/
Автор: Термен Ф. Петтит. Дж.
Теги: физика электроника электротехника измерительные приборы
Год: 1955
Текст
Ф. Тер мен и Дж. Петтит
ИЗМЕРИТЕЛЬНАЯ
ТЕХНИКА
В ЭЛЕКТРОНИКЕ
Перевод с английского
В. Н. ДУЛИНА
Под редакцией
В. Т. ФРОЛКИНА
и * л
ИЗДАТЕЛЬСТВО
иностранной литературы
Москва, 1955
ELECTRONIC
MEASUREMENTS
By
F. E. TERMAN and J. M. PETTIT
Second edition
New York—Toronto — London
1952
ОТ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА
Настоящая книга представляет собой перевод радикально перерабо-
танной книги Термена «Радиоизмерения», вышедшей в 1935 г. Время,
прошедшее с момента выхода в свет первого издания, характеризуется*
бурным развитием радиотехники и появлением целого ряда ее новых от-
раслей — радиолокации,, телевидения, импульсной и сверхвысокочастотной
техники и Др., а также широким применением электроники во многих обла-
стях науки и техники. В связи с этим значительно расширился круг вопро-
сов, связанных с конструированием радиоизмерительной аппаратуры-Н
методикой ее применения при измерениях радиотехнических величин
и параметров электронных схем. Кроме того, в настоящее время электрон-
ная аппаратура широко используется для измерений неэлектрических
величин, например интервалов времени, расстояний, скоростей и т. д.
Разнообразие и сложность современной радиоизмерительной аппара-
туры и методов проведения измерений требуют глубокого знания физиче-
ских процессов, лежащих в основе исследуемых явлений. С другой сто-
роны, успешное конструирование и эксплуатация радиотехнических устройств
в значительной степени связаны с правильным выбором методики изме-
рений. Для этой цели весьма важное значение имеет систематизированное
рассмотрение как методов измерений в электронике, так и измерительной
аппаратуры.
Хотя литература, посвященная отдельным вопросам радиотехнических
и электрических измерений, весьма обширна, однако книг, обобщающих
и систематизирующих материал по измерениям в электронике, очень немного.
Настоящая книга содержит сжатое и вместе с тем достаточно полное и систе-
матизированное изложение вопросов измерительной техники, применяемой
в современной электронике.
В книге рассмотрены методы и аппаратура для измерения основных
электрических и радиотехнических величин, а также вопросы комплексных
испытаний типовых узлов радиотехнических устройств (усилителей, радио-
приемных устройств, антенно-фидерных устройств и т. д.). Изложе-
ние этих вопросов сопровождается кратким рассмотрением принципов
работы исследуемых радиоустройств, что значительно облегчает пользование
книгой.
По уровню изложения книга рассчитана на лиц, изучивших основы
высшей математики и радиотехники в объеме программ соответствующих
4
От редактора перевода
технических высших учебных заведений, однако почти весь материал книги
может быть с успехом использован и средним техническим персоналом-
Несомненным достоинством книги является тесное переплетение изло-
жения теоретических основ методики измерений с вопросами практической
их реализации, а также большое число схем и эскизов конструкций
современной измерительной аппаратуры с указанием величин типовых
параметров. Книга снабжена большим количеством ссылок на иностранную
литературу для углубленного изучения отдельных вопросов; к сожалению,
в список литературы не внесены многочисленные работы в этой области
советских авторов. Имеется ряд неточностей, в основном непринципиаль-
ного характера, в освещении работы некоторых устройств.
Существенные трудности при переводе представила используемая
авторами книги терминология, в значительной степени засоренная амери-
канским техническим жаргоном. По возможности, при переводе исполь-
зована терминология, принятая в нашей отечественной литературе.
В целом книга будет полезной широкому кругу инженеров и техников,
работающих в различных областях радиотехники и электроники, а также
может служить дополнительным пособием для лиц, изучающих радиотехни-
ческие дисциплины.
ИЗ ПРЕДИСЛОВИЯ
КО ВТОРОМУ ИЗДАНИЮ
Настоящая книга, представляющая собой второе издание вышедшей
в 1935 г. книги «Радиоизмерения», может служить учебным пособием и спра-
вочником для инженеров—практиков. Изменение названия книги подчерки-
вает расширение круга рассматриваемых вопросов, охватывающих наряду
с основными принципами измерений в различных областях техники обычной
радиосвязи вопросы измерений в области телевидения, радиолокационной
и импульсной техники, сверхвысоких частот, а также вопросы, связанные
с применением электроники в других отраслях промышленности.
Настоящее издание подвергнуто коренной переработке. Многие пара-
графы настоящей книги посвящены техническим проблемам, не возникав-
шим во время выхода первого издания, или же вопросам, не предста-
влявшим тогда еще практического интереса. К числу таких вопросов отно-
сятся волноводы и объемные резонаторы, измерительные линии, шумы
в усилителях и приемниках, приемники с частотной модуляцией и телеви-
зионные приемники, генерирование колебаний специальной формы (импульсы,
прямоугольные и пилообразные колебания), получение временной задержки,
современные типы ламповых вольтметров, измерение мощности на сверх-
высоких частотах, антенные измерения на сантиметровых волнах, включая
определение диаграммы направленности, усиления и фазового фронта,
генераторы для лабораторных источников сигналов, перекрывающие диа-
пазон от очень низких до сверхвысоких частот, переходные и стационарные
характеристики усилителей и цепей, новая техника осциллографирования,
стабильность усилителей с обратной связью и т. д.
Объем этой книги приблизительно в два раза превышает объем первого
издания. Добавлено много новых рисунков. В первом издании было 198 рисун-
ков, а в новом помещено 448. Большинство старых иллюстраций заменено
новыми, более соответствующими современным требованиям.
Цель настоящего издания, как и первого, заключается в доступном
изложении измерительных проблем, обычно возникающих перед инжене-
рами, работающими в области радиотехники и электроники. Метод и уро-
вень изложения оставлены такими же, как в книге Термена «Radio Engi-
neering» (3-е издание). При написании книги на долю одного из авто-
ров досталось изложение общих принципов радиотехники, а другой
автор рассматривал методы измерений и дал описание измерительной
аппаратуры.
Книга эта может использоваться также как справочник. Для инженера-
практика здесь собраны сведения об измерительной технике и оборудова-
нии; кроме того, здесь можно получить необходимые отправные посылки
для решения возникающих перед инженерами новых проблем.
Для более глубокого изучения отдельных вопросов в книге приведена
обширная литература, в которой читатель может почерпнуть дальнейшие
сведения по различным вопросам.
6 Из предисловия ко второму изданию
Таким образом, можно сказать, что, помимо обширного материала
по принципам и методике измерения, книга содержит также ценную библио-
графию в данной области.
Для студента настоящая книга дает систематизированное изложение
лабораторных методов измерений и описание измерительного оборудова-
ния, применяющегося в настоящее время в радиотехнике и смежных обла-
стях. В книге не содержится описания, лабораторных экспериментов, вклю-
чаемых обычно в университетские курсы, и, таким образом, она не является
пособием по лабораторным работам, а представляет собой учебное пособие
по общим принципам измерений, способствующее глубокому изучению
экспериментальной техники.
Ф. Е. Термен,
Дж. Петтит.
Глава 1
НАПРЯЖЕНИЕ И ТОК
§ 1. Измерение постоянного тока и напряжения
Постоянные токи, используемые в технике связи, обычно измеряются
малогабаритными измерительными приборами магнито-электрической системы,
которые прочны, стабильны и потребляют сравнительно малую мощность.
Промышленные образцы этих приборов разнообразны, рассчитаны на раз-
ные диапазоны измерений и обладают различной степенью точности.
В вольтметрах для измерения постоянных напряжений используются
обычные измерители тока с последовательно включенным сопротивлением.
Мощность (и ток), потребляемая таким вольтметром, зависит от чувстви-
тельности прибора по току и обычно выражается в омах
на вольт. Таким образом, если для отклонения стрелки I>
прибора на полную шкалу требуется 0,5 ма, то для обес- f
печения диапазона прибора в 1 в необходимо включить по- °
следовательное сопротивление 2000 ом, Обычно исполь- _____<
зуемый диапазон чувствительности лежит в пределах 1 £
100—20 000 ом/в, причем для техники радиосвязи наибо- Предохранитель^
лее предпочтительны значения 1000 ом/в или выше. Даже Ч
при этих значениях ток, потребляемый вольтметром, мо- щ
жет оказать существенное влияние на величину измеря-
емого напряжения.
Обычно для получения различных диапазонов измеря-
емых напряжени^последовательное сопротивление выпол-
няется секционированным, как это показано на фиг. 1. Вы-
воды от этих секций могут быть подведены к отдельным
Фиг. 1. Схема
переключателя
диапазонов
вольтметра.
клеммам или к переключателю. В последнем случае переключатель должен
обеспечивать подключение к внешней цепи одной ив секций. В диапазонном
вольтметре такого типа шкалы градуируются таким образом, чтобы цена
каждого деления равнялась одной, двум или пяти единицам измерения.
Следовательно, если шкала прибора содержит 50 делений, диапазоны при-
бора выбираются в соотношении 1—2,5—5—10—25 и т. д. При 100 делениях
указанная последовательность составит 1—2—5—10—20 и т. д.
Значение тока амперметра, необходимого для отклонения стрелки
на всю шкалу, может быть изменено при помощи параллельно включенного
сопротивления. Такой шунт может быть выполнен так, как это показано
на фиг. 2,а, где разные диапазоны получаются в результате применения
различных шунтов, подключаемых к прибору переключателем или при
помощи разъемов. При другом способе фиксированное сопротивление (или
его часть) может быть подключено к прибору параллельно входным клем-
мам, как это показано на фиг. 2,6. Эта конструкция носит название универ-
сального шунта. Анализ, выполненный на основании эквивалентной схемы
(фиг. 2,в), показывает, что относительный коэффициент деления пропорцио-
нален отношению R/Rx и не зависит ни от сопротивления прибора, ни
от сопротивления шунта R, Следовательно, если сопротивление R секцио-
8
Гл. 1. Напряжение и ток
нируется таким образЪм^ что отношение R!R± составляет 1—2—5—10у
то относительные коэффициенты деления в этих точках будут соответ-
ственно 1, 2, 5, 10 и останутся неизменными для любого прибора независимо
от его сопротивления.
Шунты такого типа, как показано на фиг. 2, а, для токов до 1 а могут
быть выполнены в виде небольших катушек, намотанных на деревянный
каркас и снабженных осевым отверстием для крепления. Универсальный
шунт целесообразнее выполнять в виде катушки, намотанной на картонный
каркас. Обычно шунты выполняются из медной или какой-либо другой
проволоки с подходящим удельным сопротивлением1). Необходимо учиты-
вать, что шунты из высокоомных сплавов — адванса, нихрома и некоторых
других материалов — имеют способность непосредственно после пайки или
нагревания развивать такие термоэлектрические напряжения, которые
Фиг. 2. Схемы переключателей диапазона амперметра (переключатели и S2 должны
иметь общую ось).
а—схема с раздельными шунтами; б—схема с универсальным шунтом; в—упрощенная схема
с универсальным шунтом.
вызывают небольшие отклонения чувствительных микро- и миллиампер-
метров. Во избежание этого необходимо применять шунты из медной или
манганиновой проволоки.
Если шунтирующее сопротивление применяется для расширения диа-
пазона измерителя тока, следует стремиться к тому, чтобы сопротивление
контактов^ через которые протекает измеряемый ток, не являлось частью
шунтирующего сопротивления. Например, на фиг. 2 сопротивление контак-
тов переключателя не входит в шунтирующее устройство. Сопротивление
контактов переключателя S2 не имеет существенного значения, так как
оно включено последовательно с сопротивлением прибора, намного пре-
вышающим шунтирующее сопротивление. Переключатели, как это показано
на фиг. 2, должны обеспечивать переключение так, чтобы схема не оказа-
лась расшунтированной при переключении диапазонов.
Измерители токов, применяемые для лабораторных и эксперименталь-
ных целей, могут быть защищены от случайных перегрузок быстродействую-
щими предохранителями. Ввиду того что сопротивление отдельных предо-
хранителей может оказаться весьма значительным, система предохранителей
прибора должна быть включена таким образом, чтобы их сопротивление
не являлось частью шунтирующего сопротивления или, точнее, предохра-
нители должны быть включены во внешнюю цепь, как это показано
на фиг. 2. Для выполнения этого условия необходимо для каждого под-
диапазона применять отдельные предохранители. В случае многопредельного
вольтметра с высоким последовательным сопротивлением влияние измене-
ния сопротивления предохранителя мало и предохранитель может быть
х) Точные приборы с очень низким температурным коэффициентом требуют специ-
альных шунтов. См. [1].
$ I. Измерение постоянного тока и напряжения
включен последовательно с прибором, как это показано на фиг. 1. Этб позво-
ляет использовать один предохранитель на всех диапазонах.
Калибровка приборов постоянного тока. Обычно практической задачей
при калибровке измерительных приборов или регулировке цепей переклю-
чения диапазонов является использование одного стандартного прибора
с одним диапазоном для калиб- ~
ровки вольтметров и миллиампер- ^о—
метров различных диапазонов, -i-
Удобная схема для калибров- ЗЕ Т ° > °
ки миллиамперметров и микро- хК К мостовой
амперметров изображена на \У) zA схеме
фиг. 3. Здесь известная разность Т" 11
потенциалов несколько более * 4 4„
10 в, приложенная к цепи после- Калибруемый
’ г прибор
довательно соединенных ампер- 1 '
метра А и сопротивления R, из- Фиг. 3. Схема для калибровки миллиампер-
меряется эталонным вольтмет- метра А по эталонному вольтметру V.
ром V. Сопротивление R отрегу-
лировано таким образом, что вместе с внутренним сопротивлением при-
бора, сопротивлением предохранителя и т. д. обеспечивает необходимое
значение тока в цепи, к которой приложено известное напряжение. Общее
сопротивление цепи может в любое время измеряться при помощи измери-
тельной мостовой схемы, подключаемой переключателем S. Необходимая
чувствительность измерителей тока может быть получена изменением на-
пряженности поля постоянного магнита при использовании методики и
устройств, применяемых обычно для регулировки магнита спидометра автома-
шин. Таким способом можно изменять чувствительность более чем на 10%.
Калибровка вольтметров весьма просто производится при условии пред-
варительной регулировки и определения чувствительности по току необхо-
димого магнито-электрического прибора. Затем требуемое последовательное
сопротивление может быть легко рассчитано и точно измерено при помощи
мостовой схемы.
Необходимым эталоном для всех калибровок по постоянному току
является элемент со стандартной э.д.с. Такие элементы в высокой сте-
пени прецизионны и имеют известное напряжение, которое может быть
сбалансировано при помощи чувствительного гальванометра и соответст-
вующего потенциометра. Методика проведения подобных операций разра-
ботана достаточно хорошо и освещена во многих работах [2].
Ламповые вольтметры для измерения постоянных напряжений и токов.
Для измерения постоянных напряжений и токов широко применяются лам-
повые измерительные устройства, состоящие из усилителя постоянного
тока и стрелочного прибора для измерения напряжения на выходе усили-
теля (фиг. 4), когда измеряемое напряжение (или соответствующая часть
его) подано на вход усилительной'схемы. При измерениях тока обычно
измеряется разность потенциалов на зажимах известного сопротивления,
по которому протекает измеряемый ток. Эта разность потенциалов изме-
ряется при помощи лампового вольтметра.
Схемы усилителей постоянного тока, используемых в вольтметрах,
должны обеспечивать минимальное влияние изменения питающего напря-
жения и смены ламп на регулировку нуля индикаторного прибора1).
х) Имеется обширная литература по усилителям постоянного тока [3—8], см. также
[9, Ю].
10
Гл. 1. Напряжение и ток
Стабилизация градуировки прибора при изменении характеристик ламп и
питающего напряжения может быть осуществлена применением отрица-
тельной обратной связи.
Ламповые вольтметры для измерения постоянных напряжений и токов
находят разнообразные и многочисленные применения. Например, они
широко применяются вместо обычных вольтметров прч настройке и ремонте
разнообразной радиоаппаратуры. В ламповых вольтметрах измеряемое
напряжение обычно подается на вход усилителя с омического делителя
напряжения таким образом, что входное сопротивление вольтметра, как
правило, составляет 10—100 мгом. Благодаря этому ламповые вольтметры
о------
Измеряемое
напряжение
о—
Фиг. 4. Блок-схема лампового вольтметра
могут обеспечить чувствитель-
ность порядка нескольких ме-
гаом на вольт при пренебрежимо
малом потреблении мощности,
обладают высокой стабильно-
стью и не боятся перегрузок.
Поскольку на входные клеммы
вольтметра может быть подано
постоянного напряжения. относительно высокое напряже-
ние, то в таких приборах могут
применяться простые усилители без стабилизации питающих напряжений.
Другой важной областью применения ламповых вольтметров является
измерение очень малых постоянных напряжений порядка нескольких мил-
ливольт или менее. В ламповых вольтметрах, предназначенных для изме-
рения малых напряжений, особое внимание необходимо уделять умень-
шению нестабильности параметров (дрейфа) усилителя, иначе наличие
дрейфа может привести к значительным ошибкам при измерении малых
напряжений.
При помощи чувствительных ламповых вольтметров могут также изме-
ряться и весьма малые токи. Например, ток величиной 10'12а, протекая
по сопротивлению в 100 мгом, создаст на его зажимах падение напряжения,
равное 0,1 мв, которое может быть измерено при помощи достаточно точ-
ного вольтметра. Таким образом, ламповый вольтметр—весьма портативное
и надежное в работе устройство—обладает чувствительностью, не уступаю-
щей зеркальному гальванометру.
Постоянные напряжения очень малых величин могут быть измерены
путем преобразования их в переменные напряжения с последующим усиле-
нием. Такой метод измерения постоянных напряжений имеет то преимуще-
ство, что нестабильность параметров усилителя, влияющих на изменение
постоянной составляющей тока, не влияет на индикаторный прибор, реги-
стрирующий переменный ток. Это обстоятельство позволяет существенно
упростить схему усилителя, но требует применения специального преобразо-
вателя или модулятора, обладающего линейной зависимостью между постоян-
ным напряжением на входе и переменным напряжением на выходе, не вно-
сящего искажений, вызываемых переходными процессами. Подобные устрой-
ства успешно осуществлены и применяются в промышленном оборудовании.
§ 2. Методы измерения переменных напряжений и токов
Задача измерения переменных напряжений и токов в радиосвязи ослож-
няется необходимостью охватить весьма широкий диапазон частот, а также
трудностями, возникающими при градуировке измерительных устройств.
Для измерений переменных напряжений и токов применяются приборы теп-
ловой и электродинамической систем, детекторные и ламповые вольтметры,
а также термоэлектрические приборы. В некоторых случаях, в основном
§ 3. Детекторные вольтметры
11
на сверхвысоких частотах, напряжение и ток определяются путем измере-
ния мощности, связанной с известным сопротивлением, таким, как волновое
сопротивление линии передачи. Практически на частотах примерно выше
500 мггц напряжения и токи измеряются исключительно таким методом.
Для измерения напряжений и токов на частоте 50 гц1) широкое приме-
нение находят измерительные приборы тепловой системы. Эти приборы
просты в изготовлении, обладают достаточной точностью и при использо-
вании в диапазоне частот вплоть до 2500 гц их ошибки лежат в допустимых
пределах [И]. Тепловые приборы пригодны для измерений, требующих
чувствительности не более 10 ма и, следовательно, не более 100 ом/е. Изме-
рительные приборы электродинамической системы имеют такую же чувстви-
тельность и используются в том же диапазоне частот, но они обладают более
высокой точностью и более сложны в производстве.
Основными измерительными приборами, применяющимися на часто-
тах значительно выше 50 гц, являются детекторные, термоэлектрические
и ламповые вольтметры. Эти приборы подробно описаны в последующих
разделах. Особенно важен вопрос их использования для измерения пере-
менных токов и напряжений несинусоидальной формы, поскольку обычно
эти приборы градуируются в единицах эффективного значения напряжения
(или тока) синусоидальной формы. Угол отклонения тепловых, электро-
динамических и термоэлектрических приборов пропорционален квадрату
эффективного значения тока, протекающего через прибор. Таким образом,
если измеряемый ток может быть представлен в виде отдельных частотных
компонент с эффективными амплитудами 7\, /2, /3 и т. д., то отклонение
прибора с квадратичной зависимостью будет таким же, как если бы на при-
бор действовал синусоидальный ток с эффективным значением
Лфф.= /!+••• • (1-1)
Согласно этой формуле, наличие гармонических составляющих вели-
чиной до 20% увеличивает показание прибора на 2%. На показания изме-
рительных приборов с квадратичной зависимостью не влияют фазовые
соотношения между отдельными гармоническими составляющими.
Детекторные и ламповые вольтметры обычно не обладают квадратичной
зависимостью; окончательное рассмотрение вопросов, связанных с раз-
личием их характеристик, проведено ниже, а результаты этого рассмотрения
сведены в табл. 1, стр. 15.
§ 3. Детекторные вольтметры* 2)
В детекторных измерительных приборах переменный ток, подлежащий
измерению, подводится к двухполупериодному выпрямителю на меднозакис-
ных элементах3) и величина выпрямленного тока измеряется обычными
стрелочными приборами постоянного тока (фиг. 5, а). Детекторный изме-
рительный прибор может быть изготовлен так, чтобы возможно было полу-
чить отклонение стрелки прибора на всю шкалу при токе 1 ма и осуществить
вольтметр постоянного тока с чувствительностью более 1000 ом!е. По проч-
ности и устойчивости к перегрузкам эти приборы дают лучшие результаты,
нежели приборы постоянного тока магнито-электрической системы. Однако
вследствие зависимости характеристики выпрямления от температуры
г) В переводе вместо указанной авторами частоты переменного тока 60 гц вве-
дено принятое в Советском Союзе значение частоты 50 гц.—Прим. ред.
2) См. более подробно [13].
3) Селеновые выпрямители также имеют характеристику, удобную для их исполь-
зования в измерительных устройствах [14].
12
Гл. 1. Напряжение и ток
наивысшая точность обычно получается не более 5%. Другой недостаток
детекторных измерителей тока заключается в том, что на их сопротивле-
нии происходит весьма значительное падение напряжения; для отклонения
на всю шкалу стрелки миллиамперметра чувствительностью 1 ма требуется
напряжение около 1 в.
Фиг. 5. Принципиальная и эквивалентная схемы милли-
амперметра детекторного типа.
а—детекторный измеритель тока; б—эквивалентная схема входа.
6
Характеристики детекторных измерительных приборов зависят в пер-
вую очередь от свойств детектирующих элементов. Наиболее важные из этих
Фиг. 6. Зависимость выпрямленного тока и вход-
ного сопротивления от величины приложенного
переменного тока для обычного измерительного
прибора с меднозакисным выпрямителем.
характеристик для нижней
части диапазона звуковых ча-
стот порядка 50 гц приведены
на фиг. 6. Следует отметить,
что между величинами вход-
ного переменного тока и вы-
йрямленного тока имеется
весьма точная пропорцио-
нальная зависимость1). Одна-
ко сопротивление детектора
в большой ' степени зависит
от величины протекающего
через детектор переменного
тока, причем при уменьшении
тоца оно увеличивается* 2).
Благодаря этим свойст-
вам детекторный измеритель-
ный прибор без шунта, упо-
требляемый для измерения
токов, имеет почти линейную
шкалу, если только величи-
на тока, требуемая для от-
клонения стрелки на всю шка-
лу прибора, не слишком мала. Линейная шкала получается также при по-
следовательном с прибором включении большого сопротивления для изме-
рения больших напряжений. Однако при включении последовательно с
х) Однако при очень малых значениях тока эта зависимость приближается к ква-
дратичной.
2) Увеличение сопротивления при малых токах происходит настолько быстро, что
возрастание плотности тока при уменьшении поперечного сечения электродов детекти-
рующего элемента приводит в действительности к уменьшению сопротивления выпрями-
теля малым токам. По этой причине детектирующие элементы для этих приборов обычно
имеют очень малое поперечное сечение, несмотря на то, что увеличение площади приве-
ло бы к уменьшению падения напряжения при больших токах.
£ 3. Детекторные вольтметры
13
прибором малых сопротивлений (для измерения малых напряжений) изме-
нение сопротивления детектора приводит к тому, что ток, протекающий
через прибор, возрастает быстрее напряжения и в начале шкалы деления
получаются более мелкими. Неравномерность наблюдается также при шун-
тировании прибора для увеличения диапазона измеряемых токов.
Величина неравномерности шкалы в случае малых отклонений зависит
от отношения сопротивления детектора к эквивалентному сопротивлению,
подключенному к входным клеммам прибора, если смотреть в направлении
источника мощности. Неравномерность
шкалы уменьшается с увеличением отно-
шения сопротивления источника к сопро-
тивлению детектора. Постоянная степень
неравномерности и, следовательно, неиз-
менная градуировка шкалы на различных
диапазонах сохраняется, если применяет-
ся такое шунтирующее устройство, кото-
рое обеспечивает на входе постоянное от-
ношение сопротивления источника к со-
противлению прибора независимо от ис-
Фиг. 7. Упрощенная схема пере-
ключателя диапазонов измеритель-
ного прибора с меднозакисным
пользуемого диапазона1). Для измерителей
тока это условие может быть выполнено,
если входное сопротивление детектора
при разомкнутой цепи источника тока
остается постоянным независимо от коэф-
фициента шунтирования прибора. Про-
стейшим устройством, обеспечивающим вы-
выпрямителем, позволяющая исполь-
зовать одну и ту же шкалу на раз-
личных диапазонах.
полнение этого условия, является универсальный шунт, схема которого
приведена на фиг. 2,6. В случае многопредельных вольтметров должно
сохраняться условие постоянства входного сопротивления прибора при ко-
роткозамкнутой цепи источника напряжения. Такое простейшее устройство
изображено на фиг. 7. Здесь параллельно включенное сопротивление Я2
уменьшается при увеличении последовательного сопротивления Rv
В детекторных измерительных устройствах предохранитель может
быть включен в цепь между детектором и делителем или шунтирующим
сопротивлением, как это показано на фиг. 7. Такое размещение предохра-
нителя, неприемлемое в измерителях постоянного тока, вполне возможно
для детекторных приборов, так как высокое входное сопротивление этих
приборов и сравнительно небольшая точность уменьшают нежелательное
влияние изменения сопротивления предохранителей при их смене.
Детекторные измерительные приборы обычно градуируются в единицах
эффективного значения синусоидального тока частотой 50 гц. Необходимая
чувствительность всего прибора достигается регулировкой чувствитель-
ности миллиамперметра постоянного тока для получения отклонения стрелки
на всю шкалу при подаче на вход прибора переменного тока необходимой
величины.
Влияние частоты и формы колебаний на работу детекторных измери-
тельных устройств. При подаче на меднозакисный элемент напряжения
обратной полярности непроводящий барьерный слой действует как диэлек-
трическая прокладка конденсатора. В результате эквивалентная схема де-
текторного прибора принимает вид, показанный на фиг. 5,6, где конденса-
тор С—эквивалентная емкость, образованная последовательным включением
х) Более подробно по этому вопросу см. [15].
14
Гл, 1. Напряжение и ток
двух детектирующих элементов в момент, соответствующий отрица-
тельной полуволне напряжения (обратный ток), а сопротивление Rr—сум-
марное сопротивление индикаторного прибора и двух детектирующих эле-
ментов при положительной полуволне напряжения (прямой ток).
На низких частотах порядка 50 гц реактивное сопротивление емкости С
настолько меньше сопротивления Rr, что емкость не оказывает сколько-
нибудь заметного шунтирующего влияния. Однако при повышении частоты
реактивное сопротивление емкости уменьшается и все большая часть тока
протекает через емкостную ветвь, помимо детектора и измерительного при-
бора. Таким образом, отклонение стрелки индикаторного прибора при уве-
личении частоты уменьшается. Обычно это явление вызывает ошибку в
измерениях порядка 0,5% от значения всей шкалы на каждую 1000 гц1).
Фиг. 8. Формы напряжений до и после детектирования, иллюстрирующие влияние
фазы 3-й гармоники на среднее значение выпрямленного тока.
а—только основная частота; б—3-я гармоника увеличивает среднее значение выпрямленного тока;
в—3-я гармоника уменьшает среднее значение выпрямленного тока.
в
При малых отклонениях стрелки прибора эта ошибка может быть значи-
тельно больше, так как при малых токах сопротивление детектора увеличи-
вается (см. фиг. 6).
Детекторные измерительные приборы могут обеспечить отклонение
прибора, пропорциональное среднему значению переменного напряжения,
если рассматривать отрицательные полуволны как положительные. Такой
процесс носит название двухполупериодного линейного выпрямления. Отно-
шение среднего значения синусоидального напряжения к эффективному
составляет 0,909, поэтому чувствительность применяемого совместно с детек-
тором прибора постоянного тока на 10% больше, чем для переменного тока.
Благодаря тому, что детекторный прибор показывает среднее значение сину-
соиды, он оказывается весьма чувствительным не только к амплитуде,
но и к фазовым соотношениям гармонических составляющих. Это иллюстри-
руется фиг. 8, на которой показаны основная гармоника частоты 50 гц
и результирующая форма колебаний в случае наличия 3-й гармоники,
обладающей дйумя различными фазовыми сдвигами по отношению к основ-
ной частоте. Очевидно, что при фазовых соотношениях, приведенйых
х) При подсоединении к меднозакисному элементу специальной компенсирующей
схемы можно компенсировать ошибки на частотах до 100 къц.
£ 4. Термоэлектрические измерительные приборы 15>
на фиг. 8, б, величина выпрямленного тока благодаря наличию 3-й
гармоники увеличивается, а фазовые соотношения, согласно фиг. 8,в, при-
водят к уменьшению среднего значения выпрямленного тока. Более по-
дробные данные приведены в табл. 1.
Таблица 1*
Характер влияния гармонических составляющих Тип детектора
двухполу- периодный квадратич- ный однополу- периодный квадратич- ный одно- или двухполу- перподный линейный пиковый
Возможность переключения полюсов нет да нет да
Влияние фазы гармонических со- ставляющих на величину отклоне- ния прибора нет да Да да
Влияние гармонических составляю- щих на отклонение прибора: при величине 2-й гармоники, равной 50% основной часто- ты, % 11 от—6 до +27 от 0 до 10 от—25- до +50'
при величине 3-й гармоники, равной 50% основной часто- ты, % \ 11 12,5 от—10 до +16 от—8 до +50
• См. [12].
§ 4. Термоэлектрические измерительные приборы1)
В термоэлектрических приборах измерения тока производятся путем
нагревания короткого отрезка высокоомной проволоки. Для этой цели
применяются термопары, представляющие собой соединение двух разнород-
ных отрезков проволоки, причем материал этих отрезков выбран так, что
при нагреве места соединения (спая) на концах возникает разность потен-
циалов. К концам термопары подключается чувствительный микроампер-
метр постоянного тока, отклонение которого пропорционально переменному
току, протекающему через нагреваемую проволоку. Градуировка термо-
электрических приборов производится на постоянном токе или токе низкой
частоты порядка 50 гц и сохраняется для всех частот, на которых еще не ска-
зывается влияние поверхностного эффекта в подогревателе.
Термоэлектрические приборы, применяющиеся для измерения токов
на радиочастотах, могут быть различных типов, как это показано на .фиг. 9.
Термоэлектроприбор совмещенного типа, в котором отрезки проволоки^
составляющие термопару, одновременно служат подогревателем (а), более
чувствителен, чем контактный прибор, снабженный отдельным подогрева-
телем, нагревающим термопару и гальванически с ней связанным. Недо-
статком прибора первого типа является шунтирование подогревателя микро-
.амперметром. Этот недостаток отсутствует в мостовых схемах, применение
которых позволяет сохранить высокую чувствительность совмещенных
термоэлектроприборов и устраняет шунтирующий эффект благодаря вклю-
_чению микроамперметра в диагональ моста. В термоэлектроприборах с разг
дельным нагревателем последний расположен в непосредственной близости
*) Остроумный метод создания измерительного прибора, реагирующего на эффек-
тивное значение переменного напряжения подобно термоэлектрическим приборам, ос-
нованный на использовании диода в сочетании с цепью отрицательной обратной связи,
описан в работе [16].
16
Гл. 1. Напряжение и ток
от термопары, но изолирован от нее тонким слоем стекла. Благодаря темпе-
ратурному перепаду в стекле происходит увеличение инерционности при-
бора и уменьшение чувствительности по сравнению с приборами контактного
типа. Вместе с тем применение изолированных друг от друга термопары
и подогревателя имеет свои преимущества при некоторых измерениях.
Чувствительность прибора с термопарой может быть повышена, если
термопару и подогреватель поместить в вакуум. При этом тепловые потери,
связанные с нагреванием окружающего воздуха, устраняются. Кроме того,
отсутствие кислорода позволяет использовать подогреватель при более
высокой температуре, чем это возможно в воздушной среде. Вакуумные
термоэлементы в сочетании с обычными микроамперметрами могут быть
Фиг. 9. Упрощенные схемы термоэлементов различных типов.
а—прибор совмещенного типа; б—прибор контактного типа; в—прибор
с раздельным нагревателем; г—мостовая схема.
рассчитаны на отклонение стрелки прибора на всю шкалу при токе прибли-
зительно 1 ма. При использовании мостовой схемы в сочетании с обычным
(невакуумным) термоэлементом может быть получен ток, соответствующий
полному отклонению прибора порядка 100 ма. Применение высокочувстви-
тельного прибора постоянного тока, например зеркального гальванометра,
позволяет измерять токи значительно меньшей величины.
Для изготовления термоэлементов могут применяться различные мате-
риалы. Обычно применяется константан (или адванс) в сочетании с медью,
манганином или платиновыми сплавами. Сочетания этих элементов обеспе-
чивают термо-э.д.с. порядка 45 мкв на 1° С. Подогреватели для воздушных
(невакуумных) термоэлементов изготовляются обычно из некорродирующих
платиновых сплавов, для вакуумных же термопар применяются, как пра-
вило, углеродистые подогреватели.
Подогреватели термоэлементов при нормальных условиях работают так
близко от опасной точки (сжигания), что могут выдерживать лишь незна-
чительные перегрузки, порядка 50%. Это является одним из серьезных огра-
ничений применения термоэлектрических приборов, не позволяющее, кроме
того, применить для их защиты обычные предохранители. При эксплуатации
термоэлектрических приборов следует избегать пропускания через подо-
греватель пиковых токов даже очень малой продолжительности, если их
амплитуда превышает допустимую величину. Например, пик тока, вызван-
ный зарядом конденсатора в 4 мкф, при подаче на его обкладки нескольких
сот вольт выводит из строя термоэлемент, рассчитанный на ток 125 ма,
хотя непрерывный ток, текущий в цепи, близок к нулю.
£ 4, Термоэлектрические измерительные приборы
17
О 5 ю
Ток подогревателя ,ма
Фиг. 10. Соотношение между
током подогревателя и напряже-
нием на выходе термоэлемента
вакуумного типа.
Тепловая энергия, выделяемая подогревателем при протекании тока,
пропорциональна квадрату эффективного значения этого тока. Гармониче-
ские составляющие изменяют величину отклонения прибора в соответствии
с их влиянием на квадрат эффективного значения измеряемого тока, согласно
выражению (1.1) (см. также табл. 1). Так, гармоническая составляющая,
равная 20% амплитуды основной частоты, увеличивает эффективное значе-
ние тока на 2%. Если отвод тепла осущест-
вляется главным образом путем конвекции,
то температура подогревателя пропорциональ-
на квадрату эффективного значения тока. Это
соотношение справедливо как для воздушных,
так и для вакуумных термоэлементов, если
только ток подогревателя не слишком велик.
Однако если ток подогревателя вакуумного
термоэлемента достаточен для достижения вы-
сокой температуры, значительная часть теп-
ловой энергии отводится путем излучения.
Вследствие этого температура, а следователь-
но, и напряжение на зажимах термопары воз-
растают не пропорционально квадрату эффек-
тивного значения тока, а несколько медлен-
ней, как это показано на фиг. 10 (отрезок
а—Ь). При более высоких рабочих температу-
рах эта зависимость еще более усложняется
вследствие изменения температуры подогре-
вателя.
При отсутствии тока в цепи подогревателя
между клеммой Ь и «холодной» клеммой а тер-
мопары (см. фиг. 9, б) существует небольшая
разность температур, и стрелка микроамперметра, подключенного к термо-
элементу, будет слегка отклоняться.
Таким образом, показания прибора, вызванные измеряемым током,
будут со временем изменяться, если разность температур между горячей
и холодной точками термопары не остается постоянной вследствие неравно-
мерного распределения тепла, излучаемого подогревателем. Эти явления
особенно сказываются при увеличении теплоемкости подогревателя. Неко-
торое уменьшение влияния или компенсация этих явлений достигается при
использовании подогревателей, рассчитанных на большие токи [17].
Влияние частоты и градуировка термоэлектрических приборов. Глав-
ным достоинством термоэлектрических приборов является относительная
независимость их работы от частоты, однако влияние частоты может иметь
место в результате поверхностного эффекта, неравномерного распределе-
ния тока вдоль подогревателя, а также в результате паразитных емкостных
токов.
При достаточно высоких частотах поверхностный эффект вызывает
увеличение сопротивления подогревателя по сравнению с его величиной
на постоянном токе и низких частотах. Благодаря этому явлению темпе-
ратура подогревателя получается выше, чем на более низких частотах при
том же значении тока, и показания прибора, следовательно, окажутся завы-
шенными. На тех частотах, где поверхностный эффект достигает заметной
величины, следует применять подогреватели меньшего диаметра. Термо-
элементы, рассчитанные на малые токи, вообще говоря, могут применяться
на частотах более высоких, чем термоэлементы, рассчитанные на большие
токи. Можно осуществить слаботочный подогреватель для вакуумного
2 ф. Термен и Дж. Петтит
18
Гл, 1, Напряжение и ток
термоэлемента, имеющий ошибку, вызванную поверхностным эффектом,
менее 1% на частотах вплоть до 3Q000 мггц1). Подогреватели, рассчитанные
на большие токи порядка 1 а, ведут себя на высоких частотах менее удовле-
творительно и в зависимости от типа подогревателя. Ленточные подогреватели,
применяемые часто для пропускания больших токов, обладают довольно
большим поверхностным эффектом. Для этой цели более подходит обычная
проволока, а наиболее удовлетворительными с точки зрения поверхностного
эффекта являются тонкостенные полые трубки, используемые в настоящее
время для канализации токов сверхвысоких частот* 2).
На высоких частотах, когда длина подогревателя соизмерима с длиной
волны, распределение тока вдоль подогревателя происходит неравномерно
и соотношение между величиной измеряемого тока и отклонением прибора
становится неоднозначным. Во избежание этого для получения высокой
точности необходимо, чтобы подогреватель и его выводы были достаточно
короткими (меньше 0,1 длины волны).
Если термоэлектрический прибор включен в схему таким образом, что
оба конца подогревателя находятся под некоторым потенциалом относи-
тельно земли, то при увеличении частоты все больший ток протекает через
емкость, образованную выводами термоэлемента и микроамперметра (один
электрод емкости) и землей (второй электрод). Это приводит к различию
токов на разных концах подогревателя. Таким образом, точная величина
измеряемого тока не может быть определена. Результирующая ошибка
растет при увеличении частоты, уменьшении величины измеряемого тока
и увеличении разности потенциалов между термоэлементом и землей. Это
влияние может быть сведено к минимуму, если включение термоэлемента
в схему осуществляется в точках, потенциал которых относительно земли
имеет наименьшее возможное значение. Кроме того, в некоторых случаях
для уменьшения емкостных токов в подогревателе может быть применена
экранировка3).
Частотные характеристики термоэлементов с подогревателями в виде
короткой круглой проволоки или тонкостенных трубок могут быть опре-
делены довольно точно на основе аналитических соотношений для поверх-
ностного эффекта. Для проверки полученных результатов или при невоз-
можности произвести достаточно точные расчеты можно экспериментально
получить характеристики на высоких частотах при помощи комплекта
генераторов с калиброванным уровнем выходной мощности, миллиампер-
метра тепловой системы и т. д.4).
Градуировка термоэлементов весьма стабильна, но для получения высо-
кой точности измерений необходима периодическая проверка градуировки.
При градуировке термоэлементов контактного и совмещенного типа на по-
стоянном токе показания прибора необходимо получить при различных
полярностях включения тока, а затем их усреднить. Это важно потому,
что скачок сопротивления подогревателя в месте контакта может вызвать
протекание небольшого постоянного тока через микроамперметр, а пере-
ключение полярности градуировочного тока усредняет этот эффект.
Измерение термоэлектрическими приборами очень больших токов.
Измерение больших токов на сверхвысоких частотах сопровождается зна-
чительными трудностями. Термоэлектрические приборы, подогреватели
г) Определение верхней частотной границы термоэлектрического прибора с точки
зрения поверхностного эффекта дано в работах [18, 19].
2) Формулы, кривые и таблицы для расчета поверхностного эффекта проволочных
трубчатых и ленточных проводников даны в работе [20].
3) Более подробные данные см. в работе [21].
4) О градуировке термоэлементов см. [22—28].
$ 4. Термоэлектрические измерительные приборы
19
которых достаточно велики, чтобы пропустить большие токи, обладают зна-
чительным поверхностным эффектом. .. При этом обычные шунты не могут
использоваться, так как коэффициент шунтирования в этом случае опре-
деляется не только отношением сопротивлений, но и отношением индуктив-
ностей и существенно зависит от частоты.
Имеется несколько приемлемых решений этой задачи. Одно из них сво-
дится к уменьшению поверхностного эффекта путем использования для
подогревателей тонкостенных трубок достаточно большого диаметра. Другое
решение состоит в применении ряда шунтирующих сопротивлений одинако-
вой величины, включенных симметрично, как это, например, показано
на фиг. 11, а. Здесь все ленты имеют одинаковую индуктивность, так что
Термоэлектри-
ческий
прибор
конденсатор
I Измер
I ПК
конденсатор , при6ор
6 в
Фиг. 11. Схема, иллюстрирующая метод измерения больших токов
на радиочастотах.
а—симметричный шунт; б—емкостный делитель; е—трансформатор тока.
общее индуктивное сопротивление току высокой частоты уменьшается так же,
как при параллельном включении сопротивлений на низких частотах. При
измерении больших токов успешно может быть использован емкостный
делитель, схематически показанный на фиг. 11, б [29]. Деление тока про-
исходит между двумя параллельно включенными конденсаторами пропор-
ционально их емкости. Коэффициент деления такого устройства не зависит
от частоты до тех пор, пока емкостное сопротивление конденсатора, вклю-
ченного последовательно с термоэлементом, много больше импеданса самого
подогревателя. При этом индуктивности вводов разветвлений схемы должны
быть соответственно обратно пропорциональны емкости конденсаторов
в этих разветвлениях.
При измерении очень больших токов умеренно высокой частоты в соче-
тании с термоэлектрическим прибором обычного диапазона может быть при-
менен трансформатор тока, аналогичный используемому в электротехнике,
и схематически изображенный на фиг. 11, в. В таких трансформаторах обычно
(но не обязательно) используется прессованный сердечник. Коэффициент
деления тока определяется выражением1)
Ток первичной обмотки __ 1 -ifLs Г . 1 И 2)
Ток вторичной обмотки ~~ k V Lp V ’ \ • /
х) Это соотношение получено следующим образом: напряжение, индуцируемое
током 1Р во вторичной обмотке, будет—j^MIp. TokZs вторичной обмотки выразится как
Is=—jvMIpl (Rs+j<i>Ls). Находя отсюда отношение \1рИр\ и заменяя М через к/УLpLSfti
получаем соотношение (1.2).
2*
20
Гл. 1. Напряжение и ток
где Ls—индуктивность вторичной обмотки; Lp—индуктивность первичной
обмотки; к — коэффициент связи мржду Ls и Lp; Qs = a)Ls/Rs—доброт-
ность вторичной обмотки с учетом сопротивления измерительного прибора;
Rs—сопротивление вторичной обмотки, включая сопротивление измери-
тельного прибора.
Следует отметить, что если добротность вторичной обмотки Q не очень
мала (т. е. больше 5), то коэффициент трансформации практически не зави-
сит от частоты. В нижней и средней частях диапазона радиочастот могут
быть получены коэффициенты трансформации вплоть до 1000 и выше. Вто-
ричная обмотка таких трансформаторов содержит большое число витков,
намотанных на тороидальный сердечник, в отверстие которого пропущена
одна или две петли проводника, по которому течет ток, подлежащий изме-
рению.
§ 5. Ламповые вольтметры
Ламповые вольтметры представляют собой ламповые выпрямители или
детекторы, выпрямленный ток на выходе которых используется для изме-
рения переменного напряжения, приложенного к их входу. Ламповые
постоянного
тока
Фиг. 12. Блок-схемы диодндго лампового вольтметра пиковых значений
и детекторного лампового вольтметра среднего значения с усилителем
на входе.
Вольтметры потребляют очень малую мощность измеряемых сигналов или
вообще не потребляют ее и имеют очень малую входную емкость (1—2 пф).
В ламповых вольтметрах может быть легко достигнута чувствительность,
при которой отклонение стрелки на всю шкалу вызывается напряжением
на входе менее 1 в. В то же время ламповые вольтметры могут использоваться
для измерения больших напряжений порядка сотен или тысяч вольт. Лам-
повые вольтметры могут обладать характеристикой, не зависимой от частоты
в широком диапазоне частот. Благодаря этому градуировка ламповых вольт-
метров сохраняется в пределах от частот ниже 50 гц до частоты порядка
60 мггц. Благодаря этим ценным свойствам ламповые вольтметры находят
рчещь широкое применение для измерения напряжений в диапазоне радио-
частот.
Наиболее широкое распространение нашли два типа вольтметров.
В одном из них переменное напряжение, подлежащее измерению, поступает
на ддодный пиковый детектор. Напряжение, получаемое на нагрузке детек-
тора, усиливается усилителем постоянного тока и измеряется стрелочным
§ 6. Ламповые вольтметры с диодным пиковым детектором
21
прибором постоянного тока (фиг. 12, а). Такбй вольтметр измеряет пиковоб
значение положительной полуволны подводимого напряжения. При соответ-
ствующей конструкции аттенюатора один прибор этого типа может при-
меняться для всего диапазона, начиная от самых низких частот, вплоть до
частот порядка 100—500мггц. Максимальная чувствительность, которую мож-
но получить в подобных устройствах, приблизительно равна 0,5 в на всю
шкалу.
В другом типе вольтметра (фиг. 12, б), получившем также широкое
промышленное распространение, измеряемое переменное напряжение вна-
чале усиливается широкополосным усилителем, стабилизированным при-
менением отрицательной обратной связи. Напряжение с выхода усилителя
подается на одно- или двухполупериодный выпрямитель, выпрямленный
ток на выходе которого измеряется прибором постоянного тока. Это устрой-
ство, состоящее из усилителя и выпрямителя, измеряет не пиковое значение,
а среднее значение напряжения, как это имеет место для детекторных изме-
рительных устройств при применении меднозакисных элементов. Чувстви-
тельность этих вольтметров значительно выше чувствительности вольтметров
с диодным детектором, поскольку легко может быть получен коэффициент
усиления, достаточный для получения полного отклонения прибора при
величине измеряемого напряжения порядка 1 мв. Однако частотный диапазон
этих вольтметров ограничен полосой пропускания усилителя и составляет
не более 10 мггц.
Кроме описанных двух типов вольтметров, можно привести еще целый
ряд различных конструкций, например вольтметры, использующие анодное
детектирование, компенсационные ламповые вольтметры, а также вольт-
метры с логарифмической характеристикой.
§ 6. Ламповые вольтметры с диодным пиковым детектором
Среди многих ламповых устройств в качестве лампового вольтметра
наиболее часто используется диодный пиковый вольтметр, простейшая
Фиг. 13. Схемы диодных вольтметров пикового значения и формы
напряжения и тока.
а—последовательное соединение; б—параллельное соединение; в—соотношения
напряжения и токов.
схема которого показана на фиг. 13,а. Это обычный диодный детектор с
высокоомным сопротивлением нагрузки R. Принцип его работы показай на
фиг. 13,#. При каждой положительной полуволне измеряемого напряжения
22
Гл. 1. Напряжение и ток
конденсатор С заряжается до пикового значения измеряемого напряже-
ния. Между пиками напряжение на конденсаторе несколько уменьшается,
так как конденсатор в это время разряжается через сопротивление R. При
положительном пике напряжения в следующий период конденсатор снова
подзаряжается импульсом тока, текущего через диод. Таким образом, напря-
жение на конденсаторе С, а следовательно, и на сопротивлении R колеблется
возле пикового значения приложенного к детектору напряжения. Пиковое
значение измеряемого напряжения определяется по величине постоянного
напряжения на сопротивлении R или же по величине тока, выпрямленного
в цепи диода. Если измеряемое напряжение не слишком мало, отношение
между его пиковым значением и постоянным током детектора подчинено
почти линейной зависимости.
Диодный вольтметр потребляет мощность во время положительной
полуволны измеряемого напряжения, когда через диод течет ток. В первом
приближении потребляемая в этом случае диодом мощность такова, как
если бы к входу диодного вольтметра было подключено сопротивление,
равное R/2 [30 Р).
Если нагрузочное сопротивление R сделать высокоомным, порядка
десятков или сотен мегом, что вполне возможно при подключении к выходу
детектора усилителя постоянного тока, то влиянием входного сопротивления
детектора можно пренебречь. При этом можно быть уверенным, что при
достаточной амплитуде измеряемого напряжения вольтметр измеряет дей-
ствительное пиковое значение напряжения. Если подводимый сигнал очень
мал, то в течение всего периода переменного напряжения через диод проте-
кает некоторый ток, обусловленный наличием эмитируемых электронов
с большой начальной скоростью, и входное сопротивление детектора состав-
ляет всего несколько сотен ом.
Схема, изображенная на фиг. 13,5, эквивалентна схеме, показанной
на фиг. 13,а, однако ее применение более предпочтительно. Преимущество
ее заключается в том, что катод лампы находится под потенциалом земли
и входная цепь не пропускает постоянного тока.
В большинстве диодных вольтметров индикаторный прибор подклю-
чается к выходу усилителя постоянного тока, вход которого присоединяется
к клеммам b—Ь. Применение усилителя постоянного тока позволяет не только
получить высокую чувствительность при применении достаточно грубого
измерительного прибора, а следовательно, увеличить стабильность всего
устройства, но дает также возможность применить высокоомную нагрузку
детектора порядка десятков или сотен мегом. В этом случае мощность,
потребляемая диодом, крайне мала, зависимость между пиковым значением
измеряемого напряжения и показанпями прибора почти линейна и, кроме
того, работа детектора в случае измерения импульсных или модулирован-
ных по амплитуде напряжений улучшается (см. ниже). Во избежание дрейфа
стрелки индикаторного прибора усилитель постоянного тока должен быть
снабжен стабилизирующим устройством. Обычно стабилизированное напря-
жение источника питания применяют в сочетании с различными компенса-
ционными схемами* 2).
Диод обычно монтируется в специальном пробнике, укрепленном на
конце гибкого кабеля, который соединяет его с остальными узлами вольт-
*) Это справедливо, если можно пренебречь временем пролета электронов в лампе.
На высоких частотах, когда время пролета электронов соизмеримо с периодом колебаний,
входное сопротивление детектора меньше R/2. В этом случае входное сопротивление бу-
дет зависеть также и от величины приложенного напряжения, уменьшаясь при малых
напряжениях, так как время пролета электронов при уменьшении разности потенциалов
увеличивается.
2) Промышленные типы диодных вольтметров описаны в работах [9, 10].
§ 7. Влияние формы измеряемых напряжений 23
метра. Диод в пробнике монтируется таким образом, что вывод а
(см. фиг. 13,б) очень короток и выходит наружу пробника. Вследствие
этого диод располагается непосредственно возле источника измеряемого
напряжения и влияние выводов оказывается минимальным. Это обстоятель-
ство особенно важно при работе с радиочастотными схемами, так как влия-
ние индуктивности и емкости, вносимых вольтметром, приводит к значи-
тельному изменению условий работы измеряемой схемы.
§ 7. Влияние формы измеряемых напряжений.
Характеристики вольтметров для импульсных и модулированных
напряжений
Обычно индикаторный прибор диодного вольтметра градуируется
в единицах эффективного значения в предположении, что измеряемое напря-
жение синусоидально, но в действительности его характеристика опреде-
ляется величиной положительных пиков подводимого напряжения (см.
фиг. 13). В результате отклонение прибора в сильной степени зависит от нали-
чия гармонических составляющих. Например, при амплитуде гармоники
Фиг. 14. Влияние 2-й гармоники на амплитуду переменного тока
в течение положительного и отрицательного полупериодов.
порядка 20% основной частоты показание прибора может увеличиться
до 20%, в то время как в термоэлектрических приборах гармоники такой
величины вызывают увеличение показаний всего на 2%. Точно так же если
фазовое соотношение гармоник не влияет на работу вольтметров с квадра-
тичной характеристикой (например, термоэлектрических), то для пиковых
вольтметров оно очень существенно. Как видно из фиг. 14 (и как указано
в табл. 1), наличие гармоник в зависимости от их номера, величины и фазы
может привести либо к увеличению, либо к уменьшению пикового значения
напряжения.
При наличии четных гармоник пиковые напряжения при положи-
тельном и отрицательном полупериодах имеют неодинаковую величину.
Вследствие этого при переключении полярности на входных клеммах по-
казания прибора будут различными. Этот эффект может быть использован
для более точного определения среднего значения измеряемого напряже-
ния по двум отсчетам, соответствующим прямой и обратной полярностям
включения.
Характеристика диодного вольтметра для импульсных напряжений.
Если на вход диодного вольтметра от импульсного генератора подать после-
довательность импульсов, длительность которых мала по сравнению с рас-
стоянием между ними, то показания вольтметра будут существенно меньше
0,707 значения пикового напряжения, даже если напряжение на конден-
24
Гл. 1. Напряжение и ток
саторе С в период между импульсами не будет заметно уменьшаться. Это
происходит вследствие того, что токи утечки конденсатора С, существую-
щие в период между импульсами, возмещаются диодным током только в тече-
ние очень короткого времени, равного длительности импульса. Например,
в случае импульсной последовательности с частотой повторения 100 гц
и длительностью импульса 1 мксек, для получения точного результата
необходимо, чтобы токи утечки конденсатора С, существующие в течение
10 000 мксек., компенсировались в течение 1 мксек, в 10 000 раз большим
током. Этот импульс тока, как показано ниже, обладает пиковым значением,
достаточным для создания большого падения напряжения на сопротивле-
нии диода и сопротивлении генератора Rs. Если постоянная времени
зарядной цепи RSC, как это будет указано ниже, не мала по сравнению
с длительностью импульса t19 то конденсатор С не будет заряжаться до пико-
вого напряжения приложенного импульса. Количественные соотношения,
получающиеся в этом случае, достаточно точно отображаются следующим
выражением1):
Пиковое значение
амплитуды импульсов = (Показание
прибора) X 1,414 ( 1 + 7^-^) , (1-3)
где, согласно схеме, представленной на фиг. 15, R—сопротивление, опре-
деляющее скорость разряда конденсатора и состоящее из параллельного
емкости сопротивления и сопротивления утечки; Rs—эквивалентное сопро-
тивление источника, образуемое внутренним сопротивлением генератора Rg
и внутренним сопротивлением диода Rd; —длительность импульса;
t2—интервал между импульсами; Т— —период частоты повторения
импульсов.
Отношение tJT носит наименование коэффициента заполнения. Для
коротких импульсов t2^T и коэффициент заполнения равен приблизи-
тельно t-Jt2.
Выражение (1.3) справедливо при следующих условиях: 1) внутреннее
сопротивление диода может быть представлено фиксированным сопротивле-
нием Rd\ 2) сопротивление R значительно больше сопротивления Rs\ 3)по-
стоянные времени Rfi и RC велики по сравнению с длительностью импульса
tx и интервалом между ними /2 соответственно.
Первое условие, если не требуется чрезмерной точности, выполняется
обычными путями, тогда как остальные условия могут быть выполнены при
т) Это выражение может быть получено на основании эквивалентной схемы, изоб-
раженной на фиг. 15, б. Здесь диод изображен в виде ключа, замкнутого во время при-
ложенного импульсного напряжения и разомкнутого в течение всего остального времени.
Внутреннее сопротивление источника напряжения Е в этой эквивалентной схеме харак-
теризуется сопротивлением Rg, а внутреннее сопротивление диода — постоянным сопро-
тивлением Ва- Если постоянные времени RSC и RC значительно больше отрезков вре-
мени и t2 соответственно, то процентное изменение напряжения на конденсаторе С мало
как во время заряда, так и во время разряда (фиг. 15, в). На основании этого предполо-
жения заряд, получаемый конденсатором С за время импульса равен (Е — EQ)/RS9
где Eq — среднее значение напряжения на конденсаторе С и выходное напряжение,
измеряемое устройством. Заряд, теряемый конденсатором в период между импульсами,
равен i2EqIR:, поскольку эти заряды равны, то можно написать
(Е--Eq)___12Eq
Rs ~~R~
или, решая относительно Ео,
Fo = i + (t2/ti) (Rs/Я)' (t3a>
Если принять во внимание тот факт, что обычно шкала прибора градуируется в еди-
ницах эффективного, а не пикового значения, получим выражение (1.3).
$ 7. Влияние формы измеряемых напряжений
25
определенном соотношении элементов схемы, если длительность импульсов
достаточно мала и частота повторения не очень низка. Кривые, вычислен-
ные по формуле (1.3), представлены на фиг. 16 (в общем виде) и на фиг. 17
(для конкретного случая)1). Из этих кривых видно, что показания вольт-
метра в значительной степени зависят от многих практических условий.
Из рассмотрения выражения (1.3) и кривых фиг. 16 и 17 следует, что
ошибка в показаниях вольтметра увеличивается с укорочением импульса,
Импульс
на входе
Напряжение
на сопротивлении R
и емкости С
Среднее значение напряжения
на R и С
<2“"
T=t^t2
Импульсы тока лампы
\ I
----------tg-----
н*---------------T=t^t2 —н
в
Фиг. 15. Эквивалентная схема диодного пикового вольтметра и соотношение токов
и напряжений в случае подачи на вход прибора импульсного напряжения.
а—диодная схема; б—эквивалентная схема; в—соотношения напряжений и токов.
уменьшением частоты повторения и увеличением отношения Rs/R. Во избе-
жание ошибок в любых условиях необходимо не только увеличивать сопро-
тивление R для получения соотношения t^RJt^R^ 1, но и соблюдать условие
RC^>t2. Иначе говоря, во избежание ошибок в показаниях вольтметра
постоянная времени заряда RSC должна быть мала по сравнению со вре-
менем tlt в течение которого происходит заряд конденсатора С. В то же
время постоянная времени разряда должна быть велика по сравнению
с временем Z2, в течение которого конденсатор С разряжается.
При измерении импульсных напряжений уменьшаются не только пока-
зания вольтметра (меньше пикового значения амплитуды импульсов), но
х) Дополнительные данные см. [31].
.26
Гл. 1. Напряжение и ток
и входное сопротивление вольтметра по сравнению с тем значением, которое
может быть получено при измерении синусоидальных напряжений. Это
происходит вследствие того, что во время существования импульсного
напряжения через диод течет очень большой ток. При выполнении условий,
сформулированных ранее для выражения (1.3), входное сопротивление
вольтметра при измерении импульсных напряжений определяется соотно-
шением1)
Эквивалентное сопротивление
диода импульсному напряжению =
(1.4)
Если источник напряжения обладает пренебрежимо малым внутренним
сопротивлением (/?д = 0), то величина в скобках в правой части равенства
Фиг. 16. Обобщенные кривые, иллюстрирующие работу диодного пикового
вольтметра при подаче на его вход импульсного напряжения.
*(1.4) становится значительно больше единицы. При этих условиях часто
входное сопротивление оказывается ниже 1000 ом в противоположность
значению 7?/2 входного сопротивления при синусоидальном входном напря-
жении, обычно превышающем 1 мгом* 2}.
Если на вольтметр подаются импульсы с радиочастотным заполнением,
то выражения (1.3) и (1.4) остаются в силе с тем лишь отличием, что дли-
тельность импульса должна быть взята равной 0,1—0,3 действительной
длительности радиочастотного импульса3). Это вызвано тем обстоятельством,
что в случае радиочастотных импульсов ток через диод течет лишь в течение
части положительных полупериодов. Точное значение коэффициента, на кото-
рый следует умножить величину (длительность импульса), зависит от спо-
собности вольтметра точно измерять амплитуду видеоимпульса, причем
этот множитель тем больше, чем больше ошибка в отсчете амплитуды.
х) Это получается вследствие того, что входное сопротивление равно приложенному
напряжению Е, деленному на ток диола. Ток диода равен напряжению Е—EQ между
анодом и катодом, деленному па эквивалентное сопротивление источника Rs. Таким об-
разом, входное сопротивление будет RSE/(E—EQ). на основании чего получается соотно-
шение (1.4) с учетом (1.3а).
2) Задача получения низкого внутреннего сопротивления наиболее просто решается
применением в качестве источника импульсов катодного повторителя [32—34].
3) Количественный анализ см. в работе [35],
§ 7. Влияние формы измеряемых напряжений
27
Ф и*г. 17. Кривые зависимости показаний обычного диодного вольтметра от
частоты повторения импульсов для различных значений их длительности tx.
Характеристики диодных вольтметров при измерениях модулированных
напряжений. При измерении колебаний, модулированных по синусоидаль-
ному закону, ламповый вольтметр работает почти так же, как при измере-
ниях импульсно-модулированных колебаний. Во время положительных
пиков модулирующего напряжения через диод течет относительно большой
ток, заряжающий конденсатор С до величины максимального значения,
достигаемого несущей. В промежутках между этими пиками конденсатор С
медленно разряжается через сопротивление /?, как это показано на фиг. 18.
Фиг. 18. Схема работы диодного пикового вольтметра при измерении модулиро-
ванных радиочастотных колебаний.
В результате показания прибора будут соответствовать напряжению
несколько меньше пикового значения огибающей модулированного сигнала.
Эта ошибка в измерениях пикового значения будет уменьшаться при увели-
чении соотношения R/X, где X—реактивное сопротивление конденсатора С
на модулирующей частоте, a R—нагрузка в цепи диода. Для получения
28
Гл. 1. Напряжение и ток
хороших результатов необходимо, чтобы отношение RIX было больше 150г
что соответствует ошибке 2% в случае 100-процентной модуляции измеряе-
мого напряжения1)
§ 8. Влияние частоты на работу диодных вольтметров
На сверхвысоких частотах диодный вольтметр работает с ошибками,
обусловленными наличием частных резонансов в выводах диода, а также
влиянием времени пролета электронов между катодом и анодом.
Эквивалентная схема входных цепей диода на сверхвысоких частотах,
приведенная на фиг. 19, содержит индуктивность L ввода и межэлектродную
емкость лампы Сак. Влияние этой цепи, обладающей последовательным
резонансом, приводит к отличию переменного напряжения Еак, суще-
ствующего между анодом и катодом, от приложенного переменного напря-
жения Е. Если частота приложенного напряжения не слишком близка
к резонансной частоте цепи, то отношение этих напряжений определяется
следующим выражением* 1 2):
Действительное переменное напряжение между анодом и катодом_
Приложенное переменное напряжение
=^=i=(W’ <L6>
где ///г—отношение частоты приложенного напряжения к резонансной
частоте.
Кривая, построенная на основании выражения (1.6), для частот ниже
резонансной приведена на фиг. 20. При отношении ///г значительно меньше
единицы относительная ошибка возрастает по квадратичному закону с уве-
личением частоты, и при частоте в три раза меньше резонансной достигает
значения 12,5%. Емкость Сак в цепи последовательного резонанса зависит
главным образом от величины межэлектродной емкости лампы. Индуктив-
ность L составляется из индуктивностей выводов анода и катода внутри
баллона лампы и вне его, а также из индуктивности пробника, подключае-
мого обычно к анодному выводу лампы а (см. фиг. 13,6). Резонансная час-
тота /г диода 9005 типа «жолудь», смонтированного в пробнике, тщательно
сконструированном для уменьшения эффекта влияния частоты, равна при-
близительно 1000 мггц. При применении специального малогабаритного
диода значение резонансной частоты может быть повышено до 2000 мггц.
Таким образом, наивысшая частота, на которой ошибки диодных вольтмет-
т) Это значение ошибки получается из следующего рассмотрения. Кривая abc
на фиг. 18 описывается выражением е = EYe~^RC, Если t/RC 1, что имеет место в том
случае, если ошибка невелика, то сомножитель e~^RC может быть заменен выражением
1 — (t/RC} и е = Ег (1 — t/RC). Среднее значение амплитуды Ео функции е в интервале
от точки а, соответствующей времени i = 0, до точки с, соответствующей t = опи-
шется выражением Z?0 = ^i [1 —Gi/2/?C)]. Заметим, что если интервал са значительно
короче интервала abc, то в первом приближении £1==l//m, где fm— частота модуляции
Ошибка Ех— Ео tY тс тс
Ех ~ Ех ~ 2RC “2nfmRC ~R/X ’
для Л/Х = 150 ошибка равна 0,02.
2) Это следует из выражения для соотношения напряжений
1//<оСак _________1______
]^L (1/]<ьСа,к) —0)2ЕСак + 1
Выражение (1.5) получится после подстановки (2л/г)2 = 1/ЕСак.
§ 8. Влияние частоты на работу диодных вольтметров
29
‘ров не превышают 10%, составляет 700 мггц, а при использовании обычных
ламп эта частота значительно ниже.
Влияние времени пролета электронов. В связи с влиянием времеци
пролета электронов в межэлектродном пространстве на сверхвысоких час-
тотах показания диодного вольтметра ниже дейст-
вительного значения напряжения, приложенного
к промежутку анод—катод1).
Рассмотрим диаграмму на фиг. 21, построен-
ную в предположении, что благодаря влиянию
времени пролета электронов конденсатор С (см.
фиг. 13,6) заряжается до потенциала £0 на вели-
чину меньше пикового значения Е приложен-
ного напряжения. Рассмотрим поведение электро-
на, покидающего катод в некоторый момент вре-
мени tr Этот электрон получает ускорение, про-
порциональное разности между напряжением EQ
и мгновенным значением приложенного напряже-
ния. Предположим также, что этот электрон до-
стигает анода в тот момент, когда его скорость,
снижаясь, становится равной нулю. Этот момент
достижения электроном анода соответствует вре-
Ф и г. 19. Схема входной
цепи диода с учетом индук-
тивности анодного и катод-
ного вводов, а также
емкости анод—кат’од.
мени £2, когда потенциал анодд меньше значения
EQ (т. е. когда анод отрицателен по отношению к катоду); это возможно бла-
годаря
Фиг. 20. Обобщенная кривая влияния паразитного резонанса
входных цепей на величину действующего напряжения между
анодом и катодом диода.
из катода в течение интервала времени Zo—£х, достигают анода, а элек-
троны, вылетевшие из катода после момента времени £х, например в
2) Время пролета электронов вызывает также уменьшение входного сопротивления
диода и делает его зависимым от амплитуды измеряемого напряжения (см. примечание 1
на стр. 22).
30
Гл, 1. Напряжение и ток
момент Z', направляются к аноду, но, не успев достигнуть его, теряют ско-
рость до нуля и возвращаются обратно на катод.
Таким образом, благодаря влиянию времени пролета достигают анода
и, следовательно, участвуют в заряде конденсатора С только те электроны,
которые покидают катод в течение интервала времени tQ—tx. На более низ-
ких частотах достигают анода электроны, вылетающие из катода в течение
большего интервала времени t0—t3. Величина ЬЕ в этом случае соответствен-
но меньше, чем в том случае, когда время пролета соизмеримо с периодом
колебаний. В результате при увеличении времени пролета напряжение,
Фиг. 21. Диаграмма, иллюстрирующая “влияние времени пролета
электронов на показания пикового диодного вольтметра.
дэ которого заряжается конденсатор С, уменьшается и, следовательно,
увеличивается ошибка в показании диодного вольтметра. Более того, в связи
с тем, что скорость, с которой движется электрон, пропорциональна квадрат-
н >му корню из величины приложенного напряжения, ошибка увеличивается
пои уменьшении входного напряжения, приложенного к аноду диода.
Математический анализ, подтвержденный экспериментальными данными,
приводит к следующему выражению для количественной оценки ошибок
вследствие влияния времени пролета электронов [36—38]:
ЬЕ _ kXa (1 7\
~Ё ~ X V Ё ’ k ’ 7
где к—коэффициент, равный 1050 для диодов с цилиндрическими эле-
ктродами, а для случая плоскопараллельных электродов равный 2100;
Ха—расстояние между анодом и катодом (см); Е—пиковое значение напря-
жения, приложенного между катодом и анодом (в); К—длина волны (см).
Это выражение получено в предположении, что ошибка невелика,
и показывает, что при этом величина ошибки пропорциональна частоте
и обратно пропорциональна корню квадратному из пикового значения при-
ложенного напряжения. Для диода 9005 типа «жолудь» на частоте 200 мггц
ошибка, вызванная влиянием времени пролета электронов, составит при-
мерно 6% при пиковом значении приложенного напряжения 2 в. Для обыч-
ных ламп эта ошибка достигает значительно большей величины и даже
в случае специальных диодов влияние времени пролета электронов стано-
вится существенным на частоте около 500 мггц.
Следует заметить, что ошибка, вызванная влиянием времени пролета
электронов, и ошибка, обусловленная влиянием ввода, имеют разные Знаки;
более того, законы изменения этих ошибок с частотой различны. Кроме
того, величина одной из этих ошибок зависит от величины приложенного
напряжения, а величина другой ошибки (вызванной влиянием выводов)
J 8. Влияние частоты на работу диодных вольтметров
31
независима от величины сигнала. Результирующая кривая ошибок, полу-
ченная при применении специально рассчитанного для вольтметров диода,
изображена на фиг. 22. Для ламп типа «жолудь» и других ламп результи-
рующая ошибка получается значительно большей. При употреблении такой
Фиг. 22. Кривые, характеризующие влияние времени пролета элек-
тронов и паразитного резонанса входных цепей диода на показания
диодного пикового вольтметра при работе на сверхвысоких частотах,
а—индивидуальные ошибки: б—суммарная ошибка.
корректирующей кривой частотный диапазон применения диодного вольт-
метра может быть расширен на одну октаву. Однако, как правило, на часто-
тах выше 1000 мггц диодный вольтметр имеет низкую точность измерений,
даже если применяются специальные лампы.
Работа диодного вольтметра на низких частотах. Низкочастотная гра-
ница применения диодных вольтметров определяется допустимой ошибкой
в уменьшении показаний прибора. На очень низких частотах эта ошибка
вызвана заметным снижением напряжения на конденсаторе С (см. фиг. 13, б)
вследствие утечки через сопротивление R в период между положительными
периодами измеряемого напряжения. Если ошибка, обусловленная этим
32
Гл. 1. Напряжение и ток
явлением, не чрезмерна (менее 15%), то ее величина приближенно опре-
деляется следующим соотношением* 1):
Ошибка в показаниях прибора = -~г
/1/-А
где R/X—отношение сопротивления R (см. фиг. 13,6) к реактивному сопро’
тивлению конденсатора С на измеряемой частоте.
Необходимо заметить, что полученный результат идентичен выражению
(1.5) и, следовательно, для получения ошибки менее 2% отношение R/X
не должно быть меньше 150.
Выбор параметров схемы, которые позволили бы получить ошибку,
не превышающую значение, определяемое выражением (1.8) на очень малых
частотах (ниже 50 гц), не представляет серьезной задачи. Таким образом
можно осуществить диодный вольтметр, градуировка которого, проведен-
ная на частоте 50 гц, не потребует корректировки на частотах вплоть до
200 мггц. Но конденсатор С большой емкости, необходимый для хорошей
работы диодного вольтметра на низких частотах (т. е. для снижения резо-
нансной частоты входных цепей лампы), имеет большие габариты. В связи
с этим диодные вольтметры часто выполняются с двумя конденсаторами,
один из которых (большой емкости) применяется при работе и при градуи-
ровке прибора на низких частотах, а другой, значительно меньшей емкости,
смонтированный в специальном пробнике с коротким щупом, применяется
для измерений на очень высоких частотах.
§ 9. Ламповые вольтметры с входным усилителем
Блок-схема вольтметра с усилителем на входе была приведена
на фиг. 12,6. Измеряемое напряжение усиливается и подается на детектор.
Катодный I
повторитель
I
Усилитель на сопротивлениях
Детектор
I и измерительный
прибор ~*1
,,ег Переключатель
диапазонов
чувствительности
Фиг. 23. Схема лампового вольтметра с усилителем на входе.
По величине выпрямленного тока судят о величине приложенного напряже-
ния. Принципиальная схема такого вольтметра, часто применяемая на прак-
тике, показана на фиг. 23.
г) Это следует из того факта, что в течение одного периода 1// напряжение на кон-
денсаторе С уменьшается по закону вследствие утечки через сопротивление R.
Если величина \JJCR мала, то — (1/jCR), и среднее значение уменьшения
напряжения составит
1 тс __ ТС
2JCR ~2r<jCR"~~R!X
£ 10. Ламповые вольтметры с анодным детеектированим
33
Усилительная часть схемы состоит из катодного повторителя, включен-
ного на входе прибора, и следующего за ним двухкаскадного усилителя
со столообразной частотной характеристикой в широком диапазоне частот.
На выходе усилителя включен детектор. На фиг. 23 показан двухполупериод-
ный детектор на двойном диоде; может быть использован также кристалли-
ческий детектор. Иногда применяется также однополупериодное выпрям-
ление. Ток /, получаемый на выходе системы, протекает через сопроти-
вление R в катоде лампы первого каскада, на котором вследствие этого
развивается напряжение, пропорциональное току I. Эта цепь обратной связи
обеспечивает постоянную пропорциональность между током I и напряже-
нием Е на входе первого каскада усилителя.
В результате применения этой цепи отрицательной обратной связи,
а также отрицательной обратной связи в катодном повторителе градуи-
ровка системы не зависит от питающего напряжения, характеристик ламп
и элементов схемы, исключая специальное сопротивление /?, служащее
для создания отрицательной обратной связи. Применение отрицательной
обратной связи обеспечивает также независимость чувствительности при-
бора от частоты в значительно более широком диапазоне, чем это имеет
место в отсутствие отрицательной обратной связи.
Описываемый тип вольтметра очень удобен для измерения напряжений
звуковых и видеочастот. Схема, приведенная на фиг. 23, обеспечивает откло-
нение стрелки прибора на всю шкалу при величине напряжения на входе
порядка 10—30 мв. Чувствительность прибора может быть уменьшена при-
менением отводов от сопротивления в катоде катодного повторителя или же
применением специального делителя, подключаемого к входу катодного
повторителя.
Вольтметры с усилителем на входе обычно рассчитываются так, чтобы
обеспечить сохранение градуировки прибора в диапазоне частот до
1—5 мггц. На более высоких частотах катодный повторитель целесообразно
выполнять в виде специального пробника, как в пиковых вольтметрах
на высоких частотах. При измерении напряжений искаженной формы ра-
бота вольтметра с усилителем на входе аналогична работе медно закисного
детектора и, следовательно, соответствует случаю линейного детектора
в табл. 1 (стр. 15) Достигается это применением такой на]рузки детек-
тора, которая остается неизменной во всем диапазоне измеряемых частот.
На схеме (см. фиг. 23) сопротивления R± и R2 достаточно малы, так что
шунтирующим влиянием паразитной емкости на высоких частотах можно
пренебречь.
§ 10. Ламповые вольтметры с анодным детектированием
Иногда вместо диодных детекторов в ламповых вольтметрах приме-
няются анодные детекторы на триодах. Типовая схема такого устройства
показана на фиг. 24, а. Здесь мерой приложенного сеточного напряжения
является приращение постоянной составляющей анодного тока за счет
нелинейности анодно-сеточной характеристики лампы. Величина анод-
ного тока лампы измеряется миллиамперметром постоянного тока, вклю-
ченным в анодную цепь и заблокированным конденсатором. Постоянный
анодный ток, текущий через прибор в отсутствие измеряемого напря-
жения, обычно компенсируется так, что вся шкала прибора используется
для измерений тока, вызванного приложенным сигналом. Схемы для осуще-
ствления такой компенсации показаны на фиг. 24, а и д.
Характеристики вольтметров этого типа зависят от качества регули-
ровки схемы и величины приложенного напряжения. Если на сетку лампы
подано постоянное напряжение смещения, которое не зависит от величины
3 Ф. Термен и Дж. Петтит
.34
Гл. 1. Напряжение и ток
анодного тока (т. е. если напряжение смещения подводится отпостороннего
источника, а не от сопротивления смещения в катоде лампы, как показано
на фиг. 25,а,) и меньше по величине, чем напряжение запирания лампы
то величина анодного тока почти точно пропорциональна квадрату эфектив-
ного значения приложенного напряжения. Такой детектор носит наимено-
вание квадратичного двухполупериодного детектора, или детектора класса А.
Квадратичная зависимость между напряжением и током достигается при
определенных значениях напряжения на сетке, при которых анодно-сеточная
характеристика может быть апроксимирована параболой. В связи с этим
гармонические составляющие измеряемого напряжения влияют на пока-
зания прибора пропорционально квадрату их эффективного значения
Ф и г. 24. Типовые схемы ламповых вольтметров с анодным детектированием.
[см. выражение (1.1)]. Фазовые соотношения гармоник и переключение
полярности измеряемого напряжения на входе не влияют на работу вольт-
метра. Дальнейшие детали, относящиеся к этому вопросу, приведены
в табл. 1 (стр. 15).
Если напряжение смещения на сетке анодного детектора выбрано таким,
что рабочая точка соответствует точке запирания лампы, как это показано
на фиг. 25,6, то отрицательный полупериод измеряемого напряжения отсе-
кается и не оказывает влияния на работу прибора. Изменение анодного
тока или величина выпрямленного тока зависит в этом случае только от ампли-
туды положительного полупериода. Если амплитуда положительного полу-
периода не очень велика, выпрямленный ток пропорционален квадрату
эффективного напряжения положительной полуволны. Такой детектор
называется квадратичным однополу периодным, или детектором класса В,
и показания вольтметра, использующего детектор класса В, зависят, как
это показано в табл. 1, от фазовых соотношений гармоник измеряемого
напряжения и изменяются при переключении полярности на входных
клеммах.
Если напряжение смещения (класс С) больше потенциала запирания
лампы (см. фиг. 25, в), то анодный ток течет только во время некоторой
чцсти положительного периода приложенного напряжения и прибор рабо-
тает как пиковый вольтметр.
$ 10. Ламповые вольтметры с анодным детектированием
35
Градуировочная кривая вольтметров класса А и В представляет собой
прямую линию в логарифмических координатах (qnr. 26). Благодаря этому
обстоятельству градуировочная кривая может быть построена при исполь-
зовании относительно малого числа точек. Отклонение градуировочной
кривой от прямой линии дает простое средство для контроля отступления
от квадратичного закона.
Другие типы детекторных схем с применением автоматического смеще-
ния или с большим сопротивлением, включенным последовательно с анод-
ным миллиамперметром, показаны на фиг. 24, б и в. Хотя оба эти детектора
Фиг. 25. Форма напряжений и токов в вольтметрах с анодным детектированием,
работающих в различных режимах.
а—двухполупериодный квадратичный детектор (класс А); б—однополупериодный квадратичный
детектор (класс В); в—пиковый детектор (класс С).
обладают градуировочной характеристикой, близкой к прямой линий,
их недостаток заключается в том, что при больших амплитудах измеряемого
напряжения они работают в классе С и, следовательно, являются пиковыми
вольтметрами. Это происходит вследствие значительного увеличения постоян-
ной составляющей анодного тока при больших амплитудах измеряемого
напряжения, подведенного к сетке лампы, в результате чего увеличивается
отрицательное смещение на сетке лампы (см. фиг. 24, б) и снижается анод-
ное напряжение (см. фиг. 24, в). Эти явления приводят к перемещению
рабочей точки за пределы характеристики, как это показано на фиг. 25, е.
3*
36
Гл, 1. Напряжение и ток
Максимальная чувствительность ламповых вольтметров, в которых
анодный ток протекает в отсутствие измеряемого напряжения (класс А),
ограничена возможностью достижения точной и устойчивой компенсации
тока, текущего через прибор, так как чем меньше изменение тока, подлежа-
Ф и г. 26. Градуировочная кривая лампо-
вого вольтметра с анодным детектором.
щее измерению, тем точнее должна
быть компенсация начального тока.
В противном случае отклонения
стрелки от нуля в отсутствие изме-
ряемого напряжения будут соизме-
римы с отклонениями, вызванными
приложенным напряжением.
Главная трудность при достиже-
нии точного баланса состоит в прео-
долении влияния изменения питаю-
щих лампу напряжений, хотя вред-
ное действие оказывает также старе-
ние и прогрев лампы.
Таким образом, важное значение
имеет стабилизация всех напряже-
ний, подводимых к лампе (напряже-
ние накала, анода, сеточного смеще-
ния и компенсирующего напряже-
ния). Полезным также является
применение схем, не чувствитель-
ных к изменению питающих на-
пряжений. Например, компенсация
анодного тока может быть осущест-
влена при помощи дополнительной
лампы, характеристики которой при
изменении питающих напряжений
или при прогреве изменяются таким же образом, как и характеристики
лампы детектора. Эта схема показана на фиг. 271).
Обычно в ламповых вольтметрах в качестве детекторов применяются
триоды. Применение пентодов не улучшает работу вольтметра, и услож-
няет схему, поэтому пентоды при-
меняются обычно в триодном вклю-
чении.
Величина коэффициента уси-
ления лампы существенной роли
не играет, исключая лишь тот факт,
что для данного сеточного смещения
(определяющего максимально до-
пустимую с точки зрения появле-
ния сеточных токов амплитуду
сигнала) требуемое напряжение
анодного питания тем меньше,
Фиг. 27. Простейшая балансная схема чем меньше коэффициент у он-
лайнового вольтметра. ления.
Для достижения высокой чув-
ствительности вольтметра, необходимой при измерениях малых напряже-
ний, следует применять лампы с большой крутизной, которые обычно
применяются в видеоусилителях или в широкополосных радиочастотных
усилителях.
2) Пример осуществления балансных устройств дан в работе [39].
§ 11. Компенсационные ламповые вольтметры 37
Практически высокочастотный предел применения вольтметров этого
типа определяется величиной входной проводимости лампы, чрезмерно
возрастающей на сверхвысоких частотах в результате влияния индуктив-
ности катодных вводов и угла пролета электронов. Это явление аналогично
наблюдаемому в усилительных лампах на соответствующих частотах с той
лишь разницей, что в случае работы лампового вольтметра с сеточным
смещением время пролета электронов, а следовательно, и входная проводи-
мость зависят также от величины приложенного напряжения.
Вольтметры этого типа имеют то преимущество, по сравнению с диодным,
что при работе не потребляют мощности измеряемого сигнала. Кроме того,
вольтметры с анодным детектором обладают точной квадратичной зависи-
мостью между измеряемыми напряжением и током, что, однако, не всегда
требуется. В то же время высокочастотный предел их использования не-
сколько ниже, чем у диодных вольтметров, а сами вольтметры вследствие
необходимости компенсации начального анодного тока менее стабильны,
поскольку требуют точного баланса начального тока и более частой про-
верки градуировки.
§ 11. Компенсационные ламповые вольтметры
Типовые схемы компенсационных ламповых вольтметров приведены
на фиг. 28. Схема компенсационного лампового вольтметра на триоде
(фиг. 28, а) представляет собой анодный детектор, снабженный устройством
Фиг. 28. Схемы компенсационных ламповых вольтметров.
регулировки сеточного смещения. Величина этого смещения измеряется
вольтметром V. В отсутствие измеряемого напряжения величина сме-
щения регулируется таким образом, чтобы анодный ток лампы, изме-
ряемый микроамперметром М, составлял несколько микроампер. Затем
к сетке лампы подключается источник измеряемого напряжения и смещение
на сетке лампы увеличивается до тех пор, пока анодный ток снова не станет
равным первоначальному значению, т. е. нескольким микроамперам. Пико-
вое значение амплитуды положительного периода измеряемого напряже-
ния в этом случае будет весьма точно соответствовать произведенному
увеличению смещения.
Схема компенсационного вольтметра с использованием диода более
удобна, чем схема с анодным детектором на триоде. Такая схема показана
х) Напряжение, которое будет показывать компенсационный вольтметр, окажется
меньше действительного на величину, уменьшающуюся при увеличении сигнала и обостре-
ния излома характеристик лампы. Если начальная величина анодного тска составляет
всего несколько микроампер, а амплитуда измеряемого напряжения относительно велика,
то ошибка при измерении ничтожно мала. Подробный анализ по этому вопросу, вклю-
чая способы определения ошибки, дан в работе [40].
38
Гл, 1, Напряжение и ток
на фиг. 28, б. Здесь в отсутствие измеряемого сигнала анодный ток, изме-
ряемый микроамперметром М, обусловлен лишь наличием небольшого числа
электронов, обладающих большой начальной скоростью и поэтому дости-
гающих анода.
Этот ток очень мал и практически близок к нулю. После подачи на вход
вольтметра измеряемого напряжения потенциал на катоде диода регули-
руется до величины, при которой ток лампы снова становится равным нулю.
При этом амплитуда приложенного напряжения равна показанию вольт-
метра 71).
Следует отметить, что компенсационным вольтметром может быть доста-
точно точно измерена амплитуда импульсного напряжения, если применить
весьма чувствительный микроамперметр М,
Т Напряжение,подлежащее
измерению
Фиг. 29. Вольтметр для измерения минимального значения пульсирующего
положительного напряжения.
а—напряжение, образованное переменной слагающей, наложенной на постоянное напря-
жение; б—схема вольтметра для определения минимального значения положительного на-
пряжения. Полярность включения батареи по сравнению с фиг. 28,6 обогнал.
На фиг. 29 показана несколько иная схема диодного компенсационного
вольтметра, предназначенного для измерения минимального значения поло-
жительного напряжения синусоидального сигнала, наложенного на отно-
сительно большое постоянное напряжение. Эта схема работает так же,
как описанная выше, с той лишь разницей, что благодаря изменению поляр-
ности смещения и переключению анода и катода вольтметр V теперь изме-
ряет минимальное положительное напряжение на клемме а относительно
клеммы Ь,
§ 12. Ламповые вольтметры с логарифмической характеристикой
Логарифмическим ламповым вольтметром называется такой вольтметр,
в котором соотношение между напряжением или током, получаемым в резуль-
тате подачи измеряемого напряжения, и самим измеряемым напряжением
подчиняется логарифмическому закону. Такая зависимость позволяет осуще-
ствить линейную шкалу прибора, градуированную в децибелах, что весьма
удобно для практического использования.
х) Вариант устройства, в котором напряжение компенсации получается автомати-
чески путем усиления выпрямленного тока на выходе диода, описан в работе [41].
§ 12. Ламповые вольтметры с логарифмической характеристикой
39
Для получения логарифмической характеристики вольтметра имеются
три основных метода1).
Первый из этих методов может быть осуществлен при помощи схемы,
показанной на фиг. 30, а. Эта схема особенно полезна при измерениях очень
малых напряжений, как, например, в измерителях напряженности поля,
при акустических измерениях и т. д.2). Измеряемое напряжение подводится
к входу усилителя, содержащего несколько каскадов на лампах с пере-
менной крутизной (варимю). С выхода усилителя напряжение поступает
на детектор, на нагрузке которого развивается напряжение, подводимое
к сеткам ламп усилителя и служащее для осуществления автоматической
а
Диодный детектор
Выходной
прибор
Ф п г. 30. Схемы логарифмического лампового вольтметра.
регулировки усиления (АРУ). Если системой АРУ охвачено несколько
каскадов, то между напряжением на входе усилителя и выпрямленным
током может быть получена зависимость, достаточно хорошо совпадаю-
щая с логарифмической в диапазоне изменений входного напряжения
до 60 дб.
Второй метод получения логарифмической характеристики основан
на применении схемы, изображенной на фиг. 30, б. Этот метод особенно
х) Принципиально иной метод получения логарифмического отсчета заключается
в использовании каждого положительного пика напряжения, подлежащего измерению,
для получения затухающей экспоненты, начальная амплитуда которой пропорциональна
амплитуде измеряемого напряжения. Выходной прибор регистрирует время, в течение
которого это экспоненциальное напряжение затухает до некоторого избранного значения.
Вследствие свойства экспоненциальной кривой это время будет пропорционально лога-
рифму начальной амплитуды, а следовательно, пиковому значению измеряемого напря-
жения. Такие приборы описаны в работе [42].
2) Более подробно по этому вопросу см. работы [43—45].
40
Гл. 1. Напряжение и ток
удобен при измерении больших напряжений. Здесь диодный или какой-
либо другой детектор используется для получения постоянного напряжения,
пропорционального пиковому значению измеряемого напряжения. Постоян-
ное напряжение (или его часть) усиливается затем усилителем постоянного
тока на лампах с переменной крутизной (варимю). При использовании
этой схемы может быть получена логарифмическая характеристика в диапа-
зоне измеряемых уровней около 20 дб. Расширение диапазона может быть
достигнуто путем включения дополнительных ламп для коррекции нелиней-
ности характеристики усилителя [46, 47].
Третий метод получения логарифмической характеристики основан
на распределении начальных скоростей электронов, испускаемых нагретым!
катодом, согласно закону Максвелла. В случае малых токов диода (не выше
10—100 мка) действительная разность потенциалов между анодом и катодом
диода в результате протекания тока I через диод соответствует падению
напряжения Е на лампе, определяемому соотношением
E = A-BlgI, (1.9)
где А и В—постоянные величины1).
Очевидно, что в случае прохождения через такую лампу постоянного
тока, пропорционального амплитуде измеряемого напряжения, между
ее анодом и катодом разовьется напряжение, точно пропорциональное
логарифму тока. Более того, поскольку логарифмическая характеристика
обусловливается основным физическим законом, характер ее постоянен
и может быть заранее известен.
Практически логарифмическая характеристика идеальна в диапазоне
измеряемых уровней порядка 40 дб и достаточно хорошо апроксимируется
в диапазоне 100 дб* 2).
§ 13. Вольтметры и гальванометры с кристаллическими
детекторами3)
Кремниевые или германиевые кристаллические детекторы по своим
свойствам аналогичны диодам, поэтому они могут быть использованы вместо
них в диодных вольтметрах. Такие вольтметры имеют известные преиму-
щества перед диодными На сверхвысоких частотах предпочтительней при-
менение кристаллических детекторов, так как влияние времени пролета
электронов ничтожно, а резонансная частота входных цепей значительно
выше, чем у диодов, поскольку входная емкость кристаллических детекторов
очень мала вследствие их малых габаритов.
Кроме того, кристаллические детекторы не имеют начального тока
в отсутствие напряжения на их электродах, как это свойственно диодам
с нагретым катодом. Кристаллические детекторы также более чувствительны
к малым напряжениям, так как начальный участок их вольтамперной харак-
теристики значительно круче, чем у диодов. В то же время кристаллические
детекторы имеют и ряд недостатков—их параметры и характеристики в зна-
х) Постоянная В, определяющая характер логарифмической характеристики,
определяется соотношением h=690 (kT/e), где к—постоянная Больтцмана; Т—абсолютная
температура; е—заряд электрона. Эта постоянная всегда зависит только от температуры
катода и не зависит от типа катода, его эмиссионной способности, конструкции лампы
и т. д. Постоянная Л, напротив, зависит от таких величин, как конструкция лампы, эмис-
сия катода и контактный потенциал между анодом и катодом. Однако ее величина не
влияет на логарифмическую характеристику тока.
2) Логарифмические вольтметры, работающие по этому принципу, описаны в рабо-
тах [48, 49].
8) Более подробные данные см. в работе [50].
$ 13. Вольтметры и гальванометры с кристаллическими детекторами
41
Фиг. 31. Типовая зависимость между
током кристаллического детектора и прило-
женным напряжением.
чительной степени зависят от температуры окружающей среды и имеют
больший разброс от экземпляра к экземпляру, чем у диодов; кроме того,
кристаллические детекторы выходят из строя даже при очень кратковре-
менных перегрузках.
Пиковый вольтметр с кристаллическим детектором может быть осуще-
ствлен по схеме, изображенной на фиг. 13, б, где вместо лампы должен быть
включен кристаллический детектор. Входное сопротивление такого вольт-
метра равно приблизительно 1/3 обратного сопротивления детектора, т. е.
5000—30 000 ом. Частота, на которой проявляется влияние частного
резонанса входных цепей, на 50—100% выше соответствующего значения
для диодов. При помощи поправочной кривой учета ошибок, обусловлен-
ных влиянием входных цепей, точные измерения могут производиться
и на более высоких частотах. Кроме
того, вольтметры с кристаллическим
детектором могут быть использованы
для точных измерений относительных
напряжений на частотах выше резо-
нансной частоты пробника, что не-
возможно в случае диодного детек-
тора, у которого эффект влияния
времени пролета электронов зависит
от величины приложенного напря-
жения. Вольтметры с кристалличе-
скими детекторами наиболее удовле-
творительно работают в диапазоне
0,1—2,0 в.
Если измеряемое напряжение
равно 10 в или больше, на входе
вольтметра должен быть включен де-
литель или аттенюатор для умень-
шения приложенного напряжения до
величины, безопасной для кристалли-
ческого детектора. Если приложенное к входу вольтметра напряжение мало
(порядка нескольких сотых долей вольта), то выпрямленный ток пропорцио-
нален квадрату эффективного значения напряжения. Это объясняется тем,
что характеристика детектора в области малых напряжений может быть
апроксимирована параболой (фиг. 31). Таким образом, при использовании
чувствительного микроамперметра прибор может быть использован для
сравнительных измерений мощности различных источников входного напря-
жения, так как мощность пропорциональна квадрату эффективного значе-
ния напряжения. Максимальная величина напряжения, при которой еще
сохраняется квадратичная зависимость, определяется внутренним сопро-
тивлением источника напряжения, возбуждающего детектор, нагрузкой
детектора по постоянному току, а также характеристикой данного экзем-
пляра детектора1). В некоторых случаях квадратичный участок характери-
стики детектора простирается до значения входного напряжения порядка
нескольких десятых долей вольта или до значения выпрямленного тока
около 100 мка.
В противоположность пиковому вольтметру, где используется сочета-
ние большого входного напряжения и высокоомной нагрузки детектора,
входное сопротивление кристаллического детектора, работающего на квад-
ратичном участке характеристики, весьма низко, обычно 1000 ом или меньше.
х) Более подробные сведения см. в работе [51].
42
Гл. 1. Напряжение и ток
ЛИТЕРАТУРА
1. Standard Handbook for Electrical Engineers, 7th ed., New York, 1941.
2. L a w s F. A., Electrical Measurements, 2d ed., New York, 1938.
3. Vacuum Tube Amplifiers, Vol. 18, Radiation Laboratory Series, New York, 1948
(см. перевод: Ламповые усилители, M., Советское радио, 1950).
4. G inzton Е. L., Electronics, 17, 98 (1944).
5. А г t z t М., Electronics, 18, 112 (1945). ,
6. Brumbaugh J. M., Vance A. W., Electronics, 11, 16 (1938).
7. P e n i c k D. B., Rev. Sci. Instr., 6, 115 (1935).
8. Close J. D., Wireless Eng., 25, 231 (1948).
9. Woodward C. A. Jr., Gen . Rad. Expt., 2, 1 (1946); Gen. Rad. Expt., 24, 1 (1950).
10. Tuttle W. N., Gen. Rad. Expt., 16, 1 (1942).
11. M i 1 1 e r J. H., Electr. Ensr.. 70, 494 (1951).
12. Wolff I., Proc. Inst. Radio Eng., 19, 647 (1931).
13. Sahagen J., Proc. Inst. Radio Eng., 19, 233 (1931).
14. P 1 о о s van A m s t e 1 J. J. A., Philips Techn. Rev., 9, No 9, 267 (1948).
15. T e r m a n F. E., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 234 (1935).
16. C a m p b e 1 1 R. D., Electronics, 23, 93 (1950).
17. Goodwin W. N., Jr., Electr. Eng., 55, 23 (1936).
18. N e r g a a r d L. S., RCA Rev., 3, 156 (1938).
19. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Антенны сантиметровых воли, М., Советское радио, 1950).
20. Т е г m a n F. Е., Radio Engineers’ Handbook, New York, 1943 (см. перевод:
Справочник по радиотехнике под ред. Смиренина, М., Энергоиздат, 1950).
21. Wallace J. D., Proc. Inst. Radio Eng.., 29, 1 (1941).
22. T u r n e r H. M., Michel P. C., Proc. Inst. Radio Eng., 25, 1367 (1937).
23. M e a h 1 H. R., Proc. Inst. Radio Eng., 26, 734 (1938).
24. W a 1 1 a c e J. D., More A. H., Proc. Inst. Radio Eng., 25, 327 (1937).
25. M i 1 1 e r J. H., Proc. Inst. Radio Eng., 24, 1567 (1936).
26. H a z e 1 H. C., Proc. Inst. Radio Eng., 16, 70 (1928).
27. Gainsborough G. F., Journ. Inst. Electr. Eng., 91, pt. Ill, 156 (1944).
28. S t г u t t M. J. О., К n о 1 К. S., Proc. Inst. Radio Eng., 27, 783 (1939).
29. Nyman A., Proc. Inst. Radio Eng., 16, 208 (1928).
30. Ter man F. E., Radio Engineering, 3d ed., New York, 1947.
31. Easton A., Electronics, 19, 146 (1946).
32. Howes D. E., Rev. Sci. Instr., 16, 322 (1945).
33. Y u Y. P., Rev. Sci. Instr., 19, 447 (1948).
34. Shepard F. H., Osterland F., Electronics, 21, 101 (1948).
35. В u r g e s s R. E., Journ. Inst. Electr. Eng. (Radio Section), 95, pt. 111,106 (1948).
36. N e r g a a r d L. S., Proc. Inst. Radio Eng., 24, 1207 (1936).
37. M e g a w E. C. S., Wireless Eng., 13, 64, 135, 201 (1936).
38. F о r t e s c u e C. L., Journ. Inst. Electr. Eng., 10, 262 (1935).
39. Williamson C., Nagy J., Rev. Sci. Instr., 9, 270 (1938).
40. A i k e n С. B., Birdsall L. C., Trans. A1EE, 57, 171 (1938).
41. C r e v e 1 i n g C. J., M a u t n e r L., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 208 (1947).
42. N о 1 1 e A. W., Electronics, 21, 166 (1948).
43. W h e e 1 e r H. A., Whitman V. E., Proc. Inst. Radio JEng., 23, 610 (1935).
44. Balfantine S., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 618 (1935).
45. S t u r 1 e у К. R., S k i p w a у R. P., Journ. Inst. Electr. Eng., 87, 189 (1940).
46. Taylor J. P., Electronics, 10, 24 (1937).
47. Hunt F. V., Rev. Sci. Instr., 4, 672 (1933).
48. M e a g h e r R. E., Bentley E. P., Rev. Sci. Instr., 10, 336 (1939).
49. Ives W. J., Electronics, 22, 100 (1949).
50. Peterson A., Gen. Rad. Expt., 21, 1 (1946); Gen. Rad. Expt., 19, No 12, 1 (1945).
51. R о b b i n s R. G., Black F. W., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. 1IIA, 1343
(1946).
Глава 2
МОЩНОСТЬ
§ 1. Измерения мощности
Важность непосредственных измерений мощности различна для разных
диапазонов частот. В большей части диапазона радиочастот значительно
легче и удобнее измерять напряжение, ток и сопротивление, нежели прово-
дить прямые измерения мощности. В связи с этим задача непосредствен-
ного измерения мощности имеет ограниченное значение. На сверхвысоких
частотах измерения напряжения, тока и сопротивления встречают серьез-
ные затруднения, поскольку их величина в значительной степени изме-
няется даже в близко лежащих точках схемы, а также зависит от незначи-
тельных изменений геометрии линий передачи и измерительных цепей. Таким
образом, в диапазоне сверхвысоких частот наиболее важным параметром яв-
ляется мощность, измерения которой приобретают первостепенное значение1).
Измерение мощности в диапазонах звуковых и радиочастот может быть
осуществлено различными методами. Один из этих методов заключается
в определении сопротивления цепи и тока, текущего по этому сопротивле-
нию. Мощность определяется при помощи выражения P=I2R. Если цепь,
потребляющая мощность, не содержит реактивной составляющей, включен-
ной последовательно с нагрузкой, то вместо тока может быть измерено
напряжение на нагрузке. В этом случае мощность может быть определена
по формуле P=E2/R. Эти методы определения мощности по известным
величинам сопротивления и тока (или напряжения) широко применяются
при измерении выходной мощности генераторов и передатчиков. При этих
измерениях обычная нагрузка заменяется специальным сопротивлением,
обладающим малой реактивностью и небольшим поверхностным эффектом
и способным поглощать значительную энергию.
Такие сопротивления обычно называются искусственной нагрузкой,
или эквивалентом антенны, и в зависимости от назначения могут быть раз-
личных типов (см. гл. 14, § 6). Другой широко распространенный метод
измерения мощности основан на превращении высокочастотной мощности
в тепловую энергию и определении величины измеряемой мощности по раз-
ности температур. При измерении этим методом больших мощностей обычно
применяется водяная калориметрическая система (см. § 3), а при измерении
малых мощностей используются болометры (см. § 2).
Для измерения мощности может быть предложен еще целый ряд других
методов, к числу которых можно отнести использование электронно-лучевой
трубки, включенной таким образом, что отклонение пятна на экране обра-
зует линию, длина которой пропорциональна мощности за период [2, 3],
а также применение многосеточной лампы, к различным сеткам которой
прикладываются потенциалы, пропорциональные току и напряжению
х) Область частот, где непосредственное измерение мощности начинает приобре-
тать первостепенное значение, начинается со значений 100—300 мггц. Этот вопрос рас-
сматривается в работе [!}.
44
Гл. 2. Мощность
в исследуемой нагрузке. В этом случае величина анодного тока будет про-
порциональна измеряемой мощности [4—6].
Для измерения мощности могут быть использованы при определенном
включении два квадратичных устройства (например, две термопары [7, 8}
или два катодных вольтметра1) с квад-
ратичным детектором на входе) или,
наконец, метод трех амперметров. Не-
смотря на то, что все эти методы обес-
печивают при измерениях достаточную
точность, большинство не находит широ-
кого практического применения и пред-
ставляет просто интересные достижения
лабораторной практики.
Некоторым исключением является
метод трех амперметров, применяемый
передатчика. Эта схема показана на
>ь.
Нагрузка
Jc
Фиг. 32. Схема измерения мощности
при помощи трех амперметров и реак-
тивного шунта.
иногда для измерения мощности
фиг. 32.
Анализ этой схемы показывает, что мощность, проходящая от точки
подключения измерительной схемы к нагрузке, определяется выражением* 2)
Рвт = 2ХС уs (S - Ia) (S - lb) (S - 1С),
(2.1)
где Хс—реактивное сопротивление шунтирующей емкости (ом); 1а, 1Ьг
1С—токи, измеряемые тремя амперметрами (см. фиг. 32),
О Лх + Л) 4~ 1с
Наилучшая точность измерений может быть достигнута в том случае,
если реактивное сопротивление шунтирующей емкости Хс имеет то же зна-
Измеряемая
мощность
Нагрузка
Фиг. 33. Схема преобразования переменного тока в посто-
янный для измерения мощности постоянного тока, выделя-
емой на сопротивлении нагрузки.
чение, что и импеданс нагрузки. Если же реактивное сопротивление нагрузки
превышает величину Хс, точность измерений получается ниже.
Чрезвычайно простой метод приблизительного измерения мощности
с использованием минимального числа приборов показан на фиг. 33. Здесь
мощность переменного тока подается на вход выпрямителя, содержащего
диод и фильгр. Выделяемая на нагрузке выпрямителя мощность постоянного
тока измеряется обычными методами [14]. Если измеряемая мощность
не очень мала и если внутреннее сопротивление диода мало по сравнению
с сопротивлением нагрузки, то мощность постоянного тока, выделяемая
на нагрузке, лишь немного меньше радиочастотной мощности, подводи-
мой к устройству.
х) Более подробно по этому вопросу см. работы [9—И].
2) По этому вопросу см. [12, 13].
£ 2. Измерение мощности болометрическим методом
§ 2. Измерение мощности болометрическим методом1)
В болометрических устройствах измеряемая мощность поглощается
специально сконструированным элементом, изготовленным из поглощаю-
щего материала,—болометром. Результирующее изменение температуры
болометра определяется по изменению величины его сопротивления, изме-
ряемого специальной мостовой схемой. Этот метод обычно используется
для измереьия мощностей в пределах от нескольких микроватт до десятых
долей ватта.
Схема типового болометрического измерителя мощности показана
на фиг. 34. Высокочастотная мощность по коаксиальной линии подается
Вход
в?ч. мощности
Фиг. 34. Типовая схема болометрического измерителя мощности коаксиального
типа с использованием сбалансированного моста с ручной регулировкой.
к болометру. Отрезок коаксиальной линии с переменным сечением служит
для согласования волнового сопротивления линии и входного сопротивления
болометра. Короткозамкнутый четвертьволновой отрезок коаксиальной
линии обеспечивает замыкание постоянной составляющей в мостовой схеме
и не оказывает влияния на высокочастотную мощность. Блокировочный
конденсатор, не представляющий сопротивления для высокочастотного
тока, изолирует болометр от замыкания на землю по постоянному току.
Изменение сопротивления болометра измеряется при помощи мостовой
схемы ABCD, одним плечом которой {CD) является сопротивление боло-
метра. Мостовая схема питается одновременно постоянным током от
батареи Е и переменным током звуковой или низкой радиочастоты от
специального генератора2) 3).
2) Описание деталей и усовершенствования болометрического метода имеется в ли-
тературе [15—22]. Болометрический метод был применен одним из первых для изме-
рения радиочастотной мощности. Но впоследствии он был вытеснен термоэлектриче-
скими амперметрами и ламповыми вольтметрами, описанными в предыдущих параграфах.
<3 тех пор как началось интенсивное использование диапазона сверхвысоких частот, бо-
лометры снова стали широко применяться, так как они имеют большие преимущества
на сверхвысоких частотах.
2) Частота колебаний дополнительного источника должна быть достаточно высока
для того, чтобы сопротивление болометра существенно не изменялось в течение периода.
В болометрах термисторного типа с большей тепловой инерцией достаточна частота
50 гц; для болометров типа бареттеров необходима более высокая частота.
3) Источник постоянного напряжения, не используемый для определения баланса
в диагонали моста, называется источником смещения. Назначением его является peiy
лировка рабочей точки и, следовательно, сопротивления болометрического элемента.
46 .
Гл. 2. Мощность
Таким образом, к болометру одновременно подводится мощность
постоянного тока и мощность звуковой частоты, а также подлежащая изме-
рению мощность радиочастотных колебаний. Сопротивление болометра
является функцией полной мощности, подводимой к его зажимам, незави-
симо от отдельных составляющих. Порядок измерения мощности при по-
мощи схемы, изображенной на фиг. 34, следующий.
Устанавливается некоторое номинальное значение мощности звуковых,
колебаний, поступающих на схему от специального генератора, и накла-
дывающихся на радиочастотную мощность, подлежащую измерению.
При помощи реостата R регулируется величина постоянного тока
от батареи Е до такой величины, при которой сопротивление болометра
достигает значения, необходимого для баланса мостовой схемы. Баланс
моста соответствует нулевому показанию гальванометра G. Затем источник,
измеряемой мощности выключается и в результате уменьшения нагрева-
болометра, а следовательно, изменения его сопротивления мостовая схема
оказывается разбалансированной. Баланс схемы восстанавливается увеличе-
нием мощности звуковых колебаний. Вследствие того что сопротивление
болометра является функцией общей мощности, рассеиваемой на нем незави-
симо от частоты колебаний, величина измеряемой мощности должна точно*
соответствовать приращению мощности звуковой частоты, потребовавшемуся
для восстановления баланса мостовой схемы. Если напряжение звуковой
частоты, приложенное к мосту до выключения измеряемой мощности, обо-
значить через Fv а напряжение, необходимое для восстановлений баланса
после выключения измеряемой мощности,—через F2, то величина измеряемой
мощности определится выражением1)
Гизм- ” " 4Л, *
Для достижения большей точности мощность звуковых колебаний
не должна значительно отличаться по величине от измеряемой мощности.
В некоторых случаях может оказаться удобным режим измерения при.
начальном напряжении звуковой частоты, равном нулю (F^O).
Обычно желательна экранировка не только проводов, соединяющих,
болометр с мостовой схемой, но и самого моста и принадлежащих ему допол-
нительных элементов (см. фиг. 34). Эта мера предохраняет от возникновения
нежелательных связей полей рассеивания отдельных элементов, приводя-
щих к снижению точности работы схемы. Эти меры предосторожности осо-
бенно необходимы при измерениях мощностей порядка нескольких микро-
ватт, так как в этом случае даже очень незначительная по величине мощ-
ность, попадающая на болометр в результате паразитных связей, приводит
к большим ошибкам.
Болометры и болометрические головки. Основными элементами боло-
метрических измерительных схем являются: 1) болометрический элемент,
2) болометрическая головка, т. е. устройство для связи болометрического*
элемента с линией передачи высокочастотной мощности, и 3) дополнитель-
ная мостовая схема, необходимая для определения величины изменения
сопротивления болометра. Такие мостовые схемы применяются в различных
х) Если сопротивление болометра во время баланса равно Rlt то мощность звуко-
вой частоты, выделяемая на сопротивлении болометра, равна V2lkRx. Очевидно, при-
ращение мощности, необходимое для .восстановления баланса схемы после выключения
измеряемой мощности, равно
П-И
зм- 47?!
$ 2. Измерение мощности болометрическим методом
47
измерительных устройствах, и некоторые типы этих схем выпускаются
промышленностью.
Различные типы болометрических элементов также выпускаются про-
мышленностью. Что же касается болометрических головок, то в большин-
стве случаев они изготовляются лабораторным способом для каждой кон-
кретной задачи радиотехнических измерений.
Термином «болометры» обозначаются два элемента: бареттеры [15],
обычные сопротивления с положительным температурным коэффициентом,
и термисторы [15, 23, 24], использующие окислы металлов, обладающие-
отрицательным коэффициентом. В простейших случаях в качестве барет-
теров может быть использо- Стеклянный
вана короткая тонкая прово-
лока, обычно применяемая в
приборных предохранителях,
или же металлизированное
ленточное сопротивление1).
Бареттер для специального
использования может быть
без труда изготовлен из вол-
ластоновой нити в любой ла-
боратории. При одинаковой
чувствительности бареттер
обладает меньшей по сравне-
Ф и г. 35. Конструкция термистора (бусинкового
типа).
нию с термистором прочно-
стью, однако имеет то преимущество, что, работая при более высокой тем-
пературе, менее подвержен влиянию изменения температуры окружающей
среды.
Термистор, несмотря на серьезный недостаток (низкая рабочая темпе-
ратура и вследствие этого необходимость пА именения схем компенсации
изменения температуры окружающей среды), имеет и существенные пре-
имущества, так как он более стоек к перегоранию при значительных
перегрузках и более прочен механически. Термистор представляет собой
маленькую бусинку из специального материала, соединяющую два конца
контактных проволочек (фиг. 35). Бусинка и проволочки заключены
в предохранительный стеклянный баллон.
Как термисторы, так и бареттеры получили весьма широкое распро-
странение, и трудно отдать предпочтение какому-либо одному из этих эле-
ментов. Во время второй мировой войны более широкое распространение
получили термисторы, однако применение бареттеров также расширяется,
и в настоящее время они становятся почти общепризнанными.
Бареттеры и термисторы могут быть изготовлены весьма малых разме-
ров и легко монтируются в волноводах и коаксиальных линиях. Оба эле-
мента обладают очень высокой чувствительностью и могут применяться для
измерений весьма малых мощностей порядка микроватт. Кроме того, барет-
теры и термисторы значительно более стабильны во времени и менее чув-
ствительны к перегрузкам, чем детекторы, употребляемые на сверхвысоких
частотах (например, кремниевые), поэтому при замене в большинстве схем'
калибровка остается неизменной.
Наряду с измерениями малых мощностей, где бареттеры и термисторы
обладают серьезнейшими преимуществами, их можно с успехом применять
и для контроля больших мощностей при помощи направленных ответвителей
Например, обычный миниатюрный предохранитель является превосходным ба-
реттером и может применяться на частотах вплоть до 4000 мггц.. Миниатюрный предо-
хранитель на 5 ма обладает при номинальном токе сопротивлением около 400 ом, а пре-
дохранитель на 10 ма—сопротивлением около 200 ом.
48
Гл. 2. Мощность
между болометрическим элементом и основным каналом высокочастотной
мощности (см. § 5).
Наиболее важным параметром болометра является его чувствитель-
ность, т. е. минимальный уровень мощности, который еще может быть изме-
рен. Чувствительность зависит от величины изменения сопротивления,
вызываемого подводимой и рассеиваемой на болометре мощностью, а также
ют параметров используемой мостовой схемы. Обычно чувствительность
выражается в единицах высокочастотной мощности, требуемой для откло-
нения стрелки индикаторного прибора мостовой схемы на всю шкалу. Обыч-
ное значение чувствительности промышленных измерительных приборов
составляет 100 мквт на всю шкалу. Однако имеются также приборы
с чувствительностью выше 10 мквт и ниже 100 мет.
К мостовой схеме
IZZZZZZZZZ
Изолирующий
' стержень
плунжера
настройки
Плунжер настройки
&ZZZZZZZZ
kZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZi
Узкая
сторона
волновода
Вход
в.-ч. мощности
Плунжер
настройки
Болометр
№
Фиг. 36. Болометрическая головка волноводного типа.
Другим существенным параметром болометра является его сопротивле-
ние на высокой частоте. Обычно болометр подключают к источнику высоко-
частотной мощности таким образом, чтобы обеспечить максимально возмож-
ное поглощение мощности. Это достигается довольно легко, если входное
сопротивление болометра на высокой частоте сравнимо по своей величине
с волновым сопротивлением линии передачи. Иногда также может предста-
влять интерес величина изменения входного сопротивления от частоты в опре-
деленном диапазоне частот. Наконец, при некоторых обстоятельствах важ-
ную роль играет инерционность болометра; например, при измерении сред-
ней мощности импульсных систем, работающих с малым коэффициентом
заполнения, термистор, как более инерционный, имеет некоторое преиму-
щество перед бареттером с той же чувствительностью. Напротив, для изме-
рений резких изменений уровня мощности более пригоден бареттер.
Болометрическая головка, предназначенная для подведения к боло-
метру измеряемой высокочастотной мощности, включает также устройство,
обеспечивающее согласование импедансов1).
В нижней части диапазона радиочастот болометр может быть включен
в схему подобно термопаре с тем лишь отличием, что мостовая схема должна
г) Различные типы термисторных и бареттерных головок описаны в работе [15].
£ 2. Измерение мощности болометрическим методом
4Q
быть изолирована от радиочастотных цепей. В устройстве, изображенном
на фиг. 34, эта изоляция осуществляется при помощи блокировочного кон-
денсатора. В коаксиальных и ьолноводных системах особое внимание в боло-
метрических головках должно быть уделено обеспечению необходимого
согласования волнового сопротивления линии передачи и входного сопро-
тивления болометра. При применении коаксиальных кабелей эта задача
заключается в трансформации наиболее употребительного волнового сопро-
j явления 50 ом к величине сопротивления типового болометра (125—200 ол*)1).
Обычно это осуществляется при помощи короткого отрезка коаксиаль-
ной линии переменного сечения, как это показано на фиг. 34. На фиг. 36
показана типовая конструкция волноводной болометрической головки [17].
Здесь согласование импедансов осуществляется использованием двух настра-
иваемых шлейфов. В коаксиальных линиях передачи, волновое сопротивле-
ние которых обычно значительно ниже входного сопротивления болометра,
чрезвычайно удобно использовать два болометра, как это показано на фиг. 37.
Ф и г. 37. Устройство для включения в коаксиальную линию двух
болометров.
Здесь два болометра на 100 ом, включенные параллельно, со стороны линии
передачи обеспечивают сопротивление 50 ом, а включенные последовательно
обеспечивают для мостовой схемы сопротивление 200 ом. Эта конструкция
имеет серьезное преимущество, заключающееся в отсутствии обоих шлей-
фов и отрезка линии переменного сечения, показанного на фиг. 34, и поэтому
более пригодна для работы в широком диапазоне частот. Вообще говоря,
задача трансформации импедансов осложняется с увеличением их отноше-
ния, особенно при расчете широкополосных систем.
Мостовые схемы с использованием болометров. Мостовые схемы, исполь-
зуемые для измерения изменений сопротивления болометра, чрезвычайно
разнообразны. Одни схемы очень просты, другие же сложны и включают
самобалансирующиеся цепи и устройства для компенсации изменений тем-
пературы окружающей среды [15]. Мостовая схема, изображенная нафиг. 34,
широко известна и относится к группе сбалансированных схем. Эта схема
может быть модифицирована удалением источника колебаний звуковой
х) Можно изготовить болометр с сопротивлением 50 ом, но поскольку болометр
может использоваться как в волноводных, так и в коаксиальных линиях, то пред-
почтительнее компромиссная величина сопротивления 200 ом. Поэтому мосты обычно
рассчитаны на баланс при 200 ом.
4 Ф. Термен и Дж. Петтит
50
Гл. 2. Мощность
частоты и введением регулировки источника постоянного напряжения
таким образом, что мост, сбалансированный в условиях рассеивания на эле-
менте мощности радиочастоты, вторично балансируется при выключении
высокочастотной мощности1).
На фиг. 38,а показана простейшая схема, относящаяся к группе несба-
лансированных устройств. Эта схема в отсутствие высокочастотной мощности
балансируется регулировкой амплитуды питающего схему напряжения.
При рассеивании на болометре высокочастотной мощности схема разба-
лансируется, и о величине измеряемой мощности судят по величине откло-
нения стрелки индикатора моста. Если необходимо все время поддерживать
точное согласование полных сопротивлений в высокочастотных цепях,
то эту схему использовать нельзя. Очевидно, что при изменении уровня
высокочастотной мощности, поступающей на болометр, будет изменяться
Блокировочная
Фиг. 38. Примеры болометрических мостов.
а—несбалансированная схема; б—самобалансирующаяся схема. Радиочастотная часть схемы
не показана.
и входное сопротивление болометра, что приведет к нарушению согласова-
ния сопротивления в цепях высокой частоты. Несбалансированные схемы
имеют определенное преимущество—позволяют получить непосредственный
отсчет без дополнительных операций, поэтому их зачастую предпочитают
в тех случаях, когда изменение входного сопротивления болометра не ока-
зывает существенного влияния на работу высокочастотных цепей устрой-
ства. В несбалансированных схемах отклонения сопротивления болометра
от величины, соответствующей начальному балансу схемы, могут быть
скомпенсированы изменением сопротивления Я2.
Более сложным устройством является самобалансирующийся мост,
применяемый в некоторых измерителях мощности, выпускаемых промыш-
ленностью* 2). Одна из таких схем изображена на фиг. 38, б. Схема содержит
усилитель, выход которого связан с его входом цепью обратной связи, вклю-
чающей схему моста. При комнатной температуре мост разбалансирован,
и в результате существования прямой связи между точками моста АС и BD
в системе возникают колебания. Однако при увеличении амплитуды колеба-
ний сопротивление болометра изменяется таким образом, что схема при-
ближается к сбалансированному состоянию. При увеличении усиления
любое возрастание амплитуды колебаний приводит к более полному балансу
г) Конструкция таких измерительных устройств описана в работе [25]; см. также
[15, 26].
2) Самобалансирующийся мост со схемой компенсации изменения температуры
окружающей среды описан в работе [27].
§2. Измерение мощности болометрическим методом 51
мостовой схемы. Если величина амплитуды колебаний меньше необходимой,
то наблюдается значительный разбаланс моста, вызывающий увеличение
напряжения на входе, а следовательно, и на выходе усилителя. В то же время
незначительное увеличение амплитуды колебаний приводит к точному
балансу мостовой схемы, прекращению связи между входом и выходом
усилителя, а следовательно, и к отсутствию колебаний.
Если же на болометре рассеивается высокочастотная мощность, то для
достижения баланса требуется соответственно меньшая мощность колеба-
ний, возникающих в замкнутой цепи. Таким образом, величина высокочастот-
ной мощности может быть оценена по показаниям вольтметра V, измеряю-
щего амплитуду возникающих колебаний. Большему значению высоко-
частотной мощности соответствует малая амплитуда колебаний, и наоборот.
Первоначальная амплитуда колебаний в отсутствие высокочастотной мощ-
ности может быть установлена такой величины, чтобы обеспечить отклоце-
ние стрелки вольтметра V на полную шкалу. Эта регулировка осуществляется
при помощи напряжения смещения, вводимого в схему, как это показано
на фиг. 38, б. Калибровка сбалансированного болометрического измерителя
мощности не представляет затруднений, так как величина измеряемой мощ-
ности точно соответствует изменению мощности вспомогательного источ-
ника низкой частоты или постоянного тока.
В случае применения несбалансированных схем, а также в том случае,
если желательна проверка калибровки, для любого типа схемы могут быть
использованы два метода калибровки болометров. Преимущество первого
метода заключается в том, что промышленные бареттеры и термисторы,
рассчитанные для работы на сверхвысоких частотах, обладают диаметром,
меньшим, чем глубина проникновения тока на частотах вплоть до несколь-
ких тысяч мегагерц. Благодаря этому сопротивление болометра на частоте
в несколько тысяч мегагерц очень близко по своей величине к сопротивлению
на звуковых частотах. Калибровка устройства может быть, таким образом,
осуществлена в области низких частот, где аппаратура для измерения мощ-
ности обладает более высокой точностью и поэтому значительно более
удобна для калибровки.
Преимущество второго метода заключается в том, что не требуется
никаких допущений. Вначале значительная мощность источника точно
измеряется калориметрическим методом (см. § 3), затем определенная часть
измеренной мощности отводится к болометру и служит для его калибровки.
Отвод части мощности на болометр осуществляется либо при помощи спе-
циальных устройств связи (направленных ответвителей) (см. § 4), либо
включением в канал мощности, подводимой к калориметру, аттенюатора
с известным затуханием1).
Болометр как квадратичный детектор. Важным применением болометра
в измерительной технике является его использование в качестве детектора мо-
дулированных или импульсных колебаний [29]. Принцип такого применения
иллюстрируется фиг. 39. Здесь модулированные по амплитуде (или импульс-
ные) колебания радиочастоты подаются на болометр, через который одно-
временно протекает постоянный ток. Постоянная времени нагрева болометра
мала по сравнению с периодом модулирующей частоты. Таким образом,
дополнительный нагрев болометра за счет высокочастотной мощности вызы-
вает изменение его сопротивления постоянному току в такт с изменением
огибающей. В результате на первичной обмотке трансформатора развивается
напряжение модулирующей частоты, которое затем усиливается и изме-
ряется ламповым вольтметром.
Э Более подробно по этому вопросу см. [28].
4*
52
Гл. 2. Мощность
Схема, сочетающая болометр и усилитель, обладает весьма точной
квадратичной характеристикой (т. е. выходное напряжение в схеме про-
порционально мощности или квадрату напряжения на входе) при условии,
что рассеиваемая на болометре мощность постоянного тока значи-
тельно больше мощности высокочастотных колебаний. При неизменном
болометрическом элементе, усилителе и характере модуляции чувствитель-
ность устройства определяется величиной постоянного смещения. Получе-
ние устойчивого значения чувствительности при неоднократных измерениях
может быть достигнуто применением усилителя, стабилизированного цепью
обратной связи, и точной установкой постоянного смещения одной и той же
величины.
Работа устройства, показанного на фиг. 39, удовлетворительна
лишь в том случае, если постоянная времени нагрева болометра достаточно
мала, чтобы обеспечить точное изменение температуры болометра с изме-
нением величины модулирующего напряжения. Бареттеры, употребляемые
Фиг. 39. Болометр и усилитель для измерений *амп литу дно-мо дул ирован-
ных колебаний.
обычно для измерения малых мощностей высокочастотных колебаний,
удовлетворяют этому требованию в диапазоне звуковых частот и частот
повторения импульсных сигналов. Однако большинство термисторов, нагре-
вающихся значительно медленнее, находят применение в качестве демодуля-
торов лишь для модулирующих частот нижней части звукового диапазона.
Чувствительность устройства, состоящего из болометра и усилителя
(см. фиг. 39), зависит от характеристик болометра, величины постоянного
смещения, параметров усилителя и глубины модуляции. При условии, что
усилитель обладает согласованной полосой пропускания и коэффициентом
усиления, достаточным для нормального усиления порогового сигнала
(т. е. сравнимого с собственными шумами усилителя), практически может
быть достигнута чувствительность для высокочастотных сигналов, модули-
рованных прямоугольными импульсами (меандром) порядка 1 мквт и ниже.
Несмотря на то, что описываемая система болометр—усилитель обладает
значительно более низкой чувствительностью по сравнению со схемой,
использующей кристаллический детектор и усилитель, первую все же сле-
дует предпочитать во всех случаях, когда она может быть использована.
Это объясняется тем обстоятельством, что болометр всегда сохраняет ква-
дратичную характеристику и устойчивую чувствительность. Кристалличе-
ские же детекторы не сохраняют квадратичности характеристики и чув-
ствительности даже при кратковременных перегрузках.
Болометры для измерения больших мощностей1). Болометрический метод
применяется в основном для измерения малых мощностей порядка микро-
ватт и милливатт, однако он может быть использован и для измерения
х) По этому вопросу см. [15, 16].
$ 3. Калориметрический метод измерения мощности
53
больших мощностей. Например, если мощность, подлежащая измерению,
рассеивается в искусственной нагрузке, в виде вакуумной или газонапол-
ненной лампы (см. гл. 14, § 6), то температура нити накала является функ-
цией рассеиваемой мощности. В свою очередь сопротивление нити накала
определяется ее температурой. Таким образом, величина высокочастотной
мощности может быть получена путем измерения при помощи омметра или
моста постоянного тока сопротивления нити накала лампы постоянному
току. Степень накала может быть также определена при помощи фотоэле-
мента или оптического пирометра, реагирующих на яркость свечения нити.
Соотношение между сопротивлением нити накала (или температурой) и
рассеиваемой мощностью может быть установлено калибровкой лампы
накаливания на постоянном токе или на частоте 50 гц. Этим методом могут
быть измерены мощности в диапазоне от долей ватта до 50 вт. Этот метод
обеспечивает показания, не зависящие от частоты, в диапазоне волн, длина
которых не менее чем в 10 раз превышает длину нити накала.
§ 3. Калориметрический метод измерения мощности1)
Калориметрический метод измерения высокочастотной мощности осно-
ван на преобразовании энергии радиочастотных колебаний в тепловую
энергию и нагреве при помощи этой энергии жидкости (обычно воды), про-
текающей в особой системе, с последующим измерением разности температур
этой жидкости. Высокочастотная мощность может быть рассеяна непосред-
ственно в жидкости или же жидкость может быть использована для охла-
ждения сопротивления нагрузки, изготовленной из твердых материалов.
В любом случае существенно, чтобы вся радиочастотная энергия поступала
в жидкость. Это означает, что система не должна иметь утечки радиочастот-
ной энергии вследствие радиации или потерь в местах соединения. Точно
так же потери тепловой энергии жидкостью за счет радиации должны быть
минимальны, особенно между теми точками, в которых производится изме-
рение разности температур.
Калориметрический метод наиболее употребителен для измерения
больших мощностей. Большие мощности могут быть также измерены при
помощи болометра с использованием направленных ответвителей, которые
могут оказаться полезными для индикации мощности, передаваемой от гене-
ратора к антенне, однако калориметрический метод имеет существенное
преимущество в лабораторной практике. В лабораторных условиях обычно
бывает необходимо обеспечить поглощение мощности искусственной нагруз-
кой, которая должна быть снабжена при измерении больших мощностей
водяным охлаждением.
Мощность, рассеиваемая в калориметре, может быть рассчитана по при-
ращению температуры жидкости, ее удельной теплоемкости и расходу,
связанных соотношением
/> = 4,18 mspht, (2.2)
где т—расход жидкости (г/сек); sp—удельная теплоемкость (кал/г*град);
—приращение температуры (°C); Р—мощность (вт).
Зависимость приращения температуры от величины рассеиваемой в кало-
риметре мощности может быть установлена экспериментально путем изме-
рения приращения температуры при рассеивании известной мощности
постоянного тока или на частоте 50 гц.
Так же как и при болометрическом методе, диапазон измеряемых мощ-
ностей ограничен требованием согласования полных сопротивлений таким
х) По этому вопросу см. [15, 16, 30].
Гл. 2. Мощность
образом, чтобы полное сопротивление нагрузки было адекватно выходному
сопротивлению источника. Обычно это достигается тем, что создаются сек-
ции линий передачи с переменным сечением. Важно также подвести радио-
частотную мощность к жидкостной нагрузке таким образом, чтобы избежать
перегревания отдельных мест, возле которых может произойти закипание
жидкости.
Скорость течения и масса нагреваемой жидкости должны быть выбраны
такими, чтобы поддающееся измерению изменение температуры наблюдалось
Термометры
— Впуск воды
Вход в-ч.
мощности
~:_____ Слив воды
Кабель может быть
Кабель Кожух т
„ кижух Теплоизоляция
с потерями с жидкостью
разомкнут или
закорочен
Фиг. 40. Нагрузочное сопротивление калориметра, использующее коак-
сиальный кабель с потерями.
Затухание по всей длине набеля в одном направлении должно составлять не менее 10 Об.
при наименьшем количестве жидкости, способной еще поглотить необходи-
мую мощность. При соблюдении этого условия уменьшится инерционность
системы при изменении уровня измеряемой мощности.
Различные формы калориметрических систем могут быть показаны
на примере некоторых типовых устройств. Одно из таких устройств показа-
но на фиг. 40. В качестве поглотителя мощности здесь использован длинный
Секция
согласования
Секция, заполненная
жидкостью
Закорочено по высокой
частоте ч
Впуск
воды"
Конус из двуокиси титана
Направление течения I Подогреватели
жидкости' для калибровки
калориметра
Слив
воды
Входные и
выходные
термоэлементы
Ж
3
Фиг. 41. Коаксиальное нагрузочное сопротивление жидкостного типа с согла-
сующим элементом из двуокиси титана.
отрезок коаксиального кабеля с большими потерями и волновым сопро-
тивлением 50 ом, поэтому исчезает проблема согласования импедансов
высокочастотных цепей. Жидкость применяется для охлаждения кабеля,
причем сама она не является непосредственным поглотителем высокочастот-
ной мощности. Длина поглощающего кабеля должна обеспечивать на рабо-
чей частоте затухание не менее 10 дб. При этом затухание для отраженной
полны будет равно 20 дб, что фактически обеспечит полное поглощение
мощности, отбираемой от источника. Калориметрические системы этого
типа применяются для измерения мощностей в пределах от 5 до 500 ст.
£ 3. Калориметрический метод измерения мощности
55
На фиг. 41 показана поглощающая насадка коаксиального типа, но
иной конструкции [31В). Здесь радиочастотная мощность поглощается
•отрезком коаксиальной линии, заполненным водой. Вода служит в каче-
стве диэлектрика с большими потерями, поглощающего мощность вслед-
ствие высокого значения коэффициента мощности, и одновременно выпол-
няет функции жидкости, заполняющей калориметр. Согласование волновых
сопротивлений основной коаксиальной линии с воздушным диэлектриком
и отрезка линии, заполненного водой, осуществляется при помощи конусо-
образной секции, изготовленной из двуокиси титана. Этот материал обла-
дает диэлектрической проницаемостью, по величине очень близкой к про-
ницаемости воды (-^80), и поэтому очень удобен для согласования линий,
заполненных водой и воздухом.
Двуокись титана представляет собой керамику, и ее механическая
обработка для придания соответствующей формы должна быть проведена
до обжига с учетом последующей усадки. В устройстве, изображенном
Ф н г. 42. Волноводное нагрузочное сопротивление жидкостного типа
с согласующим устройством в виде металлической пластины переменного
сечения.
на фиг. 41, разность температур вытекающей и втекающей жидкостей изме-
ряется термостолбиками, а не термометрами, как в предыдущей конструк-
ции (см. фиг. 40). Термостолбик состоит из ряда термопар, соединенных
последовательно, причем термопары попеременно расположены в холодной
(втекающей) и горячей (вытекающей) жидкости. Установленный таким
образом термостолбик реагирует непосредственно на разность температур
горячей и холодной жидкости и обеспечивает большую чувствительность,
чем обычные термоэлементы.
Изображенная на фиг. 41 калориметрическая система может быть отгра-
дуирована при помощи мощности постоянного тока или тока с частотой
50 гц. Для этой цели служит вспомогательный подогревательный элемент,
помещенный, как показано, в резервуар с протекающей жидкостью. Калиб-
ровка системы заключается в получении градуировочной кривой термо-
столбика при подогревании жидкости известной мощностью постоянного
(или 50 гц) тока, поглощаемой вспомогательным подогревательным эле-
ментом.
Для волноводных линий также существуют различные калориметри-
ческие системы [15, 16, 34]. На фиг. 42 показано одно из таких типовых
устройств, в котором высокочастотная мощность поглощается жидкостью,
текущей по стеклянной трубке. Эта трубка проходит через середину широ-
кой стороны волновода под углом к оси волновода. В качестве жидкости,
поглощающей и отводящей мощность, используется обычная водопроводная или
подсоленная вода. Между стеклянной трубкой и одной из стенок волновода по-
мещается металлическая пластина, благодаря которой поле концентрируется
1) Другие устройства коаксиального типа описаны в работах [15, 32, 33].
56
Гл. 2. Мощность
вблизи стеклянной трубки с жидкостью, и поглощаемая мощность на еди-
ницу длины трубки увеличивается по направлению к концу волновода, где
уменьшается еще не поглощенная мощность.
Это устройство позволяет получить надежное поглощение всей мощности
при более короткой длине поглощающей насадки. При помощи металличе-
ской пластины в сочетании с наклонной трубкой, заполненной жидкостью
и постепенно вводимой в волновод, может быть достигнуто хорошее согласо-
вание калориметрической системы с передающей линией. Величина погло-
щаемой мощности определяется по разности температур жидкости на входе
и выходе калориметрической системы. Поскольку объем жидкости в стек-
лянной трубке может быть очень мал, описанная система быстро реагирует
на изменение уровня измеряемой мощности.
Скорость протекания поглощающей жидкости через калориметрическую
систему должна быть строго постоянной. Известны два основных типа жидко-
стных калориметрических систем. В первой открытой калориметрической
системе специальный резервуар, устанавливаемый на возвышении и непре-
рывно наполняемый жидкостью, служит для поддержания постоянного
расхода жидкости. Отработанная жидкость отводится из системы через
специальную сливную трубу. В качестве жидкости, заполняющей систему,
удобно использовать водопроводную воду. В другой системе, так называемой
закрытой, жидкость циркулирует по закрытому трубопроводу, периодически
нагреваясь в калориметре и охлаждаясь затем в радиаторе или каком-либо
другом охлаждающем устройстве. В этой системе может быть использована
специальная жидкость, например соленая вода. Особое внимание должно
быть уделено обеспечению постоянной скорости течения жидкости. Выбор
одной из двух описанных систем определяется главным образом удобством!
и целесообразностью для данного случая.
§ 4. Специальные вопросы измерения мощности
в линиях передачи
Измерение мощности в линии, нагруженной на согласованную нагрузку,
может быть легко осуществлено благодаря тому, что в каждой точке линии
по ее длине импеданс равен волновому сопротивлению линии. Для линий
передачи, обладающих малыми потерями на высоких частотах, этот импе-
данс может быть подсчитан на основании геометрических размеров линии
или же измерен на приемлемой для этой цели звуковой или радиочастоте
(см. гл. 4, § 2).
Мощность, передаваемая через такую не обладающую резонансными
свойствами линию, определяется выражением
P = I*R или
где R—волновое сопротивление линии передачи; I—ток, текущий вдоль
линии; Е—напряжение на линии.
Этот метод измерения мощности требует точного согласования сопро-
тивления нагрузки с волновым сопротивлением линии и применения устройств
для измерения напряжения или тока в линии, не влияющих на работу
устройства и не вызывающих появления отраженной волны1).
х) Если имеется отраженная волна, то сумма мощностей прямой и отраженной волн
равна
El + El
2R
где Ег и Е%—напряжения в точках линии, расположенных на расстоянии Х/4 друг от
(2.3}
$ 4. Специальные вопросы измерения мощности в линиях передачи
57
Измерение тока в линии вплоть до наиболее высоких частот, применяе-
мых в радиотехнике, может быть осуществлено термоэлектрическими прибо-
рами, включаемыми последовательно в линию. Точность измерений тока
термоэлектрическими приборами весьма высока при условии, что диаметр
подогревателя достаточно мал и влияние поверхностного эффекта ничтожно,
или при введении поправки на поверхностный эффект. При должном внима-
нии к конструкции термоэлектрических приборов, включенных последова-
тельно в линию, возможно свести к минимуму их влияние на коэффициент
бегущей волны1).
Напряжение на линии может быть определено диодным вольтметром.
Удовлетворительные результаты
достаточно низких, чтобы вход-
ное реактивное сопротивление
вольтметра (или делителя на-
пряжения), определяемое вход-
ной емкостью, было значитель-
но больше волнового сопротив-
ления линий. На высоких ча-
стотах, для которых это условие
не удовлетворяется, подключе-
ние диодного вольтметра вызы-
вает появление значительной
отраженной волны.
Интересный метод снижения
этого нежелательного влияния
входной емкости диодного вольт-
в этом случае получаются на частотах,
Нс более
Л/4
Диэлектрик
Диод
К УЛТ
'Ш/7Ш7777Л
У/ШШ,
Фиг. 43. Схема включения диодного вольтмет-
ра для измерения напряжения в коаксиальной
линии, обеспечивающая отсутствие отражений,
вызываемых входной емкостью диода.
метра на высоких частотах в
случае коаксиальной линии передачи показан на фиг. 43. Здесь диод зашун-
тирован специальным отрезком линии, соотношение диаметров внутреннего
и внешнего проводников которой больше, чем у основной линии. Длина
этого отрезка линии несколько меньше Хмин./4, где Хмин>—длина наиболее
короткой волны в рабочем диапазоне устройства. Увеличение соотношения
диаметров внутреннего и внешнего проводников отрезка коаксиальной ли-
нии приводит к увеличению индуктивности и уменьшению емкости на еди-
ницу длины линии. Отсутствие диэлектрического заполнения этого отрезка
линии еще более снижает распределенную емкость линии. В то же время
емкость, параллельная входу вольтметра, действует как распределенная
емкость линии и поэтому увеличивает последнюю.
При соответствующей конструкции отношение индуктивности к эффек-
тивной емкости в этом отрезке коаксиальной линии может быть получено
таким же, как и в основной коаксиальной линии передачи. Таким образом,
отрезок коаксиальной линии в месте включения вольтметра будет иметь,
то же волновое сопротивление, что и линии передачи и соответственно не
вызовет никаких отражений в линии. Более того, для всех частот ниже
того значения, для которого длина специального отрезка линии равна Хмин./4,
поведение этого отрезка не зависит от частоты. Таким образом, ламповый
вольтметр может быть использован на высоких частотах вплоть до частот,
на которых еще удовлетворительно работают лучшие диодные вольтметры.
друга. В частном случае Ех и Е%—соответственно максимальное и минимальное напря-
жения стоячей волны вдоль линии.
В некоторых случаях, как это имеет место в ряде устройств, линия может обладать
большими потерями. При этом она представляет собой поглощающую нагрузку и
проблема согласования значительно упрощается.
г) По вопросу о применении термоэлектрических приборов для измерения тока
в линии см. [15, 16].
58
Гл. 2. Мощность
§ 5. Измерение и индикация мощности при помощи
направленных ответвителей
Направленным ответвителем называется такое устройство, которое,
будучи связанным с линией передачи или волноводом, реагирует на высоко-
частотную мощность, распространяющуюся только в одном (прямом) напра-
влении, и не реагирует на волну, распространяющуюся в другом напра-
влении (обратную). Например, устройство, показанное на фиг. 44, а, может
быть рассчитано таким образом, что волна, бегущая слева направо в основ-
ной коаксиальной линии, индуцирует в плече А связанной (вторичной)
Ф и г. 44. Простейший тип направленного ответвителя (а) и его
эквивалентные схемы (б), поясняющие действие электрической
и магнитной индукций. .
коаксиальной линии волну, распространяющуюся налево. Напротив,
волна в основной линии, бегущая справа налево, не создает в плече А вто-
ричной линии никакой мощности.
Удобство использования направленного ответвителя для измерений
мощности объясняется тем, что каждая волна в радиопередающих линиях
может рассматриваться как передаваемая в направлении движения волны
мощность, величина которой пропорциональна квадрату амплитудного зна-
чения этой волны. Более того, величина мощности, связанная с определен-
ной волной, не зависит от наличия или отсутствия другой волны, распро-
страняющейся в обратном направлении1). Таким образом, истщнная
величина мощности, поступающей в нагрузку, равна разности мощностей,
г) Единственным исключением является тот случай, когда характеристический
импеданс линии передачи не чисто активен или когда потери в диэлектрике и стенках
волновода так велики и находятся в таком соотношении, что векторы магнитного и элек-
трического полей расфазируются. Как правило, в системах передачи радиочастотной
энергии этого не возникает.
£ 5. Измерение и индикация мощности при помощи направленных ответвителей 59
Определяемых падающей и отраженной волнами, или, иначе говоря, мощ-
ность, выделяемая в нагрузке, равна разности падающей и отраженной
мощностей в точке подключения нагрузки.
Амплитуда наведенной во вторичной линии волны при определенном
включении направленного ответвителя пропорциональна амплитуде соответ-
ствующей волны в первичной коаксиальной линии и не зависит от наличия
волны, распространяющейся в обратном направлении. Вследствие этого
мощность, обусловленная наведенной волной во вторичной линии, является
вполне определенной частью мощности, связанной с соответствующей волной
в первичной линии передачи.
Это отношение наведенной мощности к общей мощности первичной
линии передачи называется коэффициентом связи и обычно выражается
в децибелах. Величина коэффициента связи может быть определена экспе-
риментально отдельными измерениями мощности в первичной и вторичной
коаксиальных линиях для каждого частного случая. Коэффициент связи
может быть выбран сколь угодно малым, что делает возможной индикацию
очень высоких мощностей. Например, при коэффициенте связи 50 дб мощ-
ность, наведенная во вторичной линии, ниже мощности в первичной линии
передачи на 50 дб (т. е. составляет одну стотысячную часть).
Наличие системы связи направленного ответвителя искажает поля
в первичной линии передачи или в волноводе. Вообще говоря, это искаже-
ние может вызвать появление в первичной системе отраженной волны. Вели-
чина этой отраженной волны будет зависеть от величины связи, однако
в большинстве случаев отраженная волна достаточно мала, если коэффи-
циент связи не чрезмерно велик.
При помощи одного направленного ответвителя может быть измерена
мощность, распространяющаяся только в одном направлении по первичной
линии. При использовании в одной первичной линии передачи двух напра-
вленных ответвителей, один из которых реагирует только на падающую
волну, а другой—только на отраженную, могут быть отдельно измерены
падающая и отраженная мощности и путем их вычитания определена мощ-
ность, выделяемая в нагрузке1). Однако в большинстве случаев достаточно
измерить лишь падающую волну.
В частности, когда коэффициент отражения имеет малое или среднее
значение, величина отраженной мощности настолько мала, что мощность
падающей волны достаточно хорошо отображает мощность, выделяемую
в нагрузке. Например, если коэффициент отражения равен 0,25, что соот-
ветствует значению коэффициента стоячей волны напряжения КСВН = 1,67,
отраженная мощность составляет 6,7% мощности падающей волны. Даже
в том случае, когда коэффициент отражения достигает величины 0,5
(КСВН=3,0), мощность отраженной волны равна 25% величины макси-
мальной мощности падающей волны. Отсюда видно, что определение ве-
личины мощности при KGBH = 1 при помощи направленного ответвителя,
реагирующего только на падающую волну, обеспечивает значительно более
точные результаты, чем определение мощности по напряжению или току
в линии, измеряемым при помощи зонда или петли связи.
Направленные ответвители находят широкое применение для индикации
и измерения мощности в сверхвысокочастотных устройствах. Специальные
радиолокационные передатчики часто снабжаются встроенным в фидерный
тракт направленным ответвителем, контролирующим выходную мощность
передатчика путем отвода незначительной, но известной по величине части
мощности, передаваемой в антенну. Среди других применений направлен-
ного ответвителя следует отметить измерение коэффициента отражения
г) Ваттметр, работающий по этому принципу, описан в работе [35].
60 Гл. 2. Мощность
(см. гл. 4, § 10) и использование направленного ответвителя в качестве
аттенюатора (см. гл. 5, § 16).
Типы направленных ответвителей. Существуют направленные ответ-
вители самых разнообразных систем1). Одна из этих систем представлена
на фиг. 44, а. Хотя эта система применяется не так часто, как многие дру-
гие, она выбрана в качестве примера потому, что особенно легка для усвое-
ния. Здесь первичная система представляет собой коаксиальную линию,
а вторичная система состоит из двух коаксиальных линий 4 и 5, соединен-
ных между собой петлей D, входящей в первичную линию и подвергающуюся
одновременному влиянию электрического и магнитного полей первичной
линии* 2). Рассмотрим случай распространения электромагнитной волны
в первичной линии слева направо. Электрическое поле этой волны индуци-
рует на петле D некоторый заряд, вызывающий колебания в обеих частях
А и В вторичной системы. Эквивалентная схема, отображающая этот про-
цесс (см. фиг. 44, б), включает источник напряжения Е19 питающий
через емкость Сг параллельно включенные коаксиальные линии А и В.
Направления токов, вызванных этим напряжением, показано стрелками.
Петля D пересекается силовыми линиями магнитного поля первичной
линии, индуцирующими напряжение /?2, включаемое так, как это показано
на фиг. 44, б. Этот последовательно включенный источник напряжения
возбуждает колебания в плечах А и В вторичной системы, характеризуемые
токами, текущими в направлениях, обозначенных стрелками. Две волны,
возникающие в плече А в результате связи с электрическим и магнитным
полями, находятся в фазе и, таким образом, складываются, в то время как
две волны в плече В имеют противоположные фазы и поэтому стремятся
уничтожить друг друга. Таким образом, очевидно, что в случае определен-
ного соотношения связей с электрическим и магнитным полями, при котором
амплитуды волн, наведенных этими полями, равны, в плече В происходит
полное уничтожение волн. В конечном итоге во вторичной системе в случае
распространения волны в первичной линии слева направо возникает только
результирующая волна в плече А. При подключении к плечу А нагрузки,
равной волновому сопротивлению вторичной линии, эта наведенная волна
будет поглощаться. В плече В никаких волн не возникает.
Соотношение величин электрической и магнитной связей может регу-
лироваться путем соответствующих изменений петли связи D. Величина
электрической связи зависит от числа электрических силовых линий, замы-
кающихся на петле, и, таким образом, определяется длиной петли и ее тол-
щиной (или диаметром). Соответственно величина магнитной связи опреде-
ляется числом силовых линий магнитного поля, пересекающих петлю,
и, следовательно, определяется величиной площади, заключенной между
петлей и внешним проводником линии, а также ориентацией петли отно-
сительно оси линии.
Установив, что система, изображенная на фиг. 44, рассчитана таким
образом, что в случае распространения колебаний в первичной линии слева
направо в плече В не наводится никаких колебаний, рассмотрим случай
распространения колебаний в первичной линии в обратном направлении,
т. е. справа налево.
2) Подробное описание разных систем направленных ответвителей и их особенностей
выходят за рамки настоящей работы. Читателю, желающему получить более подробные
сведения по этим устройствам, следует обратиться к специальной литературе [15, 16,
36—45].
2) Хотя рассматриваемая специальная система связывает две коаксиальные линии,
возможно также осуществление связи междуволноводом и коаксиалом, коаксиалом
и волноводом или волноводом и волноводом.
§ 5, Измерение и индикация мощности при помощи направленных ответвителей 61
Компоненты колебаний, наведенных в плечах А и В электрическим
и магнитным полями, снова будут равны, так как их амплитуды не зависят
от направления движения волны в первичной линии. Однако фаза колеба-
ний, наведенных магнитным полем, изменяется на обратную по отношению
к фазе колебаний, наведенных электрическим полем. Таким образом, коле-
бания, наведенные в плече Л, уничтожат друг друга, а колебания, наве-
денные в плече В, сложатся. Следовательно, колебания, распространяю-
щиеся в первичной линии справа налево, не оказывают никакого влияния на
плечо Л, но индуцируют колебания в плече В. При подключении к плечу В
нагрузки, равной волновому сопротивлению линии, наведенные коле-
бания будут полностью поглощаться. В итоге колебания, возникающие
в плече Л, определяются только колебаниями в первичной линии, рас-
пространяющимися слева направо, и не зависят от наличия колебаний
в обратном направлении. В этом и заключается действие направленных
ответвителей.
Следует отметить, что для обеспечения нормальной работы направлен-
ного ответвителя совершенно необходимо подключить к плечу В согласован-
ную нагрузку. В случае отражения в плече В отраженная волна через петлю
связи попадет в плечо Л. При этом колебания в плече Л будут определяться
не только желаемым воздействием волны в первичной линии, распростра-
няющейся слева направо, но и нежелательным воздействием колебаний,
распространяющихся в обратном направлении вследствие наличия отра-
жений в плече В.
Мощность колебаний, наведенных в плече Л колебаниями в первичной
линии, может быть определена при помощи болометра, термоэлемента,
кристаллического детектора или какого-либо подобного устройства, под-
ключенного к концу линии плеча Л. При этом входное сопротивление изме-
рительных элементов должно быть согласовано с волновым сопротивлением
линии. Ввиду того что величина наведенных колебаний пропорциональна
величине колебаний в первичной линии, мощность последних может быть
легко определена при известном коэффициенте связи системы. Следует
заметить, что в этом случае определение мощности колебаний в первичной
линии осуществляется без поглощения этой мощности или же без какого-
либо влияния на работу первичной линии, за исключением отвода во вто-
ричную линию пренебрежимо малой части мощности.
Очевидно, что если в устройстве, изображенном на фиг. 44, а, плечи
А л В оба нагружены согласованным сопротивлением, наведенные в плече В
колебания будут определяться только колебаниями в первичной системе,
распространяющимися справа налево, в то время как величина колебаний
в плече А будет определяться только колебаниями в первичной линии, рас-
пространяющимися в обратном направлении. Таким образом, это устрой-
ство эквивалентно двум направленным ответвителям и может быть исполь-
зовано для независимых измерений амплитуд (или мощностей) падающей
и отраженной волн, а также для определения их соотношений (т. е. коэф-
фициента отражения).
Несколько иной метод достижения тех же результатов, которые полу-
чаются при использовании устройства, показанного на фиг. 44, заключается
в использовании связи между первичной и вторичной системами при помощи
отверстия (фиг. 45). Это устройство известно под названием однощелевого
направленного ответвителя. Его действие основано на том принципе, что
отверстие в стенке между двумя волноводами или коаксиальными линиями
обеспечивает связь как электрических, так и магнитных полей1).
г) Теория связи при помощи отверстия дана Бете [46]. Когда диаметр отверстия не
меныйе Х/8, необходимо произвести компенсацию сопротивления элемента связи [47].
62
Гл. 2. Мощность
Связь электрических полей достигается за счет проникновения силовых
линий электрического поля первичной системы через отверстие во вторичную
систему. Аналогично магнитная связь достигается за счет проникновения
токов в стенках первичной системы через отверстие во вторичную систему.
Эти токи образуют во вторичной системе магнитное поле и наводят в ней
э.д.с. Соотношение между величинами электрической и магнитной связи
определяется ориентацией щели по отношению к электрическому и магнит-
ному полям первичной системы, конфигурацией щели и углом между осями
первичной и вторичной систем. В частности, если отверстие представляет
собой узкую щель, ось которой ориентирована таким образом, чтобы щель
магнитного поля
а б в
Фиг. 45. Однощелевой направленный ответвитель коаксиального типа.
а—система связи; б—электростатическая связь; в—электромагнитная связь.
по возможности меньше пересекала линии тока в первичной системе (т. е. под
прямым углом к силовым линиям магнитного поля), электрическая связь
будет доминирующей. Напротив, магнитная связь будет доминирующей,
если ось щели расположена так, что пересекается максимальное число линий
тока в первичной системе, т. е. перпендикулярно к ним, или, что то же самое,
Фиг. 46. Двухщелевой направленный ответвитель вол-
новодного типа с использованием электрической связи при
помощи узких щелей, параллельных оси волновода.
параллельно силовым лициям магнитного поля. Легко видеть, что однощеле-
вой ответвитель по существу эквивалентен устройству, изображенному
на фиг. 44, и при равенстве электрической и магнитной связи обладает
такими же свойствами направленного ответвителя.
Совершенно иная система направленного ответвителя показана на
фиг. 46. Эта система носит наименование двухщелевого ответвителя и состоит
из первичной и вторичной систем, связанных между собой только электри-
ческой или магнитной связью в двух отдельных точках, расположенных
£ 5, Измерение и индикация мощности при помощи направленных ответвителей 63
на расстоянии нечетного числа четвертей волн одна от другой1). Существенно
то обстоятельство, что связь в каждой из этих точек должна быть в основном
либо только электрической, либо только магнитной. Это может быть достиг-
нуто использованием зондов связи (для осуществления электрической связи)
или петель (для магнитной связи), или устройством щелей, конфигурация
и расположение которых обеспечивали бы преимущественность того или
иного вида связи. В двухщелевом ответвителе электромагнитная волна
в первичной системе, распространяющаяся вправо, вызывает во вторичной
системе волну, распространяющуюся также вправо, причем распростра-
нение в обратном направлении, т. е. влево, отсутствует. Аналогичным обра-
зом, при движении волны в первичной системе влево во вторичной системе
также возникает волна, движущаяся влево, в то время как волна, распро-
страняющаяся вправо, отсутствует. Это объясняется следующим образом.
Наведенные во вторичной системе электромагнитные волны распростра-
няются от точки связи в обоих направлениях, однако в одном из напра-
влений они, будучи в фазе, складываются, а в другом направлении, нахо-
дясь в противофазе, вычитаются. Это справедливо при условии, что их
амплитуды равны и точки связи расположены друг от друга на расстоянии,
равном нечетному числу четвертей волн.
Коэффициент направленности направленных ответвителей. В идеаль-
ном направленном ответвителе электромагнитная волна в первичной системе
вызывает во вторичной системе волну, распространяющуюся только в одном
направлении. Однако в реальных условиях во вторичных системах напра-
вленных ответвителей обычно возникают две волны: одна с большой ампли-
тудой, распространяющаяся в прямом направлении, и вторая с меньшей
амплитудой, распространяющаяся в обратном направлении. Это явление
возникает в результате ошибок, допускаемых при осуществлении требуемых
условий, например механических неточностей, отличия расчетной частоты
от действительной и других причин второго порядка. Отношение амплитуд
желательной и нежелательной волн (т. е. распространяющихся в прямом
и обратном направлении) называется коэффициентом направленности и
выражается обычно в децибелах. Например, коэффициент направленности,
равный 30 дб, означает, что волна, распространяющаяся в нежелательном
направлении, на 30 дб слабее, или, что то же самое, составляет одну ты-
сячную долю мощности волны, движущейся в желательном направлении.
Коэффициент направленности ответвителя, изображенного на фиг. 44,
теоретически не зависит от частоты в пределах, где еще сохраняется возмож-
ность получения основного эффекта. Для однощелевого направленного
ответвителя коэффициент направленности не зависит от частоты только
в том случае, если толщина стенки, разделяющей первичную и вторичную
системы, бесконечно мала. В случае конечной толщины стенки отношение
величин электрической и магнитной связей, осуществляемых щелью, является
функцией частоты, и коэффициент направленности, близкий к бесконеч-
ности, может быть получен только при определенном значении частоты.
В двухщелевых направленных ответвителях коэффициент направленности
зависит от частоты, так как расстояние между двумя щелями связи должно
точно соответствовать нечетному числу четвертей определенной длины
волны. Эта зависимость от частоты может быть, однако, уменьшена увели-
чением числа щелей связи* 2) или же использованием для связи более узких
и длинных щелей.
х) В случае волноводов имеется в виду длина волны в волноводе, а не в свободном
пространстве.
2) Подробно об этом см. [36, 44].
64
Гл. 2. Мощность
§ 6. Индикаторы уровня мощности
в широковещательных цепях1)
При контролировании широковещательных цепей необходима индика-
ция уровня мощностей звуковой частоты. Эта индикация обычно осуще-
ствляется при помощи детекторного вольтметра, подключаемого параллельно
линии передачи и обладающего таким высоким сопротивлением’ на 1 в, что
влияние прибора на контролируемую линию оказывается минимальным.
Вследствие того что интенсивность низкочастотных токов, возникаю-
щих при передаче речи или музыки, изменяется с большой скоростью, бал-
листические характеристики индикаторов уровня мощности имеют такое же
значение, как и характеристики в установившемся режиме. Поэтому дина-
мические характеристики индикаторов уровня мощности для радиовеща-
тельных устройств также стандартизованы. Стандартный индикатор уровня
Фиг. 47. Упрощенная схема индикатора уровня мощности в линиях
передачи звуковых частот.
мощности состоит из вольтметра переменного тока с входным сопротивлением
3900 ом и соединенного через сопротивление 3600 ом с линией передачи с вол-
новым сопротивлением 600 ом, как показано на фиг. 47. Эквивалентный
импеданс источника энергии, соединенного с входными клеммами детекто-
ров X—X, составляет в этой системе 3900 ом (заметим, что сопротивление линии
составляет 300 ом, так как правая и левая секции включены параллельно).
Полное сопротивление измерительного устройства, шунтирующего
линию, составляет 7500 ом* 2). Баллистические характеристики стандартного
измерителя уровня мощности таковы, что мгновенная подача синусоидаль-
ного напряжения, для которого в установившемся режиме показания при-
бора равны нулю, вызовет выброс стрелки на 1—1,5% и за время 0,3 сек.
спадет до 99% установившегося значения. Прибор соответственно не реги-
стрирует мгновенных изменений уровня мощности при передаче речи, а ско-
рее показывает среднее значение амплитуды за короткий промежуток вре-
мени. Шкала стандартного индикатора уровня мощности калибруется в деци-
белах для непрерывного синусоидального напряжения. В качестве нулевого
уровня принимается мощность 1 мет, передаваемая по линии сопротивле-
нием 600 ом. Кроме того, при контроле передачи речи отсчет производится
в единицах громкости3). Совпадение градуировки в единицах громкости
х) Более подробно по этому вопросу см. в работах [48, 49].
2) Допустимый уровень мощности, определяемый устройством, показанным на фиг. 47,
может быть увеличен при подключении к точкам X—X аттенюатора. Этот аттенюатор
калибруется в децибелах (или единицах громкости) и должен иметь постоянные входной
и выходной импедансы 3900 ом при сопротивлениях нагрузки и источника также 3900 ом.
3) Мощность, выраженная в децибелах (дб) по отношению к 1 мет, обычно обо-
значается в единицах дбмвт. Таким образом, единица громкости соответствует 0 дбмвт
для сопротивления 600 ом. Дальнейшие сведения о типах шкал для отсчета мощности
содержатся в работе [50].
Литература
65
и в децибелах мгновенного уровня мощности наблюдается лишь в том слу-
чае, если контролируемые колебания синусоидальны с постоянной ампли-
тудой. При передаче речи отсчет в единицах громкости представляет уровень
мощности в децибелах, соответствующий усредненному уровню мощности
речи.
ЛИТЕРАТУРА
1. Jones Т. I., Colebrook F. М., Journ. Inst. Electr. Eng., 95, pt. Ill, 315
(1948).
2. T а у 1 о r A. H., Proc. Inst. Radio Eng., 24, 1342 (1936).
3. Ryan H. J., Trans. AILE, 30, pt. II, 1089 (1911).
4. El-Said M. A. H., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 1003 (1949).
5. P i e r c e J. R., Proc. Inst. Radio Eng., 24, 577 (1936).
6. W e у R. J., Wireless Eng., 14, 490 (1937).
7. P e s s i о n G., Gori о T., Proc. Inst. Radio Eng., 19, 377 (1931).
8. В г о w n G. H., Epstein J., Peterson D. W., Proc. Inst. Radio Eng.,
31, 403 (1943).
9. Peterson E. O., U. S. Patent 1 586 553.
10. T u r n e r H. M., McNamara F. T., Proc. Inst. Radio Eng., 18, 1743 (1930).
11. Mailing L. P., Electronics, 18, 133 (1945).
12. H о n n e 1 P. M., Ferrell E. B., Proc. Inst. Radio Eng., 22, 1181 (1934).
13. H о J 1 i s J. L., Electronics, 18, 142 (1945).
14. H о n n e 1 P. M., Electronics, 13, 21 (1940).
15. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах, М., Совет-
ское радио, 1949).
16. Very High Frequency Techniques, Vol. 2, New York, 1947 (см. перевод: Техника
сверхвысоких частот, т. II, М., Советское радио, 1953).
17. G a f f п е у F. J., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 755 (1946).
18. M о r e n о T., L u n d s t г о m О. C., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 514 (1947).
19. Bleaney B., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, 11. IIIA, 1378 (1946).
20. Hick in E. M., Wireless Eng., 23, 308 (1946).
21. С о 1 1 a r d J., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1399 (1946).
22. G a i n s b о г о u g h G. F., Journ. Inst. Electr. Eng., 95, pt. Ill, 229 (1948).
23. Becker J. A., Green С. B., Pearson G. L., Trans. AIEE, 65, 711 (1946).
24. P e a r s о n G. L., Electr. Eng., .66, 638 (1947).
25. Carlin H. J., Blass J., Trans. AIEE, 67, 311 (1948).
26. S о d e r m a n R. A., Gen. Radio Expt., 25, July (1950).
27. В a t h С. C., Goldberg H., Proc. Nat. Electronics Conf., 3, 47 (1947).
28. Street R., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 237 (1949).
29. Microwave Antenna Theory and Design, Radiation Laboratory Series, Vol. 12, New
York, 1949 (см. перевод: Антенны сантиметровых волн, М., Советское радио, 1950).
30. С г о w 1 е у-М i 1 1 i n g M. C., Gordon D. S., Miller C. W., Saxon G.,
Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1452 (1946).
31. R a m b о W. R., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 827 (1947).
32. S h a w R. C., Kircher R. J., Proc. Inst. Radio Erig., 35, 84 (1947).
33. L e s 1 i e F. M., Wireless Eng., 24, 105 (1947).
34. Turner L. B., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1467 (1946).
35. E a r 1 у H. C., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 803 (1936).
36. M u m f о r d W. W., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 160 (1947).
37. К о r m a n N. I., Proc. Nat. Electronics Conf., 2, 404 (1946).
38. Surd in M., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 725 (1946).
39. Morrison J. F., Younker E. L., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 212 (1948).
40. E a r 1 у H. C., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 883 (1946).
41. Allan H. R., Curling C. D., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 25 (1949).
42. P a r z a n B., Y a 1 о w A., Electr. Commun., 24, 94 (1947).
43. R i b 1 e t H. J., Saad T. S., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 61 (1948).
44. R о s e n S., В a n g e r t s J. T., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 393 (1949).
45. H о w e G. W. O., Wireless Eng., 20, 365 (1943).
46. В ethe H., Phys. Rev., 66, 163 (1944).
47. G i n z t о n E. L., Goodwin P. S., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 305 (1950).
48. Chinn H. A., Gannett D. K., Morris R. M., Proc. Inst. Radio Eng., 28,
1 (1940).
49. A f f e 1 H. A., Chinn H. A., Morris R. M., Electronics, 12, 28 (1939).
50. M e r r i 1 1 J. L., Bell Lab. Rec., 27, 16 (1949).
5 Ф. Термен и Дж. Петтит
Глава 3
ЭЛЕМЕНТЫ СХЕМ С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ
§ 1. Сопротивление постоянному току
Сопротивление постоянному току может быть измерено методом вольт-
метра—амперметра при помощи мостовой схемы или при помощи омметра.
При измерении методом вольтметра—амперметра приложенное напря-
жение и протекающий по цепи ток измеряются обычными приборами постоян-
ного тока, включенными
по одной из схем, показан-
ных на фиг. 48,а и б.
Для получения доста-
точной точности следует
принимать во внимание тот
факт, что в схеме на
фиг. 48,а падение напря-
жения на неизвестном со-
Ф и г. 48. Схемы для измерений сопротивлений мето- Р противлении Rx равно по-
дом вольтметра—амперметра.j } казанию вольтметра V ми-
нус падение напряжения на
внутреннем сопротивлении амперметра А. Аналогично в схеме на фиг. 48, б
ток, текущий через неизвестное сопротивление, меньше истинного значения>
так как параллельно включен вольтметр V. Если сопротивление, которое
должно быть измерено, велико, то предпочтительней применение схемы,
показанной на фиг. 48,а, так как в этом случае ошибка пренебрежимо мала.
При измерении малых сопротивлений, когда сопротивлением амперметра
пренебречь нельзя, более высокую точность обеспечивает схема, показан-
ная на фиг. 48,6.
Мост Уитстона. Метод измерения сопротивлений при помощи мостовой
схемы наиболее точен и поэтому в лабораторных условиях, где важна точ-
ность измерений, является основным. Схема моста Уитстона с обозначением
типовых величин элементов приведена на фиг. 49.
Измеряемое сопротивление Rx подключается в качестве одного ппеча
мостовой схемы; величины трех других плеч моста регулируются до тех пор,
пока отклонение гальванометра G (при включенной батарее) не окажется
равным нулю.
При этом условии
RA
Rx=Rs-^-. (3.1)
Методика измерений состоит в подборе соответствующего отношения плеч
Ra/Rb и установке баланса при помощи регулируемого сопротивления Rs-
Отношение плеч RaIRb должно быть выбрано таким, чтобы неизвестное
сопротивление определялось полным числом значащих цифр, которых
обычно четыре. Таким образом, величины сопротивлений в плечах А и В
§ 1. Сопротивление постоянному току
67
должны быть выбраны с таким расчетом, чтобы их отношение могло Обе-
спечить наибольшую чувствительность Jk ^разбалансу схемы. Величины
этих сопротивлений зависят от величины измеряемого сопротивления,
внутреннего сопротивления гальванометра и
в инструкции по пользованию прибором1).
Измерение очень больших или очень
малых сопротивлений имеет свои специфиче-
ские трудности. При измерении малых со-
противлений ненадежность результатов, воз-
никающая вследствие влияния сопротивлений
подводящих проводов и контактов, может
быть уменьшена применением двойного моста
Кельвина, описание которого приведено в лю-
бой книге, посвященной электрическим из-
мерениям.
При измерении очень больших сопро-
тивлений относительная чувствительность
гальванометра к разбалансу снижается, так
как сопротивление источника значительно
выше внутреннего сопротивления гальвано-
метра. Это затруднение может быть устра-
нено включением вместо гальванометра лам-
пового вольтметра. Желательно также при
измерении очень больших сопротивлений
включать в качестве сопротивления Rs фик-
сированное сопротивление порядка 1 мгом
и более и производить балансировку моста
изменением сопротивления Лд.
т. д. и обычно указываются
От 1,5 до Эв
----Ф1—' °-
Фиг. 49. Схема и параметры
типового моста Уитстона для из-
мерения сопротивлений постоян-
ному току.
Омметры. Омметры пригодны для проведения приближенных измере-
ний сопротивлений и нашли широкое применение при ремонте радиоаппара-
туры и в технике связи.
Фиг. 50. Схемы омметров, используемые в сервисной аппаратуре.
Схемы, обычно применяемые в омметрах, показаны на фиг. 50. Прежде
чем использовать схемы фиг. 50,а и б, следует провести предварительную
подготовку, заключающуюся в регулировке сопротивления R (при замкну
тых накоротко клеммах х—х) до получения отклонения стрелки миллиампер-
метра М на полную шкалу. Если затем к клеммам#—х подключить сопроти-
вление, то отклонение стрелки * уменьшится на величину, зависящую от
г) Если подлежащее измерению сопротивление содержит индуктивность или ем-
кость, необходимо кнопку включения батареи нажать прежде, чем кнопку включения
гальванометра. В противном случае импульс тока, образуемый при включении батареи,
может вывести гальванометр из строя.
5*
ж
Гл, 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
величины подключенного сопротивления. Шкала прибора может быть прока-
либрована непосредственно в омах. Различные диапазоны измерений могут
быть получены путем подбора величин сопротивлений R и /?0, изменением
числа элементов питающей батареи, а также применением набора шунтов
миллиамперметра. Предполагается, что схема, изображенная на фиг. 50,а,
работает при неизменном напряжении в течение всего времени работы бата-
реи до ее разряда, Увеличение внутреннего сопротивления батареи со
временем может быть компенсировано изменением последовательно включен-
ного сопротивления R. Схема, приведенная на фиг. 50,6, работает при усло-
вии, что со временем э. д. с. батареи снижается, однако ее внутреннее сопро-
тивление остается неизменным. Если даже ни одно из этих предположений
не будет осуществлено в полной мере, омметры, собранные по схемам фиг. 50, а
и б, все же будут удовлетворитель-
но работать в качестве испытатель-
ных приборов.
Для измерения малых сопротив-
лений порядка величины RQ особенно
удобна схема прибора, изображенного
на фиг. 50;в. Первоначальная регу-
лировка прибора производится при
помощи сопротивления Rx при ра-
зомкнутых клеммах х—х rq получе-
ния отклонения стрелки прибора на всю шкалу. Затем измеряемое сопро-
тивление подключается к клеммам х—х, и по уменьшению отклонения
стрелки прибора судят о величине подключенного сопротивления. Во избе-
жание чрезмерного тока от батареи обычно используется чувствительный
индикаторный прибор, причем сопротивление R± должно быть значительно
больше Ro.
Применение схем, изображенных на фиг. 50, для измерения больших
сопротивлений (порядка 107—108 ом) нецелесообразно, так как для подоб-
ных измерений должен применяться индикаторный прибор значительно
более высокой чувствительности. Схема омметра, пригодного для измерения
высокоомных сопротивлений, приведена на фиг. 51. Схема содержит источник
стабилизированного напряжения (50—100 в), снабженный сглаживающим
фильтром. Это напряжение
-------Генератор ------
Фиг. 51. Омметр для измерений высоко-
омных сопротивлений.$
прикладывается к измеряемому сопротивлению
7?х, включенному последовательно с известным
сопротивлением Rs, величина которого срав-
нима с Rx. Паденце напряжения на сопротив-
лении Rs измеряется при помощи лампового
вольтметра, шкала которого проградуирована
в омах. Вольтметр может иметь несколько диа-
пазонов измеряемых величин, что достигается
включением различных сопротивлений Rs.
2d
Фиг. 52. Упрощенная схема
моста переменного тока.
§ 2. Мосты Уитстона для измерений
на переменном токе
Импеданс на звуковых и радиочастотах
обычно измеряется при помощи мостов Уитсто-
на, работающих на переменном токе. Схема та-
кого моста, приведенная на фиг. 52, сходна со
схемой моста, работающею на постоянном токе
(см. фиг. 49), с тем лишь отличием, что в плечи
моста вместо омических сопротивлений включены импедансы. Кроме того,
поскольку мост питается переменным, а не постоянным током, в качестве
$ 5. Простые схемы мостов
69
индикатора вместо гальванометра применены телефоны. Условие баланса
моста определяется выражением
Za _ Zd
Zb Zq
где Za, Zb, Zc и Zd—импедансы, включенные в плечи моста и являющиеся
комплексными величинами. Для получения баланса необходима регулировка
импедансов в плечах моста не только по модулю, но и по фазе, так как мост
должен быть сбалансирован как для активных, так и для реактивных соста-
вляющих.
§ 3. Простые схемы мостов
ш Ввиду того что импеданс, составляющий плечи моста переменного тока,
может представлять собой комбинацию сопротивлений, индуктивностей
и емкостей, возможно большое число комбинаций элементов, доставляю-
щих мост. Некоторые из наиболее распространенных схем мостов изо-
бражены на фиг. 531). Каждая из этих схем имеет свои ’специфиче-
ские особенности и предназначена для различных специальных при-
менений. Мост на сопротивлениях (фиг. 53,а), показанный более подробно
на фиг. 54, служит для измерений отношений неизвестного импеданса
к известному импедансу такого же рода. При определении неизвестной
индуктивности и ее омического (включенного последовательно) сопро-
тивления измеряется отношение этих величин к эталонным значениям
индуктивности и сопротивления, как это следует из схемы и уравнений
баланса моста на фиг. 54,6. ; ?
Аналогичным образом измеряется неизвестная емкость С8 и ее сопро-
тивление утечки 7?s (фиг. 54,в). Мост на сопротивлениях может иметь фикси-
рованное значение отношения Rb/Ra, однако в этом случае эталонные
реактивность и сопротивление должны плавно изменяться. Баланс реактив-
ных составляющих комплексного сопротивления достигается изменением
эталонной реактивности, а баланс активных составляющих—изменением
эталонного омического сопротивления* 2).
Может быть также использована стандартная фиксированная индуктив-
ность (или емкость). В этом случае уравнение баланса удовлетворяется
изменением сопротивлений Ra (или Rb) с целью изменения отношения
Rb/Ra до значения, соответствующего отношению реактивного сопротивле-
ния эталонной емкости (индуктивности) к неизвестной величине реактивного
сопротивления. Кроме того, необходима регулировка сопротивления R&
(или Rx) для удовлетворения уравнения баланса активных составляющих.
Применение фиксированных эталонных реактивностей обеспечивает удовле-
творительные результаты лишь в том случае, если измеряемая индуктивность
(или емкость) обладает значительной добротностью на частоте, на которой
производятся измерения.
х) Более полный каталог типов мостовых схем читатель найдет в любом справоч-
нике по электрическим измерениям. Некоторые дополнительные типы схем, имеющие
более ограниченное применение, нежели схемы, показанные на фиг. 53, приведены на
фиг. 77, 82, 83, 84 и 87. Более подробные данные об этих мостах, включая конструктивные
детали, защитные устройства и проблемы, возникающие в связи с паразитными импедан-
сами, приведены в работах [1—И].
2) Необходимо отметить, что если неизвестное реактивное сопротивление имеет
большую добротность Q, чем стандартное реактивное сопротивление, то при регулировке
моста для получения баланса сопротивлений вначале необходимо регулировать перемен-
ное сопротивление, включенное последовательно с неизвестным реактивным сопротив-
лением, а затем стандартное сопротивление. В этом случае сопротивление неизвестного
реактивного сопротивления будет Rx—R^, где Rx—общее сопротивление плеча ж, рас-
считанное из условия баланса, a R's—сопротивление, которое должно быть добавлено
в плечо х для получения баланса сопротивлений.
Rd=T "c
Rb
n
~RaWb "-r" rc
Kb
- wCbRb
о _ RgRbRcfoCb)2 _ Rg Rc. 1
d" l*(Rba)Cb)2 «b <&’
a)Ld _ 1
Rd ^bo)Cb
в
Фиг. 53. Типовые схемы простейших мостов и уравнения баланса этих схем.
а—мост на сопротивлениях; б—резонансный мост; в—мост Максвелла; г—мост Хэя; д—мост
Вина; е—мост Шеринга.
$ 3. Простые схемы мостов
71
В противном случае предпочтительней применять фиксированное отно-
шение сопротивлений в плечах моста. Это происходит потому, что при пере
менном отношении плеч баланс реактивностей и баланс активных сопроти-
влений не могут быть получены независимо друг от друга, и если значение
добротности измеряемого реакаивного сопротивления недостаточно велико,
связь между этими отношениями очень большая, так что приходится про-
изводить значительную последовательную регулировку этих величин для
достижения хорошего баланса1).
Резонансный мост (фиг. 53,6) представляет собой некоторую разновид-
ность моста на сопротивлениях. В этой схеме реактивные элементы, сосредо-
точенные в одном плече моста, регулируются до получения последователь-
ного резонанса, так что сопротивление плеча становится активным и балан-
сируется изменением сопротивления Rc. Резонансный мост может быть
Фиг. 54. Упрощенные схемы мостов на сопротивлениях для измерения комплекс-
ных сопротивлений, индуктивностей и емкостей.
а—основная схема моста на сопротивлениях; б—мост для измерения индуктивностей; в—мост
для измерения емкостей. Приведены также уравнения баланса этих схем.
использован для измерения частоты при известных значениях индуктивности
и емкости, а также для измерения емкости при известном значении частоты
и при помощи переменной индуктивности или для измерения индуктивности
по известному значению частоты и при помощи переменной емкости.
Мост Максвелла (фиг. 53,в) предназначен для измерения индуктивности
методом сравнения с емкостью и двумя сопротивлениями. Этот мост наибо-
лее удобен для измерения индуктивностей, так как обычно изготовить эта-
лон емкости без потерь значительно труднее, чем изготовить высококачест-
венную катушку индуктивности.
В дополнение к вышесказанному следует отметить, что уравнение
баланса моста Максвелла для индуктивных компонент не зависит ни от
потерь, связанных с индуктивностью, ни от частоты, на которой произво-
дятся измерения. При измерении индуктивностей в мосте Максвелла может
х) Напротив, при балансе активных и реактивных сопротивлений, полученном при
помощи переменной стандартной реактивности и фиксированного отношения сопротив-
лений, балансировка получается независимой, т. е. регулировка стандартного реактив-
ного сопротивления, обеспечивающая хороший баланс с неправильно отрегулирован-
ными стандартными сопротивлениями, остается в силе при правильном значении сопро-
тивления, и обратно.
72
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
быть применен эталон постоянной емкости; в этом случае баланс индуктив-
ности достигается при изменении сопротивлений Ra или Rc.
Следует отметить, что шкала одного из этих сопротивлений может быть
прокалибрована непосредственно в единицах индуктивности. Сопротивле-
ние потерь Rd в измеряемой индуктивности может быть скомпенсировано
изменением сопротивления /?ь. Если измерения всегда производятся на опре-
деленной частоте, шкала сопротивления Rb может быть проградуирована
в единицах добротности Q измеряемой индуктивности. Мост Максвелла
может использоваться для измерения индуктивностей любых величин при
условии, что добротность измеряемой индуктивности не слишком высока.
Измерение катушек индуктивности с очень большим Q требует применения
очень больших сопротивлений Rb. Изготовление переменных эталонных
сопротивлений очень больших величин, удовлетворяющих необходимым
требованиям, чрезвычайно затруднительно. Недостаток моста Максвелла,
использующего эталон постоянной емкости, заключается в том, что явления
баланса активных сопротивлений и реактивностей связаны между собой.
Этот недостаток может быть устранен при использовании для получения
баланса реактивных составляющих переменной емкости вместо переменных
сопротивлений Ra или 7?с. Однако в этом случае мост не будет обеспечивать
непосредственного отсчета добротности Q.
Кроме того, если переменный конденсатор обладает максимальной емко-
стью, не обеспечивающей требуемых величин, следует применить декадный
магазин емкостей, что, однако, приведет к меньшей точности, чем при
использовании одного конденсатора.
Мост Хэя также содержит индуктивность и емкость, но отличается
от моста Максвелла последовательным (вместо параллельного) включением
сопротивления в емкостном плече.
Основной недостаток этого моста характеризуется наличием в уравне-
нии баланса множителя 1/1.1+(1/(?2)], который говорит о зависимости балан-
са индуктивностей от сопротивления потерь, добротности измеряемой
катушки, а следовательно, и от частоты, если только Q не абсолютно неза-
висимо от частоты.
Это обстоятельство делает невозможным калибровку шкалы непосред-
ственно в единицах индуктивности, за исключением того случая, когда
катушка индуктивности обладает высокой добротностью (при ^=10 ошибка
достигает 1%, а уже при (>=30 ошибка снижается до 0,1%). Поэтому мост
Максвелла следует предпочитать при измерениях катушек с низкой доброт-
ностью, а мост Хэя—при измерениях индуктивностей с высокой доброт-
ностью. Мост Хэя находит также очень широкое применение при измере-
ниях дифференциальной индуктивности (см. § 11).
Мост Вина (фиг. 53,3) представляет собой разновидность моста на сопро-
тивлениях и предназначен для измерения емкости при известных значениях
сопротивления и частоты. Этот мост находит применение для измерения на
частотах звукового диапазона и может быть чрезвычайно полезен для пре-,
цизионных измерений емкости, так как значения частоты и сопротивления
могут быть определены с очень большой точностью [12].
Мост Шеринга (фиг. 53, е) широко применяется для измерения емкости
и коэффициента мощности конденсаторов. Этот мост может рассматриваться
как некая модификация моста на сопротивлениях и емкостях (фиг. 54,в).
с тем лишь отличием, что в случае, показанном на фиг. 53,е, сопротивление
потерь Rd измеряемого конденсатора Cd компенсируется при помощи пере-
менного конденсатора Съ, а не при помощи сопротивления, включенного
последовательно с конденсатором Са. При фиксированном отношении сопро-’
тивлений RbIRc в плечах моста Шеринга измеряемая емкость прямо про-
порциональна величине эталонного конденсатора Са, ..благодаря чему.
£ 4. Экранировка и заземление мостов
73
последний может быть прокалиброван непосредственно в единицах измеряемой
емкости независимо от величины потерь. В то же время добротность Q испы-
туемого конденсатора зависит только от частоты и величины конденсатора Съ,
необходимого для достижения баланса. Следовательно, для определенной
частоты шкала переменного конденсатора Съ может быть прокалибровала
непосредственно в единицах добротности Q (или в единицах затухания,
которое определяется выражением 1/0 измеряемого конденсатора. Точ-
ность измерения затухания таким методом достаточно велика даже в том
случае, когда затухание мало. Благодаря этому обстоятельству мост Шерин-
га находит широкое применение при измерении емкостей, когда необходимо
точно определить затухание.
§ 4* Экранировка и заземление мостов
Изображенные на фиг. 53 схемы измерительных мостов упрощены, так
как в них не учтены паразитные емкости, неизбежно образуемые различ-
ными элементами схемы.
На фиг 55,а показана типичная схема измерительного моста с учетом
различных паразитных емкостей. Обычно величина этих емкостей неизве-
стна и может изменяться в зависимости от регулировки схемы, положения
тела оператора и других факторов. Однако в некоторых случаях значение
их достаточно велико. При работе с мостовыми схемами во время измерений
могут быть допущены серьезные ошибки, если величина паразитных емкостей
не будет принята во внимание. Это обстоятельство может быть устранено
применением экранировки и заземления мостовых схем [13] или примене-
нием защитных цепей. Методы заземления и экранировки показаны на фиг. 55.
На фиг. 55,а изображена схема незаземленного и неэкранированнога
моста, предназначенного для измерения емкостей и содержащего эталон
переменной емкости. Различные паразитные емкости обозначены индексами
от до С12. На фиг. 55,6 изображена схема этого же моста после заземле-
ния и экранировки. В результате заземления и экранировки паразитные
емкости и их влияние на схему приобретают вполне определенный характер,
как это показано на фиг. 55,в. Например, благодаря заземлению емкость С2
оказалась закороченной на выходе генератора, а емкость (\—включенной
параллельно выходным клеммам генератора, где она не оказывает никакого
влияния. Точно так же благодаря экранировке сопротивлений Ra и Rb
емкости С3, С6, С7 и Сп заменены эквивалентными емкостями С21, С22 и С27,
включенными определенным образом к узлу/) внутри экранов 6'1 и S2 и не за-
висящими от внешних влияний. Таким образом, при условии, что плечи моста
и их экраны абсолютно идентичны и симметричны, баланс моста не будет за-
висеть от частоты, несмотря на наличие эквивалентных паразитных емкостей.
Емкости между внешними сторонами экранов и S2 и землей вклю-
чены параллельно емкости С20, шунтирующей выходные клеммы генера-
тора (подобно емкостям (\ и С27), и не оказывают вредного влияния. Экрану
вокруг эталонного импеданса CSRS образует постоянную емкоеть С24 изве-
стной величины, включенную параллельно этому плечу. В обычных слу-
чаях, когда Rs<^ld)Csi эта емкость может рассматриваться как шунтирую-
щая только емкость Cs и соответственно влияющая на калибровку последней.
Экранированный выходной трансформатор (см. фиг. 55) предохраняет
прибор от влияния различных емкостей, подключенных к диагонали
моста EF на его выходе. В этом трансформаторе для первичной и вторичной
обмоток предусмотрены отдельные электростатические экраны^ иб^, заклю-
ченные в экран 6^ (кожух трансформатора), к которому присоединен сер-
дечник трансформатора. На фиг. 56 приведена эквивалентная схема подоб-
ного экранированного трансформатора и типовые значения паразитных.
74
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
-емкостей. Дальнейшие соображения об экранированных трансформаторах
приведены в § 12х).
Применение подобного выходного трансформатора приводит к замене
заведомо больших и неизвестных величин емкостей CS1 С9 и С12, меняющихся
в зависимости от условий, емкостями небольшой и известной величины,
Фиг. 55. Влияние экранировки мостовых схем.
а—схема, содержащая паразитные емкости в неэйранированном и незаземленном мосте; б—экрани-
рованная заземленная мостовая схема; в—эквивалентная схема экранированного и заземленного
моста.
включенными определенным образом. Благодаря экранировке трансфор-
матора, осуществленной как это показано на фиг. 55,6, емкость между
экраном Ли первичной обмоткой Р определяется емкостью С25, шунтирую-
щей выходную диагональ моста EF, где она не оказывает никакого влияния
на баланс моста.
Емкости между экраном и заземленными экранами Ss и 56, так же
как и емкость между вводами моста и заземленными экранами S7 и58, опре-
деляются емкостью С23, включенной между узлом Е и землей параллельно
г) Ток, возникающий во вторичной обмотке трансформатора в результате паразит-
ной емкостной связи между первичной и вторичной обмотками, в некоторых схемах мо-
жет быть компенсирован соответствующим током в цепи детектора. Этот ток получается
за счет приложенного к мосту напряжения и регулируемого фазовращателя.
§ 4. Экранировка и заземление мостов
75
измеряемой емкости. Выводы от вторичной обмотки из кожуха трансформа-
тора осуществлены в заземленных экранах.
Изображенный на фиг. 55,6 мост заключен целиком в экранирующий
кожух, служащий заземлением для всей системы и придающий паразитным
емкостям относительно земли определенное значение, не зависящее от внеш-
них условий и проводников. Жела-
тельно также соединительные провода
между внешним генератором и мостом
осуществлять экранированным прово-
дом, заземляя его оплетку (59).
Эффект экранировки, показанной
на фиг. 55,6, заключается в том, чтобы
уменьшить одни паразитные емкости,
сделать определенными величины дру-
гих и локализовать их так, чтобы
эффект их воздействия сводился всегда
к одному результату и мог быть учтен
при использовании мостовой схемы1).
Экранировка также приводит к тому,
что работа мостовой схемы не зависит
от характеристик генератора или вы-
ходного детектирующего устройства.
При этом, например, можно переклю-
чить генератор и выходной индикатор
экранированного моста, не нарушив ра-
боту мостовой схемы и не изменив калиб-
ровку моста. Необходимость экраниров-
200пф
С3............О^пф
С?fig • ..... 70 пф
С4............,30 пф
ки мостовых схем увеличивается при
повышении частоты, а также при росте
значения сопротивлений в плечах моста.
Экранировка абсолютно необходима
для всех мостовых схем, работающих
Фиг. 56. Экранированный трансфор-
матор с типовыми значениями паразит-
ных емкостей.
: на звуковых частотах вплоть до
50 гц, хотя в этих случаях иногда применяется схема заземления Вагнера.
Заземление Вагнера. В мостовых схемах на сопротивлениях, исполь-
зуемых на звуковых частотах для измерения импедансов порядка несколь-
ких тысяч ом или менее, основным источником ошибок, связанных с пара-
зитными емкостями, являются емкости относительно земли, генератора
и выходного индикатора. Если нет необходимости в особой точности, про-
блема устранения влияния паразитных емкостей может быть решена без при-
менения экранировки путем применения заземления Вагнера, показан-
ного на фиг. 57.
Здесь потенциометр Р включен, как это показано, между генератором
и трехклеммным двухстаторным балансным конденсатором. Методика провер-
ки проведенных измерений при помощи таксой системы включает три этапа:
1) Мостовая схема балансируется насколько возможно точно, без при-
менения системы заземления Вагнера. Получить точное нулевое значение
невозможно.
2) Ключом S телефоны отключаются от узла схемы и подключаются
к земле. Регулировкой системы Вагнера добиваются получения нулевого
значения (отсутствие звучания в телефонах).
г) Так, при устройстве экранов таким образом, что C2blC.2)==RaIRb, работа моста
не зависит от частоты. Влияние емкости С24 может быть учтено при калибровке емкости Cs,
как было указано выше. Наконец, емкость С23 может быть измерена и оказываемое ею
шунтирующее действие на неизвестный импеданс может быть рассчитано,
76
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
3)v Ключом 5 телефоны снова подключаются к выходной диагонали
моста и регулировкой системы Вагнера получают нулевое значение в диа-
гонали моста. В некоторых случаях
------------Генератор---- желательно повторить второй и третий
Р
С5
Фиг. 57. Мост на сопротивлениях с
применением схемы заземления Вагнера.
этапы с целью получения по возмож-
ности более высокой точности.
Эффект, аналогичный заземлению
Вагнера, наблюдается и в случае зазем-
ления генератора таким же образом, ка-
ким диагональ моста подключалась к
нулевому потенциалу. В ; этом случае
паразитные емкости относительно земли,
выходных клемм генератора и его про-
водников (емкости Сг и С2 на фиг. 57)
устраняются из схемы моста так же, как
и емкости относительно земли в выход-
ной схеме (С3, ц С5). Эти емкости
обычно влияют на работу схемы в за-
висимости от положения самого опера-
тора. Паразитные емкости, шунтирую-
щие сопротивления плечей моста, оста-
ются неизменными, оказывая, тем не
менее, влияние на точность измерения.
Эти емкости не показаны на фиг. 57,
но соответствуют емкостям С3, С4, CS9
С6, и Сц на Фиг- 55,а.
§ 5. Дополнительные сведения о мостах
Паразитные импедансы в плечах моста1). Идеальные реактивности
в плечах моста, как это показано на фиг. 53, лишь приблизительно отра-
жают действительное положение вещей. На Практике сопротивления и емко-
емкостей Сг—в плечах моста.
сти обычно обладают паразитными
индуктивностями, а индуктивности
и сопротивления включают распре-
деленные емкости. Кроме того, ин-
дуктивности и емкости всегда обла-
дают некоторыми потерями, которые
могут быть отображены эквивалент-
ными сопротивлениями, включен-
ными параллельно или последова-
тельно и, в общем случае, завися-
щими от частоты. Даже конденсаторы
с воздушным диэлектриком, которые
более прецизионны по сравнению
с другими эталонами реактивности,
обладают некоторыми потерями и
распределенной индуктивностью (см.
гл. 14, § 1). Схема резонансного
моста с учетом распределенных па-
раметров показана на фиг. 58.
Для сведения к минимуму ошибок во время измерений при помощи
мостовых схем все эти паразитные реактивности должны быть учтены.
х) По этому вопросу см. работы [1—11].
§ 5. Дополнительные сведения о мостах
77
Влияние этих паразитных параметров приобретает более серьезный харак-
тер при увеличении частоты. Это объясняется тем обстоятельством, что реак-
тивное сопротивление распределенной индуктивности, включенной последова-
тельно с основным импедансом плеча мостовой, схемы, пропорционально
частоте, в то время как паразитная емкость, включенная параллельно,
оказывает шунтирующее действие, также пропорциональное частоте. Однако
иногда суммарное влияние этих распределенных величин приходится учиты-
вать даже при измерениях на звуковых частотах. Например, при измерении
малых индуктивностей порядка 10 мкгн никоим образом нельзя пренебре-
гать последовательными индуктивностями и сопротивлениями вводов мосто-
вых схем. Благодаря этим обстоятельствам индуктивности вводов в регули-
руемых плечах моста должны быть скомпенсированы или сведены к ми-
нимуму. Кроме того, переменные сопротивления должны быть выбраны
безиндукционного типа так, чтобы при регулировке сопротивления паразит-
ная индуктивность этих сопротивлений оставалась постоянной. В мостовых
схемах, соответствующим образом экранированных, эти паразитные реактив-
ности принципиально ограничивают точность измерений на радиочастотах.
Оценка их влияния и сведение его к минимуму становятся, таким образом,
одними из принципиальных факторов, осложняющих применение мостовых
схем на радиочастотах. Решение этой проблемы представляет серьезное
затруднение в каждом случае расчета мостовых схем. Соответствующее
решение может быть достигнуто совмещением трех условий: 1) сведение
к минимуму (насколько это возможно) величины паразитных импедансов,
2) определение этих паразитных величин с целью введения коррекции, устра-
няющей их влияние, 3) применение при измерениях метода замещения.
При соответствующей методике расчета и внимательном отношении
ко всем деталям могут быть достигнуты успехи при применении мостовых
схем на частотах вплоть до 200 мггц [14].
Метод замещений в применении к измерениям на мостовых схемах.
Принцип метода замещения может быть усвоен, если обратиться к примеру,
изображенному на фиг. 59,а. Здесь регулируемые эталонные импедансы Rs
и Cs включены в эталонное плечо. При отключенной измеряемой емкости
мостовая схема балансируется обычным образом. Измеряемый импеданс
CXRX подключается затем параллельно емкости Cs. Сопротивление Rs
и емкость Cs регулируются снова до получения баланса1) Неизвестная
емкость Сх и включаемое последовательно с ней эквивалентное сопротивле-
ние Rx (предположительно малое по сравнению’ с реактивностью Сх), пред-
ставляемые далее как приращения &RS и ДС3, могут быть определены
соотношениями
CX = WS (3.3а)
И
/ хч' \2
Яя = ДЯв(£-) , (3.36)
где ДС8 и Д7?3—изменение величин Cs и Rs, получаемых при вторичном
балансе моста, a С8'—емкость, необходимая для получения первоначального
баланса
Несколько иной случай применения метода замещения показан на
фиг. 59,6, где в мосте Шеринга* 2) применено последовательное включение
2) Если длина проводников, соединяющих параллельно конденсаторы, специально
не подобрана, то возможно возникновение ошибок до 1 пф за счет паразитной емкости
проводников [15].
2) Более подробное описание методики использования этого устройства на сверх-
высоких частотах см. в работе [9].
78
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
замещающей цепочки вместо параллельного, как это показано на фиг. 59,а.
В этом случае мост сначала балансируется при помощи переменных конден-
саторов Cs и Са, причем клеммы т—п до подключения неизвестной вели-
чины замкнуты накоротко. Затем замыкающая перемычка снимается, к клем-
мам подключается измеряемый импеданс и мост балансируется вторично.
Эквивалентная реактивность Хх, принадлежащая измеряемому импедансу,
определяется как разность реактивных сопротивлений емкости Cs, полуп-
ленных при двух измерениях:
где С/ и Cs" —соответственно первый и второй отсчет по шкале емкости
Cs. Знак плюс при полученном значении показывает, что реактивное
Фиг. 59. Измерение методом замещения в мостовых схемах.
а—параллельное замещение; б—схема последовательного замещения (плечо DG экранировано).
сопротивление Хх носит емкостный характер, в то время как знак минус сви-
детельствует об индуктивном характере этой реактивности. Аналогичным
образом эквивалентное последовательное сопротивление Нх измеряемого
импеданса определяется как разность эквивалентных сопротивлений, со*
ответствующих двум случаям, определяемым регулировкой емкости CaL).
Для моста Шеринга это выражение может быть записано в виде
Rx^Rb^^, (3.46)
где Са и С'а—значения емкости Са при первом и втором измерениях соот-
ветственно, а Нь и Сс соответствуют величинам, показанным на фиг. 59,6.
Особое внимание следует уделять устройству экранов в плече DG*
показанных на фиг. 59,6 и предназначенных для уменьшения распределен-
ных емкостей, включенных параллельно измеряемому импедансу. С этой
целью экран 8^ присоединяемый к узлу D, заключается в свою очередь
в экран S2, присоединяемый к узлу Е. Емкость между экранами б1* и 8*
оказывается подключенной параллельно телефонам (или другому выходному
индикатору) и, таким образом, не оказывает никакого влияния. Емкость
между экраном S2 и землей включена параллельно плечу EG и может
быть учтена при работе с мостом путем подбора соответствующей вели-
чины емкости Сс. Емкость между CSR& и экраном 6^ подключена
х) После того как при начальной балансировке схемы с короткозамкнутыми клем-
мами т—п установлены значения переменного эталонного сопротивления Bs и фикси-
рованного значения Са, сопротивление Rx выражает изменение величины Rs для дости-
жения баланса после подключения измеряемого импеданса.
£ 5. Дополнительные сведения о мостах
79
параллельно емкости Cs и, таким образом, влияет на ее калибровку. Следует
заметить, что подобная конструкция уменьшает все емкости между CSRS
и землей и таким образом предохраняет от подключения паразитных емко-
стей параллельно измеряемому импедансу CXRX.
Этот пример является превосходной иллюстрацией того значения,
которое может иметь правильно рассчитанное экранирующее устройство.
Метод замещений имеет то преимущество, что точность измерений почти
исключительно зависит от точности определения изменения значения регу-
лируемых элементов схемы. Паразитные емкости, в каком бы месте схемы
они ни были включены, паразитные связи, несовершенная экранировка,
остаточные импедансы и некоторое отличие величин и фазовых углов импе-
дансов, входящих в три плеча мостовой схемы, не вносят никаких ошибок,
так как они оказывают одинаковое влияние как при подключенном измеряе-
мом импедансе, так и в его отсутствие. Часто единственным методом, обеспе-
чивающим удовлетворительную точность при измерениях на радиочастотах,
оказывается метод замещения. Кроме того, применение метода замещения
еще более увеличивает относительно высокую точность, получаемую обычно
при измерениях на звуковых частотах.
Входной и выходной импедансы мостовых схем1). Расчет чувствитель-
ности моста. При расчете мостовых схем серьезное значение имеет величина
импеданса моста со стороны генератора, когда мост сбалансирован или почти
сбалансирован. В этих случаях токг текущий в выходной цепи, равен нулю
или бесконечно мал, что эквивалентно случаю разомкнутой выходной цепи.
Входной импеданс мостовой схемы, изображенной на фиг. 52, во время
баланса определяется параллельным включением импедансов Za-\-Zb и
или
Входной импеданс моста = -- . (3.5)
Za + Zb 4~ Zc 4~ Zj
Co стороны выходных клемм мост может быть представлен эквивалентной
схемой, изображенной на фиг. 60,6, состоящей из эквивалентного генерато-
ра V и включенного последовательно с ним выходного импеданса Z3KB,. Вели-
чина этого эквивалентного выходного импеданса, согласно теореме Тевенина,
а 6 в
Фиг. 60. Эквивалентные схемы входных и выходных цепей моста.
а—схема моста; б—эквивалентная схема (общий вид); в—эквивалентная схема (для моста а).
равна величине измеряемого импеданса, подключенного к выходным клем-
мам, если смотреть со стороны моста при выключенном генераторе.
При условии, что мост сбалансирован или почти сбалансирован, этот импе-
данс не зависит от внутреннего сопротивления генератора и поэтому может
быть рассчитан в предположении, что цепь генератора разомкнута.
*) По этому вопросу см. работу [16].
«80 Гл, 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
Выходной импеданс мостовой схемы, изображенной на фиг. 60,а, имеет,
таким образом, значение, указанное на фиг. 60,в, в предположении, что
регулировка моста близка к достижению баланса. Для достижения макси-
мальной чувствительности выходной индикаторный прибор (как, например,
телефон) должен обладать импедансом Zl, обеспечивающим в соответствии
с величиной выходного импеданса моста передачу максимальной мощности
•в индикаторный прибор. Если эквивалентный выходной импеданс высок,
индикаторный прибор должен также обладать высокоомным импедансом Zl,
и наоборот.
Эквивалентный источник напряжения И, включенный последовательно
в эквивалентную схему (фиг. 60,6), согласно теореме Тевенина характери-
зует разность потенциалов на разомкнутых выходных клеммах. Это напряже-
ние зависит от регулировки элементов мостовой схемы, равно нулю в случае
баланса и увеличивается при разбалансировке моста. Его значение может
быть определено согласно выражению, приведенному на фиг. 60,
Генератор и детектор мостовой схемы. В качестве детектора мостовой
схемы могут быть использованы самые различные устройства. В диапазоне
частот от 250 до 5000 гц обычно применяются телефоны, подключаемые, как
правило, к выходу мостовой схемы через трансформатор. В некоторых случа-
ях для увеличения чувствительности телефоны подключаются через усили-
тель (желательно резонансный). На более низких или более высоких звуковых
частотах, где ухо человека уже не является удовлетворительным индикато-
ром, применяется обычно настраиваемый усилитель в сочетании с визуальным
индикатором, например стрелочным прибором или электронно-лучевой труб-
кой1). Может оказаться удобным, если это возможно, применение анали-
затора гармоник в сочетании с резонансным усилителем.
В диапазоне радиочастот в качестве индикатора обычно используются
простые радиоприемные устройства. Применение такого устройства требует
некоторых специальных мер. Во избежание прямой связи с генератором
следует экранировать входные цепи приемного устройства. Иногда жела-
тельна замена автоматической регулировки громкости ручной регулировкой.
Суммарная мощность генератора, требуемая для работы мостовой схе-
мы, определяется чувствительностью индикаторного устройства, подключа-
емого к выходу моста. При применении в качестве индикаторного устройства
телефонов без усилителя в диапазоне частот от 500 до 2000 гц, где ухо чело-
века наиболее чувствительно, мощность генератора должна быть в пределах
от 50 до 200 мет. На более низких и более высоких звуковых частотах тре-
буется большая мощность, если не применяется усилитель. В случае при-
менения усилителя требуемый уровень мощности зависит от коэффициента
усиления. В мостовых схемах, работающих на радиочастотах, требуется зна-
чительно меньший уровень мощности, так как радиоприемные устройства,
применяемые в этом случае в качестве индикаторов, обладают достаточно
высокой чувствительностью.
т) Устройство для визуальной индикации при помощи электронно-лучевых трубок
должно быть рассчитано таким образом, чтобы обеспечивалась раздельная индикация
баланса активных и реактивных компонент. Это может быть достигнуто синхронизацией
горизонтальной развертки электронно-лучевой трубки с колебаниями генератора мосто-
вой схемы при соответствующем фазовом соотношении. Выходное напряжение моста
должно быть подано па вертикальные пластины. На экране индикатора в результате
получится изображение в виде эллипса, угол наклона оси которого определяется сте-
пенью баланса активных компонент моста. Степень баланса реактивных компонент опре-
деляется соотношением полуосей эллипса. Дальнейшие сведения по этому вопросу
см. в работах [17, 18], в которых описаны также резонансные усилители, годные для
применения в мостовых схемах.
$ 6. Мостовые схемы типа «двойное Т» и «сбалансированное Т»
81
В качестве генераторов мостовых схем могут быть использованы различ-
ные удобные для этого генераторы, обладающие требуемой мощностью и часто-
той. Однако желательно, чтобы генерируемые колебания были относительно
свободны от гармонических составляющих. Балансировка моста на основ-
ной частоте обычно не совпадает с балансировкой на гармонических состав-
ляющих, потому что в мостах некоторых типов (например, мост Вина) усло-
вия баланса зависят от частоты, а также потому, что измеряемый импеданс
обладает потерями, эффективной индуктивностью или эффективной емкостью,
зависящими от частоты1).
Для уменьшения этого эффекта применяется резонансный индикатор,
подавляющий интерферирующие гармоники. Хорошая форма колебаний
имеет, таким образом, первостепенное значение только в случае работы на
звуковых частотах, когда индикатором являются телефоны. В этом случае
очень важно получить низкий уровень гармонических составляющих.
На радиочастотах важнее хорошая экранировка генератора и соединение
его с мостовой схемой экранированным кабелем для уменьшения непосред-
ственной утечки энергии от генератора к индикатору моста. По возможности
генератор колебаний должен обладать мощностью, превышающей уровень,
необходимый для работы с радиочастотным мостом, однако при этом удовле-
творительная экранировка должна достигаться весьма простыми средствами.
§ 6. Мостовые схемы типа «двойное Т» и «сбалансированное Т»
с нуль-индикаторами
Мост Уитстона, имеющий в плечах четыре импеданса, не является един-
ственной схемой с нулевой связью между входными и выходными клеммами
при соответствующей регулировке параметров схемы. Аналогичным свойством
обладают широко применяющиеся
мостовые схемы типа «двойное Т»
и «сбалансированное Т»* 2). Схема ти-
па «двойное Т», иногда называемая
также «параллельным Т», показана
нафиг. 61. Она состоит из двух не-
одинаковых Т-образных цепей, под-
ключенных параллельно входным
и выходным клеммам. Равенство
нулю выходного напряжения имеет
место, когда импедансы отдельных
ветвей схемы подобраны таким обра-
зом, что коэффициенты передачи
двух Т-образных цепочек понаправ-
Ф и г. 61. Обобщенная схема моста типа
лению к выходным клеммам р авны по «двойное Т».
модулю и противоположны по фазе.
Это соответствует условию баланса моста Уитстона. Преимущество схе-
мы типа «двойное Т» по сравнению с обычным мостом заключается в возмож-
ности заземления входной и выходной клемм. Это свойство уменьшает тре-
бования к экранировке трансформатора, необходимой в мостах Уитстона,
и облегчает проблему экранировки в целом. Вследствие этого конструкция
г) Подобное влияние гармонических составляющих наблюдается также в случае
нелинейной характеристики измеряемого импеданса, например дросселя или нелинейного
сопротивления. В этом случае необходимо применять резонансный индикатор или гене-
ратор колебаний, амплитуда которых может быть уменьшена до значения, при котором
нелинейный эффект несуществен.
2) Дальнейшие сведения по этому вопросу, см. в работе [19].
6 Ф. Термен и Дж. Петтит
82
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
схемы типа «двойное Т» получается более простой и с меньшими пара-
зитными емкостями и индуктивностями.
При анализе схемы типа «двойное Т» во время баланса удобно предпо-
ложить, что выходные клеммы короткозамкнуты, и определить затем усло-
вия, для которых токи короткого замыкания, проходящие по двум Т-образным
цепям, равны по величине и противоположны по знаку. Выражение для вы-
ходного тока в цепи Zx Z2 Z3 при предположении, что выходные клеммы
короткозамкнуты, будет1)
г1 = + + ’ (3 ’ 6а>
где е—входное напряжение, а импедансы показаны на фиг. 61. Аналогично
ток г', протекающий одновременно через короткозамкнутую нагрузку вто-
рой Т-образной цепи, будет
= Z£ + Z^ + (Z{Z^/Z0 • (3,6б>
Выходное напряжение, соответствующее балансу схемы, будет равно нулю
при условии, что 0; таким образом, главное условие баланса всей
схемы выражается следующим соотношением:
z1+zs-b^+z;-rz;4-^ = o. (3.7)
Примеры практически применяющихся схем типа «двойное Т» показаны на
фиг. 62. Там же приведены уравнения баланса. Схема на фиг. 62,а наиболее
пригодна для измерения импедансов на радиочастотах, где величина импедан-
са не слишком мала [20]. В этом применении эта схема может служить до-
полнением к радиочастотному мосту Уитстона (см. фиг. 59,6), более при-
годному для измерения небольших импедансов. При измерениях импедансов
этой схемой обычно применяется метод замещения. До подключения из-
меряемого импеданса устанавливается предварительный баланс схемы при
помощи регулировки Со и С2 до значений CQ и С2, соответствующих нуле-
вому значению выходного напряжения. Затем неизвестный импеданс под-
ключается параллельно элементам Со и L и схема снова балансируется регу-
лировкой CQ и С2 до значений C"Q и С"2. Реактивное сопротивление и экви-
валентное параллельное активное сопротивление неизвестного импеданса
определяются следующими соотношениями:
Неизвестное реактивное сопротивление'=
Эквивалентное параллельное активное q
сопротивление неизвестного импеданса = —тгл • (3.86)
С (о ' 7
Результаты, полученные при таких измерениях, достаточно точны
вплоть до сверхвысоких частот. При соответствующей калибровке перемен-
ных конденсаторов Со и С2 возможен непосредственный отсчет величин реак-
тивного и активного сопротивлений для данной частоты. Схема типа «двой-
(3.8а)
г) Это соотношение получается следующим образом. При предположении, что вы-
ходные клеммы короткозамкнуты, импеданс входных клемм для приложенного напря-
жения ег будет
<7 । Z2Z3
^ = Z1 + zr+zr’
а входной ток is=e/Zs. Ток ц, являющийся частью тока is и текущий через Z3, можно
выразить как i1=isZ2/(Z2+Z;j)=eZ2/Z<(Z2+Z3). Это выражение легко преобразуется к виду
(3.6а) при подстановке значения Zs.
$ 6. Мостовые схемы типа «двойное Т» и «сбалансированное Т»
83
ное Т», представленная на фиг. 62,6, эквивалентна мосту Вина. Эта схема
используется для измерений на звуковых частотах. Она также широко при-
меняется в качестве цепи обратной связи в полосовых усилителях и гене-
раторах. Схема типа «сбалансированное Т», показанная на фиг. 63, является
схемой типа «двойное Т» с отрицательной обратной связью, в которой
параллельный импеданс Z' бесконечно велик. Общее уравнение баланса
схемы типа «сбалансированное Т» может быть получено непосредственно из
уравнения (3.7) и для обозначений, принятых на фиг. 63, имеет вид
z1+z8-^ + z4 = o.
(3.9)
Вследствие наличия отрицательной обратной связи схема типа «сбаланси-
рованное Т» менее универсальна и может реже заменить мост Уитстона, чем
схема типа «двойное Т».
Примеры практических схем,
а также уравнения их баланса при-
ведены на фиг.64. Схема, показанная
на фиг. 64,а, удобна для измерения
дифференциальной индуктивности
(см. § 11), а также для определения
индуктивности и добротности Q ра-
диочастотных катушек. Схема на
фиг. 64,6 используется для сравни-
тельных измерений индуктивности
катушек, а также для измерения им-
педансов методом замещения. В по-
Ф и г. 63. Обобщенная схема моста типа
«сбалансированное Т».
следнем случае переменный конденсатор и неизвестный импеданс подключа-
ются параллельно друг другу, а также индуктивности Неизвестное реак-
тивное сопротивление и эквивалентное активное сопротивление определя-
ются после подстройки переменного конденсатора и сопротивления R для
восстановления баланса после отключения измеряемого импеданса [19].
Схемы типа «двойное Т» и «сбалансированное Т» так же подвержены влия-
нию паразитных емкостей и индуктивностей, как и мост Уитстона. Возника-
6*
84
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
ющие вследствие этого ошибки особенно существенны на высоких частотах,
где влияние паразитных параметров наиболее значительно. Уменьшение
этих ошибок производится теми же средствами, как и для мостов Уитстона,—
необходимой экранировкой, соответствующим расположением деталей для
уменьшения паразитных параметров и применением для измерений метода
замещений.
Конструкция этих схем в деталях отличается от устройства мостов
Уитстона, вследствие различия схем, и возникающие проблемы в общем
Rs- Н(шС)2
а
Фиг. 64. Примеры мостовых схем типа «сбалансированное Т».
проще, чем в обычных мостах, так как не требуется применения экранирован-
ного трансформатора. Общие принципы конструирования этих схем основаны
на едином методе [9,21].
§ 7. Сопротивление и добротность резонансных контуров
Сопротивление и добротность Q резонансных контуров могут быть
определены различными путями. Прямой метод измерения сопротивления
основан на применении радиочастотных мостов или мостов типа «двойное Т»
с нуль-индикатором. Этот метод вполне удовлетворителен при наличии
соответствующего оборудования в необходимом диапазоне частот. После-
довательное сопротивление резонансного контура может быть измерено
при подключении этого контура к резонансному мосту и определении эквива-
лентного последовательного сопротивления. В другом случае может быть
измёрен параллельный резонансный импеданс контура при помощи моста
типа «двойное Т». Для измерения больших импедансов на радиочастотах
последний способ предпочтительнее. Кроме этих методов, использующих
различные мостовые схемы, имеется большое число других схем для опре-
деления сопротивления и добротности контуров. Одни методы предназна-
чены для измерения добротности, другие—для измерения сопротивления
контура. В любых случаях эти величины связаны между собой через индук-
тивное или емкостное сопротивление цепи выражением
;'Л3-10)
Истинное и эквивалентное сопротивления, добротность и индуктив-
ность. При проведении измерений резонансных контуров необходимо разли-
чать истинное и эквивалентное последовательные сопротивления, а также до-
бротность и индуктивность. Типовая схема резонансного контура показана
на фиг. 65. Здесь индуктивность L показана вместе с ее распределенной емко-
стью Контур настраивается в резонанс при помощи конденсатора С.
Сопротивление R, почти полностью определяемое потерями в индуктивности,
£ 7. Сопротивление и добротность резонансных контуров
85
‘включено последовательно с индуктивностью. Сопротивление конденса-
тора С обычно пренебрежимо мало.
В этой идеализированной схеме L—истинная индуктивность цепи; R—
истинное последовательное сопротивление; Q=<nL/R—истинная добротность
контура. Однако если рассматривать индуктивность со стороны клемм а—Ь,
к которым подключена емкость С, картина несколько изменится. Индук-
тивность при рассмотрении схемы слева от клемм а—b больше индуктив-
ности L. Она называется эквивалентной индуктивностью и определяется
выражением1)
С + С
Эквивалентная индуктивность = L—, (3.11а)
о
Эквивалентная индуктивность = у > (3.116)
где С—значение емкости, необходимое для настройки контура в резонанс
на частоте, определяемой эквивалентной индуктив-
ностью, а т—отношение этой частоты к резонансной
частоте контура, образованного катушкой индуктив-
ности и ее распределенной емкостью. Аналогично
сопротивление цепи слева от клемм а—b больше истин-
ного последовательного сопротивления R схемы и
определяется наличием распределенной емкости (70.
Оно носит название эквивалентного сопротивления
и определяется выражением
<ЗЛ2)
Отношение эквивалентного индуктивного сопро-
тивления к эквивалентному последовательному со-
противлению называется эквивалентной добротно-
стью Q и определяется выражением
С
С + Со
Фиг. 65. Схема резо-
нансного контура, ил-
люстрирующая влияние
распределенной емкости
Со на клеммах а—Ъ
катушки.
Q = (Истинная добротность)
(Истинная добротность)
(1-т2). (3.13)
Выражения от (3.11) до (3.13), строго говоря, применимы только к части
схемы фиг. 65, расположенной влево от клемм а—Ь. Однако ввиду того, что
последовательным сопротивлением конденсатора С обычно можно пренебречь,
эти выражения, определяющие эквивалентные индуктивность, сопротивление
и добротность, могут быть также применены для определения соотношений
между соответствующими эквивалентными и истинными величинами в осталь-
ной части схемы.
Значение распре де ленйой емкости CQ может быть определено методом,
описанным в § 10.
Различие между истинными и эквивалентными величинами обычно весь-
ма заметно. Например, если соотношение емкостей С’о/С=1/]о (на фиг. 65),
что соответствует тп=0,3, то истинное сопротивление составляет всего 83%
х) Это соотношение получается из условия, что импеданс цепи, состоящей из вклю-
ченных параллельно L и Со при пренебрежении Rt определяется выражением
/wZ (1//(1)С0) _ /<»1/
/wZ 4- (1//шС0) — — <o2jLC0 +1
Таким образом, эквивалентная индуктивность равна £/(1—а>2£С0). Подстановка
нения резонанса <o2 = l/Z, (С4-С0) дает выражение (3.11а), в то время как подстановк
выражения т2 ==cd2/u>2, где <о§ = 1/LCQ, приводит к выражению (3.116).
86
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
от его эквивалентного значения, в то время как истинные и эквивалентные
значения добротности и индуктивности отличаются на 9%.
Следует отметить, что разница между истинными и эквивалентными
величинами особенно наглядна при рассмотрении контрольной точки схемы.
Истинные величины, отнесенные к контрольной точке схемы, например rf,
включены последовательно с общей емкостью (включая распределенную
емкость). Напротив, эквивалентные величины, отнесенные к контрольной
точке 6, включены последовательно только с переменным конденсатором С,
но не с общей эквивалентной емкостью схемы.
Раздельное определение потерь. Описанные методы измерения сопроти-
вления и добротности контуров дают возможность определить общее сопроти-
вление контура, но исключают возможность распределения его между конден-
сатором и катушкой индуктивности. В случае хорошо сконструированного
переменного конденсатора с воздушным диэлектриком его сопротивление
достаточно мало, и для большинства практических случаев оказывается
возможным.предположить, что сопротивление потерь в схеме в основном
определяется катушкой индуктивности.
Если нужно знать точное распределение сопротивления потерь между
конденсатором и катушкой индуктивности, следует провести отдельное
исследование потерь в конденсаторе. В этом случае сопротивление потерь
катушки индуктивности определится вычитанием сопротивления потерь кон-
денсатора из общего сопротивления всей цепи. Вопросы измерения Сопро-
тивления потерь в конденсаторах освещены в гл. 14, § 1.
Q-метр. Для измерений добротности контуров широко применяется
(7-метр. Схема (2-метра показана нафиг. 66. Здесь в контур, подлежащий изме-
рению, вводится небольшое напряжение е, развиваемое, как это показано,
на малом последовательном сопротивлении R благодаря протеканию через
него тока известной величины. Затем измеряемый контур настраивается на
частоту генератора (или, наоборот, частота генератора устанавливается
равной резонансной частоте контура) и при помощи лампового вольтметра
измеряется напряжение Е, развиваемое на переменном конденсаторе. Доброт-
ность контура определяется выражением Q=E/e.
Полученные результаты основаны на некоторых приближениях1). Во-
первых, сопротивление R и входное сопротивление лампового вольтметра
нагружают резонансный контур. При соответствующей конструкции лампо-
вого вольтметра его шунтирующее действие пренебрежимо мало, исключая
область сверхвысоких частот, на которых существенное значение приобре-
тает время пролета электронов в лампе. Влияние сопротивления R сказы-
вается на увеличении последовательного сопротивления контура и, следова-
тельно, на уменьшении добротности Q в соответствии с соотношением
Истинная добротность = (Измеренная добротность)
1
(3.14)
где Rs—эквивалентное последовательное сопротивление контура.
При малых значениях R (для практически применяемых (2-метров его
значение равно 0,04 ом) различие между измеренной и действительной
добротностью пренебрежимо мало, исключая те случаи, когда последователь-
ное сопротивление измеряемого контура имеет необычно низкое значение.
Второе допущение при измерении добротности более серьезно, оно
заключается в том, что (2-метр измеряет эквивалентную добротность Q так,
х) По этому вопросу см. [22]. Иная конструкция Q-метра, имеющего некоторые
преимущества на сверхвысоких частотах, описана в работе [23].
$ 7. Сопротивление и добротность резонансных контуров
87
что если измеряемая катушка обладает распределенной емкостью, то истин-
ное значение добротности выше измеренного. (2-метры широко применяются
для измерения добротности и индуктивности катушек, а также при других
измерениях параметров резонансных контуров (см. § 5). Промышленные
приборы для этих целей снабжены калиброванным переменным конденсато-
ром, так что эквивалентная индуктивность катушки может быть определена
Фиг. 66. Упрощенная схема Q-метра.
по величине емкости конденсатора и частоте генератора. В этих приборах
вводимое напряжение е имеет постоянное значение, равное 0,02 в, и шкала
лампового вольтметра калибрована непосредственно в единицах добротности.
Измерение параллельных импедансов в резонансных контурах методом
нейтрализации сопротивления1). При этом методе регулируемое отри-
цательное сопротивление присоединяется параллельно конденсатору изме-
ряемого резонансного контура. Величина этого отрицательного сопротивле-
ния регулируется до момента, соответствующего началу возникновения
колебаний. При этом величина отрицательного сопротивления, необходимого
для нейтрализации положительного сопротивления контура, точно равна
модулю параллельного резонансного импеданса контура. Если желательно
знать величину последовательного сопротивления или добротности контура,
то они могут быть получены из соотношений
Л
Истинная добротность = , (3.15)
Истинное последовательное сопротивлением . (3.16)
Здесь Rn—отрицательное сопротивление, необходимое для нейтрализации
сопротивления контура, a L—истинная индуктивность. В этом случае рас-
пределенная емкость, емкость проводников и внутриламповая емкость
добавляются к емкости переменного конденсатора, участвуют в настройке
контура в резонанс и не вносят ошибок в измерения.
Требуемое переменное отрицательное сопротивление может быть получе-
но различными способами при помощи электронных ламп [25]. В одном из ме-
тодов, иллюстрированном на фиг. 67, используется отрицательное внутреннее
т) Более подробно см. [24].
88
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
сопротивление тетрода, работающего в динатронном режиме. Другим
возможным методом является использование пентода, работающего в тран-
зитронном режиме. В обоих этих случаях величина отрицательного сопро-
тивления может регулироваться изменением смещения на управляющей
сетке лампы.
Величина отрицательного сопротивления, необходимого для нейтрализа-
ции контура, может быть определена путем использования мостовой схемы
на звуковых частотах, как это описано ~~ “
. сопротивления мерению
Фиг. 67. Схема измерения сопротивления
резонансного контура методом нейтрализа-
ции сопротивления.
Блокировочный
в связи с фиг. 83 (стр. 107). Другой
способ, пригодный в случае исполь-
зования динатронного генератора,
состоит в добавлении небольшо-
го приращения анодного напря-
жения и определении результирую-
щего изменения анодного тока.
§ 8. Различные методы измерения
добротности и сопротивления
Измерение сопротивления ре-
зонансного контура методом пере-
менного сопротивления. Этот метод
определения сопротивления резо-
нансного контура [26] основан на
том, что при резонансе ток в контуре равен отношению приложенного на-
пряжения к последовательному сопротивлению контура. При поддержании
постоянного приложенного напряжения можно определить истинное со-
противление контура по изменению тока, вызванного добавлением из-
вестного последовательного сопротивления. Схема для проведения таких
измерений приведена на фиг. 68,а. Измеряемый контур слабо связан
с возбуждающим генератором. В контур последовательно включены термо-
электрический миллиамперметр и регулируемое сопротивление R.
Испытуемая
схема
С
Добавочное
сопротивление
а
Генератор
переменной
частоты
Электростати- -***{
чесний экран
Термоэлектриче-
ский прибор
Распределенная
емкость катушки
I
1
Фиг. 68. Схема, иллюстрирующая измерения сопротивлений на радиочастотах методами
изменений параметров (а) и резонансная кривая (б) при расстройке частоты или емко-
сти, показывающая малое изменение выходного напряжения вблизи резонанса по сра-
внению с изменением на боковых ветвях кривой.
Вначале контур настраивается в резонанс при помощи конденсатора С
и регистрируется ток миллиамперметром М при нулевом значении сопротив-
ления R. Затем сопротивление 7? увеличивается на известную величину
$ 8. Различные методы измерения добротности и сопротивления 89
й контур вновь подстраивается в резонанс (если это необходимо) без
изменения связи с генератором. При этом регистрируется результирую-
щий ток. Эквивалентное последовательное сопротивление резонансного
контура может быть выражено следующим образом1):
Эквивалентное последовательное сопротивление = R ---1 - -, (3.17 а)
•* о 1
где ZohZ1—токи, регистрируемые прибором при значениях дополнительного
сопротивления соответственно нуль и R.
Максимальная точность достигается при таком подборе R, что
Z1=O,5Zo. При этом эквивалентное последовательное сопротивление
равно R.
Модификация схемы (фиг. 68,а) заключается в использовании в каче-
стве индикатора вместо миллиамперметра лампового вольтметра, подклю-
чаемого к емкости С. Изменение в методике измерений при использовании
лампового вольтметра сводится к замене в выражении (3.17а) токов 1Г и Zo
соответствующими значениями напряжений Ег и Z?o.
Для получения при этом методе измерений точных результатов необхо-
димо, чтобы значение тока в катушке связи Lc оставалось постоянным, а так-
же чтобы связь между генератором и контуром была чисто индуктивной.
Эти требования наиболее полно удовлетворяются при сильной связи между
двумя контурами и при использовании электростатического экрана, как это
показано на фиг. 68, а.
Сопротивление подогревателя термоэлектрического прибора (в схеме
фиг. 68,а) входит в эквивалентное сопротивление контура, рассчитанное по
соотношению (3.17а), и для получения точных результатов должно быть
вычтено из полученного значения. При использовании в качестве индикатора
лампового вольтметра с входным сопротивлением Rs, шунтирующим резонанс-
ный контур, значение последовательного сопротивления, определенное из
эксперимента, больше истинного значения на величину RJ^L)2, где
L—истинная индуктивность катушки.
Для исключения ошибок за счет емкости по отношению к земле необхо-
димо заземлить ротор конденсатора и включить миллиамперметр и дополни-
тельное сопротивление в заземленную ветвь схемы, как это показано на
фиг. 68, а. Дополнительное сопротивление должно обладать пренебрежимо
малым поверхностным эффектом и по возможности хорошей фазовой харак-
теристикой. Это сопротивление обычно состоит из короткого отрезка высоко-
омной проволоки. Может быть также использован прецизионный декадный
магазин сопротивлений, применяемый на радиовещательных и низких часто-
тах. Для получения наилучших результатов величина дополнительного
сопротивления должна быть такого же порядка, как и сопротивление изме-
ряемого контура. Сопротивление, определяемое этим методом, является
эквивалентным последовательным сопротивлением, помещенным в месте
включения сопротивления R схемы на фиг. 68,а. При наличии распределен-
ной емкости катушки (показанной пунктиром) это сопротивление больше
истинного последовательного сопротивления, определяемого по выраже-
нию (3.12).
Модификация этого метода заключается в измерении напряжения EQ на
контуре при резонансе, шунтировании контура известным сопротивлением R,
подстройке контура в резонанс (если это необходимо) и регистрации
х) Вывод соотношения (3.17а) следующий. Если Ео—напряжение, индуцируемое
в контуре, a Ro— эквивалентное сопротивление контура, то в отсутствие добавочного
сопротивления Iq = Eq/R0. При добавлении сспротивления R получаем Ц = Eq/(R0 + R).
Исключая из этих двух уравнений величину EQt получим соотношение (3.17а).
УтАг (3-19)
90 Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
результирующего напряжения Ег В этом случае параллельный резонанс-
ный импеданс контура (истинное значение) будет равен
R2 = R^^. [(3.176)
Соотношение между истинным параллельным резонансным импе-
дансом R2 и истинным последовательным сопротивлением Rx определяется
выражением
R1==№-t (3.18)
•“2
где (oL—реактивное сопротивление, определяемое истинным (не эквивалент-
ным) значением индуктивности резонансного контура.
Измерение сопротивления и добротности резонансных контуров мето-
дом переменной реактивности1). В этом методе, называемом также методом
переменной емкости, измеряемый контур слабо связывается с возбуждающим
генератором рабочей частоты по схеме фиг. 68,а и замеряется индуциро-
ванный при резонансе ток /0. Затем емкость переменного конденсатора уве-
личивается до значения С2, при котором ток уменьшается до некоторого зна-
чения 1г. После этого емкость уменьшается до значения соответствующего
уменьшению тока вновь до величины Zr Таким образом* 2),
С __
Последовательное сопротивление = —?---L
2 (О (7 2
Здесь (о—угловая частота возбуждения. Измеренное значение сопротив-
ления включает сопротивление подогревателя термоэлектрического прибо-
ра, измеряющего ток. Максимальная точность получается при такой рас-
стройке, что Iy=0,707 Zo. При этом условии подкоренное выражение равно
единице. Сопротивление, подсчитанное по формуле (3.19), является эквива-
лентным последовательным сопротивлением, если, как это обычно имеет
место, значение емкости переменного конденсатора Сг и С2 не включает рас-
х) Этот метод с указанием источников ошибок более полно изложен в работе
Синклера [26].
2) Это уравнение может быть получено следующим образом. При настройке
в резонанс
7?0 = Л)*,
где Eq — напряжение, развиваемое на контуре, a R — последовательное сопротивление.
При расстройке контур представляет собой последовательный импеданс В + /ДТ
Следовательно,
Е0 = Л УДг + ДТ*.
Из этих двух уравнений можно получить
7?=ДХ ]/jAyj .
Заменяя в этом соотношении величину ДЛ7 из равенства 2ДЛ7=(1/шС'1)— (1/<оС2), полу-
чаем соотношение (3.19).
Другой метод состоит в выражении эквивалентного последовательного сопротив-
ления через величину Со—Clf представляющую собой разность емкостей при резо-
нансе и при расстройке контура, соответствующей току контура Полученный ре-
зультат может быть приведен к соотношению (3.17а) при использовании с достаточной
степенью точности допущений, что 2 (Со — Cj) = C2 — и C1C2 = Cg. Степень точности,
получаемая при этих двух методах, различна. Вследствие плоской вершины резонансной
кривой точное определение значения Со, соответствующее резонансу, по напряжению
или току невозможно. В противоположность этому значения Сг и С2 могут быть опре-
делены с достаточной точностью по величине тока Ц вследствие того, что ветви резо-
нансной кривой спадают достаточно быстро при изменении [емкости. Это иллюстри-
руется фиг. 68,6.
£ 8. Различные методы измерения добротности и сопротивления
91
прёделенной емкости катушки. Для получения истинного значения последо-
вательного сопротивления необходимо ввести поправку согласно (3.12).
Если емкости Сг и С2 включают распределенную емкость катушки или же
распределенная емкость пренебрежимо мала, то выражение (3.19) дает
истинное значение последовательного сопротивления.
Схема для измерения методом переменной реактивности аналогична
схеме для измерения методом переменного сопротивления (см. фиг. 68,а).
Однако в первом случае дополнительного сопротивления не требуется,
а переменный конденсатор должен быть точно отградуирован или, что еще
лучше, зашунтирован небольшим калиброванным подстроечным конденсато-
ром. Процесс измерения, описанный выше, иногда может быть изменен.
В этом случае изменение настройки регистрируется не термоэлектрическим
прибором, а ламповым вольтметром, подключаемым параллельно перемен-
ному конденсатору. В этом случае при предположении, что С2—(\ < С19
с достаточной степенью точности можно получить:
67 2— Сг *1Г Е1 ол\
Последовательное сопротивление у p2__jp 1 (3.20)
где Eq—напряжение, измеряемое вольтметром при резонансе, а Ег—напря-
жение при значениях переменной емкости Сг и С2; остальные обозначения
те же, что и прежде. Выражение (3.20) вытекает из соотношения (3.19) при
условии, что Со, Сг и С2 являются величинами одного порядка; в этом слу-
чае (если добротность контура Q невелика) напряжение на контуре почти
точно пропорционально току, протекающему через переменный конденсатор.
Если измеренное последовательное сопротивление велико, необходимо
учитывать влияние входного сопротивления лампового вольтметра; поправка
должна быть сделана так, как это было описано для метода замещения
сопротивлений.
Метод замещения реактивного сопротивления может быть использован
для непосредственных измерений добротности, учитывая, что для всех прак-
тических случаев Со= ]/' СХС2 =(С'1+С'2)/2 и что при резонансе Q=(l/u)C0) /?,
где R—последовательное сопротивление, a CQ—величина настроечного кон-
денсатора при резонансе. Подставляя эти величины в равенства (3.19) и (3.20),
можно получить следующие соотношения:
2Со -|АВ-Л2_^1 + ^2 1/Д-Л
С2-Сг V II C2-Ci V
2Cq ^El-El _С1+С2
C2 — Ci V El —C2-C1 V El ‘
(3.21a)
(3.216)
Величина добротности Q, рассчитанная по этим соотношениям, является
истинной или эквивалентной добротностью, в зависимости от того, включают
ли емкости Со, Сг и С2 распределенную емкость катушки, пли не включают.
В последнем случае истинное значение добротности можно рассчитать при
помощи уравнения (3.13).
Измерение добротности Q резонансных контуров методом переменной
частоты. При этом методе измеряемый контур слабо связывается с генера-
тором, как показано на фиг. 68,а, и регистрируется резонансное значение
частоты. После этого частота возбуждающего генератора увеличивается до
некоторого значения /2 = а)2/2-тс, при котором амплитуда напряжения
на контуре уменьшается до заданного значения. Затем частота изменяется
в другую сторону от резонансного значения до величины /1=а>1/2'тг
для получения такого же отсчета напряжения, как и при /2.
92
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
Величину истинной добротности можно рассчитать с точностью, доста-
точной для практики, по следующей формуле1):
/о 1 Л /2 4-/1 Л
Q = /2~-4=- = 2 (3.22)
1/ D1 1/ Я ’ v ’
V D*—D\ V DI—DI
где /2 и /х—частоты выше и ниже резонансной, при которых амплитуда напря-
жения (или тока) на контуре равна/Э^; /0—резонансная частота; Do—напряже-
ние (или ток) в момент резонанса. Полученная таким образом добротность Q
является истинной и не нуждается в поправке на распределенную емкость
катушки. Однако при этом необходимо экспериментально измерить по-
тери индикаторного прибора, снижающие истинное значение добротности.
Поправка в этом случае может быть сделана таким же образом, как и для ме-
тода переменного сопротивления. Максимальная точность получается при
/)1=0,707 Dq. При этом условии радикал в (3.22) равен единице.
Точность измерений методом переменной частоты в значительной сте-
пени определяется точностью отсчета разности частот /2—fr. Наиболее удобно
это осуществляется путем измерений непосредственно разности частот мето-
дом биений вместо раздельного определения этих частот и их последующего
вычитания.
§ 9. Измерения импедансов в резонансных контурах
с сосредоточенными параметрами методом замещения
Наиболее употребительный метод определения импеданса заключается
в следующем. Измеряемый импеданс подключается к резонансному контуру,
затем по изменению величины настроечной емкости (при подстройке контура
на начальную резонансную частоту) после подключения измеряемого импе-
данса определяется его реактивная компонента. Сопротивление или актив-
ная проводимость неизвестного импеданса определяется по изменению доброт-
ности последовательного или параллельного сопротивления резонансного
контура, возникающего в результате подключения неизвестного импеданса.
г) При выводе этой формулы предполагается, что /2— /о = /о—Л; /2—/о /о>
а также, что сопротивление и добротность Q контура существенно не изменяются
в диапазоне частот от до /2. При этих допущениях отношение величины Dx при
частоте /2—/0 ?ц к величине Do при резонансе (в предположении, что R и L -соот-
ветственно истинные сопротивление и индуктивность) будет выражаться следующим
образом:
£11 R I
Dq | Я4-/2тс (/2—/0) L*2 I ’
или, с учетом того, что /2 — /1 = 2(/2 —/0),
£1^ __________1_______
^0 1 | j ( f2 /1 \
\ R fo )
(£А2 1
w i+Q.(bz±y-
Из этого соотношения получается формула (3.22) для вычисления добротности Q.
Другим способом является выражение добротности контура через разность /0—Д,
вместо разности /2 — Д. Однако в соответствии с примечанием 2 на стр. 90 этот способ
дает более низкую точность, поскольку, как это показано на фиг. 68,6, плоская
верхушка резонансной кривой затрудняет точное определение частоты вблизи резо-
нанса. Наоборот, значения /2 и /г можно определить точно вследствие изменения
крутизны боковых ветвей резонансной характеристики в зависимости от частоты.
$ 9. Измерения импедансов в резонансных контурах методом замещения 93
Фиг. 69. Схемы измерения полных им-
педанса и проводимости резонансного
контура методом замещения.
а—последовательное включение; б—па-
раллельное включение.
Измерения такого типа обычно производятся при помощи (7-метра, индуктив-
ность которого используется для создания необходимого резонансного
контура. Наряду с этим для измерения характеристик резонансного контура
с успехом могут быть использованы и другие методы, как, например, метод
переменного реактивного сопротивления с использованием калиброванного
переменного конденсатора (см. фиг. 68,а).
Неизвестный импеданс может быть включен последовательно или
параллельно резонансному контуру, как это показано на фиг. 69. Выбор
одной из этих схем определяется величиной неизвестного импеданса. Если
величина неизвестного импеданса мала
по сравнению с индуктивным сопротив-
лением резонансного контура, то всег-
да используется последовательное вклю-
чение (фиг. 69,а), в противном случае,
когда неизвестный импеданс велик по
сравнению с индуктивным сопротивле-
нием резонансного контура, использует-
ся параллельное включение (фиг. 69,6).
При промежуточных значениях измеря-
емого импеданса могут быть использо-
ваны оба метода при условии, что ко-
эффициент мощности измеряемого им-
педанса не слишком велик. Однако
если величина неизвестного импеданса одного порядка с индуктивным
сопротивлением резонансного контура и коэффициент мощности весьма
велик, то потери, вносимые в резонансный контур измеряемым импедансом,
будут велики и нарушат условия резонанса. В этом случае метод измере-
ния, использующий замещение в резонансном контуре, неприемлем.
При применении схемы последовательного включения неизвестный
импеданс Zx определяется величиной его эквивалентных последователь-
ных составляющих активной Rx и реактивной Хх (т. е. Zx=Rx-\-jXx).
Методика измерений следующая. Резонансный контур настраивается
в резонанс с рабочей частотой при закороченном или удаленном из схемы
измеряемом импедансе. При этом определяется добротность контура Q (или
последовательное сопротивление Я), а также регистрируется значение емко-
сти переменного конденсатора С. Затем в контур последовательно включает-
ся неизвестный импеданс и определяется новое значение С" емкости перемен-
ного конденсатора при настройке контура в резонанс. Определяется также
добротность Q' (или последовательное сопротивление Я') контура с неизвест-
ным импедансом. Для расчетов применяются следующие равенства:
V __ 1____1 1 /о
а)С“ (DC С' (0^0)
и
Rx = wL-^~- = R'— R. (3.24)
Здесь значения параметров схемы при включенном неизвестном импедан-
се обозначены штрихами. Величины параметров в (3.24) должны быть от-
несены к той точке схемы, где включен неизвестный импеданс Zx. Положи-
тельное значение величины Хх, полученное из (3.23), означает индуктивное
сопротивление.
Необходимо отметить, что величина Хх может быть определена независи-
мо от того, является ли она емкостным или индуктивным сопротивлением.
Когда неизвестный импеданс измеряется при параллельном соединении
с резонансным контуром (см. фиг. 69,6), величина его выражается
94
Гл, 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
через реактивную и активную проводимости Вх и Gx (т. е. Yx=Gx-\-jBx),
В этом случае методика измерений аналогична описанной выше с тем лишь
отличием, что неизвестный импеданс подключается параллельно конденса-
тору, а отключение его от схемы производится размыканием соответствую-
щих проводников, а не закорачиванием. Расчетные формулы в этом случае
имеют следующий вид:
Вх = ш(С-С'), (3.25)
(з-2б>
Обозначения в этих формулах такие же, как в равенствах (3.23) и (3.24).
Величины и Q в (3.26) должны представлять либо эквивалентные, либо
истинные значения. Отрицательная величина Вх означает индуктивную про-
водимость.
Точность, с которой реактивные сопротивления могут быть определены
методом замещения в резонансном контуре, достаточно высока. Принципи-
альные ошибки при таких измерениях возникают по двум причинам. Во-пер-
вых, невозможно точно определить величину емкости, соответствующую момен-
ту резонанса вследствие плоской вершины резонансной кривой1). В этом
случае относительная ошибка увеличивается при уменьшении величины
подстройки переменного конденсатора, необходимой для вторичной настрой-
ки контура в резонанс. Во-вторых, ошибка возникает вследствие того, что
на высоких частотах малая паразитная индуктивность переменного конден-
сатора вызывает изменение цены деления конденсатора в большей степени,
чем на обычных гЛ1стотах. Эта ошибка, возникающая на высоких частотах,
может быть скорректирована, если известна величина паразитной индуктив-
ности* 2 3).
Точность определения активной составляющей неизвестного импеданса
(или проводимости), которая достигается при методе замещения в резонан-
сном контуре, определяется рядом факторов. Точность будет низка, если
малая активная составляющая измеряемого импеданса оказывает незначи-
тельное влияние на эквивалентное последовательное сопротивление или
эквивалентную добротность Q резонансного контура. Кроме того, при изме-
рениях этим методом предполагается, что эквивалентное последовательное
сопротивление (или эквивалентная шунтирующая проводимость) перемен-
ного конденсатора С не меняется при изменении емкости этого конденсатора.
Это предположение не совсем верно, однако возникающая ошибка будет мала,
если последовательное сопротивление (или шунтирующая проводимость)
измеряемого импеданса намного больше изменения эквивалентного последо-
вательного сопротивления конденсатора. Метод замещения дает хорошие
результаты при измерениях сопротивления катушек и коэффициента мощно-
сти конденсаторов с твердыми диэлектриками, но мало пригоден для измере-
ния потерь в конденсаторах с воздушным диэлектриком.
Методика измерения импедансов замещением в резонансном контуре
очень проста и удобна. Кроме того, необходимое для этой цели оборудование
обычно всегда имеется в любой радиолаборатории3).
г) Эта ошибка может быть уменьшена, если изменять только величину реактивного
(а не активного) сопротивления при условии, что в качестве разонансного контура ис-
пользуется контур генератора. В этом случае величина емкости определяется по гене-
рируемой частоте, что дает более высокую точность. Пример измерительного устройства,
применяющего этот способ для точного измерения малых величин индуктивности, опи-
сан в работе [27].
2) Обсуждение этой и других ошибок см. в работах [26, 28].
3) Пример такого «самодельного» оборудования описан Генри [29].
$ 10. Особые случаи измерения емкости
95.
§ 10. Особые случаи измерения емкости
Распределенная емкость катушки. Каждая катушка индуктивности
обладает некоторой емкостью, образованной за счет напряженности поля
в диэлектрике между различными частями катушки. Эта распределенная
емкость действует подобно сосредоточенной емкости на клеммах катуш-
ки и оказывает существенное влияние на диапазон частот, в котором ка-
тушка может быть настроена в резонанс с данным переменным конденса-
тором. Кроме того, распределенная емкость является причиной отличия
эквивалентной индуктивности катушки от истинной, измеряемой на низких
частотах, как это было показа-
но при обсуждении уравнения
(3.11).
Распределенная емкость,
которую можно рассматривать
как сосредоточенную на клем-
мах катушки, может быть опре-
делена при помощи подключе-
ния параллельно катушке из-
вестной емкости и измерения
резонансной частоты образован-
ного резонансного контура. По
величине истинного значения
индуктивности катушки и резо-
Ф и г. 70. Определение распределенной емкости
по графику прямой I//2
(где /—резонансная частота в функции величины на-
строечной емкости С).
нансной частоте можно рассчи-
тать общую емкость настроечного конденсатора. Распределенная емкость
определяется путем вычитания величины емкости дополнительного конден-
сатора из величины общей емкости.
Метод измерения с несколькими дополнительными конденсаторами
обеспечивает большую точность. В этом случае строится график зависимости
величины I//2 от величины подключенной емкости. График представляет
собой прямую линию, как показано на фиг. 70. Затем эта линия экстраполи-
руется до пересечения с осью абсцисс. Полученная при этом отрицательная'
емкость равна по модулю распределенной емкости, а наклон прямой опреде-
ляет величину истинной индуктивности катушки в соответствии с уравне-
нием
Истинная индуктивность катушки, гн —0,0253 т,
(3.27)
где т—тангенс угла наклона прямой I//2 относительно оси абсцисс, если
/ измеряется в мггц, а емкость в пф* 1).
Построения этого графика можно избежать, если использовать калиб-
рованный конденсатор для настройки катушки в резонанс с частотой
генератора. Затем емкость конденсатора уменьшается до тех пор, пока
контур не будет настроен в резонанс со 2-й гармоникой генератора.
Если обозначить величину емкости при настройке на основную частоту
через С19 а величину емкости при настройке на 2-ю гармонику через С2,
1) Вывод этого соотношения следующий. Соотношение между 'параметрами схемы
и частотой в резонансном контуре записывается в следующем виде:
1
2те/£ = 2к/ (С + Со) ’
где (С + Со) — общая настроечная емкость, включая распределенную емкость CQ. Решая
это уравнение относительно величины I//2, получаем I//2 —4rc2LC 4- 4л2ЬС0 — уравнение*
прямой линии, пересекающей ось емкостей С в точке Со с наклоном 4тс2£.
96
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
то получим1):
Распределенная емкость = . (3.28)
Иногда для определения распределенной емкости применяется несколько
иной метод, заключающийся в измерении резонансной частоты катушки лишь
при помощи распределенной емкости. При этом катушка слабо связывается
с генератором и регистрируется частота, при которой в генераторе возникает
резкое изменение сеточного или анодного тока за счет обратной реакции
катушки. На основании известных величин частоты собственного резонанса
и истинной индуктивности катушки можно определить эквивалентную рас-
пределенную емкость. Однако полученное таким образом значение емкости
будет всегда меньше величины, измеренной предыдущим методом.
Причина этого заключается в том, что при наведенной за счет взаимо-
индукции э.д.с. распределение напряжения и тока в катушке без сосредо-
точенной настроечной емкости несколько отличается от распределения
этих величин в случае подключения к катушке конденсатора значительной
емкости. Поэтому, как правило, распределенную емкость катушки не опре-
деляют методом собственного резонанса.
Ф и г. 71. Проходные емкости в системах
с тремя и четырьмя электродами.
Проходная емкость. В приборах, имеющих более двух электродов, воз- ’
можно существование емкости между каждой парой клемм. На фиг. 71 пока-
заны примеры систем с тремя и четырьмя клеммами. Емкость между
любыми двумя клеммами в таких схемах, например емкость С12 между клем-
мами 1 и 2 (фиг. 71, а), называется проходной емкостью между этими электро-
дами [31—33]. Типичным примером служит триод, в котором емкости С12,
/723 и С13 являются соответственно емкостями между сеткой и анодом, анодом
и катодом и сеткой и катодом. Про-
ходная емкость между парой элек-
тродов в сложных схемах, аналогич-
ных приведенной на фиг. 71,6, может
быть измерена обычным образом при
помощи емкостного моста, в плечо X
которого включаются соответствую-
щие электроды* 2). Остальные электро-
ды схемы закорачиваются. Таким
образом, схема превращается в
трехполюсную, как показано на
фиг. 71,а. Третья клемма присое-
диняется к одному из остальных
двух узлов моста или к защитной цепи. Приложение этого метода к реостат-
но-емкостному мосту (см. фиг. 54,в) показано на фиг. 72,а. Здесь измеряется
емкость С12, а третья клемма присоединена к узлу В моста. При этом емкость
С23 шунтирует генератор и не влияет на работу моста. Емкость С13 шунти-
рует сопротивление Rb. Влияние этой емкости при достижении баланса ска-
зывается в изменении величины компенсирующей емкости Са согласно
х) Вывод уравнения (3.28) следующий. Истинные значения настроечной емкости
в двух случаях соответственно будут Cj + Co и С2 + С0, где Со—распределенная емкость.
Отношение этих емкостей будет равно 4:1, так как величина настроечной емкости
обратно пропорциональна квадрату частоты. Таким образом, Ci + £o=4 (С2 + С0)- Решая
это уравнение относительно Со, получим (3.28) [30].
2) Схема типа «сбалансированное Т», эквивалентная такому емкостному мосту, опи-
сана в работе [34]. В этом случае неизвестная емкость подключается в цепь моста
и измеряется методом замещения. При этом третья клемма подключается к земле или
к общей нагрузке. Соединенные емкости С13 и С23 подключаются параллельно входным или
выходным клеммам схемы типа «сбалансированное Т» и не оказывают влияния на ре-
зультат измерений.
£ 10. Особые случаи измерения емкости
97
равёнству CaIC13—RbIRa, где Rb/Ra—отношение величин омических плеч
моста. Таким образом, исключается необходимость определения величин
емкостей С13 и и их влияния на результаты измерения проходной
емкости С12. Третья вершина треугольника емкостей может быть подклю-
чена не к точке В моста, а к точке А. Однако при этом емкость под-
ключается параллельно емкости Cs и оказывает влияние на результаты
определения величины емкости С12.
На фиг. 72,6 показана защитная схема для исключения влияния емко-
стей С13 и С23 при измерении проходной емкости С12 [35]. Здесь клемма 3 под-
ключена к точке М защитной схемы. Параметры CqRg защитной схемы выбра-
ны таким образом, что разность потенциалов между точкой М и узлом С
Фиг. 72. Измерения проходной емкости при помощи емкостного моста
(см. фиг. 54,в).
а—мостовая схема на конденсаторах для непосредственных измерений емкости; б—мосто-
вая схема на конденсаторах.
моста отсутствует. Регулировка этих параметров производится при подклю-
чении индикатора моста к клеммам СМ. При проведении измерений парамет-
ры моста и защитной схемы попеременно регулируются для достижения
баланса. При этих условиях
RaCs = Т?ЬС12 = Rg (Сд + С23). (3.29)
При сбалансированной таким образом защитной схеме влияние емкостей
С13 и С^з на результаты измерений исключается, потому что разность потен-
циалов между точками М и С равна нулю и ток через емкость С13 не течет,
что эквивалентно отключению этой емкости от схемы. В то же время ток,
протекающий через емкость С23 и сопротивление Rg, приводит к увеличению
значения емкости Сд при балансе и, таким образом, влияет только на баланс
защитной схемы.
Измерение очень малых емкостей. Иногда необходимо измерить малые
значения емкости, для которых обычные методы измерения при помощи
мостовых схем не дают удовлетворительной точности1). В качестве примера
может служить проходная емкость между управляющей сеткой и анодом
в пентоде порядка 0,005 пф. Для таких измерений разработана специальная
методика. Примеры схем, находящих практическое применение для изме-
рения емкости в диапазоне от 0,001 пф до нескольких пикофарад, как, на-
пример, анодно-сеточные емкости ламп, приведены на фиг. 73.
*) Для этой цели могут быть сконструированы также специальные мосты. Одна из
таких схем очень сложного моста, позволяющего проводить непосредственные измерения
емкости величиной менее 10-5 пф и соответствующей шунтирующей проводимости менее
10~5 мкмо, описана в работе [36].
7 ф. Термен и Дж. Петтит
98
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
На фиг. 73,а [37] известное переменное напряжение Е порядка несколь-
ких сот вольт прикладывается к измеряемой емкости Сх, включенной после-
довательно с емкостью Cs известной величины порядка 10—20 пф, которая
может быть измерена обычными средствами. Величина емкости Сх определяет-
ся по величинам приложенного напряжения и напряжения на емкости Cs,
измеренного при помощи лампового вольтметра. На фиг. 73,6 к измеряемой
емкости прикладывается высокое напряжение известной амплитуды и частоты
и при помощи термоэлектрического прибора измеряется протекающий в цепи
ток. Схема, показанная на фиг. 73,в, является модификацией схемы
фиг. 73,6, в которой измеряемая емкость включена параллельно с эталон-
ной переменной емкостью, устроенной таким образом, чтобы можно было
Фиг. 73. Различные методы измерения очень малых емкостей.
определить небольшие приращения последней [38, 39]. К этим емкостям
прикладывается высокое напряжение, и результирующий ток измеряется
термоэлектрическим прибором. Затем измеряемая емкость отключается,
а эталонная емкость регулируется до получения тока того же значения.
Если величина общей емкости Cs достаточно мала, можно измерить с удовле-
творительной точностью емкость Сх величиной менее 0,1 пф. Другие методы,
иллюстрируемые фиг. 73, позволяют измерять емкости значительно меньшей
величины.
В схеме фиг. 73,а напряжение Е' от генератора радиочастоты подается
на измеряемую емкость, включенную последовательно с известной емко-
стью Cs, много большей величины. Относительный уровень напряжения на
последней сначала измеряется при помощи радиоприемника, на выходе
которого включен стрелочный прибор. Затем измеряемая емкость закорачи-
вается и регистрируется значение напряжения Е" генератора сигналов, необ-
ходимое для получения на выходе радиоприемника прежнего уровня сигнала.
Таким способом могут быть измерены очень малые емкости, так как точ-
ная регистрация уровней напряжений на выходе генератора сигналов может
быть осуществлена даже в случае незначительного их отличия.
На фиг. 73,6 показан нулевой метод измерения малых емкостей [40].
Здесь к измеряемой емкости Сх и значительно большей по величине извест-
ной емкости Cs, включенной последовательно с переменным аттенюатором Л,
§ 10. Особые случаи измерения емкости
прикладываются радиочастотные напряжения, равные по величине и противо-
положные по фазе. Затухание этого аттенюатора регулируется до получе-
ния на выходе приемника нулевого отсчета. При использовании аттенюатора
с большим затуханием можно проводить измерения емкостей, величина
которых намного меньше величины известной емкости. Если измеряемая
емкость обладает сопротивлением утечки, к схеме фиг. 73,9 добавляются
элементы, обозначенные пунктиром. При этом возможно по величине извест-
ной проводимости Gs и показаниям аттенюатора В определить активную про-
водимость.
Измерительный генератор
Устройство
для измерения
изменении
разностной
частоты
Вспомогательный генератор
Фиг. 74. Измерение малой емкости по вызванному ею
изменению частоты генератора.
Другой способ измерения очень малых емкостей или малых изменений
емкости иллюстрируется фиг. 74. Здесь неизвестная емкость включается в схе-
му так, чтобы она составляла часть настроечной емкости генератора. Вели-
чина емкости определяется по изменению генерируемой частоты при ее под-
ключении. В качестве стандарта частоты используется вспомогательный
генератор, и изменение частоты измерительного генератора определяется
по изменению высоты тона биений1). Соотношение между изменениями часто-
ты и емкости имеет вид
’ (3-30)
где Сх—измеряемая емкость; Со—величина собственной настроечной емко-
сти генератора; /0—частота колебаний при настройке только с помощью CQ;
/х—частота колебаний при настройке с параллельно включенными емкостя-
ми CQ и Сх. В частном случае, когда Сх мала по сравнению с Со, уравнение
(3.30) может быть записано в следующем виде:
СХ = 2СО^~ . (3.31)
Настроечная емкость генератора CQ включает межэлектродные емкости
лампы, емкость монтажа и другие паразитные емкости. Она может быть
г) При регистрации изменения частоты биений необходимо, чтобы частота биений
не проходила через нулевое значение. В противном случае это обстоятельство должна
быть учтено. Специфика измерений изменений емкости в течение длительного интервала
описана в работе [41].
7*
100
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
•определена экспериментально при замене емкости Сх емкостью известной
величины и регистрации результирующей частоты Д.
Эта калибрующая емкость может быть выбрана такой величины, чтобы
-ее можно было измерить обычными методами. В этом случае измерение
емкости Со может быть проведено с высокой точностью.
Этот метод пригоден для измерения исключительно малых емкостей.
Например, для значений Со=5О пф и /о=10 мггц емкость Сх=10~5 пф вызы-
вает изменение частоты на 1 гц, которое легко можно обнаружить.
§ 11. Измерение дифференциальной индуктивности
Дифференциальной индуктивностью называется изменение индуктивно-
сти катушки с железным сердечником, возникающее в результате протека-
ния по ней переменного тока, наложенного на постоянный. Дифференциаль-
ная индуктивность имеет существенное значение во всех дросселях и транс-
форматорах с подмагничивающим током, например в дросселях фильтров
Фиг. 75. Кривые зависимости изменения дифференциальной проницаемости
типовой кремниевой стали от напряженности переменного магнитного поля для
различных значений постоянного подмагничивающего поля.
источников питания, дросселях в схемах параллельного питания, в первич-
ных обмотках межкаскадных и выходных трансформаторов. Величина диф-
ференциальной индуктивности определяется величиной намагниченности
сердечника как переменным, так и постоянным токами в соответствии с харак-
тером кривых, приведенных на фиг. 75.
Кроме того, дифференциальная индуктивность для данной величины
намагниченности при помощи постоянного и переменного токов зависит
также от предыдущих циклов намагничивания. Точная повторяемость резуль-
татов может быть получена лишь в случае предварительного размагничива-
ния сердечника и тщательного соблюдения идентичности условий при
каждом измерении. Точное измерение дифференциальной индуктивности
обычно не является необходимым; практически требуется определить
индуктивность с точностью в пределах от 10 до 1%.
Наиболее пригодным для измерения дифференциальной индуктивности
является мост Хэя, изображенный нафиг. 761). Баланс моста достигается
*,) Применения этого устройства описаны в работе [42].
$ 11. Измерение дифференциальной индуктивности
101
при регулировке сопротивлений Ra и Rb. В пределах точности, требуемой
для измерения дифференциальной индуктивности, можно предположить,
что 1 +(1/^х)^ 1, так что калибровка индуктивности будет определяться лишь
переменным сопротивлением Ra и постоянным конденсатором Сь. Постоян-
ный ток может протекать и измеряться в нейтральных плечах; величина его
не влияет на процесс балансировки моста. Сопротивление Ra должно быть
рассчитано на пропускание постоянного тока. Величина намагниченности
переменным током может быть рассчитана по известному значению индуктив-
ности и величине переменного напряжения, развивающегося на клеммах
индуктивности и измеряемого ламповым вольтметром. Благодаря тому, что
Фиг. 76. Мост Хэя для измерения
дифференциальной индуктивности.
При балансе :
R-x^RfjCb/Cc
Фиг. 77. Мост Оуэна для измерения
дифференциальной индуктивности.
при использовании моста Хэя индуктивность измеряется по значениям
сопротивления и емкости, можно перекрыть больший диапазон измеряемых
величин без применения широкодиапазонных эталонов.
Другим мостом, пригодным для таких измерений, является схема Оуэна,
приведенная на фиг. 77, в которой баланс достигается при помощи регули-
ровки Rc и С*). Здесь постоянный ток протекает также через нейтральное*
плечо и подмагничивание измеряемой индуктивности не влияет на процесс
балансировки моста. Преимуществом моста Оуэна по сравнению с мостом
Хэя является независимость балансировки моста от добротности катушки,
а недостатком—необходимость применения переменного конденсатора Сс,
максимальная емкость которого обычно должна быть намного больше, чем
может быть получена у конденсатора с воздушным диэлектриком. На фиг. 78
приведена схема моста типа Т, являющаяся упрощенным вариантом схемы,
показанной на фиг. 64,а и предназначенная для измерения дифференциаль-
ной индуктивности. Преимущество этой схемы заключается в использовании
в качестве переменного напряжения, приложенного к измеряемой индуктив-
ности, напряжения генератора Еас, независимо от величины измеряемого им-
педанса и балансировки моста. Недостаток же заключается в зависимости
условий баланса моста от частоты, а также в необходимости применения
сдвоенного переменного конденсатора с очень большой максимальной емко-
стью. Поэтому такая схема может быть использована только в случае при-
менения переключателя прецизионных емкостей, а балансировка ее может
производиться лишь при низких частотах и небольших величинах индуктив-
ностей. Кроме того, должны быть применены гасящие сопротивления,
в противном случае в переключателе конденсаторов возникает искрение,
вызванное постоянным напряжением, приложенным к катушкам.
*) Преимущества этого устройства описаны в работе [43].
102
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
На фиг. 79 показано несколько схем для измерения дифференциальной
индуктивности, не являющихся балансными устройствами. В одной из этих
схем к индуктивности прикладывается переменное напряжение известной
величины и наблюдается величина результирующего переменного тока, нало-
ток. В некоторых схемах часто
оказывается удобно применять
две идентичные катушки индук-
тивности, что позволяет вклю-
чить источник постоянного тока
таким образом, чтобы избежать
протекания постоянного тока
через источник переменного на-
пряжения (фиг. 79,а). В схеме,
изображенной на фиг. 79,6, пе-
ременный конденсатор включен
параллельно неизвестной ин-
женного на соответствующий постоянный
Фиг. 78. Мост типа «сбалансированное Т» для
измерения дифференциальной индуктивности.
дуктивности, питаемой от источ-
ников переменного и постоянного токов, как это показано на схеме [44].
Величина емкости переменного конденсатора С изменяется до тех пор, пока
показания прибора М, регистрирующего величину переменного тока, не будут
конденсатор
Идентичные
дроссели
Измеритель
переменного тока
Испытуемый
дроссель
-W?------гп--1
L Нс <.
С=г Iй
в
Фиг. 79. Различные методы измерения дифференциальной индуктивности.
равны при замыкании и размыкании ключа 5. В этом случае можно пока-
зать, что
. (3.32)
где о—угловая частота питающего напряжения, а остальные величины
показаны на схеме 79,6.
Простой метод определения дифференциальной индуктивности с вы-
сокой точностью при высокой напряженности магнитного поля показан на
фиг. 79,в. Здесь индуктивность, подлежащая измерению, используется
11, Измерение дифференциальной индуктивности 103
в качестве дросселя на входе фильтра нижних частот. Подмагничивание
постоянным током регулируется изменением сопротивления нагрузки R.
Дифференциальная индуктивность определяется путем измерений переменно-
го напряжения Еас, развиваемого на половине вторичной обмотки трансфор-
матора и переменного тока /с, протекающего через конденсатор С фильтра.
Оба эти измерения могут быть осуществлены при помощи измерительных
приборов детекторного типа. Может быть легко показано, что при исполь-
зовании двухполупериодного выпрямления эффективное значение основной
гармоники пульсирующего напряжения, приложенного к входу дросселя,
равно 0,424 от эффективного значения переменного напряжения Еас. Факти-
чески к индуктивности L приложено полное напряжение, и почти все пере-
менные составляющие тока текут через конденсатор С фильтра. Если на
входе первого дросселя существуют напряжения других частот, то их
амплитуды относительно малы, а следовательно, малы и вызываемые ими
токи вследствие их высокой частоты.
Таким образом, с высокой степенью точности реактивное сопротивле-
ние дросселя на частоте пульсирующего напряжения может быть выра-
жено следующим соотношением1):
Реактивное сопротивление дифференциальной индуктивности = ®’^4ЕаС , (3.33)
где Еас—эффективное значение напряжения, развиваемого на п ловине
вторичной обмотки трансформатора, а 1С—эффективное значение тока, те-
кущего через первую емкость фильтра. Напряженность переменного магнит-
ного поля может изменяться в желаемых пределах путем изменения входного
напряжения на трансформаторе выпрямителя.
Для проведения измерений дифференциальной индуктивности необхо-
димо использовать относительно низкие частоты. Наиболее желательно,
если это возможно, использовать напряжение частоты 50 гц; однако при
использовании балансных схем, в которых достижение баланса контроли-
руется акустическим методом, желательно применять частоты порядка
250—400 гц. На высоких частотах влияние распределенной емкости измеряемой
индуктивности мо?кет привести к тому, что кажущееся значение индуктив-
ности будет в значительной степени отличаться от ее действительной вели-
чины (см. § 7). Если измерения проводятся при высоких значениях напряжен-
ности переменного магнитного поля, применение низких частот также пре-
дохраняет от чрезмерного возрастания напряжения.
При измерении дифференциальной индуктивности мостовыми методами
при высоких значениях переменного магнитного поля благодаря нелинейно-
сти характеристики сердечника возникают гармонические составляющие, да-
же если напряжение, вырабатываемое генератором, питающим мостовую
схему, чисто синусоидальное. Наличие этих гармонических составляющих
при настройке мостовой схемы на баланс на основной частоте может изме-
нить условия баланса моста. Вследствие этого весьма желательно включать
на выходе моста узкополосный фильтр, особенно если измерения проводятся
при высоких значениях напряженности переменного магнитного поля.
Конструктивное оформление лабораторного моста Хэя для измерения
дифференциальной индуктивности. Хотя мосты для измерения дифферен-
циальной индуктивности не принадлежат к числу распространенной измери-
г) Это выражение справедливо для системы с дросселем на входе, так как через
испытуемую катушку ток течет непрерывно. Это соотношение удовлетворяется, если
постоянный подмагничивающий ток I^c равен пиковому значению тока Zc. В случае при-
менения напряжения 50 гц где R — эффективное сопротивление нагрузки пере-
менному току и L—дифференциальная индуктивность.
104
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
4мкф
Фиг. 80. Параметры моста Хэя для измерения
дифференциальной индуктивности.
тельной аппаратуры, однако они могут быть легко собраны из стандартных
элементов. Подробная схема моста Хэя, пригодного для измерения индуктив-
ностей вплоть до 1000 гн, с обозначением всех величин элементов схемы при-
ведена на фиг. 80. В этой схеме баланс индуктивностей достигается регули-
ровкой сопротивления Ra, состоящего из декадного магазина сопротивлений
Ra2, содержащего десять ступеней по 10 000 ом, и проволочного реостата Ral
для плавной регулировки. Если
необходимо, реостат может быть
снабжен специальной шкалой,
градуированной в тысячах ом.
Два конденсатора, обозна-
ченные Съ, обеспечивают пере-
крытие различных диапазонов.
Эти две емкости могут быть обра-
зованы из нескольких бумажных
конденсаторов стандартных ве-
личин. Реостат Rb предпочти-
тельно выполнить секциониро-
ванным.
В качестве реостата может
быть использовано любое про-
волочное сопротивление. Калиб-
ровки этого реостата не тре-
буется, если не определяется
активная компонента импеданса
катушки. Сопротивление ^дол-
жно быть рассчитано на про-
пускание всего постоянного то-
ка, протекающего через измеряемую индуктивность и, следовательно,
должно допускать рассеивание определенной мощности. Лучше всего изго-
товлять это сопротивление в виде блока остеклованных сопротивлений
так, чтобы общее сопротивление было несколько ниже требуемого зна-
чения. Блокирующий конденсатор и дроссель в нейтральном плече слу-
жат для пропускания переменного тока в телефоны и блокировки их от
постоянной составляющей. Прибор М для измерения постоянного тока бе»
шунта должен обладать чувствительностью порядка 10 ма\ для расширения
диапазона измерений до желаемой величины он может быть зашунти-
рован.
В качестве источника постоянного тока может быть использован обычный
блок питания, который должен иметь грубую и точную регулировку тока так,
чтобы ток порядка 1—2 ма, протекающий через трансформатор звуковых
частот, можно было регулировать с такой же точностью, как и ток на входе
дросселя фильтра (250 ма). Блокирующие конденсаторы в схеме генератора
обеспечивают изоляцию цепей генератора от постоянного тока, протекаю-
щего по сопротивлению Ra.
Мостовая схема, показанная на фиг. 80, имеет три диапазона значений
измеряемой индуктивности:
Диапазон Максимальн ан "индуктивность, гн Сь> мкф RC)0M
1 11,8 0,5 200
2 118 5,0 200
3 Ц 80 5,0 2000
$ 12. Различные вопросы измерения сосредоточенных параметров схемы
105
Необходимо отметить, что для диапазона 2 величина индуктивности
в генри равна значению Ла в тысячах ом, так что при соответствующей кали-
бровке сопротивления Ra может быть обеспечен прямой отсчет индуктивности
при условии, что Q* 2 > 1.
§ 12. Различные вопросы измерения сосредоточенных
параметров схемы
Коэффициент взаимоиндукции. Коэффициент взаимоиндукции между
двумя катушками может быть измерен несколькими различными методами.
Простейший метод заключается в последовательном соединении двух кату*
шек и изменении индуктивности этой системы. Затем концы одной из катушек
меняются местами и измерение производится снова. Коэффициент взаимо-
индукции равен 1/4 разности двух измеренных вели-
чин1). Этот метод обеспечивает вполне удовлетвори-
тельные результаты, если коэффициент связи между
двумя катушками не слишком мал; в противном слу-
чае коэффициент взаимоиндукции представляет собой
разность двух относительно больших и мало отлича-
ющихся величин, что приводит к низкой точности.
При измерении коэффициента взаимоиндукции
автотрансформатора, показанного на фиг. 81, описан-
ная выше методика неприемлема. В этом случае ко-
эффициент взаимоиндукции может быть определен
измерением импеданса на клеммах 1—2 при разомк-
Ф и г. 81. Автотранс-
форматорная связь.
нутой и закороченной вторичной обмотке. В совокупности с результатами
измерений импеданса на клеммах 3—4 при разомкнутых клеммах 1—2 ре-
зультаты предыдущих измерений обеспечивают все необходимые величины
для подсчета коэффициента взаимоиндукции. В предположении, что актив-
ное сопротивление обмоток по сравнению с их реактивным сопротивлением
ничтожно мало, коэффициент взаимоиндукции может быть рассчитан следу-
ющим образом2):
M = V(LP-L'P)LS,
(3.34)
где М—коэффициент взаимоиндукции между частями обмотки автотрансфор-
матора; L'p—индуктивность катушки между клеммами 1—2 при закорочен-
ных клеммах 3—4; Lp—индуктивность катушки между клеммами 1—2
при разомкнутой вторичной обмотке (индуктивность первичной обмотки);
Ls—индуктивность, измеренная между клеммами 3—4 при разомкнутой пер-
вичной обмотке (индуктивность вторичной обмотки).
Другой метод определения коэффициента взаимоиндукции заключается
в измерении напряжения, развиваемого на клеммах второй катушки, в то
время как через первую катушку протекает ток 1р известной величины.
Согласно теории связанных контуров, величина индуцированного напряже-
ния равна ^М1р, так что коэффициент*взаимоиндукции М может быть легко
х) Это вытекает из следующих соображений. Индуктивность двух последовательно
соединенных катушек, включенных таким образом, что их магнитные потоки совпадают,
равна Lp+Ls-\-2M, если же магнитные потоки двух катушек направлены навстречу друг
другу, то она равна Lp-}-Ls—2M. Разность между этими двумя значениями равна 47И.
2) Следуя анализу, приведенному в [45], разность Lp—L'p между индуктивностями
первичной обмотки при разомкнутой и короткозамкнутой вторичной обмотке предста-
вляет собой индуктивность связи, равную (u>M)2/u2Ls. Тогда Lp—Lp—M2/LSi откуда
следует выражение (3.34). Если активное сопротивление не пренебрежимо мало по срав-
нению с реактивным сопротивлением, то рассмотрение этого вопроса усложняется, так
как кроме индуктивной связи имеет место также и кондуктивная.
106
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
определен, если известны ток 1р в первичной катушке, частота и величина
индуцированного напряжения.
Величина неизвестного коэффициента взаимоиндукции может быть
также определена с помощью переменного калиброванного вариомет-
ра при использовании метода баланса коэффициентов взаимоиндукции
(фиг. 82,а). На фиг. 82,а вторичные обмотки измеряемых катушек и кали-
брованного вариометра соединены таким образом, что при равенстве коэф-
фициентов взаимоиндукции напряжение, индуцированное во вторичных
обмотках током первичных обмоток, равно по величине и противоположно по
фазе, что соответствует нулевым показаниям прибора.
Коэффициент взаимоиндукции может быть определен также путем срав-
нения с некоторой индуктивностью, что может быть осуществлено при помощи
<•— Генератор------
Их
'Регулируемый
эталон
При балансе:
Ma=Ms
Неизвестная
взаимоиндук-
тивность
Ls
При балансе:
M=^-LP
Ra+Kb
или
в
Фиг. 82. Мостовые схемы для
измерения коэффициента взаимоиндукции.
моста Кэмпбелла, схема которого показана на фиг. 82,6. Схема представ-
ляет собой обычный реостатно-индуктивный мост, в одно плечо которого
в качестве неизвестной индуктивности включена первичная катушка измеря-
емого трансформатора, а вторичная обмотка, как показано на схеме, включена
в индикаторную диагональ.
При использовании уравнения баланса для определения коэффициента
взаимоиндукции необходимо знать индуктивность первичной обмотки Lp.
Это может быть легко осуществлено переключением ключа 5 в положение 1
и достижением баланса, как в обычном реостатно-индуктивном мосте.
Точность измерений с этой мостовой схемой ограничивается тем, что коэф-
фициент взаимоиндукции является разностью двух величин: если коэффици-
ент взаимоиндукции мал, точность измерений снижается.
Коэффициент взаимоиндукции может быть определен также при помощи
конденсатора при использовании мостовой схемы Карей-Фостера, изображен-
ной на фиг. 82,в. Это устройство имеет то преимущество, что коэффициент
взаимоиндукции определяется не в виде разности двух величин; в результате
точность измерений (в процентах) аналогична получаемой в большинстве
методов измерений при помощи мостовых схем. Однако эта схема имеет тот
недостаток, что величина индуктивности Lp или сопротивления Rp (вклю-
чающего сопротивление потерь первичной обмотки Лр) должна измеряться
отдельно при помощи другой мостовой схемы.
В мостах для измерения коэффициента взаимоиндукции необходимо при-
менять обычные методы снижения паразитных импедансов, экранировки и
заземления. Ошибки могут быть также вызваны наличием емкостной связи
между первичной ои вторичной обмотками измеряемого трансформатора.
$ 12. Различные вопросы измерения сосредоточенных параметров схемы
107
Коэффициент связи. Если известны величина коэффициента взаимо-
индукции М и индуктивности катушек Lp и Ls, коэффициент связи к может
‘быть рассчитан по формуле
(3.35)
Коэффициент связи представляет собой отношение действительного значения
коэффициента взаимоиндукции к его максимально возможному значению.
Другой метод определения коэффициента связи заключается в измерении
индуктивностей Lp и L'p между клеммами первичной обмотки при соответ-
ственно разомкнутых и закороченных клеммах вторичной обмотки. Если
добротность Q обмоток не слишком низка, то коэффициент связи может быть
определен следующим образом:
к = ^/~ 1-^. (3.36а)
Величины Lp и Lp часто измеряются при помощи (2-метра, при этом первич-
ная обмотка подключается вместо катушки параллельно конденсатору
(см. фиг. 66). Тогда, если Сос и Csc—значения емкостей (2-метра, требуемые
для резонанса системы на определенной частоте при разомкнутой и коротко-
замкнутой вторичной обмотке соответственно, то
Л = (3.366)
Мостовой метод измерения отрицательного сопротивления. Отрицатель-
ное сопротивление, возникающее в схемах с электронными лампами, может
быть определено с достаточной точностью при помощи мостовых схем
методами, используемыми для определения положительных сопротивлений.
«n=RS %+(№,)
Фиг. 83. Мостовые схемы для измерения отрицательных сопротивлений.
<1—схемы, использующие отрицательное сопротивление; б—схемы, использующие отрицатель-
ное сопротивление, шунтированное емкостью.
108
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
Наиболее удобные для этих измерений схемы приведены на фиг. 83,а;
там же приведены выражения для определения величины отрицательного
сопротивления по величинам элементов моста при балансе [46]. Использова-
ние этих схем возможно в предположении, что отрицательное сопротивление
не содержит реактивной компоненты. В действительности же отрицатель-
ные сопротивления, образуемые ламповыми схемами, обычно шунтиро-
ваны небольшими емкостями, состоящими из межэлектродной емкости
и емкости вводов. Если это обстоятельство имеет место, мостовая схема
должна быть модифицирована, как это показано на фиг. 83,б, в которой
влияние емкости, включенной параллельно отрицательному сопротивлению,
компенсируется конденсатором С [47]1). Этот баланс емкостей не влияет на
условия баланса сопротивлений, и регулировки для достижения этих двух
балансов вполне независимы.
Нуль-индикаторы, в которых обмотки трансформатора являются пле-
чами моста. В схеме, изображенной на фиг. 84,а, трансформатор с одной
Усиливаемая
о-
Линия**-^- Zs
о-
мощность
Выход
Балансный
дифференциальный
трансформатор
(к усилителю)
6
Искусственная
линия
а
Фиг. 84. Мосты, в плечи которых включены обмотки
трансформатора.
а—мостовая схема на трансформаторе; б—эквивалентная схема
моста с балансным дифференциальным трансформатором.
первичной и двумя вторичными обмотками используется как экранирован-
ный входной трансформатор и два плеча моста. Таким образом, если характе-
х) Конструктивные детали мостовой схемы для измерений отрицательных сопротив-
лений динатронных схем и аналогичных им устройств приведены в работе [48].
$ 12. Различные вопросы измерения сосредоточенных параметров схемы
109
ристики вторичных обмоток идентичны и напряжения, наведенные в них
от первичной1) обмотки, равны, то на клеммах BG выходное напряжение
равно нулю, если только импедансы Zs и Zx равны. Соответственно если им-
педанс Zs представляет собой переменный конденсатор, соединенный после-
довательно с переменным сопротивлением, как показано на фиг. 84,а, то
емкость и эквивалентное последовательное сопротивление неизвестного
емкостного импеданса Zx могут быть определены при помощи обычной мето-
дики, использующей мост Уитстона, показанный на фиг. 54,в. Действительно,
эта схема во всех отношениях идентична мосту на сопротивлениях по схеме
фиг. 54, исключая лишь способ определения отнои опия плеч* 2).
В
А
77777777777777^7777777777777777777777777777777777/
G
Фиг. 85. Проводимости в симметричной
линии передачи.
Измерение симметричных импедансов. Иногда необходимо изме-
рить импеданс между двумя клеммами, симметричными относительно земли.
Типовым примером является импе-
данс между двумя проводниками
симметричной линии передачи [52].
Измерение этого импеданса при
помощи измерительной аппарату-
ры с одной заземленной клеммой
в атрудните льно.
Если обе клеммы включены
по отношению к земле так, как это
показано на фиг. 85, система мо-
жет рассматриваться как трехпо-
люсник, аналогичный схеме фиг. 71, а, в которой существуют комплексные
2» ^з- Проводимость YAb между клеммами А и В будет
Гав = Л = Г1 + уП^- (3-37а)
ЛАВ 1 2 “г 1 з
проводимости Ур
Если клеммы А и В полностью симметричны по отношению к земле, т. е.
У2=У3, уравнение (3.37) преобразуется к виду:
YAB = Y1 + ^Yi. (3.376)
Обычный метод измерения проводимости или импеданса между точками 4 и В,
а также определение идентичности проводимостей У2 и У3 заключаются
в проведении трех следующих измерений: 1) проводимости У' между элек-
г) Следует отметить, что, если индуктивность рассеивания трансформатора мала,
влияние распределенных емкостей обмоток АВ и ВС на отношение напряжений на этих
двух обмотках пренебрежимо мало. Кроме того, введение экранировки, как показано
на схеме, обеспечивает подключение емкости ветви АВС по отношению к земле парал-
лельно нейтральному плечу BG, где она не оказывает вредного воздействия. Таким образом,
схема этого секционированного трансформатора эквивалентна схеме моста с заземлением
Вагнера.
2) Можно видеть, что схема фиг. 84,а в точности эквивалентна схеме индуктивной
•связи, используемой в телефонии для подключения усилителя мощности в телефонную
линию. В системе катушек, как показано на фиг. 84,6, характеристический импеданс
телефонной линии (обозначенный через Zs), подключенный к усилителю мощности,
сбалансирован при помощи характеристического импеданса соответствующей ве-
личины, обозначенного через Zx и образованного искусственной линией. Усиленная
мощность передается в телефонную линию, как показано на схеме, а при условии,
что согласование между Zs и Zx является совершенным, напряжение на выходных
клеммах BG отсутствует. В то же время на клеммах BG существует напряжение
входного сигнала.
Это устройство не является единственной схемой, при помощи которой транс-
форматор с несколькими обмотками может быть использован в качестве моста нулевого
типа. Другие примеры мостовых схем с использованием трансформаторов описаны в рабо-
тах [36,49—51].
но
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
тродом А и землей при заземленном электроде В, 2) проводимости У" между
электродом А и землей при соединенных электродах Л и Б, 3) проводимости У''г
между точкой В и землей при заземлении электрода А. В результате этих:
измерений получаются следующие соотношения:
У'-Ух + У2, У" = У2 + У3,
Решая относительно Ур У2 и У3, получаем
— + _Y' +F" — Y'"
11 — 2 ’ 1 2 “ 2
У"' = УХ + У3. (3.38а).
Y3 = ~Y' + Y2" + y"' . (3.386)
Этот метод весьма громоздок, но обеспечивает высокую точность и осо-
бенно целесообразен при определении степени несимметричности проводи-
мостей У2 и У3. В частном случае,
если известно, что эти импедансы
симметричны по отношению к земле,
необходимо провести лишь первые
два измерения, и выражения (3.38б)>
сводятся к следующим соотношениям:
Фиг. 86. Метод измерения импеданса
линии передачи, симметричной относи-
тельно земли.
Y"
У =У — —
12 1 з— 2 •
Другой метод определения импедан-
сов, симметричных по отношению,
к земле, иллюстрируется фиг. 86.
Здесь клеммы моста подключены
к искусственной линии
электрическая длина которой точно равна половине длины волны исполь-
зуемых колебаний. Симметричная линия подключена к этой искусственной
линии, как показано на схеме. Свойство полуволновой линии заключается
в том, что напряжение на выходных клеммах 3—4 всегда равно по ампли-
туде и противоположно по знаку напряжению на входных клеммах 1—2.
В соответствии с этим симметричная линия будет возбуждаться напряже-
нием, симметричным по отношению к земле. Может быть также показано, что^
импеданс между клеммами 1—2 моста точно равен х/4 импеданса ZAb между
клеммами А и В симметричной линии, определяемого по формуле (3.376).
При этом предполагается, что измеряемая линия симметрична, электрическая
длина искусственной линии точно равна половине длины волны и потерями
в ней можно пренебречь.
Катушки самоиндукции Lx и L2 должны быть идентичны, а их индуктив-
ное сопротивление на измеряемой частоте должно быть одного порядка
с величиной измеряемого импеданса. Регулировка этой линии производится
при отключении ZAb и коротком замыкании клемм 3—4. При этом емкость
конденсатора Сх изменяется для получения последовательного резонанса на
клеммах 1—2, который определяется минимальным значением омического
импеданса, регистрируемого мостом. Затем короткое замыкание емкости С2
устраняется и этот конденсатор подстраивается для получения на клеммах
1—2 параллельного резонанса, регистрируемого мостом.
Мосты для измерения векторов полного импеданса. Все описанные выше
мостовые схемы позволяли определять измеряемый импеданс через величины
его активной и реактивной компонент (или активную и реактивную проводи-
мости). Можно сконструировать мостовую схему, измеряющую непосред-
$ 12. Различные вопросы измерения сосредоточенных параметров схемы 111
ственно модуль и фазу полного импеданса. Пример такого моста для измере-
ния вектора импеданса приведен на фиг. 87, а1). Эта схема представляет собой
обычный мост на сопротивлениях с добавлением цепочки LpCpRp, подклю-
ченной к генератору, как показано на фигуре, а также вспомогательной
обмотки Lsi индуктивно связанной с Lp
но в диагональ моста. При работе с этим
мостом необходима предварительная регули-
ровка, которая заключается в настройке кон-
денсатора Ср в резонанс с Lp на измеритель-
ной частоте так, что вспомогательная цепоч-
ка представляет для генератора активный
импеданс. Эту регулировку удобно осуще-
ствить при включении цепи LpCpRp вместо
измеряемого сопротивления в мостовую схе-
му, отключении вторичной обмотки Ls от
диагонали и регулировке Ср и Rp для дости-
жения баланса. Вектор измеряемого импе-
данса затем может быть определен при
включении импеданса в мостовую схему, как
показано на фигуре, и при регулировке ве-
личин сопротивлений Rp и Rs для достиже-
ния условий баланса. При этих условиях
имеем
|Z| = 7?S, (3.39а)
tg'2’=:'7R~’ (3.396)
и включенной последователь-
Г енератор
---Еас----
D
а
где М—коэффициент взаимоиндукции между
катушками Lp и Ls. Отрицательный фазовый
угол может быть определен при изменении
полярности вторичной обмотки Ls, что при-
водит к изменению фазы напряжения, инду-
цируемого в диагонали моста за счет взаим-
ной индукции.
Работу моста, показанного на фиг. 87,а,
можно пояснить при помощи векторной диа-
граммы фиг. 87, б, соответствующей условиям
баланса моста. Вектор ЕАс напряжения гене-
Ф иг. 87. Мост для непосред-
ственных измерений модуля и
фазы полного импеданса.
а—схема моста; б—векторная
диаграмма.
ратора принимается за опорный; поскольку
Ra—Rbi то ЕАВ^=ЕАс/2. Ток Iadc, протекающий в ветви ADC, при условии
баланса будет отставать по фазе от напряжения генератора точно на угол
Ф/2. Причина этого заключается в равенстве модулей Rs и Z при балансе,
так что фазовый угол суммы этих импедансов равен половине фазового
угла Z. Падение напряжения ЕАВ на сопротивлении Rs будет в фазе с током
IAdc, как показано на диаграмме, а падение напряжения ЕВс^ импедансе Z
опережает ток на фазовый угол этого импеданса. Сумма ЕАВ-\-ЕВс равна ЕАс.
Вектор Евв соответствует напряжению, которое должно быть введено в диа-
гональ моста для достижения баланса. Согласно геометрическим соотноше-
ниям фиг. 87,5, это напряжение сдвинуто по фазе точно на 90° по отношению
к напряжению ЕА генератора. Поскольку при предварительной регулировке
вспомогательной цепи LX)CpRp была обеспечена синфазность тока в этой цепи
с напряжением ЕАс, напряжение, индуцированное в L., будет сдвинуто по
х) Подробное рассмотрение этой схемы и ряда других мостовых схем, используе-
мых при измерениях вектора импеданса, содержится в работах [53, 54].
112
Гл. 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными
фазе точно на 90° по отношению к ЕАс, т. е. совпадет по фазе с Е$в. Модуль
напряжения Edb будет ^MIp^=^MEAdRp и может изменяться при из-
менении сопротивления Rp. Кроме того, из геометрических соотношений
фиг. 87,5 видно, что
Ф _ ebd _ мМ1р — 2(оМ
g ~ ЕАВ-1/гЕAc" *Р
ЛИТЕРАТУРА
1. Behr L., Williams A. J., Jr., Proc. Inst. Radio Eng., 20, 969 (1932).
2. Shackelton W. J., Trans. AIEE, 45, 1266 (1946).
3. E a s t о n I. G., Gen. Rad. Expt., 23, 1 (1948).
4. Voelker W. D., Bell Lab. Rec., 20, 133 (1942).
5. Wi lhelm H. T., Bell Lab. Rec., 10, 133 (1942).
6. F о r t e s c u e G. L., Mole G., Journ. Inst. Electr. Eng., 13, 122 (1938).
7. L a m s о n H. W., Gen. Rad. Expt., 20, 3 (1946).
8. F i e 1 d R. F., Easton I. G., Gen. Rad. Expt., 21, 1 (1947).
9. S i n с 1 a i r D. B., Proc. Inst. Radio Eng., 28, 497 (1940).
10. Dye D. W., Jones T. I., Journ. Inst. Electr. Eng., 72, 169 (1933).
11. Ferguson J. G., Bell Syst. Techn. Journ., 12, 452 (1933).
12. F e r g u s о n J. G., В a r 1 e 11 B. W., Bell. Syst. Techn. Journ., 7, 420 (1928).
13. Ferguson J. G., Bell Syst. Techn. Journ., 8, 560 (1929).
14. S о d e r m a n R. A., Gen. Rad. Expt., 24, February (1950).
15. Field R. F., Gen. Rad. Expt., 21, 1 (1947).
16. W ey R. J., Wireless Eng., 21, 308 (1944).
17. L a m s о n H. W., Rev. Sci. Instr., 9, 272 (1938).
18. Eveland E. H., Bell Lab. Rec., 23, 93 (1945).
19. T u 111 e W. N., Proc. Inst. Radio Eng., 28, 23 (1940).
20. Sinclair D. B., Proc. Inst. Radio Eng., 28, 310 (1940).
21. Easton I. G., Gen. Rad. Expt., 19, 4 (1945).
22. Rao V. V. L., Proc. Inst. Radio Eng., 30, 502 (1942).
23. Briggs A. J., H о u 1 d e n J. E., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 295(1949)
24. I i n u m a H a j i m e, Proc. Inst. Radio Eng., 18, 537 (1930); 19, 467 (1931).
25. Herold E. W., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 1201 (1935).
26. Sinclair D. B., Proc. Inst. Radio Eng., 26, 1466 (1938).
27. Wheeler H. A., Electronics, 20, 105 (1947).
28. S i n с 1 a i r D. B., Gen. Rad. Expt., 14, 4 (1939).
29. Henry D. S., Electronics, 18, 156 (1945).
30. В a t c h e r R. R., Proc. Inst. Radio Eng., 9, 300 (1921).
31. Campbell G., Bell Syst. Techn. Journ., 1, 18 (1922).
32. Walsh L., Proc. Inst. Radio Eng., 16, 482 (1928).
33. Hoch E. T., Proc. Inst. Radio Eng., 16, 487 (1928).
34. P г о c t о r R. F., James E. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 92, pt. Ill, 287 (1945).
35. Field R. F., Gen. Rad. Expt., 14, March (1940).
36. J о u n g G. H., Bell Lab. Rec., 24, 443 (1946).
37. J о n e s T. I., Journ. Inst. Electr. Eng., 74, 589 (1934).
38. Barco A. A., RCA Rev., 6, 434 (1942).
39. L о u g h r e n A. V., Parker H. W., Proc. Inst. Radio Eng., 17, 957 (1929).
40. Easton I. G., Gen. Rad. Expt., 19, 1 (1944).
41. Schick W., Wireless Eng., 21, 65 (1944).
42. L a n d о n V. D., Proc. Inst. Radio Eng., 16, 1771 (1928).
43. Meier E. H., Waidelich D. L., Communications, 21, 5 (1941).
44. T u r n e r H. M., Proc. Inst. Radio Eng., 15, 1559 (1928).
45. Ter man F. E., Radio Engineering, 3d ed., New York, 1947.
46. D i n g 1 e у N., Jr., Proc. Inst. Radio Eng., 19, 1948 (1931).
47. T e r m a n F. E., Electronics, 6, 340 (1933).
48. T e r m a n F. E., Measurements in Radio Engineering , New York, 1935.
49. К i r k e H. L., Journ. Inst. Electr. Eng., 92, pt. Ill, 2 (1945).
50. С 1 a r k H. A. M., Vanderlyn P. B., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill,
189 (1949).
51. W e a t h e r 1 e у W. G., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 429 (1949).
52. S i n с 1 a i r D. B., Gen. Rad. Expt., 17, 3 (1942).
53. Serner A., Wireless Eng., 14, 59 (1937).
54. H о w e G. W. O., Wireless Eng., 14, 227 (1937).
Глава 4
СИСТЕМЫ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПОСТОЯННЫМИ
§ 1. Введение3)
Линии передачи используются в широком диапазоне частот, начиная
от телефонных линий на звуковых частотах и кончая волноводными уст-
ройствами на частотах в несколько тысяч мегагерц. Линии передачи разде-
ляются на двухпроводные линии и волноводы (линию передачи также можно
рассматривать как волновод при распространении в нем волны типа ТЕМ).
Первая часть этой главы посвящена двухпроводным линиям передачи, а вто-
рая часть—волноводам.
На сверхвысоких частотах, где для измерения импедансов не могут
использоваться обычные мостовые схемы, линии передачи (или волноводы)
являются важными измерительными устройствами. Поэтому наряду с из-
мерениями параметров линий передач значительное место уделяется изме-
рениям радиотехнических величин при помощи этих линий.
§ 2. Параметры линий передач* 2)
Электрические свойства любой двухпроводной линии передачи могут
быть выражены через определенные физические величины. Основными, хотя
и не используемыми непосредственно, параметрами являются последователь-
ная индуктивность L, шунтирующая емкость С, последовательное сопро-
тивление R и шунтирующая проводимость G, приходящиеся на единицу
длины линии. Зная эти параметры, можно определить последовательный
импеданс линии Z и ее полную шунтирующую проводимость У:
Z = R+ j^L, (4 Л а)
Y = G + j^C. (4.16)
Волновое сопротивление. При определении электрических свойств линии
величины Z и У используются для получения двух производных параметров:
волнового сопротивления (характеристического импеданса) Zo и постоянной
распространения у, определяемых соотношениями
Z0 = /Zy-7?0 + /X0 (4.2)
и
= /₽, (4.3)
где а—коэффициент затухания, а £—фазовая постоянная.
х) Вышедшие недавно две книги [1, 2] содержат исчерпывающее описание изме-
рений в сантиметровом диапазоне волн, т. е. в области частот выше 1000 мггц. Краткий
обзор этих вопросов содержится в работе [3].
2) Желающим изучить более подробно свойства линий передач можно рекомендо-
вать ряд книг, в частности работы [4, 5].
8 Ф. Термен и Дж. Петтит
114
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
В общем случае Zo и 7 являются комплексными величинами. Волновое
сопротивление Zo линий передачи, употребляемых на радиочастотах, обычно
является активным и определяется соотношением1)
Это выражение следует из соотношений (4.1) и (4.2), когда частота
настолько высока, что и uC^>G.
Коэффициент затухания, фазовая постоянная и фазовая скорость.
Комплексная величина 7, называемая постоянной распространения, имеет
действительную часть а и мнимую часть р. Действительная часть называет-
ся коэффициентом затухания и определяется скоростью уменьшения ампли-
туды волны, распространяющейся вдоль линии. Мнимая часть постоянной
распространения называется фазовой постоянной и определяется скоростью
изменения фазы волны, движущейся вдоль линии. Фазовая постоянная опре-
деляет в то же время фазовую скорость волны в линии vp.
Кроме того, фазовая постоянная связана с длиной волны в линии
определяемой расстоянием между двумя точками линии, в которых фаза
волны отличается на 2тс. Понятие длины волны в линии получило большое
распространение; большинство соотношений как для волноводов, так и для
двухпроводных линий включает это понятие. Соотношения между фазовой
постоянной, длиной волны и фазовой скоростью имеют вид
\=у, (4.6)
= А = (4.7)
г
где \—длина волны (л); vp—фазовая скорость (м/сек); /—частота (гц).
При заполнении линий на радиочастотах воздушным диэлектриком
величина \ приближается к соответствующей длине волны в свободном про-
странстве* 2). При наличии кабелей с твердым диэлектриком, обладающим
диэлектрической постоянной е, длина волны весьма точно определяется
длиной волны в свободном пространстве, деленной на |/ е.
х) Выражая эту величину через размеры линий передачи, приходим к соотношениям:
Для коаксиальных линий'. •
7 138 , Ъ
Zo=i7;lgv ом’
(4.5а)
где а—внешний диаметр внутреннего проводника; Ь—внутренний диаметр внешнего про-
водника; £—диэлектрическая постоянная диэлектрика, заполняющего линию.
Для двухпроводных линий'.
Z0 = 276 1g^, (4.56)
где D—расстояние между центрами двух проводников; d—диаметр каждого проводника.
Выражение для случаев более сложных линий передачи см. в работах [6—8].
2) Если a>L^> R и <аС G, что обычно имеет место на высоких частотах, можно
предположить при расчете р и vp, что потери в линии равны нулю. При этом предполо-
жении на основании выражений (4.1) и (4.3) получим
j3 —wj/zC радиан/ед. длины, (4.8а)
,<j> 3. Соотношение напряжения и тока, коэффициент отражения и КСВ
116
§ 3. Соотношение напряжения и тока* коэффициент отражения
и коэффициент стоячей волны (КСВ)
Напряжение и ток в линиях передачи могут быть представлены как
сумма напряжений и токов, соответствующих двум волнам. Первая волна,
которая может быть названа падающей, распространяется от генератора
к приемнику и передает энергию в нагрузку. Эта волна характеризуется
напряжением Е{ и связанным с ним током Ц, отношение которых в каждой
точке линии определяется выражением
Напряжение падающей волны_(4 9)
Ток падающей волны; Ц °* v
Величина падающей волны уменьшается по мере ее распространения
к нагрузке в соответствии с выражением
Напряжение падающей волны на расстоянии I от нагрузки = | Ei | = Е^ел1, (4.10)
где Е’ъ—напряжение на конце линии у приемника или нагрузки; а—коэф-
фициент затухания, определяемый выражением (4.3); I—расстояние от
нагрузки. Величина я/, для полной длины линии называется затухание^
линии.
Следует заметить, что, согласно выражению (4.10), амплитуда падающей
волны уменьшается при ее распространении по направлению к приемнику,
т. е. при уменьшении расстояния I от нагрузки.
Кроме того, фаза падающей волны отстает на £ радиан на единицу длины
линии, проходимой волной по направлению к нагрузке, или на 2т: радиан
на длине, соответствующей длине волны в линии
В результате значение фазы на расстоянии I от нагрузки определяется
величиной р/ радиан по отношению к значению фазы в нагрузке. Таким
образом, падающая волна распространяется по направлению к нагрузке
с фазовой скоростью vp, определяемой выражением (4.7).
Если импеданс нагрузки Zl отличается от волнового сопротивления
линии Zo, некоторая часть энергии падающей волны отражается от нагрузки
и образует отраженную волну, распространяющуюся от нагрузки к генера-
тору. Эта отраженная волна аналогична падающей волне с тем лишь отличи-
ем, что она распространяется по направлению к генератору. В результате
напряжение отраженной волны Ег связано с током 1Г в каждой точке линии
согласно выражению
Напряжение отраженной волны_Ег_ % .
Ток отраженной волны 1Г °’ ’ * '
Знак минус характеризует направление тока отраженной волны по
направлению к генератору, тогда как ток падающей волны течет по направ-
лению к нагрузке. Величина отраженной волны уменьшается по мере того,
как волна распространяется от приемника (т. е. по мере увеличения Z), в соот-
ветствии с соотношением
Напряжение отраженной волны на расстоянии I от нагрузки = | Ег | — Е£,е~а’1. (4.12)
Здесь —величина отраженной волны в нагрузке. Фаза отраженной волны
изменяется на р радиан на каждую единицу длины линии по направлений
движения волны к генератору, или на 2z радиан в точках линии, отстоя-
щих на величину длины волны в линии \.
Таким образом, фаза отраженной волны на расстоянии Z от нагрузки
отстает от фазы в нагрузке на pZ радиан. В результате отраженная волна
дцижется обратно от нагрузки с фазовой скоростью v .
8*
116 Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
Коэффициент отражения. Отношение комплексных амплитуд отраженной
волны и падающей называется коэффициентом отражения и обозначается
обычно буквой р.
Таким образом,
Отраженная волна = I Е? | (4 13)
Падающая волна I Et | ’ \ * ”)
где 9—разность фаз между ЕТ и Е^.
Если линия не имеет потерь (а^О), величина р неизменна в каждой
точке линии, несмотря на то, что фазовый угол коэффициента отражения
зависит от расстояния. Если же линия обладает потерями, величина р умень-
шается при удалении от нагрузки, так как отраженная волна уменьшает-
ся, а падающая волна одновременно возрастает. Количественное соотноше-
ние определяется формулой (4.38). В любом случае коэффициент отражения
в точке подключения нагрузки определяется соотношением между импедан-
сом нагрузки Zlh волновым сопротивлением Zo
(ZL/ZO)-1
Р (ZL/ZO) + 1‘
Необходимо отметить некоторые особые случаи. Если линия разомкнута
(Zl= do), коэффициент отражения в нагрузке равен 4-1,0. Это означает, что
падающая волна отражается от нагрузки, не меняя полярности напряжения.
В случае короткозамкнутой линии р=—1,0, что говорит о полном отражении
волны от нагрузки, но со сменой полярности напряжения на обратную. Если
же Zl=Z0, то р=0, и отраженная волна отсутствует. В этом случае говорят,
что линия нагружена на согласованную нагрузку. Наконец, если ZL—чисто
реактивное сопротивление, a Zo—чисто активное сопротивление, то коэффи-
циент отражения равен единице, что свидетельствует о полном отражении
падающей волны. Однако фазовый угол отраженной волны по отношению
к падающей волне будет зависеть от величины и знака реактивного сопро-
тивления нагрузки.
Стоячие волны и коэффициент стоячей волны (КСВ). Результирующее
напряжение в некоторой точке линии Е является суммой Ef-\-Ec напряжений
падающей и отраженной волн в этой точке. Это результирующее распреде-
ление напряжения вдоль линии, показанное нафиг. 881), называется стоячей
волной.
В определенных точках линии напряжения двух волн совпадают по
фазе, складываются и образуют максимум напряжения; в других точках
линии напряжения находятся в противофазе и, вычитаясь одно из другого,
образуют минимум напряжения. Различие между максимумом и минимумом
выражается сильнее при увеличении коэффициента отражения. При коэф-
фициенте отражения, равном единице, минимум напряжения очень глубо-
кий* 2), вто время как при равенстве коэффициента отражения нулю (ZL=Z0),
стоячая волна вообще отсутствует (см. фиг. 88,а).
При промежуточных значениях р распределение имеет также промежуточ-
ный характер.
Расстояние между соседними минимумами (или максимумами) точно
равно половине длины волны в линии как это определяется выражением
(4.6). На этом расстоянии \/2 распространяющаяся волна претерпевает сдвиг
фаз, точно равный к.
Отношение максимального значения напряжения (или тока) стоячей
х) Имеется также стоячая волна тока, точно такая же, как и стоячая волна напря-
жения, за исключением того, что минимум тока соответствует максимуму напряжения,
и наоборот.
2) Для идеальной линии без потерь минимум теоретически равен нулю при р=44,0.
§ 3. Соотношение напряжения и тока, коэффициент отражения и КСВ 117
волны к минимальному называется коэффициентом стоячей волны1). Отсюда
Е
S = макс^ (415)
^мин.
где ТТмакс. и £мин. имеют значения, показанные на фиг. 88. Следует отметить,
что при 5=1 отраженная волна отсутствует (см. фиг. 88,г), увеличению S
Фиг. 88. Распределение волн в измерительной линии
при различных параметрах нагрузки.
а—линия с генератором и нагрузкой; б—линия, разомкнутая на
конце (Z£=oc); в—линия, нагруженная на сравнительно большой
импеданс (oo<Z£<Z0); г—линия, нагруженная на импеданс, рав-
ный волновому сопротивлению (Z£=Zo); д—линия, короткозамк-
нутая на конце.
х) Коэффициент стоячей волны напряжения часто сокращенно обозначается началь-
ными буквами КСВН в целях отличия от коэффициента стоячей волны мощности. Если
детекторная головка для определения коэффициента стоячей волны использует элемент
с квадратичной характеристикой, то показания на его выходе пропорциональны мощ-
ности. Эти показания по желанию могут быть приведены к соответственным значениям
напряжения путем извлечения квадратного корня.
118
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
соответствует увеличение отраженной волны, а при полном отражении S
стремится к бесконечности.
Соотношение между модулем | р | коэффициента отражения и коэф-
фициентом стоячей волны S определяется следующими формулами1):
' 0.16)
Если линия не обладает затуханием, коэффициент стоячей волны S
постоянен по всей длине линии и имеет значение, определяемое коэффициен-
том отражения в нагрузке, согласно выражению (4.14). Если линия обладает
потерями, S уменьшается с увеличением расстояния от нагрузки (см. § 7).
§ 4. Измерение параметров линии* 2)
Измерения при помощи короткого замыкания и размыкания линии.
Параметры линии передачи, перечисленные в § 2, могут быть определены
путем измерения входного импеданса отрезка линии произвольной длины
сначала разомкнутого со стороны нагрузки, затем короткозамкнутого.
Методика проведения необходимых измерений импеданса должна соот-
ветствовать выбранному диапазону частот. Для проведения этих измерений
могут быть использованы мостовые схемы3), ()-метр, различные методы
замещения в резонансных контурах, описанные в гл. З4), а также измеритель-
ные линии (см. § 5). Эти измерения могут быть проведены с достаточной
точностью, если только не используются резонансные отрезки (см. ниже)
и если длина линии приблизительно равна нечетному числу Х/8.
Все параметры линии могут быть последовательно рассчитаны по из-
меренным значениям импедансов короткозамкнутой и разомкнутой линий.
Предполагая, что ‘выбранный отрезок линии передачи имеет длину 119
можно определить входной импеданс разомкнутой линии Zoc и короткозамк-
нутой линии Z?c
(4.18)
Zsc = ZothyZ1. (4.19)
Оперируя выражениями (4.7) и (4.8), легко получить из них выражения для
волнового сопротивления и постоянной распространения:
Z0^VZ^, (4.20)
г ^ос
Для определения коэффициента затухания а и фазовой постоянной Р часто
бывает удобно использовать следующие выражения, представляющие собой
видоизмененное выражение (4.21), содержащее только реальные компоненты.
г) Это выражение следует из (4.15) и соотношений:
^макс.= I I + I |,
^мин.= I । I I >
l^rl = lp| \Ei\-
2) Подробное рассмотрение этого вопроса см. в работе [9].
3) Специальные вопросы применения мостовых схем для измерения импедансов
двухпроводной симметричной линии рассматриваются в гл. 3, § 12. См. также [10J.
*) Примеры применения таких методов даны в работах [И—16].
£ 4. Измерение параметров линии
119
В этом случае требуется применение только таблиц обычных и гипербо-
лических тангенсов* 1).
= (4.22)
(4-23>
где А—действительная часть от |/ Z&CIZOC, а В—мнимая часть от
V
Последовательный импеданс Z и параллельная проводимость Y линии
могут быть рассчитаны через величины Zo и 7 при использовании выражений
(4.2) и (4.3). В этом случае имеем
Z = /? + /a)L = ZoT (4.24)
и
У = G 4-/соС =. (4.25)
Измерения при помощи короткого замыкания и размыкания в резонанс-
ных отрезках линии. Для измерения входных импедансов в случае корот-
кого замыкания или размыкания могут быть использованы любые отрезки
линий произвольной длины. Результаты могут быть значительно упрощены,
если длина отрезка линии точно равна четному или нечетному числу четвер-
тей длины волны. Линия при этом находится в резонансе и ее импеданс
будет активным.
На практике резонанс достигается изменением частоты генератора, под-
ключенного к отрезку линии приблизительно нужной длины. Резонанс фикси-
руется по максимуму или минимуму импеданса или же по достижению импе-
дансом чисто активного характера. Предположим, что в резонансной линии
Roc—входное сопротивление, соответствующее случаю разомкнутой линии,
а R9C—входное сопротивление в случае короткого замыкания. Тогда формула
(4.20) запишется в виде
Za = VR^. (4.26)
Коэффициент затухания а может быть легко выражен через величины 7?ос
и Rsc при помощи следующих соотношенцй2):
Длина 1г равна нечетному числу четвертей длины волны:
(4.27а)
х) При использовании формулы (4.23) необходимо знать квадрант расположения
величины 2$1Г. Этот квадрант можно определить по действительной (электрической) дли-
не линии и расстоянию, соответствующему длине волны таким образом, как это было
пояснено при обсуждении формулы (4.6).
2) Вывод этих соотношений из выражения (4.22) следующий:
При резонансе В = 0 и
Здесь A=]/'RSC/ROC. Если длина lY равна нечетному числу четвертей длины волны, то
Rsc велико, a Ro^ мало. Поэтому А 1 и
о
th 2а L 2alL
1 А
Напротив, если lY равно четному числу четвертей длины волны, то RoC велико, a Rsc
мало. Отсюда А < 1 и
th2alY ъ 2а11 = 2А.
Решая эти выражения относительно а/г, получаем соотношения (4.27).
20 Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
Длина 1г равна четному числу четвертей длины волны:
(4-276)
Фазовая постоянная р резонансного отрезка линии в радианах на
единицу длины определяется выражением
• ? = (4.28)
где —действительная длина линии, а п—число четвертей длины волны,
укладывающихся по длине линии. Необходимое значение п обычно оценивает-
ся по дополнительным данным, особенно если п невелико, например равно 1, 2
или 3. Так, в линиях с воздушным заполнением длина волны приближается
к длине волны в свободном пространстве, а в линиях, заполненных диэлек-
триком с диэлектрической постоянной е, длина волны уменьшается на
величину 1/j/e.
Измерение затухания при помощи Q-метра. Измерение коэффициента
затухания линии при помощи (7-метра достигается простыми средствами
[17, 18]. Линия подключается к резонансному контуру (2-метра, как это
показано на фиг. 89. Здесь С—конденсатор настройки (2-метра, a L—вспо-
могательная катушка индуктивности, создающая вместе с конденсатором С
выходной резонансный контур. Линия будет резонировать, если при парал-
лельном резонансе она подключена параллельно контуру LC, как это по-
казано на фиг. 89, а, и при последовательном резонансе, если линия включе-
на последовательно с индуктивностью L (фиг. 89, б)1). Точный резонанс для
линии любой длины может быть достигнут при изменении частоты генератора
(2-метра до такого значения, когда отключение линии в случае, показанном на
фиг. 89, а, или замыкание входа линии в случае, показанном нафиг. 89, б, не
изменяет настройки конденсатора С, необходимой для получения резонанса
на частоте генератора (2-метра.
Методика измерений заключается в следующем: сначала определяется
добротность (2Х системы, состоящей из контура LC, шунтированного линией,
подключенной к (2-метру по схеме, показанной на фиг. 89, а и обеспечиваю-
щей параллельный резонанс. Затем определяется добротность Q2 системы,
состоящей из L и С, соединенных последовательно с линией, включенной по
схеме, показанной на фиг. 89, б для получения последовательного резонанса.
В заключение измеряется добротность Qq собственно контура LC при отклю-
чении линии от схемы. Тогда* 2 3)
tw>XU-£>Ce~-X <4-29>'>
При проведении подобных измерений линий (длина которых кратна Х/2)
используется такая же методика и те же формулы независимо от того, какое
число половин длины волны (четное или нечетное) укладывается вдоль линии.
Отличие этих двух случаев заключается в том, что последовательный и парал-
т) Параллельный резонанс (т. е. высокоомный входной импеданс) наблюдается
в том случае, если линия короткозамкнута на конце и ее длина равна нечетному числу чет-
вертей длины волны, или же линия разомкнута и ее длина равна четному числу четвер-
тей длины волны. Последовательный резонанс (т. е. низкоомный входной импеданс) по-
лучается при короткозамкнутой линии, длина которой кратна четному числу Х/4, и при
разомкнутой линии, длина которой кратна нечетному числу Х/4.
2) В большинстве практических случаев Благодаря этому thaZ1^saZ1.
3) Иногда бывает желательно в схемах, показанных на фиг. 89, а и б, применять
катушки индуктивности различной величины. Измененное в связи с этим выражение (4.29)
приведено в работе [17].
£ 4. Измерение параметров линии
121
дельный резонансы в случае линии, длина которой кратна нечетному
числу Х/4, достигаются при разомкнутой и короткозамкнутой линии соответ-
ственно, в то время как получение параллельного и последовательного резо-
нансов в случае линии, длина которой равна четному числу Х/4, сопровождает-
ся обратными условиями нагрузки линии.
Возможен также метод измерения, основанный на определении входного
сопротивления линии при параллельном резонансе, путем сравнения с извест-
ными сопротивлениями такой же величины [18]. Этот метод заключается
Q-метр
напряжения
а
Фиг. 89. Схемы для измерения входного импеданса
резонансной линии при помощи Q-метра.
а—схема включения линии в параллельный контур; б—схема
включения линии в последовательный контур.
в получении кривой изменения показания индикатора (2-метра V при под-
ключении параллельно контуру LC вместо измеряемой линии двух различ-
ных сопротивлений известных величин. При помощи полученной характери-
стики величина входного сопротивления /?' может быть определена путем
интерполирования. Тогда
thaZ1 = ^°,(4.30).
где ZQ—волновое сопротивление линии.
Этот метод имеет то преимущество, что точность полученных результа-
тов зависит только от точности определения величины вспомогательных
сопротивлений и не зависит от абсолютной точности (2-метра, которая на
сверхвысоких частотах может быть очень низкой1).
х) Уникальный метод определения величины переменного шунтирующего сопроти-
вления описан в работе [19]. Несколько иной метод применения Q-метра для изме-
рения коэффициента затухания заключается в использовании в качестве неизвестной
индуктивности при обычных измерениях Q-метром индуктивности (см. гл. 3, § 7)
отрезка короткозамкнутой линии длиной 0,15 Коэффициент затухания на вы-
бранной частоте может быть при этом рассчитан по необходимой для получения резо-
нанса величине емкости переменного конденсатора, показаниям Q-метра и величине
волнового сопротивления линии. Более точно об этом методе см. [20]. Этот метод
измерения обеспечивает хорошую точность на частотах от 1 до 100 мггц.
122
Гл, 4. Системы с распределенными постоянными
Определение затухания по величине коэффициента стоячей волны. На
более высоких частотах, где обычно применяются измерительные линии
(см. § 5), затухание в линии длиной может быть определено по величине
коэффициента стоячей волны S, измеренной в начале линии при условий
короткого замыкания на ее конце. Блок-схема необходимого устройства
показана на фиг. 90. Основное соотношение имеет вид1)
thaZ1 = -^-> (4.31)
Это соотношение действительно при строгом соблюдении следующих двух
условий: во-первых, затухание в измерительной линии должно быть равно
нулю или пренебрежимо мало по сравнению с затуханием в измеряемом
образце линии; во-вторых, волновое сопротивление измерительной линии
должно точно соответствовать волновому сопротивлению измеряемой линии
Фиг. 90. Измерение затухания в линии при помощи измерительной
линии.
или должно быть применено согласующее устройство, не вносящее потерь.
Первое условие может быть достаточно легко удовлетворено, если выбрать
для измерений образец кабеля такой длины, чтобы его полное затухание
оказалось велико по сравнению с затуханием в измерительной линии. Если
второе условие удовлетворить с достаточной точностью невозможно, то следует
применить методику измерений, описанную в § 16, при которой принимается
во внимание отражение от соединителей между измерительной линией и изме-
ряемой линией.
Непосредственное'измерение'затухания/При определенных обстоятель-
ствах оказывается удобным измерять полное затухание отрезка линии пере-
дачи путем прямых измерений напряжения и тока в линии при условии,
что линия нагружена на согласованную нагрузку, т. е. в отсутствие отражен-
ной волны. В простейшем случае напряжение VL у нагрузки линии сравни-
вается с напряжением Ks, приложенным в начале линии* 2). Коэффициент зату-
хания а в линии длиной определяется в этом случае выражением
= (4.32)
Для ^измерения напряжения на радиочастотах можно использовать
ламповый вольтметр. В некоторых случаях оказывается более удоб-
ным измерять вместо напряжения ток, например, при помощи термоэлектри-
ческого прибора. В этом случае в выражении (4.32) должны быть вместо
*) Это выражение получается следующим образом. Если обозначить через Ео
амплитуду падющей и отраженной волн в точке подключения нагрузки линии, то
амплитуды этих волн в начале линии будут соответственно EQe*11 и £’oe‘~ail. Подста-
вляя в выражение (4.15) Емавс. = EQeaL1 + Еое~а11 и £мин. ==EoeaL1—Еье~aL1 и учитывая,
что th = (еа11 — e“ail)/(eaI14-e"“ail), получаем выражение (4.31).
2) Типичные примеры, при которых сможет быть использован этот метод, даны
в работах [12, 21].
§ 4. Измерение параметров линии
123
значений напряжений Fs и Vl подставлены соответствующие значения токов
Js И IL.
При измерении затухания этим методом очень важно, чтобы в линии не
♦было отраженной волны.
Непосредственное измерение емкости и индуктивности линии. Емкость
на единицу длины линии передачи можно измерить путем определения пол-
ной проводимости ненагруженного отрезка линии длиной, много мень-
ше Х/4. Полная проводимость может быть определена несколькими
удобными методами, например при помощи мостовых схем, (2-метра, метода
замещения в резонансных цепях и т. д. Измерения можно производить на
звуковой частоте порядка 1000 гц или на радиочастоте порядка 1 мггц.
Выбор частоты ограничивается лишь тем условием, что частота должна
быть достаточно низка, чтобы длина испытуемого отрезка . линии была
много меньше Х/4. Если полученная величина полной проводимости измеряе-
мой линии Y=Gt-]-fmCt, то емкость на единицу длины линии равна общей
емкости Ct, деленной на действительную длину линии. Аналогично активная
проводимость на единицу длины линии на частоте измерений равна общей
измеренной активной проводимости Gt, деленной на действительную длину
линии. Измеряемое значение активной проводимости обычно зависит от часто-
ты, особенно если исследуемая линия заполнена твердым диэлектриком.
Напротив, емкость на единицу длины линии обычно не зависит от частоты.
Индуктивность на единицу длины линии может быть измерена путем
определения входного импеданса короткозамкнутого отрезка линии, длина
которой много меньше л/4. Для измерения индуктивности, так же как
и в случае измерений емкости, могут быть применены несколько удобных
методов и использованы как звуковые, так и радиочастоты. В этом случае
необходимо, чтобы при выбранном значении частоты длина исследуемого отрез-
ка линии была много меньше четверти длины волны. Из полученного значе-
ция импеданса Z=7?f+/(1)7/, погонная индуктивность определится как частное
от деления общей индуктивности Lt на геометрическую длину отрезка линии.
Аналогично сопротивление линии на единицу длины получается при делении
общего измеренного сопротивления Rt на геометрическую длину линии.
Индуктивность, измеренная таким образом, не зависит от частоты, в то
время как сопротивление является функцией частоты, увеличиваясь
благодаря поверхностному эффекту при увеличении частоты.
Измерение волнового сопротивления. Волновое сопротивление линии
может быть рассчитано по измеренным значениям погонной емкости и погон-
ной индуктивности при помощи выражения (4.4). Возможно также определе-
ние волнового сопротивления по величине погонной емкости С и фазовой
скорости vp на основании следующего соотношения1):
Волновое сопротивление = ^-^ . (4.33)
Это выражение получено из формул (4.4) и (4.86). Значение фазовой скоро-
сти vp может быть получено путем определения длины линии, требуемой для
получения резонанса при Х/4 и М2 и при помощи выражения (4.7).
х) При проведении подобных измерений с кабелем со смешанным заполнением
твердым и воздушным диэлектриком, или подобными ему линиями иногда удобно при-
менить несколько иной метод. Этот метод заключается в определении коэффициента Л,
равного отношению длины волны в исследуемой линии к длине волны в свободном про-
странстве, и расчете на основании выражения (4.5) волнового сопротивления ZOo при
замене твердого диэлектрика воздухом. При этом
Действительное волновое сопротивление=А:Иоо» (4.34)
Этот метод описан в работе [22]. ,
124
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
Можно также определить волновое сопротивление линии, нагрузив ее
на калиброванное регулируемое сопротивление и измеряя входной импеданс
линии при различных значениях сопротивления нагрузки. При некотором
значении сопротивления нагрузки входное сопротивление линии будет равно
значению самого нагрузочного сопротивления. Это значение сопротив-
ления нагрузки и является волновым сопротивлением линии.
§ 5. Измерение коэффициента стоячей волны при помощи
измерительной линии1)
Величина коэффициента стоячей волны в линии обычно определяется при
помощи измерительной линии, показанной на фиг. 91, би в (для коаксиаль-
ных линий). Это устройство состоит из длинного отрезка линии с аксиальной
щелью, вдоль которой движется подвижная каретка с укрепленным на ней
зондом связи, проникающим в щель. К зонду связи подсоединяется устрой-
ство индикации напряжения (или мощности), которое в простейшем случае
состоит из кристаллического детектора и микроамперметра. К одному концу
линии, как это показано на фиг. 91, а, подключается генератор, а к другому—
неизвестный импеданс. Определение коэффициента стоячей волны достигает-
ся при передвижении каретки с зондом связи вдоль щели и регистрации
показания микроамперметра, подключенного к детектору.
На фиг. 91 не показаны некоторые конструктивные элементы, которыми
снабжается измерительная линия. Устройство механического перемещения
движущейся каретки должно быть выполнено таким образом, чтобы при
перемещении каретки вдоль щели глубина погружения зонда связи не изме-
нялась. Шкала должна обеспечить возможность точного отсчета положения
зонда связи относительно конца линии, нагруженного неизвестным импе-
дансом.
Для уменьшения электрических потерь в измерительной линии должно
применяться как можно меньше деталей из диэлектриков, причем их число
должно быть минимально необходимым для крепления внутреннего про-
водника.
Одно из возможных устройств показано на фиг. 91, б. Здесь применено
сплошное крепление внутреннего проводника относительно дна линии.
Применение этого устройства особенно целесообразно для очень длинных
измерительных линий, в которых внутренний проводник при креплении
только на концах линии чрезмерно прогибается. Дальнейшее рассмотрение
конструктивных элементов приведено в § 6.
Зонд связи, детектор и усилитель. Назначением измерительной линии
является индикация распределения напряжения вдоль линии. Это осу-
ществляется при помощи зонда связи, проникающего через щель внутрь
линии. Часть силовых линий электрического поля подходит к зонду связи
и таким образом наводит э.д.с., приложенную между зондом связи и внеш-
ним проводником линии. Кристаллический детектор, как это показано на
фиг. 91,а, выпрямляет это напряжение радиочастоты, которое затем
усиливается и регистрируется выходным прибором.
Для получения максимума выпрямленного напряжения обычно устраи-
вается детекторная головка, частью которой вместе с зондом связи является
короткозамкнутый, настраиваемый отрезок коаксильной линии. Такое устрой-
ство настройки обеспечивает, если смотреть со стороны основной линии,
высокий входной импеданс детекторной головки. Благодаря этому зонд
связи вызывает минимальное искажение полей внутри измерительной линии.
г) Дальнейшие сведения по этому вопросу см. в работе [2].
5. Измерение КСВ при помощи измерительной линии
125
Для дальнейшего уменьшения влияния зонда связи следует выбирать глуби-
ну погружения зонда наименьшей, но обеспечивающей достаточное отклоне-
ние стрелки прибора. Щель для зонда связи делается достаточно узкой,
а стенки щели достаточно тонкими, чтобы излучение мощности через щель
было пренебрежимо мало.
(не обязательно)
Подвижная
закоротка
—и
-биоиндикатору
Выход
г
Фиг. 91. Конструкция элементов коаксиальной измерительной
линии.
а—система для измерения КСВ; б—измерительная линия с кареткой; в—разрез
линии и каретки; г—детали головки.
Теоретически возможно вместо напряжения измерять ток вдоль линии.
В этом случае для связи с линией должна применяться небольшая петля
связи, проникающая через щель в линию. Один конец этой петли присоеди-
няется к внутреннему проводнику детекторной головки, а другой заземляется
на баретке. Трудность осуществления этого метода заключается в том, что
при использовании петли связи показания прибора будут зависеть в такой же
степени от напряжения в линии, как и от тока. Это происходит вследствие
того, что э.д.с., развиваемая на петле связи, является суммой напряжений—
наведенного магнитным полем и пропорционального току в линии, а также
напряжения, индуцированного электрическим полем в результате замыкания
на петле связи силовых линий этого поля. Детекторная головка с зондом
связи, показанная на фиг. 91, относительно свободна от влияния магнитного
126
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
поля, и выходное напряжение, следовательно, определяется только напря-
жением в основной линии.
с Для большей точности возможно и весьма желательно применить вме
сто кристаллического детектора болометр; этот прибор обладает характери
стикой, более точно приближающейся к квадратичной, т. е. выпрямленное
напряжение будет пропорционально квадрату приложенного напряже-
ния радиочастоты.
Характеристика кристаллического детектора близка к квадратичной
зависимости только для малых амплитуд, причем амплитуда, до которой
распространяется эта зависимость, не всегда известна. Для обеспечения
точности при работе с кристаллическим детектором поэтому часто бывает
необходимо откалибровать детектор, т. е. экспериментально определить за-
висимость между относительным напряжением в линии и относительной
характеристикой детектора.
Более того, если точность работы имеет особо важное значение, эту кали-
бровку следует производить неоднократно, так как характеристика детектора
часто в значительной степени изменяется во время эксплуатации1). Простей-
ший метод контроля калибровки детектора заключается в \закорачивании
измерительной линии со стороны нагрузки. В этом случае напряжение
между соседними минимумами в линии распределяется по полусину-
соиде и зависимость между относительной величиной напряжения и поло-
жением детекторной головки известна [24]
Чувствительность детекторной головки может быть значительно увели-
чена усилителем, подключенным к выходу детектора или болометра. Если
в качестве источника радиочастотной мощности применяется генератор неза-
тухающих колебаний или генератор сигналов, для усиления напряжения
на выходе детектора можно использовать усилитель постоянного тока.
Однако предпочтительней модулировать генератор. В этом случае на выходе-
детектора выделяется напряжение с частотой модуляции и для усиления его
можно использовать усилитель низкой частоты. При использовании резонанс-
ного усилителя с узкой полосой пропускания в значительной степени
увеличивается отношение сигнал/шум. Кроме того, резонансный усилитель.
дает возможность получить большее усиление, чем усилитель низкой частоты,
что, в свою очередь, при нормальном отклонении стрелки выходного прибора
позволяет уменьшить связь зонда с линией.
Требования к генератору. К генератору, используемому в каче-
стве источника мощности в измерительной схеме, предъявляется весьма
существенное требование—отсутствие на выходе гармонических состав-
ляющих. Наличие гармонических составляющих искажает карти-
ну стоячей водны вдоль линии, так как в местах максимума и минимума
основной волны на нее накладываются волны гармонических составляющих
различной амплитуды. Если искажения такого рода мешают работе, можно
использовать обычный метод уменьшения гармонических составляющих при
помощи фильтра нижних частот или резонансного контура, включенного.
между генератором и измерительной линией. >
г) Знание характеристики кристаллического детектора не обязательно, если,
используется точно калиброванный переменный аттенюатор радиочастотной мощности,
включаемый между зондом связи и детектором или между генератором и измерительной,
линией. В этом случае могут проводиться измерения большого диапазона напряжений,
причем напряжение на выходе детектора может поддерживаться постоянным благодаря
изменению затухания переменного аттенюатора. При этом характеристика детектора,
может не приниматься во внимание и точность измерений 'зависит только от точности
работы переменного аттенюатора. Иной, несколько более сложный метод исключения,
ошибок, связанных с отклонением характеристики детектора при больших амплитудах,
от квадратичного закона, описан в работе [23j.
$ 5, Измерение КСВ при помощи измерительной линии
127
Необходимо также, чтобы частота генератора поддерживалась постоян-
ной. Если зонд связи вызывает слабое отражение в линии, это может привести
при движении индикаторной головки вдоль линии к небольшим изменениям
импеданса нагрузки генератора, а следовательно, оказать влияние на
частоту генерируемых колебаний. Обычная мера предосторожности против
этого явления сводится к включению постоянного аттенюатора с затуха-
нием порядка 10 дб между генератором и измерительной линией.
При применении амплитудно-модулированного генератора необходимо,
чтобы амплитудная модуляция не сопровождалась паразитной частотной
модуляцией. В противном случае положение минимума будет изменяться
в течение периода модуляции. В случае использования генератора на отра-
жательном клистроне или магнетроне эта трудность может быть исключена
применением модуляции импульсами или напряжением прямоугольной формы
(см. гл. 12, § 11 и 12). В иных случаях, особенно на ультравысоких и сверх-
высоких частотах, модуляция колебаний генератора может быть осуществлена
в специальном устройстве модуляции. В таких случаях можно применить
модуляцию синусоидальным напряжением.
Специальные вопросы измерения очень больших и очень малых КСВ.
При измерении очень больших или очень малых значений КСВ возникают
специфические трудности. Если КСВ очень мал, т. е. приближается к еди-
нице, точность измерений ограничивается ошибками измерительной ли-
нии. Ошибки бывают двух типов: 1) связанные с небольшими отраже-
ниями за счет неравномерностей в самой линии или же в месте подключения
нагрузки и 2) вызванные несовершенством изготовления механических дета-
лей линии, что приводит к нерегулярным изменениям величины наведенной
в зонде связи э.д.с. при движении каретки вдоль линии, даже если последняя
нагружена на согласованную нагрузку. Небольшие отражения могут быть
выявлены и приняты во внимание при использовании метода перемещения
узлов, рассматриваемого в § 8. Вопрос об ошибках, связанных с механи-
ческими неточностями, рассмотрен в § 6.
Если КСВ очень велик, ошибки при измерении могут быть вызваны
рядом причин. При высоком КСВ большие ошибки вносит увеличенный от-
бор энергии в индикаторную головку. Вследствие нагрузки линии детектор-
ной головкой значение максимума напряжения уменьшается. Со стороны
детекторной головки измерительная линия представляет собой источник
напряжения, внутренний импеданс которого при больших значениях КСВ
очень высок. При больших КСВ ка'ртина распределения напряжения вдоль
линии может быть в значительной степени искажена, так как в максимуме
напряжения, где получается чрезмерная связь детекторной головки с ли-
нией, ток через детектор или болометр возрастает при увеличении прило-
женного напряжения по нелинейному закону. Этот эффект усугубляется тем,
что при большом КСВ относительная амплитуда напряжения в минимуме очень
мала. Поэтому для подведения в месте минимума к детектору напряжений
достаточной величины необходимо глубже погружать зонд связи в щель
измерительной линии. Это влечет за собой дальнейшее увеличение амплитуды
наводимого напряжения в максимуме. При использовании в качестве нели-
нейного элемента кристаллического детектора возникают дополнительные
осложняющие факторы. Кристаллический детектор можно рассматривать
как квадратичное устройство высокой точности только при малых амплитудах
приложенного напряжения; при больших напряжениях легко заметить
существенное отклонение характеристики от квадратичного закона.
Удобным методом измерения больших КСВ, скажем, более 10, является
метод двух отсчетов [2]. При этом методе определяется расстояние А между
двумя точками, обозначенными на фиг. 92 буквами Л и В, в которых
128
Глу 4. Системы с распределенными постоянными
напряжение равно величине 1/2Емин. (соответственно для мощностей удво-
енному значению ^мин.)-
Затем КСВ рассчитывается по простой формуле
•S= W-35)
где \—расстояние вдоль линии, соответствующее длине волны.
Высокие КСВ могут быть также хорошо измерены при помощи аттеню-
атора, включенного между выходом детекторной головки и кристаллическим
детектором. При измерении минимума на-
пряжения аттенюатор, выводится, чемобес-
Расстояние вдоль линии--
Ф и г. 92. Параметры, используемые
при определении КСВ методом
двух отсчетов.
0
печивается наивысшая чувствительность,
и зонд связи погружается в щель линии
на глубину, необходимую для получения
удовлетворительного отклонения прибора.
При измерении максимума напряжения
аттенюатор вводится до тех пор, пока
отклонение выходного прибора не достиг-
нет величины, полученной при измерении
минимума напряжения. Тогда КСВ опреде-
ляется отношением двух отсчетов по шкале
аттенюатора.
Индикаторы КСВ для двухпроводных линий. Все сказанное выше отно-
сительно коаксиальных линий может быть приложимо и к двухпроводным
Линия
—А
Крючки
Термоэлектриче-
Линия
ЛиНия
Очень маленькая емкость
в
Кристаллический
детектор
-Фиг. 93. Различные способы измерения стоячих волн в открытых двухпроводных
линиях передачи.
а—измерение тока в однопроводной линии; б—измерение тока в двухпроводной линии; в—измере-
ние напряжения в двухпроводной линии; г—резонансная головка для измерения напряжений;
д—измерение напряжения при помощи отрезка линии.
линиям. Стоячие волпы в двухпроводных линиях могут быть исследованы
при помощи индикаторов, аналогичных показанному на фиг. 931). При пере-
г) Конструктивные детали подобных устройств хорошо известны и могут быть вы-
полнены самым различным образом. По этому вопросу можно перечислить большое коли-
чество литературы, однако наиболее интересны две сравнительно недавние работы [25, 26 J.
£ 6. Различные конструкции коаксиальных измерительных линий 129
движении индикаторного устройства вдоль линии показания прибора изме-
няются в соответствии с напряжением или током стоячей волны в зависимости
от вида связи между индикатором и линией.
случаи, когда допустима
Внешний проводник
зонда связи
Каретка
Зонд связи
Линия
Фиг. 94. Конструкция
экранированного зонда.
§ 6. Различные конструкции коаксиальных измерительных линий1)
Вплоть до последнего времени измерительные линии изготовлялись
каждой лабораторией для своих специальных целей. Однако в настоящее
время получают распространение промышленные образцы измерительных
линий, область применения которых непрерывно расширяется. Тем не
менее в некоторых случаях желательно и даже необходимо создавать
специальные линии, а не применять промышленные образцы. Изготовление
линию обычно обходится дороже, исключая те
низкая точность. Высокая стоимость промыш-
ленного образца обычно является следствием
высокой точности изготовления механических
деталей. Не рассматривая детально конструкции
измерительных линий, мы остановимся лишь на
основных наиболее важных соображениях. Кро-
ме того, рассмотрим методику измерений, при-
меняемую для оценки эффективности работы
конструкции.
Точность измерительных линий определяет-
ся тремя главными элементами2). К их числу
относится сама линия, передвижная детектор-
ная головка и элементы связи с измеряемыми
импедансами.
Линия не должна обладать потерями и
должна быть заполнена воздушным диэлектри-
ком. Крепление центрального проводника может быть осуществлено, как это
показано на фиг. 91, или же в случае коротких линий—при помощи
диэлектрических шайб на концах линии. Центральный проводник должен
быть строго прямолинейным и концентрично расположенным по отношению
к внешнему проводнику. Поперечное сечение внешнего проводника должно
представлять собой точный круг. Обычно это требование наиболее сложно
обеспечить при изготовлении линии вследствие пружинящего действия полой
трубки при прорезании щели. При изготовлении линии следует выбирать
наибольший допустимый диаметр внешнего проводника, так как при этом
облегчаются требования к допустимым колебаниям перемещающейся ка-
ретки. Однако максимально допустимый диаметр ограничивается возмож-
ностью возникновения в линии колебаний высших порядков.
Ширина щели выбирается компромиссно исходя из двух условий. При
очень широкой щели возникают значительные потери на излучение. В этом
случае линия будет обладать значительным затуханием и КСВ при дан-
ной нагрузке вблизи нее будет отличаться от соответствующей величины
вблизи генератора. При слишком узкой щели возникает большая шун-
тирующая емкость между зондом связи и внешним проводником линии.
Эта емкость влияет на чувствительность детекторной головки и вызывает
большие изменения чувствительности, если при перемещении головки
вдоль линии она совершает нерегулярные колебания. Это нежелательное
явление может быть уменьшено экранированием зонда связи, как это пока-
зано на фиг. 94.
х) Подробнее по этому вопросу см. [2, 27].
2) Дополнительно по этому вопросу см. [28].
9 Ф. Термен и Дж. Петтит
130
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
Этот экран входит в щель так, что его нижняя кромка устанавливается
на уровне внутренней поверхности наружного проводника линии. В этом
случае поперечные перемещения головки относительно щели вызывают
пренебрежимо малые изменения емкости между зондом связи и внеш-
ним проводником линии. Если при движении каретки вдоль линии ме-
няется глубина погружения зонда связи, то это влечет за собой измене-
ние коэффициента связи головки с линией. Например, в случае коак-
сиальной линии на 50 ом диаметром 12,5 aw и погружении зонда связи на
1/3 расстояния между проводниками линии радиальное перемещение зонда
на 0,025 мм вызывает изменение напряжения, развиваемого в головке
на 1% [29].
Влияние относительного перемещения зонда может быть определено при
подаче на вход измерительной линии напряжения звуковой частоты и изме-
рении напряжения на головке ламповым вольтметром [27]. При всех положе-
ниях головки показания вольтметра должны быть постоянными. Если пока-
зания вольтметра меняются, то может быть составлена поправочная кривая
или таблица, которая должна быть использована при работе с линией1).
Линия с параллельными пластинами. Существуют измерительные
линии другой конструкции, позволяющие значительно уменьшить влия-
ние зонда связи при движении каретки, а также ослабить излучение через
щель [31]. Эта конструкция показана на фиг. 95.
Фиг. 95. Измерительная линия с двумя параллельными пластинами,
а—сечение; б—вид в перспективе.
Если в идеальном случае параллельные пластины по обоим направлениям
простираются в бесконечность, а внутренний проводник имеет эллиптиче-
ское, а не круглое сечение, то эта линия эквивалентна обычной коаксиальной
линии. Аналитическая связь между двумя этими типами линий может быть
получена математически строго при помощи конформного преобразования.
Практически же высота параллельных пластин составляет около 150 мм,
а расстояние между ними 18—20 мм, причем внутренний проводник имеет
круглое сечение, а не эллиптическое.
Преимущество измерительной линии такой конструкции заключается
в значительно более медленном изменении интенсивности поля в области
щели, где располагается индикаторная головка, чем в коаксиальной линии.
х) Более сложный способ получения уточненной поправочной кривой описан
в работе [30].
$ 6. Различные конструкции коаксиальных измерительных линий
131
Таким образом, небольшие радиальные перемещения индикаторной головки
вызывают значительно меньшие изменения результирующего напряжения
в головке. Более того, несмотря на то, что щель в линии с параллельными
пластинами кажется очень большой, в действительности при пересчете
к соответствующей коаксиальной линии она оказывается очень узкой. Напри-
мер, для размеров описанной выше линии величина щели составляет
0,002 радиана, что в эквивалентной коаксиальной линии диаметром 25 мм
составит 0,025 мм.
Ошибки, вызываемые соединителями и индикаторной головкой. Выход
измерительной линии обычно представляет собой стандартный коаксиальный
разъем. Переход от собственно измерительной линии к подобным разъемам
обычно требует изменения диаметров как внутреннего, так и наружного
проводников, а в некоторых случаях и изменения соотношения диаметров.
При наличии такой линии, как показано на фиг. 95, этот переход сопрово-
ждается, кроме того, изменением конфигурации линии.
Фиг. 96. Конструкция перехода от измерительной линии с двумя
параллельными пластинами к обычному коаксиальному соединителю.
В последнем случае проблема согласования линии с выходным разъемом
разрешается применением конструкции, показанной на фиг. 96; на ней
виден разрез части линии с выходным разъемом, обеспечивающий удовлетво-
рительную работу. Слева изображена часть измерительной линии с парал-
лельными пластинами, а за ней отрезок коаксиальной линии большого диа-
метра, равного расстоянию между пластинами (18мм), и отрезок коаксиаль-
ной линии с переменным сечением, уменьшающий диаметр до нужной
величины.
Изменение размеров или конфигурации внутреннего или внешнего про-
водников линии (или того и другого одновременно) вызывает нарушение
непрерывности распределения емкости вдоль линии, даже если по обе сто-
роны от точки разрыва непрерывности величина волнового сопротивления
одинакова. Чтобы компенсировать это изменение емкости в месте перехода
от линии с параллельными пластинами к коаксиальной, на внутренний про-
водник наносится компенсирующий паз (выточка по окружности внутрен-
него проводника линии).
Эквивалентная схема такого компенсирующего паза (фиг. 97) представ-
ляет собой фильтр низких частот. К этому устройству обычно не предъяв-
ляется особых требований за исключением того, что частота среза в области
9*
132
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
высоких частот должна быть достаточно высока и обеспечивать пропускание
частот рабочего диапазона. В линиях с параллельными пластинами крепление
центрального проводника осуществляется двумя диэлектрическими опор-
ными шайбами на каждом конце линии1). Отрезок коаксиальной линии с пере-
менным сечением служит для постепенного непрерывного перехода при по-
стоянном значении Zo от коаксиальной линии большого диаметра к линии
с меньшим диаметром. При применении переходной секции такой кон-
струкции, как это показано на фиг. 96, остаточный КСВ не превышает зна-
чения 1,025 в диапазоне частот от 500 до 4000 мггц. Этот остаточный КСВ
может быть измерен при помощи метода «перемещения узла», описанного
® § 8.
При работе с измерительными линиями возникают ошибки, которые
сохраняются, даже если измерительная линия с конструктивной точки зре-
ния выполнена идеально. Эти ошибки возникают
в результате отражения от зонда связи измери-
тельной головки при погружении его в коакси-
альную линию. Величина этого отражения, во-
обще говоря, может быть определена и скоррек-
тирована [32, 33], однако расчет корректирующей
Фиг. 97. Эквивалентная поправки весьма сложен, так что значительно
схема участка линии с коль- проще свести эти ошибки к пренебрежимо малой
цевым пазом. величине путем абсолютного уменьшения глуби-
ны погружения зонда связи в линию. Наличие
подобных ошибок может быть определено при проведении измерений сна-
чала с минимально возможным погружением зонда в линию и последую-
щим повторением измерений с несколько увеличенной глубиной погруже-
ния зонда. Если при этом будут получены аналогичные результаты, можно
заключить, что ошибки, вызываемые отражением от зонда связи, отсут-
ствуют.
Ошибки, вызванные отражением от зонда связи, приводят к тому, что
наблюдаемое значение КСВ оказывается меньше истинного. При настройке
детекторной головки в резонанс с рабочей частотой отражения от зонда
связи не вызывают изменений в расположении максимумов и минимумов
напряжения. Напротив, при расстройке детекторной головки наблюдаемые
максимумы напряжения будут находиться не на одинаковом расстоянии от
соседних минимумов [24].
§ 7. Измерение импедансов при помощи измерительной линии
Величина импеданса нагрузки, отличающегося по величине от волно-
вого сопротивления линии, может быть определена по характеру стоячей
волны в линии передачи. Этот метод особенно ценен на высоких частотах, где
мостовые измерения импедансов неосуществимы. Блок-схема измерительной
установки, необходимой для таких измерений, показана на фиг. 91,а. Более
подробно это иллюстрируется фиг. 98. Неизвестный импеданс, как это по-
казано, подключается непосредственно к приемному концу линии.
Применяемое при этом соединительное устройство не должно вносить
дополнительного отражения. Величина неизвестного импеданса ZL (фиг. 98,а)
может быть определена по величине КСВ в линии и расстоянию между
точкой подключения измеряемого импеданса Zl и минимумом или максимумом
г) Пазы в месте расположения диэлектрических шайб служат для компенсации
изменения диэлектрической постоянной при переходе от воздушного заполнения к ди-
электрику, а также для компенсации нарушения непрерывности. Эквивалентной схемой
этих пазов является также схема, приведенная на фиг. 97.
£ 7. Измерение импедансов при помощи измерительной линии
133
(не обязательно)
Фиг. 98. Схема измерительной установки и обозначения’' параметров,
используемых при определении импедансов при помощи измерительной
линии без потерь.
а—схема; б—распределение напряжений при Z& близком] к Zo; в—распределение
напряжения при короткозамкнутой линии.
напряжения в линии (величины dY и соответственно на фиг. 98, б)1). При-
веденный импеданс* 2) в этом случае будет
или
l-/5tg(2^1/Xi)
Zo 5-/tg(2n<z1a1) ’
ZL __ -S'—/tg(2rcd2Ai)
Z0 1 — / S tg (2nd2/\i)
(4.36a)
(4.366)
x) Какие из этих величин (dY или d2) будут определены, не имеет значения, так как
расстояния между различными минимумами или максимумами всегда точно соответ-
ствуют половине длины волны. Поэтому различные величины^ или d2, отличающиеся на
половину длины волны, приводят к одному и тому же значению ZL/Z0 в выражении (4.36).
2) Понятие приведенный импеданс является одной из важных величин. Отношение
величины импеданса Zo, подключенного к линии (независимо от того, импеданс ли это на-
грузки, сопротивление ли излучения или др.), к величине волнового сопротивления линии
подчеркивает тот факт, что отражение в линии не зависит от абсолютной величины на-
грузки, а является функцией относительной величины нагрузки по сравнению с Zo. Бла-
годаря введению понятия приведенного импеданса материал этого параграфа/может
быть непосредственно применен и к волноводам, как это видно из § 12 и 13. - >
134
Гл, 4. Системы с распределенными постоянными
Здесь \—длина волны в линии, которая может быть определена экс-
периментально, так как расстояние между соседними минимумами (или
максимумами) точно равно kz/2, как это показано на фиг. 98.
При измерениях длины волны при помощи линии предпочтительней
вести отсчет между минимумами, а не между максимумами, так как при
высоких или средних значениях КСВ минимум в линии выражен более от-
четливо. Когда бывает неудобно отсчитывать расстояние от точки включения
неизвестного импеданса ZL до минимума напряжения, отсчет можно вести
от некоторой опорной точки, получаемой при закоротке линии в месте под-
ключения неизвестного импеданса. При этом первый минимум напряжения,
очевидно, будет находиться в точке короткого замыкания, а следующие
минимумы будут располагаться друг от друга на расстоянии, равном поло-
вине длины волны, по направлению к генератору. Один из этих минимумов
может быть использован в качестве опорной точки для отсчета вместо точки
подключения нагрузки. Затем линия размыкается и нагружается измеряе-
мым импедансом ZL. Минимум напряжения при этом должен сместиться
относительно опорной точки на величину меньше половины длины волны.
Величина tZ' от опорной точки до ближайшего по направлению к генератору
минимума напряжения (см. фиг. 98,в) может быть использована вместо d1
при расчетах по формуле (4.36а). В другом случае может быть использо-
вано расстояние d[ от опорной точки до ближайшего минимума в направ-
лении к нагрузке. При этом в формуле (4.36а) вместо величины d необхо-
димо подставить величину —d"v Знак минус получается вследствие того,
что расстояние по направлению к нагрузке может рассматриваться как
отрицательное расстояние, в противоположность направлению к генератору.
Расчет импеданса ZL может быть проведен с высокой точностью при
помощи выражения (4.36). Однако в большинстве практических случаев,
когда максимальная точность ограничивается самим устройством, величина
неизвестного импеданса может быть определена при помощи диаграммы
импедансов. Этот вопрос рассматривается в § 9.
Включение соединительного кабеля между нагрузкой и измерительной
линией. В некоторых случаях оказывается удобным или необходимым измерять
импеданс нагрузки, например антенны, помещенной на некотором рас-
стоянии от измерительной линии. При этом для присоединения нагрузки
Фиг. 99. Подключение нагрузки к измерительной линии через соедини-
тельный кабель.
к измерительной линии используется кабель (фиг. 99). Если потери в кабеле
пренебрежимо малы, подключение его не вызывает осложнений при усло-
вии, что соединительные элементы между кабелем и измерительной линией
не вызывают отражений1). В этом случае нет необходимости знать точную
длину кабеля или длину кабеля, соответствующую одной длине волны,
так как положение опорного минимума в линии может быть определено
при замене нагрузочного импеданса ZL коротким замыканием (фиг. 98).
х) Для проверки справедливости этого условия может быть применен метод перемеще-
ния узлов, описанный ниже.
$ 7. Измерение импедансов при помощи измерительной линии
135
Если затуханием в соединительном кабеле пренебречь нельзя, как это
бывает в случае гибкого кабеля со сплошным диэлектриком, измеренный
в линии КСВ будет меньше того значения, которое было бы, если бы зату-
хание отсутствовало. Это следует учитывать при расчете нагрузочного
импеданса по уравнению (4.36). Предполагая, что длина 1аЪ соединительного
кабеля и его затухание ааЪ на единицу длины известны, можно написать
о =____________f___________
th[arcth(l/5a)-ааЪ1аЪ] ’
(4.37)
где Sb—КСВ в нагрузочном конце кабеля, т. е. истинное значение КСВ,
которое необходимо использовать при расчете известного импеданса:
8а—КСВ на входном конце кабеля, измеренный при помощи измеритель-
Результаты вычислений по формуле (4.37) могут легко быть предста-
влены графически (фиг. 100) [34].
Другой метод коррекции затухания ааЪ1аЪ соединительного кабеля ab
заключается в следующем: по значению 8а и 8Ъ на двух концах кабеля вы-
числяются модули коэффициентов отражения |ра| и |рь| в соответствии
136
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
с . выражением (4.16). Отношение этих коэффициентов отражения, в свою
очередь, определяется выражением
1рЦ = е^ъ^ъ. (4.38)
I Ра I '
Таким образом, измерив значение Sa, можно вычислить |ра| по фор-
муле (4.16), а затем, зная величину затухания ааЪ1аЪ и пользуясь формулой
(4.38), определить величину |рь1. Величина КСВ, рассчитанная по формуле
(4.17) для данного значения |рь|, является значением Sb в точке b фиг. 99,
измеренным при помощи измерительной линии при нулевых потерях
в кабеле аЪ. Это значение Sb соответствует расчетному значению из фор-
мулы (4.37) или из графиков фиг. 100.
§ 8. Измерение коэффициента отражения при помощи
измерительной линии1)
Коэффициент отражения может быть точно определен непосредственно
по величине КСВ при помощи следующих соотношений* 2): р = е/[4л (di/л^-пл]^ лг —нечетное, (4.39а) р = j (^г/^Э-пл], п __ четное. (4.396)
Здесь d± и с?2—отрезки вдоль линии, показанные на фиг. 98; S—КСВ;
п—целое число; \—длина волны в линии, т. е. удвоенное расстояние
между соседними минимумами. Модуль величины р может быть получен
непосредственно из значения 5. При этом не требуется определять положе-
ние минимума, и формула (4.16) используется в преобразованном виде:
|Pl = f=b (4.39в)
х) В ряде специальных случаев находят применение некоторые другие методы из-
мерения коэффициента отражения. Например, для непосредственного определения от-
носительных амплитуд падающей и отраженной волн могут быть использованы два на-
правленных ответвителя. Другой метод заключается в приложении к измеряемой системе
очень короткого импульса и наблюдении относительных амплитуд отраженных импульсов
[35]. Наконец, коэффициент отражения от нагрузки на конце длинного кабеля может
быть определен прибором, аналогичным альтиметру с частотной модуляцией с визуаль-
ной индикацией в широком диапазоне частот [36].
2) Вывод этих формул следующий. Сначала по формуле (4.16) определяется модуль
коэффициента отражения, затем определяется фазовый угол 0 коэффициента отражения
р на основании того, что при минимуме напряжения расстояние dlf согласно фиг. 98,
должно быть таким, чтобы фазы падающей и отраженной волн были противоположны,
т. е. различие в фазе должно составлять пп радиан, где п—нечетное число. Фаза падаю-
щей волны в нагрузке отстает на Znd-J'ki радиан от фазы в точке минимума. Фаза отра-
женной волны в нагрузке опережает на 6 радиан фазу падающей волны и вместе с тем
фаза этой волны в минимуме отстает от фазы в нагрузке на l^d^i радиан. Следователь-
но, в точке минимума фаза отраженной волны отстает от фазы падающей волны на вели-
чину
Запаздывание фазы отраженной
волны в минимуме = 2л ~— 0+2л^1=4л^— 0.
Формула (4.39а) следует непосредственно из этого соотношения с учетом того, что запаз-
дывание фазы в минимуме должно быть пл. Аналогично может быть получена формула
(4.396) с тем лишь отличием, что для получения максимума падающая и отраженная
волны должны быть в фазе, т. е. п должно быть четным.
£ 8. Измерение коэффициента отражения при помощи измерительной линии 137
Определение небольших нерегулярностей в линии методом смещения
узлов1). Малые отражения определять обычными методами с использова-
нием измерительных линий трудно. Например, если измерительная линия,
изготовленная из длинной коаксиальной трубки большого диаметра, исполь-
зуется для измерений гибкого коаксиального кабеля малого диаметра
(фиг. 101), то соединительные элементы между этими двумя типами линий
должны вызывать минимально возможное отражение. Однако сосредоточен-
ные емкости в соединительных элементах будут вызывать некоторое отра-
жение, даже если обе линии имеют одинаковые волновые сопротивления.
Эти отражения могут быть измерены обычными методами с использо-
ванием измерительных линий при нагрузке линии № 2, равной ее волновому
Индикаторная
головка
Измерительная
линия №1
(Линия №2
От генератора
I,
—-la
1; —
С
Место узла
напряжения
Г~ - > I . " \
Место включения
неоднородности
Подвижный
закорачивающий
поршень
Фиг. 101. Схема с обозначениями параметров, используемых при опреде-
лении малых коэффициентов отражения методом перемещения узлов.
сопротивлению для исключения отражения от конца этой линии. При этом
измеряется КСВ в линии № 1. Однако при хорошей конструкции соеди-
нительных элементов величина КСВ будет очень близка к единице.
Точное значение КС В определить весьма трудно. Например, механические
погрешности в конструкции передвижной головки могут вызывать колеба-
ния регистрируемого напряжения, соизмеримые с разностью между макси-
мумами и минимумами стоячей волны.
Эти трудности преодолеваются при использовании метода смещения
узлов. При этом используется тот факт, что даже имеющиеся флюктуации
уровня напряжения в головке вследствие неточности механического изгото-
вления не влияют на положение узлов напряжения и, во всяком случае,
влияние это минимально. Напротив, наличие небольших отражений изме-
няет положение минимумов, если наряду с этими отражениями присут-
ствует большая отраженная волна.
При использовании метода смещения узлов вначале закорачивают
линию № 2 согласно схеме, приведенной на фиг. 101 (можно также исполь-
зовать режим холостого хода, однако при этом должно быть обеспечено
полное отражение), затем изменяется положение закоротки и регистри-
руется смещение узлов напряжения в линии № I* 2). Если соединители
не вызывают никаких отражений, положение узлов линии № 1 будет изме-
няться на величину, точно равную смещению закоротки в линии № 2. При
х) По этому вопросу см. [37, 38].
2) При определении положения узлов напряжения в линии № 1 головка поперемен-
но перемещается вправо и влево от минимума до получения небольших одинаковых при-
ращений напряжения в каждом случае. Точное положение узла определяется средним
значением этих положений каретки.
138
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
наличии небольших дополнительных отражений положение узлов в линии № 1
будет изменяться по синусоиде, как это показано на фиг. 102. На осно-
вании полученных экспериментальных данных, оформленных в соответствии
с фиг. 102, может быть определен модуль коэффициента отражения из сле-
дующего равенства:
|P| = sin-2-~-2- , (4.40)
где AtZ—общее изменение величины 4- для малого отражения при
AtZ < 1; — длина волны в линии № 1; Х2 — длина волны в линии № 2;
Zx — положение минимума в линии № 1 по отношению к некоторой удобной
опорной точке, например точке а или с на фиг. 101; /2—положение зако-
ротки линии № 2 по отношению к
удобной опорной точке, например
точке b или с на фиг. 101.
Согласно формуле (4.17), соот-
ветствующее значение КСВ будет
иметь вид
5^ l + Arf. (4.41)
Интересно отметить, что мож-
-------------------------------- но определить модуль коэффициен-
£1*1----------------------------та отражения, не зная точного
^2 положения неоднородностей в ли-
Ф и г. 102. Кривая перемещения узла при нии, так как At/ определяется по
наличии в системе малых отражений. измеренным величинам Zx и Z2 по
отношению к некоторым фиксиро-
ванным опорным точкам, например точкам а и Ъ на фиг. 101. Таким обра-
зом, наличие неизвестных неоднородностей, а также их величина могут быть
определены даже если их местоположение неизвестно.
Фазовый угол коэффициента отражения от соединителей может быть
определен при помощи данных, соответствующих точкам А и В на фиг. 102
при использовании соотношения
2л 7 2тс 7 7С
? = x7ZiA = jc-Z1B-T ,
(4.42)
где ZiA—расстояние 1г от соединителя с узла (точка Л) в линии № 1
(см. фиг. 102); Zjb—расстояние Zx от соединителя с rq точки В.
Необходимо заметить, что в отличие от модуля коэффициента отраже-
ния фазовый угол ср отражения может быть определен только, если известно
положение с неоднородности, вызывающей это отражение.
Если известны амплитуда и фаза коэффициента отражения, то можно
представить эквивалентную схему, соответствующую этой неоднородности.
Эта схема может быть использована для расчета характеристики неодно-
родности в диапазоне частот.
Несмотря на то, что приведенное выше изложение метода смещения
узлов основано на измерениях при помощи коаксиальных линий передачи,
этот метод является общим и может быть применен для случаев двухпровод-
ных линий передач и волноводов.
§ 9. Диаграммы для расчета линий передач
Имеются круговые диаграммы, предназначенные для решения задач,
связанных с расчетом параметров линий передач, включая волноводы,
и их нагрузочных импедансов. Все эти диаграммы представляют собой
§ 9. Диаграммы для расчета линий передач
139
систему координат отсчета импедансов, на которую наложена другая система
линий, представляющих собой окружности постоянного КСВ и постоян-
ного расстояния вдоль линии.
Диаграмма Смита. Наиболее употребительной круговой диаграммой
из имеющихся диаграмм для расчета линий передач является диаграмма
Фиг. 103. Диаграмма Смита.
Смита (фиг. 103) [39, 40], представляющая собой конформное отобра-
жение уравнения (4.14), на котором круг, соответствующий единичному
коэффициенту отражения, содержит все возможные значения активной
и реактивной компонент г и х приведенного импеданса Z/Z^ — r-\-jx,
имеющего положительную активную составляющую. Для линии, не имеющей
потерь, окружности постоянного КСВ (или постоянного коэффициента
отражения) диаграммы Смита концентричны относительно центра диа-
граммы и перемещение вдоль линии, соответствующей данному значению
КСВ, представляет собой движение по кругу. Более того, отношение
Rl/Zq, при котором окружность КСВ пересекает горизонтальную ось
140
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
с правой стороны от центра диаграммы, равно величине S для данной
окружности1).
Приведем примеры. Предположим, что линия передачи с активным
волновым сопротивлением Zo нагружена на импеданс ZL — RL + jXL.
Рассчитаем величины r=^BL/ZQ и я == XL/Z0 и определим эти точки на диа-
грамме. Например, точка Р на фиг. 103 имеет координаты
г + jx = 0,98 4- / 0,7.
Мы видим, что этой точке соответствует КСВ, равный 2,0, поскольку кон-
центрическая окружность, содержащая точку Р, проходит через точки
2,0 и 0,5 оси активных сопротивлений, соответствующих КСВ и его обрат-
ной величине. Импедансы в точках линии, расположенных на различных
расстояниях от нагрузки, могут быть определены следующим образом
(в предположении, что линия имеет пренебрежимо малое затухание). Пере-
мещение от нагрузочного импеданса, представляемого точкой Р, по напра-
влению к генератору означает движение по концентрической окружности
через указанную точку. Если рассечь линию в некоторой точке Q, то входное
сопротивление отрезка линии по направлению к нагрузке определится
координатами новой точки. Таким образом, проанализированный импе-
данс в точке Q равен 1,564-/0,7. Заметим, что внешняя шкала диаграммы
калибрована в единицах длины линии, выраженных через длину волны.
Движение по часовой стрелке соответствует перемещению к генератору,
и обратно—движение против часовой стрелки соответствует перемещению
к нагрузке. Например, расстояние между точками Р и Q линии равно
0,05 длины волны, что отсчитывается по внешней шкале между точками А и В.
Круговая диаграмма и измерение КСВ. Круг постоянного КСВ„
например для КСВ, равного 2,0, пересекает ось сопротивлений в двух
точках, одна из которых соответствует более высокому сопротивлению,
а другая—более низкому. Эти точки являются соответственно минимумом
и максимумом напряжения, измеряемого измерительной линией. На осно-
вании вышесказанного можно заключить, что для определения неизве-
стных импедансов может быть использована круговая диаграмма в соче-
тании с измерительной линией.
Допустим, что КСВ равен 2,0 и первый минимум напряжения
расположен, например, на расстоянии 0,08 длины волны от нагрузки.
Найдем на диаграмме точку Р', соответствующую минимуму напряжения
и КСВ, равному 2,0. Двигаясь затем по кругу постоянного КСВ по напра-
влению к нагрузке, найдем точку Q', отстоящую от точки Р' на расстояние
dr — 0,08 длины волны. Отсчитаем в этой точке значение импеданса нагрузки:
0,6—/ 0,38. Умножив это значение на Zo измерительной линии, получим
величину полного импеданса нагрузки.
Другой пример. Предположим сначала, что КСВ также равен 2,0,
но допустим, что при этом определить действительное расстояние от нагрузки
до первого минимума напряжения невозможно. Вместо этого следует
закоротить линию в точке подключения нагрузки и определить положение
минимума напряжения. Затем закоротка удаляется и подключается нагру-
зочный импеданс. Предположим, что измеренный при этом минимум напря-
жения переместился на расстояние 0,15 длины волны по отношению к преж-
нему положению по направлению к нагрузке. Первоначальные же минимумы
напряжения в линии располагались на расстояниях, равных целым числам
полуволн от нагрузки. Таким образом, если наблюдаемый минимум сместился
х) В этом можно убедиться, подставляя (4.14) в (4.17) и предположив, что Zz/Z0
является активной величиной.
$ 9. Диаграммы для расчета линий передач
141
по направлению к нагрузке на 0,15 длины волны, можно заключить, что
новый минимум расположился бы на отрицательном расстоянии за нагруз-
кой. Следовательно, по круговой диаграмме следует пройти от точки .Р'
по часовой стрелке к точке Р на 0,15 длины волны. При этом значения коор-
динат будут 0,98+/ 0,7. Умножая эту величину на Zo, получим полный импе-
данс нагрузки.
Эти операции можно также интерпретировать по-другому. Минимум
напряжения при подключенной нагрузке будет лежать в положительном
направлении на расстоянии 0,5—0,15 = 0,35 длины волны от нагрузки.
Таким образом, передвигаясь от точки Р' по направлению к нагрузке на рас-
стояние 0,35 длины волны, мы придем вновь в точку Р.
Влияние соединительного кабеля между нагрузкой и измерительной
линией. Круговая диаграмма может быть использована также в том слу-
чае, если непосредственное подключение нагрузки к измерительной линии
♦(или к клеммам одного из измерительных устройств, описанных в § 10)
невозможно, т. е. в том случае, когда нагрузка связана с измерительной
линией кабелем длиной аЪ (см. фиг. 99).
Если расстояние от соединительного элемента а до конца измеритель-
ной линии равно d± (или d2), то измеренный импеданс будет соответствовать
импедансу в сечении а по направлению к точке 6. Зная импеданс Za и вол-
новое сопротивление Zab, а также длину 1аЪ линии ab, можно рассчитать
неизвестный импеданс ZL по круговой диаграмме. Для этого на диаграмму
наносится точка, соответствующая величине Zal а затем по кругу постоян-
ного КСВ отсчитывается расстояние, равное длине 1аЪ. Результирующая
точка на диаграмме определяет величину ZL в предположении, что затухание
в кабеле ab пренебрежимо мало.
Если полным затуханием кабеля пренебречь нельзя, влияние затуха-
ния может быть учтено введением поправки в значение КСВ так, как
это было описано в связи с фиг. 100 и выражениями (4.37) и (4.38). Напри-
мер, в разобранном выше примере измеренное значение КСВ составляло
2,0, а смещение минимума по направлению к генератору от опорного мини-
мума было равно 0,08 длины волны. Допустим, что используется соединитель-
ный кабель с затуханием 3 дб (т. е. aabZab=0,345 непер). Тогда, согласно
фиг. 100, Sb в нагрузке будет равен 5,0. На диаграмму наносится точка Р",
соответствующая минимуму напряжения и КСВ, равному 5,0, затем
по кругу постоянного КСВ (показанному пунктиром на фиг. 103), по напра-
влению к нагрузке отсчитывается расстояние 0,08 длины волны и ставится
точка Q". Координаты этой точки 0,26 — / 0,52 будут нормализованными
составляющими нагрузочного импеданса, и при умножении их на Zo можно
получить полный импеданс нагрузки. Круговые диаграммы иногда снаб-
жаются вспомогательной шкалой в децибелах, которая может быть исполь-
зована для определения радиуса круга, соответствующего Sb при известной
величине Sa и затухании соединительного кабеля. Такая шкала показана
на фиг. 103. Она градуирована так, что каждое деление выражает прираще-
ние радиуса круга, соответствующее затуханию в 1 дб. Таким образом,
необходимо радиус ОР' окружности КСВ фиг. 103 увеличить до значения
ОР", которое по шкале децибел на 3 единицы больше ОР', что соответствует
КСВ для случая кабеля с затуханием 3 дб.
Круговая диаграмма в полярных координатах. В рассмотренной выше
круговой диаграмме координаты активной и реактивной составляющих
импеданса /?+/Х были ортогональными. Возможно, однако, построить
аналогичную диаграмму, в которой импедансы будут отсчитываться в поляр-
ных координатах R + /Л’ = Ze^. Такая круговая диаграмма в полярных
142
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
координатах приведена на фиг. 104 и может быть использована так же, как
и описанная выше диаграмма. Иначе говоря, центральные окружности
представляют собой линии постоянного КСВ, а движение по этим окруж-
ностям соответственно эквивалентно перемещению вдоль линии и т. д. Для
сравнения точки Р, Q, Р', Q' фиг. 103 показаны также на фиг. 104.
§ 10. Специальные методы измерения импедансов
Измерения импедансов при помощи длинной линии сложны, требуют
значительной затраты времени и использования дорогостоящего оборудо-
вания. Поэтому разработаны другие методы измерения импедансов в систе-
мах с коаксиальными линиями.
Измерители импедансов нулевого типа. Мост Бирна1). Это устройство
(фиг. 105) позволяет непосредственно измерять импедансы или проводимости
и имеет все преимущества мостов нулевого типа. К измеряемому импедансу
через коаксиальную линию подводится мощность от генератора. В точке
х) По этому вопросу см. [41].
§ 10. Специальные методы измерения импедансов
143
линии, расположенной как можно ближе к нагрузке, включены два эле-
мента связи, один из которых реагирует на напряжение, а другой—на ток
в нагрузке. Элемент, реагирующий на напряжение, представляет собой
емкостный зонд, а элемент, реагирующий на ток,—петлю связи. Величина
связи каждого из элементов с линией может регулироваться перемещением
этого элемента по отношению к коаксиальной линии.
Практически эти два элемента механически связаны между собой так,
что, когда один из них приближается к центральному проводнику линии,
другой удаляется от него. Эти элементы связаны между собой вспомогатель-
ной измерительной линией. Напряжение, индуцированное в каждом из.
Фиг. 105. Схема моста Бирна.
элементов связи, вызывает распространение по линии двух волн, каждая из
которых полностью поглощается нагрузочными импедансами на противо-
положных концах линии. На вспомогательной линии имеется передвижная
головка, регистрирующая напряжение в линии, являющееся суммой двух
волн, распространяющихся в противоположных направлениях. Относитель-
ная величина этих двух волн, индуцированных во вспомогательной линии,
будет определяться, во-первых, отношением комплексных амплитуд напря-
жения и тока в измеряемом импедансе и, во-вторых, относительным поло-
жением элементов связи.
Методика измерения неизвестного импеданса Zx при помощи этой аппа-
ратуры состоит в следующем. Одной рукой регулируется положение пере-
движной головки, а другой рукой перемещаются элементы связи до тех пор,
пока выходное напряжение на детекторе не будет равно нулю. При этом
условии две волны, индуцированные во вспомогательной линии, будут
равны по амплитуде и противоположны по фазе в месте положения пере-
движной головки. Положение элементов связи, необходимое для получения
этого результата, определяется отношением напряжения и тока в измеряе-
мом импедансе, т. е. модулем измеряемого импеданса, и не зависит от частоты.
Шкала регулировки положения элементов связи может быть калибрована
непосредственно в единицах импеданса. В то же время фазовый угол изме-
ряемого импеданса определяется по положению передвижной головки,
соответствующему нулевым условиям. Если нагрузка чисто активна, это
нулевое положение будет лежать посредине между двумя элементами связи.
Для других нулевых положений передвижной головки фазовый угол изме-
ряемого импеданса будет пропорционален смещению от опорного положения,
соответствующего активной нагрузке, и будет также пропорционален
144
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
частоте. Таким образом, индикатор перемещения подвижной головки может
быть прокалиброван в единицах фазового угла на некоторой удобной частоте,
например 100 мггц. На других частотах отсчет по шкале необходимо умно-
жить на величину относительной частоты.
Истинное значение измеренного импеданса будет соответствовать отно-
шению напряжения к току в элементах связи, т. е. импедансу в точке Л,
<если смотреть в направлении Zx (фиг. 105). Если длина линии 1Т не является
пренебрежимо малой частью длины волны на измерительной частоте (или,
другими словами, если емкостью отрезка Z1? шунтирующей нагрузку, пре-
небречь нельзя), то имеет место случай, аналогичный показанному нафиг. 99,
когда измерение производится при включенном соединительном кабеле
между точкой измерения и импедансом. В этом случае в измеренное значение
неизвестного импеданса необходимо ввести поправку, используя круговые
диаграммы в ортогональных или полярных координатах. Последняя диа-
грамма особенно удобна для этого случая, так как она позволяет получить
величину импеданса в полярных координатах.
Устройство, показанное на фиг. 105, эквивалентно мосту переменного
тока и дает векторное значение неизвестного импеданса. Так же как и для
случая обычной измерительной линии, в этом устройстве имеются крити-
ческие допуски на изготовление конструкции. Тем не менее, после изгото-
вления и калибровки эта аппаратура обладает большой точностью в широ-
ком диапазоне частот. Один из промышленных образцов имеет диапазон
частот от 50 до 500 мггц и может измерять импедансы от 2 до 2000 ом с точ-
ностью по модулю в пределах 5% и по фазовому углу в пределах 3° [42].
Весьма существенна простота работы с этим устройством по сравнению
•с измерениями при помощи обычной измерительной линии.
Компаратор проводимостей. Другой тип нулевого устройства показан
на фиг. 106 и известен как «компаратор проводимостей» [43, 44]. Здесь коа-
ксиальная линия, канализирующая мощность от генератора, разветвляется,
Эталон реактивной
проводимости 50 ом
Фиг, 106. Схема нулевого устройства для сравнения полных
проводимостей.
как это показано, на три боковые линии. Одна из этих боковых линий нагру-
жена на измеряемый импеданс или проводимость, как показано на фигуре.
Эта ветвь имеет по возможности наименьшую длину, так что ее входной
импеданс в точке присоединения очень близок к измеряемому импедансу.
§ 10. Специальные методы измерения импедансов 145
Другая ветвь (ветвь реактивной проводимости) должна обладать реактив-
ной проводимостью индуктивного характера, равной 50 ом в месте соеди-
нения всех трех линий. Достигается это при помощи коаксиальной
линии с волновым сопротивлением 50 ом и длиной, равной х/8 длины
волны на рабочей частоте. Третья ветвь (ветвь активной проводимости)
также имеет волновое сопротивление 50 ом, но, как показано на схеме,
нагружена на сопротивление 50 ом, так что ее входное сопротивление
всегда равно 50 ом.
Когда в эту систему от генератора поступает энергия, каждая из трех
ветвей оказывается под одинаковым напряжением. Вследствие этого токи
ветвей будут обладать относительными амплитудами и фазами, определяе-
мыми входными проводимостями этих ветвей. Каждый из этих трех токов
индуцирует напряжение на петлях связи, как показано на фигуре. Каждая
из петель связи может вращаться для изменения коэффициента связи. Все
три петли параллельно подключены к индикатору, в качестве которого может
быть использован радиоприемник, настроенный на соответствующую
частоту. При измерении эти три петли поворачиваются до тех пор, пока
сумма трех токов не будет равна нулю (равенство нулю напряжения
на выходе приемника).
Принцип работы этой системы может быть пояснен на основании следую-
щих соображений. Предположим вначале, что петля в плече измеряемого
импеданса зафиксирована в положении максимальной связи (параллельно
центральному проводнику). Затем, вращая петлю активной проводимости,
изменяют величину активной составляющей тока, полученного из плеча,
содержащего стандартную проводимость, для баланса активной составляю-
щей тока, полученного от петли в плече измеряемого импеданса. Анало-
гично, поворачивая петлю в плече реактивной проводимости, изменяют
величину реактивной составляющей тока (которая может быть положитель-
ной или отрицательной, причем изменение знака достигается поворотом
петли на 180°), необходимой для сбалансирования реактивной составляющей
тока, индуцированного в петле измеряемого сопротивления. Таким
образом, для данного положения петли измеряемого сопротивления активная
и реактивная компоненты измеряемой проводимости определяются по поло-
жению петель в плечах активной и реактивной проводимостей, соответ-
ствующих нулевым условиям. Поэтому органы регулировки этих двух петель
могут быть градуированы непосредственно в единицах проводимости для неко-
торого стандартного положения петли в плече измеряемого сопротивления.
Поворот петли в плече измеряемого сопротивления от стандартного опор-
ного положения изменяет величину индуцированных токов, которые должны
быть сбалансированы изменением положения двух других петель. Следо-
вательно, ручка регулировки поворота петли измеряемого импеданса может
быть градуирована для получения величины поправочного коэффициента.
Калибровка компаратора проводимостей не зависит от частоты, пока
расстояния от соединения каждой из трех петель малы по сравнению с дли-
ной волны1). Это условие ограничивает верхний предел рабочей частоты.
На низких частотах единственным лимитирующим фактором является увели-
чение длины плеча реактивной проводимости, которое становится чрез-
мерно большим, если частота очень низка.
Промышленный образец компаратора проводимостей имеет Т-образный
тройник и петлю связи, помещенные в кожухе с длиной стороны около 5 см.
г) На высоких частотах за счет длины плеча линии от петли измеряемого импедан-
са до самого импеданса может возникнуть ошибка, если длина этой линии соизмерима
с длиной волны. Обычно система конструируется таким образом, что этого не происхо-
дит. В противном случае необходимо ввести поправку, пользуясь круговыми диаграм-
мами, как было указано в предыдущем параграфе, стр. 140.
10 ф. Термен и Дж. Петтит
146 Гл, 4. Системы с распределенными постоянными
Компаратор обеспечивает точность порядка 5% на частотах вплоть до 1000 мггц
при измерении проводимостей порядка 0,02 мо. Низкочастотный предел
работы этой конструкции равен 70 мггц. Диапазон измерений равен
от 0,004 до 0,1 мо (от 250 до 10 ол*) с точностью порядка 10% или выше.
Метод направленного ответвителя. Обе рассмотренные выше конструк-
ции содержат детали, требующие точной механической обработки, и в осо-
бенности те, которые вращаются в процессе измерений. На фиг. 107 пока-
зана конструкция, более удобная для лабораторных целей и не требующая
точной механической обработки [45]. Основными элементами этого устройства
являются два направленных ответвителя, один из которых реагирует на пря-
мую волну, а другой—на отраженную. Если два ответвителя идентичны,
то отношение их выходных напряжений определяет модуль коэффициента
Фиг. 107. Измерения импедансов при помощи направленных ответвителей
и дополнительных емкостных зондов. '
отражения от измеряемого нагрузочного импеданса. Для определения фазо-
вого угла коэффициента отражения и получения таким образом полной
характеристики измеряемого нагрузочного импеданса необходимы допол-
нительные данные, получаемые при помощи емкостного зонда, показанного
на фигуре.
Полный расчет импеданса производится по трем напряжениям^, Е2 иЕ3,
измеренным в точках, указанных на фиг. 107. Для облегчения расчетов оба
направленных ответвителя должны быть сделаны по возможности идентич-
ными, чтобы при нагрузке, замкнутой накоротко, или при полном размы-
кании (т. е. полном отражении) Е3 было равно Кроме того, коэффициент
связи емкостного зонда должен регулироваться так, чтобы при наличии
нагрузочного импеданса, равного волновому сопротивлению линии (отсут-
ствие отражения), Ех было равно Е3.
Относительная амплитуда напряжений определяется при использо-
вании в качестве источника колебаний генератора сигналов с калиброван-
ным аттенюатором на выходе, в то время как в качестве регистрирующего
напряжения индикаторного устройства используется радиоприемник. Выход-
ное напряжение генератора сигналов регулируется аттенюатором до полу-
чения на выходе приемника одинакового отсчета, когда приемник последо-
вательно подключается к клеммам Е±, Е2 и Е3. Относительные уровни напря-
жений в этом случае отсчитываются по аттенюатору. Методика измерений
состоит в следующем. После начальной регулировки системы подключается
измеряемый импеданс и измеряются напряжения Ev Е2 и Е3. Модуль
коэффициента отражения определяется отношением напряжений на выходе
$ 10. Специальные методы измерения импедансов 147
направленных ответвителей
|Р|=42, (4.43)
где Е2—напряжение на выходе направленного ответвителя для отраженной
волны; Е3—напряжение на выходе направленного ответвителя для прямой
волны.
Фазовый угол (pj коэффициента отражения в точке, соответствующей
положению емкостного зонда, определяется из соотношения
COS ф = (^/^)2-(ВД)8-1 z4
cos?1- 2(Е2/Е3) ’
Для определения знака фазового угла из (4.44) необходимо произвести
дополнительное измерение; оно производится при помощи емкостного
шунта, показанного на фиг. 107 и представляющего собой простой зонд,
снабженный на конце небольшой пластиной для увеличения емкости. При
погружении этого зонда в линию добавляющаяся небольшая емкость изме-
няет уровень напряжения линии; если фазовый, угол коэффициента отра-
жения положителен, то добавляемая емкость увеличивает отношение EjE3
и уменьшает отношение E<JE3.
Для расчета нагрузочного импеданса необходимо знать фазовый угол
коэффициента отражения ие в точке помещения емкостного зонда, а непо-
средственно у нагрузки. Если расстояние 1± от нагрузки до зонда известно,
то фазовый угол <рь коэффициента отражения у нагрузки может быть рассчи-
тан из следующего соотношения:
?ь = ?! + , (4.45)
где \—расстояние вдоль линии, равное одной длине волны.
Зная модуль |р| и фазу <рх коэффициента отражения р у емкостного
зонда, можно рассчитать нагрузочный импеданс, решая уравнение (4.14)
относительно измеряемого импеданса ZL. Тогда
= (4.46)
А г
где /?0—волновое сопротивление линии (обычно 50 ом).
Преимуществом этой аппаратуры для измерения импеданса является
простота и компактность конструкции. Она наиболее пригодна для работы
в диапазоне частот от 50 до 500 мггц, где обычные измерительные линии
имеют большую длину и неудобны. Описываемая аппаратура обеспечивает
точность порядка 5% в широком диапазоне частот. Недостатком этой
системы является невозможность прямого отсчета и необходимость прове-
дения значительных расчетов при каждом измерении.
Методы измерения с использованием зондов. Вместо измерительных:
линий могут быть использованы различные устройства с емкостными зон-
дами. Напряжение, индуцированное на этих зондах, используется затем
для расчета КСВ или коэффициента отражения, по значениям которых
рассчитывается величина импеданса нагрузки.
Одно из таких устройств содержит три зонда, расположенных вдол^>
линии на расстоянии 78 Длины волны друг от друга [46]. По величинам радио1
частотных напряжений на этих зондах можно рассчитать модуль и фазовый
угол импеданса нагрузки линии. Другое устройство содержит четыре зонда
и использует два напряжения, пропорциональных действительной и мни-
мой части коэффициента отражения [47]. Зонды расположены попарно,
причем в каждой паре расстояние между зондами равно х/4 длины волны'
10*
148
Гл, 4, Системы с распределенными постоянными
и одна из пар расположена ближе к нагрузке, чем другая на г/8 длины волны.
Радиочастотные напряжения на каждом зонде детектируются кристалличе-
ским детектором, который для получения необходимых результатов должен
иметь квадратичную характеристику. Разность напряжений двух детекторов
одной пары поступает на вертикально отклоняющие пластины осциллографа,
разность напряжения другой пары—к горизонтально отклоняющим пла-
стинам. По изображению на экране осциллографа можно определить модуль
и фазу коэффициента отражения. Этот метод особенно удобен для быстрых
измерений объемных резонаторов и других нагрузочных элементов.
Оба эти метода, использующие фиксированные зонды, рассчитаны для
работы на одной частоте и не могут быть использованы в полосе частот,
превышающей 10% от частоты, на которой расстояние между зондами
равно точно х/8 длины волны.
Компараторы импедансов. Мосты с измерительными линиями. В некото-
рых случаях оказывается удобным сравнить неизвестный импеданс (по модулю
и по фазе) с известным импедансом. Например, может потребоваться опре-
деление небольшой разницы между исследуемым и согласованным импедан-
сами. Кроме того, если известный импеданс регулируемый, то неизвестный
Фиг. 108. Простой мост с использованием линий передачи для сравнения импедансов.
а—принципиальная схема; б—конструкция компаратора.
импеданс может определяться в единицах известного импеданса. На высо-
ких частотах, где не могут быть использованы обычные мосты или устрой-
ства нулевого типа, описанные в гл. 3, можно применить мосты типа
«двойное Т» и «сбалансированное Т» (см. § 14) или мосты, использующие
отрезки линий передачи. На фиг. 108 показан мост на отрезках линий1).
г) Другие типы мостов, в которых применяются отрезки линий передачи, описаны
в работах [48, 49].
$ 11. Измерение импедансов при помощи резонансных обрезков линий
149
Здесь напряжения, точно равные по амплитуде и противоположные по
фазе, приложены к коаксиальным линиям А и D, Два импеданса Zs и Zx,
подлежащие сравнению, подключены к коаксиальным линиям в точках Е
и G, как это показано на фигуре.
Если система электрически идеально симметрична, то при условии, что
ZS = ZX, выходное напряжение в плече F равно нулю. Электрическая симмет-
рия может быть легко проверена при Zs = Zx посредством полного размыка-
ния или короткого замыкания в плечах Е и G, причем выходное напряжение
в плече F должно быть равно нулю. Если это напряжение не равно нулю,
необходимо регулировать симметрию входного трансформатора до получения
нулевого выходного напряжения, после чего могут быть подключены импе-
дансы Zs и Zx и произведено их сравнение. Механическая конструкция
мостовой схемы, изображенной на фиг. 108, а, очень проста и состоит из
двух отрезков коаксиальных линий, расположенных рядом, как это показано
на фиг. 108, б.
§ 11. Измерение импедансов при помощи
резонансных отрезков линий
Резонансный отрезок линии передачи может быть использован для изме-
рения импедансов [50]. В этом случае неизвестный импеданс подключается
к линии и наблюдается результирующий эффект в резонансной линии. Прин-
ципы, лежащие в основе этого метода, те же самые, что и в методе замеще-
ния или методе переменных величин, описанных в гл. 3, § 9, с тем лишь изме-
нением, что вместо резонансного контура с сосредоточенными постоянными
используется резонансный отрезок линии. Применение линий передачи
в качестве резонансных систем обеспечивает получение высоких значений
добротности Q в диапазоне сверхвысоких частот.
Типовая схема для измерения импедансов с использованием линий
передач показана на фиг. 109. На этой фигуре изображена симметричная
линия, однако на высоких частотах предпочтительнее использовать коакси-
альные линии, обладающие более высокой добротностью, вследствие*
отсутствия потерь на излучение. Генератор связан с линией емкостным зондом
или небольшой петлей связи. Индикатор, в качестве которого обычно исполь-
зуется ламповый вольтметр, кристаллический детектор или радиоприемник,
связан с линией так, чтобы было возможно регистрировать ток или напря-
жение в резонансной системе.
Устройства с применением линии фиксированной длины. Реактивная
составляющая измеряемой проводимости может быть определена при помощи
устройства, показанного на фиг. 109, а. Методика измерений заключается
в следующем. Вначале линия при отключенной измеряемой проводимости
настраивается в резонанс при помощи переменного конденсатора С, затем
подключается измеряемая проводимость Yx и система снова настраивается
в резонанс путем подстройки конденсатора. Изменение проводимости пере-
менного конденсатора будет равно реактивной составляющей Вх измеряемой
проводимости. Активная составляющая Gx измеряемой проводимости может
быть определена при измерении добротности системы по величинам доброт-
ностей и Q19 соответствующим случаям резонанса при отключенной
и подключенной измеряемой проводимости.
В этом случае
____ 0^
+ Gx Qi
Здесь Gx—параллельная проводимость при резонансе (т. е. величина, обрат-
ная резонансному сопротивлению), к которой подключена величина Gx.
150
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
Решая уравнение (4.47а) относительно Gx, получаем
Gx = Gl(^-1)- (4.476)
Величина G± в формуле (4.47) может быть легко определена при замеще-
нии величины Gx, известной проводимостью.
Петля для связи
с приемником
(или генератором)
Ключ
Емкостная связь
с генератором
(или приемником)
От генератора
6-
К 1
приемнику
7———— -----------<Он If
х Положение короткозамыкающеи v = q + j d
перемычки Л
в
К приемнику
^или генератору
Емкостная связь с генератором
^(или приемником)
<г
г
Фиг. 109. Методы использования резонансной линии для определения
импедансов.
а—применение калибровочной емкости С; б—применение передвижной стандартной
проводимости G; в—применение подвижной короткозамыкающей перемычки; г—при-
менение полуволнового резонанса для измерения низких значений Zx.
Величина добротности Q резонансной системы легко определяется мето-
дом изменения частоты при помощи выражения (3.22). Отношение к Q2
может быть определено несколькими путями. Один из методов состоит
в использовании относительного напряжения (или тока) по резонансным
кривым />г и D2 системы при подключенной и отключенной измеряемой
$ 11. Измерение импедансов при помощи резонансных обрезков линий 151
проводимости, в то время как входное напряжение системы, поданное от
генератора, остается постоянным. В этом случае
<?2
£1
Di
(4.48)
Несколько более высокая точность может быть получена при помощи
аттенюатора при таком изменении входного напряжения, чтобы при под-
ключении измеряемого импеданса уровень напряжения на выходе системы
оставался неизменным. В этом случае
(4-49)
где £2 и Е±—напряжения на выходе аттенюатора при подключенной и отклю-
ченной измеряемой проводимости Gxx). Наконец, отношение QJQ^ может
быть определено при расстройке резонансной системы при помощи калибро-
ванного эталонного конденсатора по относительному изменению емкости,
необходимому для указанного уменьшения выходного напряжения.
Предположим, что для перестройки резонансной системы от значения
по одну сторону точки резонанса, где выходное напряжение равно Z>2,
до значения по другую сторону от точки резонанса, где выходное напря-
жение также равно Z>2, необходима величина изменения настройки кон-
денсатора ДС. В этом случае, если ДС\ и ДС2—величины изменения этой
емкости при подключенной и отключенной измеряемой проводимости,
последнюю можно определить, пользуясь выражением (3.21), по формуле
__
Q2
(4.50)
Активная составляющая неизвестной проводимости может быть опре-
делена через известную проводимость по схеме, показанной на фиг. 109,6 [52].
Вначале известная проводимость G отсоединяется и замеряется уровень
выходного напряжения при подключенной неизвестной проводимости Gx
и при настройке линии в резонанс при помощи емкости С. Затем измеряемая
проводимость Gx отключается, и вместо нее подключается к линии передачи
проводимость G. После этого положение известной проводимости G изме-
няется вдоль линии до получения на выходе детектора прежнего уровня
напряжения, причем все время сохраняется настройка линии в резонанс
изменением емкости С. Активная составляющая проводимости нагрузки в этом
случае может быть рассчитана по формуле
G = G Г12, (4.51)
х L sin (2-reZi/Xt) J v '
где G—известная проводимость; —длина линии от точки короткого замы-
кания до точки включения проводимости Gx; Z2—длина линии от точки корот-
кого замыкания до точки включения G; \—длина волны в линии.
В этой схеме линия действует как автотрансформатор с переменным
коэффициентом трансформации, так что фиксированная эталонная проводи-
мость выполняет функцию регулируемого эталона. Этот метод особенно
удобен для определения значения больших проводимостей через известные
значения малых проводимостей, или наоборот (для случая lr < Z2).
Методы измерений с использованием линий переменной длины.
Нафиг. 109, в приведены различные методы использования резонансных линий,
в которых настройка в резонанс производится не при помощи переменной
настроечной емкости, как было показано на фиг. 109,а, а при изменении
х) Этот метод подробно описан в работе [51].
152
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
длины линиих). Здесь положение закоротки регулируется вначале для
получения розонанса при отключенной проводимости Ух, а затем при под-
ключенной проводимости. В этом случае неизвестная реактивная проводи-
мость Вх связана с перемещением AZ закоротки соотношением
(4.52)
где Zo—волновое сопротивление, a К,—длина волны в линии. Знак при Д/
будет положительным, если при подключении проводимости Yx закоротка
перемещается по направлению к этой проводимости. В другом случае неиз-
вестная реактивная проводимость может быть определена при измерении
длины линии, необходимой для получения резонанса, когда подключен
неизвестный импеданс. В этом случае
6>4ilfL? <4И>
Положительное значение Вх означает емкостный характер проводимости.
Обозначение величин в этой формуле такое же, как в формуле (4.52), с тем
лишь отличием, что является эквивалентной длиной линии при резонансе
с подключенной нагрузкой, как описано ниже.
Активная проводимость Gx измеряемого импеданса может быть опре-
делена при регистрации эквивалентной длины llf при которой система нахо-
дится в резонансе, и при последующем измерении эквивалентной длины Z2,
при которой резонансное напряжение (или ток) системы для постоянного
напряжения на выходе генератора уменьшается до 70,7% от значения
в точке резонанса. В этом случае при малой величине — Z2 имеет место
следующее соотношение [50]
2” cosec2 2-^-G0. (4.54а)
Здесь Gq—параллельная резонансная проводимость собственно линии при
отключенной измеряемой проводимости. Если проводимость Go линии
пренебрежимо мала по сравнению с Gx, то уравнение (4.54а) может быть
переписано в следующей форме:
G--2;(ctgT-ctsT)- <4-54б)
При выводе выражений (4.52)—(4.54) предполагается, во-первых, что
короткое замыкание является идеальным и, во-вторых, что влияние остав-
шейся за закороткой части линии пренебрежимо мало. Эти условия не всегда
справедливы. Однако если оставшаяся за закороткой секция содержит
ДРУГУЮ передвижную закоротку, расположенную на расстоянии 2/4 длины
волны от первой, то в этой секции будут индуцироваться пренебрежимо
малые токи. Для симметричной линии желательно, чтобы первый закорачи-
вающий элемент был выполнен в виде широкой медной полосы, распо-
ложенной перпендикулярно к оси линии, если смотреть сверху. Такая полоса
действует как экран, уменьшающий паразитные связи с оставшейся за зако-
роткой частью линии.
Наличие реактивности в короткозамыкающем элементе отличает его
от идеальной закоротки. Влияние этой реактивности может быть исключено,
если Zx и Z2 будут обозначать эквивалентные длины, равные реальным длинам,
плюс поправка AZ3KB.:
Д4кв. = ^-Г, (4.55)
г) Практические применения этого метода описаны в работах [50, 53, 54].
$ 11. Измерение импедансов при помощи резонансных обрезков линий 153
где I'—реальная длина, необходимая для резонанса при отключенной изме-
ряемой проводимости Ух. Эквивалентная длина 1г при подключенной Yx
равна измеренной длине 1± плюс AZ3KB,. Аналогично эквивалентное значение
Z2 равно измеренной длине Z2 плюс AZ3KB.. Необходимо заметить, что эта
поправка не влияет на величину AZ = Zx—Z2, фигурирующую в выраже-
ниях (4.53) и (4.546).
Измерение низкоомных импедансов. Все методы измерения, описан-
ные выше, исключая фиг. 109, б, требуют, чтобы измеряемая проводимость
и, в частности, ее активная составляющая были относительно малы. Если
измеряемый импеданс Zx — Rx-\- /Хх относительно мал, может быть использо-
вана схема, приведенная на. фиг. 109, г. Здесь измеряемый импеданс под-
ключается к линии в точке b и положение закоротки регулируется до полу-
чения резонанса полуволнового отрезка. При этих условиях реактивная
составляющая Хх измеряемого импеданса может быть определена по преобра-
зованному соотношению (4.52).
Xx = Z0tg2-gi. (4.56)
Здесь —эквивалентная длина линии, содержащая, если это необходимо,
поправку AZ3KBo, как было указано в связи с выражением (4.55), а значе-
ния \ и Zo были пояснены выше. Положительное значение Хх означает
индуктивную составляющую. В другом случае можно определить длины
отрезков линий, дающие полуволновой резонанс при подключении Zx и при
замещении Zx закороткой, аналогичной той, которая поставлена на другом
конце линии. В этом случае
A'x = Zotg2itAZ, (4.57)
где AZ—действительное изменение длины линий плюс эквивалентная длина
AZ3KB. за счет закоротки, как описано в связи с выражением (4.55). Измене-
ние AZ будет положительным, если длина линии увеличивается при заме-
щении Zx закороткой.
Активная составляющая 7?х на фиг. 109, г может быть определена при
измерении добротности резонансной системы с подключенным импедансом Zx
и при замещении его закороткой. По аналогии с равенством (4.47) в этом
случае можно написать
или
7?х = 7?1(^-1), (4.586)
где —добротность системы при замещении Zx закороткой; (>2—доброт-
ность системы при подключенном Zx; Rr—эквивалентное сосредоточенное
последовательное сопротивление резонансной системы, отнесенное к точке
подключения Zx. Значение добротности Q может быть определено экспери-
ментально методом изменения частоты или рассчитано по равенствам (4.48)
или (4.49). Можно также определить Q способом, аналогичным описанному
в связи с выражением (4.50). При этом следует учитывать изменение длины
линии, необходимое для такой расстройки системы, которая уменьшила бы
резонансные значения тока (или напряжения) на определенную величину,
например на 70,7% от значения при резонансе. В этом случае
Q2 1
(4.59)
154 Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
где Д/2—изменение длины, необходимое для получения определенного
уменьшения выходных величин при расстройке ниже резонанса, когда изме-
ряемый импеданс Zx подключен, как показано в схеме фиг. 109, г. Анало-
гично, —изменение длины, необходимое для получения такого же умень-
шения выходных величин при расстройке ниже резонанса, когда Zx замещен
закороткой. Значение Rr может быть просто определено экспериментально
подстановкой известного сопротивления вместо Rx.
§ 12. Волноводы и их импедансы
Важнейшими элементами передачи на частотах выше 1000 мггц являются
волноводы. По целому ряду параметров волноводы существенно отличаются
от двухпроводных линий передач, в частности по распределению электри-
ческих и магнитных полей, однако у волноводов и линий имеется также
много общих свойств.
В данном параграфе основное внимание уделено подобию волноводов
двухпроводным линиям, так как установление этого подобия позволяет
распространить во многих случаях методику измерений в длинных линиях
на волноводы. В частности, это относится ко всем измерениям, основанным
на определении коэффициента отражения или КСВ, подробно описанных
для коаксиальных линий. Эти методы измерений могут быть применены для
волноводов, если в уравнениях использовать нормализованный импеданс ZIZQ
и заменить длину волны в линии длиной волны в волноводе \д.
Общие принципы работы волноводов изложены в обширной литературе
и приводить здесь описание таких деталей, как распределение полей при раз-
личных типах волн и т. д., было бы излишним. Однако необходимо отметить,
что волновод представляет собой систему передачи, вдоль которой волна
перемещается с данной фазовой скоростью и данным затуханием на единицу
длины. Существует определение длины волны в волноводе которая является
мерой его длины и равна расстоянию, проходимому волной (с соответствую-
щей фазовой скоростью) за один период колебаний. Длина волны в волно-
воде может быть определена экспериментально при помощи измерительной
линии как удвоенное расстояние между двумя соседними минимумами напря-
жения стоячей волны или может быть рассчитана следующим образом:
!1 /1_(кдс)2 ’
где X—длина волны в свободном пространстве (м) (х = 3-108//); /—часто-
та {гц}] ' с—критическая длина волны для данного типа волны в волноводе1).
Длина волны в волноводе, выражаемая соотношением (4.60), анало-
гична длине волны для двухпроводных линий и может быть использо-
вана во всех формулах, в которых последняя употребляется.
Как и в линиях передач всех типов, в волноводе существуют прямая
и отраженные волны при наличии неоднородностей или если нагрузка
не согласована с импедансом волновода. Относительная амплитуда и фаза
отраженной волны по сравнению с соответствующими величинами прямой
волны определяются коэффициентом отражения. По величине коэффициента
отражения могут быть рассчитаны нормализованные активная и реактивная
составляющие нагрузки волновода. Эти компоненты определяют полную
величину нагрузки и подобны соответствующим компонентам нагрузочного
импеданса в линиях передач.
х) Например, в обычно используемом прямоугольном волноводе шириной а и
высотой Ь, причем при обычной волне типа ТЕ10 для волноводов, заполненных воз-
духом, \с—2а.
$ 12. Волноводы и их импедансы
155
Измерения этого нормализованного нагрузочного импеданса волновода
или коэффициента отражения могут производиться при помощи измеритель-
ной линии (см. § 13) или направленных ответвителей и дополнительных
емкостных зондов, какописано в § 7 и 10. Кроме того, круговые диаграммы
для линий передач, описанные в § 9, полностью пригодны и для волноводов.
Отраженные волны в волноводной системе могут быть уменьшены
при устранении нерегулярностей и подключении нагрузки, полностью погло-
щающей падающую волну. Конструкция нагрузочных сопротивлений, обес-
печивающих для волноводов неотражающее поглощение, описана в гл. 14, § 7.
Определение импедансов волноводов1). При измерении нормализован-
ного импеданса волноводной системы результат можно представить через
реальные импедансы. Это может быть сделано различными способами.
В отличие от двухпроводных линий для волноводов нельзя однозначно
определить характеристический импеданс. Для двухпроводных линий
характеристический импеданс (волновое сопротивление) определяется гео-
метрией линии и остаетсяпостоя иным для всех частот, тогда как для волно-
водов импеданс является функцией частоты даже для данного волновода.
Более того, характеристический импеданс может быть определен по крайней
мере тремя путями, каждый из которых дает различный численный результат.
Один из способов определения импеданса волновода основан на рас-
смотрении его в качестве отношения максимального значения поперечной
составляющей напряжения* 2) в сечении волновода к общему продольному
току, протекающему в стенках волновода, для случая, когда существует
только прямая волна. В этом случае импеданс волновода Zo для волны
типа ТЕ1Ь в прямоугольном волноводе будет иметь вид
20 = 377jA4^|,
где [а—магнитная проницаемость материала, наполняющего волновод (для
воздуха |л=1); е—диэлектрическая постоянная материала, наполняющего
волновод (для воздуха г = 1); —длина волны в волноводе; К—длина волны
в свободном пространстве; а—ширина волновода (широкая сторона);
b—высота волновода (узкая сторона).
Второй способ определения импеданса волновода заключается в опре-
делении отношения мощности, передаваемой по волноводу, к квадрату
тока, протекающего вдоль волновода. В этом случае импеданс волновода
в два раза больше значения, рассчитанного по равенству (4.61).
Характеристический импеданс волновода, определенный третьим спо-
собом, представляет собой отношение поперечных составляющих напряжен-
ности электрического и магнитного полей3). Для волн с поперечным электри-
ческим полем (волна типа ТЕ) и поперечным магнитным полем (волна
типа ТМ) имеют место следующие соотношения:
Для волны ТЕ
Характеристический импеданс=377 • (4.62а)
Для волны ТМ
Характеристический импеданс=377 1/ —. (4.626)
х) Более подробно по этому вопросу см. [55, 56).
2) Например, для волны типа TEAQ это напряжение будет существовать посредине
между двумя стенками, где напряженность поперечного электрического поля максимальна.
3) В оригинале эта величина называется волновым сопротивлением, а использован-
ный ранее при переводе термин волновое сопротивление введен вместо принятого авто-
рами термина характеристический импеданс. Это изменение соответствует термино-
логии, принятой в советской литературе.—Прим. ред.
156 Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
Обозначение величин здесь аналогично принятому в выражении (4.61).
В отличие от первых двух типов этот импеданс волновода не зависит от
размеров и формы волновода, за исключением тех случаев, когда пара-
метры волновода влияют на длину волны в волноводе \д. В свободном
пространстве отношение указанных векторов имеет следующую величину:
Волновое сопротивление в свободном пространстве = 377 j/". (4.63}
Такое же соотношение имеет место для коаксиальной и двухпроводной
линий. Эту величину не следует смешивать с понятием «волновое сопротив-
ление линии передачи», приведенным выше.
Отношение векторов напряженности электрического и магнитного полей
однозначно для данного типа передаваемой волны и может быть с успе-
хом использовано как единая основа для изучения неоднородностей
в волноводах и нагрузок. С другой стороны, импеданс, определяемый
выражением (4.61), более тесно связан с волновым сопротивлением ко-
аксиальной и двухпроводной линий и, следовательно, более подходит для
расчетов конструкций трансформаторов между волноводами и коаксиаль-
ными линиями. Однако это понятие должно применяться с некоторой осто-
рожностью, так как токи и напряжения в поперечном сечении волновода
распределены неравномерно в отличие от двухпроводной линии.
§ 13. Волноводные измерительные линии1)
Конструкция волноводной измерительной линии аналогична конструк-
ции коаксиальной линии. В верхней стенке волновода имеется аксиальная
щель, через которую проходит зонд, укрепленный на передвижной каретке
Фиг. 110. Измерительная линия волноводного типа.
а—волновод с кареткой; б—детали зонда.
(фиг. ПО). Электрическое поле внутри волновода, как и в случае коаксиаль-
ной линии, индуцирует напряжение на этом зонде. Конструкция зонда
может быть такой, как показано на фиг. 91, в, или может представлять
собой коаксиальную линию, нагруженную на болометр или кристаллический
детектор, как показано на фиг. 110.
Щель в волноводе желательно располагать в том месте, где электриче-
ское поле максимально и где поперечные токи, пересекающие щель, равны
нулю. В общем случае для волны типа TE1Q для выполнения этого требо-
вания щель в прямоугольном волноводе располагают в середине широкой
стороны, как показано на фигуре.
х) Более подробно по этому вопросу см. [1, 2, 57, 58].
§ 14. Специальные вопросы волноводной техники
157
Волноводные измерительные линии обычно используются на более
высоких частотах, чем те, на которых работают коаксиальные линии, так как
сами волноводы обычно применяются на более высоких частотах. Это обстоя-
тельство вносит некоторые специфические особенности в конструкцию
волноводных измерительных линий. Например, вследствие того, что изме-
ряемые волны коротки, для точного отсчета расстояния, проходимого
кареткой, должен применяться микрометрический винт. Кроме того, для
предотвращения излучения на сверхвысоких частотах ширина щели должна
быть соответственно мала. Это обусловливает, в свою очередь, очень малый
зазор между зондом и боковыми сторонами щели, а также необходимость
использования экранированного зонда, как показано на фиг. 110, для
предотвращения поперечных перемещений головки, изменяющих вход-
ной импеданс головки1). Наконец, допуски на колебания глубины погру-
жения зонда при перемещении каретки должны быть соответственно более
жесткими.
Коэффициенты отражения от нагрузочного импеданса или от нерегу-
лярностей в волноводной системе могут быть весьма просто определены
при помощи измерительных линий методами, описанными в связи с выраже-
нием (4.39). Единственное отличие заключается в том, что вместо длины
волны в линии \ должна быть поставлена длина волны в волноводе кд.
Для оценки небольших нерегулярностей может быть применен метод сме-
щения узлов, описанный в § 8.
Для определения степени нерегулярности в волноводной системе исполь-
зуется, так же как и в случае коаксиальной линии (см. § 7), измерение КСВ,
характеризующее отношение импеданса нагрузки к импедансу волновода.
Единственное отличие заключается в необходимости заменить во всех фор-
мулах и графиках для коаксиальных систем, включая круговые диаграммы,
длину волны в линии \ длиной волны в волноводе \д. Полученный таким
образом импеданс нагрузки будет нормализованным по отношению к опре-
деленным выше импедансам волновода. В зависимости от удобства может
-быть использовано любое из трех возможных определений импеданса волно-
вода, поскольку измерение при помощи измерительных линий дает только
относительное значение импедансов.
§ 14. Специальные вопросы волноводной техники
Хотя волноводная измерительная линия может рассматриваться как
основной измерительный прибор для определения коэффициентов отра-
жения и импедансов в волноводных системах, однако имеется целый ряд
случаев, при которых другая более простая аппаратура позволяет быстрее
получить необходимые данные. Так, некоторыехпециальные методы, описан-
ные в § 10, для коаксиальных линий могут быть применены и к волноводам,
например методика измерений с использованием направленных ответвите-
лей [59] или фиксированных зондов.
Волноводные импедансные мосты нулевого типа применяются реже,
хотя уже имеется одно удовлетворительное устройство такого типа, и можно
ожидать дальнейшего развития работ в этом направлении [60]. Ниже
описаны два дополнительных метода, не используемых обычно в коаксиаль-
ных системах, но специально предназначенных для волноводов.
г) Экранировка зонда предотвращает также влияние внешних распределенных
полей на выходное напряжение головки. Это обстоятельство особенно важно на сверх-
высоких частотах, где длины волн настолько коротки, что даже наименьшая практически
достижимая ширина щели может вызвать некоторую утечку энергии и образование полей
•снаружи волновода.
158
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
Метод с использованием фиксированной головки и фазовращателя»
Трудности, возникающие при наличии излучения из щели в волноводах,
работающих на очень коротких волнах, могут быть устранены использова-
нием фиксированной головки вместе с фазовращателем. Такая аппаратура
(фиг. 111) может рассматриваться как измерительная линия, в которой
электрическая длина системы между головкой и измеряемым импедансом
изменяется при помощи фазовращателя, а не механическим перемещением
головки. Результирующий эффект в этом случае точно такой же, как и при
перемещении головки вдоль линии. В частности, при регулировке фазовра-
щателя напряжение на головке будет проходить через максимумы и мини-
мумы, по которым можно определить КСВ. Другими словами, вносимый
добавочный фазовый сдвиг ср радиан между головкой и нагрузкой экви-
валентен перемещению головки на расстояние dx от нагрузки, где
(4.64)
Здесь —длина волны в волноводе, определяемая по соотношению (4.60).
В схеме, приведенной на фиг. 111, в качестве фазовращателя может
быть использовано устройство любого типа. Типовыми конструкциями^
Неподвижная
Фиг. 111. Схема установки с использованием фазовращателя и фиксированной головки
для измерения импедансов.
пригодными для волноводных систем, являются фазовращатель с упругой
стенкой волновода, фазовращатель с подвижной пластиной и вращающийся
волноводный фазовращатель (см. фиг. 181 и 182).
В системе, показанной на фиг. 111, величина КСВ в волноводе может
быть определена при неизвестном истинном фазовом сдвиге. В этом случае
необходима лишь регистрация максимальных и минимальных значений
выходного напряжения головки при непрерывном вращении фазы. Значе-
ние КСВ определяется по полученным данным из выражения (4.15).
По значению КСВ можно также рассчитать модуль коэффициента
отражения, используя выражение (4.16). Однако если требуется определить
фазовый угол коэффициента отражения или модуль и фазу нагрузочного
импеданса, необходимо знать точно фазовый сдвиг в зависимости от поло-
жения фазовращателя.
При калибровке фазовращателя на схеме фиг. 111 вначале нагрузка
заменяется коротким замыканием. При этих условиях соотношение между
напряжением, индуцированным в головке, и регулируемым фазовым сдви-
гом ср, вносимым фазовращателем, имеет вид1)
Напряжение, индуцированное в головке = А | sin (ср -|- а) |. (4.65)'
Следует отметить, что при использовании нелинейного элемента с квадратич-
ной характеристикой наблюдаемые величины пропорциональны квадрату напряжения,
т. е. для получения значения индуцированного напряжения необходимо извлечь квад-
ратный корень из наблюдаемой величины.
$ 14. Специальные вопросы волноводной техники
159
Здесь А—коэффициент пропорциональности, определяемый конструкцией
головки, а а—общий электрический фазовый сдвиг между положением
головки и точкой подключения нагрузки при © = 0.
Значение а определяется расстоянием в длинах волн в волноводе
от головки до нагрузки плюс некоторая величина дополнительного фазо-
вого сдвига, вносимого фазовращателем, когда шкала регулировки фазо-
вращателя установлена на значение ср =0. После этого калибровка фазовра-
щателя производится по величине относительного уровня напряжения,
индуцированного в головке как функции положения фазовращателя. В этом
случае положение фазовращателя, при котором индуцированное напря-
жение минимально, соответствует условию cp-f-a=7tn, где п—любое целое
число, включая нуль, в то время как положение при максимальном
индуцированном напряжении соответствует условию ср-f-a=mir/2, где т—це-
лое нечетное число. Фазовый сдвиг, соответствующий промежуточным
положениям фазовращателя, может быть определен при подстановке
в выражение (4.65) различных регистрируемых уровней напряжения в го-
ловке. Например, если напряжение в головке составляет 70,7% макси-
мального напряжения (или половину максимального напряжения, если
используется квадратичная головка), то значение ср отличается на 45°
от величины при минимуме напряжения. Из соотношения (4.64) видно, что
такой фазовый сдвиг эквивалентен перемещению головки на расстояние Хд/8.
При измерениях КСВ при помощи фазовращателя и фиксированной
головки необходимо согласование импедансов, если смотреть со стороны
головки вдоль волновода по направлению к генератору. Это может быть
осуществлено при помощи фиксированного поглощающего аттенюатора,
как показано на фиг. 111, и согласованного с волноводом. Этот аттенюа-
тор поглощает волну, отраженную от нагрузочного импеданса, обеспечивая
таким образом независимость амплитуды падающей волны от наличия
отраженной волны. Кроме того, этот аттенюатор изолирует генератор от
измерительной системы. Это предотвращает изменение частоты генератора,
когда при регулировке фазовращателя изменяется входной импеданс
в точке а на фиг. 111.
Методы с использованием моста типа «двойное Т». В волноводных систе-
мах для измерения КСВ и модуля коэффициента отражения широко
Фиг. 112. Схема типа «сбалансированное Т».
а—мост типа «двойное Т»; б—характер отражений от плеч С и D.
используется методика с применением моста типа «двойное Т» [2]. Конфигу-
рация этого устройства показана на фиг., 112. При подаче колебаний в плечо А
они не попадают непосредственно на выход В, а разветвляются на две равные
части в боковые плечи С и D, Отраженные волны в плечах С и D достигаю!
160
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
плеча В, как показано на схеме, и возникающая в плече В результи-
рующая волна является разностью между волной в плече С и отраженной
волной в плече D. Очевидно, что если плечи С и D имеют равную длину
и одинаковые нагрузки, то выходное напряжение в плече В не возникает.
Напротив, если указанные нагрузочные импедансы не идентичны, в плече В
будет существовать выходное напряжение.
Блок-схема измерительной системы с использованием «двойного Т»,
согласно фиг. 112, показана на фиг. ИЗ. Здесь эталонная нагрузка Zo под-
ключена в плече D, а неизвестный импеданс Zy используется как нагрузка
для плеча С. Плечи С и D полностью идентичны, включая, в частности,
их длину. В плечо А через развязывающий аттенюатор подается мощность
от генератора. Выходная мощность из плеча В поступает на кристалличе-
ский детектор, предпочтительно работающий на квадратичном участке
его характеристики. В других случаях вместо кристаллического детектора
может быть использован болометр.
Если измеряемый импеданс Zx в схеме на фиг. ИЗ равен эталонному
импедансу Zo, то напряжение на выходе плеча В равно нулю. Таким образом,
если Zo представляет собой неотражающую нагрузку для плеча D, то нуле-
вой уровень выходного напряжения будет соответствовать наличию в плече С
фиг. ИЗ. Блок-схема системы для измерения импедансов при помощи
«двойного Т».
также полностью поглощающей нагрузки Zx. Напротив, если на выходе
плеча В имеется напряжение при неотражающей нагрузке в плече Z), то
модуль коэффициента отражения от нагрузки Zx прямо пропорционален
уровню выходного напряжения. Имеющие место при этом количественные
соотношения могут быть получены экспериментально весьма просто в соот-
ветствии с тем, что при замене Zx закороткой амплитуда выходного напря-
жения в плече В соответствует единичному коэффициенту отражения. Система
с использованием «двойного Т», показанная на фиг. ИЗ, не является частотно-
избирательной и может использоваться для измерения импедансов в широ-
ком диапазоне частот1).
Для наблюдения изменения коэффициента отражения в волноводных
системах как функции частоты может быть использован осциллографиче-
ский экран. Блок-схема такой аппаратуры показана на фиг. 114 и отли-
чается от схемы, приведенной на фиг. 1'13, тем, что несущая частота возбу-
ждающего генератора свипируется тем напряжением, которое подается
на горизонтально отклоняющие пластины осциллографа.
Таким образом, положение электронного луча по горизонтали пропор-
ционально частоте, а вертикальное отклонение пропорционально коэффи-
х) При этом предполагается, что нагрузка Zo является неотражающей во всем диа-
..пазоне частот. Методы осуществления таких нагрузок показаны на фиг. 417 (стр. 556).
$ 15. Измерения параметров объемных резонаторов
161
циенту отражения. Начальный уровень отсчета по вертикальной шкале
может быть получен при замещении Zx в плече С закороткой. При этом
для всех частот будет существовать единичный коэффициент отражения.
Этот уровень может быть нанесен на экран осциллографа, как показано
на фиг. 114, б. Результирующая линия не обязательно должна быть прямой,
так как уровень выходного напряжения генератора может изменяться
в диапазоне частот. Обычно измеряемый импеданс Zx представляет собой
входное сопротивление волноводной передающей системы и определяется
отражениями, существующими в системе в широком диапазоне частот.
Ф и г. 114. Система для измерения импедансов (см. фиг. ИЗ), модифици-
рованная для получения изображения на экране осциллографа кривой
коэффициента отражения в полосе частот.
а—блок-схема; б—типовое изображение.
Методика измерений при помощи «двойного Т» удобна и требует сравни-
тельно простого оборудования. Эта методика позволяет весьма точно произ-
вести сравнение двух нагрузок, отличающихся на небольшую величину.
При применении хороших поглощающих нагрузок этот способ позволяет
также точно определять очень малые значения коэффициентов отражения [61].
§ 15. Измерения параметров объемных резонаторов
Объемный резонатор на сверхвысоких частотах является параллельным
резонансным контуром. Наиболее важные параметры резонатора—резо-
нансная частота и добротность. В ряде случаев при включении объемного
резонатора в схему имеет значение его импеданс.
При использовании резонаторов необходимо обеспечить их связь с дру-
гими электрическими цепями. Присоединение к коаксиальной линии может
быть достигнуто при помощи петли, которая помещена в резонатор так,
как это показано на фиг. 115, а.
И Ф. Термен и Дж. Петтит
162 Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
В других случаях может использоваться зонд, образованный продол-
жением центрального проводника, помещенного в резонатор. Связь с волно-
водом может осуществляться при помощи соответственно расположенного
отверстия, соединяющего полость волновода с полостью резонатора.
Определение резонансной частоты и добротности резонатора по
величине его импеданса. На практике резонатор очень часто включается
в систему такого вида, как показано на фиг. 115; в этом случае требуется
определить параметры резонатора в схеме. Эквивалентная схема этой аппа-
ратуры представлена на фиг. 115, б, где резонатор изображен в виде парал-
лельного резонансного контура RLC, связанного петлей связи с индук-
тивностью Lp.
Попытки определить параметры резонатора в системе, приведенной
на фиг. 115, б, наталкиваются на трудности, обусловленные тем, что пара-
метры определяются в некоторой точке, лежащей вне резонатора. Между
этой точкой и резонатором включен короткий отрезок линии с петлей связи.
Фиг. 115. Объемный резонатор, связанный с коаксиальной линией
петлей связи, и его эквивалентная схема.
а—резонатор, связанный петлей с коаксиальной линией; б—эквивалентная
схема.
Имеется ряд методов, позволяющих в этом случае определить параметры
резонатора. Здесь описан один из этих методов, являющийся типовым,
но отнюдь не единственным1). Блок-схема используемой аппаратуры пока-
зана на фиг. 116. Как показано на фигуре, в систему включена измеритель-
ная линия. Первым этапом измерений является выбор опорной точки измери-
тельной линии, т. е. установление минимума напряжения в измерительной
линии при расстроенном резонаторе или при столь большой расстройке
частоты относительно резонанса, что резонансный контур в схеме фиг. 115,6
вносит пренебрежимо малый импеданс в петлю Lp. Этим условиям
удовлетворяет последовательность минимумов напряжения вдоль линии,
разделенных полуволной, как это показано на фиг. 116, б. Один из этих
*) Другие методы описаны в работах [2, 56, 62].
$ 15. Измерения параметров объемных резонаторов
163
минимумов должен лежать вблизи исследуемого резонатора и являться
опорным, хотя в качестве опорной точки не обязательно использовать мини-
мум, ближайший к
резонатору. Можно
показать, что для
такой опорной точки
измеренный импеданс
в направлении резо-
натора будет равен
импедансу паралле-
льного резонансного
контура, помещенно-
го в опорной точке,
как это показано на
фиг. 116, в. Этот кон-
тур, называемый экви-
валентным резонанс-
ным контуром, обла-
дает той же добротно-
стью, что и резонатор,
при условии, что по-
тери в петле связи
и в отрезке линии
между опорной точ-
кой и петлей связи
пренебрежимо малы.
Однако резонансная
в
И) и г. 116. Измерение параметров объемного резонатора при
помощи измерительной линии.
а—схема измерений; б—распределение напряжения; в-—эквивалентная
схема.
частота эквивалент-
ного контура будет несколько отличаться от резонансной частоты резо-
натора вследствие наличия индуктивности петли связи, а также индуктив-
ности и емкости отрезка линии между
опорной точкой и резонатором.
Следующий этап измерений состоит
в определении импеданса Z эквивалент-
ного контура при помощи измеритель-
ной линии для последовательности зна-
чений частоты и получения кривой,
показанной на фиг. 1171). Резонансная
частота /0 эквивалентного контура со-
ответствует максимуму импеданса и до-
бротности этого контура, а следователь-
но, и резонатора. Добротность опреде-
ляется соотношением
<2 = 7 4/-- (4-66)
/2 — /1
Ф и г. 117. Кривая изменения импедаи-
са резонансного параллельного контура
для иллюстрации обозначений, исполь-
зованных в выражении (4.66).
где /2 и Д—соответственно
выше и ниже резонанса, при
величина импеданса составляет 70,7% значения при резонансе. Зная /2 и
частоты
которых
х) Строго говоря, положение опорной точки изменяется с частотой, однако обычно’
диапазон частот, определяемый резонансной кривой резонатора, имеет такую величину,
что небольшое процентное изменение в положении опорной точки может не приниматься
во внимание при условии, что эта опорная точка является ближайшим к резонатору
минимумом.
11*
164
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
можно весьма^ точно определить значение резонансной частоты по соотно-
шению
г /2 + /1
0 2
(4.67)
Вместо нанесения резонансной кривой (см. фиг. 117) обычно бывает удобнее
нанести значения КСВ непосредственно на круговую диаграмму, как
показано на фиг. 118. В этом случае частота резонанса определится как
точка пересечения правой ветви импедансной кривой с горизонтальной
ocbid;- При этой частоте КСВ будет максимальным. Частоты. /2 и /1? необ-
ходимые для определения добротности эквивалентного резонансного кон-
тура по формуле (4.66), будут лежать в таких точках импедансной кривой,
Фиг. 118.
На диаграмме
Кривая изменения импеданса *(см. фиг. 117), нанесенная на диаграмму
сопротивлений.
показаны также дуги, дающие при пересечении с этой кривой фазовый угол
импеданса, равный 45°.
в которых активная составляющая импеданса равна реактивной. Чтобы
упростить нахождение этих двух точек, удобно на круговой диаграмме
провести линии’равенства активной и реактивной составляющих импеданса".
Эти линии, показанные на фиг. 118, представляют собой дуги кругов с цен-
тром,при значениях нормализованных компонент 0±/1,0, проходящих через
точки нуль и бесконечность, как показано на фигуре/;При работе с систе-
мами, подобными приведенной на фиг. 115, а, иногда интересуются вели-
чиной добротности всей системы Л включающей эквивалентный резонансный
$ 15. Измерения параметров объемных резонаторов
165
контур и связанную с ним линию передачи, нагруженную со стороны пере-
датчика, а не только добротностью эквивалентного контура. Такая система
может быть представлена эквивалентной схемой, показанной на фиг. 119;
вследствие влияния, нагрузочного сопротивления /?0, шунтирующего через
линию эквивалентный резонансный контур, эта схема будет обладать мень-
шей добротностью, чем добротность резонатора (или эквивалентного кон-
тура). Эта добротность называется добротностью нагруженного резонатора
контур
6
Фиг. 119. Схемы нагрузки объемного резонатора линией передачи.
а—принципиальная схема; б—эквивалентная схема.
и обычно обозначается через Qi; в отличие от нее добротность эквивалент-
ного контура называется добротностью непогруженного резонатора и обо-
значается через Qu. Между ними существует следующее соотношение:
^-‘=1+?, (4.68)
где р=/?/7?0 (см. фиг. 119).
Величина р может быть легко получена экспериментально на том осно-
вании, что (3=5 (при условии, что КСВ в линии при резонансе имеет значе-
ние 5), если расположение стоячих волн при резонансе таково, что минимум
напряжения возникает в опорной точке, и р=1/5, если в опорной точке
находится максимум напряжения. Необходимо отметить, что если импеданс
эквивалентного параллельного резонансного контура равен характеристи-
ческому импедансу линии (|3 = 1), то добротность нагруженной системы
равна точно половине добротности ненагруженного резонатора.
Преимуществами описанной выше методики измерения параметров резо-
натора является возможность применения только одной точки связи с резона-
тором, а также простота аппаратуры, включающей только измерительную
линию. Однако при этой методике определяется резонансная частота экви-
валентного контура, а не частота ненагруженного резонатора.
Определение резонансной частоты и добротности ненагруженных резо-
наторов при помощи измерений параметров линий передач. Параметры нена-
груженного резонатора могут быть определены при помощи аппаратуры,
блок-схема которой приведена на фиг. 120.
Здесь в резонаторе возбуждаются колебания через элемент связи А,
устроенный так, что обеспечивается очень слабая связь между генератором
системы и резонатором. Выходная мощность резонатора регистрируется
при помощи кристаллического детектора, болометра или простого радио-
приемника, который также очень слабо связан с резонатором вторым элемен-
том связи В. В качестве элементов связи на фиг. 120 показаны зонды, хотя
могут быть также использованы петли или диафрагмы. , ' '
Типовая методика измерений для определения резонансной частоты резо-
натора заключается в изменении частоты генератора и регистрации частоты
166 Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
при которой выходное напряжение на детекторе максимально. При другом
способе может быть получена несколько большая точность. В этом случае
резонансная частота получается как среднеарифметическое двух частот
с двух сторон от резонанса, при которых уровень выходной мощности меньше
резонансной на определенную величину, например на 3 дб.
Возможность получения большей точности при этом определяется
большей крутизной ветвей резонансной характеристики по сравнению с ее вер-
шиной. Если резонатор может перестраиваться, то измерение можно про-
водить при фиксированной частоте генератора. При этом регистрируется
настройка резонатора, соответствующая резонансу по максимальному
Ф и г. 120. Схема аппаратуры для измерения параметров объемного
резонатора путем передачи мощности.
уровню выходной мощности или но среднему значению положений настройки,
при которых получается одинаковое снижение выходной мощности по обе
стороны от резонанса. Добротность Q резонатора при резонансе может быть
измерена при некотором видоизменении методики определения частот и /2
с двух сторон от резонансной, соответствующих уменьшению максимальной
выходной мощности на 3 дб. В этом случае имеет место соотношение
('--69)
/2-/1
где /о^(/1+/2)/2—резонансная частота.
' Эта методика позволяет определить добротность с высокой степенью
точности, если имеется возможность произвести непосредственный отсчет
разности частот /2—/х в противоположность случаю независимых измерений
частот Ди /2, намного превышающих величину разности между ними.
Резонансная частота и добротность, определенные таким способом,
соответствуют параметрам непогруженного контура, если входная и выход-
ная связи резонатора в отдельности настолько малы, что влиянием нагрузки
на резонатор можно пренебречь. При этом недостаточно, если просто коэффи-
циент прямой передачи между двумя элементами связи будет мал. Для
выполнения этого условия необходим относительно мощный генератор или
высокочувствительный выходной индикатор.
Резонансная частота измеряемого резонатора может быть определена
очень точно по резонансной частоте перестраиваемого калиброванного
резонатора согласно блок-схеме, показанной на фиг. 121 [63]. Здесь два резо-
натора возбуждаются от одного генератора с частотной модуляцией 50 гц.
Это же напряжение 50 гц используется в качестве горизонтально отклоняю-
щего в осциллографе, так что горизонтальное положение электронного пятна
на экране пропорционально частоте. Вертикально отклоняющее напря-
жение осциллографа пропорционально разности выходных напряжений
$ 16, Измерения потерь в коаксиальных и волноводных системах 167
двух резонаторов. Переменный аттенюатор в точке А на фиг. 121 обеспе-
чивает условие приблизительного равенства выходной мощности двух резо-
наторов, причем точного соблюдения равенства не требуется. На фигуре
Ф и г. 121. Метод точного сравнения резонансной частоты эталонного резонатора
с частотой измеряемого объемного резонатора.
« блок-схема; б—некоторые осциллограммы. В качестве элементов связи с резонаторами на схеме
показаны отверстия, хотя могут быть применены и другие элементы связи.
показаны типовые осциллограммы, полученные при использовании этой
аппаратуры для случая, когда добротность измеряемого резонатора больше
добротности эталонного. Из- этих осциллограмм видно, что можно весьма
точно определить условие совпадения резонансных частот.
§ 16. Измерения потерь в коаксиальных и волноводных системах
В коаксиальных системах, используемых на высоких частотах, особенно
на волнах сантиметрового диапазона, а также в волноводных системах
часто бывает важно определить потери мощности, получающиеся за счет
введения в систему ряда элементов. К числу таких элементов относятся
соединители, длинные кабели, вращающиеся сочленения, опорные
шайбы и т. д. Уменьшение выходной мощности за счет этих элементов
называется потерями.
В соответствии с фиг. 122 потери L (дб) определяются следующим
образом:
L = 101g (4.70)
Здесь Р2—мощность, выделяющаяся в нагрузке при включении в систему
измеряемого элемента в соответствии с фиг. 122, б; Рх—мощность в нагрузке
168
Гл. 4. Сисупемы с распределенными, постоянными
в отсутствие измеряемого элемента в системе (фиг. 122 > а). Необходимо
отметить, что схема, приведенная на фиг. 122, а, в отсутствие измеряемого
элемента представляет собой согласованную систему, в которой импедансы
нагрузки и генератора равны волновому сопротивлению линии1). Этот
------и------
Линия
(или волновод)
Сопротивление
нагрузки
а
Фиг. 122. Схема включения переходного устрой-
ства в линию передачи, нагруженную на согласо-
ванное сопротивление.
случай типичен при работе на сверхвысоких частотах, поэтому обсу-
ждение в данном параграфе ограничивается случаем включения в согласо-
ванную систему измеряемого элемента. При этих условиях потери обычно
называются потерями на затухание, или просто затуханием.
Определение потерь путем измерения отношения мощностей или при
помощи калиброванных аттенюаторов2). Общая методика определения
затухания основывается на измерении мощности в нагрузке (см. фиг. 122)
болометрами или другими измерителями мощности. Вначале просто
регистрируют мощность Р2 в нагрузке при включении в систему исследуе-
мого элемента (см. фиг. 122, б), а затем измеряют мощность Рг при исключе-
нии этого элемента из схемы.
Затухание также может быть определено при помощи калиброванного
аттенюатора, как показано на фиг. 123. Здесь калиброванный аттенюатор
включен между генератором и измеряемой системой, и относительное значе-
ние выходной мощности или напряжения в нагрузке определяется при
помощи измерителя мощности (например, болометра).
х) В случае волноводов волновое сопротивление определяется выражением (4.62).
Однако в линии передачи допустима трансформация волнового сопротивления, т. е.
система справа от клемм 3—4 на фиг. 122, б может иметь волновое сопротивление,
отличное от импеданса системы слева от клемм 1—2. Трансформация может быть
осуществлена при помощи секции линии с переменным сечением или же при по-
мощи адаптерного перехода от коаксиала к волноводу. В этом случае величина Р}
в (4.70) должна рассматриваться как мощность в нагрузке при наличии в цепи идеаль-
ного трансформатора импедансов.
2) Подробно о системах-, использующих измерения отношений мощностей или ка-
либрованныег аттенюаторы, см. [2, 18].
§ 16. Измерения потерьв коаксиальных и волноводных системах
169
( Методика измерений заключается в установке аттенюатора в некотором
удобном, опорном положении и регистрации выходной мощности или напря-
жения в нагрузке при включении в схему измеряемого, элемента. Затем
измеряемый элемент удаляется и аттенюатор регулируется до получения
прежнего значения выходного уровня. Величина затухания отсчитывается
по разности в положениях аттенюатора. В этой схеме существенно, чтобы
импеданс Z' системы в направлении к генератору был равен волновому
сопротивлению линии передачи. В противном случае отражения, возни-
кающие в результате рассогласования на передающем конце линии, будут
вызывать дополнительные потери в линии. Выполнение этого условия обеспе-
чивается соответствующей конструкцией калиброванного аттенюатора.
Генератор
Линия
-----
Болометр с
согласующим
устройством
Буферный Калибруемый
аттенюатор аттенюатор
Место включения
переходного
устройства
Фиг. 123. Блок-схема аппаратуры для}’измерения потерь при
помощи калиброванного аттенюатора.
Оба эти метода измерения потерь имеют тот недостаток, что требуют
обеспечения возможности включения и выключения измеряемого элемента
из системы. В некоторых случаях, например при наличии вращающегося
сочленения, конструкция системы не допускает этого. Это затруднение может
быть преодолено при определении потерь методом измерения импедансов.
Определение потерь путем измерений импедансов при помощи измери-
тельной линии1). При использовании методики измерения импедансов для
определения потерь удобно разделить общие потери L на потери за счет
отражения и потери за счет поглощения в измеряемом элементе:
L = LR+LD, дб. (4.71)
Здесь потери вследствие отражения Lr учитывают тот факт, что импеданс Zx
в направлении клемм 1—2 (фиг. 122, б) не равен волновому сопротивле-
нию Zo и некоторая часть передаваемой к нагрузке мощности прямой волны
возвращается к генератору и поглощается импедансом генератора. В особом
случае, когда импеданс Zr равен волновому сопротивлению Zo системы,
потери на отражение должны быть равны нулю. Потэри на поглощение Lr
учитывают тот факт, что только часть мощности, поступающей к клеммам
1—2, если в систему включен измеряемый элемент, поступает к клеммам 3—4
и передается в нагрузку. Потери на отражение Lr могут быть непосредст-
венно определены при помощи схемы, иллюстрированной фиг. 124, а. При
этом необходимо измерить КСВ в части схемы от генератора до измеряе-
мого элемента. В этом случае* 2)
Lfi=101g^^. (4.72)
х) Более подробно по этому вопросу см. [64].
2) Это соотношение следует из того факта, что если коэффициент отражения
имеет величину р, то часть падающей волны, равная величине р2, отражается. Таким
образом, мощность, достигающая клемм 1—2 на фиг. 122, б, уменьшается в 1—р2 раз
вследствие отражения от этих клемм. Подставляя значение р из формулы (4.16), получим
для этой части мощности: 1—[(S—1)/(6’4-1)]2 = 46,/(6'+1)2. Отсюда выражение (4.72)
получается простым путем.
170
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
Для определения потерь на поглощение LD схема собирается согласно
фиг. 124, б. Здесь генератор и измерительная линия подключены к клеммам
Ф и г. 124. Определение потерь на отражение и потерь на поглощение при
помощи измерительной линии.
а—определение потерь на отражение Lr; б—определение потерь на поглощение Lp.
3—4 (выходные клеммы) измеряемой системы, в то время как к клеммам 1—2
подключена линия с подвижной закороткой. При помощи измерительной
Фиг. 125. Полярная диаграмма коэффициентов отра-
жения, полученных при помощи аппаратуры, пред-
ставленной на фиг. 124, б, для последовательности
частот.
Показаны два типовых круга коэффициентов отражения.
линии измеряется коэффи-
циент отражения от клемм
3—4 (если смотреть влево),
определяемый при последо-
вательных положениях за-
коротки линии, как это
описано в § 8. Измеренные
величины коэффициента от-
ражения наносятся затем
на круговую диаграмму
в полярных координатах,
как это показано на
фиг. 125. Все величины
должны находиться на зам-
кнутых окружностях ра-
диусом г, который связан
с потерями на затухание
соотношением [65].
Ln=101g|, дб. (4.73)
Теоретически коэффициент
отражения может быть оп-
ределен по трем положе-
ниям подвижной закорот-
ки, так как три точки уже
определяют окружность.
Однако в целях большей надежности следует проводить дополнительные
измерения и использовать их для получения усредненных значений.
Следует отметить, что выражения (4.71)—(4.73) приложимы незави-
симо от того, с какой стороны от измеряемого элемента включен трансфор-
матор импедансов (см. фиг. 122, б и 124). Следовательно, метод определения
Литература
171
потерь L путем измерения импедансов особенно удобен, когда используется
трансформатор импедансов. При этом необходимо соблюдать особое условие,
заключающееся в том, что измерительная линия, включенная согласно
фиг. 124,а, должна обладать волновым сопротивлением, необходимым для
согласования с системой, если смотреть по направлению к клеммам 1—2.
Если же измерительная линия включена по схеме фиг. 124, б, то волно-
вое сопротивление линии должно обеспечивать согласование системы в на-
правлении клемм 3—4. Особо важен случай, когда входной и выходной
импедансы измеряемой цепи равны волновому сопротивлению присо-
единяемой линии передачи. Для фиг. 122, б это означает, что Zx и Z2
оба равны волновому сопротивлению Zo. При этих условиях потери на
отражение LR равны нулю, а потери на затухание могут быть определены
при закорачивании клемм 3—4 на фиг. 124, а и измерении при этом КСВ.
Тогда1)
дб. (4.74)
Выражение (4.74) приводит к очень полезному результату в том отношении,
что затухание согласованного аттенюатора может быть определено экспери-
ментально путем измерения КСВ.
J II Т Е Р А Т У Р А
1. Barlow 11. М., С alien A. L., Microwave Measurements, London, 1950.
2. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах, М.,
Советское радио, 1950).
3. Gaffney F. J., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 775 (1946).
4. S k i 1 И n g H. H., Electric Transmission Lines, New York, 1951.
5. Johnson W. C., Transmission Lines and Networks, New York, 1950.
6. Terman F. E., Radio Engineers’ Handbook, New York, 1943 (см. перевод: Спра-
вочник ио радиотехнике под ред. Смиренина, М., Энергоиздат, 1950).
7. W h е е 1 е г Н. A., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 1400 (1950).
8. Reference Data for Radio Engineers, 3d ed., Federal Telephone and Radio Corp., 1949.
9. E a s t о n I. G., Gen. Rad. Expt., 18, November—December (1943).
10. Essen L., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1319 (1946).
11. J о n e s T. I., Journ. Inst. Electr. Eng., 89, pt. Ill, 213 (1942).
12. M i 1 1 e r J. M., Trans. AIEE, 64, 934 (1945).
13. J о n e s F., Sea r R., Wireless Eng., 21, 512 (1944).
14. Blackband W. T., Brown D. R., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA,
1383 (1946).
15. Measurement of Transmission Line Constants, Electronics, 11, 26 (1938).
16. Essen L., Journ. Inst. Electr. Eng., 91, pt. Ill, 84 (1944).
x) Это соотношение получается следующим образом. Обозначим через Рд мощность
падающей волны, поступающей к клеммам 1—2 на фиг. 124, а, а через Р2—мощность
этой волны после ее прохождения через измеряемый элемент, тогда
£p=101g-p- (4'75)
г 2
Однако если клеммы 3—4 закорочены, то мощность Р2 полностью отражается. После
прохождения этой волны через четырехполюсник и возвращения к клеммам 1—2, ее
мощность Р3 входит в выражение P3/P2 = P2/Pi или Р1/Р3 = (Р3/Р2)2. Однако поскольку
отношение Р3/Рг отраженной волны к падающей равно квадрату коэффициента отра-
жения, наблюдаемого у клемм 1—2, то из выражения (4.16) следует
Выражение (4.74) получается при подстановке равенства (4.76) в выражение (4.75).
172
Гл. 4. Системы с распределенными постоянными
17. S t е w а г t С., Jr., Proc. Inst. Radio Eng., 33, 46 (1945).
18. Fleming С. C., Trans. AIEE, 64, 936 (1945).
19. Simmonds J. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 92, pt. Ill, 120, 282 (1945).
20. Stew a r t G., Jr., Trans. AIEE, 64, 616, 938 (1945).
21. Race H. H., Lar rick G. V., Gen. Electr. Rev., 44, 507 (1941).
22. Alford A., Electronics, 13, 48 (1940).
23. Win zemer A. M., Proc., Inst. Radio Eng., 38, 275 (1950). 4 -
24. Microwave Antenna Theory and Design, Vol. 12, Radiation Laboratory Series, New
York, 1949 (см. перевод: Антенны сантиметровых волн, М., Советское радио, 1950).
25. В а к е г W. N., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. IIIA, 328 (1947).
26. L e e s R. J., Westcott C. H., Kay F., Wireless Eng., 26, 78 (1949).
27. S о d e r m a n R. A., Hague W. M., Gen. Rad. Expt., 25, 1 (1950).
28. Sorrows H. E., Ryan W. E., E 1 1 e n w о о d R. G., Proc. Inst. Radio Eng.„
39, 162 (1951).
29. T h u r s t о n W. R., Proc. Nat. Electr. Gonf., 3, 97 (1947).
30. M edhurs t R. G., Pool S. D., Proc. Inst. Electr. Eng., 97, pt. Ill, 223 (1950).
31. Who ley W. B., Eldred W. N., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 244 (1950);
Who ley W. B., Hewlett-Packard Journ., 1, 1 (1950).
32. Altar W., Marshall P. B., Hunter L. P., Proc. Inst. Radio Eng., 34,
33 (1946).
33. T о m i у a s u K., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 1405 (1949).
34. P h i 1 1 i p s E. N., Sterns W. G., G r a m a r a N. J., High Frequency Mea-
suring Techniques Using Transmission Lines, New York, 1947.
35. R о b e r t s F. F., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 17 (1949).
36. Libby L. L., Electronics, 21, 94 (1948).
37. Feenberg E., Journ. Appl. Phys., 17, 530 (1946).
38. О 1 i v e r M. H., Journ. Inst. Electr. Eng., 97, pt. Ill, 25 (1950).
39. S m i t h P. H., Electronics, 12, 29 (1939); 17, 130 (1944).
40. К r a u s s H. L., Electr. Eng., 68, 767 (1949).
41. Byrne J. F., Proc. Nat. Electr. Gonf., 3, 603 (1947).
42. Fong A., Hewlett—Packard Journ., 1, 1 (1950).
43. T h u r s t о n W. R., Gen. Rad. Expt., 24, 1 (1950).
44. Woodward О. M., Jr., Electronics, 20, 116 (1947).
45. Parzen B., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 1208 (1949)., .
46. В а г г о w W. L., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 807 (1935).
47. Samuel A. L., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 1279 (1947).
48. К i n g D. D., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 37 (1950).
49. W e s t с о t t G. H., Wireless Eng., 25, 215 (1948).
50. Nergaard L. S., RGA Rev., 3, 156 (1938).
51. W a r d W. H., Journ. Inst. Electr. Eng., 97, pt. Ill, 199 (1950).
52. Miller J. M., Salzberg B., RGA Rev., 3,486 (1939).
53. H a m b u r g e r F., Jr., Miller G. F., Proc. Inst. Radio Eng., 28, 475 (1940).
54. G h i p m a n R. A., Journ. Appl. Phys., 10, 27 (1939).
55. S c h e 1 к u n о f f S. A., Electromagnetic Waves, New York, 1943.
56. Very High Frequency Techniques, New York, 1947.
57. Hirst D., H ogg R. W., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. IIIA, 489 (1947).
58. J о h n s о n S. A., Proc. Nat. Electr. Gonf., 4, 22 (1948). 1
59. Rib let t H. J., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 1493 (1948).
60. Ghodorow M., Ginzton E. L., Kane F., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 634
(1949).
61. P о m e г о у A. F., Bell Syst. Techn. Journ., 26, 446 (1947).
62. M a 1 t e r L., Brewer G. R., Journ. Appl. Phys., 20, 918 (1949).
63. Sproul 1 R. L., Linder E. G., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 305 (1946).
64. В e a t ty R. W., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 895 (1950).
65. C u 1 1 e n A. L., Wireless Eng., 26, 255 (1949).
Глава 5
ИЗМЕРЕНИЕ ЧАСТОТЫ
§ 1. Эталоны частоты
Основным эталоном частоты [1] является период вращения Земли.
Он может быть измерен с высокой точностью астрономическими методами
и должен рассматриваться как эталон частоты, равный одному периоду
в сутки. Все эталоны частоты в конечном счете калибруются по этому
основному источнику частоты.
Практически употребляющиеся эталоны частоты могут быть классифици-
рованы как первичные и вторичные эталоны. Первичным эталоном частоты
является генератор, частота колебаний которого поддерживается постоянной
с высокой точностью в течение долгого периода времени и который через
регулярные интервалы времени калибруется по частоте вращения Земли.
Вторичными эталонами частоты служат очень стабильные генераторы,
частота которых периодически калибруется по первичному эталону. Пер-
вичные и вторичные эталоны могут не иметь существенного отличия по
стабильности. Основное отличие первичного эталона заключается в том,
что его частота сравнивается непосредственно с частотой вращения Земли.
В последнее время разработаны способы использования спектральных
линий в спектроскопии сантиметровых волн в качестве эталонов частоты [2—5 ].
Например,, линия поглощения газа аммония соответствует частоте
23 870,1 мггц. Эту спектральную линию можно использовать в качестве
опорной для управления генератором с автоматической подстройкой
частоты, предотвращающей отклонение частоты генератора от частоты,
соответствующей этой спектральной линии. Схемы такого типа работают
еще не вполне удовлетворительно, но открывают широкие перспективы для
использования спектральных линий в качестве стабильных первичных
эталонов частоты.
Первичные эталоны частоты1). Существующие в настоящее время эталоны
частоты используют очень тщательно изготовленные кварцованные гене-
раторы. Типовые устройства содержат кристалл кварца, работающий в диа-
пазоне от 50 до 100 кгц и имеющий низкий температурный коэффициент
частоты, термостат, управляющий температурой кристалла, схему генера-
тора, обеспечивающую постоянство амплитуды колебаний на частоте, кото-
рая сравнительно мало зависит от электрических параметров схемы и лампы,
соединенных с кристаллом, стабилизированные источники питания и т. д.
Такой тщательно изготовленный и отрегулированный кварцованный гене-
ратор поддерживает стабильность частоты порядка нескольких стомиллион-
ных долей периода в течение нескольких месяцев; в течение коротких перио-
дов .времени он может генерировать колебания со стабильностью частоты
порядка нескольких миллиардных долей герца.
Д)-Подробный обзор аппаратуры, применяемой для первичных эталонов частоты,
дан в работах [6—12].
174
Гл, 5. Измерение частоты
Типовая блок-схема для сравнения частоты первичного эталона с часто-
той вращения Земли показана на фиг. 126. Здесь частота кварцованного
генератора, в данном случае 100 кгц, снижается цепочкой делителей частоты
до частоты 1000 гц, на которой работают электрические
часы. Эти часы устроены таким образом, что они показы-
вают точное время при питании их напряжением с точным
значением частоты 1000 гц. Точность частоты первичного
эталона определяется путем сравнения показаний времени
этих часов с сигналами обсерватории, передаваемыми по
проводам или по радио. Для осуществления этого сравнения
первичный эталон должен быть изготовлен с очень высо-
кой точностью, поскольку различие во времени в 0,01 сек.
в день составляет несколько больше одной десятимиллион-
ной части и несколько превышает ошибку по
рую допускает хороший первичный эталон
период работы1).
Фиг. 126.
Блок-схема
электрических
часов, управ-
ляемых квар-
цованным
генератором.
времени, кото-
за 24-часовой
эталоны часто-
Вторичные эталоны частоты. Вторичные
ты* 2) обычно основаны на тщательно изготовленных кварцо-
ванных генераторах3 * * * *). Лучшие вторичные эталоны частоты
отличаются от первичных эталонов только отсутствием часов
и связанных с ними элементов схемы, предназначенных для
точного сравнения времени, показываемого часами, с сигна-
лами обсерватории.
Если не требуется особо высокой точности частоты вто-
ричного эталона, то конструкцию его можно определенным
образом упростить, например допустить менее точный тем-
пературный контроль кристалла кварца или использовать
кристаллы на частотах, лежащих вне оптимального диапа-
зона (50—100 кгц), и т. д. В любом случае изготовленный
соответствующим образом вторичный эталон частоты, содержащий кварцо-
ванный генератор, обычно обеспечивает постоянство частоты без подстройки
в пределах нескольких миллионных долей герца в течение
интервалов времени.
продолжительных
частоты. В каче-
типы радиосигна-
Использование радиосигналов в качестве эталонов
стве эталонов частоты часто используются определенные
лов. В частности, Национальное бюро стандартов США имеет регулярный
график непрерывной работы на нескольких несущих частотах, причем работа
осуществляется и на других частотах в определенные часы дня и ночи.
Несущие частоты выбраны с таким расчетом, чтобы обеспечить возможность
нормального приема их на всей территории США. Эти сигналы имеют
х) В больших лабораториях, в которых необходимо иметь очень хорошие первич-
ные эталоны частоты, желательно иметь 2—4 одновременно работающих первичных эта-
лона, мгновенное значение частот которых непрерывно сравнивается между собой, а также
периодически сравнивается с сигналами астрономического времени. Существуют
способы сравнения мгновенных значений частоты двух таких генераторов с точностью
порядка 10~10. Более подробно по этому вопросу см. [6, 7, 13—16].
2) Если вторичный эталон предназначен для работы в диапазоне низких частот,
то иногда используется камертонный генератор с электрическим приводом. В этом
случае при условии тщательного изготовления и температурного контроля можно полу-
чить постоянство частоты в пределах нескольких миллионных долей герца [6, 17, 18].
3) Нет необходимости в том, чтобы кристалл кварца использовался в генераторном
режиме. Вместо этого вторичный эталон частоты может содержать частотомер фиксирован-
ной частоты с использованием кристалла кварца и стабильного высокодобротного резо-
нансного контура с низким температурным коэффициентом. Методы применения таких
частотомеров описаны в работе [19].
$ 2. Получение дополнительных частот 175
модуляцию различных типов от 440 до 4000 гц и передаются в течение часа
с регулярными 5-минутными интервалами. Несущие частоты, частоты моду-
ляции и интервалы времени, связанные с этими сигналами, определяются
первичными эталонами частоты с точностью выше одной пятидесятимиллион-
ной доли герца. Однако частота принимаемых сигналов в любой момент
времени имеет несколько меньшую точность. Это связано с тем, что измене-
ние высоты отражающих слоев ионосферы вызывает эффект Допплера
и, следовательно, отличие принимаемой частоты от переданной. Однако
вносимая при этом максимальная ошибка очень мала. Кроме того, если
принимаемая частота усредняется в течение некоторого интервала времени,
эффект Допплера компенсируется и принимаемая частота равна частоте излу-
чаемого сигнала.
В качестве вторичных эталонов частоты для калибровки гетеродинных
частотомеров, волномеров и т. д. часто используются сигналы от коммерче-
ских и радиовещательных станций. Радиовещательные станции предста-
вляют особенно хорошие источники эталонной частоты, так как работают
почти непрерывно и обеспечивают постоянство частоты в пределах 20 гц,
так что практически стабильность их частоты составляет несколько миллион*
ных долей герца. Сигналы станций других классов обычно имеют несколько
меньшую стабильность частоты, однако во всех случаях эта стабильность
намного выше точности настройки таких приборов, как гетеродинные
частотомеры.
§ 2. Получение дополнительных частот от источника
монохроматических колебаний
Первичные или вторичные эталоны частоты генерируют колебания
только одной частоты. Практически при использовании таких эталонов
обычно желательно получать другие более высокие и низкие частоты, кото-
рые связаны с эталонной частотой и имеют такую же стабильность. Допол-
нительные частоты могут быть получены от данного эталона частоты при
помощи генераторов гармоник и субгармоник основной частоты. Пример
такой схемы приведен на фиг. 126, где от эталона частоты 100 кгц получаются
колебания с частотой 1000 гц для управления электрическими часами. Более
общий пример показан на фиг. 127. Здесь при помощи цепочки генераторов
субгармоник (делителей частоты) получаются частоты 10 кгц, 1000 и 100 гц,
имеющие ту же стабильность, что и эталонная частота. Можно также исполь-
зовать генераторы гармоник для получения последовательных значений
частоты вплоть до 1000 кгц и выше.
Деление частоты в схеме, приведенной нафиг. 127, обычно осуществляется
при помощи мультивибраторов, делителей частоты с положительной обрат-
ной связью или делителей частоты типа счетчиков [20]. Предпочтительны,
в особенности при больших коэффициентах деления, делители с положитель-
ной обратной связью и делители счетного типа, так как их работа мало
зависит от старения ламп и изменения питающих напряжений.
Генераторы гармоник, применяющиеся в устройствах, показанных
на фиг. 127, для получения последовательности значений частот, более высо-
ких, чем эталонная частота, могут быть выполнены по схемам различного
типа. При частотах вплоть до 1 мггц в качестве генераторов гармоник обычно
применяются мультивибраторы. Однако на более высоких частотах на работу
мультивибраторов начинают оказывать вредное влияние емкости ламп
и паразитные емкости схемы. Вследствие этого на более высоких частотах
в качестве генераторов гармоник используются генераторы класса С, кото-
рые также иногда применяются и на низких частотах, где мультивибраторы
работают удовлетворительно. Обычно в генераторах класса С коэффициент
и т.д.
Фиг. 127. Эталон частоты с использованием генераторов
гармоник и субгармоник для получения большого числа
частот от одного генератора эталонной частоты.
ЗОмггц Юмггу 5мгщ 1мгщ v 100 кгц Юкгц 1 кгц 100 гц
Сумма обертонов основной частоты
$ 3. Волномеры
177
умножения частоты имеет значение от 2 до 5 на каскад. Получение наиболее
высоких частот определяется верхним пределом частоты, где еще удовлетво-
рительно работают усилители на триодах. Для специальных триодов, исполь-
зуемых в схеме фиг. 127, верхний предел частоты достигает 3000 мггц1).
Каждое значение частоты в цепочке генераторов на фиг. 127 может
использоваться для получения серии гармоник, как показано на этой
фигуре, увеличивая таким образом число частот, необходимых для исполь-
зования в измерительных целях. При значениях основной частоты порядка
1 мггц и ниже для получения серии таких гармоник обычно используются
мультивибраторы. Колебания мультивибратора содержат большое коли-
чество гармонических составляющих высоких порядков, особенно если муль-
тивибратор сконструирован как широкополосный усилитель, в котором
длительность и искажения фронтов импульсов минимальны. Эффективность
применения мультивибратора для получения серии гармоник иллюстрируется
следующим примером. При основной частоте мультивибратора 100 кгц
(или несколько ниже) при использовании чувствительного радиоприемника
можно обнаружить наличие гармонических составляющих приблизительно
вплоть до 1000-й.
На основных частотах значительно выше 1 мггц наиболее удовлетвори-
тельным устройством для получения серии гармоник является кремниевый
или германиевый кристаллический детектор. В этом случае при помощи
чувствительного радиоприемника могут быть обнаружены гармоники
вплоть до 50-й. Например, начиная с 500 мггц генератор гармоник на кри-
сталле образует серию гармоник основной частоты 500 мггц вплоть
до 25 000 мггц* 2).
• Количество частот, получаемых в системе, показанной на фиг. 127,
может быть еще увеличено путем модуляции одной из низкочастотных выход-
ных гармоник серией гармоник высокой частоты. Например, если выходное
колебание неправильной формы частоты 1000 гц модулируется серией гармо-
ник частоты 100 кгц при помощи пентагридного смесителя или другого ана-
логичного устройства, то каждая частотная компонента (100, 200 «аг{ит. д.)
серии 100 кгц образует боковые полосы, смещенные на 1000 гц в обе сто-
роны от этой компоненты. Таким путем можно получить 99 и 101 кгц, 98
и 102 кгц и т. д., а также 199 и 201 кгц, 198 и 202 кгц и т. д.
§ 3. Волномеры
Волномером называется настраиваемый резонансный контур, по шкале
настройки которого можно произвести отсчет резонансной частоты. Волно-
меры используются для измерения частоты в тех случаях, когда не требуется
высокой точности, обеспечиваемой первичными или вторичными эталонами
частоты, и имеют важное значение простота и компактность аппаратуры.
Волномер может представлять собой резонансный контур любого вида, при-
годный для перекрытия необходимого диапазона частот. К их числу могут
относиться резонансные контуры с сосредоточенными постоянными, включая
контуры типа «батерфляй», коаксиальные линии и объемные резонаторы.
Волномеры могут представлять собой поглощающие, отражающие или
передающие устройства. Волномеры, основанные на поглощении, снабжаются
приборами для индикации индуцированного в них тока. В этом случае
х) На высоких частотах используются также другие типы генераторов—клистрон-
ные умножители частоты. При помощи одного клистрона, работающего в режиме умно-
жения частоты, можно легко получить коэффициенты умножения 5 и 10 [21—23].
2) Схемы умножителей частоты и системы генераторов гармоник для получения
эталонных частот в диапазоне сверхвысоких частот подробно описаны в работах [23—25].
12 ф. Термен и Дж. Петтит
178
Гл. 5. Измерение частоты
волномер слабо связывается с источником измеряемой частоты и регулируется
до получения максимального выходного напряжения. При использовании
метода отражения настройка волномера, соответствующая измеряемой
частоте, определяется по реакции волномера на измеряемую систему. Напри-
мер, резонансная частота маломощных генераторов может быть легко опре-
делена по внезапному падению постоянного сеточного тока при настройке
волномера в резонанс с генерируемой частотой и слабо связанного с гене-
ратором. Волномеры передающего типа используются в качестве элемента
связи в системе, передающей мощность от генератора к нагрузке или инди-
катору. В такой системе используется возможность передачи значительного
количества энергии в нагрузку лишь при настройке волномера в резонанс
с передаваемой частотой. Волномеры, основанные на принципе передачи,
находят широкое применение на сверхвысоких частотах.
Точность определения частоты при помощи волномера ограничивается
плоским характером вершины резонансной кривой. Вследствие этого в непо-
средственной близости от точки резонанса выходное напряжение волномера
в малой степени зависит от его настройки. Это затруднение может быть
частично преодолено использованием двух ветвей резонансной кривой; таким
образом, настройка волномера, соответствующая резонансу, определяется
как среднее значение между двумя отсчетами по шкале, соответствующими
одинаковому уменьшению выходного уровня по обе стороны от резонанса,
например на 50%.
В любом случае точность отсчета частоты при помощи резонансного
волномера тем выше, чем больше добротность резонансного контура. При-
чина этого заключается в прямой пропорциональности между обострен-
ностью резонансной кривой и добротностью контура. В общем, точность
определения частоты ниже точности, с которой может быть произведен
отсчет по шкале.
Постоянство калибровки волномера во времени определяется темпера-
турным коэффициентом и изменением параметров резонансного контура
со временем. Таким образом, имеет существенное значение совершенство
механической конструкции. Особенно хорошие результаты дает применение
резонансных систем с низким температурным коэффициентом. Кроме того,
если волномер подвергается циклическим температурным колебаниям, гра-
дуировка шкалы может быть осуществлена с использованием температур-
ной коррекции.
Для достижения высокой точности связь между резонансным контуром
волномера и другими цепями должна быть очень слабой. В противном
случае реакция нагрузки может изменить градуировку волномера. Это
замечание справедливо для волномеров всех типов.
Схемы волномеров с сосредоточенными постоянными. Схемы волно-
меров с сосредоточенными постоянными пригодны до частот порядка 1200 мггц.
Такие устройства обычно основаны на принципах поглощения или отра-
жения. Выходная мощность такого волномера поглощается кристалличе-
ским детектором, слабо связанным с резонансным контуром. На выходе
детектора включен микроамперметр, регистрирующий выпрямленный ток.
В качестве индикаторов иногда применяются также лампы накаливания,
включенные последовательно в резонансный контур, термопары, включен-
ные последовательно с контуром, или диодные ламповые вольтметры, вклю-
чаемые параллельно контуру. Индикаторная система должна быть скон-
струирована таким образом, чтобы снижение добротности контура было
незначительным.
Волномеры, содержащие фиксированную индуктивность и переменную
емкость, используются в диапазоне от наиболее низких значений радио-
§ 3, Волномеры
179
частот до 100 мггц. Этот диапазон может быть перекрыт при помощи одного
переменного конденсатора и комплекта подключаемых к нему катушек
индуктивности. Удобный способ связи кристаллического детектора инди-
каторного устройства с таким волномером показан на фиг. 128. Здесь связь
между кристаллическим детек-
тором и резонансным контуром
будет небольшой, если емкость
Сг мала, а емкость С2 велика.
Для диапазона частот выше
100 мггц более пригоден резо-
нансный контур с сосредоточен-
ными постоянными типа «батер-
фляй»1). Диапазон частот, пере-
крываемый одним резонансным
контуром такого типа, при со- фиг. 128. Резонансный волномер с объемными
ответствующей конструкции мо- катушками и устройством связи детектора с
жет составлять 5:1. резонансным контуром.
Модификация индуктивно-
емкостного волномера, употребляемая на высоких частотах, содержит одно-
временно переменные индуктивность и емкость, как показано на фиг. 129
[29]. При этом перекрываемый диапазон частот возрастает. Такие конструк-
ции применяются на частотах от
50 до 400 мггц.
Точность волномеров, исполь-
зующих резонансные контуры с со-
средоточенными элементами, опре-
деляется добротностью контура и
конструкцией устройства. В общем
точности порядка 1% или выше
получаются довольно легко, но
точность порядка 0,1% получить
очень трудно.
Закон изменения частоты при
повороте ротора конденсатора опре-
деляется формой пластин перемен-
ного конденсатора и распреде-
ленной емкостью переключаемых
катушек. При тщательном изготов-
лении деталей волномера можно
Фиг. 129. Волномер для диапазона высо-
ких частот, в котором одновременно изме-
няются индуктивность и емкость.
получить равномерную шкалу с
линейной зависимостью частоты от угла поворота ротора, При этом
существенно упрощается интерполяция при отсчетах* 2).
Измерение частоты при помощи резонансных отрезков линий. На сверх-
высоких частотах длина волны может быть определена непосредственными
измерениями стоячих волн в резонансных элементах систем передачи.
При этом могут быть использованы двухпроводные или коаксиальные линии3).
Принцип использования таких систем иллюстрируется фиг. 130,
на которой показана двухпроводная линия, хотя может быть использована
х) Волномеры с использованием резонансных контуров типа «батерфляй» описаны
в работах [27, 28].
2) Обсуждение вопросов, связанных с получением линейной шкалы при переклю-
чении катушек индуктивности, дано в работе [30].
3) Двухпроводная резонансная линия, используемая для измерений частоты, на-
зывается линией Лехера.
12*
180
Гл. 5. Измерение частоты
и коаксиальная линия со щелью. На этой схеме к одному концу линии
подключен источник мощности, частота колебаний которого измеряется,
а на другом конце линии находится подвижная закоротка, последовательно
с которой включен чувствительный термоэлектрический прибор. При изме-
нении положения закоротки может быть найдена последовательность точек,
для которых линия находится в резонансе, что сопровождается увеличением
тока термоэлектрического прибора1). Модификация этого метода заключается
в регистрации расстояния между соседними минимумами стоячей волны
в измерительной линии (см. гл. 4, § 7). В любом случае теория линий пере-
дачи показывает, что расстояние Д/ между соседними максимумами или
минимумами точно равно половине длины волны. Для воздушного диэлек-
Источник
мощности
Линия передачи
Чувствительный
.микроампер-
метр
Подвижная
_ закоротка
Последовательные положения
резонанса
-4
трика значение частоты в гер-
цах определяется следующим
соотношением* 2):
,150 000 000
7- и , р.1)
где Д/ измеряется в метрах.
Необходимо отметить, что
Фиг. 130. Схема линии Лехера для непосред-
ственного измерения длины волны в диапазоне
сверхвысоких частот.
лону частоты не обязательна. Кроме того, на
определение частоты таким
способом основано на измере-
нии длины, поэтому калиб-
ровка линии Лехера по эта-
результаты измерения влияет
краевой эффект, так как Д/ выражает изменение длины, или измеренное
расстояние между соседними минимумами стоячей волны.
Однако в любом случае формула (5.1) справедлива только при условии,
что линия не содержит твердого диэлектрика, по крайней мере на про-
тяжении длины Д/.
Системы Лехера особенно удобны для измерений в диапазоне волн
от нескольких метров до долей метра. Вследствие относительно высокой
добротности этих линий точность измерений достаточно высока и может
достигать 0,1%, если принять необходимые меры. Основным недостатком
применения подобных устройств являются их большие габариты и большая
продолжительность процесса измерений частоты3).
Резонансные коаксиальные линии. Коаксиальная линия, подобная
изображенной на фиг. 131 и используемая в качестве резонансной системы,
может служить для измерения частоты в диапазоне от 600 до 10 000 мггц*).
На более низких частотах коаксиальные резонаторы имеют большие габариты,
а на высоких частотах их размеры получаются слишком малыми. Изобра-
женное на фиг. 131 устройство относится к волномерам передающего типа
и имеет две петли связи: одну—для подведения мощности в линию по ко-
аксиальному кабелю, а другую—для связи с кристаллическим детектором
индикатора колебаний в резонаторе. В других случаях коаксиальный
х) При этом способе измерений частоты иногда максимум тока оказывается тупым
или даже двойным. Это происходит в результате связи между частями линии с двух
сторон от закоротки. Это явление может быть устранено подключением к неиспользуемой
части линии нагрузки, равной ее волновому сопротивлению, помещением закоротки
в экран большого диаметра или применением дополнительной закоротки в неисполь-
зуемой части линии для предотвращения в ней резонанса [31].
2) Теоретически в результат, полученный по формуле (5.1), необходимо ввести
небольшую поправку на затухание в линии. Однако практически эта поправка обычно
меньше точности измерений [32].
а) О сйстемах Лехера см. (33].
*) Более подробные данные о коаксиальных волномерах см. в работе [24].
£ 4. Волномеры с объемными резонаторами
181
волномер может быть отражающего типа (см. стр. 177), в котором вторая
петля связи отсутствует. Настройка осуществляется изменением поло-:
жения закорачивающего плунжера при помощи настроечного винта. Должна
быть обеспечена возможность регистрации точного положения плунжера.
На более коротких волнах, где на протяжении длины линии уклады-
вается одна или несколько длин волн, частота может быть измерена путем
определения расстояния Д/ между соседними максимумами при использо-
вании формулы (5.1). На более низких частотах длина коаксиальной линии
обычно равна половине длины волны. В этом случае необходимо провести
Петли
свяли
Внутренний проводник
коаксиальной линии .
Тяги плунжера
Эффективная,
длина линии
। Подвижный ' Внешний проводник
। закорачивающий коаксиальной линии
4 плунжер
Фиг. 131. Конструкция коаксиального волномера с входной и выходной
петлями связи и передвижным плунжером для регулировки длины
резонатора.
градуировку линии для определения частоты в функции от длины линии,
поскольку краевой эффект приводит к некоторому отличию геометрической
длины линии при резонансе от половины длины волны в свободном про-
странстве. Точность коаксиальных волномеров может быть достаточно
высокой, порядка 0,05%, при условии уменьшения люфтов при настройке
на последовательные значения резонансной частоты в одном направлении.
Эта высокая точность достигается благодаря высокой добротности коакси-
альных резонаторов [20, 34].
(Л § 4. Волномеры с объемными резонаторами
Объемные резонаторы находят широкое применение в качестве волно-
меров на сверхвысоких частотах [24, 25, 35—37]. Их преимуществами
являются высокая точность, простота конструкции и достаточно большие
габариты, соответствующие коротким длинам волн. Практически волномеры
всегда содержат объемные резонаторы цилиндрической формы, которые на-
страиваются при помощи бесконтактного поршня, изменяющего длину
резонатора, как это показано на фиг. 132, а, или при помощи плунжера
(контактного поршня), вводимого в резонатор (фиг. 132, б и в).
Различные типы колебаний и элементы настройки. При использовании
цилиндрических объемных резонаторов для измерения частоты необходимо
учитывать, что при любом положении бесконтактного поршня объемный
резонатор имеет много резонансных частот, поскольку могут возникать
поля различных конфигураций или колебания различных типов. Кроме
того, значение резонансной частоты каждого типа колебаний изменяется
по различным законам в зависимости от изменений длины резонатора.
182
Гл. 5. Измерение частоты
На фиг. 133 приведен график изменения резонансных частот, из которого
ясно, насколько сложна эта зависимость х).
Наличие различных типов колебаний ограничивает возможный диапа-
зон настройки, так как при расширении диапазона могут возникать резо-
нансы на одной и той же частоте при различных длинах резонатора* 2).
Практические конструкции волномеров простого цилиндрического типа,
показанного на фиг. 132, а, обычно используют колебания типа ТЕП1 или
П?о11 (фиг. 134). Часто предпочитают колебания типа ТЕ так как при
1 <........
/ Поршень
Резонатор
Фиг. 132. Различные типы волномеров с объемными резонаторами.
а—простой цилиндрический резонатор; б—резонатор, настраиваемый плунжером; в—гибрид-
ный резонатор, настраиваемый плунжером.
а
6
данном диаметре резонатора это позволяет получить более низкую резо-
нансную частоту. При этом возможность возникновения колебаний других
типов уменьшается, особенно если конструкция резонатора не допускает
возникновения колебания типа ТМ. Преимущество колебаний типа TEQ11
заключается в том, что для данной частоты добротность получается в два
раза больше, чем при колебаниях типа ТЕШ.
Настраивающий бесконтактный поршень обычно устроен так, что
он не касается боковых стенок цилиндра. При колебаниях типа TEQ11
от стенок к торцам цилиндра ток не течет, так что допустимы относительно
х) Изложение вопросов, связанных с использованием объемных резонаторов, вклю-
чая способы подавления нежелательных типов колебаний, а также подробное описание
графиков дано в работах [24, 38].
2) Типы колебаний в резонаторах классифицируются следующим образом. Все
колебания, возникающие в цилиндрическом резонаторе, делятся на два типа. В первом
типе колебаний все линии электрического поля направлены перпендикулярно к оси ци-
линдра, а во втором типе колебаний то же направление имеют силовые линии магнитного
поля. Они соответственно обозначаются через ТЕ и ТМ. Индексы /, т и п обозначают
число длин волн этого поперечного поля, укладывающихся вдоль любой концентриче-
ской окружности, число длин волн при данной конфигурации поля, укладывающихся
вдоль диаметра, и число полуволн, укладывающихся по длине цилиндра. Некоторые
типовые конфигурации полей показаны на фиг. 134.
§ 4. Волномеры с объемными резонаторами
183
большие зазоры. При колебаниях типа ТЕ1П допустимо также применение
бесконтактного поршня. Поскольку в этом случае от стенок к торцам цилин-
дра протекает значительный ток, зазоры должны обеспечивать низкий импе-
данс в диапазоне частот, перекрываемых волномером (зазоры дроссельного
типа). Любой ток, протекающий через импеданс зазора, вызывает колеба-
ния в пространстве за поршнем. Паразитные резонансы в этом пространстве
влияют на градуировку и добротность и должны быть [устранены. Это легко
Фиг. 133. График типов волн в цилиндрическом резонаторе.
может быть достигнуто, если с задней торцевой части поршня для погло-
щения энергии поместить деталь из порошкового железа или бакелита с боль-
шим поглощением. Этим снижается добротность задней нерабочей части
цилиндра (см. фиг. 132, а).
Конструкция элемента настройки, показанная на фиг. 132, б, состоит
из короткого плунжера, погруженного в резонатор, и обычно используется
в тех случаях, когда резонансная частота волномера изменяется в очень
небольших пределах. В таких волномерах обычно наблюдаются колебания
типа ZM010. Возможность возникновения в этом случае колебаний других
типов снижается, если диаметр резонатора намного больше его высоты,
как это видно из фиг. 1331). Если настроечный плунжер имеет относительно
х) В некоторых случаях используются также колебания типа TEQ11. Применение
настроечного поршня при этом виде колебаний обеспечивает очень малое изменение час-
тоты при относительно большом осевом перемещении поршня (что иногда желательно).
Вследствие того, что поршень оказывает очень малое влияние на конфигурацию полей,
в] этом случае сохраняется высокая добротность. Кроме того, между поршнем и сосед-
ними стенками цилиндра ток не протекает, так что поршень может быть закреплен сво-
бодно и при желании сделан бесконтактным. Дальнейшие сведения по этому вопросу
см. в работе [24].
184
Гл. 5. Измерение частоты
малый диаметр, изменение резонансной частоты для данного механического
смещения много меньше, чем в случае бесконтактного поршня, в особенности
на высоких частотах. Это обстоятельство существенно, если необходим
точный контроль настройки частоты.
в
Фиг. 134. Структура поля в волномерах для наиболее часто
используемых типов волн.
а—волна типа ТЕщ; б—волна типа TEoii; в—волна типа TMqiq.
Широкий диапазон настройки, например 3:1, может быть получен,,
вели длина цилиндра много больше его диаметра, а плунжер глубоко введен
во внутреннюю полость резонатора, как показано на фиг. 132, в г). Такие
конструкции часто называются гибридными, так как в области Ьс конфигура-
х) Дальнейшее обсуждение работы таких резонаторов, включая описание прак-
тических конструкций, дано в [39—42].
$ 4. Волномеры с объемными резонаторами
185*
ция поля характерна для коаксиальных линий, а в области ab конфигура-
ция поля более близка к колебаниям типа ТЛ/010.
В резонаторах, использующих настроечные плунжеры, необходимо-
обеспечить контакт между плунжером и стенками цилиндра, обладающий
малым импедансом по отношению к протекающему току. Единственным
исключением являются колебания типа ТЕ^1п. Этот низкий импеданс может
быть получен при помощи пружинящих контактов или бесконтактного
поршня дроссельного типа с малым импедансом в рабочем диапазоне частот.
При колебаниях типа ТЕъ1п предпочтительней использовать большой
зазор, поскольку подавление паразитных колебаний при этом более эффек-
тивно.
Связь с объемным резонатором волномера может осуществляться при
помощи петли или отверстия. Петля применяется в случае использования
коаксиальных систем для возбуждения колебаний или отвода энергии
из объемного резонатора, а отверстия связи применяются для волноводных
систем. В любом случае элементы связи должны соответствовать рабочему
типу колебаний в резонаторе и в то же время обеспечивать минимальную
связь с колебаниями других типов.
Точность волномеров с объемными резонаторами и сравнение их пара-
метров с вольномерами коаксиального типа. Точность определения частоты
при помощи волномеров с объемными резонаторами весьмд высока. Может
быть легко достигнута точность порядка 10"3, а при тщательном изготовле-
нии элементов конструкции в сочетании с температурной компенсацией
и поправкой на влажность воздуха может быть достигнута точность порядка
10“б. Такие волномеры могут выполнять функции достаточно хорошего вто-
ричного эталона частоты. .
Получение высокой точности при помощи волномеров с объемными
резонаторами основано на высокой добротности этих устройств. . Напри-
мер, добротность типового резонатора частоты 3000 мггц при колебаниях
типа ТЕ1П составляет 25000^ а на частоте 24000 мггц эта величина равна 8000.
Однако температурные изменения могут вызвать смещение резонансной
частоты резонатора на величину порядка 10~3. Следовательно, для достиже-
ния максимальной точности необходимо выполнение одного из следующих
условий: 1) обеспечение работы резонатора при постоянной температуре,
2) обеспечение компенсации температурных изменений, 3) введение темпера-
турных поправок по экспериментально снятой кривой.
Содержание влаги в воздухе, окружающем резонатор, также влияет
на частоту, изменяя диэлектрическую постоянную газа внутри резонатора1).
Величина изменения частоты вследствие этого эффекта имеет порядок 10"4.
Следовательно, для достижения наивысшей точности резонатор должен быть-
герметизирован или же должна быть введена поправка на влажность.
В целях стандартизации градуировка резонаторов иногда осуществляется
для стандартных условий, соответствующих температуре 25° С и 60 % отно-
сительной влажности.
Реактивные сопротивления, вносимые в резонатор петлями связи или-
отверстиями, также влияют на резонансную частоту. Для получения при
помощи волномера с объемным резонатором наивысшей точности необхо-
димо, чтобы реактивное сопротивление, вносимое элементами связи, было*
постоянным и по возможности малым. Это достигается использованием
небольших петель связи (или отверстий), обеспечивающих слабую связь
с резонансным контуром. Кроме того, очень важно, чтобы кабель или
волновод, связанный с резонатором, содержал аттенюатор с затуханием^
г) По этому поводу см. [24].
186
Гл. 5. Измерение частоты
5—10 дб и согласованным импедансом. Такие аттенюаторы эффективно
предохраняют резонатор от изменений параметров в подключенной схеме,
а также обеспечивают активный характер импеданса связи.
Возможность получения в волномерах с объемными резонаторами высо-
кой точности привела к развитию специальной методики калибровки таких
волномеров при помощи опорной частоты, а также путем сравнения резо-
нансных частот двух резонаторов. Эта методика слишком специализирована
и поэтому подробного описания ее в настоящей книге не дается1). Укажем
только, что возможно осуществление калибровки резонатора с точностью
порядка 1 : 100 Q, а также калибровка одного резонатора по другому
с той же самой точностью. Для сравнения можно указать, что калибровка
по максимуму резонансной характеристики объемного резонатора обеспе-
чивает точность порядка 1 : 10 Q.
Поскольку достижима добротность порядка 10 000 и более, эта мето-
дика сравнения и калибровки резонаторов является весьма эффективной
и обеспечивает точность, несколько превышающую ту, с которой поддер-
живается калибровка лучших резонаторов в течение длительного времени.
Оба типа волномеров—коаксиальные и с объемными резонаторами—
находят широкое применение для измерения частоты в диапазоне сверх-
высоких частот. Волномеры с объемными резонаторами имеют сравнительно
высокую точность частично благодаря высокой добротности, а частично
благодаря тому, что они более просты по конструкции, чем коаксиальные
волномеры, и с механической точки зрения обладают большей стабильно-
стью. В то же время недостаток объемных резонаторов заключается в значи-
тельно более частом возникновении колебаний высших порядков.
Коаксиальные волномеры, а также коаксиальные линии со щелью
имеют определенную область применения и, в частности, используются
для калибровки волномеров с объемными контурами для обнаружения
ошибок, связанных с возникновением паразитных колебаний.
§ 5. Гетеродинные частотомеры
Гетеродинный частотомер представляет собой генератор, в котором шкала
настройки градуирована по частоте и которая используется при измерениях
частоты. Гетеродинные частотомеры предназначены для генерирования коле-
баний заданной частоты, измерения неизвестной частоты путем сравнения
с регулируемой и известной частотой гетеродинного частотомера, а также для
интерполяции между двумя известными значениями фиксированных частот.
Основным элементом гетеродинного частотомера служит стабильный
и перестраиваемый по частоте генератор. Схемы его определяются перекры-
ваемым диапазоном частот и могут быть весьма разнообразны в зависимости
от специальных требований, предъявляемых к устройству. Типовая схема
приведена на фиг. 135. Желательно, чтобы генератор имел низкий темпера-
турный коэффициент частоты, был хорошо механически сконструирован
и чтобы его частота не зависела от изменений питающих напряжений и пара-
метров ламп вследствие обычного старения или при их замене. Генератор
гетеродинного частотомера должен быть изолирован буферным каскадом
или соответствующими цепями так, чтобы его частота не зависела от потреб-
ляемой мощности или от импеданса схемы, подключенной для измерений.
Если гетеродинный частотомер используется для целей интерполяции, жела-
тельно, чтобы частота с высокой степенью точности была прямо пропорцио-
нальна углу поворота органа настройки.
х) По этому поводу см. [24, 43, 44]. Особенно рекомендуется работа[45], в которой
.дано описание простой методики, кратко упомянутой в гл. 4, § 15.
§ 5. Гетеродинные частотомеры
187
Гетеродинные частотомеры обычно снабжаются детектором, усилителем
низкой частоты и телефонами. Детектор связан с генератором внутри при-
бора; предусмотрена также возможность подачи на детектор колебаний
от внешнего источника. В этом случае частота гетеродинного частотомера
может быть настроена на измеряемую частоту так, что разностная частота
(частота биений) между двумя генераторами, регистрируемая телефонами,
уменьшится до нуля1).
Для расширения диапазона гетеродинного частотомера может применять-
ся также настройка на нулевые биения гармоник генератора частотомера с
Внешняя
связь
Генератор--Ju—Анодный детектор
Фиг. 135. Схема гетеродинного частотомера.
’ Усилитель 1
Н--- низкой частоты Н
измеряемой частотой. Этот режим работы основан на том, что при подаче на
детектор сравнительно большого напряжения от генератора гетеродинного ча-
стотомера в детекторе возникают гармонические составляющие в дополнение
к гармоникам, уже содержащимся на выходе самого генератора. Аналогично,
если амплитуда колебаний измеряемой частоты сравнительно велика, в детек-
торе возникают гармоники этой частоты и может быть использована настройка
на нулевые биения основной частоты гетеродинного генератора с гармони-
ками измеряемой частоты. Таким путем можно расширить диапазон измере-
ний гетеродинного частотомера в область более низких и высоких частот,
по сравнению с диапазоном частот, генерируемых прибором. В этом случае
могут использоваться гармоники до 15-й включительно.
Гетеродинные частотомеры иногда снабжаются калибраторами на квар-
цованном генераторе, который является простым, но тщательно изготовлен-
ным устройством, использующим для обеспечения хорошей стабильности
частоты кварц с низким температурным коэффициентом. Кварцованный
генератор, генерирующий колебания известной частоты (и ее гармоники),
может быть использован для калибровки одной или нескольких точек шкалы
градуировки частоты гетеродинного частотомера при помощи детектора и уси-
лителя низкой частоты. Точность измерений частоты гетеродинными частото-
мерами обычно выше точности соответствующего резонансного волномера.
т) Точность регистрации нулевых биений в этом случае ограничивается тем, что
лри очень низких разностных частотах они лежат вне пределов слышимости. Однако на-
стройка на нулевые биения может быть сделана очень точной при наложении на колеба-
ния неизвестной частоты дополнительных колебаний, отличающихся примерно на 1000 гц
ют частоты гетеродинного частотомера. В этом случае низкочастотные биения порядка
нескольких герц вызывают изменения амплитуды колебаний частоты 1000 гц. Частота
-этих изменений представляет собой частоту биений, получаемую при^Взаимодействии
на детекторе колебаний гетеродинного генератора й измеряемой частоты.
Другой путь измерения при кратных частотах с применением электронно-лучевой
трубки описан в §4.
188
Гл. 5. Измерение частоту
Объясняется это тем, что для некоторого положения настройки резо-
нансного контура генератор генерирует определенную частоту, в то время
как в обычном волномере, использующем такой же резонансный контур,
имеется неопределенность настройки на резонанс вследствие плоского
характера вершины резонансной кривой. При тщательном изготовлении
кратковременная стабильность частоты гетеродинного частотомера может
быть получена очень высокой—порядка нескольких миллионных долей
герца в течение нескольких минут и даже до часа. Длительная стабильность
частоты, конечно, много ниже, так как она обусловливается изменением пара-
метров схемы и старением ламп. Имеются, однако, сравнительно простые
схемы для достижения длительной стабильности порядка 10~3. Если при-
меняется кварцованный калибратор, то стабильность градуировки частоты
получается несколько выше 10"4 в течение неограниченно долгого времени.
Фиг. 136. Блок-схема интерполяционного генератора с повышенной
стабильностью частоты.
Интерполяционный генератор, обладающий в течение как короткого,
так и длительного времени очень высокой стабильностью частоты, может быть
осуществлен согласно блок-схеме, показанной на фиг. 136 [46]. Здесь выход-
ные колебания образованы верхней боковой полосой частот, полученных при
модуляции колебаний кварцованного генератора колебаниями генератора,
перестраиваемого в необходимом диапазоне частот. Если перестраиваемый
генератор , генерирует колебания значительно более низкой частоты, чем
кварцованный генератор,, стабильность частоты на выходе устройства при-
ближается к стабильности кварцованного генератора, которая значительно
выше стабильности обычного перестраиваемого генератора. В качестве
делителей частоты и генераторов гармоник могут быть использованы мульти-
вибраторы, так как они остаются управляемыми в диапазоне 1 % изменения
частоты, указанной на фиг. 136.
При таком однопроцентном изменении непрерывное перекрытие полу-
чается для диапазона частот, превышающих 100-ю гармонику основной частоты
наиболее низкой серии гармоник. Таким образом, устройство, изображенное
на фиг. 136, обеспечивает непрерывную интерполяцию частоты с точностью
до 40 мггц. Если в систему добавлен мультивибратор частоты 10 кгц, то интер-
поляцию можно производить с точностью до 1 мггц.
§ 6. Сравнение частот методом интерполяции3)
Если измеряемая частота приблизительно определена при помощи резо-
нансного или гетеродинного частотомера, то уточнение результатов измерения
может быть проведено при помощи источника эталонной частоты (см. фиг. 127).
х) Подробнее по этому вопросу см. в работе [47]. Типовое оборудование для изме-
рения методом интерполяции описано в работе [48]. Вариант метода, удобный для из-
мерения частоты радиосигнала, описан в работе [49]. Интерполяционное устройство для
сверхвысоких частот описано в работе [50].
$ 6, Сравнение частот методом интерполяции 189
Методика измерений заключается в сравнении неизвестной частоты с извест-
ными частотами, генерируемыми некоторым эталоном частоты и отличаю-
щимися друг от друга на небольшую величину. Это иллюстрирует фиг. 137,
где /х—неизвестная частота; nfs—n-ая гармоника серии гармонических
составляющих, получаемых от эталона частоты с основной частотой fs (напри-
мер, 10 кгц); (n-f-l) fs—следующая более высокая гармоника в этой серии.
Имеются два метода сравнения частот: прямая интерполяция между двумя
ближайшими частотами и непосредственное измерение разности между
неизвестной частотой и несколько отличной известной частотой.
(n-2)fs (n-1)fs nfs fx (n+l)fs (n+2)f$
Частота
Фиг. 137. График соотношений измеряемой частоты fx и различных
компонент гармонической серии эталонной частоты fs.
Прямая интерполяция в случае, показанном на фиг. 137, может быть
осуществлена при помощи гетеродинного частотомера. Методика измерений
.заключается в последовательной настройке генератора частотомера на частоты
{на гармоники или субгармоники этих частот) n/s; fx и (n-\-i)fs. По резуль-
тирующим трем отсчетам на шкале путем интерполяции между соседними
•частотами определяется неизвестная частота /х. Точность интерполяции
тем выше, чем ближе к линейному закон изменения частоты гетеродинного
частотомера, чем меньше отношение интервалов между гармониками частоты fs
на фиг. 137 к неизвестной частоте /х и чем крупнее масштаб шкалы интерпо-
ляционного генератора (т. е. чем меньше герц заключено в одном делении).
'Таким образом, если расстояние между соседними гармониками не является
-существенной частью всего диапазона настройки интерполирующего гене-
ратора, то точность интерполяции снижается. Абсолютная точность кали-
бровки частоты гетеродинного частотомера не играет существенной роли.
Гетеродинный частотомер необходим в этом случае для совмещения гармоник
.эталонной частоты fs с неизвестной частотой. Необходимо заметить, что
ошибка гетеродинного частотомера должна быть меньше Д/2.
Непосредственное измерение разности между неизвестной частотой
и ближайшей известной частотой может быть осуществлено различными
путями. Простейший способ заключается в одновременной подаче на детек-
тор трех частот: n/s, /х, (п-]-1 )/я и получении разностной частоты между
/х и ближайшей известной частотой. Эта разность лежит в пределах от 0 до fs/2
и может быть измерена непосредственно. Например, если основная частота fs
серии гармоник равна 10 кгц, то измерение разности частот может быть про-
ведено путем сравнения ее с частотой звукового генератора, перестраивае-
мого в диапазоне от 0 до 5 кгц. Эта разностная частота складывается с часто-
той nfs или вычитается из частоты (n + l)/s для определения неизвестной
частоты /х в зависимости от того, к какой из этих двух частот неизвестная
частота расположена ближе.
Видоизменение этой методики заключается в регистрации на выходе
детектора разностной компоненты между частотой /х и соседней гармоникой,
не являющейся ближайшей к частоте /хг). Эта разностная частота лежит
х) Другая разновидность этой методики заключается в применении нескольких по-
г следовательных ступеней преобразования измеряемой частоты для уменьшения значения
разностной частоты до небольшой величины, которая может быть измерена с точностью
,до небольших долей герца. Однако этот метод требует использования сложного и доро-
гостоящего оборудования и применяется редко [51].
190
Гл. 5^ Измерение частоты
в диапазоне от 0,5 Д до Д и может быть определена гетеродинным или про-
стым частотомером для данного частотного диапазона. Эта методика пред-
почтительна при больших значениях Д, например 100 кгц или 1 мггц. В этом
случае применяется гетеродинный частотомер для перекрытия диапазона
от 50 до 100 кгц или от 500 до 1000 кгц, более употребительный, чем гетеро-
динные частотомеры в диапазонах частот от 0 до 50 кгц или от 0 до 0,5 мггц.
В диапазоне от 500 до 1000 кгц в качестве интерполяционного устройства
вместо гетеродинного частотомера может быть использован калиброванный
радиовещательный приемник.
Если разность между измеряемой и ближайшей известной частотами
очень мала, во всех интерполяционных методах возникают трудности при
определении того, является ли измеряемая частота более высокой или
более низкой по отношению к ближайшей известной частоте. Аналогичные
трудности возникают и-в том случае, когда измеряемая частота лежит точнее
посредине между двумя известными частотами. Для разрешения этой про-
блемы имеются различные способы; один из них основан на применении
гетеродинного частотомера. Вначале гетеродинный частотомер точно настраи-
вается на измеряемую частоту при выключенных опорных частотах, затем:
опорные частоты включаются, а измеряемая выключается. После этого частота
гетеродинного частотомера незначительно увеличивается. Если при этом раз-
ностная частота, образованная при взаимодействии колебаний гетеродин-
ного частотомера и опорной частоты, увеличивается, то значение измеряемой
частоты выше ближайшей опорной частоты. В другом случае можно несколько
увеличивать опорную частоту и регистрировать уменьшение или увеличе-
ние разности между опорной и измеряемой частотами.
Если сравнение частот производится на гармониках, необходимо тща-
тельно следить, чтобы отдельные гармоники были полностью идентичными.
Обычно это осуществляется при помощи гетеродинного или обычного частото-
мера. Однако если используются гармоники очень высокого порядка,
например 451-я и 452-я, то процентная разность между соседними гармо-
никами настолько мала, что иногда может возникнуть неопределенность
в определении используемой гармоники. Эта неопределенность может быть
устранена простым способом—использованием частот звукового диапазона.
Например, если измерения производятся при помощи гармонической после-
довательности частоты 10 кгц, может быть использован вспомогательный муль-
тивибратор на частоте 100 кгц, управляемый от источника серии гармоник.
При модуляции выходного напряжения этого мультивибратора звуковой
частотой, например 50 гц, можно точно определить каждую десятую гармо-
нику в серии частоты 10 кгц, а затем определить промежуточные гармоники,
отсчитывая их от ближайшей соседней частоты. Например, для случая
упомянутой выше неопределенности остается определить 45-ю гармонику
частоты мультивибратора 100 кгц, что может быть сделано вполне надежно.
Вопрос различения 451-й или 452-й гармоник сводится теперь к определе-
нию того, является ли это 1-й или 2-й гармоникой серии частоты 10 кгц,
модулированной звуковой частотой 50 гц.
В другой схеме серия гармоник частоты 10 кгц модулируется часто-
той 100 кгц. При этом получается серия гармоник частоты 10 кгц с маркер-
ными частотами, отстоящими друг от друга на 100 кгц.
§ 7. Использование электронно-лучевой трубки
для сравнения частот
При помощи электронно-лучевой трубки (ЭЛТ) можно определить,
идентичны ли две измеряемые частоты [52]. В этом случае при помощи ЭЛТ
реализуется в измененном виде метод нулевых биений определения соот-
$ 7. Использование электронно-лучевой трубки для сравнения частот
191
ношения двух частот. Преимущество использования ЭЛТ заключается
в том, что она позволяет обойтись без генерирования гармоник при сравни-
тельных измерениях частоты. Трубка также может быть использована
в качестве индикатора в интерполяционных методах, как описано в связи
с фиг. 141 (см. стр. 193).
Простейший метод использования ЭЛТ для определения соотношения
частот двух синусоидальных напряжений основан на применении в качестве
Фиг. 138. Фигуры Лиссажу для различных отношений частот
и разностей фаз.
горизонтально отклоняющего напряжения одной частоты, а в качестве
вертикально отклоняющего—другой частоты. При соотношении между
двумя частотами, равном отношению целых чисел, на экране трубки
получаются изображения, называемые фигурами Лиссажу. Форма этих
фигур определяется отношением частот и фаз двух колебаний, как это пока-
зано на фиг. 138 для типовых случаев. Если отношение этих частот опре-
деляется отношением целых чисел, изображение на экране стабильно,
а отношение частот горизонтальной и вертикальной разверток равно отно-
шению числа касаний к горизонтальной линии к числу касаний к верти-
кальной *). Если отношение частот лишь несколько отличается от отноше-
ния целых чисел, то изображение перемещается так, как если бы изменялась
разность фазы двух колебаний. Если отношение частот намного отличается
х) При этом предполагается, что начальная и конечная точки изображений не сов-
падают (как при 0 и 180° на фиг. 138). Если это совпадение имеет место, то правило недей-
ствительно.
192
Гл. 5. Измерение частоты
ют простого отношения целых чисел, изображение представляет собой яркий
прямоугольник.
Интерпретация фигур Лиссажу становится затруднительной при боль-
шом отношении частот и в особенности при сложных фигурах1). В этом
-случае весьма желательно применение других устройств. Одно из таких воз-
можных устройств изображено на фиг. 139, а. В этой схеме для получения
эллиптической или круговой развертки используется низкая частота, полу-
чаемая от фазосдвигающей цепочки, состоящей из сопротивления и емкости.
Фиг. 139. Схема для получения пунктирной осциллограммы на экране трубки.
а—схема; б—изображение.
Отношение
частот»
19
п
6
На управляющий электрод подается смещение, несколько превышающее
напряжение запирания, на которое накладывается напряжение более
высокой частоты. Изображение, получающееся на экране трубки, показано
на фиг. 139, б и представляет собой точки, расположенные по окружности,
число которых, отнесенное к некоторому целому числу п, величина кото-
рого меньше числа точек, характеризует отношение высокой частоты
Фиг. 140. Примеры осциллограмм типа «зубчатое колесо».
к низкой. Характер изображения при различных значениях п сохраняется,
так что величина п должна быть предварительно известна.
На фиг. 140 показано несколько иное изображение в виде зубчатого
колеса. Оно может быть получено, если низкая частота используется для
создания эллиптической или кольцевой развертки, а высокая частота под-
водится к радиально отклоняющему, или центральному электроду. При
этом луч перемещается к центру или от центра окружности в соответствии
с амплитудой и полярностью напряжения, приложенного к радиально
отклоняющему электроду. Для полученного таким образом изображения
1) Очень сложные фигуры, соответствующие большим отношениям (например,
201:1), могут быть использованы только при принятии специальных мер [53].
§ 7, Использование электронно-лучевой трубки для сравнения частот 193
отношение частот равно числу зубцов, деленному на число пересечений
с линией развертки по направлению от центра к внешней стороне* экрана.
Следует отметить, что схема для получения изображения типа «зубчатое
колесо» устраняет неопределенность в отношении и, характерную для изо-
бражения со светящимися точками1).
Если две частоты находятся точно в гармоническом соотношении, то
изображения типа «зубчатое колесо» или со светящимися точками остаются
неподвижными. Однако если отношение частот несколько отличается от отно-
шения простых чисел, то светящиеся точки или зубцы начинают вращаться
со скоростью, увеличивающейся при увеличении расхождения отношения
их частот от гармонического соотношения. Кроме того, по направлению
вращения ясно, лежит ли величина высокой частоты ниже или выше значе-
ния, соответствующего точному гармоническому соотношению. При приме-
нении интерполяционного генератора ЭЛТ может быть использована в каче-
стве индикатора для сравнения измеряемой и известной частот, если они
Фиг. 141. Осциллограммы, получаемые на экране ЭЛТ при исполь-
зовании интерполяционного генератора.
Показанные случаи соответствуют соотношению 4/1=72—/о и отличаются
лишь фазовыми соотношениями.
не находятся в гармоническом соотношении* 2). Методика этого измерения
заключается в наложении более высокой частоты на колебания интерпо-
ляционного генератора и в подаче этих частот на вертикально отклоняющие
пластины, в то время как к горизонтально отклоняющим пластинам подводится
напряжение более низкой частоты. Сложение двух колебаний с различ-
ными частотами приводит к возникновению колебаний, огибающая которых
пульсирует с разностной частотой /2—fQ, где /2—высокая частота, а /0—частота
интерполяционного генератора [20, 56]. Затем частота интерполяционного
генератора /0 устанавливается такой, чтобы удовлетворить соотношению
п/! = /2-/о. (5-2)
где Д—низкая частота, а п—число, соответствующее гармоническому соот-
ношению. При выполнении соотношения (5.2) на экране трубки появляется
изображение, показанное нафиг. 141. Здесь число п равно удвоенному числу
пульсаций огибающей, если прямой и обратный ходы горизонтальной раз-
вертки совпадают, или равно сумме пульсаций огибающей при прямом и обрат-
ном ходе развертки. Если соотношение между тремя частотами—измеряемой,
известной и частотой интерполяционного генератора—лишь приближенно
описывается формулой (5.2), то пульсации огибающей перемещаются вправо
или влево со скоростью, определяемой степенью приближенности.
Если при помощи ЭЛТ установлено точное соотношение для двух частот,
значения которых уже приблизительно известны, то нет необходимости
0 Другой вид изображения типа «зубчатое колесо» описан в работе [54].
2) Подробнее по этому вопросу см. работу [55].
13 ф, Термен и Дж. Петтит
194
Гл. 5. Измерение частоты
выяснять детали изображения на экране, поскольку гармоническое отно-
шение уже определено. Необходимо просто произвести небольшую подстройку
одной из частот, чтобы изображение на экране трубки полностью остано-
вилось. При этих условиях можно использовать очень сложные фигуры,
соответствующие очень большим гармоническим отношениям, что при других
условиях было бы невозможно. Например, для противопоставления методу
сравнения частот, показанному на фиг. 141, предположим, что генератор,
калибровка частоты которого уже известна с точностью выше 0,1%, необ-
ходимо настроить на частоту, точно равную 323 383 гц, используя эталон
частоты 1000 гц и интерполяционный генератор, перекрывающий диапазон
от 11 000 до 12 000 гц. При этих условиях измеряемая частота должна иметь
номинальное значение 323 383 гц, как это определяется ее калибровкой,
а частота интерполяционного генератора должна быть равна 11 383 гц.
Колебания этих двух частот одновременно подаются на вертикально отклоняю-
щие пластины, тогда как напряжение эталонной частоты 1000 гц приклады-
вается к горизонтально отклоняющим пластинам. Затем измеряемая часто-
та несколько изменяется в обе стороны до получения неподвижного изображе-
ния. При этом получится разностная частота 323383—11383 = 312000 гц,
для которой значение п, согласно формуле (5.2), равно 312.
В качестве второго примера предположим, что необходимо проверить
калибровку частоты измеряемого генератора в диапазоне от 250000 до
350 000 гц при помощи эталонной частоты 1000 гц. Это может быть сделано
при воспроизведении обычных фигур Лиссажу. Вначале генератор настраи-
вается на номинальную частоту 250 000 гц, которая затем слегка подстраи-
вается около этого значения для получения стационарного изображения.
При этом регистрируется гармоническое отношение п, равное 250. После
этого номинальное значение частоты увеличивается до 351 000 гц и процесс
измерений повторяется. В случае необходимости эти измерения могут быть
повторены с эталонной частотой 10 000 гц, причем калибровка каждого
десятого интервала повторяется, чем обеспечивается отсутствие пропусков
точек при калибровке частотой 1000 гц. Может быть также проведена кали-
бровка через интервалы в 500 гц после осуществления калибровки частотой
1000 гц при использовании таких отношений частот, как 501 : 2 и т. д.,
поскольку такие соотношения также обеспечивают стационарность изобра-
жения. При применении таких сложных гармонических соотношений
фигуры Лиссажу соответственно усложняются. Однако даже при небольшом
навыке наблюдатель различает случаи, когда величина т в гармоническом
отношении mln, имеет значение 1, 2, 3 и т. д.
При использовании для сравнения частот больших гармонических
отношений, как было указано выше, желательно, чтобы амплитуда гори-
зонтально отклоняющего напряжения была настолько велика, чтобы
на экране была видна только малая часть всего изображения. При этом
существенно облегчается анализ изображения.
Необходимо отметить, что использование ЭЛТ в качестве индикатора^
позволяет осуществить гармоническое сравнение частот без генерирования
гармоник, как это требуется при других методах сравнения частот. Но наряду
с этим при применении ЭЛТ для сравнения частот необходимо использовать
сравнительно большие напряжения, особенно если частоты настолько высоки,
цто коэффициент усиления усилителя осциллографа снижается.
§ 8. Сравнение частот при помощи счетных схем
Применение быстродействующих счетных или решающих систем позво-
лило развить другие методы сравнения частот, область применения которых
непрерывно расширяется. Основная идея этих устройств заключается
§ 8. Сравнение частот при помощи счетных схем
195
в использовании счетчика, позволяющего сосчитать периоды измеряемой
частоты в некотором определенном интервале времени, например 10 мсек,
или 1 сек. Величина этого интервала, в свою очередь, определяется пе-
риодом эталонной или известной частоты.
Одна из возможных блок-схем аппаратуры этого типа показана на
фиг. 142, а [57, 58]. Здесь колебания известной и измеряемой частот Д и Д со-
ответственно подаются на схемы формирования импульсов и Р2, на выходе
которых возникают положительные импульсы с частотой повторения, равной
частоте подаваемых на вход колебаний. Эти импульсы регистрируются счет-
чиками 5*! и S2 соответственно. Причем счетчик регистрирует только
в то время, когда открыто стробирующее устройство Gv а счетчик S2 реги-
стрирует тогда, когда открыто стробирующее устройство G2. Методика изме-
рений заключается в следующем. Вначале счетчик регулируется таким
Фиг. 142. Блок-схема одноразового счетчика для сравнения двух частот.
а—сравнение радиочастот; б—сравнение звуковой частоты с радиочастотой.
образом, что он вырабатывает сигнал, запирающий оба стробирующих
устройства после регистрации заданного числа периодов Nv Измерения*
начинаются нажимом кнопки, которая отпирает оба стробирующих устрой-
ства, затем счетчики регистрируют импульсы до тех пор, пока число этих
импульсов в счетчике не достигнет величины Nv при которой оба стро-
бирующих устройства запираются Соотношение между измеряемой^часто-
той Д и известной частотой Д в этом случае будет
(5.3)'-
где N2—число импульсов, зарегистрированных счетчиком S2 к моменту,
запирания стробирующего устройства G2. Необходимо отметить, что интер-
вал времени, в течение которого открыто стробирующее устройство G2
и счетчик 52 регистрирует периоды измеряемой частоты, составляет NJf-^ сек.
Точность, с которой в этом случае сравниваются частоты, определяется-'
числом периодов эталонной частоты Д, зарегистрированных счетчиком Sr.
Точность повышается при увеличении используемого интервала времени*
(т. е. при увеличении 7VJ и повышении частоты Д. При частоте Д порядка»
от 1 до 10 мггц точность такого сравнения выше 10~6 для интервала вре-
мени 1 сек.1).
Наивысшая частота, которая применяется в этих системах, ограничена*
скоростью работы счетчиков. Для промышленных образцов счетчиков прак-
тическим пределом является частота порядка 10 мггц [591.
г) Для интервала времени порядка часа можно легко получить точность порядка*
IQ-9 [15].
13*
196
Гл. 5. Измерение частоты
Преимущества счетного метода определения частоты заключаются
в практически мгновенном получении точных результатов без неопре-
деленностей и почти автоматически. Таким образом, этот метод очень удобен
при осуществлении большого количества сравнительных измерений частоты.
§ 9. Вспомогательные генераторы опорной частоты
(частотные мониторы)
Частотными мониторами называются устройства для непрерывного
наблюдения и регистрации частоты радиопередатчика посредством сравне-
ния с опорной частотой, генерируемой монитором. Такие схемы используются
для поддержания постоянства частоты радиопередатчиков в требуемых пре-
делах. Несмотря на то, что частота современных радиопередатчиков опре-
деляется тщательно сконструированными кварцованными генераторами, не-
сколько более надежно, однако, использовать монитор, снабженный квар-
цованным генератором и предназначенный выполнять лишь одну функцию—
поддержание наивысшей стабильности частоты.
Частотные мониторы для амплитудно-модулированных передатчиков
обычно имеют блок-схему, приведенную на фиг. 143, и используют принцип
Фиг. 143. Блок-схема частотного монитора для амплитудно-модулированных
колебаний.
нулевых биений или смещенной частоты1). При работе по принципу нуле-
вых биений частота кварцованного генератора монитора равна заданному
значению частоты передатчика или одной из ее субгармоник. При смещении
частот передатчика и монитора получается разностная частота или частота
биений, равная отклонению частоты передатчика в герцах от эталонной
частоты монитора. Таким образом, если разностная частота равна нулю,
настройка передатчика является точной, в то время как при разности,
равной 800 гц, частота передатчика оказывается выше или ниже эталонной
частоты на 800 гц. Разностная частота, вырабатываемая монитором, реги-
стрируется частотомером такого типа, как описано в связи с фиг. 146 (стр. 200).
Использование в частотных мониторах принципа нулевых биений обес-
печивает серьезные преимущества, в особенности если от схемы требуется
большая гибкость в широкой области применений. Недостаток этого метода
заключается в невозможности непосредственного определения знака девиа-
ции контролируемой частоты. Кроме того, имеется ограниченная область
ошибки частоты вблизи нуля, в которой система нечувствительна вследствие
того, что обычный частотомер не способен регистрировать очень низкие
частоты. Эти недостатки устраняются при работе частотного монитора
в режиме смещенной частоты. Режим смещенной частоты отличается от режима
нулевых биений тем, что частота кварцованного генератора монитора выби-
рается из условия получения удобного значения частоты биений, например
1000 гц, для того случая, когда передатчик имеет точную настройку.
ь) Примеры промышленных мониторов описаны в работах [60, 61].
§ 9. Вспомогательные генераторы опорной частоты
Если опорная частота, генерируемая монитором, ниже частоты передат-
чика, девиация частоты выходного напряжения монитора по отношению
к частоте 1000 гц определяет ошибку настройки передатчика. Так, если
разностная частота равна 1000 гц, передатчик настроен правильно (по отно-
шению к эталонной частоте монитора), если же частота биений равна 600
или 1400 гц, частота передатчика соответственно будет на 400 гц ниже или
выше. Разностная частота на выходе устройства со смещенной частотой
регистрируется частотомером типа, описанного в связи с фиг. 146, градуи-
ровка шкалы которого имеет нуль для значения разностной частоты, соот-
ветствующего правильной настройке передатчика, и деления в герцах по обе
стороны от нуля, соответствующие уходу частоты передатчика от номиналь-
ного значения.
В мониторах описанного типа эффект амплитудной модуляции несущей
уменьшается ограничением амплитуды колебаний разностной частоты, пода-
ваемых на частотомер так, что эти колебания имеют прямоугольную форму,
и амплитуда их существенно не зависит от коэффициента модуляции (исклю-
чая, конечно, очень редкий случай 100-процентной модуляции).
Создание частотных мониторов для случая частотно-модулированных
сигналов является особой проблемой, поскольку в этом случае происходит
непрерывное изменение мгновенной частоты, а интерес представляет среднее
значение частоты. Решение этой проблемы иллюстрируется блок-схемой
модуляции
Фиг. 144. Блок-схема монитора для частотно-модулированных колебаний.
монитора, показанной на фиг. 1441). Здесь частота кварцованного генера-
тора монитора выбирается так, чтобы при смешении с частотой передатчика
получалась относительно низкая промежуточная частота порядка 200 кгц.
Девиация этой промежуточной частоты равна девиации частоты сигнала.
Таким образом, если девиация частоты сигнала равна 75 кгц, то значение
промежуточной частоты будет изменяться в диапазоне от 125 до 275 кгц.
Напряжение этой промежуточной частоты подается на частотомер счетного
типа, описанный в связи с фиг. 146. Выходной ток этого счетного устройства
точно пропорционален частоте приложенных колебаний. Соответственно
постоянная составляющая этого тока точно пропорциональна средней илй
центральной частоте, в то время как переменная составляющая изменяется
в диапазоне звуковых частот и воспроизводит с высокой степенью точности
частотную модуляцию сигнала. Для регистрации средней частоты постоян-
ная составляющая тока выделяется и подается на прибор постоянного тока
с нулем в середине шкалы, на который также поступает компенсационный
ток такой величины, чтобы получить нулевой отсчет, если средняя частота
передатчика имеет номинальное значение.
х) Такие частотные мониторы описаны в работах [62—64].
198
Гл. 5. Измерение частоты
Точность такого устройства определяется не только стабильностью
частоты кварцованного генератора монитора, но и компенсационным напря-
жением. Если уровень компенсационного напряжения управляется ампли-
тудой сигнала, поступающего на счетчик, то можно получить компенсацион-
ный эффект, не зависящий от обычных изменений амплитуды входного сиг-
нала, изменений параметров ламп или питающих напряжений. Дальнейшее
повышение точности обеспечивается периодической калибровкой счетной
системы при использовании кварцованного генератора промежуточной
частоты, являющегося частью монитора. Это осуществляется подачей выход-
ного напряжения генератора на счетную систему и регулировкой последней
для получения нулевой частотной девиации.
§ 10. Измерения низких (звуковых) частот
Звуковые частоты могут быть измерены путем сравнения неизвестной
частоты с известной при помощи мостовых схем, условия баланса которых
зависят от частоты, или при помощи счетных устройств кольцевого типа.
Измерение звуковых частот с большой точностью иногда значительно
сложнее измерения радиочастот. Если частота 100 гц измеряется с точностью
10~7, то это составляет ошибку в 1 период за каждые 28 часов. ,Таким образом,
точные измерения требуют длительного времени, если они не проводятся
сравнением высоких гармоник звуковой частоты с эталонной радиочастотой.
Однако точность, требуемая при измерениях звуковых частот, намного меньше
точности, необходимой при измерениях радиочастот.
. Измерения звуковых частот методом сравнения. Эталонные частоты
для измерения звуковых частот могут быть получены различными спосо-
бами. Одним из возможных способов является деление радиочастоты, гене-
рируемой эталоном, как это показано на фиг. 127. Другими источниками
эталонных звуковых частот являются электрически управляемые камертон-
ные генераторы1). Если возможно применение известных радиочастот, то гене-
ратор низкой частоты может быть всегда настроен таким образом, чтобы его
частота находилась в известном соотношении с высокой частотой при исполь-
зовании гармоник и т. д.
Если возможно применение одной или более колебаний звуковой часто-
ты, то генератор звуковой частоты можно полностью калибровать обыч-
ными методами сравнения частот. Например, если известная частота равна
100 гц, то для каждой гармоники 100 кгц можно получить калибровочные
точки путем сравнения известной и измеряемой частот непосредственно на
ЭЛТ, как это описано в § 4, или методами нулевых биений гармоник эта-
лонной частоты с неизвестной. Другие калибровочные точки, такие, как 50,
150, 133,3 гц и т. д., могут быть получены аналогично при использовании
фигур Лиссажу при соотношениях частот 1:2, 3 : 2, 4 : 3 соответственно.
Если эталонная частота имеет более высокое значение, например 1000 гц,
а применение эталонной частоты 100 гц более предпочтительно, то может
использоваться вспомогательный генератор, настройка которого отличается
от соответствующей гармонической составляющей точно на 100 гц. Воз-
можны различные модификации этих гармонических методов, применение
каждого из которых обусловливается конкретными обстоятельствами.
Для достижения равенства частоты двух колебаний могут исполь-
зоваться фигуры Лиссажу или биения с разностной частотой, регистри-
руемые телефонами. Может быть также применена схема, в которой
колебания двух частот одновременно поступают на ламповый вольтметр
х) См. примечание 2 на стр. 174.
£ 10. Измерения низких (звуковых) частот.
199
й результирующая вибрация стрелки прибора регистрирует разностную
частоту. Применение одного из этих методов определяется в каждом отдель-
ном случае конкретными условиями.
Точное сравнение неизвестной звуковой частоты с известными фиксиро-
ванными звуковыми частотами представляет особую задачу. Обычный метод
заключается в получении биений, представляющих разность между изме-
ряемой и ближайшей известной частотами. Значение полученной таким
образом разностной частоты определяется подсчетом периодов биений визу-
альными или акустическими методами, если частота не превышает несколь-
ких герц, механическими или электри-
ческими счетчиками при более высоких
частотах биений, как это описано ниже.
Измерение звуковых частот при
помощи мостов. Измеряемая частота
может быть определена при питании
этой частотой моста, условия баланса
которого зависят от частоты, и после-
дующем расчете частоты по параметрам
схемы, необходимым для получения ба-
ланса. Такие схемы имеют широкое при-
менение для измерения звуковых ча-
стот. Для этих целей могут быть ис-
пользованы мосты или четырехполюсни-
ки нулевого типа, условия баланса
Фиг. 145. Мост Вина для измерения
частоты.
которых зависят от частоты. Типовы-
ми схемами являются мосты Вина, Хэя1) и резонансные мосты, а также
четырехполюсники нулевого типа, показанные на фиг. 62, б (стр. 83).
Мост Вина наиболее пригоден для использования в диапазоне звуковых
частот, поскольку он балансируется изменением омических сопротивлений,
не содержит индуктивностей и может быть легко рассчитан для перекрытия
широкого диапазона частот. Весьма важно отсутствие индуктивностей в пле-
чах моста, так как большие индуктивности, применяемые на звуковых
частотах, могут легко поглощать энергию паразитных полей и вызывать
ошибки при балансировке.
Схема моста Вина, предназначенная для измерения частоты, показана
на фиг. 145. Баланс в этом месте достигается при одновременном выполне-
нии следующих двух уравнений:
2тс j/" /?с Rd Сс Cd
а
Cd Rb Rc
Cc Ra Rd
(5.4а)
(5.46)
При таком выборе параметров, что Сс = Cd, Rc- Rd и Rb/Ra = 2, второе усло-
вие баланса выполняется всегда и первое условие может быть записано в виде
/ = 2тЬё- <5-5)
Таким образом, при осуществлении сопротивлений Rc и Rd в виде идентич-
ных проволочных реостатов со сдвоенными движками шкалу можно гра-
дуировать непосредственно в единицах частоты. Кроме того, простым
Использование моста Хэя для измерений частоты подробно описано в ра-
ботё[65].
200
Гл. 5. Измерение частоты
изменением емкости конденсаторов Се и Cd на необходимую величину могут
быть получены удобные значения коэффициентов умножения (десятичные зна-
чения). Диапазон частот 10 : 1 можно перекрыть при помощи одной емкости,
так что при использовании трех пар конденсаторов можно перекрыть весь
диапазон звуковых частот от 20 до 20 000 гц. В практических конструкциях
невозможно' обеспечить равенство величин Rc и Rd с точностью, требуемой
для осуществления совершенного баланса. Для точной регулировки баланса
используется потенциометр Р с сопротивлением, равным!—2% величины Ra.
Влияние его на калибровку частоты пренебрежимо мало.
При измерении частоты при помощи мостов легко может быть полу-
чена точность порядка 0,5—1%. В диапазоне частот от 300 до 5000 гц
индикацию баланса наиболее легко осуществлять при помощи телефонов,
Для частот, лежащих вне этого диапазона, обычно используются другие
индикаторы. Принципиальные трудности точного измерения частоты при
помощи мостовых схем обусловливаются влиянием гармоник измеряемой
частоты. Мост является несбалансированным для этих гармоник, которые,
таким образом, играют существенную роль на выходе схемы, даже если они
составляют малый процент на ее входе,
Если в диапазоне средних звуковых частот используются телефоны,
то обычно удается достичь точного баланса моста на основной частоте даже
при наличии гармоник, но при использовании индикаторных приборов
в выходной диагонали необходимо для предотвращения влияния паразитных
составляющих на индикаторный прибор включить соответствующие
фильтры.
Измерения звуковых частот при помощи счетчиков периодов. Один
из методов измерения звуковых частот заключается в использовании тока
соответствующей частоты для управления электрическими часами. Такие
Фиг. 146. Схема частотомера счетного типа.
часы представляют собой устройство для подсчета периодов, поскольку
каждая минута, регистрируемая часами, соответствует определенному коли-
честву периодов. Часы на звуковых частотах могут использоваться для под-
счета периодов вплоть до нескольких тысяч. В этой связи необходимо отме-
тить, что многие обычные электрические часы, предназначенные для работы
на частоте 50 гц, могут синхронно работать в значительном диапазоне частот,
обычно от 30 до 100 гц.
Очень низкие частоты могут быть измерены простым счетчиком перио-
дов, управляемым поляризованным реле. В этом случае регистрируется
число периодов за данный отрезок времени, отсчитываемый секундомером,
и по результирующим данным рассчитывается частота. Если частота слиш-
ком высока для использования механических счетчиков периодов, то исполь-
10. Измерения низких (звуковых) частот 201
зуется заряд конденсатора в каждый полупериод и последующий его разряд
через другую цепь во время другого полупериода. Если напряжение заряда
конденсатора не зависит от частоты, то средний ток, протекающий в цепи
конденсатора, пропорционален числу процессов заряда в секунду, а следо-
вательно, пропорционален частоте.
В соответствии с этим отклонение стрелки прибора постоянного тока,
включенного в зарядную или в разрядную цепь, будет пропорционально
числу периодов в секунду и прибор может быть прокалиброван непо-
средственно в единицах частоты. Типовая схема1) с основными элементами
приведена на фиг. 146.
Здесь колебания измеряемой частоты формируются несколькими огра-
ничивающими каскадами, так что на выходе получается прямоугольное
напряжение. Это напряжение прикладывается к последовательно соединен-
ным конденсатору С и двухполупериодному выпрямителю, как показано
на схеме. При этом ток заряда конденсатора проходит через одну секцию
диода, а разрядный ток—через другую. Таким образом можно прибором М
постоянного тока раздельно регистрировать ток заряда (или разряда). Вели-
чина этого постоянного тока пропорциональна амплитуде прямоугольных
колебаний и количеству периодов заряда емкости в секунду (т. е. частоте
колебаний). Амплитуда колебаний определяется конечными уровнями
ограничения и может быть сделана постоянной при использовании стаби-
лизированных источников питания. В этом случае показания прибора
постоянного тока будут определяться только частотой, в единицах которой
и градуируется шкала прибора М. В частотомерах такого типа частота,
соответствующая отклонению стрелки на всю шкалу, определяется чув-
ствительностью прибора М и емкостью конденсатора С на фиг. 146. При
изменении шунта прибора или емкости этого конденсатора отклонение
ца полную шкалу можно сделать соответствующим различным значениям
частоты. Максимальный диапазон частот, который может быть получен
в аппаратуре такого типа, ограничивается только возможной максимальной
частотой формирования прямоугольных колебаний, которая в случае необ-
ходимости может намного превышать наиболее высокую частоту слышимого
диапазона. При хорошей стабилизации источников питания может быть
получена точность порядка ±2%. Для специальных случаев теоретически
возможно значительное улучшение этой точности.
Сравнение звуковой частоты с опорной радиочастотой при помощи
счетчика периодов. Одноразовые счетные системы для сравнения частот
типа, показанного на фиг. 142, б, могут быть использованы для измерения
звуковой частоты в единицах известного значения радиочастоты. Здесь фор-
мирующая импульсы схема Р2 воспроизводит на выходе импульсы звуковой
частоты /2. В то же время стробирующее устройство Gj при размыкании пере-
ключателя запирается. Если же переключатель остается замкнутым, то пер-
вый приходящий с блока Р2 импульс открывает стробирующее устройство G1T
которое запирается вторым импульсом и остается запертым вплоть до сле-
дующего нажатия кнопки. Таким образом, нажимая кнопку и оставляя ее
в этом положении, обеспечивают отпирание стробирующего устройства G±
х) Описание деталей см. в работе [66]. Более ранние частотомеры этого типа были ос-
нованы на применении электронного переключения тиратронных схем вместо генераторов
прямоугольного напряжения и схем с двойными диодами, см., например, [67]. Однако
применение тиратронов имеет тот недостаток, что их срок службы тем меньше, чем выше
частота, и становится очень коротким на высоких звуковых частотах и низких радио-
частотах. На частотах вплоть до нескольких тысяч герц можно применять, поляризован-
ное реле в качестве механического переключателя, который в течение одного полупе-
риода подключает конденсатор к батарее, а затем в течение другого полупериода
разряжает его через сопротивление [68].
202
Гл. 5. Измерение частоты
на время, точно равное одному периоду частоты /2. Число периодов, зареги-
стрированное счетчиком в течение этого времени, дает точное отношение
известной радиочастоты к измеряемой звуковой частоте /2 с ошибкой мень-
ше одного периода радиочастоты.
ЛИТЕРАТУРА
1. Thwaites J. Е., Laver F. J. М., Journ. Inst. Electr. Eng., 89, pt. Ill, 139
(1942).
2. S m i t h W. V., Garcia de Quevedo J. L., Garter R. L., Ben-
nett W. S., Journ. Appl. Phys., 18, 1112 (1947).
3. Garcia de Quevedo J. L., Smith W. V., Journ. Appl. Phys., 19, 831
(1948).
4. Hershberger W. D., Norton L. E., RCA Rev., 9, 38 (1948).
5. Rockett F. H., Electronics, 22, 82 (1949).
6. Marrison W. A., Bell Syst. Techn. Journ., 27, 510 (1948).
7. В о о t h C. F., L a v e r F. J. M., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. Ill, 223 (1946).
8. S h a u 1 1 J. M., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 6 (1950).
9. В о о t h G. F., Proc. Inst. Electr. Eng., 98, pt. Ill, 1 (1951).
10. Essen L., Proc. Inst. Electr. Eng., 98, pt. II, 154 (1951).
11. S m i t h H. M., Proc. Inst. Electr. Eng., 98, pt. II, 143 (1951).
12. Clapp J. K., Gen. Rad. Expt., 18, 1, 6 (1944).
13. M e a c h a m L. A., Bell Lab. Rec., 20, 179 (1942).
14. Law H. B., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. Ill, 38 (1947).
15. H a r t s h о r n L., Essen L., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 37 (1949).
16. S h a u 1 1 J. M., Kortman С. M., Electronics, 14, 102 (1951).
17. Dye D. W., Essen L., Proc. Roy. Soc., 143, 285 (1943).
18. Norrman E., Proc. Inst. Radio Eng., 20, 1715 (1932).
19. Laver F. J. M., Proc. Inst. Electr. Eng., 97, pt. Ill, 93 (1950).
20. T e r m a n F. E., Radio Engineering, 3d ed., New York, 1947.
21. Webster D. L., Journ. Appl. Phys., 10, 864 (1939).
22. Harrison A. E., Klystron Tubes, New York, 1947.
23. Klystrons and Microwave Triodes, Vol. 7, Radiation Laboratory Series, New York,
1948 (см. перевод: Отражательные клистроны, M., Советское радио, 1949).
24. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах, М., Совет-
ское радио, 1949).
25. Н u s t е п В. F., Lyons Н., Electr. Eng., 67, 436 (1948); Trans. AIEE, 67,
321 (1948).
26. Tai pey G., Goldberg H., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 965 (1947).
27. Karpins E., Gen. Rad. Expt., 20, October (1945).
28. Hibberd R. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1303 (1946).
29. К a r p J u s E., Gen. Rad. Expt., 15, 1 (1940).
30. G r i f f i t h s W. H. F., Wireless Eng., 20, 254 (1943).
31. Takagishi E., Proc. Inst. Radio Eng., 18, 513 (1930).
32. Hund A., Proc. Inst. Radio Eng., 12, 817 (1924).
33. D u n m о r e F. W., Engels F. H., Proc. Inst. Radio Eng., 11, 467 (1923).
34. T e r m a n F. E., Electr. Eng., 53, 1046 (1934).
35. Essen L., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1413 (1946).
36. G r e e n E. I., Fisher H. J., Ferguson J. G., Bell Syst. Techn. Journ.,
25. 435 (1946).
37. A 1 1 e n H. R., Curling C. D., Journ. Inst. Electr. Eng., 95, pt. Ill, 473 (1948).
38. Wilson I. G., Schramm G. W., К i n z e r J. P., Bell Syst. Techn. Journ.,
25, 408 (1946).
39. Essen L., Wireless Eng., 23, 126 (1946).
40. F e i k e r G. E., M e a h 1 H. R., Electronics, 21, 103 (1948).
41. S h a w e L. W., Burrell С. M., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1479 (1946).
42. В а г г о w W. L., M i e h e r W. W., Proc. Inst. Radio Eng., 28, 184 (1940).
43. G a f f n e у F. J., Proc. Inst. Radio. Eng., 34, 775 (1946).
44. H u n t L. E., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 979 (1947).
45. S p г о u 1 1 R. L., Linder E. G., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 305 (1946).
46. G 1 a p p J. K., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 1285 (1948).
47. С 1 a p p J. K., Gen. Rad. Expt., 18, 4 (1944); Proc. Inst. Radio Eng., 18, 1575 (1930).
48. Kent G. J., Electronics, 24, 97 (1951).
49. Taylor H. A., R u n d q u i s t E. C., Electronics, 24, 98 (1951).
50. Brown W. F., Wireless Eng., 26, 218 (1949).
51. Polkinghorn F.A., Roetken A. A., Proc. Inst. Radio Eng., 19, 937 (1931).
Литература
203
52. R a sm ussen F. J., Trans. AIEE, 45, 1256 (1926).
53. S t a n s e 1 F. R., Journ. Inst. Electr. Eng,, 90, pt. Ill, 73 (1943).
54. R a w с 1 i f f e G. H., Journ. Inst. Electr. Eng., 89, pt. Ill, 191 (1942).
55. S t a n s e 1 F. R., Bell Lab. Rec., 19, 98 (1940).
56. T e r m a n F. E., Radio Engineers* Handbook, New York, 1943 (см. перевод:
Справочник по радиотехнике под ред. Смиренина. М., Энергоиздат, 1950).
57. С h a s е R. L., Electronics, 23, 110 (1950).
58. В a g 1 е у A. S., Hewlett-Packard Journ., 2, 1, January (1950).
59. В a g 1 е у A. S., Hewlett-Packard Journ., 2, 1, October (1950).
60. Cady C. A., Gen. Rad. Expt., 21, 1 (1947); 23, 1 (1948).
61. S i 1 v e r M., Proc. Nat Electronics Conf., 3, 569 (1947).
62. S c h г о c k N. B., Packard D., Proc. Nat. Electronics Conf., 3, 630 (1947).
63. C a d у C. A., Gen. Rad. Expt., 22, 1 (1947).
64. Silver M., Electr. Commun., 24. 428 (1947).
65. S о u с у С. I., В а у 1 у В. F., Proc. Inst. Radio Eng., 17, 834 (1929).
66. S с о 11 H. H., Gen. Rad. Expt., 20, February (1946).
67. H u n t F. V., Rev. Sci. Instr., 6, 43 (1935).
68. Case N. P., Proc. Inst. Radio Eng., 18, 1586 (1930).
Глава 6
ИЗМЕРЕНИЕ ФОРМЫ КОЛЕБАНИЙ, РАЗНОСТИ ФАЗ
И ВРЕМЕННЫХ ИНТЕРВАЛОВ
§ 1. Изображение колебаний на экране осциллографа.
Электронно-лучевой осциллограф
Форма колебаний обычно определяется при помощи электронно-луче-
вого или шлейфового осциллографа1). Электронно-лучевые трубки (ЭЛТ)
находят разнообразное применение для получения изображений формы коле-
баний. Обычно используется трубка с электростатическим отклонением
и исследуемое колебание подводится к вертикально отклоняющим пласти-
нам. В этом случае для горизонтального отклонения слева направо исполь-
зуется линейно изменяющееся напряжение, пропорциональное времени.
Фиг. 147. Осциллограмма синусоидальных колебаний на экране электронно г о**осцил-
лографа при использовании в качестве временной развертки линейно изменяющегося
горизонтально отклоняющего напряжения.
а—с погашением обратного хода; б—без погашения обратного хода; в—формы напряжений.
Это напряжение обычно синхронизируется субгармониками исследуемого
колебания, ручной регулировкой или при помощи напряжения, образо-
ванного с использованием исследуемого колебания и подаваемого в схему
релаксационного генератора линейно изменяющегося напряжения. Во мно-
гих случаях обеспечивается гашение электронного луча во время переме-
щения электронного пятна обратно справа налево.
Для этого создается отрицательное напряжение смещения, превышаю-
щее напряжение запирания ЭЛТ по управляющей сетке и действующее
во время уменьшения амплитуды линейно изменяющегося напряжения.
В других случаях обратный ход смещается по экрану трубки. Изображение
синусоидального колебания на экране ЭЛТ без бланкирования (погашения),
обратного хода приведено на фиг. 147.
г) Описание типовых схем специальных электронно-лучевых осциллографов см. в
работах [1—6]. Простые и недорогие лабораторные осциллографы выполняют почтите
же функции, но с меньшей точностью.
Термины осциллоскоп и осциллограф обычно взаимозаменяемы по отношению к
системам, использующим ЭЛТ.
§ 1. Электронно-лучевой осциллограф
205
Фиг. 148. Осциллограмма си-
нусоидальных колебаний с ис-
пользованием синхронизирован-
ной синусоидальной развертки.
Электронный луч бланкируется в
течение обратного хода развертки
(справа налево).
Типы временных разверток. Применение ЭЛТ способствует увеличению
гибкости измерений. Особенно это относится к использованию временнйх
разверток. Например, иногда удобно использовать синусоидальное откло-
няющее напряжение. Однако недостаток этой развертки заключается в том,
что отклонение луча является синусоидальной, а не линейной функцией
времени. Изображение, полученное при ис-
пользовании такой развертки, показано на
фиг. 148.
Другими возможностями обладает круго-
вая, или кольцевая развертка, показанная на
фиг. 149. Здесь с фазосдвигающей цепи, обычно
состоящей из сопротивления и емкости, как по-
казано на схеме,снимаются два синусоидальных
отклоняющих напряжения равной амплитуды,
но со сдвигом по фазе на 90о1). Эти напряжения
подаются соответственно на вертикально и го-
ризонтально отклоняющие пластины, образуя
круговую развертку, в которой угловое пе-
ремещение электронного луча пропорциональ-
но времени, причем один полный оборот соот-
ветствует одному периоду отклоняющих ко-
лебаний 2). Измеряемое напряжение подается
на радиально отклоняющий электрод, после-
довательно с ускоряющим напряжением или
на одну из пар отклоняющих пластин, как
показано на фиг. 150. Преимущество круговой развертки заключается в от-
сутствии обратного хода; эта развертка особенно удобна для измерений
фазовых соотношений.
Для круговой развертки R= Уш С
Фиг. 149. Схема для получения круговой развертки на экране ЭЛТ.
Простая фазосдвигающая цепь из сопротивления и емкости, показанная
нафиг. 149, удовлетворительно работает лишь на одной частоте. Однако при помощи более
сложных реостатно-емкостных четырехполюсников возможно получение указанных двух
напряжений в широком диапазоне частот, например при передаче речи. При этом соблю-
даются условия точного равенства амплитуды и сдвига по фазе на 90°. Таким образом,
в случае необходимости кольцевая развертка может быть сделана независимой от ча-
стоты. Подробное описание таких четырехполюсников приведено в работах [7—11].
Равные по амплитуде и сдвинутые по фазе на 90° напряжения, приложенные к
вертикально отклоняющим (х) и горизонтально отклоняющим (у) пластинам, вызывают
отклонение луча в соответствии со следующими параметрическими уравнениями:
(6.1)
х — A sin <ot,
у = Jr A cos <ot,
где А—постоянная, пропорциональная амплитуде. Возводя в Квадрат эти уравнения
206 Гл, 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
На фиг. 151 показано изображение спиральной развертки, получаю-
щееся на экране при модуляции напряжений, образующих круговую раз-
вертку линейно изменяющимся напряжением, синхронизированным на суб-
гармониках. Преимуществом такой развертки является очень большая
а 6
Фиг. 150. Осциллограммы синусоидального напряжения при
круговой развертке.
а—радиальное отклонение (при подаче переменного напряжения); б—от-
клонение по вертикали. В данном случае частота развертки синхрони-
зирована на субгармонике частоты отклоняющего напряжения.
длительность1). Такая развертка производится на трубках с центральным
электродом, на который подаются исследуемые колебания. Желательно
Обратный ход
(обычно
гасится)
Время
Типичный
сигнал при
радиальном
отклонении
Витки
спиральной
развертки
Фиг. 151. Спиральная развертка, получающаяся при по-
даче на радиально отклоняющий электрод линейно изме-
няющегося напряжения.
для облегчения наблюдения бланкировать обратный ход развертки, полу-
чающейся при уменьшении линейно изменяющегося напряжения, как пока-
зано на фиг. 151.
и складывая их с учетом того, что sin2o)f+cos2o)f=l, получаем уравнение, определяющее
окружность,
х2 + у2 = А2- (6.2
Если два напряжения имеют неравные амплитуды или сдвинуты по фазе не точно на 90°,
то электронный луч описывает эллипс. Направление движения луча определяется зна-
ком в уравнении (6.1). 3|
х) Схема такой развертки описана в работе [12]. Другой метод осуществления спи-
ральной развертки см. в работах [13, 14].
g 1. Электронно-лучевой осциллограф
207
Другой пример универсальности ЭЛТ, используемой в осциллографе,
иллюстрируется случаем, когда на изображение накладываются масштабные
(маркерные) метки времени. Например, при подаче положительных импуль-
сов на управляющий электрод трубки на экране будут появляться яркие
пятна. Таким образом, если эти импульсы обладают частотой 1 мггц, то яркие
отметки будут размещены вдоль временной развертки с интервалами в 1 мксек.
При этом обеспечивается точный отсчет времени независимо от погрешностей
в конструкции трубки или несовершенства формы линейно изменяющегося
напряжения, кольцевой или спиральной разверток. Более подробное описа-
ние временнйх маркерных систем дано в § 8.
Отклонение электронного луча в трубках. Отклонение луча в ЭЛТ
с электростатическим отклонением прямо пропорционально отклоняющему
напряжению и обратно пропорционально анодному напряжению в соот-
ветствии с равенством
Отклонение на экране = , (6-3)
где L—расстояние по оси трубки от центра отклоняющих пластин да
флюоресцирующего экрана; b—эффективная длина отклоняющих пластин
в направлении луча; а—расстояние между отклоняющими пластинами
перпендикулярно оси трубки; Ed—отклоняющее напряжение между пласти-
нами; Еа—напряжение на аноде. Длина может измеряться в любых еди-
ницах. Это равенство приближенное, так как влиянием краевого эффекта
пренебрегают. Действие краевого эффекта выражается в том, что эффек-
тивное значение b превышает истинную длину отклоняющих пластин
[15]. Чувствительность отклонения обычно выражается величиной
отклоняющего напряжения, необходимого для отклонения луча на 1 дюйм
(или 1 см) при потенциале анода 1000 в. Для других значений анод-
ного потенциала чувствительность отклонения обратно пропорциональна
потенциалу анода1). Для применяющихся промышленных образцов ЭЛТ
типовые пределы чувствительности составляют 50—200 в/дюйм-кв.
Мощность, потребляемая отклоняющими пластинами ЭЛТ, ничтожно
мала и рассеивается на очень больших сопротивлениях, обычно подключае-
мых к отклоняющим пластинам для подачи постоянного напряжения смеще-
ния электронного луча. Отклоняющее напряжение подается через раз-
делительные конденсаторы на пластины, действие которых эквивалентно
действию пластин конденсатора с воздушным диэлектриком. Возникающие
при этом емкостные токи становятся существенными на высоких частотах.
Если измеряемое напряжение недостаточно для осуществления надле-
жащего отклонения, то оно усиливается усилителем напряжения. Такие
усилители должны иметь неизменное усиление и пренебрежимо малые
фазовые искажения в рабочем диапазоне частот. В этом случае исполь-
зуются методы компенсации низких и высоких частот, применяемые обычно
при конструировании видеоусилителей. Кроме того, часто бывает полезна
применение отрицательной обратной связи. Видеоусилители с необходи-
мыми параметрами могут быть сконструированы для усиления частот
вплоть до 10 мггц или даже выше. При использовании усилителя с бегущей
волной возможно удовлетворение технических требований к электронно-
лучевому осциллографу до частот 200 мггц и выше [16].
Наиболее удовлетворительными усилителями для осциллографов
являются двухтактные, посредством которых осуществляется питание пары
х) Обычно в литературе указанное определение соответствует термину «коэффициент
отклонения». Чувствительностью называется величина, обратная коэффициенту откло-
нения.—Прим. ред.
208 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
отклоняющих пластин напряжением, симметричным относительно земли.
Однако обычно оказывается возможным заземление одной из отклоняющих
пластин и применение обычного усилителя.
Частотные характеристики. Электронно-лучевая трубка пригодна для
воспроизведения колебаний всех частот, начиная от постоянного тока
и кончая частотой, при которой время пролета электронов по длине откло-
няющих пластин становится соизмеримым с периодом колебаний. На часто-
тах, где время пролета пучка электронов длины отклоняющих пластин
не является пренебрежимо малой частью периода, величина отклонения
для данного отклоняющего напряжения будет меньше, чем на низких часто-
тах в соответствии с уравнением
Отклонение на высоких частотах_sin (wT/2) /к Z\
Отклонение на низких частотах о>272 ’ \ • /
Здесь Т—время (сек.), необходимое для пролета пучком электронов рас-
стояния, равного длине отклоняющих пластин, а —угловая частота от-
клоняющего напряжения1).
Необходимо заметить, что &Т является углом пролета, измеренным
в радианах для данной частоты. Этот угол соответствует перемещению элек-
Ф и г. 152. Зависимость относительного откло-
нения пятна на экране ЭЛТ от времени пролета
электроном отклоняющих пластин, измеренного в
радианах на частоте отклоняющего напряжения.
трона на длину пластин. Гра-
фик, соответствующий формуле
(6.4), представлен на фиг. 152.
Из этого графика видно, что
чувствительность на высокой
частоте падает до 0,9 значения
чувствительности на низких ча-
стотах, когда угол пролета вдоль
отклоняющих пластин равен
90°, т. е. когда время, необходи-
мое для перемещения электрона
на длину отклоняющих пластин,
равно четверти периода* 2).
Очевидно, что высокоча-
стотный предел работы осцил-
лографа может быть увеличен
при уменьшении длины откло-
няющих пластин п увеличении
анодного напряжения3). В про-
мышленных образцах ЭЛТ на частотах порядка 100 мггц или выше наблю-
дается 10-процентное снижение чувствительности. Например, при длине
х) При обычных значениях анодных напряжений, когда можно пренебречь релятиви-
стскими эффектами, значение Т определяется следующим образом:
7=---------Ь__________= °’°168-Л°-6Ь , (6.4а)
Скорость электрона У Е
где Ъ—длина пластин (см), а Е—анодное напряжение (в).
2) В действительности фиг. 152 и формула (6.4а) соответствуют идеальному слу-
чаю, когда расстояние между отклоняющими пластинами мало по сравнению с их длиной,
так что краевым эффектом можно пренебречь. Если этого допущения сделать нельзя,
то влияние пролетного времени несколько увеличивается по сравнению с величиной,
полученной по формуле (6.4), даже если значение Ъ, используемое в расчетах, будет
представлять эффективную длину, превышающую длину пластин [15].
3) Высокочастотная характеристика осциллографа может быть также улучшена
при использовании ЭЛТ с бегущей волной [17].
$ I. Электронно-лучевой осциллограф
209
отклоняющих пластин 25,4 мм и потенциале анода 2500 в. на частоте 290 мггц
чувствительность снижается на 10%. При применении очень высоких анод-
ных напряжений и очень коротких пластин эта граничная частота может
быть увеличена до частоты выше 1000 мггц1).
На частотах, близких к верхнему пределу, на котором работа трубки
считается удовлетворительной, необходимо учитывать другой частотный
эффект. Этот эффект заключается в том, что напряжение, существующее
между отклоняющими пластинами, может отличаться от напряжения,
приложенного к выводам этих пластин. В частности, емкость между пласти-
нами может резонировать с индуктивностью выводов точно таким же обра-
зом, как упоминалось при описании работы ламповых вольтметров
(см. гл. 1, § 8).
Другие типы электронно-лучевых осциллографов. Обычная ЭЛТ при-
годна для наблюдения одновременно лишь одного напряжения. Два или
более напряжения одной и той же основной частоты можно наблюдать при
Фиг. 153. Электронный переключатель для получения двух осциллограмм
на экране ЭЛТ.
помощи устройств, позволяющих получать различные колебания, прило-
женные к вертикально отклоняющим пластинам на последующих циклах
рременнбй развертки. Инерционность зрения и послесвечение экрана позво-
ляют в этом случае наблюдать эти колебания одновременно. Переключатель,
необходимый для подачи различных колебаний в соответствии с различными
циклами развертки, может быть электронным. На фиг. 153 два исследуемых
колебания подаются на входные клеммы пентагридных смесителей—усили-
телей V\ и V2 соответственно.
Анодная нагрузка этих усилительных ламп общая, так что колебания
в* анрде любой из ламп вызывают вертикальное отклонение луча.
Генератор прямоугольных колебаний, синхронизированный на половинной
частоте следования развертки, вырабатывает стробирующие импульсы,
которые включают каждый усилитель попеременно через период развертки.
х) Предельная частота, которая достигнута в настоящее время, упомянута в
работе [18].
14 ф. Термен и Дж. Петтит ( t , •. j
210 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
Таким образом, в каждый момент времени будет действовать только один
усилитель, если в отсутствие положительного прямоугольного импульса
на их сетки подано напряжение смещения Ес, превышающее напряжение
запирания.
Электронно-лучевые трубки часто используются для наблюдения неста-
ционарных напряжений. Одним из методов осуществления этого наблюдения
является повторение нестационарного процесса через регулярные интер-
валы так, что он может наблюдаться как установившийся процесс. В других
случаях нестационарное колебание может располагаться на одиночной вре-
менной развертке и фотографироваться. Можно также использовать для удо-
влетворительного визуального наблюдения экран трубки с длительным
послесвечением1).
Одиночная развертка обычно вырабатывается схемой мультивибратора
с одним временно устойчивым состоянием (кипп-реле). В этом случае неста-
ционарное колебание запускает кипп-реле, заставляя схему генерировать
один цикл колебаний и вырабатывать один цикл линейной развертки, после
чего система подготавливается к следующему циклу. В такой схеме ЭЛТ
обычно заперта по управляющему электроду и в отсутствие развертки элек-
тронное пятно на экране отсутствует. Для уменьшения смещения на
управляющем электроде трубки в течение длительности одиночного цикла
развертки используется прямоугольное напряжение, синхронизированное
с генератором линейной развертки.
Таким образом, во время развертки электронное пятно на экране
становится видимым. В соответствии с этим яркость свечения должна быть
намного выше, чем это требуется при непрерывной работе. Во многих
случаях желательно задержать начало нестационарных колебаний при
подаче их на вертикально отклоняющие пластины, чтобы развертка нача-
лась несколько раньше. Это осуществляется при помощи создания вре-
менной задержки при использовании кабеля или линии задержки,
включенной в цепь питания отклоняющих пластин. Эти вопросы обсуж-
даются в § 7.
Экраны ЭЛТ часто фотографируются [21—24]. Воздействие электрон-
ного пятна на фотографическую пластинку для данных размеров пятна
увеличивается при увеличении мощности луча. Кроме того, эффективность
фотографирования определяется спектральным составом свечения флюорес-
цирующего экрана и для различных типов люминофоров различна. При
фотографировании повторяющихся циклов развёртки максимально допу-
стимое время экспозиции ограничивается лишь опасностью вуалирования
вследствие рассеянного света и может быть определено эксперимен-
тально.
В случае нестационарных колебаний плотность негатива определяется
скоростью развертки, мощностью луча трубки, светосилой объектива и т. д.
Удовлетворительная комбинация этих параметров также определяется
экспериментально. Эффективность фотографирования нестационарных про-
цессов обычно дается в единицах скорости записи, выражающей
максимальную скорость, с которой электронное пятно может перемещаться
при удовлетворительном фотографировании для одиночной развертки.
При потенциале анода порядка 2,5 кв типовые значения скорости записи
составляют от 10 до 100 км/сек. Скорости записи, превышающие
1000 км/сек, могут быть получены на некоторых промышленных трубках
с потенциалом анода 10 кв.
Детали осциллографической техники, используемой при регистрации высоко-
вольтных переходных процессов малой длительности, таких, как выходное напряжение
импульсного генератора, описаны в работах (19, 20].
§ 2. Шлейфовый осциллограф
211
§ 2. Изображение колебаний на экране осциллографа.
Шлейфовый осциллограф
В шлейфовом осциллографе используется катушка самоиндукции, рас-
положенная в магнитном поле таким образом, что плоскость катушки оказы-
вается параллельной линиям магнитного поля1).
Катушка свободно вращается вокруг оси, перпендикулярной магнит-
ному полю с упругой противодействующей силой, пропорциональной углу
поворота. На катушке укреплено очень маленькое зеркало. Оптическая
система устроена так, что при вращении зеркала величина отклонения отра-
женного от него луча света пропорциональна углу поворота. При протека-
нии через катушку тока магнитное поле создает момент, пропорциональный
току. Это вызывает поворот катушки и отклонение луча света, пропорцио-
нальное току. Временная развертка может быть создана проектированием
этого луча на экран из матового стекла при помощи вращающегося зеркала,
которое синхронизируется с частотой измеряемых колебаний. В других слу-
чаях исследуемое колебание может быть сфотографировано с использова-
нием фотографической пленки или ленты, намотанной на вращающийся
барабан. Луч света падает на пленку в течение точно одного оборота, что
обеспечивается синхронизацией затвора.
Изменение показаний шлейфового осциллографа с частотой зависит
от массы, резонансной частоты и демпфирования движущейся системы. Эта
колебательная система эквивалентна последовательному резонансному кон-
туру, в котором массе соответствует индуктивность, эластичности упругих
элементов—емкость, а демпфированию—сопротивление.
Приложенная сила эквивалентна приложенному напряжению. Скорость
перемещения катушки эквивалентна току, протекающему в эквивалентном
последовательном контуре, а перемещение или амплитуда отклонения про-
порциональна интегралу от тока, т. е. заряду. В соответствии с этим уравне-
ние перемещения можно записать в следующем виде:
Момент (или сила), действующий на катушку = BIN X const, (6.5)
где В—магнитная индукция поля, в котором помещена катушка; I—ток
катушки; N—число витков катушки.
Эквивалентное полное сопротивление, которое преодолевает эта сила,
равно
Полное сопротивление = В -|- ] (<лт — “^0 > (6-6)
где R—эквивалентное активное сопротивление, или трение, выраженное
в соответствующих единицах; т—эквивалентная масса; С—эквивалентная
эластичность (1/С—эквивалентная жесткость) колебательной системы; —уг-
ловая частота. В этом случае скорость колебаний катушки в соответствующих
единицах может быть выражена следующим образом:
Сила . /г»
Скорость = F?--------------X const, (о. 71
г Полное сопротивление * ' л
*) ДРУгой тип шлейфового осциллографа применяется иногда для исследования*
колебаний низких частот. Он имеет подвижную часть, состоящую из перемещающейсяi
катушки, помещенной в магнитном поле, аналогичную подвижным элементам динами-
ческого репродуктора. На этой катушке укреплено легкое перо или игла для записи на
движущейся ленте из специальной бумаги; применяются мгновенно высыхающие черни-
ла. При соответствующей компенсации завалов частотной характеристики усилителя
может быть получена регистрация колебаний, существенно не зависящая от частоты
вплоть до 100 гц при достаточной амплитуде перемещения пера.
14*
212 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
в то время как
м СКОРОСТЬ /£? о \
Амплитуда колебании =-------, (О.оа)
Амплитуда колебаний == — ---255?---—— х const, (6.86)
Амплитуда колебаний =----B77Vx const---- (6.8в)
На частотах ниже резонанса характер полного сопротивления почти
полностью определяется упругим сопротивлением l/cuC. В этом случае
амплитуда отклонения, согласно формуле (6.8), не зависит от частоты. При
резонансе, когда (втп=1/(вС', амплитуда отклонения определяется демпфи-
рующим сопротивлением R. При надлежащем выборе R отклонение при
резонансе будет равно отклонению на низких частотах. На частотах значи-
тельно выше резонансной полное сопротивление движению в значительной
степени определяется механической инерционностью ш и отклонение падает
с увеличением частоты почти обратно пропорционально квадрату частоты.
Очевидно, что при соответствующем демпфировании1) отклонение шлейфо-
вого осциллографа может быть сделано существенно постоянным, не зависи-
мым от частоты вблизи резонанса. Но на высоких частотах отклонение будет
быстро падать. Можно, однако, несколько увеличить диапазон используе-
мых частот шлейфового осциллографа выше резонанса при помощи урав-
нивающих схем, обеспечивающих увеличение тока катушки на частотах
рыше резонансной, по сравнению с низкими частотами. Таким путем прак-
тически можно достичь увеличения диапазона рабочих частот приблизи-
тельно на 50%.
Диапазон частот шлейфового осциллографа определяется его конструк-
цией. Практически можно получить резонансные частоты вплоть до 5—10 кгц.
Однако если такого высокочастотного верхнего предела не требуется, жела-
тельно для повышения чувствительности применять более низкие резо-
нансные частоты. В зависимости от назначения резонансная частота может
составлять 50 гц или даже ниже. Для данной катушки изменение резонанс-
ной частоты достигается регулировкой жесткости упругой системы.
Чувствительность шлейфового осциллографа, т. е. амплитуда отклоне-
ния для данного значения тока, как это видно из формулы (6.8в), прямо
пропорциональна напряженности магнитного поля и числу витков катушки.
Однако для данной резонансной частоты чувствительность обратно пропор-
циональна массе катушки, так что увеличение числа витков не будет при-
водить к повышению чувствительности, если одновременно не уменьшаются
размеры проволоки. Для катушки данной массы чувствительность обратно
пропорциональна квадрату резонансной частоты, поскольку снижение резо-
нансной частоты при этих условиях сопровождается уменьшением жест-
кости упругих элементов пропорционально квадрату резонансной частоты.
Таким образом, при уменьшении резонансной частоты в два раза жест-
кость НС уменьшается в четыре раза и, согласно формуле (6.8в), амплитуда
на низких частотах увеличивается в четыре раза. В соответствии с этим зна-
чение резонансной частоты не должно превышать минимально необходимого.
г) Демпфирование может осуществляться при погружении подвижной катушки
»$ жидкость с соответствующей вязкостью, при помощи вихревых токов, возникающих
дри перемещении катушки, а также при использовании импеданса источника тока,
питающего катушку.. ,
§ 3. Гармонический анализ осциллограмм
213
Фазовое соотношение между током, протекающим через катушку,
и результирующими отклонениями постоянно и не зависит от частоты на
низких частотах, где движение управляется жесткостью упругих эле-
ментов.
На резонансной частоте подвижной системы существует сдвиг фазы
на 90° по отношению к фазе на низких частотах. На значительно более
высоких частотах, где движение катушки управляется механической инер-
ционностью, фаза сдвигается на 180° по отношению к фазе на низких часто-
тах. Таким образом, при условии сохранения фазовых соотношений во время
исследования колебаний верхняя рабочая частота шлейфового осциллографа
будет существенно ниже резонансной частоты механической системы, если
в систему не включены необходимые электронные схемы компенсаторов
фазы.
Величина импеданса шлейфового осциллографа определяется его кон-
струкцией. В устройствах, в которых катушка состоит из одной бифилярной
петли, импеданс составляет лишь несколько ом и используются относительно
большие отклоняющие токи. Существует тенденция использовать многовит-
ковые катушки, намотанные из очень тонкой проволоки. Импеданс этих
катушек намного больше, но величина его вообще намного меньше оптималь-
ного импеданса анодной нагрузки лампового усилителя. В связи с этим
для улучшения согласования импедансов в шлейфовых осциллографах при-
меняются трансформаторы.
§ 3. Гармонический анализ осциллограмм
Периодические электрические колебания всегда могут выражаться
суммой постоянной составляющей и серии компонент, являющихся гарт
мониками основной частоты колебаний. В этом случае если Е—периоддче?
ская функция, можно написать
Е = Dq 4 С± sin (mt + Фт) + С2 sin (2mt + Ф2) + С3 sin (3<о£ 4 Ф3) 4- .. ., (6.9а)
где Dq—амплитуда постоянной составляющей; Cv С2 и т. д.—амплитуды
соответствующих переменных компонент; Фр Ф2 и т. д.—фазовые углы соот-
ветствующих переменных компонент; —основная угловая частота колеба-
ний. Уравнение (6.9а) может быть переписано в следующей форме:
Е — Аг sin mt 4- А2 sin 2mt + А3 sin 3mt + .. . 4-
4- DQ + B± cos mt 4- B2 cos 2mt 4- B3 cos 3mt 4- •. •,
(6.96)
где
VA*n + B2n = Cn и |? = tgOn.
Метод Фурье определения коэффициентов разложения для произ-
вольной кривой. Коэффициенты А в (6.96) могут быть получены при
умножении периодической кривой на sin nmt и суммировании результи-
рующих площадей, ограниченных в пределах одного полного периода
основной частоты. В э^ом случае величина коэффициентов Ап равна
удвоенному значению средней высоты этой площади. Аналогично если
ординаты кривой умножить на cos nmt и результирующие площади про-
суммировать в пределах полного периода, то можно определить коэффициен-
ты Вп. При использовании этого принципа можно получить следующие
214 Гл 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
формулы1):
wt—2 те
Лп = -~ jEsin n<»t
<3)t = 0
(1)<=2те
1 С
Вп = ~ \ Е cos nut d(u>t),
<14=0
<и<=2те
Z)o=i 5 Ed^’
iof=0
(6.10a)
(6.106)
(6.10b)
где E—анализируемая функция. Интегрирование в формулах (6.10) может
быть проведено аналитически, если анализируемые колебания описываются
известной функцией, как, например, выходное напряжение выпрямителя.
В других случаях произведение под знаком интеграла может быть рассчи-
тано по точкам, построена кривая и подсчитана результирующая площадь
(положительная площадь минус отрицательная) с использованием плани-
метра, с помощью правила Симпсона, или разложения на эквивалентные
прямоугольники.
Методом Фурье непосредственно определяется точное значение ампли-
туды любой отдельной компоненты независимо от наличия других компонент.
Табличный метод. В табличном методе один период анализируемой
кривой делится на некоторое число равных отрезков (фиг. 154). Коэффи-
циенты при равноотстоящих ординатах кривой рассчитываются таким обра-
зом, чтобы результирующая кривая проходила через выбранные точки.
— Один период —-
Фиг. 154. Кривая с шестью равноотстоящими ординатами.
Таблица для шести ординат определяет кривую, проходящую через эти
выбранные точки.
Таким образом, можно получить уравнение кривой, изображенной на
фиг. 154 и проходящей через выбранные точки при расчете коэффициентов
Av А2, Do, Blt В2 и В3, в то время как другие коэффициенты разложения
(6.96) будут равны нулю. Для расчета этих коэффициентов используется
совместное решение соответствующего числа уравнений.
При использовании равноотстоящих ординат решение этих уравне-
ний упрощается и сводится к нескольким простым операциям умножения,
сложения и вычитания. Результаты этих операций обычно сводятся в таб-
лицу, что и определяет название «табличный метод» [25—27]. Простая
таблица для шести ординат приведена ниже (табл. 2). В общем случае при-
меняются таблицы для 8, 12, 18, 36 ординат при наличии в анализируемой
кривой постоянной составляющей, четных и нечетных, а также лишь одних
х) Вывод этих формул выходят за рамки этой книги, его можно найти в любой ма-
тематической литературе по рядам Фурье.
$ 3. Гармонический анализ осциллограмм 215
нечетных гармоник1). Естественно, что эти таблицы для большого числа
ординат более сложны, чем табл. 2, однако они позволяют определить
большое количество коэффициентов.
Табличный метод расчета коэффициентов дает точное значение кривой
в отдельных выбранных точках. Однако между этими точками расчетная
и истинная кривые не будут совпадать, исключая тот случай, когда кривая
содержит лишь рассчитанные коэффициенты разложения. Например,
для кривой, показанной на фиг. 154, табличный метод не дает точных
результатов, если в истинном разложении присутствует 4-я гармоника.
Таблица 2
ДЛЯ ШЕСТИ ОРДИНАТ ПРИ НАЛИЧИИ ЧЕТНЫХ И НЕЧЕТНЫХ ГАРМОНИК
И ПОСТОЯННОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ
Измерен- ные ор- динаты Суммы Разности Коэффициенты при синусах Постоянная составляющая и коэффициенты при косинусах
А1 и А2 В1 И В2 Во и в3
Уо У1 У5 У2 3/4 Уз *0 *1 *2 S3 ft. а. а. а. W to М о sin 30° sin 60° sin 90° I dx ... d2 — s2 *1 s0 —s3 $о 4- $2 4- $з
Суммы Gq Со Со 4“ СО Iе0 *> с © 1 Со Со II II «о С1 Со X tc to Сс Ю )-> © 5 Со Со ©* сс | со 4~ Jo Со Со * * * * * 4 ЕоЧ 4-^0 | х> Cq Cq : 1 1 а? о?
Проверка разложения
$0 = 4- В3) 4- (Вг + В2);
s2= 2 (Bq + В3) — (Вг 4- В2);
5о 4- s2 — 3 (Bq 4- В3), 2sq — s2 — 3 (В± 4- В2);
$1 = 2 (Во — В3) 4- (Вг — В2\,
83 = (В0-В3)-(В1~В2у
si 4- 5з = 3 (Во 4- В3), sT 2s3 = 3 (Вт — В2);
d1S=2(A1 + A2) sin 60°;
d2 = 2 (Аг — А2) sin 60°.
Методика составления таблицы. Сначала измеренные ординаты записываются двумя колонками
в указанном порядке. В следующих двух колонках записываются суммы sm ординат, найденные
при суммировании по строчкам, и разности dm. В четвертой колонке записываются тригонометриче-
ские функции, используемые при расчетах. В остальной части таблицы в сокращенной форме ука-
заны полученные произведения, объединяемые в группы таким образом, что каждое значение sm
или dm перемножается на синус угла, расположенного в левой части той же строчки. Например,
в одном случае получается произведение di sin 60°, в другом случае получается —S2 sin 30°,
а в третьем случае имеем (si-Нз) sin 90°.
Поэтому необходимо использование достаточного количества ординат
для выявления наиболее важных частот спектра колебания.
х) Обычно используемые формулы для определения искажения усилителя по точ-
кам нагрузочной характеристики эквивалентны простым таблицам для случая, когда
известно, что все коэффициенты А в формуле (6.9) равны нулю.
216 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
§ 4. Анализаторы гармоник и искажений колебаний
звуковой частоты
Для экспериментального определения частотных компонент периодиче-
ских колебаний звуковой частоты применяются различные методы. Они
основаны на использовании анализаторов гармоник резонансного или гетеро-
динного типа и приборов для измерения искажений, подавляющих основ-
ную частоту и измеряющих эффективное значение паразитных компонент.
Анализаторы гармоник с резонансными избирательными контурами?
Блок-схема анализатора этого типа представлена на фиг. 155. Здесь ана-
лизируемое колебание сложной формы поступает на переменный аттеню-
атор, а затем на избирательный усилитель, настроенный на частоту измеря-
емой компоненты. Выходное наг.«)яжение усилителя регистрируется соответ-
ствующим прибором, например, диодным ламповым вольтметром или измери-
телем среднего значения, подобным описанному в гл. 1, § 71). Аттенюатор
Фиг. 155. Блок-схема анализатора формы колебаний с использо-
ванием избирательного усилителя.
служит переключателем диапазонов уровней и позволяет перекрывать
большой диапазон изменения амплитуды анализируемого сигнала без пере-
грузки усилителя. Схема может быть прокалибрована при помощи напря-
жения известной величины, подводимого к входу схемы от вспомогательного
генератора сигналов. В другом случае во всем диапазоне настройки атте-
нюатор может быть установлен так, что выходное напряжение на основной
частоте будет соответствовать отклонению стрелки на полную шкалу
(или 100%), а величина гармонических компонент колебания может отсчи-
тываться непосредственно в долях амплитуды основной частоты.
Резонансный усилитель анализатора гармоник выбирается обычно
реостатно-емкостного типа [29—31]. Преимущество этой схемы заключается
в возможности при использовании отрицательной обратной связи стаби-
лизировать усиление на резонансной частоте и сделать его существенно неза-
висимым от частоты. Кроме того, эти схемы позволяют перекрывать очень
большой диапазон частот без применения в резонансных контурах, настроен-
ных на звуковую частоту, индуктивностей, не только дорогостоящих
и сложных в изготовлении, но и вносящих погрешности за счет приема
энергии от паразитных магнитных полей.
Ширина полосы частот реостатно-емкостного усилителя во всем диа-
пазоне частот составляет постоянную величину (в процентах) от резонанс-
ной частоты. Таким образом, ширина полосы в герцах тем больше, чем выше
частота настройки.
Избирательность зависит от конструкции усилителя и определяется
уменьшением максимальной ординаты резонансной кривой на 3 дб на частоте,
г) Может быть осуществлено визуальное наблюдение изменения амплитуды в за-
висимости от частоты при быстром свипировании в исследуемом диапазоне частот и по-
даче выходного напряжения анализатора гармоник на ЭЛТ [28].
$ 4. Анализаторы гармоник и искажений колебаний звуковой частоты 217
отличающейся на 1 % от резонансной частоты, и уменьшением на 35 дб при*
расстройке на одну октаву. :
Гетеродинные анализаторы гармоник. Блок-схема гетеродинного ана-
лизатора гармоник показана на фиг. 156. Здесь анализируемые колебания:
смешиваются в балансном смесителе с колебаниями настраиваемого гетеро-
дина. Выходное напряжение смесителя поступает на многокаскадный усилив
тель с очень высокой избирательностью, настроенный на точно фиксиро-
ванную частоту, которая несколько выше любой из частот спектра анализи-:
руемого колебания. Выходное .напряжение этого избирательного усилителя
регистрируется ламповым вольтметром или каким-либо подобным'
прибором. При измерениях гетеродин настраивается таким образом, чта
Фиг. 156. Блок-схема гетеродинного анализатора гармоник.
разностная частота, полученная при взаимодействии исследуемой компо-
ненты спектра колебаний с напряжением гетеродина, становится равной
резонансной частоте избирательного усилителя. Таким образом, происходит
преобразование частоты исследуемой компоненты в частоту известного зна-
чения, амплитуда которой затем усиливается и измеряется. Другие частот-
ные компоненты спектра исследуемого колебания подавляются избиратель-
ным усилителем. Амплитуда измеряемой компоненты определяется соответ-
ствующей калибровкой выходного напряжения. Эту калибровку удобно
проводить при регулировке усиления усилителя, когда на его вход подается
калибрующий сигнал известной амплитуды, а на выходе усилителя ампли-
туда сигнала поддерживается постоянной и равной стандартной величине.
Частота калибрующего сигнала обычно равна 50 гц. Частота измеряемой
компоненты определяется по настройке гетеродина, который используется
для преобразования частоты измеряемой компоненты в известную фикси-
рованную частоту.
В гетеродинных анализаторах гармоник находят применение два типа
избирательных усилителей. В одном из них используется пьезоэлектрический
фильтр, обычно настроенный на частоту порядка 50 кгц [32]. При при-
менении в полосовом фильтре двух кристаллов кварца можно получить
относительно плоскую характеристику с полосой 4 гц, а на уровне
15 дб—с полосой 10 гц.
Частотно-избирательные системы другого типа, использующиеся в про-
мышленных образцах, снабжены обычными резонансными контурами с высо-
кой эффективной добротностью, определяемой цепью отрицательной обрат-
ной связи [33]. Этот метод иллюстрируется схемой, изображенной на фиг. 157.
Резонансный контур LC, настроенный обычно на частоту 20 кгц, вместе
с сопротивлениями R1, R2 и R3 включен в двухкаскадный усилитель Р2У3
так, что на резонансной частоте отрицательная обратная связь через сопро-
тивления R2R3 компенсируется положительной обратной связью через
цепочку R^C. Однако на частотах, отличающихся от резонансной, поло-
жительная обратная связь уменьшается и выходное напряжение вследствие
218 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
действия отрицательной обратной связи падает. Это снижение выходного
напряжения добавляется к обычному снижению усиления за счет избира-
тельности резонансного контура LC и таким образом увеличивает эффектив-
ную избирательность разонансного контура без снижения усиления на резо-
нансной частоте.
Увеличенная избирательность, полученная таким способом, превышает
избирательность резонансного контура LC и увеличивается при возрастании
величины положительной и отрицательной обратных связей, регулируемых
при помощи потенциометра Р. Анализатор гармоник, использующий четыре
таких блока, соединенных последовательно, имеет резонансную частоту
20 кгц и обладает избирательностью, большей чем полосовой кварцевый
фильтр. Кроме того, такое устройство обладает большей гибкостью регу-
лировки избирательности.
Гетеродинный анализатор гармоник обладает исключительно высокой
избирательностью частоты, может быть сконструирован для всего диапазона
звуковых частот и при использовании соответствующего аттенюатора
Фиг. 157. Метод осуществления перестраиваемой цепи с высокой избиратель-
ностью путем применения комбинации положительной и отрицательной обрат-
ной связи совместно с резонансным контуром LC.
на входе может работать в очень широком диапазоне входных напряжений,
начиная от самых малых до очень больших. Основным ограничением гетеро-
динного анализатора гармоник является наличие вносимых смесителем пара-
зитных компонент перекрестной модуляции, которые не могут быть умень-
шены более чем на 60 или 70 дб ниже наибольшего значения измеряемой
частотной компоненты1). Это ограничивает минимальное значение ампли-
туды измеряемого колебания, которое еще может быть уверенно измерено
в присутствии большого напряжения другой частоты.
Измерение искажений методом подавления основной частоты* 2). Эффек-
тивное значение искажений обычно определяется как отношение эффектив-
ного значения высших гармоник к эффективной амплитуде колебания, т. е.
д//2 । /2 _|_ /21
Эффективное значение искажений = -------------— , (6.11)
in
где /2, и т. д.—эффективные значения различных искажающих компо-
нент, а 70—эффективное значение колебания, включая основную частоту
и ее гармоники.
х) Влияние паразитных компонент подробно рассмотрено в работе [34].
2) Дальнейшие сведения по этому вопросу см. в [35—37]. В работе [37] даны кон-
структивные детали устройства, основанного на схеме, показанной на фиг. 158, 6.
$ 4. Анализаторы гармоник и искажений колебаний звуковой частоты
219
Эффективное значение искажающих компонент удобно измерять при
подавлении компоненты основной частоты и измерении уровня оставшейся
части колебаний. Если это измерение осуществляется при помощи термо-
пары или квадратичного лампового вольтметра, то эффективное значение
будет определяться без погрешностей. Напротив, для вольтметра, регистри-
рующего среднее значение (см. фиг. 23, стр. 32), точность отсчета эффектив-
ного значения будет определяться рядом условий. Диодные пиковые вольт-
метры в этом случае вносят большую ошибку.
L
Контур L,CtC резонирует
на основной частоте
R регулируется до подавления
основной частоты
Принципиальная схема
Фиг. 158. Типовые мостовые схемы, используемые при измерениях искажений
методом подавления основной частоты.
а—резонансный мост; б—мостовая схема типа Т; в—мост Вина.
Эквивалентная схема
При балансе на основной
частоте
а
в
Подавление основной частоты осуществляется при помощи высокочастот-
ного фильтра, сконструированного таким образом, чтобы гармоники попада-
ли в его полосу пропускания, а компонента основной частоты сильно
ослаблялась. В качестве других устройств могут использоваться мосты
или мостовые схемы типа Т, сбалансированные для основной частоты
и сильно разбалансированные для гармоник. Примеры таких схем пока-
заны на фиг. 158. Предпочтительнее применять схемы (фиг. 158, а и б)
с катушками самоиндукции и конденсаторами для фиксированных значений
220 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
основной частоты1). Если требуется плавная перестройка основной
частоты, то целесообразнее использовать мост Вина (см. схему на фиг. 158, в,
эквивалентную резонансному мосту Вина, приведенному на фиг. 145
и используемому для измерения частоты). В этих схемах, содержащих резо-
нансные контуры с добротностью порядка 3, гармоники передаются на выход
практически без ослабления, в то время как основная частота полностью
подавляется. Например, в схеме фиг. 158, б, если (? = 3, затухание второй
гармоники составляет только 0,5 дб. В этом отношении реостатно-емкост-
ные перестраиваемые цепочки на схеме фиг. 158, в менее удовлетворительны,
хотя и в этом случае затухание 2-й гармоники менее 1 дб. Блок-схема,
аппаратуры для измерения искажающих компонент с использованием схемы
фиг. 158, б, показана на фиг. 159. Здесь переключатель вначале ставится
Фиг. 159. Блок-схема измерителя искажений с использованием схемы,
показанной на фиг. 158, б.
в положение А, при этом аттенюатор закорачивается и регистрируется
выходное напряжение при регулировке конденсатора С и сопротив-
ления R схемы сбалансированного Т для подавления основной частоты
(что регистрируется по минимуму выходного напряжения). Затем пере-
ключатель S ставится в положение В и для получения на выходе прежнего
отсчета вводится аттенюатор. В этом случае эффективное значение иска-
жающих компонент, согласно формуле (6.11), определяется в децибелах
по положению аттенюатора.
Аппаратура, применяющаяся при измерениях искажающих компо-
нент методом подавления основной частоты, проще, дешевле и легче в изго-
товлении, чем анализаторы гармоник. Однако в этом случае определяются
лишь общие искажения, а не амплитуда каждой отдельной искажающей
компоненты. В частности, эти методы пригодны только при работе с одним
основным колебанием и его гармониками и не могут применяться при иссле-
довании двух независимых колебаний, основные частоты которых не свя-
заны между собой и которые отличаются по частоте меньше, чем основная
частота от ее гармоник.
Другие типы анализаторов гармоник. Простой метод анализа сложных
колебаний иллюстрируется схемой фиг. 160 [39]. Здесь на анализируемое
напряжение накладывается напряжение переменной частоты и результи-
рующее колебание измеряется двухполупериодным квадратичным ламповым
х) Оригинальный метод устранения недостатков, связанных с применением кату-
шек индуктивностей, описан в работе [38] и заключается в использовании реактивной
лампы в качестве переменной индуктивности.
$ 4. Анализаторы гармоник и искажений колебаний звуковой частоты
221
вольтметром1). В таких схемах среднее отклонение лампового вольтметра
определяется только эффективным значением сложного колебания. Однако
если частота вспомогательного напряжения отличается от частоты компо-
ненты измеряемого колебания на доли герца, то на постоянное отклонение
накладываются пульсации (биения). Эти пульсации (биения) имеют ампли-
туду, пропорциональную амплитуде компоненты измеряемой частоты, отли-
чающейся от вспомогательной лишь на доли герца. Таким образом,
частота
Фиг. 160. Метод анализа формы колебаний при помощи
лампового вольтметра.
изменяя вспомогательную частоту, фиксируя частоту, на которой происходят
биения, и наблюдая амплитуду этих биений, можно определить частоту
и амплитуду каждой компоненты измеряемого колебания. Эта аппаратура
проста, но имеет тот недостаток, что в присутствии колебаний других частот
с большой амплитудой величина измеряемой компоненты ограничена.
Другой метод проведения гармонического анализа, удобный для про-
мышленных и низких звуковых частот, иллюстрируется фиг. 161 [40].
Здесь используется прибор динамо-
метрической системы, через одну ка-
тушку которого протекает исследуе-
мый ток, а через другую—ток вспо-
могательной частоты. Принцип дей-
ствия этой аппаратуры основан на
том, что стрелка прибора не откло-
няется, если частота вспомогатель-
ного тока отличается от частоты
одной из компонент измеряемого ко-
лебания. Если разность двух частот
равна долям герца, то стрелка при- Фиг. 161. Динамометрический метод
бора будет колебаться с разностной анализа формы колебаний,
частотой. Амплитуда этих пульсаций
равна 1пЦ, где 1п—эффективное значение измеряемой компоненты, а
Г3—эффективное значение вспомогательного тока. Таким образом, анализ
колебания может быть проведен при изменении частоты вспомогательного
тока, регистрации частот, при которых возникают биения, и определений
амплитуды биений. Преимущество динамометрического метода анализа слож-
ных колебаний заключается в простоте и возможности проводить непосред-
ственные измерения. Возможная точность измерений этим методом малы!
частотных компонент в присутствии колебаний других частот большей
амплитуды ограничена допустимой мощностью рассеяния в катушке прибора.
х) Если вспомогательное напряжение больше измеряемого, то можно использовать
вольтметр среднего значения, показанный на фиг. 23. Пиковый ламповый вольтметр
для этих условий непригоден.
222 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
Допустимая мощность рассеяния ограничивает ток, пропускаемый
через катушку, а следовательно, и амплитуду биений. Область применения
этого способа ограничена низкими звуковыми частотами, где приборы
динамометрической системы работают удовлетворительно.
§ 5. Анализаторы спектра1)
Если несущее колебание радиочастоты модулировано телеграфными
сигналами, речью, музыкой или радиолокационными импульсами, то резуль-
тирующие колебания содержат несущую и две группы боковых компонент,
расположенных по частоте выше и ниже несущей. Распределение этих
частотных компонент, выраженное графически через их амплитуды (напря-
жения или мощности) в функции частоты, называется спектром. Задача
Фиг. 162. Блок-схема одного из типов анализатора спектра.
определения этих боковых компонент аналогична определению частотных
компонент сигналов звуковой частоты при помощи анализаторов гармоник,
описанных в § 4. В этом случае частотные компоненты лежат в диапазоне
радиочастот, включая сверхвысокие частоты, где использование анализаторов
спектра имеет особое значение. Как и описанные выше приборы, анализа-
торы спектра на радиочастотах используют узкополосные избирательные
вольтметры или приемники* 2).
Имеется два основных типа устройств, одно из которых, более упо-
требительное, изображено на фиг. 162. В этом приборе на экране ЭЛТ полу-
чается графическое изображение амплитуд компонент в функции частоты.
Изображение, показанное на фигуре, получается при анализе импульсно-
модулированных колебаний магнетрона при соответствующем режиме его
работы. Верхняя часть блок-схемы, показанной на фиг. 162, представляет
собой обычный супергетеродинный приемник, с тем лишь исключением,
что частота гетеродина свипируется электронным способом в пределах ее
линейного изменения. В то же время электронное пятно на экране ЭЛТ
перемещается по горизонтали синхронно со свипирующим напряжением,
2) По этому вопросу см. [41—451.
2) Описание специальных вопросов измерения излучения радиотелефонных пере-
датчиков по соседнему каналу дано в работе [46].
§ 5. Анализаторы спектра
223
так что его положение пропорционально частоте гетеродина. Вертикаль-
ное отклонение пятна пропорционально амплитуде напряжения, полу-
чаемого с детектора и видеоусилителя. Свипирующее напряжение обычно
имеет пилообразную форму с очень малым временем обратного хода, хотя
может быть использована и синусоидальная развертка с обеспечением
необходимой регулировки фазы для предотвращения наложения прямого
и обратного ходов развертки. Наиболее подходящим электровакуумным
прибором для гетеродина на сверхвысоких частотах является отражатель-
ный клистрон. Частота такого клистрона изменяется в небольшом диапазоне
при подаче на отражательный электрод свипирующего напряжения.
На низких частотах может быть использован триодный генератор
совместно с модулятором на реактивной лампе или даже могут быть исполь-
зованы механические средства для свипирования частоты1).
Для обеспечения надежной работы анализатора спектра необходимо
выполнение ряда требований. К их числу относится выбор скорости и вели-
чины свипирования частоты совместно с шириной полосы и средней часто-
той усилителя промежуточной частоты. В идеальном случае желательно
иметь по возможности более узкую полосу пропускания для обеспечения
наивысшей разрешающей способности. Однако при предельном сужении
полосы потребуется очень низкая скорость свипирования для обеспечения
времени нарастания напряжения в цепях приемника. Кроме того, это при-
ведет к недопустимому мерцанию изображения на экране трубки.
Диапазон перекрываемых частот должен быть возможно меньшим. Для
обеспечения хорошей избирательности по зеркальному каналу супергетеро-
динного приемника промежуточная частота должна быть выбрана высокой.
Одним из основных применений анализатора спектра является изуче-
ние радиочастотного спектра при импульсной модуляции генераторных
ламп на сверхвысоких частотах. Исследование этого спектра позволяет
опытному наблюдателю определить нарушение режима работы системы,
включая паразитную частотную модуляцию. Для случая несущей, модули-
рованной по амплитуде последовательностью прямоугольных импульсов,
характерное изображение спектра показано на фиг. 162. Здесь огибаю-
щая спадает до нуля на частотах, отстоящих выше и ниже несущей ча-
стоты на величину 1/Т, где Т—длительность прямоугольного импульса
в секундах. Для получения достаточно полной картины спектра полоса
частот, представленная на экране ЭЛТ, должна быть равна по край-
ней мере 6/Г, т. е. включать не менее трех точек, в которых амплитуда
спадает до нуля по обе стороны от несущей. Для импульса длитель-
ностью 1 мксек, это соответствует полосе 6 мггц. Эта величина и является
оптимальным диапазоном электронного свипирования частоты гетеродина
данного анализатора.
Скорость, с которой этот частотный диапазон должен свипироваться,
является функцией частоты повторения импульсов. Изображение на экране
анализатора представляет собой спектр, спределяемый огибающей последо-
вательности импульсов, поступающих на прибор за время, когда электрон-
ный луч перемещается по экрану. Очевидно, что наибольшее количество
деталей в течение этого времени может быть получено при максимальном
числе принятых импульсов. Частота посылок импульсов обычно известна
заранее и наилучшее выполнение этого условия достигается при возможно
большем интервале свипирования. Действительно, если на экран попадает
по крайней мере 50 импульсов, огибающая может быть определена доста-
точно хорошо и, следовательно, скорость свипирования не должна пре-
вышать 1/б0 частоты повторения. Если выполнение этого требования
Ч Различные средства свипирования частоты описаны в работе [47].
224 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временньгх интервалов
влечет за собой столь низкую скорость свипирования, что возникает мерца?
ние, необходимо применить экран с длительным послесвечением.
Ширина полосы, а следовательно, и разрешающая способность авали*
затора в первую очередь определяются полосой пропускания усилителя
промежуточной частоты. При заданном значении разрешающей способности
имеется максимально допустимая полоса пропускания, определяемая дли-
тельностью импульса. Теоретический вывод этого соотношения очень сложен
и здесь не приводится главным образом потому, что необходимо учитывать
форму частотной характеристики и ширину полосы пропускания между точ-
ками падения характеристики на 3 дб. Однако для простых усилителей про-
межуточной частоты, использующих большое число одиночных настроенных
контуров, можно показать, что полоса пропускания усилителя не должна
превышать 0,1 величины обратной длительности импульса, т. е. 0,МТ. Если
ширина полосы превышает это значение, то огибающая не будет спадать
до нуля при значениях частоты, соответствующих теоретическому анализу
идеальной импульсной модуляции.
(. Наконец, необходимо выбрать среднюю частоту усилителя промежуточ-
ной частоты. При этом необходимо учитывать, что анализатор является
супергетеродинным приемником с широкополосной смесительной голов-
кой. Вместе с тем нельзя допускать попадания на экран сигналов
зеркальной частоты. Таким образом, если ширина полосы спектра на экране
составляет 6/71, как было указано выше, то величина средней частоты уси-
лителя промежуточной частоты должна быть по крайней мере 4/Т. При
этих условиях колебания, принятые по зеркальному каналу, будут накла-
дываться на боковые частоты, представленные на экране в области от 5/Т
до 11/71 гц с одной стороны несущей. Относительная амплитуда таких
частот обычно пренебрежимо мала.
Требования к оптимальным значениям средней частоты и ширины
долосы пропускания усилителя промежуточной частоты иногда несколько
противоречивы, в частности, . если необходимо получить очень узкую
долосу пропускания для усилителя сверхвысоких частот. В этом случае
эта проблема решается путем использования двойного преобразования
частоты, при котором первый усилитель промежуточной частоты настроен
на высокую частоту и обеспечивает хорошее ослабление по зеркальному
/каналу. За первым усилителем следует второй смеситель и узкополосный
усилитель с низкой средней частотой, определяющий общую полосу про-
пускания анализатора^
Имеется другой тип анализаторов спектров радиочастоты, обладающих
рядом преимуществ по сравнению с описанным в связи с фиг. 162 [48]1).
На фиг. 163 представлена блок-схема одного из устройств этого типа,
представляющая собой некоторое видоизменение супергетеродинного прием-
ника с двойным преобразованием частоты, в котором общая, полоса про-
пускания определяется , усилителем, следующим за вторым преобразова-
телем. Первый гетеродин электрически не свипируется, но может вручг
ную перестраиваться в широком диапазоне частот, например от 300 до
<1000 мггц. В блок-схеме, представленной на фиг. 163, где ширина полосы
первого усилителя промежуточной частоты равна 20 мггц, на второй смеси-
тель подается начальный радиочастотный спектр сигнала, смещенный в область
(1) Существенно другой принцип построения спектроанализаторов, который иногда
находит применение на сверхвысоких частотах, заключается в слабой связи волномера,
обладающего очень высокой добротностью, с источником исследуемых колебаний и по-
следующей регистрации колебаний на выходе рёзонатора при перестройке/ его резонанс-
ной частоты. Этот метод дает низкую разрешающую способность, но требует несложного
оборудования. Подробное описание см. в работе [49].. ;
§6. Анализаторы гармоник для радиочастот
225
частот между 20 и 40 мггц. Эта область частот шириной 20 мггц перекрывается
свипированием частоты механически или электрически перестраиваемого
гетеродина, связанного с генератором свипирующего напряжения. Раз-
решающая способность этого устройства при учете приема по зеркальному
каналу вторым смесителем равна полосе частот 100 кгц с провалом в центре
по частоте 10 кгц.
Преимущество этой схемы заключается в возможности подачи на экран
трубки калибровочных меток частоты, которые не изменяются при изменении
частоты на входе и перестройке первого гетеродина. В противоположи
Фиг. 163. Блок-схема второго типа анализатора спектра.
ность этому в анализаторе спектра, приведенном на фиг. 162, свипи-?
рующее напряжение генератора изменяет частоту в диапазоне, прибли-
зительно пропорциональном центральной частоте свипирующего гетеро
дина. Таким образом, калибровка схемы, показанной на фиг. 162, будет
изменяться каждый раз, когда центральная частота гетеродина перестраи-
вается в соответствии с частотой входного сигнала. На фиг. 163 показано
вспомогательное устройство, при помощи которого можно анализировать
колебания вручную, используя в качестве индикатора болометрический
вольтметр. Цепь автоматической регулировки усилителя позволяет увели-
чить диапазон входных амплитуд при ручной работе.
Анализатор спектра, может быть также, использован для исследова-
ния модулированных сигналов другого типа, нежели прямоугольные
импульсы, например при частотной модуляции синусоидальными колеба-
ниями различной амплитуды и частоты.
При работе с импульсами анализатор спектра, используемый совместно
с индикатором огибающей, описанным в связи с фиг. 167, позволяет
не только произвести анализ импульсных напряжений, но и выяснить
причины искажений формы импульса.
§ 6. Анализаторы гармоник для радиочастот
Использование анализаторов спектра возможно лишь при условии^
что различные частотные компоненты исследуемого колебания лежат в пре-
делах относительно узкой полосы частот. В других же случаях, цапример,
15 ф. Термен и Дж. Петтит
226 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
при исследовании гармоник радиочастотных колебаний, обычно приме-
няют анализатор гармоник, блок-схема которого показана на фиг. 164 [50].
Здесь исследуемое колебание подается на входные клеммы радио-
приемника, снабженного выходным прибором и ручной регулировкой уси-
ления. Кроме того, на вход приемника может подключаться генератор
сигналов, генерирующий известное напряжение в исследуемом диапазоне
частот.
Методика измерений следующая. Частотные компоненты, содержащиеся
в исследуемом колебании, определяются при перестройке приемника в соот-
ветствующем диапазоне частот с последующей регистрацией выходных
напряжений на различных частотах. Затем измеряется амплитуда каждой
из этих частотных компонент посредством регулировки усиления приемника
до получения на выходе некоторого заданного значения. После этого к вход-
ным клеммам приемника подключается генератор сигналов; частота его
устанавливается равной частоте измеряемой компоненты. Это осуществляется
Фиг. 164. Метод использования связного приемника и генератора
сигналов в системе анализатора радиочастотных колебаний.
настройкой частоты генератора сигналов до получения максимального
напряжения на выходе приемника. Затем амплитуда напряжения генера-
тора сигналов регулируется до получения на выходном приборе прием-
ника такого же отклонения, как и для измеряемой частотной компоненты.
В этом случае амплитуда измеряемой компоненты будет равна выходному
напряжению генератора сигналов.
Если амплитуда измеряемого колебания очень велика, то на вход
приемника необходимо включить аттенюатор (см. фиг. 164), чтобы предотвра-
тить перегрузку приемника и связанную с ней опасность возникновения
гармоник и перекрестной модуляции в приемнике. В этом случае приемник
должен быть соответствующим образом заэкранирован для предотвращения
прямого прохождения энергии, помимо аттенюатора. Если приемник исполь-
зуется с аттенюатором, то напряжение генератора сигналов подается на вход
приемника также через аттенюатор, как это показано на фиг. 164. В этом
случае величина затухания аттенюатора может быть неизвестна. Однако
иногда невозможно получить выходное напряжение генератора сигналов,
равное по величине измеряемой частотной компоненте, как, например, при
работе с радиопередатчиками большой мощности. В этом случае необходимо
вводить ослабление измеренного сигнала известной величины, а генератор
сигналов присоединять непосредственно к входным клеммам приемника, а не
через аттенюатор. При этом истинная амплитуда измеряемой гармоники
будет больше выходного напряжения генератора сигналов на величину вве-
денного ослабления.
Амплитуды гармонических компонент и составляющих перекрестной
одуляции, возникающих в радиочастотных цепях, обычно очень малы,
£ 7. Форма импульсов
227
потому что эти цепи в общем представляют собой резонансные системы
с высокой добротностью. Таким образом, при анализе радиочастотных коле-
баний очень часто сталкиваются с проблемой измерения гармонических ком-
понент малых величин при наличии основной частоты очень большой ампли-
туды. Это обстоятельство должно учитываться при определении допусти-
мой величины напряжения, подаваемого на входные клеммы приемника
(см. фиг. 164), при котором еще не возникают паразитные частотные компо-
ненты в цепях приемника. В частности, если необходимо измерить малые*
гармоники при наличии основной частоты большой амплитуды, желательно*
хорошо экранировать приемник, чтобы энергия попадала на вход прием-
ника только через входные клеммы. Избирательные цепи между входными
клеммами и первой лампой должны также обеспечивать существенное ослаб-
ление амплитуды основной частоты при настройке на ее гармоники.
При работе с видеочастотами иногда используются анализаторы
гармоник гетеродинного типа, аналогичные показанному на фиг. 156.
В ряде случаев усилитель с фиксированной настройкой настраивается
на частоту, более низкую, чем любая из исследуемых частот, и пред-
ставляет собой резонансный контур низкой частоты [51] или усилитель
низкой частоты. В других случаях применяются системы с двойным пре-
образованием частоты. Эти устройства в особенности пригодны для опре-
деления частотных спектров, лежащих в области звуковых частот, напри-
мер, таких, как спектры шума [52].
§ 7. Форма импульсов
Измерения формы и длительности прямоугольных импульсов чрез-
вычайно важны во многих областях, включая радиолокацию1), телевидение
[1—24, 54—57], и тесно связаны с наблюдением и измерением нестацио-
нарных колебаний при помощи электронного осциллографа, как это описано
в § 1. Обычный электронный осциллограф может быть использован для рас-
смотрения импульсов постоянной частоты повторения и не очень малой
длительности [58]. Для одиночных или нерегулярных импульсов, а также
для точного измерения очень коротких импульсов осциллограф должен
снабжаться специальными устройствами. Обычно такой осциллограф
по причинам, которые излагаются ниже, носит название синхроскопа.
Параметры, характеризующие форму импульса. Двумя наиболее суще-
ственными измерениями импульса являются измерение его амплитуды
(обычно в вольтах)2) и измерение длительности. Последняя величина может
изменяться от малых долей микросекунды до нескольких миллисекунд.
Кроме того, поскольку большинство электронных систем не дает точно
прямоугольной формы импульсов, обычно желательно измерять некоторые
другие параметры, иллюстрируемые фиг. 165, которые могут оказаться
очень полезными для характеристики формы импульса. Этими величинами
являются время нарастания, измеряемое в микросекундах, положитель-
ный (верхний) выброс, спад и отрицательный (нижний) выброс, обычна
измеряемые в процентах от номинальной амплитуды импульса. Временем
нарастания, как это показано на фиг. 165, называется время нарастания
х) Генераторы, сконструированные специально для использования в радиолока-
ции, но применяемые и для других целей, подробно описаны в работе [53].
2) Иногда необходимо измерить амплитуду тока; это может быть получено усиле-
нием и измерением падения напряжения на небольшом сопротивлении при протекании
по нему импульсного тока. Если добавление даже малого сопротивления приводит
к существенному шунтированию измеряемой схемы, может быть использована небольшая
индуктивность, см. [59].
15*
228 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
амплитуды импульса от 10 до 90%. Это определение употребляется наибо-
лее часто. В некоторых случаях время нарастания характеризуется отно-
шениями: максимальной амплитуды к максимальной скорости нарастания
,тг максимальной амплитуды к скорости нарастания в точке, соответствую-
щей половине амплитуды импульса [60].
Параметры осциллографов. При измерении описанных выше параме-
тров необходимо, чтобы осциллограф был калиброван по амплитуде
и времени. Кроме того, если необходимо воспроизвести колебания в пра-
вильных соотношениях, временная развертка должна быть линейной.
Первым требованием к усилителю осциллографа является линейная
зависимость амплитуды наблюдаемого импульса от амплитуды входного
импульса. Согласно .этому требованию, усилитель осциллографа не должен
работать за пределами линейного участка этой характеристики. Перегрузка
усилителя может не быть обнаружена, так как характерное искривление
верхней части колебаний, обычно имеющее место при перегрузке, в случае
4D и г. 165. Определение параметров, используемых при описании характеристик импульса,
а-г-импульс со спадающей вершиной, но без положительных и отрицательных выбросов; б—импульс
без спада вершины, но с положительным и отрицательным выбросами.
прямоугольных импульсов незаметно. Для определения перегрузки амплитуда
входного напряжения осциллографа вначале уменьшается, а затем увели-
чивается до необходимого уровня. Наличие перегрузки определяется по сте-
пени равномерности возрастания амплитуды на экране осциллографа.
Более чем очевидно, что усилитель осциллографа должен вносить мини-
мальные искажения исследуемых колебаний. Конструкция его должна
удовлетворять очень строгим требованиям, если необходимо определить
искажения совершенных прямоугольных импульсов. Очень важно, чтобы
добавочные искажения, вносимые усилителем осциллографа, были значитель-
но меньше начальных искажений формы колебаний. Желательно, чтобы иска-
жения усилителя осциллографа указывались изготовителем в виде пара-
метров, иллюстрированных -фиг. 165; однако обычно приводится только
частотная характеристика установившегося режима, лишь косвенно связан-
ная с переходными процессами, как это можно видеть из формулы (6.13).
Если время нарастания для усилителя осциллографа меньше х/5 вре-
мени нарастания измеряемого колебания, искажения, вносимые усилите-
лем при нарастании амплитуды импульса, можно считать пренебрежимо
малыми. Если усилитель осциллографа не удовлетворяет этому требованию,
то : при малой величине верхнего выброса можно ввести приближенную
поправку, но не более 10%.
$ 7. Форма импульсов
229
Если tx—время нарастания импульса, наблюдаемого на экране осцилло-
графа, a Z2—известное время нарастания в усилителе1), то истинное время
нарастания импульса определяется по формуле
(6.126)
Для оценки величины времени нарастания в усилителе осциллографа,
если известна его полоса пропускания, может применяться следующая при-
ближенная формула:
7’ = ^, ч (6.13)
где Т—время нарастания в усилителе (мксек.), а В—ширина полосы
пропускания (мггц)* 2). При выводе этой формулы предполагается, что пере-
ходная характеристика не имеет верхнего выброса. При наличии выброса,
превышающего 5%, постоянная величина 0,35 заменяется величиной 0,45.
При измерениях величины спада (см. фиг. 165) длительных импульсов
существенным является спад, вносимый усилителем осциллографа. Эти
искажения связаны с низкочастотной характеристикой усилителя, но не
столь простым соотношением, как формула (6.13). Имеется и простое пра-
вило для учета влияния спада, вносимого усилителем в форму измеряемого
импульса. Верхняя часть импульса изменяется по закону убывающей экс-
поненты, но в правильно сконструированных усилителях вершина описы-
вается только начальным участком экспоненты и поэтому приближенно
может быть представлена прямой линией с отрицательным наклоном. Пра-
вило гласит, что при прохождении прямоугольного импульса через последо-
вательные каскады усилителя тангенсы углов наклона складываются.
Поэтому, если известна величина наклона, вносимого усилителем осцилло-
графа, ее можно вычесть из наклона вершины импульса, наблюдаемого
на экране осциллографа. После вычитания получится величина наклона
импульса на входе осциллографа. При работе с импульсами большой дли-
тельности предпочтительнее применение усилителей с кондуктивной связью,
не вносящих этих искажений. Спад, вносимый усилителями с емкостной
связью, необходимо определить при помощи измерительного прямоугольного
напряжения.
Схемы развертки. Для наблюдения импульсов очень малой длитель-
ности универсальные осциллографы обычно содержат схемы очень быстрых
разверток. Применяемые в этих осциллографах развертки для наблюдения
импульсов имеют скорости порядка 100—125 мм/мксек, а в отдельных слу-
чаях могут доходить до нескольких сотен см/мксек.
Поскольку интервалы следования таких импульсов относительно
велики и не повторяются с достаточной точностью, на практике почти всегда
используются схемы ждущей развертки. Характер линейно-изменяюще-
гося напряжения ждущей развертки, длительность .которой мала по срав-
нению с интервалом времени между развертками, иллюстрирован фиг. 166,в.
Эта развертка может запускаться непосредственно импульсами сигнала,
как показано на фиг. 166, а, или специальным синхронизирующим
х) При практических измерениях i2 должно включать время нарастания измеритель-
ного генератора. Величина i2 определяется при подключении генератора непосредствен-
но к осциллографу и измерении времени нарастания на его экране. Общая формула для
полного времени нарастания t последовательно соединенных цепочек будет
t = /<1 + ^ + 4+... • (6.12а)
2) Величина В соответствует значению частоты, на которой частотная характери-
стика спадает на 3 дб по сравнению с резонансным значением.
Период повторения
Длительность развертки несколько
больше длительности импульса
в
Фиг. 166. Типовые схемы получения развертки в синхроскопах для
наблюдения коротких импульсов.
Показана форма колебаний в различных точках системы по отношению
к опорному моменту времени h.
$ 7. Форма импульсов
231
генератором (фиг. 166, б). В последнем случае синхронизирующий генератор
запускает также схему, являющуюся источником измеряемых импульсов.
В обоих случаях схема обычно содержит устройство задержки, которое
обеспечивает запуск развертки с опережением по отношению к измеряе-
мому импульсу1). При этом обеспечивается наблюдение всего импульса,
включая его передний фронт.
При использовании очень быстрых разверток, а также при работе
с импульсами с малой частотой повторения средняя интенсивность свече-
ния экрана ЭЛТ уменьшается. Это может быть скомпенсировано увеличением
интенсивности электронного луча на время длительности развертки.
На время отсутствия развертки электронный луч полностью бланкируется,
что осуществляется при помощи бланкирующей или стробирующей схемы,
являющейся обычной частью импульсных осциллографов.
Осциллографы, снабженные всеми описанными выше элементами для
осуществления быстрых разверток, и имеющие, в частности, генераторы
ждущих разверток, которые могут синхронизироваться импульсами сигнала,
обычно называются синхроскопами* 2).
Способы калибровки. Калибровка амплитуды может производиться
различными способами, например при помощи напряжения частотой 50 гц.
При измерениях параметров импульсов, в частности при определении
малых интервалов времени нарастания, особенно важна точная калибровка
развертки по времени. Эта калибровка может осуществляться двумя спо-
собами (см. § 8). В первом случае используются временное маркерные метки,
как это было описано в § 1. В частности, могут быть использованы времен-
ные отметки прямоугольного напряжения с высокой частотой следования,
управляющие интенсивностью электронного луча. При этом на экране путь
следования луча получается пунктирным.
При другом способе используется генератор точной развертки. В каче-
стве такого генератора может быть использован фантастрон3), регулировка
скорости развертки которого может быть прокалибрована непосредственно
в мм/мксек. Таким образом, измерения интервалов времени могут осущест-
вляться непосредственно на экране осциллографа. Хотя нелинейность раз-
вертки, получаемой от фантастрона, не более 0,2%, однако общая погреш-
ность калибровки времени в этом случае редко бывает ниже 10% вследствие
старения ламп и изменения элементов схемы.
Для измерения интервалов времени в случае регулярной последова-
тельности прямоугольных импульсов может быть применен очень простой
метод с использованием связного приемника, перекрывающего диапазон
частот в несколько мегагерц [50]. Такой приемник может быть подключен
непосредственно к генератору измеряемых импульсов и использован в каче-
стве анализатора спектра.
Когда приемник перестраивается в пределах этого диапазона частот,
начиная с наиболее низких, частотные компоненты оказываются смещен-
ными на интервалы, равные частоте следования импульсов. Амплитуды
этих компонент проходят через минимум при тех значениях частот, которые
соответствуют величине, обратной длительности импульса. Таким образом,
для импульса длительностью 1 мксек, нули будут возникать на частотах
1 мггц, 2 мггц и т. д. Для импульсов другой формы, например трапецеи-
дальной, должны применяться поправочные множители [50].
х) Линия задержки для этой цели может состоять из 6 или более секций типа Т
или П, см. [61]. Можно также применять искусственную линию с распределенными
постоянными [62—65].
2) Описание различных синхроскопов приводится в работе [53]. Синхроскопы с раз-
вертками очень высокой скорости описаны в работах [17, 66]
3) См. гл. 13, § 15.
232 Гл. б. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
Другой простой метод определения длительности прямоугольных импуль-
сов основан на использовании обычного осциллографа совместно с генератором
синусоидальных колебаний, необходимым для получения круговой раз-
вертки [58]1). Измеряемый импульс подается на дифференцирующую
ЯС-цепочку (см. гл. 13, § 2), на выходе которой возникают положительные
и отрицательные импульсы малой длительности, соответствующие фронтам
первоначального импульса. Эти новые импульсы подаются на вертикально
отклоняющие пластины осциллографа, и частота развертки регулируется
до тех пор, пока импульсы на экране не совпадут, т. е. пока между поло-
жительными и отрицательными импульсами не будет располагаться точно
один период частоты развертки. Длительность первоначального импульса
будет равна этому периоду.
Наблюдение огибающей импульсов. При работе с радиочастотными
импульсами существенное значение имеет форма огибающей импульсов,
Фиг. 167. Методы изображения огибающей радиочастотны
импульсов.
а—радиочастотный импульс; б—огибающая импульса после детектирования.
поскольку она соответствует форме импульса, модулирующего радиочастот-
ный генератор. Если несущая частота не слишком высока, а амплитуда
колебаний велика, то наблюдение формы огибающей может производиться
при подаче импульсов радиочастоты непосредственно на вертикально откло-
няющие пластины синхроскопа, как показано на фиг. 167, а.
Синхронизация горизонтальной временной развертки с огибающей
импульса может осуществляться при помощи видеоимпульсов, полученных
от модулирующего устройства или после детектирования радиочастотных
импульсов. Преимущество этого метода заключается в возможности непо-
средственного наблюдения модулированного колебания без опасности вне-
сения искажений измерительным оборудованием, таким, как детектор или
усилитель. Недостатком этого метода является необходимость наличия боль-
шой амплитуды для осуществления достаточного вертикального отклонения.
Кроме того, несущая частота не должна быть велика, чтобы время
пролета электронами отклоняющих пластин оказалось значительно меньше
периода колебаний, иначе чувствительность осциллографа существенно
снижается (см. фиг. 152). Для большинства осциллографов верхний частот-
ный предел составляет 500т—1000 мггц.
Если непосредственные наблюдения радиочастотных колебаний по
каким-либо причинам неосуществимы, радиочастотное колебание может быть
продетектировано; полученные видеоимпульсы усилены, если это необхо-
димо, и поданы на вертикально отклоняющие пластины синхроскопа (см.
фиг. 167, б). Детектор может быть диодным или кристаллическим. Выбор его
х) О круговой развертке см. в § 1.
§ 8. Измерение интервалов времени
233
определяется несущей частотой исследуемого колебания. Должны быть приня-
ты необходимые меры для устранения искажений формы импульса усилите-^
лем. Для этого ширина полосы усилителя должна быть больше величины,
обратной длительности импульса, а фазовые искажения должны быть малы.
Наблюдение огибающей импульса позволяет судить об изменениях
амплитуды, но не дает сведений относительно частотной модуляции, которой
могут сопровождаться радиочастотные колебания. Поэтому для получения
полной характеристики модулированного радиочастотного импульса необ-
ходимо суммировать сведения об огибающей и данные, получаемые при
помощи спектроанализатора (см. § 5).
§ 8. Измерение интервалов времени
Измерение интервалов времени, обычно очень коротких, порядка
0,1 мксек., может быть осуществлено при помощи электронно-ламповых
схем1). Эти измерения тесно связаны с радиотехникой; однако они находят
широкое применение и в других областях.
Измерение интервалов времени производится методами импульсной
техники. Измерения времени, связанные с синусоидальными колебаниями,
аналогичны измерениям разности фаз, описанных в § 9.
Техника точных измерений малых интервалов времени сильно разви-
лась в связи с радиолокационными системами, навигационными системами
типа Лоран, авиационными радиоальтиметрами, первичными эталонами
частоты и измерительной техникой ядерной физики. Описанию большого
числа самой разнообразной аппаратуры, применяемой в этой области,
посвящена обширная литература. В ней читатель найдет те подробные
описания, которые выходят за рамки настоящей книги.
Осциллографические методы. Несмотря на то, что возможно создание
сложных схем, автоматически измеряющих временное интервалы и снаб-
женных приборами для индикации результатов измерения* 2), большинство
измерений можно производить при помощи электронного осциллографа.
В общем случае используется развертка, запускаемая импульсом,
являющимся опорным. Длительность этой развертки регулируется таким
образом, чтобы па экране были одновременно видны опорный и измеряемый
импульсы. Если известна приблизительная скорость развертки, может быть
произведено грубое определение временного интервала между импульсами
по величине расстояния между ними на экране осциллографа.
Для более точных измерений на экран подается серия фиксированных
меток, которые обычно вырабатываются генератором синусоидальных коле-
баний точно известной частоты. Колебания этого генератора в последующих
каскадах усиливаются, ограничиваются и дифференцируются для получе-
ния серии очень коротких импульсов, показанных на фиг. 168. Для полу-
чения большей точности при наличии фиксированных меток используется
растянутая развертка, благодаря которой на экране виден лишь интервал
х) Методы измерения, применяемые в радиолокации, описаны в работе [67].
2) Это возможно осуществить, если измеряемый интервал времени повторяется
с определенной частотой. Например, фазоизмерительная система, изображенная на
фиг. 176, позволяет регистрировать интервал времени между двумя импульсами, повто-
ряющимися с определенной частотой. Метод определения неповторяющихся интервалов
времени, начало и конец которых определяются импульсами, описан в работе [68].
В этой системе конденсатор заряжается от источника постоянного тока в течение опре-
деленного интервала времени. Напряжение на конденсаторе измеряется ламповым вольт-
метром. Постоянный ток заряда включается и выключается в начале и конце измеряе-
мого интервала времени при помощи’ мультивибратора стробирующей схемы, управ;
ляемой импульсами, соответствующими началу и-концу измеряемого интервала.
234 Гл, 6, Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
между двумя метками, где находится измеряемый импульс. Как показано на
фиг. 168, эти метки отклоняют электронный луч по амплитуде; они могут
Фиг. 168. Измерение интервала времени
между двумя импульсами при помощи
маркерных меток.
Опорный
импульс
Ступенька.
Неизвестный
импульс
Регулировка
для совпадения
Нерегулируемый[ ЦсяроЛ
строб регулируемый
s для совпадения
Фиг. 169. Различные типы регулируемых
маркерных меток, используемых в осцилло-
графировании.
Регулируемый
маркер
использоваться также для моду-
ляции луча по интенсивности,
создавая при этом для отсчета
времени яркие пятна.
Вместо фиксированных меток
возможно применение подвижной
метки или стробирующего сигна-
ла (строба). Оператор перемещает
эту метку по развертке до совпа-
дения с измеряемым импульсом.
В этом случае отсчет времени
производится по положению руч-
ки регулировки перемещения этой
метки. По форме стробирующий
сигнал может быть ступенчатым,
в виде отрицательного или поло-
жительного импульса, как пока-
зано на фиг. 169. Основным
устройством для создания под-
вижной метки является схема,
запускаемая опорным импульсом
и после некоторого интервала
времени, определяемого регули-
ровкой параметров схемы, гене-
рирующая второй импульс, явля-
ющийся маркерным. Двумя при-
годными для этих целей схемами
являются мультивибратор с одним
временно устойчивым состоянием
(кипп-реле) и фантастрон, описан-
ные в гл. 13, § 18. В каждой из
этих схем в конце заданного
интервала времени происходит
быстрое нарастание или падение
напряжения. Регулировка интер-
вала времени осуществляется при
помощи источника постоянного
напряжения и потенциометра.
Резкий перепад напряжения в
конце заданного интервала по-
ступает на дифференцирующую
цепочку, на выходе которой фор-
мируется импульс, подобный по-
казанному на фиг. 169, в, В неко-
торых случаях этот импульс
используется для запуска импуль-
сного генератора, вырабатываю-
щего отрицательный строб, как
показано на фиг. 169, б, В наи-
более простом случае выходное
напряжение со схемы временной
задержки непосредственно используется для получения ступенчатого стро-
ба, как показано на фиг. 169,а.
§ 9. Измерение разности фаз
235
Методы с использованием счетных схем. Счетные методы1) особенно
пригодны для измерения временных интервалов не слишком малой дли-
тельности, начало и конец которых соответствуют маркерным импульсам.
В этом случае основная идея заключается в подаче колебаний известной
частоты на скоростную счетную систему через стробирующее устройство.
Это стробирующее устройство включается и выключается импульсами, огра-
ничивающими измеряемый интервал времени. Если эти временные интервалы
повторяются, то конструкция стробирующего устройства должна обеспечи-
вать его срабатывание только в течение одного интервала и выключение на
все остальное время до нового нажатия пусковой кнопки. В такой системе
счетчик регистрирует количество периодов известной частоты, генерируемой
в течение времени, когда стробирующее устройство открыто, т. е. в течение
измеряемого временного интервала. Например, если измерительная частота
равна 1 мггц, то отсчет временного интервала счетчиком в микросекун-
дах будет иметь ошибку менее ± 1 мксек. Абсолютная ошибка измерений
будет тем меньше, чем выше измерительная частота, и, следовательно,
ограничивается максимальной скоростью работы счетчика. Относительная
ошибка будет всегда тем меньше, чем длиннее измеряемый интервал времени.
§ 9. Измерение разности фаз* 2)
Методы с использованием электронно-лучевых трубок. Электронно-
лучевая трубка обычно используется для измерения разности фаз двух
напряжений одной и той же частоты. Если одно из этих напряжений подается
на горизонтально отклоняющие пластины, а второе—на вертикально откло-
няющие пластины, то на экране получается изображение в виде эллипса,
параметры которого определяются отношением фаз и амплитуд двух при-
ложенных напряжений. Типовые случаи показаны на фиг. 170.
Разность фаз 0 двух колебаний выражается равенством
sin 0 = ± , (6.14)
где А и В—величины, показанные на фиг. 170. Квадрант, в котором произ-
водятся измерения, определяется ориентацией главной оси эллипса и напра-
влением вращения электронного луча. Направление вращения электрон-
ного луча можно определить при изменении фазы одного из отклоняющих
напряжений в известном направлении и наблюдении результирующего
эффекта на изображении3).
Видоизменение описанной выше методики заключается во включении
регулируемого фазовращателя в цепь последовательно с одной из откло-
няющих пластин и регулировке фазового сдвига до тех пор, пока на экране
осциллографа эллипс не превратится в линию. По положению фазовраща-
теля в этом случае отсчитывается измеряемая разность фаз. При этом методе
получается более высокая точность, нежели при применении равенства
(6.14), поскольку вводимый фазовый сдвиг обычно можно определить более
точно, чем размеры эллипса на экране.
Имеется несколько методов измерения разности фаз при помощи круго-
вой развертки на экране ЭЛТ. Два таких примера иллюстрируются фиг. 171.
В каждом из этих случаев частота круговой развертки равна частоте иссле-
дуемого колебания. Если развертка имеет точную форму окружности, то
относительный сдвиг фазы определяется угловым положением пятна на
х) Счетные системы описаны в гл. 5, § 8.
2) Общие сведения по этому вопросу см. в работах [69, 70].
3) Другие методы определения направления вращения луча описаны в работах
[71, 72].
236 Гл. б. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
Разность фаз
Разно сть фаз
180° 225° 270° 315°
Осциллограммы при различных сдвигах фаз, но
при одинаковых амплитудах испытуемых напряжений
Малое усиление
по вертикали
Одинаковые
амплитуды
Большое усиление
по вертикали
при различном усилении по вертикали
Фиг. 170. Типовые осциллограммы на экране ЭЛТ при подаче на гори-
зонтально и вертикально отклоняющие пластины колебаний с одинаковой
частотой, но отличающихся по фазе и амплитуде.
окружности, причем один полный оборот соответствует изменению фазы
на 360°. На фйг. 171, а показан случай, когда напряжение, фаза которого
измеряется, приложено к управляющему электроду, на который подано
смещение, близкое к напряжению запирания. В результате изображение
Фиг. 171. Определение фазы на
экране ЭЛТ при помощи кольцевых
изображений.
а—индикация фазы по положению полу-
круга; б—индикация фазы по положению
темного пятна на ярком круге.
представляет собой дугу, равную полу-
окружности, положение которой является
функцией фазы. Если измеряется отно-
сительная разность фаз двух напряжений,
то оба эти напряжения подаются попе-
ременно к управляющему электроду, а
развертка остается неизменной. Угловой
сдвиг положения дуги эквивалентен в этом
случае разности фаз двух измеряемых на^
пряжений. Несколько иной метод [73]
заключается в получении короткого им-
пульса, соответствующего определенной
части измеряемого колебания (обычно в тот
момент, когда амплитуда переходит через
нуль в сторону положительною значения). Напряжение смещения на управ-
ляющем электроде трубки устанавливается меньше значения запирания,
J 9. Измерение разности фаз
237
Яркив точки, образуемые
опорными импульсами
Фиг. 172. Определенно фазы путем
формирования импульсов, соответствую-
щих определенному участку опорного
напряжения, и подсветки экрана трубки.
и на этот электрод подается полученный импульс отрицательной полярности.
В результате на время каждого импульса луч запирается, как это показано
нафиг. 171, б, что соответствует относительным фазам колебания, из кото-
рого сформированы импульсы т).
Обычный метод наблюдения формы колебаний на осциллографе может
быть дополнен подачей маркерных меток, соответствующих опорной фазе,
как это показано на фиг. 172. Здесь
импульсы положительной полярности,
соответствующие определенной части
периода опорного напряжения (когда
напряжение переходит через нуль в
сторону положительного значения),
подаются на управляющий электрод
ЭЛТ для увеличения яркости изобра-
жения. Каждый импульс образует
тогда яркое пятно на изображении
кривой на экране осциллографа. По-
ложение этих пятен на наблюдаемой
кривой соответствует разности фаз
между этим и опорным колебаниями.
Например, колебание, изображенное на
близительно на 45°, если предположить, что импульс, полученный от опор-
ного напрцжеция, соответствует точке, когда амплитуда колебания проходит
через нуль в сторону положительного значения.
фиг. 172, отстает от опорного при-
Измерение разности фаз методом наложения напряжения. Широко
применяемый метод измерения разности фаз заключается в наложении двух
напряжений и последующей регулировке амплитуды и фазы одного из них
до тех пор, пока их сумма не будет равна нулю. Этот метод может быть
реализован различными путями. Устройство, пригодное для работы на всех
частотах, исключая сверхвысокие, иллюстрируется фиг. 173* 2). Здесь два
напряжения, относительная разность фаз которых определяется, подаются
на две усилительные лампы, анодные цепи которых соединены между собой.
Сумма этих двух напряжений, развиваемых на сопротивлении R, измеряется
ламповым вольтметром. Затем добиваются нулевых показаний3) лампо-
вого вольтметра, изменяя крутизну одной из ламп регулировкой смещения
Э ДРУг°й вид этой схемы, где на управляющий электрод подано смещение, близ-
кое к запиранию, и полученные импульсы подаются в положительной полярности, так
что каждый из них образует яркое пятно на экране, описан в работе [74]. Угловое поло-
жение радиуса, проведенного из центра экрана к одной из этих точек, соответствует
относительной фазе колебаний, из которого сформированы импульсы. Система, в кото-
рой длина этого радиуса может быть сделана пропорциональной амплитуде, так что по-
ложение пятна определяет как модуль, так и фазу вектора соответствующего колебания,
описана в работе [75].
2) Другое более простое и эффективное устройство описано в работах [76, 77].
3) Видоизменение этой методики заключается в удалении фазовращателя и исполь-
зованйи лампового вольтметра для измерения выходных напряжений в трех различных
случаях, когда 1) оба напряжения поданы на вход соответствующих ламп, 2) напряже-
ние не подается на вход лампы 3) напряжение не подается на вход лампы У2- Обо-
значая соответственно полученные напряжения через Е3, EY иЕ2, можно определить раз-
ность фаз между напряжениями, пользуясь соотношением ,
Es=^El + El + 2Ь\Е2 cos в. (6.15)
Это соотношение представляет собой обычную формулу определения третьей стороны Еа
треугольника по двум известным сторонам ЕТ и Е2 и углу 6 между ними. Эта методика
описана в работе [78].
238 Гл» 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
и добиваясь, таким образом, равенства двух амплитуд1). Одновременно
регулировкой фазовращателя добиваются разности фаз, равной 180* 2).
Другое устройство, пригодное для применения на сверхвысоких ча-
стотах, иллюстрируется фиг. 1743). Здесь при помощи направленных ответви-
телей 1)Т и Z>2 (или других ответвляющих устройств) отбирается часть энергии
Регулируемый
фазо-
вращатель
£2
Фиг. 173. Блок-схема системы для измерения фазы, в которой
производится изменение фазы и амплитуды одного из напряжений
до получения равенства его амплитуды и сдвига фазы на 180° по
отношению к опорному напряжению.
двух колебаний. Каждый из направленных ответвителей нагружен таким
образом, чтобы не создавалось отражений в обратном направлении. Другие
концы ответвителей соединены между собой через измерительную линию
I- волна
2# волна
Нагрузка
Нагрузка
Фиг. 174. Определение фазы на сверхвысоких частотах посред-
ством регистрации положения минимумов стоячей волны в измери-
тельной линии, возникающих в результате интерференции двух
измеряемых волн.
Направленные ответвители
Регулируемый
аттенюатор
Щелевая секция
и переменный аттенюатор, как это показано на фигуре. Аттенюатор регули-
руется таким образом, чтобы минимумы напряжения стоячей волны в линии
были достаточно глубокими. Положение минимумов, регистрируемых детек-
торной головкой, соответствует относительной разности фаз двух колебаний
Регулировка усиления не должна изменять фазовых соотношений; следовательно,
описанное устройство может быть использовано лишь на частотах, достаточно высоких,
чтобы блокировочный конденсатор представлял собой короткое замыкание. В против-
ном случае на входе фазовращателя может быть включен делитель напряжения, ком-
пенсированный емкостями, или же омический аттенюатор (см. гл. 15, § 2).
2) Модификации этой схемы описаны в работе [79].
3) Другой пример фазоизмерительного устройства описан в работах [80, 81].
$ 9. Измерение разности фаз
239
в точках Dr и Z>2. Изменение положения минимумов на величину х соот-
ветствует изменению фазы на 360 (жА) град., где X—длина волны в измери-
тельной линии, выраженная в тех же единицах, что и х.
Фазометры. Имеется целый ряд устройств, при помощи которых раз-
ность фаз двух колебаний измеряется непосредственно индикаторным прибо-
ром. Блок-схема одного из таких устройств показана на фиг. 175 [82]. Здесь
напряжения, разность фаз которых определяется, подаются на отдельные
Сигнал
№/
Ограничивающий —г
усилитель и генератор *
прямоугольных. А
колебаний 1
Сигнал
№2
Ограничивающий
усилитель и генератор
прямоугольных
колебаний
Детекторный
вольтметр
среднего
значения
Относительная
фаза Г
Сигнал в точке А
Сигнал
в точке В
Сулима
сигналов
Фиг. 175. Фазометр, основанный на сложении прямоугольных колебаний.
а—блок-схема; б—форма колебаний.
усилительные каналы, формирующие эти напряжения таким образом, что
на выходе получаются колебания прямоугольной формы. При обеспечении
одинакового уровня ограничения в обоих каналах амплитуды прямоуголь-
ных колебаний не зависят от величины входных напряжений и равны между
собой. Эти два прямоугольных колебания подаются на сетки усилительных
каскадов и V2 класса А с общей анодной нагрузкой R, Выходное напряже-
ние на сопротивлении R будет равно алгебраической сумме двух прямо-
угольных колебаний, и характер его будет определяться соотношением фаз
этих колебаний. Таким образом, если эти напряжения сдвинуты на 180°
по фазе, их суммарное значение будет равно нулю. Если же эти два напря-
жения будут в фазе, сумма их будет представлять собой прямоугольное
напряжение удвоенной амплитуды по сравнению с величиной колебаний
в отдельных каналах. При промежуточных фазовых соотношениях будут
получаться промежуточные результаты, причем площадь, ограниченная
результирующей, будет зависеть от разности фаз, как это показано] на
фиг. 175, б.
t240 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
Выходное напряжение детектируется диодом, аналогичным показан-
ному на фиг. 23 (стр. 32), и результирующий выпрямленный ток регистри-
руется прибором достоянного тока, который может быть прокалиброван
непосредственно в градусах. Необходимо отметить, что показания прибора
не зависят от частоты. Однако в индикации фазы имеется неоднозначность
на 180°. Например, при разности фаз, равной 180+30=210°, прибор будет
давать то же отклонение, как и при разности фаз 180—30=150° 1).
Блок-схема фазометра другого типа показана на фиг. 176 [84]. Здесь
два колебания, разность фаз которых измеряется, используются для полу-
чения двух серий положительных импульсов при помощи двух ограничителей
Формирователь импульсов
Триггер
Сигнал №1
Сигнал №2
Пусковой
импульс №1
Пусковой
импульс №2
Анодный ток
лампы Vj
Анодный ток
лампы
Фиг. 176. Фазометр с триггерной
схемой, запускаемой последователь-
ностью импульсов.
я Дифференцирующей цепи. Интервал времени между соответствующими
импульсами этих серий соответствует разности фаз. Две серии импульсов
одновременно подаются на сетки триггерной схемы, в которой в каждый
данный момент одна лампа открыта, а другая закрыта. При одновременной
подаче на сетки ламп двух серий импульсов функции ламп каждый раз
меняются.
Интервал времени, в течение которого одна из ламп открыта, пропор-
ционален смещению по времени соответствующих импульсов двух серий и,
следовательно, разности фаз. Следовательно, прибор постоянного тока,
регистрирующий средний анодный ток этой лампы, может быть прокали-
брован в градусах независимо от частоты.
На фиг. 177, а представлена схема балансного модулятора, который
может быть использован в качестве фазометра [85—87]. Здесь, как показано
на схеме, напряжения Е± и Е2, разность фаз которых определяется, подаются
х) Модификация этой схемы с устранением неоднозначности описана в работе 183]..
§ 9. Измерение разности фаз
241
на два диода. Результирующая разность напряжений на выходе выпрямителя
пропорциональна разности фаз. Соотношение между выходным напряжением
Eq и разностью фаз в общем случае иллюстрируется фиг. 177, б. Точные
количественные соотношения определяются характеристиками диодов и
параметрами схемы, а также амплитудами Et и Е2. Если прибор, регистри-
рующий величину 7?0, калиброван в градусах, то необходимо, чтобы напря-
жения Ег и Е2 были заданной величины и синусоидальной формы.
Фиг. 177. Фазометр с балансным модулятором.
а—схема; б-зависимость Eq ст разности фаз; в—векторные диаграммы.
Работа фазометра этого типа может быть пояснена при помощи вектор-
ных диаграмм, приведенных на фиг. 177, в. Если вектор Ег опережает вектор
Е2 на 90° (случай 2), то к двум диодам приложены равные напряжения ег и е2,
выпрямленные токи равны, и разность £^=7?'—Е“=0. Если вектор напря-
жения ЕТ опережает вектор Е2 на угол <90°, то е1>е2 (случай 3)
и разность Eq=E’q—Е* будет положительной, причем величина этой разно-
сти будет возрастать при уменьшении сдвига фаз между Ег и Е2. Аналогично
если вектор Ег опережает вектор Е2 больше, чем на 90° (случай 1), то напря-
жение приложенное к диоду V19 меньше напряжения е2, приложенного
к диоду V2. В соответствии с этим разность EQ=E'Q—E"Q будет отрицательной
и величина ее будет тем больше, чем больше угол между векторами превы-
шает 90°.
Другие вопросы измерения разности фаз. Разность фаз двух колебаний
не изменяется при одновременном преобразовании частоты обоих колебаний.
Например, если два колебания, частота которых равна 50 кгц, а разность
фаз составляет 30°, раздельно смешиваются с напряжениями частотой 49 кгц
и одинаковой фазой, то два колебания разностной частоты 1000 гц на выходе
16 ф. Термен и Дж. Петтит
242 Гл. б. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
смесителей будут также отличаться по фазе точно на 30°. Однако для дости-
жения этого результата оба гетеродинирующих напряжения должны иметь-
одинаковые фазы. Если же они будут отличаться по фазе, например, на 10°, то
этот фазовый сдвиг будет складываться с разностью фаз двух измеряемых
колебаний и сдвиг фазы колебаний частоты 1000 гц будет равен 30±10°.
Тот факт, что при надлежаще выполненном преобразовании частоты
фазовые соотношения сохраняются, делает возможным конструирование*
аппаратуры, в которой определение истинной разности фаз осуществляется
на фиксированной частоте, на которой работает фазовращатель или какой-
либо измеритель фазы. В этом случае для измерения фазы частота исследуе-
мых колебаний преобразуется в заданную частоту посредством настройки
частоты гетеродина на требуемое значение. При этом возможно измерение
фазы в широком диапазоне частот, если используется устройство для изме-
рения фазы, настроенное только на одну частотуг).
Если требуется более высокая точность определения разности фаз, чем
точность обычных измерений, то может быть использовано генерирование-
гармоник для увеличения разности фаз. При этом используется тот факт, что
разность фаз двух колебаний увеличивается пропорционально номеру гар-
моники измеряемой частоты. Например, десятые гармоники двух колебаний,
разность фаз которых на основной частоте равна 0,5°, имеют сдвиг фазы 5°.
В другом случае можно применить смешение (п—1)-й гармоники колеба-
ния А с n-й гармоникой колебания В. Колебания полученной разностной ча-
стоты будут иметь сдвиг фазы в п раз больший, чем первоначальные частоты* 2).
§ 10. Время задержки, фазовые искажения
и смещение огибающей3)
Фазовый сдвиг р (в радианах) тока при прохождении его через некото-
рую схему связан с временем его прохождения следующим уравнением:
Р = (ОТпт:, (6.16)
где т—время задержки (сек.); —угловая частота; п—целое число,
представляющее собой число изменений фазы на 180° при прохождении
через схему (например, каждый каскад усилителя обычно вносит изменение
фазы на к радиан). Согласно уравнению (6.16), сдвиг фазы на некоторой
частоте может быть выражен непосредственно в единицах времени. Например,
сдвиг фазы на 90° на частоте 1000 гц соответствует четверти периода, или
0,00025 сек., так как каждый период равен 0,001 сек.
Если колебания, подаваемые на вход электрической цепи, содержат
различные частотные компоненты, имеющие некоторые начальные фазовые
соотношения, то для сохранения этих фазовых соотношений на выходе
времена задержки для всех частотных компонент должны быть одина-
ковыми.
Напротив, если время задержки т различно для различных частотных
компонент, возникают фазовые искажения. Для предотвращения этих фазо-
вых искажений необходимо, чтобы кривая изменения фазового сдвига в
функции частоты, построенная в обычных координатах, представляла собой
прямую линию, проходящую через точку, соответствующую целому числу т:
при нулевой частоте.
х) Аппаратура для измерения фазы, основанная на этом принципе, описана в ра-
ботах [69, 86, 88—90].
2) Дальнейшее обсуждение вопроса использования гармоник для повышения точ-
ности фазовых измерений дано в работах [91, 92].
3) По этому вопросу см. работы [69, 70, 93].
£ 10. Время задержки, фазовые искажения и смещение огибающей 243
Время задержки для некоторой частотной компоненты определяется
по фазовому сдвигу для этой частоты при использовании формулы (6.16).
Типовые кривые фазового сдвига и времени задержки, из которых можно
видеть их взаимное соответствие, показаны на фиг. 178.
Наклон фазовой кривой при некотором значении частоты определяет
время, называемое групповым временем задержки, или временем задержки
огибающей, в соответствии с уравнением
Величина времени задержки огибающей т0 важна при работе с моду-
лированными колебаниями. Например, предположим, что несущая имеет
(в логарифмическом масштабе)
Ф и г. 178. Кривые соотношения между фазовым сдвигом и временем задержки.
угловую частоту и>0 и модулирована частотой /3=с1)8/2тг с образованием
боковых компонент с угловыми частотами <o0+<os и <в0—Если такое
колебание проходит через цепь, обладающую временем задержки огибающей
т0 сек., то верхняя и нижняя боковые полосы симметрично сдвигаются
по фазе в противоположном по отношению к несущей направлениях на ojst0
радиан. При этом происходит фазовый сдвиг огибающей на о)чт0 радиан,
причем этот сдвиг осуществляется на частоте модуляции. Таким образом,
если радиочастотные боковые полосы амплитудно-модулированного коле-
бания симметрично сдвинуты на 30° по отношению к несущей, то огибающая
колебания на выходе этой цепи также будет сдвинута по фазе на 30°. После
детектирования эта огибающая будет сдвинута на 30° относительно модули-
рующей частоты.
Смещение огибающей может быть определено различными путями [94].
Наиболее прямой способ заключается в определении фазового сдвига, как
функции частоты, построение этой кривой и определение наклона в точках,
соответствующих тем частотам, на которых определяется смещение огибаю-
щей. Другой способ заключается в модуляции измерительного сигнала
напряжением соответствующей частоты и подаче этого модулированного
колебания в цепь, сдвиг огибающей для которой определяется. Часть
энергии модулированных колебаний на входе и на выходе этой схемы раз-
дельно детектируется и измеряется разность фаз компонент модулирующей
частоты продетектированных токов. Эта величина используется для рас-
четов сдвига огибающей. Методика, использующая другой принцип, состоит
в подаче двух измерительных напряжений, несколько отличающихся по
частоте, на вход цепи. Некоторая часть энергии колебаний, поданных на
входные клеммы, детектируется для получения компонент разностной ча-
стоты и часть энергии суммарного выходного колебания используется для
определения разности фаз. Если два колебания различных частот на
16*
244 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
входных и выходных клеммах цепи отличаются в этом случае по фазе на
угол ДФ радиан, то сдвиг огибающей т0 равен
_ ДФ
Т°~2тсД/ ’
(6.18)
где Д/ —разность частот1).
§ И. Фазовращатели
Фазовращатели находят применение при фазовых измерениях, а также
в ряде других случаев. Имеется очень большое количество схем фазовра-
щателей. Наиболее употребительные из них показаны на фиг. 179 и 180.
Фиг. 179. Фазовращатель, работающий от однофазного
источника.
Для схемы, представленной на фиг. 179, а, изменение сопротивления R от
нуля до бесконечно большого значения вызывает плавное изменение фазы на-
пряжения ЕаЪ в пределах 180° без изменения амплитуды* 2). На схеме фиг. 179, б
в анодной цепи пентода включена емкостная нагрузка, вызывающая сдвиг
Фиг. 180. Фазовращатели, работающие от двухфазных источников.
а—гониометрический фазовращатель; б—емкостный фазовращатель.
фазы на 90° между напряжением на аноде и на управляющей сетке.В соот-
ветствии с этим фаза напряжения, снимаемого с движка потенциометра Р
при его перемещении, будет плавно изменяться в пределах диапазона 90°
[98].. Амплитуда этого напряжения не является постоянной при регулировке
фазы, хотя может быть сделана одинаковой для двух крайних положений
движка, если величина крутизны лампы выбрана так, что усиление точно
равно единице.
х) Модификация этой методики, используемая для определения изменений времени
задержки телевизионных сигналов, передаваемых по коаксиальным линиям или другим
цепям, входные и выходные клеммы которых удалены друг от друга, описана в ра-
боте [95].
2) Различные варианты этой схемы описаны в работах [96, 97].
$ 11. Фазовращатели
Для питания фазовращателей, показанных на фиг. 180, необходимо
применять многофазные источники питания. Эти фазовращатели при вра-
щении роторной катушки или ротора конденсатора обеспечивают непрерыв-
ное изменение фазы на 360°. Для схемы фиг. 180, а создается вращающееся
магнитное поле двумя перпендикулярно расположенными катушками при
сдвиге фазы питающих их токов на 90°. Выходное напряжение снимается
с роторной катушки, вращающейся в этом поле. Необходимый сдвиг фазы
на 90° между токами, создающими магнитное поле, обычно получается
при помощи реостатно-емкостной фазосдвигающей цепи, показанной на
схеме, хотя могут быть использованы и широкополосные системы, упоми-
наемые в § 1. При тщательном выполнении деталей конструкции в приборах
этого типа амплитуда выходного напряжения почти не зависит от угла пово-
рота роторной катушки, в то время как фаза изменяется прямо пропорцио-
нально этому углу с высокой степенью точности *)♦
Электростатический эквивалент гониометрического фазовращателя по-
казан на фиг. 180, б* 2). Здесь две пары сегментов и5254 соответствуют
двум статорным катушкам схемы фиг. 180, а и возбуждаются напряже-
ниями, сдвинутыми по фазе на 90°. Эти четыре сегмента расположены парал-
лельно выходному дисковому электроду So. Фаза напряжения, индуци-
рованного в выходной пластине, управляется вращением диэлектрического
6
г
Фиг. 181. Простые фазосдвигающие системы, применяемые в коаксиаль-
ных линиях и волноводах.
а—коаксиальный удлинитель; б—тромбон—удлинитель; в—фазовращатель с гибкой
стенкой (вид сверху); г—фазовращатель с передвижной пластиной.
диска D надлежащей формы. Диэлектрическая постоянная этого диска
увеличивает связь между выходным электродом и теми сегментами, которые
находятся над диском, так что при вращении диска изменяются соотноше-
ния между колебаниями, индуцированными на выходе четырьмя электродами
51, 52, 53 и 54. Таким образом, при вращении диска фаза выходного на-
пряжения меняется в пределах от 0 до 360° без применения контактов.
Принадлежащей форме диска амплитуда выходного напряжения будет
х) Схемы этого типа подобны радиогониометрам, используемым при определе-
нии направления, и аналогичны им по конструкции. Они описаны в работах [99, 100].
2) Подробное описание емкостных фазовращателей, включая трехфазные устрой-
ства, см. в [101, 102].
246 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
постоянной независимо от углового положения диэлектрического диска,
а фаза почти точно прямо пропорциональна углу поворота диска1).
На сверхвысоких частотах используются методы вращения фазы, прак-
тически не применимые на низких частотах. Примеры таких устройств
показаны на фиг. 181 и 182. Устройство, показанное на фиг. 181, а,
называется «удлинителем линии» и состоит из секции коаксиальной линии,
длина которой может изменяться при помощи скользящих контактов, как
показано на фигуре. Изменение общей длины системы возможно благодаря
применению гибкого кабеля. Поскольку сдвиг фазы волны, перемещающейся
вдоль линии, пропорционален ее длине, то увеличение длины на расстоя-
ние, соответствующее длине волны, вызывает добавочный фазовый сдвиг
на 360°. Один из удлинителей линии, не требующий применения гибкого
кабеля, показан на фиг. 181, б. Он представляет собой тромбон со сколь-
зящими контактами, положение которых определяет длину линии* 2).
Фазовый сдвиг колебаний, передаваемых по волноводу, может быть
уменьшен при уменьшении размеров волновода в направлении, перпенди-
кулярном к вектору электрического поля волны типа TE1Q (см. фиг. 181,в).
Такое «сжатие» колебаний приводит к увеличению длины волны в волноводе
\д и уменьшению фазового сдвига на единицу длины. Другое устройство
показано на фиг. 181, г и представляет собой подвижную длинную тонкую
диэлектрическую пластину, параллельную боковым стенкам внутри волно-
вода. Эта пластина расположена параллельно вектору электрического поля.
Действие этого диэлектрика эквивалентно увеличению интенсивности элек-
трического поля и, следовательно, приводит к уменьшению эффективной
скорости волны, что вызывает увеличение фазового сдвига на единицу
длины. При перемещении диэлектрической пластины от стенки к центру,
где электрическое поле более интенсивно, этот эффект увеличивается и,
таким образом, возрастает фазовый сдвиг. Материал пластины должен обла-
дать малыми диэлектрическими потерями (например, полистирен). Для
уменьшения отражения концы пластины сужаются.
Один из типов фазовращателя, который часто используется в технике
сверхвысоких частот, показан схематически на фиг. 182 [104]. Здесь секция I
круглого волновода устроена так, что волна, поляризованная вдоль оси А,
г) В четырехсегментном устройстве, показанном на фиг. 180, б, удовлетворитель-
ные результаты дает круглый диск при смещении оси его вращения от центра круга на
0,53 части радиуса диска.
2) Детали такого фазовращателя описаны в работе [103].
§ 11. Фазовращатели
247
имеет меньшую фазовую скорость, чем волна того же типа, поляризованная
под прямым углом к первой волне, т. е. вдоль оси В. Длина этой секции выбрана
такой, что волна, поляризованная вдоль оси В, получает фазовый сдвиг на
90° больше, чем волна, поляризованная вдоль оси А. Если секция I ориенти-
рована так, что ее ось А расположена под углом 45° по отношению к вектору Е
линейно поляризованной входной волны, то при попадании на вход секции I
вектор Е разложится на две равные компоненты, параллельные осям А и В.
В соответствии с этим волна на выходе секции I будет иметь круговую поля-
ризацию. Эта волна поступает в секцию II, аналогичную секции I, но в два
раза длиннее. Таким образом, сдвиг по фазе двух компонент волны составит
2-90° = 180°. Можно показать, что для случая волны с круговой поляриза-
цией, попадающей в такую секцию, выходная волна будет также иметь
круговую поляризацию, но с вращением в противоположном направлении.
Этот эффект не зависит от ориентации оси секции II. Однако можно показать,
что фаза волны с круговой поляризацией, покидающей секцию II, будет
Фиг. 183. Методы получения различной фазовой скорости вдоль различных перпен-
дикулярных плоскостей в круглых волноводах.
-сдвинута по отношению к фазе входной волны на величину, определяемую
ориентацией осей секции II по отношению к осям секции I.
Таким образом, при вращении секции II фаза выходной волны будет
вращаться. Поворот фазы в градусах будет в два раза больше, чем угол пово-
рота секции II. Наконец, волна с круговой поляризацией на выходе секции II,
фазовый сдвиг которой определяется ориентацией осей этой секции, посту-
пает на вход секции III, аналогичной секции I. Эта оконечная секция пре-
образует круговую поляризацию обратно в линейную. Фазовый сдвиг этой
волны по отношению к входным колебаниям будет определяться ориентацией
секции II.
Различие фазовой скорости в направлении осей А и В в секциях I, II
и III может быть достигнуто разными путями. Наиболее часто применяемые
методы показаны на фиг. 183.
На фиг. 183,а вдоль оси В помещена пластина из диэлектрика с малыми
потерями, вызывающая увеличение компоненты электрического поля вдоль
оси и оказывающая сравнительно малое влияние на компоненту вдоль оси А.
Аналогичный эффект на схеме фиг. 183,б достигается при помощи металли-
ческих полос, размещенных вдоль оси В, как показано на фигуре, умень-
шающих размер волновода в этом направлении и, следовательно, увели-
чивающих интенсивность электрического поля. В обоих этих случаях концы
металлических полос или диэлектрической пластины должны сужаться
или снабжаться выемками для уменьшения вносимых ими неоднородностей
и возникающих при этом отражений. На схеме фиг. 183,в показан волновод,
•снабженный металлическими штырями, которые действуют как индуктив-
ные шунты для волн, поляризованных параллельно их оси, и оказывают
пренебрежимо малое влияние на волны, поляризованные перпендикулярно
ж их оси. Это устройство очень удобно в конструктивном отношении, но
248 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
удовлетворительно работает в несколько более узкой полосе частот, чем
системы, показанные на фиг. 183, а и б. Однако все эти три устройства
имеют относительно низкую избирательность по частоте.
§ 12. Измерения амплитудно-модулированных колебаний
Параметрами амплитудно-модулированных колебаний, важными
с точки зрения измерений, являются: процент модуляции положительными
и отрицательными пиками и искажения огибающей. В случае амплитудно-
модулированных радиопередатчиков измерения параметров модуляции ис-
пользуются для подстройки передатчика, а также для контроля работы,
в частности для предотвращения перемодуляции.
Исследование огибающей посредством детектирования колебаний. Для
исследования амплитудно-модулированных колебаний они обычно детекти-
руются. Если детектор не вносит искажений, выходное напряжение будет
Фиг. 184.
выражения
Коэффициент
Модулированное колебание и соотношения для
коэффициента модуляции положительными и
отрицательными пиками.
Емакс.~ Го
модуляции положительным пиком = ---=-----100,
210
^мин
Коэффициент модуляции отрицательным пиком =-------=,----• 100.
21 о
точно воспроизводить огибающую. Для этих целей часто используется диод-
ный детектор. Искажения, вносимые детектором, будут малы, если 1) радио-
частотное напряжение, приложенное к детектору, велико (амплитуда несу-
щей 20 в или более), 2) внутреннее сопротивление диода очень мало по сравне-
нию с нагрузкой (это достигается использованием ламп с малым внутренним
сопротивлением, в то время как импеданс нагрузки высок) и 3) импеданс
нагрузки диода имеет одинаковое значение для напряжения модулирующей
частоты и для постоянного напряжения (т. е. отношение импеданса по
переменному току к импедансу по постоянному току должно стремиться
к единице). Если это последнее требование не будет выполняться, то в выход-
ном напряжении детектора отрицательные пики окажутся подрезанными [105].
Измерение напряжения на выходе детектора может производиться
различными путями. Среднее значение этого напряжения определяет ампли-
туду несущей, в то время как переменная компонента напряжения на выход-
ном нагрузочном импедансе воспроизводит изменение огибающей. Таким
образом, изменения постоянной составляющей выпрямленного тока, реги-
стрируемые микроамперметром постоянного тока, включенным последова-
тельно с нагрузочным импедансом диода, будут соответствовать изменениям
амплитуды несущей. Отношение амплитуды положительных пиков продетек-
£ 12. Измерения амплитудно-модулированных колебаний
24?
тированного напряжения к средней или постоянной амплитуде дает процент
модуляции положительными пиками, в то время как отношение минимумов
продетектированного колебания к средней амплитуде определяет процент
модуляции отрицательными пиками (см. фиг. 184). Частотный анализ пере-
менных компонент напряжения на выходе детектора соответствует частотному
анализу огибающей и определению искажений. Картину огибающей можно
получить на экране осциллографа, используя напряжения на выходе детектора,
при условии, что как постоянная, так и переменная компоненты выходного
напряжения подаются на осциллограф без изменения их относительной
величины.
Схема прибора для точных измерений коэффициента модуляции поло-
жительными и отрицательными пиками показана на фиг. 1851). Радиочастот-
ное колебание детектируется диодным детектором V19 работающим в режиме
линейного детектирования с минимальными искажениями. Среднее значение
Фиг. 185. Схема измерителя коэффициента модуляции положительными
и отрицательными пиками.
выходного напряжения соответствует величине амплитуды несущей и реги-
стрируется микроамперметром постоянного тока М. Значение коэффициен-
та модуляции положительными и отрицательными пиками получается
при отделении на выходе детектора компоненты модулирующей частоты от
постоянной составляющей и при раздельном измерении величины положи-
тельных и отрицательных пиков этого напряжения при помощи диодного*
вольтметра, снабженного переключателем для перемены полярности, как
это показано на схеме. Коэффициент модуляции для положительных и
отрицательных пиков определяется в этом случае посредством сравнения
максимальной амплитуды, регистрируемой диодным вольтметром с амплиту-
дой несущей, регистрируемой прибором М. При регулировке уровня радио-
частотного напряжения таким образом, чтобы отклонение прибора М было
постоянным, диодный вольтметр можно проградуировать непосредственно
в процентах модуляции.
Исследование огибающей при помощи непосредственных наблюдений
модулированных колебаний на экране электронно-лучевой трубки. Измере-
ние параметров модулированного колебания может производиться при
непосредственном наблюдении изображения этого колебания на экране
осциллографа без предварительного детектирования. Например, модулиро-
ванные колебания могут быть поданы на реостатно-емкостную фазосдвигаю-
щую цепь и полученные на ее выходе компоненты напряжения исполь-
зованы для вертикального и горизонтального отклонения. В этом случае
изображение на экране будет иметь круговой или эллиптический характер,
как показано на фиг. 186. При отсутствии модуляции это изображение будет
г) Описание оборудования для измерений коэффициента модуляции дано в [106—109J*.
.250 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
очерчиваться одной ’неразмытой линией, а при наличии модуляции размеры
эллипса будут изменяться в течение периода частоты модуляции, превращая
Модулированное,
колебание
а
Без модуляции
М (положительными
пиками)-
a/b/lcj М(отрицательными
пиками)=
Положение линии
без модуляции
С модуляцией
Ф и г. 186. Метод использования ЭЛТ для измерения
коэффициента модуляции.
а—схема; б—типовые изображения.
линикЛв ; широкую ленту. Коэффициент модуляции для положительных
и отрицательных пиков в этом случае может быть рассчитан по результатам
Средний сдвиг
фаз
Модулированное
напряжение ~~
Модулирую-
щее
напряжение
а
Сдвиг фаз
90°
Ф и г. 187. Осциллограммы амплитудно-модулированных колебаний при исполь-
зовании в качестве развертки модулирующего напряжения.
а—схема; б—модуляция без искажений; в—модулированные напряжения без искажений, но
сдвинутые по фазе; г—типичные случаи модуляции с искажениями (сдвиг фаз между
напряжениями равен нулю).
измерения отрезков радиальной линии, проведенной из центра, как это
показано на фигуре. Необходимо заметить, что при 100-процентной модуля-
ции отрицательными пиками центр изображения полностью закрывается»
§ 13. Параметры колебаний, модулированных по фазе и частоте
251
Если имеется источник модулирующего напряжения, то его колебания
могут быть поданы на горизонтально отклоняющие пластины, в то время
как на вертикально отклоняющие пластины подаются модулированные
колебания. Если регулировка фазы осуществлена таким образом, что раз-
ность фаз между огибающей и горизонтально отклоняющим напряжением
равна нулю, то при отсутствии амплитудных искажений на экране получится
изображение трапеции, ограниченной прямыми линиями, как это показано
на фиг. 187,6. По этому изображению можно легко рассчитать коэффициент
модуляции, пользуясь обозначениями, приведенными на фигуре. Наличие
амплитудных искажений огибающей вызывает искривление боковых сторон
трапеции, как показано на фзг. 187,г. Разность фаз между огибающей и
т~ В+А
Фиг. 188. Осциллограмма модулированного колебания
при синхронизации линейной временной развертки на первой
субгармонике модулирующей частоты.
а—схема; б—изображение.
а
частью модулирующего напряжения, используемой для горизонтального
отклонения, вызывает также искривление боковых сторон изображения и,
кроме того, в большинстве случаев приводит к появлению эллипсов на верх-
ней и нижней сторонах, как показано на фиг. 187,в. В случае необходимости
этот фазовый сдвиг может быть уменьшен при помощи соответствующей фазо-
сдвигающей цепочки, включенной в цепь горизонтально отклоняющих
пластин. Если устройство, показанное на фиг. 187, видоизменить таким
образом, чтобы горизонтальное отклонение осуществлялось линейной раз-
верткой, синхронизированной на субгармониках модулирующей частоты,
то при бланкировании обратного хода изображение на экране будет иметь
вид, показанный на фиг. 188,6. Необходимая синхронизация в этом случае
может быть получена при помощи напряжения модулирующей частоты,
поданного в цепь синхронизации электронно-лучевого осциллографа. В от-
сутствие источника этих колебаний они могут быть получены детектиро-
ванием модулированных колебаний.
§ 13. Параметры колебаний, модулированных по фазе и частоте
В частотно-модулированных системах для получения постоянного
напряжения, уровень и полярность которого пропорциональны величине
и знаку частотной девиации колебания, может быть использован дискрими-
натор. Выходное напряжение такого дискриминатора будет пропорционально
девиации частоты и может быть использовано аналогично детектированному
напряжению амплитудно-модулированных колебаний. Дискриминатор, ис-
пользуемый для этих целей, должен обладать минимальными искаже-
ниями. Наиболее подходящей схемой дискриминатора является схема
«счетного типа, описанная в связи с фиг. 144 (стр. 197).
252 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
Величина искажений для правильно сконструированного дискрими-
натора такого типа составляет меньше 0,2%А). Напряжение звуковой ча-
стоты с выхода дискриминатора может быть подано на электронно-лучевой
осциллограф или использовано для гармонического анализа и т. д.
Калибровка зависимости выходного напряжения дискриминатора от
девиации частоты исследуемого колебания может быть осуществлена при
подаче напряжения на вход дискриминатора через ограничитель, фиксирую-
щий уровень сигнала на входе дискриминатора. Частота сигнала при этом
изменяется скачкообразно и на выходе дискриминатора регистрируется изме-
нение постоянной составляющей. Таким образом устанавливается соотно-
шение между выходным напряжением дискриминатора и мгновенным зна-
чением частоты приложенных колебаний. В обычных случаях это соотно-
шение, полученное при статических измерениях, остается справедливым
и для динамического режима работы при переменном значении девиации
частоты [105].
Индекс модуляции mf частотно-модулированного колебания для случая
синусоидальной модуляции дается следующим выражением:
т = Девиация частоты ( = Д/) /g lgv
/ Модулирующая частота ’ \ • л
Индекс модуляции может быть непосредственно измерен при использо-
вании того факта, что амплитуда несущей будет равна нулю для таких зна-
чений индекса модуляции mf,
Таблица 3
ЗНАЧЕНИЯ ИНДЕКСА МОДУЛЯЦИИ,
ПРИ КОТОРЫХ АМПЛИТУДА
НЕСУЩЕЙ РАВНА НУЛЮ
при которых /о(7П/)==О» где А—функция
Бесселя нулевого порядка [110]. Значе-
ния индексов модуляции, при которых
амплитуда несущей равна нулю, даны в
табл. 3.
При использовании этого метода для
определения индекса модуляции необхо-
димо иметь анализатор спектра, разреша-
ющая способность которого несколько*
больше удвоенного значения частоты мо-
дуляции* 2).
В этом случае анализатор спектра на-
страивается на прием только одной несу-
щей, а боковые компоненты первого и бо-
лее высоких порядков не должны воздей-
ствовать на спектроанализатор. Затем
медленно увеличивается амплитуда моду-
лирующей звуковой частоты, начиная от
Порядок нуля несущей Индекс модуля- ции
1 2,40
2 5,52
3 8,65
4 11,79
5 14,93
6 18,07
т (т> 6) 18,07+к (т—6)
нуля, и регистрируются значения амплитуды, при которых значения несу-
щей равны нулю. Эти условия соответствуют значениям индекса модуляции,
показанным в табл. 3, и могут быть использованы для построения кри-
вой изменения индекса модуляции в функции модулирующего напряжения.
При работе с частотно-модулированными колебаниями иногда желательно
наблюдать спектр колебаний. Это может быть осуществлено при помощи
анализатора спектра [112], описанного в § 5, или при проведении анализа
по отдельным точкам при помощи высокоизбирательного приемника, исполь-
г) Если требования к схеме не слишком строги, можно использовать дискримина-
тор Сили или дискриминатор отклонений, при условии, что эти схемы обеспечивают
расстояние между максимумами кривой много больше исследуемой девиации частоты.
В этом случае работа будет происходить на центральном линейном участке характе-
ристики дискриминатора.
2) Если модулирующая частота настолько низка, что такая разрешающая способ-
ность не может быть получена, то приближенное значение индекса модуляции может
быть определено из ширины спектра модулированных колебаний [111].
Литература
253
дуемого в качестве анализатора спектра. В любом случае возможно наблю-
дение амплитуды отдельных частотных компонент, если разрешающая спо-
собность аппаратуры выше значения модулирующей частоты. В противном
случае будет получаться огибающая, каждая точка которой представляет
собой среднее значение нескольких боковых компонент, расположенных
в непосредственной близости от этой точки.
Обнаружение фазовой модуляции в передатчиках. Фазовая модуляция,
а также частотная модуляция часто бывают нежелательны в генераторах
де передатчиках с амплитудной модуляцией. Наличие паразитной фазовой
«тли частотной модуляции может быть установлено при подаче исследуемого
Сравниваемое
напряжение
постоянной
частоты
и фазы
а
Исследуемое
напряжение__।
в г
Фиг. 189. Обнаружение фазовой модуляции, сопутствующей амплитудной
модуляции.
а—схема; б—модуляция отсутствует, разность фаз равна нулю; в—только амплитудная
модуляция; г—амплитудная и фазовая модуляции (тр мал); д—амплитудная и фазовая
модуляция (тпр велик).
колебания на ограничитель для устранения амплитудной модуляции с после-
дующим частотным детектированием. В этом случае любая переменная
компонента на выходе дискриминатора будет свидетельствовать о наличии
фазовой или частотной модуляции.
Если имеется источник колебаний (заведомо свободный от модуляции
.любого типа) той же частоты, что и несущая частота амплитудно-модулиро-
ванного колебания, наличие паразитной, частотной или фазовой модуляции
может быть установлено при подаче амплитудно-модулированных радио-
частотных колебаний непосредственно на одну пару пластин ЭЛТ,
в то время как на другие пластины подается немодулированное опорное
колебание. Сдвиг фазы этих двух колебаний регулируется таким образом,
чтобы в отсутствие амплитудной модуляции на экране была прямая линия.
При амплитудной модуляции одного из колебаний и в отсутствие фазового
сдвига изображение будет иметь вид, показанный на фиг. 189,в. При наличии
небольшой фазовой модуляции порядка ±45° характер изображения меняет-
ся и на месте прямых линий появляются один или несколько эллиптиче-
ских участков, как показано на фиг. 189,г. В случае девиации фазы порядка
одного периода или более (или при наличии частотной модуляции с инде-
ксом модуляции, превышающим 2тс), на экране получается сплошной прямо-
угольник, показанный на фиг. 189,5.
ЛИТЕРАТУРА
1. Affenhouse R. Р., Electronics, 22, 106 (1947).
2. С о о k Е. D., Proc. Inst. Radio Eng., 31, 410 (1943).
3. Bartelink E. H., Electronics, 17, 122 (1944).
4. Barlett J. G., Davies G. T., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1304
(1946).
5. G a i n e s W. L., Bel] Lab. Rec., 26, 68 (1948).
•6. Y u Y. P., К a 1 1 m a n H. E., Christaldi P. S., Electronics, 24, 106 (1951).
254 Гл. 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов
7. D о m е R. В., Electronics, 19, 112 (1946).
8. Luc к D. G. С., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 147 (1949).
9. D a г 1 i n g t о n S., Bell Syst. Techn. Journ., 29, 94 (1950).
10. Orchard H. J., Wireless Eng., 27, 72 (1950).
11. Saraga W., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 754 (1950).
12. Moran R. B., Jr., Electronics, 20, 120 (1947).
13. Rawcliffe G. H., Wireless Eng., 26, 243 (1949).
14. Spiral Time Base, Wireless Eng., 17, 224 (1950).
15. H о 1 1 m a n n H. E., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 32 (1950).
16. Ginzton E. L., Hewlett W. R., Jasberg J. H., Noe J. D., Proc.
Inst. Radio Eng., 36, 956 (1948).
17. P i e r c e J. R., Electronics, 22, 97 (1949).
18. Lee G. M., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 121 (1946).
19. Kuehni H. P., R a m о S., Trans. AIEE, 56, 721 (1937).
20. R о h a t s N., Electronics, 19, 135 (1946).
21. H о p к i n s о n H. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 808 (1946).
22. Hendry N., Electronic Eng., January, 234 (1944).
23. F e 1 d t R., Electronics, 17, 130 (1944).
24. F u 1 m e r N., Electronics, 23, 86 (1950).
25. G г о v e r F. W., Nat. Bur. Standards Bull., 9 (1913).
26. G о 1 e L. S., Electronics, 18, 142 (1945).
27. D e n h a m R. P. G., Electronics, 15, 44 (1945).
28. Hastings A. E., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 821 (1947).
29. S с о t t H. H., Proc.Inst. Radio Eng., 26, 226 (1938); Journ. Acoust. Soc. Am., 11,.
225 (1939).
30. V i 1 1 a r d O. G., Jr., Electronics, 22, 77 (1949).
31. H i 1 1 a n A. B., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. Ill, 42 (1947).
32. A r g u i m b a u L. B., Gen. Rad. Expt., 7, 12 (1933).
33. T e r m a n F. E., Buss R. R., Hewlett W. R., Cahill F. C., Proc.
Inst. Radio Eng., 27, 649 (1939).
34. Moore C. R., Curtis A. S., Bell Syst. Techn. Journ., 6, 217 (1927).
35. Wolff I., Journ. Opt. Soc. Am., 15, 163 (1927).
36. W a g n e r H. M., Proc. Inst. Radio. Eng., 23, 85 (1935).
37. F r e e 1 a n d R. R., Electronics, 22, 86 (1949).
38. H a у e s J. E., Proc. Inst. Radio Eng., 31, 112 (1943).
39. Suits C. G., Proc. Inst. Radio Eng., 18, 178 (1930).
40. Nicholson M. G., Perkins W. M., Proc. Inst. Radio Eng., 20, 734 (1932).
41. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах, М., Совет-
ское радио, 1949).
42. О a t 1 е у С. W., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 204 (1946).
43. W i 1 1 i a m s E. M., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 18 (1946).
44. Apker L., Kahnke J., Taft E., Watters R., Proc. Inst. Radio Eng.,
35, 1068 (1947).
45. Kettlewell E., Bourne W. A., Chilton C., Journ. Inst. Electr. Eng.,
93, pt. IIIA, 224, 1491 (1946).
46. Lund N., Proc. Inst. Radio Eng., 39, 653 (1951).
47. Clark С. B., Kamphoefner F. J., Electronics, 22, 111 (1949).
48. Very High Frequency Techniques, New York, 1947.
49. A n d r e w s P., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 254 (1949).
50. Peterson A., Gen. Rad. Expt., 18, January (1944).
51. L a n d e e n A. G., Bell Syst. Techn. Journ., 6, 230 (1927).
52. J a s t r a m P. S., Me Couch G. P., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 1127
(1949).
53. Electronic Instruments, Vol. 21, Radiation Laboratory Series, New York, 1948.
54. Kell R. D., Bedford A. V., Kozanowski H. N., Proc. Inst. Radio-
Eng., 30, 458 (1942).
55. Kaliman H. E., Proc. Inst. Radio Eng., 28, 351 (1940).
56. Montfort R. A., Somers F.< J., RCA Rev., 6, 370 (1942).
57. Morrison H. L., RCA Rev., 8, 276 (1947).
58. Easton A., Electronics, 19, 150 (1946).
59. Rochester N., Stevens D. L., Sylvania Technologist, 1, 17 (1948).
60. T u c k e r D. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. Ill, 218 (1947).
61. Trevor J. B., Jr., Electronics, 18, 135 (1945).
62. К a 1 1 m a n H. E., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 646 (1946).
03. Blewett J. P., Rubel J. H., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 1580 (1947)..
64. Turner A. H., RCA Rev., 10, 447 (1949).
«5. Zimmerman К. H., Electr. Communic., 23, 327 (1946).
06. Kelley G. G., Rev. Sci. Instr., 21, 71 (1950).
Литература
25b
67. Electronic Time Measurements, Vol. 20, Radiation Laboratory Series, New York, 1949s
(см. перевод: Ламповые схемы для измерения времени, М., Советское радио, 1950).
68. Krom М. Е., Bell Lab. Rec., 27, 176 (1949).
69. Levy M., Electr. Commun., 18, 206 (1940).
70. Nyquist H., Brand S., Bell Syst. Techn. Journ., 9, 522 (1930).
71. Mann E. R., Rev. Sci. Instr., 5, 214 (1934).
72. Haynes J. R., Bell Lab. Rec., 14, 224 (1936).
73. Loughlin B. D., Trans. AIEE, 59, 355 (1940).
74. Sulzer P. G., Electronics, 22, 107 (1949).
75. Walker E. A., Waynick A. H., Sulzer P. G., Trans. AIEE, 68, pt. I,
154 (1949).
76. V a n о u s J. A., Electronics, 23, 226 (1950).
77. Y u Y. P., Electronics, 24, 124 (1951).
78. W r i g h t E. E., Graham G. E. G., Wireless Eng. and Expt. Wireless, 13, 259
(1936).
79. R a g a z z i n i J. R., Z a d e h L. A., Rev. Sci. Instr., 21, 145 (1950).
80. Samuel A. L., Crandell C. F., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 1414 (1948).
81. Robertson S. D., Bell Syst. Techn. Journ., 28, 99 (1949).
82. G i n z t о n E. L., Electronics, 15, 60 (1942).
83. Florman E. F., Tait A., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 207 (1949).
84. Kretzmer E. R., Electronics, 22, 114 (1949).
85. Farren L. L, Wireless Eng., 23, 330 (1946).
86. Alsberg D. A., L e e d D., Bell Syst. Techn. Journ., 28, 221 (1949).
87. D i s h i n g t о n R. H., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 1401 (1949).
88. F r i i s H. T., Proc. Inst. Radio Eng., 16, 658 (1928).
89. Law R. R., Rev. Sci. Instr., 4, 537 (1933).
90. Loughlin B. D., Proc. Inst. Radio Eng., 29, 107 (1941).
91. Glaser R. A., Proc. Natl. Electronic Conf., 3, 593 (1947).
92. Bagno S., Barnett A., Electronics, 11, 24 (1938).
93. Lane С. E., Bell Syst. Techn. Journ., 9, 493 (1930).
94. Ring D. H., Bell Syst. Techn. Journ., 27, 247 (1948).
95. E n g s t г о m O. D., Bell Lab. Rec., 24, 264 (1951).
96. Everest F. A., Electronics, 14, 46 (1941).
97. Kroielsheimer K., Wireless Eng., 17, 439 (1940).
98. T а у 1 о r J. P., Electronics, 12, 62 (1939).
99. M о о n J. H., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. Ill, 69 (1947).
100. Pressey B. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 95, pt. Ill, 210 (1948).
101. Components Handbook, Vol. 17, Radiation Laboratory Series, New York, 1949.
102. Morrison J. F., Proc. Inst. Radio Eng., 25, 1310 (1937).
103. Microwave Transmission Circuits, Vol. 9, Radiation Laboratory Series, New York,.
1948 (см. перевод: Линии передач сверхвысоких частот, М., Советское радио,.
1951).
104. F о х A. G., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 1489 (1947).
105. T e r m a n F. E., Radio Engineering, 3d ed., New York, 1947.
106. Gunsolley V. V., Electronics, 13, 18 (1940).
107. Ellis H. D. McD., Wireless Eng., 18, 99 (1941).
108. Williams F. C., Chester A. E., Wireless Eng., 15, 257 (1938).
109. Gaudernack L. F., Proc. Inst. Radio Eng., 22, 819 (1934).
110. Crosby M. G., RCA Rev., 4, 473 (1940).
111. Thomas H. P., Electronics, 14, 23 (1941).
112. Pieracci R. J., Proc. Inst. Radio Eng., 28, 375 (1940).
Глава 7
ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРИОДОВ, ПЕНТОДОВ
И ДРУГИХ ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМП
§ 1. Параметры электронных ламп
Большинство характеристик ламп, имеющих большое значение для
«практического применения триодов, пентодов, тетродов и лучевых тетродов,
может быть выражено через их параметры1). Эти параметры описывают
-свойства лампы в непосредственной близости к начальной рабочей точке
и подразделяются на три типа: коэффициент усиления, внутреннее сопро-
тивление электрода и крутизна характеристики.
Коэффициент усиления |л определяется сравнительным действием
приращений напряжений, поданных на какую-либо пару электродов лампы,
<ia ток лампы. Например, р.123 означает сравнительное влияние неболь-
ших приращений напряжений на электродах. 1 и 2 на ток лампы 73, т. е.
г*123 A£i|r3const dEr |i3const ’ ' * '
1где ЬЕг и ЬЕ2—соответственно небольшие приращения напряжения на
электродах 1 и 2, взятые в таком соотношении, что при одновременном их
изменении ток Z3 остается неизменным. Необходимо отметить, что коэффи-
циент усиления является безразмерной величиной, которая определяется
для данного режима работы или рабочей точки на характеристике лампы.
Необходимо, кроме того, учитывать, что коэффициент усиления может
быть определен для любой пары электродов по отношению к любому току
лампы, так что в общем для любой лампы может существовать несколько
различных значений коэффициента усиления.
Внутренним сопротивлением электрода называется сопротивление между
этим электродом и катодом при малом приращении напряжения на электроде.
Таким образом, если приращение напряжения &Е вызывает приращение
Д1 тока этого же электрода, то внутреннее сопротивление определяется
соотношением
Внутреннее сопротивление _ &Е _ dE I /7
(переменному току)* 2) “ ТГ “ ~dE кетальные
напряжения
неизменны
Внутреннее сопротивление выражается в омах. Необходимо отметить,
что внутреннее сопротивление определяется наклоном кривой тока электрода
в функции напряжения на электроде. Оно не равно отношению полного
напряжения на электроде к полному току, протекающему через этот электрод.
Величина внутреннего сопротивления в общем определяется рабочей точкой.
Каждый электрод лампы (кроме катода) имеет связанную с ним величину
внутреннего сопротивления.
г) Определение параметров ламп и методы их измерения в различных рабочих
режимах см. в работе [1].
2) Выражение внутреннее сопротивление далее везде определяет внутреннее сопро-
тивление переменному току. —Прим. ред.
$ 1, Параметры электронных ламп
257
Крутизна характеристики g12 выражает изменение Д/2 тока электрода 2,
вызванного приращением напряжения электрода 1, т. е.
_ Д-^2 dl2 I /Г7
£12 = Т7Г" = остальные (7.3)
ДИ} ап1 (напряжения в '
неизменны
Крутизна характеристики выражается в мо (или ма!в)\ ее величина
зависит от рабочего режима лампы и определяется наклоном кривой тока Z2,
протекающего через электрод 2, в функции от полного напряжения Ev
приложенного к электроду 1. Крутизна характеристики g12 связана с коэффи-
циентом усиления 2 2 электродов 1 и 2 по отношению к току 2 и внутренним
сопротивлением г2 электрода 2 следующим соотношением1):}
£12 = ^ (7-4)
Кроме коэффициентов усиления, внутренних сопротивлений и крутизны
характеристики для лампы могут быть определены и другие коэффициенты.
К их числу относятся коэффициенты, характеризующие кривизну характе-
ристики, скорость изменения кривизны, которые используются при рас-
смотрении вопросов модуляции (или детектирования), а также перекрестной
модуляции. Кроме того, имеется термин «крутизна преобразования», кото-
рый подробно рассмотрен в гл. 9, § 8 в связи с вопросами измерения пара-
метров приемных устройств.
Параметры триодов. Для триодов особое значение имеют три параметра:
коэффициент усиления, внутреннее сопротивление (анода) и крутизна ха-
рактеристики, обозначаемые соответственно р, гр и grn* 2).
Коэффициент усиления триода характеризует относительное влияние
приращений напряжения на сетке и аноде на величину анодного тока. Его
величина определяется соотношением
;Л=_^| , (7.5)
&ЕС Мр const dEc |lp const v '
где индексы bn с означают анод и управляющую сетку соответственно. В обыч-
ном случае, когда ток управляющей сетки равен нулю или пренебрежимо
мал, коэффициент усиления триода определяется эффективностью экрани-
ровки катода управляющей сеткой от электростатического поля анода.
Коэффициент усиления триода в соответствии с этим определяется геометри-
ческими размерами лампы и почти не зависит от напряжения на электродах.
В частности, в идеальном случае при абсолютно симметричном расположении
электродов значение коэффицента усиления совершенно не зависит от напря-
жения на электродах. В практических случаях отступления от симметрии
приводят к тому, что различные части лампы имеют различные коэффициенты
усиления [2], в результате чего измеренное значение коэффициента усиле-
ния для данного значения анодного напряжения уменьшается при стремле-
нии анодного тока к нулю (фиг. 190).
2) Это может быть показано следующим образом. Согласно формуле (7.3),
^12 = Д/2/Д£’1. Однако, по определению коэффициента усиления, величина ДЕг в р.] 22 раз
эффективнее воздействует на изменение тока электрода 2, чем AEt. Следовательно,
изменение напряжения ЛЕ2 электрода 2 будет вызывать такое же приращение Д/2 тока
электрода 2, как и величина ^Ег при умножении на р-122, т. е- Д£’2 = Р-122*Д^1« Таким
образом, g12 = Д72/(Д£’2/р1 2 2)== Р-i 2 2/(^^2/Д72). Поскольку из формулы (7.2) ДЕ21М2 = г2,
то формула (7.4) получается непосредственно из этих соотношений.
2) В советской литературе приняты следующие обозначения этих параметров:
коэффициент усиления—р.; внутреннее сопротивление—крутизна характеристи-
ки—S.—Прим. ред.
И ф. Термен и Дж. Петтит
258 Гл. 7. Характеристики триодов, пентодов и других электронных ламп
Это происходит потому, что при увеличении на управляющей сетке отри-
цательного напряжения те части электродов лампы, которые обладают бо-
лее высоким коэффициентом усиления, запираются раньше и продолжают
работать лишь участки электродов с низким коэффициентом усиления. Типо-
вые величины коэффициента усиления лежат в пределах от 3 до 20;
в некоторых случаях коэффициент усиления имеет меньшие значения,
а иногда его величина возрастает до 50 или 100.
Внутреннее сопротивление (анода) триода представляет собой динами-
ческое сопротивление участка анод—катод лампы. Следовательно,
г — I
р Д/р dlf) const ’
(7-6)
Для данной лампы внутреннее сопротивление зависит от рабочего режима
и определяется главным образом величиной анодного тока в рабочей точке,
Фиг. 190. Изменение коэффициента
а не соотношением напряжений на
электродах, вызывающих этот анод-
ный ток (фиг. 191,а).
В идеальном триоде, обладаю-
щем точной симметрией и эквипо-
тенциальным катодом, внутреннее
сопротивление обратно пропорцио-
нально корню кубическому из вели-
чины анодного тока1).
Кроме того, при прочих равных
условиях внутреннее сопротивле-
ние триода прямо пропорционально
коэффициенту усиления. Это объяс-
няется тем, что экранировка про-
странственного заряда вблизи ка-
тода от воздействия анодного поля
пропорциональна коэффициенту
усиления. Типовые значения внут-
реннего сопротивления для неболь-
ших триодов лежат в пределах от
1000 до 20000 ом. В небольших
генераторных лампах величина
внутреннего сопротивления может
быть ниже 1000 ом. Высокие зна-
усиления для типового триода. чения внутренних сопротивлений
(например, как 100 000 ом) типич-
ны для ламп с большим коэффициентом усиления, работающих при малых
значениях анодного тока.
0 Это следует из обычной теории триода, которая для идеального триода дает
соотношение
Ip = k^Ec+^yl2, (7.7а)
где к—постоянная, определяемая размерами лампы. Решая это соотношение для Еъ
ж дифференцируя по 1р для постоянных значений Ес и ji, получаем
. а1ъ р т х/з
р р
Необходимо отметить, что при наличии асимметрии при запирании лампы величина у.
уменьшается и внутреннее сопротивление возрастает быстрее, чем величина, обратно
пропорциональная корню кубическому из значения анодного тока.
§ 7. Параметры электронных ламп
.259
Крутизна характеристики триода равна скорости изменения анодного
тока в зависимости от изменения напряжения на сетке. Таким образом, если
приращение напряжения на сетке равно то результирующее изменение
анодного тока А1р будет связано с крутизной gm следующим соотношением:
g = — = — I (7.8)
ёт ЛЕС dEc const ’ . ' '
Из выражения (7.4) необходимо сделать вывод, что крутизна триода равна
отношению коэффициента усиления к внутреннему сопротивлению, т. е.
(7-9)
Поскольку коэффициент усиления триода определяется геометрическими
размерами и приблизительно постоянен при рабочем режиме лампы, крутиз-
на обратно пропорциональна внутреннему сопротивлению. В частности,
для идеального триода крутизна пропорциональна корню кубическому из
Фиг. 191. Изменение внутреннего сопротивления и крутизны в типовом
триоде.
В первом приближении эти параметры определяются лишь величиной анодного тона
и не зависят от комбинации напряжения на электродах, вызывающих этот тон.
величины анодного тока и не зависит от совокупности напряжений на элек-
тродах, соответствующих данному току, что в первом приближении видно
из графика фиг. 191,6. При прочих равных условиях в первом приближении
крутизна не зависит от коэффициента усиления р. Типовые значения кру-
тизны приемно-усилительных триодов лежат в диапазоне от 1 до 10 ма/в.
Для небольших значений анодного тока крутизна уменьшается.
Параметры пентодов, тетродов и лучевых тетродов. Для ламп с экран-
ной сеткой таких, как пентоды, лучевые и обычные тетроды, можно насчитать
большое число параметров. Однако практическое значение имеют лишь неко-
торые из них. Наиболее важным параметром является крутизна характери-
стики gm анодного тока в функции напряжения на управляющей сетке.
17*
260 Гл. 7. Характеристики триодов, пентодов и других электронных ламп
Во многих случаях одного этого параметра достаточно для описания необходи-
мых свойств этих ламп. Кроме того, часто оперируют с величинами внутрен-
него сопротивления (анода) гр и коэффициента усиления ц. Последний
определяется как множитель эффективности управления анодным током на-
пряжением на управляющей сетке по сравнению с напряжением на аноде.
Крутизна gm лампы с экранной сеткой лишь несколько меньше крутизны
характеристики той же лампы в триодном режиме при подключении всех
электродов, кроме управляющей сетки, к аноду. Причина этого заключается
в том, что при обычном режиме работы свыше 80% катодного тока таких ламп
протекает через анод, поэтому управляющее действие управляющей сетки
на анодный ток лишь немного меньше, чем в эквивалентном триоде.
Коэффициент усиления ламп с экранной сеткой исключительно велик
и часто превышает 1000. Это происходит вследствие того, что при обычном
рабочем режиме в таких лампах анодный ток в основном не зависит от анод-
ного напряжения. Кроме того, точное значение коэффициента усиления таких
ламп в значительной степени зависит от напряжения на электродах и не яв-
ляется геометрической константой, как в триодах, или как величина p.s
(см. ниже). Кроме того, слабая зависимость между анодным током и анод-
ным напряжением в лампах с экранной сеткой для типового рабочего режима
соответствует внутреннему сопротивлению большой величины. Для неболь-
ших приемно-усилительных пентодов типовые величины внутреннего сопро-
тивления превышают 1 мгом.
Другим коэффициентом, имеющим значение для ламп с экранной сеткой,
является коэффициент усиления р3—множитель эффективности управляю-
щей сетки до отношению к экранной при управлении величиной общего катод-
ного тока. Величина его равна коэффициенту усиления триода, образован-
ного при соединении экранной сетки и анода. Как и в случае триода, этот
коэффициент является геометрической константой. Коэффициент может
быть назван «запирающим» коэффициентом усиления, так как величина сме-
щения на управляющей сетке, необходимая для запирания полного катодного
тока, равна —EJ^S, где Es—напряжение на экранной сетке.
Иногда большое значение имеет еще один коэффициент усиления
множитель эффективности воздействия напряжения на управляющей сетке
на ток экранной сетки по сравнению с напряжением на экранной сетке.
Поскольку отношение тока экранной сетки к катодному току в большинстве
рабочих режимов постоянно и определяется главным образом геометрией
лампы, коэффициент усиления обычно равен |is.
При определении влияния импеданса цепи экранной сетки на усилитель
имеет значение величина внутреннего сопротивления по экранной сетке rs.
Это сопротивление соответствует внутреннему сопротивлению триода. Напри-
мер, оно определяется главным образом током экранной сетки, а не совокуп-
ностью напряжений на экранной и управляющей сетках, определяющих
этот ток. Величина внутреннего сопротивления по экранной сетке обычно
в 5—10 раз превышает внутреннее сопротивление той же лампы, включенной
триодом.
§ 2. Определение параметров ламп по их характеристикам
и методом постоянных приращений
Графические методы, основанные на использовании семейства харак-
теристик ламп. По определению, внутреннее сопротивление есть величина,
обратная наклону кривой тока электрода в функции напряжения на электро-
де, причем наклон определяется в соответствующей рабочей точке. Таким
образом, если имеются характеристики лампы, внутреннее сопротивление
может быть определено как отношение приращений тока и напряжения,
определяющих наклон (фиг. 192,а для внутреннего сопротивления анода).
2. Определение параметров ламп по их характеристикам
261
Аналогично крутизна характеристики по определению есть зависимость
наклона кривой тока какого-либо электрода от соответствующего напряже-
ния. Если имеются соответствующие характеристики лампы, крутизна опреде-
ляется отношением приращений тока и напряжения, отображающих наклон
характеристики в выбранной рабочей точке. На фиг. 192,6 в качестве приме-
ра показано определение крутизны характеристики триода. Коэффициент уси-
ления может быть определен с использованием характеристик посредством
измерений приращений напряжений, необходимых для поддержания избран-
ного постоянного значения тока. Таким образом, коэффициент усиления три-;
ода может быть получен из семейства анодных характеристик (Ер—1р)
(фиг.192, а) или же из семейства сеточных характеристик (Ес—/р) (фиг. 192,6).
Фиг. 192. Вычисление внутреннего сопротивления, крутизны и коэффициента
усиления для триода по характеристикам лампы.
При использовании этих характеристик для определения коэффициента уси-
ления одно из приращений соответствует разности напряжений между сосед-
ними кривыми, которая отсчитывается по горизонтальной оси, в то время
как другое приращение определяется как разность напряжений, служащих
для избранных кривых параметрами.
Графическое определение параметров ламп часто используется для полу-
чения их приблизительных значений. Однако характеристики лампы обычно
редко позволяют получить точно значение параметров. Кроме того, сам метод
следует считать неудовлетворительным для определения необычно больших
или малых параметров. При этих условиях наклон по крайней мере одной из
кривых (или приращение) становится слишком малым или слишком большим,
что затрудняет измерение параметров с достаточной точностью. По этой при-
чине при использовании характеристик ламп обычно нельзя достаточно точно
определить коэффициенты усиления и внутреннее сопротивление пентодов
и аналогичных ламп.
Определение параметров ламп методом постоянных приращений. Опре-
деления параметров ламп, согласно выражениям (7.1)—(7.6), содержат при-
ращения напряжений и токов электродов ламп. Поэтому при осуществлении
этих приращений можно определять параметры лампы экспериментальным
путем. Например, крутизна характеристики триода или пентода может быть
определена при изменении напряжения на управляющей сетке на известную
величину &ЕС и регистрации результирующего изменения Д/р анодного тока.
Аналогично, коэффициент усиления может быть получен при изменении
262
Гл. 7, Характеристики триодов, пентодов и других электронных ламп
напряжения на управляющей сетке на известную величину &ЕС и последую-
щем экспериментальном определении изменения &ЕЬ анодного напряжения,
необходимого для восстановления прежнего значения анодного тока.
Точность этого метода определения параметров лампы зависит от точно-
сти измерения приращений напряжений и токов, а также от величины этих
приращений. Чем меньше величина этих приращений, тем ближе они к диф-
ференциалу, однако чем меньше изменение напряжения или тока электрода,
тем трудней измерить эту величину с достаточной точностью. Для получения
приближенных результатов часто используют относительно большие прира-
щения, которые регистрируются приборами, измеряющими полную величину
напряжения или тока данного электрода. В крайнем случае лампы могут быть
проверены при изменении смещения на сетке. Это грубое определение крутиз-
ны характеристики производится при изменении сеточного напряжения на
Фиг. 193. Схема для точных измерений приращений
анодного и сеточного напряжений и анодного тока с целью
определения параметров лампы.
определенную величину и регистрации полученного приращения анодного
тока. Для плохих ламп полученное изменение анодного тока меньше номи-
нального.
Для получения точных результатов необходимо измерять небольшие при-
ращения напряжений на электродах непосредственно независимо от величины
полного напряжения или тока, приращение которых измеряется. Принци-
пиальная схема измерительной аппаратуры, необходимой для испытания
триода, показана на фиг. 193. Здесь изменение АЕС напряжения на управля-
ющей сетке создается отдельно при помощи батареи Е± и потенциометра Pv
Это приращение &ЕС, добавляемое к общему потенциалу сетки, непосредствен-
но регистрируется вольтметром чувствительность которого может быть
выбрана такой, что отклонение стрелки на всю шкалу будет соответствовать
очень малому приращению. Аналогично, точное измерение приращения АЕЬ
анодного напряжения осуществляется при помощи батареи Е2, потенцио-
метра Р2 и вольтметра V2.
Величина изменения анодного тока AZp, соответствующая приращениям
этих напряжений, определяется прибором М, включенным последовательно
в цепь вспомогательной батареи Е3 и реостата R, который регулируется таким
образом, что анодный ток, протекающий через прибор М до добавления при-
ращения, точно компенсируется равным и противоположным по знаку током
батареи Е^ Таким образом, прибор М регистрирует только изменение анод-
ного тока и может обладать высокой чувствительностью для определения
очень малых приращений тока. В этой схеме важно, чтобы внутреннее сопро-
§ 3. Измерение параметров ламп при помощи переменных приращений 263
тивление батареи анодного питания Еъ было мало по сравнению с внутренним
сопротивлением лампы и чтобы сопротивление R было велико по сравнению
с сопротивлением прибора М.
Преимущество метода приращений для определения параметров ламп
заключается в том, что необходимой аппаратурой располагает обычно любая
лаборатория. Недостатком же является низкая точность, если не исполь-
зуется схема, показанная на фиг. 193; методика измерений при помощи этой
схемы затруднительна и требует значительной затраты времени.
§ 3 Измерение параметров ламп при помощи переменных приращений
и методами компенсации1)
Приращения напряжения и тока, согласно выражениям (7.1)—(7.8),
могут быть переменные, а не постоянные. Например, для расчетов по выраже-
нию (7.5), определяющему коэффициент усиления триода, могут быть исполь-
зованы переменные напряжений ХЕС и ХЕЪ противоположной фазы, прило-
женные соответственно к управляющей сетке и к аноду. При этом их отноше-
ние должно изменяться до тех пор, пока переменный ток в анодной цепи не
будет равен нулю. Преимущество этой методики заключается в том, что пере-
менные приращения легче отделить от полных значений постоянных напря-
жений и токов, на которые они наложены, нежели постоянные приращения.
Применение переменных приращений позволяет, кроме того, использовать
компенсационные схемы для определения требуемых соотношений между при-
ращениями. Этот метод обеспечивает высокую точность, характерную для
мостовых схем. Величина приращений напряжения, обычно применяемых
в этом случае, составляет 0,1—1,0 в.
Внутреннее сопротивление (анода). Сопротивление любого электрода
лампы, например внутреннее сопротивление анода, может быть определено
а
Ф и г. 194. Схемы для измерения сопротивлений электродов, иллюстрирующие
измерение внутреннего сопротивления триода.
а—мостовая схема; б—метод отношения напряжений.
посредством его включения в плечо X моста переменного тока* 2). Такое устрой-
ство для определения внутреннего сопротивления триода показано на
фиг. 194, а.
Переменное напряжение, прикладываемое к анодной цепи лампы, пред-
ставляет собой приращение напряжения, наложенное на постоянный потен-
циал анода; сопротивление, измеряемое мостом, соответствует сопротивле-
нию лампы переменному току. Переменный конденсатор Cs служит для
компенсации емкости лампы анод—катод. Важно, чтобы мост был связан
2) По этому вопросу см. [3—6].
2) Для отрицательных сопротивлений могут быть использованы мосты типа, пока-
занного на фиг. 83, стр. 107.
264 Гл. 7. Характеристики триодов, пентодов и других электронных ламп
с генератором и телефонами через экранированные и хорошо изолированные
трансформаторы, поскольку мостовая схема находится под постоянным по-
тенциалом относительно земли. Если измеряемое сопротивление велико,
желательно также, чтобы была полностью заэкранирована вся мостовая
схема, как показано на фиг. 34, стр. 45.
При таком использовании мостовой схемы сопротивление электрода мо-
жет быть измерено с высокой точностью. Измерение при помощи мостов очень
больших внутренних сопротивлений порядка 1 мгом, часто встречающих-
ся у небольших пентодов, не намного труднее измерений обычных сопротив-
лений. Высокие сопротивления могут быть точно измерены при помощи
экранированных мостовых схем. Принципиальный недостаток измерения
внутренних сопротивлений при помощи мостовых схем заключается в необ-
ходимости подведения постоянных напряжений к электродам через схему
моста. На сопротивлениях элементов моста создается падение напряжения,
величина которого меняется при регулировке мостовой схемы для баланса,
и соответственно меняются напряжения, приложенные к электродам. Этот
эффект может быть сведен к минимуму, если мост сконструирован так, что
сопротивление R± мало, порядка 10 ом. В этом случае сопротивление току лам-
пы мало и определяется сопротивлением первичной обмотки выходного транс-
форматора, которое также пренебрежимо мало. При использовании мосто-
вых схем для измерения внутреннего сопротивления ламп следует также иметь
в виду, что при отсутствии специальных мер предосторожности мостовая
схема может быть выведена из строя чрезмерным током, возникающим в слу-
чае короткого замыкания между электродами измеряемой лампы. Другое
компенсационное устройство для измерения внутренних сопротивлений ос-
новано на методе отношения напряжений (см. фиг. 194,6 для случая измере-
ния внутреннего сопротивления триода). Здесь переменные напряжения
и &Е2 прикладываются, как это показано на схеме, и их отношение ре-
гулируется до получения баланса, отмечаемого телефонами.
Работа этого устройства может быть пояснена следующим образом.
Напряжение &Е2, приложенное к аноду, вызывает приращение тока Д/2,
протекающее через первичную обмотку трансформатора 7’1. Баланс схемы
достигается компенсацией этого тока в первичной обмотке трансформатора
равным по величине и противоположным по знаку током, вызванным на-
пряжением Д^, приложенным к сопротивлению Rs. Тогда т)
д Р
Внутреннее сопротивление = R6. (7.10)
Реактивный ток, протекающий через трансформатор обусловленный
емкостью анод—катод лампы и емкостью проводников, компенсируется рав-
ным и противоположным по знаку реактивным током Z3, получаемым от гене-
ратора напряжения ± сдвинутого по фазе на 90°. Два напряжения Д^/Д^
должны иметь одинаковую фазу * 2) и могут быть получены при помощи транс-
форматора с изолированными и экранированными вторичными обмотками
(фиг. 195). Отношение напряжений ДТ^/ДТ^ может регулироваться аттенюа-
торами. Реактивный ток Z3 на схемах фиг. 194,6 и 196 должен отличаться
по фазе точно на 90° по отношению к напряжениям &Ег и АЕ2 и может быть
получен при помощи третьей обмотки того же трансформатора при исполь-
х) Это следует из того факта, что, согласно (7.2), гр — Ток, компенсиру-
ющий Д/2, имеет величину подставляя это значение вместо Д/2, получаем (7.10).
При этом предполагается, что импеданс трансформа!ора переменным токам, вы-
званным напряжениями АЕТ и АЕ2, равен нулю. Причина этого заключается в том,
что при балансе падение напряжения на этом трансформаторе равно нулю, что для
остальной части схемы эквивалентно короткому замыканию первичной обмотки.
2) Отрицательные сопротивления могут быть получены измерением полярности
одного из этих напряжений.
§ 3, Измерение параметров ламп при помощи переменных приращений
265
зовапии двухстаторного конденсатора. При помощи этого конденсатора ве-
личина тока может плавно изменяться вплоть до нуля, а сдвиг по фазе может
меняться так, что он будет либо опережать соответствующее напряжение,
либо отставать от него. Трансформатор связывающий телефоны со схемой,
во избежание емкостных токов с первичной обмотки трансформатора на землю
за счет возникновения падения напряжения на клеммах вторичной обмотки
трансформатора, должен быть полностью заэкранирован.
Преимущество измерений сопротивления электродов методом отношения
напряжений заключается в возможности измерения сопротивлений в широком
диапазоне с высокой точностью.
Кроме того, при использовании
низкоомных аттенюаторов с по-
стоянным импедансом падение по-
стоянного напряжения в анодной
цепи за счет измерительной аппа-
ратуры может быть сделано не
только очень малым, но и постоян-
ным. Недостатком этой схемы яв-
ляется необходимость применения
специального измерительного бло-
ка для создания напряжений АЕг
и ДЕ2 и реактивного тока /3; кро-
ме того, требуется специальный
трансформатор Однако это обо-
Фиг. 195. Схема трансформатора и аттенюа-
тора для получения напряжений и токов,
используемых в схемах фиг. 194, б, 196 и 199.
рудование, если оно уже изготов-
лено, может использоваться также
для измерения коэффициента уси-
ления и крутизны.
Коэффициент усиления. Компенсационные методы измерения коэффи-
циента усиления [1 показаны на фиг. 196 и 197. В схеме фиг. 196 переменные
приращения напряжений &ЕТ и &Е2, пригодные для метода отношений на-
пряжений, подаются на соответствующие электроды в противофазе 2). Отно-
шение этих приращений регулируется до получения нулевого значения
результирующего переменного тока в цепи измеряемого электрода и регистри-
руется при помощи телефонов, включенных в эту схему через трансформатор.
Тогда
Р = (7.11)
Различные варианты схем для измерения коэффициентов усиления отли-
чаются способами подачи напряжений &Ег и &Е2 и местом включения ком-
пенсационной схемы. Примеры для трех случаев показаны на фиг. 196.
Определение нуля обычно затрудняется вследствие наличия реактивного
тока, протекающего через первичную обмотку трансформатора Тг, Этот ток
возникает за счет межэлектродных емкостей измеряемой лампы, емкости про-
водников и т. д. Этот эффект уменьшается при использовании генератора реак-
тивного тока + /£3, показанного на схеме и обеспечивающего прохождение
через первичную обмотку трансформатора реактивного тока Z3, равного по ве-
личине и противоположного по фазе.
Напряжения и Д£2, а также регулируемый реактивный ток /3,
используемые при измерении коэффициента усиления методом отношения на-
пряжений, могут быть получены путем применения трансформатора и
х) Отрицательные значения коэффициента усиления могут быть измерены при
синфазной подаче этих напряжений.
266
Гл. 7. Характеристики триодов, пентодов и dpysux электронных ламп
аттенюаторов, показанных на фиг. 195. Для перехода от измерений сопро-
тивления электродов к измерениям коэффициента усиления необходимо
просто произвести переключение проводников.
Метод отношения напряжений наиболее пригоден для измерения коэф-
фициентов усиления. Он позволяет производить измерения с высокой точно-
стью в широком диапазоне значений, даже превышающих 1000. Постоянное
Фиг. 196. Схемы для измерения коэффициента усиления методом отноше-
ния напряжений.
а—[1 для триода; б—р. для пентода; в—для пентода.
падение напряжения в цепях лампы за счет измерительного оборудования
может быть сделано малым и не зависящим от настройки измерительной
Индуктивный баланс
емкостных токов
Фиг. 197. Мостовые схемы для измерения коэффициента усиления триода.
аппаратуры (так же, как в случае измерения сопротивления). Используемые
источники напряжений для различных электродов могут иметь одну зазем-
ленную клемму. Недостаток метода отношения напряжений в этом случае
£ 3. Измерение параметров ламп при помощи переменных приращений 267
такой же, как и для случая измерений сопротивлений, а именно, необходимо
применять специальные трансформаторы и аттенюаторы.
Простые мостовые схемы для измерения коэффициента усиления пока-
заны на фиг. 197. Здесь напряжение генератора подается на последователь-
но соединенные сопротивления R2 и Rr, при этом на напряжения двух элек-
тродов накладываются приращения &Е2 и переменного напряжения
в отношении R2/Rv
Коэффициент усиления определяется путем регулировки одного из этих
сопротивлений до получения в телефонах, включенных последовательно
в цепь тока измеряемых электродов, нулевого сигнала. Формула для опре-
деления р. имеет вид
При выводе этой формулы предполагается, что величины RT и R2 намного мень-
ше внутреннего сопротивления электродов, к которым они подключены, так
что шунтирующим действием сопротивлений электродов можно пренебречь.
Фиг. 198. Компенсационные схемы для измерения крутизны.
в
Варианты схем для измерения коэффициента усиления этим методом отли-
чаются способом подключения к электродам сопротивлений Я2 и 7?1 и цепью
тока, величина которого регулируется для получения нулевого значения.
Для обычных случаев R± = 10 ом и в случае измерения очень больших
коэффициентов усиления и R2 = 1 ом.
Емкости лампы и другие емкости, как, например, емкость между цепями
источников питания и землей, вызывают протекание через телефоны реактив-
ных токов и понижают точность определения нуля при балансе. Эти трудно-
сти могут быть уменьшены созданием компенсирующего реактивного эффекта
при помощи переменного конденсатора или гониометра; схемы с такой ком-
пенсацией показаны на фиг. 197.
Преимущество измерения коэффициента усиления методом использования
мостовых схем заключается в возможности сконструировать необходимую
268
Гл, 7, Характеристики триодов, пентодов и других электронных ламп
аппаратуру при помощи оборудования, имеющегося в любой лаборатории.
Этот метод дает удовлетворительные результаты при измерениях коэф-
фициентов усиления средней величины, которыми обычно обладают триоды,
и параметра для пентодов и аналогичных ламп. Однако эта аппаратура
непригодна для измерения коэффициентов усиления, превышающих 100,
характерных для пентодов и аналогичных им ламп. Для этих случаев требуе-
мое значение отношения R^/R^ должно быть настолько велико, что его труд-
но получить практически. Кроме того, недостаток этого метода заключается
также в невозможности заземлять источники питания, включенные в цепь
последовательно с электродом и сопротивлениями и /?2.
Измерение крутизны характеристики компенсационным методом. Про-
стейшая и наиболее удовлетворительная схема определения крутизны ком-
пенсационным методом показана на фиг. 198, а. Здесь переменный ток Д/2,
возникающий в анодной цепи при подаче на управляющую сетку прираще-
ния переменного напряжения, компенсируется в первичной обмотке
трансформатора Т2 равным и противоположным по фазе током, протекающим
через переменное сопротивление Rs при подаче напряжения &EV При нуле-
вом переменном анодном токе, регистрируемом телефонами, крутизна
равна [7]
<7ЛЗ)
Нарушение баланса реактивными токами, возникающими в первичной
обмотке Т2 в результате влияния емкости сетка—катод лампы и распределен-
ной емкости схемы, уменьшается, если использовать равные и противополож-
ные по фазе реактивные токи, получаемые при применении в трансформаторе
Тг вторичной обмотки с отводом и переменного конденсатора С с двойным
статором, как показано на схеме.
Реактивное сопротивление разделительного конденсатора CL на частоте
генератора должно быть намного меньше Rs, Емкость этого конденсатора
может составлять несколько микрофарад, поскольку значительная емкость,
которой обладает большой конденсатор по отношению к земле, не влияет
на работу схемы. Однако при больших значениях крутизны величина R3 ста-
новится настолько мала, что даже реактивное сопротивление емкости в 5 мкф
на частоте 1000—2000 гц не является пренебрежимо малым по сравнению
с Rs. Следовательно, для больших значений крутизны схему фиг. 198,а же-
лательно модифицировать так, как это показано на фиг. 198,6. Здесь между
источником напряжения &Е± и сеткой лампы помещен аттенюатор, так что
напряжение, поступающее на сетку, уменьшается до величины &EJA.
В этом случае
"т^ 7?7’ (7-14)
Таким образом, при установке соответствующего значения А, например
10 или 100, сопротивление Rs может быть выбрано большим, даже если велики
крутизна и реактивное сопротивление емкости Сг. Конструкция этого аттеню-
атора обычно проста и может представлять, например, сопротивление, снаб-
женное отводами, с коэффициентом деления напряжения, имеющим какое-
либо удобное значение, скажем, 5, 10, 20 и т. п. Другая схема, в которой
устранен конденсатор Сг, показана на фиг. 198,в. Она является видоизме-
ненной схемой фиг. 198,а без разделительного конденсатора. Недостатком
этой схемы является невозможность заземления источников сеточного и
анодного напряжений.
При помощи схем, показанных на фиг. 198, можно измерять крутизну
£ 3. Измерение параметров ламп при помощи переменных приращений
269
в очень широком диапазоне значений с достаточной точностью. Падение по-
стоянного напряжения в анодной цепи за счет измерительной аппаратуры
не зависит от регулировки баланса и при использовании трансформатора Т2
с низким сопротивлением первичной обмотки может быть уменьшено. Кроме
того, это устройство может собираться из деталей, которыми располагает
любая радиолаборатория; так, трансформаторы Т± и Т2 являются обычными и
не требуют экранировки. В качестве сопротивления Rs может применяться
магазин сопротивлений или калиброванный потенциометр. Конденсатор С
может быть изготовлен из двух обычных переменных конденсаторов, а источ-
ники питания могут иметь
одну заземленную клемму
(за исключением схемы, по-
казанной на фиг. 198,в).
Для измерения крутиз-
ны может быть использовано
отношение двух напряжений
(фиг. 199). Основная идея
заключается в том, что пе-
ременный анодный ток Д/2,
вызванный приращением
переменного напряжения на
управляющей сетке, компен- фиг. 199. Измерение крутизны методом отношения
сируется равным и проти- напряжений.
воположным по фазе током,
протекающим в первичной обмотке трансформатора Т± при введении
напряжения ДЕ2 последовательно с сопротивлением Rs. В этом случае имеет
место следующее соотношение х):
_Д^2 !
^“Д^ Rs ’
(7.15)
Измерение крутизны методом отношения напряжений имеет те же пре-
имущества, что и определение этим методом внутреннего сопротивления и ко-
эффициента усиления, т. е. этот метод позволяет производить измерения
в широком диапазоне значений с достаточной точностью, причем вносимое
падение постоянного напряжения мало и постоянно, а также позволяет за-
землять источники питания электродов. Недостаток же этого метода заклю-
чается в применении специального трансформатора Тг и связанных с ним атте
нюаторов; он в некоторой степени компенсируется тем, что один и тот же
измерительный блок может быть использован путем соответствующих пере-
ключений для определения коэффициента усиления и внутреннего сопроти-
вления.
Мостовые схемы, показанные на фиг. 200, позволяют измерять крутизну
другим способом. Здесь ток от генератора вызывает падение напряжения на
сопротивлении которое подается на управляющую сетку; возникающая
при этом переменная компонента анодного тока вызывает падение напряже-
ния на сопротивлении /?2, которое компенсируется при использовании
телефонов равным и противоположным по фазе падением напряжения,
*) Отрицательные значения крутизны могут быть измерены при изменении поляр-
ности &Ег или ДЬ\.
Вывод (7.15) основан на том, что, по определению, gm = М2'&Elf но Д/2 = AjE'2/2?s.
Подставляя эту величину, получаем (7.15). Регулировка отношения напряжений Д£\
и ЛЕ2 осуществляется трансформатором и аттенюатором согласно схеме, приведенной
на фиг. 195, поскольку имеется регулируемый реактивный ток /Л> предназначенный
для компенсации любого реактивного тока, протекающего через первичную обмотку
трансформатора Тг в результате воздействия емкостей лампы и цепи.
270 Гл. 7. Характеристики триодов, пентодов и других электронных ламп
создаваемым на сопротивлении R3 током генератора. При балансе имеем J)
Типовые значения параметров схемы следующие: 7?х — 100 или 1000 ом,
R2 = 100 ом, R3—переменное сопротивление в пределах до 100 ом. Любой
переменный ток, протекающий через первичную обмотку выходного трансфор-
матора Тг за счет влияния емкости лампы и монтажа, будет затруднять
баланс. Этот реактивный ток может быть нейтрализован компенсирующей
емкостью, показанной на фиг. 200,6, или гониометром, согласно фиг. 200,в.
в
Фиг. 200. Мостовые схемы для измерения крутизны.
а—основная схема; б—емкостный баланс емкостных токов; в—индуктивный баланс емкостных
токов.
Несмотря на то, что мостовая схема, показанная на фиг. 200, раньше
широко использовалась при измерениях крутизны характеристики, она в лю-
бом отношении менее предпочтительна, чем метод измерений, иллюстрирован-
ный фиг. 198,а и б. Эта схема более сложна, источники питания различных
электродов не могут быть заземлены, нужен экранированный выходной транс-
форматор, падение постоянного напряжения в анодной цепи обычно боль-
ше и, наконец, точность измерений ниже.
Приборы для непосредственных измерений крутизны. При испытаниях
ламп часто используются приборы для непосредственного отсчета крутизны
типа, показанного на фиг. 201. Здесь испытуемая лампа питается постоянны-
ми напряжениями в соответствии с рабочим режимом, на управляющую сетку
лампы через трансформатор подается приращение переменного напряжения
от сети 110 в, 50 гц. Результирующий переменный ток, протекающий в цепи
анода или другого электрода, регистрируется детекторным прибором, связан-
ным с этой схемой через трансформатор. Этот детекторный прибор градуируется
непосредственно в единицах крутизны в соответствии с выражением (7.3).
Для регулировки напряжения трансформатора до стандартного значения
обычно предусматриваются цепи, не показанные на фиг. 201. Это может быть
сделано посредством подключения ко вторичной обмотке трансформатора
детекторного прибора, который в этом случае служит вольтметром, и регу-
лировки напряжения до необходимого значения при помощи реостата в цепи
т) Эта формула может быть получена следующим образом. Предположим, что ток
генератора равен Zo, тогда напряжение ЬЕХ на сопротивлении Ry, прикладываемое
к управляющей сетке, равно LE^—I^Ry. Но gm=M2/ЬЕХ, где Д/2—переменный анод-
ный ток, вызванный напряжением &Ег. При балансе падение напряжения Д727?2 от тока
Д/2, протекающего по сопротивлению Т?2, равно падению напряжения /0Я3 от тока /0
генератора, протекающего по сопротивлению В3. Подставляя M2—hExgm и Д£'1=Т0/?1
в равенство AZ2J?2=Z07?3, получаем (7.16). При этом выводе предполагается, что сопро-
тивление Т?2 является частью внутреннего сопротивления лампы и управляющая сетка
не шунтирует сопротивление R^. Таким образом, равенство (7.16) справедливо только,
если Rr и R2 пренебрежимо малы по сравнению с внутренними сопротивлениями элек-
тродов, к которым они подключены.
1. Специальные вопросы получения семейства характеристик ламп
271
Прибор, градуированный в единицах
крутизны характеристики
первичной обмотки трансформатора. Приборы этого типа для непосредствен-
ных измерений крутизны в особенности пригодны для массовых испытаний
ламп; они удобны, просты в обращении и дешевы. Точность измерений при
помощи этих приборов высо-
ка при условии, что импе-
данс, вносимый этим прибо-
ром в анодную цепь, мал по
сравнению с внутренним со-
противлением этой цепи х). ____
В соответствии с этим высо- ^пов
кая точность получается для -------
пентодов, лучевых тетродов
и аналогичных им ламп. При ф и г. 201. Измеритель крутизны
измерениях параметров трио- ным отсчетом.
Место включения
корректирующего
сопротивления
1|||||||||||1Н
с непосредствен-
дов с низким внутренним со-
противлением ошибка обычно не является пренебрежимо малой, хотя оста-
ются справедливыми относительные результаты при сравнении различных
ламп одного и того же типа* 2.
§ 4. Специальные вопросы получения семейства
характеристик ламп
Характеристики ламп легко получаются при помощи источников пита-
ния, в которых величина постоянного напряжения изменяется вариаком3)
или эквивалентным устройством для управления переменным напряжением
в первичной обмотке трансформатора. Таким источником питания должен
снабжаться каждый электрод, на который подается напряжение, т. е. упра-
вляющая сетка, экранирующая сетка, анод и т. д. Чтобы напряжение, при-
кладываемое к электродам, существенно не менялось при изменении проте-
кающего тока, желательно эти источники питания хорошо стабилизировать.
Это может быть достигнуто применением тиратронов или низкоомных эле-
ктронных выпрямительных ламп в сочетании с входным индуктивным филь-
тром с низким сопротивлением постоянному току, сконструированным так,
что во избежание чрезмерного возрастания напряжения при отключении на-
грузки обеспечивается достаточная утечка. Наилучшим источником питания
для этих целей является источник с электронной стабилизацией4).
х) Причина этого заключается в том, что измеренное значение крутизны опреде-
ляется соотношением gm==p./(т-р4-7-т), где —импеданс прибора, а истинное значение
крутизны составляет \^1гр.
2) Точные результаты могут быть получены при введении поправки в отсчет по
прибору в соответствии с соотношением
Истинная gm , rm rtn {х
тИ-----------= X Н----— X И--------i
Измеренная gm гр р. гр
где гт—сопротивление, вносимое прибором в анодную цепь. Необходимо отметить, что
если к сопротивлению прибора добавляется сопротивление таким образом, что rm/p. ос-
тается постоянным, то поправка зависит только от истинного значения jx/rp измеряемой
крутизны. В этом случае шкала прибора может быть градуирована таким образом, чтобы
непосредственно регистрировать истинные значения крутизны. Измеритель крутизны,
основанный на этом принципе, описан в работе [8]. Для триодов значение р. обычно
известно с достаточной точностью, и схемы, в которых гт регулируется до значения,
определяемого приблизительно известным значением р., распространены весьма широко.
Однако для пентодов и аналогичных ламп дело обстоит не так и, более того, величина
корректирующего сопротивления получается недопустимо большой. При испытаниях
таких ламп применяется нескорректированная шкала.
3) Вариаком называется автотрансформатор, в котором коэффициент трансфор-
мации плавно изменяется при помощи скользящего контакта.
4) Многие типы обычно применяющихся стабилизированных источников питания
не нригодны для этой цели, потому что не обеспечивают уменьшения выходного напря-
272 Гл. 7. Характеристики триодов, пентодов и других электронных ламп
Желательно применять приборы, измеряющие напряжения и токи ламп
многопредельного типа (см. фиг. 1 и 2) для обеспечения измерений в широком
диапазоне значений с необходимой точностью. Эти приборы должны быть
защищены от перегрузки, могущей возникнуть при неправильном управле-
нии или в результате неожиданного короткого замыкания поврежденными
лампами. Приборы для измерения анодного тока и токов экранной и упра-
вляющей сеток должны иметь переключатели полярности. Кроме того, дол-
жна иметься возможность переключения полярности источника напряжения
управляющей сетки так, чтобы можно было использовать как положитель-
ные, так и отрицательные напряжения. Чтобы во время повреждения
Ф и г. 202. Схема электронно-лучевого осциллографа для наблюдения
характеристик ламп в области положительных напряжений на сетке.
Характеристики представляют интерес для усилителей класса С и импульсных
усилителей.
предохранителя с сетки не снималось отрицательное смещение, клеммы при-
бора в сеточной цепи должны шунтироваться высокоомным сопротивле-
нием, порядка 1 мгом.
Если снятие характеристик ламп производится достаточно часто, жела-
тельно источники питания и приборы расположить в одной установке. Кроме
того, в таких случаях иногда желательно, чтобы эта установка включала
оборудование для измерения коэффициента усиления, внутреннего сопроти-
вления и крутизны ламп. При этом предпочтительно использовать метод
отношения напряжений вследствие высокой точности измерений и возмож-
ности достаточно простого и точного измерения широкого диапазона значений
различных коэффициентов при использовании того же оборудования.
Методы измерений с использованием электронно-лучевых трубок. На
экране трубки может быть изображено семейство характеристик лампы. Для
этого к аноду лампы прикладывается постоянное напряжение, а на сеточное
смещение, превышающее напряжение запирания, накладывается переменное
возбуждающее напряжение 50 гц (фиг. 202).
Сеточная характеристика (Ес—1р) для данного значения анодного напря-
жения может быть изображена в этом случае на экране трубки при на-
пряжении горизонтальной развертки трубки, пропорциональном полному на-
пряжению, приложенному к управляющей сетке лампы (т. е. смещение плюс
напряжение 50 гц), в то время как вертикально отклоняющее напряжение про-
порционально анодному току. Аналогично, анодная характеристика может
быть изображена при подаче фиксированного смещения на управляющую
женин ниже определенного минимального значения, которое обычно значительно выше
нуля. Для устранения этой трудности разработаны специальные схемы стабилизирован-
ных источников питания [9].
Литература
273
сетку и переменного напряжения на анод. В этом случае горизонтальное
отклонение должно быть пропорционально напряжению между анодом
и катодом, а вертикальное отклонение—пропорционально анодному току г).
Методы измерений с использованием ЭЛТ дают возможность получать
характеристики лампы для таких комбинаций напряжений на электродах,
которые при другом методе вызвали бы повреждение лампы даже при дли-
тельности измерений порядка нескольких секунд. Например, описанная
аппаратура дает возможность получать простым способом продолжение
характеристик в область положительных напряжений на сетке (что важно для
усилителей класса С, а также усилителей класса А), где большое рассея-
ние мощности не позволяет проводить статических измерений.
Для случаев импульсной работы ламп часто используются такие ком-
бинации напряжений на управляющей сетке и на аноде, когда рассеяние
импульсной мощности настолько велико, что требуется более высокая скваж-
ность, нежели при описанных измерениях усилителей класса С. Характери-
стики лампы в этой области могут быть получены при замене синусоидаль-
ного напряжения в схеме, приведенной на фиг. 202, короткими импульсами.
При скруглении вершины этих импульсов, либо при использовании тре-
угольных или пилообразных импульсов, или же при использовании той же
аппаратуры, как и для измерений усилителей класса С, может быть получено
удовлетворительное изображение характеристик лампы в области, значительно
превышающей пределы обычного рабочего режима. При другом методе полу-
чения этих характеристик используются нестационарные, одиночные про-
цессы, например предварительный заряд конденсатора до необходимого на-
пряжения, а затем подсоединение его при помощи тиратрона к одному из
электродов лампы вместо подачи импульсного напряжения и изображение
результирующего процесса на экране трубки (см. фиг. 202)* 2).
Осциллографические методы изображения характеристик лампы, кроме
того, используются для обнаружения ненормальностей в работе ламп, кото-
рые трудно или невозможно определить при статических измерениях. На-
пример, в лучевых тетродах с большим катодным током влияние простран-
ственного заряда между экранной сеткой и анодом вызывает разрыв анодных
характеристик. Этот эффект может быть очень ясно представлен на экране
трубки.
ЛИТЕРАТУРА
1. Standards on Electron Tubes, Proc. Inst. Radio Eng., 38, 426, 917, 1079 (1950).
2. T e r m a n F. E., G о о k A. L., Proc. Inst. Radio Eng., 18, 1044 (1930).
3. Tuttle W. N., Proc. Inst. Radio Eng., 21, 844 (1933).
4. H i c k m a n R. W., Hunt F. V., Rev. Sci. Instr., 6, 268 (1935).
5. Reich H.J., Theory and Applications of Electron Tubes, 2d ed., New York, 1944
6. Chaffee E. L., Theory of Thermionic Vacuum Tubes, New York, 1933.
7. A i k e n G. B., Bell J. F., Communications, 18, 19 (1938).
8. M о r e 1 о c k O. J., Weston Eng. Notes, 1, 1 (1946).
9. Abate A., Proc. Inst. Radio Eng., 33, 478 (1945).
10. W e b k i n g H. E., Electronics, 20, 128 (1947).
11. M i 1 1 m a n J., Moskowitz S., Electronics, 14, 36 (1941).
12. Booking G., Wireless Eng., 19, 556 (1942).
13. Livingston O. W., Proc. Inst. Radio Eng., 28, 267 (1940).
14. Ko zanowski H. N., Mouromtseff I. E., Proc. Inst. Radio Eng., 21,
1082 (1933).
15. L e f e r s о n J., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 668 (1950).
16. Wagner H. M., Electronics, 24, 110 (1951).
x) Схемы с ЭЛТ, основанные на этом принципе, весьма разнообразны. В некоторых
случаях схема усложняется за счет автоматического увеличения приращения фиксиро-
ванного напряжения после изображения каждой характеристики, так что на экране
получается полное семейство характеристик, а не одна кривая [10—12].
2) Описание аппаратуры, основанной на этом принципе, дано в работах [13—15].
Несколько иной способ описан в работе [16].
18 ф. Термен и Дж. Петтит
Глава 8
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ УСИЛИТЕЛЕЙ
§ 1. Определение коэффициента усиления
Наиболее важными характеристиками усилителя являются величина
коэффициента усиления и его зависимость от частоты. Обычно усиление выра-
жается через отношение напряжений или мощностей; часто это отношение
выражают в децибелах. Более детальное изучение усилителей показывает, что
Согласующий
Фиг. 203. Схема многокаскадного усилителя с источником напряжения Es
и импедансом нагрузки ZL.
а—упрощенная схема усилителя; б—схема непосредственного включения; в—усили-
тель с согласующим четырехполюсником на выходе.
величину коэффициента усиления, или просто усиления, можно определить
несколькими способами. На фиг. 203,а изображен многокаскадный усилитель
с входным и выходным импедансами и Zo соответственно. На вход усили-
теля поступает сигнал от источника с внутренним импедансом Z.. Выходной
сигнал поглощается нагрузкой ZL. Численное значение отношения, пред-
ставляющего усиление этой системы, будет зависеть от того, каким образом
учитываются эти импедансы.
Коэффициент усиления по напряжению. Наиболее простое и обычное
определение усиления—через отношение напряжений в двух соответствую-
щих точках усилителя. Усиление по напряжению одного каскада выражается
как отношение напряжений на двух последующих сетках, а усиление всего
усилителя—как отношение напряжений на выходных и входных клеммах.
£ 1. Определение коэффициента усиления
275
Например, если на некоторой частоте для схемы на фиг. 203,a E2/E1 = ^0i то
можно сказать, что усиление по напряжению между точками а—а и b—b уси-
лителя равно 40, или 32 дб. Такое определение усиления удобно применять
для усилителей звуковых частот и сравнительно низких радиочастот, в част-
ности для усилителей промежуточной частоты. В этих случаях нагрузочными
импедансами в соответствующих точках являются входные импедансы цепей
сеток; эти импедансы представляют малые емкости, что связано на этих часто-
тах с пренебрежимо малыми потерями мощности. На низких частотах эти
емкости можно не учитывать, а на радиочастотах они являются частью емко-
сти резонансных контуров. Таким образом, при этих условиях, соответствую-
щих режиму холостого хода, усиление по напряжению является важнейшей
хар актеристикой.
Прямое усиление. Предположим, что Zs в схеме фиг. 203,а является вы-
ходным импедансом линии с распределенными постоянными (телефонная
линия, линия от микрофона, линия передачи радиочастот), a —входной
импеданс другой линии. В такой системе назначение усилителя—выделить
большую мощность в импеданс Zl второй линии, нежели в том случае, когда
обе линии соединены непосредственно. Таким образом, термин «прямое уси-
ление усилителя» характеризует приращение мощности или напряжения в ре-
зультате введения усилителя в систему.
Количественно прямое усиление выражается отношением мощности Р2
(или напряжения 2?2) в выходном нагрузочном импедансе ZL при наличии
усилителя к мощности Р2 (или к напряжению Е2), которые были бы в нагрузке
при непосредственном подсоединении ее к генератору (фиг. 203,6). Таким
образом,
„ Pi \Е2 I2 Прямое усиление мощности = ' , *2 1 -^2 г гт ^2 Прямое усиление напряжения = -ег , ^2 (8.1а) (8.16)
Величина прямого усиления напряжения = у , г Р'ъ (8.1в)
Ясно, что прямое усиление усилителя определяется как его параметрами,
так и импедансами генератора и нагрузки. Данный усилитель будет давать
различное прямое усиление при различных генераторах и нагрузках. Таким
образом, если величина прямого усиления задана, то вместе с тем должны быть
заданы импедансы генератора и нагрузки. Это непременное условие должно
обязательно выполняться. Кроме того, необходимо, чтобы комплексные импе-
дансы генератора и нагрузки были сопряженными. В этом случае можно точно
подсчитать величины мощности при наличии реактивных компонент.
В некоторых случаях прямое усиление напряжения равно описанному
выше усилению по напряжению. Это будет иметь место, например, когда
входной и выходной импедансы Z; и ZL усилителя велики по сравнению
с Zs и Zo (см. фиг. 203, а). Наблюдается это также в усилителе звуковой частоты,
где входная емкость лампы может быть пренебрежимо малой, и в усилителе
промежуточной частоты, где эта емкость является частью емкости резонанс-
ного контура. Наконец, это будет иметь место в случае цепи последовательно»
включенных идентичных усилительных каскадов. В последнем случае усиле-
ние по напряжению между сетками предыдущего и последующего каскадов,
точно равно прямому усилению, которое может быть получено от одиночного»
каскада обычного усилителя.
Располагаемая мощность и располагаемое усиление по мощности. Опрег
деление располагаемой мощности и располагаемого усиления поясняется
1В*
276
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
схемой фиг. 203,в.. Источником мощности на входных клеммах, усилителя
является генератор постоянного напряжения Es с внутренним импедансом
Zs = Rs + ]XS. Обозначим через Ро мощность, которая выделяется на нагрузоч-
ном импедансе Zl, сопряженном с выходным импедансом Zo усилителя при
помощи четырехполюсника N из условий максимальной передачи мощности.
Это и будет располагаемая мощность усилителя. Располагаемое усиление по
мощности будет
р
Располагаемое усиление по мощности = -у^- . (8.2)
S
Через Ps обозначена мощность, отдаваемая генератором нагрузки, сопряжен-
ной с внутренним импедансом Zs генератора из условий максимальной пере-
дачи мощности г):
Мощность Р$ является максимальной мощностью, которую может отдать
нагрузке источник напряжения Е3 с внутренним импедансом Zs = Rs + jXst
и называется располагаемой входной мощностью.
Располагаемое усиление зависит от характеристик усилителя и сопро-
тивления Rs генератора и не зависит от нагрузочного импеданса на выходе
усилителя. Понятие располагаемого усиления по мощности используется при
определении отношения сигнал/шум в усилителе, как это показано в § 13.
§ 2. Измерение усиления
Усиление обычно определяется при помощи синусоидальных смодули-
рованных сигналов, полученных от генератора сигналов. Генераторы сигна-
лов, предназначенные для этой цели, описаны в гл. 15, § 7, и представляют
собой экранированные генератор и аттенюатор, позволяющие получить
точно калиброванное напряжение постоянной или переменной амплитуды.
Измерение усиления по напряжению. Блок-схема типовой аппаратуры
для измерения усиления по напряжению усилителя приведена на фиг. 204.
Напряжение от генератора сигналов подается на входные клеммы усилителя,
а напряжение на выходе последнего измеряется ламповым вольтметром.
Величина напряжения генератора сигналов регулируется для получения
удобного для отсчета уровня выходного напряжения, свободного от шумов
или фона и не перегружающего усилитель. Результирующее выходное
напряжение измеряется, и сравнение его с соответствующим напряжением
генератора сигналов дает значение усиления.
Если генератор сигналов позволяет производить лишь относительные
отсчеты входного напряжения, вначале необходимо замерить при помощи
лампового вольтметра напряжение на выходе усилителя, а затем, подключив
к ламповому вольтметру генератор сигналов, добиться такого же показания
вольтметра, как и в первом случае. Отношение уровней напряжения генера-
тора сигналов при первом и втором отсчетах дает значение усиления.
г) Импедансы называются сопряженными на максимальную передачу мощности,
если импеданс нагрузки комплексно сопряжен импедансу источника, т. е. максимальная
мощность будет поглощаться нагрузкой, когда активная составляющая нагрузки равна
активной составляющей импеданса источника, а реактивная компонента нагрузки равна
по величине и обратна по знаку реактивной компоненте импеданса источника. Таким обра-
зом, условие сопряжения на максимальную передачу мощности генератором фиг. 203,в
с импедансом Rs 4- jXs будет иметь место при нагрузке Rs—jXs. При этих условиях
ток, отдаваемый генератором в нагрузку, будет Es/2R3t а мощность P3=El/^R&1 согласно
уравнению (8.3).
§ 2. Измерения усиления
277
При измерении усиления по схеме фиг. 204 необходимо учитывать соот-
ношение импедансов генератора сигналов входа усилителя Zs и Z{ соответ-
ственно. Если, как это обычно бывает, выходной импеданс Zs генератора
сигналов много меньше входного импеданса Zi усилителя, напряжение
на входе усилителя практически равно напряжению холостого хода гене-
ратора; это обычно наблюдается в усилителях звуковых частот и видеоуси-
лителях или в усилителях сравнительно низких радиочастот.
В ряде других случаев, когда усилитель предназначен для работы
с определенным значением импеданса Zs источника, представляет интерес
определение усиления E2/Esi где Es—напряжение источника с импедансом Zt..
Генератор сигналов
Zi »Z$
Фиг. 204. Блок-схема типового устройства для измерения
коэффициента усиления усилителя по напряжению.
В этом случае генератор сигналов должен иметь внутренний импеданс,
равный заданному значению, или должно быть произведено изменение его
импеданса способами, описанными в связи с фиг. 209 (стр. 281). Можно так-
же рассчитать влияние Zs и Z- на параметры системы при условии, что извест-
ны модули и фазовые углы этих импедансов; однако если импеданс источ-
ника, используемый при измерениях, не равен требуемому значению, то
могут измениться условия возникновения обратных связей.
Значение усиления по напряжению, определенное согласно схеме,
показанной на фиг. 204, будет точным, если ламповый вольтметр не изме-
няет импеданса между точками его включения. Если это условие не соблю-
дается, то результат измерения будет ошибочным, причем эта ошибка будет
мала, если импеданс ZL, к которому подключается ламповый вольтметр,
будет низким. Но если импеданс ZL велик, как это бывает в усилителях зву-
ковой частоты и в резонансных усилителях радиочастоты, то подключение
лампового вольтметра может изменить характеристики системы. Во избежа-
ние этого входной импеданс вольтметра1) должен быть много больше шунти-
руемой нагрузки или 2) подключение его к нагрузке Zl должно осуществлять-
ся таким образом, чтобы комбинация его импеданса и нагрузки образовывала
импеданс, с которым обычно работает усилитель. Первое из этих условий
может быть выполнено при измерениях усиления усилителей низких частот
и видеоусилителей при помощи вольтметра диодного типа с малой входной
емкостью, как указано в гл. 1, § 6. Второе условие обычно можно применить
в резонансных усилителях. Входная емкость лампового вольтметра, даже
если она невелика, расстраивает резонансный контур. Подстраивая настро-
ечный конденсатор, можно ликвидировать эту расстройку. В другом слу-
чае, если выходное напряжение измеряемого усилителя подается на другой
каскад усиления, напряжения на электродах последнего могут быть отре-
гулированы так, чтобы он служил ламповым вольтметром; таким образом,
измерение будет произведено в рабочих условиях для измеряемого
усилителя.
278 Гл. 8. Измерение параметров усилителей
Измерение прямого усиления. Типовые методы измерения прямого
усиления иллюстрируются схемами фиг. 205—207. Выбор одного из этих
методов определяется диапазоном частот, уровнем мощности и имеющимся
в распоряжении оборудованием.
На фиг. 205 импеданс Zs генератора сигналов должен быть равен импе-
дансу источника, с которым обычно работает усилитель; в противном случае
его импеданс подгоняется к заданному значению по схеме фиг. 209 (стр. 281).
Соответственно нагрузочный импеданс ZL в комбинации с вольтметром V
должен обеспечивать рабочую нагрузку усилителя. Измерение производится
следующим образом. Вначале усилитель включается по схеме фиг. 205,а
и регулируется напряжение Es генератора сигналов для обеспечения точного
отсчета выходного напряжения по вольтметру V с учетом отсутствия фона,
шумов и перегрузки усилителя. Затем усилитель отключается от схемы,
и генератор сигналов подключается непосредственно к нагрузке по схеме
а
Фиг. 205. Блок-схема измерений коэффициента усиления при
помощи генератора сигналов и выходного вольтметра V.
а—схема с усилителем; б—схема без усилителя.
фиг. 205,6, после чего напряжение генератора сигналов E's устанавливается
такой величины, чтобы отклонение вольтметра было таким же, как и в
первом случае. По определению1), прямое усиление по напряжению равно
E's/Es. Точность полученного результата определяется лишь точностью
отсчета величин Е'9/Е3\ ошибки вольтметра V не существенны, поскольку от
этого прибора требуется лишь поддержание постоянства чувствительности за
время измерения. Таким образом, для предотвращения ошибок, вызван-
ных временем пролета электронов, можно использовать некалиброванный
кристаллический детектор или диодный вольтметр достаточно высоких частот.
На сверхвысоких частотах непосредственно измерять напряжение на
нагрузке нельзя; необходимо применить технику измерений мощности при
помощи болометра, описанную в гл. 2, § 2. Схема типовой установки для
измерения прямого усиления этим методом приведена на фиг. 206. К входу
усилителя подключен генератор сигналов сверхвысокой частоты через атте-
нюатор А с затуханием не менее 10 дб. Этот аттенюатор обеспечивает заданное
значение входного импеданса и постоянство нагрузки на выходе генератора
сигналов. Выходной нагрузочный импеданс усилителя образован болометри-
ческим ваттметром в комбинации с согласующим импедансы устройством,
например со шлейфовым трансформатором. Согласующее устройство позво-
ляет обеспечить требуемую величину импеданса Zi? которая обычно выби-
рается из условий максимальной передачи мощности. Процесс измерения
аналогичен описанному ранее для схемы фиг. 205. При включении усилителя
в схему фиг. 206,а производится установка и отсчет напряжения Ег генера-
тора сигналов, при котором удобна индикация по болометру и не перегру-
х) Равенство (8.16) было составлено для случая постоянного напряжения на
выходе генератора. Оно также справедливо и для постоянного выходного напряжения
усилителя, причем в этом случае обычно обеспечивается большая точность измерений.
$ 2. Измерения усиления
279
жается усилитель. Затем генератор сигналов и аттенюатор соединяются не-
посредственно с нагрузкой по схеме фиг. 206,6 и устанавливается напряже-
ние Е[ генератора сигналов, при котором получается прежнее показание
болометра. Прямое усиление по напряжению будет по определению E'JE^
Другим методом измерений по схемам фиг. 205 и 206 является поддержа-
ние постоянства выходного напряжения генератора сигналов и отсчет из-
меняющегося выходного напряжения или мощности. Эта процедура в
Нагрузка
сигналов аттенюатор
6
Ф и г. 206. Блок-схема измерений коэффициента усиления при помощи генератора
сигналов и болометрического измерителя мощности.
а—схема с усилителем; б—схема без усилителя.
принципе равноценна, но практически менее точна, потому что в общем труд-
нее измерять отношение напряжений или мощностей, нежели генерировать
напряжения или мощности в требуемом соотношении.
Третий метод измерения прямого усиления иллюстрируется схемой
фиг. 207, где место генератора сигналов занимает хорошо экранированный
генератор, подключаемый через переменный аттенюатор А с постоянным вход-
ным импедансом. Для измерения прямого усиления усилитель включается
а 6
Ф и г. 207. Блок-схема измерений коэффициента усиления при помощи регулируе-
мого аттенюатора.
а—схема с усилителем; б—схема без усилителя.
по схеме а, и регулировкой аттенюатора добиваются получения необходимого
выходного напряжения. Затем усилитель удаляется, как это показано на
схеме б, и аттенюатор регулируется для получения прежнего показания
вольтметра V. Разница в отсчетах аттенюатора представляет прямое уси-
ление.
Все описанные выше измерения дают возможность определить только
величину (модуль) прямого усиления по напряжению. Измерение фазового
угла описано в § 5.
Измерение располагаемого усиления по мощности. Располагаемое
усиление по мощности можно определить, собрав схему, изображенную
на фиг. 208. На вход усилителя поступает сигнал от генератора сигналов
с внутренним импедансом Zs, активная составляющая которого Bs точно
известна. На выходе усилителя включен измеритель мощности N, например
болометр, согласованный с выходным импедансом усилителя на максималь-
ную передачу мощности. Измерение заключается в установке напряжения
Es генератора сигналов и определении располагаемой выходной мощности Ро.
280
Гл, 8. Измерение параметров усилителей
Располагаемая входная мощность Ps затем рассчитывается по равенству
(8.3)1), а располагаемое усиление по соотношению (8.2) как отношение PJP8*
Фиг. 208. Блок-схема устройства для определения располагае-
мого коэффициента усиления усилителя по мощности.
Специальные требования к генераторам сигналов. Генератор сигналов,
применяемый при измерениях усиления, должен быть хорошо заэкраниро-
ван и снабжен аттенюатором типа, описанного в гл. 15. Генератор сигналов
может быть прокалиброван в абсолютных единицах напряжения холостого
хода, напряжения на согласованной активной нагрузке, или располагаемой
мощности; в другом случае прибор должен позволять отсчитывать отно-
шения напряжений или мощностей непосредственно или в децибелах по
отношению к некоторому опорному уровню.
Во избежание ошибок должен быть точно известен эквивалентный внут-
ренний импеданс Zs генератора сигналов. В некоторых случаях, например,
при измерениях усиления по напряжению на коротких волнах и более
низких частотах величину внутреннего импеданса Zs желательно иметь
много меньше входного импеданса измеряемого усилителя. В других слу-
чаях импеданс Zs генератора сигналов должен быть равен импедансу источ-
ника, с которым предназначен работать усилитель. Например, если сигнал
поступает на усилитель через кабель с волновым сопротивлением 50 ом,
то импеданс Zs генератора сигналов должен быть активным и равным 50 ом.
Если импеданс применяемого генератора сигналов меньше требуемого зна-
чения Z, то можно включить последовательно импеданс Z8 , как показано
на фиг. 209,а. В противном случае, если Z < Zg, выход генератора сигналов
можно шунтировать необходимым импедансом Z's, как показано на фиг. 209,6.
В этом случае необходимо учитывать, что эквивалентное напряжение
источника будет меньше номинального значения Es (фиг. 209,6). Другой
способ управления величиной выходного импеданса источника заключается
в включении на выходе генератора сигналов фиксированного аттенюатора
с затуханием 10—20 дб (фиг. 209,в); при этом эффективным импедансом
источника будет выходной импеданс аттенюатора* 2).
На сверхвысоких частотах влияние индуктивности и емкости соедини-
тельных проводников приводит к тому, что напряжение, поступающее на
вход усилителя, отличается от выходного напряжения генератора сигналов.
Это может вызвать существенные ошибки, если измеряются абсолютные
х) Некоторые генераторы сигналов калибруются непосредственно в единицах рас-
полагаемой выходной мощности, а не в единицах выходного напряжения при холостом
ходе. В этом случае калибровки генератора сигналов можно произвести непосредствен-
ный отсчет мощности, выделяемой в нагрузке, при условии ее согласования на макси-
мальную передачу мощности.
2) В этом случае эквивалентное напряжение холостого хода источника будет
ZA
Esz^TA’
где ZA—входной импеданс аттенюатора, а А—ослабление по напряжению..
§ 2, Измерения усиления
281
значения входного напряжения. Обычным способом устранения этих оши-
бок является соединение выхода генератора сигналов с усилителем коакси-
альной линией передачи, нагруженной на волновое сопротивление, как
Фиг. 209. Методы изменения эквивалентного выходного импеданса генератора
сигналов.
а—необходимый импеданс Z больше Zg; б—необходимый импеданс Z меньше Z8; в—выходной
импеданс аттенюатора равен необходимому импедансу Z.
показано на фиг. 210. При этом желательно, чтобы импеданс источника
Zs был равен волновому сопротивлению Zo линии. В таком устройстве
линия может иметь любую необходимую длину. Если смотреть со стороны
Фиг. 210. Эквивалентная схема генератора сигналов с коаксиальной
линией, обладающей волновым сопротивлением Zo для передачи колебаний
генератора сигналов к клеммам а—а, а также эквивалентная схема выхода
устройства.
а—генератор сигналов с нерезонансной длинной линией; б—эквивалентная схема^для
случая Zs=Zq.
входных клемм а—а усилителя (при Zs = Zo), то внутренний импеданс эквива-
лентного источника будет равен половине волнового сопротивления линии,
так как между точками а—а включена нагрузка Zo, шунтированная
входным импедансом согласованной линии. Эквивалентное выходное напря-
282
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
жение этой системы равно половине напряжения холостого хода генератора
при предположении, что линия не имеет потерь. Соответствующая эквивалент-
ная схема показана на фиг. 210,б.
§ 3. Специальные вопросы измерения усиления
в многокаскадных усилителях
Имеются некоторые особенности в измерении усиления одного усили-
тельного каскада многокаскадного усилителя, например усилителя про-
межуточной частоты с большим усилением.
Определение усиления по напряжению одного каскада многокаскадного
усилителя поясняется схемой, представленной на фиг. 211. Известное на-
пряжение от генератора сигналов вначале прикладывается к выходным клем-
мам b—b измеряемого каскада при помощи заэкранированного пробника с
минимальной распределенной емкостью для предотвращения генерации.
Испытуемый
Фиг. 211. Упрощенная схема многокаскадного усилителя.
Выходное напряжение генератора сигналов устанавливается некоторой вели-
чины E's, при которой отклонение выходного вольтметра V происходит без
перегрузки усилителя. Затем генератор сиа налов подключается к точкам
а—а и напряжение его уменьшается до величины E"s, при которой выходной
вольтметр V будет давать прежнее показание. Усиление по напряжению
этого каскада будет равно Е^/Е^. Если входной и выходной импедансы
этого каскада равны, как это бывает в случае цепи последовательно соеди-
ненных идентичных каскадов, то величина измеренного таким образом уси-
ления по напряжению будет равна значению прямого усиления каскада по
напряжению.
Этот процесс измерения усиления может быть повторен последовательно
для всех каскадов многокаскадного усилителя. Обычно начинают измерения
с выходного конца усилителя и измеряют последовательно каскад за кас-
кадом по направлению к началу усилителя. Результаты, полученные таким
путем, соответствуют рабочим условиям, потому что каждый каскад работает
с обычными нагрузками во взаимодействии с соседними каскадами. Таким
образом, не вносится шунтирующих импедансов, могущих изменить харак-
теристики усиления. То обстоятельство, что генератор сигналов имеет низ-
кий импеданс по сравнению с импедансами между точками а—а, Ъ—Ъ ит. д.,
к которым он подключается, вызывает расстройку предыдущих каскадов
усилителя и приводит к тому, что генератор сигналов работает по существу
в режиме холостого хода. При измерениях усиления индивидуальных ка-
скадов многокаскадного усилителя абсолютно необходимо, чтобы никакие
элементы схемы не изменялись и чтобы все каскады, следующие за измеряе-
мым, работали. В противном случае могут измениться регенеративные связи.
Наличие генерации (самовозбуждения) в многокаскадном усилителе
оказывает большое влияние на результаты измерения усилителя незави-
g 4. Выражение относительного усиления в децибелах 283
симо от того, что вызвало генерацию—подключение измерительного обо-
рудования или конструкция самого усилителя. Генерация может изменить
величину усиления (обычно увеличить) и форму амплитудно-частотной ха-
рактеристики усилителя. Наличие генерации легко установить следующим
способом [1]. Ламповый вольтметр подключается к выходному каскаду усили-
теля; если усилитель входит в полный приемник, то в качестве вольтметра
может служить второй детектор, если в его цепь постоянного тока включить
прибор. Затем между анодом последней лампы усилителя и землей подклю-
чается генератор сигналов при помощи очень малой последовательной
емкости, обладающей высоким импедансом. Выходное напряжение генера-
тора сигналов устанавливают большой величины. Если генерации нет, то
отклонение выходного прибора, вызванное генератором сигналов, не будет
изменяться при удалении ламп и при других изменениях в схеме каскадов,
предшествующих последнему. Напротив, если показания выходного при-
бора изменяются, то происходит генерация. Источник генерации может
быть найден последовательным закорачиванием сеточных и анодных цепей,
начиная со входа усилителя.
§ 4. Выражение относительного усиления в децибелах
Изменение усиления с частотой в усилителях часто выражают
в децибелах относительно некоторого среднего уровня, соответствующего
нулю децибел. Целесообразность этого можно понять, рассмотрев, что такое
децибел. Децибел (дб)—это единица для выражения отношения мощностей
Р
Отношение в децибелах = 101g . (8.4а)
Р 1
Других значений децибел не имеет, поэтому если эта единица исполь-
зуется для выражения относительного усиления, то она выражает изме-
нение мощности с частотой по отношению к некоторому опорному уровню.
Таким образом, если усиление по напряжению меняется с частотой так,
как это показано на фиг. 212,а, можно нанести эту кривую в децибелах, взяв
некоторый уровень мощности в качестве стандартного. Это может быть,
например, уровень выходной мощности на частоте 400 гц. Тогда мощ-
ность на любой другой частоте будет пропорциональна отношению (Е/Е^)2,
где Е—напряжение на этой частоте, a E4W—напряжение на частоте 400 гц.
Поскольку выходная мощность при этих условиях пропорциональна квадра-
ту напряжения, соотношение (8.4а) можно представить следующим образом:
Отношение в децибелах = 10 1g = 10 1g ( = 20 1g ~ . (8.46)
*1 \ ^400 7 ^400
Можно построить кривую относительного усиления в децибелах в зави-
симости от частоты, как это сделано на фиг. 212,6. Характер этой кривой
можно понять из рассмотрения следующего примера. Тот факт, что усиле-
ние на частоте 45 гц на 5 дб ниже, чем на частоте 400 гц (фиг. 212,6), пока-
зывает, что выходная мощность на частоте 45 гц составляет 0,316 мощности
на частоте 400 гц. Из сказанного видно, что увеличение или уменьшение
усиления всегда можно выразить в децибелах. Например, если добавление
еще одного каскада дает увеличение усиления в двадцать раз, что соответ-
ствует увеличению выходной мощности в 202=400 раз, то относительное
увеличение мощности, согласно (8.4а), составит 26 дб.
Необходимо помнить, что децибел есть основная единица мощности.
Она не может быть применена для выражения отношения напряжений,
исключая тот случай, когда отношению напряжений соответствует отноше-
ние мощностей. Если два напряжения выделяются на идентичных сопро-
284
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
тивлениях, то результирующие мощности будут пропорциональны ^ква-
драту напряжений; но если напряжения приложены на различных сопротив-
лениях, то при выражении в децибелах необходимо это учесть.
Стандартными уровнями мощности обычно принимаются 1 вт и 1 мет,
последнее значение обычно используется в радиоприемника*. Численные
Фиг. 212. График относительного усиления в
децибелах.
значения отношения мощностей в децибелах к этим стандартным уровням
обозначаются через дбвт (по отношению к уровню 1 вт) и дбмьт (по отно-
шению к уровню 1 мвт)\ таким образом, —10 дбмвт означает 10 дб ниже
1 мет, т. е. 0,1 мет.
§ 5. Фазовый сдвиг в усилителях
Измерение фазового сдвига в усилителях является частью общей задачи
определения фазовых сдвигов, рассмотренной в гл. 6, § 9. Принципиальная
трудность в данном случае заключается в том, что два напряжения, фазовый
сдвиг которых необходимо определить, сильно отличаются по амплитуде,
если велико усиление усилителя. Успешное проведение измерения в таких
условиях определяется возможностью получения от генератора сигналов
напряжения, имеющего ту же самую фазу, что и входное напряжение усили-
теля, но значительно превышающее последнее по амплитуде.
Для определения фазового сдвига в усилителе может быть применен
любой из способов, описанных в гл. 6, § 9; типовой пример иллюстрируется
фиг. 213,а. Генератор сигналов содержит экранированный генератор и по-
тенциометрический аттенюатор, обеспечивающие подачу на вход усилителя
малого напряжения Е* и, кроме того, создание большого напряжения
Е'3 для сравнения фазы. Потенциометрический аттенюатор не вносит фазового
сдвига, и при установке фазовращателя на нуль Е3 и Е3 имеют одинако-
вую фазу.
5 6. Применение напряжения прямоугольной формы
285
Фаза между входным напряжением Е3 и выходным напряжением Еъ
определяется согласно схеме фиг. 213,а при такой установке калиброванного
фазовращателя, при которой эти напряжения будут в фазе. В этом случае
поворот фазы фазовращателя S будет противоположен по знаку и равен
фазовому сдвигу усилителя между точками а—а и b—Ь.
По схеме, представленной на фиг. 213.а, можно определить фазу с высо-
кой точностью при условии, что сравниваемые напряжения Е3 и EL имеют
приблизительно одинаковую амплитуду, а аттенюатор не вносит фазового
сдвига (или вносит точно известный фазовый сдвиг). Точного равенства
Фиг. 213. Упрощенная схема устройства для определения фазового сдвига в усилителе.
Е3 и El не требуется; не требуется также и отсутствия ослабления фазовра-
щателя и неизменности этого ослабления с углом поворота. Фазовый сдвиг,
измеренный по схеме фиг. 213,а, связан с усилением по напряжению EL/E8
между точками а—а и b—Ь.
Иногда желательно получить прямой фазовый сдвиг. Для этого вначале
по фиг. 213,а определяется фазовый сдвиг усилителя, затем по фиг. 213,6
определяется фаза ср2 между EL и Е3 без усилителя и аттенюатора. Прямой
фазовый сдвиг будет — <?2.
§ 6. Применение напряжения прямоугольной формы
для обнаружения низкочастотных искажений
Удобным способом определения характеристик усилителей звуковых
частот и видеоусилителей является подача на вход усилителя прямоуголь-
ного напряжения и наблюдение формы выходного напряжения. Фазовые
искажения на низких частотах вызывают наклон вершины прямоугольного
напряжения с низкой основной частотой, как показано на фиг. 214,6 и в.
Таким образом, могут быть обнаружены фазовые ошибки до 1° основной
частоты прямоугольного напряжения. Если усиление усилителя возрастает
на низких частотах, то в отсутствие фазовых искажений выходное напряжение
будет иметь скругленные выступы (фиг. 214,г), убывание усиления на низких
частотах приводит к появлению впадин, как это показано на фиг. 214,6.
Совместные частотные и фазовые искажения приводят к одновременному
появлению наклона и скругления вершины. Прямоугольное измерительное
напряжение такого типа часто используется для качественной проверки
низкочастотных характеристик видеоусилителей, применяемых для телевиде-
ния и других целей [2].
При использовании прямоугольного напряжения для исследования
низкочастотных характеристик усилителя важно, чтобы искажения усили-
теля осциллографа были пренебрежимо малы по сравнению с искажениями
исследуемого усилителя. Качество осциллографа в этом случае может быть
определено подачей прямоугольного напряжения непосредственно на его
входные клеммы и сравнением формы выходного напряжения с выходным
286
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
напряжением усилителя. Если в первом случае на экране заметны небольшие
амплитудные и фазовые искажения, то истинные характеристики усилителя
можно получить вычитанием искажений за счет осциллографа и общего
выходного напряжения.
а
Фиг. 214. Примеры искажения формы прямоугольного
колебания в усилителе.
а—входное колебание; б—выходное колебание при увеличении
фазы с понижением частоты; в—выходное колебание при умень-
шении фазы с понижением частоты; г—выходное колебание при
росте амплитуды с понижением частоты (фазового сдвига нет):
д—выходное колебание при падении амплитуды с понижением
частоты (фазового сдвига нет).
§ 7. Переходные характеристики усилителей звуковых
частот и видеоусилителей
Характеристики переходных процессов в усилителе можно определить^
зная реакцию усилителя на ступенчатую функцию [2—7]. Последняя пока-
зана на фиг. 215,а; она характеризуется мгновенным нарастанием амплитуды
от нуля до конечного значения и сохранением этого значения бесконечно^
продолжительное время. Искажение усилителем формы ступенчатой функции
можно охарактеризовать временем нарастания, спадом и выбросами. Эти
понятия были определены в гл. 6, § 7, где указывались также способы
наблюдения этих явлений на осциллографе. Реакция типового усилителя
на математически строгую ступенчатую функцию показана на фиг. 215, б и в.
Эта реакция характеризуется большой, но конечной скоростью нарастания
напряжения вначале, затем выходное напряжение падает, или образуется
«спад». В некоторых случаях нарастание напряжения вначале превышает
начальное значение, образуется выброс, который затем уменьшается коле-
бательно или монотонно.
Время нарастания обратно пропорционально верхней границе полосы
пропускания усилителя. Если В—полоса пропускания усилителя, т. е.
частота, на которой усиление падает на 3 дбниже усиления в середине полосы.
§ 7, Переходные характеристики усилителей звуковых частот и видеоусилителей 287
пропускания, и если выброс отсутт
ствует, то
Время нарастания
от 10 до 90%, сек. = -^- . (8.5)
Здесь к—постоянная, зависящая от
формы частотной характеристики и
лежащая в пределах 0,35—0,45; пер-
вая цифра характерна для случаев,
когда выброс меньше 5%. Спад обра-
зуется за счет фазовых искажений на
низких частотах. Выброс определяет-
ся формой частотной характеристики
усилителя и, в частности, крутизной
спада ее ветвей. Плавный спад
исключает или, по крайней мере,
уменьшает выброс.
Простейшим способом получения
ступенчатой функции является ис-
пользование прямоугольного напря-
жения или импульсов. Прямоугольное
напряжение может рассматриваться
как последовательность равноотстоя-
щих попеременно положительных и
отрицательных ступенчатых функций
(фиг. 216,а). Аналогично, прямо-
угольные импульсы можно рассмат-
Ф и г. 215. Ступенчатое напряжение иде-
альной формы и кривые, иллюстрирующие
спад, верхний выброс и время установления
напряжения.
а—идеальная ступенчатая функция; б—реакция
усилителя со спадом и конечным временем нара-
стания; в—реакция усилителя с выбросом и без
спада.
ривать как несимметричное прямоугольное напряжение, эквивалентное
последовательности неравноотстоящих положительных и отрицательных
ступенчатых функций (фиг. 216,6).
Положительная
ступень
Отрицательная
ступень
Фиг. 216. Диаграмма, иллюстрирующая, как прямоугольное напряже-
ние и прямоугольные импульсы могут быть представлены комбинацией
ступенчатых положительных и отрицательных напряжений.
а—прямоугольное напряжение (меандр) и эквивалентные ступенчатые напряжения;
б—импульсы и эквивалентные ступенчатые напряжения.
Получение переходных характеристик при помощи прямоугольного
напряжения. Прямой метод получения переходных характеристик усили-
теля состоит в подаче на вход усилителя прямоугольного напряжения и
наблюдении формы выходного напряжения на осциллографе с калибро-
ванной временной разверткой. Это эквивалентно подаче попеременно поло-
жительных и отрицательных перепадов.
288
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
Время нарастания замеряется непосредственно на развертке осцил-
лографа. Практически для точного измерения этого времени необходимо,
чтобы период прямоугольного напряжения не был велик в сравнении с вре-
менем нарастания, т. е. частота прямоугольного напряжения должна быть
относительно высока. Кроме того, необходимо, чтобы генератор прямоуголь-
ного напряжения и осциллограф обеспечивали время нарастания намного
Фиг. 217. Кривые изменения спада
при увеличении частоты и осциллограм-
мы одного периода прямоугольного на-
пряжения различной частоты повторе-
ния (длительность развертки при всех
частотах соответствует одному периоду).
меньше, чем измеряемый усилитель, т. е.
не более 0,2 и по возможности не менее
0,1. Если время нарастания, обеспечивае-
мое генератором и осциллографом, мало,
но не пренебрежимо, его можно учесть
способом, данным формулой (6.12а).
Выброс и спад могут быть опреде-
лены аналогично по изображению на
осциллографе. Для исследования выбро-
са скорость развертки должна быть весь-
ма велика, чтобы можно было наблю-
дать все детали. Для наблюдения спада
требуется весьма малая скорость раз-
вертки и низкая основная частота пря-
моугольного напряжения1). Для точного
определения спада необходимо, чтобы
спад начального прямоугольного напря-
жения, а также спад за счет усилителя
осциллографа были малы по сравнению
со спадом исследуемого усилителя. Если
спад за счет первых двух причин мал, но
заметен, то результат можно скорректи-
ровать, пользуясь известным правилом,
согласно которому при небольшой вели-
чине спадов они складываются. Таким
образом, если наблюдаемый на данном
интервале времени спад составляет 20%,
спад первоначального прямоугольного
напряжения 3%, спад за счет усилителя
осциллографа 5%, то спад за счет изме-
ряемого усилителя составит приблизи-
тельно 12%.
Для определения процентного спада
в заданном интервале времени и измере-
ния времени нарастания используется
а—высокая частота; б—средняя частота; генератор прЯМОуГОЛЬНОГО напряжения
в—низкая частота; ^-изображение на эк- с регулируемой и точно извеСТНОЙ часто-
той. При помощи такого генератора
измерения могут быть произведены в долях периода частоты прямоуголь-
ного напряжения без калибровки развертки осциллографа. Таким образом,
при понижении частоты прямоугольного напряжения спад в конце полу-
периода возрастает, как показано на фиг. 217, вследствие увеличения полу-
периода с понижением частоты. Соответственно можно определить время,
необходимое для того, чтобы спад составлял любую заданную величину,
например 20%, регулируя частоту таким образом, чтобы требуемое значе-
ние спада достигалось в конце полупериода. В этом случае интервал
г) Следует отметить, что примером спада является наклон, вызванный низкочастот-
ными искажениями вершины, показанный на фиг. 214,6.
§ 7, Переходные характеристики усилителей звуковых частот и видеоусилителей 289
времени, в течение которого спад достигает заданной величины, будет равен
времени полупериода, т. е. 1/2/осек., где /0—частота прямоугольного напря-
жения.
При таком определении времени спада часто синхронизируют развертку
осциллографа с частотой прямоугольного напряжения так, чтобы на
1 ;
Е °fl
- jnWWVWWWVWWA
I о5ГГ
Фиг. 218. Осциллограммы, иллюстрирующие искажения пря-
моугольного напряжения при увеличении частоты повторения,
когда временем установления нельзя пренебречь по срав-
нению с полупериодом колебаний.
а—прямоугольное напряжение низкой частоты; б—прямоугольное напря-
жение высокой частоты (напряжение возрастает до 90% амплитуды);
в—прямоугольное напряжение высокой частоты (напряжение возрастает
до 10% амплитуды).
развертке укладывалось одно и то же число периодов, независимо от ча-
стоты развертки. Получаемая в этом случае картина изображения на
осциллографе представлена на фиг. 217,г.
Аналогично может быть определено время нарастания при наблюдении
формы выходного напряжения и изменении частоты прямоугольного напря-
жения. Если частота прямоугольного напряжения настолько высока, что
выходное напряжение в конце полупериода не успевает дорасти до амплитуды
прямоугольного напряжения, то удвоенная амплитуда выходного напряжения
меньше соответствующей величины прямоугольного напряжения (фиг. 218).
Если частота /90 прямоугольного напряжения такова, что удвоенная выходная
19 ф. Термен и Дж. Петтит
290
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
амплитуда равна 90% удвоенной амплитуды прямоугольного напряже-
ния (фиг. 218,6), то время достижения этого значения составит 1/2/90.
Аналогично если при частоте /10 удвоенная выходная амплитуда состав-
ляет 10% (фиг. 218,в), то время достижения этого значения составит 1/2/10.
Время нарастания, по определению равное времени нарастания амплитуды
от 10 до 90% полного значения, составит 1/2/90—1/2/10.
Фиг. 219. Типовая огибающая прямо-
угольного импульса на выходе усилителя,
иллюстрирующая время нарастания, спад,
верхний и нижний выбросы.
Переходные характеристики при импульсном сигнале. Наряду с прямо-
угольным напряжением для определения переходных характеристик усили-
теля часто используются прямоугольные импульсы малой длительности.
Особенно важна реакция на прямоугольный импульс усилителей, работа-
ющих в импульсном режиме. Второе преимущество испытаний импульсами
заключается в том, что обычно бывает
проще получить малое время нараста-
ния короткого импульса, нежели пря-
моугольного напряжения. Это осо-
бенно относится к случаю больших
амплитуд, когда средняя мощность,
потребляемая импульсным генерато-
ром, может быть сделана много мень-
ше, чем в случае генератора прямо-
угольного напряжения.
Типовая реакция усилителя на
импульс приведена на фиг. 219. При
соответствующей временной разверт-
ке на экране осциллографа можно
определить время нарастания, спад,
верхний и нижний выбросы. Естест-
осциллографа имел,время нараста-
венно, необходимо, чтобы усилитель
ния, спад и выбросы намного меньше, чем испытуемый усилитель, как это
уже указывалось в гл. 6, § 7.
Форма импульсов, применяемых для определения переходных характе-
ристик усилителя, должна как можно больше приближаться к идеальной
прямоугольной, т. е. время нарастания, спад и выбросы этих импульсов дол-
жны быть малы по сравнению с соответствующими величинами для испыту-
емого усилителя. Такие импульсы обычно получаются от специальных им-
пульсных генераторов, в которых предусмотрены регулировки длительности
и частоты повторения импульсов (см. гл. 13, § 7). Амплитуда импульсов,
поступающих на усилитель, регулируется аттенюатором. Во многих случаях
аттенюатор представляет составную часть импульсного генератора, в котором
амплитуда импульса может быть установлена необходимой величины.
Испытания усилителей и четырехполюсников в импульсном режимех).
Удобным способом получения сведений о характеристиках усилителя или
четырехполюсника является подача на вход импульсов малой длительности,
по сравнению с временем нарастания системы, и наблюдение выходного на-
пряжения на осциллографе. Если длительность испытательного импульса мала
по сравнению с временем нарастания испытуемой системы, то форма выход-
ного напряжения (реакции системы) определяется только характеристиками
системы и не зависит от формы импульса. Величина реакции, однако, пропор-
циональна площади импульса, которая поэтому называется «эквивалентной
силой» импульса. Импульс такого вида часто называют импульсной
функцией.
х) По этому вопросу см. [8—И].
§ 8. Нелинейные искажения в усилителях звуковых частот
291
Реакция усилителя или четырехполюсника на импульсную функцию
представляет собой производную по времени от реакции на ступенчатую
функцию. Таким образом, реакции на импульсную и ступенчатую функции
по существу содержат одну и ту же информацию и из реакции на импульсную
функцию можно получить реакции
на ступенчатую функцию, прямо-
угольное напряжение или импульс,
и обратно.
Реакция типового видеоусилите-
ля на очень короткий импульс пока-
зана на фиг. 220. Поскольку форма
выходного напряжения соответствует
производной реакции на ступенчатую
функцию, максимальная величина
реакции на импульс данной эквива-
лентной силы пропорциональна мак-
симальной скорости нарастания реак-
ции на прямоугольное напряжение
или импульс. Соответственно пло-
щадь1) кривой реакции на импульс-
ную функцию (части площади, лежа-
щие ниже оси абсцисс, считаются
отрицательными площадями) до не-
которого значения времени t пропор-
циональна амплитуде реакции на
прямоугольное напряжение или им-
пульс в момент t. Эти соотношения
иллюстрируются фиг. 220.
Практически обычно для опреде-
ления переходной характеристики
удобнее использовать прямоугольное
напряжение или прямоугольные им-
пульсы, нежели импульсную функ-
цию. Причина этого заключается в
возможности наблюдать при этом
искажения выходного напряжения
непосредственно, а не определять их
косвенно. Кроме того, генерирование
Фиг. 220. Реакция видеоусилителя на
очень короткий импульс и ступенчатое
напряжение.
а—импульсная характеристика; б—реакция на
ступенчатое напряжение.
импульсов с длительностью, малой по сравнению с временем нарастания
испытуемой системы, часто оказывается затруднительным.
Однако при применении импульсной функции можно непосредственно
определить максимальную скорость нарастания реакции на прямоугольное
напряжение или импульс.
§ 8. Нелинейные искажения в усилителях звуковых частот
Общие замечания. В идеальном усилителе выходное напряжение в точ-
ности пропорционально входному сигналу; таким образом, если входным
х) Если эту площадь обозначить через А вольт, умноженных на микросекунды,,
тогда дробь А/Ет будет выражать время нарастания в микросекундах, где Ет—амплитуда
реакции на импульс. Время нарастания, определяемое таким образом, соответствует
такому времени, которое требовалось бы для нарастания реакции на импульсное или
прямоугольное напряжение от нуля до максимальной амплитуды с постоянной скоростью.
Это время в большинстве случаев равно времени нарастания выходной величины от 10
до 90% установившегося уровня.
19*
292
Гл, 8. Измерение параметров усилителей
сигналом является синусоида, то выходное напряжение будет также синусои-
дальным. Реальный усилитель всегда вносит искажения, в результате которых
форма выходной синусоиды искажена. Эти искажения называются нелиней-
ными и ограничивают точность воспроизведения напряжения реальными
усилителями. Принципиальной основой нелинейных искажений является
наличие в выходном напряжении таких гармонических составляющих,
которые не содержатся во входном сигнале [121. Таким образом, при вход-
ном синусоидальном сигнале нелинейные искажения будут вызывать появ-
ление на выходе высоких гармоник частоты входного сигнала и, в част-
ности, 2-й и 3-й гармоник.
Аналогично, если входной сигнал представляет сумму двух синусоид
различных частот /х и /2, то вследствие нелинейных искажений на выходе
появятся гармоники этих частот (т. е. компоненты сигнала с частотой 2/1?
2/2, ЭД, 3/2 и т. д.), компоненты суммарной и разностной частот соответствен-
но /1 + /2 и Д —/2И комбинации высших порядков этих частот, такие, как
2/1 ±/2 и /1±2/2. Практически наибольшее значение обычно имеют 2-е гармо^-
нпки, а также суммарные и разностные частоты; их появление иногда назы-
вается квадратичным эффектом. Следующим по значению являются 3-и гар-
моники и комбинации второго порядка, например 2Д ±/2 (кубический эффект).
Другими следствиями нелинейных искажений являются перекрестная
модуляция и непропорциональность между входным и выходным напряже-
ниями. Эти явления обычно особенно существенны в резонансных усилите-
лях и рассматриваются в § 9.
Конечная оценка практического влияния нелинейных искажений в звуко-
вых усилителях основывается на испытаниях на слух. Эти испытания весьма
сложны, так как результаты их определяются не только нелинейными харак-
теристиками усилителя, но и параметрами источника звука, акустическими
свойствами помещения и индивидуальными особенностями лиц, производя-
щих испытания. Поэтому единого объективного, всецело удовлетворительного
метода определения нелинейных искажений не существует, и на практике
применяется ряд различных методов испытаний.
Гармонические методы определения нелинейных искажений. Один из
методов измерения нелинейных искажений заключается в подаче на вход уси-
лителя синусоидального напряжения и определении гармоник в выходном
напряжении. Соотношения между основной частотой и гармониками при та-
ких условиях иллюстрируются фиг. 221,а. В этом случае искажения могут
быть определены следующим образом:
Гармонические искажения, % =
-.100,
(8-6)
где Ег—амплитуда компоненты основной частоты на выходе; Е2, Е3 и т. д.—
амплитуды гармонических компонент (см. фиг. 221,а)1). Теоретически обра-
зование бесконечного числа гармоник возможно, но практически обычно все
искажения выражаются 2-й и 3-й гармониками.
Амплитуды различных частотных компонент могут быть определены при
помощи анализаторов гармоник, описанных в гл. 6, §4. Кроме того, необхо-
димые данные для определения гармонических искажений могут быть полу-
чены при помощи прибора—измерителя искажений с подавлением основной
частоты, описанного на стр. 218.
х) Иногда оказывается удобным заменить в знаменателе формулы (8.6) величину
Ег на Ео—эффективное значение выходного напряжения [см. (6. 11)], в частности если
применяется измеритель искажений с подавлением основной гармоники. Численная
величина искажений в этих двух случаях будет различной лишь в том случае, если их
уровень необычно высок.
£ 8. Нелинейные искажения в усилителях звуковых частот 293
Гармонические искажения усилителей звуковых частот зависят от час-
тоты измерительного напряжения. Если эта частота превышает значение по-
ловины полосы пропускания, то искажения на выходе будут малы, даже при
наличии нелинейности характеристики усилителя. Это происходит потому,
Фиг. 221. Соотношение частотных компонент при измерении
искажений методом гармоник и интермодуляции.
а—гармонические искажения; б—интермодуляционные искажения,
I метод; в—интермодуляционные искажения, II метод.
что при указанных условиях гармонические составляющие не будут пол-
ностью воспроизводиться на выходе усилителя. В середине полосы пропуска-
ния гармонические искажения обычно не зависят от точного значения изме-
рительной частоты. Однако если измерительная частота настолько низка,
что плохо воспроизводится усилителем, гармонические искажения данного
выходного напряжения обычно возрастают. Происходит это потому, что на
низких частотах нагрузочный импеданс на выходе усилителя отличается от
оптимального значения; кроме того, усилитель воспроизводит низкую основ-
ную частоту хуже, нежели ее высшие гармоники.
294
• Гл. 8. Измерение параметров усилителей
Первый интермодуляционный метод измерения нелинейных иска-
жений. Следующий метод измерения нелинейных искажений заключается
в подаче на вход усилителя двух синусоидальных напряжений различных
частот и наблюдении суммы, разности и других комбинаций входных частот,
которые являются следствием нелинейности усилителя. Этот метод оценки
искажений называется интер модуляционным, или методом перекрестной
модуляции [13—15].
Из многих способов комбинации сигналов двух- частот особого внима-
ния заслуживают два. В первом случае на вход одновременно подаются
Фиг. 222. Диаграмма, иллюстрирующая появление амплитудной
модуляции низкочастотной компонентой при нелинейном соотношении
между выходным и входным напряжениями.
низкочастотный испытательный сигнал и высокочастотный испытательный
сигнал несколько меньшей амплитуды. Если существует нелинейность,
то высокочастотное выходное напряжение будет изменяться по величине
с низкой частотой, как это показано на фиг. 222. Таким образом, напряжение
высокой частоты /2 будет модулировано низкой частотой /г Степень искаже-
ний в этом случае выражается соотношением1)
Интермодуляционные искажения, % == 100 • • • > (8.7а)
где т1—коэффициент модуляции выходной компоненты частоты /2 с часто-
той /и а т2—коэффициент модуляции этой же компоненты с частотой 2/г
х) Другой способ рассмотрения этих явлений основан на образовании на выходе
благодаря нелинейности усилителя компонент суммарной и разностной частот /г + /2
и /2—/1 соответственно. Эти частотные компоненты вместе с частотой /2 можно рас-
сматривать как боковые полосы и несущую, считая колебания на несущей частоте /2
$ 8. Нелинейные искажения в усилителях звуковых частот
295
Такой метод испытания часто используется для проверки усилителей
звуковых частот в телевизионном оборудовании [16].
Блок-схема аппаратуры для определения интермодуляции приведена
на фиг. 223. Сложение выходных сигналов двух генераторов сигналов может
быть осуществлено различными способами, например при помощи трансфор-
матора со средним отводом первичной обмотки или при помощи двух усили-
тельных каскадов с раздельными входами и общим нагрузочным импе-
дансом. Кроме того, можно использовать генератор сигналов двух частот,
специально предназначенный для этой цели1). Фильтр служит для отде-
ления частоты /2 и ее боковых полос от других частотных компонент,
которые могут появиться на выходе усилителя. Вольтметр Бх измеряет
Ф и г. 223. Блок-схема аппаратуры для определения интермодуляционных искажений
методом I, а также формы кривых, наблюдаемых в различных частях системы.
среднее значение результирующего модулированного колебания, т. е. ампли-
туду несущей Е2 на фиг. 221, б. Затем определяются модулирующие компо-
ненты огибающей путем детектирования модулированного колебания, раз-
деления модулирующих частот низкочастотным фильтром N2 и измерения
амплитуды модулирующих компонент вольтметром V2. Необходимо заметить,
что аппаратура на фиг. 223, заключенная в пунктирный прямоугольник,
представляет систему для измерения характеристик модулированного
колебания. Калибровка может быть осуществлена подачей, известных
напряжений2) на частотах Д и /2 на клеммы а—а.
В измерительной системе, приведенной на фиг. 223, обычно устанавли-
вают низкочастотный измерительный сигнал в четыре раза больше вход-
ного высокочастотного сигнала. Низкая частота берется обычно порядка
60—100 гц, значение высокой частоты 5000 гц или выше. Фильтр N2 должен
иметь полосу пропускания, достаточную для пропускания боковых полос
второго порядка, т. е. частота среза фильтра должна быть выше 2Д; фильтр Nr
должен иметь соответствующую ширину полосы пропускания, т. е. выше 4Д.
Вольтметр должен показывать среднее значение; подходящим является
модулированными с частотой fx. Если нелинейные искажения достаточно велики для
образования комбинационных частот второго порядка /2 + 2/!, то огибающая будет
содержать компоненты 2-й гармоники т. е. не будет синусоидальной.
Соотношения различных частотных компонент иллюстрируются фиг. 221, б. Интер-
модуляционные искажения через величины этих компонент можно выразить следующим
образом:
Интермодуляционные искажения, % =100 +(61 + ^2) +»»» (8.76)
Здесь Е2, aJt а2, Ьъ Ь2—амплитуды различных частотных компонент, показанных
на фиг. 221, б. Поскольку аг и а2 образуют одну пару боковых полос, а ЬА 4- Ь2—вторую
пару, соотношение (8.76) представляет собой другую форму равенства (8.7а).
х) Такой генератор сигналов описан в работах [17,18].
2) Наиболее прямой способ калибровки заключается в установке определенного
значения и регулировке Е2 при помощи Vy до значения Е2=0ДЕг. Показание V2 в этом
случае будет соответствовать 10% перекрестной модуляции.
296
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
прибор с меднозакисным выпрямителем. Вольтметр V2 должен обладать
квадратичной характеристикой, но обычным требованиям хорошо удовле-
творяет прибор с меднозакисным выпрямителем. Однако ни в коем случае
не следует применять пиковый вольтметр в качестве вольтметра V2.
Численное значение интермодуляционных искажений, измеренное таким
методом, определяет в первую очередь нелинейные искажения низкочастот-
ного измерительного сигнала, так как этот сигнал много больше при стан-
дартных условиях измерений. Измеренные искажения в широких пределах
не зависят от значения высокой частоты /2, но можно ожидать зависимости
по крайней мере в некоторой степени от значения Д, особенно если Д низка
и находится в области спадания частотной характеристики усилителя.
Второй интермодуляционный метод измерения нелинейных иска-
жений1). В этом методе два измерительных сигнала имеют равные амплитуды
и относительно высокие, несколько отличающиеся частоты. При наличии не-
линейных искажений на выходе появляется компонента разностной частоты,
которая используется в качестве меры степени искажений. Распределение
Фиг. 224. Блок-схема аппаратуры для определения интермодуляционных
искажений методом II.
частот иллюстрируется фиг. 221, в, где fa и fb—колебания двух измеритель-
ных частот с амплитудами Еаи Eb, a Ed—амплитуда результирующей раз-
ностной компоненты fd* 2). Количественно интермодуляционные искажения
выражаются следующим соотношением:
Интермодуляционные искажения, % = ь • 100, (8.8)
> Блок-схема аппаратуры для измерений . этим методом приведена
на фиг. 224. Компонента Ed разностной частоты выделяется низкочастотным
фильтром и регистрируется вольтметром V2. Амплитуды измерительных
сигналов Еа и Еь, входящие в равенство (8.8), измеряются вольтметром
если это прибор для измерения пиковых значений, то он будет регистриро-
вать весьма точно пиковое значение величины Еа-[-Еь. В другом случае
Еа и Еь можно измерять раздельно, если измерительные напряжения на часто-
тах fa и Д подавать на входные клеммы усилителя разновременно и замерять
выходное напряжение прибором Vi3). При применении этого метода значения
х) По этому вопросу см. [18].
2) На фиг. 221,в показаны также комбицационные частоты второго порядка Ed^
и являющиеся мерой искажений кубического типа; однако эти компоненты могут
быть обнаружены только при помощи анализатора гармоник с высокой избиратель-
ностью и обычно ле используются в измерениях такого типа.
3) Оба. эти метода являются приближенными, поскольку пренебрегается влиянием
других частотных компонент, существующих одновременно на клеммах с—с, в результате
искажений усилителя. Для точного определения Еа иЕъ последние необходимо измерять
раздельно, пользуясь анализатором гармоник с высокой избирательностью. Однако опи-
санный метод пригоден для большинства практических приложений.
J 8. Нелинейные искажения в усилителях звуковых частот 297
измерительных частот fa и Д обычно выбираются в высокочастотной обла-
сти полосы пропускания усилителя и иногда в области падения харак-
теристики. Разность Д = fb — fa между двумя измерительными частотами
обычно невелика, порядка 60—200 гц. Эта разностная частота не должна быть
слишком низкой, чтобы не подавляться усилителем.
Величина интермодуляционных искажений, измеренных этим методом^
характеризует нелинейные искажения системы в районе частот Д и jbr
в частности в высокочастотной части полосы пропускания, где частотная
характеристика начинает падать.
Измеренное значение интермодуляционных искажений не зависит
от точного значения разностной частоты Д = Д — Д измерительных сигналов
при условии, что эта разность мала по сравнению с измерительными часто-
тами и значение Д не лежит в области падения частотной характеристики.
Сравнение различных методов измерения нелинейных искажений. Для
случая, когда нелинейные искажения малы и не зависят от частоты, все
три описанных выше метода измерений равноценны и дают эквивалентные
результаты. Количественные оценки искажений, полученных тремя мето-
дами, будут отличаться соответствующими множителями. Например, если
измеряется усилитель с обычным (не двухтактным) выходом, на выходе
которого поддерживается постоянная амплитуда напряжения, то резуль-
таты, полученные согласно равенствам (8.7) и (8.8), будут соответственно
в 3,2 и 0,5 раза больше значения, полученного из равенства (8.6) [19].
Однако, если нелинейные искажения различны на разных частотах,
экспериментальные результаты, полученные тремя указанными методами,
непосредственно сравнивать нельзя и, кроме того, эти результаты будут
в различной степени характеризовать искажения воспринимаемых на слух
сигналов. Причина этого заключается в том, что гармонический метод
позволяет непосредственно оценить искажения синусоидального напряже-
ния данной частоты, в то время как интермодуляционными методами оце-
ниваются искажения, связанные с взаимодействием различных частот.
В первом интермодуляционном методе определяются нелинейные искаже-
ния на низких частотах за счет влияния сильных низкочастотных сигналов
на высокочастотные компоненты сигнала. Напротив, во втором интермо-
дуляционном методе определяются искажения низкочастотных компонент,
возникающие в результате влияния высокочастотных компонент сложного-
сигнала. Эти различные типы искажений на слух воспринимаются по-раз-
ному. Поскольку при усилении сложных низкочастотных колебаний одновре-
менно существуют все три вида искажений, ни один из методов не может
оценить с абсолютной точностью искажения, воспринимаемые на слух.
В общем можно сказать, что если нужно произвести одно испытание, то пред-
почтительнее применить интермодуляционный метод, а не гармонический.
Однако для получения достаточно полной картины нелинейной характери-
стики системы необходимо произвести оба типа интермодуляционных испы-
таний и использовать в каждом случае различные комбинации измеритель-
ных частот.
Если испытания производятся гармоническим методом, то необходимо
использовать несколько различных основных частот, из которых по край-
ней мере одна должна соответствовать низкой частоте, применяемой в интер-
модуляционном методе.
Уровень допустимых искажений в низкочастотных системах зависит
от характера звучания и от различных психоакустических факторов.
Обычно при испытаниях на слух можно обнаружить однопроцентные гар-
монические искажения, но серьезные искажения возникают при уровне
около 10%. Однако могут быть допущены и большие гармонические
298
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
искажения, если они возникают на частотах ниже 100 гц или выше 4000 гц.
Искажения вследствие интермодуляции, определенной первым методом,
не могут быть обнаружены, пока они не превышают 10%, при условии,
что частота низкочастотного тона ниже 100 гц\ если низкочастотный тон
порядка нескольких сот герц, то можно обнаружить интермодуляционные
искажения ниже 3—4%. Искажения вследствие интермодуляции, опреде-
ленной по второму методу, можно обнаружить на слух, даже если они
составляют доли процента; они становятся помехой при величине 3—4%,
если разностная частота лежит в диапазоне 400—5000 гц, к которому наи-
более чувствительно ухо человека.
§ 9. Особенности испытаний резонансных усилителей
Резонансным усилителем называется усилитель, у которого в качестве
анодной нагрузки используется один резонансный контур или комбинация
резонансных контуров. Резонансный усилитель характеризуется высоким
усилением в ограниченном диапазоне частот и очень малым усилением на
частотах, лежащих вне этого диапазона. Резонансные усилители исполь-
зуются для усиления сигналов радиочастоты и промежуточной частоты
и являются основными элементами каждого радиоприемника.
Фиг. 225. Типовая характеристика усиле-
ния многокаскадного резонансного усилителя
с указанием полосы пропускания при умень-
шении резонансного значения на 6 и 60 дб.
Общие соображения об измерениях усиления и фазового сдвига усили-
телей, приведенные в § 1—5, полностью приложимы к резонансным усили-
телям, так же как и к другим типам усилителей. Значительное число стан-
дартных измерений параметров радиоприемников составляют измерения
характеристик резонансных усилителей. В этом параграфе описаны наиболее
общие и существенные измерения параметров резонансных усилителей.
Детали измерений описаны в других параграфах книги.
Характеристики усиления резонансных усилителей. Важнейшей харак-
теристикой резонансного усилителя является зависимость усиления от
£ 9. Особенности испытаний резонансных усилителей
299
частоты. Типовая форма характеристики усиления многокаскадного резо-
нансного усилителя приведена на фиг. 225.
Наибольший практический интерес представляют усиление на резонанс-
ной или средней частоте, ширина полосы, форма кривой усиления вблизи
резонанса и избирательность (селективность) по отношению к частотам,
существенно отличающимся от резонансной.
Усиление усилителя может быть измерено при помощи генератора
сигналов одним из методов, описанных в § 2. При измерениях необходимо
следить за тем, чтобы соотношения импедансов оставались неизменными,
а также чтобы не возникало генерации, которая может существенно изме-
нить усиление.
Определение формы резонансной кривой при помощи свип-генератора1).
Форма резонансной характеристики вблизи резонанса может быть опре-
делена при помощи измерения усиления на каждой из частот. Другим
Частота настройки
Фиг. 226. Установка со свип-генератором для определения формы резо-
нансных кривых.
а—схема установки; б—осциллограмма без детектора; в—осциллограмма с детектором.
Показанная схема требует применения волномера, с помощью которого вводятся метки
для маркировки частоты.
б
способом определения резонансной кривой является применение свип-
генератора такого типа, как это описано в гл. 12, § 6, совместно с электронно
лучевым осциллографом, позволяющим осуществить визуальное наблюдение
формы резонансной кривой.
Блок-схема типовой измерительной аппаратуры с использованием
свип-генератора приведена на фиг. 226, а. Как показано на схеме, частота
генератора управляется модулирующим напряжением, наиболее желатель-
ной формой которого является пилообразная. Модулирующее напряжение
х) Генератор с периодически изменяющейся частотой колебаний.—Прим. ред.
300
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
подается также на горизонтально отклоняющие пластины ЭЛТ осцил-
лографа, на которой ведется наблюдение характеристики усиления. Таким
образом, горизонтальное положение пятна на экране трубки является
функцией радиочастоты, подаваемой на вход усилителя, т. е. горизон-
тальную ось можно калибровать непосредственно в единицах частоты.
Выходное напряжение усилителя может быть подано непосредственно
на вертикально отклоняющие пластины осциллографа. В этом случае
на экране получается картина, изображенная на фиг. 226, б; огибаю-
щая представляет относительную величину выходного напряжения как
функцию частоты при условии, что амплитуда входного напряжения радио-
частоты не зависит от частоты. В другом случае выходное напряжение уси-
лителя может быть вначале продетектировано, а затем уже подано на верти-
кально отклоняющие пластины осциллографа. Картина изображения на
экране, представляющего огибающую, получена на фиг. 226, в.
Фиг. 227. Устройство, использующее свип-генератор для наблюдения частотной
характеристики усилителя.
а—блок-схема; б—изображение. Схема содержит также гетеродинный частотомер для образования
частотной метки в виде яркого пятна.
Калибровка шкалы частот может быть осуществлена различными мето-
дами. Качественная характеристика часто может быть получена из характе-
ристики свип-генератора. Более точный отсчет частоты достигается при
применении маркерных меток, соответствующих точно известным, значе-
ниям частоты.
Один из методов получения таких меток показан схематически
на фиг. 226. Резонансный волномер слабо связывается со свип-генерато-
ром. Каждый раз при прохождении частотой свип-генератора резонансной
частоты волномера в выходном напряжении возникает провал вследствие
поглощения энергии волномером. При последовательном изменении настройки
волномера во всем частотном диапазоне можно осуществить калибровку
всей шкалы частот. Волномеры, предназначенные для этой цели, часто
конструктивно объединяются со свип-генератором, это обычно осуществляется
в свип-генераторах высоких частот.
Другой метод осуществления частотного маркерного устройства при-
веден на блок-схеме фиг. 227. При использовании этого метода небольшая
часть энергии выходного сигнала усилителя смешивается в смесителе с выход-
ным напряжением гетеродинного частотомера (т. е. генератора с калибро-
ванной частотой). Выходное напряжение смесителя пропускается через
низкочастотный фильтр. Каждый раз, когда частота свип-генератора про-
ходит значение частоты гетеродинного частотомера, на выходе фильтра воз-
никает импульс, равный по длительности времени, в течение которого
частота свип-генератора изменяется на величину 2/0, где /0—ширина полосы
низкочастотного фильтра. Таким образом, этот импульс регистрирует
момент времени, в который частота свип-генератора совпадает с частотой
гетеродинного частотомера, и может быть различными путями использован
§ 10. Переходные характеристики резонансных усилителей 301
в качестве частотного маркера. Например, этот импульс может быть подан
на подсвет экрана трубки, как это показано на фиг. 227.
Ширина полосы и селективность. Шириной полосы резонансного усили-
теля является частотный диапазон, в пределах которого усиление прибли-
зительно постоянно. Ширину полосы обычно определяют как диапазон
частот, в пределах которого усиление падает не ниже, чем на 3 или 6 дб
по сравнению с усилением на средней частоте. Селективность характе-
ризует степень сравнительного ослабления сигналов на частотах, суще-
ственно отличающихся от центральной частоты настройки усилителя.
Обычно селективность выражают через отношение ширины полосы усили-
теля на уровне усиления на 60 дб меньше, чем при резонансе, к ширине
полосы усилителя на уровне 6 дб меньше, чем при резонансе, как это пока-
зано на фиг. 225. Это отношение называется коэффициентом ширины полосы,
или коэффициентом селективности’, многокаскадные усилители обычно
имеют коэффициент селективности порядка 2,5—5.
В радиовещании, где отдельные каналы смещены на 10 кгц, особый инте-
рес представляет сравнительное ослабление сигналов соседних каналов.
Эта селективность называется селективностью по соседнему каналу и выра-
жается отношением усиления на резонансной частоте усилителя к усилению
на частоте, сдвинутой на 10 кгц по отношению к резонансной.
Селективность резонансных усилителей измеряется экспериментально
<гак же, как и селективность радиоприемников (см. гл. 9, § 3). При откло-
нении частоты генератора сигналов от резонансной частоты усилителя
входное напряжение увеличивают для поддержания постоянства выходного
напряжения.
Нелинейные искажения в резонансных усилителях (перекрестные
искажения). Наиболее важным следствием нелинейных искажений в резо-
нансных усилителях является перекрестная модуляция. Кроме того, воз-
можны и другие следствия: 1) изменение усиления в зависимости от ампли-
туды сигнала, что вызывает искажения огибающей модулированных колеба-
ний; 2) перекрестная модуляция двух сильных сигналов (частоты которых
лежат вне полосы пропускания усилителя), в результате которой образуются
компоненты, попадающие в полосу пропускания. Вследствие относительно
узкой полосы пропускания резонансных усилителей высшие гармоники,
а также суммарные и разностные частоты сигналов, лежащих в полосе про-
пускания, не попадают в диапазон усиливаемых частот и менее существенны.
Эти различные следствия нелинейных искажений в резонансных усили-
телях аналогичны соответствующим явлениям в радиоприемниках и будут
подробно рассмотрены ниже.
§ 10. Переходные характеристики резонансных усилителей1)
Если на вход резонансного усилителя подается мгновенно радиочастот-
ное напряжение, то выходное напряжение (реакция) будет нарастать,
стремясь к конечному значению так, как это показано на фиг. 228 и 230.
Переходная характеристика усилителя определяется как огибающая этой
кривой установления.
Когда частота приложенного напряжения равна средней частоте
настройки усилителя, переходная характеристика будет по характеру
аналогична кривой в усилителях звуковой частоты или видеоусилителях.
г) Описание переходных характеристик резонансных усилителей при различных
условиях, а также зависимость переходных процессов от элементов конструкции уси-
лителя даны в работах [3, 4, 20, 21].
302
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
а
в
Фиг. 228. Типовые пе-
реходные характеристики
резонансного усилителя.
а—приложенное напряже-
ние; б—переходная характе-
ристика без верхнего выбро-
са; в—переходная характери-
стика с верхним выбросом.
Имеется полное соответствие между переходными процессами резонансного
усилителя и усилителя с коэффициентом передачи, являющимся низко-
частотной аналогией частотной характеристики резонансного усилителя1).
Таким образом, переходная характеристика резонансною усилителя вна-
чале нарастает быстро, азатем достигает установившегося значения асимпто-
тически или с выбросом. Точная форма этой характеристики зависит от
ширины полосы усилителя, формы резонансной кри-
вой, крутизны скатов этой кривой и фазовой ха-
рактеристики. В любом случае принципиальный
характер переходной характеристики может быть
определен по времени нарастания и выбросу; со-
отношения, имеющие при этом место, такие же,
как и в случае усилителей звуковых частот и ви-
деоусилителей (см. § 7).
Скорость нарастания реакции резонансного
усилителя при мгновенном подключении на вход
радиочастотного напряжения на резонансной ча-
стоте, так же как и для видеоусилителя обратно
пропорциональна ширине полосы. Уравнение (8.5)
приложимо и к резонансным усилителям при усло-
вии, что под величиной В понимается полоса про-
пускания усилителя на уровне 3 дб. Коэффициент
к имеет значение 0,7, если выброс мал или отсут-
ствует, и равен 0,9 при выбросе средней величины.
Переходная характеристика резонансного усили-
теля обычно получается при помощи радиочастот-
ного напряжения, модулированного прямоугольным,
напряжением или импульсами.
Продетектированное выходное напряжение уси-
лителя можно наблюдать на экране осциллографа,
развертка которого синхронизирована модулято-
ром сигнала. Такая схема обеспечивает периодиче-
ское повторение переходных процессов и позволяет
их наблюдать непрерывно. Схема такой экспери-
ментальной установки приведена на фиг. 229. Мо-
жет быть использован генератор сигналов любого
типа, позволяющий осуществить модуляцию пря-
моугольным напряжением или импульсами. Эта
модуляция по существу является манипуляцией
типа «включено—выключено», позволяющей коле-
баниям проходить в течение одной половины пери-
ода и запирающей генератор на время второго полупериода; в случае
импульсной модуляции колебания подаются только в течение импульса. Мо-
дулирующее напряжение должно иметь возможно более крутые фронты.
Напряжение с выхода усилителя может быть подано непосредственно на
вертикально отклоняющие пластины осциллографа или вначале осу-
ществляется детектирование и усиление этого напряжения, а затем уже это
напряжение прикладывается * к вертикально отклоняющим пластинам
осциллографа (см. стр. 232).
Если частота прямоугольного модулирующего напряжения может
изменяться в широком диапазоне, то можно определить время нарастания
по калибровке частоты генератора прямоугольного напряжения аналогично
х) При этом предполагается, что ширина полосы составляет малую часть значения
средней частоты и характеристика усиления резонансного усилителя симметрична от-
носительно средней частоты.
§ 10. Переходные характеристики резонансных усилителей 303
способу, иллюстрированному фиг. 218 (стр. 293). При этом способе частота
увеличивается до тех пор, пока амплитуда выходного напряжения не умень-
шится вначале до 90% стационарного значения, а затем до 10%. Время
нарастания при этом определяется интервалом времени, равным полупериоду
прямоугольного напряжения. Аналогично время нарастания можно изме-
рить, используя не прямоугольное напряжение, а модуляцию импульсами
и изменяя длительность пос ледних.
Переходные характеристики при расстройке частоты испытательного
сигнала. При определении переходных характеристик резонансных усили-
телей необходимо тщательно следить за соотношением между частотой испы-
тательного сигнала и средней частотой резонансной кривой усилителя.
ЯППП ПЙЛП -ЛЙПД аЛЛПл
UWU шГОв чИИТ'
ЦЫ1Ь
Ф и г. 229. Блок-схема устройства для наблюдения переходных процессов
в резонансном усилителе.
Если эти частоты приблизительно совпадают (переходная характеристика
имеет вид, показанный на фиг. 228, б и в, а также на фиг. 230, б), этот слу-
чай следует считать нормальным. Однако если разница между частотой испы-
тательного сигнала и средней частотой усилителя имеет величину, равную
или несколько большую, нежели величина, обратная времени нарастания
сигнала в усилителе, то форма огибающей переходной характеристики сильно
изменяется, как это показано на фиг. 230, в и г. В частности, возникают зату-
хающие радиочастотные колебания с частотой, равной средней частоте
схемы. Эти колебания интерферируют с приложенной частотой и вызывают
пульсации амплитуды огибающей с частотой, равной разности между средней
частотой настройки схемы и частотой испытательного сигнала. Если частота
испытательного сигнала такова, что установившееся значение реакции усили-
теля на эту частоту много меньше, чем установившееся значение на среднюю
частоту, то вначале возникает реакция большой амплитуды, которая потом
быстро падает до малого установившегося значения (см. фиг. 230, г). Это
явление особенно заметно в многокаскадных резонансных усилителях.
При работе с расстройкой изменяется также характеристика затухания,
которое наблюдается при выключении испытательного сигнала. Эта характе-
ристика уже не будет являться зеркальным отображением характеристики
нарастания; кроме того, частотой колебаний этой характеристики будет
средняя частота резонансной кривой усилителя, а не частота испытательного
сигнала. Таким образом, если реакция на испытательный сигнал много
304
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
меньше реакции на среднюю частоту, то характеристика затухания будет
иметь соответственно большую амплитуду, чем установившееся значение,
как это показано на фиг. 230, г.
Фиг. 230. Реакция резонансного усилителя на радио-
импульс, иллюстрирующая влияние расстройки частоты
сигнала по отношению к частоте настройки усилителя.
Кривые изображают огибающую выходного сигнала.
а—приложенный прямоугольный радиоимпульс; б—переходная
характеристика (без расстройки); в—переходная характеристика
(умеренная расстройка); г—переходная характеристика (боль-
шая расстройка, многокаскадный усилитель).
Все это говорит о том, что разница между частотой испытательного
сигнала и средней частотой резонансного усилителя должна быть мень-
ше V5 V10 величины, обратной времени нарастания сигнала усили-
теля. Большие расстройки частоты испытательного сигнала по сравнению
со средней частотой должны применяться лишь при специальных исследова-
ниях влияния расстройки на переходные характеристики.
Переходные характеристики при мгновенном изменении частоты.
Реакция усилителя на мгновенное изменение частоты является важной
характеристикой для систем с частотной модуляцией аналогично тому, как
реакция на мгновенное изменение амплитуды существенна для систем
с амплитудной модуляцией1).
Реакция на внезапное изменение частоты может быть получена при
помощи оборудования, аналогичного показанному на фиг. 229. При этом
отличительными особенностями будут являться: 1) подача прямоугольного
модулирующего напряжения на реактивную лампу, периодически изменяю-
щую частоту выходного напряжения генератора сигналов, и 2) детектиро-
вание выходного напряжения усилителя частотным детектором, а затем
т) Теория таких переходных процессов дана в работах [229 23].
£ 11. Измерения коэффициента обратной связи в усилителях с обратной связью 305
подача его на вертикально отклоняющие пластины осциллографа. Переход-
ные процессы, которые можно при этом наблюдать на экране, аналогичны
переходным характеристикам при амплитудной модуляции.
Применение видеоимпульсов и крат-
ковременных радиоимпульсов. Импульс-
ное возбуждение резонансного усилителя
производится подачей на вход импульсов,
длительность которых мала по сравнению
с полупериодом средней частоты. При этом
условии огибающая выходного напряжения
соответствует импульсной реакции видео-
усилителя, описанной в связи с фиг. 220
(стр. 291).
Типовой пример такой импульсной ха-
рактеристики, а также форма эквивалент-
ной огибающей приведены на фиг. 231.
При сравнении кривых виз необходимо
отметить, что для каждого значения вре-
мени tv t2 ит. д., при котором огибающая
проходит через нуль амплитуды, ме-
няется знак эквивалентной огибающей.
Форма огибающей импульсной характе-
ристики резонансного усилителя опреде-
ляется только параметрами усилителя
и не зависит от точной формы импульса.
Так же как в соответствующем случае
для видеоусилителя, максимальная ампли-
туда огибающей импульсной характери-
стики пропорциональна максимальной ско-
рости нарастания переходной характери-
стики усилителя; аналогично переходная
характеристика будет интегралом огибаю-
щей (см. фиг. 231, д). Частота заполнения
импульсной характеристики равна средней
частоте настройки резонансного усилителя.
Другим практически более употреби-
тельным способом получения импульсной
реакции резонансного усилителя является
подача радиочастотного измерительного
импульса, длительность которого мала по
сравнению с . временем нарастания усили-
теля (см. фиг. 231, б). Если частота за-
полнения импульса равна средней частоте
настройки усилителя, то огибающая ре-
зультирующих радиочастотных колебаний
будет иметь точно такую же форму, как
и в случае использования видеоимпульса.
§ 11. Измерение коэффициента обратной
связи в усилителях с обратной связью
Основные характеристики обратной
связи. При обычных условиях свойства
Фиг. 231. Реакция резонансного
усилителя на видеоимпульс и на ра-
диоимпульс малой длительности
а—видеоимпульс; б—короткий радиоим-
пульс; в—импульсная характеристика;
г—эквивалентная огибающая; д—пере-
ходная характеристика; е—амплитудная
характеристика для синусоидального
сигнала*.
20 Ф. Термен и Дж. Петтит
306
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
усилителя с отрицательной обратной связью подобны свойствам обычных
усилителей. Поэтому описанные в предыдущих параграфах методы измере-
ния стационарных и переходных характеристик приложимы к усилителям
с отрицательной обратной связью1).
Однако наличие отрицательной обратной связи изменяет характеристики
усилителя. Отрицательная обратная связь уменьшает нелинейные искаже-
ния, изменяет частотные характеристики, уменьшает влияние изменения
параметров ламп, снижает усиление и т. п. Кроме того, неправильное осу-
ществление отрицательной обратной связи может повлечь за собой само-
возбуждение; опасность самовозбуждения может ограничивать величину
отрицательной обратной связи.
Схема усилителя с отрицательной обратной связью приведена на фиг. 232.
Выходное напряжение Ео усилителя с коэффициентом усиления А возникает
при подаче на его вход напряжения Es. Часть р выходного напряжения EQ
е
Фиг. 232. Блок-схема усилителя с отрицательной
обратной связью.
вычитается из напряжения Es. Таким образом, действующее входное напря-
жение Ei усилителя равно разности между приложенным сигналом Е8 и $Е0.
Эта разность Ег = ES — ^EO, усиленная усилителем в А раз, и образует выход-
ное напряжение Ео.
Влияние обратной связи, согласно схеме фиг. 232, определяется вели-
чиной Ар. Таким образом, усиление по напряжению от точки а до точки d
можно выразить следующим образом:
- Усиление А без обратной связи /О п ч
Усиление при наличии обратной связи =-------j. (8.9а)
Аналогично выражается влияние нелинейных искажений:
тж Искажения без обратной связи /о
Искажения с обратной связью =---------—. (8.96)
В каждом из этих соотношений влияние обратной связи, введенной в уси-
литель, определяется величиной Ар. Следовательно, параметр Ар имеет
первостепенную важность при определении свойств системы с обратной
связью. Величина Ар представляет коэффициент передачи замкнутой цепи
bcdef (см. фиг. 232), т. е. при входном напряжении Ег усилителя в точке b
напряжение обратной связи Р^о, наложенное на это напряжение, будет
составлять АрЛ0.
Введение в усилитель отрицательной обратной связи всегда увеличи-
вает возможность самовозбуждения. Причина этого заключается в том, что
х) Обзор по усилителям с отрицательной обратной связью, включая свойства и
конструкции таких систем, дан в работе [12].
$ 11. Измерения коэффициента обратной связи в усилителях с обратной связью 307
обратная связь, являющаяся отрицательной в нормальном частотном
диапазоне, образует дополнительные фазовые сдвиги на высоких и низких
частотах, и при неблагоприятных условиях отрицательная обратная связь
в нормальном частотном диапазоне превращается в положительную обрат-
ную связь на других частотах. Если величина этой положительной обратной
связи достаточно велика, в системе возникает самовозбуждение.
Фиг. 233. Характеристики различных усилителей с отрицательной обратной связью.
а—А₽ для двухкаскадного реостатного усилителя; б—Ар для трехкаскадного реостатного уси-
лителя; в—АР для условно-стабильного усилителя.
Во избежание самовозбуждения необходимо, чтобы коэффициент пере-
дачи Лр цепи обратной связи был меньше единицы, когда фаза Лр сдвигается
на 180° относительно фазы, соответствующей отрицательной обратной связи.
Это означает, что, если на любой частоте, на которой отрицательная обратная
связь превратилась в положительную, коэффициент передачи цепи обратной
Фиг. 234. Увеличение коэффициента
обратной связи Aft при увеличении
усиления А.
Фиг. 235. Характеристика усилителя с вы-
бросом на частоте, соответствующей положи-
тельному значению Лр, близкому к единице.
связи bcdef (см. фиг. 232) будет меньше единицы, то самовозбуждения
не будет. Напротив, если указанный коэффициент передачи больше единицы,
то небольшое начальное напряжение, многократно усиливающееся цепью
обратной связи, будет прогрессивно возрастать с каждым циклом усиления
и возникнут автоколебания.
Изменение коэффициента обратной связи Лр часто изображают так
называемой диаграммой Найквиста, показанной на фиг. 233, а. На этой
диаграмме значения Лр для частот от нуля до бесконечности нанесены
20*
308
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
на комплексной плоскости. Если результирующая кривая не охватывает
точку 1,0, автоколебания не возникают1); однако чем ближе кривая распо-
лагается к точке 1,0, тем больше опасность самовозбуждения, т. е. тем ниже
стабильность. Таким образом, кривая 1 фиг. 234 соответствует относительно
стабильной системе; однако если Лр возрастает при увеличении усиления А,
приближаясь к кривой 2, то система приближается к грани самовозбуждения.
Если усиление увеличивается далее так, что Лр соответствует кривой 3,
то возникают автоколебания. Если диаграмма максимально приближается
к точке 1,0, то усиление в системе с обратной связью, согласно уравнению
(8.9а), будет иметь заметный пик характеристики на частотах, соответствую-
щих тем точкам кривой Лр, которые лежат вблизи критической точки 1,0.
Это иллюстрируется фиг. 235 и происходит вследствие того, что |1—ЛР|
становится значительно меньше единицы.
Измерения коэффициента обратной связи лр. Приведенное выше обсу-
ждение показывает, что влияние отрицательной обратной связи можно
Фиг. 236. Схема усилителя с обратной связью, в котором коэффициент обратной связи А$
может быть определен при разрыве цепи в точке а.
а—нормальная схема; б—схема для измерения А0.
оценить наиболее полно измерением коэффициента передачи Лр в цепи
обратной связи bcdef (см. фиг. 232). Необходимо измерить как амплитуду,
так и фазу этого коэффициента передачи на частотах, начиная с самых низ-
ких и кончая самыми высокими. Для измерения коэффициента передачи Лр
вначале напряжение сигнала Es на схеме фиг. 232 уменьшают до нуля,
затем размыкают схему в точке х, прикладывают напряжение Ei к входу
*) Это справедливо и в том случае, если кривая Лр имеет характер, показанный
на фиг. 233, в, где 1,0 не охватывается, несмотря на то, что Лр больше единицы при
условиях, соответствующих положительной обратной связи. Этот особый случай извес-
тен как «условная стабильность»; при этом уменьшение усиления системы может привести
ж автоколебаниям, так как точка 1,0 может попасть в контур кривой.
$ 12, Шумы в усилителях. Основные сведения 309
усилителя с правой стороны от точки X и определяют величину напря-
жения Ef = $E0, которое возникает слева от точки х. Тогда
(8.10)
Следовательно, измерение Лр ведется таким же образом, как и опре-
деление амплитуды и фазы усиления по напряжению, причем Ег рассматри-
вается как входное напряжение, a Ef — ^EQ—как выходное.
При таких измерениях коэффициента обратной связи Лр необходимо,
чтобы размыкание цепи обратной связи в точке х не изменяло соотношений
импедансов в системе. Это означает, что размыкание цепи не должно влиять
на усиление Л усилителя или на величину части р выходного напряжения Ео,
которая подается обратно на вход и складывается с входным напряжением
при замкнутой цепи.
В тех случаях, когда размыкание цепи на входе основного усилителя
невозможно без нарушения параметров схемы, можно разомкнуть цепь
в некоторой другой точке. Такой пример показан на фиг. 236, где обратная
связь создается за счет протекания тока через катодное сопротивление Rv
В этом случае удобнее разомкнуть цепь в точке а. Входное напряжение Ег
подается от генератора сигналов, а выходное напряжение Ef измеряется
вольтметром V. Здесь добавлена небольшая емкость С' такой величины,
чтобы С" в комбинации с входной емкостью вольтметра, емкостью CQ анод—
земля лампы VT равнялась нормальной шунтирующей емкости С в точке а
фиг. 236, а. Несоблюдение этого условия приведет к отличию условий
измерения на высоких частотах от реальных условий работы усилителя.
§ 12. Шумы в усилителях. Основные сведения]
Наименьший сигнал, который может быть усилен, ограничивается хао-
тически изменяющимися напряжениями и токами, существующими в схеме
и лампах усилителя. Эти напряжения и токи называются шумами-, их свой-
ства и измерения имеют первостепенное значение в усилителях слабых
сигналов.
Шумы сопротивлений. На клеммах любого электрического проводника
имеется нерегулярно изменяющееся напряжение, являющееся результатом
вызванного тепловым действием хаотического перемещения свободных
электронов в проводнике. Этот эффект обычно называют тепловыми шумами,
или шумами сопротивлений. Величина этого шумового напряжения свя-
зана с величиной сопротивления следующим образом. Квадрат эффектив-
ного значения компоненты напряжения частоты, лежащей между /х и /2, равен
/2
el = W\Rdf, (8.11а)
Л
где к—постоянная Боль тцмана=1,374-10"23 джоуля на 1° К; Т—абсолют-
ная температура; R—активная компонента импеданса, на котором имеется
тепловое возбуждение (функция частоты); /—частота.
В частном случае, когда активная компонента импеданса постоянна
в диапазоне частот от Д до /2, уравнение (8.11а) преобразуется в более про-
стую форму:
е*п = kkTR (/2 - /х) = bkTRB, (8.116)
где Я=/2—/х—ширина полосы шума.
310
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
Среднеквадратичное напряжение е% является усредненным значением
квадрата хаотически изменяющегося шумового напряжения. Интервал
времени, в течение которого должно быть произведено усреднение для полу
чения значения, не зависящего от времени, определяется шириной полосы В\
чем уже полоса, тем больше это время (это время в секундах в несколько раз
больше обратного значения полосы в герцах).
Важно отметить, что, согласно уравнению (8.11а), среднеквадратичное
шумовое напряжение на клеммах активного сопротивления пропор-
ционально только ширине полосы В и не зависит от средней частоты полосы.
Это означает, что среднеквадратичное шумовое напряжение, развиваю-
щееся на сопротивлении в полосе частот от 1000 до 2000 гц, равно средне-
квадратичному шумовому напряжению в любой другой полосе той же самой
Н R
а б
Фиг. 237. Эквивалентные схемы источника тепловых
шумов.
ширины, например от 1 001 000 до 1 002 000 гц. Эффективное значение шумо-
вого напряжения еп на клеммах сопротивления пропорционально квадрат-
ному корню из значения ширины полосы шума.
Если шумовое напряжение еГ1, возникающее на клеммах сопротивления1),
усиливается идеальным усилителем, который не добавляет сам шумов
и имеет коэффициент передачи, не зависящий от частоты, то энергия шума
на выходе усилителя будет пропорциональна полосе шума и не зависит
от средней частоты этой полосы. Это означает, что энергия шума на клеммах
сопротивления равномерно распределена по частотному спектру. Такой
шум иногда называют «белым» шумом по аналогии с тем фактом, что белый
свет представляет собой сумму монохроматических цветов с различными
частотами.
Хотя сопротивление данной величины генерирует шум, равномерно рас-
пределенный по частоте, это равномерное распределение может быть изменено
схемой, присоединенной к сопротивлению. Например, если сопротивле-
ние зашунтировано конденсатором, то шумовое напряжение на клеммах
сопротивления будет падать с увеличением частоты. Это будет следствием
закорачивающего действия емкости на высоких частотах и учитывается
в уравнении (8.11а) тем фактом, что емкость заставляет активную компо-
ненту импеданса на клеммах сопротивления уменьшаться с увеличением
частоты. Таким образом, хотя источник шума обычно генерирует шум,
равномерно распределенный по частоте, результирующий шум будет изме-
няться с частотой в соответствии с коэффициентом передачи или кривой
усиления, которые воздействуют на первоначально генерированный шум
перед наблюдением.
Сопротивление R и связанное с ним шумовое напряжение еп может быть
представлено эквивалентной схемой фиг. 237,а. На этой схеме эквивалент-
ный генератор обладает напряжением еп и нешумящим сопротивлением R.
Из эквивалентной схемы фиг. 237,а и уравнения (8.116) следует, что если
*•) Имеется в виду омическое сопротивление, не зависящее от частоты.—Прим. ред.
£ 12. Шумы в усилителях. Основные сведения
311
цепь замкнута накоротко, то среднеквадратичный шумовой ток in, который
будет течь в этой короткозамкнутой цепи, равен
у 2 бп ^кТВ . р,.
1п В2 В * (o.lZ)
Шумовой ток обладает теми же свойствами в отношении распределения
по частоте и зависимости от ширины полосы частот, как и шумовое напря-
жение еп. При использовании источников шума иногда применяется понятие
располагаемой мощности шума. Располагаемая мощность шума представляет
такую мощность, которая может быть отдана нагрузочному активному
сопротивлению согласно эквивалентной схеме фиг. 237,6, где Rl = R
и эквивалентное шумовое напряжение еп вычислено для данного сопроти-
вления R по уравнению (8.116).
Из этого определения следует, что располагаемая мощность шума
сопротивления равна
2
Необходимо подчеркнуть, что располагаемая мощность шума сопротивле-
ния не зависит от величины сопротивления, генерирующего шум, а опре-
деляется только полосой и абсолютной температурой.
Понятие располагаемой мощности шума является чисто математическим,
так как предполагает, что нагрузочное сопротивление Rl является нешу-
мящим. Таким образом, располагаемая мощность шума не выделяется в дей-
ствительности в нагрузке поскольку она может быть физически реали-
зована только, если сопротивление Rl имеет температуру абсолютного
нуля. Если же температура сопротивлений R и Rl одинакова, то термические
шумы существуют в обоих сопротивлениях, и то условие, для которого опре-
делено понятие располагаемой мощности шума, не имеет места.
Шумы ламп. Шумы, генерируемые в лампах, по характеру подобны
шумам сопротивлений. Основные причины шумов ламп включают 1) хаоти-
ческие флюктуации скорости эмиссии электронов с катода, называемые дробо-
вым эффектом; 2) флюктуации распределения тока между двумя или более
положительными электродами, называемые парциальными шумами; 3) инду-
цированные шумы сетки, результат хаотических флюктуаций числа элек-
тронов, пролетающих вблизи от сетки; 4) шумы газа, возникающие за счет
хаотических флюктуаций вследствие ионизации и образования положитель-
ных ионов; 5) хаотические флюктуации числа вторичных электронов.
Шумы ламп в общем подобны шумам сопротивлений. Они распределены
равномерно по частоте и могут быть выражены через усредненный квадрат
напряжения или тока или усредненную энергию в данной полосе. Многие
типы шумов ламп равномерно распределены по частоте, так что энергия их
пропорциональна полосе и не зависит от средней частоты полосы шума.
Исключением являются индуцированные шумы сетки, энергия которых
пропорциональна квадрату частоты. Однако в ограниченном диапазоне
частот, составляющем малую часть величины средней частоты, индуцирован-
ные шумы сетки можно рассматривать равномерно распределенными.
Отношение сигнал/шум. Отношение сигнал/шум характеризует наличие
сигнала в шумах. Это отношение может быть отношением напряжений или
мощностей, или может быть выражено в децибелах, эквивалентных отно-
шению мощностей.
Максимально возможное отношение сигнал/шум, которое может быть
связано с источником сигнала, имеющим внутреннее сопротивление R, дости-
гается, если шум генерируется только сопротивлением R, а цепь разомкнута.
(8.13)
312
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
(8.14а)
может быть
(8.146)
В этом случае, согласно эквивалентной схеме фиг. 238,а и уравнению
(8 116), максимально возможное отношение сигнал/шум равно
трЗ т-у2
zis zis
При использовании уравнения (8.13) это соотношение
переписано в форме:
Е* _ Располагаемая мощность сигнала
Располагаемая мощность шума
Здесь располагаемая мощность сигнала есть мощность сигнала Е1/4Л,
которая выделяется в нагрузке /?ь, сопряженной с сопротивлением источ-
ника R по условию максимальной отдачи мощности, т. е. RL = R [см. также
(8.3)].
Важно отметить, что максимально возможное отношение сигнал/шум
по уравнению (8.14) получается только в разомкнутой цепи. Если подклю-
чается сопротивление нагрузки Rl, как это показано на фиг. 238,6, то при
о п
6
Фиг. 238. Эквивалентные схемы, иллюстрирую-
щие включение источника напряжения сигнала сов-
местно с источником тепловых шумов.
обычных условиях равенства температуры в сопротивлениях R и 7?l отно-
шение сигнал/шум уменьшается. Например, если Rl = R, то напряжение
сигнала на клеммах а—а равно половине напряжения холостого хода. Напря-
жение же шума на этих клеммах, согласно уравнению (8.116), уменьшится
в l/j/2 раз, так как эквивалентное сопротивление R между клеммами а—а,
которое генерирует шум, будет параллельным соединением сопротивлений
R и Rl, или R/2. Следовательно, отношение сигнал/шум будет 0,7072=0,5
отношения сигнал/шум в разомкнутой цепи. Таким образом, введение
сопряженного нагрузочного сопротивления Rl уменьшает отношение
сигнал/шум на 3 дб.
Если напряжение на клеммах а—а фиг. 238,а усиливается, то в равной
степени усиливается и сигнал, и шум. Однако реальные усилители всегда
вносят некоторые добавочные шумы в систему вследствие шумов ламп.
Поэтому отношение сигнал/шум на выходных клеммах реального усили-
теля всегда будет меньше максимально возможного значения, существую-
щего на входных клеммах, согласно уравнению (8.14). Степень этого умень-
шения выражается через фактор шума усилителя, который обсуждается в § 13.
При определении значения отношения сигнал/шум и при измерениях
этой величины необходимо принимать во внимание исследуемую полосу.
Обычно сигнал является модулированным колебанием и его энергия сосредо-
точена в ограниченной полосе частот; в самом деле, если сигналом является
простая синусоида, вся ее энергия сосредоточена на единственной частоте.
£ 12. Шумы в усилителях. Основные сведения
313
С другой стороны, мощность шумов, развиваемая на сопротивлении, про-
порциональна рассматриваемой полосе, и если эта полоса расширяется
от нуля до бесконечности, то шум увеличивается до бесконечности, а отно-
шение сигнал/шум стремится к нулю.
На практике приходится иметь дело только с ограниченной полосой
частот и значение имеет шум в этой полосе частот. В большинстве случаев
применяемая полоса определяется параметрами схемы; таким образом,
усилители всегда имеют ограниченную полосу, и поэтому мощность шумов
на выходе лежит в полосе частот, определяемой частотной характеристикой
усилителя. В ряде случаев шумы, лежащие вне рабочего диапазона частот,
могут не приниматься во внимание; например, в усилителях звуковых
частот не имеют значение шумы на частотах, превышающих диапазон слы-
шимости.
Эквивалентная полоса шума усилителя. В предыдущем рассмотрении
отношения сигнал/шум предполагалось, что шумы распределены равно-
мерно в интересующем нас диапазоне частот и равны нулю или во всяком
'эхе.
Частота
6
а
Фиг. 239. Идеальная и реальная частотные характеристики.
а—идеальная прямоугольная полоса; б—практическая частотная кривая и
эквивалентная прямоугольная полоса.
случае могут не приниматься во внимание вне этой полосы в соответст-
вии с идеальной прямоугольной характеристикой, представленной
на фиг. 239,а. В действительности, однако, приходится иметь дело с шумами,
распределенными по частоте в соответствии с частотной характеристикой
типа, представленного на фиг. 239,6, где шумы уменьшаются на краях
полосы постепенно, а не скачком. Такая характеристика определяется коэф-
фициентом передачи усилителя или измерительного оборудования, при-
меняющегося для наблюдения шума.
Если напряжение шума как функция частоты изменяется соответственно
сплошной кривой фиг. 239,6, представляющей собой кривую зависимости
усиления по напряжению от частотых), то среднеквадратичное шумовое
напряжение из этой характеристики будет равно
со
Егп = М \ A4f, (8.15)
О
где М—постоянная, а А—относительное усиление системы по напряже-
нию (А2 будет относительным усилением по мощности). Прямоугольная
х) Эта частотная характеристика может быть получена обычным способом измере-
ния усиления по напряжению с применением синусоидального сигнала от генератора
сигналов.
314
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
частотная характеристика, показанная пунктиром на фиг. 239, б и имеющая
ординату Ло, равную максимальной ординате реальной характеристики, будет
давать такой же шум на выходе, как и реальная система, если полоса Вэкв.
прямоугольной характеристики равна
со
J AUf
Вэкв.-1^—• (8.16)
Эквивалентная полоса 2?экв. определяется частотной характеристикой,
которая особенно важна для интерпретации эффективной полосы при
определении отношения сигнал/шум, й также при измерениях мощности
шума.
Частотная характеристика, определяющая эквивалентную полосу,
является общей частотной характеристикой. Если отдельные части много-
каскадной системы имеют сильно отличающиеся полосы, то общая характе-
ристика, а следовательно, и Вэкв. определяются в основном частью системы,
имеющей наиболее узкую полосу.
(8.17а)
может
(8.176)
§ 13. Фактор шума усилителей1)
Термин «фактор шума» применяется к усилителям, для определения
степени уменьшения отношения сигнал/шум усилителя в результате шумов,
генерируемых в лампах и схеме усилителя* 2). Фактор шума F определяется
следующим отношением:
р _ Отношение сигнал/шум по мощности на выходе идеальной системы
Реальное отношение сигнал/шум по мощности на выходе
При использовании уравнений (8.12) и (8.146) это отношение
быть переписано так:
„ Ps/kTB^B
р °* опВ»
Реальное отношение сигнал/шум по мощности на выходе ’
где Ps—располагаемая мощность сигнала, согласно уравнению (8.146).
Если Ро—располагаемая мощность сигнала на выходе, a NQ—располагаемая
выходная мощность шума, то
р__ ^s/^-^экв. _
Р./N. “ (Ро/Р8) кТВэкв *
Здесь P0/Ps—усиление располагаемой мощности, согласно уравнению
(8.2), на средней частоте частотной характеристики.
В уравнениях (8.17а)—(8.17в) предполагается, что эквивалентная
полоса ВЭкв. шума, определяемая согласно уравнению (8.16), одинакова
для идеальной и реальной систем. Эти уравнения справедливы только, если
система линейна. Усилитель не должен подрезать шумовых пиков, «сжимать»
сигналы и т. д. Кроме того, не должно происходить детектирования, так как
диодное детектирование суммарного напряжения сигнала и шума обычно
изменяет отношение сигнал/шум. В этой связи такое преобразование частоты,
как, например, в супергетеродинном приемнике, не вносит нелинейности
х) Более подробные сведения о факторе шума см. в работах [3, 24—28].
2) Хотя обсуждение здесь ведется в связи с усилителями, понятие фактора шума
может быть применено в любой четырехполюсной системе независимо от того, усиливает
она или нет.
$ 13. Фактор шума усилителей
315
в смысле рассматриваемых шумовых проблем при условии, что между
входным и выходным напряжениями частотного преобразователя имеется
линейное соотношение. На практике именно такое линейное соотношение
почти всегда и наблюдается. Фактор шума может выражаться отношением
мощностей или в децибелах. Например,
отношение сигнал/шум по мощности на
выходе реальной системы в 20 раз
больше, чем в идеальной системе.
На фиг. 240 приведена схема иде-
альной системы. Схема содержит источ-
ник сигнала с напряжением холостого
хода Es и внутренним сопротивлением
R и идеальный усилитель, не добавляю-
щий шум и имеющий входной импеданс
много больше R.
Отношение сигнал/шум в такой иде-
альной системе определяется по уравне-
нию (8.14). Сигнал^ и шумовое напря-
жение еп сопротивления R усиливаются
фактор шума 13 дб означает, что
Фиг. 240. Эквивалентная схема вклю-
чения источника напряжения с внут-
ренним сопротивлением R на входе иде-
ального усилителя, выходная мощность
которого выделяется на выходном
импедансе Zl.
одинаково, поскольку нет никаких
дополнительных источников шума. Благодаря этому усиление не изменяет
отношения сигнал/шум при условии неизменности эквивалентной полосы
шума Вэкв..
Важно отметить, что фактор шума системы, включающей идеальный
усилитель, будет равен единице только, если источник напряжения Es
работает в режиме холостого хода. Этот факт обсуждался выше в связи
с фиг. 238. В частности, сопряжение импеданса источника из условий макси-
мальной передачи мощности всегда снижает фактор шума в два раза (на 3 дб)
по сравнению с тем случаем, когда входное сопротивление бесконечно.
На практике обычно фактор шума усилителя определяется первой лампой
и ее входной схемой. Это происходит вследствие того, что шумы, генерирован-
ные другими лампами и схемами, подвергаются меньшему усилению и соста-
вляют малую часть выходного напряжения. Единственным исключением
является случай, когда усиление первого каскада мало.
Фактор шума каскадных систем. На практике часто приходится иметь
дело с двумя отдельными усилителями, соединенными последовательно
Фиг. 241. Блок-схема двухкаскадного усилителя.
(каскадно), как это показано на фиг. 241. Если отдельные усилители имеют
одинаковые прямоугольные полосы пропускания, то общий фактор шума F12
комбинированной системы может быть выражен через факторы шума F± и F2
отдельных усилителей следующим образомх):
Л2=л+-“с7-1. (М8)
х) Вывод этого соотношения дан в работе [28].
316
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
где G±—усиление располагаемой мощности усилителя № 1 (фиг. 241). Это
уравнение предполагает, что фактор шума усилителя № 2 имеет такое зна-
чение, которое получается, если этот усилитель возбуждать источником
сигнала с внутренним сопротивлением, равным выходному сопротивлению
усилителя № 1.
Хотя уравнение (8.18) выведено в предположении, что оба усилителя
имеют идентичные прямоугольные частотные характеристики, однако оно
может быть использовано и при отсутствии этого условия. Например, если
полоса шума Вэкв. усилителя № 2, определяемая уравнением (8.16), намного
меньше полосы усилителя № 1, то эквивалентная полоса шума всей системы
будет В9кв.. Если определить экспериментально F12 и F2 и подставить эти
значения в уравнение (8.18), то результирующее значение фактора шума
усилителя № 1 будет соответствовать эквивалентной полосе шума Вэкв.
§ 14. Измерения фактора шума усилителей
Методика определения фактора шума усилителя состоит в измерении
выходного шума и сравнении его с теоретически минимально возможным
шумом идеальной системы. Такая система приведена на фиг. 240, где источ-
ник на входе усилителя имеет внутреннее сопротивление R. В идеальном
случае единственной причиной наличия шума в системе будет напряжение
тепловых шумов на сопротивлении R, усиленное усилителем. На практике,
однако, усилитель всегда добавляет собственные шумы, так что выходной
шум усилителя будет больше, чем усиленные тепловые шумы сопротивле-
ния R.
Дифференциальный и интегральный факторы шума. При определении
фактора шума следует обращать особое внимание на отношение полосы
пропускания испытуемой системы к ширине полосы измерительного оборудо-
вания, применяемого для измерения шумов. Например, предположим, что
ширина полосы измерительного оборудования много больше ширины полосы
измеряемого шума и что частотную характеристику измерительного обору-
дования можно считать неизменной в пределах этой полосы. В этом случае
измерительное оборудование будет измерять весь шум, соответствующий
эквивалентной полосе В9кв. измеряемой системы, согласно уравнению (8.16).
Шум, измеренный таким образом, называют интегральным шумом, а соот-
ветствующий фактор шума—интегральным фактором шума.
В другом случае, когда ширина полосы аппаратуры, применяемой
для измерения шума, мала по сравнению с полосой измеряемого шума,
то экспериментально определяется уровень шума усилителя в узкой полосе
частот В9кв , соответствующей эквивалентной ширине полосы измеритель-
ного оборудования. Шум, измеренный таким образом, называется одночастот-
ным, или дифференциальным, шумом, как и соответствующий фактор шума
Таким образом, одночастотный (дифференциальный) фактор шума равен
отношению энергии шумов, сосредоточенной в очень узкой полосе частот,
к энергии шумов, существующей в такой же полосе для идеальной системы.
Соотношение между дифференциальным и интегральным шумами вы-
является при получении кривой дифференциального шума при изменении
частоты. Площадь под этой кривой представляет суммарный шум в полосе
частот, являющийся интегральным шумом; эта кривая является частотной
характеристикой системы.
Измерение фактора шума усилителя. Прямой метод. Наиболее очевид-
ным способом определения фактора шума усилителя является непосредствен-
ное использование уравнения (8.17в). Для этого вначале снимают кривую
$ 14. Измерения фактора шума усилителей
317
зависимости усиления от частоты, а затем рассчитывают эквивалентную
ширину полосы 2?эКВ. по соотношению (8.16). После этого определяют распо-
лагаемое усиление на средней частоте этой полосы и располагаемую выход-
ную мощность шума No. Фактор шума рассчитывается по уравнению (8.17в).
Этот прямой метод в ряде случаев оказывается весьма трудоемким.
Если фактор шума мал, то для получения удовлетворительных резуль-
татов трудно определить с достаточной точностью частотную характеристику
усилителя, располагаемое усиление и располагаемую выходную мощность
шума. Основным преимуществом прямого метода является получаемая благо-
даря ему ясная картина физических принципов определения фактора шума;
однако практическое определение фактора шума обычно производится дру-
гими методами.
Измерение фактора шума. Метод шумового генераторах). Второй метод
измерения фактора шума состоит в сравнении величины шумов усилителя
с шумами, произведенными шумовым генератором сигналов, т. е. калибро-
ванным и регулируемым источником мощности шума. Обратимся к фиг. 242,а,
где Еп—генератор регулируемого шумового напряжения, калиброванный
в единицах располагаемой мощности шума Рп. Этот шумовой генератор
имеет внутреннее сопротивление R, равное по величине сопротивлению
источника, с которым предназначен работать усилитель. Это сопротивление
генерирует обычное напряжение еп теплового шума в соответствии с уравне-
нием (8.9) в дополнение к шумовому напряжению Еп шумового генератора.
Для этих целей имеется несколько типов относительно простых шумовых
генераторов; наиболее употребительные из них описаны в § 16.
Методика измерений фактора шума следующая. При выключенном
генераторе сигналов (Еп = 0) и включенном сопротивлении R между вход-
ными клеммами усилителя измеряется мощность шума на выходе усили-
теля. Это соответствует нормальным условиям работы, когда шумы воз-
никают за счет сопротивления R и несовершенства усилителя. Затем шумовой
генератор включается и его располагаемая шумовая мощность Рп регу-
лируется до тех пор, пока измеряемая выходная мощность шума усилителя
не превысит в праз шумовую мощность при выключенном генераторе. Тогда
фактор шума F будет выражаться через отношение мощностей следующим
образом* 2):
<8Л9а>
Здесь Рп—располагаемая мощность шума на 1 гц полосы (плотность мощ-
ности) от шумового генератора, определяемая по градуировке этого гене-
ратора. Общая мощность шума шумового генератора в эквивалентной полосе
-^экв. будет равна РпВЪю.* Максимальная точность обычно получается
для п = 2, т. е. при удвоении выходной мощности. При этих условиях урав-
нение (8.19а) преобразуется следующим образом:
_ РпВэкв. _ рп
“ кТВ^ъ ~ кТ *
г) Подробнее по этому вопросу см. работы [3, 29, 30].
2) Это соотношение вытекает из следующего. Реальный усилитель с фактором шу-
ма .F дает ту же величину выходных шумов, которая получилась бы на выходе идеального
нешумящего усилителя с входной мощностью шума FkTBQBB. Следовательно, если добав-
ление входной мощности шумов плотностью Рп увеличивает шум реальной системы
в п раз, то
•^И^экв FATB3KB =Л^^^,^ЭКВ *
откуда получается уравнение (8.19а) для F.
318
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
Преимущество метода шумового генератора заключается в том, что точность
измерений определяется только характеристиками шумового генератора
и точностью измерения удвоенной выходной мощности шума.
Никаких сведений о величине усиления и форме частотной характери-
стики усилителя не требуется. Это объясняется тем, что эквивалентная шумо-
вая полоса усилителя определяет в равной степени выходной шум за счет
шумового генератора и тепловые и ламповые шумы системы. Таким способом
можно получить как дифференциальный, так и интегральный факторы шума
в зависимости от соотношения полос пропускания измерительной системы
и усилителя.
Метод шумового генератора сигналов предпочтителен, если имеется
необходимый генератор. Однако наиболее употребительные шумовые гене-
раторы не могут генерировать достаточную величину шума для определения
с необходимой точностью больших значений фактора шума, превышаю-
щих 20 дб. В этом случае метод генератора сигналов дает большую точность.
Эти ограничения шумовых генераторов сигналов более подробно обсу-
ждаются в § 16.
Измерения фактора шума. Метод генератора сигналов. При этом методе
определения фактора шума шумовой генератор Еп (фиг. 242, а) заменяется
генератор шума
относительного
уровня шума
Фиг. 242. Блок-схема для измерения фактора шумов при
помощи генератора шумов и генератора стандартных сигналов.
а—метод шумового генератора; б—метод генератора стандартных
сигналов.
а
генератором синусоидального напряжения Es с внутренним сопротивлением
Л, как показано на фиг. 242,6.
Процесс измерения аналогичен указанному выше. Вначале при Es = 0
измеряется мощность шумов на выходе, затем частота сигнала настраивается
на среднюю частоту полосы пропускания усилителя и напряжение Es гене-
ратора сигналов регулируется до тех пор, пока выходная мощность
не удвоится. Фактор шума рассчитывается по уравнению, аналогичному
уравнению (8.196):
р —_Ps
^экв.
(8.20)
§ 15. Специальные вопросы измерения мощности шума
319
где Р3 = El/^R—располагаемая мощность генератора сигналов при напря-
жении Es и внутреннем сопротивлении R.
Как это следует из уравнения (8.20), особое внимание необходимо
уделить точному определению эквивалентной полосы Вакв. Причина
этого заключается в том, что напряжение сигнала Es является синусоидаль-
ным, а энергия шума распределена в полосе пропускания усилителя 2?акв.,
и последняя уже не может быть исключена из расчетов, как это имело место
при использовании генератора шума.
Если требуется определить дифференциальный фактор шума, то выход-
ная мощность шума измеряется аппаратурой с относительно узкой полосой
пропускания. Необходимо следить, чтобы частота сигнала лежала в сере-
дине этой полосы пропускания.
При определении интегрального фактора шума выходная мощность
шумов усилителя измеряется аппаратурой, имеющей намного большую
полосу пропускания, чем усилитель. В этом случае полная эквивалентная
полоса пропускания 2?акв,. усилителя определяется в соответствии с урав-
нением (8.16). Частота сигнала от генератора сигналов Е3 должна лежать
в центре этой полосы.
Недостатком применения генератора синусоидальных сигналов по срав-
нению с шумовым генератором является необходимость определения эквива-
лентной полосы пропускания 5акв. Преимущество этого метода заключается
в том, что необходимые генераторы синусоидальных сигналов более распро-
странены, чем шумовые, и более пригодны для измерений на сверхвы-
соких частотах, на которых не имеется удовлетворительных шумовых
генераторов.
При помощи метола генератора сигналов можно определить фактор шума
точнее, чем при помощи шумового генератора при больших значениях фак-
тора шума, порядка 30 дб. Причина этого заключается в том, что для боль-
ших значений фактора шума максимальная величина шумов, которую можно
получить от шумового генератора, получается для значений п в уравнении
(8.19), лишь незначительно отличающихся от единицы. Напротив, если фак-
тор шума мал и составляет, например, несколько децибел, значение Рп
в уравнении (8.19) можно определить точнее при помощи шумового генера-
тора, чем величину в уравнении (8.20) при помощи генератора сину-
соидальных сигналов. Причина этого заключается в том, что калибровка
шумового генератора сигналов основана на непосредственном генериро-
вании шума при помощи ряда физических явлений, поддающихся точному
математическому расчету. Калибровка же генератора синусоидальных
сигналов основана на сравнительно большом опорном напряжении или
мощности. Для малых значений фактора шума величина Р8 в уравнении
(8.20) настолько мала, что необходимо очень большое ослабление сигнала,
порядка 100 дб. При этих условиях ошибка аттенюатора в 1 дб вызывает
ошибку в отсчете фактора шума также в 1 дб. Эта ошибка не будет суще-
ственна при общей величине фактора шума в 20 дб, но будет важна, если
истинное значение фактора шума составляет 2 или 3 дб.
§ 15. Специальные вопросы измерения мощности шума1)
Все методы определения фактора шума требуют измерений мощности
шумов на выходе измеряемой системы. Обычно, исключая прямой метод,
необходимы лишь относительные измерения. Основным требованием к изме-
рительному оборудованию является точная индикация удвоения выходной
мощности.
х) Полезные сведения по этому вопросу даны в работе [3].
320 Гл. 8. Измерение параметров усилителей
Имеется несколько основных положений, которые должны учитываться
при определении выходной мощности. Во-первых, поскольку выходная
мощность пропорциональна квадрату эффективного напряжения (или тока),
питающего измерительный прибор, последний должен иметь квадратичную
характеристику. Во-вторых, измеряемая мощность шума обычно очень мала.
Поэтому аппаратура для измерения мощности должна быть весьма чув-
ствительной. Кроме того, часто необходимо предварительное усиление шумов
перед измерением, чтобы довести уровень выходной мощности до минимально
необходимого уровня измерений чувствительных болометрических ватт-
метров (см. гл. 2, § 2). В-третьих, шумы имеют большое отношение пикового
значения к эффективному, поэтому в целях предотвращения ограничения
амплитуды квадратичная характеристика должна простираться до значе-
ний, превышающих эффективное значение по крайней мере в три раза [31 ].
В-четвертых, поскольку мощность шума флюктуирует во времени, инди-
катор средней мощности должен сглаживать эти флюктуации, т. е. должен
иметь не слишком малую постоянную времени. Эта постоянная времени
должна быть тем больше, чем уже ширина полосы системы, и несколько
больше обратной величины ширины полосы в герцах. Наконец, в методе
генератора синусоидальных сигналов необходимо, чтобы измерительное
устройство точно измеряло относительную мощность шума плюс синусо-
идальные колебания.
Наиболее удовлетворительным способом индикации среднего значения
квадрата эффективной амплитуды является применение термопар или боло-
метров. Показания этих приборов точно пропорциональны мощности, а тер-
мическая инерционность достаточна для получения усредняющего эффекта.
Удовлетворительно могут работать также кристаллические детекторы с ква-
дратичной характеристикой при условии, что пики шумов не выходят
из квадратичного участка характеристики.
Полупериодные квадратичные устройства и приборы-индикаторы сред-
него значения измеряют относительную мощность чистого шума без оши-
бок, но вносят существенные ошибки при измерении мощности шума плюс
синусоиды. Приборы для измерения пиковых значений непригодны.
Аппаратура для измерений. Состав аппаратуры для относительных
измерений мощности шума определяется уровнем измеряемой мощности. Если
измеряемая система позволяет получить достаточное усиление, то обычно
выходная мощность достаточна для индикации непосредственно термопарой
или болометром. Таким способом можно измерять чувствительным боло-
метром мощность порядка 10'5 вт (см. гл. 2, § 2). Однако часто приходится
производить измерения шумов в системах с небольшим усилением или без
усиления. В этих случаях аппаратура для относительного измерения мощ-
ности шума должна обеспечивать достаточное усиление для получения на
входе измерительного прибора необходимого уровня мощности.
Типовая схема для непосредственного определения относительной мощ-
ности шумов приведена на фиг. 243. На фиг. 243, а выходная мощность
измеряемой системы поступает на коаксиальную линию передачи. Измери-
тель мощности согласуется с линией на передачу максимальной мощности.
При этих условиях вся располагаемая мощность шума поступает на измери-
тель мощности, показания которого будут регистрировать интегральную
располагаемую мощность шума на выходе усилителя. Другая схема для опре-
деления относительной мощности показана на фиг. 243, б. Здесь болометр
или термопара включаются последовательно в резонансный контур послед-
него каскада усилителя. Этот резонансный контур вместе с необходимой
анодной нагрузкой является нагрузочным импедансом лампы. Термопара
или болометр измеряют среднее значение квадрата тока, протекающего
§ 15. Специальные вопросы измерения мощности шума
321
б резонансном контуре. В этом случае показания прибора пропорциональны
среднему квадрату шумового напряжения на резонансном контуре и, следо-
вательно, пропорциональны общей мощности шума в эквивалентной полосе
усилителя.
Непосредственное определение мощности шумов в узкой полосе частот,
т. е. дифференциального шума, требует, чтобы измерительная аппаратура
измеряла шумы только в узкой полосе частот. Это достигается соединением
термопары, болометра или другого измерительного прибора с селективной
схемой таким образом, чтобы регистрировались лишь токи в узкой полосе
Фиг. 243. Блок-схемы для измерения относительного уровня
шумов на выходе усилителя.
частот. В схеме фиг. 243,а это может быть осуществлено введением узкополос-
ного фильтра перед измерителем мощности, как указано на фигуре. Полоса
измеряемого шума в этом случае будет определяться полосой фильтра, свя-
занного с индикатором мощности.
Если величина мощности шума недостаточна для непосредственного изме-
рения, измерительная аппаратура должна обеспечивать усиление шума перед
измерением; схема такого оборудования приведена на фиг. 244. В ряде слу-
чаев удобно использовать в качестве усилителя обычный радиоприем-
ник х); в этом случае второй детектор приемника заменяется болометром или
термопарой, система АРУ отключается и заменяется ручной регулировкой
усиления для установки необходимого уровня измеряемого шума. Ширина
полосы шума, измеряемого в схеме фиг. 244, зависит от отношения полос
измеряемого усилителя и измерительного оборудования. Как было указано
при рассмотрении фиг. 241, если ширина полосы измеряемого усилителя
много меньше полосы измерительного усилителя, то будет определяться
х) Этот приемник может быть обычного супергетородинного типа; наличие преоб-
разования частоты не влияет на его действие как частотно-избирательной системы, вы-
ходное напряжение которой лежит в ограниченном диапазоне частот. Несущественно
также и то, что измерение шумовой мощности производится на частотах, отличных от
спектра шума на входе приемника; полоса пропускания всей системы включает и полосу
пропускания усилителя промежуточной частоты.
21 ф. Термен и Дж. Петтит
322
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
интегральный фактор шума; в противном случае будет определяться
дифференциальный фактор шума в эквивалентной полосе измерительной
аппаратуры.
Если аппаратура для определения фактора шума включает усилитель,
то необходимо принять во внимание фактор шума этого усилителя; в против-
ном случае шум, генерируемый в измерительном усилителе, может быть
ошибочно принят за шум измеряемого усилителя. Схема аппаратуры в этом
о-
Испытуемый
усилитель
о-
Фиг. 244. Блок-схема для измерений относитель-
ного уровня шумов на выходе усилителя, когда их
уровень очень мал и непосредственные измерения
невозможны.
В качестве измерительного усилителя часто используется
радиоприемник.
случае представлена на фиг. 244, где общая система состоит из двух после-
довательно соединенных систем (см. также фиг. 241). При этих условиях
применимо уравнение (8.18). Процесс измерения состоит в определении фак-
тора шума F12 сложной системы одним из обычных методов. Затем отдельно
Выходной
каскад
испытуемого (-
усилителя —
К измерительному
усилителю или
ваттметру
Фиг. 245. Примеры использования аттенюатора при точном измерении
удвоения выходного уровня.
а—блок-схема; б—типовая выходная схема и аттенюатор.
измеряются фактор шума F2 измерительного усилителя и усиление Gr изме-
ряемого усилителя. Полученные значения подставляются в уравнение
(8.18) и рассчитывается фактор шума Fr измеряемой системы.
Точность полученного результата будет тем ниже, чем большую долю
в общих шумах составляют шумы измерительного усилителя. Если мощность
измеряемых шумов очень мала, т. е. если мало усиление измеряемого усили-
теля, то усиление G2 измерительного усилителя должно быть велико. В этом
случае для получения точных результатов фактор шума F2 измерительного
оборудования должен быть мал. В противном случае значение FT из уравне-
ния (8.18) будет определено не точно.
§ 16. Генераторы шумовых сигналов
323
Простая и наиболее удобная схема для измерений с высокой степеныо
точности при удвоении выходной мощности приведена на фиг. 245. Вначале
малая величина выходной мощности измеряется обычным путем и результат
измерения тщательно регистрируется. Затем переключателем 5 в схему
вводится аттенюатор с затуханием 3 дб. После этого величина мощности от
шумового или синусоидального генератора увеличивается до получения на
выходном измерителе мощности прежнего значения. В этом случае выходная
мощность будет в два раза превышать начальное значение с точностью,
определяемой аттенюатором. Поскольку индикатор мощности в этой схеме
работает на одном уровне, линейность или стабильность его калибровки
не существенны.
При измерениях абсолютной мощности шума существенное значение
имеет входной импеданс измерительного оборудования, который не должен
изменять выходной мощности шумов в рабочей полосе частот. Это может быть
достигнуто либо применением настолько большого входного импеданса
измерительной аппаратуры, что им можно пренебречь, либо использова-
нием импеданса измерительной аппаратуры в качестве части нормального
нагрузочного импеданса.
В большинстве измерений фактора шума необходимы сравнительные
измерения приращения выходной мощности при включении генератора
сигналов. В этих случаях импеданс измерительного оборудования обычно
не вносит погрешности при условии, что он не изменяет частотной харак-
теристики измеряемой системы.
§ 16. Генераторы шумовых сигналов
Генератор шумовых сигналов, обычно просто называемый шумовым
генератором, представляет собой устройство для вырабатывания известной
и регулируемой величины шумов для использования в качестве стандарта
при измерениях фактора шумов. В шумовых генераторах используются
физические явления, при которых генерирующие шумы поддаются точному
расчету и измерению. В наиболее удовлетворительных шумовых генерато-
рах используются шумы дробового эффекта в температурно-насыщенном
диоде, термические шумы при высоких температурах и шумы при некоторых
типах газовых разрядов.
Диодные шумовые генераторы. Большинство шумовых генераторов,
используемых на практике, основано на генерировании дробовых шумов
диодом, работающим в режиме насыщения. Если применяемая лампа имеет
катод из чистого металла г) и пролетное время электронов пренебрежимо
мало по сравнению с периодом частот рабочего интервала, то существует
точное соотношение между шумовым током диода и постоянным анодным
током:
in = 2eZdcB3KB., (8.21)
где in—средний квадрат шумового тока в полосе 5ЭКВ/, е—заряд электрона
(кулон); Idc—постоянный анодный ток (а); Z?9KB.—эквивалентная ширина
полосы шума.
Типовая схема такого шумового генератора представлена на фиг. 246, а
и более детально на фиг. 246, г. Последняя фигура показывает конструкцию
питающего фильтра, в котором шумовой ток, выражаемый уравнением (8.21 )„
2) Оксидные катоды обладают так называемым фликкер-эффектом; величина шума;
за счет этого эффекта особенно на низких частотах превышает шумы за рчет дробовогр
эффекта. . ,
21*
324
Глу 8. Измерение параметров усилителей
протекает через сопротивленце Л, в то время как анодное напряжение
и ток накала подаются через фильтрующие цепи LC и L/C', рассчитанные
на действие в необходимом диапазоне частот. Эти фильтры совместно
с разделительной емкостью Сс обеспечивают разделение шумового и анодного
токов системы; они также предотвращают потери высокочастотного шума
в системе питания и уменьшают возможность самовозбуждения совместно
с высокочувствительным усилителем через паразитные емкости источников
питания шумового генератора. Простая экранировка, показанная на
фиг. 246, а, является дополнительным предохранением от паразитных связей.
Фиг. 246. Схемы диодных генераторов шумов.
а—упрощенная схема; б—эквивалентный шумовой генератор (сопротивление
диода Н); в—схема а с добавлением L; а—типовая схема.
Шумовой генератор, показанный на фиг. 246, а, имеет эквивалентную
с точки зрения генерации шумов схему фиг. 246, б1). Внутреннее сопроти-
вление R эквивалентного шумового генератора должно быть выбрано в соот-
ветствии с сопротивлением источника, с которым предназначен работать
усилитель. Благодаря дробовому эффекту в диоде на сопротивлении R воз-
никает шумовое напряжение Еп, соответствующее току in в уравнении
(8.21), протекающему через сопротивление R ‘ Еп = inR\ этот шум добавляется
к тепловому шуму сопротивления R. Эта добавка шумов благодаря наличию,
диода имеет все свойства теплового шума сопротивления, исключая то, что
она определяется постоянным анодным током диода. Среднеквадратичное
х) В этой эквивалентной схеме предполагается, что радиочастотные дроссели систем
LC полностью эффективны и по отношению к шумовым токам представляют разомкнутую
цепь по сравнению с R. Лампа может рассматриваться как Генератор тока, поскольку
она работает в режиме насыщения, где эффективное внутреннее сопротивление очень
велико.
16. Генераторы шумовых сигналов
325
значение Еп этого добавочного шума и располагаемая мощность Рп шумо-
вого генератора выражаются соотношением
Р __e^dcBBQKB
1R— 2
Обозначения величин в уравнении (8.22) те же, что и в уравнении (8.21).
Фактор шума может быть определен при помощи диодного шумового
генератора способом, описанным в связи с уравнением (8.19) при использот
вании значения Рп, выраженного уравнением (8.22). При измерении таким
способом фактора шума обычно регулируют ток накала диода, пока постоян-
ный анодный ток Idc не получит значения, при котором произойдет усвоение
выходной мощности шумов по сравнению с величиной, существовавшей
до включения диода. В этом случае можно использовать уравнение (8.19 б),
и если температура сопротивления R достигает 290° К, выражение для фак-
тора шума принимает простую форму:
F=^ = 20ZdcZ?, (8.23)
где ток Idc выражается в амперах.
Применение диодных шумовых генераторов на высоких частотах огра-
ничивается внутри ламповыми емкостями, индуктивностью и емкостью про-
водников и временем пролета электронов. Рассмотрение схемы фиг. 246, а
показывает, что сопротивление R шунтируется емкостью анод—накал
и емкостью между выводами а—а. Когда реактивное сопротивление шунти-
рующей емкости становится сравнимым с сопротивлением R, то существен-
ная часть шумового тока, выраженного уравнением (8.21), не проходит
до сопротивлению R. Результирующая ошибка может быть уменьшена шун-
тированием R индуктивностью настроенной в резонанс с шунтирующей
емкостью Сг в середине рабочей полосы частот. Такая конструкция, пока-
занная на схеме фиг. 246, в, имеет очень низкую добротность Q параллель-
ного резонансного контура, так как сопротивление R обычно имеет малую
величину. Поэтому ширина полосы параллельного резонансного контура
обычно в несколько раз больше полосы измеряемого усилителя.4
Проводники от диода к выходным клеммам а—а и далее к входу усили-
теля не только увеличивают шунтирующие емкости, но и создают допол-
нительную индуктивность. В результате на сверхвысоких частотах могут
возникать частные резонансы, благодаря которым действительное шумовое
напряжение на входе усилителя будет отличаться от значения, рассчитан-
ного при помощи уравнений (8.21) и (8.446). Эти затруднения можно умень-
шить, применяя лампы малых размеров и уменьшая длину проводников.
Промышленные диоды с наиболее удовлетворительными характеристиками
успешно работают в качестве шумовых генераторов до частот в несколько
сот мегагерц.
Ограничения, вносимые ламповыми емкостями и индуктивностью
выводов, можно в значительной степени уменьшить применением специаль-
ных диодов, по конструкции представляющих короткий отрезок коаксиаль-
ной линии передачи (фиг. 247) [3, 29, 32, 33J1).
Анодом такого диода служит внешний проводник линии, bi то время
как катодом являются один или несколько витков вольфрамовой проволоки,
Замотанной вокруг центрального проводника. Накал имеет тот же самый
радиочастотный потенциал, что и центральный проводник, но один конец
х) Вариант метода устранения ограничений, вносимых лампами и цепями, "зак-
лючается в генерации шума диодом на промежуточной частоте и в преобразований затем
шумового напряжения путем применения смесителя и гетеродина. Более подробно ПО
этому вопросу см. в [34].
326
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
накала изолирован от последнего для обеспечения питания накала постоян-
ным током. Один конец диода нагружен на сопротивление, равное волновому
сопротивлению линии, иногда снабженной поглощающей насадкой с тем же
самым волновым сопротивлением. Другой конец диода (или продолжающий
его кабель) служит выходом шумового генератора. В такой конструкции вол-
новое сопротивление линии соответствует сопротивлению R схемы фиг. 246, а.
Можно сконструировать диодный шумовой генератор типа линии пере-
дачи, дающий пренебрежимо малые сшибки до частот порядка 3000 мггц.
Окончательный предел использования диода в шумовых генераторах на высо-
ких частотах устанавливается увеличением времени пролета, так как урав-
нение (8.21) не действительно для времен пролета, сравнимых с периодом
колебаний х). Пролетное время может быть уменьшено применением плоско-
параллельных диодов и больших анодных напряжений. Таким путем удается
уменьшить ошибку за счет времени пролета до 3 дб на частотах 3000 мггц.
-
Поглощающая Накал
наИадка
Фиг. 247. Упрощенная схема генератора шумов на сверхвысоких
частотах с использованием специального диода.
j Диодные шумовые генераторы используются при измерениях фактора
шума до 20 дб. При больших значениях фактора шума величина тока диода,
необходимая для удвоения выходного шума измеряемой системы, становится
чрезмерно велика. Например, если сопротивление 7? в схеме фиг. 246, а
равно 50 ом, то ток диода для фактора шума 10, 20 и 30 дб составит соответ-
ственно 10, 100 и 1000 ма. Последнее значение практически неприменимо;
при потенциале анода 100 в необходимая мощность рассеяния на аноде диода
составит 100 вт.
В рамках этих ограничений диодный шумовой генератор почти идеа-
лен—он дешев, прост в использовании и дает точные результаты.
Шумовые генераторы, использующие термические шумы при высоких
температурах. Другим способом добавления точно известного количества
шумов в систему является нагревание входного сопротивления. Уравнение
(8.9) показывает, что средний квадрат шумового напряжения (т. е. распо-
лагаемой мощности шума) точно пропорционален абсолютной температуре
сопротивления.
Одна из возможных схем шумового генератора этого типа показана
на фиг. 248* 2).
Здесь сопротивление R вольфрамовой нити накала в вакууме нагре-
вается постоянным током, проходящим через фильтр LC, изолирующий R
от цепи питания. Постоянная составляющая шумового напряжения на R отде-
ляется разделительным конденсатором Сс. Переменное сопротивление R'
является компенсирующим для поддержания постоянства сопротивления
/?0=7?4-7?' между клеммами а—а при изменении величины R с температурой.
х) Ошибка в (8.21) будет, однако, меньше 10%, если время пролета не превышает
80 электрических градусов [35].
2) Другим возможным способом использования нагреваемых сопротивлений в ка-
честве источника шума является установка их в волноводе вместо флюоресцирующей
лампы на фиг. 249, а.
§ 16. Генераторы шумовых сигналов
327
Процесс измерения фактора шума такой схемой аналогичен измерению при
помощи диодного шумового генератора.
Вначале регистрируется выходная мощность шумов при комнатной тем-
пературе сопротивления R и такой величине R', чтобы сопротивление Ло рав-
нялось внутреннему сопротивлению источника сигнала, с которым должен
работать усилитель. Затем через сопротивление R пропускается нагреваю-
щий ток, величина которого регулируется до необходимого приращения вы-
ходной мощности шума, обычно удвоения, причем R' регулируется для
в вакууме ‘
Фиг. 248. Схема генератора шумов с использованием сопро-
тивления с регулируемой температурой.
оставления постоянства Ro при изменении R с температурой. Располагаемая
мощность шума Рп, получающаяся при нагревании R, т. е. приращение
шумов выразится следующим образом:
+ (8.24)
где к—постоянная Больтцмана, как и в уравнении (8.9); Вэкв.—эквивалент-
ная ширина полосы; Т2—температура R при нагревании; Т\—комнатная
температура; R, R' и —сопротивления, указанные на схеме фиг. 248.
Полученное значение Рп подставляется в уравнение (8.19а) для вычисления
фактора шума.
При расчетах по приведенному соотношению калибровка, дающая
связь между током накала и температурой для любого сопротивления,
может быть проведена при помощи оптического пирометра или измерения
величины R как функции накального тока и применения известной зависи-
мости между температурой и сопротивлением вольфрама.
Использование термических шумов при высоких температурах для
получения заданной величины шумов имеет два основных ограничения:
во-первых, этот метод трудно реализовать практически; во-вторых, точные
измерения фактора шума этим методом можно проводить при величине
не свыше 10 дб. Основное применение шумовых генераторов, использующих
термические шумы при высоких температурах,—эталонирование других
типов шумовых генераторов [36].
Шумовые генераторы, использующие газовый разряд1). Если происхо-
дит электрический разряд в газе при низком давлении, при котором резуль-
тирующая световая энергия монохроматична с длиной волны Хт, то возни-
кающие при этом шумы будут равномерно распределены по радиочастотному
спектру. Эти шумы действуют подобно шумам сопротивлений при темпера-
туре Т, которая связана с длиной волны Хт следующим образом:
Х^Т-0,289 см°К. (8.25)
*) По этому вопросу см. [37].
328
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
Для ртутных паров радиация возникает на длине волны 2536; 52--10"® см
и соответствующая температура будет 11 394° К. Таким образом, обычная
флюоресцирующая лампа с парами ртути действует как источник термиче-
ских шумов с температурой И 394° К. Точность не зависит от цвета свече-
ния лампы, проходящего через лампу тока, и геометрических параметров
лампы, так как этот результат определяется только заполняющими дампу
ртутными парами. /
Люминесцентно-ламповый шумовой генератор является удобным Источ-
ником шума для работы с волноводами. Эта лампа может быть введена
Ф и г. 249. Схемы генераторов шумов с использованием
люминесцентных ламп.
в волновод через металлическую трубку с отверстиями диаметром меньше
предельного (фиг. 249, а) для того, чтобы не было утечки энергии шума.
При такой конструкции металлические электроды лампы не находятся
в пределах поля волновода и шумы, возникающие в них, не попадают
в волновод.
Лампа шунтирует полную проводимость волновода таким образом, что
изменяется как мнимая, так и действительная ее компоненты. Согласова-
ние импедансов может быть произведено при помощи настроечных плун-
жеров и винтов, как показано на фиг. 249, а, а также регулированием
постоянного тока, изменяющего активную проводимость за счет газового
разряда. Величина этого тока оказывает малое влияние на реактивную про-
водимость. Согласование импедансов на любой частоте может быть прове-
дено при использовании шумового генератора вместе с волноводной секцией
в качестве волноводной нагрузки на минимум КСВН. При условии согла-
сования люминесцентной лампы с волноводом длина участка волцовода
Литература
329
между генератором и усилителем не имеет значения, если можно пренебречь
затуханием на этом участке,
Вследствие необходимости согласования люминесцентной лампы с вол-
новодом шумовой генератор этого типа имеет ограниченную полосу частот.
Однако шунтирующая проводимость относительно невелика, так что ширина
полосы эквивалентного импеданса шумового генератора велика, напри-
мер 500 Мггц на средней частоте 4000 мггц1).
Когда газоразрядный шумовой генератор согласован с волноводом, рас-
полагаемая шумовая мощность на открытом конце волновода будет кТ^В^ъ.,
где Яэкв.—эквивалентная ширина полосы, а Т2=11 394° К. Когда люминес-
центная Лампа выключена и снова проведено согласование импедансов,
располагаемая шумовая мощность будет кТгВЪКЪ^ где Г1—комнатная темпе-
ратура. Располагаемое приращение мощности Рп, вносимое лампой, будет
= (8.26)
Это значение Рп подставляется в уравнение (8.19).
Располагаемое приращение шумовой мощности, получаемое от шумового
генератора газоразрядного типа, может изменяться введением переменного
аттенюатора в волновод между лампой и усилителем, как показано
на фиг. 249, а. Этот аттенюатор может быть прокалиброван на сравнительно
высоком уровне мощности при помощи болометра. Значение Рп, подста-
вляемое в уравнение (8.19), будет отличаться от значения Рп из (8.26)
на коэффициент ослабления аттенюатора.
Шумовые генераторы газоразрядного типа принципиально могут при-
меняться на сверхвысоких частотах, где нельзя применять диодные шумовые
генераторы вследствие увеличения времени пролета й других ограничений.
Эти генераторы позволяют точно определить фактор шума усилителей
и приемников сверхвысоких частот вплоть до 15 или 20 дб. При больших
значениях фактора шума приращение шума за счет газового разряда соста-
вляет лишь малую часть шумов усилителя, что препятствует точному опре-
делению фактора шума.
Некалиброванные шумовые генераторы. Иногда применяются шумо-
вые генераторы, в которых шумы не могут быть рассчитаны, но которые
могут быть прокалиброваны другими типами шумовых генераторов или
генераторами синусоидальных сигналов.
Примером такого устройства является кристаллический детектор, через
который проходит постоянный ток* 2). Такое устройство генерирует белый
шум, по величине превышающий термические шумы, связанные с сопро-
тивлением кристалла и регулируемый изменением силы постоянного тока.
Другими примерами некалиброванных шумовых генераторов являются
фотоэлектронный умножитель с большим усилением и клистроны в режиме
отсутствия синусоидальных колебаний [38].
ЛИТЕРАТУРА
1. Freeland Е. С., Electronics, 22, 107 (1949).
2. S е а 1 Р. М., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 48 (1949).
3. Vacuum Tube Amplifiers, Vol. 18, Radiation Laboratory Series, New York, 1948
(см. перевод: Ламповые усилители, M., Советское радио, 1950).
4. Т и с k е г D. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. Ill, 218 (1947).
x) Зависимость регулировки реактивной проводимости от частоты может быть
уменьшена в конструкции, показанной на фиг. 249,6. Здесь газоразрядная лампа служит
в качестве нагрузки и согласование реактивной проводимости можно произвести
изменением постоянного тока в лампе.
2) Более подробно по этому вопросу см. [38].
330
Гл. 8. Измерение параметров усилителей
5. Kailman Н. Е., Spencer R. Е., Springer G. Р., Proc. Inst. Radio
Eng., 33, 169 (1945).
6. В e d f о r d A. V., F r e d e n d a 1 1 G. L., Proc. Inst. Radio Eng., 27, 277 (1939);
30, 440 (1942).
7. К e 1 1 R. D., Bedford A. V., Koz anowski H. N., Proc. Inst. Radio
Eng., 30, 458 (1942).
8. Cherry E. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 92, pt. Ill, 183 (1945).
9. Espley D. G., Cherry E. G., Levy M. M., Journ. Inst. Electr. Eng., 93,
pt. IIIA, 1176 (1946); pt. Ill, 186 (1949).
10. Levy M., Journ. Inst. Electr. Eng., 90, pt. Ill, 153 (1943).
11. Hansen W. W., Proc. Nat. Electronics Conf., 1, 544 (1944).
12. T e r m a n F. E., Radio Engineering, 3d ed., New York, 1947.
13. Hilliard J. K., Electronics, 21, 123 (1946); Proc. Inst. Radio Eng., 29, 613 (1941).
14. Daniel G., Electronics, 21, 134 (1948).
15. Peterson A., Gen. Rad. Expt., 25 March (1951).
16. Journ. SMPTE, 46, 3C3 (1946).
17. Peterson A. P. G., Gen. Rad. Expt., 25, 1 (1950).
18. Scott H. H., Electronics, 18, 126 (1945).
19. W a r r e n W. J., Hewlett W. R., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 457 (1948).
20. Wireless Eng., 23, 250 (1946).
21. E a g 1 e s f i e 1 d G. G., Wireless Eng., 22, 523 (1945); 23, 67 (1946).
22. E a g 1 e s f i e 1 d G. G., Wireless Eng., 23, 96 (1946).
23. Salinger H., Proc. Inst. Radio Eng., 30, 378 (1942).
24. G о 1 d b e r g H., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 1205 (1948).
25. Shepard R., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 257 (1947).
26. Roberts S., Electronics, 21, 96 (1948).
27. N о r t h D. O., RCA Rev., 6, 332 (1942).
28. F r i i s H. T., Proc. Inst. Radio Eng., 32, 419 (1944).
29. Johnson H., RCA Rev., 8, 169 (1947).
30. Moffatt J., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1335 (1946).
31. Bell R. L., Wireless Eng., 24, 119 (1947).
32. Kompfner R., Hutton J., Schneider E. E., Dresel L. A. G.,
Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1436 (1946).
33. Slinkman R. W., Sylvania. Techn., 2, 6 (1949).
34. Maxon L. A., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 1433 (1949).
35. Fraser R. B., Wireless Eng., 26, 129 (1949).
36. U 1 1 r i c h E. H., Rogers D. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1347
(1946).
37. Mumford W. W., Bell Syst. Techn. Journ., 28, 608 (1949).
38. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series,
New York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах,
М., Советское радио, 1949).
Глава 9
ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ РАДИОПРИЕМНИКОВ
§ 1. Основные вопросы
К радиоприемнику предъявляется ряд основных требований. Он должен
принимать очень малое напряжение сигнала из приемной антенны, усили-
вать этот сигнал до необходимого большого уровня так, чтобы оказалась
возможной визуальная или слуховая индикация, причем усилению должен
Фиг. 250. Типовая схема для получения характеристик радиоприемного
устройства, работающего с отдельной антенной.
подвергаться только полезный сигнал, а все остальные сигналы не должны
проходить. Детектор приемника должен выделять из модулированных пере-
даваемых колебаний необходимые компоненты так, чтобы они могли быть
воспроизведены громкоговорителем или на экране электронно-лучевой
трубки (ЭЛТ). Выходное напряжение приемника должно воспроизводить
начальные модулирующие сигналы с минимальными частотными и нелиней-
ными искажениями.
В этой главе описаны различные типы измерений, позволяющие оценить
эффективность данного приемника при выполнении указанных функций.
Вследствие большого количества параметров при измерениях прием-
ников желательна стандартизация, чтобы результаты, полученные в различ-
ных лабораториях, можно было сравнивать на единой основе [1,2]. Типовая
лабораторная схема для определения характеристик радиоприемника
приведена на фиг. 250. Генератор стандартных сигналов присоединен
к входным клеммам приемника последовательно с импедансом эквивалента
антенны, который совместно с внутренним импедансом генератора сигналов
образует эквивалентный импеданс антенны (см. § 10). Генератор стандартных
сигналов хорошо экранирован и снабжен аттенюатором для получения
на выходе регулируемого напряжения известной величины, как описано
в гл. 15, § 7.
Выходная мощность радиовещательного приемника измеряется при
замене громкоговорителя сопротивлением, равным импедансу громкого-
ворителя на частоте 400 гц. Выходная мощность измеряется при помощи
332 Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
вольтметра, присоединенного к этой нагрузке. В канале изображения
телевизионного приемника измеряется выходное напряжение на управ-
ляющем электроде электронно-лучевой трубки (кинескопа).
§ 2. Чувствительность
Чувствительность приемника характеризует его способность при-
нимать слабые сигналы. В этом отношении функции приемника аналогичны
функциям обычного усилителя с тем отличием, что входные сигналы посту-
пают на приемник на радиочастотах, а выходные сигналы содержат звуковые
или видеочастоты.
О------------------------------------------—
Время —►
Фиг. 2X1 .z Форма напряжения генератора сигналов для
испытания видеоканалов телевизионных приемников.
Подача такого напряжения в видеоканал вызывает появление
на экране равномерного серого фона.
Чувствительность радиоприемника (называемая иногда максимальной
чувствительностью) определяется количественно как входное напряжение
несущей частоты со стандартной модуляцией х), которое необходимо подать
с генератора сигналов по схеме фиг. 251, чтобы получить стандартный выход,
когда ручка регулировки усиления установлена на максимум 2).! Для прием-
ника, способного без искажений развить не менее 1 вт выходной мощности,
стандартным выходом является 0,5 вт, т. е. величина, при которой нели-
нейные искажения заведомо отсутствуют. Для приемника с выходной мощ-
ностью 0,1—1 вт стандартный выход равен 0,05 вт, для автомобильных
приемников нормальный измерительный выход существенно выше и состав-
ляет 1,0 вт. Для телевизионного канала изображения стандартной является
удвоенная амплитуда 20 в на управляющем электроде трубки.
Чувствительность может выражаться в микровольтах или в эквива-
лентных децибелах ниже 1 в (т. е. чувствительности в 2 мкв соответствуют
114 дб ниже 1 в)3). Другим способом чувствительность может быть выражена 1 2
1) Для вещательных приемников с амплитудной модуляцией стандартной является
30-процентная модуляция на частоте 400 ец\ для радиовещательных приемников с частотной
модуляцией стандартом является девиация 22,5 кгц (30% от максимального значения
75 кгц) на частоте 400 гц. Для звукового канала (частотная модуляция) черно-белого
телевидения с полосой 6 мггц стандартом является девиация 7,5 кгц (30% от максималь-
ного значения 25 кгц) на частоте 400 гц, для канала изображения стандартом является
форма колебаний, приведенная на фиг. 251 (соответствующая средней интенсивности
фона), или 30-процентная амплитудная модуляция синусоидой 400 гц.
2) Для канала изображения телевизионного приемника регулировка контр^Сс тире ти
устанавливается на максимум.
• 1 3) Исключением являются приемники с рамочными антейнами. Как указано в § 10,
чувствительность таких приемников-определяется напряженностью поля, необходимой
для: получения стандартного выхода.
g 3. Избирательность (селективность)
в долях располагаемой мощности на клеммах а—а фиг. 250 (обычно в дб
ниже 1 мет, или дбмвт). Типовая кривая чувствительности показана
на фиг. 252.
Наг высоких радиочастотах прием слабых сигналов определяется шумами,
генерируемыми внутри приемника, и характеристика приемника опреде-
ляется как чувствительностью, указанной выше, так и фактором шума
Фиг. 252. Типовые кривые изменения чувствительности
и селективности обычного радиовещательного приемника.
(см. § И). Таким образом, если усиление приемника достаточно для
получения на выходе шумов, соизмеримых со стандартным измери-
тельным выходом, то дальнейшее увеличение чувствительности приемника
не улучшит приема слабых сигналов1).
§ 3. Избирательность (селективность)
Приемники с амплитудной модуляцией. Радиоприемник должен
«выбрать» сигнал, на который он настроен, и исключить сигналы на других
частотах. Избирательность выражается в виде кривой изменения величины,
сигнала со стандартной модуляцией, которая необходима для получения
стандартного измерительного выхода, в зависимости от расстройки по частоте
от резонансного значения. Обычно величина несущей сигнала на резонансной
частоте приемника принимается за опорный уровень (фиг. 253). Форма
этой кривой представляет резонансную характеристику приемника.
Экспериментальное определение кривой избирательности состоит в сле-
дующем. При помощи аппаратуры, показанной на фиг. 250, приемник настраи-
вается на необходимую частоту и ручная регулировка усиления устанавли-
вается на максимум* 2). Затем частота генератора сигналов устанавливается
на резонансное значение, включается стандартная модуляция и уровень
несущей регулируется до получения стандартного измерительного выхода.
После этого без изменения настройки приемника генератор сигналов после-
х) Подробнее по этому вопросу см. [2].
2) Если система автоматической регулировки усиления (АРУ) имеет избиратель-
ность, отличную от избирательности на входе второго детектора, то система АРУ должна
поддерживать постоянное значение, полученное при резонансной настройке частоты
генератора сигналов. ч ।
334
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
довательно настраивается на частоты ниже и выше резонансной. На каждой
новой частоте напряжение генератора сигналов регулируется для получе-
ния стандартного измерительного выхода приемника. Результаты наносятся
в виде кривой, как это показано на фиг. 253. Ослабление сигналов, частота
которых отличается от частоты настройки приемника, на один или два
канала соответственно носит название затухания по соседнему каналу
Фиг. 253. Типовая кривая селективности радио-
вещательного приемника.
и затухания по второму ка-
налу.
Для случая сигналов в
стандартной полосе частот ра-
диовещания 540—1600 мггц
эти каналы представляют со-
ответственно частоты, отли-
чающиеся от резонансной ча-
стоты приемника на 10 и
20 кгц\ в случае приемников
с частотной модуляцией, где
соседние каналы смещены на
200 кгц, значения частот со-
седних каналов смещены от
резонансной частоты на 200
и 400 кгц соответственно.
При определении затуха-
ния по соседнему и второму
каналам часто берут среднее
геометрическое значение за-
тухания для соответствующих каналов на нисходящей и восходящей ветвях
кривой избирательности. Результирующее значение можно представить
так, как это показано на фиг. 252, в зависимости от частоты настройки
приемника. Ослабление сигналов всех каналов, лежащих за пределами на-
стройки, иногда характеризуется коэффициентом избирательности (селек-
тивности}. Например, в радиовещательных приемниках со стандартной
полосой ослабление определяется для сигналов, несущая которых расстроена
на 20 кгц относительно желаемой несущей частоты, т. е. коэффициент
селективности совпадает с затуханием по второму каналу.
Приемники с частотной модуляцией. В приемниках с частотной моду-
ляцией действие ограничителя делает бесполезным измерение избиратель-
ности, пока расстройка сигнала не превысит намного частоту настройки
приемника. Кривые избирательности приемников с частотной модуляцией
всегда снимаются при одновременной подаче напряжения на вход приемника
от двух генераторов сигналов способом, описанным в связи с фиг. 268
(стр. 353).
Напряжение первого генератора сигналов не модулировано и предста-
вляет полезный сигнал: частота этого сигнала соответствует настройке прием-
ника, а его величина—некоторому среднему уровню несущей. Напряжение
второго генератора сигналов модулировано стандартной измерительной
модуляцией и представляет интерферирующий сигнал. Значения частоты
этого генератора последовательно увеличиваются по сравнению с резо-
нансной и на каждой частоте напряжение регулируется для получения
стандартного измерительного выхода. Результирующая кривая амплитуды
несущей второго генератора в функции расстройки частоты от резонансной
может рассматриваться как кривая избирательности, подобная кривой фиг. 253.
Форма кривой избирательности, полученной таким способом, будет
зависеть в некоторой степени от амплитуды немодулированной несущей
£ 4. Верность воспроизведения
335
настроенного в резонанс генератора сигналов и представляющей полезный
сигнал. Другое осложняющее обстоятельство, обычно отсутствующее при
определении избирательности приемников с амплитудной модуляцией,
заключается в зависимости формы кривой избирательности частотно-моду-
лированного приемника от избранного уровня стандартного измерительного
выхода. Таким образом, может быть получено семейство характеристик
избирательности приемника с частотной модуляцией.
Входной интерферирующий сигнал ниже 1вт ,86
Фиг. 254. Типовые кривые селективности по соседнему
каналу для радиовещательного приемника частотно-моду-
лированных колебаний.
А—выход (в дб) от интерферирующего частотно-модулированного
сигнала, отличающегося на 200 кгц от полезного сигнала, по отноше-
нию к стандартному выходному напряжению.
Исходя из этого, а также учитывая тот факт, что явление захвата
обычно делает несущественными сигналы, частота которых отличается
от настройки приемника более чем на два канала, избирательность прием-
ников с частотной модуляцией обычно представляют в долях затухания
или кривых коэффициента избирательности.
Типовые характеристики приведены на фиг. 254. Крутизна кривых
выходного интерферирующего сигнала пропорциональна величине вход-
ного интерферирующего сигнала и зависит от действия ограничителя
и системы АРУ.
§ 4. Верность воспроизведения
Термин верность воспроизведения обозначает степень правильности вос-
произведения выходным напряжением приемника модулирующей частоты1).
Электрическая верность воспроизведения характеризует все части приемника
вплоть до громкоговорителя, но не учитывает эффективность преобразо-
вания электрической энергии на выходе приемника в звуковую. Акустиче-
ская верность воспроизведения характеризует правильность воспроизве-
дения модулирующей частоты акустической или звуковой частью приемника
и включает характеристики громкоговорителя.
г) В более широком смысле верность воспроизведения можно рассматривать как
правильность, с которой приемник воспроизводит информацию в принимаемом
колебании. В этом случае это понятие включает нелинейные или амплитудные иска-
жения, а также частотные искажения. Однако по стандартной терминологии верность
воспроизведения означает изменение амплитудной характеристики в зависимости от
модулирующей частоты.
336
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
Электрическая верность воспроизведения приемников с амплитудной
и частотной модуляциями, а также звуковых каналов телевизионных при-
емников определяется при помощи аппаратуры, показанной на фиг. 250.
Громкоговоритель обычно заменяется сопротивлением, эквивалентным
импедансу звуковой катушки на частоте 400 гц\ при другом способе изме-
ряют напряжение на звуковой катушке громкоговорителя. Несущая частота
генератора сигналов настраивается на резонансную частоту приемника,
включается стандартная модуляция 400 гц, уровень несущей устанавли-
вается некоторой средней величины, а ручная регулировка усиления произ-
водится для получения стандартного измерительного выхода. Затем моду-
лирующая частота изменяется в пределах диапазона звуковых частот при
Фиг. 255. Амплитудная характеристика радиоприемника амплитудно-
модулириванных колебаний.
«постоянном коэффициенте модуляции. Зависимость отношения величины
выходного напряжения к напряжению частоты 400 гц от частоты предста-
влена в виде кривой верности воспроизведения на фиг. 255.
Акустическая верность воспроизведения определяется аналогичным
образом с той лишь разницей, что определение величины выходных звуко-
вых колебаний производится методами акустических измерений. Акусти-
ческая верность воспроизведения характеризует все части приемника,
включая громкоговоритель. Поэтому она является важнейшей характери-
стикой приемника, но и наиболее трудно поддающейся стандартизации.
В идеальном случае приемник должен быть помещен в такие же акустические
условия, как и слушатель. Эти условия включают много факторов, как,
например, размеры помещения, место установки приемника в комнате,
место слушателя и акустические характеристики всей обстановки. Ясно,
что стандартизовать все эти факторы очень трудно, хотя их и необходимо
принимать во внимание [4—6].
Электрическая верность воспроизведения канала изображения теле-
визионных приемников определяется таким же образом, как и электриче-
ская верность воспроизведения приемников с амплитудной модуляцией.
Единственными отличиями являются широкий диапазон модулирующих
частот и стандартизация выходного измерительного напряжения амплитуды
10 в на частоте 100 кгц. Таким образом, для определения электрической вер-
ности воспроизведения напряжение генератора сигналов модулируется
с 30-процентным коэффициентом модуляции синусоидальным колебанием,
л затем регистрируются изменения амплитуды напряжения на управляющем
$ 5. Нелинейные искажения в радиоприемниках 337
электроде трубки при изменении частоты модуляции от 30 гц до 5 мггц. Эти
измерения обычно производятся в отсутствие синхронизирующих и блан-
кирующих сигналов.
Фазовый сдвиг выходных колебаний как функция модулирующей
частоты может быть измерен следующим образом. Напряжение модуляции
генератора сигналов подается на вертикально отклоняющие пластины
широкополосного осциллографа, а выходное синусоидальное напряжение
с управляющего электрода кинескопа подается на горизонтально отклоняю-
щие пластины. Если усилители вертикально и горизонтально отклоняю-
щих напряжений осциллографа имеют идентичные фазовые характеристики,
то полученные на экране фигуры Лиссажу покажут фазовый сдвиг в изме-
ряемом усилителе, как это описано в связи с фиг. 170 (стр. 236).
Прямое отношение к электрической верности воспроизведения канала
изображения телевизионного приемника имеет переходная характеристика.
Напротив, воспроизведение амплитуды и фазы синусоидальных колебаний
представляет собой косвенный метод определения качества передачи
телевизионных сигналов. Переходные характеристики приемника опре-
деляются при помощи генератора стандартных сигналов, модулированного
прямоугольным напряжением или импульсами. Выходное напряжение
приемника просматривается на широкополосном осциллографе, развертка
которого синхронизирована модулирующим напряжением генератора сигна-
лов, как описано в гл. 8, § 10.
Необходимо отметить, что переходные характеристики в такой же
степени зависят от нелинейных искажений системы, как амплитудные
и фазовые характеристики приемника. .
Испытания визуальной верности воспроизведения телевизионного при-
емника соответствуют испытаниям акустической верности воспроизведения
радиовещательного приемника с тем отличием, что измерениям подвергается
большое число параметров. К их числу относятся разрешающая способ-
ность, т. е. способность разделения близко расположенных черно-белых
сегментов, величина контраста между белыми и черными частями изобра-
жения, геометрические искажения изображения, фокусировка, несовершен-
ство синхронизации и интерлессинга. Большинство этих характеристик
определяется при подаче на вход приемника сигнала, модулированного
стандартной испытательной таблицей (тест). На экране кинескопа наблю-
даются детали изображения испытательной таблицы1).
§ 5. Нелинейные искажения в радиоприемниках
Вследствие нелинейных или гармонических искажений в радиоприем-
нике выходное напряжение содержит частотные компоненты, не имеющиеся
В модулированной огибающей входного сигнала. В подавляющем большин-
стве случаев эти искажения являются следствием перегрузки усилителя
низкой частоты или видеоусилителя. В приемниках с амплитудной моду-
ляцией диодный детектор обычно вносит искажения вследствие ограничения
при 100-процентном коэффициенте модуляции; эти искажения могут быть
весьма существенны, если не приняты, необходимые меры* 2). Радиочастотная
часть приемника может также вносить нелинейные искажения, если коэффи-
х) Эти измерения требуют наличия сложного вспомогательного генератора. Приб-
лиженные измерения могут быть проведены при помощи вспомогательного телевизион-
ного приемника высокого качества, который настраивается на ту телевизионную станцию,
которая передает в это время испытательную таблицу. Выходные видеосигналы этого
приемника, включая синхронизирующие и бланкирующие сигналы, используются для
модуляции генератора стандартных сигналов.
2) Более подробно по этому вопросу см. [7].
22 ф. Термен и Дж. Петтит
338
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
циент усиления зависит от амплитуды сигнала; в этом случае усиление
пиков модулированного сигнала будет отличаться от усиления остальной
части колебаний, что вызовет искажения формы огибающей колебаний.
Однако последняя причина нелинейных искажений весьма редко встре-
чается в обычных приемниках.
Нелинейные или гармонические искажения определяются при помощи
подачи на вход приемника сигнала от генератора сигналов, модулированного
синусоидальным колебанием, и наблюдения результирующих искажений
низких частот или видеочастот на выходе приемника способами, описан-
ными в гл. 6, § 4 и 6. Для радиовещательных приемников обычно исполь-
зуется модуляция частотой 400 гц; возможно также применение других
модулирующих частот, а также одновременная модуляция входной несущей
двумя частотами для определения интермодуляционных искажений. Изме-
рения должны производиться с различным коэффициентом модуляции
входного сигнала, включая, в частности, 100-процентную модуляцию,
поскольку определенные типы искажений, например ограничение детектора,
зависят от коэффициента модуляции.
Результаты определения гармонических искажений зависят также
от уровня выходной мощности, регулировки громкости, амплитуды несущей
входного сигнала и модулирующей частоты. Таким образом, для получения
полных результатов необходимо регистрировать все эти условия, а также
определять искажения при различных условиях.
Часто под максимальной выходной мощностью радиоприемника пони-
мают мощность, при которой общие гармонические искажения, определяе-
мые уравнением (8.6), составляют 10%. Если коэффициент модуляции
не слишком велик и ограничения детектором не происходит, эти искажения,
как правило, почти полностью определяются оконечным мощным каскадом
выходного усилителя приемника..
§ 6. Вредные явления. Перекрестная модуляция
Часто очень сильные сигналы вызывают в приемниках ряд вредных
эффектов, причем некоторые из них возникают лишь при наличии одного
сильного сигнала, а другие—при наличии одновременно двух или несколь-
ких сильных сигналов.
Вредные явления, возникающие при одном сигнале. Наиболее серьез-
ным явлением следует считать прием по зеркальному каналу в супер-
гетеродинных приемниках. Этот эффект измеряется при настройке гене-
ратора сигналов на зеркальную частоту1). Затем включается стандартная
модуляция и напряжение генератора сигналов регулируется до тех пор,
пока на выходе приемника не возникнет стандартное или максимальное
напряжение. После этого без перестройки приемника генератор сигналов
настраивается на частоту настройки приемника и входное напряжение
регулируется до получения такого же выходного напряжения, как и раньше.
Отношение входных напряжений для этих двух случаев называется изби-
рательностью по зеркальному каналу. В хороших приемниках эта величина
составляет 60 дб и более.
Другим существенным вредным эффектом в супергетеродинном
приемнике является прием сигналов на промежуточной частоте. Вели-
чина этого эффекта может быть определена при помощи генератора
х) Зеркальная частота отличается от частоты настройки приемника на удвоенное
значение промежуточной частоты. Обычно частота гетеродина выше принимаемой час-
тоты, а зеркальная частота выше частоты настройки.
$ 6. Вредные явления. Перекрестная модуляция 339
сигналов, который вначале настраивается на промежуточную частоту,
а затем на частоту настройки приемника, и производится сравнение входных
напряжений, дающих одинаковое напряжение на выходе. Имеется ряд дру-
гих частот, на которых появляются вредные явления. Их наличие может
быть выявлено при последовательной настройке приемника на различные
частоты во всем диапазоне настройки. Для каждой частоты настройки при-
емника частота генератора сигналов меняется во всем диапазоне настройки.
При этом уровень входного напряжения устанавливается высоким, поряд-
ка 1 в. При обнаружении вредных явлений их величина может быть
измерена таким же образом, как в случае определения избирательности
по зеркальному каналу.
Иногда в супергетеродинных приемниках при приеме только одной
немодулированной несущей возникает свист, высота которого меняется
с изменением настройки. Причина этого заключается в паразитной связи
между различными частями приемника. Наиболее часто это наблюдается
в том случае, когда измеряемая частота приблизительно равна гармонико
промежуточной частоты. Наличие такой «свистовой модуляции» может быть
установлено таким же способом, как и для других вредных явлений, с тем
отличием, что используется немодулированная несущая. Величина «свисто-
вой модуляции» может быть определена при установке высоты тона свиста
400 гц и измерении результирующего выходного напряжения частотой400 гц.
Затем определяется коэффициент модуляции частотой 400 гц несущей
входного измерительного напряжения, необходимый для получения преж-
него значения напряжения на выходе.
Перекрестные искажения и другие вредные явления при нали-
чии двух сигналов. Различные вредные явления могут возникать при
одновременном попадании на вход приемника двух сигналов на различ-
ных частотах. Наиболее существенными из них являются перекрестные
искажения, возникающие при следующих обстоятельствах. Приемник
настраивается на полезный сигнал, настолько сильный, что система АРУ
снижает усиление приемника до малой величины. Одновременно на входе
приемника присутствует сильный мешающий сигнал, частота которого
несколько отличается от частоты полезного сигнала. Модулирующая
частота нежелательного сигнала слышна в интервалах, когда выключается
модуляция несущей полезного сигнала. При выключении несущей полез-
ного сигнала мешающий сигнал исчезает. Причиной этих перекрестных
искажений является модуляция мешающим сигналом несущей полезного
сигнала; она возникает за счет кубических членов степенной апроксима-
ции характеристик одной или Двух первых ламп приемника1).
Величина этих перекрестных искажений может быть определена при
одновременной подаче на вход приемника напряжений от двух генераторов
сигналов* 2). Частота первого, полезного сигнала настраивается в резонанс
с приемником и устанавливается некоторый уровень несущей. Ручная регу-
лировка громкости приемника устанавливается для получения стандарт-
ного измерительного выходного сигнала с 30-процентной модуляцией частотой
400 гц. Затем модуляция выключается. После этого включается мешающий,
или интерферирующий, сигнал от второго генератора и подается на вход при-
емника. Этот сигнал налагается на несущую полезного сигнала, уровень кото-
рой остается неизменным. Эта интерферирующая несущая имеет 30-процент-
ную модуляцию при частоте 400 гц. Затем постепенно настройка интерфе-
Э О количественных соотношениях перекрестных искажений см. [7].
2) Схемы для подачи двух сигналов на вход приемника описаны в § 10 в связи с
фиг. 268.
22*
340
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
рирующего сигнала изменяется в рабочем диапазоне частот, а уровень
несущей регулируется таким образом, что на выходе приемника уровень
сигнала поддерживается постоянным, обычно на 30 дб ниже стандартного
измерительного выхода. Результаты наносятся в виде кривой зависимости
величины мешающей—несущей от разности частот интерферирующего
Расстройка между интерферирующим
и полезным сигналами, кгц.
Фиг. 256. Кривые, полученные в результате испытаний радио-
вещательного приемника амплитудно-модулированных
колебаний на перекрестные искажения.
Результаты измерений перекрестных искажений могут быть также
выражены через коэффициент перекрестных искажений [7]:
Коэффициент перекрестных искажений =
__Коэффициент модуляции мешающим сигналом полезной несущей ,q ,.
Коэффициент модуляции мешающей несущей * ' ’
Коэффициент модуляции можно определить при помощи измерений
с двумя генераторами сигналов, описанными выше. Вначале при известном
коэффициенте модуляции мешающего сигнала и немодулированном полезном
сигнале измеряется выходное напряжение на частоте модуляции мешающего
сигнала. Затем модуляция мешающего сигнала выключается, а получен-
ный сигнал модулируется той же самой частотой, какой был модулирован
мешающий сигнал. Коэффициент модуляции регулируется до получения
на выходе прежнего значения амплитуды модулирующей частоты. Получен-
ное значение коэффициента модуляции подставляется в числитель выра-
жения (9.1), а знаменатель этого выражения представляет собой известный
коэффициент модуляции мешающего сигнала.
Два сигнала могут вызывать вредные явления, взаимодействуя и
другими путями. Если разность частот двух сигналов лежит в пределах
диапазона настройки приемника, то могут возникать вредные явления
на разностной частоте. Например, если сигналы на частотах 1400 и 600 кгц
одновременно поступают на вход приемника, настроенного на частоту
$00 кгц, и имеют такую амплитуду, что перегружают первую лампу приемника,
то приемник будет принимать сигнал на разностной частоте 800 кгц, В ряде
§ 7. Различные измерения в приемниках с частотной модуляцией 341
случаев в результате взаимодействия одновременно поступающих на вход
приемника полезного и мешающего сигналов возникает свист, исчезающий
с выключением мешающего сигнала. Эти вредные явления могут быть
обнаружены и измерены при помощи описанной выше методики с примене-
нием двух генераторов сигналов.
§ 7. Различные измерения в приемниках с частотной модуляцией
Чувствительность девиации. Чувствительность девиации определяет
эффективность усиления по низкой частоте приемника с частотной модуля-
цией. На вход приемника подается напряжение от генератора сигналов
через последовательное сопротивление 300 ом, представляющее эквива-
лент антенны. Устанавливается стандартный уровень несущей этого вход-
ного сигнала, обычно 1100 мкв. При максимальном положении ручной
регулировки громкости устанавливается девиация частоты, необходимая
для получения стандартного измерительного выхода. Результирующая частот-
ная девиация выражается в килогерцах или в процентах максимальной
девиации и называется чувствительностью девиации. При малом, усилении
по низкой частоте для получения стандартного измерительного выхода по-
требуется большая девиация частоты: следовательно, чем меньше чувстви-
тельность девиации, тем лучше приемник.
Чувствительность к бесшумному сигналу. Чувствительность к бесшум-
ному сигналу определяется минимальной величиной немодулированной
несущей, которая, будучи приложена на вход приемника через эквивалент
антенны 300 ом, уменьшает выходные шумы приемника до значения
на 30 дб меньше выходного уровня, полученного при наложении стандарт-
ной измерительной модуляции на тот же сигнал. Эта величина выражается
в микровольтах или децибелах ниже 1 вт. Когда амплитуда несущей
сигнала меньше величины чувствительности к бесшумному сигналу, шумы
на выходе приемника будут обнаруживаться во время пауз модуляции,
когда они не маскируются модуляцией.
Подавление амплитудной модуляции. Степень нечувствительности
приемника с частотной модуляцией к амплитудной модуляции определяется
при таких измерениях, когда напряжение генератора сигналов одновременно
модулируется по амплитуде и по частоте. Обычно частотная модуляция осу-
ществляется частотой 1000 гц с девиацией 30% от максимальной и ручная
регулировка громкости устанавливается для получения стандартного
измерительного выхода. После этого входной сигнал дополнительно
модулируется по амплитуде на 30% частотой 400 гц. Величина выход-
ного напряжения частоты 400 гц определяет воспроизведение ампли-
тудной модуляции, а подавление амплитудной модуляции определяется
отношением напряжения частоты 400 гц к напряжению 1000 гц на вы-
ходе. Поскольку эта величина зависит от амплитуды несущей входного
сигнала, измерение должно быть проведено при нескольких уровнях
входных сигналов.
При отсутствии генератора сигналов, позволяющего получить одновре-
менно амплитудную и частотную модуляции, могут быть использованы два
генератора сигналов с раздельной амплитудой и частотной модуляцией.
Сигналы от этих генераторов сигналов одновременно подаются на приемник;
при этом не должно возникать сигналов частоты 400 или 1000 гц за счет
биения несущих. При измерениях подавления амплитудной модуляции
особенно важно, чтобы амплитудно-модулированное колебание от од-
ного из генераторов сигналов не содержало дополнительной частотной
модуляции.
342
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
Интерференция внутри канала. В системах с частотной модуляцией
интерферирующий сигнал с той же несущей частотой, что и полезный сиг-
нал, будет подавляться, если полезный сигнал сильнее, или будет подавлять
полезный сигнал, если величина его несущей больше. Такой эффект объяс-
няется действием детектора, ограничителя и системы АРУ.
Остаточная интерференция внутри канала может быть определена при
одновременной подаче на вход приемника напряжения от двух генераторов
сигналов. Вначале полезный сигнал от одного из генераторов сигналов
подвергается стандартной модуляции и устанавливается некоторой средней
величины. Затем усиление по низкой частоте приемника регулируется
для получения стандартного измерительного выхода, после чего модуляция
Фиг. 257. Типовые кривые внутриканальной интерференции в радио-
вещательном приемнике частотно-модулированных колебаний.
полезного сигнала выключается и включается интерферирующий сигнал
<о стандартной частотной модуляцией. Внутриканальная интерференция
оценивается по наличию в этом случае на выходе приемника модуляции
интерферирующего сигнала. Измерение должно проводиться при различ-
ных уровнях полезного сигнала.
Результаты определения внутриканальной интерференции наносятся
в виде кривых, как показано на фиг. 257. Величина внутриканальной
интерференции может быть также выражена как отношение уровня вход-
ного интерферирующего сигнала к уровню полезного входного сигнала
в децибелах при получении остаточного выходного сигнала на 30 дб ниже
стандартного выходного сигнала (при модуляции полезного сигнала).
Степень подавления интерферирующим сигналом полезного сигнала
называется маскирующей интерференцией. Она определяется при изменении
условий предыдущего измерения таким образом, что полезный сигнал под-
вергается стандартной модуляции, а интерферирующий сигнал оставляется
немодулированным. Затем определяется выходное напряжение при увели-
чении уровня интерферирующего сигнала. Результирующие кривые строятся
так же, как и в случае внутриканальной интерференции, с тем отличием,
что по оси ординат откладывается выходной уровень полезного сигнала.
Частотная характеристика. Частотная характеристика определяет
изменения выходного сигнала низкой частоты при расстройке приемника
относительно частоты сигнала.
На практике эту характеристику легче получить, изменяя частоту гене-
ратора сигналов, а не частоту настройки приемника, поскольку градуировка
§ 8. Измерения других параметров в приемниках
343
шкалы частот генератора сигналов обычно точнее, чем градуировка прием-
ника. Таким образом, частотная характеристика получается при настройке
генератора сигналов на резонансную частоту приемника, установке
амплитуды входного сигнала некоторой средней величины и регули-
ровке усиления приемника таким образом, чтобы получить стандартный
измерительный выход для стандартной входной модуляции. Затем изме-
ряется выходной сигнал приемника при расстройке частоты генератора
сигналов в обе стороны от резонанса при постоянном уровне входного
сигнала. Результаты наносятся в виде кривых, показанных на фиг. 258.
Измерения производятся для различных значений входного сигнала, по-
скольку, как это видно из фигуры, частотная характеристика существенно
зависит от уровня сигнала.
Расстройка генератора сигналов, кгц
Фиг. 258. Типовые частотные характеристики приемника частот-
но-модулированных колебаний, рассчитанного на частотную
девиацию 75 кгц.
Частотная характеристика особенно важна для приемников с частотной
модуляцией, поскольку иногда для таких приемников вблизи точной
настройки имеют место побочные эффекты. Эти эффекты возникают за счет
действия частотного детектора и более заметны при большом входном сигнале.
§ 8. Измерения других параметров в приемниках
Автоматическая регулировка усиления. Большинство радиоприемников
снабжено разнообразными схемами автоматической регулировки усиле-
ния (АРУ) для сужения диапазона изменения уровня выходного сигнала,
который оказался бы чрезмерно широк, если бы выходной сигнал был прямо
пропорционален сигналу в антенне. Стандартизованное измерение оценки
эффективности действия системы АРУ заключается в подаче на клеммы
антенны сигнала со стандартной модуляцией (т. е. 30% частоты 400 гц)
и типовой величиной несущей, составляющей 5000 мкв для приемника
с амплитудной модуляцией и 1100 мкв для приемника с частотной модуля-
цией и телевизионного приемника. Ручная регулировка громкости устана-
вливается для получения стандартного измерительного выхода. При фикси-
рованном положении регулировки громкости уровень несущей входного
сигнала меняется в широком диапазоне значений обычно от 1 мкв до 1 в.
При этом регистрируется относительный уровень выходной мощности
приемника и строится кривая зависимости изменения выходного сигнала
в децибелах от входного уровня несущей также в децибелах. В некоторых
случаях желательно получить ряд кривых для различных значений коэф-
344
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
фициента модуляции. Типовые результаты приведены на фиг. 259; более
пологий характер кривых означает лучшую работу системы АРУ.
Излучение приемников1). Радиоприемник, особенно телевизионный,
может излучать радиочастотную мощность, которая может интерфериро-
вать в близко расположенных приемниках, работающих в этом же диапазоне
цли даже совсем на других частотах. В ряде случаев необходимо свести
такую излучаемую мощность к абсолютному минимуму или по крайней
мере к стандартному пределу.
Радиоприемник обычно содержит несколько источников радиочастот-
ной мощности. Наиболее важным является гетеродин в супергетеродин-
ном приемнике, кроме того, на выходе преобразователя имеются гармоники
Фиг. 259. Типовые характеристики радиовещательного
приемника амплитуднб-мддулированных колебаний с
системой автоматической регулировки громкости.
основной частоты гетеродина. Имеет также часто существенное значение уро-
вень мощности на выходе усилителя промежуточной частоты, т. е. на входе
детектора. Выход второго детектора содержит гармоники промежуточ-
ной частоты, имеющие существенную амплитуду. Телевизионные приемники
содержат дополнительные источники энергии излучения. К их числу отно-
сятся гармоники колебаний генератора строчной развертки, лежащие в
области радиочастот, видеосигналы, спектр которых простирается до 4,5 мггц,
а также имеющийся в некоторых телевизионных приемниках генератор
радиочастоты для высоковольтного напряжения питания кинескопа.
Насчитываются три вида излучения энергии приемником. Наиболее
существенным и вредным является излучение приемной антенны. Это
излучение может быть измерено весьма просто при помощи подключения
к vвходным клеммам параллельно с эквивалентом антенны чувствитель-
ного радиочастотного лампового вольтметра или приемника (в предпо-
ложении, что входной импеданс вольтметра или приемника велик). В слу-
чае приемника с внутренней рамочной антенной необходимо измерить напря-
женность поля на определенном расстоянии (обычно около 30,5 м) методами,
описанными в гл. И. Измерения должны производиться на открытой пло-
щадке или гладкой крыше, где нет никаких предметов, влияющих на изме-
рения. В другом случае определяют эквивалентное напряжение, возникаю-
щее при излучении, замещая излучающий приемник генератором сигналов,
'*) Дополнительно по этому вопросу Ьм. в работах [8—10].
$ 8. Измерения других параметров в ^приемниках
345
напряжение с которого прикладывается к излучающей антенне для полу-
чения такой же напряженности излучаемого поля, которую создавал
приемник1).
, Вторым видом излучения являются неэкранированные электроста-
тические и электромагнитные поля, связанные с шасси приемника или
с; его отдельными деталями. Хотя величина этого эффекта обычно неве-
лика, она может все же оказывать вредное воздействие на расположенное
вблизи оборудование. Величина этого излучения может быть определена
при помощи отключения антенны и замены ее безиндукционным сопротивле-
нием соответствующей величины. Затем приемник помещается на неко-
торой стандартной высоте над землей и работает от самостоятельного
источника питания (или от сети питания, тщательно заэкранированной
и зафильтрованной). Результирующее излучение измеряется измерителем
напряженности поля.
Третий вид излучения мощности из приемника связан с радиочастот-
ными токами, протекающими по проводам питания, в частности с токами,
образованными за счет напряжения между этими проводами и землей. Эти
напряжения могут быть измерены ламповым вольтметром или приемником
при использовании необходимых мер фильтрации напряжения 50 гц. В дру-
гом случае приемник заменяется генератором сигналов и излучение опре-
деляется через величину напряжения генератора сигналов, которое необ-
ходимо приложить к питающим проводам для получения той же величины
излучения, которую создавал приемник.
Величина допустимого максимального излучения приемника зависит
от ряда обстоятельств. На морских судах, где излучение должно быть воз-
можно меньшим, для предотвращения интерференции между многими прием-
никами, установленными на одном и том же судне, а также в целях безопас-
ности типовым пределом величины излучаемого поля является 0,1 мкв/м
на расстоянии примерно 1,6 км9 или 400 • 10"12 вт излучаемой мощности.
Измерения фонд. Фоном называются гармоники основной частоты
50 гц, производимые переменными питающими токами. Фон может попадать
непосредственно в канал звуковых частот приемника в результате недоста-
точной фильтрации источников питания, через паразитные емкости, а также
вследствие питания накала ламп переменным током. В других случаях фон
может появляться на выходе приемника в результате модуляции напряже-
нием или полями фона радиочастотного сигнала в усилителе промежуточной
частоты, преобразователе и радиочастотных каскадах приемника.
Измерение фона на выходе приемника может быть произведено анализато-
ром гармоник или измерительным прибором с квадратичной характеристикой.
Результаты измерений обычно зависят от положения регулировки усиле-
ния и могут изменяться в зависимости от наличия радиочастотного сигнала.
Усиление отдельных каскадов и частей радиоприемника. Чувстви-
тельность приемника, выраженная через величину входной мощности, необ-
ходимую для получения стандартного измерительного выхода, определяется
общим усилением приемника. Поэтому иногда желательно измерить усиле-
ние отдельных частей приемника, чтобы знать долю усиления каждой
из этих частей в общем усилении приемника.
г) Для случая высокочастотных приемников, входные клеммы которых симметричны
по отношению к земле, необходимо определить пути, по которым осуществляется воз-
буждение, антенны. Причинами излучения в этом случае могут быть, во-первых, напря-
жение между двумя проводниками двухпроводного фидера, питающего антенну, или,
во-вторых, напряжение между землей и фидером.
346
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
Это может быть осуществлено при помощи метода определения усиления
отдельных каскадов многокаскадного усилителя, описанного в связи
с фиг. 211. При этом методе напряжение генератора сигналов на соответствую-
щей частоте подается последовательно в точки a, b, c,dnr. д. схемы фиг. 260,
причем амплитуда приложенного напряжения регулируется таким образом,
чтобы уровень выходного сигнала низкой частоты оставался постоянным1).
Отношение значений приложенного напряжения в любых двух точках
дает величину усиления по напряжению части приемника между этими
двумя точками. Таким образом, отношение величины несущей напряжения
промежуточной частоты со стандартной модуляцией на управляющей сетке
первого каскада усиления промежуточной частоты к величине несущей радио-
частотного напряжения со стандартной модуляцией, которое необходимо
подать на управляющую сетку преобразователя для получения одинакового
выходного сигнала, является коэффициентом передачи преобразователя.
Фиг. 260. Упрощенная схема приемника с указанием точек, в которых
включается генератор сигналов при определении коэффициента усиления
отдельных каскадов.
Указаны типовые значения усиления по напряжению при среднем сигнале для отдель-
ных частей приемника.
Как и в случае многокаскадного усилителя (см. гл. 8, §3), такие измерения
дают весьма точную величину реального усиления в приемнике, включая
эффекты самовозбуждения. Типовые значения усиления по напряжению
различных частей приемника для случая приема средних сигналов при-
ведены на фиг. 260.
Другой метод измерения усиления отдельных частей приемника заклю-
чается в подаче стандартного модулированного сигнала на вход приемни-
ка и определении относительной величины напряжения в последовательных
точках приемника при помощи лампового вольтметра с высоким входным
импедансом, существенно не изменяющим усиления* 2). В низкочастотном
тракте приемника может быть применен ламповый вольтметр обычного типа,
измеряющий напряжение относительно земли. Вольтметр перемещается от
точки к точке, начиная от громкоговорителя к выходу детектора. Напряжение
в радиочастотной части усилителя может быть измерено при помощи лам-
пового вольтметра с детектором и усилителем, состоящим обычно из одного
каскада резонансного усилителя радиочастоты. Чтобы измерительный при-
бор не изменял характеристик усилителя, его необходимо подключать
в тех точках приемника, где напряжение можно измерять через последова-
х) Заметим, что частота генератора сигналов изменяется от частоты сигнала до
промежуточной частоты после преобразователя и от промежуточной частоты до звуковой
частоты после второго детектора.
2) Можно также использовать вместо резонансного усилителя широкополосный
кристаллический детектор и усилитель низкой частоты с большим усилением. При по-
мощи такой аппаратуры можно измерять сигналы менее 1 мв. Преимуществом является
отсутствие настройки.
$ 9. Требования к генераторам сигналов
347
тельно включенный конденсатор малой емкости. Поскольку точки под-
ключения вольтметра меняются, напряжение генератора сигналов на входе
приемника регулируется для получения постоянного отсчета лампового
вольтметра.
В этом случае величина усиления между двумя точками приемника
равна отношению значений напряжения генератора сигналов, необходи-
мых для поддержания постоянного показания лампового вольтметра. В тех
точках, где частота сигнала изменяется, например при определении усиле-
ния от одной точки радиочастотного канала до другой точки канала усили-
теля промежуточной частоты, усилитель лампового вольтметра необходимо
перестраивать. В этом случае относительная чувствительность лампового
вольтметра на двух частотах может быть определена при помощи генератора
сигналов и учтена в результирующих расчетах. Этот метод исследования
характеристик радиоприемника широко используется при эксплуатации.
Он дает хорошее общее представление о работе приемника, но не позволяет
произвести точный учет эффектов самовозбуждения в каналах промежуточ-
ной и радиочастоты.
При определении усиления отдельных частей приемника необходимо
отключить от второго детектора цепь АРУ и подключить ее к источнику
фиксированного напряжения, величина которого выбрана таким образом,
чтобы поставить схему в нормальный рабочий режим. Таким образом,
для слабых входных сигналов необходимо подать небольшое отрицательное
напряжение, и наоборот.
§ 9. Требования к генераторам сигналов
Подробное описание генераторов сигналов будет дано в гл. 15. Здесь же
будут сформулированы требования, имеющие существенное значение при
измерениях радиоприемников.
Основное назначение генератора сигналов заключается в получе-
нии на его выходных клеммах регулируемого и точно известного уровня
напряжения в пределах приблизительно от 1 в до 10—1 мкв. Генератор
сигналов должен быть достаточно хорошо заэкранирован, чтобы паразит-
ные напряжения, наводимые в приемнике за счет утечек генератора сигна-
лов, были малы по сравнению с выходным сигналом генератора сигналов.
В общем желательно, чтобы выходной импеданс генератора сигналов был
низким. Это объясняется тем, что обычно этот импеданс должен быть изме-
нен добавлением в выходной схеме эквивалента антенны (см. § 10), что легче
осуществить при малом значении выходного импеданса генератора сигналов.
Тип модуляции должен соответствовать типу измеряемого приемника,
т. е. амплитудная модуляция для обычных радиовещательных приемников
и частотная модуляция для канала звука телевизионных приемников. Воз-
можность модуляции генератора сигналов для испытаний канала изобра-
жения телевизионного приемника зависит от простоты конструкции гене-
ратора. В канале изображения телевизионных приемников используется
амплитудная модуляция и для испытания чувствительности может быть
использован сигнал с 30-процентной модуляцией синусоидой 400 гц. Более
подходящая к реальным условиям форма модулирующего сигнала показана
на фиг. 251 и включает сигнал средней интенсивности фона совместно с блан-
кирующими и синхронизирующими импульсами. Для полных измерений
визуальной верности воспроизведения со степенью* точности, достаточной
для радиотехнической промышленности, генератор сигналов должен обес-
печивать модуляцию стандартной испытательной таблицей. Она состоит
из изображений белых, серых и черных полос и клиновидных просветов,
расположенных на экране таким образом, чтобы можно было измерить
348
Гл.' 9. Измерения параметров радиоприемников
различные характеристики приемника, например разрешающую способ-
ность, градиент яркости, контрастность и т. д.
Конструкция такого генератора весьма сложна и дорога; поскольку
он весьма специализирован, то здесь он не описывается.
§ 10. Подключение генератора сигналов при наличии
эквивалента антенны и рамочной антенны
При измерениях приемника существенное значение имеет способ подачи
на приемник стандартного сигнала. Необходимо рассмотреть два типа
Эквивалент антенны
Фиг. 261. Стандартизованный эквивалент антенны для радиовещательных
приемников.
приемников: 1) с внутренними рамочными антеннами и 2) с входными клем-
мами, к которым присоединяется внешняя антенна.
Приемники, использующие внешние антенны; эквиваленты антенны»
При испытании приемников с внеш-
ними антеннами генератор сигна-
лов подключается к приемнику
через последовательный импеданс
или эквивалент антенны, как это
показано на фиг. 250. Величина
этого импеданса выбирается таким
образом, чтобы при сложении с
внутренним импедансом генератора
сигналов суммарный импеданс на
входных клеммах приемника рав-
нялся импедансу типовой антенны.
В ряде случаев эквиваленты
антенны стандартизованы. Напри-
мер, эквивалент антенны для испы-
таний радиовещательных приемни-
ков с амплитудной модуляцией в
диапазоне частот 540—23 000 кгц
показан на фиг. 261. Характери-
Частота, мггц стика импедансов этого эквивален-
v ’ та приведена на фиг. 262. В стан-
Ф и г. 262. Характеристика импеданса экви- г м
валента антенны, изображенного на фиг. 261. дартном диапазоне частот радиове-
щания 540—1600 кгц этот эквива-
лент имитирует однопроволочную антенну с эффективной высотой 4 м;
на сверхвысоких частотах он эквивалентен линии передачи 400 ом1).
х) Конструкция эквивалента антенны, имитирующего полуволновой диполь, может
быть легко сделана по кривым, приведенным в работе [И].
$ 10. Подключение генератора сигналов при наличии эквивалента антенны 349
При подключении эквивалента антенны согласно схеме фиг. 261 напряжение
на разомкнутых входных клеммах приемника равно напряжению холо-
стого хода генератора сигналов и эквивалентное сопротивление источника
равно сумме импедансов эквивалента антенны и внутреннего импеданса
генератора сигналов. Большинство генераторов сигналов, предназначенных
трансформатор
а
6
Фиг, 263. Методы подключения генератора сигналов к прием-
нику с симметричным входом.
d—несимметричный выход генератора сигналов; б—симметричный выход
генератора сигналов.
для работы с радиовещательными приемниками, имеет выходной импеданс
менее 10 ом, и, таким образом, общий импеданс системы определяется
импедансом эквивалента антенны.
Эквивалент антенны обеспечивает возможность измерений в тех же усло-
виях, в которых приемник использует энергию, поступающую из антенны.
На частотах более высоких, чем радиовещательный диапазон 500—1600 кгц,
Фиг. 264. Схема подключения генератора сигналов к приемному
устройству, рассчитанному на входную коаксиальную линию с
волновым сопротивлением 50 ом.
антенна обычно присоединяется к приемнику при помощи фидера. В этом
случае импеданс антенны почти всегда согласуется с волновым сопро-
тивлением фидера. В результате источник энергии, возбуждающий прием-
ник, имеет внутреннее сопротивление, равное волновому сопротивлению
(обычно активному) фидера. Фидер от антенны до приемника обычно стан-
дартизован для разных классов устройств.
350
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
Например, для телевизионных приемников и приемников с частотной
модуляцией применяется симметричный фидер с волновым сопротивле-
нием 300 ом. В этом случае генератор сигналов может быть подключен
к входу приемника так, как это показано на фиг. 2631). На более высоких
частотах обычно используется коаксиальный фидер с волновым сопротивле-
нием 50 ом. Внешняя оплетка коаксиального кабеля заземляется. Резуль-
тирующая схема подключения генератора сигналов показана на фиг.4264.
Схема подключения генераторов сигналов к приемникам с рамочными
антеннами. Если приемник имеет внутреннюю рамочную антенну, генератор
сигналов нельзя непосредственно подключать к приемнику [1,13]. Рамка
обычно является индуктивностью резонансного контура входного каскада,
и, следовательно, ее нельзя отсоединить или зашунтировать генератором
Генератор
сигналов
Рамка генератора
Приемник
с внутренней
рамочной
антенной
сигналов
Фиг. 265. Блок-схема устройства с применением генератора сигналов
с рамкой для создания электромагнитного поля известной величины.
сигналов. Генератор сигналов связывается с рамкой индуктивно, и уровень
входного сигнала приемника выражается через среднюю напряженность
поля, индуцированного в рамочной антенне приемника.
Имеются два способа получения индуцированного поля известной
величины. При одном способе генератор сигналов, возбуждающий рамку,
подключается по схеме фиг. 265. Рамки генератора сигналов и прием-
ника должны быть одинаковых размеров; расстояние между ними должно
быть не меньше двух диаметров рамки, но малым по сравнению с длиной
волны. Расстояние до окружающих предметов (исключая шасси прием-
ника) должно быть в несколько раз больше расстояния между рамками.
При условии, что резонансная частота рамки генератора сигналов высока
по сравнению с рабочей частотой, так что емкостными токами можно пре-
небречь, выражение для напряженности поля, создаваемого рамкой генера-
тора сигналов, будет иметь следующий вид:
(92)
где Е—эквивалентное электрическое поле в центре приемной рамки (в/м)\
N—число витков рамки генератора сигналов; d—диаметр рамки генера-
тора сигналов (м); I—ток в рамке генератора сигналов (a); D—расстоя-
ние от центра рамки генератора сигналов до окружности приемной рамки.
В случае больших значений напряженности поля ток I может быть
непосредственно измерен при помощи термопары. Полученное отношение
между током I и соответствующей ему величиной напряжения генератора
сигналов может быть использовано в дальнейшем для определения вели-
чины тока I при малых значениях тока, которые не поддаются непосред-
г) Если выход генератора сигналов несимметричен (см. фиг. 263,а), то система,
вообще говоря, не симметрична относительно земли. Однако импеданс системы по отно-
шению к земле настолько велик, что ошибка пренебрежимо мала при условии, что не
имеет места полуволновой резонанс [12].
$ JO. Подключение генератора сигналов при наличии эквивалента антенны 351
ственному измерению. Можно также измерить или рассчитать индуктив-
ность (или реактивное сопротивление) рамки генератора сигналов и опре-
делить затем ток / рамки как отношение напряжения генератора сигналов
к реактивному сопротивлению рамки.
Другой способ определения величины /, широко распространенный
на практике, иллюстрируется фиг. 266, а. Здесь низкоимпедансная рамка
а
Фиг. 266. Устройство для получения при помощи
генератора сигналов тока рамочной антенны известной
величины.
Индуктивность рамки мала, а сопротивление jRj больше реактив-
ного сопротивления рамки, а—низкоимпедансная рамка, питае*
мая через последовательное сопротивление; б—низкоимпедансная
экранированная рамка, питаемая через коаксиальный кабель и
последовательное сопротивление; в—эквивалентная схема для
экранированной рамки (см. б), если Hs—50 ом и импеданс
рамки мал.
подключена к генератору сигналов через сравнительно большое последо-
вательное сопротивление Rv например 400 ом. С хорошей степенью при-
ближения можно считать, что ток I рамки будет равен отношению напря-
жения генератора сигналов к величине jR1+7?s; еще более высокая степень
точности может быть получена при учете в определении I рассчитанного
352
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
значения индуктивности рамки х). Рамка в схеме фиг. 266, а может быть
подключена к генератору сигналов через коаксиальную линию, как это
показано на фиг. 266, б. Сопротивление RQ выбирается здесь таким образом,
что величина параллельного соединения Ло и Л равна волновому сопроти-
влению линии. При этих условиях ток I рамки можно рассчитать в пред-
положении, что напряжение, вырабатываемое генератором сигналов
на нагрузке, равной волновому сопротивлению линии, прикладывается
к рамке через сопротивление Rv как это показано на схеме фиг. 266, в,
где Ну равно R плюс сопротивление, образованное параллельным соедине-
нием Rq и волнового сопротивления линии.
Другая схема для получения стандартного поля, пригодная для изме-
рений в экранированном помещении, приведена на фиг. 267. Здесь провод
проходит в экранированное помещение вблизи потолка, посередине между
Фиг. 267. Метод создания электромагнитного поля
известной величины в экранированном помещении.
двумя стенами, и действует подобно внутреннему проводнику коаксиальной
линии передачи. Внешним проводником этой линии служат стены, пол
и потолок экранированного помещения. Генератор сигналов соединяется
последовательно с одним концом линии передачи, как показано на схеме,
а противоположный конец нагружается на сопротивление, равное волновому
сопротивлению линии. Величина этого сопротивления может быть рассчи-
тана* 2) или определена при помощи измерительной линии. Генератор сигна-
лов удобно поместить снаружи экранированного помещения, уменьшив
этим затруднения, возникающие за счет полей утечки при испытании прием-
ников с рамочными антеннами.
Средняя напряженность поля в центре квадратной рамочной антенны,
помещенной непосредственно под проволокой, как это показано на фиг. 267,
приближенно может быть рассчитана по следующему соотношению
х) При соответствующем выборе размеров рамки и величины сопротивления в этой
схеме можно получить простое соотношение между напряженностью поля на заданном
расстоянии от рамки и напряжением холостого хода генератора сигналов [1].
2) Расчетная формула имеет вид:
Волновое сопротивление = 138 1g (9.3)
где de—расстояние до потолка, а а—диаметр проволоки.
£ 10. Подключение генератора сигналов при наличии эквивалента антенны 353
(предполагается, что проволока расположена относительно близко от по-
толка):
р__ №ES (d + h)(2dc + d-h)(2df-dA-h)(2df+2dc-d-h)
h (Rs + /?о) g (d — h) (2dc + d + h) (2df — d — h)(2df + 2dc — d^h)'
где E—средняя напряженность поля по периметру рамки (в/м), а остальные
обозначения указаны на фиг. 267, причем все расстояния выражаются в
метрах. Приемная рамка должна быть помещена в середине между стенами
помещения. В этом случае влияние неоднородностей на концах линии будет
уравновешиваться за счет конечной ее длины.
Испытания с двумя генераторами. При некоторых измерениях прием-
ников необходимо к входу приемника подключить два генератора сигна-
лов—генераторы полезного и интерферирующего сигналов. Это необходимо
Эквивалентная
последовательная схема
гОмкен
Эквивалентная
б последовательная схема
Фиг. 268. Методы одновременного подключения двух генераторов сигналов
к радиоприемнику с внешней антенной.
а—два идентичных генератора сигналов, включенных параллельно; б—плпаллельное соединение
генераторов сигналов через эквиваленты антенн; в—последовательное соед пение двух генераторов
сигналов; г—трансформаторное соединение двух генераторов сигналов.
осуществить таким образом, чтобы в эквивалентной схеме к входным клем-
мам приемника были последовательно подключены напряжения обоих генера-
торов сигналов и, кроме того, было последовательно включено эквивалент-
ное сопротивление, соответствующее стандартному эквиваленту антенны.
23 ф. Термен и Дж. Петтит
354
Гл. 9. Измерения параметров радиоприемников
Существуют три принципиально отличных способа осуществления этих
требований. Эти способы иллюстрируются фиг. 268 для случая прием-
ника с внешней антенной. На фиг. 269 показан в качестве примера
приемник с рамочной антенной. На фиг. 268, а и б оба генератора сигналов
включены параллельно, так что одна из клемм каждого из них заземлена.
Однако эквивалентная схема по отвэшению к входным клеммам приемника
такова, что эффективный импеданс между ними равен половине импеданса
каждого эквивалента антенны1) и эквивалентные напряжения генераторов
Фиг. 269. Метод одновременного подключения двух генераторов сигналов к низкоом-
ной рамочной антенне с целью создания электромагнитного поля известной величины для
испытания приемного устройства с рамочной антенной.
а—принципиальная схема; б—эквивалентная схема для случая малого импеданса.
сигналов, включенные последовательно с этим импедансом, равны поло-
вине напряжения холостого хода каждого генератора сигналов. Преиму-
щество схемы фиг. 268, в заключается в возможности использования стан-
дартного эквивалента антенны при условии, что реактивное сопротивление
паразитной емкости С\ между шасси генератора сигналов № 1 и землей
на рабочих частотах много больше выходного импеданса Rs генератора
сигналов № 2. При несоблюдении этого условия эквивалентное напряжение
холостого хода генератора сигналов № 2 будет изменяться в соответствии
с делителем напряжения, образованным внутренним импедансом генератора
сигналов № 2 и емкостью С±. Трансформаторную связь, как это показано
на фиг. 268, г, удобно применить при ограниченном диапазоне частот,
при котором можно использовать один трансформатор; в противном случае
конструкция получается слишком громоздкой.
Схема соединения двух генераторов для испытаний рамочных прием-
ников, показанная на фиг. 269, аналогична схеме фиг. 268, а в примене-
нии к однорамочной схеме фиг. 266, б.
§ И. Шумы в приемниках
Выходной сигнал чувствительного радиоприемника всегда содержит
некоторое количество шумов. Некоторые из этих шумов являются след-
ствием хаотически изменяющейся напряженности электромагнитного поля
г) Вследствие этого импеданс каждого элемента схемы эквивалентов антенны должен
быть в два раза больше импеданса соответствующего элемента стандартного эквивалента
антенны.
$ 11. Шумы в приемниках
355
и так называемых атмосферных шумов (помех), принятых антенной. Осталь-
ные шумы возникают в лампах и схеме приемника1); они могут быть
оценены по величине фактора шума или по входному эквиваленту шума.
Фактор шума приемника. Фактор шума приемника характеризует
соответствие величины шума, в действительности существующей в системе,
шумам идеальной системы с той же самой эквивалентной шириной полосы.
Фактор шума приемника по существу является фактором шума резонансного
усилителя приемника, так как шумы второго детектора и канала низких
частот пренебрежимо малы по сравнению с усиленными шумами резонансного
усилителя. Таким образом, для рассмотрения шумов приемника полностью
пригодно обсуждение, проведенное в гл. 8, § 12 и 15 для шумов усилителей* 2),
Тот факт, что преобразователь приемника сдвигает частоту шумов, не имеет
сколько-нибудь существенного значения; он просто означает, что полоса
выходного шума смещена по частоте по отношению к спектру входного
шума. Таким образом, остаются в силе понятия эквивалентной ширины
полосы, выходной мощности шума, фактора шума и т. д.
Методика измерения фактора шума приемника подобна описанной
в гл. 8, ,§ 14 для усилителей независимо от того, используется ли метод
генератора синусоидальных сигналов, или шумового генератора. Импедан-
сом источника, с которым должны быть соединены входные клеммы прием-
ника, является эквивалент антенны. Выходные шумы приемника измеряются
в последнем каскаде усилителя промежуточной частоты, как это было описано
в гл. 8, § 15 в связи со схемой фиг. 243, или в другом случае—при под-
соединении квадратичного лампового вольтметра к последнему резонанс-
ному контуру для индикации относительного уровня мощности шумов
в этой точке3). Цепь АРУ должна быть отключена от второго детектора.
На нее должен быть подан фиксированный потенциал, соответствующий
рабочим условиям, в которых определяется фактор шума; таким образом,
для получения фактора шума в условиях максимальной чувствитель-
ности потенциал цепи АРУ должен иметь небольшое отрицательное
значение.
На практике величина фактора шума приемника определяется
шумами, генерируемыми во входных цепях и первой лампе приемника,
г) Подробный обзор источников шума в радиоприемнике дан в работе [14].
2) Единственным исключением является тот случай, когда приемник не имеет ос-
лабления по зеркальному каналу. При этом фактор шума приемника на 3 дб выше, чем
в случае полного отсутствия приема по зеркальному каналу. Причина этого заключается
в том, что неослабленная мощность шума по зеркальному каналу на входе приемника
складывается с шумами на рабочей частоте, удваивая мощность шума по сравнению с тем
случаем, когда имеется подавление по зеркальному каналу. Метод измерения фактора
шума при помощи генератора синусоидальных сигналов будет давать точное значение
независимо от степени подавления по зеркальному каналу. Напротив, при использовании
шумового генератора будет получаться значение фактора шума, соответствующее случаю
полного подавления по зеркальному каналу независимо от того, имеется ли оно на самом
деле. Это происходит потому, что в отличие от генератора синусоидальных сигналов
шумовой генератор подает на вход приемника мощность шумов на зеркальной частоте
так же, как на частоте сигнала. Таким образом, если подавление по зеркальному каналу
отсутствует, истинное значение фактора шума при использовании шумового генератора
будет на 3 дб больше измеренного значения.
3) Если фактор шума определяется при помощи стандартного шумового генератора,
удовлетворительные результаты могут быть получены при использовании второго детек-
тора приемника в качестве лампового вольтметра для регистрации относительного уров-
ня выходного шума. Это оказывается возможным, несмотря на то, что детектор является
пиковым устройством. Он будет давать весьма точные показания относительной величины
мощности шума. Однако второй детектор нельзя использовать для определения фактора
шума при помощи генератора синусоидальных сигналов во избежание больших и непо-
стоянных ошибок.
23*
356 Гл, 9. Измерения параметров радиоприемников
вследствие того, что эти шумы подвергаются большему усилению, нежели
шумы, генерируемые последующими цепями и лампами. Только в том
случае, если усиление первой лампы очень мало, на величину фактора
шума оказывают существенное влияние шумы второй лампы и ее входного
контура.
Фактор шума приемника приобретает существенное значение на рабо-
чих частотах 30 мггц и выше. На более низких частотах определяющее
действие на слабые сигналы имеют атмосферные шумы, а не внутренние
шумы приемника. Напротив, в приемниках сверхвысоких частот минималь-
ные сигналы определяются практически шумами приемника и любое улуч-
шение фактора шума приемника вызывает соответствующее улучшение
реальной чувствительности.
Нешумящий приемник; входной эквивалент шума. Фактор шума
определяет качество реального приемника по сравнению с идеальной прием-
ной системой, имеющей минимально возможный уровень шума. Однако он не
определяет отношения сигнал/шум на выходе приемника после детек-
тирования и усиления по низким (или видео) частотам. Эта информация
может быть получена при использовании понятия входного эквивалента
шума.
При этом способе на вход приемника от генератора сигналов подается
смодулированная несущая и при помощи квадратичного индикаторного
устройства, желательно термоэлектрического прибора, регистрируется уро-
вень выходного шума Рп в канале усиления звуковых частот или видео-
частот. Затем несущая модулируется частотой 400 гц и коэффициент моду-
ляции т увеличивается до тех пор, пока мощность Ps выходного сигнала
400 гц не будет приблизительно равна прежнему уровню мощности шума Рп1).
Выходное напряжение Еп, эквивалентное шуму, выражается соотношением:
= (9.5)
где Es—амплитуда несущей генератора сигналов; т—коэффициент модуля-
ции этой несущей. При этих измерениях необходимо, чтобы амплитуда Es
немодулированной несущей была по крайней мере в три раза, а желательно
в десять раз, больше величины эквивалентного входного напряжения,
определенного уравнением (9.5). В этом случае величина эквивалентного
напряжения определяется только произведением mEs и не зависит от указан-
ных параметров* 2) по отдельности. Однако величина эквивалентного входного
напряжения зависит от напряжения в цепи АРУ, которая должна быть
отключена от второго детектора и потенциал которой поддерживается
на некотором избранном уровне.
Отношение сигнал/шум на выходе приемника может быть выражено
через величину Еп следующим образом:
Отношение сигнал/шум = . (9-6)
Здесь Е^—амплитуда несущей, a mQ—коэффициент модуляции входного
сигнала, для которого определяется необходимое отношение сигнал/шум.
г) Вместо непосредственного измерения выходного сигнала 400 гц можно при помощи
квадратичного прибора измерять сумму Ps+Pn, а затем получить Ps вычитанием Рп из
суммы Ps+Pn.
2) При проведении этих измерений необходимо уменьшить величину выходного
низкочастотного фона применением соответствующего высокочастотного фильтра.
Литература
357
ЛИТЕРАТУРА
1. IRE Standards on Radio Receivers: Methods of Testing Amplitude-modulation
Broadcast Receivers, 1948; Methods of Testing Frequency-modulation Receivers,
1947; Proc. Inst. Radio Eng., 37, 1376 (1949); Methods of Testing Television Recei-
vers, 1948; Methods of Testing Television Signal Levels, Resolution and Timing of
Video Switching Systems, Proc. Inst. Radio Eng., 38, 551 (1950).
2. Bray W. J., Lowry W. R. H., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. Ill, 313 (1947):
95, pt. Ill, 271 (1948).
3. P e 11 i t J. M., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 302 (1947).
4. Standards on Electroacoustics: Definitions of Terms, Letter and Graphical Symbols,
Method of Testing Loud Speakers, 1938, Inst, of Radio Engineers, New York.
5. Wheeler H. A., Whitman V. E., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 610 (1935).
6. В a 1 1 a n t i n e S., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 618 (1935).
7. T e г m a n F. E., Radio Engineering, 3d ed., New York, 1947.
8. McDonald G. J., Thorn D. A., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. IIIA, 437
(1947).
9. S eright C. G., RCA Rev., 12, 45 (1951).
10. Standards on Radio Receivers: Open Field Method of Measurement of Spurious
Radiation from Frequency Modulation and Television Broadcast Receivers, Proc.
Inst. Radio Eng., 39, 803 (1951).
11. Salinger H., Proc. Inst. Radio Eng., 32, 115 (1944).
12. Rankin J. A., RCA Rev., 6, 473 (1942).
13. S winyard W. O., Proc. Inst. Radio Eng., 29, 382 (1941).
14. H erold E. W., RCA Rev., 6, 302 (1942).
Глава 10
АНТЕННЫ
§ 1. Измерения антенн
Общие вопросы1). При конструировании и испытаниях сложных антен-
ных систем необходимо проведение измерений основных параметров антенн.
Основными измерениями для этих целей являются: 1) определение импе-
данса антенны, 2) определение диаграммы направленности антенны и 3) изме-
рение коэффициента усиления антенны. В ряде случаев необходимо иссле-
довать также распределение тока в излучающих элементах антенны. Для
антенн сантиметрового диапазона волн, где используются облучаемые
рефлекторы и линзы, важно также определение поверхностей постоянной
фазы излучаемого поля вблизи антенны.
Методика измерений параметров антенны в значительной степени
определяется диапазоном частот. Например, на сверхвысоких частотах
сопротивление потерь антенны обычно настолько мало, что им пренебре-
гают по сравнению с сопротивлением излучения, диаграмма поля имеет
высокую степень направленности, сама антенна имеет небольшие размеры,
а влиянием земли можно пренебречь и т. д. Наоборот, в нижней части
диапазона радиочастот сопротивление потерь антенны обычно близко к сопро-
тивлению излучения или даже больше последнего, диаграмма поля имеет
слабую направленность, размеры антенн велики, сами антенны непо-
движны, и земля обычно составляет существенную часть излучающей
системы.
Принцип обратимости приемных и передающих свойств антенн.
Свойства антенны, используемые при поглощении энергии приходящей
электромагнитной волны, тесно связаны с работой той же самой антенны
в качестве излучателя. Например, если приемная антенна подвергается
воздействию плоской радиоволны, то она поглощает энергию этой волны,
которая выделяется в нагрузке. Для нагрузки приемная антенна действует
как эквивалентный генератор напряжения Е, определяемого характеристи-
ками антенны и напряженностью поля радиоволны и обладающего вну-
тренним импедансом Za, как показано на фиг. 270, б. Этот эквивалентный
импеданс приемной антенны равен импедансу антенны во время ее работы
на излучение при возбуждении от тех же клемм а —а (фиг. 270, в). Анало-
гично диаграмма поля антенны при излучении точно соответствует диа-
грамме относительного усиления при приеме радиоволной той же поляризации,
приходящих с различных направлений. Этот принцип обратимости прием-
ных и передающих свойств антенны широко используется на практике и
позволяет определять характеристики антенны при испытаниях на передачу
или на прием, в зависимости от того, что более удобно.
х) По вопросам измерений параметров антенн, в частности антенн сантиметрового
диапазона, см. [1, 2].
§ 2. Импеданс антенны
359
Принцип обратимости передающих и приемных свойств антенны фор-
мулируется в различных теоремах, наиболее важная из которых, впервые
данная Рэлеем [3], заключается в следующем: если э.д.с., включенная в антен-
не 7, вызывает ток I, протекаюгций через определенную точку антенны 2,
то напряжение Е, включенное в эту точку антенны 2, вызовет такой же
ток I (по амплитуде и фазе) в той точке антенны 1, где было ранее
включено напряжение Е. Эта теорема несправедлива только в том случае,
если радиоволна подвергается влиянию ионизированной среды при
наличии магнитного поля. Таким образом, теорема справедлива для всех
случаев, кроме случая распространения коротких радиоволн на сверхдлин-
ные расстояния.
а
а
Источник
эквивалентного
индуцированного
напряжен ил
. Импеданс антенны
Поток
энергии
Нагрузка
(вход
приемника)
ZL
Эквивалентная
►схема
передатчика
Фиг. 270. Эквивалентные схемы антенн
а—реальная антенна; б—эквивалентная схема при приеме;
на передачу и прием.
в—эквивалентная схема при передаче.
§ 2. Импеданс антенны
Одним из наиболее важных параметров антенны является ее импеданс
при подаче напряжения на ее клеммы. Активная составляющая этого
импеданса равна сумме сопротивлений излучения и потерь. Во многих
случаях сопротивлением потерь можно пренебречь, например для всех
антенных систем сантиметрового диапазона, коротковолновых направлен-
ных систем, башенных радиовещательных антенн и т. д. При этих усло-
виях активная составляющая импеданса антенны может рассматриваться
как сопротивление излучения, а мощность, рассеиваемая током антенны
в этом сопротивлении, является мощностью излучения. Реактивная ком-
понента импеданса антенны характеризует резонансные свойства антенны;
таким образом, если реактивная составляющая равна нулю, антенна на-
строена в .резонанс с частотой возбуждающего напряжения, в то время как
наличие индуктивной или емкостной составляющей показывает, что система
находится по ту или другую сторону от резонанса.
Если известны активная и реактивная составляющие импеданса антенны,
то возможно сконструировать четырехполюсник для согласования импе-
данса антенны с генератором. Например, если к антенне с импедансом
Л.а-}-]'Ха подключается коаксиальный кабель с волновым сопротивле-
нием Rq, то согласующий четырехполюсник должен трансформировать
импеданс Ra-\-jXa к величине /?0. Изменение активной и реактивной соста-
вляющих импеданса антенны с частотой осложняет согласование антенны
о генератором в диапазоне частот. Если это изменение для данного диапа-
зона частот известно, то диапазон частот, в котором данное компенсирующее
и согласующее импедансы устройство будет согласовывать антенну с генера-
тором g любой необходимой степенью точности, может быть рассчитан.
Импеданс антенной системы определяется таким же образом, как
и любой другой импеданс. На сверхвысоких частотах обычно для этой цели
используются измерительные линии (см. гл. 4, § 7). На более низких
частотах применяются радиочастотные мостовые схемы, (2-метры пли метод
360
Гл. 10. Антенны
замещения (см. гл. З)1). Никаких специальных методов для измерения
импедансов антенн не требуется за исключением особенно тщательной экра-
нировки измерительного оборудования, поскольку антенна излучает мощный
сигнал. Величина измеренного импеданса антенны зависит от того, в какой
из точек системы производится измерение этого импеданса. Кроме того,
на измерения импеданса влияет также наличие соседних объектов, например
других антенн, проволочных растяжек, зданий, препятствий и т. д. Влияние
таких объектов особенно сказывается при вращающихся направленных
антеннах, импеданс которых зависит в этом случае от ориентации антенны.
Практически импеданс всегда измеряется в режиме передачи. Можно
также измерить импеданс антенны в режиме приема. Это измерение осу-
ществить значительно труднее, а результаты будут такие же, как и при
измерении в режиме передачи; к этому способу прибегают редко.
Взаимный импеданс между антеннами. Две антенны, помещенные
близко одна от другой, аналогичны связанным контурам. Таким образом,
при возбуждении одной антенны во второй индуцируется ток. Кроме того,
индуцированный во второй антенне ток наводит в свою очередь напряжение
в первой антенне, изменяя таким образом эквивалентный импеданс первой
антенны. Возникающие при этом количественные соотношения могут быть
представлены следующими двумя уравнениями:
= (10.1а)
o=z3z12+z2z22, (10.16)
где Ег—напряжение в антенне 1; 1г—ток в антенне 7; Z2—ток в антенне 2;
Zu—собственный импеданс антенны 1 (при условии удаления антенны 2);
Z22—собственный импеданс антенны 2; Z32—взаимный импеданс между
антеннами 1 и 2.
Истинный импеданс Z антенны 1 при наличии антенны 2 будет равен
и при подстановке этой величины в уравнения (10.1) можно полу-
чить
Z=7i-=Z“~S- (10-2>
Взаимный импеданс Z12 может быть определен экспериментально следую-
щим образом. Вначале измеряется импеданс антенны 1 при наличии антен-
ны 2 для тех условий, при которых необходимо определить взаимный импе-
данс; величина этого импеданса соответствует значению Z в уравнении (10.2).
Затем измеряется собственный импеданс Zn антенны 1 при холостом ходе
антенны 2 или при обеспечении таких условий, при которых ток антенны 2
имеет пренебрежимо малое значение. Наконец, при разомкнутой цепи
антенны 1 измеряется собственный импеданс Z22 антенны 2. Подставляя зна-
чения Z, Zn и Z22 в уравнение (10.2), определяют взаимный импеданс Z12.
Уравнение (10.2) аналогично соответствующему уравнению для обыч-
ных индуктивно связанных контуров. В таком устройстве, если Zp и Zs—
соответственно импедансы первичного и вторичного контуров, а М—взаим-
ный импеданс, то входной импеданс на клеммах первичного контура будет
равен
Входной импеданс = Z (7°^) _ . (10.3)
р Zs
Таким образом, взаимный импеданс антенны Z12 соответствует величине
](яМ, а импеданс связи антенны будет равен—Zf2/Z22. Необходимо отме-
тить, что при связи между антеннами взаимный импеданс Z12 может
иметь как активную, так и реактивную составляющие.
х) Измерения импеданса радиовещательных антенн описаны в работах [4, 5].
§ 3. Диаграмма поля антенн
361
§ 3. Диаграмма поля антенн
Диаграмма поля антенны, часто называемая также диаграммой напра-
вленности, может быть определена для передающей антенны как относи-
тельная величина излучения в различных направлениях. В случае приемной
антенны диаграмма направленности представляет собой относительную вели-
чину принимаемых радиоволн с различных направлений. В соответствии
с принципом обратимости диаграмма направленности одной и той же антенны
одинакова для режима в приеме и передачи при условии, что поляризация
радиоволн не меняется.
Диаграмма направленности может быть выражена через относительные
величины напряжения, мощности, или в децибелах по отношению к неко-
торому опорному уровню. Для выявления картины поля в тех напра-
влениях, где излучение мало, предпочтительнее выражать диаграмму
Фиг. 271. Различные методы изображения диаграммы направленности.
г,о
направленности в децибелах. Наоборот, нанесение диаграммы в относитель-
ных единицах мощности подавляет детали боковых лепестков. Наиболее
употребительный метод использования относительных единиц напряжен-
ности поля (напряжения) является в этом смысле промежуточным. Диа-
грамма направленности очень часто рисуется в полярных координатах;
однако для выявления формы боковых лепестков предпочтительны прямо-
угольные координаты. Примеры диаграмм направленности, построенных
различными способами, показаны на фиг. 271.
Обычно при снятии диаграммы направленности измеряемая антенна
ставится в режим излучения мощности и измеряется относительный уровень
напряженности поля (или мощности) в различных направлениях при помощи
обычного измерителя поля (см. гл. 11, § 6), перемещаемого относительна
измеряемой передающей антенны. Иногда возможно проводить измерения
при неподвижном измерителе поля и вращающейся передающей антенне.
В другом случае измеряемая антенна может быть использована в режиме
приема колебаний, генерируемых маломощным передатчиком. Относитель-
ная ориентация может изменяться либо при помощи перемещения вокруг
антенны передатчика, либо при помощи вращения приемной антенны.
В соответствии с принципом обратимости нет никакой разницы, в какой
режим ставится испытуемая антенна—в режим передачи или в режим
приема; диаграммы направленности, полученные этими двумя методами,
идентичны при одинаковой поляризации радиоволн в обоих случаях.
Экспериментальное определение полной диаграммы для получения относи-
тельного уровня излучения во всех направлениях в пространстве требует
регистрации чрезвычайно большого количества экспериментальных точек.
362
Гл. 10. Антенны
Этот способ не дает также удовлетворительного графического представления
сложной диаграммы направленности, исключая случай использования трех-
мерных конструкций1). Обычно измеряется излучение в функции ази-
мута Ф для различных значений вертикального угла О или, наоборот, из-
лучение в вертикальной плоскости для последовательности азимутальных
углов.
В случае остро направленных антенных систем обычно для практических
целей достаточно получение диаграммы направленности только для плоско-
сти, проходящей через ось главного лепестка и параллельной плоскости
поляризации электрического поля, а также для плоскости, проходящей
через ось главного лепестка, но расположенной под прямым углом к
электрическому полю. Из этих двух диаграмм направленности, обычно
называемых диаграммами Е и II, можно получить все данные, необходи-
мые для практических целей. В некоторых случаях необходимы дополни-
тельные диаграммы направленности для двух взаимно перпендикулярных
плоскостей, ориентированных под углом 45° по отношению к плоскостям
Е и Н и проходящих через ось главного лепестка. Для антенных диаграмм
с высокой направленностью наиболее важными характеристиками являются
форма и ширина основного лепестка, а также величина и направление
основных боковых лепестков.
При определении диаграммы направленности необходимо учитывать
поляризацию излучения антенны. Обычно имеется определенная плоскость
поляризации, и все лепестки диаграммы поляризованы в этой плоскости.
Однако в некоторых случаях плоскость поляризации излучаемого поля
существенно изменяется в зависимости от направления. Таким примером
является ромбическая антенна, плоскость которой параллельна земле.
В этом случае преобладающей поляризацией является горизонтальная;
однако в некоторых направлениях имеется также значительная вертикально
поляризованная компонента и диаграмма направленности этой вертикально
поляризованной компоненты существенно отличается от диаграммы напра-
вленности горизонтально поляризованной компоненты излучения. Напро-
тив, в случае параболического отражателя излучение содержит обычно ком-
поненту, поляризованную под прямым углом к плоскости поляризации
основной компоненты излучения. Эта поперечно поляризованная компо-
нента обычно образует боковые лепестки в плоскостях, расположенных
под углами ±45° к основной плоскости поляризации. При снятии полной
диаграммы направленности необходимо определить не только величину
поля, излучаемого во всех направлениях в пространстве, но и поляризацию
этого поля.
Когда антенна используется для приема, особенно важно соотношение
между поляризацией принимаемой волны и поляризацией волны, которую
антенна излучала бы в данном направлении. Причина этого заключается
в том, что антенна принимает только ту компоненту радиоволны, направление
поляризации которой соответствует излученной волне в режиме передачи.
Таким образом, если принимаемая волна поляризована вертикально, то диа-
грамма направленности, определяющая прием этой волны, соответствует
диаграмме излучения антенны для вертикально поляризованной излучае-
мой волны. Однако, если эта антенна подвергается в то же время воздей-
ствию другой горизонтально поляризованной волны, диаграмма направлен-
ности для этой второй волны будет соответствовать диаграмме излучения
для горизонтально поляризованной компоненты.
г) Единственным исключением является случай круговой симметрии, например,
для одного вертикального вибратора. В этом случае излучение под любым вертикаль-
ным углом одинаково для всех азимутальных направлений.
4. Расстояние, необходимое при измерениях диаграммы направленности 363
§ 4. Расстояние, необходимое при измерениях диаграммы
направленности1)
При измерениях диаграммы направленности антенны расстояние между
передающей и приемной антеннами не должно быть слишком малым. В про-
тивном случае возникают явления, приводящие к отличию эксперимен-
тальных результатов от характеристик антенны на больших дистанциях.
Минимально допустимое расстояние между двумя антеннами при измере-
ниях должно быть таким, чтобы ближнее поле индукции на этом расстоянии
было пренебрежимо мало по сравнению с полем излучения. Для неболь-
ших антенн выполнение этого усло-
вия достигается на расстояниях,
равных двум-трем длинам* волн. На
низких радиочастотах это расстояние
значительно больше. Например, из-
мерения поля излучения радиовеща-
тельной антенны, работающей на
волне 500 ж, должны производиться
не ближе, чем в 1,6 км от переда-
ющей антенны. Соответственно при
длине волны 5000 м минимальная
дистанция для снятия диаграммы на-
правленности равна 16 км.
Если размеры по крайней мере
одной из антенн, участвующих в из-
мерениях, соизмеримы с длиной вол-
ны, то возникают дополнительные
Фиг. 272. Геометрические соотношения
для системы с точечным облучателем и при-
емной антенной с большим раскрывом.
явления, устранение которых требует
большего разнесения антенн, так как при недостаточном расстоянии имеют
место следующие ошибки: 1) фазовые ошибки, 2) амплитудные ошибки,
3) ошибки за счет взаимодействия.
Фазовые ошибки возникают при больших размерах одной из антенн
и очень малом расстоянии между антеннами (фиг. 272). На этой фигуре
Одна из антенн (которая обычно испытывается) с раскрывом* 2) D относи-
тельно велика, в то время как размеры другой антенны малы. Если рас-
стояние между двумя антеннами очень велико, то фронт волны, излученной
малой антенной, будет одновременно достигать большой антенны и фаза
колебаний на всем раскрыве D будет одинаковой. Напротив, если расстоя-
ние между двумя антеннами мало, как это показано на фиг. 272, то наблю-
дается существенное различие в расстояниях от малой антенны до центра
большой антенны 7? и до края этой антенны 7?'. В результате этого фаза
колебаний не будет одинаковой на всей поверхности большой антенны. Сдвиг
фазы будет возрастать в направлении от центра к краям раскрыва D про-
порционально увеличению расстояния от небольшого излучателя до края.
Результирующая ошибка в уровне принимаемой мощности будет пренебре-
жима для случая, когда одна из антенн мала, если величина дистанции 7?
удовлетворяет соотношению
2D2
(10.4)
где X—длина волны; D—максимальный размер раскрыва большой антенны.
т) Подробнее по этому вопросу см. [1, 2, 6].
2) Термин «раскрыв» обычно применяется в связи с направленными антеннами,
такими, как рупор, параболический отражатель и т. д., для характеристики общих раз-
меров. Таким образом, раскрыв в 5 длин волн означает, что поперечный размер антенны
составляет 5 длин волн.
364
Гл, 10. Антенны
Все длины выражаются в одинаковых единицах. Если расстояние между
антеннами меньше величины, соответствующей соотношению (10.4), отно-
сительный уровень напряженности поля в различных направлениях в
общем будет отличаться от диаграммы направленности на больших ди-
станциях.
Количественные соотношения для уравнения (10.4) иллюстрируются
тем фактом, что для половинного расстояния, рассчитанного по фор-
муле (10.4), для круглой антенны диаметром D ошибка в уровне мощности
составляет 5% (0,21 дб). Условия, определяемые формулой (10.4), соот-
ветствуют максимально допустимой разности AR=R'—R, равной Х/16
(см. фиг. 272).
Амплитудные ошибки могут возникнуть, если обе используемые антенны
имеют направленные характеристики. Этот случаи иллюстрируется фиг. 273,
Фиг. 273. Приемная и передающая антенны с большим
раскрывом.
из которой видно, что передающая антенна обладает направленностью.
Как видно, интенсивность излучения передающей антенны в напра-
влении к краям большой приемной антенны существенно меньше, чем в напра-
влении к центру этой антенны. В результате принятая мощность будет
меньше, чем в том случае, когда напряженность поля не уменьшается
на краях приемной антенны.
Чем меньше расстояние между антеннами, тем значительнее этот эффект,
поскольку чем меньше расстояние до данной приемной антенны, тем больше
угол приема а и тем больше изменения напряженности поля вдоль раскрыва.
Основываясь на справедливых, но весьма грубых допущениях, можно
показать, что если ошибка в уровне принятой мощности не превышает
0,25 дб (6%), то расстояние R между антеннами должно удовлетворять
соотношению
Д> , (10.5)
где D и d—раскрыв двух использованных для измерений антенн (см. фиг. 273).
Если малый раскрыв d больше 0,414 D, то минимальное расстояние, согласно
(10.5), больше величины, определяемой по формуле (10.4); при этих усло-
виях минимально допустимое расстояние определяется изменениями вдоль
раскрыва амплитуды, а не фазы, и необходимо пользоваться формулой
(10.5). Если величина d меньше 0,414 D, то минимальное расстояние опре-
деляется изменением фазы и применяется формула (10.4).
Взаимодействие между передающей и приемной антеннами возникает
в том случае, если обе антенны имеют большие раскрывы, а расстояние
§ 5. Измерения диаграмм направленности на сантиметровых волнах 365
между ними мало. Как показано на фиг. 272, значительная часть мощности,
излученной передающей антенной, встречает на своем пути приемную
антенну. Часть этой принятой мощности вновь излучается приемной антен-
ной, в свою очередь в значительной степени попадает на передающую
антенну и вновь излучается обратно, и т. д. Поскольку такое взаимодей-
ствие при больших расстояниях между антеннами не имеет места, то ошибки,
связанные с этими явлениями, возникают только при неправильно выбран-
ном расстоянии. Приближенный анализ показывает, что если минимальное
расстояние удовлетворяет формуле (10.5), эффект взаимодействия прене-
брежимо мал. Этот эффект также достаточно мал, если выполнены менее
строгие требования, согласно формуле (10.4).
§ 5. Измерения диаграмм направленности
на сантиметровых волнах
При измерениях диаграмм направленности сантиметровых антенн [7]
необходимо провести различие между большими антеннами с высокой напра-
вленностью и антеннами, обладающими незначительной направленностью.
Примерами таких антенн могут служить диполь с небольшим рефлекто-
ром, короткий рупор с раскрывом в одну длину волны или менее, и т.д.
Такие антенны используются для облучения параболических зеркал и линз
и находят широкое применение. Наиболее важным параметром диаграмм
направленности антенн этого класса является характер основного лепестка;
структура боковых лепестков обычно имеет сравнительно небольшое прак-
тическое значение.
Антенны с малой направленностью. Типовая экспериментальная аппа-
ратура для измерения диаграммы направленности сантиметровых антенн
слабой направленности приведена на фиг. 274.
Испытуемая
От генератора антенна
Приемная
антенна
Фиг. 274 Экспериментальная установка для определения картины поля слабо
направленной антенны сверхвысоких частот.
Болометрическая
К мостовой
схеме
Измеряемая антенна, являющаяся небольшим рупором, служит пере-
дающей антенной, возбуждаемой отражательным клистроном, который
модулируется по амплитуде прямоугольным напряжением без частотной
модуляции. Излучение этой передающей антенны принимается неболь-
шой приемной антенной, являющейся, как это видно из фиг. 274, также
рупором, вращающимся на фиксированном расстоянии в 10 или более
длин волн при помощи радиального плеча с центром в месте помещения
передающей антенны. Энергия, поглощаемая приемной антенной, поступает
на индикатор, в виде болометра типа, описанного в связи с фиг. 39 (стр. 52).
366
Гл. 10. Антенны
Выходной сигнал болометра, имеющий частоту модуляции, усиливается
и затем измеряется ламповым вольтметром. Болометр такого типа является
квадратичным устройством, выходное напряжение которого пропорционально
мощности, рассеиваемой на болометрическом элементе1).
Поляризация излучаемого поля по схеме фиг. 274 может быть опре-
делена при помощи вращения приемного рупора вокруг своей оси. Поло-
жение, соответствующее максимальному сигналу на выходе болометра,
будет указывать угол поляризации. Аппаратура, указанная в схеме фиг. 274,
измеряет диаграмму направленности только в одной плоскости, в данном
случае, как это видно из ориентации передающего рупора, плоскости Н,
или плоскости магнитного поля. Диаграмма направленности в других
плоскостях может быть получена при повороте обоих рупоров вокруг
своих осей вращения. Например, диаграмма в плоскости электрического
поля может быть получена при повороте передающей и приемной антенн
на 90° по отношению к прежней ориентации (см. фиг. 274).
При установке аппаратуры по этой схеме необходимо предусмотреть,
чтобы отраженные волны значительной амплитуды не достигали приемного
рупора. Для этого измерения должны производиться на свободном про-
странстве, вдали от стен и соседних объектов, которые могут отражать
значительные уровни энергии. Кроме того, часто желательно покрывать
опорные устройства приемной антенны материалами, поглощающими,
а не отражающими радиоволны. Желательно также, чтобы приемная антенна
имела слабую направленность, так как это позволяет осуществить неболь-
шой рупор (см. фиг. 274), являющийся дополнительным предохранением
от боковых отраженных волн.
Системы с высокой направленностью. Рассмотрим теперь сантиметро-
вые антенны с большим раскрывом и высокой направленностью, такие, как
R
Испытуемая
Прямой луц
Вспомогательная
антенна \
ь,
'2
Фиг. 275. Экспериментальная установка для определения картины поля
сильно направленной антенны с большим раскрывом.
параболический рефлектор или линзовая антенна. Благодаря большому
раскрыву минимально допустимое расстояние между антеннами оказывается
весьма значительным. Например, если измеряемая антенна с раскрывом
3 м работает на длине волны 3 см, минимально допустимое расстояние
по формуле (10.5) равно приблизительно 1200 м, если вторая антенна,
используемая в измерениях, имеет также раскрыв 3 м. Для остро
направленных антенных систем такого типа обычно интересен не только
общий характер главного лепестка, но и детали характеристики боковых
лепестков, такие, как максимальная амплитуда и направление каждого’
наиболее существенного бокового лепестка.
г) Может быть использован кристаллический детектор, недостаток которого за-
ключается в том, что его характеристика менее удовлетворительно следует квадратичному
закону, чем характеристика болометра.
§ 5. Измерения диаграмм направленности на сантиметровых волнах 367
С учетом этих соображений на фиг. 275 показана типовая схема для
получения диаграммы направленности сантиметровой антенны с большим
усилением. Измеряемая и вспомогательная антенны размещены на башнях,
находящихся на ровной свободной от посторонних объектов площадке
на соответствующем расстоянии одна от другой. Желательно, чтобы вспо-
могательная антенна имела также высокую направленность и ее главный
лепесток был направлен прямо на измеряемую антенну. Диаграмма напра-
вленности снимается при передаче сигнала от одной антенны к другой, при
вращении измеряемой антенны и регистрации уровня принимаемой мощ-
ности как функции азимута.
Наклоняя измеряемую антенну под различными углами к плоскости
горизонта, можно определить азимутальное распределение напряженности
поля при любом значении вертикального угла. При таких измерениях суще-
ственно, чтобы не было приема радиоволн, отраженных от различных объек-
тов, например зданий. Такие объекты могут коренным образом изменить
структуру боковых лепестков диаграммы. Применение остро направленной
вспомогательной антенны в значительной степени снижает нежелательное
влияние таких вторичных излучений.
При измерениях по схеме фиг. 275 ошибки могут также возникать за счет
отражения от земли, если не принять специальных мер. При наличии земли
энергия распространяется не только по прямому расстоянию между двумя
антеннами, но и по другим путям с использованием отражения от земли,
как показано на фигуре. Величина результирующего поля приемной антенны
является векторной суммой этих двух волновых компонент. Разность фаз
для прямой и отраженной волн определяется разностью расстояний, по кото-
рым пришли эти волны, при условии, что коэффициент отражения для отра-
женной волны имеет абсолютное значение, равное единице, и выражается
равенством1)
тт ^Ел • 2irAoAr / л г\ с*\
Напряженность поля в точке приема = sin —, (lU.b)
где Ео—напряженность прямой волны на единичной дистанции; EJd—
напряженность поля прямой волны в точке приема в отсутствие отражен-
ной волны; hs—высота передающей антенны; hr—высота приемной точки,
d—расстояние; X—длина волны.
Изменение напряженности поля с высотой hr точки приема показано
на фиг. 276 для двух значений высоты hs передатчика для типового случая,
согласно (10.6). Очевидно, что если приемная система имеет значительный
вертикальный размер раскрыва, то напряженность поля будет изменяться
вдоль раскрыва за счет влияния отраженной волны. При этом будет иметь
место результирующая ошибка, которая может быть уменьшена различными
способами. Один способ заключается в выборе такой высоты вспомогательной
антенны над землей, чтобы для данного расстояния между антеннами вспо-
могательная антенна имела нулевую напряженность поля в направлении
отраженной волны, как это показано на фиг. 277. При этом передачи энер-
гии отраженной волны между двумя антеннами происходить не будет.
Другой способ заключается в таком выборе высоты обеих антенн,
чтобы вспомогательная (приемная) антенна помещалась в таком месте,
где прямая и отраженная волны складываются в фазе для получения макси-
мума. На фиг. 276 показано, что вблизи этого максимума (для Лг=6 м)
г) Доказательство этого равенства можно найти во многих руководствах, см. на-
пример [8]. В частном случае, когда расстояние так велико по сравнению с высотой,
что hshr/\d-^ 0,3, синус угла в (10.6) можно заменить аргументом и получить
тт гл Mi&hr г.
Напряженность поля в точке приема = Ео . (Ю./)
368
Гл. 10. Антенны
изменение интенсивности по вертикали минимально. При этом способе наи-
лучшие результаты получаются, если передающая антенна расположена
возможно ближе к земле. При этом высота приемной антенны должна быть
Высота точки приема,м
Фиг. 276. Типовые кривые зависимости изменения напряжен-
ности поля от высоты над уровнем земли при коэффициенте
отражения земли, равном единице.
увеличена, однако в этом случае изменение интенсивности поля вдоль дан-
ного раскрыва уменьшается, как показывает сравнение хода сплошной
и пунктирной кривых на фиг. 276.
Наконец, можно уменьшить энергию отраженной волны, применяя
прямую диффракционную перегородку, расположенную перпендикулярно на-
правлению между антеннами, высота которой достаточна для экранировки
Фиг. 277. Метод исключения волны, отраженной от земли, при
направлении нуля диаграммы направленности в сторону земли.
отраженной волны. Этот способ показан на фиг. 278, на которой в качестве
диффракционной перегородки используется проволочный забор из тонкой
сетки. В такой системе диффракционный эффект от верхушки перегородки
будет пренебрежимо мал, если высота антенн выбрана так, что разность
дистанций гиг' фиг. 278 составляет несколько длин волн; в этом случае
поведение системы остается таким же, как и в отсутствие земли и перего-
родки1). Если поверхность земли неровная, желательно поставить несколько
перегородок.
г) Если разность дистанций г'—г увеличивается, то поле диффракции может быть
определено согласно теории диффракции.
$ 5. Измерения диаграмм направленности на сантиметровых волнах 369
Для достижения удовлетворительных результатов при испытании
остро направленных антенн мощность генератора, применяемого для воз-
буждения передающей антенны, должна быть согласована с чувствитель-
ностью индикатора приемной антенны. Для минимально допустимого рас-
стояния и при равных раскрывах испытуемой и вспомогательной антенн
мощность, поглощаемая приемной антенной, обычно на 20 дб меньше общей
мощности, излученной передающей антенной. Такова максимально возмож-
ная мощность, попадающая на приемную антенну.
Если расстояние между антеннами больше минимально допустимого
значения или если раскрыв вспомогательной антенны меньше раскрыва
измеряемой антенны, то максимальная мощность, достигающая приемника,
Фиг. 278. Метод исключения волны, отраженной от земли при помощи
перегородки.
будет соответственно меньше. Следовательно, аппаратура для измерения
напряженности поля должна быть спроектирована в предположении, что
максимальная мощность в точке приема будет лежать между 20 и 40 дб ниже
мощности генератора, возбуждающего передающую антенну. Кроме того,
приемная аппаратура должна иметь динамический диапазон около 30 дб,
если необходимо детально обследовать структуру боковых лепестков. Таким
образом, приемная аппаратура должна иметь возможность регистрации
минимальной мощности порядка 70 дб ниже мощности генератора.
Если в качестве индикатора используется болометр, то обычно при-
меняется средняя мощность порядка 10 вт или более. Такой уровень мощ-
ности на частотах 3000 мггц и выше можно получить при помощи магне-
трона, мощного клистрона или мощной лампы с бегущей волной. На часто-
тах ниже 2500 мггц могут быть применены специальные триоды.
Когда применяется отражательный клистрон, а также когда велико
затухание в пространстве между антеннами, необходимо применять супер-
гетеродинный приемник с аттенюатором по радиочастоте или по промежу-
точной частоте и выходной индикаторный прибор. Схема оборудования для
измерения напряженности поля получается в этом случае такой же, как
описано в гл. 11.
Если диаграмма направленности имеет много лепестков, то желательно,
чтобы оборудование позволяло автоматически регистрировать интенсив-
ность принятого сигнала на бумаге, которая перемещается синхронно с вра-
щением антенны. Такое оборудование сравнительно сложно, и его проекти-
рование представляет существенные трудности; однако когда оно уже
сконструировано, то оказывается весьма полезным и требует намного меньше
времени на снятие диаграммы направленности, чем аппаратура с ручным
управлением. Подробное описание автоматической аппаратуры различных
типов приводится в специальной литературе [1, 9—11].
24 ф. Термен и Дж. Петтит
370
Гл. 10. Антенны
§ 6. Фазовые фронт и центр в антеннах сантиметровых волн1)
Поверхность с одинаковой фазой колебаний называется фазовым фрон-
том радиоволны. При проектировании сантиметровых антенных устройств
фазовый фронт имеет существенное значение. Рассмотрим, например, слу-
чай, иллюстрированный фиг. 279, когда параболический рефлектор облу-
чается небольшой рупорной антенной. В идеальном случае фазовый фронт
волн, излучаемых рупором, представляет концентрические сферические
поверхности. Центр Р этих поверхностей называется фазовым центром.
Фиг. 279. Небольшая рупорная антенна с параболи-
ческим рефлектором.
Показаны сферические линии постоянной фазы.
и при правильном проектировании фокус параболического рефлектора
фиг. 279 должен совпадать с точкой Р. На практике обычно фазовый фронт
не является сферическим; в этом случае фазовый центр различен для разных
частей фазового фронта, как показано на фиг. 280. В этом случае параболи-
ческий рефлектор или линза не будут достаточно удовлетворительно облу-
чаться облучателем. Таким образом, знание фазового фронта дает возмож-
ность определить наличие явного фазового центра, а также точное место его
расположения. Более того, при неудовлетворительной конфигурации фазо-
вого фронта знание ее позволяет изменять конструкцию антенны в желатель-
ном направлении.
Типовая аппаратура для определения поверхностей постоянной фазы
сантиметровых антенн с малым раскрывом показана на фиг. 281. Испытуе-
мая антенна рупорного типа питается от модулированного прямоугольным
напряжением генератора на отражательном клистроне. Опорная часть энер-
гии отводится от излучающей антенны к кристаллическому детектору через
направленный ответвитель. Радиочастотная энергия улавливается зонди-
рующей антенной в виде диполя и также подается на тот же самый детектор
до гибкому кабелю постоянной длины.
х) Более подробно по этому вопросу см. в [1, 2, 6].
$ 6. Фазовые фронт и центр в антеннах сантиметровых волн
37
Амплитуды двух сигналов, поступающих на смеситель, выбираются
приблизительно равными; это осуществляется при помощи переменного
аттенюатора в одной из радиочастотных цепей, как показано на фиг. 281.
Сигнал на выходе кристаллического детектора будет определяться разностью
Ф и г. 280. Небольшая рупорная антенна с песферическими
линиями постоянной фазы.
фаз колебаний от двух источников. Минимум сигнала будет соответствовать
разности фаз в 180°. Методика измерений заключается в перемещении зонди-
рующей антенны вокруг излучающей антенны таким образом, чтобы поддер-
живалось постоянство выходного напряжения (максимум или минимум)1).
Испытуемая
антенна
В.-ч__2
моирюсть
Коаксиальный
кабель-
Направленный
ответвитель
Кристаллический
детектор
Стентированный^ ^Аттенюатор
Фиг. 281. Блок-схема устройства для определения линий
постоянной фазы.
Определенная таким образом поверхность обладает постоянной фазой
по отношению к опорной фазе колебаний от генератора при условии, что
электрическая длина линии передачи от приемной антенны остается постоян-
ной при перемещении последней.
х) Автоматическое оборудование для этих измерений и записи результатов описаны
в работе [12].
24*
372
Гл. 10. Антенны
Несколько отличная схема аппаратуры для определения фазового
фронта показана на фиг. 282. Здесь приемная антенна перемещается по опре-
деленной дуге круга. Колебания с приемной антенны интерферируют на кри-
сталлическом детекторе с опорным сигналом от генератора, возбуждающего
излучающую антенну, как и ранее. Но в отличие от предыдущей схемы
в одну из радиочастотных цепей введен регулируемый фазовращатель
для регулировки фазы между двумя поступающими на детектор колебаниями.
Может быть использован любой тип фазовращателя, хотя обычно исполь-
зуется измерительная линия с передвижной головкой для изменения точки
сложения колебаний двух источников радиочастотной энергии, как это
показано на фиг. 282. Для определения поверхности постоянной фазы
приемная антенна перемещается по дуге круга, тогда как регулировкой
Испытуемая
антенна
ВгЧ. 1
мощность
Направленный
ответвитель
Приемная
антенна
Коаксиальный
кабель
Выход ГТ-
детектора [I
Согласованный
кристаллический
детектор
Перемещаемая
связь
Кабель
Соединитель
Аттенюатор
Вращающееся
сочленение
Фазовращатель
(линия со Согласующий
щелью) четырехполюсник
Вращающееся
Ось вращения плеч°
Фиг. 282. Блок-схема устройства для определения линий постоянной фазы при
помощи фазовращателя.
фазовращателя поддерживается постоянный уровень выходного сигнала
кристаллического детектора (максимум или минимум). Таким образом опреде-
ляется изменение фазы поля излучения по дуге круга. По этому изменению
может быть определена поверхность постоянной фазы на основании того,
что фазовый сдвиг а в градусах соответствует расстоянию к (а/360°), где
к—длина волны.
Необходимо отметить, что процесс определения фазового фронта по суще-
ству является сравнением фазы энергии, принятой приемной антенной
с фазой колебаний, поступающих непосредственно с генератора, возбу-
ждающего антенну. Таким образом, измерение фазового фронта является
измерением фазы, как это описано в гл. 6, § 9, в применении к указанной
частной специфике.
При надлежащем выборе и конструировании аппаратуры можно обес-
печить хорошую точность измерений фазового фронта. В частности, пере-
мещение приемной антенны (и приемной головки на фиг. 282) не должно
вносить изменений в электрическую длину соединяющей линии передачи.
Кроме того, если фазовый сдвиг аттенюатора меняется в зависимости от зату-
хания, то аттенюатор не должен регулироваться при измерении поверхности
постоянной фазы.
Определение всей поверхности постоянной фазы, как и определение
всей диаграммы направленности, требует большого числа отдельных изме-
рений. Однако для практических целей обычно достаточно определить линии
$ 7. Диаграммы направленности на низких радиочастотах 373
постоянной фазы в двух взаимно перпендикулярных плоскостях, обычно
электрической плоскости Е и магнитной плоскости 7/. Чтобы эти отдельные
кривые имели один и тот же центр кривизны, поверхность постоянной
фазы должна иметь один определенный фазовый центр.
Полезность понятия фазового фронта не ограничивается областью полей
малых антенн, используемых для облучения параболических отражателей
или линзовых антенн. Необходимые сведения о работе больших рупорных,
параболических или линзовых антенн могут быть получены при опреде-
лении поверхностей постоянной фазы вблизи раскрыва. Таким путем можно
обнаружить дефекты в работе системы за счет отклонений отражающей
поверхности от параболической формы, неправильной конструкции линзы,
неточного положения облучателя и т. д.
§ 7. Диаграммы направленности на низких радиочастотах
На частотах намного ниже, чем сверхвысокие частоты, антенны обычно
имеют сосредоточенные параметры и большие габариты. Проблема опреде-
ления диаграммы поля антенн в этом случае существенно отличается от ана-
ло1ичной проблемы на сверхвысоких частотах. В частности, такие антенны
образуют менее сложные и менее остро направленные диаграммы поля, чем
многие антенны сантиметровых волн, так что для определения диаграммы
направленности, вообще говоря, требуется меньше экспериментальных
исследований.
При типовой методике экспериментального снятия диаграммы напра-
вленности на низких частотах испытуемая антенна используется в режиме
излучения. Результирующее поле излучения вокруг антенны зондируется
при помощи переносного измерителя напряженности поля, подобною описан-
ному в гл. И. Эта аппаратура включает небольшую переносную антенну,
приемник с индикатором выхода и необходимые средства для калибровки.
Необходимая чувствительность приемника определяется излучаемой мощ-
ностью, расстоянием, усилением антенны и т. д. Применяемый приемник
в зависимости от конкретных условий может быть самого различного типа»
начиная с наиболее простых систем (см. гл. И, § 6) и кончая высокочувстви-
тельными супергетеродинными приемниками. В качестве антенны обычно
используются полуволновой одиночный или сдвоенный вибратор на высоких
частотах и радиовещательная рамочная антенна на низких частотах.
В других случаях при измерениях для облучения измеряемой антенны
используется переносный стандартный генератор, описанный в гл. 11, § 4.
При этом измеряемая антенна испытывается в режиме приема. Напря-
жение, ток или мощность, индуцированные в антенне, регистрируются при
изменении ориентации генератора по отношению к антенне.
Диаграмма направленности в горизонтальной плоскости определяется
при перемещении переносного оборудования вокруг измеряемой антенны.
Желательно, чтобы расстояние до антенны было постоянным, однако на прак-
тике это зачастую оказывается невозможным (влияние рельефа ит. д.). В этом
случае вводится поправка на изменение расстояния. При распространении
радиоволн в свободном пространстве, а также при распространении земной
волны и небольших значениях так называемого «числового расстояния»1)
напряженность поля обратно пропорциональна дистанции. На сверхвысоких
частотах, где необходимо учитывать действие прямой и отраженной волн,
как показано на фиг. 275, расчеты могут быть существенно усложнены
в соответствии с формулой (10.6). Однако когда дистанция велика и
х) В теории распространения радиоволн единицей измерения дистанции является
«числовое расстояние», определяемое параметрами почвы, частотой и расстоянием в дли-
нах волн, как показано на фиг. 307, стр. 412. Более подробно по этому вопросу см. [8].
374
Гл. 10. Антенны
применимо уравнение (10.7), напряженность поля обратно пропорциональна
квадрату дистанции при условии, что кривизной поверхности земли можно
пренебречь. Сложной проблемой является определение диаграммы напра-
вленности в вертикальной плоскости для антенн, работающих на более
длинных волнах, чем сантиметровые. Обычно в этом случае диаграмма
поля в вертикальной плоскости формируется с участием отражений от
земли и не может быть определена при помощи наклона измеряемой антенны,
даже если оказывается возможным осуществить этот наклон на практике.
Поэтому для снятия диаграммы направленности при различных верти-
кальных углах необходимо устанавливать переносное оборудование на
самолете. При таких измерениях возникает проблема определения точ-
ного положения самолета по отношению к измеряемой антенне и ряд других
вопросов. Вследствие этого на рассматриваемом диапазоне частот диа-
грамму направленности в вертикальной плоскости не снимают эксперимен-
тально, а рассчитывают теоретически.
При интерпретации результатов экспериментов, проведенных на вол-
нах, более длинных, чем сантиметровые, необходимо учитывать влияние
земли. Например, в радиовещательном диапазоне и на более низких волнах
поле, отраженное от земли, можно считать вертикально поляризованным1),
поскольку любая горизонтально поляризованная компонента, существую-
щая в свободном пространстве, полностью компенсируется вблизи поверх-
ности земли за счет проводимости последней, а также по той причине, что
высота таких радиоволн над землей составляет лишь малую долю длины
волны. Кроме того, за счет конструкции антенн, применяемых на таких
частотах, преобладает вертикально поляризованное поле, так что излуче-
ния горизонтально поляризованных волн почти не происходит.
Поведение вертикально поляризованной поверхностной волны в непосред-
ственной близости к почве описано подробно в работе f8]* 2). На небольших
расстояниях, не превышающих 1 или 2 числовых расстояния, поле на поверх-
ности земли обратно пропорционально расстоянию, тогда как на больших
числовых расстояниях порядка 10 и более напряженность поля обратно
пропорциональна квадрату расстояния. Кроме того, напряженность верти-
кально поляризованной поверхностной волны не зависит от высоты над землей
при условии, что высота не превышает небольшой доли длины волны. Это
важное обстоятельство, поскольку экспериментальные результаты, получен-
ные на радиовещательных и низких частотах, не зависят от того, на какой
высоте над землей находится измерительное оборудование, например на
высоте 0,6 или 1,2 м. При высотах порядка нескольких длин волн это
обстоятельство не имеет места, а при больших высотах, соответствующих
большим углам по отношению к горизонту, напряженность поля изменяется
с высотой в соответствии с формой диаграммы направленности излучающей
антенны в вертикальной плоскости, которая вблизи земли изменяется
вследствие потерь энергии в земле.
Напротив, на частотах выше примерно 30 мггц, используемых в радио-
вещании с частотной модуляцией, телевидении и т. д., поверхностная волна
затухает до пренебрежимо малого значения на очень короткой дистанции.
Наряду с этим необходимо учитывать взаимодействие прямой и отраженной
волн, как показано на фиг. 275. При измерениях напряженности поля в гори-
зонтальной плоскости в этом случае необходимо, чтобы антенна переносного
измерительного оборудования находилась на постоянной высоте над землей.
х) При этом не учитывается наклонная составляющая (см. гл. И, § 7), которая
возникает за счет потерь в земле и которую можно рассматривать как горизонтально
поляризованную волну, распр страняющуюся вертикально вниз с вектором электри-
ческого поля, параллельным направлению на передатчик.
2) См. также фиг. 307, стр. 412.
£ 8. Коэффициент усиления антенн по мощности
375
Кроме того, вследствие сложного закона корректирующей поправки жела-
тельно при измерениях поддерживать постоянство дистанции.
Следующим обстоятельством, осложняющим измерения на этих часто-
тах, является зависимость результатов от коэффициента отражения поверх-
ности почвы. В случае зеркального отражения поверхности почвы, когда
применима формула (10.7), а также если поверхность относительно гладкая
и чистая, обычно справедливо предположение, что коэффициент отражения
приблизительно равен единице независимо от точного значения параметров
почвы. Однако если соотношение дистанции и высоты антенны таково
что угол падения отраженной волны не является зеркальным, то измеряемая
напряженность поля (и, следовательно, диаграмма направленности) будет
изменяться в зависимости от величины коэффициента отражения. Если зна-
чения коэффициента отражения различны в разных азимутальных направле-
ниях от измеряемой антенны, то могут возникнуть ошибки при определении
напряженности поля в различных направлениях, даже если высота вспомо-
гательной переносной антенны и расстояние до измеряемой антенны остаются
постоянными. Во избежание этих ошибок необходимо увеличивать дистан-
цию между антеннами до тех пор, пока коэффициент отражения не будет
приблизительно равен единице, независимо от параметров почвы. При дру-
гом способе обо антенны имеют фиксированное положение, причем обеспе-
чивается возможность вращения испытуемой антенны; таким образом,
диаграмма направленности снимается при неизменной точке приема и,
следовательно, постоянном коэффициенте.
Область частот между 30 мггц и 2000 кгц занимает по отношению к описан-
ной проблеме определения диаграммы направленности промежуточное
положение. Найдено, что на дистанциях, соответствующих минимально
допустимому расстоянию для снятия диаграммы направленности, при усло-
вии вертикально поляризованных антенн существует поверхностная волна
значительной величины. При этих условиях диаграмма направленности
в горизонтальной плоскости может быть получена при помощи переносного
«оборудования для измерения напряженности поля отраженной волны как
-функции азимута; полученные таким образом результаты не критичны по отно-
шению к небольшим изменениям высоты переносной антенны над землей.
Напротив, при применении горизонтально поляризованных волн, как в слу-
чае большинства направленных антенных систем, сконструированных для
работы в этом диапазоне, поверхностная волна затухает с расстоянием
настолько быстро, что эффект ее влияния пренебрежимо мал. Возникающие
при этом явления аналогичны явлениям, наблюдаемым на более высоких
частотах, за исключением того, что формула (10.7) вследствие небольшой
высоты над землей, выраженной в длинах волн, оказывается приложимой
для случая непосредственной близости антенны к земле. В этом случае
напряженность поля пропорциональна высоте переносной антенны над
землей, которая должна поддерживаться постоянной.
§ 8. Коэффициент усиления антенн по мощности
Коэффициент усиления, или просто усиление, в применении к антенным
«системам определяет направленность диаграммы поля по сравнению с напра-
вленностью поля изотропного излучателя1). Количественно усиление опре-
деляется отношением мощности, которую должна излучать изотропная
антенна для создания определенной напряженности поля в заданном напра-
х) Изотропным излучателем называется антенна, обладающая одинаковым излу-
чением во всех направлениях. Теоретически можно показать, что такого излучателя соз-
дать нельзя, однако это обстоятельство в данном случае не имеет значения, поскольку
понятие такого излучателя используется лишь для сравнения.
376
Гл. 10. Антенны
влении, к мощности, которую должна излучать реальная антенна для полу-
чения в этом направлении той же самой напряженности поля1).
Связь между усилением по мощности и диаграммой напряженности
поля. При наличии полной диаграммы напряженности поля можно вычис-
лить усиление. При этом предполагается, что антенна является центром
большой сферы (или полусферы при наличии земли). Мощность излучения,
попадающую на единичную площадь сферической поверхности, можно выра-
зить следующей формулой [8]:
‘£2
Мощность, попадающая на единичную площадь, 6/71 = ^—- (10.8Y
где §—напряженность поля в вольтах на единицу длины. Полная мощность
излучения, представленная диаграммой напряженности поля, определяется
интегрированием по внутренней поверхности сферы. Усиление по мощности
определяется посредством сравнения с величиной мощности излучения
изотропного излучателя следующим образом* 2 * * * * * *):
Й = . (10.9>
J J (g2 sin 0 dO dy
—те 6
где —значение § в заданном направлении, а сферические координаты
показаны на фиг. 283.
Возможность применения равенства (10.9) ограничивается тем обстоя-
тельством, что, за исключением наиболее простых типов антенн, двойное
интегрирование необходимо производить графическими методами. Графи-
ческие методы приходится применять даже в том случае, когда форма
]) Это определение основано на излучаемой мощности. Можно определить усиление
другим способом, как отношение мощности, которую будет потреблять идеальный, без-
потерь, изотропный излучатель для создания определенной напряженности поля в задан-
ном направлении, к мощности, потребляемой реальной антенной для создания в этом
направлении той же самой напряженности поля. Поскольку мощность, излучаемая реаль-
ной антенной, меньше потребляемой мощности на величину мощности, рассеиваемой
на сопротивлении потерь антенны, величина определенного таким образом усиления
будет ниже, за исключением случая, когда сопротивление потерь пренебрежимо мало
по сравнению с сопротивлением излучения. Последнее обстоятельство имеет место в ан-
тенных системах сантиметровых волн, в обычно применяемых передающих антеннах для
радиовещательных и высоких частот, а также для правильно согласованных приемных
антенн, использующих полуволновые вибраторы или более сложные системы.
2) При наличии земли интегрирование по 0 в равенстве (10.9) производится в пре-
делах 0 = 0 и 0= — к/2. В этом случае величина знаменателя в (10.9) умножается*
на 2. Вывод (10.9) следующий. Если радиус сферы г, то площадь поверхности изотроп-
ного излучателя будет 4пг2, а поскольку через каждую единицу площади этой поверх-
ности излучается ^/120гс em, то мощность Рг, излучаемая всей изотропной антенной,
будет равна
Pi=4nr2iIVe/n-
Мощность dP2, излучаемая реальной антенной через элементарную поверхность пло-
щадью dA, равна (%$/120л) dA. Однако в системе координат фиг. 283
dA = (гб?6) (rrfcp sin 6)=r2 sin 0 б?0 dy,
так что
</p2=^r2sin0d°
или
0 2 гс
p2=i2kr2 5 5 ^2 sin 9 м d<p-
—те 0 •
равенство (10.9) получается из определения G = P1/P2-
$ 8. Коэффициент усиления антенн по мощности
377
диаграммы направленности выражается уравнением, так как, за исключением
двух или трех простейших случаев, указанные математические операции
представляют очень большие трудности и для целого ряда случаев удовле-
творительных методов решения указанных интегралов не найдено.
Графическое интегрирование диаграммы поля антенны в (10.9) может
быть систематизировано следующим образом. Во-первых, определяется
средняя эффективная напряженность поля на сферической поверхности
в функции угла места. Величина этой средней эффективной напряженности-
поля для заданного угла места равна по-
стоянной для данного угла напряженности
поля, необходимой для создания одинаковой
общей энергии в пределах этого угла.
В обычных случаях, когда поле излучения
изменяется в зависимости от значений ази-
мута ср, средняя эффективная напряжен-
ность поля для данного вертикального угла
О получается при нанесении кривой зависи-
мости реального распределения напряжен-
ности поля для данного вертикального
угла в полярных координатах от азимута,
как показано на фиг. 284. В этом случае
средняя эффективная напряженность поля
для данного вертикального угла будет соот-
ветствовать величине радиуса круга (пока-
занного пунктиром на фиг. 284) равнове-
ликой площади. Во-вторых, в полярных
координаты.
координатах строится кривая средней эффективной напряженности*
поля для различных значений вертикального угла 0, от 6=0° до 6=90°,
а затем радиус-векторы полученной кривой умножаются на 'j/’sin 0 (см. пунк-
। тирные и сплошные кривые на фиг. 285). При этом умножении учитывается,
что при приближении к вертикали (0 = 0) длина дуги с углом М, которая^
изменяется при перемещении вокруг оси Z на 360° по азимуту, пропорцио-
нальна sin б (см. фиг. 283).
Ввиду того что площадь, ограниченная кривой в полярных координатах,
пропорциональна квадрату радиус-вектора, необходимо извлечь квадрат-
ный корень; таким образом, площадь, ограниченная кривой напряженности*
поля в функции угла в, умножается на множитель sin 6.
Наконец площадь, ограниченная полученной кривой, пропорциональ-
ная общей мощности излучения, сравнивается с соответствующей площадью*
для изотропного излучателя. Кривая для изотропного излучателя нанесена
на фиг. 285 пунктиром. Радиус-вектор этой кривой равен g’0|^sinO, где
<£0—напряженность поля реальной диаграммы в выбранном направлении,
выраженная в тех же единицах, что и описанная выше средняя эффективная
напряженность поля. Необходимо заметить, что вообще величина больше
максимального значения среднего эффективного поля; это иллюстрируется
фиг. 284, согласно которой для любого избранного угла места максимальное
поле в общем превышает среднее эффективное значение. Отношение пло-
щади, ограниченной пунктирной кривой фиг. 285, к площади, ограниченной*
сплошной кривой, определяет коэффициент усиления по мощности.
Для случая карандашного луча1), образуемого параболическими и лин-
зовыми антеннами, усиление можно вычислить достаточно точно следующим^
г) Термином «карандашный луч» называется диаграмма направленности антенн
с большими размерами раскрыва в двух взаимно перпендикулярных плоскостях, главный»
лепесток которой заключен в весьма малом телесном угле.—Прим. ред.
378
Гл. 10. Антенны
простым способом1). Пусть В—площадь луча антенны, определяемая как пло-
щадь, ограниченная значениями плотности мощности, равными половине
максимального значения плотности мощности на оси луча. Предположим,
что вся мощность излучения этой направленной антенны сконцентрирована
в пределах этой площади. При этих допущениях усиление по мощности
выразится как отношение величины поверхности полной сферы к площади
луча В:
Усиление по мощности=-g—, (10.10)
где г—радиус сферической поверхности, в которой помещается площадь В.
Для случая узких лучей площадь В удобно выражать в «квадратных гра-
дусах». Например, если прямоугольный параболический отражатель, равно-
мерно облучаемый, образует луч с шириной по половинной мощности W1 гра-
дусов в вертикальной плоскости и W2 градусов в горизонтальной плоскости,
Ф и г. 284. Определение среднего эффек-
тивного значения напряженности поля по
кривой истинной напряженности поля,
построенной в полярных координатах.
Среднее значение паля,
умноженное на Vsin ё
Фиг. 285. Сравнение полной
мощности излучения действитель-
ной антенны с соответствующей
мощностью излучения изотроп-
ного излучателя, обеспечиваю-
щего в желаемом направлении
поле той же интенсивности.
то площадь луча составит В = РГ1-РИ2 квадратных градусов. Общее число
•квадратных градусов в поверхности сферы будет -57,32 = 41253, так что
аг 41253 ,Л Л л л ч
Усиление по мощности = —. (10.11)
Для случая конического луча с шириной по половинной мощности
W градусов величина площади в квадратных градусах составит 7?=тсРИ2/4.
Эллиптические лучи будут иметь соответственно площадь поперечного
сечения несколько меньше, чем лучи с круглым сечением. Расчеты усиления
при помощи формулы (10.11) не точны, поскольку при этом не учитывается
точная форма диаграммы направленности. Этот метод расчета усиления
неприменим лишь в случае луча необычной формы. Если диаграмма напра-
0 В особом случае, когда диаграмма направленности в вертикальной плоскости не
зависит от азимута, а направленность в функции азимута для данного вертикального
угла не зависит от значения этого угла, весьма точные результаты получаются при дру-
гих упрощающих предположениях. Этот случай соответствует прямоугольному рефлек-
тору, облучаемому линейной антенной или секторным рупором. Дальнейшие сведения
ло этому вопросу см. в работах [2, 13].
§ 9. Усиление сантиметровых антенн
379
вленности имеет один хорошо выраженный главный лепесток и небольшие
боковые лепестки, точность полученных результатов обычно находится
в пределах ± 3 дб.
Соотношение между усилением и эффективной площадью антенн.
На высоких радиочастотах, в частности на сантиметровых волнах, возможно
точное измерение усиления антенны по мощности простыми эксперимен-
тальными методами. Частично это объясняется тем, что на этих часто-
тах размеры антенн сравнительно невелики даже при значительном уси-
лении. Кроме того, на высоких частотах сопротивление потерь антенных
систем обычно настолько мало, что любая мощность, подведенная к антенне,
излучается в пространство и вся мощность поглощаемых антенной
радиоволн передается нагрузочному сопротивлению.
При измерении усиления антенны в этих условиях используется
соотношение, существующее обычно между усилением антенны в режиме
излучения и максимальной мощностью поглощаемых радиоволн. Пользуясь
принципом обратимости, можно вывести следующее соотношение [8]:
• /2 £2^2
Максимально возможная принимаемая мощность = • (10.12)
Здесь G—усиление по мощности антенны по сравнению с изотропным
излучателем; X—длина волны; g—напряженность поля у приемной антенны
в вольтах на единицу длины, выраженной в тех же единицах измерения,
что и X. Эта максимально возможная принимаемая мощность может рас-
сматриваться как мощность, содержащаяся в части волнового фронта пло-
щадью А, для вычисления которой при помощи выражений (10.8) и (10.12)
можно получить соотношение
Л = (10.13)
Площадь А обычно называют эффективной площадью, или площадью
облучения антенны. Для случая линзовых, параболических рупорных
« многорядных антенн, раскрывы которых велики по сравнению с длиной
волны, величина А несколько меньше площади раскрыва и обычно соста-
вляет 60—80% этой величины.
Мощность, поступающая с приемной антенны в нагрузку, будет макси-
мальной, если реактивная составляющая нагрузочного импеданса равна
по величине и противоположна по знаку реактивной составляющей импеданса
антенны, а активная компонента нагрузочного импеданса равна активной
компоненте импеданса антенны. В предположении, что сопротивление потерь
антенны пренебрежимо мало по сравнению с сопротивлением излучения,
мощность, отдаваемая антенной в нагрузку, согласованную для максималь-
ной передачи мощности, может быть рассчитана по выражению (10.12).
§ 9. Усиление сантиметровых антенн
Методы сравнения. Наиболее простой метод измерения усиления по мощ-
ности сантиметровых антенн1) основан на использовании формулы (10.12),
согласно которой максимально возможная поглощаемая мощность для дан-
ной напряженнос!и поля и данной частоты пропорциональна усилению
антенны. Исходя из этого, экспериментальное определение усиления может
-быть проведено сравнением мощности данной радиоволны, поглощаемой * 11
г) Вопросы измерения усиления сантиметровых антенн разобраны в работах
11, 2, 6, 13].
380
Гл, 10. Антенны
испытуемой антенной, и мощности этой же радиоволны, поглощаемой стан-
дартной антенной с известным усилением.
Блок-схема необходимой аппаратуры представлена на фиг. 286. Любой
передатчик подходящего типа помещается на соответствующем расстоянии-
и используется для генерирования радиоволн. Для измерения принимае-
мой мощности обычно используется болометр, который при помощи
согласующей системы в каждом случае согласуется с антенной системой
для поглощения максимальной мощности из антенны. При условии, что
вся принимаемая мощность поступает на болометр и не рассеивается помимо
его сопротивления, коэффициенты усиления стандартной и измеряемой
антенн, согласно (10.12), будут пропорциональны величинам мощности,,
поглощаемым каждой из этих антенн.
Испытуемая
или эталонная
антенна
устройство
Передающая
антенна
Фиг. 286. Блок-схема устройства для экспериментального определения коэффи-
циента усиления антенны по мощности путем сравнения с антенной, обладающей
известным коэффициентом усиления.
Другой метод заключается в изменении схемы фиг. 286 путем излуче-
ния известного уровня мощности передающей антенной, имеющей известное
усиление, и измерения максимальной мощности, поглощаемой другой
антенной, работающей в режиме приема. Для этого случая имеем1)
где Gt—усиление передающей антенны по сравнению с изотропным излуча-
телем; Gr—усиление приемной антенны по сравнению с изотропным излу-
чателем; Рт—излучаемая мощность; PR—максимально возможная прини-
маемая мощность; А—длина волны; г—расстояние между антеннами.
Измерение излучаемой мощности удобно произвести следующим обра-
зом. Сначала производится регулировка согласования генератора с пере-
дающей антенной на максимальную мощность излучения при помощи согла-
сующего импедансы устройства, причем индикация производится по макси-
муму принимаемого сигнала. Затем антенна заменяется болометром или
другим измерителем мощности и также производится согласование импедан-
сов, чтобы в болометр поступала от генератора максимально возможная
мощность. В этом случае значение измеренной мощности будет соответство-
вать мощности, поступающей в передающую антенну. В других случаях
х) Вывод этой формулы следующий. Излучаемая мощность на единицу площади
на расстоянии г от передатчика будет PTGTl^7.r2. Поскольку эффективная площадь при-
емной антенны, согласно (10.13), будет СдХ2/4л, то можно написать
р __ .
определяя из этого соотношения произведение GTGR получаем равенство (10.14).
$ 9. Усиление сантиметровых антенн
381
для регистрации мощности, поступающей в антенну, может быть использо-
ван направленный ответвитель с известным коэффициентом связи.
В обоих случаях измерения усиления по мощности необходимо, чтобы
вспомогательная антенна обладала известным усилением. Абсолютное изме-
рение усиления этой эталонной антенны можно осуществить несколькими
методами, описанными ниже. Если эталонная антенна является рупорной,
ее усиление обычно определяется расчетным путем с ошибкой, не превы-
шающей 5%1 *)» Если по условиям измерения от эталонной антенны не тре-
буется высокой направленности, то в качестве такой антенны можно исполь-
зовать полуволновой вибратор. Усиление такой антенны равно 1,64.
Абсолютное измерение усиления сантиметровых антенн2). Абсолютное
усиление антенны может быть определено экспериментально при использо-
вании блок-схемы, показанной на фиг. 286, с применением идентичных
передающей и приемной антенн. При этих условиях выражение (10.14)
преобразуется следующим образом:
Стсд = ^-г|/ (10.15)
Если невозможно использовать две идентичные антенны, абсолютное
определение усиления может быть проведено при помощи трех различных
антенн. Измерения передаваемой и принимаемой мощностей производятся
так же, как и при методе двух антенн, показанном на фиг. 286, попарно для
«каждой из трех антенн. Согласно (10.14), можно написать
r г /4тгг\2^12
G1G2 — ) рт^>
23
1 13
Обозначения величин в этих формулах такие же, как и в формуле
(10.14). *Индексы 1, 2, 3 соответствуют трем антеннам. Двойные индексы
обозначают антенны, используемые попарно в режиме передача—прием,
например G2—усиление антенны 2, РцА2 —принятая мощность при работе
антенн 1 и 2 , Ртх2—передаваемая мощность между двумя этими антеннами.
При совместном решении этих трех уравнений можно получить формулы
для расчета усиления каждой из антенн. Например,
(10.17)
Другой метод измерения абсолютного усиления по мощности иллюстри-
руется фиг. 287. Этот метод может быть назван методом отражения. При
этом сначала испытуемая антенна тщательно согласуется с питающвуи фиде-
ром (который содержит измерительную линию) таким образом, что в отсут-
ствие рефлектора в линии нет стоячей волны. Затем под прямым углом
к оси антенны помещается рефлектор, представляющий собой проводящую
гладкую поверхность с шероховатостями не более Ml 6. Этот рефлектор
г) Необходимые формулы имеются в работе [1].
2) По этому вопросу см. [1, 2, 6, 13].
382
Гл, 10, Антенны
отражает часть излученной энергии, и в пространстве образуется отраженная
волна, перемещающаяся от рефлектора к антенне. Часть этой отраженной
волны улавливается антенной и попадает в питающий фидер, образуя отра-
женную волну в линии. Энергия, которую несет эта отраженная волна,
равна энергии, которая поглощалась бы в отсутствие рефлектора антенной,
идентичной передающей антенне и представляющей ее зеркальное отобра-
жение по отношению к рефлектору, как показано пунктиром на фиг. 287.
Величина этой отраженной мощности, которая поглощается передающей
антенной, может быть определена по коэффициенту стоячей волны, образо-
ванной при наличии рефлектора, при измерениях при помощи измеритель-
ной линии. Для предотвращения многократных отражений отраженной
волны между генератором и антенной вводится аттенюатор А. Этот аттенюа-
тор со стороны антенны должен быть хорошо согласован с измерительной
линией так, чтобы отраженная волна со стороны линии поглощалась этим;
аттенюатором без остатка.
Фиг. 287. Блок-схема устройства для определения коэффициента усиления
антенны методом отражения.
Количественные соотношения, имеющие место в этом случае, будут Г)г
С = ‘(Ю.18)
где G—усиление антенны по сравнению с изотропным излучателем; R—рас-
стояние между антенной и ее изображением (см. фиг. 287); S—коэффициент
стоячей волны; X—длина волны.
Расстояние R на фиг. 287 не должно превышать минимально необходи-
мого расстояния, так как с увеличением дистанции КСВ приближается
к единице, что снижает точность измерения. В то же время расстояние S
между излучающей антенной и ее изображением должно быть не меньше
2£>2А, где D—раскрыв испытуемой антенны. В противном случае, несмотря
на большое значение КСВ, точность измерений будет ухудшаться за счет
недостаточного расстояния.
Необходимо также, чтобы рефлектор был достаточно велик для отра-
жения значительной части излучаемой энергии. Поскольку ширина диа-
граммы излучения порядка 2\/D радиан, то размеры h квадратного зеркала
х) Это выражение следует из соотношения (10.15), если учесть, что антенна и ее
изображение представляют две идентичные антенны на расстоянии R одна от другой
и что (S—1)/(S+1) является отношением амплитуд напряжения двух волн, одна из кото-
рых образует мощность излучения, а другая—результирующую мощность, которая^
индуцировалась бы в мнимой приемной антенне.
£ 10. Определение усиления антенн на низких радиочастотах 38&
должны быть не меньше R\/D. Следовательно, при R — 2D* 2j\ размеры
должны быть 2D.
Измерения усиления при помощи блок-схемы, показанной на фиг. 287,
усложняются, если эффективная площадь антенны меньше действительной
площади раскрыва, как это обычно бывает. При этих условиях некоторое
количество отраженной энергии, попадающей на раскрыв антенны, отра-
жается последней по направлению к отражателю. При этом возникает
вторичная отраженная волна, которая может попасть на передающую
антенну и осложнить измерения КСВ х). Возникающие по этой причине
ошибки можно уменьшить, измеряя КСВ для двух положений рефлектора,
отличающихся на х/4 длины волны. При таком смещении рефлектора фаза
паразитного вторичного сигнала меняется на обратную. Таким образом,
ошибка может быть исключена, если взять затем среднеарифметическое
коэффициентов усиления, определенных для указанных дв; х положений
отражателя. При таком способе одновременно исключается большая часть
ошибок за счет недостаточно хорошего согласования между антенной и
фидером перед помещением рефлектора.
Главная особенность измерения мощности методом, иллюстрируемым'
фиг. 287, заключается в том, что не требуется никакой специальной аппа-
ратуры. Однако достигаемая точность меньше, чем при других методах
измерения абсолютного усиления, описанных в этой книге.
Этот метод наиболее пригоден для антенн с небольшими или средними
раскрывами.
§ 10. Определение усиления антенн на низких радиочастотах
При понижении частоты применение большинства методов, пригодных
для определения усиления в сантиметровом диапазоне, наталкивается на воз-
растающие трудности. Причина этого кроется в том, что при снижении
частоты увеличиваются размеры антенн, сопротивление потерь стано-
вится значительным, и, кроме того, необходимо учитывать влияние отра-
жений от земли.
На низких частотах, в частности на частотах радиовещательного диапа-
зона, более широкое применение находят графические методы. Диаграммы
направленности в этих случаях имеют достаточно простую форму и могут
быть определены сравнительно точно при ограниченном количестве точек
или вычислены с достаточной точностью по геометрическим размерам
антенны и относительным амплитудам и фазам токов в отдельных эле-
ментах антенны.
Если частота сравнительно высока, усиление может быть достаточно
удовлетворительно определено методом сравнения при использовании
в качестве антенны с известным усилением полуволнового вибратора2).
Усиление по мощности в свободном пространстве такой антенны составляет
1,64 по сравнению с изотропным излучателем. При необходимости учета
влияния земли это может быть сделано расчетным путем с применением
понятия взаимного импеданса между антенной и ее изображением, в пред-
положении, что почва обладает совершенной проводимостью3).
Наиболее употребительным методом определения усиления на таких
низких радиочастотах является питание передающей антенны известным
х) Этот факт относится к числу явлений взаимодействия, описанных на стр. 36,
и оказывает в этом случае более существенное влияние, чем при других эксперименталь-
ных методах измерения усиления. Более подробно по этому вопросу см. [1, 2, 14].
2) Определение усиления в диапазоне частот от 44 до 216 мггц описано в работе [15].
3) Эти расчеты описаны в работе [8]. Данные о значении взаимного импеданса меж-
ду двумя диполями можно найти в работе [16].
.384
Гл. 10. Антенны
(10.19а)
(10.196)
уровнем мощности и регистрация напряженности поля в направлении
максимума излучения. Эта напряженность поля может быть определена
методами, описанными в гл. 11. В этом случае усиление по мощности в сво-
бодном пространстве будет1):
Усиление по мощности = ^д—,
где —напряженность поля в заданном направлении в вольтах на еди-
ницу длины; г—расстояние до точки измерения; Р?—мощность, подводимая
к передающей антенне (вт).
При условии влияния земли требуется лишь измерение мощности, излу-
чаемой в полусферу, и (10.19а) преобразуется, как обычно:
$2 Г2
Усиление по мощности = •
При этом методе требуется лишь измерение мощности, подведенной
ж передающей антенне, и измерение напряженности поля обычным оборудо-
ванием. Однако точность этого метода ограничена тем, что часть мощности,
подводимой к передающей антенне, рассеивается на сопротивлении потерь
антенны и не излучается. Вследствие этого измеренное значение усиления
будет меньше величины, полученной из расчета напряженности поля, как
описано в примечании 1 на стр. 376.
§ 11. Дополнительные вопросы измерений параметров антенн
Применение моделей при измерениях антенн. Антенны с одинаковыми
геометрическими пропорциями и отличающиеся только абсолютными раз-
мерами имеют одинаковые диаграммы направленности, усиление и импе-
данс при условии, что изменение длины волны точно пропорционально изме-
нению размеров2). Это обстоятельство позволяет получить характеристики
антенных систем, используя модели меньших размеров, чем антенны. Таким
образом, можно легко определять характеристики низкочастотных антенн
при помощи небольших моделей, конструирование которых не представляет
трудностей и форму которых легко изменять для изучения влияния измене-
ний конструкции3). Применение моделирования особенно целесообразно
при исследовании характеристик судовых и самолетных антенн. Форма
самолета настолько сложна, что диаграмма направленности не может быть
рассчитана с достаточной точностью. Кроме того, характеристика очень
сильно зависит от положения антенны по отношению к крыльям, фюзеляжу
и хвосту. Летные испытания для определения диаграммы направленности
и усиления антенн, установленных на самолетах, длительны и дорогостоящи.
Наиболее удовлетворительным способом получения сведений о качестве
самолетных антенн на частотах ниже 1000 мггц является конструирование
небольшой деревянной модели самолета с медным покрытием, на которой
устанавливается пропорционально уменьшенная антенна. Затем эта модель
2) Вывод этой формулы следующий. Напряженность поля <f0, образованная изо-
тропным излучателем на сферической поверхности радиуса г (и, следовательно, площадью
4тсг2), соответствует, согласно (10.8), общей мощности излучения
47ir2-(<O/1207i) = г2/30 вт.
Отношение этой мощности к мощности РТ реальной антенны, необходимой для образо-
вания той же напряженности поля ^0, дает величину усиления по мощности.
2) Исключением является сопротивление потерь, которое может быть различным,
несмотря на то, что реактивные составляющие импеданса антенны и сопротивление излу-
чения не изменяются.
3) Например, при помощи моделей было изучено влияние конусообразности радио-
вещательных башенных антенн [17].
§ 11, Различные измерения антенн
385
самолета с моделью антенны устанавливается на вращающуюся мачту и про-
водятся измерения с аппаратурой, согласно блок-схеме фиг. 288, на соот-
ветствующей частоте. Например, если размеры модели составляют 1/50 раз-
меров моделируемой антенны, а частота, на которой предназначена работа
Фиг. 288. Блок-схема устройства для определения диаграммы
направленности самолетной антенны на модели.
антенны, равна 115 мггц, то для измерений требуется частота 5750 мггц.
Метод моделирования самолетных и судовых антенн вполне удовлетвори-
телен и находит широкое практическое применение х).
Распределение тока в передающих антеннах. Контроль за работой
коротковолновых направленных антенных устройств может осуществляться
путем регистрации распределения тока вдоль проводников антенной системы.
Например, в системах, где применяются резонансные элементы, нормаль-
ный режим работы антенны имеет место при определенном расположении
узлов и пучностей тока. Аналогично об отсутствии в системе условий резо-
нанса в случае нерезонансных антенн можно судить по распределению тока.
Распределение тока вдоль проводников антенной системы может быть
определено при работе антенны в режиме передачи при помощи связанного
с ней чувствительного термоэлектрического прибора. Различные схемы под-
ключения таких приборов показаны на фиг. 289. Для прибора, показан-
ного на фиг. 289, а, распределенная емкость между антенной и свободным
проводником, замыкающим цепь тока прибора, а также величина связи
прибора с антенной определяются длиной соединяющего проводника.
Показания термоэлектрического прибора будут пропорциональны интен-
сивности электрического поля в точке подключения прибора, т. е. распре-
делению напряжения вдоль антенны. Таким образом, максимум показаний
прибора будет соответствовать минимуму тока в антенне, и наоборот.
На схеме, приведенной на фиг. 289, б, часть тока антенны ответвляется
в прибор, включенный параллельно. Действие этой схемы можно рассматри-
вать как взаимодействие небольшой рамки, образованной отрезком антенны,
х) Оборудование и подробное описание измерений моделей самолетных антенн
даны в работах [10, 18].
25 ф. Термен и Дж. Петтит
386
Гл. 10. Антенны
и проводниками прибора с силовыми линиями магнитного поля антенны,
пересекающими эту рамку.
Прибор на фиг. 289, в связан при помощи рамки с магнитным полем, обра-
зованным током антенны. Преимуществом этой схемы является отсутствие
кондуктивной связи прибора с антенной. В зависимости от требуемой вели-
чины чувствительности рамка может быть настроена или расстроена.
Фиг. 289. Методы измерения распределения тока в антенне.
Эти же методы могут быть использованы для определения
распределения тока в двухпроводных линиях.
В антенных устройствах радиовещательного диапазона часто тре-
буется сравнение величин амплитуды и фазы токов в различных антеннах
одной и той же системы [19]. Типовая схема для проведения таких измере-
ний показана на фиг. 290. Одновитковая экранированная рамка больших
Фиг. 290. Блок-схема устройства для определения
относительных амплитуд и фаз тока в широковеща-
тельной антенне.
размеров помещается у основания каждой мачтовой антенны или вблизи
максимума тока. Энергия индуцированных в рамке колебаний передается
в пункт наблюдения, где обычно помещается передатчик, посредством экра-
нированного коаксиального кабеля, нагруженного на волновое сопротивле-
ние. Амплитуда напряжения на нагрузке пропорциональна амплитуде тока
в антенне в месте подключения рамки. Фаза этого выходного напряжения
определяется фазой тока в антенне и длиной экранированного кабеля.
Влияние длины кабеля может быть учтено расчетным путем.
Литература
387
При использовании методов, описанных в гл. 6, § 9, фазу напряжения
на нагрузке можно сравнить с фазой любого избранного опорного напряже-
ния, например напряжения, подведенного с другого мачтового излучателя,
питаемого от того же передатчика х). Схемы такого типа находят широкое
применение при регулировке токов отдельных антенн в радиовещательных
антенных системах, использующих дде или более излучающие мачтовые
антенны, а также при контроле необходимых соотношений этих токов.
Измерения эффективной высоты* 2). Эффективной высотой приемной
антенны называется гипотетическая длина Л, при которой произведение %h
равно эквивалентному индуцированному напряжению Е в эквивалентной
антенне фиг. 270, где £—напряженность поля радиоволны3).
Величина эффективной высоты для данной антенны может быть опре-
делена при воздействии на антенну радиоволн близлежащей радиостанции
или при помощи подходящего измерительного генератора с излучающей
антенной. При этом измеряется напряжение холостого хода Е, индуциро-
ванное в испытуемой антенне, а также соответствующая напряженности
поля По определению эффективная высота антенны будет равна отно-
шению
ЛИТЕРАТУРА
1. Microwave Antenna, Theory and Design, Vol. 12, Radiation Laboratory Series, New
York, 1949 ,(см. перевод: Антенны сантиметровых волн, М., Советское радио, 1950).
2. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах, М., Советское
радио, 1949).
3. С а г s о n J. R., Proc. Inst. Radio Eng., 17, 952 (1929).
4. F i t c h W. A., D u t t e r a W. S., RCA Rev., 3, 340 (1939).
5. S i n с 1 a i r D. B., Communications, 19, 5 (1939).
6. C u t 1 e г С. C., King A. P., Kock W. E., Proc. Irst. Radio Eng., 35, 4462
(1947).
7. Very High Frequency Techniques, Vol. 1, New York, 1947 (сад. перевод: Техника
сверхвысоких частот, т. I, М., Советское радио, 1952).
8. Т е г m a n F. Е., Radio Engineering, За ed., New York, 1947.
9. L e Caine H., К a t c h k у M., Electronics, 20, 116 (1947).
10. S c h m i t t О. H., Peyser W. P., Electronics, 20, 88 (1947).
11. Dyson J., Tucker В. A. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1403 (1946).
12. lams H., RCA Rev., 8, 270 (1947).
13. L a w s о n J. D., Journ. Inst. Electr. Eng., 95, pt. Ill, № 36, 205 (1948).
14. P i p p a r d A. B., Burrell О. H., С г о m e F. F., Journ. Inst. Electr., Eng ,
93, pt. IIIA,' 720 (1946).
15. H i 1 1 s E. G., Electronics, 20, 1*24 (1947).
16. T e r m a n F. E., Engineers’ Handbook, New York, 1943 (см. перевод: Справочник
по радиотехнике под ред. Смиренина, М., Энергоиздат, 1949).
17. G i h г i n g H. E., Brown G. H., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 311 (1935).
18. Sinclair G., Jordan E. C., Vaughan E. W., Proc. Inst. Radio Eng., 35,
1451 (1947).
19. M о r r i s о n J. F., Proc. Inst. Radio Eng., 25, 1310 (1937); Bell Lab. Rec., 17,
390 (1939).
20. О ’ В r i e n В. C., Sherwood F. L., Electronics, 20, 109 (1947).
21. F о s t e r D. E., M о u n t j о у G., RCA Rev., 3, 369 (1939).
x) Типичный пример такого оборудования подробно описан в работе [20].
2) По этому вопросу см. [21].
3) Понятие эффективной высоты также иногда применяется для случая низкочас-
тотных заземленных передающих антенн. В этом случае эффективной высотой называется
длина вертикального заземленного проводника, по которому протекает постоянный тоц
/0 одинаковой фазы и который в заданном направлении создает ту же напряженность поля,
что и реальная заземленная антенна, амплитуда тока у основания которой равна /0-
Определенная таким образом эффективная высота в режиме передачи численно равна
эффективной высоте этой же антенны в режиме приема.
25*
Глава 11
РАДИОВОЛНЫ
§ 1. Методы измерения напряженности поля радиоволн
Для определения напряженности поля радиоволн [1—3] в основном
используются два метода. Первый метод, иногда называемый методом эта-
лонной антенны, основан на известном соотношении между напряженностью
поля радиоволны и эквивалентным сосредоточенным напряжением, инду-
цированным волной в антенне (см. фиг.270, стр. 359). Это отношение опреде-
ляется расчетным путем или в результате предварительно проведенных
экспериментов. В этом случае напряженность поля определяется по
величине эквивалентного индуцированного напряжения при использовании
известного соотношения между этой величиной и напряженностью поля.
Второй метод измерения напряженности поля известен как метод генератора
стандартной напряженности поля и заключается в сравнении напряжен-
ности поля радиоволны с известной напряженностью поля, образованной
генератором стандартной напряженности поля.
Эталонные антенны. Наиболее часто в качестве эталонной используется
рамочная антенна. Если наибольший размер рамки мал по сравнению с дли-
ной волны (приблизительно не больше Х/12) и если рабочая частота не пре-
вышает 1/4 резонансной частоты контура, образованного рамкой и связанной
с ней распределенной емкостью, то соотношение между напряженностью
поля и напряжением, индуцированным в рамке, выражается следующим
образом [4]:
E = 2i$N^-, (11.1)
где —напряженность поля радиоволны в вольтах на единицу длины;
N—число витков рамки; А—площадь поперечного сечения рамки в тех же
единицах длины, что g и л; к—длина волны.
Отношение Е/% = 2kN(A/\) называется эффективной высотой рамочной
антенны. При выводе равенства (11.1) предполагалось, что плоская радио-
волна поляризована в плоскости рамки и что рамка ориентирована на макси-
мальный прием.
Рамочные антенны находят широкое применение для измерения напря-
женности поля на частотах ниже 40 мггц. Преимуществом их применения
является возможность точного расчета параметров рамочных антенн при
правильном их изготовлении. Кроме того, такие антенны достаточно порта-
тивны, работа их не зависит от параметров почвы, и такие рамки могут быть
изготовлены для очень низких радиочастот, где большинство других типов
антенн имеет неприемлемые габариты. Однако применение рамок ограничено
частотой приблизительно 40 мггц, так как повышение частоты приводит
к нежелательному уменьшению размеров рамки.
Кроме рамочных антенн, могут быть использованы дипольные антенны,
полуволновые вибраторы, а также вертикальные заземленные антенны.
Полуволновые вибраторы обычно используются на частотах более высоких,
§ 1. Методы измерения напряженности поля радиоволн
389
чем те, на которых удовлетворительно работают рамки. Для таких антенн1)
^ = V’ (н.2)
где X—длина волны, a g—напряженность поля.
Эффективная высота такой полуволновой антенны в 2/тс раз больше
истинной длины, или равна k/тс. Эта величина существенно больше эффектив-
ной высоты рамки при одной и той же рабочей частоте.
Дипольные антенны находят применение в диапазоне промежуточных
частот в тех случаях, когда размеры полуволнового вибратора недопустимо
велики, а рамочная антенна по тем или иным причинам не может быть при-
менена. Если дипольная антенна работает на частоте, не превышающей 1/4
собственной резонансной частоты, то с достаточной степенью приближения
можно написать
Е = ^, (11.3)
где L—длина диполя, а §—напряженность поля. Соответствующая эффек-
тивная высота равна Ы2.
В неподвижных установках иногда применяются короткие вертикаль-
ные заземленные антенны. Эквивалентное сосредоточенное напряжение,
индуцированное в заземленной вертикальной антенне, длина которой мала
по сравнению с величиной Х/4, может быть вычислено по формуле (11.3)
при условии, что под величиной L понимается средняя длина заземленной
антенны. Если длина вертикальной заземленной антенны точно равна Х/4,
индуцированное напряжение будет равно половине значения, полученного
по формуле (11.2).
Если по каким-либо причинам точное вычисление индуцированного
напряжения вертикальной заземленной антенны (или полуволнового вибра-
тора, диполя, рамки) не представляется возможным, это напряжение может
быть определено экспериментально. Этот способ основан на измерении экви-
валентного сосредоточенного напряжения, индуцированного полем извест-
ной напряженности, созданным генератором стандартной напряженности
поля или полем, напряженность которого измеряется при помощи антенны
с известными параметрами.
В случае сантиметровых антенных систем в качестве эталонных антенн
обычно используются рупорные или параболические антенны с известным
значением усиления по мощности, которое предварительно определяется
расчетным путем или с помощью измерений, описанных в гл. 10, § 9* 2). При
согласовании таких антенн с нагрузочным импедансом на передачу макси-
мальной мощности соотношение между напряженностью поля $ и мощно-
стью в нагрузке Рг определяется формулой (10.12), которую можно пере-
писать в следующем виде:
£ = (11.4)
где G—усиление антенны по отношению к изотропному излучателю3).
х) Соотношение (11.2) справедливо для очень тонкой идеальной антенны. Реальные
антенны обычно имеют конечную толщину и зазор в середине. Эти особенности реальной
антенны по сравнению с идеальной несколько изменяют характеристики реальной ан-
тенны. Обсуждение этих вопросов и описание способов, при помощи которых параметры
стандартной антенны приближаются к расчетным, дано в работе [5].
2) На сантиметровых волнах могут быть использованы полуволновые вибраторы.
Однако применение их ограничивается относительно сильными сигналами вследствие
низкого усиления (и следовательно, малой эффективной высоты).
3) Усиление по мощности дипольной антенны равно 1,5, а усиление полуволнового
вибратора составляет 1,64.
390:
Ел. 11. Радиоволны
При выводе формулы (11.4) предполагалось, что сопротивление потерь
пренебрежимо мало по сравнению с сопротивлением излучения. Это допу-
щение справедливо для полуволновых антенн и антенн с большим коэффи-
циентом усиления, например многовибраторных, рупорных, параболиче-
ских и т. д.
§ 2. Определение индуцированного напряжения
при помощи приемника с калиброванным аттенюатором
в усилителе промежуточной частоты
Обычный метод измерения напряженности поля при помощи эталон-
ной антенны показан на фиг. 291 [6]. Вместо рамочной антенны, показанной
на фигуре, может быть применена антенна другого типа. Напряжение
приходящего сигнала, образующееся на выходных клеммах антенной системы,
гетеродин усилитель
Фиг. 291. Блок-схема аппаратуры для измерения напряженности поля при помощи
аттенюатора на промежуточной частоте.
усиливается супергетеродинным приемником с микроамперметром М, реги-
стрирующим выпрямленный ток второго детектора. В приемнике
имеется регулируемый аттенюатор, помещенный между смесителем и первым
каскадом усилителя промежуточной частоты (УПЧ). Этот аттенюатор рабо-
тает на промежуточной частоте и дает возможность изменять усиление прием-
ника в точно известных пределах. Остальное необходимое оборудование
включает ламповый вольтметр для регистрации напряжений порядка 1 в
и генератор синусоидальных сигналов, достаточно хорошо экранированный
и снабженный выходным переменным аттенюатором (не калиброванным).
Типовая методика измерения напряженности поля при помощи этой
аппаратуры заключается в следующем. При положении переключателя а
производится настройка на сигнал и ориентация рамки на максимум приема.
Затем аттенюатор в УПЧ регулируется до некоторого положения 04, при кото-
ром получается удобный отсчет показаний микроамперметра М. После этого
включается генератор сигналов, индуцирующий напряжение в последова-
тельной цепи антенны, и настраивается на частоту входного сигнала.
Выходной сигнал генератора регулируется до получения на входных
клеммах приемника напряжения EQ (обычно 1 в), измеряемого ламповым
§2. Определение индуцированного напряжения при помощи аттенюатора в УПЧ 391
вольтметром1). Затем аттенюатор в УПЧ регулируется до некоторого значе-
ния а2 дб, соответствующего прежнему показанию микроамперметра М.
Напряжение, образованное на входных клеммах приемника измеряемым
полем, будет на а2—04 дб ниже величины EQ. Это напряжение вследствие
резонансных явлений будет отличаться от истинного значения потенциала,
индуцированного в антенне радиоволнами. Отношение напряжения на вход-
ных клеммах приемника к истинному напряжению, индуцированному
в рамке, можно определить, переключив генератор сигналов переключате-
лем антенны в положение b на фиг. 291. В этом случае напряжение, инду-
цированное генератором сигналов в последовательной цепи антенны, непо-
средственно прикладывается к входным клеммам приемника, без влияния
резонансных цепей. Затем аттенюатор в УПЧ регулируется до получения
ослабления а3 дб, при котором показания микроамперметра М будут
соответствовать первоначальному значению. При этом отношение напряжения
на входных клеммах к истинному значению напряжения, индуцированного
в антенне (трансформация напряжения при резонансе), будет равно а2—а3 дб.
Истинное значение напряжения в антенне, индуцированное измеряемым
полем, будет на 2а2 — 04 — а3 дб ниже величины Ео.
Приемник, используемый при этих измерениях, должен удовлетворять
определенным требованиям. Точность измерений определяется степенью
соблюдения пропорциональности напряжения промежуточной частоты
на выходе смесителя напряжению на входных клеммах приемника при
величине этого напряжения порядка Ео. Необходимо также иметь воз-
можность периодически проверять эту линейную зависимость. Кроме того,
необходимо, чтобы амплитуда и частота колебаний гетеродина приемника
не изменялись при настройке его входной цепи. Напротив, коэффи-
циент передачи смесителя может меняться, когда выход генератора сигналов
непосредственно подключается к входным клеммам приемника вместо
настроенной антенной системы. Существенно, чтобы аттенюатор в УПЧ был
расположен непосредственно за смесителем, а не между двумя соседними
каскадами УПЧ; в противном случае трудно избежать при измерениях
перегрузки первого каскада УПЧ. Такая перегрузка будет изменять усиле-
ние приемника в зависимости от амплитуды входного сигнала и вносить
соответствующие ошибки. Из изложенного видно, что этот метод измерения
напряженности поля является сравнительным методом, при котором напря-
жение неизвестного сигнала, индуцированное в антенне, сравнивается с на-
пряжением той же самой частоты, генерируемым генератором сигналов и име-
ющим достаточную величину для использования лампового вольтметра2).
Отношение между этими двумя напряжениями выражается через
показания аттенюатора, получающиеся при поддержании постоянного
выходного напряжения приемника, остальные параметры которого остаются
неизменными. Таким образом, характеристики приемника не используются
при измерениях при условии, что первый детектор (преобразователь) прием-
ника является линейным и импеданс, включенный на входе приемника, не
влияет на работу гетеродина.
г) В некоторых случаях желательно во время этой регулировки выключать гете-
родин приемника Однако это не бывает необходимо в тех случаях, когда используется
пентагридный смеситель или пентагридный преобразователь, при которых ток гете-
родина, протекающий через цепь сигнала, пренебрежимо мал.
Кроме того, если напряжение, индуцированное на входных клеммах измеряемым
полем, соизмеримо с Ео, то при подключении к системе генератора сигналов необходимо
рамку повернуть на 90°. Иногда в качестве лампового анодного вольтметра можно
использовать смесительную лампу, несколько изменив схему ее подключения
(см. гл. 1, § 8).
2) Несколько измененная методика, при которой вместо измерительного напряже-
ния Eq используется измерительный ток рамки, описана в работе £7].
392
Гл, 11, Радиоволны
Преимущество измерения напряжения, индуцированного в антеннеу
методом аттенюатора в УПЧ заключается в том, что точность измерений опре-
деляется только точностью аттенюатора в УПЧ и получается весьма высокой.
Кроме того, на точность измерений не влияет значение частоты сигнала вслед-
ствие того, что аттенюатор работает на постояннэй и сравнительно невысокой
частоте, что облегчает его конструирование. Наряду с этим существенных
трудностей, связанных с экранировкой, не возникает, поскольку при вклю-
чении генератора сигналов необходимо только, чтобы наводки от этого
генератора были малы по сравнению с напряжением величина которого
обычно порядка 1 в.
§ 3. Определение индуцированного напряжения
методом замещения1)
При этом методе, иллюстрированном блок-схемой, приведенной
на фиг. 292, чувствительный радиоприемник подключается к эталонной
антенне (в качестве которой здесь показана рамка) и настраивается на частоту
сигнала при ориентации рамки на максимум приема.
Усиление приемника регулируется до получения удобного отсчета
на микроамперметре постоянного тока М в выходной цепи второго детектора
Фиг. 292. Блок-схема измерени напряженности
поля методом замещения при использовании гене-
ратора стандартных сигналов и обычного радио-
приемного устройства.
приемника. Затем рамка по-
ворачивается на 90° для ис-
ключения или уменьшения
приема сигнала. После этого
последовательно с рамкой
через сопротивление R (обыч-
но 1 или 2 ом) включается
известное напряжение на
частоте сигнала, получаемое
от генератора стандартных
сигналов. Величина этого
известного напряжения регу-
лируется до получения та-
кого же уровня выходного
напряжения радиоприемни-
ка, который создавался дей-
ствительным сигналом.
В этом случае величина
известного напряжения бу-
дет равна напряжению, ин-
дуцированному в эталонной
антенне приходящими ра-
диоволнами. Изменения в составе оборудования могут заключаться в при-
менении других типов антенн и в подаче сигнала в рамочную антенну при
помощи катушки связи. Этот метод измерения напряженности поля весьма
целесообразен при наличии хорошо экранированного генератора сигналов.
В дополнение к генератору стандартных сигналов необходимы только эта-
лонная антенна и обычный радиоприемник с микроамперметром в выходной
цепи детектора. Напротив,^при методе аттенюатора в УПЧ не требуется гене-
ратора стандартных сигналов необходимой частоты, а необходим спе-
циальный радиоприемнпк.
Точность измерений при помощи этих двух методов имеет одинаковый
порядок.
х) По этому вопросу см. [8—12].
§ 4. Измерение напряженности поля
393
§ 4. Измерение напряженности поля при помощи генератора
стандартной напряженности поля1)
Генератор стандартной напряженности поля представляет собой ком-
пактный переносной генератор, снабженный антенной такого типа, что при
питании этой антенны током или мощностью известной величины напряжен-
ность созданного поля может быть вычислена по параметрам антенны. На
фиг. 293 показаны подходящие для этой цели схемы антенн—симметричная
рамка, питаемая известным током, короткая вертикальная антенна с большой
емкостью у вершины и полуволновой вибратор, питаемые известными зна-
чениями тока или мощности. Могут быть использованы также направленные-
Одновитковая
рамка
Прибор
с термопарой
Антенна с большой плоской
верхушкой
Место включения
измерителя тока
антенны
В.-ч мощность
Х/2
^Медный кожух
генератора
в
Фиг. 293. Типовые антенны, используемые в генераторах стандартной напря-
женности поля.
а—рамка; б—короткая вертикальная антенна с прямоугольным распределением тока;
в—полуволновой вибратор.
антенны с известным усилением, например рупорные, питаемые мощностью»
известного уровня, при условии, что сопротивление потерь мало по срав-
нению с сопротивлением излучения. Напряженность поля в этом случае-
можно вычислить по следующим формулам:
Рамка (фиг. 293, а)
= (11.5)
Короткая вертикальная антенна с прямоугольным распределением
тока (фиг. 293, б)
g = ^|/a. (И-6)
Полуволновой вибратор (фиг. 293, в)
(11.7)
Направленная антенна
Ъ = (11.8)
В этих формулах ё0—напряженность поля (в/м) на расстоянии d;
d—расстояние (л*); К—длина волны (jw); h—высота антенны (фиг. 293, б),
которая предполагается меньше X/10; N—число витков рамки; А—площадь
рамки (л<2); Ра—мощность излучения антенны (вт); 1а—ток в антенне (а).
Значение напряженности поля, вычисленное по формулам (11.5)—
(11.8), соответствует напряженности поля в направлении максимума излу-
чения в свободном пространстве.
х) Метод измерения напряженности поля впервые был предложен в работе [13].
Дальнейшие описания систем, включающих генератор стандартной напряженности
поля, см. в работах [14—17].
№
Гл. 11. Радиоволны
Измеритель напряженности поля состоит из генератора стандартной нап-
ряженности поля и радиоприемника с аттенюатором в УПЧ. Для измерения
напряженности поля при помощи этой аппаратуры вначале производится
настройка радиоприемника с любой подходящей приемной антенной на час-
тоту сигнала, напряженность поля которого необходимо измерить. Затем атте-
нюатор в УПЧ регулируется до получения удобной индикации на микроампер-
метре на выходе второго детектора. После этого включается генератор
стандартной напряженности поля и настраивается на частоту измеряемого
сигнала. Производится вторичная регулировка аттенюатора приемника до
получения на выходном микроамперметре прежнего отсчета. Если обоз-
начить показания аттенюатора в этих двух случаях соответственно 04 и а2,
то напряженность измеряемого поля будет на а2—дб меньше напряжен-
ности поля, образованного генератором стандартной напряженности поля
в антенне радиоприемника.
Измерение напряженности поля методом генератора стандартной нап-
ряженности поля производится на частотах выше 30 мггц. Точность этих
измерений определяется только точностью генератора стандартной напря-
женности поля и точностью аттенюатора в УПЧ приемника. Другие харак-
теристики приемной системы, включая приемную антенну, не влияют на ре-
зультаты измерений1). В частности, при этом методе исключаются техничес-
кие затруднения, связанные с определением трансформации напряжений
при резонансе в приемной антенне и подачей точно известного напряжения
последовательно с приемной антенной. Эти трудности очень велики при
работе на сверхвысоких частотах с сантиметровыми антенными системами.
Влияние земли на работу генератора стандартной напряженности поля.
При использовании генератора стандартной напряженности поля необхо-
димо учитывать, что напряженность поля, образованного в некоторой точке
пространства, является результатом наложения поля прямой волны, опреде-
ляемого формулами (11.5)—(11.8), и поля отраженной от земли волны, интер-
ферирующей с прямой волной, как это показано на фиг. 275. Если коэффи-
циент отражения почвы равен приблизительно единице, как это можно
предположить для случая гладкой поверхности и горизонтальной поляри-
зации волн для всех вертикальных углов, а также для случая вертикальной
поляризации с крутым наклоном в месте касания, то напряженность поля у
приемной антенны может быть точно вычислена по формуле (10.6) (стр. 367).
Изменения напряженности поля в зависимости от высоты антенны гене-
ратора стандартной напряженности поля над землей, вычисленной по фор-
муле (10.6), для типового случая иллюстрируются фиг. 294. Здесь следует
отметить, что величина напряженности поля колеблется между нулем и
удвоенным значением напряженности поля в свободном пространстве. Если
нельзя предположить, что коэффициент отражения равен единице, как,
например, в случае вертикальной поляризации [исключая случай очень
пологого падения, соответствующий значениям d > (Л8+Лг)], то изменение
напряженности поля соответствует пунктирной кривой на фиг. 294. В этом
случае минимумы кривой не достигают нулевого значения, а максимальные
значения оказываются меньше удвоенного значения напряженности поля
в свободном пространстве. Однако усредненные значения минимумов
и максимумов соответствуют напряженности поля в свободном пространстве,
определяемой формулами (11.5)—(11.8).
Методика измерений при помощи генератора стандартной напряжен-
ности поля при наличии отражений от земли состоит в следующем.
х) При условии, что направленность системы одинакова как для измеряемого, так
и для измерительного (эталонного) сигнала.
$ 4. Измерение напряженности поля
395
Вначале выбирается такое расстояние d, при котором значение максимальной
высоты hsmt на которой практически располагается генератор стандартной
напряженности поля, удовлетворяет соотношению
hsm>^r, (Н-9)
где hr—высота приемной антенны. Затем высота hs системы генератора
стандартной напряженности поля над землей увеличивается над уровнем
земли до величины по крайней мере несколько меньше d'k!2hr, и снимается
кривая изменения относительной напряженности поля в приемной антенне от
величины высоты hs. При этом регулировкой аттенюатора приемника под-
держивают постоянный уровень выходного сигнала. Если полученная кри-
вая имеет глубокий минимум, в котором напряженность поля составляет
лишь небольшую часть максимального значения напряженности, и коэффи-
циет отражения равен приблизительно единице, то применима формула (10.6).
Фиг. 294. Изменение напряженности поля в данной точке простран-
ства при изменении высоты размещения генератора стандартной
напряженности поля относительно земли.
В этом случае максимальное значение поля, измеряемого при увеличении
высоты генератора стандартной напряженности поля, будет в два раза пре-
вышать напряженность поля в свободном пространстве, вычисленную
по формулам (11.5)—(11.8).
Однако если кривая напряженности поля в функции высоты генератора
стандартной напряженности поля не имеет глубоких минимумов, что наблю-
дается в том случае, когда коэффициент отражения отличается от едини-
цы, то среднее значение максимумов и минимумов полученной кривой будет
соответствовать значению напряженности поля в свободном пространстве,
вычисленной для этого случая. Напряженность поля в точке максимума мож-
но определить на основании расчетной напряженности в свободном прост-
ранстве и экспериментально полученного отношения 2?Мин. ^макс. минималь-
ной и максимальной амплитуд1)
_______Максимум напряженности поля__________________2_______ ...
Напряженность поля в свободном пространстве “ 1 + (^МИн./^макс.) '
х) Это выражение получено в предположении, что напряженность поля в свободном
пространстве равна (^„ин.+^макс.)/2-
396
Гл. 11. Радиоволны
'Другой способ учета влияния отражения от земли основан на том, что
высота генератора поля и высота приемной антенны остаются постоян-
ными, а изменяется расстояние. При этих условиях кривая относительной
напряженности поля в точке приема будет иметь характер, показанный на
фиг. 295. Если коэффициент отражения равен приблизительно единице,
минимумы будут очень глубоки по сравнению с максимумами и последние
можно считать удвоенными значениями напряженности поля в свободном
пространстве, рассчитанной по формулам (11.5)—(11.8).
Если минимумы не очень малы по сравнению с максимальными ампли-
тудами, что свидетельствует об отличии коэффициента отражения от единицы,
то методика измерения не отличается от изложенной выше. Напряженность
поля в этом случае колеблется около среднего значения, соответствующего
теоретически полученной напряженности поля в свободном пространстве.
Фиг. 295. Изменение напряженности поля с увеличением расстояния
между передающей и приемной антеннами при неизменной высоте их распо-
ложения относительно земли.
При измерениях, проводимых этим методом, желательно выбрать высоту
антенны таким образом, чтобы приращения расстояния, вызывающие смену
максимумов и минимумов, были невелики. В противном случае интенсив-
ность поля будет существенно изменяться при изменении расстояния,
что будет вызывать дополнительные колебания к имеющимся вследствие
отражений от земли.
В обоих этих методах предполагается, что поле у приемной антенны
образуется генератором сш налов вследствие взаимодействия прямой и отра-
женной волн при пренебрежимо малом влиянии волны, распространяющейся
вдоль поверхности (поверхностной волны). В случае горизонтально поляризо-
ванной радиоволны это допущение справедливо для всех условий. Однако при
вертикально поляризованных волнах составляющая поверхностной волны
может иметь заметную амплитуду на частотах порядка 40 мггц и ниже,
в особенности если расстояние между передающей и приемной антеннами
не слишком велико. Этот эффект может быть учтен при помощи расчетов
поля поверхностной волны обычными способами. Если результирующая
амплитуда не пренебрежимо мала по сравнению с теоретически полученной
напряженностью поля в свободном пространстве, то можно ожидать
нежелательного влияния поверхностной волны.
Для удовлетворения неравенства (11.9) расстояние между передающей
ц приемной антеннами на фиг. 294 должно быть мало. Однако для удовлетво-
рения критериям, данным в гл. 10, § 4, это расстояние должно быть велико.
§5. Специальные вопросы измерений напряженности поля на сверхвысоких частотах 397
§ 5. Специальные вопросы измерении напряженности поля
на сверхвысоких частотах
На частотах выше 300 мггц практически оперируют не с напряже-
ниями и токами, а с мощностью. На этих частотах рамочные антен-
ны работают неудовлетворительно и обычно заменяются полуволно-
выми вибраторами или направленными антеннами, такими, как про-
стая решетка, рупорные или параболические антенны. На сверхвысоких
частотах для таких антенн можно^лренебречь сопротивлением потерь и счи-
тать, что вся подводимая мощность расходуется на излучение, и обратно—
вся поглощаемая мощность радиоволн поступает в нагрузку антенны.
Эти особенности обусловливают некоторые отличия в конструкции
аппаратуры для измерения напряженности поля на сверхвысоких частотах
по сравнению с соответствующим оборудованием, применяющимся на более
длинных волнах1). Например, при применении метода генератора стан-
дартной напряженности поля эталонное (измерительное) поле определяется
Фиг. 296. Модификация аппаратуры по методу замещения,
показанному на фиг. 292 для использования на сверхвысоких
частотах, где измерение мЛцности производить легче, чем
измерения напряжения или тока.
через мощность излучения и усиление антенны в соответствии с формулой
(11.8)* 2). Аналогичным изменениям подвергаются измерения напряженности
поля методом замещения, как показано на фиг. 296 [20, 21]. Здесь вход
коаксиальной линии может подключаться к приемной антенне или к гене-
ратору сигналов, который рехулируется до получения на входе линии
мощности того же уровня, как и мощность, создаваемая измеряемым полем.
Соотношение между мощностью генератора сигналов на входе линии и на-
пряженностью поля радиоволн выражается формулой (11.4) через величи-
ну усиления приемной антенны. Необходимо заметить, что в этом случае
выход генератора сигналов должен быть калиброван в единицах мощности,
поступающей на вход коаксиальной линии, нагруженной на волновое со-
противление, а не в единицах напряжения, развивающегося на сопротивле-
нии, как в случае, иллюстрированном фиг. 292. Должно быть известно
также усиление антенны по мощности.
Многие лабораторные генераторы сигналов, гетеродины и т. д., при-
меняемые на сверхвысоких частотах, могут работать в режиме импульс-
ной модуляции или модуляции прямоугольными колебаниями (см. гл. 12, § 11).
х) Описание аппаратуры для измерения напряженности поля на сверхвысоких
частотах дано в работе [18].
2) Пример такого устройства описан в работе [19].
398
Гл. 11. Радиоволны
В тех случаях, когда измеряемые сигналы немодулированы или имеют
простую амплитудную или частотную модуляцию, желательно, чтобы гене-
раторы сигналов и гетеродины работали без модуляции. Если этой возмож-
ности нет, то необходимо внести соответствующие поправки на? влияние
импульсной или прямоугольной модуляции., как описано ниже.
§ 6. Дополнительные вопросы измерений напряженности поля
Упрощения при измерении очень «ильных полей. Когда амплитуда
измеряемого поля очень велика, аппаратура, необходимая для измерений
напряженности поля, может быть значительно упрощена. Например, при
очень сильном поле может быть использован ламповый вольтметр для
непосредственного измерения индуцированного напряжения в ненастроен-
ной антенне. Намного более высокая чувствительность может быть
получена при настройке антенной системы в резонанс и при использований
лампового вольтметра для определения напряжения на настроечном кон-
денсаторе 122'. Это напряжение будет в Q раз больше индуцированного
напряжения, а величина добротности Q антенной системы может быть
измерена методом переменного реактивного сопротивления (см. гл. 3, § 8),
причем для возбуждения антенной системы используется измеряемое поле.
В тех случаях, когда напряженность поля сверхвысоких частот велика,
принимаемая мощность может быть непосредственно измерена болометром,
согласованным на максимум поглощаемой мощности с антенной, имеющей
известное усиление [23]. Соотношение между этой мощностью, усилением
антенны и напряженностью поля выражается формулой (11.4).
Точность измерений напряженности поля1). При особо тщательном
выполнении измерений напряженности поля можно свести погрешности
до значений, не превышающих 10—25% (1—2 дб). Различные методы изме-
рения напряженности поля имеют одинаковую точность. Кроме того, точ-
ность существенно не зависит от частоты при значении последней вплоть
до 10 000 мггц.
Подробное изучение [24] точности, получаемой при измерении напря-
женности поля в стандартном радиовещательном диапазоне (500—1600 кгц),
показывает, что типовая ошибка составляет около 20%. Однако,,
если приняты специальные меры для уменьшения источников Ошибок,
можно ожидать точности 5% или выше. Принципиальная погреш-
ность такой аппаратуры возникает за счет распределенной емкости рамки.
Эта емкость воздействует на напряжение, образованное на выходных
клеммах рамки при сравнении с напряжением, вводимым последовательно
с рамкой, таким образом, что результаты сравнения зависят от точки вклю-
чения этого напряжения. Например, в методе замещения, показанном на
фиг. 292, ошибка при измерений напряженности поля увеличивается, когда
эталонное напряжение вводится в рамку посредине между выходными
клеммами. В этом случае напряжение, которое необходимо ввести в центр
рамки для получения на клеммах рамки того же напряжения, создаваемого
измеряемым полем, будет меньше величины, получающейся из формулы
(11.1). Количественное соотношение для этого случая приблизительно
имеет следующий вид [24]:
Истинное напряжение в рамке,) _ Г. . л (напРяжение, йве!в
вычисленное по формуле (11.1)/ “ 0,27 Q — J J денное^вср^днюю (11.11)
*) По этому вопросу см. [2]*
§ 6. Дополнительные вопросы измерений напряженности поля
где ///0—отношение рабочей частоты к резонасной частоте контура, обра-
зованного индуктивностью рамки с ее распределенной емкостью.
При исследованиях напряженности поля, образованного стандарт-
ными радиовещательными станциями, рамочную антенну измерителя
напряженности поля обычно устанавливают на крыше автомобиля.
В этом случае радиоволны индуцируют токи в металлических частях авто-
мобиля. Эти токи, в свою очередь, образуют вторичные, или искажающие,
поля, которые индуцируют напряжение в рамке и создают таким образом
ошибки. Практика показывает, что погрешности, возникающие по этой
причине, составляют около 25% (2 дб). Эти ошибки зависят от ориентации
автомобиля по отношению к направлению распространения радиоволн, и
в пределах стандартного радиовещательного диапазона они не зависят от
частоты [25].
Измерения напряженности поля импульсных сигналов. При измере-
ниях напряженности поля, созданного передатчиком с импульсной моду-
ляцией, необходимы некоторые изменения методики измерений. В част-
ности, выходной индикатор приемника, используемого в аппаратуре для
измерения напряженцости поля, должен регистрировать амплитуду сигнала
независимо от коэффициента заполнения. Обычно метод состоит в усилении
выходного сигнала со второго детектора видеоусилителем и наблюдении
усиленных импульсов на экране осциллографа, развертка которого синхро-
низирована с частотой повторения импульсов [26]. В других случаях
оказывается возможным заменить. ЭЛТ ламповым вольтметром, регистрирую-
щим амплитуду импульсов (см. гл. 1, § 6).
При работе с импульсными сигналами необходимо, чтобы генератор
сигналов, генератор частоты сигнала или генератор стандартной напряжен-
ности поля также работали в импульсном режиме. При использовании
осциллографа частота повторения измерительных импульсов должна быть
равна частоте повторения импульсов сигнала. Однако длительность им-
пульсов различных сигналов может быть совсем различной, в частности
может быть применена прямоугольная модуляция с коэффициентом запол-
нения 50%. Напротив, при использовании болометров необходимо точно
знать величину коэффициента заполнения.
Настройка аппаратуры для измерения напряженности поля на стан-
дартную чувствительность при помощи шумов1). В системах, использующих
аттенюатор в УПЧ, процесс измерения можно упростить при помощи началь-
ной настройки приемника на стандартное усиление. Обычно это осущест-
вляется при помощи установки стандартного уровня шумов, генерируемых
во входной цепи, и снабжении приемника некалиброванной регулировкой
усиления в дополнение к калиброванному аттенюатору в УПЧ. Процесс регу-
лировки заключается в установке калиброванного аттенюатора в УПЧ на
нулевое ослабление и ручной регулировке усиления до получения на вы-
ходном приборе приемника удобного для отсчета уровня напряжения шу-
мов. Эти условия соответствуют стандартной чувствительности приемника.
Должна быть обеспечена точность воспроизведения этих условий. В этом случае
любая другая регулировка аттенюатора в УПЧ приведет к величине чувстви-
тельности, меньшей по сравнению со стандартной. При стандартном зна-
чении чувствительности может быть проведена калибровка системы при
помощи генератора стандартной напряженности поля или генератора сигнала,
как показано на фиг. 291. Если при настройке приемника на стандартную
чувствительность использовались шумы, желательно, чтобы преобладаю
щим источником шумов был входной контур приемника.
х) По этому вопросу см. [26—28].
400
Гл, 11. Радиоволны
Использование шумов в качестве стандартного калибрующего сигнала
в аппаратуре для измерения напряженности поля позволяет осуществлять
периодическую калибровку при помощи генераторов сигналов или генера-
торов стандартной напряженности поля при тщательном соблюдении
необходимых условий. В этом случае генератор стандартной напряженности
поля или генератор синусоидальных сигналов не являются частью аппара-
туры измерителя поля и могут оставаться в лаборатории при использовании
основной аппаратуры в полевых условиях.
Автоматическая регистрация напряженности поля. Часто бывает необ-
ходимо4 для определения характеристик затухания, суточных изменений
напряженности поля и т. д. произвести непрерывную запись напряженности
поля в течение известного промежутка времени. Для этого обычно исполь-
зуется радиоприемник с автоматической регулировкой усиления (АРУ).
Выпрямленное напряжение цепи АРУ усиливается и используется для
управления самописцем1). В этом случае результирующее отклонение пера
«самописца будет приблизительно пропорционально логарифму приложен-
ного напряжения сигнала (т. е. отклонение будет линейным в логарифми-
ческой сетке). При другом способе используется обычный приемник со схе-
мой АРУ и самописцем, управляемым выпрямленным током, полученным
после детектирования сигнала на выходе усилителя промежуточной частоты* 2).
В этом случае отношение будет также приблизительно соответствовать
логарифмическому закону. Приемник, использующийся для автоматической
записи, должен обладать стабильными параметрами, а источники его питания
должны быть стабилизированы.
Калибровка системы с автоматической записью может периодически
проверяться при подаче в антенну известного напряжения от генератора
сигналов.
Измерения полей шумов. Напряженность поля шумов (или атмосфер-
ных помех) может быть измерена теми же общими методами, которые при-
меняются для определения напряженности поля сигналов, излученных
антеннами. Наряду с этим возникают дополнительные проблемы, связанные
с хаотическим характером шумов, а также тем, что шумы, образованные
одними источниками, характеризуются сравнительно редкими пиками боль-
шой интенсивности, в то время как шумы других источников характеризу-
ются более равномерной структурой.
Характер шумов, попадающих на выходное индикаторное устройство
для измерения напряженности поля, определяется шириной полосы при-
емника [33]. Мощность шумов всегда прямо пропорциональна ширине
полосы по той причине, что эквивалентное эффективное шумовое напряжение
прямо пропорционально квадратному корню из ширины полосы для всех
случаев. Однако, если шумы состоят из коротких сравнительно удаленных
друг от друга импульсов, амплитуда их прямо пропорциональна ширине
полосы. В том случае, если большое число импульсов шумов перекрывается
между собой, амплитуда их пропорциональна квадратному корню из ширины
полосы. Средняя амплитуда шумов имеет другой характер. Она не зависит
ют ширины полосы для случая очень коротких удаленных импульсов и про-
порциональна квадратному корню из ширины полосы при перекрывающихся
импульсах. Особенность измерений шумов заключается в зависимости
т) Подробное описание такого сложного прибора, регистрирующего напряжен-
ность поля, дано в работе [29]. Дополнительное устройство, автоматически регистри-
рующее количество времени, в течение которого интенсивность регистрируемого
затухающего сигнала превышает произвольно выбранный уровень, описано в работе [30].
2) Другой тип автоматически регистрирующего устройства описан в работах [31, 32].
£ 7. Определение, структуры колебаний
401
результатов от постоянной времени измерительной системы так же, как
и от ширины полосы. Например, рассмотрим случай, когда в цепи детектора
на выходе усилителя промежуточной частоты подключена реостатно-емко-
стная схема, показанная на фиг. 297, а выходной сигнал на емкости С реги-
стрируется ламповым вольтметром постоянного тока. Допустим, что R± > /?а
и емкость С весьма велика. В этом случае вольтметр будет показывать усред-
ненное значение шумов усилителя за время, приблизительно равное постоян-
ной времени R<£. В другом случае, если R± < Т?2, конденсатор С будет
заряжаться до пиковой амплитуды шума при условии, что длительность
шумовых пиков превышает величину постоянной времени RrC в секундах.
Теперь выходной прибор будет ре-
гистрировать пиковое значение шу-
мов в течение времени, приблизи-
тельно равного величине R2C в се-
кундах1).
На практике при измерениях
шумовых полей обычно необходимо
определить наиболее удобный тип
индикации и соответственно выбрать
выходную систему [34—38]. В связи
с этим следует отметить, что меха-
Детектиро-
ванный шум С
Ламповый
вольтметр
постоянного
тока
Фиг. 297. Схема для измерения уровня
шумов после детектора.
Эта схема реагирует на пиковсе или среднее
значение шумов в зависимости от используемых
ническая инерционность выходного
элементов схемы.
прибора и пера самописца оказы-
вает дополнительное усредняющее действие, которое необходимо принимать
во внимание, если постоянная времени электрической системы не намного
больше постоянной времени механической системы индикатора.
Если необходимо получить данные о пиковой амплитуде шумов, можно
применить электронный осциллограф таким же образом, как при работе
с импульсными сигналами. Однако при интерпретации полученных резуль-
татов нужно учитывать, что пиковая амплитуда определяется не только
характеристиками шумов, но и шириной полосы приемника или схемы, через
которую пропускаются шумы.
§ 7. Определение структуры колебаний
Для определения полных характеристик колебания необходимо знать
не только напряженность поля, но и направление распространения радио-
волн в азимутальной и вертикальной плоскостях, поляризацию и наклон.
Системы для определения направления. Направление распространения
радиоволн в азимутальной плоскости может быть определено обычными
методами, применяющимися в радионавигации. Полное освещение этого
вопроса читатель найдет в специальной литературе [39—41]. Здесь же
необходимо отметить, что на коротких и более длинных волнах определение
направления обычно основывается на направленных свойствах рамочных
или эквивалентных им антенн Эдкока, тогда как на сверхвысоких частотах
обычно используются направленные антенны рупорного или параболиче-
ского типа. Метод равносигнальной зоны обычно применяется на сверх-
высоких частотах и используется иногда на более низких частотах. Точность
определения направления при помощи рамочных и аналогичных им систем
при благоприятных условиях имеет порядок 1°. Гораздо более высокая
г) Если длительность шумовых пиков намного меньше в секундах, то ламповый
вольтметр будет регистрировать среднюю амплитуду шумов за период [7?1/?2/(^1+^2)]б'
секунд.
26 ф. Термен и Дж. Петтит
402
Гл. 11. Радиоволны
точность может быть получена при методах создания равносигнальной зоны,
особенно при использовании остронаправленных диаграмм на сверхвысоких
частотах.
Методы определения направлений иногда также используются для
определения вертикального угла направления распространения. Например,
на сверхвысоких частотах для этой цели широко используется метод равно-
сигнальной зоны; однако на более низких частотах вертикальный угол
направления распространения легче определять при помощи фазовых методов.
Определение углов направления распространения измерением раз-
ности фаз. При исследованиях радиоволн направление распространения
обычно определяется по разности фаз напряжений, индуцированных вол-
Ф и г. 298. Пространственная антенна для
определения направления распространения
радиоволны методом разности фаз.
нами в двух или более разнесен-
ных антеннах [42—45]. Напри-
мер, рассмотрим две антенны
и А2, показанные на фиг. 298, на-
ходящиеся на одинаковой высоте
над землей. Если а±—разность
фаз напряжений, индуцирован-
ных в этих антеннах, то направ-
ление распространения радиовол-
ны будет параллельно конической
поверхности с углом и осью
А А1):
cos0i = fJt7T- (И 12)
Здесь 04 выражается в радианах,
^i/k—расстояние между двумя
антеннами в длинах волн. В других случаях, если известно, что вертикаль*
пая составляющая направления распространения относительно невелика
(15° или меньше), то формула (11.12) позволяет вычислить с достаточной
точностью азимутальное направление распространения.
Абсолютное определение направления распространения может быть
осуществлено путем регистрации разности фаз напряжений, индуцированных
во второй паре антенн А2 и А3, расположенных в горизонтальной плоскости
под прямым углом к первой паре, как показано на фиг. 298, где антенна
А2 одновременно участвует в работе первой и второй пары антенн. Разность
фаз а2 между напряжениями, индуцированными в паре антенн А2А3, соот-
ветствует направлению распространения параллельно конической поверх-
ности с углом 62 и осью А2А3, где
cos 6
= ____а2_
2 2nd2/'k
(11.13)
Как и ранее, а2 выражается в радианах, расстояние d2/\ между антеннами
А2 и А3—в длинах волн. Если известно, что ось А2А3 совпадает с азимуталь-
ным направлением распространения, то угол 02, полученный по формуле
(11.13), будет вертикальным углом направления распространения. Однако
в более общем случае абсолютное направление распространения, включая
азимут и угол места, определяется пересечением двух конических поверх-
ностей, определяемых формулами (11.12) и (11.13) и осями А1А2 и А2А3.
г) Согласно геометрическому построению фиг. 298, напряжение, индуцированное
в антенне А2, запаздывает относительно напряжения, индуцированного в антенне
на время, необходимое для прохождения волнами расстояния а1==б/1 cos 0]. Этому рас-
стоянию соответствует а1/к периодов, так что а, =2паг/К. Оперируя с этими двумя
соотношениями для исключения а19 получаем формулу (11. 12).
$ 7. Определение структуры колебаний
403
Разность фаз между напряжениями, индуцированными в двух антен-
нах, можно определить различными способами. При одном способе напря-
жения передаются в общую точку, при помощи линии передач одинаковой
длины и измерение фазы производится при взаимном балансе этих дву£
напряжений при помощи фазовращателя и аттенюатора, как это показана
на фиг. 173 (стр. 238). Другой способ заключается в усилении индуцирован-
ных напряжений и подаче их соответственно на вертикально и горизонтально
отклоняющие пластины ЭЛТ для образования фигур Лиссажу (см. фиг>
170, стр. 236). Модификация этого способа состоит в применении суперге-
теродинных приемников с общим гетеродином. При этом добиваются, чтобы
напряжения гетеродина, поступающие на два приэмника, имели идентичный
фазы. Тогда, как описано в гл. 6, § 9, напряжения промежуточной частоты
обоих приемников будут иметь такую же разность фаз, как напряжений
радиочастоты, индуцированные в антеннах.
Поляризация радиоволн. Плоскость, перпендикулярная направлений)
распространения радиоволн, называется волновым фронтом. Составляющей
электрического вектора, лежа-
щая в плоскости волнового
фронта и параллельная пло-
скости земли, называется гори-
зонтально поляризованной ком-
понентой волны. Аналогично
составляющая электрического
вектора, перпендикулярная го-
ризонтальной компоненте и
лежащая в плоскости фронта,
называется вертикально поляри-
зованной компонентой. Если
вертикальная и горизонтальная
компоненты ^находятся в фазе,
то волна является плоско поля-
ризованной. Если обе компонен-
ты имеют различные фазы, то
имеет место эллиптическая по-
ляризация.
Эллиптическая поляризация
Фиг. 299. Расположение компонент электриче-
ского поля для эллиптически поляризованной
волны (фронт волны рдрполржен в плоскости
’ чертежа).
Разность фаз а между векторами Ev и Ejj равна
a=arcsin AJEV'
характеризуется тем, что результирую^-
щее электростатическое (или магнитное) поле ни в какой момент времени
не равно нулю, а результирующий вектор вращается в плоскости фронте
вокруг оси, перпендикулярной этой плоскости, со скоростью, соответст-
вующей частоте колебаний, изменяясь в то же время по амплитуде. Поэтому
результирующее поле при эллиптической поляризации может быть пред-
ставлено вращающимся вектором переменной длины, как это показано на
фиг. 299. Это поле никогда не равно нулю, потому что вертикальная и гори-
зонтальная компоненты не уменьшаются до нулевого значения одновременно.
Напряженность горизонтально поляризованной компоненты волны
может быть измерена при использовании горизонтальной эталонной антенны^,
ориентированной под прямым углом к направлению распространения.
Аналогично может быть измерена вертикальная компонента при использс^
вании антенны, перпендикулярной горизонтальной компоненте и наклонен-
ной таким образом, чтобы она лежала в плоскости фронта. Если вертикаль-
ный угол направления распространения не превышает приблизительно 20.%
то вертикальной составляющей направления распространения можно пре-
небречь и измерять вертикально поляризованную компоненту при помощи
вертикальной антенны. • *>
26*
404
Гл. 11. Радиоволны
Разность фаз между напряжениями, индуцированными в вертикально
и горизонтально поляризованной антеннах, измеренная любым удобным
способом, обозначена на фиг. 299 через а. Если эта разность фаз равна нулю,
то наблюдается плоско поляризованная волна, в противном случае имеется
эллиптическая поляризация. Направление поляризации, т. е. направление
вращения вектора поля, можно определить по тому, опережает или отстает
напряжение в горизонтальной антенне по сравнению с напряжением, индуци-
рованным в вертикальной антенне1).
Наклон поверхностной волны. В поверхностной волне, распространяю-
щейся вдоль поверхности земли, электрический вектор вертикален только в
том случае, если почва представляет собой совершенный проводник.
На практике всегда имеется небольшая горизонтальная компонента вектора
напряженности в направлении распространения. Это явление называется
наклоном волны, так как горизонтальный вектор в вертикальной плоскости,
перпендикулярной фронту волны, складываясь с намного большей верти-
кально поляризованной компонентой волны, вызывает наклон вперед
Гэризонтальная >
Направление
движения
компонента
Угол наклона
Вертикальная
компонента
I Результирующее J
направление <7^-^-
е
Ось
\1/ j вращения
Фиг. 300. Диаграмма, иллюстрирующая наклон
поверхностной, волны.
результирующего электрического вектора. Кроме того, горизонтальная
компонента поверхностной волны вообще несколько отличается по фазе от
вертикально поляризованной компоненты, так что результирующий электри-
ческий вектор эллиптически поляризован в плоскости, параллельной направ-
лению распространения вдоль горизонтали, как показано на фиг. 300.
Угол 6 большой оси этого эллипса с вертикалью называется углом
наклона, или наклоном волны. Величина наклона, а также разность фаз
между вертикально и горизонтально поляризованными компонентами опре-
деляются проводимостью и диэлектрической постоянной почвы и частотой
Величина наклона обычно изменяется от 10—20° на высоких часто-
тах, где импеданс почвы носит емкостный характер, до очень малых значений
на низких частотах, где почва имеет активную проводимость. Для активного
характера проводимости почвы наклон тем меньше, чем ниже частота, а для
данной частоты наклон увеличивается с уменьшением проводимости почвы.
Фаза между вертикально и горизонтально поляризованными компо-
нентами поверхностной волны не может превысить 45°. Эта разность фаз мак-
симальна на низких частотах и при высокой проводимости.
х) Несколько иной метод получения данных об эллиптической поляризации волн
описан в работе [46].
§ 8. Измерения параметров ионосферы 405
Угол наклона 9 поверхностной волны может быть измерен при помощи
дипольной антенны, расположенной таким образом, что она может вращаться
около горизонтальной оси, перпендикулярной горизонтальной составляющей
направления распространения [48, 49]. При измерениях диполь поворачи-
вается вокруг горизонтальной оси до получения минимума сигнала. В этом
случае дипольная антенна будет слегка наклонена к горизонтали, как по-
казано на фиг. 300, на угол, равный углу 6. Разность фаз между горизон-
тально и вертикально поляризованными компонентами волны может быть
получена путем регистрации разности фаз между напряжениями, индуци-
рованными в двух антеннах, горизонтальной и вертикальной, расположен-
ных в направлении распространения волн.
§ 8. Измерения параметров ионосферы
Распространение радиоволн на далекое расстояние зависит от свойств
ионосферы [41]. Ионизированные слои начинаются на высоте около 80 км
над землей и характеризуются распределением электронов, схематически
представленным на фиг. 301.
Максимумы этого распределения называются слоями. Обычно в ионо-
сфере выделяют три таких слоя; в порядке возрастания их высоты они
Плотность электронов
а
Фиг. 301. Диаграммы изменения степени ионизации с увеличением
высоты над уровнем земли.
а—обычные дневные условия; б—обычные ночные условия; в—особые ночные
условия (редко встречающиеся).
обозначаются буквами D, Е, Ft hF2, как показано на фиг. 301. Важнейшими
характеристиками слоев являются высота над землей и максимальная
плотность электронов.
Применение импульсной техники для исследования параметров ионо-
сферы. Параметры ионосферы обычно определяются импульсным методом
[50]. При этом методе импульс высокочастотных колебаний длительностью
порядка 10 4 сек. излучается в направлении ионосферы. Приемник, поме-
щенный в непосредственной близости от передатчика (обычно в нескольких
метрах), принимает зондирующие радиоимпульсы колебаний и радиоимпуль-
сы, отраженные от ионосферы. Сигналы с выхода приемника поступают на
электронный осциллограф. На фиг. 302 показана картина, получающаяся
на экране осциллографа, когда выходной сигнал приемника подается на
вертикально отклоняющие пластины ЭЛТ, а развертка синхронизирована
с импульсами передатчика.
Первый импульс представляет излучаемый сигнал, а остальные импуль-
сы—сигналы, отраженные от различных слоев, или в некоторых случаях
Гл. 11. Радиоволны
импульсы, совершившие неоднократный пробег между землей и различными
слоями ионосферы. Длительность интервалов времени между импульсами,
отраженными от ионосферы, может быть пересчитана в единицах эквива-
лентной или кажущейся высоты, основываясь на том, что радиоволны рас-
пространяются со скоростью света. Например, интервал времени в 1 мсек,
соответствует расстоянию в 300 км для волн, распространяющихся со ско-
ростью света. Поскольку волны проходят путь от земли до ионосферы дважды
Импульс,
отраженный
от других слоев
Излучаемый
импульс
Первый
^отраженный
* импульс
---->— Время или высота
Фиг. 302. Осциллограмма принятого сигнала в случае работы
передатчика в импульсном режиме.
в прямом и обратном направлениях, этот интервал времени будет соот-
ветствовать кажущейся высоте 150 км. Истинная высота, регистрируемая
импульсами, будет несколько меньше кажущейся высоты, поскольку ско-
рость распространения радиоволн в ионизированной среде меньше скорости
Фиг. 303. Экспериментальные кривые зависимости действительной
высоты расположения ионизированных слоев Е, Fx и F2 от частоты.
Вблизи критических частот время запаздывания велико.
распространения в свободном пространстве. Однако различие между истин-
ной и кажущейся высотами невелико, если частота колебаний зна-
чительно отличается от критической частоты.
Если частота излучаемых импульсов изменяется, то кажущаяся высота
слоев будет изменяться, как это показано на фиг. 303. При возрастании
частоты крийая изменения кажущейся высоты характеризуется разрывами,
или изгибами вида, показанного для слоя Fr на фиг. 303. Эти разрывы
или изгибы соответствуют частотам, при которых радиоволны едва прони-
кают в Слой. Соответствующие частоты называются критическими, и значения
£ 8. Измерения параметров ионосферы
407
их находятся в следующем соотношении с максимальной плотностью элек-
тронов в слоях1):
/2
Максимальная плотность электронов в слое, см3 = -?_ , , (11.14)
где /с—критическая частота (кгц).
Располагая данными, полученными при описанных измерениях в таком
виде, как это показано на фиг. 303, можно определить поведение ионосферы
для наклонного падения волны [51 L
По этим данным можно также определить истинную высоту слоев
и распределение плотности электронов в ионосфере [52, 53].
Аппаратура для изучения ионосферы импульсным методом2). Испы-
тание ионосферы производится при помощи обычного передатчика с импульс-
ной модуляцией и мощностью в импульсе от 1 до 10 кет. Длительность
импульсов обычно около 100 мксек., а частота повторения 50 гц.
К антенне подключается приемник, обычно супергетеродинного типа
с ручной, а не автоматической регулировкой усиления и шириной полосы
от 10 до 40 кгц. Приемник может располагаться в одном помещении с пере-
датчиком и работать с той же самой антенной. Поскольку в этом случае
приемник подвергается очень большим перегрузкам при излучении им-
пульса, конструкция его должна обеспечивать его защиту при пере-
грузках. Необходимо также, чтобы в интервале между окончанием
излучаемого импульса и моментом прихода первого отраженного сигнала
от ионосферы в приемнике закончились переходные процессы, вызванные
перегрузкой, и восстановилась нормальная чувствительность. Основное
условие для удовлетворения этого заключается в том, чтобы все реостатно-
емкостные цепи приемника имели очень малую постоянную времени RC.
Ненормально большие заряды, полученные емкостями приемника в ре-
зультате воздействия излучаемого импульса, должны стекать очень быстро.
Кривые для различных частот типа, показанного на фиг. 303, получа-
ются при одновременном изменении частоты передатчика и приемника.
Индикация обычно производится при помощи ЭЛТ, горизонтальная раз-
вертка которой осуществляется напряжением, управляющим настройкой
передатчика, что позволяет по этому напряжению производить индикацию
частоты. Вертикальная развертка линейна, синхронизирована излучаемым
импульсом. Таким образом, вертикальное отклонение луча пропорционально
времени (или расстоянию). Сигнал с выхода приемника подается на управ-
ляющий электрод трубки. Смещение выбрано таким образом, что в отсутствие
сигнала пятно на экране трубки отсутствует. Таким образом, пятно появ-
ляется при приеме какого-либо импульса, и положение его по вертикали опре-
деляется временем прихода импульса и, следовательно, кажущейся высотой.
При получении кривых, показанных на фиг. 303, необходимо, чтобы при
изменении частоты настройка приемника точно соответствовала настройке
передатчика. Для осуществления этого используются два метода. Один из
них схематически показан на фиг. 304. Генератор фиксированной частоты,
величина которой равна промежуточной частоте /х приемника (обычно около
х) В действительности для каждого слоя имеются две возможные критические час-
тоты вследствие того, что волна, распространяющаяся в ионизированной среде при на-
личии магнитного (земного) поля, расщепляется на две компоненты. Эти компоненты,
называемые обычным и необычным лучами, распространяются различными путями с раз-
личной скоростью в ионизированной среде и, следовательно, определяют различные
кажущиеся высоты. Кроме того, необычный луч имеет более высокую критическую
частоту. Различие критических частот составляет на высоких частотах примерно 730 кгц
(см. фиг. 303).
2) По этому вопросу см. [54, 55].
408
Гл. 11. Радиоволны
475 кгц), модулируется импульсами обычным способом. Затем эти радио-
частотные импульсы подаются на лампу смесителя, к которой также прило-
жено напряжение непрерывных колебаний гетеродина с переменной часто-
той /0. Колебания разностной частоты /0—fx, образующиеся в смесителе,
выделяются резонансным контуром на выходе смесителя и поступают на
вход усилителя мощности, питающего передающую антенну. Одновременно
непрерывно работающий генератор используется в качестве гетеродина
приемника. Следовательно, на выходе смесителя всегда образуется необхо-
димая промежуточная частота независимо от значения излучаемой частоты
Фиг. 304. Блок-схема устройства для генерирования и приема
импульсов для исследования ионосферы.
при условии, что величина стабильности генератора промежуточной частоты
не менее нескольких килогерц. Необходимо отметить, что в системе нет ни
одного гетеродина, работающего на принимаемой частоте, и, кроме того, гене-
ратор промежуточной частоты работает только в течение излучения импульса.
Таким образом можно избежать интерференций при приеме сравнительно
слабых сигналов, отраженных от ионосферы. В этой системе необходимо,
чтобы настроенные контуры усилителя мощности и контуры усилителя ра-
диочастоты в смесителе (если они имеются) были механически связаны с
регулировкой настройки генератора переменной частоты. Однако эти кон-
туры могут быть достаточно широкополосными и, поскольку они не управ-
ляют частотой системы, рассогласование их настройки лишь несколько
уменьшает амплитуду импульсов.
В несколько измененной схеме такой аппаратуры [5611) промежуточная
частота выбрана равной 30 мггц, а частота генератора /0 изменяется в
х) Другой вид схемы, требующей двойного преобразования частиц в передатчике
и приемнике, описан в работе [57].
£ 8. Измерения параметров ионосферы
409
пределах от 31 до 55 мггц. Таким образом, величина разностной частоты меняет-
ся в пределах от 1 до 25 мггц. В смесителе, усилителе мощности и радиочас-
тотных контурах приемника используются широкополосные цепи, через
которые сигналы частоты 1—25 мггц проходят без подстройки. Это намного
упрощает конструкцию аппаратуры, необходимой для перекрытия опреде-
ленного диапазона частот, и исключает необходимость механически связан-
ной настройки. Кроме того, применение промежуточной частоты, превышаю-
щей наивысшую излучаемую частоту, уменьшает трудности, связанные
с возникновением гармоник промежуточной частоты.
Во втором типе ионосферного оборудования с переменной частотой
используется другой способ для решения проблемы совместного изменения
настройки передатчика и приемника [58]. Здесь передатчик содержит гене-
ратор непрерывных, а не импульсных колебаний, частота свипируется около
25 раз в 1 сек. Настройка усилителя класса С, возбуждаемого этим генера-
тором и питающего антенну, маханически связана с настройкой приемника.
Настройка усилителя класса С и приемника медленно изменяется таким
образом, чтобы перекрыть весь диапазон частот приблизительно за 1 мин.
Каждый раз, когда частота генератора попадает в полосу пропускания уси-
лителя класса С, возникает импульс. Для любого момента времени частота
этого импульса соответствует частоте настройки усилителя класса С и при-
емника. Преимущество этой схемы заключается в том, что при конструиро-
вании широкополосного усилителя класса С точного сопряжения настройки
передатчика и приемника не требуется. Эффективная длительность импульса
в этой схеме определяется временем, в течение которого частота свип-гене-
ратора передатчика проходит полосу пропускания приемника. Например,
если частота генератора изменяется со скоростью 200 мггц/сек и величина
полосы пропускания приемника равна 20 кгц, то эквивалентная длитель-
ность импульса будет 20/200000 = 10 4 сек.
Для сопряжения настройки передатчика и приемника можно приме-
нить сервопривод [59]. При этом напряжение, пропорциональное расстройке
передатчика и приемника, выделяется в дискриминаторе и после усиления
используется для привода сервомотора, изменяющего настройку приемника
в направлении уменьшения рассогласования. При этом частота передатчика
изменяется независимым моторным приводом, настройка приемника авто-
матически следует за частотой передатчика с очень малой ошибкой.
Аппаратура переменной частоты обычно работает с постоянным усиле-
нием приемника при установке ручной регулировки усиления в удобное поло-
жение. Однако применение системы мгновенной автоматической регули-
ровки частоты, уменьшающей усиление приемника для сильных сигналов,
имеет некоторые преимущества, так как позволяет получить более ясное
и однородное изображение [56]. Влияние синусоидальных полей может быть
в значительной степени уменьшено применением дифференцирующих цепей
на выходе приемника, рассчитанных таким образом, что импульсы, посту-
пающие на управляющий электрод ЭЛТ, являются производной входных
сигналов. Таким образом, амплитуда импульсов остается большой вслед-
ствие большой скорости их нарастания, в то время как непрерывные сигналы
с речевой модуляцией или телеграфные сигналы сильно ослабляются.
Антенная система в оборудовании с переменной частотой должна быть
широкополосной. Она должна быть сконструирована таким образом, чтобы
излучать как можно больше мощности вверх, так как только эта часть мощ-
ности дает полезный эффект. Обычно такой антенной является горизонталь-
ная полуволновая антенна, помещенная над землей на высоте, по возмож-
ности не равной полуволне излучаемых колебаний наивысшей частоты
(в противном случае на излучение вверх будет влиять отраженная от земли
волна). Широкополосная характеристика может быть получена при
-410
Гл. 11. Радиоволны
конструировании диполя в виде проволочной клетки сравнительно большого
диаметра. При этом реактивная составляющая импеданса антенны сильно
уменьшается, что позволяет осуществить хорошее согласование импедансов
с линией передачи в широком диапазоне частот. Можно также использовать
направленные антенны, главный лепесток диаграммы излучения которых
направлен вверх. В частности, для этой цели особенно пригодны вертикаль-
ные ромбические антенны, имеющие широкополосные характеристики [58].
Импульсная техника на очень низких частотах порядка 100 кгц имеет
специфические особенности. Импульсная измерительная аппаратура
фиксированной частоты, пригодная для работы на очень низких частотах,
описана в работе [60].
Другие методы исследования ионосферы. Наряду с широко приме-
няющимся импульсным методом исследования ионосферы находят приме-
нение также и другие методы. В одном из них частота немодулированной несу-
щей медленно изменяется и регистрируются изменения амплитуды сигнала
Фиг. 305. Кривая изменения величины
принимаемого сигнала при изменении ча-
стоты передатчика, когда небесная волна
имеет несколько меньшую интенсивность,
чем земная.
Расстояние от передатчика
Фиг. 306. Кривая зависимости измене-
ния напряженности поля от расстояния
до передатчика.
Кривая справедлива для случая средних рас-
стояний и длинноволнового передатчика.
•в фиксированной точке приема, где напряженность поля земного и небесного
лучей одного порядка. Эти изменения характеризуются регулярными мак-
симумами и минимумами, как показано на фиг. 305, при условии, что имеет-
ся лишь одно отражение небесного луча. По известному приращению часто-
ты Д/, необходимому для перемещения от одного максимума до другого,
и по расстоянию между передатчиком и приемником можно определить
длину пути, пройденного небесным лучом в предположении, что он рас-
пространяется со скоростью света, а также определить кажущуюся высоту.
Этот метод использовался при первых экспериментальных исследованиях
ионосферы [61]. Однако он имеет очень серьезное практическое ограничение,
заключающееся в том, что при наличии более чем одного отражения небес-
ного луча, возникающего при изменении частоты, интерференция в прием-
ной точке настолько осложняет измерения, что результаты их трудно интер-
претировать.
В соответствии с этим этот метод вообще не применим для исследований
на высоких частотах, но является вполне удовлетворительным для изучения
ионосферы на очень низких радиочастотах [62].
Другой метод определения кажущейся высоты ионосферы заключается
в наблюдении изменений интенсивности поля при изменении расстояния
между передатчиком и приемником [63, 64]. При увеличении расстояния
средняя интенсивность поля уменьшается, но на это монотонное изменение
накладываются колебания, как показано на фиг. 306.
§ 9. Измерение параметров почвы 411
Максимумы интенсивности поля, полученные таким образом, соответ-
ствуют точкам, в которых земная и небесная волны совпадают по фазе,
а минимумы соответствуют точкам противоположной фазы. Из этих кривых
можно определить кажущуюся высоту ионосферы, а также коэффициент
отражения радиоволн в ионосфере. Этот метод пригоден только на очень
низких радиочастотах, где пути радиоволны стабильны (т. е. нет федингов).
Еще один метод определения кажущейся высоты заключается в выборе
приемной точки на расстоянии порядка 200—400 км от передатчика и
измерении угла, под которым приходит первая отраженная волна от ионо-
сферы. По этому углу и известному расстоянию до передатчика можно
вычислить кажущуюся высоту при условии, что принимается лишь один
приходящий луч.
Теоретическое рассмотрение показывает, что кажущиеся высоты, полу-
ченные этими тремя методами, точно совпадают с величинами, полученными
импульсным методом.
§ 9. Измерение параметров почвы
На радиочастотах земля ведет себя подобно конденсатору с диэлек-
триком, обладающим очень большой проводимостью. Таким образом, она
характеризуется диэлектрической проницаемостью и проводимостью. На
низких радиочастотах импеданс земли имеет активный характер, в то
время как на высоких радиочастотах преобладает влияние диэлектрика
и земля обладает преимущественным емкостным импедансом. Параметры
почвы изменяются в зависимости от ее состава, содержания влаги и т. д.1).
Диэлектрическая проницаемость почвы лежит в диапазоне от 5 для сухой
песчаной почвы до 30 для мокрой глины. Соответствующий диапазон
величин проводимости—примерно от 10 14 эл. магн. ед. для сухого песка до
значения, превышающего 1013эл. магн. ед. для мокрой глины.
Частота, на которой происходит изменение характера импеданса с
активного на емкостный, зависит от параметров почвы, но в общем можно
сказать, что в диапазоне радиовещательных частот и на более низких часто-
тах импеданс земли активный, исключая случаи необычно низкой про-
водимости, в то время как на более высоких частотах проводимость земли
имеет емкостный характер* 2).
Параметры земли можно определить различными способами. В одном
способе характеристики определенного количества земли измеряются так
же, как характеристики любого другого диэлектрика3). Недостаток этого
метода заключается в том, что при этом нарушается гомогенность земли,
а в соответствии с этим всегда имеется неопределенность в интерпретации
полученных результатов.
На радиовещательных и более низких частотах, где сопротивление
земли носит активный характер, проводимость обычно определяют при
х) Важное значение имеет также частота, если структура почвы неоднородна на
существенной глубине. Причина этого заключается в том, что эффективная глубина
проникновения токов увеличивается с уменьшением частоты. Таким образом, из-
мерения, проведенные на высоких частотах, определяются поверхностным слоем земли,
в то время как при более низких частотах экспериментальное определение средних
параметров почвы охватывает большую глубину [41].
2) Угол потерь земли определяется формулой
tg ^=6аЫ012 ’ (11.15)
где а—проводимость земли (эл. магн. ед.); е—диэлектрическая постоянная земли; X—дли-
на волны. Если этот угол порядка 25° или меньше, то характер сопротивления земли
активный, а для угла 60° или более—емкостный.
3) Более подробно по этому вопросу см. [65, 66].
412
Гл. 11. Радиоволны
помощи измерения поверхностной волны при прогрессивном увеличении рас-
стояния от передатчика. Если бы земля была совершенным проводником,
напряженность поля изменялась бы обратно пропорционально расстоянию.
На практике получается, что напряженность падает быстрее вследствие
конечной проводимости почвы. Отношение А реальной напряженности поля
Фиг. 307. Кривые изменения коэффициента Л, учитывающего влияние потерь в земле
и ее емкости на амплитуду поверхностной волны.
(Кривизной земли пренебрегают)
к d cos2 Ь" к d , )
р=--------— £ - cos Ь
х л cos о х л Вертикальная
Ъ=2Ь’-Ъ' ~ arctg е-+1 поляризация
_ d х ।
Р—"7 к/ I Горизонтальная
I поляризация
b=180°-b' J
tg Ь’Нс
- — расстояние, в длинах волн
1Л9731 • Ю15дэл, магн. ед.
/ мггц
а—проводимость земли, эл. магн. ед.
/—частота, мггц
е—относительная диэлектрическая
постоянная земли
к напряженности поля для идеального случая бесконечно большой про-
водимости изменяется в зависимости от параметров почвы согласно тео-
ретическим кривым фиг. 307 [41].
Для определения проводимости вначале задаются допустимым при-
ближенным значением диэлектрической постоянной земли, а затем опре-
деляют величину проводимости, которая дает наиболее близкое совпадение
между экспериментальным и теоретическим значением А. Результаты, полу-
ченные на радиовещательных частотах, лишь в малой степени зависят от
диэлектрической постоянной. Этот метод дает верное значение средней
проводимости. Однако на очень низких радиочастотах этот метод
нельзя считать удовлетворительным, так как уменьшение интенсивности
поверхностной волны обусловливает настолько малое влияние проводимости
земли, что точное определение становится невозможным, исключая случай
больших расстояний, когда кривизной земли пренебрегать нельзя.
§ 9. Измерение параметров почвы
413
Другой метод определения параметров почвы основан на исследовании
наклона поверхностной волны [47, 49, 65]. В частности, если частота
настолько велика, что импеданс земли становится емкостным, то
tg9 =
1
(11.16)
(см. фиг. 300), a s—диэлектрическая постоянная
где 9—угол наклона
почвы.
Аналогично, если
активный характер, проводимость связана с углом наклона следующим
равенством:
tg 9 = —______
& /12;Ы012
где X—длина волны (ж), а о—прово-
димость (эл. магн. ед.).
При длинах волн порядка несколь-
ких метров диэлектрическая постоян-
ная почвы может быть успешно изме-
рена при помощи схемы, приведенной
на фиг. 308 [67]. Здесь горизонтальг
ная передающая антенна помещает-
ся на небольшой высоте над землей
порядка 12 м. Поле, которое обра-
зуется в пространстве непосредственно
под излучающей антенной, принимает-
ся ненастроенной штыревой антенной,
снабженной кристаллическим детекто-
ром и индикатором. Суммарная ком-
бинация отраженной от земли волны
и существующей в пространстве волны
от передающей антенны представляет
собой результирующее поле в прост-
ранстве, изменяющееся с высотой приемной антенны, причем максимумы
и минимумы этого поля располагаются точно так же, как в случае рас-
пределения напряжения вдоль линии передачи при наличии отраженной
волны. В этом случае диэлектрическая постоянная s определяется фор-
мулой1)
частота достаточно низка и импеданс земли носит
1
(11.17)
Передаются
антенна
Ненастроенная
испытуемая антенна
с кристаллическим
детектором
Индикаторный
микроамперметр
77777777777777777777777777777.
Фиг. 308. Определение характеристик
влияния земли путем изучения стоячей
волны, образуемой на сверхвысоких ча-
стотах при помощи высоко расположен-
ной передающей антенны.
£= е-----
'' МИН.
(11.18)
где (б’макс./^мин.) — коэффициент стоячей волны поля в пространстве
между антенной и землей, измеренный вблизи земли. Таким образом,
теоретически возможно определить проводимость почвы, если в дополнение
к этому определить положение минимумов стоячей волны по отношению
к отражающей поверхности земли. Однако точность, необходимая для полу-
чения приемлемых результатов определения проводимости, требуется
в этом случае намного выше, чем это возможно обычно получить на практике,
х) Эта формула основана на том, что коэффициент отражения, соответствующий
коэффициенту стоячей волны SMaK0./SMHH., равен [(«макс.^мин.)-1!/ К^макс.^мин.) +Н,
в то время как коэффициент отражения для волны, от емкостного импеданса земли с
вертикальным наклоном, будет tf е—1)/(У &+1). Характер импеданса земли принимается
емкостным, так как длина волны составляет лишь несколько метров.
414
Гл. 11. Радиоволны ‘
особенно если принять во внимание неопределенность, существующую
в положении эффективной отражающей плоскости на поверхности земли;
ЛИТЕРАТУРА
1. Standards on Radio Wave Propagation-Measuring Methods, Suppl. Proc. Inst. Radio
Eng., 30 July (1942).
2. Smith-Rose R. L., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 31 (1949).
3. E n g 1 u n d C. R., F r i i s H. T., Trans. A1EE, 46, 492 (1927).
4. T e r m a n F. E., Radio Engineering, 3d ed. New York, 1947.
5. King D. D., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 1048 (1950).
6. F r i i s H. T., Bruce E. , Proc. Inst. Radio Eng., 14, 507 (1926).
7. Colebrook F. M., Gordon-Smith A. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 88r
pt. Ill, 15 (1941).
8. E n g 1 u n d C., Proc. Inst. Radio Eng., 5, 248 (1947).
9. Brown R., Englund C. R., F r i i s H. T., Proc. Inst. Radio Eng., 11,
115 (1923).
10. Beverage H. H., Peterson H. O., Proc. Inst. Radio Eng., 11, 661 (1923).
11. Pickard G. W., Proc. Inst. Radio Eng., 10, 161 ^1922).
12. J e n s e n A. F., Proc. Inst. Radio Eng., 14, 333 (1926).
13. S c h e 1 1 e n g J. C., Burrows C. R., Ferrell E. B., Proc. Inst. Radio*
Eng., 21, 427 (1933).
14. M с P e t r i e J. S., Pressey B. G., IEE (Wireless Sec.), 13, 267 (1938); Journ.
Inst. Electr. Eng., 83, 210 (1938).
15. С о 1 e b г о о k F. M., Gordon-Smith A. C., IEE (Wireless Sec.), 14, 146
(1939); Journ. Inst. Electr. Eng., 84,* 388 (1939).
16. McPetrie J.S., Saxton J. A., Journ. Inst. Electr. Eng., 88, pt. Ill, 11 (1941).
17. С о 1 e b г о о k F. M., Gordon-Smith A. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 90,
pt. Ill, 28 (1943).
18. Archer-Thomson H., H i c k i n E. M., Journ. Inst. Electr. Eng., 93>
pt. IIIA, No 1, 215 (1946).
19. G г a с e A. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1325 (1948).
20. Clayton R. J., Houldin J.E., Lamont H. R. L., Willshaw W. E.,
Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. Ill, 97 (1946).
21. G e о r g e R. W., RCA Rev., 5, 69 (1940); RCA Rev., 3, 431 (1939).
22. Taylor P. B., Proc. Inst. Radio Eng., 22, 191 (1934),
23. Saxton J. A., Grace A. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1426 (1946).
24. Diamond H., Norton K. A., L a p h a m E. G., Journ. Res. Nat. Bur.
Standards, 21, 795 (1938).
25. D e w i t t J. H., Jr., О m b e r g A. C., Proc. Inst. Radio Eng., 27, 1 (1939).
26. Pressey B. G., A s h w e 1 1 G. E., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1359
(1946).
27. Mumford A. H., Barker P. L., Post Office Electr. Eng. Journ., 28, 40 (1935).
28. С о 1 e b г о о k Fw M., Gordon-Smith A. C., IEE (Wireless Sec.), 14, 146
(1939).
29. S m i t h W. B., Electronics, 20, 112 (1947).
30. G e о r g e R. W., Electronics, 24, 75 (1951).
31. M utch W. W., Proc. Inst. Radio Eng:, 20, 1914 (1932).
32. F r i i s H. T., Bell Syst. Techn. Journ., 5, 282 (1926).
33. J a n s k у К. G., Proc. Inst. Radio Eng., 27, 763 (1939).
34. A g g e r s С. V., Foster D. E., Young C. S., Trans. AIEE, 59, 178 (1940).
35. В u r r i 1 1 С. M., Proc. Inst. Radio Eng., 29, 433 (1941); Proc. Inst. Radio Eng., 30,
473 (1942).
36. Din g e r H. E., Paine H. G., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 75 (1947).
37. Daniel L. H., Mole G., Journ. Inst. Electr. Eng., 88, pt. Ill, 41 (1941).
38. Thomas H. A., Proc. Inst. Electr. Eng., 97, 329 (1950).
39. Keen R., Wireless Direction Finding, 4th ed., London, 1947.
40. Journ. Inst. Electr. Eng. (Radiocommun. Conv.), 94, pt. IIIA, No 15, 673—870 (1947).
41. T e г m a n F. E., Radio Engineers’ Handbook, New York, 1943 (см. перевод: Спра-
вочник по радиотехнике под ред. Смиренина, Энергоиздат, 1950).
42. F г i i s Н. Т., Feldman С. В., Sharpless W. М., Proc. Inst. Radio
Eng., 22, 47 (1934).
43. - F r i i s H. T., Proc. Inst. Radio Eng., 16, 658 (1928).
44. Wilkins A. F., Journ. Inst. Electr. Eng., 74, 582 (1934); IEE (Wireless Sec ),
9, 154 (1934).
45. В г о о k s F. E., Proc. Inst. Radio bind., 39, 497 (1951).]
46. G г e e n A. L., Proc. Inst. Radio End., 22, 324 (1934).
Литература
415'
47. N о г t о п К. A., Proc. Inst. Radio Eng., 25, 1203 (1937).
48. G i 1 1 E. W. B., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. II, 141 (1949).
49. Barfield R. H., Journ. Inst. Electr. Eng., 75, 214 (1934); IEE (WirelessSec.),
9, 286 (1934).
50. Breit G., Tuve M., Phys. Rev.,-28, 554 (1926).
51. Smith N., Proc. Inst. Radio Eng., 27, 332 (1939).
52. В о о к e r H. G., Seaton A. L., Phys. Rev., 57, 87 (1940).
53. M a n n i n g L. A., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 1203 (1947); 37, 599 (1949).
54. Gilliland T. R., Proc. Inst. Radio Eng., 22, 236 (1934); Nature, 134, 379 (1934).
55. G i 1 1 i 1 a n d T. R., Taylor A. S., Journ. Res. Nat. Bur. Standards, 26, 377
(1941).
56. S u 1 z e r P. G., Journ. Appl. Phys., 20, 187 (1949).
57. W a d 1 e у T. L., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 483 (1949).
58. Thomas H. A., Chalmers R. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 95, pt. Ill,
7 (1948).
59. N a i s m i t h R., Bailey R., Proc. Inst. Electr. Eng., 98, 11 (1951).
60. H e 1 1 i w e 1 1 R. A., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 887 (1949).
61. A p p 1 e t о n E. V., Barrett M. A. S., Nature , 115, 333 (1925).
62. Sm i th С. H., Wireless Eng., 14, 537 (1937).
63. H ol 1 ingwor th J., Journ. Inst. Electr. Eng., 64, 579 (1926).
64. Best J. E., Ratcliffe J. A., Wilkes M. V., Proc. Roy. Soc., 156, 614
(1936).
65. F e 1 d m a n G. B., Proc. Inst. Radio Eng., 21, 764 (1933).
66. Sm i th - R ose R. L., Journ. Inst. Electr. Eng., 75, 221 (1934); IEE (Wireless
- Sec.), 9, 293 (1934).
67. M с P e t r i e J. S., Saxton J. A., Journ. Inst. Electr. Eng., 92, pt. IIIr
256 (1945); IEE (Wireless Sec.), 90, pt. Ill, 33 (1943).
Глава 12
ЛАБОРАТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
§ 1. Особенности лабораторных генераторов
Требования, предъявляемые к измерительным генераторам, предназна-
ченным для лабораторных целей, значительно отличаются от требований,
которым должны удовлетворять мощные генераторы. Обычно величина
необходимой номинальной мощности составляет 0,1—10 вт, так что вели-
чина к. п. д. не имеет существенного значения. Вместо этого особое внимание
при конструировании уделяется возможности настройки в широком диапа-
зоне частот, удобству модуляции, стабильности частоты, отсутствию гармо-
ник, постоянству выходного уровня в широком диапазоне частот и т. д.
Лабораторные генераторы для звуковых и низких радиочастот исполь-
зуются при измерениях усилителей низкой частоты, видеоусилителей, им-
пульсных схем, для модуляции радиочастотных измерительных генерато-
ров и т. д. Часто эти генераторы имеют непрерывную настройку в широком
диапазоне частот обычно порядка 1000 к 1 или даже больше. Существенным
условием является независимость формы колебаний от величины импедан-
са нагрузки. Частота также не должна зависеть от нагрузочного импеданса,
должна быть достаточно стабильной и не меняться в течение коротких отрез-
ков времени. На выходе обычно используется апериодический усилитель
класса А, возбуждаемый генератором. Таким образом, генератор изолируется
от нагрузки, так что частота, амплитуда и форма генерируемых колебаний
не зависят от нагрузочного импеданса. Уменьшение искажений в усили-
теле класса А достигается использованием сильной отрицательной обрат-
ной связи в сочетании с небольшой нагрузкой даже в случае получения
полной выходной мощности.
Лабораторные измерительные генераторы обычно снабжаются устройст-
вами для стабилизации амплитуды генерируемых колебаний. Таким обра-
зом можно получить неизменную амплитуду в широком диапазоне частот.
Кроме того, стабилизация амплитуды способствует сохранению хорошей
формы колебаний благодаря ограничению области работы линейной частью
характеристики генераторной лампы; наряду с этим в общем улучшается
стабильность частоты.
§ 2. Генераторы типа RC с реостатно-емкостной настройкой
Наиболее распространенным типом диапазонных лабораторных гене-
раторов на частотах до 200 кгц являются генераторы реостатно-емкост-
ного типа (типа RC) [1—5]; схема одного из таких генераторов показана
на фиг. 309,а. В таких генераторах частота определяется реостатно-емко-
стной цепью R^R^C-fi^ посредством которой осуществляется положитель-
ная обратная связь между выходом и входом двухкаскадного усилителя,
как показано на схеме. При таком подборе параметров этой цепи, когда
R^C-^ — R^C^ отношение напряжения на входе (точка Ь) усилителя к выходному
напряжению (точка а) изменяется с частотой, как это показано на фиг. 309,6.
Колебания возникают при частоте, соответствующей максимуму кривой.
.? 2. Генераторы типа RC с реостатно-емкостной настройкой
417
Амплитуда колебаний ограничивается при помощи лампы накаливания
и сопротивления 7?3 в омическом делителе напряжения /?3Т?4, являющемся
цепью отрицательной обратной связи в усилителе. Сопротивление R3 увели-
чивается с возрастанием температуры накала лампы и, следовательно, воз-
растает при увеличении протекающего через лампу тока. В соответствии
Фиг. 309. Генератор с реостатно-емкостной настройкой.
с этим в отсутствие колебаний сопротивление лампы минимально и обеспе-
чивает слабую отрицательную обратную связь. При этом усиление системы
велико, колебания нарастают и возникает переменный ток, протекающий
через сопротивление 7?3. Вследствие этого сопротивление лампы увеличивает-
ся, вызывая уменьшение усиления в результате увеличения напряжения
Фиг. 310. Схема генератора фиг. 309, иллюстрирующая связь
между выходом и входом усилителя при помощи моста Вина.
обратной связи, что, в свою очередь, приводит к уменьшению скорости
нарастания колебаний. Вследствие этих явлений амплитуда колебаний
стабилизируется и остается постоянной при значительном изменении па-
раметров схемы. При соответствующем выборе элементов схемы можно обес-
печить работу лампы на линейном участке характеристики1).
При анализе генератора с реостатно-емкостной настройкой четырех-
полюсник R1R2R3Rtfi1C2 можно рассматривать как мост Вина, схема которого
х) Теоретический анализ работы лампы с учетом температурной постоянной вре-
мени приведен в работе [6].
27 ф. Термен и Дж. Петтит
418
Гл. 12. Лабораторные генераторы
представлена на фиг. 310. Усиленное выходное напряжение приложено
к диагонали этого моста, а вход усилителя подключен к другой диагонали.
Положительная обратная связь между выходными и входными клеммами
усилителя определяется степенью разбалансировки моста. При возни-
кновении колебаний величина сопротивления 7?3 меньше значения, необхо-
димого для баланса моста, и, таким образом, коэффициент передачи между
выходом и входом усилителя велик. При нарастании амплитуды колеба-
ний, как было указано выше, сопротивление /?3 увеличивается. При этом
разбаланс моста уменьшается и соответственно уменьшается связь между
выходом и входом усилителя, что уменьшает скорость нарастания коле-
баний. Конечным результатом является стабилизация амплитуды колебаний
на таком уровне, при котором существует небольшая разбалансировка моста1).
В применяющихся генераторах с реостатно-емкостной настройкой обычно
Rx—R2=R и Сг=С2 = С. При этих условиях частота колебаний опреде-
ляется формулой
ЧаСТ0Та=2^С- (12Л>
В качестве конденсаторов С\ и С2 удобно использовать блок сдвоенных
конденсаторов, применяющийся в обычных радиовещательных приемниках.
Величина максимальной емкости таких конденсаторов составляет обычно от
500 до 2000 пф в зависимости от величины сблокированных конденсаторов,
а также от того, включены ли они параллельно. Поскольку величина отноше-
ния максимальной и минимальной емкостей переменных конденсаторов этого
типа больше 10, при половине оборота ротора конденсаторов может быть
перекрыт диапазон частот 10 к 1, например от 200 до 2000 гц. Происходит
это потому, что, как можно видеть из формулы (12.1), рабочая частота ге-.
нератора с реостатно-емкостной настройкой обратно пропорциональна на-
строечной емкости, в то время как для обычного генератора с резонанс-
ным контуром частота обратно пропорциональна квадратному корню из
величины настроечной емкости.
Различные диапазоны частот могут быть перекрыты при использовании
одного блока переменных конденсаторов и переключении сопротивлений
Rx и R2. В частности, при изменении этих сопротивлений в 0,1 или 0,01 раза
частота будет изменяться соответственно в 10 или 100 раз, как это следует
из формулы (12.1). Однако если при изменении Rx и R2 в 0,1 раза крат-
ность изменения частоты в каждой точке шкалы составляет точно 10, то уси-
литель должен обладать пренебрежимо малым фазовым сдвигом во всем
рабочем диапазоне частот. На низких частотах это достигается 1) примене-
нием конденсаторов очень большой емкости в цепях экранных сеток и катод-
ных цепях, 2) удалением шунтирующих конденсаторов в катодных цепях
и применением в цепях экранных сеток делителей напряжения, как пока-
зано на фиг. 309, а, или 3) компенсацией фазового сдвига, вносимого шунти-
рующими конденсаторами. На высоких частотах фазовые сдвиги могут
быть уменьшены при использовании усилителей с очень хорошей высоко-
частотной характеристикой, такой, что верхняя граничная частота относи-
тельно равномерного усиления берется существенно выше, чем наивысшая
рабочая частота генератора.
Можно также управлять частотой генератора с реостатно-емкостной
настройкой, одновременно изменяя сопротивления RT и R2 и оставляя не-
изменными емкости СА и С2. Использование такой конструкции целесооб-
разно при работе на нескольких фиксированных частотах, так как пере-
ключение сопротивлений может производиться при помощи переключателей.
х) Общие теоретические описания генераторов такого типа приведены в работах [7,8].
£ 2. Генераторы типа RC с реостатно-емкостной настройкой
419
При требованиях непрерывного изменения частоты предпочтительно при-
менение переменных конденсаторов, так как при этом плавное изменение
частоты достигается без переключения контактов1).
Предел значений низкой частоты генератора с реостатно-емкостной на-
стройкой с плавной регулировкой ограничивается наибольшей практически
применимой величиной емкости С переменных конденсаторов с воздушным
диэлектриком обычно порядка 0,004 мкф, а также максимальной практи-
ческой величиной сопротивления R порядка 50 мгом. При этих значениях,
минимальная частота при плавной настройке несколько менее 1 гц* 2).,
Фиг. 311. Упрощенные схемы различных вариантов генератора с фазосдвига-
ющими цепями ♦.
На частотах в несколько герц постоянная времени нагрева сопротивления
лампы фиг. 309, а оказывается такой, что сопротивление лампы вызывает
колебания тока в течение каждого цикла. При этом сильно искажается
форма колебаний. Следовательно, при генерировании очень низких частот
необходимо применять стабилизирующее сопротивление другого типа с боль-
шей по сравнению с нагревателем лампы термической постоянной времени.
Эти требования удовлетворяются при включении в качестве части сопро-
тивления Т?4 термистора и использовании в качестве 7?3 постоянного сопро-
тивления. Наивысшая частота, при которой удовлетворительно работает
генератор с реостатно-емкостной настройкой, ограничивается уменьшением
импеданса на высоких частотах цепи шунтирующей анодную цепь
второй лампы усилителя, а также фазовым сдвигом, вносимым этой утеч-
кой при низком импедансе. Типовым верхним пределом частоты дл»
х) Различные средства для установки любой рабочей частоты с высокой точностью
при помощи декадных переключателей сопротивлений описаны в работе [9],
2) Если в двухкаскадном усилителе имеется отрицательный фазовый сдвиг на низ-1
ких частотах, то этот предел можно еще уменьшить. Например, при указанном фазовом*
сдвиге в 45° частота составляет х/3 значения, полученного в отсутствие фазового сдвига.
При применении в качестве емкостей Сх и С2 фиксированных конденсаторов величиной»
0,01 мкф и более (или ступенчатых переменных конденсаторов), имеющих много мень-,
шую утечку, можно получить значительно более низкие частоты. (
27*
420
Гл. 12. Лабораторные генераторы
генераторов этого типа, используемых в промышленности, является 200 кгц,
хотя, применяя достижения в технике проектирования видеоусилителей,
можно получить частоты вплоть до нескольких мегагерц. Для получе-
ния более высоких частот предпочтительны схемы, приведенные нафиг. 3111).
Генераторы с реостатно-емкостной настройкой наиболее пригодны для
использования в качестве лабораторных. Они дешевы, просты по кон-
струкции и компактны. Непрерывное перекрытие диапазона частот может
быть достигнуто в пределах от долей герца до 200 кгц. При принятии
соответствующих мер величина гармонических составляющих в выходном
напряжении генератора не превышает долей процента, а уровень выход-
ного напряжения остается постоянным и не зависит от генерируемой частоты.
Наконец, стабильность частоты удовлетворительна для всех обычных при-
менений, в частности отсутствует заметный дрейф частоты в низкочастотной
части диапазона, характерный для генераторов, использующих принцип
биений.
§ 3. Генераторы типа JRC с фазосдвигающими цепями* 2)
Типовая схема генератора типа RC с фазосдвигающими цепями содер-
жит одну лампу, анодная цепь которой соединяется с цепью управляющей
сетки через реостатно-емкостную цепь, осуществляющую фазовый сдвиг
Напряжение
автоматической
регулировки
амплитуды
\. автоматической
2Нап2яя<ение_смец^ния_] ре^ровки
амплитуды
Фиг. 312. Один из наиболее удобных вариантов генератора с
фазосдвигающими цепями для работы на высоких частотах.
Схема может быть использована также для генерирования трехфазных колеба-
ний. Показана также система автоматической регулировки амплитуды.
на 180°. Таким образом усиленное выходное напряжение подается обратно
на управляющую сетку точно в фазе, что необходимо для получения
незатухающих колебаний.
,1'..........
х) Схема генератора с реостатно-емкостной настройкой, в которой мост Вина заме-
нен схемой симметричного Г, более пригодна для получения высоких частот, нежели
схема, приведенная на фиг. 309; см. [10].
2) По этому вопросу см. [И, 12].
$ 3. Генераторы типа НС с фазосдвигающими цепями 421
Упрощенная схема такого генератора показана на фиг. 311,а. В этой
схеме фазосдвигающая цепь состоит из трех идентичных сопротивле-
ний R и трех идентичных конденсаторов С. Для такой схемы, если пред-
положить, что R^>RC, условие фазового сдвига на 180° на какой-либо
частоте выражается формулой
Частота =------. (12.2)
Для этих условий ослабление цепи RC составляет 29. В соответствии
с этим, если усиление за счет лампы равно или превышает 29, система будет
генерировать частоту, согласно формуле (12.2).
Практические схемы таких генераторов весьма разнообразны. Напри-
мер, число сопротивлений и емкостей в фазосдвигающей цепи может
превышать 3, как это показано на схеме фиг. 311,6. Это приводит к услож-
нению схемы, но при этом получается меньшее ослабление в фазосдвигаю-
щей цепи и, следовательно, требуется меньшее усиление. Можно также
сопротивления и емкости поменять местами, как показано на фиг. 311,в.
Наконец, можно секционировать цепь RC, как показано на фиг. 311,а.
Преимущество такого секционирования заключается в уменьшении общего
ослабления в фазосдвигающей цепи, а недостаток—в усложнении настрой-
ки, так как элементы схемы не идентичны [13, 14]1). Другой тип генера-
тора с фазосдвигающими цепями показан на фиг. 312. Здесь цепи RC
разделены усилительными лампами* 2). Каждый каскад этой схемы предста-
вляет собой обычный усилитель на сопротивлениях с усилением на сред-
ней частоте, равным 2. Возникновение колебаний происходит на той частоте,
на которой реактивное сопротивление настроечной емкости С (включая
емкости лампы) в 0,5774 раза больше эквивалентного сопротивления связи,
образованного сопротивлением /?с, шунтированным сопротивлением утечки
сетки /?2 и внутренним сопротивлением лампы. На этой частоте усиление
на каскад составляет 1,0 с фазовым углом 60°. Таким образом делается воз-
можной генерация очень высоких частот. Например, если крутизна лампы
равна 5 ма/в, а минимальная настроечная емкость составляет 50 пф, то пре-
дельная частота генерации равна 14,4 мггц. При неизменном положении
настроечного конденсатора это значение частоты может быть уменьшено
в любое число раз, например в 0,1 или 0,01 раза, посредством включения
необходимого сопротивления в точку а. При этом пропорционально возрас-
тает эквивалентное сопротивление, шунтирующее конденсатор.
Амплитуда колебаний, генерируемых генератором с фазосдвигающими
цепями, должна регулироваться таким образом, чтобы предотвратить
существенные искажения формы колебаний. Во многих случаях оказывается
достаточной регулировка крутизны усилительной лампы посредством
изменения напряжения на управляющей или экранной сетках до такого зна-
чения, при котором только начинается возникновение колебаний. При этом
стабилизация амплитуды колебаний осуществляется за счет небольшой
нелинейности характеристики лампы. В этом случае существуют некоторые
искажения формы колебаний, но при начальной регулировке, соответствую-
щей порогу генерации, величина их очень мала.
х) Генераторы с фазосдвигающими цепями, в которых изменение частоты осу-
ществляется изменением лишь одного элемента схемы фазосдвигающей цепи, опи-
саны в работе [15].
2) В модификации этой схемы используются усилительные каскады с катодной
связью. Если, кроме того, для управления анодными токами и, следовательно, крутиз-
ной каскадов с катодной связью используются электронные лампы, то можно получить
изменение частоты в широком диапазоне, изменяя сеточное смещение управляющих
ламп, см. [16].
422
Гл. 12. Лабораторные генераторы
При повышенных требованиях к форме колебаний применяется автома-
тическая регулировка амплитуды. Пример такой регулировки приведен
на фиг. 312, где колебания усиливаются лампой У4, а затем детектируются
диодом V5, обеспечивающим получение напряжения АРУ с задержкой,
управляющего смещением на сетках усилительных ламп V\, V2 и 73. Таким
образом, осуществляется стабилизация амплитуды при работе в линейной
части характеристик ламп. Кроме того, для ограничения амплитуды можно
применить схемы с использованием ламп накаливания или термисторов1).
Генератор с фазосдвигающими цепями подобен генератору с реостатно-
емкостной настройкой, описанному в предыдущем параграфе* 2). Однако на
практике схемы с реостатно-емкостной настройкой применяются в генера-
торах с переменной настройкой частот до 200 кгц, а генераторы с фазосдви-
гающими цепями используются в этом диапазоне частот как генераторы
фиксированной частоты. При частотах свыше 200 кгц для получения плав-
ного изменения частот предпочтительны генераторы с фазосдвигающими
цепями типа, показанного на фиг. 312.
§ 4. Генераторы с использованием частотных биений
В генераторах с использованием частотных биений (генераторах на бие-
ниях) напряжения двух несколько отличающихся частот, полученные от двух
радиочастотных генераторов, суммируются и подаются на смесительную
лампу, как показано на блок-схеме фиг. 313. Рабочие колебания создаются
Фиг. 313. Блок-схема генератора на биениях.
за счет возникающих на выходе смесителя токов разностной частоты. Прак-
тическое значение генераторов на биениях определяется тем, что небольшое
процентное изменение частоты одного из составляющих генераторов, полу-
ченное, например, при полуобороте ротора настроечного конденсатора,
вызывает плавное изменение выходной разностной частоты начиная
от нескольких герц на весь диапазон звуковых или видеочастот. В то же
время амплитуда выходного напряжения разностной частоты остается
существенно постоянной при изменении частоты.
Принципиальными факторами, характеризующими работу генератора
на биениях, являются стабильность частоты отдельных генераторов, способ-
ность генераторов синхронизироваться на очень низких разностных частотах,
х) Проблема устранения самовозбуждения в управляющих системах , описана
в работе [8].
2) Например, поскольку частота колебаний в обоих генераторах пропорциональна
i/RC, то, как видно из формул (12. 1) и (12. 2), можно сконструировать генератор с од-
ним блоком переменных конденсаторов и одной шкалой, в котором декады частот от 10 гц
до 100 кгц получаются с реостатно-емкостной настройкой и частоты от 100 кгц до
10 мггц—с фазосдвигающими цепями.
§ 4. Генераторы с использованием частотных биений
423
форма колебаний выходной разностной частоты и тенденция к образо-
ванию нерегулярных биений. Стабильность частоты отдельных генераторов
важна потому, что любое относительно малое изменение частоты отдельных
генераторов вызывает сравнительно большое изменение разностной частоты.
Для максимального уменьшения дрейфа разностной частоты во времени
необходима высокая стабильность частоты индивидуальных генераторов
при изменениях температуры и колебаниях питающих напряжений; кроме
того, электрическая, механическая и термическая стабильности обоих
генераторов должны быть идентичными. Таким образом, изменения частоты
должны быть малыми и, более того, одинаковыми для обоих генераторов,
чтобы оказывать малое влияние на разность их частот. Особенно важно
предотвращение различного нагрева двух генераторов. Нагревающие эле-
менты, например выпрямительные лампы и т. д., должны быть расположены
так, чтобы они вызывали минимальные температурные изменения резонанс-
ных контуров двух генераторов и чтобы температурные эффекты, произ-
водимые ими в обоих генераторах, были одинаковы.
Оба радиочастотных генератора должны быть полностью изолированы
один от другого. Если между обоими генераторами существует любой тип
связи, то при условии малой разности частот они будут синхронизироваться.
Это устраняет возможность получения очень низких значений разностной
частоты и, кроме того, вызывает взаимодействие между генераторами, что
приводит к сильному искажению формы колебаний на низких разностных
частотах. Необходимая степень изоляции при смешении может быть достиг-
нута либо применением буферных усилителей, либо при помощи очень тща-
тельно изготовленного пентагридного смесителя, либо одновременным
осуществлением этих двух мероприятий. Прямая связь между генераторами
может быть предотвращена соответствующим экранированием катушек,
конденсаторов и ламп, а также введением фильтров.
Форма колебаний напряжения разностной частоты на выходе смесителя
в значительной степени определяется искажениями в смесителе при условии
отсутствия тенденций к синхронизации. Для обеспечения малых искаже-
ний одно из напряжений, подаваемых на смеситель (предпочтительно напря-
жение от генератора фиксированной частоты), должно быть значительно
меньше напряжения, получаемого от другого генератора, и, кроме того,
по возможности свободно от гармоник.
Генераторы на биениях обычно подвержены хаотическим изменениям
частоты биений, которые иногда называются «свистом». Этот эффект обычно
является следствием перекрестной модуляции в усилителе низкой частоты
между высшими гармониками радиочастоты, генерируемыми в смесителе.
Эти хаотические свисты часто возникают при высоком значении рабочей
частоты. В диапазоне звуковых частот этот эффект выражается в том, что
при изменении рабочей частоты на несколько сот герц на выходе генератора
возникают паразитные компоненты (т. е. свист), которые, начинаясь от верх-
него порога слышимости, уменьшаются по высоте тона и, проходя через нуль,
вновь достигают верхнего порога слышимости. Этот эффект возникает
за счет различных комбинаций гармоник радиочастот, таких, например,
как перекрестная модуляция в видеоусилителе 10-й гармоники фикси-
рованной частоты с 11-й гармоникой генератора переменной частоты.
Эти хаотические свисты могут быть уменьшены при создании такого режима
работы смесителя, при котором получаются минимальные гармоники радио-
частоты, и при использовании фильтров и экранировки, чтобы предотвратить
попадание гармоник радиочастоты, возникающих в смесителе, в усилитель-
ные каскады, следующие за смесителем. В связи с этим выгодно, чтобы
напряжения, поступающие на смесительную лампу от генераторов, были
сравнительно невелики. Желательно также, чтобы усилитель, следующий
424
Гл. 12. Лабораторные генераторы
за смесителем, работал при небольших уровнях колебаний для уменьшения
нелинейных искажений за счет перекрестной модуляции.
Схема типового генератора на биениях показана на фиг. 314 [17].
В этой схеме применены генераторы с индуктивной трехточечной связью
и буферные усилители на катодных повторителях; использован пентагрид-
ный смеситель, напряжения смещения на сигнальных сетках которого тща-
тельно отрегулированы в соответствии с амплитудой сигналов, поступающих
на эти сетки для уменьшения искажений формы колебаний частоты биений
и хаотических свистов. Комбинация изолированных усилителей и пента-
гридного смесителя обеспечивает полное отсутствие связи между двумя
генераторами при условии, что каждый генератор заэкранирован надле-
жащим образом и экранировка провода ^питания снабжена^ фильтрами.
Фиг. 314. Принципиальная схема типового генератора на биениях.
На выходе смесителя имеется низкочастотный фильтр для предотвращения
попадания гармоник радиочастоты, образующихся в смесителе, в усилитель
низкой частоты. Для эффективного действия этого фильтра необходимо, чтобы
цепи, связанные с электродами смесителя, были хорошо изолированы
от элементов усилителя при помощи соответствующей экранировки и филь-
трации проводников питания.
Частота, на которой работают радиочастотные генераторы в генераторах
на биениях, обычно в 5—10 раз превышает максимальную разностную
частоту. При более высоких значениях частоты возникают трудности,
связанные с дрейфом частот генераторов. При более низких частотах тре-
буется перестройка генератора с переменной частотой с нежелательно боль-
шим процентным изменением частоты. Для повышения точности градуиро-
вочной кривой, выражающей значение разностной или выходной частоты
как функции установки ротора переменного конденсатора, в таких схемах
всегда предусматривается возможность настройки генератора переменной
частоты в некоторой избранной точке на фиксированную частоту другого
генератора. Если радиочастотные генераторы настолько хорошо изолиро-
ваны один от другого, что не синхронизируют друг друга даже при значениях
разностной частоты в доли герца, то необходимая калибровка может быть
проведена при установке шкалы на нулевое значение частоты и такой регули-
ровке частоты биений, что прибор в анодной цепи смесителя будет показывать
частоту биений, близкую к нулевой. В других случаях шкала устанавли-
вается на 50 гц, от источников питания подается напряжение 50 гц и гене-
§ 5. Звуковые генераторы с индуктивно-емкостной настройкой
425
ратор фиксированной частоты подстраивается до получения частоты биений
около 50 гц. Индикацией при этом может служить медленное зажигание
и погасание неоновой лампы, питаемой одновременно напряжением частоты
биений и напряжением сети. Непосредственно после осуществления под-
стройки калибровка генератора на биениях по частоте очень точна. Однако
со временем частоты обоих генераторов системы могут подвергаться дрейфу
в различной степени, так что в градуировке возникают ошибки, особенно
на низких частотах. Поэтому необходима периодическая проверка градуи-
ровки схемы в особенности при прогреве генераторов. Этот дрейф пред-
ставляет собой один из недостатков генератора на биениях.
Генераторы на биениях ранее широко применялись в диапазоне звуко-
вых и видеочастот при измерениях, требующих изменения частоты в диапа-
зоне. Однако в настоящее время для большинства лабораторных применений
в диапазоне звуковых и низких частот предпочитают генераторы с реостатно-
емкостной настройкой, менее дорогие, свободные от дрейфа, простые по
конструкции и более компактные. На высоких видеочастотах преимущество
имеют генераторы с фазосдвигающими цепями типа, показанного на фиг. 312.
Однако в ряде случаев находят применение и генераторы на биениях.
Например, при автоматической записи частотной характеристики, где не-
обходимо плавное перекрытие диапазона частот, превышающего 10 : 1, и
нельзя применять последовательное плавное перекрытие отдельных частей
диапазонов с использованием декадного переключателя диапазонов, воз-
можно лишь применение генератора на биениях. Кроме того, такой гене-
ратор применяется для свипирования сравнительно высокой радиочастоты
в очень большом диапазоне частот. Например, два генератора на отра-
жательных клистронах, работающие на частоте приблизительно 25 000 мггцг
могут быть использованы для получения разностной частоты, перекры-
вающей диапазон от 2000 до 4000 мггц.
§ 5. Звуковые генераторы с индуктивно-емкостной настройкой
Системы с индуктивно-емкостной настройкой находят лишь ограничен-
ное применение в качестве лабораторных генераторов звуковых и низких
радиочастот. Причина этого заключается в сложности настройки таких гене-
раторов в пределах большого диапазона частот, который обычно требуется
от таких измерительных генераторов. Такие генераторы находят примене-
ние, в частности, в тех случаях, когда недостаточна стабильность частоты
генераторов с реостатно-емкостной настройкой, с фазосдвигающими цепями
и с использованием биений.
В лабораторных генераторах звуковых частот с индуктивно-емкост-
ной настройкой используется ряд схем. Удовлетворительные результаты
получаются при применении схем Хартли, Колпитца или схемы генератора
класса А с автоматической стабилизацией амплитуды, описанной в связи
с фиг. 318. Ко второму типу систем принадлежит генератор, стабилизирован-
ный мостовой схемой и показанный на фиг. 320 (стр. 433.). Третьим типом
генератора является двухполюсный генератор, желательно с автоматической
стабилизацией амплитуды. Однако наиболее простым типом перестраивае-
мого измерительного генератора звуковой частоты с высококачественными
параметрами является описанный ниже генератор, стабилизированный
сопротивлениями.
Генераторы, стабилизированные сопротивлениями1). Генератор, стаби-
лизированный сопротивлением, является обычным генератором с контуром
х) Более подробно по этому вопросу, а также описание конструкций см. в работе [18].
426
Гл» 12. Лабораторные генераторы
ния. При включении анодного
Буферный
каскад
Сопротивление
обратной Блокирующий
свЛди ' конденсатор
Фиг. 315. Типовая схема генератора,
стабилизированного сопротивлением.
в анодной цепи или собранный по схеме Хартли с добавлением сопротивле-
ния Rf, включенного между анодом и резонансным контуром, как показано
на фиг. 315.
При надлежащей конструкции такой генератор характеризуется исклю-
чительно хорошей формой колебаний, частота которых существенно не
зависит от напряжений на электродах лампы и смены ламп, а выходное на-
пряжение постоянно в широком диапазоне частот.
Лампа этого генератора работает в режиме усилителя класса А с фикси-
рованным смещением (обычно автоматическим). Сопротивление Rf обратной
связи настолько велико, что генератор находится на грани самовозбужде-
ния колебания нарастают до тех
пор, пока пики сеточного напря-
жения в каждом периоде не захо-
дят несколько в область положи-
тельных напряжений. После этого
дополнительные потери, вносимые
сеточным током, приводят к пре-
кращению дальнейшего возраста-
ния амплитуды. Необходимая ве-
личина сопротивления обратной
связи может быть получена экспе-
риментально, как наибольшее зна-
чение, при котором еще возни-
кают колебания. При другом спо-
собе в цепь управляющей сетки
включается микроамперметр и сопротивление обратной связи регулируется,
пока этот прибор не покажет небольшой сеточный ток порядка 5 мка.
Для обеспечения хорошей формы колебаний лампа, если ее рассматри-
вать как усилитель, должна обеспечивать усиление без искажений при
амплитуде переменного напряжения на управляющей сетке, несколько пре-
вышающей напряжение смещения. Это соответствует величине смещения,
несколько меньшей чем смещение, которое используется при том же самом
анодном напряжении в обычном усилителе класса А, работающем без сеточ-
ного тока. Величина сопротивления обратной связи, необходимого при этих
условиях, определяется импедансом параллельного резонансного контура,
коэффициентом усиления генераторной лампы и коэффициентом трансфор-
мации между первичной и вторичной обмотками резонансного контура.
Если параметры схемы выбраны так, что сопротивление обратной связи Rf
намного больше внутреннего сопротивления лампы, генерируемая частота
существенно не зависит от напряжений, приложенных к лампе, и очень
мало изменяется при смене ламп. Одно время генераторы, стабилизирован-
ные сопротивлениями, находили широкое применение в качестве лаборатор-
ных измерительных устройств, генераторов на биениях в системах с несу-
щими и т. д. В настоящее время эти генераторы в значительной мере заменены
новыми типами генераторов, но все же представляют собой лучшие типы одно-
лампового лабораторного перестраиваемого генератора звуковых и низких
радиочастот.
Резонансные контуры генераторов звуковых частот. Резонансные кон-
туры на звуковых частотах содержат обычно бумажный или слюдяной кон-
денсатор и катушку индуктивности с железным сердечником. Если контур
генератора должен перестраиваться в широком диапазоне частот, то емкость
контура обычно представляет собой декадный магазин емкостей, состоящий
из фиксированных конденсаторов емкостью 0,001 мкф и переменного
конденсатора с воздушным диэлектриком емкостью 0,0011 мкф.
£ 6. Лабораторные генераторы радиочастоты с обычными резонансными контурами 421
Конструкция сердечника катушки индуктивности выбирается в соответ-
ствии с требованиями. Наилучшие результаты достигаются при использо-
вании сердечников, изготовленных из сплавов с высоким значением маг-
нитной проницаемости, например пермаллоя, супермаллоя, перминвара и т.д.
В этом случае, если сердечник изготавливается в виде тороида, спрессован-
ного из порошкового материала, может быть получено высокое значение
добротности контура, порядка 50—200 в широком диапазоне частот, начи-
ная от самых низких звуковых частот и кончая частотой 100 кгц, причем
значение индуктивности очень слабо зависит от величины намагничиваю-
щего тока, если последний невелик. Однако в большинстве случаев воз-
можно изготовление наборных сердечников из листов обычного трансфор-
маторного железа. Если такой сердечник индуктивности не слишком
мал, может быть достигнута добротность порядка 10—15 во всем диа-
пазоне звуковых частот. Основной недостаток применения сердечников
из трансформаторного железа заключается в том, что индуктивность
катушки в значительной степени зависит от напряженности магнитного
поля, так что точное значение резонансной частоты несколько зависи!
от амплитуды колебаний.
При использовании сердечников любого типа важно отсутствие под-
магничивания постоянным током. Следовательно, питание генераторов,
содержащих катушку индуктивности с железным сердечником, должно быть
параллельным.
§ 6. Лабораторные генераторы радиочастоты с обычными
резонансными контурами
Генераторы для частот ниже 200 мггц обычно содержат трехточечные
схемы с индуктивной или емкостной связью (схемы Хартли и Колпитца)
или схемы с контуром в анодной цепи и обратной связью в сеточной цепи
подобно схемам гетеродинов в обычных радиоприемных устройствах. Обычно
эти схемы работают в классе С. Основными преимуществами генераторо-в,
собранных по перечисленным схемам, являются простота настройки, ста-
бильность частоты, независимость частоты от нагрузки и простые требова-
ния к экранировке. Такие генераторы обеспечивают на радиовещательных
и более низких частотах непрерывное перекрытие диапазона частот поряд-
ка 3 : 1, однако на более высоких частотах диапазон перекрытия обычно
уже. Диапазон перекрываемых частот может быть расширен при исполь-
зовании сменных катушек индуктивности и переключателя диапазонов
типа, применяемого в диапазонных приемниках.
Генераторы радиочастот, применяемые для лабораторных исследо-
ваний, обычно хорошо экранируются. Благодаря этому к испытуемой схеме
энергия радиочастотных колебаний поступает почти исключительно через вы-
ходные клеммы генератора. Экранировка должна быть весьма надежной, так
как ее эффективность обычно не контролируется в процессе эксплуатации.
Стабильность частоты генераторов1). Высокая степень стабильности
генераторов радиочастотных колебаний необходима для того, чтобы избе-
жать чрезмерного отклонения частоты генератора в процессе работы,
а также для сохранения точности калибровки. Стабильность частоты
генератора в основном определяется следующими четырьмя факторами:
1) колебательная система генератора должна обладать низким температур-
ным коэффициентом частоты; 2) схема должна быть сконструирована так,
х) Более подробно по этому вопросу, в частности о температурном коэффициенте
резонансной частоты, см. [19—23].
428
Гл. 12. Лабораторные генераторы
чтобы значение генерируемой частоты определялось, в первую очередь,
элементами резонансного контура и, во вторую очередь, параметрами лампы;
3) должна быть обеспечена независимость частоты генератора от нагрузки,
4) должен использоваться стабилизированный источник питания для под-
держания напряжений на электродах ламп постоянными.
Низкий температурный коэффициент частоты может быть достигнут
при соответствующем выборе катушки индуктивности и конденсатора кон-
тура в сочетании со специальной емкостной температурной компенсацией
для корректировки температурного коэффициента частоты [24]. Серьезной
проблемой при этом является влияние межэлектродных емкостей лампы.
Межэлектродные емкости лампы входят в общую емкость схемы, опреде-
ляющую резонансную частоту, и подвергаются температурному влиянию
при разогреве лампы в процессе работы. В связи с этим желательно,
чтобы при работе генератора мощность, рассеиваемая на электродах, была
постоянной. Кроме того, желательно применять резонансные контуры с кон-
денсатором большой емкости, так как в этом случае межэлектродные
емкости лампы будут составлять лишь небольшую часть общей емкости
контура.
Для достижения высокой стабильности частоты генератора недостаточно
обеспечить только низкое значение температурного коэффициента на резо-
нансной частоте. Необходимо в то
Фиг. 316. Трехточечная схема гене-
ратора (схема Хартли), рассчитанная
же время, чтобы частота колебаний по воз-
можности определялась главным образом
резонансным контуром и как можно мень-
ше зависела от сопротивлений в анодной
и сеточной цепях и от межэлектродных
емкостей лампы. Наиболее важным об-
стоятельством, определяющим получение
такого результата, является создание
резонансного контура с наиболее высоким
эффективным значением добротности. Это
может быть достигнуто в резонансном кон-
туре с низким отношением величин индук-
тивности и емкости; может быть также
применена индуктивность большой вели-
чины, но лампа генератора должна быть
на уменьшение влияния лампы гене- подсоединена только к части резонансного
ратора на генерируемую частоту. контура, как это показано на фиг. 3161).
В том или ином случае достигается
уменьшение влияния емкости и сопротивлений лампы генератора на зна-
чение резонансной частоты, особенно если применяется высокодобротная
катушка и блок конденсаторов.
В лабораторных генераторах, подобных описанным выше, сеточное
смещение обычно достигается включением в сеточную цепь сопротивле-
ния, шунтированного емкостью (гридлика). Наибольшая стабильность частоты
достигается при использовании в цепи сетки как можно более высокоомного
сопротивления, при котором еще не возникает прерывистая генерация
колебаний, так как уменьшается сеточный ток, а следовательно, сни-
жается шунтирующее действие лампы.
х) В этой схеме емкости Сх и С2 значительно больше емкости настроечного конден-
сатора С3; в этом случае лампа в очень малой степени нагружает контур. Эффективное
значение добротности контура приближается достаточно точно к ее истинному значению.
Кроме того, емкости лампы оказывают очень малое влияние на значение резонан-
сной частоты, так как их величина мала по сравнению с емкостями и С2, которые ве-
лики по сравнению с емкостью С3. Дальнейшие сведения об устройствах этого типа
см. в работах [25—27].
§ 6. Лабораторные генераторы радиочастоты с обычными резонансными контурами 429
Экспериментальное исследование также показывает, что стабильность
частоты генератора может быть повышена, если свести к минимуму токи
гармонических составляющих, текущие в анодной и сеточной цепях,
а также при выборе таких параметров схемы, которые обеспечивают высо-
кое эффективное значение добротности, что приведет к уменьшению на-
пряжений гармонических составляющих, развиваемых на импедансе
контура.
Известно, что реактивное сопротивление соответствующей величины
и знака, включенное последовательно в цепь сетки или в цепь анода, иногда
улучшает стабильность частоты при изменении анодного напряжения
лампы [28]. Благодаря этому в цепь сетки генератора высокой частоты
часто включается конденсатор, величина которого выбрана из условий
получения максимальной стабильности частоты. Однако практическая
трудность применения для этой цели реактивного сопротивления заклю-
чается в необходимости его регулировки каждый раз после изменения
частоты генератора. Компенсирующие реактивные сопротивления для по-
вышения стабильности частоты употребляются в основном на очень высо-
ких частотах.
Если важна стабильность частоты генератора, то его следует полностью
изолировать от нагрузки, в которой выделяется мощность радиочастоты.
Фиг. 317; Схема генератора с электронной связью.
Обычная трехточечная схема с заземленным анодом.
В противном случае изменения величины нагрузки будут изменять величину
вносимых в контур генератора сопротивления и реактивности и соответ-
ственно изменять его частоту. Требуемая изоляция генератора может быть
достигнута применением усилителя мощности, возбуждаемого колебаниями
генератора, в сочетании с соответствующими мерами фильтрации и экра-
нировки.
Кроме того, возможна комбинация генератора и усилителя мощности
в одной лампе—тетроде или пентоде—путем создания усилителя с эле-
ктронной связью, как это показано на фиг. 317. Здесь катод, управля-
ющая и экранирующая сетки образуют триодный генератор, причем
экранирующая сетка является анодом в схеме с заземленным анодом.
Экранирующая сетка перехватывает только часть электронов, однако их
оказывается достаточно для поддержания колебаний. Остальные электроны,
образующие большую часть тока, проходят сквозь экранирующую сетку,
достигают анода и образуют анодный ток, протекающий через анодную
нагрузку, в которой и выделяется мощность. Таким образом, анодный
ток управляется генераторной частью лампы. Однако вследствие того,
что анодный ток в пентоде не зависит от анодного напряжения, а следова-
тельно, и от импеданса анодной нагрузки, реакция нагрузки на генератор-
ную часть лампы либо очень мала, либо вообще отсутствует. Эта схема
430
Гл. 12. Лабораторные генераторы
носит наименование схемы с электронной, связью, так как генератор и выход-
ная часть схемы связаны между собой только электронным потоком.
Генераторы, работающие в классе А с автоматической регулировкой
амплитуды. Применение в качестве генератора обычной трехточечной схемы,
работающей в классе А, а не в классе С, как обычно, с автоматической
регулировкой амплитуды колебаний имеет серьезные преимущества [29, 30].
Типовая схема такого устройства приведена на фиг. 318. Здесь генератор,
собранный по трехточечной схеме, работает с постоянным сеточным смеще-
нием^ такой величины, что для колебаний малой амплитуды лампа работает
как усилитель класса А. На диод Vx подано смещение задержки меньше
напряжения Ес. Если пиковое значение генерируемых колебаний таково,
что, приложенное к диоду, оно превышает напряжение задержки Ех, то через
Дроссель
модулирующего напряжения
Фиг. 318. Трехточечная схема генератора с простейшей
цепью автоматической регулировки амплитуды.
дйод будет протекать ток. Этот ток образует на цепочке RC падение напря-
жения, являющееся дополнительным отрицательным смещением на упра-
вляющей сетке лампы. Это дополнительное отрицательное смещение уменье
шает крутизну характеристики генераторной лампы и препятствует, таким
образом, дальнейшему возрастанию амплитуды колебаний. При соответ-
ствующем расчете схемы можно добиться установления колебаний доста-
точно малой амплитуды, соответствующей работе в классе А на линейном
участке характеристики лампы и в отсутствие сеточного тока1).
Работа обычных генераторов в режиме класса А характеризуется неза-
висимостью частоты от характеристик ламп и йапряжений на электро-
дах. Объясняется это тем, что лампа работает как линейное устройства
в отсутствие гармоник и при максимально возможной для возбуждения
колебаний анодной нагрузке.
х) Эффективность схемы управления амплитудой колебаний может быть увеличена при'
усилении радиочастотных колебаний перед подачей их на диод. Такая схема имеет также
и то преимущество, что в этом случае ток, протекающий через диод, создается за счет
дополнительного усилителя, а не генератора.
В генераторах, снабженных подобной схемой управления амплитудой, иногда воз-
никает внутренняя модуляция генерируемых колебаний. Это явление объясняется
самовозбуждением в цепях с отрицательной обратной связью и описано в работе [8].
§ 6. Лабораторные генераторы радиочастоты с обычными резонансными контурами 431
Амплитудная и частотная модуляция генераторов радиочастоты.
В обычных лабораторных генераторах, работающих в классе С, где допу-
стима незначительная частотная модуляция, амплитудная модуляция может
быть получена путем анодной модуляции генератора. В случае применения
генератора по схеме с электронной связью он может модулироваться по экра-
нирующей сетке. При анодной модуляции необходимо, чтобы реактивное
сопротивление емкости в цепи сетки на наивысшей модулирующей частоте
было не меньше сопротивления гридлика. Только в этом случае может быть
получена модуляция без искажений с постоянным коэффициентом моду-
ляции для данного напряжения модулирующей частоты и не зависящим»
от ее значения.
Если нужно получить амплитудную модуляцию, свободную от
частотной модуляции, необходимо использовать схему с посторонним'
возбуждением (задающий генератор—усилитель мощности) и модулиро-
вать при этом усилитель. Анодная модуляция в таких системах оказы-
вается неудовлетворительной, так как весьма критично зависит от величины
анодной нагрузки. Наиболее часто применяется в этом случае сеточная
модуляция, хотя максимальный коэффициент модуляции, достигаемый
при этом в маломощных системах без искажений огибающей модулирован-
ного колебания, равен примерно 80%.
Амплитудная модуляция генераторов типа, показанного на фиг. 318г
может быть легко получена, если приложить модулирующее напряжение
последовательно с смещением задержки как это показано. Величина
стабилизируемой амплитуды радиочастотных колебаний изменяется с изме-
нением величины смещения задержки, образуемого модулирующим
напряжением. В этом случае возможно получение высококачественной
амплитудной модуляции, особенно если система стабилизации амплитуды
включает усилитель. Паразитная частотная модуляция, сопровождающая
амплитудную модуляцию генераторов класса А этого типа, весьма мала
и лежит в пределах стабильности частоты самого генератора.
Частотная модуляция лабораторных генераторов обычно достигается
путем использования реактивных ламп, изменяющих значение резонансной
частоты колебательной системы генератора. Практически осуществление
частотной модуляции для лабораторных генераторов не представляет
затруднений.
Реактивные лампы для получения частотной модуляции могут быть
использованы в генераторах радиочастоты всех типов, использующих резо-
нансные контуры, включая трехточечные схемы генераторов и т. д.,незави-
симо от того, работают ли они в классах А, или С. Это объясняется тем,
что частота генерации в этих случаях определяется резонансной частотой
колебательных систем, а действие реактивной лампы заключается в изме-
нении резонансной частоты в соответствии с напряжением модулирующего
сигнала, подводимого к реактивной лампе.
Свип-генераторы. Радиочастотные генераторы для лабораторных испы-
таний снабжаются часто устройством для свипирования частоты, т. е. перио-
дического изменения частоты в некотором диапазоне. Такие свип-генераторы
используются обычно при снятии частотных характеристик, наладке усили-
телей высокой и промежуточной частот и т. д., а также являются необходи-
мой частью спектроанализаторов.
Свип-генераторы представляют собой частотно-модулированные генера-
торы с особым режимом модуляции. Модулирующая частота относительно
низка, а девиация частоты достаточно велика. Например, для испытания
радиовещательных приемников необходимо изменение частоты в пределах
± 10 кгц с частотой 50 гц или менее. В таких устройствах энергия колебаний
432
Гл. 12. Лабораторные генераторы
генератора в каждый данный момент времени должна быть сконцентри-
рована в синусоидальном колебании с частотой, соответствующей модули-
рующему колебанию в данный момент времени. Весьма желательно, чтобы
амплитуда этих колебаний была существенно постоянной при изменении
частоты; в случае необходимости для этого может быть применена система
автоматической регулировки амплитуды.
Большинство свип-генераторов использует для изменения частоты
реактивные лампы1).
Реактивная лампа может управляться по желанию синусоидальным
пилообразным или треугольным напряжением. Пиковое значение этого
напряжения определяет диапазон изменения частоты, а частота модулирую-
щего напряжения определяет частоту свипирования. Это управляю-
щее (модулирующее) напряжение может быть использовано в качестве гори-
зонтально отклоняющего напряжения в осциллографе или же для син-
хронизации его горизонтальной развертки. Если частота модулирующего
напряжения равна 50 гц, то часто применяется простейший фазовращатель
для обеспечения наложения прямого и обратного ходов развертки.
//.-v. управляющее
напряжение
Фиг. 319. Блок-схема устройства с использованием свип-генератора, состоящего
из генератора на биениях, включающего частотно-модулированный генератор
«фиксированной частоты».
Величина девиации частоты, выраженная в герцах и соответствующая
данному напряжению модулирующего сигнала, меняется при изменении
средней частоты генератора. Эта трудность может быть устранена при полу-
чении средней частоты в виде биений частот двух генераторов. При этом
должен модулироваться генератор «фиксированной» частоты. Подобное устрой-
ство показано на фиг. 319 и широко применяется во многих лабораторных
генераторах. В этой схеме при модуляции генератора «фиксированной» частоты
в диапазоне ± 10 кгц с частотой 50 гц разностная частота на выходе системы
х) Другим типом свип-генератора является генератор с подстроечным конденсатором
(триммером), механически вращаемым от мотора. Описание практических устройств
различных типов для свип-генераторов см. в работе [31].
Совершенно иной тип свип-генератора с применением генератора с фазосдвигающей
цепью описан в работах [16, 32, 33]. Сконструированы также свип-генераторы, ис-
пользующие настроечную индуктивность с ферритовым сердечником; частота при этом
изменяется за счет изменения насыщения магнитного сердечника током от вспомогатель-
ной обмотки. Пример такой системы описан в работе [34].
$ 7. Другие типы генераторов
433
также будет изменяться в диапазоне ± 10 кгц с частотой 50 гц независимо
от значения частоты биений. Если средняя частота, генерируемая такой
системой, соответствует радиовещательному или коротковолновому диа-
пазонам, то могут использоваться генераторы обычного типа. Однако если
средняя частота должна быть достаточно высокой, порядка 50 мггц
или выше, а также если требуется свипирование частоты в очень ши-
роком диапазоне, например от 10 до 50 мггц, необходимо в качестве
генераторов использовать отражательные клистроны и изменять частоту
генератора, подавая на отражательный электрод клистрона модулиру-
ющее напряжение1).
§ 7. Другие типы генераторов
Генераторы с резонансными контурами, стабилизированные мостовой
схемой 2). Типовая схема генератора с резонансным контуром, стабилизиро-
ванного мостовой схемой, иллюстрируется фиг. 320. Это устройство анало-
гично реостатно-емкостному генератору, стабилизированному мостовой
схемой и изображенному на фиг. 310, с тем лишь отличием, что здесь
Фиг. 320. Генератор, стабилизированный мостовой схемой,
с использованием в качестве элемента, задающего частоту,
последовательного резонансного контура.
мостовая схема содержит три сопротивления, одно из которых (/?4)
является лампой накаливания, а четвертое плечо представляет собой после-
довательный резонансный контур Сопротивления Rv R2 и Т?4
выбраны такой величины, чтобы на резонансной частоте последовательного
контура R^C^ когда его сопротивление равно R19 мостовая схема была
сбалансирована, если бы сопротивление Т?4 было несколько больше.
Амплитуда колебаний стабилизируется на таком уровне, при котором ток,
протекающий через лампу накаливания, поддерживает величину ее сопро-
тивления /?4 такой, что мостовая схема близка к балансу.
Если усилитель имеет большой коэффициент усиления и вносит пре-
небрежимо малый фазовый сдвиг, то частота колебаний будет точно опре-
деляться последовательным колебательным контуром. Частота, а также
амплитуда колебаний в этом случае не зависят от таких параметров усилителя.
г) Пример подобного устройства дан в работе [35].
2) По этому вопросу см. [7, 36].
28 ф. Термен и Дж. Петтит
434
Гл. 12. Лабораторные генераторы
как точное значение коэффициента усиления, определяемого в свою оче-
редь напряжениями на электродах ламп, старениями ламп и т. д., однако
работа схемы требует весьма высокой добротности резонансного контура.
При определенных условиях колебания, генерируемые схемой, стаби-
лизированной мостом, могут подвергнуться внутренней модуляции. Это может
быть вызвано несоответствием постоянных времени цепей усилителя оптималь-
ному значению и возникающими при этом фазовыми сдвигами огибающей.
Этот эффект аналогичен возникновению колебаний в системах с обратной
связью при несоответствующем выборе элементов схемы. Устранение этого
эффекта может быть достигнуто при выборе элементов схемы таким обрат
зом, чтобы предотвратить возникновение нежелательной положительной
обратной связи [8].
Схемы генераторов, стабилизированных мостом, находят широкое
применение при создании кварцованных генераторов, в которых резонанс-
ным элементом является кристалл кварца. Однако устройства, использую-
щие обычный АС-контур, обладают тем достоинством, что частота генери-
руемых колебаний определяется только резонансным контуром. Кроме того,
форма колебаний получается очень хорошей, так как схема ограничения
амплитуды допускает использование усилителей класса А.
Генераторы, стабилизированные мостовой схемой, могут использоваться
на звуковых и радиочастотах, причем необходимо только, чтобы усилитель
(резонансный или апериодический) обладал необходимым коэффициентом
усиления и по возможности малыми фазовыми искажениями. Генератор
с резонансным контуром, стабилизированный мостовой схемой, наиболее
удобен для использования на фиксированной частоте или же в узком диа-
пазоне частот
При работе в широком диапазоне частот существенно изменяется
сопротивление резонансного контура. Вследствие этого требуется измене-
ние одного из сопротивлений (Т?2 или /?3) моста, так как мостовая схема
не должна быть сильно разбалансирована.
Двухполюсные генераторы. Если параллельно резонансному контуру
включить отрицательное сопротивление, величина которого по абсолют-
ному значению меньше величины резонансного сопротивления контура,
то в схеме возникнут колебания, амплитуда которых будет увеличиваться
Фиг. 321. Различные типы генераторов с отрицательным сопротивлением.
а—двухполюсный генератор; б—динатронный генератор; в—транзитронный генератор.
до тех пор, пока не будет ограничена криволинейным участком характери-
стики лампы или другим устройством автоматической регулировки ампли-
туды. Подобное устройство, иллюстрируемое схематически фиг. 321,а,
называется двухполюсным генератором, поскольку к индуктивности и емко-
сти генератора подходят лишь два конца.
В качестве отрицательных сопротивлений в генераторе могут быть
использованы различные устройства [37, 38]. Обычным устройством такого
$ 7. Другие типы генераторов
435
типа является динатронный генератор, изображенный на фиг. 321, б, у кото-
рого участок анод—катод представляет собой отрицательное сопротивление
в результате вторичной эмиссии с анода, при условии, что напряжение на
экранирующей сетке больше напряжения на аноде1)-
На фиг. 321, в представлена другая схема генератора с отрицательным
сопротивлением, в качестве которого используется транзитронный генера-
тор на многосеточной лампе [40]. Как в схеме динатронного, так и в схеме
транзитронного генераторов величина отрицательного сопротивления может
изменяться путем изменения напряжения смещения на управляющей сетке
лампы.
Отрицательное сопротивление также может быть получено при исполь-
зовании двухкаскадного усилителя с обратной связью. Например, на
фиг. 322, а схема между клеммами х-х в результате обратной связи, вноси-
мой сопротивлением R19 представляет собой отрицательное сопротивление^
Двухкаскадуый усилитель
Фиг. 322. Двухполюсные генераторы с использованием двухкаскадных усилителей.
а—двухкаскадная схема с анодной связью; б—двухкаскадная схема с катодной связью.
6
Величина этого отрицательного сопротивления прямо пропорциональна
величине И1 и обратно пропорциональна коэффициенту усиления двух-
каскадного усилителя. Таким образом, величина отрицательного сопроти-
вления может изменяться при изменении R19 так как для всех значений RT
его величина может быть сделана существенно независимой от характеристик
усилителя вследствие наличия отрицательной обратной связи, вносимой
сопротивлениями Т?2 и 7?3, стабилизирующими коэффициент усиления [1,41].
Иной метод получения отрицательного сопротивления при использовании
двухкаскадного усилителя иллюстрируется фиг. 322, б [42—45]. Здесь
используется катодная связь, и величина отрицательного сопротивления
определяется величиной сопротивления связи R.
В схемах двухполюсных генераторов, показанных на фиг. 321 и 322,
стабильность частоты выше, а форма колебаний лучше, если система отре-
гулирована так, что амплитуда колебаний очень мала. Наилучшие условия
работы схемы могут быть получены при использовании автоматической
регулировки амплитуды, какого-либо ограничивающего устройства или же
ручной регулировки величины отрицательного сопротивления до величины s
соответствующей моменту возникновения колебаний.
Преимущество двухполюсных генераторов заключается в том, что они
имеют только два соединения с резонансным контуром, причем один из них;
может находиться под потенциалом земли. Однако эти схемы имеют тот.
недостаток, что применение обычных резонансных цепей вызывает изменение?
г) Подробное рассмотрение устройств, представляющих собой отрицательное со--
противление, и особенно описание их работы на высоких частотах, приведены в работа [39] 1.
2.8*
436
Гл. 12. Лабораторные генераторы
величины отрицательного сопротивления при изменении генерируемой
частоты. В результате подобные генераторы требуют введения ручной
регулировки отрицательного сопротивления или же введения автома-
тической регулировки амплитуды, если перекрывается широкий диапа-
зон частот.
Фиг. 323. Простейший метод генерации пе-
ременного напряжения очень низкой частоты.
Генерирование очень низких частот. Реостатно-емкостные генераторы
с плавной регулировкой частоты могут обеспечить генерирование сигналов,
начиная от частоты порядка х/4 гц. Более низкие частоты могут быть полу-
чены при использовании в реостатно-емкостных генераторах или генераторах
с фазосдвигающими цепями фиксированного конденсатора, облачающего
малой утечкой (например, конденсатора со слюдяными или полистереновыми
диэлектрик ами).
Возможно также получение очень низких частот от устройства, содер-
жащего два раздельных генератора звуковых частот, колебания которых
подводятся к смесителю для полу-
чения разностной частоты, равной
небольшим долям герца. В таком
устройстве следует обратить вни-
мание на предотвращение возмож-
ности синхронизации одного ге-
нератора другим. Кроме того,
смесительное устройство должно
быть спроектировано таким обра-
зом, чтобы обеспечить минималь-
ное искажение формы колебаний.
Наилучшим является смеситель
с квадратичной характеристикой,
в котором одно из подводимых
напряжений обладает значитель-
ной амплитудой, в то время как
амплитуда другого колебания
мала.
Совершенно иной метод получения низких частот схематически показан
на фиг. 323. Здесь к концам пластины из материала, обладающего значи-
тельным сопротивлением, приложено постоянное напряжение. Два кон-
такта, расположенные на поверхности этой пластины, вращаются вокруг
некоторой оси, как это показано на фигуре. Разность потенциалов между
этими контактами при их вращении изменяется по синусоидальному закону,
причем частота получаемого напряжения между контактами пропорцио-
нальна угловой скорости вращения. Частота колебаний может таким обра-
зом изменяться при регулировании скорости вращения мотора и достигать
любых низких значений. Максимальное значение частоту, которое может
быть получено от такого устройства, равно приблизительно 20 гц и практи-
чески ограничено осуществлением трущихся контактов1).
• Колебания очень низкой частоты (0,02—0,1 гц) могут быть получены
при использовании температурной постоянной времени термистора, что
эквивалентно индуктивному сопротивлению [47]. Синусоидальные колеба-
ния этой частоты могут быть получены также при использовании прямо-
угольного напряжения, которое после интегрирования принимает тре-
угольную форму желаемой частоты. Это треугольное напряжение при
помощи фильтра или какого-либо нелинейного устройства может быть пре-
образовано в синусоидальное [48, 49].
х) Такой низкочастотный генератор описан в работе [46].
$ 7. Другие типы генераторов
437
Частотная модуляция звуковых генераторов. Частотная модуляция
звуковых генераторов может осуществляться несколькими способами. Один
из них заключается в получении звуковой частоты при помощи гетеродини-
рования, причем генератор постоянной частоты, входящий в данную систему,
модулируется по частоте посредством реактивной лампы (см. фиг. 319);
Полученная таким путем в высокочастотном генераторе девиапия частоты
порядка ±500 гц вызывает аналогичную девиацию такого же порядка
в генераторе звуковой частоты. Этот метод выгоден тем, что данное модули-
рующее напряжение всегда вызовет в звуковом генераторе одну и ту жё
частотную девиацию независимо от значения звуковой частоты1).
Другой способ частотной модуляции состоит в применении показанного
на фиг. 311, а генератора с фазосдвигающей цепью. Одно или несколько
сопротивлений R заменяется при этом внутренним сопротивлением (или
сопротивлениями) триода (или триодов). Частотная модуляция достигается
подведением модулирующего напряжения к управляющей сетке триода
(или триодов), в результате чего изменяется внутреннее сопротивление,
а следовательно—генерируемая частота [51—53]. Разновидность этого спо-
соба заключается в применении генератора с реостатно-емкостной настрой-
кой (см. фиг. 309, а), ив подключении реактивной лампы параллельно
с конденсатором С2. Реактивная лампа служит в этом случае для изменений
емкости в соответствии с модулирующим напряжением, чем в свою очередь
соответственно изменяется и генерируемая частота. В генераторе звуковой
частоты с настроенным контуром частотная модуляция может быть достиг-
нута путем применения реактивной лампы в целях изменения емкости
соответственно модулирующему напряжению.
Многофазные генераторы. Некоторые системы генераторов построены
таким образом, что многофазное напряжение выделяется ими непосред-
ственно. На фиг. 312 напряжения на трех конденсаторах С соответствуют
Полуволновая искусственная
линия передачи
I
I
импеданс
Фиг. 324. Двухфазный генератор, состоящий из усилитель-
ной лампы, входная и выходная цепи которой соединены
между собой посредством полуволновой искусственной линии,
состоящей из двух четвертьволновых отрезков, соединенных
последовательно.
напряжениям трехфазной системы при условии идентичности трех отдель-
ных звеньев. Если вместо трех применяются четыре идентичных звена,
то напряжения, получаемые в четырех лампах, соответствуют четырем
х) Пример такого генератора описан в работе [50]. : 1
438
Гл. 12. Лабораторные генераторы
напряжениям четырехфазной системы. Напряжение, получаемое с каких-
либо двух ламп этой системы, соответствует двум напряжениям двухфазной
системы1).
На фиг. 324 показан двухфазный генератор иного вида. Здесь анод
лампы соединен с управляющей сеткой той же лампы посредством искус-
ственной линии, нагруженной на волновое сопротивление и состоящей из
двух участков, каждый длиной в х/4 волны. Поскольку длина всей линии
составляет половину длины волны, то этот метод обеспечивает сдвиг
фазы, необходимый для генерирования. Однако поскольку длина каждой
из секций составляет х/4 длины волны, напряжение в точке b сдвинуто
на 90° по фазе относительно напряжения в точках а или с. Таким образом, эта
схема обеспечивает возможность получения двухфазного напряжения [55]* 2).
Управление частотой осуществляется одновременным регулированием трех
конденсаторов искусственной линии.
Двухфазное напряжение может быть получено из однофазного путем
выбора надлежащей схемы. Простейшим устройством для получения
такого результата является реостатно-емкостный фазорасщепитель, показан-
ный на фиг. 325, а. Здесь однофазное напряжение подведено к последова-
тельно соединенным сопротивлению R и емкости С, в результате чего полу-
чаются два производных напряжения Ег и Ес, сдвинутых по фазе на 90°.
СТг? Ес
Однофазное | о \ Двухфазное
напряжение < с Г напряжение
Фиг. 325. Фазорасщепительные цепи.
а—реостатно-емкостный фазосдвигатель; б—широкополосный фазосдвигатель.
Если R и С подобраны таким образом, что при заданной частоте реактивное
сопротивление емкости С равно сопротивлению 7?, то оба напряжения Ес и Ег
будут также равны по величине и будут соответствовать фазовым напряже-
ниям симметричной двухфазной системы. Этот способ дает вполне удовле-
творительные результаты в тех случаях, когда требуется получить двух-
фазное напряжение при постоянной частоте. Если же частота меняется,
то необходимо соответственно изменять и величину элементов цепи фазо-
расщепителя, чтобы сохранить соответствующий сдвиг фаз.
Удовлетворительного расщепления фазы в весьма широком диапазоне
частот можно достичь применением более сложной схемы. Например, посред-
ством цепи, составленной из сопротивлений и емкостей (см. фиг. 325, б),
можно получить два производных напряжения, равных между собой по вели-
чине, с разностью фаз в пределах от 5 до 90° в диапазоне от 200 до 3000 гц.
Лучшие результаты могут быть получены при использовании более сложных
устройств [57—61].
т) Многофазные генераторы этого типа описаны в работе [54].
2) Эквивалентное, но совсем другое устройство, использующее резистивно-емкост-
ную цепь, описано в работе [56].
$ 8. Триодные генераторы для сверхвысоких частот
439
При помощи надлежащего трансформирующего устройства многофаз-
ное напряжение можно превратить в напряжение с другим количеством
фаз. Так, двухфазная система может быть преобразована в трехфазную
при помощи преобразователя Скотта, широко распространенного в силовых
установках с частотой 50 гц [62].
§ 8. Триодные генераторы для сверхвысоких частот1)
Если на сверхвысоких частотах в качестве генераторов используются
триодные лампы, то весьма большое значение приобретают индуктивность
вводов и межэлектродные емкосхи. Они ограничивают значение наивысшей
частоты, которая может быть получена при подключении резонансных кон-
туров к генератору* 2), а также в значительной степени изменяют соотноше-
ние напряжений и импедансов в контуре генератора.
На сверхвысоких частотах время, необходимое для пролета электрона
между катодом и анодом, уже не является пренебрежимо малым по сравне-
нию с периодом частоты. Это приводит к тому, что анодный ток отстает по
фазе от напряжения на управляющей сетке, а также вызывает дополни-
тельные потери энергии в цепи управляющей сетки даже при отсутствии
сеточного тока.
В результате триодные генераторы на сверхвысоких частотах должны
использовать специально сконструированные лампы, отличающиеся малыми
габаритами и малыми расстояниями между электродами. Уменьшение габа-
ритов снижает индуктивности вводов и межэлектродные емкости, а умень-
шение расстояний между электродами обеспечивает высокую крутизну,
несмотря на малые размеры самих электродов, а также уменьшает время
пролета электронов. Кроме того, лампы, предназначенные для сверхвысоких
частот, имеют вводы большого диаметра (и, следовательно, малую их индук-
тивность) и обладают такой конструкцией, при которой электроды лампы
соединяются непосредственно с внешним контуром. В некоторых случаях
применяются двойные выводы от одного и того же электрода. Примерами
ламп, специально предназначенных для сверхвысоких частот, являются
миниатюрные лампы, например 6J6 и 9002, лампы «жолуди»—955 и 6F4
и триоды—2С40 и 5767 с малыми межэлектродными расстояниями и плоско-
параллельными электродами.
Схемы триодных генераторов сверхвысоких частот. Для сверхвысоко-
частотных триодных генераторов обычно используются те же контуры, что
и для более низких частот. Однако при высоких частотах необходимо при-
нимать во внимание индуктивное сопротивление проводников и емкостное
сопротивление межэлектродных емкостей. Практически эти сопротивления
очень часто представляют собой наиболее существенные сопротивления
всей цепи. Таким образом, генераторы для сверхвысоких частот обычно
отличаются от генераторов низких частот как по конструкции, так и по
своим параметрам. Например, в маломощных генераторах сверхвысоких
частот иногда заземляют анод или управляющую сетку вместо того,
чтобы заземлять катод, как это делается обычно в генераторах низких
частот (фиг. 326).
х) Принципы работы триодных генераторов на сверхвысоких частотах описаны
в работах [63, 64].
2) Однако частоты выше резонансной, обусловленной индуктивностью вводов и
емкостью присоединенной лампы, могут быть получены путем использования последо-
вательно включенных настроечных конденсаторов [65].
440
Гл, 12. Лабораторные генераторы
В некоторых случаях ни один из электродов не заземляется. При этом:
потенциалы различных электродов но отношению к земле определяются
величинами межэлектродных емкостей лампы, а также емкостями электро-
дов различных частей схемы относительно земли. Пример такой схемьв
приведен на фиг. 327, в.
Фиг. 326. Схемы с анодным и сеточным контурами для случаев заземления
различных электродов.
а—заземленный катод; б—заземленная сетка; в—заземленный анод.
Наиболее распространенная схема сверхвысокочастотного настраивае-
мого лабораторного генератора малой мощности показана на фиг. 327, а.
Эквивалентная схема с учетом межэлектродных емкостей ламп и емкостей?
относительно земли показана на фиг. 327, б. Это схема Колпитца, в которой.
Настроечный конденсатор
(желательно с разрезным статором)
Настроечный конденсатор
Емкость лампы и распреде-
ленная емкость относительно*
Фиг. 327. Наиболее распространенные схемы генераторов сверхвысоких частот.
А—схема с заземленным катодом, Б—схема с незаземленным катодом.
а, в—принципиальные схемы; б, г—эквивалентные схемы.
соотношение переменных напряжений анод—катод и сетка—катод опреде-
ляется величинами паразитных емкостей Сг и С2 и емкостей лампы CPk и Cgk-
Основное достоинство этой схемы состоит в том, что здесь требуется только
одно приспособление для настройки и что от лампы к резонансному кон-
$ 8. Триодные генераторы для сверхвысоких частот
441
туру идут только два проводника. Такое устройство позволяет также
использовать для настроечного конденсатора разрезной статор и тем самым
избежать применения подвижных контактов.
Схема, приведенная на фиг. 327, а, часто модифицируется путем уста-
новки между катодом и землей высокочастотного дросселя, как это
показано на фиг. 327, в. Эквивалентная схема такого устройства дана
на фиг. 327, г. Соотношение между напряжениями анод—катод и сетка—
катод определяется здесь в основном соотношением CgklCPk и относительно
не зависит от емкостей и С2. Таким образом, действие обратной связи
определяется в данном случае самой лампой, а не близостью к земле
лампы или какой-либо части схемы. Опыт показывает, что лучший резуль-
тат при прочих равных условиях достигается при таких лампах, в которых
емкости сетка—анод и сетка—катод приблизительно равны.
Преимущество применения схемы с незаземленным катодом заключается в
том, что, поскольку отсутствует утечка тока из катода в землю, индуктивность
проводника, соединяющего ка-
тод с землей, не может оказы-
вать вредного воздействия на
работу генератора. Наоборот,
при применении схемы, пока-
занной на фиг. 327, а, в про-
воднике Lk, ведущем от катода
к земле, при сверхвысоких
частотах возникает значитель-
ное напряжение, вызывающее
нежелательные изменения в
работе схемы и могущее при-
вести даже к невозможности
генерирования на определен-
Ф и г. 328. Двухтактная схема генератора
с контурами в цепях анода и сетки.
ных частотах. .
В сверхвысокочастотных генераторах часто применяются двухтактные
схемы с резонансными контурами в сеточной и анодной цепях, как это
показано на фиг. 328. Преимуществом таких генераторов является их сим-
метричность относительно земли. Кроме того, поскольку межэлектродные
емкости двух ламп расположены последовательно, величина общей эффектив-
ной емкости, подключающейся к внешнему контуру, составляет половину
величины, которая имелась бы при одной лампе. Далее, поскольку с катода
на землю переменный ток не протекает, влияние индуктивности относительно
длинного проводника, соединяющего катод с землей, уменьшается и заме-
няется индуктивностью проводника, соединяющего два катода. При этом
обычно возможно расположить лампы так, чтобы индуктивность этого про-
водника была незначительной. Лучше всего этот эффект достигается, если
обе лампы поместить в один и тот же баллон и соединить катоды внутри
баллона.
Генераторы типа «батерфляй»1). На частотах в диапазоне 100—1000 мггц
резонансные контуры генераторов, показанных на фиг. 327, айв, обычно
выполняются по схеме типа «батерфляй».
Конструкция такого контура показана на фиг. 329. Резонатор состоит
из статорных и роторных пластин указанной на фигуре формы, соединенных
между собой таким‘же образом, как статорные и роторные пластины пере-
менного конденсатора с воздушным диэлектриком. На фиг. 330 показана
эквивалентная схема прибора, если смотреть на него от точек а—а. Эту схему
х) По этому вопросу см. [66—72].
442
Гл. 12. Лабораторные генераторы
можно считать параллельным резонансным контуром с высоким импедансом
в точках а—а. Сравнение фиг. 329 и 330 показывает, что С означает емкость
между одной из сторон статора и введенной в нее частью ротора. Две такие
емкости включены последовательно между точками а—а. Каждая из индук-
тивностей L на фиг. 330 аналогична индуктивности, соответствующей
одному витку aba на фиг. 329. Две такие индуктивности включены парал-
лельно между точками а—а.
Фиг. 329. Контур типа «батерфляй» при положениях ротора, соответствующих
настройке на низкие и высокие частоты.
а—высокочастотное положение; б—низкочастотное положение; в—разрез.
Ф и г. 330. Эквивалентная
схема контура типа
«батерфляй».
Изменение положения ротора контура вызывает изменение как индук-
тивности, так и емкости эквивалентной резонансной системы. Таким образом,
если ротор контура переместить из положения для низкой частоты
<(см. фиг. 329, б) в положение для высокой частоты (см. фиг. 329,а), то в резуль-
тате снизятся и емкость С и индуктивность L.
Емкость С между ротором и статором снизится
потому, что пластины теперь лишь слегка
входят одна в другую, а индуктивность—по-
тому, что в новом положении пространство,
доступное для прохода линий магнитного потока
в кольце aba, теперь меньше, чем в поло-
жении Ь.
Частотный диапазон, который может быть
перекрыт этим контуром, очень велик, потому
что и индуктивность и емкость меняются одно-
временно. Применением резонатора надлежащей
конструкции можно получить коэффициент
перекрытия по частоте, равный 5:1. Кон-
тур обладает достаточно высокой доброт-
ностью Q, хорошей механической стабильностью и не имеет скользящих
контактов. В силу этих данных контур типа «батерфляй» представляет
собой наиболее желательную форму резонансного контура на часто-
тах порядка 100—1000 мггц. Для более высоких частот этот контур непри-
меним. На низких частотах достаточно удовлетворительно работают иные
конструкции.
Колебательный контур типа «батерфляй» обычно включается по схеме,
показанной на фиг. 327, в. Анод и сетка лампы присоединяются к точкам а—а,
показанным на фиг. 329, а анодный дроссель подключается к какой-либо
точке статора, например к точке с. Поскольку контур не имеет заземления,
$ 9. Триодные генераторы с отрезками длинных линий в качестве резонансных систем 443
его статор монтируется на керамическом стержне, а ротор снабжен керами-
ческой осью. Связь с колебательным контуром может быть осуществлена
посредством витка, расположенного вблизи точки b и ориентированного
в направлении магнитного поля, возбужденного током, идущим по плечу Ь.
§ 9. Триодные генераторы с отрезками длинных линий
в качестве резонансных систем
На частотах выше 100 мггц вместо контуров с сосредоточенными посто-
янными часто применяются отрезки линий. Такие линии имеют сравни-
тельно высокую добротность Q и могут иметь очень большое резонансное
сопротивление. Особенно хорошо с конструктивной точки зрения осуще-
ствляются контуры на параллельных линиях.
Недостаток контуров на отрезках линий заключается в том, что для
изменения резонансной частоты линии обычно приходится использовать
скользящие контакты1). Очевидно, что такие линии неудобны для использо-
вания на низких частотах, поскольку длина их обратно пропорциональна
частоте. Правда, это неудобство может быть в какой-то степени устранено
путем устройства спиральной линии, но это усложнит конструкцию, осо-
бенно в части ее настройки.
Генераторы с контурами из отрезков параллельных линий* 2). В генера-
торах с контурами из отрезков параллельных линий каждый из настроенных
контуров колебательной системы представлен двухпроводной линией,
рабочая длина которой регулируется при помощи замыкающего стержня,
чем обеспечивается получение четвертьволнового резонансного отрезка.
При этом индуктивность проводников и межэлектродная емкость лампы
рассматриваются как части настроенной линии.
Примеры таких генераторов показаны на фиг. 331. Схема фиг. 331, а
подобна схеме, приведенной на фиг. 327, в, за исключением того, что ком-
бинация катушки и конденсатора LC заменена здесь настроенной линией,
а в анодной цепи отсутствует высокочастотный дроссель.
Следует отметить, что индуктивности проводников и межэлектродные
емкости лампы действуют как нагрузка на зажимах длинной линии. Для
получения определенной частоты колебаний замыкающий стержень уста-
навливается в такое положение, при котором линия, нагруженная реактив-
ными сопротивлениями лампы, дает четвертьволновой резонанс.
Некоторые сверхвысокочастотные триодные лампы имеют двойные выводы
сетки и анода. При использовании таких ламп схему фиг. 331,а можно при-
вести к виду, показанному на фиг. 331,6. Здесь лампа помещена в центре
полуволновой линии и половина межэлектродной емкости лампы может рас-
сматриваться как связанная с каждым из четвертьволновых участков этой
линии. Это наполовину снижает нагрузочный эффект емкости лампы по
сравнению со схемой, показанной на фиг. 331,а, и позволяет таким образом
получить настройку на более высоких частотах. Недостаток этой схемы за-
ключается в том, что для нее требуется применение двух регуляторов
настройки вместо одного. Однако если диапазон настройки частоты узок, то
можно установить один регулятор в оптимальном для середины диапазона
положении и больше не переставлять его, тогда как другой замыкающий
стержень останется подвижным.
г) Конечно, можно использовать неконтактные плунжеры такого типа, какие при-
меняются для отражательных клистронов, показанных на фиг. 343, но это усложняет
конструкцию и вызывает проблемы механического порядка.
2) По этому вопросу см. [67].
444
Гл, 12, Лабораторные генераторы
На фиг. 331,в показан типовой двухтактный генератор с контурами в ви-
де параллельных линий. Эта схема во всех отношениях аналогична соответ-
ствующей схеме, показанной на фиг. 328, с той лишь разницей, что здесь на-
строенный контур с сосредоточенными постоянными заменен резонансным
отрезком линии. Могут существовать также и такие схемы двухтактных гене-
раторов с параллельными линиями, как схема с заземленным анодом или
схема с двумя вводами.
Линии, используемые в генераторах, будут обладать наивысшей доброт-
ностью, если диаметр проводников будет настолько большим, насколько
это позволяют токи и мощность, и если отношение расстояния между
центрами двух проводников к радиусу каждого из проводников будет
равно 3,6. Дальнейшее увеличение добротности контура может быть достиг-
нуто, если поместить генератор в экран. Этим будут снижены потери на
излучение открытой линии, которые на высоких частотах могут быть весьма
значительными. Кроме того, экранировка генератора сведет к минимуму
поля рассеяния и обеспечит отвод энергии от генератора только через
выходные клеммы.
Фиг. 331. Схемы генераторов с колебательными системами в виде отрезков
параллельных линий.
а—параллельная линия (эквивалентная фиг. 327, в); б—схема а, модифицированная для
лампы с двумя выводами; в—параллельная линия (эквивалентная фиг. 328).
Обычно выход генератора с параллельными линиями обеспечивается
подключением отвода к настроенной линии (или к анодной линии при схеме
с резонансными контурами в сеточной и анодной цепях) [67]. Если необхо-
димо применить выходной контур, симметричный по отношению к земле,
то его можно связать с магнитным полем вблизи от замкнутого концз
линии, как это показано на фиг. 331,в. Очевидно, что при такой схеме
необходимо иметь возможность изменять положение секции связи, поскольку
положение замыкающего стержня на генераторе изменяется при настройке
генератора. Можно осуществить симметричную связь с анодной линией кон-
дуктивно, или через конденсаторы.
Если выходная мощность должна передаваться в нагрузку, несимме7
тричную по отношению к земле, например в коаксиальный кабель, то
можно прибегнуть к трансформатору для перехода от симметричной к
несимметричной цепи в сочетании с симметричной системой связи. Кроме того,
можно применять кондуктивную или емкостную связь с одним из проводоц
параллельной линии. .
$ 9. Триодные генераторы с отрезками длинных линий в качестве резонансных систем 445
Триодные генераторы с коаксиальными колебательными системами1).
Резонансные системы на коаксиальных линиях обладают более высокой
добротностью, нежели контуры с использованием отрезков параллельных
линий. Кроме того, при использовании коаксиальных контуров в генерато-
рах на специальных триодах типа маячковых ламп* 2) могут быть получены
Фиг. 332. Типовая конструкция маячковой лампы (триода
с параллельными электродами).
колебания с частотой значительно более высокой, чем в генераторах на три-
одах всех других типов; мощность коаксиальных генераторов достигает
величины порядка 1 вт на частотах, превышающих 4000 мггц.
Типовая конструкция маячковой лампы иллюстрируется фиг. 332.
Рабочие поверхности электродов—анода, управляющей сетки и катода—парал-
лельны. Выводы этих электродов в отличие от обычных выполнены в виде
металлических дисков, как это изображено на фигуре. Такая конструкция
уменьшает индуктивность выводов и обеспечивает удобство сопряжения
лампы с коаксиальными контурами.
Обычная конструкция генератора на маячковой лампе с коаксиальными
контурами схематически иллюстрируется фиг. 333,а. Этот генератор постро-
ен по схеме с анодным и сеточным резоцансными контурами с заземленной
сеткой. Таким образом, этот генератор аналогичен устройству, изображенно-
му на фиг. 326,б, с тем лишь отличием, что в качестве резонансных контуров
используются отрезки коаксиальных линий. Вследствие того что управля-
ющая сетка обеспечивает эффективную электростатическую экранировку
между сеточной и анодной линиями, это устройство иногда относят к схемам
с разделительной сеткой.
Для получения генерации необходимо обеспечить связь между цепями
сетки и анода; на практике это выполняется при помощи петли связи или
зонда, которые через отверстие проникают из одной резонансной системы
в другую. Некоторые типы маячковых ламп, предназначенные для исполь-
зования только в качестве генераторных, снабжены постоянным элементом
связи между катодной и анодной сторонами сеточного диска.
Конструкция генератора с коаксиальными контурами показана
на фиг. 333, б. Для уменьшения общей длины колебательной''системы
те облегчения сопряжения системы с лампой анодно-сеточный и катодно-сеточ-
ный контуры расположены концентрично. Связь между сеточным и катодным
контурами обеспечивается, как это показано на фигуре, петлей связи.
х) По этому вопросу см. [64]. Использование объемных резонаторов вместо коак-
сиальных систем в генераторах на маячковых лампах освещено в работах [73, 74].
-Специальный генератор, описанный в этой работе, рассчитан на механическое свипиро-
вание частоты в диапазоне 3600—4500 мггц.
2) Это название лампа получила благодаря сходству ее контуров с контурами маяка.
Модификация мощных ламп заключается в увеличении размеров анода для рассеяния
большей мощности и уменьшения диаметра вывода катода.
446
Гл. 12. Лабораторные генераторы
Обычно связь осуществляется тремя петлями, расположенными по окруж-
ности на равном расстоянии одна от другой и как можно ближе к электро-
дам лампы. Другой метод осуществления связи заключается в использова-
нии зондов связи, проходящих через стенку, разделяющую колебательные
системы, и обеспечивающих электростатическую связь. Размеры и рас-
положение элементов связи обычно определяются экспериментально.
Настройка коаксиальных резонаторов осуществляется при помощи
короткозамыкающих плунжеров. Получение надежного контакта между
Сеточный настроечный
плунжер
Пружинные
контакты
Слюдяной
шунтирующий
конденсатор
Поглощающий материал для
предотвращения паразитных
резонансов
с
Связь
Сопротивление
утечки
Спиральные
пружинящие контакты
коаксиальной колебательной
Анодный
настроечный
плунжер
6
Фиг. 333. Генератор на маячковой лампе
системой.
а—схема с разделительной сеткой; б—детали конструкции генератора с линией.
коаксиальным резонатором и выводами лампы, а также между поверх-
ностью резонаторов и короткозамыкающими поршнями представляет собой
одну из основных проблем при конструировании генераторов с коаксиаль-
ными резонаторами. Для обеспечения контакта между плунжером и стенками
резонатора плунжер снабжается специально термически обработанными
и посеребренными лапками, которые должны быть выполнены и подогнаны
более тщательно, чем остальные элементы системы. По этой причине не сле-
дует обращаться к подобной конструкции генератора, если не могут быть
обеспечены соответствующие технологические требования.
Для подведения к электродам лампы—катоду, управляющей сетке
и аноду—постоянных напряжений необходимо их изолировать друг от друга.
Это обычно обеспечивается разделительными конденсаторами, вводимыми
в коаксиальную систему (фиг. 333, б). Эти разделительные конденсаторы
выполняются обычно из пластинок слюды, покрытых с двух сторон серебром.
Разделительный конденсатор, отделяющий истинный катод от высоко-
частотного, размещен в цоколе самой лампы.
£ 10. Нарушение плавности настройки триодных генераторов 447
Выделение различных типов колебаний в генераторах с резонансными
отрезками линий. Резонансный отрезок линии определенной длины может
резонировать на различных частотах, соответствующих его эффективной
электрической длине, равной Х/4, ЗХ/4 и т. д. Это обстоятельство позво
ляет генерировать колебания двух или нескольких частот при данной
длине линии.
В подобных случаях значение частоты генерации зависит от соотношений
добротностей нагруженного резонатора для различных возможных частот, ве-
личин обратной связи, степени влияния времени пролета электронов и'т. д.
Если величины добротности контура для различных частот отличаются значи-
тельно, а прочие условия примерно равны, то частота генерируемых колеба-
ний будет соответствовать тому значению, при котором добротность кон-
тура наибольшая, т. е. колебания возникнут на той частоте, при которой
генератор способен развить наибольшую величину выходной мощности.
Таким образом, один из путей устранения нежелательных колебаний заклю-
чается в осуществлении связи нагрузки с генератором таким образом, чтобы
обеспечить нагрузку для желательных колебаний в такой же степени, как
и для колебаний нежелательного типа.
Если к открытому концу линии подключена емкость, как, например,
межэлектродная емкость лампы, то различные типы колебаний не будут
связаны между собой гармоническим соотношением.
Это обстоятельство может быть использовано для получения генерации
на желаемой частоте. Например, в генераторах с сеточным и анодным кон-
турами (см. схемы фиг. 331 и 333) благоприятные условия для возникнове-
ния колебаний более чем одного типа могут быть получены только в том
случае, если волновые сопротивления и емкости нагрузочных импедан-
сов для обеих линий равны. Работа на одном выбранном типе колебаний
может быть достигнута, если произведения волнового сопротивления на
емкость нагрузки для анодной и сеточной линий будут сильно отличаться
[67, 75, 76]. В этом случае настройка двух линий, обеспечивающая одну
и ту же резонансную частоту колебаний какого-либо типа, например Х/4,
приведет к различным резонансным частотам для других типов колебаний.
Разделение колебаний различных типов может быть также получено, если
длины анодной и сеточной линий будут соответствовать колебаниям различ-
ного типа, например Х/4 и ЗХ/4 соответственно.
§ 10. Нарушение плавности настройки
триодных генераторов, работающих в широком
диапазоне частотх)
Сверхвысокочастотные генераторы, работающие в широком диапазоне
частот, часто перестают генерировать в отдельных точках рабочего диапазона
или генерируют очень слабую мощность. Это явление носит название «про-
вала» частоты. В других случаях, даже если не существует «провалов»
частоты, характеристика настройки генератора может иметь разрыв, т. е. дей-
ствительные частоты генерации при одном и том же положении органа
настройки будут различны для случаев подхода к этой точке со стороны
низкочастотного конца диапазона и со стороны его высокочастотного
конца.
Это аномальное явление возникает в результате влияния паразитного
резонанса цепи, связанной с контуром генератора, или из-за возникно-
вения нежелательных резонансов в самом генераторе. Провалы частоты
х) По этому вопросу см. [67].
448
Гл. 12. Лабораторные генераторы
также могут возникнуть вследствие изменения обратной связи на опре-
деленных частотах или же в результате изменения распределения токов
и напряжений при изменении частоты, что также влияет на величину
связи.
Резонанс паразитных цепей может вызвать прекращение колебания
(или значительное их ослабление) на резонансной частоте паразитного кон-
тура вследствие влияния сопротивления, вносимого паразитным контуром
в колебательную систему генератора. Если паразитный контур обладает
высокой добротностью и коэффициент связи больше критического, то такая
система связанных контуров может обладать резонансной кривой с двумя
максимумами, соответствующими двум различным частотам. В результате
характеристика настройки будет иметь разрыв.
Паразитные резонансные цепи могут возникнуть самыми различными
путями. Например, разделительный конденсатор может образовать контур
с индуктивностью вводов. В качестве другого примера можно указать
случай возникновения паразитного контура, образованного экранирующим
кожухом генератора, действующим как объемный резонатор на частоте,
лежащей в пределах диапазона генератора. Провал частоты может также
возникнуть в результате влияния отрезков линии контуров генератора, нахо-
дящихся за первичной, так как они, являясь также резонансными системами,
связаны с контуром генератора электромагнитным полем, образованным за
счет утечки энергии. В коаксиальных линиях очень короткой длины возмож-
но возникновение наряду с колебаниями основного типа колебаний высших
порядков, что, по сути дела, эквивалентно связи контура генератора с пара-
зитным контуром.
Влияние связанного паразитного контура может быть исключено путем
подавления паразитного резонансного контура или связи с ним, или же
сдвига его резонансной частоты за пределы диапазона работы генератора.
Другой способ устранения влияния паразитных контуров заключается в соз-
дании в этом контуре затухания, так что связью с ним можно пренебречь.
Например, на фиг. 333,б задние стенки плунжеров снабжены шайбами из
материала, обладающего большими потерями, что уменьшает влияние пара-
зитного резонанса.
Провалы частоты генераторов, работающих в широком диапазоне, зача-
стую вызываются радиочастотными дросселями. Если на некоторой частоте,
лежащей в пределах рабочего диапазона генератора, дроссель утрачивает
свои функции высокоомного импеданса в цепи питания и начинает действо-
вать как последовательный колебательный контур с низким импедансом, то
зто также может привести к возникновению «провалов» в настроечной кривой.
В другом случае дроссель может образовать резонансный контур с распреде-
ленными емкостями, например межэлектродными емкостями лампы, что вызо-
вет нарушения нормальных соотношений напряжений и токов в генераторе.
Аналогичное влияние могут оказывать индуктивности вводов совместно
с межэлектродными емкостями лампы. Например, в случае работы генерато-
ра, изображенного на фиг. 327,а, на наиболее высокой частоте индуктивности
проводников от катода к земле могут образовать контур на этой частоте
совместно с емкостью катод—земля. Это вызовет изменение фазы перемен-
ного напряжения на катоде по отношению к напряжениям на других элект-
родах и уменьшит, таким образом, обратную связь в схеме. Например, в гене-
раторах на триодах типа 955 или 9002 с применением контура типа «батер-
фляй» получается широкий провал на частоте порядка 450 мггц, на более
высоких или низких частотах генераторы работают нормально. В этом слу-
чае можно использовать дроссель, включаемый в вывод катода, что позволит
сдвинуть резонансную частоту паразитного контура в область более низких
частот, лежащих вне рабочего диапазона [67].
$ 11. Генераторы на отражательных клистронах
449
§ 11. Генераторы на отражательных клистронах
Отражательные клистроны1) находят широкое применение в лаборатор-
ных генераторах на частотах выше 1000 мггц. Эти генераторы представляют
собой маломощные устройства, выходная мощность которых лежит в преде-
лах 10—500 мет. На частотах от 1000 до 3000 мггц отражательный клист-
Ф и г.
334. Схематическое изображение гене-
ратора на отражательном клистроне.
рон равноценен триодному генератору на коаксиальных линиях; в диапазоне
от 3000 до 25 000 мггц отражательный клистрон в качестве маломощного
лабораторного генератора не име-
ет эквивалентной замены.
Схематическое изображение
отражательного клистрона пред-
ставлено на фиг. 334. В отража-
тельном клистроне имеется катод,
фокусирующий электрод, нахо-
дящийся под потенциалом като-
да, коаксиальный или объемный
резонатор с сетками, служащий
также анодом, и отражательный
электрод, на который подается
средний по величине потенциал,
отрицательный по отношению к
катоду. Катод расположен по от-
ношению к фокусирующему элек-
троду и аноду таким образом,
чтобы было обеспечено формиро-
вание электронного луча, его про-
хождение через сетки (зазор) ре-
зонатора и далее по направлению
к отражателю.
Поскольку отражатель обладает отрицательным относительно катода
потенциалом, электроны в некоторой точке а отражательного клистрона те-
ряют свою скорость, возвращаются обратно к аноду и проходят через сетки
резонатора вторично.
Если теперь предположить, что колебания уже возникли, то на сетках
резонатора имеется высокочастотное напряжение. Это напряжение действует
на электроны, движущиеся к отражателю таким образом, что их скорость
после пролета ими сеток резонатора и попадания в пространство отражения
меняется в соответствии с напряжением высокой частоты, т. е. электронный
луч в пространстве отражателя оказывается модулированным по скорости*
Вследствие модуляции по скорости электроны, проходящие сетки резонатора
в различные моменты периода высокочастотного напряжения, затрачивают
различное время на возвращение к сеткам резонатора. В результате электро-
ны, возвращающиеся к сеткам резонатора, группируются в сгустки, тогда как
поток электронов от катода к отражателю движется с постоянной скоростью.
Эти группы электронов взаимодействуют с переменным напряжением на
сетках резонатора. Если группы электронов возвращаются к сеткам резона-
тора во время той части периода высокочастотного напряжения на сетках,
которое является для них тормозящим, то они отдают свою энергию полю
резонатора и тем самым поддерживают в нем колебания. Напротив, если
время пролета электронов в пространстве отражателя таково, что группа
электронов проходит сетки резонатора в момент наличия ускоряющего
х) Описание отражательных клистронов и принципы работы даны в ряде работ,
например [67, 73, 77—81].
29 ф. Термен и Дж. Петтит
450
Гл. 12. Лабораторные генераторы
напряжения, то электронный луч отбирает энергию от резонатора и тем самым
колебания прекращаются. Если группы электронов проходят сетки резона-
тора в тот момент, когда напряжение на них равно нулю, то взаимодействие
групп электронов с высокочастотным полем начинает принимать чисто реак-
тивный характер.
Взаимодействие между группами возвращающихся электронов и высо-
кочастотным напряжением на сетках эквивалентно шунтированию объемного
Полная
Фиг. 335. Эквивалентная схема резонансной
системы клистронного генератора, иллюстриру-
ющая влияние электронной проводимости.
резонатора комплексной прово-
димостью. Это схематически ил-
люстрируется фиг. 335, где
комплексная проводимость Уе,
обычно называемая электронной
проводимостью, состоит из
активной проводимости Gei шун-
тированной реактивной проводи-
мостью Ве. Величина электрон-
ной проводимости зависит от
геометрических размеров эле-
ментов лампы, тока электронно-
го луча, времени пролета электронов в пространстве отражателя и перемен-
ного напряжения на сетках резонатора. Фазовый угол электронной прово-
димости определяется только временем пролета электронов в пространстве
отражателя и пропорционален этому времени N, измеренному в периодах
высокочастотных колебаний. Активная и реактивная проводимости изменя-
ются с величиной N, как это показано на фиг. 336.
Следует отметить, что активная проводимость попеременно имеет
отрицательный и положительный знаки; так как колебания возникают наибо-
Время пролета .гц
Фиг. 336. Активная и реактивная составля-
ющие электронной проводимости отражатель-
ного клистрона.
лее легко при отрицательном зна-
чении активной проводимости,
то их максимальная амплитуда
будет соответствовать условию
N=n-}-3/4 периода, где п—целое
число, включая нуль.
Для получения генерации ре-
зонансная система настраивается
на желаемую частоту и подбирает-
ся соответствующее время груп-
пировки электронов путем изме-
нения отрицательного напряже-
ния на отражателе. Чем больше
отрицательное напряжение на от-
ражателе, тем быстрее электроны
возвращаются к резонатору и,
следовательно, тем меньше время
группировки.
В отражательных клистронах,
колебательная система которых
размещена в эвакуированном бал-
лоне лампы, настройка осущест-
вляется путем механического про-
гиба стенок резонатора и одновременной регулировки зазора резонатора.
Этот метод настройки основан на зависимости резонансной частоты от гео-
метрических размеров резонатора и величины нагрузки, вносимой емкостью
между двумя сторонами резонатора. Таким методом может быть перекрыт
частотный диапазон порядка 1,3 : 1.
£ 11. Генераторы на отражательных клистронах
451
При использовании для отражательных клистронов внешних колебатель-
ных систем, подобных изображенной на фиг. 337, их настройка может быть
осуществлена настраивающими плунжерами. В этом случае может быть пере-
крыт частотный диапазон 2 : 1 при условии, что одновременно регулируется
Коаксиальная
линия
Закорачивающий
настроечный
Ф и г. 337. Схема клистроиного генератора с внешней колебательной
системой на коаксиальных линиях.
напряжение на отражателе с целью поддержания постоянства времени груп-
пировки электронов (в периодах).
Рабочие характеристики генераторов на отражательных клистронах.
Генерация в отражательном клистроне может быть получена, только если
напряжения на аноде и отражате-
ле клистрона подобраны так, что-
бы было обеспечено необходимое
время группировки электронов.
Типовая диаграмма работы отра-
жательного клистрона для опреде-
ленной частоты генерации иллю-
стрируется фиг. 338. Каждая за-
штрихованная область, очерченная
дугой, представляет собой область
колебаний, соответствующую оп-
ределенному времени группиров-
ки, характеризуемому числом п.
При существенном изменении ча-
стоты генерации форма областей
колебаний сохраняется такой же,
как это изображено на фиг. 338,
но сама область колебаний сме-
щается. Это происходит вследствие
того, что на различных частотах
время группировки, выраженное
Фиг. 338. Диаграмма областей колебаний
генератора на отражательном клистроне.
Заштрихованные участки соответствуют напряже-
ниям на электродах, при которых возникают
колебания.
в секундах, различно, но в перио-
дах генерируемой частоты оно остается неизменным.
Если частота генерации и напряжение на аноде поддерживаются постоян-
ными, то амплитуда генерируемых отражательным клистроном колебаний
2^*
452
Гл. 12. Лабораторные генераторы
изменяется в зависимости от напряжения на отражателе, как это показано
на фиг. 339. Различные области колебаний соответствуют различным зна-
чениям п на фиг. 338, т. е. различным значениям времени группировки.
Фиг. 339. Зависимость частоты и мощности колебаний отра-
жательного клистрона от напряжения на отражателе (для лампы,
характеристики которой даны на фиг. 338).
Максимальная амплитуда генерируемых колебаний получается в том случае,
когда время группировки точно равно (п+3/4) периодов, что соответствует
на отражателе----►
(отрицаталътэе)
Фиг. 340. Влияние величины
нагрузки колебательной системы
на частоту и мощность колебаний.
наиболее отрицательному значению актив-
ной проводимости. Если время группировки
электронов не соответствует этим оптималь-
ным условиям, то величина отрицательной
активной проводимости становится меньше
и амплитуда колебаний уменьшается.
Влияние нагрузки резонатора клистрона
на форму области колебаний иллюстрируется
фиг. 340. При увеличении связи с резона-
тором диапазон частот, охватываемый обла-
стью колебаний, уменьшается. В то же
время колебания достигают максимальной
мощности при какой-то определенной вели-
чине связи и уменьшаются как при увеличе-
нии, так и при уменьшении связи относитель-
но этого значения.
Частота. Частота колебаний, генерируе-
мых отражательным клистроном, определяет-
ся главным образом резонансной системой.
Однако электронная реактивная проводимость
Ве, являющаяся частью эквивалентной схемы
(см. фиг. 335), также оказывает некоторое
влияние на частоту колебаний. Эта электрон-
ная проводимость, как показано на фиг. 336,
зависит от времени группировки электронов
в пространстве отражения. Ввиду того что
время группировки зависит как от напряжения на аноде, так и от напря-
жения на отражателе, оба эти напряжения влияют на частоту генерации.
В частности, частота генерируемых колебаний может быть изменена на 1—2%
§ 11. Генераторы на отражательных клистронах
453
путем изменения напряжения на отражателе; это явление носит название
электронного управления частотой, или электронной настройки.
Вследствие того что частота колебаний зависит от напряжений на аноде
и отражателе, при требовании высокой стабильности частоты необходимо
применять стабилизированные источники питания. Другие факторы, влияю-
щие на стабильность частоты, заключаются в изменении геометрических раз-
меров лампы и резонансного контура, возникающих в результате изменения
температуры окружающей среды и нагрева самой лампы, а также вследствие
изменения импеданса нагрузки резонансной системы. Влияние нагрузки на
частоту генерируемых колебаний может быть исключено при помощи атте-
нюатора, включаемого между резонатором клистрона и нагрузкой.
Специальные вопросы работы широкодиапазонных генераторов на отра-
жательных клистронах. Генераторы на отражательных клистронах с внеш-
ней колебательной системой способны перестраиваться в очень широком
Длина волньцсм
Фиг. 341. Типовые характеристики отражательного
клистрона.
Заштрихованные участки соответствуют соотношению напряже-
ний на электродах клистрона, при котором возникают колебания.
диапазоне частот. Однако при конструировании таких генераторов возникает
ряд проблем, которые для удовлетворительной работы генератора должны
быть изучены и приняты во внимание.
Например, величина напряжения на отражателе зависит, как это видно
на фиг. 341, от требуемого значения частоты генерации и поэтому должно
регулироваться одновременно с управлением элементов настройки. Один
из возможных способов осуществления такой регулировки заключается
в получении напряжения отражателя от секционированного потенциометра,
управляемого от того же органа регулировки, что и настроечные элементы.
Нет необходимости добиваться точной установки напряжения на отражателе,
однако для получения удовлетворительных результатов потенциал отража-
теля не должен отличаться более чем на ±5 в от заданного значения [67].
На фиг. 341 видно, что при использовании одной области колебаний и при
соответствующем изменении напряжения на отражателе может быть перекрыт
частотный диапазон более 2:1. При использовании двух областей колебаний
одного и того же клистрона перекрывается значительно больший диапазон
частот. Например, клистрон, области колебаний которого изображены на
фиг. 341, может обеспечить частотный диапазон при использовании двух
областей от 7 до 22 см.
454
Гл. 12. Лабораторные генераторы
При работе клистронных генераторов в очень широком диапазоне частот
в некоторых точках кривой настройки обычно возникают провалы частоты
и разрывы характеристики настройки. Это явление объясняется наличием
паразитных резонансов, действующих таким же образом, как и в случае
широкодиапазонных триодных генераторов (см. § 12). Обычными источника-
ми паразитных резонансов в клистронных генераторах являются простран-
ства позади короткозамыкающих плунжеров, активная часть резонатора
в результате возникновения колебаний высших порядков, особенно коле-
баний первого обертона по окружности коаксиальной системы, и резонансы,
обусловленные распределенными параметрами плунжера1).
При определенных условиях отражательные клистроны при данной
настройке контура и величине напряжения на отражателе могут генериро-
вать одну из двух частот, значительно Отличающихся одна от другой.
Ф и г. 342. Интерференция областей колебаний в отражатель-
ном клистроне.
Это явление носит название интерференции областей колебаний и иллюстри-
руется фиг. 342. Возникает она в результате того, что обычные резонансные
контуры, как, например, отрезки линий передачи или объемные резонаторы,
могут резонировать одновременно на нескольких частотах, так как напряже-
ние на отражателе может соответствовать различным временам группиров-
ки 2V, выраженным в периодах. Интерференция областей колебаний, как это
показано на фиг. 342, может возникать всякий раз, когда существует совпа-
дение частоты колебаний высших порядков и частоты, при которой время
группировки электронов N равно целому числу +3/4 периода. Эти условия
осложняются, так как благодаря влиянию сосредоточенной емкости, нагру-
жающей резонатор, области колебаний могут не быть в гармоническом соот-
*) Полное описание этих явлений и мер борьбы с ними дано в работе [67]. Разрывы
и нерегулярности настроечной кривой могут возникать также за счет электронов,
неоднократно пролетающих через сетки клистрона. Это явление носит название элек-
тронного гистерезиса и является одной из характеристик лампы. В большинстве клист-
ронов последней конструкции электронная оптика рассчитана на подавление в значитель-
ной степени электронного гистерезиса.
$ 11. Генераторы на отражательных клистронах
455
ношении, в то время как другие факторы облегчают возникновение колебаний
в нескольких областях. Интерференция областей колебаний почти всегда
имеет место в одной или нескольких точках диапазона при работе кли-
стронного генератора в широком диапазоне частот, если не приняты спе-
циальные меры, при расчете и сопряжении лампы и внешнего контура [67]1).
Бесконтактные элементы настройки* 2). В генераторах на отражательных
клистронах с внешними резонаторами в качестве настраивающих элементов
могут быть применены плунжеры с пружинящими контактами, как это пока-
зано на фиг. 337. Однако для лабораторных генераторов, которые часто пере-
страиваются, выгоднее применять плунжеры бесконтактного типа, так как
в этом случае отсутствует стирание контактов, помехи, вносимые несовер-
шенством контактов, сопротивление контактов и т. д.
Внешний проводник
77///////Л
77/////7777\^ /77777 77777777777
Внутренний проводник
Емкостный Дроссельный Дроссельный
тип тип тип
6
Тип „8“
Фиг. 343. Бесконтактные плунжеры настройки для
коаксиальных резонаторов.
а—лампа с контуром в виде настроенной длинной линии; б—раз-
личные типы бесконтактных плунжеров.
Различные типы бесконтактных плунжеров схематически изображены
на фиг. 343. Во всех этих типах плунжеров зазор между телом плунжера
и стенками коаксиала представляет собой низкое реактивное сопротивление
и служит коротким замыканием.
Для эффективного использования бесконтактного плунжера в широком
диапазоне частот он должен быть рассчитан весьма тщательно. Потери мощ-
ности в самом плунжере и мощность, просачивающаяся за плунжер, должны
быть по возможности малы. Паразитные резонансные контуры, образуемые
плунжером, должны подавляться или же смещаться за пределы рабочего диа-
пазона частот. Наконец, плунжер должен действовать как низкоомная нагруз-
ка во всем диапазоне избранных частот. При тщательном конструировании
и выполнении бесконтактного плунжера он может обеспечить перекрытие
диапазона частот более чем 2:1.
х) Вопросы расчета и сопряжения лампы и контура могут быть решены достаточно
просто, если коаксиальную резонансную систему (см. фиг. 337) заменить прямоугольным
волноводом, образующим резонансный отрезок линии с параллельными стенками
(см. фиг. 95, стр. 130). Подробнее по этому вопросу см. [82].
2) Полное обсуждение этих вопросов проведено в работе [83].
456
Гл. 12. Лабораторные генераторы
Модуляция клистронных генераторов. Частотная модуляция клистрон-
ных генераторов легко достигается при наложении на постоянное напряже-
ние отражателя некоторого переменного модулирующего напряжения. При
этом изменяется время группировки электронов в пространстве отражателя,
а следовательно, и величина реактивной проводимости, шунтирующей резо-
нансный контур, как это было описано в связи с фиг. 335 и 336. Характер
изменения частоты в результате модуляции показан на фиг. 339. Можно
видеть, что при изменении напряжения на отражателе вблизи центральной
частоты каждой области колебаний может быть получено достаточно линейное
изменение частоты. Эта частотная модуляция сопровождается амплитудной
модуляцией генерируемых колебаний, коэффициент которой тем меньше,
чем меньше пределы изменения частоты. Величина частотной девиации, кото-
рая обычно получается в этом случае, зависит от величины связи контура
с нагрузкой, номера п области колебаний, тока электронного луча и т. д.;
обычно легко получаемая величина частотной девиации составляет примерно
1%. Следует отметить, что ввиду того, что цепь отражательного электрода
не потребляет тока, мощность модулирующего сигнала может быть весьма
низкой.
Если для испытательных целей от клистронного генератора требуется
получение амплитудно-модулированных колебаний, то в качестве модулирую-
щего сигнала обычно используется прямоугольное напряжение. Модулирую-
щее напряжение подводится либо к отражателю, либо к аноду клистрона,
причем амплитуда колебаний выбирается таким образом, чтобы колебания
возникали и прекращались в такт с модулирующим напряжением. В этом
случае частотная модуляция отсутствует, так как во время генерации коле-
баний напряжение на электродах постоянно. Напротив, если в качестве моду-
лирующего напряжения используется синусоидальное, то изменение напря-
жения на электродах во время генерации колебаний вызывает наряду
с амплитудной модуляцией чрезмерную частотную модуляцию.
Импульсная модуляция клистронных генераторов может быть получена
при подаче импульсного напряжения на отражатель или анод клистрона в за-
висимости от того, что удобнее [67]. Амплитуда импульсного напряжения
должна быть подобрана так, чтобы генерация клистрона вызывалась только
в течение длительности импульса; кроме того, если частотная модуляция
нежелательна, вершина импульса должна быть достаточно плоской.
Многоконтурные клистроны. Если уровень мощности, получаемый от
отражательного клистрона, недостаточен, то могут быть использованы двух-
или трехконтурные клистроны [73, 81, 84]. Различные промышленные типы
таких клистронов рассчитаны на работу в диапазоне сверхвысоких частот
и генерируют колебания мощностью порядка нескольких десятых долей ватта.
Мощные клистроны этого типа находят весьма ограниченное применение
в качестве лабораторных генераторов и работают удовлетворительно только
на фиксированной частоте, что объясняется сравнительно малым частотным
диапазоном, свойственным этим лампам. Более того, при каждом изменении
частоты необходима тщательная настройка резонансных контуров в опреде-
ленном соотношении и, кроме того, изменение связи между ними. Вследствие
критичности этих регулировок перестройка такого генератора в сколько-
нибудь существенном диапазоне частот представляет собой весьма трудную
задачу.
§ 12. Магнетронные генераторы
Генераторы на многорезонаторных магнетронах иногда используются
в измерительной технике в качестве источников колебаний сверхвысокой
частоты. Такие.генераторы представляют собой сравнительно мощные устрой-
$ 12. Магнетронные генераторы
457
ства и находят применение в тех случах, когда клистронные генераторы
не могут обеспечить требуемой мощности. Недостаток магнетронных генера-
торов при их применении в измерительной технике заключается в том, что
они работают либо на фиксированной частоте, либо в ограниченном частотном
диапазоне и, кроме того, не могут быть промодулированы за исключением
модуляции импульсами или прямоугольным напряжением.
Промышленное изготовление магнетронов развилось в результате их
использования в радиолокационных и других устройствах. Большинство
Фиг. 344. Типовые рабочие характеристики магнетрона К = 10 см для
произвольной величины нагрузки.
Цифры йа кривых частоты показывают девиацию частоты относительно некоторой про-
извольно выбранной опорной частоты.
магнетронов рассчитано на работу короткими импульсами, хотя некоторые
типы предназначены для генерирования непрерывных колебаний мощностью
порядка 50 вт или даже выше.
Магнетронные генераторы, используемые в радиолокации, работают на
частотах 3000—10 000 мггц. Магнетроны обычно не перестраиваются по
частоте или же перестраиваются в очень узком диапазоне, например ±10%
или меньше. Частота колебаний неперестраиваемых магнетронов может изме-
няться за счет реактивного сопротивления, вносимого в контур магнетрона
связанным с ним высокодобротным резонатором; однако получаемый при
этом частотный диапазон весьма мал.
458
Гл. 12. Лабораторные генераторы
Принцип работы магнетрона хорошо описан в работах [67,86]х),и здесь
главное внимание уделяется его рабочим характеристикам, определяющим
выходную мощность, частоту колебаний и т. д. В общем можно сказать, что
мощность и частота колебаний магнетрона определяются двумя условиями:
1) определенным сочетанием напряженности магнитного поля и напряжения
на аноде для получения необходимых траекторий движения электронов
и 2) требованием к резонансной системе запасать определенную радиочастот-
ную энергию.
Частота колебаний, мощность и к.п.д. магнетронного генератора являют-
ся функциями анодного напряжения и интенсивности магнитного поля, как
это иллюстрируется типовыми характеристиками, приведенными на фиг. 344.
Поскольку при изменении анодного напряжения изменяется частота колеба-
ний магнетрона, получить амплитудную модуляцию без сопровождающей
ее частотной модуляции весьма трудно. Следовательно, если необходимо полу-
чить высокочастотные импульсы, свободные от частотной модуляции, нужно
использовать модулирующие импульсы с плоской вершиной так, чтобы обес-
печить постоянство анодного напряжения во время генерации.
Частота и мощность колебаний, а также к.п.д. генератора зависят, кроме
того, от нагрузочного импеданса, подключенного к резонатору магнетрона.
Особенно важен эффект влияния нагрузочного импеданса на частоту в лабо-
раторных генераторах. Этот эффект носит наименование «затягивание»
(«пулинг») и может быть уменьшен за счет аттенюатора, включенного между
магнетроном и нагрузкой.
Подобное же явление, свойственное лишь магнетронам и носящее назва-
ние «эффекта длинной линии», заключается в следующем, Предположим,
что нагрузка подключена к магнетрону через длинную линию передачи.
В этом случае нагрузка самым различным образом может влиять на работу
магнетрона. Например, при изменении частоты генератора импеданс линии
совместно с нагрузкой, если смотреть со стороны генератора, весьма сильно
изменяется даже при сравнительно малых изменениях частоты. Это не только
оказывает влияние на частоту генератора, но часто приводит к «переско-
кам» частоты или разрывам кривой настройки; в особых случаях колебания
генератора в определенных точках диапазона могут быть сорваны. Анало-
гичное явление происходит при изменении длины линии; при этом кривая
зависимости частоты генерации от длины линии также может иметь разрывы.
«Эффект длинной линии» может быть уменьшен, если расположить нагрузку
по возможности в непосредственной близости от магнетрона, или тщательно
согласовать импедансы линии и нагрузки, или же, наконец, между генерато-
ром и нагрузкой включить аттенюатор.
ЛИТЕРАТУРА
1. Terman F. Е., Buss R. R., Hewlett W. R., Cahill F. C., Proc.
Inst. Radio Eng., 27, 649 (1939).
2. C a d у C. A., Gen. Rad. Expt., 22, 1 (1947).
3. S с о 11 H. H., Proc. Inst. Radio Eng., 26, 226 (1938).
4. Randall A. R. A., Peachey F. A., Wireless Eng., 25, 37 (1948).
5. Bauer B., Hewlett-Packard Journ., 1, November, December (1949).
6. С о о p e r W. H. B., Seymour R. A., Wireless Eng., 24, 298 (1947).
7. Shepherd W. G., Wise R. O., Proc. Inst. Radio Eng., 31, 256 (1943).
8. E d s о n W. A., Bell Syst. Techn. Journ., 24, 1 (1945).
9. Edwards С. M., Proc. Inst. Radio Eng., 39, 277 (1951).
10. S u 1 z e r P. G., Electronics, 23, 88 (1950).
11. Ginzton E. L., Hollingsworth L. M., Proc. Inst. Radio Eng., 29, 43
(1941).
12. Blanchard A., Proc. Inst. Radio Eng., 32, 641 (1944).
т) Подробный обзор по этому вопросу дан в работе [87].
Литература
459
13. S u 1 z е г P. G., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 1302 (1948).
14. Johnson R. W., Proc. Inst. Radio Eng., 33, 597 (1945).
15. V a u g h a n W. G., Wireless Eng., 26, 391 (1949).
16. Ames M. E., Electronics, 22, 96 (1949).
17. S i n с 1 a i r D. B., Gen. Rad. Expt., 23, June (1948).
18. T e r m a n F. E., Electronics, 6, 190 (1933).
19. S e e 1 e у S. W., Anderson E. I., RCA Rev., 5, 77 (1940).
20. Moore J. B., Electronics, 18, 116 (1945).
21. Heising R. A., Proc. Inst. Radio Eng., 31, 595 (1943).
22. S о u с у G. I., Electronics, 21, 117 (1948).
23. Lea N., Journ. Inst. Electr. Eng., 92, pt. Ill, 261 (1945).
24. В ushby T. R. W. , Proc. Inst. Radio Eng., 30, 546 (1942); 31, 232 (1943).
25. Lampkin G. F., Proc. Inst. Radio Eng., 27, 199 (1939).
26. G 1 a p p J. K., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 356 (1948).
27. Roberts W. A., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 1261 (1948).
28. Llewellyn F. B., Proc. Inst. Radio Eng., 19, 2063 (1931).
29. A r g u i m b a u L. B., Proc. Inst. Radio Eng., 21, 14 (1933).
30. Groszkowski J., Proc. Inst. Radio Eng., 22, 145 (1934).
31. Clark G. B., Kamphoef ner F. J., Electronics, 22, 11 (1949).
32. Dennis F. R., F e 1 c h E. P., Bell Syst. Techn. Journ., 28, 601 (1949).
33. De Lange О. E., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 1328 (1949).
34. Pressman A. I., Blewett J. P., Proc. Inst. Radio Eng., 39, 74 (1951).
35. Wide-range Sweeping Oscillator, Electronics, 30, 112 (1947).
36. Meacham L. A., Proc. Inst. Radio Eng., 26, 1278 (1938).
37. H e г о 1 d E. W., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 1201 (1935).
38. Tillman J. R., Wireless Eng., 22, 17 (1945).
39. Hay G. A., Wireless Eng., 23, 299 (1946).
40. Brunetti C., Proc. Inst. Radio Eng., 27, 88 (1939).
41. Brunetti G., Greenough L., Proc. Inst. Radio Eng., 30, 542 (1943).
42. Butler F., Wireless Eng., 21, 521 (1944).
43. G г о s b у M. G., Electronics, 19, 136 (1946).
44. Sulzer P. G., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 1034 (1948).
45. Reich H. J., Proc. Inst. Radio Eng., 25, 1387 (1937).
46. G 1 a г к T. H., Clifford V. H., Electr. Commun., 24, 382 (1947).
47. Stone J. E., Electronics, 23, 94 (1950).
48. Brunner R. H., Hewlett-Packard Journ., 2, June (1951).
49. Shepard W. G., Electronics, 23, 116 (1950).
50. Flanagan J. L., Electronics, 22, 93 (1949).
51. A r t z t M., Proc. Inst. Radio Eng., 32, 409 (1944).
52. Chang С. K., Proc. Inst. Radio Eng., 31, 22 (1943).
53. M c G a u g h a n H. S., Leslie С. B., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 974 (1947).
54. Barrett R. M., Proc. Inst. Radio Eng., 33, 541 (1945).
55. Butler F., Wireless Eng., 21, 317 (1944).
56. Villard O. G., Jr., Electronics, 22, 77 (1949).
57. Dome R. B., Electronics, 19, 112 (1946).
58. L u с к D. G. C., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 147 (1949).
59. Darlington S., Bell Syst. Techn. Journ., 29, 94 (1950).
60. Orchard H. J., Wireless Eng., 27, 72 (1950).
61. Saraga W., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 754 (1950).
62. Bailey F. M., Thomas H. P., Electronics, 19, 108 (1946).
63. Bell J., Gavin M. R., James E. G., Warren G. W., Journ. Inst.
Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 833 (1946).
64. К a m p h о e f n e r F. J., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 630 (1950).
65. Pettit J. M., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 633 (1950).
66. Karplus E., Gen. Rad. Expt., 19, October (1944).
67. Very High Frequency Techniques, New York, 1947 (см. перевод: Техника сверхвы-
соких частот, М., Советское радио, т. I, 1952. т. II, 1953).
68. Karplus Е., Proc. Inst. Radio Eng., 33, 426 (1945).
69. Ballantine R. J., James E. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. IIIA, 596
(1947).
70. Karplus E., Gross E. E., Gen. Rad. Expt., 24, March (1950).
71. Reynolds D. K., Adams M. B., Electronics, 22, 92 (1949).
72. M о n t g о m e г у G. F., Sulzer P. G., Electronics, 24, 200 (1951).
73. Klystrons and Microwave Triodes, Vol. 7, Radiation Laboratory Series, New York,
1948 (см. перевод: Отражательные клистроны, M., Советское радио, 1950).
74. Hines М. Е., Bell Syst. Techn. Journ., 29, 553 (1950).
75. R e i c h H. J., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 1252 (1948).
76. Sutro P. J., Proc. Inst. Radio Eng., 24, 960 (1946).
77. Pierce J. R., Proc. Inst. Radio Eng., 33, 112 (1945).
460
Гл. 12. Лабораторные генераторы
78. Terman F. Е., Radio Engineering, 3d ed., New York, 1947.
79. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах, М.,
Советское радио, 1949).
80. Р i е г с е J. R., Shepherd W. G., Bell Syst. Techn. Journ., 26, 460 (1947).
81. H a r r i s о n A. E., Klystron Tubes, New York, 1947.
82. Myers W. D., Hewlett-Packard Journ., 2, September (1950).
83. H u g g i n s W. H., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 906, 1085, 1324 (1947).
84. V a r i a n R. H., V a r i a n S. F., Journ. Appl. Phys., 10, 321 (1939).
85. F i s k J. B., Hagstrum H. D., Hartman P. L., Bell Syst. Techn.
Journ., 25, 1 (1946).
86. Microwave Magnetrons, Vol. 6, Radiation Laboratory Series, New York, 1948 (см. пе-
ревод: Магнетроны сантиметрового диапазона, М., Советское радио, 1950).-
87. Hagstrum Н. D., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 548 (1947).
Глава 13
ГЕНЕРАТОРЫ КОЛЕБАНИЙ СПЕЦИАЛЬНОЙ
ФОРМЫ
§ 1. Введение
В измерительной технике, так же как и в других областях электроники,
широко используются несинусоидальные колебания специальной формы.
Наиболее распространены прямоугольные и линейно изменяющиеся (пило-
образные), а также импульсные колебания.
Колебания специальной формы могут быть получены при помощи элек-
тронно-ламповых схем, непосредственно генерирующих колебания необхо-
димой формы. Можно вначале получать колебания другой формы, например
синусоидальной, а затем при помощи электронно-ламповых схем изменять
форму колебаний до необходимой формы. Используемая при этом техника
сравнительно мало знакома широкому кругу радиоинженеров, имеющих дело
с обычными генераторами синусоидальных колебаний, поэтому ей уделено
сравнительно большое место в этой главе.
Кроме того, в настоящую главу включены вопросы получения напряже-
ний в заданном интервале времени. Такие интервалы обычно определяются
двумя короткими импульсами, один из которых обозначает начало интервала,
а другой смещен по времени на заданное число микросекунд и означает конец
интервала. Обозначение такого интервала времени осуществляется при помо-
щи схем, генерирующих импульсы и напряжения треугольной формы.
Следовательно, методику обозначения заданных интервалов времени можно
почерпнуть из материала других параграфов этой главы.
§ 2. Схемы для формирования колебаний
Основные методы преобразования колебаний одной формы в колебания
заданной формы заключаются в ограничении, дифференцировании и интегри-
ровании.
Ограничение. При ограничении амплитуда колебаний срезается или огра-
ничивается на некотором заданном уровне независимо от амплитуды первона-
чального колебания. Простая схема, обычно применяемая для ограничения
с использованием диодов, приведена на фиг. 345. Если мгновенное значение
входного напряжения лежит между Ес и —Е'с, то оба диода заперты и входное
колебание непосредственно передается на выходные клеммы без изменения.
Если положительное значение входного напряжения превышает Ес, то
открывается диод V\ и предотвращает возрастание выходного напряжения
выше Ес. В самом деле, если сопротивление открытого диода прене-
брежимо мало по сравнению с последовательным сопротивлением Rs, то
выходное напряжение будет ограничиваться точно на уровне Ес, как показано
на фигуре. Аналогично, когда отрицательное входное напряжение превы-
шает —Е'с, открывается диод V2 и ограничивает отрицательные пики выход-
ного напряжения приблизительно на уровне —Е'с. Ограничивающая схема
462
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
с использованием триода показана на фиг. 3461). Здесь участок управляющая
сетка—катод выполняет функции диода в схеме, приведенной на фиг. 345,
и совместно со смещением Ес и последовательным сопротивлением Rs ограни-
чивает положительные пики приложенного напряжения на уровне Ес, как
показано на фигуре. Кроме того, если мгновенное значение отрицательного
потенциала сетки превышает напряжение запирания, то выходное колеба-
ние будет ограничено на уровне, соответствующем отсечке анодного тока.
Таким образом, схема, приведен-
ная на фиг. 346, будет ограничи-
вать положительные и отрицатель-
ные пики на уровнях, определя-
емых коэффициентом усиления
лампы, а также напряжением сме-
щения и анодным напряжением.
Триодный ограничитель (фиг. 346)
Входное Т
напряжение, I
подлежащее е/
ограничению I
а
С
V2
ч
о
Ф и г. 345. Схема диодного ограничителя и
'формы колебаний, получающихся при огра-
ничении синусоидальных напряжений.
может рассматриваться как схема,
эквивалентная диодному ограничи-
телю, показанному на фиг. 345,
с добавлением одного каскада уси-
ления.
Триодный ограничитель на
катодном повторителе показан на
фиг. 347. Здесь отрицательные пи-
ки входного колебания ограничи-
ваются на уровне, соответствую-
щем отсечке анодного тока, так
же как и в схеме фиг. 346. Ог-
раничение положительных пиков
входного колебания возможно за
счет сеточного тока, как и в слу-
чае триодного ограничителя, пока-
занного на фиг. 346. Однако огра-
ничение положительных пиков вы-
ражено слабее и наблюдается лишь
при очень больших положитель-
ных пиках2). Причина этого заключается в соответствующем возрастании
величины е2 при возрастании ег на фиг. 347, вследствие чего увеличивается
значение elf при котором возникают сеточные токи. Поэтому катодный
повторитель применяется в качестве ограничителя отрицательных пиков
и обладает рядом ценных свойств. Во-первых, выходное напряжение катод-
ного повторителя имеет ту же полярность, что и входное напряжение, тогда
как триодный ограничитель схемы фиг. 346 изменяет полярность; для неко-
торых применений это свойство существенно. Во-вторых, для входного
напряжения, меньшего чем уровни ограничения, выходное напряжение
более точно следует изменениям входного напряжения, чем в случае три-
одного ограничителя, показанного на фиг. 346. Это объясняется воздейст-
вием отрицательной обратной связи, присущей катодному повторителю.,
И, наконец, в-третьих, по отношению к выходной цепи катодный повтори-
тель действует как источник с очень низким импедансом для амплитуд,
меньших чем уровень ограничения. Это свойство существенно для многих
применений.
г) При желании вместо триода может быть использован пентод.
2) Двухламповый ограничитель на катодном повторителе, ограничивающий как по-
ложительные, так и отрицательные пики, описан в работе [1].
§ 2. Схемы для формирования колебаний
463
Описанные выше схемы являются ограничителями пиков, срезающими
положительные или отрицательные пики колебаний. Иногда оказывается
необходимым уменьшить до нуля все амплитуды ниже определенного мини-
мального значения. Одностороннее ограничение этого типа может произ-
водиться при помощи схем, одна из которых приведена нафиг. 348(стр. 465).
На диод фиг. 348,а подается смещение, соответствующее выбранному уровню
одностороннего ограничения, так что выходной ток не возникает, пока
Входной
сигнал
Фиг. 346. Схема триодного ограничителя и
форма колебаний, иллюстрирующая ограни-
чение синусоидального напряжения.
а—схема; б—форма колебаний.
приложенное напряжение не превысит уровень смещения. На фиг. 348,6
ограничение достигается подачей смещения на управляющую сетку усилитель-
ной лампы, превышающего напряжение запирания на величину, определяю-
щую заданный уровень ограничения.
Ограничители могут комбинироваться различными способами. Одна
из наиболее важных схем приведена на фиг. 349. Здесь комбинация диода Уг,
сопротивления Rs и смещения Ес образует пиковый ограничитель, в то время
как диод V2 совместно со смещением Е'с выполняет функцию односторон-
него ограничителя второго типа. В результате входное напряжение, превы-
шающее Ее, ограничивается, а выходное напряжение воспроизводится для
значений Ес—Е'с, тогда как все уровни входного напряжения, меньше
чем Е'с, уменьшаются до нулевой амплитуды на выходе. Схемы такого типа
являются двусторонними ограничителями.
464
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
станин тока диода, в то время как
а
Фиг. 347 Ограничитель на катод-
ном повторителе и форма колебаний
при ограничении синусоидального
напряжения.
а—схема; б—форма колебаний.
В проведенном выше обсуждении ограничителей рассматривался идеали-
зированный случай, причем эффектами второго порядка пренебрегали.
На практике же уровень ограничения обычно несколько возрастает соответ-
ственно амплитуде ограничиваемого колебания. В диодных ограничителях
это является следствием увеличения падения напряжения на лампе при возра-
в случае ограничителей, использующих
отсечку анодного тока, к такому же ре-
зультату приводит недостаточно четкая
отсечка анодного тока. Кроме того, при
этом обсуждении не рассматривалось
влияние емкостей лампы или распреде-
ленной емкости схемы, что справедливо
лишь, строго говоря, на низких часто-
тах. Если напряжение очень высокой
частоты подается на ограничивающую
систему, то эти емкости скругляют ост-
рые углы (изломы) ограниченного ко-
лебания.
Эти искажения формы ограничен-
ного колебания на высоких частотах
могут быть уменьшены при использова-
нии приемов импульсной техники, по-
лезных при конструировании широкопо-
лосных усилителей, т. е. при уменьшении
емкостей ламп и монтажа, повышении
крутизны ламп и применении в схемах
небольших сопротивлений.
Дифференцирующие и интегриру-
ющие схемы. Выходное напряжение
дифференцирующей схемы пропорцио-
нально скорости изменения dE/dt при-
ложенного напряжения. Типовая диффе-
ренцирующая цепь состоит из неболь-
шого конденсатора, соединенного после-
довательно с малым сопротивлением,
как показано нафиг. 350, а (стр. 466). Ес-
ли постоянная времени RC настолько ма-
ла,что выходное напряжение много мень-
ше приложенного напряжения Е, то
протекающий в такой цепи ток будет равен C(dE/dt), а напряжение на сопро-
тивлении R будет равно RC(dEjdt). Дифференцирующая цепь другого типа
состоит из большого сопротивления, соединенного последовательно с малой ин-
дуктивностью, как показано на фиг. 350,6. Здесь величина протекающего тока
равна Е/R, а напряжение на индуктивности будет L(di/dt) = (L/R) (dE/dt)]
при этом предполагается, что постоянная времени L/R мала и напряжение
на индуктивности очень мало по сравнению с приложенным напряжением.
В интегрирующей схеме выходное напряжение пропорционально интег-
ралу ^Edt приложенного напряжения. Типовая интегрирующая схема состоит
из большой емкости, соединенной последовательно с большим сопротивлением,
как показано на фиг. 350,в. Если постоянная времени RC настолько велика,
что выходное напряжение является лишь малой частью приложенного напря-
жения, то в такой схеме протекающий ток будет равен Е/R, а выходное
напряжение пропорционально интегралу этого тока и, следовательно, инте-
гралу приложенного напряжения.
Формируе -
мое et
колебание 1
Фиг. 348. Схемы односторонних диодных и триодных ограничителей и формы
колебаний при одностороннем ограничении синусоидального напряжения.
а—диодный ограничитель; б—триодный ограничитель.
Фиг. 349. Схема двустороннего ограничителя и форма
колебаний на выходе схемы при синусоидальном входном
напряжении.
30 ф. Термен и Дж. Петтит
466
Гл, 13, Генераторы колебаний специальной формы
Важно отметить, что схемы, приведенные на фиг. 350, будут давать точ-
ные результаты только в том случае, если выходное напряжение будет со-
ставлять пренебрежимо малую часть входного напряжения. Поэтому для
получения дифференцированных или интегрированных колебаний достаточной
амплитуды выходное напряжение необходимо усилить. Удобным методом
осуществления усиления в схемах интегрирования является применение
генераторов с отрицательной обратной связью, описанных в связи с фиг. 381
(стр. 510).
Выходное
напряжение
напряжение
Выходное
напряжение
H~dt
R
С
Выходное
напряжение
Фиг. 350. Типовые схемы для дифференцирования и интегрирования напряжения.
а—дифференцирование цепью RC; б—дифференцирование цепью jRL; в—интегрирование цепью RC.
Дифференцирование и интегрирование являются мощными средствами
для преобразования одной формы колебаний в другие. Это иллюстрируется
фиг. 351, на которой показано дифференцирование и интегрирование неко-
торых основных типов колебаний. Например, в результате дифференцирования
На выходе I Ц
дифферента- |
рующей цепи
На выходе
интегри- yj
рующей
цепи
Фиг. 351. Формы колебаний, иллюстрирующие результат дифференцирования
и интегрирования различных напряжений.
прямоугольного напряжения образуется последовательность попеременно
положительных и отрицательных импульсов сравнительно малой длитель-
ности; наоборот, интегрирование прямоугольного напряжения приводит
к возникновению треугольных колебаний. Наряду с этим прямоугольное
напряжение может быть получено в результате интегрирования последо-
вательности попеременно положительных и отрицательных импульсов очень
короткой длительности или при помощи дифференцирования треугольного
напряжения.
§ 3. Мультивибратор
Мультивибратор1) имеет важное значение для многих областей электро-
ники. Эта схема обладает рядом свойств, делающих ее особенно удобной
для применения в измерительной технике. В частности, мультивибратор
может применяться для генерирования прямоугольного напряжения,
импульсов и маркировки временных интервалов, а также как делитель
частоты и генератор гармоник. В соответствии с этим здесь класси-
х) О мультивибраторах имеется обширная литература; по этому вопросу рекомен-
дуется обратиться к ряду книг и статей [2—7].
§ 3. Мультивибратор
467
фицированы основные типы мультивибраторов и рассмотрены принципы их
работы.
Мультивибратор можно рассматривать как двухкаскадный усилитель на
сопротивлениях, в котором выходное напряжение второй лампы подается на
вход первой лампы, как показано на фиг. 352,а, где представлена схема
мультивибратора с анодными связями в наиболее удобном виде для такой
интерпретации ее работы1). В этой схеме сдвиг фазы в каждом каскада
Фиг. 352. Типовая схема мультивибратора.
а—подчеркнута аналогия между мультивибратором и двухкаскадным усилителем; б—вид
мультивибратора, особенно удобный для рассмотрения мгновенных изменений-напряжений.
составляет 180°,что приводит к возникновению колебаний вследствие под-
ключения выходной цепи второй лампы к входной цепи первой. Широкое
применение схем мультивибраторов объясняется тем, что генерируемые ими
колебания очень богаты гармоническими составляющими, а частота колеба-
ний легко управляется подачей на схему управляющего напряжения; кроме
того, мультивибратор может быть использован как генератор прямоуголь-
ного напряжения, импульсов и маркировки временных интервалов.
Работа мультивибратора может быть пояснена при помощи осцилло-
грамм, показанных на фиг. 353* 2). Колебания начинаются (до времени £=0) при
г) Лица, имеющие опыт работы с мультивибраторами, считают наиболее целесооб-
разным изображать эту схему в виде, показанном на фиг. 352, б [8]. На этой фигуре батареи
не показаны, а обозначены точки с фиксированным потенциалом, например £&, причем
точки с наиболее высоким потенциалом показаны в верхней части схемы. Напряжения
на электродах возрастают или падают в соответствии с протеканием тока через анодные
нагрузки. Легко может быть осуществлен просмотр формы напряжений.
2) Небольшой экспоненциальный участок А на фиг. 353 не существенен для пояс-
нения основных принципов работы схемы и в данном случае может не учитываться.
Однако его влияние сказывается на ограничении частоты колебаний и будет в этой связи
рассмотрено позднее.
30*
468
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
небольшом изменении напряжения на сетке одной лампы, например при неко-
тором возрастании потенциала на сетке лампы Fx. Это напряжение, усили-
вается двумя лампами и снова подается на сетку первой лампы для повторного
усиления. Этот процесс происходит почти мгновенно и многократно повто-
ряется, так что потенциал сетки лампы скачком возрастает до положитель-
ного значения, в то время как
потенциал сетки ес2 лампы И2 так-
же скачком принимает отрица-
тельное значение, более низкое,
чем напряжение запирания. Вслед-
ствие этого цепь усиления раз-
мыкается и лампа V1 остается
открытой с большим анодным то-
ком, в то время как лампа V2
остается запертой. Однако это
состояние, показанное на фиг. 353
для 0< t< t19 неустойчиво, так
как благодаря току, протекающе-
му через сопротивление Rg2 в цепи
сетки лампы V2, сеточный потен-
циал вс2 стремится к нулю. В мо-
мент времени потенциал сетки
вс2 достигает значения напряже-
ния запирания и лампа V2 откры-
вается, восстанавливая цепь уси-
ления. Нарастающее напряжение
вс2 теперь усиливается и вызы-
вает скачкообразное падение на-
пряжения еС1, что в конечном счете
приводит к отпиранию лампы V2
и запиранию лампы Vv Этот ска-
чок, как видно из осциллограмм,
происходит почти мгновенно и
аналогично первому скачку, ис-
ключая лишь то, что теперь функ-
ции двух ламп поменялись. Затем
потенциал еС1 сетки лампы на-
чинает непрерывно нарастать в
результате протекания тока через
сопротивление Rgv что в конеч-
ном счете приводит к повторению цикла колебаний.
Выходное напряжение обычно снимается с анода одной из ламп через
разделительный конденсатор (Сс в схеме фиг. 352). Поэтому выходные коле-
бания образуются в точках еь или еь^ на схеме фиг. 353. Амплитуда этих
колебаний 4 достаточно просто определяется при графическом построении
нагрузочной прямой, как это показано на фиг. 354, где прямая с наклоном
— 1/Rl нанесена на график анодной характеристики лампы. Рабочей точкой
открытой лампы является точка пересечения анодной характеристики для
нулевого напряжения на сетке с этой прямой. Напряжение Ео, являющееся
разностью между значениями анодного напряжения запертой и открытой
ламп, равно амплитуде выходного напряжения.
Осциллограммы на фиг. 353 приведены для случая одинаковых параметров
цепей двух ламп. Исключая небольшие искажения в точке А, колебания в точ-
ках и еь% имеют прямоугольную форму. При несимметричных параметрах
схемы, в частности когда постоянные времени Rg2C2 и Rgfi^ сеточных цепей
о
%
о
О
2
еЬг
Нз
[ Напряжение Еь\
запирания ( ус)
некто с постоянной
времени Rgfii
о
Го
%
I ^Напряжение
1 запирания
Экспонента
с постоянной времени
_______! ~КдгСг
V, v2 V,
Открыта Открыта Открыта
Фиг. 353. Формы колебаний для мультиви-
братора, изображенного на фиг. 352, в слу-
чае его симметричности, когда
/?Li==1?L2^ Гд1=Г.д2 и С1=С2.
§ 3. Мультивибратор
/469
сильно отличаются, соответственно будет отличаться и длительность полу-
периодов. При выборе одной постоянной времени очень малой вёЛичййы
в таком несимметричном мультивибраторе можно генерировать импульсы
очень малой длительности.
Частота колебаний мультивибратора. Мультивибратор, работающий
в режиме свободных колебаний, определяемых параметрами схемы, назы-
вается само возбуждающимся муль-
тивибратором. Другой режим ра-
боты, при котором частота колеба-
ний определяется синхронизирующим
напряжением, описан ниже в связи
с фиг, 357.
Частота колебаний самовозбуж-
дающегося мультивибратора опреде-
ляется главным образом постоянны-
ми времени Rg^Cy и Rq2C2 и потен-
циалами, к которым стремятся на-
пряжения на сетках, хотя некоторое
влияние оказывают остальные пара-
Фиг. 354. Графическое построение на-
грузочной характеристики для определе-
ния Eq—амплитуды прямоугольного на-
пряжения в точках ebi и еь2 на Фиг* 353.
метры схемы и напряжения на
электродах. Полный период Т ко-
лебаний мультивибратора склады-
вается из двух интервалов /2—и
f3—/2. Для симметричного мульти-
вибратора эти два интервала равны, но в любом случае, если сопротивле-
ния в цепи сеток подключены к катоду, как в схеме фиг. 353, полный период
Т определяется соотношением1)
(13.1)
где Rgu CJf Rg2, С2—величины, обозначенные на фиг. 352; р—коэффициент
усиления и V2 (одинаковый для обеих ламп); Е9—падение напряжения
в аноде, как показано на фиг. 352 и 354; Еъ—напряжение источника анод-
ного питания.
А) Каждый интервал определяется экспоненциально изменяющимся напряжением
на сетках V\ и У2. Рассмотрим интервал t3—t2. Пренебрегая кратковременным пере-
ходным процессом А в момент времени t2, длительностью этого интервала можно счи-
тать время t3— t2, необходимое для нарастания экспоненты еС2 от —Ео до напряжения
запирания —(jE’b/p-). В течение этого времени лампа V2 заперта, так что схема фиг. 352
может быть изменена и иметь вид, показанный на фиг. 355, а. Заменяя лампу V\
сопротивлением постоянному току гр (т. е. гр—отношение постоянного напряжения еь
в аноде к постоянному анодному току i^), получаем эквивалентную схему фиг. 355,6,
которая может быть упрощена так, как показано на фиг. 355,в, где
= ; Д' = __^L' .
Гр + ^Ь1 rp + ^?L1
В этой окончательной схеме обычно /?' <£ Rg2, так что постоянная времени схемы
может быть взята как Rg2C2i хотя истинное значение будет (Rg2 + R') С2. На основании
этого уравнение экспоненциального напряжения на Rg2 можно записать в виде
^=z?0r(,3-,2)/W2
н
Отсюда может быть выражена величина интервала t3 —12.
= <3-{2 = Д C2ln^-°. (13.2)
jt-b Eg C2 Еь V2 Eb У
470
Гл, 13. Генераторы колебаний специальной формы
Частота колебаний / мультивибратора является величиной, обратной
периоду
(13.3)
Частота колебаний самовозбуждающегося мультивибратора может из-
меняться при подключении сопротивления в цепи сетки к источнику регули-
руемого положительного потенциала, как показано на фиг. 356 [3]. При по-
даче такого положительного смещения длительность каждого полупериода
укорачивается на величину, возрастающую при увеличении положительного
фиг. 355. Эквивалентные схемы для определения времени i3—i2 на фиг. 353.
В течение этого времени лампа V2 не проводит и представляет собой разрыв цепи.
а—схема; б—эквивалентная схема; в—оконечная эквивалентная схема.
смещения вследствие того, что при разряде емкости потенциал сетки дости-
гает значения отпирания раньше, чем в случае, когда сеточная цепь подклю-
чена к земле1).
Диапазон частот, перекрываемый при изменении такою смещения при
заданном значении остальных параметров схемы, весьма велик и составляет
10 : 1. При использовании отрицательной обратной связи для линеаризации
разряда сеточных конденсаторов зависимость изменения частоты от сеточного
смещения может быть сделана линейной [9, 10]. Кроме того, при подаче поло-
жительного сеточного смещения повышается стабильность частоты мульти-
вибратора вследствие того, что кривая изменения сеточного потенциала
пересекает уровень отпирания лампы (см. фиг. 356) с большим наклоном.
Вследствие этого изменения напряжений Еъ или jE?0 меньше сказываются на
изменениях времени пересечения этих линий* 2).
Вообще, мультивибратор может генерировать любую частоту в пре-
делах диапазона, где возможно применение усилителя на сопротивлениях3).
х) При наличии положительного смещения Е величина интервала времени t3—
определяемого ранее формулой (13.2), будет выражаться соотношением
«3—«2 = ^2C2ln E+^Eb^ • (13.4)
Если положительное смещение Е подано на обе сетки, то общий период колебаний будет
равен
|13'я
2) В общем случае это положение неточно. В зависимости от режима работы
более стабильным может оказаться мультивибратор с заземленными сетками.—
Прим. ред.
3) При тщательном изготовлении деталей можно получить очень низкие частоты,
такие, как 1 период в час | И]. Соответственно при замене анодных нагрузок Rl.x и
резонансными контурами, шунтированными детекторами, можно получить колебания
мультивибратора на резонансной частоте контура. Заким путем можно генерировать
частоты много выше, чем в случае мультивибратора на сопротивлениях £12].
$ 3, Мультивибратор
471
Другое условие нормальной работы заключается в том, чтобы длитель-
ность переходного процесса, обозначаемого А на фиг. 353, была мала по срав-
нению с полным периодом колебаний и форма колебаний за счет этого про-
цесса искажалась бы лишь в малой степени.
Потенциал сетки V2 во время переходного процесса А становится поло-
жительным. Уменьшение потенциала этой сетки до нулевого значения про-
исходит с постоянной времени, равной произведению величины емкости С2
Полу период. Положительное смещение
Напряжение
запирания
Положительное
смещение
Полупериод с нулевым
____I смещением
Фиг. 356. Мультивибратор с положительным смещением
и форма сеточного напряжения, иллюстрирующая измене-
ние длительности временно-устойчивого состояния.
а—мультивибратор с положительными сетками; б—влияние
на форму напряжения на сетке положительного смещения.
на величину эквивалентного сопротивления, образованного последователь-
ным соединением 7?ь1 с параллельной комбинацией Rg2 и сопротивлением
участка сетка—катод лампы У2. Кроме того, при повышении частоты
колебаний мультивибратора ограничения возникают вследствие того, что
вертикальные участки формы колебаний фиг. 353 практически обладают
конечным наклоном. Крутизна их увеличивается при повышении крутиз-
ны характеристик и понижении входной и выходной емкостей ламп1).
Эти условия совпадают с условиями получения хорошего усиления на
высоких частотах.
Синхронизация мультивибратора. Когда в схему мультивибратора вво-
дится импульсное или переменное напряжение от внешнего источника, то
х) Вследствие сложности анализа этот вопрос здесь не рассматривается. По этому
вопросу см. работу [13].
472 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
частота колебаний мультивибратора стремится измениться таким образом,
чтобы отношение частоты колебаний мультивибратора к частоте поданных
извне колебаний точно равнялось отношению целых чисел. Это отношение
может быть больше единицы, равно ей или меньше единицы. Механизм
синхронизации иллюстрируется фиг. 357,а, где показаны колебания симмет-
ричного мультивибратора с частотой, точно равной х/7 частоты синхрони-
зирующего напряжения es. Синхронизирующее напряжение подается через
конденсаторы на одну или обе сетки мультивибратора. Форма результи-
рующих колебаний еС1 и вс2 на сетках показана на фиг. 357,а (в отличие от
соответствующих кривых фиг. 353). Отношение 1 : 7 обусловливается тем,
что 3,5 периода синусоиды соответствует интервалу t3—t2, являющемуся
полупериодом колебаний мультивибратора.
Фиг. 357. Синхронизация мультивибратора.
а—синхронизация синусоидой в отношении 1:7; б—синхронизация импульсами.
Аналогично мультивибратор может синхронизироваться импульсами,
как показано на фиг. 357,6. Здесь полупериоду колебаний мультивибратора
соответствуют четыре импульса, так что коэффициент деления равен 8.
Таким образом, если на выходе мультивибратора будут формироваться им-
пульсы путем дифференцирования переднего или заднего фронта прямоуголь-
ных колебаний в аноде, то один выходной импульс будет возникать через
каждые восемь входных импульсов. В обоих случаях, иллюстрированных
фиг. 357, синхронизирующее напряжение накладывается на изменяющийся
сеточный потенциал, образованный при разряде в сеточной цепи конденсатор—
сопротивление, и определяет момент достижения сеточным потенциалом зна-
чения отпирания. Таким образом, длительность периода t3—t2 определяется
вводимым напряжением, чем и достигается синхронизация. При увеличении
амплитуды синхронизирующего напряжения коэффициент деления умень-
шается, т. е. частота колебаний мультивибратора приближается к частоте
вводимого напряжения. Стабильность обеспечения данного отношения частот
повышается при использовании положительного сеточного смещения, так
как при этом изменения амплитуды синхронизирующего напряжения, необ-
ходимые для изменения коэффициента деления, должны быть больше1).
Детали процесса синхронизации мультивибратора определяются спо-
собом подачи управляющего напряжения и степенью асимметрии схемы.
При полной симметрии преимущественная синхронизация с четными или
х) См. примечание 2 на стр. 470.—Прим. ред.
£ 3. Мультивибратор
т
нечетными коэффициентами деления или, наоборот, равные условия для
осуществления этих двух случаев могут быть получены при включении синхро-
низирующего напряжения синфазно или в противофазе в цепи двух ламп
или только одной лампы соответственно. Кроме того, несимметричный муль-
тивибратор стремится к синхронизации при определенных отношениях
частот.
Колебания мультивибратора богаты гармоническими составляющими^
что является следствием скачкообразных изменений амплитуды в течение
периода колебаний. Например, мультивибратор, работающий на частоте
10 кгц, может обычно образовать все синусоидальные компоненты вплоть до
200-й гармоники с амплитудами, достаточными для обнаружения при помо-
щи радиоприемника средней чувствительности. Эти свойства делают мульти-
вибратор особенно пригодным при измерениях частоты, так как при синхро-
низации мультивибратора колебаниями эталонной частоты можно получить
целую серию гармоник, находящихся в точных соотношениях к эталонной
частоте (см. гл. 5, § 1). Амплитуда высоких гармоник увеличивается, если
реостатно-емкостные усилительные каскады, входящие в схему мульти-
вибратора, могут усиливать частоты, более высокие, чем основная частота
колебаний, так как в этом случае скачкообразные изменения формы колеба-
ний получаются более четкими.
Мультивибраторы с одним временно-устойчивым состоянием (кипп-
реле). Для некоторых применений необходимо, чтобы мультивибратор не
генерировал, пока на его схему не будет подан импульс запуска от внешне-
го источника. После этого мультивибратор генерирует один цикл колебаний
и возвращается к начальному устойчивому состоянию, если импульс запуска
уже закончился. Такая схема носит название мультивибратора с одним
временно-устойчивым состоянием, или кипп-реле. Она может быть осущест-
влена при подаче на сетку одной из ламп мультивибратора отрицательного
смещения, превышающего (по абсолютной величине) напряжение запира-
ния для данного потенциала источника анодного напряжения.
Часто используется схема кипп-реле, показанная на фиг. 358, которая
отличается от схемы мультивибратора фиг. 352 тем, что емкостная связь
сетка—анод в одном из каскадов заменена катодной связью. Для получения
в этой схеме одного временно-устойчивого состояния сетка лампы Р2 подклю-
чена через сопротивление Rg2 к источнику анодного напряжения, а на сетку
лампы подано регулируемое положительное смещение через сопротивление
Ндг. В устойчивом состоянии через лампу V2 проходит большой анодный
ток, создающий на катоде обеих ламп значительный положительный по отно-
шению к земле потенциал, за счет которого лампа поддерживается запер-
той. Когда на сетку лампы Уг подается большой положительный импульс,,
кипп-реле запускается, лампа V. открывается, понижая потенциал сетки
лампы V2, как показано на фиг. 358,6, и запирая эту лампу. Это временно-
устойчивое состояние продолжается до тех пор, пока отрицательное сме-
щение на сетке лампы V2, созданное за счет протекания зарядного тока кон-
денсатора С2 через сопротивление Ra2, не уменьшится до такого значения,
при котором лампа V2 начинает усиливать напряжение. После этого вновь
запирается лампа V2 и в схеме устанавливается начальное устойчивое со-
стояние.
Схема кипп-реле с катодной связью может быть использована для ге-
нерирования прямоугольных импульсов заданной длительности, как это
показано на эпюрах еЬп или еЬг,2 на фиг. 358. В других случаях эта схема ис-
пользуется для получения импульсов запуска, сдвинутых по отношению к на-
чальным импульсам запуска на заданное время T=t2—t^. Это достигается
дифференцированием напряжений ebTli или еЬп* при помощи одной из схем,
474
Гл, 13. Генераторы колебаний специальной формы
приведенных на фиг. 350, и использованием импульса, возникающего в мо-
мент /2 и связанного с задним фронтом импульсов еЬп^ или еЪп^. Длительность
прямоугольного импульса, а следовательно, и интервал времени t2—tx
легко регулируются потенциометром Т?2, показанным на фиг. 358, а. Эга регу-
лировка управляет постоянным напряжением смещения на сетке Уг и, сле-
довательно, величиной анодного тока Vlf протекающего в интервале между
и (Фиг- 358,6). Этот анодный ток определяет потенциал катода в течение
в
Фиг. 358. Кипп-реле с катодной связью.
О
О
Для значений элементов схемы, указанных на фигуре, длительность Т=?2—ti анодного импульса
еЬл или е^п регулируется от малых значений до 120 мксек, при помощи потенциометра Вг-
а—схема положительного запуска; б—форма колебаний; в—отрицательный запуск.
интервала t2—tx и, следовательно, уровень, до которого нарастает напряже-
ние есп2 перед отпиранием лампы V2, т. е. длительность временно-устойчи-
вого состояния. Преимуществом этой схемы является линейная1) зависимость
интервала Т между и t2 от напряжения смещения Ег.
На фиг. 358,а показаны типовые значения параметров, позволяющие
получить длительность импульса или гремя задержки, плавно регулируе-
мых от очень малой величины до 120 мксек. Общее выражение для времени
задержки T=t2—tr через параметры схемы имеет вид
(13.6)
где Zb(—ток открытой лампы 1Ъ—ток открытой лампы V2; Еь—напряжение
источника анодного питания. Обозначения элементов схемы приведены на
фиг. 358.
Запуск схемы фиг. 358,а осуществляется положительными импуль-
сами, а запуск отрицательными импульсами может быть осуществлен с
х) Доказательство этой линейности дано в работе [14].
£ 4. Блокинг-генератор
475
входными цепями, показанными на фиг. 358,в. Здесь при запертой лам-
пе Fx соединительный диод V3 не проводит, поскольку его анод и ка-
тод обладают одинаковым потенциалом Еъ, Следовательно, для момен-
тов времени, предшествую-
щих напряжение на F3
отсутствует. Отрицательный
импульс запуска мгновен-
но понижает потенциал ка-
тода, отпирает диод V3 и
попадает на анод V\ и
сетку F2 (через емкость
С2). При этом схема запус-
кается так, как это было опи-
сано выше, для момента tx.
В результате лампа Vj от-
крывается, создавая большой
перепад напряжения на со-
противлении и отрица-
тельный потенциал анода F3
по отношению к катоду. Та-
ким образом, задний фронт
импульса запуска в катоде
F3 не влияет на работу схе-
мы, поскольку при запира-
нии F3 цепь запуска размы-
кается. В противном случае
положительный перепад на-
пряжения от заднего фронта
импульса запуска может пре-
рвать временно-устойчивое
состояние схемы до момента
t± и, таким образом, дли-
тельность t2—1± будет опре-
деляться длительностью им-
напряжения смещения
а
пульса запуска, а не пара-
метрами схемы мультивибра-
тора.
§ 4. Блокинг-генератор
Схема, показанная на
фиг. 359, носит название
блокинг-генератора и нахо-
дит широкое применение в
качестве генератора коротких
импульсов. Основным эле-
ментом блокинг-генератора
является специальный транс-
форматор Т, обеспечиваю-
щий связь между сеткой и
анодом лампы. Обмотки этого
Фиг. 359. Схема блокинг-генератора и типовые
осциллограммы напряжений.
а—схема; б—осциллограммы.
трансформатора обычно по-
мещаются на сердечнике из магнитного железа с высокой проницаемостью
таким образом, чтобы свести к минимуму индуктивность рассеяния анодной
и сеточной обмоток, а также распределенные и межвитковые емкости
476 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
(обозначенные на схеме через Ср)1). Индуктивность Lp анодной обмотки
должна быть возможно большей. Ее максимально допустимое значение
связано с тем, что резонансная частота /0, определяемая L и емкостью
трансформатора, должна быть такова, чтобы величина 1/2/0 была порядка
требуемой длительности импульса.
Принцип работы блокинг-генератора* 2). Схема блокинг-генератора, пока-
занная на фиг. 359,а, аналогична схеме обычного генератора с резонансным
контуром в аноде. Однако процессы, происходящие в этих схемах, суще твен-
но различны. Это определяется очень большим отношением величин индук-
тивности и емкости резонансной системы, представленной трансформато-
ром Т, а также тем, что в блокинг-генераторе постоянная времени RQCg в цепи
сетки так велика, что происходят прерывистые колебания в отличие от ана-
логичного генератора синусоидальных колебаний.
Работа блокинг-генератора для типовых условий может быть пояснена
при помощи осциллограммы фиг. 359,б3). Рассмотрим сначала осциллограмму
сеточного напряжения. В области —/2 отрицательный потенциал сетки пре-
вышает напряжение запирания. Этот потенциал образован за счет заряда
конденсатора Сд в цепи сетки, накопленного в течение предшествующего
цикла колебаний. Потенциал сетки непрерывно возрастает, стремясь к нулю
вследствие разряда конденсатора Сд через Rg. В момент времени /2 потенциал
сетки достигает напряжения отпирания, при этом через индуктивность Lp
начинает протекать анодный ток лампы. Возникающий на обметке Lp перепад
напряжения уменьшает анодное напряжение ер. Сеточная обмотка Lg
включена таким образом, что при уменьшении ер за счет индуцированного
в ней напряжения потенциал ес увеличивается, и наоборот.
Результирующее увеличение сеточного потенциала ес уменьшает внут-
реннее сопротивление лампы и приводит к дальнейшему увеличению падения
напряжения на Lp. Это ведет к дальнейшему уменьшению ер, что, в свою
очередь, приводит к еще большему возрастанию сеточного потенциала и т. д.
Результирующий процесс происходит лавинообразно и приводит к тому,
что в момент времени /2 потенциал анода почти мгновенно падает до очень
малого значения, тогда как потенциал сетки так же быстро возрастает
до положительного значения, как показано на фигуре. При этих условиях
через сеточную цепь протекает значительный ток. заряжающий сеточный
конденсатор Сд. В то же время анодный ток, протекающий через анодную
индуктивность Lp, остается приблизительно постоянным.
Через некоторое время после момента t2 потенциал управляющей сетки
остается положительным, а падение напряжения на анодной индуктивности
Lp близко к напряжению Еъ источника анодного напряжения. Однако еще
через определенный промежуток времени в результате комбинации несколь-
ких факторов начинается сравнительно быстрый рост анодного напряжения
ер с соответствующим уменьшением падения напряжения на анодной индук-
тивности Lp. Это изменение напряжения на Lp индуцирует напряжение на
сеточной обмотке Lg, вызывающее падение сеточного потенциала ес, которое,
х) Этот трансформатор часто снабжается третьей обмоткой, как показано на схеме
фиг. 359. Эта обмотка дает возможность получить на выходе только переменное напря-
жение, не связанное с потенциалом земли.
2) Весьма полезное описание работы блокинг-генератора дано в работах [2, 5, 15].
3) В зависимости от нелинейных явлений в лампе и магнитном сердечнике воз-
можно возникновение нескольких режимов работы блокинг-генератора. Происходящие
при этом процессы весьма сложны. Рассмотрение, приведенное в настоящей книге, пред-
ставляет качественное объяснение механизма работы, обычно имеющего место, если
блокинг-генератор предназначен для генерирования импульсов со сравнительно плоской
вершиной и крутыми фронтами. Дальнейшее обсуждение различных условий работы
приведено в работе [15].
§ 4. Блокинг-генератор
477
в свою очередь, приводит к дальнейшему возрастанию анодного потенциала ер.
В момент времени t3 этот процесс становится лавинообразным и потенциал
сетки скачком уменьшается до величины, более низкой, чем напряжение запи-
рания лампы, как показано на схеме. Факторы, определяющие время
когда заканчивается импульс t2—Z3, весьма сложны и включают явления
насыщения сердечника трансформатора, влияние емкости Ср трансформатора,
сеточного конденсатора Сд и характеристик лампы.
Энергия, накопленная в индуктивности Lp трансформатора к моменту Z3,
рассеивается при затухающих колебаниях, накладывающихся на напряже-
ние смещения ех на сеточном конденсаторе Сд, как показано на фигуре.
Частота этих колебаний равна резонансной частоте, определяемой инду-
ктивностью Lp и емкостью Ср трансформатора. Обычно трансформатор кон-
струируется с большими потерями в сердечнике и высоким сопротивлением
обмоток, так что эти колебания почти полностью затухают через несколько
периодов. В некоторых случаях одна из обмоток трансформатора шунти-
руется сопротивлениём для более быстрого затухания этих колебаний.
В течение периода <*2—/3 импульса сеточный ток заряжает конденсатор^
и образует на нем отрицательный потенциал ех значительно ниже напряже-
ния запирания. В следующий интервал времени /3—/4 это напряжение сме-
щения ех уменьшается с постоянной времени RgCg, как показано на фигуре,
вследствие разряда Сд через сопротивление Rg Наконец, в момент /4 насту-
пают условия, соответствующие условиям, существовавшим во время /2, и
цикл повторяется.
Длительность и форма импульса. Как видно из осциллограмм, колеба-
ния, возникающие на индуктивности Lp блокинг-генератора, представляют
собой периодически повторяющиеся короткие импульсы приблизительно
прямоугольной формы с крутыми фронтами. Длительность этих прямоуголь-
ных импульсов определяется в первую очередь параметрами трансформатора.
Вторым элементом, влияющим на длительность импульсов, является конден-
сатор Сд в цепи сетки. При уменьшении емкости этого конденсатора возрастает
напряжение смещения, которое образуется за счет протекания сеточного
тока за время импульса. В результате при небольших значениях емкости
импульс становится более коротким, нежели в том случае, когда емкость
велика. Уменьшить длительность импульса можно также, используя линии
задержки, описанные в связи с фиг. 371 (стр. 497).
Форма импульса, генерируемого блокинг-генератором, определяется
главным образом трансформатором. Крутизна фронтов импульса опреде-
ляется в основном индуктивностью рассеяния и повышается с уменьшением
последней. Наклон плоской вершины импульса определяется в первую
очередь параметрами трансформатора в совокупности с характеристиками
лампы и параметрами схемы.
Для блокинг-генераторов характерно наложение на начальный участок
огибающей импульса небольших высокочастотных быстрозатухающих коле-
баний, как показано на фиг. 359. Эти колебания возникают при ударном
возбуждении резонансного контура, образованного индуктивностью рассея-
ния и распределенной емкостью Ср трансформатора. В отличие от этого зату-
хающие колебания после окончания импульса имеют значительно более*
низкую частоту, определяемую, как уже отмечалось, индуктивностью Lp
первичной обмотки и емкостью Ср трансформатора.
Для получения импульсов заданной длительности с крутыми фронтами
и плоской вершиной необходимо тщательно согласовать параметры трансфор-
матора и лампы. Поэтому использование одного и того же трансформатора
для получения импульсов существенно различной длительности обычно
•связано с ухудшением их формы.
478 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
(13-7)
Учет характеристик трансформатора блокинг-генератора для получения
импульсов заданной длительности настолько сложен, что для достижения
удовлетворительных результатов обычно требуется проведение большой
экспериментальной работы. В результате разработка высококачественного
трансформатора для этой цели обычно занимает значительное время. Поэтому
целесообразно, если это возможно, приобретать трансформатор для блокинг-
генератора, предназначенного для получения заданной длительности импуль-
сов, и использовать этот трансформатор с той лампой и в том режиме, для
которых он рассчитан.
Частота повторения импульсов и синхронизация от внешних источни-
ков. Частота повторения самовозбуждающегося блокинг-генератора, т. е.
число циклов работы в секунду, определяется следующим соотношением,
аналогичным формуле (13.5):
тт 1
Частота повторения =--------Т."/?— >
дг+^1п^+тао
где —длительность импульса (сек.); EQ—напряжение на емкости Сд
в конце импульса; Еъ—напряжение источника анодного питания; р.—коэф-
фициент усиления лампы; Е—положительное смещение, поданное на упра-
вляющую сетку в точке х фиг. 359,а (2?=0 для осциллограмм фиг. 359,6);
Rg—сопротивление в цепи сетки; Сд—конденсатор в цепи сетки.
Эти обозначения показаны на фиг. 359. Величина Е* является сложной
функцией характеристик трансформатора и лампы, длительности импульса,
емкости конденсатора в цепи сетки и величины напряжения анодного
питания.
Частота повторения может удовлетворительно регулироваться в широ-
ком диапазоне значений при неизменной форме и длительности импульсов
путем изменения сопротивления в цепи сетки Rg. Для данного значения Rg
плавное изменение частоты в значительном диапазоне достигается регулиров-
кой положительного смещения в точке х фиг. 359,а, повышение которого
(аналогично случаю мультивибратора с положительным смещением) вызы-
вает увеличение частоты повторения. Несмотря на то, что, согласно формуле
(13.7), частота повторения в равной степени определяется величинами Сд
и Rg, изменение емкости Сд редко используется для управления частотой
повторения, поскольку любое существенное изменение величины Сд вызы-
вает изменение длительности и формы импульсов.
Частота повторения блокинг-генератора, так же как и в случае муль-
тивибратора, легко синхронизируется в гармоническом соотношении с часто-
той колебаний вводимого в схему напряжения. Механизм этой синхронизации
аналогичен описанному в связи с фиг. 357, т. е. вводимое напряжение упра-
вляет моментом начала импульса.
Работа блокинг-генератора в ждущем режиме. Если на схему блокинг-
генератора в точке х (см. фиг. 359,а) подано фиксированное отрицательное сме-
щение, превышающее напряжение запирания, то режим работы схемы будет
аналогичен работе кипп-реле, как показано на фиг. 360. Такая схема будет
находиться в состоянии покоя до тех пор, пока на напряжение смещения не
будет наложен положительный импульс запуска, повышающий мгновенно
потенциал сетки и отпирающий лампу. В результате блокинг-генератор гене-
рирует один импульс и следующую за ним одну серию затухающих колеба-
ний. После затухания этих колебаний блокинг-генератор снова переходит
в устойчивое состояние до прихода следующего импульса запуска. При таком
режиме работы блокинг-генератор генерирует импульсы, точно совпадающие
£ 5. Генераторы прямоугольного напряжения
479
по времени с входными импульсами независимо от того, являются ли перио-
дическими эти импульсы.
Практические применения блокинг-генератора. Основным назначением
блокинг-генератора является генерирование коротких импульсов. Это при-
менение обсуждается в следующем параграфе. Здесь необходимо указать
только, что при использовании соответствующих трансформаторов может
быть получен диапазон длительностей импульсов от 0,1 до 25 мксек. Эти
импульсы имеют сравнительно крутые фронты и приблизительно прямоуголь-
ную форму. Пиковая энергия импульсов, получаемых от блокинг-генератора,
сравнительно велика. Это определяется тем, что лампа остается открытой
Фиг. 360. Ждущий блокинг-генератор.
а—схема; б—осциллограмма напряжения на сетке.
только в течение малой доли времени, так что без перегрузки лампы допу-
стимы очень большие пиковые анодные и сеточные токи. Наконец, отли-
чительное качество блокинг-генератора заключается в том, что частота
повторения импульсов может легко управляться внешним напряжением.
Кроме того, блокинг-генератор может быть использован для генерирования
гармоник или субгармоник синхронизирующего напряжения. Однако для
подобных применений предпочтительнее применять мультивибратор, так как
трансформатор блокинг-генератора стоит дорого и при плохой экранировке
образует также распределенные магнитные поля.
§ 5. Генераторы прямоугольного напряжения
Имеются два основных способа получения прямоугольного напряжения.
Один из них заключается в следующем: сначала создается генератор сину-
соидальных колебаний частоты, равной частоте формируемого прямоуголь-
ного напряжения, затем из этого синусоидального напряжения формируется
прямоугольное напряжение1) при помощи ограничительных и усилительных
схем, описанных выше. При другом способе используются схемы, подобные
мультивибраторам, форма колебаний в анодах которых приблизительно
прямоугольна. Такие схемы являются непосредственными генераторами пря-
моугольных колебаний.
При преобразовании синусоидального напряжения в прямоугольное
результирующее напряжение является приблизительно прямоугольным, но
степень приближения может быть сделана как угодно высокой и ограничи-
г) По этому вопросу см. [3, 16, 19].
480
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной - формы
вается лишь количеством используемых каскадов. Элементарная схеш
этого типа показана на фиг. 345. Вершина и основание полученного
колебания соответствуют горизонтальным участкам прямоугольного на-
пряжения, но фронты колебания являются наклонными, а не вертикаль-
ными, как это обычно желательно. Однако при усилении этих колебаний
наклон фронтов возрастает. Если усиленные колебания затем вновь под-
вергнуть ограничению, подавая их на второй ограничительный каскад, по-
добный показанному на фиг. 345, то можно получить лучшую апроксимацию
прямоугольного напряжения. Эти операции попеременного усиления и огра-
ничения могут быть повторены до тех пор, пока не будет получена достаточно
хорошая апроксимация выходного прямоугольного напряжения. Схема
фиг. 346 более удобна для повторного усиления и ограничения, так как здесь
одна и та же лампа обеспечивает и ограничение, и усиление. Таким образом
может быть ^именено последовательное соединение нескольких ограничи-
тельных схем, аналогичных схеме фиг. 346, через разделительные конден-
саторы, показанные на схеме, для получения простой и эффективной системы
преобразования синусоидальных колебаний в прямоугольные.
Процесс Генерирования прямоугольного напряжения посредством огра-
ничения синусоидальных колебаний обычно используется при эксперимен-
тальных исследованиях. В лабораториях обычно применяются генераторы
синусоидальных колебаний точно известной и легко регулируемой частоты,
снабжаемых в качестве вспомогательного оборудования системой ограничи-
телей и усилителей, работающих в широком диапазоне частот.
Другой способ получения прямоугольных колебаний заключается в их
непосредственном генерировании при помощи мультивибраторной схемы
фиг. 352. Как видно из осциллограмм, показанных на фиг. 353, форма напря-
жения в анодах ламп весьма близка к прямоугольной1). Имеются некоторые
погрешности формы этих колебаний в виде переходного процесса А (см. фи-
гуру), которые могут быть устранены при подаче этого напряжения на огра-
ничитель.
§ 6. Генерирование импульсов. Общие вопросы
Различают два типа импульсов, показанных на фиг. 361. Прямоугольный
импульс может рассматриваться как несимметричное прямоугольное напря-
а
жение, в котором положительная
(или отрицательная) область имеет
очень малую длительность, а дру-
гая часть—относительно большую
длительность. Эти колебания в
идеальном случае ограничиваются
точными горизонтальными и вер-
тикальными участками. Другой
тип импульсов — пусковых, или
6
Фиг. 361. Прямоугольные и пусковые
импульсы.
а—идеальные прямоугольные импульсы; б—пу-
сковые импульсы.
триггерных,—характеризуется кру-
тыми фронтами и малой длительно-
стью, но точная форма этих им-
пульсов имеет второстепенное зна-
чение. Такие импульсы используют-
ся для запуска других схем.
Триггерные импульсы обычно генерируются посредством диффе-
ренцирования прямоугольных колебаний или крутых участков колебаний
другой формы. Генерирование прямоугольных импульсов более сложно
г) При использовании несимметричного мультивибратора получается прямоуголь-
ное напряжение с различной длительностью положительного и отрицательного импульсов.
£ 7. Основные типы импульсных генераторов
481
и, так же как в случае прямоугольных колебаний, может быть осущест-
влено посредством формирования колебаний другой формы или непосред-
ственным генерированием.
На фиг. 362 показан пример преобразования нарастающего участка пря-
моугольных колебаний в пусковые импульсы при помощи дифференцирую-
щей схемы. Эти пусковые импульсы в свою очередь могут быть преобразо-
ваны в приблизительно прямоугольные посредством ограничения и последую-
щего усиления. Для таких операций особенно пригодна схема двустороннего
ограничителя, представленная на фиг. 349 (стр. 465).
Прямоугольное
напряжение
Дифференцированное
напряжение
напряжение
Усиленное
формируемое
напряжение
Фиг. 362. Получение пусковых импульсов путем дифференциро-
вания прямоугольного напряжения и преобразование пусковых им-
пульсов в прямоугольные путем их ограничения и усиления.
Схемы для непосредственного генерирования прямоугольных импульсов
описаны в последующих параграфах.
§ 7. Основные типы импульсных генераторов
Имеется большое число схем, предназначенных для непосредственного
генерирования прямоугольных импульсов; наиболее важные из них кратко
описаны здесь1). Выбор типа схемы определяется заданной длительностью
импульсов, частотой их следования, требованиями периодического режима
работы или генерации при наличии импульса запуска, а также величиной
выходного напряжения или мощности. Кроме того, в некоторых случаях
существенно наличие регулировки длительности импульсов или получения
импульсов с точно заданной, но не регулируемой длительностью. Описан-
ные ниже схемы позволяют удовлетворить различным комплексам этих
требований. . -
г) Другие типы схем и их модификации можно найти в литературе, в частности
в литературе по радиолокации, см., например, [2, 5,20—27]. / . /
31 Ф. Термен и Дж. Петтит
482 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
Генерирование импульсов несимметричными мультивибраторами. Как
было указано в § 3, короткие прямоугольные импульсы можно получить
в анодных цепях несимметричного мультивибратора. В этом случае постоян-
ная времени одной из сеточных цепей, образованных сопротивлением и емко-
стью, выбирается очень малой, а постоянная времени другой цепи—отно
сительно большой. Как показано в качестве примера на фиг. 353, период
между t1 и /2 может быть сделан очень малым по сравнению с периодом между
/2 и t3 путем выбора произведения очень малым по сравнению с про-
изведением Rg2C2. В случае необходимости искажения за счет переходного
процесса А могут быть устранены.
Длительность импульса определяется постоянной времени Rg1C1 (если
в качестве длительности импульса рассматривать период между tr и на
фиг. 353) и напряжением смещения, к которому подключено сопротивление
Rgx. Для получения импульсов очень малой длительности целесообразно
подключать сопротивление в цепи сетки к источнику положительного напря-
жения, например к источнику анодного питания. Если необходима регули-
ровка длительности импульса, уровень положительного напряжения, к кото-
рому подключено это сопротивление, можно регулировать.
Интервал между импульсами, или частота повторения, определяется
другой постоянной времени Rg2C2 и напряжением, к которому подключено
сопротивление Rg2. Поскольку этот интервал относительно велик, сопроти-
вление Rg2 обычно подключается к земле. Изменение интервала между
импульсами может быть достигнуто при помощи регулировки постоянной
времени Rg2C2 или напряжения смещения, к которому подключено сопроти-
вление Rg3 в цепи сетки. При условии, что длительность импульса очень мала
по сравнению с интервалом между импульсами, регулировки этих двух пара-
метров не будут зависеть друг от друга.
Описанная схема является самовозбуждающейся и генерирует непрерыв-
ную последовательность импульсов. Мультивибратор с одним временно-
устойчивым состоянием, описанный в § 3, вырабатывает один прямоуголь-
ный импульс, соответствующий приходу импульса запуска. Способы регу-
лировки длительности этого импульса были описаны в связи с фиг. 358.
Преимущество использования мультивибратора в качестве генератора
импульсов заключается в гибкости регулировки длительности и частоте повто-
рения импульса. Однако недостаток этой схемы состоит в том, что одна
из ламп открыта в течение всего периода между импульсами и должна обе-
спечивать получение мощности постоянного тока, равной пиковой мощности
импульса. Это не позволяет использовать небольшие лампы для получе-
ния высокой мощности в течение сравнительно коротких интервалов. Кроме
того, длительность импульса в некоторой степени зависит от питающих
напряжений и характеристик ламп. Этот недостаток может быть в значи-
тельной степени устранен использованием в схеме мультивибратора линии
задержки, как описано в § 9.
Генерирование импульсов при помощи блокинг-генератора. В качестве
источника прямоугольных импульсов может быть использован блокинг-
генератор, принцип работы которого описан в § 4. При помощи этой схемы
можно, используя небольшие лампы и минимальные источники питания, полу-
чать импульсы большой амплитуды (или большой мощности). Это преимуще-
ство основано на том, что мощность расходуется в лампе лишь в течение
короткого импульса, в то время как на протяжении длительного интервала
между импульсами лампа оказывается запертой и не потребляет тока. Недо-
статок схемы заключается в сложности регулировки длительности импульса.
Длительность и точная форма колебаний определяются параметрами транс-
форматора, который должен быть в первую очередь тщательно выполнен.
£ 7. Основные типы импульсных генераторов
483
Для данного трансформатора длительность и форма импульса фиксированы,
исключая случай, когда длительность импульса регулируется линией задерж-
ки, как указано в связи с описанием фиг. 371. При соответствующем выпол-
нении схемы форма импульсов весьма близка к прямоугольной и, кроме
того, может быть улучшена ограничением импульсов так же, как в случае
мультивибратора. В частности, при ограничении можно уменьшить искаже-
ния за счет высокочастотных колебаний, показанных на фиг. 359.
Блокинг-генератор может работать в режиме самовозбуждения или
в ждущем режиме, как описано в § 4.
Генерирование импульсов с использованием усилителя класса С.
Иногда необходимо получить импульсы с высокой частотой повторения.
Такие схемы, как мультивибратор и блокинг-генератор, имеют для этого
ограниченные возможности, поскольку после окончания одного импульса
и перед генерированием следующего импульса в этих схемах требуется
небольшое, но конечное время. Схема, позволяющая получать импульсы с
высокой частотой следования, включает усилитель класса С с омической
нагрузкой [28]. Известно, что анодный ток усилителя класса С, работаю-
щий при большом отрицательном смещении и большой амплитуде возбуж-
дающих синусоидальных колебаний, представляет собой короткие импульсы,
близкие по форме к синусоидальным, но с несколько более плоской вер-
шиной. Такие импульсы не идеально прямоугольны, но если частота их по-
вторения не слишком высока и возможно использование ограничивающих
схем (работа которых ухудшается на высоких частотах вследствие влия-
ния распределенных емкостей), то форма их может быть улучшена.
Генерирование импульсов при помощи резонансного контура. Другой
метод генерирования имцульсов иллюстрируется фиг. 363 [29]. Здесь между
землей и катодом лампы включен резонансный контур LC. В отсутствие
входного сигнала потенциалы сетки Vr и катода равны и через индуктивность
L протекает анодный ток 1р. Допустим, что на сетку V\ подается управляющее
напряжение es большой амплитуды. Когда величина сигнала становится отри-
цательной, анодный ток лампы Vr быстро прерывается. Ток, протекавший
перед этим через индуктивность L, начинает заряжать емкость С, и в отсут-
ствие диодного ограничителя V2 будут образовываться затухающие колеба-
ния, как показано на фиг. 363,6. Частота этих колебаний соответствует
резонансной частоте контура LC, а амплитуда напряжения на контуре равна
1р]/ L/C, Однако диодный ограничитель не позволяет возникать положи-
тельным значениям выходного напряжения е0. Вследствие этого лампа V2
прекращает колебания через один период, как показано на фигуре.
При этих условиях выходное напряжение будет состоять из импульсов,
соответствующих полупериоду синусоидальных колебаний с резонансной
частотой контура LC. Частота повторения этих импульсов определяется
частотой управляющего напряжения es.
Прямоугольные импульсы могут быть получены путем ограничения
синусоидальных импульсов на таких уровнях, как jE0 на фиг. 363,6, ограни-
чивающих малую часть амплитуды. Это может быть осуществлено путем
добавления в схему второго ограничительного диода 73, как показано на
фиг. 363,а. Дальнейшее улучшение формы импульсов может быть достигт
нуто усилением и последующим повторным ограничением.
Управляющее напряжение es должно изменяться от нулевой амплитуды
до значения, равного напряжению запирания лампы Р\, в течение интервала,
не превышающего половины длительности генерируемого импульса. Для полу-
чения очень коротких импульсов низкой или средней частоты повторения
напряжение е должно быть прямоугольным с соответствующей крутизной
31*
484
Гл. 13. Генераторы колебаний специалъной формы
фронтов и амплитудой, желательно намного большей, чем напряжение запи-
рания (см. фиг. 363,6). В ряде случаев допустимо применение синусоидаль-
ных колебаний большой амплитуды. Например, если амплитуда синусоиды
в 32 раза превышает напряжение запирания, то синусоида нарастает от
нуля до напряжения запирания за время, соответствующее 1,8°, и длитель-
ность формируемых импульсов не может быть меньше 3,6°. Для частоты 2000 гц
это означает, что для данного синусоидального колебания нельзя получить
импульсы с длительностью менее 5 мксек.
положительных
колебаний
ес
и ес
Напряжение
запирания Vt
ео
о
-Затухающие колебания, возникающие
У при отсутствии ограничена^
\Я-р---------------------
\j w Форма колебаний
без V»
Уровень ограничения
для
Фиг. 363. Формирование коротких импульсов
при использовании ограничения нестационарных
колебаний в резонансных цепях.
а—схема; б—форма колебаний.
Большое сопротивление Rg, включенное последовательно в цепь сетки
на фиг. 363,а, предназначено для ограничения положительных полуперио-
дов управляющего напряжения es (если оно синусоидальное или прямоуголь-
ное) с тем, чтобы потенциал сетки был близок к потенциалу катода.
Схема, показанная на фиг. 363, обеспечивает генерирование импульсов
очень простыми средствами. Более того, длительность импульсов можно легко
изменять регулировкой резонансной частоты контура при изменении емко-
сти конденсатора С. Таким путем можно легко получать импульсы длитель-
ностью менее 1 мксек.
Генерирование многократных импульсов. Иногда необходимо получить
два или три импульса, следующих непосредственно друг за другом
со сравнительно длительными интервалами между соседними группами.
Например, найдено, что при испытании скоростных электронных счетных
£ 8. Линии и цепи, формирующие импульсы в импульсных генераторах 485
схем разрешающая способность схемы по отношению к близко расположен-
ным импульсам различна для периодической последовательности таких
импульсов и для случая группы из двух импульсов с большими интерва-
лами до и после появления этой группы.
На фиг. 364 показана схема для генерирования двойных импульсов,
в которой используются два импульсных генератора, например, ждущих бло-
кинг-генератора или кипп-реле, которые вырабатывают один импульс при
подаче импульса запуска. Входные импульсы для этих двух генераторов полу-
чаются от общего источника, но импульс запуска на вход второго генератора
поступает с запозданием, определяемым регулируемой линией задержки типа,
описанного в § 8. Поскольку любая практическая регулируемая линия
Фиг. 364. Блок-схема устройства для получения двойных импульсов.
задержки обладает некоторой минимальной задержкой, то перед первым гене-
ратором, как показано на схеме, включена вторая линия задержки. Она
предназначена для создания фиксированной задержки, равной минималь-
ному сдвигу регулируемой линии. Таким образом, если время задержки
линии перед вторым импульсным генератором минимально, то импульсы
запуска поступают на оба генератора одновременно. Выходные импульсы
двух генераторов поступают на смесительную схему, показанную на фигуре,
представляющую собой два катодных повторителя с раздельными входами
и общим сопротивлением нагрузки.
Схема, показанная на фиг. 364, генерирует двойные импульсы, но при
добавлении других ветвей с линиями задержки и импульсными генераторами
могут быть получены группы из трех или более импульсов.
При специальном режиме работы блокинг-генератора возможно полу-
чение многократных импульсов [15].
§ 8. Линии и цепи, формирующие импульсы
в импульсных генераторах
Короткие отрезки линий передачи могут быть использованы для непо-
средственного генерирования импульсов или в качестве вспомогательного
элемента схемы, точно определяющего длительность импульса в импульс-
ных генераторах типа мультивибраторов или блокинг-генераторов.
В любом случае действие линии передачи определяется переходными про-
цессами в ней.
Переходные процессы в линии передачи без потерь1). Если в линии пере-
дачи мгновенно включается или выключается напряжение, то возникают
х) По вопросу о нестационарных волнах см. [30].
486 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
переходные процессы1). Рассмотрим пример, иллюстрированный фиг. 365,а.
Здесь постоянное напряжение EQ подается на линию при помощи переключа-
теля 61 через последовательное сопротивление RL, которое, как объяснено
ниже, равно волновому сопротивлению 7?0 линии. При замыкании ключа вход-
ное сопротивление линии действует как сопротивление, равное волновому со-
противлению линии. В этом случае напряжение £0/2, возникающее на вход-
ных клеммах линии, распространяется вдоль линии с групповой скоростью,
равной фазовой скорости. Соответствующий этому напряжению ток будет
I12=EQ/2RQ. Это напряжение и ток являются переходными колебаниями.
, Когда нестационарная волна достигает клемм 3—4 линии, ее поведение
Определяется нагрузочным импедансом на клеммах 3—4. Если этот импеданс
равен волновому сопротивлению линии, то волна поглощается и коле-
бания прекращаются. При любой другой величине нагрузочного импеданса
возникает отраженная волна, аналогичная отраженной волне, описанной
в связи с фиг. 88 для случая бегущих волн. В линиях, используемых в импульс-
ных генераторах, применяется режим холостого хода или короткого замы-
кания клемм 3—4.
Рассмотрим вначале процессы, возникающие при разомкнутых клем-
мах 3—4. Когда падающая волна достигает разомкнутого конца линии, она
полностью отражается, причем фаза тока изменяется на обратную, а фаза
напряжения не изменяется. Таким образом, напряжение отражений волны
складывается с напряжением падающей волны, и напряжение на линии
удваивается, в то время как ток отраженной волны вычитается из тока падаю-
щей волны, что приводит к исчезновению общего тока. Эти процессы иллю-
стрируются фиг. 365,6. Таким образом, когда отраженная волна достигает
входных клемм 1—2 линии, напряжение на всей линии будет равно удвоен-
ному напряжению, падающей волны, т. е. будет равно 2?0, а ток линии будет
равен нулю. Сопротивление для отраженной волны в линии между клем-
мами 1—2 будет равно RL. Если его величина выбрана так, что RL=RQ,
то отраженная волна полностью поглощается, когда она достигает клемм
1—2, и колебания в линии исчезают.
Осциллограммы, показанные на фиг. 365,6, иллюстрируют распределе-
ние напряжения и тока в линии в течение этого процесса, а осциллограммы
фиг. 365,в—напряженней ток на входных клеммах линии передачи и напряже-
ния на сопротивлении R^. На этих осциллограммах момент t± соответствует
замыканию ключа S, а момент t2—времени достижения отраженной волной
входных клемм. Необходимо отметить, что ток, протекающий в линии,
и, следовательно, напряжение на сопротивлении RL имеют форму прямоуголь-
ного импульса с длительностью Д/=/2—равной времени распространения
волны вдоль линии удвоенной длины. После момента /2 ток через линию не
протекает и напряжение на линии равно 2?0, т. е. линия зарядилась до напря-
жения EQ источника питания. Проведенное рассмотрение относится к слу-
чаю, когда Rl=R0. Если Rl^R0, то отраженная волна, достигающая вход-
ных клемм 1—2, вновь частично отражается и образуется новая волна,
перемещающаяся по направлению к клеммам 3—4, где она снова отражается,
возвращается к клеммам 1—2, и т. д. При этих условиях форма колеба-
ний тока в линии иллюстрируется фиг. 365,г для типового случая.
2) Имеется различие между бегущими волнами, описанными в связи с фиг. 88 (стр. 117),
и переходными процессами, рассматриваемыми здесь. Бегущие волны соответствуют ста-
ционарным цроцессам, в то время как нестационарные процессы прекращаются при на-
ступлении стационарного’режима. Однако в случае идеальной линии передачи с нулевыми
потерями между двумя этими режимами имеется определенное сходство. В частности,
скорость, с которой перемещаются нестационарные колебания, равна фазовой скорости
бегущей волны и отношение напряжения к току нестационарной волны равно волново-
му сопротивлению бегущей волны. Эти простые соотношения несправедливы для линий
передач с потерями.
КЛЮЧ S R=R
замкнут.—-X, уд- (а
---------:---foA---Схема
Линия передачи * --разомкнута
Т__________I
Прямая волна „ ---------—।
достигает J Напряжение^ Н
точки а ] „ .____________
I Ток \////////777Ъ~
Отраженная
волна
достигает
точки а
Напряжение
L Tor
Отраженная LanpmeHue
волна достигает) 1
точек 1-2 |
(Зля t2) T0J{
г
Фиг. 365. Поведение разомкнутого отрезка линии передачи при подаче на
ее вход ступенчатого напряжения.
а—схема; б—эпюры напряжения и тока; в—эпюры напряжения и тока на входе для
Я^=Яо; г—El и J12, если Rl^=Rq.
Обозначения: Rq—волновое сопротивление линии; <1—момент замыкания 8; —время,
когда отраженная волна достигает входа 1—2\ At=tz—h—время прямого и обрат-
ного прохождения волны вдоль линии; —напряжение на Rj .
488
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
Таким образом, для получения одиночного импульса необходимо, чтобы ве-
личина сопротивления RL, подключенного к входу линии, была равна вол-
новому сопротивлению Ro линии.
Теперь рассмотрим случай, иллюстрированный фиг. 366, где клеммы
3—4 линии замкнуты накоротко, а не разомкнуты, как в схеме фиг. 366.
Короткое (
замыкание
Прямая
волна
достигает
точки а
Напряжение
Ток
ш/шш.
Отраженная
волна
достигает
точки а
ч Ток \ш/Ш77^/////////А
Отраженная
'Напряжение |__________________________
волна <
достигает
точек 1-2
(условия при t2) t
в
Фиг. 366. Поведение короткозамкнутого отрезка линии передачи
при подаче на ее вход ступенчатого напряжения.
а—схема; б—эпюры напряжения и тока; в—эпюры напряжения и тока на входе
для Rl=Rq.
Обозначения: Rq—волновое сопротивление линии; h—момент замыкания S;
*2—время, когда отраженная волна достигает входа 1—2; —время
прямого и обратного прохождения волны вдоль линии; Ej_,—напряжение
на Rl.
Отражение в точках 3—4 теперь происходит с изменением фазы напряжения
и с сохранением полярности тока. В результате распределение напряжения
и тока в линии будет иметь характер, показанный на фиг. 366,6, а форма
$ 8. Линии и цепи, формирующие импульсы в импульсных генераторах
489
колебаний напряжения и тока на входных клеммах 1—2 линии для случая
RL = RQ показана на фиг. 366,в. Эти осциллограммы необходимо сравнить с
фиг. 365,би в соответственно. На фиг. 366 видно, что напряжение на входных
клеммах линии имеет форму прямоугольного импульса с амплитудой 7?0/2,
равной половине амплитуды приложенного напряжения, и с длительностьюг
равной времени М=/2—в течение которого волна распространяется
на удвоенную длину линии.
Описанные процессы для двух случаев нагрузки линии могут быть интер-
претированы несколько отличным образом. Когда ключ S сначала замыкается
в момент tr, действие линии аналогично простому сопротивлению /?0. Затем
для случая разомкнутой линии, показанного на фиг. 365, в момент /2 действие
линии внезапно становится эквивалентным размыканию входных клемм.
Таким образом, линия действует как цепь, размыкаемая с задержкой, в кото-
рой величина задержки точно равна времени /2—tr распространения волны
вдоль линии в прямом и обратном направлениях. Аналогично в случае корот-
козамкнутой линии, показанном на фиг. 366, линия действует так, как будто
ее входные клеммы вначале нагружены на сопротивление /?0, а затем в мо-
мент /2 замыкаются накоротко. Таким образом, в этом случае линия может
рассматриваться как цепь, коротпкозамыкаемая с задержкой. Это действие
линии как задержанное замыкание или размыкание схемы может быть исполь-
зовано для управления длительностью импульса мультивибратора или
блокинг-генератора, как описано ниже.
Третья схема генератора импульсов с применением линии передачи пока-
зана на фиг. 367,а. Здесь, когда ключ S разомкнут, линия передачи заряжена
до напряжения EQ током, протекавшим через сравнительно большое сопро-
тивление Rv Этот заряд происходит в течение периода между импульсами и
протекает медленно по сравнению с длительностью генерируемого импульса.
Переходные процессы при заряде линии иллюстрируются формой коле-
баний в интервале /0—на фиг. 367,6. В некоторый момент после того, как
линия зарядилась, ключ б1 замыкается, подключая сопротивление RL==R0
непосредственно к входным клеммам линии. После этого электростатическая
энергия, запасенная в заряженной линии, расходуется в сопротивлении
Rl при формировании импульса, как показано на фиг. 367,в. Длительность
этого импульса равна времени, в течение которого волна перемещается на
удвоенную длину линии, а амплитуда равна Е^2. Происходящие при этом
процессы можно трактовать следующим образом. При замыкании ключа б1
ток, протекающий в сопротивлении Rl, вызывает появление волны, пере-
мещающейся от клемм 1—2 к клеммам 3—4. Напряжение этой волны равно
половине напряжения EQ, до которого вначале была заряжена линия. Поляр-
ность этой волны противоположна полярности напряжения, до которого
была заряжена линия. Эта волна распространяется вдоль линии по направле-
нию к клеммам 3—4, разряжая линию до половинного напряжения и созда-
вая в линии ток EqI2Rq, равный току, текущему в сопротивлении Rl.
Когда волна достигает клемм 3—4, появляется отраженная волна, по-
лярность напряжения которой совпадает с полярностью падающей волны, так
что напряжения падающей и отраженной волн, складываясь, составляют
в сумме напряжение, равное и противоположное по знаку напряжению заряда
линии Ео, что приводит к полному разряду линии. Кроме того, ток отражен-
ной волны при этом компенсирует ток падающей волны, и результирующий
ток линии уменьшается до нуля. Таким образом, элементы линии, через кото-
рые проходили прямая и отраженная волны, полностью разряжаются и пере-
ходят в режим стационарного состояния (фиг. 367,г).
Когда отраженная волна достигает входных клемм 1—2, то вся электро-
статическая энергия, первоначально накопленная в линии, поглощается
сопротивлением RL, и напряжение и ток в линии становятся равными нулю.
Начальные
условия
при tf
Напряжение
Ток I-------------------------
Прямая волна Напряжение —
достигает
точки а
. Ток
Отраженная Напряжение
волна достигает]
точки а |
Ток
Отраженная ^ряжв|юе|
волна достигает I 1 I__________________________
точек Т2 ]
(условия при t2) Ток |
г
Фиг. 367. Получение импульсов путем заряда и разряда линии
через нагрузочное сопротивление.
а—схема; б—напряжение Е12 на входе лцнии; в—напряжение на при
R£==Rq; г—эпюры напряжения и тока.
£ 8. Линии и цепи, формирующие импульсы в импульсных генераторах
491
После того как линия таким образом полностью разрядилась, ключ S раз-
мыкают, вызывая этим вновь заряд линии До напряжения EQ, так что другой
импульс может быть сформирован при последующем замыкании ключа S.
Использование искусственных длинных линий в качестве линий пере-
дачи. В приведенном выше рассмотрении предполагалось, что линии передачи
идеальны, однородны и имеют пренебрежимо малые потери. Примером таких
линий может являться коаксиальная линия с воздушным диэлектриком или
кабель с твердым диэлектриком с малыми потерями. Такие линии можно исполь-
зовать лишь для генерирования очень коротких импульсов вследствие сравни-
тельно высокой скорости распространения электромагнитных волн вдоль
таких линий. Например, если для &
генерирования импульсов дли-
тельностью 1 мксек, используется
коаксиальный кабель с полиэти-
леновой изоляцией, то его длина
должна составлять около 91,5 м.
Для получения высоковольтных
импульсов требования надлежа-
щей изоляции заставляют при-
менять кабели большого диамет-
ра, что в большинстве случаев
приводит к чрезмерным объему
и весу кабеля. Вследствие этого
в генераторах импульсов исполь-
зуются различные типы искусст-
венных длинных линий.
В ряде случаев используются
так называемые высокоомные,
Фиг. 368. Эквивалентная схема разомкнутой
линии на схемах фиг. 365 и 367.
ИЛИ СПИраЛЬНЫе, ЛИНИИ задерж- а—искусственная длинная линия; б—цепь для фор-
КИ [31, 32]. Такая ЛИНИЯ пред- мирования импульсов,
ставляет собой коаксиальную ли-
нию, в которой внутренний проводник состоит из непрерывной катушки
проволоки малого диаметра. Выполнение внутреннего проводника в виде
катушки приводит к увеличению индуктивности на единицу длины линии
и к уменьшению скорости распространения вдоль линии (см. фиг. 95,6),
а следовательно, к увеличению временной задержки на единицу длины.
Такая линия позволяет получить временную задержку в 1 мксек, при длине
около 70 см. Ограничение применения спиральной линии задержки связано
с тем, что в ней скорость распространения изменяется с частотой. При по-
вышении частоты, т. е. при уменьшении длительности генерируемого импульса
и снижении скорости передачи на единицу длины спиральной линии, этот
эффект становится более значительным. Результирующее изменение скорости
с частотой приводит к искажению формы импульса, формируемого линией.
Для уменьшения этих искажений скорость распространения (т. е. групповая
скорость) линии задержки должна быть постоянной, вплоть до граничных
высоких частот, для которых рассчитывается полоса пропускания видеоуси-
лителей, используемых для усиления импульсов такой же длительности.
Другой способ избежать применения линий передачи большой геомет-
рической длины заключается в использовании искусственных линий передачи,
состоящих из индуктивностей и емкостей. Такие устройства обычно назы-
ваются линиями задержки, или цепями, формирующими импульсы [2, 33—35]1).
х) Описание схем для получения высокого уровня мощности, включая схемы Гилле-
мина, обеспечивающие получение импульсов лучшей формы с меньшим числом элементов,
чем в схемах, использующих простые искусственные линии, показанные на фиг. 368,
можно найти в работах [20, 21, 36].
492 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
Наиболее простая схема показана на фиг. 368,а. Эта схема представляет со-
бой низкочастотный фильтр с частотой среза /с, определяемой формулой1}
= <13 8>
где L—индуктивность секции (г«); С—емкость секции (ф).
Отличительное свойство частоты среза заключается в том, что более высо-
кие частоты не передаются линией. Кроме того, с постоянной скоростью-
или временем задержки передаются частоты, более низкие, чем частота среза.
На частотах, близких к частоте среза, скорость распространения для данной
линии существенно изменяется. Таким образом, если провести сравнение*
с видеоусилителем и потребовать, чтобы цепь задержки на фиг. 368,а обладала
существенно постоянным временем задержки до той же граничной высокой
частоты, которая устанавливается для усиления заданной формы колебаний,
то необходимо, чтобы частота среза fc такой схемы в несколько раз превы-
шала величину, обратную длительности генерируемого импульса.
Для частот, намного меньших частоты среза, время задержки т на сек-
цию в схеме фиг. 368,а постоянно и определяется формулой
z = VLC. (13.9)
Величина т определяет время, необходимое для распространения волны
через одну секцию, т. е. от точки 1 до точки 2 на фиг. 368,а. Необходимо отме-
тить, что если значение частоты среза, согласно формуле (13.8), должно быть
высоким, то произведение LC должно быть мало и время задержки на сек-
цию, согласно формуле (13.9), будет мало. Таким образом, для получения
удовлетворительной характеристики задержки при повышении частоты среза
для данного времени задержки необходимо применение большого числа сек-
ций. Только при этом условии можно обеспечить постоянство времени за-
держки и хорошую форму результирующих колебаний.
Волновое сопротивление искусственной линии фиг. 368,а аналогично
сопротивлению линии 7?0 в предыдущем рассмотрении. Для частот намного
ниже частоты среза это сопротивление постоянно и определяется формулой
(13.10)
При сравнении формул (13.9) и (13.10) видно, что можно выбрать независимо
время задержки и волновое сопротивление, поскольку первое пропорцио-
нально произведению LC, а второе—частному L/C.
Простейшая схема, показанная на фиг. 368,а, иллюстрирует принцип
действия искусственных линий, однако использование ее не является наиболее
эффективным способом включения индуктивностей и конденсаторов вслед-
ствие простой структуры и одинакового строения последовательных секций.
Более удовлетворительные результаты получаются при использовании искус-
ственных линий, в которых последовательные секции, обладающие одинако-
вым импедансом и частотой среза, имеют различную структуру наподобие
различных секций в m-звенном фильтре. Практические требования заставляют
преобразовывать такие искусственные линии в эквивалентные двухклеммные
четырехполюсники типа, иллюстрированного фиг. 368,6. Эти упрощения
х) Как видно из схемы, цепь, показанная на фиг. 368, а, соответствует случаю
разомкнутой линии. При соединении клемма—а линия становится закороченной. В этом
случае последний конденсатор С/2 может быть исключен, поскольку он закорачивается
и закоротка линии будет следовать за последней индуктивностью L. Однако иногда по-
следняя индуктивность перед закороткой имеет величину L/2, а не L. Это эквивалентно
перенесению точки короткого замыкания в точки Ь—Ъ динии на фиг. 368,а.
$ 8. Линии и цепи, формирующие импульсы в импульсных генераторах 493
позволят получить такое же качество воспроизведения форм колебаний,
как и в схеме фиг. 368,а, но с меньшим количеством элементов схемы1).
Генерирование импульсов при помощи линий* 2). В практических импульс-
ных генераторах используются схемы, показанные на фиг. 365, 366 или 367.
В качестве линий в таких схемах можно применять линии передачи с распре-
деленными параметрами (если заданная длительность импульса мала),
•спиральные линии задержки или формирующие импульсы цепи. В качестве
ключа, показанного на схемах, могут использоваться различные устройства
в зависимости от применяемого напряжения, частоты посылок и т. д., напри-
мер иногда используются механические коммутаторы или вращающиеся
контакторы. В других случаях при применении высоких напряжений пред-
почтительнее применять вращающийся искровой разрядник, в котором роль
механического контакта играет низкоомный искровой разряд. Наконец,
могут быть использованы электронные и ионные переключатели в виде тират-
ронов, триодов или пентодов. В этом случае на управляющую сетку лампы
подается прямоугольное напряжение необходимой частоты для управления
прохождением анодного тока, обеспечивающего нужное переключение в анод-
ной цепи.
В импульсных генераторах с длинными линиями наиболее часто исполь-
зуется схема фиг. 367 3). В небольших генераторах лабораторного типа пере-
ключение осуществляется механическими коммутаторами или реле, а также
тиратронами.
При высоких уровнях мощности в качестве переключателя обычно при-
меняются вращающиеся искровые разрядники или большие тиратроны,
часто с водородным наполнением вследствие более короткого времени деио-
низации, чем у ртутных тиратронов. Схема, показанная на фиг. 367, особенно
пригодна в случае высоких уровней мощности, поскольку в ней в отличие
•от схем, показанных на фиг. 365 и 366, не требуется мощного источника
питания для получения пикового тока, протекающего через нагрузку в тече-
ние импульса. Вместо этого цепь, формирующая импульсы, может медленно
заряжаться в промежутках между импульсами от высоковольтного источ-
ника небольшого тока4).
х) Конструкция схем для формирования импульсов типа, показанного на фиг. 368,6,
описана в работе [20].
2) Подробное рассмотрение дано в работах [20, 37].
3) Зарядное сопротивление R^ на схеме фиг. 367 в случае необходимости может
быть заменено индуктивностью. При этом вся энергия, потребляемая от источника на-
пряжения Eq систем, поглощается линией для формирования импульсов в отличие от по-
ловинной энергии, как это имеет место при заряде через сопротивление. Таким образом,
зарядная индуктивность всегда используется вместо сопротивления, когда важную роль
играет потребление мощности, как, например, в модуляторах с линиями радиолокацион-
ных передатчиков. Рассмотрение таких устройств и анализ систем, использующих заряд-
ную индуктивность, приведены в работе [20]. Эта схема в лабораториях иногда моди-
фицируется для получения возможности изменять длительность импульсов. Основная
идея заключается в подключении тиратрона к выходу усилителя импульсного генера-
тора таким образом, чтобы при зажигании тиратрона выходное напряжение усилителя
исчезало. Это позволяет при управлении моментом зажигания тиратрона по отношению
к моменту начала разряда линии изменять длительность импульса вплоть до макси-
мальной, определяемой параметрами линии. Подробное описание см. в работе [38].
4) Величина зарядного тока в интервале (фиг. 367, б) определяется в основном
величиной сопротивления Rr. Если R^Rq, то максимальный ток будет Eq/R^, следова-
тельно, чем больше величина Rlt тем меньше ток. Ступеньки кривой заряда, показан-
ной на фиг. 367, б, имеют экспоненциальную огибающую с постоянной времени, при-
близительно равной jRiC", где С"—общая емкость линии, измеренная на низкой частоте.
Время заряда должно составлять три или четыре постоянных времени, если экспонен-
циальная зарядная кривая должна достигать максимального значения в пределах не-
скольких процентов. Таким образом, условием, ограничивающим увеличение сопротив-
ления jR17 является период между соседними импульсами, т. е. частота повторения
импульсов.
494
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
Имеются, однако, случаи, когда время между соседними импульсами
недостаточно для заряда линии, что препятствует использованию схемы, пока-
занной на фиг. 367. В этих случаях для формирования импульсов может быть
использована схема, приведенная на фиг. 369,а. Эта схема является модифика-
цией схемы фиг. 366, в которой в качестве ключа используется пентод^, со-
гласно эквивалентной схеме фиг. 369,6. Если на сетку V\ поступает прямоуголь-
ное напряжение, то ток Zp, соответствующий анодному току лампы при нулевом
Фиг. 369. Генератор импульсов с использованием короткозамкнутого отрезка
линии и пентода в качестве ключа.
а—схема; б—эквивалентная схема; в—форма колебаний для схемы а; г—схема для получения
нескольких импульсов; д—форма колебаний для схемы г.
смещении1), будет попеременно возникать в момент t± и прекращаться в момент
/2. Возникновение этого тока в момент t± приводит к появлению импульса
напряжения на сопротивлении Ло с амплитудой, равной 7рД0/2, и длитель-
ностью, равной удвоенному времени распространения волны вдоль линии.
Этот импульс эквивалентен импульсу на входных клеммах линии на фиг. 366.
Аналогично при прекращении тока 1р в момент /2 образуется подобный
импульс противоположной полярности, как показано на фиг. 369,в. Если
необходимо получить импульсы только одной полярности, то можно*
х) Схема, образованная емкостью Сс, диодом V2 и сеточным сопротивлением Rg,
называется кламперной и обеспечивает поддержание вершины импульсов прямоуголь-
ного напряжения ег на уровне нулевого потенциала независимо от амплитуды прямо-
угольного напряжения.
§ 9. Использование линий задержки для управления длительностью импульса 495
использовать схему ограничителя для отсечки импульса нежелательной
полярности.
Для получения многократных импульсов с заданной длительностью
и временем задержки схема, показанная на фиг. 369,а, может быть изменена.
Пример такой схемы, где использована линия задержки с сосредоточенны-
ми элементами, показан на фиг. 369,г. Временнйе интервалы 7\, Т2 и Т3 озна-
чают время задержки соответствующих секций линии в одном направлении.
Результирующая форма колебаний иллюстрируется фиг. 369,3. Форма коле-
баний в точке А (напряжение между точкой А и землей) совпадает с формой
напряжения е0 схемы фиг. 369,а. Длительность этих импульсов равна удвоен-
ному времени задержки всей линии от клемм подключения лампы до корот-
козамкнутого конца линии [т, е. длительность импульса будет 2
Этот импульс перемещается по направлению активной нагрузки 7?0, дости-
гая точки В с задержкой Т3. Длительность импульса в точке В такая же,
как и в точке А. В отличие от этого длительность импульса в точке С меньше
и равна 27\, кроме того, этот импульс образуется с задержкой Т2. Таким обра-
зом, в случае необходимости импульсы в точках В и С можно получить одно-
временно при Т2=Т3. При этом один импульс можно сделать короче другого
на любую заданную величину. С другой стороны, на клеммах А и В полу-
чаются два идентичных импульса со сдвигом по времени между их передними
фронтами на время Т3.
§ 9. Использование линий задержки для управления
длительностью импульса в мультивибраторах
и блокинг-генераторах
Как было рассмотрено выше в связи с фиг. 365, работу разомкнутой ли-
нии можно интерпретировать как размыкание цепи с задержкой. Аналогично,
короткозамкнутая линия, иллюстрированная фиг, 366, может интерпре-
тироваться как задержанное короткое замыкание. Эти свойства могут быть
использованы для точного управления длительностью импульсов импульсных
генераторов типа мультивибраторов или блокинг-генераторов.
Типовые схемы мультивибраторных импульсных генераторов с исполь-
зованием линии задержки для управления длительностью импульсов приве-
дены на фиг. 370. Схема, показанная на фиг. 370,а, аналогична схеме
фиг. 352,6 за исключением того, что сопротивление Rgr в цепи сетки
заменено, как показано на фигуре, короткозамкнутой линией передачи.
Происходящие при этом процессы иллюстрируются формой колебаний, пока-
занной на фиг. 353 и 370,6. На фиг. 353 сеточное напряжение есг лампы VY
падает в момент tr до большого отрицательного значения EQ, превышающего
напряжение запирания, после чего есг возрастает экспоненциально в соответ-
ствии с постоянной времени, приблизительно равной При подключении
вместо Rot короткозамкнутой линии задержки с волновым сопротивлением
R3 после запирания лампы V19 т. е. после момента t19 процессы в системе
будут проходить так, как будто в цепи сетки фиг. 353 подключено сопро-
тивление RQf как рассмотрено выше1). Однако после интервала времени
Д/=/2—t19 в течение которого волна, начавшаяся в момент t19 достигнет места
короткого замыкания и возвратится обратно на вход линии, клеммы 1—2 ока-
жутся мгновенно закороченными и лампа V\ откроется.
В этот момент, обозначенный на фиг. 370,6 через t29 заканчивается вре-
менно-устойчивое состояние схемы. Длительность &t=t2—tr этой части
х) Необходимо отметить, что поскольку максимальное волновое сопротивление RQt
практически осуществимое в таких линиях, мало (порядка 1000 ом), то схема фиг. 370,а
эквивалентна мультивибратору со сравнительно малым сопротивлением .в цепи сетки.
<496
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
цикла зависит только от времени задержки линии при условии, что не пре-
вышает соответствующего периода колебаний самовозбуждающегося муль-
тивибратора, в котором 7?01=7?о. Как показано на фиг. 370,6, напряжение
в аноде лампы V\ имеет форму положительного импульса длительностью Д£,
а в аноде V2—отрицательного импульса той же длительности.
Фиг. 370. Использование линии задержки для управления длительностью импульсов
мультивибратора.
а—кипп-реле с короткозамкнутой линией; б—форма колебаний; в—кипп-реле с катодной связью
с разомкнутой линией; г—форма колебаний.
В схеме фиг. 370,в вместо разделительного конденсатора С2 (см. фиг. 358)
включена разомкнутая линия. Необходимо заметить, что изоляция емкостей
линии должна быть такой же, как емкости С2. Как показывает форма коле-
баний на фиг. 358,6, работа схемы после момента времени tr аналогична дей-
ствию схемы фиг. 358,а. В этот момент анодное напряжение еЬП1 лампы
падает, что вызывает соответствующий мгновенный перепад сеточного напря-
жения еСП2 лампы V2 вследствие связи через эквивалентное входное сопро-
тивление Яо, которое имеет линия непосредственно после момента tv Поэтому
потенциал сетки V2 в момент делается ниже напряжения запирания.
Однако в момент t2 по истечении интервала &t=t2—tu во время которого
волна распространяется вдоль линии и обратно к входным клеммам, экви-
валентное сопротивление между входными клеммами 1—2, представлявшее ра-
нее величину /?0, мгновенно становится бесконечно большим, как было ука-
зано выше. При этом сетка лампы V2 отключается от анода V\ и потенциал
этой сетки скачком повышается до небольшого положительного значения,
определяемого источником напряжения Еъ и сопротивлением в цепи сетки
Лд2. Лампа V2 соответственно открывается и временно-устойчивое состояние
10. Генерирование линейно изменяющегося напряжения
497'
заканчивается. Результирующий импульс имеет длительность Д^, как пока-
зано на фиг. 370, г, определяемую временем задержки линии.
Аналогичные результаты могут быть получены со схемой блокинг-гене*
ратора, приведенной на фиг. 359 и 360. На фиг. 371,а используется корот-
козамкнутая линия. Здесь линию задержки удобно подключить к схеме при
помощи третьей обмотки трансформатора. Это эквивалентно осуществлению
короткого замыкания в сеточной обмотке трансформатора с задержкой t2.
На фиг. 371,6 линия задержки заменяет разделительный конденсатор в сеточ-
ной цепи и действует как и в случае мультивибратора, показанного на
фиг. 370, в, как задержанное размыкание.
В схемах фиг. 370 и 371 нормальная работа линии в качестве цепи задер-
жанного размыкания или короткого замыкания будет происходить только
при условии, что эквивалентное сопротивление, подключаемое к входным
Фиг. 371. Использование линии задержки для управления длительностью
импульсов блокинг-генератора.
клеммам 1—2 линии задержки в течение &t=t2—tx длительности импульса*
будет равно волновому сопротивлению 7?0 линии. Это может быть осуществле-
но при помощи подключения к входу линии (последовательно или параллель-
но) соответствующего сопротивления. Однако на практике несоблюдение
этого условия не препятствует формированию импульса и такие сопротивле-
ния обычно опускаются, как показано на схемах фиг. 370 и 371.
§ 10. Генерирование линейно изменяющегося напряжения
Линейно изменяющееся (пилообразное) напряжение характеризуется
интервалами, в течение которых напряжение нарастает (или спадает) линейно
со временем. Иногда такие колебания называются также треугольными.
Два наиболее употребительных типа линейно изменяющегося напряжения
иллюстрируются фиг. 372. В одном из них последовательные нарастаю-
щие участки разделены сравнительно короткими интервалами, во время
которых напряжение спадает до начального уровня. Это время обычно назы-
вается временем обратного хода. Другой тип колебаний показан на фиг. 372,6
и содержит период покоя перед каждым нарастающим участком. Моменту
tlf t2, и т. д. начала, или запуска, линейных участков таких колебаний могут
быть разделены регулярными или нерегулярными интервалами.
Оба типа колебаний, показанных на фиг. 372, находят применение при
электронном осциллографировании и рассматриваются с этой точки зре-
ния в § 15 настоящей главы и в гл. 6. Кроме того, такая форма колебаний при-
меняется в качестве базисной для получения точной временной задержки,
как описано в § 17. В обоих случаях желательно, чтобы йарастающий
32 ф. Термен и Дж. Петтит
498
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
участок колебаний был линейным, время обратного хода было минимальным,
а последующие развертки были строго идентичны1). Кроме того, должна быть
обеспечена возможность осуществления синхронизации колебаниями другой
формы.
6
Ф и г. 372. Обычные формы пилообразного напряжения.
§ 11. Генератор линейного напряжения на тиратроне
На фиг. 373,а представлена широко применяемая схема генератора ли-
нейного напряжения. Здесь напряжение Еь подается на цепочку последо-
вательно соединенных сопротивления R и емкости С. Емкость С, как пока-
зано на схеме, шунтируется тиратроном, смещение которого отрегулировано
Фиг. 373. Схема генератора пилообразного напряжения на тиратроне и осциллограмма
напряжения.
а—схема; б—форма выходного напряжения.
таким образом, что лампа ионизируется и открывается в тот момент, когда
напряжение на аноде, т. е. напряжение на емкости С, достигает значения Е29
выбор которого подчинен соображениям, описанным ниже.
При первоначальном подключении к системе напряжения Еь напряжение
на емкости С возрастает экспоненциально с постоянной времени RC в соот-
ветствии с кривой abed на фиг. 373,6. Когда это напряжение достигает зна-
х) Недостаточно точная повторяемость формы называется дрожанием, так как она
вызывает дрожание изображения на экране осциллографа, если соответствующий гене-
ратор используется для создания напряжения горизонтальной развертки.
$ 11. Генератор линейного напряжения на тиратроне
499
чения Е2, при котором тиратрон ионизируется, заряд емкости С, быстро сте<
кает через лампу1) с соответствующим быстрым падением напряжения.
Когда напряжение на емкости С падает до значения Elf при котором иони-
зация в лампе прекращается, последняя запирается, напряжение на емко-
сти С вновь начинает нарастать и цикл повторяется. Результирующее линейно
изменяющееся напряжение типа, иллюстрированного фиг. 373,6, состоит
из участков, где напряжение нарастает постепенно и приблизительно ли-
нейно (в действительности экспоненциально), с последующим быстрым обрат-
ным ходом, непосредственно за которым вновь начинается нарастание напря-
жения.
Линейность напряжения, изображенного на фиг. 373,6, определяется^
точностью, с которой участок abc экспоненциальной кривой может быть пред-
ставлен прямой линией. Эта апроксимация улучшается при уменьшении отно-
шения Е2/Еь. Таким образом, если необходима высокая линейность, как это
обычно требуется, необходимо отрегулировать схему таким образом, чтобы
напряжение Е2 ионизации тиратрона было мало (в соответствии с малой
амплитудой линейно изменяющегося напряжения), или выбрать сравните ль-*
но большое питающее напряжение Еь.
Количественная оценка линейности может быть проведена с учетом того,
что кривая abc представляет собой экспоненту с постоянной времени RC
и конечной амплитудой Еь. Наклон этой кривой при некотором значении Е
будет равен
Е — Е
Наклон при амплитуде Е = —. (13.11)
Изменение наклона этой кривой при ее изменении от амплитуды
до амплитуды Е2 будет
т, .. (Наклон при Еа) — (Наклон при ЕЛ Е9 — ЕЛ
Изменение наклона кривой = ----й-----—----------£--— =—±-----1 t
г Наклон при Ех Еъ — Е1
(13.12)
Из уравнения (13.12) видно, что если Е± пренебрежимо мало
по сравнению с Е2 и Еь, как это обычно бывает, то изменение наклона будет
определяться отношением Е2/Еь. Таким образом, если £2=0,1£ь, то изме-
нение наклона составит 10%.
Амплитуда напряжения, генерируемого в схеме фиг. 373, равна Е2—Ег.
Значение Ег определяется характеристиками лампы и обычно является весьма
малым, порядка 10 в. Напряжение ионизации тиратрона можно изменять
регулировкой сеточного смещения лампы, и при желании оно может быть
сделано лишь несколько меньше напряжения источника питания Еь. Таким
образом, при помощи схемы фиг. 373 можно получить амплитуду Е2—Еу
пилообразного напряжения несколько меньше величины Еъ. Однако, как
было показано выше, линейность напряжения получается плохой, за исклю-
чением случая, когда величина Е2 много меньше напряжения Еъ. Таким обра-
зом, практически амплитуда напряжения, которая может быть получена
с приемлемыми источниками питания, ограничена с точки зрения получения
удовлетворительной линейности сравнительно малым значением. Для полу-
чения большой амплитуды с удовлетворительной линейностью необходимо»
применять усиление линейно изменяющегося напряжения.
Частота. Длительность каждого цикла линейно изменяющегося напря-
жения приблизительно равна времени нарастания напряжения в пределах
х) Для предотвращения повреждения лампы от чрезмерно большого тока необхо-
димо использовать ограничивающее ток сопротивление Ry. В этом случае минимально-
допустимое значение RA определяет минимальное время обратного ходй,, которое может
быть получено без повреждения лампы.
32*
500
тГл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
от Ег до Z?2, поскольку в сравнении с этим временем длительность обратного
хода мала. Таким образом, период Т определяется отношением разности
Е.-Е, и наклона, определяемого формулой (13.11) для средней
амплитуды
T = RC Е^-Е2 ^RC—^г .
Еь-^
Zi &
(13.13)
Поскольку частота равна приблизительно 1/Т, то*
1 Еь-(Е2/2)
7 ~~ RC Е2
(13.14)
Частоту колебаний удобно регулировать, не изменяя амплитуды, посред-
ством изменения параметров R или С. Практически обычно обеспечивают
грубую регулировку частоты переключением нескольких конденсаторов,
емкость которых отличается одна от другой в 10 раз. Для точной регулировки
в пределах каждого поддиапазона сопротивление R делается переменным.
Наивысшая частота, получаемая при помощи тиратронного генератора
линейного напряжения, определяется конечным временем деионизации
тиратрона. Обычно этот предел составляет 50 кгц для тиратронов, наполнен-
ных легкими газами, и ниже 10 кгц для ртутных тиратронов.
Низкочастотный предел определяется сопротивлением утечки конден-
сатора С. Необходимо, чтобы конденсатор С мог накапливать заряд от источ-
ника Еъ в пределах одного цикла. Для этого постоянная времени R2C должна
быть велика по сравнению с периодом колебаний, где Т?2—сопротивление
утечки емкости. При высококачественном конденсаторе С возможно полу-
чение частот ниже 1 гц.
Синхронизация. Тиратронный генератор линейно изменяющегося напря-
жения подобно мультивибратору может легко синхронизироваться другими
колебаниями. В качестве синхронизирующего напряжения могут исполь-
зоваться синусоидальные или прямоугольные колебания, а также регулярно
повторяющиеся импульсы.
Синхронизирующее напряжение подается последовательно на управляю-
щую сетку, как показано на фиг. 373,а. При этом напряжение ионизации
тиратрона будет изменяться синусоидально со временем, как показано на
фиг. 374, а, причем напряжение ионизации уменьшается, когда синхронизи-
рующее напряжение положительно, и наоборот. Если частота самовозбуж-
дения генератора в отсутствие синхронизирующего напряжения приблизи-
тельно равна или несколько ниже частоты синхронизирующего напряжения,
то при подаче его один цикл колебаний генератора линейно изменяющегося
напряжения будет соответствовать одному циклу синхронизирующего
напряжения, как показано на фиг. 374,а. Область синхронизации колебаний
самовозбуждающегося генератора зависит от амплитуды синхронизирую-
щего напряжения и напряжения смещения тиратрона. Желательно, однако,
чтобы частота свободных колебаний была несколько ниже синхронизирую-
щей частоты.
Влияние увеличения амплитуды синхронизирующего напряжения пока-
зано на фиг. 374,6 и в. Однако если амплитуда синхронизирующего напряже-
ния становится очень большой, то амплитуда линейного напряжения сильно
уменьшается и, кроме того, может возникать двойная развертка вида, пока-
занного на фиг. 374,в.
Синхронизация может также проводиться на субгармониках частоты
синусоидальных колебаний, как показано, на фиг. 374,г. Для случая, пока-
занного на этой фигуре, синхронизация осуществляется так, что четыре
Синхронизи-
рующее Q
напряжение'
на сетке
Время
Напряжение
на конден-
саторе
О
Ионизирующее напряжение:
с синхронизирующим
,напряжением
Ионизирующее напря-
внив без синхронизирую-
-----щего напряжения
Напряжение
на конден-
саторе
О
О
I
Напряжение
на конден-
саторе
Время
в
f\ Ионизирующее
/ У^напряжение
Синхронизи-
рующее п
напряжение”
на сетке
Ионизирующее
' напряжение
Напряжение
на конден-
саторе
Ч
О
Время
г
Напряжение
на конден-
саторе
Фиг. 374. Синхронизация тиратронного генератора
пилообразного напряжения (см. фиг. 373) синусо-
идальным напряжением.
а—синхронизации в отношении 1:1; б—синхронизирую-
щее напряжение увеличено; в—синхронизирующее напря-
жение очень велико; г—синхронизация на субгармониках
в отношении 4:1; д—увеличение синхронизирующего
напряжения, отношение 3:1.
502
Гл, 13. Генераторы колебаний специальной формы
периода синусоидального напряжения соответствуют одному периоду ли-
нейно изменяющегося напряжения. Кроме того, необходимо отметить, что
частота свободных колебаний генератора линейно изменяющегося напряже-
ния в отсутствие синхронизирующего напряжения будет несколько ниже,
чем при наличии синхронизации в соответствии с тем, что напряжение иони-
зации Е"2 в точке В отличается от напряжения ионизации Е2 в точке А сво-
бодных колебаний, определяемых формулой (13.14). Этот процесс является
типовым для синхронизации на субгармониках. Если амплитуда синхрони-
зирующего напряжения на фиг. 374,г возрастает, как показано на фиг. 374,6,
то коэффициент синхронизации скачком изменяется в данном случае от зна-
чения 4 : 1 к значению 3:1. Дальнейшее увеличение амплитуды приводит
к уменьшению коэффициента деления вначале до значения 2 : 1, а затем до
значения 1:1.
Качество синхронизации синусоидальным синхронизирующим напря-
жением определяется оптимальным выбором амплитуды синхронизирую-
щего напряжения, а также отношением частоты свободных колебаний к частоте
колебаний при наличии синхронизации. Если амплитуда синхронизирующего
напряжения очень мала, то частота свободных колебаний генератора линейно
изменяющегося напряжения должна быть очень близка к синхронизированной
частоте и небольшие колебания любой из двух частот нарушают синхрони-
зацию. С другой стороны, чрезмерно большая амплитуда синхронизиру-
ющего напряжения вызывает уменьшение амплитуды линейно изменяющихся
колебаний. Кроме того, в этом случае могут возникать другие нежелательные
эффекты, например неидентичность последующих циклов колебаний
(см. фиг. 374,в) или синхронизация с неправильным коэффициентом
деления при синхронизации на субгармониках. При правильно выбранной
амплитуде синхронизирующего напряжения стабильность синхронизации
при изменении рабочих условий получается максимальной, если частота
свободных колебаний генератора линейно изменяющегося напряжения ниже
синхронизированной частоты. Это различие частот тем больше, чем больше
амплитуда синхронизирующего напряжения и чем выше коэффициент деле-
ния. В общем величина амплитуды синхронизирующего напряжения и выбор
частоты свободных колебаний при синхронизации на субгармониках стано-
вятся более критичными при увеличении коэффициента деления.
Синхронизация импульсными колебаниями при подаче положительных
импульсов на сетку тиратрона иллюстрируется фиг. 375, а. Каждый такой им-
пульс мгновенно понижает потенциал ионизации тиратрона, как показано на
фигуре,и вызывает открывание лампы, если амплитуда линейно изменяющихся
колебаний достигла необходимого значения. При желании синхронизиро-
ванная частота линейно изменяющегося напряжения может быть сделана
равной частоте повторения импульсов, если применяются импульсы большой
амплитуды. В этом случае получается удовлетворительная синхронизация
в широком диапазоне значений частоты свободных колебаний. Это иллюстри-
руется фиг. 375,6, из которой видно, что удовлетворительная синхронизация
будет иметь место в диапазоне значений частоты свободных колебаний, соот-
ветствующем нахождению величЦны Е2 в формуле (13.14) в интервале значе-
ний от Е'2 до Е"2. Необходимо, однако, отметить, что частота свободных коле-
баний должна быть всегда равна или ниже частоты требуемой синхронизи-
рованной частоты. В пределах этого ограничения влияние изменения частоты
свободных колебаний сказывается лишь на изменении амплитуды синхро-
низируемых линейно изменяющихся колебаний.
Импульсная синхронизация на субгармониках иллюстрируется фиг. 375,в.
Необходимо отметить, что частота свободных колебаний должна быть
несколько ниже необходимой синхронизированной частоты, а диапазон
частот свободных колебаний (т. е. изменение наклона зубцов в пределах
Синхронизирующее
напряжение
на сетке q
Напряжение
на конден-
саторе
Синхронизирующее
1_П__Л—П—П_Л
^Ионизирующее
I—11—11—11—1 г* напряжение
Напряжение
на конден-
саторе
О
в
Напряжение
на конден-
саторе
Время—►
г
Синхронизирующее^
напряжение (л-------11-------11-------11------
на сетке U U 11 Ионизирующее
‘‘ Напряжение
на конден-
саторе
Время—
д
Фиг. 375. Синхронизация тиратронного генератора
пилообразного напряжения (см. фиг. 373) регулярно
повторяющимися импульсами.
а—синхронизация в отношении 1:1; б—большая амплитуда
синхронизирующих импульсов; в—синхронизация на субгармони-
ках в отношении 4:1; г—увеличенная амплитуда импульсов, от-
ношение 3:1; О—синхронизация в отношении 1 : 1 отрицатель-
ными синхронизирующими импульсами.
504 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
заданного коэффициента синхронизации) в этом случае более ограничен, чем
в случае, показанном на фиг. 375,6, и суживается при увеличении коэффи-
циента деления. В случае синхронизации на субгармониках увеличение
амплитуды синхронизирующих импульсов вызывает прогрессивное сниже-
ние коэффициента деления в сочетании с уменьшением амплитуды колебаний,
как показано на фиг. 375,г. Таким образом, очевидно, что при синхронизации
на субгармониках с использованием больших коэффициентов деления регу-
лировка амплитуды синхронизирующих импульсов и частоты свободных
колебаний генератора линейно изменяющегося напряжения должны быть
выполнены особенно тщательно.
При подаче на сетку тиратрона отрицательных импульсов удовлетвори-
тельной синхронизации достичь нельзя. Этот случай иллюстрируется
фиг. 375,3 и допускает синхронизацию лишь в очень узком диапазоне изме-
нения наклона пилообразных колебаний. Таким образом, для достижения
синхронизации в этом случае требуется критическая настройка частоты
свободных колебаний.
Синхронизация прямоугольными колебаниями не иллюстрируется, но
характер ее аналогичен импульсной синхронизации. В общем настройка
и стабильность синхронизации аналогичны случаю импульсной синхрони-
зации и в обоих этих случаях лучше, чем в случае синхронизации сину-
соидальным напряжением равной частоты.
§ 12. Генераторы линейно изменяющегося напряжения
с использованием электронных ламп
Кроме тиратрона, используемого в схеме фиг. 373, функции ключа может
также выполнять электронная лампа. Однако поскольку электронная лампа
не имеет свойств ионизации и деионизации, свободные колебания в этом
случае оказываются невозможными1). Запирание и отпирание лампы обеспе-
чивается подачей на ее сетку управляющего напряжения, как показано на
фиг. 376,а. Предпочтительной формой этого управляющего напряжения
являются прямоугольные колебания elf подаваемые при помощи схемы фик-
сации уровня Сс, V2 и RQ (см. примечание на стр. 494). При этом потенциал
сетки V\ изменяется между нулевым значением и смещением, превышающим
напряжение запирания лампы.
В течение интервала, когда лампа заперта, выходное напря-
жение е0 на конденсаторе С нарастает экспоненциально, аналогично
напряжению е0 в схеме с тиратроном фиг. 373, когда тиратрон заперт.
В течение следующего интервала, когда напряжение на сетке равно нулю,
протекает большой сеточный ток. При этом конденсатор С быстро разряжает-
ся, пока его напряжение не упадет до значения Е19 соответствующего напря-
жению анода при отключенном конденсаторе С и нулевом смещении на сет-
ке лампы и определяемого подключением к аноду через сопротивление R
напряжения Еъ источника питания. Напряжение на конденсаторе С остается
равным величине Ег до начала следующего полупериода управляющего напря-
жения, когда запирается и цикл повторяется. Форма результирующих
выходных колебаний показана нафиг. 376,6, из которой видно,что эти коле-
бания аналогичны колебаниям, иллюстрированным фиг. 370,6. Для умень-
шения времени обратного хода необходим большой ток лампы. При соблю-
дении этого условия генератор линейного напряжения на электронной лампе
может работать на более высоких частотах, поскольку в этом случае нет огра-
ничений за счет времени деионизации.
г) Самовозбуждение достигается, однако, при такой модификации схемы, когда
разрядная лампа управляется пусковыми импульсами, совпадающими с теми момента-
ми, когда амплитуда линейной части волны достигает желаемого максимума [39, 40].
§ 13. Линеаризация колебаний генераторов пилообразного напряжения 505-
Для стабилизации начального уровня Ег колебаний потенциал сетки
во время отпирания лампы должен быть строго постоянен. Это обеспечи-
вается схемой фиксации уровня.
Фиксирующая
схема
Фиг. 376. Генератор пилообразного напряжения на
триоде и типовая форма колебаний,
а—схема; б—форма колебаний.
§ 13. Линеаризация колебаний генераторов пилообразного^
напряжения1)
Форма колебаний, генерированных в схемах, описанных в § 11 и 12^
не обеспечивает линейности нарастания напряжения, необходимой для ряда
применений, например в радиолокации или технике точного осциллографиро-
вания. Имеется значительное число способов увеличения линейности* 2) коле-
баний в большинстве этих схем. Кроме того, разработаны различные схемы
с высокой степенью линейности, называемые схемами с обратной связью
и фантастронными схемами, описанными в § 14 и 15.
Заряд конденсатора постоянным током при использовании пентода.
Обычный способ улучшения линейности колебаний заключается в исполь-
зовании пентода для обеспечения заряда конденсатора С на фиг. 373,а и,
х) По этому вопросу см. работы [40—44].
2) Некоторое значение имеют способы линеаризации, основанные на использова-
нии кривизны анодных характеристик лампы для компенсации кривизны экспоненци-
альной кривой. Ограничение этого способа проистекает из того, что ламповые характе-
ристики сильно отличаются одна от другой и линеаризация изменяется от лампы к лампе_
506
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
376,а постоянным током. Типовая схема1), которая отличается от схемы
фиг. 376,а только тем, что сопротивление R замененЬ пентодом F2, показана
на фиг. 377,а. При соответствующем выборе рабочих условий пентод обес-
печивает заряд конденсатора С постоянным током в течение интервала между
tr и t2. Соответственно напряжение на конденсаторе будет нарастать линейно
со временем вследствие постоянства зарядного тока, а не экспоненциально,
как в схеме фиг. 376. Наклон нарастающего участка будет 1Ъ /С в/сек, где
—анодный ток пентода (я); С—емкость (ф).
Положение
характеристики
триода
Фиг. 377. Генератор пилообразного напряжения (см. фиг. 376)
с использованием пентода для получения заряда постоянным током.
а—схема; б—форма выходного напряжения; в—характеристика триода;
г—рабочие характеристики.
Рабочий режим лампы, необходимый для правильной работы этой схемы,
поясняется кривыми фиг. 377, в и г. На фиг. 377,в показана анодная характе-
ристика триода Fj при нулевом смещении на сетке, т. е. для условий, когда
лампа Pi открыта. Аналогично, анодная характеристика пентода постоянного
х) В практических схемах батарея Es в цепи экранной сетки обычно заменяется
сопротивлением, включенным между Еъ и экранной сеткой и большим шунтирующим
конденсатором между экранной сеткой и катодом, которые обеспечивают постоянство
экранного напряжения во время колебаний. Влияние этой цепи оказывается лишь на
увеличении зарядного тока конденсатора 1^2 за счет постоянной составляющей экран-
ного тока. Однако если анодное напряжение всегда превышает значение а на фиг. 377,г,
зарядный ток не будет зависеть от колебаний напряжения еъ2 между анодом и катодом.
Желательным элементом схемы является незашунтированное катодное сопротив-
ление, показанное пунктиром на фиг. 377,а. За счет этого сопротивления получается
отрицательная обратная связь по току, обеспечивающая постоянство величины тока 1^2
независимо от величины колебаний еъ2. Другой вариант схемы заключается в замене пен-
тода триодом с большим сопротивлением в катоде, обеспечивающий постоянство анод-
ного тока за счет отрицательной обратной связи по току [45].
§ 13. Линеаризация колебаний генераторов пилообразного напряжения
507
тока V2 приведена на фиг. 377,г для рабочих напряжений на экранной и управ-
ляющей сетке. Эта характеристика содержит обычный участок abed, в пре-
делах которого анодный ток приблизительно не зависит от анодного напряже-
ния еъ*. Анодное напряжение, приложенное к этой лампе, равно разности
между напряжением Еь источника и выходным напряжением^, т. е. Eb=eb2-\-eQ.
Поскольку анодный ток пентода не постоянен при анодных напряжениях
ниже .значения а на фиг. 377,г, максимальное выходное напряжение
которое может быть получено, имеет указанное значение.
Фиг. 378. Модификация схемы, показанной на фиг. 377, для получения линейно
убывающего напряжения.
а—схема; б—форма колебаний.
Значение Е19 соответствующее минимуму выходного напряжения, может
<5ыть получено из пересечения пентодной характеристики с зеркальным изо-
бражением триодной характеристики, как показано на фиг. 377,г.
Модификация схемы пентода постоянного тока, часто применяющаяся
на практике, показана на фиг. 378. Эта схема эквивалентна схеме фиг 3771),
исключая то, что в качестве выходного напряжения используется анодное
напряжение еь% пентода. Как показано, выходное напряжение представляет
собой убывающие линейно изменяющиеся колебания. Такое напряжение
используется в большинстве случаев так же, как и линейно нарастающее
напряжение.
В качестве лампы-ключа на схемах фиг. 377 и 378 показан триод, хотя
в равной степени может быть использован и тиратрон. В этом случае схему
можно сделать самовозбуждающейся так же, как тиратронная схема фиг 373.
Граничные потенциалы Ег и Е2 на фиг. 377 и 378 будут соответствовать потен-
циалам деионизации и ионизации тиратрона.
Схема с положительной обратной связью (компенсационная схема).
Другим способом получения постоянного тока заряда конденсатора является
применение положительной обратной связи. Такая схема приведена на фиг. 379.
Здесь конденсатор С заряжается через сопротивление R от суммарного напря-
жения Е и выходного напряжения е0 катодного повторителя Vv Поскольку
усиление катодного повторителя мало отличается от единицы, то eQ^ec и паде-
ние напряжения на сопротивлении R приблизительно равно Е. Следователь-
но, ток, протекающий через сопротивление R для заряда конденсатора С,
приблизительно будет постоянным и равным Е/R. Результирующий процесс
заряда конденсатора С постоянным током эквивалентен работе схемы фиг. 377,а
с пентодом. Генерирование пилообразных колебаний может быть осуществлено
х) В этой схеме фиксация нулевого потенциала сетки V\ при подаче на вход пря-
моугольных колебаний осуществляется в цепи Сс, Rg и участка сетка—катод.
508
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
путем шунтирования конденсатора С ключом в виде тиратрона или триода,
управляемого прямоугольным напряжением. Выходное напряжение е0 пред-
Ф и г. 379. Генератор пилообразного напряжения с положительной обратной
связью.
ставляет собой напряжение ес на конденсаторе С, усиленное катодным повто-
рителем V\. Дополнительным преимуществом является низкий выходной
импеданс катодного повторителя.
Компенсационная схема обеспечивает получение линейно нарастаю-
щего напряжения с высокой точностью. Кроме того, при большом значении
Еъ и применении в качестве генераторной лампы может быть получена
очень большая амплитуда пилообразных колебаний.
Практическая схема такого генератора приведена на фиг. 380. В этой
схеме ключом служит триод V3, управляемый как и в схеме фиг. 376,а. Кроме
того, незаземленная батарея Е на схеме фиг. 379 заменена напряжением Ес*
на конденсаторе С2, образованным при помощи диода V2. Таким образом,
перед моментом t19 когда конденсатор С коротко замкнут триодом V3r
конденсатор С2 заряжен через диод V2 и Bk до напряжения, несколько мень-
шего Еъ. Если емкость С2 очень велика по сравнению с емкостью С, напряже-
ние Ес% на емкости С2 остается постоянным в течение заряда конденсатора С
и выполняет функции напряжения Е батареи на фиг. 379.
уровня
Фиг. 380. Практическая схема генератора с положительной обратной связью с одним
источником питания.
Скорость нарастания напряжения в этой схеме можно рассчитать весьма
просто, если принять, что коэффициент усиления катодного повторителя
равен единице. В этом случае ток в сопротивлении В равен Е/В для схемы
фиг. 379 и приблизительно равен (Еъ—EJ/B для схемы фиг. 380. При про-
текании через конденсатор С постоянного тока скорость нарастания напря-
жения на конденсаторе равна току, деленному на емкость.
§ 14. Линеаризация колебаний с применением отрицательной обратной связи 509
§ 14. Линеаризация колебаний с применением
отрицательной обратной связи
Очень хорошую линеаризацию обеспечивает схема генератора пилообраз-
ного напряжения, приведенная нафиг. 381,а. Она называется схемой с отри-
цательной обратной связью или интегрирующей схемой [42, 46, 47] и обеспе-
чивает получение линейного напряжения с высокой точностью, амплитуда
которого лишь немного меньше напряжения источника питания. Это напря-
жение в малой степени зависит от характеристик ламп и параметров схемы.
Лампа в этой схеме осуществляет различные функции. Во-первых, она
усиливает пилообразные колебания, поступающие на сетку, во-вторых,
выполняет функции ключа. Управляющее напряжение подается на пентод-
ную сетку и управляет протеканием анодного тока. Наконец, входная емкость
Cin лампы заряжается от батареи Е1) через высокоомное сопротивление R
для получения пилообразных колебаний.
Усилитель
с усилением
—о
Выход Cq
—о
Фиг. 381. Простая интегрирующая схема для получения линейно
изменяющегося напряжения.
а—схема; б—эквивалентная схема для интервала П—/з*
Работа схемы фиг. 381 может быть пояснена при помощи осциллограмм,
показанных на фиг. 382. На пентодную сетку лампы сначала подается пря-
моугольное управляющее напряжение е19 вызывающее анодный ток во вре-
мя и прекращающее его в момент t2. Это напряжение подается через схему
фиксации уровня (не показанную на фигуре и аналогичную схеме на
фиг. 376,а), так что амплитуда прямоугольного напряжения поддерживается
на уровне нулевого потенциала, соответствующего обычному рабочему режиму
пентода. Перед моментом времени t19 а также после момента t2 управляющее
напряжение ех запирает лампу по анодному току.
Непосредственно перед моментом t± анодный ток равен нулю и, следо-
вательно, выходное напряжение равно Еь. Напряжение на управляющей
х) На схеме для упрощения объяснения показана отдельная батарея Е. Практи-
чески для этой цели пользуются напряжением Еъ источника анодного питания.
510 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной *формы "
сетке приблизительно равно нулю или, точнее, имеет небольшой положитель-
ный потенциал, так как сетка подключена через сопротивление R к источнику
положительного напряжения Е. Потенциал сетки не может быть высоким,
так как сопротивление R велико по сравнению с сопротивлением участка
Сетка—катод лампы.
В момент t± через лампу начинает протекать анодный ток и происходит
некоторое перераспределение напряжений в схеме перед генерированием
пилообразного напряжения. Падение напряжения на анодной нагрузке
за счет анодного тока мгновенно передается на сетку и понижает ее потенциал.
Это падение напряжения £*0, показанное на фиг. 382, прекращает дальнейшее
нарастание анодного тока и падение анодного напряжения. Наличие емко-
сти С вызывает понижение потенциала анода и сетки одновременно на вели-
чину Ео.
Уровень запирания
анодного тона
Фиг. 382. Форма колебаний в интегрирующей схеме, показан-
ной на фиг. 381.
Затем лампа начинает выполнять функции усиления и ее действие можно-
пояснить, пользуясь эквивалентной схемой фиг. 381,6. Коэффициент усиле-
ния А, как обычно, равен произведению величин крутизны gril и анодной на-
грузки RL. Входная емкость на клеммах а—а обозначена как Cin. Величина
этой входной емкости определяется главным образом обратной связью, дей-
ствующей через конденсатор С, и выражается соотношением1)
С1пъС(1 + А), (13.15);
где С—емкость в цепи обратной связи (см. фиг. 381,а); А—усиление пентода;
Емкость Cin заряжается от батареи Е через сопротивление R. Напряже-
ние на этой емкости нарастает экспоненциально с постоянной времени RCint.
См. [48]. Емкость С велика по сравнению с межэлектродной емкостью лампы,,
и в формуле (13.15) величиной последней пренебрегают.
S 14. Линеаризация колебаний с применением отрицательной обратной связи 511
Начальный участок этой кривой очень близок к прямой линии с наклоном:
<13Л6>
Обозначения величин здесь такие же, как на фиг. 381 и в формуле (13.15).
Это нарастающее напряжение ес на емкости Cin усиливается лампой,,
которая также изменяет полярность напряжения. Следовательно, на выход-
ных клеммах возникает линейно убывающее напряжение е0, как показано
на участке abc осциллограммы фиг. 382. Скорость изменения этого напряже-
ния в —А раз больше скорости изменения входного напряжения, определяе-
мой формулой (13.16), так что
е°= ~Arc~= ~Ar [С(1 + Л)] • (13.17)
Если А > 1, то получаем
ео^ ~~ rc • (12* 18)
Интервал Т (см. фиг. 382), в течение которого выходное напряжение
убывает линейно со временем, может быть ограничен двумя способами. Пер-
вый из них иллюстрируется фигурой. Когда выходное напряжение, являю-
щееся анодным напряжением лампы, понижается до некоторого значения .Ё^ин,
на фиг. 382, процесс усиления лампой прекращается. Это минимальное напря-
жение соответствует такому режиму пентода, когда в области пентодной сетки
образуется виртуальный катод и на изменение анодного тока напряжение
на управляющей сетке не влияет. При этих условиях усиление мгновение
уменьшается, что приводит к уменьшению входной емкости [см. (13.15)]. Вслед-
ствие этого потенциал управляющей сетки быстро повышается до начального
значения, существовавшего до момента Напряжение на аноде за счет про-
текающего анодного тока остается на уровне Емин. вплоть до момента /2,
когда управляющее напряжение ei9 поданное на пентодную сетку, запирает
анодный ток. После этого потенциал анода повышается до потенциала батареи
Еъ. При этом конденсатор С должен зарядиться через нагрузочное сопротив-
ление Rl. Таким образом, анодное напряжение будет нарастать экспонен-
циально с постоянной времени1), приблизительно равной RlC.
Второй способ ограничения интервала Т, в течение которого выходное
напряжение линейно убывает, заключается в прекращении анодного тока
управляющим напряжением прежде, чем выходное напряжение достигнет
минимального уровня. При этом момент Z2, определяемый управляющим
напряжением, поданным на пентодную сетку фиг. 382, должен предшество-
вать моменту достижения линейно изменяющегося напряжения минималь-
ного значения 2?Мин..
После этого потенциалы сетки и анода одновременно возвращаются
к начальному значению, причем, как и прежде, кривая изменения анодного
напряжения определяется постоянной времени RlC. Этот способ ограни-
чения линейно изменяющегося колебания иллюстрируется фиг. 383. Преиму-
щество этой схемы, вытекающее из формулы (13.18), заключается в независи-
мости наклона выходного напряжения от величины коэффициента усиления А
при условии, что А много больше единицы. Этот наклон определяется
только напряжением Е, сопротивлением R и емкостью С и не зависит от
других параметров схемы и характеристик лампы.
Другое преимущество заключается в том, что амплитуда линейно убы-
вающего участка выходного напряжения может составить значительную часть
х) Кроме того, зарядный ток протекает через участок сетка—катод лампы, но сопро-
тивление этого участка обычно мало по сравнению с нагрузочным сопротивлением
ж не влияет существенно на постоянную времени.
512
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
величины Еь напряжения питания при удовлетворительной линейности. Это
свойство существенно отличает эту схему от простых схем, показанных на
фиг. 373, 376 и 377, где для обеспечения линейности выходная амплитуда
не должна превышать небольшой части питающего напряжения. Причина
этого заключается в том, что большое усиление малого напряжения ес дает
возможность ограничить последнее очень малой частью питающего напряже-
ния Е. Наряду с этим действие обратной связи через емкость С обеспечивает
независимость наклона выходного напряжения от усиления лампы А и нели-
нейности характеристик лампы. Вследствие этого предпочтительнее исполь-
зовать такую схему, нежели добавлять простой усилитель к генератору пило-
образного напряжения, как на схемах фиг. 373 или 376.
а
б
Фиг. 383. Модификация интегрирующей схемы (фиг. 381) для
уменьшения перепада напряжения в начале линейного участка.
а—схема; б—формы колебаний.
Из сказанного выше очевидно, что схема с применением отрицательной
обратной связи имеет целый ряд достоинств. Кроме того, описанные ниже
модификации основной схемы, показанной на фиг. 381, также обладают допол-
нительными полезными свойствами.
Модификации. Водной из модификаций основной интегрирующей схемы
начальное падение напряжения £*0, показанное на фиг. 382, уменьшено. Прак-
тически эта величина составляет приблизительно 5 в для Еь=300 в, но если
необходимо исключить этот перепад напряжения, то может быть применена
$ 14. Линеаризация колебаний с применением отрицательной обратной связи 513
схема, изображенная на фиг. 383, которая отличается от первоначальной тем,
что перед моментом t± начала пилообразного напряжения потенциал управля-
ющей сетки имеет постоянное значение —EQ и вследствие этого линейный уча-
сток колебаний может начаться без перераспределения напряжений. Управля-
ющие колебания подаются через диод F3, который перед моментом был заперт.
Диод V2, напротив, был открыт и обеспечивал поддержание потенциала сет-
ки —EQ9 определяемого батареей смещения Ес и делителем напряжения, состоя-
щим из сопротивлений R1 и Т?2. Эти сопротивления должны также обеспечи-
вать протекание необходимого тока через нагрузочное сопротивление Rl
для поддержания начального уровня анодного напряжения Еь—Е{)9 величина
которого на фиг. 382 устанавливается после начального перераспределения
напряжений. В соответствии с этим схема фиг. 383 подготовлена для начала
генерирования линейного участка в момент при запирании диода У2.
запирания
анодного тока
Фиг. 384. Модификация интегрирующей схемы, показан-
ной на фиг. 381, для укорочения времени восстановления
после окончания линейного участка при помощи лампы
V2 катодного повторителя, обеспечивающего заряд кон-
денсатора С через низкоомное сопротивление.
При этом в момент tY положительный участок управляющего напряжения
отпирает диод У3. Это приводит к увеличению потенциала катода У2, кото-
рый достигает значения потенциала анода. При этом диод У2 запирается.
Теперь действие схемы аналогично работе основной схемы и происходит
генерирование линейного участка колебаний, как показано на фиг. 383,6.
В момент t2 управляющее напряжение возвращает схему к начальному со-
стоянию за исключением того, что, как и прежде, скорость нарастания
анодного напряжения будет определяться постоянной времени RlC.
В некоторых случаях необходимо, чтобы восстановление начального
анодного напряжения в схеме, показанной на фиг. 381, происходило после
момента /2 как можно быстрее, чтобы немедленно вслед за этим мог начаться
следующий цикл пилообразного напряжения. Для этого необходимо умень-
шить сопротивление в цепи заряда емкости С. Такая схема показана на
фиг. 3841). Как видно из схемы, здесь применен катодный повторитель V2.
Поскольку коэффициент усиления такого каскада приблизительно равен
единице, то влияние обратной связи через емкость С останется таким же, как
х) Раздельные батареи Е, Еь и Еы показаны в целях наглядности. Практически
их функции обычно выполняет общий источник питания Еь.
33 ф. Термен и Дж. Петтит
514
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
и в том случае, когда конденсатор подключен непосредственно к точке d,
как в схеме на фиг. 382. Однако после момента /2 конденсатор С заряжается
от батареи Еъ* через низкоомное сопротивление, образованное параллельным
соединением Rk и внутреннего сопротивления лампы V2. Это обеспечивает
постоянную времени очень малой величины, в результате чего потенциалы
катода V2 и анода после момента t2 быстро принимают начальные значе-
ния. Другое преимущество модифицированной схемы фиг. 384 заключается
в том, что выходное напряжение снимается с нагрузки Rh катодного
повторителя. Это обеспечивает очень низкий выходной импеданс.
Фиг. 385. Интегрирующая схема, в которой максимальное значение
выходного напряжения регулируется потенциометром Рг.
а—схема; б—формы колебаний.
Другая модификация основной схемы, показанной на фиг. 381, иллю-
стрируется фиг. 385; здесь добавлен диод V2 для удобной регулировки ампли-
туды и длительности пилообразного напряжения. Этот диод вместе с батареей
Е2 и потенциометром Рг действует как схема фиксации уровня и ограничивает
верхний уровень анодного напряжения для выходных колебаний eQ. Три
уровня регулировки потенциометра Рг обозначены буквами А, В и С. Соот-
ветствующие формы колебаний показаны на фиг. 385,6. Здесь начальный
уровень выходных колебаний е0 имеет три различных значения, соответствую-
щих трем положениям движка потенциометра, но наклон линейного участка
§ 15. Линеаризация пилообразного напряжения в фантастронных схемах 515»
и минимальный уровень напряжения .ЕМин. одинаковы для всех трех случаев.
В результате этого интервал времени, необходимый для достижения выход-
ным напряжением минимального уровня, различен в указанных трех слу-
чаях. Соответственно получаются три различных периода Уд, Тв, и Тс.
§ 15. Линеаризация пилообразного напряжения
в фантастронных схемах1)
Фантастрон представляет собой модифицированную интегрирующую
схему, устроенную таким образом, что подача управляющего напряжения
- а
О и г. 386. Функциональная схема и форма колебаний фантастрона»
а—упрощенная схема; б—форма колебаний.
в виде импульса запуска вызывает один цикл колебаний, после чего схема*
возвращается в состояние покоя до прихода следующего импульса запуска.
г) Подробный обзор конструкции и практических применений фантастрона дан»
в работе [49]. Фиг. 387 заимствована из этой работы. Описания фантастрона можно най-
ти в цитированных ранее работах [2, 5]. >
33*
516 Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
Таким образом, импульсы запуска обеспечивают начало интегрирующих
циклов, а конец этих циклов определяется параметрами схемы.
Функциональная схема, а также форма результирующих колебаний пока-
заны на фиг. 386. Схема, приведенная на фиг. 386, а, похожа на основную схему
фиг. 381 в сочетании с модификациями, содержащими катодный повторитель
и диодный ограничитель, описанные в связи с фиг. 384 и 385. Важнейшим отли-
чием является добавление в интегрирующую схему катодного сопротивления
Rk^. Назначение его описано ниже. В качестве лампы Fxna схеме фиг. 386,а
использован пентагрид, выполняющий те же функции, что и пентодный уси-
литель на схеме фиг. 381, но имеющий то преимущество, что он требует
меньшей амплитуды напряжения, чем пентод, для управления анодным током.
Сетки 2 и 4 соединены между собой и служат в качестве экранной сетки, в то
время как сетка 3 используется для управления анодным током аналогично
пентодной сетке на схеме фиг. 381.
Работа схемы на фиг. 386,а может быть пояснена при помощи осцилло-
граммы на фиг. 386,6. Перед моментом времени t± подачи импульса запуска
постоянное напряжение, подаваемое на сетку G3 с делителя напряжения на
сопротивлениях 7?х и й2, имеет такую величину, что анодный ток лампы Fx
равен нулю. При этом анодное напряжение еЬП1 имеет максимальное поло-
жительное значение 7?х, ограничиваемое диодом V3. Если допустить, что уси-
ление катодного повторителя V2 равно единице, то перед моментом выход-
ное напряжение будет также равно Ev Напряжение на управляющей сетке Fx
приблизительно равно напряжению на катоде и, точнее, имеет небольшое
положительное значение, поскольку управляющая сетка подключена к напря-
жению Е через высокоомное сопротивление R. Поскольку напряжение ekl
катода Fx положительно по отношению к земле за счет экранного тока, проте-
кающего через катодное сопротивление 7?ftl, потенциал еСП1 управляющей сетки
перед моментом tr будет также положительным по отношению к земле при-
близительно на величину ekl.
В момент t± большой положительный импульс запуска накладывается на
постоянное напряжение Fx сетки G3. При этом потенциал сетки G3 возрастает
и появляется анодный ток. Так же, как и в случае основной интегрирующей
схемы фиг. 381, возникает начальное перераспределение напряжений на
аноде и управляющей сетке, потенциалы которых понижаются на величину Ео.
Отличие в работе схемы фантастрона возникает за счет катодного сопроти-
вления 7?ftl. Когда напряжение Fx на управляющей сетке падает, то катод-
ный ток, а следовательно, и напряжение на катоде уменьшаются. В результате
этого после окончания короткого импульса запуска потенциал сетки G3 отно-
сительно катода остается более высоким, чем в начальном состоянии, так
что анодный ток продолжает протекать. Поэтому схема действует как гене-
ратор линейно убывающего напряжения, до тех пор, пока анодное напряжение
не достигнет минимального значения 7?мин., при котором прекращается усиле-
ние лампы. В этот момент, обозначенный через t2 на фиг. 386,6, потенциалы
управляющей сетки1) и катода еСП1 и е^1 соответственно быстро возрастают.
Потенциал катода возрастает вследствие того, что из-за наличия 7?ftl напряже-
ние на катоде при изменении катодного тока изменяется и, следовательно,
повышается или понижается в зависимости от изменения потенциала упра-
вляющей сетки, как показано на второй осциллограмме фиг. 386,6. В резуль-
тате этого анодное напряжение ebni и выходное напряжение е0 возвращаются
во время t2 к начальному значению 7?х, так как потенциал катода повышается
г) Выброс напряжения, показанный на осциллограмме всти, объясняется началом
разряда в момент г2 конденсатора С, который в интервале T=t2—ti заряжался. Разряд
этого конденсатора происходит через участок сетка—катод лампы и за счет этого потен-
циал сетки в начальный момент повышается по отношению к катоду. Этот выброс не вос-
производится на выходе, так как анодный ток Vt в это время не протекает.
Регулировка Т
Макси- мальный период мксек. Рекомендуемые параметры схемы, включая промышленные допуски и допустимую мощность рассеяния сопротивлений [49]
20% 1 вт* R1 5% 2 вт К2 5% 1 вт Яз 5% 10 вт «4 5% 1 вт не 20% 1 вт Ri линей- ное до 0,1% Нв 20% 10 вт Н9 пере- менное 2 вт Rki 5% 2 вт -Н&2 20% 5 вт R 10% 1 вт R' 20% 2 вт с 10%
500 1 мгом 68 000 5 600 20 000 8 200 12 000 20 000 3 000 5 000 10 000 25 000 1 мгом 0,1 мгом 90 пф
2 500 2 » 68 000 6 200 20 000 6 200 12 000 20 000 3 000 5 000 10 000 25 000 1 » 0,1 » 475 »
10 000 5 »• 50 000 5 000 15 000 5 600 12 000 20 000 3 000 5 000 10 000 25 000 1 » 0,1 » 2 000 »
50 000 5 »* 50 000 5 000 15 000 5 600 12 000 20 000 3 000 5 000 10 000 25 000 1 » 0,1 » 10 000 »
•Для сопротивления 5 мгом мощность равна 0,5 вт.
Фиг. 387. Практическая схема фантастрона и рекомендуемые параметры для типовых схем.
518
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
до такой величины, что напряжение на сетке G3 прекращает протекание анод-
ного тока. Этим заканчивается цикл колебаний, и схема остается в устойчи-
вом состоянии до прихода следующего импульса запуска.
Длительность периода Т можно весьма легко изменять, регулируя напря-
жение Ег катода диода 73, как пояснялось в связи с фиг. 385. Это напряжение
определяет только начальный уровень формы колебаний. Наклон линейного
участка напряжения и минимальный уровень jE'mhh. не изменяются при изме-
нении Ег. Вследствие этого длительность Т точно пропорциональна Ег
Как видно из принципа действия схемы фиг. 386, окончание интервала Т
определяется моментом достижения ацодным напряжением V\ минимального
значения jE'mhh. и не зависит от длительйости импульса запуска. Таким образом,
для управления этой схемой требуется пусковой импульс, а не прямоуголь-
ное напряжение. Эта особенность является существенным преимуществом
фантастрона по сравнению с основной интегрирующей схемой. Наклон ли-
нейного участка напряжения одинаков в обоих случаях и не зависит от уси-
ления лампы и параметров схемы, кроме величин Е, R и С, как видно из
формулы (13.18).
Практическая схема фантастрона приведена на фиг. 387 вместе с типо-
выми значениями параметров этой схемы. Эта схема отличается от схемы,
показанной на фиг. 386, только деталями, например способом применения
одного источника питающего напряжения. Обозначения элементов этих двух
схем для наглядности сделаны по возможности идентичными. Для запуска
схемы фантастрона, показанной на фиг. 387, необходима амплитуда пуско-
вого импульса порядка 30 в. Максимальное значение амплитуды выходного
напряжения порядка 250 в.
Правильно сконструированная схема фантастрона обладает очень хоро-
шими характеристиками. Линейность выходного напряжения очень высока
и не зависит от характеристик лампы и параметров схемы, исключая вели-
чины R и С. Амплитуда напряжения может плавно изменяться (без измене-
ния наклона) до значения, лишь несколько меньшего, чем напряжение Еъ
источника питания. Наконец, то обстоятельство, что интервал времени Т
от момента начала линейно изменяющегося напряжения до момента
его окончания строго пропорционален1) напряжению Е19 позволяет исполь-
зовать фантастрон для получения регулируемой временной задержки. Этот
вопрос рассматривается в § 18.
Важным свойством фантастрона является одинаковое срабатывание схемы
при приходе каждого импульса запуска независимо от того, регулярны ли
эти импульсы. Таким образом, фантастрон может рассматриваться как гене-
ратор линейно изменяющегося напряжения с одним временно-устойчивым
состоянием аналогично схеме кипп-реле, рассмотренной в связи с фиг. 358.
§ 16. Применение в технике осциллографирования генераторов
линейно изменяющегося напряжения
В области измерений одно из основных применений линейно изменяю-
щегося напряжения состоит в горизонтальном отклонении пятна на экране
электронно-лучевого осциллографа пропорционально времени. Фактически
все генераторы пилообразного напряжения, описанные в предыдущих пара-
графах, использовались в промышленных или экспериментальных осцилло-
графах. Выбор определенного типа генератора пилообразного напряжения
определяется техническими условиями и требованиями, предъявляемыми
к данному осциллографу.
х) Например, для схемы, показанной на фиг. 357, отклонение от линейности между
напряжением Ег и величиной интервала г2—*i не превышает (1—5)-10“3 в зависимости
от величины этого интервала.
§ 16. Применение генераторов линейно изменяющегося напряжения
519
Генератор пилообразного напряжения с использованием тиратрона,
приведенный на схеме фиг. 373, широко используется в обычных универсаль-
ных осциллографах. Эта схема проста, обладает достаточной гибкостью
и может работать как в режиме свободных колебаний с легко регулируемой
частотой, так и при синхронизации внешними колебаниями, как было опи-
сано в связи с фиг. 374 и 375.
Недостаток тиратронных схем заключается в не всегда абсолютной иден-
тичности последующих циклов развертки, так как потенциалы ионизации
и деионизации могут несколько колебаться от периода к периоду. При этом
последовательные развертки электронного луча становятся не идентичными
и возникает дрожание изображения на экране. Кроме того, время деиони-
зации тиратрона ограничивает верхний предел рабочей частоты.
Схемы с использованием электронных ламп не имеют этого высокочастот-
ного предела и свободны от причин, вызывающих дрожание. Кроме того,
в схемах с электронными лампами обеспечение возникновения и прекращения
развертки более удобно, чем в схемах с тиратронами, и, следовательно, эти
схемы более подходят для осциллографов, предназначенных для наблюде-
ния одиночных или нестационарных процессов. Схема с электронными лам-
пами, показанная на фиг. 376, является простейшей. Добавление пентода,
как показано на схемах фиг. 377 или 378, несложно и обеспечивает существен-
ное улучшение линейности1). Для получения режима свободных колебаний
обычно требуется добавлять дополнительные лампы и усложнять схему.
Осциллографы, требующие наивысшей линейности развертки, обычно
содержат компенсационные или фантастронные схемы. Эти схемы не только
обеспечивают высокую степень линейности, но, кроме того, обладают высоким
постоянством скорости изменения напряжения по отношению к колебаниям
рабочего режима и позволяют калибровать регулировку длительности раз-
вертки непосредственно в единицах времени.
Методика синхронизации. При синхронизации тиратронного генератора
напряжения развертки внешними колебаниями важно, чтобы оператор пони-
мал основной механизм синхронизации и мог осуществить необходимые опе-
рации. Поэтому полезно рассмотреть фиг. 374 и 375 с точки зрения техники
осциллографирования* 2).
Пятно движется по экрану горизонтально, когда пилообразное напряже-
ние нарастает от своего минимального значения до максимального со скоро-
стью, определяемой скоростью изменения пилообразного напряжения в воль-
тах в секунду. Величина горизонтального смещения пропорциональна ампли-
туде напряжения развертки. Кроме того, когда наблюдаемое колебание
используется в качестве синхронизирующего напряжения, то колебание,
наблюдаемое на экране трубки, является частью колебания, соответствующей
длительности одного цикла напряжения развертки.
В соответствии с этим для случаев, показанных на фиг. 374,а и б, наблю-
датель увидит на экране один полный цикл синусоиды. Для случая неправиль-
ной настройки, иллюстрированного фиг. 374,в, наблюдатель увидит две
наложенные друг на друга развертки, одна из которых будет соответствовать
приблизительно 3/4 периода синусоидальных колебаний, а другая развертка
малой амплитуды будет содержать лишь малую часть периода синусоиды.
г) Примеры использования пентодов для заряда или разряда конденсатора по-
стоянным током можно найти в различных промышленных осциллографах. Интересное
использование принципа, при котором при помощи одной и той же лампы осущест-
вляется заряд одного конденсатора и разряд другого для получения противофазного
пилообразного напряжения для двухтактного отклонения, описано в работе [50].
2) Хотя приведенные осциллограммы соответствуют случаю использования тиратрон-
ного генератора напряжения развертки, те же принципы могут быть приложены к работе
с любым генератором непрерывной развертки с использованием электронных ламп.
520
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
Для случаев, показанных на фиг. 374,г и д, на экране осциллографа будут
видны соответственно 4 или 3 периода колебаний.
Для регулировки синхронизации необходимо использовать два основных
органа управления. Первый должен изменять частоту свободных колебаний
генератора развертки. В схеме, приведенной на фиг. 373, для грубой
регулировки частоты используется переключение емкости С, а для точной—
изменение величины сопротивления [R.
Второй орган управления должен изменять
амплитуду синхронизирующего напряжения.
Влияние этой регулировки можно видеть
при сравнении случаев, приведенных на
фиг. 374,а и б.
Методика синхронизации заключается
в первоначальной регулировке частоты ге-
нератора развертки до значений, несколько
Фиг. 388. Типовые соотношения
между напряжением и током при
протекании пилообразного тока
через последовательно включен-
ные индуктивность и сопротив-
ление.
а—схема; б—осциллограмма.
меньших, чем синхронизируемая частота.
Затем амплитуда синхронизирующего на-
пряжения устанавливается очень малой ве-
личины, и после этого увеличивается для
достижения удовлетворительной синхрони-
зации. Если генератор развертки синхрони-
зируется импульсами, то полярность син-
хронизирующих импульсов, подаваемых на
сетку тиратрона, должна быть отрицатель-
ной, как описано в связи с фиг. 375.
§ 17. Генерирование пилообразного тока
в схемах с индуктивностью и омическим
сопротивлением1)
Описанные выше генераторы выраба-
тывали линейно изменяющееся напряже-
ние. Однако в ряде случаев необходимо по-
лучить в катушке самоиндукции линейно из-
меняющийся ток. Например, получение маг-
нитного поля, обеспечивающего отклонение
электронного пятна, пропорционально вре-
мени. Такие схемы применяются во многих
телевизионных приемниках.
Для пояснения процессов, возникающих
при протекании линейно изменяющегося тока
через индуктивность, могут быть рассмотрены
соотношения между напряжением и током,
существующие в схеме, состоящей из последовательно соединенных индук-
тивности и сопротивления, как показано на фиг. 388,а. Сопротивление
всегда имеется в таких схемах, так как каждая катушка самоиндукции всегда
обладает некоторым омическим сопротивлением.
Пилообразный ток Z, протекающий через индуктивность, будет вызывать
падение напряжения ELq на индуктивности, имеющее форму, показанную на
фигуре. В течение того интервала, когда ток изменяется линейно, напряже-
ние на индуктивности будет положительно и постоянно. Во время обратного
хода будет образовыватьсяотрицательный импульс* 2).Падение напряжения ERq
х) По этому вопросу см. [2, 5, 41, 51].
2) Точная форма напряжения на фиг. 388, б во время обратного хода определяется
формой тока. Представленная здесь форма характерна, но не является единственной.
$ 17. Генерирование пилообразного тока в схемах с индуктивностью
52f
на сопротивлении будет той же формы, что и форма протекающего по нему
тока. Полное напряжение на цепочке Lo7?o показано на последней осцилло-
грамме фиг. 388,6, и, как видно, имеет трапецоидальную форму.
Необходимо заметить, что во время обратного хода напряжение на индук-
тивности становится высоким вследствие большой скорости изменения про-
текающего через индуктивность тока и возникновения большой э.д.с. само-
индукции. Амплитуда напряжения во время обратного хода возрастает при
уменьшении времени обратного хода. Следовательно, получение очень малого
времени обратного хода в генераторах пилообразного тока нежелательно.
Для получения пилообразного тока в цепях с индуктивностью и сопро-
тивлением применяются три основных метода: 1) подача на цепь индуктивно-
сти и сопротивления трапецоидального напряжения с соответствующими
характеристиками; 2) получение пилообразного тока непосредственно из
пилообразного напряжения путем применения отрицательной обратной связи;
3) непосредственное генерирование пилообразного тока.
Генерирование трапецоидального напряжения и использование его для
получения пилообразного тока. Если трапецоидальное напряжение Е на
фиг. 388,6 подается на цепь индуктивности и сопротивления, то ток в этой
Фиг. 389. Модификация схемы, показанной на фиг.
трапецоидальных колебаний.
а—схема; б—форма колебаний.
6
373, а для получения
цепи будет иметь пилообразную форму1). Необходимая форма трапецоидаль-
ного напряжения может быть получена при помощи схемы фиг. 389,а, ана-
логичной схеме фиг. 373, исключая дополнительное сопротивление Т?2. Резуль-
тирующая форма колебаний показана на фиг. 389,6. Необходимо отметить,
что в течение периода Т приблизительно постоянный ток, протекающий через
сопротивление /?, образует линейно нарастающее напряжение на емкости С
и постоянное напряжение на сопротивлении Т?2. Во время обратного хода
конденсатор С быстро разряжается через лампу. При этом ток через сопро-
тивление Т?2 будет большим и обратным по знаку, что обусловливает полу-
чение на выходе eR2 отрицательного импульса. Полное выходное напряжение е0,
в этом случае будет иметь трапецоидальную форму, как показано на фигуре.
г) В частном случае, когда сопротивление Ro, соединенное с индуктивностью LQ,
пренебрежимо мало, форма напряжения, необходимого для получения пилообразного'
тока, соответствует форме кривой ELq на фиг. 388,6.
522
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
Ф и г. 390. Пентодный усилитель, в
котором трапецоидальное напряжение
подается на катушку самоиндукции
для получения в последней пилообраз-
ного .. тока.
Наклон вершины этой трапеции можно изменять регулировкой С или R.
Высота пьедестала, на который наложена наклонная часть колебания, регу-
лируется величиной /?2. Необходимо
отметить, что если трапецоидальное
напряжение затем прикладывается к
индуктивности Lo, то наклон результи-
рующего пилообразного тока опреде-
ляется величинами Т?2 и R и не зависит
от величины емкости С.
Трапецоидальное напряжение обыч-
но подается на цепочку индуктивности
и сопротивления через усилитель1).
Типовая схема приведена на фиг. 390.
Получение пилообразного тока из
пилообразного напряжения при помощи
отрицательной обратной связи. Полу-
чение в индуктивности пилообразного
тока может быть осуществлено при по-
мощи усилителя, который возбуждается пилообразным напряжением и од-
новременно использует отрицательную обратную связь по току для обеспе-
чения совпадения,'формы выходного тока с формой входного напряжения.
Простая схема этого типа иллюстрируется фиг. 391,а. Здесь свойство пропор-
циональности анодного тока пентода напряжению на управляющей сетке, не-
.зависимости*его от падения напряжения на анодной нагрузке, в сочетании
Входное
пилообразное
напряжение
о
Катушка
индуктивносп.
Сопротивлени
d обратной
3 связи
L
6
•Фиг. 391. Усилитель с обратной связью для получения пилообразного тока в катушке
самоиндукции путем подачи пилообразного напряжения.
а—однокаскадная схема; б—трехкаскадная схема.
х) Даже при наличии усиления необходимая величина тока бывает так велика, что
-следует применить несколько ламп, соединенных параллельно, или, чаще, для повы-
шения анодного тока применять трансформатор. Такой трансформатор должен удов-
летворять требованиям, предъявляемым к импульсным трансформаторам, используе-
-мым в блокинг-генераторах [52]. Если необходимо получение больших токов, вместо
-пентодов обычно используются мощные лучевые лампы. Для предохранения от высокого
напряжения между анодом и катодом во время обратного хода нужно применять специ-
альную изоляцию.
§ 17. Генерирование пилообразного тока в схемах с индуктивностью
с тем, что отрицательная обратная связь за счет сопротивления усили-
вает это свойство, приводит к строгой пропорциональности анодного тока
приложенному напряжению. Поэтому, если это напряжение имеет пило-
образную форму, то форма тока, протекающего через индуктивность, будет
также пилообразной с высокой степенью точности.
Лучшие результаты могут быть получены при использовании многокас-
кадного усилителя, показанного нафиг. 391,6. Здесь индуктивность, в кото-
рой создается пилообразный ток, включена в катодную цепь лампы V3 трех-
каскадного усилителя FjFgFg, как показано на схеме. Отрицательная обрат-
ная связь, пропорциональная току в индуктивности, образуется в системе
при помощи сопротивления 7?3. Преимуществом такой схемы является намного
более сильная отрицательная обратная связь, чем в схеме фиг. 391,а, по-
скольку коэффициент усиления всей схемы больше. В результате этого кри-
визна характеристик лампы оказывает много меньшее влияние.
Непосредственное генерирование пилообразного тока. Пилообразные
колебания тока могут непосредственно генерироваться в индуктивности при
Напряжение
Фиг. 392. Непосредственное генерирование пилообразного тока в катушке самоиндукции.
а—схема; б—эквивалентная схема в интервале Н—/2; в—эквивалентная схема
в интервале <2—*з; г—форма тока в катушке.
помощи схем типа, показанного на фиг. 392,а. Здесь лампа V\ действует
как ключ, который попеременно замыкается в момент и размыкается
в момент t2 при подаче на управляющую сетку прямоугольного напряжения.
524
Рл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
Для стабилизации нулевого уровня положительных полуимпульсов управ-
ляющего напряжения на сетке лампы обычно применяется схема фиксации
уровня, аналогичная схеме фиг. 376,а. Диод У2 открывается только на время
обратного хода t2—t3. Работа этой схемы может быть пояснена при помощи
осциллограмм, приведенных на фиг. 392,а. Непосредственно перед моментом
лампа Ух закрыта, и через индуктивность LQ никакого тока не протекает.
В интервале £х—t2 лампа Ух открыта, т. е. ключ замкнут. Эквивалентная
схема системы для этого случая показана на фиг. 392,6, где Rp—внутреннее
сопротивление Ух. Начиная с момента £х, через индуктивность Lo протекает
ток, изменяющийся экспоненциально в интервале Тг с постоянной времени
Z/0/7?0+7?p. Начальная скорость изменения тока будет равна приблизительно
Eb/LQ а/сек.
В момент t2 потенциал сетки 7Х становится отрицательным, лампа запи-
рается, а ток в индуктивности Lo быстро убывает. Мгновенного исчезновения
тока произойти не может вследствие инерционных свойств индуктивности.
Когда ток в индуктивности Lo начинает убывать, на ней возникает высокое
напряжение самоиндукции и открывается диод V2 х). Эквивалентная схема
системы для этого случая представлена на фиг. 392,в. Во время обратного
хода Т2 ток в индуктивности падает в соответствии с постоянной времени
L/(7?0+7?2+7?d), где Rd—эквивалентное сопротивление диода V2.
Пилообразный шок, полученный на схеме фиг. 392,а путем непосредствен-
ного генерирования, аналогичен пилообразному напряжению, получаемому
в системах, показанных на фиг. 373,а и 376,а, и обладает теми же ограниче-
ниями в том смысле, что форма пилообразного тока представляет собой
начальный участок экспоненциальной кривой, а не прямую линию. Поэтому
такие схемы применяются в тех случаях, когда требования к линейности
невелики. При высоких требованиях к линейности необходимо применять
схемы, приведенные на фиг. 390 и 391.
Влияние распределенной емкости. В приведенном выше рассмотрении
предполагалось, что катушка самоиндукции Lo не содержит распределенной
емкости. Практически же всегда имеется некоторая распределенная емкость,
действующая как шунтирующий конденсатор Со, как показано на фиг. 393,а.
Влияние этой емкости выражается в некоторой задержке начала пилообраз-
ных колебаний. Таким образом, если трапецоидальное напряжение от источ-
ника с конечным внутренним сопротивлением подается на цепочку индуктив-
ность—сопротивление, имеющую распределенную емкость, то напряжение
на индуктивности в момент Zx не будет нарастать, пока не пройдет время,
достаточное для заряда емкости Со. Это вызывает запаздывание начала раз-
вертки, как показано на фиг. 393,6. Влияние этой емкости можно компен-
сировать добавлением пика к трапецоидальным колебаниям в момент tx,
как показано на фиг. 393,в. Этот пик быстро заряжает емкость CQ.
Требуемый пик в трапецоидальном напряжении можно получить раз-
личными путями. Например, рассмотрим схему, показанную на фиг. 393,а,
в которой катодное сопротивление зашунтировано конденсатором Ck очень
малой емкости. В этом случае, когда на вход усилителя подается трапецои-
дальное напряжение, усиление в момент Zx будет велико вследствие шунти-
рующего действия конденсатора Ck для быстрого изменения напряжения
в этот момент. Непосредственно вслед за моментом скорость изменения при-
ложенного напряжения намного снижается, так что шунтирующее действие
небольшой емкости Ck становится неэффективным и на сопротивлении начи-
нает выделяться напряжение обратной связи. Таким образом, на переднем
г) В некоторых случаях диод устраняется и £0 шунтируется простым сопротивле-
нием. Эта простая схема, однако, приводит к недостаточно удовлетворительным харак-
теристикам.
J 18. Схемы для получения временной задержки
525
фронте трапецоидального напряжения образуется пик вследствие того, что
отсутствие обратной связи в момент t± вызывает увеличение усиления по
сравнению со значением, существовавшим до и после момента когда дей-
ствие Ck неэффективно и на Rk существует напряжение обратной связи.
Генератор \
трапецеидаль-
ного
Сопротивление генератора
A/WV-------у—,
1
« "т* Со
Катушка
индуктивности
напряжения
а
Фиг. 393. Усложнение формы входных колебаний при
получении пилообразного тока в катушке самоиндукции
с распределенной емкостью.
а—схема; б—форма тока при трапецеидальном напряжении
генератора; в—необходимая форма напряжения для компенсации
влияния Со; г—схема для получения приведенной выше (см. в)
формы напряжения.
§ 18. Схемы для получения временной задержки
Иногда при измерениях необходимо получить импульс или перепад напря-
жения, смещенный по времени на известную и регулируемую величину по
сравнению с моментом существования опорного импульса. Идентичности фор-
мы этого задержанного импульса или перепада с формой опорного импульса
526
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
не требуется, поскольку в большинстве приложений оба этих импульса
используются для целей запуска других схем.
Выше были уже описаны две схемы, которые могут быть использованы
для получения временной задержки. Этими схемами являются мультивиз
братор с катодной связью, изображенный на фиг. 358, и фантастрон, показан-
ный на фиг. 386. Их использование в качестве генераторов напряжения, воз-
никающего с задержкой, описано соответственно в § 4 и 161). Обе эти схемы
запускаются импульсами запуска в момент t± и обеспечивают выходное напря-
жение с резко нарастающим участком, смещенным на заданное время по
отношению к входному импульсу. Если этот нарастающий участок подать на
дифференцирующую цепочку
(см. фиг. 350), то на ее выходе
возникает триггерный импульс.
Этот процесс иллюстрируется
фиг. 394 для напряжения на
выходе фантастрона.
В генераторе временной за-
держки мультивибраторного ти-
па (см. фиг. 358) время задержки
Т управляется положительным1
смещением Ег на управляющей
сетке лампы и весьма точно
пропорционально величине это-
го смещения. Схема мультиви-
братора содержит меньшее чис-
ло элементов, чем схема фанта-
строна, но последняя более
стабильна по отношению к ко-
лебаниям питающего напряже-
ния и параметрам лампы и
схемы.
При помощи фантастрона
Фиг. 394. Формы колебаний фантастрона, возможно получение точно за-
соответствующих двум значениям временной данной временной задержки,
задержки. прямо пропорциональной вели-
чине напряжения Е± на фиг. 386,
как описано в § 15. На фиг. 394 показаны два случая А и В, соответствующие
получению импульсов А и В с задержкой ТА и Тв соответственно.
Получение временной задержки при использовании линейно изменяю-
щегося напряжения и компаратора. Третий метод получения регулируемой
временной задержки иллюстрируется фиг. 395. Здесь выходное напряжение
с генератора пилообразных колебаний любого типа подается на схему, назы-
ваемую компаратором* 2), которая срабатывает, когда нарастающее или убы-
вающее линейно изменяющееся напряжение достигает заданного уровня.
При достижении этого уровня генерируется перепад напряжения или импульс.
Этот импульс или перепад смещен по времени по отношению к началу пило-
образного напряжения на величину, необходимую для достижения пило-
образным напряжением заданного уровня. Эта временная задержка легко
управляется регулировкой этого заданного уровня. Блок-схема типовой
х) Таблица сравнительных свойств фантастрона и мультивибратора с катодной
связью как схем для получения временной задержки приведена в работе [53].
2) Схема компаратора обеспечивает сравнение амплитуды линейно изменяющегося
напряжения с фиксированным напряжением и срабатывает, когда обе амплитуды ста-
новятся равными.
$ 18. Схемы для получения временной задержки
527
системы показана на фиг. 395,а. Здесь опорному моменту соответствует
начало пилообразного напряжения. Это напряжение подается на компараторг
который, согласно схеме фиг. 395,а, состоит из диода, запертого смещением!?*
так, что через лампу ток не протекает до момента времени Т, когда амплитуда
пилообразного напряжения понижается до уровня 2?х, как показано на вто-
рой осциллограмме фиг. 395,6. В этот момент через лампу начинает про-
текать ток, создающий перепад напряжения на сопротивлении Лх. Это напря-
жение усиливается лампой V2. Таким образом, на выходе схемы возникает
напряжение с задержкой Т по отношению к опорному моменту tv
о -------
Опорное
напряжение
Генератор d
пилообразного
0 напряжения ~
Компаратор
а
Фиг. 395. Получение временной задержки при помощи линейно изменяющегося
напряжения и компаратора напряжения.
а—основная блок-схема; б—форма колебаний.
Типовая принципиальная схема компаратора показана на фиг. 396.
Форма пилообразного напряжения здесь предполагается такой же, как на
фиг. 395. Это напряжение поступает на вход компаратора через схему фикса-
ции уровня, как показано на фигуре, для стабилизации верхнего уровня
пилообразных колебаний при нулевом потенпиале. Работа схемы может быть
пояснена следующим образом. Перед моментом t2 потенциал анода диода
ниже напряжения пилообразных колебаний, подаваемого на его катод. При
этих условиях через Ух ток не протекает и, следовательно, на сопротивлении
/?х напряжения не возникает.
Лампа V2 пентодного усилителя открыта при положительном потенциале
сетки, образованном за счет подключения сопротивления Rg к источнику +7?ь.
В момент t2 пилообразное напряжение снижается до уровня Е19 потенциал
528
Гл. 13. Генераторы колебаний специальной формы
катода диода V\ снижается ниже потенциала анода и диод открывается.
При этом пилообразные колебания передаются через конденсатор Сс на управ-
ляющую сетку пентода V2 и лампа V2 быстро запирается. В результате анод-
ное напряжение пентода возрастает до напряжения Еъ источника питающего
напряжения, образуя при этом перепад напряжения на выходных клеммах.
Таким образом, выходное напряжение образуется с задержкой Z, равной
разности t2—Для получения импульса в момент t2 выходное напряже-
ние может быть продифференцировано. Цикл работы заканчивается в момент
t3, когда заканчивается опорное пилообразное напряжение. При этом диод
запирается, потенциал сетки V2 становится положительным, вызывая резуль-
тирующее падение выходного напряжения.
Фиг. 396. Схема типового компаратора.
Необходимо отметить, что выходное напряжение не нарастает мгновенно
в момент Z2; имеется конечное время, в течение которого потенциал сетки V2
понижается от нулевого значения до напряжения запирания. В случае
необходимости могут быть сконструированы схемы, обеспечивающие более
высокую точность1) за счет получения большей крутизны нарастания выход-
ного напряжения и, следовательно, определения момента t2 с большей точ-
ностью.
Когда диод открывается, через сопротивление Л1 протекает ток. Этот ток
дополнительно нагружает генератор пилообразного напряжения и может
вызвать изменение формы пилообразного напряжения, показанное пункти-
ром на фиг. 395,6. Если этот эффект пренебрежимо мал, то возможна работа
нескольких схем компараторов от одного генератора пилообразного напря-
жения. Таким образом, можно получить несколько независимых друг от
друга смещенных сигналов, управляемых от одного генератора пилообраз-
ного напряжения.
При использовании генераторов пилообразного напряжения с высокой
степенью "линейности, таких, как интегрирующая схема, время задержкияв-
ляется линейной функцией управляющего напряжения Ег Если высо-
кой степени линейности не требуется, могут быть использованы другие типы
генераторов пилообразного напряжения. Кроме того, применение пилооб-
разного напряжения в этом случае также не необходимо. Для получения регу-
лируемой временной задержки могут быть использованы Экспоненциальные
или синусоидальные колебания при условии, что эти колебания начинаются
в заданный момент времени, а схема компаратора позволяет фиксировать
определенный уровень этих колебаний.
Другие типы схем для получения временной задержки можно найти
в литературе [54, 55].
!) См., например, схему так называемого «мультиара», описанного в работе [42].
Литература
529
ЛИТЕРАТУРА
1. Goldmutz L. A., Krauss Н. L., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 1172 (1948).
2. Waveforms, Vol. 19, Radiation Laboratory Series, New York, 1949 (см. перевод:
Генерирование колебаний специальной формы, М.. Советское радио, 1950).
3. В а г t е 1 i n k Е. Н., Trans. AIEE, 60, 371 (1941).
4. Kiebert М. V., Inglis A. F., Proc. Inst. Radio Eng., 33, 534 (1945).
5. Principles of Radar, MIT Radar School Staff, New York, 1946.
6. A b b о t A. E., Electronics, 21, 118 (1948).
7. S h e n к E. R., Electronics, 17, pt. I, 136; pt. II, 140; pt. Ill, 238 (1944).
8. W i 1 1 i a m s F. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 289 (1946).
9. В e r t r a m S., Proc. Inst. Radio Eng., 36, 277 (1948).
10. Sturtevant J. M., Electronics, 22, 144 (1949).
11. Q uirk C. J., Electronics, 18, 350 (1945).
12. J о h a n s о n A. E., Bell Lab. Rec., 28, 208 (1950).
13. W i 1 1 i a m s E. M., A 1 d r i c h D. F., Woodford J. B., Jr., Proc. Inst.
RadioEng., 38, 65 (1950).
14. Glegg K., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 655 (1950).
15. Benjamin R., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1159 (1946).
16. M a r t i n К. H., Electronics, 14, 46 (1941).
17. С о s b у J. R., Lampson C. W., Rev. Sci. Instr., 12, 187 (1941).
18. M a г к 1 e у C., Polak H. L., Electronics, 22, 193 (1949).
19. Arguimbau L. B., Gen. Rad. Expt., 16, 1 (1939).
20. Pulse Generators, Vol. 5, Radiation Laboratory Series, New York, 1948 (см. перевод:
Детали и элемент»! радиолокационных станций, ч. I, II, 1952; ч. III, 1954, М.,
Советское радио).
21. W h i t е Е. L. С., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 312 (1946).
22. Levy M., Wireless Eng., 23, 192 (1946).
23. E s p 1 e у D. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 314 (1946).
24. S m i 11 e у C. R., Graber R. E., Electronics, 20, 128 (1947).
25. S t о n e H. A., Jr., Bell Lab. Rec., 24, 450 (1946).
26. Hussey L. W., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 40 (1950).
27. M e 1 v i 1 1 e W. S., Proc. Inst. Electr. Eng., 98, pt. Ill, 185 (1951).
28. С a r m a n R. D., Wireless Eng., 25, 164 (1948).
29. H i b b e r d R. G., Shank land J. H., Bruce A., Journ. Inst. Electr.
Eng., 93, pt. IIIA, 1331 (1946).
30. Skilling H. H., Transient Electric Currents, New York, 1952.
31. К a 1 1 m a n H. E., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 348 (1946).
32. Blewett J. P., Pubel J. H., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 1580 (1947).
33. T r e v о r B., Electronics, 18, 135 (1945).
34. Kaliman H. E., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 646 (1946).
35. Components Handbook, Vol. 17, Radiation Laboratory Series, New York, 1949
(см. перевод: Детали и элементы радиолокационных станций, ч. I, II, 1952; ч. III,
1954, М., Советское радио).
36. Wooley М. С., Bell Lab. Rec., 25, 207 (1947).
37. Radar System Engineering, Vol. 1, Radiation Laboratory Series, New York, 1947
(см. перевод: Радиолокационная техника, M., Советское радио, 1949).
38. Kan G. S., Hewlett-Packard Journ., 1, February (1950).
39. Наг tog Н., Muller F. A., Wireless Eng., 24, 287 (1947).
40. P u c k 1 e O. S., Time Bases, New York, 1951.
41. S e e 1 у S., Electron-tube Circuits, New York, 1950.
42. W i 1 1 i a m s F. C., Moody N. F., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1188
(1946).
43. С 1 a r k e A. C., Wireless Eng., 21, 256 (1944); 22, 72 (1945).
44. H ar tog H., Owen R. P., Electronics, 19, 136 (1946).
45. Sayr e D., Electronics, 23, 171 (1950).
46. M i 1 1 e r J. M., Nat. Bur. Standards, Sci. Paper, 351 (1918).
47. W i 1 1 i a m s F. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 303 (1946).
48. T e r m a n F. E., Radio Engineers’ Handbook, New York, 1943. (см. перевод: Спра-
вочник по радиотехнике под ред. Смиренина, М., Энергоиздат, 1950.)
49. Close R. N., Lebenbaum М. Т., Electronics, 21, 100 (1948).
50. Y u Y. Р., Kaliman Н. Е., С hr is tai di P. S., Electronics, 24, 106 (1951).
51. S c h a d e О. H., RCA Rev., 8, 506 (1947).
52. Friend A. W., RCA Rev., 7, 98 (1947).
53. M c D a d e J. R., Electr. Eng., 67, 974 (1948).
54. Electronic Time Measurements, Vol. 20, Radiation Laboratory Series, New York,
1949 (см. перевод: Ламповые схемы для измерения времени, М., Советское
радио, 1950).
55. Chance В., Proc. Inst. Radio Eng., 35, 1039 (1947); Rev. Sci. Instr., 17,396(1946).
34 ф. Термен и Дж. Петтит
Глава 14
ЭТАЛОНЫ РЕАКТИВНЫХ И АКТИВНЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ И ИХ ПРАКТИЧЕСКОЕ
ВЫПОЛНЕНИЕ
§ 1. Эталонные конденсаторы переменной емкости
с воздушным диэлектриком
Конденсаторы представляют собой наиболее желательную форму осу-
ществления эталона реактивного сопротивления, ибо свойства реального
конденсатора значительно меньше отличаются от свойств идеального кон-
денсатора, чем это имеет место в случае эталона индуктивности. Поэтому
в технике радиоизмерений в качестве эталонов реактивного сопротивления
используются почти исключительно конденсаторы; им следует также отдать
предпочтение в случае прецизионных измерений на звуковых частотах,
хотя в большинстве случаев на звуковых частотах эталоны индуктивности
тоже вполне пригодны. Эталоны емкости приблизительно до 0,002 мкф
обычно выполняются в виде конденсаторов переменной емкости с воздушным
диэлектриком.
Эквивалентные схемы и частотная зависимость. Конденсатор перемен-
ной емкости с воздушным диэлектриком может быть представлен эквивалент-
ной схемой, изображенной на фиг. 397,а1).
Фиг. 397. Эквивалентные схемы конденсаторов переменной емкости с воздушным
диэлектриком.
а—полная эквивалентная схема; б—эквивалентная схема для низких частот;
в—эквивалентная схема для высоких частот.
Здесь С—емкость конденсатора, а В2—эквивалентное параллельное
сопротивление, вносимое твердым диэлектриком, который служит для креп-
ления статора. Это сопротивление не зависит от изменения емкости конден-
сатора, но обратно пропорционально частоте. Индуктивность L на фиг. 397,а
учитывает магнитный поток, создаваемый током, протекающим через конден-
сатор и его выводы, и в первом приближении не зависит ни от установленной
величины емкости, ни от частоты. Величина этой индуктивности пропорцио-
нальна геометрическим размерам конденсатора и зависит также от выбора то-
чек присоединения выводов к пластинам. Последовательное сопротивление R
образуется сопротивлением выводов, прокладок, соединительных стержней
и т. п.; это сопротивление совершенно не зависит от установленной величины
г) Вопрос об определении постоянных этой схемы рассмотрен в работах [1, 2].
§ 1. Эталонные конденсаторы переменной емкости с воздушным диэлектриком 531
емкости, но возрастает с частотой вследствие поверхностного эффекта. Поэ-
тому на высоких частотах R соответственно пропорционально квадратному
корню из частоты.
Ниже приведены величины элементов схемы для лабораторного образца
прецизионного конденсатора, сконструированного специально для исполь-
зования на радиочастотах.
ВЕЛИЧИНЫ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ ПРЕЦИЗИОННОГО КОНДЕНСАТОРА
ПЕРЕМЕННОЙ ЕМКОСТИ ЛАБОРАТОРНОГО ТИПА
С=1100 пф (макс.)
L=0,024 мкгн
R =0,008 ом на 1 мггц (на более высоких частотах пропорционально ква-
дратному корню из частоты)
R2= 3,2 мгом на 1 мггц (обратно пропорционально частоте для любых
значений частоты)
Качество ( = коэффициент мощности X емкость) = DC =0,05 пф (на низ-
ких и средних частотах)
Температурный коэффициент мощности =+ 20-10~в на 1° С
На низких и средних частотах влиянием индуктивности и последователь-
ного сопротивления R можно пренебречь; тогда эквивалентная схема при-
нимает вид, изображенный на фиг. 397,6, где сопротивление R2 не зависит
от установленной величины емкости и изменяется обратно пропорционально
частоте1). При этих условиях коэффициент мощности конденсатора в любом
заданном положении не зависит от частоты. Однако если установить большее
значение емкости, то коэффициент мощности возрастет пропорционально
увеличению емкости* 2 *). Этот коэффициент мощности представляет собой очень
малую величину (т. е. R2 велико), так как в конденсаторах обычно исполь-
зуется небольшое количество твердого диэлектрика, обладающего к тому же
малыми потерями.
Благодаря этому коэффициент мощности переменных конденсаторов
на низких и средних частотах чрезвычайно мал и в большинстве практиче-
ских случаев можно рассматривать емкость как идеальное реактивное сопро-
тивление, не имеющее потерь.
На очень высоких частотах реактивным сопротивлением индуктивности L
нельзя пренебречь в сравнении с реактивным сопротивлением конденсатора С.
Это обстоятельство вызывает увеличение кажущейся емкости конденсатора
в соответствии с выражением
Кажущаяся емкость = = Т_^//о)2 , (14.1)
где /=<о/2^—значение воздействующей частоты; /0—частота, на которой
резонируют L и С (см. фиг. 397,а).
Различие между кажущейся и действующей емкостями становится зна-
чительным при измерениях на высоких частотах. Так, для конденсатора,
параметры которого приведены выше, кажущаяся емкость создает ошиб-
ку в 10% на частоте 10 мггц при установке емкости 1000 пф; конденса-
*) При использовании конденсаторов с воздушным диэлектриком в прецизионных
измерениях необходимо учитывать, что влажность влияет на диэлектрическую прони-
цаемость воздуха и вызывает образование влажной пленки на поверхности пластин.
Это может вызвать изменение емкости на 3-10~4 от начального значения; см. [3]. *
2) В этих условиях показателем качества конденсатора с воздушным диэлектриком
будет произведение DC, где D—коэффициент мощности (иногда называемый углом по-
терь), а С—емкость; для данного конденсатора с воздушным диэлектриком произведе-
ние DC является постоянной величиной, независимой от установленного значения ча-
стоты или емкости.
34*
532
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
торы,, обладающие меньшими размерами, будут работать в этих условиях
значительно лучше.
Если индуктивность конденсатора известна, то для подсчета поправки
может быть использовано равенство (14.1).
На сверхвысоких частотах сопротивлением R на эквивалентной схеме
фиг. 397,а пренебречь нельзя. Это сопротивление.возрастает пропорциональ-
но квадратному корню из значения частоты, тогда как емкостное сопротивле-
ние изменяется обратно пропорционально частоте. Вследствие этого на высо-
ких частотах коэффициент мощности конденсатора переменной емкости возра-
стает и его величина начинает определяться потерями в последовательном
сопротивлении 7?, а не в параллельном сопротивлении Т?2. В соответствии
Фиг. 398. Зависимость коэффициента мощно-
сти от установленной величины конденсатора
переменной емкости с воздушным диэлектриком
с этим эквивалентная схема при-
нимает вид, изображенный на
фиг. 397,в. Для любой установ-
ленной величины емкости коэф-
фициент мощности становится
пропорциональным частоте в сте-
пени 3/2, тогда как для заданного
значения частоты коэффициент
мощности на сверхвысоких ча-
стотах будет пропорционален уста-
новленной величине емкости.
Таким образом, мы видим,
что хотя конденсатор переменной
емкости с воздушным диэлектри-
ком обладает прекрасными ха-
рактеристиками, однако он все
на различных частотах. же не является совершенным при-
бором в диапазоне коротких волн
и на более высоких частотах. На низких и средних частотах конденса-
тор переменной емкости с воздушным диэлектриком приближается к
идеальному реактивному сопротивлению в том отношении, что его емкость
не зависит от частоты и коэффициент мощности предельно мал. Однако на
сверхвысоких частотах кажущаяся емкость может значительно отличаться
от емкости на низких и средних частотах, причем это явление усиливается
с повышением частоты.
Коэффициент мощности на сверхвысоких частотах также возрастает
как от увеличения частоты, так и от увеличения емкости и становится зна-
чительно больше, чем на низких частотах; однако он остается все-таки мал
по сравнению с коэффициентом мощности для типичной индуктивности. Харак-
теристики коэффициента мощности лабораторного конденсатора показаны
на фиг. 398.
Влияние температуры. При изменении температуры емкость обычного
•конденсатора с воздушным диэлектриком изменяется вследствие 1) различ-
ной степени расширения отдельных частей конденсатора, что приводит к изги-
банию пластин, 2) линейного расширения всех частей конденсатора, вызы-
вающего изменение площади рабочих поверхностей, 3) изменения размеров
диэлектрической постоянной твердых изоляторов, используемых для креп-
ления, и, наконец, 4) изменения остаточных напряжений, вызывающего
гвозрастание деформации х).
Температурный коэффициент емкости реальных конденсаторов с воздуш-
йЕшм диэлектриком может изменяться в широком диапазоне. Так, величина
т) Измерение температурного коэффициента емкости рассмотрено в работе , 141-
§ 2. Конденсаторы постоянной емкости с твердым диэлектриком 533
температурного коэффициента емкости обычно изменяется в зависимости
от конструкции конденсатора в пределах от -|-150-10'6 до —65-10"6 на 1° С.
Зависимость емкости от температуры у многих конденсаторов имеет бесцик-
личный характер, т. е. величина емкости у них не принимает первоначального
значения после того, как температура возвратится к исходной величине.
Путем правильного выбора конструктивных форм были получены конден-
саторы с воздушным диэлектриком, обладающие малыми температурными
коэффициентами и циклической зависимостью температурного коэффициента
емкости [5, 6]. Эти результаты достигнуты путем использования одинакового
материала при изготовлении как статорных, так и роторных пластин, а также
благодаря применению предварительного отжига для снятия остаточных
напряжений. Воздушный зазор между пластинами должен быть достаточно
велик, чтобы малые деформации пластин не оказывали влияния на величину
этого зазора. Поддерживающие изоляторы должны обладать малыми темпе-
ратурными коэффициентами расширения и низким значением диэлектриче-
ской постоянной. Наилучшими материалами для этих целей являются неко-
торые типы керамики и пластмассы. Точный подбор необходимой величины
температурного коэффициента таких конденсаторов осуществляется при
помощи регулирования осевого положения пластин ротора по отношению
к пластинам статора при помощи металлического штока, изготовленного из
материала с другим коэффициентом линейного расширения. Этот способ позво-
ляет получить нулевой температурный коэффициент емкости. Для этого
начальное положение пластин ротора смещают от среднего положения между
пластинами статора. Увеличивая или уменьшая величину осевого смещения
пластин от их положения, соответствующего нулевому температурному
коэффициенту емкости, можно получать отрицательные или положительные
значения температурного коэффициента1).
§ 2. Конденсаторы постоянной емкости с твердым диэлектриком
Эталоны емкости свыше 0,002 мкф обычно выполняются в виде конден-
саторов постоянной емкости со слюдяным диэлектриком. При правильной
конструкции такие конденсаторы обладают очень малыми потерями и ста-
бильными характеристиками. Эквивалентная схема, изображенная на фиг. 397,
применима также и к конденсаторам постоянной емкости с твердым диэлек-
триком; однако в последнем случае величина R2 становится меныце за счет
большего количества твердого диэлектрика, введенного в конденсатор,
a R и L—меньше, чем в обычном конденсаторе с воздушным диэлектриком,
поскольку конденсаторы с твердым диэлектриком более компактны.
Свойства конденсаторов с твердым диэлектриком тесно связаны с явле-
нием поляризации диэлектриков. Существует два вида поляризации—диполь-
ная и поляризация смещения [8]. Первый вид встречается в диэлектриках, со-
держащих поляризованные молекулы, вызывает изменение диэлектрической
постоянной и коэффициента мощности вследствие влияния температуры и
частоты. Поэтому в тех случаях, когда точное значение емкости существенно,
диэлектрики с поляризованными молекулами не пригодны. Второй вид
поляризации (иногда называемой также диэлектрическим поглощением)
наблюдается в сложных диэлектриках на низких частотах и вызывает неболь-
шое увеличение емкости и повышение коэффициента мощности. Слюда не обла-
дает дипольной поляризацией, но дает небольшую поляризацию смещения.»
х) Другой способ получения нулевого температурного коэффициента в конденса-
торах переменной емкости заключается в том, что все части конденсатора, определяю-
щие его длину, а также все пластины статора изготовляются из алюминия, в то время
как половина статорных пластин изготовляется из инвара, а вторая половина—из алю-
миния, см. [7].
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлении
На фиг. 399 приведены типовые характеристики нескольких слюдя-
ных конденсаторов стандартных типов. Небольшое увеличение емкости на
низких частотах вызывается поляризацией смещения, тогда как возрастание
кажущейся емкости на высоких частотах вызвано последовательной индук-
тивностью конденсатора. Увеличение коэффициента мощности на очень низких
частотах также связано с поляризацией смещения диэлектрика, тогда как
возрастание коэффициента мощности на высоких частотах объясняется поверх-
ностным эффектом.
Изменение температуры может вызывать изменение емкости, так как
оно влияет на физические размеры и диэлектрическую постоянную, а также
приводит к изменению величины механического давления на элементы конден-
сатора1). В обычных слюдяных конденсаторах из всех перечисленных факто-
ров наибольшее значение имеет влияние температуры на давление, которому
подвергается пакет чередующихся металлических и слюдяных листов кон-
денсатора. Поэтому для получения малого температурного коэффициента
Фиг. 399. Влияние частоты на свойства типовых эталонных конденсаторов со
слюдяным диэлектриком.
емкости необходимо тщательно подбирать температурный коэффициент линей-
ного расширения металлических деталей, сжимающих пакет пластин. Влия-
ние этого фактора может быть устранено путем нанесения металлических
электродов непосредственно на поверхность слюды; при использовании высоко-
качественной слюды может быть получено значение температурного коэф-
фициента емкости -J-20-10"6 на 1° С.
Если емкость эталонного конденсатора должна быть точно равна какой-то
заранее заданной величине, то возникает задача подстройки изготовленного
конденсатора по заданной величине емкости.
Если металлические электроды нанесены непосредственно на поверх-
ность слюды, заданная величина емкости может быть получена путем соскаб-
ливания вручную части металлического покрытия. Другой способ, очень
часто применяемый при изготовлении промышленных образцов конденсаторов,
состоит в том, что требуемая величина емкости образуется параллельным
включением двух конденсаторов. Если допустимо использование большего
числа отдельных конденсаторов, то они могут быть предварительно изме-
рены в отдельности, а затем собраны так, чтобы образовать необходимую
емкость с заданной степенью точности.
Хотя в эталонных конденсаторах с твердым диэлектриком обычно исполь-
зуется слюда, другие диэлектрики также находят некоторое применение.
Если нужно получить определенное значение температурного коэффициента
емкости, то особенно часто используются керамические диэлектрики. Цен-
ность керамики заключается также и в том, что, в то время как у болыпин-
г) Очень важно, чтобы твердый диэлектрик не содержал влаги, так как она не только
вызывает увеличение потерь, но и обладает большим отрицательным температурным коэф-
фициентом емкости.
£ 2, Конденсаторы постоянной емкости с твердым диэлектриком
535
ства твердых диэлектриков температурный коэффициент емкости имеет
положительные значения, у керамики может быть получен отрицательный
и большой по абсолютной величине температурный коэффициент емкости.
Благодаря этому можно получить приблизительно нулевое значение общего
температурного коэффициента емкости. Так, можно получить общий темпе-
ратурный коэффициент, близкий к нулю, комбинируя конденсатор боль-
шой емкости с положительным температурным коэффициентом относительно
небольшой величины с конденсатором малой емкости, но с большим отрица-
тельным температурным коэффициентом.
Декадные конденсаторы. При изготовлении декадных конденсаторов по
экономическим соображениям желательно бывает использовать в блоке
наименьшее возможное число отдельных конденсаторов [9]. Схема декадного
блока, удовлетворяющая этому требованию, изображена на фиг. 400. Она
обеспечивает перекрытие полной декады при помощи четырех конденсаторов,
коммутируемых посредством счетверенного переключателя на 11 положений.
Фиг. 400. Схема включения декадного
конденсатора.
Фиг. 401. Неэкранированный
декадный конденсатор с учетом
проходных емкостей, создающих
погрешности.
Непрерывное изменение емкости может быть получено путем добавления кон-
денсатора переменной емкости с воздушным диэлектриком с максимальным
значением емкости около 1100 пф, подключаемого между конденсаторами
по 0,001 пф каждый.
Декадные конденсаторы следует монтировать в металлическом кожухе
или экране, чтобы на их емкость не оказывали влияние окружающие пред-
меты. Кроме того, если требуется, чтобы емкости отдельных конденсаторов
могли суммироваться, необходимо экранировать также каждый конденсатор
с относящейся к нему частью переключателя. Соответствующая экранировка
изображена на фиг. 400. Если бы экран отсутствовал, то емкость между верх-
ними точками каждого из конденсаторов привела бы к возникновению погреш-
ности, как это показано на фиг. 401. Так, если в схему включен конденсатор
С19 то добавляемая емкость будет равна не С19 а Сг плюс шунтирующая ем-
кость последовательного соединения С2 и С12. Если включить все конденсаторы,
то результирующая емкость будет С14-С24-С34-С4, а емкости между конден-
саторами С12, С23 и т. д. влиять не будут. Экран образует дополнительные
емкости между каждым из конденсаторов и землей, которые оказываются
включенными параллельно каждому из конденсаторов декады и могут быть
учтены при конструировании и подгонке каждого конденсатора. В декадных
конденсаторах на 0,001—0,01 мкф влияние прямой емкости между неэкра-
нированными конденсаторами значительно и им нельзя пренебречь по срав-
нению с емкостями основных конденсаторов, образующих декаду.
536
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
Эквивалентная схема декадного конденсатора изображена на фиг. 402.
Здесь С—емкость между выходными зажимами, когда все конденсаторы выклю-
чены; эта эквивалентная емкость учитывает емкости проводников и переклю-
чателей на землю. Сопротивления и индуктивности проводников учтены при
помощи /?2, Z/j и L2. Кроме того, каждая емкость, включенная в цепь,
имеет эквивалентную схему, аналогичную изображенной на фиг. 397,а.
При соединении нескольких декад конденсаторов в одну линию следует
декаду с наибольшей емкостью подключать ближе к выходным зажимам, затем
присоединяется декада с меньшей емкостью и т. д. В этом случае последо-
вательно с наибольшим конденсатором будет включена наименьшая индук-
тивность (там, где последовательная индуктивность наиболее вредна), а
максимальная индуктивность—последовательно с минимальной емкостью,
что наиболее безопасно.
В тех случаях, когда не требуется предельной точности и стабильности,
декадные конденсаторы можно собирать из малогабаритных слюдяных кон-
денсаторов, имеющих емкость несколько меньше, чем это необходимо, а затем
Lj R.j 1-2
Фиг. 402. Эквивалентная схема двухдекадного
магазина конденсаторов, на которой изображены
паразитные импедансы выводов.
подстраивать величину емкости при помощи регулируемых полупеременных
конденсаторов, обычно применяемых для настройки контуров промежу-
точной частоты в радиоприемниках. Этот метод пригоден при изготовле-
нии декадных конденсаторов с емкостью каждой ячейки 0,001—0,01 мкф.
Для получения промежуточных значений емкости между 0,001 и 0,01 мкф
можно использовать конденсатор переменной емкости, обладающий мак-
симальной емкостью в 0,001 мкф (например, строенный конденсатор от радио-
вещательного приемника, у которого все три секции включены параллельно).
Слюдяные конденсаторы, пригодные для использования в качестве ячеек по
0,1 мкф каждая, чрезмерно дороги. Поэтому в тех случаях, когда малые по-
тери не обязательны, часто допустимо применение высококачественных кон-
денсаторов с бумажным диэлектриком1).
§ 3. Эталоны индуктивности и взаимоиндукции
Эталон индуктивности должен обладать механической прочностью,
малым температурным коэффициентом индуктивности, высоким значением
минимальными внешними магнитными полями и минимальной распределен-
ной емкостью. Если индуктивность переменная, подшипники не должны
иметь люфта и мертвого хода, которые могут влиять на величину индуктив-
ности, соответствующую данному положению органа настройки.
г) Существуют различные типы телефонных конденсаторов, особенно пригодные
для изготовления ячеек декадных конденсаторов с емкостью в 0,01 мкф и более. Они
состоят из большого числа отдельных сравнительно недорогих конденсаторов различной
величины, помещенных в общий кожух. Можно собирать конденсаторы любой емкости,
заданной с высокой степенью точности, компануя отдельные элементы с подходящей
величиной емкости в общем кожухе.
£ 3. Эталоны индуктивности и взаимоиндукции
537
Особенно большое значение в эталонах индуктивности имеет распреде-
ленная емкость, ибо она вызывает появление на зажимах катушек кажу-
щейся индуктивности, которая возрастает при увеличении частоты в соответ-
ствии с выражением (3.116).
Если величина кажущейся индуктивности не должна отличаться от
истинного значения индуктивности более чем на 1%, то частота, на которой
используется катушка, не должна превышать 10% значения частоты, на кото-
рой индуктивность резонирует с сосредоточенной емкостью, эквивалентной
по величине распределенной емкости катушки. Это условие устанавливает
верхний предел частоты, на которой допустимо использование данного эта-
лона индуктивности. На частотах, при которых влияние поверхностного
Фиг. 403. Способы намотки эталонов индуктивности для звуковых частот,
а—многослойная катушка прямоугольного сечения; б—тороидальная катушка; в—катушка
. типа «двойное D» (катушки соединены последовательно).
эффекта становится значительным, величина индуктивности начинает умень-
шаться. При этом равномерное распределение тока по поперечному сечению
проводника нарушается таким образом, что уменьшается общее число сило-
вых линий поля, пронизываемых током. Эта причина может вызвать умень-
шение индуктивности на несколько процентов.
То обстоятельство, что на величину индуктивности влияет величина
распределенной емкости и поверхностный эффект, существенно ограничивает
область применения эталонов индуктивности при измерениях на высоких
частотах. В случае необходимости применения прецизионных эталонов реак-
тивного сопротивления в диапазоне частот, превышающем звуковые частоты,,
обычно используют эталоны емкости.
Эталоны индуктивности, предназначенные для использования на звуко-
вых и самых низких радиочастотах, обычно представляют собой катушки
без сердечника, намотанные литцендратом. Это позволяет ослабить поверх-
ностный эффект и его влияние на индуктивность и активное сопротивление
катушки. Намотка может осуществляться одним из способов, показанных
на фиг. 403. Обычная многослойная катушка обладает наибольшим отноше-
нием индуктивности к сопротивлению постоянному току; недостатком такой
обмотки является наличие сильного внешнего магнитного поля1).
Индуктивности этого типа обладают наименьшими потерями, если соблю-
даются следующие соотношения геометрических размеров: Ь=с, с/а=0,6б.
Тороидальная катушка создает пренебрежимо малое внешнее поле, но
содержит большее количество провода на единицу индуктивности и, следо-
вательно, имеет большее сопротивление постоянному току и меньшее
*х) Конструкции эталонов индуктивности подробно рассмотрены в работе [10]. 1
538
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлении
значение Q. Обмотка типа «двойное £>» состоит из двух катушек, имеющих фор-
му буквы D и соединенных последовательно. По своим свойствам она зани-
мает промежуточное положение между многослойной катушкой и тороидаль-
ной как в отношении величины внешнего поля, так и в отношении сопротив-
ления постоянному току. Недостаток катушек этого типа заключается в том,
что обе катушки должны содержать одинаковое число витков и должны быть
пропитаны, секционированы и смонтированы перед окончательной регулиров-
кой. Окончательная регулировка и подгонка точного значения индуктив-
ности такой пары катушек производится путем некоторого взаимного их сме-
щения, после чего они окончательно закрепляются.
Постоянные индуктивности, предназначенные для использования в каче-
стве эталонов на радиочастотах, должны обладать малыми потерями, хоро-
шей механической стабильностью, малой распределенной емкостью и мини-
мальными диэлектрическими потерями.
В этих случаях обычно используются однослойные соленоиды, причем
вплоть до частот, соответствующих радиовещательному диапазону, жела-
тельно применение литцендрата. Конструкция катушки должна быть надеж-
ной, каркас следует изготовлять из хорошего диэлектрика, а обмотку защи-
щать влагонепроницаемым покрытием. Соображения о влиянии температуры
будут приведены ниже.
Если катушка без сердечника помещена в экран, то ее следует весьма
жестко закрепить по отношению к экрану, который должен иметь жесткую
конструкцию. Всякие изменения положения катушки относительно экрана
или деформации самого экрана в результате механических напряжений, вибра-
ций, изменений температуры и т. п. будут вызывать изменения эффективного
значения индуктивности экранированной катушки.
Для измерений на звуковых частотах в тех случаях, когда приемлема
точность порядка 1%, допустимо применение катушек с сердечником из
порошкообразного молибденового пермаллоя [11]. Такие катушки обладают
очень малыми потерями на звуковых частотах, и их индуктивность не изме-
няется заметно при умеренных изменениях магнитной индукции. При этом,
однако, важно предотвратить возможность подмагничивания постоянным
током, ибо последний влияет на величину индуктивности, особенно когда
сердечник изготовлен из материала с высокой магнитной проницаемостью.
Активное сопротивление таких индуктивностей зависит от частоты, но по-
скольку потери малы, то в ряде случаев это не имеет практического значения.
В эталонах индуктивности, предназначенных для измерений методом
моста, катушки с магнитными сердечниками применяются редко вследствие
нестабильности величины потерь и недостаточно высокой точности.
Различные магнитные материалы значительно отличаются между собой
по степени их пригодности в качестве сердечников лабораторных катушек.
Например, сердечники из порошкообразного молибденового пермаллоя
отличаются от сердечников из железа или из порошкообразного пермаллоя
значительно большим постоянством индуктивности при изменениях магнит-
ной индукции и намагничивании постоянным током.
Влияние температуры. Изменение температуры вызывает изменение
индуктивности катушек без сердечника вследствие изменения геометриче-
ских размеров, а также благодаря перераспределению тока по сечению про-
водника в результате изменения активного сопротивления, влияющего на
поверхностный эффект и эффект близости.
В идеальном случае незакрепленная катушка, расширяющаяся в соот-
ветствии с коэффициентом линейного расширения медной проволоки, будет
иметь температурный коэффициент индуктивности (если пренебречь поверх-
ностным эффектом), равный коэффициенту линейного расширения меди, или
$ 3. Эталоны индуктивности и взаимоиндукции
539
17 -10"6 на 1°С. Изменения температуры будут вызывать, кроме того, появле-
ние механических напряжений, что, в свою очередь, увеличит температурное
влияние.
Если вместо свободной подвески катушка намотана на каркасе, то тем-
пературные изменения размеров в основном определяются каркасом. Однако
в этом случае температурный коэффициент индуктивности, как правило,
будет больше коэффициента расширения как каркаса, так и проволоки1).
Изменение активного сопротивления проволоки под влиянием изменения тем-
пературы вызывает изменение величины поверхностного эффекта и эффекта
близости, а это, в свою очередь, как указывалось, влияет на величину индук-
тивности. Обусловленные этой причиной изменения индуктивности невели-
ки на частотах, при которых поверхностный эффект и эффект близости толь-
ко начинают проявляться и, следовательно, распределение тока по сечению
провода особенно критично по отношению к изменениям сопротивления* 2).
Изменение индуктивности катушки при изменении температуры часто
имеет нецикличный характер. Это значит, что изменение индуктивности обычно
не точно соответствует изменению температуры и имеет нерегулярный харак-
тер, так что, когда температура принимает исходное значение, величина индук-
тивности не возвращается к первоначальному значению. Это является резуль-
татом таких механических процессов, как скольжение витков проволоки по
каркасу и изменение размеров вследствие снятия первоначальных напряжений.
Практически нецелесообразно добиваться особенно малых значений тем-
пературного коэффициента индуктивности в многослойных катушках,
поскольку такие катушки не могут обладать высокой механической стабиль-
ностью. Наилучшими материалами для каркасов катушек является дерево,
пропитанное воском, а также различные сорта фарфора; бакелит и эбонит
нежелательны из-за большого коэффициента расширения.
Для обеспечения стабильной величины индуктивности и малого темпе-
ратурного коэффициента при использовании однослойного соленоида приме-
няют несколько методов. Один из них состоит в использовании посеребренной
проволоки из инвара, намотанной на керамический каркас с малым темпе-
ратурным коэффициентом расширения [18], а другой заключается в нане-
сении проводящей пленки непосредственно на керамический каркас, причем
образуются очень тонкие хорошо изолированные один от другого витки [19].
Таким путем удается получить температурный коэффициент индуктивности,
очень близкий по величине к температурному коэффициенту керамического
каркаса, не зависимый от частоты и стабильный при повторении температур-
ных циклов. Использование этого метода позволяет получить в однослойных
катушках значение температурного коэффициента, колеблющееся в пределах
от 1 -Ю 6 до 10-10'6 на 1°С 3).
Катушки переменной индуктивности с переменным коэффициентом
взаимоиндукции. Наиболее распространенный тип переменной индуктивности
состоит из двух катушек, соединенных последовательно и вращающихся друг
относительно друга так, что изменяется взаимная индуктивность. Результи-
рующая величина индуктивности равна L1-\-L2±M, где и L2—величины
самоиндукции отдельных катушек, а М—коэффициент взаимоиндукции. Если
и L2 равны и максимально достижимый коэффициент связи велик, то
отношение максимального значения результирующей индуктивности к мини-
х) Влияние механических усилий, возникающих при изменении температуры, на
индуктивность катушки рассмотрено в работах [12, 13].
2) Изменения индуктивности вследствие изменений сопротивления, вызываемых
колебаниями температуры, описаны многими авторами [14—17].
3) Другой метод получения малых температурных коэффициентов описан в работе
540
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
мальаому будет также велико. Практически достаточно просто получить
отношение 10 : 1.
Два метода конструктивного выполнения переменной индуктивности
показаны на фиг. 404. В вариометре вращающаяся катушка намотана на сфе-
рическую секцию и помещается внутри соответствующей неподвижной
катушки, расположенной на внутренней стороне сферической поверхности
несколько большего радиуса. Обе катушки предварительно подгоняются так,
чтобы их самоиндукции были равны.
Фиг. 404. Типы переменных индуктивностей, используемые в качестве эталонов
самоиндукции и взаимоиндукции.
а—специальный вариометр; б—обычный вариометр
В индуктометре Брукса [21] тот же самый результат достигается несколь-
ко иным путем. Преимущество индуктометра Брукса состоит в том, что осе-
вое смещение вращающейся катушки не влияет существенно на калибровку.
Кроме того, при размещении катушек, как изображено на фиг. 404,а, индук-
тивность изменяется линейно в зависимости от угла поворота.
Любой эталон переменной индуктивности может быть превращен в эта-
лон переменной взаимоиндукции путем присоединения проводников от непо-
движной и подвижной катушек к отдельным клеммам. Обычно в эталонах
переменной индуктивности имеются перемычки, позволяющие превращать
их в эталоны переменной взаимоиндукции.
Декадные индуктивности. Катушки индуктивности, так же как и сопро-
тивления, можно объединять в декадные блоки. Один из способов осуществле-
ния декадной индуктивности сводится к тому, что вся декада перекрывается
при помощи одной из катушек, имеющей отводы. При этом, однако, возни-
кают затруднения в точном определении точек отводов, если намотка ведется
вручную. Более удобна конструкция, в которой каждая декада состоит йз
$ 4. Проволочные сопротивления
541
четырех катушек без отводов, имеющих отношение индуктивности 1 : 2 : 3 : 4
(или 1 : 2 : 2 : 5), и в которой неиспользуемые катушки закорачиваются счет-
веренным переключателем на 11 положений (фиг. 405). При размещении кату-
шек следует обеспечить отсутствие связи между ними. Если компактность
№3
№4
Переключатель №1 №2
Фиг. 405. Декада индуктивностей с переключающимися катушками.
прибора имеет существенное значение, то следует использовать тороидаль-
ные катушки с магнитными сердечниками. Выполненные таким образом
декадные индуктивности пригодны для использования на звуковых частотах,
где достаточна точность в 2%. Получение величины индуктивности до 1 гн
на каждый элемент не вызывает затруднений.
§ 4. Проволочные сопротивления
Проволока для изготовления сопротивлений• Характерные сплавы,
используемые для изготовления проволочных сопротивлений лабораторного
типа, и их основные свойства приведены в табл. 41).
Таблица 4
СВОЙСТВА ПРОВОЛОКИ, ПРИМЕНЯЕМОЙ ДЛЯ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
СОПРОТИВЛЕНИЙ
Материал Типовой состав Удельное сопротивление Термо-эдс в паре с медью (мкв на ГС)
мком*см темпера- турный коэффи- циент 10”б на 1°С
Нихром, нихром от I до V, хромель А и т. п. Адванс, идеаль, копель, кон- стантан и т. п. Манганин -Эваном, карма, сплав 331 Медь Ni 80%, Сг 20% Ni 45%, Си 55% Ni 4%, Си 84%, Мп 12% Ni 74%, Сг 20%, дополнено А1 и Fe или Си Си 99,9%+% . 108 ! 48 48 5 133 । 1,724 150 ±20 ±15 ±20 3930 22 43 <3,0 <2,5
Примечание. Приведены приблизительные величины, которые могут несколько изменяться
в зависимости от точного содержания отдельных компонент и от особенностей производства.
Сплавы нихромовой группы пригодны для работы при высоких темпе-
ратурах и используются в основном для изготовления реостатов, нагреватель-
ных элементов, остеклованных сопротивлений и т. п. Темпер ату рнйй
х) В качестве материала для изготовления проволочных сопротивлений исполь-
зуются многие сплавы. Их свойства приведены в различных справочниках.
542
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
коэффициент сопротивления нихрома очень мал по сравнению с медью,
хотя и отличен от нуля.
Манганин находит применение при изготовлении прецизионных сопро-
тивлений. Для него характерны высокая стабильность сопротивления в отож-
женном виде, весьма малый температурный коэффициент при отсутствии
перегрева и отсутствие термоэлектронного эффекта в паре с медью. Адванс
и сплавы этой группы характеризуются нулевым температурным коэффи-
циентом сопротивления и часто используются для изготовления эталонных
сопротивлений. Однако эти сплавы обладают большим термоэлектронным
коэффициентом в паре с медью и часто используются в термопарах. Эваном
и карма—сплавы значительно более поздних разработок, они характеризуются
Фиг. 406. Зависимость поверхностного эффекта (выраженного
через отношение сопротивлений переменному и постоянному
токам Rac/Bdc) от частоты и свойств проволоки.
d—диаметр (миле); /—частота (гц); р—удельное сопротивление
(ом/милс 2 • фу т).
необычно высоким удельным сопротивлением, малым температурным коэф-
фициентом сопротивления, малым термоэлектрическим коэффициентом в паре
с медью и высокой стабильностью во времени.
Важным критерием при выборе материала для проволочного сопротивле-
ния часто бывает величина термоэлектрической э.д.с. в паре с медью. Напри-
мер, сопротивления, используемые в мостах постоянного тока, должны обла-
дать очень малым термоэлектрическим коэффициентом; в противном случае
различие температуры разных частей моста легко может вызвать возникно-
вение термоэлектрического напряжения, достаточного для заметного откло-
нения гальванометра. Величины термоэлектрической э.д.с. указаны в табл. 4.
Сопротивления, от которых требуется постоянство их характеристик
в течение длительного времени, должны быть стабилизированы таким обра-
зом, чтобы механические напряжения, возникающие в их обмотках, не влияли
на величину сопротивления и на температурный коэффициент сопротивления.
Иногда это достигается выдерживанием сопротивления в течение длительного
времени, например 6 месяцев, при комнатной температуре перед окончатель-
ной подгонкой и использованием в работе.
Другой метод состоит в предварительном выдерживании сопротивления
в течение 24 часов при температуре 120° С; это способствует стабилизации
характеристик при условии, что в дальнейшем сопротивление не будет под-
вергаться нагреванию до более высоких температур. Такая стабилизация
имеет особенно большое значение для манганина, который весьма чувстви-
телен к механическим напряжениям.
$ 4. Проволочные сопротивления
543
Влияние частоты в проволочных сопротивлениях. Поверхностный
эффект. Если сопротивление предназначается для работы на высоких частотах,
то особое внимание должно быть обращено на поверхностный эффект. Отно-
шение сопротивления переменному току к сопротивлению на постоянном токе
для изолированного проводника определяется выражением d\f f/p, где d—диа-
метр проводника; /—частота; р—удельное сопротивление. Это отношение
может быть определено при помощи графика, изображенного на фиг. 4061).
Полученная на основании фиг. 406 табл. 5 характеризует наибольшие допу-
стимые значения диаметра проволоки для различных частот, при которых
величины сопротивлений на постоянном и переменном токе отличаются не
более чем на 1%. Соответствующие значения для отношений .0,1, или 10%
могут быть получены из этой же таблицы путем умножения на соответствую-
щие коэффициенты.
Таблица 5
НАИБОЛЬШИЕ ДОПУСТИМЫЕ ДИАМЕТРЫ ПРОВОЛОКИ
В МИЛСАХ* ДЛЯ КОЭФФИЦИЕНТА ПОВЕРХНОСТНОГО
. ЭФФЕКТА ВЕЛИЧИНОЙ 1,01
Частота, мггц Нихром Адванс и манганин Медь
0,1 но 74 14
1 35 23 4,4
10 И 7,4 1,4
100 3,5 2,3 0,44
1000 1,1 0,74 0,14
10 000 0,35 0,23 0,04
♦ Единица длины, равная 0,0С1 дюйма. — Прим. ред.
Примечание. Для отношения 1,001 указанные выше диаметры сле-
дует умножать на 0,55, а для отношения 1,10 — на 1,78.
Индуктивность и емкость проволочных сопротивлений. Любое проволоч-
ное сопротивление обладает некоторой индуктивностью и емкостью. Индук-
тивность возникает вследствие того, что по проводнику протекает ток и вокруг
Фиг. 407. Действительная и эквивалентная схемы сопротивления, учиты-
вающие наличие индуктивности и емкости.
а—полная схема; б—эквивалентная последовательная схема для средних частот;
в—эквивалентная параллельная схема для средних частот.
него возникает магнитное поле. Наличие емкости неизбежно благодаря нали-
чию емкости между выводами, а также между отдельными частями сопроти-
вления. В результате на высоких частотах как величина, так и фазовый
х) Этот график рассчитан при помощи обычных формул для поверхностного эффекта,
заимствованных из справочников, см., например, [22].
544 Гл. 14. Эталоны' реактивных и активный сопротивлении
угол сопротивления, измеренного между выходными зажимами, будут изме-
ряться при изменении частоты.
В первом приближении эти явления можно изобразить при помощи схемы,
представленной на фиг. 407,а, где R—активное сопротивление проволоки
(с учетом поверхностного эффекта); L—индуктивность, возникающая вслед-
ствие наличия магнитного поля; С—емкость, учитывающая емкостные
эффекты, связанные с самим сопротивлением1).
На низких и средних частотах, лежащих значительно ниже частоты резо-
нанса L и С, а также удовлетворяющих условию и 7?<(1/(оС'),
влияние реактивных составляющих вызывает небольшие изменения свойств
сопротивления. В этом случае эквивалентная схема реального сопротивления
может быть изображена так, как показано на фиг. 407,6 или в. Следует отме,-
тить, что в обоих случаях величины 7?, L и С подбираются так, чтобы удо-
влетворить соотношению
(14.2)
г О
и реактивные влияния индуктивности и емкости взаимно ‘уничтожаются.
Для этого частного случая частота не влияет на величину сопротивления до
тех пор, покаона’не становится чрезмерно высокой* 2). Однако когда 7? <]/£/£,
что может иметь место при малых значениях сопротивления, полное сопро-
тивление принимает индуктивный характер. Когда же R^^L/C, что
Таблица 6
ФАЗОВЫЕ УГЛЫ ТИПОВЫХ ПРОМЫШЛЕННЫХ ПРОВОЛОЧНЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ
Наименование Сопротивле- 1 Фазовый угол ние, ом на ™стоте | 1000гц
Остеклованное, трубчатое, на 50 вт . . . 10 26' отст.
Потенциометр 27 9' »
Остеклованное, трубчатое, на 50 вт . . . 100 14' »
Потенциометр 360 8' »
Проволочное, на 1 вт 3 500 1' »
Проволочное, на 1 вт 28 000 6' опереж.
Потенциометр 50 000 24' »
Магазин сопротивлений 50 000 1°40' »
Остеклованное, трубчатое, на 200 вт . . 100 000 2°54'
характерно для больших значений 7?, преобладает емкостное влияние. Про-
межуточные случаи возникают обычно тогда, когда сопротивление лежит
в пределах от нескольких сотен до нескольких тысяч ом.
Величина, на которую коэффициент мощности сопротивления отличается
от единицы, называется фазовым углом сопротивления. Если фазовый угол
х) Принципиальная неточность этой эквивалентной схемы состоит в том, что в ней
не учитываются потери, связанные с С, а также в том, что С частично может представ-
лять собой распределенную емкость. Указанные факторы вызывают уменьшение экви-
валентной величины R при увеличении частоты, как это указано в связи с описанием
фиг. 413 (стр. 550).
2) Когда частота становится настолько высокой, что нарушаются неравенства,
при которых справедливы выражения, приведенные на фиг. 407,6 и в, то следует рас-
сматривать эквивалентную схему, изображенную на фиг. 407,а, без упрощений. Эта
схема представляет собой параллельный резонансный контур с низким значением Q.
Подробное рассмотрение его свойств дается в различных работах, см., например, 122].
$ 4. Проволочные сопротивления 545
мал, то его величина с достаточным приближением определяется выражением
= 7?(О)СЭКВ.). (14.3)
Качество сопротивления с точки зрения наличия реактивных компонент
иногда определяют постоянной времени (= | Джв./Я| = \RCQKB. |), кото-
рая может быть меньше 10’8 сек., если приняты меры к снижению емкостной
и индуктивной составляющих.
Фазовые углы некоторых промышленных типов сопротивлений на часто-
те 1000 гц приведены в табл. 6. Из этой таблицы видно, что большинство
обычных сопротивлений имеет пренебрежимо малый фазовый угол во всем
диапазоне звуковых частот за исключением очень малых (менее 10 ом) и очень
больших величин сопротивлений. Однако для получения малой величины
реактивной составляющей на радиочастотах необходимо принимать спе-
циальные меры.
Проволочные сопротивления с малыми индуктивностью и емкостью.
В проволочных сопротивлениях реактивные составляющие могут быть умень-
шены путем применения специальной намотки.
Индуктивность сопротивления определяется в первую очередь числом
витков проволоки и площадью каждого витка. Для обеспечения малой вели-
чины индуктивности каждый виток должен занимать наименьшую площадь,
а проволока обладать наибольшим сопротивлением на единицу длины с тем,
чтобы общая длина проволоки, необходимая для получения сопротивления
заданной величины, была небольшой. Желательно, кроме того, чтобы токи
в соседних витках имели противоположные направления, что обеспечит
взаимную компенсацию магнитных полей, создаваемых этими витками.
Малая величина собственной емкости сопротивления обеспечивается
таким размещением витков проволоки, при котором разность потенциалов
между соседними витками мала, а витки удалены один от другого насколько
возможно. Методы, позволяющие уменьшить реактивные составляющие сопро-
тивления, иллюстрируются фиг. 408. В плоском сопротивлении применяется
однослойная обмотка на тонком плоском каркасе, обычно слюдяном, концы
которой выведены к медным лепесткам, используемым также для крепления
сопротивления. Малая величина индуктивности обеспечивается приме-
нением очень тонкого каркаса и тонкого провода, обладающего большим
сопротивлением на виток1).
Сопротивление типа Айртон-Перри состоит из двух обмоток, намотан-
ных на тонкую ленту, причем витки второй обмотки, намотанной в противо-
х) Плоские сопротивления наиболее просты в изготовлении, поэтому важно выяс-
нить все возможности, которые представляет эта конструкция. Если толщина каркаса
значительно меньше аксиальной длины обмотки, то индуктивность может быть вычис-
лена по формуле:
Последовательная индуктивность плоского сопротивления = 0,032 АЬТ2 мкгн, (14.4)
где А—площадь одного витка (дюйм2) (измерения должны производиться до оси
проволоки), b—осевая длина обмотки (дюйм), а Т—число витков на дюйм. Подста-
новка цифровых данных в это выражение для индуктивности показывает, что при
условии использования тонкой проволоки плоские сопротивления величиной в несколь-
ко ом и более, наматываемые на бакелитовые каркасы, могут обладать вполне удо-
влетворительными характеристиками на звуковых и низких радиочастотах. Так, сопро-
тивление в 1000 ом, намотанное манганиновой проволокой № 43 на бакелитовом кар-
касе шириной 2 дюйма и толщиной 1/32 дюйма при плотности намотки 100 витков/дюйм,
имеет аксиальную длину 0,5 дюйма. При этом индуктивность равна 10 мкгн, а фазовый
угол в отсутствие паразитной шунтирующей емкости на частоте 100 кгц составляет
всего лишь 0,35°. Перед намоткой бакелитовые каркасы следует выдерживать в течение
24 часов при температуре 120сС для стабилизации их размеров, что позволит предот-
вратить ослабление натяжения проволоки при отпуске.
35 ф. Термен и Дж. Петтит
546
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
положном направлении, расположены между витками первой. Обе обмотки
соединены параллельно, и поэтому результирующее магнитное поле практи-
чески равно нулю. Распределенная емкость также мала, поскольку разность
потенциалов между соседними витками очень мала.
Возвратно-петлевая обмотка обеспечивает малую величину индуктив-
ности благодаря тому, что в конце каждого витка образуется полупетля, так
что в соседних витках токи имеют противоположные направления. В обмотке,
изображенной на фиг. 408,г, тот же результат достигается иным путем. Сле-
дует заметить, что в этой обмотке проволока пропускается через продоль-
ный вырез не каждый раз, когда она проходит мимо щели. Сопротивление
Фиг. 408. Типы обмоток сопротивлений, позволяющие ослабить влияние
реактивных составляющих.
а—плоская; б—петлевая (Айртон—Перри); в—возвратно-петлевая; г—восьмерка; д—спи-
ральная; е—ленточная; ж—бифилярная; з—бифилярная последовательная; и—секцио-
нированная.
г
шнур, который служит каркасом; эта спираль, в свою очередь, намотана
на цилиндрический каркас. Ленточное сопротивление изготавливается путем
вплетения проволоки в ткань, в которой проволока играет роль утка, а шелк
выполняет функции основы1).
Бифилярная обмотка имеет весьма малую индуктивность, но емкость
у нее относительно велика, так как начало и конец обмотки располагаются
вместе. Емкостное влияние может быть уменьшено путем разделения всей
обмотки на несколько бифилярных секций, как показано на фиг. 408,з2).
Обмотка на секционированном каркасе обладает достаточной малой
емкостью вследствие разделения всей обмотки на секции (особенно при
Описание различных типов тканей, которые могут быть использованы, дане в
работе [23].
Подробная теория бифилярных сопротивлений дана в работе [24].
J 4, Проволочные сопротивления
547
Ф и г. 409. Постоянное сопротивле-
ние, которое может обладать малы-
ми реактивными составляющими на
очень высоких частотах.
Эта емкость может быть све-
большом числе секций); индуктивность может быть сделана достаточно малой
путем изменения направления намотки в соседних секциях и использования
тонкой проволоки, позволяющей уменьшить число витков и физические
размеры.
Плоские слюдяные, возвратно-петлевые сопротивления и сопротивления
с каркасом в виде восьмерки позволяют получить очень малые фазовые углы
и поэтому используются в радиочастотных аттенюаторах. Плоские слюдя-
ные, спиральные и плетеные типы каркасов обычно применяются в декадных
сопротивлениях, предназначенных для работы с малыми фазовыми углами
на радиочастотах, особенно в качестве высокоомных сопротивлений. Обмотка
типа, показанного на фиг. 408,6, также
пригодна для работы на радиочастотах,
особенно в сопротивлениях величиной до
нескольких тысяч ом. Обычные бифиляр-
ные обмотки пригодны для использования
на радиочастотах лишь в тех случаях,
когда величина сопротивления так мала,
что влиянием емкости можно пренебречь.
Секционированный тип обмотки приме-
няется в высокоомных сопротивлениях,
где основное условие заключается в по-
лучении малого фазового угла, как в слу-
чае делителей к вольтметрам.
Даже когда приняты все меры для
уменьшения индуктивности и емкости,
обычно наблюдается остаточная емкость.
Она представляет собой емкость между
отдельными элементами сопротивления
(см. фиг. 413,а) и зависит от геометри-
ческих форм и размеров сопротивления,
дена к минимуму соответствующим выбором геометрических форм, но не
может быть уничтожена полностью. Влияние этой распределенной емко-
сти рассмотрено в гл. 3, § 7; оно имеет значение на очень высоких часто-
тах, особенно при больших значениях сопротивления.
Существенно иная конструкция, пригодная для получения постоянных
сопротивлений с малыми реактивными составляющими на очень высоких
частотах, изображена на фиг. 409. Здесь собственно сопротивление предста-
вляет собой очень короткую прямую тонкую проволоку, индуктивность кото-
рой сведена к минимуму вследствие того, что эта проволока расположена
над металлической пластиной и отделена от последней лишь тонким слоем
слюды, используемой в качестве изолятора. На высоких частотах экрани-
ровка металлом предотвращает проникновение магнитного поля в толщу
металла, что равносильно почти полному устранению магнитного поля вокруг
проволоки. Однако емкость сохраняется, но может быть уменьшена путем
использования проволоки настолько малого диаметра и высокого удельного
сопротивления, что потребуется короткий отрезок такой проволоки; кроме
того, можно легко выбрать такие соотношения, которые удовлетворяют ра-
венству (14.2), и свести, таким образом, к минимуму влияние реактивных
элементов. Эта конструкция особенно пригодна для сопротивлений 5—200 ом
и обладает хорошими характеристиками активного и реактивного сопротиг
влений до частот, превышающих 10 мггц. Несмотря на малые размеры, допу-
стимая мощность рассеяния достаточно велика вследствие близости металли-
ческой пластины1). ,
Более подробные сведения о сопротивлениях этого типа можно найти в работе [25 J..
35*
548
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
Магазины сопротивлений. Несколько отдельных сопротивлений могут
быть объединены в общую конструкцию; величину сопротивления можно изме-
нять переключателем, как это показано на фиг. 410. Здесь отдельные сопро-
тивления сгруппированы в декады, причем каждая декада коммутируется
переключателем на 11 положений, обеспечивая, таким образом, перекрытие
между шкалами.
Фиг. 410. Декадный магазин сопротивлений с переключением.
В тех случаях, когда нужно получить наилучшие характеристики на
радиочастотах, сопротивления, входящие в состав магазина, должны обла-
дать малым реактивным сопротивлением. В типичном магазине сопротивлений
промышленного типа бифилярная обмотка применяется для сопротивлений
меньше 1 ом, конструкция, показанная на фиг. 408,6,—для сопротивлений
1,10 и 100 ом, плоские слюдяные каркасы—для сопротивлений 1000 и 10 000 ом,
а спиральная обмотка—для больших сопротивлений.
Объединение отдельных сопротивлений в магазин, снабженный переклю-
чателем, приводит к возрастанию реактивной составляющей сопротивления
ф и Г; 411. Эквивалентная схема одной
декады магазина сопротивлений.
Фиг. 412. Декада сопротивлений
с индуктивной компенсацией.
и уменьшению фазового угла. Индуктивность увеличивается за счет доба-
вления индуктивностей проводников и переключателей, а возрастание емко-
сти вызывается добавлением емкости проводников и кожуха. Ввиду этого
эквивалентная схема одной декады приобретает вид, изображенный на
фиг. 411. Здесь Д7? и AL—активное сопротивление и индуктивность, до-
бавляемые во внешнюю цепь каждый раз, когда переключатель стано-
вится в следующее положение: С—эквивалентная шунтирующая емкость
$ 5. Углеродистые поверхностные и объемные сопротивления
549.
проводников и переключателя, а Ro и Lo—паразитное активное сопротив-
ление и индуктивность, существующие на выходных зажимах, когда пере-
ключатель находится в первом положении и все активные сопротивления
отключены.
При некоторых измерениях, например при измерениях малых индуктив-.
ностей на звуковых частотах или при измерении сопротивлений на радиоча-f
стотах методом замещения, бывает необходимо, чтобы эквивалентная величина
последовательно включенной индуктивности магазина сопротивлений не
зависела от устанавливаемой величины сопротивления, хотя сама индуктив-
ность может и не быть равной нулю. Это условие может быть обеспечено при
помощи устройства, изображенного на фиг. 412. Здесь противоположные
концы ползуна коммутируют соответственно сопротивления и небольшие
катушки, намотанные медной проволокой, индуктивность которых точно
равна индуктивностям отдельных сопротивлений. Следовательно, при враще-
нии переключателя общая величина индуктивности остается неизменной,
в то время как сопротивление увеличивается или уменьшается.
§ 5. Углеродистые поверхностные и объемные сопротивления1)
Проволочные сопротивления дороги и непригодны для использования
на сверхвысоких частотах; кроме того, высокоомные сопротивления
не могут иметь малые физические размеры. Наилучшими заменителями
проволочных сопротивлений являются поверхностные и объемные углероди-
стые сопротивления стержневого типа и углеродистые объемные пленочные
сопротивления.
Поверхностные углеродистые сопротивления2). Сопротивление, выпол-
ненное в виде углеродистой пленки, называемое также поверхностным сопро-
тивлением, состоит из керамического сердечника, на который нанесен тонкий
слой кристаллического углерода, полученный из паров углеводорода при
высокой температуре. Если этот процесс протекает до конца при строго опре-
деленных условиях, то образуется ровная однородная пленка кристалличе-
ского углерода, которая црочно удерживается на сердечнике и отличается
высокой стабильностью сопротивления. При использовании стержней дли-
ной в несколько дюймов можно получить сопротивления в пределах от 1 ом
до десятков мегом.
Поверхностные углеродистые сопротивления имеют хорошие харак-
теристики. Сопротивление стабильно во времени, особенно если оно в целях
защиты от действия влаги помещено в стеклянный баллон, заполненный
инертным газом; температурный цикл сопровождается незначительным гисте-
резисом сопротивления; температурный коэффициент сопротивления—поряд-
ка от 200 до 500 -10~6 на 1° С, что значительно меньше температурного коэф-
фициента меди. Сопротивления обладают хорошей способностью рассеивать
мощность. Они могут работать при температуре бледнокрасного каления,
если поместить их в неокисляющую среду; можно также поместить их в про-
точную воду. Их высокочастотные характеристики превосходны, а шумы,
вызываемые прохождением постоянного тока через сопротивление, необычно
малы.
Благодаря указанным свойствам поверхностные углеродистые высо-
коомные сопротивления находят значительное применение в качестве преци-
зионных или полупрецизионных сопротивлений. Они дешевле проволочных
х) Подробное обсуждение этого вопроса приведено в работе [26].
а) По этому вопросу см. [27—31].
550
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
сопротивлений, имеют преимущества по сравнению с ними на радиочастотах
и близки к ним по стабильности.
Объемные углеродистые сопротивления. Объемные углеродистые сопро-
тивления стержневого типа весьма широко применяются в радиооборудо-
вании и представляют собой твердый проводящий стержень, спрессованный
из смеси тщательно измельченных частиц углерода и изолирующего напол-
нителя. Величина сопротивления зависит от длины и поперечного сечения
проводящего стержня и от проводимое!и смеси, из которой он изготовлен.
Подобные сопротивления не пригодны для прецизионных работ вследствие
малой стабильности, большого температурного коэффициента, изменения
величины сопротивления в зависимости от приложенного напряжения и пло-
хих свойств на очень высоких частотах и т. д.
В углеродистых объемных пленочных сопротивлениях проводящая смесь
из частиц углерода и изолирующего наполнителя используется для создания
проводящей пленки на поверхности какого-либо изолятора, например кера-
мического или стеклянного стержня или трубки. Сопротивления этого типа
часто называются «металлизированными»1). Свойства этих сопротивлений
в отношении температурного коэффициента сопротивления, стабильности
сопротивления во времени, влагостойкости и т. п., равно как и свойства на
очень высоких частотах, значительно превосходят свойства объемных угле-
родистых сопротивлений стержневого типа, но несколько уступают поверх-
ностным углеродистым сопротивлениям.
Влияние частоты в углеродистых сопротивлениях поверхностного
и стержневого типов с учетом распределенной емкости. Благодаря малым
физическим размерам и короткому пути тока поверхностные и стержневые
углеродистые сопротивления имеют незначительную величину индуктивно-
сти по сравнению с величиной сопротивления. Толщина проводящей пленки
поверхностных сопротивлений обычно бывает так мала, что влиянием поверх-
ностного эффекта можно пренебречь.
Фиг. 413. Распределенная емкость сопротивления и эквивалентная схема,
учитывающая ее.
а—распределенные емкости; б—эквивалентная линия передачи; в—эквивалентная схема
с сосредоточенными параметрами.
Для стержневых и поверхностных сопротивлений, а также для безин-
дукционных проволочных сопротивлений эквивалентная схема на низких
и средних частотах имеет вид, изображенный на фиг. 407,а, при L=0.
Сопротивление неизменной величины (исключая влияние поверхностного
эффекта) зашунтировано постоянной емкостью. Однако на очень высоких
частотах на сопротивление влияет остаточная емкость, которая распреде-
лена, как показано на фиг. 413,а.
х) Встречаются также сопротивления, в которых используются металлические
.пленки, нанесенные разбрызгиванием или восстановлением, но их следует отличать от
сопротивлений, которые обычно называются «металлизированными» [25].
<j? 5. Углеродистые поверхностные и объемные сопротивления
551
Эта распределенная емкость обусловливает действие стержневого сопро-
тивления как длинной линии типа RC, которая выглядит со стороны выход-
ных зажимов сопротивления так, как показано на фиг. 413,6. Эффективная
величина сопротивления (изображенная на фиг. 413, в) уменьшается с возра-
станием частоты (фиг. 414). Теория и согласующийся с ней эксперимент пока-
зывают, что для сопротивлений некоторых типов данной величины и конфи-
гурации отношение RQBBJR—эффективного сопротивления переменному току
к сопротивлению на низкой частоте или на постоянном токе зависит только
отдпроизведения fR и не зависит от самой величины сопротивлений R [32, 33].
Фиг. 414. Влияние произведения сопротивления на частоту Rf на
относительные величины сопротивления и емкости в сопротивлении,
обладающем распределенной емкостью.
Отношение С^в./С эквивалентной величины шунтирующей емкости СЭкВ.
(исключая проходную емкость между выходными зажимами) к эквивалентной
сосредоточенной емкости С также зависит от произведения//?, как пока-
зано на фиг. 414. Таким образом, если некоторое сопротивление вели-
чиной 1 мгом уменьшает свою величину на 10% на частоте 1 мггц, то сопро-
тивление этого же типа, но величиной 1000 ом уменьшит свою величину на 10%
при частоте 1000 мггц.
Величина произведения сопротивления на частоту характерна для
каждого конкретного типа сопротивления и зависит от геометрии, размеров
и типа сопротивления, а также от емкости связанных с ним элементов (в част-
ности, емкости выходных клемм). Эти особенности учитываются на фиг. 414
посредством коэффициента К. В общем, на высоких частотах длинные и тон-
кие сопротивления обладают лучшими качествами, нежели короткие; при
постоянном диаметре в первом приближении можно считать, что величи-
на К обратно пропорциональна длине сопротивления. Обычно величина К
лежит в пределах 0,25—2,0, причем меньшие значения относятся к поверх-
ностным углеродистым сопротивлениям и к лучшим образцам металли-
зированных сопротивлений, а большие значения—к низкокачественным
металлизированным и к проволочным сопротивлениям. Величина К возра-
стает для объемных углеродистых сопротивлений стержневого типа, ввиду
чего эти сопротивления обычно не пригодны для работы на очень высоких
частотах.
552 Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
Шумы, возникающие в сопротивлении при протекании постоянного
тока1). При протекании постоянного тока через поверхностные, объемные, пле-
ночные и углеродистые стержневые сопротивления на выходных концах сопро-
тивления возникает дополнительное по сравнению с тепловым шумовое напря-
жение. Подобный эффект в проволочных сопротивлениях не наблюдается.
Величина этого шумового напряжения максимальна в области низких частот,
обратно пропорциональна частоте приблизительно до частоты 10 кгц и на
более высоких частотах иногда очень быстро падает. На частотах порядка
1 мггц возрастание уровня собственных шумов, обусловленное прохождением
постоянного тока, становится пренебрежимо малым по сравнению с обыч-
ными тепловыми шумами.
Экспериментально установлено, что эффективное значение шумового
напряжения на концах сопротивления, обусловленное протеканием постоян-
ного тока, строго пропорционально величине приложенного постоянного
напряжения. Поэтому величина этих шумов обычно выражается в микроволь-
тах на 1 в приложенного постоянного напряжения. Величина этого коэффи-
циента для каждого данного типа сопротивления остается неизменной и не
зависит от величины сопротивления.
Различные типы сопротивлений очень сильно отличаются по величине
генерируемых ими шумов. В сопротивлениях всех типов эта величина опре-
деляется свойствами углерода как проводящего элемента. Наименьшее зна-
чение этого коэффициента (менее 0,25 мкв шумового напряжения на 1 в
постоянного напряжения) имеют поверхностные углеродистые сопротивле-
ния. Сопротивления с углеродистой пленкой (металлизированные) в этом
отношении приближаются к поверхностным, а углеродистые сопротивления
стержневого типа имеют высокий коэффициент шума. Свойства стержневых
и металлизированных сопротивлений значительно изменяются от экземпляра
к экземпляру. Например, установлено, что характерно 20-кратное измене-
ние в пределах одной группы сопротивлений, идентичных во всех осталь-
ных отношениях.
§ 6. Нагрузки для поглощения высокочастотной мощности* 2)
При испытаниях передатчиков, мощных генераторов, усилителей класса С
и т. п. часто возникает необходимость обеспечить рассеивание генерируемой
мощности в эквиваленте нагрузки. Для этой цели используются различные
устройства, причем единственное требование, предъявляемое к ним, сво
дится к тому, чтобы эквивалент был способен рассеивать необходимую мощ-
ность, представляя в то же время для источника нагрузку определенной
величины.
В противоположность сверхвысоким частотам, на низких радиочастотах
хорошие характеристики могут быть получены от сосредоточенных сопроти-
влений, которые способны рассеивать небольшую и среднюю мощность.
Применяются устройства, в которых используются металлизированные
и безиндукционные проволочные сопротивления, охлаждаемые быстрым
потоком воздуха, маслом или водой3 4). При мощностях менее 50 ет плоские
слюдяные сопротивления, помещенные в атмосферу водорода, удовлетвори-
тельно работают до частот порядка 25 мггц. Нагрузки, представляю-
щие собой лампы накаливания, охлаждаемые преимущественно водородом,
выдерживают мощности до 50 вт\ специальные конструкции этих ламп с пря-
мой нитью накала могут использоваться на частотах до 3000 мггц*).
х) По этому вопросу см. [34, 35].
2) По этому вопросу см. [36].
3) По вопросу о сопротивлении с водяным охлаждением см. [37].
4) Об охлаждающем действии водорода см. в работах [38, 39].
$ 7* Оконечные нагрузки для коаксиальных линий и волноводов 553
Для рассеивания больших мощностей порядка 50 кет на низких и сред-
них частотах применяются нагрузки с водяным охлаждением. Можно также
рассеивать значительные мощности при помощи двухпроводной длинной ли-
нии, изготовленной из железной или нихромовой проволоки и обладающей
большим затуханием. Поскольку провода такой линии могут быть большой
длины и способны работать при относительно высокой температуре, то линия
может рассеивать большую мощность.
Для рассеивания энергии сверхвысоких частот пригодны эквиваленты,
выполненные в виде коаксиальных линий или волноводов. Задача в данном
случае состоит в рассеивании в эквиваленте всей подводимой к нему мощно-
сти и в то же время обеспечении точного согласования сопротивлений, чтобы
система могла отдавать нагрузке всю мощность. Если все измерения произ-
водятся на фиксированной частоте или значение частоты изменяется редко,
то необходимое согласование сопротивлений может быть обеспечено приме-,
нением шлейфов и т. п. Однако если требуется, чтобы эквивалент был пригоден
для работы в широком диапазоне частот, то обычно используют один из
вариантов нагрузки, не создающей отражений, о чем будет сказано в § 7.
Для рассеивания небольших мощностей можно использовать лампу накали-
вания с водородным охлаждением, которая удовлетворительно работает
до частот 3000 мггц.
Если отсутствие излучения энергии необязательно, то можно исполь-
зовать очень удобный способ рассеивания высокочастотной энергии при
помощи излучающей антенны. Так, четвертьволновая заземленная антенна
создает нагрузку в 36,7 ом и легко может быть согласована с коаксиальной
линией. Аналогично сконструированный соответствующим образом расши-
ряющийся рупор будет излучать энергию из волновода, не внося заметных
отражений.
Неотражающий
переход ч
§ 7. Оконечные нагрузки для коаксиальных линий
и волноводов на сантиметровых волнах1)
Осуществление на сантиметровых волнах оконечной нагрузки коаксиаль-
ного кабеля или волновода, не создающей отражений, встречает целый ряд
затруднений. В ряде случаев приходится
оперировать с малыми уровнями мощно-
сти, причем отсутствие отражений являет-
ся единственным условием. В других слу-
чаях рассеиваемая мощность велика и
способность нагрузки поглощать большую
мощность также становится существенной.
При конструировании нагрузок с малыми
отражениями обычно весьма желательно
избавиться от необходимости применения
согласующих элементов, таких, как шлей-
фы, которые особенно чувствительны к
изменениям частоты и требуют дополнительной аппаратуры для определе-
ния их правильной настройки.
Оконечная нагрузка коаксиальной линии или волновода на сантимётро-
вых волнах обычно осуществляется при помощи аттенюатора, как это схе-
матично показано на фиг. 415. Аттенюатор может быть построен по принципу
одного из омических аттенюаторов, описанных в гл. 15,.§ 5. Совершенно необ-
ходимо, чтобы такой аттенюатор создавал малые отражения на входе нагруз-
ки и чтобы его общее затухание было достаточно велико, так чтобы амплитуда
х) Более подробно по этому вопросу и весьма полезные данные о конструкциях
можно найти в работе [39].
Поглощающий
аттенюатор
(20дб или более)
Фиг. 415. Схема использования
поглощающего аттенюатора для
создания согласованной оконечной
нагрузки волновода.
Волновод
-554
Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
волны, прошедшей аттенюатор и отразившейся от его конца, к моменту
возвращения ее на вход была незначительной. Обычно затухания аттенюатора
в 20 дб достаточно. Это обеспечивает затухание отраженной волны в 40 дб,
и даже при наличии полного отражения от выходного конца обусловленный
этим отражением КСВ будет составлять только 1,01. Сужения или другие
•способы согласования с целью уменьшения отражений, изображенные на
фиг. 434 (стр. 581), требуется применять только у входа нагрузки; выходной
конец оконечного аттенюатора не требует согласования.
Специальные вопросы создания оконечных нагрузок коаксиаль-
ных линии. В качестве оконечных нагрузок коаксиальных линий, при-
годных для работы в весьма широком диапазоне частот, можно использовать
кабели с затуханием, способные выдерживать достаточную мощность. Когда
Кабель
Ес затуханием"*”
Более сильное
затухание
У Нагрузочное )
сопротивление
а
Пленочное сопротивление
на диэлектрической трубке
Охлаждающая
жидкость
6
Элемент Диэлектрик
Фиг. 416. Схематическое изображение различных способов получения согла-
сованных нагрузок для коаксиальных систем.
а—нагрузка в виде кабеля с затуханием; б—нагрузка в виде высокоомного центрального
стержня; в—нагрузка в виде диэлектрика с потерями; г—нагрузка в виде диэлектрика
с потерями для больших мощностей.
мощность, подлежащая рассеянию, велика, желательно применять несколь-
ко отрезков кабелей, затухание которых на единицу длины прогрессивно
возрастает (фиг. 416,а). Благодаря этому рассеяние энергии распределяется
по значительной длине кабеля. Если кабель с затуханием используется
в качестве оконечной нагрузки в весьма широком диапазоне частот и к его
выходному концу присоединяется некоторое сосредоточенное сопротивление,
равное волновому на самых низких частотах рабочего диапазона, то необхо-
димая длина кабеля должна быть уменьшена. Благодаря этому входное
сопротивление кабеля будет равно волновому даже на таких низких часто-
тах, на которых затухание кабеля становится недостаточным для обеспече-
ния необходимой величины нагрузки.
Простой и надежный способ создания оконечной нагрузки для коак-
сиальной линии состоит в применении отрезка коаксиальной линии, внутрен-
ний проводник которой обладает высоким сопротивлением (фиг. 416,6, см.
также гл. 15, § 5). Подобное устройство может обеспечивать малый КСВ
в широком диапазоне частот. Если затухание на единицу длины такого ат-
тенюатора не слишком велико, то он может использоваться для рассеяния
$ 7. Оконечные нагрузки для коаксиальных линий волноводов 555
больших мощностей с применением внутреннего водяного охлаждения. Если
же он предназначен для рассеяния больших] мощностей, то желательно,
чтобы удельное сопротивление центрального проводника возрастало от отно-
сительно малой величины, необходимой для согласования на входе, до боль-
шой величины на выходном конце, в месте закоротки. Это позволяет распре-
делить всю рассеиваемую мощность по значительной части длины, сохраняя
минимальную общую длину аттенюатора. Плавное увеличение удельного
сопротивления центрального проводника улучшает также согласование со-
противлений.
В тех случаях, когда имеет значение максимальная компактность око-
нечной нагрузки, она должна быть выполнена так, чтобы общее сопротив-
ление центрального проводника было равно волновому сопротивлению
основной линии. В то же время волновое сопротивление оконечной
нагрузки должно в У 3 раз превышать волновое сопротивление линий.
Большое волновое сопротивление нагрузки может быть получено путем
использования для этой секции подходящего диэлектрика или изменением
отношения диаметров.
Таким путем может быть обеспечен КСВ, не превышающий 1,03 в диа-
пазоне от самых низших частот до частот, на которых длина сопротивления
оконечной нагрузки составляет 0,05 длины волны. Если длина измерена
в дюймах, то получаем х).
__ 600 ,Л/
Максимально допустимая частота, мггц = •=*---------------г— . (14.0)
J Длина сопротивления, дюймы ' '
Другой метод создания оконечной нагрузки для коаксиальной линии
заключается в введении на конце линии диэлектрического клина, обладаю-
щего потерями (фиг. 416,в). Диэлектрик с потерями создает сильное затуха-
ние волны, а его клиновидная форма образует плавный переход, предотвра-
щающий отражение. Для этой цели разработаны различные пластмассы
и керамики; часто в качестве поглотителя можно использовать сердечники
из порошкообразного железа (полейрон). Другой вариант этого метода иллю-
стрируется фиг. 416, з. Здесь клиновидный сегмент поглощающего материала,
представляющего собой смесь графита, цемента и воды, отлит непосредствен-
но в конец нагрузочного элемента, как в форму* 2). Такой нагрузочный эле-
мент при наличии охлаждающих ребер и диаметре наружного проводника
22 мм способен рассеивать мощность до 100 вт и обладает малым КСВ на-
пряжения в диапазоне от 8 до 12 см.
Угол расширения клина желательно выбирать меньше того, который
минимально необходим, чтобы избежать отражений, так как при этом можно
получить более равномерное распределение потерь энергии по длине.
Специальные вопросы создания оконечных волноводных нагрузок.
Волноводные нагрузки для малых и средних мощностей представляют
собой соответствующим образом приспособленные волноводные аттенюаторы
(см. гл. 15, § 5). Примеры таких нагрузок изображены на фиг. 417; .они
содержат поглощающие пластины, сердечники из порошкообразного железа
(полейрон), поглощающие диэлектрические клинья и т. п., сходящиеся
к входному концу и имеющие длину, достаточную для получения 'общей
величины затухания, обеспечивающей создание необходимой нагрузки.
В целях уменьшения общей длины, необходимой для получения заданного за-
тухания, оконечные аттенюаторы обычно снабжаются двойными клиньями;
при применении клиньев это вызывает увеличение числа граней клина.
х) Теория компактных нагрузок этого типа, а также кривые для расчета приведены
в работе [40].
2) Процесс отливки детально описан в работе [39].
556 Гл. 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений
Волноводные нагрузки, пригодные для рассеяния больших мощностей,
могут осуществляться различным образом. Один метод состоит в использо-
вании тех же технических приемов, которые применяются при калориметри-
ческих измерениях мощности в волноводе (см. гл. 2, § 3). Другой метод заклю-
чается в использовании отрезка волновода с клиновидными ребрами, нане-
сенными на сталь или другой материал, которые вносят большие потери,
Однослойные
Двухслойные
Вид с торца
Фиг. 417. Примеры согласованных волноводных нагрузок,
а—поглощающие пластины; б—поглощающие клинья из диэлектрика или полейрона.
причем длина этой секции должна быть достаточно большой, чтобы обеспе-
чить затухание порядка 20 дб. Еще один метод показан на фиг. 418, где стен-
ки волновода покрыты поглощающим материалом. Форма поглощающего
материала такова, что высота волновода (не ширина) уменьшается, как
Фиг. 418. Мощная согласованная волноводная нагрузка.
показано на фигуре; благодаря Этому затухание на единицу длины возра-
стает по мере того, как волна пронйкает в поглощающую секцию. Это позво-
ляет уменьшить общую длину, необходимую для получения малого КСВ,
и обеспечивает более равномерную теплоотдачу. Поглощающий материал
в нагрузке (фиг. 418) может представлять собой смесь графита, цемента
и воды, отлитую непосредственно в отрезок волновода1). Для облегчения рас-
сеяния тепла могут применяться охлаждающие ребра. Подобные конструк-
ции могут изготавливаться на большие мощности рассеяния, обладать
х) Более подробно по этому вопросу см. [39].
Литература
557
хорошим коэффициентом бегущей волны в полуторакратном диапазоне ча-
стот и применяться на волнах короче 1 см.
ЛИТЕРАТУРА
1. F i е 1 d R. F., Sinclair D. В., Proc. Inst. Radio Eng., 24, 255 (1936).
2. P г о c t о r R. F., Wireless Eng., 17, 257 (1940).
3. F о r d L. H., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 13 (1949).
4. Schick-W., Wireless Eng., 21, 65 (1944).
5. Thomas H. A., Journ. Inst. Electr. Eng., 84, 495 (1939); Wireless Sec., Inst.
Electr. Eng., 14, 157 (1939); Journ. Inst. Electr. Eng., 79, 297 (1936); Wireless Sec.,
Inst. Electr. Eng., 11, 202 (1936).
6. G r i f f i t h s W. H. F., Wireless Eng., 19, 101, 148, 199, 200 (1942).
7. Slonczewski T., Bell Syst. Techn. Journ., 19, 407 (1940).
8. F i e 1 d R. F., Gen. Rad. Expt,, 17, October (1942).
9. Field R. F., Gen. Rad. Expt., 21, May (1947).
10. В г о о k s H. B., Journ. Res. Nat. Bur. Standards, 7, 289 (1931).
11. L a m s о n H. W., Gen. Rad. Expt., 24, July (1949).
12. T h о m a s H. A., Journ. Inst. Electr. Eng., 77, 702 (1935); Wireless Sec., Journ.
Inst. Electr. Eng., 11, 44 (1936).
13. M о u 1 i n E. B., Proc. Inst. Radio Eng., 26, 1385 (1938).
14. Bloch A., Wireless Eng., 21, 359 (1944).
15. В e 1 1 D. A., Wireless Eng., 16, 240 (1939).
16. T h о m a s H. A., Journ. Inst. Electr. Eng., 84, 101 (1939); Wireless Sec., Journ.
Inst. Electr. Eng., 14, 19 (1949).
17. Groszkowski J., Wireless Eng., 12, 650 (1935).
18. S e e 1 e у S. W., Anderson E. I., RCA Rev., 5, 77 (1940).
19. T h о m a s H. A., Journ. Inst. Electr. Eng., 84, 101 (1939); Wireless Sec., Journ.
Inst. Electr. Eng., 14, 19 (1939).
20. G r i f f i t h s W. H. F., Wireless Eng., 19, 8 (1942).
21. A Variable Self and Mutual Inductor, Natl. Bur. Standards (US), Sci. Paper 20.
22. T e r m a n F. E., Radio Engineers’ Handbook, New York, 1943 (см. перевод: Спра-
вочник по радиотехнике под ред. Смиренина, М., Энергоиздат, 1950).
23. Behr L., Tarpley R. Е., Proc. Inst. Radio Eng., 20, 1101 (1932).
24. Nukiyama H., Shoji Y., Trans AIEE, 44, 349 (1925).
25. Sinclair D. B., Gen. Rad, Expt., 13, 6 (1939).
26. Components Handbook, Vol. 17, Radiation Laboratory Series, New York, 1949
(см. перевод: Детали и элементы радиолокационных станций, ч. I, II, 1952; ч. III,
1954, М., Советское радио).
27. Р f i s t e r A. C., Bell Lab. Rec., 26, 401 (1948).
28. Roosbroeck W., Bell Lab. Rec., 26, 407 (1948).
29. С о u r s e у P. R., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 169 (1949).
30. H olmes T., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. IIIA, 912 (1947).
31. Grisdale R. O., Pfister A. C., Roosbroeck W., Bell Syst. Techn.
Journ.; 28, 21 (1951).
32. Howe G. W. O., Wireless Eng. and Expt. Wireless, 12, 414 (1935).
33. Hartshorn L., Wireless Eng., 15, 363 (1938).
34. C hr is tens en C. J., P e a r s о n G. L., Bell Syst. Techn. Journ., 15,181 (1936).
35. Campbell R. H., Jr., Chipman R. A., Proc. Inst. Radio Eng., 37, 938
(1949).
36. Very High Frequency Techniques, New York, 1947 (см. перевод: Техника сверх-
высоких частот, М., Советское радио, т. I, 1952, т. II, 1953). .
37. Brown G. Н., Conklin J. W., Electronics, 14, 24 (1941).
38. L i n d е г E. G., RCA Rev., 4, 83 (1939).
39. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах, М., Совет-
ское радио, 1949).
40. Crosby D. R., Pennypacker С. Н., Proc. Inst. Radio Eng., 34, 62 (1946).
Глава 15
АТТЕНЮАТОРЫ И ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ
§ 1. Аттенюаторы с сосредоточенными сопротивлениями
Назначением аттенюаторов, называемых также иногда ослабителями,
является понижение напряжения, тока или мощности до регулируемых
и известных величин. Большинство систем аттенюаторов состоит из
цепей сопротивлений, включенных между парами входных и выходных
клемм.
Типовые схемы таких аттенюаторов, построенных на сопротивлениях,
приведены на фиг. 419. Изучение этих схем показывает, что в той мере, в кото-
рой это касается характеристик на клеммах, любая возможная комбинация
«2
а 6 в
г
Фиг. 419. Основные типы несимметричных аттенюаторов.
«—Т-образная секция; б—П-образная секция; в—мостовая Т-образная секция; г—Г-образ-
ная секция.
сопротивлений независимо от ее сложности может быть сведена к цепи,
состоящей всего из трех сопротивлений. Наиболее общими схемами являются
Т- и П-образные цепи. Более сложная мостиковая Т-образная цепь, удоб-
ная и выгодная для применения в определенных практических целях, всегда
может быть приведена к эквивалентной Т- или П-образной схеме. Напротив,
возможности применения Г-образного аттенюатора, по сравнению с
Т- и П-образным, более ограничены, потому что он состоит всего из двух
сопротивлений.
Особое практическое значение имеет специальная схема, в которой
цепь построена симметрично по отношению к вертикальной линии, прохо-
§ 1. Аттенюаторы с сосредоточенными сопротивлениями
559
дящей через ее центр. В Т-образной цепи, показанной на фиг. 419, это отно-
сится к случаю, когда R1—R^ а в П-образной цепи — когда R1 — R2\
Г-образная цепь по своему принципу несимметрична.
Во всех аттенюаторных цепях, показанных на фиг. 419, одна входная
и одна выходная клеммы соединены между собой непосредственно. Такие
Фиг. 420. Основные типы цепей симметричных аттенюаторов, включая
симметрированные элементы, представленные на фиг. 419.
а—Н-образная секция^ (симметричная Т-образная); б—О-образная 'секция (симметричная
П-образная); в—Н-образная мостовая секция (симметричная мостовая Т-образная); г—U-об-
разная секция (симметричная Г-образная); д—секция скрещенного типа.
аттенюаторы называют несимметричными, или заземленными. Если схема
построена таким образом, что симметрия по отношению к горизонтальной
оси достигается таким расположением последовательных сопротивлений,
при котором они распределяются поровну между двумя сторонами цепиг
как это показано на фиг. 420, то цепь симметрична.
Согласующие аттенюаторы. В
тивлений рассчитана по отноше-
нию к генераторному и нагрузоч-
ному импедансам (имеются в виду
сопротивления) так, чтобы сопро-
тивление, наблюдаемое на входных
клеммах 1—1 аттенюатора с на-
грузочным сопротивлением RL,
было равно сопротивлению генера-
тора R* (фиг. 421). Подобным же
образом сопротивление, наблюдае-
мое на выходных клеммах 2—2 ат-
согласующем аттенюаторе цепь сопро-
Ф и г. 421. Соединение аттенюатора с гене-
ратором и нагрузкой.
тенюаторной цепи, при наличии Rs
равно нагрузочному сопротивлению /?ь. Поэтому в согласующих аттенюа-
торах согласование импедансов возникает одновременно как на входных,
так и на выходных клеммах. Иначе говоря, при таком действии аттенюа-
тора импедансы на клеммах 1—1 одинаковы как в направлении гене-
560
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
ратора, так и в направлении нагрузки. Импедансы на клеммах 2—2 также
одинаковы в обоих направлениях, хотя и не обязательно равны по своим
числовым значениям импедансам на клеммах 1—1. Действие такого аттенюа-
тора соответствует, таким образом, условиям, при которых мощность, от-
даваемая генератором в нагрузку, максимальна, а нагрузочное сопротивле-
ние имеет величину, способную поглотить из цепи максимальную мощность.
Сопротивления генератора и нагрузки, которые следует включить в цепь,
для того, чтобы аттенюатор работал по указанному принципу, называются
характеристическими импедансами и представляют собой основные характе-
ристики цепи. Третьей основной характеристикой цепи является отноше-
ние напряжения на нагрузке к напряжению генератора (или отношение
токов) при соблюдении указанных условий. Это свойство определяется
обычно исходя из постоянной затухания а (иногда называемой собственным
затуханием, или постоянной передачи), которая в свою очередь опреде-
ляется из отношения
^22
Ей
/1
(15.1а)
или
(15.16)
где и /?i2—характеристические сопротивления на входных и выходных
клеммах цепи соответственно, а Еп, Е22, и 12 имеют значения, показанные
на фиг. 421. В частном случае симметричной цепи Тогда уравнение
(15.1) имеет вид
= = (15.2)
Zill Zl
При пользовании аттенюаторами особое внимание следует обращать
на отношение между величинами мощности, подведенной к входу аттенюа-
тора, и мощности на нагрузочном сопротивлении. Это отношение мощностей
может быть названо потерями при передаче, или коэффициентом потерь
мощности, и обычно обозначается символом К2. Отсюда
К*, дб = 2Ъ\§К. (15.3)
Для случая согласующего аттенюатора в соответствии с выражением
(15.1) следует
= (15.4а)
2 2 -“^2
ИЛИ
Потери мощности, дб = 8,686 а. (15.46)
Уравнение (15.46) можно считать уравнением, определяющим постоянную
затухания.
При конструировании схемы аттенюатора следует применять, там где
это возможно, несимметричные звенья, так как для симметричных звеньев
требуется большее количество сопротивлений. Вместе с тем, если окажется
необходимым получить симметричную схему, это можно легко осуществить,
поскольку каждое из несимметричных звеньев цепи имеет свой симметрич-
ный вариант, как это видно из сравнения фиг. 419 с фиг. 420.
0 Формулы и кривые для определения коэффициента потери К2 в таком общем
случае, когда нет согласования импедансов, даны в работе [1].
§ 1. Аттенюаторы с сосредоточенными сопротивлениями
561
Поскольку наиболее общая схема цепи сопротивлений состоит из трех
независимых элементов, то значения двух характеристических сопротивле-
ний Rir и T?i2 и постоянной затухания а определяют Т-образную (или
П-образную) цепь сопротивлений, обладающую теми же характеристиками,
что и конкретная цепь сопротивлений, которая не обязательно имеет вид
Т- или П-образной. Когда говорят об электрических свойствах аттенюатора,
не касаясь его конструкции, обычно приводят значения его характеристиче-
ских сопротивлений и постоянной затухания. Три параметра аттенюатора
Rix, Rj2 и а могут быть рассчитаны через параметры, соответствующие ко-
роткому замыканию и холостому ходу цепи по формулам:
^ = /-^00^0 (15.5а)
(15.56)
(15.5в)
По отношению к фиг. 422 Rsc и Roc представляют собой сопротивления,
имеющиеся на клеммах 1—1 при закороченной и разомкнутой цепи 2—2, соот-
ветственно, тогда как Rfoc и R'sc—сопро-
2
тивления, имеющиеся между клеммами
2—2, причем клеммы 1—1 могут быть
разомкнутыми или закороченными.
Если несколько отдельных аттеню-
аторов соединены последовательно, как
это показано на фиг. 423, причем в каж-
дом из звеньев соблюдается согла-
Аттенюатор
Ф и г. 422. Блок-схема аттенюатора.
сование характеристических сопротивлений, то такую цепь аттенюаторов
можно рассматривать как одиночный аттенюатор, приведенный на фиг. 423, б1).
Такой эквивалентный аттенюатор имеет постоянную затухания а', равную
а б
Фиг. 423. Последовательное включение согласованных аттенюаторов.
а—цепь четырехполюсников; б—эквивалентная схема.
2
сумме постоянных затухания отдельных звеньев, соединенных последова-
тельно, и характеристические сопротивления R^ и /?/2, соответствующие
входному характеристическому сопротивлению первого звена и выходному
характеристическому сопротивлению последнего звена2). Параметры всей
г) Влияние несогласования импедансов в звеньях
в работе [2].
2) Это может быть выражено следующим образом,
нения (15.1а) имеем
¥ ~ 1/7Г |/ ТГ~ е~“2’
такой системы анализируется
Исходя из фиг. 423, а и урав-
^44
•^зз
Перемножая два первых уравнения и исключая Е22, получаем
1 / — (ах+аг).
ГА
Езз
36 ф. Термен и Дж. Петтит
562
Гл. 15, Аттенюаторы и генераторы сигналов
последовательной цепи аттенюаторов для этих эквивалентных постоян-
ных получаются из уравнения (15.1). Следует отметить, что характеристи-
ческие сопротивления промежуточных звеньев не входят в характеристику
всей цепи аттенюатора, так как промежуточные звенья согласованы.
Вносимые потери (вносимое затухание). Если цепь включена между
сопротивлением начала линии Bs и нагрузочным сопротивлением RLf как
это показано на фиг. 424, б, то отношение тока/£ в нагрузочном сопротивле-
нии при наличии аттенюатора к току в нагрузке 7£, когда генератор подклю-
чен к нагрузке непосредственно (см. фиг. 424, а), называется вносимыми
6
Фиг. 424. Схема включения аттенюатора между
генератором и нагрузкой.
потерями. Следует указать, что вносимые потери снижают ток в нагрузоч-
ном сопротивлении независимо от того, имеет ли место согласование ха-
рактеристических сопротивлений. Вносимые потери выражаются через
отношение токов или напряжения, но могут быть выражены также через
отношение мощностей. В этом случае они выражаются в децибелах.
Вносимые потери можно выражать исходя из двух характеристических
сопротивлений и T?j2, постоянной затухания а, сопротивления генера-
тора Bs и нагрузочного сопротивления 7?ь, пользуясь для этого следующим
уравнением1):
где
_ 2/й^ _ 2/Rl2/RL _ 2yRs/RL
1 + (Я8/ЯТ1)’ "2“ l + (i?l2/7?L) ’ 1 + (J?S/BL)’
Следует отметить, что вносимые потери не равны коэффициенту потери мощ-
ности К2, определяемому из уравнения (15.4а).
это соотношение перемножаем с последним уравнением для исключения Е33:
^44_______________________________ ~^14 —(а1 + а2+«з)
Сравнение полученного результата с уравнением (15.1а) показывает, что он ничем
не отличается от результата, полученного для отдельного звена цепи, с входным и вы-
ходным характеристическими сопротивлениями, равными соответственно Ёг и Нц и
с постоянной затухания а' = а1 + «2+ аз«
г) Кривые, пользуясь которыми можно легко определять вносимые потери для сим-
метричных аттенюаторов, даны в работе [1].
$ 2. Вопросы практического применения аттенюаторов
563
Необходимо отметить, что при условии согласования сопротивления
генератора и входного характеристического сопротивления цепи, кг в урав-
нении (15.6) равно единице. При всех иных соотношениях между этими двумя
импедансами к± меньше единицы и становится все меньше по мере увеличе-
ния рассогласования. Значение к2 меняется аналогичным образом и равно
единице, если выходное характеристическое сопротивление Rj2 цепи равно
нагрузочному сопротивлению. Точно так же Л3 равен единице, если нагру-
зочное сопротивление равно сопротивлению генератора, т. е. если нагрузка
согласуется с генератором.
Величина а называется коэффициентом взаимодействия. Эта величина
второго порядка, выражающая изменение вносимых потерь, возникающих
при несогласовании импедансов как на входных, так и на выходных клем-
мах цепи. Коэффициент взаимодействия равен единице, когда сопротивление
генератора согласуется с входным характеристическим сопротивлением
или когда нагрузочное сопротивление согласуется с выходным характери-
стическим сопротивлением. Кроме того, коэффициент взаимодействия равен
единице, если имеется рассогласование на обеих парах клемм, но затухание
аттенюатора велико (т. е. если а > 2). Если ни одно из этих условий не соб-
людается, то коэффициент взаимодействия будет отличаться от единицы, но
обычно его величина лежит в пределах от 0,8 до 1,25.
На практике понятие вносимых потерь может быть значительно расши-
рено, если известны характеристики потерь в следующих типовых случаях:
Случай 1. Режим согласования. Здесь kv Л2 и а равны единице.
Соответственно
Вносимые потери = к3еЛ.
В частном случае, когда нагрузочное сопротивление 7?ь также равно
сопротивлению генератора 7?3, к3 будет равен единице. Тогда вносимые
потери выражаются соотношением
Вносимые потери = еЛ.
Случай 2. Имеет место согласование на одних клеммах цепи и рас-
согласование на других клеммах. В этом случае коэффициент взаимодей-
ствия а, а также величина к, относящаяся к согласованным клеммам, будут
равны единице. Из уравнения (15.6) следует, что
а
Вносимые потери = р- е,
где Л' равно к± или к2, в зависимости от того, которая из этих величин
не равна единице.
§ 2. Вопросы практического применения аттенюаторов
на сопротивлениях
Аттенюаторы, построенные на сопротивлениях, большей частью приме-
няются в тех случаях, когда требуется использовать симметричные схемы.
При этих условиях и при наличии согласования импедансов хотя бы на одной
из пар клемм включение аттенюатора в схему между генератором и нагруз-
кой уменьшает ток нагрузки, не внося при этом рассогласования.
Иногда секции аттенюаторов используются для согласования сопротив-
лений генератора и нагрузки, не равных между собой. В этих случаях тре-
буется применение несимметричного аттенюатора. Особенностью такого
аттенюатора является то, что он не может иметь постоянную затухания,
меньшую определенного минимального значения, определяемого отношением
согласуемых импедансов. Кроме того, когда затухание имеет указанное
36*
564
Гл, 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
минимальное значение, то несимметричные Т- и П-образные схемы вырож-
даются в Г-образную, как указано ниже.
Расчетные формулы и анализ основных типов аттенюаторов на сопро-
тивлениях. Основными видами аттенюаторных звеньев являются Т-, П-,
Г-образная и мостовая Т-образная схемы, а также их симметричные экви-
валенты: Н-, О-, U-образная и мостовая Н-образная схемы. Имеется также
аттенюатор скрещенного типа, представляющий собой симметричную схему
и не имеющий несимметричного эквивалента. Расчеты аттенюаторных
звеньев этих типов, необходимые для получения желаемых сочетаний
характеристических сопротивлений и и постоянной затухания а,
могут быть выполнены при помощи формул, приведенных в табл. 7 и 81).
Т- и П-образные схемы могут предназначаться для получения любого,
произвольно выбранного сочетания характеристических сопротивлений
с постоянной затухания, не меньшей определенной величины, которая опре-
деляется отношением характеристических сопротивлений. С другой сторо-
ны, аттенюатор скрещенного типа, который может быть только симметрич-
ным, требует, чтобы характеристические сопротивления на входе и выходе
были одинаковыми. Мостовой Т-образный аттенюатор практически тоже
симметричен. Теоретически его можно сделать и несимметричным, но на
практике это редко осуществляется.
Из несимметричных типов чаще всего применяются Т-образные аттенюа-
торы. Их преимущество по сравнению с П-образными звеньями заключается
в том, что в Т-образной схеме все три сопротивления соединены в одной
точке, что важно при регулировке затухания. В этом смысле П-образная сек-
ция является противоположной. Последовательное расположение сопротив-
лений в П-образной схеме дает некоторые преимущества механического
порядка. Мостовая Т-образная схема имеет практическое значение только
для симметричных аттенюаторов, она широко используется в регулируемых
аттенюаторах, так как, хотя она и требует установки четырех сопротивле-
ний, переменными должны быть только два из них, в то время как в Т- и
П-образной регулируемых схемах переменными должны быть все три сопро-
тивления. Для симметричных систем выгоднее использовать О-образный
и скрещенный тип схем, поскольку количество сопротивлений в каждом
звене меньше, нежели в Н-образной и мостовой Н-образной схемах.
В табл. 8 приведены данные, характеризующие Г-образный аттенюатор,
который заслуживает специального рассмотрения. В цепь этого аттенюатора
включено только два сопротивления, поэтому в этом аттенюаторе три основ-
ных параметра связаны. На практике Г-образный аттенюатор имеет наиболь-
шее применение в тех случаях, когда необходимо добиться уменьшения на
известную величину мощности, подаваемой в нагрузочное сопротивление, и
одновременно обеспечить согласование характеристических сопротивлений
на входных или выходных клеммах (но не на тех и других одновременно).
Величина рассогласования с соответствующей стороны Г-образного аттенюа-
тора будет зависеть от затухания и от соотношения между сопротивлением
генератора и сопротивлением нагрузки. В общем если последовательное
плечо Г-образного аттенюатора направлено в сторону несогласованного со-
противления, как это имеет место в случае II табл. 8, то импеданс аттенюа-
тора больше несогласованного сопротивления, а если последовательное плечо
направлено в сторону согласованного сопротивления (случай I табл. 8),
то он окажется меньше этого сопротивления. Таким образом, в тех случаях,
когда имеет значение направление рассогласования, то имеет значение и
направление, в котором ориентирован аттенюатор.
х) Вывод этих формул, а также таблицы величин сопротивлений, рассчитываемых
по ним, см. в работах [3—6].
Таблица 7
РАСЧЕТНЫЕ ФОРМУЛЫ ДЛЯ АТТЕНЮАТОРОВ, РАБОТАЮЩИХ С МИНИМАЛЬНЫМ СОГЛАСОВАНИЕМ ИМПЕДАНСОВ
Тип Т и Н П и 0 Сбалансированные T и H Скрещенный
Схема а обозначения Небалансирован- ный сч GC* 11 11 ОС* я, Л/, — iR< *-% «2 R, Ri Bj
Сбалансирован- ный Я,/2 ' R2/2 R,/2 Я2/2 I ft/2 - й2/2 «г/2 n ° * Я|/2<^nRi/2* ° ff "/ ;я,/2 Ri Яг/2
Расчетные формулы Kz= коэффициент мощности К,, * Ч Я'=лх. R3^2V^l2(^Jj) Л»"ЛХ,(к1-2К^-н) R^(nr)K,i / K2-1 \ +l) Всегда используется в сбалансированном виде Не может быть разбалансированным
Я1Г Rh~Ri il* <£* II ft? *« II n cf * 50 24 II » 4-’ “ ae 31 b Ht=Kt К^Лг(К-1) R^Rl(ih) 50 ш ж
566
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
Таблциа 8
РАСЧЕТНЫЕ ФОРМУЛЫ ДЛЯ АТТЕНЮАТОРОВ ТИПА U И Г
Расчетная
формула для
согласования
в точках 1-1
(Общий случай)
V я8 м>
Яя=Яв
Я2=ЛЛ (М-1)
'Wife)
Примечания:
.. ,гп Входная мощность на клеммах 1—1
1) Л 2 s---------------------------------.
Мощность на сопротивлении Rp
2) Характеристическое сопротивление Rjb аттенюатора на несогласованных клеммах 2—2 можно
рассчитать из соотношений
Случай
Случай
соотношений
т Рг - д2Дз
1 в^=-вг;
тт р __ Я2Н3
1в—пГ-
Аттенюатор Г-образного типа может быть использован также для согла-
сования неравных импедансов. В этом случае задача состоит в том, чтобы
обеспечить согласование характеристических сопротивлений для неравных
между собой сопротивлений генератора и нагрузки, причем должен быть
получен минимальный коэффициент потерь мощности К2 [см. уравнение
(15.2)]. Такой результат достигается применением Г-образного (или U-образ-
ного) звена с последовательным плечом,. ориентированным в направлении
высокоомного сопротивления, причем конструкция звена должна обеспечивать
величину М в соответствии с равенством звена1)
(15.7а)
х) Вывод этих формул см. в работах [3, 7].
£ 2. Вопросы практического применения аттенюаторов
567
Соответственные значения и /?3 находим по соотношениям
(15.76)
(15.7в)
Здесь подразумевается, что 7?д > Ив- Очевидно, что если Т-или П-образное
звено построено, согласно табл. 7, с К, равным указанному значению М,
то Т- или П-образное звено выражается в такое Г-образное звено, которое
получается при применении уравнений (15.7) (см. табл. 8).
Переменные ступенчатые аттенюаторы. Во многих случаях бывает
необходимо изменять постоянную затухания а и в то же время оставлять
без изменений согласование характеристических сопротивлений на двух
парах клемм1). Плавную регулировку затухания можно производить, ис-
пользуя в плечах аттенюатора переменные сопротивления на общей оси.
Каждое из переменных сопротивлений должно быть соответствующим обра-
зом «подобрано», чтобы обеспечить закон изменений с углом поворота, кото-
рый удовлетворял бы соотношению между сопротивлениями, предусмотрен-
ному расчетными формулами для данной схемы звена* 2). Особенно удобен
в этом смысле мостовой Т-образный аттенюатор, поскольку для него тре-
буются только два переменных сопротивления.
В приборах, для которых важна точность, применяются аттенюаторы,
регулируемые ступенчато при помощи переключателей. Ступенчатое устрой-
ство позволяет регулировать отдельные сопротивления, входящие в схему
аттенюатора, с большой степенью точности и полностью исключает ошибки,
порождаемые неудачным сопряжением нескольких переменных сопротивле-
ний, а также шумами и изношенностью и непостоянством сопротивлений
контакта, связанными с применением скользящих контактов.
Ступенчатая регулировка затухания может осуществляться одним из
двух способов. Первый заключается в изменении сопротивлений отдель-
ных элементов аттенюатора посредством связанных переключателей
(фиг. 425, а). Второй способ состоит в том, что звенья аттенюатора могут
последовательно включаться и выключаться (фиг. 425, б). Если отдельные
звенья симметричны, а все характеристические сопротивления одинаковы,
то, добавляя в схему или исключая из нее одно звено, можно изменять зату-
хание на величину постоянной затухания а, соответствующей этому звену,
не влияя при этом на согласование.
Этим способом можно получить декадный аттенюатор с применением
двухполюсных сдвоенных переключателей для регулировки четырех звеньев
аттенюатора, затухания которых, соответственно выраженные в децибелах,
характеризуются отношением 1, 2, 3, 4. Например, если отдельные звенья
такой системы имеют затухания порядка 0,1, 0,2, 0,3 и 0,4 дб, то, пользуясь
переключателями, можно включать в систему то или иное звено и изменять
таким образом общее затухание от 0 до 1,0 дб ступенями по 0,1 дб. Вторая
декада, соединенная последовательно с первой и рассчитанная на получение
ступеней в 1 дб, может увеличить общий диапазон до 11,0 дб при возможности
J) В случае Г-образного звена согласование сопротивлений существует только для
одной стороны аттенюатора.
2) Такие аттенюаторы с плавной регулировкой, предназначенные для использо-
вания в лабораториях, следует оборудовать проволочными сопротивлениями для обес-
печения стабильности. Но там, где необходима лишь плавность регулировки затухания,
а стабильность не имеет значения, можно использовать обычные переменные сопротивле-
ния, что значительно снижает затраты.
568
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
регулировки ступенями по 0,1 дб и т. д. Удобное и компактное переключаю-
щее устройство для каждой из декад может быть получено применением
11-контактного вращающегося многосекционного переключателя вафель-
Фиг. 425. Переключающие устройства для ступенчатого изменения затухания.
полюсные
переключатели^
-о о* —ю о -О
ного типа. Для регулировки каждого отдельного аттенюатора можно исполь-
зовать также перекидной тумблер.
Цепной аттенюатор, типовая схема которого приведена на фиг. 426,[xz,
представляет собой специализированный, но тем не менее важный прибор
для получения регулируемого затухания. Как видно из фиг. 426, б, атте-
нюатор состоит из симметричных П-образных звеньев, имеющих одинаковые
Фиг. 426. Различные варианты схем ступенчатых аттенюаторов.
а—цепной аттенюатор; б—цепной аттенюатор из отдельных П-секций; в—эквивалент-
ная схема выхода для случая а; г—плавный аттенюатор.
характеристические сопротивления. Вообще говоря, затухания каждого из
отдельных звеньев одинаковы, хотя это и не требуется. Сопротивление 7?s,
равное каждому из характеристических сопротивлений звеньев Я/, подклю-
чено к клеммам 1—1 аттенюатора, тогда как к клеммам 2—2 подключено
сопротивление нагрузки Rl, равное Rs, которое также равно характеристи-
ческим сопротивлениям звеньев Rj. На входе аттенюатора включен источник
постоянного тока, т. е. источник, обладающий внутренним сопротивлением,
много больше входного сопротивления аттенюатора. Это входное сопротив-
ление равно половине характеристического сопротивления звеньев аттенюа-
тора, поскольку сопротивление с каждой стороны секции равно Rj и эти два
сопротивления включены параллельно. При этих условиях выходная часть
аттенюатора имеет эквивалентную схему, показанную на фиг. 426, в, где
эквивалентное выходное сопротивление равно половине характеристиче-
ского сопротивления звеньев аттенюатора, в то время как эквивалентное
$ 2. Вопросы практического применения аттенюаторов
569
напряжение выражается уравнением
E0 = Eine~™,
(15.8)
где Ein—напряжение на входе аттенюатора, а ап—суммарное затухание
аттенюатора между входом и выходом.
Плавная регулировка затухания может осуществляться при помощи
схемы, показанной на фиг. 426, г. При этом имеющийся на фиг. 426, а пере-
ключатель заменяется ползуном, позволяющим осуществлять плавное,
а не ступенчатое изменение точки подключения входной клеммы. Сопротив-
ление в верхней части схемы в этом случае может представлять собой обыч-
ный проволочный потенциометр со скользящим контактом, к которому через
правильные промежутки подсоединены соответствующие параллельные
Постоянный ток
6
Фиг. 427. Различные типы ступенчатых аттенюаторов.
сопротивления. Такой аттенюатор стоит сравнительно дешево, и если парал-
лельные сопротивления расположены близко одно к другому так, чтобы цепь
имела много звеньев с малым или средним затуханием для каждого звена,
то затухание будет изменяться почти линейно. Кроме того, сопротивления на
входе и выходе могут поддерживаться почти постоянными, если не считать
того, что при малых затуханиях сопротивление на входе зависит от нагрузки,
подключенной к выходу аттенюатора.
Схема, приведенная на фиг. 426, а, может быть модифицирована. Так,
например, входная и выходная клеммы могут быть взаимно связаны между
собой, как это показано на фиг. 427, а, или сопротивление Rl на фиг. 426, б
может быть использовано в качестве нагрузочного сопротивления
(фиг. 427, б). Можно также обойтись без генератора постоянного тока,
а вместо него использовать генератор напряжения с внутренним сопротив-
лением Rs. Таким путем будет получена схема, показанная на фиг. 427, в,
которая является вариантом схем, показанных на фиг. 426, б и 427, а.
Влияние частоты на работу аттенюаторов на сопротивлениях. На низ-
ких и средних частотах сопротивления, на которых построен аттенюатор,
являются чисто активными и их поведение не зависит от частоты. Однако
при очень высоких частотах необходимо принимать в расчет различные рас-
пределенные индуктивности и емкости сопротивлений, как это видно из
фиг. 428, а. Здесь индуктивности представляют собой индуктивности в со-
противлениях проводников ит. п., а различные конденсаторы, показанные
на фигуре, соответствуют емкостям в сопротивлениях, емкостям проводни-
ков по отношению к земле и т. п.
570
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
Влияние частоты в аттенюаторах может быть сведено до минимума путем
применения безреактивных сопротивлений (см. фиг. 408, стр. 546) или
надлежащей электростатической экранировкой, при которой емкости между
различными частями системы будут заменены емкостями по отношению к зем-
ле и сосредоточенными емкостями (см. фиг. 428, б и в), а также путем выбора
в
Фиг. 428. Распределенные, реактивности в Т-образном атте-
нюаторе и влияние экранировки.
а—неэкранированный Т-образный аттенюатор с паразитными реактивно-
стями; б—полностью экранированный Т-образный аттенюатор; в—экви-
валентная схема для случая б с сопротивлениями генератора
и нагрузки.
надлежащей схемы, рассчитанной на сведение к минимуму индуктивностей
проводников и емкостей по отношению к земле1). В схемах, подобных приве-
денной на фиг. 428, б, возможно в значительной мере устранить погрешности,
вызванные частотой, если паразитная емкость (после устранения экраниров-
кой взаимных емкостей) и остаточная индуктивность, относящаяся к каждому
из сопротивлений, будут уравновешены так, что все сопротивления будут
иметь одинаковые и по возможности малые фазовые углы, которые можно
рассчитать, пользуясь уравнением (14.3) и фиг. 407 (стр. 543). Иначе говоря,
величина (L/R)—RC должна быть одинаковой для всех сопротивлений (где
R—сопротивление, a L и С—соответственно относящиеся к нему последо-
вательная индуктивность и параллельная емкость, см. фиг. 428, в). Вопросы,
касающиеся переключателей для цепных аттенюаторов, предназначенных для
работы при очень высоких частотах, будут рассмотрены специально в связи
с описанием фиг. 448 (стр. 593).
Если аттенюатор сравнительно высокоомный, порядка сотен или тысяч
ом, то обычно преобладают емкостные влияния. В этом случае погрешности,
порождаемые частотой, могут быть сведены к минимуму таким подбором
емкостей С, связанных с каждым из сопротивлений 7?, что произведение RC
будет одинаково для всех сопротивлений, входящих в аттенюатор. Особенно
важное значение и широкое применение этот принцип приобретает тогда,
х) Вопросы, касающиеся экранировки ступенчатых аттенюаторов и влияния
частоты, рассматриваются в работе [8].
§ 3. Волноводные аттенюаторы предельного типа 571
когда звено Г\ показанное в левой части фиг. 419, г (стр. 558), используется
как делитель напряжения. В этом случае подключением параллельных кон-
денсаторов (\ и С3, подобранных так, что R1C1 = R^C^, достигается такое
положение, при котором соотношение между напряжением разомкнутой
цепи на клеммах 3—4 и напряжением на клеммах 1—2 является величиной
постоянной и не зависящей от частоты.
Если же аттенюатор низкоомный (порядка десятков ом или еще ниже),
то основное реактивное влияние оказывают индуктивности. Влияние частоты
при этом может быть сведено к минимуму путем такого подбора отношения
L/R, при котором оно одинаково для всех сопротивлений аттенюатора.
При промежуточных значениях сопротивления аттенюатора влияния индук-
тивностей и емкостей стремятся к равновесию и становятся минимальными,
как об этом говорилось выше.
Приняв соответствующие меры, можно получить такие схемы аттенюа-
торов, которые не будут подвергаться какому-нибудь значительному влия-
нию частоты вплоть до нескольких сотен мегагерц при условии исполь-
зования соответствующих сопротивлений и тщательной компенсации ин-
дуктивного и емкостного влияний. В частности, цепные аттенюаторы вида,
приведенного на фиг. 426, а, широко используются в генераторах сигналов,
работающих на частотах вплоть до 100 мггц.
Для такого применения аттенюатор должен иметь максимум затухания
в 100 дб с регулировкой ступенями по 10 или 20 дб, причем влиянием частоты
пренебрегают1). Для получения такого результата используется сопротив-
ление в пределах от 10 до 100 ом, а индуктивности и емкости, относящиеся
к каждому из сопротивлений аттенюатора, регулируются так, чтобы фазовый
угол был мал и одинаков для всех сопротивлений. Кроме того, применяется
электростатическая экранировка и принимаются меры к локализации зазем-
ления во избежание наличия связи через-общие проводники. Такие аттенюа-
торы, построенные на сопротивлениях и применяемые в генераторах сигналов,
подробно рассматриваются ниже в связи с фиг. 448.
§ 3. Волноводные аттенюаторы предельного тина.
Общий обзор* 2)
Волноводные аттенюаторы широко применяются в измерительных целях.
Они применяются также в целях изменения амплитуды напряжения на опре-
деленную величину.
Электрическое и магнитное поля в волноводах, работающих на волнах,
длина которых превышает критическую. Если волновод возбуждается источ-
ником энергии, длина волны которого больше критической величины, то
электрическое и магнитное поля, возникающие в волноводе, по мере удале-
ния от источника возбуждения будут затухать, причем степень затухания
определяется критической длиной волны в волноводе. Решение уравнения
для такого поля показывает, что как электрическое, так и магнитное поля
затухают по мере удаления от источника [11]:
54 6 f X
Затухание на единицу длины, дб = у 1 — Q — J > (15.9)
где К—действительная длина волны в свободном пространстве, а кс—крити-
ческая длина волны волновода. Это соотношение относится ко всем типам
волноводов и ко всем возможным типам волн. Следует учесть, что потери
г) Аналогичный результат может быть получен также применением аттенюаторов
типа, показанного на фиг. 425,6. По этому вопросу см. [9].
2) По этому вопросу см. [10].
572
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
в стенках не влияют на степень затухания полей в волноводах, работающих
на волнах, длина которых превышает критическую, и что степень затухания
не зависит поэтому от материала стенок.
Влияние частоты в уравнении (15.9) характеризуется членом Х/Хс.
Если это отношение мало, то затухание соответственно становится не зави-
симым от частоты1), и уравнение принимает вид
54,6
Хс
Затухание на единицу длины, дб =
(15.10)
Таким образом, если Хс/Х<0,2, то затухание, выраженное в децибелах, будет
составлять 2% величины, полученной из уравнения (15.10). Однако для
больших значений Хс/Х следует применять уравнение (15.9), поскольку оно
более надежно, до тех пор, пока значение X не будет соизмеримо с Хс, т. е.
Х< 1,05 Хс.
Таблица 9
ВЕЛИЧИНА ЗАТУХАНИЯ ДЛЯ ПРЕДЕЛЬНЫХ
АТТЕНЮАТОРОВ
Тип волны Затухание на единицу длины, дб Значение
Волноводы круглого сечения с радиусом г
ТЕи 16,0 г 3,42г
тмп 20,9 г 2,61г
ТЕ01 33,3 г 1,64г
Волноводы прямоугольного сечения с шириной а
и высотой Ъ
Фактическая скорость затухания в волноводе волн, превышающих кри-
тическую, зависит от типа волны. Для основной волны затухание происходит
медленно, тогда как для волн более высокого порядка затухание больше.
Так, для прямоугольных волноводов наиболее медленно затухает волна
типа ТЕ1(Р а в круглом волноводе—волна типа ТЕ1Г. Фактические скоро-
сти затухания для некоторых из наиболее распространенных типов волн,
рассчитанные по уравнению (15.10), приведены в табл. 9.
х) Здесь игнорируется то обстоятельство, что частота влияет на глубину проник-
новения тока в стенки. Для получения большей точности при пользовании уравнениями
(15.9) и (15.10) эффективные внутренние размеры волновода, принимаемые для расчета
величины Хс, следует взять несколько увеличенными, чтобы учесть проникновение тока.
Поскольку глубина проникновения изменяется в соответствии с частотой, значения
величин, определяющих Хс, также будут меняться вместе с частотой и будут слегка
увеличиваться при понижении частоты. Величина, на которую следует увеличивать
внутренние размеры волновода, должна быть порядка х/4 глубины проникновения тока.
Анализ частных случаев см. в работе [12]. При сверхвысоких частотах поправки на
частоту пренебрежимо малы. В отдельных же случаях эти поправки даже при низких
радиочастотах порядка 1 мггц слишком малы, чтобы иметь практическое значение.
§ 3. Волноводные аттенюаторы предельного типа
573
Практические конструкции предельных аттенюаторов. Аттенюаторы,
основанные на принципе затухания в волноводе волны больше критической
по экспоненциальному закону, называются предельными аттенюаторами и
взаимно-индуктивного (или взаимно-емкостного) типа. Поскольку детали пре-
дельных аттенюаторов могут быть весьма различными, на фиг. 429, а пока-
зан лишь общий вид таких устройств. Здесь магнитное поле возбуждается
в волноводе круглого сечения при помощи катушки Lv ориентированной
так, как это показано на фигуре. Подобным же образом ориентированная
катушка связи L2 установлена так, что ее можно передвигать вдоль волновода
и тем самым изменять расстояние между катушками. Напряжение, вызван-
ное магнитным полем в катушке L2, будет меняться с изменением расстояния
между двумя катушками, согласно уравнению (15.9) или (15.10).
Таким путем на выходе можно получить измененное напряжение, кото-
рое будет точно известно. Схему, приведенную на фиг. 429, а, можно пред-
ставить в виде эквивалентной схемы, показанной на фиг. 429, б, в которой
катушку связи L2 можно считать обладающей взаимной индуктивностью М
по отношению к возбуждающей катушке LT. Тогда М будет меняться с изме-
нением расстояния между катушками в волноводе в соответствии с уравне-
нием (15.9).
Вход
Катушка-
датчик
___________________t ) Ro$ Выход
к’
Катушка - приемник
у)—
Однобит ковал Приемная Скользящий
катушка рамка элемент
а
о К аттенюатору
о ^2 или выходу
б
Фиг. 429. Принципиальная и эквивалентная схемы предельных аттенюаторов, исполь-
зующих для возбуждения и связи многовитковую и одновитковую индуктивность.
а—индуктивный аттенюатор; б—эквивалентная схема.
В предельном аттенюаторе вместо магнитного поля можно использо-
вать электрическое1). Для этого возбуждающая катушка заменяется зондом
или группой зондов, которые и возбуждают электрическое поле необходи-
мого типа. На фиг. 430, а показано, как дисковый зонд возбуждает электри-
ческое поле типа TMQ1 в волноводе. Это поле затем затухает в соответствии
с уравнением (15.9) точно так же, как это происходит с магнитным полем,
и может быть использовано путем применения вместо катушки Ь2 зонда
связи. Эквивалентная схема такого устройства приведена на фиг. 430, б.
Здесь эквивалентом для выходного сопротивления системы связи служит
емкость зонда связи по отношению к земле С2, тогда как связь между этим
зондом и возбуждающим можно рассматривать как осуществляемую посред-
ством крайне малой емкости связи Ст, величина которой в волноводе зависит
от расстояния в соответствии с уравнением (15.9). Предельные аттенюаторы
взаимно-емкостного типа применяются редко, потому что эквивалентное со-
противление выходного зонда имеет менее благоприятные характеристики,
нежели в случае применения выходной катушки.
Преимущество предельного аттенюатора состоит в том, что его затуха-
ние может быть рассчитано исходя из геометрических размеров. Степень
точности определения затухания зависит только от точности механической
конструкции. Если предельный аттенюатор выполнен достаточно тщательно,
х) Аттенюатор можно также возбуждать посредством диафрагмы, см* [13].
574
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
его можно считать первичным эталоном затухания для волн, длина которых
превышает 3 с.м.
Основной недостаток предельного аттенюатора заключается в наличии
значительных вносимых потерь даже в том случае, когда затухание имеет
Вхо&
Возбуждающий
электрод
Выход
:-------тх
Приемный
электрод
Ст --
°—т т 10
ВхоЗ Сг^Выход
б
Фиг. 430. Принципиальная и эквивалентная схемы предельного аттенюатора
емкостного типа.
а—емкостный аттенюатор; б—эквивалентная схема.
минимальную полезную величину. Другими словами, максимальная мощ-
ность, получаемая на выходных клеммах, всегда значительно меньше мощ-
ности, подводимой к входу аттенюатора.
Предельные аттенюаторы могут быть использованы на всех частотах,
но особенно важное значение они имеют для таких частот, при которых
невозможно применение аттенюаторов, построенных на сопротивлениях1).
Удовлетворительную работу прибора можно легко получить и на волнах
длиной 1 см, хотя при этом не всегда целесообразно делать волновод столь
малых размеров, что критическая длина его волны оказывается намного
меньше длины действующей волны. При этих условиях величина затухания
на единицу длины будет меняться с изменением частоты и для определения
закона затухания здесь больше подходит уравнение (15.9), нежели уравнение
(15.10).
§ 4. Практическое применение предельных аттенюаторов
Выходная цет/ь предельного аттенюатора. При использовании предельных
аттенюаторов обычно между катушкой или зондом связи и выходными
Клеммами системы помещаются поглощающие аттенюаторы, как показано
на фиг. 429(4). Если при этом величина затухания на выходе системы будет
иметь значение порядка 20 дб и более, то по отношению к любой нагрузке,
подключенной к выходным клеммам, предельно-аттенюаторная система будет
являться генератором напряжения с внутренним сопротивлением, равным
характеристическому сопротивлению узла Л* 2). Аттенюатор А может иметь
различные формы. На низких и средних частотах можно применять Т- и
П-образные аттенюаторы, построенные на проволочных или металлизиро-
ванных сопротивлениях. На сверхвысоких частотах часто применяется
длинная линия с большими потерями (см. § 5).
Выходное напряжение, получаемое на выходе предельно-аттенюаторной
системы, обычно отводится посредством коаксиальной линии, волновое
сопротивление которой на фиг. 429 обозначено через 7?0. Аттенюатор А
должен иметь характеристическое сопротивление, согласованное с волновым
сопротивлением 7?0 этой линии. Если рассматривать систему со стороны
х) Подробное описание волноводных предельных аттенюаторов, иллюстрирован-
ное большим количеством примеров, можно найти в работе [13].
2) Иногда желательно поместить аналогичный аттенюатор между источником мощ-
ности и катушкой L± (или другим входным зондом), которая возбуждает волновод. При
этом расходуется определенное количество мощности, но осуществляется согласование
входного сопротивления аттенюатора с характеристическим сопротивлением линии,
подводящей мощность.
£ 4, Практическое применение предельных аттенюаторов
575
нагрузки, подключенной к выходным клеммам а—а, то аттенюатор будет
иметь внутреннее сопротивление, равное половине волнового сопротивле-
ния длинной линии, причем это сопротивление будет оставаться неизменным
при любых частотах. Если же RQ представляет собой нагрузку, подключен-
ную к выходным клеммам, то сопротивление системы со стороны нагрузки
будет равно волновому сопротивлению RQ нагруженной линии.
На достаточно низких частотах, при которых длинная линия, соеди-
няющая катушку связи с выходными клеммами, составляет лишь малую
часть х/4 длины волны, возможно применение системы без сопротивления
нагрузки RQ. В этом случае сопротивление на выходе становится равным
характеристическому сопротивлению аттенюатора А, соединенному парал-
лельно с емкостью, равной эквивалентной сосредоточенной емкости длинной
линии на выходе узла А.
Определение опорного уровня. В рассмотренных выше конструкциях
аттенюаторов точно известные изменения напряжения на выходе могут
быть получены изменением положения системы связи. Относительные вели-
чины напряжения на выходе для различных положений можно точно рассчи-
тать, зная смещение вдоль оси и пользуясь уравнением (15.9) или табл. 9.
Во многих случаях относительные величины являются единственными дан-
ными, которые необходимо получить. Если же необходимо знать абсолютное
напряжение, то следует установить опорный уровень, т. е. определить фак-
тическое напряжение на выходе для некоторого определенного положения
элемента связи.
Опорный уровень можно установить при помощи лампового вольтметра,
подключенного к входу или выходу аттенюатора А. Такой вольтметр
можно использовать для определения напряжения на выходе при некотором
удобном достаточно малом расстоянии между катушками возбуждения и
связи. В другом случае это может быть осуществлено регулировкой возбу-
ждения входной катушки L± предельного аттенюатора так, чтобы при неко-
тором удобном и достаточно малом расстоянии между катушками напряже-
ние на выходе было равно определенному значению, примерно 0,5 в.
При другой схеме установления опорного уровня применяют зонд или
виток, которые возбуждают поля, вызываемые катушкой возбуждения. Для
определения силы тока в возбуждающей катушке можно также применять
термопары или ламповый вольтметр. Наконец, в тех случаях, когда желае-
мый опорный уровень слишком мал, для измерения описанными выше мето-
дами применяется болометр, подключенный к выходному кабелю аттенюатора.
Различные типы волн в предельных аттенюаторах и минимально допу-
стимые расстояния между катушками или зондами. Поскольку различные
типы волн затухают с различной скоростью, то для расчета затухания с
помощью уравнения (15.9) или табл. 9 необходимо обеспечить определенный
тип волны. Легче всего это сделать для основных типов волн, т. е. ТЕ1(>
в волноводах прямоугольного сечения и ТЕ1г в волноводах круглого сечения.
Это обеспечивается соответствующим расположением электродов. Так,
катушка или виток, ось которого перпендикулярна оси волновода, может
возбудить волны типа TE1(V если плоскость витков будет параллельна малой
стороне прямоугольного сечения волновода. В волноводе круглого сечения
такая катушка при совмещении ее оси с осью волновода вызовет поле, в ко-
тором будет преобладать волна типа TEQ1. Подобным же образом возбуждаю-
щая система (подобно приведенной на фиг. 430, а) возбудит электрическое
поле типа
Тем не менее ни одна из принятых на практике систем возбуждения
не дает волну одного типа. Практически при правильно выбранной системе
возбуждения поле, расположенное поблизости от источника возбуждения,
576
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
большей частью будет состоять из волн желаемого типа. Однако, кроме того,
будут существовать другие типы волн, в частности волны с такой же геомет-
рической конфигурацией, как и основная волна. Так, если в волноводе пря-
моугольного сечения возбуждается волна типа ТЕ1{р то одновременно могут
присутствовать и волны с меньшими амплитудами, такие, как TEbQ
и т. д. Однако при симметричном расположении возбуждающей системы
по отношению к центру прямоугольного волновода сколько-нибудь значи-
тельного возбуждения волн четного ряда, таких, как TE2Q, наблюдаться не
будет. Вообще говоря, невозможно получить настолько чистую волну, чтобы
не принимать в расчет другие типы волн.
Рабочую волну можно легко получить, используя то обстоятельство,
что волны высших порядков затухают намного быстрее основной. Следова-
тельно, чем больше расстояние между электродами, тем более чистым будет
поле, и для получения волны основного типа надо сохранять между электро-
дом связи и возбуждающим электродом такое минимальное расстояние,
которое было бы еще достаточно для того, чтобы волны высшего порядка
успевали затухать1). Это минимальное расстояние может быть определено
опытным путем. Нелинейность характеристики свидетельствует о том, что
побочные волны имеют значительные амплитуды или что расстояние между
элементами связи мало* 2).
Если в предельно-аттенюаторной системе необходимо использовать не
основной, а какой-либо иной тип волны, то возбуждающая система должна
быть устроена так, чтобы снизить до минимума возможность возбуждения
волн низшего порядка. Весьма желательно для устранения волн низшего
порядка использовать какое-либо устройство, которое не оказывало бы
влияния на рабочую волну3). Этот способ дает возможность пользоваться
волнами высшего порядка при условии, что максимальное затухание не
слишком велико.
§ 5. Поглощающие аттенюаторы для сверхвысоких частот
В сверхвысокочастотных системах широкое применение находят
поглощающие аттенюаторы. Они служат для регулировки уровней мощности,
а также в качестве устройств, изолирующих генератор от нагрузки так, чтобы
нагрузочное сопротивление не оказывало влияния на работу генератора.
Предельные аттенюаторы имеют недостатки—высокий уровень вносимых
потерь и плохие импедансные характеристики. Поглощающие аттенюаторы
могут применяться как для коаксиальных линий, так и для волноводов
и могут быть приспособлены для получения постоянного и регулируемого
затуханий. Основное обстоятельство, которое следует принимать во внима-
ние при устройстве аттенюаторов для этих целей, заключается в необходи-
мости такой конструкции, при которой вносимый аттенюатором КСВ
J) На сверхвысоких частотах основная волна может быть получена посредством
достаточно мощного возбуждения волновода, чтобы основная волна была передана без
затухания. Волны высших порядков при этом затухнут. Тогда при достаточной длине вол-
новода эти нежелательные волны не имеют значения. Полученная в результате основная
волна передается через промежуточное звено в волновод, размеры которого выше крити-
ческих для волны основного типа. Если промежуточное звено устроено таким образом,
что не возбуждает вновь волн высшего порядка, то в предельном аттенюаторе мы полу-
чим только основную волну. Подробнее по этому вопросу см. [13].
Для подавления волн нежелательных типов можно также пользоваться фильтром,
см. [14].
2) Если расстояние мало, то сопротивление, вносимое выходной катушкой Ь2
в возбуждающую катушку Llt будет достаточным, чтобы вызвать изменение тока
в Z/j. При этом поля, первоначально возникшие в волноводе, будут оказывать влияние,
и уравнение (15.9) станет неприменимым. Эти влияния имеют место, помимо влияний,
оказываемых волнами различных типов.
3) Различные типы фильтров описаны в работе [15].
$ о. Поглощающие аттенюаторы для сверхвысоких частот
577
оказался бы мал, а изменения этого коэффициента и величины затухания
с изменением частоты были бы как можно меньше.
Поглощающие аттенюаторы для коаксиальных систем1). На фиг. 431
показаны обычные виды поглощающих аттенюаторов, пригодных для исполь-
зования в коаксиальных системах и работающих на сверхвысоких частотах.
Высокая степень затухания в кабеле обеспечивается применением диэлектри-
ков с высокими потерями и центрального проводника, изготовленного из
материала с большим сопротивлением. Применение такого кабеля выгодно,
если величина его волнового сопротивления равна волновому сопротивлению
стандартного кабеля. Затухание, выраженное в децибелах, пропорционально
Поглощающие
пленки
( Поглощающая t
р секция
I I
вЖЯЙЙййЙ ММГЛ ИЖ
Поглощающие
диски
I -I
Поглощающая
пленка
Поглощающий
диск
Фиг. 431. Различные типы фиксированных аттенюаторов для коаксиальных
линий.
а—поглощающая секция кабеля; б—поглощающий центральный проводник;
в—коаксиальные секции типа Т и П.
длине кабеля и возрастает с частотой, причем скорость возрастания опреде-
ляется зависимостью средней между корнем квадратным из частоты и первой
степенью частоты. Затухание увеличивается также с повышением темпера-
туры. Если волновое сопротивление кабеля с потерями окажется равным
волновому сопротивлению соединенного с ним кабеля без потерь, то КСВ
при всех частотах имеет весьма низкое значение. Достоинства аттенюаторов
этого типа заключаются в простоте конструкции и эксплоатации, а недостат-
ки—в громоздкости и зависимости величины затухания от частоты.
На центральном проводнике аттенюатора, показанного на фиг. 431, б,
имеется короткий участок, состоящий из стеклянной или керамической труб-
ки, покрытой очень тонким слоем углерода или металла с высоким сопротив-
лением* 2). Тщательно выполненные аттенюаторы дают высокое затухание при
Более подробно об устройстве деталей и конструкции таких приборов см. [13, 16].
2) Подходящие углеродные пленки можно получить нанесением на стеклянный
или керамический стержень или трубку слоя аквадага (коллоидная суспензия уголь-
ного порошка) с последующей сушкой в печи при температуре 100°С. Степень затухания
на единицу длины будет зависеть от толщины покрытия. Этот метод прост и удобен, однако
тонкая металлическая пленка, состоящая из материала высокого сопротивления, скажем
из нихрома, будет надежна в течение более длительного времени и будет обладать более
37 Ф. Термен и Дж. Петтит
578
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
малой длине и в то же время вызывают малые отражения. БолееАтого, по-
скольку пленка-сопротивление так тонка, что поверхностным эффектом
можно пренебречь даже на сверхвысоких частотах, затухание становится
независимым от частоты. Лимитирующим фактором при применении таких
пленочных аттенюаторов коаксиального типа является то обстоятельство,
что высокое сопротивление на единицу длины центрального проводника при-
водит к тому, что волновое сопротивление участка с затуханием имеет реак-
тивное значение. Кроме того, при высоком сопротивлении на единицу длины
а
Вход
Опорный
шлейф А/4 L
с поглощающим покрытием
Скользящая металлическая трубка
Выход
Опорный
*шлейф К/4
6
Фиг. 432. Переменные аттенюаторы для коаксиальных линий.
меняется соотношение между сопротивлением на единицу длины и степенью
затухания. Анализ показывает, что если затухание должно быть независимым
от частоты и если КСВ должен быть низким, то степень затухания, допусти-
мая на данной длине, ограничивается и тем больше, чем длинней волна
[13, 17]. Коаксиальные аттенюаторы с центральным проводником, состоя-
щим из пленочного сопротивления, широко применяются как аттенюаторы
с постоянным затуханием. При тщательном их выполнении и при приме-
нении металлических пленок, нанесенных путем испарения, они могут слу-
жить точными приборами с повторяющимися и надежными характеристи-
ками.
Коаксиальные аттенюаторы, эквивалентные Т- и П-образным звеньям,
могут быть устроены так, как это показано на фиг. 431, в. Здесь в качестве
последовательных сопротивлений используются звенья сопротивлений цент-
низким температурным коэффициентом. Кроме того, такая металлическая пленка, по-
лученная испарением в вакууме, легко восстанавливается. Вследствие этого в экономич-
ных и точных аттенюаторах с пленками-сопротивлениями эти пленки обычно делаются
металлическими, а не углеродными. Подробности, касающиеся производства металли-
ческих пленок, см. в работе [13].
§ 5. Поглощающие аттенюаторы для сверхвысоких частот
579
рального проводника, полученные в результате покрытия диэлектрического
стержня или трубки тонкой углеродной или металлической пленкой. Парал-
лельными сопротивлениями служат тонкие диэлектрические диски с высо-
ким сопротивлением, полученным в результате применения диэлектриков
•с высоким сопротивлением или в результате покрытия одной стороны диска
тонкой углеродной или металлической пленкой. Аттенюаторы этого типа
могут быть устроены так, что в диапазоне от 500 до 1000 мггц они дают очень
низкий КСВ и обладают затуханием, не зависящим от частоты [18].
Плавная регулировка затухания в коаксиальных системах может осу-
ществляться при помощи приспособления, показанного на фиг. 432, которое
может регулировать эффективную длину звена центрального проводника,
обладающего затуханием. Изменение эффективной длины достигается покры-
тием пленки-сопротивления прочным и тонким предохранительным слоем
с последующим помещением трубки в металлический цилиндр, как это пока-
зано на фиг. 432, б. На схеме фиг. 432, а в покрытую пленкой трубку встав-
ляется подвижный металлический плунжер. Для сохранения согласования
при всех положениях аттенюатора в действующих устройствах принимается
ряд специальных мер. Если эти детали будут выполнены должным образом,
то переменные аттенюаторы по своим характеристикам будут близки к по-
стоянным аттенюаторам [13].
Поглощающие аттенюаторы с постоянным затуханием для волноводов1).
Обычные постоянные волноводные аттенюаторы состоят из поглощающего
элемента, имеющего форму тонкой пластины, установленной в волноводе
так, что плоская ее сторона оказывается параллельной электрическому полю
Вид с торца
Электрическое Опорный
поле стержень
Пластина
1
'Опорные стержни
Вид сверху
Фиг. 433. Волноводный аттенюатор, использующий пластину
из материала с большим поглощением.
{фиг. 433). Поглощающий элемент может представлять собой углеродную или
металлическую пленку, нанесенную на тонкую пластинку диэлектрика с низ-
кими потерями, или же может представлять собой пластину, изготовленную
из диэлектрика с высокими потерями. В любом случае элемент может быть
установлен на стержнях, укрепленных на боковых стенках волновода
и направленных под прямым углом к электрическому полю. Для умень-
шения отражений оба конца пластины делаются конусообразными или сту-
пенчатыми, как это показано на фиг. 434.
^Более подробно о конструкции и характеристиках этих аттенюаторов см. в рабо-
37*
580
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
Пластинчатый аттенюатор обладает хорошими характеристиками. При
правильном устройстве вызываемый таким аттенюатором КСВ мал в широком
диапазоне частот. Степень затухания также достаточно постоянна в неболь-
шом диапазоне частот, и лишь несколько меняется с изменением частоты,
Чистое стекло
1Г///ЖД
'Высокоомное пленочное
покрытие клина
в
Ф и г. 434. Обычные методы согласования пластинчатых аттенюаторов для
уменьшения отражений.
а—клиновидное сопряжение; б—стеклянная согласующая секция; в—пленочная
согласующая секция; г—согласующая секция типа «шины».
Аттенюаторы представляют собой высокоомную пленку, нанесенную на тонкое
стекло с малым поглощением.
Секцил
с поглощающими
стенками
Фиг. 435. Аттенюатор, образованный
секцией волновода, стенки которого
имеют большое сопротивление.
поскольку конфигурация полей в волноводе меняется с изменением отноше-
ния между действительной и критической длинами волны.
Затухание может быть также выз-
вано в волноводе при помощи куска
магнитного материала из порошкового
железа (полейрон), которому придана
соответствующая форма. Придание над-
лежащей формы требуется для умень-
шения отражений [13]. Еще один метод
получения затухания в волноводе за-
ключается в увеличении сопротивления
стенок участка волновода. Эта схема
приведена на фиг. 435 и может быть
осуществлена путем изготовления сте-
нок из сплава с высоким сопротивлением
(если необходима малая скорость зату-
хания) или применением стенок, изго-
товленных из диэлектрика, покрытого тонкой пленкой, обладающей высоким
сопротивлением (если необходима средняя или высокая скорость затухания).
Переменные поглощающие аттенюаторы для волноводов1). Простейшим
видом переменного аттенюатора для волноводов является аттенюатор ноже-
вого или гильотинного типа, схема которого показана на фиг. 436. Тонкая
пластина с высокими потерями, по форме близкая к полукругу, одним концом
укреплена на шарнире, как это показано на фигуре, чтобы она могла про-
никать внутрь волновода через щель, прорезанную в его широкой стороне.
Регулировка затухания осуществляется изменением глубины погружения
пластины в волновод. Пластина имеет суженную форму, которая сводит
к минимуму отражения при любом положении пластины аттенюатора. Если
поглощающий элемент состоит из прочной металлической пленки, защищен-
х) Более подробно об устройстве и характеристиках деталей такого аттенюатора
см. [13].
£ 5. Поглощающие аттенюаторы для сверхвысоких частот
581
ной надлежащим покрытием, и если вся система хорошо смонтирована
механически, то переменные аттенюаторы этого вида могут быть использо-
ваны в качестве калиброванных точных приборов для измерения затуханий.
В аттенюаторе ножевого типа элемент действует как антенна и приводит
к излучению мощности через щель волновода. Во избежание образования
Фиг. 436. Схема волноводного аттенюатора ножевого типа.
а—общий вид ножевого аттенюатора; б—детали аттенюатора.
нежелательных полей рассеивания всю систему можно заключить в экран
(фиг. 436, б). Однако энергия, попадающая в экран через входные клеммы
аттенюатора, может из экрана проникнуть через щель в волновод. Это явле-
ние ограничивает максимальное затухание, которое в простом аттенюаторе
Поглощающее покрытие
Фиг. 437. Волноводный аттенюатор с вращающимся диском
спиральной формы.
ножевого типа можно довести до величины порядка 40 дб. Это ограничение
можно устранить, если вокруг щели установить поглотитель из материала,
имеющего высокий коэффициент потерь, скажем полейрон, который бы
поглощал энергию, проникающую внутрь экрана (фиг. 436, б).
На фиг. 437 показана видоизмененная схема аттенюатора ножевого типа.
Здесь поглощающая пластина аттенюатора сделана в форме спирали.
Вращение этой спирали изменяет глубину погружения ее в волновод,
а следовательно, и степень затухания
Регулировка затухания в волноводе может осуществляться благодаря
зависимости затухания, .вызываемого поглощающей пластиной, от положения
582
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
самой пластины в волноводе. Если пластина помещена в центре волно-
вода, т. е. там, где электрическое поле наиболее интенсивно, потери дости-
гают максимума. Наоборот, если пластину расположить ближе к боковой
стенке волновода, где электрическое поле ничтожно мало, то величина зату-
хания приближается к нулю. Таким образом, для регулировки затухания
требуется осуществление механической системы, при которой система стерж-
ней, поддерживающих пластину, могла бы быть расположена сбоку волно-
вода. Эту схему можно изменить, установив две пластины, расположенные
симметрично по обе стороны центральной линии волновода, а также такую
механическую систему, которая позволяла бы сближать пластины или отда-
лять их друг от друга и тем самым изменять величину затухания.
§ 6. Сверхвысокочастотные делители мощности
Значительное затухание постоянной величины может быть легко достиг-
нуто применением устройства, показанного на фиг. 438. Здесь мощность,
подлежащая ослаблению, передается через коаксиальную или волноводную
линию и рассеивается в нагрузке, равной волновому сопротивлению линии.
Затем небольшая часть мощности отводится на вспомогательную линию
или в волновод посредством устройства связи, как это показано на
фигуре.
Делители такого типа позволяют применять в приборах, работающих на
«высоких мощностях, оборудование, предназначенное для работы в мало-
мощных установках (гл. 2, § 5). Кроме того, они применимы и в других
устройствах, требующих затухания постоянной величины. Устройство связи,
показанное на фиг. 438, может представлять собой зонд (как на фигуре),
небольшую петлю или просто отверстие. Кроме того, в качестве делителей
могут использоваться направленные ответвители, подобные описанным
в гл. 2, § 5.
Величина затухания, которая может быть получена применением схемы,
показанной на фиг. 438, зависит от конструкции деталей. При слабой связи
вспомогательной линии с основной можно легко получить затухание боль-
шой величины. Получение затухания малой величины требует сильной связи,
Вспомогательная линия
с ослабленной мощностью
Мощность, подлежащая
( ослаблению
Связь (емкостная)
Фиг. 438. Схема действия аттенюатора, основанного на
делении мощности.
чго вызывает значительные отражения в системе. Делители обычно имеют
постоянную величину затухания. Тем не менее, при некоторых условиях эта
величина может регулироваться.
Например, можно использовать механическое приспособление, позво-
ляющее изменять глубину проникновения зонда (см. фиг. 438) в длинную
линию или в волновод.
В такой системе влияние частоты на затухание зависят от выбранной
конструкции. Вообще же говоря, затухание не зависит от частоты. Некото-
рые виды связи позволяют фактически (при тщательном их изготовлении)
перекрывать очень большие диапазоны частот, например 3 : 1 [19].
$ 7. Генераторы сигналов
583
§ 7. Генераторы сигналов
Генератор сигналов1) представляет собой прибор, вырабатывающий
напряжение известной и регулируемой величины, имитирующей высоко-
частотные сигналы. Этот прибор используется для испытания радиоприемни-
ков, усилителей, а также применяется в качестве источника мощности при
работе с измерительными линиями, высокочастотными мостиками и т. д.
Типовой генератор сигналов схематически изображен на фиг. 439. Он
состоит из собственно генератора, модулирующего устройства, аттенюатора,
приспособлений для установления контрольного уровня напряжения или
мощности и экрана, который препятствует утечке мощности генератора
помимо выходных клемм.
Фиг. 439. Блок-схема генератора сигналов.
Обычно используются генераторы сигналов промышленного типа, так
как изготовление их в лабораторных условиях очень дорого. Однако генера-
тор сигналов является настолько важной частью лабораторного оборудова-
ния, что, даже получив его в готовом виде, следует иметь представление о его
устройстве и методике его практического применения. Более того, могут
возникнуть случаи, когда для специальных задач, которые не могут быть
разрешены при помощи стандартного оборудования, окажется необходимым
изготовить специальные генераторы сигналов.
Собственно генераторы. Собственно генератор должен обеспечивать
настройку в необходимом диапазоне частот. В генераторах сигналов обыч-
ного типа при наличии в приборе переключателя диапазонов перекрывается
диапазон частот порядка 3:1. Уровень выходного напряжения по воз-
можности должен быть постоянным на любом из диапазонов настройки,
а также при переходе от одного диапазона к другому. В некоторых случаях
для получения такого результата применяется автоматическая регулировка
амплитуды. Собственно генератор должен обладать хорошей стабильностью
частоты.
В генераторах сигналов используются те же колебательные контуры,
что и для основных лабораторных устройств (см. гл. 12). Например, схема
Хартли или эквивалентные ей схемы применяются при частотах ниже 200 мггц.
Контуры типа «батерфляй» находят применение в диапазоне от 50 до
1200 мггц, а отражательные клистроны обычно используются при более высо-
ких частотах. Генераторы на биениях иногда применяются для специальных
целей [28], но обычно их стараются не применять вследствие их громоздко-
сти и генерации паразитных частот.
х) Описание генераторов сигналов различных типов см. в работах [20—27].
584
Гл. 16. Аттенюаторы и генераторы сигналов
Системы, состоящие из задающего генератора—усилителя мощности,
используются на частотах ниже 1000 мггц. Их преимущество состоит в том,
что они позволяют осуществлять модуляцию амплитуды в усилителе, а не
в генераторе, что сводит к минимуму частотную модуляцию. Это имеет осо-
бое значение для генераторов сигналов, работающих на высоких частотах.
Хотя применение усилителя мощности усложняет конструкцию прибора,
однако это преимущество настолько важно, что задающие генераторы—уси-
лители мощности используются в большинстве генераторов сигналов, пред-
назначенных для получения амплитудно-модулированных сигналов в диапа-
зонах очень высоких и низких частот.
Модуляция генераторов сигналов. Генераторы сигналов обычно содержат
устройства амплитудной или частотной модуляции. Тип модуляции и детали
модулирующего устройства зависят от тех целей, для которых предназначен
генератор сигналов.
Амплитудная модуляция может быть трех типов: синусоидальным,
прямоугольным и импульсным напряжениями. Синусоидальная модуляция
применяется для создания сигнала, модулированного звуковой или видео-
частотой. Прямоугольная модуляция обычно применяется вместо синусои-
дальной в генераторах сигналов сверхвысоких частот, особенно с отража-
тельными клистронами, так как таким путем можно получить амплитудную
модуляцию, свободную от паразитной частотной модуляции (см. гл. 12, § 11).
Импульсная модуляция применяется тогда, когда необходима имитация
сигналов, используемых в радиолокационных установках и в системах
импульсной связи. Генераторы сигналов с модуляцией этого типа необходи-
мы для испытаний на промежуточных частотах, которые обычно используют-
ся в таких системах, а также на частоте сигнала. Чтобы избежать возникно-
вения во время импульса паразитной частотной модуляции, существенно,
чтобы модулирующий импульс имел плоскую вершину и крутые фронты.
В генераторах сигналов широкое применение находит частотная моду-
ляция двух типов. При первом типе используется синусоидальное модули-
рующее напряжение для имитации сигнала, модулированного звуковой
частотой. В триодных генераторах обычно применяется модуляция при
помощи реактивной лампы1). В отражательных клистронах частотная
модуляция обычно осуществляется воздействием модулирующего напря-
жения на отражательный электрод (см. гл. 12, §11).
Второй вид частотной модуляции, применяемый в генераторах сигналов,
представляет собой частотную модуляцию в свип-генераторах (см. гл. 12, § 6).
Здесь мгновенная частота генератора непрерывно изменяется в широком
диапазоне и используется для получения различных характеристик и т. п.2).
Генераторы сигналов обычно устраиваются таким образом, чтобы моду-
ляция осуществлялась либо за счет собственного модулирующего напряжения
генератора, либо за счет модулирующего напряжения, полученного от источ-
ника, находящегося вне генератора сигналов. Внутреннее устройство обычно
обеспечивает модуляцию, соответствующую стандартным условиям испыта-
ния. Так, если генератор сигналов предназначен для испытания радиоприем-
ников, необходима внутренняя модуляция синусоидальными сигналами
Частотой 400 гц, регулируемыми по амплитуде для обеспечения коэффициента
модуляции вплоть до 80%. Аналогично, если генератор сигналов предна-
значен для испытаний импульсных систем, можно использовать внутреннюю
х) В обычных устройствах с реактивными лампами девиация частоты, вызванная
модулирующим напряжением данной амплитуды, будет меняться с изменением несущей
частоты. Способы преодоления этого явления и получения девиации, независимой
и от несущей частоты, описаны в работах [23, 24, 28].
г) Типы таких генераторов сигналов описаны в работах [29, 30].
§ 7. Генераторы сигналов
585
модуляцию импульсами, обладающими типовыми значениями длительности
и частоты повторения. Если при этом вместо внутреннего модулирующего
напряжения применить модулирующее напряжение, поступающее извне,
то можно получать более гибкие и более разнообразные формы модуляции.
Амплитудная модуляция в выходном каскаде. При определенных усло-
виях представляется выгодным модулировать не собственно генератор и не
усилитель мощности, а выходной каскад. Схема амплитудной модуляции
Утечка сетки
С выхода
генератора
стандартных
сигналов
Модулирующее
напряжение
а
Кристаллический детектор
Эквивалентное
напряжение на выходе
аттенюатора
ЛМ----------ж
Выходное
сопротивление
аттенюатора
В.-и. дроссель
Напряжение
Модулирующее
напряжение
Выходная
нагрузка
б смещения
Фиг. 440. Два устройства для амплитудной модуляции генератора
сигналов.
а—сеточная модуляция; б—модулятор с кристаллическим детектором.
такого типа приведена на фиг. 440. На схеме фиг. 440, а изображен аперио-
дический усилитель класса А, модулированный по сетке [31]. Благодаря
использованию низкоомного сопротивления нагрузки /?L, при котором
усиление каскада по напряжению составляет примерно 0,1, такая схема
даст устойчивое усиление до частот порядка 150 мггц. Модуляция по управ-
ляющей сетке позволяет использовать сравнительно большое модулирующее
напряжение1). При этом способе можно получить удовлетворительную моду-
ляцию глубиной до 80%. Глубина модуляции не зависит от высокочастот-
ного напряжения, подводимого от генератора сигналов, при условии, что
это напряжение невелико по сравнению с модулирующим напряжением.
На схеме фиг. 440, б модулирующим элементом является кристалличе-
ский детектор, помещенный между входными и выходными клеммами, как
это показано на фигуре [32]. Модуляция осуществляется путем подачи на
детектор соответствующего смещения для выбора рабочей точки и подведения
к детектору модулирующего напряжения, величина которого намного
х) Такое устройство иногда называют «модулируемым усилителем класса А системы
Ван дер Биля».
586
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
больше амплитуды высокочастотного напряжения. При этом сопротивление
кристалла изменяется в соответствии с модулирующим напряжением, и тем
самым изменяется амплитуда сигнала на выходе, что соответствует амплитуд-
ной модуляции. Такое устройство будет удовлетворительно работать на ча-
стотах до 1000 мггц. Глубина модуляции при данном модулирующем напря-
жении не зависит от амплитуды несущей частоты сигнала, причем ее можно
сделать независимой и от модулирующей частоты в пределах до 5 мггц. Мак-
симальная глубина модуляции, достижимая при благоприятных условиях,
снижается с повышением несущей частоты и при частотах порядка 1000 мггц
равна примерно 30%.
/Модулирующие устройства, подобные изображенному на фиг. 440,
применяются, в частности, там, где необходимо избежать возникновения
паразитной частотной модуляции. Они могут быть также использованы на
выходе частотно-модулируемого генератора сигналов, для получения сигна-
лов, обладающих комбинированной амплитудной и частотной модуляцией,
необходимых для испытаний эффективности ограничителей и т. п. Наконец,
изображенный на фиг. 440, б модулятор с кристаллическим детектором по-
зволяет получать модулированные видеосигналы для испытаний телевизион-
ных приемников, при использовании генераторов сигналов, предназначен-
ных для других целей. В качестве модулирующего напряжения необходимо
использовать видеосигналы, получаемые с выхода высококачественного
телевизионного приемника. В результате может быть получен сигнал, полез-
ный для проведения специальных испытаний телевизионных приемников1).
Модуляторы, показанные на фиг. 440, вносят потери, которые необхо-
димо принимать в расчет. Эти потери могут быть определены следующим
способом: выходные клеммы аттенюатора генератора сигналов сначала под-
соединяются непосредственно к радиоприемнику; при включенной внутрен-
ней модуляции усиление приемника и аттенюатор регулируются до тех пор,
пока на выходном индикаторе приемника не будут получены сигналы удоб-
ной величины. После этого между выходом аттенюатора и входом приемника
в систему включается калибруемое модулирующее устройство. Затем атте-
нюатор генератора сигналов в отсутствие модулирующего напряжения регу-
лируется до тех пор, пока на выходном индикаторе приемника не получится
первоначальных показаний, причем регулятор усиления приемника остается
неподвижным. Изменения в показаниях аттенюатора определят потери,
внесенные калибруемым модулятором. После этого можно легко определить
величину модулирующего напряжения, потребную для получения данной
глубины модуляции путем выключения внутренней модуляции генератора
сигналов и подключения к выходному модулятору модулирующего напряже-
ния той же самой частоты. Амплитуда модулирующего напряжения, потреб-
ная для восстановления на выходе приемника сигналов первоначальной
величины, равна амплитуде модулирующего сигнала от внутреннего источ-
ника генератора сигналов.
Аттенюаторы для генераторов сигналов. Аттенюатор для генератора
сигналов должен обеспечивать возможность плавной регулировки выход-
ного напряжения в пределах от величины, меньшей 1 мкв, до 0,1 в, т. е.
в диапазоне порядка 100 дб. При частотах ниже 200 мггц удовлетворительно
действуют как волноводные аттенюаторы, так и аттенюаторы, построенные
на сопротивлениях. При более высоких частотах почти исключительно при-
меняются волноводные аттенюаторы, хотя иногда находят применение систе-
мы с аттенюаторами ножевого типа или с вращающимися дисками.
х) Следует отметить, однако, что эта схема вырабатывает сигнал с двумя боко-
выми полосами, тогда как в стандартном телевизионном сигнале одна боковая полоса
подавлена.
§ 7. Генераторы сигналов
587
В универсальных генераторах сигналов, работающих в радиовещатель-
ном и коротковолновом диапазонах, почти всегда используются аттенюаторы
на сопротивлениях. Обычно это аттенюаторы цепного типа со ступенчатой
регулировкой, приведенные на фиг. 426, а и 427. Они предназначены для
создания на выходных клеммах эквивалентного сопротивления порядка
от 10 до 50 ом. Плавная регулировка выходного напряжения в промежутках
между ступенями аттенюатора осуществляется посредством регулятора,
который меняет напряжение на входе аттенюатора. Для обеспечения воз-
можности установления контрольного уровня на входе аттенюатора можно
использовать ламповый вольтметр или термоэлектрический прибор.
Волноводные аттенюаторы, работающие при частотах ниже критической,
подробно рассматриваются в § 3 и 4. При использовании таких схем в генера-
торах сигналов аттенюаторы следует оснащать приспособлениями для уста-
новления известного опорного уровня, к которому должны быть отнесены
все значения затухания, как это описано в § 4.
Если генератор сигналов работает в коротковолновом или низкочастот-
ном диапазонах, то выходное напряжение аттенюатора обычно подводится
к выходным клеммам. Однако при очень высоких и ультравысоких частотах
емкости и индуктивности проводников, соединяющих выходные клеммы
с испытуемым прибором, создадут в приборе напряжение, отличающееся от
напряжения на выходных клеммах аттенюатора на значительную и притом
неизвестную величину. На высоких частотах для соединения выхода атте-
нюатора с испытуемым прибором обычно используется кабель. Со стороны
прибора этот кабель должен представлять сопротивление, равное волновому
сопротивлению, а генератор сигналов должен обладать эквивалентным со-
противлением на выходе, также равным волновому сопротивлению кабеля1).
В таком устройстве длина кабеля не влияет на фактическое напряжение на
выходных клеммах кабеля, при условии,что общее затухание кабеля невелико.
Точность работы правильно сконструированных аттенюаторов весьма
велика даже при затухании порядка 100—200 дб. На практике волноводный
аттенюатор можно использовать в качестве первичного эталона затухания,
поскольку при отсутствии волн других типов затухание в нем определяется
только механическими размерами в соответствии с уравнением (15.9). Точ-
ность аттенюаторов на сопротивлениях зависит от выбора деталей и от кон-
струкции прибора и может быть достаточно высокой на частотах ниже
200 мггц. Однако при более высоких частотах точность работы аттенюатора
не гарантируется, за исключением тех случаев, когда аттенюатор калибро-
ван по другому аттенюатору с высокой точностью, например волноводного
типа* 2). Если генератор сигналов недостаточно хорошо экранирован, то при
очень высоких затуханиях основные ошибки при использовании его сигна-
лов обычно будут возникать в результате утечки энергии из генератора сиг-
налов, а не вследствие неточности аттенюатора.
Генераторы сигналов на звуковых частотах. Генераторы сигналов на
звуковых частотах применяются для определения усиления и частотных
характеристик усилителей низкой частоты. Генератор сигналов, применяемый
для этих целей, представляет собой звуковой генератор реостатно-емкостного
типа, на выходе которого включен регулируемый аттенюатор на сопротив-
лениях. Ко входу аттенюатора обычно подключается ламповый вольтметр.
Для экранировки генераторов сигналов звуковой частоты должны быть
приняты лишь самые необходимые меры предосторожности. Следует экрани-
х) Подробно об особенностях генераторов сигналов с выходом на кабель см.
в работе [33].
2) Методы точной калибровки аттенюаторов генераторов сигналов см. в работах
588
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
ровать друг от друга отдельные узлы схемы с различными уровнями мощ-
ности, провести некоторые мероприятия, касающиеся заземления отдельных
частей схемы, а также самую простую электростатическую экранировку,
Можно получить генератор сигналов для звуковых частот, объединив обыч-
ный лабораторный звуковой генератор, помещенный в металлический экран,
со стандартным аттенюатором, расположенным вне генератора. Промышлен-
ные модели лабораторных звуковых генераторов иногда оборудуются смон-
тированными внутри аттенюатором и индикатором мощности для их исполь-
зования в качестве генераторов сигналов.
§ 8. Экранировка генераторов сигналов и подобных
устройств1)
В генераторах сигналов напряжения достигают десятков вольт, тогда
как на выходе аттенюатора напряжение может быть порядка 1,0 мкв или
меньше. Для предотвращения влияния сильных полей, связанных с генера-
тором сигналов, на работу испытуемых приборов необходима тщательная
экранировка генераторов так, чтобы паразитные поля не превышали 1 мкв.
Принципы осуществления экранировки имеют решающее значение для гене-
раторов сигналов и представляют существенный интерес при работе со мно-
гими другими приборами.
При экранировке электрических и магнитных высокочастотных полей
обычно используют то обстоятельство, что эти поля почти полностью экра-
нируются хорошо проводящими металлами, как, например, медь и алюминий.
Эффективность такой экранировки будет весьма велика, если толщина экрана
намного превысит глубину проникновения тока в металл. Если силовые
линии магнитного поля параллельны экрану, то отношение напряженностей
магнитных полей по обе стороны экрана, имеющего толщину а, будет равно
Отношение напряженностей магнитных полей, дб = 8,69-|- , (15.11)
где 8—глубина проникновения тока в металл. При немагнитных материалах
эта величина определяется соотношением
8, = (15.12)
v h ’
где /—частота (гц), а у—относительная проводимость экрана по сравнению
с проводимостью меди. Применив проводящий экран достаточной толщины,
можно достичь почти совершенной экранировки на всех частотах, особенно
на радиовещательных и высоких частотах.
Очевидно, что если прибор, образующий нежелательные поля, поместить
в медный экран, а затем запаять, то при соответствующей толщине
стенок экранировка будет полной. Очевидно также, что такое устройство
весьма непрактично; через экран должны проходить выводы оси эле-
ментов, обеспечивающих возможность регулировки приборов внутри экрана,
а также к прибору должен быть доступ для смены ламп и т. п. Эти обстоя-
тельства усложняют экранировку и во избежание значительной утечки энер^
гии необходимо уделять им особое внимание.
Первое условие для получения эффективной экранировки на практике
заключается в правильной механической конструкции экрана. Швы должны
быть тщательно запаяны, а там, где это невозможно, контактные поверхности
должны быть хорошо подогнаны, чтобы обеспечить контакты, с постоянным
низким сопротивлением.
т) Вопросы, касающиеся техники экранировки, рассматриваются в работах
[20, 22, 34].
8, Экранировка генераторов сигналов и подобных устройств
589
Особую проблему представляет устройство крышек. Одно из решений
этой проблемы состоит в применении дверец рефрижераторного типа, обо-
рудованных зажимными устройствами. На фиг. 441 показан весьма эффек-
тивный способ разрешения этой проблемы. Здесь крышка выполнена из
нескольких слоев; в середине проложен слой изоляционного материала.
Внутренняя проводящая поверхность крышки имеет пружинный контакт
Изолятор Съемная Внешняя проводящая
\ / крышка / поверхность крышки
' С ^Внутренняя проводящая ? ,
поверхность крышки 1 /
Пружинные //
контакты
Фиг. 441. Крышка для экранирующего кожуха.
с внутренней стороной экрана, а внешняя проводящая поверхность крышки—
с наружной стороной экрана. Такое устройство в несколько сот раз эффектив-
нее простой цельнометаллической крышки с пружинным контактом и удов-
летворительно работает в самых различных условиях, при которых требо-
валось бы иметь дверцы с зажимным устройством.
тонка заземления
Фиг. 442. Схема экранированного устройства, ил-
люстрирующая метод заземления схемы к экрану
только в одной точке.
Заземление приборов, помещенных внутри экрана, должно быть выпол-
нено таким образом, чтобы экран не являлся проводником. Тогда величина
тока, протекающего в стенках экрана, снизится до очень малого значения
и уменьшится просачивание энергии через отверстия или швы экрана. Идеаль-
ная система заземления предусматривает применение «заземленной шины»,
или пластины заземления, расположенных внутри экрана и изолированных
от его внутренней поверхности, во всех точках, за исключением единствен-
ной, в которой обеспечивается заземление для всех приборов, размещенных
в экране. Такая схема приведена на фиг. 442.
Фильтрация вводов. Вводы, проходящие через стенки экрана и служащие
для подведения питания к электродам ламп, модулирующего напряжения,
590
Гл, 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
постоянного тока, необходимого для работы измерительных приборов
и т. п., в целях предотвращения утечки высокочастотной энергии обычно
снабжаются реостатно-емкостными фильтрами. Принципиальная схема такого
устройства показана на фиг. 443, а. Здесь емкость Сх отводит на шину зазем-
ления ток текущий по проводнику, проходящему сквозь экран. В то же
время относительно высокое сопротивление Rr снизит до очень малой вели-
чины любой ток г2, текущий по нему в результате появления разности по-
тенциалов на емкости Сг при протекании тока iv Кроме того, значительная
часть тока i2 будет отведена в экран через емкость С2 (обычно это емкость
проходного типа, как показано на фигуре). Благодаря этому ток г3, который
все же пройдет через фильтр, будет намного уменьшен по сравнению с пер-
воначальным током Если требуется еще большая фильтрация, то к филь-
тру RTCV изображенному на фиг. 443, а, можно добавить еще несколько
Экран
Пространство
без поля
Экранированное
пространство
Шунтирующая
/ емкость
Пространство
без поля
Экран
Экранированное
" пространство
Шунтирующая
/ емкость С2
12
Точка
заземления
Экранированный
фильтр ( желателен)
13
*2
заземления
Экранированный
фильтр (необходим)
а 6
Фиг. 443. Схемы реостатно-емкостного и индуктивно-емкостного фильтров,
а—реостатно-емкостный фильтр; б—индуктивно-емкостный фильтр. Проходной конденсатор Сг при
необходимости может быть заменен конденсатором, включенным между левым концом сопротивле-
ния Я1 и экраном.
звеньев, состоящих из сопротивлений и емкостей. В этом случае весь фильтр
или его часть помещается в экранированное пространство (фиг. 443, а)
в целях защиты фильтра от влияния каких бы то ни было полей.
Там, где требуется избежать уменьшения в фильтре постоянного напря-
жения, как в тех случаях, когда выводится модулирующее напряжение или
проводники используются для передачи постоянного тока от выходов тер-
мопар к индикаторному прибору, сопротивления в фильтре можно заменить
индуктивностями (фиг. 443, б). В этом случае индуктивность фильтра внутри
экрана необходимо экранировать с тем, чтобы исключить возможность воз-
буждения напряжения в этой индуктивности за счет магнитных полей.
Другое приспособление для предотвращения утечки энергии, исключаю-
щее к тому же уменьшение постоянного напряжения, изображено на фиг. 444.
Здесь фильтр состоит из короткой коаксиальной линии, содержащей
диэлектрик с высокими потерями, обычно цилиндр из полейрона. Такое
устройство служит для поглощения между точками фильтра 1 и 2.
В целях предотвращения утечки постоянного тока между внутренним и
внешним проводниками внутренняя сторона внешнего проводника покрыта
изоляционным слоем.
Многократная экранировка. Когда необходима высокоэффективная экра-
нировка, применяется несколько экранов, размещенных один внутри дру-
гого. Например, в генераторе сигналов наиболее существенным источником
полей является катушка колебательного контура. Эффективность экрани-
ровки поэтому весьма возрастет, если заключить катушку во вспомогательный
§ 8. Экранировка генераторов сигналов и подобных устройств
594
экран, помещенный внутри основного. В некоторых случаях в отдельный
экран, помещенный внутри основного экрана, помещают весь колебательный
контур или даже генераторную лампу вместе с ее настроенным контуром
и дросселями. Обычно в таких экранах, защищающих катушки или колеба-
тельные контуры, не применяют фильтров для вводов или систем заземлений
в
Снаружи
экрана
2
Внутри экранированной
камеры Изолирующий
' слой
_____________________________ 1
Медный цилиндр
Фиг. 444. Фильтр, образованный линией
Поглощающий
материал
с потерями.
в одной точке. Если экранировка, полученная таким способом, не соответ-
ствует требованиям, то основной экран помещается внутри внешнего экрана,
как на фиг. 445.
Фиг. 445. Схема многократной экранировки
с соединением экранов в одной точке.
Внутренний экран на фиг. 445 полностью изолирован от внешнего, за
исключением единственной связующей линии. Это позволяет избегнуть
циркуляции тока по контуру, образованному наличием двух или большего
числа связывающих оба экрана линий. При таком устройстве проводники,
проходящие через оба экрана, обычно снабжены добавочными фильтрами,
помещенными в пространстве между экранами и обозначенными на фиг. 445
через R2C2. Оси, проходящие внутрь экрана, должны быть изготовлены й£
непроводящего материала, чтобы избежать внесения дополнительной связи
между экранами.
Экранировка с помощью волноводных аттенюаторов. В определенных
елучаях для предотвращения утечки полей можно применять волноводные
592
Гл, 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
Экранированная
камера
Фиг. 446. Использование
трубки в качестве волно-
водного аттенюатора.
Подобное устройство обеспе-
чивает бев какой-либо утечки
энергии доступ воздуха в эк-
ранированное пространство
для циркуляции или иных
целей.
аттенюаторы. Например, если в экранированном пространстве необходимо
обеспечить циркуляцию воздуха, можно для затухания использовать метал-
лическую трубку, изображенную на фиг. 446. Если использовать для
этого трубку малого по сравнению с половиной длцны волны внутреннего
диаметра, то затухание будет определяться уравнением (15.9) и достигнет
достаточной величины при длине трубки, равной
пяти диаметрам или больше.
Если трубка заполнена диэлектриком, то
необходимо принимать во внимание то обстоятель-
ство, что расстояние, соответствующее длине волны,
при этом уменьшится. В связи с этим уменьшатся
требуемые диаметр и длина.
Уменьшение утечки энергии через оси. Оси,
которые должны проходить через стенку экрана
или через стенки последовательно расположен-
ных экранов, в целях настройки колебательного
контура, а также оси потенциометров переключа-
телей создают значительные трудности при экра-
нировке. Большими преимуществами обладают
керамические или пластмассовые оси, особенно при
многократных экранах. В этом случае для пред-
отвращения утечки через отверстие для оси можно
применять волноводный аттенюатор, как это изо-
бражено на фиг. 447, а. Однако, поскольку в таких
устройствах диэлектрическая постоянная оси боль-
ше диэлектрической постоянной воздуха, кри-
тическая длина волны может увеличиться до значения, при котором волновод
будет обладать пренебрежимо малым затуханием.
Эффективное приспособление для понижения утечки энергии через ось
показано на фиг. 447, б. На конец оси (металлической или изготовленной
из проводящего материала) надевается рукоятка, снабженная металлическим
вкладышем, полностью закрывающим конец оси. Если ось изготовлена из
^Трубка
(длиной 5 диаметров)
Фиг. 447. Методы предотвращения утечки энергии при выводе осей
через экран.
Экран
Z3
[^Пружинная
шайба
металла, то проводящий вкладыш рукоятки изолируется от оси тонким слоем
диэлектрика. Затем металлический вкладыш заземляется присоединением
к экрану при помощи пружинной шайбы.
Экранировка аттенюаторов. Вопросы экранировки волноводных аттеню-
аторов не требуют особого внимания, поскольку такие аттенюаторы целиком
§ 8. Экранировка генераторов сигналов и подобных устройств
593.
заключены в металлическую трубку, достаточно длинную, чтобы поля,
просачивающиеся к ее выходному концу, были ослаблены до амплитуды,
ничтожной по сравнению с амплитудой на выходе генератора сигналов. В то
же время аттенюаторы на сопротивлениях должны быть особенно тщательно
сконструированы с точки зрения обеспечения экранировки, во избежание
паразитных связей между входной и выходной частями прибора, а также меж-
ду частями переключающего устройства.
Типовое устройство для экранировки аттенюаторов на сопротивлениях
в генераторах сигналов показано на фиг. 448. Здесь экран состоит из литого
Фиг. 448. Пример экранировки аттенюатора на сопротивле-
ниях для генератора сигналов.
Аттенюатор подсоединен к экрану только в одной точке, что позволяет
использовать экран в качестве токонесущего проводника.
алюминиевого цилиндрического кожуха, разделенного на секции, причем
в каждой секции установлены одно или два аттенюаторных звена. Этим спо-
собом различные части аттенюатора надежно экранируются друг от друга.
В центре расположено переключающее устройство, причем приняты меры
к тому, чтобы неиспользуемые контакты с большим уровнем мощности не
оказывали значительного влияния на точки переключателя, связанные
с очень низкими уровнями мощности. Следует отметить, что если максималь-
ные размеры секций экрана, в которых размещены аттенюаторные звенья,
малы по сравнению с длиной волны, то степень затухания полей рассеяния
повышается при переходе от одного звена аттенюатора к другому. Если
размеры экрана таковы, что при перемещении на угловое расстояние 6 зату-
хание полей больше затухания самого звена аттенюатора, то в этом случае
можно обойтись без радиальной экранировки секций.
Испытания системы на утечку мощности. Эффективность системы экра-
нировки может быть определена при помощи чувствительного радиоприем-
ного устройства и небольшой катушки связи, подключенной ко входу радио-
приемника. Сигнал на входе радиоприемника должен быть ничтожно мал
при удалении катушки от генератора на расстояние примерно 100—120 мм.
При поднесении катушки связи к вводам генератора сигнал на входе прием-
ника должен быть равен нулю. Если генератор сигналов экранирован
38 ф. Термен и Дж. Петтит
594
Гл. 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов
надлежащим образом, то на входе чувствительного радиоприемника, подклю-
ченного к клеммам аттенюатора, должно быть ничтожное напряжение, когда
аттенюатор полностью введен, а его выходные клеммы закорочены.
ЛИТЕРАТУРА
1. М е 1 1 о h A. W., Proc. Inst. Radio Eng., 29, 387 (1941).
2. Beatty R. W., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 1190 (1950).
3; McElroy P. K., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 213 (1935).
4. Omer G. G., Proc. Inst. Radio Eng., 25, 620 (1937).
5. Colchester C. D., Gough M. W., Wireless Eng., 17, 206 (1940).
6. Espy D., Electronics, 14, 51 (1941).
7. С о о p e r M. F., Wireless Eng., 21, 117 (1944).
8. L a m s о n H. W., Gen. Rad. Expt., 24, 1 (1949).
9. Vacuum Tube Amplifiers, Vol. 18, Radiation Laboratory Series, New York, 1948
(см. перевод: Ламповые усилители, M., Советское радио, 1949).
10. Н а г n е 11 D. Е., Case N. Р., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 578 (1935).
11. L i n d e r E. G., Proc. Inst. Radio Eng., 23, 554 (1942).
12. Brown J., Proc. Inst. Electr. Eng., 96, pt. Ill, 491 (1949).
13. Technique of Microwave Measurements, Vol. 11, Radiation Laboratory Series, New
York, 1947 (см. перевод: Техника измерений на сантиметровых волнах, М., Советское
радио, 1949).
14. Gainsborough G. F., Journ. Inst. Electr. Eng., 94, pt. Ill, 203 (1947).
15. G r a n t h a m R. E., Freeman J. J., Trans. AIEE, 67, 329 (1948).
16. M i 1 1 e r C. W., С г о w 1 e y-M i 1 1 i n g M. C., Saxon G., Journ. Inst.
Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1477 (1946).
17. С a r 1 i n H. J., G r i e m s m a n n J. W. E., Proc. Nat. Electronic Conf., 3, 79
(1947). t
18. Elliott J. S., Bell Lab. Rec., 27, 221 (1949).
19. T e a 1 G. K., R ingterink M. D., Frosch C. J., Electr. Eng., 67, 754
(1948).
20. С a r 1 i n H; J., T о r g о w E. N., Proc. Inst. Radio Eng., 38, 777 (1950).
21. Bosquet A. G., Gen. Rad. Expt., 24, 1 (1949).
22. Karp 1 us E., Gross E. E., Gen. Rad. Expt., 24, 1 (1950).
23. H a e f f A. V., Hanley T. E., -Smith С. B., Proc. Inst. Radio Eng., 35,
1137 (1947).
24. Hill D. M., Crosby M. G., Electronics, 19, 96 (1946).
25. Sincl’air.D. B., Gen. Rad. Expt., 24, 1 (1949).
26. H i b b e r d R. G., Shankland J. H., Bruce A., Journ. Inst. Electr.
Eng., 93, pt. IIIA, 1331 (1946).
27. P i g g о t t W. R., Wireless Eng., 22, 119 (1945).
28. Hart E. D., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1315 (1946).
29. Barber A. W., Franks C. J., Richardson A. G., Electronics, 14, 36
(1941).
30. H i b b e r d R. G., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIA, 1328 (1946).
31. Burrell С. M., S a v e г у W. R., Evans P. B. F., Journ. Inst. Electr.
Eng., 93, pt. IIIA, 1352 (1946).
32. S i n с 1 a i r D. B., Gen. Rad. Expt., 24, 3 (1949).
33. Buyers W. F., Gen. Rad. Expt., 24, 6 (1950).
34. Peterson A., Gen. Rad. Expt., 21, 1 (1946).
35. Rogers D. C., Journ. Inst. Electr. Eng., 93, pt. IIIA, 1457 (1946).
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Отредактораперевода..................................................... 3
Из предисловия ко второму изданию......................................... 5
Глава 1. Напряжение и ток • . ............................................ 7
§ 1. Измерение постоянного тока и напряжения.......................... 7
Калибровка приборов постоянного тока (9). Ламповые вольтметры для из-
мерения постоянных напряжений и токов (9).
§ 2. Методы измерения переменных напряжений и токов................... 10
§ 3. Детекторные вольтметры........................................... 11
Влияние частоты и формы колебаний на работу детекторных измеритель-
ных устройств (13).
§ 4. Термоэлектрические измерительные приборы......................... 15
Влияние частоты и градуировка термоэлектрических приборов (17). Из-
мерение термоэлектрическими приборами очень больших токов (18).
§ 5. Ламповые вольтметры............................................. 20
§ 6. Ламповые вольтметры с диодным пиковым детектором................ 21
§ 7. Влияние формы измеряемых напряжений. Характеристики вольтметров
для импульсных и модулированных напряжений............................ 23
Характеристика диодного вольтметра для импульсных напряжений (23).
Характеристики диодных вольтметров при измерениях модулирован-
ных напряжений (27).
§ 8. Влияние частоты на работу диодных вольтметров ................... 28
Влияние времени пролета электронов (29). Работа диодного вольтметра
на низких частотах (31).
§ 9. Ламповые вольтметры с входным усилителем ....................... 32
§ 10. Ламповые вольтметры с анодным детектированием................... 33
§ И. Компенсационные ламповые вольтметры . . •........................ 37
§ 12. Ламповые вольтметры с логарифмической характеристикой........... 38
§ 13. Вольтметры и гальванометры с кристаллическими детекторами....... 40
Литература............................................................ 42
Глава 2. Мощность....................................................... 43
§ 1. Измерения мощности............................................... 43
§ 2. Измерение мощности болометрическим методом ...................... 45
Болометры и болометрические головки (46). Мостовые схемы с исполь-
зованием болометров (49). Болометр как квадратичный детектор (51).
Болометры для измерения больших мощностей (52).
§ 3. Калориметрический метод измерения мощности....................... 53
§ 4. Специальные вопросы измерения мощности в линиях передачи......... 56
§ 5. Измерение и индикация мощности при помощи направленных ответви-
телей ............................................................... 58
Типы направленных ответвителей (60). Коэффициент направленности на-
правленных ответвителей (63).
§ 6. Индикаторы уровня мощности в широковещательных цепях............. 64
Литература .... ........................................... 65
Глава 3. Элементы схем с сосредоточенными постоянными.................... 66
§ 1. Сопротивление постоянному току................................... 66
Мост Уитстона (66). Омметры (67).
38*
596
Оглавление
§ 2. Мосты Уитстона для измерений на переменном токе................... 68
§ 3. Простые схемы мостов . . ........ ........................ 69
§ 4. Экранировка и заземление мостов................................... 73
Заземление Вагнера (75).
§ 5. Дополнительные сведения о мостах.................................. 76
Паразитные импедансы в плечах моста (76). Метод замещений в приме-
нении к измерениям на мостовых схемах (77). Входной и выходной
импедансы мостовых схем. Расчет чувствительности моста (79). Гене-
ратор и детектор мостовой схемы (80).
§ 6. Мостовые схемы типа «двойное Т» и «сбалансированное Т» с нуль-ин-
дикаторами.........................•............................... 81
§ 7. Сопротивление и добротность резонансных контуров.................. 84
Истинное и эквивалентное сопротивления, добротность и индуктивность
(84). Раздельное . определение потерь (86). Q-метр (86). Измерение
параллельных импедансов в резонансных контурах методом нейтрали-
зации сопротивления (87).
§ 8. Различные методы измерения добротности и сопротивления.............. 88
Измерение сопротивления резонансного контура методом переменного
сопротивления (88). Измерение сопротивления и добротности резо-
нансных контуров методом переменной реактивности (90). Измерение
добротности Q резонансных контуров методом переменной частоты (91).
§ 9. Измерение импедансов в резонансных контурах с сосредоточенными
параметрами методом замещения...................................... 92
§ 10. Особые случаи измерения емкостц............................. . 95
Распределенная емкость катушки (95). Проходная емкость (96). Изме-
рение очень малых емкостей (97).
§ И. Измерение дифференциальной индуктивности.......................... 100
Конструктивное оформление лабораторного моста Хэя для измерения
дифференциальной индуктивности (103).
§ 12. Различные вопросы измерения сосредоточенных параметров схемы . . . 105
Коэффициент взаимоиндукции (105). Коэффициент связи (107). Мостовой
метод измерения отрицательного сопротивления (107). Нуль-индика-
торы, в которых обмотки трансформатора являются плечами моста (108).
Измерение симметричных импедансов (109). Мосты для измерения
векторов полного импеданса (110).
Литература......................................................... 112
Глава 4. Системы с распределенными постоянными ... .............. ИЗ
§ 1. Введение..................................•..................... ИЗ
§ 2. Параметры линий передач..................................... . ИЗ
Волновое сопротивление (ИЗ). Коэффициент затухания, фазовая по-
стоянная и фазовая скорость (114).
§ 3. Соотношение напряжения и тока, коэффициент отражения и коэффи-
циент стоячей волны (КСВ)......................................... 115
Коэффициент отражения (116). Стоячие волны и коэффициент стоячей
волны (КСВ) (116).
§ 4. Измерение параметров линии........................................ 118
Измерения при помощи короткого замыкания и размыкания линии (118).
Измерения при помощи короткого замыкания и размыкания в резо-
нансных отрезках линии (119). Измерение затухания при помощи
Q-метра (120). Определение затухания по величине коэффициента
стоячей волны (122). Непосредственное измерение затухания (122).
Непосредственное измерение емкости и индуктивности линии (123).
Измерение волнового сопротивления (123).
§ 5. Измерение коэффициента стоячей волны при помощи измерительной
линии.................................................................. 124
Огл вление 597
Зонд связи, детектор и усилитель (124). Требования к генератору (126).
Специальные вопросы измерения очень больших и очень малых КСВ
(127). Индикаторы КСВ для двухпроводных линий (128).
§ 6. Различные конструкции коаксиальных измерительных линий......... 129
Линия с параллельными пластинами (130). Ошибки, вызываемые соеди-
нителями и индикаторной головкой (131).
§ 7. Измерение импедансов при помощи измерительной линии.............. 132
Включение соединительного кабеля между нагрузкой и измерительной
линией (134).
§ 8. Измерение коэффициента отражения при помощи измерительной линии 136
Определение небольших нерегулярностей в линии методом смещения
узлов (137).
§ 9. Диаграммы для расчета линий передач.............................. 138
Диаграмма Смита (139). Круговая диаграмма и измерение КСВ (140).
Влияние соединительного кабеля между нагрузкой и измерительной
линией (141). Круговая диаграмма в полярных координатах (141).
§ 10. Специальные методы измерения импедансов......................... 142
Измерители импедансов нулевого типа. Мост Бирна (142). Компаратор
проводимостей (144). Метод направленного ответвителя (146). Методы
измерения с использованием зондов (147). Компараторы импедансов.
Мосты с измерительными линиями (148).
§ И. Измерение импедансов при помощи резонансных отрезков линий ... 149
Устройства с применением линии фиксированной длины (149). Методы
измерений с использованием линий переменной длины (151). Измере-
ние низкоомных импедансов (153).
§ 12. Волноводы и их импедансы . . . •................................. 154
Определения импедансов волноводов (155).
§ 13. Волноводные измерительные линии.................................. 156
§ 14. Специальные вопросы волноводной техники.......................... 157
Метод с использованием фиксированной головки и фазовращателя (158).
Методы с использованием моста типа «двойное Т» (159).
§ 15. Измерения параметров объемных резонаторов........................ 161
Определение резонансной частоты и добротности резонатора по величине
его импеданса (f62). Определение резонансной частоты и доброт-
ности ненагруженных резонаторов при помощи измерений параметров
линий передач (165).
§ 16. Измерения потерь в коаксиальных и волноводных системах........... 167
Определение потерь путем измерения отношения мощностей или при по-
мощи калиброванных аттенюаторов (168). Определение потерь путем
измерений импедансов при помощи измерительной линии (169).
Литература........................................................... 171
Глава 5. Измерение частоты.............................................. 173-
§ 1. Эталоны частоты.................................................. 173
Первичные эталоны частоты (173). Вторичные эталоны частоты (174).
Использование радиосигналов в качестве стандартов частоты (174).
§ 2. Получение дополнительных частот от источника монохроматических
колебаний............................................................ 175
§ 3. Волномеры...................................................... 177
Схемы волномеров с сосредоточенными постоянными (178). Измерение
частоты при помощи резонансных отрезков линий (179). Резонансные
коаксиальные линии (180).
§ 4. Волномеры с объемными резонаторами............................... 181
Различные типы колебаний и элементы настройки (181). Точность
-598
Оглавление
волномеров с объемными резонаторами и сравнение их параметров с волно-
мерами коаксиального типа (185).
§ 5. Гетеродинные частотомеры........................................ 186
§ 6. Сравнение частот методом интерполяции............................ 188
§ 7. Использование электронно-лучевой трубки для сравнения частот . . . 190
§ 8. Сравнение частот при помощи счетных схем......................... 194
§ 9. Вспомогательные генераторы опорной частоты (частотные мониторы) . . 196
§ 10. Измерения низких (звуковых) частот.............................. 198
Измерения звуковых частот методом сравнения (198). Измерение звуко-
вых частот при помощи мостов (199). Измерения звуковых частот
при помощи счетчиков периодов (200). Сравнение звуковой частоты
с опорной радиочастотой при помощи счетчика периодов (201).
Литература............................................................ 202
Глава 6. Измерение формы колебаний, разности фаз и временных интервалов 204
§ 1. Изображение колебаний на экране осциллографа. Электронно-лучевой
осциллограф..............................•............................ 204
Типы временных разверток (205). Отклонение электронного луча в труб-
ках (207). Частотные характеристики (208). Другие типы электронно-
лучевых осциллографов (209).
§ 2. Изображение колебаний на экране осциллографа. Шлейфовый осциллограф 211
§ 3. Гармонический анализ осциллограмм................................ 213
Метод Фурье определения коэффициентов разложения для произволь-
ной кривой (213). Табличный мегод (214).
§ 4. Анализаторы гармоник и искажений колебаний звуковой частоты .... 216
Анализаторы гармоник с резонансными избирательными контурами (216).
Гетеродинные анализаторы гармоник (217). Измерение искажений мето-
дом подавления основной частоты (218). Другие типы анализаторов
гармоник (220).
§ 5. Анализаторы спектра.............................................. 222
§ 6. Анализаторы гармоник для радиочастот............................. 225
§ 7. Форма импульсов.................................................. 227
Параметры, характеризующие форму импульса (227). Параметры осцил-
лографов (228). Схемы развертки (229). Способы калибровки (231).
Наблюдение огибающей импульсов (232).
§ 8. Измерение интервалов времени..................................... 233
Осциллографические методы (233). Методы с использованием счетных
схем (235).
§ 9. Измерение разности фаз........................................... 235
Методы с использованием электронно-лучевых трубок (235). Измерение
разности фаз методом наложения напряжения (237). Фазометры (239).
Другие вопросы измерения разности фаз (241).
§ 10. Время задержки, фазовые искажения и смещение огибающей........... 242
§ И. Фазовращатели.................................................. 244
§ 12. Измерения амплитудно-модулированного колебания................... 248
Исследование огибающей посредством детектирования колебаний (248).
Исследование огибающей при помощи непосредственных наблюдений
модулированных колебаний на экране электронно-лучевой трубки (249).
$ 13. Параметры колебаний, модулированных по фазе и частоте............ 251
Обнаружение фазовой модуляции в передатчиках (253).
Литература............•................................................ 253
Глава 7. Характеристики триодов, пентодов и других электронных ламп . . . 256
§ 1. Параметры электронных ламп..........•............................ 256
Параметры триодов (257). Параметры пентодов, тетродов и лучевых тет-
родов (259).
Оглавление
599
§ 2. Определение параметров ламп по их характеристикам и методом посто-
янных приращений....................................................... 260
Графические методы, основанные на использовании семейства характе-
ристик ламп (260). Определение параметров ламп методом постоянных
приращений (261).
§ 3. Измерение параметров ламп при помощи переменных приращений и ме-
тодами компенсации..................................................... 263
Внутреннее сопротивление (анода) (263). Коэффициент усиления (265).
Измерение крутизны характеристики компенсационным методом (268).
Приборы для непосредственных измерений крутизны (270).
§~4. Специальные вопросы получения семейства характеристик ламп .... 271
Методы измерений с использованием электронно-лучевых трубок (272).
Литература........................................................... 273
Глава 8. Измерение параметров усилителей.................................. 274
§ 1. Определение коэффициента усиления................................. 274
Коэффициент усиления по напряжению (274). Прямое усиление (275).
Располагаемая мощность и располагаемое усиление по мощности (275)-
§ 2. Измерение усиления................................................ 276
Измерение усиления по напряжению (276). Измерение прямого усиле-
ния (278). Измерение располагаемого усиления по мощности (279).
Специальные требования к генераторам сигналов (280).
§ 3. Специальные вопросы измерения усиления в многокаскадных усилителях 282
§ 4. Выражение относительного усиления в децибелах..................... 283
§ 5. Фазовый сдвиг в усилителях........................................ 284
§ 6. Применение напряжения прямоугольной формы для обнаружения низко-
частотных искажений.................................................... 285
§ 7. Переходные характеристики усилителей звуковых частот и видеоусили-
телей ................................................................. 286
Получение переходных характеристик при помощи прямоугольного напря-
жения (287). Переходные характеристики при импульсном сигнале (290).
Испытания усилителей и четырехполюсников в импульсном режиме (290).
§ 8. Нелинейные искажения в усилителях звуковых частот................. 291
Общие замечания (291). Гармонические методы определения нелиней-
ных искажений (292). Первый интермодуляционный метод измерения
нелинейных искажений (294). Второй интермодуляционный метод из-
мерения нелинейных искажений (296). Сравнение различных методов
измерения нелинейных искажений (297).
§ 9. Особенности испытаний резонансных усилителей...................... 298
Характеристики усиления резонансных усилителей (298). Определение
формы резонансной кривой при помощи свип-генератора (299). Ширина
полосы и селективность (301). Нелинейные искажения в резонансных
усилителях (перекрестные искажения) (301).
§ 10. Переходные характеристики резонансных усилителей.................. 301
Переходные характеристики при расстройке частоты испытательного
сигнала (303). Переходные характеристики при мгновенном измене-
нии частоты (304). Применение видеоимпульсов и кратковременных
радиоимпульсов (305).
§ И. Измерение коэффициента обратной связи в усилителях с обратной
связью.................................................................. 305
Основные характеристики обратной связи (305). Измерения коэффициента
обратной связи А (3 (308).
§ 12. Шумы в усилителях. Основные сведения.............................. 309
Шумы сопротивлений (309). Шумы ламп (311). Отношение сигнал/шум
(311). Эквивалентная полоса шума усилителя (313).
00
Оглавление
§ 13. Фактор шума усилителей.......................................... 314
Фактор шума каскадных систем (315).
§ 14. Измерения фактора шума усилителей............................... 316
Дифференциальный и интегральный факторы шума (316). Измерение
фактора шума усилителя. Прямой метод (316). Измерение фактора
шума. Метод шумового генератора [(317). Измерения фактора шума.
Метод генератора сигналов (318).
§ 15. Специальные вопросы измерения мощности шума..................... 319
Аппаратура для измерений (320).
§ 16. Генераторы шумовых сигналов .................................... 323
Диодные шумовые генераторы (323). Шумовые генераторы, использую-
щие термические шумы при высоких температурах (326). Шумовые
генераторы, использующие газовый разряд (327). Некалиброванные
шумовые генераторы (329).
Литература .......................................................... 329
Глава 9. Измерения параметров радиоприемников........................... 331
§ 1. Основные вопросы................................................ 331
§ 2. Чувствительность................................................ 332
§ 3. Избирательность (селективность)................................. 333
Приемники с амплитудной модуляцией (333). Приемники с частотной
модуляцией (334).
§ 4. Верность воспроизведения........................................ 335
§ 5. Нелинейные искажения в радиоприемниках.......................... 337
§ 6. Вредные явления. Перекрестная модуляция......................... 338
Вредные явления, возникающие при одном сигнале (338). Перекрестные
искажения и другие вредные явления при наличии двух сигналов (339).
§ 7. Различные измерения в приемниках с частотной модуляцией......... 341
Чувствительность девиации (341). Чувствительность к бесшумному сиг-
налу (341). Подавление амплитудной модуляции (341). Интерферен-
ция внутри канала (342). Частотная характеристика (342).
§ 8. Измерения других параметров в приемниках........................ 343
Автоматическая регулировка усиления (343). Излучение приемников
(344). Измерения фона (345). Усиление отдельных каскадов и частей
радиоприемника (345).
§ 9. Требования к генераторам сигналов.............................. 347
§ 10. Подключение генератора сигналов при наличии эквивалента антенны
и рамочной антенны................................................... 348
Приемники, использующие внешние антенны; эквиваленты антенны
(348). Схема подключения генераторов сигналов к приемникам с
рамочными антеннами (350). Испытания с двумя генераторами (353).
§ И. Шумы в приемниках.............................................. 354
Фактор шума приемника (355). Нешумящий приемник; входной экви-
валент шума (356).
Литература .......................................................... 357
Глава 10. Антенны....................................................... 358
§ 1. Измерения антенн................................................ 358
Общие вопросы (358). Принцип обратимости приемных и передающих
свойств антенн (358).
§ 2. Импеданс антенны.............................................. 359
Взаимный импеданс между антеннами (360).
§ 3. Диаграмма поля антенн........................................... 361
§ 4. Расст шние, необходимое при измерениях диаграммы направленности . 363
§ 5. Измерения диаграмм направленности на сантиметровых волнах .... 365
Оглавление
601
Антенны с малой направленностью (365). Системы с высокой направ-
ленностью (366).
§ 6. Фазовые фронт и центр в антеннах сантиметровых волн............. 370
§ 7. Диаграммы направленности на низких радиочастотах................ 373
§ 8. Коэффициент усиления антенн по мощности......................... 375
Связь между усилением по мощности и диаграммой напряженности
поля (376). Соотношение между усилением и эффективной площадью
антенн (379).
§ 9. Усиление сантиметровых антенн................................... 379
Методы сравнения (379). Абсолютное измерение усиления сантиметро-
вых антенн (381).
10. Определение усиления антенн на низких радиочастотах............. 383
$ 11. Дополнительные вопросы измерений параметров антенн.............. 384
Применение моделей при измерениях антенн (384). Распределение тока
в передающих антеннах (385). Измерения эффективной высоты (387).
Литература........................................................... 387
Глава 11. Радиоволны..................................................... 388
§ 1. Методы измерения напряженности поля радиоволн.................. 388
Эталонные антенны (388).
§ 2. Определение индуцированного напряжения при помощи приемника
с калиброванным аттенюатором в усилителе промежуточной частоты . . 390
§ 3. Определение индуцированного напряжения методом замещения .... 392
§ 4. Измерение напряженности поля при помощи генератора стандартной
напряженности поля............................................... 393
Влияние земли на работу генератора стандартной напряженности
поля (394).
§ 5. Специальные вопросы измерений напряженности поля на сверхвысо-
ких частотах......................................................... 397
§ 6. Дополнительные вопросы измерений напряженности поля............. 398
Упрощения при измерении очень сильных полей (398). Точность изме-
рений напряженности поля (398). Измерения напряженности поля
импульсных сигналов (399). Настройка аппаратуры для измерения
напряженности поля на стандартную чувствительность при помощи
шумов (399). Автоматическая регистрация напряженности поля (400).
Измерения полей шумов (400).
§ 7. Определение структуры колебаний................................. 401
Системы для определения направления (401). Определение углов на-
правления распространения измерением разности фаз (402). Поляриза-
ция радиоволн (403). Наклон поверхностной волны (404).
§ 8. Измерения параметров ионосферы.................................. 405
Применение импульсной техники для исследования параметров ионо-
сферы (405). Аппаратура для изучения ионосферы импульсным методом
(407). Другие методы исследования ионосферы (410).
§ 9. Измерение параметров почвы...................................... 411
Литература........................................................... 414
Глава 12. Лабораторные генераторы........................................ 416
§ 1. Особенности лабораторных генераторов............................ 416
§ 2. Генераторы типа RC с реостатно-емкостной настройкой............. 416
§ 3. Генераторы типа RC с фазосдвигающими цепями..................... 420
§ 4. Генераторы с использованием частотных биений.................... 422
§ 5. Звуковые генераторы с индуктивно-емкостной настройкой........... 425
Генераторы, стабилизированные сопротивлениями (425). Гезонанспыс
контуры генераторов звуковых частот (426).
602
Оглавление
§ 6. Лабораторные генераторы радиочастоты с обычными резонансными
контурами.............................................................. 427
Стабильность частоты генераторов (427). Генераторы, работающие
в классе А с автоматической регулировкой амплитуды (430). Ампли-
тудная и частотная модуляция генераторов радиочастоты (431). Свип-
генераторы (431).
§ 7. Другие типы генераторов............................................ 433
Генераторы с резонансными контурами, стабилизированные мостовой
схемой (433). Двухполюсные генераторы (434). Генерирование очень
низких частот (436). Частотная модуляция звуковых генераторов (437).
Многофазные генераторы (437).
§ 8. Триодные генераторы для сверхвысоких частот........................ 438
Схемы триодных генераторов сверхвысоких частот (439). Генераторы
типа «батерфляй» (441).
§ 9. Триодные генераторы с отрезками длинных линий в качестве резо-
нансных систем......................................................... 443
Генераторы с контурами из отрезков параллельных линий (443). Три-
одные генераторы с коаксиальными колебательными системами (445).
Выделение различных типов колебаний в генераторах с резонанс-
ными отрезками линий (447).
§ 10. Нарушение плавности настройки триодных генераторов, работающих
в широком диапазоне частот......................................... 447
§ 11. Генераторы на отражательных клистронах ........................... 449
Рабочие характеристики генераторов на отражательных клистронах
(451). Частота (452). Специальные вопросы работы широкодиапазон-
ных генераторов на отражательных клистронах (453). Бесконтактные
элементы настройки (455). Модуляция клистронных генераторов (456).
Многоконтурные клистроны (456).
§ 12. Магнетронные генераторы...................................... 456
Литература......................................................... 458
Глава 13, Генераторы колебаний специальной формы...................... 461
§ 1. Введение...................................................... 461
§ 2. Схемы для формирования колебаний.............................. 461
Ограничение (461). Дифференцирующие и интегрирующие схемы (464).
§ 3. Мультивибратор................................................ 466
Частота колебаний мультивибратора (469). Синхронизация мультивибра-
тора (471). Мультивибраторы с одним временно-устойчивым состоя-
нием (кипп-реле) (473).
§ 4. Блокинг-генератор.................................................. 475
Принцип работы блокинг-генератора (476). Длительность и форма им-
пульса (477). Частота повторения импульсов и синхронизация от
внешних источников (478). Работа блокинг-генератора в ждущем ре-
жиме (478). Практические применения блокинг-генератора (479).
§ 5. Генераторы прямоугольного напряжения................................ 479
§ 6. Генерирование импульсов. Общие вопросы.............................. 480
§ 7. Основные типы импульсных генераторов................................ 481
Генерирование импульсов несимметричными мультивибраторами (482).
Генерирование импульсов при помощи блокинг-генератора (482).
Генерирование импульсов с использованием усилителя класса С (483).
Генерирование импульсов при помощи резонансного контура (483).
Генерирование многократных импульсов (484).
§ 8. Линии и цепи, формирующие импульсы в импульсных генераторах . . 485
Переходные процессы в линии передачи без потерь (485). Использование
Оглавление
603-
искусственных длинных линий в качестве линий передачи (491).
Генерирование импульсов при помощи линий (493).
§ 9. Использование линий задержки для управления длительностью им-
пульса в мультивибраторах и блокинг-генераторах................... 495
§ 10. Генерирование линейно изменяющегося напряжения................... 497
§ 11. Генератор линейного напряжения на тиратроне...................... 498
Частота (499). Синхронизация (500).
§ 12. Генераторы линейно-изменяющегося напряжения с использованием
электронных ламп...................................................... 504
§ 13. Линеаризация колебаний генераторов пилообразного напряжения . . . 505
Заряд конденсатора постоянным током при использовании пентода (505).
Схема с положительной обратной связью (компенсационная схема) (507).
§ 14. Линеаризация колебаний с применением отрицательной обратной связи 509*
Модификации (512).
§ 15. Линеаризация пилообразного напряжения в фантастронных схемах . . 515
§ 16. Применение в технике осциллографирования генераторов линейно
изменяющегося напряжения............................................. 513-
Методика синхронизации (519).
§ 17. Генерирование пилообразного тока в схемах с индуктивностью и оми-
ческим сопротивлением................................................ 520-
Генерирование трапецоидального напряжения и использование его для
получения пилообразного тока (521). Получение пилообразного тока
из пилообразного напряжения при помощи отрицательной обратной
связи (522). Непосредственное генерирование пилообразного тока (523).
Влияние распределенной емкости (524).
§ 18. Схемы для получения временной задержки......................... 525*
Получение временной задержки при использовании линейно изменяю-
щегося напряжения и компаратора (526).
Литература.......................................................• . 529*
Глава 14. Эталоны реактивных и активных сопротивлений и их практическое
выполнение............................................................... 530
§ 1. Эталонные конденсаторы переменной емкости с воздушным диэлек-
триком ............................................................. ’ 530
Эквивалентные схемы и частотная зависимость (530). Влияние тем-
пературы (532).
§ 2. Конденсаторы постоянной емкости с твердым диэлектриком........... 533
Декадные конденсаторы (535).
§ 3. Эталоны индуктивности и взаимоиндукции.......................... 536-
Влияние температуры (538). Катушки переменной индуктивности с пере-
менным коэффициентом взаимоиндукции (539). Декадные индуктивности
(540).
§ 4. Проволочные сопротивления.......................................... 541
Проволока для изготовления сопротивлений (541). Влияние частоты
в проволочных сопротивлениях. Поверхностный эффект (543). Индук-
тивность и емкость проволочных сопротивлений (543). Проволочные
сопротивления с малыми индуктивностью и емкостью (545). Мага-
зины сопротивлений (548).
§ 5. Углеродистые поверхностные и объемные сопротивления................ 549
Поверхностные углеродистые сопротивления (549). Объемные углеро-
дистые сопротивления (550). Влияние частоты в углеродистых сопро-
тивлениях поверхностного и стержневого типов с учетом распределен-
ной емкости (55С). Шумы, возникающие в сопротивлении при^проте-
кании постоянного тока (552).
§ 6. Нагрузки для поглощения высокочастотной мощности................... 552
604
Оглавление
§ 7. Оконечные нагрузки для коаксиальных линий и волноводов на санти-
метровых волнах .................................................. 553
Специальные вопросы создания оконечных нагрузок коаксиальных ли-
ний (554). Специальные вопросы создания оконечных волноводных на-
грузок (555).
Литература............................................................ 557
Глава 15. Аттенюаторы и генераторы сигналов............................... 558
§ 1. Аттенюаторы с сосредоточенными сопротивлениями................... 558
Согласующие аттенюаторы (559). Вносимые потери (вносимое затухание)
(562).
§ 2. Вопросы практического применения аттенюаторов на сопротивлениях . . 563
Расчетные формулы и анализ основных типов аттенюаторов на сопротив-
лениях (564). Переменные ступенчатые аттенюаторы (567). Влияние ча-
стоты на работу аттенюаторов на сопротивлениях (569).
§ 3. Волноводные аттенюаторы предельного типа. Общий обзор............ 571
Электрическое и магнитное поля в волноводах, работающих на волнах,
длина которых превышает критическую (571). Практические конструк-
ции предельных аттенюаторов (573).
§ 4. Практическое применение предельных аттенюаторов.................. 574
Выходная цепь предельного аттенюатора (574). Определение опорного
уровня (575). Различные типы волн в предельных аттенюаторах и ми-
нимально допустимые расстояния между катушками или зондами (575).
§ 5. Поглощающие аттенюаторы для сверхвысоких частот.................. 576
Поглощающие аттенюаторы для коаксиальных систем (577). Поглощаю-
щие аттенюаторы с постоянным затуханием для волноводов (579). Пере-
менные поглощающие аттенюаторы для волноводов (580).
§ 6. Сверхвысокочастотные делители мощности........................... 582
§ 7. Генераторы сигналов.............................................. 583
Собственно генераторы (583). Модуляция генераторов сигналов (584). Ам-
плитудная модуляция в выходном каскаде (585). Аттенюаторы для гене-
раторов сигналов (586). Генераторы сигналов на звуковых частотах (587).
§ 8. Экранировка генераторов сигналов и подобных устройств............ 588
Фильтрация вводов (589). Многократная экранировка (590). Экранировка
с помощью волноводных аттенюаторов (591). Уменьшение утечки энер-
гии через оси (592). Экранировка аттенюаторов (592). Испытания систе-
мы на утечку мощности (593).
Литература............................................................ 594
Ф. Термен и Дж. Петтит
ИЗМЕРИТЕЛЬНАЯ ТЕХНИКА В ЭЛЕКТРОНИКЕ
Редактор Л. В. ГЕССЕН Технический редактор Е. С. Герасимова
Переплет художника Н. М. Лобансва Корректор О. П. Горшкова
Сдано в производство 4/1 1955 г. Подписано к печати 23/IV 1955 г. Т-02985.
Бумага 70X1081/16=18,9 бум. л.—51,7 печ. л. Уч.-издат л. 52,6. Изд. № 2/2148. Цена 38 р. 80 к.
Зак. 728.
Издательство иностранной литературы. Москва, Ново-Алексеевская, 52.
16-я типография Главполиграфпрома Министерства культуры СССР. Москва, Трехпрудный пер., д. 9.
ОПЕЧАТКИ
Стр. Строка Напечатано Следует читать
14 6 св. меньше больше
89 19 св. сильной слабой
95 Подпись к фиг. 70 Фиг. 70. Определение распределенной емкости по графику прямой I//2. (где /—резонансная частота в функции величины настроеч- ной емкости С). Фиг. 70. Определение распределенной емкости по графику прямой I//2 (где /—резонансная часто- та) в функции величины настроечной емкости С.
105 10 св. изменении измерении
117 Подпись к фиг. 88 (co<Ll <£о) (оо>2/£ >Zo)
288 8 св. не менее не более
408 2 сн. частиц частоты
Зак. 728