны изогнуты вниз).
Зависимость потенциала
1f1
от расстояния до границы раздела х можно получить с
помощью одномерного уравнения Пуассона
р(х)
dx 2 =- ее
2
d lfl
В
выражении
(3.50)
Е:
-
(3.50)
0
относительная
диэлектрическая
проницаемость
полу-
проводника, а р(х) -плотность полного объемного заряда:
р(х) = q(N~ -N~
+ Рр -пр),
где N~ и N~ - концентрации ионизированных доноров и акцепторов соответственно.
Отметим,
что
в
объеме
полупроводника
электронейтральности, то есть р(х)
вдали
= О при 1f1 = О,
от поверхности
выполняется условие
а
N~-N~ =npo-Ppo·
В общем случае, согласно выражениям
(3.47)
и
(3.48),
для всех значений lf/ имеем
Рр -пР= pP 0 exp(-{31f!)-nP 0 exp(f31f!).
В результате вместо уравнения
(3.50)
получим
(3.51)
149
Интегрирование уравнения
(3.51)
д!Jf/дх(д
J _J!... ) d (д_J!... ) = _ _!L IJfJfp"
дх
0
дх
ее 0
-1)- n " 0 (ef31Jf -1) ~1{1
0 (e-f31Jf
0
дает соотношение, связывающее электрическое поле (с= -dl{f jdx) и потенциал
Е 2 = ( 2kT )
2
(
l
q
q P"of3
ее о
'11:
)[(е -f31Jf + {31{1-1) ~ n"o (ef31Jf _ {31{1- 1)].
(3.52)
Р "о
Для сокращения записи последующих формул обозначим
(3.53)
и введем так называемую дебаевскую длину дырок
Lo
=
= ~-
kTeeo2
Vq. р рО • {3
Р "о . q
Тогда электрическое поле
Е=_ дlfl = ± .J2kт F({31f1,
дх
В этом выражении знак
qLo
n"o).
Р"о
+ нужно использовать при '11 > О, а знак-
поверхностного электрического поля получим, подставив в выражение
с =-+ .J2kТ F({3 lfl.,..
при '11 < О. Величину
(3.54) '11 'lf.v:
=
n"o) .
v,,
Р"о
qLo
По закону Гаусса объемный заряд, отнесенный к единице площади границы раздела,
индуцировавший это поле, составляет
с = + .J2ee0 kT F({3 lfl.v• n"0 ) •
Q·' = _ EEoc;;s
Рро
qLo
Чтобы определить избыточные поверхностные плотности электронов
при данном значении поверхностного потенциала
dn и дырок dp
'lf,, , необходимо вычислить следующие
интегралы:
0
L
=
dp=p" 0 f(e-f31Jf -1)dx= qp 110 0
.J2kT
0
-
=J
dn- про (е
f31Jf
J
IJ!s
- qnpoLo Jo
-1)dx- г;;
0
'"112kT
IJ!s
3.25.
1
-/31Jf
-
F({ЗI{f, n110 jp" 0 )
{3
е/3"' -1
/
F( lfl, n" 0 Р"о)
Типичная зависимость полного заряда
на рисунке
е
Q.,
dlfl
dl{f
[см-2 ];
(3.55)
-2
(3.56)
[см ].
от поверхностного потенциала
'lf.,
показава
Она рассчитана для МДП-структуры на кремниевой подложке р-типа с
N А = 1014 см- 3 при комнатной температуре. При отрицательных 'lls заряд Q, положителен,
что отвечает аккумуляции дырок на поверхности. В этом случае в выражении (3.53)
доминирует перво0 слагаемое, так что Q"- exp(qjl{f,.jj2kT). В состоянии плоских зон 'lls =О
и
Q., =
О. В режиме обеднения 'lfв
> 'lls >
О, а заряд
Qs
отрицателен. При этом в выражении
150
.Jiif:.
(3.53) доминирует второе слагаемое, так что Q., При сильной инверсии f//s >> l{fв
в
выражении (3.53) является четвертое
слагаемое,
и
в этом
случае
Q.,. - -exp(qlf/, /2kТ). Сильная инверсия наступает при поверхностном потенциале
главным
.
2
2kT
q
NA
(3.57)
lf/.,(mv)"" lflв = - - \ n - ,
Слоi
когда
ооеtfнения
поверхностная
11;
концентрация
неосновных
носителей (электронов) становится равной исходной
концентрации основных носителей РрО·
Рисунок
3.25-
Зависимость плотности поверхностного заряда
в полупроводнике от поверхностного потенциала для кремния р
14
3
типа, Nл = 10 смПо8еркностныi1 tfapьep, 8
Поверхностная проводим ость, эффект поля в полупроводнике
В
одномерном
случае
проводимость
выражением:
О'(х)
где Jlп{x)
и flp(x)
-
(3.47)
определяется
следующим
=q [п(х) fl"(x) + р(х) flp(x)],
подвижности
определяются выражениями
полупроводника
и
электронов
(3.48).
и дырок
(3.58)
соответственно,
а п(х)
и р(х)
В объеме полупроводника подвижности и концентрации носителей постоянны, а
объемная проводимость равна
На поверхности обычно
f//,· -:f О, поэтому, во-первых, концентрации носителей не
постоянны и изменяются в соответствии со знаком и величиной изгиба зон, а во-вторых,
при
значительном
(положительном
или
отрицательном)
изгибе
зон
на
поверхности
образуется потенциальная яма для того или другого типа носителей, что при определенных
условиях может привести к уменьшению подвижности носителей на поверхности.
Понятие
работающих
поверхностной
на
поверхности.
основе
Эффектом
проводимости
под
проводимости
эффекта
поля
действием
поля,
в
называют
становится
котором
заряд
явление
перпендикулярно
важным
для
переносится
изменения
приложеннаго
приборов,
параллельна
приповерхностной
поля.
Различают
стационарный и нестационарный эффекты поля. В стационарном эффщ<Те поля изменение
проводимости совпадает с изменением поля (носители или заряд ОПЗ успевают следовать
за полем). В нестационарном эффекте поля заряд неосновных носителей не успевает за
изменением поля и не вносит дополнительную емкость, соответствующую стационарному
случаю.
Любое
изменение
проводимости
полупроводникового
образца,
связанное с
поверхностным слоем, является функцией изгиба зон на поверхности. Поэтому удобно
ввести понятие избыточной поверхностной концентрации, определяемой как добавочное
число свободных носителей на единицу
стационарных
интегралами
условиях
(3.55)
и
избыточные
площади поверхности, вызванное изгибом зон. В
поверхностные
концентрации
определяются
(3.56).
Изменение проводимости полупроводникового образца, определяемое поверхностным
изгибом зон, носит название поверхностной проводимости и записывается как
g, = q(flp
11р
+ fl"l1n),
причем предполагается, что подвижность носителей в ОПЗ такая же, ч:о и объеме.
(3.59)
151
Размерность
gs соответствует обычной проводим ости, так как она относится к единице
3.26
зависимость поверхностной проводимости германия при 300 К от изгиба зон
площади поверхности (квадрату) и не зависит от размера этой площади. На рисунке
представлена
lfl,,..
Поверхностная
проводимость
складывается
с
проводимостью
образца,
которая
характеризуется соответствующими объемными параметрами при условии плоских зон.
Уравнения
(3.55), (3.56)
и
(3.59)
выражают поверхностную проводимость как однозначную
функцию изгиба зон на поверхности. Если поверхностную проводимость можно измерить,
то данные
измерений
могут
быть
использованы
для
определения
соответствующего
значения изгиба зон. В том случае, когда подвижности носителей на поверхности не
зависят от изгиба зон и предполагаются равными подвижностям в объеме, измерение
gs
особенно удобно для определения изгиба зон. Однако, если поверхностные подвижности
отличаются от соответствующих значений в объеме, то в этом случае поверхностная
проводимость должна использоваться с осторожностью.
tOO
Рисунок
3.26
-Зависимость nоверхностной nроводимости германия от Vs
Кривые: германий п-тиnа
(15
= Plfl.,
Ом·см); германий с собственной концентрацией; германий р-тиnа
( 10 Ом·см)
Значительная поверхностная проводимость имеет место как при аккумуляции, так и
инверсии на поверхности, что обусловлено присутствием в ОПЗ большого числа основных
или
неосновных
ризующая
носителей
поверхностный
соответственно.
обедненный
слой,
Поверхностная
проводимость,
будет
чем
меньше,
при
характе
инверсии
или
аккумуляции, и имеет минимальное значение gs.мин , при котором в ОПЗ находится очень
незначительное число свободных носителей.
Эффект поля и поверхностная проводимость в полупроводниках определяют работу
ооширного класса полупроводниковых приборов, в частности, полевых МДП-транзисторов,
являющихся базовыми элементами современных сверхбольших интегральных схем СБИС.
3.11. Фундаментальные уравнения физики полупроводников
Математической основой моделей полупроводниковых приборов является система
модифицированных
уравнений
Максвелла,
включающая
оба
типа
носителей
заряда,
процессы диффузии и генерации-рекомбинации.
Уравнения непрерывности потока, которым в любой момент времени подчиняется
движение носителей заряда в полупроводнике, можно представить в виде
152
др А - Р--Ро
1 d'IYJ· '
-=ug
--дt
р
Р'
тР
q
дп
А
n-n
1 d'
-dt = ug" - - - -0 - -
где (р
р0)
=
,
д.р
(п
- n0 ) =
д.п
-
'""
IY
(3.60,а)
.
J",
(3.60,б)
q
избыточные концентрации носителей, д.g 11 , д.gр - скорости
r11 , rp - времена жизни, j 11 , jp -
генерации носителей под действием внешних факторов,
плотности токов.
Слагаемые в правых частях уравнений математически отражают возможные причины
изменения концентрации носителей во времени: накопление носителей за счет генерации
д.g, рассасывание носителей при рекомбинации д.plrp
,
д.nlrп накопление или рассасывание
носителей, обусловленное неравенством потоков, втекающих и вытекающих из некоторого
элементарного объема
l!q div jp .
Уравнение Пуассона устанавливает зависимость дивергенции вектора напряженности
электрического поля Е от плотности объемного заряда.
div8=p/нo или V 2cp=-pjEE0 ,
(3.61)
где t: -относительная диэлектрическая проницаемость полупроводника; t:o = 8,86·1 о- 12 Ф·м- 1 ,
rp -
ЭJ.Iектростатический потенциал.
Уравнение Пуассона привпекается в тех случаях, когда напряженность
8
существенно
зависит от координаты, т.е. в полупроводнике имеется значительный объемный заряд.
Уравнения переноса показывают, что плотность тока в полупроводнике в общем
случае обеспечивается дрейфом носителей заряда в электрическом поле с напряженностью
Е и диффузией носителей под воздействием градиента концентрации:
где
jp
иj 11
-
jp=q(p/tp8 -Dpgl'adp);
(3.62,а)
j 11 = q (n fl 11 8 - Dn gl'ad 11),
(3.62,б)
дырочная и электронная составляющие плотности тока.
Плотность полного тока
j
в полупроводнике равна сумме плотностей дырочного тока,
электронного тока и тока смещения:
(3.63)
j =jl' + jll + jc,llo
.
дЕ
lc,\1 =-Е,Еодt·
где
При замещении прибора электротепловой моделью исходную систему уравнений
дополняют уравнением теплопроводности, которое описывает тепловой режим прибора.
Исходная система уравнений (3.60) - (3.63) справедлива длЯ макроскопических
процессов и не учитывает влияние магнитного поля и неоднородностей структуры. В
общем
случае
непрерывную
решение
и
такой
системы
неодномерную
задачу.
уравнений
представляет
Нелинейнасть
задачи
собой
связана
нелинейную,
с
тем,
что
коэффициенты в уравнениях исходной системы зависят от плотности тока, напряженности
поля и температуры, которые в свою очередь меняются с изменением режима эксплуатации
прибора. Задача в общем случае неодномерная, так как электрические и тепловые процессы
протекают в объеме структуры и зависят от времени и координаты. Модель прибора
непрерывна во времени и пространстве, т.е. структура представляет собой единое целое и
ее деление на отдельные области (база, переход, канал) является некоторым допущением.
Исходная система уравнений
(3.60) - (3.63)
является основой построения физико
топологических моделей. При этом уравнения в частных провзводных часто заменяют
системой
алгебраических
уравнений,
которая получается
провзводных в конечно-разностной форме.
в
результате
представления
153
Контрольные вопросы
1.
Приведите
общую
классификацию
материалов,
используемых
в
твёрдотельной
электронике.
2.
Почему
при
образовании
твёрдого
кристаллического тела
энергетические уровни
атомов расщепляются в энергетические зоны?
3.
4.
5.
б.
Чем различаются зонные структуры металла, полупроводника и диэлектрика?
Почему
ширина
запрещённой
зоны
полупроводника
уменьшается
с
увеличением
температуры?
Перечислите механизмы генерации и рекомбинации носителей заряда.
Дайте определение энергетическому уровню Ферми.
7. Что такое собственный и примесный полупроводники?
8. ОсновнJ>Iе и неосновные носители заряда; закон действующих масс.
9. Что такое время жизни неравновесных носителей заряда?
10. Объясните механизмы электропроводности в полупроводниках:
дрейфовые
токи,
диффузионные токи, ток ограниченный пространствеиным зарядом, токи смещения.
11.
Какими
физическими
процессами
определяется
температурная
зависимость
подвижности?
12. Как и почему изменяется рассеяние носителей заряда в сильных электрических полях?
13. Поясните механизмы ударной ионизации, туннелирования и междолинного перехода
носителей заряда.
14.
15.
От каких
факторов
зависят
время
жизни
и
диффузионщ1я
длина неравновесных
носителей заряда?
Назовите основные механизмы поглощения света в полупроводниках. Какие из них
вызывают фотопроводим ость?
1б.
В чём различие между прямыми и непрямыми оптическими переходами?
17.
18.
Перечислите основные механизмы электролюминесценции в полупроводниках.
Поверхностные уровни Тамма, Шокли и адсорбированных инородных атомов. Чем
определяется знак поверхностного заряда?
19.
Поясните
условия
образования
на
поверхности
полупроводника
обогащённых,
обеднённых и инверсионных слоёв.
20. Что такое скорость поверхностной рекомбинации?
21. Чем определяется поверхностная проводимость и эффект поля в полупроводниках.
22. Перечислите фундаментальные уравнения физики полупроводников для моделирования
инжекционных и полевых полупроводниковых приборов.
154
Глава
4.1.
4.
Контакт
металл-полупроводник
Термоэлектронпая эмиссия, термодинамическая работа выхода
Энергия электрона в твердом теле меньше, чем энергия свободного электрона в
вакууме. Минимальная энергия, которую необходимо передать электрону, чтобы он мог
выйти в вакуум, называется внешней работой выхода
прирадой твердого тела и лежит в интервале от
1 до 6
Х
.
Величина Х
определяется
эВ.
Явление испускания электронов из твердого тела в вакуум за счет тепловой
энергии получило название термоэлектронной эмиссии.
В одномерном случае плотность термоэлектроннего потока может быть выражена
в виде:
(4.1)
где
vmin
=~,
тV.
2
Е min = --1.!l!L.
так как
2
=Х ·
Ф _: термодинамическая работа выхода - характеристическая энергия, описывающая
термеэлектронный ток.
Вторая часть равенства
(4.1)
представляет собой формулу Ричардсона
-
Дэшмана
для плотности термеэлектронного тока, эмпирически полученного для различных твердых
тел. Постоянная Ричардсона А следует из интегрирования
А= 4nqmk2
h3
где
111
= 120
(4.1)
А
см 2 ·К 2
'
= nto = 9.1·10-31 кг (свободный электрон);
k = 1.38. 10- 23
Дж
-
к
постоянная Больцмана;
h =6.62 ·10-34 Дж· с -постоянная Планка.
Для
электронов
металлов,
n "" 10
имеющих
23
см-
(х_., = фм) (рисунок 4.1, а).
3
,
незаполненную зону проводимости с
концентрацией
внешняя работа выхода совпадает с термодинамической
Е
Е
F
о
AEg
о
-----~--·Е
---------
а)
Рисунок
4.1
---·
<;jырк1.4
б)
-Схема термеэмиссии из металла (а) и полупроводника (б)
v
155
В
отличие
от
металла
термаэлектронная
эмиссия
из
полупроводника
осуществляется двумя электронными потоками:
1) из
2)
зоны проводимости;
из валентной зоны.
Концентрация подвижных носителей в зоне проводимости n
1020
172
= 1014-10 18
см-3 , в
106 ••• 10 2 см -з. В валентной зоне концентрация электронов
10 .. .10 18
порядка 10 23 см- 3 , но подвижными являются лишь часть, равная концентрации дырок
валентной р = -'- ""
14
n
незанятых электронных энергетических состояний в валентной зоне, по которым могут
перемешаться электроны и набрать энергию от решетки больше (Х
в вакуум.
+ L1E 8 )
и эмиттировать
(4.1) для металлов и полупроводников в пространстве
- Дэшмана - надбарьерную эмиссию при тепловом
характеристической энергией барьера - термодинамической работой
Формальное интегрирование
скоростей дает формулу Ричардсона
воздействии
с
-(
выхода.
Ф= х-
F;
IФI = х -F) = х +
В металлах отсчет энергии от
Результирующий
электронами с энергией
для
невырожденного
=О, в полупроводниках Ее= О.
F
термоэлектронвый
-F,
IFI.
поток
в
полупроводнике
определяется
которых в реальности не существует, так как уровень Ферми
полупроводника
находится
в
запрещенной
зоне.
Кажущийся
парадокс снимается, если уровень Ферми представляет собой' среднюю энергию
подвижных частиц (электронов). Итак, в термаэмиссии принимают участие электроны
различных
энергий
средней энергии
(F).
(Ее,
Ev),
а
результирующий
поток
описывается
электронами
Поэтому в статистической термодинамике энергетический уровень
Ферми называют электрохимическим потенциалом.
Энергетическое определение уровня Ферми облегчает понятие энергетических
зонных диаграмм полупроводника (рисунок
4.2),
(4.2)
Для полупроводника п-типа, пп
п.
2
>> Pn = -'-,
пп
пЕс
F1 /--
п
11
Для собственного полупроводника,
F
1
n. 2
+-'-Ev
2
+ !!.L
n
n = р =n; ,
= п;Ес + n;Ev = Ее + Ev
11;
2
+ ll;
:;::: Е ..
1
п.
Для полупроводника р-типа,
Pr
п.
>>пр=-'-,
Рр
2
-'-Ее+
2
FP
p·Ev
=""'р'-----=2--- ~ Ее .
п.
-'-+р
р
156
Е
Е
Е
-----Ее
Ее
-----Ее
Fn
----F=Fi
-----Ev
Рисунок
Понятие
-----Ev
_ _ _ _ _ Fp
-----Ev
4.2 - Зонные диаграммы n, i, р-полупроводников
термодинамической
работы
выхода
соответствует
термаэмиссии
из
твердого тела с постоянной температурой. При эмиссии валентного электрона (рождается
дырка) электрон зоны проводимости «падает» на свободное энергетическое состояние
(акт рекомбинации) и нагревает решетку дополнительной энергией f:!.Ек.
При эмиссии
электрона из зоны проводимости при статистическом равновесии электрон валентной
зоны переходит в зону проводимости (акт термогенерации) и забирает у решетки энергию
f:!.Ек (охлаждает). В результате этих процессов температура поддерживается постоянной.
В отличие от металлов термодинамическая работа выхода в полупроводниках
сильно зависит от температуры, типа и концентрации легирующей примеси.
Для 11-типа: Ф" ~ Х, для р-типа: Ф" ~ Х
+ f:!.Eg.
В результате этого термаэлектронные потоки у сильнолегированных
300
полупроводника будут отличаться очень сильно. Так, для кремния, при Т=
}.
тз
n+
= А Т 2 ехр(- Ф" ) ;
kT
Jтэ"
Ф" -Ф"
Jтэ"
kT
--=ехр
Такие
разного
значительные
типа
отличия
проводимости
-Ф"
}.тз /'+ =л т-, ехр(--);
kT
1.12
0.026
f:!.Eg
=ехр--=ехр--=е
kT
термаэлектронных
должны
n+- и р+
К:
привести
к
42
потоков
18
==10 .
в
полупроводниках
возникновению
встроенных
электрических полей при их контакте.
Экспериментально
термодинамическую
работу
выхода
можно
температурной зависимости плотности термоэлектроннаго потока (рисунок
.
ф
Ф "" -k
Jтэ =ехр--;
АТ 2
kT
определить
4.3).
dln ·
fтэ = -ktga.
dT
lnjтз
Рисунок
4.3
-Температурная зависимость тока
термоэлектронной эмиссии
....___ _ _ _ _---.1
т
из
157
4.2.
Система металл-вакуум-полупроводник, контактная разность
потенциалов
При контакте М-В-П с разными значениями термодинамической работы выхода из
за разных термаэлектронных потоков встраивается электрическое поле с контактной
разностью потенциалов.
Предположим, что термодинамическая работа выхода у полупроводника п-типа Ф"
меньше, чем у металла Ф 11 • Тогда начальный поток из полупроводника будет больше, чем
у металла.
В результате в металле появляется избыточная концентрация электронов
(отрицательный заряд) а в полупроводнике положительный заряд ионов доноров. Между
металлом
и
полупроводником
возникает
тормозящее
электрическое
поле
для
потока
электронов из полупроводника с контактной разностью потенциалов. Через время пролета
электронами вакуумного промежутка
вакууме
вблизи
металла
d
потоки сравняются. При этом энергия электрона в
увеличивается
на
величину
Ф0
=
-qи0 ,
что
эквивалентно
выравниванию уровня Ферми в плоск.ости контакта (барьеры со стороны металла и
полупроводника выровнялись Ф 11
Начальный поток
= Ф0 + Ф11 ; f",11 = F,, ).
}. =АТ 2 ехр- ФkT11
11
После взаимодействия
потоки
>> 1·
А/
=АТ 2 ехр- ФА/
kT
выравниваются (рисунок
.
4.4) из-за увеличения
барьера со стороны полупроводника, вызванного тормозящим контактным полем, на
величину Ф0 •
2
АТ ехр-
Ф 11 +Ф 0
Ф
= АТ 2 ехр- _д.
откуда следует ф 0 = -q и0 = ф , ф
11
С: к
-
kT
",
kT
где
Е
Ф" -Ф,"
и0 -- ---.!.!...-.~:!!..
q
Е
----~]ФО
@
-
~-----
Фп
G)
0
0
~---- ~
Ее
d
G)
F
@
Фм
Ev
> Фп
а)
Рисунок
б)
4.4-
в)
Контакт М-В-П (а); энергетическая диаграмма в исходном состоянии (б);
после установления равновесия (в)
Оценим глубину проникновения поля в полупроводник и металл (рисунок
закона
Гаусса
следует,
что
поверхностная
плотность
заряда
равна
4.5). Из
вектору
электростатической индукции:
qN,_,
где
N,. -
=ее 0 е,
поверхностная плотность заряда, е 0 - диэлектрическая проницаемость вакуума,
е- относительная диэлектрическая проницаемость.
158
Nv
Рисунок
4.5 - К определению глубины проникновения поля в полупроводник
Поверхностная плотность связана с объемной концентрацией
Nv
откуда
Ш
"
= N.,. =
Nv
ее0Ё
qNv .
Поскольку поле в зазоре однородно (конденсатор) (рисунок
4.4, а)
Е = и 0 . Р" = ее0 и 0
d '
Рассмотрим Ge:
q
Nv
qdNv
= 1016 см -з; е = 16; е 0 = 8.84 ·10-14 !!.._; и 0 =1В;
ш" = 8.84 ·10-10 СМ::: 10-9 см::: O.IA.
см
= 1.6·10-19 Кл;
В металле объемная концентрация на семь порядков выше
Следовательно,
Nv = 10 23 см- 3 •
'Rм = 10-8 А.
В системе М-В-П все контактное поле локализовано в вакууме, Оно отсутствует
как в металле, так и в полупроводнике, а следовательно, не меняет энергии электронов ни
в металле, ни в полупроводнике (рисунок
4.4).
Контактную разность потенциалов измеряют методом вибрирующего зонда. При
вибрации
зонда
относительно
поверхности
исследуемого
твердого
тела
наводится
переменный ток.
i=dQ=dCи 0 =и dC=иSd8- e;
1
dt
С=S~,
4.3.
S-
dt
о dt
о
dt
о.
площадь зонда.
Запорный (барьер Шоттки) и антнзапорный контакты МП
При непосредственном контакте металл-полупроводник
металл напыляется
на
полупроводник. Переходной слой (зазор) составляет (5 ... 1О)А. В этом случае происходит
термоэлектронпая эмиссия в твердом теле. Механизмы перехода электронов: диффузия за
счет градиента энергии и концентрации и дрейф, вызванный контактным полем. Для тех
159
же условий:
Ф"
< Ф_11 ,
полупроводник п-типа, контактное поле будет расположено в
полупроводнике и занимать значительную толщину. При d = ю- 7 см,
!Р"
=8.84 ·10-3 CAt;
И.\! = 10- 1 А.
В металл поле не проникает и не изменяет энергии электронов. В полупроводнике
поле изменяет энергию и концентрацию электронов. В нашем случае приконтактная
область
fP11
обеднена электронами (ушли за счет градиента энергии в металл) и содержит
объемный заряд нескомпенсированных
ионов доноров.
Контактное поле,
наведенное
отрицательным зарядом электронов в металле и положительно заряженным слоем ионов в
полупроводнике, увеличивает энергию электронов:
Е(х) =Ее+ Ф(х),
Длительность
установления
Ф(х)
= -qU(x).
термодинамического
равновесия
(образование
контактного поля) определяется временем Максвелла 'l'м (время нейтрализации заряда в
проводящей среде). Для кремния 'l'м ::::: 10- 12 с, практически мгновенно.
Этот тип контакта МП носит название запорного (сопротивление слоя объемного
заряда значительно выше, чем квазинейтрального полупроводника) или барьера Шоттки.
~1Я
невырожденного
полупроводника
концентрация
основных
носителей
заряда
1пектронов) в приконтактной области уменьшается.
n(x)
= Nc ехр-
Е(х)-
kT
F
= N с ехр-
При
м -
=
22
10
€> <&
0
<$> <$>
& 0
е
<$>
0
+ Ф(х)- F
Ф(х)
= n0 ехр---.
kT
kT
Ф(х)>О.lэВ,
Т= ЗООК
0.1
-4
п(х) =n 0 ехр- - - = n0 e ;
0.025
n
0
0
p(x)=Nvexp+
=р
<< n0 •
E(x)-F
Е - F
Ф(х)
=Nvexp-v-exp--=
kT
kT
kT
Ф(х)
0 ехр+--.
kT
х
Как в случае М-В-П, Ф 0
Ф8
п(х)
Концентрация неосновных носителей возрастает
~·1 16
' 1D
n
Е(х)
= Ф_11
-
Ф".
ФО
+т~-+---"- Ее
F
~-+---Ev
Рисунок
~
Величина
барьера
со
стороны
термодинамическая работа выхода
4.6 - Запорный контакт МП
полупроводника
значительно
ниже,
Ф_, 1 • Это означает, что можно достигнуть
чем
больших
тер.,юэлектронных токов в системе МП при комнатных температурах, в отличие от
термаэмиссии в вакуум, требующей больших температур (Т>
1ООО"С).
160
Это обстоятельство объясняет более
высокую надежность функционирования
твердотельных элементов по сравнению с вакуумными.
Для
полупроводника р-типа запорный
контакт МП реализуется
Ф" >Ф_".
при
условии
-
Антизапорный контакт МП образуется в случае, если: для п-типа Ф11
р-типа ФР
< Ф"
(рисунок
> Ф.,
и для
4. 7).
Ек
Ее
о
•.
...
Ее
F
1
1
+
~
1
1
-----~1
ФО
Ev
F
Ev
l.,
l
р
а)
б)
Рисунок
4.7-
Энергетические диаграммы антизапорного
контакта МП: п-тиn (а) и р-тип (б)
В
отличие
определяется
основных
от запорного контакта объемный заряд в приконтактной области
подвижными
носителей
носителями.
заряда.
Этот
случай
Сопротивление
соответствует
контактной
области
аккумуляции
меньше,
чем
квазинейтральной базы. Поэтому такой контакт и носит название антизапорный. Как и в
запорном 'контакте, поле полностью локализовано в полупроводнике, но толщина [11
заряженного слоя значительно тоньше, чем
подвижные
решетке
носители
имеют значительно
кристалла.
Глубина
f/11
запорного слоя. Это объясняется тем, что
меньшие размеры,
проникновения
чем
неподвижные
контактного
поля
ионы
в
определяется
характеристической длиной Дебая (длина экранирования).
При
Ф 0 = 0.26эВ;
[
11
=3·10-
Антизапорные
полупроводником.
6
см;
n0
=1016 см -з;
Т =300К;
с=
12(Si);
f 11 << 9?".
контакты
используются
в
качестве
омических
контактов
с
161
4.4.
Предельные случаи контакrа МП
Возможны два предельных случая контакта МП.
1.
Инверсия типа
физического
2.
p-n
проводимости
в
приконтактной
области
или
образование
перехода.
Вырождение полупроводника в приконтактной области.
Первый
:-ютенциалов
случай
либо
при
реализуется
больших
:юверхностное поле (рисунок
при
больших
поверхностных
значениях
плотностях
контактной
зарядов,
разности
встраивающих
а).
4.8,
-
Е: к
Ф;
--~----Ее
м-:i~t-r-+-~..;.._------
Рисунок
F
а)
б)
4.8-
Энергетические диаграммы физического
p-n
перехода (а)
и вырождения полупроводника (б)
Потенциал инверсии Ф; соответствует координате х; . В этой плоскости
Для невырожденного полупроводника используется статистика Больцмана
N с ехр-
Ес+Ф;-F
kT
-N
Ev+Ф;-F
- с ехр
kT
Если разность термодинамических работ выхода для запорного контакта превысит
Ф; , то образуется физический
p-n
переход. В этом случае возможна инжекция неосиовных
носителей заряда и накопление и рассасывание избыточного неравновесного заряда в
нейтральной
части
полупроводника,
что
снижает
скорость
переходных
Объемный заряд в случае инверсии типа проводимости содержит слой
процессов.
l"
дырок и более
Вырождение полупроводника происходит в антизапорном контакте
при условиях,
широкий слой неподвижных ионов доноров ш" (рисунок
когда (рисунок
4.8,
б)
4.8,
а).
162
4.5.
Распределение объемного заряда, концентрации подвижных носителей,
-
поля и потенциала в барьере Шоттки
Для
одномерного
случая
распределения
поля
и
потенциала
определяются
уравнением Пуассона в виде:
d 2U
р(х)
dx 2 =-ве·
(4.6)
о
где р(х)= q(N~ + N~ +n- (х)+ р+ (х)) -объемный заряд.
Для полупроводника п-типа при
Фо <
F- Е;
No >> NA,' n >> р.
р(х)=
q[N0
-n(x)].
Концентрация электронов в области пространствеиного заряда (ОПЗ):
n(x)=Ncexp-
Если Ф(х)
Ее +Ф(х)-F =n ex{ -Ф(х))
Ф(х)
- - =N 0 exp--110
kT
kT
kT
> 3kT, то n(x) << No.
В первом приближении можно использовать
прямоугольную
а)
аппроксимацию
распределения
объёмного заряда:
p(x)=qN 0
б)
(4.7)
.
В реальном случае в конце ОПЗ часть ионов
-ё
нейтрализуется
длиной
lo -
случаях Ф0
в)
Ш >> lo ,
электронами
длина
> IOkT,
Дебая.
с
характеристической
Практически
во
всех
а следовательно, толщина ОПЗ
поэтому
незначительна (рисунок
ошибка
интегрирования
4. 9).
nм
г)
ер
д)
е)
СР.
u
Рисунок
4.9 -
Структура (а) и распределение заряда (б),
поля (в), концентрации для электронов (г), потенциальной
энергии (д) и потенциала (е) в барьере Шоттки
163
После первого интегрирования
dU
Nv
(4.8)
-=-q-x+C.
dx
660
Постоянную интегрирования находим из граничных условий. При х
> [1]
поле не
проникае-~; в полупроводник
-
dU
t:<re) =--;/;=о;
dU
dx
= qND ( [1]-х).
(4.9)
66(}
Поле в запорном контакте распределено линейно (рисунок
Интегрируем
(4.9),
4.9,
в)
получим:
N
U(x)
Х
f dU=!Lf<X-x)dx;
О
66о fp
(4.10)
2
qN
(4.11)
1Ио 1=--Х .
266(}
Потенциал
и
потенциальная
параболическому закону (рисунок
4. 9,
энергия
электронов
в
ОПЗ
распределена
по
д, е)
(4.12)
Толщина ОПЗ следует из
(4.11)
(4.13)
Толщина
ОПЗ
увеличивается
с
ростом
контактной
уменьшением уровня легирования полупроводника и находится
разности
потенциала
I!. диапазоне:
и
[jJ = [10-5 ... 10-3] см.
4.6.
Барьер Шотrки в неравновесных условиях
Неравновеемые условия на контакте Шоттки возникают при воздействии внешних
полей,
в
частности,
электрического поля.
Различают прямое и
обратное смещение
контакта. Прямое смещение соответствует случаю, когда внешнее электрическое поле
компенсир.ует внутреннее контактное, при этом контакт проводит ток. При обратном
смешении внешнее поле направлено по контактному (увеличивается барьер), и контакт не
проводит ток.
164
4.6.1. Прямое смещение
Для контакта Шоттки металл
-
полупроводник прямое смещение соответствует
подаче плюсовой полярности на металл и минус
-
на полупроводник (рцсунок
4.1 0).
В прямом смещении происходит понижение барьера со стороны полупроводника
(внешнее
поле
выделяется
в
ОПЗ,
которое
имеет
большое
сопротивление),
а
следовательно, к увеличению концентрации подвижных носителей заряда
Рисунок
4.1 О - Прямое
смещение контакта, уменьшение
барьера и толщины ОПЗ при прямом смещении
:l'(U) -i.
n (и) = N сехрПри
этом
электроны
Ec+(Ф0 -qU)-F
kT
· ·
нейтрализуют
п(О)ехр qU.
часть
ионов
уменьшается в соответствии с результирующим потенциалом
ft
(4.14)
kT
доноров
(4.13)
и
толщина
ОПЗ
1
-U)]2.
qND
=[2ee 0 (U 0
(4.15)
Термодинамическое равновесие нарушается. В цепи источника будет протекать
ток.
Поток
электронов
из
полупроводника
в
связи
со
снижением
барьера
будет
значительно больше потока электронов из металла, так как энергия электронов в металле
не изменяется (рисунок
4.11).
Плотность потока можно выразить
через поток электронов:
j
~-qu
~--~--~~-------Ее
1
= qnv,
где
v -
скорость
электронов.
1+---,_-----------------F
qu
Рисунок
---------Ev
4.11 - Энергетическая
диаграмма контакта
Шоттки в прямом смещении
165
Тогда:
ir
.
где
Jм
ии
= j" - / =qn(O)exp-vqn(O)v = qn(O)v (ехр- -1),
11
~
~
kT
q
=-
Фт
~
тепловон потенциал электрона;
=Jмо =j,.o = qn(O)v
,._равновесная плотность потока из металла.
В прямом смещении плотность тока экспоненциально возрастает с напряжением,
так как по экспоненте увеличивается концентрация подвижных носителей заряда
(4.14) .
Вольтамперная характеристика (БАХ) сверхлинейна, поэтому сопротивление контакта
уменьшается с ростом тока или напряжения:
dи Г, 2
-2] Ом.
r,,P =-::::LIO
.. .10
dl
Таким
образом,
в
прямом
смещении
контакт
Шоттки
обладает
малым
сопротивлением и проводит ток, природа которого определяется надбарьерной эмиссией
основных носителей заряда из полупроводника. Это обстоятельство очень важно для
.
применения контакта Шоттки в СВЧ диапазоне.
~аксимальное прямое падение напряжения определяется контактной разностью
потенциалов и0 (рисунок
4.12,
а) и составляет
(0,2-
0,7)В. При больших плотностях токов
барьер не исчезает до нуля. Он устанавливается на величине rрт
-
теплового потенциала
электрона, при этом толщина барьера составляет длину Дебая:
~---------------Ev
б)
а)
Рисунок
4.12-
ВАХ в прямом смещении (а) и энергетическая диаграмма
контакта Шопки при больших токах (б)
166
4.6.2.
Обратное смещение
В обратном смещении внешнее поле направлено по контактному полю. Суммарное
·
поле будет локализовано в ОПЗ.
-Еr.=Ек+Евн;
-
м
е.®
n iобр
1(/J 1
Ur.=-;;-+Uвн·
+
Рисунок
4.13-
Поле и потенциальный барьер контакта
Шоттки в обратном смещении
Барьер для
потока электронов со
стороны
полупроводника увеличивается
величину обратного напряжения, а со стороны металла
-
не изменяется (рисунок
на
4.14). В
результате доминировать будет ток термоэмиссии из металла (меняется направление тока
в соответствии с приложенной полярностью смещения). При смещении порядка
lB
и
выше влиянием тока эмиссии из полупроводника из-за его малости можно пренебречь. В
этом случае обратный ток насыщается (не зависит от напряжения) и равен равновесному
току эмиссии из металла при нулевом смещении (поток из металла не зависит от внешнего
смещения).
.
lопр
.
•
О .
АТ2
Фв
= J"- l.~~e = - J." =ехр- kT·.
Дифференциальное сопротивление стремится к бесконечности.
Толщина ОПЗ увеличивается в соответствии с результирующим барьером (рисунок
4.1 3) (эксклюзия основных носителей заряда)
1
ff=[2ee0 ~~ + U) т.
Энергетическая диаграмма запорного контакта в обратном смещении представлена
на рисунке
4.14. Результирующая ВАХ контакта приведена на рисунке 4.15.
167
u
50
~--~~--~~~u
7
Рисунок
4.14 - Энергетическая диаграмма барьера
Рисунок
Ом
Г"'10м
4.15- В~'<: барьера Шоттки
Шоттки в обратном смещении
Концентрация
электронов
в
ОПЗ
полупроводника
при
обратном
уменьшается экспоненциально с величиной приложеиного смещения (рисунок
смещении
4.14)
п(И) = Ncexp Ее +Фо +qU -F =n(O)exp-~.
kT
При
И=
l
В
n(U)
= п(О)ехр(-40)
"'
Фт
.
О
(электронный поток со стороны полу-
проводника практически равен нулю).
4.7. Вольтамперная характеристика барьера Шоттки
Эффект выпрямления тока на барьере Шоттки описывается двумя теориями:
:rиффузионной и диодной.
4.7.1. Диффузионная теория выпрямления
Диффузионная
теория
была разработана
Моттом
и
Шоттки.
Она
описывает
поведение контактов, у которых длина свободного пробега электрона значительно меньше
толщины ОПЗ:
(4.16)
l << ft .
При
носителей
движении
в
ОПЗ
осуществляется
контакта
диффузией
электроны
и
дрейфом.
испытывают
Условие
рассеяние.
(4.16)
.:mффузионная модель пригодна для контактов с большим значением Фо
подвижностью
Jl
,
и низкой концентрацией основных носителей заряда (по
условия соответствуют поликристаллическим полупроводникам
Se, Cu20
Перенос
означает,
что
11lef , низкой
= N0 ).
Эти
и другим.
Основное допущение теории:
ф
ns = n0 ехр- -
0
kT
= const.
C4.m
Концентрация в плоскости контакта МП не зависит от смещения. Это допущение
приемлемо
в
случае,
когда
время
взаимодействия
электронов
со
стороны
металла
168
значительно меньше, чем со стороны полупроводника, и занятые состояния с энергией Фв
определяются металлом (coпst). В этом случае энергия более горячих (за счет внешнего
поля) электронов полупроводника снижается до средней равновесной в металле (рисунок
4.16).
Квазиуровень Ферми в полупроводнике (ОПЗ) снижаете~ до уровня Ферми в
металле.
Плотность тока в контакте:
.
с
Ddп
J = qnJ.tc. +q - .
(4.18)
dx
4.16 -
Рисунок
Энергетическая диаграмма барьера Шотrки
для диффузионной модели
X(U)
Воспользовавшись соотношением Эйнштейна
получим
D=
k7 и Е (х)
=; :
(4.19)
J
дифференциальное уравнение
1 порядка типа:
у'+ р(х)у
+ Q(x)
Оно имеет решение:
lх
jP(x)dx
у(х) = Уо + Q(x)·ex"
[
,
]
-1
dx е хо
= О.
P(x)dx
(4.20)
В нашем случае:
1 dФ
Р(х)= kтd;;
Из
(4.20)
Q(x)=-
q~;
у(х)
Уо= по;
= п(х).
следует:
n(x)
=[ n0 -
•
Х Ф(х)
]
Ф(х)
~ Jе kТ dx е -тг
q
(4.21)
rt
Граничные условия:
при х =О : Ф(О) = Ф0 - qи, п(О) = пs = n0 ех{- :; }
при
х
=rt:
Рассмотрим решение
Ф( rt)
= О,
п( rt)
(4.21) в плоскости
(4.22)
= п0 •
.{
х =О.
ф0
{
Ф
и)
ф
и х Ф(х)
п 0 ехр-=п 0 ех - 0 -q -Lex - 0 -q JekТ dx.
kT
kT
qD
kT
1
,fe
169
j=
или
п{exp~-lfD
U х
(4.23)
Ф()
expL Jexp-x-dx
kT fl
kT
Преобразуем
Ф(х)
Ф(х) dx
dx = (qE )-1 .
exp--dx
= ехр----dФ,
где kT
ft
kT
dФ
dФ
2
х
х
J
J
При приложении прямого смещения ОПЗ сужается, а барьер понижается. Поэтому
величина
( -дФJ-1 ,
\ дх
определяемая напряженностью поля при
х =
О
,
практически не
изменяется. Это второе «натянутое» предположение в этой теории:
!!:__1
dФ х=О
Тогда интеграл в знаменателе
х
Ф(х)
=(qc0 ) - 1 •
JekТ dx
fl
=(qfo)-1.
(4.23)
Ф 0 -цU
J
примет вид:
Ф 0 -цИ'
Ф(х)
ekrdФ=(qc0 )- 1 kT(e-----;:г- -1).
о
х=О
Выражение для тока
(4.24)
(4.23):
При малых смещениях
ехр Фо- qU >> l, и единицей можно пренебречь.
kT
j=qn0 exp(- Фo)Jlc
kT
-1),
0 (expqU
kT
(4.25)
или
В
прямо м
смещении
ток
приложеиным смещением. В обратном
возрастает
-
экспоненциально
(сверхлинейно)
с
(4.26)
обратный ток увеличивается по закону U 112•
170
4.7.2.
Основное допущение
l :::
Диодпая теория выпрямления
re - длина свободного пробега электрона больше ТОЛЩИНЫ
ОПЗ. В этом случае электроны «проскакивают» ОПЗ без ссударений (баллистический
пролёт).
Эта
модель
применима
для
кристаллических
подвижностью и умеренно высоким уровнем легирования
При
прямом
смешении
термодинамическое
полупроводников
(4.13).
с
·
равновесие
большой
нарушается.
Ток
из
полупроводника становится больше, чем из металла (он не изменяется, так как поле не
проникает в металл и не изменяет барьера Фв) (рисунок
4.17).
Концентрация в плоскости
контакта увеличивается (нет рассеяния).
n, = по ехр(-
Ф
-qU
о kT
(4.27)
).
Это обстоятельство приводит к
скачкообразному
энергии
изменению
электронного
средней
газа
от
полупроводника к металлу (рисунок 4.17).
Рисунок
4.17 -
Энергетическая диаграмма барьера Шопки
прямом смещении (диодная теория)
~(U)
Суммарный ток:
j = } 11
-
/., ;
j=AT 2 exp(- Фo-F-qU)-AT 2 exp(- Ф 8
. kT
kT
), где
Фв= Фо-F.
Следовательно,
2
j=AT ехр(-
Ф0
-F
U
)(ехр--1).
(4.28)
Фт
kT
Можно показать, что
~
Ф
-F
kT
л т- ехр( - -0- - )
где
- ,=
V
11
~kT
-n·m
1
=-qno
ехр( - -)Yr,,'
4
kT
Ф0
- средняя тепловая скорость электронов при распределении Больцмана.
В результате БАХ по диодной модели имеет вид, аналогичный диффузионной:
j
=j 50 (exp.!!_ -1),
Фт
где iso =
l
4
ф
-
qп 0 ехр(- k; )V11,
-
не зависит от величины обратного напряжения.
(4.29)
171
4.7.3.
Сравнение диффузной и диодной моделей
ВАХ барьера Шотrки как по диффузной, так и по диодной моделям описывается
j,.
одинаковым выражением, но с разными токами насыщения
j
·диФФо -V •
J., - qno ехр- kT 111'
= j, (ехр.!!_ -1),
где
)
1
ф)·сиод =-qn ехр--0 V
'
4 °
kT <>"
(Рт
'1
Так как
111
>> Vдр
= f.lCo,
а величина барьера у поликристаллов выше чем у
J:
Позтому диодная модель даёт более низкие прямые
монокристаллов, то J2"Ф <<
1 1
""' .
падения напряжения (меньше прямое сопротивление). Вторая особенность
модели обратный ток
(- J.,)
не зависит от напряжения (рисунок
-
по диодной
4. 18).
Современные модели барьера Шотrки учитывают также инжекцию неосновных
носителей и туннелирование. Однако общий вид ВАХ сохраняется и в этих случаях.
j
-j
jnp
lnn
Jl
~
'1
J
1
1\
1
' \
1
1
'n
\
1
1
1
j_
1
Ti
Рисунок
4.18 -
ВАХ запорного контакта МП: диодная
Рисунок
и диффузионная модели
т
4.19 - Температурная
полупроводнике
Температурная зависимость параметров ВАХ запорного контакта
Параметрами статической ВАХ являются И"р
заданном
зависимость
концентрации основных носителей заряда в
примесном
4.7.4.
-......
токе
!""
=j
p·S
11
и
lofip
= ioбp·S
-
-
прямое падение напряжения при
обратный
ток
при
заданном обратном
напряжении Иобр·
При И"">
В
примесном
собственной
(рисунок
3(/Jr,
полупроводнике
температуры
4. 19).
до
Т11011
-
п0
=
в
Nv
температурном
температуры
ионизации
диапазоне
легирующей
от
Ti -
примеси
Этот температурный диапазон перскрывает интервал эксплуатационных
температур. Поэтому можно принять
n0
= Nv
,
независимой от температуры,
насыщения представить в виде:
j, (Т)=
·
Аехр- Фо
kT
.
и ток
172
Тогда:
(4.30)
Величина А
= j max
- плотность тока при нулевом барьере
А>>
Прямое
падение
напряжения
А
jnp;
ln->0.
jnp
линейно
падает
с
увеличением
температуры
(рисунок 4.20). Физический смысл: при увеличении температуры возрастает энергия
электронов и, следовательно, вероятность перехода через барьер
р
(
-ехр
-
Ф 0 -qU(T)) .
kT
Увеличивается поток (плотность тока). Но условиями эксперимента плотность тока
поддерживается
Фо
-
qUпр(Т)
постоянной
(}пр
= const).
Следовательно,
,_.~
~
т
Рисунок
4.20 - Температурная
Рисунок
зависимость Ипр·
4.21- Температурная
зависимость Iю"
С увеличением прямого тока температурная зависимость
(рисунок
барьер
lnjoбp
Unp
uo
результирующий
должен увеличиться, т.е. Ипр -уменьшиться.
4.20).
Вклад
температурного
разогрева
относительно
Unp
-
уменьшается
полевого
(прямое
смещение) уменьшается.
При анализе температурной зависимости обратного тока необходимо использовать
выражение дляjs через параметры барьера со стороны металла.
.
lобр
= 1.,.. = АТ2 ехр- Фв
kT,
lnjoбp =lnAT 2 - Фв.
kT
Пренебрегая более слабой температурной зависимостью lnAY- const, можем
оценить величину Фв (рисунок 4.21).
rga=
dln jобр
1
фв
=-т;
Ф8
=-k·tga.
dT
Надбарьерная эмиссия в общем случае представляет собой активационный процесс
с энергией активации равной величине барьера. Поэтому обратный ток по экспоненте
увеличивается с температурой.
173
4.8.
Реальный контакт металл- полупроводник
При описании БАХ реальных диодов на основе запорных контактов необходимо
учитывать следующие особенности.
1.
Наличие на поверхности полупроводника встроенного экранирующего поля
Это поле образуется вследствие заряда на поверхностных состояниях донорной
либо акцепторной природы. Донорное состояние может быть либо нейтральным, либо
положительным (атом отдал электрон). Акцепторное состояние
-
нейтральным, либо
отрицательным.
Различают три типа поверхностных уровней: уровни Тамма, уровни Шокли и
уровни, вводимые адсорбированными инородными атомами. Природа уровней Тамма
связана со скачком потенциала на поверхности. В результате в запрещённой зоне в слое
порядка постоянной решётки, около пяти ангстрем, существуют разрешённые состояния с
поверхностной
плотностью
около
10 15
см-2 .
Экспериментально
такая
плотность
поверхностных уровней пока не обнаружена. Уровни Шокли связывают с нарушением
периодичности
кристалла
на
поверхности.
В
результате
механической
обработки
полупроводника (резка, шлифовка, полировка) создаётся нарушенный слой толщиной до
10-4 см, в котором постоянная решётки отлична от объемной. В пределах этого слоя
встраиваются разрешенные уровни в запрещённой зоне полупроводника с плотностью
10 11
-
10 13 см-2 •
Поверхность
полупроводника
окружающей атмосферы (О2,
N2,
адсорбирует
инородные
атомы
и
молекулы
из
Н2О, и т. д.). Это приводит к локальным скачкам
потенциала и появлению разрешённых состояний. Плотность этих состояний зависит от
степени очистки поверхности и контроля состава атмосферы перед корпусированием и
составляет 10 9 -IО 12 см-2 •
Результат действия этих уровней заключается во встраивании поверхностного
заряда
Qss
(рисунок
и потенциала
4.22).
При
Ys , создающих
контакте
с
встроенное электрическое поле на поверхности
металлом
это
поле
будет
экранировать
контактного поля, обусловленного термоэлектронной эмиссией.
E:s
действие
В результате может
измениться не только величина Ф 8 , но и тип контакта (ожидали запорный, а получили
антизапорный).
По
этой причине затруднительно получить запорный
контакт на р
полупроводнике. Все диоды Шоттки реализуются на п-полупроводнике, в частности, для
Si, GaAs
и
GaP,
заряд акцепторных поверхностных уровней обеспечивает величину
барьера
и не зависит существенно от работы выхода металла.
s
Уsт----;
Ее
-----"'----
Ее--------~
F
Ev
а)
Рисунок
б)
4.22 - Влияние акцепторных поверхностных состояний в n ир-полупроводнике
а) эксклюзия основных носителей заряда и образование обедненного слоя
б) аккумуляция ОНЗ и образование обогащенного слоя
174
2.
Влияние сил зеркального изображения (эффект Шоттки)
Поток термоэмиссии электронов из металла в полупроводник создает дополни
тельное электрическое поле, вызванное силами зеркального изображения (рисунок
4.23).
Это поле направлено против контактного и понижает величину барьера Фво
(4.31)
где
плюс соответствует обратному, а минус- прямому смещению. В прямом смещении для
диодной теории при
U > 3(/}r
.
[ fф
-д_Ф)] ехрqU
2
J"Р =АТ ехр- \ воkT
kT'
или
. - АТ2
lnp -
Ф во)
j
ex~'l- kT
ехр
(qU + д.Ф)
kT
Так как д.Ф уменьшается с ростом прямого смещения, то
.
j 11p
растет медленней с
напряжением, чем экспонента UI({Jт. В первом приближении этот эффект учитывают
введением коэффициента неидеальности т.
j"P
где
=АТ2ехр[- Фво]ехр
kT
qU '
(4.32)
тkТ
1 :S: т :S: 1,3.
~-qU-~~
:--------Ev
Бш
Рисунок
4.23 - Энергетическая
диаграмма запорного контакта с учетом
эффекта Шоттки в прямом смещении
В обратном смещении
1
}.
о~
= АТ2ехр[- Фво]ехрf3ш(qU)4
kT
kT
Наблюдается увеличение обратного тока с ростом обратного напряжения.
175
3.
Наличие туннельнопрозрачного диэлектрического слоя
При толщине окисла порядка 1о- см носители проскакивают этот барьер без
7
изменения энергии (туннелируют). В результате часть потенциала смещения падает на
диэлектрике, и для отражения этого вводят коэффициент неидеальности
j=j,(exp~-1\
терт
)
где
4.
(4.33)
1 :::; т:::; 1,5.
Генерация носителей заряда в ОПЗ контакта при обратном смещении
При обратном смещении ОПЗ расширяется
(4.26).
Генерируемые в этой области
электронно-дырочные пары разделяются полем ОПЗ и создают в цепи дополнительный
ток ! 00 • Поэтому обратный ток будет определяться суммой надбарьерного тока из металла
плюс ток термогенерацип.
iобр =
(4.34)
i, + ico;
qn; ft (U)
ko = - - - 2т"
где 'tj,
-
время жизни дырок Снеравновесных носителей заряда). Этот эффект также
приводит к росту обратного тока с увеличением напряжения при малом времени жизни в
полупроводнике.
4.9.
Область
одинаковым
Емкость запорного контакта металл- полупроводник
ОПЗ
контакта
положительным
конденсатора (рисунок
представляет
и
собой
отрицательным
двойной
зарядами,
заряженный
аналогично
слой
с
обкладкам
4.24). Величина заряда зависит от толщины ОПЗ, которая, в свою
очередь, зависит от величины приложеиного смещения. Следовательно, запорный контакт
обладает емкостными свойствами.
С=:;;
Q=SqN 0 ft(U)
-зарядвОПЗ.
,(4.35)
Отсюда следует:
(4.36)
Нетрудно показать,
что
(4.36)
следует из формулы плоского конденсатора, в
котором роль диэлектрика играет слой ОПЗ.
с= s_!!_g_.
fR
(4.37)
(И)
+
м
Рисунок
..а
4.24 - К определению емкости
запорного контакта
176
- зто физическая емкость, способная накапливать
ЗаряДная емкость контакта
электрическую энергию. При приложении перемениого напряжения через неё течёт ток
смещения.
В случае гармонического сигнала
=Cd~ ' U =иоеiих'
j
переменвый емкостной ток опережает по фазе приложеиное смещение.
j
=mCU ·е
·(
11' \
'ак+-1
2
(4.38)
1;
В отличие от обычного конденсатора емкость контакта зависит от напряжения
(рисунок
4.25): уменьшается при увеличении обратного смещения. Такое поведение
вольтфарадной характеристики определяется изменением толщины ОПЗ с приложеиным
смещением
значение
(4.37).
для
При прямом смещении
емкости,
что
не
имеет
-
формула
физического
смысла.
и
ио
=
(4.36)
В
дает бесконечное
реальности
полное
спрямление барьера недостижимо. При больших плотностях тока устанавливается барьер
равный
ио
-
и
=
(/)т,
lD -
с толщиной
длиной Дебая (рисунок
4.1 2).
Позтому ёмкость
ограничивается емкостью Дебая.
(4.39)
с-2
с
/
/
/
Unp
/
Uобр
----~----~--------------
Uобр
Рисунок
4;25 - Вольтфарадизя
Uo
характеристика
Рисунок
4.26 - К определению
контактного
потенциала и уровня легирования полупроводника
запорного контакта
Вольтфарадпая характеристика (ВФХ) позволяет определить величину контактного
потенциала
и0 ,
поверхностного
технологии
а также уровень легирования (концентрацию легирующей примеси)
слоя
полупроводника.
полупроводниковых
концентрационного
2
профиля.
Для
зависимость C (U) (рисунок 4.26),
Эта
возможность
приборов
и
широко
интегральных
определения
контактного
схем
используется
для
в
контроля
потенциала- строится
С 2 (и)= \ 2(и 0 ±и)_
S
ee0 qND
Экстраполяция линейной зависимости C (U) к С2 =О, дает величину контактного
2
потенциала (ио- (/)т).
Наклон
характеристики
С2 ( И)
на
линейном
концентрацию примеси в полупроводнике.
dC 2
1
- - = tga = --=--dи
S2 ee 0 qN
участке
позволяет
оценить
177
(4.41)
-
Емкостные свойства барьера Шоттки используются в полупроводниковом приборе
варикапе, управляемой емкости, для целей параметрическото усиления и умножения
частоты СВЧ сигналов, а также электронной перестройки резонансных цепей.
4.10. Эквивалентная схема
барьера Шоттки на переменном сигнале
При приложении к контакту постоянного и перемениого смещения через него
будут протекать постоянный и переменвый токи. Полное напряжение:
U(t) =И 0 + U 1 expiwt.
U1 << kT/q
В случае малой амплитуды перемениого напряжения
и
U1 << U0
,
переменвый ток будет определяться двумя составляющими:
-j = -jCJ + -jc '
где
jq -
(4.42)
ток электронов, эмиттированных из полупроводника, совпадающий по фазе с
переменным напряжением;
-емкостной ток.
jc
Полный ток
·( tr)
j =] +} = js ехр И о + j_, ехр И о ·!!.J_е;ш +wCU 1e ~+2
(
1
(/)т )
Следует отметить,
(/)т
что
(4.43)
(/)т
выражение
(4.43)
справедливо
при
выполнении
двух
условий. Время пролёта ОПЗ должно быть меньше периода перемениого сигнала. Время
релаксации заряда Максвелла также должно быть меньше периода.
т_., = ее 0 р" <Т =
1
f .
Второе условие эквивалентно оценке граничной частоты последовательной
RC
1
цепи:
TRc
=R. ·С<-.
f
Выражению
4.27.
На этой схеме
(4.43)
соответствует эквивалентная схема, приведённая на рисунке
r( U)- дифференциальное сопротивление контакта, которое зависит от
знака и величины смещения. В прямом смещении оно мало
dU
(/)т
d/
/пр
r(U)=-=-.
В обратном резко возрастает
и переменвый ток определяется емкостью.
r(u)
Rs
Рисунок
4.27 • Эквивалентная схема барьера
Шоттки на малом переменном сигнале
C(U)
Сопротивление
Rs -
полупроводника и контакта.
омическое
сопротивление
квазинейтральной
области
178
4.11.
Омический
контакт
Омический контакт
является
обязательным
элементом
любого
полупроводникового прибора и служит для подведения тока или напряжения. К нему
предъявляются следующие требования:
1.
Неинжекционность- ток должен переноситься основными носителями заряда.
Электронами
для
п-полупроводника,
дырками
для
р-полупроводника.
необходимо обеспечить малое время жизни в контактной области
скорость рекомбинации на контакте
2.
Для
этого
(-r --? О) и большую
(cr--? оо).
Малое контаютюе сопротивление
Rk =
~k
[J\]=Ом·с.м 2 ,
;
k
где Рк - удельное контактное сопротивление [10-2 ••• 10-5] Ом·см 2 • При малых площадях
контакта в ИС (S = 10-6 см 2 ), сопротивление контакта может быть значительным. При
Рк l0-4 Ом·см 2 ,
10-4
Rk =--= 100 Ом.
=
ю-6
3.
Линейность ВАХ Контакт не должен вносить изменений в потенциальную
зависимость тока прибора.
4.
адгезия
Термол1еханическая совместшюсть металла и полупроводника и высокая
(сцепляемость)
металла
к
поверхности
полупроводника.
Коэффициенты
линейного расширения должны быть близки друг к другу.
1 dl
l dT
ам =--==апп·
5.
Электрохимическая совместимость и коррозионная устойчивость.
Обеспечивает долговременную надёжность.
Реализация омических контактов
Для умецьшения контактного сопротивления целесообразно в качестве омического
контакта использовать антизапорный контакт. Однако при этом трудно выполнить все
другие требования к омическому контакту. Поэтому на практике широкое использование
находит метод подлегирования контактной области до более высокой концентрации
примесей вплоть до вырождения. В этом случае снимаются требования к работе выхода
металла,
так
как
даже
в
случае
запорного
туннельнопрозрачна, а сопротивление мало (рисунок
~
n+
1
контакта
~
n
Ее
F
толщина
барьера
4.28).
n
n+
1
Ее
Fu
F
Ev
Ev
б)
а)
Рисунок 4.28 -Энергетические диаграммы омического контакта:
запорный (а) и антизапорный (б)
будет
179
В вырожденнам слое время жизни неравновесных носителей заряда определяется
рекомбинацией Оже.
1
•=--2=
Crn
1
~·
CPN 0 -
где Cr= 1,6·1 о- 31 см 6/с -коэффициент рекомбинации Оже.
При
No = 1021 см 3 • •r - 10- 11 с,
что эквивалентно бесконечной скорости
рекомбинации на контакте и обеспечивает требования неинжекционности контакта.
4.12.
Применеине барьера Шопки в электронике
Приборы на основе барьера Шоттки работают на основных носителях заряда
(надбарьерная эмиссия) и относятся к быстродействующим (нет эффектов накопления и
рассасывания неравновесного заряда).
1. Детекторные
и смесительные диоды СВЧ диапазона
2. Импульсные диоды (tнoccm = 10-
9
3.
•••
(j= (1 ... 100)
ГГц).
1о- с).
11
Выпрямительные диоды характеризуются малым прямым падением напряжения,
высоким быстродействием и КПД вторичных источников питания.
4.
Канальный полевой транзистор с управляющим затвором на барьере Шоттки.
Наиболее быстродействующий, активный усилительный элемент. Граничная частота до
100 ГГц.
5.
Интегральные
схемы
на основе биполярных транзисторов
со
встроенным
- транзисторная логика ТТЛШ, инжекционная
интегральная логика И 2ЛШ и др. Включение параллельна коллектору барьера Шоттки
повышает быстродействие в (2 ... 5) раз.
барьером
Шоттки.
Транзисторно
6.
Параметрические усилители на основе варикапов с барьером Шоттки.
7.
Фотоприемники на основе барьера Шоттки.
8.
Инжекционно- пролётные диоды. Усилители СВЧ сигналов.
Технология изготовления барьера Шоттки полностью совместима с технологией
монолитных ИС. Это обстоятельство послужило основой широкого применения барьера
Шоттки в больших и сверхбольших интегральных схемах (БИС, СБИС).
180
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
11.
Что такое термаэмиссия и термодинамическая работа выхода?
Чем определяется контактная разность потенциалов в системе металл
полупроводник?
Поясните образование запорных и антизапорных контактов металл
-
-
вакуум
-
полупро.водник.
Объясните распределение объемного заряда, концентрации подвижных носителей,
поля и потенциала в барьере Шоттки.
Объясните эффект выпрямления тока в барьере Шоттки.
Нарисуйте вольт
-
амперную характеристику барьера Шоттки
и
энергетические
диаграммы в прямом и обратном смещении.
Объясните температурную зависимость прямо го падения напряжения и обратного тока
барьера Шоттки.
Перечислите
особенности
реального
барьера
Шоттки,
обусловленные
зарядом
поверхностных состояний и сил зеркального изображения.
Почему зарядная емкость запорного контакта уменьшается с увеличением обратного
напряжения?
Как можно определить величину контактной разности потенциалов барьера Шоттки и
уровень легирования полупроводника из вольтфарадной характеристики?
Нарисуйте эквивалентную схему барьера Шоттки на переменном сигнале. Почему
дифференциальное сопротивление прямосмещенного контакта уменьшается с ростом
12.
13.
прямого тока?
Какие требования предъявляются к омическому контакту?
Перечислите примеры применения барьера Шоттки в твердотельной электронике.
181
5. P-n переход
Г лава
Р-п переход является базовым элементом полупроводниковой твердотельной электроники.
Представляет собой контакт двух полупроводников различных типов проводимости, поэтому его
иногда
называют
электронно-дырочным
переходом.
Различают
p-Si, n-Si)
(переходы из одного полупроводникового материала:
разных материалов:
n-Ge, p-GaAs
изготовлении р-п
р-п
переходы
и др.).
5.1. Методы
_ При
гомогенные
и гетерогенные переходы (из
полученияр-п переходов
переходов
в
основном
используются
методы,
основанные
на
перекомпенсации полупроводника одного типа проводимости примесью противоположного типа.
Например,
акцепторов
1.
n-Si с концентрацией доноров N,1 легируют акцепторной примесью с концентрацией
Na > > N,1 • В плоскости, где N,1 = Na. образуется металлургический переход Xj.
Метод
сплавления.
Этот
метод
основан
на
вплавлении
металлического
сплава,
содержащего легирующую примесь, в полупроводниковую пластинку при температуре выше
температуры плавления
рекристаллизуется
с
эвтектики для данной
внедрением
системы.
легирующей
При
примеси
в
охлаждении жидкая
кристаллическую
фаза
решетку
полупроводника. В результате в рекристаллизованном слое меняется тип проводимости и
образуется р-п переход. Распределение примесей имеет ступенчатый характер (рисунок 5.1).
Sn-Pb (ln, Ga, Al,
В)
ln(N)
р
1l
Nл
Nv
n-Ge
(Р,
---------+----
Sb, As)
х
б)
а)
Рисунок
2.
Метод диффузии
5.1
-Сплавной
при.месей
-
p-n
это
переход (а) и распределение примесей (б)
высокотемпературный
процесс
внедрения
атомов
примеси противоположного типа в полупроводниковую подложку. Температура процесса
ниже
температуры
плавный (рисунок
плавления
полупроводника.
Характер
ln(N)
Xj
Nл
Nv
Рисунок
1
Nл>Na,
б)
а)
5.2
примесей
ln(Nл-Na)
n
р
n-Si
распределения
5.2).
к
Nл<Na
х
Nv
1
-Схематическое изображение диффузии атомов бора (В) t
распределение примесей по модулю (б) и по разности (F
·е iНИИ (а);
-
182
3.
Ионная
имплантация
низкотемпературное
внедрение
ионов
примесей
противоположного типа в полупроводниковую подложку. Атомы примесей ионизируются
10 ... 1000
и разгоняются в электрическом поле до энергий
кЭв. Этой энергии достаточно
для внедрения в полупроводник на глубину от десятых долей до единиц микрона при
комнатной
температуре.
Ионная
имплантация
сопровождается
рекристаллизационным
отжигом для снятия радиационных нарушений кристаллической решетки, а также для
последующего перераспределения примесей диффузионным механизмом. Обеспечивается
высокая точность дозы легирования и глубины залегания
4.
p-n
перехода
(Xj).
Эпитаксия. В отличие от вышеприведенных методов эпитаксия позволяет получить
p-n
переход с более низкой концентрацией легирующей примеси (не за счет компенсации
примесей). Эпитаксия -это процесс наращивания на подложку монокристаллического слоя
(эпитаксиальной пленки), повторяющего структуру подложки и ее кристаллографическую
ориентацию.
Плоскость
Различают
жидкостную,
металлургического
газофазную
перехода
в
этом
и
молекулярио-лучевую
случае
совпадает
с
полупроводника. Распределение примесей имеет ступенчатый характер (рисунок
ln(N)
эпитаксию.
поверхностью
5.3).
ln(N)
Nv
NA
11
NA
Nv
р
о
р
w
Xj
w
х
Xj
б)
а)
5.3 - Эпитаксиальный p-n
Рисунок
11
о
х
переход: с низкой концентрацией (а), с высокой концентрацией (б)
5.2. Образование р-п
перехода, контактная разность потенциалов
Предвари:rельно рассмотрим систему р-полупроводник-вакуум-п-полупроводник, в которой
осуществляется
электронное
п-полупроводнике
(F,, >> F"),
взаимодействие.
Так
как
средняя
энергия
электронного
газа в
то термаэлектронный поток из п-полупроводника будет в миллионы
раз выше, чем из р-полупроводника Unmэ
>> j ртэ).
Это приводит к появлению заряда электронов
на поверхности р-полупроводника и положительного заряда на поверхности п-полупроводника.
Возникшее
истечении
поле
будет
времени
ограничивать
пролета
термаэлектронный
вакуумного
промежутка
поток
из
п-полупроводника,
устанавливается
и
по
термодинамическое
равновесие с нулевым результирующим .током. Поток из п-полупроводника уменьшается до
величины потока из р-полупроводника в связи с увеличением потенциального барьера для
электронов из п-полупроводника, вызванного наведенным полем в вакууме (рисунок
В
состоянии
термодинамического
равновесия
потоки
из
обоих
5.4).
-
полупроводников
уравниваются:
Ф
АТ 2 ехр- _Р
kT
=АТ
2
ехр-
Ф
"
+qU 0
kT
Из этого выражения следует:
Ио=
Ф"-ФР
q
F,,-Fp
q
(5.1)
=---
Встроенный потенциал в системе П-В-П определяется разностью термодинамических работ
выхода или разностью энергий уровня Ферми вп ир-полупроводниках (рисунок
5.4).
183
Ф р 1'. _/.
' ,,__,_1
' --t~~- qUo
_ __,_i......·-~.
в)
Ev.
1 \
------~:--~!\.
Рисунок
~..
. ~2'----~
5.4- Система П-В-П (а),
энергетические диаграммы до
взаимодейсТВ!JЯ (б) и после взаимодействия
(в) термаэлектронных потоков
i------·Ev
Непосредственный контакт р- и
полупроводников
n-
В этом случае индуцированное контактное поле будет локализовано как в
так и
n-,
р-полупроводнике, что приводит к изменению потенциальной энергии и концентрации носителей
- p-n переходе.
непосредственном контакте за
заряда в переходной области
При
осуществляемой
концентрации
диффузией
подвижных
и
дрейфом
носителей,
счет
внутренней
электронов
а также
средних энергий подвижного электронного газа
под
термоэлектронной
действием
контактного
поля,
градиента
происходит
эмиссии,
энергии
и
выравнивание
(Fp = F").
При этом уходящие электроны из п
области (диффузия, обусловленная градиентом энергии и
концентрации) оставляют на своем
месте нескомпенсированные заряды неподвижных ионов доноров. Поток валентных электронов из
п-области занимает вакантные энергетические состояния в валентной зоне р-области, тем самым,
нарушая
электронейтральность,
акцепторов.
Поток
валентных
и
встраивает
электронов
отрицательный
из
п-области
заряд
можно
неподвижных
также
ионов
характеризовать
диффузионным потоком дырок (положительных квазичастиц) из р-области в п- полупроводник.
На месте ушедших дырок остается нескомпенсированный отрицательный заряд неподвижных
ионов
акцепторов.
Поле,
индуцированное
двойным
заряженным
слоем
областью
пространствеиного заряда (ОПЗ), будет препятствовать диффузионному перемещению подвижных
носителей. По истечению времени диэлектрической релаксации (время Максвелла), то есть
практически мгновенно устанавливается диффузионно-дрейфовое равновесие
jr_ = jшl + jl/e + j,xl + j,~. =О; ДЛЯ Si: е= 12; р = 1 Ом·см;
Переходпая область контакта
(p-n переход) будет обеднена подвижными носителями заряда
(эксклюзия основных носителей заряда)
заряда.
Поэтому
омическое
-.... = еео. р "'10~ 12 с.
- контактное поле выталкивает основные носители
сопротивление р-п
сопротивления квазинейтральных областей (баз
перехода
будет
значительно
больше,
чем
p-n перехода), и зависимость тока от напряжения
будет определяться именно p-n переходом, а не его базами.
Энергетическую диаграмму
p-n
перехода можно построить, исходя из положения о том, что
в контактирующих областях полупроводника за счет обмена заряда выравнивается средняя
184
энергия подвижных носителей (электрохимический потенциал), то есть уровни Ферми совпадают
· (рисунок 5. 5). Из диаграммы видно, что для перехода электронов в зоне проводимости из n- в р
область им необходимо преодолеть потенциальный барьер, высота которого Ф 0
= -qU0 • Такой же
барьер должны преодолеть дырки при переходе из р- в n-область.
Распределеине концеmрацнн подвижных носителей зарада
В квазинейтральных областях
Е
-F
1 ,
kT
,
1 P,o=Nyexp(-Y-)
1и III (рис.S.З) концентрация носителей постоянна.
п2
Р,о =N.. •
п,о=-~
Р,о
Е
'
-F
п,о =Ncexp-(-c- ) 1 ;
kT
,
п2
- '
.o-N'
р
d
Для 11 области (р-п переход) n(x) = N с ехр(- Ее + Ф(х)- F) /n = n.,0 ехр- Ф(х) ;
kT
Е -Ф(х)-F
p(x)=Nyexp( у
kT
kT
(5.2)
Ф(х)
)/,=р,оехр- kT ·
В ОПЗ концентрация основных носителей заряда экспоненциально падает с величиной барьера.
При Ф(х)
> 3kT ,
п(х)«п., 0 ; р(х)«р, 0 •
Концентрациянеосновныхвозрастает:
Ф(х)
np(x)=np0 exp kT ,
Ф(х)
Р.(х) = Р.о ехр kT .
а)
p,n
1
Р,о
•'
•
' •
•
1
1
1
1
1
б)
1
1
1
1
1
1
1
п..о
1
х
~, 11 ~..
1П
Ее
в)
IФо
F
--;-Et
Еу
Рисунок
qf/Jв.•
5:5 - Схемар-п перехода (а), распределение концентрации основных
носителей заряда (б), энергетическая диаграмма p-n перехода (в)
Определение кошактной ра:sностн потенциалов
Из (5.2) следует, что при .'t
=~, ,
Фо
=
ппо exp--k =про .
,
т
п(х) 1~
Uo
185
Следовательно Ф 0
=kT ln ~ .
п
п/,о
.:!о множим числитель и знаменатель на р ро :
Фо
_ kT 1 Nd ·Na
=kТin ппо ·:ро ; иo---n
q
п;
(5.3)
п[
Величина контактной разности потенциалов или диффузионный потенциал р-п перехода
,J!IРеделяется материалом полупроводника (п/, Mg) и уровнем легирования р- и п-областей.
Собственная концентрация носителей заряда:
п.
2
1
Нз
(5.3)
дЕ
=N с N v ехр--kT
8
•
следует, что контактная разность потенциалов уменьшается с ростом температуры.
(5.4)
При достижении собственной температуры Т;
( п "0
=п; (Т;) ;
р ро
=п; (Т;))
р-п переход
а.-чезает. Таким образом, температура собственной проводимости является верхней границей
р;lбочего интервала температур.
Величина контактного барьера изменяется от нуля до
.zmрования от п; до
Nc, Nv (5.4).
М
8
при увеличении уровня
Из энергетической диаграммы (рисунок
5.4, 5.5)
не трудно
uцеть, ЧТО
!':!lf
(/Jв.р
kT N
=-ln-";
q
п;
kT N,1
(/) 8 .11 =--Jn- объемныйпотенциалрип-областей (рисунок3.22).
q
п;
Направление положительного потенциала для электрона против направления энергии
•JIИНЗ). Таким образом, как и в случае системы П-В-П, величина энергетического барьера
zределяется разностью термодинамических работ выхода
или разностью средних энергий
В1.1ВИжного электронного газа до образования р-п перехода.
Типы p-n переходов
Различают следующие типы р-п переходов по распределению концентрации легирующих
~есей:
1.
Ступенчатый или резкий.
2.
Плавный или линейный.
3. Резкий несимметричный р+ -п (Na >> N,t); р+ -п (Nd >> Na).
4. Сверхрезкий р+-п переход. Концентрация примесей в п-базе уменьшается от плоскости
металлургического перехода Xj.
5.
Р-i-п переход. Содержит промежуточный слой полупроводника собственной проводимости.
186
5.3. Распределение заряда,
концентрации подвижных носителей, поля
и потенциала в р-п переходе
5.3.1.
Как в
случае
контакта
Ступенчатыйр-п переход
металл-полупроводник,
рассмотрим
одномерное приближение.
Зависимость потенциальной энергии электрона Ф от х, а следовательно, потенциала находится
путем решения уравнения Пуассона:
d 2U
р(х)
dx 2 =-ее"
8
1
(5.5)
Рассмотрим решение для х > О (рисунок
1
5. 6),
(5.6)
1
а)
:g е:
р
1
n
1
При х
:.r~,
> О, N,1 >> N", n >> р.
1
1
р
р(х)
Тогда
б)
= q[Nd -п(х)].
Концентрация электронов в ОПЗ
х
Ф(х)
n(x)=n 110 exp-U.
n
р
Рро
В большинстве случаев контактная разность потенциалов
n"o
в)
составляет
десятые
(j' 1
-'Р:
1
о
:<Z',,
1
условие
1
2
1
~--......·р/10
х
Поэтому
х
2: 3kT,
Поэтому
зоны,
для
т.е.
всей
== qN,1
заряда.
электронов
прямоугольная
-
(5.5)
проинтегрировать
Это
в
погрешностью (см. раздел
можно
(5.7)
5.6 - P-n
явном
8.5).
переход
аппроксимация
приближение
(а),
виде
с
распределение
позволяет
небольшой
заряда
(б),
концентрации nодвижных носителей в линейном масштабе (в),
логарифмическом
(г),
потенциала (е)
После первого интегрирования
концентрацией
= 11 110 ехр( -3) << N,1 = 11110 •
р(х)
объемного
Рисунок
е)
Ф(х)
п(х)
1
.....----ппо
х
д)
запрещенной
пренебречь
---~-----· n;
г)
полуширины
электронвольта.
практически толщины ОПЗ в п-области, где выполняется
х
'np, lnn :
более
доли
(5.5)
получим:
dU =-qNd х+С.
dx
еео
поля
(д),
потенциальной
энергии
и
187
Постоянную интегрирования находим из граничных условий (рисунок
&(2,.) = - dU
d'(
5.6,
д). При х
= 2",
=О , откуда следует:
Выражение для напряженности поля:
;::( ) =dU
- =qN"
- - (а
9.?,.-х )
dx
&&о
0< х <2,.,
при
-о х
(5.8)
В ОПЗ п-области поле линейно падает от Е," до нуля:
Второе интегрирование
(5.8)
позволяет определить зависимость потенциала от координаты
U(x) =- qN,, (2,.
2ЕЕ"
Потенциал
по
координате
параболическому закону.
Аналогично решаем
(потенциальная
энергия
(5.5) для р-области, х <О.
р(х)
-х) 2
электронов
(5.9)
Ф(х))
изменяется
по
В этом случае объемный заряд
= -qN".
После первого интегрирования
(5.5) получим:
-Е= dU = qN" (.'l'p+x).
dx
(5.10)
ЕЕ 0
Из условия непрерывности напряженности поля в однородной среде
(5.11)
Глубина проникновения контактного поля обратно пропорционально уровню легирования
полупроводника.
Для нес!fмметричного р+-п перехода
(N" >> Nd),
Na
""" =,.."-<<,...,.
~.. N
.:с.,,
~Р
1
a~r"
-.:с-,..
"
Все контактное поле локализовано в слаболегированной п-области.
Последующее интегрирование
-и.
N
(5.10) с
граничным условием Ф(,'l':Р) = Ф 0
zР
+x)dx;
Jdu =LJcx
ЕЕ
Р
U(.r)
О
·'
В силу непрерывности потенциала:
u+(O)=U-(0);
_ -qNa
1?>2
-.z;.
2&&
о
Из этого выражения следует:
"
_
qN"
,...,2
2&&
"
---,.z;.
о
тr
+u
о.
=-qU 0 ,
188
Ширина области пространствеиного заряда.
Из
(5.11)
re. + :Рр
и полной ширины ОПЗ, б=
можно получить:
,." _ 8·Na
,."_ 8-N,t
at;,.pN., +N,1
N" +N,1
(5.12) для модуля Uo, получим:
~n-
Подставив эти выражения в
(5.12)
(5.13)
Откуда следует:
Толщина ОПЗ определяется контактной разностью потенциалов и уровнем легирования
полупроводника. Чем сильней легированы р-и п-области, тем меньше ширина ОПЗ. Если ввести
обозначение:
l
l
1
N'
N"
N,1
-=-+-
то формула
(5.13)
примет вид:
(5.13а)
'
Для несимм<;:тричного резкого р+-п перехода (N"
8 = fe" =( 2ее 0 • U0
qN,I
д
(8
совпадает
с
= 10-u -10-4 см).
толщиной
барьера
Плавный
p-n
переход
)2,
Шоттки
5.3.2.
реализуется
>> N,J),
1
(5.14)
запорного
контакта
металл-полупроводник
Плавный р-п переход
методами
диффузии,
вытягивания
из
расплава,
управляемой эпитаксии. Зачастую ОПЗ занимает малую часть общего распределения примесей по
координате. Это приближение дает возможность решить уравнение Пуассона в явном виде:
d Ф
2
qp(x)
(5.15)
dx2 =~
Для линейного р-п перехода значение концентрации (рисунок
Поэтому
р(х)
5. 7,
б)
Поскольку
rt., = XP=z
(рисунок
Ф(2.,)=0;
=ах.
=qax.
(5.16)
Используется треугольная аппроксимация объемного заряда (рисунок
8
dN
N(x)=-·-X
dx
5.7,
5. 7,
в).
а), то граничные условия можно записать в виде:
dФ
d_;"($.,)=0;
(5.17)
dФ (-$.)=О.
(5.18)
dx
р
189
После первого интегрирования
условия
а)
(5.17) получим:
n
р
dФ =( q
dx
(/1
ZPiN
1 А
б)
2
a
)(х 2 _ 8
2
(5.15) с (5.16) и второго
(5.19)
).
4
2&&"
Напряженность контактного поля
1
1 dФ
q dx
х
qa
д2
2&&0
4
&(х)=--=--(--х
2
(5.20)
).
В плавном (линейном) p-n переходе напряженность
контактного поля распределяется по параболе (рисунок 5. 7,
•х
д).
Интегрирование
граничных
условий
(5.19) с
(5.18)
учетом
первого
приводит
к
равенства
следующему
выражению:
(5.21)
д)
е)
Ф0
Рисунок
--~~--~~~------
-Uo
5.7- P-n
переход (а), распределение примесей (б),
объемного заряда (в), концентрации носителей (г), поля (д),
х
потенциального барьера и потенциала (е)
Используя первое равенство в
(5.17),
получим:
q 2аоз
(5.22)
Ф(х)=--;
12&&0
Откуда следует толщина ОПЗ
1
•=[12;~'1J
Контактную
разность
потенциалов
(5.23)
линейного
р-п
перехода
можно
рассчитать
из
трансцендентного уравнения:
2 kT
dN
И0 =--ln(
3 q
2
3&&о .(-) .Uo
dx
2·q·n; 3
(5.24)
).
Величина контактной разности потенциала определяется градиентом концентрации примесей
и находится в диапазоне:
О< И0 ~ АЕ •
11
Линейный переход более высоковольтный, чем ступенчатый. При одинаковом обратном
напряжении
максимальная
напряженность
плавного
перехода
меньше,
чем
у
ступенчатого.
Условие ударной ионизации или лавинного пробоя в плавном переходе наступает при большем
обратном
напряжении
(площадь,
ограниченная
ступенчатом (площадь &(х) -треугольник).
кривой
&(х)
-
парабола)
больше,
чем
в
190
5.4. P-n
переход в неравновесных условиях
5.4.1. Прямое смещение
Прямое смещение
p-n
перехода соответствует такой полярности внешнего источника, при
которой внешнее поле компенсирует контактное поле (рисунок
.
ё
ВНЕ_!Е._
ё;
5.8,
а). Внешнее поле полностью
локализуется
в
ОПЗ,
результирующее
поле
при
следовательно,
прямом
смещении
уменьшается, при этом уменьшается физическая
~-ф--
толщина
ОПЗ
и
понижается
величина
потенциального барьера.
Величина результирующего барьера:
а)
Иr.=И 0 -U.
Толщина барьера
(5.13
а):
(5.25)
б)
х
в)
Рисунок
5.8- P-n переход в
прямом смещении (а);
распределение поля (б); потенциальной энергии (в)
Понижение
потенциального
барьера
приводит
к
нарушению
равновесия
токов.
Диффузионные потоки электронов и дырок возрастают, а дрейфовые уменьшаются.
В результате будет протекать ток в направлении от плюса к минусу:
j"P
= j p.D + j".o,
так как
j p.D >> j р.Е ; j11.D >>
Ir.E ·
Одновременно увеличивается концентрация подвижных носителей заряда обоих знаков в
ОПЗ, что ведет к уменьшению сопротивления
Энергетическая диаграмма
p-n
p-n
перехода с ростом прямого тока.
перехода в прямом смещении приведена на рисунке
5. 9.
Увеличение концентрации неосновных носителей заряда, дырок в п-области, электронов в р
области называется инжекцией.
Рисунок
5.9- Энергетическая диаграмма p-n перехода в прямом смещении
191
За время релаксации Максвелла (практически мгновенно) этот заряд неосновных носителей
нейтрализуется основными, которые поступают из
i11(x)
=Llp(x)
источника:
~(х)
=Lln(x)
в р-области,
и
в п-области.
В случае малых уровней инжекции
Lln 1,(x) << Рро,
и Llp" (х) << п" 0 ; концентрация основных
носителей в базах практически не меняется, в то время как концентрация неосновных значительно
увеличивается:
Llp" (х) >> Р"о.
Неравновесная концентрация неосновных носителей
")
Ф 0 -qи
р"(Ш" = Р"оехрkT
Выражение
неосновных
(5.26)
представляет
собой
(5.2)
и
(5.26)
Р"оехр
Фт
граничные
условия
Шокли.
Концентрация
носителей заряда (ННЗ) в р-п переходе изменяется экспоненциально с величиной
приложеиного смещения.
Избыточная концентрация ННЗ приводит к возникновению градиента концентрации и
.:mффузионных токов в базах р-п перехода на расстоянии порядка трех диффузионных длин. По
wepe
диффузии неосновных носителей происходит рекомбинация с основными и замыкание тока
ва источник (см. раздел
2.7).
За тремя диффузионными длинами диффузионные токи исчезают, и
непрерывность тока обеспечивается дрейфовыми токами основных носителей заряда.
Для
отражения
избыточной
концентрации
на
энергетической
диаграмме
вводят
п.азиуровни Ферми. Квазиуровни Ферми позволяют оценить меравновесную концентрацию с
оомощью
равновесной
невырожденных
функции
полупроводников.
распределения
Для
прямого
Ферми-Дирака,
смещения
либо
концентрация
Больцмана
носителей
для
в
p-n
nереходе со стороны р-области:
и
Рр = Рро +Llp == Рро.
пР= пР 0 ехр-;
Фт
Эта же концентрация описывается квазиуровнями Ферми
F -Е.
=п. ехр-"
--
р
1
n
1
kT
"
•
'
Р
= п.1 ехр
E.-F
1
kT
Р
Сделав произведение правых и левых частей этих равенств, получим:
n;
2
и
ехр-
Фт
=n; 2
F.~-F"
kT
ехр__;;_-!:.,
Следовательно, приложеиное смещение определяет разность квазиуровней Ферми на малых
~·ровнях инжекции
qи
= F,, -F".
По мере удаления от p-n перехода концентрация ННЗ уменьшается за счет рекомбинации,
соответственно квазиуровень
F"
удаляется от Ее в р-области, а квазиуровень
Fp
от
Ev
в п-области.
На трех диффузионных длинах квазиуровни совпадают с равновесными уровнями Ферми (нет
избыточных .носителей). Концентрацию основных носителей описывают равновесные уровни
Ферми (очень мала добавка ОНЗ). На больших уровнях инжекции вводят квазиуровни Ферми и
.].'UI
онз.
Избыточная
концентрация
ННЗ
s:онцентрацией носителей (рисунок
5.10,
определяется разностью равновесной и
а).
неравновесной
192
а)
б)
Рисунок
5.1 О -
Распределение
концентрации носителей (а) и токов (б)
в прямосмещенн:ом
1:1р"
и
= Pno(exp--1);
1:1nP
CfJт
p-n
переходе
и
=nP 0 (exp--1).
CfJт
Так как произвеДения равновесных концентраций в р-базе и п-базе одинаковы,
2
Pponpo = n; ;
2
n"oP110 = n; ,
то в логарифмическом масштабе
lgpP 0
+ lgnP 0 = lgn;
2
2
сумма ординат n и р в обоих базах должно быть равной lg n; (рисунок 5.1 О, а).
На удалении трёх диффузионных длин от
p-n перехода ток поддерживается дрейфом
основных носителей. Это означает, что полной нейтральности базы не существует.
Так как концентрация основных носителей велика ((10 15
-
10 18) см- 3 ), то для поддержания
тока требуется малая напряженность поля, при которой полевые токи ННЗ практически равны
нулю (из-за малой концентрации ННЗ). Следовательно, понятие нейтральности базы относится
только к ннз.
В прямом смещении концентрация ННЗ возрастает по экспоненте с напряжением. В общем
случае плотность тока можно представить произведением заряда на поток носителей:
.
-
и-
1 = qnv = qnP 0exp-v,
CfJт
где
nv- поток носителей через р-п переход.
Следовательно, ток
p-n перехода в прямом смещении будет сверхлинейно возрастать (по
экспоненте) с напряжением, а сопротивление р-п перехода падать обратно пропорционально току.
В прямом смещении через
p-n
переход протекает ток.
193
5.4.2. Обратное смещение
При обратном смещении внешнее поле направлено по контактному полю. Потенциальный
барьер повышается, толщина ОПЗ увеличивается (эксклюзия основных носителей, внешнее поле
отталкивает по обе стороны основные носители, расширяя слой объемного заряда неподвижных
ионов доноров со стороны п- области и акцепторов
со
стороны р-области).
Одновременно внешнее
поле экстрагирует неосновные носители заряда• с
р
1
е
-
границы ОПЗ
n
+
захватываются
квазинейтральная база, которые
полем
ОПЗ
и
перемешаются
другую базу, где они становятся основными
замыкают
а)
(рисунок
цепь
5.11,
обратного
тока
на
в
и
источник
а).
При обратном смещении величина
результирующего барьера (рисунок
5.11,
в)
возрастает,
Ит.
б)
ф
У;, 0 :r;,(И)
' 1
1 1
1
1
1
х
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
=U0 +И.
Рисунок
1
5.11 - Р-п
переход в обратном смещении (а),
распределение поля и потенциального барьера (в)
1
в)
х
Толщина барьера увеличивается
(5.11 а)
1
б(U) =[ 2t:t: 0 ~~o. +И) у.
Повышение
барьера
при
обратном
смещении
(5.27)
приведёт
к
ограничению
надбарьерных
.::mффузионных потоков: электронов из п-области в р-область и дырок из р-области в п-область.
Равновесие токов сдвигается в сторону полевых компонентов (рисунок
iобр = fu.E + Jp.E'
так как
5.11,
а)
fu.D ""}p.D =0.
Уменьшение концентраций неосновных носителей заряда в плоскостях
$Р (И)
и
ftn (И)
1 поле обратно смещенного p-n перехода экстрагирует ННЗ) приводит к возникновению градиента
ННЗ и диффузионных токов в квазинейтральных базах (рисунок
Направление
.::mффузионного,
потока
так
и
электронов
полевого.
квазинейтральньrми областями
(5.2),
противоположно
Оценим
,.,
n (Шр)=п
р
р ( .r.t
n ·п
по
)=р
по
ехр-
ехр-
концентрацию
Ф 0 +qU
kT
Ф 0 +qU
kT
5.12).
направлению
ННЗ
U
=np 0 exp---;
(/)т
=р
И
по
ехр-- .
(/)т
плотности
на
границах
тока
ОПЗ
как
с
194
При
U = 1 В,
и
Т=
300 К,
п,,( ZP)
=п,.0 ехр(- О.О125 ) =n
,
10
exp(-40) ==О.
Поле обратно смещённого р-п перехода полностью экстрагирует концентрацию ННЗ. В
стационарных условиях эти градиенты концентрации поддерживаются тепловой генерацией.
Величина этих диффузионных токов в точности соответствуют дрейфовым компонентам в ОПЗ.
Генерация за тремя диффузионными длинами не даёт вклада в обратный ток, так как
не могут
носители
долететь до границы ОПЗ и захватиться полем (они рекомбинируют).
х
Рисунок
5.12 -
Расnределение концентрации носителей заряда в р-п nереходе
nри обратном смещении
Распределение токов в
(рисунок
5.10,
p-n
переходе при обратном смещении аналогично прямому смещению
б). Отличие только в том, что в прямом смещении в ОПЗ механизм переноса тока
диффузионный, а в обратном смещении
-
полевой. Величина плотности токов в прямом смещении
на порядки превышает плотность тока при обратном смещении, так как концентрация основных
носителей
заряда,
обеспечивающих
инжекцию
при
прямом
смещении
на
много
порядков
превышает концентрацию неосновных носителей, экстракция которых формирует обратный ток
p-n
перехода. Таким образом, природа обратного тока обусловлена тепловой генерацией ННЗ в
квазинейтральных базах, экстракцией ННЗ полем обратно смещённого
p-n
перехода, диффузией
ННЗ из баз к ОПЗ, дрейфом дощедших до границ ОПЗ неосновных носителей в поле ОПЗ, и
переходом ·этих носителей в другую базу, где они становятся основными и замыкаются на
источник питания. Кроме тепловой генерации в квазинейтральном объёме баз
p-n
перехода
существуют и другие компоненты обратного тока, обусловленные генерацией в объёме и на
поверхности ОПЗ, на козинейтральной поверхности, омическом контакте, канальных областях.
Эти компоненты обратного тока будут в дальнейшем рассмотрены.
Энергетическая диаграмма
Квазиуровни
p-n
перехода в обратном смещении приведена на рисунке
Ферми отражают перавновесную концентрацию ННЗ.
электронов в р-базе определяется энергетическим зазором (Ее-
дырок определяется
равновесным
концентрацию
F,
р
(Ev- F,,). На расстоянии ЗL,.
F,,),
5.13.
Например, концентрация
а в п-базе концентрация
в п-базе квазиуровень
F 1,
сщшается с
так как на этом расстоянии тепловая генерация поддерживает равновесную
110 •
Таким образом,
качественное рассмотрение процессов в
p-n
переходе в неравновеемых
условиях внешнего смещения приводит к выводу, что вольтамперная характеристика р-п перехода
должна иметь нелинейный характер и обладать выпрямительными свойствами (рисунок
прямом смещении
p-n
5.14).
переход пропускает ток (малое сопротивление), в обратном смещении
переход не пропускает ток (мал обратный ток, большое обратное сопротивление).
В
p-n
195
j
и
expf/Jт
и
Рисунок
5.13 -
Энергетическая диаграмма
Рисунок
p-n
перехода при обратном смещении
5.5.
5.14- Вольтамперная характеристика
p-n перехода
Диодпая теория выпрямления по Шокли
Для получения количественной связи между током и напряжением и их зависимостя:ми от
физических параметров p-n перехода, необходимо в общем случае определить распределение
концентрации подвижных носителей зарядов, на основе которых можно оценить диффузионные и
.:qJейфовые
токи.
полупроводников
Пуассона.
С
этой
целью
(3.66 - 3.69),
Зачастую
задачи
используются
фундаментальные
уравнения
физики
и в первую очередь уравнения непрерывности и уравнение
не
имеют
аналитического
решения
в
явном
виде
и
успех
моделирования зависит от правильной постановки краевых и граничных условий.
Диодная теория выпрямления на
особую
значимость
позволивших
правильно
сравнительно
характеристику
p-n
p-n
переходе, является ярким примером, подтверждающим
выбранных
простыми
физических
математическими
допущений
средствами
и
граничных
получить
условий,
вольтамперную
перехода.
Основные допущения:
1.
Толщина ОПЗ значительно меньше диффузионных длин
(8 << L11 , LP).
Это условие
реализуется у монокристаллических полупроводников. Доля рекомбинации носителей в ОПЗ
мала.
2.
Квазинетральность
базы
для
неосновных
носителей
заряда.
Дрейфовые
токи
ННЗ
отсутствуют. Справедливо для малых уровней инжекции.
3.
Базы полубесконечны
4.
В обратном смещении отсутствуют эффекты сильных полей. Обратное напряжение ниже
(d" > 3LP,
dP > 3L" >.
Нет влияния контактов.
напряжения пробоя.
5.
Одномерный случай. Плоский
p-n
переход. Толщина структуры меньше поперечного
(латерального) размера.
Граничные условия:
1.
Концентрация неосновных носителей заряда в неравновеснам состоянии подчиняется
граничным усЛовиям Шокли
р" ( Ш")
(5.26)
и
= р 110 ехр- ;
(/)т
" )--nP 0 exp-.
и
n 1, (-.ИР
(/)т
196
2.
Концентрации избыточных неосновных носителей заряда на
!:.р"(оо)
3.
Суммарный ток через
p-n
+ оо
и
-
оо равны нулю.
=0; !:.nP(-oo) =0.
переход можно представить суммой диффузионных токов ННЗ на
границах ОПЗ с квазинейтральными базами. Следствие допущения
1:
(рисунок
5.1 О,
б).
Именно это граничное условие позволяет отказаться от одновременного решения уравнения
Пуассона, существенно усложняющего математическую задачу.
Для определения распределения концентрации неосновных носителей зарядов в базах р-п
перехода воспользуемся уравнением непрерывности.
При х2:0
(рисунок
5.10,
dp =G-R-..!_div(j ),
dt
q
р
а),
где G = Р"о - темп тепловой генерации;
R =]!д_ - темп тепловой рекомбинации.
'r/,
'rp
В одномерном приближении:
Учитывая допущение 2
( j 1, .,
-~
=О), и стационарное условие
1 d (- D dp)
qdx
=О, получим:
dp
dt
о.
или
q 1'dx
(5.28)
где LP = ~ DР -r Р -диффузионная длина ННЗ (дырок) в п-базе.
Обозначим
6.р
=р" -
р" 0
=
у.
Тогда
(5.28)
сводится
к
простому дифференциальному
уравнению второго порядка,
. у" -k 2 y =0,
решение, которого представляет собой суперпозицию двух экспонент:
у= Аехр( -kx)
+ Bexp(kx).
Переходя к концентрации дырок, запишем:
р(х)- р,. 0
х
х
L"
LP
= Аехр(--)+Вехр-,
Воспользуемся граничным условием
2,
1
k=±-.
Ll,
t:.p(x ~ оо) =О.
Откуда следует В= О.
Из первого граничного условия:
Тогда
(5.29)
примет вид:
х
p(:l )
=ff" •
"
и·
и
=р 110 ехр-.
Pr.O(exp --1) =
~т
({Jт
fl~
Аехр( - - )
LP
Постоянная интегрирования А:
А=
и
:l
P"o(exp--l)exp-.!!...
fРт
LP
(5.29)
197
Подставив это значение в
(5.29),
получим:
И
6р ( х ) = Р..о (ехр--
l) ехр--.
x-!l"
(5.30
LP
(/Jr
а)
Аналогично для электронов в р-базе:
дп(х)
U
X+fe
= npe(exp--l)exp(---P).
(5.30 б)
L.,
(/Jr
Избыточная концентрация неосновных носителей заряда и их диффузионные токи убывают
за счёт
рекомбинации
по
мере удаления от границ ОПЗ
по
экспоненциальному закону с
характеристическим расстоянием -диффузионная длинна (рисунок
Нетрудно показать, что касательные к кривым дп(х),
5.15).
др(х) в начальных точках отсекают
по оси х характерную величину распределения -диффузионную длину ННЗ.
11,
р
n
х
Рисунок
5.15 - Распределение
избыточной концентрации
неосновных носителей заряда на границах ОПЗ
Зная распределение п(х),
р(х), можно записать выражение для
плотностей тока на
границах ОПЗ:
.
Jp.D
(2 )="
D
dpl
q р dx и
. "
= qDPP"o
L
(ех р !!._-1).
(fl
Р
(5.31)
~т
Для электронного тока:
Ток через
p-n переход (граничное условие 3) определяется суммой диффузионных токов на
границе ОПЗ:
(5.32)
г.:rе
.
Jso
= qDpP11o + qD11npO LP
плотность тока насыщения не зависит от приложеиного
L11
напряжения.
Выражение
(5.32)
отражает выпрямительные свойства
p-n
перехода. В прямом смещении
ток экспоненциально растет с приложеиным смещением, а дифференциальное сопротивление
nерехода уменьшается с ростом тока
198
r+
dj )-1 = (-1J. ·ехр-)
и -1
(/Jт
(/Jт
=( -dи
=-.:.
({J., so
(/Jт
j + jso
j
и
ехр(--)
(/)т
В обратном смещении при
« 1,
Ток меняет направление и определяется диффузионным током неосновных носителей
заряда, и не зависит от напряжения (рисунок
бесконечности,
r- ::::
"J )-!
d'
(
~
5.14).
Дифференциальное сопротивление стремится к
оо .
--7
Связь тока насыщения с Физическими параметрами р-п перехода
Для отражения зависимостиjsо от уровня легирования воспользуемся соотношением
n
_ n;
2
_ n;
2
.
1,o----N •
Рро
Р"о
А
п.
2
/l.
2
=-'-=-'ll"o
ND
тогда
.
q D pn; 2 qD11 n; 2
Jso::::---+---.
·
NvLp
NAL"
(5.33)
Плотность тока на{;ыщения обратно пропорциональна уровню легирования
p-n
перехода
и
экспоненциально
уменьшается
с
ростом
ширины
(Nv, NA)
запрещенной
баз
зоны
полупроводника (п/) (рисунок 5. 16, а, б).
Воспользовавшись соотношением для диффузионной длины:
получим:
.
Р
qn;
D"
2~
--+--2~
--.
qn;
N0
lso = - -
тР
Nл
(5.34)
т"
Плотность тока насыщения увеличивается с уменьшением времени жизни (т," Тр). Такое
поведение
объясняется
увеличением
темпа тепловой
генерации,
поставляющей
неосновные
носители заряда для обратного тока (рисунок 5.26, а). Формально, уменьшение времени жизни
уменьшает диффузионную длину и увеличивает градиент концентрации, например, dp = _ Pno ,
dx
LP
а, следовательно,
js0 .
jso
jso
lnJso
~:: ~~~~
.
lоал.-.
----1~~~~~
:
:
:
1
1
:
Ge
а)
1
1
1
1
1
J
Si GaAs I':..Eg (эВ)
'l'P,'l' 11
б)
Рисунок
\_
5.16- Зависимость}s0 от уровня легирования
в)
(а); ширины
запрещенной зоны (б) и времени жизни ННЗ (в)
199
Несимметричный резкий p·n переход
В ряде случаев необходимо обеспечить ток преимущественно одного типа носителей
заряда, например, в эмиттере биполярного транзистора. С этой целью эмиттер выполняется в виде
несимметричного р + -n или n + -р перехода.
Для р+ -n перехода:
о
о
/l.-
n,,
/l.-
=-'-<<р"
Р,.
=-'-.
n"
,
. _ D1,n;-
Плотность тока насыщения
lso
D
и прямой ток определяются дырками (рисунок
р
1'
5.17).
j
n
о
Рисунок
D"P,, 0
_
-qнт-q-L-,
'1.;,
х
5.17 - Распределение тока в несимметричном резком р + -п переходе
В несимметричном р +-п переходе все контактное поле локализовано в слаболегированной
п-базе 8::::: Р., как и в случае запорного контакта металл- полупроводник.
Для отражения состава тока в р + -n переходе вводят понятие коэффициент инжекции,
который определяет долю, инжектированного в слабо легированную базу тока, в полном токе,
j
.
у=--~'-= l+ь..
jp+jll
jp
Воспользовавшись
(5.33),
-1
r ]
получим:
у =[1+~ L,, N ]-1
При
N,/N,1 > 103 ,
D
(5.35)
D,, L" Nл
дробь (5.35) можно разложить в ряд Тейлора и ограничиться первым
членом.
y=l-~ L,,
No =(0,9 ...0,9999).
Dl' L" NA
Значение коэффициента инжекции
99%
дырками
и
лишь
только
сотая
0,99
означает, что протекающий ток обеспечивается на
часть
тока
слаболегированной области в сильнолегированную.
обусловлена
обратной
инжекцией
из
200
Температур11ая зависимость параметров вольтамперной
характеристики
С увеличением температуры БАХ
p-n
перехода
p-n перехода претерпевает изменения. Обратный ток jso
j",, на малых уровнях
увеличивается по экспоненте, а прямое падение напряжения при заданном
инжекции уменьшается линейно.
Основная
температурная
зависимость
jso (5.34)
в
температурном
диапазоне
ниже
собственной (Т< Т;) определяется собственной концентрацией носителей заряда
Температурная зависимость подвижности определяется рассеянием на фононах и ионах
примеси. В первом приближении:
.Ир(Т) =.UP(T {~Т,
0)
где
n
изменяется от
2,3 до 0,9 для
Следовательно
кремния в зависимости от степени легирования п-базы.
•
Jso(T)-n;
2
=АТ
з
М
8
exp(---)=NcNvexp(---);
/1Eg
kT
kT
d1n jso
тз
11Eg
----''-- = - - - ·
d_!_
k
т
По температурной зависимости обратного тока можно определить ширину запрещенной
зоны полупроводника (рисунок
а).
5.18,
Прямое nадение наnряжения на
определяется
p-n переходе при заданной плотности прямого тока j 11p
и"р
из (5.32) ( ехр- » 1)
({Jт
и пр =({Jт
jnp
ln-.-.
,
lso
Пренебрегая более слабой зависимостью тз по сравнению с ехр- ~? получим:
kT
jпр
1'1Е~
kT
a·Nc·Nv
q
a·Nc ·Nv ·exp(--1'1_E_g)
kT
q
q
jnp
U 11P(T)=-In----~--:-:::--=--· --ln
При увеличении температуры
1'1Е~
=--· -сТ·
q
возрастает энергия носителей заряда и вероятность их
Ф(U)
перехода через барьер (Р- ехр[---1).
kT
Если поток носителей поддерживается постоянным внешним источником Vпр
это
означает,
что
с
увеличением
температуры
возрастать, поэтому Ипр уменьшается (рисунок
величина
потенциального
= const), то
барьера
должна
5.18).
При увеличении плотности тока температурная зависимость
Ипр ослабляется, так как
a·NcNv = j"."x' представляет собой максимальную плотность тока при спрямленном барьере, и при
больших плотностях тока увеличение энергии носителей существенно не увеличивает вероятность
переброса (нет барьера) (рисунок
5.18, 6).
201
- ----- _)1
1
б)
а)
Рисунок
5.18 -
в)
Темnературная зависимость обратного тока (а),
nрямого nадения наnряжения (б), ВАХ
p-n
nерехода (в)
Процессы, протекающие в p-n переходе
В
заключении
перечислим
основные
процессы,
происходящие
в
р-п
переходе
в
неравновеснам состоянии.
1.
Прямое смещение.
При подаче прямого смещения за время релаксации Максвелла происходит нейтрализация
внешней части ОПЗ, т.е. уменьшение физической толщины ОПЗ, и уменьшение величины
потенциального барьера (компенсируется часть контактной разности потенциалов).
2.
Сдвиг
термодинамического
равновесия
в
сторону
диффузионных
дырок из р-области в п-область, электронов из 11-области в квазинейтральную
3.
Увеличение концентрации
неосновных
носителей
заряда
на
токов.
·инжекция
р-область.
границах
ОПЗ
и
квазинейтральных n- и р-областей
р,.(
4.
х)
" =
и.
(граничные условия Шокли).
Р,.оехр-,
<fJт
Нейтрализация инжектированного заряда ННЗ основными носителями заряда из источника
за время Максвелла.
5.
Возникновение градиента концентрации неравновесных носителей заряда, протекание в
базах диффузионных токов неосновных носителей с сопутствующей рекомбинацией, в результате
которой диффузионные потоки уменьшаются до нуля на расстоянии более трех диффузионных
длин ннз.
б.
Базы
квазинейтральны
для
неосновных
носителей
заряда.
В
них
протекают
только
диффузионные токи ННЗ. Полевые токи ННЗ близки к нулю (малая концентрация ННЗ по
сравнению с основными носителями заряда). На расстоянии от ОПЗ более трех диффузионных
длин ток поддерживается дрейфом основных носителей заряда.
1.
Обратное смещение.
При приложении обратного смещения за время релаксации происходит эксклюзия
ОНЗ
(ионизация атомов примеси) внешним полем и расширение физической толщины ОПЗ. Высота
потенциального барьера увеличивается. Внешний потенциал добавляется к контактной разности
потенциалов.
2. Термодинамическое равновесие в ОПЗ смещается в сторону дрейфовых токов.
Надбарьерная диффузия подавляется увеличением потенциального барьера.
3. Экстракция ННЗ из квазинейтральных баз полем обратно смещенного р-11 перехода.
4. Концентрация ННЗ на границах ОПЗ и квазинейтральньrх областей стремится к нулю,
и
Р.,(Хп)=р., 0 ехр(--)"'0;
<fJт
и
11"(2'P)=I1"0 exp(--)=0.
<fJт
5. Диффузионные токи ННЗ, направленные из квазинейтральньrх областей, поддерживаемые
тепловой генерацией в квазинейтральном объеме, ограниченном тремя диффузионными длинами.
б. Дрейфовые токи в ОПЗ дошедших носителей. При переходе дырки из 11-области в р-область
она становится основным носителем заряда и замыкает цепь тока через внешний источник.
202
5.6.
P-i-n
Р-
i -п
переход
переход представляет собой контакт сильнолегированных
11-
и р-областей, между
которыми расположен тонкий слой собственного (или слаболегированного) полупроводника.
Диоды на основе
переходов применяются в СВЧ технике в качестве переключателей и
P-i-11
P-i-11
управляемых аттеннюаторов.
для описания токов рекомбинации
является также физической моделью реальных
-
генерации в ОПЗ. Схематическое изображение
и энергетические диаграммы приведсны на рисунке
p-i1
переходов
p-i-n
перехода
5.19.
о
d\.____
1
в)
Рисунок
5.19
-Структура
p-i-11
перехода (а), энергетическая диаграмма в равновесии (б)
и в прямом смещении (в)
Величины барьеров
p-i и i-11 переходов определяются уровнем легирования
N
11;
Ф 01 =kTln-л;
Величина барьера для диффузионных токов:
Ф 0 =Ф 01 +Ф 02
=kTln
No·Nл
,
11; ~
В прямом смещении наряду с диффузионными токами электронов и дырок протекает ток
рекомбинации в
l.
i- слое:
Приме.м следующие допущения:
Толщина
i-
слоя
(d; << Lp, Ln)
значительно меньше диффузионных длин неравновесных
носителей заряда. Квазиуровни Ферми постоянны в
2.
i-
слое.
Рассматриваем малые уровни инжекции. База квазинейтральна (Ар:::: Ап). Выполняются
граничные условия Шокли.
и,
и
р(О) = n; ехр-1
n(d;) = n; ехр-- .
;
CfJт
Фт
Для расчета тока рекомбинации в i-области воспользуемся уравнением непрерывности:·
dn
п(и) -n;
-=dt
'r;
В стационарных условиях
.
lп.рек
dn
= О.
dt
-
d-
Откуда
п(и)
=q J' --dx;
о
'r;
1 dj"
q dx
+--.
cl;
J11.рек =q fRdx ·
о
(5.36)
203
Из первого допущения следует:
п(О)
У слови е электронейтральности
Внешнее
прямое
i-
смещение
p(d;) = р(и 1 ).
р(О)"'
"' n(d;) = п(и 2 );
слоя:
делится
пополам
·
lрек
Ток рекомбинации в
из р-области
источника.
i-
qn;d;
и 1) = ),.. 0 ( ехр--и 1) .
=
- -( ехр--Т;
2срт
Темп
(5.37)
2(/Jт
слое формируется двумя одинаковыми по величине потоками дырок
и электронов из п-области.
Зависимость
p-i и i-n переходами.
U2 в (5. 36), получим:
между
рекомбинации не зависит от координаты. Подставив значение
плотности
тока
Акт рекомбинации
рекомбинации
в
замыкает цепь тока внешнего
слое
i-
от
величины
смещения
значительно слабее диффузионных токов в р- и п-областях (ток рекомбинации в р- и п-областях).
Суммарный ток (рисунок
5.20):
Si, GaAs
Для широкозонных полупроводников
величина
j,{J > }so
при комнатных температурах.
Поэтому при малых смещениях на вольтамперной характеристике доминирует потенциальная
1 dи
зависимость рекомбинационного тока (наклон т=---)
(рисунок
CfJт dlnj
В обратном смещении процесс рекомбинации
5.20).
сменяется на тепловую генерацию
Генерационный ток в i-слое определяется полевым механизмом, так как внешнее смещение
разделяет генерируемые носители. Дырки дрейфуют в р-область, электроны в 11-область, где они
становятся основными носителями заряда и замыкаются (релаксируют по энергии) на источник.
--h
ln j
lп
,
},. 0
ln iso'
/т=
\
\
1
\
\
\
\
,_______
\
\
__"~и
т
Рисунок
5.20-
ВАХ
p-i-n
перехода
в прямом смещении
Рисунок
5.21
-Температурная зависимость обратного
тока
p-i-n
перехода
204
Вторая отличительная особенность тока генерации в i-слое проявляется в температурной
зависимости обратного тока. Темп генерации в i-слое
активации
llE
- -8 ,
2
( G = n; (Т) )
определяется энергией
'r;
в то время как энергия активации генерационного процесса в квазинейтральных
базах составляет полную ширину запрещенной зоны
.
!:.Е к.
Jro- n;(T)- ехр(---);
2kT
!:.Eg.
iso- n;
2
(Т)-
!:>.Eg
exp(-kr).
При низких температурах будет преобладать генерационный ток в i-слое. При более высоких
генерационный ток в квазинейтральных р- и п-областях (рисунок
5.7. Токи
В
зависимости
от
5.21).
рекомбинации- генерации в р-11 переходе
места
протекания
рекомбинационно
генерационных
процессов различают следующие токи: ток рекомбинации-генерации в квазинейтральных объемах
n-
и
р-
баз,
ограниченных
тремя
диффузионными
длинами
(диффузионные
токи);
ток
рекомбинации-генерации в объеме ОПЗ; ток генерации-рекомбинации на поверхности ОПЗ; ток
генерации-рекомбинации на нейтральной поверхности, примыкающей к периферии
p-n
перехода;
ток поверхностных каналов.
5.7.1. Ток рекомбинации- генерации
Как
и
в
p-i-n
структуре,
на
малых
уровнях
в объеме ОПЗ
инжекции
необходимо
рекомбинации-генерации в ОПЗ. Модель этого тока была разработана
учитывать
Sah, Noyce, Shockly
ток
для
перехода с линейным ходом потенциала, содержащим один доминирующий рекомбинационный
уровень Е,, в запрещенной зоне.
Ток рекомбинации в ОПЗ определялся на основе интегрирования темпа рекомбинации в
этой области
(5.36).
h
р
,
р
!
-. ) ' R,(X)
"\
1
!
!
Vl
F"
Ev
-~
х
5.22-
~
'
:з>х
-;z.
1..
а)
Рисунок
о
б)
Энергетическая диаграммар-11 перехода в прямом смещении (а)
и распределение темпа рекомбинации
R(x) и концентрации носителей заряда (б)
Темп рекомбинации через ловушечные центры по модели Шокли-Холла-Рида (ШХР),
R(x) =
р(х) ·n(x) -п/
-r,.o(n(x)+nl)+'r"o(P(x)+ pl)
(5.38)
205
Для одноуровневой модели (Е,):
т
1
=-С N
"о
пО
С
= s". v;,; с" = s". V,, - вероятности рекомбинации дырок и электронов соответственно;
"
где с,,
s",
l
N'
т=-
S", V1,, V" N, -
сечение
электронов;
"
f
захвата (эффективная
концентрация
f
площадь)
рекомбинационных
и тепловые
центров
Е,;
скорости дырок и
р1
п 1,
-
концентрация
электронов и дырок при совпадении уровня Ферми с уровнем Е,.
С учетом принятых допущений интегрирование темпа рекомбинации по толщине ОПЗ дает
следующее выражение:
i5
2
.
lрек =q
JR(x)dx==
_i
q·n·' ·8l · f(b)
~Тро ·Т"о -(Uo -И)
.f(b) =-
f для глубоких Е,
(5.39)
2rрт
(/Jт
2
где
( ехр---1
И
);
<IE,- E;l < 3kT).
Для мелких центров зависимость
jpe" -
ехр~.
<IE, -E;I > !OkT).
rp,.
В общем случае зависимость тока рекомбинации в объеме ОПЗ можно представить в виде:
рек= в(exp_l!__-lJ'
j
где
Так
1< т :5: 2.
как
положения,
(5.40)
mrpт
то
эффективность
при
наличии
рекомбинационного
нескольких типов
проявляется более глубокий (Е,
центра
зависит
генерационно
-
от
его
энергетического
рекомбинационных уровней,
- Е;). Поэтому в большинстве случаев на практике проявляется
;:::; 2. В этом случае ток рекомбинации в ОПЗ ведет себя, как ток
именно глубокий уровень Е,, и т
рекомбинации в i-слое
p-i-n
структуры.
При обратном смещении темп генерации постоянный по всей толщине ОПЗ.
Выражение для обратного тока имеет вид:
i5
·
-
.laбp-q
JGd-
Х-
i5
-2
Полный ток
jдиф
И
jрек (рисунок
9
(5.41)
q·n;·o(U)
Е,-Е;
1 Тро , .
2 т" 0 т 110 ch---+-ln-)
kT
2 !'uo
p-n перехода с учетом рекомбинации в ОПЗ определяется суммой
5.21).
j = j 50
(expi:_ -1) + j, (exp__!!___ -lJ·
0
~т
т ~т
При обратном смещении ток генерации в ОПЗ по сравнению с
jso
растет с увеличением
напряжения.
.
.!со=
где
n=2
для ступенчатого, и п
=3
q п; оси)
2т~r
.!_
(5.42)
-И"
для плавного р-п перехода (рисунок
5.23).
Следует отметить, что в отличие от инжекционных токов, у которых ток насыщения в
прямом смещении равен обратному, начальные токи генерации-рекомбинации в ОПЗ не равны
друг другу в прямом и обратном смещениях. А именно
единицы
(5.4 1).
Кроме того,
j,Q
jrQ >> jg 0 ,
так как
растет с увеличением прямого смещения
ch(x)
(5.39).
всегда больше
206
j
1
1.
1 lдиф
1
1
,'
,,·~
,".1
,.-"
.-·
J рек
и
Рисунок
5.23 -
ВАХ р-11 перехода с учетом
рекомбинации
Температурная зависимость обратного тока аналогична
Однако
энергия
активизации
генерационного уровня
ja0 ( Т ) -
тока
генерации
(5.41).
Е,
11; (Т)
( ch
""
Ek;E;)
А
в
ОПЗ
Е"
ехр--,
p-i-n
будет
в ОПЗ
структуре (рисунок
определяться
5.21).
положением
где
kT
1
- генерации
Для глубокого центра Е,= Е;,
Е
"
= !!..Eg
2
Процессы рекомбинации в объеме ОПЗ существенно влияют на ВАХ р-11 перехода для
широкозонных полуПроводников
(Si, GaAs, SiC).
Для узкозонных
(Ge, InSb)
они заметны при
низких температурах или при малых временах жизни (большая концентрация рекомбинационных
центров). С увеличением тока (смещения) влияние токов рекомбинации в ОПЗ на суммарный ток
ослабляется (доля рекомбинационного тока в полном токе уменьшается из-за более слабой
потенциальной
транзисторов
зависимости).
и
Тем
транзисторов
(коэффициент усиления)
в
не
с
менее,
ток
рекомбинации
гетераэмиттером
режиме
малых
токов.
ограничивает
в
ОПЗ
для
кремниевых
эффективность
Для гетератранзисторов с
эмиттера
широкозонным
эмиттером ток рекомбинации в ОПЗ на мелких энергетических рекомбинационных уровнях
ограничивает
коэффициент
усиления
и
на
средних
уровнях
инжекции
из-за
одинаковой
потенциальной зависимости с инжекционным током. В этой связи очень важную роль играет
технологический процесс эпитаксиального наращивания эмиттера. Он должен обеспечить малую
плотность дефектов и связанных с ними рекомбинационно-генерационных центров.
При обратном смещении влияние генерационных процессов в ОПЗ на обратный ток можно
оценить из отношения
jao (5. 34), (5. 42)
I~u
Для резкогор + -n перехода:
К= ko
=
I~o
n;(Si)
8(U) Nv
2L" п;(М 8 ,Т)
Проведем оценку для кремниевого и германиевого
Параметры:
8(U) 5·10-4 см, N,1 10 14 см- 3 ,
10
3
= 1,5·1 0
=
=
см- , Т= 300 К.
Для кремния К=
333,
для германия К=
переходов обратный ток кремниевого
Для германиевого
p-n
p-n
0,2.
p-n переходов.
Lp = 5·10-3 см,
n;(Ge)
= 2,5·1013
При заданных физических параметрах
см-3
p-n
перехода полностью определяется генерацией в ОПЗ.
перехода доминирует генерация в квазинейтральном объеме
j 50 .
Как и
в прямом смещении, генерация в ОПЗ определяет величину обратного тока в широкозонных
полупроводниках, при низких температурах
и
при малом времени жизни носителей (высокая
концентрация рекомбинационных центров). С увеличением температуры доля генерационного
207
тока
возрастает в обратном токе в связи с большей энергией активации (Еа
j 50
(рисунок
На
5.24).
существенно
увеличение
влияет
роли
проникающая
генерационно-рекомбинационных
радиация.
При
облучении
p-n
процессов
перехода
= Mg)
в
ОПЗ
вводятся
дополнительные радиационные центры рекомбинации, уменьшающие время жизни носителей
заряда. Так как
К-
Ji
jGO
- jso - -:;- -
r
то уменьшение
Ji '
1
ведет к увеличению вклада процессов в ОПЗ по сравнению с квазинейтральным
объемом.
5.7.2.
Как
Ток рекомбинации- генерации на поверхности ОПЗ
известно,
на
поверхности
полупроводника
существуют
дополнительные
поверхностные рекомбинационные уровни: уровни Тамма, Шокли и уровни, индуцированные
адсорбированными
атомами
и
молекулами.
Поэтому
темп
рекомбинации
поверхности ОПЗ выше, чем в объеме.
В первом приближении ток, обусловленный рекомбинацией
-
-
генерации
на
генерацией на поверхности
ОПЗ, может быть представлен в виде:
а С0 (ехр~ -IJ,
1 =
С0
где
Р
-
периметр
=
Р
q n;
б(U)
2
p-n перехода;
~O"noO""o
о;, 0 ,
р- и 11- областях соответственно;
(5.43)
/n(fJт
;
Oj,o
скорость
-
1<т :S: 2,
поверхностной рекомбинации-генерации
в
как и в случае объемной рекомбинации.
В обратном смещении компонента обратного тока
~
kT ,
лс;о
С- б( И)- И";
С(Т) -п;(Т)- ехр-
ULg
2
возрастает с ростом обратного напряжения и температурой аналогично объемному току ОПЗ.
5.7.3. Ток рекомбинации- генерации
на квазинейтральной поверхности
В связи с повышенным темпом рекомбинации на поверхности при прямом смещении р-п
перехода существует градиент концентрации неравновесных носителей заряда, обеспечивающий
поток
носителей
Эффективная
к
поверхности,
площадь,
диффузионной длиной
Lef
которая
(рисунок
где
они,
создает
рекомбинируя,
дополнительный
создают
ток,
дополнительный
определяется
ток.
эффективной
5.24).
Инжектированные боковой поверхностью носители не могут долететь дальше
рекомбинируют в объеме), при обратном смещении генерация носителей за пределами
Lef
Lef
(они
также
не дает дополнительного тока (носители не достигают боковой поверхности p-n перехода).
Эффективная диффузионная длина:
L,f =
~D"ref
.
Если полагать, что процессы рекомбинации в объеме и на поверхности независимы, то
1
1
1
-=-+r,f
r,, rs,
где
2а
r s =-;
xj
а- скорость поверхностной рекомбинации;
Xj-
глубина залегания p-n перехода.
208
Рисунок
5.24
-К пояснению тока рекомбинации
генерации на квазинейтральной поверхности
Поверхностный ток из модели ШХР:
js =q·a·AP /о·
По аналогии с объемным рекомбинационным током можно получить для р + -n перехода:
2
/,15
где Р- периметр
p-n
DPnL1 (
=P·Xj·q-N
о ~r
И
ехр--1 ) ,
<fJт
(5.44)
перехода.
При Ts << "'' поверхностный ток
!,,s
растет
с
увеличением
скорости
рекомбинации
(l,,s- Га).
Этот компонент тока создает дополнительные потери инжекционного тока эмитrера в
биполярном транзисторе при пролете базы, что уменьшает его коэффициент усиления. Для
уменьшения этого тока технология изготовления приборов должна обеспечить малую скорость
поверхностной рекомбинации.
В частности, планарный процесс для кремниевых приборов и ИС обеспечивает малую
скорость поверхностной рекомбинации
раздела
Si - SI02 .
Термический окисел
-
(cr < 5
генерации
SI02
см/с), благодаря свойствам границы
обеспечивает также долговременную стабильность
защищенной поверхности кремния.
В германиевых переходах при обратном смещении доля тока поверхностной генерации в
обратном
токе
может
генерации, cr <':: 103 см/с.
быть
доминирующей
5.7.4.
Каналом
называют
из-за
большой
скорости
поверхностной
Ток поверхностных каналов
приповерхностную
область,
контактирующую
с
периферией
p-n
перехода, в которой существует встроенное электрическое поле, перпендикулярное поверхности,
индуцированное
поверхностным
зарядом
(рисунок
5.25).В
результате
происходит обеднение и инверсия типа проводимости той области
p-n
действия
этого
поля
перехода, знак заряда
основных носителей которой совпадает со знаком поверхностного заряда. На поверхности
p-n
перехода (в базе) образуется область. где электроны и дырки проходят из данной области через
плоскость металлургического перехода на поверхности в другую без преодоления потенциального
барьера (канал). Площадь канальной области определяется площадью «пятна>> поверхностного
заряда.
Канальная
область
отделена
от
объема
областью
неподвижными ионами подложки (акцепторами для рисунка
Толщина бs (рисунок
5.25)
порядка величины
8 для
5.25,
пространствеиного
Ysl
""про ехр--.
2<рт
-
ОПЗ в объеме. Толщина инверсионного
канала hk "" 1о-6 см, определяется объемной концентрацией на поверхности ns
n5
заряда
а).
209
Ее
F
Yst
Ev
х
а)
б)
-=-fs
Ек
Ее
Ее
F
F
Е9
Ev
Yst
Е9
Ev
Ys2
~у
в)
Рисунок
5.25
-Образование канала на nоверхности (а), энергетическая диаграмма у= О (б),
энергетические диаграммы для р- и 11- областей при х
-
Канальная область
область
(в)
это полевая область (поле поверхностных зарядов и внешнее поле),
-
поэтому механизмы генерации
Канальная
> Х;
расширяет
рекомбинации аналогичны процессам на поверхности ОПЗ.
эффективную
площадь
p-n
перехода
(рисунок
5.25,
а),
а,
следовательно, и величину обратного тока. Канальные токи являются причиной параметрических
отказов диодов, транзисторов и других полупроводниковых приборов. Временная нестабильность
плотности поверхностного заряда
Qs
приводит к нестабильности во времени обратного тока
p-n
перехода.
Качественный анализ токов поверхностных каналов был проведен Саа
(Sah).
Результаты
этого анализа приводят к выражению канального тока в следующем виде:
1
к =1ко(ехр_Q_
-1),
4срт
D"·n, ·n;
где
Wк,
т" 0 +т" 0
Lк
-
(5.45)
ширина и длина канала.
В прямом смещении канальный ток возрастает с ростом потенциала по более слабому
закону,
чем
описывается
ток
рекомбинации
более
сильной
поверхности ОПЗ (рисунок
на
поверхности
зависимостью
5.26).
от
ОПЗ.
В
обратного
обратном
смещении
напряжения,
чем
ток
канала
генерация
на
210
где
0,5 < k ~ 1 .
В случае «Закороченного» канала (рисунок
поверхность р-области
на
омический
квазилинейным сопротивлением
(k = 1).
когда длина канала закорачивает всю
5.26),
контакт, p-n
переход шунтируется
По
поверхности
1
Е" =6Е~
Е" =0
Еа =6Е~/4
1ко
lso/\:------Е.,
=М.~/2
\
~/
и
\
GO
k = 0,7
Рисунок
т
5.26 - Канальный ток в
прямом и обратном
смешении р-11 перехода
Рисунок
5.27 -Температурная
зависимость
обратного тока р-11 перехода с поверхностным
каналом
Температурная зависимость канального тока определяется генерацией носителей заряда на
мелких
поверхностных
состояниях.
При
больших
изгибах
зон
(поверхностном
поле)
эффективными становятся мелкие уровни, плотность которых доходит до 10 13 см- 2 • Поэтому
энергия активации обратного тока может варьироваться от
канала (рш.унок
6Е,
4
до нуля для «Закороченного»
5.27).
Канальные токи вредны для инжекционных приборов: диодов, биполярных транзисторов,
тиристоров и т. д. Для борьбы с ними были разработаны сверхчистые технологии обработки и
пассивации поверхности полупроводника. Например, геттерирование инородных атомов, хлорное
окисление с
подавлением дефектов упаковки
и т.
д.
Результатами
этой
«борьбы» явились
стабильные и воспроизводимые методы встраивания поверхностного заряда, на основе которых
были
разработаны
перепрограммируемые
устройства с объемом памяти до
128
постоянные
мегабайт на кристалле.
энергонезависимые
запоминающие
211
5.8.
Р-11 переход с ограниченной базой
Реальные приборы: диоды, транзисторы и другие содержат р-11 переходы с ограниченной по
длине
базой.
Это
необходимо
для
уменьшения
омического
сопротивления,
повышения
быстродействия (пролета) и уменьшения мощности рассеяния (температуры).
В р-11 переходах с ограниченной базой
процессы рекомбинации
-
< Lp)
(Wu
значительное влияние на ВАХ оказывают
генерации на контакте. При этом омический контакт со скоростью
рекомбинации, близкой к бесконечности, обеспечивает увеличение тока в прямом и обратном
смещениях; неомический (выпрямляющий, с тормозящим полем), имеющий малую скорость
-
рекомбинации
генерации
уменьшает
ток
по
сравнению
с
р-11
переходом,
имеющим
полубесконечную базу.
Рассмотрим
p-n переход
5.5.
с ограниченной базой (рисунок
5.28).
Принимаем допущения,
аналогичные разделу
n
Рисунок
5.28- P-n
переход с ограниченной базой
Уравнение непрерывности для стационарного случая:
d р _ р(х)- Р" 0 =О
2
dx 2
L
2
•
р
Первое граничное условие соответствует условию Шокли
Llp(O)
= р(О)- р" 0 = p"J expi::_-11.
CfJт
\
(5.46)
)
Второе граничное условие следует из непрерывности плотности тока
}P(W8 )
= q·a · Llp(WIJ);
dp
-qD,,-d =q·a·Llp(WIJ);
dp
(J
-=--Llp(WIJ),
dx
DP
х
где а
-
скорость генерации
- рекомбинации
(5.47)
на контакте.
Решение уравнения непрерывности:
Llp(x) =
х
Аехр(--)
+
х
Вехр-.
Lp
L"
Прих= О,
Llp(O) = P 11 o(exp_Q_
CfJт
Прих=
-1) =А+ В.
(5.48)
W,
1
w
1
w
а[ Aexp(--)+Bexp-j.
w
w'i
LP
LP
LP
L"
DP
--Аехр(--)+-Вехр-=--
L"
L" )
(5.49)
212
Из
(5.48)
следует:
В=~р(О)-А.
Подставив это значение в
(5.49),
W(l-L -Dа]
Аехр(--)
Lp
,
1
получим:
W(l- - а]
+Аехр-
Lp LP
,
1
W(1- +Dа]
- =0.
-~р(О)ехр-
Dp
Lp Lp
,
1
•
В={1- c hw- + -а s hw]
Ll'
LP
D"
LP
Подставив А и В в уравнение !1р(х), получим:
!1р(х)
При выводе
(5.50)
1
W-x а
W-x
-ch--+-sh-L1,
L1,
D 1,
L"
(5.50)
= !1р(О) --'----'----''---~
1
w (j w
-ch-+-shL"
L" D" L"
использовалась формула Эйлера:
2 ch х = ех
+е -х
.
Рассмотрим влияние типа контакта на распределение концентрации.
1.
Омический контакт. а ~ оо.
В этом случае можно пренебречь первыми членами в числителе и знаменателе
(5.50).
W-x
sh--
!1р(х)
L"
=11p(O)--w~
shLl'
При
W < L", sh х "" х :
11р(х)
W-x
= 11р(О)--.
Распределение концентрации в базе линейно (рисунок
2.
(5.51)
w
5.29).
Неомический контакт, а~ О. Для этого случая из
W-x
ch--LP
11р( х) = !1р( О) _ _w..<:._
ch-
LP
При малом аргументе
1 2
chx=1+-x + ...
2
Тогда
(5.50).
213
!!..p(x)""!!..p(O)[l-
W~xJ·
L"
Концентрация практически постоянна по всей длине базы
3.
р-11
переход
с
полубесконечной
базой,
W > 3L".
(5.52)
(w 2 << t;, ).
Контакт
не
оказывает
влияния
на
инжекцию и распределение носителей.
Пусть а~ оо.
W
-Х
\V-x
sh - -
LJ,
е LP
др(.\)== !!..p(O)--w-'-- = !!..p(O)-w-;
sh-
LP
!!..р(х)
= !!..р(О)ехр-х
LP
.
(5.52
Аналогичное решение получается и для неомического контакта (а=
Выражение
Следовательно,
(5.52а)
совпадает
выражение
(5.50)
с
(5.30)
для
является
p-n
общим
перехода
случаем
с
а)
0).
полубесконечной
распределения
базой.
концентрации
носителей заряда на малых уровнях инжекции.
др
2
3
..... ~1
w
oL---------~---.x
Рисунок
5.29- Распределение
ограниченной базой:
неравновесной концентрации носителей заряда в р-11 переходе с
1) омический контакт (а--?=); 2) неомический контакт(а =О);
=6.р(0) ехр( _ _::_)
3) 6.р(х)
- полубесконечная база
LP
В связи с непрерывностью тока для несимметричного р-п перехода:
Для квазинейтральной базы
где
1
w-x а
w-x
-sh--+-sh-LP
LP
DP
LP ·( ехрИ -1 } .
--'------'------'----'--
-~ch-w-+_a_sh-wLP
LP
D"
L"
(/)т
(5.53)
214
Тогда
(5.54)
где
или
Проанализируем
(5.54)
В случае омического контакта (ст ~
.
.
=).
hw
LP
Js = Jsoct - .
В случае неомического контакта
.
. hw
Js=Jsot - .
Lr
Для p-n перехода с полубесконечной базой
(w >> LP)
Влияние контакта на величину тока насыщения отражено на рисунке
5.30.
w
L
а)
Рисунок
б)
5.30- Влияние контакта и толщины базы на ток насыщения (а)
и БАХ
p-n перехода (б)
В прямом смещении рекомбинация на омическом контакте обеспечивает максимальный
градиент концентрации
сравнению
потенциала.
с
p-n
(: =
переходом,
р~)) (рисунок
имеющим
5.29,
кривая
неомический
1)
и значительно больший ток по
контакт,
при
одинаковой
величине
В обратном смещении генерация на омическом контакте увеличивает величину
обратно.-о тока. Для неомического контакта обратный ток ограничен генерацией носителей в
объеме базы.
215
5.9. Р-п
переход на больших уровнях инжекции
Уровнем инжекции называют отношение неравновесной концентрации к равновесной
основных носителей заряда.
Для п-базы:
z =...!!._ = _!!_.
n"o
(5.55)
No
Малому уровню инжекции (МУИ) соответствует
Среднему уровню инжекции (СУИ)- 0,1
Большому уровню инжекции (БУИ)
Z < 0,1.
< Z <1.
- Z > 1.
На больших уровнях инжекции проявляются следующие эффекты:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
Модуляция проводимости базы.
Дрейфовые токи неосновных носителей заряда, обусловленные диффузионным полем
(градиентом концентрации основных носителей).
Изменение времени жизни в базе. Уменьшение темпа рекомбинации через ловушки (ШХР)
и увеличение темпа рекомбинации Оже
(Auger).
Рассеяние носителей друг на друге. Амбиполярные подвижность и коэффициент диффузии.
Ослабление потенциальной зависимости тока
напряжения падает на сопротивлении базы).
Снижение эффективности несимметричного
p-n
через
p-n
переход
(часть
внешнего
перехода за счет усиления потенциальной
зависимости тока обратной инжекции из слаболегированной базы. Граничные условия
7.
Флетчера-Агаханяна.
Изменение температурной зависимости прямого падения напряжения.
5.9.1. Увеличение
проводимости базы
В общем случае проводимость полупроводника определяется электронами и дырками:
(J
=qJ.l"n + qJ.l,,p.
Модуляция проводимости наблюдается в слаболегированной базе, например, n-области.
Для случая длинной базы:
др= 1!!.11 = p" 0 (exp~-l)exp(-~).
(/)т
LP
Следовательно:
n =п" 0 +IYI =N D
Р = Р"о +др
Подставив эти значения в выражение для
=др.
+др,
cr, получим:
(5.56)
где
(Jo =qJ.l"No •
ь -- .!!.д_
Jl,,
.
216
У дельное сопротивление
р = _.!._ =
а
Так как
Z - /),p(U) - j ,
Ро
(5.57)
1+Z(l+.!_)
ь
то напряженность поля, а, следовательно, падение напряжения на
промоду лираванной базе не зависит от плотности тока. При
-
и
ё
р
Z >> 1:
р
= - 8 = 1· _д.= _д. = const .
'·' W 8
aj
а
Длина модуляции соответствует трем диффузионным длинам. Поэтому для диодов с
ограниченной толщиной базы
W8 < 3L,,
высокоомная база будет полностью промодулирована, и
на ней будет падать небольшое напряжение (доли единицы вольта).
Именно этот эффект позволяет создавать высоковольтные (до
сильноточные (до
1000
2
кВ) и одновременно
А) диоды и тиристоры с малым падением напряжения
(1,2 ... 2)
В
.
Без
эффекта модуляции проводимости базы падение напряжения достигло бы десятки и сотни вольт,
а выделяемая мощность до 10 5-10 6 Вт, что вызвало бы перегрев и разрушение прибора.
5.9.2.
Диффузионное поле и дрейфовые токи НИЗ
Z > 1,
5.31).
При высоких уровнях инжекции
основных носителей заряда (рисунок
необходимо учитывать увеличение концентрации
Как и на МУИ за время диэлектрической
(мгновенно)
lnp,n
избыточный
заряд
дырок
релаксации t
нейтрализуется
кулоновским взаимодействием с основными носителями
dn dp
-=dx dx
·
В стационарном случае распределение электронов в п-базе
квазистационарно. В несимметричном переходе практически
Р"о
------------ "'-"-.;:.::__-
весь ток переносится дырками (рисунок
j
=jp+ j"= jp;
5.31).
j"= О.
х
Рисунок
5.31 - Увеличение
концентрации ОНЗ
Из этого условия можно определить величину диффузионного поля. За счет подвИжности
электроны диффундируют от плоскости p+-n перехода в базу. Диффузионное поле тормозит их и
создает
установившееся
носителей (рисунок
квазистационарное
состояние
с
градиентом
концентрации
основных
5.31)
.
dn
}" =q·f.l"n·fд +qD" dx =0;
Это поле является ускоряющим для дырок. Так как концентрация ННЗ сравнима с
концентрацией ОНЗ, то необходимо учитывать дрейфовую компоненту ННЗ.
.
Jp=q·f.lpP·
ё
д-q
D dp
pdx·
(5.58)
217
Подставив в это выражение
(5.58)
и учитывая, что
dn dp
dx=dx,
. =- D dp(1+
получим:
q~'dxl
lp
t.p )
No+t.p'
Разделив второе слагаемое в скобках на
N0 ,
получим:
. -- D dp.
lp- q ef. d '
(5.59)
х
При БУИ
Z > 1О, Dei= 2Dp.
Это означает, что половина тока переносится диффузионным
механизмом, а другая половина- дрейфом. Зависимость D~1 (Z) отражена на рисунке
Dei
5.32.
Введение
позволяет описать дрейфовый и диффузионный токи с помощью выражений для чисто
диффузионного тока. Никоим образом это не означает, что уменьшается рассеяние носителей
заряда и увеличивается подвижность, и, следовательно, коэффициент диффузии.
о
0,1
Рисунок
5.9.3.
1,0
10
z
5.32- Зависимость Det<Z>
Изменение времени жизни в базе
Ge, Si, GaAs и других доминирует рекомбинация через
(5.38). Время жизни носителей заряда по этому
инжекции (рисунок 5.33). Пусть в п-базе существуют реком
В широкозонных полупроводниках
ловушечные центры по механизму ШХР
механизму зависит от уровня
бинационные центры акцепториого типа (либо отрицательно заряженные, либо нейтральные).
а)
Рисунок
5.33
б)
-Процесс рекомбинации ННЗ через рекомбинационные центры:
малые уровни инжекции (а), большие уровни инжекции (б)
218
На малых уровнях инжекции в п-полупроводнике центры отрицательно заряжены и имеют
большое
эффективное
сечение
захвата
сравнивается с электронами (рисунок
квазиуровнем
Fp.
для
5.33,
(5.58).
дырок
На
БУИ
концентрация
дырок
б) и зарядовое состояние центров определяется
S"
Большинство центров нейтрально. Сечение захвата
уменьшается. Время
жизни неравновесных носителей заряда увеличивается. Можно показать, что
т(Z) =Т , 0
1
При достаточно больших
z
l+AZ
А> В.
·--;
l+BZ
А
При еще более высоких уровнях инжекции, когда
межзонной Оже-рекомбинацией
(5.60)
т= =Т"о в =т,,() +Т"о.
р
(3.28):
=11 > > N,1 ,
время жизни определяется
Tл=[(CP+C")·p2Jl.
Предполагая,
рекомбинацией
что
Оже,
процессы,
независимы,
связанные
можно
с
рекомбинацией
ввести
эффективное
носителей, учитывающее совместное влияние этих явлений (рисунок
1
l
1
l
т~г
т~
Тл
т~
через
время
ловушки
жизни
и
ударной
неравновесных
5.34).
?
-=-+-=-+(С" +С")·р-.
Рисунок
5.34- Изменение времени жизни
носителей заряда с увеличением
1
LOI
lOO 200 500 1000
5.9.4. Амбиполярные
Z,(j)
уровня инжекции (плотности тока)
подвижность и коэффициент диффузии,
рассеяние носителей друг на друге
Когда
превышает
в
полупроводнике
концентрацию
концентрация
основных,
то
инжектированных
потоки
носителей
неосновных
движутся
так,
что
носителей
их
можно
представить как движение носителей одного знака сквозь среду носителей другого знака. Дырки и
электроны при наличии электрического поля движутся в противоположных направлениях. С
другой стороны, условие электронейральности требует, чтобы концентрация электронов и дырок,
а· также
их распределения
были
одинаковыми.
Электрическое притяжение
заряженных носителей приводит к появлению удерживающей силы.
противоположно
Это явление особенно
проявляется при очень высоких уровнях инжекции, когда
дп=др;
dдn
dдр
dx=dx,
а темп рекомбинации электронов и дырок становится одинаковым:
-д/1
-др
И=-=-.
т
'l'
219
Комбинируя уравнения переноса и уравнения непрерывности, получаем так называемое
уравнение амбиполярного переноса.
2
-!J.11 + D . d !J.11 - j l с. d!J.n
т~
" dx 2
"
dx
где
_ (n+ p)D"DP.
D.,,
(11D" + pD1, )
=0
'
(11 + p)Jl"/11,
Jl{/=----~
(I1J1" + Р/11,)
Амбиполярные коэффициент диффузии и подвижность
Введение Da и Jla упрощает анализ работы приборов на БУИ. Следует отметить, что
соотношение Эйнштейна
При
Z > 1,
D
=fNPт
неприменимо для амбиполярных параметров.
полные концентрации носителей одинаковы
(11
коэффициент диффузии и подвижность становятся равными:
= р),
поэтому амбиполярные
_ 2D"DP .
,
(D" +D1,)
D.,-
Рассеяние носителей друг на друге.
При низких уровнях инжекции
Z < 0.1 ,
подвижность в основном определяется рассеянием
носителей на колебаниях решетки (фононах) и ионах примеси
Jl-1 = (J1Ф)-I +(Jlr )-1.
При больших плотностях тока появляется дополнительное рассеяние носителей друг на
друге, возникающее из-за взаимодействия между подвижными (в отличие от ионов) носителями
1
тока. Это обстоятельство вносит новый член (Jl",p)- в выражение для подвижности
Jl-1
На рисунке
5.35
=(J1Ф)-I +(Jlr )-1 +(Jl",p)-1.
а, б представлены зависимости подвижности и коэффициентов диффузии
от концентрации инжектированных носителей заряда. Для кремния уменьшение амбиполярной
подвижности и коэффициента диффузии проявляется при концентрации порядка 10 16 см· 3 • При
этом концентрационная зависимость имеет вид:
1
fla - al1
Рисунок
5.35
2;
D"- Ь11
1
2
-Подвижности (а) и коэффициенты диффузии (б)
как функции концентрации носителей в кремнии
220
5.9.5. Ослабление
потенциальной зависимости тока через p-n переход
Концентрация носителей в плоскости
напряжением
p-n
Ui.
p-n
-
переход
квазинейтральная база определяется
При высоких уровнях инжекции внешнее напряжение перераспределяется между
переходом и базой (рисунок
5.36):
U=U 1 +U 8
,
где Ив- падение напряжения в базовой области. Оно складывается из падения напряжения
U0
,
обеспечивающее поддержание градиента концентрации ОНЗ и омического падения напряжения на
немодулированном участке базы и контактах.
l
р
+
n
n
г
+
Ее
F,,o
Uв
uj
FpO
Ev
б)
а)
Рисунок
5.36
-Эквивалентная схема (а) и энергетическая диаграмма
p-n перехода на больших уровнях инжекции (б)
Рассмотрим, как изменится вид БАХ при учете электрического поля в базе. Пренебрежем
омическим падением напряжения
(U н
=О). Будем считать, что
U 1 = U- U 0
•
В этом случае
(5.61)
Поскольку
nп
n.
2
= -'-, а n(O) = n" + р(О) ,
Pn
и учитывая, что на БУИ
р(О) = р" ех{ ~; )> п",
Подставив Ио в выражение для
uj
Uj,
получаем:
=И -и =И -uj -2cprl{ ~:·}
D
Избыточная конце:нтрация дырок описывается длиной диффузионного смещения
221
d/}(x)=дp(O)exj _...::._)= р" 0 ехр иj exj _...::._);
1
Ток через p-n переход (х =
.
J =-q 2
Р
где
L"
L"
L"
0), с учетом Det =2D" (5.59),
.
n; 2D"
и
и
- 10 =q·--exp--=J. ехр-dx
L"
2(/)т
·'·~
2(/)т ,
D dp
"
1
(/).,.
(5.62)
=Jv"т;,. .
Таким образом, на БУИ приращение внешнего напряжения делится пополам: половина
переход,, половина
-
-
на
на базу для поддержания диффузионного поля.
Можно по казать, что для p-i-11 диода или р +-п-р+ структуры падение на базе не зависит от
тока, а определяется толщиной базы и длиной диффузионного смещения
при
при
и
При
еще
более
высоких
W{1 < 2L" ;
(5.63)
W8 >2L",
уровнях
инжекции,
L =L
где
"
когда
барьер
р
~ 2Ь . т_
т
b+I
р
.
практически
спрямлен,
вриращение тока ограничивается зарядом подвижных носителей (ТОПЗ),
9 q Jl./1 Jl.p "(~ N D и/
w3
j= 8
(5.64)
в
Дальнейшее
увеличение
плотности
тока
ограничивается
омическим
сопротивлением
ЕDНТактов и сопротивлением сильнолегированной области.
j=
У·и.
Таким образом, с ростом уровня инжекции зависимость тока от напряжения становится
.::..1абее: от
j-
exp(U/tpт)
до
j-
и
(рисунок
5.37).
+
n
Р+
о
б
и
Рисунок
5.37- Ослабление nотенциальной
зависимости
nлотности тока на больших уровнях инжекции
Рисунок
5.38- Схемар-п
nерехода
222
5.9.6.
Снижение эффективности несимметричного
p-n
перехода
Эффективность эмиттера биполярного транзистора и её зависимость от тока определяют
как
величину коэффициента усиления, так
и
максимальный ток коллектора, при котором
сохраняются на удовлетворительном уровне усилительные свойства. В этой связи рассмотрим
несимметричный
переход, обеспечивающий эффективность, близкую к единице
p-n
использующийся в качестве эмиттера
На
больших
уровнях
p-n-p транзистора.
инжекции
условия
Шокли
граничными условиями Флетчера-Агаханяна (рисунок
р(8) = р(О)ех
п(О)
Концентрация на границах
j
1
(5.26)
более
и
общими
5.38).
/
U -И\
-~
{ и -uJ
= п(Б)ех
заменяются
(5.35),
0
--
(5.66)
•
(/)т
перехода:
p-n
=р"о +др= Nл + дп(О);
п(д) =n"o+ дп =No + др(д).
р(О)
Нетрудно видеть, что на малых уровнях инжекции (др< р"о, дп
переходят в условие Шокли
Так как
тока др= дп,".,
Nл > N0
(0) = N 0
(
(5.26).
< n110) уравнения (5.66)
на три, четыре порядка), то при максимально допустимой плотности
(барьер спрямлен) концентрация дырок в р-области
не изменится.
Концентрация электронов в плоскости
n(8) = N 0 +др( Б)= N 0
и
+ Р 11 о ехр-;
{ и -uJ
р(8) =др( Б)= р(О)ех
изменяется значительно
8
.
.
0
--
(/)т
(/)т
{иJ
= N А ех
Подставим значение п(Б) во второе уравнение
0
и = Р 11 о ехр-.
и
-ехр-
(/)т
(/)т
(5.67)
(/)т
(5.66).
2
и [
2
и]
и
.
U ] ехр(-U 0 )ехр-=
U N ехр(-_2._) 1+-'n ехр- ехр-=
п(О)= ND +-'-ехр0
2
[
Nо
(/)т
(/)т
(/)т
(/)т
N0
(/)т
(/)т
11
и
2
и
2
и
и
инжекцию
из
n ехр- ]ехр-=-'n [ 1+-'n ехр- ]ехр-.
1+-'2
2
[
N0
(/)т
(/)т
NА
N0
(/)т
(/)т
2
=про
Выражение
(5.68)
описывает
обратную
(5.68)
слаболегированной
базы
в
сильнолеrированную.
.
qD n;
ll;
U
N А L"
N0
(/)т
11
2 [ 1+-2 ехр- ]
Jn = - 2
U
ехр-
(/)т
.
2U
== J11.,. ехр-.
Фт
(5.69)
223
n
и
(-'
-2 ехр~ 1)
2
При малых и
Фт
No
потенциальный закон аналогичен закону прямой инжекции
.
и
1"
-ехр-.
Фт
2
На
больших
уровнях
n
(-'-2
N0
инжекции
и
ехр- »
Фт
:вачительно сильнее, чем ток прямой инжекции (рисунок
1)
]
.
11
-
2и
ехр-,
т.е.
возрастает
Фт
5.39)
.
qD 1,n;
и
.
и
Jp =---exp-=Jpsexp-.
N 0 LP
Фг
Фт
2
В результате этого эффективность
r
j 1, >> j",
перехода будет уменьшаться с ростом тока.
=j::j. =H;J'
(5.71)
.
то ехр-- ==--!---.
и
Так как
p-n
(5.70)
(/)7·
Подставив это значение в
} pS
(5.69- 5.71),
получаем:
у= [l+j".;-j]-1
(5.72)
lps
С увеличением тока
эффективность
j
p-n
перехода падает, так как возрастает вклад
э.1ектронной компоненты (обратной инжекции) в полный ток перехода (рисунок
lnj
у
у~
,
5.40).
•
/
/
у
'
111
= 0,5
~
------j
Рисунок
5.39- Увеличение вклада тока
Рисунок
обратной инжекции в полный ток на БУИ
Физический смысл падения эффективности
присутствуют
два
«сорта»
основных
p-n
носителей.
5.40- Уменьшение эффективности
p-n перехода на БУИ
перехода на БУИ заключается в том, что
Равновесные
(примесные),
которые
и
ннжектируются в р-область по закону ехр- и неравновеемые (Лп = Лр > n" ), которые также
(/)т
инжектируются в р-область. Суммарный ток будет больше, чем инжекция равновесных носителей.
Следовательно, он должен описываться более сильной потенциальной зависимостью.
224
5.9.7.
Изменение температурной зависимости прямоrо падения напряжения
На малых уровнях
инжекции прямое падение напряжения в основном определяете•
(5.37). На больших уровнях
(5.63), (5.64). Подвижность
(5.61), уменьшается с ростом
напряжением на р-п переходе и уменьшается с ростом температуры
инжекции существенную роль играет падение напряжения на базе
носителей, обусловленная рассеянием на фононах и друг на друге
L".
температуры, приводя к уменьшению длины диффузионного смещения
К уменьшению
L"
приводит также увеличение темпа рекомбинации Оже с ростом температуры. Из эксперимен
тальных исследований следует, что суммарный коэффициент Оже-рекомбинации возрастает с
увеличением температуры,
Сл(Т) =С1 (Т)+С"(Т) = C11 (T0 {fto Т,
где показатель степени
v" = 0,6
для кремния.
Вследствие этих причин на МУИ Ищ, (Т) падает с ростом температуры, а на БУИ наоборот
возрастает
(рисунок
5.41).
Инверсия
знака
температурной
зависимости
напряжения в силовых кремниевых диодах лежит в диапазоне (100-400) А/см 2 •
,~
•
прямого
- -J. Lef
1
..--п--,..~
ст.
/
~-
падения
14
_';~Iз
1000
800
бОО
400
!
200
11
u~~',в
Рисунок
5.41- Изменение температурной
3/!.ВИСИМОСТИ
Рисунок
u.,J' на БУИ.
5.10.
5.42
-Местоположение компонент
тока
p·n
перехода.
Суммарный токр-п перехода
В зависимости от местоположения процессов рекомбинации-генерации можно выделmъ
следующие компоненты тока
Первая компонента
/1
p-n
перехода (рисунок
5. 42).
связана с процессамирекомбинации-генерации в квазинейтральном
объеме р и п-областей и на омических контактах. Эта компонента диффузионных токов прямой н
обратной инжекции при прямом смещении. В обратном смещении генерация в этих областях с
последующей диффузией носителей к
p-n
переходу и разделением в нем полем источни11.-а
формирует ток объемной тепловой генерации. Вторая компонента
нацией
-
генерацией в объеме ОПЗ. Третья
/3
-
I2
обусловлена рекомби
на поверхности ОПЗ. Четвертая
/4-
квазинейтральной поверхности, ограниченной эффективной диффузионной длиной. Пятая
на
/5 -
канальный ток.
Электрическая
Проводимости У,
... r:~
эквивалентная
схема
p-n
перехода
представлена
соответствуют вышеприведенным компонентам тока.
на
рисунке
5.43.
225
В прямом смещении ток определяется процессами рекомбинации неравновесных носителей
заряда:
1= /01 ~ ехр_!!_-11+ zJ exp_Q_-1)+ zJ exp_Q_-1)+
IkJ exp_Q_-1).
\
({Jт ) l 2({Jт
l 2({Jт / l ехр_!!_-1)+
({Jт
l т({Jт
(5о73)
0/
гдеl,но
/ 02 0/ 01 , I,u• 1111
определенывразделах5о6,
-
507,5080
Прямая ВАХ в полулогарифмическом масштабе приведена на vucvнкe
1n 1
МУИ
СУИ
5.440
БУИ
m=oo
I~.~
1ос
fko
+ 1o.s
/
и
/
Рисунок
5.43 - Эквивалентная
по компонентам
Рисуноi\
схема р-п перехода
тока
5.44-
ВАХ р-11 перехода
в прямо~ смещении
На МУИ потенциальная зависимость тока определяется канальной компонентой (т
токами рекомбинации в объеме и на поверхности
диффузионные компоненты (т =
ослабляется (т =
квадратичном
2)0
и
1)о
ОПЗ
(т =
2)0
:;: 4)
и
На СУИ доминируют
На БУИ потенциальная зависимость
диффузионных токов
Далее ток ограничивается сопротивлением базы и контактов т~ ооо На
линейном
участке
ВАХ
при
аппроксимации
ВАХ
экспоненциальной
зависимостью
и
1 = / 11 ехр--,
т({Jт
разложение
ехр
х
=1 + х +-1 х 2 о о о
2!
и
возможно, когда аргумент х =--достаточно мал, Тое о т~ оо о
Для выделения компонентов
m({Jт
тока может быть использована зависимость (т
ln l
т
=.f{U)) или (т =,f{I)) (рисунок 5.45)0
ln 1
Si
~!=2
~~~'!!:_=-! .
т=2
~=2
Рисунок
5.45- Зависимость т
от и или
·--------- 1
'-----------и
и,I
1
Рисунок
5.46 - БАХ р-п
Ge
переходов в прямом
смещении
(Si
и
Ge)
226
При отработанной технологии изготовления
переходов канальные токи подавляются,
p-n
как и другие компоненты поверхностных токов. В этом случае остаются компоненты объемной
рекомбинации. В зависимости от ширины запрещенной зоны ВАХ могут содержать либо не
содержать (большие времена жизни, высокая температура, малая ширина запрещенной зоны)
участок тока рекомбинации в объеме ОПЗ (рисунок 5.46). Однако участки
(т=
1) и
БУИ
При
(т=
2)
обратном
явно
выражены
диффузионного тока
на всех структурах.
смещении проuессы рекомбинации
сменяются
на
процессы генерации
носителей заряда. Суммарный обратный ток
1
1
~
l абр = l 01 + l 04 + А и-;; + Dи-;; + Yk и k = Y,U" ,
где
2 $; 11 $; оо •
Компоненты
(!01 + ! 04 )
генерация в квазинейтральном объеме, на омических контактах и
-
квазинейтральной поверхности- не зависят от обратного напряжения (п
Компоненты
(!02 + 103 )
-
.!_
= оо ).
генерация в объеме и на поверхности ОПЗ, увеличиваются с
.!_
ростом напряжения
(AU" +DU") за счет увеличения толщины ОПЗ. При этом n=2 для
ступенчатого, 11 =3 для плавного p-n переходов. Для канальной утечки 11 = (1,3 .. .1). Построение
ВАХ в двойном логарифмическом масштабе позволяет оценить природу тока по наклону
dlgl"lit,
1
- - - =dlgU
11
(рисунок
5.47).
т
Рисунок
5.47 -
Рисунок
Зависимость компонент обратного
-Температурная зависимость
компонент обратного тока
тока от обратного напряжения
(InSb, Ge)
В узкозонных полупроводниках
5.48
в обратном токе преобладают компоненты
генерации в квазинейтральном объеме и на квазинейтральной поверхности (большие значения
11?), в широкозонных полупроводниках (Si, GaAs, SiC) доминируют токи генерации в объеме и на
поверхности ОПЗ.
Температурная зависимость обратного тока в общем случае может быть представлена в
виде (рисунок
5.48):
lofip
где
=!:!..Е~
Е11
-
для токов
=Аех{- :; }
генерации
в квазинейтральном
(5.74)
объеме и
поверхности;
Е" =
Е
(1
---f ±(Е,- Е;) -для токов генерации в ОПЗ и на его поверхности;
м,
!:!.Е~
=--'
4
и меньше -для канальных токов.
на квазинейтральной
227
5.11.
Реактивные свойства р-п переходов
При работе р-п перехода на переменнам напряжении или токе, а также в импульсном
;:Jежиме необходимо учитывать реактивные составляющие импеданса. К реактивным компонентам
.:о противления р-11 перехода относятся:
'3арядная емкость (физическая);
диффузионная емкость (фиктивная);
индуктивность (фиктивная).
5.11.1.
Зарядная емкость
::риложенного
p-n
Зарпднаи емкостьр-п перехода
перехода связана с изменением заряда ОПЗ
напряжения
(ди).
Это
физическая
емкость.
Она
(дQ) при изменении
может
накапливать
".lектрическую энергию. Для несимметрнчного р + -11 перехода:
с= (/Q;
с/И
]2 ,
1
C=S·
El' 0
[
qNu
2(и 0 ±и)
0
=.S--.
ёё
(5.75)
8(и)
Зарядная емкость может быть представлена формулой плоского конденсатора, в котором
роль диэлектрика играет ОПЗ, толщина которой зависит от напряжения. В отличие от обычного
конденсатора зарядная емкость зависит от напряжения (рисунок
е.чкость
полшина
5.49).
увеличивается (толщина ОПЗ уменьшается), при обратном
ОПЗ
увеличивается).
В
прямом
смещении
при
и= ио
-
При прямом смещении
емкость уменьшается
выражение
(5.75)
дает
бесконечное значение емкости, что не имеет физического смысла. Неопределенность снимается,
если учесть, что даже на БУИ барьер не исчезает, а остается на уровне теплового потенциала
э.1ектрона ер., с толщиной -длиной Дебая
С
D
=
(! 0
) •
S ЕЕо.
/
,
D
с
,,
Ио- f{Jт
Рисунок
5.49-
и
Вольт-фарадная
характеристика р-пперехода
,,
Ио- f{Jт
Рисунок
5.50-
и
К определению контактного
потенциала и концентрации примесей в базе
228
Как и в случае барьера Шотrки, зависимость C (U) позволяет оценить контактную разность
потенциалов и концентрацию примесей в п-базе. Экстраполяция С2 ( И) к нулю отсекает по оси
потенциала величину ( U0 - f{J1).
При С2 ( И) О,
2
=
U =И/ _, .
0
tga =- - = ,
dU
S-
Для
линейного
2
dC 2
Наклон характеристики С2 ( И)
уровень легирования базы
С -=О
ЕЕ 0 qND
,
позволяет определить
(NIJ).
перехода
p-n
потенциальная
зависимость
соответствии с зависимостью толщины ОПЗ от напряжения
Зависимость зарядной емкости
p-n
(5.23).
ёмкости
ослабляется
в
перехода от напряжения используется в варикапах для
параметрического усиления и умножения частоты СВЧ сигналов.
Температурная
зависимость
ёмкости
определяется
температурной
зависимостью
контактного потенциала Ио(7).
(5.76)
Как
из (5.76), при более высоком легировании (NA, N0 )
Uo ослабевает. При высоких U влияние Uo(7) также ослабляется.
следует
чувствительность
5.11.2. Диффузионная
Это фиктивная емкость.
установления
концентрации
емкость р-п переходов
Вводится для описания
неравновесных
температурная
носителей
инерционности процесса пролета и
в
базе
p-n
перехода.
Характер
инерционности на МУИ и СУИ емкостной, так как ток опережает во времени напряжение.
Подобное
поведение
можно
отразить
в
эквивалентной
схеме
(диффузионной) параллельна дифференциальному сопротивлению
включением
p-n
некои
емкости
перехода. Эта ёмкость не
связана с двойным заряженным слоем (в базе нет пространствеиного разделения зарЯдов). Она не
накапливает электрическую энергию.
Рассмотрим случай подачи прямоугольного импульса тока нар-11 переход (рисунок
Постоянство амплитуды тока в момент t 1, t 2 ,
градиента концентрации
Концентрация
j - dp lo
dx
в нуле р(О)
t3,
t4 соответствует постоянному значению
=const .
возрастает до тех пор,
распределение
р(х)
5.51).
=
х
р(О)ехр--+ р 110 •
LP
пока не установится
квазистационарное
229
Напряжение на переходе является следствием избыточной концентрации в плоскости перехода:
U(t) = CfJтln - - .
p(O,t)
Р"о
Время,
а)
в
течение
которого
концентрация
устанавливается в базе (пролёт трёх диффузионных длин),
соответствует отставанию напряжения (оно возрастает) по
фазе от тока (рисупок
р~
5.51).
После окончания импульса тока
напряжение на р-п переходе не исчезает сразу, а спадает с
1
постоянной времени (время жизни Тр), с которой спадает
б)
накопленный
заряд
неравновесных
p(O).f.
носителей
.
рекомбинации,
p(O,t)
= p(O,t.)ex{-
за
счёт
:r}
в)
Рисунок
г)
5.51 -
Эпюры распределения избыточной
концентрации (б);
p(O,t)
(в); напряжение на
p-n
переходе (г)
при подаче импульса тока (а)
Такое
содержащей
поведение
напряжения
параллельна
диффузионную
емкость
на
включенные
(рисунок
5.52),
p-n переходе может быть смоделировано цепью,
дифференциальное
реакция
описывается выражениями:
U(r)~и.[I-ox{- ,'с)]
и
напряжения
сопротивление
которой
на
перехода
импульс
и
тока
И (t) =И0 ехр[- -f-].
rc
на переднем и заднем фронте импульса тока соответственно, где
Trc
= r·CD.
Приравняв постоянные времени из физической и электрической моделей, получаем:
т"=r·CIJ;
тl'
dl
т"
С 0 =-=т"-=-(/ 1,+Iч,).
r
dU CfJт
r
~
D
Рисунок
5.52-
Эквивалентная схема р-11 перехода
Рисунок
5.53
-Зависимость
Cv от толщины
базы
В общем случае с учётом накопленного заряда в р- области:
(5.77)
230
Для
p-n
перехода с полубесконечной базой диффузионная ёмкость определяется временем
жизни носителей и линейно возрастает с ростом прямого тока. При обратном смещении
0
С
~о
из-за малости обратных токов насыщения. Для уменьшения инерционности р-п перехода в прямом
смещении целесообразно ограничивать толщину базы. В этом случае постоЯнная времени
установления неравновесной концентрации будет определяться временем пролёта.
2
\Vв
= J -clx = Wв
t пр
0
v/J
2D 1,
Диффузионная ёмкость несимметричного
p-n
•
перехода:
С/)=~1.
(/)т
уменьшается с уменьшением толщины базы (рисунок
5.53).
Величину диффузионной ёмкости можно определить из формальных соображений.
С 0 =;;~;
Q=qSfp(x)dx,
о
где
р(х)= p" 0 [exp~-l)exp(-~)·
Фт
Lp
После интегрирования получаем:
с/)
Т"
=-U" +Ip..).
(5.77,а)
Фт
Полученное выражение совпадает с
(5.77).
Следует отметить, что более точное значение диффузионной ёмкости, получаемого из
нестационарного уравнения непрерывности, в два раза меньше.
5.11.3.
Рассмотрим
напряжение
p-n
Р-п переход на малом персменном сигнале
переход в прямом смещении, на который подаётся малое переменное
U, << Uo; U1 < l{Jт.
U(t) = и 0 +и 1 exp(iwt).
Полную концентрацию дырок в базе в этом случае можно представить суммой постоянной
составляющей р 0 (х) и переменной
j5 =
р1
exp(iwt) [7].
p(x,t) = Ро(х) + Pt(X) exp(imt).
(5.78)
Примимаются допущения диодной теории. Кроме того, полагаем, что время пролёта через
ОПЗ меньше периода перемениого сигнала
(t"P
2n
<Т=-)
w
.В
этом случае сохраняются граничные
условия Шокли и для переменной составляющей.
Ро (О)+ р(О) = р
Разлагая
и(t)
1/0
ехр-- = р
Фт
exp UI(t) --l+UI(t)+ ... ,
(/Jт
Фт
пО
и
и e;(JJ.
(/);
Фт
0
ехрехр-1 -
(5.79)
•
в связи с малостью аргумента в
(57)
. 9 , получаем:
р(О)
Поскольку
и
и0
Фт
случай
е""' = Ро (О) + р(О).
•-
Фт
рассматривается
.
и1
= р" 0 ехр - 0 + р" 0 ехр -
Фт
малого
231
уровня
инжекции,
то
(5.80)
по диодной теории
плотность перемениого тока через р-п переход
pl
-j =-[JD,d
' dx
J, необходимо решить нестационарное уравнение непрерывности.
Следовательно, чтобы найти
1 cl),.
!;;.р
dp
-;;;=--;::--;; dx'
jp
После подстановки
.
х =О
. __ D tlp(x,t)
1,,- q ,,
где
l
сх
получаем:
2
dp = _ !;;.р + D (/ p(x,t)
р
l ,
dt
т"
~хПодставляя
(5.78)
в
(5.81 ).
(5.81)
будем иметь:
2
2
· --D ll Po D ll P
twp - Р - - 2 - + 1' ---тclx
llx
Ро-Р"о
Р
т,,
т"
(5.82)
Учитывая, что сумма членов, относящихся к стационарной концентрации дырок, равна нулю
(5.28),
это уравнение можно записать в следующем виде:
L,,
L,. =·~
(5.83)
1+tшт,,
Уравнение
(5.83)
аналогично
при х =О представлены выражением
(5.28) и решается тем же способом. Граничные
(5.80). Второе граничное условие при х 4 оо:
_,
р Х4ОО
С этими граничными условиями решение
p(x,t)
и1
и
=-
...,
J
Для
выделения
=
qDpPuo
LP
(5.84)
.
имеет вид:
х~1+iш7: 1,
0
р" 0 ехрехр(
(/Jт
(/Jт
Плотность персменного тока (при х
(5.83)
=0
(5.85)
)expiшt.
LP
=0):
.
и,
и
(/Jт
(/Jт
0
v11 +1шт 1, -ехр-ехрю>t.
действительной
условия
(активной)
.
и
(5.86)
мнимой
(реактивной)
составляющих
персменного тока воспользуемся тождеством:
~1+iw7:,.
Тогда из
=jzc.Jc+1)+i.Jc-1,
С= (1+W 27::,)z.
(5.86):
. ., = (/Jт
и, (1". + 11':'. )ехр(.!W t )..fi1 [
1
1
где
(5.87)
232
оп
1,.
..., 5 -И 1
= S о},.=
<fJт
о
expt-=to
Емкостной характер реактивной составляющей следует из тождества
2
1
(
о
• ) 1
(о
n) (l
, 2 )2 - 1
Jp + lps ~ехр tшt+-::;
+Ш"!" р
v2
(5088)
~
Таким образом, переменный ток в отличие от постоянного линейно возрастает с величиной
перемениого напряжения
(5089)
Величину ёмкости можно оценить домножив радикал для мнимой составляющей в (5о77а)
на сопряжённыйо
(5090)
где
В стационарном случае
(w = 0):
СD
- 1 !" р
- - - (/ р
2 <fJт
+ f Р') о
Значение диффузионной ёмкости в два раза меньше, чем это следовало из формального
рассмотрения (5о77а)о
На больших частотах диффузионная ёмкость уменьшается
-
.Jш о С ростом частоты
уменьшается диффузионная длина смещения для переменной концентрации (рисунок 5о 54), так как
с уменьшением периода не все носители успевают за изменением напряжения (в распределении по
скоростям
есть
медленньiе)
и
уменьшается
инерционность
установления
переменной
концентрации, а, следовательно, и модуль диффузионной ёмкостио
Активная проводимость (5089) возрастает с ростом частоты -
JW
(5087),
101
G"(w) ,
Grl
t.or---~
Cv 1
Cvo
O,f
L
0,1
!
i
:
:
·--'------'-·-f,O
tO
100
и.УС
Рисунок
5.54-
Распределение
переменной концентрации р
по толщине базы
Рисунок
5.55-
Частотная зависимость активной
проводимости и диффузионной ёмкости p-n nерехода
233
Увеличение
проводимости
обусловлено
увеличением
пространствеиного
градиента
mеременной концентрации ( l,, уменьшается с частотой) (рисунок 5.54). Эти два обстоятельства
и .1инейная зависимость между переменным током и напряжением
позволяют использовать
;>-n переход на больших частотах в качестве коммутационного переключательного элемента для
СВЧ
сигналов.
Зависимость диффузионной емкости и
зриведены на рисунке
активной
проводимости от частоты
5.55.
Таким образом, в р-11 переходе на переменмом сигнале протекают три составляющие
перемениого тока: активная
&кость
Все они
ClJ.
(Ga), через зарядную ёмкость С3 (ток смещения) и диффузионную
протекают через
сопротивление базы
и контактов.
Исходя
Ji..<швалентная схема р-11 перехода может быть представлена в следующем виде (рисунок
из
этого,
5.56).
Для коммутационного диода эквивалентная схема в прямом смещении на высоких частотах
vожет быть представлена в виде активной проводимости
(Ga
виде зарядной ёмкости с последовательным сопротивлением
а)
f--·-·
шунтирует С3 ), а при обратном- в
R.,.•
~]
-J
И 0 =U;(t)+Ин(t)
б)
Рисунок
5.56 - Эквивалентная
схема p-n
Рисунок
5.11.4.
На БУИ
p-n
5.57 -Представление р-11
перехода на БУИ:
а) стационарный и б) импульсный режимы
перехода на переменном сигнале
Индук:тивностьр-п перехода
переход обладает индуктивными свойствами. Это фиктивная индуктивность,
так как накопление магнитной энергии в р-11 переходе не происходит, как и возбуждение ЭДС
самоиндукции. Природа этой индуктивности заключается в инерционности перераспределения
напряжения между р-11 переходом и модулируемым сопротивлением квазинейтральной базы на
БУИ,
что
и
приводит
к
задержке
тока
инерционности). Постоянная времени
временем
жизни
ННЗ
для
случая
относительно
напряжения
(индуктивный
характер
этого процесса определяется временем пролёта базы или
полубесконечной
базы,
как
и
в
случае
диффузионной
емкости на МУИ.
В стационарных условиях р-11 переход можно представить цепью (рисунок
импульсном режиме
(рисунок
5. 57,
-
5.57,
а). В
цепью, содержащей модулируемое сопротивление базы с индуктивностью
б).
В соответствии с эквивалентной схемой
(5.57б) при подаче прямоугольного импульса
напряжения ток в цепи будет изменяться следующим образом:
t
/(t)=/ 0 (1-exp--),
где
'rL
С другой стороны подача импульса напряжения на диод в
первый момент времени
приводит к выделению всей амплитуды напряжения Ио нанемодулированном сопротивлении базы
(за время релаксации rм) (рисунок
5.'58,
б). По мере заряда зарядной ёмкости напряжение на
р-п переходе возрастает (барьер снижается). Происходит инжекция ННЗ в базу и нейтрализация
этого заряда
ОНЗ. Сопротивление уменьшается, происходит
перераспределение
напряжения:
234
p-n
на
и
уменьшается.
переходе
возрастает,
Длительность
процесса
p-n
напряжения на
Uo
процессом
а)
модуляции
на
базе
нарастания
переходе определяется
базы,
сопротивления
т.е.
временем пролёта.
Следовательно,
ИБ
б)
-rL=
ui
в)
!''.
t
-
w,,>ЗL"
W
"
2
Wь<L"
"" -2D"'
Lo
·RьU),
= {'"''
tnp·R ,(1),
Wь >3L"
Wь<Lt,
1
1
!о
r)
Рисунок
5.58 -
Эпюры напряжения и тока на БУИ
Для уменьшения инерционности необходимо уменьшать толщину базы, как и в случае
диффузионной ёмкости на МУИ.
Природа индуктивности, как и диффузионной ёмкости, связана с инерционностью пролёта
и установления квазистационарного состояния.
На малых уровнях эта инерционность имеет
емкостной характер Со, на больших- индуктивный
\
\
/
'' '
/
-- --.
L
(рисунок
5.59).
1
' ..... ...:;;- -1
"...-
-------
1
/
/
Рисунок
5.59-
Рисунок
Изменение характера
импеданса
p-n
перехода
5.60-
Форма импульса напряжения при
различных импульсных токах
В соответствии с характером реактивного импеданса будет изменяться форма напряжения
на р-11 переходе при подаче на него импульсов тока различной амплитуды (рисунок
5.60).
В импульсных диодах индуктивность приводит к большой величине прямого импульсного
падения
падения
напряжения
напряжения.
и
соответствующую
Однако
в
мошных
ему
инерционность
сильноточных
-
цепях
время
с
установления
низкаомной
прямоrо
индуктивной
235
нагрузкой индуктивность выпрямительных диодов демпфирует ударные токи, что оказывает
положительное влияние на работу таких устройств.
5.12.
Пробоем
достижении
называется
обратным
явление
Пробой р-п перехода
резкого
напряжением
возрастания
критического
обратного тока р-11
значения
-
перехода
при
пробоя.
Это
напряжения
феноменологическое (опытное) определение.
По механизмам протекания различают следующие виды пробоя (рисунок
1.
2.
3.
4.
5.61):
Тепловой;
Лавинный;
Туннельный;
Инжекционный или токовый (смыкание).
Тепловой пробой является разрушающим или необратимым. Три последующих относятся к
электрическому виду пробоя или обратимому. На их основе работают стабилитроны, лавинно
пролётные диоды и другие
полупроводниковые
приборы.
По
местоположению
различают
объёмный
пробой и поверхностный пробой.
4" 3
Рисунок
5.61 - ВАХ р-11
перехода в режиме пробоя
1обр
5.12.1.
Тепловой пробой
При тепловом пробое резкое возрастание проводимости р-п перехода в обратном смещении
обусловлено
термической
генерацией
электронно-дырочных
пар,
вызванной
повышением
температуры за счёт выделения электрической мощности.
При обратном напряжении Иобр и силе тока 1обр в
тепла Рвыд
где
'Ij и
p-n переходе выделяется мощность в виде
= Иобр · 1обр • Одновременно в окружающую среду отводится мощность
То -температура р-11 перехода и окружающей среды;
Rr
Ротд
-
среда),
излучение (корпус
-
т. -Т
Rr
-тепловое сопротивление диода.
Теплоотдача осуществляется тремя механизмами: теплопроводность (кристалл
конвекция (корпус
=- 1 - -0
-
корпус),
среда). При работе в стационарном режиме
соблюдается тепловой баланс.
Рвыд = Ротд;
и
Т.__
-Т0
___"}
обр-1
обр
·R.
1
и
1
Рисунок
5.62 -
ВАХ р-11 перехода в режиме теплового пробоя
(5.91)
236
Введём зависимость lобр
от температуры
Последнее выражение можно записать в виде:
(5.92)
!::!Ек
!::!Ек
kT0 Tj
kT0
а=--=--2.
где
Выразив !::!Т из
(5.91)
и подставив его в
(5.92),
получаем БАХ
p-n
перехода при тепловом
пробое в неявном виде:
loбp(Tj) =1 06Р(Т0 )ехр(а·Rт ·Иобр -106Р(Т)).
Ход зависимости lобр от Иобр в соответствии с
(5.93)
(5.93)
приведён на рисунке
5.62.
Как видно
из рисунка, при тепловом пробое на БАХ имеется участок с отрицательным дифференциальным
сопротивлением. За напряжение теплового пробоя примимается максимальное значение, при
котором
dU
dl
=О.
У слови ем теплового пробоя является нарушение теплового баланса, когда температурная
скорость отдачи тепла становится равной или меньше температурной скорости выделения тепла:
dРвыд > dРотд _ 1
--;и:- --;и:- Rт
-
(5.94)
При наступлении условий
связь, приводящая
(5.94)
-
включается положительная токо-температурная обратная
к перегреву локальной области и шнурованию тока в эту область. На
,
заключительной стадии теплового пробоя температура в шнуре тока превышает собственную Т;
что при.водит к потере блок~рующих свойств р-п перехода (термогенерированные носители
нейтрализуют ОПЗ в этой области), дальнейшему стягиванию тока и увеличению выделяемой
мощности. В результате происходит катастрофический отказ.
P-n
переход разрушается либо за
счёт термамеханических напряжений (высокий градиент температуры) либо за счёт проплавления
базы, или отсоединения токоподводящих электродов.
Следствием малого объёма шнура, по
которому протекает заключительная фаза теплового пробоя, является также малая инерционность
процесса
теплового
пробоя
реальных
диодов.
Тепловые
постоянные
времени
нагрева
и
охлаждения шнура могут быть порядка 10-6 ... ю-7 с. Малым временам пробоя способствует разряд
зарядной ёмкости p-n перехода с выделением добавочной мощности в шнуре.
Для оценки напряжения теплового пробоя (начальной фазы) воспользуемся
I
обр
(Т )dU
dl +U 1,, dl
j dl dTj
в dTj
Так как при напряжении теплового пробоя И~',
uz''lJ =
где Тв- температура
'Fj
Rт
dl 1
dT Тв
при тепловом пробое.
,
1
Tj =Тв
dU =О
dl
,
=Rт
(5.94)
(5 95 )
.
ТО
(5.96)
237
Для нахождения Тв воспользуемся
(5.91) с подстановкой (5.92)
Т; -Т0
(5.97)
dU
dT
При напряжении теплового пробоя -=О. Поэтому после дифференцирования выражения
(5.97)
получим:
(5.98)
Для полупроводниковых диодов значение температурного коэффициента обратного тока о.
обычно около О, 1 к- , т. е. в начальной фазе теплового пробоя температура р-п перехода
превышает температуру окружающей среды всего лишь на 1О К. Именно из-за малости перегрева
можно считать а. постоянной величиной (5.92).
Воспользовавшись значением Тв (5.98) и подставив его в (5.96), получим:
1
ЛЕ11
=
- ехр-- ,
аRтlобр(Т0 )е
kT
1
u;i'
(5.99)
или
Напряжение теплового пробоя определяется шириной запрещённой зоны полупроводника,
тепловым сопротивлением (конструкция) и окружающей температурой (рисунок
пробой
очень
конструкция
чувствителен
диода
к
должна
флуктуации
обеспечить
температуры
равномерный
по
площади
теплоотвод
в
5.62).
Тепловой
кристалла,
поэтому
кристаллодержатель
выделяемой мощности.
и'''
в
И'''
/1
Ge
ЛЕк
Si GaAs
а)
Рисунок
5.63 -
Rт
То
б)
в)
Зависимость напряжения теплового пробоя от ширины
запрещённой зоны (а), теплового сопротивления (б) и окружающей температуры (в)
Тепловой
стабилитронов,
пробой
может
транзисторов
быть
и др.
больших токов, чем обратный ток
может быть оценено, как
также
Для этих
p-n
у
других
полупроводниковых
характерно
протекание
приборов:
значительно
перехода. В этом случае напряжение теплового пробоя
и ''' _ Tmax -То
в-
и
приборов
l·Rт
,
(5.100)
где Tmax соответствует собственной температуре Т; наиболее низколегированной области
перехода.
p-n
238
Например, для кремния имеется эмпирическая формула
Для р =
1 Ом·см
Тепловой
высокоомных
Tmux
пробой
=630 к (360 °С);
опасен для
полупроводников.
С
для
Tmox
100
р=
Ом·см
высоковольтных приборов,
увеличением
уровня
6400
[к]
10.43+ lnp
TI/11/X
=_400 к (130 °С).
изготавливаемых на основе
легирования
пробоя уменьшается (растёт собственная температура Т;) (рисунок
~n
=
вероятность
теплового
5.64).
и:
т
б)
а)
Рисунок
В
5.64- Зависимости
некоторых
случаях
от уровня легирования Т;(а) и напряжения теплового пробоя (б)
напряжение теплового
пробоя
температурой, а тепловыми свойствами конструкции прибора
ограничивается
и~·= Р~ах
не собственной
,
где Ртах- допустимая мощность рассеяния на при боре.
5.12.2.
Лавинный пробой
Это обратимый неразрушающий вид пробоя, который используется в качестве рабочего
механизма
ряда
полупроводниковых
приборов:
стабилитроны,
лавинно-пролётные
диоды,
лавинный фотодиод и другие.
Инициирующим
механизмом,
приводящим
к
резкому
возрастанию
концентрации
подвижных носителей, а, следовательно, обратного тока, является ударная ионизация в ОПЗ
перехода.
Этот вид пробоя ограничивает допустимые значения
напряжения
в
p-n
большинстве
полупроводниковых приборов.
Критерии развития лавинного пробоя
Для
вычисления
напряжения
лавинного
пробоя
существуют
два
критерия:
условие
ионизационного интеграла, обеспечивающего бесконечный коэффициент лавинного размножения,
и условие критической (пороговой) напряжённости поля в ОПЗ.
Если напряжённость поля в ОПЗ
некоторое критическое значение
€,",
p-n
перехода при подаче обратного смещения превысит
то носители, ускоряясь в этом поле, на определённом пути
Е; :::о 2,5 /j.E8 , достаточную для ионизации атомов полупроводника за
p-n переходе начнёт развиваться процесс ударной ионизации. При каждом акте
будут набирать энергию
счёт соударения. В
ударной ионизации горячий электрон или дырка выбивает у атома полупроводника валентный
электрон.
На
энергетической
диаграмме
полупроводника
этому
акту
соответствует
переход
электрона из валентной зоны в зону проводимости, то есть в результате соударения горячего
носителя с атомом образуется пара свободных носителей
-
электрон и дырка. Теперь уже три
239
!li'iХ:ителя заряда будут принимать участие в ударной ионизации (рисунок
5.65),
и в следующем
пте ударной ионизации каждый из них породит электронно-дырочную пару. Концентрация
!li'iХ:ителей заряда по мере пролёта электрона от точки
х
=
О
до
=д
х
будет лавинообразно
!Еарастать, что вызовет резкий рост обратного тока.
Одной
:• .::шрной
из
основных
характеристик
процесса ударной
ионизации а;, который равен числу пар электрон
-
ионизации
является
коэффициент
дырка, создаваемых одним носителем
32ряда на единице длины пути в направлении поля. Выразим через а; коэффициент умножения
носителей заряда в
p-n
переходе при развитии лавинного пробоя:
= р(О)
М = n(8)
п(О)
р(8) '
::-.:re п(О) - концентрация электронов, входящих в ОПЗ в точке х = О при обратном смещении, а
:116)- выходящих в точке х =д (рисунок 5.65). Аналогично, р(д) концентрация дырок, входящих
s ОПЗ в точке х = д, а р(О) -выходящих в точке х = О.
При рассмотрении поставленной задачи пренебрегаем
процессами
тепловой
генерации
и
рекомбинации
носителей заряда в ОПЗ и для простоты выкладок
будем считать, что коэффициент ударной ионизации
электронов
а 11
равняется
ионизации дырок
коэффициенту
ударной
ар.
х
Рисунок
5.65 -
Схема развития лавинного пробоя
Последнее положение хорошо выполняется для арсенида галлия и фосфида галлия. Для
германия и кремния ар
i:
а"
,
но при любой е:
ар
= fJ.,·a"
n(O) электронов на пути х создадут ещё n 1
5.65) слева подойдёт n(O) + n 1 электронов. Эти же
,
где
flu -
постоянная. Начальное
количество
электронов, и к слою шириной
(рисунок
электроны на пути от
х
+ dx
dx
до д
создадут ещё 11 2 электронно-дырочных пар (числом носителей, созданных в бесконечно тонком
слое
dx,
справа.
можно пренебречь ). Причём электроны уйдут в п-область, а
Следовательно, для
концентрации
электронов,
созданных
n2 дырок
в слое
подойдут к слою
dx
электронами
и
dx
дырками, можно записать:
(5.101)
где
п(д)
(5.101)
ОТ
=
п(О)
0 ДО
+ n 1 + n2
-концентрация электронов, подходящих к точке
х =д.
Интегрируя
д, ПОЛУЧИМ:
li
J
п(8) -n(O) = п(8) a;dx.
(5.102)
о
Коэффициент ударной ионизации является функцией е, но е, в свою очередь, зависит
от х, поэтому а; нельзя выносить из-под знака интеграла.
Поделив все члены выражения
(5.102)
на п(о), будем иметь:
li
1-1/М = a;dx.
J
о
Отсюда
M=-7-"li--
J
1- a;dx
о
(5.103)
240
Пробой
М --+ оо.
p-n перехода наступит при таком значении обратного напряжения, при котором
В этом случае обратный ток через р-п переход также устремится к бесконечности.
Действительно, при развитии лавинного пробоя выражение для обратного тока по диодной теории
(5.92) следует переписать так:
.
lобр =q
где
= M·n1"
п(д)
а
р(О)
= М·р".
[
п(б)
р(О)]
D"L+D"L'
р
"
Здесь учитывается размножение неосновных носителей заряда,
экстрагированных из р- и 11- областей, при прохождении через ОПЗ. С учётом этого:
(5.104)
Исходя из
(5.1 03), критерий
развития лавинного пробоя можно записать ещё в такой форме:
ii
Jaidx = 1.
(5.105)
о
Обратный ток в режиме лавинного пробоя
При наличии генерационной составляющей обратного тока критерий лавинного nробоя
остаётся тем же, а
(5.106)
Для получения явной зависимости jобр от
выражение
(5.103),
V
необходимо вычислить интеграл, входящий в
что можно сделать, зная зависимость а; от Е:. В широком диапазоне значений
напряжённости электрического поля имеюшиеся экспериментальные данные для целого ряда
полупроводников хорошо описываются теоретической формулой
а; (Е:) =о. 0 ех{- ::. }
где х
= 1
для германия и кремния и х =
константы
данного
полупроводника.
2
(5.107)
для арсенида и фосфида галлия; а 0 , В;
Интересующий
нас
интеграл
легко
-
некоторые
вычисляется,
если
зависимость а; от Е: аппроксимировать степенной функцией
(5.108)
где А;
-
Формула
константа, а значение т лежат в интервале от
(5.108)
3
до
справедлива в более узком интервале полей, чем
В случае диода с резким р-11
9 для разных
(5.107).
переходом и базой п-типа, nодставляя
полупроводников.
(5.8)
в
(5.108),
в
рассматриваемом приближении будем иметь
(5.109)
Из
(5.27) при NA >> Nv
V >> V0
и
с учётом того, что при достаточно большом обратном
напряжении
(5.110)
241
После подстановки
(5.11 О) в (5.1 09)
fa;dx = 2
li
(m+l)/2
0
Из условия пробоя
(m+l)/2
(
А; qN I>
т+ 1
ss 0
(5.105) следует,
2
получим:
)(111-1)/2
(5.111)
что
(
)(111-1)/2
А; qNп
--
-V
-
ББ 0
m+1
•v<III+IJ/2
IJ
-<m+IJI2
(5.112)
•
Таким образом,
li
(
v )(111+1)/2
Ja.dx"' о ,
и в соответствии с
Vв
,
(5.113)
'
(5.114)
(5.1 03) и (5.1 06):
}.обр-_
/,о+
V
ko
1-(~im+IJ/2
Vв
или
jобр
=U,o + jco)·M(U) ·
Это выражение достаточно хорошо описывает экспериментальные данные для диодов из
н
GaAs.
Ge, Si
·
м
8
~
5
4
3
2
l
а)
Рисунок
:
:
+----..."-;;.-----:
Ив
1
б)
5.66- Зависимость обратного тока (а)
и
uo6p
/J
и коэффициента лавинного размножения (б)
от напряжения
Вид обратной ветви вольт
представлен нарисуноке
'fТО М и
j 06p
5.66.
- амперной характеристики диода при наличии лавинного пробоя
ko является слабой функцией V, то из (5.106) следует,
Поскольку
имеют примерно одинаковую зависимость от напряжения.
Зависимость напряжения пробоя от концентрации или градиента концентрации примеси
Для получения зависимости
переходом воспользуемся формулой
V
Vв от концентрации примеси в базе диода с резким р-п
(5.112),
из которой следует, что
_ 1 m+1 2/(m+l)( ББ 0 )(ш-1)/(m+l)
-2 ( А; )
qN,1
в----
(5.115)
242
Таким
образом, для
резкого
p-n перехода VIJ должно уменьшаться при увеличении
концентрации примеси в базе диода пропорционально
соответствует
эксперименту
для
диодов
на
основе
N,/<m-I)/(m+I),
германия,
что достаточно хорошо
кремния
Например, для диодов из Ge с базой п-типа в интервале значений
и
арсенида
эмпирическая зависимость V/J от концентрации доноров описывается формулой V/J
где
галлия.
N,r от 10 14 до 10 17 см-3
=10 13 N-;:·725 ,
Vв в вольтах. Здесь показатель при N,1 соответствует т =6.4.
Для кремневых резких p-n переходов U/J =5.4·1013 N°" 75 , что соответствует т= 7 в (5.108).
Проводя аналогичные вычисления для плавного
p-n
перехода, получим, что
V _ (dN )(m-J)/(2m+l)
в
dx
'
то есть напряжение лавинного пробоя в этом случае уменьшается при увеличении градиента
концентрации примеси. Эта закономерность также подтверждается экспериментом.
Зависимость напряжения пробоя ступенчатых переходов от концентрации примесей в
слаболегированной базе приведена на рисунке 5.67. На уровне легирования порядка 10 18 см·
лавинный пробой сменяется туннельным. Для кремния это составляет
4!'1Eg!q ;:::;
5.67-
Рисунок
3
5В.
Зависимость напряжения
лавинного пробоя несимметричных
p-n
переходов от концентрации примесей в базе
При увеличении концентрации примесей уменьшается толщина ОПЗ, поэтому требуется
меньше напряжения для достижения критической напряжённости поля, при которой начинается
ударная ионизация примесей в базе
И 1.,
,
D
Е б
= fc(x)dx = "" ""
о
(N)
2
,
8
""
(N)
1
-JN
для линейного закона изменения 8(х).
Для оценки напряжения пробоя кремниевых резких и плавных р-11 переходов существуют
эмпирические формулы:
М=н~.гг
dN)-"
U8 =C( dx
5.1.
Параметры этих формул сведены в таблицу
Таблица
Тип перехода
А
11+ -р
23
86
p+-n
Плавный
-
к
0,75
0,64
-
с
-
1,71·10'1
а
-
0,364
11м
3
3,5
3,5
5.1.
243
Температурная зависимость напряжения пробоя
При анализе температурной зависимости
V8
будем исходить из того, что лавинный пробой
в p-n переходе начинается, когда максимальная напряжённость поля в ОПЗ достигает значения Вкр•
при котором М-> оо. Тогда для диода с резким
p-n переходом и с базой п-типа будем иметь:
(5.116)
где Б""
= Gкр·
-ширина ОПЗ при G..,акс
Отсюда с учётом (5.110) можно получить следующее
выражение для получения пробоя:
(5.117)
Различие в зависимости
является функцией от
NIJ.
V8
от
по формулам
N0
Чем больше
N0 ,
(5.115)
и
(5.117)
объясняется тем, что Вкр
тем выше Gкр· Например, для германиевых диодов при
увеличении концентрации примеси в базе от 10 14 до 10 17 см· 3 Вкр должно измениться от 1.5·105 до
приблизительно 3.5·105 В/см. При тех же условиях для диодов из арсенида галлия Вкр должно
возрасти от 3,5 до 7·105 В/см. Для кремниевыхр-п переходов
ёкр
Для диода с плавным
=
4-10 5
1 N .
1-зlg 1016
p-n переходом условие лавинного пробоя в соответствии с (5.20)
можно записать так:
C'
I"max
Из
(5.23)
при
V8 >> V0 следует,
\-
dN Б,;Р
dx 8ёё0
"Р
(5. 119)
в
(5.118)
(5.118)
что:
Б =[12ЕёоVв ]
Подстановка
_С'
-q-·---"кр•
1
3
dN
(5.119)
qdx
приводит к выражению:
Vв
ёё 0
1
3
312
32
]
--;о;г ёкр .
[ 9qdx
=
(5.120)
С увеличением температуры условия ускорения электронов или дырок в ОПЗ р-п перехода
ухудшаются, так как увеличиваются потери энергии на столкновение с оптическими фононами и
уменьшается коэффициент ударной ионизации. Отсюда следует необходимость повышения
Вкр
(5.105). Таким образом, напряжение
соответствии с (5.117) и (5.120) должно расти при
при увеличении температуры для сохранения равенства
пробоя для резких и плавных
p-n переходов в
увеличении температуры. Экспериментом это положение подтверждается. В не очень широком
244
интервале температур (Т
зависимости
- Т0) экспериментальные данные можно описать линейным законом
от Т:
V8
(5.121)
где
температурный
коэффициент
напряжения
легирования и находится в диапазоне l о- к- 1 •
пробоя
а
зависит
от
материала
и
уровня
Энергия ионизации нейтрального атома полупроводника горячим электроном определяется
шириной запрещённой зоны и потерями на столкновение с оптическими фотонами.
Е; = !:lE.~
+r
·Е г
+ Er ,
где r- число столкновений, Ег -энергия оптического фон она, Е1 -остаточная энергия.
С
увеличением
температуры
энергия
ионизации
возрастает
из-за
увеличения
числа
столкновений 1·, связанным с увеличением концентрации фононов.
Ил
N 2 >N 1
~
____!!.J---
и
т
б)
а)
Рисунок
5.68- Зависимость
от температуры ВАХ (а) и напряжения лавинного пробоя (б)
Следовательно, для подд~ржания ударной ионизации требуются большие Gкр и напряжение
пробоя
U8 (7)
(рисунок
5.68,
а).
С
увеличением
напряжения
пробоя
(уменьшением уровня
легирования базы) температурный коэффициент напряжения а"Р увеличивается (рисунок
так как увеличивается толщина о""
,и
5.68,6),
количество столкновений с фононами (потери энергии,
которые компенсируются внешним полем).
Расчёт напряжения лавинного пробоя р-п перехода
при произвольнам профиле легирования
Зачастую
легирования
p-n переход
N(x). Например,
является ни резким, ни плавным, а имеет произвольный профиль
х
Lm
N(x)=Nmerfc--Nлexp(
хLл J+N
2
- --2
00 .
Алгоритм определения напряжения лавинного пробоя кремниевого
p-n
перехода сводится
к следующему. По известному закону распределения концентрации примесей находят глубину
залегания металлургического
p-n
перехода
Xj ,
245
Затем интегрируем уравнение Пуассона, и приравниваем максимальную напряжённость к
Е,р для определения rt" (координаты ОПЗ в п-области)
Екр=
4·105
1 N(X.)
1
1--lg-16
3
10
После этого используем уравнение баланса заряда в ОПЗ
Xj+!E..,
f N(x)ttt=O
XJ-Pp
для определения второй координаты ОПЗ в р-области rtp.
На заключительном этапе определяем напряжение лавинного пробоя р-п перехода
X/ftr.
Ив=_!!_
JxN(x)dx-U0 ,
(5.123)
ЕЕо х-"'
j .,;,cF
где
-контактная разность потенциалов
U0
Выразив
Екр
от
температуры
p-n перехода.
и
концентрации,
можно
определить
. температурную
зависимость напряжения лавинного пробоя.
5.12.3.
Туннельный пробой
В сильно легированных р + -n + переходах, у которых концентрация носителей в базах близка
или выше вырожденной, толщина ОПЗ составляет десятки ангстрем. Такие тонкие барьеры могут
быть преодолены носителями заряда квантомеханическим механизмом
-
туннелированием с
сохранением энергии. Прозрачность барьера определяет вероятность перехода с одной стороны
барьера
на другую.
Для
прямоугольного барьера (рисунок
5.69)
прозрачность может
быть
выражена в виде:
1 .~
D
где
W-
=D0 ехр- _!_ J~2m(W 20
E)dx -
ехр( -8) ,
высота барьера, Е- энергия электрона.
Е
~
w ri=h
ь
-ехр-и
""'.л.л..-
Е
х
Рисунок
5.69-
Туннелированне
сквозь барьер
Рисунок
5.70-
БАХ туннельного
nробоя р-11 nерехода
Рисунок
5.71-
Энергетическая
диаграмма и nеренос электронов при
туннельном пробое
246
Анализ показывает, что вольтамперная характеристика
p-n
перехода в обратном смещении
является пороговой функцией напряжённости поля
jт = АЕ: 2 ехр( -%}
Это выражение подобно току автоэлектронной эмиссии в классической физике (полевая эмиссия).
Вольтамперная
характеристика
туннельного
тока
приведена
на
достижении критической напряжённости поля ток резко возрастает. Для
следующие значения: 3,5·105,
8,8·105,
рисунке
Ge. Si. GaAs
При
5. 70.
ёт имеет
9·105 В/см. Такое поведение ВАХ (без изменения
механизма проводимости) с точки зрения феноменологического определения можно считать
пробоем. Проводимость осуществляется туннелированием валентных электронов из р +-области на
свободные
состояния
зоны
проводимости
n +-области (рисунок 5. 71). Максимальная
напряжённость соответствует плоскости металлургического р-11 перехода
f
l max
1= qN А $
ее
0
Р
(5.10).
.
'
Выразим 8111 ,/.Х через полную толщину ОПЗ д:
/E:max/ = qN А
NlJ
ее 0 Nл
+N 1J
д·
С учётом зависимости д( И):
· Приравнивая
Gmax
=
'
1
Е: /=[2qNлN 0 (U 0 +U)]2
max
Вт и заменяя
Eco(N А+ N о)
U на Uu,
ее 0 Е:т
2
получим:
r..
Ив = - --\f'pPp+!l"P"
2
)-Uo.
Так как уровень легирования однозначно связан с удельным сопротивлением р
=(qpNГ , то
1
2 (N-1 N-1 )- U
и В-- Есоёт
А +
О·
2q
D
В
практических
расчётах
для
определения
напряжения
пробоя
пользуются
полу
эмпирическими формулами:
Uв= 99р" + 48рр
для
Ge;
Uв=39р"+8рр для
Экспериментально установлено, что в
меньшим, чем
4/J.Eglq ,
Ge
и
Si p-n
Si;
р [Ом·См].
переходах с напряжением пробоя
реализуется туннельный механизм пробоя. В переходах с
Ив>
пробой обусловлен лавинным умножением носителей.
Напряжение туннельного пробоя уменьшается с ростом температуры (рисунок
6/J.Eglq
5. 70).
Это
обусловлено увеличением прозрачности, связанным с уменьшением ширины запрещённой зоны,
являющейся величиной барьера.
247
5.12.4.
Наблюдается
Инжекционный или токовый пробой
в многослойных полупроводниковых приборах таких, как инжекционно
пролётный диод, биполярный транзистор, МДП транзистор, тиристор и др., в которых возможно
смыкание областью
пространствеиного заряда квазинейтральной базы. Рассмотрим ток через
структуру инжекционно- пролётного диода с барьером Шоттки (рисупок
5. 72).
При указанной полярности барьер Шоттки смещён в обратном направлении, и в цепи будет
протекать обратный ток
но величина тока
/.,0
/.,iJ·
По мере увеличения напряжения толщина ОПЗ будет увеличиваться,
практически остаётся неизменной.
1
Рисунок
5.72- Структура
(б) инжекционно
При
достижении
(а) и эквивалентная
- пролётного диода
напряжения
смыкания,
Рисунок
при
5.73-
БАХ инжекционного пробоя
котором
толщина ОПЗ
схема
сравнивается
с
толщиной базы, ток начинает резко возрастать (инжекция дырок в ОПЗ), что может считаться по
определению пробоем (рисунок
5. 73).
2ёё 0 (И,." +U 0 )
qNв
_
W2.
-
/J.
(5.125)
где
U0 -
контактная разность потенциалов барьера Шоттки.
Напряжение инжекционного пробоя (рисунок
5. 72,
б):
U 8 =И,", +Uj.
С увеличением температуры напряжение инжекционного пробоя будет уменьшаться, так
как с ростом температуры уменьшается
U1{1) (5.37).
Режим токового пробоя используется в малошумящих стабилитронах и
инжекционно
пролётных диодах для усиления СВЧ сигналов.
5.12.5.
Влияние конструкции и структурных несовершенствр-п перехода
на лавинный пробой
Одним из критериев
максимальной
наступления лавинного пробоя в
нщ1ряжённости
поля
в
нём
p-n переходах является достижение
критического
пространствеиная кривизна поля, определяемая конструкцией
значения.
Поэтому
двумерная
p-n перехода либо структурными
несовершенствами или полем поверхностного заряда, приводящая к увеличению напряжённости
поля в локальных областях объёма или на поверхности, может существенно уменьшить значение
напряжения пробоя.
248
Напряжение пробоя планарного р-п перехода
Пробой планарного перехода зависит от профиля концентрации примесей, а также в
значительной степени от
кривизны и топологии периферии р-11 перехода. Если планарный
переход создают диффузией через маску прямоугольной формы, то ·в образовавшемся переходе
можно
выделить
следующие
части:
плоскую,
параллельную
поверхности,
цилиндрическую
по
сторонам периметра и сферические по углам маски.
а)
б)
х
Рисунок
5.74-
геометрия планарного р-11
и сферическая части
Рисунок
(2)
перехода: плоская часть(!), цилиндрическая
(3)
5.75- Силовые линии
(а) и распределение
поля в планарном р-11 переходе (б)
Названия цилиндрические и сферические следуют из геометрической формы распределения
диффундирующей примеси по бокам периметра и углам маски (геометрическая форма по бокам и
углам р-п перехода) (рисунок
5. 74).
В областях с пространствеиной кривизной напряжённость поля будет выше, чем в плоской
части.
При этом максимальная напряжённость б у дет соответствовать углам (сферическая форма p-
n перехода
(рисуиок
5. 75)).
По этой причине топология планарного р-11 перехода не должна иметь
углов.
При прямоугольной конфигурации углы округляются с радиусом
R 2: 5Xj,
чтобы обеспечить
цилиндрическую форму р-п перехода в углах.
Кривизна
p-n
перехода на периферии определяется глубиной залегания
что напряжение лавинного пробоя планарного
p-n
Xj.
Можно показать,
перехода может быть представлено в виде:
(5.126)
Х
Бxj
1
~(Х)=·[ 2~+1-1
где
Б"Р
f2
(Х) =!!.J...[з
j
БIIP ~ х
2
8
"1' ]
+ 1 -1]
J
Напряжение пробоя мелких планарных
пробой плоского перехода.
J-
для цилиндрической формы;
-для сферической формы.
p-n переходов может быть на порядок ниже, чем
249
Планарный р-п переход с неравномерно легированной базой
В ряде случаев, например эмитrер биполярного транзистора,
p-n
переход формируется
.1вумя последовательными диффузиями. Распределение примесей в этом случае отображено на
рисунке
5. 76.
В связи с тем, что концентрация примесей в базе на поверхности значительно выше,
чем в плоской части (Nвs>> NвЕ), толщина ОПЗ на поверхности о., будет меньше толщины ОПЗ
в плоской части
8~
'
Следовательно,
( J-; 8v - (- -J- .
1
1
- --
1
2
N/JS
напряжённость
поля
1
2
N/IE
на
поверхности
будет
выше,
Рисунок
p-n
j
__ _ j _ _ ____ .._ _ _
5.76- Распределение
чем
=CN!X75 •
напряжение пробоя будет определяться поверхностной концентрацией. U 8
L--x
ov
в
объеме,
и
х
примесей в
Рисунок
переходе, сформированном двумя
5.77- Форма
ОПЗ планарного р-11 перехода,
сформированного двумя последовательными
последовательными диффузиями примесей
диффузиями примесей
Поверхностный пробой
При наличии адсорбированного заряда, или
по знаку
заряда быстрых состояний, не совпадающим
с зарядом основных носителей слаболегированной базы
базы образуется обогашённый
слой (рисунок
5. 78.
p-n
перехода, на поверхности
а), который уменьшает толщину ОПЗ, а
следовательно, увеличивает напряжённость поля в месте выхода р-11 перехода на поверхность
(рисунок
что
5. 78,
процесс
б). Более высокое значение напряжённости поля на поверхности приводит к тому,
лавинного
размножения
и
увеличение
обратного
тока
поверхности при меньшем напряжении пробоя, который носит название
-
будут
происходить
на
поверхностный пробой.
Более сильное влияние поверхностный заряд оказывает на слаболегированную (высокоомную)
базу, а, следовательно, на высоковольтные
p-n
переходы (рисунок
5. 79).
В первом приближении
напряжение поверхностного пробоя может быть оценено из условия достижения максимальной
напряжённости на поверхности значения критической напряжённости поля
Ивs =
8
Е:кр
где
nv s
.
f,P(Nв)·8e.:P
2
(5.127)
•
1
=[2fЕо(Ио+Ивs)]2·'
q(N в +nv.s)
=N 0
у
ехр-·'-.
2kT
Величина поверхностного потенциала У зависит от плотности поверхностного заряда и
уровня легирования базы.
250
--
_..---------Ее
F
n
Рисунок
5.78- Уменьшение
толшины ОПЗ на поверхности р-11
Рисунок
5.79-
Влияние поверхностного
перехода (а), и энергетическая диаграмма (б) поверхности базы
заряда на напряжение пробоя р-11
при аккумуляuии основных носителей заряла
перехода
Для подавления поверхностного пробоя используют как оптимизацию геометрии р-11
перехода,
так
и
технологические
методы,
обеспечивающие
минимизацию
и
стабилизацию
поверхностного заряда.
Влияние структурных несовершенств, микроплазменный пробой
На начальном участке лавинного пробоя появляются импульсы тока квазипостоянной
амплитуды с различной длительностью и скважностью, называемые шумами в предпробойной
области. Практически весь ток на начальном участке лавинного пробоя переносится этими
импульсами,
которые
обусловлены
локальным
локализации тока в обратносмещённом
-
пробоя
p-n
p-n перехода.
Область
переходе принято называть микроплазмой,
лавинным
пробоем
процесс
микроплазменным пробоем. Микроплазменный пробой возникает преимущественно на
структурных дефектах: дислокациях, преципитатах
концентрационной
флуктуации
легирующей
локальной напряжённости поля в ОПЗ
p-n
инородных атомов и их
примеси
и
других,
соединений,
приводящих
к
увеличению
перехода.
Микроплазменные импульсы тоi<а имеют прямоугольную форму и постоянную амплитуду,
которая
возрастает
сопровождается
дальнейшем
непрерывным
по
увеличении
и
мере
увеличением
увеличения
обратного
длительности
напряжения
устанавливается
напряжения.
импульсов
импульсы
стабильный
и
сливаются
режим
Увеличение
уменьшением
друг
с
протекания
другом,
тоi<а
амплитуды
скважности.
ток
через
При
становится
микроплазму.
Увеличение относительно этого режима обратного напряжения вновь выделяет импульсные токи
большей
амплитуды,
совокупности
наложенные
микроплазменных
на
постоянный
импульсов
при
ток
первой
увеличении
микроплазмы.
напряжения
Появление
свидетельствует
о
поочерёдном включении микроплазм, т.е. при увеличении напряжения первой включается самая
низковольтная микроплазма, второй
-
более высоковольтная и т.д. Доказательством того, что
происходит локальный пробой
p-n перехода, является эмиссия видимого света отдельных точек,
расположенных на поверхности p-n переходов (Xj < 1 мкм). Каждую микроплазму можно
представить как локальный участок p-n перехода вблизи несовершенств с последовательным
сопротивлением
выключения
растекания
микроплазм
токового
является
шнура
(диаметр
статистическая
десятки
флуктуация
микрометров).
числа носителей
низковольтных микроплазм) и перераспределение потенциала между локальным
p-n
Причиной
заряда (для
переходом и
сопротивлением растекания при нагреве (возрастает из-за уменьшения подвижности), а также
выключение ударной
ионизации
при
перегрене локального р-п
перехода.
После остывания
микроплазма вновь включается. С ростом тока (напряжения) вероятность выключения микроплазм
экспоненциально уменьшается. При некотором токе вся площадь перехода включается в процесс
лавинного размноЖения и протекает постоянный ток.
В качестве структурных дефектов могут выступать диэлектрические и металлические
преципитаты. Например, для
концентрация кислорода -
кремния, выращенного методом Чохральского, характерна большая
10 18 см- 3 • При высокотемпературных обработках образуются
251
~ипитаты
SiOx
макроскепических размеров (единицы микрометров). В связи с меньшей
JIIЭ..lектрической проницаемостью (е"' 3.5) силовые линии поля будут стягиваться в области этих
~ипитат (8si::::: 12), а следовательно, локальная напряженность поля увеличивается (рисунок
! ~0. а). В случае металлических преципитат быстродиффундирующих примесей (золото, серебро,
:JIIie.leзo, медь), образующихся преимушественно в области дислокации, поле в локальных областях
~вьrгалкивается», приводя к увеличению напряжённости поля (рисунок
5.80.
б). В элитаксиальном
~:ремнии это могут быть преципитаты углерода (тетрахлоридный процесс). У высоковольтных
,в.~сокоомная база)
p-n
переходов локальная высокая напряжённость поля может быть следствием
~•.:туации легирующей примеси (рисунок
1----~-~--
Ё
5.80,
ЁF~=
11
--
"
""""
11--------r
L_~r-=·--==--j_·-·-
а)
Рисуноl\
в).
_./
б)
5.80-
в)
Увеличение лоl\альной напряжённости поля вследствие диэлеl\три
чесl\ого преципитата (а), металлического (б), флуl\туации легирующей примеси (в)
5.12.6.
Пути повышения пробивноrо напряженияр-п перехода
Целью методов повышения напржнсения пробоя являются:
1.
2.
3.
Уменьшение напряжённости поля на поверхности р-11 перехода.
Минимизация и стабилизация поверхностного заряда.
Минимизация флуктуации напряжённости поля в объёме ОПЗ р-11 перехода.
Эти цели достигаются с помощью конструктореко-топологических и технологических
.-rодов.
Конструкторско-тополоrические методы
Эти
методы
используют
конструкцию
р-11
перехода,
обеспечивающую
снижение
8Вiр1!Жённости поля по периферии и в объёме р-п перехода.
1.
Этот
Меза- структура
вид структуры р-11
81ПрЯЖением более 300В. Меза
-
перехода
используется
в
кремневых
диодах
с
пробявным
структура реализуется методом глубокого локального травления
--=тины с плоским переходом (рисунок 5.81).
«Меза» переводится с греческого как стол. В результате профилирования получается
..-:.--ра в виде цилиндра либо прямоугольной призмы. При этом на поверхности устраняется
~анственная кривизна ОПЗ, и связанная с ней высокая напряжённость поля.
р+
''
.
,...;......-
~
(
)
j
11
р
1
1
1
1
1
11
В отличие от планарного р-11 перехода напряжение
+
пробоя не зависит от глубины залегания р-11
1
1
----+--.
1
1
окружающей среды.
)
n+
перехода.
Однако эта конструкция требует защиты поверхности от
Рисунок
5.81 -
р-11 переход с меза-структурой
252
2. P-n
переход с фаской
Мощные высоковольтные диоды, тиристоры с большой площадью р-11 перехода и рабочим
напряжением выше
700
В выполняются с помошью профилирования краевого контура, снятием
фаски под положительным или отрицательным углом (обратная и прямая фаски) (рисунок
а)
o<>D
5.82).
с:А<О
tf)
~--Pf;;.>.,. :,'1~--Р·--~
т·-. ·n·-. ~~-гх:t
Рисунок
р-11 переход с прямой (а) и обратной (б) фаской
5.82-
Применеине фасок позволяет расширить ОПЗ на поверхности и уменьшить напряжённостъ
поля. Изгиб контура ОПЗ вблизи фаски связан с нарушением баланса заряда в плоском переходе.
За счёт вырезания боковой части (рисунок
на
L'lQ.
5.82. 6) заряд со стороны n- области уменьшился
Чтобы восстановить баланс заряда при том же напряжении толщина ОПЗ на поверхноет
должна увеличиться. Таким образом, увеличивается ширина ОПЗ на поверхности, и пробой
p-n
перехода определяется объёмом.
3.
Планарный р-11 переход с полевой обкладкой
Применеине полевых обкладок является распространённым методом увеличения напряжения
лавинного пробоя планарного
перехода. Обкладка представляет собой слой металла контакта.
p-n
нанесённый поверх n+ -р или р+ -ll перехода, как по казан о на рисунке 5.83.
Если к переходу приложить обратное смещение, то обкладка приобретает положительный
потенциал по отношению к р-базе, и поверхность её обедняется дырками вплоть до инверсии 11
образования канальной области. В результате толщина ОПЗ под обкладкой будет больше, чем без
неё. Уменьшается пространствеиная кривизна поли
и снижается напряжённость поля на поверхности.
что приводит к увеличению напряжения лавинного
пробоя.
Обычно
полевая
обкладка
вместе с другим электродом
кольцом,
окружающим
электрически
-
полевую
связанным
с
Эквипотенциальное
5.83).
применяется
эквипотенциальным
обкладку
подложкой
кольцо
и
(рисунок
выравнивает
электрическое поле в радиальном направлении, а в
случае
р
n +-р перехода способствует стабилизации
Si0 2 - Si, отводя подвижные
граница раздела
положительно
Рисунок
5.83 -
Планарный
n • -р
переход с
полевой обкладкой и эквипотенциальным
кольцом
Недостатком
заряженные
ионы.
Кроме
того,
сильно легированная р +- область выполняет роль
противоканального
площадь
кольца
возможной
и
ограничивает
канальной
области,
а.
следовательно, и величину обратного тока.
конструкции
является
увеличение
суммарной
ёмкости
р-п
перехода.
Разновидностью полевой обкладки является резистинная полевая обкладка.
В этом случае на поверхность Si0 2 между полевой обкладкой и эквипотенциальным
кольцом наносится поликристаллический легированный кислородом и азотом, полуизолирующий
слой
кремния
обеспечивают
(сипос)
более
либо
слой
однородное
одновременно являются
аморфного
поверхностное
гидрированного
поле
за
счёт
кремния
слабой
SiH.
Эти
слон
проводимости
н
пассивирующей защитой, так как они геттерируют инородные атомы,
связывая их в неподвижные комплексы, что повышает долговременную надежность приборов.
253
Si 3N4 • Плёнки нитрида кремния служат
изоляцией от проникновения влаги или ионов с высокой подвижностью в Si0 2 (например,
Иногда поверх этих плёнок наносят барьерный слой
щелочных металлов). С помощью такой конструкции могут быть достигнуты напряжения пробоя
.:хо киловольта.
4.
Охранное кольцо планарного р-п перехода и барьера Шопки
Для уменьшения пространствеиной кривизны мелкого планарного
p-n перехода и барьера
Шоттки формируют по периметру более глубокую с меньшей концентрацией (или градиентом
концентрации) примесную область в виде кольца (рисунок
5.84).
p-n
(или градиента концентрации) толщина ОПЗ на периферии
Из-за более низкой концентрации
перехода больше, чем в плоской
части, что обеспечивает объёмный лавинный пробой. Такая конструкция используется в лавинно
пролётных диодах, лавинных фотодиодах и др., где необходимо исключить поверхностный
пробой.
В
диодах
Шоттки
охранное
кольцо
позволяет значительно
повысить напряжение лавинного пробоя. Недостаток конструкции
за
увеличения
неосновных
ёмкости.
носителей
В
случае
заряда
из
диода
Шоттки
охранного
на
-
больших
кольца,
что
понизить токи
утечки
и
снижение быстродействия из
токах
также
возможна
приводит
к
инжекция
снижению
быстродействия при переключении (время рассасывания избыточного заряда).
"
.io
иv
а)
а)
n
1
1
о
1
n
и
б)
б)
+
С>
Рисунок
5.84- структура р+-11
nерехода (а)
и диода Шоттки (б) с охранным кольцом
S.
Делительное
f~
1
i
Рисунок
j"
1
5.85
-Структура планарного р-11 перехода с
делительными кольцами (а) и эквивалентная схема (б)
Делительные кольца планарных р-п переходов
кольцо
представляет собой диффузионную
область, расположенную
на
фиксированном расстоянии по периметру основного p-n перехода и формирумую одновременно с
основным p-n переходом. Возможны конструкции с двумя и более делительными кольцами. В
первом
приближе!JИИ
дщ/(n+ 1), где
n-
расстояние
между
основным
переходом
и
кольцом
определя~ся, как
число колец. При увеличении обратного напряжения ОПЗ расширяется как в
глубь, так и латерально. При некотором напряжении ОПЗ периферии смыкается с делительным
кольцом и дальнейшее приращение потенциала будет делиться между основным и переходом
2.5-!
кольцо-н-база в латеральном направлении. В результате уменьшается пространствеиная кривизна
(os > (5v),
и напряженность поля на поверхности
величины,
определяемой
плоской
частью
что
р-11
повышает значение напряжения
перехода
(рисунок
С
5.85).
пробоя до
точки
зрения
эквивалентной схемы делительные кольца можно представить последовательно включёнными в
обратном смешении диодами, цепочка которых включена параллельна основному
(рисунок
5.85,
6).
Конетрукипя
с
делительными
кольцами
используется
p-n
в
переходу
структурах
высоковольтных биполярных транзисторов. Недостаток- увеличение ёмкости коллектора.
6.
Объёмные делительные слои ОДС
В ряде случаев требуется обеспечить большое напряжение пробоя при обратном смешении
и малое сопротивление при прямом смешении одновременно с высоким быстродействием. Такие
требования
мощным
предъявляются,
импульсным
работающих
на
в
первую
очередь,
МДП-транзисторам
основных
носителях
и
их
заряда
к униполярным
приборам:
разновидностям.
отсутствуют
В
эффекты
диодам
униполярных
накопления
Шоттки.
приборах.
избыточной
концентрации, что обеспечивает их большее быстродействие по сравнению с биполярными.
Однако
это
обстоятельство
существенно
усложняет
вопросы
обеспечения
малого
падения
напряжения во вю1юченном состоянии из-за отсутствия эффекта модуляции проводимости базы.
Одна из возможностей уменьшения противоречий между требованием высокоомной базы для
обеспечения большого обратного напряжения и низкого сопротивления базы для обеспечения
малого
значения
падения
напряжения
в
прямом
смещении
напряжённости поля в ОПЗ при обратном смешении, как в
i-
заключается
области
Для пояснения принципа действия ОДС рассмотрим р + -11 переход (рисунок
Рисунок
5.86- Распределение поля
в
выравнивании
структуры.
p-i-n
5.86).
в обратном смешении и
структура р-11 перехода с оде
у
Слой ОДС представляет собой сетку из р +- областей по всей площади поперечного сечения
базы, расстояние между элементами которой меньше удвоенной толщины ОПЗ при напряжении
смыкания основного р-11 перехода с объёмным делительным слоем.
При
увеличении
металлургический
обратного
переход.
При
смещения
дальнейшем
до
Иc.ll
блокирующим
увеличении
напряжения
является
внешний
перераспределяется между основным и переходом ОДС- п-база (пунктир на рисунке
основной
потенциал
5.86).
Пробой перехода происходит, когда в плоскости металлургического или дополнительного
перехода напряжённость поля достигает критического значения. Можно показать, что если ОДС
расположен относительно металлургического перехода на расстоянии о"',< 0.5о"Р
определяться
переходом
ОДС - п-база.
Если
о'"', > 0.50np
металлургическим переходом. При Осм = 0.5О 11р напряжение пробоя
,
то
, то пробой будет
пробой
определяется
w.
U8
= J&tx=i,15·U 80 ,
о
где
U80
значения.
-
напряжение лавинного пробоя
p-n перехода без ОДС, достигает максимального
В прямом смещении сетка ОДС уменьшает эффективную площадь сечения базы
(0,5 .;. 0,8)S0 ,
что незначительно увеличивает Ипр.
255
Включение
ОДС
в
квазинейтральный
объем
коллектора
биполярного
позволяет увеличить рабочее напряжение в схеме с общим эмиттером в
подавления
лавинного
размножения
в
металлургическом
переходе
2 - 3
транзистора
раза за счёт
коллектора.
Особенно
эффективно применение ОДС в диодах Шоттки, где ОДС позволяет исключать вход в ударную
ионизацию физического перехода металл
-
полупроводник, тем самым, предотвращая деградацию
барьера, что обеспечивает повышение надёжности приборов. Одновременно обеспечиваются
бо:rее высокие рабочие напряжения при сохранении быстродействия.
7.
Структуры с тонкими слоями противоположной проводимости в базе
Для улучшения соотношения предельное напряжение
-
сопротивление открытого ключа на
основе МДП-транзистора была предложена структура стока, содержащая тонкие чередующие слои
р- и n- типа проводимости. В закрытом состоянии за счёт латерального поля слои п-типа обеднены
при
малом напряжении. Для продольного поля база становится подобной диэлектрику (нет
свободных носителей). Поле распределено равномерно по толщине такой базы, как в
i-
слое
структуры. Такие структуры были названы COOLMOS™- торговая марка фирмы «Сименс».
p-i-n
Технологические методы повышения лавинного пробоя
Эти методы преследуют две основные цели: обеспечение однородности распределения
поля ОПЗ (равномерное легирование, очистка объёма от инородных примесей и прtщипитат,
подавление
структурных
поверхностного
заряда
дефектов
(защита
от
и
др.)
и
пассивация
окружающей
среды,
поверхности
подавление
и
стабилизация
дефектов
упаковки,
индуцируемых окислением, газовое геттерирование быстро диффундирующих примесей и др.).
1 Нейтронное легирование
кремния
Качество исходного кремния для изготовления высоковольтных мощных транзисторов и
тиристоров имеет перпостепенное значение. До недавнего времени лучший кремний с высоким
удельным сопротивлением и низким уровнем загрязнения получали методом ()естигельной зонной
плавки. Однако с помощью
бестигельной зонной плавки
невозможно вырастить кремний без
флуктуации сопротивления в радиальном направлении, которое может составлять до
± 50%.
Колебания сопротивления могут быть исключены при использовании нейтронного легирования
кремния. Суть метода заключается в бомбардировке слитков кремния, в тепловых колоннах
реакторов тепловыми нейтронами.
Реакция трансмутации может быть представлена в виде
зoSi(n,y) ~зl
Si ~31 Р+ lJ,
т.е. после поглощения нейтрона n происходит излучение у - кванта и изотоп
30
Si переходит в
изотоп Si, который нестабилен и распадается с периодом полураспада 2.62 часа, излучая
электроны (/J - лучи). При распаде 31 Si преобразуется в изотоп фосфора 31 Р. Необходимая
31
концентрация фосфора обеспечивается поглощенной дозой
требуемого уровня легирования достижимая
легирования
составляет
являющегося
тиристоров.
исходным
Этот
±1%
при
высоком
материалом
метод
является
для
нейтронов. Точность обеспечения
в настоящее время с помощью нейтронного
уровне
удельного
изготовления
экономически
концентрацией доноров, не превышающей 10 14 см-3 •
сопротивления
высоковольтных
выгодным
для
кремния,
транзисторов
получения
кремния
и
с
2 Геттерирование быстродиффундирующих примесей (БДП)
Для высоковольтных приборов большой площади, а также СБИС процессы геттерирования
БДП
и
подавления
легирования,
структурных
эпитаксии
геттерирование
-
и
дефектов являются такими
окисления.
это процесс, включающий:
С
точки
зрения
же
значимыми,
как
полупроводниковой
процессы
технологии
256
1.
Обеспечение условия подвижности точечных дефектов и БДП в полупроводникавеж
материале.
2.
3.
Перемещение БДП за счёт диффузии к областям стока.
Создание областей полупроводникового материала или сред, граничащих с ник.
обладающих способностью захватывать и удерживать БДП и точечные дефекты.
Цель
геттерирования
заключается
в
создании
совершенной
монокристаллической
структуры полупроводникового материала, по крайней мере, в областях, предназначенных д:п
создания приборов.
В
качестве
дислокаций,
геттерирующей
аморфные
слои,
области
используют:
поликристаллические
область
слои,
(97% Si02 + 3% PzOs), борасиликатное стекло (90% SiOz
с
высокой
фосфорно
+ 10%
-
концентрацией
силикатное
стекло
В2О3). Формирование областей с
высокой плотностью дислокаций (область стока БДП) проводят следующими способами:
диффузия
легирующих
примесей
с
предельной
растворимостью,
генерирующих
дислокаций несоответствия (разные ионные радиусы);
ионная имплантация легирующих примесей и ионов инертных газов;
лазерная обработка (термоудар);
обработка газовым разрядом (термоудар);
механическая обработка;
нанесение
слоёв
например, Si-SiзN4
с
разными
температурными
коэффициентами
расширенИJL.
.
Геттерирующий слой создают на обратной (нерабочей стороне пластины) (рисунок
5.87) и в
неиспользуемых областях планарной (рабочей) стороны (линии реза на кристаллы, периферЮI
кристалла).
Наиболее
распространены
возбуждения
БДП
(геттерирование)
на
методы
термического
и
перераспределение
стоки,
представляющие
6
2
их
собой
дислокационную сетку (Nц > 10 см- ) с потенциальной
ямой глубиной (1,5.;. 3,5) эВ. Атомы БДП захватываютс1
геттерным
слоем
(Г.С.)
и
создают
градиент
концентрации БДП, под действием которого происходит
их переметение и очистка объёма пластины. Степень
а)
очистки достигает значений
К= ~о "'(102 +104),
N,
t
в зависимости от температуры и времени обработки, т.е.
концентрация БДП уменьшается в - 10 раз.
4
Е
б)
Рисунок
5.87- Геттерирование
БДП в процессе термической
обработки (а) и энергетическая диаграмма «стока» (б)
х
В
результате
увеличивается
геттерирования
напряжение
снижается
лавинного
пробоя.
вероятность
Кроме
образования
того,
рекомбинационно-генерационных центров и уменьшаются обратные токи
порядки).
преципитатов
снижается
и
концентрацЮI
p-n переходов (на
257
3
Стабилизация поверхностного заряда и защита поверхности
Свойства поверхности
спужбы
p-n
перехода определяют как стабильность характеристик, так и срок
полупроводниковых приборов. Любая технология изготовления полупроводниковых
приборов и ИС содержит операции многократной очистки поверхности полупроводника перед
проведением операции окисления
, легирования,
эпитаксии, металлизации и др. В последнее время
в технологии кремниевых приборов широкое применение нашли методы газового геттерирования
в
HCI- содержащей
среде на операциях окисления и высокотемпературных процессах диффузии и
перераспределения примесей после ионной имплантации.
В процессе окисления наряду с кислородом в реактор поступает газообразный хлористый
водород до
3%
HCI
по объёму окислителя.
взаимодействует с БДП, создавая летучие хлориды
металлов, которые выносятся газовым потоком. Таким образом, очищается приповерхностный
слой кремния и уменьшается плотность быстрых состояний.
Наряду с окислением идёт газовое травление кремния с генерацией вакансий в объём.
Повышенная концентрация вакансий подавляет образование дефектов упаковки, индуцируемых
окислением (ДУИО), природа которых связана с избыточными межузельными атомами кремния.
Окаймляющие ДУИО дислокации вносят дополнительные поверхностные уровни и
являются
центрами преципитации инородных атомов. Кроме того, при окислении в хлорсодержащей среде
плотность быстрых состояний на границе
Si0 2
Si
-
по сравнению с обычным окислением
уменьшается на порядок. Это явление объясняется тем, что во время высокотемпературного
окисления HCI создаёт большое число н+ и он-
-
групп, которые заполняют оборванные связи
кремния. Благодаря присутствию высокой концентрации хлора в окисле
нейтрализуется
влияние
подвижных
ионов
натрия,
что
Si02 - Si
долговременную
на границе
обеспечивает
стабильность свойств поверхности.
Для
сохранения
пассивировать
работоспособности
полупроводниковых
приборов
необходимо
их поверхность. Эта операция необходима для того, чтобы защитить поверхность
от межелательных посторонних загрязнений и влаги. Множество выпускаемых в настоящее время
приборов пассивируются хорошо известными способами, такими как термическое окисление и
покрытие плёнкой нитрида кремния, либо слоем фосфорносиликатного стекла.
выращенные плёнки
высокой
Si02 не
Термически
нашли применения в дискретных высоковольтных приборах из-за
плотности заряда и дрейфовых явлений.
оказались силикатные стёкла и кремний
-
Для этих приборов
более
подходящими
органические полимеры. Широкое применение нашло
свинцово-алюмоборосиликатное и алюмосиликатмое стёкла, которые можно наносить методом
электрофореза
(перенос
коллоидной
суспензии
заряженных
электрическом поле). Другой способ образования покрытия
-
положительно
частиц
стекла
в
это нанесение на поверхность
эмульсии стекла в органическом связующем веществе. Покрытие делается тонким и однородным,
а связка удаляется путём дегазации при сравнительно низких температурах. Затем осуществляется
оплавление стекляной плёнки.
В последнее время в качестве пассиватора для планарных
полуизолирующий
поликристаллический
кремний
(сипос).
Он
p-n
переходов используют
представляет
собой
плёнку
поликристаллического кремния, легированного кислородом и азотом. Эту плёнку можно получить
пиролизам из смеси
SiH4
-
N20 -
N2 .
Благодаря легированию её проводимость очень мала.
Обычно плёнки сипос покрываются плёнками нитрида кремния, действующего как барьер для
подвижных ионов натрия и влаги. Для защиты плёнки
Si 3N4
от электрического пробоя на неё
наносят плёнку пиролитического окисла кремния.
Другой
перспектинный
способ
пассивации поверхности
плёнок гидрированного аморфного кремния
что токи
утечки
температурах
при
обратном смещении
. Благодаря
Si :
заключается в
Н. Проводимость плёнок
Si :
использовании
Н настолько мала,
практически отсутствуют даже при повышенных
гидратации поверхности кристалла плотность поверхностных состояний
на границе с кремнием становится на два порядка меньше, чем при термическом окислении.
Тщательная пассивация поверхности и герметизация кристаллов в корпус в инертной среде
обеспечивают долговременную стабильность
обратных токов и напряжения пробоя.
5.13.
В
отличие
от
перехода,
p-n
Гетеропереходы
образованного
изменением
типа
примеси
в
одн011
полупроводниковом материале (гомопереход), гетеропереходом называют переход, образованныi
полупроводниками различной физико-химической природы, т.е. полупрЬводниками с различноi
шириной запрещенной зоны. Примерами гетеропереходов могут быть переходы германий
кремний, германий
-
-
арсенид галлия, арсенид галлия- фосфид галлия и др.
Для получения гетеропереходов с минимальным числом дефектов на границе разде.,u
кристаллическая
решетка
одного
полупроводника
должна
с
минимальными
нарушения~
переходить в кристаллическую решетку другого. В связи с этим полупроводники, используемые
для создания гетеропереходов, должны иметь идентичные кристаллические структуры и близкие
значения постоянной решетки. Гетеропереходы. образованные полупроводниками с различноi
шириной запрещенной зоны, возможны не только как переходы между полупроводниками р- и п
типа, но также и между полупроводниками с одним типом электропроводности: р + -р или
n +-n.
Рассмотрим энергетическую (зонную) диаграмму гетероперехода между полупроводник0t11
п-типа с широкой запрещенной зоной и полупроводником р-типа с узкой запрещенной зоноi
(рисунок
На
5.88).
рисунке
5.88,а
показавы
энергетические
диаграммы
исходных
проводников. За начало отсчета энергии (нуль) принята энергия электрона,
по:ту
находящегося в
вакууме. Величины Ф 1 и Ф2 обозначают термодинамические работы выхода электрона (от ypoвRI
Ферми),
а
Х1
х2
и
-
внешние
работы
выхода
из
полупроводника
в
вакуум,
называемые
электронным сродством полупроводников (от границы зоны проводимости).
При создании контакта между двумя полупроводниками уровни Ферми совмещаютСI
(выравниваются). Это должно (в отличие от энергетической диаграммы гомоперехода) привести 1:
появлению разрывов в зоне проводимости Мс и в валентной зоне
LlEv,
как показано на рисунц
В зоне проводимости величина разрыва обусловлена разностью истинных работ выхо.J.Z
5.88,6.
электронов из р- и п-полупроводников:
!J..Ec =
а
в
валентной
зоне
кроме
этого
-
Х2
-
еще
Х1
и
,
неравенством
значений
энергии
Е1'
.
Поэто~~
потенциальные барьеры для электронов и дырок будут различными: потенциальный барьер д:u
электронов в зоне прово~имости меньше, чем для дырок в валентной зоне.
о
--;~1-
----- -----
фl
;/),Ее
ф2
Х2
qф"
!J.Eg2
Egi
/),Ev
а)
Рисунок
5.88-
б)
Зонная структура (а) и энергетическая диаграмма (б) гетероперехода
При подаче прямого напряжения потенциальный барьер для электронов уменьшится 11
электроны из н-полупроводника инжектируются в р-полупроводник. Потенциальный барьер д;u
дырок в р-области также уменьшится, но все же остается достаточно большим, так что инжекUЯI
дырок из р-области в н-область практически отсутствует.
В гамопереходах отношение токов инжекции дырок и электронов можно изменить, толы,-о
делая различными концентрации основных носителей в областях, т.е. различными концентраШПI!
примесей. Если концентрация акцепторов в р-области много больше концентрации доноров в п
области
(N. >> Nд), то и ток инжекции дырок 1" будет много больше тока инжекции электронов!,
259
(lp
> > 111 ).
Во многих приборах, использующих р-п-переходы, например, в биполярных тран
зисторах, требуется сильная асимметрия токов. Однако увеличению концентрации примесей (в
нашем случае акцепторов) есть технологический предел, связанный с наличием предельной
концентрации примесей, которую можно ввести в полупроводник («предельная растворимость»).
Кроме того, с увеличением концентрации примесей одновременно появляется большое число
.:{ефектов, ухудшающих параметрыр-п-перехода.
Гетеропереходы
позволяют
исключить
эти
недостатки
гамоперехода
и
получить
практически одностороннюю инжекцию носителей заряда даже при одинаковых концентрациях
примесей
в
областях.
Однако
серьезной
проблемой
на
пути
реализации
преимуществ
гетеропереходов является наличие технологических трудностей создания бездефектной границы в
гетеропереходах.
Кроме реализации СВЧ биполярных транзисторов гетеропереходы в полевых транзисторах
с управляющим барьером Шоттки позволяют освоить частотный диапазон до
300
ГГц. Другим
важным примерам использования гетераструктур являются инжекционные лазеры. Благодаря
односторонней инжекции, а также различию
концентрации
излучения
гетеропереходы
по
внутри
сравнению
с
в коэффициентах отражения, способствующих
оптически
более
гомогенными
плотного
имеют
в
среднего
десятки
раз
слоя
структуры,
меньшую
пороговую
плотность тока и больший КПД, что позволяет осуществить непрерывный режим генерации при
комнатной температуре.
Контрольные вопросы
1.
2.
Перечислите методы получения р-п перехода.
Поясните
процесс
образования
перехода.
p-n
потенциалов (Ио)? Рассчитайте Ио при N D
3.
4.
5.
6.
7.
8.
::::
NА
::::
Чем
определяется
10 см -з; т:::: 300К;
16
11;
контактная
разность
::::1,4 ·1 0 СМ -з (Si).
10
Перечислите типы p-n переходов.
Нарисуйте распределение заряда, подвижных носителей, поля и потенциала в ступенчатом
p-n
переходе.
Эффект выпрямления тока на
p-n
переходе. Инжекция и экстракция неосновных носителей
заряда. Граничные условия Шокли.
Нарисуйте распределение концентрации подвижных носителей заряда в прямом и обратном
смещении р-п перехода.
Нарисуйте энергетические диаграммыр-п перехода в прямом и обратном смещении.
Как зависит ток насыщения ВАХ
p-n
перехода от уровня легирования, ширины запрещенной
зоны и времени жизни?
9. Как зависят от температуры прямое падение напряжения и обратный ток?
1О. Перечислите процессы, протекающие в p-n переходе при прямо м и обратном смещениях.
11. Почему ток рекомбинации в i-слое p-i-n перехода определяется exp(Uj2срт)?
12. При каких условиях ток рекомбинации в ОПЗ преобладает над инжекционным током?
13. Почему при радиационном облучении p-n перехода возрастает роль составляющей обратного
тока, обусловленной генерацией в ОПЗ?
14. Для
каких
типов
и
топологий
p-n
переходов
существенное
значение
имеют
токи
рекомбинации-генерации на квазинейтральной поверхности?
15. Что такое канальный ток? Как образуется проводящий канал в приповерхностной области?
16. Нарисуйте распределение концентрации неосновных носителей заряда в p-n переходе
с
ограниченной базой для омического и неомического контактов.
17. Объясните влияние типа контакта и толщины базы на ток насыщения и BAXp-n
!8. Что такое уровень инжекции в базе p-n перехода?
19. Перечислите эффекты больших уровней инжекции в базе p-n перехода.
20. Почему в p-n переходах с ограниченной базой падение напряжения на базе
величины тока?
перехода.
не зависит от
260
21.
Почему возникает диффузионное поле и дрейфовые токинеосновных носителей заряда в бах
p-n
перехода на больших уровнях инжекции?
22. Как и почему изменяется время жизни неравновесных носителей в базе р-п перехода на БУИ?
23. Почему происходит ослабление потенциальной зависимости диффузионного тока на БУИ?
24. Почему снижается эффективность резкого несимметричного р +-n перехода на БУИ? Объясните
25.
26.
27.
28.
граничные условия Флетчера-Агаханяна.
Почему изменяется температурная зависимость прямого падения напряжения на БУИ?
В каком диапазоне и I<ак изменяется коэффициент т в экспоненте потенциальной зависимости
суммарного прямого тока в
Как
и
почему
может
p-n
переходе?
изменяться
энергия
активании
обратного
тока р-п
Рассчитайте зарядную емкость
ND
= 10
15
= 1см
слt- 3 ; S
2
Si р+ -n перехода:
; Е= 12; Е 0
= 8.85·10-
14
Ф/см: Т= 300К при Иопр
= 1 В и Иойр =
29. Что такое диффузионная емкость? Какие пронессы она отражает?
30. Как зависит диффузионная емкость от толщины базы p-n перехода?
31. Как зависит персменный ток от перемениого напряжения на р-п переходе
32.
перехода
10 В.
при условии малого
сигнала?
Почему
с
ростом
проводимости
p-n
частоты
переменнаго
сигнала
увеличивается
активная
составляющсu
перехода?
33. Почему уменьшается модуль диффузионной емкости с ростом частоты?
34. Нарисуйте эквивалентную схему p-n перехода на переменнам сигнале.
35. Что такое индуктивность p-n перехода? Какими параметрами она характеризуется?
36. Как и почему изменяется характер реактивности р-п перехода при увеличении тока
37.
38.
39.
от
температуры?
от МУИ .ао
БУИ?
Что такое пробой р-п перехода? Персчислите механизмы пробоя р-11 перехода.
Объясните природу и критерий наступления теплового пробоя р-11 перехода.
Как
зависит
напряжение
теплового
пробоя
от
ширины
запрещенной
зоны,
теплового
сопротивления конструкнии, температуры окружающей среды, уровня легирования базы
N8
или удельного сопротивления Рв?
40. Объясните природу и критерии наступления лавинного пробоя.
41. Как зависит коэффициент лавинного размножения от напряжения?
42. Как зависит напряж~ние лавинного пробоя от уровня легирования базы р + -п перехода? Or
43.
44.
45.
46.
47.
48.
49.
50.
51.
градиента концентрации примесей для линейного р-п перехода?
Почему с ростом температуры напряжение лавинного пробоя возрастает?
Объясните
природу
и
критерии
наступления
туннельного
и
инжекционного
(смыкания)
пробоя?
Почему туннельный пробой
проявляется только
в сильнолегированных p++_n+ и р+-пт"
переходах?
Почему напряжение
планарного
Почему
p-n
лавинного пробоя
p-n
переходов
зависит от
глубины
залегания х;
перехода?
поверхностный
пробой
ограничивает
рабочее
напряжение
высоковольтных
p-n
переходов?
Что такое микроплазменный пробой? Почему металлические и диэлектрические преципитаты
уменьшают напряжение пробоя р-11 перехода?
Перечислите методы повышения напряжения лавинного пробоя.
Каким образом снижается максимальная напряженность поля на поверхности меза -диодов и
р-11 переходов с профипировашюй фаской?
Каким
образом
повышается
напряжение
пробоя
в
планарных
p-n
переходах
с
полевой
обкладкой, противоканальным кольцом, эквипотенниальным кольцом и резистивной полевой
обкладкой?
261
52. Объясните, почему увеличивается напряжение лавинного пробоя в планарных переходах и
53.
барьерах Шоттки с охранным кольцом?
Объясните почему увеличивается напряжение лавинного пробоя в планарных
p-n
переходах с
поверхностными делительными кольцами и объемным делительным слоем?
54. Объясните механизм нейтронного легирования кремния.
55. Почему геттерирование быстродиффундирующих примесей
56.
повышает напряжение лавинного
пробоя и уменьшает обратный ток?
Перечислите основные методы стабилизации поверхностного заряда и защиты поверхности p-n
переходов.
26:!
Глава
6.
Полупроводниковые диоды
Полупроводниковые диоды широко применяются в устройствах радиоэлектронноi
автоматики и вычислительной техники, энергетической электронике и других областп
техники.
У словно диоды можно классифицировать по ряду признаков, важнейшими из
которых являются:
-
назначение и применение;
механизм работы;
технология изготовления и конструкция;
тип полупроводникового материала.
По назначению и применению можно выделить следующие типы диодов:
-
выпрямительные диоды;
импульсные диоды;
СВЧ-диоды (смесительные, детекторные, коммутационные, переключательные,
генераторные, усилительные);
-
стабилитроны и стабисторы;
варикапы и параметрические диоды;
люминесцентные диоды (светодиоды и лазеры нар-п перехода);
фотодиоды, магнитодиоды, тензодиоды.
По механизмам работы:
-
инжекционные на основе р-п перехода;
надбарьерная эмиссия основных носителей заряда (барьер Шоттки,
гетеропереходы);
-
ударная ионизация (стабилитроны, лавинно-пролетные диоды и др.)
туннельный эффект или автоэлектронная эмиссия (туннельный диод,
обращенный диод);
-
эффект междолинного перехода электронов в сильном электрическом поле (диод
Ганна);
-
прямозонная и примесная фотонная рекомбинация (светодиоды, лазеры).
По технологии и конструкции:
-
точечные и микросплавные (СВЧ и туннельные диоды);
контакт металл-полупроводник (диоды Шоттки);
плоскостные (диффузионные, сплавные, ионная имплантация);
меза-диоды;
планарные, эпитаксиально-планарные диоды.
По материалам:
-
кремниевые;
германиевые;
арсенид галлиевые и тройные соединения на основе
Полупроводниковые
диоды
характеризуются
GaAIAs, GaPAs и
тремя
системами
др.
параметров:
функциональные характеристики, предельные параметры и характеристики надежности.
Функциональные характеристики определяют назначение диодов и область их
применения. Система предельно допустимых значений
безопасной работы, т.е.
условия эксплуатации. К
параметров определяет область
параметрам
надежности
относятся
вероятность безотказной работы, интенсивность отказа, гамма-процентная наработка до
отказа. Кроме того, в эту систему входят показатели долговечности и сохраняемости.
263
6.1.
Выпрямительные диоды
Выпрямительные диоды предназначены для преобразования перемениого тока в
постоянный.
Частотный
диапазон
их
работы
невелик.
промышленного перемениого тока рабочая частота составляет
-
рабочих частот
преобразовании
Гц, а верхняя граница
так называемая предельная частота выпрямительных диодов
правило, не превышает 500Гц
Особое
При
50
место
в
-
-
как
20кГц.
силовой
(энергетической)
полупроводниковой
электронике
занимают силовые диоды (с предельным средним и предельным действующим током
l ОА
н более). Силовые полупроводниковые диоды имеют несколько отличающуюся систему
к.1ассификации и систему обозначений. По нагрузочной способности в области пробоя
силовые
диоды
подразделяются
на
выпрямительные,
лавинные
выпрямительные
с
контролируемым пробоем.
Для силовых выпрямительных диодов работа в области пробоя недопустима. В
соответствии с действующими стандартами (техническими условиями) к этим диодам
.1аже кратковременно не разрешается прикладывать обратные напряжения, приводящие к
лвинному пробою
Лавинные
p-n
переходов.
выпрямительные
диоды
могут
в течение
ограниченного
интервала
времени рассеивать импульс приложенной энергии в области пробоя при работе на
обратной ВАХ, т.е работать в качестве ограничителя напряжения.
Лавинные выпрямительные диоды с контролируемым пробоем предназначены для
работы
в установившемел режиме
стабилитронов, в отдельных случаях
-
в области пробоя, т.е. могут раб~пать в качестве
в качестве ограничителей напряжения.
Для характеристики выпрямительных диодов используют следующие параметры:
максимально допустимое постоянное обратное напряжение Иобр.тах - напряжение, которое
может быть приложено
к диоду длительное время
работоспособности (обычно
Иобр.тах::::::
0,5 +0,8
без
Ипроб, где
опасности нарушения его
Ипроб- напряжение пробоя);
максимально допустимый постоянный прямой ток 1 11 р max ; постоянное прямое напряжение
Unp при заданном прямом токе
lnp
=
lnp.max ; максимально допустимый постоянный
обратный ток lобр.тах - обратный ток утечки диода при приложении к нему напряжения
Иобр.тах ; частота без снижения режимов
-
верхнее значение частоты, при которой
обеспечиваются заданные токи и напряжения.
По максимально допустимому выпрямленному току диоды разбиты на три групПы:
.1ИОды малой мощности (/пр~ 0,3А), диоды средней мощности (0,3А
силовые диоды (/пр ;::::
lOA).
< l 11p<lOA)
и мощные
Иногда в паспорте диода указывают средний выпрямленный ток lпр.ср , средний
обратный ток lобр.ср ,
а также
импульсный
прямой ток lnp. 11
или его максимально
.1опустимое значение.
В состав параметров диодов входит диапазон температур окружающей среды (для
кремниевых диодов обычно от-
60
до+ 125° С) и максимальная температура корпуса.
Подавляющее большинство кремниевых диодов имеет р+ -n-11+ структуры, т.е.
изготавливаются
на основе
высокоомного
кремния
11-типа
электропроводности.
Это
связано с тем, что стабильность обратных токов р + -11 переходов выше, чем у 11 + -р
переходов.
Подвижный
заряд
положительных
ионов
металла
в
защитных
слоях
на
поверхности кремния дрейфует в область ОПЗ низколегированной р-базы и со временем
образует канальные области.
1600
В настоящее время производятся выпрямительные диоды на предельные токи до
А, повторяющееся импульсное обратное напряжение
от
100
до
4000
В (для
отдельных типов диодов), лавинные выпрямительные диоды на предельные токи от
320
А
и повторяющееся импульсные напряжения от
.1ИОды на предельные токи от
напряжение от
500 до 1400
80
до
630
400
до
1500
10 до
В, быстродействующие
А и повторяющееся импульсное обратное
В. Тенденции одновременного увеличения предельного тока,
264
напряжения, повышения быстродействия и снижения прямого напряжения препятствуют
физические ограничения. Например, при повышении быстродействия диодов необходимо
снижать время жизни неосновных носителей зарядов в базе диода
путем введенИJ
примесей с глубокими уровнями, при этом, как было показано выше, растет прямое
падение напряжения и уменьшается предельно допустимое обратное напряжение диода.
В
низковольтных
используются
диоды
источниках
Шоттки,
питания
имеюшие
в
качестве
значительно
напряжения, чем у кремниевых диодов на основе
p-n
выпрЯмительных
меньшее
прямое
диодов
падение
перехода.
6.2. Импульсные диоды
Импульсный диод
персходных процессов
работы.
Импульсные
это полупроводниковый диод, имеющий малую длительность
-
и предназначенный для применения в импульсных режимах
диоды
используют
в
качестве
ключевых
элементов
схем,
работаюших с сигналами длительностью вплоть до наносекундного диапазона.
Основным параметром, характеризующим свойства импульсного диода, являетсJI
время
восстановления
обратного
сопротивления
диода
t,10 c
,
представляюшее
собой
интервал времени от момента подачи импульса обратного напряжения до момента, когда
обратный
ток диода уменьшается до заданного значения.
импульсных диодов
tвос
= 0,1 + 10
Время установления прямого сопротивления диода t 1011
импульса
прямого
тока
до
Для
быстродействующих
мкс, а для сверхбыстродействующих
момента,
когда
-
fвос
< 0,1
мкс.
это интервал времени от начала
напряжение
на
диоде
упадет
до
1,1
установившегося значения. Параметры импульсов сигналов, при которых производят
измерения
t60 ,.
и
fycm , указываются в технических условиях и справочных данных на
импульсный диод.
Помимо
параметрами
времени
установления
импульсных
диодов
и
времени
являются
восстановления
максимальное
специфическими
сопротивление
r 11, 111
,
определяемое отношением максимальной амплитуды импульса прямого напряжения на
диоде к току через него, и максимальный ток восстановления
-
наибольший обратный ток
через диод после переключеимя напряжения на нем с прямого направления на обратное. В
некоторых случаях указывается заряд переключения, представляющий собой интеграл от
обратного тока в течение времени восстановления обратного сопротивления.
Импульсные' диоды, как правило, имеют малую емкость Сд
, измеряемую как
емкость между выводами диода при заданном обратном напряжении. Для импульсных
диодов указываются также следующие параметры: постоянное
прямое напряжение Ипр
(при протекании постоянного тока lnp) и обратный ток lolip (при заданном обратном
напряжении).
Предельные
режимы
работы
импульсных
максимальным значением обратного напряжения
и максимальным значением прямо го импульса тока
6.2.1.
диодов
характеризуются
Uolip.ma• любой формы и периодичности
!""· пнп.mа•.
Переходные процессы в диодах с p-n переходом
Различают персходные процессы
включения, переключения диода из прямого
смещения в обратное и выключения диода.
Инерционность протекающих процессов
связана с накоплением и рассасыванием ННЗ в базе диода, а также перезарядом барьерной
емкости
p-n
перехода.
При переключении диода из прямого смещения в обратное последний в начальный
момент
(единицы,
десятки
мкс)
стационарного случая (рисунок
6.1).
проводит
большой
обратный
ток
в
отличие
от
Причиной такого поведения является накопленный
заряд неравновесных носителей в базе р-11 перехода при прямом смещении. Для диода с
полубесконечной базой,
265
В момент
to
при переключении будет наблюдаться выброс
причем величина
l 06p,
его будет определяться сопротивлением цепи генератора обратного напряжения, включая
сопротивления базы,
[
и
(t)обр
обр о - Rг + rд (t)
(6.1)
где rд(t)- переходвое сопротивление p-n перехода, близкое к нулю в момент
В идеальном случае
(Rr =О) la6p(t0 ) -7 оо,
что соответствует
dP
dx
to .
~ оо (рисунок
6.2,
а).
р
l(t)
1
ид(t)t
!=tt
а)
dP
и
----
~00
dx
lnp
б)
а)
р
dP
иобр
dx
1
0.11",, -------
= const
в)
и
б)
Г)
Рисунок
6.2 - Распределение
концентрации дырок
в базе при переключении:
а) Rг =О;
Рисунок
6.1-
б) Rг >О
Схема переключения (а),
диаграммы токов (в) и напряжения (г)
В реальных случаях выброс обратного тока ограничен сопротивлением цепи, чему
соответствует постоянный градиент концентрации дырок в базе до момента
6.2,
t1
(рисунок
б).
Процесс
восстановления
обратного
сопротивления
обусловлен
рассасыванием
накопленного заряда обратным током и рекомбинацией носителей заряда. Природа
обратного тока - диффузия дырок из п-области в р +-область под действием градиента
концентрации, возникающим за счет экстракции неосновных носителей заряда при подаче
обратного смещения
(t0 ).
267
t
= О,
(6.3),
Для диода с полубесконечной и ограниченной базой, как следует из
в момент
ток стремится к бесконечности, далее спадая по экспоненциальному закону. Время
восстановления обратного
сопротивления
оценивается по
значению обратного тока,
~-казанного в технических условиях на данный тип диода, например, О, ll11p.
Дополнительный интеграл ошибок (рисунок
f
erfcy=l-erfy;
erfy=
В реальном случае
2
у
vtr
о
6.3)
2
cJe-zdz.
Rr >О, решение (6.2)
разбивается на два этапа.
Первый этап характеризуется условиями
Рисунок
6.3 -
Вид функций
е
erf у
и
e1fc
dP
у
1'
rfiс Je: =
оор
/IIJ'
+ /обр
;
l"бр
dP
-=const, - = - - dx
dx
S,,D"
,приt:5t 1 •
Для первой фазы решение
(6.2) имеет
вид:
Иг
(6.4)
=Rr
/обр
Длительность второй фазы определяется как разность двух времен, определенных
из
(6.3),
для значений обратного тока восстановления сопротивления и обратного тока
рассасывания
tz
=tz Uобр.вос) -
tz (
Иг
R
)·
r
Время восстановления обратного сопротивления определяется суммой
fвос
Влияние
незначительно
= !1 + fz.
барьерной
в связи с тем,
емкости
на
инерционность
что постоянная
времени
переходиого
процесса
перезаряда значительно
меньше
времени жизни неосновных носителей заряда.
Включение диода в прямое направление
Рассмотрим переходные процессы при прохождении через диод прямого импульса
тока большой амплитуды (рисунок
время
релаксации
Максвелла
1
/о
6.4).
При крутом переднем фронте в момент
напряжение
выделяется
на
сопротивлении базы, Итв
= !0 ·rв ,
переходе
емкости
из-за
зарядной
t = О за
немодулированном
так как на
напряжение
близко к нулю.
а)
...
Это
напряжение
импульсному
соответствует
падению
напряжения.
прямому
По
мере
заряда барьерной емкости происходит инжекция
ННЗ
в
базу с
последующей
нейтрализацией
ОНЗ, приводящая к модуляции (уменьшению)
сопротивления базы и падения напряжения на
Ив
ней до величины
Ll Ив (рисунок 6.4,
в).
Ил
1.1 Идо l?t~i;::..__,,-__:_,
Рисунок
6.4 - Диаграммы
тока и напряжения
диода nри прохождении имnульса тока
268
В результате появляется индуктивный выброс напряжения на диоде. Постоянна~
времени установления напряжения на диоде определяется длительностью пролета базы
(диод с ограниченной базой) либо временем жизни (диод с полубесконечной базой).
Параметр
время
установления
прямого
сопротивления
времени изменения напряжения от максимального до
(рисунок
6.4,
При
соответствует
fycr
1,1 идо
интерва.J!}·
установившегася значениs
г).
выключении
импульса тока в момент
t" напряжение на базе за времs
Максвелла (мгновенно) уменьшается до нуля. На эту величину скачком уменьшаете•
падение напряжения на диоде (рисунок
на
p-n
переходе
объясняется
6.4,
г). Близкое к линейному падение напряжени1
рассасыванием
накопленного
заряда
только
рекомбинационным процессом,
M(t) =
Р,",(ехр иi<, - J)e -t.
(/)т
Прологарифмировав это выражение, получаем
и
где
t
M(t)
/t) = (/)т ]n -=и
P,m
отсчитывается от момента
t
jo
-(/)т - ,
тр
(6.5)
t".
Длительность послеинжекционной ЭДС эквивалентна длительности первой фазы
переключеимя диода из прямого направления в обратное при нулевом обратном токе
(холостой ход).
Переходные
характеристики
при
выключении
(6.5)
и
переключении
(6.4)
используются для измерения времени жизни ННЗ в базе диода при условии, если толщина
базы превышает три диффузионные длины.
6.2.2.
Пути повышения быстродействия импульсных диодов
Повышение быстродействия диодов в импульсном режиме связано со снижением
постоянных времени восстановления обратного сопротивления и установления прямого
сопротивления,
а
также
накопленного
заряда
и
заряда
переключения,
которые
в
свою
очередь зависят от к·онструкции, технологии изготовления и режимов переключения.
Накопленный заряд определяется прямым током
и
временем жизни ННЗ для
диодов с полубесконечной базой и со структурой р +- 11 - 11 +.
WB
Qli
= qS f p(x)dx = 1..,, ·Т 1,.
()
Для диодов с рекомбинационным омическим контактом
QN
w,i
= l"fl·t"P = l"fl. 2D
fl
Заряд переключения для диода с полубесконечной базой
lflotxm
Qп= JI 0611 (t)dt=0.5Qн.
о
Для диода с рекомбинационным омическим контактом
(6.5
а)
269
Таким
образом,
снижение
накопленного
заряда
и
заряда
переключеимя
обеспечивается уменьшением времени жизни, толщины базы и величины протекающего
прямого
тока.
С
увеличением
обратного
тока
время
восстановления
rопротивления уменьшается при постоянном прямом токе (рисунок
прямого
заряда
тока
и
в
время
пределе
восстановления
достигает
возрастает
значений
определяемой процессамирекомбинации на БУИ
инерционности
переходиого
процесса
при
из-за
увеличения
длительности
(
обратного
6.5, б). С увеличением
накопленного
послеинжекционной
'l'~) (рисунок
переключении
6.5,
ЭДС,
а). Учитывая природу
диода,
можно
выделить
с.1едующие направления по увеличению быстродействия.
fвос
3!'= ____ _l!~t2~~-~~~~~=.-;;;,;--=-----
fвос
lnp;;:::
const
а)
6.5
Рисунок
б)
-Зависимость времени восстановления обратного соnротивления от nрямоготока (а)
и обратного тока (б)
1.
Уменьшение площади
p-n перехода
Приводит к уменьшению зарядной емкости и времени перезаряда при изменении
напряжения на переходе. В точечных диодах также уменьшается эффективное время
жизни из-за увеличения роли поверхностной рекомбинации в процессе рассасывания
накопленного заряда.
2.
Уменьшение толщины базы
Практически все импульсные диоды имеют конструкцию с ограниченной базой
(р +-п-п +). В этом случае инерционность процессов ра~сасывания накопленного заряда
определяется постоянной, равной времени пролета базы,
wz
t
;;::_в_
2D
пр
Для уменьшения заряда переключения, характеризующего энергетические потери
при переключении, следует использовать рекомбинационный омический контакт, т.е.
использовать конструкцию мембранного типа (рисунок б. 6). Толщина базы ограничивается
требуемым напряжением пробоя.
3.
Использование прямозонных полупроводников
Применение прямозонных материалов позволяет снизить накопленный заряд и
заряд
переключения
прямозонной
за
счет
рекомбинацией.
малого
Для
времени
диодов
жизни,
на
определяемого
основе
восстановления менее 10' 10 с.
4.
Применеине барьера Шоттки
Диоды на основе запорных контактов металл
-
GaAs
излучательной
достигнуты
времена
полупроводник или диоды Шоттки
обладают наибольшим быстродействием, так как они работают на основных носителях
заряда и эффекты накопления и рассасывания заряда неравновесных носителей в базе
:тибо
вообще
отсутствуют,
либо
играют
незначительную
роль.
Недостатком диодов
270
Шоттки являются сравнительно низкое значение обратного напряжения и устойчивости к
статическому электричеству и динамическим нагрузкам. Одним из способов повышения
напряжения пробоя и надежности эксплуатации является структура диодов Шоттки с
охранным кольцом и объемным делительным слоем (рисунок
Рисунок
6.6-
Структура мембранного типа
Рисунок
6. 7 -
6. 7).
Структура диода Шоттки с
объемным делительным слоем
В структурах подобного типа напряженность в плоскости физического барьера
Шоттки не достигает критических значений ударной ионизации и не приводит к
деградации границу раздела металл-полупроводник.
Диод с ограниченной по глубинерекомбинационной областью
5.
Традиционные структуры импульсных диодов на основе плоскостных р+ -nир+ -n-n+
переходов обладают ограниченными возможностями получения высокого быстродействия
при одновременном обеспечении больших значений пробинного напряжения и умеренных
значений прямого падения напряжения. Для реализации высоких значений пробинного
напряжения необходимо Иметь
толстую высокоомную базу, в которой нельзя снижать
время жизни с помощью введения рекомбинационных центров легированием золотом или
радиационной
увеличения
обработкой
прямого
ниже
падения
некоторой
напряжения
критической
на
базе
(5.63).
величины
Поэтому
из-за
с
резкого
увеличением
напряжения пробоя время восстановления увеличивается и для кремниевых диодов с
· пробивным напряжением
500 В составляет (50 ... 60) не. Имеющиеся противоречия в
реализации высоковольтных импульсных диодов могут быть уменьшены при применении
структуры
(рисунок
с
ограниченной
по
глубине
рекомбинационной
областью p+-H-n-n+
6.8).
Область Н представляет собой часть п-базы
р+
н
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
примыкающей к р-п переходу и имеющей
минимально достижимое время жизни т
n+
n
1
•
Толщина области Н соответствует двум
а)
чтобы уменьшить и локализовать вблизи
:w
перехода основную часть накопленного
1
1
1
1
1
1
1
заряда (рисунок
W
6.8,
б). Общая толщина базы
обеспечивает требуемое пробивное
напряжение. Время жизни носителей во
1
1
1
трем диффузионным длинам этой области,
б)
0<---L-'--.._--<-_~_,_..__. х
второй области значительно больше, чем
в первой Т 1 <<т 2 , что необходимо для
модуляции проводимости широкой части
Рисунок
6.8-
Структура (а) и распределение
концентрации ННЗ в базе диода
271
базы, и уменьшения прямого падения напряжения. При переключении большая часть
всего накопленного заряда рассасывается быстро с постоянной времени т 1
•
Меньшая доля
накопленного заряда в широкой части базы будет рассасываться с постоянной времени т 2 ,
~:оторая выше т,. Поэтому возникает диффузионный поток дырок из второй области в
первую. Если время пролета Н-области будет выше, чем Т 1 , то большая часть дырок
рекомбинирует в ней, снижая долю дырок, вытекающих
во внешнюю цепь, тем самым
уменыпая время восстановления обратного сопротивления. Кроме этого, в подобной
структуре
уменьшается
переходнам
режиме.
заряд
переключения,
Теоретические
что
оценки
и
снижает
энергетические
экспериментальные
потери
в
исследования
показывают, что структуры с ограниченной рекомбинационной областью обеспечивают
уменьшение времени восстановления обратного сопротивления в пять и более раз по
сравнению
типа
р
+
с
теоретическим
пределом
и
достигнутыми
результатами
на
структурах
-n -n + .
6.
Диоды с локальными рекомбинационными областями в базе
Снятие противоречий между требованиями обеспечения быстродействия и малого
прямого падения напряжения в высоковольтном диоде может быть достигнуто с помощью
структуры с гетерогенной по рекомбинационным свойствам базой. Подобная структура
~южет быть реализована, например, облучением пластины с диодными структурами
потоком а-частиц или протонов через соответствующую маску.
В структуре диода с локальными рекомбинационными обЛастями в базе при
прямом смещении практически весь ток проходит по нерекомбинационной области базы,
в
которой
сопротивление
напряжение
не
отличается
не
от
увеличивается,
исходной
а
следовательно,
необлученной
постоянное
структуры.
прямое
На рисунке
6. 9
изображена структура р-11 перехода с локальными рекомбинационными областями в базе
(1- проводящая необлученная область,
2- рекомбинационные
области).
р+
В рекомбинационных областях (рисунок
6.9)
сопротивление велико из-за отсутствия
эффектов модуляции проводимости и вели
чина накопленного заряда при прямом
смещении мала.
При переключении диода в обратное
смешение накопленный в необлученных
n+
~
~
участках базы заряд будет рассасываться
в латеральном направлении в рекомбина
ционные области, где будет происходить
процесс рекомбинации избыточных
носителей заряда. Время жизни носителей
заряда в рекомбинационных областях
может быть уменьшено до предельных
значений, определяемых поглощенной
11111111111
11111111
11!
11!1111111111
lllllllltllll
б)
11!111111111111
дозой а-частиц, которая в данном случае
не лимитируется концентрацией
легирующей примеси в базе. Если
расстояние между рекомбинационными
областями (б) будет меньше, чем толщина
базы Wв, обеспечивающая необходимое
напряжение пробоя, то быстродействие
такой структуры будет выше, чем у
традиционной.
Рисунок
6.9- Структура диода
(а) и вид сверху (б)
272
В первом приближении постоянная времени рассасывания диода с локальными
рекомбинационными
областями
в
базе
будет
определяться
временем
пролета
в
латеральном направлении
82
'l'=--'
SDP
8 -
где
расстояние между локальными рекомбинационными областями.
Dp -
J
коэффициент диффузии дырок в нерекомбинационной области базы.
Коэффициент 8 определяют из симметрии структуры ( ~
Теоретическая оценка и экспериментальное исследование показали возможность
повышения в
3 ... 5
500
раз быстродействия кремниевых диодов с напряжением пробоя
В
по сравнению со структурами традиционного типа с гомогенной по рекомбинационным
свойствам базой.
7.
Технологические методы повышения быстродействия диодов.
Основная цель технологических методов заключается в снижении времени жизни
носителей
заряда,
переключения,
а
что
также
приводит
к
постоянной
уменьшению
времени
накопленного
рассасывания
в
заряда
и
переходнам
заряда
процессе
переключения диода.
Наибольшее распространение получили методы легирования базы
рекомбинационными
примесями
(Au, Pt
для
кремния)
и
p-n
радиационной
перехода
обработки.
Сущность методов заключается в введении центров рекомбинации (ловушек), создающих
разрешенные состояния вблизи середины запрещенной зоны (наиболее эффективные).
Увеличение темпа рекомбинации
через
введенные центры
приводит к уменьшению
времени жизни
1
'l'=--
'l'
CIINI
1
=-" cf,NI
Для радиационной обработки используются частицы высоких энергий:
у- кванты,
f3- излучение (электроны), N (быстрые нейтроны), Р (протоны),
а -частицы (двукратно ионизированный атом гелия). Эти методы направлены в
основном
на
гомогенное
изменение
рекомбинационных
свойств
полупроводника
и
повышение б~Iстродействия приборов. Время жизни носителей заряда в облученном
полупроводнике уменьшается пропорционально поглощенной дозе или интегральному
потоку Ф [см- 2 ]
•
При условии независимости процессов рекомбинации через встроенные
ловушки и существующие до облучения
центры объемной рекомбинации зависимость
времени жизни от потока радиации может быть представлена в виде
l
1
(6.6)
-=-+кrФ,
'l'(ФJ
'l'o
где 'l' 0 -время жизни ННЗ до облучения;
кт
- коэффициент радиационного изменения
Минимально
достижимое
время
жизни
температур до 400 К составляет 5·1 о- 10 ••• 10- с.
для
времени жизни.
кремния
в
диапазоне
рабочих
9
К недостаткам
методов
снижения
времени жизни следует отнести увеличение
уровня обратных токов, обусловленных увеличением темпа тепловой генерации.
273
6.3.
Диоды с накоплением заряда
Диоды с накоплением заряда (ДНЗ) с одной стороны являются разновидностью
импульсных диодов, с другой- генераторными диодами СВЧ диапазона
Полупроводниковый
(рисунок
их
к
6.1 О, а),
р-11
диод,
в
базе
которого
существует
[7].
электрическое
поле
тормозящее инжектируемые неосновные носители заряда, прижимающее
переходу,
называется
диодом
с
накоплением
заряда
или
диодом
с
резким
восстановлением обратного сопротивления.
Тормозящее электрическое поле можно
создать за счет неоднородного легирования
базы диода основной примесью. Например,
если в базе п-типа концентрация донорной
примеси увеличивается по мере удаления
от р-11 перехода (рисунок
6.1 О,
б), то вектор
напряженности электрического поля будет
направлен к
p-n
переходу. Подвижные
электроны скатываются под действием
градиента концентрации, оставляя
нескомпенсированные ионы доноров.
За время релаксации Максвелла
о
Рисунок
встраивается электрическое поле.
х
6.1 О - Модель диода
с накоплением
заряда (а) и распределение концентрации примеси в нем (б)
В отсутствии внешнего напряжения ток электронов в неоднородно легированной
базе равен нулю.
)" = qJ..l"(x)E(x) + qD"dn 1dx =О.
Отсюда напряженность тормозящего встроенного электрического поля
Е (х) = -[kT 1qn(x)}in 1dx
Е(х)
Если
=-[kT 1qN,1 (x)}iN,,I dx.
распределение
экспоненциальному закону
концентрации
или, так как п(х) = N,1(x), то
доноров
в
базе
диода
подчиняется
Ntl(x) = Nli(O)exp(xll,t), то напряженность встроенного
становится константой, не зависящей от х:
Е= -kT 1 q("
где
!,1 -
расстояние, на котором концентрация примеси меняется в
2, 7 раза.
l
дР
Рисунок
2
6.12 -
Распределение
избыточной концентрации
дырок в базе обычного диода
и диода с накоплением заряда
Рисунок
6.11 -
Зависимость силы
тока от времени при переключении из пропускиого
в запорное состояние для обычного диода
( 1) и
для ДНЗ
(2)
( 1)
(2)
поля
274
Диоды с накоплением заряда отличаются от обычных диодов более резким спадом
обратного
тока
в
течение
второй
фазы
пропускиого в запорное состояние (рисунок
переходиого
6.11).
процесса
переключепил
инжектированные при протекании прямоготока дырки к
p-n переходу, то в базе диода с
накоплением заряда подавляющая их часть концентрируется вблизи плоскости х
(рисунок
из
Поскольку тормозящее поле прижимзет
=О
6.12). В глубь базы проникзет лишь незначительная часть из~ыточных дырок. За
(t,),
счет этого длительность первой фазы переходиого процесса переключекия
увеличиться по сравнению с
t1
должна
обычного диода. Практически все избыточные дырки
выходят из базы диода с накоплением заряда в течение этой фазы переходиого процесса.
Наоборот длительность второй фазы переходнаго процесса переключекия (фазы
восстановления обратного тока) у диода с накоплением заряда резко сокращается. Это
следует из того, что обратный ток в течение этой фазы переходиого процесса обусловлен
экстракцией избыточных дырок, оставшихся в глубине базы диода к моменту времени
t
= t1 ,
а концентрация таких дырок ничтожно мала. Следовательно, после окончания
первой фазы переходнога процесса обратный ток почти мгновенно должен уменьшится до
своего стационарного значения
показали, что
при
1,
обратном смещении
(см. рисунок
6.11).
Расчеты
(qE Lp12kT > 1) длительность
2(kТ/q) 2 1 D"t: 2 • У современных диодов с
при наличии сильного тормозящего поля
второй фазы переходнога процесса
накоплением заряда значения
Указанные
особенности
экспериментально
и
t2
t 2 лежат
::::;
в пикосекуидиом диапазоне.
переходнога
определяют
области
процесса
переключекия
практического
подтверждены
применекия
диодов
с
накоплением заряда. В качестве первого примера практического применекия таких диодов
укажем
на
использование
их
для
создания
генераторов
гармоник
высокого
порядка
в
УКВ- и СВЧ- диапазонах. Простейшая схема генератора гармоник параллельного типа
приведена на рисунке
6.13. В этой схеме Переменное напряжение U 1 sinшt подается на
диод с накоплением заряда, рабочая точка которого устанавливается на прямой ветви
вольт-амперной характеристики веледетвин автоматического смещения, получаемого при
помощи RС-цепочки за счет длительной фазы послеинжекционной ЭДС.
Уем
Полосовой
фильтр
L-------------------~
Рисунок
6.13 - Схема
Rн
генератора гармоник параллельного типа
Емкость конденсатора выбирается такой, чтобы RC >> ш- • Тогда можно считать.
что напряжение на конденсаторе не содержит переменной составляющей. На рисунке 6.14
1
изображен
примерный
вид
осциллограммы
тока
через
диод
с
накоплением
заряда.
используемый в этой схеме. Вследствие ступенчатого спада обратного тока через дио.J
выходной
сигнал
содержит
большой
набор
высоких
гармонических
составляющих.
которые могут быть использованы для эффективного умножения частоты. Для умножения
частоты
можно
использовать
нелинейную
емкость
p-n перехода обычного диода.
работающего при обратном смещении (без переключеимя из пропускиого в запорное
состояние),
однако
при
этом
получается
спектр
частот,
менее
богатый
высокими
номерами гармоник.
Очевидным
является
использование
диодов
с
накоплением
заряда
дпя
формирования сигналов с крутыми перепадами напряжения и коротких импульсов. Если
275
на вход схемы, изображенной на рисунке б. 15 подать сигнал
фронтом,
то
протяженность
фронта
выходного
V 1 с относительно пологим
V 2 будет определяться
сигнала
длительностью второй фазы переходиого процесса переключения диода с накопл;::нием
заряда
(t2).
Действительно,
в этой схеме постоянное смещение подано на диод в
V 1 в запорном направлении возникает
переходный процесс переключения. Причем в течение первой фазы переходиого процесса
пропускнам направлении, а при подаче напряжения
диод обладает ничтожно малым сопротивлением нагрузки, но при
t > t 1 его
сопротивление
скачком возрастает, что приводит к появлению резкого перепада напряжения на выходе.
Диоды с накоплением заряда используются также для создания диодных усилителей и
ряда других схем
[7].
К импульсным параметрам диода ДНЗ относятся: емкость диода, длительность
первой и второй фаз переходиого процесса переключения, эффективное время жизни
избыточных носителей заряда в базе диода.
1
Рисунок
6.14 -
Зависимость тока от времени для диода
с накоплением заряда при подаче синусоидального
напряжения
Рисунок
6.15 -
Схема формирователя и графики зависимости
от времени входного и выходного напряжений и силы тока
через диод
6.4.
Параметрические диоды и варикапы
Варикапом называют элемент, обладающий электрически управляемой емкостью.
Существует три разновидности:
на основе р-11
перехода,
структуры. Предназначены для параметрического усиления
умножения
частоты,
электронной
перестройки
частоты
барьера Шоттки,
и МДП
и генерации СВЧ-сигналов,
колебательных
контуров,
в
качестве смесителей.
Известно,
что
проблема
повышения
чувствительности
приемной
сводится к задаче о поиижении уровня собственных шумов предусилителя.
аппаратуры
Одним из
путей решения ее является использование параметрических усилителей. Параметрическим
усилителем принято называть колебательный контур, в котором один или несколько
реактивных параметро~ меняются во времени по определенному закону. Подробная
теория таких систем была развита в работах школы Л.И. Мандельштама и Н.Д. Папалекси,
в которых было показано, что если, например, емкость колебательного контура меняется
по закону C(t) = С0 1(1 +те cos2wt ), то в систему вносится отрицательное сопротивление
276
=(С.,а•с- С.,и" )!(Cilaкc + С.,0,.) имеет
R_ =т<. /2mC0 • В формулах для С и R_ параметр те
смысл глубины модуляции периодически меняющегося реактивного параметра. Если
вносимое отрицательное сопротивление
R_
полностью компенсирует потери в контуре, то
контур возбуждается, то есть его можно использовать в качестве генератора перемениого
тока.
При
частичной
компенсации
потерь
такие
системы
можно
использовать
для
создания усилителей.
Принцип
действия
Предположим, что
электрические
параметрического
в колебательном
колебания,
емкость
усилителя
контуре (рисунок
конденсатора
сводится
в
6.16),
к
следующему.
котором возбуждены
уменьшается
каждый
раз,
когда
напряжение на нем достигает максимума. и увеличивается до исходной величины, когда
напряжение переходит через нуль. Тогда из выражения для падения напряжения
конденсаторе
Vс
= Q/C
увеличиваться при
нулевом
следует, что при каждом уменьшении
неизменном
напряжении
на
Q.
Увеличение емкости до
конденсаторе
не
приведет
к
емкости
исходной
Vс
величины
каким-либо
на
должно
при
изменениям
электрической энергии, запасенной в колебательном контуре. Периодическая подкачка
энергии в колебательный контур за счет изменения величины емкости конденсатора
приводит к увеличению
видно,
что
частота
амплитуды колебаний в контуре (рисунок
изменения
емкости
при
этом
должна
вдвое
6.17).
Из рисунка
превышать
частоту
усиливаемых колебаний.
с
Со
с
L
а)
[>11
б)
Рисунок
6.16-
Рисунок
Схема колебательного
контура (а) и обозначение варикапа (б)
6.17 - Зависимость
от времени
емкости конденсатора и падения напряжения
на нем в колебательном контуре
В
являются
настоящее время наиболее перспектинными параметрическими усилителями
такие,
в
которых
в
качестве
переменной
обратносмещенного полупроводникового диода с
p-n
емкости
используется
емкость
переходом или барьером Шотткн.
Роль управляемой емкости параметрического усилителя выполняет зарядная емкость
p-n
перехода. Периодическое изменение емкости р-п перехода можно осуществить, подаваs:
на
диод
кроме
напряжением
постоянного
накачки.
В
смещения
общем
случае
переменно€
для
напряжение,
получения
которое
эффекта
называется
параметрического
усиления не обязательно, чтобы частота напряжения накачки вдвое превышала частоту
усиливаемого сигнала. В принципе частота напряжения накачки может быть даже нюке
частоты усиливаемого сигнала. В этом случае условию параметрического усиления будуr
удовлетворять гармонические составляющие сигнала накачки.
Полупроводниковые
диоды,
используемые
в
параметрических
качестве переменной емкости, называются параметрическими диодами.
усилителях
в
277
Вольтфарадпая характеристика (ВФХ) варикапа на основе
p-n перехода имеет
следующий вид:
(6.7)
где Со
-
емкость при нулевом смещении;
n = 2, для резкого p-n
p-n перехода.
перехода;
n = 3,
n-
показатель потенциальной
для плавного р-п перехода;
n < 2,
зависимости;
для сверхрезкого
Параметры варикапа:
1. Cmax (Um;п)- максимальная емкость при заданном Umin (рисунок 6.18).
2. Cmin (Umax)- минимальная емкость при заданном Umнx.
3. Knep =
cm.x
-коэффициент перскрытия емкости.
cmin
1 dC - коэ фф ициент нелинеиности
4.
к
5.
ТКС =
v
с=---
Сdи
_!._ dC - температурный
Т
dT
емкости.
коэффициент емкости.
х
6. Q = _с_ - добротность варикапа.
R
7. TKQ = _!._ dQ
Т dT
8.
-температурный коэффициент добротности.
Фактор шума-
F 111 = 10lg
Р,""'
K·P,II.tL\•
[дБ] -доля мощности шума, вносимого
усилительным элементом.
Коэффициент перекрытия определяется структурой
p-n перехода (сверхрезкий) и
максимально допустимым напряжением
1
К =[и о +и mox ]-;;
""''
Для сверхрезких
и о+ и min
p-n переходов Кпср = [ 4-:-16].
c~J--
n=1
0,5
иmin
Рисунок
иmnx
6.18-
ВФХ варикапа
и
Рисунок
6.19 - Зависимость
и
коэффициента
нелинейности емкости от напряжения
278
Коэффициент нелинейности определяет чувствительность емкости к изменению
напряжения (рисунок
( 1)
6.19).
ио
К с = --;; . и о +и
.
Знак минус означает, что с увеличением напряжения чувствительность падает. Для
увеличения коэффициента нелинейности емкости необходимо использовать структуру на
основе сверхрезкого
уменьшается
с
перехода. В сверхрезком
p-n
координатой.
В
этом
случае
увеличивается по более сильному закону, чем и
переходе концентрация в базе
p-n
толщина
1
2
ОПЗ
для резкого
с
ростом
напряжения
p-n
перехода (рисунок 6.20).
Одинаковому изменению dи соответствует большая величина
из-за уменьшения
dx
объемной концентрации примесей с координатой. Кроме того, ослабляется температурная
зависимость
емкости,
увеличением
температуры,
обусловленная
уменьшением
вследствие
более
контактного
высокой
потенциала
концентрации
примесей
с
в
плоскости р-11 перехода.
с
р
р
dи
dи
----,1
+"
\
1
1
1
1
1
~х
dx
и
Рисунок
Из
6.20-
в)
б)
а)
Изменение ОПЗ в резком (а), сверхрезком nереходе (б) и ВФХ для
(6.7) емкость
при нулевом смещении
С0 =
s[
]2
1
eeoqN
2и 0 (Т)
где ио(Т) = D.Eg- kT ln NcNv
q
Температурный
обратного смещения
n= 1и n = 2
(6.7).
q
коэффициент
Чувствительность
контактный потенциал.
NDNЛ
емкости
параметрического
также
уменьшается
усилителя
при
увеличенни
определяется
уровнем
собственных шумов варикапа. В отличие от других активных элементов у варикапа
отсутствуют дробовые шумы и другие виды, связанные с протеканием постоянного тока.
Поэтому у него проявляется только тепловой шум.
И} =4kT·rN,
где r- омическое сопротивление базы,
Использование
долей
Ома
и
снизить
D.f
-полоса частот.
р + -11-n + структуры позволяет уменьшить сопротивление базы .::10
уровень
температур дополнительно
теплового
шума.
позволяет повысить
Охлаждение
варикапа до
чувствительность приемника.
азотных
279
Добротность варикапа
Добротность характеризует степень идеальности
варикапа
она
определяется
отношением
реактивности. В частности для
емкостного
импеданса
к
активному
или
отношением реактивной мощности к мощности активных потерь. Эквивалентная схема
варикапа без учета индуктивности выводов отражена на рисуике
6. 21.
Rj
Рисунок
Добротность
6.2 1 -
Эквивалентная схема варикаnа
х
Q = __
с_,
Re(Z)
где
Z
=r+[~ + jWC Г= r+[Y + jWCJ
1
•
Домнажим на комплексно сопряженное выражение, чтобы выделить реальную и
мнимую часть импеданса
=d/,,;;1' =([А U Z = /,,;;!,
1
где
у
dU
2U""~'
dU
Тогда добротность
При выводе
(6.8)
для резкого
p-n
перехода.
wc
Q= ( ,
?
wc
')
rУ·+агс- +У
-
1 =
ra/C2+R
(6.8)
1
rWC+-RWC
было учтено, что проводимость омической утечки, определяемой
величиной обратного тока значительно меньше емкостной проводимости
2
У << aiC 2 о
Выражение
(.6.8)
можно представить в виде:
Q-1
Q -1 = Q-1
ич + вч '
где
Q"., = RWC Q6 ,,
низкочастотная добротность (параллельные потери);
1
=-- высокочастотная добротность (последовательные потери).
rWC
Как следует из
(6.8),
добротность варикапа является экстремальной функцией
частоты. Из условия экстремума имеем
dQI
dw w,.,.x
=О·
'
(rC- RCw1
max
2
)
=О·
'
(6.10)
На низких частотах добротность возрастает с ростом частоты по линейному закону,
а на высоких падает по гиперболическому закону ( ~} (рисуиок 6.22).
280
т
lgwo
Рисунок
6.22-
lgш
б)
а)
Зависимость добротности от частоты: в линейном (а)
Рисунок
и двойном логарифмическом (б) масштабах
6.23
-Влияние температуры
на низкочастотную и высокочастотную
добротности
Для
обеспечения
высокой
добротности
необходимо
сопротивление базы и малую величину обратного тока. С
уменьшается, так как
уменьшается
дифференциальное сопротивление
обеспечить
ростом
перехода
малое
температуры
R
Qта:с
экспоненциально
Uo6p(7) возрастает по экспоненте). Омическое сопротивление базы несколько
возрастает из-за падения подвижности, но доминирует более сильный закон нарастания
обратного тока. По этой же причине
(6.1 О)
w max
возрастает, несмотря на некоторое
увеличение емкости.
Температурная
температуры
на
зависимость
добротности
высоко-частотную
добротность
отражена
Q"ч
на рисунке
значительно
низкочастотную. По этой причине диапазон рабочих частот варикапа
области высокочастотной добротности. Типовые значения
интервале значений: 102 -10 3 •
6.5.
6.23.
меньше,
w0
Влияние
чем
на
расположен в
добротности находятся в
Стабилитроны
Стабилитроны предназначены для параметрической стабилизации напряжения в
электронных. цепях. С этой целью используются диоды с обратимым электрическим
пробоем (туннельный, лавинный, инжекционный), а также элементы, имеющие резко
нелинейные характеристики (стабисторы, варистары и др.).
Основная схема параметрической стабилизации напряжения приведена на рисунке
6.24.
Благодаря малому дифференциальному сопротивлению стабилитрона изменение
входного тока не приводит к значительным изменениям выходного напряжения (рисунок
6.24).
D.U"ыx
= D.I"x · rд = D.U"x ·R =0,01!1U"x
rд
при rл 1 R
= 10-
Основные параметры стабилитронов:
1.
Напряжение стабилизации Uст (Iст) при заданном токе.
2. Динамическое сопротивление rд
dU
=--jlc",.
dl
3.
с
4.
Температурный коэффициент напряжения стабилизации
татическое сопротивление
rcmam --ист
-lcm
2
.
281
ткн
=acm =_1_ dU С/11
'
UC/11 dT
5.
1min,
1max
[К]]
.
-минимальный и максимальный ток стабилизации.
r
dU
1
6. Коэффициент качества Q =_д_= ______E!!L · - << 1 .
rcmam
Ист d1
7.
Rт -тепловое сопротивление, [k/Вт].
8.
Ртах -допустимая мощность рассеяния. [Вт].
R
а)
Рисунок
б)
6.24-
Схема параметрической стабилизации
напряжения (а) и нагрузочная кривая (б)
1
Напряжение пробоя, являющееся напряжением стабилизации, может изменяться в
широких пределах -от
кремния. На рисунке
3,5
до
400
В и выше в зависимости от удельного сопротивления
6.25 приведена рабочая часть БАХ стабилитрона.
0.15
0,10
'
'
-----------------
\/Р
~----------------
0,05
lmax
Ист,В
Тепловой
пробой
Рисунок
6.25 -
Параметры ВАХ стабилитрона
Рисунок
6.26 - Зависимость
ТКН кремниевых
стабилитронов от напряжения стабилизаци при
300
К
Так как реальная БАХ в области пробоя имеет некоторый наклон, то напряжение
стабилизации зависит от тока стабилизации 1cm . Максимальный ток стабилизации 1cm.max
ограничен
допустимой
мощностью
рассеивания
Ртах
и
возможностью
перехода
электрического пробоя в тепловой, который является необратимым. Минимальный ток
282
стабилизации
lcт.min
соответствует
началу
устойчивого
электрического
пробоя.
При
меньших токах в диоде возникают значительные шумы, происхождение которых связано с
механизмом
микроплазменного
используются
в
лавинного
специальных
приборах
-
пробоя
(шумы
в
предпробойной
полупроводниковых
области
генераторах
шума).
Динамическое сопротивление rщ 111 и коэффициент качества Q характеризуют качество
стабилизации и определяются углом наклона ВАХ в области пробоя (оно возрастает с
ростом напряжения стабилизации). С увеличением напряжения стабилизации (лавинного
пробоя) увеличивается ОПЗ и потери носителей заряда на столкновения с оптическими
фононами,
что
и
высоковольтных
приводит
к
увеличению
стабилитронов.
Важным
дифференциального
параметром
сопротивления
стабилитрона
Зависимость аст от напряжения стабилизации Ист приведена на рисунке
рисунка, для высоковольтных стабилитронов аст
>
О,
является
6.26.
у
аст
.
Как видно из
а для низковольтных аст
<
О
.
Это
объясняется зависимостью механизма пробоя от степени легирования полупроводника.
При напряжении пробоя меньше
доминирует туннельный или зинеревекий пробой
4 t:..E,
lf
(4,5+7)
с отрицательным ТКН, в области
В смешанный вид пробоя, где наблюдается
компенсация отрицательного ТКН туннельного пробоя положительным ТКН лавинного
пробоя. Выше
8
В доминирует лавинный пробой. Увеличение модуля ТКН с ростом
напряжения стабилизации объясняется увеличением толщины ОПЗ
столкновения
Изменение
и доли потерь на
с фононами, которые компенсируются увеличением напряжения пробоя.
знака
ТКН
происходит
при
концентрациях
примеси
5·1017 см-3 • При Ист = 5+7 В коэффициент ас,. минимальный.
в
кремнии
около
Одним из способов уменьшения аст заключается в последовательном соединении
переходов
с
равными
по
значению,
но
противоположными
по
знаку
температурными
коэффициентами стабилизации. Если переход стабилитрона имеет абсолютное значение
,
d~;m равное б мВ/К, то при сборке последовательно с ним подсоединяют три
перехода,
которые
направления
будут
работать
температурный
в
прямом
коэффициент
термакомпенсированные стабилитроны
с
направлении,
напряжения
как
для
прямого
:::: -2 мВ/К. Такие
и менее применяются в
диода
ас,.=5·10.4 к- 1
так
p-n
ТКН
источниках эталоннqго напряжения вместо нормальных элементов.
Динамическое
сопротивление
стабилитрона
уменьшается
с
ростом
тока
стабилизации. Такое поведение обусловлено неоднородностью напряженности поля в
обратном смещении по площади
p-n
перехода. Сначала включается часть площади с
большой (критической) напряженностью поля. С увеличением тока (напряжения) эта
площадь
увеличивается,
значением
-
что
приводит
к
уменьшению
сопротивления
с
предельным
омическое сопротивление базы. Для уменьшения флуктуации напряжения
пробоя по площади целесообразно использовать структуру сверхрезкого р-11 перехода с
ограниченной базой. Базовая область р-11 перехода в этом случае легируется очень точно
методом
ионной
имплантации
с
последующей
теплообработкой
(диффузией).
Подлегирование базы примесью основных носителей позволяет подавить флуктуацию
удельного сопротивления эпипленки. Дальнейшее формирование р +-области с диаметром.
большим,
чем
сформировать
область
охранное
подлегирования,
кольцо,
позволяет
подавляющее
в
одном
поверхностный
цикле
диффузии
пробой
и
. бора
снижающее
значение 1111 ;11 стабилизации (рисунок 6.27). При стабилизации концентрации примесей в
плоскости металлургического р-11 перехода на уровне 10 17 + 5·10 17 см-3 и необходимом
профиле N0 (x), можно реализовать стабилитроны с напряжением стабилизации (10 ... 50) В
с меньшим ТКН, чем у ступенчатых
р-11 переходов. Возможность управления ТКН с
помощью профиля концентрации в базе является важным моментом при конструировании
прецизионных
компенсирующих
сопротивлением.
стабилитронов
р-11
переходов
с
меньшим
и,
количеством
следовательно,
с
прямосмещенных
меньшим
динамическиw
283
Рисунок
6.27 -
Структура стабилитрона
на основе р + -11-11 + перехода
Конструкция стабилитронов
выбор
типа
(лавинные
корпуса
диоды
связан
с
с
аналогична конструкции
мощностью
контролируемым
рассеяния.
выпрямительных диодов,
Современные
лавинообразованием)
стабилитроны
имеют
напряжения
стабилизации, доходящие до нескольких сотен вольт, токи -до десятков ампер.
Разновидностью кремниевых стабилитронов являются стабисторы. В этих диодах
для
стабилизации низких
напряжений
(до
1
В)
используется
прямая
ветвь
ВАХ
р-п перехода. Для изготовления стабисторов используется сильнолегированный кремний,
что позволяет получать меньшие значения сопротивления базы диода. Температурный
коэффициент стабилизации стабисторов отрицательный и примерно равен
-2
мВ/К.
Ба ристоры
Разновидностью
-
стабилитронов
ограничителей
перенапряжений
являются
варистары-нелинейные сопротивления. Варистары изготовляют методом керамической
технологии, путем высокотемпературного обжига порошкообразного карбида кремния со
связкой.
Варистары
противоположных
туннельными
и
имеют
надбарьерными
карбида кремния (рисунок
6.28).
l=A·U11 ,
где
{3 =
И .!!.!_ = Rcm
l dU
форму
поверхностях.
Гд
-
дисков
или
Нелинейнасть
токами
цилиндров
ВАХ
на точечных
с
электродами
варисторов
контактах
между
на
обусловлена
кристаллами
ВАХ варистара может быть представлена в виде:
коэффициент нелинейности варистора, [2 .... 10].
В зависимости от размеров зерен и техно
логии обжига напряжение, при котором
резко возрастает ток, может лежать в
диапазоне от десятков вольт до тысячи
вольт. Нелинейнасть ВАХ, а также высокая
устойчивость карбида кремния к высоким
температурам позволяет использовать
варистары в качестве ограничителей пере
напряжений и подавателей импульсных
энергетических помех. Кроме того, они
могут быть использованы как дугагасители
в системах коммутации двигателей и
других индуктивных нагрузок.
Рисунок
6.28 -
БА~ варистора
Подобное применение находят также мощные кремниевые р+ -п--р+ структуры
(двуханодные стабилитроны), работающие на инжекционном пробое или смыкании базы
областью пространствеиного заряда.
284
6.6.
Сверхвысокочастотные диоды
Сверхвысокочастотные диоды (СВЧ-диоды) предназначены для преобразования и
обработки сверхвысокочастотных сигналов.
Полупроводниковые
СВЧ-диоды
применяют
в
различной
радиоэлектронной
аппаратуре и измерительной технике СЕЧ-диапазона, т.е. на частотах боЛее
300
MГIL
Вначале СВЧ-диоды использовали для детектирования и смешения сигналов. Для этих
целей применяли точечные диоды, выпрямляющий электрический переход в которых
возникал между кристаллом полупроводника и прижимным металлическим электродом в
виде заостренной пружинки. Созданные в последнее время новые типы СВЧ-диодов
практически
целиком
заменили
детекторные
и
смесительные
диоды.
Они
дают
возможность решать задачи генерации и усиления электромагнитных колебаний СЕЧ
диапазона, умножения частоты, модуляции, регулирования, ограничения сигналов и т. п.
СВЧ-диоды,
имеющие
специфический
принцип
действия
(туннельные
и
обращенные диоды, лавинно-пролетные диоды, генераторы Ганна), будут рассмотрены
далее.
Смесительные диоды
Смесительные
диоды
осуществляют
преобразование
СВЧ-сигнала
в
сигна."'
промежуточной частоты.
К
смесительному
генератора
-
диоду
подводится
сигнал
и
напряжение
от
специального
гетеродина. В связи с нелинейностью БАХ диода происходит образование
сигнала разностной (промежуточной) частоты. Дальнейшие усилени~ входного сигнала
осуществляется на этой промежуточной частоте, которая должна быть выше частот.
соответствующих
низкочастотным
избыточным
шумам,
обратно
пропорциональныы
частоте.
Основным
параметром
смесительных
диодов,
определяющим
эффективность
преобразования входных сигналов высокой частоты в сигналы промежуточной частоТЬL
является параметр Lирб,
называемый потери преобразования смесительного диода н
равный отношению мощности
СВЧ-сигнала на входе диодной
камеры
к
мощности
сигнала промежуточной частоты, выделяемой в нагрузке смесительного диода в рабочем-
режИме [16]:
·
Lирб [ дБ ]
Pcli•!
= IOlg--.
P/1/'u\1
В большинстве приемных устройств СЕЧ-диапазона отсутствуют усилители перед
смесителем.
Поэтому
чувствительность
всего
приемнога
устройства,
возможность
различить полезный сигнал на фоне шумов зависят от уровня шумов смесительного
диода. Уровень шумов смесительного диода (и других приборов) оценивают шумовым
отношением
nш
- отношением
номинальной мощности шумов диода в рабочем режиме к
номинальной мощности тепловых шумов соответствующего активного сопротивления
при той же температуре и одинаковой полосе частот.
Другим
примером,
характеризующим
шумы
смесительного
диода
и
других
приборов и систем, является коэффициент шума- отношение мощности шумов на выходе
к той ее части, которая вызвана тепловыми шумами источника сигнала:
F
Рш.вых
Рт.вых
=( Рсuг11 1Рш р\ 1{Рсис11 1Рш \J;ых = Рш.их (Pcи?IIЛIIIX
) = --р,.Ш'11дХ
КрРш.вх
/
Одним
из
вспомогательных
выпрямленный ток
I"''P -
диода
режиме.
в
рабочем
параметров
смесительных
диодов
служит
постоянная составляющая тока, протекающая в выходной цепн
Этот
параметр
используется
для
контроля
исправности
285
смесительного
диода
и
гетеродина
приемника,
от
которого
на
смесительный
диод
подается определенная мощность СЕЧ-колебаний определенной частоты.
Другим вспомогательным параметром является коэффициент стоячей волны по
K·m- коэффициент стоячей волны по напряжению в передающей
напряжению СЕЧ-диода
линии СЕЧ, когда она нагружена на определенную диодную камеру с СЕЧ-диодом в
рабочем режиме. Чем лучше согласовано входное сопротивление камеры (с диодом) с
волновым
сопротивлением
тракта,
тем
меньше
коэффициент
стоячей
волны
по
напряжению и потери принимаемого сигнала.
Для
обеспечения
необходимых
частотных
свойств
СЕЧ-диодов
целесообразно
подавление инжекции неосновных носителей заряда через выпрямляющий переход в базу,
малое время жизни неосновных носителей в базе и малое значение постоянной времени
перезаряда барьерной емкости, т. е. малые барьерная емкость выпрямляющего перехода и
сопротивление базы, которое должно быть малым и для уменьшения потерь мощности в
диоде.
Пробивное напряжение, хотя оно и не является параметром СЕЧ-диодов, должно
быть
большое.
Во-первых,
это
необходимо
для
предотвращения детектирования
на
обратной ветви ВАХ тока от гетеродина, который выдает персменное напряжение с
относительно
большой
амплитудой.
надежности СВЧ-диода, так как на
Во-вторых,
это
необходимо
для
повышения
вход радиоприемных устройств могут попадать
посторонние радиоимпульсы большой мощности. Для обеспечения достаточных значений
пробивноге напряжения,
а также для уменьшения
барьерной
емкости
концентрация
примеси в базе около выпрямляющего эле1прического перехода' должна быть малой, что
противоречит требованию малости сопротивления базы.
Для повышения надежности СЕЧ-диодов пробой их должен быть лавинным, а не
тепловым, который происходит с неизбежным шнурованием тока.
Отсюда следует, что исходный полупроводниковый материал для СЕЧ-диодов
должен иметь большую ширину запрещенной зоны, малое время жизни неосновных
носителей заряда и большую подвижность основных носителей заряда, т.е. при заданной
концентрации
примеси
он
должен
иметь
меньшее
удельное
сопротивление.
Таким
материалом, в частности, является арсенид галлия.
В
качестве
смесительных
СВЧ-диодов
наиболее
широкое
распространение
в
последние время получили диоды Шотгки. Выпрямляющий электрический переход этих
диодов
формируют
путеl\1
напыления
металла
на
поверхность
высокоемного
эпитаксиального слоя арсенида галлия с использованием фотолитографии.
Размеры
выпрямляющего
перехода
зависят
от
частоты,
на
которой
должен
работать диод. Для очень высоких частот (в десятки и сотни гигагерц, что соответствует
миллиметровому
необходимо
диапазону
уменьшение
оказываются
длин
диаметра
предельными
для
волн)
с
целью
перехода
обычной
уменьшения
Шоттки
до
2 .. 3
фотолитографии,
подтравливания защитного слоя диоксида под маской
барьерной
мкм.
в
Такие
емкости
размеры
частности,
из-за
фоторезиста при химическом
травлении окон в слое диоксида. Для устранения этого явления используют методы
ионно-плазменного травления.
Кроме того, при очень высоких частотах сказывается скин-эффект в металлическом
контакте,
образующем
периметра
перехода
к
переход
его
Шоттки.
площади
Поэтому
необходимо
с
целью
создать
увеличения
кольцевые,
отношения
полосковые,
крестообразные или эллиптические переходы. Для сохранения малой площади перехода,
имеющего сложную конфигурацию, ширина кольца, полосок и т.д. должна быть мала
(около
1
мкм), Метод фотолитографии при этом оказывается
используют
методы
рентгеналитографии
и
электронно-лучевые
которые имеют значительно большую разрешающую способность.
неприемлемым.
методы
Здесь
литографии,
Для удобства включения в соответствующие элементы и цепи СВЧ (например.
волнаводные
и
коаксиальные
линии
передач)
СВЧ-диоды
оформляют
в
корпусах
различной конструкции.
В
мил.J;Iиметровом
диапазоне
волн
используют
преимущественно
диоды
волноводной конструкции, т.е. волнаводные вставки, которые и являются своеобразнымк
корпусами СВЧ-диодов. Для полосковых линий и для интегральных СЕЧ-микросхем
используют либо диоды
в
миниатюрных
корпусах,
либо
бескорпусные
СВЧ-диоды.
поверхность полупроводникового кристалла которых защищена только пленкой диоксида.
Конструкция корпуса СВЧ-диода может существенно влиять на его частотные
свойства. Для уменьшения этого влияния электрическая емкость корпуса и индуктивносn.
внешних и внутренних выводов должны быть минимальными. Металлические дета.:п1
СВЧ-диодов обычно покрывают тонким слоем серебра и золота, обеспечивая тем caмblJII
минимальное их сопротивление, надежность их контакта с внешними цепями и защиту от
коррозии.
Детекторные диоды
Детекторный полупроводниковый диод предназначен для детектирования сигнала.
При детектировании используется выпрямляющее свойство диода для выделениs
из модулированных по амплитуде ВЧ- или СЕЧ-колебаний сигнала более низкой частоты.
который потом поступает на вход усилителя.
Одним
из
основных
/31 -
чувствительность по току
параметров
детекторных
СВЧ-диодов
являете2:
отношение приращения выпрямленного тока при заданной
нагруще в выходной цепи диода к мощности СВЧ-сигнала, подводимой ко входу диодной
камеры с детекторным диодом в рабочем режиме и вызвавшей это приращение
[ 16].
В области прямых смещений чувствительность по току может быть представлена в
виде:
1
{3,
где
rк
du
=-
dl
= 2rрт (1+ т-7 С-7 rкRs ) '
-дифференциальное сопротивление прямосмещенного диода;
R_,- сопротивление
базы и контактов;
С- зарядная емкость диода.
С
увеличением
снижения
температуры
инерционности
сопротивление
и
необходимо
частоты
чувствительность
уменьшать
зарядную
уменьшается.
емкость
и
Для
омическое
R_,.
Чувствительность по току детекторного диода зависит от постоянного прямого
тока смещения. Наибольшие значения чувствительности по току обычно получаются при
прямом токе смещения в несколько десятков микроампер, но при выборе тока смещения
необходимо учитывать его влияние и на другие параметры.
Обобщенным параметром детекторного диода, учитывающим разЛичные свойства
диода и следующего за ним усилителя (видеоусилителя), является коэффициент качества
детекторного диода, который характеризует чувствительность приемнаго устройства с
детекторным диодом и определяется по формуле:
{З,·~)иф
м =г======
где rдиф смещении;
дифференциальное сопротивление диода при определенном положительном
11 111
-
шумовое
отношение
СВЧ-диода;
r11 ,
-
эквивалентное
сопротивление видеоусилителя, которое обычно принимают при расчетах равным
шумовое
1 кОм.
287
Лучшие детекторные СВЧ-диоды имеют коэффициент качества более 100 вт- • К
112
таким диодам можно отнести, например, диоды Шотrки с планарно-эпитаксиальной
струюурой
на
основе
арсенида
галлия,
предназначенные
для
детектирования
в
сантиметровом диапазоне длин волн.
Переключательные и ограничительные диоды
Переключательный
предназначенный
для
полупроводниковый диод
применения
в
устройствах
-
это
полупроводниковый
управления
уровнем
диод,
сверхвысоко
частотной мощности.
Принцип
действия
переключательного
диода
основан
на
большом
различии
полного сопротивления СВЧ-сигналу при прямом постоянном ток~ через диод и при
обратном постоянном напряжении на диоде. Именно поэтому СВЧ-тракт (волноводная,
коаксиальная или полосковал линия), следуюший за переключательным устройством с
лиодом,
может
быть
радиолокационных
либо
открыт,
станциях
с
либо
закрыт
фазираванными
для
СВЧ-сигнала.
решетками,
Например,
содержащими
в
тысячи
идентичных антенных элементов, переключательные диоды должны обеспечить подачу
мощного СВЧ-импульса на каждый элемент в определенные моменты времени. При этом
мощные импульсы передатчика не должны попадать в канал чувствительного приемника.
Отсюда ясны основные требования к переключательным СВЧ-диодам. Они должны
с минимальными потерями пропускать СВЧ-мощность в состоянии пропускания и не
пропускать
-
рассеяния,
большим
в
состоянии
запирания.
пробивным
обладать
напряжением,
большой
малой
допустимой
собственной
мощностью·
емкостью
и
достаточной большой скоростыо переключения.
Эквивалентная схема переключательного диода показана на рисунке 6.28,а. При
обратном смещении в диапазоне СВЧ, как правило,
эквивалентной схеме можно не учитывать сопротивления
смещении сопротивление р-п перехода
при токе более
1О-50
R
R >> 1/wC, в
R (рисунок 6.28,
связи с чем в
б). При прямом
быстро убывает с увеличением тока смещения и
мА становится малым по сравнению с сопротивлением базы. Эквива
лентная схема диода для этого случая показана на рисунке 6.29.в. Следует отметить, что
сопротивление базы может иметь разную величину при прямом (r+) и обратном (r_)
смещениях,
так
как
при
прямом
смещении
сопротивления базы, а при обратном смещении
может
-
сказаться
эффект
модуляции
эффект модуляции толщины базы и
эффект смыкания.
Устройство некоторых переключательных диодов основано на использовании этих
эффектов для получения весьма малых величин
указанные эффекты малы, 1"_""
r+""
r+
и I"_ • В тех же диодах, в которых
rд, где Гл- дифференциальное сопротивление диода при
достаточно большом токе смещения.
1 cni
с.,
L
с,т
Г-~~'
а)
б)
в)
Рисунок 6.28 - Эквивалентные схемы диода с р-п переходом
R -иелинейное соnротивление р-11 перехода; ,._сопротивление базы диода, r_- соnротивление базы диода при обратном
смещении; r,..- соnротивление базы диода при nрямом смещении; L- индуктив11ость вывода диодной структуры; Сп
емкость патрона диода
Выключатель проходиого типа. Рассмотрим работу переключательного диода,
включенного в линию передачи СВЧ, как показано на рисунке
6.29.
Устройство,
принципиальная схема которого изображена на этом рисунке, называется выключателем
проходиого типа, или просто выключателем. Рассмотрение данного конкретного вида
схемы включения диода позволяет вывести основные соотношения -состояние
пропускания и состояние запирания. Потери передачи П, определ~емые отношением
падающей мощности I< прошедшей мощности, связаны с импедансом диода
Z
выражением:
l W
п =Риад
- - = +Рирош
где
W-
1
2
2Z 1 '
волновое сопротивление линии передачи.
Рисунок
(W-
6.29 - Схема
Величина
(потери
включения диода в линию передачи
волновое сопротивление линии передачи)
П должна
запирания П,)
и
быть
малой
по
возможности
в состоянии
большой
в
состоянии
запиран8
пропускания (потери пропускания ~
Эффективность выключателя тем выше, чем больше П.3 при заданном Пп или чем менЬl8:
Пп при заданном П,.
Резонансные
диоды.
В
резонансных
диодах
для
используются конструкционные элементы самого диода: вывод
обладающий некоторой индуктивностью,
Величины индуктивности вывода
L,
получения
резонансаа
p-n перехода, неизбеж.
и корпус, имеющий определенную eмкOCl"'t..
емкости корпуса Сн и емкости
p-n
перехода С
выбираются таким образом, чтобы в режиме прямого смещения имел место резонанс
параллельном контуре
контуре
LC 11 ,
•
а в режиме обратного смещения резонанс в последовательна.
LC.
Обобщенным параметром переключательного диода является критическая частоg
fкр
,
которая характеризует эффективность переключательного диода и определяется
•
формуле:
j
.
l
"''- 2nCcmp.";~·
r+ · r_
где Ccmp- емкость структуры; r+- прямое сопротивление потерь (активная составляюiШ!II
полного сопротивления диода) при определенном прямом токе смещения;
r_ -
oбpa"I"IК~r
сопротивление потерь при определенном напряжении смещения.
Для увеличения допустимой мощности рассеяния диода необходимо увеличив.зn.
площадь
выпрямляющего
электрического
перехода,
что влечет за собой увеличенк
барьерной емкости. Поэтому большинство переключательных СВЧ-диодов имеют
структуру, толщина
p-n
p-i_.
перехода которой существенно увеличена из-за наличия между р
и п-областями слоя высокоомного полупроводника с собственной электропроводноСТhВ
(рисунок
6.30).
Практически
исходном
небольшой
p-i-n структуру для переключательных СВЧ-диодов формируют а
кристалле кремния с проводимостью, близкой к собственной, т.е. либо
концентрацией
акцепторов
(п-слой),
либо
с
небольшой
r
концентраi.J:ИС8
доноров (v-слой). Методы формирования этих структур различны: вплавление и диффузв
примесей, зпитаксиальное наращивание, ионное легирование.
289
или 1t
i
Рисунок
6.30 - Диод с p-i-n-
структурой
Диоды с р-i-п-структурой отличаются меньшей барьерной емкостью, которая к
тому же очень слабо зависит от напряжения (особенно при больших концентрациях
примесей
в
напряжения
изменение
р-
и
п-областях).
оказывается
емкости
с
Практическая
важным
независимость
свойством
напряжением
емкости
переключательных
может
вызывать
структуры
диодов,
дополнительные
от
так
как
частотные
искажения полезного сигнала.
Пробивное напряжение диодов с р-i-п-структурой достигает нескольких сотен
вольт,
что
существенно
превышает
пробивное
напряжение
диодов
с
p-n
обычным
переходом и с таким же уровнем легирования прилегающих областей.
Переключательный
СВЧ-диод
может
работать
при
последовательном
и
при
параллельном включении с линией передачи. В параллельной прямой схеме при прямом
смещении диод имеет небольшое сопротивление, шунтирующее линию, и большая часть
СВЧ-мощности
отражается
обратно.
Таким
образом,
при
параллельной
схеме
для
переключения СВЧ-тракта используют разницу в отражении, а не в поглощении. В самом
диоде при этом поглощается незначительная часть падающей на него СВЧ-мощности, что
позволяет относительно маломощному прибору управлять десятками и сотнями киловатт
импульсной СВЧ-мощности.
Недостатком
переключательных
СВЧ-диодов
с
р-i-п-структурой
является
инерционность процесса рассасывания носителей заряда (электронов и дырок) из i-слоя
при переключении диода с прямого направления в обратное, т.к. толщина i-слоя может
составлять
несколько десятков
микрометров, а скорость движения
носителей
заряда
ограничена.
Значительно большую скорость переключения можно получить при использовании
диодов
Шотки,
переключаемой
изготовленных
СВЧ-мощности
на
при
основе
этом
на
арсенида
галлия.
несколько
порядков
Однако
уровень
ниже,
чем
при
применении переключательных СВЧ-диодов с р-i-п-структурой.
Особенностью ограничительных диодов является зависимость импеданса диода от
величины
СВЧ
мощности.
Таким
свойством
обладает
диод
с
переходом,
p-i-n
электрические параметры которого подбираются определенным образом.
При
больших
амплитудах
СЕЧ-напряжения
сопротивление
перехода
p-n
становится малым по сравнению с сопротивлением базы, и последнее начинает играть
основную
благодаря
роль.
Сопротивление
увеличению
базы
постоянной
также
уменьшается
составляющей
с
/0
тока
возрастанием
(эффект
сопротивления базы). Так, например, при увеличении СВЧ мощности от
сигнала
модуляции
1 до 10 Вт сопро
5 до 1 Ом.
тивление базы для одного из типов ограничительного диода уменьшается от
В
случае
сопротивлением
параллельного
W
включения
диода
в
линию
передачи
с
волновым
потери передачи П определяются импедансом диодаZ.
При малой мощности в линии передачи
Z >> W ,
потери малы и прошедшая
мощность линейно возрастает с ростом падающей мощности. При векотором значении
Рпад импеданс диода начинает уменьшаться за счет эффекта модуляции проводимости
базы детектированным током, пропорциональным падающей мощности. В результате
потери
мощности
в
линии
возрастают
пропорционально
падающей
проходящая мощностЬ ограничивается векоторой постоянной величиной.
мощности,
а
6.7.
Туннельные диоды
Туннельный диод является прибором с вольт-амперной характеристикой N-типа,
работа
которого
основана
на
туннельном
прохождении
носителей
заряда
.через
потенциальный барьер р-п перехода. Как известно, вероятность прохождения частиц череэ
потенциальный
барьер
растет
с
туннельных диодов используются
Другим
требованием
к
уменьшением
материалу
его
ширины,. поэтому
для
созДанвs
переходы с узкой областью объемного зар~
p-n
для
туннельного
диода
является
необходимосn.
вырождения р- и п-областей. Полупроводники становятся вырожденными при сильном
легировании.
Уровень
Ферми
в
этом
случае
расположен
в
разрешенной
зоне.
С
повышением концентрации примеси уменьшается ширина области объемного заряда р-•
перехода (при N, = N1, =10 19 см- 3 ; d "" 10-6 см) таким образом, сильным легирование~~
областей
p-n
перехода достигаются вырождение р- и п-полупроводников (энергетическое
перекрытие валентной зоны р-области и зоны проводимости 11-области) и малая ширина
р-11 перехода
[6].
На рисунке б.Зl,а показана энергетическая диаграмма контакта двух вырожденньп
полупроводников
р-
и
п-типа.
Ширина
р-11
перехода
между
вырожденнь!VII
полупроводниками достаточно мала для того, чтобы электроны из зоны проводимоСТ8
п-области могли туннелировать на свободные уровни в валентной зоне р-области
наоборот.
При
отсутствии
внешнего
напряжения
эти
встречные
потоки
равны
результирующий ток через р-п переход равен нулю.
а).
_ _ ___
~~i,
U=O
n
О< U :С:: U"'"'
u
в)
+;."__----,.~е
- F
~---......_
\.2772272
'
Рисунок
6.32 - Вольт-амперная
характеристи11.-а
туннельного диода
Fr
.
Рисунок
6.3 1 - Энергетические диаграммы туннельного диода:
а) U =О; б, в) U >О; г) U <О
•
•
291
Если включить р-п переход в прямом направлении (рисунок
6.31,6),
то зона
проводимости п-области сместится вверх по отношению к валентной зоне р-области. В
лом случае заполненные уровни зоны проводимости п-области
свободных
уровней
валентной
зоны р-области.
Вероятность
окажутся напротив
туннельных
переходов
электронов из n- в р-область увеличивается, а в обратном направлении уменьшается.
Поэтому через р-п-переход
протекает ток электронов
из п-
в р-область.
напряжения ток увеличивается и достигает максимума Umax на рисунке
заполненная часть зоны проводимости
валентной зоны
llEp.
С
ростом
6.32),
когда
располагается напротив незаполненной части
llE11
При дальнейшем увеличении напряжения (иmах < и< иmin) взаимное
перекрытие этих частей зон уменьшается и туннельный ток
падает до нуля (рисунок
lm
6.31,в). При таких напряжениях становится определяющим обычный диффузионный или
рекомбинационный ток через
рисунке
6.32),
поэтому когда
1111
p-n
переход (штриховая линия из начала координат на
=О, ток через
p-n
переход равен сумме диффузионного и
рекомбинационного токов. Рост тока при напряжениях заметно выше иmin обусловлен
увеличением диффузионного тока. Практически ток в минимуме характеристики
называемый также избыточным током, всегда больше чем
1д
+ lr
lmin•
за счет туннельных
переходов через уровни, расположенные в запрещенной зоне п-полупроводника.
При обратном смещении р-п-перехода (рисунок 6.31,в) туннельный ток непрерывно
увеличивается с ростом напряжения, так как при этом все большая часть электронов из
валентной зоны р-области получают возможность туннелировать в зону проводимости
п-области.
Участок отрицательного дифференциального сопротивления на прямой ветви
вольт-амперной
характеристики
туннельного
диода
обусловлен
уменьшением
туннельного тока с ростом напряжения. В этом случае вольт-амперная характеристика
будет N-типа.
Для
вычисления туннельного
тока
необходимо
проинтегрировать
потоки электронов из н-области в р-область и наоборот. Поток электронов
от Е до
E+dE,
туннелирующих из
по
dj11 .1'
энергии
с энергией
n- в р-область, пропорционален числу этих электронов в
n-области, числу свободных состояний с теми же энергиями в р-области и вероятности
туннелирования электронов из
n-
в р-область. Так как число электронов в п-области
определяется произведением функции Ферми
области
g11(E),
.f;, на плотность
квантовых состояний в этой
а число дырок в р-области соответственно произведением
gp(E)( 1-f"),
dj11 _P =А· Р,,_" ·.fi,(E)g~~(E)[l- fp(E) }gp(E)dE,
где Р 11 ."- вероятность туннелирования; А
-
постоянный коэффициент.
Поменяв местами индексы р и п, аналогичным образом запишем поток электронов,
туннелированных из р- в н-область:
djp-ll·
Результирующий поток:
dj = djll-p- djр-11.
Полный ток получим интегрированием
dj
по энергиям, считая, что
Pn-p=Pp-n=P:
I = A1 f[ME)- j;.(E))g~~(E)gp(E)dE,
Е
где в постоянную А 1 входит заряд электрона, площадь
p-n
перехода, вероятность Р и
постоянная А.
При допущении малого перекрытия
(llE11 ~ llE" <
kТ) после интегрирования можно
получить формулу, связывающую туннельный ток с напряжением на диоде:
I
гп:е
дЕ11 и дЕ"
6.31,6).
-
= Ви(дЕ" + /lEp- qи)
2
,
глубина залегания уровня Ферми в соответствующих зонах (рисунок
Вероятность туннелирования слабо зависит от напряжения при изменении и в
интервале О- и111 ;," поэтому она включена в постоянную В.
292
dl
--!
dU
Приравняв
V=Vm<«
=О, легко определить значение Итах:
И'""= (!:::.Е"+ I:::.E")/(3q).
Значение напряжения
определяется из равенства
U 1, при котором изменение проводимости максимально,
-d211
-dU 2
V=Yi
=О:
Эквивалентная схема туннельного диода представлена на рисунке
из
дифференциального
сопротивления потерь
r,
сопротивления
перехода
p-n
индуктивности выводов
L.
R,
6. 33.
зарядной
Она состоит
емкости
С,
Емкость корпуса туннельного диода
можно учесть в схеме внешней цепи, поэтому мы ее для простоты опустим.
Перенос тока в туннельном диоде при
носителями,
а
не
неосновными,
как
в
И
обычных
<
Иmin осуществляется основными
диодах.
Скорость
распространения
процесса определяется временем релаксации тм = рее0 • Это время порядка 10-12 ••. 10- 13 с, и
оно не ограничивает частотные
свойства прибора.
отсутствует диффузионная емкость
Поэтому
в
эквивалентной схеме
p-n перехода, а все остальные элементы практически
не зависят от частоты.
На основании эквивалентной схемы рисунка
полного
сопротивления
туннельного
диода,
а
6.33
из
нетрудно записать выражение для
него
определить
предельную
и
резонансную частоты.
Из условия
Re[Z] =О, определяем предельную частоту усиления:
Womax =
Из условия
R1C
~R; -1.
lm[Z] = О , находим резонансную частоту возбуждения, определяемую
паразитной индуктивностью выводов:
Рисунок
6.33 -
Эквивалентная схема туннельного диода
Для обеспечения W111"x необходимо уменьшать индуктивность выводов:
L < C·R_·r.
Туннельные диоды благодаря их высокочастотным свойствам применяются для
усиления и генерации СВЧ сигналов на частотах до
Туннельные
диоды
обладают
100 ГГц.
повышенной
термостабильностью,
так
как
туннельный механизм переноса носителей слабо зависит от температуры. Так, например,
германиевые туннельные диоды работают при температуре
К
недостаткам
туннельных
диодов
100°С.
относится
наблюдаемая
деградация
характеристик, обусловленная распадом пересыщенного твердого раствора, что приводит
к росту избыточного тока и уменьшению отрицательного сопротивления.
Обращенные диоды явш1ются разновидностью туннельных. Уровень легирования
обращенных диодов таков, что перекрытие по энергии отсутствует (рисунок 6.34,а).
293
\
\
Ее
F
и
Ev
а)
Рисунок
6.34-
б)
Энергетическая диаграмма (а) и ВАХ (б) обращенного диода
Вследствие этого в прямом смещении туннельный ток не протекает. Протекает
малый диффузионный ток и избыточный туннельный ток через уровни в запрещенной
зоне. В обратном смещении при малых значениях напряжений
и
<
О, 1 В протекает
значительный туннельный ток. В результате диод проводит в обратном смещении и не
проводит
-
в прямом (рисунок
6.34,6).
Отсюда название
-
обращенный диод. Этот вид
.:щода используется в качестве детектора и смесителя СВЧ сигналов. Детектирующие и
смесительные свойства на малом сигнале определяются неливейностью ВАХ диода в
окрестности рабочей точки. ~ерой этой нелинейнести является относительная кривизна
характеристики, определяемая как
а=:~~~:~.
определяется временем перезаряда емкости
;:: 30 .. .40, в диодах из арсенида галлия
50 ... 70. Инерционность обращенного диода
и не превышает 1 не. Вследствие большой
кривизны
обращенные
В обращенных диодах из германия сх.
сх.
;:: 1О ... 15
меньшем
и в диодах на антимониде галлия
вольтамперной
уровне
гетеродина
(-100
характеристики
сигналов,
чем
обычные
диоды
детекторы,
и
могут. работать
меньшем
уровне
при
сигнала
м кВт), чем обычные смесительные диоды. В отличие от детекторов на
p-n переходе и барьере Шоттки, чувствительность которых уменьшается с ростом
температуры, у обращенных диодов сх. практически не зависит от температуры в связи со
слабой
диода.
температурной зависимостью туннельной проводимости,
Обладая
малым
избыточными
шумами
1
-,
типа
f
определяющей ВАХ
обращенные
диоды
дают
дополнительное преимущества при применении в качестве смесителей в доплеровских
системах с низкой промежуточной частотой и в детекторах видеосигнала.
6.8. Диоды
Диод
Ганна
обусловленной
сильным
(1963г.)
эффектом
электрическим
сопровождается
Ганна
работает на принципе токово-доменной
междолинного
полем.
отрицательной
перехода
Трансформация
электронов,
быстрых
дифференциальной
неустойчивости,
стимулированного
электронов
подвижностью
в
и
медленные
появлением
отрицательного динамического сопротивления в СВЧ диапазоне.
В настоящее время основным материалом для создания диодов Ганна является
арсенид галлия п-типа, энергетическая диаграмма которого представлена на рисунке
6.35.
В зоне проводимости имеются два минимума, эффективные массы электронов в которых
существенно
различаются.
Электроны,
занимающие
уровни,
центральном минимуме, называются легкими (m" 1=0,072m0 • m 0
расположенные
-
в
масса свободного
294
электрона), а в боковом минимуме- тяжелыми (т*2 =1,2m0 ). Так как подвижность обратно
пропорциональна m", то легкие электроны имеют высокую подвижность J.1 1 = (5 ... 8)" 103
см 2 /(В·с), а тяжелые- низкую J1 2 = 100 см 2/(В·с).
При
электроны
малых
напряженностях
находятся
полупроводникj 1
= qnJ1
в
1
нижнем
электрического
центральном
(участок l,рисунок
E
поля
в
минимуме
и
полупроводнике
плотнqсть
тока
все
через
6.36).
Е
К=О
Рисунок
6.35 -
о
Кню
Структура энергетических зон арсенида
Рисунок
галлия 11-типа
6.36 - Зависимость
дрейфовой
скорости и плотности тока от
напряженности электрического поля
С ростом напряженности электрического поля, как только у части электронов
появится
энергия
больше
Мс,
они
смогут
подвижностью. Напряженность поля Епор
называется
пороговой.
При
достижении
перейти
в
боковой
ростом Е от
с
малой
при которой начинается такой переход,
,
напряженности
электрического
все электроны перейдут в боковой минимум и плотность тока}2
ностях этих полей выполняется неравенство
минимум
поля
80
= qnJ12Eo. При напряжен
J1 1Enop >J12Eo и соответственно }I > }2, т.е. с
E""fl до Е0 происходит уменьшение
тока через полупроводник. Это означает,
что на вольт-амперной характеристике появляется участок (рисунок
6.36)
с отрицательной
дифференциальной проводимостью.
Наличие
участка
отрицательного
сопротивления
на
вольт-амперной
характеристике полупроводника при определенных условиях приводит к неустойчивосn1
протекания тока через полупроводник. Так как средняя дрейфовая скорость движения
электронов в полупроводнике v
зависимости
Ипор =
= J..LE,
то зависимость v
= v( Е)
имеет вид, аналогичный
j(E) (рисунок 6.36). Пусть к диоду Ганна приложено внешнее напряжение
Е,юрL (рисунок б. 3 7). Предположим, что на расстоянии х от катода возникла
флуктуация концентрации
носителей
шириной
t..x:,
в которой
концентрация меньше
295
.:редней по образцу. Удельное сопротивление этой части полупроводника выше среднего,
ооэтому напряженность электрического поля в слое Ах больше среднего значения Enop· В
соответствии с зависимостью j(ё) (рисунок 6.36) скорость электронов в этом случае
:Jо~еньшается,
и
его
сопротивление
дополнительно
увеличивается.
Происходит
nерераспределение напряжения между частями полупроводника: падение напряжения на
с:юе Ах, а следовательно, и напряженность электрического поля в нем
.
S.t увеличиваются, а
в остальной части образца, вне домена, е уменьшается.
n
+
Ипор
n
А
по
Рисунок
6.37-
Структура диода Ганна
х
Рисунок
6.38-
Распределение концент
и
рации электронов и напряженности
электрического поля в домене
L
о
Скорость электронов в слое
L\x
х
меньше, чем вне его. По этой причине со стороны
катода к слою Ах будут приходить электроны, а со стороны анода уходить, создавая на
границе
слоя
Вследствие
Ах пространствеиные
этого
повышенной
электрическое
напряженностью
Напряженность
электрического
заряды
поле
в
противоположного
слое
электрического
поля
в
L\x
поля
знака
еще
больше
~х
обычно
домене увеличивается
(рисунок
увеличится.
называют
до
тех
пор,
6.38).
Слой
с
доменом.
пока
не
достигнет значения, при котором дифференциальная подвижность электронов станет
положительной. После этого скорости электронов в домене и вне его сравниваются,
накопление зарядов прекратится и сформировавшийся домен будет дрейфовать к аноду с
постоянной скоростью.
Распределение концентрации электронов и напряженности электрического поля в
домене показано на рисунке
6.36.
Домен состоит из слоя, обогащенного электронами
(отрицательный заряд), и слоя, обедненного электронами (положительный заряд). Если
пренебречь диффузией, то плотность электронов в обогащенном слое может быть сколь
угодно большой. Положительный же заряд образуется ионизированными донорами при
уходе электронов из этой части полупроводника, поэтому его плотность не может быть
больше
n0 •
Следовательно, ширина обогащенной области меньше ширины обедненной и
за размеры домена можно принять размеры области положительного заряда.
296
Ширина объемного заряда
d
может быть определена из уравнения Пуассона,
которое при линейной зависимости ё(х) (рисунок
Поскольку!!..€=-(f,-ё,J, lh=d, p=qn 0
6.38,6)
запишем в виде 1!..€/д.х = -р/(ее0 ).
а:
,
0
то d = (E,-€ 8 ) .
qno
При увеличении внешнего напряжения и выше ипор избыток напряжения падает
на домене, и он растет в высоту Е, и в ширину (/. При определенном напряжении и_
плотность положительного заряда в обедненной области домена достигает значения Т!о-
происходит насыщение электрического поля в домене Вх и при дальнейшем увеличении
напряжения на диоде ширина домена растет. Во всех случаях при изменении внешнего
напряжения изменяется лишь электрическое поле в домене и его ширина. Интенсивность
электрического поля вне домена, а соответственно скорость его дрейфа практически не
изменяются.
Изменение тока через диод показано на рисую<е
6.39.
Вследствие того, что вблизи
катода обычно имеется высокоомный приконтактный слой, домен образуется у катода за
время, равное времени релаксации т 1
через
диод
уменьшается,
а
= ЕЕ 0 р 1 .
напряженность
После образования домена плотность тока
электрического
поля
в
полупроводнике
становится меньше ё""Р, вследствие чего второй домен образоваться не может. В течение
времени
Т
= Llvo
домен дрейфует через объем полупроводника, и ток через диод не
изменяется. При достижении анода домен исчезает, плотность тока увеличивается до
а напряженность электрического поля В. до значения
нарастания тока
определяется
временем релаксации т 2
Bnop .
=
jnrlf"'
При этом инерционность
ЕЕ 0 р 2
,
«тяжелых»
электронов
домена. У катода образуется новый домен, и цикл повторяется. Таким образом, диод
Ганна может быть использован в качестве генератора.
Для того, чтобы домен мог сформироваться, необходимо, чтобы время пролета
домена от катода к аноду было больше времени его образования и разрушения, т.е.
Т=.!:...>~= т 0 . Отсюда условие возникновения колебаний тока может быть записано
Vo
qnoflo
виде:
EE
v
0 0
n0 L>·--=
qflo
где
f1o-
А,
(6.11)
отрицательная дифференциальная подвижность.
Для
А ""(1 ... 2)'10
арсенида
12
галлия
максимальная
скорость
электронов
v""
см- •
2
т
о
Рисунок
6.39 - Вид колебаний тока,
протекающего через диод Ганна
10 7 см/с и
297
Частота генерации диода Ганна зависит только от длины образца:
f
= 1/Т = vJL,
т:u: как скорость движения домена от внешнего напряжения и элементов схемы почти не
меняется. С уменьшением
L
частота растет, например, при
L = 10 МКМ/== 10 ГГц.
Перестройку
~;.ществлять
в
частот
генерации
конструкции
диода
изменением
Ганна
с
L = 100
внешнего
переменным
мкм
f
== 1 ГГц, а при
напряжения
сечением
можно
(рисунок
6.40).
Напряженность электрического поля в таком образце растет от катода к аноду. При
напряжении и, напряженность электрического поля достигает значения Enop в части
ооразца х
При и2
> х1 •
Проходимый доменом путь равен
и, зна•Jение
>
ei10JI
vj(L - х2).
( 6.11 ),
Если в диоде Ганна выполняется условие
возникают
колебания
а частота генерации/1
=vJ(L -х 1 ).
достигается в точке Х2, путь домена увеличивается и частота
12 =
rенерации уменьшается:
(L - х 1 ),
тока
и
экспериментально
то при его включении сразу
наблюдать
участок
отрицательного
с-опротивления на вольт-амперной характеристике невозможно.
Рассмотренная
.:юменной.
Так
же,
характеристикой
неустойчивость
как
шнурование
S-типа,
образование
протекания
тока
тока типично
доменов
в
для
диоде
Ганна
приборов
характерно
для
с
полупроводниковых
:!l1Иборов с вольт-амперной характеристикой N-типа. Согласно условию
noL <
rока не возникают, если
прибор
с
отрицательным
называется
вольт-амперной
(6.11) колебания
А. В этом случае диод Ганна ведет себя как обычный
сопротивлением.
Такие
диоды
могут использоваться для
~·силения сверхвысокочастотных сигналов.
+
а)
Рисунок
б)
6.40- Структура диода Ганна с переменным сечением (а) и распределение
напряженности электрического поля в нем (б)
Режим ограничения накопления объемного заряда (ОНОЗ)
Рассмотрим работу диода Ганна, к которому приложено постоянное смещение
v,
=
e,L
>ё"upL и переменное смещение такой величины, что в течение части периода
напряженность электрического поля в диоде меньше е"ор (рисунок
В течение той части периода, когда е
период
колебаний
достаточно
мал,
то
> е""", у катода формируется домен. Если
домен,
рассасываться во время той части периода, когда е
уменьшается, при рассасывании
-
6.41).
не
<
успев
е"""
сформироваться,
начнет
. При образовании домена ток
увеличивается. Таким образом, существуют колебания
тока, период которых определяется не временем пролета домена через диод, а внешним
резонатором. Такой режим работы диода Ганна называется режимом ограниченного
накопления объемного заряда в отличие от ранее рассмотренного режима, который
298
называют пролетным. Для осуществления режима ОНОЗ
необходимо выполнение следующих условий:
Период колебаний должен быть меньше времени
1.
релаксации
1:,"
чтобы
домен
сформироваться за время, пока Е
не успел до
конца
> Е""Р (/l == lllol), т.е.
ЕЕ
1
Т=-<то =--o-
j'
q,Llollo
2. За время, пока Е< Е""Р (!l=/lJ), домен должен
Е
8Е
0
успеть исчезнуть, что обеспечиваться Т >>т 1 = - qJlino
Рисунок
6.41
-Работа диода Ганна в режиме ОНОЗ
Таким образом, диод Ганна может работать в режиме ОНОЗ лишь в интервале частот
ее
n
ее
qJ.li
I
qJ-lo
0
0
0
--<<-<-Преимуществом режима ОНОЗ является независимость рабочей частоты от длины
диода. Это, во-первых, позволяет изменять частоту в интервале простой перестройкой
внешнего резонатора и,
подводить
большие
во-вторых,
напряжения
брать диоды большей длины,
от
источника
питания
и
к которым можно
соответственно
получать
большие мощности переменнога сигнала. Кроме того, режим ОНОЗ позволяет работать на
более высоких частотах, чем пролетный режим
Cl!lol > ~L2).
Преимущества режима ОНОЗ делают его весьма привлекательным. Однако на
практике далеко не всегда удается осуществить его в чистом виде. Чаще работают в
гибридных режимах, промежуточных между ОНОЗ и пролетными. КПД в этих режимах
выше, чем в пролетны:;<, приближаясь в отдельных случаях к КПД в режиме ОНОЗ
·
Диоды
Устройство
керамическая
Ганна
первого
или
выпускаются
показано
на
кварцевая трубка
в
двух
рисунке
4
вариантах:
6.42,а.
корпусном
и
Металлические
образуют герметизированный
которого размещена полупроводниковая структура
1.
контакты
корпус,
2.
·}
<.
i
-j
Рисунок
6.42-
3
и
внутри
Она жестко закреплена на одном из
контактов и соединена с другим упругими металлическими лепестками
а)
[28].
бескорпусном.
б)
Конструкция (а) и эквивалентная схема (б) диода Ганна
299
Вся
конструкция миниатюрна, ее линейные размеры не превышают
Эквивалентная схема корпусного ДГ показана на рису11ке
б, где Ск
6.42,
-
2 ... 3
мм.
емкость
rорпуса, Lк- индуктивность лепестков, rк- сопротивление лепестков и контактов, Gд и
-
С:1
проводимость и емкость ДГ, зависящие от его режима. Вместе с внешней цепью
rорпусной диод образует сложную колебательную систему с несколькими резонансными
частотами. Корпусные диоды используются в волноводных генераторах сантиметрового и
\шллиметрового диапазонов
На рисут<е
.1Г.
6.43
[28].
схематичесi<И изображены базовые конструкции генераторов на
На рисунке 6.43,а показана конструкция коаксиально-волноводного типа. ДГ
5,
включен между внутренним проводником коаксиальной линии
прямоугольного
2.
волновода
Частота
генерации
определяется
1
и широкой стенкой
в
этой
6.42,6)
секции
четвертьволновой закороченной
5
ограниченной сверху отражающим дросселем
радиальной линией
4.
-
и длиной
конструкции
реактивными параметрами корпусного диода (см. рисунок
Персмещение замыкающего волновод плунжера
3
l
коаксиальной
изменяет степень
связи ДГ с полем волновода, от которой зависит отдаваемая мощность. Частота колебаний
изменяется при этом слабо.
Рисуtюк
стабильностью
питания диода
3,
6.43,6
иллюстрирует устройство волноводного генератора с повышенной
частоты.
U0
ДГ
l
установлен
в
прямоугольном
волноводе;
напряжение
подается через стержень, заканчивающийся конструктивной емкостью
которая блокирует источник постоянного напряжения. Для стабилизации частоты
используется эффект затягивания частоты колебаний высокqдобротным резонатор0м
2,
связанным с волноводом.
На рису11ке 6.43,в изображено устройство волноводного генератора с электрической
перестройкой частоты (показано поперечное сечение волновода). В этой конструкции ДГ
1и
варактор (варикап)
вательно.
2
размещены в прямоугольном волноводе
Питание на них
подается через стержни,
емкостями, и общий проводник
4,
3
и включены последо
шунтираванные конструктивными
введенный в волновод перпендикулярно силовым
линиям электрического поля (чтобы не возмущать его). Диапазон перестройки частоты
таких генераторов достигает
l5 %.
Ио
Uвар
,J<::::::;r---1-_
J
2
~-,~--'---'
IX:t---+-- f
2
а)
lfo
5 4
1
б
6)
Рисунок
6.43 -
г)
-
Базовые конструкции генераторов на ДГ
1
1
300
Наконец, на рисунке 6.4З,г показана топология стабилизированного генератора на
микрополосковых линиях. Бескорпусной ДГ
1
установлен в полосковом резонаторе
7
связанном через трансформирующую сопротивление линию
сатор
4
с выходной линией
способом связан с линией
2,
и блокировочный конден
5. Стабилизирующий диэлектрический резонатор 3 емкостным
7. Питание ДГ подводится через площадку 6, создающую
емкость, шунтирующую источник напряжения.
Перестраиваемые полоскавые генераторы на бескорпусных ДГ и варакторах более
широкодиапазонны,
частоты до
чем
25 % ).
волноводные,
использующие
корпусные
ДГ
Сперестройка
Наибольший диапазон перестройки реализуется в генераторах на
бескорпусных ДГ с
колебательным
контуром
в
виде миниатюрного гиромагнитного
резонатора из железоиттриевого граната (ЖИГ-сферы); перестройка его резонансной
частоты осуществляется изменением тока подмагничивания. Полоса перестройки таких
генераторов
достигает
(j;,"jj; 11 i11 = 2),
октавы
однако
скорость
перестройки
частоты
значительно меньше, чем в случае варакторных генераторов.
Остановимся
на
энергетических
характеристиках.
Максимальная
мощность
1О ГГц близка к 2 Вт при КПД (9 ... 15)%. С
повышением частоты она уменьшается по закону, близкому к l/f 2 , и на частоте 100 ГГц
падает до 10 ... 20 мВт при максимальном КПД (1 ... 2)%. Практически эта частота является
непрерывных
I<олебаний
на
частоте
для ДГ предельной, хотя генерация с очень малой мощностью была получена на частоте
160
ГГц. В импульсном режиме мощность на один -два порядка выше, чем в непрерывном
на сантиметровых волнах; на миллиметровых волнах это различие не столь значительно.
Отметим, что наиболее высокие энергетические параметры получены в гибридном
и ОНОЗ режимах, причем в миллиметровом диапазоне лучшие результаты показывают ДГ
из
InP.
Генераторы на ДГ уступают генераторам на ЛПД по КПД и максимальной рабочей
частоте, а в непрерывном режиме и по уровню отдаваемой мощности. В импульсном
режиме
их
мощность
Преимуществами
выше
генераторов
(по
крайней
на ДГ
мере,
являются:
в
сантиметровом
диапазоне).
высокая надежность (срок службы до
1·105 ч), широкий диапазон частотной перестройки, высокая стабильность и малый
уровень флуктуации частоты и амплитуды колебаний. Это обеспечивает их устойчивое
применение, особенно в миллиметровом диапазоне, в котором использование транзисто
ров пока что ограничено.
Основными
областями
применения
генераторов
на ДГ являются:
стабильные
возбудители и гетеродины в связных системах (в частности, радиорелейных), генераторы
в
измерительной
аппаратуре
(в
частности,
свип-генераторы
на
гиромагнитных
резонаторах для панорамных измерителей), генераторы для портативных импульсных
радаров и генераторы с линейной частотной модуляцией для радаров квазинепрерывного
действия.
СВЧ-усилители на диодах Ганна
Регенеративные усилители на ДГ. Принцип работы таких усилителей заключается
в частичной компенсации потерь в резонансной системе отрицательной проводимостью
диода. Как правило, для усиления колебаний используются бездоменные режимы.
Одним
использование
f!EoVo
n0 L < - - .
qJ-lo
из
ДГ,
способов
не
предотвращения
удовлетворнющих
формирования
условию
(6.11),
т.е.
доменов
диодов,
является
для
которых
Однако регенеративные усилители на таких ДГ имеют посредственные
характеристики: узкую полосу пропускания, пониженвые значения выходной мощности и
КПД.
Их
применевне
практически
прекратилось
бездоменного режима.
Оказалось, что ДГ малой длины
условие формирования доменов
(6. 11)
(1 0 ... 15
после
открытия
в
1969
г.
нового
мкм), легированные настолько сильно, что
выполняется, ведут себя при высоком напряжении
301
= (2 .. .4)И11 ,
питания Ио
очень своеобразно: домены в них не возникают, а стабильная
отрицательная проводимость обнаруживается в очень широком (более октавы) диапазоне
частот. Отсутствие доменов в условиях, когда они, казалось бы, должны существовать,
связывают с влиянием диффузии, затрудняюшей их формирование. Роль этого фактора в
коротких ДГ значительна из-за высокой степени легирования, т.е. высокой концентрации
свободных электронов 11о. ДГ, обладающие отмеченными свойствами, называют диодами
со сверхкритическим легированием.
Регенеративные усилители сантиметрового диапазона на ДГ со сверхкритическим
легированием
имеют
полосу
пропускания, достигающую
6 ... 10 дБ, выходной мощности до 1 Вт
10 ... 20 дБ, что меньше коэффициента шума
октавы
5 %.
при
коэффициенте
усиления
и КПД до
Их коэффициент шума
равен
усилителей на ЛПД, но заметно больше
коэффициента шума усилителей на полевых транзисторах.
Важным качеством
рассматриваемых усилителей является их суперлинейность
(высокая линейность амплитудной характеристики в широком динамическом диапазоне).
Это свойство связано с постоянством величины отрицательной электронной проводимо
сти ДГ со сверхкритическим легированием в широких пределах изменения амплитуды
колебаний.
Значительная
величина
шум-фактора
препятствует
использованию
рассматриваемых усилителей для усиления слабых сигналов в СЕЧ-радиоприемниках;
уступая по КПД и выходной мощности усилителям на ЛПД, они применяются в основном
в
каскадах
промежуточного
ограниченном масштабе
-
усиления
твердотельных
СЕЧ-передатчиков
и. лишь
в
в оконечных.
6.9. Лавинно-пролетные диоды
Принцип
действия
лавинно-пролетных
диодов
(ЛПД)
основан
на
ударной
ионизации в слое умножения носителей заряда, временной задержке при пролете (дрейфе)
в
поле
ОПЗ,
приводящей
напряжения на величину
1t
к
отставанию
тока
по
фазе
относительно
перемениого
или по времени на полпериода, что эквивалентно появлению
·
динамического отрицательного сопротивления в СВЧ диапазоне.
ЛПД предназначены для генерации, усиления СВЧ сигналов и умножения частоты.
Различают два основных режима работы ЛПД: пролетный режим IМРА1Т и режим с
захваченной плазмой
TRAPA 1Т.
Рассмотрим принцип действия ЛПД на примере р +-11-11 +-структуры. Пусть на диод
подано
постоянное обратное
пробоя
U 80 ),
напряжение (несколько
меньше
напряжения лавинного
на которое накладывается небольшой переменвый сигнал (рисунок
Ширина 11-слоя
мала,
и
весь
он
6.44).
занят
областью объемного заряда р-11-перехода.
Амплитуду
выбираем
а
перемениого
такой,
максимума
чтобы
суммарное
сигнала
в
момент
напряжение
диоде было больше И80 •
б
Рисунок
6.44
-Зависимости от фазы: а
перемениого напряжения, подаваемого на ЛПД;
о
1r
Z'!r
J7f
'17l0
б
-
тока во внешней цепи и инжекционного тока
на
302
В течение времени, когда напряжение на диоде больше Иво. в части области
объемного заряда околор +-слоя напряженность электрического поля выше значения ё л,
необходимого
для
лавинного
умножения,
поэтому
здесь
образование электронно-дырочных пар (рисупок
6.45).
заряда
Электроны
(0-ху)
электрическим
называется
полем
слоем
умножения.
и экстрагируются из области
происходит
лавинное
Эта часть области объемного
и
дырки
разделяются
объемного Заряда. Дырки
сразу
переносятся из слоя умножения в р +-область, а электроны проходят через область
объемного заряда в n+ -область. В момент максимума следующего положительного
полупериода образуется новый сгусток электронов, который дрейфует к n +-области и т.д.
Таким образом, ток через диод модулируется с частотой приложеиного перемениого
напряжения.
61 ----
11
Рисунок
cl
n+
i
11
х
х
6.45- Распределение напряженности электрического поля в p+·IHZ+
и р+-11-i-n•-структурах при работе ЛПД в IМРАТТ-режиме
В данном случае ток в цепи отстает по фазе относительно напряжения на время
- d). Частоту перемениого сигнала можно
n +-область в момент окончания периода Т
пролета электронов через область дрейфа (х,.
выбрать так, что электроны попадут в
перемениого сигнала. При запаздывании лавины, равном Т/4 (см. рисунок
6.44),
электроны
сразу попадают в замедляющий участок волны и находятся в нем в течение всего времени
пролета, если последнее равно Т/2. При таких условиях
Как
всякий
. прибор
с
отрицательным
R11 максимально.
сопротивлением,
ЛПД,
помещенный
в
резонатор, может генерировать колебания. Так как время дрейфа электронов и дырок
через область объемного заряда мало, то
R11
становится отрицательным на СВЧ-частотах.
Поэтому ЛПД в основном используются для генерации СВЧ-колебаний. Рассмотренный
лавинно-пролетный режим работы ЛПД называется
Transit Time).
IMPA ТТ-режимом (lmpact
А valanche
В качестве ЛПД могут использоваться любые структуры: р +-11-n +, р +-i-n +, р +-n-i-11 +,
p+·p-n-n+, а также барьеры Шоттки. Размеры промежуточных областей таковы, что они
полностью занимаются объемным зарядом при обратном напряжении. Поскольку ЛПД
используется для генерации СВЧ-колебаний, общим требованием является малая зарядная
емкость, т.е. малая площадь перехода.
Величина Rн более стабильна, если время пролета не меняется при изменении
напряжения на ЛПД. Это возможно только тогда, когда скорость движения носителей в
области дрейфа не зависит от напряженности электрического поля (рисунок
6.46).
При больших ё скорость дрейфа слабее зависит от напряженности электрического
поля, а при напряженностях выше ё"'"
достигает насыщения. Таким образом, Rн не
зависит от внешнего напряжения, если в области дрейфа ё
> ё"ас .
В этом отношении
удобна р +-n-i-n +-структура с тонкой п-областью, которая является слоем умножения, а
303
областью
дрейфа
служит
обеспечивается Е л >Е,
i-слой
(см.
рисунок
6.45).
Постоянство
скорости
дрейфа
> Euac.
Е
v
Vn"''
Е
Рисунок
6.46 -
11
Зависимость скорости
Рисунок
6.47-
Распределение
дрейфа носителей заряда в полупроводнике
напряженности электрического поля при
от напряженности электри•юского поля
работе ЛПД в
TRAP АТТ -режиме
В р+-р-п-11+-структуре (ЛПД с двойным пролетным пространством) одновременно с
дрейфом электронов
в п-области
происходит синфазный дрейф дырок в р-области.
Дополнительно рост мощности в таких ЛПД можно получить за счет увеличения площади
перехода, т.к. область объемного заряда
увеличение
S и d не увеличивает
d
здесь шире (Сз
- Sld),
и одновременное
емкость диода.
При больших токах через ЛПД он может работать в режиме с «захваченной
плазмой»- ТRАРАТГ-режиме (Тгареd
Plasma Avalanche Tt·iggered Transit).
На рисунке
6.47
показано распределение напряженности электрического поля в р+-п-п+-структуре при
подаче напряжения, значительно большего И80 . В первый момент после включения диода
t0
распределение напряженности электрического поля линейно. В последующий момент
концентрация электронов и дырок в прилегающей к р +-области части п-слоя резко
увеличивается
за
счет
лавинного
умножения,
а
напряженность
электрического
поля
соответственно уменьшается. Это приводит к перераспределению падения напряжения
между частями п-слоя, увеличению напряженности электрического поля выше Е л в части
п-слоя за точкой x,,(t 1) и перемещению слоя умножения по области объемного заряда.
Движение фронта волны ионизации происходит быстрее, чем движение электронов
в электрическом поле, поэтому вся п-область заполняется электронно-дырочной плазмой
быстрее, чем она из нее выносится.
Напряжение на диоде резко уменьшается, что
приводит к задержке экстракции носителей из области объемного заряда. Такое состояние
и получило название режима с «захваченной плазмой».
Время рассасывания электронно-дырочной плазмы определяется сопротивлением
последовательно
сопротивлений
включенных
потерь).
с
ЛПД
После
резисторов
рассасывания
(в
том
числе
электронно-дырочной
и
собственных
плазмы
период
повторяется. Так как скорости экстракции носителей заряда из области объемного заряда
в этом режиме значительно ниже скорости насыщения, то частота колебаний меньше, чем
в собственно лавинно-пролетном
увеличиваются и достигают
40%.
режиме.
Амплитуда колебаний
и
КПД,
наоборот,
Поскольку при лавинном пробое ток запаздывает относительно напряжения, то
реактивное сопротивление ЛПД имеет индуктивный характер. Так как сопротивление
потерь
rn
и
сопротивление
утечки
полного активного сопротивления
тока р-п
перехода уменьшают отрицательную
часть
p-n перехода, то он может быть использован в качестве
304
ЛПД
лишь
при
малом
г"
и
большом
г,..
Значительно
неоднородность лавинного пробоя по площади
приводит
к размытию
сгустка
модуляции сопротивления
p-n
носителей
p-n
заряда
ухудшает
параметры
ЛПД
перехода (микроплазмы и т. д.). Она
в
лавине
и
уменьшению
глубины
перехода.
В СЕЧ-диапазоне в ЛПД преобладают дробовые шумы, которые при лавинном
умножении усиливаются в М раз. Поэтому уровень собственных шумов ЛПД значительно
выше, чем других СВЧ-диодов, например диодов Ганна. Большой уровень собственных
шумов не позволяет использовать ЛПД в качестве усилителей слабых сигналов. Широкое
применение
ЛПД
находят
в
генераторах
СЕЧ-сигналов
0,5 ... 100
диапазона
ГГц
и
генераторах шума.
Конструкции, параметры и применение генераторов на ЛПД.
На рисунке
ЛПД.
На
схематически изображены базовые конструкции генераторов на
6.48
рисунке
6.48,а
показава
конструкция
генераторов
волноводного
типа
с
1 расположен в коаксиальном резонаторе 2, который
перестраивается с помощью винта 4. Винт 3 служит для регулировки связи генератора с
нагрузкой. Ступенчатый переход 5 является трансформатором сопротивлений. Дроссель 6
служит для разделения СВЧ-цепи и цепи питания [28].
Рисунок
6.48,6 иллюстрирует другой вариант конструкции волноводного
генератора. ЛПД 1 установлен в открытом радиальном резонаторе 2, помещенном в
прямоугольном волноводе 3. Персмещение замыкающего волновод плунжера 4 изменяет
степень связи генератора с нагрузкой. Дроссель 5 ,как и в предыдущей конструкции,
коаксиальным резонатором. ЛПД
служит для разделения СВЧ-цепи и цепи питания.
На рu(унке 6.48,в показава топология генератора на микрополосковых линиях.
Бескорпусный ЛПД
линией
через
конденсатор
3.
резистор
фильтр
6и
1 установлен
в полосковом резонаторе
трансформирующую
сопротивление
2,
который связан с выходной
линию
4
Питание ЛПД подводится через контактную площадку
5,
и
7,
блокировочный
ограничительный
отделяющий СВЧ-цепь от цепи питания.
4
1 2 3 lt
:~IГ(<"к исmочншц; 5
'+
rштания
5
б)
J{ источнику
7
б
numatfiJJI
а)
Рисунок
6.48 -
Базовые конструкции генераторов на ЛПД
Остановимся на энергетических параметрах генераторов на ЛПД. Максимальная
мощность непрерывных колебаний на частоте
1О
ГГц близка к
1О
Вт при КПД до
ростом частоты выходная мощность уменьшается по закону, близкому к
100
ГГц
выходная
уменьшается до
мощность
5 ... 7%.
падает
до
нескольких
десятков
1/f-.
?
40 %.
С
На частоте
милливатт,
а
КПД
В импульсном режиме достигнуты значения мощности выше: в
диапазоне сантиметровых волн Р""": составляет
30 ... 50
Вт, а миллиметровых
-
сотни
милливатт.
В
настоящее
твердотельными
время
источниками
сантиметровых волн
генераторы
на
СЕЧ-колебаний.
ЛПД
В
являются
самыми
коротковолновой
части
мощными
диапазона
они превосходят по КПД диодвые генераторы других типов и
305
практически не уступают по этому показателю генераторам на полевом транзисторе. В
миллиметровом
диапазоне
волн
ЛПД
не
имеют
конкурентов
среди
других
полупроводниковых приборов по КПД и мощности.
Генераторы на ЛПД применяются в передатчиках радиорелейных линий связи,
портативных радиолокационных
решеТI<ами,
измерительной
станциях,
аппаратуре.
в
системах
Высокий
с
фазираванными
уровень
шума
ЛПД
антенными
позволяет
использовать их для создания генераторов шума СВЧ-диапазона.
Регенеративные усилители на ЛПД.
Принцип регенеративного усиления заключается в частичной Iюмпенсации потерь
в
резонаторе
регенеративные
рисунке
6.49.
близкая
к
отрицательной
усилители
диода.
типа,
Чаще
устройство
всего
используются
которых
поясняется
на
На рисунке 6.49.а показава собственно усилительная секция, по конструкции
генераторной.
ЛПД
3.
размещенном в волноводе
самовозбуждение
волноводе,
проводимостью
отражательного
невоJможно.
отражается
l
установлен
в
открытом
радиа.:1ьном
резонаторе
2,
В режиме усиления ток питания ЛПД меньше порогового и
от
При
подаче
ре3онатора
с
сиГнала
диодом;
волна,
если
распространяющаяся
сопротивление
в
последнего
отрицательно, то амплитуда отраженной волны Иотр может стать больше амплитуды
падающей ИтиJ· Таким образом, коэффициент усиления по напряжению равен для этой
схемы коэффициенту отражения:
Ku
= lll =
Иотр1ИтиJ· Для разделения падающей и
отраженной волн исnользуется циркулятор (рисунок
6.49,6) [28].
·
Из-за высокого уровня шума лавинного тока коэффициент шума усилителей на
ЛПД достигает
30 .. .40
дБ; по этому параметру они значительно уступают транзисторам.
По указанной причине усилители на ЛПД используются, как правило, в оконечных
каскадах
твердотельных
nередатчиков.
В
таком
применении
важны
энергетические
параметры, по которым ЛПД не уступают другим полупроводниковым nриборам, а в
миллиметровом диапазоне nревосходят их.
П!jГJl.}trlj/f
S.! ..
~--··
\,
{/,;/,!:;;
Рисунок
\
,,\,
6.49 - Схема
включения ЛПД в резонансный усилитель регенеративного тиnа:
а- конструкция; б- развязка между входом и выходом
У сиюпели мощности
на ЛПД
nрименяются
в
nередатчиках радиорелейных и
спутниковых систем связи, По КПД и выходной мощности они близки к генераторам на
ЛПД; для увеличения последней используется сложение мощностей нескольких диодов в
одной
колебательной
системе.
Уровень
выходной
мощности
колеблется
милливатт до нескольких ватг в однодиодных усилителях и достигает
многодиодных.
При
этом
коэффициент
относительная полоса nропускания
2 ... 1О %.
усиления
лежит
в
пределах
от
сотен
15 ... 20 Вт
5 ... 1О дБ,
в
а
306
Усиление мощности в режиме синхронизации.
Схема включения ЛПД, в этом режиме усиления не отличается от приведеиной на
рисунке
6.49
схемы регенеративного усилителя, но ток питания больше порогового.
Поэтому без входного сигнала возникают свободные автоколебания на собственной
частоте резонансной системы
достаточно близкой к
OJo,
OJo.
Если на вход подаются колебания сиr:нала частоты Wc,
то при определенной амплитуде этих колебаний происходит
захват частоты генерации, которая становится равной частоте сигнала Wc. Это явление
называется синхронизацией. При изменении щ. синхронизация сохраняется в полосе
частот дЩ. 1111х,
называемой
полосой
синхронизации,
которая
тем
шире,
чем больше
амплитуда входного сигнала. В режиме синхронизации выходная мощность почти не
зависит от входной. Это ограничивает его использование только усилением мощности
частотно- или фазоно-модулированных колебаний.
Преимуществами
режима
синхронизации
по
сравнению
с
режимом
регенеративного усиление являются более высокий коэффициент усиления мощности
(15 ... 20
дБ) и несколько лучшие энергетические показатели, недостатком- узость полосы
синхронизации (около
1 %).
Умножители частоты на ЛПД.
Устройство умножителя частоты на ЛПД показано на рисунке
6.50.
Диод помещен
в резонатор, настроенный одновременно на две частоты: входную Wc и выходную
Nwc
(N- кратность умножения). В умножителях частоты используются ЛПД, длина области
дрейфа которых близка к оптимальной для колебаний выходной
колебаний входной частоты щ. эта длина в
N
частоты
Nwc.
Для
раз меньше оптимальной, поэтому их
регенерация практически отсутствует. Благодаря малости угла пролета электронов на
входной
частоте
длительность
импульсов
наведенного
тока
мала
по
сравнению
с
периодом входного колебания. Это означает, что гармоники импульсов наведенного тока
велики, что позволяет реализовать высокую кратность умножения частоты
(N=15 ... 20)
в
одном каскаде при значительно меньших потерях преобразования, чем в других типах
СВЧ
-
умножителей частоты. Отрицательная проводимость умножительного ЛПД на
частоте выходньiх колебаний велика, так как для них угол пролета в области дрейфа
qлизок
к
оптимальному.
Это
используется
для
их
регенеративного
усиления,
что
способствует увеличению выходной мощности и снижению потерь преобразования.
лпд
Pt:Joнomop
/IJ61XOO
~ (Nwc)
Рисунок
Высокочастотность
6.50 -
ЛПД
Конструкция умножителя частоты на ЛПД
позволяет
применять
их
для
умножения
частоты
в
миллиметровом диапазоне волн. Так, при входной частоте
мощности около
частоте
100
0,5
Вт можно получить при
f=5 ГГц (Л=б см) и входной
N=20 выходную мощность около 10 мВт на
ГГц (Л=З мм). Использование ЛПД в последнем каскаде умножительных
цепочек позволило существенно упростить их и получить высокостабильные колебания
даже в коротковолновой части миллиметрового диапазона волн.
307
6.10.
Инжекционно-пролетныедиоды
Инжекционно-пролетный диод (ИПД) принадлежит к семейству пролетных СВЧ-диодов,
В основе его работы лежат два механизма: термаэмиссия (инжекция) и диффузия неосновных
носителей через прямосмещенный барьер и пролет носителей через область дрейфа (что
приводит к запаздыванию фазы на угол пролета Зп/2). Обычно ИПД маJюмощны и имеют
низкий КПД, однако отношение сигнал/шум лучше, чем у других диодов. ИПД используются
чаще всего в качестве гетеродинов в СВЧ-приемниках.
Инжекционно-пролетный диод представляет собой два выпрямляющих контакта с общей
базой, которая в рабочих условиях полностью обеднена носителями
[11].
Сначала рассмотрим протекание электрического тока в симметричной структуре металл
-
полупроводник
(рисунок
-
металл (МПМ) с однородно легированным слоем полупроводника п-типа
а). На рисуюшх
6.51,
электрического
поля
6.51.
напряжение приложен о к контакту
контакт
б. в приведсны распределения объемного заряда и
смещенного
2- в обратном).
диода
1,
(соответственно
меньшее
положительное
причем контакт смещен в прямом направлении, а
Ширина обедненных областей определяется следующим равенствами:
и
где
W1
и
W2
толщины обедненных областей
-
соответственно,
N0
-
прямо- .и обратносмещенных ·барьеров
концентрация ионизованной примеси и
V0
-
контактная разность
потенциалов. В этих условиях полный ток равен сумме обратного тока насыщения диода
Шоттки с высотой барьера
q;1111 • генерационного тока
Контакт
а)
и тока поверхностных утечек.
Контакт
2
о,_.+_ __,~ Полупроводник ~~------о
qNп
б)
х
в)
Рисунок
6.51
-Структура металл- полупроводник- металл (МПМ-структура}:
а- МПМ-структура с однородно жгированным полупроводником н-типа; б- расnределение
вроетранетвенного заряда при малых смещениях диода; в
-
распределение поля
308
По мере увеличения напряжения в конце концов произойдет смыкание обедненной
области
контакта,
смещенного
в
обратном
прямосмещенного контакта (рисунок
6.52,
направлении,
wl + w2 = w
(где
w-
обедненной
областью
V"·" . Это напряжение можно найти,
напряжением смыкания (или напряжением прокола)
приравняв
с
а). Соответствующее напряжение называется
ширина п-области):
(6.12)
При дальнейшем увеличении напряжения энергетические зоны на
контакте
1
становятся плоскими. В этом случае электрическое поле при х =О равно нулю, а падение
V1= V0 (рисунок 6.52.
V"-'' :
напряжения на первом контакте
б). Соответствующее напряжение
называется напряжением плоских зон
(6.13)
Зависимость напряжения
плоских зон от концентрации примеси в кремниевых
диодах с различной шириной базы приведена на рисунке
максимальная величина
Величина
постоянного
обычно лежит между
6.53.
Для заданной ширины базы
v;,., ограничена напряжением лавинного пробоя.
Vc."
смещения
ИПД
в
условиях
генерации
СВЧ-мощности
и V~~.,. Для определения вида ВАХ в этом диапазоне смещений
(Vc. 11 < V < V".,) найдем значение прямосмещенного барьера из (6.12), учитывая, что
vCA/ = v1 + V2 = v ,
W22qN/)(V. -V)=(V -V)2.
"
"Е о
о
1
11.1
(6.14)
Из этого выражения следует
v. -v1-- <V,,. ,- V)2
о
Рисунок
6.52 -
4V"л
(6.15)
Распределение электрического поля и энергетическая диаграмма МПМ-структуры
при проконе (а) и в условиях плоских зон (б)
309
После смыкания обедненных областей ток термически
эмитгированных
через
барьер ср8" дырок становится доминирующим:
J"
=А*Т2
(-q(cpв"+Vo)r ехр цVI_IJ ,
" ехр
kT
(6.16)
kT
где л;; -эффективная постоянная Ричардсона (4.1 ).
Из равенства
(6.15)
J
для
1'
v ~ vC.ll
получаем
=A':'Tlex (- qcpв"Jex [-q(V".,-v?\J.
"
р
kT
р
4kT ·V11:1 )
Таким образом, после смыкания обедненных носителями областей зависимость
тока от напряжения будет экспоненциальной.
iO
J .----.-------------,
s,
Рисунок
10 О .._,..,r-.L1-..J...J~':='-----'..A..U...;-:::-'---l-l-.U
11.111
;ot7
Если
ток
настолько
велик,
что
6.53 -
Зависимость напряжения
плоских зон от концентрации примеси в
кремниевых диодах с различной шириной базы
концентрация
инжектированных
носителей
сравнивается с концентрацией ионизованной примеси, объемный заряд подвижных носителей
определяет распределение электрического поля в области дрейфа. Этот ток называется током,
ограниченным пространствеиным 'Зарядом. Если дырки перссекают п-область со скоростью
насыщения
v_,, а ток J > q · v_, · N IJ, то уравнение Пуассона принимает вид
dE =_E_=_q_(NzJ +_l_J",
J
.
clx E.Jo 0 Е,.ё 0
q·1'_,) Е,ё 0 ·v_,
Дважды проинтегрировав это уравнение с граничными условиями Е
х = О, получим
J -_ ('
2ё 0 ё.,.2 · v_,. J. V -Cj•V
_
. N .( -V J
s
/)
v .
W
= О, V = О при
(6.18)
11:1
Изложенные выше соображения можно применить для других структур, таких, как
р+-11-р+- и р+-i-п-1t-р+-диоды (рисунок 6.54). Выражения для смыкания и плоских зон в
р +-п-р+ -диоде имеют такой же вид, как и для МПМ-структуры.
Протекание тока через р+-11-р+-диод, в котором произошел прокол, определяется
( 6.17)
теми же механизмами, что и в МПМ
отсутствие. в равенствах,
( 6.16)
и
структуре. Единственным отличием является
множителя ехр( -q({JвplkТ) в случае инжекции
носителей через смещенный в прямо м направлении р + -п-переход, т.е.
J
= А * ·yl ·
1
[ - q(V"' - V )
4kT . v"_,
ехр
J= J
'"
·
ехр
ТJ
[ - -'---'--'-'"----'-q · (V",, - V
4kT . v""
·
(6.19)
310
При комнатной температуре (1 11 ., =А'''· Т 2 ) составляет - 107 А/см 2 . Поэтому в
обычных
рабочих
условиях
эффект
ограничения
объемным
зарядом
становится
существенны!\·! при токах, значительно меньших lnл.
Е
Е
Lд__I
l-
Рисунок
6.54-
Распределение электрического поля при малых смещениях и проколе
и энергетические диаграммы при проколе для р' -11- р +-структуры
Типичная вольт-амперная характеристика кремниевого р +-п-р+ -диода с концентрацией
примеси 5-.10 14 см-3 и шириной базы 8,5 мкм приведена на рисунке 6.55. Напряжение плоских
зон равно 29 В, а напряжение смыкания составляет -21 В. Отметим, что сначала ток
возрастает экспоненциально, а затем линейно с напряжением.
Для
эффективной
необходимо
работы
контролировать
ИПД
величину
инжектированного заряда. Поэтому ток должен
резко
возрастать
Линейная
с
увеличением
вольт-амперная
связанная
с
током,
·ственным
ограниченным
зарядом,
характеристики
напряжения.
зависимость,
прибора.
ухудшать
Обычно
оптимальная
плотность тока значительно меньше
Описанный
обедненных
выше
областей
простран
будет
диод
(который
= qv,,·N/).
J
со
смыканием
также
называют
диодом со смыканием) используется в качестве
быстродействующего
трона,
поскольку
возрастает,
как
малошумящего
ток
в
только
таком
стабили
диоде
напряжение
/
Тек
ЛJfP.WO-
N
~
· JM//CCiill
";:\' !О r -~
резко
превысит
напряжение смыкания. Эффект накопления заряда
практически отсутствует; кроме того, диод обладает
хорошей
температурной
созданы
диоды
напряжением
от
со
1,5
стабильностью.
смыканием
до
35
с
В,
Были
рабочим
причем
характеристики были сравнимы и даже лучше, чем
характеристики
используются
стабилитрона,
явления
туннелирования.
лавинного
в
котором
пробоя
или
Рисунок
6.55 -
Вольт-амперная характеристика
кремниевого р+-11-р+ диода в условиях работы со
- --теоретическая;
- • - • - экспериментальная
смыканием
311
В динамическом режиме вследствие запаздывания инжектированного тока при пролете
~рейфовой области на определенных частотах, как и в случае ЛДП, реализуется динамическое
отрицательное дифференциальное сопротивление. Условием появления отрицательного сопро
тивления в ИПД является требование, чтобы угол пролета е,, был больше
1t $ е,,
но меньше
n,
2n:
(6.20)
< 2n,
W-xR
Где
е,1 =(!)·7:,1 " " ( ! ) - - -
Vs -дрейфовая скорость насыщения.
Так
как
барьера (х
малой
<
токовый
пакет
в
области
XR) и дрейфовой области с
напряженностью
имеет существенно
поля
(Е (х) <Е.,)
больший разброс по
скоростям, по сравнению с диодом Рида, в
котором в дрейфовой области реализованы
условия постоянной скорости (f(x)>E,),
то
КПД инжекционно-пролетных диодов
значительно
ниже,
чем
у
пролетных (ЛПД) и составляет
частотном дмапазоне до
Существенным
перед
ЛПД
20 ГГц.
лавинно
(2 - 5)%
преимуществом
является
в
ИПД
значительно
более
низкий уровень шумов, так как в первом
отсутствует
ударная
ионизация,
которая
приводит к увеличению дробовых шумов в
М раз,
где М - коэффициент лавинного
размножения - 3·102 • Это обстоятельство
f, ГГi?
Рисунок
6.56
предопределило
-Характеристики ЛПД и ИПД. Рядом
качестве
СВЧ
с экспериментальными точками указаны
значения КПД в nроцентах;
SD- одна область дрейфа: DD- две обнасти дрейфа
-
использование
предусилителей
ИПД
в
и гетеродинов в
приемниках.
Сравнительные хараперистики ЛПД и
ИПД приведены нарисунк·е
6.56.
Контрольные вопросы
1.
Приведите классификацию полупроводниковых диодов по применению и физическим
механизмам работы.
2. Почему кремниевые выпрямительные диоды изготавливаются на основе p+-n-n+
структуры?
3.
Пере•шслите
механизмы,
протекающие
в
структуре
импульсного
диода
при
переключении.
4.
Объясните эпюры переходнаго процесса по току и напряжению при переключении
диода из прямого смещения в обратное.
5.
Объясните
основные
конструктореко-технологические
направления
повышения
быстроДействия импульсных диодов.
б.
Какая
конструктивная
особенность
структуры
ДНЗ
обеспечивает
выключения?
7.
В каких устройствах применяются диоды с накоплением заряда?
8. В чем заключается принцип действия параметрического усилителя?
малое
время
312
9. Перечислите и объясните назначения основных параметров варикапа.
10. С какой целью реализуются варикапы на основе сверхрезкого р-п перехода?
11. Чем определяется чувствительность параметрического усилителя на основе варикапа?
12. Объясните частотную зависимость добротности при различных температурах.
13. Какие механизмы пробоя используются в кремниевых стабилитронах?
14. Перечислите и объясните назначение основных параметров стабилитрона.
15. Объясните принцип параметрической стабилизации напряжения с помощью
16.
стабилитрона.
Почему изменяется знак ТКН кремниевых стабилитронов в диапазоне напряжений
стабилизации (5 ... 6) В?
17. Что такое варисторы? Основные области применения.
18. Для каких областей применения предназначены СВЧ диоды?
19. Объясните назначение смесительных диодов. Назовите основные
параметры и базовые
конструкции и материалы для смесительных диодов.
20.
21.
22.
Чем определяется чувствительность по току детекторного диода?
23.
Чем определяются параметры Иmах. lmax. Иmin• Iтin и отрицательное дифференциальное
Поясните принцип действия переключательного
p-i-n диода.
Поясните принцип действия туннельного диода. Почему туннельные диоды могут
быть реализованы только на сильнолегированных вырожденных полупроводниках?
24.
25.
26.
27.
сопротивление?
Перечислите области применения туннельных диодов.
В чем заключается основное преимущества обращенных диодов по сравнению с
детекторами и смесителями на основе p-n перехода и барьере Шоттки?
На каком~ принципе работают диоды Ганна?
Объясните
условие
длительность
28.
29.
30.
пролетного
фронта
режима
перемениого
генерации
тока
диодов
значительно
Ганна.
Почему
больше
заднего
фронта?
В
чём
заключается
режим ограничения накопления объемного заряда? В каком
частотном диапазоне он реализуется?
Персчислите основные области применения диодов Ганна.
В чем заключается принцип работы регенеративных усилителей на диодах Ганна?
Какие
31.
32.
( 6.11)
переднего
характерист»ки
диодов
Ганна
со
сверхкритическим
легированием
предопределили их применение в СВЧ усилителях?
Поясните принцип действия лавинно
-
пролетных диодов.
В чем заключается причина появления динамического отрицательного сопротивления
ЛПД?
33. Чем определяется частотный диапазон пролетного режима работы ЛПД IМРАТГ?
34. Почему для ЛПД диодов используют структуру Рида р +-п-11- -11 +?
35. В чем заключается режим работы ЛПД с захваченной плазмой TRAPA ТГ? Какие его
особенности по сравнению с IMPA ТТ режимом?
36. Персчислите области применения ЛПД.
37. В чем заключаются преимущества и недостатки усилителей в режиме синхронизации
38.
по сравнению с регенеративным режимом усиления?
Укажите на особенности структуры умножительных ЛПД по сравнению со структурой
усилительных ЛПД?
39. Поясните принцип действия инжекционно- пролетного диода (ИПД).
40. Чем определяется частотный диапазон, в котором реализуется
41.
динамическое
отрицательное сопротивление?
В чем заключается преимущества ИПД перед ЛПД, и где они применяются?
313
Глава
7.
Биполярный транзистор
Биполярный транзистор (БТ) является одним из основных активных элементов
твердотельной электроники. БТ широко применяется в цифровых и аналоговых радио
электронных устройствах генерации и усиления сигналов, а также в качестве электронно
го ключа в импульсных схемах.
Определение «биполярный» указывает на то, что работа транзистора основана на
процессах, в которых принимают участие носители зарядов обоих знаков (электроны и
дырки). Название <<Транзистор» произошло от английского словосочетания
«transt"er resis-
tof))- преобразуемое (трансформируемое) сопротивление. В отличие от вакуумного трио
да транзистор управляется входным током, а не напряжением.
Структурно БТ представляет собой полупроводниковый прибор, состоящий из трёх
областей чередующегося типа электропроводности, которые создаются двумя токасвязан
ными р-п переходами внепосредственной близости один от другого (толщина базы значи
тельно меньше диффузионной длинынеравновесных носителей заряда). Различают р-п-р
и п-р-п транзисторы (рисунок
в
Е
р
7.1).
с
n
Е
в
11
р
IE
р
IE
Ic
с
n
Ic
Wв
Wв
+
+
Uгв
UEII
UЕВ
Uсв
lв
Icвu
lв
+
+
Е
С
-у
а)
Рисунок
б)
7.1 - Структура биполярного транзистора
и условные обозначения: а) р-11-р; б) 11-р-п
По используемым материалам различают гомогенные транзисторы, выполненные
из одного полупроводникового материала, например, кремния, и гетерогенные- на основе
двух и более материалов, например,
Si-GeSi-Si; GaAIAs-GaAs-GaAs.
При этом область эмиттера формируется из материала с более широкой запрещён
ной зоной по сравнению с материалом базы.
Назначение эмиттера
-
преобразовать внешний ток от входного источника питания
в инжекционный ток неосновных носителей заряда базы.
База предназначена для управления током инжекции эмиттера посредством изме
нения высоты потенциального барьера эмиттернаго
p-n перехода.
Коллектор предназначен для собирания дошедших до обратносмещённого коллек
торного перехода инжектированных из эмиттера неосновных носителей заряда (экстрак
ция) и обеспечение необходимой величины рабочего напряжения (десятки, сотни вольт).
Сопротивление обратносмещенного коллекторного
онным током эмиттера от МОм до единиц Ом.
p-n
перехода модулируется инжекци
314
7.1.
Принцип действия биполярного транзистора
Биполярный транзистор является активным прибором полупроводниковой элек
троники, так как он позволяет осуществлять усиление мощности входного сигнала.
Усилительный режим работы транзистора соответствует прямому смещению эмит
тернога
p-n
перехода и обратному смещению коллекторного
p-n
перехода.
Принцип действия БТ основан на инжекции неосновных носителей заряда базы из
эмиттера в базу, пролёте этих носителей посредством диффузии и дрейфа через базу, экс
тракции (коллектировании) дошедших до коллекторного перехода неосновных носителей,
инжектированных эмиттером, перенос полем обратносмещённого коллектора этих носи
телей в квазинейтральную область коллектора, где они становятся основными и замыкают
цепь внешнего тока коллекторного источника питания.
Проанализируем более подробно физические процессы, протекающие в транзисто
ре в усилительном режиме. Для определённости в этом разделе будем рассматривать р-п-р
транзистор.
1.
При подаче прямого смещения на эмиттервый переход потенциальный барьер по
нижается, и происходит инжекция дырок из эмиттера в базу. Одновременно проис
ходит обратная инжекuия электронов из базы в эмиттер. Для обеспечения высокой
эффективности (коэффиuиента инжекции) необходимо подавить ток обратной ин
жекции. Это достигается с помощью различного легирования эмиттера и базы в
гомогенных транзисторах, а именно: эмиттер легируют значительно больше, чем
базу. В этом случае
Nr:: >> N 8 ,
и эмиттервый переход представляет собой несим
метричный резкий (или сверхрезкий) p+-n переход. Эффективность такого p-n пе
рехода близка к единице.
у=
l
l РЕ
Ре
+ l NE
= [1 + l Nь· ]-1
l РЕ
""[1 +а N н ]-1 ""0,999.
NЕ
Ток обратной инжекции определяется процессом рекомбинации электронов в р+
эмиттере и является компонентом электронного тока базы
f/JI
Ine i
n
= f = fE
11
р
,,
·(1-у).
В гетератранзисторе п-р-п типа
n
Ф:.т ~------i
использование
тера
'----
Ее
в качестве эмит
широкозонного
полупро
водника позволяет получить вы
~~-----------------------------
Ее
сокий коэффициент инжекции
даже в случае
Nc::;. Nв
из-за
большей величины барьера для
F
Ev
обратной инжекции из базы по
сравнению с барьером для пря
мой инжекции из эмиттера в
Ev
базу (рисунок
Рисунок
7.2-
Энергетическая диаграмма гетератранзистора
В этом случае
!1/С
-
у=-!--+""!-""
где
n;:' == ехр- (в. Е
11;в
-
ре
Е" 11 )1 kT .
7.2).
[1
Nв
11;~ ]-1 '
+а·-·-,
NЕ
11;/J
315
При
разнице
n,~ /
== 10-
/п;~
6
в
ширинах
зон
порядка
0,4эВ
(переход
Si-Ge)
отношение
при комнатной температуре. Следовательно эффективность эмиттера
будет близка к единице даже в случае, если
Nt; :5 Nв.
Таким образом, гетеропереход
позволяет осуществлять практически одностороннюю инжекцию носителей заряда.
2. За время релаксации r м = е ·е 0 • р 8 == 1о- с, т.е. практически мгновенно, инжекти
12
рованные в базу неосновные носители заряда (дырки) нейтрализуются основными
3.
носителями (электроны), поступаютими из источника питания эмиттер-база.
Возникает градиент концентрации неравновесных электронно-дырочных пар, под
действием которого происходит диффузия (дрейф при наличии поля) дырок от
эмиттера к коллекторному переходу, где концентрация дырок близка к нулю вслед
ствие экстракции неосновных носителей полем обратно смещённого коллектора.
4. · По
мере пролёта базы происходит рекомбинация наиболее медленных дырок с
электронами, которая создаёт вторую компоненту базового электронного тока. По
скольку толщина базы Wв значительно меньше диффузионной длины дырок Lн, то
практически все дырки достигают коллектора. Таким образом, величина дырочного
тока в коллекторе
lpc приблизительно равна дырочному току эмиттера lpe· эффек
тивность прохождения дырок через базу характеризуется коэффициентом переноса
/3=~~1.
11"'
Величина тока базы 182 определяется разностью
1/12
5.
(1""-11".),
= /ре -1 ре = 1l"' '(1- {3) =У ' 1Е '(1- {3).
Дошедшие до коллекторного перехода дырки затягиваются полем обратно сме
щённого коллектора и создают полезный дырочный ток
1 =/3·1
р1·
где а
зоне
6.
= у · f3 ~ 1 -
f't'
lpc·
=у·/3·1 1::. =a·I Е'
коэффициент передачи тока эмиттера. Значение а лежит в диапа
(0,95-0,999).
К коллекторному переходу приложсно обратное смещение, поэтому через него
протекает также небольшой неуправляемый генерационный ток lсво
ток коллекторного
p-n
-
обратный
перехода, который замьн<ается через цепь базы. Так как ге
нерационный ток направлен встречно рекомбинационному току базы, то результи
рующее значение (рисуиок
7.1) тока
1/J = f IIJ + 1112
-
базы
1C/JO = 1,;
Ток коллектора
1с = 11". + 1С/ю
'(J- а)- f СВО •
=а . 1" + 1сво .
Нетрудно заметить, что для транзистора в усилительном режиме выполняется за
кон Кирхгофа
lt: = lв + lc.
Проведенный анализ устанавливает основные требования к структуре биполярного
транзистора
1. Nн >> Nв; !!.ЕчЕ > !!.Е8 в- для обеспечения эффективности эмиттера, близкой к
единице у ~ 1 .
2. W8 <<
са fJ :5
Lв- для уменьшения потерь в базе и обеспечения коэффициента перено
1.
316
3.
Уровень легирования коллектора Nc и его толщина Wc должны обеспечить тре
буемое рабочее напряжение, которое ограничивается лавинным пробоем кол
лекторного
7.2.
p-n
перехода.
Схемы включения транзистора как усилительного элемента
В I<ачестве усилителя мощности транзистор используется в трёх основных схемах
включения: схема с общей базой (ОБ) (рисупок 7.3,а), схема с общим эмиттером (ОЭ) (ри
сунок
7.3,6)
и эмиттерный повторитель (рисупок 7.3,в). В схеме ОБ усиление по мощности
осуществляется за счёт усиления по напряжению. В схеме ОЭ осуществляется усиление
как по току, так и по напряжению. Эмиттерный повторитель обеспечивает усиление по
току.
Ic
IE
~':
Uвых
...
Rн
lc
~:
Рисунок
7.3--
Ic
Ее
+
+
~
~
~
Схемы включения транзистора: а) ОБ; б) ОЭ; в) эмиттерный повторитель
Все три схемы соответствуют усилительному режиму: прямое смещение эмиттер
наго р-11 перехода и обратное- коллекторного р-11 перехода.
7.2.1.
Схема с общей базой
Рассмотрим квазистационарный режим (рисунок 7.3,а) без учёта переходных про
цессов при изменении вхощюго тока. Коэффициент усиления по мощности можно пред
ставить в виде:
Кр =К 1 ·К 11 ,
(7.1)
ы
где
К 1 =_с_- коэффициент усиления по току;
ЫЕ
К 11
!1Исв
=- - коэффициент усиления по напряжению.
t1Инв
Изменение входного напряжениянанебольшую величину !1ИЕв вызывает сущест
венное изменение тока эмиттера и коллектора. Эмиттер смещён в прямом направленил
(t"UEв< О,lВ).
Af
u
н
= t1U ЕВ
•
1
~~-
({JT
!1/с
= t"U ЕВ
rE
=a·t1IE
'
•
"'Ын·
Так как коллекторный переход смещён в обратном направлении, то его сопротив
ление большое, и он может, кроме того, поддерживать большое напряжение коллекторн~
го источника Ее, вплоть до напряжения лавинного пробоя Ивсв. Поэтому сопротивление
нагрузки Rн также может иметь большую величину, значительно большую, чем сопротив
ление прямо смещённого эмиттера (Rн
>>
rE). С точки зрения теории цепей обратно сме-
317
щённый коллекторный переход можно представить управляемым большим сопротивлени
ем, величина которого определяется током эмиттера, который, в свою очередь, управляет
ся малым напряжением эмиттера. Выходное напряжение определяется изменением на
пряжения на коллекторном переходе, которое можно найти по второму правилу Кирхгофа
(рисунок 7.3,а),
Ее =Исв
+lc ·Rn.
Дифференциал постоянной Ее равен нулю,
О= !':с..Исв
+!':c..lc
·Rн;
!:c..U С/! = um•x = -ы с. Rll'
знак минус означает, что с увеличением тока коллектора (эмиттера) и напряжения
эмиттера выходное напряжение уменьшается (изменение входного и выходного напряже
ний в противофазе).
Изменение входного напряжения связано с изменением входного тока эмиттера
!:с.. И uJ =
rE • !:с../ Е ,
где rr:- малое сопротивление эмиттера в прямом смещении
Подставив эти значения в
(7.1 ),
ер.,
( rE = - ,
/Е
единицы Ом).
получаем:
(7.2)
К 1' =a ·S·R 11 ·
2
'1
S=-
где
J
rн
/Е
=-
-
крутизна БАХ эмиттера.
ер,.
Таким образом, схема с общей базой {силивает по напряжению, но не усиливает по
току (a:::;l). Величина Kp=Ku составляет (l о- ... 103). На рисунке 7.4 представлено графиче
ское пояснение усиления по напряжению транзистора в схеме с общей базой.
I
Ic
Изменение входного напряжения на
)1 Rн
аiЕ
1о-2 в вызывает изменение выходного напряжения 1ОВ, что соответству
ет Ku = 103 •
Основная причина усиления по нап
ряжению заключается
в модуляции
сопротивления обратно смещённого
коллектора прямым током эмиттера,
Uсв
что вызывает ток
водит
к
коллектора и при
перераспределению напря
жения источника питания Ее между
Rн и коллекторным переходом син
хронно
входному
сигналу, т.е. уси
лению входного сигнала. При этом
энергия источника питания Ее пере
ходит в энергию
усиленного
сигна
ла. Большое значение коэффициента
усиления по
Рисунок
7.4-
ется
Усиление по напряжению
транзистора в схеме ОБ
напряжению определя
большим
различием в сопро
тивлениях обратносмещённого кол
лекторного
перехода
и
прямосме
щенного эмиттернога перехода.
318
7.2.2.
Схема с общим эмиттером
В схеме с общим эмиттером (рисунок
lв = lc -lc
7.3,
б) входным током является ток базы.
= 11, ·(1-а).
(7.3)
Тогда коэффициент усиления по току в схеме ОЭ (В)
=В=Ык
Ы 11
KF
а·Ыс
=
ЫЕ ·(1-а)
=~.
(7.4)
l-a
Нетрудно заметить, что при коэффициенте передачи тока эмиттера а близком к
единице, например, а
= 0,99
тельную величину (В =
99).
,
коэффициент усиления по току в схеме ОЭ имеет значи
В интегральных транзисторах ИС операционных усилителей
значение В может достигать нескольких тысяч, так называемые «супербета» транзисторы.
Физическая причина усиления по току в схеме ОЭ заключается в природе базового
p-n
тока. Ток базы транзистора в прямом смещении
зто ток рекомбинационных потерь в
квазинейтральном эмиттере, ОПЗ эмиттернога
перехода и квазинейтральной базе и
величина этих потерь минимизируется самой структурой транзистора.
В стационарном режиме ток рекомбинации дырок должен быть равен току элек
тронов, поступающих из базового контакта. Время жизни неравновесной пары электрон
дырка в п-базе определяется временем жизни
r",
но дырки пролетают базу (находятся в
w"11
базе) за время пролёта t"l' = - -- , значительно меньшее, чем r". Позтому для обеспече-
2·D 1'
ния рекомбинации введённых из базы основных носителей заряда (электронов) требуется
в
'rP(
больший ток неосновных носителей (дырок). Следовательно, ток коллектора дол
/tпр
жен в эту же величину превышать ток базы.
В=~=
lпli
-rl'
wl;;
j2·DI'
Коэффициент усиления по напряжению транзистора в схеме ОЭ
К =Ыс·Rи =B·!!JL
{/
D..l в · rвн
'iш
где r8 c =(в+ 1)· rc- входное сопротивление транзистора с ОЭ.
Коэффициент усиления по мощности транзистора в схеме ОЭ
в" R 11
В
К = - - · - =--·S·R
2
Р
будет выше, чем в схеме ОБ
(7.2),
В+!
rE
В+!
н
=a·B·S·R
,
11
(7.5)
так как имеется усиление и по току, и по напряжению.
Позтому большинство усилительных каскадов строится по схеме с ОЭ. Дополнительным
преимуществом схемы ОЭ является более высокое входное сопротивление, что упрощает
согласование между каскадами.
7.2.3.
Эмиттерный повторитель
Эмиттерный повторитель (рисунок 7.3.в) применяется в качестве согласующего
усилительного каскада между
высокоомным
источником сигнала и
низкоомным входом
транзисторного усилителя в схеме ОБ или ОЭ. Он усиливает по току и мощности, но не
усиливает, а передаёт напряжение, подаваемое на базу транзистора (рисунок 7.3,в), позто
му его и называют змиттерный повторитель.
319
Коэффициент усиления по току аналогичен схеме ОЭ
K,=l:!.l"=
Ып
Ы,,
Ыr:
=B+l.
·(l-a)
Коэффициент усиления по напряжению
к1-1l:!.Um,_,.
----l:!.UII.Y
/).Jii.
1::!./r:
Ru
+ЫЕ ·Rн
·l·li
Входное сопротивление эмиттернаго повторителя
R
'"
= l:!.U", = Ы Е
•
l:!.I,J
(r".
+ Rн) =(в+ l)· (R"+rE ) .
1::!./п
Усиление по мощности определяется усилением по току.
7.3. Коэффициент передачи тока биполярного транзистора
По характеру распределения примесей в базе различают две основные группы
транзисторов. Бездрейфовый транзистор характеризуется равномерным легированием ба
зовой области и резким ступенчатым эмиттерным переходом. Перенос носителей от эмит
тера к коллектору осуществляется диффузией. В дрейфовом транзисторе концентрация
примесей в базе убывает от эмиттернога перехода к коллектор1;1ому. Эмиттерный переход
-
сверхрезкий. В базе этого типа транзистора существует встроенное стационарное элек
трическое поле, обусловленное градиентом концентрации основных носителей заряда.
Перенос носителей в большей части базы осуществляется дрейфом во встроенном поле.
Дальнейший анализ проводится для бездрейфового транзистора, так как его ре
зультаты распространяются и на дрейфовый транзистор.
7.3.1.
Распределение концентрации носителей заряда в структуре транзистора
В общем случае распределение концентрации носителей заряда в структуре тран
зистора находится из уравнения неnрерывности, как это было nоказано ранее для отдель
ного
p-n
nерехода с ограниченной базой. В отличие от отдельного
стор nредставляет собой два связанных по току
p-n
p-n
nерехода транзи
nерехода с ограниченной базой, один
из которых смещён в nрямом наnравлении, а второй
-
в обратном, но результирующее
расnределение концентрации носителей в базе и токов электронов и дырок может быть
nредставлено суnерnозиuией двух режимов.
Wв
p.n
ПрОЕ
х
'исунок
7.5-
Распределение концентрации носителей
в равновесном состоянии
Wв+Wc
Рисунок
7.6- Распределение
х
концентрации неоснов
ных носителей заряда в усилительном режиме
320
На рисунке
7.5
приведено распределение логарифма концентрации основных и не
основных носителей заряда в нейтральном состоянии (без смещения). На рисунке
7.6
представлено распределение неосновных носителей заряда в линейном масштабе в усили
тельном режиме. Распределение основных носителей заряда не изменяется, так как мы
рассматриваем случай малых уровней инжекции.
Коллекторный переход для прямосмещённого эмиттера служит контактом со ско
ростью рекомбинации, близкой I< бесконечности, аналогично идеальному омическому
контакту, так как поле обратносмещенного коллектора экстрагирует неосновные носители
заряда. Инерционность экстракции определяется временем дрейфа носителей через тол
щину ОПЗ коллекторного p-n перехода ( Dc), порядка l о- 11 с. С другой стороны, эмиттер
ный переход является контактом со скоростью генерации, близкой к бесконечности, для
обратносмещённого коллекторного р-11 перехода. Нарушение нейтральности базы за счёт
экстракции дырок на границе ОПЗ коллектора нейтрализуется инжекцией из сильнолеги
рованного эмиттера (генерация на контакте).
В соответствии с граничными условиями малых уровней инжекции (условие Шокли):
иЕ/J.
cpl.
-
исв
ll/J (w/J ) = P,,()fj . ехр- --""о;
Рв (0) - Р,,ов ·ехр--'
CfJт
(7.6)
s;:
npE ( -uE
)
и E/J .
(>: ) =llpoc ·ехр---."0.
и C/J
=llpot: ·ехр--,
ll"c Ис
CfJт
CfJт
Распределение неравновесных дырок в базе определяется суперпозицией инжекции
из эмиттера и тепловой генерации и экстрющии обратносмещенным коллектором
Wп-Х
Х
sh---sh-LI'
( )
LP
W
+!::.PвWu
sh _11_
sh _fJ_
LP
LP
·---w-"'
(7.7)
;, Р,,ов
·(ехр иыJ -1\(Wв- Х J_ Р,,ов ,_!_ = Ь.Рт -Ь.Pli2.
CfJт
)
Wв
Wв
)
Инжекция из эмиттера создаёт избыточную концентрацию Ь.Рю и полезный ток
коллектора. Экстракция генерированных теплом дырок в базе Ь.Р 82 создаёт компоненту
неуправляемого обратного тока коллектора.
Энергетические диаграммы транзистора
режима усиления приведены на pucyNкe
p-n-p
типа для равновесных условий
и
7. 7.
Прямое смещение эмиттера снижает барьер эмиттера (ФоЕ- qиЕ). Величина сме
щения эмиттера соответствует разности квазиуровней Ферми в эмиттерном переходе:
qи Е
= F118
-
FpE.
Величина коллекторного барьера увеличилась на значение приложенно-
го обратного смещения: Фос
+
и с. Разница между квазиуровнями в коллекторном перехо
де соответствует коллекторному смещению qи с =
ция дырок в базе отражается более близком к
Ev
Fpc - F118 •
Неравновесная концентра-
расположением квазиуровня дырок Fрв·
Аналогично избыточная концентрация электронов в р-эмиттере отражена квазиуровнем
F11 г;. Экстракция электронов из коллектора отражена удалением
F11
от зоны проводимости
Ее коллектора, а экстракция дырок из базы соответственно удалением квазиуровня
Ev
базы. Знак минус для
электронов.
j 111;
и
j 11 c
Fp
от
отражает противоположное направление тока потоку
321
n
р
____
р
Ее
Ее
\'------'/
qUc
F
Фос+Uс
а)
б)
Рисунок
7.7-
Энергетические диаграммы транзистора:
а) нейтральное состояние; б) усилительный режим
7.3.2. Диффузионные токи
в транзисторе
Для упрощения будем рассматривать одномерную модель на малых уровнях ин
жекции, пренебрегая рекомбинацией и генерацией носителей заряда ~ ОПЗ эмиттернаго и
коллекторного
p-n
переходов.
Активный режим транзистора представляется суперпозицией прямосмещённого
эмиттернаго р-п перехода при нулевом смещении коллектора и обратносмещённым кол
лекторным переходом при нейтральном эмиттере (рисунок
UE>O
р
UE=O
n
7.8).
Uc<O
n
р
Uc<O
р
+
___,____........__....J,..
--~---L--~--·· х
Wв
о
Wc
б)
а)
Рисунок
о
Wв
х
7.8- Активный
в)
режим как суперпозиция прямосмещённого эмиттера
и обратносмещенного коллектора
Ток эмиттера определяется суммой
1t"
где lрю( иrJ
-
= I,,EJ + /pfi2 + /1/Е
•
(7.8)
инжекционный ток эмиттера;
lр 1д(ис)- генерационная компонента дырочного тока;
l 11 E{ и~:.) -
электронный ток обратной инжекции.
Ток коллектора
lc = I,,cJ + lpC2 + l"c •
где lрс 1 (иЕ)- коллекторный ток дырок, дошедших от эмиттера;
lрс2(ис)- генерационный ток дырок в базе;
111 с(ис)- генерационный ток электронов в коллекторе.
(7.9)
322
Ток базы является током основных носителей заряда (электронов). Природа тока базы
ток рекомбинационных потерь при пролёте базы (/рЕ 1 -1рс 1 ), ток обратной инжекции (ре
комбинация в квазинейтральном эмиттере) и .тепловой генерационный ток обратносме
щённого коллектора. Следует отметить, (рисунок
7.8),
что направление рекомбинационной
компоненты тока базы противоположно направлению генерационной компоненты.
(7.10)
Для установления связи токов с параметрами транзистора и их количественной
оценки воспользуемся рассмотренным ранее распределением диффузионных токов в
(5.5.3).
переходе с ограниченной базой
переходу транзистора, к которому приложено смещение (рисунок
плотности тока в
p-n
переходе с ограниченной базой имеет вид
j(X)= iю.
а ·L ·ch W - Х + D ·sh W - Х
LW
WL
ст ·L·sh- + D·ch-
L
.
(
=S
1
pEI U=U Е
Х=О
Е
(5.53):
ехр~-1
)
(/Jт
L
Тогда для первой схемы (рисунок 7.7,а) [и= иЕ; Х
1
p-n
При этом начало координат будет соответствовать
= (0,
Wв,
7.8).
Распределение
(7.11)
.
WE);
ст= оо].
_q·Dв·n~·cthWв(expиE_1)·
N .L
L
rn
,
В
В
В
't'T
и->~
W ( exp_L-1
и
)·
= S · q·Dв -n ,в ·csch_д_
Е
N L
L
(/1
'
2
1
pCI 1X=W8
В'
В
В
(7.12)
't'T
-s
hwE(
иЕ 1)
1 1
- Е · q·DE·n~
t - exp-nE X=Wt:
N . L · cL
tll
•
Е
Е
't'T
Е
Для второй схемы (рисунок
7.7,6)
[и= -ис; Х
={0, W8 , Wc);
а= оо].
q
W ( ехр---1
ис· ) ·
=-S · ·D8 ·n' 8 ·csch_д_
с
N L
L
(/1
'
в· в
в
-rт
2
1
рЕ2 1х =W8
1
рС2 1Х=О
1 .1
1/С X=Wc
2
q
= -S · . D в . n ,в
с
N L
в' в
W ( ехр--и с 1)
·cth_д_
L
(/1
в
-rт
·
q
W ( ехр-и с -1 ) ·
= S · · D с ·n ,с~. ·cth _f_
С
N ·L
С
С
L
С
tll
't'T
Отметим, что в усилительном режиме
'
UE
ехр(/)т
и
ехр--=ехр-40~0; при иЕ
(/Jт
= O.SB,
иЕ
ехр-·
(7.13),
эмиттера и базы.
ис ~ О . П ри
>> ехр--
ис
=
-lВ.
(/Jт
= ехр20. Поэтому дырочные компоненты
(/)т
токов, связанные с прямым смещением эмиттера
ных компонент
(7. 13)
'
(7.12),
значительно больше генерацион
и ими можно пренебречь при оценке коэффициентов передачи тока
323
7.3.3.
Коэффициент передачи тока эмиттера
В схеме с ОБ коэффиЦиент передачи тока эмиттера выражен в виде:
а = d! с
d/ Е
= dl с
• dl ре • dl рЕ
df рС d/ рЕ d/ Е
=а • • {:J •У •
С учётом лавинного размножения в коллекторе
(7.14)
df 1>Е
где у = -
-
эффективность эмиттера;
-
d/E
{3
dl с
=_r_
-
коэффициент переноса;
dfpE
а
*
=
d(l 1,c + I"c)
dlpc
-
~
собственныи коэффициент усиления коллекторного перехода;
[l-
М (и с)= (_!!_с;_\"]-'_
коэффициент лавинного р~змножения.
и всв)
В стационарном режиме эффективность эмиттера
характеризует долю тока инжекции в базу в полном токе эмиттера. Коэффициент переноса
{3() =/pC<l
- .,
!/,[!
характеризует долю инжекционного тока неосновных носителей, дошедших до коллектора.
Собственный коэффициент усиления коллекторного перехода
•-(l
а-
J- 1
+dl"c
--- ,
dfpC
учитывает модуляцию части неуправляемого генерационного тока током эмиттера (/ре).
Изменение падения напряжения на теле коллектора приводит к модуляции диффузионной
длины, а следовательно, электронного компонента обратного тока коллектора. У совре
менных транзисторов а;; отличается от единицы в пятом, шестом знаке и принимается
равным единице.
У становим взаимосвязь между параметрами транзистора и физическими компо
нентами коэффициента передачи.
-[1
Уо-
I"E
+-IpE1
]-1 -[1
nfE
- + Lв ·Dв ·Nв
-·-·thWв
- · chWE]-1
t2
LE ·DE DE п;в
Lв
2)-1 ==1-.L.WB2
=-1_"" l+.L.WB
{3 о =/pCI =sch~Vв
L
W
22
1 рЕ1
11
ch ____fl_
Lп
(
Lв
LE
22·
Lв
(7.14)
(7.15)
324
Как следует из
(7.14),
эффективность эмиттера возрастает при увеличении концен
Z:
трации примесей в эмиттере (
>> 1}
увеличении ширины запрещённой зоны эмиттера
по сравнению с материалом области базы ( n;: << 1), уменьшении толщины базы W8 , уве-
l 11;в
личении толщины эмиттера (Wь-
(cthЗ:::::: 1), и учитывая, что
w w
th__д_ .,__д_
Lв
Уо-
DE N в 11;~
WB
+-·-·-,·
Dв NE 11 ;в ~DE ·'rE
-1
1
[
WE > 3LE
при Wв<< Lв, получаем:
Lв
-
Для случая полубесконечного эмиттера
2: 3LE).
]
·
(7.16)
Эффективность уменьшается при уменьшении времени жизни носителей заряда в
квазинейтральном эмиттере.
Коэффициент переноса
(7.15)
увеличивается при уменьшении толщины базы и
увеличении коэффициента диффузии (подвижности) и времени жизни неравновеемых но-
сителей в базе (L~
=Dв · -r в).
7.3.4.
Коэффициент передачи тока базы
В схеме с общим эмиттером (рисунок
7.3,6)
коэффициент передачи тока базы опре
деляется из выражения
(7.17)
В квазистационарном режиме
В= I"c;
в-'= l"в = I"в, + 1"82 =-1-+_1_ ,
.f"в
I"c
I,,c
где В = l"c = I"ei = Dв . Nl'. . 11;~
Уо
Bro
(7.18)
BfJ..
коэффициент усиления тока базы транзистора
I"E·
без потерь в
ВfJo
• LE
I"e
DE N в n;~ W8
базе (I"c= Iры);
I"c
1pCI
= - - - - - - - : : 2 L~
= -----'--/ pEI - / pCI
sh _W_в . th _W_в_
WД
L8
2·L 8
-
коэффициент усиления тока базы для
транзистора без потерь в эмиттере.
Нетрудно заметить, что эти коэффициенты связаны с параметрами схемы ОБ ана
логично выражению
(7 .18)
в =_]Д_.
Ун
где )'о задаётся
(7.16), а f3o-
1-у
выражением
о
'
в fJo =_А__
1- {3 •
о
(7.15).
Коэффициент В. показывает во сколько раз ток прямой инжекции больше, чем ток
обратной инжекции. Коэффициент Вр отражает эффективность переноса через базу и по
казывает во сколько раз ток носителей, достигших коллектора, больше, чем ток рекомби
национных потерь при пролёте базы. Величины этих коэффициентов могут быть более
reoo.
325
7.3.5.
Влияние высокого уровня легирования эмиттера на его эффективность
Для обеспечения высокой эффективности эмиттера последний легируют значи
'rе..ТhНО сильнее, чем область базы. Однако при превышении уровня легирования эмиттера
i~~а:оторого значения коэффициент усиления не увеличивается, а уменьшается. Это обу
.::r<Jвлено двумя эффектами: сужением ширины запрещённой зоны эмиттера и значитель
:&Вf увеличением темпа рекомбинации Оже, которые приводят к увеличению тока обрат
юй инжекции из базы в эмиттер.
При концентрации примеси в эмиттере более 10 18 см-3 среднее расстояние между
пшшми примеси становится меньше 1о-6 см, что сравнимо с длиной волновой функции
э..1е11:трона. Перскрытие волновых функций приводит к расщеплению примесных уровней
"
примесные подзоны и увеличению плотности разрешённых состояний в запрещённой
зоне, что эквивалентно сужению ширины запрещённой зоны (рисунок
7.9).
В расчётах эффективности эмиттера используют эмпирические соотношения для
ве.1ичины сужения ширины запрещённой зоны в кремнии
АЕ /,. =9·10-' ·[ln lNE0 +(ln
17
2
NE
10 17
+0,5J~](эВ)
'
(7.19)
или
Сужение ширины запрещённой зоны
Е
~--------~г---------т---Ес
приводит к увеличению собственной
концентрации носителей заряда
2
Ego
Ел
-- ........ ,,
1
nieff = Nc ·Nv ·ехр-
АЕ~о -АЕЕ
k·T
Ev
',,
=
(7.20)
',
__лj_j \
При
\
\
уровне
легирования эмиттера
Nн= 5·1 0 19 см· 3 выражение (7.19) даёт
\
1
величину АЕЕ::::: 0,11эВ. Это означает,
1
1
\
что концентрация п;e.ff "'50· п?о при
1
1
1
Nv
Т = ЗООК, а следовательно, концентрация неосновных носителей заряда в
Рисунок
7.9- Сужение
ширины запре
щённой зоны р +-эмитrера и увеличе
эмиттере и ток обратной инжекции
увеличивается
также
на
полтора порядка.
ние плотности состояний
Увеличение тока обратной инжекции с ростом уровня легирования за счёт сужения
ширины запрещённой зоны эмиттера приводит к экстремальной зависимости
нок
By(NЕ)
(рису
7.10).
Поэтому для обеспечения максимального значения коэффициента усиления крем
ниевых транзисторов необходимо оптимальное легирование эмиттера.
326
Дополнительное снижение эффективности эмнтrера при высокой концентрации
основных носителей зарида свазано с уменьшеннем времени жизни за счёт прамозонной
рекомбинации Оже (рисунок
7.1 1).
В
tE
. / tд
\ .............
\
\
\
\
\
\
\
1
NE.onm.
Рисунок
NE
NE
7.1 О - Зависимость эффективности
Рисунок
7.11 - Уменьшение времени жизни
носителей
эмитrера от уровня легирования
заряда
в эмипере с ростом
уровня легирования
1
l
1
'(Е
'fsE
'(А
-=-+-.
где
1- -rsн = - Сп·N,
-r л =
1
2
СР·Nн
время жизни, определяемое реком
-
бинацнеиw
через ловушки;
время жизни, определяемое рекомбинацией Оже.
Так как эффективность
(7.16) уменьшается
со снижением времени жизни в эмитте
ре, то высокий уровень легирования приводит к уменьшению коэффициента усиленИJI
транзистора. Следует отметить, что для кремниевых транзисторов эффект сужения шири
ны запрещённой зоны эмипера играет более важную роль, чем рекомбинация Оже.
7.4. Завненмоеть коэффициента передачи тока от режима работы
7.4.1. Эффекты
малых н больших уровней инжекции в базе транзистора
В общем случае коэффициент передачи то
в
ка базы биполярного транзистора имеет эк
стремальную
СУИ
тора (рисунок
зависимость от тока коллек
7. 12). Такой
вид зависимости
определяется увеличением эффективности
на малых уровнях инжекции, связанным со
снижением
вклада тока рекомбинации в
ОПЗ и на поверхности эмиттернаго р-п пе
рехода
в
полном
токе эмиттера, при уве-
личении прямого смещения или тока эмит
lg/с
Рисунок
7.12- Зависимость коэффициента
усиления В от тока коллектора
тера. Снижение коэффициента усиления
эффектами больших урав-
определяется
ней инжекции:
327
•
уменьшением эффективиости из-за более сильной потенциальной зависимости тока
•
•
двумерный эффект «оттеснения» эмиттернога тока к периферии эмиттера;
обратной инжекции;
эффект расширения квазинейтральной базы (эффект Кирка) и снижение коэффици
ента инжекции и переноса;
•
боковая инжекция и увеличение компонента тока базы, обусловленного рекомби
•
эффект квазинасыщения коллектора при малых напряжениях источника питания.
нацией на квазинейтральной поверхности и омическом контакте базы;
Малые уровни инжекции
На малых уровнях инжекции значительный вклад в ток эмиттера вносят процессы
рекомбинации в ОПЗ и на поверхности эмиттернаго
p-n
перехода. Поэтому эффектив
ность эмиттера значительно ниже идеального значения, определяемого диффузионными
токами:
(7.21)
При иЕ> бqrг, и т=
2 (5.40, 5.43, 5.73),
1н= 1по
и[.- + (в + с) ·ехр--.
иЕ
·ехр-·
(/)т
(7.22)
2(/Jт
Решив квадратное уравнение относительно ехр и Е и подставив его значение в
2qJ1'
(7 .21 ), получим
(7.23)
где
В реальном транзисторе эффективность монотонно возрастает при увеличении тока
эмиттера с асимптотой у 0 (рисунок 7.1 З,а). При токе /Е= 8/о, у= 0,5у 0 (7.23). Таким обра
зом, характеристический ток / 0 (8/0 ) определяет минимальное значение тока эмиттера, при
котором усиление тока базы начинает превышать единицу, и следовательно, характеризу
ет режим микротоков входных каскадов усилителей.
у
ln Io ln Iрек
Уо
1,0
8Io
а)
Рисунок
7.13
б)
-Зависимость эффективности от тока эмиттера (а), и тока эмиттера
от напряжения в полулогарифмическом масштабе (б)
328
Из анализа
(7.23)
следует, что для повышения усилительных свойств транзистора в
микрорежиме необходимо увеличивать время жизни носителей заряда, т.е. уменьшать
концентрацию рекомбинационных центров в объёме и на поверхности эмиттернога р-п
перехода, и, следовательно, использовать операции геттерирования БДП и подавления
дефектов упаковки, индуцируемых окислением. С точки зрения конструкции необходимо
использовать структуру с малой площадью эмиттера с круговой либо квадратной тополо-
гией эмиттера, обеспечивающей минимальное отношение периметра к площади ( ;: ) .
IE > 10 2 ·/о (UE > И/, рисунок 7./3,6)
При увеличении тока эмиттера до значений
вклад z""к в ток эмиттера уменьшается из-за более слабой потенциальной зависимости
(m=2),
и эффективность стремится к асимптоте уо.
Второй причиной увеличения коэффициента передачи тока является увеличение
дрейфовой компоненты тока эмиттера наряду с диффузионной при пролёте базы, которая
моделируется введением эффективного коэффициента диффузии в базе
Dво { 1+ z~ 1J.
D8,:/I =
(5.59):
Учёт диффузионного поля в базе с помощью Dв.елприводит к увеличению коэффи
циентов переноса
(7.15) и
инжекции
(7.16).
Большие уровни инжекции
На БУИ ток обратной инжекции из базы в эмиттер изменяется по более сильному
потенциЗльному закону, чем ток прямой инжекции (5.69). В результате эффективность
эмиттера уменьшается с ростом тока (5.72,рисунок
5.40).
В схеме с общим эмиттером
I
В =_!!;_=В · - r
I
ro 1+ Z'
81
где
I 81 =S Е · ·D~·n
~
''1. N Е • LF.
2
q
2
UF. ( 1+-'
n ·ехрUE) ·
'
'
·ехр-· ·
<fJт
Nв
<fJт
2
Р(О) n
И
Z = - - = ~ · ехр _!i_ -уровень инжекции;
Nв
Nё
<р,.
BJ'o- определяется
выражением
(7 .18).
Критическая плотность тока коллектора, при которой эффективность эмиттера в схеме
ОЭ подает в два раза
(Z=I),
. -
}у- q
определяется уровнем легирования базы и её толщиной
Dв·Nв
W8 :
(7.24)
Wв
Уменьшение эффективности эмиттера усиливается двумерным эффектом оттесне
ния эмиттернаго тока к периферии эмиттера.
Плотность эмиттернаго тока выше на краях полоски эмиттера, чем в центре из-за
поперечного падения напряжения на сопротивлении активной базы ( ~~) (рисунок 7. I 4).
Потенциал края эмиттера относительно базы
переход смещен до меньшей величины И (0)
jE(O) << jE(A),
Иz;н =И (А). В центре полоски эмиттера
=
И Ев -
11U 8 ,
и при векотором значении тока эмиттера: I Е=
,
/
8
11U 8 = · r8
где
2
?
•
Поэтому
Jj(x)dx, основная часть
f
329
тока протекает по периферии, а не всей площади эмиттера. Очевидно, что эффекты БУИ
будут проявляться
при меньших значениях интегрального тока в структурах с большей
неоднородностью плотности тока эмиттера (большим сопротивлением активной базы r~ ).
Е
U,.
р
о
-~
/~
2
~----------------------~
а)
х
llf
2
б)
Рисунок
7.14- Структура транзистора (а), распределение
плотности тока
и потенциала эмиттера {б)
Для полосковой конфигурации эмиттера (рисунок 7.14,а) с двухсторонним базовым
контактом
(7.25)
где
l Е , hE
-толщина активной области базы;
W8
р
-длина и ширина эмиттера;
81 л
=
1
v
qJlвNв
-удельное сопротивление активнои
б азы.
Для уменьшения эффекта «оттеснения» эмиттернога тока необходимо использо
вать конструкцию транзистора с полоскавой топологией эмиттера с малой шириной
большим периметром
(/l")
l",
и малым удельным сопротивлением активной базы (транзистор
с эмиттерным гетеропереходом)
(7.25).
По этой причине все дискретные транзисторы
средней и большой мощности имеют полосковую топологию эмиттера. Увеличение отно
шения периметра к площади эмиттера позволяет расширить на порядок диапазон по току
коллектора в усилительном режиме (рисунок
Можно показать
( j Е (А) 5 2)
JE(O)
lЕ
$;
2Wв .а
•
7.15).
для обеспечения квазиравномерной плотности тока эмиттера
ширина эмиттерной полосы должна быть меньше определённого значения
JB(l Е)
микрометра.
, что
•
Ширина полоски эмиттера у СВЧ транзисторов составляет единицы
330
в
Гг------'
S,
=c.".,t
1
1
1
1
1
L: __
1
lgic
1,0
а)
7.15-
Рисунок
б)
Полосконая топология эмиттера (а), зависимость коэфициента усиления
от тока коллектора для различных параметров эмиттера (б)
ЭФфект Кирка
или
динамического заряда
распределение
коллектора
расширение квазинейтральной
подвижных
по координате
динамический
поля
базы обусловлен влиянием
носителей на конфигурацию
в
коллекторном
)
(подвижный
заряд
переходе.
носителей
объемного заряда и
При
протекании тока
увеличивает
объемную
плотность заряда в ОПЗ со стороны базы, тем самым уменьшая её толщину, что приводит
к увеличению квазинейтральной базы. Плотность заряда в ОПЗ со стороны коллектора
уменьшается,
и
ОПЗ
расширяется
р в =q · ( N в + Р); р с =q( N с + Р); Р = j с
q·V
(рисунок
динамический заряд;
-
V -
7.16)
скорость дрейфа
дырок в ОПЗ коллектора.
При постоянном напряжении коллекторного перехода положительный заряд ОПЗ
со стороны базы должен быть равен отрицательному заряду со стороны коллектора.
cl
.IIW,
11
Р+·
1
1
1
<>--
w..
~.с,
W,(j,)
1
1,
1
1
1
1
j.J
х~
~
б,(j,)
а)
Р.
Рисунок
7.16-
Изменение толщины квазинейт
ральной базы (а) и конфигурации объемного
разряда в ОПЗ коллекторного перехода при
увеличении тока коллектора (б)
б)
331
бв<iс)
lic<ic)
q J<N 08 +p)dx=q J<Nл-p)dx.
xi
xi
Из этого равенства следует, что с увеличением динамического заряда или плотно
сти тока толщина базы увеличивается
В
n-p-n
n = jc 1qV .
(8 11 уменьшается) W8 (Uc,jc)
= W110 (Uc)+~W8 (jc)·
транзисторе подвижный динамический заряд определяется электронами,
Но и в этом случае плотность заряда ОПЗ в базе будет увеличиваться, так как
заряд ионов примеси базы в этом случае отрицательный, и толщина этой области будет
уменьшаться с ростом тока коллектора, что приводит к расширению квазинейтральной
базы.
Для транзисторов с высокоомной базой (сплавные, эпитаксиальные) со структурой
n+-p-n+ или p+-n-p+ блокирующее коллекторное напряжение ОПЗ расположено в базе,
толщина которой определяется концентрацией ионов в базе
1
Du(Uc)
(5.27),
= [2ёёо(Ис +Uo)]1
qNв
Физическая толщина базы Wп 0 (Uc)
в отсутствии тока коллектора определяется
как
(7.26)
где Wвj- металлургическая толщина базы.
Уменьшение толщины физической базы при увеличении обратного смещения кол
лектора
(7.26)
носит название эффекта Эрли.
При протекании тока коллектора плотность заряда в ОПЗ увеличивается. При не
которой критической плотности тока
ивается. Для
-
тока Кирка
-
концентрация заряда в ОПЗ удва
n + -p-n + транзистора
jк=qNвV; N(j)=Nв+k=2N 8 ;
qV
Для произвольных значений тока коллектора
N 8 =n.
N (j) = N 8 (l +
~с), и толщина ОПЗ
lк
Приращение толщины квазинейтральной может быть представлено в виде:
1
~Wп(jc)=D11 (Uc)[l--1 -.1
2
(7.27)
1+k
jк
Большинство усилительных и импульсных транзисторов, в том числе высоко
вольтные транзисторы имеют структуру типа п+-р-п-п+, минимальная толщина Wc высо
ковольтного слоя коллектора определяется требуемой величиной максимального рабочего
напряжения, Wc ;;:: Ос (U с.млх). Как и в диодных структурах р + -п-п +, малая толщина выео
каомного
коллектора
обеспечивает
коллектора, а следовательно,
малые
омическое
сопротивление
и
ёмкость
малые потери мощности и высокое быстродействие в
импульсном режиме и работе на переменнам сигнале. Изменение конфигурации распре-
332
деления элект-рического поля в ОПЗ коллекторного р-п перехода при протекании тока оп
ределяется решением уравнения Пуассона с учётом динамического заряда,
dc ""..!L[N с
dx
Проинтегрировав
(7.28),
ее 0
_k].
(7.28)
qV
получим:
с(х) ""c(O)+l(N с _.k_)x.
ее 0
(7.29)
qV
Напряжённость поля в п-слое изменяется по линейному закону, как в п-базе обратно
смещённого
Nс ,
ния
p-n
перехода
(5.8).
Однако наклон уже зависит не только от уровня легирова
7. 1 7).
но и плотности тока коллектора (рисунок
коллектора
jc 2
До некоторой плотности тока
поле распределено аналогично обратносмещённому
p-n
переходу. При
этом наклон в р-базе увеличивается (плотность заряда в ОПЗ базы увеличивается), а в п
коллекторе уменьшается
(7.28).
При плотности тока, которое носит название тока Кирка,
(7.30)
поле в ОПЗ коллектора становится однородным (кривая
3), поскольку динамический заряд
электронов полностью компенсирует заряд доноров.
- увеличении тока коллектора наклон -dE
п ри дальнеитем
меняет знак.
П ри
плотности
dx
тока
k4
Wв(Л расширяется до металлургической толщины
W8j.
Напряжённость поля в
плоскости перехода становится равной нулю, а напряжение коллектора блокируется избы
точным электронным зарядом в 11-слое и положительным зарядом ионов 11+-подложки.
Напряжённость поля на границе 11-11 +, с (Wс) "" -2 и св
.
Wc
Значение критической плотности тока
определяется
р
1
1
N с,
n
уровнем
толщиной
и
Wc
легирования
приложеиным
смещением и св .
.
.
lкp""lc4""q
V(N
с+
2ее 0 и св)
а'( !С)
2
qWc
•
(7.31)
х
Рисунок
7.17-
Распределение напряженности
электрического поля в ОПЗ коллектора при
различных токах
Выражение (7 .31) следует из (7.29) при с (О) ""О, и с (Wс)""- 2 и св . При дальнейWс
шем увеличении тока граница квазинейтральной базы персмещается в п-коллектор, в
пределе достигая 11 +-подложки. Таким образом максимальная толщина квазинейтральной
базы может достигать значений:
(7.32)
333
Для определения толщины «наведённой» базы проинтегрируем
S(X)
Х
о
dWв
•
J dё= J ..!L(Nc-.!s_)dx;
k > iкр·
при
S(x)=..!L(Nc-.!s_)(X-д.W8 ).
qV
SSo
(7.28)
•
qV
SSo
В плоскости п-п + напряжённость максимальна ( х = Wc )
ё(Wс) =- 2иси
Wc
Из
(7.33)
-t..Wв
=..!L(Nc- k )(Wc
st: 0
qV
-t..Wв).
(7.33)
следует:
t..Wв(Jc)=Wc(l- iкр-}к),
(7.34)
ic- iк
где
j КР
даётся выражением
(7.31 ),
а
jк
из
(7.30).
В большинстве транзисторов, реализованных диффузионной либо эпитаксиальной
технологиями, коллекторный переход при небольших смещениях представляет собой ли
нейный или плавный
p-n
переход (рисунок
5.2).
В этом случае форма ОПЗ имеет вид треугольника (рисунок
7.18), и наложение
постоянной плотности динамического заряда смещает координату границ ОПЗ в глубь
коллектора.
Увеличение толщины базы может быть представлено в виде:
- Х i (j)
=
Nc
Nc -n ic
1
= dNI - dNI = - · dNI . Зависимость
/dX
ldX qV
ldX
n
р
t.. W8 = Х iO
толщины базы от плотности тока коллектора
имеет линейный характер
Wв(Л = Wво<ис)(l +~с),
(7.35)
lк
где iк
w.(J)
Рисунок
Wc
=qW80 dN ·V
dX
7.18-
-ток Кирка.
Смещение ОПЗ под дейст
вием динамического заряда в линейном
р-11 переходе
ЭФФект
сопротивлении
коллектора
t..и с
квазинасыщения
связан
низколегированной
напряжение
на
с
падением
п-области
ОПЗ
напряжения
коллектора.
коллектора
При
на
омическом
увеличении
уменьшается
иi
=
и св
-
тока
t..и с;
= 1с· Гтс = icPcWc , где r,.c -сопротивление тела коллектора.
п
ри некотором значении
При
превышении
,
этого
. = lco
. =исв
- -
1с
напряжение
PcWc
тока
коллекторый
переход
иi
=О .
смещается
в
прямом
направлении, т.е. транзистор входит в режим насыщения. В этом случае из р-базы в при
легающую часть высокоомного коллектора инжектируются дырки, которые нейтрализу
ются электронами. Функцию блокирующего слоя коллектора принимает на себя остав
шаяся часть п- слоя коллектора (рисунок
Wc(jc)=
7.19) толщиной
Ио:;
Pclc
ic>ico·
(7.36)
334
Увеличение толщины Wв Uc) за счет
п-части коллектора имеет вид:
wв (j с) = wво + wс (1- j ~() ) .
х
а)
(7.37)
lc
Эффект
ляется
в
квазинасыщения
транзисторах
с
прояв-
высокоомным
коллектрором, работающих при малом
напряжении коллектора.
Рассмотренные
t.t.w.
эффекты
квазинасыщения приводят к
х б)
1
1
коэффициента усиления тока
транзистора:
Рисунок
3
1
7.19- Распределение электронов (а)
и поля (б) в режиме квазинасыщения
и
базы
на
БУИ. Ещё большее влияние эти эффекты
оказывают на
1
Кирка
снижению
ния,
время
динамические
граничную
включения
и
параметры
частоту
усиле
выключения
импульсном режиме работы
в
[24].
Боковая инжекция из эмиттера определяет компоненту тока базы, связанную с ре
комбинацией носителей на квазинейтральной поверхности базы, омическом контакте базы
и в объёме пассивной квазинейтральной базы (рисунок
7.20).
При увеличении тока кол
лектора смещение края эмиттера растет сильнее, чем в центре полоски (эффект оттесне
ния эмиттерноГа тока), что приводит к увеличению вклада тока боковой инжекции в базо
вый ток и падению коэффициента переноса. Величина тока боковой инжекции определя
ется боковой поверхностью
PEWE
(периметром и глубиной залегания эмиттернаго р-п пе
рехода), скоростью поверхностной рекомбинации и расстоянием между краем эмиттера и
базовым контактом (К). Для уменьшения влияния боковой инжекции область под базовым
контактом легируют основной примесью более сильно, чем в активной базе. Встроенное
поле ограничивает боковую инжекцию и ток рекомбинации на базовом контакте. Кроме
того, подлегирование базы уменьшает сопротивление пассивной базы, что улучшает бы
стродействие транзистора.
·
Рисунок
7.20 - Боковая
инжекция из эмиттера
335
7.4.2.
Зависимость коэффициента усиления от тока коллектора
Количественная оценка коэффициента усиления при произвольных уровнях ин
жекции проводится с помощью двумерных физика
-
топологических моделей транзисто
ра, которые основаны на численных методах решения фундаментальных уравнений физи
ки полупроводников, например
MEDICI, др.
Для инженерных целей используются более простые модели, основанные на вы
числении компонентов тока базы и коллектора. Коэффициент передачи тока базы можно
представить в виде (р-п-р):
1_
.LJ ш _ 1
1вz
1Н3
!
1вs _ 1
1с
1с
1с
1с
1
1
1
1
В 130
Вт
B11 v
B11s
81
------+
- + - + -114+ - - - + - + - + - + - ,
В
где
181
-
1рс
1с
ток обратной инжекции (рекомбинация в квазинейтральном эмиттере);
рекомбинации в объеме активной базы; 1ю
ОПЗ эмиттера;
базы;
l 85
Вуо
184
-
(7.38)
182 -
ток
ток рекомбинации в объеме и на поверхности
ток рекомбинации в объеме пассивной базы и омическом контакте
-
-ток рекомбинации на поверхности квазинейтральной базы;
Bro, Вво, В,, B.,v, В.,5
-
идеальные коэффициенты передачи ·тока базы при доминировании
соответствующего компонента
1m.
Рассмотрим структуру транзистора с квазиравномерным распределением плотно
сти тока эмиттера. Ток коллектора для этого случая при И в
виде
(7.12):
-
1с -1 1 ,с 1
> 3qJт
может быть выражен в
qDIJпi~
и" -s r::Jc. exp-.
UE
-SE---exp-0
N и W,1
({Jт
({J.,.
(7.39)
Ток рекомбинации в квазинейтральном объеме эмиттера
(5.72),
qDвn;~·
И в (1+-,
n~ ехр-.
И Е)
181 -_ S е---ехрNELE
({J.,.
Nв
({J.,.
Ток рекомбинации в объеме активной базы
(7.40)
(7 .12)
qDвn~1
W8
Ив
182 = 1,,Ei -1"ci = sl,.---th--exp-.
N в L11
2Lв
({Jт
(7.41)
Ток рекомбинации в объеме и на поверхности ОПЗ эмиттера
1вз
где
1
1
те!
Tv
-=-+а eJ
= Sв
РЕ
- ·,
SE
UE _ S .
qn.8p({J.,.n
, -
2( И Ео -И Е )т ,1
а,
1
ехр---
(5.39), (5.43)
ИЕ
еlозехр--,
m(/Jт
m({J.,.
~
(7.42)
б
-скорость поверхноетнон реком инации.
Токи рекомбинации в объеме пассивной базы и на ее поверхности определяются из
двумерного решения уравнения непрерывности и имеют достаточно громоздкие выраже
ния. В одномерном приближении выражения для токов рекомбинации в объеме пассивной
базы и на ее поверхности могут быть приведены к виду:
184
_
-
n/
D8
К
UE.
PeWeq--cth-exp-,
NuLв
Lв
Фт
(7.43)
(7.44)
336
W:, =WE + W8 -толщина пассивной базы;
s.1 = PEW,, -эффективная площадь поверхностной рекомбинации;
где
К
расстояние между краем эмиттера и базовым контактом.
-
Выразив
(7.42)
и
и
через ток коллектора из (7.39) и подставив ее значения в (7.40),
ехр-Е
(7.38),
<fJт
получим:
1
1
1
B(Ic)
Вуо
Вrзо
---=--+--+
Bro• BfJo определяются
где
Р -W W 8
ь Е
SELв
К
Р WW
1 __1___1
cth-+(j_!i___!.!_]J_+Mlc +--1~' ,
Lв
SE D 8
Вуо
выражениями
(7. 18),
1
-
М=
Обозначив в
(7.45)
j"'
1
--1
В~о-~sm
.
Е
.
вro S Elr
Jоз
1
(7.45)
сумму первых четырех членов как-, получим
в- (1 )
1
с
Во
1
l -'--1
= -+
мz +-Jm
в
с
в
(
Простой вид зависимости
(7.46)
rO
О
B(lc) позволяет использовать это выражение при расче
те усилительных свойств транзистора на произвольных уровнях инжекции. Значения пара
метров В0 , М, В", 0 и т могут быть определены экспериментально для конкретно рассматри
ваемой технологии и топологии транзистора. Качественное поведение составляющих коэф-
;в,.
фициента передачи тока базы от тока
коллектора
отражено
7.21.
на рисунке
Для транзистора с малым отношением
;в~·'
1--------------;;..~Ic
Рн
1S Е
(кривые 1) значительное влия
ние оказывает эффект оттеснения эмит
тернога тока. При меньших значениях
тока коллектора достигаются
в
~Ic
••
тока, превышающие
jr
и
плотности
j к,
которые
приводят к падению эффективности
~Ic
..
;в
Bro
и коэффициента переноса в активной ба
зе
BfJo.
Некоторое увеличение В м обу
словлено дрейфовой составляющей тока
~Ic
;в,
эмиттера на БУИ. Потери носителей за
ряда в объеме пассивной базы
поверхности
( B,..s)
( B,..v )
и на
возрастают с ростом
тока коллектора из-за увеличения вклада
боковой
2
инжекции
которого край
для
транзистора,
эмиттера смещен
сильно, чем центр (кривая
~~---------------~€~
Рисунок 7.21 - Зависимость коэффициента усиления
гранзистора от тока коллектора:
1
отношением рЕ S Е ;
нием
2-
Pr, 1S Е
l-
транзистор с малым
транзистор с большим отноше
или узким эмиттером
1).
у
более
Для тран
зистора с эквипотенциальным эмиттером
(малое сопротивление базы, большое от
1
ношение Pz:: S z:: ) B".v и B,..s не зависят
от тока (кривая
2),
но величина потерь
337
больше, чем у транзисторов первого типа, что может ограничить максимальное значение
B(Ic).
Рекомбинационные потери на поверхности ОПЗ эмиттера возрастают с ростом пе-
риметра, поэтому
выше у транзистора первого типа. Таким образом, увеличение коэф
Br
фициента усиления с ростом тока коллектора на малых уровнях инжекции обусловлено
уменьшением вклада тока рекомбинации в ОПЗ эмиттера и на его поверхности. Макси
мальное значение В(/ с) ограничено всеми потерями и меньше, чем Во
(7.46).
Падение коэффициента усиления на БУИ обусловлено снижением эффективности
эмиттера за счет более сильной потенциальной зависимости тока обратной инжекции по
сравнению с прямой и расширением квазинейтральной базы (эффект Кирка), приводящего
также к уменьшению коэффициента переноса. Двумерный эффект оттеснения эмиттерно
го тока проявляет выше указанные эффекты при меньших значениях интегрального тока
коллектора (кривая
1).
При малых значениях напряжения коллекторного источника до
полнительное падение коэффициента усиления на БУИ обусловлено эффектом квазина
сыщения коллекторного
7.4.3.
p-n перехода (7.37).
Зависимость коэффициента усиления от напряжения
на коллекторном переходе
Влияние напряжения на коллекторе проявляется двумя эффектами: сужением ши
рины физической базы за счет расширения ОПЗ коллектора, что приводит к увеличению
эффективности эмиттера и коэффициента переноса (эффект Эрли), и ударной ионизацией
носителей в поле ОПЗ коллектора (лавинное размножение). Физическая толщина базы
(рисунок
где
7.22)
=[
Б (И св)
2ее0 (И +И
св
qNн
1
.)] 2
ос
для транзистора с высокоомнои базои.
u
u
Уменьшение толщины базы приводит к снижению рекомбинационных потерь при
пролёте базы
( /30 ) и увеличению эффективности эмиттера из-за увеличения плотности
тока прямой инжекции (увеличивается градиент концентрации неосновных носителей за
ряда в базе). На малых токах коллектора величина В определяется потерями в ОПЗ эмит
тера и на его поверхности (Вт), поэтому влияние эффекта Эрли незначительно. На сред
них и больших уровнях инжекции изменение коэффициента усиления значительно боль
ше (рисунок
7.23). Увеличение напряжения на коллекторе и уменьшение толщины физи
ческой базы сдвигают эффекты БУИ в область больших токов
(7.24), (7.31).
При малых
напряжениях на коллекторе увеличение последнего приводит к подавлению эффекта ква
зинасыщения
(7.36).
В области высоких напряжений коэффициент передачи тока базы В
стремится к бесконечности с асимптотой И СЕ
ствует значению а· М
B(U а)=
=1 .
a(U .)
СЕ
l-a(UCIJ
=И а . Максимальное значение
И се соответ
При этом напряжении
=оо,
а, следовательно, ток коллектора 1с = B(U а)· 1в ~ оо.
Величина максимального напряжения Иа значительно ниже величины максималь
ного напряжения в схеме с общей базой, которое ограничивается напряжением лавинного
пробоя И всв . Напряжение И а может быть определено из условия а ·М
= 1,
где М =[1-(~)"]-l
Ивсв
Из этого условия следует:
И =И
а
JJCB
_1_
и
(1-а)" =__flf;fL
'-JB+1.
(7.47)
338
в
.
а)
Рисунок
7.23- Зависимость
В(/ с) nри различных наnряжениях (а)
и зависимость B(Uc) nри различных токах (б)
7.4.4.
Зависимость коэффициента усиления от температуры
Температурная зависимость коэффициента усиления определяется следующими
причинами.
1.
2.
Различными ширинами запрещенных зон эмиттера и базы, а следовательно, разны
ми энергиями активации токов прямой и обратной инжекции.
Разной энергией активации тока рекомбинации в ОПЗ эмиттера и диффузионного
тока прямой инжекции.
3.
4.
Зависимостью подвижности и времени жизни носителей заряда от температуры.
У силеннем неравномерности плотности тока эмиттера и эффектов БУИ за счет
увеличения паразитных сопротивлений r~(T) и r.rc(T).
19
Для кремниевых транзисторов с уровнем легирования N Е > 10 с.мпрещенной зоны эмиттера становится меньше, чем в базе
3
ширина за
(7.19).
В силу этого эффективность эмиттера экспоненциально возрастает с температурой
на всех уровнЯх инжекции(? .18),
Причиной увеличения эффективности является разная энергия активации тока
прямой инжекции ( n;~1 ) и тока обратной инжекции ( n;~) (рисунок 7.24).
'-------------<~- 1
т
т
Рисунок
7.24- Температурная
Рисунок
7.25- Зависимость
под
зависимость тока nримой и
вижности неосновных носителей в
обратной инжекций
базе от температуры
339
На малых уровнях инжекции основной вклад в ток базы дает ток рекомбинации в
ОПЗ эмиттера
(7.45)
_!_
В,о- j~b -11; .;,-~- ехр[- !:!.Ek .чв ( 22- т)].
lоз
Т
(7.48)
т
= 1,6 ,
В, 0 -ехр[- ·~~В J, что вызывает более сильный рост В на МУИ с температурой, чем
При
довольно
частом
случае
для
кремниевых
транзисторов
т
0
Bro. Однако с ростом тока коллектора вклад этого механизма в увеличение В( Т) ослабляется.
С увеличением температуры возрастает время жизни носителей заряда в базе, но
одновременно снижается
подвижность,
которая
определяется
механизмом рассеяния
на
фононах или колебаниях атомов решетки кристалла (рисунок 7.25) J.l(Т) = 1-lo(!__)-", где
~)
11 = f(N 8 ) изменяется от 2,6 для электронов (p-n-p) и 2,3 для дырок (11-р-п)
15
при N 8 < 10 см-3 до 1,2 и меньше при N 8 > 10 17 см-3 • Поэтому диффузионная длина с
для кремния
ростом температуры может возрастать. что приведёт к увеличению коэффициента перене
са
f3
(доминирует увеличение времени жизни), либо уменьшается (доминирует уменьше-
ние подвижности или коэффициента диффузии
D8
).
С ростом температуры эффекты больших уровней инжекции сдвигаются (герма
ниевые, кремниевые транзисторы) в сторону меньших значений токов коллектора. Это
обусловлено усилением неоднородности токараспределения эмиттера из-за увеличения
сопротивления
1
r8 (Т),
1
r8
- Рв-
1
----cz·J.lв(Т)·Nв
Кроме того с ростом температуры уменьшается значение критических плотностей
тока эффективности
jr (7.24),
Кирка
(7.30), (7.31)
и эффекта квазинасыщения
(7.36) из-за
увеличения удельного сопротивления тела коллектора, что .ведет к уменьшению В(Т) на
больших токах коллектора.
Таким образом, на МУИ и СУИ коэффициент усиления увеличивается с ростом
температуры, а на БУИ- уменьшается (рисунок
7.26).
aJ:J
dT
а)
БУИ
fi)
7.26- Зависимость B(lc) при различных температурах (а) и температурной
чувствительности с/В от тока коллектора кремниевых транзисторов (б)
Рисунок
t!T
Для повышения термастабильности коэффициента усиления кремниевых транзи
сторов необходимо умеренно легировать эмиттер (N 8 < 2·1019 см-3 ) для нейтрализации
эффекта сужения ширины запрещенной зоны эмиттера, использовать структуру с диффу
зионным или с дрейфовым переносим носителей заряда в базе в зависимости от темпера
турной чувствительности времени жизни. Если время жизни слабо зависит от температу
ры, то предпочтительней структура бездрейфового транзистора с однородно легированной
базой с относительно высокой концентрацией примесей в ней,
температурную зависимость коэффициента диффузии
D8
необходимо снизить температурную чувствительность
•
обеспечивающей слабую
На малых уровнях инжекции
8, 0 (7.48),
должны доминировать глубокие рекомбинационные центры (Е,
т.е. в ОПЗ эмиттера
"" Е;), при которых т
=2.
Как правило, кремниевые термастабильные транзисторы имеют небольшой коэффициент
усиления по току (В
< 30).
В гетерогенных транзисторах с широкозонным эмиттером с увеличением темпера
туры коэффициент усиления уменьшается в отличие от гомогенных. Такое поведение обу
словлено меньшей энергией активации тока прямой инжекции по сравнению с током об
ратной инжекции,
Эта сильная температурная зависимость компенсируется ростом
ем температуры. В гетерогенных транзисторах
8, 0
с увеличени
в плоскости гетероперехода существует
высокая концентрация рекомбинационных центров, поэтому влияние тока рекомбинации
в ОПЗ эмиттера проявляется на средних и больших уровнях инжекции. В этом случае
температурная зависимость коэффициента усиления и его значение существенно зависит
от технологии получения гетероперехода.
7.5.
Статические характеристики биполярного транзистора
Различают четыре типа статических характеристик транзистора.
1.
Входные характеристики. Зависимость входного тока от входного напряжения при
постоянном напряжении на выходе, /вх = t'(Uвx)lu"ыx=co/l•t·
2.
Выходные характеристики. Зависимость выходного тока от выходного напряжения
при постоянном токе входа, !вых = t'( Uвыx)l~r<r=cmtst·
3.
Передаточная характеристика. Зависимость тока выхода от тока входа при посто
янном напряжении выхода, lвыx=t'(lвx)lu"ыx=coшr·
4.
Характеристики обратной связи. Зависимость входного напряжения от напряжения
выхода при постоянном токе входа, Uвх = t'(Uвыx)ilвx=collst·
341
7.5.1.
Схема с общей базой
Входная характеристика.
Для включения транзистора в схеме с ОБ (рисунок
lвх
=IE;
lвых
=lc;
ивх
=
и Ев; ивых
=
7.27):
и св.
р
[~
+
1
1
Рисунок
7.27- Схема
Рисунок
включения
7.28- Входные
характеристики.
транзистора в схеме ОБ; - - - -диод с
транзистора с общей базой
полубескопеечной базой
При нулевом смещении коллектора (базовый и коллекторный выходы замкнуты)
входная характеристика
1с
скоростью рекомбинации
=I
cr
(и 01 )
аналогична
p-n
переходу с ограниченной базой со
~ оо. В прямом смещении практически весь ток эмиттера
протекает через коллектор. Встроенное поле коллекторного
p-n
перехода экстрагирует
дошедшие до коллектора носители. При этом сопротивление прямосмещенного эмиттера
(прямое падение напряжения) будет меньше, чем у диода с полубесконечной базой (штри
ховая линия на рисунке 7.28). В обратном смещении и Ев
будет протекать генерационный
ток эмиттернего р-п перехода lнво. При напряжении лавинного пробоя и вЕв обратный ток
резко возрастает. При приложении обратного смещения и св
к коллекторному переходу
ОПЗ уменьшает толщину базы (рисунок 7.27) (эффект Эрли) и увеличивает ток эмиттера
(градиент концентрации в базе) при постоянном напряжении и ев (~р 1 (0) =~р 2 (0)). При
и Ев= О
(электроды эмиттера и базы закорочены) ток эмиттера
1Е
= 1 0 Е. -:t- О
•
Природа
этого тока связана с экстракцией термсгенерированных неосновных носителей заряда ба
зы полем обратно смещенного коллектора
( р" 11 , рисунок 7.27).
В результате эмиттерный
переход смещается в прямом направлении. Этому же способствует прямое смещение за
счет падения напряжения на сопротивлении r~ при протекании неуправляемого тока 1сво
(рисунок
7.27). Для компенсации этого тока необходимо подать обратное смещение и Ев.
При дальнейшем увеличении обратного смещения эмиттера будет протекать обратный ток
1ево.
Входное сопротивление транзистора в схеме ОБ,
(7.49)
имеет малую величину (единицы Ом) и уменьшается с ростом тока эмиттера.
342
Выходная характеристика.
коллекторной цепи
протекает неуправляемый генерационный ток изолированного кол
лекторного перехода. Зависимость от напряжения
плавный)
(5.74).
ет (рисунок
1С =/(и СВ )1 f E=L'Oit.'it • При 1Е =О ' в
Это зависимость
определяется типом перехода (резкий,
При достижении напряжения лавинного пробоя и всв ток резко возраста-
7.28) . Зададим
ра будет протекать ток
прямой ток эмиттера
lc 1 =аlн 1
1El
•
Тогда при и св
=О, в цепи коллекто
• Этот ток поддерживается в коллекторе встроенным по
лем контактной разности потенциалов и со .
Увеличение напряжения
исв
приводит к незначительному росту
1с 1
из-за
уменьшения физической толшины базы и связанным с этим увеличением коэффициента
передачи тока эмиттера а(исв). Для того, чтобы ток
lc 1
уменьшить до нуля, необходимо
изменить направление смещения коллектора, а именно, подать на коллектор прямое сме
щение. При некотором напряжении исвs 1
встречный прямой ток коллектора (инжекцион-
ный) полностью компенсирует прямой ток коллектирования
смещения коллекторного
а/ m. В режиме прямого
и эмиттернаго переходов, который носит название режима на
сыщения, внешний ток коллектора определяется алгебраической суммой тока коллекти
рования и тока инжекции.
1с = 1се - l;c ·
При больших токах
1ЕЗ
предельное напряжение ограничивается тепловым пробоем
и Jl.tll
ртах
=-~- ,
(7.50)
с
где Pmax - максимальная мощность рассеяния, которая зависит от конструкции
<Rr)
и ок-
ружающей температуры,
Tj111ax -То
р
max
=-'---Rт
1
1
kl
l
Рисунок
7.29-
с
Выходные характеристики
транзистора в схеме с общей базой
1
Рисунок
7.30 -
Зависимость дифференциального
сопротивления коллектора в схеме ОБ от тока и
напряжения коллектора
Дифференциальное сопротивление коллектора уменьшается с ростом тока коллек
тора и увеличивается с увеличением напряжения (рисунок
7.30).
343
1-.!_
и св ·W8 (B+l) _и св'
(/а. 1-1
-1 = (IE-1 - dис
d1c
rc= - tlUc
(
1Еi5(и св)
1Е
где n = 2 , для ступенчатых переходов; n = 3, для плавного перехода. Для маломощных
7
транзисторов rc находится в диапазоне ( 10 -1 04 ) Ом. На выходных характеристиках тран
зистора можно выделить три области (рисунок
или усилительному режиму:
жиму
открытого
1с = 1се - lic.
импульсного
Область
отсечки: и Ев ~ О
;
и 1,8
III
>О;
7.29). Область I соответствует активному
; 1с = al Е • Область II соответствует ре-
и св ~ О
ключа
-
режиму
насыщения:
и Ев >О;
и св >О;
соответствует режиму закрытого импульсного ключа- режиму
и св ~ О
; 1с
=1спо .
Передаточная
характеnистика.
В схеме с ОБ это зависимость 1С -- f(I Е )1 Исв;сошt •
_ _
_
i"
Линейный участок определяется зависимостыо a(IE) (рисунок 7.31).
и...,
Ul
р
И2
[1!2
> 1Е1
--~
--
:::
l,
о
W"В
б)
а)
Рисунок
7.31- Передаточная
характеристика транзистора в
Рисунок
7.32-
Изменение избыточной концентрации в базе (а)
и входного напряжения от напряжения на выходе (б)
схеме с ОБ
Характеристики обратной связи. Зависимость и ЕВ= J(и cв)I 1 E;consr.
При увеличении коллекторного напряжения напряжение на эмиттере уменьшается
(рисунок
7.32, б) при постоянном входном токе эмиттера. Такое поведение объясняется
концентрации дырок в плоскости эмиттернога p-n перехода (рисунок
уменьшением
7.32,а). Сужение физической толщины базы при постоянном токе эмиттера (постоянный
градиент
dp )
dx
приводит к уменьшению концентрации р(О).
344
7.5.2.
Схема с общим эмилером
111 -- J(и ВЕ )1 UCF.=COI/.\·t . Поведение вход-
Входная
хаnактеnистика.
Это зависимость
.1"
.1"
ной характеристики аналогично ВАХ р-п перехода с ограниченной базой с нулевой скоро
стью рекомбинации на контакте (рисунок
7.33). При
и св =О, (закороченный электрод
эмиттера и коллектора) в прямом смешении оба перехода. Коллекторный переход «оттал
кивает» дырки, инжектированные эмитгером, и аналогичен контакту с нулевой скоростью
рекомбинации. Величина начального тока базы будет пропорциональна
Wв
th-,
Lр
т. е. опре-
деляется рекомбинацией в объеме. ограниченном толщиной базы. Входное сопротивление
в схеме ОЭ будет больше, чем у
p-n
перехода с полубесконечной базой (рисунок
7.33).
При обратном смещении в цепи базы будет протекать сумма двух генерационных токов
1Ево + 1сво.
При достижении напряжения лавинного пробоя эмиттернога p-n перехода
и ВЕВ ток резко возрастает. У подавляющего большинства транзисторов
поэтому в режиме резкого возрастания входного тока
18 = 1Ево
и ВЕВ <<и всв,
·М Е . При обратном сме
щении и СЕ <О, толщина базы уменьшается (эффект Эрли), что приводит к уменьшению
объема рекомбинации, и следовательно, тока базы, т.е. входная ВАХ смещается вниз (при
постоянном напряжении входа) и вправо (при постоянном токе базы). При
рыв цепи базы) (рисунок
=О, (раз
18
7.34) в цепи эмитгер- коллектор протекает неуправляемый ток
1СЕо с внутренним базовым током
1спо ( генерационный ток коллектора, определяемый
1сЕо смещает эмитгерный переход
основными носителями заряда базы). Протекание тока
в прямом направлении и~Е. Это смещение является частью напряжения и СЕ.
На больших токах базы необходимо учитывать падение напряжения на омическом
сопротивлении базы r~ (рисунок 7.34), иш: = 1 8 r~ +инв.
Входное сопротивление в схеме с ОЭ больше, чем в схеме с ОБ. Это определяется
разным масштабом входных токов при одинаковых смещениях эмиттернаго перехода,
ГО? = dи !ЗЕ = dи EIJ (В+ l) =(В+ l)rOБ.
"-'
df/J
d/E
IL\
lc
Icв:J
Iв
---
r;
U ВЕВ
Ивн
ИВЕ
Рисунок
7.33- Входные характеристики транзи
---- - р-11 переход с полу
стора в схеме с ОЭ;
бесконечной базой
+
Рисунок
р
t
n
fj_p (О)
р+
Iв
rla.
И св
Wв
t[J
и
+
7.34 - Схема включения транзистора
с общим эмиттером
345
При замыкании электродов база - эмиттер (И nE
(рисунок 7.33) и определяется током
= О) ток базы меняет направление
1CJIO. В результате ответвления обратного тока кол
лектора на базовый электрод уменьшается внутренний ток базы и величина неуправляе
мого тока
1сЕо . При обратном смещении И ПЕ ток базы представляет собой сумму гене1u 10
рационных токов утечки коллектора
и эмиттера
1Ево .
Выходная характеристика. Зависимость 1с = I (И СЕ )1 1в=сошr. Напряжение представ
ляет собой алгебраическую сумму напряжений на эмиттерном и коллекторном переходах
. При
(рисунок 7.34), И СЕ =И ЕВ+ И сп
этом эмиттерный переход всегда смещен в прямом
направлении при прямых токах базы. В активном режиме коллекторный переход смещен в
обратном направлении и полярность И св соответствует полярности
сыщения,
1с
когда
ток
коллектора
ограничен
внешней
цепью,
И сЕ . В режиме на
например
резистором,
<В/ в, заряд коллектируемых дырок (лишних) в коллекторе и лишних электронов в
базе смещает коллекторный переход в прямое направление, и
И св имеет полярность об
ратную И СЕ • Таким образом, граница между усилительным режимом и режимом насыще
ния соответствует условию, И спU с)
=0,
или И с 1,.(1 с)=
UE 8 (/ с) (рисунок 7.35).
В усилительном режиме ток коллектора представляет собой сумму управляемого
тока дырок и неуправляемого тока
1с
1сЕо,
= / СР + 1СЕО
Неуправляемый ток 1с1; 0 (Исв)
режимом отсечки (рисунок
7.35),
В отличие от 1сво ток
при
=В/ В
+ / СЕО •
является границей между активным режимом и
1в =О.
luo содержит не только генерационную составляющую
lсво• но и дырочную компоненту, обусловленную прямым смещением эмиттернога
перехода.
~--
Рисунок
7.35- Выходные
характери
стики транзистора в схеме с ОЭ
Рисунок
7.36- Влияние зависимости
а([) на
предельные напряжения в схеме с ОЭ
При разорванной базе неуправляемый ток может быть представлен в виде:
l сЕо
=l сРо + l сво = (а! сьо + l ело)· М (И сЕ)·
p-n
347
/" = [1 - аМ ]l СЕО = JсвоМ ;
При увеличении
а(/) изменяется состав тока. Растет дырочная составляющая н
уменьшается электронная. Эrо означает, что для сохранения нейтральной базы в стацио
нарном режиме, при росте а(/)
необходимо уменьшить поставку электронов в базу с
ростом полного тока, т. е. ударную ионизацию и
М (и СЕ), а следовательно, напряжение
и СЕ. Заряд лишних электронов нейтрализует заряд доноров ОПЗ коллектора, что в соот
ветствии с теоремой Гаусса снижает напряженность поля и разность потенциалов ОПЗ.
Снижение напряжения на коллекторе наблюдается до значения тока коллектора
превышенин которого коэффициент передачи не изменяется а
lao•
при
=а0 , а также не изменяет
=const. На
ся состав тока (доля электронного тока постоянна). На этом участке и сЕ =и а
БУИ коэффициент передачи а будет уменьшаться. Для поддержания электронейтрально
стн базы необходимо увеличение доли электронного тока, которое обеспечивается увели
ченнем лавинного размножения или ростом коллекторного напряжения и сЕ
7.36).
В случае, когда наприжение и а подается на транзистор с заданным током
торый обеспечивает ток
lc1 •
ничивается и а (рисунок
7.36).
(1- аМ )1 ct
1Bl ,
ко
коэффициент а(/)= а0 , и максимальное напряжение огра
Эrо напряжение носит также название напряжения перево
рота фазы тока базы. При напряжении и а
дырок
(рисунок
внутренний базовый ток за счет размножения
полностью поддерживает протекание
базы направлен встречно внешнему, то зависимость
181
1ct.
Так как внутренний ток
=f(и сЕ)
(переворот фазы, меняется направление тока базы).
В активном режиме (область
1, рисунок 7.35) ток
коллектора
переходит через нуль
/,.
=В/ в, и увеличива
ется с ростом напряжения более сильно, чем в схеме с ОБ. Эrо обусловлено более силь
ным влиянием эффекта Эрли на коэффициент В, чем на а
в схеме ОБ. Дифференциаль
ное выходное сопротивление в схеме с ОЭ имеет вид:
rоэ
вых
dlc -1 =(1 в_!!!!_ 1-1 =( lu d(B+l) 1-1 =(18
1
)
(dиСЕ
dисн
· dисЕ
(1-а)
=
2
оэ
rвых
da
dис
)-1 ;
0%
=( /E(B+I) dис ) = вых (B+I)"
da
-1
r
Выходное сопротивление в схеме ОЭ на два
-
(7.55)
полтора порядка ниже, чем в схеме
ОБ н составляет десятки и сотни килоом. Зависимость
r•.,x (/с)
и Г.ых (и се)
аналогична
этим зависимостям для схемы с общей базой (рисунок
В режиме насыщения (область
прямом направлении (и св
> 0).
Il,
рисунок
7.30).
7.35) коллекторный
переход смещен в
Ток коллектора определяется алгебраической суммой то
ка коллектирования н тока инжекции:
J(и cf.·..,.") = Icc -l;c'
l 1t.
-
-
иCIIS.
I;co ехр--,
(/)т
(7.56)
и СЕ .."" =и Bf:S -и CBS •
Напряжение и а ...", составляет доли вольта или десятки милливольт, что обеспечи
вает малые потери транзисторного ключа в открытом состоянии.
348
Как и в схеме ОБ, при больших токах коллектора предельное напряжение ограничивается тепловой гиперболой
Передаточная
1с = f (18 >luа=сошr
и
(7.50):
характеристика.
СН.шох
В
_ P.nax
- --
1С
схеме
с
общим
эмиттером
это зависимость
Она аналогична передаточной характеристике в схеме с ОБ (рисунок
.
7.3/),
но обладает большей
B(lc,
и с).
нелинейностью
в
связи
с
большей
Характеристика обратной связи. Это зависимость иВЕ
чувствительностью
=f(и СЕ )j 1 =const . В отличие
8
от схемы ОБ при увеличении коллекторного напряжения напряжение на эмиттере увели
чивается. Такое поведение объясняется увеличением концентрации дырок р(О) из-за суже
ния толщины базы (рисунок
7.6.
при постоянном токе базы.
7.34)
Стационарные режимы работы транзистора
Различают три режима работы биполярного транзистора. В координатах выходных
характеристик (рисунок
рису11ок
7.29,
7.35)
можно выделить три области. Область
тивный или усилительный режим работы транзистора; область
ласть
111- режим
11 -режим
1- ак
насыщения; об
отсечки тока коллектора.
У силительный режим характеризуется прямым смещением эмиттера и обратным
смещением коллектора: и Ев
> О;
и п: ~ О.
Ток коллектора определяется входным током:
lc
=а/ Е -
для схемы ОБ;
lc
=В/ 8
длясхемыОЭ.
-
Заряд неосновных носителей в базе определяется величиной входного тока (рису
нок
7.37,
а).
w~
= IE ·t"''= !Е· D -схема ОБ;
2 /J
-схемаОЭ.
=ln·T 8
Предельное напряжение в активном режиме ограничивается напряжением и а и
u
тепловон гипер
б олои, и с -_P.nax
-.
lc
u
Режим насыщения характеризует работу транзистора в ключевых схемах, и в част
ности, импульсного ключа в открытом состоянии. Этот режим соответствует прямому
смещению эмиттернога и коллекторного nереходов:
и BES
> Q;
и CBS
> Q;
и СЕ~ЛТ
=и BES -и CBS ·
Ток коллектора и эмиттера определяются суперпозицией токов инжекции и кол
лектирования:
JЕ =
f;e -
JСЕ ;
JС = f
СС
-
J iC
;
lc
1/i > в
Режим насыщения характеризуется избыточным неравновесным зарядом носите
лей в базе и коллекторе (рисунок
Qвs > Qвл;
7.37, 6):
Qвюб. + Qсюб. = Ter ·1 Вшб. •
где Ter зависит от толшин базы и коллектора и времени жизни носителей в этих областях.
349
Режим отсечки характеризует закрытый (непроводящий) транзисторный ключ.
Этот режим соответствует обратному или нулевому смещению эмиттерноге и коллектор
ного переходов:
и /Jf' :$ о
:
и ('Jl :$ о
.
Ток утечки закрытого транзистора определяется тепловой генерацией в коллекторном переходе:
1с
=1сво(и св) -
в схеме с ОБ;
1с= 1СЕо(и сЕ) -в схеме с ОЭ.
Так как в режиме отсечки оба перехода экстрагируют неосновные носители, то ре
зультирующий заряд меньше равновесного (рисунок
7.37,
в). Предельное напряжение в
режиме отсечки ограничивается лавинным пробоем:
и11Ш< =и всв- в схеме с ОБ:
и m•• = и сЕо -
в схеме с ОЭ.
В некоторых случаях (супербета транзистор, СВЧ-транзистор) максимальное на
пряжение коллектора ограничено токовым
(инжекционным) пробоем или напряжением
смыкания. Условием этого вида пробоя является
(5.125):
8(и св)= W11
•
Для уменьшения тока утечки при повышенных температурах и расширения рабо
чего напряжения ключа в схеме с ОЭ вплоть до и 11 св , эмиттерный переход тунтируют
небольшим (по сравнению с входным
импедансом) сопротивлением
транзисторах по схеме Дарлингтона и тиристорах это
R 86 •
В мощных
сопротивление встраивают в виде
шунтов по всей площади эмиттера и катода. Встроенный шунт позволяет подавить коэф
фициент передачи тока на малых уровнях инжекции (рисунок
ток утечки до уровня
7.38)
и тем самым снизить
1сво.
1Cio"o
= ~~~~/) = 1сво·
Одновременно наблюдается увеличение рабочего напряжения в режиме отсечки до
напряжения лавинного пробоя и 1ю1
•
/.С
fc
'"
...
...
fcc
... /(.'/:.
а)
б)
Рисунок
7.37-
1
...
в)
Распределение заряданеосновных носителей в транзисторной
структуре: а- активный режим; б- режим насыщения; в- режим отсечки
350
а
а)
Рисунок
б)
7.38- Схема транзисторного
ключа (а); изменение выходной БАХ транзистора
при шунтировке эмиттера (б)
Эквивалентная электрическая схема транзистора в режиме насыщения.
Одно из основных применений транзистора
-
электронный ключ, который исполь
зуется для построения цифровых логических схем и преобразователей энергии в источни
ках питания и других электронных устройствах. Схема простейшего транзисторного клю
ча приведена на рисунке
7.38,
а. Свойства ключа в проводящем состоянии (транзистор от
крыт) определяются режимом насыщения. Чем меньше падение напряжения на открытом
транзисторе, тем меньше потери мощности и выше КПД устройства. При увеличении тока
базы ток коллектора возрастает линейно в усилительном режиме (рисунок
7.39,
а).
а)
Рисунок
7.39- Насыщение тока
коллектора (а), и выходные характеристики транзистора (б)
При этом рабочая точка на выходных характеристиках транзистора переходит по
траектории А- В- С-
D
(рисунок
7.39,
б). При достижении тока
1в.sлт
коллектора насыщается. Величина этого тот<а ограничена нагрузкой Rн
_Ее -ИсЕ.sлт _Ее
Iс.sлт-
Ru
--R 11
:
(точка С) ток
351
Индекс
sat обозначает
режим насыщения (satнration). Ток базы насыщения, соот
ветствующий границе режима насыщения (U сн
= 0)
Iс.sлг
Ее
Iп.sлг =-В-= BR
11
определяется свойствами транзистора (В) и параметрами схемы (Ее, Rн
превышает ток базы насыщения
11m >
).
Если ток базы
lп.sлг, ток коллектирования коллектора
становится большим, чем допустимый ток схемы
1с.sлт .
1се =
В1 8 н
В результате накапливается избы
точный заряд дырок в р-коллекторе и лишних электронов
( 18 > 1вsлт)
в базе, которые
смещают в прямом направлении коллекторный переход, что, в свою очередь, вызывает
- в базу для нейтрализации заряда и установ
7.40). В режиме насыщения внешние токи эмит
инжекцию электронов в коллектор, а дырок
ления стационарного состояния (рисунок
тера и базы являются суперпозицией токов инжекции и коллектирования,
Рисунок
7.40- Энергетическая
диаграмма транзистора в режиме насыщения
Напряжение на открытом транзисторе становится меньше, чем падение напряже
ния на одном прямосмещенном
p-n
переходе, что особенно важно для сильноточных клю
чей. В модели Эберса-Молла (pucyiiOJ\
7.41)
(7.58)
U ВЕ.SЛТ
= CfJт ln( IE+a,·lc.sлт ) + lнr•в+1 ErTE•
IEO
где а 1 = 1Е -коэффициент передачи тока транзистора ОБ в инверсном включении;
1с
rтЕ,
rтс
-
сопротивления тела эмиттера и коллектора.
В инверсном включении роль эмиттера играет коллектор (прямосмещенный), а
роль коллектора- эмиттер (обратно смещенный), В 1
< BN;
а1
< aN.
Индекс
N
означает
нормальное включение. Эквивалентная электрическая схема транзистора в режиме насы
щения приведено на рисунке
7. 41
353
Выразив
Icc
(7.59)
из
и подставив в
Ic
_
иСЕs-(/Jтlп
r
1
l
(7.60),
+-{ск
а,
fcE
получим:
lcco
lcco
]
(7.61)
·-- .
При малых токах коллектора,
исЕs =(/)-,. ln-1 __Ic_J'o =(/)-,. ln[[l+-1 J/cEo J.
а/
Отношение
1
Cl:o
l ссо
в/
/('('(1
fcco
= а No поэтому остаточное напряжение и ces
составляет десятки
а"'
милливольт. В инверсном вкточении
'
1 1( ,
1 ) а,о
(/Jт
и cEs
=(/Jт '\ J-r Вм )амо "'Вм.
При В N
= 100,
остаточное напряжение составляет доли милливольта. Эта особен-
ность инверсного включения используется в модуляторных ключах. Так как
BN
и В 1 за
висят экстремально от токов коллектирования, а, следовательно, от тока базы, то и зави
симость и ces (! 8
)
имеет экстремальный характер (рис_-v·нок
7. 43).
1
'
~
1
1
1
1
1
1
jllC
1
U CE.SAT
1
1
~
~
1
Рисунок
7.43
у
-Зависимость и сп.sлт
от тока базы
Как следует из
Рисунок
7.44 - Распределение
плотности тока
инжекции коллектора в инверсном включении
(7.61) для
уменьшения и Cl:.sм необходимо увеличить инверсный
коэффициент передачи тока базы В 1 или СХ 1 • Как и для нормального включения,
Так как площадь
Sс
коллектора больше площади эмиттера
SЕ,
то при пролете ба
зы теряется больше носителей. Кроме тока коллектирования эмиттера протекают токи ре-
354
комбинации в пассивном объеме и на поверхности квазинейтральной базы и ток рекомби
нации на площади контактов базовой металлизации
S 11
(рисунок
7. 44)
(7.62)
С целью увеличения коэффициента
{3 1
необходимо подлегировать область базовых
контактов основной примесыо для создания тормозящего поля за счет градиента примесей
(ДНЗ),
1
clN
N8
dX
Е ( Х) =(/)т--· _ _
н , и уменьшения рекомбинационных потерь на базовых кон-
тактах и поверхности квазинейтральной базы.
Эффективность
р + -n-р+
n+ -
коллектора
аналогична
у
транзисторов
эффективности
эмиттера.
со
У
структурой
n + - p-n +
транзисторов
со
или
структурой
р- n- n + уровень легирования базы выше, чем у коллектора, и эффективность кол
лектора значительно ниже единицы. Поэтому величина коэффициента передачи тока базы
у таких транзисторов может быть ниже единицы, В,
< L.
В некоторых применениях, на2
пример, модуляторных ключах. инжекционная интегральная логика И 2 Л(l L) и других
инверсное включение является рабочим режимом и необходимо оптимизировать структу
ру транзистора для обеспечения
В 1 на уровне
1О
и более.
Рассмотрим эффективность коллектора транзистора со структурой
концентрационный профиль которого приведен на рису11ке
n+ -
р-
n- n +,
7.45.
11
+
lgj(N [)- N А)
Nn+
N SE
NS/1
Хл
Рисунок
х.~"
7.45- Концентрационный
w')/11/
х
профиль :титаксиально-планарного транзистора
355
При прямом смещении коллектора и обратном эмипера выражение для у 1 имеет
вид:
у"'=
где
.
}"С
.
.lш· +.JI"'
Dl.,n1l
Wв
U(.
(
= С[-'-1-' cth-exp- -ток прямой инжекции полезный);
J
N вLв
nc
Lв
(/)т
Dc.n2c
Wc
Ис
J Ре = C [ - -1 -th-expNcLc
Lc
qJI
б
-ток о ратной инжекции.
В двухслойном коллекторе существует встроенное тормозящее поле, которое от
ражает поток дырок, т.е. 11 -
комбинации ( jpc-
th W с).
Lс
u
ции примесеи на границе
11
n' контакт эквивалентен контакту с нулевой скоростью ре-
Природа тормозящего поля связана с градиентом концентра
-n + . Э- лектроны
dN
«скатываются» по градиенту -;а ионы до-
dх
-
норов неподвижны. Возникает двойной заряженный слой с полярностью тормозящего по
ля для дырок. Продолжив оценку эффективности, получаем:
-[1 +--!'С ]-1 -- rl +
У1о-
В
(7.63)
J
J~.
L
Dc Wc. Wu
Du
,
~
]-1 ·
и
·NNc
(7.63)
значения гиперболических фушщий заменены аргументами
Таким образом, даже для условий
(Wc < Lc ).
N 11 > N с можно получить приемлемую эффективность
коллектора, обеспечив необходимое время ж юн и дырок в коллекторе (L~ = Dc-rc) . Для
повышения коэффициента переноса
{3, (7.62)
nри полоскавой топологии эмипера целе
сообразно уменьшать расстояние между полосками эмиттера (гребенка) и ширину полос
ки базового контакта и формировать базу методом диффузии примесей с максимально до
пустимой поверхностной концентрацией N1в
тормозящего поля в пассивной базе.
(рисунок
7.45),
что обеспечит увеличение
356
7.7. Дрейфовый
транзистор и другие разновидности биполярных транзисторов
7.7.1.
Дрейфовый транзистор
Современные дискретные и интегральные биполярные транзисторы изготавлива
ются методом двойной односторонней диффузии и имеют неравномерное распределение
легирующей примеси в базе
(сверхрезкий
эмиттерный переход) и ускоряющее для неос
новных носителей встроенное поле (рисунок
7.46).
Перенос ННЗ в базе таких транзисто
ров осуществляется диффузией и дрейфом. Дрейф может играть доминирующую роль.
что и нашло отражение в названии
-
дрейфовый транзистор. В дрейфовых транзисторах
уменьшцется время пролета, что увеличивает их быстродействие. Кроме того, уменьша
ются рекомбинационные потери при пролете базы, что приводит к увеличению коэффи
циента переноса.
lgiNI
Р'
n
N st:
N
р
Sfl
Nc
------------~------------~-----------------1
1
х
Х
Хж
Рисунок
7.46- Концентрационный
х
.IC
профиль дрейфового транзистора со встроенным полем
Распределение результирующей концентрации примесей jN 0
-
N л 1 индуцирует два
участка. Один, вблизи эмиттера и малой протяженности, соответствует тормозящему ин
жектированные дырки полю. Второй, занимающий большую часть базы, с ускоряющим
полем. Участок тормозящего поля входит в барьер эмиттернога
р
-n
перехода. Поэтому
инжектированные в базу дырки ускоряются в поле базы, что приводит к уменьшению
времени пролета. Для оценки величины встроенного поля воспользуемся условиями ста
ционарного равновесия:
1 =qJ.1 1 11 8 (x)C(x)+qDв dn
11
dx
=0.
Распределение концентрации электронов,
п(х)= Nв(х)=
xz
N58 ехр---,
4D;t;
соответствует закону Гаусса при диффузии примесей из ограниченного источника.
(7.64)
357
Из
(7.64) следует:
с()-
l
dn__
с- х --Фт----
н(х)
dx
Фт
dJnN 8 (.r:)
·
dx
(7.65)
Распределение Гаусса при Х ~ 2~ D;t; , где D; - коэффициент диффузии примесей,
а t; -
время проведения диффузии, хорошо аппроксимируется падающей экспонентой
(прямая линия в полулогарифмическом масштабе, рисуиок
7.46),
поэтому распределение
примесей в базе описывают в виде:
Nu(x)
=N nE ехр-аХ.
(7.66)
Использование такого вида распределения позволяет получить постоянное поле в
базе, что существенно облегчает аналитический анализ распределения неравновесных но
сителей в базе и токов транзистора.
Подставив
(7.66)
в
(7.65),
получим:
(7.67)
Е(х)=срта,
ускоряющее поле не зависит от координаты. Вь1разим а через параметры структуры
транзистора. Для этого используем равенство концентрации доноров и акцепторов при
Х=Wв
Nu(x)iwв
= Nc;
N 8 Eexp-aW
= Nc;
1
w
а=-·211
в
где
11 = -ln __!Ш_
2 Nc
1
N .
-
,
(7.68)
фактор поля.
Величина ускоряющего поля
(7.57),
Е(х)= Фт ·211=!P.LJnNnE,
Wв
Wв
Nc
(7.69)
определяется перепадом концентрации примесей в базе и ее толщиной. При комнатной
температуре, 11
=2, W
8
= 10-4 с.м из (7.69) следует:
E(x)=10 3 BI .
/с.м
Распределение концентрации неосновных носителей заряда находим из уравнения
непрерывности:
dP
dt
где
=
Р(х)- Р" 0
-r р
_
_!_div J Р,
q
J Р = q/.i.pp(x)E -qDp dp.
dx
Для стационарных условий и одномерного случая уравнение непрерывности при
водится к виду:
Е
где а=Фт
(7.67).
358
др
Рисунок
7.47-
Распределениенеосновных носителей заряда в базе
дрейфового транзистора:
1-
МУИ;
2-
СУИ;
3-
БУИ
Для малых и средних уровней инжекции характер распределения р(х)
7.47)
(рисунок
свидетельствует о значительной роли дрейфа при пролете базы. На больших уровнях
инжекции динамический заряд носителей формирует диффузионное поле, которое опре
деляет квазилинейное распределение концентрации, как и в бездрейфовом транзисторе.
Проведенный анализ характеристик дрейфового транзистора показал, что можно
использовать результаты теории бездрейфового транзистора с использованием эффектив
ного коэффициента диффузии неосновных носителей, отражающего дрейф в ускоряющем
поле базы.
Для описания статических характеристик вводятся аппроксимации
для
11 > 2;
для
11 >о.
[ 19]:
(7.70)
Например, коэффициент переноса в дрейфовом транзисторе,
/3=l-.!_ Wi = 1 _.!_.!_(Wв)\
2Dв7:в
211 Lво
Для описания частотных характеристик используют следующие выражения:
!
Dв
=713/2
·Dво
D 8 = 271D 80
D 8 =(1+1,5ry)D 80
при
при
при
17 > 2;
17 > 2;
17 >о.
В частности, время пролета базы в дрейфовом транзисторе в
бездрейфового,
(7.71)
277
раз меньше, чем у
359
В первом приближении средняя концентрация примесей в базе дрейфового транзи
стора определяется как
N
1\VB
N
Nв = - J N ввехр(-СУХ)dХ =_ш:_(l-ехр(-21])) "'_ш:_.
~о
~
~
На больших уровнях инжекции доминирует влияние динамического заряда и ха
рактеристики дрейфового и бездрейфового транзисторов практически совпадают.
7.7.2. P-n-p транзисторы
интегральных схем
В кремниевых интегральных схемах базовым усилительным элементом является
n-p-n
транзистор. В ряде случаев схематехника различных электронных устройств пред
полагает использование
n-p-n
и р-п-р транзисторов. Например, генераторы тока в опера
ционных усилителях и др. Реализация изолированных р-п-р и
n-p-n
транзисторов с верти
кальным переносом носителей представляет собой достаточно сложную технологическую
проблему. Поэтому в большинстве применений используют структуру горизонтального
или латерального р-п-р транзистора. Горизонтальный (латеральный) или боковой транЗи
стор р-11-р типа широко применяется в аналоговых интегральных схемах, а также
в каче
2
стве инжектора в инжекционной интегральной логике И Л. Базовым элементом инте
гральных схем является вертикальный п + - р- n- 11 + транзистор. Экономически выгодно
использовать
стандартную
диффузионную
область
р-типа,
выполняющую
в
n + - р- n- n + транзисторах функцию базы, в качестве эмиттера и коллектора горизон
тального транзистора. В отличие от вертикального транзистора токи эмиттера и коллекто
ра протекают параллельна поверхности в горизонтальном направлении (рисунок
Характеристики горизонтальных транзисторов
уступают
n-p-n
7.48).
(усиление, быстродействие) значительно
вертикальным транзисторам, так как вертикальная структура ИС и кон
центрационный профиль оптимизированы под
n-p-11
транзисторы, обеспечивающих ос
новную функцию интегральной схемы. Для оценки усилительных свойств рассмотрим го
ризонтальные токи эмиттера и коллектора. В общем случае требуется двумерное решение
для определения траектории носителей в горизонтальной базе, так как ее толщина возрас
тает в вертикальном направлении
W8 (x)
в соответствии с профилем диффузии акцептор
ной примеси эмиттера и коллектора на боковой поверхности этих областей. Для качест
венной оценки диффузионных
токов будем пользоваться средним значением толщины
базы. Полезный ток коллектора:
lpc =SЕ.бок.
•
qD8 n,2B
nвLв
W8
иЕ
csch-exp--.
Lв
<fJт
Ток базы (без рекомбинации в ОПЗ эмиттера) состоит из трех составляющих. Ток
обратной инжекции (рекомбинация в объеме квазинейтрального р-эмиттера),
1
11Е
=
(S
оси.Е
+ S .бо<.Е ) • qDвп;Е
11 ELE
иЕ
ехр- •
<fJт
Ток рекомбинации в объеме активной базы·,
1
11В
=S
.бок.Е
·
qD n 2
N вL 'в
В
В
W
2 LВ
и
th-в-exp___§_.
т
't"T
360
Ток рекомбинации в пассивной базе,
2
GL ch Wв.п + D sh Wв.п
qDвn;в
в
в
Lв
Lв
UЕ
1nB.nac.= S оснЕ·---·
W
W
ехр-,
. N вLв GL sh __]1Д_ + D ch __]1Д_
(/Jт
в
где G- скорость рекомбинации на границе
зящего поля с(х)на границе
В большинстве случаев
n-n+
GL 8 << D 8 ,
L
в
в
n - n+
-
L
в
заглубленного слоя. Наличие тормо
существенно снижает скорость рекомбинации на ней.
и
Ток рекомбинации на поверхности квазинейтральной базы значительно меньше
рассмотренных выше рекомбинационных потерь, так как стандартный технологический
процесс обеспечивает малое значение скорости поверхностной рекомбинации. Коэффици
ент усиления по току:
в-1 _ }) Вi
----z;: -
где Sосн.Е =!Е
_ [(
Sосн.Е
1] 1
1
1 ]
Sбок.Е + ) Ву о + В {30 + Впас.
(7.72)
'
·l1E- площадь основания эмиттера;
sбок.Е =РЕ ·WE
=2(hE +lE )wE
- боковая площадь эмиттера для двухполоскевой
конфигурации коллектора;
коэффициенты эффективности и переноса в схеме с ОЭ;
в
пас
=
Из
2
WEL~
lЕWвWвп
(7.72)
-
коэффициент передачи в пассивной базе.
следует, что для повышения усилительных свойств горизонтального тран
зистора необходимо исп~льзовать:
.
s
•
полосковую топологию эмиттера (уменьшать
•
использовать топологию охватывающего коллектора (увеличивать
•
узкую полоску эмиттера
lE,
oc/I.E );
Sбm.:.E
S 6,,.. );
малую толщину W8п и увеличивать глубину залегания
эмиттера и коллектора для снижения потерь в пассивной базе;
• технологический
(L~ =Dв'rв).
процесс,
обеспечивающий
большое
время
жизни
в
базе
р
Рисунок
7.48- Сечение
горизонтального р-11-р транзистора ИС с изоляцией р-11 переходом
361
Е
Е
в
с
Рисунок
7.50 - Сеqение вертикального р-11-р транзистора с коллектором в подложке
Коэффициент усиления по току В у горизонтальных
p-n-p транзисторов значитель
но меньше, чем у n-p-n транзисторов. Его типовые значения составляют
20
и менее, так
как воспроизводимость горизонтальной базы, определяемая боковой диффузией примесей
значительно ниже, чем при формировании базы вертикальной структуры. Основное пре
имущества горизонтальных p-n-p транзисторов связана с исПользованием стандартных
технологических процессов изготовления монолитных ИС без дополнительных техноло
гических операций.
Другим распространенным типом р-11-р транзистора интегральных схем является
«подложечный»
p-n-p транзистор с вертикальной структурой (рисунок 7.50). В этой струк
туре роль эмиттера выполняют области базы 11-р-п вертикального транзистора, роль базы
-
эпитаксиальный п-слой, являющийся коллектором 11-р-п транзистора, в качестве коллек
тора используется р-подложка. Поскольку такая коллекторная область одновременно яв
.1яется подложкой ИС, она не изолирована от коллекторов всех прочих р-п-р транзисто
ров, изготовленных таким же образом. По этой причине эти транзисторы можно исполь
зовать только в таких ИС, в которых коллектор заземлен по перемениому току. Толщина
базы таких транзисторов определяется толщиной коллектора
n-p-n транзистора, которая, в
свою очередь, определяется величиной пробивнаго напряжения. Поэтому они обладают,
как правило, низкими быстродействием и коэффициентом усиления по току, В:::;
50.
Оба типа этих транзисторов чувствительны к проникающей радиации, поэтому для
ИС специального назначения используются
p-n-p
транзисторы с вертикальной структу
рой, реализуемые более сложными технологиями, например, кремний на диэлектрике и
др.
7.7.3.
Составные транзисторы
В интегральных схемах и дискретной электронике большое распространение полу
чили два вида составных транзисторов: по схеме
Дарлингтона и Шиклаи. В микромощ
ных схемах, например, входные каскады операционных усилителей, составные транзисто
ры обеспечивают большое входное сопротивление и малые входные токи. В устройствах,
работающих с большими токами (например, для стабилизаторов напряжения или выход
ных каскадов усилителей мощности) для повышения КПД необходимо обеспечить высо
кий коэффициент усиления по току мощных транзисторов.
Схема Шиклап реализует мощный
p-n-p
транзистор с большим коэффициентом
усиления с помощью маломощного р-п-р транзистора с малым В и мощного
стора (рисунок
7.51).
n-p-n
транзи
В интегральных схемах это включение реализует высокобетвый
р-п-р транзистор на основе горизонтальных р-п-р транзистора и вертикального
n-p-n
тран
зистора. Также эта схема применяется в мощных двухтактных выходных каскадах, когда
используются выходные транзисторы одной полярности (п-р-п).
362
с
с
с
в
в
Е
Е
Е
Рисунок
7.51 - Составной р-п-р транзистор
Рисунок
по схеме Шиклап
7.52- Составной п-р-п
транзистор по схеме Дарлиютона
Схема Шиклап или комплементарный транзистор Дарлингrона ведет себя, как
транзистор р-п-р типа (рисунок
7.51)
с большим коэффициентом усиления по току,
Br = 1Ez = I 82 (В2 + 1) = I ВJ В 1 (В2 + 1) ""
lвi
IВI
1ВI
8182
•
Входное напряжение идентично одиночному транзистору. Напряжение насыщения
выше, чем у
одиночного транзистора на величину падения напряжения на эмиттернам
переходе п-р-п транзистора. Для кремниевых транзисторов это напряжение составляет по
рядка одного вольта в отличие от долей вольта одиночного транзистора. Между базой и
эмиттером
n-p-n транзистора (VT2) рекомендуется включать резистор с небольшим со
противлением для подавления неуправляемого тока и повышения термоустойчивости.
Транзистор Дарлингrона реализуется на однополярных транзисторах (рисунок
7:52).
Коэффициент уси;ления по току определяется произведением коэффициентов В 1 В 2
составляющих транзисторов.
B'L =!...f._= lci +lcz =
lвi
IВIBI +IВI(BI +1)В2
lвi
.:BIB2.
lвi
Входное напряжение транзистора по схеме Дарлингтона в два раза больше, чем у
одиночного транзистора. Напряжение насыщения превышает И t:в выходного транзистора.
Входное сопротивление операционного усилителя при
!Е= 10--4 А, B'L = 10 5 , Т= 300К,
1вх
=~т (в'L
+ 1)= 2.5 ·1О 7 Олt .
Е
Схема Дарлингrона используется в дискретных монолитных импульсных транзи
сторах. На одном кристалле формируются два транзистора, два шунтирующих резистора и
защитный диод (рисунок
7.53).
режиме малых токов, (рисунок
Резисторы
7.38),
R1
и
R2
подавляют коэффициент усиления в
что обеспечивает малое значение неуправляемого
тока и повышение рабочего напряжения закрытого транзистора,
ИсЕо =Ивсв·
363
с
в
д
Е
Рисунок
7.53- Электрическая схема монолит
ного импульсного транзистора Дарлингтона
Рисунок
7.54 - Фрагмент структуры транзисто
ра с технологическим шунтом в переходе база
эмиттер
Резистор
R2
(порядка
100
Ом) формируется в виде технологического шунта, по
добно шунтам катодного перехода тиристоров. С этой целью при формировании
n +-
эмиттера с помощью фотолитографии в определенных локальных .областях оставляют
окисную маску в виде круга. Эти локальные маски не позволяют диффундировать донор
ной примеси, и под ними остаются р-столбики (рисунок
7.54). После металлизации по всей
площади эмиттера эти столбики представляют собой распределенное сопротивление
защитный диод
D
(рисунок
реходы при переполюсовке
R2
и
7.53). Защитный диод предохраняет от пробоя эмиттерные пе
коллекторного напряжения. Входная мощность потребления
транзистора по схеме Дарлингтона на полтора два порядка ниже, чем у одиночного тран
зистора. Максимальная частота переключений зависит от предельного напряжения и тока
коллектора. Транзисторы
на токи
I :S
20А
и
И сЕо
:S ЗООВ
успешно работают в им
пульсных преобразователях до частот порядка 100 кГц. Отличительной особенностью мо
нолитного транзистора Дарлингтона является квадратичная передаточная характеристика,
так как В-амперная характеристика линейно возрастает с ростом тока коллектора до мак
симального значения,
Br, (I с)= al с .
Падение коэффициента усиления на БУИ более резкое, чем у одиночного транзи
стора. Поэтому применение этих транзисторов в схемах аналогового усиления весьма ограничено.
р
с
а)
Рисунок
7.55- Электрическая схема (а)
б)
и структура (б) аналогового ключа
364
К разновидностям биполярных транзисторов относятся также двунаправленный
аналоговый ключ из двух инверсно включенных последовательных транзисторов (рисунок
7.55).
Транзисторы
Tl
и Т2 имеют идентичные параметры и одинаковое паразитвое со
противление тела коллектора. Результирующее напряжение насыщения между эмиттерами транзистора,
где
/сиги
-ток сигнала;
rтю, rтЕ
2 -
rтct, rтС2
-
омические сопротивления эмиттеров;
омические сопротивления тела коллектора.
У идентичных транзисторов разность и cEs составляет единицы мкВ, поэтому эти
ключи
используются
в
усилителях
постоянного
тока
типа
МДМ
(модуляция
демодуляция), а также в амплитудных и балансных модуляторах.
7.7.4. Лавинный
транзистор
Конструктивно лавинный транзистор аналогичен усилительному или импульсному
транзистору. Отличие заключается в режиме работы. Напряжение коллектора лавинного
транзистора находится в интервале между напряжением и а
и
и всв. Принцип действия
основан на инжекции неосновных носителей заряда в базу, коллектировании дошедших
носителей и лавинном размножении носителей в ОПЗ коллекторного перехода, приводя
щим к избытку основных носителей в базе из-за увеличения коэффициента передачи с
ростом тока коллектора, который нейтрализует часть ОПЗ коллектора и приводит к
уменьшению напряжения на коллекторе, т.е. к появлению участка отрицательного сопро
тивления на выходной БАХ транзистора. Необходимым условием для реализации БАХ со
статическим отрицательным сопротивлением является рост коэффициента передачи тока
базы с увеличением тока коллектора
a(I с).
БАХ лавинного транзистора имеет два устойчивых состояния. В закрытом состоя
нии протекает неуправляемый ток
ный
ток
ограничен
и СЕ =и а (рисуНОК
1сЕо
при и а
сопротивлением
> иа
нагрузки
. В открытом состоянии коллектор
при
напряжении
на
коллекторе,
7.56).
1
/выю
I.,_,,
а)
Рисунок
7.56-
БАХ лавинного транзистора
Рисунок
б)
7.57- Схема формирователя
импульсов
(а) и выходное напряжение (б)
361
Как активный элемент с отрицательным дифференциальным сопротивлением
S-
типа лавинный транзистор может быть использован в схемах релаксационных генерато
ров, элементов памяти, пороговых устройств. Однако основное назначение лавинного
транзистора
-
формирователь достаточно мощных импульсов тока с короткими передни
ми фронтами (рисунок
7.57).
Статические параметры ВАХ
1вкл• 1вьткл
в схеме ключа (рисунок
7.57)
определя-
ются не только внутренними параметрами транзистора, но и сопротивлением шунта
уменьшением сопротивления
R8
ших значений, что увеличивает
R8
• С
подъем а(! с) с ростом тока сдвигается в сторону боль
1вкл, и 1вьткл . ВАХ лавинного транзистора в неявном ви
де может быть представлена в виде:
где
M=H:;.JJ'
lc
=[lсво +а(lс)lс]м(ис),
Откуда следует,
и с(! с)
Так как а(! с,
R8 )
lсво ]:'
=и всв [ 1- a(l с) - 1;
(7.73)
является возрастающей функцией тока, то выражение
(7.73)
имеет экстремальный вид. Максимальное значение и вкл может быть определено из усло-
вия экстремума ( ~~ = О). Для упрощения анализа используем производную от тока.
dlc
dl С
=l=[dlcвo_dиc+a(l
R
dl
dl
с•
С
8
)+l
С
da]l
с dl
С
lвкл
·М+ dи
dM _dиc[J(I )1!;
dl
с
С
1 8 ю1
С
У еловне включения принимает вид:
a(Ic,Rв)+lc ~~ }мllвкл;
1=[
где
{i =
а+ 1 da
Из
dl
-
(7.74)
дифференциальный коэффициент передачи тока эмиттера.
(7. 74) следует:
1
и""-'· =и всв [1- а(I.кл)}. ""'и всв;
В проводящем состоянии, а(! с) =а 0 , тогда из
а(!.",,)""' о.
(7.73) напряжение
1
и а = и всв (1- ао ];; ·
Выражение
схеме с ОЭ
(7.54).
(7.75)
и а имеет вид:
(7.75)
совпадает со значением максимального напряжения коллектора в
Динамический диапазон по напряжению,
с и всв -и а = и всв [ 1- (1- а о); J> 0.5и всв ·
!!J.U =
366
Быстродействие импульсного ключа на лавинном транзисторе определяется сле
дующими причинами: зарядная емкость коллектора минимальна; отсутствуют эффекты
накопления и рассасывания избыточного заряда (ток в открытом состоянии поддержива
ется лавинным размножением в коллекторном переходе ); время задержки, определяемое
временем перезаряда емкости эмиттера, мало из-за малой величины изменения прямого
напряжения эмиттера 11и Е; длительность переднего фронта определяется временем реге
неративного процесса включения. В результате этих особенностей длительность передне
го фронта импульса слабо зависит от формы входного тока и составляет десятки и сотни
пикосекунд.
Температурная стабильность ключа на кремниевом лавинном транзисторе обеспе
чивается компенсацией роста В 0 (Т) увеличением напряжения лавинного пробоя и вс8 (Т)
.
В результате напряжение и а (т) поддерживается постоянным в широком температурном
диапазоне.
7.7.5.
Однопереходвый транзистор или двухбазовый диод
Структура однопереходяого транзистора и его эквивалентная схема приведены на
рисунке
7.58.
двухбазовый диод содержит один эмиттервый р+
-n
переход и две базы. В
отличие от биполярного транзистора рабочей характеристикой однопереходяого транзи
стора является входная характеристика
-
зависимость напряжения на эмиттере от тока
эмиттера при различных напряжениях между базами и 88 •
+
Е
и..
J
'1
и ЕВ
в,
а)
Рисунок
в)
б)
7.58- Структура (а),
эквивалентная схема (б) и обозначение (в)
однопереходяого транзистора
Принцип действия однопереходяого транзистора основан на инжекции неосновных
носителей заряда в базу, модуляции проводимости базы, приводящей к снижению запи
рающего напряжения на эмиттере, задаваемого напряжением между базами, и к появле
нию участка отрицательного сопротивления на БАХ эмиттернога р
- n перехода.
Однопереходной транзистор используется в качестве активного элемента в схемах
релаксационных генераторов, а также формирователей импульсов управления мощными
тиристорными ключами.
Отличительная особенность однопереходяого транзистора
-
высокая температур
ная стабильность и устойчивость к токовым и мощностным перегрузкам.
367
и ЕВ
и ост
-· и ВЕВ
Рисунок
-
Т/ и
88
7.59- Входная БАХ однопереходнога транзистора
Полярность напряжения И 88 (рисунт<
р-
n
7.58) обеспечивает смещение эмиттернога
перехода в обратном направлении И о Е ,
При этом напряжении протекает обратный ток эмиттера Uобр) (рисунок
мере увеличения
И""-''· . При
внеiПнего напряжения
И Ев =
1] ·И 88 ,
этот ток
практически
не
изменяется
7.59). По
вплоть до
ток эмиттера равен нулю и меняет направление. Инжекция не
основных носителей заряда в базу, нейтрализуемых за время релаксации основными носи
телями, уменьiПает сопротивление первой базы
R 81 ,
что приводит к уменьiПению падения
запирающего напряжения на нем и больiПему прямому смещению эмиттера, а следова
тельно, тока инжекции. Таким образом, включается положительная токо-потенциальная
связь, приводящая к возникновению статического отрицательного сопротивления. Оста
точное напряжение определяется суммой падений напряжения на прямосмещенном эмит
тере и промодулированном сопротивлении первой базы
!Е
2Ь
(5.63):
(W}I) ·
Uocm =qJтln-+qJт-(
)2 -2
l 0E
b+l
L8
Величина
Uocm
составляет
(1,5 ... 3)
В при толщине базы
W8 < 2L8
•
Напряжение включения однопереходнаго транзистора определяется И 88 ,
и ""-''· = 1J •и вв + (/)т l n -I•.-_., "" 1J •И вв •
loE
При обратном смещении обратный ток эмиттера слабо возрастает по закону
1
И 2 (резкий переход) до напряжений (И ВЕВ -1]И вв), а затем наступает лавинный пробой
(рисунок
7.59).
Для изготовления одноп~реходных транзисторов применяют кремний с удельным
сопротивлением,
р
=(8 .. .12) Ом·см,
коэффициент
деления
потенциала
И 88
,
1] = (0,6 ... 0,7) для более глубокой модуляции R81 • Инерционность включения и выключе-
368
ния однопереходяого транзистора определяется временем жизни
-r Р.
Поэтому данный
прибор не обладает высоким быстродействием, как биполярный транзистор. Основное
достоинство однопереходяого транзист~ра заключается в высокой стабильности И./(//, ко
торое практически не зависит от температуры. Кроме того, с ростом температуры увели
чиваются сопротивления
RВI и
R82 ,
что приводит к снижению мощности потребления и
уменьшению перегрева структуры. Эта особенность обеспечивает высокую эксплуатаци
онную надежность устройств управления мощными тиристорными ключами.
7.8. Частотные
7.8.1.
свойства биполярного транзистора
Работа транзистора на малом переменном сигнале
Одним из важных свойств биполярного транзистора является усиление малых пе
ременных сигналов. При этом в транзисторе протекают постоянные и малые по сравне
нию с ними переменные токи. Под малыми переменными напряжениями и токами будем
понимать такие, при которых связь между ними остается линейной, как это было показано
при рассмотрении р-
n
перехода
(5.86).
В отличие от стационарного режима на переменном сигнале в р
-
11 переходе про
текают три переменные составляющие: диффузионная (полезная составляющая)
(5.87),
квазиемкостная, связанная с инерционностью установления неравновесной концентрации
(пролет базы или диффузионной длины)
ной емкости р
-
(5.88),
а также ток смещения (емкостной) заряд
11 перехода. Последние два тока не создают транзисторного эффекта, но
увеличивают модуль тока базы с ростом частоты. Это означает, что с увеличением часто
ты сигнала модуль коэффициента усиления перемениого тока будет уменьшаться:
так как полезный диффузионный ток коллектора может только уменьшаться с ростом час-
. тоты. Кроме того, выходной ток коллектора будет запаздывать относительно входного то
ка эмиттера (схема ОБ) или входного тока базы (ОЭ). Временное запаздывание обуслов
лено инерционностью заряда зарядной емкости эмиттера (-r Е), инерционностью пролета
базы t.P (заряд диффузионной емкости базы) и инерционностью перезаряда емкости кол
лекторного перехода
tc.
С ростом частоты разность фаз между выходным и входным токами будет увели
чиваться,
Рассмотрим каскад простейшего усилителя по схеме с общим эмиттером (рисунок
7.60). Пусть входной ток базы изменяется по следующему закону:
I в(t) = I во+ I вt expiw·t.
Тогда входное напряжение будет отставать по фазе во времени в связи с емкост
ным характером комплексного сопротивления эмиттернога р-11 перехода (рисунок
И BE(t) =И ВЕО
+U 1 expi(W·t-ljl).
7. 60,
б).
369
-Е,.
j
U ВЕ
б)
а)
Рисунок
7.60- Каскад усилителя
(а) и векторная диаграмма тока базы (б)
ер ВЕ
•
Рисунок
7.61
ер СВ
б)
а)
=
ер СЕ
+ ф НЕ
-Векторные диаграммы токов в транзисторе: а- стационарный режим;
б
-
переменный сигнал
Ток эмиттера будет несколько опережать напряжение эмиттера по фазе, но отста
вать от тока базы. Прежде, чем начнется инжекция в базу, необходимо понизить потенци
альный барьер эмиттера. Следовательно, требуется время на перезаряд зарядной емкости
эмиттера, что и вызывает отставание по фазе тока эмиттера относительно тока базы. Ток
коллектора будет отставать по фазе от вызвавшей его активной составляющей (дырочной)
тока эмиттера. Это запаздывание обусловлено временем пролета базы, что очевидно, и
временем перезаряда емкости коллекторного перехода. Ток в коллекторной цепи не может
измениться, пока не изменится напряжение коллектор-база, т.е. пока не перезарядится ба
зовым током емкость Сев (рисунок
7.60,
а). Постоянная времени перезаряда емкости кол-
лектора в цепи коллекторного источника питания Ее будет определяться выражением:
tc =См ·Rн
где См
=ВСсв ·Rн
'
= ВСев -емкость Миллера, отражает факт заряда емкости не коллекторным то
ком, а током основных носителей заряда
-
током базы, в В раз меньшим, чем ток коллек
тора, а следовательно, требуется в В раз больше времени. Для отражения этого факта и
вводится емкость Миллера. В схеме эмиттернаго повторителя емкость Сев закорочена по
перемениому току на землю входа и не увеличивается в В раз.
Отражение фазовых сдвигов между токами в транзисторе осуществляется с помощью
векторных диаграмм токов транзистора (рисунок
7.61).
На одинаковых частотах сдвиг по
фазе между выходным и входным токами в схеме с ОЭ всегда больше, чем в схеме с ОБ.
Временные эпюры токов базы, эмиттера и коллектора отражены на рисунке
7.62.
Уменьшение модуля коэффициента усиления транзистора с ростом частоты описы
вается амплитудно-частотной характеристикой А ЧХ, а рост фазы выходного тока относи
- фазачастотной характеристикой ФЧХ. Частота, на которой модуль коэффициента усиления уменьшается на три децибела (в .fi раз), носит название граничной
тельно входного
370
частоты в схеме с ОБ
(fa).
Это приборная частота, определяющая диапазон частот, в ко
тором может использоваться транзистор как усилительный элемент (рисунок
7.63).
Кроме
этих граничных частот для описания частотных свойств используют частоты единичного
усиления в схеме ОЭ ( fг ), при которой модуль В равен единице, jв(Jт~ = l , а также максимальную частоту генерации
равен единице, К Р
= l.
( fmux ),
при которой коэффициент усиления по мощности
1,01------..
0,707 ............................................. i
а)
0,5
lgf
7r
б)
2
7r
lgf
4
fв
Рисунок
7.62- Временные эпюры токов
Рисунок
7.63- Амплитудночастотная (а) и
фазачастотная (б) характеристики транзистора
транзистора
В зависимости от конструкции транзистора диапазон рабочих частот простирается
от. нуля до
200
ГГц. Мощные высоковольтные транзисторы, имеющие толстую базу и кол
лектор, большие площади переходов, а следовательно, зарядные емкости будут иметь
низкую граничную частоту.
У маломощных транзисторов с гетеропереходом в качестве эмиттера с субмикрон
ными толщинами базы и эмиттера максимальная частота генерации составляет сотни ГГц.
7.8.2.
Зависимость коэффициента передачи тока эмиттера от частоты
В общем случае частотная зависимость коэффициента передачи тока эмиттера мо
жет быть представлена в виде, аналогичном стационарному режиму:
a(m)
=y(m )· f:l(m )·а· (т).
Определив частотные зависимости составляющих
(7.76)
(7.76)
и выделив действитель
ную и мнимую часть, можно выразить А ЧХ и ФЧХ транзистора.
Для оценки частотной зависимости эффективности эмиттера у воспользуемся эк
вивалентной схемой эмиттернаго р
- n
перехода (рисунок
7. 64).
Инерционность эмиттера
определяется временем перезаряда зарядной емкости эмиттера и установления неравно
весной концентрации (перезаряд диффуионной емкости эмиттера)
(5.76), (5.77). Диффузи
- n перехода.
онная емкость эмиттера является частью общей диффузионной емкости р
371
Для р + -
n
эмиттера
С DE =-1-т Е 1IIE ==-1-т Е ~
В(/ ) '
<fJт
<fJт
с
(7.77)
w2
где т Е = Т 11 Е для полубесконечного случая; т Е = t"PE =_Е_, для эмиттера с ограничен2DЕ
ной толщиной,
wЕ < LE .
Зависимость эффективности от частоты можно представить в виде:
(7.78)
.
где
(;
1gE = _Е
rE
-
диффузионный ток;
i сЕ = iт(с зЕ +С DE рЕ = iC Е(; Е
-
емкостной ток.
с~
Рисунок
7.64- Эквивалентная
Подставив значения диффузионного и
у(т)=Уо
схема эмиттерного
емкостного токов в
(7. 78),
p-n
перехода
получим:
(7.79)
.т
1+zту
1
rECE
где тУ = _!._ = tЕ
-граничная частота эффективности, на которой модуль jу(т) умень-
шается на 3 дБ или в
.fi раз.
jy(т~=~Re2(y)+Im2(y) =~У
о .
(7.80)
т2
1+oir
При т =тУ,
lrl = ~ r
0 •
Фазовый сдвиг между входным током эмиттера i Е и
диффузионным током дырок, инжектируемых в базу у(т )i Е составляет величину (рисунок
7.65,
а):
т <р ')rc
<py=arctg j.СЕ =arctg-;
\т /яЕ
ту
У У -4.
Амплитудно-частотная
на рисунок
7.65.
(7.80)
и фазочастотная
(7.81)
(7.81)
характеристики представлены
Физический смысл падения эффективности с ростом частоты заключается
в увеличении доли емкостного тока в полном токе.
372
jCE
lrl
CfJy
Уо 1,0
7r
0,707
2
7r
4
а)
Рисунок
(;е
б)
wr
7.65- Векторная диаграмма тока эмиттера (а),
в)
lgm
wr
Igw
АЧХ (б) и ФЧХ (в) эффективности
Грани'lная qастота коэФфициента переноса.
Для бездрейфового транзистора зависимость коэффициента переноса от 'lастоты
определяется
(7.82)
-
где Lв =
лагая
Lво
- длина диффузионного смещения на rtеременном сигнале (5.83). Раз-
~l+iШТв
chX
в выражении
sch Х
(7.82)
и ограничиваясь двумя членами разложения, полу'lим:
=-1- =---=--chX
Х2
1+-+ ...
2
fЗ(w)=
w2
1 wz
1+--+iwт
2 Lz
в
в
-+А
L2в
Преобразуем к удобному виду:
(7.83)
Выражение (7.83)представляет собой однополюсную функцию с емкостным харак
тером реактивности:
fЗ(w)=
fЗо
(7.84)
. w
1+z--·
Шро
где
2D
1
Wв
tnpB
-+ =-
w130 =
-
граничная частота коэффициента переноса.
Если учесть три члена в разложении
Шро
=
(7.82),
то значение граничной частоты примет вид:
2,43Dв
Для дрейфового транзистора:
W}
w 130 = 2ryw 80 •
Амплитудночастотная характеристика jfЗ(w ~ хорошо аппроксимируется однопо
люсной функцией
(7.84).
Для фазочастотной характерисtики эта аппроксимация дает пло-
373
хое совпадение особенно для дрейфовых транзисторов. Поэтому для учета диффузионно
дрейфового механизма пролета базы и получения более точной зависимости фазы от час
тоты в формулу
(7.84)
вводят фазовый множитель:
(7.85)
где т=
12" + в·rу = 0.21 + 0.231] - фазечастотная
поправка.
Фазечастотная характеристика следует из
ф
(J)
(J)
(J)fЗ
(J)fЗ
(7.85)
(рисунок
7.66):
13 = arctg- + -(0,21 + 0,2377 ).
Для бездрейфового транзистора на частоте
(7.86)
w = wР ,
Фр (wp )= n + 0,21 =5Т.
4
1С
2
------------------!
---:;;~.--------
/
~2
4
CD.B
lgw
Рисунок
7.66- Фазечастотная характеристика
(l) и однополюсная
аппроксимация (2)
Рисунок
коэффициента переноса
7.67- Эквивалентная схема для
отражения инерционности пролета базы
Моделирование частотной зависимости модуля коэффициента переноса осуществ
ляется с помощью параллельной
RC-
цепи (рисунок
7.67), постоянная времени которой
равна времени пролета базы
Уменьшение модуля коэффициента переноса обусловлено увеличением рекомби
национных потерь при уменьшении периода (увеличении частоты) сигнала. В силу дис
кретности заряда распределение по скоростям носителей подчиняется закону Больцмана
Максвелла. Медленные носители не успевают пролететь базу и рекомбинируют, увеличи
вая ток базы и снижая коэффициент переноса.
Инерционность
коллекторной
цепи определяется временем перезаряда коллек
торной емкости и временем пролёта ОПЗ коллектора. Постоянную времени коллекторной
цепи оценим с помощью эквивалентной схемы (рисунок
передачи коллектора
7. 68).
Собственный коэффициент
.
. . . .
a*(w)=~ =~-!~~ = -1- '
[ер
lc-J;
(7.87)
/с
1---;lc
Iв
Ее
!
коллектора. Так как
Рисунок
7.68- Эквивалентная схема цепи коллектора
rc >>
r'в
+
rтс, то
цепь перезаряда Сев определяется
коллектора
r:И
rrr:
r' в - омическими сопротивленИЯЮI
тела базы и тела коллектора. Е~костный ток коллектора может быть выражен в виде:
I;
=Сев дд~'
Для гармонического сигнала,
д 1с
[•с l ое iюt; -дt
=
•
=zw
[.
с
·
Подставив это значение в выражение ёмкостного тока, получим:
1
/~ =-iWCcв<rтc +--r~)ic.
IB(w)l
Граничная. частота для АЧХ в виде однополюсной функции определяется из усло
вия ia(w)i=0,!07, что соответствует iВ(w)i=2,3. Подставив значение ёмкостного тока в
(7 .87), получим:
a*(w) =
где Wc = [ Сев · (rтс
1
+ -- r~)
2,3
]-l
1
1+i~
,
(7.88)
Wc
1
= -- -граничная частота цепи коллектора.
tc
Для высокочастотных транзисторов необходимо учитывать влияние времени про
лёта носителей заряда через ОПЗ коллекторного перехода на частотные свойства. По ана
логии с пролётом базы коэффициент передачи тока при пролёте ОПЗ коллектора можно
представить в виде:
а
1
5 (w) = -~~,
. (l)
1+z-
(7.89)
(1)5
где
(1)5
=- 1- =
tnp.б
vmax ; vmax -скорость дрейфа носителей в опз.
O(U с)
Для транзисторов, в которых проявляется заметно эффект Эрли, дополнительную
инерционность вносит процесс перераспределения активного заряда базы при изменении
375
толщины ОПЗ коллектора. Эта инерционность моделируется диффузионной ёмкостью
коллектора, включённой параллельно зарядной ёмкости и дифференциальному сопротив
.1ению коллектора
(rc).
При этом постоянная времени перезаряда цепи
времени пролёта базы.
=__w2
rс
с
в_
DC
2D
"
С
1 W2
- ----D6 - -
ос-
rc 2
<<С
а
rc -
Сос
равна
о.в·
В соответствии с рассмотренными инерционностями эквивалентная схема транзи
стора, отражающая частотную зависимость коэффициента передачи тока эмиттера пред
ставлена на рисунке
7.59.
rc
rтс
Е
с
Рисунок
в
7.69 - Эквивалентная
схема транзистора для малого перемениого
сигнала на средних частотах
В общем случае значения всех элементов, за исключением rТЕ, зависят от стацио
нарных режимов работы: тока, напряжения и температуры. Кроме того, из-за двумериости
токораспределения наблюдается частотная зависимость r~ и rтс .
Для оценки приборной граничной частоты та необходимо определить модуль коэф
фициента передачи тока эмиттера.
(7.90)
Решение
(7.90)
возможно численными методами. Задача упрощается, если предпо
ложить, что инерционности проявляются последовательно от эмиттера к коллектору.
Тогда суммарная инерционность та будет представпять собой сумму всех посто
янных времени:
(7.91)
В однополюсном представлении:
(7.92)
376
Выражение
(7.92)
удовлетворительно описывает АЧХ транзистора. Для отражения
пролётных явлений и описания ФЧХ вносится фазачастотная поправка в виде
(J)
a 0 exp-im
a(w)
Фазачастотная характеристика из
= ---- ----.
1+z
=arctg
(t)a ,
(J)
вид:
(J)
+m
(7.94)
--,
(J)a
7.8.3. Зависимость от частоты
(7.93)
(J)
(7.93) имеет
ера (w)
(7.85).
(J)a
коэффициента передачи тока базы
В схеме с общим эмиттером,
B(cv)
Воспользовавшись соотношением
= --a(w) --
(7.93)
1- a(cv)
и учитывая, что искомая
ехрао-
B(cv)
= 1-а
в знаменателе провели замену ехр-
.w
zm
---ша
получим
cv
im -
соа
-1+ij~a
-- -- -- ,
1-imcv/
о
/ (l)a
------1 •(J)/
+z ~~
/
_ где
cv 8 << wa,
а
=1"(1)
- un - -(J)a
После преобразований получаем
B(cv)
В ехр- im Wfw
= --0 ________ _,~ __'!
,
(7.95)
1+i%8
где cv 8 =ша (1- ао){+ а т -граничная частота в схеме с ОЭ, на которой модуль
/1- ()
падает на 3 дБ или в
-/2
IB(cv)
раз,
(7.96)
Фазачастотная характеристика имеет вид:
w
cv 1- а 0
--+т
---------(1)8
cv 8 1+ та 0
q> 8 = arctg-
(7.97)
377
Из
(7.96)
следует, что при частотах
w > 3w 11
модуль
iB(W)i
обратно пропорциона
лен частоте,
.в(w}
'
r
'
=Boroll
--- - - .
(7.98)
(l)
При этом произведение модуля fB(w)j на частоту есть величина постоянная, равная
граничной частоте Wт единичного усиления,
(7.99)
Эта граничная частота связана с граничной частотой в схеме с общей базой соот
ношением
(7.100)
Одним из приборных параметров является частота, на которой коэффициент уси
ления по мощности равен единице. Если коэффициент К Р (w)
> 1,
то транзистор может
работать в схеме генератора. При условии согласования входного и выходного сопротив
лений и нейтрализации обратной связи, обеспечивающей
одf:1онаправленную передачу
сигнала, можно получить выражение для максимальной частоты генерации,
(7.101)
Максимальная частота генерации в
(2 ... 3) раза
превышает граничную частоту уси
ления тока fт у СВЧ транзисторов.
Соотношение граничных частот для транзистора с коэффициентом В= 100, отраже
но на рисунке
7. 70.
То обстоятельство, что при частотах
w > 3w 11 ,
произведение модуля на
частоту является постоянной величиной, используется в практике измерений граничной
частоты, 1 B(w) i·W
= Wт, с помощью которой рассчитывают и другие граничные частоты.
Ig/BI
Ig/al
2 ............................ '······················--················j······································---···········
о
······························-t-·······································j······ ·····:
-1
Рисунок
i
Ыв j
7.70- АЧХ транзистора в схемах с ОБ
и ОЭ и граничные частоты
378
7.8.4.
Зависимостьграничной частоты/т от режимов работы
Зависимость граничной частоты
током постоянной времени
fa
-r а (l с) (7 .91 ),
от тока коллектора определяется изменением с
представляющей
Постоянная времени эмиттерноге перехода экстремально зависит от
тока коллектора (рисунок
7. 71,
а). Используя значение
t Е (l с ) = Фт
lc
CnE
из
(С 1Е + С DE ) = Фт С зt: (l с ) +
lc
(7.77)
получим:
'r Е
(7 .1 О 1)
B(lc)
Зарядная ёмкость эмиттера очень слабо зависит от прямого тока, поэтому fE
уменьшается по гиперболе с ростом тока коллектора. Время жизни носителей в эмиттере
определяется рекомбинацией Оже и от тока не зависит. На малых токах коллектора В(lс)
растет, что сохраняет общую тенденцию уменьшения fE(lc). Однако на БУИ коэффициент
усиления обратнопропорционален току, и постоянная времени tE(lc) будет увеличиваться
-r Е.
до времени жизни
Инерционность пролёта базы
t8 =
(7.84)
WiUc)
· · ·· ,
(7.102)
2Dв(l с)
возрастает с ростом тока коллектора из-за эффекта Кирка и боковой инжекции, увеличи
вающей траекторию пролёта. Некоторая компенсация возрастания
t11p.B возможна
(Dcf ~ 2D 8 ).
дрейфовых транзисторах за счёт дрейфовой составляющей в базе
Постоянная времени коллекторной цепи
жет уменьшаться с током из-за уменьшения r'в
(7 .88)
в без
на средних уровнях инжекции мо
, обусловленного
модуляцией проводимо
сти и эффектом оттеснения эмиттерноге тока.
(7.103)
При больших напряжениях на коллекторе ёмкость коллектора возрастает с током
из-за перераспределения поля (эффект Кирка, рисунок
7.17),
что ведёт к увеличению
инерционности. При малых смещениях ёмкость также увеличивается с ростом тока из-за
эффекта квазинасыщения. В результате зависимость
тер (рисунок
7.71,
б).
tc
1
\
\
tc (1 с) имеет экстремальный харак
\
Сев
1
\
СЗЕ\
...........
' \ ·,
........
__ ...·,__. ':..-:::.-.:-...
а)
Рисунок
7.71
r'в
---------
Ic
б)
Ic
-Зависимости от тока постоянной времени эмиттера (а) и коллектора (б)
В СВЧ транзисторах толщина высокоомного коллектора ограничена
(0,1-0,3) мкм.
При больших плотностях динамического заряда уменьшается напряженность статическо
го поля в части ОПЗ, прилегающей к базе, что снижает среднюю скорость пролёта и уве
личивает инерционность коллекторной цепи.
379
Граничная частота транзистора
fa
бу
дет меньше наименьшей частоты во всём
fr
.•..··
...···
(7.72).
диапазоне токов
....··
На малых токах
коллектора (эмиттера) инерционность тран
а)
зистора определяется постоянной перезаря
да зарядной емкости эмиттернога
хода. В области максимума
p-n
пере
вклад в об
fa
щую инерционность могут давать в зависи
fp
Ic
мости от конкретной структуры
-
эмиттер,
база и коллектор. В области больших токов
б)
коллектора
для
гомогенных
транзисторов
рост инерционности наблюдается во всех
областях транзистора. Для гетераструктур
ного транзистора зависимость
Ic
fr (/с) ,
будет
возрастать во всём диапазоне токов (рису1101<
7. 72,
а), так как в транзисторах с широ
козонным эмиттером отсутствуют эффекты
в)
накопления неосновных носителей заряда в
квазинейтральном
.
объёме
эмиттера
(СDп=О).
fa
Зависимость граничной частоты
Ic
на, как зависимость
fY.flз.fc
fa
от
напряжения коллектора не столь однознач
г)
fa
Ia (/с).
На малых токах
определяется инерционностью эмиттера,
и влияние напряжения коллектора незначи
тельно. На средних и больших уровнях ин
жекции
Ic
Рисунок
7.72 -
увеличение
коллекторного
напря
жения повышает быстродействие транзи
Зависимость граничных
стора до векоторого значения, а затем ста
ко
билизируется. Такое поведение объясняется
эффициента передачи (б), коллекторной
частичной нейтрализацией эффекта расши
цепи (в) и транзистора в схеме ОБ (г)
рения квазинейтральной базы и подавлени
частот эффективности эмиттера (а),
ем
квазинасыщения
коллектора
(рисунок
7.73).
fa
Uз>Uz>U1
!с
Рисунок
7.73-
Влияние коллекторного на
пряжения на граничную частоту !а
!с
Рисунок
7.74-
Влияние температуры на частоту !а
380
С изменением температуры инерционность Та также изменяется. Постоянная вре
.
мени коллектора увеличивается с ростом температуры из-за падения подвижности носи
телей заряда в базе и коллекторе (рисунок
7.25).
lt(Т) ~ ll{ ~Т~~
В результате чего увеличиваются сопротивления r'в и rтс. Увеличение r'в (1) при
водит к усилению неоднородности токараспределения эмиттера и проявлению эффектов
больших уровней инжекции при меньших значениях интегрального тока коллектора.
Время пролёта базы увеличивается с ростом температуры в связи с уменьшением
> 1), либо уменьшается
1 , гетеротранзистор).
подвижности для структур с умеренно легированной базой (пр.
структур с высоким уровнем легирования базы (пр.<
для
Постоянная времени эмиттера возрастает с увеличением температуры при посто
(7.101).
янном уровне инжекции
Обозначив безразмерный ток коллектора через уровень
инжекции
получим выражение для
tE(7.101)
t (Z,T)=
Е
в виде:
kT . с .(Т)+ ТЕ(Т)
qZ(T)I* 3Е
В(Z,Т)
(7.103)
Уровень инжекции растёт с увеличением температуры для постоянного тока кол
лектора
Поэтому при постоянном токе коллектора инерционность эмиттера будет умень
шаться на МУИ, если
np.>2
температуры. Второй член в
или увеличиваться (для сильно легированной базы) с ростом
(7 .1 03)
уменьшается на малых токах коллектора, так как темп
рекомбинации Оже возрастает с ростом температуры
где для кремния С ===
циент В(Т) и
Z(7).
0,6.
Одновременно возрастает с температурой статический коэффи
На больших уровнях инжекции инерционность, связанная с накоплени
(7.103)),
1
. По этой причине
будет возрастать с температурой, так как в этом режиме B(Z) l+Z(T)
в структуре СЕЧ-транзистора толщина эмиттера не превышает 0,2 мкм, что ограничи
емнеосновных носителей заряда в квазинейтральном эмиттере (второе слагаемое
вает диффузионную ёмкость эмиттера. Влияние температуры на граничную частоту крем
ниевого транзистора с граничной частотой fт=
3,5
ГГц приведенона рисунке
7. 74.
Величина фазового сдвига между входными и выходными сигналами может быть
оценена по зависимости граничных частот от режима работы
(7.94), (7.97).
381
7.8.5. Особенности
структур СВЧ биполярных транзисторов и области примепсния
Для уменьшения инерционности транзистора необходимо минимизировать !_lара
зитные соnротивления r.п и rтс . С этой целью используют узкие nолоски эмиттера
(0,5 .. .3,0)
мкм и осуществляют подлегирование основной примесью пассивной базы, ко
торое одновременно ограничивает боковую
инжекцию
поля,
обусловленного
из-за
встроенного
поперечным
градиентом примеси. На высоких час
тотах
(f > 1ГГц)
3
ток инжекции проте
кает, главным образом, по периферии
эмиттера. Для того чтобы увеличить
максимально допустимое значение то
ка СЕЧ-транзистора, его эмиттер из
готавливают в виде очень узких полос
с большим периметром. Это делается
для того, чтобы уменьшить плотность
тока,
свести
до
минимума
5
эффект
расширения базы и обеспечить макси
мальное значение
коэффициента
fт
.
Произведение
усиления
на
ширину
полосы nропускания fг будет также
увеличиваться при уменьшении заряд
ной ёмкости эмиттера С 33 , время заря
да которой влияет на общее время за
держки Та. То же самое можно сказать
Рисунок
о зарядной емкости коллекторного пе
рехода
Се.
Требование
1-
уменьшения
nлощади
эмиттера
приводит
к
очень
большой
величине отношения
nери
7.75- Структура транзистора типа оверлей
слой металлизации змиттера;
металлюацrш базы; 3 сетка;
5-
11 +
2 -
эмиттер;
слой
4-
р +-
J}-база
метра эмиттера к его nлощади. С другой стороны, уменьшение площади коллектора вле
чет за собой резкое увеличение отношения периметра эмиттера к площади базы.
всех
Среди
конструкций, удовлетворяющих этим требованиям, выделяются конструкции тиnа
оверлей
-
с базой в виде сетки и типа мэш
-
с эмиттером-сеткой. Эти конструкции дают
возможность введения балластных сопротивлений в эмиттерные цепи, обеспечивают хо
рошее распределение тока на высоких частотах и уменьшение ёмкостей
1
Рисунок
7.76- Поперечное сечение
2
[3].
3
транзистора типа оверлей
1 -слой металлизации эмипера; 2- 11 + эмипер; 3 - поликристаллические балласшые сопротивления
эмиперов; 4- оксид; 5- р-база; 6- коллектор
382
Структура типа оверлей схематически представлена на рисунках
7.75
и
7.76.
Как
показано на этих рисунках, эмиттер состоит из множества дискретных элементов, соеди
нённых параллельно тонкой полосой металлизации, перекрывающей все элементы. Выхо
ды базы на поверхность под металлический контакт осуществле
ны
ll
Эмиттер
0
в
виде
сетки
из
полученных
методом диффузии р +-элементов.
Между n +-эмиттерами и слоем
эмиттерной металлизации разме
щаются
ll
балластные сопротивле
ния, представляющие собой по
ликремниевый проводящий слой.
Каждый эмиттер имеет отдельное
балластное сопротивление, чтобы
11
обеспечить однородное распреде
ление
тока
на
исключить тем
Рисунок
7.77
-Структура транзистора мэш-типа
радиочастотах
и
самым опасность
возникновения «горячих» точек.
30
Ь Si(Ge) ВJjr
25
!А GaAs рJНЕМТ
i.a.GaAsHBT
.........................................................~····"("n·p·sнtлt······················
i
.
i
!пР DHB~.
1
""'!"""""
~ !пР НЕМТ.
D
i
!е !пР
1
1
DHBT
1
"""""'""'!""""""""'"""""'1""""'"'"""""""'1"""""""""""
i•
Рисунок
7.78 -
Соотношение между
напряжением пробоя и максимальной
SHBT
частотой единичного усиления;
5
-
транзистор
дом;
DHBT -
с
одним
гетероперехо
транзистор с двумя гете
ропереходами; НЕМТ
-
полевой тран
зистор Шоттки с высокой подвижно
50
150
100
200
250
стью электронов
Частота/7:тах. ГГц
Мэш-струкrура (рисунок
7. 77)
по своей геометрии как бы «обратна» оверлей
-
кон
струкции: выходы n-эмиттера представляют собой сетку, а базовые р +-контакты -- множест
во дискретных элементов. Каждая из структур имеет свои достоинства и недостатки. Тех
нологический цикл изготовления мэш-структуры, например, короче, чем цикл оверлей
структуры. Ток управления для обоих типов структур равен примерно 0,5 А·см- 1 • В настоя
щее время кремниевые СЕЧ-транзисторы используются, главным образом, на частотах ни
же
4
ГГц; на частотах выше
4
ГГц применяются транзисторы на основе
роструктурные транзисторы на основе А 3 В 5 и
Si-SiGe-Si.
GaAs
и другие гете
383
Вторая особенность структур СЕЧ-транзисторов заключается в использовании более
тонких слоёв эмиттера и базы (менее О, 1 мкм) для уменьшения диффузионных ёмкостей
или времён пролёта. Толщина слоя коллектора определяется требуемым напряжением про
боя, но и она не превышает
0,5
мкм для частотного диапазона fт > 1О ГГц (для кремниевых
транзисторов). К сожалению, уменьшение толщины коллектора приводит к существенному
снижению напряжения пробоя (рисунок
7. 78).
Следовательно, перспектива применения
транзисторов в СВЧ диапазоне определяется фундаментальными свойствами материала
(при установившейся «зрелой» технологии): критической напряженностью поля ударной
ионизации и максимальной скоростью дрейфа. Из рисунка
уровне развития технология
GaAs.
InP
7. 78
следует, что на современном
К перспектинным материалам для СЕЧ-транзисторов относятся также
Одним
из
способов
Si-GeSi-Si
GaN и SiC.
даёт более высокое качество по сравнению с
повышения
пробивнога
напряжения
кремниевого
и
СЕЧ
транзистора (от 1В до 2В) является включение между базой и коллектором тонкого п+
слоя (30 нм) с концентрацией на порядок выше, чем в слое
коллектора (8·10 17 см-3 ). Та
кая структура обеспечивает увеличение критической плотности тока Кирка и повышение
напряженности поля ударной ионизации
(5.117).
Основной отличительной особенностью СЕЧ-транзисторов является использование
структуры с широкозонным эмиттерным переходом. Как отмечалось ранее, гетеропереход
эмиттера осуществляет практически одностороннюю инжекцию носителей заряда, что позво
ляет легировать базу сильнее, чем эмиттер. Это обстоятельство даёт ве<;ьма существенные пре-
имущества гетераструктурного транзистора по сравнению с гомогенным в СВЧ диапазоне. Вы
сокое легирование базовой области обеспечивает малое сопротивление ,;в (инерционностъ кол
ле~х1орной цепи) и одновременно подавляет эффект оттеснения эмиттернога тока и на порядки
увеличивает критическую плотность тока }у падения эффективности и плотность тока Кирка.
Практическое отсутствие обратной инжекции снимает ограничения на толщину эмиттера и
уменьшает паразитную емкость эмиттера. В качестве примера в таблице
ния параметров структуры с двойным гетеропереходом эмиттера:
7.1 приведены
GalnP-AIGalnP-GaAs.
значе
Для реализации подобных структур используются методы электронно-лучевой эпи
таксии и эпитаксии из паравой фазы металлоорганических соединений. Легирование осу
ществляется в процессе выращивания эпи-
Таблица
7.1
таксиальных слоёв, а также методом ион
Параметры структуры
ной имплантации.
гетератранзистора
j
Толщина
(l:l:m)
Сар
1
'
i
Emitter
Base
· Collect
or
Buffer
0.0
5
0.0
5
0.0
2
0.2
5
0.0
2
0.0
8
1.0
о
0.2
5
Слой
11 +Gao.s2lno.4sP
n+Gao.szlПo 4sP
Gп1ded
11
Al, Gao.s2-xlno.4sP
Леrирова-
ние (сш· 1 )
3·10
18
9·1017
технологии
создания
пазона обеспечила создание и функциони
рование микроволновых информационных
и телекоммуникационных систем, включая
8·10
системы спутниковой связи, микроволно
6·10
17
систем навигации.
вых
6·10 17
p++oaAs
2-9·1 0 19
n-GaAs
2·1016
Substгate н+GaAs
субмикронной
гетератранзисторов электроника СВЧ диа
17
Gruded
n+GaAs
В результате промышленного освое
ния
1·1018
телерадиоинформационных
В диапазоне до
СВЧ
перед
транзисторы
СВЧ
20
и
ГГц биполярные
имеют
полевыми
сетей
преимущества
транзисторами
в
применении в устройствах мобильной свя
зи и других СВЧ устройствах в связи со
значительно
лучшей
идентичностью
ха
рактеристик от прибора к прибору. Это
обстоятельство существенно снижает за
траты на производство изделий СВЧ круп
но серийного производства.
3~
7.9.
7.9.1.
Транзистор как элемент схемы
Методы представления транзистора как элемента электрической схемы
При работе транзистора в усилительном режиме на малом переменнам сигнале..
транзистор может рассматриваться как линейный элемент. При этом используются два
метода представления транзистора: метод эквивалентных схем и метод четырёхполюсни
ка.
Метод эквивалентных схем основан на замене транзистора эквивалентной схе
мой, состоящей из пассивных элементов и управляемых источников напряжения или тока.
При использовании метода эквивалентных схем возможно рассчитывать схемы на основа
нии элементарной теории цепей и аналитически выразить основные расчетные соотноше
ния каскада через параметры транзистора.
К недостаткам этого метода относится сложность эквивалентной схемы транзисто
ра для широкой полосы частот. Расчет практических устройств при использовании такой
схемы
очень
громоздок,
поэтому приходится
применять эквивалентные схемы для раз
личных диапазонов частот. Расчет становится особенно громоздким для сложных схем.
например, при введении обратных связей.
Метод четырёхполюсиика основан на том, что транзистор в усилительном режи
ме можно рассматривать как четырёхполюсник. Параметры, определяющие усилительные
свойства транзистора, при этом определяются экспериментально методом короткого за
мыкания или холостого хода. Расчет усилителя производится матричным методом без со
ставления эквивалентной схемы транзистора. Сложную схему усилителя можно предста
вить как соединение простых четырёхполюсников, по параметрам которых можно рассчи
тать характеристики устройства.
При использовании метода четырёхполюсника можно выполнить расчеты и осуще
ствить анализ транзистора без составления эквивалентных схем. Практические расчеты
схем, особенно если применить матричные методы и таблицы параметров типовых четы
рёхполюсников, очень просты.
К недостаткам метода четырёхполюсника относятся требования регулярности со
единения отдельных каскадов, необходимость «расщепления» схем на простые четырёх
полюсники, трудность анализа основных зависимостей, определяющих свойства каскадов.
В последнее время основным методом представления транзистора является мето,:1
эквивалентных схем, однако и метод четырёхполюсника используется как для нахождения
параметров эквивалентных, так и для расчета практических схем.
7.9.2.
Представление транзистора четырёхполюсником
Транзистор является управляемым элементом цепи. Если на входе транзистора нет
управляющего сигнала, то он обладает свойствами пассивного элемента цепи. Если к
входным зажимам транзистора приложено переменное напряжение, то транзистор отдает
в нагрузку энергию, превышающую энергию входного сигнала. При этом транзистор проявляет свойства активного элемента.
~
~
~f-----1--.L...---~'
Рисунок
7.79-
Схема включения транзистора
как четырёхполюсника
Хотя
транзистор
вольт-амперные
имеет
нелинейные
характеристики
в
усили
тельном режиме работы при малых перемен
ных составляющих токов и напряжений, ра
бочие участки характеристик можно считать
линейными.
Соотношения
между
ными токами и напряжениями
перемен
при этом оп
ределяются наклоном рабочих участков ха-
385,_
рактеристик, т.е. дифференциальными параметрами транзистора. Эти параметры можно
считать не зависящими от уровня сигнала при малом входном сигнале. Поэтому транзи
стор в режиме малого сигнала может рассматриваться как линейный активный четырёх
полюсник (рисунок
7. 79).
Так как для транзистора наклон характеристик меняется от точ
ки к точке, то параметры малого сигнала зависят от постоянных смещений, т.е. от рабочей
точки транзистора.
Характеристические параметры четырёхпо.т1юсника. Величины
i1, u 1 ,iz, uz,
ха
рактеризующие электрические свойства транзистора, взаимно связаны. Если любые две из
этих величин заданы, то оставшиеся определяются однозначно по статическим характери
стикам или параметрам транзистора. Коэффициенты в уравнениях четырёхполюсника,
связывающие внешние токи и напряжения, называются характеристическими параметра
ми транзистора как четырёхполюсника (транзистора как элемента схемы).
За независимые переменвые можно принять любые две из этих величин. Две дру
гие величины можно представить в виде функций независимых переменных. Возможны
шесть способов представления функциональных зависимостей между токами и напряже
ниями транзистора. На практике используются три способа описания электрических
свойств транзистора
[19]:
!
~~:fl(il'iz),и.2
11 -
/ 2 (ul'
:(/J1(ipi2);.
(7.104)
и 2 ), 12 - (/) 2 (ul' и 2 ),
ul = fз (il' Uz ), iz = (/Jз {ip Uz ).
Параметры транзистора, определяющие зависимость функций от каждого из неза
висимых переменных, определяются путём нахождения полных дифференциалов функ
ций, выражаемых уравнениями
(7.104).
Параметры холостого хода транзистора (Z-параметры). Определим полные
дифференциалы функций и 1 , и 2 из первого уравнения
du =
1
(7.104):
~и!
di + ~l!l_ di
а·
1
а·
2,
ll
lz
auz .
auz .
а·
!1
а·
lz
du = ---- dz + ---- dt .
2
1
2
Вводя новые обозначения для частных производных, имеющих размерность сопро
тивлений, и заменяя дифференциалы токов и напряжений амплитудами малых персмен
ных сигналов, получим
(7.105)
(7.106)
Коэффициенты
Z
называются характеристическими сопротивлениями транзистора.
Они определятся при условии холостого хода входа или выхода, т.е. при равенстве нулю
одного из токов в уравнениях
(7 .1 05)
и
(7 .1 06).
Это означает обеспечение условия генера
тора тока для перемениого сигнала.
Z 11 =
-~~~
/1
l(i,=O)
-входное сопротивление транзистора при холостом ходе на выходе.
386
и~1
Z 12 -- • -
б
-
u
сопротивление о ратнон
связи при холостом ходе входной цепи.
1
2 lu,=<>J
1
иJ
Z 21 :;::: -.-!
/1
Z 22
-сопротивление прямой передачи при холостом ходе на выходе.
l(i,=O)
и21
-
:;::: ~-1
выходное сопротивление транзистора при холостом ходе на входе.
lz lu,=oJ
Параметры короткого замыкания (У-параметры). Найдём уравнения четырёх
полюсников из уравнений
(7.104).
Если найти полный дифференциал функций.f2 и (/)2, за
менить дифференциалы токов и напряжений малыми переменными составляющими, обо
значить частные производные, то при этом получим
(7.107)
/2
где коэффициенты У
-
(7.108)
=У21 и1+У22 и2,
характеристические проводимости четырёхполюсника. Они опре
деляются при условии короткого :jамыкания входа или выхода транзистора по перемен
иому току, т.е. при равенстве нулю одного из напряжений в уравнениях
(7.107)
и
(7.108),
или обеспечении условий генератора напряжений.
j,f
-
У11 :;::: ~:-1
входная проводимость при коротком замыкании выхода.
и 1 i•
(U>=O)
у
12
•
1
•
1
~1-1
:;:::
и
-
.
проводимость обратной связи (обратной передачи) при коротком замыка-
2 (U 1=0)
нии входа
•
.
1
у21 :;:::~-1
• !
-
проводимость прямой передачи (усиления) при коротком замыкании выхода.
и1iсй,=<>>
•
1
1, :
У22 :;: : ---;""-1
-
выходная проводимость при коротком замыкании входа.
и i.
2 '(U 1=0)
Гибридная (смешанная) система параметров (Н-параметры). Аналогично тому,
как были получены предыдущие уравнения
(7.105), (7.106),
из выражений
(7.104)
можно
получить
(7.109)
(7.110)
387
Коэффициенты Н в уравнениях
В отличие от
Z-
(7.1 09), (7.11 О)- параметры
четырёхполюсника.
и У-параметров Н-параметры имеют различную размерность. Это
объясняется тем, что в качестве независимых переменных взяты разные по размерности
величины
-
входной ток
I
1
и выходное напряжение и 2. Н-параметры определяются из
режима холостого хода на входе
-
( I 1 =0)
или короткого замыкания выхода (и 2
= 0).
входное сопротивление в режиме короткого замыкания выхода.
-коэффициент обратной связи по напряжению при холостом ходе входа .
•
н
1
1
/21
-
------'
•
21 -
1
коэффициент передачи по току (коэффициент усиления) при коротком
I ..
1 I(U,=O)
замыкании выхода.
/?
•
Н 22
= .-
1
-
1
выходная проводимость при холостом ходе на входе.
и!.
21(1,=0)
Сравнение
Z-,
У-, Н-параметров. Применяя систему Z-параметров, можно полу
чить эквивалентную схему, в которой каждый из параметров хорошо согласуется с физи
ческими и конструктивными элементами транзистора. Эквивалентная схема, соответст
вующая Z-параметрам, удобна для анализа и расчета как усилительных, так и импульсных
схем, и в этом смысле она универсальна. При использовании Z-параметров легко найти
параметры для любой схемы включения транзистора по параметрам одной из них. Зави
симость Z-параметров транзистора от режима работы и температуры просто выражается
аналитически. Недостатком системы Z-параметров является трудность измерения пара
:>.iетра
Zu,
т.е. осуществления холостого хода или генератора тока по перемениому току на
выходе из-за большого выходного сопротивления транзистора. Однако Z-параметры легко
определяются через измеряемые и приводимые обычно в справочниках Н-параметры.
Система У-параметров хорошо разработана для ламповых схем. Методику расчета
::rамповых схем можно использовать при расчете схем на транзисторах. Недостатком сис
темы У-параметров является малая точность измерения параметра
Yzz
на низких частотах.
Это объясняется трудностью осуществления режима короткого замыкания (условие гене
ратора напряжений) на входе из-за малого входного сопротивления транзистора. Кроме
того, У- параметры имеют сложную зависимость от температуры, режима и частоты.
При использовании систем Н-параметров точность измерения большая, особенно
на низких частотах, так как необходимые для измерения параметров режимы холостого
хода на входе и короткого замыкания на выходе легко осуществить. Поэтому в справоч
никах приводятся Н-параметры транзисторов. Некоторым недостатком этой системы яв
.lЯЮТСЯ непривычность её применения для расчета, необычный вид расчетных формул, а
также сложность этих формул.
З&а
Любая из систем параметров однозначно определяет электрические свойства тран
зисторов. В этом смысле они равнозначны и являются различными формами записи завн
симости между токами и напряжениями в транзисторе.
Если уравнения
(7 .1 05) и (7 .1 Об) решить
относительно токов, то получим
(7.1111
(7.112·
где дZ
-определитель системы уравнений
= Z 11 Z22- Z12Z21
Сравнивая уравнения
(7 .1 07), (7 .1 08)
и
(7.105), (7.106).
получим соотношения длй
(7 .111 ), (7 .112),
У- и Z-параметров
:r:
11
= z2z
Zp
у:
12
ДZ,'
у:
=--~-·
z
__ _11_.
дZ,
21-
дZ,
Аналогично можно найти соотношения между другими параметрами (таблица
7.2).
Таблица
7.2
Пересчетные формулы параметров основных систем
IZI
flH
н12
н22
н22
yl!
- !!_21_
----
flY
н22
zl2
1lz_
flY
-~~~flY
Zz1
Zzz
- !'zl_
flY
zz2
flZ
-~_21_
дZ
дZ
-
--···
z22
IHI
-·-
Zн
IZ1
IYJ
IHI
IYJ
- ..z~_l_
-
.zl2
flZ
zll
дZ
у12
Yz1
Yzz
z1z
---
1
_у;2
zz2
yll
yll
1
}'21_
--·---
r;l
r;l
-~
z2z
Ун
z2z
flY
1
----
Hll
1
Hzz
-
н_12
Hll
Hll
flH
Hll
Нн
Hn
н21
Hzz
н21
Пр и меч а н и е. !!.т= тпт 22 - m 12 m 1 т -определитель матрицы
7.9.3.
Эквивалентные схемы транзистора
Двухгенераторные схемы замещения. При синтезе электрических схем в ряде слу
чаев используют эквивалентные схемы четырёхполюсника. У слови ем замены транзистора
эквивалентной схемой является сохранение внешних напряжений и токов. Из уравнений
четырёхполюсника
(рисунок
7.80).
(7.1 05)-(7.11 О)
можно получить двухгенераторные схемы замещения
В этих схемах пассивными элементами являются входное и выходное со
противления или проводимости транзистора в режиме холостого хода или короткого за-
389
мыкания. Активные элементы (генераторы тока или напряжения) характеризуют усили
тельные свойства транзистора и передачу сигнала с выхода на вход (обратную связь).
б)
а)
Рисунок
в)
7.80- Формальные двухгенераторные эквивалентные схемы транзистора:
а)- для Z-параметров; б)- для У-параметров; в)- дляН-параметров
Одногенераторная схема замещения. Для придания большего физического смысла
параметрам эквивалентной схемы целесообразно преобразовать формальную двухгенера
торную схему к одногенераторной, отражающей передачу тока от эмиттера к коллектору.
Рисунок
7.81- Одногенераторные формальные эквивалентные схемы:
а)- с генератором напряжения; б)- с генератором тока
Переход от двухгенераторной схемы (рисуиок
торной (рисуиок
7.8/,
При холостом ходе на входе
нок
7.80,
а)
к Т-образной одногенера
а) не должен изменять входных и выходных токов и напряжений.
(/1 =О) напряжение на выходе (рисуиок 7.80, а), (рису
7.8l,a)
Из этих равенств следует,
Z2 = Z22- Zn
При холостом ходе на выходе
(/2= О)
Иt=ltZtt;
Напряжение на выходе при
напряжение на выходе,
Ut=(Zt+Ztz);
Zt=Zll-Zt2·
(/z = 0),
Иz=
Z21/1; U2= (Z12 + Zг)lt.
Zг =
(Z21- Zt2)·
Для перехода к эквивалентной схеме с генератором тока (рисунок
зуемся условиями холостого хода на выходе
(/2 = 0).
В этом случае
U2 = ltZt2 + /Zr; U2 = ltZtz + altZz.
7.8/,
б) восполь
390
Из этих выражений следует
а
:; Zг :;
Z21-zl2
-~~
·~ ~··~~·~~· ······~···
z2
z22 -zl2
..
Низкочастотные схемы замещения. Т -образная схема замещения с генератором то
ка~отражает физическую сущность транзистора. На низких частотах можно пренебречъ
реактивными составляющими сопротивлений транзистора и представить его системой
г-параметров. Для схемы включения ОБ схема замещения приведена на рисунке
а)
Рисунок
7.82 - Низко
Рисунок
б)
7.83- Низкочастотная эквивалентная схема для
частотная эквивалентная
включения ОЭ: а- с генератором тока а/Е;
схема для включения ОБ
б- с генератором тока В/8
На рисунке
7.83
7.82.
отражен переход от генератора тока а/Е к генератору выходного
тока, определяемого входным током В/8 • Найдём связь между коэффициентами а и В, гс и
г~. Рассмотрим условие холостого хода на входе (Iв = 0). Ток коллектора из первой и вто
рой схем (рисунок
7.83).
_ ИсЕ
1Cl- •
Гс +гЕ
Из равенства этих токов с учетом ГЕ<< гс, ГЕ<< r~, следует
Из условий короткого замыкания на входе (ИСЕ= О)
Из равенства этих токов с учётом первого правила Кирхгофа
В= а .
1-а
IE =Ic + 18 ,
391
·-
Следовательно, представление транзистора эквивалентной схемой замещения даёт
rE _ rE(B+l)
погрешность порядка
rc
где ,.Б
rc-
rc
дифференциальные сопротивления эмиттера и коллектора, В- коэффициент
усиления тока базы.
Связь Н- параметров с элементами Т -образной схемы.
Для схем с общей базой (рисунок
7.82)
= rн rf!_
+ rc
Н,
_IБ
lc 1
= ---1
[
1
Е 'Uc=O
rc
=а----------- =а;
rc
+r
В
Для схемы с общим эмиттером (рисунок
7.83,
б)
Н 21э = В= (В+ l)H 21Б;
1
Н22э =•=(В+l)Н22Б·
rc
Нетрудно заметить, что эквивалентные схемы транзистора адекватно отражают его
физические свойства. В частности, соотношение между входными сопротивлениями, вы
ходными проводимастями транзистора и коэффициентами передачи входного тока для
схем с ОБ и ОЭ. Эти соотношения следуют из рассмотрения характеристик транзистора
(7.55).
Физические эквивалентные схемы составляют на основе физических моделей для
определенных схем включения, диапазона частот и уровня сигналов. Различают малосиг
нальные модели и модели больших сигналов. В настоящее время используется ряд паке
тов прикладных программ синтеза электрических схем, в библиотеку которых входят эк
вивалентные схемы и параметры широкого класса транзисторов для различных режимов
работы, включая импульсные схемы, например,
P-SPICE, WORK BENCH и
др.
392
7.9.4.
Модель Эберса- Молла
Простая и чрезвычайно удобная модель явлений инжекции и экстракции носителей
в биполярных транзисторах была разработана в
1954
г. Дж. Дж. Эберсом и Дж. Л. Мол
лом. Даже сорок лет спустя эта модель по-прежнему составляет основу для построенИJI
многих значительно более сложных моделей биполярных плоскостных транзисторов ДЛI
автоматизированного проектирования схем. Эта Аюдель Эберса-Молла построена на ин
терпретации работы транзистора как прибора на взаимодействующих
p-n переходах. Пол
ный ток эмипера можно представить в виде суммы тока «связи» (коллектируемого тока)
и базы (рекомбинационные потери и обратная инжекция).
Чтобы проанализировать базовый ток, рассмотрим по отдельности его составляю
щую Iвь текущую между базой и эмипером, и составляющую lвс. текущую между базой
и коллектором. Так как эмиперный переход представляет собой плоскостной диод, базо
вый ток можно описать уравнением тока для идеального диода, обозначив его ток насы
щения через /оЕ[12]:
(7.112)
ток обратной инжекции и рекомбинационных потерь в квазинейтральных областях базы.
Полный ток в эмиттере состоит из тока, текущего в коллектор (тока связи) и тока диода
база- эмиттер. Ток связи определяется диффузионными компонентами тока эмипера, вы
званными напряжениями на эмиттернем и коллекторном переходах. Для n-p-n транзисто
ра с однородно легированной базой
INE 2 +INE!
(7.12), (7.13).
=SE qDвn?в csch Wв [(expqU вс -1)-(expqU ВЕ -1)]· (7.113,а)
N в Lв
Lв
kT
kT
Для транзистора с неравномерным легированием базы необходимо учитывать
дрейфовую составляющую тока электронов через базу. Как отмечалось ранее, продольный
ток основных носителей в базе значительно меньше, чем неосновных
(jp<<j").
Из этого
условия следует
jP =O=qp,PP(x)e(x)-qDP:;
DP
1
р,Р
Р(х)
dP
dx
1 dP
е(х)=-·--·-=(/Jт-·-.
р
dx
С учётом дрейфовой компоненты
.
dn
ndP
dn
;" =qp,"ne+qD"-=q(/JтP,"--+qD" dx,
dx
pdx
j
11
=9~'!(п~ +P:)=q~"t/(:11).
В интегральной форме последнее уравнение может быть представлено в виде:
. wJP dx
J" - -0 q D"
где
=wJd(Pn)
-- ---dx =P(W
P(O)n(O) = п? exp(qU ВЕ);
kT
0
dx
8
)n(W8 ) - P(O)n(O);
вс)
P(Wв )n(Wв ) =n~,, ехр( qU
-kT- .
393
Следовательно, продольный электронный ток или ток связи можно выразить через
напряжения на эмиттере и коллекторе в виде:
(7.113,б)
Wв
JPdx
где Dив =
J(':
l,~ - Средное '""'""' D" с учётом дро•Ф• носитсо"" "Ряд•.
о
г·
..
Если обозначить удельный заряд основных носителей в базе
то
l =l
"
s
[exjqИпc)-exj qИвЕ_)]· l =S_qznz·D"в.
1 kT
Yl kT ' s Е ' Qв
(7.113,в)
Следовательно, выражение для эмиттерного тока имеет вид
(7.114)
Аналогично, для коллекторного тока получаем выражение
[ =l [exj qVвE)-exjqVвcj]-1
s
с
где ток диода база
-
t-l
1
kT
kT
ос
[exfql(вc_)-1]
1 kT
,
(7.115)
коллектор равен
1ЯУ/J~-)-1].
I вс = I ос [exj kT
Сгруппировав слагаемые в уравнениях
(7.114)
и
(7.115)
в соответствии с их зави
симостями от напряжений, получим следующие выражения:
I
Е
= -(! + I
s
ОЕ
+ I [exj ЯУвr,:_)-1]
t{ exj1ЯУ/J§_)-1]
kT
s
1 kT
'
(7.11б,а)
(7.11б,б)
Введём следующие определения:
IEs=ls+loE. lcs=ls+loc.
aN
= ls-----,
1S
+ [ ОЕ
а
1
ls
= ---------------[ S + [ОС
(7.117,а)
(7.117,б)
394
С использованием этих новых переменных уравнения
(7.116)
преобразуются к с..1е
дующему виду:
1. =-1
Е
ES
[exfq_~в~
1 [exj 9Yвr;_\_l]
1 kT ~-1]+а
)
cs
1 kT ) ,
(7.118,а)
1
(7.118,61
Уравнения
(7.118)
представляют
собой
уравнения
Эберса-Молла
для
прп
транзистора. В соответствующих уравнениях для р-п-р-транзистора изменяются направ
ления токов, что обеспечивает учет полярности
p-n переходов. В биполярном плоскостном
рпр-транзисторе диоды находятся в режиме прямого смещения при положительных на
пряжениях
VЕВ и V св-
Полученные уравнения
(7.118)
непосредственно определяют эмиттервый и коллек
торный токи транзистора; в соответствии с первым законом Кирхгофа (сумма всех токов в
электрическом узле равна нулю) они также определяют и базовый ток прибора. Модель
Эберса-Молла имеет четыре параметра. Однако из уравнений
(7.117)
видно, что незави
симыми могут быть только три из них; любой из четырёх параметров можно найти по
значениям трех остальных с помощью соотношения обратимости
aN1Es
=ar1cs =1s.
(7.119)
Это соотношение более детально рассматривается в конце настоящего раздела.
Е
qV[E_I.
1F = 1ES
(
е
1R = 1CS е
kT
с
qV.,.
)
kT -1
(
в
Рисунок
7.84- Эквивалентная схема, соответствующая модели
Уравнения
(7.118)
Эберса-Молла 11р11-транзистора
можно упростить, определив две новые величины: ток диода, соот
ветствующий прямому активному режиму,
IF , и ток диода,
соответствующий инверсному
активному режиму, 1н. Эти токи определяются следующими выражениями:
1F
=1 [ех{ qVBEJ
- --· - 1]
kT
•
1
=1cs
R
(7.120,а)
ES
[exl1 qV//c:.\_1]
kT )
и представляют собой токи инжекции в нормальном
(/F)
(7.120,б)
•
и инверсном
(/R)
активных режи
мах.
1Е=-1г·+
1с=
arlR,
-1R+ aN1F.
(7.121,а)
(7.121,б)
395
Эквивалентная схема, соответствующая уравнениям
7.84.
(7.121),
показана на рисунке
Эта схема состоит из диодов и источников тока, включенных между базой и эмитте
ром и базой и коллектором транзистора. Источники тока нужны в этой схеме для пред
ставления тех составляющих тока, которые зависят от напряжений на соседних переходах
(/к в эмиттере и
IF
в коллекторе). Применяя к схеме рисунка
7.84
первый закон Кирхгофа,
получаем уравнение для базового тока
(7.122)
Чтобы показать, как модель Эберса-Молла описывает поведение транзистора в раз
личных режимах работы, рассмотрим сначала режим отсечки, в котором напряжения VвЕ и
Vвс отрицательны. Из уравнений
заиная на рисунке
(7.120) - (7.122)
получается эквивалентная схема, пока
Модель в этом случае сводится к двум источникам тока, представ
7.85.
ляющим обратные токи насыщения двух переходов транзистора.
В прямом активном режиме эмиттерный переход смещен в прямом направлении,
коллекторный переход- в обратном. В этом случае уравнение
(7.121)
можно преобразо
вать, выразив из них коллекторный ток через эмиттерный:
(1-aJ)/cs
(7.123)
Это
выражение
для
активного
реЖима
приводится к следующему виду:
!с=-
aNIE- lcsO - aNaf).
Аналогично, в
в
Рисунок
7.85
(7.124)
инверсном активном ре
жиме для эмиттерноге тока получаем
-Вид модели Эберса-Молла для
транзистора, находящегося в режиме отсечки
Анализ уравнений
(7 .124)
и
(7 .125)
показывает, что такие параметры модели, как
aN, а1 , /Es, и lcs, можно получить, измеряя зависимость !с(/Е) в прямом активном режиме
или зависимость /Е(/с) в инверсном активном режиме. При измерениях в прямом активном
режиме полученная зависимость должна представлять собою прямую линию с наклоном
aN.
-
Пересечение этого графика с осью /Е= О соответствует режиму измерения с разомкну
тым эмиттером, и ток, текущий в этой ситуации, обычно обозначается Iсво и равен
(7.126)
Этот ток можно сопоставить с коллекторным током
ний
(7.112)
и
(7.114) получаем
1
СЕО
=1
IcEo
при разомкнутой базе. Из уравне
1
=lcs(l-aNal)
С/ 8 =0
( 1-aN)
(7.127)
Часто бывает удобно иметь такие модели, в которых активные элементы (генерато
ры) управляются токами внешних электродов. Для активного режима сделать это очень
легко, если воспользоваться выведенными выше уравнениями и принять эмиттерный ток в
качестве такой внешней переменной. На рисунке 7.86,.а показана эквивалентная схема для
транзистора, включенного по схеме ОБ, соответствующая модели с управлением тока
эмиттера. Эта модель полностью согласуется с уравнением
лекторе представить величиной Iсво
(7.126).
(7.124),
если ток утечки в кол
Модель Эберса- Молла не учитывает токи
генерации в ОПЗ коллектора, однако предполагает эмпирическое определение тока утечки
Iсво при условии /Е= О.
396
- aNIF+ lсво
_k
1----о
с
а)
Рисунок
7.86-
Эквивалентные схемы для 11-р-11 транзисторов, соответствующие моделям с управ
лением токами внешних электродов: а- схема для с ОБ, б- схема с ОЭ
В режиме насыщения наибольший интерес представляет такая величина, как паде
ние напряжения на «открытом» транзисторном ключе
VсЕ.шr
[12]:
• Для этого режима из модели
Эберса- Молла можно вывести следующее выражение
VcEsar
kT
=-ln
q
(7 .128)
Напряжение VCEsш достаточно мало, поэтому в первом приближении, которое часто
используется при проектировании схем, можно
VcEsat пренебречь. Если же такое прибли
жение недопустимо, то следует воспользоваться
(7.128), откуда видно, что Va·"''' относи
тельно слабо зависит от коллекторного тока транзистора. По этой причине в данном ре
жиме вполне приемлема эквивалентная схема в виде источника напряжения между кол
лектором и эмиттером или, что более предпочтительно, схема из двух источников напря
жения, как это было рассмотрено выше, один из которых включен между базой и эмитте
ром, второй
-
между базой и коллектором. В уравнениях модели Эберса
-
Молла не учи
тываются никакие сопротивления, включенные последовательно с переходами. Падения
напряжения на последовательных сопротивлениях, в частности, на сопротивлениях кол
лекторных областей интегральных транзисторов, зачастую превышают
мое уравнением
(7.128);
VcE.,ar, определяе
поэтому «включенный» транзисторный ключ часто моделируется
последовательно соединенными источником напряжения и резистором, обозначаемым
Rcsm.
В данном разделе рассмотрена статическая модель Эберса
-
Молла, предназначен
ная для описания стационарных режимов. Эту модель можно модифицировать для выпол
нения расчётов динамических режимов (т.е. для описания переходных процессов), однако
далее будет показано, что для выполнения этих расчётов
удобнее пользоваться другим
методом моделирования, называемым моделированием методом управления зарядом. Та
кая зарядоуправляемая модель будет рассмотрена ниже, где также обсуждается модифи
цированная модель Эберса
порядка.
-
Молла, позволяющая учесть ряд важных эффектов второго
397
7.9.5. Зарядоуправляемая
модель
Общая структура уравнений биполярного транзистора, наиболее удобная для ана
лиза
времязависимых процессов,
называется моделью
управления
зарядом
или
зарядо
управляемой моделью. В этой модели в качестве управляемых переменных используются
заряды в определенных областях прибора, относительно которых составлены уравнения
модели, тогда как в обычных случаях управляемыми переменными являются токи или на
пряжения.
В стационарном режиме накопленный заряд в базе (рисунок
7.87)
Q"в однозначно
связан с рекомбинационной составляющей протекающего тока базы и током коллектора.
Qd
=S wf qn(x)dx =S
Е
Е
о
п(О)Wв
q --- ·-- ·- ·'
2
Из уравнения для I с следует:
откуда
ИосИсв)
Эмиттер
Коллектор
8dUoc)
Рисунок
7.87- Структура транзистора с
однороднолегированной базой, на которой показано
расположение различных составляющих заряда, используемых в модели управления заря
дом. Заряды Qvотображают накопление на краях областей объемного заряда двух переходов
транзистора при тепловом равновесии
Из стационарного уравнения непрерывности
0=-qfJfn(x)-no dV(Vк)
Тв
dn
( dt
=О ) для области базы следует:
JJfctiv }"dV;
(Vв)
Q11B =[В ·Тв,
где тв
-
время жизни неравновесных носителей в базе.
398
Управление усилительным п-р-п-транзистором осуществляется с помощью напря
жения смещения на его эмиттерном переходе. Это напряжение влияет не только на
но и
Q118 ,
на другие составляющие заряда в транзисторе. В число этих дополнительных со
ставляющих, которые необходимо учесть, входят заряд дырок, инжектируемых в эмиттер,
который обозначается
QpE ,
и заряды, накопленные в емкостях эмиттерного и коллектор
ного переходов, определяемых их обедненными областями. Последние обозначаются
и
Qvc
соответственно. На рисунке
7.87
смотрим две инжекционные составляющие
вый ток. Поскольку как
увеличиваются,
QF
в
Q118 ,
так и
рассмотрение
QpE
QF принимается
Q118
и
QpE,
определяющие статический базо
с ростом напряжения на эмиттерном переходе
вводится
(в пря.мом активном ре:жиме величина
честве знака
QvE
показаны эти составляющие заряда. Сначала рас
их
QF
QpE +
сумма
Qпв
,
обозначаемая
с ростом напряжения увеличивается). В ка
знак управляющего заряда (заряда основных носителей в ба
зовой области), который положителен для п-р-н-транзистора и отрицателен для р-п-р
транзистора. Если ввести характеристическое время 'ГF
, то
можно выразить через заряд
уравнение для коллекторного тока
имеет вид
[12]:
QF.
По аналогии с
(7.129)
статический коллекторный ток
(7.131)
С формальной точки зрения единственное, что необходимо для обеспечения точно
сти уравнения
(7 .131)- это
линейная связь тока
Ic
с
QF
(в предположении, что 'ГF
- посто
янная величина).
Заряд
QF
представляет собой сумму избыточных зарядов неосновных носителей в
квазинейтральных областях эмиттера и базы, поэтому его зависимость от напряжения в
целом совпадает с диодной зависимостью, и можно записать
(7.132)
где
QF 0
зависит от примесных профилей и геометрической конфигурации прибора. По
скольку
Qr" хотя бы ненамного превышает Qпв , время 'ГF должно быть больше времени
(7.129). Другие соображения, относящиесяк величине
пролета через базу.t11р из уравнения
'Гу, будут представлены после более полного изложения материала по модели управления
зарядом.
Статический ток, текущий через базовый вывод транзистора, пропорционален ско
рости рекомбинации заряда
Q178
в квазинейтральной области базы и скорости инжекции
-1] и, следовательно, со
дырок в эмиттер для пополнения рекомбинационных потерь заряда
свою очередь пропорциональны уравнению диода [ ех{ q~fE_)
гласно
(7.132)
пропорциональны заряду
QF .
QpE·
Обе скорости в
Поэтому для входного (базового) тока тран
зистора можно написать выражение управления зарядом следующего вида:
I в= QF .
(7.133)
'ГвF
Чтобы выразить 'ГnF или 'ГF через более информативные основные параметры при
бора, требуется достаточно подробный анализ физических процессов и механизмов,
включая определение эффективности эмиттера
и процессы рекомбинации избыточных
носителей как в эмиттерной, так и в базовой областях. Большой теоретической ценности
такой анализ не представляет, поскольку на практике как 'ГвF, так и 'Гр можно определить
посредством измерений, а сама модель управления зарядом предназначена для описания
прибора в задачах схемного проектирования, а не для исследования физических процес
сов в самих приборах с помощью модели.
399
(7.131)
С помощью уравнений
циент усиления транзистора по току
и (7.133) можно показать, что статический
BN представляет собой просто отношение
коэффи
двух ха
рактеристических времен:
[С
'С BF
(7.134)
-----=BN = la
'С F
Полная зарядауправляемая модель биполярного транзистора строится добавлением
членов, учитывающих все токи, которые текут в приборе при временных изменениях на
копленного заряда. Очевидно, если заряд
ляющая базового тока, равная
QF
возрастает со временем, то имеется состав-
d_QF__ . Аналогично,
dt
вклад в базовый ток дают и изменения
зарядов, накопленных в обедненных областях эмиттернаго и коллекторного переходов
(QvE
и
Qvc).
Поэтому полное выражение для базового тока транзистора имеет следующий
вид:
.
lв
QF
dQF
dt
dQvE
dt
dQvc
dt
(7.135)
=--+--+--+--.
'СвF
Первые три составляющие тока в
(7.135) текут из базы
(7.131) и (7.135)
из базы в коллектор. Объединяя уравнения
в эмиттер; четвертая течет
и используя первый закон
Кирхгофа, получаем систему уравнений управления зарядом для бш;юлярного транзистора
в активном режиме работы:
·
lc
•
lв
Qf.
Q"
'С F
dQvc
dt
dQF
dt
dQVE
dt
=-----~----,
dQVC
dt
= ----+-----+---+------,
'С BF
(7.136)
Таким образом, получена система линейных уравнений, связывающих между собой
токи и заряды в биполярном транзисторе.
Q"
'CF
~--------~<<r-------~
База
+
+
Коллектор
Эмиттер
Рисунок
7.88 - Эквивалентная схема зарядоуправляемой модели прп-транзистора в активном режи
ме с элементами, учитывающими накопление_ заряда в переходах и инжектированный заряд базы
400
На эквивалентной схеме рисунка
ний
(7.136).
7.88
отражены различные члены системы уравне
Диод, включенный между базой и эмиттером, пропускает статический ток
прибора и, как следует из (7.132), имеет ток насыщения
менты, в которых хранятся заряды
QF , QvE
и
1Es
Qvc , показаны
=QF{( -r~
)+( ~; )J Эле
как конденсаторы, перечерк
нутые косой линией, чтобы показать, что эти элементы действительно хранят заряд (как
обычные конденсаторы), однако их параметры зависят от напряжения.
Основная идея метода управления зарядом состоит в том, что между зарядами и
токами существует прямая пропорциональность. При таком допущении характеристиче
ские времена можно определить в статических режимах и затем пользоваться ими для
описания динамических режимов.
При использовании модели управления зарядом для анализа динамических режи
мов получаемые решения для зарядов представляют собой временную последователь
ность различных «статических» решений. Поэтому такие решения иногда называют ква
зистатическими приближениями. Временной интервал, на котором решение методом
управления
зарядом
имеет
значительную погрешность
порядка времени пролета через базу, т.е. порядка
-r F •
относительно точного
решения,
Для большинства практических за-
дач интересующий временной интервал значительно превышает
-r F ,
поэтому решение
методом управления зарядом оказывается более чем приемлемым.
Модель для большого сигнала. Наиболее широко уравнения управления зарядом
используются для расчета переходных процессов в режиме большого сигнала, а их удоб
ство особенно очевидно, когда такой процесс связан с переключением транзистора из од
ного режима работы в другой, обычно из режима отсечки в режим насыщения и наоборот.
В этом случае полный управляемый заряд становится суперпозицией зарядов, соответст
вующих прямому активному режиму
Полная система уравнений для
( QF)
и инверсному активному режиму
( QR ) .
n-p-n- транзистора имеет вид [12]:
(7.137)
Эквивалентная схема модели, соответствующая этой системе уравнений, показана
на рисунке
7.89.
Вид этой схемы явно отражает выполненную суперпозицию моделей
управления зарядом для прямого и инверсного активных режимов. Статические компо
ненты эквивалентной схемы на рисунке
тами модели Эберса
дель Эберса
-
-
7.89
имеют однозначное соответствие с компонен
Молла для большого сигнала, изображенной на рисунке
7. 84.
Мо
Молла тоже представляет собой результат суперпозиции эквивалентных
схем для прямого и инверсного активных режимов.
401
Qrc
+
Колле:ь..'Тор
База
+
Q..
+
fk
Эмиттер
Рисунок
7.89- Полная
зарядауправляемая модель биполярного
транзистора для большого сигнала
В уравнениях
(7.137) параметры,
соответствующие напряжениям смещения для ин
версного активного режима, определяются аналогично параметрам для прямого активного
режима. Например, управляемый заряд
QR
связан с
V8c
выражением
(7.138)
и представляет собой накопленный заряд в квазинейтральных областях базы и коллектора.
Комектор
а)
Q.
Комектор
Скрьпый слой
'\
1
\
... '\
n \
б)
Рисунок
7.90-
насыщения: а
Расположение зарядов
-
QF и QR
(штриховые линии в режиме
в равномерно легированном транзисторе со слаболегиро
ванной коллекторной областью, б
-
в эпитаксиальном диффузионном
интегральном транзисторе. Штрихпунктирными линиями показан полный
заряд базы Q"в
402
Концентрация примесных атомов в коллекторной области интегрального транзи
стора обычно имеет такой же порядок величины, что и концентрация примеси в базе у
коллекторного перехода, а может быть даже меньше последней. Следовательно, при рабо
те транзистора в инверсном активном режиме эффективность инжекции электронов в базу
обычно весьма мала (примерно от
60
до
85%).
Следовательно, накопление заряда в кол
лекторе оказывается относительно большим. Действительно, вследствие очень малой ши
QR .
рины базы именно этот заряд обычно дает основной вклад в
рисунке
7. 90
В качестве примера на
представлено схематическое изображение составляющих зарядов
для двух видов насыщенных транзисторов. На рисунке
7. 90, а
Q,.
и
QR
по казан о распределение за
рядов для равномерно легированного транзистора со слаболегированной коллекторной
областью, а на рисутше
7.90,6- для
типового интегрального транзистора. Для вывода каж
дого из рассматриваемых транзисторов из насыщения необходимо обеспечить рассасыва
ние большого накопленного заряда
Qc . Это рассасывание может вызвать значительную
временную задержку. Один из способов ускорить рассасывание заряда- создание в тран
зисторной структуре большого количества центров рекомбинации, которое обычно осу
ществляется посредством легирования области коллектора золотом.
7.9.6. Малосигнальная
модель транзистора
Когда транзисторы работают в активном режиме и используются для усиления
сигналов, часто бывает целесообразно приближенно описать их поведение в условиях, ко
гда напряжение на эмиттерном переходе меняется в небольтих пределах. Если эти изме
нения меньше теплового напряжения
(/Jт
kТ
= -,
q
то транзистор можно представить с по-
мощью линейной эквивалентной схемы. Такое представление может быть чрезвычайно
полезным и удобным при расчете и проектировании усилительных схем. Его называют
малосигнальной моделью транзистора.
Когда транзистор работает в активном режиме, его коллекторный ток выражается
через эмиттервое напряжение уравнением, которое для удобства дальнейших выкладок
приводится здесь повторно:
I - I
с -
s
exp(qVвefkT
1 ) --
I
s
ехр(Vве/)
j (/Jт •
(7.139)
Следовательно, при малых изменениях Vве· изменения
дующим соотношением:
д! с_ = _s
1 ехр( __!Ш_)
v ' = .....f..
1
__
дVвЕ
(/Jт
(/Jт
(/Jт
=g
lc
будут описываться сле
(7.140)
m •
Эта частная производная представляет собой крутизну, для которой используется
обычное обозначение
g",.
Следует отметить, что крутизна
g",
прямо пропорциональна
току смещения транзистора. Зависимость базового тока от эмиттерного напряжения про
ще всего найти, воспользовавшись выражениями по методу управления зарядом
(7.133),
полученными для
1с
д/8
дvВЕ
и
=
18
(7. 131) и
:
д(QF {BF) д(/ 'ГF1 )
/'Г!
дv ВЕ
=
С /'Г BF ='Г Fg~"
дv ВЕ
'Г
BF
=
8о
(7.141)
о"' '
где введен коэффициент потерь 8 =-rF/ . Из уравнения (7.134) следует, что
/-rв,.
.
8 =BN -t.
403
QF
Зависимость заряда неосновных носителей в базе
от эмиттерного напряжения
имеетвид
дQ~
дV
НЕ
где
Сvв
--
д/
с
";;{,
дV
НЕ
сDB
-- ,...,.. g т --
(7.142)
•
(эту величину называют диффузитtной е;нкостью)- емкость, связанная с инер
ционностью пролета инжектированного заряд~ неосновных носителей.
База
Коллеi<:тор
Э:м:итrер
Рисунок
7.91 -
Малосигнальная эквивалентная схема биполярного
транзистора в активном режиме, учитывающая только эффекты
первого порядка
Если малые изменения напряжений и токов в уравнениях
(7.140)- (7.142)
отожде
ствить с сигналами перемениого тока, то эту систему уравнений можно представить с по
мощью эквивалентной схемы, показаиной на рисунке
7. 91.
В ней малосигнальные прира
щения токов и напряжений обозначены строчными символами. Входная цепь, соответст
вующая эмиттерному переходу, представлена в виде параллельной RС-цепочки с посто-
янной времени "; , которая как раз и представляет собой постоянную времени базы т BF •
Выходная цепь коллектор
-
эмиттер представлена в виде источника тока, управ
ляемого входным напряжением. Выходной ток при заданном
поэтому, как следует из уравнения
Эквивалентная схема рисунка
7. 91
(7 .139),
Vвr::
пропорционален
g". и
зависит от статического тока смещения
1с .
особо отражает то обстоятельство, что в первом при
ближении вход схемы развязан с ее выходом, а выходной ток не зависит от изменений на
пряжения на коллекторном переходе. В реальности коллекторный ток зависит от напря
жения на коллекторном переходе, причем эта зависимость в основном определяется эф
фектом Эрли. В биполярных транзисторах изменение напряжения смещения коллекторно
го перехода вызывает изменение ширины области его объемного заряда и, следовательно,
ширины квазинейтральной области базы. Эти изменения представляют собой источник
ряда физических эффектов, усложняющих анализ характеристик транзистора в режиме
линейного усилителя. Модуляция ширины базы под действием изменений напряжения
смещения коллекторного перехода была впервые исследована Джеймсом Эрли
данное явление обычно называется эффеюnо.ll't Эрли
.
,и
поэтому
Зависимость коллекторного тока от напряжения на коллекторном переходе можно не
посредственно получить, воспользовавшись интегральными уравнениями для активного
режима работы п-р-п-транзистора. В частности, из уравнений
S ехр qVBE
q jj /1 112
1
Е
kT
1с = ----:I""Vв----=-=--
Jpdx
о
(7 .113б)
при
1И св 1> 3(/Jт,
(7.143)
где интегрирование выполнено по всей ширине квазинейтральной базовой области. Изме
нение ширины базы под действием напряжения
вызывает изменение коллекторного тоа..
которое можно представить в следующем виде:
дlс
-д-=-qD"ni
Vсв
-
Ряд членов уравнения
2
SEexp(
(7 .144)
qVвE
%т)· [
-2
Wв
Jо pdx
дWв
'в~V
.
/д' св
]
можно заменить собственно величиной коллекторно
го тока, что позволяет переписать это уравнение, определяющее малосигнальную прово
димость коллекторного перехода, в следующем виде:
д/
л
_с
= -Icp(Wв) Jpdx
[
w
дVсв
]-t
0
дW
lв~V
/д' св
=
-1.
rc~ = 1lc/IV 1
/Vл /IVл
(7.1451
.
Поскольку коллекторный переход работает в режиме обратного смещения, пронз-
водная дWв~V1
/д св
Ic
в (7.145) отрицательна, поэтому эффект Эрли проявляется в увеличенm~
с ростом Vсв. Это увеличение хорошо видно при анализе выходных характеристю;
транзистора в схеме с общим эмиттеро.м, где в активном режиме
дает с Vсв
(VcE
VcE
практически совпа
zVcв +0,7В).
Из уравнения
(7.145)
следует, что эффект Эрли линейно возрастает с ростом ко.."J
лекторного тока транзистора. Величина
напряжением Эрли. Из уравнения
(7.145)
имеет размерность напряжения
следует, что для
и называетсs
11-p-n транзистора Vл опреде~
ется выражением
\Vn
J
Vл = (p(W8 )дwв 1дVсв ]-1 pdx.
(7.1461
()
И в этом случае производная в
(7 .146) отрицательна,
поэтому для
n-p-11
транзистора
напряжение· Эрли отрицательно. Аналогичный эффект расширения слоя объёмного заряд&
эмиттерноге перехода при работе транзистора в инверсном активном режиме можно оха
рактеризовать другим значением напряжения Эрли, которое обычно обозначается как
VВ·
Ic
А
v~
Рисунок
VcE--
7.92- К определению
напряжения Эрли Vл; касательные к экспериментальным характеристикам
(в точках начала насыщения) продолжены до оси напряжений (штриховые линии) и определяют напряжение
Эрли Vл. Продолжения касательных к участкам характеристик в активном режиме до пересечения с осью
напряжений определяют напряжение V~ (сплошные линии)
405
Если не учитывать эффекты высокого уровня инжекции, то все три параметра, оп
ределяющие Vл, зависят только от технологии изготовления транзистора и напряжения на
коллекторном переходе. На практике зависимость Vл от напряжения на коллекторном пе
реходе обычно считается пренебрежимо малой, и в качестве напряжения Эрли прибли
жённо принимается его значение при искотором напряжении смещения (часто при Vсв=О).
Определяя Vл в таком режиме, можно рассчитывать, что вся совокупность касательных к
выходным характеристикам lc(Vcв) (реально речь идёт о характеристиках
lc(VCE)),
постро
енных для участка в начале прямого активного режима, где Vсв::= О, должна перссекать ось
напряжений
VCE
в одной и той же точке Vл. Штриховые линии на рисунке
7.92,
проведён
ные от точек, в которых транзистор выходит из режима насыщения, действительно пере
секаются в одной точке оси напряжений, соответствующей напряжению Эрли. Однако в
задачах анализа и расчёта схем интерес представляет не значение напряжения Эрли, соот
ветствующее границе режима насыщения, а такое значение этого параметра, которое ха
рактеризовало бы прямой активный режим. Если провести касательные к участкам графи
ков
Ic(VCE),
соответствующих активному режиму, то в общем случае эти касательные не
сойдутся в одной точке на оси напряжений. Обычно эту точку выбирают приближённо
для некоторого диапазона напряжений смещения транзистора (см. V~ на рисунке 7. 92, где
сходятся сплошные линии). При таком подходе треугольники АОВ и
BCD
получаются
подобными (если пренебречь малым смещением выходных характеристик транзистора из
за напряжения насыщения). Уравнение
(7 .145)
можно вывести непосредственно из анали
за этих подобных треугольников, если рассматривать дифференциалы д/с и дVсв в
как приращения Ы с (отрезок
CD)
и
L!. Vсв (примерно
(7.145)
соответствует отрезку ВС), посколь
ку отрезок АО соответствует V~, а отрезокОВ-току !с.
Другой полезный и информативный вариант выражения для Vл можно получить,
выполнив некоторые преобразования в уравнении
(7.113,в) числитель уравнения
основных носителей базы
Q8
(7.146)
(7.146).
Во-первых,
из уравнения
можно выразить через удельную плотность заряда
в области, определяющей механизм работы транзистора:
Q
~v,,
f() pdx = q
__!!_ •
Во-вторых, можно показать, что знаменатель уравнения
заряда базы Qв по напряжению
(7.146)
есть производная
Vсв:
(7.147)
Производную в правой части
(7.147)
можно представить как малосигнальную
удельную ёмкость коллекторного перехода Сзс
l dQв \=с
dV
св
зс
.
(7.148)
Следовательно, напряжение Эрли равно
\Vл\=ЯL.
Сзс
(7.149)
Чтобы напряжение на коллекторном переходе оказывало на коллекторный ток ми
нимальное влияние, значение Vл должно быть как можно больше. Из выражения
(7 .149)
видно, что на практике этого можно добиться, увеличивая отношение удельной плотности
заряда основных носителей в базе к удельной ёмкости коллекторного перехода. С физиче
ской точки зрения это означает уменьшение влияния передвижения границы коллекторно
го перехода в базовую область.
406
При переходе к малосигнальным параметрам
д/ С
1
fС
g т • (/JT
(7.150)
дVсв Е \Vл\ =IV:I=1J·gm,
1
где введён новый параметр 11 = (/Jт 1\Vл\· Зависимость /с от Vсл определяется зависимостью
управления заряда
QF от
Vсл. Эту зависимость можно рассчитать из выражения
(7.131):
(7.151)
Любое изменение заряда неосновных носителей базы вызывает изменение как ба
зового, так и коллекторного тока. Следовательно, изменение Vсв вызывает изменение lл
(7.152)
с
в
1Jg"Ycв
Рисунок
7.92 - Малосигнальная
эквивалентная схема биполярного транзистора
с элементами, учитывающими эффект Эрли
Изменения, определяемые выражениями
вивалентной схеме рисунок
7.91,
(7 .150)-(7 .152),
можно учесть в линейной эк
дополнив её тремя элементами, показанными на рисунке
7.92. Выражение (7.150) представляет собой изменение тока /с, текущего от коллектора к
эмиттеру, при изменении напряжения на коллекторном переходе. Поэтому оно моделируется
источником тока, управляемым напряжением на коллекторном переходе. Направление тока
этого источника- от коллекторного к эмиттерному, поскольку увеличение Vсв вызывает уве
личение /с. Зависимость заряда инжектированных носителей базы от напряжения на коллек
торном переходе, определяемая выражением
(7.151),
моделируется конденсатором, включён
ным между коллектором и базой. Зависимость, заданная выражением
(7.152),
относится к то
ку на участке база-эмиттер и определяется изменением коллекторного напряжения. Поэтому
она моделируется источником тока, включенным в направлении от эмиттера к базе. Это на
правление соответствует уменьшению базового тока вследствие уменьшения заряда
Эквивалентную схему, изображённую на рисунке
7.92,
QF.
можно упростить, восполь
зовавшись двумя приёмами, общепринятыми в методах анализа схем. Источник тока в це
пи эмиттер-база, в описание которого входит напряжение Vсв, можно перенести и вклю
чить между узлами коллектора и базы в виде сопротивления. Вместо генератора тока в
цепи коллектор-эмиттер можно включить сопротивление Эрли, так как и св
= и сЕ . После
407
выполнения указанных процедур получается упрощённая эквивалентная схема, представ
ленная на рисунке
7.93.
Эта малосигнальная эквивалентная схема обычно называется гиб
ридной П-образной эквивалентной схемой биполярного транзистора. Термин «гибридная-»
употребляется в связи с тем, что входящий в её состав источник тока управляется напря
жением, и, следовательно, связывает между собой величины разных размерностей.
1JСов
Коллектор
База
Эмиттер
Рисунок
7.93 - Упрощённая малосигнальная эквивалентная схема с элементами, учитывающими
эффект Эрли
Для того чтобы в некоторых специальных случаях повысить точность описания
малосигнальных характеристик транзистора, нужно ввести в рассмотрение омическое со
противление базы r~, которое может зависеть от тока коллектора (эффекты модуляции
проводимости базы и оттеснения эмиттернего тока), а также зарядные ёмкости эмиттер
ноге СЗЕ и коллекторного Сзс переходов. Для более точного моделирования иногда требу
ется разделить полную зарядную ёмкость коллектора на две части. Активная составляю
щая ёмкости коллектора с площадью SЕ(Сзс.а) перезаряжается через r~, а пассивная со
ставляющая Сзспасс с площадью
(Sc-SE)
замыкается на внешний электрод базы. Полная эк
вивалентная схема, учитывающая данные эффекты, показана на рисунке
7.94.
Свс.пасс
Коллектор
v
8mV V
Эмиттер
Рисунок
7.94- Гибридная
П-образная эквивалентная схема, включающая ёмкости
объёмноrо заряда и сопротивления базы
408
Из рассмотрения эквивалентной схемы видно, что, когда учитывается сопротивле
ние базы, источник тока в выходной цепи уже не управляется всем приложеиным напря
жением на эмиттерном переходе; его управляющим сигналом
является теперь напряже
ние во внутреннем узле резисторной пары.
Вся такая эквивалентная схема в целом может показаться достаточно громоздкой.
Однако, при ручных расчётах схем редко приходится иметь дело с полной П-образной эк
вивалентной схемой транзистора. В одних случаях оказывается, что некоторые её элемен
ты в данных режимах имеют пренебрежимо малое влияние и ими можно пренебречь, в
других случаях расчёты выполняются на ЭВМ.
7.9.7. Модель биполярного транзистора для
автоматизированного
проектирования
При автоматизированном моделировании транзисторов на ЭВМ на первое место по
сравнению с вычислительной простотой выходит точность моделей. Чтобы машинные
программы обеспечивали максимальные результаты, заложенные в них модели транзи
стора должны обеспечивать высокую точность как для большого, так и для малого сигна
ла, а описывающие их параметры должны достаточно легко определяться и проверяться.
На сегодняшний день лучше всего удовлетворяют этим требованиям программы модели
рования на базе уравнений Эберса-Молла, описанных в разделе
7.9.4.
Отправной точкой для анализа служит так называемый «передаточный вариант»
уравнений Эберса-Молла. Он состоит из уравнений
(7.114)
и
(7.1 15),
которые определяют
токи транзистора через ток связи между эмиттером и коллектором и дополнительные ди
одные токи эмиттеркого и коллекторного переходов (ток базы).
Выражение тока связи
z.
имеет вид (7.113в)
С помощью этого уравнения и выражений
[12]:
(7 .118а)
и
(7 .118б)
уравнения модели
Эберса-Молла можно представить в следующем виде:
(7.153)
В такой записи трех параметров
1s ,
В N и В1 оказывается достаточно для полного
определения основных соотношений Эберса-Молла. Чтобы описать эффекты, не учиты
ваемые моделью Эберса-Молла, эту систему следует дополнить соответствующими чле
нами. Гуммель и Пун продемонстрировали относительно простые методы, с помощью ко
торых систему можно модифицировать таким образом, чтобы учесть три важных эффекта
второго порядка:
1.
Рекомбинацию в области объемного заряда эмиттеркого перехода при малых на
пряжениях смещения эмиттер-база.
2. Снижение коэффициента усиления по току, наблюдаемые при больших токах.
409
3.
Влияние расширения области объемного заряда (эффект Эрли) на ток связи между
эмиттером и коллектором.
Эти эффекты второго порядка вызывают отклонение реальных характеристик при
боров от идеальных, что проиллюстрировано на рисунках 7.95,а и
7.95.6.
В результате та
кой модификации с включением указанных эффектов получается модель ГvАtJнеля-Пvна,
удобная для автоматизированного моделирования.
Рекомбинация в областях объемного заряда
Как показано в главе
5,
вследствие рекомбинации в области объемного заряда из
меняются уравнения диодов, описывающие токи
p-n
переходов. Эти изменения можно
промоделировать, добавив в модель Эберса-Молла четыре параметра, с помощью которых
базовый ток определяется как суперпозиция токов идеального и неидеального диода:
--
ic
3
идеальная
реальная
iВI
i/12
VCE
а)
Рисунок
б)
7.95 - Влияние эффектов
второго порядка на характеристики биполярного транзи
стора в активном режиме. Цифры на рисунках соответствуют нумерации эффектов в тексте
На практике эти новые параметры
I1,
/ 2 , т Е и те определяются с помощью изме
рений при малых напряжениях смещения эмиттернаго перехода. Например, ток
дится с помощью экстраполяции графика зависимости
осью ординат
V8 E
=О (рисунок
lg 18
от
V8 E
/1
нахо
до его пересечения с
7.95).
ЭФФект Эрли и высокий уровень инжекции
Чтобы учесть эффект сильных токов и эффект Эрли, достаточно модифицировать
параметр
Is,
который является множителем в выражении для тока связи между эмитте-
ром и коллектором. Если выразить из уравнений
ток насыщения
(7.113)
1s , то получим
2
2 2-
_ . S _ q SE n; D11
1s- Js ЕQвт
где
w
Q 8т = qS Е { p(x)dx.
о
полный заряд базы Q 8 т и полный
(7.155)
(7.156)
410
В модели Гуммеля-Пуна заряд Q 8 т представлен составляющими, которые зависят
от напряжения смещения и легко рассчитываются. В модели имеется «встроенный» заряд
базы
Q80 ,
J
равный
(7.157)
Q80 = qSE N.(x)dx.
о
Помимо этого члена в модель входят заряды эмиттерного и коллекторного перехо
дов
QvE и Qvc
плюс заряд связанный с прямой и инверсной инжекцией неосновных носи-
телей базы. В результате их суммирования выражение для полного заряда Q 11 т имеет вид
Определив несколько вспомогательных параметров, выражение
(7.158)
можно при
вести к более удобному виду:
- QBT
qi,=-Q '
во
(7.159)
(7 .159)
В уравнении
основная переменная, полный заряд базы Qвт
вующая ей безразмерная переменная обозначена
q1,.
Постоянные времени
,
-r F
и соответст
и
-r R
совме
стно с Q80 определяют «токи излома» 1Кi' и 1кн, ·роль которых будет показана ниже. Оп
ределения напряжения Эрлfi Vл и эквивалентного напряжения Эрли для инверсного ре
жима
V8
совпадают с их определением, данным в выражении
(7.149).
С помощью введенных нормированных переменных уравнение
(7.158)
можно пере
писать в следующем виде:
q1,
q1
где
= q, + qz / qJ, •
(7.161)
-1+ vIVлl +vIVIJI'
ВС
ВЕ
-
q=(lLiexJVвE
~-1].
1
t'l (/)т ~-1]+(.!.д_Iехр(Увс
1
(/)т
2
)
KF
KR
)
Эти новые переменные в удобном виде отображают роль эффектов второго поряд
ка, которые учитываются с их помощью. Если эффект Эрли можно не учитывать, то
q1
стремится к единице. Если эффекты высокого уровня инжекции не влияют на работу
транзистора, то
q2
будет малым.
Следовательно, представленная модель описывает эффекты модуляции ширины ба
зы посредством двух напряжений Эрли, а эффекты высокого уровня инжекции
щью токов излома
1KF
и
1KR.
-
с помо
Таким образом, для модели Гуммеля-Пуна требуется опре-
411
деление трех переменных
тельных параметров
ls, {ЗN
11 , 12 ,
и
{3 1 базовой
модели Эбрса-Молла и четырех дополни
те и те для моделирования эффектов рекомбинации в области
объемного заряда. Найденные параметры модели Эберса-Молла обеспечивают правильное
описание работы прибора в среднем диапазоне напряжений смещения, где не действуют
эффекты высокого уровня инжекции.
И, наконец, эффекты модуляции ширины базы и заряда основных носителей базы
моделируются посредством введения переменной
qь ,
рех дополнительных параметров
Следовательно, полная модель транзи
стора определяется
11
l К!', 1к«, Vл
и
V8 •
значение которой зависит от четы-
параметрами и температурой прибора (с помощью которой вычис
ляется (/)т). Весь набор уравнений, образующих модель п-р-п-транзистора, имеет следую
=( ~: Iex{~: )-1]+/{ех{ ::;т )-1]+( ~: Iex{;: )-1]+/2 [ех{ ::~т )-1],
щий ВИД
18
(12]:
,
l (/)т )-1]- 1 [e!-il~)-1]
mc(/Jт
1с =( !.д..IexiVвE )-exJVвc )]-(!.LiexiVвc
8
l q,,
l (/)т
rl (/)т
l
z
2
(7.162)
Для высокого уровня инжекции, когда эффект Эрли действует значительно меньше
по сравнению с эффектами высокого уровня инжекции, имеем
нормированный заряд базы
q2 > q1 •
В этой ситуации
описывается асимптотическим выражением для высоких
q8
напряжений смещения
q8
=( lL)exJVвE )·
l1
KF
t'l2(/Jr
(7.163)
Следовательно, формула для коллекторного тока будет иметь вид
С
1 = (! S • 1KF
Физический смысл уравнения
)~ exj
VBE )-·
rl2(/Jт
(7.164)
(7.164)
состоит в том, что при достаточно высоком
уровне инжекции в области базы концентрация основных носителей в базе начинает зави
сеть от напряжения смещения.
412
ls~~-----------------------------V~в~
Рисунок
7.96- Асимптотические зависимости для
малых и больших напряжений смещения
пересекаются в точке, которой соответствует ток излома
lс
=l кF
Следует отметить, что в моделях Эберса-Молла и Гуммеля-Пупа не используются
граничные
условия
p-n перехода для произвольных уровней инжекции Флетчера
Агаханяна. Поэтому указанные модели не применяются для физико-топологического про
ектирования структуры биполярного транзистора. Однако благодаря эмпирическому оп
ределению
параметров
модели
достигается
удовлетворительное
соответствие
проекти
руемых электрических схем реальному характеру их поведения. Это обстоятельство пре
допределило широкое применение моделей Эберса-Молла и Гуммеля-Пуна в программ
ных
продуктах по
автоматизированному
проектированию электронных схем на основе
биполярных транзисторов.
7.10.
7.10.1.
Работа транзистора в импульсных схемах
Насыщенный и иенасыщенный транзисторные ключи
Ключевой режим БТ является разновидностью режима работы на переменном сиг
нале с большой величиной импульсного сигнала, который характерен для цифровых схем,
генераторов, преобразователей, стабилизаторов, импульсных источников питания и дру
гих устройств. При работе в качестве ключа основное назначение транзистора состоит в
замыкании и размыкании цепи нагрузки с помощью управляющего входного тока базы.
Наибольшее распространение в импульсных устройствах получила схема включения
транзистора с общим эмиттером (рисунок
7.97).
Основные требования к импульсному ключу заключаются в обеспечении малых
потерь мощности во включенном состоянии (малое сопротивление замкнутого ключа),
малого тока утечки в закрытом состоянии и высокого быстродействия. Последнее требо
вание обеспечивает также малый уровень динамических потерь во время переходных
процессов переключения.
Различают насыщенный и неиасыщенный транзисторные ключи.
В насыщенном ключе при переключении транзистор последовательно переходит
из режима отсечки (точка А на рисунок
7.97,
б) в усилительный режим (точка В) и режим
насыщения (точка С). При этом открывающий ключ прямой ток базы больше тока ба3ы
насыщения (/в. 11р=lв 4 ), а напряжение открытого ключа соответствует ИcE.Sat
(7.58, 7.61)
и,
следовательно, малым потерям мощности в открытом состоянии. При выключении тран
зистора обратным током базы требуется время на рассасывание избыточного заряда, на-
413
копленного в базе и теле коллектора, что приводит к дополнительной инерционности по
сравнению с неиасыщенным ключом. В неиасыщенном ключе прямой ток базы меньше
тока базы насыщения Uв.и"=lю). При включении такого ключа рабочая точка перемешает
ся из режима отсечки (точка А) в усилительный режим (точка В). При этом напряжение
открытого ключа (точка В) может иметь значительную величину, а, следовательно, и
большую величину потерь мощности. Процесс выключения неиасыщенного ключа значи
тельно быстрее, так как нет инерционности, связанной с рассасыванием избыточного за
ряда носителей. В этой связи насыщенные ключи применяются в цепях, где превалируют
энергетические показатели, иенасыщенные
-
в схемах повышенного быстродействия.
!с
+Е
Rн
~
lв(t)
Е
Рисунок
7.97- Транзисторный
7.10.2.
UcE
б)
а)
ключ (а), выходные БАХ транзистора (б)
Переходные процессы и импульсные характеристики
транзистора в схеме ключа
В процессе включения транзистора прямым базовым током lв 1 (рисунок
7.98)
в
транзисторе протекают следующие процессы.
1.
Перезаряд зарядной емкости эмиттера от нулевого смещения либо обратного до
прямого, сопровождающийся снижением потенциального барьера и инжекцией неоснов
ных носителей заряда в базу. Этот этап характеризуется задержкой тока коллектора отно
сительно тока базы и носит название времени задержки
+
tз
где
~ ""f/·C~:(-E 8 )
-
r;.
L\Q
СЕ ·И ОЕ
/81
/81
=-""
'
среднее значение зарядной емкости эмиттера;
UoE- контактный потенциал эмиттернаго р-11 перехода.
2. Пролет инжектированных носителей заряда через
f/=(1,5 .. 2),
базу, коллектирование, дрейф
носителей в ОПЗ коллекторного р-11 перехода и перезаряд коллекторной емкости. Этот
этап характеризует нарастание тока коллектора во времени или длительность переднего
фронта
r;. Постоянная времени нарастания тока может быть представлена в виде посто
янной времени заряда диффузионной емкости базы (время пролета) и зарядной емкости
коллектора (R 11 ·Се) с учетом эффекта Миллера:
-r• ""B(t""
+ RнСс) ""(-r 8 + ВRнСс).
414
В мощных и высоковольтных транзисторах (толстый высокоомный коллектор)
проявляется дополнительная инерционность при их включении. Она связана с эффектом
квазинасыщения при малых напряжениях коллектора и модуляцией (увеличением) эффек
тивной толщины базы
(7.37).
В этом случае завершение этапа нарастания тока коллектора
характеризуется второй постоянной времени- временем пролета коллекторной области.
*
'r2""B·(
3.
(Wв +Wc)2
2·Dc
+Rн·Cc)""B(t"P·2+RнCc)·
(7.165)
Накопление избыточного заряда в областях квазинейтральной базы и коллектора
для насыщенного ключа, при lв 1 >lв.sar. Постоянная времени этого процесса определяется
конструкцией транзистора.
Для структуры транзистора с высоколегированным коллектором 11+-р-п+ (Nc>> Nв)
заряд накапливается в активной и пассивной областях базы. Поэтому постоянная времени
накопления избыточного заряда определяется эффективным временем жизни неравновес
ных носителей в базе (т ef =т 8
) ,
величина которого зависит от уровня инжекции.
Для структуры транзистора с высокоомным коллектором 11+-р-п-п+ (Nc
< N 8)
избы
точный заряд в основном накапливается в области квазинейтрального коллектора (инжек
ция из базы в коллектор), и постоянная времени процесса накопления заряда определяется
временем жизни неравновесных носителей заряда в коллекторе (т ef
скорости рекомбинации носителей заряда на границе
ll-11+
= т с) .
Увеличение
коллектора (квазиомический
контакт) способствует уменьшению накопленного заряда в структуре транзистора с тон
ким высокоомным слоем
(Wc < Lc) (6.5,
а), а также постоянной времени накопления, oп-
w.z
ределяемой диффузионным пролетом (т ef =_с_) .
·
2Dc
В процессе вщшючения транзистора обратным током базы
- /32
(рисунок
7. 98)
в
транзисторе протекают следующие процессы.
1.
Рассасывание избыточного накопленного заряда (насыщенный ключ) током базы
и процессом рекомбинации. Этот этап
ра (рисунок
7. 98,
(t;)
характеризуется постоянством тока коллекто
а) и постоянной времени, соответствующей постоянной времени накоп
ления заряда при включении прямым током базы, которая зависит от структуры транзи
стора.
2.
Перезаряд коллекторной емкости (возрастание напряжения коллектора), пролет
носителей заряда через базу, соответствующие уменьшению тока коллектора и длитель
ности заднего фронта импульса
Ct;).
Как и для процесса включения, постоянная времени
спада коллекторного тока (т*) определяется постоянной времени перезаряда зарядной
коллекторной и диффузионной емкости базы с учетом эффекта Миллера. На начальном
этапе спада тока коллектора постоянная времени определяется временем пролета толщи
ны высокоомного коллектора (т;) для высоковольтных транзисторов.
В ключевых схемах инерционность транзисторов описывается импульсными пара
метрами: время включения
(t""') и время выключения (tвы><·,).
( 8кл=t;+t;.
Время включения характеризует интервал времени от подачи прямого тока базы до
достижения током коллектора 0.9/с (рисунок 7.98). Экспериментально
(t;>
определяется
от начала подачи прямого тока базы до достижения током коллектора величины
новившегося значения /с. Параметр
ка коллектора от
0.1
до
0.9
u;)
0.1
уста
соответствует интервалу времени нарастания то
установившегося значения /с (рисунок
7.98).
415
Время выключения определяется суммой времени рассасывания (для насыщенных
ключей) и времени спада тока коллектора от
0.9 до 0.1
установившегося значения /с
tвыкл =t; +t;,
где
(t;)
отсчитывается от начала подачи обратного тока базы
вившегося значения /с (рисунок
Для неиасыщенного ключа tвыкл
=
до уровня
0.9
t;.
1'
Iв
Iв
lю
182
7. 98).
> lв.sat
IВI
< lв.sat
-lвz~
lc
(
Ic
0.9/c.sat
O.Ilc.Sat
ИсЕ
И сЕ
Е
Е
р
р
б)
а)
Рисунок
7.98- Эпюры токов,
напряжений и мощности насыщенного (а)
и неиасыщенного ключа (б)
устано
416
7.10.3.
Расчет импульсных характеристик транзистора
При расчете длительности персходных процессов в транзисторах используются три
метода.
1.
Метод персходных характеристик на основе аппроксимаций зависимости коэф
фициентов передачи тока эмиттера и базы от времени
a(t), B(t). Этот метод применим
для малых сигналов, когда транзистор может рассматриваться как линейный усилитель.
2.
Метод эквивалентных схем заключается в том, что составляется эквивалентная
схема транзистора для большого сигнала, например, рассмотренная ранее модель Эберса
-
Молла. Параметры, определяющие длительность персходных процессов при различных
режимах работы, находятся экспериментально.
3.
Метод заряда основан на связи заряда в структуре транзистора с протекающими
токами базы и коллектора. Достоинство метода заключается в использовании физических,
а не формальных связей между токами базы, коллектора и зарядомнеравновесных носи
телей и зарядных емкостей эмиттера и коллектора. Это обстоятельство позволяет целена
правленно изменять структуру транзистора с целью повышения быстродействия. Недос
татком метода является его приближенность, связанная с не учетом характера распределе
ния заряда в базе и коллекторе. Тем не менее, зарядауправляемые модели, например,
модель Гуммеля
-
Пуна, широко используются в системах автоматизированного проекти
рования.
Проведем оценку импульсных характеристик методом заряда. В основе анализа
лежит уравнение баланса заряда, аналогичное
(7.137).
Для установления связи между за
рядом неравновесных носителей в базе и током базы в нестационарных условиях проин
тегрируем уравнение непрерывности:
dn
n(t) -nрО
-=-----'-- ..!_div(j") .
q
dt
'rв
Домножив на заряд электрона и проинтегрировав по объему базы, получим:
dQв =-Qв +(l"E-l"c).
'rв
dt
Выражение в скобках соответствует току базы. Таким образом, для активного ре
жима уравнение баланса заряда имеет вид:
Iв(t) = Qв + dQв.
'r в
dt
Проинтегрировав уравнение непрерывности по всей структуре транзистора, полу
чим полное уравнение баланса заряда:
dQ
dQ
dQ
Q
Q
Q
dt
dt
dt
'r Е
'r в
'r с
-
dU
-
Iв(t)=--E +--в +--с +__L+__!!_+__f..+CE--E -Сс
Знак минус в
(7.166)
dt
dU
__
с.
dt
(7.166)
перед последним членом отражает тот факт, что напряжение
на коллекторе изменяется в противофазе эмиттерному напряжению.
•
Уравнение
(7.166)
связывает мгновенное значение тока базы Iв(t) с изменением
суммарного заряда структуры транзистора. Первые три слагаемых отражают вклад в ток
базы за счет пролета носителей заряда, вторые три
-
за счет процесса рекомбинации, и два
417
последних соответствуют емкостным токам перезаряда эмиттеркого и коллекторного пе
реходов.
Применим уравнение баланса заряда для расчета импульсных характеристик тран
зистора. Время задержки (t;) при включении прямоугольным импульсом тока базы опре
деляется режимом отсечки (!с= О;
Qв,
QE,
Qc = 0).
В этом случае уравнение
(7.166)
при
водится к виду:
С dUE -С dUc =l
Е
После интегрирования
U0 g
E-!!.U
f CEdU Е f
-
О
С
dt
dt
Bl
tJ
f
CcdU с = 181 dt,
Е
AU с = 1сЕо · Rн , получим:
О
t 3+ = СЕ ·ИоЕ +Ск ·АИс
1В1
СЕ ·ИоЕ
(7.167)
z--"-~
1Bl
Задержка включения падает по гиперболе с увеличением прямого тока базы. Пе
редний фронт тока коллектора формируется в усилительном режиме. Уравнение баланса
для этого случая имеет вид:
(7.168)
В активном режиме
Qc =О ;
dU
dt
Выразим _ _
с через заряд базы (рисунок 7.97).
dUc =-R dlc =-B·R dlв =- В·Rн. dQв
dt
Hdt
Hdt
"Св
dt
Подставим это значение в уравнение
dQ
__
в ·("Св
dt
(7.168).
-
+В·Rн ·Се)=
181
·"Св -Qв.
Разделим переменные и проинтегрируем.
dQ
0.9Q
f
в
O.IQ /81 ·"CBI-QB
Q = 1в 1
Для неиасыщенного ключа
тф dt
=f-;О "С
·"С в
;
для насыщенного
- Q = 1в.sar
·"С в.
Подставив пределы, получим:
t; ="С* ·1n9 ;
где
1
n = _в_,_ -
+-
tФ-"С
•
1 Iвl ·"Св -0.1·/в.sat ·"Св- • 1 n-0.1
·n
-"С· n - - - ,
181·"Св -0.9·/в.sm ·"Св
n-0.9
(7.169)
степень насыщения транзистора,. которая показывает во сколько раз от-
/ B.Sat
крывающий ток базы больше 1в.sа1 В ~
""
н
418
Как и задержка включения, длительность переднего фронта уменьшается с ростом
открывающего тока базы (рисунок
7.99).
б)
а)
Рисунок
7.99- Зависимость длительности
переднего фронта (а) и времени
включения (б) от открывающего тока базы
Некоторое возрастание
r; в иенасыщенном ключе (до Iв.sa~) связано с увеличением
>
среднего значения емкости коллектора. В насыщенном ключе (IВJ
Iв.sar) избыточный ток
базы ускоряет процесс перезаряда коллекторной емкости, а ограниченный сопротивлени
ем нагрузки ток коллектора формируется долей быстрых носителей заряда с меньшим
временем пропета.
Время выключения складывается из времени рассасывания
да
t;
t;
и длительности спа-
тока коллектора. Для насыщенного ключа уравнение баланса заряда для режима на-
.
ш
ш
dt
dt
сыщения, соответствующего времени рассасывания, имеет вид (--Е "" __
с = О)
Qв + Qc + d(Qв +Qc) _ -]
'r в
'r с
-
dt
:
(7.170)
В2.
В зависимости от структуры транзистора избыточный заряд может быть преиму
. щественно
накоплен дибо в базе, либо в коллекторе. Поэтому выражение
быть сведено к уравнению с одной постоянной времени 'r ef
'
(7 .170)
может
рассмотренной ранее при
анализе переходных процессов.
Q dQ
-+-=-]
"·!
где
Qизб
Q
изменяется от Qизб до
""1 вt ·-r,1
dt
Qa = 1в.sar
В2
(7.171)
'
·'r в, соответствующего границе активного режима;
-избыточный заряд в режиме насыщения.
Проинтегрировав
(7.171 ),
получим:
_
a+n
tз ='r,f l n - - ' r -
a+_!L
"•!
1
где а = __!!1_ -
J B.Sat
степень рассасывания транзистора.
(7.172)
419
Для структуры транзистора типа n +-p-n +, в котором избыточный заряд накаплива
ется в активной базе (т 8 =т
,1 ) , выражение (7 .172) приводится к известному виду:
Время спада тока коллектора соответствует активному режиму. Для этого случая
уравнение баланса заряда имеет вид, аналогичный
(7.168):
dQв +Qв -С dUc
Тв
dt
Решение этого уравнения аналогично
-
tФ
с
(7.169).
lnz-0.9lв,
= • ·1 n .....!!."------'""
т
(Q"
в.
Для иенасыщенного ключа:
т
•
lnz -0.1181
Для насыщенного ключа
·1n
= 181 ·т 8 ) :
_
(7.173)
=-[ ,.
dt
a+0.9n
.
а+ O.ln
(7.174)
а+0.9
*
(7.175)
tФ =т· 1n - - -
a+O.l
Зависимости
tз
t; и t;
от прямого и обратного токов базы отраж'сны на рисунке
.,-r
IВ2=const
7.100 .
IВI=const
181
~ -lвz
lв.sar
tф-
tф-
1
181
~
а)
-182
б)
Рисунок
7.100- Зависимость
t; и t;
от токов базы
С увеличением прямого тока базы время выключения возрастает. При этом время
рассасывания отсутствует в иенасыщенном ключе, так как нет избыточного заряда
( / 81
< 1в.sat).
Длительность заднего фронта возрастает в связи с ростом постоянной т*,
обусловленным увеличением средней емкости коллектора и увеличением времени жизни
на больших уровнях инжекции. В насыщенном ключе
(/ 81 > 1в.sar>
значение средней ем
кости коллектора стабилизируется (напряжение на коллекторе изменяется от нуля до Е
(рисунок
7.97,
б)), и дальнейшее изменение
t;
определяется зависимостью времени жизни
неравновесных носителей заряда в базе от уровня инжекции. Время выключения умень
шается с увеличением запирающего тока базы lю
(7.172 -7.175).
При постоянной величи-
420
не избыточного заряда (IВJ
=const)
увеличение обратного тока
Im
ускоряет процесс расса
сывания. Кроме того, следует учитывать двумерный характер переходиого процесса, ко
торый приводит к уменьшению
t' ef
за счет диффузионной поперечной составляющей тока
базы. В этом случае рассасывание происходит не только за счет процессов рекомбинации,
но и пролетных явлений, постоянная времени которых определяется расстоянием от базо
вого контакта до местоположения накопленного заряда, то есть конструкцией транзисто
ра. В связи со сложностью моделирования переходных процессов в применяемых для ав
томатизированного проектирования электронных схем моделях транзистора постоянные
времени определяются экспериментально и вносятся в базу данных.
С увеличением температуры постоянные времени переходных процессов возрас
тают (время жизни, коэффициент усиления В), поэтому инерционность импульсных клю
чей
{t8 IOI
туры от
и tвыi<Л) также возрастает. Для кремниевых транзисторов при изменении темпера
20
°С до
100
°С инерционность возрастает приблизительно в два раза.
Особенности переходных процессов в высоковольтных транзисторах связаны с эф
фектом квазинасыщения и расширением квазинейтральной базы. В этом случае переход
ный процесс нарастания и спада коллекторного тока описывается двумя постоянными.
2
.
До
Wв
•
t' 1 = В(--+ R н ·Сс) ,
входа в квазинасыщение
2D8
t';=h21((Wв+Wc)2 +Rн·Сс), где
2Dc
и
в
области
квазинасыщения
h2,=Ic.sm.
Iв,
При включении транзистора прямым током базы IВJ ток коллектора после этапа за
держки
r; сравнительно быстро нарастает до значения Ic = 1
0 (рисунок
7.101), соответст
вующего началу участка квазинасыщения с большим сопротивлением тела коллектора rтс.
~)о
181
!с
I....___..._i
1
1
1
!
Ic
2
..............
1
1
1
1
: .,i
...~ ...
.. t=O
Е
Uct;(to)
1
-t{/ :
ИсЕ
1
1
1
1
1
1
1
1
1
t
:о
1
1
1
UCE :
--1
Е
а)
Рисунок
lCI(t)
,
lc.Sat ----t--:;---;L-------".--,...--lo ----~-/
lcz(t)
lc.sat
.
UCE.Sat
1
1
1
1
1
1
1
7.101- СтатическиеВАХ (а) и переход
ные характеристики (б) при включении высоко
вольтного n +-p-n-n + транзистора;
1-
ВАХ сопро
тивления тела коллектора без учета расширения
базы;
2-
t
нагрузочная прямая
б)
421
В момент t0 коллекторный ток достигает значения /о, при котором начинается рас
ширение квазинейтральной базы.
lc(t0 )=
Е
(7.176)
Rн +rтс
-
це Е- напряжение источника питания; Rн
При
t > t0
сопротивление нагрузки.
время пролета определяется толщиной коллектора, а нарастание /с- по
-r; > -r;.
стоянной времени
(t < t0 ) решение уравнения баланса заряда для активного
(7.168) дает зависимость коллекторного тока от времени (рисунок 7.101, б):
В интервале
lc 1 Ct)=B·l 8 {l-exp(Для интервала
(t 2: to)
решение
(7.103)
;.)J
приводит к следующему выражению для то
ка коллектора:
lc 2 (t) =h21
це
t"
=-[t
0
+t2."P
торного тока при
t
режима
·1 8 {1-ехр(- r;;"
)J
·111(1-~)] -постоянная, обеспечивающая непрерывность коллек
lс.sаr
=to
(рисунок
7.101,
б);
t,
-·"Р
=т
(W8 +W )?.
с
- время пролета толщины
2Dc
высокоемного слоя коллектора.
В общем случае
ной величины
W8 (/c) изменяется от минимального значения W8 до максималь
(W8 + Wc) (7.37), поэтому в первом приближении полагают т=О,5 для отра-
жения средней постоянной времени
-r;.
Изменение напряжения коллектора во времени описывается выражением:
При выключении высоковольтного транзистора последний медленно выходит из
квазинасыщения с аналогичной постоянной времени, что приводит к значительной вели
чине
t;. Поэтому у высоковольтных транзисторов предельное быстродействие ограничи
вается временем модуляции сопротивления тела коллектора.
7.10.4.
Особенности работы импульсного ключа с реактивной нагрузкой
В большинстве случаев для простоты анализ режимов работы транзисторов в им
пульсных схемах обычно производится при резистивной нагрузке. В реальных электрон
ных устройствах характер нагрузки чаще всего комплексный, что сказывается на работе
транзистора. Рассмотрим качественно особенности работы транзисторных ключей при ак
тивно-индуктивной нагрузке (RL-нагрузка) и активно-емкостной (RС-нагрузка) по сравне
нию с R-нагрузкой (рисунок
7.102).
При R-нагрузке изменения тока
1(t)
и напряжения
U(t)
110 время переходных процессов определяются быстродействием транзистора и имеют
ириблизительно одинаковую форму (рисунок
7.102,
б):
U(t)=E-l(t)·R.
Переходвый процесс включения на RL-нагрузку, в отличие от R-нагрузки, характе
;жзуется снижением скорости нарастания тока, которая теперь задается постоянной вре
хени индуктивности
-r
L
= L/ R ; скорость спада напряжения при этом изменяется мало и
<Jпределяется быстродействием прибора (рисунок
7.1 02,
б).
422
При включении на RС-наrрузку спад напряжения на приборе замедляется, а ско
рость нарастания тока задается транзистором, причем амплитуда тока возрастает за счет
энергии, запасенной в конденсаторе (рисунок
выключения транзистора
ристики
i(t),
RL-
7.1 02,
б). Во время переходиого процесса
и RС-нагрузки в своем воздействии на переходные характе
и(t) меняются местами: при RС-наrрузке транзистор быстро выключается «ПО
току» (длительность этого процесса определяется собственным быстродействием прибо
ра), а нарастание напряжения затягивается во времени, при RL-нагрузке спад тока замед
ляется (определяется постоянной времени т L ), а скорость изменения напряжения задается
транзистором, причем амплитуда нарастания возрастает за счет энергии, запасенной в ин
7. 102,
дуктивности нагрузки (рисунок
б). Траектории динамической рабочей точки во
время переходных процессов включения и выключения транзистора показаны на рисунке
7.102,
в. Таким образом, переходвый процесс включения полупроводникового прибора на
RС-нагрузку характеризуется повышенными потерями мощности (рисунок
7.102,
б) и пе
регрузкой по току. Включение на RL-нагрузку энергетически наиболее благоприятно для
прибора. Наихудший с этих позиций режим выключения полупроводникового прибора
имеет место, наоборот, при RL-наrрузке; RС-нагрузка обеспечивает при выключении наи
меньшую мощность потерь в приборе
it
а)
в
и
[24].
it
и
в:ьтс
в
i,~
Е
б)
'
р
1
7.102 -
Рисунок
включения
(а),
Схемы
пере
ходные характеристики
тока
i,
напряжения
и.
мощности потерь Р (б)
в)
и
траектории
ческой
динами
рабочей
точки
(в) при работе транзи
стора
на
нагрузку
реактивН)~
423
Следовательно, при работе на комплексную нагрузку необходимо использовать
больший запас по напряжению и току коллектора, чтобы не выйти в персходных процес
сах за значения области безопасной работы. Следует отметить, что с точки зрения надеж
ности работы транзисторного ключа, наиболее критичным является этап выключения
транзистора при индуктивном характере нагрузки. В этом случае инициируется токовая
форма вторичного пробоя (безынерционная), сопровождаемого локальным тепловым про
боем.
7.10.5.
Пути повышения быстродействия импульсных транзисторов
Для повышения быстродействия транзисторов в импульсных режимах работы не
обходимо уменьшить постоянные времени персходных процессов во всех трех областях:
режиме отсечки(!;), активном режиме (т* =тв+ ВRнС, т;) и режиме насыщения (т,1 ).
Можно выделить три направления по снижению инерционности транзисторов в импульс
ных схемах: конструкторское, физико-технологическое и схемотехническое.
Конструкция импульсного транзистора должна реализовать малые значения заряд
ной емкости эмиттернога и коллекторного переходов. Топология полоскового эмиттера
должна обеспечить необходимое отношение периметра эмиттера к f!Лощади базы
( РЕ 1S8
) .
для переключения максимальных токов коллектора. Для обеспечения тепловой устойчи
вости и однородности токераспределения по площади эмиттера структура эмиттера может
содержать технологические шунты эмиттер-база, как это было показано для ключа на ос
нове составного транзистора по схеме Дарлингтона, а также небольшие балластные со
противления в дискретных полосках эмиттера, как в СЕЧ-транзисторах. Для уменьшения
постоянной времени рассасывания
( те1 )
накопленного заряда в коллекторе расстояние от
металлического контакта базы до края полоски эмиттера должно быть минимально.
При запирании транзисторного
ключа в персходном режиме обратный ток базы
закрывает периферию эмиттера, а в центре из-за падения напряжения на омическом со
противлении базы эмиттер открыт, при этом плотность тока может на порядки превышать
стационарное значение (рисунок
7.103,
а). Этот инверсный эффект «оттеснения» эмиттер
ноге тока к центру полоски эмиттера приводит к накоплению избыточного заряда с высо-
кой концентрацией, что повышает Ter, время рассасывания
t3 . Кроме того, из-за высокой
плотности основных носителей в низколегированном п-коллекторе максимальное значе
ние напряженности поля обратносмещенного коллектора сдвигается на границу 11-11+ (эф
фект Кирка).
При определенном значении плотности тока коллектора напряженность по
ля превышает критическое значение, при котором наступает ударная ионизация или ла
винная инжекция, приводящая к возрастанию внутреннего обратного тока базы, усили
вающего стягивание токового шнура. Напряжение, за время 1о-7 с, скачком уменьшается
на десятки- сотни вольт и определяется током, ограниченным пространствеиным зарядом
шнура. Явление резкого снижения обратного напряжения на переходе вследствие шнуро
вания тока носит название вторичного пробоЯ. При выключении транзистора иниции
рующим процессом входа во вторичный пробой является электрическая неустойчивость.
Поэтому этот вид вторичного пробоя носит название токового или электронного вторич
ного пробоя. При прямом смещении эмиттера преобладает тепловая неустойчивость, в ре
зультате чего происходит стягивание тока коллектора (инициирующий механизм
-
тепло
вая генерация носителей заряда) в шнур и выделение большой локальной мощности, при
водящей к катастрофическому отказу транзистора.
Токовая форма вторичного пробоя (если не ограничить время менее 10-8 с) сопро
вождается тепловой формой и отказом транзистора.
424
С увеличением величины внешнего обратного тока базы (форсированный режим
выключения) площадь шнура уменьшается, что приводит к увеличению динамической
плотности заряда и вторичному пробою. Поэтому предельное быстродействие при вы
ключении транзистора ограничивается требованиями обеспечения безопасной работы.
iь
х
х
б)
а)
Рисунок
7.103 - Распределение
плотности тока и избыточного заряда в транзисторе
с полосковым (а) и полым эмиттером (б)
Одним из приемов повышения быстродействия при выключении транзистора явля
ется использование структуры с полым эмиттером
(hollow
eшitter) (рисунок
7.103,6).
В
этой конструкции уменьшается вероятность сжатия тока в процессе выключения транзи
стора. Центральная часть эмиттера тоньше и легирована слабее, чем боковые области.
Уровень легирования в центре порядка уровня легирования р-базы, так что коэффициент
инжекции Ву существенно ниже, чем на периферии. Так как накопление избыточного за
ряда про и с~ ·одит вблизи базовых контактов, постоянные времени рассасывания и спада
тока коллекн'ра уменьшаются, что приводит к уменьшению времени выключения транзи
стора.
Другой широко используемый конструктивный
ключения заключается
прием уменьшения времени вы
во встраивании барьера Шоттки в коллекторный переход транзи
стора. Эта конструкция используется в низковольтных транзисторах, в частности, транзи
сторах цифровых ИС, например, ТТЛШ (транзисторно-транзисторная логика с барьером
Шоттки) (рисунок
7.104,
а).
425
r1
.и, 1"
.lic
7.104-
l
б)
а)
Рисунок
-
в)
Структура (а), эквивалентная схема (б), БАХ барьера Шоттки
и коллекторного
p-n
перехода (в)
Диод Шоттки формируется металлизацией «n-окна» в пассивной р-базе (рисунок
7.10З,а). Металл дает омический контакт с р-базой, и барьер Шоттки- с н-коллектором.
Эквивалентная схема такого транзистора приведена на рисунке
7.104,6.
При подаче от
крывающего тока IВI, большего тока насыщения базы Iв.sar, избыточный ток i";./8 связан не с
инжекцией носителей из базы в коллектор, а протекает по шунтирующему диоду Шотrки.
Через коллекторный переход протекает очень маленький ток Iic• который не создает избы
точного заряда (рисунок 7.!04,в) поэтому время выключения этого транзистора не содер
жит составляющей t3 - и соответствует иенасыщенному ключу. Особенностью такого тран
зистора является повышенное на (0.3-0.4) В напряжение открытого ключа, что увеличива
ет мощность потребления в открытом состоянии. Однако уменьшение логического разма
ха выходного напряжения увеличивает быстродействие из-за снижения инерционности
u
перезаряда паразитных емкостен
(
САИ rт)
t - --·- .
1
Физико-технологическое направление повышения быстродействия транзисторов
заключается в использовании материалов и технологий, обеспечивающих малое время
жизни неравновесных носителей заряда в пассивных областях базы и коллектора. К таким
способам относятся легирование структуры транзистора рекомбинационными примесями
(Au, Pt для Si), радиационная обработка с последующим термаотжигом частицами с
большой энергией (f, iJ, ii, р, а-частицы), создание гетерогенных по площади иглу
бине рекомбинационных областей в базе и коллекторе (для сохранения коэффициента
усиления В) и реализации малых времен жизни носителей заряда, как это описано в разде
ле
6.2.2.
для повышения быстродействия импульсных диодов.
Схематехническое или режимное направление повышения быстродействия заклю
чается в использовании схем включения транзистора с меньшей инерционностью и вход
ных сигналов, форсирующих переходные процессы включения и выключения.
Так, применение эмитrерного повторителя в качестве базового ключа в интеграль
ных схемах позволило реализовать схематехнику цифровых устройств на токовых пере
ключателях ЭСЛ (эмитrерно-связанная логика) с максимальным быстродействием.
Отсутствие режима насыщения и отсечки и связанных с ними инерционностей, а
также подавление эффекта Миллера (емкость коллекторного перехода по перемениому
току замкнута на входной генератор) обеспечивает высокое быстродействие этого семей
ства ИС. Другим примерам повышения быстродействия является ключ на лавинном тран
зисторе (раздел
7.7.3).
426
Для ускорения процессов включения и выключения транзисторного ключа в циф
ровых схемах широко используется ускоряющая RС-цепочка (рисунок
7.1 05).
1в(t)
R
1
fl!
~~
1
а)
Рисунок
б)
7.105- Ключ
с ускоряющей RС-цепочкой (а) и форма базового тока (б)
При подаче прямоугольного импульса напряжения
протекает ёмкостной ток заряда (рисунок
U(t) на вход RС-цепи в базе
7.1 05, б)
dU
dt
1вl =С-,
обеспечивающий большую степень насыщения п-транзистора и соответственно малое
значение
t."'''
После заряда ёмкости протекает установившееся значения прямого тока ба
зы, определяемое величиной
R, 1810
= UriR с малой степенью насыщения, а, следователь
но, с малым накопленным избыточным зарядом. При окончании импульса
ёмкость играет роль запирающего источника тока базы
U(t) заряженная
обеспечивающего высокую
182 ,
степень рассасывания (а) и малое значение времени выключения.
При работе импульсного ключа в режимах, близких к предельному быстродейст
вию
транзистора,
важную
роль
играют
паразитвые
реактивности
Применеине технологии поверхностного монтажа (раздел
2.3)
конструкции
платы.
позволяет минимизировать
паразитные реактивности и повысить быстродействие импульсных схем.
7 .11.
Область безопасной работы транзистора и пути её расширения
Область безопасной работы (ОБР) определяет предельно-допустимые параметры:
максимальный ток коллектора 1c.mtLт, напряжение
UCE,
максимальную мощность рассеяния
Pma:o максимальную температуру перехода 'Гj.тш в стационарных и импульсных режимах
работы. Различают ОБР для прямого смещения и ОБР для обратного смещения эмиттер
ного перехода. ОБР представляет собой выходные вольтамперные характеристики транзи
стора в двойном логарифмическом масштабе. Типичная ОБР транзистора для прямого
смещения эмиттера в стационарном режиме приведена на рисунке
7.1 06.
lc,A
--------------------------·,,, .............
1с.т
10
с
в
1
1
1
1.0
vимп
1
1
0.1
1
1
1
0.01 ____..__________.."..__.."'----+-::---.
0.1
1.0
10
10 ИСЕ
2
Рисунок
7.106- ОБР транзистора
с прямосмещенным эмитгером
UCE' в
427
Область ВС, соответствующая
lc.max,
ограничивается электропроводностью внут
реннего вывода эмиттера, в частности, контактом эмиттернога электрода с кристаллом.
Превышение максимального значения тока коллектора может привести к деградации уси
-
лительных свойств, а также катастрофическому отказу
обрыву эмиттера. Область
CD
ограничивается максимально допустимой мощностью рассеяния Ртах или максимальной
температурой коллекторного перехода Ч.тах· Для стационарного режима:
Tj.mox -Т,.>
~"" = - ' - - - -
Rт
где Rт- тепловое сопротивление транзистора, То- окружающая температура. С другой
стороны,
[ = pmax
с
На участке
CD
ток
Ic
И сЕ
падает по гиперболе с увеличением ИсЕ (в двойном логариф
мическом масштабе линейно с наклоном !.!!_ =-l ). Для кремниевых транзисторов максиdИ
мально допустимая температура
Yj
соответствует
150 ... 200
°С. Участок
DE
определяет~я
тепловой формой вторичного пробоя и имеет наклон более резкИй, чем участок, опреде
ляемый максимально допустимой температурой кристалла. Эта область ограничена теп
ловой нестабильностью. При случайной флуктуации температуры (превышение в локаль
ной области) температурная скорость мощности, выделяемой в этом объёме, может пре
высить температурную скорость отдаваемой мощности, что приводит к включению поло
жительной токо-температурной связи (накопление тепла) и шнурованию тока с выделени
ем большой локальной мощности, приводящей к закорачиванию переходов эмиттер
-
коллектор либо растрескиванию кристалла из-за термамеханических напряжений. Нако
нец, последний участок
EF ограничен лавинным
пробоем.
В импульсном режиме работы с уменьшением длительности импульса при посто
янной скважности
CD
и
DE до
Ic.max
может возрастать в
1,5 .. .2
раза. При этом расширяются области
прямоугольной конфигурации ОБР (рисунок
7.106).
Такое поведение объясня
ется уменьшением средней мощности и температуры кристалла. С увеличением темпера
туры ОБР будет уменьшаться как по току, так и по напряжению. При температуре, при
ближающейсяк Ч.mta, ОБР исчезнет, как шагреневая кожа.
В ключевых схемах с форсированным выключением отрицательным током базы
доминирующим механизмом, приводящим к локализации энергии в структуре и сужению
ОБР, является токовая форма вторичного пробоя, описанная в предыдущем разделе. При
работе на индуктивную нагрузку всегда существует опасность превысить напряжение
И сЕо, при котором лавинная генерация становится достаточной для того, чтобы генериро
вался внутренний обратный ток базы, который вызывает стягивание тока в шнур в центре
эмиттера, а затем и вторичный пробой токовой формы, сопровождающийся выделением
большой плотности энергии в переходнам процессе выключения. С увеличением обратного тока базы или скорости нарастания обратного тока базы
d/в,
--dt
площадь шнура умень-
шается, а плотность динамического заряда возрастает, что вызывает уменьшение блоки
рующего напряжения ИСЕ в переходнам режиме. Диаграмма ОБР при отрицательных то
ках базы показана на рисунке
7.107.
Граничное значение
lc.max
практически совпадает со
значением для ОБР с прямым смещением эмиттера. Однако предельное напряжение ИСЕ
становится меньше, чем ИсЕО и Ивсв. В режиме с отрицательным током базы рабочая точ
ка не может выходить за границу ОБР даже кратковременно из-за малой инерционности
входа во вторичный пробой токовой формы.
428
Ic
fc.max
\~
lв4
\.
/Ю_
Iю
1
1
ИсЕо
Рисунок
7.107- ОБР транзистора при запирании
/В!
,
Ивсв
обратным током базы
(/84 >183 >182 >181 )
Следует отметить, что с ростом температуры напряжение входа во вторичный про
бой увеличивается, что свидетельствует о не тепловой природе начальной стадии сжатия
тока. На средних уровнях тока напряжение уменьшается дополнительно за счет тепловой
неустойчивости. Чем шире токовый шнур (JВI), тем при меньших значениях тока коллек
тора начинает добавляться сжатие тока, обусловленное тепловым механизмом.
Рассмотрение ОБР биполярного транзистора показывает, что реализация энергети
чески эффективных высокочастотных импульсных устройств вторичных источников пи
тания и преобразователей лимитируется процессом выключения транзистора. Снижение
динамических потерь за счет форсированного режима выключения может существенно
понизить надёжность изделия.
Одно из основных направлений расширения ОБР как в прямом, так и обратном
смещении эмиттернога р-п перехода заключается в обеспечении малого и стабильного во
времени теплового сопротивления
Rr.
Технология «посадкИ>> кристалла на кристаллодер
жатель должна реализовать сплошное покрытие эвтектикой без воздушных каверн всю
площадь, чтобы максимально увеличить теплопередачу на корпус прибора. Одним из спо
собов достижения этой цели является ультразвуковая «притирка» эвтектики
Au-Si.
При
выделении импульсной мощности транзистор подвергается термоциклированию, вызы
вающего усталоствые явления в припойнам слое, сопровождаемые локальным отслоением
кристалла и увеличением теплового сопротивления. Для подавления этого эффекта ис
пользуются демпфирующие термакомпенсационные вольфрамовые прокладки или устой
чивые к деформации слои, например, графитовые диски, структурированные медными во
локнами. Графитовая основа обеспечивает стабильный тепловой контакт, а медные во
локна
-
высокую электропроводность.
Второй по важности мерой является реализация необходимого отношения пери
метра эмиттера к площади базы Pr/Sв для равномерного распределения тока коллектора и
мощности. Оценивается по достижению предельной температуры (собственной темпера
туры слабо легированного коллектора) при включении максимального импульсного тока,
а также максимальной плотности тока при выключении обратным током базы.
Другой способ обеспечения равномерности распределения тока заключается во
включении в эмиттерные полоски балластных сопротивлений либо использование много
структурной конструкции с запараллеленными эмиттерами и базами, применяемыми в
СВЧ
-
транзисторах. Для переключательных транзисторов для частичной нейтрализации
внутреннего обратного тока применяются встроенные в эмиттервые полоски технологи
ческие шунты, равномерно расположенные по площади. Они, как в тиристорах и состав
ных транзисторах, повышают устойчивость к тепловым перегрузкам за счет подавления
429
коэффициента усиления В на малых токах (/сЕО;:::; lсво) и увеличивают предельное напря
жение в режиме отсечки (ИсЕR;:::; Ивсв), а также закорачивают внутренний обратный ток
базы на эмиттер (ток базы не протекает в поперечном направлении через сопротивление
базы и не создает падение напряжения, стягивающего ток эмиттера в шнур). Такие тран
зисторы имеют нелинейную передаточную характеристику и сравнительно небольшой ко
эффициент усиления по току.
В высоковольтных транзисторах для расширения ОБР в сторону больших токов
используют структуру с двухслойной базой и трехслойным коллектором. Первый слой
более сильнолегированной базы предотвращает от .локального смыкания, приводящего к
стягиванию тока. Между n- и n + областями коллектора встраивается промежуточный
14
сравнительно высоколегированный слой(- 5·10 см-3 ) толщиной (20 ... 30) мкм. В стацио
нарном режиме отсечки напряжение ИсЕR блокирует толстый низколегированный п--слой.
В динамическом режиме при большой плотности тока, приводящей к оттеснении поля к
границе
дополнительный слой, блокирует это напряжение (рисунок 7.1 08). В транзи
n-n +
сторных ключах, работающих на индуктивную нагрузку, дополнительную защиту от вто
ричного пробоя дает стабилитрон, включенный между коллектором и базой мощного
транзистора (рисунок
7.1 09).
В частности, транзисторы электронного зажигания автомобилей работают на ин
дуктивность катушки зажигания, заряжая её во время подачи открывающего тока на базу.
Для снижения входной мощности ключ построен по схеме Дарлинпона
(VTI,
VТЗ).
По окончанию импульса вторичная обмотка катушки генерирует искру поджига
топливной смеси в цилиндре двигателя. В случае если энергия расходуется не полностью,
она выделяет напряжение на коллекторе и рассеивается в транзисторе VТЗ. Для обеспече
ния безопасного логлощения избыточной энергии между коллектором и базой VТЗ вклю
VT2 с оборванной базой, имеющей меньшее напряжение пробоя ИcEoz по
VTl и VТЗ (UcER). Поэтому при появлении напряжения на коллекторе в базу
значительный прямой ток через VT2, который нейтрализует падение напря
чен транзистор
сравнению с
VТЗ втекает
жения от внутреннего обратного тока, протекающего по сопротивлению базы и стяги
вающего ток эмиттера к центру. В результате распределение плотности тока становится
равномерным по всей площади эмиттера, и транзистор не входит во вторичный пробой.
с
1
1
ll++
р
+Е
L
1
+
р
-
VD
1l
n
~
Рисунок
n+
\
7.108- Структура высоковольтного
транзистора с трехслойным коллектором
Рисунок
7.109- Схема транзистора с
защитным стабилитроном
430
Технологические пути расширения ОБР направлены на обеспечение бездефектной
структуры монокристалла с гомогенными свойствами. Для высоковольтных и мощных
транзисторов используют кремний, легированный донорами за счет ядерных превраще
ний. Облучение медленными или тепловыми нейтронами трансформирует часть атомов
кремния в фосфор (Р31 ), так называемый нейтронный кремний. Пространствеиная неодно
родность удельного сопротивления в этом случае не превышает (1 ... 3)%, что на порядок и
более ниже, чем у кремния, выращенного по методу Чохральского. Кроме того, техноло
гический процесс должен содержать операции геттерирования быстро диффундирующих
примесей, способных генерировать преципитаты, области которых характеризуются по
вышенной напряженностью поля, инициирующей неоднородность плотности тока.
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
4.
5.
б.
7.
8.
Каким образом в транзисторе происходит усиление сигналов по мощности? Как долж
ны быть смещены эмиттер и коллектор в усилительном режиме?
Почему транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, может усиливать вход
ной ток?
Сформулируйте основные требования к структуре биполярного транзистора.
Поясните физические процессы, протекающие в структуре транзистора в усилительном режиме. Чем определяются токи эмиттера, коллектора и базы?
Объясните физический смысл компонентов коэффициента передачи тока эмиттера.
В чем проявляется эффект сильного легирования эмиттера?
Перечислите эффекты больших уровней инжекции в базе транзистора.
Почему на малых уровнях инжекции возрастает коэффициент передачи тока эмиттера
и базы с увеличением тока коллектора?
9. Поясните физическую сущность уменьшения эффективности эмиттера на БУИ.
10. Чем определяется эффект «оттеснения» тока эмиттера?
11. Какие топологии эмиттера предпочтительней при работе в микрорежиме и на больших
токах?
12. Что такое эффект Эрли в биполярных транзисторах?
13. В чем заключается сущность эффекта Кирка?
14. В каких режимах работы проявляется эффект квазинасыщения коллектора?
15. Почему на БУИ боковая инжекция из эмиттера приводит к уменьшению коэффициента
усиления?
16. Как зависит коэффициент усиления В транзистора от тока коллектора?
17. Объясните зависимость коэффициента усиления от напряжения коллектора.
18. Чем определяется температурная зависимость коэффициента усиления при
19.
20.
21.
22.
различных
токах коллектора?
Как зависит коэффициент усиления гетераструктурного транзистора от температуры?
Перечислите статические характеристики транзистора в схемах ОБ и ОЭ.
Объясните поведение входных и выходных характеристик в схеме ОБ и ОЭ.
Объясните почему максимальное напряжение в схеме с ОЭ (напряжение переворота
фазы базового тока) и а значительно ниже напряжения лавинного пробоя коллектор-
ного перехода и всв
23.
.
Какими смещениями переходов, зарядами и токами характеризуется режим насыще
ния транзистора?
24. Чем определяются предельные напряжения транзистора в схемах ОБ и ОЭ?
25. Почему в инверсном включении транзистора остаточное напряжение меньше,
нормальном включении?
чем в
431
26.
Почему коэффициент усиления транзистора в инверсном включении меньше, чем в
нормальном?
27. Чем
28.
29.
30.
отличается дрейфовый транзистор от бездрейфового? Какие характеристики
дрейфового транзистора улучшаются?
Почему в интегральных схемах используют горизонтальный р-п-р транзистор? Какие у
него конструктивные особенности?
В каких случаяхвИС используют подложечныйр-п-р транзистор?
С какой целью в ИС используют составные транзисторы по схемам Шиклаи и Дар
лингтона?
31.Какие особенности характеристик моiЦного монолитного составного транзистора по
схеме Дарлингтона по сравнению с обычным транзистором?
32. Какова структура и назначение модуляторного транзистора?
33. Какими факторами обеспечивается быстродействие ключа на лавинном транзисторе?
34. Объясните принцип действия однопереходяого транзистора и укажите области приме
35.
нения.
Почему при работе транзистора в усилительном режиме на переменнам сигнале мо
дуль коэффициента усиления уменьшается, а разность фаз между входным и выход
ным токами увеличивается с ростом частоты?
36. Перечислите приборные граничные частоты биполярного транзистора.
37. Какими параметрами транзистора описываются физические граничные частоты тран
зистора fr, !13, fc?
38. Нарисуйте эквивалентную схему транзистора для малого перемениого сигнала. Объяс
ните назначение элементов схемы.
39.
Нарисуйте АЧХ и ФЧХ транзистора для схем ОБ и ОЭ. Объясните почему приборная
частота
40.
fa >> f 8
•
Почему приборная частота единичного усиления fт
экстремально зависит от тока
коллектора?
41. Как и почему зависят приборные частоты fт, fa от напряжения на коЛлекторном p-n
переходе?
42.
43.
Какими факторами определяется температурная зависимость приборной частоты
44.
Почему гетераструктурные биполярные транзисторы более быстродействуюiЦие, чем
fa?
Объясните особенности структуры СВЧ биполярных транзисторов и назовите области
их применения.
45.
46.
47.
48.
49.
50.
51.
52.
53.
гомогенные?
В чем заключается метод представления транзистора четырехполюсником?
Почему гибридная система Н
-
параметров используется для описания биполярного
транзистора?
Нарисуйте двухгенераторные схемы замеiЦения транзистора для
ров.
Приведите связь между
Z и Н- параметрами для транзистора
Z,
У, и Н- парамет
в схеме ОБ и ОЭ.
Нарисуйте эквивалентную схему транзистора в стационарном режиме для модели
Эберса
-
Молла.
Напишите основные уравнения зарядауправляемой модели биполярного транзистора.
Нарисуйте эквивалентную схему транзистора по зарядеуправляемой модели для боль
шого сигнала (рисунок
7.89).
Объясните назначение элементов.
Нарисуйте и объясните Т- образную (рисунок
7.91)
и П- образную (рисунок
7.94)
схемы малосигнальной модели транзистора.
Зарядеуправляемая модель Гуммеля
P-SPICE.
54. Чем
-
Пуна для автоматизированного моделирования
отличаются насыiЦенный и ненасыiЦенный транзисторные ключи?
432
55. Перечислрте механизмы, протекающие в структуре транзистора при переключении.
56. Перечислите импульсные характеристики транзистора.
57. В чем заключается преимущества метода заряда по сравнению с методом переходных
характеристик и эквивалентных схем при анализе импульсных характеристик транзи
58.
59.
стора?
Как влияет режим квазинасыщения коллектора на длительность переходных процессов
высоковольтных транзисторов?
Поясните особенности работы транзисторного ключа при индуктивной и емкостной
нагрузках.
60.
В чем заключается конструкторское, физико-технологическое и схемотехническое на
61.
Что такое область безопасной работы транзистора, и какие пути ее расширения?
правления повышения быстродействия импульсных транзисторов?
433
Глава
8. Приборы
8.1. Назначение и типы
на основе р-п-р-п структур
приборов на основер-n-р-n структур
Общей чертой приборов на основе
p-n-p-n
структур является регенеративный про
цесс открывания и запирания по току, который обусловлен внутренней положительной
обратной связью. Эта положительная обратная связь (ПОС) приводит к появлению участ
ка отрицательного дифференциального сопротивления на БАХ в прямом смещении и эф
фекта «памяти» устойчивого закрытого и открытого состояний. Отличительной особенно
стью многослойных полупроводниковых структур является импульсное управление от
крытым и закрытым состояниями этих приборов в отличие от транзисторов, у которых
необходимо поддерживать во времени входные режимы для реализации открытого и за
крытого ключа. Это общее свойство четырехслойных и пятислойных структур определило
целесообразность использования общего термина «тиристор» для всех приборов пере
ключающего типа на их основе. Для обозначения отдельных представителей семейства
тиристоров к этому термину добавляются слова «диодный, триодный, тетродный» (для
характеристики числа выводов); «однонаправленный» или «однопроводящий», «двуна
правленный» или «двупроводящий» (для определения возможного направления протека
ния анодного тока); «однооперационный», «двухоперационный» (для характеристики спо
собности управляющего электрода только открывать, либо как открывать, так ц запирать
ток в анодной цепи); фото-тиристор, МДП-тиристор, оriтоэлектронный тиристор и т.д.
Однако наиболее часто термином тиристор обозначают родоначальника этого семейства
-
триодный однонаправленный однооперационный тиристор, который имеет наибольшее
практическое значение.
На рисунке
8.1 представлены основные области применения мощных приборов,
классифицированные в зависимости от коммутируемой мощности и частоты. На низких
частотах при определенных мощностях спектра мощные коммутирующие приборы ис
пользуются для создания оборудования для высоковольтных линий электропередач по
стоянного тока, а также компенсаторов реактивной мощности. На высоких частотах при
малых мощностях они используются в устройствах управления светом, ультразвуковых
генераторах, мощной высокочастотной преобразовательной аппаратуре, коммутирующих
источниках питания. Следующей широкой областью применения является электропривод
и мощные источники питания. Обычно использование электропривода охватывает диапа
зон от небольших электродвигателей для бытовой техники до электродвигателей большой
мощности для прокатных станов.
Основной областью применения тиристоров является электропривод, мощные ис
точники питания, а также преобразовательные устройства постоянного и перемениого то
ка высокого напряжения (области
1, 2, 3 рисунка 8.1).
107
<С
ci::1
:.::
,.Q~
!-<
(.)
106
105
104
о
103
о
2
=
Ef
::Е
5
10
Рисунок
1-
10
8.1- Диаграмма основных облас
тей применения мощных приборов:
статические компенсаторы реактивной
мощности;
2- электропривод; 3 -мощные
4 - коммутирующие
источники питания;
мощные источники питания, высокочастотная
преобраэовательная аппаратура;
Частота, Гц
ультразвуковые генераторы
5-
световые,
434
Существует несколько различных типов тиристоров, причем некоторые из них раз
работаны специально для конкретных применений. Большинство из них базируется на че
тырехслойной тиристорной структуре, но в то же время каждый тип имеет свои специфи
ческие особенности. Ниже кратко рассматриваются различные типы тиристоров и области
их применения.
Базовые тиристоры, обладающие приблизительно равными прямой и обратной
блокирующими способностями, подразделяются на два больших класса. Первый класс ти
ристоров используется в преобразователях для работы при низкой частоте и конструиру
ется таким образом, чтобы обеспечить низкое падение напряжения в открытом состоянии.
Однако это приводит к медленному выключению прибора. Второй класс
-
это тиристоры
для инверторов или быстродействующие тиристоры. Они конструируются для работы на
высоких частотах и характеризуются быстрым временем выключения. В основном такие
тиристоры имеют значительно большие падения напряжения в открытом состоянии, чем
класс иреобразовательных приборов, описанный выше. В дополнение к базовому тири
стору существует несколько специальных приборов, характеристики которых приведены в
таблице
8.1 [21].
У фототиристора отсутствует электрический контакт с управляющим электродом и
спроектирован он таким образом, чтобы реагировать только на оптический сигнал. Обыч
но оптический сигнал очень слабый и, следовательно, прибор должен иметь высокий ко
эффициент усиления. Основной проблемой при конструировании фототиристора является
достижение высокого коэффициента усиления при малой чувствительности к эффекту
d%t. В связи с появлением фототиристоров разработчикам оборудования постоянного
тока высокого напряжения удается обеспечить высоковольтную изоляцию между тири
стором и цепью управления: это требование выполняется при использовании волоконной
оптики.
Таблица
Тип тиристора
Фототиристор
Тиристор-диод
Тиристор с комбинированным выключением
Запираемый
тиристор
Тиристор, проводящий в
обратном направлении
8.1.
Особенности его конструкции
Светочувствительный управ-
Специальные типы тиристоров
Основные области применени я
Постоянный ток высокого
ляющий электрод
напряжения
Объединение с встречно-
Электрическая тяга и инвер-
параллельным диодом
ТОРЫ
Одновременно принудительная
коммутация и выключение по
управляющему электроду
выключение по управляющему
электроду(принудительная
коммутация не требуется)
p-i-n
конструкция без обратной
блокирующей способности
Электрическая тяга и инверторы, электропривод
Электрическая тяга и инверторы, электропривод
Высокочастотные
инверторы и мощные источ-
ники питания
Управляющий электрод отсутДиодный тиристор, ди-
ствует, переключение за счет
Защита тиристоров от пере-
нистор
превышения напряжения пере-
напряжения
ключения
Симистор
М ОП-тиристор
Комбинация двух
Управление мощностЬю пе-
встречно-параллельных
ременного тока, нагревом,
ТИРИСТОРОВ
освещенностью
КомбинацияМОП-транзистора
Высокочастотная преобразо-
и тиристора
вательпая техника
435
Тиристор, проводящий в обратном направлении, обычно объединяет в одном кри
сталле быстродействующий тиристор и диод. В преобразователях и импульсных схемах
время выключения тиристора должно быть очень малым, чтобы обеспечить функциони
рование прибора на высокой частоте. Диод соединяется с тиристором для того, чтобы
проводить обратный ток. Наличие индуктивности у провода между диодом и тиристором
может вызвать увеличение схемного времени переключения тиристора. За счет объедине
ния диода и тиристора влияние индуктивности исключается и реализуется очень быстрое
выключение прибора.
Тиристор с комбинированным выключением имеет электрод, который может быть
смещен в обратном направлении в процессе выключения для того, чтобы способствовать
удалению накопленного заряда из прибора.
В запираемом тиристоре отсутствует один из главных недостатков базового прибо
ра. Речь идет о том, что прибор может как включаться, так и выключаться по управляю
щему электроду. Это достигается благодаря точной регулировке его коэффициентов уси
ления и применению распределенного управляющего электрода. Основными областями
применения запираемого тиристора являются переi<лючатели и преобразователи для элек
тропривода и других промытленных устройств.
Тиристор, проводящий в обратном направлении, не обладает обратной блокирую
щей способностью, так как его п-база содержит дополнительный n +-слой, смежный с пе
реходом
ристора,
Jl. Это дает возможность использовать более тонкую базу, чем у основного ти
- примерно на половину тоньше при той же самой блgкирующей способности.
Поскольку база более тонкая, естественно, уменьшаются потери в открытом состоянии, и
при коммутации происходит более быстрое выключение прибора. Отсутствие обратной
блокируюшей способности является несушественным моментом для многих областей
применения, например в преобразователях, где используется встречно-параллельное со
единение диода с тиристором.
Диодвый тиристор не имеет управляющего электрода и переключается в проводя
щее состояние, когда приложеиное прямое напряжение достигает определенного значе
ния. Такие приборы используются для защиты тиристоров и других компонентов цепей от
перенапряжения.
Симистар представляет собой соединение двух встречно-параллельных тиристоров
с общим управляющим электродом. Включение такого прибора может происходить путем
подачи сигнала управления на управляющий электрод, когда приложено либо отрица
тельное, либо положительное напряжение. Прибор используется для управления мощно
стью перемениого тока, например, при регулировании яркости света. Симистары охваты
вают средний уровень мощности, что обусловлено взаимным влиянием друг на друга со
ставляющих тиристоров. Следует отметить, что при больших уровнях мощности устрой
ство из дискретных тиристоров более эффективно, чем симистор.
По своей конструкции (рисунок
8.2)
МОП~тиристор очень похож на дифузионно
планарный тиристор с МОП-управляющим электродом, выполненным между катодным
эмиттером тиристора и п-базой.
ll
1
1
р
+
1
1
~
Рисунок
8.2 -Структура М ОП-тиристора
436
Прибор во включенном состоянии (МОП-управляющий электрод положительный,
катод отрицательный) име~т два рабочих режима. Если его ток ниже тока схватывания
тиристора, то вольт-амперная характеристика прибора такая же, как у МОП-транзистора
последовательно включенного прямо смещенного диода. Если же ток превышает ток
схватывания тиристора, то прибор обладает свойствами тиристора. В выключенном со
стоянии прибор функционирует как тиристор, блокирующий прямой и обратный ток.
Тиристорное «подхватывание»
нежелательно,
поскольку для
высокочастотных
применений более предпочтительно полное управление с помощью управляющего элек
трода. Для предотвращения эффекта схватывания надежно шунтируется катодный эмит
тер (рисунок 8.2); используется усиленное легирование в области р-базы, что приводит к
значительному снижению коэффициента передачи п-р-н-транзистора. Такая структура но
сит название
IGBT (биполярный
транзистор с изолированным затвором).
Следующая проблема при конструировании этих приборов заключается в том, что
из-за инжекции неосновных носителей из р-анода его время выключения превышает вре
мя выключения МОП-транзистора. Это обусловлено наличием анодного р-эмиттера, кото
рый, в свою очередь, приводит к снижению падения напряжения в открытом состоянии,
поскольку как в обычном тиристоре падение напряжения в п-базе снижается благодаря
модуляции проводимости за счет инжектированных дырок.
Эта проблема решается так же, как и в случае быстродействующих тиристоров по
средством снижения времени жизни, например, за счет их облучения электронами. Без ре
гулирования времени жизни носителей заряда время выключения находится в пределах от
1О
до
20
мкс, а при облучении электронами оно снижается до
100
не. Однако при сильном
облучении возрастание падения напряжения в открытом состоянии становится значитель
ным. Несмотря на увеличенное падение напряжения, МОП-тиристоры имеют гораздо
лучшие характеристики в открытом состоянии, чем мощные МОП-транзисторы.
Многие основные характеристики тиристоров связаны друг с другом, например,
быстро включаемый тиристор имеет значительно большее падение напряжения в откры
том состоянии, чем низкочастотный тиристор. Конструкторы приборов поэтому должны
стремиться оптимизировать характеристики приборов таким образом, чтобы тиристоры
имели более широкий рынок сбыта.
Параметрами по напряжению являются неповторяющееся импульсное и повто
ряющееся импульсное прямое и обратное напряжения. Хотя тиристор и может использо
ваться в качестве выпрЯмителя при этих напряжениях, на практике при разработке схем
вводят коэффициент безопасности.
Это связано с тем, что тиристоры подвержены разрушению даже при кратковре
менном превышении неповторяющегося напряжения.
Источником перенапряжений являются либо основной источник питания, либо ис
точник питания мощного оборудования. Перенапряжения могут возникать также в ре
зультате персходных процессов переключения других тиристоров в силовой цепи.
Обычно используется ряд технических решений для подавления перенапряжений,
однако их полное устранение не всегда экономически оправдано и зачастую используется
тот вариант, который выбирается как некоторый «оптимум» между стоимостью сложной
защиты и стоимостью тиристоров. Обычно применяются тиристоры с максимальным не
повторяющимся импульсным напряжением, которое в
2-2,5
раза превышает рабочее на
пряжение.
Следующей характеристикой тиристоров является скорость нарастания напряже
ния
du/dt.
Превышение критической скорости нарастания
du/dt
приводит к разрушению
прибора. Это явление можно предотвратить, если использовать защитную цепь между
анодом и катодом, состоящую из последовательно соединенных емкости и сопротивления.
Однако при выборе требуемого значения
щитной цепи, так и тиристора.
du/dt
снова следует учитывать стоимость как за
437
При выборе тиристора по его характеристике определяются размеры прибора ис
ходя из значения действующего тока или тока перегрузки в открытом состоянии (иногда
учитываются оба эти параметра). Характеристики тиристора по току приводятся в специ
альных справочниках. Для того, чтобы оценить размер тиристора, разработчики схем
должны, исходя из данной нагрузки, рассчитать мощность, рассеиваемую прибором, вы
брать эффективную систему охлаждения и тепловое сопротивление тиристора.
Произведение рассеиваемой мощности на тепловое сопротивление тиристора по
зволяет определить повышение темnературы прибора.
Наnример, если максимальная темnература радиатора равна
доnустимая темnература nерехода
125
ос и nредполагаемая
80
°С, максимально
рассеиваемая мощность
Вт, то тепловое сопротивление nерехода к радиатору должно быть менее О, 1 °С/Вт.
450
Рассеиваемая мощность определяется несколькими факторами: анодным током и
напряжением в открытом состоянии, током утечки при прямом и обратном блокирующем
наnряжении, током и напряжением управления и энергией переключения. Рассеиваемая
энергия в открытом состоянии обычно приводится в виде графиков в каталогах на тири
сторы и представляет собой интеграл произведения тока на прямое падение напряжения.
Для высокочастотных nриборов фирмы, производящие тиристоры, также приводят
кривые, позволяющие разработчикам преобразователей определять токовые характери
стики, допустимые в условиях высоких скоростей переключения.
Одной из важных характеристик прибора является его тепловое сопротивление, по
скольку оно определяет допустимую рассеиваемую мощность. Это сопротивление зависит
от размеров тиристора и его конструкции: тиристоры больших размеров обладают малым
теnловым сопротивлением. В любом тиристоре можно рассеивать большую мощность,
если имеется эффективная система охлаждения. Однако при этом необходимо искать «ОП
тимум» между стоимостью тиристора и стоимостью системы охлаждения. Часто для того,
чтобы уменьшить систему охлаждения, используются большие по размеру тиристоры.
Во многих случаях применения тиристор должен выдерживать перегрузку по току,
что обусловлено, например, коротким замыканием в цепи. Короткое замыкание может
длиться до тех пор, пока не расплавится предохранитель и не разомкнется цеnь, или, на
конец, не прекратится подача импульса тока
(10
мс при частоте
50
Гц). По этой причине
спецификация тиристора включает классификацию по ударному току lrsm· Ударный ток
является неповторяющейся характеристикой, но, тем не менее, тиристор должен выдер
живать такую перегрузку несколько раз за время своей работы.
di/dt -
это максимально допустимая скорость нарастания тока при включении при
бора. Она ограничивается скоростью распространения проводящей области в тиристоре.
Тиристоры для инверторов конструируются таким образом, чтобы иметь высокую ско
рость нарастания тока
di/dt . Значение di/dt сильно
зависит от импульса управления: мощ
ный импульс управления позволяет получить высокую скорость
родействующие тиристоры имеют высокие скорости
di/dt,
di/dt .
В основном быст
вполне достаточные для боль
шинства областей применения. Однако если эта величина недостаточна, тогда в цепь на
грузки необходимо вводить дополнительное индуктивное сопротивление, ограничиваю
щее скорость нарастания тока нагрузки.
Принятые обозначения различных тиристоров представлены на рисунке
а)*
~)
ж)f~! ')~~
•jf
Рисунок
8.3.
г)
8.3 - Обозначение тиристоров:
а- динистор;
б- тиристор; в -запираемый тиристор; г- симистор; д- тиристор
диод (тиристор с обратной проводимостью); е- фототиристор;
ж- тиристорная оптопара; з- М ОП-тиристор
(IGBT)
438
Для обозначения классов тиристоров используют следующие буквы
[24]:
Т- тиристор (тиристор вообще и тиристор, не проводящий в обратном направлении);
ТП
-
тиристор, проводящий в обратном направлении (параметры обратного проводя
щего состояния не нормируются);
ТД- тиристор-диод (тиристор, проводящий в обратном направлении, параметры об
ратного проводящего состояния нормируются);
ТЛ
-
лавинный тиристор (допускается работа при лавинном пробое в обратном на-
правлении);
те- симметричный тиристор (симистор, триак);
ТФ
-
фототиристор;
ТО- оптотиристор (тиристорная оптопара).
По динамическим свойствам тиристоры разбивают на подклассы:
быстровыключающиеся тиристоры
-
нормируется время выключения;
быстрорвключающиеся тиристоры -нормируется время включения;
-
быстродействующие тиристоры
нормируются значения времени выключения и времени
включения.
Для обозначения указанных подклассов используются следующие буквы: Ч
стровыключающиеся тиристоры; И
-
быстровключающиеся тиристоры; Б
-
-
бы
быстродейст
вующие тиристоры.
В условное обозначение тиристора входят буквы и цифры, обозначающие его вид,
класс по напряжению, группы по динамическим параметрам (критической скорости на
растания прямого напряжения, времени выключения и времени включения).
Пример условного обозначения тиристора: ТБ-143-320- это быстродействующий
тиристор, не проводящий в обратном направлении, таблеточной конструкции, на макси
мально допустимый средний ток в открытом состоянии
320
А. Цифра
дификации указывает, что это первая модификация прибора, а цифра
леты данной конструкции равен
72
8.2.
обозначении мо
что диаметр таб
мм.
Принцип действия тиристоров
Рассмотрим работу тиристоров на примере динистара
. управляющего
1в
4-
электрода (рисунок
8.4).
-
диоднаго тиристора без
В прямом включении крайние переходы (катод и
анод) смещены в прямом направлении, центральный переход
-
в обратном. Основная
часть внешнего прямого напряжения падает на центральном переходе П2, так как он сме
щен в обратном направлении, а ток через структуру в закрытом состоянии будет опреде
ляться обратным током этого перехода. С увеличением анодного напряжения увеличива
ется обратный ток / 02 (U2), обусловленный термагенерацией в ОПЗ центрального перехода
либо лавинным размножением. Этот ток является частью внутреннего базового тока для
двух составляющих транзисторов анодной (р-п-р) и катодной
(n-p-n)
секций. Поэтому ток
будет возрастать более сильно, чем / 02 , из-за усиления транзисторными
секциями, коэффициенты передачи которых возрастают с ростом тока на малых уровнях
через структуру
инжекции
Ia
(7.23).
Другой частью внутреннего базового тока составляющих транзисторов являются
инжекционные
токи
анодного
и
катодного
переходов,
/
l вp+-~~-p- аз а
•
,
/ 11 +_"_ 11 -
в
- al
l
а , с
учетом рекомбинационных потерь в п-базе и р-базе.
В силу непрерывности тока (рисунок
lа
8.4)
= l 2 = l 02 + l Р + 111 = l 02 + al · l а +аз ·!а ·
(8.1)
Из этого выражения следует:
1
а
= IoAИz) .
1-al -аз
(8.2)
439
/(/
+ /{/
А
Рисунок
8.4 - Структура (а)
иВАХ динистора (б)
На малых токах, при которых а 1 "' О; а 2 "' О, ВАХ динистора аналогична ВАХ изоли
рованного центрального
рисунок
8.4,
p-n
перехода (нет связи между переходами)
Ia = ! 02 (U2 ),
(кривая
1,
б).
При токах
Ia > lвыкл , при которых сумма коэффициентов передачи становится рав
ной единице, ток анода стремится к бесконечности (рисунок
ней нагрузкой (кривая 2,рисунок
8.2)
и ограничивается внеш
8.4,6).
Таким образом, в прямом смещении динистор имеет два устойчивых состояния: за
крытое, характеризуемое малым током и большим напряжением (большое сопротивление)
и открытое с большими токами и малым сопротивлением. Положительная обратная связь
и регенеративный процесс перехода из одного устойчивого состояния в другое обеспечи
вается ростом коэффициентов передачи тока транзисторных секций с увеличением анод
ного тока. Это свойство структуры является определяющим в формировании ВАХ тири
сторов с участком отрицательного дифференциального сопротивления
S-
типа.
Проведем качественный анализ ВАХ динистора. Для этого перепишем
дующем виде:
(8.1)
в еле-
(8.3)
Левая часть выражения
(8.3)
представляет собой электронный рекомбинационный
ток в п-базе тиристора. Правая часть этого выражения отражает поступающий в п-базу
электронный ток за счет термагенерации и инжекции из катодного перехода. Представляя
ток потоком электронов,
j = q · n ·V , равенство (8.3) можно трактовать через концентра
цию динамического заряда: количество электронов, поступивших в п-базу, равно количе
ству вышедших (прорекомбинированных и инжектированных в р+-эмиттер). Это условие
является следствием условия щ:прерывности тока. Коэффициент передачи тока транзи
стора на малых уровнях инжекции может быть представлен в виде
1+--1),
(НЕ
Io
(7.23):
2
a(l)=a0 · lo
-·
IЕ
где
/0 =
(в 2 +CJ
4/gо
-характеристический ток, определяемый начальными токами насыще-
ния токов рекомбинации в ОПЗ эмиттера и на его поверхности. Разложив радикал в ряд
Тейлора и ограничившись двумя членами, получим (рисунок
8.5):
(8.4)
440
la
Рисунок
8.5 - Зависимость
коэффициентов передачи тока транзисторных
секций от тока анода
Подставив значения а 1 (/а) и аз(!")
(8.4)
в выражение
(8.3),
получим:
/(/ \ 1
/~
1
102 (/а ) = 1а. 1-4·аю '!)-4'азо ·-~-;
(
10
зо
(8.5)
Сохранение непрерывности тока реализуется при условии, когда ток генерации
центрального перехода определяется разностью тока рекомбинации в п-базе и тока кол
лектирования электронов, инжектированных катодом. С точки зрения динамического за
ряда это условие устанавливает соотношение между концентрацией генерируемых цен
тральным переходом электронов и концентрациями рекомбинируемых и коллектируемых
электронов. Представим выражения
(8.5)
в графическом виде (рисунок
8.6).
Напряжение на центральном переходе однозначно связано с величиной обратного
тока
(5.74):
у U l!п
10 2 =
2'2•
где
n
= 2 для ступенчатого,
и
n
= 3 для плавного p-n перехода.
Из этого выражения следует
(рисунок 8.6,в):
На малых токах анода коэффициенты а 1 и а 3 близки к нулю, и ток анода опреде
ляется обратным током центрального р-п перехода. По мере роста напряжения Иа возрас
тает ток анода за счет роста а 1 и аз (точка
1, рисунок 8.6
б, в). Ток анода в закрытом со
стоянии растет более сильно, чем / 02 . При некотором значении тока анода
/" = I.",,
(точка
2, рисунок 8.6) обратный ток / 02 достигает максимального значения, а следовательно, и на
U2 становится максимальным. Дальнейшее увеличение тока анода приводит к
пряжение
уменьшению рекомбинационных потерь в п-базе из-за увеличения а 1 . При этом увеличивается концентрация коллектируемых электронов из-за роста а 3 . В результате в базе воз
никает избыток электронов, который нейтрализует часть заряда ионов доноров, приводя к
снижению напряжения И2 на величину, обеспечивающую уменьшение /о 2 и nгеи на избыток
поставляемых основных носителей заряда (точка 3,рисунок
8.6).
ется условие квазинейтральности в п-базе. Наконец, при
1а = 1выкл ,
Этим самым обеспечива
избыточный элек
тронный заряд компенсирует внешнее смещение центрального перехода, и ток
вится равным нулю (точка
4, рисунок 8. б).
/ 02
стано
В этом случае условие квазинейтральности в п
базе обеспечивается исключительно крайними переходами, при этом
al (!вы кл ) + аз(! вы"'' ) = 1.
(8.3)
441
Дальнейшее увеличение тока анода приводит к прямому смещению центрального
перехода, что соответствует режиму насыщения транзисторных секций. После переклю
чении П2 в прямое направление он становится генератором напряжения, одновременно
коллектирующим и инжектирующим носители заряда в базы тиристора. При этом количе
ство инжектируемых электронов в р-базу и дырок в п-базу поддерживает электроней
тральность баз и стабилизацию суммы коэффициентов передачи на уровне единицы за
счет повышения темпа рекомбинации и эффектов больших уровней инжекции.
llpeк
laO-ai),
б)
в)
г)
Рисунок
8.6-
Зависимость токов рекомбинации в п-базе и коллектирования электронов (а),
обратного тока центрального перехода (б), напряжения на центральном переходе (в)
от тока анода; ВАХ динистора (г)
Прямое смещение центрального перехода приводит к появлению второй особой
точки на БАХ динистора, в которой дифференциальное сопротивление равно нулю (точка
5, рисунок 8.6,
г). При величине тока анода ниже тока удержания !нош тиристор регенира
тивно переходит из открытого состояния в закрытое из-за уменьшения коэффициентов
передачи тока транзисторных секций с уменьшением анодного тока. Значение тока удер
жания lнoLD несколько выше lвыкл·
Одновременно происходит модуляция (уменьшение) омического сопротивления
баз тиристора, что способствует уменьшению падения напряжения на тиристоре во вклю
ченном состоянии.
Во включенном состоянии на больших токах падение напряжения на тиристоре соответ
ствует падению напряжения на p+-i-n+ диоде с учетом глубокой модуляции сопротивле
ний баз тиристора.
442
Таким образом, принцип действия тиристоров основан на инжекции крайними,
прямо смещенными переходами (анод, катод) носителей заряда в базы, коллектировании
центральным обратно смещенным переходом дошедших носителей; возрастании обратно
го тока центрального перехода за счет тепловой генерации или лавинного размножения с
ростом анодного напряжения, увеличивающим анодный ток в закрытом состоянии; воз
растании коэффициентов передачи тока транзисторных секций, обеспечивающих положи
тельную обратную связь и регенеративный процесс переключения, с ростом анодного то
ка, что приводит к появлению избыточных основных носителей заряда в базах тиристора,
которые компенсируют часть зарядов ионов ОПЗ центрального
перехода, вызывая
p-n
уменьшение напряжения на структуре с увеличением анодного тока, т.е. появлению уча
стка отрицательного дифференциального сопротивления на БАХ тиристора.
В заключение сформулируем необходимые условия для реализации БАХ тиристора.
1.
Один или оба коэффициента передачи тока транзисторных секций должны увеличи
ваться с ростом тока.
2.
Ток утечки через центральный переход должен увеличиваться с ростом прямого на
пряжения на структуре.
3.
Для обеспечения малого напряжения во включенном состоянии сумма коэффициен
тов передачи тока транзисторных секций должна превышать единицу.
Последнее условие не является принципиальным, так, например, в лавинном транзи
сторе в открытом состоянии эффективный коэффициент передачи поддерживается рав
ным единице за счет лавинного размножения в коллекторном переходе.
8.3. Вольтамперная характер11стика тиристора
Предварительно рассмотрим БАХ диодного тиристора-динистора. Внеявном виде
БАХ динистора с учетом лавинного размножения в центральном коллекторе П 2
может
быть представлена в виде (рисунок 8.4,а)
I" =(all"
+аз(,
+loz)·M(Uz)'
(8.6)
U2 >> И1 + Из , поэтому И"= Иz.
(8.6) значение коэффициента лавинного размножения (5.122)
В закрытом состоянии
Подставив в
получим:
(8.7)
Выражение
При условии, что
(8.7) представляет собой БАХ динисторав режиме отсечки Ua < lвыю).
a 1(la) и a3Ua) возрастают с ростом тока, выражение (8.7) является экс-
тремальной функцией, максимум которой определяется условием
Для упрощения возьмем производную по току от
(8.6).
dU
dl
(!."-')=О.
443
d
d
d 02 -U
d)
1= a 1 +1-a
+a3 +1-a
+--1
2
(
dl 1
dl 3 dU 2
dl
. ....{--M-U
d
d)
·М+М·(
2 •
dU 2 · dl
Используя свойство экстремума
получим условие регенеративного включения динистора:
( al (/""'') +
lвкл :т al + азUнкл) + lвю :т аз} М 2 = 1•
M 2 (ii1 +ii3 ~ 1
или
(8.8)
= 1.
""''
Таким образом, условие переключении динистора из закрытого состояния в откры
тое обеспечивается достижением тока анода величины тока включения, при которой сум
ма дифференциальных коэффициентов передачи тока транзисторных секций с учетом
размножения в центральном переходе достигает значения единицы. Выражение
(8.8)
по
зволяет определить ток включения при известных функциональных зависимостях а 1 (/) и
а 3 (/). Зная Iвкл
,
из выражения
(8.8)
находим значение напряжения включения или напря-
·
жение прямого пробоя динистора.
1
(8.9)
Uвкл = U 82 [1- iil (/.кл)- iiз(I."',)];;.
В случае зашунтированного катода, когда ток включения достигает больших вели
чин, И коэффициент передачи аНОДНОЙ СеКЦИИ насыщаеТСЯ ПО току, ( ll1
::::: aiO,
а ll3 :::::0)
напряжение включения динистора будет близким к напряжению лавинного пробоя цен
0.3)
трального перехода (а 1 о::;
(8.10)
Выражения
(8.9), (8.10)
относятся к структурам тиристоров с широкими базами, у
которых не наблюдается эффекта смыкания базы областью пространствеиного заряда цен
трального перехода. В структурах с тонкими базами возможно переключение за счет ин
жекционного или токового пробоя транзисторных секций
Ток удержания lн
,
(5.125).
который характеризует минимальное значение тока анода
крытом состоянии может быть определен из условия выключения
в от
(U2 =О) (8.7):
(8.11)
В открытом состоянии напряжение на динисторе складывается из алгебраической
суммы падений напряжения на переходах и омическом сопротивлении баз и контактов
(8.6).
На больших прямых токах падение напряжения на р-п-р-п структуре аналогично па
дению напряжения на
p-i-n диоде с толщиной
i-слоя, равной суммарной толщине двух баз
динистора
NN
и."' =CfJтln~+AU 8 .
(8.12)
ni
При больших уровнях инжекции БАХ прямосмещенного р-п перехода контролиру
ется падением напряжения
AU8 (/)
на модулированном сопротивлении базы, включая ток,
ограниченный пространствеиным зарядом
(5.63), (5.64)
и омическим сопротивлением кон
тактов. В большинстве случаев величина прямого падения напряжения не превышает для
кремниевых динистров
1,2
В.
444
В обратном смещении анодный и катодный переходы смещены в обратном направ
лении, а центральный переход
-
в прямом. В этом случае напряжение блокируется анод
ным переходом, так как катодный переход либо зашунтирован, либо имеет малое напря
жение пробоя. Поэтому обратный ток утечки будет аналогичен току lc~:.u р-п-р транзи
сторной секции в инверсном включении
(7.51 ).
1
-
обр.ут -
loiMI
1 -а
11
м
(8.13)
1
где / 01 -ток генерации в объеме ОПЗ анодного перехода.
~аксимальное обратное напряжение определяется лавинным пробоем анодного
перехода
(8.14)
-,
У триодного тиристора или триинетора кроме катода и анода встраивается допол
нительный управляющий электрод (рисунок
у
u
I:yJ:
у
l
к
n+
р
Wp
'/,
wn
8. 7).
Ia.
пз
П2
n
р+
ш
Пвl
F
IaiA
а)
Рисунок
8.7- Структура (а)
Па
б)
и семейство БАХ (б) тиристора
В отличие от динистара у тиристора изменяется напряжение включения в зависи
8. 7, б). В прямо м смещении управляюще
p-n перехода ток управления эквивалентен внешнему базовому току катодной транзи
мости от тока управляющего электрода (рисунок
го
сторной секции. Этот ток вызывает приращение анодного тока
- аз
blll---ly.
1-аз
В результате условие переключеимя реализуется при меньших значениях Ивкл
некотором
fy = lcnp
(рисунок
8. 7,6),
. При
ВАХтиристора «теряет» участок отрицательного диф
ференциального сопротивления, так как
избыточный заряд основных носителей из-за
роста коэффициентов передачи тока транзистора, поставляемый током спрямления, реали
зует условие включения (открытое состояние) при нулевом обратном токе или нулевом
смещении центрального
p-n
перехода. Зависимость И.клUу) является основной характери
стикой управляемого тиристорного ключа.
Формально ВАХ тиристора аналогична ВАХ динистара с учетом тока управления
/а =(al ·fa +аз ·(/а +ly)+lo2)·M2.
У слови е включения тиристора имеет вид:
(al Uвкл ) + аз Uвкл + I у ) )· М 2= 1.
(8.15)
445
У еловне выключения тиристора имеет вид:
al U выкл) + аз U вы кл + 1 у) = 1.
Напряжение включения уменьшается с ростом тока управления (рисунок
и вк,, (/у) = и вкл.О ( 1 - kаз . Jу )
1/n
8.8)
(8.16)
'
где коэффициент k;:::: 111cnp.
Как следует из
(8.1 6),
для повышения чувствительности к управляющему току не
обходимо реализовать структуру с большим коэффициентом передачи катодной транзи
сторной секции. В этой связи толщинар-базы тиристора всегда меньше толщины п-базы,
обеспечивающей требуемое напряжение включения и обратное анодное напряжение (ри
сунок
8. 7,
а).
Статический ток спрямления
<и2 = о,
м=
определяется из условия выключения структуры
1).
1"
аз
= lвыкл = ln +1 р =--·-Jcnp +al ·lвыкл;
1-аз
Из этого выражения следует:
1Cllp
=(1-а3 )·(1-а 1 )
аз
1
С другой стороны, при токе выключения а1 +аз=
.
6ЬIКЛ •
1 , или
аз= (1- а1) при la= lвыкл.
Таким образом,
(8.17)
и.к,,Uу)
и.к,,.о
1,01-----
[ cnp
Рисунок
У.Э.
8.8 - Зависимость
f_v
...., от тока управления
и
к
б)
а)
Рисунок
8.9 -Технологический шунт в катодном переходе (а)
и изменение зависимости аз(/а) (б)
446
Статический ток спрямления характеризует устойчивость тиристоров к самооткры
ванию. Для повышения устойчивости к открывающим помехам необходимо увеличивать
Icnp. С этой целью в катодный переход тиристора встраивается технологический шунт (ри
сунок
8.9, а), который представляет собой матрицу столбиков р-типа, закороченных ме
таллизацией катода на n +-область. В зависимости от диаметра этих цилиндров и их коли
чества будет изменяться и величина распределенного по площади сопротивления шунта.
Включение шунта в катодный переход деформирует зависимость коэффициента передачи
тока катодной транзисторной секции (рисунок
8.9,6). Условия включения и выключения в
8.1 0). Подавле
этом случае реализуются при значительно больших токах анода (рисунок
ние аз на малых токах повышает температурную стабильность прямого и обратного токов
1
1
утечки, напряжения включения и устойчивости к эффектам dU а dt и dl" dt, которые
будут рассмотрены ниже.
В обратном включении тиристора прямой ток управления увеличивает ток обрат
ной утечки (рисунок
стора
/ 01
8. 7,6). В этом случае наряду с внутренним током базы p-n-p транзи
присутствует ток коллектирования электронов, инжектированных катодным пе
реходом:
1се =аз . (1 у
-
1обр.ут) •
Позтому результирующий ток обратной утечки будет иметь вид:
lol +аз· IY
1обр.ут- -1+а
- - --а
"з
(8.18)
11
Таким образом, при эксплуатации тиристоров следует избегать режимов с прямым
током управления и обратном анодном напряжении, так как зто приводит к увеличению
мощности потерь.
Iнz
lнl
Рисунок
_ ------
Rш2<R.ш1
гl\
------
8.1 О - Влияние сопротивления
Ua
шунта на БАХ тиристора
8.4. Статические параметры тиристора
Простейшая схема тиристорного ключа в цепи постоянного тока приведена на ри
сунке
8. 11.
Через нагрузку Rн и тиристор, которые соединены последовательно, протекает
один и тот же ток
1:
I= Е-И.
Rн
Выражение
(8.19)
(8.19)
представляет собой БАХ нагрузочного резистора Rн и граф~че
ски изображается прямой линией (рисунок 8.12). БАХ нагрузки называется линией на
грузки. Ток
1 графически
БАХ тиристора.
определяется в точке пересечения линии нагрузки и выходной
447
Rн
Е
Рисунок
8.11
Рисунок
-Схема тиристорного ключа
8.12- Положение рабочей точки
Ua
на вы
ходной ВАХ тиристора
Закрытому статическому состоянию тиристора соответствует точка А. Ток, проте
кающий в этом состоянии, мал, напряжение источника питанИя практически полностью
прикладывается к тиристору (Е
"" U) и может достигать сотен и тысяч вольт. Точка А -
точка устойчивого равновесия системы нагрузка
что при увеличении тока
также возрастает, и ток
l
l
-
тиристор. В самом деле, легко видеть,
по какой либо причине падение напряжения на тиристоре и
в соответствии с выражением
(8.19)
вернется к своему значению
(в точку А).
Открытому статическому состоянию тиристора соответствует точка В. В этом со
стоянии напряжение на тиристоре мало (около
1
В), а ток может достигать значений в
сотни и тысячи ампер. Нетрудно показать, что точка В также является точкой устойчивого
равновесия.
Существует еще одна точка пересечения линии нагрузки и ВАХ тиристора
-
точ
ка С (в области отрицательного сопротивления). Однако точка С, как и любая другая точ
ка пересечения с линией нагрузки в этой области, является временно устойчивой. Любое
отклонение от равновесия в точке С приводит к тому, что тиристор либо переходит в за
крытое состояние (в точку А), либо в открытое (в точку В). Например, пусть ток
С увеличиться, тогда напряжение на тиристоре и уменьшится и по выражению
l в точке
(8.19) ток 1
еще больше увеличиться, так происходит до тех пор, пока рабочая точка не окажется в
точке В. Аналогично происходит переход в точку А при уменьшении тока
/.
Закрытому статическому состоянию тиристора в обратном направлении соответст
вует точка
D,
когда к тиристору прикладывается обратное напряжение (см. рисунок
8.12).
Статические состояния тиристора описывают статическими параметрами, которые
задают по выходной ВАХ тиристора. Открытое состояние тиристора (точка В) характери
зует следующие параметры
•
[24]:
максимально допустимый средний ток
Io.c-
среднее за период значение тока, дли
тельно протекающего через тиристор в открытом состоянии (значение параметра приво
дится в обозначении тиристора);
•
пороговое напряжение Ипор - значение прямого напряжения, определяемое точкой
пересечения прямой, аппроксимирующей БАХ тиристора в открытом состоянии, с осью
напряжения (рисунок
ки ВАХ: 0,5/о,с И
•
8.1 3).
1,5/о,с;
Обычно аппроксимирующую прямую проводят через две точ
динамическое сопротивление rдин
-
значение сопротивления, определяемое по на
клону прямой, аппроксимирующей ВАХ тиристора в открытом состоянии.
448
Ia
Ua
1
1
1,5 1О,С - - - - - - - ;,
/
1
1 о,с-
1
- - - - г
1
0,5
t
Ua
Рисунок
8.13- Параметры
Рисунок
аппроксимации
ВАХ тиристора в открытом состоянии
8.14 - К
определению терминов «повто
ряющееся напряжение», «неповторяющееся на
пряжение» и «импульсное рабочее напряжение»
Закрытое со.стояние описывают следующие основные параметры:
•
максимально допустимое повторяющееся
импульсное напряжение Uп
-
наи
большее мгновенное значение напряжения, прикладываемого к тиристору в закрытом со
стоянии, включая все повторяющиеся перенапряжения, но исключая все неповторяющие
ся;
•
максимально допустимое неповторяющееся
импульсное напряжение Инп - наи
большее мгновенное значение любого неповторяющегося перенапряжения, прикладывае
мого к тиристору в закрытом состоянии;
•
максимально допустимое импульсное рабочее Ир- наибольшее мгновенное зна
чение импульсного напряжения, прикладываемое к тиристору, исключая
все повторяю
щееся и неповторяющееся переходные напряжения;
•
постоянное напряжение в закрытом состоянии Из,с -
значение постоянного на
пряжения прикладываемого к тиристору.
Аналогичные параметры вводятся для тиристора в обратном закрытом состоянии.
Смысл терминов «повторяющееся напряжение» и «неповторяющееся напряжение»
поясняет рисунок
.
8.14.
Импульсы неповторяющегося напряжения прикладываются к ти-
ристору с частотой, меньшей частоты питающей сети. Эти импульсы могут следовать хао
тично во времени, не подчиняясь какой-либо определенной закономерности, но наимень
ший интервал времени между двумя соседними импульсами должен быть достаточно ве
лик (около секунды или больше) с тем, чтобы влияние предыдущего импульса на состоя
ние тиристора полностью исчезло
к моменту приложеимя следующего импульса. Им
пульсы повторяющегося напряжения прикладываются к тиристору с частотой питающей
сети. Повторяющиеся перенапряжения обусловлены в основном процессами коммутации
в тиристорном преобразователе; неповторяющиеся перенапряжения вызываются внешней
по отношению к преобразователю причиной
-
перенапряжениями в питающей сети, гро
зовыми перенапряжениями и т.д.
Для тиристоров, как и для диодов, вводят параметр обратное напряжение пробоя
Ипроб - значение обратного напряжения, при котором обратный ток превышает заданное
значение. Для лавинных тиристоров этот параметр является обязательным.
В прямом закрытом состоянии для тиристоров вводят прямое напряжение пробоя
Ипр.проб - значение напряжения в закрытом состоянии, соответствующее заданному значе
нию тока на этом участке. Обычно лавинный пробой центрального перехода у тиристоров
начинается раньше, чем достигается точка переключения, т.е. Ипр.проб
ные параметры по напряжению связаны такими неравенствами:
прямое закрытое состояние
Ир< Ип
<
Инп <Ипр.проб
<
Ивкл;
<
Ивкл . Перечислен
449
обратное закрытое состояние
Иобр.р < Иобр, 11
< U обр.шr
<Ипроб.
Значение параметров закрытого состояния определяют при мю<симально допусти
мой температуре структуры тиристора.
8.5.
Тиристор
стояниях
-
-
Динамические параметры тиристоров
электронный ключ, который может находиться в двух статических со
открытом и закрытом. Когда ключ открыт, рабочая точка находится в точке В
(см. рисунок
8.12), в закрытом состоянии - в точке А. Переход из закрытого состояния в
открытое происходит под воздействием сигнала на управляющий электрод, из открытого
в закрытое
-
под воздействием коммутации в анодной цепи.
dU
~
ill
0.918
to
8.15 - Диаграммы переключеимя тиристора
Рисуноi<
Переход из одного состояния в другое происходит относительно быстро за время
переходных процессов включения и выключения. Учет этих процессов, так же, как и в
транзисторных ключах, необходим для оценки быстродействия, энергетических потерь и
надежности работы тиристора.
На рисунке
8.15
приведены типичные диаграммы переключеимя тиристора из за
крытого состояния в открытое и обратно.
В момент t0 на тиристор передается импульс управления и начинается переходный
процесс включения тиристора. На интервале t 1-t2 тиристор открыт. В момент t2 на тири
стор подается обратная коммутирующая ЭДС и начинается переходвый процесс выклю
чения тиристора (интервал t 2-t3). На интервале t3 -t4 тиристор заперт. Динамику переклю
чеимя тиристора описывают следующие параметры:
•
время включения
'""'-
время от момента подачи управляющего импульса до мо
мента нарастания анодного тока через тиристор до
90 %
установившегася значения при
включении на активную нагрузку;
•
врс:мя задержки t,д
-
время от момента подачи управляющего импульса до мо
мента нарастания анодного тока до
•
1О % установившегася
значения
/" ;
время выключения '""'"-'- время от момента, когда анодный ток через тиристор
достиг нулевого значения, до момента, когда тиристор способен выдерживать, не пере
ключаясь, прикладываемое в прямом направлении напряжение (рисунок
•
мальное значение скорости нарастания прямого тока
обратимых процессов в
ристора;
8.15);
критическая скорость нарастания прямоготока через тиристор
p-n-p-n
(di/dt)-
макси
через тиристор, не вызывающее не
структуре и связанного с ними ухудшения параметров ти
450
•
критическая скорость нарастания прямого напряжения (du/dt)кp-:- максимальное
значение скорости нарастания прямого напряжения, при котором не происходит включе
ния тиристора при заданном напряжении и разомкнутой цепи управляющего электрода.
Перечисленные параметры называются динамическими.
При оценке режимов эксплуатации тиристоров в схеме следует учитывать следую
щие особенности динамических параметров этих приборов. Во-первых, практически все
динамические параметры характерюуют несколько физических процессов, протекающих
в тиристоре одновременно, и зависят от ряда внутренних параметров прибора: времени
жизни, подвижности носителей заряда, емкости переходов и т.п. Во-вторых, динамиче
ские параметры зависят от режима измерения параметра, так как внутренние параметры
являются функцией внешних параметров: характера нагрузки, анодного напряжения, час
тоты и т.п.
В большинстве случаев выбор схемы и режима работы широкого класса тиристор
ных устройств (прежде всего преобразователей постоянного тока) определяется значени
ем того или иного динамического параметра тиристора или их совокупностью.
8.6.
Способы включения тиристора
Тиристоры могут быть включены в открытое состояние следующими способами:
•
включение по аноду путем превышения напряжения включения (динисторы,
диаки);
•
посредством быстро нарастающего анодного напряжения
-
включение эффектом
dU!dt;
•
включение
тиристоров
и
триакав
с
помощью
тока
управления
-
включение
управляющим током;
•
посредством облучения светом или другим излучением, генерирующим электро
ны и дырки в полупроводнике (фототиристоры, оптотиристоры);
•
включение МДП-тиристоров
подачей
потенциала на
изолированный затвор,
обеспечивающий ток управления анодной транзисторной секции;
•
включение тиристоров путем нагрева структуры.
Переключеине по аноду наступает при повышении приложеиного к аноду в прямом
направлении напряжения (часто вместе с
dU 1dt)
до значений, при которых прибор пере
ходит в проводяще~ состояние (рисунок 8.1б,а).
При малых значениях
dU 1dt переключение
осуществляется за счет увеличения
плотности тока анода, вызванного либо лавинным размножением носителей в централь
ном переходе, либо токовым или инжекционным пробоем (смыкание базы ОПЗ). Дли
тельность воздействующего импульса должна превышать время включения тиристора.
а)
Рисунок
8.16-
б)
в)
г)
ВАХ и нагрузочная прямая при включении по аноду (а); цепи отпирания диодных тиристоров:
(б)- с разделительным диодом; (в)- с разделительным конденсатором; (г)- с импульсным трансформатором
451
При больших значениях
dU 1dt
требуемая амплитуда сигнала уменьшается, так как
через структуру тиристора протекает емкостный ток перезаряда емкости центрального
перехода, который является током основных носителей заряда в
p-n
n- ир-базах, что эквива
.1ентно внутреннему току управления (рисунок 8.17,а). В результате действия этого тока
напряжение включения становится меньше Е, и тиристор переходит во включенное со
стояние (рисунок
8.17,6).
п
р-1-
А
а)
Рисунок
б)
8.17-
Емкостный ток в структуре тиристора (а); изменение
ВАХ при разных значениях с/И 1tlt (б)
Емкостной ток управления определяется емкостью центрального перехода и скоро
стыо
нарастания
анодного
напряжения,
которая
зависит от
амплитуды
и
длительности
фронта управляющего импульса
с-2 ьи"
1С2 --с-2 дuадt
Эффект
dU 1dt
t,p
•
в управляемых тиристорах и симисторах (триаках) ухудшает их
эксплуатационные характеристики, и в первую очередь, быстродействие, так как для пре
дотвращения ложного срабатывания требуется ограничивать скорость нарастания анодно
го напряжения на закрытом тиристоре, а также при выключении из открытого состояния в
закрытое, что увеличивает результирующее время выключения '""'к'· Вместе с тем, вклю
чение по цепи анода является единственно возможным способом включения диодных ти
ристоров (динисторов) при импульсном запуске. Большое практическое распространение
импульсное включении по аноду нашло в устройствах формирования мощных коротких
импульсов с разрядом накопительного конденсатора или в схемах модуляторов с разрядом
длинной распределенной
LC-
линии, где требуются большие скорости нарастания анодно
го тока, не обеспечиваемые при включении тиристора по управляющему электроду из-за
двумерных эффектов расширения первоначальной области включения.
Оптически включаемые тиристоры являются весьма перспектинными приборами
для высоковольтных схем, где необходима высоковольтная изоляция цепей управления и
для применения в условиях больших электрических помех в цепи управления.
В процессе оптического включения в структуре тиристора генерируются электрон
но-дырочные пары, возбуждаемые квантами излучения. Электронно-дырочные пары, ко
торые генерируются в запирающем слое центрального перехода, разделяются полем прак
тически мгновенно, за время пролета 1О -9 с. Благодаря этому, спустя малое время, задерж
ки в обеих базовых областях возникает дополнительный ток основных носителей заряда
/Ф 1 , играющий роль внутреннего управляющего тока. Носители, генерируемые в р-базе, а
также в п-базе на расстоянии меньше диффузионной длины
Lp,
доходят посредством диф
фузии до ОПЗ центрального перехода и разделяются его полем, создавая дополнительный
452
ток управления lф2 (рисунок 8.18,а). Эта компонента фототока более инерционна и будет
отставать от Zфl на время пролетар-базы и время жизни неравновеемых носителей в 11-базе
(пролет диффузионной
длины). Появление внутреннего управляющего тока по двум базам
приводит к уменьшению напряжения включения фототиристора (рисунок
8.18,6).
Спектральная характеристика фототока для кремниевых фототиристоров находится
0,3::;
в диапазоне длин волн
Л::;
1,14
мкм. Длинноволновый край определяется шириной
запрещенной зоны кремния, а коротковолновый
честве
источников
излучения
для
-
глубиной поглощения излучения. В ка
кремниевых тиристоров
чающие диоды (СИД) на основе арсенидагаллия
хорошо
(GaAs, AIGaAs),
подходят
светоизлу
а также инжекционные
лазеры на основе двойных гетероструктур.
Фототиристоры могут включаться под действием слабых световых сигналов (по
рядка
0,2
мВт). Время их включения существенно уменьшается по мере увеличения ин
тенсивности света.
Ia
LJa
б)
а)
Рисунок
8.18- Структура фототиристора (а);
ВАХ фототиристора
при различных величинах светового потока
Включение по управляющему электроду наиболее широко используется в тири
сторных
ключах
..
Приложеине сигнала к управляющему аноду тиристора не вызывает немедленного
протекания тока через прибор, поскольку должно пройти определенное время (время
включения) между приложеннем управляющего сигнала и наступлением полной прово
димости тиристора.
Принято считать, что время включения состоит из трех следующих отдельных со
ставляющих:
во-первых,
управляющего
можно
время
задержки,
проходящее
между
моментом
приложения
сигнала и моментом, когда появляется небольшой анодный ток, который
измерить на электродах
тиристора;
во
вторых,
время
нарастания анодного тока
(более точно для тиристоров оно определяется как время, за которое напряжение упадет
до
10%
анодное
своего первоначального значения); в-третьих, время распространения, за которое
напряжение
восстанавливается
до
становится полностью проводящим (рисунок
своего
стационарного
значения,
и
тиристор
8. I 9).
В связи с трехмерным характером точное моделирование процесса включения воз
можно только численными методами. Когда тиристор переключается в проводящее со
стояние, вначале включается только очень малая область эмиттера вблизи управляющего
электрода. Затем эта первоначальная включенная область быстро распространяется по
прибору до тех пор, пока весь эмиттер не становится проводящим. Очевидно, что если
требуется проводить большой ток, сразу после подачи управляющего сигнала, то про
изойдет сильный локальный разогрев, пока не произойдет быстрое распространение про
водящей области.
453
Локализация процесса включения и влияние внешней цепи усложняют расчеты и
позволяют проводить анализ только приближенным методом.
В течение этапа задержки включения переход ПЗ смещается управляющим током
приблизительно от напряжения 0,5В до 0,7В и инжектирует электроны, которые движутся
от п-эмиттера к переходу П2 (рисунок
8. 7,а).
Когда первые электроны достигнут Пz, их
присутствие в области объемного заряда на стороне р-базы вызывает сжатие перехода, в
то время как электроны в области объемного заряда на стороне п-базы вызывают' его рас
ширение по направлению к переходу Пl (динамический заряд нейтрализует ионы).
Ia,Ua
Анодное
1
1
tbldt
~~~~i===~~~~
t
Рисунок
8.19 - Характеристики
включенИя тиристора
Если область объемного заряда достигает слоя П 1, то в p-n-p + транзисторе про
изойдет смыкание, вызывая резкое увеличение тока.
Для высоковольтных тиристоров базовые области широкие и поэтому время за
держки, как и следует ожидать, является достаточно большим, особенно в случае их при
менения в высоковольтных преобразователях, когда они включаются при низких напря
жениях. Время задержки включения, наоборот, уменьшается, когда включение осуществ
ляется при высоком напряжении. Это происходит потому, что ширина области простран
ствеиного заряда увеличивается и уменьшается эффективная ширина базовой области, что
приводит к уменьшению эффективного времени пролета базы.
В первом приближении время задержки характеризуется двумя этапами: зарядом
емкости СЗ управляющего
p-n перехода и временем пролета (дрейфа-диффузии) широкой
базы
tз =
Сз ·Ь.И з
!у
+ fпр
(8.19)
·
Этап нарастания тока может рассматриваться как период времени, в течение кото
рого имеет место нарастание избыточной плотности носителей в тиристоре. Время нарас
тания определяется пролетом носителей
n-
ир-базы. Для анализа этого времени использу
ется зарядавый метод и не учитывается рекомбинация носителей в связи с малым значением времени нарастания.
Результат анализа дает экспоненциальный рост анодного
тока
и
выражение
для
времени нарастания в ключе с активной нагрузкой:
tllp
wz
где
t
npl
= _Р_
2D
11
-
=(
tnpl ·
tпр2
а 1 +а 2
-1
время пролетар-базы;
]2
1
(8.20)
,
tnp2
= ~.
D
2
2
р
б
время пролета п- азы.
454
При выводе
(8.20)
предполагалось, что время нарастания является полностью неза
висимым параметром. На практике внешняя цепь накладывает свои ограничения на нарас
тание тока и по этой причине время нарастания обычно определяется как время, в течение
которого напряжение уменьшается от максимального значения до О, 1 этого значения при
увеличении тока.
Если в цепи имеется индуктивная нагрузка, то она посредством индукции будет
сдерживать нарастание анодного тока. Различие в форме сигнала напряжения и тока меж
ду активной и индуктивной нагрузками показано на рисунке
8.20. В случае резистивной
нагрузки ток и напряжение спадают и нарастают синхронно. Это происходит потому, что
цепь определяется законом Ома, а в конце этапа включения почти все напряжение, кото
рое было на тиристоре, падает на сопротивлении нагрузки.
Ia.тJ а
R
'J
а)
Ia.rJa
I.,
\/
t
б)
Рисунок
8.20 - Включение тиристора nри
активной (а) и индуктивной (б) нагрузках
В конце этапа времени нарастания тока тиристор находится в проводящем состоя
нии. Если его ток превышает ток удержания, то прибор продолжает находиться в прово
дящем состоянии, даже когда прекращается ток управления. Однако в данный момент ток
протекает только в области первоначального
управляющему электроду (рисунок
включения тиристора,
примыкающей к
8.21). Оставшаяся часть катода становится проводящей
за счет распространения плазмы. Время, в течение которого включенное состояние рас
пространяется по всей площади катода,
называется временем распространения включен
ного состояния.
В тиристоре время распространения значительно больше времени нарастания, и
рассмотрение его представляет значительный интерес, поскольку оно влияет на дина
мические свойства прнбора. В течение этого времени падение напряжения на приборе
много больше, чем при полностью включенном тиристоре. В зависимости от размеров
прибора время распространения может достигать сотни микросекунд.
455
+ .lУЭ
-~к
~
n+
р
n
}1
..._",_.,
2
Рисунок
р+
К
~··+6А
-
8.21- Распространение включенного состояния:
катод;
1-
А
-
анод; УЭ
-
управляющий электрод;
направление распространения плазмы;
2-
проводящий шнур
Для уменьшения времени распространения включенного состояния используют
полосковую топологию катода или регенеративный электрод, обеспечивающий большой
ток управления от анодного источника питания и соответственно большую площадь об
ласти первоначального включения.
Наряду с диффузионно-дрейфовым механизмом вкдючения тиристора возможен
более быстрый механизм нарастания тока анода, обусловленный генерацией плазмы в
ОПЗ, аналогичный механизму работы лавинно-пролетного диода в режиме с «захваченной
плазмой». Время включения в этом случае составляет долИ наносекунды, и это явление
можно использовать для создания сверхбыстродействующих высоковольтных тиристоров.
При импульсном включении тиристора цепь управления должна обеспечивать по
мехоустойчивость, заданное быстродействие и надежность (допустимая мощность сигнала
управления) работы ключа.
Прежде всего, цепь управления должна формировать импульс тока или напряже
ния, который надежно отпирает тиристор. Форма импульсов управления и их длитель
ность зависят от типа тиристоров, так и от вида нагрузки, и могут быть самыми разнооб
разными. Параметры импульса управления в значительной степени определяются элек
- катод тиристора.
p-n перехода, а также сопротивлениями
встроенных технологических шунтов. На рисунке 8.22 приведсна типичная ВАХ указан
ного промежутка при анодном токе, равным нулю (кривая 2). Здесь же сравнивается ВАХ
р-11 перехода (кривая 1). Отклонения реальной ВАХ определяются при малых токах
управления сопротивлением шунта, а при относительно больших токах fy- сопротивлени
ем р-базы. ВАХ управляющего промежутка lv = f( U,.) называется входной характеристикой
трическими свойствами промежутка управляющий электрод
Эти свойства определяются ВАХ катодного
тиристора. Прямая и обратные ветви входной характеристики из-за неконтролируемых
отклонений в процессе изготовления тиристоров имеют существенный разброс.
Семейство входных характеристик тиристоров данного типа представляют обычно
в виде обобщенной диаграммы управления. Построение такой диаграммы производят на
основе измерения входных характеристик большой партии тиристоров. По этим измере
ниям определяют граничные входные характеристики при минимальной и максимальной
рабочих температурах. Пример диаграммы управления приведен на рисунке
А и В
-
8.23,
а. Линии
граничные входные характеристики тиристоров данного типа. Линия С определя
ет максимальное допустимое напряжение на управляющем электроде, линия
D-
макси
мально допустимую мощность рассеяния на управляющем электроде.
Каждый тиристор отпирается в определенной точке своей входной характеристики.
Задача цепи управления
ствующем напряжении Иу
-
-
обеспечить отпирающий ток управления
lv
при соответ
решается, если линия нагрузки цепи управления проходит че
рез рабочую область диаграммы управления (область
1 на рисунке 8.23,
а). По диаграмме
456
управления определяется также статическая помехоустойчивость тиристора. Для этого
возможно воспользоваться рисунком
8.23,
б, на котором в крупном масштабе изображена
нерабочая область управления тиристора (область низкой помехоустойчивости), заштрихо
ванная на рисунке
10 m11 ,
8.23,
а. В этой области можно определить отпирающий ток управления
достаточный для включения всех тиристоров данного типа, и не отпирающее напря
жение управления Uy.иom• которое еще не отпирает тиристор при различных температурах.
Iy
;11
Рисунок
Uy
8.22 - ВАХ
управляющий электрод-катод
В большинстве случаев тиристор управляется прямоугольным импульсом опреде
ленной длительности. Поэтому в диаграммах управления обычно приводЯтся линии мак
симально допустимой мощности рассеяния для различной длительности импульса управ
ления.
Uy,B
Uy
11)
+l25~C:
,.,.
.)
2
1
\
t
+25°С
ф
-65°С
w~
\
\
л 1\ \1\ 1\1\
1\1\ \1\ 1\~
1~
~
/
-'
uу,нот ~
о,4
о.8
1,2
1,6
2.о
~
lу,от
б)
а)
Рисунок
lOOiy, шА
50
о
I'.r
.) ,.'4"..
8.23- Диаграммы управления тиристора (а) и
область
низкой помехоустойчивости (б)
При малой длительности импульса управления
(ty < 20+50
управления необходимо увеличивать по сравнению со статической
мкс) амплитуду тока
величиной, опреде
ляемой по диаграмме управления. Типичная зависимость минимально необходимой ам
плитуды импульса управления
ly.min(ty) приведена на рисунке 8.24, и хорошо описывается
выражением
/спр.шт =
{
1-ех -
!..z...
'·"-'
)•
где lcnp.cm - статический ток спрямления, задаваемый источником постоянного тока (ty---. х).
457
>
Рисунок
8.24 - Зависимость
минимально необходи
мой амплитуды импульса управления от длительно
сти импульса управления
В ключах с индуктивной нагрузкой длительность управляющих импульсов должна
быть больше, чем в ключах с активной нагрузкой, так как постоянная нарастания тока
анода в этом случае определяется схемой.
Требования стабильности, взаимозаменяемости и надежности тиристорных схем
приводят к необходимости использования режима источника тока формирователя им
пульсов управления по отношению ко входу тиристора. В этом случае форма и амплитуда
тока управления практически не зависят от величины и характера входного сопротивле
ния тиристора.
В отличие от режима источника тока режим источника напряжения на входе тири
стора не может обеспечить высокой повторяемости параметров эксплуатации и надежно
сти тиристорной схемы. При этом режиме параметры импульса управления определяются
входным сопротивлением тиристора, которое имеет значительный разброс и нестабиль
ность. Поэтому формирователи импульсов управления должны иметь внутреннее сопро
тивление
(Rr)
порядка трех входных сопротивлений тиристора.
Для снижения влияние помех по цепи управления целесообразно включение сопро
тивления шунта и диодов, как это представлено на рисунке
а)
8.25.
б)
'IS
Рисунок
8.25 -
Цепи отпирания тиристора:
а- с кремневым диодом во входной цепи;
б -с импульсным трансформатором;
в
в)
-
с разделительным конденсатором
458
Для запуска мощных тиристоров часто используют формирователи импульсов на
основе релаксационных генераторов, выполненных на однопереходных транзисторах (ри
сунок
8.26),
которые обладают высокой помехозащищенностью и температурной стабиль
ностью.
1
1
1
11\
BpervfЯ
б)
а)
Рисунок
>,
8.26- Принципиальная
схема (а) и форма сигнала (б) релаксационного генератора
на ОПТ для управления тиристорами
Конденсатор
Cl
заряжается от питающего напряжения
достижению напряжения
денсатор
Cl
Uc,
Ul
через резистор
Rl.
По
напряжения включения ОПТ, последний открывается, кон
разряжается, и на сопротивлении Rв1 выделяется выходной импульс Иов 1 ,
который может быть подан н,а управляющий электрод тиристора непосредственно или с
помощЬю емкостной или трансформаторной связи.
В заключение отметим, что время включения тиристора уменьшается с увеличени
ем амплитуды и уменьшением длительности переднего фронта импульса тока управления.
Более высокое напряжение анода в закрытом состоянии обеспечивает меньшее время
включения. Увеличение анодного тока приводит к увеличению времени включения.
8. 7.
Способы выключения тиристора
Для того, чтобы тиристор после прямой нагрузки снова восстановил блокирующую
способность в прямом направлении, необходимо, чтобы
заряд избыточных носителей
стал меньше критического Qкр· Это требует вполне определенного времени, которое носит
название время выключения
tвыкл·
Время выключения зависит помимо прочих условий от того, каким образом тири
стор выключается. Для этого имеются следующие способы:
1)
отключение анодного тока путем снижения его значения ниже тока удержания (вы
2)
3)
коммутация анодного тока путем изменения полярности питающего напряжения;
4)
подача достаточно большого обратного управляющего тока в запираемом тиристоре.
ключения);
коммутация анодного тока при одновременном воздействии отрицательного управ
ляющего тока;
459
В первом методе вследствие разрыва цепи тока
(/" ::5 lвыю1 )
избыточные носители за
ряда из базовых областей не выводятся: они исчезают только за счет рекомбинации. В ре
зультате накопленный заряд спадает во времени по экспоненциальному закону. Постоян
ная времени спада является временем жизни избыточных носителей заряда
rp
в слаболе
гированной п-базе. Пока накопленный заряд, который при работе в проводящем состоя
7
4
9
нии превышает критический заряд в 1О 3 -1 О , т.е. в е -е раз, спадает до Qкр , проходит
время (7 - 9)rp . Время выключения в соответствии с этим соображением равно примерно
десятикратному времени жизни носителей заряда в п-базе.
(8.22)
Равенство
(8.22)
следует рассматривать как грубое правило для оценки порядка
времени выключения.
При втором и третьем методах накопленный заряд в принципе рассасывается быст
рее. Это обусловлено тем, что за счет внешнего смещения через тиристор пропускается
ток в обратном направлении.
Обратный ток отводит из базовых областей через р-эмиттер дырки через п-эмиттер
электроны. Он протекает до тех пор, пока концентрация избыточных носителей заряда
возле эмиттернога запирающего слоя не уменьшится, и эмиттер не примет на себя запи
рающее напряжение. При этом слой объемного заряда расширяется в базовую область и
отсасывает отдаленные носители заряда. Несмотря на то, что с момента начала восстанов
ления запирающих свойств обратный ток достаточно быстро спадает при быстрой комму
тации, его амплитуда достигает высокого максимального зшiчения. В том случае, когда
количество в совокупности отведенных носителей заряда сравнимо с количеством перво
начально накопленных носителей заряда, время выключения знэчительно уменьшается по
сравнению со значением, определяемым равенством
(8.22).
Дальнейшего сокращения времени выключения можно достичь третьим методом за
счет дополнительного выведения дырок из п-базы с помощью отрицательно управляюще
го тока.
В то время как первые три метода применимы для любых тиристорных структур,
метод выключения чисто током управления (метод
4)
ограничивается специально разра
ботанными структурами. Чаще всего в настоящее время на практике применяется второй
метод
-
выключения тиристора путем коммутации анодного тока. Поэтому ему в после
дующем уделяется большее внимание.
Рассмотрим электрические свойства тиристора при коммутации тока без учета осо
бенностей перестройки заряда, накопленного в базовых областях
На рисунке
8.27
коммутации. До тех пор, пока переключатель
S
находится в положении
тиристор протекает ток нагрузки Iт. Если переключатель
вести в положение
2,
[8].
дано представление об основных элементах упрощённой схемы
S
1 (t 5 to),
через
в момент времени t = О пере
то отрицательное коммутирующее напряжение ик изменит направ
ление тока на обратное. Ток
благодаря этому уменьшается, начиная со своего перво
l(t)
начального значения lт . По закону Кирхгофа
di
ик+L-+и(t)=О
dt
дляt=:::tо.
(8.23)
Откуда
di
-=
dt
ик
+u(t)
L
(8.24)
460
R
с
Рисунок
8.27 - Схема коммуrации
Так как напряжение на тиристоре изменяется медленно от стационарного значения
u(t) = Ит :::: lB вплоть до момента, когда блокирующий слой начинает принимать на себя
запирающее напряжение, им по сравнению с Ик можно пренебречь. Из
(8.24)
поэтому с
учётом начального значения следует
(8.25)
Ток в соответствии с
(8.25) будет
изменяться с постоянной крутизной
di =- uk
dt
L
Скорость изменения тока в этом случае определяется параметрами схемы. Вследст
.вие этого в момент перехода тока через нуль
(t
= t 1)
в тиристоре ещё остается большое
количество накопленных носителей заряда, которые поддерживают его в проводящем со
стоянии (рисунок 8.28).Поэтому ток протекает также с постоянной крутизной дальше и
после перехода через нуль (рисуиок
8.29).
Обратный ток выводит через переход П 1 дырки и через переход П 3 электроны из
базовых слоев, а концентрация носителей заряда на их краях в точках х 2 и соответственно
х 5 (рисунок
8.28)
уменьшается быстрее, чем внутри. Тиристор начнёт запираться, как
только концентрация избыточных носителей в этих местах станет равной нулю.
На рисунке
8.28
в такой режим сначала входит п-эмиттер (х 5 ). В основу рисунка по
ложены типичные соотношения для мощного тиристора. С момента времени t 2 р-п пере
ход Пз берёт на себя часть запирающего напряжения. Вследствие того, что
u(t) :::: U3(t) ,
напряжение на тиристоре будет отрицательным. В соответствии с равенством
(8.25)
бла
годаря этому уменьшается крутизна тока. Но это уменьшение, как правило, незначитель
но, так как Пз вследствие высокой степени легирования р-базы может взять на себя только
небольтое запирающее напряжения и большей частью уже при
1О-20В
достигается на
>> U113 ), ток
течёт практически с неизменной крутизной дальше до момента времени t4 , когда концен
трация избыточных носителей у р-эмиттера (х 2 ) r:юнижается, и переход П 1 принимает на
пряжение его пробоя. Для случая, когда напряжение коммутации велико(Иk
себя запирающее напряжение. В последующем слой объемного зарядар-эмиттера (анода)
быстро расширяется в п-базу. Одновременно крутизна тока
(di/dt)
уменьшается, и при
u(t) = - Uk становится равной нулю. Соответствующий этому моменту ток обозначается
iоир.. 11
•
Если бы тиристор в этом состоянии поддерживал ток, равный Iобр.. 11
,
то напряжение
461
на тиристоре оставалось бы равным коммутирующему напряжению [и(t)
скольку, как следует из рисунка
= - Uk]. Но по
8.28, концентрация носителей заряда и градиент dp/dx ,
вблизи П 1 , определяющий диффузионный ток, начинает уменьшаться, то благодаря этому
di/dt > О,
и из
(8.23)
следует
и(t)
П2
ш
(8.26)
=- (Uk + L·dildt).
ш
со
10
tl
t~
Ьtз
ts
t4
5
U(з'J.'I
u(t)
Uт
/-,
(
о
Рисунок
8.28 - Перераспределение заряда
Рисунок
'
8.29 - Изменение тока и напряжения
в процессе коммутации
в процессе коммутации
Напряжение на тиристоре в соответствии с
ции. При резком обрыве тока, т.е. высоком
ние, которое переведет
IJi<
di/dt,
(8.26)
превышает напряжение коммута
на тиристоре может возникнуть напряже
p-n переход П 1 в состояние пробоя и возникнет опасность разру
шения прибора. Для устранения перенапряжений устанавливаются RС-цепочки, как пока
занона рисунке
8.27.
Энергия, накопленная в индуктивности, благодаря этому может раз
рядиться в виде затухающих колебаний в RС-цепочку. При этом сопротивление рассеива
ет лишь часть энергии, большая часть её преобразуется в теплоту в тиристоре. На рисунке
8.29
штриховой линией показано изменение напряжения на тиристоре при подключении
RС-цепочки.
При активной нагрузке
переходной процесс изменения обратного тока тиристора
аналогичен процессу переключения диода
8.15).
из прямого направления в обратное (рисунок
Проведенный анализ переходиого процесса выключения методом заряда дает сле
дующее выражение:
1
(8.27)
tвыкл ='t'rln--"-.
/выкл
Для уменьшения времени выключения необходимо уменьшать время жизни нерав
новесных носителей заряда в широкой п-базе, что, в свою очередь, приводит к повыше
нию падения напряжения в открытом состоянии. Это
противоречие снижается при ис
пользовании гетерогенной по рекомбинационным свойствам п-базы тиристора, аналогич
но структуре высоковольтных импульсных диодов (раздел
6.2.2.).
Увеличение плотности
шунтирования катодного перехода ускоряет процесс рассасывания на этапе переходиого
462
процесса с отрицательным анодным током
тойчивость к эффекту
du/dt
[(t 1-ts)
рисунок
8.29], а также увеличивает ус
на этапе повторного приложения прямого напряжения, что
уменьшает схемное время выключения. Дополнительное повышение устойчивости к
du/dt
обеспечивает метод комбинированного выключения, заключающийся в подаче на управ
ляющий электрод обратного тока управления во время приложения повторного прямого
напряжения, либо обратного статического смещения. В этом случае обратный ток управ
ляющего электрода замыкает на себя емкостной ток центрального перехода и ограничива
ет инжекцию электронов из катода. Схемы основных типов тиристорных ключей, исполь
зующих методы выключения путем размыкания анодного тока и коммутации обратным
анодным напряжением, приведены на рисунке
При включении транзистора
VT
8.30.
на время 111
>
lвыЮ/ (рисунок
тируется (переключается) транзистором, так как напряжение
8.30,
а), ток анода шун
напряжения на
UcE.sar<Unp-
открытом тиристоре. Избыточный заряд в структуре тиристора рекомбинирует за время
lвыЮ/, и тиристор восстанавливает блокирующие свойства после окончания импульса.
а)
Рисунок
б)
1)
8.30- Выключение тиристоров
методом размыкания анодного тока (а);
методом самокоммутации резонансным контуром (б);
параллельна-емкостной метод выключения (в)
Если параметры схемы (рисунок
8.30,
б) удовлетворяют условиям везатухающих
резонансных колебаний
R>.JLI4C,
то тиристор фактически будет включён в цепь перемениого тока с частотой
f
Если полупериод Т/2
= l/21t.Jll LC -11 4R 2 C 2 •
> fвыкл , то во время отрицательной полуволны
(разряд конден
сатора С через тиристор) тиристор выключается. Последовательно-емкостная коммутация
применяется в ряде схем последовательных инверторов.
На рисунке
8.30,
в представлена
схема тиристорного
емкостной коммутацией. Пусть в исходном состоянии
VSl
ключа
открыт, а
VS2
с
параллельна
заперт. Конден
сатор С заряжен до напряжения источника Е с плюсом на правой пластине. Если теперь
подать открывающий импульс на
катод
VS 1.
Обратный ток
Ic
его протекания больше lвыкл
включение
VS2
VS2,
то последний открывается и подсоединяет +Е на
разряда коммутирующего конденсатора, если длительность
Uc >
Ia),
выключает тиристор
VS 1.
При этом происходит
и перезаряд ёмкости С (плюс на левой стороне). Схема ключа с парал
лельной емкостной коммутацией широко используется в преобразовательных устройст
вах.
463
8.8. Запираемый тиристор
В
отличие от обычного тиристора запираемый тиристор может переключаться .из
открытого состояния в закрытое при подаче на управляющий электрод
чмпульса обрат
ного тока. Это свойство запираемого тиристора существенно упрощает реализацию мощ
ных преобразовательных устройств за счёт исключения громоздких узлов коммутации
обычных тиристоров.
Базовая структура запираемого тиристора по казана на рисунке
8. 31.
Она очень по
хожа на структуру обычного тиристора. Наиболее существенное отличие запираемого ти
ристора от обычного заключается в том, что первый имеет эмитrер в виде узких длинных
полос, окружённых управляющими электродами, без шунтирования катода. При включе
нии прибора управляющий электрод смещен положительно относительно катода, что при
водит к введению дырок в егор-базу.
УЗ
J,...
р
ш.
n
t:
!:Z!LLL.=Ы..l.r-'=-=
+
длоз
Рисунок
8.31
-Базовая структура
~
Рисунок
8.32 - Выключение тиристора
запираемого тиристора
Запираемый тиристор включается в проводящее состояние так же, как и обычный
тиристор, при выполнении условия
аз+ а,>
1,
где аз и а 1 - коэффициенты усиления по току п-р-п и р-п-р -составных транзисторов при
бора в схеме с общей базой.
Как и в обычном тиристоре, включение прибора происходит первоначально по
краю n+ -эмиттера, смежного с управляющим электродом. Затем запираемый тиристор
достигает состояния полного включения за счет процесса распространения плазмы.
При выключении управляющий электрод смещается отрицательно относительно ка
тода и дырочный ток экстрагируется из его р-базы (рисунок
8.32).
Процесс выключения
тиристора носит двухмерный характер, как и выключение высоковольтного биполярного
транзистора. Выключение прибора начинается с края эмиттера, где переход Пз смещается
в обратном направлении. В процессе выключения проводящий участок
п-эмиттера сжи
мается по направлению к центру эмиттера из-за падения напряжения на омическом сопро
тивлении базы, пока, наконец, в центре эмиттера не остаётся тонкая проводящая нить.
За это время, называемое временем рассасывания, анодный ток практически не из
меняется, плотность тока в центре эмиттера оказывается гораздо больше, чем в том слу
чае, когда весь прибор находится в проводящем состоянии. Если управляющий электрод
отводит достаточный заряд, чтобы снизить уровень избыточного заряда ниже значения,
требуемого для поддержания состояния проводимости, то запираемый тиристор выключа-
464
ется, и ток снижается до своего минимального значения. Время, в течение которого это
происходит, называется временем спада.
Анодное напряжение начинает нарастать по мере уменьшения тока. Однако ток спа
):ает не до нуля, а до некоторого порогового значения, называемого остаточным током,
который протекает до тех пор, пока весь накопленный заряд не будет удален из области
п-базы (рисупок
8.33). Этот этап носит название времени восстановления.
Р(х)
iв
J.
-~
; i
1
1
\
1
а)
Рисунок
8.33
-Диаграммы изменения тока (а) и зарядов в базе (б)
при выключении тиристора по управляющему электроду
Следует отметить особенности и необходимое условие для реализации запираемо
го тиристора.
1.
Сумма коэффициентов передачи тока транзисторных секций должна быть близ
кой к единице:
а1+аз;:::1.
Это условие обеспечивает малый избыточный заряд в базах тиристора в открытом состоя
нии (AQ - (а1
+
аз- 1)·ref ), который может быть удалён посредствам обратного тока
управляющего электрода. В то же время для эффективного удаления избыточного заряда
необходимо большое значение аз. Поэтому это условие трансформируется
следующим
образом:
аз:;:
2.
1;
а1;::: О.
Структура катода не должна содержать технологических шунтов. Это условие
необходимо для обеспечения эффективного удаления избыточного заряда.
3.
4.
Сопротивление р-базы должно быть минимальным.
Напряжение лавинного пробоя катодного перехода должно быть по возможно
сти большим (Uвз>
20 В).
Последние два условия обеспечивают необходимую величину обратного тока
управления
Ивз
l у.зап <
_ --.
J'в
При превышении lу.зш• этого значения наступит лавинный пробой катодного пере
хода П 3 , и этот ток не будет связан с удалением накопленного заряда, но может привести к
отказу тиристора из-за повышенной выделяемой мощности. Для уменьшения сопротивле
ния r8 используется полосковал топология катода, а также структуры с «заглублённымю> в
р-базе р + стержнями по всей ширине катода, обеспечивающими уменьшение поперечного
сопротивления базы.
465
Выражение для коэффициента запирания можно получить из рассмотрения двух
транзисторной модели. Дырочный базовый ток n+~p-n транзистора равен /c(l- а 3 ). С дру
гой стороны этот ток поставляется посредствам тока анода и током управления (а 1 ·/" +
/,.).
Из равенства этих токов следует:
Кзап
1
а3
=--"== --""--/ y.Jml
(8.28)
ai +аз -1
Для повышения коэффициента усиления при запирании по управляющему электроду
необходимо обеспечить а 3 ::;
1,
и а 1 ?: О, что совпадает с первым условием запираемого ти
ристора. Эффект шнурования анодного тока в процессе выключения приводит к умень
шению динамического напряжения в закрытом состоянии(И,1р), как и у биполярного тран
зистора. В тиристоре без технологического шунта в аноде оно ограничено напряжением
смыкания п-базы с учетом динамического заряда электронов. В отличие от транзистора,
где поставка внутреннего обратного тока осуществляется за счет ударной ионизации, в
тиристоре при смыкании ОПЗ п-базы происходит инжекция дырок из р +-анода, что может
привести к самовключению и разрушению прибора во время переходиого процесса за счёт
локального повышения температуры до
600-700
°С.
Инициирующей причиной чрезмерной плотности тока являются главным образом
эффект шнурования, обусловленный сопротивлением р-базы, и эффект накопления заряда
в п-базе. Предельное максимальное значение анодного напряжения, прикладываемое к пе
реходу в течение лапа спада U<~p , главным образом завИсит от коэффициента передачи
составного п-р-п транзистора (чем выше коэффициент передачи, тем ниже И<~р) и ширины
п-базы.
На стадии выключения прибора проводящая область вдоль эмиттера в конце концов
сжимается в узкую линейную область, которая затем разрывается на отдельные проводя
щие участки.
·
После этапа спада, когда эмиттерный переход П 3 восстанавливается, через него
протекает остаточный ток, который
распределяется опять по всему эмиттеру. Хотя этот
ток и незначителен, из-за довольно высокого прикладываемого анодного напряжения воз
никают существенные потери
мощности тиристора. Анодное напряжение может нарас
тать в течение этапа спада тока, что приводит к появлению дополнительной токовой ком
поненты, обусловленной эффектом
duldt.
В случае высокого значения остаточного тока
происходит повторное включение тиристора.
20
10
1111100!
Рисунок
8.34 - Область безопасной работы
запираемого тиристора
Рисунок
8.35
Iam
Ia
-Зависимость коэффи:циента
усиления при запирании от тока анода
466
В обоих вариантах разрушения прибора, рассмотренных выше, следует подчерк
нуть факт нарастания тока. Поэтому устанавливают значение максимального допустимого
анодного тока Iлм, которое можно выключить с помощью управляющего электрода. Для
решения поставленной задачи целесообразно определить области безопасной работы
(ОБР) запираемого тиристора (рисунок
8.34).
Участок А соответствует максимальному
значению тока Iл.м .• обусловленному ограничениями по тепловой мощности рассеяния и
равенством
(8.28)
для коэффициента запирания, связанным с предельным управляющим
током; участок В учитывает ограничение по
го
U,1P,
определяемое в основном ОБР составно
11-p-n транзистора, управляемого дырками, инжектируемыми из р-эмиттера; участок С -
это область остаточного тока составного р-п-р транзистора. Работа с выходом за пределы
любого из этих участков приводит к выходу прибора из строя.
Для расширения ОБР и повышения устойчивости запираемых тиристоров используют
технологическое шунтпрованне анодного р-п перехода.
Хотя применение структур с зашунтированным анодом приводит к потере блоки
рующей способности в обратном направлении, это обстоятельство не накладывает суще
ственных ограничений на области применения запираемых тиристоров, где имеется
встречно-параллельный диод, который используется для обеспечения протекания обрат
ного тока. При анодном шунтировании увеличивается блокирующая способность
в пря
мом направлении благодаря уменьшению коэффициента передачи а 1 в случае работы
прибора при высокой температуре.
Типовой вид зависимости коэффициента усиления при запирании от тока анода
приведен на рисунке
8.35.
При малых токах анода, близких к току удержания, избыточный заряд мал и коэф
фициент запирания велик. При больших токах анода возрастание Кзап связано с уменьше
нием а 1 на высоких уровнях инжекции. При превышении тока анода значения Ia.m тири
стор выходит из строя. Максимально запираемый ток анода может быть оценен из допус
тимого обратного тока управления
б)
а)
Рисунок
8.36- Цепи запирания с транзисторным
!!)
(а) и тиристорным (б и в) ключами
Схемы запирания тиристора по управляющему электроду приведены на рисунке
8.36.
Развязывающие диоды предотвращают воздействие анодного источника на цепь
включения. Следует отметить, что у запираемых тиристоров амплитуда открывающих то
ков управления в
5 ... 1О
раз выше, чем статический ток спрямления. Время выключения
запираемого тиристора (длительность отрицательного импульса управления) уменьшается
с увеличением амплитуды тока управления. Избыточный заряд рассасывается
быстрее
467
при увеличении обратного тока. Применение оптотиристоров в цепях выключения
мощ
ных запираемых тиристоров позволяет существенно повысить помехоустойчивость схем
на основе таких ключей.
8.9.
Симисторы
Симисторы представляют собой соединение
двух встречно-параллельных п-р-п-р
структур, обеспечивающих ВАХ с отрицательным дифференциальным сопротивлением в
1и3
квадрантах.
Различают неуправляемый или диодный симистор-диак, а также управляемый симн
етор или триак.
Триак
-
это
интегральное соединение
-
двух встречно
параллельных тиристоров.
Он представляет собой трех электродный, пятислойный прибор, который может блокиро
вать или проводить ток в любом направлении при наличии одного управляющего элек
трода.
Ток
91
m N2
1
Р2
Квадрант
1
Вывод 2
?
!
l..!Q_ П4
1
1
fJ1
11Ш10ЖИ1'едЫWЙ
'
Nl
1
1
1'1
1
Тиристор А Ь
Рисунок
2
ш
Вывод!
ill
ПОЛОЖИWU.I!ЫЙ
1'fиp!ICТQj! в
Квадракr3
8.37 - Базовая структура триака
Рисунок
8.38
-Вольт-амперная характеристика триака
С помощью триака, таким образом можно легко управлять мощностью переменно
го тока. Базовая структура триака показана на рисунке
8.37.
Он состоит из двух тиристо
ров А и В с общим электродом и управляющим электродом УЭ. Слои металлизации эмит
теров
N2
и
N4
простираются соответственно на слои Р2 и Р1, так что последние являются
одновременно контактами катодного и анодного эмиттеров.
Вольт-амперная характеристика триака (рисунок
8.38)
симметрична относительно
начала координат. Прибор может работать либо в первом, либо в третьем электрических
квадрантах (с положительными выводами
1 и 2).
В любом квадранте триак может включаться и положительным и отрицательным
управляющими импульсами. Прибор имеет четыре самостоятельных режима включения с
помощью управляющего электрода: первый квадрант с положительным управлением,
первый квадрант с отрицательным управлением, третий квадрант с положительным
управлением и третий квадрант с отрицательным управлением.
468
8.9.1.
Режимы включения триака
Первый квадрант с отрицательным сигналом управления. В этом режиме вывод
имеет отрицательный потенциал относительно вывода
тельный потенциал относительно вывода
1.
2,
1
управляющий электрод отрица
Переход П 4 под управляющим
электродом,
таким образом, смещён в прямом направлении и инжектирует электроны в слой Р 2 • Пере
ход ~ ведёт себя как инжектирующий управляющий электрод, т.е. инжектированные
электроны движутся в базу
N 1,
вынуждая слой Р 1 инжектировать дырки, которые приво
дят к переключению тиристора А во включенное состояние. Тиристор В не работает в те
чение этого процесса, поскольку П 5 смещен в обратном направлении и не может прово
дить ток.
Первый квадрант с положительным сигналом управления. В этом режиме вывод
1,
имеет отрицательный потенциал относительно вывода
электродом
2
и переход П 4 под управляющим
смещен в прямом направлении. Управляющий электрод функционирует как
так называемый удалённый электрод, т.е. инжектирует электроны в слой Р 2 . Эти электро
N 1 относительно Р2 .Это вызы
вает усиление инжекции дырок через переход П 2 , тиристор В переключается в проводя
ны собираются переходом П 2 и снижают потенциал слоя
щее состояние. Следует иметь ввиду, что хотя переход П 2 смещен в прямом направлении,
он может действовать как коллектор электронов, диффундирующих через базу Р 2 . Это
связано с тем, что электрическое поле в
p-n переходе всегда имеет одно направление (и
при обратном смещении, и при небольшом прямом смещении), что обусловлено наличием
встроенного поля. Более того, напряженность поля остаётся высокой при прямом смеще
нии, поскольку слой объемного заряда очень узкий
[21].
Третий квадрант с положительным сигналом управления. При этом режиме вывод
имеет отрицательный потенциал относительно вывода
1, а p-n
2
переход П4 , расположенный
под управляющим электродом, смещен в обратном направлении, снt>ва функционирует,
как удалённый управляющий электрод. Поскольку управляющий электрод смещён поло
жительно, то потенциал слоя Р 2 увеличивается, что приводит к прямому смещению эмит
терного перехода П 3 • Этот переход начинает инжектировать электроны, которые захваты
ваются переходом П 2 .
_а)
б)
Рисунок
8.39 -
Реализуемая на практике
структура триака: а
б
в)
-
сечение; в
-
-
верхняя часть;
нижняя часть
469
Затем включение прибора происходит аналогичным образом, как и в случае ранее
рассмотренного режима с отрицательным управляющим сигналом. Тиристор В находится
в состоянии проводимости, а эмиттер
N2
больше не участвует в процессе проводимости,
так как дырочный ток течет к слою металлизации.
Значения управляющего тока, требуемые для включения триака, неодинаковы в
различных режимах работы управляющего электрода. Как правило, минимальный ток
управления
-
спрямления характерен для обычного режима работы управляющего элек
трода (первый квадрант) и максимальный- для удалённого управляющего электрода при
относительно слабой эффективности собирания смещённого в прямом направлении пере
хода п2 (третий квадрант).
8.9.2.
Особенности конструкции симистора
На практике триаки конструируются с центральным расположением управляющего
электрода. На рисунке
8.39
представлен типичный триак средней мощности. Как и в
обычном тиристоре, катодные эмиттеры обоих тиристорных секций снабжены эмиттер
ными шунтами, обеспечивающими стойкость к
du/dt
и эффекту переключения по аноду.
Тем не менее, целесообразно более подробно рассмотреть проблему эффекта
du/dt
из-за влияния заряда, накопленного в приборе к моменту коммутации. Триак испольЗуется
в мощных схемах перемениого тока, где состояние проводимости в течение одного полу
периода сразу сменяется состоянием проводимости в другом направлении или требуется
восстановление закрытого состояния. При работе в схеме
с индуктивной нагрузкой на
пряжение, прикладываемое к триаку, характеризуется очень высокими значениями
du/dt,
которое в предшествующий состоянию проводимости полупериод может привести к раз
рушению триака.
l·
Рисунок
1-
тирuсmор А
8.40 - Триак
во время коммутации:
накопленный заряд;
2-
обратный ток
'
В обычном тиристоре заметная часть заряда остается в базовой области в конце эта
па проводимости. Когда вновь прикладывается напряжение источника, этот заряд быстро
экстрагируется. Поэтому разрушение прибора не исключается и на этапе выключения, ес
ли повторное напряжение прикладывается слишком рано и
du/dt
слишком высоко. Для
триаков проблема усложняется тем, что оба тиристора физически связаны друг с другом.
Механизм выхода прибора из строя показан на рисунке
8.40. Допустим, что тири
стор А находится в проводящем состоянии и, когда ток нагрузки меняет направление, не
обходимо, чтобы триак блокировал напряжение, иначе говоря, вывод
жительным относительно вывода
2.
1 становился
поло
В момент изменения направления тока в тиристоре
остается накопленный заряд, и по мере того как вывод
1 становится
положительным, этот
заряд «вытягивается» из базовых областей, создавая условия для протекания обратного
тока между выводом
1и
анодом тиристора А.
Если ток имеет достаточно большую амплитуду, то он может увеличить потенциал
слоя Р1 возле слоя
N4,
заставляя эмиттер
N4
инжектировать электроны, и тем самым пе
реводит тиристор В во включенное состояние, приводя к разрушению триака в режиме
·
470
коммутации. Амплитуда обратного тока будет определяться скоростью, с которой напря
жение вторично прикладывается к триаку, и зависит как от времени рассасывания заряда,
так и от емкостного тока перехода.
Решение этой проблемы заключается в использовании повышенной плотности
шунтов эмиттера, как в обычном тиристоре, и в создании изолирующей области между
двумя тиристорными областями аналогично тиристорной и диодной областям в тиристо
ре-диоде.
Для уменьшения влияния накопленного заряда в тиристоре А на процессы в тири
сторе В и наоборот необходимо встроить между ними изолирующую область. Эта область
может быть выполнена в виде вытравленной по глубине р-базы канавки, препятствующей
инжекции электронов из катодов тиристорных структур в р-базы другой структуры. Эту
же роль выполняет локальная область с уменьшенным временем жизни неравновесных
носителей заряда, созданная радиационной обработкой или локальной диффузией золота.
Тем не менее в целом проблемы коммутирующего эффекта
ределенные ограничения на напряжения (менее
1200
duldt накладывают оп
300 А) триака. Дру
В) и токи (менее
гой их недостаток связан с тем, что триаки почти не применяются в мощных схемах с вы
сокими значениями
dildt
(третий квадрант) из-за того, что обычный регенеративный
управляющий электрод и разветвленный управляющий электрод непосредственно не мо
гут быть использованы. Поэтому в устройствах с повышенной надежностью вместо сими
сторов используется пара встречно включенных тиристоров несмотря на худшие показа
тели по весо-габаритным характеристикам.
8.9.3.
Примеры применении симисторов
Универсальность и простота симисторов делают их перспектинными для обширного
класса устройств, связанных с подключением и регулированием перемен~ого тока.
Симметричный тиристор в качестве бесконтактного ключа в цепях перемениого то
ка позволяет коммутировать значительную мощность при малых потерях мощности на
управление (рисунок
8.41),
при этом отсутствует «дребезг» и подгорание контактов, ис
крение и перенапряжения, характерные для контактных элементов.
t
1.
Рисунок
8.41 - Применеине симистора
Рисунок
в качестве бесконтактного ключа
8.42 - Применеине симистора
в схеме фазового управления
перемениого тока
При фазовом управлении симистор отпирается импульсом управления и подключа
ет напряжение питающей сети к нагрузке на определенную (регулируемую) часть периода
(рисунок
8.42),
что позволяет экономично регулировать среднее значение мощности, под
водимой к нагрузке (например, при питании электрических ламп, нагревательных прибо
ров, электродвигателей и т. п.).
Регулировка мощности осуществляется путем изменения фазового угла q>, при ко
тором происходит отпирание ключа-симистора.
471
Рисунок
8.43 - Применеине
симистара в схеме с синхронной
коммутацией
В момент замыкания или размыкания ключа при фазовом регулировании из-за рез
кого изменения тока возникают перенапряжения и, как следствие, радиопомехи, коммута
ционные помехи и т. п. Желательно поэтому отпирать и запирать ключ в момент, когда
напряжение питающей сети проходит через нуль
-
так называемая синхронная коммута
ция или коммутация при нулевом напряжении (особенно часто используется при питании
электронагревателей), при этом мощность в нагрузке регулируется путем изменения от
ношения длительности замкнутого состояния ключа (симистор открыт), когда к нагрузке
прикладывается целое число периодов питающей сети, к длительности его разомкнутого
состояния (симистор закрыт) (рисунок
8.43).
Коммутационные помехи в этом случае резко уменьшаются.
8.10.
Эффекты
dl/dt
8.10.1.
и
dU/dt
Эффект
в тиристорах
dlldt
Этот эффект связан с двумерным характером включения по площади тиристорной
структуры. Если скорость нарастания анодного тока
dl/dt
велика, то вся энергия выделяет
ся в области. первоначального включения, и тиристор может быть поврежден в результате
локального увеличения температуры.
P,I,U
l(t}
/у2
~
!J
4
> I.VJ
{
к
~
-~~
1
1
'1
f
~
IJ
l
оп в
f
lt
р
а
Уо
"'
р
~А
Рисунок
8.44- Временные диаграммы
анодного тока, напряжения и мощности (а);
распределение плотности анодного тока (б) и область первоначального
включения тиристора (в)
472
При включении тиристора по управляющему электроду первоначально включается
область катода, прилегающая к управляющему электроду (рисунок
8.44), которая носит
название- область первоначального включения (ОПВ). Основной причиной неоднородно
го распределения анодного тока является неоднородность поперечной плотности тока
управления под катодом, обусловленная падением напряжения на омическом сопротивле
нии р-базы (рису11ок
8.44, б) аналогично эффекту «оттеснения» эмиттернаго тока в бипо
лярном транзисторе. Область катода, где плотность анодного тока превышает плотность
тока включения (рисунок
8.44, в), является областью первоначального включения. При
дальнейшем прохождении анодного тока ОПВ распространяется вглубь катода под дейст
вием диффузионно-дрейфового механизма, и через время распространения плазмы вклю
чается вся площадь катода. Скорость распространения ОПВ увеличивается с ростом тем
пературы и уменьшается с уменьшением времени жизни носителей в n-базе и увеличени
ем ее толщины и коэффициента шунтирования катодного перехода. Обычно скорость рас
пространения ОПВ не превышает 104 см/с, что и приводит к большой длительности треть
ей фазы включения тиристора. Выделение мощности в ОПВ приводит к повышению ло
кальной температуры, которая, в свою очередь, может вызвать повышение локальной
плотности тока. В случае если скорость распространения ОПВ, снижающая плотность вы
деляемой мощности, будет ниже скорости нарастания температуры за счет термагенера
ции носителей заряда, то возможен вход в тепловую форму вторичного пробоя, сопрово
ждающегося стягиванием тока в шнур и разрушением прибора. Выделяемая локальная
плотность мощности возрастает с увеличением скорости нарастания анодного тока. По
этой причине и вводится предельное значение
к
dl/dt на режимы
(-)
эксплуатации тиристоров.
у
....
(+)
------,,
к
\
'\
''\
.. '
2
Катоа
8.45 - Принцип регенеративного
1 - управляю
щий тиристор; 2 - основной тиристор
Рисунок
управляющего электрода:
Рисунок
8.46 - Структура тиристора с
центральным
регенеративным электродом
Для повышения устойчивости тиристоров к эффекту
di/dt
необходимо использовать
полосковую топологию катода, ширина элементов которой не превышает двух ширин
ОПВ при заданном токе управления. Однако в этом случае усложняются вопросы обеспе
чения контактов к катоду для тиристоров большой мощности и больших токов управле
ния.
Наиболее распространенным способом повышения перегрузочной способности яв
ляется введение в структуру тиристора регенеративного усилительного электрода (рису
нок
8.45).
Схема регенеративного управляющего электрода показана на рисунке
состоит из вспомогательного или управляющего тиристора
1,
8.45. Прибор
соединенного общим ан о-
473
дом с основным тиристором
2.
Катод вспомогательного тиристора связан с управляющим
электродом основного тиристора через сопротивление. При включении электрода ток
управления прикладывается к вспомогательному тиристору, и он включается. Ток нагруз
ки течет в цепь управления основного тиристора и включает последний более мощным
током.
Описанный принцип включения прибора используется при центральной (рисунок
8.46)
или кольцевой конструкции регенеративного управляющего электрода.
Кольцевой и разветвленный регенеративные электроды широко используются в
структурах быстродействующих тиристоров, которые имеют низкие потери при включе
3
нии, быстрое включение и высокую стойкость к эффекту di/dt вплоть до 10 А/мкс. Следу
ет отметить, что симистары не имеют возможности использовать регенеративный элек
трод. По этой причине их устойчивость к скорости нарастания анодного тока, а следова
тельно, быстродействие, значительно ниже.
В определенных случаях для защиты тиристоров от эффекта
di/dt
последовательно
в цепь нагрузки включают индуктивность для уменьшения скорости нарастания анодного
тока.
8.10.2.
Эффект
dU/dt
Ранее при рассмотрении процессов включения динисторов по аноду отмечалось
влияние
скорости
нарастания
анодного
напряжения
на
уменьшение
динамического
на
пряжения включения. Причиной снижения динамического напряжения включения являет
ся емкостной ток центрального перехода П2, который одновременно является внутренним
управляющим током по обеим базам. Влиянием емкостных токов переходов Пl и П3
можно пренебречь, так как !J.U 1 ;::: !J.U3
:::::
0.2 В и dU 1/dt=dU 3 /dt<<dU 2 /dt. В закрытом
состоянии все напряжение анода блокируется центральным переходом П2. В большинстве
случаев применения такое снижение Ивкл под действием
стора по аноду за счет
dU!dt
dU/dt,
а также включение тири
недопустимо.
Рассмотрим качественно на основе модели управляемого заряда изменение дина
мического напряжения включения при воздействии эффекта
dU/dt. Для включения тири
стора в зарядавой модели необходимым условием является достижение накопленным за
рядом в базе величины Qкр
-
критического заряда включения
(8.29)
где Твкл
-
постоянная времени процесса включения при экспоненциальном характере на
растания анодного тока.
Как уже указывалось выше, емкостной ток центрального
p-n
перехода играет роль
внутреннего тока управления. Поэтому при достижении им величины тока спрямления
тиристор включается. Используя зависимость динамического тока спрямления от дли
тельности воздействующего импульса
(t) =
l
cnp
(8.21),
lcпp.cm
1-ех
{
t,.< )
--'-'
7
получим:
= С dU
- dt
"'С Иa.min
2
tФ
т.к.,
При больших скоростях нарастания анодного напряжения fФ
<<
Твю , поэтому раз
ложив экспоненту в ряд, получим:
(8.30)
Таким образом, если амплитуда импульса анодного напряжения не превысит значе
ния
(8.30),
то при любых значениях
dU/dt
тиристор не включится, так как не успевает на
копиться критический заряд включения. Для мощных быстродействующих тиристоров со
474
значением параметров:
Icnp.cm
= 1о- 1 А;
1о-6 с; С2 = 2·10-10 Ф - величина минимального
составляет порядка 500 В. Поэтому использование
7:6 /(JI;:::,
динамического напряжения включения
высоковольтных тиристоров в относительно низковольтных схемах позволяет отказаться
от схемной защиты от эффекта
В более высоковольтных режимах зависимость ди
dU/dt.
намического напряжения включения от величины
и.ЮI.д!lн.= Ивкл.о[l- k·азо·С2· dU!dt]
Выражение
(8.31)
dU!dt
может быть оценена из
(8.16):
(8.31)
11
".
справедливо до значений Ивкл.тiп
(8.30).
и,"'л.д""
Uвкл.О
1.0
0.5
Инкл.тiп
10
Рисунок
dU/dt
8.47-
Уменьшение динамического
напряжения включения с ростом
Рисунок
dU/clt
8.48 - Защита шунтярующей
RС-цепью от эффекта
dU/dt
Характер уменьшения динамического напряжения включения от скорости нараста
ния анодного напряжения приведен на рисунке
8.47.
Увеличение плотности шунтирования катодного
нию стойкости к эффекту
dU/dt,
p-n
перехода приводит к увеличе
а также увеличению минимального динамического на
пряжения включения.
Для снижения чрезмерной скорости нарастания анодного напряжения можно ис
пользовать схему защиты, изображенную на рисунке
8.48.
Постоянная времени цепи заря
да емкости ·сш должна выбираться из условия
(Rн+ R)·Сш?
где т
-
r,
минимальная постоянная времени экспоненциально нарастающего прямого напря
жения, допустимая для данного тиристора. Резистор
разряда конденсатора (значение
8.11.
dl!dt)
R
обеспечивает ограничение тока
при включении тиристора.
Влияние температуры на параметры тиристора
Влияние температуры на прямое падение напряжения в открытом состоянии (рису
нок
8.49,
а) аналогично воздействию температуры на кремниевый выпрямительный диод.
Оно определяется температурными зависимостями напряжения на катодном
p-n
переходе
ПЗ и напряжении на промодулированных базах. При малых плотностях тока
100
Ua :S
А/см 2 ) доминирует уменьшение прямо го падения на p-n переходе (- 2 мВ/К), а на больших
плотностях тока доминирующим становится эффект увеличения сопротивления баз за
счет рассеяния носителей друг на друге и рекомбинации Оже. Изменение знака ТКН не
обходимо учитывать при эксплуатации тиристоров, так как оно может привести к шнуро
ванию тока за счет саморазогрева.
475
Зависимость напряжения включения тиристора от температуры приведена на ри
сунке
8.49,
120-140
б. Увеличение напряжения включения до температур
ростом напряжения лавинного пробоя центрального перехода
U82 (1).
ос обусловлено
При шунтировке
анодного р-11 перехода у тиристоров с обратной проводимостью напряжение включения
может возрастать до 180°С. Это обусловлено подавлением коэффициентов передачи тока
а 3 и а 1 на малых уровнях инжекции проводимостями шунтов. Ток удержания (выключе
ния) уменьшается с ростом температуры, так как с увеличением температуры возрастают
коэффициенты передачи транзисторных секций (рисунок
8.49,
в), и условие включения
реализуется при меньших значениях анодного тока. Ток спрямления, который определяет
ся величиной тока выключения и коэффициентом передачи тока катодной секции
(8.17)
также уменьшается с увеличением температуры, но по более сильному закону. Токи пря
мой и обратной утечек для зашунтированных тиристоров возрастают по экспоненциаль
ному закону аналогично генерационному току в ОПЗ центрального и анодного переходов
соответственно. Энергия активации этих токов составляет ~
AEg/2
(генерация через глубо
кие центры).
U"~.,(T)
u.~.,(T0 )
1.0
т
и
б)
а)
Рисунок
в)
8.49 - ВАХтиристора в открытом состоянии
при двух температурах (а);
зависимость Ив,_.,( Т) (б); зависимость lвык·1 (Т) и /,."р(Т) (в)
fвкл
а)
Рисунок
т
б)
т
8.50- Температурные зависимости времени включения
(а)
и времени выключения (б)
Время включения тиристора при постоянной амплитуде и длительности управляю
щего импульса уменьшается с увеличением температуры (рисунок
8.50,
=
ние обусловлено уменьшением критического заряда включения Qкр(1)
компонента
lcnp
а). Такое поведе
lспр(1)·tвкл(1). Оба
и rвкл уменьшаются с ростом температуры, поэтому длительность пере
ходиого процесса накопления Qкр(1) уменьшается. В противоположность времени вклю
чения время выключения возрастает с увеличением температуры (рисунок
8.50,
б). Увели
чение rвь 1 кл(Т) обусловлено увеличением времени жизни с ростом температуры и уменьше
нием тока выключения
(8.27).
476
При больших токах анода (большие коммутационные потери мощности) инерци
онность тиристора при выключении резко возрастает из-за перегрева структуры в процес
се коммутации. Наряду с электронной инерционностью рассасывания избыточного заряда,
требуется время на остывание структуры и восстановление блокирующей способности
при заданном значении
dU!dt.
Максимальное значение скорости нарастания анодного напряжения и минимальное
значение динамического напряжения включения уменьшается с увеличением температу
ры. Такое поведение обусловлено уменьшением критического заряда включения и увели
чением тока прямой утечки с ростом температуры. Предельная скорость нарастания анод
ного тока также уменьшается с ростом температуры, так как уменьшается теплоотдача и
усиливается положительная токатемпературная связь, приводящая к шнурованию тока и
разрушению прибора.
Во время работы мощного тиристора выделяется тепло, обусловленное рассеянием
электрической мощности при различных переходных процессах и условиях установивше
гася состояния. Эта выделяемая мощность приводит к увеличению температуры кристал
ла
11Тj
= Р·Rп,,
где Р -рассеиваемая мощность, Rп, -тепловое сопротивление между кристаллом и охла
дителем. В этой связи для надежной работы тиристоров необходимо использовать конст
рукцию прибора, обеспечивающую минимально возможное тепловое сопротивление.
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
Проведите классификацию приборов на основе
p-n-p-n
структур и перечислите облас
ти основных применений. Ознакомьтесь с условными обозначениями тиристоров.
Проанализируйте принцип действия динисторов. Сформулируйте основные требова
ния к структуре динистора.
Проанализируйте БАХ динистара и сформулируйте условия включения и выключе
ния.
4.
Почему во включенном состоянии динистара центральный переход смещается в пря
мое направление?
5.
Почему с увеличением тока управления уменьшается напряжение включения тиристора?
.
б.
С какой целью шунтируют катодный переход тиристора?
7. Перечислите статические и динамические параметры тиристора.
8. Перечислите способы включения тиристоров и динисторов.
9. Объясните принцип действия фототиристоров.
10. Проанализируйте работу тиристорного ключа при активной и индуктивной нагрузках.
11. Сформулируйте требования к цепи управления тиристором.
12. Проанализируйте способы выключения тиристоров. Сформулируйте основные усло
вия для выключения тиристоров.
13.
14.
Опишите процесс выключения тиристора при изменении полярности питающего на
пряжения (коммутация анодного тока).
Какие особенности в структуре запираемого тиристора по сравнению с обычным тири
стором?
15. Какими
факторами ограничивается максимальная величина выключаемого анодного
тока?
16. Проанализируйте работу запираемых тиристорных ключей на рисунке 8.36.
17. Что представляет собой структура симисторов или триаков? Для каких применений
они предназначены?
18. Каким
образом осуществляется управление симистором с помощью одного электрода?
477
19.
20.
21.
Перечислите основные ограничения применения симисторов по сравнению с тиристо
рами?
Каким образом повышается устойчивость тиристоров к скорости нарастания анодного
напряжения?
Объясните работу тиристоров с регенеративным управляющим электродом.
22. В чем заключается эффект dU в тиристорах? Каким образом повышают устойчивость
dt
23.
тиристоров к эффекту!!.!!._?
dt
Как влияет температура на статические и динамические параметры тиристора?
478
Глава
9.1.
9.
Полевые Транзисторы
Классификация и области применении
К полевым транзисторам относится широкий класс полупроводниковых приборов,
в которых управление выходным током осуществляется воздействием электрического
поля,
направленного
входной цепи.
В
создаваемого
напряжением
отличие от биполярных транзисторов выходной ток
перпендикулярно
определяется
основными носителями заряда.
направлению
тока,
Поэтому их называют униполярными транзисторами.
Структура полевых транзисторов содержит три основных электрода: исток, сток и затвор.
Электрод, от которого носители поставляются в канал, называется истоком, а область
(электрод), принимающая эти носители в конце канала,
имеют один тип проводимости
n
-
стоком. Исток, сток и канал
или р. Поэтому различают п-канальные или р-канальные
транзисторы. Управляющее перпендикулярное поле создается с помощью электрода,
называемого затвором. Конструктивно затвор расположен между истоком и стоком над
областью
канала.
Пространствеиная
длина
канала
определяется
размером
(длиной)
затвора.
По особенностям принципа действия полевые транзисторы могут быть разделены
на пять групп:
1.
2.
Канальные транзисторы с управляющим
p-n
переходом или барьером Шоттки;
МДП (или МОП) -транзисторы с изолированным затвором с индуцированным
или встроенным каналом;
3.
4.
(SIT);
Полевые транзисторы со статической индукцией
МДП-транзисторы
с
зарядауправляемыми
статическими
характеристиками,
реализующими энергонезависимую память;
5.
С
Биполярный транзистор с изолированным затвором
Bipolar Transistor).
точки
зрения
проводимости
транзистора
при
(IGBT - Insu1ated Gate
нулевом
смещении
затвора
различают нормально закрытый и нормально открытый прибор.
В
процессе
отключается, то
эксплуатации,
нормально
если
закрытый
цепь
управления
по
прибор
запирается,
а в
какой-либо
нормально
причине
открытом
приборе ток на выходе возрастает, что может привести к отказу прибора.
Полевые
транзисторы
нашли
широкое
применение
как
в
энергетической
электронике, так и в микроэлектронике. Основные функции полевых транзисторов в
устройствах
электроники
заключаются
в
усилении,
генерации
и
преобразовании
аналоговых сигналов, а также работе в качестве ключевых активных элементов при
обработке цифровой информации в устройствах ЭВМ и микропроцессорной техники и
мощных ключей в устройствах промышленной электроники.
МДП-транзисторы занимают доминирующее положение в кремниевых цифровых
СБИС статической и динамической памяти, энергонезависимой перепрограммируемой
памяти,
микропроцессоров
действующие
цифровые
и
СБИС
БИС,
с
программируемой
реализуемые
на
основе
структурой.
арсенида
соединений, используют полевые транзисторы с барьером Шоттки. В СВЧ
канальные транзисторы на основе
являются
ключей,
базовыми
элементами
аттенюаторов,
GaAs
мощности в диапазоне частот до
генераторов,
умножителей
70 ... 100
-
и
тройных
устройствах
и тройных соединений с затвором Шоттки
усилителей,
модуляторов,
Сверхбыстро
галлия
смесителей,
частоты
и
аналоговых
ограничителей
СЕЧ
ГГц. Освоению СВЧ диапазона способствовало
появление гетераструктурного полевого транзистора с барьером Шоттки. Канал в таких
транзисторах
формируется
полупроводник.
переходная
Благодаря
канальная
в
плоскости
гетероперехода
энергетической
область
с
структуре
двумерным
широкозонный-узкозонный
гетероперехода
электронным
подвижностью электронов, а следовательно, быстродействием
газом
с
формируется
повышенной
(High Electron Mobility
479
Transistor - НЕМТ).
300 ГГц. С другой
Реализованы транзисторы данного типа с граничной частотой до
стороны, в силовой электронике и электротехнике мощные МДП
транзисторы, SIТ транзисторы и IGBT занимают ведущее положение в высокочастотных
(до 0,1 ... 1,0 МГц) устройствах преобразовательной техники (вторичные источники
питания, инверторы, системы управления и т. д.).
Названия разновидностей полевых транзисторов и их
обозначения на электрических схемах приведсны в таблице
названия электродов: И
-
исток,
3-
затвор, С
-
условные графические
9.1
(принятая абривиатура
сток, П - подложка). Направление стрелки
электрода затвора или подложки указывает на тип канала.
Таблица
9.1
Наименование
Обозначение
Полевой транзистор с управляющим переходом
с
n- ир-каналом, нормально открытый
Полевой транзистор с изолированным затвором
обогащенного типа с р-каналом и п-каналом
(с индуцированным каналом), нормально закрьпый
Полевой транзистор с изолированным затвором
обедненного типа с р-каналом и п-каналом
(со встроенным каналом), нормально открьпый
Канальный транзистор с управляющим барьером
Шотrки, п-канальный, нормально открьrrый и
~с ~с
нормальнозакрьпый
и
Двухзатворные (тетрадные) полевые транзисторы:
канальный с барьером Шотrки и МДП
МДП-транзисторы репрограммируемых
посtоянных запоминающих устройств:
п-канальный, р-канальный
Биполярный транзистор с изолированным затвором
(IGBT), нормально закрьпый
и
480
9.2.
Канальный траюистор с управляющим р-п переходом
9.2.1.
Структура и прннцип действия
Для пояснения принципа действия полевого канального транзистора рассмотрим
структуру
с
прямоугольной
конфигурацией
канала
(рисунок
а).
9.1,
Структура
представляет собой полупроводниковый параллелепипед из полупроводника р- или п-типа
проводимости, имеющий два омических контакта, один из которых называется истоком, а
-
второй
стоком, и два
p-n
перехода, ограничивающих площадь сечения проводящего
канала. Через исток основные носители заряда входят в канал, а через сток
-
выходят.
Далее для определенности будем рассматривать р-канальный транзистор. В этом случае с
двух
противоположных
сторон
полупроводникового
стержня
перпендикулярно
направлению тока расположены п+-р переходы. Область полупроводника, заключенная
между n+-p переходами, называется каналом, имеющим толщину Нк, ширину Wк и длину
Lк (рисунок
9. 1,
а). Следует отметить, что в подавляющем большинстве случаев ширина
канала значительно больше длины канала, Wк
>>
l~к, а толщина Нк <<Lк.
Принцип действия канального транзистора основан на стационарном эффекте поля
в
полупроводниках,
заключающегося
в
изменении
проводимости
полупроводника
при
воздействии перпендикулярного электрического поля. В частности, для транзистора с
управляющим
переходом используется явление эксклюзии (обеднение) основных
p-n
носителей заряда полем обратно смещенного затвора. При изменении величины обратного
смещения на n +-р переходах меняется толщина их ОПЗ и, следовательно, поперечное
сечение и сопротивление токопроводящего канала.
В первом приближении полевой
транзистор представляет собой переменный резистор, управляемый напряжением на
переходе, который.называется затвором (рисунок
9.1,
n +-р
б).
+
б)
а)
Рисунок
9.1
-СтруКТура р-канальноrо полевого транзистора (а) и простейшая
эквивалентная схема усилителя с общим истоком (б)
В
реальных
транзисторах
толщина
канала
настолько
мала,
что
он
полностью
перекрывается расширяющимся ОПЗ при обратном смещении затвора порядка долей и
единиц вольта, значительно меньшем напряжения пробоя сток-исток. Поэтому
сопротивление канала меняется от малой величины, определяемой начальной толщиной
Нк, до очень большой величины при полностью перекрытом напряжением затвора канале.
481
Модуляция сопротивления канала в цепи стока приведет к синхронному изменению тока в
выходной цепи и усилению входного сигнала. Входная мощность сигнала мала из-за
малой
величины
входного тока обратно смещенного
p-n перехода (обратный ток),
определяемого на переменнам сигнале емкостной компонентой тока затвора, и малой
величины напряжения перекрытия канала, значительно меньшей рабочего напряжения
стока, ограниченного напряжением пробоя стока. Поэтому коэффициент усиления по
мощности может превышать 103• У силительные свойства полевого транзистора описывает
передаточная характеристика,
представляющая собой
зависимость
тока стока
от
напряжения затвора lси(Изи). При нулевом напряжении Изи сопротивление канала мало и
через него протекает ток / 0 (рисунок
9.2). Если подать обратное смещение, то ОПЗ затвора
расширяется, толщина канала уменьшается, сопротивление канала возрастает, и ток стока
уменьшается. При некотором напряжении Изи ОПЗ затвора полностью перекрывает канал,
и ток стока становится практически равным нулю (ток генерации в ОПЗ затвора). Это
напряжение носит название напряжения перекрытия. Его можно оценить из условия
смыкания толщины канала. Для симметричной структуры и резкого несимметричного
затвора (n+-p):
(9.1)
где
rp 3 -
q·Nк ·H'i
=~---'"----'~
U11ер +(/J 3
Откуда следует
(9.2)
8ее 0
контактная разность потенциала затвора(-
Приложение
небольтого
прямого
0,7
В для
смещения
Изи
Si).
компенсирует
встроенный
контактный потенциал и приводит к расширению канала и увеличению тока стока
9.2, кривая 1). Однако величина прямого смещения не должна превышать порога
p-n перехода в прямом смещении (- 0,4 В для кремния). При превышении
(рисунок
открывания
этой
величины дифференциальное сопротивление затвора уменьшается, что ведет к
резкому возрастанию входного тока. Рассмотренный пример соответствует нормально
открытому транзистору. В случае очень тонкого канала [Н к /2 < 8(ср 3 )], при котором
толщина ОПЗ встроенного контактного потенциала перекрывает всю толщину канала,
транзистор не проводит ток при нулевом смещении затвора. Поэтому для того, чтобы
протекал
ток
стока,
необходимо
подать
прямое
смещение
соответствует нормально закрытому транзистору (рисунок
на
затвор.
9.2, кривая 2).
Этот
случай
!си
и
а)
б)
-Изи
Рисунок
9.2-
Передаточная характеристика
канального транзистора:
открытый;
2-
Lк
Изи
0,4В О
1-
нормально
нормально закрытый
Рисунок
9.3-
х
Эквивалентная схема перехода
затвор-канал (а) и неравномерное смещение
затвора при протекании тока стока (б)
482
Крутизна
передаточной
характеристики
g = dl си/ dU зи
при
И си
= const
характеризует усилительные свойства транзистора. При подаче на затвор переменнога
напряжения Изи в цепи стока возникает переменвый ток 1сп
дискретных полевых транзисторов g =
(1 ... 5)
= g ·И зн .
мА/В. Для мощных- g
Для маломощных
= (0,5 ... 10) А/В.
Выходные характеристики транзистора представляют собой зависимость тока
стока lси от разности потенциалов между стоком и истоком Иси при фиксированных
значениях напряжения затвора Изи. Рассмотрим вначале случай, когда Изи= О. Поскольку
канал в исходном положении является омическим сопротивлением, то за счет дрейфа
дырок при подаче отрицательного потенциала на сток относительно истока по
потечет ток стока
Ic,
каналу
пропорциональный напряжению стока Иси. Полярность источника
питания на истоке соответствует заряду основных носителей в канале. Таким образом, для
р-канального транзистора плюс источника подключается
к истоку,
-
а минус
к
стоку.
Однако протяженность квазиомического участка БАХ сравнительно невелика, так как
одновременно
с
появлением
тока
возникает
разность
потенциалов
между
затвором
каналом, обусловленная падением напряжения вдоль длины канала (рисунок
9.3).
и
При
этом затворные n+-p переходы оказываются неравномерно смещены по длине канала в
обратном направлении. Область затвора вблизи истока находится при нулевом смещении,
а область затвора вблизи стока (диод
D5,
рисунок
Ic ?
обратном направлении вплоть до Ипер• если
а) максимально смещены в
9.3,
lс.нас (рисунок
9.3,
б). Неравномерное
смещение затвора по длине канала приводит к неравномерной по координате Х толщине
ОПЗ затвора и,
следовательно,
площади проводящего канала.
Эта двумерная токо
потенциальная обратная связь приводит к нарушению омического характера БАХ. С
ростом
тока
стока
увеличивается
сопротивление
канала
из-за
уменьшения
площади
сечения канала вблизи стока. На вольт-амперной характеристике наблюдается переход от
линейной к сублинейной зависимости тока от напряжения (рисунок
9.4,
кривая
1).
При
векотором токе lс.нас.о- токе стока насыщения, падение напряжения в канале достигает
величины
Ипер, при котором ОПЗ затвора перекрывают канал вблизи стока. В этой
ситуации
дифференциальное
сопротивление
канала
стремится
к
бесконечности
(rк = dU си /dlcи -----7 оо), что соответствует постоянному значению тока при увеличении
=
внешнего напряжения Иси. Напряжение стока, соответствующее насыщению тока стока,
определяется отсечкой канала, т. е. Ис.11ас.о
затвору
приложено
соответствующее
И c.l/ac.l
9.3,
начальное
отсечке
обратное
канала,
будет
Ипер при нулевом смещении затвора. Если к
смещение
ИзИJ,
наблюдаться
то
при
напряжение
меньшем
стока,
значении
= U""f!- И 31 (рисунок 9.4, кривая 2), так как затвор вблизи стока (диод D5, рисунок
а) будет смещен до Ипер,
Исз = Иv5
= Из1 + Ис.нас.l = Ипер ·
Причиной насыщения тока стока является токо-потенциальная обратная связь
между
током
стока
и
внутренним
напряженИем
затвора.
Предположим,
что
при
увеличении Иси больше Иси.нас, ток стока возрастает. Тогда это приведет к увеличению
падения
напряжения
в
канале
и
отсечке
канала
при
меньшем
напряжении
стока.
Следовательно, это предположение неверно. Теперь допустим, что при тех же условиях
наблюдается уменьшение тока стока. Тогда падение напряжения в канале уменьшится,
ОПЗ затвора вблизи стока также уменьшится, и ток канала должен возрасти. Таким
образом, токо-потенциальная связь обеспечивает насыщение (постоянство) тока стока при
увеличении напряжения стока выше Иси. 11 ас· При этом «внутреннее» напряжение на стоке
остается неизменным и равным Ипер· Термин «отсечка» канала означает не отсечку тока на
стоке, а отсечку приращений тока стока, д/с= О.
При Изт
>
Ипер канал по всей длине перекрыт ОПЗ затвора, и в цепи сток-исток
протекает ток обратно смещенного перехода (ток генерации в объеме канальной области)
(рисунок
9.4,
кривая
3).
483
В
области
достаточно
больших
значений
Иси разность
потенциалов
между
затвором и стоком достигает величины, достаточной для развития лавинного пробоя n +-р
перехода. Этой ситуации соответствует последний участок ВАХ, на котором наблюдается
резкий рост тока.
Таким
образом,
выходные
квазиомическими ВАХ, пентодный
лавинным
и
тепловым
ВАХ
-
пробоем
содержат
три
участка:
триодный
с
с насыщением тока и участок ВАХ, ограниченный
(рисунок
Максимальное
9.4).
напряжение
стока
соответствует лавинному пробою n + -р перехода затвора и равно:
(9.3)
Иси.тах =Ию- Изи.
Это равенство следует из последовательного включения источника питания затвора
и стока.
lc
р
Ис.иас.О
Рисунок
9.4- Выходные БАХ
канального
Рисунок
транзистора
9.5-
Уменьшение длины канала
при увеличении напряжения стока
В реальных транзисторах возрастанnе тока на пентодном участке обусловлено не
только лавинным размножением, но и уменьшением эффективной длины канала из-за
расширения ОПЗ в канальную область при увеличении напряжения стока выше Иси.нас
(рисунок
Этот эффект
9. 5).
Уменьшение
длины
канала
аналогичен эффекту Эрли
при
сохранении
в
внутреннего
биполярных транзисторах.
падения
напряжения
Ипер
приводит к росту тока в пентодной области. Следует отметить, что в связи с двумерным
характером распределения потенциала стока, большая часть избыточного напряжения
стока блокируется боковыми областями затвора,. а не канальной областью, содержащей
токовый шнур с высокой плотностью динамического заряда дырок.
В транзисторах с коротким каналом возможен другой механизм насыщения тока, не
связанный с пространствеиной отсечкой канала, а обусловленный насыщением дрейфовой
скорости носителей заряда. В этом случае уменьшается глубина модуляции толщины
канала, а следовательно, и крутизна передаточной характеристики. Для компенсации
этого эффекта увеличивают уровень легирования канальной области, что уменьшает
продольную напряженность поля и рассеяние носителей заряда. Естественно, при этом
уменьшается предельное рабочее напряжение сток-исток.
9.2.2.
Для
расчета
представленной
однородно,
а
выходных
на
его
Статические ВАХ полевого транзистора с р-п переходом
рисунке
длина
Lк
ВАХ
9. 6.
воспользуемся
Будем
значительно
считать,
моделью
что
превышает
полевого
канал
толщину
транзистора,
легирован
Нк.
В
примесью
этом
случае
можно считать, что концентрация дырок в канале и их подвижность не зависЯ:t· от
координаты.
В
первом
напряженности поля,
приближении
f..l Р (Е) = const .
пренебрегаем
зависимостью
подвижности
от
484
С учетом припятых предположений плотность тока в любом сечении канала можно
записать в следующем виде:
k(x) =
ст·Е(х) =-q· Jlp •р· dU.
dx
Полный ток в силу симметрии структуры:
Нк h
dU
Ic(x) = 2·q· Jlp · р·Wк ·<т- (x))·(-"d;"),
где
h(x) -
(9.4)
неравномерная толщина ОПЗ затвора.
!iк_
2
9.6- Канал
Рисунок
Для
нахождения
симметричного полевого транзистора
напряженности
поля
С:(х)
необходимо
решить
двумерное
уравнение Пуассона:
д2И
д 2И
р(х,у)
дх
дi
ЕЕ 0
(9.5)
- -2 + - - = - - - - .
В приближении длинного канала (Lк
дЕ
дЕ
Е
Lк
ду
Нк
-"'-; _"._
одномерному, таккак
в
Е
дх
(9.5) можно пренебречь.
>>
Нк) двумерное уравнение сводится к
дЕ
дЕ
д U
ду
дх
х
2
Следовательно, ->>-,и членом -д
2
Тогда уравнение Пуассона примет вид:
2
д U
р(х,у)
q·Na
q· р
д/ = -----;;;:-- = -~ =- сс
0
Первое интегрирование
(9.6)
с учетом
Ey(h)
(9.6)
=О дает следующее решение:
dU =-q·N11 ·(h-y).
dy
сс 0
Второе интегрирование:
и
N
h
о
ЕЕо
о
fdu =-~f<h- y)dy;
Из
(9.7)
(9.7)
следует:
dU
dx
= -Е(х) = q·Na
t:t: 0
·h· dh.
dx
(9.8)
485
Подставив значение
(9.8)
в выражение для тока стока
(9.4),
получим (в силу
непрерывности тока):
(9.9)
После интегрирования
(9.9) имеем:
2
w Н __ ___д_)--·
Н
2Н с- Н и],
[ =q· J.l ,,·р ·Нк·-..К..·[(-с
с
ее 0
Lк
2
2
3
Нк
2
2
3
3
(9.10)
1
где
Нс
=[2ее0 ·(И с +И з нр з ) ]2- -толщина ОПЗ затвора вблизи стока;
q·p
Нс = [
Нк
-
2
2ее 0 ·(И
и
+И 3 нр
q·p
=[
2ЕЕо·(Ипер+<рз)
q·p
Сгруппировав в
(9.10)
1
з
]2
_!_
) -
]2 -толщина ОПЗ затвора вблизи истока;
-выражение
(9.1).
члены, содержащие Не и Ни, и выполнив преобразования
при Ии= О, получим:
где
G0
=-1-=q·J.lp·p·Hк·Wк
Rко
Lк
проводимость
-
канала при
компенсированном
контактном потенциале затвора (Из= -IIPзi).
Выражение
(9 .11)
описывает выходные ВАХ канального транзистора на триодном
участке. При достижении значения Ис.нас
=
Ипер- Из, ток стока насыщается
(9.12)
Выражение
(9.12)
2:
участке ВАХ при Ис
описывает передаточную характеристику lс(Из) на лентодном
Ис.нас (рисунок
9.2).
При прямом смещении затвора Из
=
-tрз,
протекает максимальный ток насыщения
(9.13)
При Из=О,
При Из= Ипер,
lс.нас =О.
486
Выражение
(9.12)
описывает передаточную характеристику нормально открытого
канального транзистора. При Ипер
=
О, из
(9.12)
=
следует 1с.нас
О. При отрицательных
значениях напряжения на затворе (прямое смещение) при условии IИзl < ({Jз
насыщения стока возрастает. В пределе при IИзl ({Jз, и Ипер =О, из (9.12) следует:
=
1С.нас.тах
Из
=зGо. <r>з.
1
,
ток
(9.14)
(9.14) следует, что для нормально закрытого транзистора, как и для нормально
(9.13), максимальный ток насыщения определяется начальной проводимостью
открытого
G0 . Для повышения величины этого тока необходимо использовать полупроводник
с большим значением подвижности, например, GaAs п-типа, повышать концентрацию
канала
примесей в канале (р или n) и увеличивать отношение Wк/ Lк . Зависимость тока стока
насыщения
от напряжения
на стоке
на пентодном участке
с
учетом
модуляции
длины
канала и лавинного размножения может быть представлена в виде:
о
Lк
(9.15)
1с.иас(Иси)=1с.иасL -М·М(Исз),
к
где в первом приближении М
(9.12).
=[2еео·(Ис-Ипер) ] ,
_21
о
а
q·Nк
1с.иас
определяется выражением
На практике по аналогии с биполярными транзисторами используют линейную
зависимость 1с.нас(Ис),
(9.16)
(0,01 ... 0,2)
где Л=
определяется по наклону БАХ
ы
--
на пентодном участке.
!!..И
В более сложных моделях учитывают зависимость подвижности или дрейфовой
скорости
от
напряженности
электрического
поля
в
канале,
а
также
уменьшение
напряжения насыщения тока стока с уменьшением длины канала. Эти эффекты приводят к
уменьшению
тока
стока
насыщения
и,
следовательно,
крутизны
передаточной
характеристики.
В реальных транзи~торах распределение активных примесей по толщине канала
(координате У) имеет экстремальный характер. В плоскости металлургического p-n
перехода затвора Nк = О, из-за компенсации (Nv
Nл). Кроме того, распределение
=
динамического заряда (подвижных носителей) также имеет экстремум по оси симметрии
канала.
В
этом
случае
ток
стока
насыщения
хорошо
описывается
квадратичной
зависимостью от напряжения затвора:
Из
2
(9.17)
1С.нас (И 3) = 1С.нас.О '(1- - - ) ·
и пер
Аналогичная зависимость наблюдается также у МДП-транзисторов.
9.2.3. Параметры
и эквивалентная схема канального транзистора
Кроме параметров статических БАХ полевой транзистор характеризуется также
малосигнальными параметрами. Так как входное и выходное сопротивления канального
транзистора имеют большие значения, то
его легко характеризовать
в
системе
У
параметров методом четырехполюсника, т. е. в системе проводимостей. Усилительные
свойства определяются крутизной передаточной характеристики
(9.12),
487
dlc
Из НРз ).
g =-=-G
0 ·(1dU з
И пер + Фз
(9.18)
Знак минус отражает уменьшение крутизны с увеличением напряжения затвора.
Выходная проводимость определяется из
(9 .11 ),
(9.19)
Величина, обратная 8си, определяет выходное сопротивление транзистора. При
U с +U з = U""P
(насыщение тока) проводимость канала
стремится
к
нулю,
а
rк
1
=-8си
к бесконечности. На самом деле rк имеет хотя и большое, но конечное значение, что
обусловлено уменьшением длины канала при увеличении
транзистор,
полевой
транзистор
включения:
с общим истоком,
в
качестве
усилителя
с общим затвором и
Иси-
Как и
используется
в
биполярный
трех
схемах
с общим стоком (истоковый
повторитель). Простейшая схема усилителя на канальном транзисторе приведена на
рисунке
9. 7,
а.
Из
Ее
-Uc
Езо
а)
Рисунок
б)
9.7- Схема усилителя с общим
Коэффициент
усиления
каскада
передаточной характеристики (рисунок
с
истоком (а); усиление по напряжению (б)
общим
истоком
9. 7, 6),
определяется
крутизной
=ic·Rн.
к =U""'x
.
.
'
и
Максимальный
f.1.
=g · rк
Из
Из
коэффициент
усиления
, может достигать 103 и более.
при
нелинейной
нагрузке
Rн
= rк ,
Высокое входное сопротивление канального транзистора упрощает реализацию
многокаскадных усилителей.
При построении эквивалентной схемы будем исходить из принципа действия и
структуры
полевого
транзистора.
Эквивалентную
схему
затвора
(как
любого
обратносмещенного
p-n перехода) можно представить в виде дифференциалыюга
сопротивления затвора (rз) и параллельна подключенной к нему емкости n+ -р перехода
(Сз). Однако сопротивление и емкость затвора распределены равномерно вдоль канала. С
учетом
этого
подключенных
изобразим
к
концам
эквивалентную
схему
сопротивления
канала
затвора
(рисунок
в
виде
двух
RС-цепочек,
9.8). Через rзи и rзс в
488
эквивалентной схеме обозначены компоненты сопротивления затвора r3 относительно
истока и стока. Соответственно Сзи и Сзс- емкости затвора относительно истока и стока.
У силительные
свойства
транзистора
отражены
в
схеме
подключением
параллельне
сопротивлению канала rк генератора тока, который задает в цепи стока переменный ток
Кроме того, в эквивалентной схеме учтены омические сопротивления участков
gU 3 •
полупроводника, заключенных между концами канала и контактами истока и стока (Rи
Rc).
Сопротивление Rи
,
является общим для входной и выходной цепей и играет роль
сопротивления внутренней отрицательной обратной связи в полевом транзисторе. При
увеличении тока стока происходит рост падения напряжения на Rи
,
что равносильно
повышению обратного смещения на затворе, что, в свою очередь, приводит к спаду тока
стока.
В диапазоне напряжений, соответствующих триодному участку ВАХ, где rк мало,
Rи и
могут заметно увеличить выходное сопротивление транзистора. Сопротивление
Rc
Rи приводит к уменьшению крутизны передаточной характеристики.
Сзс
8m
с
3
rзи
а)
Изи
и
пер
8m
и
Ru +Rc
б)
Рисунок
9.8 - Эквивалентная схема
Рисунок
напряжения на затворе (а) и тока стока (б)
канального транзистора
Полевые
транзисторы
проводимостями,
характеризуются
измер~нными
в
lс.нас.О lc
9.9- Зависимость крутизны от
режиме
У -параметрами,
короткого
т.
замыкания
е.
комплексными
(К.
3.)
(генератор
наnряжения перемениого тока). Если эти условия воспроизвести на эквивалентной схеме
(рисунок
9.8),
то
у-параметры
можно
выразить
через
величины
сосредоточенных
элементов: сопротивлений, емкостей и генераторов тока. Пренебрегая сопротивлением
1
1
тСзи
тСзс
( rш >> - - ; r3c >> - - )
обратно смещенного затвора
и малыми значениями
Rc и
Rи
,
получим для схемы включения с общим истоком:
у 11
= jш(Сзи + Сзс) -
Yl2 =-jшСзс Y2I
Все
эти
3.
выходная проводимость при К.
+ jшСзс
параметры
Hlf! -
на выходе;
на входе;
проводимость прямой передачи при К.
зависят
от
Современные канальные транзисторы
(~к ""Н rp), где
3.
проводимость обратной связи при К.
= g- jшСзс -
У22 =llrк
входная проводимость при К.
уровня
смещения
3.
на
3.
(9.20)
на выходе;
на входе.
электродах
ИС используют структуру
транзистора.
с тонким
каналом
встроенная толщина ОПЗ затвора, обусловленная контактной
489
разностью
потенциалов
rp 3 •
В
этом
случае
пентодный
квадратичной зависимостью от напряжения затвора
(9.17).
участок
ВАХ
описываетС>i
Поэтому для крутизны будем
иметь следующее выражение:
gm
= dlc.нacl = 2/с.нас ·(Изи
dU 3
Ue,,.,., unep
(9.21)
-1).
unep
Индекс т указывает на измерение крутизны на пентодном участке ВАХ (И с= Ис.нас).
Зависимость крутизны от тока следует из
(9.17) и (9.21 ).
(9.22)
Эти зависимости отражены на рисунке
9.9.
На больших токах крутизна насышается
вследствие ограничения тока омическими сопротивлениями
9.2.4.
Частотные
Rc
и Rи.
Частотные свойства канального транзистора
свойства
канального
транзистора
определяются
инерционностью
передачи переменнаго сигнала от входа к выходу. Постоянная времени этого 'процесса
включает в себя постоянную времени перезаряда емкости затвора и время пролета
носителей
от истока к стоку.
В связи с
емкостным импедансом входа переменнее
напряжение на выходе будет отставать по времени (фазе) от переменнаго напряжения на
входе (рисунок
9./0). Напряжение на «внутреннем» затворе отстает по фазе (rp 1 = oJ"tRc) от
входного напряжения. В свою очередь, ток стока и напряжение стока отстают от (; зи
на
t11p (rp 2 = oYt11p)·
Результирующая инерционность крутизны:
-
Tg -tRC +t"P
.
- Сз Lк
-+-
gm
(9.23)
JlS
Распределенная емкость затвора может быть представлена как
Lк
2
dx
2
·Lк
с3 = 2SEo· WК f - - =gm
----.
2/ С.нас.О. J1
о h(x)
Воспользовавшись
значением
(9.24)
g111 (9.21), получим выражение для постоянной
времени перезаряда емкости затвора,
fRC
=
L
К
2
(9.25)
Jl(UIIep - U 3)
Аналогично для времени пролета канала
Lк
t пр= - --:"--- =
Ис.нас
Jl·--
(9.23):
L
к
2
Jl·(Unep -Из)
(9.26)
Lк
Таким образом, граничная частота крутизны:
f
8
= _w_к = _1_ = _Jl_·_(U-""""P'----"_и...:3_)
2n 2n ·т8
4n ·L/ ·
(9.21)
490
Для канальных транзисторов с короткой длиной канала время пролета определяется
максимальной дрейфовой скоростью и может быть значительно меньше (9 .26),
t"P =
Lк
.
vma:-~:
Тем не менее, этот факт не изменяет качественной зависимости граничной частоты
крутизны
от
параметров
быстродействия
подвижности
структуры
необходимо
(GaAs, InP),
канального
использовать
транзистора.
полупроводник
с
Для
большим
повышения
значением
применять структуру с коротким каналом в режиме высокой
проводимости канала (Из;::::
0).
_____
g/11
1,о.,_
о,7
;f--------=ilgf
о
Рисунок
9.1 О - Векторная
диаграмма
lg.fк
Рисунок
9.11
lgf
-Зависимость крутизны
и фазы от частоты
переменных напряжений
В силу внутренней инерционности крутизна канального транзистора так же, как
коэффициент
усиления
тока
биполярного
транзистора,
зависит
от
частоты.
В
однополюсном приближении:
8m (!) =
8mo
(9.28)
J
1+jfg
Модуль крутИзны и фаза определяются выражением (рисунок
9.11),
.qJ =arctg-.
f
(9.29)
fg
В
схеме
с
инерционностью,
сопротивление
общим
истоком
обусловленной
нагрузки.
Поэтому
канальный
транзистор
перезарядом
граничная
обладает
сток-затворной
частота
крутизны
дополнительной
емкости
(9 .27)
через
определяет
максимальное быстродействие при условии генератора напряжения в цепи стока, т. е. при
малых сопротивлениях нагрузки.
491
9.2.5.
Температурная зависимость параметров канального транзистора
Температурная
зависимость
основных
характеристик
канального
транзистора
определяется зависимостью от температуры подвижности f1(Т) в канале
которая уменьшается из-за рассеяния на фононах, а также уменьшением контактного
потенциала rрз(Т) затвора
Ток
насыщения
пороговым
(9.2)
и
напряжением
с ростом температуры.
крутизна
( Ипер >>
канального транзистора для
rрз)
уменьшается
с
структур
ростом
с
большим
температуры
из-за
преобладающего влияния падения подвижности, так как увеличение проводимости из-за
расширения
канала
(уменьшение
ОПЗ
контактного
потенциала)
в
относительно невелик о. Однако для транзисторов с малой толщиной канала
этом
случае
( Ииер :::; rp 3 )
или
для нормально закры1ъ1х транзисторов может доминировать эффект увеличения Ииер(Т)
или возрастания толщины канала с ростом температуры, что приводит к увеличению тока
стока насыщения и крутизны (рисунок
9. 12).
При некоторых оптимальных значениях
уровней легирования канала, и Ипер ;::; rрз, оба температурных эффекта компенсируют друг
друга, и ток насыщения не зависит от температуры в широком диапазоне.
Для
большинства
уменьшения
подвижности
дискретных
с
ростом
канальных
транзисторов
температуры,
что
вводит
доминирует
эффект
отрицательную
токо
температурную обратную связь в отличие от биполярных транзисторов в режиме больших
мощностей и повышает устойчивость приборов к токовым перегрузкам и вторичному
пробою.
fс.нас.О ,
g/11
---
Ипер SO ------
~------------------+т
Рисунок
9.12-
Зависимость тока насыщения
Рисунок
и крутизны от температуры
Граничная
частота
9.13- Зависимость входного
сопротивления от температуры
крутизны
/g
ведет
себя
аналогично
крутизне
(9 .27)
с
изменением температуры. Поэтому для аналоговых преобразований предпочтительнее
транзисторы
передаточной
со
структурой,
обеспечивающей
характеристики.
Входное
термостабильное
сопротивление
значение
канального
крутизны
транзистора
уменьшается с ростом температуры, так как обратный ток затвора экспоненциально
возрастает при увеличении температуры (нормально открытый) (рисунок
Максимальное
напряжение
стока,
определяемое
9.13).
лавинным
размножением
носителей заряда в ОПЗ перехода сток-затвор, увеличивается с ростом температуры. Для
короткоканальных
транзисторов
со
смыканием
(токовый
пробой)
напряжение сток-исток уменьшается при повышенных температурах.
максимальное
492
9.3.
Канальный транзистор с управляющим барьером Шоттки
Дальнейшее повышение быстродействия канальных полевых транзисторов было
достигнуто
с
используется
помощью
барьер
технологически
структуры,
Шоттки
в
(рисунок
которой
9.14).
в
В
качестве
начале
управляющего
70-х
годов
затвора
20-го
века
значительно проще реализовался процесс изготовления короткого канала
методом фотолитографии по металлу, чем изготовление планарного
p-n
перехода затвора.
Кроме того, наиболее подходящие материалы для полевых транзисторов
GaAs,
IпР и
другие имеют очень высокую плотность поверхностных состояний, не позволяющую
получать
качественные МДП
--
транзисторы
и р-11
переходы
затворов
для
полевых
транзисторов. Поэтому полевой транзистор с барьером Шоттки (ПТШ) на основе
GaAs
и
других материалов типа А 3 В 5 получил основное распространение в СВЧ электронике и
сверхбыстродействующих цифровых ИС. Упроrценная структура ПТШ представлена на
рисунке
Структура ПТШ представляет собой эпитаксиальную пленку
9.14.
выращенную
хромом.
толщину
на
поверхности
полуизолирующей
под:южки,
GaAs
легированной,
п-типа,
например,
Подложка обеспечивает хороший теплоотвод и одновременно ограничивает
канала.
затворного
Барьер
металла.
Шоттки
Принцип
сформирован
его
работы
напылением
аналогичен
алюминия
полевому
или
другого
транзистору
с
управляющим р-п переходом. При приложении обратного смешения к затвору область
ОПЗ барьера Шоттки расширяется и уменьшает проводящее сечение канала.
i- Ga..lis
Рисунок
2
9.14 - Поперечное сечение транзистора с барьером Шоттки
. 1 -запирающий слой; 2- полуизолирующий GaAs
v'
СМ
·С
на основе
GaAs
·1
х10 1 ~-------------------,
2
2
1
о
Рисунок
3
10
9.15- Зависимость дрейфовой скорости от напряженности
для GaAs (кривая 1) и Si (кривая 2)
поля
493
Теория
таких
транзисторов
несколько
сложнее
теории
переходом в затворе, поскольку наличие максимума на зависимости
образованию
стационарных
доменов
-
Ридли
Ганна
у
транзисторов
с
p-n
V = f(c) приводит к
затвора
со
стороны
Образование неподвижных доменов можно объяснить с помощью рисунка
9.15
стока.
на основе
зависимости скорости от напряженности поля.
При работе транзистора с барьером Шоттки в области насыщения тока (пентодный
участок ВАХ) дрейфовая скорость достигает максимального значения Vиакс в области,
близкой к центру канала, и падает до Vнас
проводящий
канал
наиболее
узкий.
В
у конца затвора со стороны стока, где
результате
здесь
имеет
место
накопление
электронов, обеспечивающих сохранение непрерывности тока. Далее, за пределами этой
области, толщина канала увеличивается, увеличивается и скорость электронов, так как
напряженность поля уменьшается. Поскольку для поддержания того же тока в более
широкой области требуется меньшее количество электронов, здесь формируется область
положительного
диполь
пространствеиного
(домен),
характеристики
который
ПТШ
дифференциального
заряда.
главным
в
режиме
сопротивления
Таким
образом
пробоя
S-типа
образом,
и
стока
и
возникает
ответственен
с
за
участком
уменьшением
неподвижный
вольтамперные
отрицательного
напряжения
пробоя
с
увеличением тока стока насыщения в отличие от полевых транзисторов с управляющим
p-n переходом. В моделях ПТШ с коротким каналом необход':fМО учитывать падение
подвижности
с
ростом
напряженности
поля
и
неполное
перекрытие
канала
при
насыщении тока. Эти эффекты ведут к уменьшению Ис.нас с уменьшением длины канала
по сравнению с напряжением перекрытия, а следовательно, тока насыщения и крутизны.
Так как длина канала уменьшается при увеличении напряжения стока, то теория ПТШ
имеет более сложный вид, хотя принцип действия остается неизменным.
Для
увеличения
оптимизировать
коэффициента
характеристики
усиления
ПТШ,
стремясь
в
СВЧ
получить
диапазоне
GaAs
[18]:
отношения крутизны к ширине затвора (g 111 / Wк). Для современных
максимальные значения отношения крутизны к ширине затвора
v
('f
ff
.!::'!!... = ~
Wк
Нк
""0,07
необходимо
максимальное
значение
ПТШ получены
(9.30)
мА/(В·мкм).
Дальнейшее улучшение этого параметра связано с применением полупроводников
InP, InGaAs и других.
V = f(E)
9.4. Гетероструктурный
Уменьшение
длины
канальный транзистор с барьером Шоттки
канала
для
повышения
быстродействия
приводит
к
уменьшению управляемости тока стока ОПЗ затвора из-за неполного (геометрического)
перекрытия
толщины
канала,
что
уменьшает
значение
крутизны,
а
следовательно,
усилительных свойств транзистора. При насыщении дрейфовой скорости крутизна уже не
управляется
значения
конструктивным
(9.30):
параметром
Wк !Lк
и
достигает
своего
предельного
- ffoVmax. W
g/11-
н
к
к
Увеличение ширины канала приводит к возрастанию входной емкости затвора по
сверхлинейной зависимости из-за двумерных эффектов (Lк < 10 см), что ведет к
~
С (W )
увеличению постояннои времени перезаряда затвора t не = 3 к и уменьшению модуля
4
gm(Wк)
коэффициента усиления по напряжению и мощности на СВЧ.
494
Для преодоления этого ограничения, которое еще десять лет назад считалось
фундаментальным ограничением на минимальную длину канала, необходим механизм
переноса в канале, обеспечивающий рост скорости пролета с уменьшением длины канала.
Это может быть обеспечено либо за счет более высокой подвижности носителей и более
высокой
напряженности
скорости,
либо
более
поля
ё кр,
высоким
при
которой
значением
наступает
максимальной
насыщение дрейфовой
скорости,
определяемой,
например, баллистическим пролетом. При баллистическом пролете средняя скорость
электронов определяется кинетической энергией и эффективной массой:
1
V=•
=(~:у.
(9.31)
Она может быть на порядок выше максимальной скорости дрейфа, поэтому
использование баллистического режима позволяет уменьшить время пролета электронов
за счет уменьшения длины канала с сохранением достаточной крутизны и повысить
граничную частоту до нескольких сотен гигагерц.
Одной из реализаций этого направления повышения частотных свойств полевого
транзистора
является
гетероструктурный
канальный
транзистор
переходом металл- полупроводник (ГМЕП- транзистор) или (НЕМТ)
В
этом
транзисторе
монокристаллическими
кристаллической
широко
используются
слоями
структурой,
применяют
но
двух
AlxGS(t-x)As
алюминия.
Ширина
гетероперехода
полупроводниковых
различной
гетеропереход
алюминия
свойства
между
с
[1].
шириной
ареенидом
управляющим
между
материалов
запрещенной
галлия
и
тонкими
с
близкой
зоны.
Наиболее
ареенидом
галлия
(рисунок 9.16,а). Величинах показывает относительное содержание
запрещенной
зоны
llEк
увеличивается с ростом х. Типичное значение х =
/
1
з 4
1
1
арсенида
0,3,
галлия-алюминия
ему соответствует llEк
линейно
"'1 ,8
эВ.
2
.1'
'
GaAs
а)
Рисунок
9.16- Гетеропереход (а) и энергетическая диаграмма (б)
Равновесная энергетическая диаграмма гетероперехода между
ареенидом
галлия
и
легированным
донорными
ареенидом галлия-алюминия, приведена на рисунке
линия соответствует уровню Ферми
для обоих полупроводников,
нелегированном
арсениде
Ev -
галлия
F,
примесями,
9.16,
нелегированным
например,
кремнием,
б. Штриховая горизонтальная
в равновесном состоянии его энергия одинакова
энергия, соответствующая границе валентной зоны. В
(область
1)
уровень
Ферми
располагается
почти
посередине запрещенной зоны, а в легированном донорами (типичная концентрация
доноров Nд
=(1 ... 20)·1017 см- ) арсенидегаллия-алюминия (область 2)- вблизи дна зоны
3
проводимости Ее.
В арсениде галлия у границы раздела
образуется область
3
5 двух
накопление электронов, переходящих из области
алюминия. Область
4
полупроводников в зоне проводимости
с минимальной энергией электронов. В этой области происходит
4,
расположенной в арсениде галлия
обеднена электронами и заряжена положительно, так как содержит
495
нескомпенсированные ионы доноров. Разрыв дна зоны проводимости (скачок энергии
Мс) на границе
5 при х = 0,3
около
0,3
эВ.
Электроны, накопленные в области
электрических
полях
могут
3,
перемещаться
находятся в потенциальной яме и в слабых
только
вдоль
5
границы
в
плоскости,
перпендикулярной плоскости рисунка. Поэтому совокупность электронов в области
3
называют двумерным электронным газом, подчеркивая тем самым, что в слабых полях
эти электроны не могут перемещаться в третьем измерении, т. е. переходить, например, из
области
3
в область
4,
так как этому препятствует потенциальный барьер, образованный
разрывом дна зоны проводимости Мс.
Электроны,
образующие
двумерный
электронный
тепловой ионизации донорных примесей в арсениде галлия
-
газ,
возникают
вследствие
алюминия, где концентрация
примесей велика (более 10 17 см- 3 ) и перемещаются в область 3, расположенную в
нелегированном арсениде галлия, где концентрация, примесей мала (менее 10 12 см- 3 ).
Таким
образом,
области
достигается
пространствеиное
разделение
свободных
электронов
(в
3) и рассеивающих центров (ионов акцепторов), сосредоточенных в арсениде
галлия-алюминия.
Вследствие
хорошего
соответствия
кристаллических
проводниковых материалов в гетеропереходе (см. рисунок
9.16,
решеток
двух
полу
а) обеспечивается низкая
плотность поверхностных состояний и дефектов. По указанным причинам для эле!):тронов,
накопленных в области
3,
в слабых электрических полЯх достигается очень высокая
подвижность, близкая к объемной подвижности для нелегированного арсенида галлия
[(8 ... 9)·103 см 2/(В·с) при Т= 300 К]. Поскольку в нелегированном слое арсенидагаллия
преобладает решеточное рассеяние, подвижность резко увеличивается при поиижении
температуры.
Для
лучшего
рассеивающих
пространствеиного
центров
между
разделения
нелегированным
двумерного
ареенидом
электронного
галлия
и
газа
и
легированным
донорами ареенидом галлия-алюминия вводят тонкий (толщиной несколько нанометров)
разделительный
слой
нелегированного
арсенида
галлия-алюминия.
Концентрация
рассеивающих центров в разделительном нелегированном слое ниже, чем в легированном,
поэтому
подвижность
электронов,
накопленных
в
области
3,
дополнительно
увеличивается.
100
Рисунок
9.17 - Зависимость подвижности от температуры в GaAs
Температурная зависимость подвижности электронов для двумерного электронного
газа в
гетераструктуре с
разделительным слоем приведена на рисунке
9.17
(кривая
1).
При температурах жидкого азота (77К) и жидкогогелия (4К) подвижность соответственно
возрастает до 1,4-105 и 2·106 см 2/(В·с). На этом же рисунке показана, температурная за
висимость
подвижности
электронов
в слое арсенида галлия (кривая
2),
содержащем
доноры с концентрацией 10 17 см-3 • Слой такого типа используется в рассмотренных
выше структурах ПТШ
-
транзисторов.
Подвижность электронов двумерного электронного газа, особенно при поиижеиных
температурах, сильно зависит от технологии изготовления слоев гетероструктуры. Для их
создания
используют
различные
полупроводниковых слоев (см. гл.
сматриваемой гетероструктуре,
2).
способы
элитаксиального
наращивания
тонких
Наилучшее качество элитаксиальных слоев в рас
наименьшую плотность дефектов
на их
границах и
наибольшую подвижность обеспечивает молекулярио-лучевая эпитаксия.
3
и
с
и
с
з
GaAs
Полуиз on ирующий
Полуизолирующий
Ga.As
GaA.s
б)
а)
Рисунок
9.18- Структура нормально
открытого и нормально закрытого
ГМЕТ- транзистора
Описанный выше гетеропереход используют в структурах полевых транзисторов с
управляющим
переходом
металл-полупроводник.
Примеры
конструкций
нормально
открытого и нормально закрытого ГМЕП- транзисторов показавы на рисунке
изготовлении
нормально
открытых транзисторов
рующую подложку из арсенида галлия (рисунок
эпитаксии
последовательно
проводимости,
наносят:
нелегированный
на легированную
9.18,
легированный кремнием (Nд = 7·10
9.18.
При
полуизоли
а) методом молекулярио-лучевой
нелегированный
разделительный
17
3
хромом
слой
слой
арсенида
арсенида
галлия р--типа
галлия-алюминия,
см- ) слой арсенида галлия-алюминия. Для фор
мирования затвора (З) используют слой алюминия, для контактов к истоковой (И) и
стоковой
(С)
-
областям
AuGe/Ni. В нормально закрытом транзисторе с
9. 18, б) верхний слой арсенида галлия-алюминия
толщины 50 нм. Таким способом на одной подложке
сплав
индуцированным каналом (рисунок
частично
стравливают
до
изготовляют нормально открытые и нормально закрытые транзисторы.
Напряжение перекрытия ГМЕП
-
транзистора
(9.32)
где
(/Jз
-
равновесная
полупроводник
высота
(арсенид
потенциального
d -
галлия-алюминия);
барьера
перехода
суммарная
металл
(затвор)
-
толщина легированного
донорами и нелегированного слоев арсенида галлия-алюминия;
его относительная
t:m -
диэлектрическая проницаемость.
Принцип действия ГМЕП
-
транзистора аналогичен принципу действия ПТШ
-
транзистора. Между металлическим затвором и расположенным под ним слоем арсенида
галлия-алюминия образуется управляющий барьер Шоттки. Обедненная область этого
перехода в основном располагается в слоях арсенида галлия-алюминия.
Канал
нормально
открытого
транзистора
управляется
при
Uзи
<
О
в
слое
нелегированного арсенида галлия на границе с гетеропереходом в области накопления
(ОН) двумерного электронного газа, ограниченной штриховой линией на рисунке
Под
действием
управляющего
напряжения
затвор
-
исток
изменяются
9.18,
а.
толщина
обедненной области перехода металл-полупроводник, концентрация электронов в ОН и
ток стока. Электроны поступают в ОН из истока. При достаточно большом (по модулю)
отрицательном
напряжении
затвор-исток,
равном
напряжению
перекрытия
(9.32),
обедненная область расширяется настолько, что полностью перекрывает ОН электронов.
497
Ток стока при этом прекращается.
z~,мА
Рисунок
9.19- Передаточные характеристики нормально
(1) и нормально закрытого (2) ГМЕП
открытого
В нормально закрытом транзисторе вследствие меньшей толщины верхнего слоя
арсенида
галлия-алюминия
(см. рисунок
б)
9.18,
при
Изи =
О
проводящий
канал
отсутствует, так как ОН двумерного электронного газа перекрыта обедненной областью
управляющего
перехода. Канал возникает
равном порогоному
(9.32),
при векотором положительном напряжении,
когда обедненная область управляющего перехода сужается
настолько, что ее нижняя граница попадает в ОН электр~:шов.
1
На рисунке
9. 19
приведены сток
и нормально закрытого
сток-исток
4
2
-
затворные характеристики нормально открытого
транзисторов при длине затвора
L 3 = 0,8
мкм и расстоянии
мкм; толщины слоев соответствуют указанным на рисунке
9.1 8.
Благодаря
высокой подвижности электронов и малой длине затвора практически во всем диапазоне
изменения напряжения
напряжения)
затвора (за исключением
достигается
насыщение
малой области
дрейфовой
скорости
вблизи
электронов
порогоного
в
канале
и
наблюдается линейная зависимость
(9.33)
где Gкр- критическая напряженность поля;
g 111 находится из соотношения
(9 .30),
gm =fo ·ёпz ·Vuac ·Wк/Нк ·
Для кривых 1 и 2 gmfWк равно 117 и 173 мСм/мм соответственно. Большее
значение
крутизны
для
нормально
закрытого
транзистора
обусловлено
меньшей
толщиной легированного донорами арсеняда галлия-алюминия.
Важными
достоинствами
структуры
ГМЕП
-
транзистора
(по
сравнению
структурой ПТШ- транзистора) являются меньшая плотность поверхностных
на
границе
арсенида
барьера Шоттки
со
состояний
галлия-алюминия в плоскости гетероперехода и большая высота
( (/Jз"' 1 В).
Вследствие меньшей
плотности
поверхностных
состояний
уменьшаются отрицательный поверхностный заряд и толщина обедненных областей в
промежутках исток
-
затвор, затвор
-
сток, что позволяет обеспечивать
меньшие
паразитвые сопротивления этих областей, не используя дополнительные технологические
операции
селективного
ионного
легирования,
необходимые
самосовмещенным затвором. Вследствие большей высоты
транзисторов допустимо большее (до
0,7
В)
для
транзисторов
с
барьера Шоттки для ГМЕП
прямое напряжение затвор
-
-
исток, что
особенно важно для нормально закрытых транзисторов, рабочие напряжения на затворах
которых могут изменяться лишь в узком диапазоне, ограниченном сверху напряжением
отпирания управляющего перехода металл
300
-
полупроводник.
В настоящее время реализованы ГМЕП
ГГц. Недостатком ГМЕП
-
-
транзисторы с граничной частотой
J;,.
до
транзисторов по сравнению с ПТШ является более
высокая стоимость, обусловленная усложнением технологии изготовления.
498
9.5.
9.5.1.
Полевые транзисторы с изолированным затвором
Структура и принцип действия МДП-транзистора с индуцированным каналом
Для определенности изложения на рисунке
изображена структура п-к~нального
9.20
МДП-транзистора. Транзистор реализован на слаболегированной кремниевой подложке р
15
3
типа с концентрацией акцепторов порядка 10
методами
диффузии
донорных
примесей
см- • На поверхности подложки 1
или
ионного
легирования
созданы
2 и стоковая 8 области n +-типа глубиной около 1 мкм с
концентрацией доноров в них более 1020 см-3 •
сильнолегированные истоконая
Расстояние
между
областями
называемое длиной канала
истока
и
стока,
может составлять от
L,
десятых долей до нескольких микрометров. На
поверхности
полупроводника
тонкий слой диэлектрика
мкм,
в
качестве
двуокись
которого
Si02 •
кремния
сформирован
0,05 ... 0,1
толщиной
4
обычно
В
этой
используют
связи
широко
Рисунок
используется второе название-МОП-транзистор
(металл-окисел-полупроводник).
На
9.20-
слой
диэлектрика нанесен металлический электрод
Структура кремниевого
МДП -транзистора
5,
называемый затвором. Длина затвора
соответствует длине канала, а ширина затвора (перпендикулярная плоскости рисунка)
определяет поперечное сечение проводящего канала. Металлические слои
выводы истока и стока. В приповерхностный слой
ионного
легирования
канала. Если слой
6
вводят
тип
и
и
7
образуют
концентрация
которых
определяет
тип
легирован донорами, проводящий канал существует при нулевом
напряжении на затворе
Если слой
примеси,
3
толщиной около О, 1 мкм методом
6
6 легирован
5,
приборы называются транзисторами со встроенным каналом.
акцепторами, как и подложка, то при нулевом напряжении затвор
-
исток канал между истоком и стоком отсутствует. Но канал п-типа может быть наведен
(индуцироваться)
положительного
при
подаче
напряжения,
на
затвор
превышающего
относительно
так
называемое
подложки
векоторого
пороговое
напряжение.
Такие транзисторы называют транзисторами с индуцированным каналом.
Принцип действия МДП-транзистора основан на стационарном эффекте поля в
полупроводниках,
заклЮчающемся
в
изменении
приповерхностной
проводимости
(поверхностной плотности подвижных носителей заряда) под действием перпендикулярно
приложеиного
управление
поля.
током
В
отличие
стока
от
канальных
осуществлялось
полевых
изменением
транзисторов,
площади
сечения
в
которых
проводящего
канала, конструктивно сформированного в структуре транзистора (геометрии), в МДП
транзисторе
изменяется
концентрация
подвижных
носителей,
и
проводящий
канал
самоизолируется областью пространствеиного заряда ионов подложки, наведенной полем
изолированного затвора. Эта особенность МДП-транзисторов позволяет получить очень
малые
размеры
прибора
и
высокую
плотность
интегральных схем. По этой причине более
90 %
упаковки
в
составе
монолитных
СБИС и УБИС реализованы по МДП
-
технологии.
Назначение
эффекта поля.
электродов.
Для
этого
Исток
предназначен
он сильно легирован
для
обеспечения
примесью и
стационарного
обеспечивает быстрое
заполнение разрешенных состояний в инверсионном слое канала. Постоянная времени
процесса
'r м
=
определяется
временем
диэлектрической
релаксации
(время
Максвелла),
1
ее 0 • р и - - - . Если бы исток был слабо легирован, то формирование проводящего
канала
Nн
запаздывало
бы
относительно
входного
реализовать необходимого быстродействия.
сигнала
затвора,
что
не
позволяет
499
При отсутствии областей стока и истока образование инверсионного слоя в МДП
структуре
определяется
инерционность
процессом
установления
термагенерации
квазистационарного
электронов
состояния
в
подложке,
может
при
составлять
этом
десятки
миллисекунд и даже секунды.
Затвор предназначен для создания и управления током проводящего канала между
истоком и стоком. В случае транзистора с индуцируемым каналом (режим обогащения,
Е-транзистор,
Enrich)
поле затвора, создаваемое напряжением входа между металлом
затвора и подложкой, проникает в полупроводник и инвертирует тип проводимости
поверхностного слоя полупроводника, одновременно изолируя проводящий канал слоем
неподвижных
ионов
подложки
от квазинейтральной
области.
Слой
ионов
примеси
подложки образуется за счет отталкивания основных носителей заряда (эксклюзия) полем
затвора.
Область стока обеспечивает замыкание цепи тока на источник питания сток-исток и
необходимое рабочее напряжение стока. В мощных и высоковольтных МДП-транзисторах
тело
стока
содержит
обеспечивает
низколегированную
необходимый
слой
ОПЗ,
(дрейфовую)
область,
блокирующий
толщина
напряжение
которой
стока,
и
сильнолегированную область для формирования низкаомного омического контакта. В
1'iизковольтных транзисторах и транзисторах ИС область стока идентична области истока,
так как они формируются одновременно методом диффузии или ионной имплантации
примесей (рисунок
9.20).
ilз
а)
2
Jam6op /
<1
l.r
\ <S
s ss s
'"':Z:'
Исток
s
sl
ss
i
Стох
~am~op
r
5
J
б)
ИCtnfJK
3amJop
Cmox
в)
Рисунок
9.21- Сечение
МДП-транзистора с индуцированным каналом при Uз
< Unop
(а);
Uз > Unop, Uc < Uс.нас (б) и пентодном участке ВАХ, Из> U,.op, Uc > Uс.нас (в)
1- изолятор затвора; 2- обедненный слой; 3- инверсный слой; 4- отсечка канала
500
Включение
аналогично
МДП-транзистора
канальным
в
транзисторам.
схеме
с
Полярность
общим
истоком
истока
осуществляется
источника
питания
Иси
соответствует знаку основных носителей заряда в канале. Например, для п-канального
-
МДП-транзистора минус источника подается на исток, а плюс
Подложка
в
большинстве
случаев
закорочена
электрически
на электрод стока.
на
исток.
Потенциал
источника затвора относительно истока и подложки должен иметь знак, соответствующий
заряду основных носителей подложки. Для п-канального Е-транзистора плюс источника
затвора подается на затвор, а минус
-
на исток. В этом случае поле затвора отталкивает
дырки, создавая слой ионов примеси подложки при малых напряжениях затвора (рисунок
9.21,
а).
При
порогового
превышении
напряжения,
значения
напряжения
поверхностное
поле
в
затвора,
которое
полупроводнике
носит название
наводит
не
только
неподвижный заряд ионов, но и подвижный заряд электронов, поступающих из истока.
Это состояние соответствует инверсии типа проводимости в приповерхностном слое
полупроводника.
В р-подложке наводится п-канал, отделенный от квазинейтральных
областей слоем ОПЗ ионов примеси подложки (рисунок
начинает
протекать
ток.
Дальнейшее
увеличение
9.21,
б). В цепи сток-исток
напряжения
затвора
и
поля
в
полупроводнике увеличивает концентрацию подвижных электронов, и, следовательно, ток
стока.
Таким образом, МДП-транзистор с индуцированным каналом можно представить
электромеханической схемой (рисунок
9.22),
содержащей ключ, замыкающий цепь стока и
истока при достижении напряжением затвора пороrового значения Ипор• и управляемое
напряжением
затвора сопротивление
обратным током стокового
канала.
Ток
перехода при Из
p-n
<
стока
в
такой
цепи
определяется
Ипор· При напряжениях затвора выше
Ипор ток в цепи стока, как будет показано ниже, возрастает по квадратичному закону
(сверхлинейно) (рисунок
велико,
то
в
Так как входное сопротивление МДП-транзистора очень
9.23).
статическом
режиме
МДП-транзистор
обладает
очень
большим
коэффициентом усиления по току.
Ic
Rк
с
и
!с
Иси
____."....
+
Рисунок
9.22- Схема замещения
МДП-транзистора
Рисунок
9.23 - Зависимость тока стока от
напряжения на затворе, Ис> О
с индуцированным п-каналом
На переменном сигнале входной ток МДП-транзистора определяется емкостным
током затвора и линейно возрастает с увеличением частоты. Передаточная характеристика
(рисунок
9.23)
характеризует усилительные свойства МДП-транзистора по напряжению.
При включении МДП-транзистора по схеме с общим истоком по сопротивлению
нагрузки, подсоединенной к стоку, будет протекать ток lс(Изи), который создает на нем
падение напряжения,
значительно
большее,
чем напряжение
Изи.
Как и
в
случае
канального транзистора, коэффициент усиления по напряжению будет определяться
крутизной передаточной характеристики
dlc
Ku =--·Rн =g·Rн.
dU 1
501
В
зависимости
от
структуры
МДП-транзистора
коэффициент
усиления
напряжению в схеме с общим истоком находится в диапазоне ( 1О ... 103 ).
по
Для пояснения физики работы полевого транзистора с изолированным затвором
рассмотрим энергетические диаграммы
затвора,
МДП-структуры
соответствующих режиму отсечки
<
Иш
при различных
Ипор
напряжениях
(режим обеднения и
начала
инверсии проводимости подложки), и усилительному режиму Изи> Ипар (режим глубокой
инверсии проводимости поверхности подложки).
9.5.2.
Идеальная МДП-струкrура
Схематически МДП-структура приведсна на pucyнf(e
11 -
диэлектрика, а
Ниже
мы
будем считать
структуры
смещен
9.24,
где
{[ -
толщина слоя
напряжение, приложенвое к металлическому полевому электроду.
напряжение
положительно
положительным,
относительно
если
омического
металлический электрод
контакта
к
подложке,
и
отрицательным в противоположном случае.
Зонные диаграммы идеальных МДП-структур при
V=
О приведсны нарисун/(е
Понятие «идеальная МДП-структурю> определим следующим образом
1.
Работы
выхода
электронов
из
металла
и
[ 10]:
полупроводника
одинаковы,
9.25.
или
разность работ выхода металла и полупроводника ср 111 , равна нул'ю:
=CfJm -
CfJms
CfJms
Здесь
Eg
(Х + 2q -1jf 13) =О
для
п-типа,
=CfJт - (Х + Е~
q + 1Jf В)= О
2
для
р-типа.
ср 111 - работа выхода металла, х
ширина запрещенной зоны, '!lв
-
напряжения
V =
- сродство к электрону полупроводника, Eg -
разность между уровнем Ферми Е1: и полоЖением уровня
Ферми в собственном полупроводнике
внешнего
(9.34)
О
Ei.
Условия
энергетические
(9.34)
зоны
означают, что в отсутствие
полупроводника
не
изогнуты
(состояние плоских зон).
2.
При
любых
полупроводнике
и
смещениях
равный
ему
в
структуре
заряд
могут
существовать
противоположного
знака
только
на
заряд
в
металлическом
электроде, отделенном от полупроводника слоем диэлектрика.
3.
При постоянном напряжении смещения отсутствует перенос носителей тока
сквозь диэлектрик, т. е. сопротивление диэлектрика предполагается бесконечным.
v
Аf,;-талл
дu_;::'eЛrljJ/IK
'\_
Омическшl
л-о,.,mакт
Рисунок
9.24 -
Структура
металл-диэлектрик
полупроводник (МДП-структура)
502
qx;
qx;
уровень вакуума
V=O
V=O
qq;/11
уровеиь вакуума
qq;/11
Ее
qq;в
1-..I.....-+..;;._---Ec
+---+---.....---F
----·
F
F
Е;
Ev
d
Металл
d
Полупроводнuк
трик
Металл
а)
Рисунок
9.25-
три к
Полупровод пик
б)
Зонные диаграммы идеальных МДП-структур при V
а- полупроводник п-типа; б
p-mun
Диэлек-
-
= 0:
полупроводник р-типа
n-muп
f
--·----Ее
·;.;...:с..:....::...:;.._
f----
------Ei
r"
Ei
.;;--..,....-·"
т ~
Ev
• • • - r~.
t
t
Er
а
-
Ее
-----Ei
. F
•ty
..
~
Еv
Рисунок 9.26- Зонные диаграммы
идеальной МДП-структуры при V f. 0:
а - режим аккумуляции;
б ·-режим обеднения;
в -режим инверсии
Когда к идеальной МДП-структуре приложено напряжение того или другого знака,
на полупроводниковой поверхности могут возникнуть три основные ситуации (рисунок
9.26).
Рассмотрим их сначала для МДП-структуры с полупроводникам р-типа. Если к
металлическому электроду структуры приложено отрицательное напряжение
(V < 0),
край
валентной зоны у границы с диэлектриком изгибается вверх и приближается к уровню
503
Ферми (рисунок
9.26,
а). Поскольку в идеальной МДП-структуре сквозной ток равен
нулю, уровень Ферми в полупроводнике остается постоянным. Так как концентрация
дырок экспоненциально зависит от разности энергий
(F- Ev),
такой изгиб зон приводит к
увеличению числа основных носителей (дырок) у поверхности полупроводника. Этот
режим
называется
режимом
обогащения
(аккумуляции).
Если
к
(V > 0),
приложено не слишком большое положительное напряжение
МДП-структуре
зоны изгибаются
вниз и приповерхностная область полупроводника обедняется основными носителями
(рисунок
9.26,
б). Этот режим называется режимом обеднения.
Следует отметить, что режимы аккумуляции и обеднения определяются действием
поля на подвижные носители заряда. Изгиб зон на энергетических диаграммах лишь
отражает
факт
изменения
этого
заряда.
Поэтому
при
аккумуляции
(увеличение
концентрации основных носителей) край зоны основных носителей приближается на
поверхности к уровню Ферми, а при обеднении отдаляется по энергии от равновесного
уровня Ферми.
При
больших положительных
напряжениях зоны
изгибаются
вниз
сильно, что вблизи поверхности происходит пересечение уровня Ферми
.
уровнем Е;
В этом случае (рисунок
F
настолько
с собственным
в) концентрация неосновных носителей
9.26,
(электронов) у поверхности превосходит концентрацию основных носителей (дырок). Эта
ситуация называется режимом инверсии. Аналогичное рассмотрение можно прове.сти и
для МДП структуры с полупроводником п-типа. Указанные режимы осуществляются при
напряжении противоположной полярности.
В
режиме
инверсии
приращение
положительного
заряда
на
металле
затвора
(р-подложка) индуцирует отрицательный заряд электронов (тепловая генерация в объеме,
диффузия
и дрейф
к поверхности),
в то
время
как заряд ионов
и
толщина ОПЗ
стабилизируются и определяются поверхностным потенциалом:
Nл
kT
(9.35)
lfl s = 21f! в = 2 - l n - ;
q
11;
Насыщение
толщины
ОПЗ
обусловлено
тем
фактом,
что
при
превышении
поверхностного потенциала значения 2'!1в все дальнейшее превышение потенциала идет
на
образование
концентрация
тонкого
слоя
подвижных
подвижного
носителей
заряда
инверсных
экранирует
носителей.
проникновение
Высокая
поля
вглубь
полупроводника. При этом потенциале концентрация (объемная) неосновных носителей в
приповерхностном слое становится равной исходной концентрации основных носителей
заряда в подложке.
ш-~~----~~~7.7-----------,
p-mu11 Si (3CIJЛ)
N,.., = 4xfiJ 1ffcм-~
-e.rp fqf15 /2 k
(Сt~.лЬ!iая
~
~
в
-e.rp (ql~sl/.? k Т}
3.
главе
ш-'
Рисунок
"'
~
9.27 -
полупроводнике
раздела)
ш-s
ш-,
Формулы
отражены на рисунке
(AKK!fM!fЛЯfl/1.11)
~
в инверсионном слое необходимо решить
уравнение Пуассона, как это было показано
uнffepcuя)
...
-
Т)
Для определения концентрации носителей
от
-O,/t -0,2
о
= 4·1015
площади
потенциала
границы
lf/., для
см-3 при комнатной
уровня Ферми и собственного уровня Е; в объеме
!
0,8
единицу
поверхностного
температуре; потенциал lflв соответствует разности
Е,
О,б
решения
Зависимость плотности заряда в
(на
кремния р-типа с Nл
Ev
этого
9.27 .
f,O
полупроводника (рисунок
9.25)
504
Как следует из рисунка
значения 2lflв концентрация
при превышении поверхностным потенциалом
9.27,
наведенных носителей в полупроводнике
lfls
возрастает по
экспоненциальному закону, n5 - ехр qlfl s . Поэтому это условие было выбрано за основу
2kT
определения порогоного напряжения МДП-транзистора.
Hem.:J/7/l
дu:ммт,ои,;;
Полупtюftооtш'<
9.28 -
Рисунок
Зонная диаграмма идеальной
МДП-структуры (а) и распределения зарядов
(в
условиях
инверсии)
(б),
электрического
поля (в) и потенциала (г)
б)
о
lf'
-q.N",
При
.r
МДП
//-flп
приложении
последнее
(рисунок
Qs
в)
1
-d
г)
Е
о
и
сумме
что
для
электронейтральности
структуры заряд на ее
электроде
между
полупроводником
Ясно,
9.28).
обеспечения
~ltlsl/t;z
структуре
напряжения
перераспределяется
диэлектриком
,:..._J
к
обедняющего
Qм
металлическом
должен
быть
электронного
инверсионном
слое
равен
заряда
Qп
и
в
заряда
ионизированных акцепторов в области
w ... .::
обеднения полупроводника:
(9.36)
rJ>. (.z)
где
W -
(рисунок
толщина обедненного слоя
9.29,
поверхностная
Qs -
б);
плотность
полная
заряда
в
полупроводнике.
В
выхода
делится
отсутствии
разности
приложеиное
между
работ
напряжение
полупроводником
и
изолятором,
И=Ui+lfls,
где
Ui -
падение напряжения на диэлектрике, равное
u. =f. ·d = Qм ·d = Qs '
1
где
Ci
1
ei Ео
-удельная емкость диэлектрика затвора.
Ci
(9.37)
505
Наведенный
заряд
диэлектрике затвора
(9.37).
в
полупроводнике
определяется
падением
напряжения
на
Величина порогоного напряжения МДП-транзистора, определяемая из условия
равенства
объемной
концентрации
носителей
в
инверсионном
слое
концентрации
равновесных основных носителей в подложке, может быть представлена в виде
и nop.O
где
n
длины
= Nл
-
-
21f/ В +и i
qn·llк q NA
21f/ В + - - - +
-
С;
из условия определения; lzк
Дебая).
Пренебрегая
вторым
<<
wmax
С;
(9.37).
(9.38)
'
Wmax (толщина инверсионного слоя порядка
членом
(9.38),
равенства
получим
выражение
порогоного напряжения для идеальной МДП-структуры (п-канал):
Nл
2
ипор.О = 2Фт 1n - + - q N А
n;
С;
Пороговое
уменьшается
с
напряжение
Nл
n;
возрастает с ростом
увеличением
удельной
(9.39)
SSo Фт in-.
емкости
уровня легирования
диэлектрика
затвора
подложки
и
(уменьшение
толщины диэлектрика, увеличение относительной диэлектрической постоянной с;).
9.5.3.
Реальная МДП-структура
В реальных МДП-структурах существуют встроенные электрические поля, природа
которых обусловлена зарядом поверхностных состояний полупроводника (как в контакте
металл-полупроводник, глава
4),
зарядом в диэлектрике и разностью термодинамических
работ выхода металла затвора и полупроводника. Поэтому в исходном состоянии с
внутренним полем зонная диаграмма МДП-структуры уже содержит не плоские зоны, а
форму, соответствующую обеднению или обогащению приповерхностной проводимости
полупроводника
(рисутюк
полупроводника,
9.29,
необходимо
а).
Для
подать
того
чтобы
внешнее
поле,
спрямить
зоны
диэлектрика
нейтрализующее
и
внутреннее.
Величина внешней разности потенциалов, которую необходимо приложить к МДП
структуре,
чтобы
нейтрализовать
напряжения плоских зон
(jlat band)
встроенное
(рисунок
9.29,
внутреннее
поле,
носит
название
б).
Gs =О
r-Ее
F
F
'Fso
Fм
Ее
Uрв
- ---- --
F
Ev
Ev
~
а)
Рисунок
9.29-
б)
Зонные диаграммы МДП-структуры: при Ф.,
> Фп
или положительном
заряде в диэлектрике (а); при подаче напряжения плоских зон (б)
506
В общем случае величина напряжения плоских зон определяется как:
И
где
Qo -
п
= Фм
_ Фs
+Qo
q
С;
q
_ Фмs
-
+Qo .
(9.40)
С;
q
эффективная поверхностная плотность заряда на поверхностных состояниях и в
диэлектрике затвора; знак
Qo .
отрицательному заряду
«- »
Q0
соответствует положительному заряду
, знак
« +»-
Напряжение плоских зон может быть определено из измерений стационарной
высокочастотной
емкость
вольтфарадной
МДП-структуры
может
характеристики
быть
МДП-структуры.
представлена
в
виде
двух
Эквивалентная
последовательно
включенных конденсаторов: емкости диэлектрика и емкости полупроводника (рисунок
9.30,
а). Для р-подложки удельная емкость идеальной МДП-структуры при нулевом
смещении
lf/s
=О равна
(9.41)
с
1
Cs
0
-ИFв
а)
+Un
И
б)
9.30- Эквивалентная схема МДП-структуры (а); ВФХ МДП-структуры
1 - идеальная; 2 - со встроенным отрицательным полем; 3 - со встроенным
Рисунок
(б):
положительным полем (направление поля в полупроводник)
Полная емкость структуры
С Cs
C=-'-C;+Cs
(9.42)
что соответствует последовательному соединению емкости полупроводника
слоя
диэлектрика
представляет
С;
собой
= е 0 е; 1d . Последняя
максимально
определяется
возможную
толщиной
емкость
всей
Cs
и емкости
диэлектрика
структуры.
полупроводника изменяется при изменении напряжения на структуре (рисунок
и
Емкость
9.31,
б).
Особый интерес представляет значение полной емкости структуры в состоянии плоских
зон, т. е. при
lf/s =О.
Для этой величины из выражений
(9.41)
d +!.l_ kTe 0 es
2
fs
Рро q
где
f;
и е
s -
и
(9.42)
получим
(9.43)
относительные диэлектрические проницаемые изолятора и полупроводника
соответственно, а
L0
-
дебаевекая длина дырок
(9.41).
507
Зависимости
емкости
идеальной
МДП-структуры
от
напряжения
при
отрицательных значениях последнего отвечает аккумуляции дырок у границы раздела. В
этом режиме дифференциальная емкость полупроводника существенно больше емкости
диэлектрика, поэтому полная емкость структуры близка к величине
Ci.
Когда напряжение,
приложеиное к идеальной МДП-структуре, становится больше нуля, в приповерхностном
слое полупроводника образуется обедненная область, которая действует как добавочный
слой диэлектрика. Это приводит к уменьшению емкости МДП-структуры. С увеличением
положительного напряжения
(рисунок
9.30,
f//s и W растут,
б), при которой рост
f/ls
и
пока не наступает сильная инверсия
( f//s = 2f/lв)
резко замедляется. В режиме сильной инверсии
W
небольшое увеличение поверхностного потенциала
l1f//s
вызывает значительный рост
плотности заряда инверсионного слоя, который экранирует объем полупроводника от
проникновения
электрического
высокочастотная
емкость
поля
отрицательный заряд в диэлектрике
положительном
напряжении
-UFв (кривая
<
электрода
Если
-Qo, то
+ИFв
положительного заряда или Фм
напряжении
с
насыщается.
структуры.
реальная
Поэтому
структура
условие плоских зон (С~
(кривая
2
на
рисунке
стационарная
имеет
= С FB)
встроенный
наступит при
б).
9.30,
В
случае
Фs условия плоских зон реализуется при отрицательном
3 на рисунке 9.30, б). Знак напряжения плоских зон противоФ
положен знаку встроенного заряда и контактной разности потенциалов
-Ф
м
s (9.40).
q
Из всех МДП структур наиболее важными являются структуры металл-Si0 2 -Si
(МОП). Однако природа различных электрофизических процессов, происходящих на
Si-Si02 ,
границе раздела
в
настоящее
время
еще
не
получила
объяснения. Многие исследователи считают, что границу раздела
достаточно
Si-Si02 ,
полного
возникающую
при термическом окислении кремния, следует рассматривать как некоторый переходный
слой
с
переменным
химическим
составом.
Предполагается,
что
на
границе
монокристаллического кремния находится моноатомный слой нестехиометрического
(1 <
х
< 2;
= 2),
стехиометрической двуокиси кремния соответствует х
SiOx
представляющий
собой не полностью окисленный кремний. Затем следует промежуточный слой
Si0 2
с
большими внутренними механическими напряжениями толщиной 10-40 А, который
переходит в
обычный
ненапряженный стехиометрический
Si02 •
аморфный
Отличие
характеристик реальных МОП-структур от соответствующих зависимостей идеальных
МДП-конденсаторов обусловлено существованием поверхностных ловушек и зарядов в
окисле.
В настоящее время принята следующая классификация этих зарядов и ловушек
(рисунок
1.
9.31) [10]:
Заряд, захваченный поверхностными ловушками
заряд электронных состояний, которые локализованы
энергия
которых
состояния,
лежит
называемые
в
запрещенной
также
зоне
быстрыми,
Qit, представляющий собой
на границе раздела
полупроводника.
могут достаточно
Эти
быстро
Si-Si02
и
поверхностные
перезаряжаться,
обмениваясь электронами (дырками) с кремнием. Поверхностные состояния, вероятно,
обусловлены избыточными атомами кремния (трехвалентным кремнием), избыточным
кислородом или примесными атомами.
2.
Фиксированный заряд окисла
непосредственной
близости
от
нее.
Q1 , расположенный на границе раздела или в
Величина
этого
заряда
остается
практически
постоянной во всей области электрических полей, характерных для рабочего диапазона
напряжений на МОП-структурах.
3.
Заряд,
захваченный
в
окисле
Qo.r .
Этот заряд
возникает,
например, при
рентгеновском облучении структур или инжекции горячих электронов в диэлектрик.
Соответствующие ловушки более или менее равномерно распределены по толщине слоя
окисла.
4.
Заряд
подвижных
ионов
Q111
(например,
ионов
натрия),
который
может
перемещаться в слое окисла при стрессовых термаполевых нагрузках МДП-структур.
508
Величину всех этих зарядов ~бычно относят к единице площади границы раздела,
т. е. измеряют в единицах Кл·см-. Вместо
поверхностные плотности,
Q;
часто используют соответствующие
которые обозначают символом
N; с теми же индексами
( N; = Q 1q - число зарядов на 1 см ). Поскольку энергетические уровни состояний,
2
захватывающих поверхностный заряд
полупроводника,
полезной
Q;1 , непрерывно распределены в запрещенной зоне
характеристикой
является
энергетическая
плотность
поверхностных состояний
D.11
Рисунок
=.!. dQ;r [число зарядов/см 2 ·эВ].
q dE
9.31
-Классификация зарядов, присутствующих
в термически окисленном кремнии
В соответствии с данной классификацией заряда в системе
заряд
Q0
Si-Si0 2
эффективный
представляет собой сумму зарядов.
1d
1d
(9.44)
Qo =Qf +-J X·Pm(x)dx+-J X·P 0 /x)dx,
do
где
Pm (х),
р 01 (х)
-
do
объемные плотности заряда подвижных ионов и за~ваченного
(радиационного) заряда в окисле соответственно.
Заряд быстрых состояний
вносит дополнительную емкость в систему МДП.
Q;1
Однако в режиме сильной инверсии емкость полупроводника, включающая емкость
инверсионного
слоя,
много
больше
емкости
поверхностных
состояний,
поэтому
последней можно пренебречь.
Величина и стабильность встроенного заряда и быстрых поверхностных состояний
зависят
от
кристаллографической
ориентации
полупроводника.
Так
для
кремния
установлено, что плотность быстрых состояний и фиксированного заряда существенно
ниже для ориентации
(100) .
По этой причине все современные кремниевые МОП
транзисторы и СБИС на их основе изготавливаются только на подложках с ориентацией
(100), а не (111), используемой в биполярной технологии. Нестабильность заряда в МДП
системе
на
основе
арсенида
галлия
и других
полупроводников
АзВ 5
оказалась до
настоящего времени непреодолимым барьером для технологов на пути создания МДП ИС
на основе этих полупроводников, несмотря на более высокую подвижность носителей
заряда и другие преимущества (оптоэлектронные) этих материалов.
509
9.5.4. Пороговое
напряжение
Для реальных МДП-транзисторов пороговое напряжение для случая короткого
замыкания исток-подложка может быть выражена в виде
U,юр =И FB
где знак
«+»
относится к
± (2!fl В +
qN п
Wmax
С;
(9.38):
(9.45)
),
н-канальным (р-подложка),
и знак
«- » -
к р-канальным
(н-подложка); Nп -концентрация примеси в подложке.
Пороговое напряжение возрастает с ростом уровня легирования подложки (рисунок
9.32,
а) и уменьшается с ростом удельной емкости диэлектрика затвора (рисунок
Оно определяется также параметрами напряжения плоских зон
зарядом
и
разностью
полупроводника
(qJ 111.,)
термодинамических
(рисунок
выхода
из
металла
JИпорJ
б).
затвора
и
~
Nп
С;
а)
Рисунок
9.32,
эффективным
9.33).
/
JИпорJ
работ
(9.40):
Q.32- Зависимость модуля
б)
порогоного напряжения от концентрации примесей
·
в подложке (а) и удельной емкости затвора (б)
11-::---11-::::;--__
+Qo
а)
Рисунок
9.33- Зависимость порогоного напряжения
б)
от эффективного встроенного
заряда (а) и контактной разности потенциалов металл затвора- полупроводник (б)
Для
кремниевых
МДП-транзисторов
порагавого напряжения меньше,
с
индуцированным
чем для р-канального.
Это
н-каналом
обусловлено
модуль
прирадой
встроенного заряда (положительный) и большИм значением (/Jмs для МДП-системы с
подложкой н-типа.
Поэтому в
системе
Si-Si02-M
канальном транзисторе увеличивает пороговое
(9.39)
(Ипор
первыми
< 0),
МДП
реализовать
а в н-канальном уменьшает (Ипор
ИС
были
стабильное
ИС
на
внутреннее встроенное
напряжение
>
О)
по
(9.45).
сравнению
напряжение
поле в р
идеальным
В этой связи исторически
основе р-МДП-транзисторов,
пороговое
с
так
на р-канальных
как
было легче
транзисторах,
крутизна передаточной характеристики и быстродействия п-канальных
хотя
выше, чем у
р-канальных из-за более высоких значений подвижности электронов по сравнению с
дырками.
Из требований схематехники величина порагавого напряжения МДП-транзисторов
должна находиться в диапазоне
(0,5 ... 3)
В.
Основным
способом
обеспечения этих
значений является ионное подлегирование области канала на глубину порядка
WmaxCN)
510
(9.35).
Управление с помощью удельной емкости диэлектрика используется редко, так как
Ci)
увеличение толщины диэлектрика (уменьшение
ведет к уменьшению усилительных
свойств (крутизны), а уменьшение толщины диэлектрика ограничено напряжением пробоя
и
уменьшением
встроенного
надежности.
заряда
транзисторах с
широко
Управление
используется
энергонезависимой
в
памятью
порогоным
специальных
напряжением
с
помощью
репрограммируемых
(Flash, EEPROM,
ЛИПЗМОП),
МДП
и будет
рассмотрено ниже.
Использование высоколегированного р +- и
n +- поликремния и силицидов металлов
на их основе в качестве материала затвора позволяет изменять пороговое напряжение на
-IB
(ширина запрещенной зоны
обеспечить
rpмs
>
О
,
Si).
Однако с точки зрения надежности целесообразно
так как встроенное поле в диэлектрике затвора в этом случае
обеспечивает поддержание стабильного заряда границы раздела
положительных
зарядов
(ионов)
к
металлу
затвора,
их
Si0 2-Si за счет дрейфа
захватом
геттером
и
нейтрализацией заряда внешней цепью. Дополнительное достоинство поликремния и
силицидов металла на их основе заключается в технологической «простоте» реализации
двухуровневой металлизации и самосовмещенных структур МДП-транзисторов с малой
паразитной емкостью сток-затвор (длина канала определяется маской поликремниевого
затвора).
В дискретных МДП-транзисторах и МДП ИС исток и подложка в большинстве
случаев закорочены (заземлены).
Это способствует сведению до минимума влияния
паразитнаго биполярного транзистора, у которого эмиттер и коллектор совмещены с
истоком и стоком, а база- с подложкой. В мощных МДП-транзисторах такое включение
увеличивает устойчивость к вторичному пробою.
В некоторых случаях необходимо увеличить пороговое напряжение (в особенности
п-канальных). С этой целью на подложку подают обратное смещение относительно истока
Uип- Это приводит к обратному смещению инверсионного канала относительно подложки,
а, следовательно, увеличению толщины самоизолирующегося слоя ионов (ОПЗ), что
вызывает рост поверхностной плотности неподвижного заряда и уменьшение плотности
подвижного заряда при фиксированном напряжении на затворе
(9.36).
В результате этого
пороговое напряжение увеличивается на величину, компенсирующую увеличение заряда
неподвижных ионов:
11UI10p (U ип)
= UIIOfJ (Иип)- UIIOfJ (0) =
~2в sBo q N л
ci
(
)
(9.46)
J21jf в +и ип - ~21jf в .
Чем сильнее легирована подложка (Nл), и чем меньше удельная емкость затвора
(С), тем сильнее влияние подложки на пороговое напряжение.
9.5.5.
Выходные и передаточные характеристики МДП-транзистора
Выходные ВАХ МДП-транзистора представляют собой зависимости тока стока от
напряжения стока при различных значениях напряжения входа Изи. При отсутствии
напряжения на затворе или при
ju з! < Unop
(канал отсутствует) ток между стоком и
истокам определяется обратным током перехода сток-подложка. После подачи на затвор
положительного напряжения (н-канальный) больше порогоного напряжения под ним
возникает канал п-типа проводимости (рисунок
зависеть
от напряжения
на
стоке.
Если на
9.21,
в), сопротивление которого будет
сток подать положительный
потенциал
относительно заземленного истока, то электроны будут дрейфовать от истока к стоку по
инверсионному слою
под действием продольного электрического поля.
значениях напряжения сток-исток (U си
< U зи - Unop)
При малых
ток стока будет линейно возрастать
с напряжением, как и в канальном транзисторе с управляющим
p-n переходом. При
511
протекании
тока
стока
падение
напряжения
в
смещению затвора относительно канала (рисунок
канале
приводит
к
неравномерному
9.34).
3
Из(х)
lc1 < fс.,ю,·
fc.uac
о
а)
Рисунок
9.34- Эквивалентная
Lк
х
б)
схема затвора (а) и неравномерное
распределение потенциала по длине канала (б)
\
!с
р
\{Ис
III
...
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
Ис. нас
Рисунок
9.35
Ее
-Выходные ВАХ МДП-транзистора:
III -
Ис
Ив
I- триодная
область; П- пентодная;
область лавинного и теплового пробоя
Потенциал затвора вблизи истока (точка А, рисунок
9.34,
а) будет определяться
источником затвора (Изи). Потенциал затвора вблизи стока (точка В, рисунок
9.34,
а)
будет меньше на величину падения напряжения в канале (Изи- Ис). Неравномерное
смещение затвора по длине приводит к увеличению сопротивления канала. Поверхностная
концентрация электронов
дальнейшем
увеличении
вблизи стока будет меньше,
напряжения
стока
ток
стока
чем
у
будет
истока.
расти
Поэтому при
слабее,
чем
по
омическому закону. При достижении Иси= Иси.иас, при котором действующее внутреннее
напряжение
на
затворе
проводящего
канала
насыщается.
В
вблизи
стока
(поверхностный
отличие
от
становится
заряд
канального
равным
электронов
транзистора,
Ипор,
равен
у
происходит
нулю),
которого
и
отсечка
ток
отсечка
стока
канала
сопровождается увеличением потенциала затвора у стока, в МДП-транзисторе явление
отсечки сопровождается уменьшением потенциала затвора относительно канала вблизи
стока. Как и в случае канального транзистора, насыщение тока стока обеспечивается токо
потенциальной обратной связью, подавляющей приращения тока стока с изменением
напряжения при Иси
>
Иси. нас· Для короткоканальных транзисторов дополнительным
механизмом насыщения тока стока является насыщение дрейфовой скорости электронов
при пролете канала (fси
> Екр;
напряженность продольного поля выше критического
значения). Значение напряжения стока насыщения определяется разностью напряжения
затвор-исток и пороговага напряжения (рисунок
9.35):
Иси.нас =Изи -И,юр'
(9.47)
512
По мере дальнейшего увеличения напряжения на стоке точка перекрытия канала
постепенно сдвигается в сторону истока, канал становится короче. В результате этого
эффекта дифференциальное сопротивление канала при Иси
будет наблюдаться некоторый рост
9.21,
>
Иси.нас остается конечным и
Ic при увеличении напряжения на стоке
(рисунок
в). Эта область ВАХ соответствует пентодному участку. При этом внутреннее
падение напряжения в канале остается неизменным
Иси.нас
.
В области достаточна
больших напряжений происходит лавинное размножение носителей заряда в ОПЗ обратно
смещенного стокового перехода за счет ударной ионизации. В области больших токов
стока (больших значений Изи) напряжение стока ограничено тепловым пробоем (рисунок
9.35,
область
III).
Проведем расчет выходных ВАХ МДП-транзистора при следующих допущениях:
•
•
ток в канале определяется дрейфом в продольном поле;
подвижность носителей в инверсионном канале постоянна (не зависит от
напряженности поля);
•
•
•
концентрация легирующей примеси в подложке однородна;
обратные токи утечки стока и истока пренебрежимо малы;
поперечное
электрическое
поле
ЕУ
направленное
,
перпендикулярно
плоскости затвора, значительно превышает продольное поле Е х.
Последнее допущение называется приближением плавного канала.
Анализ
будем
проводить
для
п-канального
МДП-транзистора
(рисунок
9.36).
Плотность тока электронов в инверсионном слое можно представить в следующем виде:
.
dU(x)
(9.48)
Jcи(x,y)=-q )1 115 n(x,y)~,
где
U(x)
- потенциал канала относительно истока;
f.1.11s
-
эффективная подвижность
электронов в канале.
Тогда ток стока:
Ic =
.
где hк
-
1
.
Jси ·Sк =-Wк
dU 'к
)1/IS-
Jq n(x,y)dy,
dx о
толщина инверсионного слоя.
Поскольку
l•к
Jq n(x,y)dy=Q"(x),
о
представляет собой плотность подвижных электронов в расчете на единицу площади, то
ток стока можно выразить в виде:
dU
Ic =-Wк J.lns Q"(x)d;.
(9.49)
Подвижный заряд в МДП-структуре наводится превышением напряжения затвора
порагавого
значения
(9.45)
и
падением напряжения
U(x) в канале, уменьшающим
действующее напряжение затвора:
Q 11 (Х)=-(Изи -Unop -U(x))·C;.
Подставив
(9.50)
в
(9.49),
получим:
(9.50)
513
Проинтегрировав это выражение
Lк
Ic J dx =С; J.l".
UcN
Wк J(изи -И"ор -U(x)}iu.
о
о
получим:
=С; J.l"., : ; [<Изи -И"ор)Иси -~Иiи
lc
Выражение
(9.51)
J
(9.51)
описывает выходные ВАХ на триодном участке (рисунок
9.35).
р
у
а)
б)
Рисунок
9.36- Структура МДП-транзистора (а),
МДП-транзистор
с самосовмещенным затвором (б)
g,.
fс.нас
Изи
Ипор
а)
Рисунок
б)
9.37- Зависимость крутизны
от напряжения на затворе (а) и тока стока (б)
При малых напряжениях стока (И си <Изи
-
И 110Р) ток стока практически линейно
возрастает с напряжением стока:
Wк
lc --С; J.l".-(Изи
-И"ор)·Иси.
(9.51,а)
Lк
При И си= И си.нас =Изи
-UIIop
ток стока насыщается
1
Wк
.
2
lс.нас =2С; J.l""L(Uзи -U11op) ·
(9.51):
(9.52)
к
Выражение
(рисунок
9.23).
(9.52)
описывает передаточную
характеристику МДП-транзистора
514
Для
описания
дальнейшего
хода
выходной
БАХ
следует
учесть
эффект
уменьшения длины канала, который имеет место, когда напряжение на стоке превышает
Иси. 11ас . В случае резкого n+ -р стокового перехода толщина ОПЗ, определяющая l:!.Lк,
может быть представлена в виде:
С учетом лавинного размножения:
-
lс(Иси)-Iс.нас
Lк
Lк- l:!.Lк
(9.53)
М(Иси)·
Таким образом, ток стока на лентодном участке БАХ определяется удельной
емкостью затвора, поверхностной подвижностью электронов, топологическим фактором
w
(___к_) и квадратично возрастает с увеличением напряжения на затворе.
Lк
Выходная проводимость
dl
g с = __с_ на лентодном участке БАХ увеличивается с
dИси
.
уменьшением длины канала.
9.5.6.
Крутизна передаточной характеристики
Крутизна передаточной характеристики на лентодном участке БАХ определяет
усилительные свойства транзистора:
- d/
С.нас
- Сi J.lns-WК (U ЗИ- U пор ) ·
8m --dИси
Крутизна линейнр
(9.54)
Lк
возрастает с напряжением затвора (рисунок
9.37,
а). Для
повышения значения крутизны, а, следовательно, коэффициента усиления по напряжению
необходимо
использовать
сожалению,
до
полупроводники
настоящего
времени
не
с
большим
значением
представляется
подвижности.
возможным
стабильные МДП структуры на основе полупроводников А 3 В 5 ,
К
реализовать
имеющих высокую
подвижность носителей заряда. Основным методом повышения крутизны кремниевых
МДП транзисторов является увеличение топологического фактора Wк/ Lк
Если выразить
(U 1и
-U 110P)
из уравнения
(9.52)
получим зависимость крутизны от тока стока (рисунок
8m
=
9.37,
падением
подвижности
Wк
ростом
то
(9.55)
Lк
с
(9.54),
б):
2/с.нас С; J.lns - - ·
Как и в канальном транзисторе с управляющим
ограничивается
.
и подставить его в
p-n
переходом, значение крутизны
напряженности
поля
и
насыщением
дрейфовой скорости, и также паразитными сопротивлениями тела истока и стока. В
условиях насыщения дрейфовой скорости электронов в канале ток насыщения МДП
транзистора может быть представлен в виде:
(9.56)
515
Отсюда следует, что крутизна в этом случае постоянна:
(9.57)
а ток насыщения
(9.56)
пропорционален напряжению на затворе, а не квадратичен, как это
предсказывает модель идеального (J.l 11 s = const) МДП-транзистора
(9.52).
МДП-транзистор характеризуется коэффициентом усиления по напряжению:
Ки -=--;;иdИсиl
dИси
ЗИ 1c=!'0/1.\·t
где
rc
{llc
=d/·--;;r;-=rc·gm •
С
ЗИ
-дифференциальное сопротивление стока (выходной ВАХ).
Дифференциальное сопротивление
(9.53).
ростом напряжения на стоке
При малых значениях дL и М:::::
1
обусловлено
выражение
изменениями
(9,53)
длины
канала
с
можно свести к виду:
lс(Иси)"' lс.на{ 1+ ~}
Откуда следует:
Как и в случае биполярного транзистора (рисунок
7.30), выходное сопротивление
стока уменьшается по гиперболе с ростом тока стока и увеличивается по параболе с
ростом напряжения стока.
С ростом частоты перемениого сигнала крутизна передаточной характеристики
будет уменьшаться, как и в канальном транзисторе, из-за инерционности пролета и
перезаряда емкости затвора.
Постоянная времени крутизны определяется временем перезаряда емкости С3 :
-t RC- Сз-
-r
•g -
gm
В однополюсном приближении
Lк
2
(9.58)
J.ls(Uз -И пор)
(9.28)
граничная частота МДП-транзистора имеет вид:
f =-1-=J.ls(Uз-U"op)
к
2п т g
(9.59)
2n L к 2
Для повышения частотных свойств необходимо уменьшать длину канала, повышать
подвижность носителей заряда и ток стока ((Изи -И пор) современных МДП-транзисторов достигают
..{i";).
Граничные частоты
100 ГГц.
В усилителе по схеме с общим истоком МДП-транзистор, как и канальный, имеет
дополнительную схемную инерционность, обусловленную временем перезаряда Сзс с
учетом эффекта Миллера через сопротивление нагрузки Rн.
tRc = RнСзс(l + Ku) ·
Поэтому для повышения быстродействия необходимо уменьшить межэлектродные
емкости.
Одним из способов снижения паразитных межэлектродных емкостей является
использование
структуры
с
самосовмещенным
затвором
(рисунок
9.36,
б).
Само-
516
совмещение
осуществляется
с
помощью
ионной
имплантации.
На
структуру
со
сформированными областями п+-исток и п+-сток с выращенным тонким подзатворным
диэлектриком осаждают поликремниевый слой с высоким уровнем легирования. Методом
фотолитографии по поликремнию формируют требуемую длину затвора (канала). После
этого
проводят ионную имплантацию
примесей,
которая создает соединительные п
области со стоком и истоком. Поликремниевый затвор играет роль маски и металла
затвора. После отжига радиационных дефектов получается структура с очень малым
перекрытнем затвор-сток. В результате этого значительно уменьшается емкость Сзс и
существенно повышается схемное быстродействие МДП-транзистора.
9.5.7.
МДП-транзистор со встроенным каналом
В транзисторе данного типа проводящий канал между истоком и стоком создается
с помощью легирования (ионная имплантация примеси) либо встраиванием стабильного
во времени заряда в диэлектрик затвора или «плавающий» затвор для МДП-структур с
энергонезависимой памятью. В этом случае в канале такого транзистора протекает ток
стока
при
нулевом
напряжении
между затвором
и
истоком.
В
отличие
от
МДП
(Enrich)
(Depletion), т. е.
транзистора с индуцированным кана.iюм, который работает в режиме обогащения
транзистор со встроенным каналом может работать в режиме обеднения
уменьшения тока
стока при
увеличении модуля напряжения
открытом канальном транзисторе с управляющим
Одновременно
он
может
работать
потенциала затвора. На рисунке
9.38,
p-n
режиме
затвора, как в
нормально
переходом или барьером Шоттки.
и
в
а
показан поперечный разрез п-канального МДП
обогащения
при
изменении
знака
транзистора со встроенным каналом, где в отличие от обычного МДП-транзистора
проводящий канал заглублен в объем полупроводника от границы раздела диэлектрик
полупроводник. Истинный профиль легирования приповерхностной области подложки
такого прибора и его ступенчатая аппроксимация приведены на рисунке
окрестности металлургического р-п перехода (х
= Xj)
9.38,
б. В
образуется ОПЗ, локальная толщина
которой определяется величиной напряжений, приложеиных к структуре. Напряжение на
затворе, кроме того, модулирует локальную толщину приповерхностной подзатворной
области обеднения.
Nfr)
97актическиi1
/проtриль
,--<
легироВания
1
1
1
No
1
1
б)
а)
Рисунок
9.38- МДП-транзистор встроенным каналом (а) и профиль легирования (б)
Когда отрицательное напряжение на затворе увеличивается, ширина встроенного
канала
уменьшается,
что
приводит
к
уменьшению
тока
стока.
При
Изи =И пер
(напряжение перекрытия) происходит отсечка канала при условии, что глубина залегания
517
Xj
меньше
Иногда
Wmax<Nv).
это
напряжение
по
аналогии
с
МДП-транзистором
с
индуцированным каналом называют пороговым.
Выходные
вольтамперные
характеристики
МДП-транзисторов
со
встроенным
каналом аналогичны таким же характеристикам канального транзистора с управляющим
p-n
переходом при том же типе канала. Передаточная характеристика (рисунок
9.39,
а)
совпадает по форме с такой же характеристикой транзистора с индуцированным каналом,
но сдвинута относительно последней в сторону отрицательных значений
напряжениях
И си
< И си .нас
И си
> И си.нас
стоказатворные
характеристики
.
Изи
квадратичны,
При
а
при
линейны. Объяснение поведения передаточных и выходных ВАХ такое
-
же, как в транзисторе с индуцированным каналом.
Выходные характеристики (рисунок
9.39,
б) по форме аналогичны выходным ВАХ
транзистора с индуцированным каналом, но только нижняя характеристика соответствует
напряжению и зи ~и пер. При изменении и зи от и пер
вверх. При смене знака Изи
>О
канала
контактного
(уменьшение
ОПЗ
к нулю характеристики смещаются
происходит дополнительное расширение проводящего
потенциала)
и
аккумуляция
электронов
в
приповерхностной области, что приводит к увеличению тока стока по сравнению с
начальным Ис. нас. о при Изи
= О.
п-канал
lfcи
Ic
п-нана.11
lc нас
Ic
=10 В
58
fc наv
Изи= 1В
L,.J.-+__.b-- UJи;OB
Ic нас.D
Ic но.с.с
'..t...-+-4--t--:--- t в
JU.нd<.J!мp
о
l!зи
о
llc нас1
/Jси
6)
Uсинас
а)
Рисунок
9.39- Передаточная
характеристика (а) и выходные БАХ (б)
п-канального МДП-транзистора со встроенным каналом
По сравнению с МДП-транзисторами с индуцируемым каналом (Е-типа), в МДП
транзисторах со встроенным каналом (D-типа) наблюдается более высокие значения
подвижности, поскольку движущиеся в объеме носители не рассеиваются на границе
раздела полупроводник-диэлектрик. Поэтому нормально-закрытые транзисторы D-типа
могут работать как транзисторы Е-типа, но с большей крутизной и быстродействием, что
используется
схематехники
стационарный
в
цифровых
на
БИС
повышенного
МДП-транзисторах
режим
со
усилительных
быстродействия.
встроенным
каскадов.
каналом
Кроме
того
С
точки
проще
МДП-транзистор
встроенным каналом широко используется в инверторах цифровых ИС
нагрузочного
резистора
(D-нагрузка)
с
малой
величиной
зрения
реализовать
паразитной
со
в качестве
емкости,
что
позволило значительно повысить быстродействие п-МДП ИС. На основе структур со
встроенным каналом реализуют двухзатворные или тетродные МДП-транзисторы · для
преобразования высокочастотных аналоговых сигналов в цепях смесителей, модуляторов,
умножителей частоты и других устройствах.
518
9.5.8. Работа МДП-транзистора
в схеме ключа
Рассмотрим ключевой режим работы МДП-транзистора на резистивно-емкостную
нагрузку (рисунок
9.40)
Открытое
транзистора
\U зи \>
обесnечивается
iuпор 1,
затворе;
nри
состояние
МДП-
выnолнении
условия
где U зи - отпирающее напряжение на
- пороговое напряжение.
U пор
Открытый
идеальному
в стационарном и динамическом состояниях.
стационарное
МДП-транзистор
замкнутому
ключу,
тем
чем
ближе
меньше
падение
напряжения на нем, называемое остаточным напряжением
Uocm.
При
этом
ток
Ic ,
стока
протекающий
Рисунок
через
9.40- МДП
ключ
с общим истоком
открытый МДП-транзистор, так же, как и в ключе на
биполярном транзисторе, практически задается внешней
цепью- нагрузочным резистором Rн и источником ЭДС Ее
:
(9.60)
Статическое
состояние
открытого
ключа
графически
оnределяется
пересечения БАХ нагрузки и БАХ МДП-транзистора (точка В на рисунке
по
9.35).
точке
Наклон
выходной БАХ МДП-транзистора на ее крутом участке nри больших наnряжениях на
затворе характеризуется сопротивлением канала rкан
rкан
_Uси_1
1
_fc_b. Изи -U"op'
где
(9.5l,a) [24]:
ь =С;
J.l .• Wк
Lк
-удельная крутизна.
Следует nодчеркнуть, что чем больше значение напряжения на затворе Изи
круче
наклон
выходной БАХ,
меньше соnротивление канала и
,
тем
меньше остаточное
наnряЖение Иост • Зависимость соnротивления канала от наnряжения на затворе rкан = f(U зи) приведена на рисунке 9.41. Тиnичные значения сопротивления канала rкан
для интегральных транзисторов - ( 1... 1О) Ом, для мощных - десятые доли ома.
Рисунок
9.41
-Зависимость сопротивления канала от напряжения
затвора мощного МДП-транзистора
519
Остаточное
напряжение
можно
определить,
умножив
ток
стока
/с
на
сопротивление канала МДП-транзистора:
Ее
Uocm = lc ·r,шн =--r
Rн кан
Ее
1
Rн
Ь (Изи -И пор)
=--·------
Таким образом, остаточное напряжение определяется отношением сопротивления
канала rкан к сопротивлению нагрузки Rн.
Закрытое статическое состояние МДП-ключа обеспечивается при выполнении
условия Ju зи J< lипор 1·
Закрытый МДП-транзистор тем ближе к идеальному разомкнутому ключу, чем
меньше протекающий через него в этом состоянии выходной ток, называемый током
утечки.
Практически
ток утечки равен
обратному току
стокового p-n
перехода и
составляет 10-9 ... 10-10 А для маломощных транзисторов. Поэтому падением напряжения
от
остаточного
напряжение
на
(И си "'Ее).
тока
Таким
работающего
на
сопротивлении
закрытом
в
нагрузки
МДП-транзисторе
образом,
ключевом
перепад
режиме,
можно
равно
напряжения
равный
пренебречь
напряжению
на
выходе
разности
и
считать,
источника
что
питания
МДП-транзистора,
выходных
напряжений
в
статистических состояниях, составляет
!!..Иси =Ec-Uocm "'Ее.
Рассмотрим
динамическое
состояние
МДП-транзистора
в
ключевом
режиме
работы. Анализ динамических состояний с точки зрения правильной эксплуатации МДП
транзистора
необходим
по
двум
основным
причинам:
во-первых,
для
оценки
быстродействия ключа на МДП-транзисторе, т. е. скорости его переключения; во-вторых,
для оценки динамических потерь, энергия которых мала (длительность переходных
процессов
много
меньше
длительности
статических
состояний),
но
мощность
динамических потерь очень большая, так как ток и напряжения во время переходных
процессов значительны.
Так же, как и в усилительном режиме работы, быстродействие МДП-транзистора
определяется
двумя
факторами:
перезарядом
емкости
затвора
Сз
и
перезарядом
межэлектродных емкостей. Однако при этом вследствие больших перепадов напряжений
на затворе
и
стоке
в
ключевом
режиме
приходится учитывать
зависимость указанных
емкостей от напряжения.
Пусть в исходном состоянии МДП-транзистор открыт и на нем падает небольшое
остаточное напряжение И ост • При подаче на затвор скачка запирающего напряжения
Ju 3И
1
< lи пор 1 (момент времени to на рисунке 9. 42) ток в транзисторе спадает практически
до нуля с постоянной времени крутизны
момента времени
резистор
Rн
to начинается
1' g
=С3 rкан
и транзистор запирается. После
заряд емкости нагрузки Сн от источника питания Ее через
с постоянной времени нагрузки 1' =С нRн (см. рисунок
9.40).
Выходное
(стоковое) напряжение нарастает по экспоненциальному закону:
ИеиU) ==Ее( 1-ехр(-~)}
(9.61)
Из (9.61) можно определить длительность положительного фронта tф выходноге
напряжения (рисунок
9.42).
520
Рисунок
9.42- Диаграммы работы
МДП-транзистора в ключевом режиме
Сопротивление нагрузки задает амплитуду выходного тока в открытом состоянии
(9.60),
МДП-транзистора
и
формулу
для
расчета
положительного
фронта
можно
представить в виде:
- 3,0·ЕсСн
1
+ -30 R с
tф- • • н н-
(9.62)
с
Положительный фронт определяет продолжительность перехода транзистора из
открытого состояния в закрытое
-
зто переходный процесс запирания МДП-транзистора.
Рассмотрим теперь переходный процесс отпирания МДП-транзистора. При подаче
на затвор скачка отпирающего напряжения Изи (момент времени
стока
ic
значения
со скоростью, з,адаваемой постоянной времени
rs ,
t 1 на рисунке 9.42) ток
достигает граничного
1с.гр ,
Ее
JС гр = ----'"---
.
rкан(Изи)
Этим током разряжается емкость нагрузки Сн, позтому напряжение на ней, а,
следовательно, и напряжение на стоке транзистора уменьшается. Так как сопротивление
канала
открытого
транзистора
значительно
меньше,
чем
сопротивление
нагрузки,
то
длительность tф будет меньше, чем tф.
tф
Сравнение
(9.62)
и
(9.63)
: : : 3,0
'кт.Сн
.
(9.63)
показывает, длительность отрицательного фронта в
R
отношение __]f_ раз меньше длительности переднего фронта напряжения:
'ка н
+
tф:::::
Rн
'кан(U ЗИ)
-
tф.
Этот вывод имеет качественный характер,
так как при расчете фронтов не
учитывалась нелинейность БАХ и изменение сопротивления канала в процессе включения
транзистора.
521
9.5.9.
Предельные напряжения МДП-транзистора
и защита от статического электричества
Максимально
допустимые
напряжения
между
электродами
МДП-транзистора
определяются следующими эффектами:
•
•
•
•
•
В
лавинный пробой обратно смещенного
p-n
перехода сток-подложка;
пробой диэлектрика затвора;
инжекционный пробой или эффект смыкания ОПЗ промежутка сток-исток;
лавинная инжекция горячих носителей заряда в диэлектрик затвора;
лавинный пробой паразитнаго биполярного транзистора.
МДП-транзисторах
с
длинным
каналом
(нет
смыкания)
максимальное
напряжение на выходных ВАХ определяется лавинным пробоем планарного
сток-подложка с учетом кривизны поля на периферии
(5.126).
p-n перехода
Для прямоугольной топологии стока криви:ша и максимальное значение поля
локализуются в углах (сферическое распределение
( 5.126))
И в.с =И во _ь__[з
з// Б(Иво)
)2 +1-llll
Б(И )
Х. )
'
во
\
.1
где Иво - напряжение пробоя плоского p-n перехода; ~·
-
глубина залегания перехода
стока. В МДП-транзисторах с латеральной геометрией напряжение пробоя на порядок и
более ниже, чем напряжение пробоя плоского
Рисунок
p-n перехода.
9.43- ДМДП-транзистор с дрейфовой областью
Для высоковольтных МДП-транзисторов вводят дополнительную высокоомную
стоковую область (дрейфовая область) (рисунок
структуру,
как
у
биполярного
транзистора.
9.43), а также используют вертикальную
Одним
из
распространенных
типов
высоковольтных транзисторов является ДМДП (ДМОП) -транзистор, реализуемый двумя
последовательными диффузиями р- и п- примесей в одно «окно» (рисунок
9.43). Такие
структуры могут иметь очень короткие каналы (высокая крутизна). Они весьма устойчивы
к смыканию из-за высокой концентрации примеси в р-слое вблизи истока. Сравнительно
протяженная низколегированная дрейфовая область стабилизирует электрическое поле в
ней на уровне (1 ... 3)-104 В/см, достаточном для насыщения дрейфовой скорости
носителей заряда. Динамический заряд электронов снижает пиконую напряженность поля
аналогично
эффекту
Кирка
в
ОПЗ
коллектора
биполярного
транзистора.
Такое
522
ограничение максимальных электрических полей в структуре препятствует развитию
процессов ударной ионизации и зарядке окисла.
МДП-транзисторы с вертикальной структурой изготавливаются на кремниевых
подложках с ориентацией
(100)
на основе анизотропного травления. Вытравливаемые в
селективном травител е, например КОН,
V -канавки
имеют характерный угол наклона
по отношению к горизонтальной плоскости. Как следует из рисунка
легирующих примесей
в
структуре аналогично распределению
9.44,
55° ·
а, распределение
примесей
в
ДМОП
транзисторе с двойной диффузией. В приборах такого типа два параллельных друг другу
канала длиной
L
расположены на обеих сторонах вытравленной канавки. Общим стоком
служит подложка. В такой конфигурации легко создавать многоэлементный мощный
прибор
на
большие
токи
с
необходимой
крутизной.
Достоинством
вертикальной
структуры является улучшенный теплоотвод (посадка стока на кристаллодержатель). В
связи с тем, что скорость травления кремния в направлении
в
(111)
(100)
значительно выше, чем
(бока желоба), процесс формирования У-канавки самоостанавливающий. Это
обстоятельство обеспечивает высокую технологичность изготовления МДП-транзисторов.
Второй разновидностью ДМОП-транзисторов с вертикальной структурой является
МОП-транзистор с U-канавкой (рисунок
9.44,
б).
:Jamdqo
Исток
а)
n-cлoil
Сток
Исток
Jamdop
б)
п+- поиложка
< ltJO>
Сток
Рисунок
9.44- ДМОП-транзисторы с
У-канавкой (а) и U-образной канавкой (б)
523
Транзистор с U-образной канавкой обеспечивает более однородное распределенИе
тока и меньшее сопротивление канала во включенном состоянии.
При уменьшении длины канала и при слабом легировании подложки максимальное
напряжение сток-исток может быть ограничено напряжением инжекционного пробоя
(раздел
5.12.4).
электронов
из
Причина возрастания тока стока в этом случае обусловлена инжекцией
истока
в
ОПЗ
стока
(канал
обеднен).
Обычно
сквозное
обеднение
(смыкание) описывают как механизм плавного пробоя, так как в этом случае ток утечки
растет с напряжением стока не так резко, как при лавинном пробое. Для повышения
напряжения смыкания в короткоканальных транзисторах уменьшают глубину залегания
переходов истока и стока, а также подлегируют объем канальной области методом ионной
имплантации на глубине ~
Другим
0,2
эффектом,
мкм.
ограничивающим
напряжение
стока,
является
лавинная
инжекция горячих носителей заряда в диэлектрик затвора. При высоких продольных
полях часть электронов, двигаясь в канале, разогревается до энергии, достаточной для
Si-Si0 2 (3, 1 эВ), и инжектируется в
Горячие электроны могут инжектироваться также за счет ударной
преодоления энергетического барьера на границе
окисел (рисунок
9.45).
ионизации в области отсечки канала у границы со стоком. Зарядка окисла оказывает
существенное влияние на стабильность работы МДП-транзистора и, в конечном счете,
срок службы. Для замедления деградации необходимо ограни;чить максимальные значения
напряжений на МДП-транзисторе. Следует отметить, что этот эффект является рабочим в
МДП-структурах
с
плавающим
затвором,
предназначенных
для
энергонезависимой
памяти.
Рисунок
9.45- Изменение пороrовоrо напряжения МДП-транзистора вследствие зарядки
1 -ток в канале; 2 - горячие электроны; 3 - ударная ионизация
окисла:
В ряде случаев,
подложка,
оказывает
особенно для структур с закороченными электродами исток
дополнительное
паразитный
транзистору (рисунок
ограничение
биполярный
9.46,
а).
При
на
допустимую
транзистор,
величину
включенный
напряжения
параллельна
стока
МДП
высоких напряжениях стока ударная ионизация
генерирует электронно-дырочные пары. Дырки дрейфуют в подложку и создают прямое
смещение
Истоковый
истока
(падение
переход
напряжения
легирован
на
значительно
сопротивлении
больше,
чем
Rип
-
исток-подложка).
подложка.
Поэтому
его
524
коэффициент инжекции близок к единице, как у эмиттера биполярного транзистора. При
малой длине канала реализуется «тонкая» база паразитного транзистора с близким к
единице коэффициентом переноса. В результате коллектируемый стоком инжекционный
ток истока будет подвергаться лавинному размножению с дальнейшей поставкой дырок и
увеличению
прямого
смещения
стока.
В
зависимости
от
величины
коэффициента
передачи тока а(/) паразитнога биполярного транзистора ограничивается максимальное
напряжение стока (рисунок
9. 46,
б)
1
Ис.mах =И а =Ивс(l-а)".
с
б)
а)
9.50- Паразитвый биполярный транзистор (а) и
Рисунок
выходные
БАХ МДП п-канальноrо транзистора (б)
Максимальные напряжения стока (рисунок
б) соответствуют напряжению
9.50,
UcE
паразитнога биполярного транзистора.
При работе МДП-транзисторов в электронных схемах необходимо обеспечить
условия,
при
которых напряжение на затворе не
превышает предельных
значений,
определяемых пробоем диэлектрика. Как и в полупроводнике, в диэлектрике наблюдается
тепловая и электрическая формы пробоя. Электрическая форма пробоя, как правило,
переходит в тепловую с последующим разрушением (потерей изоляции) диэлектрика.
Способность
прочностью
изоляторов
или
выдерживать
напряженностью
поля,
большинстве диэлектриков, в том числе
напряжение
при
Si02,
которой
определяется
происходит
диэлектрической
пробой,
Gmax·
В
диэлектрическая прочность уменьшается с
ростом температуры при тепловом пробое. Так как электрический механизм пробоя связан
с ударной ионизацией (лавинный пробой), то электрическая прочность возрастает с
увеличением температуры и уменьшением толщины диэлектрика. Для набора энергии
ионизации на малой длине пробега требуется большая величина напряженности поля. Для
6
термически выращенных слоев Si02 толщиной не менее 50 нм (500 А) Gmax 2: 8·10 В/см.
Поскольку пленка окисла локально неоднородна, то при конструировании приборов
необходимо обеспечить
допустимого напряжения
50
%-ный запас по толщине диэлектрика. Так, например, для
20 В
толщина диэлектрика должна составлять:
- 5 . 10-6 см.
- 2U-max
-dsmax
Диэлектрик затвора может быть легко разрушен под действием статического
электричества, особенно в приборах с малой емкостью затвора. Поэтому входные цепи
микромощных МДП ИС необходимо защищать путем подключения параллельна затвору
стабилитронов, МДП-транзисторов со смыканием сток-исток и паразитным биполярным
транзистором, у которых напряжение пробоя меньше, чем напряжение пробоя затвора.
525
Защитная
цепь
должна
обеспечить
более
быстрый
разряд
статического
электричества по цепи защиты по сравнению со входной. Поэтому дифференциальное
сопротивление
rд
dU
= - должно быть близким к нулю или отрицательным. По этой
dl
причине в комплементарных КМДП ИС в защитных цепях используют паразитвые
биполярные
транзисторы
транзисторы
с
и
большой
тиристоры
площадью
с
малым
затвора
напряжением
менее
включения.
чувствительны
к
Мощные
статическому
электричеству из-за большой емкости затвора, снижающей действующее напряжение. В
производстве
МДП-транзисторов
и
ИС
на
их
основе
предусмотрены
меры
по
ограничению накопления статического электричества на технологическом оборудовании
посредством их заземления. При транспортировке МДП ИС предусмотрено закорачивание
выводов в технологической таре.
9.5.10.
Зависимость
Влияние температуры на параметры МДП-транзистора
параметров
МДП-транзистора
от
температуры
в
основном
определяется температурной зависимостью подвижности носителей в инверсионном слое,
2
, и пороговага напряжения.
/-(,- r'·
Модуль
порагавого
напряжения
уменьшается
с
ростом
Температурная зависимость И11ор определяется уменьшением
lfl в
температуры
=({!т
(9.45).
Nп
ln--- с ростом
n; (Т)
температуры. Температурный коэффициент изменения пороговага напряжения возрастает
с
ростом
легирования
подложки
и
увеличением
(уменьшением удельной емкости) (рисунок
толщины
диэлектрика
затвора
9.51).
CQ
~ о
Q
~с:.
'<:! -0,2
dzfJ.fикм
-0,4
~~------~~--~-------~~~0--~·
юо~--~~-----г-----,----~~~~
5О
Ntt, см-3
Рисунок
9.51
5
-Зависимость порогового напряжения от температуры (а) и зависимость dVт
уровня легирования в
Si-SI02 структурах с различной толщиной окисиого слоя
(б)
1dT
от
526
Ток стока насыщения и крутизна передаточной характеристики изменяются с
температурой различным образом в зависимости от напряжения затвора. При напряжении
затвора больше 3Ипор доминирует температурная зависимость падения подвижности, в
результате чего ток стока и крутизна уменьшаются с ростом температуры (рисунок
а, б). При Из< 1,5Ипор
напряжения,
и ток стока увеличивается.
компенсируют друг друга,
значениях
тока
стока
9.52,
преобладает температурная зависимость уменьшения порогового
При
крутизна
слабо
(2,5 .. . 3,0)Ипор
Из ~
и ток стока слабо
обе зависимости
зависит от температуры.
зависит
от
температуры
При
(падение
малых
Ипор(1)
компенсируется падением подвижности). Однако на больших токах доминирует падение
подвижности, и крутизна падает с ростом температуры.
Максимальное напряжение на стоке растет с температурой,
если реализуется
лавинный пробой, и уменьшается при смыкании ОПЗ истока и стока (рисунок
lс.нас
9.52,
в).
Ис.тах
ИnopZ Ипорl
Изи
т
Ic
б)
а)
Рисунок
в)
9.52- Влияние температуры на передаточную характеристику
(а),
крутизну (б) и максимальное напряжение стока (в)
Для
мощных
сопротивление
МДП-транзисторов
канала
энергетических
потерь
во
включенном
ключа.
с
увеличением
состоянии,
Отрицательная
температуры
что
приводит
токатемпературная
увеличивается
к
увеличению
обратная
связь
увеличивает устойчивость МДП-транзисторов к эффекту шнурования тока и обеспечивает
более надежную работу в импульсных схемах по сравнению с биполярным транзистором.
Уменьшение порогового напряжения с ростом температуры ограничивает применение
МДП-транзисторов в условиях повышенной температуры.
9.5.11. Короткоканальные эффекты
По
мере
уменьшения
длины
канала
в МДП-транзисторах
МДП-транзистора
начинают отличаться то свойств длинноканального прибора.
называемые
короткоканальные
эффекты
обусловлены
значениями
напряженности поля.
В
последнего
двумерным
распределения электрического поля в канальной области и
абсолютными
свойства
Эти отклонения
-
так
характером
сравнительно высокими
транзисторе
с
коротким
каналом
нарушается условие плавного канала С., >> Е У, и продольное поле может смещать в
прямое направление переход исток-подложка, вызывая увеличение подлороговых токов
(токи утечки) и изменение формы выходных ВАХ (триодные характеристики).
Можно выделить следующие короткоканальные эффекты:
•
•
•
•
зависимость (увеличение) подлороговых токов с ростом напряжения стока;
уменьшение порогового напряжения с уменьшением длины канала;
уменьшение порогового напряжения с ростом напряжения стока;
насыщение дрейфовой скорости, крутизны и ослабление усилительных свойств
МДП-транзистора;
•
•
эффект смыкания канала и увеличения выходной проводимости;
ударная
ионизация
транзистора;
вблизи
стока
и
включение
паразитнога
биполярного
527
•
зарядка
окисла,
приводящая
к
сдвигу
порогоного
напряжения,
дрейфу
характеристик и ухудшению крутизны передаточной характеристики.
Увеличение утечки (подпороговые токи) с ростом напряжения стока обусловлены
увеличением прямого смещения перехода исток-подложка и инжекцией электронов с
последующим коллектированием ОПЗ стока. Увеличение уровня легирования подложки
ослабляет этот эффект.
Уменьшение порогоного напряжения с уменьшением длины канала вызывается
влиянием ОПЗ истока и стока на эффективную длину канала. При малой длине канала его
части вблизи истока (ди) и стока (де) обедняются не потенциалом затвора, а потенциалом
встроенного контактного поля
p-n
переходов и напряжением стока. Для длинноканального
транзистора этот избыточный заряд значительно меньше заряда ионов толщиной
всей
площади
затвора,
который
индуцируется
порогоным
напряжением.
W111
Поэтому
по
в
длинноканальном транзисторе отсутствует (пренебрежимо мало) изменение порогоного
напряжения
с
изменением
длины
канала.
В
короткоканальном
транзисторе
этот
избыточный заряд составляет значительную часть заряда ионов, поэтому изменение
порогоного напряжения с уменьшением длины канала и увеличением напряжения стока
становится
заметным
(рисунок
В
9.53).
первом
приближении
из
условия
электронейтральности зарядов в МДП-системе:
AU
пар
где
= АQво = Qво<WкLк )-Qво[Wк(Lк -б и -8с)] = Qво. Dи +Dc
С;
С; Wк Lк
QBO =q Nп wmax
поверхностная
плотность
С;
заряда
слоя
Lк
ионов
при
потенциале
инверсии 2'flв.
ди
L'к
де
\Ипор\
rs:
а)
Рисунок
\Ипор\
~
Nm < Nm
Lк
Иси
б)
9.53- Структура МДП-транзистора (а),
в)
зависимость \Ипор\ от длины канала (б)
и уменьшение порогоного напряжения с ростом напряжения стока (в)
По
этой
ширины канала
же
причине
пороговое
Wк, так как в этом
напряжение
увеличивается
при
уменьшении
случае добавляется заряд боковых областей,
АИт ""QBO. wmax.
С;
Wк
Один из способов подавления этого эффекта заключается в увеличении уровня
легирования подложки Nп.
Повышение горизонтальной и вертикальной составляющих поля в канале приводит
к снижению подвижности и изменению удельной крутизны. При насыщении дрейфовой
скорости крутизна уже не зависит от уменьшения длины канала
(9.57), а передаточная
(9.56).
характеристика изменяется линейно с изменением напряжения затвора
Введем понятие степени короткоканальности, определяемой как отношение длины
канала к сумме толщины ОПЗ истока и стока
[1]:
528
е=
При
е
>> 1,
короткоканальным.
длинноканальный
Lк
(9.65)
Dи +Dс(ис)
МДП-транзистор считается длинноканальным,
Очевидно,
при
малых
один
и
тот
напряжениях
же
транзистор
подложки
и
больших значениях напряжений.
Сравнение выходных ВАХ короткоканального (Lк =
=4
(Lк
е=
в
8
мкм) приведено на рисунке
при
иси= О.
меньшем
как
1
е
вести
: :;
2,
себя
как
короткоканальный
при
мкм) и длинноканального
Для первого транзистора е
= 1,5;
для второго
Первое отличиеВАХтранзистора с коротким каналом заключается
значении
и С.нас =и ЗИ -и пор
9.54.
при
может
ис.нас
(9 .47).
,
по
сравнению
с
длинноканальным,
у
которого
Для КОрОТКОКаНалЬНОГО транзистора уменьшение ДЛИНЫ канала
приводит к увеличению продольной
напряженности поля и насыщению дрейфовой
скорости, а следовательно, тока при меньшем напряжении иси.нас. Второе отличие ВАХ
заключается в увеличении проводимости на участке насыщения
(2,
рисунок
9.54).
Наклон
выходной характеристики в режиме насыщения тока определяется действием с одной
стороны эффектов модуляции длины канала и уменьшения порогового напряжения, с
ростом напряжения на стоке, которые приводят к его увеличению, а с другой
-
падение
подвижности и насыщение дрейфовой скорости ослабляют рост тока стока. На рисунке
9.54
штриховой линией показана характеристика без учета эффекта сильного поля. Из-за
сильной модуляции длины канала пентодный участок БАХ отсутствует. На участке
пробоя
(3)
длинноканальный транзистор входит в лавинный пробой стока. В транзисторе с
коротким каналом участок
3
соответствует напряжению смыкания или инжекционного
пробоя, величина которого меньше, чем напряжение лавинного пробоя. В этой области
ток стока определяется суммой канального тока и тока смыкания. Последний в отличие от
канального протекает в объеме подложки. Затвор сохраняет управление током смыкания.
Однако крутизна и усилительные свойства на этом участке уменьшаются.
fc, пА
z
1
1
10
о";
\,
Ucu м11е Uси нас
Рисунок
20
8
Utц,
9.54- Сравнение ВАХ МДП-транзисторов с коротким и длинным каналами
При очень коротком канале смыкание наступает при напряжениях стока, меньших
напряжения насыщения дрейфовой скорости. В этом случае участок
ВАХ
транзистора
трансформируется
к
триодному
виду.
2
на БАХ исчезает, и
Транзистор
сохраняет
529
работоспособность,
но
у
него
снижаются
крутизна
и
выходное
сопротивление.
Применеине таких транзисторов возможно в цифровых интегральных схемах.
Снижение предельного напряжения стока при уменьшении длины канала отражено
на рисунке
9. 55.
Длина канала, ~!кн
Рисунок
9.55- Зависимость предельных
напряжений стока от длины канала
для различных эффектов
Причины снижения напряжения стока МДП-транзисторов с коротким каналом
были освещены ранее в разделе
9.5.9.
9.5.12. Масштабная
Короткоканальные
эффекты
мнннатюризация МДП-транзисторов
ухудшают
рабочие
характеристики
МДП
транзисторов и поэтому нежелательны. Одним из способов устранения этих эффектов
является пропорциональное уменьшение всех характерных размеров структуры, а также
увеличение концентрации примесей. При этом следует во столько же раз уменьшить
характерные значения рабочих напряжений, с тем, чтобы внешние электрические поля в
приборе оставались на прежнем уровне. Такой метод проектирования получил название
масштабной миниатюризации с неизменным электрическим полем.
Правила миниатюризации, используемые наиболее широко, основаны на том,
чтобы в миниатюризованных МОП- приборах действовали такие же (или примерно такие
же) электрические поля, как и в исходных приборах до миниатюризации. При сохранении
неизменных
электрических
полей
многие
характеристики
обоих
вариантов
МОЦ
приборов отличаются друг от друга только масштабными коэффициентами. Сводка
правил масштабной миниатюризации с неизменным электрическим полем приведена в
таблице
9.2.
Видно, что вертикальные и горизонтальные размеры приборов уменьшаются
в одинаковое число раз К (К
> 1).
Чтобы одновременно уменьшить ширину обедненных
слоев, концентрации примесей увеличиваются в К раз. Однако масштабная миниатю
ризацня размеров обедненных областей и порогового напряжения происходит лишь
приближенно.
На рисунке
9.56
проиллюстрированы результаты применения правил масштабной
миниатюризации с неизменным электрическим полем для МДП-транзистора с 5-кратным
уменьшением размеров (при исходной длине канала
5
мкм). Представлены измеренные
характеристики приборсв, которые демонстрируют вполне успешное применевне правил
масштабной миниатюризации при неизменном электрическом поле.
530
9.2-
Таблица
Правила масштабной миниатюризации с неизменным электрическим полем
Коэффициент масштабной
Параметр
миниатюризации
Поверхностные (горизонтальные)
1/К
размеры
Вертикальные ра:шеры, Хох,
Xj
1/К
Концентрации примесей
к
Токи, напряжения
1/К
Плотность тока
к
У дельная емкость
к
1
Крутизна
Схемные времена задержки
1/К
1/Kz
1
Рассеиваемая мощность
Плотность рассеиваемой мощности
Произведение мощность
-
1/Кз
задержка
JатРирнис нtrпрл/1/а'нив, в
~-zu_ &п=lllUнн
~__..,=--l "'W~5ннн
-------YD=-rв
:..--~~-zr;8 ='1~558
10
t
9.56- Экспериментальные выходные характеристики
ID(VD) обычного (а) и масштабно миниатюризованного (б)
МОП-транзисторов с WIL = 1; экспериментальные переда
Рисунок
точные характеристики обычного и миниатюризованного
МОП-транзисторов с
В
первом
приближении
схема,
реализованная
которых выполнена по правилам из таблицы
9.2,
на
WIL
приборах,
= 1 (в)
миниатюризация
функционирует аналогично исходной
схеме, так как между рабочими напряжениями в схеме и пороговым напряжением МОП
приборов
выдержано
прежнее
соотношение.
Уменьшенные
переключаются приборами с прежними сопротивлениями
емкости
схемы
(V'!I' = V/1), поэтому времена
переключении и задержки уменьшаются в К раз. Рассеиваемая мощность уменьшается в
К2 раз [Р'
=
V'·l'= (V !K}(IIК)], а произведение мощности на задержку- в К3
;
оба этих
результата чрезвычайно полезны. Но хотя рассеиваемая мощность в пересчете на прибор
уменьшается, количество приборов на единицу площади можно увеличить в такое же
число раз, поэтому плотность рассеиваемой мощности остается неизменной, и проблемы
охлаждения ИС остаются теми же, что и для исходных кристаллов с такой же общей
площадью.
Обнадеживающие результаты масштабной миниатюризации МОП-транзисторов,
показанные на рисунке 9.56 не означают, что коэффициент масштабной миниатюризации
можно увеличивать до произвольных значений.
уменьшение отношения сигнал
-
Существует ряд ограничений, например,
помеха, которое обычно происходит при масштабном
531
уменьшении рабочих напряжений в схемах, или усиление влияния краевых электрических
полей в приборах. Все эти ограничения поддаются теоретическому анализу~
Ограничение при масштабной миниатюризации может быть также связано с
ограничениями свойств применяемых материалов, например, с проблемами получения
тонкого и однородного окисла, не имеющего точечных отверстий.
9.5.13.
Энергонезависимые элементы памяти на основе МДП-структур
Если модифицировать затвор обычного МОП-транзистора таким образом, чтобы в
подзатворном диэлектрике мог храниться электрический заряд, то мы получим новый
-
прибор
энергонезависимый элемент памяти. С тех пор как в
1967
г. был предложен
первый такой прибор, энергонезависимые элементы памяти получили широкое развитие и
распространение. На их основе в настоящее время разрабатывается и изготавливается
широкий класс полупроводниковых интегральных запоминающих устройств (ЗУ), таких,
как
электрически
перезаписью ),
репрограммируемые
программируемые
произвольной выборкой и т. п.
ПЗУ
[12].
постоянные
со
ЗУ
стиранием,
(ПЗУ
с
электрической
энергонезависимые
ЗУ
с
Энергонезависимые элементы памяти можно разделить на два класса: приборы с
плавающим затвором
и
структуры с
двухслойным диэлектриком
-
МДОП
(металл
диэлектрик-окисел-полупроводник). «Запись» зар~да в них осуществляется инжекцией
носителей из кремния через слой окисла. Заряд хранится либо в плавающем затворе, либо
-
на границе окисла со вторым диэлектриком (в МДОП
структурах). Этот заряд, изменяя
пороговое напряжение МОП-транзистора, «сдвигает» прибор в состояние с высоким
порогом. В хорошо сконструированной ячейке такое состояние сохраняется более
«Стирание»
хранящегося
заряда
(возврат
прибора
в
исходное
состояние
с
100 лет.
низким
порогом) осуществляется либо электрически (с помощью соответствующих импульсов
напряжения
на
затворе),
либо
некоторыми
другими
способами,
например,
ультрафиолетовым облучением структуры.
Запоминающий элемент с плавающим затвором. В ходе разработки энергетически
перепрограммируемых
ПЗУ
были
изобретены
несколько
специальных
МОП
транзисторных структур. Здесь будет рассмотрена только одна из таких структур, которая
позволила реализовать на практике новый принцип хранения информации в ПЗУ. Этот
принцип основан на переносе заряда из кремниевой подложки через слой диэлектрика в
изолированный
запоминающий
электрод,
- транзистором
инжекционным МОП
Само изготовление ЛИПЗМОП
технологии
структур
с
«плавающим»,
т.
е.
-
-
сам
такой
прибор
называется
9.57,
лавинно
- транзистором).
прибора стало возможным благодаря отработке
затвором
и
полной
изоляцией
прибора представлял собой просто МОП
электрически
чески показано на рисунке
затвор
-
поликремниевым
Исходный вариант ЛИПЗМОП
а
с плавающим затвором (ЛИПЗМОП
изолированным
затворным
-
электродом,
окислом.
транзистор с
как
схемати
а. Единственный путь для попадания заряда в такой
это его перенос сквозь окисел. Вызвать этот перенос заряда можно, сообщив
электронам достаточную энергию, при которой они способны преодолеть энергетический
барьер на границе кремний
-
двуокись кремния. Такие электроны с высокой энергией
образуются с помощью режима лавинного пробоя в нужном
p-n переходе сток-подложка в
матрице таких транзисторных структур. Если заряд электронов на затворе ЛИПЗМОП
-
прибора достаточно велик для того, чтобы вызвать инверсию подложки п-типа, то между
истоком и стоком транзистора образуется проводящий канал
подачи
затворного
напряжения.
помощью ЛИПЗМОП
-
Следовательно,
-
хранение
точно так же, как в случае
двоичной
информации
с
прибора осуществляется как наличие или отсутствие в нем
проводящего канала.
Скрытый поликремниевый слой в ЛИПЗМОП
-
приборе хранит заряд на затворе в
течение любого реального интервала времени, если не появится какой-либо внешний
источник энергии, способный освободить находящиеся на затворе электроны. В качестве
532
подходящего для возбуждения электронов источника энергии может служить поток
фотонов,
способный
сообщить
электронам
энергию,
достаточную
для
преодоления
энергетического барьера на границе между слоем поликремния и окислом. В этом случае
электроны могут затем перейти в подложку и осуществить возврат ЛИПЗМОП
- прибора
исходное выключенное состояние. Следовательно, полное стирание ЗУ на ЛИПЗМОП
в
-
приборах можно произнести, подвергнув его поверхность облучению ультрафиолетовым
излучением. По этой причине матрицы памяти, допускающие стирание ультрафиолетовым
излучением, собираются в корпуса с прозрачными крышками из кварца.
а)
7Рни лоРанноzо лроt7ия
17иflm7.71CHI2 л ·muщz
б)
11и&117.ж:на р-тила
Рисунок
9.57 -
нающего
Сечение запоми
ЛИПЗМОП
элемента,
иллюстрирующее
инжекции
затвор
заряда
при
перехода (а).
с
двумя
(б).
в)
на плавающий
лавинном
пробое
ЛИПЗМОП элемент
уровнями
пригодный
составе
механизм
для
поликремния,
выполнения
п-канальных
Запоминающий
элемент
плавающим
затвором,
изменение
содержимого
осуществляться
в
МОП-схем
в
с
с
котором
может
помощью
туннелирования электронов сквозь
/luilлo.ж:нa p-muna
тонкую
пленку
окисла
(элемент
ЭИПЗУ) (в)
Первоначальная конструкция ЛИПЗМОП- прибора, показанная на рисунке
соответствовалар-канальным МОП
-
9.57,
а,
транзисторам. Последующее внедрение технологии
двухуровневого поликремния в производство МОП- приборов позволило реализовать для
п-канальных МОП
-
транзисторов ЛИПЗМОП- структуру, показанную на рисунке
Впоследствии была разработана структура, близкая
структуре, но
посредством
в
которой
скрытые затворные электроды можно заряжать и разряжать
квантовомеханичского
окисные пленки (рисунок
9.57,6.
-
по своей идее к ЛИПЗМОП
9.57,
в).
В
туннелирования
электронов
сквозь
сверхтонкие
матрицах, составленных из таких запоминающих
элементов, можно записывать и стирать информацию в отдельных элементах, не меняя
533
состояние заряда других элементов. Поэтому такие схемы пригодны для построения
электрически
изменяемых
ПЗУ,
тогда
как
базовую
ЛИПЗМОП-структуру
можно
использовать только в электрически программируемых ПЗУ.
МДОП-структуры.
Среди
металл-диэлектрик-Si0 2 -Si
SiзN4-Si02-Si),
кроме
того,
различных
запоминаемых
устройств
со
структурой
(МДОП) наиболее популярны МНОП-структуры (мeтaлл
известны
МДОП-структуры,
в
которых
вместо
нитрида
кремния используются другие диэлектрические пленки, такие, как окись алюминия, окись
тантала и окись титана. К этому типу приборов относится также структура, содержащая
только один слой двуокиси кремния, во внешнюю часть которого имплантированы ионы
золота
(или
других
металлов).
Такая
имплантация
изменяет
проводимость
в
соответствующей части окисла, а также приводит к возникновению пограничных центров,
способных захватывать и хранить заряд.
Структура МНОП-транзистора представлена на рисунке 9.58, а. Туннельно
прозрачный окисел Si02 имеет толщину порядка 2 нм (20 А). Толщина слоя Si3N4
составляет (500 ... 800) А. Удельное сопротивление Si02 на (3 ... 5) порядков выше по
Si 3N4- При записи единицы на затвор подается положительный потенциал
относительно подложки, и электроны тунислируют через Si02 в SiзN 4 • При протекании
сравнению с
тока
часть
электронов
захватывается
на
ловушки,
расположенные
на
границе
раздела
диэлектриков, в результате чего встраивается отрицательный заряд. Этот заряд приводит к
изменению напряжения плоских зон и порогового напряжения.
U FB = ф MS
-
Q -!!.Q
О С.
•
(9.66)
1
где Ь.Q =Т]· 13 • t -заряд, захваченный на ловушках.
Сдвиг
порагавого
напряжения
Ь.U пор = Ь.Q/С; ,
приводит
к
встраиванию
проводящего канала между стоком и истоком, что соответствует записи логической
единицы (рисунок
9.58, б).
~юр.о О
Из
б)
а)
Рисунок
Ир
9.58- Структура МНОП транзистора (а) и передаточная характеристики (б)
Стирание единицы осуществляется подачей отрицательного потенциала на затвор
либо облучением ультрафиолетом. В качестве одного из способов улучшения рабочих
характеристик МДОП
-
элементов памяти было предложено легировать границу раздела
между диэлектриками вольфрамом для создания дополнительных центров захвата, что
позволяет значительно снизить времена записи и стирания.
В настоящее время разработаны СБИС репрограммируемой памяти объемом 128
мегабит с количеством циклов перезаписи до 105. Существенный прогресс в технологии
ЗУ данного типа может привести к замене в компьютерах жестких
(винчестеров)
на
полупроводниковую
энергонезависимую
память
магнитных дисков
без
движущихся
механических частей, что существенно уменьшит время обращения к объемам памяти в
ПЗУ и повышению надежности ЭВМ в целом.
534
9.6.
Мощные полевые транзисторы
При переключении больших мощностей в ключевом режиме или при линейном
усилении
мощного
сигнала
в
усилительном
режиме
на
передний
план
среди
эксплуатационных параметров полупроводникового прибора выступают энергетические
-
показатели
потери
мощности
в
транзисторе
и
зависящий
от
них
КПД
режима
эксплуатации.
В
ключевом
режиме
необходимо
стремиться
к
тому,
чтобы
сопротивление
мощного полевого транзистора в открытом состоянии было минимальным, тогда потери
мощности в транзисторе
режиме
потери
сигнала
и
мощности
неизбежны.
пропорциональны
канала
Р = Iс2 ·rкаи
в
Эти
покоя
потери
сопротивлению
происходит
также будут минимальными. В усилительном
режиме
снижение
и
канала.
крутизны
пропорциональны
соответственно
Кроме
того,
транзистора
при
как
амплитуде
температура
большом
за
счет
выходного
структуры,
сопротивлении
перегрева,
так
и
вследствие возникновения отрицательной обратной связи через сопротивление истока.
Таким образом, главное требование к параметрам мощных полевых транзисторов
-
это снижение сопротивления канала, ч'rо обеспечивается созданием короткого канала. С
этой
целью
в
мощных
полевых
транзисторах
переходят
от
рассмотренных
ранее
горизонтальных (планарных) структур к вертикальным, в которых направление тока
перпендикулярно поверхности структуры (рисунок
полевых транзисторов,
позволяющая
снизить
9.44). Другая особенность мощных
сопротивление
канала,
-
это
большое
количество параллельна соединенных каналов (около тысячи), т. е. многоканальиость
(многоэлементность) структуры.
Необходимость
кристалла
мощного
паразитных
рассеивать
полевого
емкостей
(до
большие
транзистора,
1000
пФ
и
мощности
что,
более).
требует
естественно,
Снижение
увеличения
приводит
к
площади
увеличению
быстродействия
полевого
транзистора в сильноточных устройствах происходит не так заметно, так как перезаряд
паразитных емкостей при этом обеспечивается через низкоомные внешние резисторы. Тем
не менее создание мощного и одновременно быстродействующего полевого транзистора
-
одна из проблем силовой полупроводниковой электроники.
Наибольшее применение в энергетической электронике нашли мощные МДП
транзисторы,
транзисторы
и
тиристоры
со
статической
биполярные транзисторы с изолированным затвором
9.6.1.
IGBT.
индукцией
(SIТ),
а также
Мощные МДП-транзисторы
В настоящее время мощные МДП-транзисторы в основном реализуются на базе
вертикальной многоэлементной структуры: ДМДП, VМДП и UМДП типов. Структуры
типа VМДП и UМДП были приведены ранее на рисунке
транзистора с вертикальным стоком представлена на рисунке
Она
выполнена
самоизолированного
в
эпитаксиальном
поликристаллического
п--слое
кремния
на
9.44. Структура ДМДП
9.59.
п+-подложке.
используется
в
Затвор
качестве
из
первого
слоя металлизации. В качестве контакта к областям истока (n+) и подложки (р+)
используется слой алюминия (не показан на схеме). В этой конструкции р +-области
обеспечивают малое сопротивление исток-подложка, что уменьшает влияние паразитнога
биполярного транзистора п+-р-п--п+ и повышает устойчивость к эффектам шнурования
тока (вторичному пробою). Типичные профили легирования в таких приборах показаны
на рисунке 9.43. В отличие от VМДП- структур, в которых ток распределен вертикально, в
ДМДП- транзисторе управляемый канал Lк расположен в горизонтальной плоскости, и ток
535
в канале течет параллельна поверхности затвора. В дрейфовой п--области ток растекается
в вертикальном направлении (рисунок 9.59, 6). Многоэлементная струк,.Ура обеспечивает
высокое отношение
WI!Lk ,
а следовательно, крутизну. Ширина канала определяется
суммой периметров истока всех элементов.
Сток
Нсто~<
Cff'OI<
а.)
Сток
Cmrж
б)
Сток
Рисунок
9.59-
Вид сверху (а) и поперечное сечение (б) ДМДП- транзистора
с многоэлементной структурой
Основные особенности мощных МДП- структур
встраивание
высокоомной
стоковой
п-области,
-
через
это сокращение длины канала и
которую
происходит
дрейф
носителей заряда тока стока. Простое сокращение длины канала привело бы к снижению
пробинного напряжения между стоком и затвором; введение дополнительной дрейфовой
п-области позволяет обеспечить высокое значение пробивного напряжения транзистора.
Связь между сопротивлением дрейфовой области и пробивным напряжением сток
затвор описывается полуэмпирическим выражением
Гдр
где т=
2,2+2,7
=klJ
111
[24]:
-
(9.67)
npoб,
в зависимости от удельного сопротивления исходного кремния.
В связи с малой длиной канала и насыщением дрейфовой скорости передаточная
характеристика
lс(Uзи)
описывается
линейной
зависимостью
(9.56),
а
насыщается при малых напряжениях стока и не зависит от напряжения затвора
крутизна
(9.57).
Быстродействие МДП-транзистора определяется его межэлектродными емкостями.
Паразитныё межэлектродные емкости мощных полевых транзисторов увеличиваются
пропорционально мощности транзистора, что связано с ростом геометрических размеров
структуры прибора.
Мощные
МДП-транзисторы
характеризуются
следующими
межэлектродными
емкостями:
С 11 и
-
входная емкость
-
емкость между затвором и истокоi\I при коротком
замыкании по перемениому току на выходе транзистора (между стоком и истоком);
С22 и
-
выходная емкость
-
емкость между стоком и истоком при коротком
замыкании по перемениому току на входе транзистора (между затвором и истоком);
С 12 и
--
проходная емкость
-
емкость между затвором и стоком при коротком
замыкании по перемениому току на выходе.
При количественной оценке влияния емкостей С 1111 , С22и, С 1211 на быстродействие
МДП-транзистора в реальных режимах эксплуатации необходимо учитывать следующее:
1)
увеличение входной емкости МДП-транзистора вследствие эффекта Миллера в
2)
зависимость межэлектродных
активной рабочей области транзистора;
частности,
барьерной
что
вследствие
емкостыо
и
емкостей
обратно
от напряжения.
Можно
пропорциональной
напряжением
на
p-n
переходе
предвидеть,
в
зависимости
между
эксплуатация
МДП
транзистора при повышенном напряжении сток-исток обеспечивает повышение
быстродействия из-за снижения значения емкостей Сси и С3 с.
Основные эксплуатационные показатели мощного МДП-транзистора в ключевом
режиме
-
это потери мощности в транзисторе, быстродействие и надежность. Кроме того,
важно оценить возможности непосредственного управления от интегральных микросхем
или совместимость мощных МДП-транзисторов с цифровыми ИС.
___ J
----z,
о.~
0,3
----и;s
o,z.
~fL-~LUXШ~~~~
1
Рисунок
ZJ'i57I02.
Uлор
9.60- Зависимость падения
1/&8
UJt11 д
напряжения на открытом МДП- транзисторе от
напряжения затвор-исток
Потери
мощности
в
ключе на МДП-транзисторе определяются
потерями в открытом состоянии транзистора Р
= lc ·rcи.
2
прежде
всего
Значение выходного тока lc
задается внешней нагрузкой, и для снижения мощности потерь Р необходимо обеспечить
минимальное значение сопротивления открытого транзистора rcиmill· При увеличении
напряжения затвор-исток растет наведенный заряд подвижных носителей и уменьшается
сопротивление канала МДП-транзистора, а значит, и полное сопротивление открытого
транзистора. Очевидно, что влияние управляющего напряжения Изи на сопротивление
открытого
транзистора
имеет
предел,
так
как
оно
воздействует
только
на
одну
составляющую- на сопротивление канала- Гкан; другие составляющие Гдр, Гконт от Uш
537
практически не зависят и определяют минимально достижимое сопротивление открытого
транзистора:
rcиmin ~ rдр. Изложенное наглядно иллюстрирует зависимости Иси =f(Изи),
снятые при различных токах стока /с мощного VМДП- транзистора (рисунок
падение напряжения
Иси на открытом транзисторе, а значит, и
9.60):
сопротивление rси
снижаются с ростом напряжения Изи, однако это влияние имеет место только до значения
Изи=
12
В.
Быстродействие мощного МДП-транзистора, имеющего большую емкость затвора,
в
значительной
степени
определяется
длительностью
перезаряда
входной
емкости
транзистора. Энергия импульса управления, необходимая для заряда входной емкости,
Иiи
. = --Свх,
2
Ещр
где
Изи
-
амплитуда
управляющего
напряжения
затвор-исток,
обеспечивающая rcиmin (рисунок 9.60).
Рассмотрим переходные процессы в мощном МДП- транзисторе по схеме ключа с
общим
истоком
(рисунок
9.61,
а).
Пусть
в
момент
управляющего напряжения ег с амплитудой Ег (рисунок
Изи при
этом
изменяется
по
мере
заряда
входной
времени
t1
подается
скачок
9.61, б). Напряжение затвор-исток
емкости
МДП-транзистора.
На
интервале t1-t2 напряжение Изи< Ипор , транзистор находится в области отсечки и входная
емкость Св., 1
= С11И. В момент t2 напряжение затвор-исток дочигает значения Unop и-МДП
транзистор переходит в активную (усилительную) область, начинает действовать эффект
Миллера и входная емкость определяется выражением
Свх2= Сзи+ Сзс(l
+ gmRн).
а)
ч..
ft
-----------
в)
8~1 ~
8 80
t
б)
6 60
.
.&.
fiJt
2 20 ~7
./!
1
о
Рисунок
9.61 - Мощный
/
~
't-0
1
OJ1
200()
1"
'Uc
1\ ' .lll
•'
/
~~
г и,,
a.,J
бООО лКл
МДП- транзистор в ключевом режиме: а- схема включения;
б -диаграммы работы; в_- вольт-кулоновекая характеристика
538
Эффект
Миллера
сопротивление
исчезает,
открытого
когда
транзистора
транзистор
достигает
полностью
своего
задаваемого напряжением затвор-исток (момент времени
процесс
установления
входной емкости
-
сопротивления
открытого
t3
открывается,
минимального
на рисунке
транзистора
9.61, 6).
определяется
е.
Итак,
зарядом
9.61, 6),
это время задержки включения транзистора tз,вкл (рисунок
которое оценивается по формуле
т.
значения,
[24]:
(9.68)
-
где Rг
внутреннее сопротивление источника управляющего напряжения, например
выходное сопротивление цифровой ИС;
Изиmin
-
-
Ег
минимально, а ток стока 1с максимален (рисунок
3,8
Пусть Ег=10 В; Rг=lO кОм; Ипор=
Rн
= 200
амплитуда управляющего потенциала;
напряжение затвор-исток, при котором сопротивление открытого транзистора
Ом, тогда расчет по
уменьшении сопротивления
(9.68)
Rr
9.61, б).
= 645
В; Сзи
пФ; Сзс=
25
пФ;
даст для задержки включения значение
S = 250 мСм;
10 мкс. При
пропорционально будет уменьшаться время задержки
включения и расти амплитуда тока заряда входной емкости (выходной ток управляющей
МДП -транзистором интегральной микросхемы).
При выключении МДП-транзистора имеем задержку выключения, определяемую
переходным
процессом
разряда
входной
ёмкости.
Длительность
этого
процесса
складывается из следующих этапов: во-первых, этапа разряда входной ёмкости Свхз от
напряжения Ег до напряжения Изи.min, при котором транзистор переходит в активную
область (на этом этапе переходиого процесса транзистор открыт, интервал времени
на рисунке
9.61,
б);
ts-t6
во-вторых, этапа разряда входной ёмкости Свх2 в активной области,
когда действует эффект Миллера (интервал времени t 6-t7 на рисунке
9.61, 6).
В момент времени !7 напряжение Изи достигает значения Ипор, и ток стока спадает
до нуля. Длительность задержки выключения МПД-транзистора оценивается выражением
t З.выкл = R г
(с
в.rЗ 1n
Er + Свх2 ln Изиmin] ·
U 3Иmin .
И пор
(9.69)
Процессы формирования фронтов выходного напряжения tф и tф определяются
перезарядом
емкости нагрузки и практически
не
отличаются от рассмотренных ранее
(9.62), (9.63).
Входные емкости Свхl, Свх2 и Св.rз могут быть оценены из вольт-кулоновских
характеристик (рисунок
С
9.61,
в.r\
в):
с
""QЗI.
и
31
'
вх2
""Q32.
И
'
32
Зависимости Q 3 (Изи) разделены на три области. Первая
Q3
= Q 31
, а вторая
11 -
при Qз
= Q32 •
Третья область
111
1
заканчивается при
характеризуется высокими
значениями напряжения на затворе и заряде в нём и низким значением напряжения стока.
Значение Св.rз
обеднения
>
Свх 1 , так как Сзсз
стока
(большой
>
СзСI· При включении Сзс определяется областью
потенциал
Ис),
при
выключении
поверхность
сильно
инвертирована и ёмкость Сзс определяется толщиной диэлектрика затвора.
По аналогии с биполярным транзистором период (t5-tб) иногда называют временем
рассасывания
накопленного
биполярного транзистора.
заряда
в
затворе,
которое
значительно
меньше,
чем
у
539
Важное
достоинство
мощных
-
МДП-транзисторов
возможность
непосред
ственного управления от ИС. Рассмотрим построение цепи управления мощным МДП
транзистором с цифровыми ИМС на комплементарных полевых транзисторах (КМДП ИС)
и на биполярных транзисторах (ТТЛ ИС). С точки зрения управления мощными МДП
транзисторами
среди
параметров
цифровых
ИМС
важны
способности: выходное напряжениеИвых и выходной ток lвых
Для КМДП ИС ИвьL<=15 В, lвых=
1+5
мА;
[24].
параметры
нагрузочной
для ТТЛ ИС Ивых = 5В; lвых=
5+30 мА.
Рассмотрим две схемы включения мощного МДП-транзистора в ключевом режиме:
схему с общим истоком, когда нагрузка не заземлена и напряжение между затвором и
истоком равно выходному напряжению управляющей ИМС (рисунок
а); схему с
9.62,
общим стоком (истоковый повторитель), когда нагрузка соединена с общей точкой схемы
(заземлённая нагрузка), а напряжение Изи меньше выходного напряжения управляющей
ИМС на величину падения напряжения на нагрузке (Изи
Ивых- ИRн) (рисунок
=
9.62,
б).
Следует отметить, что при таком включении транзистора снижается входная емкость.
Рисунок
9.62- Мощный
МДП-транзистор в ключевом режиме по схеме
с общим истоком (а) и с общим стоком (б)
Сначала определим особенности построения цепи управления мощным МДП
транзистором
с
быстродействию
управляющей ИС
общим
истоком
ключа
относительно
-
при
управлении
низкие.
В
от
ИС,
этом
когда
случае
требования
основная
формирование выходного напряжения с амплитудой Ивых
к
задача
2: 15
В,
обеспечивающей минимальное сопротивление открытого МДП- транзистора. Очевидно,
что
для
КМДП
ИС
указанное
требование
непосредственной связи между ИС и
ТТЛ
ИС
необходимо
повысить
к
амплитуде
Ивых
выполняется
при
мощным МДП-транзистором. При управлении от
амплитуду
выходного
напряжения,
что
обычно
достигается применением ТТЛ ИС с открытым коллектором с питающим напряжением не
менее
15 В.
Если
же
максимальное
основное
требование
быстродействие,
то
к
ключу
необходимость
на
мощном
повышения
входной емкости транзистора . усложняет цепь управления.
сводится к постановке между ИС и входом транзистора
МДП-транзисторе
скорости
-
перезаряда
Это усложнение обычно
дополнительных эмиттерных
повторителей, которые усиливают выходной ток ИМС и ускоряют перезаряд входной
емкости МДП-транзистора. Усиление выходного тока КМДП ИС показано на рисунке
9.63.
VT1,
Заряд входной емкости происходит через эмиттервый повторитель на транзисторе
а разряд через эмиттервый повторитель на
помощью внешнего эмиттернего
VT2.
Усиление выходного тока ТТЛ ИС с
повторителя иллюстрирует рисунок
выходе ТТЛ ИС низкое напряжение (выходной транзистор ИС
VTl
эмиттерноге повторителя закрыт
разряжается через диод
VD
-
и транзистор
VT
9. 63,
б. Когда на
открыт), транзистор
входная емкость МДП-транзистора
VT.
При запирании транзистора
VT
быстро
входная
емкость форсировано заряжается большим эмиттерным током открытого транзистора
VТl.
540
J+Ec
~:sв
Rн
t-за.р
i~: ~VT
~.....
•
С::~~ CJx
а)
Рисунок
9.63- Управление
ge,
6)
мощным МДП- транзистором через внешний
эмиттерный повторитель от КМДП ИС (а) и от ТТЛ ИС (б)
При управлении мощным МДП-транзистором,
включенным по схеме с общим
стоком, в целях повышения напряжения затвор-исток вводят форсирующие ёмкостные
цепи. Принцип действия такой форсирующей цепи рассмотрим на примере рисунка
9.64.
Пусть на выходе ИМС низкий уровень выходного напряжения, мощный МДП-транзистор
закрыт, конденсатор Сфор заряжен до напряжения питания Е. Резистор
R
ограничивает ток,
потребляемый на выходе ИС от источника питания Е. Когда выходное напряжение ИС
возрастает,
мощный
МДП-транзистор
открывается
прикладывается напряжение конденсатора Ис
=
и
между
истоком
и
затвором
Е; в результате включение транзистора
обеспечивается высоким напряжением Е, и сопротивление открытого мощного МДП
транзистора быстро снижается до минимального значения. Длительность поддержания
форсирующего напряжения определяется сопротивлением открытого диода
VD,
через
который разряжается форсирующий конденсатор Сфор во время открытого состояния
МДП-транзистора.
Минимальное
значение
ёмкости
форсирующего
конденсатора
СФор ~ 10С,ш.
.
Выходной каскад управляющей ИС в схеме с формирующим конденсатором должен
выдерживать удвоенное напряжение источника питания МДП-транзистора. При запи
рании МДП-транзистора входная ёмкость разряжается по цепи: выход ИС-Rн -СФагR.
Быстродействующие
ключи
на
мощных
МДП-транзисторах
предъявляют
повышенные требования к монтажу цепи управления: в частности, необходимо снизить до
минимума индуктивность цепи управления (рисунок
проводник длиной всего
1О
9. 65).Например,
соединительный
мм между затвором и выходом ИС составляет с входной
ёмкостью МДП-транзистора паразитвый колебательный контур с собственным периодом
колебаний 2п~LмСвх ""1 не; такой контур резко снижает помехоустойчивость мощного
МДП-транзистора. Для снижения добротности паразитнаго колебательного контура в
цепь затвора вводят последовательно резистор
R
~
100
Ом или на вывод затвора (ближе к
корпусу МДП-транзистора) надевают экранирующую ферритовую бусинку.
Если МДП-транзистор эксплуатируют в ключевом режиме при высоком уровне
внешних импульсных помех, то следует применять высокопорогавые МДП-транзисторы с
Ипор~
4+6
В.
541
+
Е
Рисунок
9.64-
Построение форсирующей цепи
Рисунок
9.65 - Паразитные реактивные
элементы в
управления мощным МДП -транзистором
цепи управления мощным МДП-транзистором
в схеме с общим стоком
(Lм- монтажная индуктивность)
9.6.2.
На
основе
интегральные
схемы
мощных
Интеллектуальные МДП-ключн
МДП-транзисторов
(SMART IC),
разработаны
представляющие
собой
интеллектуальные
управляемый
ключ
со
встроенной защитой от токовых перегрузок и теплового перегрева. Управляющая цепь,
(PWM),
использующая принцип широтно-импульсной модуляции
потери
при
преобразовании
перемениого
вторичных источников питания (КПД до
напряжения
90%),
в
обеспечивает малые
постоянное
в
конвертерах
стабильную работу при изменяемой
нагрузке, содержит встроенный автозапуск и ограничитель тока. К ключам подобного
типа, например, относится семейство ТОР221-227, закрывающее диапазон мощностей от
12
Вт до
150
Вт импульсных вторичных источников питания. ТОР- ключи включают в
свою структуру все необходимые функции импульсной управляемой системы
выводной конфигурации: мощный МДП-транзистор, ШИМ
(PWM)
в трёх
контроллер, цепь
высоковольтного запуска, схему автоматического управления, цепи защиты от тепловых и
МОЩНОСТНЫХ перегрузок.
Типовая схема применеимя ТОР в импульсных источниках питания приведена на
рисунке
9.66.
TOPSwitt:h
Рисунок
9.66-
Типовая схема включения ТОП-ключа
542
(S),
ТОП-ключ имеет три вывода: исток
сток
(D)
и управляющий электрод (С).
Сигнал управления обратной связи через оптоэлектронную
управляющий электрод и поддерживает нормальный режим
нормальном
режиме
работы
состояния МДП-транзистора
нагрузочный
цикл
(отношение
цепь подаётся
преобразования.
времени
на
В
включенного
к длительности импульса периода дискретизации ШИМ)
уменьшается линейно с увеличением тока управления, который задаётся конденсатором
Ст и транзисторной оптопарой (рисунок 9. 66).
Первоначальное включение осуществляется высоковольтным источником (И0 )
посредствам
внутреннего
электродом (рисунок
генератора тока,
встроенного между стоком
и управляющим
9. 67). Источник тока обеспечивает достаточный ток для питания
цепи управления и зарядки внешней ёмкости Ст.
.,
rfr>
---~o-()ORAIN
SHUTDOWNI
AUTO.AESТART
SНUNT REGUU\TOfV
EAROR AMPLtfiER
~~7V
l··
OSCILLATOA ГLГ1[]
о..,..
J 1 1
SAW~.
CLOCK
1
г--:-+
__j
___ "PWM
COMPARATOR
L--~-------------------------i-{)SйtJi!.CE
Рисунок
9.67- Блок схема ТОП-ключей ТОР221-227
При достижении напряжения на управляющем электроде Uc = 5,7 В высоко
вольтный источник отключается и одновременно активизируется ШИМ-модулятор и
выходной МДП-транзистор. Во время нормальной работы (когда регулируется выходное
напряжение в цепи нагрузки) ток обратной связи питает управляющий электрод. Шунт
регулятор
(Zc)
поддерживает напряжение
= 5,7
Ис
В,
шунтируя
превышение тока
обратной связи требуемого значения постоянного тока через резистиввый датчик ШИМ
сигнала
ошибки
RE.
Низкое
динамическое
сопротивление
Zc
задаёт
коэффициент
усиления усилителя ошибки при использовании обычной потенциальной конфигурации
обратной связи.
В случае,
если внешняя ёмкость Ст
разрядится ниже порогового
напряжения (4,7В), МДП- транзистор запирается, и ТОП- ключ входит в режим ожидания
с малым потреблением мощности. Высоковольтный источник тока снова включается и
подзаряжает
внешнюю
ёмкость
.
Ст
.
На
рисунке
9. 68
заряжающий
ток
показав
отрицательной полярности, разряжающий- положительной.
Гистерезисный компаратор автозапуска поддерживает Ис внутри интервала от
4,7
до 5,7 В посредством вюiючения и выключения высоковольтного источника тока. Цепь
авто-включения содержит счётчик-делитель на
8,
который предотвращает от включения
МДП-транзистор до тех пор, пока не пройдёт восемь циклов заряд-разряд. При этом
средняя
мощность рассеяния
в этом
режиме
составляет порядка
5%.
Эrот режим
543
продолжается
до
тех
пор,
(восстановится нагрузка
пока
1 < Imax,
не
восстановятся
условия
нормальной
работы
температура Т< Tmax, восстановится входное напряжение
ит.д.).
Внутренний генератор формирует линейное пилообразное напряжение для ШИМ
модулятора
и
транзистора
перед
обеспечивает
каждым
начальную
циклом.
номинальной выбрана частота
100
КГц
В
установку
триггера-защёлки
рассматриваемых
ТОП-
запуска
ключах
в
МДП
качестве
для повышения эффективности преобразования
мощности. ШИМ модулятор обеспечивает управление нагрузочным циклом (временем
включенного
состояния
МДП-
транзистора)
посредствам
сравнения
компараторе сигнала пилы и сигнала ошибки, снимаемого с сопротивления
на
ШИМ
RE.
Чем больше превышение тока управляющего электрода (обратная связь), тем
меньше длительность открытого состояния ключа и передаваемой мощности в нагрузку.
ШИМ-компаратор восстанавливает триггер-защелку и выключает МДП-транзистор.
Vin
DRAJNVШ---
о
о ___./:i'--_ ____,n..____--1:/
Vout
/-
_
о __,(;l
Iout
Vc
о
о
!с
1
n
r________._
~·~·~_!!.!. -8~1
-L.t-тtfL•• ~
u u L •• •
0:
Рисунок
(рису11ок
@
9.68- Типичные формы
9.66): 1- нормальный
3-
Формирователь
режим;
J_ ____ _
1
- . Vc(reset)
1
1
~-2 --~---
__
'----+-----'г
8
ll ___ _
1
1
сигналов на электродах конвертера
2- перегрузка по току
(ждущий режим);
прерывание входной мощности
импульсов
запуска
МДП-транзисторов
ограничивает
скорость
нарастания напряжения на затворе для снижения уровня электромагнитных излучений
(помех). При потере управления (например, прерывание входной мощности- режим
рисунок
9. 68)
3,
прерывается внешний ток управляющего электрода (разряд С), и контроллер
входит в режим ожидания, управляемый гистерезисным компаратором автозапуска, как
это было описано ранее. После восстановления входной мощности выходная мощность
становится регулируемой, и восстанавливается нормальный режим работы конвертера.
В составе ТОП-ключа содержатся схемы защиты от сверхтоков и превышения
температуры кристалла,
которые обеспечивают повышенную надежность вторичных
источников питания.
В отличие от дискретных МОП-транзисторов ТОП-ключ содержит ряд параметров,
характеризующих
его работу в режиме нормального регулирования, режимах авто
выключения (ожидания) и самозащиты.
544
9.6.3. Полевые транзисторы
Для
повышения
называемые
уровня
многоканальные
со статической индукцией
переключаемых
полевые
мощностей
[10].
транзисторы
были
Эти
предложены
приборы
так
фактически
представляют собой несколько отдельных полевых транзисторов с управляющим p-n
переходом,
соединенных параллельна (рисунок
характеристики
(рисунок
9. 69,
подобны
характеристикам
а).
9.69,
обычного
Поэтому их вольтамперные
одноканального
транзистора
б). Характерный уровень токов в этом случае значительно выше, чем для
отдельного прибора.
~~о
-м
- f
- f,S
- 2
-2,j
- 1
а)
Рисунок
9.69- Структура многоканального
полевого транзистора (а) и экспериментальные
вольтамперные характеристики (б) прибора с N 0
=10
16
с.м-3
Однако в тех случаях, когда уровень легирования активной области дос~аточно
низкий
и
канал
уже
при
нулевом
напряжении
на
затворе
перекрыт
встроенным
потенциалом Фз, вольтамперные характеристики отличаются от обычных характеристик.
В качестве
примера семейство таких триодноподобных характеристик приведено на
рисунке 9. 70, а.
На
в~тавке
показана структура прибора
(вертикальный полевой
тр~нзистор) с уровнем легирования lО 14 с.м-3 и расстоянием между затворами 4 мкм. На
рисунке
9. 70, б те же характеристики изображены в полулогарифмическом масштабе. Из
графиков, построенных на рисунке
9. 70,а
в линейном масштабе, следует, что при больших
уровнях тока вольтамперные характеристики прибора триодного типа, т.е. ток стока
увеличивается
линейно
с
напряжением
увеличивается с напряжением стока
Vc
стока
Vc.
При
малых
экспоненциально (рисунок
уровнях
9. 70,
ток
стока
б). Причина такой
экспоненциальной зависимости состоит в том, что в данном случае напряжение на стоке
понижает
энергетический
барьер
в
канале,
образовавшийся
обедненных областей от обоих затворов (рисунок
барьера
9. 71).
вследствие
смыкания
Очевидно, что такое понижение
L\V3 =(~!L1)·LlVc, где LlVc -соответствующее изменение напряжения стока.
Поэтому ток прибора,
определяемый надбарьерной
термоэлектронной инжекцией,
в
первом приближении пропорционален
qilV
kT
3
1 -ехр(-)=ехр(
q 1 L\V
"'4
с)
kT~ '
(9.70)
что и объясняет наблюдаемый экспоненциальный характер БАХ прибора в области малых
токов (рисунок
9. 70,
б).
545
lc,
мА
11.
в
о
3
r
IC-tr ":---'---'---...L.---1'----1--L-.-L.---L
О fO 20 JO 40 50 50 70 80
а)
Рисунок
Uс, В
б)
9.70- Вольтамперные характеристики
многоканального полевого транзистора с
N 0 = J0 14 CAt-3 в линейном (а) и полулогарифмическом масштабе (б). На вставке показано
поперечное сечение отдельной ячейки прибора
При больших токах плотность электронов в канале между затворами становится
больше концентрации фиксированного заряда доноров, и в этом случае основную роль
начинает
играть
ограничение
тока
пространствеиным
(динамическим)
зарядом
подвижных носителей, что определяет примерно линейный характер БАХ прибора в этой
области.
Лотеrщиал
tp(Vз)
1
---L.z--~
_..
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1 -Uз
1
1
1
1
1
1
...
1
1
1
1
1
1
1
• •
: L1:
1
о
дVз
1
1
х
а)
Исток
1
:сток
Jam8op
----~---------------------~---.-r
б)
Рисунок
9.71- Структура (а)
и распределение потенциала (б) между стоком и истоком
вертикального полевого транзистора при двух напряжениях стока
546
Полевые транзисторы с управляющим
p-n переходом и выходными ВАХ триодного
типа получили название- транзисторы со статической индукцией (SIТ). SIТ-транзистор
представляет собой короткоканальный полевой транзистор, у которого длина канала
соизмерима
с
( Lк
толщиной
""hк ),
и
уровень
легирования
канальной
области
сравнительно низкий. В этом случае нарушается внутренняя токо-потенциальная связь,
обеспечивающая в длинноканальном транзисторе отсечку канала, и напряжение стока в
силу двумериости распределения потенциала нейтрализует часть потенциала затвора
(поперечную), создающего потенциальный барьер для носителей заряда, поступающих из
истока. В области канала (Lк) (рисунок
9. 70,
а) потенциал стока уменьшает величину
барьера и не создает продольного падения напряжения вдоль длины канала, приводящего
к увеличению обратного смещению затвора у стока и отсечке канала, как это происходит
в длинноканальном транзисторе. Вместо этого с ростом напряжения стока ОПЗ затвора
«Вытягивается» в сторону стока. При этом расширяется площадь проводящего канала, и
ток стока растет с увеличением напряжения стока. Выходные ВАХ
SIT
не имеют области
насыщения тока стока (пентодного участка), т.е. выходное сопротивление
мало,
что
значительно
повышает
энергетические
и
качественные
SIT
достаточно
(малый
нелинейнаго искажения) показатели линейных усилителей мощности на основе
уровень
SIT.
В силу двумериости задачи общего аналитического решения ВАХ SIТ-транзистора
на
настоящий
момент
не
имеется.
Однако
модель
SIT
на
основе
внутреннего
потенциального барьера является общепринятой.
Выходные ВАХ
экспонентой
[3]:
SIT
при малых токах стока в первом приближении описывается
_
[ (И -И с 1J.i')]
1с - 1о • ехр -17 3
,
где
(9.71)
Фт
•
дUcl
J-l = -
д И З lc=const
-
коэффициент усиления по напряжению;
коэффициент, увеличивающийся при уменьшении толщины канала (11к)
11 -
и
снижении в нем концентрации;
10
-
константа, зависящая от геометрии прибора и концентрации примесей.
При больших плотностях тока с учетом сопротивления истока Rи и
Rc
выражение
для тока имеет вид:
(9.72)
где параметры J-l *, R 11 и Rc определяются экспериментально.
Температурный коэффициент тока SIТ положителен в области малых токов
отрицателен в линейной области
(9.72)
Реализованы SIТ-транзисторы с максимальным током стока до
выше
800 В,
сопротивлением стока постоянному току
Основной
недостаток
(9. 71)
(с ростом температуры увеличиваются Rи и
SIТ-транзистора
2 Ом
высокое
100 А,
напряжением
и временем включения
сопротивление
и
Rc ).
в
100 не.
открытом
состоянии порядка
транзистора
5 Ом. Поэтому в схемах ключей используется разновидность SIТ
- SIT -тиристор, у которого сопротивление в открытом состоянии составляет
десятки миллиом (на два порядка ниже) из-за модуляции
проводимости дрейфовой
области инжекцией дырок из р-ан ода.
Управляемый полем тиристор или тиристор со статической
индукцией (SIТ),
строго говоря, не является тиристором. Тем не менее, он, вероятно, больше оправдывает
547
название
«полупроводниковый
выпрямитель»,
чем
сам
тиристор,
поскольку
в
конструктивном отношении является не чем иным, как мощным диодом с управляющей
сеточной структурой.
Схематический разрез типичного SIТ приведен на рисунке
существуют две базовые конструкции: планарная (рисунок
9. 72.
На практике
9. 72, а) и со скрытым затвором
(рисунок 9. 72, б). В обоих случаях основу прибора составляет диодная p-ll-11+ структура, в
которой имеется р + - затворная область.
Вольтамперные характеристики при прямом смещении этого прибора показаны на
рисунке
9. 73.
При
нулевом
потенциале смещения,
проводит ток как обычный р - n - 11 + -
прикладываемом
к затвору,
SIТ
диод. Если к затвору приложить достаточно
большое отрицательное смещение, то прибор будет поддерживать прямое блокирующее
напряжение, поскольку слой объемного заряда, формирующийся возле затворов, может
перекрыть междусеточный канал и прекратить пропускание тока.
n+
1
·Затвор
'/
р+
n
р
i
1...
...
2hk ..
l\.,
р+
Lk
.н.
р
\ Анод
Анод
б)
а)
Рисунок
9.72- Планарная
структура
SIT (а)
и структура со скрытым затвором (б)
Блокирующая способность в прямом направлении характеризуется коэффициентом
запирания тиристора в закрытом состоянии.
Коэффициент запирания
SIТ определяется как отношение напряжения пробоя
между анодом и катодом к приложеиному потенциалу на затворе VАкiVзк и зависит от
геометрии тиристора. Например, дифференциальный коэффициент запирания
-
8в-
[21]:
сlVлк
--;w--·
эк
W
1! Lк
g 8 =-exp--.
где
Здесь
l1к
W -
(9.73)
2hк
ширина области объемного заряда между анодом и затвором; l1к
половина толщины канала между ячейками затвора (рисунок
9. 72);
Для получения требуемого значения коэффициента g 8
Lк- длина канала.
необходимо на стадии
проектирования SIТ предусмотреть, чтобы ячейки затвора были маленькие, а сам канал
достаточно длинный (затвор, полученный глубокой диффузией). Целесообразно также
увеличить и ширину слоя объемного заряда до максимального значения.
548
Анодное напряжение
Рисунок
Анод
9.73- Характеристики управляемого
Рисунок
полем
9.74- Ассиметричный
тиристор
со статической индукuией
тиристора для различных смещений затвора
Все эти требования удовлетворяются при использовании ассиметричной структуры
SIТ(рисутюк
9. 74).
За счет того, что
n +-
буферный слой создан в п-базе, удается уменьшить
уровень легирования основной п-базы. Это, во-первых, позволяет улучшить соотношение
между
падением
напряжением,
напряжения
поскольку
во
включенном
уменьшается
состоянии
суммарная
и
толщина
прямым
блокирующим
п-базы,
и,
во-вторых,
способствует увеличению распространения слоя объемного заряда. В результате затвор
перскрывает канал при низком напряжении затвора и обеспечивает высо1шй коэффициент
запирания.
Дальнейшее увеличение коэффициента запирания возможно за счет уменьшения до
минимума толщины канала. Однако в планарных приборах это затруднительно, так как
уменьшается
катодная
площадь,
и
поэтому
ограничивается
способность
прибора
проводить ток в прямом направлении. Узкие каналы проще получить в приборах со
скрытым затвором.
.
Достоинством
SIТ -тиристора
является
то,
что
его
структура
не
обладает
регенеративными свойствами тиристора (результат взаимодействия двух транзисторов).
Когда
SIT
находится в закрытом состоянии, его прямое блокирующее напряжение и
коэффициент
запирания
увеличиваются
работоспособность при температурах до
SIT
Для того чтобы включить
с
200
ростом
температуры.
Прибор
сохраняет
°С, а обычные тиристоры только до
125
°С.
в состояние проводимости, необходимо убрать смещение
или сместить в прямом направлении затвор прибора. Это приводит к исчезновению
области объемного заряда и потенциального барьера в зоне канала. Если размеры затвора
очень малы и п-база слабо легирована, то требуется прямое смещение затвора для полной
гарантии
того,
что
каналы
не
перекроются,
и
не
произойдет
повышение
падения
напряжения на тиристоре в открытом состоянии.
Для обеспечения высокой токовой нагрузки и небольтого падения напряжения в
открытом состоянии
катодная
равна
площадь
толщине
планарных
SIT
SIT
должен иметь большую площадь катода. В планарных приборах
несколько
канала.
С
ограничена,
целью
поскольку
получения
ширина
приемлемого
полоски
уровня
катода
примерно
проводимости
в
необходимо использовать конструкцию с очень тонкими полосками катода
и затвора.
По технологическим причинам такая геометрия не может быть реализована на
большой площади, поэтому планарные
SIT
имеют небольшие рабочие токи. В приборах с
549
утопленным затвором ситуация меняется, так как катодный эмитrер занимает большую
часть площади и прохождение тока ограничивается только самим затвором.
Кроме
того,
в
структурах
с
утопленным
затвором
обеспечивается
меньшее
тепловое сопротивление благодаря тепловому контакту с площадью катода.
Если затвор сместить в обратном направлении, когда
SIT
находится в проводящем
состоянии, то прибор выключается. Ток, протекающий от анода к катоду, в этом случае
ответвляется в затвор, который восстанавливает запирающие свойства, как обычный диод,
до тех пор, пока слой объемного заряда опять не восстановиться и анодный ток полностью
не прервется.
Следует
выключению:
отметить
во-первых,
последовательное
два
главных
время
фактора,
жизни
сопротивление
влияющих
неосновных
затвора.
Время
на
жизни
SIT
способность
носителей
к
заряда,
во-вторых,
неосновных
носителей
контролируется таким же образом, как и в обычных тиристорах. Применеине метода
регулирования с помощью электронного облучения дает хороший результат с точки
зрения
времени
выключения
и
не
влияет
на
другие
характеристики
прибора,
за
исключением падения напряжения в открытом состоянии.
Значение
последовательного
существеннее на способности
SIT
значительная
тока
часть
анодного
сопротивления
затвора
сказывается
гораздо
к выключению.. поскольку во время. выключения
протекает
через
затвор,
вызывая
компенсацию
обратного смещения в тех местах, где сопротивление затвора велико. У планарных
SIT
этой проблемы не существует, так как в виду металлизации затвора его сопротивление не
значительно. Приборы со скрытым затвором имеют высокое сопротивление затвора и
поэтому
их
способность
к
выключению
ограничена.
Чтобы
решить
эту
необходимо длину затвора делать как можно меньше, например, не больше
проблему,
200
мкм. В
этом случае быстрое выключение SIТ достигается за счет увеличения их стоимости в
процессе производства.
9.6.4.
Биполярный транзистор с юолированным затвором
IGBT
Биполярный транзистор с изолированным затвором представляет собой симбиоз
быстродействующего вертикального ДМОП- транзистора с биполярным (р-п-р типа для
п-канального МОП) с малым коэффициентом передачи тока эмитrера. Интегрирование
p-n-p транзистора позволило значительно понизить
МДП-транзистора за счет модуляции ее
сопротивление дрейфовой области
сопротивления инжектированными дырками из
р-эмиттера. Снижение энергетических потерь в открытом статическом состоянии однако
сопровождается увеличением инерционности при выключении. Тем не менее, структура
IGBT
позволяет заполнить нишу в силовой электронике между мощными биполярными и
полевыми транзисторами и тиристорами в преобразовательных устройствах среднего
уровня мощности и быстродействия: номинальные токи
(400 ... 1500)
В; частота преобразования
(10 ... 100)
- (50 ... 200)
А; напряжение
КГц. Широкому применению
IGBT
-
в
энергетической электронике сПособствовала также высокая надежность работы ключевых
схем
на их
основе.
Специфика
работы
биполярного
транзистора
с
изолированным
затвором, обеспечивающая приблизительно равную концентрацию электронов и дырок в
ОПЗ дрейфовой области, позволяет выдерживать удельные мощности рассеяния более
'
2 МВт/см-,
Как
структуру.
что на порядок выше, чем у биполярных транзисторов.
и
мощные
На рисунке
эквивалентные схемы.
полевые
9. 75
транзисторы,
IGBT
используют
многоэлементную
представлены поперечное сечение элемента
IGBT
и его
550
Рисунок
9.75- Поперечное сечение элемента IGBT (а), схема замещения
n-p-11 транзистора (в)
(б) и
эквивалентная схема без учета паразитнога
Нетрудно заметить, что структура
IGBT
соответствует структуре вертикаJIЬного
ДМДП- транзистора (рисунок 9.59) с дополнительным р+-слоем, который играет роль
эмиттера р-п-р транзистора.
Следует отметить,
что принятые
обозначения
внешних
электродов соответствуют n+ -p-n транзистору, роль которого подавляется с помощью
конструкции, обеспечивающей сильную шунтировку n +-эмиттера и р-базы, которая
одновременно выполняет роль коллектора р-п-р транзистора. Поэтому при рассмотрении
статических
IGBT
9. 75,в.
характеристик
изображенную на рисунке
будем
использовать
Для предотвращения тиристорного эффекта защелки
полоскавой и лестничной топологиями истока (рисунок
9. 76).
эквивалентную
схему,
применяют структуры с
Сплошная металлизация
эмиттернаго электрода улучшает теплоотвод структуры с плоскости эмиттера.
электрод
эмипера
б)
а)
Рисунок
9.76-
Структура
IGBTc
полосковой (а) и лестничной топологией эмиттера (б)
551
Лестничная структура обеспечивает более равномерное распределение мощности
по площади кристалла благодаря вклю•Iению балластных
которые
ограничивают
крутизну
элементарного
эмиттерных сопротивлений,
МДП-транзистора
и
величину
протекающего тока за счет отрицательной обратной связи по напряжению затвора,
обусловленной падением напряжения на сопротивлении Rsи (рисунок
Балластное сопротивление истока Rsи
внешних
электродов
балластным
,
9. 75,в).
названное по аналогии с обозначениями
сопротивлением
эмиттера,
в
дополнение
к
отрицательному температурному коэффициенту крутизны подавляет процесс шнурования
тока
эмиттера
и
обеспечивает
равномерную
по
площади
кристалла
плотность
динамического заряда и напряженность электрического поля в плоскости коллекторного
р-п--перехода
p-n-p транзистора и на границе n-n +.
Передаточная
или
проходная
характеристика
проходной характеристике МДП-транзистора (рисунок
IGBT lc
9. 77,а),
=
f(U3 )
аналогична
а выходная /с
= f(UcE)
выходной характеристике биполярного транзистора в схеме с общим эмиттером, у
которого ток базы формируется током стока !си МДП-транзистора при разных значениях
напряжения затвора.
В соответствии с эквивалентной схемой (рисунок
эмиттера
p-n-p транзистора)
9. 75,в)
IGBT
ток коллектора
(ток
при Исъ·> ИСЕ sлт:
Wз
2
(9.74)
lc =(B+l)·/ 8 =(В+l)·lси.нас =)lsC0 L(U 3 -И 110P) ·(B+l),
к
где
В
-
коэффициент передачи тока базы
p-n-p
транзистора, который в общем случае
зависит от тока коллектора и напряжения коллектор-эмиттер (эффект Эрли).
База
транзистора.
транзистора соответствует дрейфовой области вертикального МДП
p-n-p
Поэтому
инжекция
дырок
из р +-коллектора
модулирует
(уменьшает)
сопротивление дрейфовой области стока и уменьшает прямое падение напряжения на
открытом
IGBT.
Так как коллекторный переход р-п-р транзистора не может войти в
насыщение (ток базы поддерживается обратным смещением коллекторного перехода,
рисунок
9. 75,в)
начальный
участок
выходных
БАХ
IGBT
будет
смещен
по
оси
напряжений по сравнению с БАХ биполярного транзистора на встроенный потенциал р +-п
эмиттера
и
падение
области (рисунок
напряжения
на
промодулированном
сопротивлении
дрейфовой
9. 77,6).
UcE > Ucr<SAТI
а)
Рисунок
б)
9.77- Передаточные характеристики (а) и выходные БАХ (б) IGBT
552
Основное назначение
IGBT -
работа в схемах импульсных ключей. Наибольшее
распространение получила схема ключа с общим эмиттером
IGBT.
В этом включении
управление состоянием ключа аналогично управлению ключа на МДП-транзисторе с
малой величиной управляемой мощности. Благодаря меньшему падению напряжения на
открытом ключе
IGBT
позволяет увеличить на порядок уровень номинальных токов и
мощностей при сохранении относительного быстродействия по сравнению с ключами на
МДП-транзисторе. Второе положительное отличие
IGBT
по сравнению с биполярными и
МДП-транзисторами заключается в более широкой области безопасной работы (ОБР) и
повышенной
устойчивости
к
тепловым
и
токовым
перегрузкам.
Эта
особенность
обеспечивается квазиравномерным распределением напряженности электрического поля в
ОПЗ п-базы. В мощных высоковольтных биполярных транзисторах n-p-n-n+ типа ОБР
ограничивается лавинной инжекцией при оттеснении поля на границу коллектора 11-11+.
При этом плотность тока составляет (300 ... 800) А/см 2 . В IGBT динамический заряд
определяется не только электронами (как у n-p-n транзистора), но и дырками,
приблизительно такой же концентрации (несколько большей), как и электронов. Поэтому
оттеснение поля на границу п-п+
в
IGBT наблюдается при значительно больших
плотностях тока (3 ... 7) кА/см 2 , что способствует безопасной работе прибора при
значительно больших токах по сравнению с биполярными и МДП-транзисторами.
Как и мощный МДП-транзистор,
IGBT
характеризуется семейством предельных
характеристик, статических параметро в, включая пороговое напряжение Ипор , напряжение
насыщения ИсЕ.sлт, и токов утечки fсь;;.
IGEs- затвор-эмиттер.
К динамическим параметрам
относятся проходная крутизна- gм, входная, выходная и проходная емкости. Импульсные
свойства характеризуются временем задержки и нарастанием фронта при включении, а
также задержкой и спадом фронта при выключении.
Контрольные вопросы
1.
2.
Приведите классификацию и области применения полевых транзисторов.
Проанализируйте принцип действия канального транзистора с управляющим
p-n
переходом.
3. Что такое нормаЛьно открытые и закрытые полевые транзисторы?
4. Что такое передаточные и выходные характеристики канального
5.
6.
7.
8.
9.
транзистора,
напряжение перекрытия (порога) и насыщения тока стока?
Почему с увеличением напряжения стока ток стока насыщается?
Какими
механизмами
пробоя
ограничены
максимальные
напряжения
канального
транзистора?
Почему канальный транзистор усиливает по напряжению?
Какие основные отличия канального и биполярного транзистора как усилительных
элементов?
Нарисуйте эквивалентную схему замещения канального транзистора и объясните
назначения элементов.
10. Как
зависит крутизна передаточной характеристики от напряжения затвора и тока
стока?
11. Какими
12.
процессами определяется инерционность канального транзистора на малом
переменном сигнале?
Нарисуйте АЧХ, ФЧХ и векторную диаграмму переменных напряжений. Объясните их
поведение.
13. Какими
факторами определяется температурная зависимость параметров канального
транзистора?
553
14.
Почему на материалах А 3 В 5 реализуют полевые канальные транзисторы с барьером
15.
Почему в гетереструктурных (широкозонный затвор) ПТШ обеспечивается большее
16.
Нарисуйте структуру ПТШ с высокой подвижностыо электронов (НЕМТ) и объясните
17.
Нарисуйте структуру МДП- транзистора и объясните принцип действия и назначения
Шоттки?
быстродействие, чем в гомоструктурных?
его работу.
электродов.
18. Нарисуйте
зонные диаграммы МДП- структуры в режимах аю<умуляции, обеднения и
инверсии.
19.
20.
21.
Почему в режиме инверсии насыщается толщина ОПЗ?
Что такое напряжение плоских зон И ПJ в МДП- структуре?
Нарисуйте стационарную вольтфарадную высокочастотную характеристику МДП
-
структуры и поясните влияние встроенного поля (заряда)?
22. Что такое емкость полупроводника при условии плоских зон, и как она определяется?
23. Приведите классификацию зарядов в МОП- структуре на основе кремния.
24. Почему для изготовления МДП-транзисторов из кремния используют ориентацию
<100>, а не <111>?
25. Что такое пороговое напряжение МДП-транзистора'? Как оно зависит от уровня
легирования подложки, удельной емкости затвора, встроенного заряда и контактной
разности потенциалов металл затвора- полупроводник?
26.
27.
28.
29.
Каким
образом
в
производстве
МДП-транзисторов
регулируется
пороговое
напряжение?
Почему насыщается ток стока с увеличением напряжения стока МДП-транзистора?
Чем определяется наклон выходных характеристик (дифференциальное сопротивление
стока) с увеличением напряжения стока?
Какими
параметрами
МДП-структуры
определяется
крутизна
передаточной
характеристики? Как она зависит от напряжения затвора и тока стока?
30. Чем определяется предельное значение крутизны МДП-транзистора?
31. Какими факторами определяется инерционность МДП-транзистора
на
малом
персменном сигнале?
32.
Каким
образом
для
повышения
быстродействия
реализуется
структура
МДП
с
транзистора
с
самосовмещенным затвором?
33.
34.
В
чем
отличие
МДП-транзистора
со
встроенным
каналом
от
индуцированным каналом?
Почему в ключевой схеме на МДП-транзисторе с емкостной нагрузкой длительность
фронта нарастания импульса значительно больше времени спада?
35.
36.
Какими
механизмами
пробоя
ограничиваются
максимальные
напряжения
МДП
транзистора?
Почему
в
структуру
высоковольтного
транзистора
вводят
дополнительную
высокоомную (область дрейфа) стоковую область?
37.
38.
39.
Почему мощные МДП-транзисторы изготавливаются с вертикальной структурой?
Какие меры необходимо предпринять для защиты входных цепей маломощных МДП
транзисторов от статического электричества?
Как влияет температура на параметры МДП-транзистора:
пороговое наnряжение,
передаточную характеристику, крутизну и максимальное напряжение стока?
40.
41.
Перечислите короткоканальные эффекты в МДП-транзисторах.
Почему уменьшается величина порогоного напряжения с уменьшением длины канала
и увеличением напряжения стока?
554
42.
43.
44.
Как изменяется время задержки и рассеиваемая мощность МДП-транзистора при
масштабной миниатюризации с неизменным электрическим полем?
Проанализируйте
принцип
действия
перепрограммируемого
элемента
памяти
на
основе МДП-транзистора с плавающим затвором.
Как
изменяется
передаточная
характеристика
МНОП-транзистора
при
записи
логической единицы?
45. Какие основные требования предъявляются к мощным полевым транзисторам?
46. Какие параметры характеризуют быстродействие мощных МДП-ключей?
47. Чем определяется энергия импульса управления мощным МДП-транзистором?
48. С какой целью вводят вольт - кулоновскую характеристику затвора в качестве
49.
50.
51.
52.
53.
54.
параметра мощного МДП-транзистора?
Нарисуйте
схемы
управления
эмиттернем повторителе (рисунок
мощными
МДП-транзисторами
через
буфер
на
9.63) и объясните их работу.
Поясните работу интеллектуального МДП-ключа TOP-SWIТCH в типовой схеме
включения (рисунок
9.66).
Поясните режимы работы ТОП-ключа по рисунку
9.68.
Поясните принцип действия полевого транзистора со статической индукцией (SIТ).
Почему в ключевых схемах используется разновидность SIТ-тиристор?
Перечислите
основные
достоинства
SIТ-тиристора
по
сравнению
с
обычными
тиристорами.
55. Что
56.
57.
представляет
затвором
Какое
IGBT?
основное
собой
структура
преимущества
биполярного
характеристик
транзистора
IGBT
по
с
изолированным
сравнению
с
мощными
биполярными и МДП-транзисторами?
Почему
IGBT
транзисторы выдерживают более, чем на порядок, большие удельные
мощности (до 2 МВт/см 2 ) по сравнению с биполярными транзисторами?
555
Глава
10.
Базовые элементы цифровых логических ИС
10.1. Основные логические элементы булевой
алгебры
Теоретической основой цифровых систем является булева алгебра, названная по
имени
её
основоположника
Д.
Буля.
В
булевой
алгебре
различные
логические
утверждения могут иметь лишь два варианта: «истинно» или «ложно» («да>> или «нет»).
Для обозначения истинности или ложности высказывания используются символы
Логические
выражения
считаются
обозначаемых А, В, С и т.д. или Х1 , Х2,
...
функциями
логических
1 или
О.
переменных,
х;,, каждая из которых принимает значение О
1. Если число логических переменных n, то можно получить 2" логических
1, например, при 11 = 2 (00; О 1; 1О; 11 ). Однако для каждой
комбинации логическая функция F может принимать только значение О или 1. Для n
или
комбинаций из О или
переменных существует2 2 " различных логических функций, например при n = 2 их 16,
при n = 3 - 256, а при n = 4 - 65536 функций.
Множество логических функций от переменных можно образовать посредством
трех
основных
логических
операций:
логическое
отрицание
(знак
«-»);
логическое
сложение (знак«+»); логическое умножение (знак«·»). Для обозначения эквивалентности
выражений
используется
знак
равенства
«=».
Обычно
знак
логического
отрицания
ставиться над буквенным обозначением переменной.
Представление указанных логических
приведенов таблице
операций
для
двух
персменных А
10.1 [28].
Таблица
-
-
А
в
F=A
F=B
F=A+B
F=A·B
о
о
1
1
о
о
1
о
о
1
1
о
о
1
1
о
1
о
1
1
о
о
1
1
Электронные
логическими
схемы,
эле-"'tентами.
выполняющие
Двоичный
простейшие
логический
элемент,
операции,
и В
10.1
называются
выполняющий
операцию
логическое отрицание, называется инверторолt или элементом НЕ.
Инвертор осуществляет инверсию высказывания, представляя собой элемент, на
выходе которого получается
На
рисунке
10.1
1,
если на входе сигнал О, или на выходе О, если на входе
по казан о
условное
графическое
функциональных (структурных) схемах. Здесь Х
-
изображение
вход, У
-
элемента
1.
на
выход. Алгебраическое
выражение У= Х читается как «У равняется не Х». Логика работы элемента-инвертора
представляется таблицей, называемой таблицей состояний или таблицей истинности.
Инверторы выполняются на биполярных и МДП-транзисторах, работающих в ключевом
режиме.
х
-D
Y=X
--
а)
НЕ
ffi
1
о
б)
Рисунок
10.1
-Обозначение (а) и таблица
состояний (б) инвертора
556
Двоичный логический элемент, реализующий операцию логическое сло:жение,
называют элемепmо.А-t ИЛИ (дизъюнктор ). Он создает на выходе сигнал
1,
если имеется
1
хотя бы на одном из входов. Условное графическое изображение и таблица состояний
(истинности) элемента ИЛИ для двух входов показаны на рисунке
10.2, где
Х 1 , Х2,
... Х,,
входы (минимальное число их два), У- выход. Электрическим аналогом элемента ИЛИ с
двумя
входами
является
схема
с
двумя
Логическое уравнение элемента ИЛИ при
У= Х1
n
параллельна
включенными
выключателями.
входах записывается в виде
+ Х2 + ... Xn.
-{]или
х
а)
х1
х2
у
о
о
о
1
о
о
1
1
1
1
1
1
1
2
б)
Рисунок
10.2- Обозначение (а),
в)
представление в виде параллельных ключей (б)
и таблица состояний (в) элемента ИЛИ
х2
у
о
о
о
1
о
о
о
1
1
о
х1
_/_/_
1
а)
Рисунок
1
1
б)
10.3- Обозначение {а),
1
в)
представление в виде последовательных
ключей (б) и таблица состояний элемента И (в)
Двоичный эл~мент, реализующий
операцию логическое уАmожение, называют
элеметnоА-t И (конъюнктор). Он создает на выходе
1,
одновременно. Условное графическое изображение при
если имеется
n
1
входах (Х1, Х2,
на всех входах
... Xn)
и таблица
состояний при двух входах (Х1, Х 2 ) показаны на рисунке 10.3 (минимальное число входов
два). Логику работы элемента поясняет электрическая схема с выключателями.
Логическое
Элементы
уравнение
И
могут
элемента
быть
У= Х 1 • Х 2 • ... • Х"
созданы
на
(при
двух
полупроводниковых
входах
У= Х 1 • Х 2 ).
диодах,
биполярных
транзисторах, многоэмиттерных транзисторах и МДП- транзисторах.
Широко
применяются
двоичные
логические
элементы,
производящие
комбинационные операции: логическое умножение с отрицанием и логическое сложение с
отрицанием.
Логический элемент логическое умножение с ompuцaнue.A-t называют элемеиmоА-t И
НЕ или элементом Шеффера. На выходе этого элемента всегда имеется
когда на всех входах имеется одновременно
обозначение элемента на
n
1.
На рисунке
10.4
1,
кроме случая,
показаны условное
входов и таблица состояний для минимального числа входов
(два). Логическое уравнение элемента И-НЕ У= Х 1 • Х 2 • ... Xn
. На рисунке поясняется
также получение элемента И-НЕ как комбинации элементов И и НЕ.
557
х1
х2
у
о
о
1
1
о
о
1
1
1
1
1
1
а)
Рисунок
б)
о
в)
10.4- Обозначение (а), комбинация И-НЕ
(б) и таблица истинности (в) элемента И-НЕ
Комбинационный логический элемент логическое сложение с отрицанием назы
вается элементом ИЛИ-НЕ или элементом Пирса. Он представляет собой схему, на
выходе которой имеется
На рисунке
10.5
1 только
в случае, когда на всех входах одновременно имеется О.
показаны условное обозначение элемента ИЛИ-НЕ на схемах, сведение
этого элемента к комбинации элементов ИЛИ и НЕ и таблица состояний (истинности) для
минимального числа входов (два). Логическое уравнение элемента ИЛИ-НЕ
x,E[r
Х2 :
х,
Y=X1+Xz.···+Xn
у
Xz.
Хп
Х1
Xz
У
о
1.
1
о
о
о
1
о
о
о
1
а)
б)
Рисунок
10.5- Обозначение
в)
(а), комбинация элементов ИЛИ-НЕ (б) и таблица
истинности (в) элемента ИЛИ-НЕ
В большинстве логических элементов современных микросхем логические нули
(лог.
О)
и
единицы
значениями
1)
(лог.
напряжения
представляютел
(потенциала).
двумя
Логическому
существенно
нулю
различаюцимися
обычно
соответствует
напряжение низкого уровня r.f, а логической единице- напряжение высокого уровня U1.
Логические элементы (ЛЭ) по
режиму работы подразделяют на статические и
динамические. Статические ЛЭ могут работать как в статическом, так и в тактируемом
(импульсном)
современных
режимах.
Статические
микросхемах.
элементы
наиболее
Динамические ЛЭ работают
широко
используются
с импульсным
в
источником
питания.
Логические элементы классифицируют также по типу применяемых транзисторов.
Наибольшее распространение получили ЛЭ на биполярных и МДП-транзисторах. Кроме
того, интенсивно разрабаты вак. rся ЛЭ на арсенид-галлиевых МЕП и ГМЕП-транзисторах.
Для
каждого
из
перечиt;ленных
схематехнических
и
биполярным
относятся
ЛЭ
типов
ЛЭ
существует
конструктивно-технологических
элементы
ТТЛ,
большое
разновидностей.
эмиттерно-связанной
интегральной инжекционной логики (ИИЛ) и другие.
число
Например,
логики
их
к
(ЭСЛ),
558
10.2.
Основные характеристики и параметры логических элементов
Основной статической характеристикой ЛЭ является передаточная характеристика
зависимость
выходного
напряжения
Ивых
от
напряжения
постоянных напряжениях на остальных входах, равных
ЛЭ.
По
виду
передаточной
характеристики
на
одном
из
входов
-
при
или U 1 в зависимости от типа
if
различают
инвертирующие
и
неинвертирующие ЛЭ. На выходе первых (НЕ, И-НЕ, ИЛИ-НЕ и др.) получают инверсные
по отношению к входным логические сигналы, на выходах вторых (И, ИЛИ и др.)
-
прямые.
Передаточные
Ua..x
ut ~--~----------r
2
неинвертирующего
ЛЭ
соответственно
представлены
10.6
рисунке
f
характеристики
инвертирующего и
на
а, б. Они имеют три четко
выраженных
участка.
Участок
участок 2 -
состоянию
1
= if,
= И•
соответствует состоянию Ивых
Ивых
1
Кроме того, имеется промежуточный
участок
3,
на котором состояние ЛЭ не
определено.
В
статическом
3
соответствующие участку
напряжений
недопустимы.
единичного
2
Входные
точками
в
усиления,
выполняется
f
Границы
определяются
участков
режиме
значения
которых
~~r:;•:xl=l.
условие
напряжения,
определяющие
участков,
называются
границы
порогами переключения и ~ор и и,;ор.
Разность напряжений лог.
1
и лог. О
называют логическим перепадолt
Ил= И
Инвертор
Q
1
-
[1]:
(10.1)
if.
обладает
не
только
функцией логического отрицания, но и
электрическими функциями, а именно
Рисунок
10.6- Передаточные
функцией
характеристики
усиления
по
мощности
слабых электрических сигналов и их
инвертирующих (а) инеинвертирующих (б) ЛЭ
воспроизведения
(формирование
и
квантование логического сигнала. Чем
выше
характеристики,
прямоугольной
тем
выше
квантовая
передаточной
способность
характеристике
нелинейность
инвертора.
(бесконечный
передаточной
При
коэффициент
идеальной
усиления)
входной сигнал выше напряжения порога инвертора приводит к появлению на выходе
напряжения логического нуля, а входной сигнал меньше напряжения порога создает на
выходе
напряжение логической единицы.
В
реальных случаях
квантование сигнала
проходит после прохождения двух-трех инверторов. При этом квантуется не только
амплитуда
сигнала,
но
и
восстанавливается
крутизна
фронтов
импульсов,
обеспечивающая быстродействие логических преобразований.
Сложные логические функции реализуются с помощью разветвленных цепей,
состоящих из ЛЭ. При этом выход одного ЛЭ соединяют со входом другого. Поэтому
.'ЮI'Ический сигнал [f или U 1 с выхода предыдущего ЛЭ поступает на вход последующего.
559
Входные напряжения с!' и и , задаваемые предыдущими ЛЭ, показаны на осях входных
напряжений на рисунке 10.6.
·
1
Помимо логических сигналов на входах могут появляться напря:жения помехи,
которые либо повышают, либо понижают входное напряжение. Если на входе действует
напряжение с!', то опасны помехи, имеющие положительную полярность, так как они
повышают входное напряжение. При достаточно большом напряжении помехи рабочая
точка на передаточной характеристике может сместиться в область переключения
рисунок
10.6),
что приведет к сбою в работе, т.
3
(см.
е. ложному измененИю выхqцных
напряжений в цифровом устройстве. При поступлении на вход напряжения и 1 и
напряжения помехи отрицательной полярности также возможно ложное гtереключение.
Максимально допустимые постоянные напряжения помехи положительной ·полярности
и,? (при напряжении с!' на входе) и отрицательной полярности и,: (при на!1ряжении и 1
на входе) определяют помехоустойчивость ЛЭ по отношению к статическим (длительно
10.6.
действующим) помехам. Эти напряжения отмечены на рисунке
(10.2)
о_,ио
ио·
и ппор'
1
и 111 = и1 -и110р.
В
и1
пор-
тех
случаях,
когда
область
(10.3)
переключения
не.
3
очень
широкая,
иопор<< и Л, МОЖНО ВВеС1И
' СреДНИИ~ ПОрОГ ПереКЛЮЧеНИЯ -и 11ор-- и,?ор +и,:ор
т.е.
2
Для повышения помехоустойчивости необходимо увеличивать логический перепад
1
и уменьшать «ширину» области переключения 3. Поскольку напряжение U не может
быть выше напряжения источника питания ин.п , а напряжение cf' ниже нуля, то
:;
и л ии.п и и,?+ и,: < и 11 _ 11 . Идеальная передаточная характеристика, соответствующая
максимальной помехоустойчивости, должна удовлетворять условиям и 1 = ии.ш rf = О,
и,?ор = и,:ор; тогда достигаются
одинаковые
и максимально
возможные значения
и,? =и,: = o.s иl/.11.
Большие значения
.
напряжении
ll/
специальных
питания
схемах
и,? и и,: при том же
можно
с
получить
обратной
1
которых
1
гистерезис, как показано на рисунке
1
1
1
1
1
f-./-·f
l!r
передаточная
характеристики
ll.'
"
1
1
j
и,? +И,: =Ил
10.7- Передаточная
характеристика
о
1
и 110
Р > и llop ,
в
для
имеет
10.7. Для
этой
+U г, где Uг =U,?op -u,:op- ширина
петли гистерезиса.
В
предельном
достигается
Рисунок
только
связью,
случае,
максимально
когда
возможная
U г ""U л,
помехо
устойчивость и,? ""и,: ""и л =и U.ll .
характеристика ЛЭ с гистерезисом
что
При оценке помехоустойчивости по формулам (10.2) и (10.3) следует учитывать,
входящие в них величины U1, с!', и2ар, и,:ор имеют технологический разброс, т. е.
различаются даже для однотипных ЛЭ и зависят от температуры, напряжения источника
питания, числа нагрузок аналогичных ЛЭ, присоединенных к выходу, и других условий.
Поэтому в этих формулах обычно используют наихудшие значения величин; при этом в
560
технических условиях приводят заниженные, но гарантируемые при заданных условиях
эксплуатации значения И,~ и И,~ . Технологический разброс указанных выше напряжений
велик для ЛЭ разных микросхем, но он значительно меньше для ЛЭ в составе одной
микросхемы.
Соотношения
(10.2)
и
(10.3)
определяют как максимально допустимые постоянные
напряжения помех, так и амплитуды импульсных помех большой длительности. Если
длительность импульса помехи уменьшается настолько, что становится меньше времени
переключеимя ЛЭ, то допустимая амплитуда импульсной помехи возрастает. Следова
тельно, илтульсная помехоустойчивость может быть выше статической.
-
Входная характеристика
это зависимость входного тока
1"_,
от напряжения на
данном входе при постоянных напряжениях на остальных входах. Для ЛЭ на биполярных
транзисторах по этой характеристике определяют входные токи для двух состояний: ток
низкого уровня 12х :2: О при И вх И 0 , вытекающий из данного входа, и ток высокого
уровня 1;х ~ О при
И вх
=И
=
1
втекающий в этот вход. Для элементов на МДП
,
транзисторах входные токи в обоих состояниях пренебрежимо малы.
-
Выходная характеристика
это зависимость выходного напряжения
Ивы< от
выходного тока 1вых при заданных постоянных напряжениях на входах. В общем случае
таких
характеристик
может
быть две:
для
напряжения
низкого
уровня
на
выходе
И,~ых = JU2ыx) и для напряжения высокого уровня на выходе И~ых = !U~ых), где 12ых и
1~ых -выходные токи низкого и высокого уровней.
Нагрузочная способность
n
(коэффициент разветвления на выходе) характеризует
максимальное число ЛЭ, аналогичных рассматриваемому, которые одновременно можно
подключать к его выходу. Чем выше нагрузочная способность, тем меньшее число ЛЭ
необходимо для построения сложной цифровой микросхемы. Однако увеличение на
грузочной способности ограничено, поскольку с ростом числа нагрузок ухудшаются
другие основные параметры ЛЭ, главным образом статическая помехоустойчивость и
быстродействие. Так, помехоустойчивость ЛЭ на биполярных транзисторах уменьшается
с ростом числа нагрузок, так как увеличиваются выходные токи в обоих состояниях, а это
1
приводит к снижению уровня напряжения U и повышению уровня напряжения
d.
Среднее время задержки сигнала возрастает вследствие увеличения емкости нагрузки. По
этой причине в состав одной серии микросхем малой и средней степеней интеграции и в
цифровых устройствах БИС вводят ЛЭ с различной нагрузочной способностью: 11
= 4 ... 25.
КоэфФициент объединения по входу т равен числу входов ЛЭ. С увеличением
коэффициента т расширяются его логические возможности за счет выполнения функций
над
большим
числом
логических
переменных.
устройства требуется меньше ЛЭ.
При
этом
для
Однако увеличение числа
создания
входов,
как
сложного
правило,
ухудшает другие основные параметры ЛЭ, прежде всего быстродействие. Для построения
большинства цифровых микросхем достаточно иметь элементы с числом входов т=
3 .. .4.
Если требуются схемы с повышенным числом входов, то в серии микросхем вводятся
специальные ЛЭ расширители числа входов.
Потребляелtая мощ1юсть ЛЭ (мощность, потребляемая ЛЭ от источника питания)
зависит
от его логического
состояния, так
как
Логический элемент потребляет ток 1,~.11 при Ивых
изменяется ток
=d
111•11
и ТОК z.~./1 при
в
utlblX
цепи
питания
= U1• Поэтому
средняя потребляелюя лющность в статическом режиме
рср = 0,5 и/1.11 (1,~.11 + 1,:.11).
Зная среднюю мощность и число ЛЭ в цифровом устройстве !V,,.э можно вычислить
среднюю
мощность,
потребляемую
устройством.
Она
равна
Рс}Vл.э·
Уменьшить
потребляемую мощность можно, снизив напряжение или ток питания. Однако при этом
понизятся помехоустойчивость, а для многих типов ЛЭ и быстродействие. Наиболее эф-
561
фективный способ уменьшения мощности Рср реализован в ЛЭ на КМДП- инверторах. В
этих элементах токи в статическом режиме пренебрежимо малы, а мощность потребляется
только
при
переключении.
Мощность,
потребляемую
дополнительно
в
процессе
переключения, называют диншиической. Она пропорциональна частоте переключения ЛЭ.
Поэтому динамическую мощность определяют при заданной рабочей частоте, близкой к
максимальной.
Быстродействие ЛЭ оценивают средни.л1 временем зaдep.JICKU распростраиения
сигнала fзд.р.ср (средней задержкой), определяющим среднее время выполнения логической
t зд.р.ср = 0,5(1~1; r + t::;2r),
1
операции:
где t~~ 1P и t~;,~P -времена задержки распространения сигнала при переходе напряжения на
r.O
1
1
r.O
выходе от и к И и от И к и соответственно, измеряемые на уровне U 110" . Произведение
средней задержки на максимальное число последовательно соединенных ЛЭ в устройстве
дает наибольшую задержку сигнала в этом устройстве.
Временные диаграммы на входе и выходе инвертирующего ЛЭ приведсны на
рисунке 10.8. Задержки распространения t~; r и
1
r:;,0P
либо ПО уровню усредненного порога
отсчитываются на этих диаграммах
о
1
переключсиня И пор = 0,5(U 110P +И пор), . либо ПО
уровню,
логического
соответствующему
половине
перепада.
Задержки
необходимо
измерять в условиях, учитывающих работу ЛЭ в цифровых устройствах. Поэтому входной
сигнал
u.,(t)
формируется аналогичным ЛЭ, а на выходе исследуемого ЛЭ подключают
схему-нагрузку.
При упрощенном анализе персходных процессов в ЛЭ реальный входной сигнал
заменяют импульсом прямоугольной формы. Соответствующие временные диаграммы
показаны на рисунке 10.9. Времена задержек, включения t~~or, выключения t~~ 1P и
переходов t 1•0 , t0•1 отсчитывают по уровням 0,1 Ил и 0,9Ил. Среднюю задержку вычисляют
из соотношения tзд.р.ср "'0,5(t~~oP + t~~P + t
Ue,ti
/' =- -----1}_U. а)
nop
иь
lle,..
.
1
-
10
•
+ r 0 •1).
1
n
1
1
1
~
1
t
1
1
и'~--~
1
1
!
~)
·----+1
1
t
Рисунок
10.8- Диаграммы
входного (а)
и выходного (б) сигналов
Рисунок
10.9 -Определение
времени задержки
и переходов при переключении ЛЭ
В литературе часто приводят среднее время задержки в кольцевом генераторе,
представляющем замкнутую в кольцо цепочку нечетнога числа т инвертирующих ЛЭ.
10.1 О.
Если напряжение на входе первого инвертора в некоторый момент времени равно U1, то
Схема кольцевого генератора, содержащая т инверторов, представлена на рисунке
при нечетнам числе инверторов на выходе последнего
элемента
с
задержкой т·tзд.р.ср
562
установится
напряжение
и
r.f
начнется
переключение
первого
инвертора
в
противоположное состояние. При этом в кольцевом генераторе возбуждаются колебания с
= 2т·tзд.р.ср·
периодом Тг
Коэффициент 2
в этой формуле обусловлен тем, что для
переключения первого инвертора в исходное состояние Ив.,= U1 электрическое колебание
по цепочке инверторов должно пройти
вычислить среднюю задержку: tзд.р.ср =
задержки
от
числа
инверторов
в
дважды.
Tr .
2m
цепи
Измеряя
период колебаний, можно
Для исключения зависимости измеряемой
последнее
выбирают
достаточно
большим:
m=9 ... 11.
т,
t
f
111
J
':n::h...n..
.::J
r-fl-nЛ·-~
~
10.10- Схема кольцевого генератора
Рисунок
При заданных импульсных параметрах транзисторов среднюю задержку ЛЭ можно
уменьшить
в
определенных
пределах,
увеличив
токи,
потребляемые
от
источника
питания, и уменьшив тем самым времена перезарядки паразитных емкостей. Однако при
этом возрастает потребляемая мощность. Таким образом, между средней задержкой и
потребляемой мощностью ЛЭ существуют зависимость: че.м .меньше средняя задержка,
те.м больше потребляелшя мощность.
В связи с этим для сравнения ЛЭ различных типов используют параметр,
называемый работой переключения:
(10.4)
Anep = Рср"fзд.р.ср ·
Чем
выше
качество
схематехнической
и
конструктореко-технологической
реализации ЛЭ, тем меньше работа переключения. Для ЛЭ микросхем малой и средней
степеней интеграции Анср
0,01 ... 1 пДж.
= 1... 1О
пДж, для логических элементов в БИС и СБИС Анср
=
Большинство основных параметров ЛЭ сильно зависит от напряжения источника
Ии.п • При
питания
снижении
Ии.н уменьшаются
потребляемая мощность и работа
переключения, но ухудшаются помехоустойчивость, нагрузочная способность и, как
правило, снижается быстродействие. Заданные параметры большинства типов ЛЭ могут
быть обеспечены лишь в сравнительно узком диапазоне отклонения напряжения питания
от выбранного номинального значения±
Для
сопоставления
ЛЭ
(5 ... 10)%.
различных
типов
при
заданном
характеризуемом минимальным топологическим размером
L\,
уровне
технологии,
используют относительную
площадь, выражаемую числом квадратов со стороной L\ (литографических квадратов).
В настоящее время наиболее актуальны исследования и разработки ЛЭ для СБИС и
УБИС,
проводимые
в трех основных направлениях.
Первое развивается на основе
кремниевых МДП-транзисторов и позволяет получать максимальную степень интеграции
(число элементов 106 ••• 109 ) при достаточно высоком быстродействии (средняя задержка
0,5 ... 1
не).
Во
втором
биполярные транзисторы
задержка
0,1 ... 0,5
направлении
Si-Ge
используются
и обеспечивается
гетераструктурные
кремниевые
повышенное быстродействие (средняя
не), но при меньшей степени интеграции.
Третье направление позволяет достигать сверхвысокого быстродействия (средняя
задержка 50 ... 100 пс) при числе элементов 10 3 ••• 10, оно развивается на основе арсенид
галлиевых МЕП-транзисторов и гетераструктурных НЕМТ
подвижностью электронов.
-
транзисторов с высокой
563
10.3. Базовые элементы биполярных цифровых логических ИС
10.3.1. Инверторы на биполярных транзисторах
llи.n
Простейшим
+
является
10.11 ,а),
инвертором на БТ
ключевая
схема
рассмотренная в
анализпровались
(рисунок
§7.1 О,
переходвые
где
процессы
в каскаде при переводе его из режима
отсечки (транзистор закрыт, состояние
лог.
1)
в режим насыщения (транзистор
открыт,
состояние
лог.
0).
Там
же
отмечалось, что для повышения быстро
действия
Рисунок
10.11 - Схема инвертора на насыщенном
используются
Шоттки (рисунок
10.11 ,б).
транзисторы
ключе (а) и на неиасыщенном ключе (б)
а)
Рисунок
б)
10.12- Схема переключателя тока (а) и зависимость переключемня
токов от входного напряжения (б)
Вариантом ключа с хорошим быстродействием является переключотель тока, в
котором при переключении БТ остается в нормальном активном режиме или по крайней
мере
в
режиме
насыщения,
переходе, не превышающим
но
с
малым
0,3 ... 0,4 В, при
прямым
напряжением
на
коллекторном
котором инжекция носителей из коллектора
в базу незначительна.
Принципиальная схема переключателя тока показана на рисунке 10.12,а. Схема
напоминает дифференциальный каскад, у которого ко второму входу подключен источник
постоянного
обеспечивает
напряжения
ток
/о,
Ео,
называемого
соответствующий
опорным.
нормальному
Источник
стабильного
активному
режиму.
симметрична, поэтому при одинаковых напряжениях на базах обоих БТ (Ии
каждое плечо идет ток /о/2. Если один из транзисторов закрыт
(/ = /0).
(/ ::::: 0},
тока
Схема
= Ео) через
то второй открыт
Изменение токов Iю и /ю при изменении входного напряжения показано на
10.12,
VT1 закрыт, VT2 открыт и на его выходе будет
напряжение лог. ~ И~ш. При подаче на вход лог. 1 U~ транзистор VT1 открыт, а VT2
рисунке
б. При И.х =О транзистор
закрьп, т.е. на его выходе будет уровень лог. 1 U,ьа = U~ыж . Кривая Iю = f(Цvr) определяет
по существу передаточную характеристику переключателя тока, так как
(U.wx = Uн.n- lю·Rю).
Инверсия входного сигнала реализуется на выходе транзистора
u.IJIX связано с Iю
VT 1•
564
10.3.2. Базовый элемент диодно-транзисторной логики
Базовый логический элемент цифровых интегральных схем диодно-транзисторной
логики (ДТЛ) является элементом И-НЕ, т.е. реализует операцию «логическое умножение
с отрицанием». На рисунке 10.13,а показано условное графическое обозначение элемента
на функциональных схемах (Х 1 , Х 2 , ... ,
Xn-
входы, У
-
выход). Логическое уравнение
элемента соответствует таблице состояний элемента Шеффера и имеет вид
Y=X 1 ·X 2 • ... ·Xn.
~~~~~~~-+~
Xzo-""*~-.
XJ •Q--'"1€----'
VPJ
а)
б)
Рисунок
[28].
10.13- Обозначение
(а) и схема базового элемента ДТЛ (б)
Принципиальная электрическая схема элемента ДТЛ приведена на рисунке 10.13,б
В этой схеме
транзистор
VT
VD1,
VDъ VDз, и резистор
и резистор
R2-
R 1,
образуют элемент И (конъюнктор), а
элемент НЕ (инвертор). Диоды
VD 4
и
VD 5
осуществляют
связь этих элементов и предназначены для смещения (понижения) потенциала в точке Ь
относительно точки «а» и повышения помехоустойчивости. Прямое напряжение на одном
открытом кремниевом диоде и* z 0,7 В, поэтому сдвиг потенциала, создаваемый двумя
диодами, иаь = иа- иь z 2и*. Потенциал и" относительно общей шины (земли) зависит
от уровня входного сигнала.
. напряжение лог. О
c.f
Если хотя бы на одном входе, например
Х1 ,
имеется
(обычно около 0,1 В), то диод VD 1 открыт и ток проходит от
источника питания ииnl через резистор
R1,
диод
VD 1 и
входную цепь Х 1 . При этом прямое
напряжение на VDI и* z 0,7 В, а потенциал и{/ = и* + c.f ;: : 0,8 в. Соответственно
потенциал точки Ь иь z иа - 2и* ;: : -0,8 В. Это напряжение является обратным для
эмиттернога
VT
перехода транзистора
питания иипJ смещение базы
VT
и
закрывает
его.
будет прямым, но меньшим
При
и*
-
3
отсутствии
"'0,3 В,
источника
что ниже порога
отпирания прямосмещённого р-11 перехода, и поэтому транзистор будет закрыт.
Таким образом, при уровне
r..f на одном входе (или
на всех входах одновременно)
коллекторный ток транзистора уменьшается практически до нуля, а напряжение
икэ
возрастает до значения иип 2 , т.е. на выходе устанавливается уровень лог. l и •
Если на все входы одновременно подается уровень лог. 1 и 1 , обеспечивающий
1
закрывание всех входных диодов, то потенциал и"
повышается настолько, что напря
жение на эмиттермом переходе становится прямым. В цепи источник питания иинl резистор
ревода
R -
диоды
транзистора
VD 4, VDs из
базовый электрод протекает ток, достаточный для пе
закрытого
состояния
в
открытое
коллекторного тока приводит к снижению напряжения
(около 0,1 В), которое является уровнем лог. О
(режим
насыщения).
Рост
икэ до остаточного значения
r..f.
Таким образом, схема ДТЛ действительно реализует таблицу истинности логи
ческого элемента И-НЕ, приведеиную на рисунке 10.4,б. Следует отметить, что сдвиг
уровней, создаваемый диодами
VD 4
и
VD 5,
существенно увеличивает порог переключения
565
логического элемента и, следовательно, помехоустойчивость. Последнее является важным
достоинством схемы ДТЛ.
Для повышения быстродействия инвертора (запирание отрицательным током базы)
базовый
электрод
через
резистор
R3
соединяется
с
отрицательным
полюсом
дополнительного источника питания ИнпЗ·
R1 в
Резистор
схеме ДТЛ в значительной мере определяет величину потребляемой
мощности, так как он «задает» ток базы, обеспечивающий включение транзистора
VT.
Для повышения быстродействия схем ДТЛ в них используются диоды Шоттки, однако это
усложняет
создания
технологию.
резисторов,
Недостатком
использование
интегральных
диодного
ДТЛ
являются
включения
необходимость
транзисторов
и
наличие
дополнительного источника питания.
10.3.3.
Базовый элемент транзисторно-транзисторной логики
В рассмотренной ранее ДТЛ логике в качестве входных диодов используются
транзисторные структуры с закороченными областями база-коллектор, обеспечивающие
малую инерционность при переключении. Роль диодов смещения выполняют транзисторы
с закороченными областями эмиттер-коллектор, которые имеют более высокое прямое
падение напряжения по сравнению со входными диодами и большее время рассасывания
накопленного заряда, что способствует ускорению запирания инвертора при отсутствии
дополнительного источника питания Ин.пз (рисунок
10.13).
Транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ) была предложена в развитие ДТЛ с
целью уменьшения площади элемента при сохранении выполнения функции И-НЕ
[1].
Операция И реализуется с помощью многоэмиттерного транзистора (МЭТ). В отличие от
одноэмиттерных транзисторов
МЭТ содержит в
базовой
области р-типа
несколько
эмиттерных областей 11 +-типа. МЭТ можно представить в виде совокупности отдельных 11р-11 транзисторов, число которых равно числу эмиттеров (рисунок
10.14),
имеющих
общую базу и коллектор. В схеме ТТ Л многоэмиттервый транзистор выполняет функцию
диодной сборки ДТЛ. Коллекторный
переход МЭТ
смещен в прЯмом направлении,
поэтому входные эмиттеры (транзисторы) могут быть либо в насыщении (ИсЕ.sлт:::: О)
либо в инверсном включении (на вход подается U ) с малым значением входного тока
(рисунок 10.15). Коллекторный переход играет роль диода смещения для задания Ипор
1
передаточной
характеристики
инвертора
(база шунтируется на землю через МЭТ).
VT1
и
поддержания
обратного
тока
в
момент
запирания
с
E.y,y.yv
(J
+
Cz
у,.~(х~
~
Е.
ив.,}(
с
г)
Хпо------'
Рисунок
10.14- Диодная
сборка (а),
эквивалентная схема (б), топология (в) и
обозначение мноrоэмиттерноrо транзистора (г)
Рисунок
l 0.15 - Схема ТТЛ
с простым инвертором
i::, ...x~~
566
Топология эпитаксиально
четыре
эмиттера
n +-типа
-
планарН{)ГО МЭТ показана на рисунке
расположены
внутри
общего
базового
10.14,
в. Здесь
слоя
р-типа.
ограниченного с боковых сторон и снизу коллекторным переходом. Заштрихованные
участки
-
контактные
отверстия
к
Конфигурация базы имеет участок
1,
эмиттерным,
базовой
и
коллекторной
областям.
играющий роль внутреннего сопротивления для
подавления инверсного коэффициента передачи тока коллектора а 1 • Прямое смещение
активной базы ниже, чем в пассивной (область
(-0,18),
1),
на величину падения напряжения
а следовательно, плотность тока инжекции в активной базе будет в ехр !1U (-е 4 )
rрт
ниже, чем в пассивной области. Поэтому малая часть инжектированных коллектором
электронов
будет достигать эмиттеров,
инверсного коэффициента передачи до
в
базовой
области
(оно
может
что
приводит к необходимому уменьшению
0,005 ... 0,05.
иметь
вид
Центральное контактное отверстие
креста)
предназначено
для
3
подавления
паразитной связи между эмиттерами, которая возникает при уменьшении размеров из-за
паразитных горизонтальных транзисторов 11+-р-п+ - типа, у которых толщина базы
определяется расстоянием между двумя эмиттерами. Наныленный
в «окно» алюминий
обеспечивает большую скорость рекомбинации и подавляет коэффициент переноса
f3
горизонтального транзистора.
Базовый
логический
элемент
ТТЛ
является
элементом
И-НЕ,
т.е.
реализует
операцию «логическое умножение с отрицанием». В процессе развития схем ТТЛ был
разработан ряд вариантов, отличающихся главным образом схемой инвертора.
10.15
На рисунке
приведсна принципиальная схема элемента ТТ Л с простым
инвертором. Схема состоит из двух частей: первая (МЭТ) реализует функцию И, вторая
(транзистор
VT 1)
-
объединения) К 06 :::;
8.
функцию
НЕ.
Число
входов
стандартных
схем
(коэффициент
При большем Ко 6 улучшаются логические возможности ТТЛ, но
ухудшаются ее динамические параметры.
В реальных схемах элементов ТТЛ стандартный уровень лог. О cl:::; 0,4 В, а лог. 1
U 1 ;:::2,4В. Однако для удобства рассмотрения примем cf =О, а U 1 = И11 п (напряжение
источника питания). Поэтому на рисунке 10.16 на входе поставлены переключатели.
Положение I переключателя обеспечивает присоединение любого эмиттера к земле
(cf = 0), а положение III - к положительному полюсу источника питания ( U1их = Ии 11 ). В
положении II цепи эмиттеров разомкнуты. На рисунке 10.16 изображены два входа МЭТ,
т.е. минимальное число вхоДов. Пусть первый вход соединен с землей (Х 1 = 0), а второй
разомкнут (рисунок 10.16, а).
+
+
J/1
][-
1
Л!
л
J
Х1 =о
x,=Xz= 1
а)
~
Рисунок 10.16- ТТЛ схема при r.f на входе (а) и U' на входе (б)
При подаче хотя бы на один входной эмиттер напряжения логического нуля
(потенциал земли) МЭТ входит в режим насыщения. Потенциал коллектора МЭТ, равный
потенциалу базы VT 1 будет соответствовать ИCE.sat (-0,1 В), И транзистор VT1 будет
заперт. На выходе инвертора выделяется напряжение логической единицы И 1 = И""
567
10.16, а). Очевидно, что на выходе инвертора VT 1 напряжение логического О
может появиться только в случае, когда на все входы ТТ Л элемента подан высокий
(рисунок
урОВеНЬ и 1 ВХ• ДЛЯ ПрИМера (рИСУНОК 10.16, б) ПОДаЧа На Оба ВХОДа Х1 := Х2 = 1 ВЫСОКОГО
уровня ( и"л) приводит к запиранию эмиттеров и переводу тока коллектора МЭТ в цепь
базы VT1
- и/1.11 -2ир-11
I
m-
R
Б
где и,н, =
0,7
'
В -прямое смещение коллектора МЭТ и эмиттера
VT 1•
Этот ток приводит инвертор в режим насыщения с низким уровнем выходного
напряжения- уровнем логического нуля llвых;::; 0,2 В.
Таким образом, схема ТТЛ (рисунок !О.lб)реализует функцию И-НЕ. Входной ток
при
llnx
(вытекающий) определяется резистором Rs и и,"'.
1
Входной ток при U вх (втекающий) имеет значительно меньшее значение. Он
представляет собой ток коллектора (11+ -эмиттер) в инверсном включении МЭТ.
/1 = и 11.11 -и J>-11
R
нх
где В 1
= _!!:j__::::; 10-2
1-а 1
в
Б
r•
-инверсный коэффициент передачи тока базы в схеме ОЭ.
Для увеличения нагрузочной способности и помехоустойчивости в ТТЛ-элемент
встраивают дополнительный
усилительный
каскад
или
сложный
инвертор
(рисунок
10.17).
Vиn=JB
3 Uвх,/3
2
ff}
а)
Рисунок
10.17- ТТЛ-элемент со
Рисунок
10.18- Передаточная
и входная (б)
сложным инвертором
В этой схеме инвертор содержит три транзистора
R2, R3 и
диод
VD.
Каскад на транзисторе
VT 1 называется
характеристика (а)
элемента ТТЛ
(VT 1, VT2
и
VT3),
резисторы
R 1,
фазорасщепляющим. Если на его
базу поступало бы синусоидальное напряжение; то фазы перемениого напряжения на
эмиттере и коллекторе были бы противоположными. В статическом режиме это будет
соответствовать
коллектора
противоположному
(если
соединен с базой
транзисторов
VT 2
один
VT3, а
и VT 3
растет,
то
направлению
другой
изменения
уменьшается).
потенциалов
Эмиттер
эмиттера
транзистора
и
VT 1
коллектор VT 1 - с базой VT2. Поэтому коллекторные токи
изменяются в противоположных направлениях. Последнее и
568
VT 1 и VT 3
определило название части схемы на транзисторах
как двухтактный каскад.
Выходное напряжение элемента ТТЛ снимается с коллектора транзистора
Диод
состояние
VD,
на
котором
VT2,
транзистора
имеется
когда
падение
транзистор
напряжения,
VТз
открыт.
VT3•
обеспечивает
закрытое
Диод,
образом,
таким
VT 3
выполняет функцию смещения уровня потенциала. Действительно, когда
(открыт также
порядка
1
VT1),
потенциал коллектора
= и". 11 .3
В: иВ2
.
VT 1, равный
потенциалу базы
VT 2 ,
открыт
составляет
иCE mr.l· Этого потенциала недостаточно, чтобы протекал
+
прямой ток базы 1112 , так как для открывания VD необходим потенциал порядка 0,6 В.
Транзистор VТз рассчитан на большой рабочий ток и имеет малое время выхода
из режима насыщения при nереключении схемы. Для приведеиной схемы со сложным
инвертором характерна высокая скорость nерсключения при большой емкостной нагруз
ке.
Это объясняется тем,
что заряд емкости Сн, а также разряд происходят через
низкоомную выходную цеш, элемента ТТЛ.
Зарядным
током является ток эмиттера
VT 2, а разрядным - ток коллектора транзистора VT3 . Когда при пере
ключении VT2 закрывается, а VT3 открывается, ток коллектора VT 3 обеспечивает быстрый
1
разряд емкости С11 , т.е. малое время переключсиня t0• • Однако при переключении
состояний выходных транзисторов VT 2 и VT3 существует интервал времени, когда они
транзистора
оба открыты. Вследствие этого в цепи питания возникают кратковременные мощные
сквозные импульсы тока, которые могут привести к появлению импульсной помехи. Для
борьбы с этим в схемах на элементах ТТЛ необходимо использовать цепи питания с
малой индуктивностью и предусматривать развязку между соседними частями схемы или
отдельные источники питания.
Передаточная
показана на рисунке
характеристика элемента
10.18,а.
ТТЛ,
nриведеиного
на рисунке
10.17,
Путем усложнения схемы (использования корректирующих
цепей) можно получить характеристику, представленную штриховой линией. На рисунке
10.18,б
показана входная характеристика. Для ее снятия на один из входов (например, Х 1 )
подается входной сигнал и.,, а на остальные - уровень лог. 1 и ,.,.
1
За положительное
направление берется направление тока, входящего в элемент. Изменяя напряжение и., на
входе от
if.,
1
до и ., и регистрируя значения тока в цепи входа Х 1
,
получаем входную
характеристику.
Пороговое напряжение элемента ТТЛ определяется прямым падением напряжения
на коллекторомр-п переходе МЭТ и эмиттером
VT 1:
if11 or;::; 2и"_";:::; 1,2 В.
Напряжение логической единицы
напряжения на эмиттере VT 2 и VD.
и~,.х ==ии.п -2и"_ 11 , где 2и".11
-
падение
Существует значительное число модификаций базовых элементов ТТЛ. Например,
использование в выходном каскаде составного транзистора с большим коэффициентом
усиления по току повышает нагрузочную способность.
Некоторые
недопустимостью
модификации
соединения
схем
элементов
ТТЛ
появились
выходов
нескольких
схем.
Если
в
такое
связи
с
соединение
произвести в состоянии, когда один из элементов имеет на выходе низкий уровень ifвых. а
другой - высокий и 1 вых. то через последовательно соединенные транзисторы VT2 одного
элемента
l
и
транзистор
__ и/1./1 -и·
скв
э
~-"'----.
Rз
VТз
другого
пойдет
значительный
ток
-
сквозной
ток
тот ток в несколько раз превышает ток питания в статическом режиме.
Поэтому возрастает потребляемая мощность и возможен выход схемы из строя, так как
транзисторы
VT2
,
VT3
и диод
VD
не рассчитаны на длительное прохождение больших
токов.
Однако
в
ряде
цифровых
устройств
(микропроцессоры,
микроконтроллеры)
принципиально необходимо соединение выходов. Этому требованию удовлетворяет схема
569
ТТЛ с трелт cocmoятtuЯlltu (рисунок 10.19). Два состояния, как обычно,
соответствуют на выходе уровням lf1вых или U 1 вых· Третье состояние характеризуется
элемента
бесконечно большим выходным сопротивлением: элемент как· бы отключен от нагрузки,
так как не отдает и не потребляет ток. Такой режим обеспечивается введением дополни
VT4 и резистора R4. При подаче на дополнительный управляющий
вход Z напряжения l.f!., транзистор VТ~закрывается и элемент ТТЛ работает как обычный.
1
При подаче на вход Z напряжения U "'транзистор VT4 входит в режим насыщения, а VT 1,
VT2 , VT3 закрываются (третье состояние). Выходы таких элементов можно присоединять к
тельного транзистора
общей нагрузке, так как в любой момент времени нагрузка «обслуживается» только одним
[25].
VT4 и резистора R4 для получения трех состояний
включают дополнительный
диод VD0 между
коллектором
транзистора
VT 1 и
«отключающим» входом Х 2 (цепь показана на рисунок 10.19 штриховой линией). При
напряжении на этом входе Х2 И 11х = и::r все транзисторы оказываются закрытыми и эле
мент полностыо отключается от нагрузки. При Ивх = И 1 вх элемент, как обычно, выполняет
элементом, а все остальные находятся в третьем состоянии
В ряде схем вместо транзистора
логическую операцию И-НЕ.
Рисунок
10.19- ТТЛ-элемент с тремя
состояниями выхода
Элементы с тремя состояниями выхода (типа ТС) кроме логических состояний О и
1 имеют
состояние «отключено», в котором ток выходной цепи пренебрежимо мал. В это
состояние
(третье)
элемент
переводится
специальным
управляющим
сигналом,
обеспечивающим запертое состояние обоих транзисторов выходного каскада
на рисунке
(Output
10.19).
(VT2
и VТз
Сигнал управления элементом типаТСобычно обозначается какОЕ
EnaЬie). При наличии разрешения (ОЕ =
1)
элемент работает как обычно,
выполняя свою логическую операцию, а при его отсутствии (ОЕ =
О) переходит в
состояние «отключено». В ЦУ широко используются буферные элементы типа ТС для
управляемой
передачи
сигналов
по
тем
или
иным
линиям.
Буферы
неинвертирующими или инвертирующими, а сигналы ОЕ - U1 или
наличию четырех типов буферных каскадов (рисунок 10.20).
l.f!,
могут
быть
что ведет к
Выходы типа ТС отмечаются в обозначениях элементов значком треугольника, как
на рисунке 10.20 или буквой Z (при выполнении документации с помощью устройств
вывода ЭВМ).
Выводы типа ТС можно соединять параллельно, при условии, что в любой момент
времени активным может быть только один из них. В этом случае отключенные выходы
не мешают активному формировать сигналы в точке соединения выходов. Эта
возможность позволяет применять элементы типа ТС в магистрально-модульных
микропроцессорных и иных системах, где многие источники информации поочередно
пользуются одной и той же линией связи.
570
ВХ-LJ--Вых
~Вых
D.L..nv1
Bx-L__t-Bыx
~
~-
-
ах-t__t--вых
Рисунок
как
10.20 - Типы
буферных каскадов с третьим состоянием
Элементы типа те сохраняют такие достоинства элементов с логичесJ<ИМ выходом,
быстродействие и высокая нагрузочная способность. Поэтому они являются
основными в указанных применениях. В то же время они требуют обязательного
соблюдения
условия
отключения
всех
выходов,
соединенных
параллельна
при
объединении 11 выходов. Нарушение этого условия может привести даже к выходу из
строя самих элементов.
Рассмотрим теперь элемент ТТЛ с открытым коллектором (рисунок 10.21).
Элементы с открытым коллектором имеют выходную цепь, заканчивающуюся
одиночным транзистором, коллектор которого не соединен с какими-либо цепями внутри
микросхемы (рисунок 10.21 ). Транзистор управляется от предыдущей части схемы
элемента так, что может находиться в насыщенном или запертом состоянии. Насыщенное
состояние трактуется как отображение логического нуля, запертое
-
напряжение
транзистора
Насыщение
транзистора
насыщения
обеспечивает
«коллектор-эмиттер»).
на
выходе
Запирание
единицы.
напряжение
же
r.J
(малое
кого-либо
уровня напряжения на выходе элемента не задает, выход при этом имеет фактически
неизвестный «плавающий» потенциал, так как не подключен к каким-либо цепям схемы
элемента. Поэтому для формирования высокого уровня напряжения при запирании
транзистора на выходе элементов
с открытым коллектором (типа ОК) требуется
подключать внешние резисторы (или другие нагрузки), соединенные с источником
питания.
Несколько выходов типа ОК можно соединять параллельно, подключая их к общей
для всех выходов цепочке Инn - R (рисуноi< 10.22). При этом можно получить режим
поочередной работы элементов на общую линию, как и для элементов типа те, если
активным будет лишь один элемент, а выходы всех остальных окажутся запертыми. Если
же разрешить активную работу элементов, выходы которых соединены, то можно
получить дополнительную логическую операцию, называемую операцией монтажной
логики.
u~n
r-----~----------~+
R
lfнn
F
..
Рисунок
10.21
-Элемент ТТЛ с открытым коллектором
Рисунок 10.22 - Реализация монтажной
логики на элементах с ОК
571
При
реализации
монтажной
логики
высокое
напряжение
на
общем
выходе
возникает только при запирании всех транзисторов,б так как насыщение хотя бы одного из
них снижает выходное напряжение до уровня И . То есть для получения логической
единицы па выходе требуется единичное состояние всех выходов: выполняется
монтажная операция И. Поскольку каждый элемент выполняет операцию Шеффера над
своими входными переменными, общий результат окажется следующим:
В обозначениях элементов с ОК
после символа функции
ставится ромб с
черточкой снизу.
При
использовании
элементов
с
ОК
в
магистрально-модульных
структурах
требуется разрешать или запрещать работу того или иного элемента. Для элементов типа
ТС это делалось с помощью специального сигнала ОЕ. Для элементов типа ОК в качестве
входа ОЕ, может быть использован один из обычных входов элемента. Если речь идет об
элементе И-НЕ, то, подавая О на любой из входов, можно запретить работу элемента,
поставив
Уровень
его выход
1 на
и разомкнутое
состояние независимо
от состояния других
входов.
этом входе разрешит работу элемента.
Положительной чертой элементов с ОК при работе в магистрально-модульных
системах
является
их
защищенность
от
повреждений
из-за
ошибок
управления,
приводящих к одновременной выдаче на шину нескольких слов, а также возможность
реализации дополнительных операций монтажной логики. Недостатком таких элементов
является большая задержка переключении из О в
заряд
выходной
емкости
сравнительно
малым
1.
При этом переключении происходит
током
резистора
R.
Сопротивление
резистора нельзя сделать слишком малым, т. к. это привело бы к большим токам вы
ходной цепи в статике при насыщенном состоянии выходного транзистора. Поэтому
положительный фронт выходного напряжения формируется относительно медленно с
постоянной времени
RC.
До порогового напряжения (до середины полного перепада
напряжения) экспоненциально изменяющийся сигнал изменится за время О, 7RC, что и
составляет задержку t~ 1
•
а)
Рисунок
10.23- Схемы для расчета минимального
б)
(а) и максимального (б) значений
сопротивления внешней цепи в каскадах с открытым коллектором
572
При работе с элементами типа ОК проектировщик должен задать сопротивление
R,
резистора
которое не является стандартным, а определяется для конкретных условий.
Анализ статических режимов задает ограничения величины сопротивления
сверху. Значение сопротивления резистора
R
R
снизу и
выбирается в этом диапазоне с учетом
быстродействия схемы и потребляемой ею мощности.
Ограничение снизу величины сопротивления резистора
R
связано с тем, что её
уменьшение может вызвать перегрузку насыщенного транзистора по току.
На рисунке
10.23,а ПОI<азан режим, в котором нулевое состояние выхода схемы
обеспечивается элементом
протекает
суммарный
1
ток,
с ОК. Из этого рисунка видно, что через выход элемента
складывающийся
из
токов
резистора,
входных
1
токов
логических элементов (ЛЭI ... ЛЭн) и токов выходов запертых транзисторов элементов с
ОК
2... т,
т. е.
/выхО
где
1вх.о
-
входные токи элементов-приеминков сигнала при низком уровне входных
напряжений;
1R =
и
-и 0
и.IIR
= 1R +п1вх.О +(m-l)lz::::: / R +nl,~.~.o'
/2
•
-
токи
запертых
выходов
ОК
(обычно
пренебрежимо
малые);
Чтобы ток выхода элемента 1 не превысил допустимого значения laьox.O.max.
следует соблюдать следующее условие:
и ... п -И о
R>
-----~=---~--Im.tx.O.max -n] вх.О. max
Ограничение
необходимостью
сверху
величины
гарантировать
сопротивления
достаточно
высокий
резистора
уровень
R
связано
напряжения
с
U 1,
формируемого в схеме при запертом состоянии всех выходов элементов с ОК. Из схемы
(рисунок
10.23,
б) видно, что Иt
В то же время lн
= Ии.п- lнR.
= mlz + nlвx.I.max.
Из полученных выражений следует
R<
.
и и.п -и вых.I.mш
- т/ z
+ nlвx.l.max
'
где И"ыx.l.min- паспортный режим элемента.
Имея границы диапазона значений сопротивления резистора
R,
полученные, как
показано выше, проектировщик должен выбрать некоторое конкретное его значение.
Выбор вблизи нижней границы улучшает быстродействие схемы, а выбор вблизи верхней
уменьшает потребляемую схемой мощность.
Для повышения быстродействия элементов ТТЛ в них используют транзисторы с
§ 7.10.5). Так в схеме со сложным инвертором (рисунок 10.17) все
транзисторы, кроме VT2 , работающего в активном режим, заменяют транзисторами с
диодом Шоттки. При этом время рассасывания оказывается пренебрежимо малым, а
средняя задержка уменьшается до 1... 2 не при Рср = 10 ... 20 мВт. Для элементов ТТЛ,
диодом Шоттки (см.
содержащих транзисторы с диодом Шоттки, характерно поиижеиное значение помехи d,1,
что связано с повышением напряжения d на -0,3 В. Кроме того уменьшается величина
порога переключения вследствие увеличения напряжения насыщения коллектор-эмиттер
многоэмиттернаго транзистора.
Логический элемент со сложным инвертором по сравнению с простым занимает
значительно
большую
площадь
кристалла.
По
этой
причине,
а
также
вследствие
сравнительно большой потребляемой мощности его применевне ограничено цифровыми
микросхемами малой и средней степени интеграции.
573
10.3.4.
Интегральные
логических
схем
осуществляют
Элементы эмиттерно-связанной логики ЭСЛ
цифровые
на
основе
ограничение
схемы
ЭСЛ
являются
иенасыщенных
падения
типичными
ключей.
напряжения
на
В
этих
нагрузке
в
представителями
логических
цепи
схемах
коллекторов,
ограничивая эмиттерный ток биполярных транзисторов, тем самым подавляют эффект
насыщения, характеризуемый прямым смещением перехода коллектор-база, накоплением
избыточного заряда и большой инерционностыо при выключении. Исключение режима
насыщения и связанной
с ним задержки рассасывания обеспечивает более
быстродействие элементов ЭСЛ по сравнению с элементами ТТЛ.
Ядром
ЭСЛ-схем
является
токовый
переключатель
(рисунок
высокое
10.24).
Схема
переключателя тоr<а состоит из двух одинаковых ветвей, содержащих входные и опорный
транзисторы,
в
цепях
коллекторов
которых
включены
сопротивления
Rк.
На
базу
опорного транзистора подано постоянное отпирающее опорное напряжение -Иmшр· Работа
ЭСЛ-вентилей
осуществляется
(/0).
оставалась постоянной
таким
образом,
Такой режим
чтобы
сумма
всех
токов
эмиттеров
ограничивает величину сквозных токов
и
уменьшает уровень помех, наводимых в шине nитания.
D=A+B+C
Е=А+В+С
а)
Рисунок
б)
10.24- Базовая cxel\ta
элемента
ЭСЛ- вентиля (а) и условное обозначение
3
ИЛИ-НЕ
1 ИЛИ
(б)
Реализация вентилем его логических функций осуществляется путем коммутации
пути прохождения тока на левый или правый транзистор, что зависит от логических
состояний на его входах. Поэтому ЭСЛ-вентили называют также логическими схемами на
переключателях тока. Если на схеме (рисунок
10.24,
а) по меньшей мере один из входов
(А, В, С) имеет высокий потенциал, то ток будет проходить через левый транзистор,
электричесrшй
потенциал
выхода
Е
понизится,
а
потенциал
выхода
D,
наоборот,
повысится. Другими словами, выход Е представляет собой выход вентиля ИЛИ-НЕ, а
выход
D-
вентиля ИЛИ.
574
r::l
--------~1.
------
~
vrmop
~·
Vanop
2kT
q
й
а
Рисунок
10.25
Анализ распределения токов
-Распределение токов в ЭСЛ-схеме
в
схеме переключателя тока
(рисунок
10.25,
а)
приводит к следующим соотношениям:
=I,оехриш, =I,оехри",-ио;
/EI
lfJr
lfJr
1Е2"" 1,,оехр и""""
-и о
( 10.5)
lfJт
f Е1 + / Е2
Из уравнений
общий ток
(10.5)
=/О·
могут быть выражены токи эмиттеров переключателя через
lo.
-[ о 1+ ехр и 0/IOfJ
1El-
(
.
lfJт
_ 1о 1+ ехр
1Е2-
и
(
Значения
разностью
токов
эмиттеров
напряжений
и
«Х
> 0)
ток
1El = 11"-z =
1
входного
11и =и'" -и опор •
2
10
/EI стремится к
(рисунок
10.25,
/о
0/IUfJ
,
(10.6)
)-l
lfJт
(11и <О) ток /EI стремится к нулю, а /ю. к
(11и
)-l
-и ВХ
'
и
При
/0
а /Е2
опорного
низком
транзисторов
уровне
определяются
входного
напряжения
• При высоком уровне входного напряжения
-
к нулю. При и вх
=иOIIOfJ
(11и
=0)
ток
б).
Причиной уменьшения тока /Е2 при открывании входного транзистора является
отрицательная обратная связь по цепи эмиттера. Увеличение входного напряжения выше
итюр приводит к увеличению потенциала ио и уменьшению прямого смещения эмиттера
опорного
транзистора
и,
следовательно,
токов
эмиттера
и
коллектора.
Схемная
инерционность процесса переключении (при быстродействующих транзисторах) будет
ориентировочно
определяться
амплитудами
нагрузочными емкостями и величиной тока /0 .
логического
перепада,
входными
и
575
о.1
1.0
1 3 д.р:::: tзд.р::::
2,3
с~ ·И л
-ю
-9
[
:::: (10 ... 10 ) С.
(1 0.7)
о
Для повышения быстродействия необходимо уменьшать логический размах
(Ил) и увеличивать ток 10 . Несмотря на большие скорости тока
ток
в
шине
питания
практически
остается
dl
dt
в цепях транзисторов
постоянным,
что
способствует
помехоустойчивости ЭСЛ-схем в малосигнальном режиме (МЭСЛ).
Изменение токов эмиттеров (коллекторов) входного и опорного транзисторов на
(10.6) происходит
= 0,05 В).
два порядка
(при
l:!.U :::
в достаточно узком интервале
входного напряжения
l:!.U
2срт
Выходные
относительно
напряжения
земли
(передаточная
(рисунок
10.26)
характеристика
определяются
переключателя
падением
тока)
напряжения
на
коллекторных сопротивлениях.
Ис1
где а
=-RaJE1•
Ис2
(10.8)
=-RaJE2•
- коэффициент передачи тока эмиттера.
Уравнения
насыщения
-
(10.8)
10.26.
графически представлены на рисунке
Правая область
это область, в которой, после того как коллекторное напряжение превысит
значение И вЮI
-
транзистор Т 1 работает в режиме глубокого насыщения. Обычно
Rl 0 ,
ЭСЛ-вентили рассчитываются так, чтобы работа в этой области была исключена. Из
рисунка
10.26,
И вые
И И низ
=О
в частности, следует, что вентиль имеет выходные логические уровни
=- R/0.
Vc1
Станоартный уроеень)
(
МЭСЛ 0,4В
F
~ область
~
Квази-активная область
Область глубокого
t~ncp
насыщения (Т 1 )
~кГ Rio
2kT !+q
Рисунок
10.26 - Передаточные характеристики транзисторов МЭСЛ
ИС
по постоянному току (при отсутствии нагрузки)
Пороговое
напряжение
передаточной
характеристики
соответствует
напряжению Иапор· При этом на выходе Ис 1 устанавливается потенциал
10.26).
Для
симметричной
передаточной
характеристики,
при
1
- RI0
2
которой
опорному
(рисунок
допустимые
напряжения помехи на включение и выключение одинаковые, И~~ер::: (u 1 +И 0 У2.
Следовательно,
U
0110р
напряжение на базе
=И вые +Инl/з =-_!.R/ .
2
2
о
Поэтому
входного транзистора равно
при
напряжению
1
Ивх =Иопар= -2Rlo
на
коллекторе, т.
е.
соответствует границе насыщения входного транзистора. При более высоком входном
576
напряжении
коллектор
смещается
в
прямом
направлении
(квази-активная
область).
Поэтому для полного исключения режима насыщения необходимо ограничить входное
напряжение с помощью схем смещения уровня
-
эмиттерных повторителей.
Однако условие и вс ~О (обратное смещение коллектора
n-p-n
транзистора) не
является строго обязательным. Заметное накопление заряда (увеличение инерционности)
происходит при превышении прямого смещения перехода база-коллектор напряжения
включения ивкл :::: 0,6 В. При подаче на вход высокого уровня ( и 1 :::: О) коллектор
смещается на величину R/0 • Для того чтобы входной транзистор не входил в режим
глубокого насыщения необходимо выполнение условия
(10.9)
Rlo < ивкл ·
Если элементы схемы удовлетворяют условию
(10.9),
то логический элемент будет
работать без заметной потери быстродействия, как транзисторный ключ со встроенным
барьером Шоттки.
Указанный
режим
используется
в
простейших
элементах
элементами малосигнальной эмиттерно-связанной логики (МЭСЛ)
ЭСЛ,
[1].
называемых
Эти элементы
применяют во внутренних цепях СИС или БИС. Схема элемента МЭСЛ приведена на
рисунке
10.27.
В отличие от рассмотренного выше переключателя тока она содержит два
входных транзистора
R3 . Число
VT вх 1 и VT вх2;
роль генератора тока играет токозадающий резистор
входных транзисторов может быть и больше двух.
Uаь1х, в
l!'
-llt~.n
Рисунок
10.27- Схема базового элемента МЭСЛ
Рисунок
l 0.28 - Передаточная
характеристика элемента МЭСЛ
Эмиттеры всех транзисторов соединены в одной точке, что отражено в названии:
эмиттерно-связанная
логика.
Схема
имеет
реализуется логическая функция ИЛИ-НЕ:
ИЛИ:
дв~1хода.
F1 =А+ В,
На
инверсном
на прямом выходе
F 2 =А+ В.
Передаточные характеристики элемента МЭСЛ для инверсного
выходов показаны на рисунке
10.28.
опорное
отрицательной
напряжение
напряжения
также
иопор
отрицательны.
1
выходе
2 -
l
функция
и прямого
2
Поскольку напряжение источника питания ии.п и
При
полярности,
напряжениях
то
и вх
входные
=и
0
и
<-иопор
выходные
входные
транзисторы закрыты, а опорный - открыт. Напряжение на инверсном выходе равно и •
1
Значение и
1
определяется падением напряжения на резисторе в коллекторной цепи
577
входного транзистора при протекании выходного тока 1~ых (тока базы транзистора
нагрузочного элемента):
И 1 = -1' R = - n1oR к
6h/X
где В
-
к
(10.10)
В+1'
коэффициент передачи входного транзистора следующего ЛЭ. Это напряжение
снижается с ростом числа нагрузок n, что ограничивает нагрузочную способность в
состоянии И вых =И 1 • Поскольку опорный транзистор открыт, и в его коллекторной цепи
I с "" l 0 =
протекает ток
Ии.11 -Umюp
-u;JE
Rэ
, то
напряжение на прямом выходе
uo --
(10.11)
ных2
При напряжении И"х =И 1 на одном или нескольких входах соответствующие
входные транзисторы открыты, а опорный транзистор закрыт. На инверсном выходе
utiЫXl = u~>IXl' ГДе
(10.12)
т. е.
напряжение низкого уровня на инверсном выходе уменьшается при росте входного
напряжения (см. рисунок
10.28),
поскольку увеличивается ток
/ 0•
При этом на прямом
ВЫХОДе U"ых =U 1 , ГДе U 1 ОПределяеТСЯ СООТНОШеНИеМ (10.10).
Для
элементов
МЭСЛ характерен
малый логический
перепад
Средний порог переключении получают из условия И 11ор = -И oi!OJ;
напряжение
задают
от
специальной
схемы,
размещаемой
на
Ил
=0,3 ...0,5 В.
= -o,S ·И л . Опорное
том
же
кристалле
и
используемой для многих ЛЭ. В этой схеме предусматривают компенсацию изменений
напряжений эмиттер-база входных и опорного транзисторов.
Вследствие малого логического перепада элементы МЭСЛ имеют сравнительно
низкую помехоустойчивость. При температуре
25
ос и номинальном напряжении питания
И,?== И,~ == 100... 150мВ, а в рабочих диапазонах температур и
типичные значения
напряжений питания они уменьшаются до И,?"" И,~ ""40 ... 50мВ. Нагрузочная способность,
как отмечалось выше, ограничена пониженнем напряжения U 1 при росте нагрузки:
n = 4 ... 5. Типичные значения напряжения питания- (2 ... 3) В.
Потребляемая
мощность
практически
одинакова
поскольку ток / 0 почти не изменяется при переключении:
_
Как
отмечалось
обоих
_и tи и.11 -и"" -u~E JRк _ ии."и л
Рср -И u.,Jo -
уменьшением
для
ранее
логического
u.11
(10.7),
размаха,
-
Rэ
быстродействие
который
Rк
состояний
·
МЭСЛ-вентиля
ограничивается
ЛЭ,
возрастает
допустимым
с
уровнем
помехоустойчивости.
Для
повышения
барьерные емкости
p-n
быстродействия
элементов
МЭСЛ
необходимо
уменьшать
переходов, паразитвые емкости проводников, сопротивление базы,
ограничивать число нагрузок и увеличивать граничную частоту транзисторов. Все это
578
достигается
совершенствованием
конструкции
и
технологии
изготовления
микросхем.
Уменьшение сопротивления Rк ограничено увеличением потребляемой мощности.
Элементы
МЭСЛ
используют
в
сверхбыстродействующих
БИС,
где
обеспечиваются малые уровни помех и паразитвые емкости.
10
При относительно большой емкости нагрузки (Си>
нагрузок
(n > 10)
пФ) и (или) большом числе
в сверхбыстродействующих цифровых микросхемах применяют более
сложные эле,непты ЭСЛ. Схема такого элемента ЭСЛ приведена на рисунке 10.29,а. Она
содержит дополнительно два выходных эмиттерных повторителя на транзисторах
резисторах Rэ.п
.В
те же логические функции.
Выход
1-
VT3.4
и
остальном эта схема совпадает со схемой элемента МЭСЛ и выполняет
инверсный, на нем реализуется функция ИЛИ-НЕ
прямой, ему соответствует логическая функция ИЛИ
= А+ В .
F2
F1 = А+ В,
выход
2-
U&ых 1 В
~::~
,__2______
-f.l~
1
- !,!i 1-------'
1
-t,a
-1,5
-ц
-о,в
а)
Рисунок
-o.v и~•. в
б)
10.29- Базовая
схема (а) и передаточная характеристика (б) ЭСЛ-вентиля
Принципы работы элементов ЭСЛ и МЭСЛ аналогичны, однако их основные
параметры заметно различаются. Благодаря использованию эмиттерных повторителей и
большему напряжению щпания (ии.п
мЭсл
имеют
большие
= -5
логический
В) элементы ЭСЛ по сравнению с элементами
перепад,
помехоустойчивость,
нагрузочную
способность, допустимую емкость нагрузки, потребляемую мощность, среднюю задержку
и площадь, занимаемую на кристалле.
Передаточные характеристики элемента ЭСЛ при Т
2
выходов
представлены
выполняют
функцию
согласующих
прямого
предотвращающих
режим
на
рисунке
схем
насыщения
смещения
входных
= 25
10.29,б.
ос для инверсного
Эмиттервые
уровня
выходного
транзисторов
1
и
повторители
напряжения,
последующих
ЛЭ.
1
Действительно, выходные напряжения и элемента ЭСЛ (рисунок 10.29,б) оказываются
ниже выходных напряжений и 1 элемента МЭСЛ (см. рисунок 10.28) на величинупрямого
напряжения и~Е на эмиттерных переходах транзисторов
Эмиттервые
повторители
увеличивают
VT 3, VT4 (см. рисунок 10.29,а).
нагрузочную
способность,
ослабляя
зависимость уровня напряжения и 1 от числа нагрузок. С ростом числа нагрузок
увеличивается выходной ток, и уровень и 1 понижается вследствие увеличения падения
VT3, протекающий через
раз меньше выходного тока. Поэтому нагрузочная способность
напряжения на резисторе Rк. Однако базовый ток транзистора
этот резистор, в В+
1
элементов ЭСЛ значительно выше, чем элементов МЭСЛ:
n
= 10 ... 20.
Эмиттервые повторители позволяют также увеличить логический перепад (до
ил
=0,8 В
при Т
= 25
°С), что невозможно в элементах МЭСЛ из-за перехода входных
.579
транзисторов в режим глубокого насыщения. Благодаря большему логическому перепаду
возрастает помехоустойчивость до и,~"" и,; ""ЗООмВ при Т = 25 °С и номинальном
напряжении питания и
и~"" и,; == 100... 200мВ в рабочих диапазонах температур и
напряжений питания.
Наряду с этим мощность, потребляемая элементом ЭСЛ, в
3 ... 5
раз выше, чем
МЭСЛ, так как дополнительная мощность потребляется эмиттерными повторителями, и
элемент ЭСЛ
используется при большем
напряжении питания
= -(4 ... 5) В. Для
ии.n
уменьшения потребляемой мощности эмиттерные повторители могут подключаться к
источнику питания с меньшим напряжением, например
Отличительной
особенностью
схемотехники
-2
В.
ЭСЛ
является
использование
в
качестве общей шины (земли) положительного выхода источника питания. Это связано с
необходимостью обеспечения постоянного потенциала во времени плюсовой шины, так
как входной сигнал относительно этой шины мал
минусового вывода источника значительно выше
конструктивно
плюсовая
шина
должна
(0,4 В
(4,6 В
обладать
в МЭСЛ), а относительно
при
малой
5
и11 • 11 =
В). Поэтому
индуктивностью
и
сопротивлением (большая площадь металлизации). Кроме того, заземление плюсовой
шины позволяет использовать раздельные источники питания для логической части схемы
и эмиттерных повторителей. В этом случае импульсные токи эмиттерных повторителей не
наводят
потенциальных
помех
на
индуктивности
и
сопротивлении
плюсовой
шины
логического ядра ИС, что позволяет работу с малым логическим перепадом и высоким
быстродействием.
Функциональные возможности ЭСЛ могут быть существенно расширены простыми
схемотехническими приемами:
•
подключение
выходов
нескольких
элементов
на
общее
сопротивление
(эмиттерный дот);
•
многоярусное (последовательное) включение переключателей тока.
Первый прием использует способность эмиттерных повторителей поддерживать
высокий уровень напряжения, если включен хотя бы один из параллельно объединенных
транзисторов (рисунок
10.30).
Рисунок
10.30- Схема «эмитrерного дота»
Выход с открытым эмиттером характерен для элементов типа ЭСЛ. Для работы на
магистраль такие элементы не использу10тся. Возможность соединять друг с другом
580
выходы с открытым эмиттером при объединении эмиттерных резисторов в один общий
10.30),
резистор приводит к схеме (рисунок
иногда называемой «Эмиттерный дот» и
используемой при построении логических схем для получения дополнительной операции
монтажной логики. Элементы ЭСЛ имеют противофазные выходы, на одном из которых
реализуется функция ИЛИ, на другом- ИЛИ-НЕ. Соединяя прямые выходы нескольких
элементов, получают расширение по ИЛИ (входные переменные соединяемых элементов
образуют единую дизъюнкцию).
Соединяя инверсные
выходы,
получают операцию
И-ИЛИ относительно инверсий входных переменных, так как при этом
Соединяя прямой выход с инверсным, можно получить функцию вида
Другой способ заключается в последовательном (как правило, до трех ярусов)
включении
токовых
переключателей,
что
позволяет
реализовать
более
сложные
логические функции при минимальных схематехнических затратах. Эта особенность ЭСЛ
нашла широкое
практическое применение
при
разработке
БИС
на основе
базовых
матричных кристаллов БМК.
10.3.5. Интегральная инжекционная логика И 2Л
Традиционный способ реализации логических ИС на биполярных транзисторах
(ДТЛ, ТТЛ, ЭСЛ) предполагает изоляцию отдельных элементов схемы в п-областях
«Карманах».
Формирование
такой
изоляции,
например,
p-n
переходом,
-
требует
проведения двух дополнительных фотолитографий в технологическом процессе, а сама
изолирующая
область
занимает
значительную
площадь
кристалла.
Наличие
токо
задающих и нагрузочных резисторов также ограничивают повышение плотности упаковки
компонентов на кристалле.
Например, в известной схеме транзисторной логики с непосредственными связями
(НСТЛ)
(рисунок
10.31 ),
когда
один
или
несколько
включенных
параллельна
транзисторов открыты, на выходе элемента устанавливается низкий логический уровень,
ток в нагрузочные вентили не течет, роль нагрузки выполняет резистор. И наоборот, когда
все
транзисторы
закрыты,
ток
источника
втекает
в
базовые
цепи
транзисторов
нагрузочных элементов, резистор выполняет токазадающие функции. Для того чтобы
обеспечить достаточно высокую стабильность тока, номинал резистора должен быть
большим.
В
результате
резисторы
являются,
как
правило,
основными
элементами,
рассеивающими мощность и занимающими площадь кристалла.
Рисунок
10.31 - Преобразование элемента
транзисторной логики с непосред
ственными связями (НТСЛ) в элемент
интегральной инжекционной логики (И 2Л)
581
Одним из
наиболее
эффективных решений
«проблемы резисторов»
является
использование р-п-р транзистора, включенного по схеме с общей базой, который может
питать
током
сразу
несколько
n-p-n
транзисторов.
электрически соединенными базами в схеме рисунка
Кроме
10.31
того,
транзисторы
с
можно заменить одним
многоколлекторным транзистором. Сделать это очень легко, так как все транзисторы в
схемах НСТЛ имеют общий заземленный эмиттер. Полученная в итоге логическая схема
(рисунок 10.32,а) известна в настоящее время как логическая схема на совмещенных
транзисторах (СТЛ), или (более распространенное название) интегральная инжекционная
логическая схема (И2Л) [27].
!Jt"xoiJы
К1
К2.
KZ
/(f
б
и
б
OxoiJ
fl)
Рисунок
10.32- Эквивалентная электрическая схема (а) и струi--тура типового И2Л-элемента (б)
Реализация
комплементарных
структур
(рисунок
10.32,а)
на
кремниевых
подложках открывает дальнейшие возможности упрощения физической структуры схемы
и еще большего повышения уровня интеграции. То обстоятельство, что в БИС эмиттеры
многих
n-p-n
транзисторов
находятся
под
одним
существенно упростить конструкцию схем
результате
такого
объединения
-
и
тем
же
напряжением,
позволяет
объединить их эмиттервые области. В
появляются
«перевернутые»
транзисторные
п-р-п
структуры (инверсное включение). Это позволяет выполнить все объединяемые в общий
узел эмиттеры в виде одной общей н-области. В результате отпадает необходимость
разделения этих транзисторов громоздкими изолирующими областями и появляется
возможность использовать один общий эмиттервый контакт сразу для большого числа
транзисторов.
Еще большая экономия площади достигается за счет «совмещения»
10.32,б).
транзисторов в одной и той же области кристалла (рисунок
p-n-p
и п-р-п
Токазадающий
p-n-p
транзистор имеет латеральную структуру. Его коллекторная область совпадает с р 2 -базой
многоколлекторного
транзистора
n-p-n
совмещена
с
транзистора
эмиттером
с
вертикальной
п-р-п
транзистора
структурой,
(п 1 -п+).
а
база
Таким
p-n-p
образом,
горизонтальный р-п-р транзистор «интегрирован» в структуре с вертикальным п-р-п
транзистором, поэтому И 2Л-элемент является типичным примером функционально
интегрированного элемента, не требующего внутренних межсоединений компонентов. В
отличие от обычного планарного многофункционального транзистора (ТТЛ) структура
И2 Л-элемента содержит еще один дополнительный электрод - инжектор (область р 1
рисунок
10.32,б),
который обеспечивает управляющий ток базы вертикального
,
n-p-n
транзистора.
Элемент И2Л характеризуется нормальным и инверсным коэффициентами передачи
тока инжектора а~ и
af
р-п-р секции и нормальным и инверсным коэффициентами
передачи тока базы п-р-п транзистора В~, в;•
. Второй
особенностью базового элемента
2
И Л является более высокие значения инверсного коэффициента В;' по сравнению с В~
(В;'
>> В~),
получать
что удачно решает проблему перераспределения базовых токов и позволяет
приемлемый
коэффициент
разветвления
с
структуры (напряжение r.f открытого п-р-п ключа мало: U
помощью
0
многоколлекторной
= U~E.sar "' :;, ).
1
582
При
реализации
нагрузочного
логических
нелинейнога
функций
сопротивления
p-n-p
и
транзистор
генератора
выполняет
тока
для
роль
смещения
переключательного п-р-п транзистора. Поэтому логические ячейки на И2 Л элементах во
многом аналогичны логическим схемамснепосредственными связями НСТЛ.
Рассмотрим работу И 2 Л-инвертора, представляющего собой последовательное
соединение двух И2Л-элементов (рисунок 10.33). Если вход инвертора разомкнут, то на
него подается высокий уровень входного напряжения И 1 от первого инжектора. Входной
ток будет определяться током коллектора p-n-p инжектора (рисунок 10.34):
1
1вх- 1ср - 1сС- 1iC-aN•
- 1' 1tшж-р 1рОеХр--(
И ЕВ 1) '
а,
где
1сс
,
1ро
1;с
-
(10.13)
Фт
токи коллектирования и инжекции коллекторного
p-n
перехода
p-n-p
транзистора (инжектора);
начальный ток насыщения коллектора
p-n-p
транзистора (передаточная
модель Эберса-Молла);
И~8 =Иf8 -входное напряжение эмиттер-база
перехода коллектор-база
(n-p-n),
равное прямому смещению
(p-n-p ).
Инжектор работает в режиме насыщения, так как потенциал коллектора выше
потенциала базы (земли).
Входное напряжение высокого уровня или логической единицы соответствует
НаПрЯЖеНИЮ И~E.sat
n-p-11 траНЗИСТОра, еСЛИ В~ > 1.
Переключательный
11-р-11
транзистор
насыщение с остаточным напряжением
под
действием
входного
тока
входит
в
И ~Е ..шt, что соответствует низкому уровню
логического напряжения или напряжению логического нуля. Таким образом, логический
размах
(10.14)
1
0
и Л --тт
u ныс -и ииз --И -И -И"
ВЕ.:шt -и"
CE.sat•
При подаче на вход
UO (Ивх;::: О) 11-p-n транзистор закрывается,
и на его коллекторе
10.33), соответствующее И~E.sat второго
1
1
п-р-11 транзистора или И . Потенциал И (рисунок 10.34) приблизительно соответствует
· напряжению включенИя И :IV/ прямосмещенного коллекторного перехода p-n-p инжектора
(торцевая область базы n-p-n транзистора). Таким образом, при переключении инвертора
выделяется выходное напряжение И2 (рисунок
ток
инжектора
второй
ячейки
переключается
из
коллекторной
цепи
первого
п-р-п
1
0
транзистора (Ивых =И ) в цепь базы второго 11-р-п транзистора (Ивых =И ) (рисунок
10.34).
Для обеспечения нагрузочной способности по входу необходимо обеспечить
меньшее напряжение включения
n-p-n транзистора по
сравнению с р-п-р инжектором
(10.15)
В прямом смещении р-11 перехода напряжение определяется начальным током
инжекции,
р 1 1 .
И """
-Фт n - ,
1ро
Из соотношений
(1 0.15)
и
(1 0.16)
1
И~._" = Фт In-.
1"о
(10.16)
следует, что для обеспечения достаточного для
насыщения n-p-n транзистора входного тока при малых значениях
В~, необходимо
выполнить условие
1110 / lpo >> 1.
(10.17)
583
1 Колпекторная
1 .характгристика,
,
рt1р-транзистора
'Базовая
:.характеристика
Itl'НЖ
,
прп-транзистора
н
1
Вход
'
1
О Vнцз
Рисунок 10.33- И2Л-инвертор
Условие
(1 0.17)
10.34- Выходная характеристика
Рисунок
инвертора на vел-элементах
выполняется
конструкцией
и
строением
И 2Л.
структуры
Контактный потенциал коллекторного перехода инжектора торцевой части базы больше
контактного потенциала эмиттера п-р-п транзистора (основание р 2 -базы на рисунке
из-за большей концентрации
основанием.
(2-3
Радикальным
10.32)
порядка) акцепторов у поверхности по сравнению с
способом
повьщ1ения
.
нагрузочной
способности
многоколлекторных n-p-n транзисторов может быть использование в качестве последних
гетеро-структурных транзисторов с узко-зонной базой, например
Кроме
уменьшения
контактного
потенциала
эмиттера
Si-GeSi-Si
односторонняя
транзистор.
инжекция
из
эмиттера в базу за счет гетероперехода позволит легировать базу до высоких уровней и
подавить
влияние
паразитнога
'
сопротивления
ограничивающего
li1 ,
нагрузочную
способность многоколлекторных структур.
Реализация логических функций. Логические схемы на основе И 2Л-вентилей
могут выполняться
объединением
в различных
выходов
базисах.
требуемого
Базис ИЛИ-НЕ реализуется
числа
инверторов.
На
«проводным»
10.35
рисунке
по казана
эквивалентная электрическая схема трехвходоной схемы
ИЛИ-НЕ. Если напряжения сигналов на всех входах
схемы
соответствуют
задаваемый
р-п-р
соответствующих
а
эти
напряжению
транзистором,
n-p-n
транзисторы
лог.
О,
отводится
то
из
ток,
баз
транзисторов во входную цепь,
оказываются
выключенными.
Выходное напряжение соответствует напряжению лог.
и
равно
падению
напряжения
на
1
прямосмещенном
эмиттернам переходе нагрузочного транзистора, в базу
которого
поступает
ток
из
инжектора.
входного напряжения до напряжения лог.
Увеличение
1
хотя бы на
одном из входов схемы ИЛИ-НЕ приводит к включению
соответствующего транзистора, а выходное напряжение
Рисунок
10.35 -
Электрическая
2
схема многовыходового
И Л
вентиля ИЛИ-НЕ
уменьшается
до
соответствующего
функцию
выходах схемы реализуются функции
У1
У
его
напряжения
напряжению
= Х1 + Х2 + Х3 •
На
лог.
насыщения,
О,
реализуя
дополнительных
= Х 1 , У2 = Х 2 , У3 = Х з .
Если принять за входы схемы коллекторы предыдущих транзисторов, то функцию
И можно реализовать монтажным объединением коллекторов п-р-п транзисторов (так
называемое Монтажное И). Если хотя бы на одном из коЛлекторов, объединенных в точку
А (рисунок 10.36,а), будет низкий уровень напряжения, т. е. уровень лог. О, а на всех
остальных
-
уровень лог.
1,
то на выходе в точке А также будет уровень лог. О. Состояние
584
лог.
лог.
1 в точке А возможно только в случае,
1, т. е. все транзисторы выключены.
когда со всех коллекторов подается уровень
1
1
1
1
Yz.
1 Xs
У3'
1
Io
Рисунок
x,fiY,
1
1 х1
1
10.36- Реализация логической
функции Монтажное
И (а); неправильное (б) и правильное (в) соединения
логических ячеек
Рисунок
10.37- Электрическая
схема многовыходового
И 2 Л-вентиля И-НЕ
Так как входы схемы Монтажное И электрически не развязаны от ее выхода, то при
построении логических цепей надо следить за тем, чтобы не происходило короткого
замыкания между входами различных логических ячеек.
Замыкание возможно, если
какая-либо из ячеек, подключенных ко входу схемы Монтажное И, имеет несколько
нагрузок. Например, инвертор
инвертора
3.
1
(рисунок
10.36,б)
имеет две нагрузки: вход Х3 и вход
В этом случае происходит замыкание между входами инверторов
недопустимо. Для предотвращения замыкания инвертор
1 должен
2
и
3,
что
иметь два электрически
развязанных выхода, каждый из которых подключен лишь к одной нагрузке (рисунок
10.36,б).
Инвертор
реализуется
на
с
несколькими
многоколлекторном
развязанными
транзисторе
выходами
(рисунок
(по
10.37).
числу
нагрузок)
Реализация
более
сложных логических функций на основе И2 Л-элементов осуществляется комбинацией
элементов, соединенных по схеме Монтажное И (проводное объединение коллекторов
n-p-n
транзисторов отдельных ячеек) и многовыходных инверторов (многоколлекторные
п-р-п транзисторы) (рисунок
10.37).
Передаточная характеристика инвертора
U1 = f( Uz)
(рисунок
10.33)
может быть
определена из соотношения токов на выходе элемента
(10.18)
Введя
обозначение
и
Х =ехр-,
Фт
и
выразив
токи
коллектирования переходами транзистора в режиме насыщения
в
(10.18)
(7.59),
через
токи
получим:
(10.19)
где
lpo, 1110 -
начальные токи насыщения
p-n-p инжектора
и п-р-11 транзистора соответственно;
585
Х 0 , Х 1, Х 2 , Х 3 = ;
1
,
2
~2
безразмерные экспоненциальные функции потенциалов
-
1
(токи коллектирования) инжектора, входа инвертора, выхода инвертора, напряжения
И св 1 =И 3
первого
п-р-п
В выражении
(1 0.19)
транзистора.
транзистора
и
И свz
Для
упрощения
анализа
af',
х
U1
второго
n-p-n
учитывается, что
Х3
эмиттера и базы а~,
=Фт l n -2 =И 2 xl
опустим
и
и -и
х
=ехр= exp-1- - l . = - 1 •
3
Фт
зависимость
Фт
Х2
коэффициентов
передачи
тока
В,~ и В;' от тока коллектора. Отличительной особенностью
n-p-n транзисторов в элементе И 2 Л является высокое значение В 1 (В 1 >>В н; В 1 > 100).
Поэтому выражение (1 0.19) может быть сведено к виду:
1
1
lpaXo
+l11oX2
(10.20)
=~lpoXz
а
·В~ +/11оХ1(1--Х-\.)
2
1
Из этого выражения можно получить передаточную характеристику по напряжению
в безразмерном виде:
(10.21)
где Х в
lpo
= -- Х0
- приведенный потенциал инжектора;
/110
В'Е
-1
=В н
1 JрО
+z,--
-1
ф
2
коэф ициент передачи тока базы интегрального элемента И Л при
ai I11o
p-n-p инжектора.
(1 0.21) может
закороченном на землю эмиттере токазадающего
Передаточная
помощью
характеристика
интегрального
вертикального
переключателя
11-p-n
коэффициента
транзистора
l ро /1 110 .
И вх
и
=f (И вых)
Br_,
учитывающего
соотношение
Экспериментально
токов
этот
быть
описана
усилительные
насыщения
коэффициент
с
свойства
инжектора
и
n-p-n
определяется
как
коэффициент передачи тока базы И Л-элемента при закороченном эмиттере p-n-p
2
транзистора на эмиттер 11-р-п транзистора (земля).
Для
оценки
минимально
возможных
значений
потребляемой
мощности
предположим, что инвертор И 2 Л обладает идеальными транзисторными структурами, у
которых
Uеых,м8
коэффициент
зависит
от
характеристика
100
построенная
по
значениями
500
4DO
усиления
тока.
_такого
элемента,
уравнению
В'Е = 5,
представлена на рисунке
не
Передаточная
(10.21)
l ро/1 110
10.38.
со
=10,
/k=41lOm8
300
200
Рисунок
100
10.38- Рассчетные переда
точные характеристики инвертора И 2Л для
100 200
:юо
400
sao soa
различных значений потенциала инжектора
100
UIJI, м8
586
ибь> •• о
l/вых.н!J
о.~ о. 75{)
0,70,5
0,5
, -<1~
700
0,6
т~в5~ 70 5rJ
508
0.~
55 17
мс
>
O,f
(J
1
fOO
0,1
0,3
о
10/J
300
t\500~·--~
l/~1, нtJ
о)
Рисунок 10.39- Экспериментальные статические передаточные характеристики
И 2Л-инвертора по напряжению: а- при различных напряжениях на инжекторе (t = 20 °С);
б- при различных температурах (/11 = 100 мкА)
Из
рисунка
10.38
следует,
что
даже
для
идеальных
структур
нелинейнесть
передаточной характеристики (усиление) Ки приближается к единице при и 0
т.е. при этих смещениях элемент теряет работоспособность.
< 200
мВ,
Минимальное значение
напряжения смещения инжектора может быть определено из рассмотрения коэффициента
нелинейнести
Ku передаточной
характеристики.
Коэффициент нелинейнести Ки может быть представлен в виде:
К = dивых •
и
dи
'
'"
{
и вых
_ dlnX 2 _ Х 1 dX 2
кu--------
=(/)т In Х 2;
и._, =(/)т
Передаточная характеристика
ln Х 1;
(10.21)
dX 1 = = d f(Xz). dX 2
1
dX 1
dX 2
dX 1
dlnX1
имеет вид: Х 1
Х2
= f(X 2 ).
dX 1
Тогда
dX 2 =(d f(X
dX 1
dX 2
•
'
(10.22)
2))-I
Учитывая эти соотношения, получим:
Используя выражение для.Л:Х2) из
Ku =
·
Отрицательный знак
(10.21),
получим:
(BIX 8 -X 2 (1-X 2 - 1))
(1- X 2 )+(l- Х 8 BI/ Х 2 )
(10.23)
<0.
Ku свидетельствует об уменьшении
ивых с ростом и.,.
Значение Х2 (напряжения выхода), при котором нелинейнесть максимальна, может
быть определено из условия Э'<стремума:
dKu =0:
dX 2
Подставовка этого значения в
( 10.23) дает:
_(BIX 8 ) 1/2 -1
Ku.max
•
I
1
2
Уз кон:..рG,-о следует значение минимального напряжения источника питания инжектора:
587
и
.
О.mш
Оценим это выражение
2
И Л-элемента:
Ku.max=lO;
=rfl
't'T
к2
1
ln4 _ill!_.~
В
(J
r
"о
J
(10.24)
•
(10.24) при следующих типичных
110 =10; Br=lO; Т=300К;
0
значениях параметров
1" /1
=155 мВ.
иO.min
В реальных случаях рекомбинационный ток в ОПЗ эмиттера и на его поверхности,
приводящий к падению В~ и а~ в режиме микротоков, повышает в два раза значение
минимального смещения. Тем не менее даже в случае рабочих токов порядка 10-8 А
планарная
технология
коэффициенты
изготовления
биполярных
БИС
обеспечивает
усиления вертикальных п-р-п транзисторов
на уровне
приемлемые
100.
Поэтому
потребляемая мощность И 2Л элементов при ио = 1 В составляет 10- Вт. Корпуса ИС при
воздушном охлаждении обеспечивают теплоотвод до 0,1 Вт/см 2 • Поэтому с точки зрения
теплового режима схемы на И 2Л элементах позволяют достичь очень высоких значений
плотности упаковки. В нашем случае до 107 эл/см 2 • Таким образом, допустимая плотность
элементов ограничивается литографией, и технология И 2Л ИС является перспективной
при разработке СБИС.
Для оценки помехоустойчивости И 2Л элемента необходимо оценить напряжения
логического
нуля
и
единицы,
а
также
порогового
напряжения
передаточной
характеристики.
Напряжение логической единицы и 1 определяется из (10.21) при условии Х 1
(ивх
= 0).
и l = и о-Фт 1n/1/0- вr -l ·
=1
(10.25)
I"o
При выводе
(10.25)
учитывалось, что Х 2
>> 1,
Х8
>> 1.
Напряжение логического
нуля if определяется из (10.20) при условии и,IХ = и и /~2 =о.
1
(10.26)
Поэтому
(10.26)
сводится к виду:
I"oXo
l"oX вВr
Из этого выражения следует
Окончательно, напряжение логического нуля:
(10.27)
Как
следует
из
рисунка
10.38,
помехоустойчивость
к
запирающей
помехе
значительно ниже, чем для открывающей.
(10.28)
588
где Ипор
-
Х1
(Ивх
= Х2
пороговое напряжение передаточной характеристики, определяемое из условия
=
Ивых) из выражения
(10.21).
Ипор= И0 -({Jт in~(B~ -I + 1).
1ро
Открывающая помеха близка к пороговому наnряжению
И2 =Ипор -Uo ==Ипор·
Несмотря на малую величину (nорядка срт) запирающей помехи И 2 Л, инвертор
достаточно помехоустойчив, так как отсутствуют импульсные наводки по шине питания
(ток инжектора nрактически постоянен), а также требуется достаточно большая помеха по
току, чтобы вывести п-р-п ключ из режима насыщения.
С
увеличением температуры логический размах И 2Л-элемента уменьшается
-2
(1 0.28)
аналогично наnряжению прямосмещенного инжектора
мВ/К (рисунок 10.39,б). При
этом помехоустойчивость к запирающей nомехе
сохраняется в связи с более
слабой температурной зависимостью
В~
(инверсное включение) от температуры по
сравнению с нормальным включением транзистора.
Нагрузочная способность равна числу коллекторов переключательного транзистора,
поскольку к каждому выходу ЛЭ может быть присоединен только один нагрузочный
элемент. Число коллекторов ограничено, так как уменьшается коэффициент nередачи
При заданных токах базы и эмиттера с ростом
В~
n
Br..
уменьшаются токи коллекторов, nричем
-1/n. Кроме того, с ростом n увеличиваются сопроти.вление базы и падение
напряжения на этом сопротивлении, вызывающее неравномерное смещение эмиттерного
p-n
перехода.
Чем
дальше
удален
коллектор
от
инжектора,
тем
меньше
напряжение на расположенном под этим коллектором участке эмиттерного
тем меньше В~ для данного коллектора. Типичные значения
структурах можно получить
Ток
1и,
n =10 ... 20.
n
=
2 .. .4;
p-n
прямое
перехода и
в специальных
потребляемый одним ЛЭ от источника питания, зависит от сопротивления
токозадающего резистора:
1 = Ии.п -И~
11
где И~
-
nтRи
(10.29)
'
прямое напряжение на инжекторном p-n переходе; llт -
токозадающем
число коллекторов в
p-n-p транзисторе.
Токозадающий резистор обычно размещают вне микросхемы, поэтому мощность,
потребляемая элементом И2Л, Рср =И~ 1" составляет относительно небольтую часть
(15 ... 20%). Изменяя сопротивление Rи или напряжение
(3 .. .4 порядка) регулировать ток питания, мощность,
полной потребляемой мощности
Ии.п , можно в широких пределах
потребляемую ЛЭ, и быстродействие. Заметим, что nодобная регулировка потребляемой
мощности и средней задержки невозможна для элементов ТТЛ и ЭСЛ, так как они
содержат резисторы и их работоспособность обеспечивается в узком интервале изменения
тока питания
±(5 ... 10)%.
Типичная
логарифмическом
зависимость
масштабе
средней
задержки
представлена
на
от
тока
инжектора
в
двойном
10.40,а; она может быть
Участок 1 соответствует малым
рисунке
апnроксимирована двумя прямолинейными отрезками.
значениям тока инжектора, при которых во время nереключеимя ЛЭ определяющую роль
играют процессы nерезарядки барьерных емкостей эмиттерного и коллекторного р-11
nереходов данного ЛЭ и емкости нагрузки. Чем больше ток инжектора, тем больше и ток
1r,
перезаряжающий эти емкости. Поэтому на участке
1
средняя задержка уменьшается
приблизительно обратно пропорционально току инжектора:
589
t зд.р.ср
где С
СИл
(10.30)
=Р [
aN и
суммарная емкость, учитывающая емкости данного ЛЭ и емкость его нагрузки.
-
Основной путь снижения средней задержки при малых токах инжектора состоит в
совершенствовании конструкции и технологии изготовления ЛЭ с целью уменьшения
площадей
p-n
переходов и их барьерных емкостей. Кроме того, применяя диоды Шоттки
(см. ниже), можно уменьшить логический перепад до Ил=
10.30)
150 ... 200
мВ.
В режиме больших токов инжектора время перезарядки емкости (см. формулу
становится пренебрежимо малым.
11
На участке
средняя задержка достигает
наименьшего значения и почти не зависит от тока инжектора. В этом режиме заряды
неосновных неравновесных носителей, накапливаемых в областях переключательного
транзистора,
значительно
превышают заряды
в барьерных
емкостях
переходов.
p-n
Поэтому минимальная средняя задержка определяется временем рассасывания. С ростом
тока
инжектора
пропорционально
увеличивается
заряд
неосновных
неравновесных
носителей, но во столько же раз возрастает ток, рассасывающий этот заряд. Поэтому
время рассасывания и средняя задержка на участке
10.32
Для структуры на рисунке
носителей
(дыроr<)
инжекции
дырок
накапливается
из
базовой
в
II
почти не зависят от тока инжектора.
наибольший заряд неосновных неравновесных
высокоомном
области
в
эмиттерном
режиме
насыщения
слое
вследствие
n1
переключательного
транзистора. Минимальная средняя задержка пропорциональна эффективному времени
жизни дырок в этом слое и составляет
10 ... 20
не. Режим предельного быстродействия, в
котором достигается наименьшая средняя задержка (граница участков
10.40,а),
I
и
II
на рисунке
представляет наибольший практический интерес, так как он применяется в
большинстве цифровых устройств.
Anrp, пДж
!Оз
fэа. ер, не
10 2
10'
10
3
10
10о
10"
I
10-f ~.....1-.::--L-~...L-.........,~
ID'---:---L..::,..-J--o--~....."___,_
10-• 10-3 10-z to-t t011 fw,,.,A
10·" 10-J 10-z 10-110°fu, l'fA
а)
Рисунок
б)
10.40- Зависимость средней
задержки (а) и работы переключеимя (б)
И 2Л-инвертора от тока инжектора
10.32,
Низкое быстродействие ЛЭ со структурой, показаиной на рисунке
является
его главньщ uедостатком. Для уменьшения времени рассасывания при создании этой
структуры
невозможно
использовать
ее
легирование
уменьшится и без того низкий коэффициент передачи
B'i.,
золотом,
так
как
при
этом
понизится также величина а~.
Анализ персходных процессов в режиме предельного быстродействия показывает,
что для снижения минимальной средней задержки, прежде всего, требуется уменьшить
заряды
неравновесных неосновных носителей
в режиме насыщения:
заряд дырок в
эмиттерной области и заряд электронов в пассивной базе. Кроме того, необходим<?
увеличивать коэффициент передачи
равный
I г B'i. . Следует
B'i.,
так как при этом возрастает рассасывающий ток,
также уменьшать отношение площади эмиттерного
суммарной площади коллекторных
p-n
p-n
перехода к
переходов, т. е. уменьшать площадь пассивной
.J~U
базы. Указанные рекомендации невозможно выполнить, используя структуру, показанную
на рисунке
10.32.
В связи с этим бьшо предложено большое число новых структур
элементов И2Л с повышенным быстродействием, основные из которых рассмотрены ниже.
По сравнению с рассмотренными выше элементами ТТЛ и ЭСЛ элел1енты И2Л
характеризуются наименьшеi'i работой переключения, что обусловлено ·прежде всего
низким напряжением эмиттер-база инжектора в цепи питания и, как следствие, малой
потребляемой мощностью.
В режиме малых токов инжектора работа переключения
си л 2 /2а~. На рисунке 10.40,б приведена зависимость работы переключеимя от
Anep::::
тока инжектора для ЛЭ, структура которого показана на рисунке
1)
переключеимя (участок
10.32.
Малая работа
объясняется низкими суммарной емкостью (С
логическим перепадом (ил
< 1
пФ) и
О, 7 В). На участке П использовать ЛЭ нецелесообразно, так
<
как работа переключеимя резко возрастает, а средняя задержка не уменьшается. Для
усовершенствованных структур элементов И 2 Л работа переключения в режиме малых
токов инжектора составляет
Для
повышения
0,01 ... 0,03
пДж.
быстродействия в режиме малых токов
инжектор
и
работы
переключения в структуру И 2Л встраивают диоды Шоттки, уменьшающие логический
размах
(рисунок
10.41).
При
использовании
развязывающих
диодов
Шоттки
ДШl
величина логического размаха уменьшается на величину прямого падения напряжения на
нем.
иЛ\ =(и~Е.sаr-иг:Е.sm)-идш 1 z0,3 ... 0,4B.
При этом величина логического нуля будет соответствовать идш 1 при практически
неизменной величине и'.
и~ =и ДШ! + иг:Е.sаl ""и ДШ! ·
Развязывающие диоды ДШ 1 позволяют ограничить применение схемы Монтажное
И за счет электрической развязки логических цепей и тем самым дополнительно повысить
быстродействие логических систем в базисе И-НЕ. Применеине шунтирующих диодов
Шоттки, ограничивающих накопление избыточного заряда в структуре при больших токах
инжектора, дополнительно уменьшают логический размах (рисунок
10.41 ,б).
В этом
случае иг:Е..шr:::: и~E.sal -и ДШ2 •
и Л2 ::::Тj~Е..м -(и~Е.sш -и дш2)-и дш1 =и ДШ2 -и дш1·
Однако реализация структур с двумя типами диодов Шоттки с разной величиной
барьера требует дополнительных затрат и не всегда экономически целесообразна.
ивых
и'
ДШt
и~
1
1
1
1
-----~~-------~-1
1
1
1
1
1
1
1
------;-------~--~
•
1
1
:
1
и Лl
и~
1
;. U:m,:
1
1
и~
и'
ив.,
б)
а)
Рисунок 10.41 - И Л-элемент с развязывающими ДШ1 и шунтирующим ДШ2
2
диодами Шоттки (а) и передаточные характеристики (б)
591
Дополнительное
уменьшении
уменьшение
напряжения
рассеиваемой
питания
можно
мощности
достичь
при
заменой
одновременном
переключательного
биполярного транзистора на нормально разомкнутый полевой транзистор со статической
индукцией
SIT.
Такая замена привела к новой разновидности схем с инжекционным
питанием, получивших название схем инжекционно-полевой логики (ИПЛ).
Замена
биполярного
рабочий диапазон
БИС
в
ключевого транзистора на
полевой
область
одновременном
малых
токов
при
позволяет
перенести
существенном
снижении потребляемой мощности и энергии переключения. Основным преимуществом
полевых транзисторов (ПТ) по сравнению с биполярными, позволяющими применять их в
микромощных
напряжения
ИС,
питания
является
и,
увеличение
следовательно,
работоспособность в диапазоне токов ниже
l
коэффициента
тока.
нА
усиления
Элементы
[27].
ИПЛ
Ох О111Х 1 OtJIX
Ох
с
пониженнем
сохраняют
свою
z
!JtJIX 1
!JtJIX
2.
Нсток
а)
Рисунок
б)
10.42- Эквивалентная электрическая схема (а) и структура (б) ИПЛ-элемента
Передаточные характеристики ИПЛ-элемента сохраняют вид, свидетельствующий о
переключательной способности инвертора, вплоть до мощности
перепад логических уровней уменьшается до
0,15
16-20
пВт. При этом
В. Кроме того, энергия переключения
логического элемента на основе ПТ уменьшается за счет существенного уменьшения
емкости С:~:. Это объясняется тем, что концентрация примесей в канале (10 13-10 15 см-3 )
приблизительно в
100
раз меньше, чем в базе биполярного транзистора. В результате
барьерная емкость p-n перехода затвор-сток Сзс = 1о-5-1 0-4 пФ/мкм оказывается на
порядок меньше барьерных емкостей p-n переходов биполярного транзистора Сэ, Ск =
10-4-10-з пФ/мкм 2 •
Малые паразитные емкости из-за использования высокоомной области истока,
отсутствие накопления заряда неосновных носителей на малых рабочих токах, а также
относительно небольшой логический перепад
(0,4-0,6
произведение потребляемой мощности на время задержки
В) обеспечивают очень малое
Pt3 = 0,02-0,2
пДж. В отдельных
образцах ИПЛ-элементов была достигнута рекордно малая энергия переключения (около
2 фДж).
Быстродействие ИПЛ-элементов аналогично быстродействию стандартных И 2Л
элементов, однако рабочий диапазон токов питания сдвинут примерно на два порядка в
сторону малых токов. Минимальное время задержки ИПЛ-элементов составляет
Параметры ИПЛ-элементов
введением
диэлектрической
могут быть
изоляции,
улучшены
оптимизацией
уменьшением
параметров
1-15
не.
их размеров,
структур
и
использованием перспектинных конструкций.
Элементы ИПЛ подобно элементам И2Л не требуют специальной изоляции.
Потенциальное управление
и
высокая
нагрузочная
способность
по
входу являются
дополнительными факторами, которые позволяют размещать элементы предельно плотно,
не опасаясь возникновения паразитных эффектов.
592
В заключение следует отметить, что СБИС на основе элементов с инжекционным
питанием обладают высокой долговременной надежностью в силу специфики работы
прямосмещенного p-n перехода. В отличие от ТТЛ ЭСЛ и МДП ИС схемы И 2Л менее
критичны к объемным и поверхностным структурным дефектам. Во время эксплуатации
они подвержены воздействию меньших значений напряженности электрического поля,
температурных
градиентов,
и
связанными
с
ними
термомеханическими
кристалла, которые ускоряют процессы старения.
напряжениями
В связи со сравнительно большой
средней задержкой и низкой помехоустойчивостью областью применения интегральной
инжекционной логики являются БИС и СБИС умеренного быстродействия в электронных
устройствах общего назначения: электронные часы, калькуляторы, микропроцессорные
комплекты,
микро
ЭВМ
и т.
,
д.
где
экономическая целесообразность определяет
приоритет использования элементной базы.
10.4. Базовые элементы цифровых логических ИС
на полевых транзисторах
10.4.1. Инверторы на МДП-транзисторах
В
современной
транзисторах.
Такое
транзисторов,
при
микроэлектронике
положение
уменьшении
более
обусловлено
размеров
90%
СБИС
более
которых
реализуются
на
простой
структурой
достигаются
высокая
МДП
МДП
степень
интеграции и быстродействие, а также более высокой функциональной гибкостью по
сравнению с биполярными ИС. В отличие от последних МДП-схемотехника наряду с
применением типовых логических элементов широко использует аналоговые ключи или
вентили передачи, элементы энергонезависимой памяти, динамический режим работы,
что позволяет реализовать на их основе все многообразие систем и устройств обработки
цифровой информации.
Одна из базовых логических функций заключается в инверсии входного сигнала,
которую
реализует инвертор.
Инвертор
обладает
не
только
функцией
логического
отрицания, но и электрическими функциями, а именно функцией усиления по мощности
слабых электрических сигналов и их воспроизведения (формирование или квантование
логического сигнала). Чем выше нелинейность передаточной характеристики, тем выше
квантовая
способность ·инвертора.
При
идеальной
прямоугольной
передаточной
характеристике (бесконечный коэффициент усиления) входной сигнал выше напряжения
порога
инвертора
приводит
к
появлению
на
выходе
напряжения
логического
нуля,
а
входной сигнал меньше напряжения порога создает на выходе напряжение логической
единицы. В реальных случаях квантование сигнала проходит после прохождения двух
трех
инверторов.
восстанавливается
При
этом
крутизна
квантуется
фронтов
логических преобразований.
Базовая
показана
на
схема
рисунке
приведены
основного
10.43.
некоторые
не
только
импульсов,
МОП-инвертора
На
рисунке
примеры
10.44
нагрузок,
амплитуда
сигнала,
обеспечивающая
но
il'и 11 (напряженuе питтшя)
+ Iн
Нагрузка
используемых в этой схеме. В качестве активного
элемента инвертора на рисунке
канальный
полевой
10.43
применяется 11-
МОП-транзистор.
Veы:z:
При
(выход)
использовании для этой цели р-канального МОП
транзистора
изменяется
качестве
полярность
на
обратную.
активных
источника
Во
многих
элементов
VrJ
питания
случаях
используют
или .,земпя~r
в
11-
канальные транзисторы с более высокой подвиж
ностью носителей. Нагрузка, как следует из рисунка
Рисунок
и
быстродействие
10.43- Базовая
инвертора
схема
593
10.44,
может быть не только резистивной, но и нелинейной, в качестве которой могут
использоваться как активные р-канальные МОП-транзисторы, так и пассивные элементы
[5].
На рисунке
10.45
приведены характеристики активных элементов и характеристики
пассивных нагрузочных элементов (нагрузочные кривые по постоянному току). Точка
пересечения
характеристики
активного
элемента
и
характеристики
соответствующего
нагрузочного представляет собой рабочую точку инвертора. При увеличении входного
напряжения
Уах рабочая
точка смещается влево.
По
кривым рисунка
10.45
можно
количественно оценить работу инвертора как усилителя с инверсией фазы входного
сигнала на выходе. Напряжение (V.,.п- Vnop.н) представляет разность напряжения питания
вентиля с нагрузкой Е-типа в виде полевого МОП-транзистора, работающего в режиме
обогащения, и его порогоного напряжения.
Папевой тра~зистор, Полевой тран_311сmор, Попевой
•
patfomaющuu в ре- раtfотающиц е ре- р-канапьныи
Резистор
жим~;;:,енил жимвv:"нения
i1:D
UE-
1V.uз:
~Ы%
Линейная
+нае{J9зка..,...
....,...___
"~';"""зштор
V.xl~
1-Выz
1"Еых
....,...___ Нелинейноя нагрузка ----...:;..
...
Пассивная нагрузка------"
Рисунок
~юrтивная
наеру:rка
...,...
10.44- Виды нагрузок МОП инверторов
В современных МДП БИС резистинные нагрузки практически не применяются, за
исключением некоторых типов запоминающих устройств. Замена резистора транзистором
с индуцированным каналом позволила значительно увеличить степень интеграции ИС, а
также быстродействие за счет меньшей площади и паразитной емкости (нагрузка Е-типа).
Еще большие плотность упаковки и быстродействие обеспечивает применение в качестве
нагрузки МОП транзистора со встроенным каналом, работающим на обеднение (О
нагрузка), так как площадь, занимаемая этим транзистором меньше, чем площадь МОП
транзистора с индуцированным каналом.
нагрц:жо- попевой транзистор
g режиме аоеднения
1
Нагрузка в виде
резистора
Вь1сокое
Vвз:
нагрузка- папевой
транзистор в режиме
оtfогащения
Нагрузочные
элементы
Рисунок
10.45- Выходные характеристики активного элемента
и нагрузочные кривые для R, Е и D-нагрузки
594
Рассмотрим поведение инверторов с различными типами пассивных нагрузок. При
уменьшении входного напряжения (рисунок
10.46,а)
10.43),
выходное напряжения Vвых (рисунок
Rи
инвертора с D-нагрузкой увеличивается быстрее, чем в схеме с резисторной
в
схеме с Е-нагрузкой, поскольку в этой схеме обеспечивается постоянство тока lн в
большом диапазоне напряжений (рисунок 10.46,б). Таким образом, МОП-инвертор с
D-
нагрузкой обладает более высоким быстродействием, чем МОП-инверторы с резисторной
нагрузкой или с нагрузкой, работающей в режиме обогащения
(Enrich -
Е-нагрузка). При
той же потребляемой мощности быстродействие инвертора с D-нагрузкой увеличивается в
3 ... 5
раз. Логический размах в инверторе с D-нагрузкой больше, чем в инверторе с Е
нагрузкой на величину порогоного напряжения Е-транзистора. Напряжение логической
единицы D-инвертора практически равно напряжению источника питания. Кроме того
передаточная характеристика имеет более нелинейный характер, чем
схемах (рисунок
10.46,в),
что
повышает воспроизводимость
в других двух
логических
сигналов
и
помехоустойчивость. Дополнительным преимуществом инвертора с D-нагрузкой является
большая устойчивость к колебаниям напряжения источника питания, обусловленная
обеспечением постоянства тока в нагрузке. По приведеиным выше причинам МОП
инверторы с D-нагрузкой нашли широкое применение в БИС и СБИС.
{j
а
10.46 - Сравнение характеристик схем с разной нагрузкой (D- МОП транзистор,
Рисунок
работающий в режиме обеднения;
R- резистор; Е- МОП-транзистор,
работающий в режиме обогащения):
а- зависимость Иаых от времени; б- зависимость iн от Иаых; в- передаточная характеристика
Проведем
оценку
нагрузкой (рисунок
lf <
U11op.a
,
10.47).
где U11op.a
-
параметров
передаточной
характеристики
инвертора
с
D-
Если на вход инвертора подается напряжение низкого уровня
пороговое напряжение активного транзистора, то последний
закрыт. Пассивный транзистор всегда открыт независимо от входного напряжения. Если
выход инвертора нагружен на входы аналогичных элементов, т.
транзисторов
с
большим
1
сопротивлением,
то
напряжение
на
е.
затворы МОП
выходе
соответствует
высокому уровню U ~ Ии.п (рисунок 10.45). При этом ток, протекающий через транзистор
1
-нагрузку, пренебрежимо мал. Если на вход подается высокий уровень V = Ии.п , то
транзистор VТа открыт, и выходное напряжение соответствует низкому уровню
lf.
При
этом через инвертор протекает большой ток lс.нас нагрузочного транзистора (рисунок
10.45). До напряжения входа U~x
:::; U 11 op.a ,
выходное напряжение передаточной характе
ристики {рисунок 10.47,б) соответствует U1• Участок 1 спада выходного напряжения
соответствует
триодному
транзистора. Участок
11
режиму
(работа
на
крутом
участке
БАХ)
нагрузочного
соответствует пентодным (пологий участок БАХ) режимам
работы активного и нагрузочного транзистора. При этом входное напряжение равно
пороговому напряжению инвертора и;х = иинв.
На третьем участке передаточной характеристики (Ивх> Иинв) активный транзистор
работает на триодном, а пассивный- пентодном участках выходных БАХ.
595
I
ff
+-i __;:-ffl"_,___
Ue~
{l~op а
а)
Рисунок
б)
10.47- Электрическая схема (а)
и передаточная характеристика (б)
МДП инвертора с D-нагрузкой
На
триодном
и
лентодном
следующими выражениями
участках
(9.51), (9.52):
ВАХ
МОП
транзисторы
описываются
И си ::;uзи -u"~P;
И си >Изи -И,шр'
(10.30,
а)
работающим
в
w
где Ь = С0 }1__к_ -удельная крутизна МОП транзистора.
Lк
Для
нагрузочного
МОП-транзистора
со
встроенным
каналом,
режиме обеднения, знаки перед Изи и U""P меняются на обратные.
При ВХОДНОМ напряжении Изи= Ивх =и"''" оба транзистора работают на пентодных
участках ВАХ. Из условия
Ic.a
=lс.н, получим:
2
Ь (Uинв -Uilop.a) =Ь u,;"P.
{/
2
2
11
и вх' -U
-
•
-U
UHB -
IIOp.a
+
(10.31)
Ullop.H.
.,Jь;;
'
Ь - Ь" - Wa/L"
R
В выражениях
(1 0.31)
Ьн
Wн/Lн
индекс «а>> относится к активному транзистору, индекс «Н»
нагрузочному. Величина Ьн, называемая также коэффициентом инвертора, определяется
отношением
коэффициентов
усиления
активного
инверторов с О-нагрузкой лежит в диапазоне
и нагрузочного транзисторов (Ьн =
пороговых напряжений транзисторов
может быть меньше
U, 10p.a
(1 ... 5).
и
нагрузочного
1) пороговое напряжение
(10.31). При увеличении Ьн
• Подбирая
транзистора,
для
При одинаковых размерах активного
величину Ьн
,
инвертора равно сумме
можно
Иинв уменьшается, но не
установить пороговое
напряжение Иинв равным половине напряжения питания и обеспечить таким образом
достаточный запас по помехоустойчивости, что обычно и делаl()т при проектировании
БИС.
Ь
-
R.onт-
Напряжение логического нуля
0
И си =И для активного транзистора.
U,шр.Н
05 U
U
'
•
и.п -
пор.а
uO может быть оценено из условий:
1
И вх =И =И и.н
,
596
ь (и
а
и
и.п -
110р.а
)и О
(10.32)
При выводе
целью повышения
::::::
Ь и;ор.Н
2
1/ - -
(10.32)
;
иренебрегли величиной второго порядка малости
устойчивости
к открывающей помехе
1 ,
-uo·.
2
С
целесообразно увеличивать
значение bR (уменьшать U0). Для обеспечения работоспособности инвертора необходимо
выполнить условие и 0 < U"ap.a • Из этого условия следует:
_
ьR-
u2
(10.33)
11ор.Н
2(U и.п- U11op.a
)и"ор.а
В случае МОП-транзисторов, работающих в режимах обогащения/обеднения (О
= U0)
нагрузка), ток при закрытом транзисторе (И••
практически равен нулю, и
статической потребляемой мощностью в транзисторе можно пренебречь. Однако если
,
транзистор открыт (Ивх
=
1
и), то через него проходит ток
lu =
~И~.н
2
и статическая
потребляемая мощность составит
(10.34)
Если предположить, что в реальных схемах транзистор открыт приблизительно
половину
рабочего
времени,
то
потребляемая
мощность,
(1 0.34).
половину того уровня, который дает уравнение
таким
образом,
составит
Вместе с тем, поскольку работа
схемы сопровождается потерями, связанными с зарядкой-разрядкой нагрузочной емкости,
реальное
потребление
Аппроксимировав
мощности
статические
превысит
рассчитанное
емкости
двух
по
полевых
формуле
(10.34).
МОП-транзисторов,
соединительных проводников и входа следующего каскада посредством конденсатора Сн,
как
показано
на
рисунке
10.48,
потребляется энергия, равная
можно
рассчитать,
что
на
одном
цикле
можно определить как
2
-
(10.35)
Ро =Ин.п Снf •
где
j' -
зарядки
и.~.п Сн, откуда динамическое потребление мощности
средняя частота переключения.
Vиn
~~~ :{v.,c.
Vв.t:-1~
Рисунок
ICH.
10.48- Динамические
потери мощности за счет зарядки
разрядки емкости нагрузки
а
Рисунок
-
10.49- Эквивалентная
схема для расчета
переднего и заднего фронтов в инверторах на М ОП
транзисторах, работающих в режимах
обогащения/обеднения:
=
=
а- эквивалентная схема для расчета заднего фронта, и.ы.,(О) U 1;
б- эквивалентная схема для расчета переднего фронта, и•..,./..0) cf'
597
Итак, на один
инвертор, выполненный
на МОП-транзисторах,
работающих в
режимах обогащения/обеднения, средняя потребляемая мощность составляет
(10.36)
Теперь рассмотрим вопрос о временных характеристиках МОП-инверторов. Для
простоты заменим, как это было сделано на рисунке
10.48,
нагрузку одним линейным
конденсатором Сн и, используя эквивалентные схемы рисунка
10.49,
а, б, рассчитаем
длительность переднего и заднего фронтов импульса для инвертора, выполненного на
МОП-транзисторах, работающих в режимах обогащения/обеднения. Емкость Сн можно
приближенно
считать
как
сумму
собственной
инвертора (Со) и паразитной емкости С;
+ nC; .
выходу, т. е. в виде Со
включены в состав С;
транзистора,
).
в
характеристики схем рисунка
уравнениями
[5].
емкости
в
точке
выхода
(Паразитные емкости соединительных проводников
В схеме рисунка
работающего
паразитной
, умноженной на коэффициент разветвления по
режиме
10.49, а
10.49,а
влиянием нагрузочного полевого М ОП
обеднения,
можно
пренебречь.
Переходные
и б описываются следующими дифференциальными
Для заднего фронта ( d~ < О):
при И вых.;;:: И 1 -И nop.a ;
• при Uвых <И' -Uпор.а.
(10.37)
Для переднего фронта ( d~ > О) :
с
du
н
---..!!!!f!._
dt
Ь lиnop.f/12
=
2
н
•
при
hн( Ипор.н- Ии.n ~Uвых }ии.п -Ивых)• при Ии.n -Иных <Ипор.Н •
Решив эти уравнения при начальных условиях, указанных на рисунке
(10.38)
10.49,
получим следующие результаты.
Для заднего фронта
И'- (И' -Uпор.а)2 t •
2т И
а
Ивых<t)=
nop.a
{U, -Unop.a)
2-ra
2
=t 1-> t ->
О
••
(10.39)
2(U'-Uпop.a)
l+exl и' unop.a
t'l
'!'"
(t-r,)]'
Для переднего фронта
и о + IИnop.ll 12 t'
2тн(И ...п -lunop.uj-Uo)
lи nop.нl
2тн
Ии.п-
21Ипор.нl
1+
jИ
ext'l ;o;.fl (t- t
)'
2)
2
t > t2
t 2 ;;:: t;;:: О;
(10.40)
,
где
ru , rн -
постоянные времени, нормированные на единицу напряжения, определяемые
как
_Сн.
Cu
7:"=-;
(10.41)
Т:п--·
ьа
hн
Ьа, Ьн -удельная крутизна активного и нагрузочного транзисторов соответственно.
Результаты
расчета
представлены на рисунке
Как
следует
Иных(!)
10.50.
из
по
указанных
(10.39)
уравнениям
уравнений
и
и
(10.40)
схематично
соответствующий
кривых,
в
рассматриваемых инверторах передний и задний фронты импульса несимметричны.
Время нарастания"' Т: н
Время спада
=bR.
(10.42)
т:"
Другими словами, это отношение равно коэффициенту инвертора
вытекает,
что
как
с
точки
зрения
характеристики
передачи
инвертора по
току, так и с точки зрения его временной характеристики величина
оптимальной.
Однако
соотношениями
диапазоне
3-4 и
(10.31)
на
и
величину
(10.33),
bR
накладываются
ввиду чего на практике
bR.
Отсюда
постоянному
должна быть
bR
ограничения,
описываемые
обычно имеет значение в
bR
более, и в МОП-структурах, выполненных на транзисторах, работающих в
режимах обогащения/обеднения, асимметрия переднего и заднего фронтов импульсов
неизбежна. Это специфическая особенность логических схем с отношением, в которых
характеристики
полевого
инверторов
МОП-транзистора,
определяются
включенного
отношением
со
стороны
транзистора, включенного со стороны возбуждения
геометрических
нагрузки,
и
параметров
полевого
МОП
(bR).
lfгы.х:
Veьrc- Vnop.a
Vun- 1Vnopи/ H + - - f
Рисунок
10.50 -
инверторах
а
t1
на
Время нарастания и спада в
полевых
транзисторах,
рабо
тающих в режимах обогащения/обеднения
t
Быстродействие инвертора оценивается средней задержкой
01
01
10
t зд.ср =05(t
' +t ' )"'05t •
'
'
'
(10.42) (см.
рисунок 10.50). Длительность t · определяется постоянной времени t2 (10.40), которая, в
так как длительность фронта наrастания напряжения больше, чем время спада
1
свою очередь, зависит от постоянной времени нагрузочного транзистора tн. В зависимости
от размеров транзисторов (Сн) время задержки, измеренное в кольцевом генераторе
инверторов,
составляет
от
десятков
до
единиц
наносекунд.
Работа
переключения
определяется величиной логического размаха, соизмеримого с напряжением источника
питания
(10.43)
где К
-
коэффициент порядка единицы
(уменьшается при
увеличении
напряжения
подложки). Величина работы переключения в зависимости от нагрузки (Сн) находится в
диапазоне
(0,3 ... 3 пДж) для транзисторов
СБИС.
599
10.4.2.
Инвертор на комплементарных МДП транзисторах КМДП
При использовании в качестве нагрузки МДП-транзистора с другим типом канала,
чем у переключательного, получается схема инвертора на комплементарных транзисторах
(рисунок 10.51,а) или инвертора с активной нагрузкой. Подложка п-МДП транзистора
nодключается
к
точке
с
наименьшим
nотенциалом
(земле),
транзистора- к точке nоложительного nотенциала (ии.п) (рисунок
а
nодложка
10.51, а,
р-МДП
в). Тем самым
исЮIЮчается отnирание р-п nерехода, изолирующего каналы МДП структур от nодложек.
Таким образом, схема инвертора nредставляет собой нормальное вiСЛЮчение исток-сток
двух nоследователъныхр- и п-канального МДП-транзисторов. Входной сигнал подводится
к объединенным затворам. Если ивх =О, изИJ =О и, следовательно, VТn закрыт. При этом
наnряжении входа иЗИ2 = и вх -и и.п = -ин.п
< О.
По модулю это наnряжение больше иnор.р.
nоэтому VТр будет открыт, и наnряжение на выходе будет соответствовать высокому
уровню
rJ = ин.n (емкость Сн заряжается через VTp до ин.п).
_...,........__
и'IIX
б)
а)
n·канаnь>~ый пrзлесоu
•·
....-.;~
моn·траншстор
•
Поликаисталпическии
Земля''
кремниИ
3"
р-ка>~аnьн~tu nопевой
моn-трачзистор
металл
~
р
в)
Рисунок
10.51
-Электрическая схема (а), электро-механический аналог (б)
и структура (в) КМДП-инвертора
Если на вход nодается наnряжение высокого уровня и~
=И н.п , то
Изи 1 > И nop.n и
VТn открыт. При этом Изю = О и транзистор VТр закрыт. Наnряжение на выходе будет
соответствовать низкому уровню и~ых (разряд емкости Сн через К1; рисунок 10.51, б). Как
в nервом, так и во втором случаях в статическом режиме инвертор не nотребляет энергии
(один из ключей в nоследовательной цепи разомкнут). Это обстоятельство является
важным достоинством КМДП инвертора как элементной базы БИС и СБИС.
Передаточная характеристика инвертора nредставлена на рисунке 10.52,а. Метод ее
nостроения и форму можно nояснить с nомощью рисунка
10.52,б.
На нем сnлошными
линиями изображены стоковые характеристики п-канального транзистора (VTn) l~(U.wx),
600
и штриховыми
- стоковые характеристики р-канального VTp 1~(И вых) при одних и тех
же входных напряжениях И вхз >И ._. 2 >И кrt
> И,юр.
Пороговые напряжения для простоты
предполагаются одинаковыми для обоих транзисторов.
При напряжении входа И"-'
< И,юр.п,
транзистор VТ,, закрыт, и напряжение выхода
соответствует высокому уровню и~",х = ult.П. При малых Ивх' НО больших U,юp.ll ' точки
пересечения БАХ лежат в области I, где n-канальный транзистор работает на пентодном
участке, а р-канальный ~' - на триодном. Этот режим соответствует области I
передаточной характеристики на рисунке 10.52, а.
Когда
входное
напряжение
достигает
напряжения
порога
инвертора
И "" 2 =И~, =И""", оба транзистора работают на пентодных участках БАХ, а выходное
напряжении изменяется скачкообразно в пределах области
II
на рисунке
10.52,
а, б. При
И вх >И 11116 р-канальный транзистор работает на пентодном участке, а п-канальный
триодном участке БАХ. Этому режиму работы соответствует область
III
-
на
передаточной
характеристики.
lfвых, lм.n
и'= и. n
а)
Рисунок
10.52- Передаточная
характеристика (а) и выходные
характеристики (б) КМДП-инвертора
Из условия равенства токов
VT11
и
VTp
на пентодном участке, аналогично
(10.31),
получим выражение для пороговага напряжения инвертора
u,ll/6 =
где
bR = (W" / L") f..l." -
И и.п -IИ nop.p1 + ,Jh;И пор.п
,JЬ; +1
(10.44)
,
коэффициент инвертора.
(WpfLp)f..i.p
Оптимальная форма передаточной характеристики достигается при одинаковых
параметрах транзисторов:
bll = bl''
и nop.11 = lи nop.p
помехоустойчивость максимальна и близка к
1·
в этом случае u,ll/8 =и и. л /2'
И и.n /2 . Столь высокие, значения не
достигаются в инверторах других типов, в том числе на биполярных транзисторах. Это
обусловлено минимальным значением Ио ~ О, напряжением логической единицы U
1
= Ии.n
и симметричной передаточной характеристикой. При изменении температуры переда
точная
характеристика
претерпевает
очень
слабое
изменение,
так
как
уменьшение
порагавого напряжения VТ11 и ~' компенсируют друг друга, и пороговое на~ряжение
инвертора Иинв практически не зависит от температуры в рабочем диапазоне (-:1°С ...
125°С)
(10.44).
Высокая помехоустойчивость в широком интервале температур составляет
601
другое важное преимущества КМДП ИС по сравнению с МДП ИС, работающих в режиме
обогащения/обеднения.
Следующим положительным свойством КМДП инвертора является сохранение
симметричной передаточной характеристики и относительной помехоустойчивости при
изменении напряжения источника питания в широком диапазоне, например, от
15
В.
Этим
свойством
не
обладают
другие
типы
инверторов,
за
2
В до
исключением
интегральной инжекционной логики, где питающий ток может изменяться на три и более
порядков. Работоспособность КМДП инвертора сохраняется при ии.н
,
при котором оно
превышает большую из величин и ""Р·" или Jи nop.p J, но помехоустойчивость в этом режиме
мала. Кроме того, этот режим свободен от сквозных токов, что дополнительно снижает
динамическую мощность.
При оценке потребляемой мощности статическими потерями
уравнением
выражению
(1 0.36) можно
( 10.35),
Кроме того,
Ps ,
описываемыми
пренебречь и учитывать только динамические потери согласно
следует
учитывать,
что
во
время
переключения,
когда
входное
напряжение изменяется ОТ иnор.11 ДО и 11 • 11 -Jиrюp.pl, оба транзистора открыты И через НИХ
протекает «сквозной тою>, по казанвый штриховой линией на рисунке 10.52. Он достигает
максимума при и,'"= ишт
(10.44):
=
1
токи
вносят
2
(10.45)
(.jh;; + 1)2
2
CKfl
Эти
Ь11 (и".п -ипоr.п -jи,юr.pj)
дополнительные
динамические
потери,
которые
возрастают
линейно с ростом частоты переключений.
Быстродействие инвертора оценивается средней задержкой tзд.ср = 0,5(1 1' 0 + !
времена фронтов (переходов
01
t ' ,
t 1' 0 )
0 1
' ),
где
при подаче прямоугольного импульса на вход
определяются процессами разряда нагрузочной емкости через п-канальный и заряда ее
через р-канальный транзистор. В отличие от МДП инверторов с О-нагрузкой, у которых
длительность переднего фронта t 0' 1 существенно выше длительности заднего фронта { 0
(10.42), КМДП инвертор имеет одинаковые фронты (bR = 1). Для того, чтобы коэффициент
инвертора bR (10.44) был равен единице, необходимо выбрать ширину канала р
канального транзистора больше, чем у п-канального
w" = .& w" ,.. 2,5. w,, .
о 0.46)
ll"
Нагрузочная емкость складывается из суммарной емкости входов п(Сзи. 11
+
Сзи.р),
емкости соединительных проводников пСпров и выходной емкости инвертора, равной
сумме емкостей переходов сток-подложка обоих транзисторов:
(10.47)
В случае
h11 = Ь" ,
оптимальном с точки зрения помехоустойчивости, длительность
переднего фронта равна длительности заднего фронта. Однако значение lзд.ср не является
минимальным, так как большая ширина канала ~> обуславливает более высокие значения
емкостей Сзи.р, Ссп.р и общей емкости Сн. Минимальное значение lзд.ср достигается при
wp =w,, ~ ~t"/ ~t" ,.. 1,6 w,,.
Передний фронт может быть рассчитан аналогично МДП инвертору с О-нагрузкой
при начальных условиях и"",х(О)
=О.
602
{
2-r р lи nop.p 1
> О.
_ t _ ,
\2 -_ t 3 >
\И"·" -IИпор.рl)
И
2{и . . п-1Ипор.рj)
11.11
1+ехр(
(10.48)
иii.П - 1ИIIOp.f' 1(
) ]'
t-t~
'l"l'
!',/
где Ь11 и Ь"
,
-
Эти уравнения аналQгичны уравнениям (l 0.40) при
Постоянные времени
t > t3
rf1 =О.
и r1, определяются следующим образом:
r"
Сн
=--,
ь"
-удельная крутизна н-канального ир-канального МДП-транзисторов.
Несмотря на 66льшую емкость КМДП инвертора, его быстродействие может быть
выше, чем у.п-МДП инвертора, так как зарядный ток, задаваемый активным р-канальным
транзистором значительно выше, чем ток D-нагрузки. Последний нельзя увеличивать из
за роста напряжения rf1 (10.32) и снижения помехоустойчивости; в то же время ток р
канального транзистора не влияет на rf1 КМДП инвертора. Время задержки КМДП
2 ... 0,5
инверторов в составе СБИС составляет
не; работа переключения- О, 1... 0,5 пДж.
КМДП инвертор подвержен эффекту «защелкивания» или тиристорному эффекту.
На
рисунке
кремниевой
активного
10.51,в
подложке.
n-канального
в
Сток
разрезе
показан
нагрузочного
МОП-транзистора
КМОП-инвертор,
р-канального
соединены
выполненный
МОП-транзистора
металлическим
и
на
сток
проводником.
Выводы питания и «земли» также соединены металлическим проводником. В данном
примере
входное
напряжение
Ивх
прикладывается
к
затворам
обоих
полевых
транзисторов, выполненным из поликристаллического кремния. Для формирования в
кремниевой подложке с р-проводимостью р-канального полевого МОП-транзистора, как
показано на рисунке
10.51,
в, в этой подложке обычно выполняют локальную область с
п-проводимостью (колодец с n-проводимостью), а в ней в свою очередь формируют
указанный
транзистор.
(В
подложке
с
n-проводимостью
выполняют
колодец
с
р
проводимостью.) Для обеспечения изоляции между подложкой и колодцем подложка с р
проводимостью и колодец с n-проводимостью должны быть присоединены к участкам
схемы с самым низким и самым высоким потенциалом соответственно. Таким образом, в
инверторе на рисунке
показанная
на
10.51 ,в фактически формируется паразитпая
10.53. В сущности, она аналогична
рисунке
структура вида
структуре
p-n-p-n,
тиристоров,
используемых для управления сильными токами. Через тиристор в закрытом состоянии
ток не проходит. Однако, если под влиянием каких-либо внешних воздействий тиристор
включается, то он будет находиться в состоянии проводимости вплоть до момента
отключения источника питания. Если в КМОП-инверторе паразитпая структура вида
p-n
p-n-
переходит в состояние проводимости, то на участке между источником питания Ии.п и
«землей» возникает режим, близкий к режиму короткого замыкания, вследствие чего
становится возможны не только нарушения нормальной работы инвертора, но и возникает
угроза его
разрушения.
структуры.
Для
Этот
эффект
возникновения
этого
называют эффектом
эффекта
«Защелкивания»
необходимо,
чтобы
усиления по току паразитных транзисторов, показанных на рисунке
КМОП
коэффициенты
10.53,
в сумме
превышали единицу. Это обстоятельство весьма важно при расчете схемы инвертора. Для
того чтобы предотвратить этот эффект, некоторые технологические меры могут быть
приняты
на
этапе
изготовления
КМОП-структуры.
Однако
формирование которых и приводит к образованию паразитной
наличие
колодцев,
p-n-p-n- структуры, всегда
оставляет возможность того, что указанный эффект с большей или меньшей вероятностью
603
все же проявит себя. Поэтому необходимо принимать все меры к тому, чтобы исключить
«запуск»
р-п-р-п-структуры,
вызванный,
например,
электростатическими
наводками,
резким изменением уровня сигнала (питания), температурой и радиацией.
Подложка с
р-праводимостью
Pt Р(
)
"3еМЛ'f'~И 1 С ,liиn
Рисунок
.~Vнn+
Колодец с
с "/И"{.земля?
10.53 - Эквивалентная
паразитной
p-n-p-n-
схема
структуры
КМОП-транзистора
n·npooaiJuмocmью
Для предотвращения эффекта «защелки» необходимо разносить п-канальные и р
канальные транзисторы, шунтировать исток-подложку по всей ширине истока, включать
разделительные
высоколегированные
противоканальные
области
n+ и р +-типа для
уменьшения коэффициентов передачи тока паразитных транзисторов ap-l1-p и а 11 .р. 11 • Все эти
меры ведут к увеличению размеров элемента и снижению быстродействия. Радикальным
методом
подавления
тиристорного
эффекта
является
изготовление
КМДП
ИС
на
диэлектрических подложках, в частности, на сапфире (кристаллический окисел алюминия
AlzOз).
КМОП-структуры,
реализованные
методом
гетероэпитаксии
на
сапфировой
подложке (КМОПСП) имеют много преимуществ перед КМОП-структурой на объемной
кремниевой подложке. Они обладают большим быстродейств'ием, меньше по размерам,
повышенной температурной и радиационной стойкостью. Однако стоимость сапфира
гораздо дороже кремния. Как р-МОП, так и п-МОП транзисторы формируются как
отдельные элементы (рисунок
10.54).
Соединения выполняются на сапфировой подложке. Поскольку диффузионные
области
стока
и
истока располагаются
непосредственно
на
сапфировой
подложке,
являющейся хорошим изолятором, величина паразитных емкостей значительно меньше,
чем у обычных КМОП-схем. В частности, паразитвые емкости между областями стока и
истока и землей, составляющие почти половину всех паразитных емкостей обычной
КМОП-схемы, становятся незначительными. Кроме того, охранные кольца, занимающие
большие площади в обычных КМОП-структурах, полностью исключены из структуры
КМОПСП, что позволяет довольно близко располагать р-МОП и п-МОП транзисторы. В
результате быстродействие увеличивается в два-три раза. Во столько же раз сокращается
по сравнению с традиционными КМОП-структурами площадь кристалла. Значительно
снижено
потребление
мощности
на
высоких
частотах,
а
произведение
временной
задержки на мощность ниже, чем у любого другого типа ИС, на кремнии.
Соеdиненuя
Маска
'-----v--'
'--v--'
р-МОП
Рисунок
7
Пересечение
10.54- Структура КМОП
на сапфире
Сапфировые пластины в несколько раз дороже кремниевых. Другую проблему
представляет
относительно
низкий
процент
выхода
годных
пластин.
Из-за
этих
недостатков применение ИС КМОПСП ограничено главным образом областями, где
предъявляются очень высокие требования к характеристикам компонентов.
Поскольку сапфир обладает низкой теплопроводностью, КМОПСП могут работать
только в том случае, если потребляемая ими мощность не превышает одной трети той
604
мощности, в пределах которой сохраняют работоспособность п-МОП и р-МОП структуры
на кремниевой
подложке.
Поэтому
в
ИС
других типов
сапфировые
подложки
не
применяются, хотя были попытки использовать их для п-МОП схем с транзисторами,
работающими в режиме обеднения.
3-5 мкм, при этом время
2-3 не соответственно. Дальнейшая доработка
200 пс/венпшь при длине канала 0,5 мкм. Однако
Длина канала в транзисторах, как правило, составляет
задержки лежит в диапазоне от
1-2
до
позволила понизить время задержки до
максимальное быстродействие любого типа ИС обычно измеряется в кольцевой схеме, а в
других типах схем, в которых каждая МОП-ячейка имеет большое количество нагрузок,
быстродействие значительно снижается в отличие от ТТЛ или ЭСЛ-схем, где зависимость
от числа нагрузок не выражена столь явным образом.
10.4.3.
Инвертирующие вентили на МДП-транзисторах
Устройства, в которых цепи возбуждения и цепи нагрузки объединены в одной
инвертирующей схеме, называются инвертирующими вентилями. Схемы таких вентилей,
выполняемых
на
работающими
в
КМОП-структурах,
режимах
а также
на структурах
обогащения/обеднения,
с
МОП-транзисторами,
представлены
на
рисунке
10.55.
Активная схема представляет собой последовательно-параллельную схему из полевых
МОП-транзисторов. Логические функции вентилей реализуются путем соединения их
выхода с «землей» в соответствии с комбинацией сигналов на их входах. Схемы на МОП
транзисторах,
логические
работающих
схемы
посредством
с
в
режимах
отношением,
транзисторов
с
и
в
обогащения/обеднения,
них
заземление
сопротивлением,
представляют
выхода должно
достаточно
малым
собой
осуществляться
по
сравнению
с
сопротивлением нагрузочного полевого транзистора.
Vщ;
V;ш
Выход
Входы
Вхоаы {
Рисунок
10.55- Струкrуры
вентилей-инверторов: а- на транзисторах, работающих
в режимах обогащения/обеднения; б- на КМОП транзисторах
В КМОП-структурах выход ИС может быть заземлен или соединен с источником
питания Ии.п, так как обычно нагрузочная и активная схемы КМОП-структуры работают в
паре, т. е. комплементарно. Однако в некоторых случаях специально проектируется схема,
в которой выход не соединяется ни с источником питания, ни с «землей». При таком
режиме на выходе имеет место так называемое «плавающее» состояние, т. е. высокоомное
состояние, не соответствующее ни логической
1,
ни логическому О. Использование этого
состояния позволяет реализовать схемы с тремя состояниями на выходе, используемые в
тех случаях, когда к шине или магистрали подключаются несколько источников сигналов.
Рассмотрим логические элементы на п-канальных транзисторах. Эти элементы
содержат т активных транзисторов и один пассивный. В элементе И-НЕ активные
транзисторы включаются последовательно (рисунок
входов подается напряжение низкого уровня
10.56,
ll,
а). Если хотя бы на один из
то соответствующий активный
605
транзистор
закрыт,
ток
через
пассивный
транзистор
не
протекает
и
на
выходе
устанавливается напряжение высокого уровня U 1 = и н! • Если на все ВХОДЫ поступает
напряжение U1, то все активные транзисторы открыты и на выходе устанавливается r.f.
На рисунке 10.56,б приведен возможный топологический вариант элемента,
иллюстрирующий принципы проектирования МДП-микросхем [1]. Он содержит четыре
области 11+-типа; исток Иа 1 транзистора VТaJ. сток транзистора VТ"1' совмещенный в одну
..
область (Са 1 , Иаz) с истоком транзистора VТа2, сток транзистора VТaz, совмещенный в одну
общую
область
( Са 2 •
Uд
с
истоком
пассивного транзистора,
и
сток
Сп
пассивного
транзистора. Совмещение позволяет снизить площадь, занимаемую ЛЭ на кристалле. Если
выполнять транзисторы отдельно и соединять сток первого с истоком второго, а сток второго
3 раза больше.
с истоком пассивного транзистора проводниками, то площадь получится в
SA, г;==~.......
Сн
.... _
At
rт~ 1
BxotJ f ~Ц~~~~~Ll
t111ЛIПijli'ffN/1 1}
(Jg,}
llu.1
-V...nz
А!
б)
а)
Рисунок
10.56- Электрическая
(а) и топология (б) 2И-НЕ элемента на МДП-транзисторах
Затворы активных транзисторов (3а 1 , За 2 ) выполнены из поликремния, который
используется
в качестве
входных проводников.
Поликремниевый
затвор пассивного
транзистора (Зн) соединен с его истоком (областью С02 , Иn) металлическим проводником
(AI), который является одновременно и выходным. Контакты между проводниками и п+
областями или поликремниевыми слоями обозначены SA. Длина канала La выбирается
минимальной, а ширина Wв - в несколько раз больше для получения достаточно большого
тока и высокого быстродействия. Пассивный нагрузочный транзистор имеет большую
длину Lн и меньшую ширину Wн канала, так как он должен иметь меньшую удельную
крутизну
bu < ь(/.
В отличие от инвертора в логическом элементе И-НЕ вместо одного включены
последовательно т активных транзисторов, которые при той же структуре и напряжениях
дают в т раз меньший ток. Поэтому ЛЭ имеет приблизительно те же характеристики и
параметры, что и инвертор, если ввести эффективную удельную крутизну активного
транзистора Ьа.эф
=b,rfm.
Передаточная характеристика, напряжение
r.f
и помехо-
устойчивость ЛЭ определяются отношением Ьн jь".эФ. Для сохранения их неизменными
ЛЭ должен иметь параметр Ьн /Ьа
достигнуть, увеличив Ьа
,
в т раз меньше, чем у инвертора. Этого можно
но тогда будет расти площадь транзисторов. На практике
уменьшают Ьн (ток пассивного транзистора), однако при этом пропорционально т
увеличивается время переключения и быстродействие получается значительно хуже, чем
у инвертора. Если не изменять геометрию пассивного транзистора, то быстродействие
сохраняется, но повышается напряжение
r.f и снижается помехоустойчивость.
606
На рисунке 10.57,а показава схема логического элемента ИЛИ-НЕ с параллельно
включенными активными транзисторами. Если хотя бы на один из входов подается
напряжение и , то соответствующий активный транзистор открыт и на выходе
устанавливается напряжение lf. Если на все входы поступает напряжение cf, то все
1
активные
транзисторы
закрыты
и
на
выходе
устанавливается
напряжение
источника
питания, соответствующее и 1 • На рисунке 10.57,б приведен пример топологии. Структура
содержит три
области
Иа 1 ,
11+-типа:
Иа 2
совмещения
-
истоков обоих
активных
транзисторов, Са 1 , Са 2 , И11 - совмещения их стоков и истока пассивного транзистора, Сн
сток нагрузочного пассивного транзистора.
Если на одном из входов поддерживать напряжение с!', а на другой подавать
изменяющееся наnряжение, то передаточная характеристика, напряжения lf, и 1 и
помехоустойчивость будут такими же, как у инвертора (при тех же Ьн /Ьа и пороговых
напряжениях транзисторов). Этот случай является худшим с точки зрения параметров. В
другом возможном случае, когда напряжения на обоих входах изменяются одновременно,
напряжение lf уменьшается и помехоустойчивость увеличивается. Средняя задержка (в
худшем случае) несколько больше, чем для инвертора. В нагрузочную емкость Сн вместо
емкости сток-подложка одного активного транзистора теперь входит в т раз большая
емкость параллельно включенных транзисторов. Однако она составляет обычно лишь
малую часть общей емкости Сuагр
элемента
ИЛИ-НЕ
выше
и
.
Поэтому в отличие от элемента И-НЕ быстродействие
мало
зависит
от
числа
его
входов,
что
приводит
к
предпочтению использования базиса ИЛИ-НЕ в СБИС на основе n-МДП транзисторов с
О-нагрузкой.
t5)
а)
Рисунок
10.57- Электрическая схема (а) и топология
вентиля 2ИЛИ-НЕ
на МДП-транзисторах с О-нагрузкой
Рассмотренные примеры показывают, что ЛЭ на МДП-структурах проще, чем на
биполярных, и содержат меньшее число транзисторов. Это обусловлено тем, что МДП
транзистор имеет бесконечное входное сопротивление и управляется напряжением, а не
током.
Дополнительные
преимущества,
проявляющиеся
в
других
схемах,
связаны
с
симметрией транзистора - он может пропускать ток в обоих направлениях и действовать
как двунаправленный ключ. Эти достоинства вместе с отмеченными особенностями
топологии (совмещение нескольких транзисторов, использование слоев поликремния в
качестве соединений, отсутствие резисторов) и малой площадью транзисторов позволяют
достигнуть высоких значений плотности элементов и степени интеграции. Для п
канальных микросхем степень интеграции на порядок выше, чем для биполярных при
достаточно высоком быстродействии (tзд.ср
Теперь
рассмотрим
логические
= 1... 1О не).
элементы
на
комплементарных
транзисторах
(КМдЩ. Для реализации функции И-НЕ применяется последовательное включение /!-
канальных и параллельное включение р-канальных транзисторов (рисунок 10.58,а). При
607
тех же геометрических размерах транзисторов, что и в инверторе, ток, задаваемый п
канальными
транзисторами
в
открытом
состоянии,
уменьшается
в
т
раз,
а
ток,
задаваемый р-канальными транзисторами, увеличивается в т раз. Поэтому ЛЭ И-НЕ
имеет характеристики и параметры, близкие к инвертору, эффективная удельная крутизна
транзисторов которого Ь".эФ = b"jm,
уменьшается,
передаточная
Ьр.эФ = mbP. С ростом m параметр
характеристика
сдвигается
вправо
и
Ь".эФfЬр.эФ
уменьшается
помехоустойчивость и,1,. При т 2': 5 помехоустойчивость и;, стремится к jи,юr.pl· Если
этого недостаточно, надо увеличивать ширину канала транзисторов
VT" (W" >Wp)
для
повышения b"JbP.
С увеличением т время t 1•0 линейно возрастает, а t0' 1 во столько же раз убывает,
поэтому средняя задержка изменяется сравнительно медленно. При одинаковых размерах
транзисторов (W" =Wp) величина fзд.сr для т = 1 и т = 4 отличается в 1,3 раза. Таким
образом, элемент И-НЕ на комплементарных транзисторах характеризуется гораздо более
слабой зависимостыо быстродействия от т по сравнению с элементом на п-канальных
транзисторах. Для больших т (более 4 ... 5) t 0' 1 становится меньше, чем t 1' 0 , и средняя
задержка возрастает пропорционально т.
а)
10.58- Электрические схемы вентиля
Рисунок
2И-НЕ (а) и 2ИЛИ-НЕ (б)
на комплементарных МДП-транзисторах
Для
реализации
функции
ИЛИ-НЕ
применяется
параллельное
включение
п
канальных и последовательное включение р-канальных транзисторов (рисунок 10.58,б).
Логический
элемент
характеристикам
транзисторов
и
ИЛИ-НЕ
имеет
параметрам
ь/l.эф = тЬ/1'
ьр.эф
характеристики
инвертора
=ьр 1т.
с
с
и
параметры,
эффективной
ростом т
близкие
удельной
передаточная
к
крутизной
характеристика
сдвигается влево и уменьшается помехоустойчивость и~, стремящаяся в пределе (при
0 1
т> 4 .. .5) к иnор. 11 • Время t ' линейно возрастает, а время t 1' 0 убывает. При одинаковых
геометрических размерах транзисторов t0' 1 значительно больше t 1' 0 , даже если т = 1.
Поэтому средняя задержка увеличивается примерно пропорционально т, т. е. гораздо
сильнее, чем в элементе И-НЕ.
Оптимальным
WP jW,, = ~J.l 1 т
2
с
точки
зрения
быстродействия
jJ.l" • Для т = 2 .. .4, получаем
W" jW" = 2 ... 3,
является
соотношение
т. е. размеры р-канальных
транзисторов должны быть существенно больше, чем п-канальных. Это ведет к росту
площади,
занимаемой
ЛЭ
на
кристалле,
и
повышению
нагрузочной
емкости
(по
сравнению с элементом И-НЕ). Поэтому даже в оптимальном случае быстродействие
элементов ИЛИ-НЕ (в предположении, что они нагружены на подобные ЛЭ) примерно в
2
608
раза хуже, чем элементов И-НЕ. В этой связи логическое проектирование КМДП
микросхем предпочтительнее в базисе И-НЕ.
Топологические структуры КМДП-элементов и ЛЭ на п-канальных транзисторах
имеют сходство: применяется совмещение транзисторов с одинаковыми типами каналов,
поликремниевые слои используются в качестве соединений и др. Например, в схеме на
рисунке 10.58,а сток транзистора VТ111 совмещается в одну область с истоком транзистора
VТnz; совмещаются в одну область истоки транзисторов ~, 1 , ~, 2 , а их стоки -в другую.
vт;,z размещаЮТСЯ В ОДНОМ
В МИКрОСХеМаХ На КреМНИеВЫХ ПОДЛОЖКаХ траНЗИСТОрЫ vт;,l
,
кармане.
Пример топологии трехвходового вентиля ИЛИ-НЕ приведен на рисунке
10.59,б.
Для обеспечения быстродействия элемента на уровне инвертора ширина канала р-МДП
транзистора в
2,2
раза больше, чем ширина канала п-МДП транзистора.
На рисунке 10.59,а обозначения р-МДП и п-МДП транзисторов с индуцированным
каналом представлены в виде, реализуемом компьютерной графикой.
Е,
Рисунок
10.59- Электрическая схема (а)
и топология вентиля ЗИ-НЕ
на КМДП-транзисторах
Для оценки возможных соотношений ширин каналов активных и нагрузочных
транзисторов при проектировании топологии вентилей применяется ключевая модель
МДП-транзистора.
Применительно не только к вентилям И-НЕ или ИЛИ-НЕ, но и вообще к вентилям с
параллельно-последовательной схемой возбуждения можно приближенно представить
полевой
рисунке
ключом
транзистор
10.60,
и
так,
последовательно
резистором.
реле,
это
показано
соединенным
с
ним
замыкающее
р-канального
контакты
полевого
замыкание происходило
напряжения логического
при
подаче
1.
у ~"оп
на
(В
МОП-транзистора
бы при подаче
0.)
==> - ,.(1 п-провадимость
можно рассматривать
управляющий вход напряжения логической
случае
на
Ключ, выполненный на н-канальном
полевом МОП-транзисторе,
как
как
т. е. заменить его одним идеальным
на вход
Рисунок
10.60 - Ключевая модель
полевого МОП-транзистора
Последовательное сопротивление
r011
-
это сопротивление
открытого полевого МОП-транзистора. При малых значениях Иси из выражения
следует, что
(10.30
а)
609
~ ~m~
Го,. "=~
СИ Ucu=O, Uш=U •.,c
W
=J.LCo(Uвыc -Unop)L.
(10.49)
При больших значениях Uси линейная аппроксимация
величины
невозможна.
ro,,
рассчитываются так,
Однако
обычно
веiПИЛИ
что за исключением случая переходных
процессов в открытом полевом МОП-транзисторе действует
небольшое
Uси (триодный участок БАХ). Согласно выражению
(10.49), величина r0:,1 пропорциональна WIL. Поскольку при
расчете вентиля геометрические параметры W и L можно
выбирать довольно свободно, на схемах вместо величины
передко
указывают
отношение
отношения. На рисунке
представлен
D=
вентиль,
А· В+ С
.
10.61
значение
ro,,
этого
с помощью ключевой модели
реализующий
логическую
функцию
В сущности эта модель представляет собой
параллельно-последовательную
последовательной
транзисторы
или
WIL
с
ветви,
схему,
в
содержащей
отношением
которой
полевые
W / L = 2/1 ,
к
Рисунок
10.61 - Представление
МОП
сложного вентиля с исполь
паралле~ьно
зованием ключевой модели.
(D=A·B+C)
подключена ветвь, содержащая МОП транзистор с отношением
W f L = l/l . Следует обратить внимание на то, что величина WIL
выбирается так, чтобы
сопротивления короткого замыкания на участках схемы от точки разветвления
D
до точки
«земля», т. е. на участке с ключами А и В и на участке с ключом С, бьmи одинаковыми. При
расчете обычных вентилей определяют сумму сопротивлений по всем возможным путям,
ведущим от точки разветвления на выходе до точки «земля» («множество путей» в теории
графов), а затем, подобрав полевой МОП-транзистор с сопротивлением в открытом состоянии,
равным указанной сумме, находят Иниз по уравнению
(10.32).
чтобы для всех путей полученная таким образом величина
(10.33),
bR
При этом также необходимо,
удовлетворяла соотношению
что создает определенные удобства как в отношении выбора
расчета рf!сунка ИС. На схемах типа показанных на рисунках
значения
W/L каждого МОП-транзистора,
bR,
так и в отношении
10.56 и 10.57 передко указывают
что позволяет легко оценить их геометрию.
Вентили на КМОП-структурах представляют собой схемы, относящиеся к классу
логических схем без отношения, в которых не накладывается ограничений на величину
bR,
как это имеет место в структурах с полевыми транзисторами, работающими в режимах
обогащения/обеднения.
Отношение
оказывает
величины
влияния
на
WIL
И11 из
и
любого
Ивыс ,
из
и
КМОП-транзисторов
если
внутрисхемные
почти
не
соединения
выполнены надлежащим образом, то надлежащая реализация логических функций в ней
гарантирована. Вместе с тем, ввиду того, что отношение
величину
отношения
порогового
напряжения
вентиля,
приводит к асимметрии
WIL
неоптимальный
оказывает влияние на
выбор
временной характеристики
величины
вентиля,
этого
и на время
задержки в вентиле начинает влиять разное сочетание выходных напряжений. Поэтому
здесь, как и в случае полевых МОП-транзисторов, работающих в режимах обогащения/
обеднения, параметры цепей возбуждения и цепей нагрузки желательно подбирать так,
чтобы суммы сопротивлений короткого замыкания по всем путям были одинаковы.
Вентили с тремя состояниями. Вентилями с тремя состояниями называют вентили,
в которых в зависимости от сочетания состояний на входах или в результате подачи
определенных сигналов на управляющие входы представляется возможным электрически
изолировать их выход от источника питания или от потенциала «земля». К числу трех
состояний указанных вентилей относятся состояния
1
и О, а также так называемое
«плавающее» (или «высокоомное») состояние. Схемы вентилей с тремя состояниями в
общем виде представлены на рисунках
10.62 и 10.63.
610
Выход
Выход
Входы
а.
Рисунок
1О. 62 - Схемы вентилей с тремя состояниями,
выполненных на
М ОП-транзисторах, работающих в режимах обогащения/обеднения
Выход
Рисуt~ок
10.63- Схемы КМОП-вентилей с тремя
состояниями
Как показано на рисунках 10.62,а и 10.63,а, при подаче на вентиль управляющего
сигнала
rp =
переходит
О выход вентиля оказывается отделенным от источника питания и «земли» и
в
высокоомное
состояние.
В
схемах
рисунков
10.62,б
и
10.63,б
последовательно с выходом основного транзистора включен ключ, выполненный на
полевом МОП-транзисторе,
и при
rp
=
О выход вентиля оказывается электрически
изолированным и, соответственно выскоомным. При
в обычном режиме.
В
схеме
транзистор,
рисунка
работающий
l0.63,a
в
в
качестве
режиме
rp
=l
нагрузки
обогащения,
так
основной транзистор работает
использован
что
вентиль
полевой
МОП
целом
можно
в
рассматривать как структуру с транзисторами, работающими в режимах обогащения/обед
нения. КМОП-структура, представленная на рисунке 10.63,а, называется тактираванной
КМОП-структурой.
Схемы с тремя состояниями используются как при необходимости независимой
передачи
множества
сигналов
по
одной
шине
одноразрядных ячеек динамической памяти.
(рисунок
10.64),
так
и
в
Если, как показано на рисунке
качестве
10.65, к
rp = 1
емкости, нагружающей выход вентиля, будет приложен сигнал, на интервале
вентиль будет заряжать эту емкость, а на интервале
rp = О накопленный заряд будет
удерживаться. Потенциал емкости нагрузки может быть считан вентилем следующего
611
каскада. Вместе с тем ввиду наличия тока утечки через
участок сток-исток закрытого МОП-транзистора в конце
концов произойдет разряд накопленного на емкости заряда,
то есть время запоминания ограничено
диапазоне
от
нескольких
до
-
оно находится в
нескольких
десятков
миллисекунд. Кроме того, следует учитывать, что с ростом
температуры оно уменьшается по экспоненте.
Рисунок
тремя
10.64- Использование
устойчивыми
вентиля с
состояниями
Рисунок
с
для
передачи сигналов в общую шину; q> 1 , q> 2,
q>3 не могут одновременно равняться l
10.65 -
тремя
состояниями
в
качестве элемента динамического ЗУ
10.4.4. Аналоговые ключи
и управляющие вентили
Статистические характеристики вентилей передачи.
подключенный в схемах рисунков
Использование вентиля
устойчИвыми
10.62,6
и
10.63,6
Полевой МОП-транзистор,
последовательно по отношению к
точке разветвления на выходе, осуществляет коммутацию логических сигналов. Его
называют элементом или вентилем передачи (рисунок
10.66) [5].
(/)
_L
А<>--t__гОВ
Ao---GJ---oв
т
т
ffJ
ffJ
а
Рисунок
10.66- Вентили передачи:
а- на МОП-транзисторах, работающих
в режимах обогащения/обеднения; б- на КМОП-транзисторах
10.66,
Функциональное назначение элементов, показанных на рисунке
они
замыкают
или
размыкают
цепь
передачи
характеристики различны. В схеме рисунка
сигнала.
Однако
их
одинаково:
электрические
10.66,а использован п-канальный МОП
транзистор. Если этот транзистор открыт, т. е. разность потенциалов между точками А и В
невелика (мало напряжение Uси), то его сопротивление описывается выражением
(10.49).
Как показано на рисунке 10.67,а, поскольку п-канальный полевой МОП-транзистор имеет
пороговое напряжение Ипар
,
в том случае, когда потенциал точки А становится больше
разности (Ивыс- Uт), сопротивление транзистора резко возрастает, и сигнал через него не
проходит.
В вентиле передачи на КМОП-транзисторах (рисунок
место
сложение
параллельных
сопротивлений
транзисторов, за счет чего может быть
п-канального
10.66,6)
и
напротив, имеет
р-канального
МОП
получена характеристика результирующего
сопротивления, достаточно плоская в широком диапазоне значений потенциала сигнала.
Она показана пунктирной линией на рисунке
10.67,6.
612
Сопооrтшвпение
р-кl:tнального
моn-транзистора
1
1
1
1
1
1
Соп~иапение
1
1
моn-тран;щстора
п-канальногю
1
1
1
о
Vвыс-.v,
V»D Напряжение
сигнала
а
Рисунок
10.67- Сопротивление
вентилей передачи: а- на транзисторах, работающих
в режимах обогащения/обеднения; б- на КМОП-транзисторах
10.66,
Очень часто МОП-транзисторы, включенные по схеме, отображенной на рисунке
применяются в качестве аналоговых ключей. В силу таких своих свойств, как малое
сопротивление в проводящем состоянии, крайне высокое сопротивление в выключенном
состоянии, малые токи утечки и малая емкость, они являются близкими к идеальным
ключам,
управляемыми
сигналов.
Идеальный
напряжением,
для
ограниченных
аналоговый ключ ведет себя
по
амплитуде
как механический
аналоговых
выключатель:
пропускает сигнал к нагрузке без ослаблений и нелинейных искажений. В настоящем
разделе рассматриваются вопросы применения аналоговых ключей в цифровых схемах.
Динамические
характеристики
вентилей
передачи.
Если
в
качестве
вентиля
передачи используется один полевой транзистор, например,
как в МОП-структуре в режиме обогащения/обеднения, то
следует
обратить
характеристику
особое
такого
внимание
вентиля.
на
временную
Переходные
процессы
в
вентиле передачи в этом случае можно оценить посредством
эквивалентной
условиях,
схемы
указанных
рисунка
.на
10.68.
рисунке
При
10.68,
начальных
Рисунок 10.68. Эквивалентная
временная
схема для оценки временной
характеристика Ив имеет приблизительно такой же передний
фронт, как и характеристика инвертора, выполненного на
полевых
МОП-транзисторах,
работающих
в
характеристики
вентиля
передачи;
t =О, U 8 (0)
Ил= rp = U.,,c
режимах
=О,
обогащения/обогащения. Она описывается следующим уравнением:
(10.50)
При
выводе
выражения
(10.50)
использовано
то
транзисторы работают в области насыщения. Сравнивая
временной
характеристики
вентилей
передачи,
обстоятельство,
что
МОП
крутизну переднего фронта
выполненных
на
МОП-структурах
с
транзисторами, работающими в режимах обогащения/обеднения, с крутизной переднего
фронта аналогичной характеристики инверторов, выполненных на тех же транзисторах,
легко установить, что скорость нарастания относительно потенциала (Ивыс
рассматриваемом случае хуже, и время нарастания (до
составляет
18r.
90 %
-
Ипор) в
полного напряжения)
Напротив, задний фронт временной характеристики вентиля передачи, как
и в случае инверторов, выполненных на полевых МОП-транзисторах, работающих в
режимах обогащения/обеднения, описывается выражением
(10.39),
т. е. быстродействие в
данном случае вполне удовлетворительно. Другими словами, временная характеристика
сигнала,
проходящего
через
вентиль
передачи,
выполненный
на
полевых
МОП-
613
транзисторах,
асимметрию,
работающих
чем
в
временные
режимах
обогащения/обеднения,
характеристики
инверторов
с
имеет
б6льшую
использованием
МОП
структур, выполненных на транзисторах, работающих в режимах обогащения/обеднения.
Отметим,
что
асимметрия
временных
характеристик вентилей
передачи
на КМОП
структурах может быть скорректирована.
Еще
один
вопрос,
заслуживающий
внимания
при
анализе
работы
вентилей
передачи на МОП-структурах с транзисторами, работающими в режимах обогащения/
обеднения,
вентиля
это вопрос об оценке порогоного напряжения
10.69,
рисунке
..__....,._ BЬi:r:Oo
-
следующего
подключен
выражения
к
каскада.
вентиль
входу
(10.50),
Если,
передачи
инвертора,
то,
как
показано
на
последовательно
как
вытекает
из
напряжение на входе инвертора может
быть выбрано только в пределах от Инш до (Ивыс- И110р).
Другими словами, если учитывать только величину
то
пределы
изменения
входного
напряжения
U11op
показаться довольно большими. Обычно напряжение
Рисунок
10.69 - Схема
составляет
инвертора с вентилем передачи
около
10%
напряжения
питания.
,
могут
U11 op
Однако,
принимая во внимание медленное нарастание переднего
фронта вентиля передачи, а также увеличение,порогового
(9.46),
напряжения МОП-транзистора при обратном смеще1-iии подложки
видно, что
пределы изменения входного напряжения становятся более узкими.
Таким образом, в инверторах, вход которых соединен с выходом вентиля передачи,
пороговое напряжение инвертора, как правило, приходится выбирать более низким, чем в
прочих
случаях.
Как следует из выражения
(10.31),
это
соответствует
повышению
коэффициента инвертора.
Последовательное соединение вентилей передачи. При совместном использовании
вентилей передачи, выполненных на КМОП-структурах, а также на МОП-структурах с
транзисторами, работающими в режимах обогащения/обеднения, возникает проблема
каскадного включения этих вентилей. Инверторы, как известно, обладают способностью к
усилению, т. е. в конечном итоге способностью к правильному воспроизведению формы
сигнала.
Вентили
последовательно
передачи
не
соединенных
обладают такой
вентилей
способностью,
возрастает
степень
и
с
ростом
искажений
числа
выходного
сигнала. Кроме того, время задержки сигнала возрастает пропорционально квадрату числа
последовательно включенных вентилей передачи. Таким образом, проектируя цепочку из
множества последовательно включенных вентилей передачи, ее необходимо разделить на
части
и
ввести
между
ними
буферы-инверторы.
Обеспечение
правильного
во.спроизведения формы сигнала приведет также и к уменьшению времени задержки.
Пример воспроизведения формы логического сигнала приведен на рисунке
1О. 70.
Vбх
1 _,__-;
2-~-t...J
't
Пол110сmью dgtpepupc-daннью КНОЛ
Оdычные lfMOП
а
Рисунок
10.70- Буферированная
ячейка 2И-НЕ (а), формалогического сигнала
(6)
614
Базовые управляющие схемы. Соединив некоторое количество вентилей передачи,
можно
реализовать
вентили,
обладающие
определенными
логическими
функциями.
Поскольку такие вентили способны задавать тот или иной путь распространения сигнала,
их называют управляющими. Управляющие вентили могут быть выполнены на базе как
КМОП-структур, так и МОП-структур с транзисторами, работающими в режимах
обогащения/обеднения. Дальнейшее изложение ведется применительно к вентилям,
выполненным на базе МОП-структур с транзисторами, работающими в режимах
обогащения/обеднения.
=
z
А~ с
B-tY!
tp
Ооазначе ние
на логической
схеме
Рисунок
Рисунок
А
1О. 71
Схема 2-1-мультиплексора/демультиплексора
1О. 72 - Схема генератора функций
В
На рисунке
1О. 71
представлена схема 2-1-мультиплексора-демультиплексора (два
выхода- один вход), являющегося одной из базовых схем управляющих вентилей (там же
представлено ее графическое обозначение). Если rp = 1, то соединенными оказываются
rp = О, то соединенными будут точки В и С, т. е. вентиль будет обладать
точки А и С, если
функцией коммутации. Вентиль может быть использован и как мультиплексор и как
демульти-плексор.
Объединив
несколько
таких
базовых
схем,
можно
построить
многовходавый вентиль. В качестве одного из примеров таких вентилей на рисунке
10.72
показана схема генератора функций. Хотя в данном слуЧае этот вентиль используется как
4-1-мультиплексор-демультиплексор, в сущности, это универсальная схема; подавая на ее
входы FO--FЗ соответствующие сигналы, можно реализовать все логические функции,
присущие двухвходоным вентилям (таблица
Таблица
FO
Fl
10.2).
10.2- Логические функции, реализуемые генератором
F2
F3
о
о
о
о
о
о
о
о
1
А·В
о
о
о
А·В
1
в
о
А·В
Слогическое nроизведение)
о
о
1
1
о
1
о
о
1
1
о
1
А
1
о
А· В+ А· В (Исключающее ИЛИ)
о
функций
z
о
1
1
1
А+В
1
о
о
о
А·В
1
о
о
1
А·В+А·В
1
о
1
о
А
1
о
1
1
А+В
1
1
о
о
в
1
1
о
1
А+В
1
1
1
о
А+В
1
1
1
1
1
(логическая сvмма)
615
Помимо
управляющих
рассмотренной
вентилей.
существуют
Поскольку
при
и
другие
сравнительно
возможности
небольтом
применеимя
числе
элементов
вентиль позволяет реализовать значительное количество функций, он является одним из
типов устройств, широко применяемых в технике МОП БИС.
В
качестве
еще
одного
типа
устройств
на
управляющих
вентилях
можно
рассмотреть устройства сдвига данных. Наиболее общим для устройств, предназначенных
для выбора или изменения способа подключения определенной части сигнальных шин,
является матричный переключатель, схема которого приведена на рисунке 10.73,а. Способ
переключеимя желаемой части шин путем управления потенциалом затворов полевых
МОП-транзисторов
очевиден из
схемы.
Наиболее
острыми
вместе
с тем
являются
проблемы формирования управляющих сигналов и их передачи к вентилям. В этой связи
целесообразно
10.73,б
рассмотреть
[5].
компактную
схему
сдвигающего
<>о
устройства на рисунке
S;s
$2
$1
Ss
St,
ь4
b:s
ь2
Вы.:соаы
br
Ьо
Bxoi'Jы
at
йо
az
йз
O~t
Управление
управления
so-ss
а6
07
as
as
б)
а)
Рисунок
as
10.73- Матричный
устройством
переключатель (а) и схема группового сдвига (б)
осуществляется
таким
образом,
только одна имеет потенциал, соответствующий
потенциал равный О. Если потенциал, соответствующий
1,
что
из
всех
шин
а все прочие имеют
1, имеет шина а;,
то входы а;-а;+ 4
оказываются соединенными с Ь 0 -Ь 4 • Такое устройство, в котором производится сдвиг
нескольких разрядов одновременно, называется групповым сдвигателем. Это устройство
содержит значительное число элементов, но имеет сравнительно правильную структуру и
обладает достаточным для БИС быстродействием. В ЭВМ на БИС такие устройства
используют для выделения полей команд, циклических сдвигов и т. п.
10.4.5. Динамические и
квазистатическиелогические ИС
В статических логических элементах, логические значения высокого U1 и низкого
uD уровней
потенциала определяются наличием или отсутствием тока, протекающего от
источника питания к земле через нагрузочный и активные
обеспечения
достаточно
большого
перепада
напряжения
МДП-транзисторы. Для
(логического
размаха)
необходимо, чтобы отношения сопротивлений нагрузочного и активного транзисторов в
открытом состоянии было высоким (rн
нуля
uD ::::
> (4 .. . 10)ra ).
При rн
=10ra
напряжение логического
О, 1U 1• Поэтому статический инвертор называют также инвертором с
отношением. Передний фронт выходного потенциала такого инвертора, определяемый
временем заряда нагрузочной емкости через сопротивление rн, существенно больше
времени
спада
потенциала,
определяемого
разрядом
нагрузочной
емкости
через
сопротивление активного транзистора ra, t 0•1 >> t 1' 0 (10.42). При этом емкости на входе и
выходе
инвертора
хотя
и
влияют на быстродействие
сказываются на представлении логических сигналов.
схемы,
никоим
образом
не
616
В отличие от статических инверторов динамические
МОП-схемы
в
качестве
информативных параметров используют не падение напряжения на транзисторах, а заряд
паразитных входных и выходных емкостей логического элемента, величина которого
определяется
сочетанием
во
времени
импульсов
двухфазного
или
многофазного
источников питания и входного потенциала относительно земли (подложки). В этих
схемах логические значения
1
и О выражаются наличием или отсутствием заряда на
паразитной емкости в момент подачи тактового импульса питания или синхроимпульса.
Для реализации динамических ИС МОП-транзисторы
ключи или вентили передачи
используются
для заряда и разряда паразитных
как
аналоговые
емкостей и при
их
проектировании не возникают проблемы высокого отношения сопротивлений, как в
статических МОП-схемах. Следовательно, МОП-транзисторы
могут иметь настолько
малые размеры, насколько позволяет технология их изготовления. Для динамических схем
характерны
свойства
импульсным
запоминания
питанием,
а
и
также
сохранения
синхронный
заряда
режим
с
помощью
работы,
регенерации
обеспечивающий
формирование фронтов сигналов на входах и выходах синхронно с фронтами тактовых
импульсов, что повышает надежность логических преобразований. Основные достоинства
динамических МОП-схем заключаются в малой потребляемой мощности и небольтих
размерах
(высокая
степень
интеграции),
однако
их
быстродействие
в
большинстве
случаев ниже, чем у статических схем.
Рассмотрим в качестве примера двухфазный инвертор на динамических МОП
ячейках, называемый инвертором без отношений (рисунок
10.74) [13].
Vвх ; \
(
Тор
t..,
~~
Фz
с,
1
1
1
1
:!:С2 1
1
.J...
г:~
'Р,
...L~.l~
(
Vвш
(Cz)
1
1
\_
CЛetJ!J.ющuil
ф2
L
(
CJ
уро6ень
а
lф
t,
fo
t3
tz
t4
Рисунок
10.74- Схема динамического двухфазного инвертора (а)
-
t5 В~ми
6
и диаграммы
потенциалов и токов (б)
На схему поступают последовательности синхроимпульсов (/JI и (/)2, причем каждая
последовательность
синхроимпульсов
поступает
на
два
входа.
Отметим,
что
синхроимпульсы разных последовательностей подаются на входы МОП-ячеек разного
уровня схемы,
а также тот факт,
что ни
одна точка схемы
(рисунок
10.74,а)
не
подсоединена к земле. Заземлен один из полюсов синхронизирующего генератора (т. е.
синхронизирующего источника питания), и
схема обладает паразитными емкостями
относительно земли, показанными штриховой линией.
617
Рисунок
Фt
Предположим, что в момент
от высокого уровня (логическая
емкость
Ct
10.75- Двухфазная динамическая МОП-ячейка,
реализующая операцию И-ЯЕ
заряжена, а емкость
to
1)
Cz
(рисунок
10.74,6)
входное напряжение Иах меняется
до низкого (логический
0).
При этом паразитная
и С3 разряжены. В момент t 1 синхроимпульс
переводит транзисторы
qy 1
VT1 и VТз в открытое состояние. (Подчеркнем, что синхроимпульс
(/JI подается на транзисторы vт, и VТз .) Емкость с! разряжается через VTI и линию подачи
входного напряжения И«< на землю, в результате чего транзистор ~'Т2 запирается. Емкость
Cz
заряжается через транзистор VТз до высокого напряжения, которое на ней сохраняется
даже после снятия синхроимпульса
L беспечит
qy 1 (запоминание). В момент t 2 синхроимпульс rp 2
открывание транзистора VT4 , что ведет к передаче электрического заряда с
емкости Cz на Сз . (Необходимо отметить, что ср 2 и
4 являются частью МОП-ячейки
следующего уровня.) Допустим, что в момент t 2 Ивх становится равным логической 1. В
момент tз синхроимпульс (/JJ открывает транзисторы VT1 и VT3 • Емкость С 1 заряжается до
VI:
Ивх , открывая транзистор VT2 • Хотя транзисторы ~гг2 и VT3 находятся в
проводящем состоянии, емкость С2 не разряжается (регенерация), так ка~: напряжение на
величины
ней равно напряжению синхроимпульса
qy 1• В момент t4 действие синхроимпульса rp 1
VT3 запираются. Однако транзистор VT2 сохраняет
проводимость, поскольку емкость С 1 остается заряженной до высокого уровня напря
жения. Таким образом, емкость С2 разряжается через транзистор VT2 • В момент t5
синхроимпульс rp 2 открывает транзистор VT4 , в результате чего емкость С3 разряжается
заканчивается и транзисторы
через транзистор
vT2•
V7'1
и
Генератор напряжения
rp 1 обеспечивает короткое замыкание между
rp 1• Таким образом, на выходе
подложкой (землей) и истоком VТ2 в отсутствии фазы
появится напряжение Ивых. представляюшее собой инверсное значение входного сигнала
Ивх
,
которое поступает также и на С3 . Отметим, что емкость С2 всегда заряжается при
подаче
синхроимпульса
ср 1 •
Этот процесс называется предварительным зарядом
или
регенерацией.
В последовательной цепочке инверторов выходные импульсы (для последующего
каскада- входные) синхронизируются передними фронтами тактовых импульсов первой
и второй фазы. Выходные сигналы нечетных инверторов
(Uc2)
синхронны с импульсами
ср 1 , а входные четных (Исз) (рисунок 10.74,б)- с импульсами (/J2· Таким образом сигнал на
выходе второго элемента появляется с задержкой по отношению к сигналу на входе
первого, равной периоду тактовых импульсов
T'l' (рисунок 1О. 74,б).
Заметим, что в схеме (рисунок 10.74,б) протекает лишь импульсный ток
i'l'
заряда
или разряда паразитной емкости С2 , в то время как в статических схемах ток iн течет
достаточно долгое время. В результате потребляемая мощность динамического инвертора
(рисунок 10.74,а) гораздо меньше, чем статического инвертора (рисунок 10.47,а).
Длительность импульсов синхронизации должна быть достаточной для заряда
наиболее большой емкости схемы (Cz для рассматриваемого случая, tlfJ > C2V jllfJ ).
1
Длительность периода (частота тактовых импульсов) должна быть выше инерционностп
самой медленной цепи логической схемьт (за время периода должно быть завершено
срабатывание самой медленно действующей МОП-ячейки). Если паразитные емкости
малы, времена заряда и разряда невелики, то можно увеличить частоту синхронизации,
повышая тем самым быстродействие.
онs
1
1
1
1
1
1
Vax~
1
' -1- 1
Фz ВспОмогательная Фt
Фr Гл~~ная
Блок на oiJuн разряiJ
На рисунке
10.75
Динамические
Рисунок
,.,
часть
часть
1....
НЕ.
1
с 2 .J...
-г· 1
с,=~=
1
1
1
1
j
10.76- Двухфазный
динамический сдвигавый
регистр
показана динамическая МОП-ячейка, реализующая операцию И
МОП-схемы
для
аналогичным образом. На рисунке
других
10.76
переключательных
функций
строятся
приведена схема динамического сдвигового
регистра, в· котором паразитвые емкости С 1 и С2 выполняют роль соответственно главной
и вспомогательной частей статического триггера.
Поскольку для динамической МОП-схемы на рисунке 10.74,а необходимы две
последовательности
синхроимпульсов
rp 1
и
rpz,
такие
схемы
называются
схемами
с
двухфазной синхронизацией (или 2rр-синхронизацией).
Транзисторы VТ1 и VТ4 (рисунок 10.74,а) называют передаточными вентилями, так
как их функция заключается в передаче электрического заряда с одной паразитной
емкости на другую. Необходимо отметить, что, если емкость Сз не будет намного меньше
емкости С2 , напряжение на Сз может стать слишком низким, так как содержащийся на
заряд в момент t 2 должен быть разделен между емкостями
Cz
Cz
и Сз. (Этот процесс носит
название распределения заряда.) Однако иногда на стадии разработки топологии бывает
сложно
точно задать
величины
паразитных
емкостей.
Кроме того,
напряжение,
которого заряжается емкость Сз, обычно ниже, чем напряжение на емкости
Cz,
до
так как
транзистор VТ4 запирается, когда разность потенциалов между затвором транзистора
VT4 и
емкостью С3 становится меньше порагавого напряжения.
vв,:\.
п
Ф,
Ее
Ф,
f
п
ф'l
cr
Vf!/11>1
1
1
(С:)
с-~JT
CJ
gp06eJfь
io
слеау_-:иа
r
to
а
Рисунок
Рассмотрим
теперь
п
~
t,
tz
6
1О. 77 - Двухфазный квазистатический
двухфазные
динамические
L
tз
t"
fs
Время_...
инвертор
МОП-схемы,
значительно
отличающиеся от описанных выше. Двухфазный квазистатический инвертор (рисунок
10.77) синхронизируется двумя
последовательностями синхроимпульсов
'PI
и
rpz
и снабжен
619
источником питания постоянного тока Ее, который отсутствует в схемах на рисунках
10.74-10.76.
входное
Транзистор
напряжение
(логического
0).
заземлен. Допустим, что в момент t 0 (рисунок
VTz
Ию:
меняется
от
высокого
уровня
1)
(логической
10.77,б)
до
низкого
В момент t1 транзисторы VТ 1 и VТз открываются вследствие воздействия
синхроимпульса
rp 1,
и паразитная емкость С 1 разряжается через передаточный вентиль
VТ 1 , а С2 заряжается до высокого напряжения, близкого к напряжению источника питания
постоянного тока Ее. В момент t2 передаточный вентиль VТ4 открывается под
rpz ,
воздействием синхроимпульса
в результате чего электрический заряд nередается с
емкости С2 на емкость С3 •
Если топология разработана таким образом, что величина С3 гораздо меньше С2 ,
выходное
напряжение
И"х
при
меньшим, чем напряжение на
увеличивается.
импульсу
rp 1 •
В
Cz
этом
переносе
заряда
не
оказывается
существенно
до начала переноса. Допустим, что входное напряжение
момент tз транзисторы
VT1
и
VТ3 открываются
благодаря синхро
В этом случае емкость С 1 заряжается до высокого напряжения, а напряжение
на емкости С2 определяется соотношением сопротивлений транзисторов
VT3
и
VT2 •
Это
напряжение не влияет на заряд (напряжение) емкости С3 , так как передаточный вентиль
VT4
заперт.
(Уменьшение
напряжения
на
С2
по
сравнению
с
его
первоначальным
значением в момент t 1 не играет роли.) Следует заметить, что в период времени между t3 и
t4 от источника питания на землю через транзисторы VT3 и VT2 протекает постоянный ток.
В данном случае не возникает проблемы обеспечения .необходимого отношения между
сопротивлениями транзисторов, как в статической МОП-схеме. В момент t4 транзистор
VТ3 запирается в связи с окончанием воздействия синхроимпульса rp 1, в результате
емкость С2 полностью разряжается через транзистор
открывается синхроимпульсом
rp 2 ,
VT2 •
В момент
t5
транзистор VТ4
так что емкость С3 разряжается через транзисторы VТ4
и VT2 на землю. В результате на выходе схемы появляется напряжение Ивых ,
представляющее собой инвертированное входное напряжение Ивх· Напряжение на емi<ости
С3 является входным для следующего каскада.
Ф
1
Ее
Ее
вх~
Рисунок
10.78- Квазистатическая
Рисунок
10.79- Квазистатический динамический
сдвиговый регистр (один разряд)
динамическая ячейка ИЛИ-НЕ
Хотя при выполнении описанной логической операции в схеме не течет ток от
синхронизирующего
источника
питания,
однако
длительности одного из синхроимпульсов (от
t3
довольно
до
t4),
длительное
время,
равное
а также в течение короткого
времени, в момент t 1, в схеме протекает ток от источника питания Ее на землю. Таким
образом, потребляемая мощность в этой схеме больше, чем в чисто динамических МОП
схемах, рассмотренных выше, но все-таки значительно меньше, чем в статических МОП
схемах.
На рисунках
10.78-10.80
показаны квазистатические динамические МОП-схемы,
представляющие собой соответственно элемент ИЛИ-НЕ, разряд сдвигового регистра и
фиксатор
SR.
В то время как для каждого разряда сдвигового регистра на статических
МОП-схемах требуется триггер, для устройства, приведеиного на рисунке
нужен.
10.79,
он не
620
Квазистатические
схемы,
рисунках
10.77-10.80,
большую
мощность,
приведеиные
хотя
и
на
потребляют
обладают
следующими
преимуществами по сравнению с динамическими
10.74-10.76.
схемами, приведеиными на рисунках
Упрощается
1-- R
s-j
синхронизирующий
источник
питания, так как он соединен только с затворами
полевых
М ОП-транзисторов,
потребляющих
мощность,
практически
в
то
время
не
как
в
динамических МОП-схемах синхронизирующий
Рисунок
10.80 - Квазистатический
источник
динамический SR-фиксатор
питания,
кристалле,
должен
транзисторы,
размещаемый
содержать
на
том
очень
обеспечивающие
же
мощные
большие
токи
включения и выключения для всех МОП-ячеек. Другим достоинством этих схем является
возможность реализации сложных логических функций с помощью только одного уровня
синхронизации
одна
ячейка,
rp 1 (рисунок 10.81).
состоящая
последовательностью
из
10.78
В схемах на рисунке 10.77,а и на рисунке
VТ 1 ,
транзисторов
синхроимпульсов
rp 1,
и
VT2
VТз
и
соединена с передаточным
управляемым последовательностью синхроимпульсов
rp 2•
А на рисунке
только
управляемая
вентилем
10.81
VT4 ,
показано,
что для реализации сложной логической функции может быть сформирована небольшал
схема из нескольких МОП-ячеек, каждая из которых управляется синхроимпульсами
соединена с передаточным вентилем, управляемым синхроимпульсами
здесь
не
требуется
включения
передаточных
вентилей
между
rp 2•
rp 1 и
Заметим, что
МОП-ячейками,
составляющими эту функциональную часть схемы, которые необходимы в динамических
схемах. В этом случае небольшал схема из МОП-ячеек работает как статическая МОП
схема в течение действия синхроимпульса
обязательно
производится
rp 1•
предварительный
(В отличие от динамических схем здесь не
заряд
паразитных
емкостей
при
подаче
синхроимпульсов.) Следовательно, для каждой МОП-ячейки в этом случае должна быть
обеспечена
большая
величина
отношения
между
сопротивлениями
нагрузочного
и
активного транзисторов. По этой причине схемы, представленные на рисунках
10.77-
называют квазистатическими, хотя, как отмечено в описании рисунка
в них
10.81,
не
возникает
проблемы
величины
исключением схемы на рисунке
отношения
10.81) [13].
сопротивлений
СЛеоующшJ
уробень
Рисунок
10.81- Квазистатическая динамическая
10.77,
транзисторов
(за
-=-
схема, реализующая
сложную логическую функцию
К
другому
классу
квазистатических
логических
схем
относятся
схемы
с
предварительным зарядом, в которых за счет форсированного заряда выходной емкости
ячейки ускоряется процесс перехода из состояния
r..f в состояние логической единицы U1,
который в схемах с отношением определяет основную инерционность.
621
Строго говоря, это не динамические схемы. Одна из них показана на рисунке
Синхронизирующие
импульсы
подаются
на
затвор
полевого
10.82.
МОП-транзистора,
являющегося нагрузкой и работающего в режиме обеднения. На интервале, на котором
qJ =
1,
осуществляется
предварительный
заряд
(транзистор
работает
VT1
в
режиме
обогащения), а на интервале qJ =О производятся логические операции. Транзистор VТ 1
работает как нагрузка с отношением в режиме обеднения. Поскольку в этой схеме
сравнительно большое время нарастания сигнала (передний фронт импульса), характерное
для МОП-структур с транзисторами, работающими в режимах обогащения/обеднения,
заменяется
на
время
форсированного
предварительного
заряда,
схема
обладает
достаточно высоким быстродействием.
Метод предварительного заряда используется также в
логических схемах на основе КМОП-транзистов. Одной из
VDD
10.83
них является показанная на рисунке
схема
.---'----.
динамического
вентиля
на
принципиальная
КМОП-сруктурах,
известная под названием логическая схема типа «доминО>> .
Блок
п-канальных
полевых
МОП-транзисторов
Выход
рассчитывается
Вход
как
транзисторами,
обеднения.
вентиль
на
работающими
Именно
этот
в
МОП-структуре
режимах
блок
с
обогащения/
определяет
догические
функции устройства. Первоначально, когда на интервале, на
котором сигнал тактовой частоты qJ =О, через р-канальный
Рисунок
МОП-транзистор, соединенный с источником питания UDD,
10.82 - Схема
происходит
вентиля на транзисторах,
процесс
работающих в режимах
заряд
паразитной
называется
предзарядом. Затем, когда
обогащения/обеднения
емкости
в
точке А.
предварительным
накопленный в точке А
или
1,
заряд,
становится равным
rp
Этот
зарядом
(на выходе первого каскада), в
зависимости от состояний на входах и от логической функции указанного выше блока или
стекает (и потенциал емкости становится равным потенциалу «земля))) или продолжает
сохраняться. Состояния входов должны быть заданы до того, как
qJ
rp
станет равным
1.
При
=1 р-канальный полевой МОП-транзистор запирается и повторный заряд разряженной
емкости в точке А не происходит до тех пор, пока
снова не станет равным О. На выходе
rp
инвертора следующего каскада при qJ =О появляется О, а при qJ =
или
1,
когда
1
или по-прежнему О
что зависит то логической функции схемы и состояний на входах в тот момент,
rp становится равным 1.
Схемы типа «домино» на КМОП-структурах
из
строятся
Выход
схем
10.83.
qJ =О,
Если
обязательно
логическая
Вход
типа
то
показаиной
выход
устанавливается
1
в
на
рисунке
каждого
каскада
О,
а
при
qJ
=1
последовательно передается с выхода
предыдущего на вход последующего каскада, и пока
qJ =
1
состояние
картину
1
не переходит в О. Это напоминает
«развала))
произошло
«домино))
фишек
название
обладает
10.83 - Схема логического
вентиля типа «домино» на КМОП
транзисторах
домино,
схемы.
откуда
и
КМОП-структура
следующими
Она занимает относительно
Рисунок
последовательно
нескольких
соединенных
достоинствами.
небольшую
площадь,
так как р-МОП часть каждой логической ячейки
состоит
из
одного
более
высокое
раза)
по
транзистора.
быстродействие
сравнению
со
Ей
свойственно
(примерно
статической
в
два
КМОП-
структурой, рассмотренной выше. Это связано с уменьшением паразитных емкостей за
622
счет использования в каждой ячейке одного р-МОП транзистора и буферирования каждой
логической ячейки инвертором. Наконец, в этой схеме отсутствует дребезг (т. е. передача
сигнала происходит без скачков), потому что в момент переключения на выходе каждой
ячейки высокое напряжение либо сохраняется, либо понижается, а изменений напряжения
с низкого на высокое с большой инерционностью не происходит.
К недостаткам схемы относится ограниченное количество степеней свободы при
логическом
проектировании,
обусловленное
выходным
инвертором
(сложность
организации инверсной логики).
Динамические схемы на КМОП-структурах используются также для уменьшения
размеров кристалла, так как в ряде случаев, особенно для схем последовательной логики,
их топология упрощается.
Четырехфазные динамические М ОП-схемы
Рассмотрим теперь динамические МОП-схемы с четырехфазной синхронизацией,
то есть схемы, в которых используются четыре последовательности синхроимпульсов
q;z,
q;з, и (/J4 (рисунок
10.84).
(Отметим, что сигнал
сигналу
Фt
Ф2
q; 1,
является инверсным по отношению к
q;4
q; 2 .)
Объединяя их попарно в различные
комбинации (две комбинации не используются),
_j
L
можно получить четыре различных типа МОП-
ячеек (рисунок
схему,
ПL-----·ГL
Ф3
ФiJ
Г
L----J
Время-
Рисунок
10.84- Четырехфазная
10.85).
состоящую
рисунке
10.86
Каждый круг обозначает
из
показан
МОП-транзисторов.
пример
На
МОП-ячейки
первого типа, в котором схема· обведена
штриховой
линией.
Выходная
функция
МОП-ячейки может быть выведена,
делалось выше. Например, выходная
ячейки, приведеиной на рисунке
х(у
v z) [13].
каждой
как это
функция
10.86, имеет
вид
синхронизация
Рассмотрим, как работают такие схемы, на простом примере. На рисунке
10.87
приведсна схема инвертора, построенного на МОП-ячейке первого типа. Когда на схему
J:Юступает синхроимпульс (рисунок
емкость
10.84),
транзистор
VT1
открывается и паразитная
С заряжается до высокого положительного напряжения синхронизирующего
источника питания. Во время этого периода заряда и после него на схему подается
q;2 • Он обеспечивает открытое состояние транзистора VT2• Тогда, если
напряжение х является высоким, транзистор VТз открывается и емкость С
синхроимпульс
входное
разряжается, что приводит к низкому уровню выходного напряжения. Если на вход
подается
низкое
напряжение,
транзистор
VТз
заперт
и
на
емкости
С
сохраняется
электрический заряд, создающий высокое напряжение на выходе.
Фt
Ф,
тип
Рисунок
1
Фr
Ф~
'l>t
Фз
Tun3
тип2
1О. 85 - Различные типы М ОП-ячеек
Ф?>
при четырехфазной синхронизации
623
Таким
образом,
выходное
f
напряжение
является
высоким
или
низким
в
зависимости от того, является низким или высоким входное напряжение х. Следовательно,
реализуется функция
f
выполняют логические
= х,
и ячейка работает как инвертор. Другие типы МОП-ячеек
операции
аналогичным
образом.
Вся
схема
строится
путем
соединения этих различных типов МОП-ячеек. При этом выход ячейки первого типа
может быть подан на вход ячейки второго типа, выход ячейки второго типа может быть
подан на вход ячейки третьего типа, а выход ячейки третьего типа может быть подан на
вход ячейки четвертого типа. Выход ячейки четвертого типа в свою очередь может быть
подан на вход ячейки первого типа. Выход ячейки первого типа может быть подан на вход
-
ячейки третьего типа, а выход ячейки третьего типа
на вход первого. Однако ячейки
второго и четвертого типов не могут быть соединены друг с другом. Кроме того, ячейка
любого типа не может быть соединена с ячейкой того же типа. Соединения, разрешенные
к использованию, показаны на рисунке
10.88.
Примером четырехфазной динамической
10.89).
МОП-схемы является сдвиговый регистр (рисунок
Получение необходимого
количества разрядов в регистре обеспечивается соединением соответствующего числа
схем,
реализующих
разрешено (рисунок
один
разряд,
так
как
соединение
ячеек
первого
и
третьего
типов
10.88).
ф,
Ф,
Вь1хоа
+--_...~..-..;;.
f
-гс
-k-х
Фt
Рисунок
10.86- Пример МОП-ячейки
Рисунок
1-го типа
10.87- Инвертор
Фt
.l..
·т·
-,!_:.Вспомогательная
схема
-.1.··г
1
--~-
ФJ
Фt ГnoiJнa11 схема
Рисунок
10.88- Допустимые
соединения
различных типов МОП-ячеек, показанных
на рисунке
Рисунок
10.89- Четырехфазный динамический
сдвиговый регистр
10.85
В четырехфазных динамических МОП-схемах не возникает проблем, связанных с
передаточными вентилями, как в двухфазных динамических МОП-схемах, так как эти
вентили не используются. Вместе с тем в этих схемах требуется большее количество
соединений, обеспечивающих подачу синхроимпульсов, из-за большего количества фаз
синхронизации, что усложняет топологию схемы и делает ее более громоздкой (в
624
несколько
раз
больше
по
сравнению
с
двухфазными
динамическими
схемами).
В
результате предпочтение, как правило, отдается двухфазным динамическим схемам, за
исключением особых случаев.
В заключение следует заметить, что, несмотря на сложность разработки топологии,
связанной с высокой чувствительностью
большим
количеством
динамические МОП-схемы используются
схемами
-
схем к величинам паразитных
соединительных
-
линий
для
подачи
емкостей и
синхроимпульсов,
зачастую одновременно со статическими
в тех случаях, когда потребляемая схемой мощность должна быть небольшой.
10.4.6. Быстродействующиелогические ИС
на основе арсенидагаллия
Основными преимуществами логических схем на основе
GaAs
по сравнению со
схемами на кремнии являются более высокое быстродействие и меньшая динамическая
мощность потребления, обусловленная большей в
комнатной
температуре,
а
также
5 ... б
наличием
раз подвижностью электронов при
полуизолирующих
подложек.
Полуизолирующая подложка обеспечивает изоляцию между компонентами схем с малой
паразитной емкостью по сравнению с изоляцией
p-n
переходом в кремниевых схемах.
Однако технология кремния на диэлектрике (КНД), в частности, на сапфире (КНС), также
GaAs
обеспечивает малую паразитную емкость, так что принципиальное преимущества
перед
Si
заключается только в большей подвижности электронов и меньшей величине
критического поля, при котором наступает насыщение дрейфовой скорости электронов.
Это преимущества по быстродействию (в
5 ... 6 раз)
2 раза
скорости, так как в этом случае она только в
существует
несколько
причин,
объясняющих,
теряется при насыщении дрейфовой
выше, чем в кремнии. Тем не менее
почему
подвижность
в
поле
малой
напряженности является решающим фактором для быстродействующих БИС и СБИС.
Во-первых, при переключении инвертора переходвые процессы (нарастание и спад
напряжения логического сигнала) происходят при напряженностях ниже критического
значения, то есть инерционность определяется не максимальной дрейфовой скоростью, а
подвижностью как для кремниевых, так и для арсенид галлиевых схем.
Вторая особенность заключается в значительно меньшем напряжении питания
быстродействующих элементов на
GaAs
по сравнению с кремниевыми. Для достижения
максимальной скорости дрейфа электронов напряжение источника питания кремниевых
4
4
полевых транзисторов д~лжно быть на уровне Ип=Е*·Lк""2·10 ·10- =2В, при
Lк = 1·10-4 см. Для арсенид-галлиевых транзисторов с такой же длиной канала эта
скорость
обеспечивается
при значительно меньшем
напряжении
иn
""
0,3 в
3
(Е* = 3 ·10 В/см).
...:t
Динамическая
1
",.А
потерь
квадрату
~
(10.35),
....~..,
""
основе
мощность
пропорциональна
напряжения
и
для
GaAs
схем
на
она
на
полтора порядка ниже, чем
...~
для кремниевых
.
~
Рисунок
0,01
0,07
10.89- Зависимость
времени задержки от
мощности рассеяния
микросхем на
GaAs и Si [18]
625
По этим причинам, а также благодаря созданию зрелой планарной технологии
изготовления
«взрывной»
БИС
и
СБИС
фотолитографии,
с
многократной
не уступающей
локальной
ионной
по разрешению
имплантацией
и
(плотности упаковки)
кремниевой технологии, арсенид-галлиевые логические схемы доминируют в системах
сверхвысокого
быстродействия
в
зависимости времени задержки
диапазоне
частот
арсенидагаллия и кремния приведены на рисунке
В
качестве инверторов логических схем
модификации:
инвертор
с
выше
1
ГГц.
Сравнительные
от мощности рассеяния логических БИС
непосредственной
10.89 [ 18].
на GaAs используются
связью
с
нагрузкой
на основе
три основные
D-типа
(активный
транзистор Е-типа, нормально разомкнутый); инвертор на ПТШ, работающий в режиме
обеднения со сдвигом уровня, и входными диодами Шоттки; инвертор на нормально
разомкнутом ПТШ
с туннельным диодом в качестве нагрузки (рисунок
10.90).
Кроме
этого имеются схемы с резнеторными нагрузками, использующими буферные каскады на
истоконых
повторителях,
и
инверторы
на
квазикомплементарых
транзисторах
для
увеличения нагрузочной способности по входу и выходу.
+
Рисунок
Схема
транзистор
первого
VТа
в)
б)
а)
10.90- Типы
типа
инверторов логических схем на основе
инвертора
(нормально
1О. 91)
(рисунок
закрытый)
и
содержит
нагрузочный
GaAs
входной
пассивный
активный
транзистор
VT"
(нормально открытый). Нагрузкой служат несколько аналогичных инверторов, которые в
статическом режиме могут быть заменены эквивалентной схемой, содержащей диод
Шоттки
VD
затвором
и
и резистор Rи
каналом
.
Диод соответствует переходу металл-полупроводник между
входных
транзисторов
нагрузок,
резистор
Rи
сопротивления истока этих транзисторов. Типовые значения порогоных
активного транзистора ипор.а
источника питания и и.п =
учитывает
напряжений
= 0,1 ... 0,2В, пассивного ипор.п = -(0,2 ...0,4)В. Напряжение
1... 2 В [ 1].
Рисунок
10.91
-Инвертор на ПТШ с эквивалентной нагрузкой
Передаточная характеристика инвертора с нагрузкой показана на рисунке 10.92,а.
На рисунке 10.92,6 представлены стоковые характеристики активного транзистора (Ica)
при
иш
=ивх = и
инвертора.
1
,
пассивного
(/сп) и
входная
характеристика (/зн) нагрузочного
626
При и вх = и < и"ар.а
транзистор VТа закрыт, его ток стока равен нулю, а
0
напряжение на выходе инвертора соответствует напряжению высокого уровня и 1 • Этот
уровень определяется точкой 1 пересечения характеристик 1cn и 1311 , то есть и 1
иБш
""
и БШ где
- прямое напряжение на затворе (переходе металл-полупроводник). Поскольку
входное напряжение нагрузочного инвертора (кривая 1зн) слабо зависит от тока, уровень
и 1 мало изменяется при изменении тока 1cn пассивного транзистора. В рассматриваемом
случае и 1 ""0,6 В. Увеличение напряжения питания приводит к сдвигу характеристики
пассивного транзистора вдоль оси напряжений (штриховая линия 1~ 11 на рисунке 10.92,б),
однако уровень и1 повышается незначительно. Напряжение и 1 снижается при увеличении
числа нагрузок n, так как их суммарное входное сопротивление тем меньше, чем больше
n.
При повышении температуры входная характеристика 1зн смещается влево вдоль оси
напряжений (температурный коэффициент напряжения около
1
и понижается.
Инвертор
на
ПТШ
с
D-нагрузкой
является
-1
0
мВ/ С), поэтому уровень
инвертором
отношений,
как
и
рассмотренный ранее МДП инвертор с D-нагрузкой. Пороговое напряжение передаточной
характеристики оценивается аналогично
( 10.31)
(10.51)
Для симметризации передаточной характеристики (и,тв = и Бш /2) коэффициент
инвертора
bR должен удовлетворять условию:
1и11ар.пl
bR = [
(и БШ /2)- и11ор.а
lleыr • 6
I.
]
2
(10.52)
нА
fj
2
О
а)
Рисунок
{;о O,l
~.... о
10.92- Передаточная
&)
характеристика (а) и выходные характеристики (б)
инвертора на ПТа! с D-нагрузкой
При и вх = и 1 > ипор .а активный транзистор открыт, его стоковая характеристика
(кривая
1са)
пересекается
с
характеристикой
пассивного
транзистора
в
точке
О,
определяющей напряжение низкого уровня if. В этом состоянии во входной цепи
активного
транзистора
протекает
ток
1cn,
задаваемый
пассивным
транзистором
предыдущего инвертора. Этот ток создает падение напряжения на сопротивлении Rи
активного транзистора, поэтому для его стоковой характеристики и выхо = 1cnRи >О при
Ica =О.
627
Напряжение
дополнительного
низкого
падения
уровня
определяется
напряжения
за
счет
из
(1 0.32)
выражения
протекания
входного
с
тока
учетом
(в
МДП
инверторе входной ток равен нулю):
ио > И
в1>t<О
Ju"op." 12
2Ьн(И sш -U"op.a)
(10.53)
+ ---'---'---'----
В рассматриваемом случае U 0 ""'0,05 В. Это напряжение, как и для инвертора на п
Icn(O)
Уровень
канальных МДП-транзисторах, тем ниже, чем меньше ток
тивление
активного транзистора
уменьшении длины
в крутой
области.
затвора активного транзистора и увеличении
и внутреннее сопро
d
снижается
ширины его
подвижности электронов.
Точки единичного усиления А и Б на передаточной характеристике
рисунок
10.92,а) определяют соответственно напряжения
И,?ар
и
(Ku
и,:ор.
при
канала и
1)
=
(см.
Разность
u,:ap - И,?ор тем меньше, чем выше крутизна активного транзистора и ниже ток Icn· Зная
напряжения
d,
U1 и пороги переключения, можно вычислить помехоустойчивость.
Помехоустойчивость рассматриваемого инвертора ниже, чем для аналогичного
инвертора на п-канальных МДП-транзисторах, так как напряжения U 1 ""'И sш и и,:ор
значительно меньше и не могут быть повышены за счет увеличения Ии.л·
Помехоустойчивость
инвертора
зависит
от
·
пороговых
транзисторов, она особенно чувствительна к изменению И"ор.а
.
напряжений
обоих
При уменьшении И"ор.а
передаточная характеристика смещается влево вдоль оси напряжений, что приводит к
снижению И,?ор и И~. При увеличении И"ор.а возрастает Иинв и U~op и снижается И~
(10.51).
Токи, потребляемые инвертором от источника питания, в обоих состояниях (точки
О и
1
на рисунке
10.92,б)
приблизительно одинаковы и равны
lcn .
Поэтому средняя
потребляемая мощность
(10.54)
Минимальное напряжение Ии.n ограничено, так как уменьшается помехоустойчивость
и увеличивается средняя задержка. Оптимальное напряжение питания, обеспечивающее
наименьшую потребляемую мощность, И и.л
= ср03 ,
где ср01 "'
(0,5 ...0,8) В -
высота потенциального барьера перехода затвор-I<анал. Минимальный ток
равновесная
Icn
ограничен
снижением быстродействия, максимальный ток Ic" - повышением напряжения
rJ
и
потребляемой мощности.
Средняя
задержка,
как
и
в
инверторе
яа
п-канальных
МДП-транзисторах,
определяется временем перезарядки нагрузочного конденсатора Сн (см. рисунок
10.91).
-
Поскольку ток разряда конденсатора протекает через активный транзистор, а ток заряда
через пассивный, с уч~ом того, что lca
рц~ущж 10,9~ 6)
» lc11 (0), получаем
1°'
1
» t 1' 0 • Ток заряда Icn (см.
1 - nрактически постоянный. ~лл случая генератора тока можно показать
[ 1]:
t
зд.ср
""'О 5to.I "' 0,4СнИ л
'
] Сп (О)
(10.55)
Работа переключевил с учетом (1 0.54) и (1 0.55)
Апер
=?,.р
tзд.ср ""0,4СнИ лИ и.п,
(10.56)
где
(10.57)
628
Сзи -усредненная емкость затвор-исток активного транзистора, Справ -средняя емкость
проводника.
Емкость
сток-подложка
вследствие
высокого
удельного
сопротивления
последней значительно меньше, и ее можно не учитывать. Удельная емкость затвор-исток
Изи = 0 ... 0,6 В составляет 0,8 ... 1 фФ/мкм 2 •
в диапазоне изменения напряжения
Проводники,
расположенные
на
диэлектрике,
нанесенном
на
полуизолирующую
подложку, имеют низкую удельную емкость 0,03 ... 0,04 фФ/мкм 2 • Полагая Р,_'Р =О,lмВт и
Ии.п = 1 В, из (10.54) получаем /сп
2
при Sщюв =(2х100)мкм
tзд.ср
= 170пс,
а из
= 0,1 мА. Для
Справ =8фФ, то есть
{10.56) -
Апер =
Lз.а = 1 мкм, wa
Cu
= 20мкм
=28фФ. Для
n=3
из
Сзи = 20фФ, а
(10.55)
следует
17 фДж.
Средняя задержка значительно ниже, чем в аналогичном инверторе на н-канальных
МДП-транзисторах (см. рисунок
10.89),
при одинаковых потребляемой мощности и длине
затвора (канала). Это объясняется большей крутизной и меньшими емкостями Сзи, Справ
и Ссп, а также напряжением Ил. Так как подвижность электронов в канале арсенид
галлиевого МЕЛ-транзистора выше, чем кремниевого МДП-транзистора, то при одних и
тех же значениях Ии.п , /с 11 {0), (то есть Рср) и r_f ширина канала и емкость Сзи МЕЛ
5 раз).
транзистора будут меньше (по крайней мере, в
На основе инверторов на ПТШ, работающих в режиме обогащения, с D-нагрузкой
реализуются базовые логические элементы (рисунок
10.93).
На этом рисунке приведены
условные обозначения логических элементов НЕ, И-НЕ, ИЛИ-НЕ и другие, которые часто
используются в технической литературе
[18].
~ н.-_откр.
~
~JOKp.
~
а)
5)
~
гJ
Рисунок
10.93
8J
eJ
-Схемы и условные обозначения логических элементов на ПТ с обогащением
обеднением: а - инвертор; б- элемент И-НЕ с двухзатворным ПТШ на входе; в- элемент ИЛИ-НЕ с
двумя входами; г - проводной ИЛИ-И-НЕ элемент с двухзатворными ПТШ; д - элемент ИЛИ-НЕ
мноrовходовый; е- выходной формирователь
Схема инвертора, содержащая дополнительную цепь сдвига уровня напряжения
(металл-полупроводниковый диод VD и транзистор VТn 2 ), представлена на рисунке 10.94.
Основное преимущества этого инвертора по сравнению с рассмотренным выше (см.
рисунок 10.91) - большая помехоустойчивость и меньшая зависимость последней от
.
629
технологического
разброса
усложнением схемы,
порогоных
увеличением ее
напряжений
транзисторов,
площади на кристалле и
что
достигается
использованием второго
источника питания -Ии.n2· В схеме применяются только нормально открытые транзисторы:
иnop.n
< иllop.a
<о
и110р.а = -0,5 В,
(например,
иllop.nl = и110р.n2 = -0,7 В).
Номинальные
= 1,5В, и11.П2 = -1 в. Ток насыщения транзистора .
5 ... 1О раз меньше, чем транзистора VTn 1, который, в
напряжения источников питания ии.нl
VTnz
выбирается приблизительно в
свою очередь, в несколько
(5 ... 6)
раз меньше тока насыщения активного транзистора.
Прямое напряжение на диоде при протекании тока lнac.nz около
0,7
В (при температуре
25°С). Входная цепь определяет зависимость напряжения Изи активного транзистора от
входного
Ид""
напряжения:
Uш =И"' -И д •
Эта
зависимость
почти
линейная,
так
как
const.
lfвых
-l/ иn 2
Рисунок
10.94- Инвертор
на ПТШ
Рисунок
10.95- Инвертор
в режиме обеднения
При Ивх
=0
на нормально
закрытых ПТШ
напряжение Изи ==-0,7В (меньше И"ор.а). поэтому активный транзис
тор закрыт. Ток пассивного транзистора VТn 1 течет во входные цепи
Wn 1 == 10Wп 2 ,
нагрузок. Поскольку ширина канала
то при
n = 1.. .4
n
аналогичных схем
падение напряжения на
1
транзисторе VТпi невелико, а Ивых =И "'И 11 _ni· Следовательно, в отличие от рассмот
ренного выше инвертора (см. рисунок 10.91) здесь напряжение высокого уровня (при
И и.пl <И д +И з.макс) не ограничивается входной характеристикой активного транзистора в
схемах- нагрузках, так как при И вх
= 1В
напряжение Изи
= 0,3 В
<
Изи.вкл
,
то есть ток
затвора этого транзистора очень мал.
При И вх =И 1 "'И и.nl = 1 В активный транзистор открыт, а напряжение низкого
уровня
UO на выходе инвертора,
как и в инверторе на рисунке 10.91, определяется точкой
пересечения стоковых характеристик активного транзистора и транзистора нагрузки
Однако в отличие от инвертора первого типа величина низкого уровня
VTn 1•
UO будет ниже, так
как в инверторе второго типа отсутствуют входные токи. Таким образом, использование
цепи смещения позволяет уменьшить
UO,
увеличить И 1 , а следовательно, логический
размах Ил и помехоустойчивость.
Средняя потребляемая статическая мощность определяется как:
Рср =0,5(Ии.nl/нac.nl +(Ии.нl +Ии.п2)/нас.n2).
Основной вклад вносит первое слагаемое, так как lнac.nl
>> lнac.n2·
(10.58)
630
Длительность переходных процессов складывается из времен перезарядки емкости
затвор-исток
времени
Сзи активного
перезарядки
приблизительно в
10
транзистора
емкости
Сзи
и
нагрузочной
увеличивают
емкости.
площадь
Для
диода
уменьшения
смещения
(она
раз больше площади затвора активного транзистора) и его емкость
Сд. При этом емкость диода уменьшает время переключения в переходнам процессе.
Изменение
напряжение
затвор-исток
при
скачкообразном
изменении
входного
напряжения AU зи = АU,а:Сд/( Сд- Сзи). При Сд>> Сзи изменение входного напряжения
полностью передается на затвор активного транзистора.
Логические схемы на нормально закрытых ПТШ были разработаны для достижения
более
широкого
допуска
на
флуктуацию
характеристик инвертора. Инвертор (рисунок
порогового напряжения, от
-0,4
выходного
Uвых
составляет
напряжения
68
до
+0, 1 В.
=Uвх,
порогового
10.95)
напряжения
без
ухудшения
будет работать в широком диапазоне
Типичное среднее квадратическое отклонение
при
котором
осуществляется
мВ при среднем значении порогового напряжения
224
переключение,
мВ. Этот результат
достигнут путем использования цепи сдвига уровня на диоде. Однако инвертор работает в
режиме сильной перегрузки
U" = 2,5 В
и потому рассеивает значительную мощность. Ее
характеристики немного хуже, чем у микросхем на ПТШ и ДШ. В отличие от цепей
сдвига уровня в логических элементах на ПТШ и ДШ логические элементы на нормально
закрытых ПТ не требуют второго источника питания с отрицательным напряжением.
Логические
элементы
со
сдвигом
уровня
применяются
в
случае
большой
флуктуации параметров элементов, обусловленной несовершенством технологического
процесса. Типовые схемы логических базовых элементов на инверторах со сдвигом
уровня и диодах Шоттки приведены на рисунке
10.96.
F=A+B+C'+D
i~'
aJ
А~!*-...,
F"" {А +8 +С)· (D +Е +6)
о--~11-+
С<>-!!*-_._...,
8
0~!*--...,
!о-~н
so--e.--+
Bxoilllt
5)
Рисунок
10.96- Типовые
• полевые транзисторы
схемы логических вентилей на диодах Шоттки и полевых транзисторах; все
в режиме обеднения; незачерненные диоды -быстродействующие переключающие
диоды Шоттки малой площади, зачерненные диоды
-
диоды сдвига уровня большой площади с большой
емкостью: а- ИЛИ-НЕ; б- ИЛИ и И-НЕ
631
Инвертор с нагрузкой в виде туннельного диода (рисунок 10.90,в) работает при
напряжении источника питания, соответствующего иmin туннельного диода на основе
GaAs,
0,5
то есть порядка
В. Статическая мощность рассеяния в этой ячейке определяется
открытым состоянием инвертора (рисунок
Р,;т
10.97) и имеет малую
величину:
=0,51 minип •
(10.59)
Icнar"' 1 г------------::::o_,uf;1 .. D.58
,,
1
(/:
1
1
11(2)
1
0,3 1
/
1
tf..">
31/
.JH
1
1
'
1
1
0,1
1
V1
1
1
1
1
1
о
о
Lj=:::;;s;;===~=:::;;:::;::=;I;=~ui~"' o,oz в
D
Uвь1• У
o,z
0,1
о,ч
O,J
Uвых у
q:.
1/0 qr
0,5
U~ыt у"' Un
б)
а)
Рисунок
10.97-
0/t
Вольт-амперные характеристики полевого транзистора в режиме обогащения для пяти
значений напряжения затвора и нагрузочная кривая туннельного диода; схема (полевой транзистор и
туннельный диод), которая может работать как инвертор
(Uj:: и Vjil)
или как ячейка памяти
(Uj;))
(а);
передаточная характеристика инвертора (б)
Туннельный диод вносит сравнительно большую емкость, которая увеличивает
емкость
узла
.
Свых
При
достижении
коэффициента
качества
туннельного
диода
/шох/Сrд ~ 10мА/нФ времена нарастания и спада логического сигнала не превышают 100
пс. Относительно большая емкость туннельного диода обеспечивает нечувствительность
такого
инвертора
к
увеличению
емкости
выходного
узла
из-за
входных
емкостей
нагрузок. Таким образом, в то время как схема с туннельным диодом является менее
быстродействующей,
чем
с
D-нагрузкой
при
коэффициенте
разветвления,
равном
единице, но она будет более быстродействующей, чем другие схемы при большом
коэффициенте разветвления Краз без использования буферного каскада. Максимальный
ток туннельного диода должен поддерживаться ниже тока транзистора при и;_,.
,
в
противном случае инвертор преобразуется в элемент памяти с двумя устойчивыми
состояниями при одном и том же входном сигнале (иj~ =0,34В, рисунок 10.97,а).
Нагрузка с отрицательным дифференциальным сопротивлением приводит к передаточной
характеристике инвертора с гистерезисом (рисунок 10.97,б). Ширина петли гистерезиса
определяется разностью напряжений иmах и иmin туннельного диода и зависит от степени
легирования баз п+-р+ этого диода. Такой вид передаточной характеристики обеспечивает
высокий уровень помехоустойчивости инвертора (рисунок 10.97,б):
5
2
и'п- и<зи> и<зи.
>•
и 110
=и<
4
ЗИ
> - и<l)
ЗИ •
632
Регенеративный процесс переключения туннельного диода улучшает функцию
воспроизведения (формирования) логического сигнала, что обеспечивает повышенную
•:=.i>i3Очную способность инвертора.
История
развития
твердотельной
подтверждает доминирующую
электроники
роль технологии
в
на
процессе
основе
арсенида
становления
тех
галлия
или иных
направлений микроэлектроники. Несмотря на давно известные преимущества физических
характеристик полупроводников типа АзВs по сравнению с кремнием реализация этих
преимуществ была осуществлена (в области БИС и СБИС) лишь в 90-х годах ХХ века.
Для удовлетворения требований БИС по высокому проценту выхода годных структур,
высокой
плотности
специальные
упаковки
методы
и
реализации
малой
мощности
планарной
потребления
технологии
на
бьши
разработаны
GaAs,
основе
которая
объединила процессы получения улучшенных планарных элементов (самосовмещение)
изготовления БИС, включая многократную локальную ионную имплантацию, «Взрывную»
фотолитографию с подслоем диэлектрика с большим разрешением, плазменное травление,
ионное травление и реактивное ионное травление.
10.98 отражена последовательность
GaAs планарных ИС на ПТШ с диодами Шоттки.
В качестве примера на рисунке
операций изготовления
Дальнейшее
действия
Лолуизмuрующиii __ы_
G&AS
~
а}
повышение
БИС
арсенида
и
СБИС
использованием
с
гетеро-структурных
9.4.).
При
роль
этом
связей,
каналов
возрастет
межэлементных
которая
может
введением
передачи
волоконных
Pt- А u
основе
полевых транзисторов (раздел
преодолена
Jam~DP Тi-
быстро
на
связывают
галлия
инерционности
5)
основных
в
быть
оптических
виде
элементов
микро
и
фото
электрических преобразователей.
511рьtр Шатки Cot4uмнut
~
81
Рисунок
10.98
nоследовательность
GaAs
изготовления
nланарией
логической ИС на ПТШ с ДШ: а наnыление изолятора· и формирование
маски для п·-имnлантации; б - п·
имnлантация; в
г
-
д
-
-
металлизация
герметизация и о1Жиг;
омического
контакта;
формирование барьера Шоттки и
металлизации
соединений;
слой металлизации
е
-
второй
633
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
4.
5.
б.
7.
Назовите основные логические элементы булевой алгебры.
Перечислите основные параметры передаточной характеристики инвертора.
Как определяется средняя задержка инвертора с помощью кольцевого генератора?
Почему
инвертор
на
переключателе
тока
более
быстродействующий,
чем
транзисторный ключ с резистивной нагрузкой?
Нарисуйте схему ЗИ-НЕ диодно-транзисторной логики. Поясните ее работу.
Назначение многоэмиттернога транзистора в базовом элементе ТТ Л логики.
С какой целью в ТТ Л элемент встраивают дополнительный усилительный каскад или
сложный инвертор?
8. Для чего необходимы логические элементы с тремя состояниями?
9. Для каких целей используются ТТЛ схемы с открытым коллектором?
10. Нарисуйте схему базового элемента ЭСЛ. Поясните ее работу.
11. Почему схемы ЭСЛ имеют большее быстродействие, чем ТТЛ схемы?
12. Укажите особенности режима работы элементов малосигнальной эмиттерно-связанной
13.
14.
логики (МЭСЛ).
Нарисуйте передаточную характеристику ЭСЛ элемента с выходными эмиттерными
повторителями.
Почему в схематехнике на базе ЭСЛ в качестве «земли» используется пщюжительный
вывод источника питания?
·
15. Почему функциональные возможности ЭСЛ логики выше, чем ТТЛ логики?
16. Почему интегральная инжекционная логика И 2Л обеспечивает значительно большую
17.
18.
19.
20.
плотность упаковки по сравнению с ТТ Л и ЭСЛ схемами?
Нарисуйте схему базового элемента И 2 Л и поясните ее работу.
Какими факторами определяется логический размах И 2 Л инвертора?
В чем заключается основное условие работоспособности И 2Л элемента?
Нарисуйте передаточную характеристику И 2Л инвертора и определите помехо
устойчивость к запиранию и открыванию.
21. Какими факторами ограничено минимальное напряжение источника питания И2Л?
22. Как зависит средняя задержка и работа переключения И 2Л инвертора от тока
инжектора?
23. Перечислите пути повышения быстродействия И2Л схем.
24. Нарисуйте структуру и поясните принцип действия инжекционно -
полевой логики
ипл.
25. Укажите области применения И2Л в БИС и СБИС.
26. Какие элементы используются в качестве нагрузок в МДП-инверторах?
27. В чем заключается способность инвертора к воспроизведению или
28.
квантованию
логических сигналов?
Как отличаются передаточные характеристики и способность к воспроизведению у
инверторов с D и Е нагрузками?
29. Чем определяется пороговое напряжение инвертора отношений с D-нагрузкой?
30. Чем определяется коэффициент инвертора bR ?
31. От каких параметров зависит статическая и динамическая мощность потребления
32.
МОП-инвертора?
Почему в инверторе отношений фронт нарастания значительно больше фронта спада
напряжения?
33. Объясните работу инвертора на основе комплементарных транзисторов КМДП.
34. Что такое сквозные токи КМДП инвертора?
35. Какими параметрами р-канального и п-канального транзисторов определяется
36.
коэффициент КМДП инвертора?
Перечислите преимущества КМДП инвертора по сравнению с
n- МДП
инвертором.
634
37.
38.
39.
40.
41.
42.
43.
44.
45.
46.
47.
48.
49.
50.
51.
52.
53.
Почему быстродействие КМДП инвертора может быть выше, чем у 11-МОП инвертора?
Какие приемы используются в КМДП БИС для предотвращения эффекта «защелки»?
Поясните работу и принципы проектирования топологии логических элементов И-НЕ,
ИЛИ-НЕ на 11-МДП-транзисторах.
Почему проектирование логических схем КМПД типа целесообразно проводить в
И-НЕ базисе?
Почему
при
проектировании
сложных
вентилей
обеспечивают
одинаковое
сопротивление параллельных цепей возбуждения?
Каким образом реализуются вентили с тремя состояниями на МДП-транзисторах?
В качестве каких элементов используются аналоговые ключи на МДП-транзисторах в
логических схемах?
Почему сопротивление аналогового ключа зависит от амплитуды сигнала?
Почему при применении входного вентиля передачи, напряжение порога следующего
за ним инвертора уменьшают?
Почему
при
последовательном
включении
нескольких
вентилей
передачи
целесообразно вводить буферы-инверторы?
Поясните
работу
устройства
группового
сдвига
на
вентилях
передачи
(рисунок
10.73,б).
Поясните
принцип
действия
динамических
ИС.
Каким
образом
представляются
значения лог.l и лог.О?
Объясните работу двухфазного квазистатического инвертора. Какие преимущества
этого вида инвертора относительно динамического?
Каким образом обеспечивается повышение быстродействия в квазистатических ИС с
предварительным зарядом?
Какие разновидности логических схем на основе
действующих БИС и СБИС?
Почему быстродействие БИС на основе
Нарисуйте
передаточную
GaAs
характеристику
GaAs
используются в сверхбыстро
выше, чем у кремниевых на сапфире?
инвертора
на
ПТШ
туннельным диодом. Чем определяется ширина петли гистерезиса?
с
нагрузочным
635
Предметный указатель
95
Аддитивная технология
Активная область
Активный режим
125
Акцепторы
407
349
Аналоговый ключ
50
Карманы
175, 227
319
Комплементарные КМОП-схемы
116
Влияние подложки
67
пролёта через базу
Крутизна
230
185
38
-ионное,
41
Люминесценция 142 '
133, 523
295, 523
Горячих электронов эффект
Гуммеля- Пуна модель
408
Максвелла - Больцмана функция
расnределения
160
Динамические ИС
127
615
124
Металлизация
- емкость 228
127
128
39
130
112
Наnряжение плоских зон 506
Насыщение 351
.
Неосновные носители
124
124
Дополнительная функция ошибок
128,294
Дрейфовая скорость
125
267
Обогащенный слой
Омический контакт
-Шотrки
Запоминающее устройство (ЗУ)
электрически изменяемое
Затвор
498
603
Зона проводимости
Зонная модель
114
191
141, 503
394
Обратимости соотношение
Обратное смещение 193
Оже рекомбинация
Защелкивание
124
Низкий уровень инжекции
Донорный уровень
-
408,416
483
Механизм работы биnолярного транзистора
Диффузионное перерасnределение
Диффузионный ток
529
Модель уnравления зарядом
Диффузии коэффициент
Дырки
46,55
Модуляция длины канала
Диффузионная длина
Доноры
120
Масштабная миниатюризация
Действующих масс закон
Диэлектрики
238
Лавинный пробой
Легирование
Горячие носители
533
531
162
119,326
178
Осаждение из газовой фазы
-
химическое
49
Основные носители
124
Открывающее напряжение
115
Охранные кольца
253
47
576
Передаточная характеристика по
напряжению
Идеального диода уравнение
Изоляция переходами
Инверсный слой
Инвертор
557
145
50
197
558
Переход с линейным расnределением
nримеси
188
Плавная апnроксимация канала
Плавный пробой
Интегральная инжекционная логика
Ионизации коэффициент
30
136
284
317,514
183
Встроенный потенциал
41
599
логлощения
-потерь
Время диэлектрической релаксации
Доза
526
Короткоканальный эффект
-
39
Диффузия
314
Коэффициент линейной скорости окисления
-параболической скорости окисления 31
Валентная зона
Дебая длина
332
124
Компенсация
Бездрейфовый транзистор
-
191
Квазиуровни Ферми
Коллекторный переход
Барьерная ёмкость
177
Квазистатическое приближение
611
211, 314
Вакансия
192
Квазинейтральность
Кирка эффект
База
43
Каналированне
133
581
248
Планарная технология
54
Поверхностная рекомбинация
484, 512
148
314
636
145
Поверхностное обеднение
145, 503
-состояние 146
Подвижность 128
Ферми
-
-обогащение
112
120
примесные 122
собственные 121
n-типа 124
р-типа 125
492
Полупроводники
509
325
-
205
122
40
118
31
Фотошаблон
139
31
32
33
196
Химическое осаждение
124
125
31
негативный
49
-биполярного транзистора
112
247
Полый эмиттер 424
-полевого транзистора
Прокол базы
Профиль легирующей примеси
Работа выхода
190
181
Шокли
50 1
334, 350
186
- несимметричный 220
Рентrенолитоrрафия 35
Эмиттерный переход
Энергетическая зона
Собст11енный полупроводник
121.
Средняя длина свободного пробега
Сродство к электрону 501
280
Ток спрямления
445
Травление жидкостное
-селективное
45
45
- -плазменное 45
- - реактивное 46
131
318
44
-сухое
Туннельный пробой
-
контакт
-эффект
178
290
запрещенная
114
314
114
Энергетический уровень
513
Сквозное обеднение 528
Скрайбирование 53
126
392
126
Электронно-лучевая литография
Самосовмещение
Схема с общим эмиттером
Холла рекомбинация
158
Эквивалентная малосигнальная схема диода
-
438
392
-
Эйнштейна соотношение
Резкий переход
Ток связи
Рида
Эберса- Молла модель
329
Режим насыщения
Тиристор
-
Шоттки барьер
Распределенное сопротивление базы
Стабилитрон
233
368
489
Частотные свойства диода
Проводники
Прямое смещение
119
-позитивный
42
проекционный
129
Фоторезист
Примесный полупроводник
-
Фика второй закон
Фотопроводимость
Потенциальный барьер 189
Приближение квазинейтральности
41
155
собственный
Фотолитография
Пороговое напряжение
Пробег
190
Фотогенерация
Поперечное сечение захвата
Примесь акцептормая
- -
Фононы
вырожденные
Примесная зона
Дирака функция распределения
-уровень
Полевой транзистор с барьером Шоттки
-
-
квазиуровни
245
Удельная проводимость 127
Уравнение непрерывности 152
Уровень инжекции 215
Условие лавинного пробоя p-n перехода
238
113
36
233
637
Библиографический список
1.
2.
3.
4.
5.
б.
7.
8.
9.
Аваев Н.А. Основы микроэлектроники: Учеб. пособие/ Н.А. Аваев, Ю.Е.Наумов,
Аваев Н.А. Элементы сверхбольших интегральных схем
-М.: Радио и связь,
1986.- 168 с.
1 Н.А.
Аваев, Ю.Е.Наумов.
Блихер А. Физика силовых биполярных и полевых транзисторов
1986.- 248 с.
микротехнологии 1 И. Броудай,
1 А.
Блихер; Под
ред. И.В. Грехова.- Л.: Энергоатомиздат.,
Броудай И. Физические основы
Мир,
1985.-496 с.
Ватанабэ М. Проектирование СБИС
1988. - 304
Викулин
1 М.
Дж. Мерей.
И.М.
Физика
полупроводниковых
Стафеев.- М.: Радио и связь,
1990.-264 с.
приборов
1
И.М.
Томск: Изд-во Том. ун-та,
Герлах В. Тиристоры
А.А.
1 В.
1989.- 336 с.
Герлах.- М.: Энергоатомцздат,
Поверхностный
ЦНТЭПИ ОНЮА,
монтаж
1 А.А.
2003.-428 с.
при
1 В.И.
В.И.
Гаман.
1985.-328 с.
конструировании
и
производстве
Грачев, А.А. Мельник, Л.И. Панов.
Зи С. Физика полупроводниковых приборов: В 2-х кн. Кн.l.
1984. - 456
М.:
М.: Мир,
Викулин,
Гаман В.И. Физика полупроводниковых приборов: Учеб. пособие
Грачев
-
Ватанабэ, К. Асада, К. Канн.
-
с.
электронной аппаратуры
10.
1991.-288 с.
В. Т. Фролкин.- М.: Радио и связь,
1 С.
Зи.
-
-
Одесса:
М.: Мир,
с.
11. Зи С. Физика полупроводниковых приборов: В 2-х кн. Кн.2. 1 С. Зи. - М.: Мир,
1984. - 456 с.
12. Маллер Р. Элементы интегральных схем 1 Р. Маллер, Т. Кейминс.- М.: Мир, 1989.
-630 с.
13. Мурога С. Системное проектирование сверхбольших интегральных схем: В 2-х кн.
Кн.1. 1 С.Мурога.- М.: Мир, 1985.- 288 с.
14. Мэнгни Ч.-Г. Технология поверхностного монтажа 1 Ч.-Г. Мэнгин, С. Макклелланд.
-М.: Мир, 1990.-276с.
15. Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры 1 Под ред. Б.Ф.Высоцкого.
М.: Сов. Радио, 1978.-352 с.
16. Пасынков В.В. Полупроводниковые г:риборы: Учеб. 1 В.В.Пасынков, Л.К.Чиркин.
М.: Высш. шк., 1987.-479 с.
17. Пасынков В.В. Материалы электронной техники: Учеб. 1 В.В.Пасынков,
В. С. Сорокин. -М.: Высш. шк., 1986. - 367 с.
18. Полевые транзисторы на арсеняде галлия. Принцип работы и технология
изготовления 1 Под ред. Д.В. ДиЛоренцо, Д.Д. Канделуола. - М.: Радио и связь,
1988. - 496 с.
19. Спиридонов Н.С. Основы теории транзисторов 1 Н.С.Спиридонов. -К.: Техника,
1969.-300 с.
20. Таруи Я. Основы технологии СБИС 1Я. Таруи. - М.: Радио и связь, 1985. - 480 с.
21. Тейлор П. Расчет и проектирование тиристоров 1 П.Тейлор.- М.: Энергоатомиздат,
1990.-208 с.
22. Технология СБИС: В 2-х кн. Кн1. Пер. с англ. 1 Под ред. С. Зи.- М.: Мир, 1986.23.
24.
408с.
Технология СБИС: В 2-х кн. Кн2. Пер. с англ.
453
1 Под
ред. С. Зи.- М.: Мир,
1986.-
с.
Тугов
Н.М.
Полупроводниковые
приборы:
Учеб.
1
Н.М.Тугов,
Н.А.Чарыков; Под ред. В.А.Лабунцова.- М.: Энергоатомиздат,
Б.А.Глебов,
1990.-576 с.
638
25.
Уrрюмов Е.П. Цифровая схемотехника
БХВ-Санкт-Петербург,
26. Черняев
27.
28.
В.Н.
2000. - 528 с.
Технология
микропроцессоров: Учеб.
:
Учеб. пособие
производства
1 В.Н.Черняев.- М.:
1 Е.П.
интегральных
Радио и связь,
Угрюмов.
-
СПб.:
микросхем
1987.-464 с.
и
Шагурин И. И. Проектирование цифровых микросхем на элементах инжекционной
логики
1 И.И.
Шагурин, К. О. Петросянц.- М.: Радио и связь,
1984.- 232
с.
Электронные, квантовые приборы и микроэлектроника: Учеб. пособие
1
Ю.Л.
Бобровский, С.А. Корнилов, И.А. Кратиров и др.; Под ред. проф. Н.Д. Федорова.
М.: Радио и связь,
1998.-560 с.
639
Навчальний посiбник
Гусев Володимир Олександрович
ОСПОБИ ТВЕРДОТIЛЬНОI ЕЛЕКТРОНIКИ
(росiйською м о вою)
Учебное пособие
Гусев Владимир Александрович
ОСНОВЫ ТВЕРДОТЕЛЬНОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
Науково-методичний редактор:
др.техн.наук,професорО.В.Скатков
Коректор О.К. Андрiiва
Нормоконтролер Г.М. Персiдськов
Комп'ютерна верстка: Ю.В. Шарапов
Здано до набору
02.08.2004.
Формат 70х100/16. Пап. офс. Офс. др. Ум. др.
Замовлення
NQ 410.
Друкария
Видавництво
000 "Експрес-Друк",
СевНТУ,
Студмiстечко, НМЦ, т.
27.09.2004.
арк. 39,7. Наклад 300 прим.
Пiдп. до друку
Севастополь,
Севастополь,
0692-23-52-10.
E-mail: nmc@sevgtu.sebastopol.ua
99053,
24-00-97
Стрiлецька
балка,