/
Автор: Иванов А.Б.
Теги: метрология линии связи оптические волокна оптоволокно волоконно-оптические сети
ISBN: 5-88230-080-0
Год: 1999
Текст
Этот файл был взят с сайта
http://all-ebooks.com
Данный файл представлен исключительно в
ознакомительных целях. После ознакомления с
содержанием данного файла Вам следует его
незамедлительно удалить. Сохраняя данный файл
вы несете ответственность в соответствии с
законодательством.
Любое коммерческое и иное использование кроме
предварительного ознакомления запрещено.
Публикация данного документа не преследует за
собой никакой коммерческой выгоды.
Эта книга способствует профессиональному росту
читателей и является рекламой бумажных изданий.
Все авторские права принадлежат их уважаемым владельцам.
Если Вы являетесь автором данной книги и её распространение
ущемляет Ваши авторские права или если Вы хотите
внести изменения в данный документ или опубликовать
новую книгу свяжитесь с нами по email.
Иванов А.Б.
ВОЛОКОННАЯ ОПТИКА: компоненты, системы передачи, измерения. —
М.: Компания САЙРУС СИСТЕМС, 1999.
ISBN 5-88230-080-0
Изложены основные понятия и теоретические основы волоконно-оптичес-
ких компонентов, линий связи и систем передачи, а также методов конт-
роля и измерения их параметров. Рассмотрены принципы построения
и метрологическое обеспечение данных средств измерений, приводятся
методика и результаты экспериментальных исследований систем переда-
чи, а также методы и средства удаленного тестирования линий связи во-
локонно-оптических сетей.
Автор
Иванов Александр Борисович, кандидат технических наук,
руководитель экспертного центра компании Syrus Systems.
Имеет более 40 научных трудов в области
математического моделирования измерительных преобразователей,
исследования и разработки средств измерений.
Является автором более 30 изобретений
методов и средств измерений физических величин.
© Компания САЙРУС СИСТЕМС
swus0
10714Q Россия, Москва, 3 • й Новый переулок, 5,
Заказывайте Полный Каталог Продукции на Компакт Диске
Компания САЙРУС СИСТЕМС представляет в России и странах СНГ более 2000 наименований
приборов, предназначенных практически для всего спектра измерений в современных
телекоммуникационных сетях. Компания сотрудничает с такими производителями, как ARMEL,
AnaCom, TREND, Radyne, EXFO, NUERA, GN Nettest, Consuttronics, Tektronix, Tadiran Scopus,
Sunrise Telecom, Hewlett-Packard и др., осуществляя системную интеграцию измерительных
решений, а также информационную поддержку, консультации и обучение пользователей.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Одним из основных направлений современного научно-технического
прогресса является всестороннее развитие волоконно-оптических сис-
тем связи, обеспечивающих возможность доставки на значительные
расстояния чрезвычайно большого объема информации с наивысшей
скоростью. Уже сейчас имеются волоконно-оптические линии связи
(ВОЛС) большой информационной емкости с длиной регенерационных
участков до 200 км и более. Однако область применения волоконно-
оптических систем передачи (ВОСП) не ограничивается передачей дан-
ных на большие расстояния для непосредственной связи, а имеет более
широкий спектр, от бортовых систем до локальных (LAN) и глобаль-
ных (WAN) волоконно-оптических телекоммуникационных сетей. Весьма
перспективно использование волоконно-оптической техники в кабель-
ном телевидении, так как она позволяет с одной стороны обеспечить
высокое качество передачи изображения, а с другой — существенно
расширить возможности информационного обслуживания абонентов.
Последнее связано с интенсивным развитием телекоммуникаций, осно-
ванных на использовании персональных компьютеров (ПК) для достав-
ки электронной почты, удаленного соединения домашнего ПК с компь-
ютером на работе, пересылки файлов в другой город, использования
ресурсов Internet и других интерактивных коммерческих информаци-
онных служб и др. Развитие телекоммуникационных технологий по
пути многоцелевого назначения для телефонной и телеграфной связи,
телевидения, передачи данных, мультимедиа приложений и т. д., как
единой цифровой сети интегрированного обслуживания (ISDN), а затем
появившейся технологии асинхронного режима переноса (ATM), как
связующей с транспортными сетями синхронной цифровой иерархии
(SDH), вообще немыслимо без использования ВОЛС.
Столь интенсивный прогресс волоконно-оптических телекоммуника-
ционных технологий невозможен без достижений в теории передачи ин-
формации, физической и квантовой оптики, математическом моделиро-
вании информационных, физических и технологических процессов,
физике и технологии волоконно-оптических и полупроводниковых эле-
ментов, системотехнике, микроэлектронике, автоматизированном про-
ектировании, а так же измерительной технике. При этом если достиже-
ния в технологии телекоммуникаций непосредственно связаны с успехами
4
Предисловие
теории передачи информации, то остальные области техники влияют
опосредствованно, так как нередко развиваются самостоятельно и впер-
вые используются в других областях, а затем в связи. В этом плане
особое место занимает измерительная техника, развитие которой с одной
стороны зависит от перечисленных областей, а с другой стороны сама
влияет на их развитие, являясь той базой, без которой невозможен про-
гресс ни в одной области техники. Поэтому рассмотрение методов и средств
измерений не представляется возможным вне связи с перечисленными
областями, а требует только интердисциплинарного подхода. Так, на-
пример, в результате физико-химических исследований были созданы
фторированные, халькогенидные и другие типы оптических волокон (ОВ),
которые при использовании ближнего инфракрасного диапазона волн
позволяют достичь сверхнизких потерь ВОЛС и, как следствие, суще-
ственно увеличить длины регенерационных участков, что в свою очередь
требует, например, расширения динамического диапазона оптических
рефлектометров для их контроля. Технологические успехи в области
интегральной оптики, новые схемотехнические решения передающих и
приемных оптоэлектронных устройств, разработка методов и средств уси-
ления и преобразования, а также спектрального уплотнения оптических
сигналов, позволяют многократно увеличить пропускную способность
ВОСП, требуя при этом применения для их настройки и инсталляции
анализаторов спектра и поляризации с высоким разрешением. Разработ-
ка методов централизованного тестирования ВОСП, в свою очередь нала-
гает требования внеполосного контроля ВОЛС, и как следствие использо-
вания средств измерений с длиной волны отличной от длин волн, которые
применяются для передачи трафика. Следует также отметить, что повы-
шение качества оптических компонентов, таких как мультиплексоры,
фильтры и коммутаторы обуславливает необходимость в высокоточных
средствах для их выходного контроля на производстве. В то же время,
все эти задачи выдвигают на первый план создание и совершенствование
методов и средств поверки и калибровки самих средств измерений.
С этой целью в дальнейшем будут рассмотрены базовые концепции
построения ВОЛС и ВОСП, теоретические основы измерений в телеком-
муникациях, принципы построения используемых измерительных при-
боров и анализ результатов измерений, при этом, в контексте рассмат-
риваемых задач и путей их решения, будут использованы результаты
указанных выше областей техники. Такой подход определил структуру
и содержание настоящей книги. Материал книги можно условно раз-
бить на три, казалось бы, самостоятельные части, включающие:
• физические основы и компоненты волоконной оптики;
• волоконно-оптические линии связи и системы передачи;
• измерения, тестирование и контроль волоконной оптики.
На самом деле, эти разделы тесно связаны между собой, так как
обеспечивают комплексное понимание задач и предмета тестирования и
измерений в волоконной оптике.
Так, первый раздел, включающий главы 1 и 2, отражает особенности
процессов, протекающих в волоконно-оптических элементах используемых
для передачи информации в современных средствах связи и телекоммуни-
кациях и тем самым определяющих их технические характеристики.
Предисловие
5
Во втором разделе — главе 3, рассматриваются особенности современ-
ных методов волоконно-оптической связи и телекоммуникаций, их тео-
ретические возможности и ограничения, а так же перспективы разви-
тия, что позволяет определить задачи тестирования и измерений
параметров этих систем.
Третий раздел, включающий все последующие главы, посвящен соб-
ственно вопросам единства контроля измерений и тестирования воло-
конной оптики, методам, средствам и способам измерений ее парамет-
ров, а так же вопросам калибровки и поверки средств измерений. Особое
внимание уделяется специфическим особенностям таких измерений и
системам удаленного тестирования оптических волокон.
Такой подход, в первую очередь связан с тем, что пользователи средств
измерений в основном сталкиваются не столько с проблемами самой тех-
ники тех или иных измерений, для освоения которой в большинстве
случаев достаточно ознакомиться с руководством по эксплуатации при-
бора, сколько с общими методическими проблемами измерений парамет-
ров волоконно-оптических элементов и процессов телекоммуникаций. Для
решения этих проблем требуется более глубокое понимание физических
процессов, протекающих в компонентах волоконной оптики и их влия-
ния на процессы передачи информации, знание которых необходимо для
постановки задачи измерений и анализа их результатов.
В связи с тем, что компания Syrus Systems представляет на отече-
ственном рынке оборудование и приборы ведущих зарубежных произ-
водителей и является одним из основных системных интеграторов, нами
накоплен большой опыт решения задач, возникающих в процессе ин-
сталляции и эксплуатации этого оборудования. Определены тенденции
развития методов и средств измерений в области волоконной оптики, а
так же систематизированы проблемы, имеющие место при эксплуата-
ции данных средств. Учитывая отличие используемых в отечественной
и зарубежной литературе характеристик приборов, их наименования и
аббревиатуры, разрозненность необходимой информации, а в некото-
рых случаях, несоответствие методических положений, нами предпри-
нята попытка обобщения материалов зарубежной литературы в виде
книги, которая, как мы надеемся, будет полезна широкому кругу спе-
циалистов в области волоконно-оптических телекоммуникаций. Так как
в книге рассмотрен широкий спектр теоретических и практических воп-
росов, и в связи с актуальностью рассматриваемых проблем она написа-
на в кратчайшие сроки, естественно, могут иметь место замечания,
которые мы просим направлять по адресу:
107140 Россия, Москва, 3-й Новый переулок, 5.
Автор выражает глубокую благодарность директору компании Syrus
Systems Игорю Викторовичу Соколову, создавшему все необходимые
условия и оказавшему всестороннюю поддержку в работе над настоя-
щей книгой и ее издании, а также всем сотрудникам компании, за их
участие в обсуждении материалов книги. Особую признательность ав-
тор выражает Ирине Александровне Гавриловой, за ее неоценимую по-
мощь в подготовке настоящего издания.
ВВЕДЕНИЕ
С фундаментальной точки зрения между световыми и другими электро-
магнитными волнами как, например, радиоволнами, не существует от-
личий, за исключением того, что световые волны имеют значительно
более высокую частоту. Как показано на рис. 1.1, спектр электромаг-
нитных волн простирается от нескольких тысяч километров до косми-
ческих лучей с длинами волн в триллионную часть метра [1]. В этом
спектре нет пробелов, однако, существуют наложения или слияния не-
которых областей, что означает отсутствие четких границ между смеж-
Длина волны Наименование Виды оптического Длина волны Области Длина волны
X, мкм спектральною диапазона излучения X, нм применения Л, мкм
1 километр (км)
1 метр (м)
1 сантиметр (см)
1 миллиметр (мм)
1 микрометр (мкм)
1 нанометр (нм)
1 ангстрам (А)
1 микроангстрам (мкА)
Рис. 1.1. Электромагнитный спектр и области его использования в волоконной оптике
8
Введение
ными областями. Поэтому использование того или иного диапазона дан-
ного спектра для передачи информации в первую очередь определяется
параметрами среды распространения электромагнитных волн, в частно-
сти, показателем затухания, стабильностью постоянных распростране-
ния и др. Диапазоны частот, для которых обеспечиваются наилучшие
условия распространения электромагнитных волн, носят название окон
прозрачности среды. По этой причине для передачи информации по-
средством световых волн используется не весь оптический спектр, кото-
рый располагается между микроволнами и х-лучами и включает длины
волн в диапазоне от 10 нм до 1 мм. В пределах этого диапазона находят-
ся ультрафиолетовое излучение, видимый свет и инфракрасное излуче-
ние. Термин “видимый свет” кажется избыточным, однако, использова-
ние его в ряде случаев необходимо, так как в некоторых книгах
ультрафиолетовое и инфракрасное излучение называются ультрафиоле-
товым и инфракрасным светом, соответственно. Видимый свет опреде-
ляется как излучение, которое оказывает влияние на наши зрительные
рецепторы и включает излучение от 390 до 770 нм, т. е., от фиолетового
до красного цвета, охватывая тем самым лишь малую часть электро-
магнитного спектра. Свет сам по себе не имеет цвета, но эти длины
волн, возбуждая рецепторы глаза, создают цветовые образы, что позво-
лило использовать это свойство световой волны реализовать простей-
шие способы передачи информации на расстояния прямой видимости.
По аналогии с проводной связью для увеличения дальности передачи за
счет направленного распространения световой волны были исследованы
различные оптически прозрачные материалы, на основе которых разра-
ботаны оптические волноводы, называемые впоследствии оптическими
волокнами. Последние, в свою очередь, открыли возможность успешно-
го использования отработанных к тому времени оптоэлектронных тех-
нологий для высокоскоростной передачи большого объема информации
на значительные расстояния. Данное направление техники носит на-
звание волоконной оптики и в настоящее время интенсивно развивает-
ся. Отметим, что сейчас в волоконной оптике используются длины волн
приблизительно от 820 нм до 1650 нм, что определяется как инфра-
красное излучение (рис. 1.1), хотя иногда оно также называется просто
светом, потому что его можно контролировать и измерять при помощи
приборов, сходных с приборами, используемыми для измерений в обла-
сти видимого света.
Очевидно, что для осуществления передачи информации по оптичес-
кому волокну недостаточно наличия самого волокна, для этой цели не-
обходимы еще как минимум источник и приемник излучения, а для
передачи на дальние и сверхдальние расстояния - ретрансляторы или
оптические усилители. Кроме этого, исходную информацию необходи-
мо представить в виде оптического сигнала, что осуществляется путем
модуляции источника оптического излучения, а затем восстановить ее,
на приемной стороне с помощью оптического приемника, включающе-
го демодулятор. Таким образом, простейшая система передачи как ми-
нимум должна состоять из модулируемого источника оптического из-
Введение
9
лучения, оптического волокна, оптических ретрансляторов или усили-
телей и оптического приемника.
Учитывая, что для увеличения объема передаваемой информации
обычно используются методы мультиплексирования сигналов, для их
реализации в рассмотренную систему добавляются оптические мульти-
плексоры и демультиплексоры, которые с целью использования пре-
имуществ оптической передачи выполняются с разделением несущих
по длинам волн, реализуя так называемое волновое мультиплексирова-
ние посредством WDM. В связи с тем, что ширина окон прозрачности
оптических волокон ограничена, дальнейшее увеличение плотности
каналов достигается использованием уплотненного волнового мульти-
плексирования, известного как DWDM. Однако, эффективное примене-
ние методов мультиплексирования невозможно без использования оп-
тической фильтрации, для чего необходим широкий спектр оптических
фильтров, таких как односторонние и полосовые широкополосные и
узкополосные фильтры.
Развитие волоконно-оптических систем передачи по направлению
увеличения числа обслуживаемых абонентов связано с организацией
сетевых структур и, как следствие, управлением потоками информа-
ции, а это вызывает необходимость введения оптических переключате-
лей, осуществляющих переключение направлений передачи либо меха-
ническим, либо оптическим способом. Очевидно, что в ряде случаев
может возникнуть необходимость транспонирования длин волн, что,
как правило, выполняется волновыми конвертерами. Рассмотренный
спектр компонентов волоконно-оптических систем передачи информа-
ции не будет полным, если не отметить наличие в любой системе таких
оптических компонентов, как соединители, ответвители, аттенюаторы,
изоляторы, оптические вращатели и др.
Не меньший спектр оптических компонентов используется и в сред-
ствах измерений, предназначенных для тестирования и контроля дан-
ных систем. Отличие заключается лишь в том, что к ним предъявляют-
ся более жесткие требования к стабильности, спектральному составу
оптического сигнала, линейности функции преобразования, динамичес-
кому диапазону и другим параметрам, так как с помощью этих средств
должны оцениваться характеристики системы передачи. Так, напри-
мер, при тестировании оптических волокон в процессе передачи дан-
ных, измерение целостности волокна должно проводиться, с одной сто-
роны, без нарушения качества передачи, а с другой стороны, должно
обеспечить достоверность полученных результатов, а это невозможно
без использования оптических фильтров с параметрами, худшими, чем
таковые в системе передачи. Аналогично при анализе спектра источни-
ка оптического излучения разрешение используемых для этих целей
средств должно быть как минимум на порядок выше ширины линии
используемого для передачи данных лазерного диода, а чувствитель-
ность — выше чувствительности оптического приемника.
В связи с тем, что использование того или иного компонента воло-
конно-оптической системы передачи определяет ее характеристики, рас-
смотрим данные устройства более подробно, предварительно разделив
10
Введение
их на две большие группы: волоконно-оптические и оптоэлектронные
компоненты. При этом в первую группу включим собственно оптичес-
кое волокно и устройства, выполняющие функции передачи оптичес-
ких сигналов с характеристиками зависящими от параметров волокна,
а во вторую группу введем устройства, предназначенные для генериро-
вания, преобразования и восстановления сигналов, функционирование
которых в большинстве случаев не определяется свойствами оптичес-
ких волокон. В зависимости от того, используются или нет для реали-
зации функциональных возможностей данных устройств дополнитель-
ные источники энергии, они могут быть разделены на пассивные
компоненты, в которых эти источники отсутствуют, и активные компо-
ненты, в которых наличие дополнительного источника энергии необхо-
димо для обеспечения их работоспособности. В то же время, учитывая,
что ряд компонентов, таких как, фотодиоды, модуляторы и т. д., могут
выполнять свои функции, как с дополнительным источником энергии,
так и без него, эти особенности будут отмечены при рассмотрении ре-
жимов работы соответствующих компонентов.
Помимо волоконно-оптических и оптоэлектронных компонентов, па-
раметры систем передачи определяются также структурой системы, а
при сетевых решениях и архитектурой сети. Очевидно, что глубокое
рассмотрение этих вопросов выходит за рамки настоящей книги, поэто-
му в соответствии с поставленной задачей системные решения в даль-
нейшем рассматриваются с позиций волоконной оптики, а не с позиций
передачи данных. При этом выделяются две большие группы систем:
одноканальные и многоканальные системы передачи, которые отлича-
ются количеством используемых длин волн. В дальнейшем данные си-
стемы будем называть одноврлновыми и многоволновыми системами,
рассматривая методы прямого обнаружения модулированного по ин-
тенсивности оптического излучения и когерентного приема модулиро-
ванного по амплитуде, частоте или фазе поля световой волны. Обобщив
полученные результаты на телекоммуникационные сетевые структуры,
мы можем рассмотреть практически весь спектр современных телеком-
муникаций в приложении к волоконной оптике, уделив особое внима-
ние теоретически достижимым параметрам и основным критериям, ко-
торым должна удовлетворять система передачи. Кроме этого такой подход
позволил представить целостную картину и определить особенности из-
мерений в различных волоконно-оптических системах передачи, вклю-
чая те, которые различаются по своим структурными признаками.
Современные волоконно-оптические системы, в том числе с волно-
вым уплотнением, устанавливают новые системные параметры и требу-
ют проведения более сложной процедуры измерений в полевых услови-
ях, чем традиционные системы. Учитывая, что они существуют
относительно недавно, до сих пор нет установившейся практики их
инсталляции и технического обслуживания. Можно считать, что наи-
более вероятной проблемой в этом случае является нарушение передачи
в отдельном канале, которое может произойти по ряду причин, в част-
ности, из-за изменений длины волны полупроводниковых лазеров, от-
клонения усиления и увеличения шума в оптических усилителях или
Введение
11
неожиданного изменения спектральных характеристик передачи како-
го-либо другого компонента. В экстремальных случаях ослабление еди-
ничного канала может достичь такой точки, на которой данная длина
волны перестает существовать. Очевидно, что это вызывает необходи-
мость более точного определения параметров оптических компонентов
и характеристик ВОЛС, чем в уже установленных системах передачи.
Поэтому если возникает необходимость использования преимуществ,
предоставляемых современными технологиями передачи, операторам
сетей необходимо быть готовыми к проведению измерений, которые ранее
проводились лишь при производстве волоконно-оптических и оптоэлек-
тронных компонентов, а также в лабораторных исследованиях. В пер-
вую очередь здесь следует выделить измерения спектральных характе-
ристик источников излучения и зависящих от длины волны параметров
компонентов, в частности, оптического волокна — его хроматической
дисперсии. Не менее важными становятся измерения параметров, зави-
сящих и от поляризации, в частности, поляризационной модовой дис-
персии волокна и потерь вставки волоконно-оптических компонентов.
В ряде случаев возникает необходимость измерений модуляционных
характеристик, параметров шумов и т. д. Данные измерения должны
следовать определенным итерационным процедурам, с помощью кото-
рых параметры системы передачи доводятся до требуемых значений.
Поэтому наряду с рассмотрением традиционных методов и средств из-
мерений, в настоящей работе рассмотрены и те вопросы, которые на
первый взгляд не относятся к измерениям в телекоммуникациях.
Таким образом, в соответствии с принятой логикой изложения мате-
риала, далее будут рассмотрены компоненты и принципы построения
волоконно-оптических систем передачи, а затем методы и средства из-
мерений их параметров.
ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ
КОМПОНЕНТЫ
СОВРЕМЕННЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Как было отмечено выше, волоконно-оптические компоненты, включа-
ют пассивные компоненты, к которым относятся собственно оптичес-
кие волокна, оптические соединители, изоляторы, ответвители и преоб-
разователи длины волны, и активные компоненты, к которым относятся
волоконно-оптические усилители (рис. 1.2). Общая структура разделов,
посвященных данным компонентам, предусматривает рассмотрение ос-
новных теоретических положений, принципов функционирования и
технических решений, которые используются в настоящее время при
их создании, не углубляясь в область всего спектра возможных реали-
заций, что является важным в первую очередь для разработчиков этих
устройств, и требует более тщательного анализа. В заключение рассмот-
рения каждого компонента будут приведены основные характеристики
промышленных образцов, что на наш взгляд является необходимым
для оценки возможности использования данных компонентов на ста-
дии проектирования систем передачи и при анализе результатов изме-
рений их параметров.
1.1. ОПТИЧЕСКОЕ ВОЛОКНО
В физике хорошо известна двойственная (волновая и корпускулярная)
природа света, на базе изучения свойств которой разработаны соответ-
ствующие теории, которые нельзя противопоставлять, так как лишь в
своей совокупности они позволяют объяснить известные оптические яв-
ления. При этом волновая теория рассматривает свет как разновидно-
сть электромагнитных колебаний очень коротких (микрометровых) длин
волн и использует при описании оптических процессов уравнения Мак-
свелла. В то же время по корпускулярной теории свет представляется в
виде быстро движущихся частиц, которые излучаются отдельными пор-
1.1. Оптическое волокно
15
циями (квантами), образуя луч света. Такая теория часто называется
лучевой, и базируется она на известных законах геометрической оп-
тики, позволяя наглядно и просто описывать распространение света в
той или иной оптической среде, например в оптическом волноводе.
Последний представляет собой круглый стержень из оптически про-
зрачного диэлектрика, который из-за малых размеров поперечного се-
чения обычно называют оптическим волокном (OB). ОВ широко исполь-
зуется в телекоммуникациях для передачи оптического излучения от
источника к приемнику и является основным элементом оптического
кабеля (ОК). Поскольку лучевая теория наглядно и достаточно просто
описывает распространение света в оптическом волокне, в дальнейшем
будем пользоваться аппаратом геометрической оптики. В тех же случа-
ях, когда его применение недостаточно или невозможно, будем приме-
нять методы волновой теории.
1.1.1. Прохождение светового излучения через границу раздела сред
В геометрической оптике световые волны изображаются лучами, кото-
рые претерпевают изменения на границах раздела сред с разными опти-
ческими свойствами, характеризующимися показателем преломления
п = d v, который в общем случае показывает, во сколько раз скорость с
распространения света в вакууме больше скорости v распространения
света в рассматриваемой среде.
Как известно, среда, у которой показатель преломления больше, на-
зывается оптически более плотной, в противном случае — менее плот-
ной, поэтому при падении луча света (световой волны) на границу раз-
дела таких сред в общем случае появляются отраженная и преломленная
волны (рис. 1.3а), причем в соответствии с законом Снеллиуса углы
Рис. 1.3а. Отражение и преломление
светового луча на границе двух сред
Рис. 1.36. Полное внутреннее отражение
светового луча на границе двух сред
16
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
падения <рл, отражения <ротр и преломления <рлр связаны следующими
соотнош ениями:
(Рп=(Ротр и ^sin^ = щзт<рпр, (1.1)
причем если луч переходит из оптически более плотной среды в менее
плотную nt>n2, то Флр>Фл. Путем увеличения угла падения можно дос-
тичь состояния, при котором преломленный луч будет скользить по
границе раздела сред, не переходя в другую среду (рис. 1.36). Угол па-
дения, при котором имеет место данный эффект, называется критичес-
ким углом <$кр полного внутреннего отражения. Очевидно, что для всех
углов падения, больших критического (фл>Фкр), будут иметь место толь-
ко отражения, а преломления будут отсутствовать. Это явление назы-
вается полным внутренним отражением, и, поскольку вся мощность
светового луча практически полностью возвращается в область более
плотной среды, на этом эффекте основан принцип передачи оптического
излучения по ОВ.
1.1.2. Распространение световых лучей в оптических волокнах
В общем случае оптическое волокно
(рис. 1.4) состоит из сердцевины, по кото-
рой происходит распространение световых
волн, и оболочки, предназначенной, с од-
ной стороны, для создания лучших усло-
вий отражения на границе раздела “серд-
цевина — оболочка”, а с другой — для
снижения излучения энергии в окружаю-
щее пространство. С целью повышения
прочности и тем самым надежности волок-
на поверх оболочки, как правило, накла-
дывается первичное защитное упрочняю-
щее покрытие. Такая конструкция ОВ
является типовой и используется во мно-
гих ОВ в качестве базовой.
Рис. 1.4. Общий вид типового ОВ:
1 -сердцевина
2-оболочка
3- силиконовое покрытие
4-буферная оболочка
5-упрочняющая оболочка
б-внешняя оболочка
1.1.2.1. Основы лучевой теории распространения света в ОВ
Как было отмечено выше, лучи света распространяются в ОВ при вы-
полнении условий м;>п2, в связи с чем для характеристики волокна
используется соотношение, которое принято характеризовать относи-
тельной разностью показателей преломления & = (пх - и22)/2п2 и
которое для большинства ОВ равно Д=10 2...103. При этом если показа-
тель преломления оболочки имеет постоянное значение, то показатель
преломления сердцевины может быть либо постоянным, либо изменяться
вдоль радиуса по определенному закону. Характер изменения показа-
теля преломления ОВ вдоль радиуса называется профилем показателя
преломления. Так, для произвольного степенного изменения профиля
показателя преломления закон изменения п(г) по радиусу определяет-
ся выражением
1,1, Оптическое волокно
17
и(г) = ,ln}[\-2A(r /R)4], (1.2)
где г — текущий радиус; R — радиус сердцевины; п1 — показатель
преломления в центре сердцевины, равный примерно 1,5; = {1,оо} —
показатель степени, определяющий изменение п(г); Д=0.003 — 0.01.
Очевидно, что при q = °о профиль показателя преломления опреде-
ляется как
при г < R;
п(г) = <
[п2 при г > R,
(1-3)
и соответствует ступенчатому волокну, а прид = 2 — волокну с наибо-
лее распространенным параболическим профилем показателя прелом-
ления, для которого
и(г) = ln}[l-2^r/R)2]-
(1-4)
Выбор соотношения между п, и п2 определяется различными факто-
рами в зависимости от назначения и области применения ОВ. Кроме
того, ступенчатые ОВ могут иметь и несколько отражающих оболочек,
например, так называемое волокно W — типа, с сердцевиной из матери-
ала с показателем преломления п1 окруженной двумя оболочками, пер-
вая из которых имеет показатель преломления п , а вторая п„, причем
га;>га2>п3.
Процесс распространения световых
лучей в оптически более плотной сре-
де, окруженной менее плотной, в рам-
ках геометрической оптики, показан
на рис. 1.5. При попадании светового
излучения на торец ОВ в нем могут
'*5
Рис.1.5. Распространение излучения по
ступенчатому и градиентному многомо-
довым и одномодовому ОВ
распространяться три типа световых
лучей, которые подразделяются на
направляемые, вытекающие и излу-
чаемые лучи, причем наличие и пре-
обладание какого-либо типа лучей определяется углом их падения на гра-
ницу раздела “сердцевина — оболочка”. Очевидно, что при некотором угле
падения лучей на торец волокна, угле ввода вв оптического излучения в
ОВ и их дальнейшем попадании на границу раздела на ней может иметь
место полное внутреннее отражение. Те лучи, которые падают на границу
раздела под углом в > вкр (лучи 1, 2 и 3), отражаются от нее и вновь воз-
вращаются в сердцевину волокна, распространяясь в ней и не претерпевая
преломления. Так как траектории таких лучей полностью расположены
внутри среды распространения — сердцевины волокна, они распространя-
ются на большие расстояния и называются направляемыми, являясь ос-
новным типом лучей в сердцевине ОВ.
Лучи, падающие на границу раздела под углами 0 < 0 (лучи 4),
носят название вытекающих лучей (лучей оболочки). Достигая грани-
цы “сердцевина — оболочка”, эти лучи отражаются и преломляются,
теряя каждый раз в оболочке волокна часть энергии, в связи с чем
исчезают вовсе на некотором расстоянии от торца волокна. Те же лучи,
18
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
которые излучаются из оболочки в окружающее пространство (лучи 5),
носят название излучаемых лучей. Они, естественно, не распространя-
ются вдоль ОВ, а, как правило, возникают в местах нерегулярностей
волокна. Очевидно, что излучаемые и вытекающие волны — это па-
разитные волны, приводящие к рассеиванию энергии и искажению
информационного сигнала.
1.1.2.2. Характеристики направляемых лучей
Для характеристики направляемого луча с точки зрения геометрической
оптики необходимо определить траекторию его распространения, кото-
рая для ступенчатого волокна может быть либо меридианной, пересека-
ющей ось волокна между точками отражений, либо косой, не пересекаю-
щей ось. В зависимости от данных траекторий следует различать
меридианные и косые световые лучи. Таким образом, меридианные лучи
характеризуются утлом падения, образованным лучом и нормалью к оси
волокна. Между соседними точками отражений данные лучи распростра-
няются по прямой линии, а направление луча после отражения опреде-
ляется законом Снеллиуса. В результате траектория меридианного луча
лежит в плоскости, проходящей через ось волокна, и имеет зигзагообраз-
ный вид. Косые лучи распространяются по спиралеобразной траектории,
проекция которой на поперечное сечение волокна имеет вид правильного
незамкнутого треугольника. Поэтому для определения косого луча кро-
ме угла падения необходимо знать второй угол, который характеризует
скос луча и определяется как угол в плоскости сечения сердцевины меж-
ду касательной к границе раздела и проекцией траектории луча.
Для характеристики меридианных лучей, направляемых под углом
0nv к оси ОВ, обычно вводятся следующие параметры [2]:
длина пути Lp , определяемая расстоянием между двумя последователь-
ными отражениями:
Lp=2R!sm0^- (1.5)
оптическая длина пути Д,, определяемая для однородной среды выра-
жением
4 ~n\Lp = 2/?-nI/sin0n„; (1.6)
полупериод траектории луча Lh, представляющий собой расстояние между
точками двух последовательных отражений вдоль оси волокна, равный
Д,=2Я/^и = Д,со80м, (1.7)
и число отражений N на единицу длины среды распространения, равное
У=1/Д, =1/Д,со8^ =2/?-(sin^//g^). (1.8)
При описании траектории распространяемого в волокне косого луча,
представляющего собой луч со спиральной траекторией, лучевые пара-
метры для косых траекторий принимают вид:
длина пути Lp , определяемая расстоянием между двумя последователь-
ными отражениями
Z> = 2/?-(sin^/sin^); (1.9)
1.1. Оптическое волокно
19
оптическая длина пути Ц,, определяемая для однородной среды выра-
жением
4 = щЬр =2Rn}-(sin^/sin^J; (1.10)
число отражений N на единицу длины среды распространения, равное
N =1/А = 1/A, cos^K = 2/? (sin^/tg0nK). (1.11)
Последнее, как следует из выражения, связано с полупериодом Lh тра-
ектории луча — расстоянием между точками двух последовательных
отражений среды по оси ОВ.
Здесь 0р — угол, характеризующий скос луча, который определяет-
ся как угол в плоскости сечения сердцевины между касательной к гра-
нице раздела и проекцией траектории луча.
Учитывая, что скорость распространения света v для среды с показа-
телем преломления п, определяется как
V = ^’ <1Л2>
где с -скорость света в вакууме, время t прохождения луча на расстоя-
ние I в обоих случаях равно
Lp-c c-cos^ ’ (1-13)
Отсюда следует важный вывод, что условие 0т 0кр для меридианных
оптических лучей и 0пк > 0 для косых лучей будет отличаться, т. е.
0Ш, Ф 0пк, так как закон Снеллиуса справедлив для отражения от плос-
кой поверхности, в то время как поверхность волокна искривлена. Кро-
ме того, время прохождения луча не зависит от угла скоса, а определя-
ется только значением угла падения 0п световой волны на границу
волокна.
1.1.2.3. Апертура оптического волокна
Как следует из вышеизложенного, существует бесконечное множество лу-
чей, которые, будучи введенными в ОВ под углом 0д < 0А , в дальнейшем,
при распространении по волокну, имеют 0п ~0,г,- Следовательно, для обес-
печения условия полного внутреннего отражения при распространении
световых лучей необходимо обеспечить ввод излучения в торец ОВ под
углом, меньшим или равным 0А.
Угол 0А между оптической осью и одной из образующих светового
конуса — лучей, падающих в торец ОВ (рис. 1.5), для которых в даль-
нейшем выполняется условие полного внутреннего отражения, носит
название апертура ОВ. Физически апертура характеризует эффектив-
ность ввода оптического излучения в ОВ, а для ее числовой оценки
используется понятие номинальной числовой апертуры (Numerical
Aperture), значение которой для ступенчатого оптического волокна оп-
ределяется выражением [3]
NA = п0 -sin^,
(1-14)
20
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
где по — показатель преломления окружающей среды, равный для воз-
духа пп =1. ,
В соответствии с законом Снеллиуса можно записать
nosin^ = sin(fl72-(9Kp), (1.15)
и, учитывая, что
вкр = arcsin(w2 /«,), (1-16)
выражение для номинальной числовой апертуры примет вид
NA = д/л,2 -п22 ~ п}41R • (1.17)
Из последнего выражения видно, что с увеличением разности показа-
телей преломления сердцевины и оболочки значение NA возрастает и,
следовательно, улучшается эффективность ввода излучения в ОВ. На-
пример, при nt=1.51 и п2=1.13 все меридианные лучи, падающие из возду-
ха на торец ОВ, входят в сердцевину (NA=1, вА=*к/2).
Последнее выражение учитывает только меридианные лучи, в то вре-
мя как в ОВ в основном имеют место косые лучи с гораздо более сложной
траекторией распространения, расчет ввода которых гораздо сложнее.
Поэтому получить простое выражение для числовой апертуры косых лу-
чей не удается. Однако здесь необходимо отметить, что апертура, полу-
ченная по данному выражению для меридианных лучей ступенчатого
ОВ, меньше действительной апертуры, учитывающей все введенные лучи.
Для градиентных ОВ вводится понятие локальной числовой аперту-
ры., равной
NA(r) = д/л,2(г)-л22 , (1-18)
которая показывает, что максимальный угол ввода оптического излуче-
ния в этом случае определяется тем, в какой точке сердцевины волокна
находится вершина конуса, иными словами, захват волокном вводимо-
го луча света зависит от того, в какой точке сердцевины он вводится в
градиентное волокно. Очевидно, что при г=0, т. е. при вводе излучения
по оси волокна, локальная числовая апертура равна номинальной чис-
ловой апертуре. Для наиболее распространенного градиентного ОВ с па-
раболическим профилем показателя преломления числовая апертура оп-
ределяется выражением
NA = ^^2 -п22 . (1.19)
Естественно, что определение числовой апертуры косых лучей гради-
ентного волокна представляет еще более сложную задачу, нежели в слу-
чае ступенчатого.
В заключение следует отметить, что равенство числовых апертур ис-
точника и приемника излучения является одним из необходимых усло-
вий достижения малых потерь при их соединении.
1.1. Оптическое волокно
21
1.1.3. Исходные положения и допущения волновой теории
Так как свет представляет собой электромагнитную волну, а ее распро-
странение в любой среде описывается уравнениями Максвелла, распро-
странение света может рассматриваться путем определения развития
связанных с ним векторов электрического E{r,t) и магнитного H(r,t)
полей в пространстве и времени. Здесь г обозначает положение векто-
ра, a t — время. Иногда более удобно иметь дело с преобразованием
Фурье этих векторов, которое для вектора £ определяется следующим
образом [4]:
Е(г,й))= £ E(r,t)exp(ia)t)dt J (1.20)
Преобразование Фурье для вектора Н и других векторов определяется
аналогичным образом. Очевидно, что даже когда E(r,t) реально, E(r,ai)
может быть комплексным, несмотря на это, во многих случаях оказыва-
ется очень удобным представлять E(r,t) также в комплексном виде, при-
нимая во внимание только реальную часть полученных решений.
Как известно, электроны в атоме заряжены отрицательно, а ядро
несет положительный заряд, поэтому, когда электрическое поле прила-
гается к материалу, подобному кварцу, силы, испытываемые ядрами и
электронами, имеют противоположные направления, что приводит к
поляризации атомов. Индуцированная электрическая поляризация ма-
териала, или просто поляризация, может быть описана при помощи
вектора IP, который зависит как от особенностей материала, так и при-
лагаемого поля. Индуцированная поляризация может быть рассмотре-
на как отклик среды на прилагаемое электрическое поле. Рассмотрим
связь Р и Е более подробно, определив вначале вектор D, называемый
электрической индукцией, который связан с электрическим полем Е и
электрической поляризацией Р , следующим образом:
D = e0E + P, (1.21)
где е0 — постоянная, называемая относительной диэлектрической про-
ницаемостью среды, в нашем случае вакуума. Электрическая индукция
в вакууме равна е0Е .
Аналогично определяется связь магнитной поляризации М и маг-
нитной индукции В
В = /л0{Н + М). (1.22)
Однако, так как кварц является немагнитным материалом, В = ц0Н,
где /ла есть постоянная, называемая магнитной проницаемостью вакуу-
ма. Таким образом уравнения Максвелла учитывают влияние характе-
ристик материала на распространение электромагнитных волн, так как
они используют не только Е и Н, но и электрическую D, и магнитную
В индукцию.
Связь IP и Е в оптическом волокне определяется свойствами среды
(кварца) и является причиной двух важных явлений, относящихся к
распространению в нем света, — дисперсии и нелинейным эффектам,
которые налагают ограничения на функционирование современных ком-
22
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
муникационных систем. Рассмотрим пять фундаментальных характе-
ристик среды и их влияние на связь между индуцированной поляриза-
цией р> в среде и воздействующим электрическим полем £.
Локальность отклика. В среде, отклик которой на прилагаемое элект-
рическое поле является локальным и когда г = rt, IP(r) зависит только
от Е^), значения Е(г) для г г} не оказывают влияния на ). Это
свойство соблюдается с достаточно высокой степенью приближения для
кварцевого волокна в диапазоне длин волн от 0.5 мкм до 2 мкм, кото-
рый и используется в оптических коммуникационных системах.
Изотропия. Изотропная среда характеризуется тем, что ее электро-
магнитные свойства, такие, как показатель преломления, одинаковы
во всех направлениях. В изотропной среде Е и Р являются векторами
одинаковой ориентации, и так как кварц представляет собой изотроп-
ную среду, идеально цилиндрическое оптическое волокно также явля-
ется изотропным.
Среда, показатели преломления которой вдоль двух отличных на-
правлений соответствующей системы координат, например вдоль осей
х и у , различны, называется двулучепреломляющей, поэтому опти-
ческое волокно, не обладающее цилиндрической симметрией, также на-
зывается двулучепреломляющим. Двулучепреломление ряда материа-
лов, таких, как ниобат лития, используется в ряде волоконно-оптических
компонентов, таких, как модуляторы, изоляторы и настраиваемые филь-
тры.
Линейность. В линейной изотропной среде ,
Р(г,г)= s0 [ x(r,t-t'}E{r,t')dt', (1.23)
•Loo
где X называется чувствительностью, или, более точно, чувствительно-
стью линейной среды. Таким образом, индуцированная поляризация
получается путем свертки прилагаемого электрического поля. Если Р и
% обозначают соответственно преобразования Фурье Р и X, (1.23) при-
мет вид
Р(г,й>)= (1-24)
В этом случае индуцированная поляризация может рассматриваться
как выход линейной системы с входным сигналом E(r,t) или Е{г,а>),
импульсным откликом и функцией преобразования £ох(г,&)-
Таким образом, отклик среды на прилагаемое электрическое поле не
является мгновенным, так как зависит от а>.
Это является причиной важного эффекта, свойственного распростра-
нению света в оптическом волокне, — дисперсии, в данном случае хро-
матической дисперсии, налагающей основное ограничение на функцио-
нирование оптических систем передачи. Таким образом, происхождение
хроматической дисперсии кроется в задержке отклика индуцированной
поляризации в кварцевой среде на действие прилагаемого электричес-
кого поля. Подобное линейное соотношение связи Р и Е реально не
1.1. Оптическое волокно
23
соблюдается для кварца, однако обладает достаточно высокой степенью
приближения для сигналов средней мощности и умеренной битовой ско-
рости. Влияние поляризационной модовой дисперсии и нелинейных яв-
лений на распространение света будет дано позже.
Однородность. Однородная среда характеризуется тем, что электро-
магнитные характеристики % и, соответственно, % не зависят от поло-
жения вектора г, поэтому в этом случае можно заменить на %\t).
Однако, несмотря на то, что кварц является однородной средой, опти-
ческое волокно неоднородно из-за того, что показатели преломления
сердцевины и оболочки различны. Поэтому области сердцевины и обо-
лочки в волокне со ступенчато изменяющимся показателем преломле-
ния могут рассматриваться раздельно как однородные среды, в то вре-
мя как в градиентном волокне это допущение неприемлемо ввиду его
неоднородной сердцевины.
Отсутствие потерь. Хотя нельзя говорить, что кварцевое волокно
функционирует без потерь, при рассмотрении распространения мод по-
терями можно пренебречь, приравняв их к нулю, так как параметры
этих мод не будут существенно изменяться при таком допущении.
Таким образом, принятые допущения, заключающиеся в том, что
области сердцевины и оболочки кварцевого волокна являются локально
чувствительными, изотропными, линейными, однородными и обладают
нулевым показателем потерь, соответствуют идеализированному опти-
ческому волокну. В то же время, учитывая, что чувствительность %
является более фундаментальной характеристикой материала, чем по-
казатель преломления и, выраженный отношением скорости света в
вакууме к скорости света в материале волокна, определим последний в
терминах чувствительности
+ (1.25)
и будем рассматривать его как функцию угловой частоты n{a>) анало-
гично (1.25). Для волокна со значением ~ 1.25 и показателем прелом-
ления n » 1.5 .
1.1.3.1. Волновые уравнения
В общем случае распространение электромагнитных волн описывается
системой основных уравнений Максвелла в векторной форме [5]
\D = p, (1.26)
V-B = 0, (1-27)
dt (1.28)
v*H = j+d—, dt (1.29)
где р — плотность электрического заряда; Е и Н — напряженность
электрического и магнитного полей; J — плотность тока; D и В —
электрическая и магнитная индукции.
24
1, Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Таким образом, уравнения Максвелла учитывают влияние характе-
ристик материала на распространение электромагнитных волн, так как
в них входит не только £иЯ,нои£>иВ. Предположив, что в среде
нет свободных зарядов, т. е. р = 0 , следовательно, J - сгЕ, а так как
проводимость сг кварца очень низка, т. е. сг ~ 0, можно заключить, что
J = 0 . Тогда, используя (1.21) и (1.22), а также исключив индукцию из
уравнений (1.28) и (1.29), представим уравнения Максвелла только в
терминах полей Е, Н и поляризации Р [5]:
„ „ г д2Е а21Р
VxVxE = Wo—. (1.30)
dt dt
Чтобы решить это уравнение относительно Е, необходимо соотнести
IP с Е. Без учета нелинейных эффектов можно допустить, что связь р с
Е имеет линейный характер, определяемый выражением (1.24), и, бо-
лее того, вследствие предположения об однородности можно вместо ^-(r, t)
записать %\t), ослабив это предположение при рассмотрении нелиней-
ных явлений.
Решить (1.30) относительно Е наиболее удобно посредством преобра-
зования Фурье [5], которое для Е от Е определяется согласно (1.20), а
для IP и Et находится аналогичным образом. В результате
2?(r,f)=— Г E(r,a>)exp(- ia)t\da>. (1 31)
2л-
Путем дифференцирования этого уравнения относительно t имеем
преобразование Фурье для dE/dt, равное _ ioE •
Принимая во внимание преобразование Фурье (1.30), имеем
V х V х Е = р0£0а)2Е + /z0<y2IP,
затем, используя (1.24) для выражения р в терминах Е, сведем его до
уравнения вида
V xV хЕ = р0Е0со2Е + р0£0а)2%Е .
Введем с = I/ росо , где с — скорость света в вакууме, пренебрегая
потерями и принимая % за реальную величину, можно записать
п(а>) = Е + , где п — показатель преломления, тогда
~ й)2П2 „
VxVx£ = —— Ё. (1.32)
с
Используя идентичность
VxVx£ = V^'^-V2#,
уравнение (1.32) можно преобразовать к виду
2 2
v^ + £2L£- = v(v.£-). (1.33)
с
Допуская однородность среды (Z не зависит от г), а также используя
(1.26) и (1.25), имеем
1.1. Оптическое волокно
25
0 = V-D = £oV-(l + x)E = £on2V-E, (1.34)
что позволяет упростить (1.33) и получить волновое уравнение для £ в виде
^,2? а>2п2(а>) ~ „
V2E +-----E^LE = Q. (1.35)
с
Выполняя аналогичные операции, можно вывести волновое уравне-
ние и для й:
^2й+~П\(а) й = 0.
с2
(1.36)
Здесь V2 обозначает оператор Лапласа, который определяется в пря-
д2 д2 д2
моугольной системе координат выражением + + . Таким об-
разом, волновые уравнения представляют собой линейные дифференци-
альные уравнения в частных производных второго порядка для
преобразования Фурье векторов электрического и магнитного поля. На
самом деле каждое уравнение волны отражает три уравнения — по од-
ному на каждый компонент вектора соответствующего поля.
1.1.3.2. Поляризация световых волн
Как было показано выше, мода распространяемой в волокне световой
волны определяется как решение волнового уравнения, которое удов-
летворяет граничным условиям на разделе сердцевина — оболочка. При
этом имеют место два линейно независимых решения волновых уравне-
ний для всех Л > Л, вне зависимости от того, насколько велики их
значения. Эти решения соответствуют фундаментальной моде и имеют
идентичную постоянную распространения. Другие решения существу-
ют только когда Л < Лкр . Рассмотрим поведение фундаментальной моды,
представив электрическое поле E(r,t) световой волны в виде
E(r,t)= Ехёх + Еуёу + Егёг, (1-37)
где ех,ёу и ё — соответственно единичные векторы вдоль осей х, у и
z, причем z — направление распространения световой волны (ось во-
локна), а каждое значение Ех,Еу и Ez может зависеть в основном от
X, у И z •
Как показано в [5], данное уравнение имеет два линейно независимых
решения (1.35), которые соответствуют фундаментальной моде, при этом
одно издюшений соответствует Ех =0, когда Е y,Ez 0 , а другое Еу - 0,
когда EX,EZ 0. Так как z является также направлением распростране-
ния, Ez называется продольной компонентой. Другой ненулевой компо-
нент, то есть Ех или Еу, называется поперечной компонентой. Для фун-
даментальной моды продольный и поперечный компоненты могут быть
представлены в виде
Ez - 2л7/(х,у)ехр(/Дл); (1.38)
Ех (Еу ) = 2я/, (х, у)ехр(/Дл), (1.39)
26
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
где J, (х, у) и J, (х, у) вследствие цилиндрической симметрии волокна яв-
ляются функцией р - ,,Jx2 + у2 и представляют собой функцию Бесселя,
Для определения в частотной области каждого из решений, соответ-
ствующего фундаментальной моде, заменим /? на а>, тогда
E(r,«) = 2flj(x,y>'M")ze(x,y), (1-40)
где j(x, у) = (%, у)2 + (х, у)2, а ё — единичный вектор вдоль направ-
ления Е(г, а>). В общем случае, конечно, /() и е(-) также являются
функциями а>, но этой зависимостью можно пренебречь для импульсов,
ширина спектра которых значительно меньше их центральной часто-
ты, что соответствует импульсам, используемым в оптических комму-
никационных системах.
Прежде чем продолжить рассмотрение распределения электрическо-
го поля фундаментальной моды, необходимо понять концепцию поля-
ризации электрического поля, представляющего собой вектор электри-
ческого поля, размер и направление которого могут изменяться со
временем. Изменяющееся со временем электрическое поле считается
линейно поляризованным, если его направление является постоянным,
т. е. не зависит от времени. Так, если электрическое поле, ассоциируе-
мое с электромагнитной волной, не имеет компоненты вдоль направле-
ния распространения волны, электрическое поле считается поперечным,
а в противном случае — продольным. Для фундаментальной моды од-
номодового волокна величина продольной компоненты Ez значительно
меньше величины поперечной компоненты Ех или Еу. Поэтому элект-
рическое поле фундаментальной моды с большой долей вероятности яв-
ляется поперечным полем.
Учитывая это предположение, два линейно независимых решения
волнового уравнения представляют линейно поляризованные вдоль осей
х и у электрические поля, а так как эти два направления перпендику-
лярны друг другу, решения называются ортогонально поляризованны-
ми электрическими полями. Здесь следует отметить, что когда уравне-
ния волны линейны, любая линейная комбинация этих двух линейно
поляризованных полей также является решением уравнения и, таким
образом, фундаментальной модой. Состояние поляризации (SOP) отно-
сится к распределению световой энергии среди двух поляризационных
мод. Причина того, что волокно по-прежнему называется одномодовым,
заключается в том, что эти две поляризационные моды имеют одну и ту
же постоянную распространения, по крайней мере, в идеальном, совер-
шенно симметричном волокне. Таким образом, хотя энергия импульса
разделяется между этими двумя поляризационными модами, но то, что
они имеют одинаковую постоянную распространения, не вызывает рас-
ширения импульса вследствие явления дисперсии.
В то же время реальное волокно не является совершенно симметрич-
ным, и две ортогонально поляризованные моды имеют неидентичные
постоянные распространения. Поэтому, учитывая, что световая энергия
импульса, распространяющегося по волокну, разделена между этими
1.1. Оптическое волокно
27
двумя модами, отличие постоянных распространения этих мод вызыва-
ет увеличение длительности импульса на выходе волокна. Это явление
носит название поляризационной модовой дисперсии (PMD), что в прин-
ципе аналогично расширению импульса в случае использования много-
модового волокна, но в данном случае это явление гораздо слабее.
Многие оптические материалы и компоненты, изготовленные с ис-
пользованием этих материалов, по-разному реагируют на различные
поляризации входного излучения. К этим поляризационно-чувствитель-
ным компонентам относятся собственно оптическое волокно, изолято-
ры, циркуляторы, оптико-акустические настраиваемые фильтры и др.
1.1.3.3. Решения уравнений Максвелла
Как уже отмечалось, всестороннее исследование характеристик ОВ мо-
жет быть проведено только на основе волновой теории, путем решения
уравнений Максвелла, которые для продольных составляющих элект-
рического Ег и магнитного Нг полей применительно к сердцевине двух-
слойного ОВ, ось которого совмещена с осью г цилиндрической систе-
мы координат, имеют вид
д2Е 1 дЕ 1 д2Е
----^- + ----~ + ----v- + X Ez =0;
dr2 г dr г2 д<р 12
1 5HZ 1 d2Hz
-^ + —-^ + --~^ + X2HZl, -0,
or г or г д(р
(1.41)
где X - v7! ^(>2 _ Р' — поперечный коэффициент распространения вол-
ны в сердцевине волокна: ft — продольный коэффициент распростра-
нения; к0 = a)y]£ojUo — волновое число; п - p£0R0 — коэффициент пре-
ломления; е0 и ц0 — диэлектрическая и магнитная проницаемости среды,
а индексы 1 и 2 соответствуют параметрам сердцевины и оболочки.
Учитывая, что волокно выполняется из немагнитного материала, ц0 =1,
Как известно, в силу отличия физических процессов распростра-
нения волн в сердцевине и оболочке ОВ для решения данных систем
уравнений используются различные функции. Так, для сердцевины ре-
шения ищутся в виде функций Бесселя и записываются как
= A-/„(xr)sin(n<p+p0); Hz = S-/„(/r)cos(«^ + ^0).
Решения уравнений для оболочки выражаются через функцию Ган-
келя и имеют вид
EZ1 = СНпт(ivr)sin(n<p + <р0); Н,2 = DHn{l\ivr)sin(n<p + <р0) .
Поперечные составляющие векторов сердцевины и оболочки выража-
ются через комбинацию продольных составляющих Ег и Я и при r<R
представляются в виде
i
Е =—PxAIn(xr)-a)fd-BIn(%r) sin(np + p0);
1 V4 Г
X
28
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Ет =—1~ P-AIn(xr)~a)fiaxBIn{xr) cos(np + p0);
х L г J
„ i
iz — 2
X
\ й)ЕцхА1„(хг)-/3-В1п(хг) sin(n^ + ^0).
х L г J
нг. =—l- -^£R-AI„(xr) + ^xBIn(xr) cos(n<p+<p0);
1 г
Соответственно при r>R имеем
E =- 1
—г— iflvCHnm (ivr)-a>/j0 —DHn{'\ivr) sin(n^ +<p0)',
V г
Еъ
=—% ^-CH{'\ivr)-ia>/jovDHnm(ivr) cos(n^> + ^>0);
V г
Нг^~-2
— <der —CH^(ivr) + i/3vDHnm{ivr) cos(np + p0);
2 г
Я tucoeRvCHn{'\ivr)-/3-DHn('\ivr) sin(np + %).
у 2 r
Постоянные интегрирования А, В, C, D в последних выражениях оп-
ределяются из граничных условий на поверхности раздела сред при г =
R, которые задаются как
\Е =Е Е =Е ;
' Н = Я ; Н = Н .
I Zl Z2 Pl <Р1
В результате имеет место следующая однородная система уравнений:
244(zr)-C^„(l>Gvr) = 0;
- axr) - BIJyr) - СНпт (г-vr)+DHn (i vr) = 0;
X -г X иг 1)
BIn(xr)-DHnm(ivr) = Q-
-^AI^xr) + ^BIn(xr)-^CHnm'(ivr) + ^DH„('\ivr) = O.
X X r v v r
Приравнивая к нулю определитель полученной системы уравнений,
решение ищется относительно р в виде так называемого основного дис-
персионного уравнения [2]:
1,1. Оптическое волокно
29
V 1 W) 1 Hnm\ivr) рЛ'Сг) n21 2H„m'(ivr)
Х? IAzr) ivr Hnw(ivf) %r In(zr) iur H?\ivr)
1 1
_(/r)2 + (w)2
(1-42)
Данное уравнение позволяет найти решение относительно /3 и рас-
считать структуру поля в сердцевине и оболочке ОВ, зная значения
поперечных коэффициентов распространения % и v .
В общем случае уравнения такого вида имеют ряд решений, каждо-
му из которых соответствует определенный тип волны, называемый
модой, которая определяется сложностью структуры поля, в частности
числом максимумов и минимумов в поперечном сечении, и обозначает-
ся двумя числовыми индексами п и т. Индекс п означает число измене-
ний поля по периметру ОВ, а индекс т — число изменений поля по
диаметру.
В оптическом волокне могут распространяться два типа волн: симмет-
ричные продольные Епт и Нпт, у которых по одной продольной составля-
ющей, и несимметричные волны, имеющие одновременно по две про-
дольные составляющие, одна из которых ЕНпт с преобладанием
электрической составляющей Ег и другая НЕпт с преобладанием маг-
нитной составляющей Нг. Следует отметить, что, связывая электромаг-
нитную теорию с лучевой теорией, симметричные волны будут соответ-
ствовать меридианным лучам, а несимметричные — косым лучам.
В случае симметричных мод, у которых поле не зависит от азиму-
тального угла ср, правая часть дисперсионного уравнения равна нулю, и
оно распадается на два уравнения:
1 Z,(/r)_ 1
xr IAxr) ivr How(ivr)’
п\2 Цхг) _ »22 Hxm(ivr) (1-43)
Xr I0(Xf) ivr Hom(ivr)’
первое из которых определяет характеристики составляющих направ-
ленных магнитных Н-мод, в которых Ег=0, Н*0, а второе — электри-
ческих Е-мод с Е2 *0 и Нг=0.
Очевидно, что изменение значений np n2, R и Л приводит к измене-
нию числа решений данных дисперсионных уравнений и, следователь-
но, числа распространяющихся в волокне симметричных мод.
30
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
1.1.4. Нормированная и критическая частота
Условием существования направляемой моды является экспоненциаль-
ное убывание ее поля в оболочке вдоль координаты г, причем степень
уменьшения напряженности с ростом г определяется значением v, умень-
шение которой приводит к перераспределению поля в оболочку ОВ —
появлению вытекающих волн. При v=0 происходит качественное изме-
нение волнового процесса, заключающегося в невозможности существо-
вания направляемой моды. Этот режим называется критическим, в свя-
зи с чем очень важно определение условий его возникновения, что можно
осуществить подстановкой в последнее уравнение значения v=0, в ре-
зультате правые части уравнений обращаются в бесконечность и для Е
и Н мод будет справедливо условие
4(/г) = 0, (1.44)
которое определяет границы их возникновения или исчезновения.
Последнее уравнение имеет бесчисленное множество решений, по-
этому, обозначив положительный корень через рОт а также используя
выражения для / и v, мы получаем '
Л7 = J(«/ -n22)-(fcor)2 -(w)2 = л/(«|2-»22)(2лг/Л)2-(и-)2 : n tL
Введем величину, которая носит название нормированной частоты:
ТЛ 2яТ? п~~2 Г7 ZnR ... , •
= —-п2 (1.45)
Л Л
Это один из важнейших обобщающих параметров, используемых для
оценки свойств ОВ, который связывает его структурные параметры и
длину световой волны, распространяемой в волокне.
Тогда ^ = 7^ , и при v=0 для каждого из корней имеет мес-
то критическое значение нормированной частоты:
РОп,=^=^П1. где от = 1,23,...Л/, (1.46)
а р0 =2.405; рог=5.52О; р03=8.654 и т. д.
Если для некоторой симметричной моды нормированная частота боль-
ше ее критического значения (V>VOm), то она распространяется в ОВ, в
противном случае ее нет. Так, при 2.405<V<5.520 в ОВ распространя-
ются моды Е01 и Н01, а при 5.520<V<8.654 к ним добавляются моды Е02,
Н02 и т. д., в то время как неравенство V<2.405 указывает на отсутствие
симметричных мод.
Последняя формула позволяет определить значения критических
длин волн ЛОткр для симметричных волн в виде [2]
4>/" = 2^J(«12 ~n^tpnm = 2nR NA/рпт (1.47)
или, переходя к частоте,
fon,Kp = Pirn!2л-а7(п!2 - Н22) • (1.48)
Очевидно, что для распространяющейся моды должно выполняться
условие Л<Л кр, т. е. в противном случае этой моды нет.
1,1. Оптическое волокно
31
В отличие от симметричных мод несимметричные имеют все шесть
составляющих векторов электромагнитного поля и их невозможно раз-
делить на электрические и магнитные. Критическая нормированная
частота в этом случае определяется выражением [2]
Vnm =Рпт> п = 1,2, 3 ... N; т = 1, 2, 3,... М, (1.49)
в результате чего при заданных параметрах ОВ критическая длина вол-
ны равна
=2яа7(»12-п22 = 2лЯ NA / рпт, (1-50)
где pnm — положительный корень соответствующего трансцендентного
уравнения:
моды - 1х(рХт) = 0, р„=0;
ЕЯ1И моды- ЦрХт) = Ъ, р„*0;
НЕпт моды - 1п(рХт) = 0, рпХ*0;
(1.51)
Ж™ моды - (п,2/п22 +1)In_l(pnm) = ^-In(pnm), р„х*0.
п-1
Указанные уравнения также получены из основного дисперсионного
уравнения при v=0.
Среди направляемых мод особое положение занимает мода НЕп, у
которой критическое значение нормированной частоты Vu=0. Это ос-
новная (фундаментальная) мода ступенчатого ОВ, так как она распрос-
траняется при любой частоте и структурных параметрах волокна. С
точки зрения геометрической оптики, она образуется лучом, вводимым
вдоль оси волокна, так как только характеристики такого луча не зави-
сят от условий отражения на границе “сердцевина — оболочка”. Выби-
рая параметры ОВ, можно получить режим распространения только
этой моды, что реализуется при условии
Г = ^/(и,2-и22) <2.405. (1.52)
Л,
Минимальная длина волны, при которой в волокне распространяется
фундаментальная мода, называется волоконной длиной волны отсечки,
значение которой легко определяется из последнего выражения как
Л(7.. = 2^«,2-и22 / 2.405- (1.53)
Однако на практике больший интерес представляет так называемая
кабельная длина волны отсечки \.CF, которая смещена относительно
\.F в область более коротких волн из-за влияния механических напря-
жений, возникающих при укладке оптического волокна в кабель. Ввиду
сложности теоретического учета влияния данных воздействий для опре-
деления \.CF используются экспериментальные методы.
При увеличении нормированной частоты в ОВ появляются другие
моды, которые принято называть высшими. Каждая из этих мод обла-
дает характерной для нее структурой электромагнитного поля в сердце-
вине и оболочке, а также запаздыванием по фазе ср, которое для сим-
32
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
метричных и несимметричных мод определяется в результате числен-
ного решения соответствующих дисперсионных уравнений. На практи-
ке вместо дисперсионных характеристик [} - f(co) удобнее использо-
вать нормированные дисперсионные параметры р/к0 - f(V), которые
описывают свойства всех ступенчатых ОВ.
Лучевая трактовка Ло иллюстри-
руется рис. 1.6, на котором показан
процесс распространения меридиан-
ных лучей по двухслойному волокну.
Здесь показаны предельные случаи
распространения малых длин волн и
Рис. 1.6. Распространение излучения по
ступенчатому волокну при различных час-
тотах оптического излучения
волн, соизмеримых с диаметром сер-
дцевины волокна. В первом случае,
когда Л->0, угол 9->90° и, следова-
тельно, волна стремится к более пред-
почтительному прямолинейному дви-
жению вдоль оси волокна, а во втором случае Л—>d и 9->0° — волна
претерпевает большое число отражений, в связи с чем значительно уве-
личивается длина пути оптического луча.
При определенной длине волны наступает такой режим, при котором
9= 0°, и волна, падая на границу “сердцевина - оболочка”, отражается
от нее под прямым углом. В этом случае в ОВ устанавливается режим
стоячей волны, и энергия вдоль волокна не распространяется, что соот-
ветствует случаю критической длины волны. Поэтому по ОВ возможна
передача электромагнитного излучения только с длиной волны, мень-
шей диаметра волокна, т. е. Л < d.
1.1.5. Число направляемых мод и длина волны отсечки
Очевидно, что число направляемых мод в ОВ определяется числом ре-
шений дисперсионного уравнения по заданным значениям показателей
преломления и п2, радиуса сердцевины R и длины волны Л излуче-
ния, при этом изменение соотношения между указанными величинами
приводит к изменению N. Общее число мод в ОВ со ступенчатым про-
филем показателя преломления можно определить как
/ \ 2
дг=и2/2»|^п| А
(1-54)
Учитывая приведенные выше выражения для профилей показателей
преломления, можно определить число мод для градиентного волокна с
произвольным профилем как [2]
W = --^-fc2/?2A =
q + 2 1
V2
2(1 + 21 q) ’
(1.55)
а при параболическом и ступенчатом профилях — ДГ = И2 / 4 и N=V2 /2
соответственно. Таким образом, при равной нормированной частоте число
направляемых мод с параболическим профилем показателя преломле-
1.1. Оптическое волокно
33
ния в 2 раза меньше, чем ступенчатого, следовательно, его характерис-
тики передачи существенно лучше.
1.1.6. Диаметр модового поля
Одной из основных характеристик одномодового волокна является рас-
пределение модового поля, определяемого еще как модовое пятно, диа-
метр которого в случае гауссова луча равен ширине кривой распределе-
ния амплитуды оптического поля на уровне 1/е или ширине кривой
распределения оптической мощности (интенсивности) в точке 1/е2. Для
его определения необходимо найти зависимость передаваемой мощнос-
ти от смещения [7]:
Т -
| ^Е(г,0)Е(г ,0 )rd0dr
о о
(1.56)
где Е(г,0) и Е(г ,0 ) — представленные в цилиндрической системе коор-
динат нормализованное распределение поперечного поля при f = ] и d = О
и поле с переменной смещения d в направлении 0d соответственно.
При измерениях диаметр w0 модового поля определяется с использо-
ванием функций распределения ближнего /(г) и дальнего F(q) полей,
определяемых как корень квадратный из значения интенсивности соот-
ветствующей световой волны, обеспечивая условие
\qF(q)G(q)dq
ко)
\rf2(r)dr-$rg2(r)dr $qF2(q)dq - $qG2(q)dq’
0 0 0 0
2 ~ 2 ~~
где </ = sin#/Л; g(r) = —е ; G(q) = —е w , г vl 0 —радиальное сме-
w W
щение и угловая координата в ближней и дальней зонах соответственно.
Отсюда, определив w или W, значение радиуса модового поля и>0
можно установить, используя соотношение
UZ 1
W =—. (1.57)
т>
Это определение математически эквивалентно минимизации методом
наименьших квадратов уравнения:
jd/V) - g(^]2dr - j?[/(<7) - G(<7)]2dq = 0 ,
• о 0
которая осуществляется в плоскости, перпендикулярной оси волокна.
Данное определение диаметра модового поля дает совпадающие ре-
зультаты как в ближнем, так и в дальнем поле и используется в процес-
се измерений.
34
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
1.1.7. Затухание оптического волокна
По мере распространения света в оптической среде он, как известно,
ослабевает, что носит название затухания среды, или в случае оптичес-
ких волокон — затухания ОВ. Степень такого ослабления определяет-
ся коэффициентом затухания а, который в общем виде равен [3]
а=ап+ар+апр+ак+аик, (1.58)
где ап и ар — коэффициенты затухания, обусловленные потерями на
поглощение и рассеивание световой энергии соответственно; апр — ко-
эффициент затухания, вызванный присутствующими в ОВ примесями;
ак — дополнительные потери за счет скрутки, деформации и изгибов
ОВ при изготовлении ОК (их называют кабельными); аик — потери на
поглощение в инфракрасной области.
Коэффициент затухания ап, связанный с потерями на диэлектриче-
скую поляризацию, существенно зависит от свойств материала ОВ (п и
tgd) и рассчитывается по формуле:
«„=8.69^/gJ, (1.59)
Л
где п — показатель преломления; tgS — тангенс угла диэлектрических
потерь в сердцевине ОВ.
Коэффициент затухания а,, с одной стороны, обусловлен неоднород-
ностями материала ОВ, расстояние между которыми меньше длины вол-
ны, а с другой — тепловыми флуктуациями показателя преломления.
Потери на рассеивание часто называются рэлеевскими, м. они определя-
ют нижний предел потерь, который с увеличением длины волны умень-
шается согласно выражению
ар=Кр!^, (1.60)
где Кр — коэффициент рассеивания, который для кварца равен 0,8 мкм4
• дБ/ км.
Коэффициент затухания апр
связан с наличием в ОВ посто-
ронних примесей, приводящих
к дополнительному поглоще-
нию оптической мощности. Та-
кими примесями являются
ионы металлов (никель, желе-
зо, кобальт и др.) и гидроксид-
ные группы (ОН), приводящие
к появлению резонансных
всплесков затухания а(Л) на
определенных длинах волн.
Коэффициент затухания ак
определяется деформацией ОВ в
процессе изготовления кабеля,
вызванной скруткой, изгибом,
отклонением от прямолинейного
Рис. 1.7. Составляющие потерь энергии в ОВ
1.1. Оптическое волокно
35
расположения и термомеханическими воздействиями, имеющими место при
наложении оболочек и покрытий на сердцевину волокна. Эти дополнитель-
ные потери в основном определяются процессами рассеивания энергии на
неоднородностях, так как приводят к излучению энергии в местах деформа-
ции волокна и соответственно к возрастанию потерь.
Коэффициент затухания аик зависит от длины волны оптического из-
лучения и за счет поглощения в инфракрасной области возрастает в
показательной степени с ростом длины волны
аик-Се~к1Л, (1.61)
где С и к — постоянные коэффициенты, равные, например, для кварца
к=(0,7 ... 0,9)10в м, С =0,9.
На рис. 1.7 представлены типовые зависимости основных составляющих
потерь от длины волны, за исключением дополнительных кабельных по-
терь ак, которые всегда приводят к увеличению затухания ОВ и зависят
от многих факторов. Как видно из графика, рэлеевское рассеивание ар
ограничивает нижний предел потерь в левой части, а инфракрасное по-
глощение аик — в правой. Зависимости рэлеевского рассеивания, инфра-
красного поглощения и коэффициента затухания реальных ОВ с учетом
потерь за счет поглощения и примесей приведены на рис. 1.8. Здесь
также даны три окна прозрачности ОВ, из которых наименьшее затуха-
ние имеет место в третьем окне на длине волны Л=1,55 мкм.
В настоящее время в технике связи в основном применяются квар-
цевые ОВ, область эффективного использования которых находится в
диапазоне длин волн до 2 мкм. На более длинных волнах в качестве
материала для волокна используются галоидные, халькогенидные и фто-
ридные стекла. По сравнению с кварцевыми волокнами они обладают
Рис. 1.8. Типовые характеристики ослабления ОВ
36
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
большей прозрачностью и обеспечивают снижение потерь на несколько
порядков. С появлением ОВ из новых материалов становится реальным
создание ВОЛС без ретрансляторов. Известны проекты строительства под-
водной оптической линии через Атлантический океан протяженностью
6000 км без ретрансляторов, в которых анализируется возможность при-
менения ОВ из тетрафторида, изиркония и фторида бериллия.
1.1.8. Дисперсия оптического волокна
Другим важным параметром оптического волокна является дисперсия,
которая определяет его пропускную способность для передачи инфор-
мации.
Дисперсия — это рассеивание во времени спектральных или модовых
составляющих оптического сигнала, которое приводит к увеличению
длительности импульса оптического излучения при распространении
его по ОВ (рис. 1.9) и определяется разностью квадратов длительностей
импульсов на выходе и входе ОВ [2]:
т = л/т 2 — г 2 , ' ‘ (1.62)
где значения твых и тдх определяются на уровне половины амплитуды
импульсов. Дисперсия не только ограничивает частотный диапазон ОВ,
но существенно снижает дальность передачи сигналов, так как чем длин-
нее линия, тем больше увеличение длительности импульсов.
Рис. 1.9 Распространение излучения по ступенчатому и гради-
ентному многомодовым и одномодовому ОВ
1.1. Оптическое волокно
37
Дисперсия в общем случае определяется тремя основными факторами:
различием скоростей распространения направляемых мод, направляющи-
ми свойствами оптического волокна и параметрами материала, из которо-
го оно изготовлено. В связи с этим основными причинами возникновения
дисперсии являются, с одной стороны, большое число мод в ОВ (межмодо-
вая дисперсия), а с другой стороны — некогерентность источников излу-
чения, реально работающих в спектре длин волн Д2 (хроматическая дис-
персия). Межмодовая дисперсия преобладает в многомодовых ОВ и
обусловлена отличием времени прохождения мод по ОВ от его входа до
выхода. Для ОВ со ступенчатым профилем показателя преломления ско-
рость распространения электромагнитных волн с длиной волны Л одина-
кова и равна v - с / • пх, где с — скорость света, а I — длина волокна.
Как было показано выше, в этом случае все лучи, падающие на торец
ОВ под углами к его оси в пределах 0 < 0 < 0А, достигают приемного
устройства с некоторым временным сдвигом, что, естественно, приво-
дит к увеличению длительности принимаемого импульса.
Межмодовая дисперсия градиентных ОВ, как правило, на порядок и
более ниже, чем у ступенчатых волокон. Это обусловлено тем, что за
счет уменьшения показателя преломления от оси ОВ к оболочке ско-
рость распространения лучей вдоль их траекторий изменяется— так,
на траекториях, близких к оси, она меньше, а удаленных — естествен-
но, больше. Следовательно, лучи, распространяющиеся кратчайшими
траекториями (ближе к оси), обладают меньшей скоростью, а лучи,
распространяющиеся по более протяженным траекториям, имеют боль-
шую скорость. В результате время распространения лучей выравнива-
ется и увеличение длительности импульса становится меньше. Так как
межмодовая дисперсия не зависит от характеристик источника излу-
чения, для многомодовых волокон ее оценивают по полосе пропускания
ОВ (МГц км).
Согласно геометрической интерпретации распространения оптичес-
ких лучей по ОВ, время распространения луча зависит от угла 0п и, как
было показано выше, определяется выражением
tg(0„) = L-nx/c-cos0n.
Так как минимальное время распространения оптического луча име-
ет место при 0п=О, а максимальное при 0п=0кр, соответствующие им зна-
чения времени распространения можно записать как
и tMaKC =L-nx/c-cos0Kp,
откуда значение межмодовой дисперсии равно
L (пх-п2) пх\
= “----= ~ L . (1.63)
Из последнего выражения следует, что межмодовая дисперсия возра-
стает с увеличением длины волокна. Однако это справедливо только
для идеального волокна, в котором взаимодействие между модами от-
сутствует. В реальных условиях наличие неоднородностей, кручение и
изгиб волокна приводят к постоянным переходам энергии из одних мод
38
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
в другие — взаимодействию мод, в связи с чем дисперсия становится
пропорциональной ТЕ. Это явление проявляется не сразу, а после оп-
ределенного расстояния прохождения световой волны, которое носит
название длины установившейся связи мод. Это значение принимается
равным 5 — 7 км для ступенчатого волокна и 10 — 15 км — для гради-
ентного и установлено эмпирическим путем.
В градиентных многомодовых волокнах время распространения оп-
тических лучей, как было показано выше, определяется законом изме-
нения показателя преломления и при определенных условиях выравни-
вается, что, естественно, влечет к уменьшению дисперсии. Так, при
параболическом профиле показателя преломления q=2 значение меж-
модовой дисперсии будет определяться выражением
L Д2
——Щ, (1.64)
с 2
а при qonm = ^2(1 - 2Д) она достигает минимального значения, равного
£Д2 . . ?
d-65)
Отличие времени распространения каждой из направляемых мод,
образующих сигнал, от частоты спектра источника оптического излуче-
ния приводит к возникновению так называемой хроматической (час-
тотной) дисперсии, которая, в свою очередь, складывается из внутри-
модовой (волноводной) дисперсии и материальной дисперсии.
Первый тип дисперсии обусловлен направляющими свойствами сердце-
вины ОВ, а именно зависимостью групповой скорости моды от длины вол-
ны оптического излучения, что приводит к различию скоростей распростра-
нения частотных составляющих излучаемого спектра. Поэтому
внутримодовая дисперсия в первую очередь определяется профилем пока-
зателя преломления ОВ и пропорциональна ширине спектра излучения
источника ЛЯ, т. е.
тв - ДЛ L- М(Л), (1.66)
где М(Л) — удельная внутримодовая дисперсия.
Второй тип дисперсии вызван зависимостью показателя преломле-
ния сердцевины от длины волны п/Л), что, как и в предыдущем слу-
чае, приводит к различным скоростям распространения спектральных
составляющих источника излучения. Возникающая при этом различ-
ная задержка частотных составляющих распространяющегося в ОВ из-
лучения определяет дисперсию материала, которая равна
' Тмап, = L' М(Л) =----(1-67)
с ал. ' ’
Здесь следует отметить, что материальная дисперсия кварцевого ОВ
при определенной частоте имеет нулевое значение, так как при длине
волны Л=1,28 мкм она изменяет свой знак. Эта точка носит название
точки нулевой материальной дисперсии. Очевидно, что, изменяя соот-
1.1. Оптическое волокно
39
ношение между модовой и материальной дисперсией, точку нулевой
дисперсии можно перемещать в небольших пределах (рис. 1.10).
В общем виде дисперсия на участке волокна длиной Л будет равна
*=+(^+^a„,)2 >
(1.68)
где тмм и тхр=гв+тхат — расширение импульса на выходе ОВ относитель-
но импульса, поданного на его вход, имеющее место в результате меж-
модовой и хроматической дисперсии соответственно.
В нормальных условиях матери-
альная дисперсия преобладает над
волноводной, причем обе ее состав-
ляющие могут иметь противополож-
ный знак и различаться характером
зависимости от длины волны. В ря-
де случаев это позволяет оптимизи-
ровать профиль показателя прелом-
ления волокна путем минимизации
суммарной дисперсии на определен-
ной длине волны за счет взаимной
компенсации материальной и вол-
новодной дисперсии. Известно, что
для кварцевых ОВ минимум зату-
Рис. 1.10. Зависимость материальной, вол-
новоднойи результирующей дисперсии от
длины волны
хания соответствует длине волны
1,55 мкм и при больших скоростях передачи дальность связи на этой
длине волны может ограничиваться дисперсией, поэтому для ее сниже-
ния осуществляется выбор соответствующего профиля показателя пре-
ломления ОВ. Так как хроматическая дисперсия зависит от длины све-
товой волны и, следовательно, от ширины спектра источника оптического
излучения, она нормируется в пс/(нм-км).
В качестве примера на рис. 1.11 представлены зависимости хромати-
ческой дисперсии и ее составляющих от длины волны для различных
типов профиля показателя преломления одномодовых ОВ. Как следует
из данного рисунка, обычное одномодовое волокно не обеспечивает ма-
лой дисперсии для Л=1,55 мкм, поэтому были разработаны ОВ со сме-
щенной (Dispersion Shifted) или сглаженной (Dispersion Flattened) дис-
персией, которые отличаются конфигурацией профиля показателя
преломления. В результате исследований волокон со смещенной дис-
персией было показано, что наилучшие показатели обеспечивают во-
локна с треугольным профилем, так как они обладают
самофокусирующими свойствами и удерживают распространяющиеся
лучи в небольшом объеме, прилегающем к оси ОВ.
Так как оптические волокна со смещенной дисперсией обеспечивают
минимальную дисперсию только на одной длине волны, это затрудняет
применение мультиплексирования для работы на нескольких оптичес-
ких несущих в окне прозрачности ОВ. Поэтому с целью минимизации
дисперсии во всем окне прозрачности используют волокна со сглажен-
ной дисперсией, которые также выполняются с различными профи-
лями показателей преломления.
40
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Существует множество типов профилей показателей преломления од-
номодовых оптических волокон, которые, помимо требуемой миними-
зации хроматической дисперсии, обеспечивают также необходимые ме-
ханические характеристики, минимизацию рэлеевских потерь,
технологичность производства и прокладки ОВ и т. д.
Сравнивая различные ОВ по их дисперсионным характеристикам,
можно отметить, что лучшими в этом плане являются одномодовые
волокна и градиентные волокна с плавным законом изменения показа-
теля преломления, хотя градиентные волокна имеют худшие характе-
ристики по сравнению с одномодовыми.
1.1.9. Двойное лучепреломление и виды поляризации
Как было показано выше, векторы напряженности электрического и
магнитного поля электромагнитной волны лежат в плоскости, перпен-
дикулярной направлению ее распространения, и периодически изменя-
ются по величине и направлению. Для характеристики неравномернос-
ти распределения по направлению амплитуд колебаний этих векторов
используется понятие поляризация электромагнитной волны (рис.1.12).
Световая волна, у которой направление электрического вектора
изменяется случайным образом, называется неполяризованным светом.
Примером такой световой волны является естественный свет.
1.1. Оптическое волокно
41
Линейная поляризация
Круговая поляризация
Рис. 1.12. Линейная, круговая и эллиптическая поляризации
световой волны
Если излучение монохроматическое (имеющее постоянную частоту)
и векторы колеблются с некоторой постоянной частотой, их можно пред-
ставить в виде суммы двух взаимно перпендикулярных составляющих
х и у, причем если разность фаз колебаний по этим направлениям
равна нулю или составляет пл, где п целое число, то суммарный век-
тор колеблется в одной плоскости. Такой случай называют линейной
поляризацией, а плоскость, перпендикулярную направлению колебаний
(обычно магнитного вектора), — плоскостью поляризации.
При разности фаз рассматриваемых колебаний, не равной пл , ко-
нец вектора электрического поля описывает поверхность эллиптичес-
кого цилиндра, в соответствии с чем поляризация носит название эл-
липтической поляризации. И, наконец, в случае, когда при равной
амплитуде составляющих электромагнитного поля разность фаз соста-
вит (2и - 1)л / 2 , эллиптический цилиндр становится круговым и соот-
ветственно будет иметь место круговая поляризация, которая по отно-
шению к наблюдателю может быть левой или правой круговой
поляризацией.
Состояние поляризации оптического сигнала может быть опреде-
лено путем измерения оптической мощности, переданной через специ-
альные поляризационные фильтры, что требует разделения световой
волны в пространстве или во времени. С этой целью обычно использу-
ют оптические вещества, имеющие различные коэффициенты прелом-
42
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
ления вдоль оси ориентации молекул (оптической оси) и в перпендику-
лярном к ней направлении, в результате этого при прохождении света
сквозь такое вещество наблюдается явление двойного лучепреломле-
ния. Двойное лучепреломление определяется физической асимметрией
показателя преломления, при которой световые волны, имеющие от-
личную поляризацию, распространяются с различной скоростью. Двой-
ное лучепреломление, как и поляризация, может быть линейным или
круговым двойным лучепреломлением, при этом большая часть устройств
и волоконно-оптических компонентов использует линейное двойное лу-
чепреломление. Для четко определенных структур, как, например, квар-
цевые кристаллы, при распространении сквозь них световой волны со-
стояние поляризации и ее составляющих не изменяется, в связи с чем
такие волны носят название собственных мод или быстрой и медлен-
ной волн.
В то же время распространяющиеся в двулучепреломляющей среде
собственные моды претерпевают замедление, выражаемое изменением
дифференциальной фазы собственных мод и измеряемое числом волн
или в градусах смещения фазы при заданной длине волны. Примером
может служить замедлитель или волновая пластина, представляющие
собой устройства, специально созданные для обеспечения предсказуе-
мого смещения фазы.
Если свет, входящий в вещество с двойным лучепреломлением, по-
ляризован, например, в направлении, составляющем угол 45° с опти-
ческой осью, то, поскольку коэффициенты преломления для х- и у-
составляющих электрического вектора световой волны различны, при
выходе из вещества фазы колебаний этих векторов изменяются, а это
приводит к изменению результирующей поляризации света. Так, если
разность фаз составит 90°, входной линейно поляризованный свет на
выходе вещества преобразуется в световое излучение с круговой поля-
ризацией. Плоскопараллельную пластинку, обеспечивающую такую раз-
ность фаз, называют четвертьволновой пластинкой.
При попадании луча света в вещество с двойным лучепреломлением
под углом к оптической оси он делится на два луча: луч, не изменяю-
щий направление распространения, — обыкновенный луч и луч, откло-
няющийся в сторону, — необыкновенный луч. Этот эффект называют
аномальным преломлением.
Очевидно, что поляризационные свойства веществ, характеризующих-
ся двойным лучепреломлением, могут использоваться для преобразова-
ния поляризации, формирования оптического излучения с необходи-
мой поляризацией из световой волны с иной поляризацией, а также
выделения или подавления световой волны заданной поляризации.
1.1.10. Преобразование поляризации
Для анализа изменения состояния поляризации оптического сигнала
при его прохождении через оптические вещества и компоненты часто
пользуются аналитическим представлением световой волны с помощью
1.1. Оптическое волокно
43
вектора Джонса, отражающего ее геометрическую, амплитудную и фа-
зовую характеристики, при одновременном описании поляризационных
характеристик оптического компонента одноименной матрицей. Это по-
зволяет проводить анализ оптической цепи аналогично хорошо разра-
ботанным методом анализа электрических цепей. Ниже приводится опи-
сание электрических полей оптического сигнала вектором Джонса [8],
где для наглядности временная компонента сигнала exp(ycn) опущена.
Так, для электрических полей
Ех (?) = A cos a>t и Ey(t) = Bcos(a>t-ф) (1.69)
вектор Джонса имеет вид
Вехр(-_/<£)• (1,7°)
Если имеет место линейная поляризация, векторы Ех и Еу синхро-
низированы и
А
В
Е =
а при круговой поляризации с задержкой Еу относительно Ех на 90°
вектор Джонса примет вид
Электрическое поле Е2 оптического сигнала на выходе оптического
компонента согласно методу Джонса определяется произведением мат-
рицы Джонса J на вектор Джонса Et входного сигнала, т. е.
^21 +
E2=JxEy =
(1.71)
В качестве примера рассмотрим четвертьволновую пластину, у кото-
рой быстрая ось кристалла ориентирована параллельно направлению х.
Соответствующая этому случаю матрица Джонса имеет вид
1
0
0
-7.
Теперь определим выходные сигналы четвертьволновой пластины при
различных состояниях поляризации входного сигнала Е,, выполнив
умножение матрицы J на соответствующее
Пусть входное излучение линейно поляризовано вдоль направления
у , a Y компонента Е2 задерживается по фазе на 90°, когда х компонен-
та все еще равна нулю. Это означает, что Е2 все еще имеет линейную
поляризацию в направлении у , поэтому
44
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
О'
1
е2 =
О
-У
а
Теперь предположим, что входной сигнал линейно поляризован под
углом # = 45°. Тогда х компонента Е2 по-прежнему равна 1, а у ком-
понента задерживается на 90°, что соответствует круговому состоянию
поляризации с направлением вращения против часовой стрелки:
1
а Ег
1
-J
И, наконец, когда на входе сигнал имеет круговую поляризацию, обе
компоненты Е2 — х и у — равны 1, что соответствует сигналу, линейно
поляризованному под углом 0 = 45 °, т. е.
Отсюда видны особенности четвертьволновой пластины, позволяющей
выполнять преобразования линейно поляризованных сигналов в сигна-
лы с эллиптической или круговой поляризацией или наоборот. Ниже
приведены матрицы Джонса наиболее важных оптических компонентов.
Обычная замедляющая пластина характеризуется быстрой (ориен-
тированной в направлении 0 к поперечному сечению) и медленной осью,
поэтому фазовая задержка при распространении сигнала вдоль медлен-
ной оси относительно быстрой будет равна ф с ф' = ф!2, а
cos^' + j sin ф' cos 20 j sin ф' sin 20
j sin ф' sin 20 cos - j sin cos 2^
(1-72)
Четвертьволновая пластина является частным случаем замедляю-
щей пластины с матрицами Джонса, зависящими от расположения бы-
строй оси пластины, в частности, когда:
быстрая ось установлена в направлении х
(1-73)
быстрая ось установлена в направлении у
(1-74)
Полуволновая пластина — это еще одна разновидность замедляю-
щей пластины, в которой фазовая задержка составляет 180°. В случае,
когда входной сигнал линейно поляризован, Я/2- пластина способна
поворачивать плоскость поляризации в зависимости от угла между плос-
костью поляризации и быстрой осью пластины. Для быстрой оси в на-
правлении 0
1.1. Оптическое волокно
45
cos 20
sin 20
sin 20
- cos 20
(1.75)
Вращатель в отличие от полуволновой пластины поворачивает плос-
кость поляризации вне зависимости от ориентации поля входного сиг-
нала. Подобное поведение характерно для кругового двулучепреломле-
ния. Угол вращения определяется значением 2 0 , отсчитываемым по
направлению часовой стрелки:
cos 20 -sin 20
J~ sin 20 cos2#_ ’ (1,76)
Поляризатор является оптическим элементом, который в идеальном
случае обеспечивает на выходе составляющие электрического поля, ори-
ентированные только вдоль основной оси поляризатора 0.
cos2# cos# sin#
п а (1.77)
cos#sin# sin # J '
1 0
если 0 = 0.
(1.78)
Последовательное соединение двух и более компонентов может моде-
лироваться посредством умножения их матриц.
Обозначим матрицы Джонса некоторых компонентов через J и К, а
результирующую матрицу L. Тогда L должна определяться в обратном
порядке, т. е. L = К х J , а не L, поэтому в общем виде при
К21
^12 Г_ *7ц Лг
К и J ~ Т I
Л22 J [У 21 ^22
(1.79)
В качестве примера использования данного математического аппара-
та для анализа прохождения светового излучения через оптические ком-
поненты рассмотрим оптическую цепь, состоящую из последовательно
расположенных по ходу светового луча четвертьволновой пластины, по-
ляризатора, двулучепреломляющей оптической среды (оптического во-
локна, сохраняющего поляризацию введенного излучения) и анализа-
тора. При этом четвертьволновая пластина устанавливается таким
образом, чтобы на входе волокна световое излучение имело круговую
поляризацию при линейно поляризованном входном излучении, а углы
поляризатора и анализатора задаются из условия обеспечения на выхо-
де последнего двух пространственно разнесенных ортогонально поляри-
зованных световых волн.
Принимая во внимание присущее такому оптическому волокну свой-
ство суперпозиции, эффектов внутреннего и наведенного двулучепре-
46
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
ломления, результирующая поляризация с учетом временной компо-
ненты может быть представлена в виде [9]
Х"| Гл -вТ о
eJ. ~[в
-ВЕйе^
A*EoeJa>‘ J ’
(1.80)
где А = созф/2 + jcos/sin^/2; Л* =cos^/2-jcos/sin^/2; В - sin/sin^/2;
(^/2)2 = (<?>/2)2 + F2; Zg/= F/(£ / 2); F и 8 — вращение Фарадея и
фазовое запаздывание волокна длиной z соответственно.
Здесь х и у выбраны параллельными предпочтительным направле-
ниям линейно запаздывающего звена.
Изменение поляризации световой волны в оптическом волокне дли-
ной L в этом случае описывается выражением
- 5Eoe(>,+s/2)
|Л|Е0ел“'+6/2’,1) ’
где 8 / 2 = 8х!2 + 82!2 — запаздывание участков волокна вне магнитного
поля 8Х!2 ив магнитном поле 82/2 соответственно;
t1 = arctg(^/2cos%).
Так как на практике контролируются не компоненты электрическо-
го поля, а интенсивность световой волны, которая пропорциональна
квадрату модулей Ех и Еу, можно записать
£.2+£22 \ех +еу\2 +|ел -еу\2
и после несложных преобразований
еуе:+ехе;
\^\ ’
где \Ех\2=В2Е2-, |eJ =|Л|2Ео2; ЕуЕ*х ^Be^'^i-BE^e^6^ =
= ^(-B)E2e-J,>; ЕхЕу = -5Е0е/и+#/2)|Л|Е0е-д<а'+,5/2-’') = |Л|(-В)Е2е.
Выполнив подстановку этих значений в последнее выражение, получим
_\А\ВЕ2е~^-\A\BE2ejr> _-\A\B2cos8 _ 2\A\Bcos3
~ В2Е2-\^Е2 ~ \А\2 +В2 ~ cos2(^/2) + sin2(^72) '
= 2|H|BcosJ
где |Л| = JcosX/2) + cos2 /sin(^/2).
1.1. Оптическое волокно
47
При регистрации выходных сигналов анализатора с помощью фо-
тодиодов сигнал первого фотодиода будет иметь вид
U, = |£х + Еу\2 = |£х|2 + ЕуЕ'х + ЕхЕ*у +|£,|2 = (л|2 + В2 -\A\Bcostj)e2
и при cos2(^/2) -> 1, что обычно имеет место, окончательно можно за-
писать
' Ux =(l-2|/f|Scos77)£02.
Аналогично для второго фотодиода
t/2 =(l-2|/f|5coS77)£2.
После вычитания результирующий сигнал будет определяться выра-
жением
U = 4£2|/f|5coS77.
Учитывая, что |j|5 « В = sin / sin(^ / 2) и sin / = F/(^/2), а интенсив-
ность входного излучения I2 <-> £02, окончательно
U = LVHF(<5)F(jf)I0, я h (1.81)
где К — постоянная Верде материала, из которого выполнено волокно
длиной L; Н —напряженность магнитного поля; F{S) = sin(^/2)/(^/2);
F(t/) = {arctg[(3/2)/^]}cos/ ; J / 2 = / 2 + Д2 + Д2; Д и p, — внутреннее
и наведенное, например, изгибом двулучепреломление волокна; у/ —
вращение плоскости поляризации, обусловленное скруткой волокна вок-
руг своей оси.
Таким образом, используя метод матриц Джонса, может быть полу-
чена зависимость сигнала рассмотренной волоконно-оптической систе-
мы в зависимости от напряженности магнитного поля и внешних воз-
действий, таких, как изгиб и скрутка волокна. Последнее свойство
используется, как будет показано дальше, в оптических вращателях и
изоляторах.
1.1.11. Деполяризация световой волны и поляризационная модовая
дисперсия
При распространении поляризованной световой волны вдоль оптического
волокна при некоторых условиях может наблюдаться ее полная деполяри-
зация. Например, волокно с высоким двойным лучепреломлением (hi-bi)
обнаруживает существенную разницу в значениях показателей преломле-
ния для ортогональных электрических полей. Поэтому монохроматичес-
кий свет с данными состояниями поляризации делится на две световые
волны, которые испытывают полную дифференциальную задержку на рас-
стоянии, равном нескольким миллиметрам, и если сигнал имеет значи-
тельную ширину спектра, дифференциальная задержка деполяризует его.
Явление деполяризации усиливается при дифференциальной задержке све-
48
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
товых волн, распространяющихся вдоль быстрой и медленной осей волок-
на, превышающей когерентное время источника излучения: .
Л2 1
г‘=7м=^- <182>
где Ло — центральная длина волны источника в метрах; Af0 — ширина
линии источника в Гц; ДЛ0 — полная ширина, равная половине макси-
мальной ширины спектра источника (FWHM) в метрах; с — скорость
света (3 х 108 м/с).
При использовании источника со спектром Гаусса шириной ДЛ0, цен-
трированного на Ло, самая низкая степень поляризации, которая может
иметь место вследствие дифференциальной задержки Дт, определяется
как [5]
Z \2
I [ ясДтДАо I
„ “ГьЦ х,,2 ) • (1.83)
с. = е v J
Необходимо также учитывать, что деполяризация наиболее сильно
проявляется, когда световые волны, распространяющиеся вдоль быст-
рой и медленной оси, имеют равную интенсивность.
Для оценки дисперсии, возникающей вследствие задержки рас-
пространения ортогонально поляризованных световых волн, использу-
ется понятие поляризационной модовой дисперсии:
TPMD=kpMD^L' (1-84)
где kPMD — коэффициент удельной поляризационной дисперсии, кото-
рый нормируется в расчете на 1 км и имеет размерность пс / •
По определению поляризационная модовая дисперсия проявляет-
ся исключительно в одномодовых волокнах с нециркулярной (эллипти-
ческой) сердцевиной и при определенных условиях становится соизме-
римой с хроматической дисперсией. Поэтому результирующая дисперсия
одномодового волокна должна определяться в соответствии с выраже-
нием
^=7r„„2+(^+^,a,„)2+^vD2 • d-85)
1.1.12. Полоса пропускания оптического волокна
Как известно, предельный объем информации, который можно пере-
дать по волокну единичной длины, определяется его полосой пропуска-
ния. Поэтому в ряде случаев для оценки влияния дисперсии пользуют-
ся частотным эквивалентом этого понятия, имеющим размерность
МГц км и называемым коэффициентом широкополосности [3]:
Д/ = 1/г. (1.86)
На рис. 1.13 показан характер зависимости дисперсии т и полосы
пропускания Д/ от длины линии L оптического волокна, из которого
следует важный вывод, заключающийся в том, что с увеличением дли-
ны дисперсия ОВ возрастает, а полоса пропускания уменьшается.
1.1. Оптическое волокно
49
сы от длины волны пропускания ОВ свето-
вого излучения
Соотношение между полосой частот и дальностью передачи устанав-
ливается как
bfx-lx =Af0-L0 (1.87)
— для коротких I < Д. линий связи и
А/а2-/а.-Д/о2Л2/4 (1-88)
— для протяженных I > Д линий связи.
Здесь значения с индексом х относятся к искомым значениям, Д/о —
полоса пропускания заданной длины Ц, a Lc — длина установившейся
связи мод.
На практике часто используется понятие нормированной полосы про-
пускания, которая соответствует одному километру волокна. В этом
случае последние выражения примут вид
ЛА< = ЛД (1-89)
— для коротких линий связи и
ЛА2-/д = Л/2-Д. (1.90)
— для протяженных линий связи.
Так как километрическое значение полосы пропускания определяет-
ся дисперсией волокна и выражается соотношением = 11? , при про-
ектировании ВОЛС ее протяженность и полосу пропускания устанавли-
вают исходя из значений дисперсии т и затухания а-l ОВ. Очевидно,
что определение этих параметров и является первостепенной задачей
измерений на ВОЛС.
50
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
1.1.13. Классификация оптических волокон
Согласно ГОСТ 26793-85 “Компоненты ВОСПИ. Система условных обо-
значений” все ОВ подразделяются на группы — по типу распространяю-
щегося излучения, на подгруппы — по типу профиля показателя прелом-
ления и на виды — по материалу сердечника и оболочки.
Различают следующие группы ОВ: многомодовое (М), одномодовое
без сохранения поляризации излучения (Е) и одномодовое с сохранени-
ем поляризации излучения (П). При этом группа многомодовых делит-
ся на две подгруппы: со ступенчатым (С) и градиентным (Г) профилями
показателя преломления. В зависимости от материалов сердцевины и
оболочки ОВ подразделяются на следующие виды: 1 — сердцевина и
оболочка кварцевые; 2 — сердцевина кварцевая, а оболочка полимер-
ная; 3 — сердцевина и оболочка из многокомпонентного стекла; 4 —
сердцевина и оболочка из полимерного материала; 5 — прочие.
Международная система классификации оптических волокон основана
на рекомендациях МККТТ С651 и публикации МЭК №793-1. Так, со-
гласно рекомендациям МЭК предусмотрены два класса ОВ: А и В, к
которым соответственно относятся многомодовые и одномодовые волокна.
При этом категория многомодовых ОВ определяется материалом сер-
дечника и оболочки, а также профилем показателя преломления, а ка-
тегория одномодовых волокон определяется центральной длиной вол-
ны и длиной волны нулевой дисперсии (табл. 1.1).
Таблица 1.1
Категории многомодовых волокон
Категория Материал Тип . • ' Диапазон
А1 Стеклянная сердцевина, стеклянная оболочка Волокно с градиентным показателем преломления 1 Sq <3
А2.1 Стеклянная сердцевина, стеклянная оболочка Волокно с квазиступеичатым показателем преломления 3iq<10
А2.2 Стеклянная сердцевина, стеклянная оболочка Волокно со ступенчатым показателем преломления 10 < q < ос
АЗ Стеклянная сердцевина, стеклянная оболочка Волокно со ступенчатым показателем преломления 1 < q < «
А4 Полимерное волокно с
Категории одномодовых волокон
Категория Материал Номинальная длина волны нулевой дисперсии, нм Номинальн- ая длина волны, нм
В1.1 Стеклянная сердцевина, стеклянная оболочка 1300 1300
В1.2 Стеклянная сердцевина, стеклянная оболочка 1300 1550
В2 Стеклянная сердцевина, стеклянная оболочка 1550 1550
ВЗ Стеклянная сердцевина, стеклянная оболочка 1300 и 1550 1300 и 1550
1.1. Оптическое волокно
51
Рис. 1.14. Классификация оптических волокон
52 - 1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
В зависимости от вида профиля показателя преломления волокна
делятся на градиентные GI и ступенчатые, чаще называемые стандарт-
ными SI волокнами, а по материалу сердечника и оболочки — на волок-
на с кремнеземным IC и легированным эрбием ED сердечником, волок-
на, у которых оболочка легирована титаном Т или имеет двухслойную
структуру DC и т.д. Кроме того, одномодовые волокна делятся на во-
локна со смещенной дисперсией DSF, волокна со смещенной ненулевой
дисперсией NZDSF и волокна с компенсацией дисперсии DCF. И, нако-
нец, волокна, которые сохраняют поляризацию на протяжении всего
пути распространения излучения, известны как РМ или hi-bi волокна.
В настоящее время есть большое число производителей волокон, ко-
торые, в свою очередь, дают им собственные названия, которые не сле-
дует* путать с приведенной общепризнанной аббревиатурой. Все волок-
на проходят производственные испытания в соответствии с методикой,
рекомендованной EIA/TIA и IEC [10], и включают тесты по следующим
параметрам волокна: кабельная длина отсечки; затухание; хроматичес-
кая дисперсия; поляризационная модовая дисперсия; диаметр модового
поля; затухание при микроизгибе; точка разрыва; диаметр оболочки;
нециркулярность оболочки; ошибка концентричности сердцевина/обо-
лочка; геометрия покрытия волокна; сила очистки волокна от покры-
тия; сила растяжения; скрутка волокна; длина; диапазон рабочих тем-
ператур; температурный цикл; цикл температура/влажность; погружение
в жидкость; высокотемпературное старение; статическая и динамичес-
кая усталость.
В соответствии с вышеизложенным на рис. 1.14 представлена клас-
сификация оптических волокон, в которую с целью единства рассмат-
риваемых в дальнейшем вопросов включена также спецификация обла-
сти применения ОВ в телекоммуникациях.
1.2. СОЕДИНЕНИЕ ОПТИЧЕСКИХ ВОЛОКОН
Как известно, развитие волоконно-оптических телекоммуникационных
технологий в основном определяется качеством волоконно-оптических
кабелей (ВОК) на многомодовых и одномодовых оптических волокнах,
изготовленных методом покрытия кварцевой жилы полимерными или
кварцевыми материалами [11]. Как было показано выше, некоторые из
этих волокон в настоящее время по ряду характеристик приблизились
к предельно возможным показателям. Так, одномодовое оптическое во-
локно с рабочей длиной волны 1.550 мкм практически достигло преде-
ла по потерям на пропускание, равного 0.2 дБ/км. Это позволило в
настоящее время строить регенерационные участки длиной до 200 км и
более, снижая тем самым затраты на строительство ВОЛС. Однако вви-
ду естественных ограничений производить волокна таких длин не пред-
ставляется возможным. Поэтому при строительстве ВОЛС осуществля-
ют соединения оптических волокон, называя участок между
1.2. Соединение оптических волокон
53
соединениями строительной длиной. Учитывая, что результирующее
затухание оптического излучения в линии связи определяется потеря-
ми на этих участках и в местах соединений волокон, снижение коэффи-
циента затухания ОВ обуславливает ужесточение требований к каче-
ству последних. Это объясняется тем, что число таких соединений, как
правило, достаточно велико и составляет одно сращивание на строи-
тельную длину линии [12]. Иные требования предъявляются к устрой-
ствам соединения ВОК, предназначенным для локальных сетей, имею-
щих небольшие длины участков. На локальном уровне данные устройства
должны быть компактными, допускать многоразовое соединение и от-
личаться простотой выполнения соединения, а их применение должно
быть экономически оправданным. В связи с этим в настоящем разделе
рассматриваются методы соединений как термическим способом — ме-
тодом сварки, так и с помощью механического контакта.
1.2.1. Термическое соединение оптических волокон
Целью сварки является создание постоянного соединения оптических
волокон ВОК с низкими потерями передачи оптического излучения че-
рез место соединения.
Этот процесс состоит из трех этапов:
• подготовки волокон — удаления оболочки, удаления загрязне-
ния с очищенных поверхностей и скола очищенных волокон;
• непосредственно процесса сварки и оценки качества (инспек-
ции) сварного соединения;
• защиты оголенного участка волокна от механического давле-
ния и влияния окружающей среды посредством герметичной
оболочки — термоусадочной гильзы.
Процесс сварки заключается в сближении волокон с предварительно
подготовленными торцевыми поверхностями на заданное расстояние,
центрировании осей волокон вдоль оси абсцисс и последующем создании
дугового разряда между электродами. При этом подготовка торцевых
поверхностей также осуществляется скалывателем, параметры которого
имеют большое значение, так как они определяют перпендикулярность
полученной в результате скола поверхности к оси волокна, что являет-
ся существенным фактором при сварке оптических волокон.
В зависимости от типа свариваемых волокон все многообразие сва-
рочных аппаратов подразделяется (рис. 1.15) на специализированные
аппараты, предназначенные для сварки определенного типа волокон, и
универсальные сварочные аппараты, которые производят сварку воло-
кон разного типа. По числу одновременно свариваемых волокон данные
аппараты делятся на одноволоконные и многоволоконные, выполняю-
щие сварку как одинарных волокон, так и оптоволоконных лент.
Учитывая, что процессы сварки (термического процесса соединения
концов оптических волокон) и центрирования оптических волокон (юс-
тировки их торцевых поверхностей) могут проводиться различными с по-
54
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Классификация сварочных аппаратов
ЛВЯЯЯШЯЯШШЯЯ
По способу центрирования
С помощью V-канавки
I Двухкоординатные
Трехкоординатные
По принципу действия
I Ручного управления
Полуавтоматические
Автоматические 3
ШИ
По методу центрирования
По способу контроля дуги и потерь
По излучению в волокне
По внешнему излучению
Комбинированные
Визуальный
Программный
Я
й
По методу контроля Изображения
f Системой L-PAS
' Системой HDCM
Системой PAS
—---------- ------------
По способу управления дугой
В режиме реального времени
Корректировкой
по внешним условиям
Рис. 1.15. Классификация средств термического соединения оптических волокон
1.2. Соединение оптических волокон
55
собами, по принципу действия сварочные аппараты можно разделить
на аппараты с ручным управлением, полуавтоматические и автомати-
ческие сварочные аппараты.
В аппаратах первого типа S-
146 (Furukawa), FSM-05
(Fujikura), Х73 (SIEMENS) и др.
оптические волокна прижима-
ются вдоль V-образных калиб-
рованных канавок (рис. 1.16),
затем производится их автома-
тическое сведение и дается ко-
манда на проведение сварки (со-
здание электрической дуги). В
связи с этим точность центри-
рования в основном зависит от
качества выполнения канавок
и идентичности профиля свари- Рис. 1.16. Схема центрирования по V-канавке
ваемых волокон. Как правило,
значение потерь для данного класса сварочных автоматов составляет 0,1 дБ
для одномодовых волокон и 0,05 дБ для многомодовых волокон.
В аппаратах второго типа S-148 (Furukawa), FSM-15S (Fujikura) и Х-75
(SIEMENS) центрирование также осуществляется посредством калибро-
ванных канавок, однако сведение волокон и термический процесс про-
водятся в автоматическом режиме по предварительно заданной програм-
ме, определяемой типом свариваемых волокон. Значение потерь при
этом составляет 0,04-0,05 дБ для одномодовых волокон и 0,03 дБ для
многомодовых волокон.
В аппаратах третьего типа S-174H/S-174K (Furukawa), FSM-30S
(Fujikura), TYPE-35S/TYPE-36 (Sumitomo Electric), X60/X77 (RXS GmbH-
SIEMENS) и FSU 975 (ERICSSON) центрирование OB осуществляется
путем автоматического совмещения одного волокна относительно дру-
гого при проведении термического процесса и контроле результата сварки
по заданной программе также в автоматическом режиме. В этом случае
значение потерь достигает 0,02 дБ для одномодовых волокон и 0,01 дБ
для многомодовых волокон.
Учитывая, что автоматические сварочные аппараты являются есте-
ственным развитием первых двух типов сварочных аппаратов, прове-
дем дальнейшую классификацию, анализ принципов построения, алго-
ритмов функционирования и технических характеристик данных
устройств.
В автоматических сварочных аппаратах достижение наилучшего цен-
трирования определяется посредством световых лучей, либо освещаю-
щих место соединения оптических волокон, либо проходящих через
оптические волокна, либо их комбинацией.
Центрирование свариваемых волокон, находящихся под внешним
излучением (рис. 1.17), основано на анализе изображения, полученного
в результате программно-аппаратной обработки сигнала ПЗС фотопри-
емников, стационарно установленных на противоположной стороне от
56
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Сердечник Две темные линии
Рис. 1.17. Схема центрирования по внешнему излучению
(PAS метод)
места сварки. Используемый при этом метод контроля свариваемых по-
верхностей осуществляется системой PAS (Profile Alignment System),
обеспечивающей высокое качество отображения профиля волокна, либо
путем двухстороннего освещения области сварки с последующим фор-
мированием изображения волокон посредством зеркал, либо непосред-
ственным мониторингом сердцевины оптического волокна двумя ПЗС
фотоприемниками с высокой разрешающей способностью. Последний
метод контроля известен под названием HDCM (high resolution direct
core monitoring) метода.
Центрирование по излучению, проходящему через оптические волок-
на, известное как метод LID (Light Injection and Detection), основано на
возможности ввода и вывода оптического излучения в местах изгиба
оптических волокон [13]. При этом необходимая форма изгиба волокон
обеспечивается специальными оправками (рис. 1.18), которые, кроме
этого, прижимают волокна в местах изгиба к оптическому излучателю
и приемнику. Визуальный контроль места сварки осуществляется сис-
темой L-PAS (Lens-Profile Alignment System), основанной на эффекте
цилиндрической линзы волокна и формирующей изображение профиля
его торца посредством двух ПЗС фотоприемников, подключенных к си-
стеме обработки видеосигнала.
В зависимости от алгоритма анализа профиля волокна центрирова-
ние может осуществляться либо по его оболочке, либо по сердцевине.
Очевидно, что в последнем случае достигается наивысшая точность цен-
трирования. В тех случаях, когда возникает необходимость выделения
невидимой сердцевины, что имеет место при центрировании IC воло-
кон, используются соответствующие оптические фильтры.
Оправки
Область сварки
Источник излучения Приемник излучения
Рис. 1.18. Схема центрирования по излучению
в волокне (LID метод)
1.2. Соединение оптических волокон
57
Применение в сварочных аппаратах ПЗС фотоприемников позволяет
перед началом сварки визуально контролировать результат центриро-
вания, тип сердцевины, качество торцов и микрозагрязнения сваривае-
мых оптических волокон, а по окончании сварки оценить качество свар-
ного соединения. Кроме этого, ряд сварочных аппаратов представляет в
цифровом виде информацию о значении угла скола и сдвиге осей оболо-
чек (сердцевины) волокон до и после сварки, а также расчетное значе-
ние потерь в месте сварки. Однако такая оценка не учитывает всех
возможных факторов, приводящих к возникновению потерь. Так, на-
пример, даже при высоком качестве соединения волокон возможно воз-
никновение дополнительных потерь, обусловленных неравенством диа-
метров их модовых пятен, что имеет место при сварке неидентичных
волокон. Как известно, значение потерь, обусловленных данным факто-
ром, можно представить в виде выражения
aw = 4.34[2J2 /(w,2 +w22)]-201og[2w,w2/(w,2 +w22)], (1.91)
где w} и w2 — радиусы модовых пятен свариваемых волокон; d —
смещение сердцевины, аппроксимированное по смещению оболочки.
Как показано в [12], при 10% расхождении w, и w2, допускаемом
стандартом G.652, aw < 0.04 дБ.
Результирующее значение потерь определяется либо косвенно, когда
значение потерь рассчитывается по результатам осевых смещений сер-
дечников при внешнем освещении волокна, либо прямым способом, когда
центрирование волокон осуществляется по излучению, проходящему
через оптические волокна.
Известно, что фундаментальными предпосылками обеспечения низ-
кого значения потерь в месте сварки обычно является концентричность
сердечника и оболочки, а также хорошая подготовка торцевых поверх-
ностей волокна при поддержании оптимальных параметров плавления.
В связи с этим при практической реализации рассматриваемых методов
отклонения данных параметров учитываются и затем корректируются,
что повышает достоверность определения потерь.
Так, метод оценки потерь по осевым смещениям, используемый в
PAS системах, дает косвенную оценку затухания с некоторой принци-
пиальной неопределенностью, связанной с согласованием геометричес-
ких параметров системы наблюдения и оптического волокна. Поэтому
данный метод гарантирует лишь предельную точность измерений. В то
же время метод оценки по проходящей мощности излучения, положен-
ный в основу LID систем, обеспечивает независимость измерения по-
терь от указанных параметров. Однако он требует корректировки ре-
зультатов измерений с учетом интерференционных эффектов на
конечных поверхностях волокон, что также не обеспечивает абсолютно
точного результата измерений. Поэтому для обеспечения гарантирован-
ного определения значения потерь необходимо провести измерения пос-
ледних посредством рефлектометра или измерителя потерь [14].
Для быстрого перехода от одного режима сварки к другому во всех
автоматических сварочных аппаратах встроены программы сварки стан-
дартных оптических волокон. Для задания иного режима предусмотре-
58
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
но запоминание установленных параметров, которые затем доступны
при сварке аналогичных волокон, что, естественно, ускоряет проведе-
ние сварочных работ. В некоторых случаях, например, когда возникает
необходимость сварки разнотипных волокон, важным фактором явля-
ется возможность работы в ручном режиме, так как при этом аппараты,
осуществляющие сварку в автоматическом режиме, не могут устано-
вить необходимого режима сварки. Поэтому в автоматических свароч-
ных аппаратах должна быть предусмотрена возможность ручного ре-
жима работы.
Для эффективного визуального контроля места сварки немаловажное
значение имеют характеристики оптической системы наблюдения и дисп-
лея сварочного аппарата, так как их параметры определяют степень дета-
лизации и, как следствие, точность отображения ОВ в области сварки.
Следует отметить, что по способу представления изображения сва-
рочные аппараты делятся на устройства с одновременным и поочеред-
ным отображением оптических водокон по двум координатам. На рис.
1.19 представлена схема оптической системы, обеспечивающей одно-
временное отображение области сварки по двум координатам. Очевид-
но, что такой способ представления более удобен, однако в этом случае
практически вдвое уменьшаются размеры изображения, а это ухудшает
детализацию просматриваемых волокон. Поэтому в ряде сварочных ап-
паратов используется поочередное представление ОВ, несмотря на то,
что при этом увеличивается длительность процесса контроля.
С целью обеспечения высокого качества сварки предусматривается
также визуальная, а в ряде случаев и программная проверка устойчиво-
сти дуги в процессе ее разряда. Очевидно, что при отклонении одного
из визуально просмотренных параметров от нормы необходимо выпол-
нить процедуры, позволяющие устранить данное нарушение. Так, на-
пример, при контроле дуги она должна быть прямой и стабильной, в
противном случае электроды должны быть очищены или заменены. В
Рис. 1.19. Схема двухкоординатной оптической системы
1.2. Соединение оптических волокон
59
связи с этим очень важным параметром является возможность самоди-
агностики износа электродов.
Учитывая, что параметры дуги, обеспечивающей нагрев концов опти-
ческих волокон до температуры плавления (1600 °C - 2000 °C), зависят от
внешних климатических условий, в ряде сварочных аппаратов предус-
матривается автоматическая компенсация интенсивности разряда в за-
висимости от температуры, влажности и давления окружающей среды.
Другой способ управления дугой основан на методе автоматического
регулирования тока сварки в режиме реального времени (RTC — Real
Time Control). Он заключается в формировании серии импульсов возра-
стающей мощности, причем последовательность импульсов начинается
с короткого импульса, очищающего волокно, а затем следует более мощ-
ный импульс, разогревающий волокно до такой степени, что сквозь его
оболочку виден сердечник. Это позволяет определить смещение воло-
кон и произвести их совмещение с учетом влияния поверхностного на-
тяжения. На заключительном этапе производится сращивание и оцен-
ка качества соединения волокон. Если смещение сердечников лежит в
заданных пределах, то на этом процесс сварки завершается, в против-
ном случае процесс повторяется с внесением очередной поправки.
Высокая эффективность работы данных систем, обеспечивающих ка-
чественные сварные соединения, достигается при температуре окружа-
ющей среды не ниже 18 °C, влажности не выше 60% и при отсутствии в
воздухе пыли и сквозняков. Эти требования обычно выполняются в зак-
рытых помещениях, поэтому при работе в полевых условиях требуется
какая-либо защита: палатка, фургон или иное транспортное средство,
предназначенное для проведения сварочных работ.
Для оценки прочности места сварки в сварочных аппаратах, как пра-
вило, предусматривается тестирование на разрыв, при котором произ-
водится растяжение места сварки с усилием, равным обычно 200 г, 450
г или иным значением.
С целью механической защиты оголенного участка волокна, имеюще-
го место в результате сварки, оно обычно помещается в специально при-
способленные для этих целей герметизирующие гильзы, термоусадка ко-
торых осуществляется в специальной печи сварочного аппарата.
Здесь следует отметить немаловажное значение места расположения
данной печи, так как в большинстве сварочных аппаратов она располо-
жена перед зажимами свариваемых волокон и экраном аппарата. В свя-
зи с этим на сварочном аппарате может работать только один оператор,
и время сварки одного участка складывается из времени, необходимого
как на процесс сварки, так и на процесс термоусадки. При расположе-
нии печи вне рабочего пространства процессы сварки и термоусадки
могут проводиться параллельно, сокращая тем самым время, необходи-
мое для сращивания большого числа волокон, что особенно важно при
строительстве магистральных ВОЛС.
Достижение высокого качества сварки, естественно, невозможно без
высокоточного позиционирования, которое осуществляется пьезокера-
мическими двигателями, позволяющими достичь максимального зна-
чения люфта системы юстировки, не превышающего 1 мкм. Точность
60
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
центрирования посредством V-канавок, в свою очередь, достигается ис-
пользованием стабильных материалов, в частности, керамической ос-
новы.
С эксплуатационной точки зрения сварочные аппараты должны обес-
печивать: :
• простоту эксплуатации, даже в неблагоприятных для этого мес-
тах;
• оперативное представление значения потерь;
• гарантированное воспроизведение результатов процесса сварки;
• удобство интерактивного взаимодействия.
Очевидно, что данным требованиям могут удовлетворить только ав-
томатические сварочные аппараты, в которых число операций, выпол-
няемых вручную, сведено до минимума. Как было отмечено выше, это
достигается автоматизацией процесса сварки, путем введения в свароч-
ный аппарат системы автоматического управления, обобщенная функ-
циональная схема которой представлена на рис. 1.20. Данная схема
соответствует системе управления сварочных аппаратов, выполненных
на основе системы PAS, HDCM, LID и RTC систем. Необходимо только
учесть, что в PAS, HDCM и RTC системах источниками и приемниками
излучения являются соответственно источники внешнего освещения во-
локон и ПЗС фотоприемники, в то время как в системе LID источник и
приемник излучения служат для ввода и съема светового потока с со-
членяемых волокон. В последнем случае для визуального контроля во-
локон дополнительно могут быть введены источники внешнего излуче-
ния и ПЗС фотоприемники. Управление системой юстировки волокон,
током сварки (дуги) и источниками излучения осуществляется микро-
процессором, обрабатывающим сигналы фотоприемников в соответствии
Рис. 1.20 Функциональная схема системы управления свароч-
ным аппаратом
1.2. Соединение оптических волокон
61
с используемым алгоритмом. Задание необходимых исходных данных
и программы математической обработки указанных сигналов осуществ-
ляется с терминала сварочного аппарата при контроле цифровой и гра-
фической информации о введенных данных, процессе и результате сварки
посредством ЖКИ дисплея.
Критерием окончания процесса сварки в PAS, HDCM и RTC системах
служит условие t = tc при предварительном достижении геометрическо-
го совпадения осей сердцевин оптических волокон с учетом их эксцен-
триситета, т. е. когда имеет место min[/(r, ^>)], при Ах - const., £ = const.
Здесь г и <р — длина и полярный угол вектора, соединяющего гео-
метрические центры торцов оптических волокон; £ — эксцентриситет
сердцевины волокон; Дх — расстояние между торцами волокон, уста-
навливаемое перед подачей дуги; tc — длительность процесса сварки. В
LID системах этим критерием служит максимальное значение сигнала
на выходе фотоприемника, или, что то же — min(an). При этом в про-
цессе сварки аппаратами на PAS, HDCM и LID системах / = const., в то
время как в RTC системе i = var., где i — значение тока электрической
дуги.
Для иллюстрации отличий работы сварочных аппаратов с ручным и
автоматическим управлением на рис. 1.21 представлены обобщенные
алгоритмы последовательности процедур, выполняемых в ручном и ав-
томатическом режимах. Естественно, что данные схемы не отражают
всего многообразия алгоритмов работы сварочных аппаратов, таких, как
создание микролинз (вытягивание и обработка на конус), сочленение
волокон, отличающихся диаметром модовых пятен, создание ослабля-
ющих стыков, реализующих функцию внесения потерь. Как правило,
эти алгоритмы реализуются в программном обеспечении автоматичес-
ких сварочных аппаратов, рассчитанных на соединение широкого спек-
тра волокон. С целью минимизации потерь в месте сращивания опти-
ческих волокон производители предназначенного для этих целей
оборудования непрерывно улучшают его технические и эксплуатацион-
ные характеристики. В табл. 1.2 даны параметры наиболее распростра-
ненных зарубежных сварочных аппаратов, отвечающих рассмотренной
классификации.
Из приведенной таблицы видно, что большинство автоматических
сварочных аппаратов обеспечивает одинаковое значение потерь в месте
сочленения оптических волокон. Это свидетельствует о достижении прак-
тически предельных характеристик рассмотренных методов сварки. По-
этому первостепенное значение приобретают факторы, определяющие
функциональные возможности данных устройств. Так, при проведении
большого объема сварочных работ наиболее важными параметрами яв-
ляются количество типов свариваемых волокон, простота управления
сварочным аппаратом, продолжительность сварки, определяемая, в ча-
стности, расположением термоусадочной печи, и надежность сварочно-
го аппарата. Практическое использование ряда сварочных аппаратов
позволяет сделать вывод о целесообразности использования при строи-
тельстве магистральных ВОЛС аппаратов FSM-30S (Fujikura), S-174H и
S-174K (Furukawa), а также Х60 (SIEMENS), которые в наибольшей
62
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Таблица 1.2
Параметры Модель, производитель
S-174H Fitel Furukawa Optical Fiber System FSM - 30S Fujikura TYPE-36 Sumitomo Electric Х60 RXS GmbH FSU 975 RTC ERICSSON
Типы свариваемых волокон MM, SM, CS, DC, DS, ER ММ, SM, GS, DS, ER, Ti ММ, SM, CS, DC, DS, ER ММ, SM, DS, LS ММ, SM, CS, DC, DS, ER, Ti
Тип скалывателя S321 СТ-07 FCP-3 D6 EFC11
Длина очищенного волокна, мм 10, 16 8, 16 9, 16 6 к/д
Максимальный угол скола, град 1 1.2 н/д 1 1
Автоматическая установка параметров сварки предусмотрена предусмотрена предусмотрена предусмотрена в режиме реального времени
Метод центрирования PAS по трем координатам PAS по двум координатам HDCM по трем координатам L-PAS по трем координатам PAS по трем координатам
Способ центрирования ММ волокон по оболочке по оболочке по оболочке по оболочке по оболочке
Способ центрирования SM волокон с прозрачной оболочкой по сердцевине по сердцевине по сердцевине по сердцевине по сердцевине
Способ центрирования SM волокон с непрозрачной оболочкой по сердцевине по сердцевине по сердцевине по оболочке по сердцевине
Способ контроля дуги визуально аппаратно визуально визуально визуально аппаратно в режиме реального времени
Способ управления дугой автоматическая корректировка автоматическая Корре ктировка автоматическая корректировка автоматическая корректировка в режиме реального времени
Метод контроля потерь косвенно косвенно косвенно непосредственно косвенно
Алгоритм расчета потерь по осевым смещениям по осевым смещениям по осевым смещениям по проходя- щей мощности по осевым смещениям
Число установленных программ сварки 9 4 7 10 10
Число программ пользователя 30 30 35 50 40
Сохранение результатов сварки в RAM 100 100 1000 1000 к/д
Способ представления изображения поочередно одновременно поочередно одновременно одновременно
Визуально контролируемые параметры SM волокон тип сердцевины мнкрозагрязне- ння качество скола смещение волокон тип сердцевины мнкрозагрязне- ния качество скола смещение волокон тип сердцевины мнкрозагрязне- ния качество скола смещение волокон - тип сердцевины микроэагрязиения качество скола смещение волокон диаметр модовых пятен
Информация представляемая в цифровом виде затухание углы скола сдвиг осей затухание к/д углы скола затухание углы скола затухание
Размеры дисплея, дюйм 4 4 4 4 3
Расположение печи для термоусадкн вне рабочей области в ребочей области в рабочей области вне рабочей области вне ребочей области
Типовые потери на стыке (для ММ), дВ 0.01 0.01 0.01 0.01 0.01
Типовые потерн на стыке (для SM), дБ 0.02 0.02 0.02 0.02 0.02
Типовые потерн на стыке (для DS), дБ 0.05 0.05 0.05 0.05 <0,1
Возвратные потери, дВ н/д -60 к/д н/д -70
Продолжительность сварки, сек 45 н/д 25 <1 мин 50
Продолжительность термоусадкн, сек 60 к/д 65 60 16
Проверка механической прочности,г 200, 450 200, 450 200, 450 - -
Самодиагностика износа электрод»» предусмот- рена предусмот- рена предусмот- рена предусмот- рена предусмот- рена
Возможность автономной работы предусмотрена предусмотрена предусмотрена предусмотрена предусмотрена
Диапазон рабочих темперетур, град. С -10...+55 -10...+55 -10...+50 -5...+45 0...40
Габариты, мм 210x187x173 190x190x200 190x190x175 173x185x105 370x220x145
Вес, кг 12 6,5
1.2. Соединение оптических волокон
63
[ | Операции, выполняемые в автоматическом режиме
Рис. 1.21. Алгоритмы ручного (слева) и автоматического (справа) управ-
ления сварочным аппаратом
64
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
степени отвечают совокупности указанных требований. На рис. 1.22
представлен общий вид широко распространенного автоматического сва-
рочного аппарата FSM-30S.
Здесь следует отметить,
что приводимые в публикаци-
ях и рекламных материалах
данные о значениях потерь,
возникающих в результате
сварки оптических волокон,
отражают показатели свароч-
ного аппарата лишь с неко-
торым приближением. Это
связано с тем, что процесс
сварки по своей сути являет-
ся стохастическим процессом,
на который оказывает влия-
ние множество параметров,
учесть которые в полном
объеме практически невоз-
можно. Поэтому на рис. 1.23
представлена типовая зависи-
мость числа сварок,обеспечи-
Рис. 1.22. Общий вид сварочного аппарата FSM-30S
вающих соответствующее
значение потерь сварочного
аппарата S-174H (Fujikura).
С целью анализа возможного разброса потерь для отечественных оп-
тических кабелей ОКМЗК-10-02-0,4-16 на рис. 1.24 приведены резуль-
таты измерений сварных соединений для 200 волокон данных кабелей.
Эти результаты получены с помощью рефлектометра Helios (Wavetek)
при проведении сварочных работ аппаратом S-174H в процессе строи-
тельства ВОЛС.
Из полученной гистограммы следует, что значение потерь в местах
стыка оптических волокон с высокой степенью вероятности ниже как
Потери, дБ
Рис. 1.23 Гистограмма типовых потерь для сварочного
аппарата S-174H
1.2. Соединение оптических волокон
65
Рис. 1.24. Гистограмма потерь для сварочного
аппарата S-174H (экспериментальные данные)
типовых значений, так и значений, приведенных, например, в [15]. Это
можно было бы объяснить тем, что при получении некачественной свар-
ки оператор, как правило, повторяет процедуру до тех пор, пока не будет
обеспечено соответствующее качество соединения. Однако число таких
операций в данном эксперименте значительно меньше общего числа сва-
рок. Поэтому можно сделать вывод о достаточно высоком проценте “ну-
левых” сварок, т. е. сварок, у которых значение потерь лежит в пределах
погрешности рефлектометра, и о необходимости представления гистог-
раммы в виде количества сварок, обеспечивающих соответствующее зна-
чение потерь. Последнее позволит более детально сопоставить свароч-
ные аппараты и определить число неудачных сварок, тем самым
установив затраты времени на сварочные работы при строительстве и
устранении неисправностей ВОЛС.
1.1.2. Механическое соединение оптических волокон
Отличительной особенностью механических соединителей является воз-
можность многократного сочленения оптических волокон, что особенно
важно при создании временного соединения ВОК в процессе устранения
неисправностей на линии, а также при подключении измерительных при-
боров к линии связи. В связи с этим механические соединители должны
обеспечивать неизменность параметров соединения при повторном со-
членении волокон и отличаться высокой надежностью при простоте кон-
структивного исполнения, исключая необходимость дополнительной
юстировки оптических волокон.
При соединении однотипных волокон, что имеет наибольшее распро-
странение на практике, эффективным является соединение торец в то-
рец (core to core), которое может быть реализовано только при обеспе-
чении строгой соосности волокон, идентичности геометрии, а также
высокой степени гладкости и перпендикулярности торцевых поверхно-
стей к оси волокна.
Показателем качества механического соединения является коэффи-
3-537
66
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
циент передачи Кп оптической мощности от одного волокна в другое,
который связан со значением потерь выражением
a„=101g(l/^) (1.92)
и при идеальном сопряжении волокон равен Кп =1 [3].
Учитывая наличие дефектов сопряжения, вызванных радиальным,
угловым и осевым смещением соединяемых волокон, коэффициенты
передачи определяются известными выражениями
Ks = \-8/d, Кв = \-0/0а, Ks = \-ctg0a!2d, (1.93)
где 0а и d — апертурный угол и диаметр волокна; 0 — угол смещения;
s — расстояние между торцами волокон; 8 — радиальное смещение.
При d / 8 «1, s / d < 1 и 0 < 10° данные выражения можно использо-
вать для определения потерь ал в местах соединения волокон по выше-
приведенной формуле.
Так как осевое смещение сказывается на качестве соединения в мень-
шей степени, при создании механических соединителей основное внима-
ние уделяется минимизации радиального и углового смещения. Это дос-
тигается, с одной стороны, использованием высококачественных
скалывателей, обеспечивающих перпендикулярность скола волокна с
точностью до 1 градуса, а с другой — шарнирных центрирующих эле-
ментов (“Fibrlok” фирмы ЗМ) или направляющих, имеющих V-образ-
ную форму (“Corelink” одноименной фирмы). Такие конструкции со-
единителей обеспечивают типовое значение потерь, равное 0.2 — 0.5 дБ
для многомодовых волокон и 0.2 — 1.0 дБ — для одномодовых волокон
при отражении, не превышающем -45 дБ (Fibrlok) и -55 дБ (Corelink).
Количество циклов соединения составляет более 10, а время соедине-
ния после подготовки волокон не превышает 30 сек. Диапазон рабочих
температур данных соединителей лежит в пределах от —40°С до +80°С.
Подсоединение к оптическому волокну измерительного оборудова-
ния (мультиметров, рефлектометров, анализаторов сетей), а также оп-
тических телефонов, как правило, осуществляется через пигтейл. Со-
членение свободных концов пигтейла и оптического волокна в этом
случае может быть выполнено с помощью специального устройства опе-
ративного подключения волокон (УП-125), которое снабжено открытой
канавкой, заполненной иммерсионным гелием. Использование данного
заполнителя позволяет достичь ресурса более 10® при средних потерях
для одномодового волокна менее 0.3 дБ в диапазоне допустимых углов
скола ±40° и рабочем диапазоне температур от -10°С до +70°С. Время
подключения при этом составляет около 1 сек.
Другой способ механического соединения оптических волокон осно-
ван на использовании коннекторов (оптических разъемов).
В настоящее время существует широкое разнообразие коннекторов,
большинство из которых были первоначально разработаны для исполь-
зования с многомодовыми, а позже и с одномодовыми оптическими во-
локнами. К сожалению, производители волоконно-оптических систем до
сих пор не могут выработать единого стандарта для коннекторов. В связи
с этим рассмотрим наиболее популярные типы коннекторов, которые ис-
пользуются в различных странах мира, такие, как BICONIC, ST, SMA —
1.2. Соединение оптических волокон
67
Рис. 1.25. Наиболее распространенные типы коннекторов
68 1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
в США , FC, D4, PC — в Японии и DIN/lEC, RADIALL, STRATOS — в
Европе. В качестве примера компания Hewlett Packard для целей изме-
рений отдает предпочтение коннектору DIN/lEC HMS10/HP, который раз-
работан в сотрудничестве с компанией DIAMOND. В связи с этим следует
отметить, что единственно возможной на сегодняшний день представля-
ется стандартизация коннекторов по диаметрам наконечника, из кото-
рых самым распространенным является диаметр, равный 2.5 мм. Фикси-
рованный диаметр наконечника, по крайней мере, позволяет осуществлять
свободную стыковку коннекторов разных фирм-производителей, наибо-
лее распространенные из которых представлены на рис 1.25.
В основу построения оптических коннекторов положен принцип физи-
ческого контакта двух оптических волокон волоконно-оптических кабелей
для того, чтобы сделать возможной прямую передачу оптической мощности
от сердцевины одного волокна к сердцевине другого волокна. При этом
типичный процесс производства коннекторов включает следующие этапы:
1. снятие покрытия, пока не останется одна сердцевина и оболочка;
2. центрирование и фиксация волокна без покрытия в наконечнике;
3. шлифование и полировка концов волокна и наконечника;
4. закрепление корпуса коннектора.
Соединение коннекторов осуществляется путем вставки двух нако-
нечников в высокоточную направляющую цилиндрическую втулку. Оче-
видно, что при таком соединении волокон возникают вносимые потери,
которые необходимо учитывать при измерениях и проектировании во-
локонно-оптических систем передачи соответствующих систем. Поэто-
му рассмотрим механизм возникновения данных потерь при соедине-
нии волоконно-оптических кабелей.
1.1.2.1. Параметры вставки соединителей многомодовых волокон
Так как многомодовые волокна отличаются профилем показателя пре-
ломления, влияющего на распространение оптического излучения, это
свойство данного типа волокон, естественно, оказывает влияние и на про-
хождение светового луча в месте их механического соединения. Поэтому
рассмотрим влияние характеристик вставки соединителя волокон.
Многомодовое волокно со ступенчато изменяющимся показателем
преломления. Как известно, наибольшее влияние на вносимые потери
любой пары коннекторов оказывает их боковое смещение. В случае ис-
пользования волокна со ступенчато изменяющимся показателем прелом-
ления переданная мощность оптического излучения пропорциональна
частному от деления суммарной площади поперечного сечения сердце-
вин волокон 5, +52 на площадь одной из сердцевин So (рис. 1.26). С
учетом этого вносимые потери коннекторов равны
ас =-101og(l, (1.94)
71 - К
где х — боковое смещение; R — радиус сердцевины, и при продольном
1.2. Соединение оптических волокон
69
смещении волокон вызываются рас-
сеиванием света от излучающего во-
локна. При расчете этих потерь пред-
лагалось принимать во внимание
только несоответствие областей, т.е.
отношение освещенной области пер-
вого волокна к области сердцевины
второго волокна, однако такое допу-
щение приводит к большим значе-
ниям рассчитанных потерь по срав-
нению С реальными потерями. Рис. 1.26. Продольное и поперечное
Причиной подобного несоответствия смещение ВОЛОКОН
является допущение о постоянной
энергетической освещенности по площади сечения волокна, так как
пик энергетической освещенности находится на центральной оси и на
небольшом от нее расстоянии. Поэтому подсчет эффективности соеди-
нения не может быть основан только на несоответствии областей. Тща-
тельный анализ данного вопроса, проведенный в работе [16], привел к
определению потерь вставки для небольших смещений согласно выра-
жению
[ 4 z NA
a = —lOlog 1------------
I Зя- R п'
(1.95)
NA — цифровая апертура; z — продольное смещение; п' — показатель
преломления среды между концами волокна.
На рис. 1.27 представлены за-
висимости потерь вставки кон-
нектора при продольном и попе-
речном относительном смещении
ступенчатых волокон. При этом
в случае наличия воздушного за-
зора между волокнами типовое
значение потерь должно прини-
маться равным 0.3 дБ, что выз-
вано отражениями, имеющими
место на границах стекло/воздух.
Градиентное волокно. Меха-
низм потерь вставки коннекторов
градиентных волокон более сло-
жен, так как в этом случае поте-
ри прежде всего зависят от рас-
пределения мод в волокне.
Обычно предполагается, что пол-
ное возбуждение волокна, распро-
странение всех мод имеет место
на расстоянии менее 1 м от ис-
точника, в то время как при боль-
Рис. 1.27. Зависимость потерь
вставки коннектора от отношения
смещения к радиусу ступенчатых
волокон
70
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
шой длине волокна (1 км и бо-
лее) обычно имеет место равно-
весное модовое распределение
(EDM). В этом случае моды кон-
центрируются в большей степе-
ни вдоль оси волокна, в связи с
чем то же значение бокового сме-
щения приводит к более низким
потерям вставки. Однако вноси-
мые потери будут выше после
восстановления EDM, что по сте-
пени эффективности можно срав-
нить с соединением двух воло-
кон с меньшим диаметром „ „„ „
„ Рис. 1.28. Зависимость потерь вставки коннек-
сеРДЦевинЬ1> Поэтому ДЛЯ упро- тораот отношения смещения к радиусу гради-
щения рассмотрим только слу- ентных волокон
чай полного возбуждения. Это
означает, что концентрация - -о
мощности на конце излучающего волокна равна квадрату локальной
цифровой апертуры NAC, т. е. мощность излучения имеет максималь-
ное значение в центре торца волокна и снижается до нуля ближе к
границе сердцевина — оболочка. В этом случае все моды излучающего
волокна имеют место в области , потому что NAC излучающего волок-
на меньше, чем NAC принимающего волокна. В области S2 ситуация
обратная, а при соединении волокон мощности в областях S, и S2 ста-
новятся равными. Это можно понять интуитивно, исходя из следующе-
го:
Область S,: концентрация мощности небольшая, значение NAC при-
нимающего волокна высокое.
Область S2: концентрация мощности высокая, значение NAC прини-
мающего волокна невысокое.
Это приводит к потерям вставки коннектора для двух полностью воз-
бужденных градиентных волокон, равным
ffc = ’101og^f’ (1-96)
( Ог X
ас = -10 log 1----
Д Зтг-R)
Полученное приблизительное значение действительно только при ис-
пользовании волокон с параболическим профилем, причем распределе-
ние мод в принимающем волокне уже не будет адекватным передающему
волокну.
Типовые механизмы потерь вставки для градиентного волокна при-
ведены на рис. 1.28, на которых видно значительное отличие между
теоретическими и экспериментальными данными. Поэтому позже была
предложена улучшенная модель, основанная на параболической, а не
1.2. Соединение оптических волокон
71
на равномерной схеме возбуждения с локальной цифровой апертурой.
Принимая, что вносимые потери из-за продольного смещения также
являются следствием рассеянного луча от излучающего волокна, для
небольших смещений z будем иметь
... f. z
ac = -101og 1-—— I (1.97)
\ 2R п )
Данное выражение отражает хорошее соответствие теоретических и
измеренных значений потерь вставки. Однако на практике это соответ-
ствие нередко нарушается, так как потери имеют значения меньшие
расчетных, что связано с нарушением условия полного возбуждения.
Если концы волокон разделены воздухом, к полученному значению по-
терь необходимо добавить типовые потери в 0.3 дБ, устранить которые
в этом случае можно введением иммерсионных жидкостей.
Соединение волокон возможно и с использованием в каждом коннек-
торе коллимирующих линз. Такие коннекторы не могут быть легко дег-
радированы ввиду того, что появление царапин на их поверхности ме-
нее критично, по сравнению с возникновением царапин на торцах
волокон, кроме этого, они менее чувствительны к пыли, нежели клас-
сические коннекторы, и обеспечивают вносимые потери менее 1 дБ.
Однако данные коннекторы требуют большей осторожности во время
работы с лазерными источниками, так как встроенные линзы создают
коллимированное излучение, которое более опасно, чем излучение обыч-
ных коннекторов.
1.1.2.2. Параметры вставки соединителей одномодовых волокон
Если вносимые потери представляют собой самый важный параметр
оптических коннекторов многомодовых волокон, то для одномодовых
волокон дополнительно необходимо учитывать и такой параметр, как
отражение (возвратные потери). Причиной этого является то, что одно-
модовое волокно в большинстве случаев управляется лазерными диода-
ми, а они, как известно, чувствительны к обратному отражению. Отра-
жения являются помехой особенно во время измерения, а также при
использовании в когерентных системах передачи. Поэтому далее будут
рассмотрены как вносимые потери, так и возвратные потери.
Вносимые потери. Вследствие малого диаметра сердцевины одномодо-
вого волокна (обычно 9 мкм) одномодовые коннекторы очень критичны в
плане механического совмещения, и для того чтобы подсчитать вносимые
потери, обычно используется луч Гаусса в качестве модели действительно-
го светового луча внутри и снаружи волокна.
Как известно, гауссовский луч имеет конечную ширину, плавно пе-
реходящую в рассеяние, имеющее фиксированную цифровую апертуру,
причем сужение луча совпадает с концом волокна. При этом луч назван
гауссовым, потому что как электрическое поле, так и концентрация
мощности (энергетическая освещенность) следуют функции Гаусса, и
если, например, диаметр сужения луча составляет 11 мкм, длина суже-
ния такого луча довольно велика и составляет 73 мкм.
72
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Рис. 1.29. Зависимость потерь вставки
коннектораот отношения смещения к ра-
диусу одномодовых волокон
• Поэтому при соединении двух волокон во втором волокне может воз-
никнуть еще один луч Гаусса, и объединенная мощность излучения
будет определяться тем, насколько хорошо происходит наложение двух
полей Гаусса. Коэффициент объединения мощности кр может быть оп-
ределен при помощи так называемого интеграла перекрытия, решение
которого имеет вид. Здесь не учтены имеющие место потери отраже-
ний, рассмотрение которых является самостоятельной задачей
К х2
кР = Кре^~ > d-98>
к 4г°4 -
р 4г04 + Я2?/тт2 ’
где Кр — коэффициент объединения мощности для чистого продольно-
го смещения; х — боковое сме-
щение двух волокон; z — про-
дольное смещение двух волокон;
Л — длина волны на воздухе; г0
— радиус сужения луча; в этой
точке концентрация мощности
понижается до 1/е2 — макси-
мальной, обычно г0=5.5 мкм.
Ввиду большой протяженности
сужения луча, равной 73 мкм, бо-
ковое смещение оказывает наиболь-
шее влияние на потери вставки
(рис. 1.29.), так как в коннекторах
с непосредственным контактом во-
локон влиянием отражений на по-
тери можно пренебречь. В допол-
нение к обычным шагам
описанного выше процесса произ-
водства коннекторов для одномодовых волокон на передней грани наконеч-
ника создается V-образная канавка, которая улучшает совмещение сердце-
вин и снижает тем самым боковое смещение до 0.5 мкм и менее.
Отражение конца волокна. Из-за различных показателей преломле-
ния сред передачи оптической мощности последняя частично отражает-
ся от входа в волокно и, согласно классической электромагнитной тео-
рии [8], определяется коэффициентом отражения
, _ _ z0-z} /п _ и-1
/ Е х0 + ?1 zo + zjn n +1 ’ (1.99)
где кЕ и кЕ2 — коэффициент отражения электрического поля и оптичес-
кой мощности соответственно; z0 — характеристическое сопротивление
1.2. Соединение оптических волокон
73
воздуха, равное 377 Вт; z} — характери-
стическое сопротивление стекла,
z, = z0 / п ; п — показатель преломления
кварца, равный 1.46 при 1300 нм.
Здесь необходимо четко отличать ко-
эффициенты отражения поля кЕ и опти-
ческой мощности |££| .В данном случае
возвратные потери определяются как ло-
гарифм отношения прямой мощности к
отраженной оптической мощности, а полученные результаты можно пред-
ставить в виде таблицы 1.3 [8].
Таблица 1.3
Импеданс ZA = Z0
Отражение поля kE= 18.7%
Отражение мощности |kE I2 = 3.5%
Возвратные потери RL = 14.5 дБ
Отражение от пары коннекторов. Теперь рассмотрим отражение от
двух границ стекло/воздух сочленяемых коннекторов. В этом случае от-
ражения от поверхностей снижают уровень выходной мощности в сред-
нем на 3.5% + 3.5% = 7%, что соответствует потерям вставки, равным
0.32 дБ. Более точный подсчет общего отражения должен быть основан
на рассмотрении распространения электрических полей. Так, в пределах
небольшого воздушного зазора оптического коннектора имеют место два
последовательных электрических поля, отличающихся стабильным сдви-
гом по фазе даже в случае большой ширины спектра LED источника.
Принимая идентичность ориентации полей, отраженные волны могут сум-
мироваться (конструктивные помехи) или вычитаться (разрушительные
помехи) по отношению к передаваемой волне.
Используя теорию линии передач, т. е. учитывая, что линия переда-
чи с импедансом z0, нагрузочным импедансом z, имеет некоторый вход-
ной импеданс zA а соответствующий коэффициент отражения поля од-
ним из волокон выражается коэффициентом кЕ
, ZA~Z1
кЕ =—----L,
(1.100)
z. + jzr, tgBz „ - ,.
где zA = z0 —--; /? = 2я7 Я — постоянная распространения; z —
ZO + JZ} -tgPz
длина воздушного зазора; Я — длина волны в воздухе. Условия воздей-
ствия помех в воздушном зазоре оптического коннектора сведены в табл.
1.4, где “т” может быть любым положительным или равным нулю це-
лым числом.
Таблица 1.4
Характеристики Разрушительные помехи Конструктивные помехи
Фаза pL = 2nut pL = n/2 + 2mn
Импеданс ZA = Z, = Z/n ZA = Z02/Z, = nZ„
Отражение kE = 0% lkEl2 = 0% kE= (n2 - l)/(n2 + 1) = 36% |kEl2 = 13%
Возвратные потери RL =cc RL = 8.8 aA
Вносимые потери a =0 ac= 0.6 дБ
74
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Рис. 1.30. Возвратные потери в бесконтактном коннекторе
на длине волны 1.3 мкм
Рис. 1.31. Потери вставки бесконтактного коннектора
на длине волны 1.3 мкм
Отражения от бесконтактной пары коннекторов. Как показано на
рис. 1.30 [8], в этом случае коэффициент отражения периодически из-
меняется, причем при длине волны 1300 нм период изменения равен
0.65 мкм. На приведенной зависимости отражение, равное 0.01%
(40 дБ), добавлено специально, чтобы кривые не уходили в бесконеч-
ность. Данный рисунок иллюстрирует значительную зависимость воз-
вратных потерь от продольного смещения, что и объясняет сложность
достижения возвратных потерь, равных 40 дБ, которые, как правило,
составляют 30 - 35 дБ.
В соответствии с периодическим поведением отражений происходит
также и периодическое изменение потерь вставки (рис. 1.31), причем
результирующая мощность варьируется между 100 и 85%, что соответ-
ствует потерям вставки от 0 до 0.6 дБ. Для повторяемых соединений
отделение концов волокна должно быть восстановлено в пределах 1/10
1.3. Волоконно-оптические разветвители, ответвители и соединители
75
от 0.65 мкм. Так как это невозможно, оптические помехи значительно
затрудняют воспроизводимость соединений. Поэтому в целях измере-
ния следует избегать использования бесконтактных оптических кон-
некторов.
Ключом к получению отличных показателей возвратных потерь яв-
ляется наличие идеально перпендикулярного конца волокна и наилуч-
шего из доступных процессов полировки, как, например, при использо-
вании коннектора HMS10/HP.
Таким образом, в заключение следует отметить, что для обеспечения
меньшего затухания и большей надежности соединения волокон необ-
ходимо использовать метод термического соединения. Однако в тех слу-
чаях, когда первостепенным является вопрос многократного соедине-
ния волокон, естественным следствием является использование
механических соединителей, отличающихся большими потерями вставки
и созданием отраженных сигналов. Последнее обстоятельство может
оказывать влияние на точность измерений и требует особо тщательного
выбора соединителя.
1.3. ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ РАЗВЕТВИТЕЛИ,
ОТВЕТВИТЕЛИ И СОЕДИНИТЕЛИ
Одним из наиболее важных пассивных компонентов ВОЛС являются раз-
ветвители и соединители, которые относятся к устройствам, выполняю-
щим соответственно пространственное разделение оптического сигнала
по нескольким каналам и объединение сигналов различных каналов в
один канал. Среди данных устройств особое место занимает разновид-
ность разветвителя, известного как ответвитель и выполненного в виде
направленного ответвителя, имеющего два входных и два выходных раз-
вязанных между собой канала. Следует различать направленные и дву-
направленные разветвители, а также разветвители, чувствительные и не-
чувствительные к длине световой волны. В двунаправленном разветвителе
каждый полюс может работать на прием, передачу или на прием и пере-
дачу сигнала одновременно, позволяя менять местами группы передаю-
щих и приемных каналов.
Волоконно-оптические разветвители и соединители, в дальнейшем
ответвители, используются в волоконной оптике с давних пор, однако
с развитием систем передачи их роль значительно возросла, позволяя
подсоединить к одному ОВ более одного комплекта передающих и при-
емных терминалов, вместо того чтобы использовать отдельные волок-
на ОК [17].
Наиболее часто данная технология используется в волоконно-оптичес-
ких сетях, где общий оптоволоконный кабель переносит мультиплексиро-
ванные сигналы с нескольких терминалов, расположенных в различных
местах сети. Доступ к сети в этом случае осуществляется через ответвители,
76
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
которые осуществляют ввод оптического сигнала с каждого терминального
передатчика в кабель и перераспределяют часть мощности сигнала, переда-
ваемого по кабелю, на каждый терминальный приемник. Кроме этого, рас-
сматриваемые компоненты используются для объединения в единое волок-
но оптических сигналов многих источников, отличающихся длиной волны,
а также в тех случаях, когда часть мощности должна быть введена в серд-
цевину волокна или направлена от нее к приемнику.
Таким образом, ответвители являются ключевыми устройствами те-
лекоммуникационной волоконной оптики, однако не меньшее значение
они имеют и в измерительной технике при измерении оптической мощ-
ности и отражений, а также в системах мониторинга волоконно-опти-
ческих сетей.
Существуют различные технологии производства ответвителей, наи-
более популярной из которых является технология сплавленного бико-
нического соединения. Согласно этой технологии, два прямых или скру-
ченных волокна сплавляются вместе при высокой температуре, а затем
растягиваются для того, чтобы уменьшить размер волокон и их сердце-
вин, обеспечивая тем самым расширение поля и усиление механизма
соединения. Другая технология основана на шлифовании предварительно
введенных в стеклянные пластины волокон, что позволяет обеспечить
их максимальное сближение и получить различные коэффициенты де-
ления соединителя за счет свободного распределения боковых интерва-
лов. И, наконец, технология, которая используется в интегральной оп-
тике аналогично изготовлению интегральных волноводов, например,
волноводов ниобат-литиевых модуляторов.
Базовые положения
Как и оптические волокна, следует различать многомодовые и одно-
модовые ответвители, анализ которых часто основан на рассмотрении
двух (четной и нечетной) фундаментальных мод, распространяющихся
в ответвителе.
Предположим, что векторы элект-
рического поля перпендикулярны
направлению распространения и что
они направлены вертикально
(рис. 1.32), тогда нечетная мода дви-
жется быстрее ввиду того, что ее элек-
трическое поле распространяется
дальше в оболочку с низким показа-
телем преломления. В этом случае
при введении оптической мощности
только в ответвление 1 общее элект-
рическое поле делится на одинаковые
по амплитуде четную и нечетную
моды, которые далее суммируются в
ответвлении 1 и вычитаются в ответ-
влении 2. После прохождения дли-
3
Рис. 1.32. Четная и нечетная моды
одномодового ответвителя
1.3. Волоконно-оптические разветвители, ответвители и соединители
77
ны I нечетная мода опережает четную моду на угол ф (рис. 1.33), и
сумма двух мод в ответвлении 4 больше не равна нулю, т. е.
F F F ! I------\ —
Е3 - — + —е]*° = + cos^n ) е 2 ;
2 2 V2V
Т? Т? тр / ______\ j^o Iя Г / \ j^o
Е4=-~= -yjUl-cos^)-е 2 2 = -^l-cos^).е 1 ,
(1.101)
где Ф„-1’ (Ре ~ Ро)~ —"— (пе ~ по); Р — постоянная распространения;
Л — длина волны в вакууме; п — коэффициенты преломления.
С целью упрощения данных вы-
ражений в них не учитываются за-
висимости электрических полей от
времени , а также опущены ти-
повые фазовые задержки, е~№, на
обоих выходах. В результате сигнал
на выходе ответвления 4 независи-
мо от длины и степени связи соеди-
нения всегда задерживается на 90°
по отношению к сигналу ответвле-
ния 3, что определяется соответству-
ющими членами ~ и - j выра-
жения для сигнала на выходе
ответвления 4. В то же время сте-
пень связи ответвителя определяется значением фо, так:
при фо= 0 — входная мощность направляется в ответвление 3 при
нулевом значении на выходе 4;
при фо = 90“ — будет иметь место 50% перераспределение (3 дБ
ответвитель);
при фг - 180“ — входная мощность направляется в ответвление 4 при
нулевом значении на выходе 3. Характер периодического перераспреде-
ления выходной мощности между ответвлениями 3 и 4 зависит от членов
выражения фо и в первую очередь от длины соединения I.
При произвольных входных сигналах ответвителя — произвольных
Е, и Е2 и в отсутствии начального смещения фазы на обоих выходах
м
е 2 ответвитель обычно описывается следующей моделью [8]
Е3 = аЕ, - jbE2;
г- гг , г (1.102)
Ei =-jbEx+аЕ2, ’
где в идеальном случае a2 +Z>2 = 1; а2 — коэффициент связи мощности
между соединенными ответвителями; Ь2 — коэффициент связи мощно-
сти между связанными ответвителями.
78
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
1.3.1. Характеристики ответвителей
Исходя из вышеизложенного, принцип действия ответвителя основан на
концепции непрерывности поля в узком промежутке между сердцевина-
ми двух смежных волокон, что позволяет установить между ними связь.
При этом все ответвители характеризуются тремя показателями [8]:
переходным затуханием, представляющим собой отношение опти-
ческой мощности на одном из выходов ответвителя к общей выходной
мощности
а = Р / Р
ПЗ вых, вЫХ() 9
избыточными потерями, равными отношению общей входной мощ-
ности к общей выходной мощности
/У = Р / Р
ип л вха л вых
и развязкой (изоляцией) — влиянием отраженной мощности ответв-
ления 2 на ответвление 1, определяемой выражением
=101og(/’M1//’eb„2).
Данные параметры обычно выражают-
ся в дБ, причем избыточные потери в со-
временных ответвителях часто составляют
менее 0.5 дБ, а изоляция обычно превы-
шает 50 дБ, что позволяет использовать их
для измерения отражений, например, при
измерении возвратных потерь или в опти-
ческих рефлектометрах (OTDR). Другим по-
казателем качества является независимость
ответвителя от модовой характеристики во-
локна или состояния поляризации моды.
Помимо приведенных основных показа-
Рис. 1.34. Общий вид ответвителей
фирмы AFO
телей, ответвители могут характеризоваться такими параметрами, как [18]:
коэффициент передачи, определяющий потери мощности сигнала,
который поступает на один из входных полюсов и выходит из одного
полюса
Ar„(z,j) = -101g(^//’7);
коэффициент направленности, определяющий, насколько хорошо
ответвитель передает мощность в выходные полюса, т. е. какова мощ-
ность нежелательного обратного сигнала, поступающего на входной по-
люс из других входных полюсов
^,/) = 101g(P,./,);
потери на разветвлении, определяющие распределение мощности
между выходными полюсами, которые при условии равенства мощнос-
ти на всех выходных полюсах определяются как
aSL = -101g(l/n);
1.3. Волоконно-оптические разветвители, ответвители и соединители
79
потери на обратном рассеянии, определяющие уровень выходной
мощности на полюсе при подаче на этот же полюс входного сигнала
полные избыточные потери, определяющие соотношение мощности
на всех выходных полюсах и мощности одного из входных полюсов
km(i) = -1Q\^P^/P'\
J
В волоконно-оптических системах передачи ответвители определяют
перераспределение оптической мощности в линии связи, при этом зна-
чение мощности, поступающей на выход, зависит от общей мощности,
которую каждый ответвитель отводит из оптического канала. Кроме
этого, он дополнительно снижает значение общей мощности из-за нали-
чия избыточных потерь аип и потерь вставки ас, присоединенных к
ответвителю коннекторов. Количественно перераспределение мощнос-
Таблица 1.5
Тип ответвителя Кол. портов Коэффи- циент деления (CR) Отклонение длины волны (±%) Избыточные потери (ДБ) Однород- ность (ДБ) Развязка (-ДБ) Отклонение поляризации (%)
2x2 2 0.5 2.0-15% 0.07-1.0 0.1-0.2 -40 + -55 0.1-6
одномодовый 2 0.25 или 0.03 0.07-1.0 0.1-0.2 -40 + -55 0.1-6
WIC или WDC 2 0.1 дБ/нм 0.07-1.0 0.1-0.2 -40 + -55 0.1-6
2 0.5 5-10% <1 0.5 -35 + -40
2x2 2 0.25 5-10% 1-2 0.5 -35 +-40
Многомодовый 2 0.1 5-10% 1-2 0.5 -35 + -40
2 0.0625 5-10% 1-2 0.5 -35 + -40
3 0.33 10% <0.5 0.1-0.2
N х N WIC 4 0.25 10% 0.5-2.0 0.5-0.6
Звездообразный 8 0.125 10% 2.5 0.6
ответвитель 16 0.0625 10% <6.0 0.6
32 0.03125 10% <8.0 0.6
Направленный 2x2 WIC 2 1 0.5-1.0 5-10 -40 + -50 <5
Интервалы Рабочая Отклонение Отклонение поляризации (%)
ThhWDM Кол. портов длины волны длина волны Избыточные потери (дБ) длины волны Развязка (-ДБ)
(нм) (мкм) (±%)/нм
2x2 -16+ -28
Зависимый от 2 50-200 1.3;1.5 0.4-0.8 0.1+ 0.4 -59 + -60 <2.5%
длины волны (w/фильтр)
Nx N Одномодовый 3 200-200 1.2;1.3;1.5 4.0 -25
6 8 20-30 20-30 1.3 или 1.5 1.3 или 1.5 2-3 2-3 -25 -25
NxN Многомодовый 3 100-200 1.2;1.3;1.5 или 1.1;1.2;1.3 3.5 -25
во
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
ти определяется коэффициентом деления ответвителя koms = Р„х / Рвых ,
позволяющим установить общие вносимые им потери
аво = ат-WLogkome +2авк (1.103).
Некоторые наиболее часто используемые конфигурации, а также па-
раметры независимых WIC и зависимых WDC от длины волны ответви-
телей сведены в табл. 1.5 [18].
В качестве иллюстрации конструктивного исполнения ответвителей
на рис. 1.34 представлен общий вид ответвителей фирм AFO.
1.3.2. Основные виды ответвителей
Древовидный ответвитель
Древовидный ответвитель, или, как его еще называют, Т-ответв1:-
тель, показан на рис. 1.35 (а) и (б). Приведенный на рис. 1.35а трехпор-
товый ответвитель позволяет разделить мощность, поступающую с пе-
редающего кабеля (порт А) на два порта (1 и 2) в соответствии с заданным
Рис. 1.35. Наиболее распространенные конфигурации ответвителей
коэффициентом деления мощности, обычно равным 1:1 или 1:п, где
п — некая дробь. В четырехпортовом ответвителе (рис. 1.356) мощность
от второго передающего оптоволоконного кабеля (порт В) может быть
введена в основной кабель (от порта А к порту 1), в то время как равное
значение мощности отделяется (от порта 2). Хотя эти ответвители иног-
да используются как объединители мощности или для организации дуп-
лексной передачи (рис. 1.36), их отрицательной стороной является 3 дБ
(50%) потеря мощности. Этот недостаток устраняется путем использо-
вания направленного или многоволнового ответвителя, которые будут
рассмотрены ниже.
1.3. Волоконно-оптические разветвители, ответвители и соединители
81
Рис. 1.36. Примеры использования трех- и четырехпортового
ответвителей для:
а) ввода/вывода излучения ОВ;
б) дуплексной связи по многомодовому волокну;
в) организации подключений к LAN
Звездообразный ответвитель
Звездообразный ответвитель (рис. 1.35в) представляет собой много-
портовый ответвитель, который позволяет осуществлять разделение мощ-
ности от одного из N передающих портов (от А до Z) на равные части
для каждого из N принимающих портов (от 1 до N). Такой ответвитель
может быть изготовлен как по FTB технологии, так и на основе исполь-
зования волновода в виде кварцевого слоя, покрытого слоем с низким
показателем преломления. В этом случае тол-
Терминал 1 щина кварцевого слоя выбирается равной ди-
Терминал N
Рис. 1.37 Пример LAN с звездо-
образным ответвителем
аметру сердцевины волокна, и при отсутствии
бокового излучения каждый вход равномер-
но распределяется по всем выходным кана-
лам с коэффициентом деления ответвителя,
равным 1/N.
Изготовление ответвителей по так назы-
ваемой FTB технологии (сплавной биконичес-
кой вытяжке) заключается в плавлении во-
локон с одновременной их вытяжкой или
сжатием [19]. В результате плавления и вы-
тяжки материал сердцевины одного волокна
проникает в сердцевину другого, образуя не-
82
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
разборное соединение, создающее зону связи. При непрерывном конт-
роле оптических сигналов на выходе волокон в процессе вытяжки его
можно остановить в любой момент, тем самым обеспечивая необходи-
мый коэффициент деления ответвителя. По окончании данного процес-
са ответвитель фиксируется на кварцевой подложке с помощью специ-
ального клея, в который вводятся специальные фиксируемые
эластомером инваровые микрогильзы, обеспечивающие в будущем сни-
жение растягивающих усилий.
Пример использования звездообразных ответвителей приведен на рис. 1.37.
Направленный ответвитель
Направленный ответвитель (рис. 1.35г) представляет собой трехпор-
товый ответвитель, который позволяет передавать мощность в одном
направлении (от порта А до порта 1), тогда как мощность той же длины
волны принимается с другого направления и передается с порта 1 на
порт В. В этом случае, в отличие от Т-ответвителя, потерь распределе-
ния не происходит, а имеют место только небольшие избыточные поте-
ри и вносимые потери коннектора.
Для одномодового волокна направленные ответвители обычно выпол-
няются с наплавленным покрытием или с использованием интегральной
оптики. Для многомодового волокна направленные ответвители обычно
выполняются со светоделителями, снабженными отражательной поверх-
ностью для передачи света в одном направлении и одновременного отра-
жения света, поступающего с другого направления на принимающий
кабель или детектор.
Варианты использования направленных ответвителей приведены на
рис. 1.38.
Рис. 1.38 Примеры использования направленного ответвителя в:
а) оптическом рефлектометре;
б) дуплексной связи по одномодовому волокну.
1.3. Волоконно-оптические разветвители, ответвители и соединители
83
Многоволновые ответвители
Ответвители, в которых распределение мощности зависит от длины
волны, называются многоволновыми ответвителями. На рис. 1.35д при-
веден многоволновый ответвитель с тремя портами, который позволяет:
• передавать мощность от двух источников с разными длинами
волн на один оптоволоконный кабель (с порта А и В на порт 1),
Рис. 1.39 Пример использования многоволновых ответвителей для:
а) организации дуплексной связи;
б) удвоения информационной емкости канала передачи.
• передавать мощность в одном направлении по волокну (от порта
А до порта 1), а мощность отличной длины волны принимать с
другого направления — от порта 1 на порт В. В отличие от
ответвителя Т, который осуществляет разделение мощности, дан-
ный ответвитель направляет мощность определенной длины вол-
ны в определенном направлении, подобно призме. При этом по-
терь распределения нет, а имеют место только небольшие
избыточные потери и вносимые потери коннектора.
Примеры использования многоволновых ответвителей, которые обыч-
но выполняют с использованием наплавленных биконических покры-
тий, показаны на рис. 1.39.
1.3.3. Устройства, альтернативные ответвителям
В настоящее время реализованы и другие принципы построения ответ-
вителей. Один из них заключается в соединении входящего волокна с
двумя параллельными выходящими волокнами. Другой альтернативой
является выполнение скоса волокна под углом 45°, нанесение частично
отражающего слоя, воссоединение двух волокон и добавление к ним
третьего. Также возможна комбинация разделителей луча с коллими-
рующими линзами (или градиентными линзами). Большая часть этих
технологий подходит скорее для многомодовых кабелей.
Многопортовые ответвители могут быть сделаны путем сплавления
84
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
многих кабелей. Примером может служить передающий звездообразный
ответвитель, который является основным устройством для сетей звездо-
образного типа. Он соединяет каждый вход со всеми выходами, несмотря
на то, что между различными входами имеется изоляция. Обычно входы
присоединены к передатчикам, а выходы присоединены к приемникам.
Другой тип сети возможен при использовании отражательного звездооб-
разного ответвителя. В отличие от передающего, порты этого ответвите-
ля являются двунаправленными, так что они используются как входы и
выходы одновременно. При использовании такого ответвителя с 20 кабе-
лями может быть получено значение избыточных потерь менее 2 дБ.
1.4. ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ ФИЛЬТРЫ,
МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ И ВОЛНОВЫЕ КОНВЕРТЕРЫ
Оптические фильтры, или, как их еще называют, волновые селекторы,
предназначены для целенаправленной передачи или отклонения опти-
ческих сигналов определенных диапазонов длин волн, т. е. для их оп-
тической развязки. В зависимости от передаваемых в окне прозрачнос-
ти фильтра длин волн различают коротковолновые, длинноволновые и
полосовые фильтры. Эти устройства могут использоваться в любых во-
локонно-оптических системах с большим чем одна числом длин волн,
например, в WDM сетях, волоконно-оптических усилителях и системах
активного контроля оптических волокон. Естественно, различаются и
требования к данным элементам, в частности, в системах уплотнения
WDM они более жесткие, чем в системах передачи, работающих на двух
длинах волн (1310 нм и 1550 нм). Поэтому, если в двухволновых систе-
мах, как правило, учитываются только несколько параметров, для сис-
тем WDM необходимо контролировать ряд новых характеристик, кото-
рые ранее не рассматривались. Это связано с тем, что в WDM сетях,
помимо фильтров, находятся оптические компоненты, предназначен-
ные для объединения или разделения двух и более оптических сигна-
лов. Эти устройства в зависимости от направления прохождения сигнала
известны как мультиплексоры и демультиплексоры. Устройства, кото-
рые добавляют или устраняют только один канал в линии связи, называ-
ют мультиплексорами добавления/устранения, или ADM, а устройства,
обеспечивающие одновременное добавление/устранение более двух кана-
лов — многоканальными мультиплексорами WDM и демультиплрксора-
ми. Обычно проектировщики систем передачи предпочитают выбирать
каналы, расположенные как можно более плотно, для сохранения воз-
можности усовершенствования системы путем введения в будущем до-
полнительных каналов и минимизации отличий в сигнале из-за зависи-
мости усиления EDFA от длины волны. В настоящее время минимальные
межканальные интервалы ограничиваются параметрами используемых
в системе лазеров и мультиплексоров.
1.4. Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые конвертеры
85
Как известно, производители лазеров создают устройства с заранее
определенными значениями центральных длин волн. Так, например,
для двунаправленных систем, работающих при 1533 и 1557 нм, исполь-
зуются лазеры, имеющие вариацию длины волны ±3.5 нм, которая со-
ответствует полосе пропускания канала 7.0 нм и номинальному каналь-
ному интервалу 24 нм. Скоро будут доступны коммерческие лазеры с
вариацией центральной длины волны менее +1.0 нм, что соответствует
полосе пропускания 2 нм для систем с интервалами от 3.5 до 5.0 нм. В
последнее время ITU призывает к необходимости создания коммерчес-
ких лазеров со спецификациями центральной длины волны, достаточно
плотными для достижения интервалов 100 или 200 ГГц (0.8 или 1.6 нм),
однако подобные устройства будут доступны не скоро.
Со стороны мультиплексора основные технические проблемы заклю-
чаются в достижении низких потерь в области узкой полосы пропуска-
ния и высокой изоляции для соседних и иных каналов. Это связано с
тем, что потери в области полосы пропускания оказывают непосред-
ственное воздействие на бюджет мощности, а изоляция каналов влияет
на отношение сигнал-шум и битовую скорость на стороне приемника
терминального оборудования и, следовательно, ограничивает каналь-
ные интервалы.
Ниже приведены спецификации параметров, которые в настоящее время
используются для описания мультиплексора в сетях уплотнения WDM.
Определения некоторых из этих параметров также даются Исследова-
тельской лабораторией Bell Communication GR-2883-CORE, Пункт 1.
Полоса пропускания канала — это диапазон длин волн, в котором
данный порт мультиплексора имеет низкие потери и для которого опре-
делены вариации центральной длины волны используемого лазера. В
некоторых системах полоса пропускания канала мультиплексора берет-
ся шире, чем номинальный диапазон центральной длины волны лазера,
для того, чтобы имелась возможность компенсации влияния температу-
ры и старения лазера и мультиплексора. Типовые полосы пропускания в
текущих системах уплотнения WDM варьируются от 1.0 до 8.0 нм.
0.5 дБ полоса частот — это ширина спектра, в пределах которой
разница между пиковой переданной мощностью и переданной мощнос-
тью в любой точке составляет менее 0.5 дБ. По соглашению 0.5 дБ
полоса частот обычно равна разности максимальной и минимальной
длин волн в полосе пропускания каждого канала.
Отклонение полосы пропускания — это параметр, который представ-
ляет собой наибольшую пиковую вариацию потерь вставки в полосе про-
пускания канала. Для систем, в которых 0.5 дБ полоса частот каждого
мультиплексора совпадает с полосой пропускания канала, отклонение
полосы пропускания по соглашению равно 0.5 дБ максимального значе-
ния. ,
Максимальные вносимые потери в пределах полосы пропускания —
это наихудший показатель потерь вставки, который измеряется для всех
длин волн в области полосы пропускания канала, в 0.5 дБ полосе частот
86
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
и в полном диапазоне рабочих температур. Обычно это значение равно
потерям вставки в точке пиковой мощности плюс 0.5 дБ.
Допустимое отклонение центральной длины волны. Вследствие того,
что оптический спектр каждого порта мультиплексора обычно смеща-
ется относительно идеальной центральной длины волны для каждого
канала лазера, данный параметр определяет максимально допустимую
вариацию. Допустимое отклонение центральной длины волны обычно
должно быть на порядок меньше ширины полос пропускания каналов
и, следовательно, находится в диапазоне между +0.1 и ±0.5 нм.
Изоляция соседнего канала определяет степень, до которой нежела-
тельные каналы ослабляются на каждом канале добавления/устране-
ния, и напрямую связана с ухудшением отношения сигнал-шум и бито-
вой скорости, обусловленным присутствием многочисленных оптических
несущих. Вследствие того, что идеальная форма спектра сходна с гаус-
совской кривой, каналы или канал, расположенный ближе всего к ка-
налу добавления/устранения, имеет самую плохую изоляцию. Поэтому
изоляция соседнего канала представляет наихудший случай и измеря-
ется в пределах всех соседних полос пропускания каналов.
Канальный интервал представляет собой расстояние (интервал) между
центральными длинами волн соседних каналов и является системным
параметром, определяющим параметры компонента.
30 дБ полоса частот представляет ширину спектрального диапазо-
на, за пределами которой любой сигнал ослабляется более чем на 30 дБ
по отношению к длине волны пиковой мощности. 30 дБ полоса час-
тот — широко используемый параметр, потому что изоляция соседнего
канала для многих систем равна 30 дБ. 0.5 дБ полоса частот, 30 дБ
полоса частот и канальный интервал — это параметры, относящиеся
друг к другу следующим образом: значение канального интервала боль-
ше или равно значению 0.5 дБ полосы частот, добавленному к значе-
нию 30 дБ полосы частот и деленному на 2.
30 дБ показатель качества или FOM. Основной задачей при проекти-
ровании мультиплексора является достижение узкой полосы пропуска-
ния с низкими потерями, обеспечивая в то же время высокую изоляцию
для близко расположенных соседних каналов. Значение 30 дБ FOM пред-
ставляет собой отношение 0.5 дБ и 30 дБ полос частот и является крите-
рием способности данного мультиплексора выполнять данную задачу.
Помимо указанных параметров, следует также учитывать парамет-
ры, характеризующие стабильность каждого мультиплексора при воз-
действии внешних факторов, таких, как температура и состояние поля-
ризации. Это связано с тем, что при достаточно большом влиянии данных
факторов полосу пропускания канала мультиплексора необходимо вы-
бирать шире по сравнению с вариацией центральной длины волны лазе-
ра, что, в свою очередь, приведет к необходимости увеличения каналь-
ных интервалов. В связи с этим учитываются следующие три типа
параметров.
*4
1.4. Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые конвертеры
87
Потери, зависящие от поляризации. Вследствие того, что спектраль-
ное функционирование каждого порта мультиплексора зависит от вход-
ного состояния поляризации, которое неопределимо в лазерных систе-
мах передачи, это значение потерь имеет самую большую вариацию в
пределах полосы пропускания каждого порта мультиплексора.
Температурная стабильность длины волны. Стабильность централь-
ной длины волны определяет ее максимальное изменение применитель-
но к каждому порту в пределах предполагаемого диапазона рабочих
температур.
Тепловая стабильность — это параметр, который представляет со-
бой максимальную вариацию потерь вставки при изменении рабочей
температуры в пределах полосы пропускания каждого порта.
Для обеспечения данных требований исследуются и создаются многие
новые технологии волоконно-оптических компонентов, включая тонкопле-
ночные диэлектрические покрытия, оптические дифракционные решетки
и внутренние волоконно-оптические дифракционные решетки. На сегод-
няшний день тонкопленочная технология лучше всего подходит для дос-
тижения низких потерь и высокой изоляции для систем с интервалами
длин волн от 3 до 24 нм. Подобные устройства в настоящее время выпус-
каются несколькими производителями компонентов. Однако для систем с
более узкими интервалами еще предстоит определить наилучший подход,
поэтому доступность усовершенствованных элементов для коммерческо-
го использования в WDM системах пока ограничена.
В настоящее время известно большое число чувствительных к длине
волны устройств, на основе которых могут быть реализованы оптичес-
кие фильтры и мультиплексоры. К ним относятся дифракционная ре-
шетка, периодическая волноводная решетка, волоконно-оптические и
акустооптические фильтры, а также резонаторы Фабри-Перо.
1.4.1. Дифракционная решетка
В области волоконной оптики дифракционная решетка выполняет 3
функции, а именно:
1. служит фильтром, селектирующим
длины волн в монохроматорах;
2. служит мультиплексором и демуль-
типлексором в системах WDM;
3. служит в качестве селективного от-
ражателя настраиваемых лазеров.
Обычно дифракционная решетка (рис.
1.40) представляет собой зеркало, на ко-
торое нанесены бороздки с очень малым
расстоянием d между ними, которое, как
правило, составляет 0.8 мкм (1200 линий
на 1 мм). При попадании на поверхность
решетки параллельного луча света с оп-
т=0 Дифракционная
Рис. 1.40. Дифракционная решетка
88
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Рис. 1.41. Ход лучей в дифракционной
решетке
ределенной длиной волны Л каждая
бороздка, отражая его, создает цилин-
дрическую волну с новыми (дискрет-
ными) направлениями лучей, которые
зависят от длины волны. К этим лу-
чам относятся:
• луч нулевого порядка (тп=0),
у которого углы падения и от-
ражения равны;
л луч первого порядка (тп=1),
который формируется в слу-
чае, когда длина пути волн со-
седних бороздок отличаются
на длину волны;
• луч второго порядка (тп=2),
который основан на разнице
двух длин волн, и т.д.
На рис. 1.41 представлен ход лу-
чей дифракционной решетки в отсут-
ствие луча нулевого порядка. Выпол-
нив простые геометрические
операции, базовое уравнение решетки обычно представляют в виде [8]
d(sin a + sin /?) = mA., . (1.104)
где d — период решетки (шаг бороздок); а и р — углы падения и
отражения луча относительно нормали к поверхности решетки; т —
порядок отраженного луча; 2 — длина волны в воздухе.
На практике очень часто используется только луч первого порядка,
так как при 2 > d решения уравнения решетки не существует, и поэто-
му луч второго порядка отсутствует. В то же время в ряде приложений,
например, для внешней настройки лазеров и для мультиплексоров по
длине волны находит применение решетка, которая отражает лучи пер-
вого порядка в направлении падающих лучей. В этом случае луч перво-
го порядка определяется из условия
• о
sina = smp = —
. (1.105)
Наиболее важной особенностью решетки является способность деф-
рагироватъ (распределять) различные длины волн под различными уг-
лами. Эту способность решетки характеризует понятие угловой диспер-
сии, которая отражает изменение угла при изменении длины волны и
определяется производной угла отражения по длине волны
&Р т
~РР = ~, а- (1.106)
Д2 d cos р у 7
Как следует из данного выражения, угловая дисперсия обратно про-
порциональна интервалу d •
Здесь следует отметить, что микроскопические нарушения формы
1.4. Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые конвертеры
89
Рис. 1.42. Применение дифракционной решетки в селективных устройства
бороздок не оказывают влияния на угол отражения луча, в то время
как распределение мощности между лучами нулевого и первого поряд-
ка может значительно зависеть от их формы. Концентрирующая диф-
ракционная решетка обычно оптимизируется таким образом, чтобы мик-
роскопическое отражение шло в направлении, определяемом уравнением
решетки, в связи с чем и его угол отражения зависит от длины волны.
Этим достигается 90% и более эффективность решетки, которая оп-
ределяется отношением мощности между лучом первого порядка и па-
дающим лучом.
Идеальная дифракционная решетка при одной длине волны и парал-
лельном входном луче создает параллельный отраженный луч (напри-
мер, первого порядка), поэтому изображение, сформированное идеаль-
ной линзой, будет иметь вид точки (рис. 1.42). Однако наложение
частичных волн приводит к образованию расходящегося луча, изобра-
жение которого описывается функцией sin2x/x2. Связь полной шири-
ны w изображения с количеством активных N бороздок в этом случае
описывается выражением [20]
w = £ДД = L
2
Nd cos р
(1.107)
где ДД — расхождение отраженного луча; L — фокусное расстояние
линзы; N xd — диаметр луча.
Для лучшего разделения различных длин волн рекомендуется ис-
пользовать решетку с большой угловой дисперсией и большим диа-
метром луча. Типовые параметры дифракционных решеток, исполь-
зуемых в монохроматорах анализаторов оптического спектра,
приведены в табл. 1.6.
Более подробно особенности дифракционных решеток будут рассмот-
рены в разделах, посвященных их использованию в измерительных це-
лях.
90
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Таблица 1.6
Число бороздок на мм Дисперсия, нн/мм Диапазон длин волн, нм L1, мм L2, мм Угол, град. Размер, мм
1200 8 140-600 100 94 61.6 32x32
1200 8 200-800 100 94 61.6 32 х 32
1200 8 190-800 100 94 61.6 32x32
1200 8 250-800 100 94 61.6 32x32
1200 8 300-800 100 94 61.6 32x32
800 12 300-1200 100 94 61.6 32x32
600 16 400-1600 100 94 61.6 32x32
300 32 800-3200 100 94 61.6 32x32
1200 7 190-800 105 100 34.7 42.4 х 42.4
1200 7 200-800 105 100 34.7 42.4 х 42.4
1200 7 350-850 105 100 34.7 42.4 х 42.4
1200 4 100-300 200 188 64 40x45
1200 4 190-800 200 188 61.6 40x45
1200 4 250-800 200 188 61.6 40x45
1200 4 300-800 200 188 61.6 40x45
800 6 350-1200 200 188 61.6 40x45
600 8 400-1600 200 188 61.6 40x45
450 10 400-2100 200 188 61.6 40 х 45
300 16 800-3200 200 188 61.6 40x45
950 7 200-800 136 151 40 32 диаметр
670 9 400-1100 105 150 27 50 х 50
1140 5 550-1200 200 182 38 90 диаметр
1800 9 380-740 201 184 38 90x90
570 3 1200-2400 201 184 38 90 х 90
600 8 1100-2500 210 160 30 110 диаметр
1484 2.2 200-800 335 303 46.4 150 диаметр
1484 2.2 350-800 335 303 46.4 150 диаметр
1000 3.3 400-1200 335 303 46.4 150 диаметр
1500 2.2 250-750 300 320 56 58 х 58
2000 0.5 480-800 1000 1000 3 110х 110
1500 0.5 175-520 1232 1000 61.2 42 х 42
100 64 5000-10000 108 ИЗ 38 60 х 70
1.4. Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые конвертеры
91
Периодическая дифракционная волноводная решетка
Периодическая дифракционная волноводная решетка AWG представ-
ляет собой (рис. 1.43) особую конфигурацию выполненных по стандар-
тной технологии волноводов [18]. Принцип действия AWG аналогичен
фазированной антенной решетке, позволяющей каждому компоненту
функционировать с высокими порядками дифракции. Это ведет к высо-
кой разрешающей способности по длине волны с возможностью эффек-
тивного мультиплексирования и демультиплексирования оптических
сигналов на соответствующих входном и выходном волноводах. Произ-
водство волноводов на сегодняшний день обеспечивает низкие потери
распространения и эффективное соединение с волокном. В сочетании с
компактностью и характерными особенностями ADM AWG обеспечива-
ет повышенную функциональность при использовании в современных
WDM технологиях.
Рис. 1,43. WDM на основе периодической дифракционной
волноводной решетки
1.4.2. Волоконно-оптические фильтры
В настоящее время ведутся интенсивные исследования с целью созда-
ния единой технологии выполнения чувствительных к длине волны
элементов, позволяющих решать весь спектр задач фильтрации опти-
ческих сигналов. Одно из таких перспективных направлений заклю-
чается в реализации многослойного покрытия тонкой интерференци-
онной пленкой диэлектрика и известно как технология
интерференционных покрытий. Хотя технология напыления тонких
пленок используется давно, создание интерференционных покрытий в
ближнем инфракрасном диапазоне, то есть на 1.3 мкм и 1.5 мкм, ста-
ло возможным благодаря исследованиям температурной стабильности
пленок, возможности управления толщиной слоя в процессе нанесе-
ния покрытия и разработанных методов создания сверхузких полос.
Такое покрытие состоит из чередующихся тонких слоев материалов с
высокой и низкой диэлектрической постоянной. При этом напыление
тонких пленок диэлектрика наносится на подложки, в качестве кото-
рых могут использоваться стеклянные пластины, линзы или волокна.
92
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Выходной
сигнал
Входной г—тт
сигнал 1—। ।'
Эрбиевое волокно
Рис. 1.44. Примеры использования оптических фильтров:
а) в WDM сетях
б) в оптическом усилителе
в) при OTDR тестировании ОВ
Эта технология позволяет создавать различные устройства, позволяю-
щие передавать или отклонять оптические сигналы в зависимости от
длины волны, которые носят название волоконно-оптических интер-
ференционных фильтров.
Благодаря возможности решения практически всех задач оптичес-
кой фильтрации, заложенной в интерференционной гибкости такой
технологии, волоконно-оптические интерференционные фильтры име-
ют ряд преимуществ над перечисленными выше объемными фильт-
рами. В частности, интерференционные фильтры могут использоваться
как односторонние фильтры, т. е. фильтры коротких и длинных длин
волн, избирательные режекторные и полосовые фильтры, фильтры с
регулируемой полосой пропускания, сглаживающие фильтры, филь-
тры, обеспечивающие необходимую амплитудно-частотную характе-
ристику волоконно-оптических усилителей и WDM. Другое преиму-
щество данной технологии заключается в ее технологичности и, как
следствие, низкой стоимости, поскольку она использует волоконные
компоненты, а покрытия фильтра выполняются в пакетном режиме.
Как известно, одномодовый режим передачи имеет реальную ши-
рину диапазона, равную приблизительно 30.000 ГГц в 1.3 мкм и 1.5
мкм окнах прозрачности оптического волокна. Эти два окна доста-
точно широки и позволяют разместить разделенные по длине волны
каналы, обеспечивая новую степень свободы для выполнения требо-
1.4. Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые конвертеры
93
ваний к увеличению пропускной способности оптических сетей. Ти-
пичное разделение плотно расположенных длин волн в этом случае
осуществляется в мультиплексирующих сетях с разнесением длин
волн от 1 до 5 нм, что позволяет упаковать десятки каналов в указан-
ные окна прозрачности оптического диапазона. WDM сети часто ис-
пользуют комбинацию мультиплексоров и фильтров, осуществляю-
щих соответственно разделение длин волн каналов и увеличение
развязки между ними на приемном конце (рис. 1.44). С этой же це-
лью, а также для разделения сигнала накачки используются WDM и
волоконно-оптические фильтры в волоконно-оптических усилителях.
Другое применение волоконно-оптических фильтров имеет место в
системах контроля активного волокна, в которых тестирующий сиг-
нал OTDR распространяется по тому же самому волокну, что и пере-
даваемый трафик. Поэтому, чтобы изолировать сигнал OTDR от тра-
фика, эти системы используют односторонние, полосовые или
широкополосные фильтры и WDM.
Волоконно-оптические фильтры с фиксированной характеристикой
Фильтры с фиксированной областью передачи длин волн могут осу-
ществлять ограничение либо с одной стороны, либо с двух сторон диа-
пазона волн. В последнем случае полоса пропускания составляет от 1 нм
(узкая полоса пропускания) до 60 нм (широкая полоса пропускания).
При этом центральная длина волны и форма полосы могут управляться
очень точно в течение процесса нанесения покрытия, обеспечивая рез-
кий и хорошо определенный переход на границах полосы фильтрации.
На рис. 1.45 показаны три способа возможной реализации воло-
конно-оптических фильтров, из которых лучшими характеристика-
ми обладают те, в которых интерференционное покрытие наносится
на стеклянную подложку, установленную под углом к паре волокон-
ных коллиматоров. Коллимирующие линзы используются для того,
чтобы обеспечить широкополосность фильтра в 1310 нм и 1550 нм
окнах. В качестве альтернативы, хотя более трудновыполнимой, на-
несение покрытия может осуществляться на поверхность коллими-
рующей линзы, специальной втул-
ки или торца волокна. При этом для
снижения обратного отражения сиг-
нала в системе юстировки исполь-
зуются антиотражательные покры-
тия.
Так как односторонние фильтры
характеризуются значительной поло-
сой пропускания рабочих длин волн,
они носят название широкополосных
фильтров и, как правило, использу-
ются в одноименных WDM системах
передачи. Кроме этого, они могут быть
использованы для изоляции сигналов
Колл ими ру ющая
линза
Коллимирующая
линза
Интерференционный
фильтр
Рис. 1.45. Интерференционные волоконно-
оптические фильтры
Центрирующая
г втулка
Волоконный
коллиматор
94
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
оптического рефлектометра от сигналов передачи в системах активного
тестирования оптических волокон.
Общий вид и характеристики фиксированного оптического фильтра
компании DiCon представлены на рис. 1.46 а,б, а его параметры сведе-
ны в табл. 1.7. Данный фильтр представляет собой двухчастотное уст-
Таблица 1.7
Наименование параметра Значения параметра
Полоса рабочих частот фильтра, нм 1260-1360; 1260 -1570; 1530 -1570; 1610 -1660
Изоляция, дБ не хуже 45 дБ
Типовые вносимые потери, дБ 0.7
Максимальные вносимые потери, дБ 1.0
Максимальный уровень обратного отражения, дБ -50
Типовое значение PDL, дБ 0.05
Максимальное значение PDL, дБ 0.1
Тип волокна 9/125 SMF-28
Рабочая температура, °C -20+ +75
Рис. 1.46 а. Фиксированный оптический фильтр
компании DiCon
ройство, которое использует коротковолновый или длинноволновый ши-
рокополосный фильтрующий элемент, обеспечивающий прохождение
или подавление в широких спектральных окнах, как, например, окне
1310, 1480, 1550 и 1625 нм. Данное устройство основано на стабильных
Рис. 1.46 б. Основные характеристики фиксированного оптического фильтра
1.4. Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые конвертеры
95
Таблица 1.8
Наименование параметра Значения параметра
Полоса пропускания, нм 1535-1565
Переходная полоса, нм 1500-1535
Полоса отбраковки, нм 1460-1500
Типовые вносимые потери, дБ 0.5
Максимальные вносимые потери, дБ 0.8
Типовая изоляция при 1532 нм, дБ 2.5
Минимальная изоляция в полосе отбраковки, дБ 25
Максимальное обратное отражение, дБ -50
Типовое значение PDL, дБ 0.05
Максимальное значение PDL, дБ 0.1
Тип волокна 9/125/250 Corning SMF-28
Рабочая температура, 'С -20‘С + +75'С
тонкопленочных фильтрующих элементах, расположенных между дву-
мя волоконно-оптическими коллиматорами, и размещается в миниатюр-
ном корпусе, обеспечивающем высокую стабильность к изменению ус-
ловий окружающей среды. Данный фильтр подходит для установки как
в непрерывных линиях, так и в монтажных платах или в корпусе.
В отличие от широкополосных фильтров узкополосные фильтры про-
пускают длины волн одного диапазона, отвергая соседние. Они исполь-
зуются для изоляции сигнала в системах передачи WDM и для исклю-
чения на выходе волоконно-оптических усилителей и лазеров сигналов
нежелательных длин волн.
Таким образом, узкополосный фильтр передает оптический сигнал в
предварительно определенной узкой полосе длин волн. Изготовленный
Таблица 1.9
Наименование параметра Значения параметра
Полоса пропускания, нм 1535-1565
Переходная полоса, нм 1500-1535
Полоса отбраковки, нм 1460-1500
Типовые вносимые потери, дБ 0.5
Максимальные вносимые потери, дБ 0.8
Типовая изоляция при 1532 нм, дБ 2.5
Минимальная изоляция в полосе отбраковки, дБ 25
Максимальное обратное отражение, дБ -50
Типовое значение PDL, дБ 0.05
Максимальное значение PDL, дБ 0.1
Тип волокна 9/125/250 Corning SMF-28
Рабочая температура, "С -20'С + +75'С
98
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
аналогично рассмотренному выше широкополосному фильтру, узкопо-
лосный фильтр имеет характеристики, приведенные в таблице 1.8.
Использование в современных системах передачи волоконно-опти-
ческих усилителей, характеризующихся наличием рассматриваемой
впоследствии усиленной спонтанной эмиссии, требует минимизации со-
здаваемых ею шумов, что достигается введением на выходе усилителей
соответствующих фильтров.
Одним из' таких фильтров может служить ASE фильтр компании
DiCon, основанный на широкополосном фильтре пропускания сигна-
лов WDM в окне 1550 нм с одновременным блокированием ASE шума,
пик которого приходится на длину волны 1532 нм. Параметры базово-
го ASE фильтра приведены в табл. 1.9
Настраиваемые волоконно-оптические фильтры
Интерференционные фильтры могут также использоваться в качестве
дешевых узкополосных настраиваемых волоконно-оптических фильтров.
Выбор длины волны в таких фильтрах может осуществляться с измене-
нием угла наклона плоскости фильтра, его линейным перемещением или
вращением (рис. 1.47). При этом настройка фильтра выполняется или
вручную посредством микропозиционирующего устройства, или с помо-
щью электрического привода.
При настройке длины волны угловым перемещением центральная длина
волны фильтра может быть определена как
= >^(1 — Arsin2 (р)'12, (1.108)
где Ло и Лф — центральная длина волны при нормальном падении и при
падении под углом (р; k — коэффициент.
Здесь следует отметить, что при такой настройке имеют место зависи-
мые от поляризации потери, которые увеличиваются с увеличением угла
падения световой волны на фильтр, так как ортогонально поляризован-
ные моды фильтруются по-разному. Однако некоторые методы нанесения
покрытия могут уменьшать этот эффект. Переменный фильтр с линейным
перемещением, так же как и с угловым пе-
ремещением, обеспечивает низкие вносимые
потери, низкий PDL и узкую полосу в облас-
ти более коротких длин волн [3].
Помимо этого, данные фильтры позволя-
ют осуществлять регулирование полосы про-
пускания. Так, на рис. 1.48 представлен
фильтр, который позволяет осуществлять
ручное регулирование в пределах от 0.8 до
3.0 нм на заданной центральной длине вол-
ны, например 1560 нм. Данный фильтр от-
личается малыми габаритами и предназна-
чен для пропускания определенной полосы
длин волн с выхода широкополосных источ-
ников излучения в тестируемую WDM сис-
тему. Он может применяться также для на-
стройки центральной длины волны и
Интерференционный
фильтр
Коллимирующая / Коллимирующая
линза _ / линза
Рис. 1.47. Перестраиваемые интер-
ференционные волоконно-оптичес-
кие фильтры
1.4, Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые конвертеры
97
Рис. 1.48. Общий вид и основные характеристики
перестраиваемого оптического фильтра компании DICon
устранения шумов на входе приемника системы передачи с большим
количеством используемых длин волн. Приведенный фильтр использу-
ется для ручной настройки центральной длины волны с узкой полосой
пропускания в диапазоне около 20 нм в окне 1310 нм и в диапазоне
25 нм в окне 1550 нм. В нем также применяется тонкопленочный интер-
ференционный фильтр с твердым покрытием, установленный между двумя
расположенными под углом волоконно-оптическими коллиматорами. По-
средством поворота ручки точной настройки центральная длина волны
может быть установлена в пределах 0.05 нм. При этом его основные
параметры (табл. 1.10) практически не уступают рассмотренным выше
фиксированным фильтрам.
Таблица 1.10
Наименование параметра Значения параметра
Диапазон настройки, нм 1300-1320; 1525-1550; 1540-1565
Типовое разрешение по длине волны, нм 0.05
0.5 дБ полоса частот, нм 0.8, 1.5, 2, 3, 9
20 & 30 дБ полоса частот Определяется при заказе на поставку
Типовые вносимые потери, дБ 1.5
Максимальный уровень обратного отражения, дБ -50
Типовое значение PDL, дБ 0.05
Стабильность центральной длины волны, нм/’С 0.005
Тепловая стабильность, дБ/’С 0.005
Тип волокна 9/125 SMF-28, tight buffer
Рабочая температура, "С -15+ +65
4-537
98
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Очевидно, что введение электрического привода позволяет автомати-
зировать процесс настройки, однако скорость установки параметров филь-
тра в этом случае не будет лучше нескольких миллисекунд.
По сравнению с другими перестраиваемыми полосовыми фильтрами
настраиваемые фильтры с интерференционным покрытием обеспечива-
ют гибкость в регулировании полосы фильтра от 1 до 10 нм, имеют
низкие потери, не превышающие 2-3 дБ в диапазоне настройки, рав-
ном 30 нм, и обеспечивают температурную стабильность выше 0.01 нм/
°C. Кроме того, они значительно дешевле наиболее распространенных
акустооптических фильтров и резонаторных фильтров Фабри-Перо.
Волоконно-оптические интерференционные WDM
На основе рассмотренных выше двухполюсных интерференционных
полосовых волоконно-оптических фильтров недавно создан ряд много-
входовых селекторов, которые уже применяются для мультиплексиро-
вания и демультиплексирования световых волн в ближней инфракрас-
ной области оптического диапазона. Они строятся на основе
трехполюсного делителя (непоглощающего интерференционного филь-
тра), работающего при углах падения луча до 45°, с тем чтобы можно
было использовать как передаваемый, так и отраженный свет. При та-
ких значениях угла пропускание и отражение сигнала обычно превы-
шает 85% и 98% соответственно что достаточно для обеспечения низ-
ких потерь WDM и сохранения присущих интерференционному фильтру
высоких характеристик на границе разделения длин волн.
Односторонний фильтр
Рис. 1.49. WDM интерференционные волоконно-оптические фильтр
1.4. Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые конвертеры
99
На рис. 1.49 показаны два варианта WDM, один из которых пред-
ставляет собой односторонний фильтр, а другой — двухсторонний. По-
этому первый передает широкий диапазон волн одному волоконному
порту, подавляя смежный диапазон волн второго волоконного порта,
причем отношение пропускание/отражение полосы длин волн в данном
случае выше, чем может быть достигнуто в стандартных WDM ответви-
телях. Второй вариант соответствует классическому WDM, который пе-
редает или подавляет оптический сигнал в узкой полосе длин волн и
часто используется для выбора одного канала.
1.4.3. Волновые конвертеры
В ряде случаев, помимо фильтрации и мультиплексирования сигналов
различных длин волн, возникает необходимость преобразования одной
длины волны в другую длину волны, что называется конвертированием
длины волны. Принцип действия устройств, осуществляющих данное
преобразование, основан на использовании нелинейного эффекта в оп-
тических волокнах, например в волокнах со смещенной нулевой дис-
персией DSF, который, как известно, приводит к явлению четырехвол-
нового смешивания. В этом случае длина волны накачки определяется
из выражения
и-109’
Так как конвертирование достигается при наличии максимального
нелинейного эффекта, который имеет место в точке нулевой дисперсии
волокна, для получения необходимого результата для тех или иных
длин волн сигнала и накачки требуется изготовление специального во-
локна.
Другой принцип реализации оптического конвертера основан на эф-
фектах нелинейного взаимодействия двух оптических сигналов различ-
ной длины волны, в результате которого образуется сигнал новой длины
волны. Так как данное преобразование осуществляется только на опти-
ческом уровне, оно не ограничивается рабочими частотами электронных
компонентов и поэтому применяется в полностью оптических сетях. Один
из путей построения волновых конвертеров согласно данному принципу
основан на использовании ферроэлектрического кристалла с созданной в
нем периодической поляризацией, обеспечивающей усиленное взаимо-
действие оптических волн (рис.
1.50). В этом случае при одно-
временном коллинеарном распро-
странении в кристалле основно-
го и дополнительного оптических
сигналов на его выходе форми-
руется световое излучение с дли-
ной волны, равной
Инверсные домены
Волновод
LiNbO,
Рис. 1.50. Структура оптического конвертера
4»
100
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
1 А А
А = 2 , (1.110)
где и Лд — соответственно длина волны основного и дополнительно-
го сигналов, нм.
В качестве источника дополнительного сигнала используется излу-
чение лазера накачки соответствующей длины волны; так, при необхо-
димости конвертирования входного сигнала 2С=1536 нм в сигнал Лр =
1545 нм длина волны лазера накачки должна составлять 2d=770 нм.
1.5. ОПТИЧЕСКИЕ ИЗОЛЯТОРЫ
В общем случае изолятор представляет собой невзаимное оптическое
устройство, характеристики которого изменяются, если его вход и вы-
ход поменять местами, поэтому изолятор служит для передачи опти-
ческой мощности в одном направлении. Изоляторы обычно использу-
ются для того, чтобы избежать попадания отраженных оптических лучей
на лазер, так как это приводит к возникновению дополнительного шума
в системе передачи.
Как известно, существует ряд материалов, оптические свойства кото-
рых при введении в магнитное поле будут изменяться в зависимости от
протяженности и напряженности взаимодействия магнитного поля, что
носит название магнитооптического эффекта. Под оптическими свой-
ствами здесь понимается отражение, пропускание, поляризация света и
др. Среди магнитооптических эффектов с изменением отражения или
пропускания световой волны различают эффект Фарадея и эффект Кер-
ра, а материалы, в которых проявляются эти эффекты, называют маг-
нитооптическими материалами. Так как в волоконной оптике боль-
шее распространение получил первый эффект, рассмотрим его более
подробно.
В магнитооптических материалах, таких, как железоиттриевый гра-
нат (YIG), помещенных в магнитное поле, возникает циклотронное ле-
востороннее, если смотреть по направлению магнитного поля, враще-
ние электронов в плоскости, перпендикулярной вектору поля. Если
линейно поляризованный свет, проходящий через магнитооптический
материал, представить в виде суммы лево- и правосторонней круговой
поляризации, то из-за такого вращения коэффициенты преломления
для каждого из них будут различными. Поэтому на выходе материала
может возникнуть разность фаз между составляющими световой вол-
ны, что приводит к повороту плоскости поляризации на угол, пропор-
циональный напряженности магнитного поля Н и пройденному светом
пути L , т. е.
® = VHL, (1.111)
где V — коэффициент пропорциональности, называемый постоянной
Верде.
1.5. Оптические изоляторы
101
Очевидно, что для достижения высокой крутизны характеристики
преобразования устройств, использующих эффект Фарадея (максималь-
ного значения 0), необходимо:
• выбирать материалы с наибольшей постоянной Верде;
• обеспечивать соответствующее воздействие магнитного поля.
В то же время для минимизации влияния эффекта Фарадея на точ-
ность измерительных устройств или передачу данных эти условия дол-
жны быть выполнены с точностью “до наоборот”.
Разработка одномодовых оптических волокон, характеризующихся ма-
лыми потерями и способностью сохранять линейную поляризацию на зна-
чительных длинах распространения излучения, стимулировала работы по
созданию различного рода оптических компонентов, в частности оптичес-
ких изоляторов. Как известно, ОВ с идеально круглой сердцевиной без
дефектов и при отсутствии внешних воздействий имеют две вырожденные
ортогонально поляризованные моды, имеющие отличные константы рас-
пространения. Такое ОВ на всей длине распространения теоретически дол-
жно сохранять как степень, так и состояние поляризации, причем азиму-
ты линейной поляризации на входе и выходе ОВ также должны совпадать.
Однако на практике различного рода несовершенства волокна (эллиптич-
ность сечения сердцевины, различие в коэффициентах термического рас-
ширения сердцевины и оболочки, внешние давления, изгибы и микротре-
щины) нарушают вырождение между двумя этими модами. В результате в
ОВ распространяются две ортогонально поляризованные моды, отличаю-
щиеся фазовыми скоростями Д ф /32, что, как показано в главе 1, свиде-
тельствует о возникновении в ОВ двулучепреломления. Последнее приво-
дит к изменению состояния поляризации на выходе ОВ при малейших
внешних возмущениях, а это, с одной стороны, затрудняет достижение
высокой точности волоконно-оптических приборов, а с другой стороны,
позволяет создавать волоконно-оптические элементы, отличающиеся ря-
дом специфических особенностей.
По характеру двулучепреломления ОВ, сохраняющие поляризацию,
делятся на волокна с линейным двулучепреломлением, которые можно
рассматривать как распределенную фазовую пластину [9], и ОВ с круго-
вым двулучепреломлением, наведенным путем закручивания волокна
вокруг своей оси, рассматриваемым как оптический вращатель [21].
В первом случае состояние поляризации света определяется как по-
ляризацией излучения на входе в волокно, так и ее ориентацией отно-
сительно главных осей фазовой пластины — ОВ. Если, например, поля-
ризация на входе линейная и ориентирована под углом #74 радиан к
главным осям, то состояние поляризации будет периодически меняться
вдоль ОВ и будут наблюдаться так называемые биения между модами с
периодом i ~ 2л/ Д/? , где Д/2 = Д - /?2 — разность постоянных распрос-
транения двух ортогонально поляризованных мод. Поэтому в однород-
ном магнитном поле угол поворота плоскости поляризации не зависит
от длины волокна, что рассматривается как уменьшение эффективного
значения постоянной Верде.
Во втором случае при распространении по ОВ поляризованного света
102
1, Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Таблица 1.11
Характеристики Значения
А В
Стандартный Улучшенный Стандартный Улучшенный
Изоляция, ном., дВ >38 >50 >42 >55
Изоляция, мин., дБ >28 >45 >30 >45
Полоса длин волн, нм 60 60 30 60
Вносимые потери, иом., дБ 0.5 0.5 0.3 0.4
Вносимые потери, макс., дБ 0.7 0.7 0.5 0.6
PDL, дБ — 0.05
PMD — 0.25
Длина волны, нм 1310 ... 1550
Диапазон рабочих температур, ОС -20 ...60
Максимальная мощность, мВт 200
Длина волокна, м 2
изменяется только азимут осей эллипса поляризации [9], поэтому в одно-
родном магнитном поле угол поворота плоскости поляризации увеличи-
вается с возрастанием длины волокна, например, в N = U2m- раз, при
тороидальной намотке токопровода на катушку оптического волокна. Здесь
L и г — соответственно длина и радиус намотки оптического волокна.
Записав данное выражение относительно L и подставив полученное вы-
ражение в (1.111), получим угол поворота плоскости поляризации:
® = 2nVHNr (1-112)
а диапазон его изменения может варьироваться выбором значений N и г -
Рис. 1.51. Оптический изолятор
1.5. Оптические изоляторы
»03
Таким образом, ряд объемных и
волоконно-оптических элементов
обладает способностью вращения
плоскости поляризации распростра-
няемой в них световой волны. По-
этому компоненты волоконной оп-
тики, выполненные на основе таких
элементов, носят название оптичес-
ких вращателей. Если обеспечить
угол поворота плоскости поляриза-
ции светового луча за один проход
по оптическому вращателю в пря- рис 52 общий вид изолятора фирмы AFO
mom и обратном направлениях, рав-
ным 45°, то при появлении в волокне отраженного излучения его плос-
кость поляризации повернется на 90° во время обратного хода. Поэтому
при установке на входе и выходе вращателя поляризатора и анализато-
ра и обеспечении угла между их плоскостями поляризации равным 45°,
отраженный свет на входе поляризатора будет полностью подавлен. Сле-
довательно, оптический изолятор должен включать установленные по
ходу светового луча поляризатор, элемент вращения плоскости поляри-
зации и анализатор, главная ось которого должна составлять 45° к оси
поляризатора (рис. 1.51).
Для обеспечения высокой эффективности подавления отраженных
волн изолятор должен иметь минимальные вносимые потери, малую
зависимость от температуры окружающей среды, высокий уровень об-
ратных потерь и как можно более высокую изоляцию в диапазоне длин
волн, определяемом его применением. Так, в источниках оптического
излучения изолятор должен иметь полосу частот изоляции, соответ-
ствующую 1—2% частоты излучения, а в волоконно-оптических усили-
телях — во всем диапазоне длин волн оптического сигнала. По этой
причине изоляторы делятся на узкополосные и широкополосные изо-
ляторы.
В табл. 1.11 представлены данные оптических изоляторов компании
AFO, которые применяются в системах передачи, а их общий вид пока-
зан на рис. 1.52.
Менее эффективная, но более дешевая версия изолятора основана на
использовании поляризатора и четвертьволнового замедлителя (рис. 1.53),
так как после прохождения этих двух эле-
ментов свет приобретает круговую поляри-
зацию. Поэтому когда свет отражается от
стеклянной поверхности, он сохраняет кру-
говую поляризацию, но с противополож-
ным направлением вращения. Следователь-
но, при прохождении света через
замедлитель в обратном направлении про-
исходит восстановление линейной поляри-
зации, но с ориентацией, перпендикуляр-
ной исходной. В результате на входе
Рис. 1.53. Изолятор на четверть-
волновой пластине
104
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
поляризатора мощность отраженного сигнала в идеале будет равна
нулю. В отличие от изолятора на эффекте Фарадея этот изолятор яв-
ляется обратимым, поэтому любое изменение поляризации отражен-
ного света может создать утечку мощности назад к источнику. Кроме
этого, на практике в данную систему необходимо ввести коллиматор
для того, чтобы сформировать параллельный луч на входе волокна.
Учитывая основное назначение изолятора, необходимо принимать во
внимание следующие параметры:
Длину волны, относительно которой определяется рабочая полоса ча-
стот изолятора.
Полосу длин волн — это диапазон длин волн, в котором изолятор
имеет низкие потери и для которого определены параметры изолятора.
В некоторых устройствах полоса длин волн берется шире, чем номи-
нальный диапазон центральной длины волны лазера для того, чтобы
имелась возможность компенсации влияния температуры и старения
лазера и мультиплексора.
Изоляцию — это термин, определяющий степень, до которой ослаб-
ляются обратно отраженные оптические сигналы. Она напрямую связа-
на с ухудшением отношения сигнал-шум и битовой скорости, обуслов-
ленным присутствием многочисленных отражений.
Максимальные вносимые потери в пределах полосы пропускания как
наихудший показатель потерь вставки, который измеряется для всех
длин волн в области полосы пропускания канала в полосе частот, соот-
ветствующей спаду частотной характеристики, равному 0.5 дБ при всем
диапазоне рабочих температур. Обычно это значение равно потерям встав-
ки в точке пиковой мощности плюс 0.5 дБ.
Потери, зависящие от поляризации. Вследствие того, что спектраль-
ное функционирование изолятора зависит от входного состояния поля-
ризации, которое неопределимо в лазерных системах передачи, это зна-
чение потерь имеет самую большую вариацию потерь вставки в пределах
полосы пропускания каждого порта мультиплексора.
Очевидно, что задача выбора изолятора для измерительных целей
или в телекоммуникациях определяется перечисленными выше пара-
метрами.
1.6. ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
История волоконно-оптических усилителей, легированных редкоземель-
ными элементами, восходит к 1960 годам, когда впервые был продемон-
стрирован оптический усилитель на стеклянном волокне с покрытием из
ниодима при длине волны 1.06 мкм. По прошествии ряда лет было вы-
полнено объединение физических принципов, положенных в основу ра-
боты одномодового стеклянного волокна и полупроводникового лазера,
1.6. Волоконно-оптические усилители
105
создавших условия для появления 1.55 мкм волоконно-оптического уси-
лителя. Так как оптические потери в кремниевом стеклянном волокне
при 1.55 мк имеют наименьшее значение (-0.2 дБ/км), данная длина
волны стала наиболее часто использоваться для дальних телекоммуника-
ций. Демонстрация в 1987 году усилителя (EDFA) на легированном во-
локне показала большой потенциал волоконно-оптических усилителей.
После получения этих начальных результатов телекоммуникационные
лаборатории по всему миру начали проводить исследования, нацеленные
на использование EDFA в оптических системах телекоммуникаций.
EDFA имеет определенное количество характеристик, которые дела-
ют его идеальным для использования в оптических коммуникациях,
включая усиление, независимость от поляризации, низкие перекрест-
ные помехи между каналами, широкую полосу рабочих оптических ча-
стот и низкий уровень генерации шумов. Таким образом, EDFA дей-
ствительно является идеальным способом компенсации потерь при
распространении сигнала по высокоскоростным одномодовым волокон-
но-оптическим линиям связи.
1.6.1. Основные характеристики усилителя
Основные характеристики оптического усилителя как черного ящика
показаны на рис. 1.54, из которого следует, что оптический усилитель,
помимо усиления входного оптического сигнала, добавляет к входному
и выходному оптическому волокнам усиленную спонтанную эмиссию
(ASE), остаточную мощность лазера накачки и задержанные во време-
ни копии передаваемых сигналов. Уровень этих сигналов и степень их
влияния на процесс усиления зависят от модели EDFA.
Входной сигнал
«— ASE
___Остаточный сигнал
накачки
Оптический
усилитель
Усиленный сигнал —►
ASE
Остаточный сигнал
накачки
Выход
<4—Отраженный сигнал
Отраженный сигнал —>
Рис. 1.54. Сигналы оптического усилителя
В общем случае EDFA включает (рис. 1.55) лазер накачки, мульти-
плексор по длине волны (WDM), оптические изоляторы и оптическое
волокно с эрбиевыми примесями [22]. Из этих базовых компонентов можно
составить различные схемы усилителей, при этом очевидно, что для по-
Вход
Изолятор
Легированное эрбием ОВ Лазер накачки
Выход
Рис. 1.55. Схема оптического усилителя
106
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Рис. 1.56. Геометрия эрбиевого
волокна
лучения усиления EDF должна поступить
оптическая энергия, которую вырабаты-
вает генератор накачки, работающий, как
правило, на длине волны 980 нм или 1480
нм в диапазоне мощностей от ~10 мВт до
~400 мВт. WDM служит для эффективно-
го объединения полезного сигнала и сиг-
нала накачки в оптическом волокне, ко-
торое выполняется из редкоземельных
элементов. Изоляторы служат для сни-
жения до приемлемого уровня любого оп-
тического излучения, отраженного от си-
стемы к усилителю. Без изолятора
оптические отражения могут значитель-
но ухудшить работу усилителя и увели-
чить генерацию дополнительных шумов.
Согласно рис. 1.55 излучение накачки распространяется по волокну
в направлении, обратном направлению передачи сигнала, и носит на-
звание обратно направленной накачки. В усилителях с однонаправлен-
ной накачкой лазер накачки устанавливается со стороны входного кон-
ца усиливающего волокна. Иногда многоступенчатые усилители
используются с изолятором, разделяющим два участка EDF. Такая кон-
струкция обеспечивает эффективное снижение шума усилителя. Для
обеспечения плоской частотной характеристики усилителя, что очень
важно при его использовании в системах WDM уплотнения, в него вво-
дят оптиковолоконные дифракционные решетки Брэгга, что также
уменьшает и оптический шум.
Как показано на рис. 1.56 [23], ионы эрбия расположены в центре
сердцевины эрбиевого волокна, имеющего диаметр ~5 мкм, обеспечивая
тем самым максимальное воздействие энергии накачки и полезного сиг-
нала на ионы эрбия, что приводит к лучшему усилению полезного сигна-
ла. Слой оболочки с более низким показателем преломления окружает
сердцевину и реализует необходимую структуру оптического волокна, а
также увеличивает его механическую прочность. Кроме того, волокно
имеет защитное покрытие, с которым его диаметр достигает 250 мкм.
Данное покрытие имеет больший показатель преломления по отноше-
нию к оболочке и служит для удаления любого нежелательного света
(более высокий уровень пространственной моды), распространяющегося
по оболочке. За исключением эрбиевого компонента, структура этого
волокна такая же, как и у стандартного телекоммуникационного опти-
ческого волокна. Важной характеристикой EDF являются его потери и
усиление в расчете на единицу длины для длин волн генератора накач-
ки и полезного сигнала. Эта информация часто предоставляется в виде
поперечных срезов эмиссии и поглощения, а также в виде ограничива-
ющих факторов для сигнала и излучения генератора накачки.
1.6. Волоконно-оптические усилители W
1.6.2. Энергетические уровни
Активными элементами в усилителе, отвечающими за оптическое усиле-
ние, являются трехвалентные атомы эрбия (Ег3+), а приблизительные дли-
ны волн, связанные с оптическими перемещениями, указаны по отноше-
нию к основному (квантовому) состоянию на рис. 1.57 [24]. Маркировки
справа представляют собой наиболее часто используемые квантовые по-
рядки, относящиеся к каждому перемещению. Эти номера имеют форму
28+1Ьр где S — квантовый номер вращения, L — орбитальный момент им-
пульса и J — общий (L+S) момент импульса. L может принимать значе-
ния 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6..., что обозначается буквами S, Р, D, F, G, Н, I. Эта
схема LSJ энергетических уровней используется в литературе для указа-
ния уровней энергии ионов. Создаваемые “локальные кристаллические”
поля нарушают структуру энергии ионов, приводя к разделению каждого
энергетического уровня на несколько подуровней, что называется разделе-
нием Штарка (эффект Штарка). В результате беспорядочности молекуляр-
ной структуры стекла на каждый ион воздействует поле различной напря-
женности и направления, приводя к различным видам разделения Штарка.
Это разделение является причиной широкой полосы частот усиления уси-
лителей, легированных редкоземельными элементами. В рамках LSJ опи-
сания структуры энергии иона количество полученных в результате разде-
ления Штарка линий составляет (2J + 1)/2 для каждого уровня. Таким
образом, уровни 4113/2 и 4115/2 будут иметь соответственно 7 и 8 линий Штар-
ка, что в итоге дает 56 возможных перемещений между ними, располо-
женных в пределах диапазона 1.55 мкм.
Направленные вверх стрелки на рис. 1.57 показывают, как абсорбция
фотонов лазера накачки возбуждает в ионах более высокое энергетическое
состояние, последующий переход которых на более низкое состояние вы-
зывает либо рассеивание энергии в виде оптического излучения, либо пре-
вращение энергии в фононы кристаллической решетки. Тенденция к фо-
тонному излучению при переходе к более низкому энергетическому уровню
возрастает с увеличением интервала энергии. К счастью, переход 4113/2 —
4115/2 является излучающим в стеклянном кремниевом волокне, что приво-
дит к великолепным усилительным характеристикам в диапазоне длины
волны от 1.5 мкм до 1.6 мкм.
Переходы между различными энергетическими уровнями, в свою оче-
редь, приводят к пространному поглощению и свечению в широком
спектре длин волн — от видимых до инфракрасных. Точная форма ха-
рактеристик поглощения и свечения зависит от примесей, добавленных
к структуре стекла, которые модифицируюих энергетическую структу-
ру иона. Выбор стекол с низкой энергией фононов, как, например, фто-
ридное стекло ZBLAN, дает возможность редкоземельным ионам иметь
более интенсивное свечение (световую эмиссию) при переходе между
энергетическими уровнями на длинах волн 1550 нм [25]. Для накачки
иона эрбия потенциально возможны также длины волн 1480 нм, 980
нм, 800 нм, 670 нм и 521 нм. Добавление других примесей, например
иттербия, позволяет выполнить накачку и на других длинах волн.
108
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Рис. 1.57. Уровневая диаграмма пере-
ходов трехвалентного иона эрбия
В настоящее время в EDFA используется длина волны 1480 нм, что
обусловлено рядом причин:
1. доступностью высокой мощности накачки от полупроводниковых
лазерных диодов, работающих на данной длине волны;
2. высокой эффективностью использования мощности накачки, так
как имеет место небольшая ширина энергетических зон между 1480 нм
и 1550 нм;
3. низким затуханием оптического волокна для EDFA с накачкой в
удаленном режиме;
4. низкими требованиями к точности длины волны лазера накачки
из-за широкого спектра поглощения.
Длина волны 980 нм обеспечива-
ет наилучшее функционирование
EDFA в плане возникновения шу-
мов, но в отличие от 1480 нм требу-
ет более высокой точности установ-
ки длины волны накачки для
настройки узкой полосы поглоще-
ния, равной приблизительно 976 нм.
Создание дифракционной решетки
Брэгга (FBG) позволило справиться
с этой проблемой за счет селектив-
ной обратной связи на длине волны
лазера накачки. FBG создаются пу-
тем испарения волокна с кремние-
вой сердцевиной и германиевым по-
крытием под воздействием
ультрафиолетового излучения для
формирования периодических нару-
шений показателя преломления на
коротком отрезке (~1 см) волокна.
Это создает отражающую дифракци-
онную решетку с узкой полосой про-
пускания дискретных длин волн
(0.1 нм ~10 нм). Небольшое отраже-
ние от 1 до 10% обеспечивает об-
ратную связь для фиксации длины
волны генератора накачки на пиковом значении характеристики погло-
щения эрбия.
Двух-, трех- и четырехуровневые системы
Оптические усилители классифицируются как двух-, трех- и четырех-
уровневые лазерные системы. EDFA с накачкой в полосе пропускания
4113/2 как показано на рисунке 1.57 (Лп = 1480 нм), часто рассматривает-
ся как двухуровневая система, так как переходы осуществляются в пре-
делах одного энергетического диапазона. Накачка при 980 нм реализу-
ет трехуровневую систему, в которой энергия ионов при отсутствии
1.6. Волоконно-оптические усилители
109
излучения быстро уменьшается (~2 мкс) от уровня 41п/2 до продолжи-
тельного 4113/2 неустойчивого состояния. Усилители, основанные на двух-
или трехуровневых системах, должны разрабатываться с учетом огра-
ничения повторного поглощения сигнала, связанного с поглощением
основного уровня, так как это ухудшает функционирование усилителей
данного типа. Четырехуровневая система реализуется путем расшире-
ния трехуровневой за счет дополнительного энергетического уровня,
расположенного ниже низшего уровня переходов, и поэтому не имеет
поглощения сигнала данного вида.
1.6.3. Стимулированная и спонтанная эмиссия
После того как ионы эрбия (Ег3+) возбуждаются за счет поглощения
световой энергии генератора накачки, они переходят с основного уров-
ня на более высокий энергетический уровень, а затем безызлучательно
снижаются до тех пор, пока не достигнут 4113/2 нестабильного состоя-
ния. Одновременно с этим на возбужденные ионы эрбия, расположен-
ные вдоль сердцевины волокна, воздействует излучение полезного сиг-
нала (рис. 1.55), вызывающее стимулированную эмиссию, которая
создает дополнительные фотоны с той же оптической фазой и направле-
нием, что и полезный сигнал, обеспечивая тем самым его усиление. Те
же возбужденные ионы, которые не взаимодействуют с входным сигна-
лом, спонтанно переходят на основной уровень в течение времени, рав-
ного приблизительно 10 мс. Очевид-
но, что одновременно протекающая с этим процессом спонтанная эмиссия (SE) имеет произвольную фазу и на- Таблица 1.12
Характеристика Значение
правление, а ее часть, составляющая
обычно менее 1 %, перехватывается оп- Усиление, дБ 0--50
Выходная мощность, мВт 1 -> 4000
тической модой и становится источ-
ником оптического шума. Этот шум Показатель шума, дБ 3.5 - 12
также усиливается и носит название Диапазон длин волн, им 1520 - 1570
усиления спонтанной эмиссии (ASE).
на нижнем уровне поглощение фотонов накачки снова активизирует
ионы эрбия, и весь процесс повторяется снова. Наличие ASE вызывает
ухудшение отношения сигнал-шум усилителя и, естественно, всей сис-
темы передачи. Типовые характеристики EDFA приведены в табл. 1.12.
1.6.4. Усиление волоконно-оптического усилителя
Самым основным параметром любого оптического усилителя, неразрывно
с которым связано ASE, является усиление оптического сигнала G ,
определяемое как [26]
G^(Poal-PASEVPs, (1.ИЗ)
где Ps и Рош — мощность входного и выходного сигналов усилителя,
соответственно; PASE — мощность шума, генерированного усилителем,
110
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
который находится в пределах оптической полосы пропускания изме-
рения.
Прогнозирование усиления осложняется распределенной двунаправ-
ленной природой усилителя и в связи с этим часто требует численного
решения, с анализом усиления участков по длине волокна и последую-
щим обобщением решения уравнений для всего усилителя с тем, чтобы
получить более реалистичную модель усиления [27, 28]. Ниже приве-
ден упрощенный анализ с использованием двухуровневого, свободного
от ASE приближения [26].
EDFA в действительности представляет собой последовательное со-
единение усилителей бесконечно малой длины (рис. 1.58), общее усиле-
ние которого обеспечивается элементами g(z) по всей длине оптическо-
го волокна усилителя:
(L
G = lim{eg(z’)4zeg(Z2)4z...eg(z"=i)4zUexp (g(z)dz
\0
(1-114)
Для фотона, распространяющегося по волокну, дифференциальное
усиление сигнала g(z) зависит от плотности населения нестабильного
уровня N2 (рис. 1.57), основного уровня , поперечного сечения обла-
сти стимулированной эмиссии ое и поглощения ста , а также фактора
перекрытия Г5 полем сигнала населенной области ионов эрбия. Дан-
ный фактор может варьироваться от нуля до единицы.
Так как коэффициент усиления определяется разностью верхнего и
нижнего уровней средневзвешенного количества ионов, а также прини-
мая во внимание их переходные состояния,
g(z) = Гх [ae s N2 (z) - aa s N^z)]. (1.115)
Аналогично, потери генератора накачки в срезе волокна представля-
ются следующим образом:
«/2) = A2(z)-o-aJ A/z)]. (1.116)
и-------------------------------
Рис. 1.58. Дискретное представление оптического усиления
1.6. Волоконно-оптические усилители
111
Рис. 1.59. Характеристики усиления и поглощения
эобиевого волокна
В данном случае подстрочные индексы s и р относятся к сигналу и
генератору накачки соответственно.
Чтобы добиться усиления в срезе рассматриваемого волокна, в его пре-
делах должно выполняться условие creaN2 > <Ta aNl. При этом поперечное
сечение может быть определено экспериментальным путем, исходя из
результатов измерения свечения и поглощения короткого участка волок-
на. Экспериментальные данные, исходя из которых определяется попе-
речное сечение, показаны на рис. 1.59 для эрбия в кварцевом стекле с
покрытием из А1 и Ge. Пиковое значение поглощения и эмиссии попе-
речного сечения возле 1530 нм и смещение спектра поглощения в на-
правлении более короткой длины волны типичны для редкоземельных
элементов и вызываются тепловым распределением энергии в пределах
каждой группы энергетических уровней разделения Штарка. Кроме это-
го, примеси А1 расширяют пик усиления около 1530 нм и уменьшают
разницу усиления между полосами пропускания 1533 нм и 1550 нм.
Таким образом, выбирая материал, из которого сделано волокно, и до-
бавляя в него примеси, можно варьировать характеристиками усиления
EDFA. Так, переход от кварцевого стекла к использованию фторцирко-
ниевого или фторфосфатного стекла делает спектр усиления усилителя
значительно более плоским от 1530 нм до 1610 нм.
Значения и N2 определяются решением кинетического уравне-
ния для нестабильного состояния, которое включает показатель погло-
щения излучения накачки, стимулированной и спонтанной эмиссии:
dN2 = P^e.sN, PsgesN2 N2
dt whv„ whv„ ’ (1.117)
p p SP
где Pp I w и Ps I w — интенсивность генератора накачки и сигнала соот-
ветственно; hvp и hvp — энергия фотонов генератора накачки и сигна-
ла; w — модовое пятно; о~,р — время жизни иона в нестабильном состо-
янии. Из (1.117) видно, что любые изменения на верхнем уровне N2
возникают вследствие изменений относительных значений поглощения
генератора накачки, стимулированной или спонтанной эмиссии.
112
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
При двухуровневом приближении для энергии сохранение численно-
сти ионов эрбия требует выполнения условия
N^N'+Nz, (1.118)
где N, — общее число ионов.
В первом приближении приращение значений мощности генератора
накачки и сигнала после прохождения через срез волокна в случае пре-
небрежения спонтанной эмиссией и при однонаправленном распростра-
нении излучения накачки и сигнала равны:
—^ = g(z)PJ(z);
az
dP„
-f- = ap(z)Pp(z).
az
(1.119)
Так как уровень сигнала возрастает по мере продвижения по волок-
ну, населенность верхних состояний в соответствии с (1.117) уменьша-
ется, что приводит к увеличению поглощения генератора накачки в
дифференциальном волокне согласно (1.116).
Расчет значений мощности сигнала и генератора накачки с учетом сред-
него уровня числа ионов эрбия позволяет определить усиление усилителя
с помощью уравнений (1.114) и (1.115) в зависимости от длины волокна:
О = ехр{ГДае(У2)-ая(У,)]£}. (1.120)
Таким образом, значение усиления определяется уровнями мощнос-
ти генератора накачки и сигнала, причем зависимость усиления от мощ-
ности генератора накачки является показателем эксплуатационных ха-
рактеристик для различных усилительных оптических волокон EDF.
На рис. 1.60 приведена за-
висимость усиления EDFA от
мощности генератора накачки
при двух уровнях мощности
сигнала, где коэффициент уси-
ления выражен в дБ/мВт и оп-
ределяется максимальным уг-
лом наклона касательной к
кривой, проходящей через на-
чало координат. Согласно
(1.120), наивысшее значение
коэффициента усиления дости-
гается при наибольшем значе-
ние. 1.60 Зависимость усиления от мощности
накачки пои оазличных уоовнях входного сигнала
нии эмиссии и поглощения
участков волокна, что имеет
место около 1530 нм и определяется фактором перекрытия, увеличение
которого происходит за счет увеличения цифровой апертуры. По этой
причине для достижения максимального усиления на один милливатт
мощности генератора накачки используют волокна с высокой цифровой
апертурой, значение которой обычно варьируется от 0.2 до 0.4 при ти-
повом значении, равном 0.3. . .
1.6. Волоконно-оптические усилители
113
Усиление слабого сигнала
Область слабого сигнала соответствует уровням входной мощности,
при которых усиление усилителя существенно не уменьшается. Для
определения области усиления слабого сигнала необходимо оценить шум
на входе усилителя:
Рис. 1.61. Зависимость усиления от мощно-
сти входного сигнала
Pml»2hvAf0, (1.121)
где hv — энергия фотона, Л/о — оптическая полоса пропускания уси-
лителя (Гц).
Эффективный входной шум,
рассчитанный по данной формуле,
надлине волны 1.5 мкм составля-
ет около 30 нВ/нм. Умножая это
значение на усиление усилителя,
можно определить уровень шума
на выходе усилителя. По мере того,
как мощность входного сигнала
становится больше мощности шума
на входе усилителя, она играет все
более важную роль в определении
уровня преобразования Nz, изме-
нения которого приводят к изме-
нению усиления. До тех же пор,
пока мощность Ps соизмерима с Pulj, ее влияние на усилитель будет незна-
чительно, и он будет находиться в режиме усиления слабого сигнала. На
рис. 1.61 приведена зависимость усиления усилителя от уровня входной
мощности, которая позволяет определить область режима слабого сигнала
и иллюстрирует тот факт, что даже при очень низких уровнях входной
мощности наблюдается уменьшение усиления сигнала.
Так, усилитель с 10 нм оптической полосой пропускания на 1.55 мкм
имеет эффективный входной шум около 0.3 мкВт, чтобы избежать его
влияния на усиление входной сигнал должен быть менее 30 нВт или -
45 дБм.
Усиление слабого сигнала иногда определяется как усиление, соот-
ветствующее небольшому, но практически достаточному уровню вход-
ного сигнала, например —30 дБм, с учетом того, что эффекты ослабле-
ния могли уже иметь место.
Насыщенное усиление
EDFA обычно работает при уровнях входного сигнала, достаточно
больших для того, чтобы вызвать насыщение усилителя, определяемое
как уменьшение усиления с увеличением мощности сигнала (рис. 1.62).
В модели усилителя, свободной от ASE, усиление определяется выраже-
нием [27]
G = Goexp
G Pmc
(1.122)
где Go — усиление слабого сигнала; Pliac — мощность насыщения при
114
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
определенной длине волны, которая представляет собой мощность, име-
ющую место при практически прозрачном оптическом волокне, иными
словами, при нулевом усилении, и определяется как
a>hv
Рис. 1.62 Зависимость усиления от длины
волны при различной входной мощности
. (1-123)
Мощность насыщения может
варьироваться изменением пло-
щади модовой области волокна,
а ЗдБ точка спада усиления —
это эксплуатационный показа-
тель усилителя, определяющий
его выходную мощность, т. е. зна-
чение, при котором усиление
уменьшается до 50% значения
уровня, соответствующего слабо-
му сигналу.
Из (1.122) видно, что 3 дБ спад
мощности пропорционален мощ-
ности насыщения, так как [29]
^’М£-1п(2)Риас. (1-124)
Усилители мощности имеют тенденцию к использованию активного
волокна с большими модовыми диаметрами, с тем чтобы увеличить мощ-
ность насыщения.
Зависимость усиления от поляризации
При проведении экспериментов с ортогонально поляризованным оп-
тическим излучением одной длины волны, распространяющейся вдоль
линии связи с большим количеством оптических усилителей, было об-
наружено, что усиление слабого сигнала одной поляризации оказалось
больше усиления более мощного сигнала другой поляризации. Это за-
висимое от поляризации усиление (PDG) имеет место даже в тех случа-
ях, когда поляризация сигнала высокого уровня меняет свое состояние.
Для того чтобы отличить ее от обычных потерь, были проведены иссле-
дования, которые подтвердили этот факт. Было установлено, что поля-
ризационная зависимость усиления EDFA возникает вследствие зависи-
мости поляризации от поперечного сечения ионов эрбия в волокне из
кварцевого стекла. Данное явление приводит к спаду усиления в зави-
симости от поляризации, известному как polarization hole-burning (РНВ),
или поляризационный “провал” усиления с глубиной, зависящей от сте-
пени сжатия волокна [30]:
РЯД «0.027^-0.001С/, (1.125)
для коэффициента сжатия Ср < 8дБ , выраженного в децибелах. Поми-
мо этой причины, имеет место также влияние на PDG поляризации
света лазера накачки, которое определяется для рассмотренного усили-
теля значением 0.07 дБ. Так как явление РНВ в каждом усилителе
1.6. Волоконно-оптические усилители
115
достаточно мало (~ 0.2 дБ), его влияние проявляется лишь при боль-
шом количестве установленных в линии EDFA. К счастью, восстанови
ление усиления для РНВ представляет собой медленный процесс, и бы-
страя модуляция поляризации входного сигнала эффективно
способствует подавлению явления PDG.
Спектральный “провал” усиления
Зависимое от мощности ослабление усиления сигнала в определен-
ном диапазоне длин волн носит название спектрального провала усиле-
ния, или spectral hole-burning (SHB). SHB имеет место в EDFA, когда
сильный сигнал уменьшает среднее количество ионов, способствуя тем
самым возникновению спада усиления на определенной длине волны
спектрального диапазона усиления [31].
Рис. 1.63 Определение статической и динамической крутиз-
ны усиления
В EDFA SHB относительно невелико, так как эти усилители облада-
ют такой характеристикой, при которой входной сигнал на любой дли-
не волны в расширенной полосе пропускания имеет равный доступ к
общей энергии, сконцентрированной в усилителе. Исследования пока-
зали, что при комнатной температуре SHB относительно невелик для
EDFA с зависимостью около 0.3 дБ на каждый дБ снижения усиления и
имеет тенденцию к проявлению в области длины волны 1550 нм. Схема
неравномерного насыщения усиления, обусловленного SHB, показана
на рис. 1.63. Это измерение было проведено с использованием LED с
торцевым излучением (EELED) в сочетании с технологией динамичес-
кого ослабления для точного измерения усиления. SHB обычно нахо-
дятся в диапазоне от ~ 3 до ~ 10 нм в спектре усиления EDFA, а самые
узкие провалы имеют место в области 1530 нм.
Неравномерность и спад усиления
Неравномерность усиления EDFA в диапазоне рабочих длин волн (по-
лосе рабочих частот) приводит к негативным последствиям в системах,
116
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Рис. 1.64. Определение провала спектральной
чувствительных к искажениям,
например системах с линейной
частотной модуляцией и системах
дальней связи с WDM уплотне-
нием. В последнем случае усиле-
ние в диапазоне длин волн муль-
типлексирования должно быть
неизменным, для того чтобы из-
бежать превышения мощности
одного канала над другими. Как
известно, изменение усиления
EDFA, которое имеет место при
характеристики EDFA • вводе или исключении каналов
WDM, ухудшает функционирова-
ние систем передачи дальней связи. Отклонение усиления здесь опреде-
ляется как отношение изменения усиления на тестовой длине волны к
изменению усиления на эталонной длине волны при изменении входно-
го сигнала. Для однородного усилителя отклонение усиления инвари-
антно входной мощности, поэтому отклонение усиления одной совокуп-
ности входных параметров может быть использовано для
прогнозирования отклонения усиления усилителя при других парамет-
рах. С этим также связано понятие и спада усиления, (рис. 1.64) стати-
ческого и динамического — они различаются коэффициентом усиления
усилителя вследствие изменения длины волны насыщающего входного
сигнала. При этом статический и динамический спад усиления опреде-
ляются соответственно как [26]
... ^(Я0+ДЯ)-О1(Я0-ДЯ)
тМ = ^^---------'----------(1.126)
2/лЛ
СП(ЯО + ДЯ)-СП(ЯО-ДЯ)
= (1-127)
zZaA
где С5(Я0+ДЯ) — усиление на длине волны насыщающего сигнала,
равной Яо ± ДЯ , а Ср(Я0 + ДЯ) — усиление слабого сигнала при той же
длине волны. Входной сигнал высокого уровня имеет место при созда-
нии режима насыщения усилителя и при измерении статического спада
характеристики усиления, а при измерении динамического спада ха-
рактеристики усиления может использоваться сигнал лазера, настроен-
ного на низкий уровень выходной мощности, или источник света с
широкой полосой пропускания, такой, как, например, EELED.
1.6.5. Двухэлементные усилители
Как было показано выше, усиление EDFA основано на принципе накач-
ки, для которой наиболее часто используются лазеры с длиной волны
1480 или 980 нм. В этом случае при мощности накачки в диапазоне 50-
100 мВт можно достичь усиления от 30 до 40 дБ. На рис. 1.65 [32]
показаны четыре метода накачки легированного эрбием оптического
1.6. Волоконно-оптические усилители
117
Прямая накачка
Легированное эрбием ОВ
Обратная накачка
Легированное эрбием ОВ
Двунаправленная накачка
Легированное эрбием ОВ
Накачка отражением
Легированное эрбием ОВ
Отражательное
зеркало
Рис. 1.65. Схемы накачки EDFA оптического усилителя
волокна, длина которого может варьироваться от 25 до 100 м, причем
наибольшее усиление достигается при длине, равной приблизительно
100 м. Обычно при уменьшении длины волокна усиление также снижа-
ется, а после 100-150 м на его значении начинает в большей мере ска-
зываться уровень мощности накачки. Например, при мощности накач-
ки около 90 мВт изгиб кривой усиления имеет место приблизительно
118
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
при длине волокна, равной 135 м, и при использовании его в качестве
усилителя мощности оптимальный выходной уровень составляет при-
близительно +10 дБм. Однако здесь следует учитывать, что усиление
может уменьшиться из-за изменения температуры окружающей среды,
так как с ростом температуры усиление падает, причем усиление на
длине волны 1.552 мкм менее чувствительно к изменению температуры
по сравнению с длиной волны 1.535 мкм.
Другим фактором, определяющим эффективность применения EDFA,
является уровень шумов на их выходе, который имеет тенденцию к
возрастанию с увеличением коэффициента усиления. Решение этого воп-
роса, когда необходимо достичь и высокого усиления, и высокой вы-
ходной мощности, заключается в использовании двухэлементного уси-
лителя, включающего изолятор и полосовой фильтр с полосой частот
около 1 нм. При этом лучшее функционирование с позиций шума дос-
тигается при длине волны накачки, равной 980 нм.
Рис. 1.66. Схема двухэлементного оптического усилителя
На рис. 1.66 приведена наиболее часто используемая двухэлементная
схема [5], где каждый элемент оптимизируется по-разному, в частно-
сти, первый усилитель обеспечивает высокое усиление при низком уровне
шума, в то время как второй обеспечивает высокой уровень выходной
мощности. Как известно из теории усилительных устройств, шумовые
характеристики всего усилителя главным образом определяются шума-
ми первого элемента. Поэтому данная схема позволяет реализовать вы-
сококачественный усилитель, характеризующийся низким уровнем шума
и высокой выходной мощностью. Другой важной особенностью приве-
денного решения является обеспечение резервирования генератора на-
качки в случае его неисправности, так как только он является актив-
ным компонентом усилителя. Рассматриваемый усилитель использует
два генератора накачки и спроектирован таким образом, что неисправ-
ность одного генератора оказывает незначительное воздействие на фун-
кционирование системы в целом. И, наконец, в случае необходимости
между элементами усилителя может быть помещен элемент, вносящий
потери, который при таком решении оказывает незначительное влия-
ние на функционирование усилителя. В качестве этого элемента может
быть использован фильтр выравнивания усиления, простой оптический
мультиплексор или модуль компенсации дисперсии, накопленной вдоль
линии связи.
1,6. Волоконно-оптические усилители
119
1.6.6. Расширение полосы частот волоконно-оптических усилителей
В связи с развитием DWDM систем в направлении увеличения числа
длин волн передачи, возникает необходимость увеличения диапозона
длин волн усиления волоконно-оптических усилителей, так как это яв-
ляется наиболее эффективным способом увеличения числа каналов и
емкости передачи 1550 нм ВОСП. В настоящее время полоса усиления
EDFA в области 1550 нм может составлять 35 нм. Однако, учитывая,
что они имеют плоскую характеристику усиления в области 1580 нм и
1550 нм, увеличение диапозона длин волн усиления EDFA может быть
достигнуто путем использования обеих полос посредством методов, ос-
нованных на использовании:
• EDFA усилителей с оптическими фильтрами, выравнивающими
усиление;
• двух полос частот усиления EDFA с параллельной конфигура-
цией;
• каскадного соединения EDFA с частично плоским усилением и
волоконно-оптического усилителя Рамана (FRA).
Применяя выравнивание усиления (GEQ) в традиционных двухэле-
ментных кремниевых усилителях EDFA, диапазон длин волн усиления
в области 1550 нм и 1580 нм может достичь 50 нм, дальнейшее увели-
чение которого в настоящее время обеспечивается совместным исполь-
зованием EDFA и GEQ. Имеются сообщения о достижении диапазонов
62 нм фторидными и 76 нм теллуриевыми EDFA, однако они пока ха-
рактеризуются значительной неравномерностью усиления.
Рис. 1.67. Схема гибридного оптического усилителя EDTFA
Другой метод заключается в использовании двух диапазонов длин волн
усиления в области 1550 и 1580 нм с параллельной конфигурацией на
двусторонних и односторонних EDFA усилителях, а так же FRA и EDFA
в последовательной конфигурации. Последний тип усилителя (рис. 1.67)
носит название гибридного усилителя, в котором FRA функционируют
как предусилитель, a EDFA — как оконечный усилитель. Принцип дей-
ствия FRA основан на использовании стимулированного рамановского
рассеяния, обеспечивающего усиление слабого оптического сигнала пу-
тем преобразования части энергии мощной волны накачки.
120
1. Волоконно-оптические компоненты современных систем передачи
Приведенные методы рас-
ширения диапазона длин волн
усиления используют боль-
шую часть доступной полосы
усиления EDFA, которая дос-
тигает 80 нм, однако здесь сле-
дует учесть, что диапазоны
длин волн усиления EDFA и
FRA предполагают возмож-
ность увеличения результиру-
ющего диапазона до 100 нм.
В подтверждение этого на
рис. 1.68 представлены типо-
вые зависимости усиления рас-
смотренных типов волоконно-
оптических усилителей от
длины волны, а на рис. 1.69
представлены возможные ком-
бинации используемых обла-
стей длин волн усиления и ми-
нимального затухания для
SMF, DSF, а также положи-
тельного/ отрицательного не-
нулевого DSF (NZ-DSF) воло-
кон. Как следует из данных
рисунков, комбинация воло-
конно-оптических усилителей
с покрытием из редкоземель-
ных элементов EDFA и леги-
Рис. 1.68. Усредненные зависимости усиления от дли-
ны волны для различных типов волоконно-оптических
усилителей
Рис. 1.69. Усредненная типовая зависимость потерь
оптических волокон со смещенной дисперсией,сов-
мещенная с областью усиления оптических усилите-
лей
рованных тулием волоконно-оптических усилителей — TDFA в комбина-
ции с FRA в настоящее время покрывает большую часть окна кварцевого
волокна с низкими потерями (ниже 0.3 дБ/km), равного приблизительно
200 нм (1450-1650 нм).
ВЫВОДЫ
Понимание процесса распространения света в оптическом волокне яв-
ляется основой понимания не только значительных преимуществ ис-
пользования оптического волокна в качестве среды распространения,
но также проблем, которые могут возникнуть при создании высокоско-
ростных одноканальных и многоканальных систем. В связи с этим рас-
смотрены основные понятия и определения, используемые в волокон-
ной оптике. Показано, каким образом происходит распространение света
в многомодовом волокне, представив концепцию расширения импульса
вследствие многомодовой дисперсии с позиций теории геометрической
Выводы
121
оптики, приведены мотивы и целесообразность использования одномо-
дового волокна. Даны основы волновой теории и определены фундамен-
тальные характеристики одномодовых волокон. Приведен анализ мето-
дов и параметров соединения оптических волокон механическим и
термическим методами.
Рассмотрено большое количество пассивных волоконно-оптических
компонентов, таких как соединители, мультиплексоры, волновые кон-
вертеры, изоляторы, волоконно-оптические и волноводные дифракци-
онные решетки, тонкопленочные фильтры. Приведены характеристики
компонентов, которые на сегодняшний день доступны для коммерчес-
кого использования.
Рассмотрены основы физики активных волоконно-оптических ком-
понентов — волоконно-оптических усилителей, использование которых,
в современных системах связи, открывает широкие перспективы увели-
чения скорости и объема передачи на дальние расстояния. Приведены
основные характеристики, а также схемы реализации одноэлементных
и двухэлементных усилителей.
Проведена классификация и определены области применения опти-
ческих волокон и волоконно-оптических компонентов, а также систе-
матизированы параметры, которые подлежат измерениям.
— 2 —
ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ
ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ
ПЕРЕДАЧИ
В настоящее время существует большое разнообразие оптоэлектронных
компонентов, используемых в различных областях знаний от медици-
ны до астрономии, включая широкий спектр технических областей,
связанных с созданием, обработкой и приемом оптических сигналов.
Классификация данных компонентов с позиций применения в систе-
мах передачи представлена на рис. 2.1. Она выполнена аналогично клас-
сификации волоконно-оптических компонентов и преследует цель оп-
ределить функциональное назначение и особенности рассматриваемых
оптоэлектронных компонентов с тем, чтобы выделить параметры, кото-
рые необходимо измерять при инсталляции и эксплуатации волоконно-
оптических систем передачи.
2.1. ИСТОЧНИКИ ОПТИЧЕСКОГО ИЗЛУЧЕНИЯ
Как известно, наиболее распространенными источниками излучения явля-
ются различные полупроводниковые светодиоды (LED) и лазерные диоды
(LD), из которых в волоконной оптике используются только некоторые их
разновидности. Это связано с тем, что параметры данных устройств в значи-
тельной степени определяют характеристики систем передачи и поэтому
должны отвечать выдвигаемым ими требованиям. С развитием многоволно-
вых, высокоскоростных и сверхпротяженных систем, требования к пара-
метрам источников излучения значительно возросли по сравнению с ранее
установленными требованиями. В связи с этим, а также, учитывая, что
параметры источников излучения оказывают не менее существенное влия-
ние и на метрологические характеристики средств измерений, ограничивая
тем самым область их применения, рассмотрим принцип действия, особен-
ности и основные технические характеристики источников, используемых
в современных системах передачи и измерительных приборах. Кроме того,
определим те параметры, которые подлежат измерениям при инсталляции
и в реальных условиях эксплуатации данных систем.
124
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Классификация оптоэлектронных компонентов
По наличию источника энергии
Пассивные
Активные
Оптические модуляторы
I л. преобразователи
| Оптические усилители
: излучения
..^ЛуЧЙНИЙИ
По функциональному назначению
I Прочие
[ Волновые элементы
[ Оптические модуляторы
По виду преобразования
м
По методу модуляции
I
Внешняя модуляция
Непосредственная
модуляция
По физическому эффекту
р “ ческие
| Акустооптические
Электрооптические
По типу излучателя
Лазерные диоды
Светодиоды
Суперлюминесцентные
диоды
Приемники излучения
J
По элементу усиления
I Прочие
Лазерные
На резонаторе
Фабри-Перо
Рис. 2.1. Классификация оптоэлектронных компонентов
2.1. Источники оптического излучения
125
2.1.1. Модели светового поля источников излучения
Ввиду необходимости анализа процессов распространения света по опти-
ческому волокну и определения влияния формы оптического излучения
перечисленных источников на параметры передачи, приведем аналити-
ческое представление светового поля этих источников в виде ламбер-
товского и гауссовского источников излучения.
2.1.1.1. Ламбертовский источник излучен
Как известно, для характеристики
геометрии излучения лазеров обыч-
но используется гауссовская модель
излучения, а в случае светодиодов и
ламп накаливания — модель ламбер-
товского источника, причем после-
дняя модель оказывается пригодной
также и для описания лазерных дио-
дов и светодиодов, излучающих с тор-
цевой поверхности. Поэтому вначале
рассмотрим ламбертовский источник
излучения, который характеризует-
ся равномерным рассеиванием от све-
тоизлучающей поверхности.
Принимая во внимание, что диаметр излучающей поверхности зна-
чительно меньше расстояния, на котором производятся измерения
(рис. 2.2), можно определить:
поверхностную плотность потока излучения
4^(0) - То cos0 [Вт/м2], (2.1)
яркость
Ь{ф} = То -Z/ COS0/4, = Lo cos0 [Вт/(стерадиан-м2)] (2.2)
и интенсивность излучения
7(0) = %-Zs.2 cos0 = 7o cos0 [Вт/м2], (2.3)
где ф — угол обзора, Ч^о — плотность потока излучения на оси и ls —
расстояние между источником и детектором (радиус сферы).
Из данных выражений видно, что параметры светового излучения в
дальней области определяются функцией косинуса.
Так как одним из важнейших параметров, определяющих качество
связи, является мощность источника оптического излучения, для ее
определения необходимо выполнить интегрирование светового потока
по всему рассматриваемому полушарию [4]
л72
-/sin^d^ = л-/v-То [Вт] (2.4)
О
и тем самым установить значение общей мощности излучения свето-
диода (LED) по максимальной интенсивности излучения. Например,
126
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
если известно значение 10 = \0~3лм/стерадиан , мощность излучения
будет составлять Ръ = л 10-3 /683 = ЬмкВт .
Наиболее распространенные волоконно-оптические источники излу-
чения имеют более узкие профили светового луча, чем ламбертовский
источник, например, лазерные диоды и светодиоды с торцевым излуче-
нием. Эти источники могут быть смоделированы функцией (cosa)m пу-
тем задания соответствующего значения т . Для таких источников можно
записать
Д' = %(cosа)т . (2.5)
При измерении в дальней области излучения угловой параметр т
может быть определен для угла а05 на расстоянии, равном полуширине
светового поля источника в половине его максимального значения FWHM
т = log 0.5 / log(cos а0 5) = -0.3 / log(cos а0 5). (2.6)
В этом случае интегрирование дает следующее значение общей мощ-
ности излучения, которое при т = 1 идентично мощности ламбертовс-
кого источника
> _ . 7 2Ш
Е “ , , £s Y0 .
т +1
(2.7)
2.1.1.2. Гауссовский источник излучения
Как было показано выше, для описания оптических лучей используют-
ся различные модели, самая простая из которых представляет собой
бесконечно тонкий луч геометрической оптики. Но эта простая модель
не может быть использована, когда диаметр луча соизмерим с длиной
волны, например, при рассмотрении излучения лазерного диода и излу-
чения на выходе одномодового волокна, а также механизма дифрак-
ции, где прохождение светового луча через малую апертуру не может
быть описано при помощи геометрической оптики. Простейшим физи-
ческим лучом, адекватным уравнениям Максвелла, является гауссовс-
кий луч. Гауссовским луч был назван вследствие того, что как электри-
ческое поле Е, так и концентрация мощности Н (облученность)
Рис. 2.3. Гауссовское излучение
2.1. Источники оптического излучения
127
соответствуют классической функции Гаусса. Как показано на рис. 2.3,
такой луч осесимметричен относительно направления распространения
и имеет конечную ширину, которая плавно переходит в световой конус
фиксированной цифровой апертуры. Предположим наличие линейной
поляризации, а также, что электрическое поле ориентировано в направ-
лении оси х, перпендикулярном направлению распространения (z), а
магнитное поле (которое на рисунке не показано) ориентировано по оси
у, тогда
E_t(r>z)=:£o(z)exp[-r2/w2(z)] , (2.8)
H(r,z} = Z/0(z)exp[-2r2 /w2(z)], (2.9)
где z — расстояние, измеряемое в направлении распространения от
сужения луча, м; E0(z) — электрическое поле по оси z, В/м; —
концентрация мощности (облученность) по оси, Вт/м; w(z) — радиус
луча; г — расстояние от оси z, на котором концентрация мощности
снижается в 1/е2, а электрическое поле в 1/е раз, от соответствующих
максимальных значений.
При этом на любом расстоянии z радиус луча w(z) обычно определя-
ется выражением [8]
w2(z)= WoJl-l-^/jWo2)2] » (2.10)
а цифровая апертура одномодового волокна №4 определяется, как и в
многомодовом волокне, следующим образом:
NA = y]n~ -и2 .
Обычно угол дальней зоны состав-
ляет 5% и в одномодовом волокне
непосредственно не связан с NA, так
как в дальней зоне одномодового во-
локна оказывает влияние дифракция
от его сердцевины. Поэтому NA оп-
ределяется исходя из измерения по-
казателей преломления. В этом слу-
чае гауссовский луч хорошо отражает
дальнюю зону для одномодового во-
локна. Типовые параметры, которые
могут быть использованы для расче-
та луча в дальней зоне одномодового
волокна, приведены в табл. 2.1.
Таблица 2.1
Наименование параметра Значение
Диаметр сердцевины 9 мкм
Диаметр оболочки 125 мкм
NA 0.1
Контрас тнос ть 2.5 х 103
Ослабление 1300/1550 нм 0.5/0.25 дБ/км
Полоса частот (м ногом од свое) 100 ГГц х км
2.1.2. Светоизлучающие диоды
В общем случае свечение вещества под действием электрического поля
называется электролюминесценцией. Следует различать электролюми-
несценцию, возникающую вследствие возбуждения носителями с высо-
кой кинетической энергией, и электролюминесценцию, вызванную ин-
128
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
жектированными носителями из-за контактной разности потенциалов
твердых тел. Типичным примером инжекционной электролюминесцен-
ции является свечение в р-n переходе, находящемся под напряжением,
приложенным в прямом направлении. В этом случае дырки из р-облас-
ти и электроны из n-области движутся навстречу друг другу и рекомби-
нируют при попадании в область перехода с выделением фотонов. Дру-
гим примером инжекционной электролюминесценции является свечение
в контакте полупроводник-металл, возникающее либо при инжекции
носителей с энергией, превышающей барьер Шоттки, либо при тун-
нельном прохождении электронов сквозь тонкую пленку диэлектрика.
Здесь следует отметить, что свечение, вызванное возбуждением носите-
лей с высокой кинетической энергией и инжекцией в р-n переходах,
используется в дисплеях и индикаторных светодиодах, соответственно.
В связи с тем, что данные методы генерирования излучения отлича-
ются низким КПД, для генерации света с целью передачи информации в
настоящее время используются более сложные полупроводниковые струк-
туры, основанные на комбинации контактирующих между собой матери-
алов. Создаваемые в результате контакта переходы делятся на два вида:
• гомопереход, образованный одинаковыми, обычно простыми ма-
териалами с различной проводимостью, например, переход в
контакте Ge n-типа и Ge р-типа;
• гетеропереход, образованный различными по химическому соста-
ву материалами, например, GaP.
Энергетические уровни гомоперехода
n-Ge p-Ge
Ес
Е₽
Ev
Ес
Ev
Прямое
смещение
Энергетические уровни гетероперехода
Рис. 2.4. Диаграммы энергетических уровней, где
Ес - дно зоны проводимости;
Еу - верхний край валентной зоны
2.1. Источники оптического излучения
129
Структуры, использующие переходы последнего вида, носят назва-
ние гетероструктпур, причем гетероструктуры, состоящие из одного
контакта, называются простыми, из двух — двойными, из трех — трой-
ными и т. д.
Распределение энергии в гомопереходе и гетеропереходе приведено на
рис. 2.4, где слева дана картина уровней при отсутствии на переходе
напряжения, а справа — для напряжения, приложенного в прямом на-
правлении (плюс к p-области, а минус к n-области). В гетеропереходах
ступени &ЕС и &EV определяются, соответственно, по разности ширины
нижних и верхних краев запрещенных зон всей структуры полупровод-
ника, а изготовление гетеропереходов производится выращиванием на
поверхности одного из материалов слоя другого материала. При этом, в
зависимости от числа соединяемых компонентов, существуют и различ-
ные требования к соединяемым материалам, так:
• для формирования простой двухкомпонентной структуры под-
бирают два вещества с близкими постоянными решетки;
• для трехкомпонентной структуры — расстояние между атома-
ми может принимать любые значения, но ширина энергетичес-
кой щели зависит от их состава;
• для четырехкомпонентной структуры — оба параметра могут
подбираться независимо друг от друга.
Процессы выращивания кристалла с заданным направлением осей но-
сят название эпитаксии и осуществляются различными способами, в ча-
стности, способом газовой фазы, способом химического осаждения, мо-
лекулярно-лучевым способом. Не останавливаясь на рассмотрении данных
процессов, относящихся к вопросам технологии производства полупро-
водников, отметим лишь, что эпитаксия представляет собой выращива-
ние кристаллов на подложке (основе), например, осаждением на нее ма-
териала в газообразном состоянии или путем химической транспортировки.
В отличие от индикаторных светодиодов введение в р-n структуру
дополнительного слоя позволяет сформировать отличающийся более
высоким КПД светоизлучающий LED диод. Процесс генерации света в
таком диоде основан на рекомбинации электронов и дырок в активной
области гетерогенной структуры при пропускании через нее тока с вы-
делением фотонов, обладающих энергией, равной энергии запрещенной
зоны материала полупроводника. Генерация фотонов только в актив-
ной области связана с тем, что в материалах с большей энергетической
зоной генерация фотонов невозможна. Кроме этого, большая запрещен-
ная энергетическая зона предотвращает поглощение фотонов (генера-
цию электронов и дырок) и делает встроенные слои прозрачными для
излучаемых волн.
Центральная длина волны Яо излучения в этом случае определяется
уровнем запрещенной энергетической зоны Eg и равна [4]
. he _ 1.24
/Гл — —
Eg
(2.11)
5-537
130
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Таблица 2.2
Материал Запрещенная энергетическая зона, эБ Длина волиы, мкм
Бинарные соединения
GaP 2.24 0.55
AlAs 2.09 0.59
GaAs 1.42 0.87
InP 1.33 0.93
InAs 0.34 3.6
Тройные и более соединения
AlGaAs 1.42-1.61 0.77-0.87
InGaAsP 0.74-1.13 1.1-1.67
где h =6.63 10'34 Джсек — постоянная Планка; с=3108 м сек1 — ско-
рость света; Eg — энергия запрещенной энергетической зоны материа-
ла активного слоя, выраженная в эВ.
Значения запрещенной зоны и генерируемой длины волны наиболее
распространенных материалов, используемых для изготовления полупро-
водниковых источников излучения, приведены в табл. 2.2.
Гетерогенные LED структуры могут
создаваться на основе разных полупро-
водниковых материалов, используя для
эпитаксии подложку GaAs или InP, при
этом соответствующий композиционный
состав материала активной области вы-
бирается в зависимости от требуемой дли-
ны волны излучения. Так, добавление к
сплаву А1 приводит к уменьшению дли-
ны волны до 770 нм, а дальнейшее ее
снижение достигается использованием
структур GaAsP, GaP и InGaAsP.
Так как в LED свет с излучающей
поверхности активного слоя распрост-
раняется во всех направлениях, поэто-
му можно считать, что, по крайней
мере, половина оптической мощности
теряется. Однако небольшая часть оптической мощности может быть
отражена путем базовой металлизации, внося тем самым часть выход-
ной мощности в полезный световой поток. Более предпочтительным
решением в этом случае является построение LED, названного по имени
изобретателя Барраса [35], в котором (рис. 2.5 [8]) гравированная стен-
ка позволяет минимизировать расстояние между активной зоной и во-
локном, а соответствующая форма контактов обеспечивает небольшую
площадь излучения.
Большинство LED с поверхностным, близким к ламбертовскому, из-
лучением имеют большую цифровую апертуру, равную приблизительно
0.9. Для ее уменьшения во многих случаях используется особая форма
Рис. 2.5. Структура коротковолнового светодиода Барраса
2.1. Источники оптического излучения
131
Металл
Рис 2.6. Структура длинноволнового светодиода с торцевым
излучением
линз, доводя NA до 0.2, но даже в этом случае излучающая поверхность
достаточно велика для эффективного ввода излучения в одномодовое
волокно. Уровень мощности света, вводимого в волокно, в лучшем слу-
чае обычно составляет 20 мкВт для градиентного волокна и 2 мкВт для
одномодового волокна.
Лучшей эффективностью ввода излучения в волокно характеризуют-
ся LED с торцевым излучением (рис. 2.6 [8]), обеспечивающие ввод
около 50 мкВт (30% доступной оптической мощности) в градиентное
волокно и 20 мкВт в одномодовое волокно. Один из путей построения
LED с торцевым излучением [36] основан на технологии V-образных
канавок, которая была разработана для создания лазерных диодов со
световодом, сформированным путем распределения усиления. В этом
случае обычная двойная гетероструктура покрывается двумя слоями
типа п, которые образуют отрицательно смещенный р-n переход, а для
создания проводящей полосы р типа в V-образной канавке напыляется
цинк. Наконец, на переднюю грань наносится антиотражательное по-
крытие, а электрический контакт выполняется короче длины кристал-
ла с тем, чтобы избежать вынужденной эмиссии. Плотность тока и ка-
чество оптического резонатора достаточно высоки для создания эмиссии,
близкой к вынужденной. Результатом является более узкая ширина
спектра (около 20 нм) и более высокая выходная мощность, но при
более сильной температурной зависимости.
Как правило, с точки зрения спектрального состава излучения LED
имеет достаточно большую ширину спектра, составляющую обычно от
40 до 80 нм на длине волны чистого GaAs, равной 870 нм.
Излучение в дальней зоне от LED с торцевым излучением в этом
случае имеет эллиптическую форму, которая, как будет показано ниже,
перпендикулярна эллиптичности лазерного диода. Типовые значения
углов дальней зоны для FWHM составляют 50° в вертикальном направ-
лении и 100° в горизонтальном направлении.
132
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
При использовании LED для передачи данных они характеризуются
рядом недостатков, основными из которых являются:
• сравнительно низкая полоса частот, равная 100 МГц, хотя были
сообщения о полосе частот, равной 1 ГГц, поэтому быстродей-
ствие LED как минимум в 5 раз ниже по сравнению с лазером;
• широкий спектр излучения, составляющий около 60 нм, что
также снижает полосу частот вследствие хроматической дис-
персии;
• низкая эффективность ввода излучения в оптическое волокно,
даже для диодов с торцевым излучением.
При постоянном токе возбуждения LED, имеет отрицательный темпера-
турный коэффициент выходной мощности, типовое значение которого нахо-
дится в пределах от -0.5 до -1.5 %/°С для GaAlAs с Ло=85О нм и InGaAs с
20 =1300 нм. Поэтому для стабилизации
мощности излучения и повышения надеж-
ности LED можно использовать термоэлек-
трические охладители, однако в большин-
стве случаев необходимость в электронной
обратной связи не требуется.
При измерении мощности излучения
LED с помощью измерителя мощности на
основе фотодиода, помимо основной по-
грешности, необходимо учитывать допол-
нительную погрешность, которая состав-
ляет порядка 5%, так как чувствительность
у(Л) к каждому спектральному компонен-
ту различна. Данная ошибка отсутствует
при условии, когда в измеряемом диа-
пазоне длин волн /(Л) не изменяется и
если спектральная эмиссия симметрич-
на относительно центральной длины вол-
ны. Если эти условия не выполняются,
может быть проведена математическая
коррекция, учитывая спектральную чув-
ствительность и спектральную эмиссию
рассматриваемого LED.
Одной из разновидностей LED явля-
ются суперлюминесцентные диоды SLED,
которые отличаются большей по сравне-
нию с LD стабильностью, имеют мень-
ший уровень шумов, а большая ширина
спектра решает все проблемы, связанные
с оптической интерференцией. Дополни-
тельными преимуществами SLED в этом
случае являются: высокая линейность,
Длина волны, мкм
Прямой ток, А
Рис. 2.7. Спектральные и вольт-ватт-
амперные характеристики SLED
меньшее потребление энергии и, вслед-
i *
2.1. Источники оптического излучения
ствие низкой плотности тока, высокая надежность. Кроме этого, так
как SLED не очень чувствительны к перегрузке, для управления ими
можно использовать простые схемы управления.
Как и LED, SLED излучают некогерентный свет, который концентри-
руется на оптическом волокне почти с такой же эффективностью, как и
при соединении с LD. Следовательно, они являются достаточно много-
обещающими источниками оптического излучения. Так, компания Anritsu
выпустила SLED модули для работы в диапазоне 0.78 мкм, 0.84 мкм,
1.3 мкм и 1.55 мкм длин волн, спектр излучения, а также вольт- и ватт-
амперные характеристики которых представлены на рис. 2.7. Из дан-
ных характеристик можно сделать вывод, что SLED занимают проме-
жуточное место между LED и лазерными диодами.
Основные параметры LED, подлежащие измерениям
Таким образом, LED характеризуются почти линейной зависимостью
мощности излучения от тока возбуждения, но имеют большую ширину
спектра и апертуру излучения, причем типовой спектр LED определяет-
ся разностью длин волн в точках спектра с половинной мощностью и,
как правило, находится в диапазоне от 20 до 80 нм. Кроме этого, к
характеристикам LED можно отнести:
Размер излучающей области и излучение на удаленном конце, кото-
рые определяются непосредственно на микросхеме LED, причем значе-
ние размера устанавливается путем анализа изображения, тогда как
измерение углового распределения мощности производится на некото-
ром расстоянии от источника. Для обеспечения высокой эффективнос-
ти соединения необходимы узкие ближнее и дальнее поля.
Коэффициент передачи и нелинейность преобразования, которые
определяются по значению мощности излучения в зависимости от про-
текающего через диод тока, причем из-за большой ширины спектра
излучения точность измерения определяется зависимостью длины вол-
ны фотодиода от составляющих спектра.
Общую мощность излучения, которая определяется суммированием
мощности в каждой точке спектральной характеристики диода.
Центральную длину волны, определяемую первым моментом рас-
пределения мощности.
Среднеквадратичное значение ширины спектра LED, которая при
допущении распределения Гаусса определяется вторым моментом рас-
пределения мощности.
FWHM (Полная ширина при половине максимальной мощности) —
ширину спектра LED в пределах половинной мощности излучения при
гауссовском распределении последней.
3 дБ ширину спектра, определяемую шириной спектра LED при уров-
не, на 3 дБ меньшем пиковой мощности.
Среднее значение (3 дБ) длины волны, которая является усреднен-
ным значением двух длин волн, определенных в процессе измерения
ширины 3 дБ.
Пиковую длину волны, определяемую по значению пиковой мощнос-
ти LED.
«ЦЙ-2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Плотность (1 нм) — плотность мощности спектра для полосы про-
пускания 1 нм при пиковой длине волны.
Кривую распределения, представляющую собой график измеренного
спектра в виде распределения Гаусса и в ряде случаев отображаемую на
экране анализатора спектра.
Полосу частот модуляции, определяемую в результате модулирова-
ния тока LED от перестраиваемого генератора с последующим преобра-
зованием модулированного оптического сигнала в электрический сиг-
нал, который измеряется, например, осциллографом с получением
частотной характеристики LED.
2.1.3. Лазерные диоды
Принципиальным отличием LD от LED является наличие в них встро-
енного оптического резонатора и значительно большее значение тока,
называемого током накачки лазера. Термин лазер обозначает усиление
света путем вынужденной эмиссии излучения. Более точно генерацию
света в лазерном диоде определяют два механизма: спонтанная и стиму-
лированная эмиссия. При этом спонтанная эмиссия имеет место в ре-
зультате рекомбинации возбужденных электронов в зоне проводимости
и дырок в валентной зоне и, как было показано выше, является основ-
ным процессом генерирования излучения в LED. В лазерных диодах
фотоны в основном генерируются посредством стимулированной (вы-
нужденной) эмиссии, заключающейся в том, что фотоны, созданные в
результате спонтанной эмиссии, вызывают генерацию дополнительных
фотонов путем стимулирования дополнительных рекомбинаций, а те в
свою очередь вновь создают дополнительные фотоны.
Физически процесс лазерного излучения заключается в следующем.
Если к р- и n-области приложить, соответственно, положительный и
отрицательный полюсы источника тока, то дырки начинают инжекти-
ровать в область р, а электроны — в область п, перемещаясь к активно-
му слою, находящемуся между слоями материала, имеющего большую
ширину запрещенной зоны. В результате по обе стороны активного слоя
вблизи поверхности возникнут потенциальные барьеры, и находящиеся
в нем почти все дырки и электроны рекомбинируют, излучая свет с
длиной волны, практически соответствующей ширине запрещенной зоны.
Из-за высокого показателя преломления активного слоя свет, достигая
границ активного слоя, отражается от них и не выходит в другие слои
структуры. Локализованный таким образом свет благодаря вынужден-
ному излучению усиливается, и, когда сопутствующая этому процессу
добавка энергии становится выше потерь, возникает лазерное излуче-
ние. Следовательно, при протекании через структуру полупроводнико-
вого лазера электрического тока, вначале, аналогично LED, возникает
естественное излучение, по мощности пропорциональное силе тока, но
стоит току возрасти до некоторого порогового значения, мощность из-
лучения резко возрастает, а само излучение становится лазерным. Обычно
пороговый ток составляет от единиц до сотен миллиампер, а мощность
2.1. Источники оптического излучения
135
лазерного излучения, как правило, нескольких десятков милливатт.
Так как стимулированные фотоны когерентны с генерирующими фото-
нами, т. е. генерирующие и сгенерированные фотоны имеют одну и ту
же длину волны и фазу, такое излучение имеет узкий спектр, а длина
волны определяется свойствами материала лазерной структуры.
В типовых лазерных диодах ширина, высота и длина активной зоны
составляют, соответственно, 5—10 мкм, 0.1-0.2 мкм и 300 мкм, при
этом грани представляют собой полупрозрачные зеркала, ограничиваю-
щие объем резонатора. Эмиссия происходит с обеих граней и имеет
идентичные характеристики излучения.
Таким образом, для возникновения лазерного излучения необходимо
обеспечить определенный уровень тока, а также выполнить условия
электрического и оптического ограничений.
В зависимости от структуры полупроводниковых лазеров следует раз-
личать два основных типа лазерных диодов: это лазер с одинарным и
двойным гетеропереходами, которые в свою очередь делятся на лазер
Фабри-Перо (FPL), лазер с распределенной обратной связью (DFB) и
лазер с распределенным брэгговским отражением (DBR). DFB лазеры в
свою очередь выполняются с одноканальной и двухканальной структу-
рой, a DBR лазеры — с односторонним и двухсторонним относительно
активной зоны расположением вынесенной периодической структуры.
По расположению резонатора лазеры можно разделить на лазеры с встро-
енным в структуру резонатором и лазеры с расположенным вне струк-
туры внешним резонатором. Кроме этого, важной отличительной осо-
бенностью лазеров является способ генерирования излучения, в связи с
чем следует различать лазеры с постоянной длиной волны и перестраи-
ваемые лазеры.
2.1.3.1. Лазерный диод с одинарной гетероструктурой
Лазерные диоды с одинарной гетероструктурой могут быть выполнены
либо в виде лазера Фабри-Перо, либо в виде так называемых импульс-
ных лазеров, предназначенных для генерирования импульсов большой
мощности. В таких лазерах оптическое наведение реализуется только
одним слоем AlAsGa, что технологически проще рассмотренных далее
лазеров с двойной гетероструктурой. Импульсные лазеры используют-
ся, например, для создания тестирующего излучения в оптических реф-
лектометрах.
Лазерный диод с резонатором Фабри-Перо
Резонатор в таком лазере образуется отражательными покрытиями,
выполненными с двух сторон на торцевых поверхностях гетероперехо-
да (рис. 2.8 [8]), одно из которых отражает свет с коэффициентом отра-
жения, близким к 100% , а другое — полупрозрачное, обеспечивает как
частичное отражение, так и выход оптического излучения. Для усиле-
ния света определенной длины волны в FP лазере, с одной стороны,
необходимо, чтобы эта длина волны находилась в пределах диапазона,
где свет может усиливаться индуцированным излучением, а с другой
стороны, длина волны должна удовлетворять соотношению
136
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
GaAs
AIGaAs
AIGaAs
GaAs
Рис. 2.8. Структура типового FP лазера
П = АЛ0/2, (2.12)
где D — диаметр FP резонатора, a N — некоторое целое число. При
этом, если диапазон длин волн достаточно мал, имеет место одномодо-
вый режим излучения, в противном случае FPL работает в многомодо-
вом режиме, создавая в области ДЛ05 два и более соседних пика излуче-
ния с шириной спектра от одного до нескольких нм. Отмеченные пики
возникают в результате образования в резонаторе стоячих волн, кото-
рые при необходимости генерирования ряда спектральных составляю-
щих могут специально задаваться выбором размеров и конструкции FPL.
Такой расширенный спектр при передаче данных по оптическому во-
локну вызывает увеличение влияния хроматической дисперсии, поэтому
при настройке лазера необходимо выбирать так называемый режим фун-
кционирования единичной продольной моды (SLM). Эта возможность свя-
зана с особенностью лазерных резонаторов, которые характеризуются
различным уровнем потерь для различных мод, а так как продольная
мода обладает наименьшими потерями, она становится основной. Подав-
ление боковых мод в этом случае может превышать 30 дБ.
В то же время даже в одномодовом режиме излучения у FPL лазеров
наблюдается межмодовое перераспределение мощности, которое приво-
дит к возникновению эффекта динамического увеличения ширины спек-
тра, доходящего до 10 нм при частоте модуляции порядка 1—2 ГГц. Оче-
видно, что данный эффект и наличие боковых спектральных
составляющих сужают полосу рабочих частот и, как следствие, скорость
передачи. Поэтому FP лазеры могут применяться в тех случаях, где их
особенности и достаточно низкая стоимость являются определяющими.
Так, например, применение FPL очень эффективно для увеличения мощ-
ности EDFA с лазерной накачкой на 1.48 мкм длине волны, необходи-
мость в которых вызвана требованиями повышения мощности выходных
каскадов оптических усилителей. Недавно фирмой Anritsu разработаны
лазерные модули серии SD3F4, представляющие собой высокомощные
2.1. Источники оптического излучения
137
1.48 мкм FPL, в которых использована
наиболее современная технология изго-
товления полупроводниковых лазерных
диодов, характерный спектр излучения,
а также вольт- и ватт-амперные харак-
теристики которых показаны на рис. 2.9.
Как следует из приведенных характери-
стик, данные LD при токе накачки, рав-
ном 700 мА, позволяют достичь уровня
мощности на выходе одномодового волок-
на, равного 170 мВт. Более того, в зави-
симости от поляризации и длины волны
излучения могут быть достигнуты сверх-
высокие — более 250 мВт и 500 мВт —
значения мощности.
Импульсный лазерный диод
Лазеры с одинарной гетероструктурой
характеризуются большими размерами
объемных резонаторов, ширина и высо-
та полосы которых, соответственно, со-
ставляют 100 мкм и 2 мкм, что более
чем в 10 раз больше, чем у лазеров с
двойной гетероструктурой. Поэтому об-
ласть излучения лазеров с одинарной
структурой в 100 раз больше области
излучения лазеров с двойной гетерост-
руктурой, что, естественно, приводит к
снижению эффективности ввода излуче-
ния в оптическое волокно. Вследствие
высокого порогового тока, который для
ширины полосы 100 мкм обычно состав-
ляет 2—5 А, генерация максимальной
Длина волны, мкм
Рис. 2.9. Спектральные и вольт-ватт-
амперные характеристики FPL
мощности обычно ограничивается шириной импульса до 200 нс при
максимальном рабочем цикле от 0.01 до 0.1%. Поэтому ток, необходи-
мый для достижения пиковой мощности, лежит в пределах от 10 до 20
А, а пиковое напряжение может достигать 10 В. Из-за больших разме-
ров объемного резонатора этот тип лазера [37] допускает существование
многих поперечных и продольных мод, что в свою очередь приводит к
несколько большей ширине спектра по сравнению с лазером, имеющим
двойную гетероструктуру, и составляет порядка 10 нм. В табл. 2.3 при-
ведены типовые характеристики 850 нм импульсного лазерного диода
одинарной гетероструктуры с шириной полосы 100 мкм.
Импульсный режим работы возможен и в лазерах с двойной гетерос-
труктурой. Так, уже имеются лазеры, обеспечивающие мощность им-
пульсного излучения более 1 Вт при продолжительности импульса 20
нс и менее. Такие лазеры могут быть использованы для тестирования и
измерений в волоконной оптике, обеспечивая наилучшую эффектив-
138
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Таблица 2.3
Параметр Типовые данные
Максимальная мощность импульса 3 Вт
Пороговый ток 2-5 А
Пиковый ток 5-10 А
Пороговое напряжение 1.8 В
Пиковое напряжение 10 В
Максимальная длительность импульса 200 нс
Максимальный рабочий цикл 0.01-0.1 %
Время подъема 1 нс
Ширина спектра 5-10 нм
Количество спектральных линий 30-50
ность согласования с оптическим волокном и другие полезные качества
как самих средств тестирования и измерений, так и систем передачи на
их основе. В настоящее время лазеры с двойной гетероструктурой обес-
печивают скорость нарастания оптического излучения до 0.5 нс, что
позволяет значительно увеличить скорость систем передачи, выполнен-
ных по более ранним технологиям. Поэтому рассмотрим данный тип
лазерных диодов более подробно.
2.1.3.2. Лазерный диод с двойной гетероструктурой
Лазеры с двойной гетероструктурой отличаются принципом работы вол-
новода, в частности, принципом распределения усиления тока (рис. 2.10)
и распределения отражения (рис. 2.11), и имеют широкое разнообразие
структурных и технологических решений [8], так:
• усиливающий волновод может быть получен диффузией цинка
в структуру LD, повышением сопротивления областей структу-
1300 нм
InGaAsP
InP
InGaAsP
InP
InP
Рис. 2.10. Двойная гетероструктура лазера
с распределенным усилением
2.1, Источники оптического излучения
139
Рис. 2.11. Двойная гетероструктура лазера
с распределенным показателем преломления
ры, окислением поверхности наружного слоя с формированием
полоски омического контакта и др.;
• волновод с распределенным отражением выполняется легирова-
нием, размещением волновода в веществе с более низким пока-
зателем преломления, частичным утолщением слоев и др.
Двойную гетероструктуру выращивают непосредственно на активном
слое способом эпитаксии в жидкой фазе, используя в качестве фото-
шаблона решетки картину интерференции лазерного света. Травлением
делают выступы и после этого изготавливают собственно лазерную струк-
туру, нанося сверху необходимые слои способом эпитаксии в жидкой
фазе. Очевидно, что характеристики таких лазеров определяются так-
же используемой гетероструктурой.
Учитывая, что характеристики таких лазерных диодов определяют-
ся используемыми материалами и выполнением резонатора, рассмот-
рим влияние данных факторов на параметры лазерных диодов, к кото-
рым относятся пороговый ток, электрическое и оптическое ограничения,
спектр излучения, температурные зависимости, линейность, форма из-
лучаемого светового потока и поляризация излучения.
Пороговый ток
Важным условием возникновения стимулированной эмиссии, опре-
деляющей лазерное излучение, является инверсия количества носите-
лей, т. е. обеспечение большего количества (возбужденных) электронов
в зоне проводимости по сравнению с числом носителей в валентной
зоне. Обычно это достигается посредством накачки — созданием в ак-
тивном слое высокой плотности тока, так как усиление процесса стиму-
лированной эмиссии, превращение спонтанной эмиссии в стимулиро-
ванную эмиссию пропорционально плотности тока. Необходимый уровень
тока, при котором усиление превышает потери поглощения и излуче-
ния, носит название порогового тока.
140
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Электрическое ограничение
Для локализации области излучения в лазерах с двойной гетерост-
руктурой активный слой выполнен из материала с минимальной запре-
щенной энергетической зоной, достигая ограничений области тока:
• в вертикальном направлении тем, что верхний и нижний уров-
ни структуры выполняют из материала с более высокими по
сравнению с активным слоем запрещенными энергетическими
зонами;
• в боковом направлении — созданием узкого канала либо мето-
дом распределения усиления, либо методом распределения по-
казателя преломления.
При этом распределение усиления достигается за счет узкой ширины
электрического контакта, а распределение показателя преломления более
эффективно обеспечивается отрицательно смещенными боковыми р-n пе-
реходами. Сегодня наиболее популярным среди лазеров со световодом,
сформированным путем распределения показателя преломления, явля-
ется лазер с так называемой скрытой (ВН) гетероструктурой и двухка-
нальной (DC-BH) структурой, относящийся к группе DFB лазеров.
Оптическое ограничение
Другой особенностью лазера является наличие в нем оптического ре-
зонатора, который встраивается в область с низким показателем пре-
ломления, обеспечивая торцевое излучение оптической мощности. К сча-
стью, материал с самой низкой энергетической зоной (активной зоной)
обычно имеет и наивысший показатель преломления. Поэтому верти-
кальное оптическое ограничение является естественным следствием.
В случае использования лазера со световодом, сформированным путем
распределения усиления, существует слабое боковое оптическое распре-
деление вследствие того, что область с высокой плотностью тока имеет
несколько больший показатель преломления. В случае использования
лазера со световодом, сформированным путем распределения показате-
лей преломления, зоны справа и слева от активного слоя обнаруживают
более низкий показатель преломления, поэтому оптическое распределе-
ние значительно сильнее.
Спектр
Длина волны Ло излучения лазера также определяется выражением
(2.8) и зависит от ширины запрещенной энергетической зоны Eg . При
этом значения энергетической зоны и генерируемой длины волны для
наиболее распространенных материалов, используемых при изготовле-
нии LD, приведены в табл. 2.2. Очевидно, что выбор длины волны LD
так же, как и в LED, определяется составом используемого материала.
Как правило, при изготовлении LD, предназначенных для коротких
длин волн (850 нм), используются тройные соединения типа GaAlAs,
так как они обеспечивают почти постоянный период кристаллической
решетки всей структуры, а тройные соединения, подобные InGaAs, по-
зволяют осуществлять выбор в области больших длин волн (1300 и
2.1. Источники оптического излучения
141
1550 нм). На практике более часто используется сплав из четырех ком-
понентов InGaAsP, так как такая структура позволяет полностью ре-
шить проблемы соответствия атомных решеток. Однако в этом случае
количество возможных длин волн излучения более ограничено, чем
можно было бы ожидать, так как генерируемые длины волн определя-
ются запрещенными энергетическими зонами используемых бинарных
соединений.
При этом лазеры с резонатором, сформированным путем распределе-
ния усиления, обычно генерируют несколько продольных мод, что со-
ответствует различным длинам волн, а лазеры с резонатором, сформи-
рованным путем распределения показателя преломления, создают
меньшее количество и даже только одну основную моду. Наилучшие
спектральные характеристики имеют лазеры с распределенной обрат-
ной связью.
Влияние температуры на характеристики лазерных диодов
На характеристики лазерных диодов значительное влияние также
оказывает температура, так пороговый ток 850 нм лазеров обычно уве-
личивается на 1% на ГС температуры теплоотвода. В InGaAs лазерах
это влияние возрастает до 2%. Температурная зависимость порогового
тока часто определяется относительно нормальной температуры То
4=40ехр(ДТ/Г0), (2.13)
откуда
M,h=IlhobT/To, (2.14)
где/;Л — пороговый ток при текущей температуре; 1Л0 — пороговый
ток при То; дт — приращение температуры; А/;Л — приращение поро-
гового тока.
Значение То для GaAlAs лазеров с длиной волны 850 нм составляет
приблизительно 150 К, а для лазеров с 1300 нм из InGaAsP — от 50 до
70 К, при снижении дифференциального усиления в пределах 0.5 —
1% на ГС. Так как лазерные диоды характеризуются большим диффе-
ренциальным усилением вне пределов порогового значения тока, его
температурная зависимость приводит к значительному снижению вы-
ходной мощности с увеличением температуры. Предполагая наличие
большого уровня постоянного тока возбуждения, мощность может сни-
зиться до 10% на ГС, поэтому автоматическое поддержание мощности
на заданном уровне может привести к разрушению LD.
Помимо температурной зависимости порогового тока, LD характери-
зуются также и зависимостью от температуры излучаемой длины волны,
которая для 850 нм и 1300 нм лазеров обычно возрастает на 0.3 нм/°С и
0.1 нм/°С. Для DFB лазеров это связано с изменением температуры со-
единения, которая изменяется не только вследствие изменения условий
окружающей среды, но и вследствие рассеивания внутренней мощности
лазера. Последнее вызывает снижение мощности, следующее за фрон-
том управляющего импульса.
Для того, чтобы уменьшить эти эффекты и повысить надежность
лазера, температура теплоотвода часто стабилизируется с помощью тер-
142
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
моэлектрических охладителей. Кроме этого, для стабилизации выход-
ной мощности LD используется также регулирование тока возбуждения
по сигналу установленного на боковой грани PIN диода. При этом мак-
симально достижимая оптическая мощность зависит от рабочего цикла
так, для непрерывного немодулированного излучения она составляет
5-20 мВт, а для коротких импульсов управления, равных 100 нс, мощ-
ность может достигать 500 мВт.
Линейность
Современные лазеры обладают хорошей линейностью. Обычно при
использовании лазеров с резонатором, сформированным при помощи
распределенного усиления, можно достичь суммарных гармонических
искажений менее —40 дБе1 при 50%-ной глубине модуляции. Лазеры с
резонатором, сформированным посредством распределенного показате-
ля преломления, имеют более резкий переход между двумя областями
и поэтому обеспечивают лучшую линейность. При этом, анализируя
линейность, необходимо соблюдать осторожность, так как различные
области луча обладают различными линейными характеристиками. По-
этому иногда проводятся интегральные измерения, принимая во внима-
ние только часть излучения, направленного в волокно. На практике
хорошая линейность обычно не имеет особо значения из-за значитель-
ных источников искажений типа модового шума или оптического шума
обратной связи. Большее внимание следует уделять наличию так назы-
ваемых изломов ватт-амперной характеристики, вызванных в устарев-
ших лазерах скачками поперечной моды, а в современных лазерах при-
чиной искажений могут стать обратные отражения на лазер, которые
приводят к оптическому шуму обратной связи.
Форма излучения
В отличие от лазеров с резонатором, сформированным при помощи
распределенного показателя преломления, лазеры с распределенным
усилением при параллельном сканировании создают хорошо различи-
мые пики. При этом в дальней зоне излучение LD имеет эллиптическую
форму с полушириной расхождения в точке половины максимального
значения от 20° до 40°. В ближней зоне излучение также имеет эллипти-
ческую форму, но с перпендикулярной ориентацией. Эллиптичность
вызвана различными степенями дифракции на границах резонатора,
параллельных и перпендикулярных соединению материалов. Для опи-
сания излучения LD наиболее подходит гауссовское представление луча
с дальнейшим улучшением приближения путем преобразования цирку-
лярной геометрии в эллиптическую геометрию гауссовского луча.
В отличие от LED лазеры генерируют частично поляризованный свет
с ориентацией электрического поля, параллельной соединению. При
этом степень поляризации при работе лазеров в области стимулирован-
ной эмиссии и с резонатором с распределенным усилением составляет
более 90%, в то время как для лазеров с распределенным показателем
преломления она превышает 98%.
2.1. Источники оптического излучения
143
Таблица 2.4
Параметр Типовые данные
Максимальная непрерывная мощность 10 мВт (общий выход)
Максимальная мощность импульса 500 мВт (прн ширине импульса 100 нс)
Пороговый ток 30 мА
Дифференциальное усиление 200 мкВт/мА (общий выход при генерации)
Искажение -40 дБ (прн глубине модуляции 50%)
Пороговое напряжение 1.8 В
Типовое сопротивление 3 Ом
Полоса частот модуляции 1 ГГц
В качестве примера типовые характеристики лазерных диодов с двой-
ной гетероструктурой приведены в табл. 2.4.
2.1.3.3. Лазерные диоды с распределенной обратной связью
Развитие когерентных систем и систем прямой передачи на основе од-
номодовых оптических волокон вызвало необходимость создания лазе-
ров, обеспечивающих одномодовый режим излучения. С этой целью раз-
работаны специальные лазерные диоды, характеризующиеся скрытой
гетероструктурой и распределенной обратной связью. Лазеры такого типа
известны как DFB лазеры с одноканальной и двухканальной DCPBH
структурой [38]. На сегодняшний день это единственные одномодовые
лазерные диоды, доступные для коммерческого использования.
Отличительной особенностью лазеров данного типа является моди-
фикация плоского резонатора Фабри—Перо, в который добавлена пери-
одическая структура и где отражение создается периодическим измене-
нием показателя преломления вдоль пути света. Суть заключается в
том, что предпочтение будет отдано той длине волны, при которой име-
ет место усиливающаяся интерференция этих небольших отражений.
Поэтому в DFB лазерах (рис. 2.12 [8]) волновод выполняют с высту-
пами и впадинами в виде дифракционной решетки, период которой удов-
летворяет условиям Брэгга
А = /Ло/(2^), (2.15)
где А — период решетки; л0 — длина световой волны в вакууме; I —
порядок дифракции; пзф — эффективный показатель преломления вол-
новода.
Световая волна, проходящая по такому волноводу, рассеивается все-
ми точками дифракционной решетки, причем при Z=1 рассеяние про-
исходит как в направлении распространения света, так и в противопо-
144
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Рис. 2.12. Двухканальный DFB лазер со скрытой гетероструктурой
ложном направлении, а при I =2 также и в перпендикулярном к преды-
дущему направлении. В результате имеет место рассеяние света боль-
шой интенсивности. При этом обеспечение стабильных колебаний воз-
можно только тогда, когда все отражения взаимодействуют
конструктивно, поэтому, например, при длине волны 1300 нм и показа-
теле преломления 3.3 период дифракционной решетки должен состав-
лять 1300 нм/3.3 = 390 нм. Такой механизм позволяет выделить одну
моду подавлением всех остальных мод лазера. Однако, в зависимости
от расположения граней по отношению к фазе решетки, возможна гене-
рация двух мод, формируемых в результате взаимодействия между мо-
дами Фабри—Перо всей структуры и модами решетки. Для исключения
данного эффекта на основной выходной грани таких лазеров использу-
Таблица 2.5
Параметр Типовые данные
Максимальная выходная мощность 5 мВт
Пороговый ток 40 мА
Температурный коэффициент 1.3мА/К
Характеристическая температура 78
Дифференциальное уснленне 70 мкВт/мА
Полоса частот модуляции 600 МГц
Длина волны 1300 нм (также доступна 1550 нм)
Температурный коэффициент 0.07 нм/К
Спектральная полоса частот 20 МГц (немодулнрованная)
ется антиотражательное по-
крытие [39]. В современных
DFB лазерах отношение подав-
ления смежных мод достигает
40 дБ. Однако более подробный
анализ функционирования
DFB лазера показывает, что
при определенных условиях
могут иметь место две равно-
ценные моды, которые распо-
ложены на расстоянии прибли-
зительно 1—2 нм. Естественно,
в этом случае одномодовый
режим функционирования ис-
ключен. Решение этой пробле-
мы имеет место в лазерах, ис-
пользующих так называемую
решетку скачка фазы. Подоб-
ная решетка имеет неоднород-
.... ... .. ж1-
2.1. Источники оптического излучения
145
ную структуру, что обеспечивает суще-
ствование только одной предпочтитель-
ной моды.
В табл. 2.5 приведены основные ха-
рактеристики типового двухканально-
го DFB лазера, предназначенного для
коммерческого использования.
Согласно ITU, использование DFB
лазеров не устраняет эффектов диспер-
сии в системах с высокой скоростью
передачи из-за временного изменения
оптической частоты, так называемого
эффекта линейной частотной модуля-
ции. Требуемые вследствие этого запа-
сы зависят от структуры лазера, пара-
метров модуляции и формы волны.
Они могут вызывать значительные ис-
кажения в 1550 нм системах, основан-
ных на рекомендациях ITU-T
Rec.G.625 (п. 10) при гигабитовых ско-
ростях передачи данных, когда диспер-
сия волокна достаточно высока (напри-
мер, >20 пс/нм-км). ITU утверждает,
что DFB лазер с характеристиками,
при которых центральная мода не пре-
вышает 0.1 нм, будет иметь соотноше-
ние битовая скорость/расстояние боль-
ше 60 Гбит пс/км до того, как это
искажение начнет оказывать влияние
на функционирование системы. Для
обеспечения этих требований при муль-
типлексировании по длине волны в
недавнее время разработаны DFB ла-
Прямой ток, А
Рис. 2.13. Спектральные и вольт-
ватт-амперные характеристики DFB
зеры, которые имеют точность в пре-
делах +0.5 нм для всех длин волн, рекомендуемых ITU-T (диапазон
длин волн: от 1530 нм до 1565 нм с интервалом 100 ГГц - 0.8 нм). В
них для достижения мощности на выходе оптического волокна более 2
мВт и отношения затухания поляризации более 20 дБ используется
оптическое волокно PANDA, которое при минимальных потерях под-
держивает поляризацию. Примером таких LD являются модули серии
SD3F9P компании Anritsu, типовые характеристики которых на длине
волны, равной 1.55 мкм, приведены на рис. 2.13.
Для иллюстрации на рис. 2.14 дан общий вид конструктивного ис-
полнения источников оптического излучения компании Anritsu [40].
Основные параметры LD, подлежащие измерениям
Таким образом, в отличие от параметров LED в LD при измерении
зависимости выходной мощности от тока основным является определе-
146
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Рис. 2.14. Общий вид лазерных диодов компании Anritsu
ние значения порогового тока, так как оно определяет начало стимули-
рованной эмиссии лазера. Другим важным результатом измерения яв-
ляется определение коэффициента передачи. Здесь следует отметить,
что для исключения перегрева микросхемы вместо постоянного тока в
этом случае лучше использовать импульсное возбуждение. Полоса ча-
стот модуляции LD может быть определена так же, как и в LED, за
исключением того, что для выполнения измерений требуется соответ-
ствующее оборудование из-за значительно более высокой полосы про-
пускания LD. Центральная длина волны и количество мод должны
быть измерены при помощи анализатора оптического спектра. Этих
измерений обычно достаточно для использования LD в системах, ис-
пользующих модуляцию по интенсивности излучения с последующим
прямым детектированием. В ряде случаев может возникнуть необхо-
димость измерения ЛЧМ-импульса, рассматриваемого далее как не-
желательное смещение длины волны, вызванного модуляцией интен-
сивности, которое очень важно для обеспечения высокого уровня
функционирования систем, использующих LD и прямое детектирова-
ние сигнала. Для когерентных систем необходимы лазерные диоды, из-
лучающие одну длину волны (продольную моду). В этом случае особое
значение приобретают измерения ширины линии лазера интерферомет-
рическими методами.
Характеристики излучения лазерного диода в удаленной зоне могут
быть аппроксимированы эллиптической формой луча Гаусса, которая
связана с тем фактом, что излучающая область представляет собой длин-
ную полосу вместо идеального круга. Удаленное измерение, т. е. анализ
интенсивности на некотором расстоянии от излучающей области, по-
зволяет определить параметры луча Гаусса, которые в дальнейшем мо-
гут использоваться для подсчета эффективности соединения, особенно с
одномодовым волокном (см. раздел 2.5.).
2.1. Источники оптического излучения
147
2.1.4. Источники излучения, используемые
в измерительных целях
Одним из наиболее распространенных применений источников излуче-
ния является тестирование ВОЛС в полевых условиях, в связи с чем к
ним, помимо основных требований по стабильности длины волны и мощ-
ности излучения, предъявляются высокие требования к эксплуатаци-
онным характеристикам, таким, как малые габариты, простота исполь-
зования и, естественно, высокая надежность. На рис. 2.15 представлен
Таблица 2.6
Параметры LP-6150 LP-6250
Тип волокна мм SM
Тип излучателя LED Лазер
Центральная длина волны 850/1300 нм + 20 нм 1310/1550 нм ± 20 нм
Выходная мощность >-18 дБм (62.5 мкм волокно) -8 дБм
Модуляция CW или 2 кГц CW или 2 кГц
Ширина спектра излучения < 50 нм, < 125 нм FWHM < 5 нм RMS
Стабильность (8 часов) ± 0.1 дБ при 23" С + 0.1 дБ при 23'С
общий вид одного из наиболее распространенных источников LED и LD
излучения серии LP6000 компании GN Nettest, характеристики кото-
рого представлены в табл. 2.6. Достижение необходимых для данного
класса приборов метрологических характеристик в LP6000 осуществ-
ляется использованием высокоточной оптики и схем стабилизации ха-
рактеристик излучения.
В тех случаях, когда возникает необходимость в создании мощного
оптического излучения для измерительных целей, эффективным яв-
ляется использование EDFA, генерирующих
усиленную спонтанную эмиссию. Такое излу-
чение в сто раз интенсивнее излучения ELED и
в десять тысяч раз сильнее источника белого све-
та, что делает его идеальным источником для
измерения характеристик компонентов с высо-
кими потерями (такими, как перекрестные по-
мехи или оптическая развязка). Принцип дей-
ствия таких источников основан на возбуждении
эрбиевого волокна лазером накачки, излучение
которого модулируется от внешнего генератора,
позволяя тем самым осуществлять контроль
включения/выключения лазера или частотной
модуляции до 300 Гц с применением техноло-
гии захвата (синхронного действия). Стандарт-
Рис. 2.15. Источник излуче-
ния серии LP6000 компании
GN Nettest
148
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
ный оптический изолятор защи-
щает активное волокно от обрат-
ных отражений тестируемого ус-
тройства, что значительно
повышает стабильность источни-
ка, а установка на выходе поля-
ризатора позволяет регулировать
характер поляризации выходно- Рис- 2-16- Схема источника излучения на оптиче-
тт ском усилителе
го излучения. Примером такого
источника может служить HP
83438А (рис. 2.16) компании Hewlett Packard [41].
Источник с расширенной полосой частот, как правило, реализуется на
основе LED с торцевым излучением EELED, который обеспечивает более
чем в сто раз большую концентрацию мощности в одномодовом волокне,
чем обычный светодиод и источник белого света. Такой источник излуче-
Рис. 2.17. Схема источника излучения на четырех EELED
ния, как, например, HP 83437А (BBLS), может включать до четырех
EELED [42] с пятью доступными длинами волн в диапазоне от 1200 до
1650 нм, а также возможностью коммутации и модулирования выходно-
го излучения TTL сигналом (рис. 2.17). Для минимизации потерь объе-
динения оптических сигналов в данном устройстве используются либо
зависящие, либо не зависящие от длины волны соединители, а допол-
нительный изолятор и расположенный под углом коннектор выходного
оптического разъема способствуют увеличению возвратных потерь ин-
струмента при его применении для чувствительных к отражениям из-
мерений.
Дифракционная Антиотражательное
решетка покрытие
Рис. 2.18. Схема перестраиваемого ECL источника излучения
2.2. Приемники оптического излучения
149
Особое место среди лазеров занимают лазерные диоды с внешним
резонатором (ЕС лазеры), в которых на торец или торцы структуры
наносится специальное антиотражательное покрытие, а одно или два
зеркала располагаются за пределами противоположных сторон актив-
ной области (рис. 2.18).
Выполнив зеркало в виде дифракционной решетки с переменным уго-
ном наклона, возможно варьировать длину волны излучения в доста-
точных для практического применения пределах, достигающих поряд-
ка 30 нм. Это позволяет использовать такие лазеры как в измерительных
целях, так и в WDM системах.
2.2. ПРИЕМНИКИ ОПТИЧЕСКОГО ИЗЛУЧЕНИЯ
Одним из базовых компонентов волоконной оптики, посредством которых
осуществляется регистрация оптического излучения, являются приемники
оптического излучения. Последние выполнены на основе фоточувствитель-
ных полупроводниковых элементов, использующих явление фотопрово-
димости (внутреннего фотоэффекта), которое заключается в увеличении
электропроводности при возбуждении светом носителей валентной зоны и
зоны проводимости полупроводника. По механизму возбуждения носите-
лей различают собственную и несобственную фотопроводимость.
Механизм собственной фотопроводимости показан на рис. 2.19. Если
энергия квантов света выше ширины запрещенной зоны, то электроны из
валентной зоны переходят в зону проводимости, увеличивая концентра-
цию носителей, т. е. электропроводность полупроводника. Фотопроводи-
мость проявляется только под воздействи-
ем излучения с энергией, превышающей
ширину запрещенной зоны вещества. При
несобственной фотопроводимости электро-
ны и дырки, захваченные локальными
уровнями в запрещенной зоне, под дей-
ствием света перемещаются соответствен-
но в валентную зону и зону проводимости.
Явление несобственной фотопроводимости
позволяет создавать приборы, чувствитель-
ные в области инфракрасного излучения,
причем, подбирая примеси, можно уста-
новить необходимую для них спектраль-
ную чувствительность.
Фотопроводимость зависит от заряда,
времени жизни, подвижности и создан-
ной светом за единицу времени концен-
трации носителей, причем для обеспече-
ния высокой фотопроводимости вещества
необходима высокая подвижность и про-
Рис. 2.19. Принцип действия PIN дио-
да и его диаграмма энергетических
уровней
150
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
должительное время жизни носителей. Созданные на основе эффекта
фотопроводимости фоторезисторы, из-за значительной инерционности
в волоконной оптике практически не применяются.
Лучшими характеристиками по сравнению с фоторезисторами обла-
дают структуры полупроводников с р-n переходами той или иной топо-
логии, так называемые PIN и APD фотодиоды и фототранзисторы.
2.2.1. PIN фотодиод , к ?
В общем случае любой фотодиод является преобразователем оптическо-
го излучения в электрический сигнал, который основан на физических
процессах, происходящих в р-n переходе. Поэтому, когда отсутствует
внешнее электрическое поле, в области р-n перехода существует внут-
реннее электрическое поле, препятствующее движению носителей. При
облучении перехода светом с энергией квантов, превышающей ширину
запрещенной зоны, возникают электронно-дырочные пары, диффунди-
рующие в область перехода. Там они разделяются внутренним полем,
причем электроны перемещаются в n-область, а дырки — в р-область,
генерируя тем самым ЭДС за счет фотовольтаического эффекта.
Аналогичный процесс можно наблюдать, если включить р-n переход в
электрическую цепь и подать на него обратное напряжение. В этом слу-
чае в области перехода возникнет обедненный слой, в котором действует
значительное электрическое поле, а носители заряда отсутствуют. При
освещении диода возникшие в этой области носители разделяются и ус-
коряются полем таким образом, что электроны движутся в n-слой, а дырки
в p-слой, создавая в результате этого ток, протекающий во внешней цепи
р-n структуры (рис. 2.19). Из-за диффузионного движения носителей вне
обедненного слоя обычные фотодиоды из германия и кремния характе-
ризуются спадом частотной характеристики уже при нескольких десят-
ках килогерц. Снизить влияние диффузионного движения носителей и,
следовательно, улучшить характеристики диода можно, увеличив тол-
щину обедненного слоя и напряжение смещения, но в таком случае сни-
жается напряженность электрического поля. Для устранения этого недо-
статка создана p-i-n структура фотодиода — PIN фотодиод.
На сегодняшний день PIN фотодиод, в дальнейшем PIN диод, явля-
ется наиболее распространенным типом детектора оптического излуче-
ния, что объясняется простотой его производства и использования, до-
статочно высокой временной и температурной стабильностью и широкой
полосой рабочих частот. Основным отличием данного типа диодов от
обычных диодов с р-n переходами является наличие между сильнолеги-
рованными р+ и п+ слоями полупроводника так называемого i-слоя, ко-
торый представляет собой слаболегированный полупроводник п-типа
толщиной несколько десятков микрометров (рис. 2.20). Ввиду отсут-
ствия в i-слое свободных носителей его иногда называют обедненным
слоем. Так как сильное легирование слоев увеличивает проводимость
этих слоев, внешняя разность потенциалов, приложенная к р+ и п+ сло-
ям, создает в i-слое градиент электрического поля. При подаче на p-i-n
2.2. Приемники оптического излучения
151
Рис. 2.20. Типовые меза InGaAs и планарная Si структуры PIN диодов
структуру напряжения обратной полярности из-за того, что в i-слое нет
свободных носителей, данный слой поляризуется, и через нагрузку про-
текает постоянный ток 1т малого уровня, который носит название тем-
нового тока. Значение этого тока определяется параметрами материала
полупроводника, топологией p-i-n структуры и температурой окружаю-
щей среды. При воздействии на i-слой внешним излучением в нем обра-
зуются свободные электронно-дырочные пары, которые быстро разде-
ляются и, ускоряясь приложенным электрическим полем, двигаются к
электродам в противоположных направлениях, создавая во внешней цепи
диода электрический ток Iph.
Так как энергия фотона обратно пропорциональна 2, идеальный фо-
тодиод с невысокой степенью рекомбинации, генерируя одну электрон-
но-дырочную пару на фотон, обусловливает пропорциональную длине
волны чувствительность к оптическому излучению. При верхней крити-
Рис. 2.21. Зависимость чувствительности PIN диода
от длины волны оптического излучения
152
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
ной энергетической зоны, вызывая тем самым более или менее резкое
падение чувствительности фотодиода. Очевидно, что в зависимости от
уровня запрещенной зоны материала, из которого выполнен фртодиод,
различаются и его спектральные характеристики (рис. 2.21). Так, наибо-
лее часто используемым материалом в области, близкой к инфракрасной
(850 нм), является Si, тогда как Ge, InGaAs или InGaAsP используются
для длин волн, превышающих 1 мкм (табл. 2.7). При этом верхняя кри-
тическая длина волны соединения InGaAsP может варьироваться в зави-
Таблица 2.7 симости от процентного содер- жания его компонентов, причем
Тип и состав материала Запрещенная энергетическая зона, эВ Верхняя критическая длина волны, мкм более широкому диапазону длин волн InGaAs детекторов (по сравнению с InGaAsP детекто- рами) сопутствует и более вы- сокий темновой ток. Теоретичес- ки верхняя критическая длина волны германия равна 1.85 мкм,
Si 1.11 1.12
InGaAsP 0.89 1.4
InGaAs 0.77 1.6
Ge 0.67 1.4
в то время как на практике она не превышает 1.4 мкм. Это рас-
хождение возникает вследствие более сложной структуры энергетичес-
ких зон в германии и поглощения определенной части энергии фотона
из-за вибраций кристаллической решетки.
Обычно PIN диоды на большую длину волны выполняют из Ge, InGaAs
или InGaAsP с поглощающим уровнем, имеющим наименьшую запрещен-
ную энергетическую зону, что исключает процессы поглощения в прилега-
ющих уровнях. Для снижения отражений в этих структурах обычно ис-
пользуется нитрид кремния, служащий антиотражательным покрытием.
Как следует из выходных характеристик (рис. 2.22) типичного PIN
диода, он может работать в двух режимах: фотопроводящем и фотоэлек-
Рис. 2.22. Электрические характеристики PIN диода1
2.2. Приемники оптического излучения
153
трическом. Это свойство диода отражает модель, приведенная на рис. 2.23,
в соответствии с которой можно вывести следующие уравнения [8]
iph
Io=Im exp(^/^z)
(2.16)
где у — токовая чувствительность, A/Вт; Р(Л) — падающая оптичес-
кая мощность, Вт; Ц и 1т — диффузионный и темновой ток, измерен-
ный при обратном смещении диода, соответственно, А; Vt и Vt — паде-
ние напряжения на фотодиоде и температурное напряжение,
К, =кТ/е- 26 мВ при 300 К, соответственно; £=1.38 1023 Дж-К1 — по-
стоянная Больцмана; е=1.61019 К — заряд электрона.
Фотоэлектрический режим подразуме-
вает работу в правом квадранте без не-
обходимости использования источника
напряжения, причем линия 1 на графи-
ке отражает подключение к диоду рези-
стора сопротивлением 100 кОм. Так как
в отсутствие света в этом режиме тока
нет, такой режим привлекателен для об-
наружения слабых оптических сигналов. „ „ „„ „
V, „ Рис. 2.23. Модель PIN диода
В соответствии с приведенной моде-
лью фототок Iph определяется внутренним сопротивлением Rs диода,
которое для кремниевого фотодиода диаметром 1 мм обычно составляет
50 Ом, а напряжение на его выходе в отсутствие сопротивления нагруз-
ки равно логарифму входной оптической мощности
Р = Р,1п(1 + уР(Я)/7т). (2-17)
В типовом измерителе мощности диод управляет виртуальным вхо-
дом операционного усилителя, поэтому сопротивление диода Rd можно
принять равным >.j ~
(2-18)
что при учете напряжения смещения нуля на выходе усилителя создает
выходное напряжение даже в отсутствие входной оптической мощнос-
ти. Хуже того, Rd сильно зависит от температуры (из-за зависимости
1т от температуры), что делает компенсацию смещения достаточно слож-
ной задачей.
Обычно в фотоэлектрическом режиме, когда р-n переход смещен в
обратном направлении, PIN диод отличается высокой линейностью в
пределах более чем 6 декад оптической мощности, при дальнейшем
увеличении которой падение напряжения на резистор Rs начинает ог-
раничивать фототок. Нелинейность обычно начинается на уровне мощ-
ности 1 мВт и зависит от типа диода и площади его активной области.
Основным недостатком фотоэлектрического режима является малая
полоса пропускания ввиду большой емкости соединений.
В фотопроводящем режиме используется источник напряжения, кото-
рый значительно уменьшает емкость связи и, следовательно, увеличива-
154
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
ет полосу пропускания, од- нако при этом, к сожалению, происходит генерация тем- нового тока, что приводит к возникновению проблем при измерении оптической мощ- ности низкого уровня. По этой причине Ge и InGaAs Таблица 2.8
Тип и состав материала Темновой ток, при 25’С Темновой ток удваивается каждые
S1 5 нА тс
Ge 12 мкА 8’С
InGaAs 12 мкА Ю’С
InGaAsP 6 мкА Ю’С
диоды выполняют с актив-
ними областями очень малых размеров, диаметр которых обычно состав-
ляет 0.1—0.2 мм. Аналитически темновой ток описывается экспоненци-
альной зависимостью от температуры (табл. 2.8). Из-за наличия темнового
тока данный режим обеспечивает меньшую чувствительность по срав-
нению с фотоэлектрическим режимом, но обладает высокой линейнос-
тью до более высоких уровней мощности, так как падение напряжения
на 7?Л. не оказывает влияния. Линия 2 на приведенном графике пред-
ставляет смещение в 1 В при нагрузочном резисторе сопротивлением
100 кОм.
Наибольшую проблему измерений представляет оценка полосы про-
пускания PIN диодов, обычно используемых на скоростях передачи дан-
ных, превышающих 5 Гбит/с, а также то, что лазерные диоды с боль-
шой полосой пропускания достаточно трудно получить. С этой целью
используются три метода:
1. Тестирование во временной области длительностью импульса, рав-
ной пикосекунде, создаваемого либо первым релаксационным колеба-
нием лазера, либо блокировкой мод.
2. Тестирование в частотной области с использованием сетевого ана-
лизатора и лазерного диода с большой полосой пропускания.
3. Генерирование в PIN диоде синусоидального электрического тока
во много гигагерц путем двух лазеров с внешним резонатором на повер-
хности диода, аналогично когерентному обнаружению. Этот метод иногда
называют двухтональным (двухчастотным), и он требует источников
излучения с очень высокой стабильностью частоты и узкой спектраль-
ной полосой пропускания.
2.2.2. APD фотодиод
Вследствие присущего APD диодам усиления они имеют более высокую
чувствительность, чем PIN диоды, что делает их более привлекательны-
ми для использования в коммуникационных приемниках. Основное от-
личие APD фотодиодов от рассмотренных PIN диодов, имеющих p+-i-n+
структуру, заключается в наличии дополнительного p-слоя. При этом
создается p+-i-p-n+ структура с таким профилем распределения легирую-
щих примесей, при котором наибольшая напряженность электрического
поля имеет место в p-слое, обеспечивая тем самым наименьшую проводи-
мость этого слоя. По этой причине обратное смещение в APD диодах
столь велико, что обедненный слой увеличивается до размеров i-слоя, не
2.2. Приемники оптического излучения
155
снижая, а даже увеличивая напряженность электрического поля. В свя-
зи с этим электронно-дырочные пары, созданные светом, разделяются и
ускоряются этим полем в обедненном слое, получая энергию, достаточ-
ную для ионизации атомов кристалла. Сталкиваясь с нейтральными ато-
мами, носители вызывают возрастающее в геометрической прогрессии
возникновение электронов и дырок, так называемый лавинный эффект.
При воздействии света на i-слой, создаваемые электронно-дырочные
пары из-за имеющегося электрического поля разделяются и движутся
к соответствующим полюсам, попадая предварительно в p-слой. Учиты-
вая, что электрическое поле в данном слое намного выше, их ускорение
возрастает, позволяя накопить такую энергию, которая становится дос-
таточной для возбуждения (генерирования) дополнительных электро-
нов и перехода их из валентной зоны в зону проводимости. Этот про-
цесс носит название умножения первичного фототока.
В кремниевых APD диодах (рис. 2.24) последовательность слоев обыч-
но следующая: п+-р-р~-р+. Высоколегированные слои п+ и р+ представля-
ют собой контактные области, а p-зона с почти собственной проводимос-
тью формирует поглощающий слой. Зону усиления определяет пик
электрического поля на стыке п+/р слоев, а защитные кольца предотвра-
щают боковую утечку зарядов. Верхний слой из нитрида кремния (Si3N4),
так же, как и в PIN диодах, служит антиотражательным покрытием.
APD из арсенида галлия (рис. 2.24) обычно обладают двойной гетерострук-
турой, в которой поглощение происходит только в слое InGaAs, имеющем
Рис. 2.24. Структуры длинноволнового InGaAs и коротковолнового
Si APD диодов
наименьшую запретную энергетическую зону. Окружающие слои фосфида
индия (InP) имеют более высокие запретные энергетические зоны и, следова-
тельно, оказываются проницаемыми для фотонов. Слой промежуточной зап-
ретной энергетической зоны (InGaAsP) обеспечивает быстрое удаление поло-
жительных носителей (дырок) и, следовательно, увеличивает полосу
пропускания. Защитные кольца также предотвращают боковой прорыв. Эта
структура обозначается термином SAM, что означает “отдельное поглощение
и усиление”.
Предположим, что фотон входит в p-зону с верхней (или нижней)
стороны диода. Здесь энергия фотона поглощается, создавая электрон-
156
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
но-дырочную пару путем перехода электрона из валентной зоны с ма-
лой энергией в зону проводимости с высокой энергией. Электрон пере-
мещается по направлению к положительно заряженному контакту коль-
ца. Когда он достигает зоны сильного электрического поля на р-п
переходе создается ударной ионизацией дополнительная электронно-
дырочная пара и начинается лавинный процесс, который приводит к
увеличению числа носителей.
Каждый электрон статистически генерирует м новых электронов,
создавая общий фототок [4]
<4=W), (2.19)
где 5R - уМ - чувствительность фотодиода; у - чувствительность без уси-
ления, A/Вт; м — коэффициент усиления; Р(Л) — мощность излуче-
ния, Вт. В технических данных обычно дается либо непосредственно
у х М в A/Вт, либо у -и. м , либо квантовая эффективность г) и м , где
квантовая эффективность г) = Ne / Nph определяется отношением ко-
личества Ne рожденных в единицу времени электронов при падении на
активную поверхность диода Nph фотонов.
При Л/ = 1 > между чувствительностью и квантовой эффективностью
существует простая связь
еА
5R = Z= . - (2.20)
ПС
где h =6.63 1034 Дж сек — постоянная Планка; с=3108 м сек1 — ско-
рость света.
На основании зависимостей т/(Л) различных полупроводниковых ма-
териалов данное выражение позволяет легко оценить значения чувстви-
тельности фотодиодов на их основе. С учетом констант последнее выра-
жение принимает вид у = О.8Л77, в связи с чем ток фотодиода окончательно
равен [4]
Iph=Q>.^M{V}P{X}, (2.21)
при этом М(и) в области пробивного напряжения определяется эмпи-
рически, как
wW'i-(rkr’; ,2-22)
где V и Vnp- напряжение смещения и напряжение пробоя, соответствен-
но; п < 1 — коэффициент. Обычно напряжение пробоя соответствует мак-
симально допустимому обратному напряжению, превышение которого
может привести к пробою р-n перехода и разрушению фотодиода.
Вследствие сильной зависимости м от внешнего напряжения (табл. 2.9)
и его снижения от температуры достичь стабильного усиления достаточ-
но трудно. Типовой компромисс между усилением и стабильностью обычно
достигается при напряжении смещения, равном 0.95. Однако даже в
этом случае требуется стабилизация и по температуре, и по напряжению.
Помимо этого APD характеризуются нелинейностью, зависящей от со-
противления нагрузочного резистора, а также нелинейностью при нуле-
2.2. Приемники оптического излучения
157
вом нагрузочном резисторе, за пре-
делами которого показатель усиле-
ния уменьшается по мере увеличе-
ния тока, что вызвано локальным
нагревом мест сочленения. Наличие
усиления, естественно, приводит к
увеличению темнового тока, а допол-
нительные поверхностные токи
(токи утечки) из-за высокого напря-
жения смещения вызывают допол-
нительный шум, ограничивая тем
Таблица 2.9
Тип и состав материала Si Ge InGaAs
Напряжение смещения, В 300 30 80
Обратный ток, нА 1-10 1000 100
Фактор усиления М 100 20 15
Максимальное значение М 100 40 40
самым пороговую чувствительность
APD диодов.
Зависимость чувствительности APD, выполненных из различных ма-
териалов, от длины волны (рис. 2.25) имеет характер, аналогичный PIN
диодам, поэтому кремниевые APD целесообразно использовать для всех
длин волн ниже 900 нм, а германиевые или InGaAs следует использо-
вать при 1300 и 1550 нм. Вследствие более низкого темнового тока
InGaAs APD диоды отличаются меньшими шумами по сравнению с гер-
маниевыми. Очень часто частотные характеристики APD определяются
в терминах полосы пропускания усиления, т. е. частоты, при которой
М уменьшается до единицы. Конечно, в этом случае полоса пропуска-
ния усиления может достигать многих ГГц, в то время как типовое
значение полосы частот на уровне 3 дБ достигает 1 ГГц. Обычно пре-
дельная частота определяется как частота модуляции, при которой чув-
ствительность фотодиода составляет 0.707 от чувствительности при ниж-
ней частоте модуляции.
Рис. 2.25. Зависимость чувствительности APD диода от
длины волны оптического излучения
158
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
2.2.2.1. Эквивалентная мощность шумов
Шумы оптических приемников и систем передач часто выражаются в
виде эквивалентной мощности оптических шумов (NEP), которая явля-
ется критерием обнаружения пороговой (наименьшей) оптической мощ-
ности в данной полосе частот.
Пусть оптический приемник даже без оптического входа имеет неко-
торое выходное шумовое напряжение. Тогда можно предположить, что
это напряжение генерируется бесшумным приемником, оптический вход
которого управляется фиктивной оптической мощностью NEP. В этом
случае NEP и выходное шумовое напряжение оптического приемника
соотносятся между собой следующим образом:
Vo2{RMS} = NEP2r2R2Bn, (2.23)
где Y — чувствительность фотодиода; Rt — управляемый током резис-
тор усилителя; Вп - эквивалентная полоса шумов — полоса частот изме-
рителя (например, анализатора спектра).
Переходя к параметрам чувствительности и токов фотодиода, окон-
чательно
NEP = y~'<i2n >'12, (2.24)
причем при нулевом смещении
NEP = Г(4аВ„ 1т)''2 = у<4кТВ„ /R.}'12,
а при наличии обратного смещения NEP = Y ~' (2еВп/т)>/2
Преимущество использования NEP модели заключается в том, что
она позволяет рассчитать отношение сигнал/шум по среднему значе-
нию мощности на входе приемника Р(Л), как [8]
57W? = 101og(P(2)/A«P). (2.25)
Таким образом, без учета постоянной оптической мощности NEP оп-
ределяется среднеквадратичным значением и измеряется в ваттах, а
так как для измерения NEP частоиспользуется анализатор спектра, ее
значение иногда дается в Вт / -/Гц .
2.2.2.2. Шумы фотодиодов
Основным источником шумов в PIN диодах является дробовой шум, ко-
торый вызван статистическими процессами, проходящими в р-n перехо-
дах, и тесно связан с характером поступления фотонов на детектор. Су-
ществует несколько механизмов, вносящих вклад в общий ток I, создавая
шумовой ток, усреднение которого во времени обозначим скобками о
<i2>=2eIBlt. (2.26)
С использованием модели источников шумов (рис. 2.26) заменим I
суммой токов без учета их направления
</„2>=2е5„{д| + |7т| + |/()|), (2.27)
где I, = /Р(2), 1т и Ц = Im ехр(- V / V,) — ток, вызванный оптическим
излучением, темновой ток и диффузионный ток, вызванный внешним
напряжением, соответственно; Y — чувствительность, A/Вт; V и V, —
2.2. Приемники оптического излучения
159
прилагаемое напряжение и напряжение, зависящее от температуры,
JZ = кТ!е = 26 мВ при 300 К.
Можно выделить два случая:
1. Режим с нулевым смещением, использу- .------*----♦-----
емый в основном в измерителях оптической ls | lm| J
мощности, поэтому в этом случае наиболее важ-
ным является обеспечение наименьшего тока
в отсутствие света на фотодиоде, а полоса про-
пускания не имеет существенного значения.
В этом режиме постоянный ток смещения, выз- „ „ ,
„ Рис. 2.26. Модель источников
ванный внешним напряжением, равен нулю,
г _ r r J шумов PIN и APD диодов
так как 1 m и 1д взаимно исключают друг дру-
га, однако они не исключают друг друга в отношении шумов, поэтому
< /„2 >= 2еВп (|/и | +141) = = 4кТВ„ /Rd , (2.28)
где Rd = кТ /(elm ) = Р, / /т — дифференциальное сопротивление фотоди-
ода при нулевом смещении.
Таким образом, согласно приведенному уравнению, в этом режиме ток
шумов фотодиода определяется шумами чисто активного резистора Rd.
2. Режим обратного смещения используется в большинстве оптичес-
ких приемников, где наиболее важным параметром является полоса
пропускания, а токи смещения не играют роли. С учетом предположе-
ния об отсутствии света 1д = 0 среднеквадратичный уровень токовых
шумов в этом случае равен
<i2>=2eBnIm (2.29)
и составляет только половину такового в режиме с нулевым смещени-
ем. Однако это справедливо, только если темновой ток при обратном
смещении равен току, который определяется Rd при нулевом напряже-
нии, что не всегда справедливо.
В последнем случае шум, вызванный током сигнала, может быть зна-
чительным, что приводит к уменьшению отношения сигнал/шум при-
емного устройства в целом.
Некоторые типовые характеристики PIN диодов при температуре 25°С
приведены в табл. 2.10, при этом для точного сравнения темновой ток дол-
жен быть масштабирован с учетом площади активной области, тогда как
NEP должен быть масштабирован с учетом диаметра активной области.
Дробовой шум существует также и в APD фотодиодах, причем как и в
PIN диодах, любой механизм протекания тока приводит к увеличению
Таблица 2.10
Тип и состав материала Si Ge InGaAs
Диаметр активной области, мм 1.0 0.2 0.1
Темновой ток, нА 5 500 60
NEP 81014 (800 нм) 1 1012 (1300 нм) 31013 (1300 нм)
160
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
общего шума. Однако в отличие от PIN диодов в APD диодах током 1й
можно пренебречь, потому что данные диоды всегда работают при доста-
точно высоком напряжении. В то же время высокое приложение напря-
жения на APD диодах может привести к возникновению тока утечки 1у .
Наличие лавинного процесса в APD вызывает усиление фототока, и
как следствие, увеличение токового шума, который возрастает не в
раз, а в M2F(M) раз, где F(M) называется фактором избыточного
шума. Поэтому, учитывая, что усиленные токи создают избыточный
шум, для APD диодов можно записать
<z„2 >=2eBnI.M2F(M)+2eBnIy = 2eBn[(l, + I„.)MF(M)+Iy], (2.30)
где Io — исходный ток перед усилением; Is и Iт — ток, вызванный
сигналом, и темновой ток после усиления, соответственно; Iу — ток
утечки, который не подвергается усилению.
Значение F(M) обычно определяется при освещении диода таким
образом, чтобы созданный фототок был бы значительно больше темно-
вого тока и тока утечки, при этом полученное на нагрузочном резисторе
напряжение шумов измеряется либо с помощью среднеквадратичного
вольтметра, либо посредством анализатора спектра электрических сиг-
налов. Наконец, F(M) можно определить из приведенного уравнения,
используя известное значение Вп для системы измерения.
В области пробоя F(M} приблизительно равно
F>(M) = Ma, (2.31)
где « = 0.2-0.5 Для кремниевых диодов, 0.9 - 1 для германиевых и
0.7—0.8 для InGaAs диодов
Как и в случае с PIN диодами, шум APD диодов может быть выражен
эквивалентной оптической мощностью шумов. Для этого установим
Is = 0 , тогда
NEP = ~<i2 >'П, (2.32)
Vi
= + (2.33)
где значение Im / М идентично исходному (до усиления) темновому току
PIN диода.
Теперь, пренебрегая 1у и сравнивая NEP APD и PIN диодов, можно
заключить, что NEP APD диода выше NEP PIN диода в ^F{M)pa3.
Тогда, если это верно, каково же преимущество использования APD?
Сущность вопроса кроется в том, что фотодиод всегда управляет актив-
ным резистором и при использовании APD, отличающегося усилением,
шумовой вклад резистора снижается, так как при одинаковом уровне
полезного сигнала его сопротивление может иметь меньшее значение
по сравнению с сопротивлением нагрузочного резистора PIN диода. При
грамотном проектировании это приводит к более низкому значению NEP
всего приемника по сравнению с NEP приемника на PIN диоде.
Типовые данные коммерческих APD при 25°С в точке смещения, реко-
мендованной производителем (приблизительно 0.9 х Vnp), приведены в
2.2. Приемники оптического излучения
161
Таблица 2.11
Тип и состав материала Si Ge InGaAs
Диаметр активной области, мм 0.8 0.1 0.05
Темновой ток, нА 150 500 23
Коэффициент усиления, М 100 18 13
Показатель степени 0.30 0.95 0.75
Расчетные значения NEP 81 10-15 (850 нм) 48010-15(1300 нм) 76-10-15 (1300 нм)
табл. 2.11. Здесь для четкого сравнения темновой ток должен масштаби-
роваться с учетом активной области, тогда как МЕР — по ее диаметру.
Помимо рассмотренных характеристик при выборе фотодиода и раз-
работке оптоэлектронных приемных устройств необходимо учитывать
также их температурные и временные характеристики.
Температурная зависимость параметров фотодиодов в первую очередь
связана с температурной зависимостью квантовой эффективности матери-
ала, из которого выполнен фотодиод, и поэтому имеет довольно разнооб-
разный и сложный характер. Так, например, на рис. 2.27 показана зави-
симость относительного процентного изменения квантовой эффективности
кремниевого фотодиода при увеличении температуры на ГС. Из приведен-
Рис. 2.27. Относительное изменение квантовой
эффективности при изменении температуры на
ГС для разных длин волн
ного графика видно, что при определенных условиях — длине световой
волны, равной приблизительно 580 нм, квантовая эффективность не зави-
сит от температуры, а при отклонении длины волны в сторону меньших и
больших значений температурная зависимость меняет знак. В то же вре-
мя при больших длинах волн имеет место особая область, в которой на-
блюдается снижение зависимости квантовой эффективности от температу-
ры, достигая минимального значения при Х®900 нм. Это подтверждает
целесообразность использования кремниевых фотодиодов в области длин
волн ниже 900 мкм.
6-537
162
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Рис. 2.28. Относительное изменение
темнового тока от температуры
Рис. 2.29. Типовая схема оптического
приемника с автоматической регулиров-
кой усиления и компенсацией темпера-
турного дрейфа
Другим фактором, определяющим I
температурную зависимость фотоди-
одов, является экспоненциальное уве-
личение темнового тока с возрастани-
ем температуры окружающей среды,
что связано с соответствующим рос-
том в полупроводнике термически
возбужденных электронно-дырочных
пар. Характерная зависимость темно-
вого тока от температуры приведена
на рис. 2.28, из которой видно, что
для снижения зависимости темново-
го тока от температуры фотодиод не-
обходимо либо термостабилизировать,
либо вводить соответствующее компен-
сирующее воздействие.
На рис. 2.29 представлена типовая
схема оптического приемного устрой-
ства, в которой полезный сигнал (па-
дение напряжения на резисторе Rs)
усиливается по переменному току пре-
дусилителем РА, а снижение влияния
температуры и изменение чувствитель-
ности фотодиода FD достигаются ав-
томатической регулировкой усиления
и компенсацией температурного дрей-
фа. Последние осуществляются путем
управления источником смещения
BIAS и усилением усилителя А цепью
автоматического регулирования AGC.
В табл. 2.12 приведено краткое сравнение чувствительности диодов,
где средняя оптическая мощность на входе приемника выражена в дБм,
a BER = 1 х 10-9 [43].
Динамические свойства фотодиода характеризуют такие параметры,
как время нарастания тн и спада тс выходного сигнала от 0.1 до 0.9 и
с 0.9 до 0.1 уровня установившегося максимального значения, соответ-
ственно, и измеряются при подаче на вход импульсов света прямоу-
гольной формы длительностью, значительно превышающей тн и тс.
Наибольшее из полученных значений тн и тс берется в качестве ди-
намической характеристики фотоприемника, называемой временем от-
клика тг на вызвавшее его воздействие. Типовое значение времени от-
клика для PIN диодов находится в пределах 0.01 — 5.0 нс, в то время
как для APD диодов оно составляет 0.1 — 1.0 нс. Однако здесь следует
учитывать тот факт, что уменьшение сопротивления нагрузочного ре-
зистора ведет к повышению быстродействия APD приемного устройства
в целом, поэтому при правильно спроектированном APD приемном уст-
ройстве его быстродействие может оказаться выше быстродействия ус-
тройства с PIN диодами.
к
2.2. Приемники оптического излучения
163
Таблица 2.12
Битовая скорость (Мбит/с) InGaAs PIN InGaAs SAM/SAGMs APD Ge APD InGaAs фотопроводник
1.3 мкм 1.55 мкм 1.3 мкм 1.55 мкм 1.3 мкм 1.55 мкм 1.3 мкм 1.55 мкм
34 -52.5 -46 -55.8
45 -49.9 -51.7 -51.9
100 -40.5
140 -46 -45.2 -49.3
274 -43 -45 -38.7 -36
320 -43.5
420 -43 -41.5
450 -42.5 -39.5 -40.5
565 -33
650 -36
1000 -38 -37.5 -28 -34.4
1200 -33.2 -36.5
1800 -31.3 -30.1
2000 -36.6 -31 -28.8
4000 -32.6
Основные параметры фотодиодов, подлежащие измерениям
К основным характеристикам FD, определяемым типом фотодиода,
относятся такие параметры, как спектральная чувствительность, поло-
са пропускания, коэффициент усиления (для APD), темновой ток, NEP
и избыточный шум.
Спектральная чувствительность фотодиода — это отношение гене-
рируемого тока к входной мощности оптического излучения, причем чув-
ствительность PIN и APD фотодиодов в значительной степени зависит от
длины волны. В связи с этим определение чувствительности должно про-
водиться на различных калиброванных длинах волн. При использова-
нии APD приложенное к нему высокое напряжение вызывает умноже-
ние количества генерированных носителей, что приводит к эффекту
усиления, значение которого определяется аналогичным образом.
Полоса пропускания (демодуляции) фотодиода может быть определе-
на с помощью лазерного источника гармонических колебаний, а лучше
всего с помощью электрического анализатора спектра с электронно-оп-
тическим преобразованием сигнала генератора. Более сложным из-за
ограниченной полосы пропускания модуляции лазерных диодов явля-
ется измерение детекторов с полосой пропускания, равной нескольким
ГГц. Единственно возможным решением является внешняя модуляция
LD при помощи модулятора и смешения двух лучей лазерных диодов с
узкой шириной линии посредством нелинейного электрического преоб-
164
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
разования поле-ток тестируемого детектора. В этом случае частота гене-
рируемого фототока будет равна разности двух используемых оптичес-
ких частот.
Очень важной характеристикой фотодиода является эквивалентная
мощность шума (NEP) из-за ее влияния на предельную чувствитель-
ность приемника. В идеале NEP пропорциональна квадратному корню
темнового тока, что и позволяет выполнять ее измерение. Более точным
является измерение, проводимое при помощи электрического анализато-
ра спектра для того, чтобы охарактеризовать спектральную плотность
NEP. В APD фактор дополнительного шума вызывается процессом умно-
жения и может быть измерен при помощи того же анализатора спектра.
2.3. МОДУЛЯТОРЫ И ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ ОПТИЧЕСКИХ
СИГНАЛОВ
Одной из важнейших задач волоконной оптики в связи является задача
модулирования оптических сигналов, которая решается одноименными
устройствами, использующими различные физические эффекты. Ниже
будут рассмотрены базовые методы модуляции, основанные на непосред-
ственной модуляции источника излучения управлением тока накачки
лазера и внутренней модуляцией, использованием акустооптических и
электрооптических эффектов, а также интерферометра Маха—Цендера.
2.3.1. Непосредственная модуляция источника излучения
Как известно, одним из основных методов модуляции оптического излу-
чения является управление током накачки источников лазерного излу-
чения, что требует обеспечения стабильности рабочей точки и снижения
влияния нелинейной зависимости мощности излучения от тока через из-
лучатель (нелинейности ватт-амперной характеристики). Так как дан-
ные факторы затрудняют достижение высоких метрологических харак-
теристик устройств, использующих метод непосредственной модуляции
источника излучения, рассмотрим пути устранения этих недостатков по-
строением модулятора на основе управляемых источников оптического
излучения (УИОИ). Последние могут быть выполнены по принципу ста-
билизации мощности оптического излучения введением отрицательной
обратной связи (ООС) по излучению и самонастройки. При этом все они
построены по принципу непрерывного сравнения входного сигнала с вы-
ходным сигналом, который предварительно преобразован в сигнал, одно-
родный входному [44].
Согласно структурной схеме УИОИ с ООС по излучению (рис. 2.30),
входной сигнал U, поступает через выпрямитель (В) на один из вхо-
дов вычитающего устройства (ВУ) и затем на управляемый источник
тока (УИТ), к выходу которого подключен источник излучения LD. При
2.3. Модуляторы и переключатели оптических сигналов
165
этом управляющим сигналом для
УИТ является разность выпрямлен-
ного входного сигнала Ut и сигнала
обратной связи U2 Последний фор-
мируется фотоприемником ФП, кото-
рый воспринимает часть полезного
светового потока, излучаемого LD, и
подается на инвертирующий вход усилителя. Оптическая связь ФП с
LD может быть осуществлена светоделительной пластиной, сферичес-
U,п вГр-1 ФП 'г-пгоГЬ i
I—«I уит
Рис. 2.30. Структурная схема УИОИ с отри-
цательной обратной связью по излучению
ким зеркалом с отверстием для вывода полезного излучения и оптичес-
ким коллектором (ОК). Для данной схемы можно показать, что коэф-
фициент передачи будет определяться известным выражением
К = К'^ + 0К), (2.34)
где K' = P'IUinp и р’, соответственно, коэффициент передачи и мощ-
ность излучения, без обратной связи. .<. •
Из данного выражения вид-
но, что для получения высокой
стабильности необходимо
иметь максимальное значение
РК', однако, как показано в
[45], достижение высокой ста-
бильности ограничивается
дрейфами темнового тока фо-
тодиода и дрейфом усилителя
тока фотодиода.
Другой путь стабилизации
Рис. 2.31. Структурная схема
самонастраивающегося УИОИ
излучения заключается в ис-
пользовании принципа самона-
стройки УИОИ (рис. 2.31), ос-
нованном на сравнении Uinp с
сигналом [Див управлении полученным разностным сигналом коэф-
фициентом преобразования УИТ, с тем, чтобы минимизировать данный
разностный сигнал. Для этого входной сигнал одновременно вводится
как в основной тракт (ОТ), так и в тракт сравнения (ТС) схемы — на
один из входов вычитающего устройства (ВУ), на другой вход которого
подается сигнал с ФП, воспринимающего часть излучаемого светового
потока. В этом случае основной тракт состоит из управляемого элемен-
та (УЭ) и УИТ с подключенных к выходу LD, а в тракт сравнения вхо-
дят вычитающее устройство, усилитель рассогласования (УР), фазочув-
ствительный выпрямитель (ФЧВ) и фильтр низких частот (ФНЧ).
Если коэффициент передачи ОТ равен номинальному значению Кн ,
то , и напряжение на выходе ТС отсутствует. Отклонение коэф-
фициента передачи ОТ от Кн приводит к нарушению указанного равен-
ства и появлению на выходе ВУ сигнала рассогласования, который пос-
ле обработки в ТС воздействует на коэффициент передачи УЭ,
восстанавливая номинальное значение коэффициента передачи ОТ.
166
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
При отсутствии сдвига фаз между сигналами и коэффициент
преобразования и погрешность УИОИ данного типа определяются, как [46]
к_ К'0Т/р + К”0ТЦтр
\/р + к”откФПкоКитр’
е ________$КрТ______
;; Л - к \+К'отКФПКокри,„р' (2-35)
где К’от — коэффициент передачи ОТ при отсутствии сигнала рассогласо-
вания; К”от — коэффициент пропорциональности между входным напря-
жением ТС и изменением коэффициента передачи ОТ под воздействием
этого напряжения; КФП — коэффициент передачи ФП; Кок — коэффици-
ент передачи оптического канала ОК; /? — коэффициент передачи ТС.
Как следует из приведенных выражений, при /? —> оо , К = 1/ КФП Кок,
и точность УИОИ будет определяться нестабильностью коэффициентов
передачи ФП и ОК. В то же время при конечных значениях /? возника-
ет погрешность, возрастающая с уменьшением Uinp. Поэтому данная
схема практически не позволяет получить выигрыша в точности по срав-
нению с УИОИ с глубокой ООС, так как она включает погрешности,
обусловленные сдвигом фаз между сравниваемыми сигналами и неиден-
тичностью частотных характеристик каналов.
Другой возможный путь пост- ________ _____ ____ _____
роения УИОИ заключается в ис- uinp~—| в М уэ Н уит НГLD I—Гок~Т~-1
пользовании частотного и времен-
ного разделения входного и
выходного сигналов. Структурная
схема УИОИ, реализующего пер-
вый принцип, представлена на
рис. 2.32. Очевидно, что исполь-
зование функциональных узлов,
определяющих стабильность ис-
точника на фиксированной часто-
те пробного сигнала, позволяет вы-
полнить эти узлы с большим
коэффициентом усиления и тем самым обеспечить более высокую точ-
ность УИТ. Для этого на вход устройства одновременно с входным сиг-
налом Uinp подают поделенный делителем напряжения (ДН) пробный
сигнал Ut, генерируемый генератором пробного сигнала (ГПС) с часто-
той, в 5—10 раз большей верхней частоты входного сигнала, а коэффи-
циент передачи ДН устанавливают равным обратному значению коэф-
фициента передачи УИОИ на частоте пробного сигнала а>.
Напряжение Un одновременно подается на вход ВУ, входящего в ТС,
где оно сравнивается с выходным сигналом ФП той же частоты U2, а
полученный разностный сигнал U3 усиливается избирательным усили-
телем (У), настроенным на частоту пробного сигнала. Усиленный сиг-
нал затем выпрямляется фазочувствительным выпрямителем ФЧВ и
после фильтрации в ФНЧ управляет коэффициентом передачи УЭ, вос-
I ДН I | фнч|
Рис. 2.32. Структурная схема УИОИ
с пробным сигналом
2.3. Модуляторы и переключатели оптических сигналов 167
станавливая номинальное значение коэффициента передачи УИОИ. При
UInp — 0, используя обозначения, принятые в [47], можно записать
(2'36)
где К'от — коэффициент передачи ОТ при сигнале рассогласования
U3 - С71 - U2 - 0; U3K"0T — изменение коэффициента передачи ОТ под
действием U3; Кдн — коэффициент передачи делителя напряжения.
Учитывая, что сигнал U2, поступающий на второй выход ВУ, пода-
ется с выхода УИОИ через оптический коллектор и фотоприемник
и2=КокКФП1, (2.37)
где / — полезный световой поток на выходе УИОИ.
Коэффициент преобразования УИОИ в этом случае будет определять-
ся выражением
к^К'отКдн1ри,+К’’отКяни,
1 ' \1Р + к"0ткднк0КкФПи{ ’ (2>38)
где К'от — коэффициент передачи ОТ при отсутствии сигнала рассогла-
сования; Kqt — коэффициент пропорциональности между выходным
напряжением ТС и изменением коэффициента передачи ОТ под воздей-
ствием этого напряжения; КФП — коэффициент передачи ФП; Кок —
коэффициент передачи оптического канала (ОК); р — коэффициент
передачи ТС.
Как следует из приведенных выражений, при р —> оо будет иметь
место К = 1 / КФПКок , т. е. точность УИОИ также будет определяться
нестабильностью коэффициентов передачи ФП и ОК. Существенным не-
достатком данной схемы является наличие погрешностей, обусловлен-
ных сдвигом фаз между сравниваемыми сигналами и неидентичностью
частотных характеристик каналов, а при р —> оо , К = М КокКФП , в свя-
зи с чем данной схеме присущи те же недостатки, как и в рассмотрен-
ных ранее схемах. Т. е. точность УИОИ также будет определяться не-
стабильностью коэффициентов передачи оптических элементов, а при
конечных значениях р будет возникать погрешность, возрастающая с
уменьшением Uinp , что не позволяет получить выигрыша в точности по
сравнению с УИОИ с глубокой ООС.
Не останавливаясь на рассмотрении стабилизации УИОИ путем вре-
менного разделения пробного и полезного сигналов, неэффективного на
низких частотах последнего, можно легко показать, что такой способ
также не обеспечит улучшения качества стабилизации. Таким образом,
следует заключить, что в УИОИ наиболее целесообразно применение
глубокой ООС по изучению, ввиду простоты ее реализации, широкопо-
лосности и точности.
Теперь рассмотрим процесс модуляции излучения LD с ватт-ампер-
ной характеристикой, представленной на рис. 2.33, при подаче на вход
УИОИ амплитудно-модулированного сигнала. На рис. 2.34 приведена
функциональная схема управления УИОИ, в которой стабилизация сред-
168
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Рис. 2.33. Идеализированная ватт-амперная
характеристика LD
Рис. 2.34. Упрощенная схема управления LD
ней мощности излучения, изменяю-
щейся в зависимости от температу-
ры окружающей среды, а также в
процессе наработки LD, осуществля-
ется с помощью ООС по изучению
непосредственной подачи последне-
го с заднего зеркала резонатора LD
на контрольный фотодиод, сигнал
которого сравнивается компаратором
А1 с опорным сигналом Uon, и за-
тем воздействует на одно из плеч
дифференциального источника тока.
Последний выполнен на транзисто-
рах я Т2 таким образом, чтобы,
изменяя ток смещения LD, коррек-
тировать изменение средней мощно-
сти излучения, вызванное возмуща-
ющим воздействием.
Учитывая, что мощность излуче-
ния Рои1 лазерного диода при превы-
шении тока накачки порогового зна-
чения 1„ор линейно возрастает с
ростом тока накачки, при крутизне
ватт-амперной характеристики
S = &Рои1 / Д/н среднее значение сиг-
нала управления вторым плечом ис-
точника тока можно принять равным
Ucp =^оп Представив управляю-
щее воздействие в виде амплитудно-
модулированного колебания
Uynp(t)= t7cp[l + et7(r)]cos(fi>0r + 190), (2.39)
где в — постоянный во времени коэффициент, выбранный так, чтобы
амплитуда колебания всегда была положительной; u(t) — закон измене-
ния амплитуды Um (г) модулированного колебания относительно средне-
го уровня U ср ; ffl0 и i90 — частота и начальная фаза несущего колебания,
соответственно, результирующее значение тока управления LD будет равно
i = К{иоп + Uep [1 + eC7(r)]cos(&V + 6>0)) (2.40)
и не должно превышать, даже кратковременно, максимально допусти-
мого паспортного значения для используемого LD.
Приняв при 100% модуляции иупрчJt)=2Ucp, a U0=Uai/2, значе-
ние тока смещения LD получим равным
K{2Ucp +Ucv /2)=K(4Ucp+uJ/2 , (2.41)
где к — постоянный коэффициент.
Максимальное среднее и амплитудное значения мощности излуче-
ния при этом будут, соответственно, равны
2.3. Модуляторы и переключатели оптических сигналов
169
Poulcp = ScmIa, = KSCT{4Ucp + UCM)/2 , (2.42)
APOW_ =т]5д1см =T}KS^4Ucp +UCM)/2, (2.43)
где SCT и Sд — значения статической и динамической крутизны ватт-
амперной характеристики LD; т] — параметр, учитывающий необходи-
мость уменьшения амплитудного значения управляющего воздействия
из-за нелинейности ватт-амперной характеристики LD на ее начальном
участке, значение которого можно определить, как г) = (lCM -1П0Р}11СМ .
Таким образом, путем соответствующего выбора напряжения смеще-
ния дифференциального источника тока, используемого, как правило,
для импульсного управления LD, определены режимы наиболее общего
случая модуляции оптического излучения посредством непрерывного
амплитудно-модулированного сигнала. Здесь следует отметить, что для
стабилизации крутизны ватт-амперной характеристики LD, как прави-
ло, используется датчик температуры, сигнал которого управляет ис-
точником тока (модулятором), компенсируя при этом изменение 5Д.
Непосредственная модуляция тока управления лазера, помимо моду-
ляции световой волны, оказывает динамическое влияние на ее спектр,
изменяя центральную длину волны, а также спектральный состав и
амплитуды отдельных мод резонатора, причем, чем меньше количество
излучаемых мод (линий), тем существеннее это влияние. Другие источ-
ники света, такие, как газовый лазер, вообще не могут модулироваться
рассматриваемым методом. Поэтому возникла необходимость в исполь-
зовании внешних модуляторов, из которых наибольшее распростране-
ние нашли устройства, основанные на взаимодействии акустических и
оптических волн, реализованном в акустооптических модуляторах, и
на электрооптическом эффекте.
2.3.2. Акустооптические модуляторы
Акустооптические модуляторы широ-
ко используются в волоконной опти-
ке благодаря трем основным свой-
ствам: возможности переключения
луча по двум направлениям; модуля-
ции интенсивности оптического луча;
возможности смещения оптической
частоты.
Принцип действия акустооптическо-
го модулятора основан на зависимости
показателя преломления ряда оптичес-
ки прозрачных материалов от внешне-
го давления. Такими материалами яв-
ляются ТеО2 (диоксид теллура), LiNbO3
(ниобат лития) и РЬМоО4 (молибдат
свинца). В модуляторах давление созда-
ется акустическими волнами (рис. 2.35),
Рис. 2.35. Акустооптический модулятор
170 2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
генерируемыми пьезоэлектрическим преобразователем и образующими ряд
горизонтально ориентированных линий с одинаковым показателем пре-
ломления, так называемую дифракционную решетку Брэгга. Данная ре-
шетка обеспечивает частичное отражение входного луча и перемещается
с акустической скоростью иас. При этом входной и выходной лучи име-
ют один и тот же угол 0 наклона к поверхности, однако новое направле-
ние луча имеет место только при определенных углах (углах Брэгга).
Когда шаг решетки 2s равен оптической длине волны в материале, дос-
тигается интерференция всех частичных волн, в этом случае [4]
„ ~ л
2s = 2Aacsma =----, (2.44)
Yl i, *
где vac и Лас = vac I fac — скорость распространения и длина акустичес-
кой волны; fac — частота генератора акустической волны; а — угол
Брэгга в кристалле; т — порядок преломленного луча; 2 — длина опти-
ческой волны в воздухе; п — показатель преломления кристалла, рав-
ный 2.38 для РЬМо04 и 2.26 для ТеО2. Скорость распространения волны
для данных кристаллов, соответственно, равна 3630 м/с и 4260 м/с.
За пределами кристалла наибольший интерес представляет угол Брэгга
первого порядка Q , который может быть вычислен из вышеприведен-
ных уравнений при помощи закона Снеллиуса, примененного к грани-
це между кристаллом и воздухом
sin# = wsina
Sin0 = ^£- . (2.45)
2^яс
Отсюда видно, что в данном выражении отсутствует показатель пре-
ломления п, поэтому при фиксированной скорости акустической вол-
ны угол Брэгга оказывается зависимым только от частоты генератора
акустической волны и оптической длины волны. Типовые углы Брэгга
составляют порядка 1°, поэтому для разделения лучей необходимо ис-
пользовать горизонтальную структуру модулятора.
Для модуляции интенсивности отклоненного оптического луча мощ-
ность генератора акустических колебаний должна модулироваться по
амплитуде, а переключение достигается путем включения и выключе-
ния сигнала генератора. При этом интенсивность / дифрагированного
луча пропорциональна акустической мощности, показателю качества
материала (М2), геометрическим размерам (L///) и обратно пропорци-
ональна квадрату длины волны, т. е.
л lM2-Pac-L]
2V 2-Н Г (2’46)
1 = sin2
Л \
Из последнего выражения видно, что акустооптический модулятор
имеет нелинейную функцию преобразования (рис. 2.36), обычно пред-
ставляемую в виде
2.3. Модуляторы и переключатели оптических сигналов
171
Рис. 2.36. Типовые зависимости коэффициента
преобразования модулятора от частоты моду-
ляции
=ехр
(2.47)
где fm — частота модуляции, /о=О.35/^г; tr =0.85uac/L — длитель-
ность фронта нарастания акустической волны.
Как видно из данной зависимости, для осуществления аналоговой
модуляции требуется смещение рабочей точки в линейную область, обес-
печивая тем самым необходимое значение контрастности и глубины мо-
дуляции лазерного излучения, которые определяются известными вы-
ражениями
СЛ = _тах.
min
(2.48)
WJ=
м т /
М V М /
(2.49)
где ^тах и 7min — максимальная и минимальная измеренная интенсив-
ность излучения лазера для луча первого порядка.
В результате акустооптического взаимодействия частота лазерного
излучения смещается на величину, равную акустической частоте
feu - fm- fac » что связано с перемещением дифракционной решетки и
может быть использовано для гетеродин-
ного детектирования, при котором проис-
ходит точное измерение фазовых парамет-
ров. При этом, если луч направлен против
направления акустического распростране-
ния, выходная частота выше входной, в
противном случае наоборот. Очевидно, что
по мере увеличения частоты глубина мо-
дуляции уменьшается, ухудшая парамет-
ры системы, использующей акустоопти-
ческий модулятор.
На рис. 2.37 представлен общий вид
Рис. 2.37. Общий вид АОМ в объем-
ном исполнении
172
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
твердотельного акустооптического модулятора, максимальная частота
модуляции которого достигает 250 Мгц.
2.3.3. Электрооптические модуляторы
В настоящее время наиболее распространенным оптическим модулято-
ром является ячейка Поккельса, принцип действия которой основан на
электрически возбуждаемом в определенных кристаллах двулучепрелом-
лении. В зависимости от того, каким образом (параллельно или перпен-
дикулярно) относительно распространяемой в кристалле световой волны
приложено электрическое поле, ячейки
Поккельса делятся на ячейки продоль-
ного или поперечного типа. Здесь следу-
ет отметить, что для обеспечения ввода в
ячейку оптического излучения в ячейках
продольного типа необходимо использо-
вать прозрачные или кольцевые модули-
рующие электроды. Популярным матери-
алом для таких ячеек является KDP
(химическая формула КН2РО4), так как в
этом материале напряженность электри-
ческого поля определяет отличие в пока-
зателях преломления по х и у направле-
ниям осей кристалла, а сам кристалл
Рис. 2.38. Амплитудный модулятор
на ячейке Поккельса
выполняет роль управляемой
напряжением пластины замедления. Поэтому, изменяя уровень прило-
женного к ячейке напряжения, можно управлять интенсивностью вы-
ходного светового луча. Для этого достаточно реализовать схему, при-
веденную на рис. 2.38, которая функционирует следующим образом. В
исходном состоянии, когда к ячейке не приложено напряжение, она
прозрачна для светового луча, и он блокируется анализатором, так как
последний расположен под углом 90 к поляризованному входному из-
лучению. При увеличении напряжения осуществляется преобразование
линейного состояния поляризации входного луча в одно из следующих
состояний: круговое, эллиптическое или линейное. При достижении мак-
симального напряжения ячейка осуществляет полуволновое замедле-
ние, вращая входную поляризацию на 90°. В этом случае анализатор
становится полностью прозрачным для выходного луча, и входное из-
лучение поступает на выход устройства. Таким образом, напряжение,
приложенное к ячейке Поккельса, определяет уровень мощности опти-
ческого сигнала на выходе устройства, а его изменение приводит к мо-
дуляции световой волны.
Ячейки Поккельса позволяют осуществлять модуляцию распространя-
ющейся световой волны в полосе частот от 0 Гц до 1 ГГц и выше, при этом
глубина модуляции может достигать значений более 99.9%. Отрицатель-
ная сторона обычных ячеек Поккельса заключается в использовании вы-
сокого модулирующего напряжения. Поэтому основные усилия разработ-
чиков были сконцентрированы на устранение этого недостатка применением
современных микроэлектронных технологий введения одномодовых опти-
2.3. Модуляторы и переключатели оптических сигналов
173
Вход
модуляции
Рис. 2.39. Интегральный модулятор на ячейке Поккельса
ческих волноводов в электрооптический материал, такой, как, например,
ниобат лития (LiNbO3). В этом случае диффузионный одномодовый опти-
ческий волновод выполняется разделенным на две ветви, встроенные в
ячейку Поккельса, образуя тем самым дифференциальную структуру (рис.
2.39). Поэтому прилагаемое к ячейке электрическое поле увеличивает ско-
рость распространения световой волны в одной ветви и уменьшает во вто-
рой ветви волновода. Обычно, если длина взаимодействия составляет 1 см,
достаточно приложить около 8 В, чтобы достичь полного подавления, имею-
щее место при разности фаз ветвей, равной 180°. Иногда один из двух
волноводов выполняют на Х/4 длины волны длиннее другого с тем, чтобы
создать двустороннюю модуляцию, соответствующую полному включению
при +4 В, половине включения при 0 В и полному выключению при -4 В.
Здесь максимальное значение напряжения модуляции зависит от электро-
оптического коэффициента ниобата лития и конфигурации электродов, а
выходная мощность определяется путем геометрического сложения двух
участвующих электрических полей, и для устройства без потерь определя-
ется выражением [4]
/’ = /’0cos2(r/rJ, (2.50)
где Ро — мощность оптического излучения на входе модулятора; у и
7Я — соответственно, управляющее напряжение и напряжение полного
подавления, В.
Из данного выражения следует, что линейная модуляция может быть
достигнута только в линейной области функции cos2().
Приведенная конструкция имеет ряд особенностей, позволяющих обес-
печить:
• эффективное согласование модулятора с источником модулиру-
ющего напряжения на высоких частотах благодаря копланар-
ной линии передачи;
• независимость электрического импеданса от длины взаимодей-
ствия, что позволяет варьировать максимальным уровнем уп-
равляющего напряжения;
174
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
• широкую полосу частот модуляции, так как электрическая и
оптическая волны распространяются в одном направлении.
В идеале, когда скорости обеих волн одинаковы, волновод может
быть бесконечно длинным, а управляющее напряжение может быть
уменьшено до нуля.
Для того чтобы проанализировать частотную зависимость коэффици-
ента модуляции оптического сигнала постоянной мощности, приложим
электрический § импульс (импульс нулевой длительности) к полоско-
вой линии передачи с бесконечной полосой частот. Если рассматривать
модулятор, для которого при нулевом напряжении на электрическом
входе на оптическом выходе сигнал будет отсутствовать, глубина моду-
ляции импульса будет определяться оптическим импульсом конечной
длительности Дг, равной разности времен поступления на выход быст-
рой оптической и медленной электрической волн, т. е.
. L L пе1-п
\т----------------------— L
vel VoP, с
(2.51)
где пе1 и пор1 — показатели преломления для электрической и оптичес-
кой волн, соответственно; — длина участка взаимодействия электри-
ческого поля с оптической волной; с= 3 х 1010 см/с — скорость света.
Для модулятора из ниобата лития LiNbO3, пе1 = 4.1, а пор1 = 2.2, тогда
Ат =65/, пс/см.
Используя преобразование Фурье прямоугольного импульса в час-
тотную область, можно определить зависимость коэффициента преоб-
разования модулятора от частоты в виде
^(/) =
Т
nTf
(2.52)
что соответствует функции sinx/x- Для модулятора длиной 2 см пер-
вый ноль имеет место при 7.7 ГГц, однако на практике нули менее
выражены из-за потерь в полосковой линии передачи.
В первом приближении оптическая волна как внутри, так и снаружи
оптического волновода
Рис. 2.40. Электрооптический
амплитудный модулятор
описывается гауссовским лучом, поэтому для
того, чтобы достичь хорошей эффективности
оптического соединения, диаметры модовых
пятен источника и волновода и волновода с при-
емником должны быть согласованы. На прак-
тике волокно присоединяется к модулятору по-
средством пигтейла или используя линзу, в
связи с этим типовые вносимые потери моду-
лятора обычно составляют не более 3 — 5 дБ,
включая потери ввода и ослабление [48].
В табл. 2.13 приведены характеристики од-
ного из лучших высокоскоростных электрооп-
тических амплитудных модуляторов, произво-
димых компанией Laser 2000 (рис. 2.40). Данные
модуляторы были разработаны для волоконно-
2.3. Модуляторы и переключатели оптических сигналов
175
Таблица 2.13
Основные параметры 2.5 Гбит/с амплитудный модулятор 10 Гбит/с амплитудный модулятор
Оптические
Длина волны, нм 1300/1550 1550
Оптическая полоса частот, нм +25 +25
Вносимые потери, дБ <5 <5
Отношение затухания, дБ > 20 > 20
Электрические
Полоса частот, ГГц 0-2.5 0-8
Пиковое напряжение (при 1 Гц), В <4 <4
Напряжение смещения, В +10 ±10
Механические
Поддерживающее поляризацию соединение оптического входа Super PC Super PC
Соединение оптического выхода Одномодовое Super PC Одномодовое Super PC
Электрическое соединение 50 Ом butterfly pin
Доступность с соединителем Да Да
Температурный диапазон, ’С 0-70 0-70
оптических систем передачи SONET, SDH, а также для волнового груп-
пообразования или удаления в WDM системах.
Использование LiNbO3, помимо прочего, обеспечивает электрически
возбуждаемое двулучепреломление, которое лежит в основе работы фа-
зовых модуляторов.
Как известно, фазовые модуляторы обычно используются в когерен-
тных системах передачи, в частности, с фазовой манипуляцией сигнала
(PSK и DPSK). Поэтому в этой области интерес представляют только
интегральные модуляторы, которые наиболее приспособлены к сопря-
жению с одномодовым волокном. В таких модуляторах показатель пре-
ломления изменяется в направлении приложенного электрического поля,
что используется затем для создания изменяемой задержки оптической
волны. Наиболее эффективным путем реализации последней также яв-
ляется применение ниобата лития, характеризующегося значительным
электрооптическим эффектом, однако в этом случае одномодовый вол-
новод создается диффузией или имплантацией ионов титана. Поэтому
возможны два способа реализации устройства, определяемых направле-
нием разрезания кристалла.
Обычно кристалл разрезается таким образом, чтобы при воздействии
на него электрическим полем имел место наибольший электрооптичес-
кий эффект, который в ниобате лития достигается при идентичном на-
правлении электрических полей световой волны и модулирующего элек-
трического сигнала (рис. 2.41).
176
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Рис. 2.41. Интегральный фазовый модулятор
В устройствах с z-срезом это обеспечивается при взаимодействии вер-
тикальных составляющих модулирующего электрического поля и
электрического поля оптической волны,
так называемой ТМ-волны. С тем чтобы
не создавать значительные оптические
потери в волноводе из-за близко распо-
ложенных металлических электродов,
между ними и оптическим волноводом
вводится изоляционный слой из SiO2.
В устройстве с х-срезом используется
горизонтальная компонента электричес-
кого поля, поэтому в этом случае элект-
рическое поле световой волны должно
быть расположено горизонтально, что со-
ответствует ТЕ-волне. Модуляторы с х-
срезом не требуют использования изоля-
Рис. 2.42. Электрооптический
фазовый модулятор
ционного слоя, в связи с чем в них
Таблица 2.14
Фазовые модуляторы ЗОО-х-8 300-Х-106 300-Х-106 300-х-106
Рабочая длина волны, нм 800 1060 1320 1550
Полоса частот (3 дБ) [х в коде], Гц 3, 5, 10, 20 3, 5, 10, 20 3, 5, 10, 20 3, 5, 10, 20
Модулирующее напряжение 1 ГГц (3, 5, 10 ГГц), В модель 20 ГГц, В 5.0 6.4 6.0 8.0 7.0 9.6 9.0 11.6
Оптическая мощность, мВт 5 10 50 75
Электрические возвратные потери, дБ <-10 <-10 <-10 <-10
Вносимые потери при межволоконном соединении, дБ <4.5 <4.5 <4.5 <4.5
Оптическое обратное отражение, дБ <-50 <-50 <-50 <-50
Входные/выходные пигтейлы PANDA 3MDWS PANDA PANDA
Размер устройства, мм 77 х 35 х 13 77 х 35 х 13 77 х 35 х 13 77 х 35 х 13
2.3. Модуляторы и переключатели оптических сигналов
177
необходимое управляющее напряжение меньше, чем в модуляторах, ис-
пользующих z-срез.
В табл. 2.14 даны характеристики фазовых модуляторов компании
Laser 2000, которые были разработаны для использования в тестовом
оборудовании, когерентных коммуникационных системах, а также для
SONET, SDH и волнового группообразования или удаления.
Общий вид данных модуляторов представлен на рис. 2.42.
2.3.4. Модуляторы на основе интерферометра Маха-Цендера
В классической оптике интерферометры Маха-Цендера MZI обычно ис-
пользуются для измерения показателя преломления оптических матери-
алов и содержат два оптических канала, реализуемых при волоконно-
оптическом исполнении на двух ответвителях и двух оптических волокнах,
одно из которых управляемое (рис. 2.43). При взаимодействии электри-
ческих полей оптического излучения, распространяемого по этим кана-
лам, возникает интерференция, результат которой затем анализируется.
Подобно всем интерферометрическим устройствам важным условием до-
Оптический Оптический
ответвитель 1 ответвитель 2
Рис. 2.43. Интерферометр Маха-Цендера на одномодовом опти-
ческом волокне
стижения требуемой точности измерений является идентичность состоя-
ния поляризации в элементах связи, что обычно обеспечивается исполь-
зованием поляризаторов или сохраняющих поляризацию оптических
волокон. При этом волоконная оптика в MZI выполняет ряд задач, а
именно: модуляцию интенсивности луча, демодуляцию частотно-моду-
лированного оптического сигнала и измерение ширины линий.
Вначале проанализируем основную функцию интерферометра, зак-
лючающуюся в частотной демодуляции световой волны, принимая, что
потери в волокнах и ответвителях отсутствуют. Анализ основан на мо-
дели ответвителя, изложенной в соответствующем разделе книги и ме-
тодике, предложенной в [8]. Опустив временные зависимости электри-
ческих полей, можно записать
£, =аЕй E\' = aEae~JpL :
Ег = -jbE0 E2'=-jbErje-/fl(L^ ’ (2-53)
где Ео и El 2 — напряженность электрического поля на входе и выходе
соответствующих полюсов ответвителя 1; ft = 2т/Л — постоянная рас-
пространения волокон; п — эффективный показатель преломления во-
локна; 2 — длина световой волны в воздухе.
178
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Не учитывая начального сдвига фаз, напряженность электрического
поля на выходных полюсах второго ответвителя будет равна
Е3 -aEi'-jbE2'
Е4 =-jbE.+aE2 . (2.54)
Чтобы далее упростить преобразования, рассмотрим 3 дБ ответви-
тель, для которого а = Ъ = 0.707, тогда
Е3=агЕйе^(\-е-^')
E4=~ja2E0e~J^L(l + e'J^iL'). (2.55)
Оптическая мощность на выходах интерферометра может быть опре-
делена, как квадрат абсолютного значения напряженности соответству-
ющего электрического поля Е3, Е4, и равна
Р3 = ££02[1-cos( £Д£)]
Р4 = кЕ2[\ + cos( /?Д£)] , (2.56)
где к — постоянный коэффициент.
Отсюда можно определить разностный сигнал, как
Р = -2кЕ2 cosfjSM). (2.57)
Учитывая свойства косинусоидальной функции и что /3 = 2лн / 2 , мож-
но записать
т 2m&L 2mbiLf л ,
= —-— =-------= - + (2.58)
/v С
где m =0, 1, 2, ..., N.
Если оптическое излучение модулировано по частоте, разностный
сигнал можно представить в виде
п п ,, „ 2 • 2лиДЛД/
Р4-Р3=2кЕй sin--------, (2.59)
и при 2лнД£Д/ 1с « 0.2 рад, с достаточной для практики точностью оп-
ределяется выражением
Pf=E0 --------(2.60)
с
Используя данное выражение, можно, например, определить, что при
максимальной девиации частоты Д/ =100 МГц разность длин оптичес-
ких волокон каналов MZI составит М, =0.5 метра.
Таким образом, рассмотренный интерферометр эквивалентен дискри-
минатору, построенному на линиях задержки, и может применяться для
детектирования частотной модуляции, а при сложении сигналов, пропор-
циональных Р3 и Р4, как измеритель оптической мощности, так как в
этом случае
Рм=2кЕ02. (2.61)
2.4. Акустооптические перестраиваемые фильтры
179
2.4. АКУСТООПТИЧЕСКИЕ ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ
ФИЛЬТРЫ
Принцип действия акустических фильтров основан на акустической
дифракции света в анизотропной среде, которая создается пьезоэлект-
рическим преобразователем, соединенным с кристаллом, обладающим
двулучепреломлением. Когда преобразователь возбуждается прилагае-
мым радиочастотным сигналом, в такой среде происходит генерация
акустических волн, которые при распространении по кристаллу вызы-
вают периодическую модуляцию его показателя преломления, создавая
тем самым перемещающуюся фазовую дифракционную решетку. Дан-
ная решетка при определенных условиях преломляет падающий луч
таким образом, что на ее выходе создается ряд оптических лучей, отли-
чающихся как по длине волны, так и по направлениям. Если радиоча-
стота изменяется, будет изменяться и центр оптической полосы пропус-
кания, так как для фиксированной акустической частоты только
ограниченный диапазон оптических частот может удовлетворять усло-
вию фазового соответствия и претерпевать кумулятивную дифракцию.
Такое взаимодействие акустических и световых волн позволяет реали-
зовать задачу фильтрации оптического сигнала по длинам волн. При
этом в отличие от рассмотренных выше перестраиваемых волоконно-
оптических фильтров, управляемых механическим способом, AOTF бла-
годаря электрическому управлению характеризуются значительно боль-
шей скоростью перестройки.
Кроме этого, возбуждаемые в AOTF радиочастоты позволяют не только
перестраивать частотные характеристики фильтра, но и переключать
и/или выбирать длины волн. Выполненные таким образом контролле-
ры могут управляться удаленно, что обеспечивает наличие гибкости в
добавлении/устранении сигналов в местах расположения регенераторов.
Приложение данной технологии к регенератору WDM в перспективе
обеспечит осуществление функции оптического ADM, посредством ко-
торого сигналы отдельных или многочисленных длин волн могут уп-
равляться при помощи терминального оборудования.
Акустооптические настраиваемые фильтры строятся на основе раз-
личных материалов, используя те или иные физические эффекты, в
частности, эластооптический эффект, заключающийся в изменении по-
казателя преломления материала под воздействием возбуждаемых ра-
диочастотой поверхностных акустических волн. Вследствие того, что
акустический сигнал имеет синусоидальную форму, в устройстве фор-
мируется дифракционная решетка с изменяющимся показателем пре-
ломления. Как и в случае с постоянной решеткой, различные длины
волн пространственно преломляются и отделяются друг от друга. Если
выходной соединитель установить в соответствующем участке прелом-
ления световых волн, можно достичь настраиваемой фильтрации. Ис-
следования показали, что такие AOTF могут обеспечить множествен-
ную фильтрацию длин волн в одном устройстве.
180
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
В принципе для механизма спектрального фильтрования могут при-
меняться как изотропная, так и анизотропная дифракции Брэгга, одна-
ко фильтр, основанный на изотропной дифракции, не имеет практичес- I
кого применения, потому что его оптическая полоса пропускания зависит '
от угловой апертуры падающего луча и может быть использована толь-
ко с хорошо коллимированным светом. Ограничение по угловой аперту-
ре связано с тем, что изменение угла падающего света приводит к мгно-
венному фазовому несоответствию и нарушению фильтрации. Для
падающего светового луча с конечной расходимостью преломленный
луч искривляется под разным углом для каждой длины волны, а шири-
на полосы пропускания резко возрастает.
Для реализации акустических оптических фильтров, основанных на
анизотропной дифракции Брэгга, в кристалле с двулучепреломлением
характерно вращение плоскости поляризации преломленной волны, так
как показатели преломления обыкновенного и необыкновенного лучей
в двулучепреломляющем кристалле не одинаковы. В то же время это
позволяет производить выбор направления распространения акустичес-
кой волны с тем, чтобы групповая скорость для падающего и прелом-
ленного света была одинаковой, достигая так называемого некритичес-
кого фазового соответствия (NPM). При NPM компенсация мгновенного
несоответствия, вызванного угловым отклонением падающего светово-
го луча, обеспечивается путем углового изменения двулучепреломле-
ния, поддерживая NPM до первого порядка в пределах большого диапа-
зона углов падающего светового луча, достигающего ± 20°. ।
В соответствии с конфигурациями, представленными на рис. 2.44, |
AOTF бывают двух видов — коллинеарные и неколлинеарные. В колли-
неарных AOTF падающий свет, преломленный отфильтрованный свет и ।
акустическая волна коллинеарно взаимодействуют в двулучепреломля- f
ющем кварцевом кристалле. В результате такого акустооптического вза-
имодействия часть падающего светового луча объединяется с прелом-
ленным световым лучом в пределах спектральной полосы пропускания
фильтра, причем поляризация падающего светового луча является ор-
тогональной по отношению к поляризации преломленного светового луча.
Таблица 2.15
Наименование параметра Значения параметра
CBAOTF (Aurora) IAOTF (Bellcore)
Диапазон длин волн, нм 1200 -1700 1550±40
FWHM (3 дВ), нм 1 1.6
Вносимые потери, дБ 3 5
Мощность акустического сигнала, мВт 60 100
Время переключения, мкс 25 10
Боковой лепесток, дБ -27 -10
Использование поляризаторов Нет Да
2.4. Акустооптические перестраиваемые фильтры
Электрический вход
Оптический вход
Монохроматический
дифрагированный луч
Оптический вход
ТеО2 кристалл
Акустический
поглотитель
Движущаяся
акустическая волна
Монохроматический
дифрагированный луч
Электрический вход Акустический
излучатель
Рис. 2.44. Перестраиваемые акустооптические фильт-
ры и типовая зависимость длины оптической волны
от частоты акустического сигнала
Вследствие того, что луч нулевого порядка и преломленный луч явля-
ются коллинеарными, для их разделения необходимо использовать по-
ляризаторы. В неколлинеарном AOTF из диоксида теллура ТеО2 акусти-
ческая и оптическая волны распространяются в кристалле под разными
углами, доэтому луч нулевого порядка и преломленный луч физически
разделены. Кроме этого, в таких устройствах два ортогонально поляри-
зованных луча не разделяются до тех пор, пока они не выйдут из кри-
сталла, а для луча первого порядка не существует зависимости угла
преломленного луча от изменения длины волны. Это позволяет исклю-
чить поляризаторы и использовать один фиксированный детектор во
время спектрального сканирования.
Очевидно, что в зависимости от рабочей длины волны можно исполь-
зовать тот или иной двулучепреломляющий кристалл, однако вслед-
ствие высоких акустооптических характеристик ТеО2 на сегодняшний
день он является самым предпочтительным материалом для изготовле-
ния AOTF.
В табл. 2.15 приведены сравнительные характеристики нового типа
182
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Таблица 2.16
Наименование параметра Значения параметра
Настраиваемый диапазон, нм 1300-1600 1300-1600
FWHM (3 дБ), нм 1 1
Боковой лепесток (@ канальные интервалы) -20 дБ @ 1.6 нм -20 дБ @ 0.8 нм
(@ боковой лепесток) -27 дБ @ 3.2 нм -27 дБ @ 1.6 нм
Вносимые потери, дБ 4 (первого порядка) 4 дБ
Максимальное значение PDL, дБ 0.1 0.1
Дисперсия поляризационной моды (РМР), ПС 1 1
Мощность акустического сигнала, мВт 100 <150
AOTF объемной волны CBAOTF (Американский патент № 5,329,397) с
классическим интегральным фильтром IAOTF. В данном фильтре,
производимом компанией Aurora Photonics Inc., оптический и акусти-
ческий лучи являются коллинеарными, причем геометрия коллинеар-
ного луча имеет узкую полосу частот и низкую направляющую мощ-
ность, что позволяет использовать его в WDM системах.
Другой AOTF (табл. 2.16) разработан как настраиваемый фильтр и
переключатель длин волн WDM типа 1x1, 1x2, 2x2 и может быть ис-
пользован в WDM системах с более узкими межканальными интервала-
ми, обеспечивая большее отношение затухания и подавление боковых
лепестков.
Как известно, твердотельные лазеры, например, Ti-сапфировые лазе-
ры, для настройки длины волны обычно используют механически на-
страиваемые фильтры, что, естественно, затрудняет точность их настрой-
ки. Чтобы устранить эту проблему, компания Aurora разработала но- Таблица 2.17
вый тип AOTF (табл. 2.17), отли- чающегося высоким разрешением и низкими вносимыми потерями. Вставка такого AOTF в лазерный резонатор обеспечивает возмож- ность высокоточного электронно- го выбора длины волны и измене- ния амплитуды выходного Наименование параметра Значения параметра
Длина волны, нм От 680 до 1100
Оптическая апертура, мм 5
Разрешение, см-1 '6
Эффективность дифракции, % >94
Направляющая мощность, Вт <0.5
излучения лазера.
2.5. Согласование оптических компонентов
183
2.5. СОГЛАСОВАНИЕ ОПТИЧЕСКИХ КОМПОНЕНТОВ
Вопрос согласования оптических компонентов является очень важным,
так как в зависимости от эффективности ввода оптического излучения
в волокно, качественного соединения волокон и ввода максимальной
мощности световой волны в фотоприемник в значительной степени оп-
ределяется энергетический бюджет волоконно-оптических систем. В свя-
зи с этим рассмотрим данные вопросы более детально для различных
случаев соединения оптических компонентов.
2.5.1. Согласование оптических компонентов по уровню сигнала
Согласование по уровню оптических сигналов, в первую очередь, обеспе-
чивается при соединении типа волокно-волокно, которое выполняется
либо термическим методом, либо с помощью механических соедините-
лей, как, например, коннекторов, и было рассмотрено в соответствую-
щих разделах. Однако, несмотря на это, здесь мы дадим обобщенную
картину потерь, возникающих в результате разного рода смещений при
стыковке волокон (табл. 2.18 [53]), так как на основе данных законо-
мерностей нередко достигается требуемое ослабление сигнала. В неко-
торых случаях такое согласование может быть обеспечено, например,
использованием так называемой функции внесения потерь при терми-
ческом соединении волокон сварочными аппаратами [14], однако, как
правило, для этих целей используются специальные устройства, кото-
рые носят название аттенюаторов. Последние могут быть выполнены
с постоянным (строго фиксированным) или регулируемым значением
ослабления (аттенюации).
Очевидно, что данные устройства являются пассивными компонента-
ми волоконной оптики и могли бы быть рассмотрены в главе 1, однако,
учитывая специфику, относящуюся, в частности, к использованию ат-
тенюаторов как измерительных средств и средств согласования уровней
в системах передачи, более верным, на наш взгляд, является рассмотре-
ние данных устройств в настоящем разделе.
В связи с этим вначале рассмотрим оптические аттенюаторы, пред-
назначенные для применения в волоконно-оптических линиях связи.
В табл. 2.19 представлены аттенюаторы с постоянным и регулируе-
мым коэффициентом ослабления, которые производятся отечественной
компанией “Перспективные технологии”.
Отличительной особенностью данных аттенюаторов является то, что
вносимое ими затухание осуществляется либо воздушным зазором, либо
специальным поглощающим фильтром, что позволяет значительно сни-
зить обратное френелевское отражение. Дальнейшее уменьшение отра-
жений достигается использованием скошенного под углом 8 наконеч-
ника в сочетании с FC/APC или SC/APC соединителем.
Аттенюаторы, используемые в системах передачи, в основном отлича-
ются типом исполнения и выполняются в виде: аттенюатора-шнура, окон-
цованного стандартными ST, SC и FC соединителями, аттенюатора-розет-
184
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
2.5. Согласование оптических компонентов
185
Продолжение таблицы 2.18
Одномодовые волокна
Lc(tZ5)-101og
4(с75) = 4.34
Многомодовые волокна
2 . d
----sin —
71 Df
4^5) = 10 log
( A2
~»o
x 2
186
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Таблица 2.19
Фиксированные аттенюаторы •ЕЖЭф nil Igrb) НФ
Тип корпуса Резьбовой С квадратным фланцем
Исполнение ST FC SC
Вносимые потери
Регулируемые аттенюаторы ФИ о о
Тип исполнения ST FC FC/APC адаптер
Уровень обратных отражений - - -
Диапазон регулировки ослабления 20 Дб 20 Дб 35 Дб
Тип регулировки Ручная
Контроль уровня Измерителем оптической мощности или рефлектометром
Применение Распределительные панели и оптические каналы
ки, различного вида фланца и аттенюатора — FM розетки, устанавливае-
мой между стандартной переходной розеткой и оптическим соединителем.
Другой тип регулируемого аттенюатора, предназначенного для воло-
Таблица 2.20
Основные характеристики Значения
Диапазон регулирования 0-50 дБ
Разрешение 0.1 дБ
Вносимые потери 0.6 дБ
Уровень обратных отражений -50 дБ
Максимальный уровень PDL 0.03 дБ
Диапазон рабочих температур -150... -I-650'С
Рис. 2. 45 Перестраиваемый оптический
аттенюатор
конно-оптических систем передачи
и производимого компанией DiCon
fiberoptic (табл. 2.20), представлен
на рис. 2.45. Характерной особен-
ностью данного аттенюатора явля-
ется низкий уровень вносимых по-
терь, в том числе зависящих от
поляризации световой волны, а так-
же достаточно высокое разрешение,
позволяющее устанавливать значе-
ние ослабления с достаточно высо-
кой точностью.
К регулируемым оптическим ат-
тенюаторам, предназначенным для
измерительных целей, предъявля-
ются более жесткие требования и
по уровню обратных отражений, и
по точности установки ослабления.
Это связано с тем, что данные уст-
ройства должны обеспечивать за-
данный уровень ослабления, оказы-
вая минимальное влияние на
измерительную цепь. Как правило,
такие устройства основаны на от-
2.5. Согласование оптических компонентов
187
Выход
Рис. 2.46. Схема перестраиваемого оптического аттенюатора
носительном перемещении оптических компонентов на пути прохожде-
ния светового излучения, например, оптических призм, с тем, чтобы
обеспечить требуемый уровень вносимых ими потерь. На рис. 2.46 пред-
ставлена функциональная схема такого аттенюатора, где для достиже-
ния высокой точности и простоты управления используется микропро-
цессор [49]. Основными характеристиками оптических аттенюаторов
являются отражение, вносимые потери, линейность, а также повторяе-
мость установленных значений ослабления в заданном динамическом
диапазоне регулирования затухания, при этом:
• затухание отраженного сигнала, или коэффициент отражения,
определяется с помощью источника излучения и измерителя
отраженного сигнала в строгом соответствии с рекомендациями
EIA-TIA (FOTP 107).
• вносимые потери определяются по значению мощности источ-
ника излучения, измеренному с помощью измерителя мощнос-
ти, подключенного вначале непосредственно к источнику излу-
чения, а затем к аттенюатору, установленному в режим
минимального ослабления. В результате световое излучение ис-
точника передается через калибруемый аттенюатор, и получен-
ное значение мощности вновь измеряется.
• линейность характеристики преобразования аттенюатора опре-
деляется в заданном диапазоне ослабления, используя высокоста-
бильный DFB источник излучения и измеритель мощности с высо-
кой линейностью характеристики преобразования. Расхождение
между установленным значением ослабления и показанием изме-
рителя мощности соответствует абсолютной погрешности линейно-
сти аттенюатора во всем диапазоне изменения ослабления.
188
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
повторяемость значений ослабления определяется путем измене-
ния последних от предыдущего значения к новому значению и
обратно, во всем диапазоне изменения ослабления.
Рис. 2.47. Аттенюатор серии DB-
29ХХ компании GN Nettest,
На рис. 2.47 представлен регулируемый ат-
тенюатор компании GN Nettest, параметры раз-
личных модификаций которого сведены в табл.
2.21.
Отличительной особенностью данных атте-
нюаторов является отсутствие источника пи-
тания, что позволило исключить проблемы
флуктуаций сигнала, которые присущи моде-
лям с шаговыми двигателями или фильтра-
ми. Основным применением измерительных
аттенюаторов является изменение уровня сиг-
нала при определении границ потерь, калиб-
ровка измерителей мощности и использова-
ние в совокупности с другими приборами для
тестирования и моделирования системных
потерь, а также BER тестирования, рассмот-
ренных в последующих главах.
Таблица 2.21
Модели DB-2900A DB-2900C DB-2910 DB-2910C
Тип волокна 9/125 мкм
Спектральный диапазон 1200+ 1650 нм
Калиброванные длины волн 1310 нм/1550 нм -
Максимальный входной уровень +20 дБм
Диапазон ослабления 0.0 дБ + 60.0 дБ
Разрешение 0.1 дБ
Вносимые потери Менее 3 дБ 2 дБ
Возвратные потери -40 дБ -60 дБ -40 дВ -60 дБ
Оптические коннекторы Super Polish: FC, D4, ST, SC, DIN Ultra или Angle Polish: FC или SC Универсальный коннектор SPC Универсальный коннектор АРС
2.5.2. Соединение источник-волокно
Физический аспект соединения источника излучения с многомодовым
волокном может быть рассмотрен с точки зрения простой геометричес-
кой оптики, тогда как соединение с одномодовым волокном должно
анализироваться с точки зрения волновой оптики.
При соединении источника излучения с многомодовым волокном обыч-
2.5. Согласование оптических компонентов
189
но имеют место два вида потерь, которые вызваны несовпадением излу-
чающей и принимающей излучение областей, а также отличием цифро-
вых апертур источника и волокна. Несовпадение областей имеет место,
когда область, освещенная источником, больше сердцевины волокна,
при этом согласование достигается минимизацией расстояния между
источником и волокном (соединение встык), используя тот факт, что
площадь источника меньше площади сердцевины. В тех же случаях,
когда интервал между источником и входным торцом волокна неизбе-
жен, для ввода излучения могут быть использованы линзы. Однако по-
пытки уменьшить размеры источника с помощью линз могут привести
к возникновению проблем, связанных с цифровой апертурой излучате-
ля. Когда освещенная область торца волокна меньше его сердцевины,
имеют место потери вследствие несовпадения цифровой апертуры, по-
тому что источник обычно излучает в более широком конусе, чем при-
нимающий конус волокна. Волокно со ступенчато-изменяющимся по-
казателем преломления и градиентное волокно имеют различные
характеристики восприятия излучения. Так, входная угловая апертура
градиентного волокна определяется смещением от центра сердцевины,
в то время как в ступенчатых волокнах она постоянна.
2.5.2.1. Эффективность соединения источников излучения со ступенчатым и
градиентным многомодовым волокном
Как было показано в предыдущей главе, входная линейная угловая апер-
тура 0А и сплошная входная угловая апертура ©тах (предполагая, что
вА имеет небольшое значение) в ступенчатых волокнах определяются
выражениями
Бт0л = ^(и/ -n22) - NA;
где п} и Rs- показатели преломления сердцевины и оболочки волокна;
NA — цифровая апертура.
Для градиентных волокон данные выражения имеют вид
8Ш0Л = 7П1(Г)2 ~п2 =
© = я-[п,(г)2-п22],
где П)(г) — показатель преломления сердцевины волокна; п2 — пока-
затель преломления оболочки №4, — локальная цифровая апертура,
а при параболическом профиле —
и(г) = у/п2-NA2(r/R~)2-
NA - -^п2 -п2 .
Рассмотрим эффективность ввода в многомодовое оптическое волок-
но излучения суперлюминесцентного SLED диода, имеющего характе-
ристики ламбертовского источника мощностью
190
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Р = л2г2Л ,
где Л — нормальное к излучающей поверхности (равномерное) излу-
чение источника; rt — радиус источника.
В этом случае значение мощности Р(г) на локальном участке торца
волокна равно
Р(г) = тгЛ[п(г)2 - п2 ],
а значение общей мощности, введенной в волокно, без учета отражений
будет определяться выражением
Рс - ^2^r2A-[n(r)2n22]rdr (
о
где rmax — радиус сердцевины;? или радиус источника rs, причем вы-
бирается тот, который меньше.
Имея значения р и. Рс, можно определить эффективность соедине-
ния SLED с многомодовым волокном, которая в общем случае равна
T] = PJP.
Для соединения SLED со ступенчатым многомодовым волокном дан-
ное отношение примет вид
г) = NA2 — если радиус источника < радиусу сердцевины,
t] = (R/rs)2 -NA2 — если радиус источника > радиуса сердцевины.
С типовым показателем NA = 0.3 для ступенчатого волокна соедине-
ние встык между SLED и этим волокном дает максимальную эффектив-
ность соединения, равную 0.3 х 0.3 - 9%.
Аналогично эффективность соединения SLED с градиентным волок-
ном равна
г) = ЛМ2(1 - г2 /2R2) — если радиус источника < радиусу сердцевины,
7] = NA2(R2 12г2} — если радиус источника > радиуса сердцевины.
Как и ожидалось, в этом случае в волокно может быть введено меньшее
количество мощности, причем, если диаметр источника равен диаметру
сердцевины волокна, может быть достигнуто только 50% эффективности
ввода в ступенчатое волокно, в противном случае уровень введенной мощ-
ности будет и того меньше. Следует подчеркнуть, что рассмотренный ре-
жим согласования вызывает возбуждение в волокне всех доступных мод.
Полупроводниковые диоды с торцевой излучающей поверхностью
ELED и лазерные диоды LD имеют значительно меньшее отклонение
луча, что приводит к более высокой интенсивности излучения, и могут
рассматриваться по отношению к сердцевине волокна как точечные ис-
точники излучения ламбертовского типа. Характеристики луча таких
источников, как показано в п. 2.1.1, аппроксимируются функцией ко-
синуса в степени т Принимая данные допущения, общая мощность
излучения таких источников может быть представлена в виде
Р = 2яЯ2Я0 /(от +1).
При этом значение мощности, введенной в ступенчатое или градиен-
тное многомодовые волокна, можно определить решением интеграла с
верхней границей 0А ф тг/2, тогда
2.5. Согласование оптических компонентов
191
- Рс -2^2Ho[l-(cos0Jm+l]/(OT + l).
Отсюда эффективность соединения ELED и LD со ступенчатым и гра-
диентным многомодовыми волокнами равна
77 = l-(COS^r‘.
Здесь, помимо 0А, расходимость луча источника определяет пара-
метр т , который для ламбертовского источника равен 1.
Очевидно, что точечные источники способны объединять в волокне
значительно большее количество мощности, а дальнейшее усовершен-
ствование эффективности соединения возможно при помощи линз, кон-
центрирующих луч на торцевой поверхности волокна.
2.5.2.2. Эффективность соединения лазерного диода с одномодовым волокном
Предположим, что диаметр источника равен 2гх, а диаметр его изобра-
жения на торце волокна равен 2г}, тогда усиление линзы можно пред-
ставить в виде т-г}/гх, а ослабление расходимости луча, как
Qj = 0Л /т . Рассмотрим повышение эффективности ввода излучения в
волокно при использовании линз, из которых для этой цели наиболее
подходящими являются объемные линзы, микросферы и куполообраз-
ные LED. Адекватным решением будет также использование закруг-
ленных концов волокна и придание им конусообразной формы.
Использование линзы, позволяющей сконцентрировать световой луч,
эквивалентно увеличению апертуры, например, до значения для
ступенчатого волокна на границе сердцевины и оболочки. В первом при-
ближении увеличенная апертура равна
^=^ + («.-1)7?/^,
где NA — цифровая апертура (плоского) волокна со ступенчато-изменя-
ющимся показателем преломления; п, — коэффициент преломления сер-
дцевины волокна; R - радиус сердцевины; rf — радиус изгиба скруг-
ленного конца волокна.
Более детальный анализ согласования источника излучения с одно-
модовым волокном должен быть проведен методами волновой оптики,
предполагая, что как выход лазера, так и вход волокна могут быть
описаны при помощи симметричных лучей Гаусса. Тогда, используя
интеграл наложения (здесь он не приводится), эффективность опреде-
ляется наложением данных лучей [50], равна
х2( 1 1
г +-г
4г Г
п _______'ms те____
(rj+r^+^ln)2’
где х — боковое смещение; z — продольное смещение; rms и гтв —
радиусы модовых пятен волокна и суженного лазерного луча, опреде-
ленные соответственно для уровня мощности, равного 1/е2 от макси-
мального значения.
192
2. Оптоэлектронные компоненты волоконно-оптических систем передачи
Классической проблемой соединения лазерного диода с одномодовым
волокном является наличие некоторого расстояния между ними — про-
дольных интервалов, а также тот факт, что лазерный луч расширяется
в большей степени, нежели апертурный угол волокна. Решение этих
проблем было найдено путем придания концу волокна конусообразной
формы, что уменьшает сужение луча волокна до гтв и позволяет со-
здать оптимальный интервал между лазером и волокном. При исполь-
зовании луча Гаусса сужение и расходимость луча связаны друг с дру-
гом, поэтому полученное сужение луча может быть оценено косвенно —
путем измерения расходимости луча 20тах при возбуждении волокна с
противоположного конца.
Типовая эффективность соединения между лазерным диодом и кону-
сообразным концом одномодового волокна составляет приблизительно
50%, причем наличие конуса ослабляет отражение от конца волокна на
объемный резонатор лазера, тем самым сводя до минимума шумы опти-
ческой обратной связи. Однако любые отражения, имеющие место вдоль
волокна, также очень эффективно воздействуют на объемный резона-
тор лазера.
LED-соединение в одномодовом волокне эффективно используется в
коммерческих целях, особенно для локальных сетей и абонентских си-
стем. Как и ожидалось, самая низкая эффективность наблюдается при
использовании LED с боковой излучающей поверхностью, куполообраз-
ных LED, а также при закруглении концов волокна. Моделирование
здесь также базируется на волновой оптике, однако ситуация осложня-
ется тем фактом, что эмиссия LED является частично когерентной в
пространстве, т. е. волновой фронт представляет собой статистически
изменяющуюся поверхность. Следствием этого являются разрушающие
помехи в волокне и ослабление теоретической эффективности соедине-
ния в зависимости от степени когерентности [51].
ВЫВОДЫ
Понимание процессов, протекающих в оптоэлектронных компонентах
волоконно-оптических систем передачи, является настолько же важ-
ным, как и понимание физики рассмотренных в предыдущей главе во-
локонно-оптических компонентов. Это связано с тем, что в современ-
ных системах передачи все большее значение приобретают такие
параметры, как ширина линии, стабильность центральной длины вол-
ны, ширина спектра и когерентность источника излучения, полоса про-
пускания и чувствительность фотоприемника, линейность характерис-
тики преобразования модулятора и его широкополосность, а также ряд
не менее важных параметров этих и других компонентов. Поэтому в
настоящем разделе рассмотрен широкий спектр источников излучения,
определены их характеристики и области применения, даны спектраль-
ные и вольт-ватт-амперные характеристики суперлюминесцентных и
Выводы
193
лазерных диодов предназначенных для коммерческого использования,
а также рассмотрены вопросы их согласования с различными оптичес-
кими волокнами. Большое внимание уделено приемникам оптического
излучения, в частности PIN и APD фотодиодам, для которых рассмот-
рена зависимость чувствительности от длины волны входного оптичес-
кого излучения, а также даны электрические характеристики и харак-
теристики шумов данных фотодиодов.
Так как модуляция представляет собой процесс преобразования дан-
ных в оптическую форму, с целью их последующей передачи по опти-
ческому волокну, ее влияние на параметры передачи, особенно аналого-
вой и высокоскоростной цифровой, становится определяющим фактором
качества всей системы. В связи с этим, рассмотрены методы непосред-
ственной и внешней акустооптической и электрооптической модуляции
источников излучения, показано, что прямая модуляция лазера или
светодиода может быть использована для передачи данных с низкой
битовой скоростью на небольшие расстояния, тогда как внешняя моду-
ляция необходима для осуществления передачи на высоких битовых
скоростях на большие расстояния.
Учитывая все большее внимание к многоканальным системам, ха-
рактеризующимся необходимостью управления длиной волны, рассмот-
рены такие устройства, как переключатели и перестраиваемые оптичес-
кие фильтры. Показано, что оптические переключатели до сих пор не
отвечают современным требованиям, хотя потребность в использовании
этих устройств в оптических мультиплексорах вставки/удаления и пе-
рекрестных соединениях все возрастает.
Проведена классификация и определены области применения оптоэ-
лектронных компонентов, а также параметры, которые подлежат изме-
рениям.
7-537
ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ
СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Выше были рассмотрены основные компоненты волоконной оптики, ко-
торые в различных сочетаниях используются в волоконно-оптических
линиях связи и тем самым определяют характеристики выполненных
на их основе систем передачи. С другой стороны, параметры физическо-
го уровня последних определяются структурой системы, а при сетевых
решениях и архитектурой сети. Очевидно, что глубокое рассмотрение
этих вопросов выходит за рамки настоящей книги, однако общие поня-
тия и подходы, на наш взгляд, необходимо привести, так как это позво-
лит, с одной стороны, представить целостную картину задачи измере-
ний в телекоммуникациях, а с другой — определить особенности
измерений в различных волоконно-оптических системах передачи.
Очень важным является также вопрос определения основных пока-
зателей той или иной системы, так как при проведении измерений,
особенно в исследовательских целях, необходимо иметь четкое понятие
о влиянии измеряемых параметров на характеристики системы, не го-
воря о диапазоне их возможных значений. Особенно это касается изме-
рений в системах передачи, отличающихся структурными признаками,
что позволяет применить необходимый в конкретном случае метод из-
мерения и используемый для этой цели прибор, так как применение
одного и того же метода измерений и тем более прибора в различных
системах может привести к недостоверным результатам.
Следует отметить, что в соответствии с поставленной задачей систем-
ные решения в дальнейшем рассматриваются с позиций волоконной
оптики, а не с позиций передачи данных, так как в последнем случае
факторами, определяющими особенности систем, служат методы обра-
ботки и передачи данных, которые не являются предметом нашего рас-
смотрения. Очевидно, что полностью исключить последние вопросы не
представляется возможным, в связи с чем при их возникновении будут
констатироваться известные положения или даваться ссылки на соот-
ветствующую литературу.
196
3. Волоконно-оптические системы передачи
3.1. ЭВОЛЮЦИЯ ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ
И СЕТЕВЫХ ТЕХНОЛОГИЙ
Рассмотрим основные направления и достижения эволюции оптоволо-
конных систем (рис. 3.1), а также те проблемы, которые необходимо
преодолеть с целью дальнейшего увеличения объема передачи как на-
земных, так и подводных волоконно-оптических систем передачи.
Первые эксперименты, проводившиеся в 60-е годы, продемонстриро-
вали способность волноводов переносить информацию, закодированную
в световых сигналах. Однако развитие оптоволоконных систем переда-
Регенераторы Многомодовое волокно
1.3 мкм
Одномодовое волокно
Оптические усилители
OTDM или WDM
мультиплексор
OTDM или WDM
демультиплексор
Рис. 3.1. Эволюция волоконно-оптических систем связи
чи началось только после изобретения в начале 70-х годов кварцевого
оптического волокна с низким показателем потерь, которое имеет три
окна прозрачности на 0.8, 1.3 и 1.55 мкм длинах волн при самом низ-
ком значении потерь, достигающем менее 0.25 дБ/км в области 1.55 мкм.
Это позволило осуществить передачу световых сигналов на расстояния,
составляющие свыше нескольких десятков километров. Дальнейшее уве-
личение дальности передачи стало возможным за счет использования
регенераторов, осуществляющие преобразование светового сигнала в
электрический сигнал с последующим обратным преобразованием и
передачей сформированного оптического сигнала по следующему учас-
тку волоконно-оптической линии связи.
3.1. Эволюция волоконно-оптических систем и сетевых технологий
197
Изначально волоконно-оптические кабели были выполнены на осно-
ве многомодовых оптических волокон с диаметром сердцевины порядка
50-85 мкм. Поэтому первые системы передачи строились с использова-
нием волокон данного типа совместно с разработанными к тому време-
ни светодиодными или лазерными источниками множественной про-
дольной моды (MLM), так называемыми лазерами Фабри-Перо.
Выполненные на основе MLM передатчики оптических сигналов пред-
ставляли собой относительно дешевые устройства, генерирующие опти-
ческое излучение в диапазоне длин волн 0.8 и 1.3 мкм с достаточно
широким спектром, составляющим единицы-десятки нм. Так как в
многомодовом волокне энергия импульса передается посредством ряда
мод, которые, распространяясь вдоль волокна, проходят неравный путь
и в связи с этим имеют разную скорость распространения, импульсы на
выходе волокна становятся размытыми, нечеткими. Эта размытость
обычно называется дисперсией, а в данном конкретном случае она но-
сит название модовой дисперсии. Для уменьшения влияния этой осо-
бенности многомодовых волокон в первых системах применялись реге-
нераторы, восстанавливающие сигнал через каждые несколько
километров. Подобные системы используются в недорогих компьютер-
ных межсоединениях до сих пор, обеспечивая скорость передачи до
нескольких сот Мб/с на расстояния до нескольких км.
Следующее поколение систем, введенных в эксплуатацию в начале
80-х годов, для устранения модовой дисперсии использовало одномодо-
вое волокно с MLM лазерами в диапазоне длины волны 1.3 мкм. В
отличие от многомодового волокна одномодовое имеет относительно не-
большой, порядка 8—10 мкм, диаметр сердцевины, по которой вся энер-
гия светового сигнала перемещается посредством одной моды. Это эф-
фективно устраняет модовую дисперсию и обеспечивает значительное
увеличение как битовой скорости, так и допустимого расстояния между
регенераторами, достигающими соответственно нескольких сот Мб/с и
около 40 км. Первоначально такое расстояние определялось потерями
волокна, поэтому для увеличения интервалов между регенераторами
следующим шагом эволюции в данном направлении стало использова-
ние в конце 80-х годов систем с длиной волны 1.55 мкм, которая по
сравнению с окном 1.3 мкм обеспечивает меньшие потери. Однако на
этом этапе выявился следующий отрицательный фактор, тормозящий
дальнейшее развитие систем, а именно: хроматическая дисперсия, ко-
торая стала ограничивать дальнейшее увеличение битовой скорости. Хро-
матическая дисперсия связана с тем, что в одномодовом волокне раз-
личные составляющие частотного спектра импульса распространяются
с различной скоростью, что также приводит к размыванию импульса на
выходе оптического волокна. Оказывается, что кварцевое оптическое
волокно практически не имеет хроматической дисперсии в диапазоне
1.3 мкм, но в диапазоне 1.55 мкм ее влияние становится превалирую-
щим. Волокно с таким проявлением хроматической дисперсии носит
название стандартного одномодового волокна.
Высокая хроматическая дисперсия при 1.55 мкм вызвала необходи-
мость разработки волокна со смещенной дисперсией, которое специаль-
198
3. Волоконно-оптические системы передачи
позволило
достичь
б)
Рис. 3.2. Временное (а) и вол-
новое (б) мультиплексирова-
ние в волоконно-оптических
системах передачи
но разработано исходя из условия обеспечения нулевого значения хро-
матической дисперсии в окне длин волн 1.55 нм. Однако к этому време-
ни существовала уже значительная база установленных стандартных
одномодовых кабелей, для которых данное решение не являлось эффек-
тивным. К счастью, был найден другой способ преодоления хромати-
ческой дисперсии. MLM лазеры, как уже говорилось ранее, излучают в
достаточно широком спектре, составляющем несколько нм (что эквива-
лентно сотням ГГц). Поэтому, если уменьшить спектр передаваемого
импульса до размеров, близких к полосе пропускания частоты модуля-
ции (например, приблизительно 2.5 ГГц для 2.5 Гб/с потока данных),
влияние хроматической дисперсии существенно уменьшается. Это при-
вело к появлению лазеров с распределенной обратной связью (DFB) с
одной продольной модой (SLM), имеющих узкую ширину спектра, что
юй скорости более 1Гб/с.
Дальнейшая эволюция оптоволоконных си-
стем передачи связана с появлением в конце
80-х — начале 90-х годов легированных эрбием
оптических усилителей (EDFA), приведших, в
свою очередь, к разработке нового поколения
систем, существенно снизив их цену за счет
замены регенераторов на EDFA. Кроме этого,
оптические усилители имеют еще одну очень
важную особенность, а именно: будучи прозрач-
ными, по отношению к битовой скорости и ви-
дам модуляции, они позволяют проводить эф-
фективное усовершенствование системы с
позиций битовой скорости путем замены толь-
ко оконечного оборудования. Другим преиму-
ществом EDFA является то, что они способны
одновременно усиливать сигналы различных
длин волн, что обеспечивает возможность уве-
личения емкости и скорости передачи системы
за счет мультиплексирования по длине волны
(WDM) — использования более одной длины
волны (рис. 3.2а). Очевидно, что увеличение числа длин волн является
более экономичным, чем увеличение количества кабелей и регенерато-
ров или усилителей, которые необходимо устанавливать для каждого
волокна кабеля.
В конце 90-х годов уже введены в эксплуатацию высокоемкостные
WDM системы на 8 — 32 длины волны, каждая из которых переносит
трафик со скоростью 2.5 Гб/с, а в лабораторных условиях общая емкость
передачи уже достигает более 2 Тб/с. Здесь следует отметить успехи и
традиционной технологии мультиплексирования по времени (TDM), при-
ближающейся к скоростям до 10 Гб/с, что тоже не является пределом.
Основным тормозящим фактором, влияющим на развитие систем, ис-
пользующих TDM мультиплексирование (рис. 3.26), до сих пор остается
хроматическая дисперсия и начинающие сказываться нелинейные эф-
фекты в волокне. Кроме этого, неравномерность усиления EDFA в рабо-
3.1. Эволюция волоконно-оптических систем и сетевых технологий
199
чем диапазоне длин волн и явления, связанные с поляризацией, также
препятствуют дальнейшему увеличению объема передачи.
Параллельно с рассмотренным развитием технологии передачи ин-
формации по оптическим волокнам по так называемой схеме точка-
точка с конца 80-х годов стали развиваться и волоконно-оптические
сетевые технологии. Началось использование общегородских сетей, та-
ких, как 100 Мб/с распределенный интерфейс передачи данных (FDDI),
а также сетей для соединения универсальных ЭВМ, как, например, 200
Мб/с последовательное соединение предприятий (ESCON). В мире теле-
коммуникаций появились стандарты на сетевые технологии, причем
стандартизация и массовое использование началось с синхронных оп-
тических сетей (SONET) в Северной Америке и аналогичной сети син-
хронной цифровой иерархии (SDH) в Европе и Японии. Все эти сети,
являющиеся сетями первого поколения, широко используются и сегод-
ня. Однако в конце 80-х - начале 90-х годов специалисты начали заду-
мываться о создании более совершенных сетевых архитектур, которые
использовали бы оптоволоконный кабель не только для передачи.
Большинство проводимых экспериментов было нацелено на телера-
диовещательные и селективные сети WDM, а также сходные с ними
сети оптического временного мультиплексирования OTDM, внедрение
которых до сих пор тормозится множеством проблем, связанных с их
использованием. В частности, необходимо усовершенствование техно-
логии производства компонентов для того, чтобы сделать данную тех-
нологию доступной для коммерческого использования. Исследования
магистральных сетей с коммутацией пакетов, использующих OTDM и
WDM, продолжаются и по настоящий день.
Помимо этого, в начале 90-х годов основным предметом ряда иссле-
дований стали сети с трансформацией длины волны, так как к этому
времени специалисты осознали преимущество оптического уровня, и
теперь эти сети широко предлагаются как коммерческие продукты для
международного и локального обмена. Кроме этого, в конце 80-х — на-
чале 90-х годов была предпринята попытка продвижения концепции
“волокно в дом” (FTTH) и ее многочисленных вариантов, как, напри-
мер, “волокно в монтажный шкаф” (FTTC). Однако появление данных
концепций вызывало проблемы экономического характера, которые свя-
заны с высокой стоимостью создания необходимой инфраструктуры и
сомнениями по поводу возврата капиталовложений из-за предполагае-
мого нежелания заказчиков платить за набор новых услуг, таких, как
“видео в дом”. Несмотря на это, изменение уже существующей структу-
ры системы передачи, а также все возрастающую потребность в различ-
ных услугах, как, например, доступ в Интернет и видео по заказу, уско-
ряют процесс ввода этих сетей в эксплуатацию большинством операторов,
вследствие чего значительно возрастает и роль оптического волокна с
позиций доступа к этой сети.
Создание качественно новых типов одномодовых волокон, в частно-
сти, NZDSF волокон и более совершенных компонентов волоконной оп-
тики, стало началом широкомасштабного внедрения новых концепций
и технологий построения волоконно-оптических сетей на локальном,
200
3. Волоконно-оптические системы передачи
региональном и глобальном уровнях. Данные технологии основаны на
использовании для коммутации, мультиплексирования и ретрансляции
исключительно оптических элементов, что позволяет создавать полнос-
тью оптические сети (AON), претендующие на роль основной сетевой
технологии, способной обеспечить гигантскую полосу пропускания в
телекоммуникациях ближайшего будущего.
3.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ВОЛОКОННО-
ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ
В данном разделе рассматриваются базовые концепции волоконно-оп-
тических систем передачи, использующих аналоговую и дискретную
модуляции интенсивности светового излучения. При этом особое вни-
мание уделяется теоретически достижимым параметрам и основным кри-
териям, которым должна удовлетворять система передачи, основываясь
на подходе, предложенном в [17]. В связи с этим вначале рассмотрим
временные и частотные параметры волоконно-оптической линии связи,
а также понятие битовой скорости, используемой для оценки функцио-
нирования цифровых систем передачи данных.
3.2.1. Импульсная характеристика, время реакции
и полоса пропускания линии связи
Как известно, волоконно-оптическая линия связи может характеризо-
ваться либо импульсной передаточной h{t) характеристикой, либо эк-
вивалентной ей амплитудно-частотной характеристикой (рис. 3.3).
Первая представляет собой импульсный отклик в виде временной зави-
симости мощности на выходе оптического волокна при подаче на его
вход короткого импульса оптической мощности, который может быть
представлен в виде дельта-функции S{t). Вторая отражает зависимость
ов
Рис. 3.3. Импульсная и частотная характеристики
передачи оптического излучения
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем
201
уровня мощности на выходе волокна от частоты f синусоидального
сигнала, модулирующего мощность P(z) на его входе, когда z = 0,
P(0) = P0(0)+P,(0)cos(2^), (3.1)
где Р,(0)<Ро(0).
Значение выходной мощности после прохождения расстояния L вдоль
волокна в этом случае равно
P(Z) = Ро {L)+Ps (Z)cos(2^ + <р). (3.2)
Следовательно, амплитудно-частотная характеристика линии связи
будет определяться выражением
r7f(f)-[P4(Z,)/C(0)]exp(7V). (3.3)
Очевидно, Ро (Р) = Э~{(О)Ро (О), где 5/(0) — коэффициент пропуска-
ния.
Абсолютное значение |5/(f)| отражает уменьшение амплитуды моду-
лированного сигнала на частоте f в результате его распространения
вдоль волокна и связано с коэффициентом ослабления сигнала
_ <3.4)
имеющим размерность дБ/km (рис.3.4). Следовательно,
|j/(f) = ехр[-а(/)Р], (3.5)
где a(f] ® 0.23а(/) — коэффициент затухания волокна в км1.
Согласно теории передачи сигналов, амплитудно-частотная характе-
ристика 5/(f) представляет собой преобразование Фурье от импульс-
ной характеристики h(t), так что знания одной из функций достаточно
для определения другой.
Рис. 3.4. Типовые зависимости затухания ОВ
от частоты модуляции
~ , ’*’1 - ‘
202
3. Волоконно-оптические системы передачи
(3.6)
Из характеристик h(t) и 5£(f) можно определить три важных крите-
рия функционирования линии связи, а именно:
• ослабление постоянной (немодулированной) входной оптической
мощности, определяемое по амплитудно-частотной характерис-
тике (f) при f = 0 ;
• длительность импульса отклика сгг, которая определяется ши-
риной импульсной характеристики и служит для определе-
ния минимального интервала следования импульсов без нало-
жения;
• полосу пропускания стf , представляющую собой ширину
, и служащую критерием, определяющим максимальную частоту
модуляции входной мощности без существенного увеличения
ослабления сигнала.
Так как 5T(f) и А(г) связаны между собой преобразованием Фурье,
полоса пропускания сгf обратно пропорциональна длительности откли-
ка сгг, причем коэффициент пропорциональности зависит от вида й(г).
В целях наглядности используем соотношение
1
сг f ----
2ясгт '
Таким образом, импульсная характеристика в случае многомодового
оптического волокна зависит от ослабления, а также модовой, матери-
альной и волноводной дисперсии. Очевидно, что вес каждого из этих
факторов определяется типом волокна и профилем его показателя пре-
ломления. Так:
• в многомодовом волокне со ступенчато изменяющимся показате-
лем преломления импульсная характеристика представляет со-
бой последовательность импульсов, расположенных в центре моды
с временной задержкой rq = L / vq, q = \,...,М , где vq и q —груп-
повая скорость и количество мод соответственно (рис. 1.7). Наи-
большая разница в задержках составляет 2сгг = ттах - гтт, где т,
определяется согласно (1.64). Например, для многомодового во-
локна со ступенчато изменяющимся показателем преломления с
п, =1.46 и относительной разницей показателя преломления
д-0.01 будем иметь сгт / L и Д / 2с, ~24пс/км, что при длине
L - 10 км составит сгг « 240 нс и о { ® 650 кГц, т. е. будет соот-
ветствовать полосе пропускания afL ® Ы2жтт « 6.5 МГц км. В во-
локне длиной 100 км длительность импульса станет равной
2.4 мкс, а полоса пропускания уменьшится до 65 кГц. Здесь и в
дальнейшем значение с, = с/п,.
• в многомодовом градиентном волокне с оптимальным показате-
лем преломления я( =1.46 и Д = 0.01 согласно (1.65) сгг при
идеальных условиях составляет сгг / L ® А2 / 4с, «122 пс/км. Это
соответствует полосе пропускания 1.3 ГГц-км, но при этом в
ряде случаев важным фактором становится материальная дис-
персия, зависящая от ширины спектра источника.
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем
203
• в одномодовом волокне с коэффициентом дисперсии Dx = 1 пс/
км-нм на длине волны Ло =1.3 мкм, подключенном к источни-
ку излучения со спектральной линией типового одномодового
лазера сгЛ = 1 нм, длительность импульса отклика согласно (1.67)
равна crr/Z, = l пс/км, что соответствует полосе пропускания
«Ту =159 ГГц-км. Поэтому, например, волокно длиной 100 км
имеет длительность стг =100 пс и полосу пропускания стf «1.66
ГГц.
3.2.2. Системы передачи с модуляцией интенсивности оптического
излучения
Рассмотрим волоконно-оптическую систему, используют,ую LED или
LD источник излучения мощностью Ps (мВт) и с шириной спектра сгЛ
(нм), соединенный с PIN или APD фотодетектором посредством опти-
ческого волокна с коэффициентом ослабления а (дБ/км), длительнос-
тью импульса отклика сгг IL (нс/км) и длиной L (км). При этом интен-
сивность излучения модулируется посредством коммутации мощности
излучения для того, чтобы представить информацию в виде двоичных
кодов, битов 1 и 0 и обеспечить скорость передачи последней, равную
50 бит/с.
Функционирование систем такого типа, называемых цифровыми сис-
темами передачи, оценивается коэффициентом битовых ошибок BER,
определяемым числом ошибок на заданное количество переданных би-
тов информации, т. е. вероятностью появления ошибок. Обозначим ве-
роятность принятия 1 за 0 через р,, а вероятность принятия 0 за 1
через рй. Тогда в случае равной вероятности передачи обоих битов
BER = ^px+^p0. (3.7)
Типовое значение BER, как правило, составляет 109 (т. е. в среднем
одна ошибка на каждые 109 бит).
Целью анализа данной системы является определение максимально
достижимого расстояния L, при котором линия в состоянии передать
информацию со скоростью 50 бит/с и коэффициентом битовых ошибок
ниже предварительно заданного значения. Эквивалентной данной зада-
че является задача, заключающаяся в определении максимальной би-
товой скорости 50, при которой линия связи длиной L может переда-
вать данные с коэффициентом битовых ошибок, не превышающим
допустимый лимит. Очевидно, что с увеличением 50 значение L умень-
шается.
Единственным параметром, описывающим возможности линии свя-
зи с позиций достижения максимального результата, является произве-
дение битовая скорость - расстояние ЬВй. Здесь мы определим типо-
вую зависимость L от Во и выведем выражения максимального LB0
для большинства волокон. С этой целью введем понятие чувствитель-
ности приемника оптического излучения, определяемой минимальным
204
3. Волоконно-оптические системы передачи
количеством фотонов на один бит информации, которые необходимы
для обеспечения связи с коэффициентом битовых ошибок, не превыша-
ющим заданного значения. Основной причиной возникновения ошибок
является произвольное количество фотоэлектронов, обнаруженных в
течение каждого бита, а также шумы самого канала и приемника.
Определим чувствительность идеального бинарного оптического при-
емника, допуская, что биты 1 и 0 представлены соответственно наличи-
ем и отсутствием оптической энергии. При этом примем, что в течение
бита 1 принимается среднее количество фотонов, равное п , а в течение
бита 0 фотоны не принимаются, тогда среднее количество фотонов на
бит составит Па = о.5и . Так как действительное количество полученных
фотонов произвольно, при идентификации битов имеют место ошибки.
Поэтому, например, при среднем количестве переданных фотонов «
лазерного диода, которые подчиняются распределению Пуассона, веро-
ятность обнаружения п фотонов равна
/?(я) = я” ехр(-я)/я!- (3.8)
Пусть при обнаружении одного или более фотонов приемник прини-
мает решение о том, что был передан бит 1. Тогда, обозначив вероят-
ность принятия бита 1 за бит 0 через р,, вероятность обнаружения
отсутствия фотонов равна = р(й) = ехр(- я), а если передается бит О,
фотонов нет, и приемник совершенно правильно решает, что был пере-
дан бит 0, т. е., р0 =0. Следовательно, битовая ошибка, представляю-
щая собой среднее значение этих двух вероятностей, равна
ВЕА = |ехр(-я)=^ехр(-2я„). (3.9)
Отсюда может быть определена чувствительность приемника в виде
среднего количества фотонов на бит, при котором обеспечивается необ-
ходимое значение BER. Решение последнего выражения при ppp - ю~9
дает значение Па » ю • Следовательно, чувствительность идеального при-
емника для цифровой системы передачи равна 10 фотонов на бит, т. е.
бит 1 должен нести в среднем как минимум 20 фотонов, так как, со-
гласно определению, бит 0 не несет фотонов. При наличии других ви-
дов шумов чувствительность может быть существенно снижена.
Как известно, чувствительности фотодиодов п0 фотонов на бит соот-
ветствует оптическая энергия hvno или мощность, равная
Рг =(/1уяо)/(1/5о). (3.10)
Отсюда следует, что по мере увеличения битовой скорости для под-
держания того же количества фотонов на бит и, следовательно, BER
необходима более высокая мощность. Ниже будет показано, что с уче-
том шума чувствительность приемника п0 зависит от ширины его поло-
сы пропускания и, следовательно, от скорости передачи данных Во.
Так как это усложняет проблему анализа, вначале предположим, что
чувствительность приемника не зависит от Во, а ее номинальное значе-
ние при Ло = 0.87 мкм и Ло - 1.55 мкм соответственно равно «0 = 300 и
яо=1ООО фотонов на бит. ~ ’<
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем
205
При данных допущениях для минимальной мощности на входе при-
емника, а также зная мощность источника и погонное ослабление во-
локна (ослабление на километр), можно определить бюджет мощности
и затем максимальную длину волокна. Знание энергетического бюдже-
та, как будет показано ниже, необходимо и для установления влияния
дисперсии на характер распространения импульса по волокну. Так, если
длительность сгг полученных импульсов превышает битовый интервал
1/50, соседние импульсы будут накладываться друг на друга, что вызо-
вет межсимвольную интерференцию, увеличивающую BER. Поэтому
существуют два условия верного функционирования линии связи, а
именно:
1. обеспечение полученной мощности, по крайней мере равной чув-
ствительности приемника Рг, или, как принято на практике, введением
запаса, превышающего Рг на 6 дБ;
2. обеспечение длительности полученного импульса <ут , не превыша-
ющего исходного битового интервала, равного 1 / Во.
Следовательно, если битовая скорость 50 фиксирована, а длину ли-
нии связи L необходимо увеличить, могут иметь место две ситуации,
которые ведут к ухудшению функционирования системы. Это получе-
ние на входе приемника сигнала с уровнем, меньшим его чувствитель-
ности Рг, или когда длительность импульсов превысит 1 / Во. В связи с
этим следует различать два режима функционирования системы, соот-
ветствующих данным случаям и связанных с ослаблением и дисперсией
в линии связи.
Ограничение функционирования системы по ослаблению
Функционирование системы при ограничении по ослаблению дости-
гается обеспечением необходимого бюджета мощности. Для рассмот-
рения понятия бюджета мощности вначале отметим, что ослабление
волокна и значение мощности удобно измерять в дБ, так как в логариф-
мических единицах учет потерь мощности подчиняется аддитивному, а
не мультипликативному закону. При этом связь единиц, выраженных в
мВт, с единицами, выраженными дБм, определяется соотношением
? = Ю1од10Р, (3.11)
где Р и Р — значения мощности, выраженной в мВт и в дБм соответ-
ственно. Тогда значениям р=0.1 мВт, 1 мВт и 10 мВт соответствуют
значения р= -10 дБм, 0 дБм и 10 дБм. Обычно в качестве эталона
мощности используется значение, равное 1 мВт.
Если Р3 есть мощность источника (дБм), а — потери волокна в дБ/км,
?с — потери сращивания или объединения (дБ), а р — максимальная
длина волокна, при которой мощность, поступающая на приемник, равна
его чувствительности Рг (дБм), можно записать ; ,,
P3-Pz-Pm-aL = Pr, ; (3.12)
где Рт — необходимый запас по мощности.
Соответствующий бюджет мощности Р, выраженный в виде функ-
ции расстояния от передатчика, схематично изображен на рис. 3.5.
206
3. Волоконно-оптические системы передачи
| Источник^
Волокно
----ш----
Коннектор
Волокно
а^ Приемник |
Здесь значение чувствительности приемника равно Pr = 101og10 Рг
(дБм), или с учетом (3.10)
?r = lOlog
n<jhvB0
10’3
(3.13)
Следовательно, ?г логарифмически увеличивается с увеличением 50,
и поэтому бюджет мощности должен быть определен для каждой 50,
как показано на рис. 3.6.
Рис. 3.6. Зависимость бюджета мощности
от скорости передачи
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем
207
Максимальную длину линии связи получаем путем подстановки (3.13)
в(3.12)
Z = lfj>,-7>c-7>m-101og^^
al 10
(3.14)
откуда
L = L0--log50, (3.15)
а
где Lo =[?e-?c-?m-30-101og(noAv)]/a.
Таким образом, £ уменьшается с увеличением Во по логарифмичес-
кому закону (рис. 3.7) с наклоном Ю/a и представляет собой иллюст-
рацию этого соотношения для длин волн 0.87, 1.3 и 1.55 мкм.
Рис. 3.7. Зависимость максимальной длины волокна
от скорости передачи данных
Ограничение функционирования системы по дисперсии
Так как при распространении по оптическому волокну длительность
импульса стг увеличивается, на некотором расстоянии L может наступить
момент, когда <тг превысит битовый интервал Т = 1/50 и функционирова-
ние системы, как было отмечено выше, нарушится вследствие межсим-
вольной интерференции. Пусть максимально возможная длительность
импульсов равна одной четвертой интервала битового времени, т. е.
_ Т _ 1
(3.16)
208
3. Волоконно-оптические системы передачи
Здесь выбор коэффициента 1 / 4 произволен и служит только для срав-
нения различных типов волокна:
• Волокно со ступенчато изменяющимся показателем прелом-
ления. Так как длительность импульса после прохождения рас-
стояния £ по многомодовому волокну со ступенчато изменяю-
щимся показателем преломления определяется модовой
дисперсией (1.64) и равна
(3.17)
Подставив данное значение в (3.16), получим
£5° = 2Л> (3.18)
где сх = с0 /пх есть скорость света в сердцевине волокна, А = (п, -п2)/п{.
Для п, =1.46 и Д = 0.01 значение LB0 ~10 км-Мбит/с.
• Градиентное волокно (волокно с плавно изменяющимся пока-
зателем преломления). В многомодовом градиентном волокне с
оптимальным (приблизительно параболическим) типом показа-
теля преломления длительность импульса определяется выра-
жением (1.65)
L Л2
• (3.19)
Подставляя данное значение в (3.16), получим
(3.20)
Рис. 3.8. Зависимость длины линии от скорости передачи
при ограничении по дисперсии
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем
209
Рис. 3.9. Результирующая зависимость длины линии
от скорости передачи
Для и, =1.46 и А = 0.01 в этом случае значение LB0 ~2 км-Гбит/с.
• Одномодовое волокно. Если предположить, что расширение
импульса в одномодовом волокне происходит только вследствие
материальной дисперсии, т. е. если игнорировать волноводную
дисперсию (1.68), для источника с шириной линии ил длитель-
ность полученного импульса определяется как
(3.21)
поэтому
(з-22>
где D. есть коэффициент дисперсии материала волокна. Поэтому, если
лазер имеет ширину линии, равную 1 нм, а волокно характеризуется
дисперсией |/)Л| =1 пс/км-нм и 17 пс/км-нм на Л0=1.3 мкм и 1.55 мкм,
тогда LB0 «250 км-Гбит/с и 15 км/Гбит/с соответственно.
Примерные зависимости расстояния от битовой скорости при ограниче-
нии по дисперсии изображены на рис. 3.8, совмещение которых с рис. 3.7
дает результирующую зависимость L-Bo, представленную на рис. 3.9.
Очевидно, что в приведенных расчетах и при создании L- Во кривых
было сделано много упрощающих предположений и произвольных допу-
щений, поэтому их следует принимать в качестве основы при рассмотре-
нии функционирования систем с различными типами волокон.
Приведенные отношения описывают функционирование трех поколе-
ний оптических волокон, работающих соответственно при длине волны
0.87 мкм (многомодовое волокно со ступенчато изменяющимся показате-
лем преломления и градиентное волокно), при 1.3 мкм (одномодовое
волокно) и при 1.55 мкм (одномодовое волокно).
210
3. Волоконно-оптические системы передачи
3.2.3. Теоретические характеристики волоконно-оптических
систем передачи
Теперь рассмотрим теоретически возможные параметры систем, исполь-
зуя следующие допущения:
• пусть дано одномодовое волокно с коэффициентом ослабления,
равным абсолютному минимуму а® 0.16 дБ/km при Ло =1.55
мкм.
• используется идеальный детектор, обеспечивающий чувствитель-
ность приемника, равную 10 фотонов на бит вместо 300 или
1000, как предполагалось в предыдущих примерах. При функ-
ционировании с ограничением по ослаблению согласно (3.12)
зависимость L-Bo в этом случае соответствует рис. 3.10.
• для уменьшения материальной или волноводной дисперсии ши-
рина спектра и. источника принимается меньшей 1 нм, что на
практике может быть получено при помощи одночастотных DFB
лазеров. Однако очень узкая ширина спектра несовместима с очень
короткими импульсами передачи, что следует из спектрального
и временного преобразований Фурье. Так, для импульса продол-
жительностью Т Во ширина спектра, ограниченная преобра-
зованием Фурье, составляет crv ® 1/2Т = 50/2 . Учитывая, что
г = с0/Я0, сг„ связано с <тл как о\ = [5у/ЭЛ0|сгл - (с0 / Лд)ал , ми-
нимальное ограниченное преобразованием Фурье значение сгЛ
равно
R
” (3.23)
что прямо пропорционально битовой скорости В,.. Так, при В,. = 10 Гбит/с
и Яо = 1.55 мкм будем иметь сгЛ = 0.16 нм.
Рис. 3.10. Зависимость длины линии от скорости пе-
редачи при ограничении по ослаблению и дисперсии
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем
21 1
Подставив (3.23) в (3.22), значение битовая скорость-расстояние при-
мет вид
в соответствии с которым на рис. 3.10 приведены результаты расчета
при Ло =1.55 мкм и Я, =17 пс/км-нм.
• В случае использования волокна со смещенной дисперсией об-
щий коэффициент хроматической дисперсии в при 1.55 мкм
можно уменьшить, например в 10 раз, что приводит к смеще-
нию характеристики, приведенной на рис. 3.10, в сторону 10-
кратного увеличения битовой скорости. Однако это происходит
за счет некоторого увеличения ослабления, смещая линию огра-
ничения по ослаблению вниз. V -
Дисперсия как запас по мощности
Предположение, что максимально допустимая длительность приня-
тых импульсов о\ является одной четвертой частью битового времени
Т = 1/В„, довольно произвольно. В действительности, если отношение
сигнал/шум улучшено за счет увеличения принимаемой мощности по
отношению к чувствительности приемника, импульсы могут передаваться
и с большей длительностью. Необходимое увеличение, обозначенное Р^ ,
называется запасом по мощности из-за межсимвольной интерференции
и определяется при предельном значении коэффициента битовых оши-
бок BER=Ю 9 для импульсов длительностью сгг при мощности, равной
Pr+FlSI.
Грубая оценка может быть выполнена путем определения коэф-
фициента ослабления «(/) (рис. 3.4) волокна при частоте модуляции
f = 2?0 / 2, соответствующей частоте чередующейся последовательности
битов 101010... . В этом случае запас по мощности составляет
Pis, =[«(/) -«(0)]£ дБ/км. Так как сгг является шириной импульсной
характеристики h(f) сигнала, переданного через волокно с амплитудно-
частотной характеристикой 5/(/) и полосой частот сг, = , усло-
вие ограничения дисперсии сгг <1/450 эквивалентно (1/2/гсгz)<(l/8/)
или, что то же, f <(n/4)crf .
При установленном лимите сгг = 1 / 4Во частота модуляции / = (л7 4)сгу
оказывается достаточной для того, чтобы не предусматривать запаса по
мощности для волокна с полосой пропускания crf . В противном случае,
когда сгг становится больше 1 / 4В0 ,T,e.f > сг(, из-за наличия диспер-
сии возникает необходимость в резком увеличении запаса по мощнос-
ти. Так, если h(t) и 5/(f) представляют собой, например, импульс Га-
усса, запас по мощности из-за дисперсии в дБ пропорционален (//сг,)
и (аг/Т)2 =(о-г50)2.
Рассматривая дисперсию как необходимый запас по мощности, огра-
ничение по ослаблению и ограничение по дисперсии теперь можно объе-
динить в одно общее уравнение
?s =Рс + + a(f)L + ?г = Рс + Pm + aL + ?ISI + Р,, (3.25)
212
3. Волоконно-оптические системы передачи
решение которого дает зависимость L — Bo, представленную на рис. 3.11.
Так как PISI — это нелинейная функция Во и £, а 77г — функция
log Во, последнее уравнение также нелинейно, и его решение соответ-
ствует плавной кривой £ - Во, которая отражена на рис. 3.10 сплошной
линией и лежит в области ранее определенных границ скорости переда-
чи Во.
3.2.4. Чувствительность приемников систем передачи при наличии
шумов
Как было показано выше, чувствительность бинарного приемника оп-
ределяется минимальной оптической энергией (или средним количе-
ством фотонов), приходящейся на один бит информации, при которой
частота появления ошибок BER в системе не превышает допустимого
значения. Чувствительность аналогового приемника в отличие от би-
нарного определяется тем минимальным уровнем мощности оптическо-
го излучения (или соответствующего потока фотонов), при котором обес-
печивается требуемое отношение сигнал/шум SNR0 системы. Рассмотрим
влияние шума как на бинарный, так и на аналоговый прием.
3.2.4.1. Чувствительность бинарного приемника при наличии шумов схемы и
усиления
Учитывая, что фотодиод преобразует среднее количество г/ получен-
ных фотонов в пары фотоэлектрон-дырка, каждая из которых вносит
определенный вклад в электрический ток внешнего канала, суммарный
заряд в течение битового интервала времени Т = 1 / А/о равен m и отве-
чает распределению Пуассона со средним значением m = r/п и вариаци-
ей m • Кроме этого, фотодиод создает дополнительный шум в форме
произвольного электрического тока / с гауссовским распределением и
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем
213
нулевым средним значением при вариации сг2 . Поэтому в пределах
битового интервала времени р результирующий заряд q - irT /е (в еди-
ницах электронов) имеет среднеквадратичное значение <у = <угТ / е . Здесь
параметр <уц , называемый параметром шума схемы, зависит от полосы
пропускания приемника Д/.
Общий заряд электронов, который приходится на один бит информа-
ции, представляет собой сумму s = m + q вариации Пуассона m и вариа-
ции Гаусса q. Когда значение m велико, приближенное значение общего
распределения может быть вычислено при помощи распределения Гаусса
со средним значением /л и вариацией q-2 , которые соответственно равны
р = т = рп и <т2 = т + сг* . (3.26)
Для APD фотодиода с усилением Q среднее количество электронов
увеличивается, создавая в процессе усиления дополнительный шум.
Поэтому среднее значение общего заряда на бит s и вариация о-2 с
учетом усиления равны
p = mG и <т2 = 7nG2F + a2, ' (3.27)
где F - (G2^/(G}2 есть фактор избыточного шума APD.
Так как приемник измеряет общий заряд s , который накоплен за
время каждого бита, например, путем интегрирования, и сравнивает
его с определенным пороговым значением & , тогда при s > 3 выбирает-
ся бит 1, в противном случае выбирается бит 0. Возможности ошибок
и р0 определяются исследованием двух распределений Гаусса для
s , которые имеют:
среднее значение д0 = 0 и вариацию = и2 для бита 0, а для бита 1
среднее значение = mG и вариацию сг2 = mG2 F + <т*. (3.28)
Вероятность р0 принятия 0 за 1 определяется интегралом распреде-
ления вероятности Гаусса p(s) со средним значением р,. и вариацией
сг2 в пределах от s = -оо до s = &• При этом пороговое значение &
выбирается из условия минимальной средней вероятности ошибки
BER = О.5(р0 + /?,).
Данный анализ является основой классической теории бинарного об-
наружения в присутствии гауссовского шума.
Если р0 и а2 соответствуют средним значениям и вариациям, ассо-
циируемым с двумя вариациями Гаусса, представляющими биты 0 и 1,
и если сг0 и сг, значительно меньше, чем р}-р0, тогда битовая ско-
рость приемника с оптимальным пороговым значением приблизитель-
но равна
где
q _ Zfi—erf(z} = [ехр(- х2\1х
; а "V тг о
214
3. Волоконно-оптические системы передачи
есть функция ошибки. Как известно, когда Q = 6 , значение BER = 10"9 >
поэтому чувствительность приемника при Q = 6
-//0 =б(о-0 + о-1). (3.30)
Заменяя значения из (3.28) в (3.30) и определяя - Q.Sm как среднее
количество обнаруженных электронов за бит информации, получаем
ma=lSF + 6^. (3.31)
G
Последнее уравнение связывает чувствительность приемника та, пред-
ставляющую собой среднее количество электронов на бит, и отражает
такое значение, которое необходимо для достижения BER=1Q 9, при G,
Р и иа параметрах приемника. _
Когда усиление APD достаточно велико, т. е., 3Gf »о , вторым
членом уравнения (3.31) можно пренебречь, и
wa=18F- _ (3.32а)
Для приемника, использующего PIN фотодиод q = ] и р = 1, тогда,
пренебрегая шумом схемы, чувствительность будет равна
в; та = 18 + бсг, (3.326)
фотоэлектронов на бит, что отличается от 10 фотоэлектронов на бит,
имеющих место в идеальном приемнике.
Типовые теоретические значения чувствительности некоторых при-
емников с учетом шума схемы ст , определяемого полосой пропускания
Af приемника, сведены в таблицу 3.1.
Таблица 3.1
Приемник Чувствительность приемника (фотонов/бит)
Идеальный приемник 10
SiAPD 125
Эрбиевый предусилитель/InGaAs PIN фотодиод 215
InGaAs APD 500
PIN фотодиод 6000
3.2.4.2. Чувствительность аналогового приемника при наличии шумов схемы и
усиления
В общем случае аналоговая волоконно-оптическая система передачи пред-
ставляет собой систему передачи непрерывно модулированного во време-
ни оптического излучения, мощность которого изменяется в соответствии
с аудио-, видео- или импульсным сигналом и направляется по волокну к
приемнику, где она обнаруживается, усиливается и преобразуется в ис-
ходный сигнал. Однако, как и в бинарной системе передачи, в аналого-
вой системе, начиная с некоторого расстояния, сигнал не может быть
восстановлен на приемной стороне системы связи, что обусловлено:
• затуханием волокна, когда полученный сигнал ослабляется на-
столько, что становится неразличимым на фоне шума;
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем
215
• дисперсией волокна, когда полоса передачи ограничивается на-
столько, что высокие частоты ослабляются больше, чем низкие,
и сигнал полностью искажается.
Эти отрицательные воздействия возрастают с увеличением длины во-
локна L , поэтому максимально допустимая длина линии опре-
деляется исходя из двух условий, а именно:
• ослабление волокна не должно превышать значения, при кото-
ром выполняется условие превышения полученной мощности
над чувствительностью приемника Рг;
• полоса пропускания волокна a f - 1 / 2ясгг должна быть больше
полосы передаваемого сигнала Д/ .
Так как чувствительность аналогового оптического приемника пред-
ставляет собой наименьшую оптическую мощность, при которой отно-
шение сигнал/шум 5Д7? фототока превышает требуемое значение SNR0,
для идеального приемника (с квантовой эффективностью, равной еди-
нице, и при отсутствии шумов схемы) можно записать
SNR = n = (Pr/hv)/2Efr, (3.33)
где А/. — полоса пропускания приемника; Рг — оптическая мощность
на входе приемника, Вт; п — среднее количество фотонов, полученных
во временном интервале 1/25, рассматриваемом как временное разре-
шение системы.
Если SNR0 представляет собой минимально возможное значение SNR,
чувствительность приемника при том же временном разрешении становит-
ся равной по - SNR0 фотонов, а соответствующая ей мощность будет равна
Pr =hvn0(2Afr). (3.34)
Это выражение идентично чувствительности цифрового приемника,
если время разрешения 1 /2Д/г аналоговой системы равно битовому вре-
мени 1/25 цифровой системы.
Учитывая совпадение (3.34) и (3.10), становится возможным приме-
нение ранее полученной зависимости £ от в, которая справедлива и
для аналоговой системы при замене 25 на 2Д/Г. Отсюда допустимое
значение отношения сигнал/шум для аналоговой системы равно
SNR0 = 10. Следовательно, если волоконная линия связи длиной 1 км
способна передавать цифровые данные со скоростью 2 Гб/с при BER,
равном ю-9, она применима и для передачи аналоговой информации с
полосой пропускания до 1 ГГц при отношении сигнал/шум, равном по
крайней мере 10.
Однако в аналоговых системах SNR , как правило, должно быть больше
этого значения, в связи с чем и чувствительность приемника должна
быть значительно больше 10 фотонов. Для высококачественных аудио-
и видеосигналов, например, обычно требуется отношение сигнал/шум,
равное 60 дБ, что соответствует SNR0 =106 или по =106 фотонов на
время разрешения. Помимо этого, в аналоговых системах следует учи-
тывать нелинейность характеристик преобразования источника излуче-
ния и фотодетектора, так как она вызывает дополнительные искаже-
ния сигнала и ограничивает его динамический диапазон.
216
3. Волоконно-оптические системы передачи
3.3. КОГЕРЕНТНЫЕ ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ
СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
В отличие от рассмотренных выше волоконно-оптических систем свя-
зи, основанных на прямом обнаружении модулированного по интенсив-
ности оптического излучения, системы когерентных оптических теле-
коммуникаций основаны на модуляции амплитуды, частоты или фазы
поля световой волны. В связи с этим в них используются высококоге-
рентные световые источники, одномодовые волоконно-оптические ка-
бели и гетеродинные приемники. Ниже будут рассмотрены принципы
функционирования этих систем и определены требования, предъявляе-
мые к компонентам этих систем.
3.3.1. Аналоговый гомодинный и супергетеродинный прием
Как известно, фотодетекторы чувствительны к потоку фотонов, не вос-
принимая фазу воздействующей световой волны. Несмотря на это, су-
ществуют методы измерения комплексной амплитуды (включая фазу)
поля световой волны, которые основаны на смешивании ее с когерент-
ным и стабильным по фазе полем эталонного источника оптического
излучения, создаваемого локальным генератором, с последующей реги-
страцией совмещения световых волн посредством фотодетектора
(рис. 3.12). В результате смешения данных полей возникают биения,
обнаруживаемые по току фотодиода, содержащему информацию как об
амплитуде, так и о фазе поля сигнала. Такой метод обнаружения назы-
вается оптическим гетеродированием, оптическим смешением, фотосме-
шением, оптическим биением или когерентным оптическим приемом
(в отличие от рассмотренного выше прямого приема). В дальнейшем мы
будем пользоваться термином метод когерентного приема, как более
точно отражающим его физическую сущность. Следует отметить, что в
общем случае когерентный оптический приемник представляет собой
оптический эквивалент супергетеродинного радиоприемника, в кото-
ром принимаемый сигнал и сигнал локального генератора имеют раз-
FD
Рис. 3.12. Гетеродинное детектирование оптических сигналов
3.3. Когерентные волоконно-оптические системы передачи
217
ную частоту (vs. и vL), поэтому такой прием называется супергетеро-
динным в отличие от гомодинного, при котором vs = vL .
3.3.1.1. Аналоговый гомодинный приемник
Представим оптическое излучение в виде сигнала, который в комплек-
сной форме имеет вид
ЕЛ - ехр(/2тщ/)}, - ' •< f >
где A, =|4|exp(j>J и vs — комплексная амплитуда и частота сигнала,
причем амплитуда |4| или фаза q>s модулируются информационным
сигналом со скоростью, значительно меньшей vv.
Аналогично можно представить и излучение локального генератора
Ет = Ке{Л£ exp(j’2^v£l)},
где Al - |4|exp(jVi) > vL и <pL —его комплексная амплитуда, частота и
фаза соответственно.
Выполнив смешение данных полей, например, с помощью оптичес-
кого ответвителя и допуская, что эти поля представляют собой плоские
параллельные волны с идентичной поляризацией, результирующее поле
будет равно их сумме, т. е. Е = Е( + Е£ . Взяв квадрат абсолютной сум-
мы комплексных амплитуд, получим
|4ехр(/2яг/) + 4ехр(/2ягЛг)|2 = Г '
= |4Г +|4|2 +2|4||Л|соз[2л-(гЛ -vL)t + (<ps ~р£)].
Учитывая, что значения интенсивностей световых волн Is, I£ и /
пропорциональны абсолютным значениям соответствующих квадратов
комплексных амплитуд, значение интенсивности результирующей све-
товой волны будет равно
7 = Д + /£ + 2(1JL )1/2 cos[2^v/ + (cps - <pL )],
а мощность оптического излучения, поступающего на фотодиод, будет
определяться выражением
р = Ps + Л + 2(PsPlT cos[2KV,r + (<р5 -<pL)], (3.35)
где Vj = vs-vL — разностная частота; и PL — мощности лучей сигна-
ла и локального генератора соответственно.
Как видно из последнего выражения, его третий член изменяется во
времени с разностной частотой vl и фазой <р* ~(pL. Поэтому, если лучи
сигнала и локального генератора близки по частоте, v, может быть
значительно меньше собственных частот. При этом небольшое отличие
между направлениями двух волн ослабляет или совсем устраняет ре-
зультат интерференции, так как фаза (ps -<pL изменяется синусоидаль-
но в рабочей области фотодиода.
Учитывая, что внешний свет является квазимонохроматическим, фо-
тоток i, генерируемый полупроводниковым фотодетектором, пропорцио-
нален потоку случайных фотонов ф , и при v,, значительно меньшей vs
и vL, общий поток фотонов, поступающих на фотодетектор, равен
218
3. Волоконно-оптические системы передачи
Ф = P/hv - 2P/(vs + vL).
Отсюда, среднее значение тока фотодетектора будет равно
i = т]еФ = (туе / h v)P ,
или, с учетом значения р
i = is + Il + 2(z.sZi)1/2 cos[2^v/ + (<у\ -<рЛ)]> (3.36)
где е — заряд электрона; г) — квантовая эффективность детектора, а
Л =r)ePjhv и тл =rjePLlhv представляют собой фототоки, генерируе-
мые сигналом и локальным генератором, соответственно.
Так как уровень излучения локального генератора обычно значительно
выше принимаемого оптического сигнала, первым элементом в (3.36)
можно пренебречь, и выражение для тока фотоприемника примет окон-
чательный вид
Рис. 3.13. Вид кривой тока фотодиода
при гетеродинном детектировании
z = z’i + 2(zszl)'/2 cos[2?rv/ + (^5 (3.37)
Временная зависимость, соответствующая последнему выражению, в
котором второй член отражает колебание разностной частоты v, и не-
сет полезную информацию, изображена
на рис. 3.13.
Если предварительно выполнить моду-
ляцию амплитуды или фазы источника
излучения изменением js или <ps с часто-
той, меньшей разностной частоты vt гар-
монического сигнала 2?/2 cos(2zrv/ - <pL),
они могут быть демодулированы с ис-
пользованием методов, применяемых в
амплитудно-частотных AM и фазо-час-
тотных FM радиоприемниках.
Как было отмечено выше, гомодинная
система представляет собой частный слу-
чай гетеродинной системы, для которой vs = vL и v[ = 0. Поэтому для
осуществления демодуляции в этом случае используется фазовая авто-
подстройка, обеспечивающая привязку фазы локального генератора к
значению <pL - 0 , в результате чего последнее выражение принимает вид
z = z’z. + 2(г\г'1.)1/2 cos<ps (3.38)
‘ Данное выражение отражает сигнал тока фотоприемника, который,
собственно, и является полезным сигналом при гомодинном приеме.
3.3.1.2. Аналоговый гетеродинный приемник
Как правило, гетеродинное обнаружение необходимо в случаях измере-
ния фазы оптического излучения. Однако данный метод может приме-
няться и для измерения интенсивности световой волны, так как обеспе-
чивает усиление сигнала посредством более мощного локального
генератора. В связи с этим он является альтернативой прямому обнару-
жению, но, как будет показано ниже, отличается лучшим отношением
сигнал/шум.
3.3. Когерентные волоконно-оптические системы передачи
219
Пусть среднее значение фототока /, генерируемого фотодиодом, со-
провождается шумом и определяется как
сг,2 = 2ei\f + сг2, (3.39)
где Д/ — полоса пропускания приемника. Здесь первый элемент отра-
жает шум фотонов, а второй представляет собой шум канала. Учиты-
вая, что интенсивность излучения локального генератора много больше
интенсивности принимаемого сигнала и шума, общий ток j имеет такое
значение, при котором шум канала о2 несуществен по сравнению с шу-
мом фотонов 2eiB.
Предположив, что jL » ]s и » а2 и используя (3.37), опреде-
лим приближенное значение (3.39) по формуле
i ® it + 2(zsZi)1/2 cos[2?rv/ + (<ps (3.40)
сг,2 «leiiAf •
В случае амплитудной модуляции сигналом синусоидальной формы,
значения мощности электрического сигнала и шума в (3.40) будут соот-
ветственно равны
|[2(Mi)1/2]2 = 2isiL,
сг,2 = 2eii&f •
Отсюда можно определить отношение сигнал/шум, которое равно
snr = 21:1L =-^-
2eitAf eAf
(3.41)
Если m = U2eAf равно среднему количеству фотонов, принятых во
временном интервале Т -1 / 2Д/ , отношение сигнал/шум приемника бу-
дет равно
SNR = 2m (3.42)
Для сравнения, SNR приемника прямого обнаружения, измеряюще-
го тот же самый ток без гетеродирования, составляет
~2
SNR = -^--------
2еьД/ + сг2
—2
m
m + a2 ’
(3.43)
где сг2 = (сг./2еД/)2 — параметр, определяющий шум канала.
Принципиальное преимущество гетеродинной системы теперь стано-
вится очевидным. Так, для сигнала высокого уровня или слабого шума
канала [т » а2) при прямом обнаружении SNR = т,ъто время как для
гетеродинного приемника SNR = 2m> что дает 2 кратное — 3 дБ улучше-
ние. Но для слабого сигнала (или сильного канального шума) преимуще-
ство может быть еще более существенным, так как гетеродинный прием-
ник имеет SNR = 2m > тогда как SNR приемника прямого обнаружения
уменьшается из-за канального шума до значения SNR = m /(1 + а2 /т).
220
3. Волоконно-оптические системы передачи
Характеристики приемника прямого обнаружения с APD также хуже,
чем у гетеродинного приемника, так как при большом усилении APD
' ' SNR=m,
F
где р есть фактор избыточного шума APD (р>1). Поэтому даже бес-
шумный APD приемник с р =1 дает отношение сигнал/шум в два раза
хуже, чем гетеродинный приемник.
3.3.2. Бинарный гомодинный и супергетеродинный прием
Рассмотрим функционирование и чувствительность цифровых когерент-
ных коммуникационных систем с амплитудной и фазовой модуляциями.
3.3.2.1. Гомодинная система передачи данных (ООК)
Рассмотрим систему передачи данных со скоростью Во бит/с, использую-
щую гомодинный приемник, полоса пропускания которого равна спектру
сигнала Д/ = Во /2. При этом биты 1 и 0 также представим соответственно
наличием и отсутствием сигнала г\ в течение интервала времени, равного
Т = 1 / Во. Если предположить, что <ps = (pL = 0 и v, = v,. - vL = 0 , измерен-
ный ток (3.40) будет иметь следующие средние значения и отклонения:
• среднее значение -а р ц 2(//./ 2
и отклонение ст* « 2/7еД/ для бита1; (3.44)
• среднее значение
и отклонение ст2 ®2/сеД/для бита 0.
Как было показано в предыдущем разделе для бинарной системы
передачи при приближении Гаусса, битовая скорость может быть пред-
ставлена в виде
Q —
ст, +ст0
(3.45)
где m=iJ2e\f — среднее количество обнаруженных фотоэлектронов в
1 бите. Для битовой скорости, соответствующей BER = \Q~9 < Q~& и,
следовательно, m = 36 , что соответствует чувствительности приемника
пи = —т = 18 фотонов на бит (усредненное значение для обоих битов).
3.3.2.2. Гомодинная система с фазовой манипуляцией (PSK)
Здесь биты 1 и 0 представлены соответственно смещением по фазе (ps = 0
и л. Принимая <pL = 0, средние значения и отклонения фототока для
битов 1 и 0 согласно (3.29) будут равны:
• среднее значение = р + 2()J.S)I/2
и отклонение = 2eiiAf для бита 1; (3.46)
• среднее значение - р-2(/дл)1/2 -
и отклонение ст2 = 2eh&f Для бита 0.
3.3. Когерентные волоконно-оптические системы передачи
221
Тогда
Q = Al Ао = 2 _±_
ст,+ст0 ^2еД/
=2Д/2
(3.47)
и при BER = 10“9,g = 6, значение т = 9 Так как каждый из двух битов
должен переносить в данном случае в среднем 9 фотонов, количество
фотонов на бит составит та = т = 9 • Отсюда следует, что чувствитель-
ность приемника равна 9 фотонов на бит. Следовательно, гомодинный
приемник с фазовой манипуляцией в два раза более чувствителен, чем
гомодинный приемник с амплитудной манипуляцией.
Аналогично может быть определена и чувствительность частотно-ма-
нипулированного гетеродинного цифрового приемника (FSK).
3.3.3. Отличительные особенности гетеродинных приемников
Таблица 3.2
Метод передачи Прямое обнаружение Гомодинное обнаружение Гетеродинное обнаружение
ООК 10 18 36
PSK - 9 18
FSK - - 36
В табл. 3.2 сведены значения чувствительности рассмотренных цифро-
вых систем при rj -1. Хотя выглядит так, что ООК системы прямого
обнаружения обладают та-
кой же чувствительностью,
как и лучшие когерентные
системы (гомодинная PSK),
на практике это не так. В
гомодинной системе влияни-
ем канального шума можно
пренебречь, в то время как
в системах прямого обнару-
жения этого делать нельзя, за исключением случаев использования APD,
если будет достигнуто совершенное для таких диодов значение F=l.
Следовательно, по сравнению с приемниками прямого обнаружения
гетеродинные приемники обеспечивают:
возможность измерения оптической фазы и частоты;
прием при мультиплексировании по длине волны (WDM) с мень-
шими канальными интервалами (»100 МГц), в то время как в
традиционных системах прямого обнаружения канальный ин-
тервал составляет порядка 100 ГГц;
возможность электронной компенсации расширения импульса
в волокне, так как оно является результатом смещения по фазе
различных компонентов длины волны/частоты вследствие раз-
личий в групповых скоростях. Так как приемник управляет
фазой, это смещение по фазе может быть устранено правильной
электронной фильтрацией;
3 дБ преимущество по параметру сигнал/шум даже в сравнении
с бесшумным приемником прямого обнаружения;
нечувствительность к нежелательному внешнему излучению, так
как гетеродинный прием — это один из нескольких способов
достижения обнаружения фотонов при ограниченном уровне
222
3. Волоконно-оптические системы передачи
шума в инфракрасном излучении, когда фоновый шум является
преобладающим.
Цена этих преимуществ заключается в увеличении сложности систе-
мы, так как гетеродинный прием требует наличия стабильного локаль-
ного генератора, прецизионного оптического ответвителя и сложных
схем фазового регулирования.
3.4. КОГЕРЕНТНЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Необходимым условием для правильного смешения излучения локаль-
ного генератора и принимаемого оптического излучения является то,
что они должны быть синхронизированы (согласованы) по фазе, т. е.
должны быть параллельными и иметь одинаковую поляризацию для
того, чтобы возникло их взаимодействие. Это предъявляет высокие тре-
бования к используемым лазерам и оптическому волокну. Так, лазеры
должны быть одночастотными и иметь минимальные флуктуации фазы
и интенсивности излучения, кроме этого, локальный генератор должен
синхронизироваться по фазе с принимаемым оптическим полем посред-
ством адаптивной настройки фазы и частоты генератора (с использова-
нием обратной связи по фазе). Для избежания модового шума волокно
должно быть одномодовым с сохранением поляризации распространяе-
мой в нем световой волны, в противном случае в приемник необходимо
включить адаптивную систему компенсации поляризации.
Схема волоконно-оптической когерентной системы связи, использу-
ющей два лазера и фазовую модуляцию, показана на рис. 3.14. В дан-
ной схеме излучение локального генератора смешивается с принимае-
мым оптическим излучением при помощи оптического направленного
ответвителя.
Используя (3.36), значения обнаруженных токов для этой схемы равны
z± = is + il + s il)'/2 cos[2ftv/ + - <pL)], (3.48)
а их вычитание соответствующей электронной схемой создает сигнал
4(z.,Zi)l/2 cos[2ftv/ + {fps (3.49)
который для восстановления исходного сообщения в последующем де-
модулируется. Этот вид когерентного приема адекватен схеме баланс-
* 1 Рис. 3.14. Когерентная волоконно-оптическая телекоммуникационная система
3.5. Одноволновые волоконно-оптические системы передачи
223
ного смесителя, устраняющего влияние на выходной сигнал флуктуа-
ций интенсивности локального генератора.
В настоящее время реализовано несколько когерентных волоконно-оп-
тических систем связи, работающих на длине волны Ло =1.55 мкм и обес-
печивающих битовую скорость и расстояние, соответствующие теорети-
ческим предпосылкам. Примером может служить система, работающая
при битовой скорости 4 Гб/с с непосредственной частотной модуляцией
DFB лазера шириной спектральной линии, равной 15 МГц и локальным
генератором на настраиваемом DBR лазере. Эта система обладает чувстви-
тельностью порядка 190 фотонов на бит и используется для передачи дан-
ных по одномодовому оптическому волокну длиной более 160 км.
3.5. ОДНОВОЛНОВЫЕ ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ
СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Рассмотренные выше принципы построения систем передачи информа-
ции отражают теоретические аспекты непосредственного и когерентного
приема оптических сигналов, передаваемых от источника к приемнику
излучения по волоконно-оптической линии связи. Однако для передачи
информации на большие расстояния ко многим абонентам системы связи
включают ряд дополнительных волоконно-оптических компонентов, вли-
яющих на характеристики передачи. В связи с этим вначале рассмотрим
систему передачи на одной длине волны, которая выполнена по двухто-
чечной схеме и включает не только разнообразные компоненты волокон-
ной оптики, но и узлы кодирования, модуляции и мультиплексирования
сигналов. Далее обобщим полученные результаты на телекоммуникаци-
онные сетевые структуры и затем рассмотрим особенности систем с муль-
типлексированием по длине волны, что позволит представить практичес-
ки весь спектр современных телекоммуникаций.
Г рупповой
канал
н—
Промежуточный
канал
н-------
Канальный уровень
Линейный уровень
Канал
передачи
Секционный уровень
Волоконная оптика
н-------------------------
Рис. 3.15. Обобщенная схема двухточечной цифровой волоконно-оптической системы связи
224
3. Волоконно-оптические системы передачи
Структура двухточечной системы связи, функциональные блоки ко-
торой определены путем заимствования и обобщения терминологии, ис-
пользуемой в стандартах SONET [52], за исключением фотоники, кото-
рую назовем волоконной оптикой, приведена на рис. 3.15. В соответствии
с данной структурой иерархия уровней, отражающая данный стандарт,
включает:
1. волоконную оптику (PHOT), содержащую источник излучения,
фотоприемник, кабель, коннекторы, соединители и другие оптические
компоненты, служащие для передачи оптического сигнала;
2. секцию (STE), включающую интерфейс и электронику оптическо-
го передатчика и приемника, которые определяют условия прохожде-
ния сигнала, следовательно, именно здесь сигнал окончательно преоб-
разуется в нужный формат для оптического передатчика;
3. линейное терминальное оборудование (LTE), которое обычно пред-
ставляет последний мультиплексор, объединяющий все сигнальные ка-
налы в один канал;
4. канальное терминальное оборудование (РТЕ), которое конверти-
рует входные аналоговые или цифровые сигналы в канальный формат,
совместимый с мультиплексором на конце линии, и включает элект-
ронную аппаратуру модулирования и мультиплексирования низкого уров-
ня.
Для упрощения объединим все оборудование конца линии и конца
маршрута в одну категорию под названием “формирование сигнала”. В
условиях современного производства большинство оборудования для
формирования сигнала представляет собой стандартизированные под-
системы, разработанные для различных классов сетей, поэтому в даль-
нейшем основное внимание будет уделено уровню волоконной оптики.
Отметим лишь, что выходной сигнал последнего в линии мультиплек-
сора (передающий конец LTE) и требования к сигналам на входе линей-
ного демультиплексора (принимающий конец LTE) определяют тип ин-
терфейса и параметры функционирования уровня волоконной оптики.
Поэтому в результате модуляции и мультиплексирования данный уро-
вень будет функционировать в совершенно другом формате сигналов и
полосе частот, чем исходный сигнал или сигналы. Например, аудиока-
налы могут быть преобразованы в кодированный импульсами сигнал и
затем мультиплексированы по длине волны с тем, чтобы сформировать
для передачи поток цифровых импульсов, который требует ширины
полосы рабочих частот и SNR на порядок больше, а на порядок мень-
ше, чем каждый аудиоканал в отдельности.
Интерфейсы входного и выходного сигналов, как правило, соответ-
ствуют стандартной скорости передачи, формату и уровням сигнала,
так, например, вход 1.544 Мбит/с DS1 и выход 44.736 Мбит/с DS3.
3.5. Одноволновые волоконно-оптические системы передачи
225
3.5.1. Стандарты синхронной передачи
Стандарт синхронной волоконно-оптической системы передачи [52] был
разработан американским институтом национальных стандартов (ANSI)
и ассоциацией по обмену стандартами (ESCA) как средство, обеспечива-
ющее стандартизацию электрических и оптических интерфейсов для
будущих систем передачи. Он обеспечивает стандартизацию оптическо-
го интерфейса, помогая добиться совместимости оборудования разных
производителей, а также единства электрического мультиплексирова-
ния, позволяющего объединить и переносить различные, ранее несов-
местимые форматы сигналов. Данный стандарт определяет:
• североамериканскую иерархию сигналов, используемых сегод-
ня в цифровых телефонных системах (DS-0, DS-1, DS-lc, DS-2,
DS-3), цифровую сеть с интеграцией служб (ISDN) и четвертый
иерархический уровень DS4NA, являющийся международным
стандартом;
• набор стандартизированных сигналов управления сетью, кото-
рые обеспечивают соответствующее прохождение пользователь-
ской информации.
Таким образом, согласно структуре SONET, она состоит из канально-
го, линейного, секционного уровней и уровня волоконной оптики, од-
нако не все оборудование требует использования всех уровней. Так, на-
пример, в регенераторе имеются в наличии только секционный уровень
и уровень волоконной оптики, а в терминалах, которые не занимаются
пропуском и вставкой сигналов, отсутствует канальный уровень. Рас-
смотрим особенности данных уровней, представив модель SONET на
рис. 3.16 [53].
Канал
к
Линия
Секция
Волоконная оптика
Рис. 3.16. Модель SONET
Канальный уровень
Канальный уровень является высшим уровнем SONET/SDH иерар-
хии. Он обеспечивает подготовку и мультиплексирование сигнала, не-
обходимые для объединения передаваемых сигналов (называемых “ус-
луги”) вместе с любыми маршрутными заголовками (РОН) в единый
цифровой (битовый) поток в виде синхронного фрейма (SPE). Согласно
8-537
226
3. Волоконно-оптические системы передачи
[53] канал определяется как логическое соединение между точкой, в
которой создается стандартный цикл SPE, и точкой, в которой он разъе-
диняется. Связь в пределах уровня линии осуществляется через РОН.
При этом сигналы, имеющие скорость передачи данных ниже мини-
мальной скорости линейного уровня STS-1 (51.480 Мбит/с), переносят-
ся в виртуальных потоках, которые объединяются с сигналами других
виртуальных потоков при помощи оборудования, установленного в кон-
це линии, чтобы создать сигнал SPE, имеющий STS скорость передачи
данных и формат, совместимый с оборудованием линейного уровня. Ско-
рости мультиплексирования STS-N и виртуального потока приведены в
табл. 3.3.
Таблица 3.3
Уровень STS Уровень ОС Линейная скорость (Мбит/с) Стандарт преобразования
STS-1 ОС-1 51.840
STS-3 ос-з 155.520
STS-9 ОС-9 466.560 DS3 при 44.736 Мбит/с
STS-12 ОС-12 622.080 SYNTRAN при 44.736 Мбит/с
STS-18 ОС-18 933.120 DS4 при 139.264 Мбит/с
STS-24 ОС-24 1244.160
STS-36 ОС-36 1866.240
STS-48 ОС-48 2488.320
Скорости виртуального потока
VT1.5 1.728 DS1 при 1.544 Мбит/с
VT2 2.304 2.048 Мбит/с
VT3 3.456 DSIC при 3.152 Мбит/с
VT6 6.912 DS2 при 6.312 Мбит/с
Хотя большая часть мультиплексирования (или преобразования) кон-
вертирует сигналы в STS-1 фреймы согласно стандарту, предусмотрен так-
же формат суперфрейма STS-N, который предназначен для выполнения
таких множественных услуг, как широкополосный канал ISDN Н4.
В результате стандартизации достигается совместимость мультиплек-
соров и волоконной оптики, которая определяет возможность обеспече-
ния требуемых параметров сигнала (битовая скорость и BER, или поло-
са частот и SNR) на нужном для передачи расстоянии с наименьшим
числом повторителей. Здесь уже становится важным решение таких
вопросов, как использование длинной или короткой длины волны и
одномодового или многомодового оптоволоконного кабеля.
Линейный уровень
Линейный уровень предназначен для мультиплексирования SPE уров-
ней трассы и служебной линии в битовый поток STS-N, использующий
пакетный протокол для последующей передачи через уровни секции и
волоконной оптики. Доступ к LOH возможен во всех точках окончания
линии, где порождаются сигналы STS-N.
STS самого низкого уровня (STS-1) соответствует скорости 51.840 Мбит/с
и состоит из 810 байт (6480 бит) с длиной цикла 125 мкс (8000 циклов
в секунду), из которых 27 байт являются служебными (LOH), а 783
3.5. Одноволновые волоконно-оптические системы передачи
227
предназначены для полезных фреймов (в основном это данные с 9 бай-
тами для РОН). Поэтому полоса рабочих частот коммуникационного
канала линейного уровня LOH равна 192 кбит/с.
Кроме функции мультиплексирования линейный уровень обеспечи-
вает техническое обслуживание и защиту линии. Для этого уровня за-
дано переключение защиты 1:1 и 1:N. Число каналов, которые могут
быть переключены на оптическую защиту, составляет от 1 до 14.
Уровень секции
Используя пакетный протокол, уровень секции переносит STS-N сиг-
налы через физическую среду путем преобразования STS-N сигналов и
секционных заголовков (SOH) в битовый поток для уровня волоконной
оптики. Кроме этого, уровень секции обеспечивает формирование цик-
лов и преобразование сигнала в вид, совместимый с оптической переда-
чей уровнем волоконной оптики, а также осуществляет мониторинг
ошибок. Секционный заголовок используется для коммуникационных
операций, обеспечения, передачи административной информации, а так-
же как служебная линия. При этом полоса рабочих частот коммуника-
ционного канала данных SOH составляет 576 кбит/с.
Уровень волоконной оптики
Уровень волоконной оптики — это уровень волоконно-оптической
передачи. Он конвертирует электрические сигналы STS-N в синхрон-
ные оптические сигналы (ОС-N) с битовой скоростью, равной электри-
ческому сигналу STS-N. Спецификации для уровней мощности, усиле-
ния системы, длины волны, физической совместимости и формы
оптического импульса регламентированы T1X1/87-128R1 [52]. Некото-
рые характеристики уровня волоконной оптики в соответствии с дан-
ным стандартом включают:
Оптическое волокно: одномодовое.
Рабочие окна: 1310 нм для SMF; 1550 нм для DS-SMF.
Длина волны центрального лазера:
1310 нм MLM лазер = 1270 нм - 1340 нм в зависимости от расстоя-
ния;
1310 нм SLM лазер = 1280 нм - 1340 нм для линий менее 40 км;
1550 нм MLM лазер = 1525 нм - 1575 нм в зависимости от расстоя-
ния.
Ширина спектра:
1310 нм MLM лазер = 3.5 — 30 нм в зависимости от скорости и рас-
стояния;
1310 нм SLM лазер = менее 1.0 нм;
1550 нм MLM лазер = 3.5 - 30 нм в зависимости от скорости и рас-
стояния.
Функционирование секции:
IO 9 BER для 40 км или менее;
Стандартная секция: 25 км. !;
Коннекторы:
Оптические возвратные потери: более 20 дБ;
Стандарты: EIA RS-455-XX и EIA 4750000-А. а 1
228
3. Волоконно-оптические системы передачи
Эти параметры приведены только в качестве общего представления.
Для более детального ознакомления с данными стандартами и их раз-
витием необходимо следить за соответствующими публикациями стан-
дартов.
На рис. 3.17 приведены элементы волоконно-оптической линии свя-
зи с указанием точек ввода и потерь оптической мощности. Эта схема
представляет собой обобщенную модель системы и может использовать-
ся для подсчета потерь в промежутке между передатчиком и приемни-
ком в других системах, позволяя определить уровень мощности на вхо-
де приемника с целью обеспечения работы системы в соответствии с
Рис. 3.17. Обобщенная схема волоконно-оптической линии связи
заданными параметрами, принимая во внимание потери и границы ее
функционирования. Если расчетный уровень мощности окажется выше
необходимого, он называется избыточным уровнем мощности системы,
в противном случае система может оказаться неработоспособной.
Представим результирующее значение мощности р на выходе ли-
нии в виде
Pm=Ps-a-P-Pr, (3.50)
где Ps — мощность источника, присоединенного к волокну в дБм (1
мВт); а — потери в линии; — запас по мощности; Рг — чувстви-
тельность приемника, равная минимальному уровню оптической мощ-
ности, который необходим для обеспечения нормального функциониро-
вания системы (SNR или BER) и определяется в дБ или мВт в точке
подсоединения ОВ к оптическому приемнику. Учитывая рис. 3.17, окон-
чательно можно записать
Рт=Р,-аг-Р-Рг, (3.51)
где Рт>0 — избыточная мощность в дБ; = пс ас + пк ак +
+ nsp • asp + af L — суммарные потери линии связи; ас и пс — потери
коннектора и количество коннекторов в линии; ак и пк — потери от-
ветвителя и количество ответвителей в линии; asp и nsp — потери сра-
щивания и количество сращиваний в линии; af и р — коэффициент
затухания и длина волокна; Р > 0 — функциональная граница, кото-
рая включает:
1. границу безопасности, как правило, равную 3 дБ;
2. границу уровня шума, ограничения полосы частот и искажения
сигнала при передаче.
Здесь следует отметить, что в предыдущем уравнении суммарные вно-
3,5. Одноволновые волоконно-оптические системы передачи
229
симые потери коннекторов, сращиваний, ответвителей и кабелей дают-
ся для двухточечной системы в обобщенном виде, так как при иной
топологии волоконно-оптической системы потери будут иметь иной вид.
Очевидно, что характеристики системы должны определяться для
типовых режимов, а также для тех случаев, когда условия эксплуата-
ции наихудшие. Иногда целесообразно выявить наилучшие параметры
работы, чтобы определить, окажется ли система способной направить
достаточно большую мощность на приемник, чтобы насытить его. В
паспортных данных приемника обычно указывается максимальная мощ-
ность, а решение проблемы насыщения достигается в добавлением ос-
лабления к соединительному кабелю приемника. Если же приемник
близок к состоянию насыщения при достижении наихудших условий,
следует рассматривать возможность установления большего расстояния
между регенераторами (если это допускается) или более облегченного
режима работы.
3.5.2. Практические рекомендации по проведению
результирующего анализа линии связи
Как известно, в технических характеристиках волоконно-оптических
компонентов обычно указываются параметры, соответствующие номи-
нальным и предельным условиям эксплуатации. В ряде случаев даются
значения для описания ограничений контроля качества и работоспособ-
ности (устойчивости к внешним воздействиям) устройств, которые со-
ответствуют условиям, допустимым при перевозке. В какой именно об-
ласти диапазона данных условий находится уровень функционирования
того или иного устройства, можно узнать только после его получения
или при наличии статистических данных результатов измерений доста-
точно большого количества элементов данного производителя в виде
гистограммы. Гистограмма представляет собой графическое изображе-
ние зависимости частоты попадания элементов выборки от соответству-
ющего интервала группировки. При наличии таких данных можно с
большей уверенностью предсказать параметры вводимого в линию уст-
ройства.
Пример подобной гистограммы приводится в главе 1. Она показыва-
ет, что при соединении посредством коннекторов и сращиваний показа-
тели качества носят случайный характер и при построении диаграммы
попадают в определенные предсказуемые рамки. Форма получающейся
гистограммы может быть описана статистически в виде кривой с нор-
мальным распределением, однако не все компоненты соответствуют та-
кому распределению, но на практике их приблизительные значения
достаточно близки к нему. Таким образом, типовое функционирование
любого компонента может быть определено в виде некоторого среднего
числового значения, отличие от которого для разных компонентов мо-
жет быть описано как стандартное отклонение для нормального распре-
деления со средним значением уровня функционирования, соответству-
ющим 50% приборов. При этом стандартное отклонение представляет
230
3. Волоконно-оптические системы передачи
собой такое отклонение от среднего показателя, которое наблюдается у
84.8% компонентов, а максимальное или минимальное значение имеет
место только в 0.1 % случаев. Отсюда типовой уровень функционирова-
ния системы определяется при среднем значении показателя, а наихуд-
ший и наилучший уровни определяются при Зо- относительно среднего
показателя (хотя некоторые производители используют значение 2сг).
Когда производитель представляет только типовые и наихудшие значе-
ния, грубое приближение к среднему и стандартному отклонению мо-
жет быть осуществлено путем предположения, что наихудшие значе-
ния измерены в точке Зд-, а значение стандартного отклонения может
быть определено путем вычитания наихудшего значения из типового и
деления разности на 3.
При последовательном соединении компонентов их средние значе-
ния суммируются непосредственно, в то время как значения стандарт-
ных отклонений добавляются в виде квадратного корня суммы квадра-
тов отдельных компонентов.
Проведем анализ уровня волоконной оптики, представленного на рис.
3.16, с учетом статистических данных компонентов линии связи [53].
Переданная мощность
Обычно производители источников или передатчиков предоставляют
типовые, минимальные и максимальные значения их выходной мощно-
сти Ps. При этом минимальные значения должны учитывать такие ха-
рактеристики, как температура и срок службы источника, а уровень
выходной мощности должен задаваться до или после установленного
коннектора, что необходимо учитывать при вычислении потерь коннек-
торов в az.
Потери коннектора
Так как потери коннекторов приемника и источника излучения мо-
гут быть учтены в параметрах входной или выходной мощности, их
следует исключить из расчета потерь во время анализа системы. В про-
тивном случае для типового анализа необходимо использовать средние
значения потерь коннекторов, при этом, если в линии всего два коннек-
тора, для анализа наилучшего режима значение потерь должно прини-
маться равным нулю, а для анализа наихудших режимов — наиболь-
шему паспортному значению. Если в цепи больше двух коннекторов,
целесообразнее использовать статистические данные, предоставляемые
производителем. В наихудшем случае они могут быть оценены как
ас (дБ) = Nc ас (дБ) + 3jN^ac (дБ). (3.52)
Потери оптического волокна
Потери оптического волокна (ослабление) указываются поставщиком
в децибелах на километр кабеля, определяются путем измерения ослаб-
ления кабеля для всей катушки с последующим делением этого значе-
ния на длину катушки. Однако при развертывании линии связи обычно
такая информация отсутствует, а есть только предоставляемые постав-
щиками параметры номинального и наихудшего значений затухания.
3.5. Одноволновые волоконно-оптические системы передачи
231
Иногда приводится показатель увеличения наихудшего значения в за-
висимости от температуры. На практике, когда производится поставка
кабеля, измерения в наихудших условиях проводятся только на не-
скольких катушках поставляемого волокна. При развертывании линии
такие данные применяются ко всему волокну, что обычно ведет к боль-
шим допускам по Рт. Если даются только типовые и наихудшие значе-
ния параметров, допустимо проводить анализ, принимая во внимание
сначала типовые показатели, а затем наихудшие. Чтобы получить бо-
лее реальный результат для наихудшего случая, используя предостав-
ленные поставщиком статистические данные, сквозные потери можно
рассчитать в соответствии с выражением
a f (дБ) - a f (дБ / км) L(km) + 3af (дБ / км) • -Jl(km) . (3.53)
Потери сращивания
Данный вид потерь определить труднее всего, так как они зависят от
оборудования, используемого для сращивания, параметров кабеля и
качества выполнения сращиваний. Некоторые значения приводятся в
главе 1, но лучше все-таки полагаться на предшествующий опыт. Про-
изводители оборудования для сращиваний должны обязательно предос-
тавлять такую информацию. Вносимые потери лучше определять, осно-
вываясь на статистических измерениях. Если это невозможно, могут
быть использованы показатели для типового и наихудшего уровней, но
здесь необходимо помнить, что вероятность выполнения всех сращива-
ний в волокне, соответствующих наихудшему случаю, достаточно низ-
ка. Поэтому суммарные потери Nsp сращиваний по всей длине волокна
определяются как
aip(dE) = Nx-agp(dE) + 3y[N~asp(dE). , (3.54)
Иногда, когда расстояние до регенератора неизвестно, неизвестно так-
же и количество сращиваний. В этом случае достаточно просто разде-
лить потери сращивания на среднюю длину катушки волокна (или на
измеренное расстояние между сращиваниями) и затем определить раз-
ность показателей результирующих потерь на километр и потерь во-
локна на километр.
Чувствительность приемника
Минимальный уровень мощности на входе приемника Рг определя-
ется в заданной полосе рабочих частот или битовой скорости при опре-
деленных параметрах сигнала. Например, для большинства рассматри-
ваемого волоконно-оптического оборудования BER, равное 10 е,
принимается за минимальное значение, а 1011 — за типовое значение.
В зависимости от приемника измерение полученной мощности опреде-
ляется либо как мощность на коннекторе, либо как мощность, направ-
ленная в кабель или апертуру детектора после коннектора.
Когда приемник поставляется как часть согласованной с передатчи-
ком пары (как это обычно и бывает), параметры приемника адаптиру-
ются к соответствующим искажениям сигнала и уровню шума, вызван-
232
3. Волоконно-оптические системы передачи
ного передатчиком (включая подавления отражений). В случае, если
приемник не учитывает данные эффекты, они должны быть введены
при определении допустимой границы работоспособности системы. Как
правило, показатель максимальной принимаемой мощности указывает-
ся в параметрах приемника в виде точки, с которой начинается его
насыщение, и он больше не работает в соответствии с паспортными
данными. Это значение используется при анализе с целью определения
возможности насыщения приемника при наилучших условиях функци-
онирования.
Запас
Запас обычно добавляется как фактор надежности в случае ухудше-
ния функционирования с течением времени и при изменении темпера-
туры, а также для учета любого оптического шума и искажения сигна-
ла, которые могут оказать влияние на работу системы.
Эксплуатационный запас. Эксплуатационный запас представляет
собой просто фактор надежности, учитывающий такие явления, кото-
рые не включаются в анализ. Обычно в зависимости от тщательности
проведения анализа влияния других факторов используется запас, рав-
ный 3 дБ, что соответствует уровню сигнала, в два раза превышающего
необходимое значение.
Запас, ограничивающий полосу рабочих частот. Когда сигнал про-
ходит через оптические компоненты, полоса его рабочих частот сужает-
ся, причем характер такого изменения определяется частотными ха-
рактеристиками источника и приемника излучения, а также, как было
показано выше, дисперсией, имеющей место в оптическом волокне. Так,
если сигнал представляет собой импульсную последовательность, ре-
зультатом сужения полосы пропускания является искажение формы
импульсов, в частности, появляются так называемые хвосты, распрост-
раняющиеся на соседние импульсы. Это явление определяется как им-
пульсные помехи, которые приводят к ошибкам в декодировании и тем
самым к увеличению BER. В некоторой степени данные помехи могут
быть скомпенсированы увеличением оптической мощности, что, есте-
ственно, требует увеличения запаса по мощности в системе передачи.
При выборе согласованной пары приемник-передатчик влияние време-
ни ответа оптоэлектронных компонентов определяет значение чувстви-
тельности приемника. Поэтому производитель приемника должен ука-
зывать зависимость или коэффициент снижения номинальных
параметров для определения запаса, который необходимо обеспечить в
системе. Этот фактор обычно определяется на основе битовой скорости
сигнала и полосы пропускания волокна с учетом его длины, причем
общая полоса частот волокна вычисляется очень просто по значению
дисперсии г , конвертируемой затем в полосу рабочих частот.
В случае аналоговой передачи ограничения полосы частот в кабеле,
источнике и детекторе уменьшают амплитуду сигнала на высоких час-
тотах, что требует частотно зависимого увеличения мощности. Запас
3.5. Одноволновые волоконно-оптические системы передачи
233
мощности, который необходимо добавить к передаваемому сигналу, име-
ющему полосу частот Afg , равен [53]
Л, = -X -Log (1 - А/2 /А//), (3.55)
где х= 5 для большинства приемников APD, и 7.5 для большинства
приемников PIN/FET, а полоса частот связи Af (соединения) определя-
ется по следующей формуле
Здесь г(, гг и — длительность фронта импульса передатчика,
приемника и дисперсия волокна соответственно, причем часто можно
задавать rf = 1.087-тг.
Запас, определяемый модовыми шумами. В системах связи с многомо-
довым волокном шумы могут возникать либо вследствие шума управля-
емых источников с широким спектром излучения, либо из-за взаимодей-
ствия световых волн в самом волокне. Отрицательное влияние данного
вида шумов особенно заметно при передаче амплитудно-модулированной
аналоговой информации (например, видеосигнала) по многомодовому
волокну, что связано с отражением световой волны от мест соединения
волокон (коннекторов и сращиваний), и ослабляется при использовании
только систем цифровой передачи с лазерами и суперлюминесцентными
диодами, имеющими большое количество спектральных линий.
В системах с одномодовыми ОВ основными источниками шумов яв-
ляются так называемые дробовые шумы, которые проявляются в про-
тяженных высокоскоростных ВОЛС. Необходимый запас мощности в
этом случае определяется следующим образом [53]:
Pm=-51og,[l-(SNRs/SNRr)2], (3.57)
где
SNKs =РА/2-gSNR или SNRX = РА !2-gBER = 6,
SNr =----------—--------ITT
S'T* l'T • В a L • СГ. T . • 10 ] ’
lu л jm J
где Вй — битовая скорость (количество битов в секунду); £ — длина
волокна в км; А/л. — среднеквадратичная ширина спектра источника в
нанометрах; сгА — ширина линии источника; тfm — дисперсия матери-
ала в пс/нм/км; gSNR — среднеквадратичное значение уровня шумов;
gBER - 109 BER. ...
Отношение битовых уровней мощности. Отношение битовых уров-
ней определяет часть излучаемой источником общей оптической мощ-
ности, которая используется бинарным сигналом и выражается как
t = PL/PH, < (3.58)
где PL~a Рн — уровни мощности, соответствующие логическому нулю и
логической единице передаваемого цифрового сигнала или минималь-
234
3. Волоконно-оптические системы передачи
ному и максимальному уровням аналогового сигнала. Как было отмече-
но выше, немодулированная составляющая оптической мощности на
входе детектора создает квантовый шум, уровень которого при преобра-
зовании в электрический сигнал определяется чувствительностью при-
емника. Когда передатчик и приемник приобретаются в паре, этот шум,
связанный с £ передатчика, обычно указывается в спецификациях при-
емника. Если же приемник приобретается отдельно, для учета влияния
этого дополнительного шума необходимо добавить запас мощности, ко-
торый при £ = 0.05 или 0.1 будет составлять 0.5 дБ и 1 дБ соответ-
ственно.
3.5.3. Замечания по поводу оптической топологии волоконно-
оптических сетей LAN
На рис. 3.18 приведены структуры и соответствующие им значения потерь
при соединении типа точка-точка, без мультиплексирования и с мульти-
плексированием, а также для наиболее распространенных топологий LAN,
известных как шина, кольцо и звезда, [53], применение волоконной опти-
ки в которых характеризуется рядом особенностей, а именно:
1. ограничением из-за потерь оптической мощности количества от-
ветвителей, которые можно использовать в сети LAN;
2. более широкой полосой рабочих частот и меньшим затуханием во-
локна по сравнению с медными кабелями, что допускает работу сети
при больших длинах участков с использованием более высокой скорос-
ти передачи.
В этом разделе основное внимание концентрируется на практичес-
ких ограничениях, вызванных потерями мощности компонентов, огра-
ничивающих применение ОВ в звездообразной и активной кольцевой
топологиях сети. При этом в кольцевой топологии используются двух-
портовые оптические ответвители, которые вводят в волоконно-опти-
ческое кольцо мощность каждой передающей станции и ответвляют
часть мощности из кольца к приемникам каждой станции. Электрони-
ка, обеспечивающая доступ к станции, называется устройством обеспе-
чения доступа (MAU) и содержит оптоэлектронный передатчик и при-
емник, а соединение MAU с ответвителями осуществляется посредством
коннекторов.
- Чтобы определить количество станций или MAU, которое можно при-
соединить к конкретной LAN, необходимо определить результирующую
мощность соединения рассматриваемой сети. Соотношение оптической
мощности и потерь для наиболее удаленных станций LAN определяется
[17] путем прослеживания сигнала от передатчика на станции 1 до при-
емника на станции N, и для кольцевой конфигурации выражается как
Л “ [«« + N^ck) + ] - [«32 + (W - 2)а12 + а14], (3.59)
а для звездообразной — как
Р. -[«с, -М > уг, (3.60)
3.5. Одноволновые волоконно-оптические системы передачи
235
где аа — потери коннектора на передатчике; асг — потери коннектора на
приемнике; аск — потери коннектора на ответвителях; апт = «, + 101 og(Рои, / Ртр)
— потери от порта п до порта т ответвителя; aslar =ае + 101og(A) —
потери от порта до порта в ответвителе “звезда”; ае — избыточные поте-
ри в ответвителе; Р,пр и Рм, — оптическая мощность на портах входа и
выхода или общая входная и выходная мощность; А — количество
станций.
Если для двухпортового ответвителя допустить, что «32=^14 =
= 101og(/^.; /Pow), можно получить зависимость количества возможных
станций в LAN от качества (вносимых потерь) используемых оптических
a=2Nac+(N-2)a, j+a^+a, 4+a,+Sa5
Рис. 3.18. Суммарные потери ВОЛС построенных по схеме точка-точка (а),
мультиплексирования по длине волны (б), Т- шины (в) или кольца (в) и звезды (г).
236
3. Волоконно-оптические системы передачи
ответвителей и коннекторов, которая представлена на рис. 3.19 [17].
Учитывая, что на практике данная модель LAN использует лишь не-
большое количество (от 3 до 10) станций, выбор оказывается достаточ-
но ограниченным.
Рис. 3.19. Сравнение LAN с Т-ответвителем и ответвителем ти-
па звезда
3.6. МНОГОВОЛНОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Как известно, одним из способов увеличения пропускной способности
одноволнового волоконно-оптического канала является увеличение ско-
рости передачи данных, значение которой ограничивается хроматичес-
кой и/или поляризационной дисперсией. Дальнейшее увеличение про-
пускной способности (полосы частот) достигается добавлением каналов
с несколькими длинами волн — построением так называемых систем
мультиплексирования по длине волны (WDM).
Изначально системы WDM использовали широкие канальные интер-
валы, например, добавлением канала 1550 нм при исходной рабочей
длине волны, равной 1310 нм. При этом ввод систем WDM был продик-
тован экономическими соображениями, так как гораздо дешевле мо-
дернизировать терминальное оборудование, чем устанавливать новые
волоконно-оптические кабели. Создание усилителя, легированного эр-
бием, переместило рабочую полосу WDM систем в окно длин волн от
1530 до 1565 нм, а дальнейшее развитие данной технологии в настоя-
щее время направлено на использование более узких интервалов между
оптическими каналами, так называемого DWDM уплотнения.
С введением в эксплуатацию WDM появились новые возможности ис-
пользования волоконной оптики в системах передачи. Раньше, когда пакет
сигналов должен был быть направлен в какое-либо конкретное место,
обнаружение и маршрутизация сигнала осуществлялись электронными
3.6. Многоволновые системы передачи
237
Таблица 3.4 средствами. Теперь же наметилась тенден- ция передать часть функций маршрутиза- ции оптическим компонентам. Способность добавлять и выделять каналы определенной длины волны при одновременной передаче по другим каналам одного и того же волок- на — это один из наглядных примеров воз- можностей оптической маршрутизации. Международные стандарты определяют сетку длин волн каналов системы DWDM, устанавливая канальный интервал в 100 ГГц при 4, 8, 16 или 32 каналах в соответствии с табл. 3.4. Таким образом, при реализации муль- типлексирования по длине волны первооче- редным становится вопрос выбора рабочих длин волн полупроводниковых лазеров, что в первую очередь связано с необходимое- тью обеспечения максимального коэффи- циента усиления EDFA при максимальном отношении сигнал/шум волоконно-опти- ческой системы связи. Последнее, как было показано выше, имеет место при исполь- зовании полупроводниковых лазеров с дли- ной волны, на которой обеспечивается ми-
Частота (ТГц) Длина волны (нм) Частота (ТГц) Длина волны (нм)
195,6 1532,7 193,8 1546,9
195,5 1533,5 193,7 1547,7
195,4 1534,9 193,6 1548,5
195,3 1535,0 193,5 1549,3
195,2 1535,8 193,4 1550,1
195,1 1536,6 193,3 1550,9
195,0 1537,4 193,2 1551,7
194,9 1538,2 193,1 1552,5
194,8 1539,0 193,0 1553,3
194,7 1539,8 192,9 1554,1
194,6 1540,6 192,8 1554,9
194,5 1541,3 192,7 1555,7
194,4 1542,1 192,6 1556,6
194,3 1542,9 192,5 1557,4
194,2 1543,7 192,4 1558,2
194,1 1544,5 192,3 1559,0
194,0 1545,3 192,2 1559,8
193,9 1546,1 192,1 1560,6
нимальное поглощение оптического
излучения. В связи с этим в последнее время все большее распростране-
ние находят лазеры с длиной волны 980 нм, которые по сравнению с
лазерами на 1480 нм обеспечивают меньшее поглощение при большем
коэффициенте усиления EDFA.
Другим фактором, определяющим выбор полупроводникового лазе-
ра, являются его стабильность и спектральная характеристика излуче-
ния, которые определяют степень их отрицательного воздействия на
EDFA, так как последние добавляют оптический шум (ASE) к усилен-
ному сигналу во всей полосе частот передачи, а не к входу каждого
отдельного канала. Это, естественно, ведет к перераспределению уров-
ней сигналов в различных каналах и их взаимному влиянию, что пре-
допределяет необходимость измерения уровня шумов по всей линии
связи, содержащей много EDFA, так как каждый усилитель увеличива-
ет не только уровень сигнала, но и уровень шумов, который затем уси-
ливается последующими усилителями. В результате шум распростра-
няется по всем длинам волн, тогда как сигнал проходит только по
каналам с определенными длинами волн. Так как уровень усиления
каждого усилителя изменяется в зависимости от длины волны, суще-
ствует опасность того, что шум внеполосных сигналов будет усилен силь-
нее, чем полезный сигнал. Хотя разница на одной стадии усиления
может быть незначительной, несколько стадий усиления уже могут
оказать существенное влияние на отношение сигнал/шум. Поэтому ука-
238
3. Волоконно-оптические системы передачи
занные характеристики должны быть приняты во внимание при проек-
тировании и техническом обслуживании систем, содержащих EDFA.
В настоящее время известны две основные технологии EDFA, реали-
зованные в кварцевом и фторидном усилителях, имеющих идентичную
структуру и отличающихся количеством эрбиевой примеси в главном
оптоволоконном кабеле. Обе технологии EDFA обеспечивают близкое
по значению усиление во всей эрбиевой полосе пропускания от 1525 до
1560 нм, однако усиление кварцевого EDFA зависит от длины волны в
гораздо большей степени, чем фторидного EDFA, что объясняется боль-
шим содержанием эрбия во фторидных волокнах. Несмотря на это, бла-
годаря низким шумовым характеристикам, широкой полосе усиления
и более высокой надежности кварцевые EDFA используются для усиле-
ния оптических сигналов гораздо чаще.
3.6.1. Новые стандарты для систем уплотнения WDM
Для того чтобы идти в ногу с быстрым развитием технологии WDM
уплотнения, органами стандартизации были рассмотрены новые подхо-
ды к этому вопросу. Появление стандартов является верным признаком
того, что определенная технология достигла значительного уровня раз-
вития, пройдя путь от возникновения до широкого использования. Стан-
дарты защищают пользователей от того, чтобы не начинать работу по
проектам, основанным на параметрах или устройствах, которые вряд
ли просуществуют длительное время и являются руководством для пе-
редовых производителей, указывая им наиболее перспективные облас-
ти будущего развития производства.
Хотя стандарты постоянно эволюционируют, этапы развития техно-
логии являются достаточно стабильными, что позволяет устанавливать
системы с применением устройств и оборудования, изготовленного в
соответствии с возможностями производителей на текущий момент. Кро-
ме этого, приверженность стандартам способствует совместимости сис-
тем разных производителей, так как в противном случае будет очень
сложно, а в ряде случаев и невозможно достичь совместимости систем-
ных интерфейсов. В отсутствие стандартов необходимо прибегать к ком-
промиссам в процессе работы, тогда как с их использованием можно
достичь высокого современного уровня решения поставленных задач.
И, наконец, стандарты приносят значительную пользу как телекомму-
никационным провайдерам, поощряя развитие здоровой конкуренции,
так и поставщикам оборудования, предоставляя основу для больших
производственных мощностей, что снижает их стоимость.
Позитивное влияние стандартов можно проиллюстрировать на при-
мере рассмотренного выше стандарта синхронной оптической сети SONET
в Северной Америке и стандарта синхронной цифровой иерархии SDH в
Европе и Азии, которые сегодня позволяют осуществлять прямое взаи-
модействие сетей с использованием оборудования от разных производи-
телей. Стандарты SONET и SDH используются сегодня во всех оптичес-
ких сетях в мире.
3.6. Многоволновые системы передачи
239
Международные стандарты в те-
лекоммуникационной промышлен-
ности определяются двумя органи-
зациями (табл. 3.5).
Одна из них, Международный те-
лекоммуникационный союз (ITU),
основанный в Женеве, занимается
определением стандартов примене-
ния; вторая, Международная элек-
тротехническая комиссия (IEC),
занимается главным образом опре-
Таблица 3.3
Стандарты применения Производствен- ные стандарты Уровень
гги IEC Международ- ный
ETSI CENELEC Европа
ТТС JISC Япония
EIA/TIA USA
делением производственных стандартов. Обе организации работают в
тесном сотрудничестве с общенациональными и региональными агент-
ствами по стандартизации, такими, как TIA (США), ETSI (Европа), ТТС
(Япония).
Голосование в этих международных организациях проходит с учас-
тием стран, причем решение каждой страны представляет собой единое
мнение представителей правительства и телекоммуникационной про-
мышленности данной страны. Процесс принятия решения базируется
на распространении и обсуждении проектов, которое заканчивается при-
нятием единогласного решения. Инертность, присущая данному про-
цессу, свидетельствует о том, что стандарты обычно отстают от разви-
тия технологии на несколько лет. Однако конечный результат стоит
такого длительного ожидания, так как появление стандартов ясно и
недвусмысленно свидетельствует о том, что данная технология являет-
ся зрелой и четко определенной. После опубликования стандарты могут
быть использованы для установки новых систем без итеративных ша-
гов, которые были бы необходимы в случае их отсутствия.
В связи с тем, что технология мультиплексирования по длине волны
оказалась очень удачной, обычно продолжительный процесс стандарти-
зации был значительно сокращен, и в апреле 1997 года на собрании ITU
достигнуто общее решение, результатом которого явился “G.mcs” про-
ект рекомендации “Оптические интерфейсы для многоканальных сис-
тем с оптическими усилителями”.
G.mcs рекомендация определяет параметры интерфейса для оптичес-
ких систем, состоящих из 4 и 8 каналов, работающих с битовой скоро-
стью, соответствующей стандарту OC-48/STM на оптоволоконных со-
единениях с длиной промежутка 80, 120 и 160 км и расстоянием между
регенераторами с оптическими усилителями до 640 км. Также плани-
руется расширить документ до 32-канальных систем со скоростями,
соответствующими OC-192/STM, а также для двунаправленных систем.
Другой важный параметр G.msc рекомендации — это частотная шкала
канала, определяемая при 193.1 ТГц (1552.52 нм) для каналов, распо-
ложенных через интервалы, кратные 100 ГГц. Каналы от 196.1 ТГц
(1528.77 нм) до 192.1 ТГц (1560.61 нм) заданы заранее и покрывают
промежуток спектра, который значительно шире того, который приме-
няется сегодня для EDFA-оборудованных соединений. Предложение
остается открытым и для большего разнесения каналов, так что теперь
240
3. Волоконно-оптические системы передачи
информация может быть использована для определения права исполь-
зования подходящего канала для любых предлагаемых систем переда-
чи WDM. Документ также предлагает определенные канальные часто-
ты для 4- и 8-канальных систем с интервалами в 100, 200 и 400 ГГц,
для каналов с равными интервалами и для тех каналов, в которых че-
тырехволновое смешивание является существенным ограничением и где
неравномерные интервалы являются преимуществом. Эти предложения
должны способствовать сосредоточению индустрии телекоммуникаций
на определенных частотах и вследствие этого повышению доступности
компонентов WDM.
Наряду с практикой и перспективными планами развития обсужда-
ются и стандарты для соединений WDM. Так, предлагаются три раз-
личные категории соединений (рис. 3.20):
L — длинное соединение со строительной длиной 80 км и максималь-
ным ослаблением 22 дБ. Допустимо подключение семи усилителей, об-
щая длина соединения приблизительно 640 км.
V — очень длинное соединение со строительной длиной 120 км и
максимальным ослаблением 33 дБ. Допустимо подключение четырех
усилителей на общую длину соединения 600 км.
U — сверхдлинное соединение со строительной длиной 160 км и мак-
симальным ослаблением 44 дБ. Подключение усилителей недопустимо.
Некоторые из этих оптических соединений, а именно сверхдлинное
соединение, еще не были апробированы на практике, однако предло-
женный стандарт допускает технологические усовершенствования и ос-
тавляет место для будущего развития.
Данный стандарт также определяет частоту передающего центра, ка-
нальные интервалы, отношение сигнал/шум и максимальный уровень
1 Длинное соединение Ослабление
2. Очень длинное соединение
3. Сверхдлинное соединение
U
22 дБ
5X22 дБ
33 дБ
3X33 дБ
5X33 дБ
44 дБ
Рис. 3.20. Категории WDM соединений
3.6. Многоволновые системы передачи
241
дисперсии, которые должны привести в конечном итоге к более ясному
определению характеристик системы и лучшему пониманию влияния
отклонения того или иного параметра и их совокупности на процесс
функционирования системы. Базовые физические определения всех важ-
нейших параметров в настоящее время согласованы, а их детализация
ожидается в ближайшем будущем.
Оптический интерфейс между подсетями в сети, имеющей сложную
структуру, является тем аспектом систем уплотнения WDM, для кото-
рого стандартизация особенно важна. Эти точки интерфейса характери-
зуются и определяются в проекте, указывая тем самым, как системы
могут быть соединены между собой оптическим способом в условиях
наличия множества фирм-поставщиков. Принята предпочтительная дли-
на волны для контрольного оптического канала (OSC), равная 1510
+ 10 нм. Однако учитывая, что в настоящее время лазеры и другие воло-
конно-оптические компоненты на 1510 нм еще недоступны, временно
принята длина волны, равная 1480 или 1310 нм.
Основным требованием является гарантия выживаемости OSC в слу-
чае неисправности подключенного усилителя, так как для поддержа-
ния нормальной работы сети важно, чтобы этот канал был доступен в
любое время. Необходимость в осуществлении постоянного мониторин-
га системы является еще более важным в случае неисправности генера-
торов накачки EDFA. Когда усилитель не работает, информация, пере-
носимая по OSC, важна для обнаружения и устранения неисправностей
и сохранения контакта с терминалами, расположенными далее по ли-
нии соединения.
Использование 1625 нм в качестве длины волны для OSC не было
поддержано комитетом ITU вследствие его основного применения в оп-
товолоконной и кабельной промышленности. Ясно, что если 1625 нм
будет использоваться в качестве длины волны передающего канала, не-
обходима спецификация во всей индустрии телекоммуникаций, а так-
же проведение соответствующих исследований для обеспечения гаран-
тированной надежности использования данной длины волны.
Квалификация оптического волокна и кабелей при длине волны 1625
нм может занять некоторое время, однако эта информация должна быть
получена до последующего рассмотрения ITU вопроса об использовании
этой длины волны для канала OSC.
Дальнейшее развитие стандартов
Согласно определению, стандарты представляют собой достаточно кон-
сервативные положения, в связи с чем нет ничего удивительного, что
появившиеся стандарты систем WDM уплотнения не охватывают всего
оборудования и систем, которые доступны для коммерческого исполь-
зования. Однако следует отметить, что организации, занимающиеся стан-
дартизацией, оказались способными действовать быстро и решительно,
обеспечив тем самым прочную базу для будущего развития технологии
WDM, представленную в документе G.mcs. Очевидно, что производите-
ли оборудования не ждут появления окончательных стандартов для вне-
дрения своего оборудования, им нет необходимости это делать, так как
242
3. Волоконно-оптические системы передачи
улучшенное качество работы необходимо во многих направлениях дан-
ной индустрии. Так, 16-канальные системы уже находятся в эксплуата-
ции, 32-канальные системы находятся в стадии “обкатки” с 1998 года,
а использование высоких скоростей передачи данных (ожидается появ-
ление систем, работающих со скоростью 10 Гбит/с) скоро выведет тех-
нологию уплотнения WDM на новый уровень. Некоторые поставщики
уже сейчас предлагают 8-канальные двунаправленные системы переда-
чи ОС-192 с общей емкостью соединения 80 Гбит/с. Очевидно, что спрос
на высокую емкость сетей на этом не остановится, поэтому ведется даль-
нейшая работа над установлением новых стандартов.
3.6.2. Структура систем волнового уплотнения
Самая простейшая система WDM уплотнения может быть представлена
в виде параллельного соединения оптических каналов, отличающихся
длиной световой волны и характеризующихся единым способом переда-
чи. Такое построение системы, даже без учета взаимодействия сигна-
лов, требует нового подхода к критерию выбора компонентов, в частно-
сти, все каналы должны рассматриваться как равные по длине
оптические соединения. Для того чтобы добиться желаемого качества
работы всей сети, это требование вызывает необходимость очень тща-
тельного выбора спектра для оптических источников, мультиплексо-
ров, демультиплексоров, оптических усилителей и самого оптического
волокна. Кроме этого, для уменьшения неблагоприятных взаимодей-
ствий между компонентами сети следует принимать во внимание и вза-
имодействие каналов. Следовательно, в системах WDM уплотнения оп-
тические характеристики пассивных компонентов сети, такие, как
вносимые потери, обратное отражение, поляризация, должны быть из-
мерены как функции длины волны по всей ширине используемого спек-
тра. Необходимо также учитывать иной подход для определения харак-
теристик элементов, используемых в системах WDM уплотнения и
отсутствующих в одноволновых системах, таких, как мультиплексоры/
демультиплексоры, дифракционные решетки, оптические фильтры и
особенно активные компоненты — оптические усилители. Особое вни-
мание к оптическим усилителям продиктовано тем, что в рассматрива-
емых системах первостепенное значение приобретает их влияние на ка-
чество и целостность сигнала.
Хотя при поставке оборудования надежными поставщиками можно
быть уверенным, что оно было должным образом протестировано на
заводе-изготовителе на предмет соответствия всем необходимым харак-
теристикам, работа многих компонентов в реальных условиях может
значительно ухудшить качество системы. Более того, характеристики
отдельных компонентов при их объединении в систему могут оказать
взаимное влияние самым неожиданным образом, в результате услуги
сети, соответствующие данным рекомендациям, могут быть гарантиро-
ваны только в случае, когда не только отдельные компоненты, а вся
система в целом будет удовлетворять нужным характеристикам.
При переходе от одноволновой оптической сети к WDM уплотнению
3.6. Многоволновые системы передачи
243
необходима ясная, хорошо спланированная политика использования длин
волн для того, чтобы не допустить конфликта оборудования и избежать
взаимодействия между различными длинами волн. Международный стан-
дарт определяет сейчас канальные интервалы, кратные 100 ГГц (около
0.8 нм). Хотя этот интервал был выбран с учетом достижения компро-
мисса между высокой емкостью канала и оптимальными характеристи-
ками компонентов, он фактически определяет требуемый и допусти-
мый предел для всего оборудования системы передачи в целом.
Рассмотрим основные проблемы, возникающие при переходе от одно-
волновой сети к сети, использующей WDM уплотнение.
Так как интервал между каналами в 100 ГГц предполагает очень
узкий диапазон рабочих частот, как указывалось выше, смещение и
спектр излучения лазеров, используемых на передающей стороне, мо-
гут оказывать отрицательное воздействие на уровень принимаемого сиг-
нала. Поэтому стабильность источника и чистота спектра излучения
лазеров имеют огромное значение. Важным является также вопрос вли-
яния боковых лепестков излучения, так как они могут привнести до-
полнительный шум в смежные каналы WDM уплотнения. Хотя неста-
билизированные лазеры предыдущего поколения, используемые в сетях
SONET [55], не удовлетворяют этим требованиям, оборудование суще-
ствующих систем передачи может быть модернизировано для функцио-
нирования систем уплотнения WDM путем замены этих источников ста-
билизированными DFB лазерами.
Другими новыми и важными компонентами сети уплотнения WDM
являются мультиплексоры и демультиплексоры, которые объединяют
отдельные оптические каналы в единую оптоволоконную сеть и затем
разделяют их на принимающей стороне. При этом полосы пропускания
каналов должны точно соответствовать выбранным длинам волн, чтобы
не создавать перекрестных помех, а внеполосное подавление на каждом
канале должно быть достаточно высоким для исключения влияния со-
седних каналов и боковых лепестков. Кроме этого, они должны обеспе-
чивать только допустимое смещение центральной длины волны веду-
щего лазера любого канала без существенного ослабления сигнала.
Оптические усилители, как правило, EDFA, обеспечивают эконо-
мичную эксплуатацию сетей с WDM уплотнением за счет существен-
ного усиления всех каналов независимо от схем модуляции и исполь-
зуемых протоколов. Это означает, что модулированный оптический
сигнал может быть передан на очень большие расстояния без необхо-
димости промежуточного восстановления и повторного формирования
передаваемой информации. Однако при создании сети, особенно когда
отдельные каналы содержат несколько усилителей, необходимо учи-
тывать зависимость усиления EDFA от длины волны, более того, так
как показатели шума отдельных EDFA оказывают большое влияние
на целостность оптического сигнала, они будут определять необходи-
мое количество усилителей и как следствие максимальную протяжен-
ность соединения.
Для функционирования сетей с WDM уплотнением более важными,
чем в традиционных сетях с одной длиной волны, являются характерис-
244
3. Волоконно-оптические системы передачи
тики самого оптического волокна. При создании сетей WDM уплотнения
значительно большее внимание должно уделяться хроматической дис-
персии, чье влияние в системах передачи TDM при 1550 нм хорошо изве-
стно. В отличие от систем TDM, в которых все пользователи по обыкно-
вению стремятся полностью устранить хроматическую дисперсию, системы
уплотнения WDM обычно используют небольшую, тщательно контроли-
руемую ее часть для уменьшения влияния смещения четырех волн (FWM).
В системах уплотнения WDM, работающих с использованием высоких
битовых скоростей, как, например, системы OC-192/STM-64 [56], особую
сложность представляет вопрос поляризационной модовой дисперсии
(PMD), при которой скорость распространения световой волны зависит
от ее состояния поляризации, так как в настоящее время не существует
известных способов устранения влияния данного вида дисперсии. PMD
должна быть измерена и уменьшена, если это необходимо, только с по-
мощью выбора компонентов или изменения топологии сети.
Другая проблема внедрения WDM уплотнения связана со сложнос-
тью создания контрольного оптического канала. Обычно для более эф-
фективного использования ресурсов сети, а также вследствие того, что
целостность OSC должна быть сохранена даже в случае неисправности
EDFA, операторы систем уплотнения WDM обычно присваивают этим
каналам длины волн вне диапазона рабочих частот EDFA. Разделение,
преобразование, повторная генерация и вставка этих сигналов может
привести к усложнению интеграции и технического обслуживания ка-
нала OSC.
Таким образом, уплотнение мультиплексированием по длине волны,
или WDM уплотнение, является новой оптоволоконной технологией, ко-
торая предлагает очень эффективный и недорогой способ расширения
диапазона рабочих частот сети для телекоммуникационной индустрии.
Эта новая технология позволяет телекоммуникационным операторам
удовлетворять постоянно растущие потребности заказчиков в новых ви-
дах услуг и обеспечивает большую гибкость в процессе предоставления
этих услуг. Давая возможность оптоволоконным линиям связи перено-
сить информацию по нескольким каналам одновременно, системы WDM
уплотнения позволяют с максимальной пользой использовать имеющие-
ся возможности, с легкостью увеличивая объем передачи в 4/8 раз по
сравнению с традиционными системами мультиплексирования по вре-
мени, и обладают большими потенциальными возможностями. Однако
проектирование, инсталляция и техническое обслуживание сетей WDM
уплотнения требуют и более пристального внимания к ограничению
количества контролируемых параметров. Для тщательного исследова-
ния возможных компромиссов, необходимых для достижения оптималь-
ной работы сети на последних стадиях интеграции системы, должны
использоваться усовершенствованные процедуры тестирования, так как
переход от систем с одной длиной волны к системе с несколькими дли-
нами волн приводит к появлению ряда проблем измерений, связанных,
в частности, с необходимостью:
1. обеспечения очень широкого динамического диапазона измеритель-
ных приборов из-за наличия перекрестных помех между каналами, ко-
3.6. Многоволновые системы передачи
245
торые возникают вследствие нелинейных свойств волокна, недостаточ-
ного подавления демультиплексором смежных каналов и зависимости
потерь оптических компонентов от длины волны;
2. увеличения точности контроля старения лазера, потому что точ-
ность менее 0.01 нм при разрешающей способности 0.001 нм, достаточ-
ная для одноволновых систем, в которых абсолютная длина волны лазе-
ра и связанных с ним компонентов не является критической, для
измерения длины волны лазеров WDM систем оказывается недостаточ-
ной;
3. мониторинга длины волны, мощности канала и отношения сиг-
нал/шум для управления сетью, так как в WDM системах — в отличие
от одноволновых систем, в которых для обнаружения неисправности
требуются только измерения мощности в различных точках сети, —
простое измерение мощности недостаточно, а необходимы спектраль-
ные измерения каждого канала.
В связи с этим рассмотрим физический уровень WDM оптической
сети с позиций влияния различных факторов на качество передачи,
определим границы допустимых значений, степень их влияния и най-
дем оптимальные соотношения между различными параметрами воло-
конно-оптической WDM системы.
3.6.3. Модель системы
Как было отмечено выше, WDM системы требуют учета ряда дополни-
тельных факторов, влияющих на скорость и дальность передачи, что
обусловливает необходимость рассмотрения как общих принципов по-
строения таких систем, так и выдвигаемые ими критерии обеспечения
требуемых характеристик.
На рис. 3.21 представлена блок-схема однонаправленной WDM ли-
нии связи, которая включает передатчик, состоящий из набора лазеров
DFB (по одному на каждую длину волны), подключенных к мульти-
плексору, выполняющему объединение излучаемых волн в передающее
оптическое волокно. При этом для увеличения дальности связи на вы-
ходе передатчика устанавливается усилитель оптической мощности, а
с некоторым интервалом вдоль волокна — линейные оптические усили-
тели, причем в зависимости от расстояния, битовой скорости и типа
используемого волокна сигнал может направляться через модуль ком-
пенсации дисперсии, предусматриваемый обычно на каждой стадии уси-
ления. На приемной стороне сигнал с выхода оптического волокна мо-
Мультиплексор
Демультиплексор
Рис. 3.21. Обобщенная схема WDM системы передачи
246
3. Волоконно-оптические системы передачи
жет быть усилен оптическим предусилителем, включенным на входе
демультиплексора и служащим для разделения сигналов по длине вол-
ны, направляя их на соответствующие фотодиоды.
В дальнейшем мы будем рассматривать цифровые системы передачи,
в которых физический уровень должен гарантировать надежность дос-
тавки информационных битов от источника к месту их назначения,
причем критериями качества передачи, как и в вышерассмотренных
системах, будут являться запас мощности и коэффициент битовых оши-
бок (BER). Последний, как правило, должен находиться в пределах от
10'9 до 1015 при типовом значении 1012 и зависит от уровня шума, а
также искажений, имеющих место в системе. При этом основные поло-
жения настоящей главы основаны на результатах исследований, изло-
женных в работе [5].
3.6.3.1. Определение запаса по мощности
Наличие в системе отрицательно влияющих факторов приводит к необ-
ходимости обеспечения запаса по мощности, так как в этом случае для
поддержания требуемой битовой скорости на приемник должен посту-
пать более мощный сигнал. Это может быть достигнуто либо непосред-
ственно увеличением мощности сигнала (в дБ), либо уменьшением от-
ношения сигнал/шум, который определяется аргументом функции g()
(3.29). Так как последний в большей степени отражает существо про-
блемы, его использование представляется наиболее целесообразным.
Пусть Р — оптическая мощность, полученная в отсутствие каких-
либо системных искажений, в течение бита 1, Ро — мощность, полу-
ченная в течение бита 0, а о-j и сг0 обозначают уровни шумов при по-
ступлении соответствующих битов. Электрические токи, создаваемые
битами 1 и 0, обозначим через и , где 5R — чувствительность
фотодиода. Тогда, допуская гауссовское распределение шума и равную
длительность рассматриваемых битов согласно (3.29), BER можно пред-
ставить в виде
BER = Q
СГ0+СГ
(3.61)
Это выражение предполагает, что пороговое значение приемника на-
строено на оптимальное значение, соответствующее
где и /0 — ток фотодиода при поступлении бита 1 и бита 0 соответ-
ственно.
При наличии искажений полученные значения мощности и,стандар-
тные шумовые отклонения обозначим соответственно р гР 5сг ,сг0 .
Предположив оптимизированную настройку порогового значения, за-
пас по мощности будет определяться как
3.6. Многоволновые системы передачи
247
9?(Л ~Ра )
?=-lOlog
сг, + сг,
(3.63)
^1 ~ ‘-'о
Ж^о)
сг1 + сг0
В общем случае расчет запаса мощности для простого соединения
приемника более сложен, но, как правило, он равен запасу для оптими-
зированного приемника в двух наиболее важных случаях, когда:
доминирующим шумовым компонентом является термический
шум приемника, при котором сг0 = сг, = alh, что обычно имеет
место в PIN приемниках прямого обнаружения или в том слу-
чае, когда шум не зависит от мощности сигнала. Запас по мощ-
ности в этих условиях определяется выражением
?--101og
(3.64)
а наилучшая настройка порогового значения соответствует про-
стому соединению, когда FD подключен к входу усилителя при-
емника по постоянному току (непосредственно).
имеет место усиление сигнала или используется APD приемник,
при этом в системах с усилением доминирующим шумовым ком-
понентом обычно является спонтанный гетеродинный свист сиг-
нала усилителя, а в APD приемниках доминирующим шумовым
компонентом является дробовой шум, который усиливается вслед-
ствие APD усиления. В обоих случаях можно предположить, что
вариация шума ст, a Р, зависит от мощности сигнала. Допуская,
что Ро « Pt и, следовательно, сг, » сг0, оптимизированный при-
емник настроит свое пороговое значение близко к нулевому уров-
ню, тогда как простой приемник по-прежнему будет настраивать
свое пороговое значение при усредненной мощности, в связи с
чем будет иметь место несколько большая битовая скорость. Не-
смотря на это, запас по мощности в обоих случаях оказывается
одинаковым и определяется по формуле
= -Slog
(3.65)
Кроме этого, необходимо помнить о влиянии системных искажений,
вызванных поляризацией. Учитывая, что состояние поляризации каж-
дого сигнала носит случайный характер и изменяется медленно во вре-
мени, может возникнуть необходимость обеспечения запаса по мощно-
сти, особенно в наихудших случаях, имеющих место обычно при
идентичной поляризации взаимодействующих сигналов.
248
3. Волоконно-оптические системы передачи
Все это требует тщательного плани-
рования и контроля энергетического
бюджета высокоскоростных систем, а
также необходимости измерений влия-
ния отмеченных факторов как при ин-
сталляции системы передачи, так и в
случае возникновения сбоев в процессе
ее эксплуатации. В качестве примера
здесь мы рассмотрим высокоскоростную
систему передачи с оптическими уси-
лителями и типовым значением BER,
равным 10 12, что соответствует Q-'l
или у - 201og<2 = 17дБ . Это справедли-
во в том случае, когда не возникнет
никаких искажений передачи, требу-
Таблица 3.6
Фактор Распределение
Идеальное у 17
Источник 1
Перекрестные помехи 1
Дисперсия 2
Нелинейность 1
PDL 3
Усиление 3
Запас 3
Результирующее у 31
ющих запаса по мощности. На практике, как следует из табл. 3.6, лю-
бые искажения приводят к необходимости обеспечения запаса по мощ-
ности, который необходимо добавить к идеальному значению у с целью
получения требуемого значения. Например, в случае использования не-
совершенного передатчика в соответствии с приведенной таблицей не-
обходимо обеспечить запасы по мощности и дисперсии, равные соответ-
ственно 1 и 2 дБ. Эти и некоторые другие искажения будут рассмотрены
далее в этой главе. Очевидно, что необходимое значение у после добав-
ления этих показателей составит 31 дБ. Это то значение, которое необ-
ходимо получить, если будет иметь место идеальная система, а у опре-
деляется только на основе накопления шума оптического усилителя.
Затем требуемый запас мощности подсчитывается с учетом других ис-
кажений в отдельности, предполагая, что остальная часть системы иде-
альна. Такой приближенный метод, естественно, не учитывает корре-
ляции искажений, связанных, например, с тем, что запасы мощности,
вызванные неидеальным передатчиком и перекрестными помехами, мо-
гут коррелировать друг с другом, тогда как дисперсия может рассмат-
риваться как независимый запас. ...а
3.6.3.2. Оптические передатчики
Ключевыми параметрами передатчика системы передачи являются вы-
ходная мощность, время ее нарастания и спада, отношение выходных
уровней, соответствующих 0 и 1, тип модуляции, а также стабильность
и точность длины волны.
Выходная мощность р, естественно, зависит от типа передатчика,
например, DFB лазеры обеспечивают мощность порядка 1—10 мВт (0-
10 дБм), которая при использовании оптического усилителя может быть
доведена до 50 мВт (17 дБм). Как правило, верхние границы мощности
ограничиваются нелинейными явлениями и соображениями надежнос-
ти. Другой важный параметр, отношение выходных уровней г , опреде-
ляется как отношение мощности Р , соответствующей биту 1, к мощно-
сти Ро бита 0. Предположим, что мы ограничены средним значением
мощности излучения р и хотели бы получить Рх = 2Р , а Ро = 0 . В этом
3.6. Многоволновые системы передачи
249
случае отношение г = оо , в то время как на практике значение данного
коэффициента лежит в пределах от 10 до 20, что в ряде случаев требует
введения запаса по мощности.
Представим значения битовых мощностей с учетом г, т. е.
Р _ 2Р 2гР
го ----г и Л - —г
(3.66)
Снижение данного коэффициента нивелирует отличие между уров-
нями 1 и 0 на стороне приемника, что, естественно, требует увеличения
запаса по мощности, который в системах, ограниченных независимым
от сигнала шумом, равен (3.64)
=-101og^—(3.67)
г+ 1
Этот запас представляет снижение качества функционирования сис-
темы, характеризующейся реальным отношением сигнал/шум и неиде-
альным коэффициентом подавления по сравнению с системой, обеспе-
чивающей г = оо при равной усредненной мощности излучения в обоих
случаях. С другой стороны, если мы допустим, что две системы имеют
одинаковую пиковую мощность передачи, т. е. одинаковую мощность
для бита 1, запас может быть подсчитан следующим образом
= -101og^—(3.68)
Как известно, лазеры имеют тенденцию к физическому ограничению
пиковой мощности, а верхние границы выходной мощности обычно ог-
раничиваются правилами безопасности глаз, которые определяются ус-
редненной мощностью излучения. Поэтому использование той или иной
формулы зависит от того, какой конкретно фактор ограничивает мощ-
ность в реальной системе.
Кроме этого, необходимо учитывать, что лазер передатчика может
модулироваться как непосредственно (модуляцией тока), так и посред-
ством внешнего модулятора. Очевидно, что прямая модуляция дешев-
ле, но она приводит к большей ширине спектра вследствие рассмотрен-
ной далее линейной частотной модуляции (chirp) и введению
дополнительного запаса мощности из-за хроматической дисперсии. Кроме
этого, более широкий спектр может также привести к введению запаса
при прохождении сигнала через оптические фильтры, мультиплексоры
и демультиплексоры WDM. В последнем случае запас может быть умень-
шен путем снижения г •
Требуемый запас мощности следует увеличить, когда система имеет
ограничение в связи с зависимостью шума от уровня сигнала, что обыч-
но имеет место в системах, содержащих оптические усилители, из-за
увеличения шума на уровне 0. В системе могут также возникнуть дру-
гие виды шума, зависящего от сигнала, такие, как шум относительной
интенсивности лазера (RIN). В некоторых случаях следует учитывать
стабильность длины волны передатчика, которая также является важ-
ным фактором.
250
3. Волоконно-оптические системы передачи
3.6.3.3. Оптические приемники
Ключевыми системными параметрами, определяемыми используемым при-
емником, являются чувствительность и перегрузка, при этом, если чув-
ствительность — это среднее значение оптической мощности, необходи-
мой для достижения определенного уровня битовых ошибок при требуемой
битовой скорости, перегрузка представляет собой максимальную входную
мощность, которую может принять приемник, сохраняя работоспособность.
Обычно число ошибок не должно превышать 1012 при псевдослучайной
битовой последовательности 223 — 1. В табл. 3.7 приведены типовые пока-
затели чувствительности при-
емников для различных ско-
ростей передачи, из которой
следует, что в сравнении с
PIN-FET приемниками APD
приемники отличаются боль-
шей чувствительностью и
поэтому используются в сис-
темах с битовой скоростью,
превышающей 2.5 Гб/с. При
Таблица 3.7
Во Тип FD Чувствительность Перегрузка
155 Мб/с PinFET —36 дВм -7 дВм
622 Мб/с PinFET -32 дВм -7 дБм
2.5 Гб/с APD —34 дБм -8 дБм
этом уровень насыщения приемника определяется его динамическим диа-
пазоном, достигая 0 дБм для 2.5 Гб/с. В тоже время следует учесть, что
PIN-FET приемник с оптическим предусилителем имеет приблизительно
такую же чувствительность, как и APD приемники.
3.6.3.4. Оптические усилители
Оптические усилители в последнее время стали неотъемлемыми компо-
нентами волоконно-оптических телекоммуникационных сетей, так как
позволяют компенсировать возникающие в них системные потери. На
сегодняшний день наиболее часто используется волоконно-оптический
усилитель (EDFA), описанный в главе 1, который имеет в области дли-
ны волны 1.55 мкм полосу усиления, равную 35 нм. Характерной осо-
бенностью EDFA является то, что они обладают способностью одновре-
менно усиливать множество WDM каналов. Поэтому большинство
недавно установленных волоконно-оптических систем передачи уже се-
годня используют EDFA вместо повторителей.
Как показано на рис. 3.21, в линиях связи используются следующие
три типа усилителей:
1. усилитель мощности, который используется для увеличения вы-
ходной мощности передатчика и устанавливается на его выходе;
2. линейный усилитель, который, как правило, устанавливается в
середине линии связи для компенсации возникающих в ней потерь;
3. оптический предусилитель, который используется для повышения
чувствительности приемника и устанавливается на его входе.
В связи с этим:
• усилитель мощности должен обеспечить максимально возмож-
ную выходную мощность передатчика;
• предусилитель должен обеспечить высокое усиление и, следова-
3.6. Многоволновые системы передачи
251
• : тельно, чувствительность при создании минимально возможно-
го уровня дополнительных шумов;
• линейный усилитель должен обеспечивать выполнение всех вы-
шеперечисленных факторов.
К сожалению, усилитель не является совершенным устройством, по-
этому существует несколько основных недостатков, которые необходи-
мо учитывать при разработке и измерении систем, основанных на их
использовании.
Во-первых, усилитель всегда создает дополнительный шум. Во-вто-
рых, усиление усилителя зависит от общей входной мощности, так как
при высокой входной мощности усилители имеют тенденцию к насы-
щению, вызывая тем самым уменьшение усиления и как следствие воз-
никновение нежелательных переходов мощностей в каналах сети. И,
наконец, хотя EDFA представляют собой устройства, удовлетворяющие
требованиям WDM систем, непостоянство усиления в полосе пропуска-
ния приводит к различному усилению канальных сигналов, что особен-
но проявляется при каскадном расположении усилителей из-за явле-
ний насыщения, неравномерности усиления и шума усилителя, а также
перераспределения мощности в системах с каскадно расположенными
оптическими усилителями.
Насыщение усиления
Важной особенностью систем, содержащих оптические усилители,
является возможность их насыщения, так как выходная мощность уси-
лителя ограничена его конструктивными особенностями и мощностью
генератора накачки. Поэтому, когда мощность входного сигнала возра-
стает, усиление усилителя падает, что может быть приблизительно от-
ражено следующим уравнением
Р'“' G .
G = l+ < (3 69)
где Gmax и G — соответственно ненасыщенное и насыщенное усиление
усилителя, psal и Pjn — внутренняя мощность насыщения и мощность
выходного сигнала, соответственно.
На рис. 1.61 представлена типовая зависимость усиления от мощно-
сти входного сигнала EDFA усилителя, где при низких уровнях вход-
ной мощности усиление соответствует его ненасыщенному состоянию, в
то время как при больших уровнях G —> 1, выходная мощность стано-
вится равной входной, т. е. Рам ~ Pjn.
Выходная мощность насыщения Ро“' определяется значением выход-
ной мощности, при которой усиление усилителя падает на 3 дБ. Ис-
пользуя (3.69) и тот факт, что Pnul =GPm, а также предположив, что
G » 1 , выходная мощность насыщения равна
(3.70)
и является функцией мощности генератора накачки и других парамет-
ров усилителя. Обычно выходная мощность насыщения составляет по-
рядка от 10 до 100 мВт (от 10 до 20 дБм).
252
3. Волоконно-оптические системы передачи
Ввиду того, что усилители мощности обычно работают в режиме на-
сыщения, функционирование EDFA в этом режиме не является фунда-
ментальной проблемой, как, например, в электронных усилителях, од-
нако не следует забывать, что усиление при этом будет меньше, чем в
ненасыщенном режиме.
Компенсация усиления
В системах WDM особое значение имеет постоянство усиления в по-
лосе пропускания каскадно расположенных EDFA, так как в случае
зависимости усиления от длины волны небольшие его вариации могут
вызвать значительное отличие в мощности на выходе каналов. Напри-
мер, если вариация усиления между наихудшим и наилучшим канала-
ми составляет 1 дБ на каждой стадии усиления, после 10 стадий усиле-
ния она составит уже 10 дБ, и наихудший канал будет иметь гораздо
меньшее отношение сигнал/шум, чем наилучший канал. Поэтому со-
здание усилителей с независимым от длины волны усилением приобре-
тает особое значение и является лучшим способом решения данной про-
блемы. На практике существует возможность создания EDFA, которые
изначально отвечали данному требованию в диапазоне длин волн 1545
— 1560 нм, т. е. именно там, где функционирует большинство систем
WDM. Однако системы с большим количеством каналов будут вынуж-
дены использовать диапазон длин волн 1530 — 1545 нм, где усиление
EDFA не является постоянным.
На системном уровне существует несколько подходов к решению этой
проблемы. Первый из них заключается в использовании предварительной
компенсации или внесения предыскажений. Переданная мощность на ка-
нал, основанная на общей форме усиления каскада, может быть настроена
таким образом, чтобы каналы с низким усилением имели бы высокую
мощность. Цель предварительной компенсации заключается в том, чтобы
достичь приблизительно одинакового отношения сигнал/шум всех кана-
лов на входе приемника при сигнале, находящемся в пределах динамичес-
кого диапазона приемника. Однако уровень компенсации, который может
быть обеспечен таким способом, ограничен. Кроме этого, в отличие от
линии связи точка-точка его сложно применять в сети. Поэтому может
возникнуть необходимость в использовании других методов компенсации,
в частности, компенсации на каждой стадии усиления. В этом случае пос-
ле каждой стадии усиления мощности каналов выравниваются, а сама
компенсация может быть осуществлена иными способами.
Так, первый способ заключается в демультиплексировании каналов с
требуемым ослаблением каждого канала и последующим мультиплек-
сированием этих каналов. Этот способ требует использования большого
количества технических средств из-за введения дополнительных муль-
типлексоров и демультиплексоров, а также увеличения запаса по мощ-
ности для различных длин волн. По этим причинам этот подход счита-
ется нерациональным. Другой подход заключается в использовании
многоканального фильтра, как, например, акустооптического перестра-
иваемого фильтра (AOTF), с помощью которого путем управления аку-
стическим сигналом различной частоты каждый канал может быть ос-
3.6. Многоволновые системы передачи
253
лаблен по-разному. Однако AOTF требует большой направленной акус-
тической мощности (порядка 1 Вт) для выравнивания более 2 — 4 кана-
лов. Оба подхода создают несколько дБм дополнительных потерь и тре-
буют некоторых запасов мощности вследствие имеющих место
перекрестных помех. Поэтому наилучшим решением будет добавление
оптического фильтра в усилитель для обеспечения компенсации усиле-
ния усилителя и получения не зависящего от длины волны выходного
сигнала. Для этой цели хорошо подходят как тонкопленочные фильт-
ры, так и дифракционные решетки.
Каскадирование усилителей
Рассмотрим линию связи длиной L, в которой на расстоянии I друг
от друга расположены усилители, а потери между усилителями состав-
ляют , где а — ослабление волокна. Так как каждый усилитель
добавляет некоторый шум спонтанной эмиссии, отношение сигнал/шум
для оптического сигнала, OSNR, постепенно уменьшается вдоль линии,
поэтому усиление каждого усилителя должно быть достаточно боль-
шим, по крайней мере для того, чтобы компенсировать потери между
каскадами. В противном случае сигнал и OSNR будут быстро снижать-
ся с увеличением количества усилителей.
Посмотрим, что произойдет, если выбрать значение усиления боль-
ше, чем потери е~а1, при допущении, что на начальных участках линии
усилители работают в режиме насыщения, а затем достигается условие
пространственно стабильного состояния, где выходная мощность и уси-
ление усилителя остаются неизменными для последующих каскадов.
Эти значения, Рош и G , могут быть определены как
(Ро11,е-а!)ё + 2PnB0(G -1)= Рои1 . (3.71)
Здесь Pmite~al — общая входная мощность усилителя, а второй член,
представляет добавленный шум спонтанной эмиссии. С учетом (3.69)
усиление усилителя примет вид
G
О = \ + (3.72)
Р out (2 Ст
Для определения значений P,w и G данные уравнения решаются
совместно. В то же время из (3.71) следует, что Gea/ < 1, т.е. вследствие
добавленного шума каждого усилителя усиление стабильного состоя-
ния будет чуть меньше, чем потери между каскадами. Таким образом,
значение усиления в режиме насыщения G должно выбираться как
можно ближе к значению е ~а1.
Теперь рассмотрим упрощенную модель каскадно установленных уси-
лителей, предположив, что усиление в режиме насыщения равно G = еа1
Учитывая, что мощность на выходе усилителя равна
Р = khfc(G - V)B0,
при числе LH усилителей общая мощность шума на выходе в этом
случае будет определяться выражением
2PnB0(p-\)L/l = 2PnB^(3.73)
254
3. Волоконно-оптические системы передачи
Следовательно, при требуемом значении OSNR мощность возбужде-
ния Р должна удовлетворять условию
Р>2РпВ0(еа‘ -\)Ы1. (3.74)
На рис. 3.22 приведена зависимость необходимой мощности Р от
расстояния между усилителями I для Во=2О ГГц, а =0.22 дБ/км при
Рис. 3.22. Зависимость мощности от расстоя-
ния между усилителями
общей длине линии Л=1000 км. Не принимая в расчет нелинейные
явления, можно попытаться максимально увеличить I с учетом ограни-
чений входной и выходной мощности усилителя, а также нелинейных
явлений, влияние которых будет рассмотрено далее.
Перераспределение мощности и автоматическое регулирование уси-
ления
В линиях связи и сетях телекоммуникаций с WDM уплотнением и
каскадно соединенными усилителями может иметь место перераспреде-
ление мощности каналов, что, естественно, приводит к изменению за-
паса по мощности каждого канала и как следствие к деградации неко-
торых из них. При этом вследствие снижения входной мощности
какого-либо канала усиление усилителя будет возрастать, и на входы
приемников других каналов поступят сигналы большей мощности. Уси-
ление каналов также будет зависеть и от параметров функционирую-
щих каналов. Очевидно, что наихудший случай будет иметь место, ког-
да выйдут из строя W - 1 из W каналов. Таким образом, ввод или
удаление нового канала может оказать влияние на уровни мощности в
других каналах.
Отмеченные факторы вызывают необходимость введения в систему
автоматического регулирования усиления (AGC), обеспечивающего не-
зависимость уровня выходной мощности каждого канального усилите-
ля от его входной мощности. При наличии только одного усилителя в
канале увеличение мощности вследствие нарушений других каналов
происходит медленно, приблизительно в течение 100 мкс. Однако с боль-
3.6. Многоволновые системы передачи
255
шим числом усилителей в линии связи скорость нарастания мощности
возрастает от десятков мкс до нескольких мкс и может привести к вре-
менным нарушениям остальных каналов. Чтобы предотвратить появле-
ние переходных состояний мощности, система AGC должна обладать
высоким быстродействием — не превышающим единиц мкс.
Было предложено несколько типов AGC систем. В простейшем слу-
чае AGC управляет мощностью генератора накачки таким образом, что-
бы стабилизировать усиление при изменении входной мощности сигна-
ла. Быстродействие данного метода в EDFA усилителях ограничено
временем перехода электронов с третьего на второй энергетический уро-
вень эрбия, что составляет приблизительно 1 мкс.
Другое построение AGC основано на введении в усилитель оптичес-
кой обратной связи. В этом случае часть выходного сигнала усилителя
выделяется узкополосным фильтром и подается на вход усилителя при
контроле коэффициента передачи обратной связи посредством введен-
ного в нее усилителя. Наличие обратной связи заставляет усилитель
генерировать когерентное оптическое излучение на длине волны филь-
тра, что оказывает эффект стабилизации усиления на других длинах
волн независимо от уровня мощности входного сигнала. Более того,
обычно достаточно установить такой усилитель первым с тем, чтобы
стабилизировать весь канал, так как генерируемая мощность когерент-
ного оптического излучения на длине волны фильтра становится выше
по мере уменьшения мощности входного сигнала и выступает в каче-
стве компенсирующего сигнала для усилителей, расположенных далее
в линии. Поэтому мощность на входе последующих усилителей изменя-
ется незначительно. Однако из-за наличия в усилителе ответвителей,
необходимых для реализации AGC, показатель шума усилителя немно-
го увеличивается, а его выходная мощность снижается.
Еще один подход заключается в создании в линии связи сигнала на
дополнительной длине волны с регулируемым уровнем мощности в на-
чале линии и удалением его в конце, используя данный сигнал для
компенсации уменьшения мощности на начальных участках линии свя-
зи. Этот метод требует дополнительного лазера и в отличие от других
методов достаточно дорог. В связи с этим, а также из-за того, что он
может компенсировать только несколько каналов, его применение не-
эффективно.
3.6.3.5. Оптический контрольный канал
Для передачи данных, связанных с мониторингом состояния установ-
ленных вдоль линии связи усилителей, особенно расположенных в от-
даленных местах, где прямой доступ к ним невозможен, необходим от-
дельный контрольный канал, который также может быть использован
для управления усилителями, например, их включением и выключени-
ем с целью проведения тестирования. По этим причинам контрольный
канал должен быть принят, обработан и передан далее по линии связи
независимо от других каналов в каждом каскаде усиления. Более того,
он не должен выходить из строя в случае выхода из строя усилителя.
Контрольный канал также может быть использован для передачи дру-
256
3. Волоконно-оптические системы передачи
гой информации, например, информации управления, используемой для
установления и разъединения соединений в сети. В связи с этим длина
волны контрольного канала должна отличаться от длин волн передачи
данных, при этом выбор той или иной длины волны включает несколь-
ко компромиссных решений. Следует различать внутриполосный конт-
рольный канал, длина волны которого может находиться внутри поло-
сы пропускания EDFA, и внеполосный, когда длина волны находится за
пределами этой полосы.
Так, в первом случае при передаче данных на длине волны 1550 нм в
качестве внеполосной длины волны, как правило, используется 1310 нм,
естественно, если на ней не ведется и не планируется передача данных.
В этом случае, казалось бы, возможно использование длины волны лег-
ко доступных лазеров на 1480 нм, однако это одна из длин волн, ис-
пользуемых для накачки EDFA. Поэтому, если выбрать эту длину вол-
ны, может возникнуть утечка части мощности накачки и в контрольном
канале будут иметь место перекрестные помехи. Более того, существует
один режим работы EDFA, заключающийся в удаленной генерации на-
качки, который использует данную длину волны.
Внутриполосный подход заключается в использовании длины вол-
ны, находящейся в пределах полосы пропускания EDFA (1530 — 1565
нм). Однако в этом случае необходимо учитывать возможность исполь-
зования этой длины волны для передачи трафика. Другая проблема
заключается в том, что эту длину волны значительно труднее отделить
от длин волн передачи данных на входе усилителя, впрочем, как и
объединить их на выходе усилителя. Единственное преимущество этого
подхода состоит в том, что некоторая часть шума усилителя может быть
отфильтрована на каждой стадии, например, при использовании двух-
элементного усилителя, так как внутриполосный контрольный канал
может быть отфильтрован вместе с шумом усилителя после первого кас-
када усиления на этой длине волны.
После рассмотрения этих проблем комиссия по стандартизации при-
няла длину волны 1510 нм в качестве наиболее предпочтительной. Эта
длина волны находится за пределами полосы пропускания EDFA, не
совпадает с длиной волны накачки или с длиной волны и не использу-
ется для передачи данных. Это оптимальный выбор для систем с не-
большим количеством длин волн (8—16), которые обычно располагают-
ся в интервале от 1540 до 1560 нм. Однако в случае увеличения их
числа начнется использование диапазона 1530—1540 нм, что затруднит
выделение длины волны 1510 нм от других длин волн и потребует ис-
пользования более сложного фильтра, как, например, тонкопленочного
устройства вместо простого фильтра на ответвителе. Это в свою очередь
увеличит потери и общую стоимость системы.
Ряд поставщиков оборудования предлагают использовать диапазон
длин волн 1610—1620 нм, который сохраняет преимущества 1510 нм и
гарантирует достаточное разнесение контрольного канала и каналов пе-
редачи данных.
3.6. Многоволновые системы передачи
257
3.6.4. Перекрестные помехи
Перекрестные помехи — это общий термин, используемый для обозначе-
ния влияния побочных сигналов на основной сигнал. Почти каждый ком-
понент в системах WDM создает ту или иную форму перекрестных помех,
вызванных, в частности, нелинейными эффектами. Эти компоненты вклю-
чают фильтры, мультиплексоры и демультиплексоры по длине волны,
переключатели, полупроводниковые оптические усилители и сам фильтр.
В системах WDM возникают две формы перекрестных помех, это межка-
нальные и внутриканальные перекрестные помехи. Первый вид имеет
место в случае, когда сигнал помехи находится на длине волны, суще-
ственно отличающейся от длины волны сигнала, и эта разница превышает
электрическую полосу пропускания приемника.
Межканальные перекрестные помехи также могут иметь место в ре-
зультате косвенных взаимодействий, например, в результате нелиней-
ных явлений или если один канал оказывает влияние на усиление дру-
гого канала. Второй вид имеет место в случае, когда сигнал перекрестных
помех находится на той же длине волны, что и полезный сигнал, или
достаточно близок к ней, так что разница в длинах волн находится в
пределах электрической полосы пропускания приемника. Как мы уви-
дим далее, воздействие внутриканальных перекрестных помех может
быть гораздо более серьезным, чем влияние межканальных помех. Од-
нако в обоих случаях перекрестные помехи приводят к необходимости
обеспечения запаса мощности. ~---
Внутриканальные перекрестные помехи
Внутриканальные помехи обычно не являются основной проблемой
линий связи типа точка-точка, но могут стать основной проблемой WDM
волоконно-оптических сетей. В этом случае одним из источников помех
является процесс мультиплексирования/демультиплексирования по длине
волны. Как известно, демультиплексор должен идеально разделять сиг-
налы различных длин волн на соответствующие выходные волокна. Од-
нако на практике из-за неидеального подавления в демультиплексоре
часть сигнала одной длины волны, например, Я,, попадает в смежный
канал Я/+1 или . Впоследствии, когда сигналы вновь объединятся в
одном волокне при помощи мультиплексора, небольшая часть сигнала
канала Я,, которая ранее смешалась с сигналом канала Я.+1, будет возвра-
щена в общее волокно и затем поступит на вход приемника. Хотя основ-
ной и вновь возвращенный сигналы содержат одну и ту же информацию,
они не синхронизированы между собой из-за различных задержек, что и
приводит к появлению внутриканальных перекрестных помех. Другим
аналогичным источником внутриканальных перекрестных помех явля-
ются оптические переключатели, также не обеспечивающие идеальную
изоляцию одного порта переключателя от другого.
Наихудший случай имеет место тогда, когда состояние поляризации
(SOP) сигнала перекрестных помех такое же, как SOP основного сигнала,
а также когда сигнал помех не синхронизирован во времени с основным
сигналом. В системах, использующих стандартное одномодовое волокно
(не сохраняющее поляризацию), SOP с течением времени изменяются очень
*1 537
258
3. Волоконно-оптические системы передачи
Рис. 3.23. Зависимость запаса мощ-
ности от уровня перекрестных помех
медленно, а зависимость временных фа-
зовых соотношений зависит от множества
факторов, включая изменение температу-
ры. Поэтому для рассмотрения влияния
внутриканальных перекрестных помех
примем, что SOP совпадают, а сигналы
не синхронизированы, и пусть Р обозна-
чает среднюю мощность полученного сиг-
нала, а — среднюю полученную мощ-
ность перекрестной помехи от одного
смежного канала. Предположим также,
что сигнал и перекрестные помехи нахо-
дятся на одной и той же длине волны.
С учетом сделанных допущений элек-
трическое поле сигнала приемника может быть представлено как [5]
E(t)= 42Pds(t)cos[2nfct + -^2^Pd x(t)cos[2nfct + </>x(t)], (3.75)
где ds(t) = [0,1] и c/x(f) = O,l — соответственно определяют, какой из
двух — 0 или 1 — битов был отправлен по основному и создающему
помеху каналам; fc — частота оптической несущей, ^(/) и фх{$) —
произвольные фазы канала сигнала и перекрестных помех соответствен-
но. Предполагается, что все каналы имеют идеальное условие г = оо.
Значение мощности, полученной в пределах полосы пропускания при-
емника, при этом равно
PF = PcZ1.(z)+^P<iJt(z)+2A/^7/’c7i(z)rfx(z)cos[^.(z)-^x(z)]. (3.76)
Предположив, что £ « 1, мы может пренебречь членом £ по сравне-
нию с членом . В наихудшем случае cos(-) = -1, и полученная мощ-
ность в течение бита 1 составит
Рг(1) = р(1-2^), .г (3.77)
а мощность в течение бита 0 равна
Л(0) = 0. (3.78)
Рассмотрим случай, когда обнаружение ограничено тепловым шу-
мом приемника, тогда, используя (3.64), запас мощности будет опреде-
ляться выражением
=-101og(l-2T<). (3.79)
В системах с усилителями или с приемниками на APD доминирую-
щий шумовой компонент приемника зависит от уровня сигнала, поэто-
му, учитывая, что в этом случае tj}a Р и сг0 « сг,, а также используя
(3.65), запас мощности равен
^=-51og(l-27<). (3.80)
Если число взаимодействующих каналов равно N и их мощность
<^Р, тогда £ в (3.79) и (3.80) определяется выражением = Хл/^7
На рис. 3.23 приведена зависимость необходимого запаса мощности
3.6. Многоволновые системы передачи
259
от перекрестных помех, из которого следует, что при допущении 1 дБ
запаса с независимым от сигнала шумом уровень внутриканальных по-
мех должен быть на 20 дБ ниже полезного сигнала.
Межканальные перекрестные помехи
Существует несколько источников межканальных помех, создавае-
мых, например, оптическим фильтром или демультиплексором, кото-
рые выделяют один канал и неидеально изолируют другие. Другим при-
мером может служить оптический переключатель длин волн, создающий
перекрестные помехи из-за неидеальной изоляции между портами пе-
реключателя.
Оценка запаса мощности, возникшего вследствие межканальных пе-
рекрестных помех, проводится достаточно просто. Если интервалы длин
волн между полезным сигналом и сигналом перекрестных помех боль-
ше полосы пропускания приемника (3.76), запас мощности будет опре-
деляться выражением
Pr = Pds(t)+<£Pdx(t). (3.81)
Поэтому в худшем случае мы получаем
Л(1)=р И Д(о) = £Р.
Для случая, ограниченного тепловым шумом, запас мощности опре-
деляется, используя (3.64), т. е.
=-101og(l-^). (3.82)
Для систем, где доминирующим является зависимый от сигнала шум,
согласно (3.65) запас будет равен
Л^-51оё(1-^). (3.83)
Если число взаимодействующих каналов равно N, а каждый канал
обеспечивает усредненную мощность на входе приемника QP, тогда Q
N
в (3.82) и (3.83) определяется выражением С = .
1-1
В качестве примера рассмотрим WDM систему без усилителей с филь-
тром на выходе основного канала. В этом случае основными источника-
ми перекрестных помех обычно являются два смежных канала, а пере-
крестные помехи от других каналов обычно незначительны. Принимая,
что запас от перекрестных помех составляет 0.5 дБ, подавление смеж-
ного канала должно быть больше 12.6 дБ.
Перекрестные помехи в сетях
Подавление перекрестных помех имеет большое значение в многото-
чечных сетях, так как в этом случае на полезный сигнал накладывают-
ся перекрестные помехи различных элементов каждого узла. Чтобы по-
лучить приблизительное представление о требованиях к перекрестным
помехам, предположим, что сигнал накапливает помехи от N источни-
ков, уровень каждой из которых составляет . При этом опускается
тот факт, что некоторые взаимодействующие каналы могут иметь более
высокие мощности, чем текущий канал. Сети наверняка содержат усили-
260
3, Волоконно-оптические системы передачи
тели и ограничиваются спонтанным гетеродинным свистом. Поэтому,
если, например, имеют место 10 взаимодействующих факторов пере-
крестных помех равной мощности, каждый из которых создает внут-
риканальные помехи, подавление перекрестных помех должно быть
более 35 дБ для каждого фактора, с тем чтобы общий запас составил
менее 1 дБ.
Перекрестные помехи в двунаправленных системах
В двунаправленных системах передачи данные передаются по волок-
ну в двух направлениях, что приводит к возникновению в таких систе-
мах дополнительных механизмов перекрестных потерь. Хотя законы
физики не препятствуют использованию одной длины волны для пере-
дачи в обоих направлениях, на практике это осложняется из-за для
возникновения отражений. Обратное отражение от точки, расположен-
ной близко к передатчику, например, от конца А, будет направлять
высокую мощность обратно на приемник А, создавая значительные пе-
рекрестные помехи, в связи с чем отраженная мощность в А может
быть больше, чем мощность сигнала, полученного с другого конца В.
Отражения в оборудовании, расположенном на концах, могут тщатель-
но контролироваться, но ограничить отражения от самой волоконно-
оптической линии связи значительно труднее. По этой причине двунап-
равленные системы обычно используют разные длины волн для разных
направлений передачи. При этом два направления могут быть отделены
на концах либо при помощи оптического циркулятора, либо WDM муль-
типлексора/демультиплексора.
Если WDM мультиплексор/демультиплексор используется для уп-
равления передачей в обоих направлениях, перекрестные помехи так-
же могут возникнуть вследствие того, что сигнал на передаваемой дли-
не волны отражается в мультиплексоре в порт, который используется
для принятия сигнала с другого конца. В этом случае мультиплексор/
демультиплексор должен иметь адекватное подавление перекрестных
помех для того, чтобы решить эту проблему. Аналогично при использо-
вании оптического циркулятора перекрестные помехи могут возник-
нуть из-за неидеальной изоляции циркулятора. Поэтому данные явле-
ния необходимо также учитывать при анализе двунаправленных
оптических усилителей.
Уменьшение перекрестных помех
Простейший (и наиболее предпочтительный) подход к уменьшению
перекрестных помех заключается в улучшении их подавления на уров-
не устройства, при этом необходимое подавление перекрестных помех
для каждого устройства определяется, основываясь на количестве кас-
кадированных устройств в сети и допустимом запасе мощности, обус-
ловленном перекрестными помехами. Однако существует ряд структур-
ных подходов к уменьшению некоторых видов перекрестных помех, в
частности, помех, вызванных оптическими переключателями.
Первый подход заключается в использовании пространственного рас-
ширения, который, например, для оптического переключателя с пере-
3.6. Многоволновые системы передачи
261
крестными помехами £Р использует добавление к нему нескольких не-
используемых портов, что позволяет снизить значение помех в раз.
Недостатком расширения является то, что его невозможно достичь без
существенного увеличения, как правило, удвоения количества переклю-
чателей.
Другой подход к уменьшению перекрестных помех в сети WDM ос-
нован на использовании расширения интервала длин волн в переключа-
телях, что особенно эффективно в том случае, когда один переключа-
тель управляет несколькими длинами волн, как, например, AOTF. В
этом случае для уменьшения межканальных перекрестных помех мож-
но использовать два переключателя вместо одного, осуществляя пер-
вым переключателем управление нечетными каналами, а вторым —
четными. Это удваивает интервалы между каналами, но опять-таки при
удвоении числа переключателей. В крайнем случае, расширение длины
волны достигается использованием отдельного переключателя для каж-
дой длины волны.
В мультиплексоре/демультиплексоре простой метод уменьшения пе-
рекрестных помех заключается во введении между ними дополнитель-
ного фильтра для каждой длины волны, который повышает степень
изоляции и значительно уменьшает перекрестные помехи, хотя и суще-
ственно увеличивает стоимость устройства.
Каскадирование фильтров
Обычно сети содержат несколько каскадированных мультиплексоров/
демультиплексоров или фильтров, что значительно сужает полосу про-
пускания канала в сравнении с полосой пропускания отдельных фильт-
ров и требует повышения стабильности и точности длины волны с увели-
чением количества каскадированных элементов. Это затрудняет настройку
и измерение длины волны в мультиплексорах/демультиплексорах из-за
температурной зависимости длины волны отдельных компонентов сети
и взаимного влияния точности настройки одного устройства на другое,
так как настройка на длину волны одного канала влияет на настройку
других. Не следует забывать, что и сами лазеры могут иметь уход цен-
тральной длины волны. В то же время, если центральные длины волн
двух каскадированных устройств не идентичны, общие потери каскада
и перекрестные помехи смежных каналов на основной длине волны
будут выше. В связи с этим в каскадированных системах неточности
настройки по длине волны вызывают необходимость дополнительных
'запасов мощности вследствие потерь и перекрестных помех.
3.6.5. Дисперсия
Дисперсией называется любое явление, при котором различные компо-
ненты передаваемого сигнала распространяются с разной скоростью по
волокну, поступая на приемник в разное время. Вследствие этого явле-
ния, как и в одноволновых системах, возбужденный в волокне импуль-
сный сигнал на другом его конце видоизменяется, становясь “размы-
тым”, что в свою очередь приводит к межсимвольному взаимодействию
262
3. Волоконно-оптические системы передачи
и требует создания запаса по мощности. При этом значение накоплен-
ной дисперсии зависит от длины линии связи.
В системах передачи существует несколько видов дисперсии, самы-
ми важными из которых являются модовая дисперсия, поляризацион-
ная модовая дисперсия и хроматическая дисперсия. При этом модовую
и хроматическую дисперсии мы уже рассматривали в главе 1, где ука-
зали ограничения, накладываемые ими на длину линии связи и/или
битовую скорость.
Так как модовая дисперсия возникает только в многомодовом волок-
не, где различные моды распространяются с неодинаковой скоростью,
длина линии связи обычно ограничивается этим видом дисперсии, а не
потерями. В то же время в одномодовом волокне модовая дисперсия
отсутствует по определению.
Поляризационная модовая дисперсия (PMD) возникает вследствие
того, что сердцевина волокна не является концентричной, особенно в
ранее изготовленных и давно установленных волокнах, в связи с чем
сигналы различной поляризации распространяются с различными груп-
повыми скоростями. PMD является серьезной проблемой в высокоско-
ростных системах, работающих при битовой скорости, превышающей
10 Гб/с.
Основной формой дисперсии, вызывающей наш интерес, является
хроматическая дисперсия, оказывающая серьезное воздействие на ра-
боту систем передачи данных на одномодовых волокнах (поэтому вмес-
то термина “дисперсия” далее часто будет использоваться “хроматичес- • ч
кая дисперсия”). Хроматическая дисперсия возникает потому, что
различные частотные составляющие импульса, а также сигналы раз-
ных длин волн распространяются в волокне с неодинаковыми группо- \
выми скоростями и поэтому поступают на другой конец в разное время. ?
Хроматическая дисперсия увеличивается с увеличением длины линии t
связи и измеряется в пс/нм км, где пс относится к времени распростра-
нения импульса, нм — ширине спектра импульса, а км соответствует 4
длине линии.
3.6.5.1. Линейная частотная модуляция оптических импульсов
В математических терминах хроматическая дисперсия возникает вслед-
ствие того, что постоянная распространения р непропорциональна уг-
ловой частоте со, то есть dp Ida) Фconst, (не зависит от <а). Обычно
dp/da) обозначается как Д, а Д_| называется групповой скоростью., <
Как будет показано ниже, это скорость, с которой импульс распростра- >
няется по волокну в отсутствие дисперсии. Поэтому хроматическая дис-
персия называется также дисперсией групповой скорости, и когда необ-
ходимо создать в оптическом волокне чисто монохроматическую волну
с частотой <у0 , значение вектора электрического поля, ассоциируемого
с этой волной, определяется следующим выражением
|£(г,1) = У(х,у)соз(^-/?("о)Д (3-84) j
Здесь координата z взята вдоль оси волокна. Данное уравнение мо- ]
жет быть выведено из (1.36), если выполнить обратное преобразование
3.6. Многоволновые системы передачи
263
Фурье. Учитывая, что j{x,y) — это распределение электрического поля
вдоль поперечного сечения волокна и находится путем решения урав-
нения волны. Эта чисто монохроматическая волна распространяется
со скоростью <у0 / /?(*»„), называемой фазовой скоростью волны. На прак-
тике сигналы, используемые в оптических телекоммуникациях, не яв-
ляются монохроматическими волнами, а представляют собой импуль-
сный сигнал с ненулевой шириной спектра. Чтобы понять, как
распространяются подобные импульсы, рассмотрим сигнал, состоящий
всего из двух спектральных составляющих, одна из которых <у0 + Агу,
а другая а>0 - Агу . Приняв Д® достаточно малым по значению с тем,
чтобы
/?(гу0 ± Агу) ~/?0 ± ДАгу , (3.85)
, \ а _ ।
где PQ = Р(со0) и Рх - '
Величина вектора электрического поля, ассоциируемого с подобным
импульсным сигналом, будет определяться следующим образом [5]:
\Е(г, z)| = j(x, yXc°s((ft>0 + Агу )z - Р(а>а + Ary)z)+соз((гу0 - Дa>)t - fl(co0 - Агу )z)]«
j. «2J(x,y)cos(AroZ-Px^axz)cos(a>Qt-poz). (3.86)
Этот импульс можно наблюдать как во времени t, так и вдоль коор-
динаты z в виде очень быстро изменяющейся синусоиды cos(ra0Z - Paz),
которая называется фазой импульса, а также значительно медленнее
изменяющейся кривой cos(AryZ - Px\oiz) В данном случае фаза импуль-
са распространяется со скоростью гу0//?0, тогда как импульс распрост-
раняется со скоростью 1/ Рх. Величины а>0/ Ро и 1/Д соответственно
являются фазовой и групповой скоростями импульса.
Таким образом, используемые в телекоммуникациях импульсы мо-
гут быть представлены как продукт медленной изменяющейся кривой
(от z или z), которая обычно не является синусоидой, и синусоида типа
cos(ra0Z - Рйг\, где гу0 называется центральной частотой импульса. Как
и в предыдущем случае, кривая импульса распространяется с группо-
вой скоростью 1/Д . Эта концепция может быть объяснена более под-
робно следующим образом.
Рассмотрим импульс d(z,t), центральная частота которого равна гу0,
а ширина его спектра стремится к нулю, подразумевая тем самым, что
большая часть энергии импульса сконцентрирована в частотном диапа-
зоне, шириной которого по сравнению с центральной частотой гу0 мож-
но пренебречь. Это предположение обычно удовлетворяется для боль-
шинства импульсов, используемых в оптических системах передачи. В
этом случае можно показать, что вектор электрического поля, ассоции-
руемого с подобным импульсом, равен (см. [54])
\E(r,t) = j(x, y>^(z,Z>'ik,'^l|2)], (3.87)
где SRj/y] — действительная часть q, а Ра — значение постоянной рас-
пространения р на частоте гу0 . Математически очень удобно, чтобы
кривая импульса A(z,t) обладала комплексными значениями и тем са-
264
3. Волоконно-оптические системы передачи
мым описывала не только изменения формы импульса во время распро-
странения, но и все смещения импульса. Таким образом, если
A\z,t) = |^(z,/)|exp(z^?f(z,f)), то фаза импульса равна
= (3-88)
Чтобы получить описание импульса, необходимо умножить A(z,t) на
ехр(- i(a>ot - /?oz)) и затем взять действительную часть от полученного
результата.
Здесь же предположим, что импульс получается путем модуляции
почти монохроматического источника на частоте <у0 , приняв, что спектр
частоты оптического источника имеет ширину, которой можно пренеб-
речь по сравнению со спектром частоты импульса, впоследствии сняв
это допущение.
Если предположить, что более высокие производные от /3 отно-
сительно со незначительны, можно вывести следующее дифферен-
циальное уравнение для рассмотрения эволюции формы импульса
A(z,t) [54]
dA о dA i д2А
—+д—+- Д —т = °,
& dt 2 dt2
(3.89)
ГДе da>2^'
Очевидно, что если бы /3 была линейной функцией от со, т. е. /31=Q,
тогда 71(z,f) = F(t- /ЗхгУ, где F — произвольная функция, удовлетворя-
ющая (3.84). Тогда A[z,t) = A(O,t~ Piz) Для всех z и f, и импульс рас-
пространяется со скоростью 1/Д без изменения формы. Другими сло-
вами, если групповая скорость не зависит от со , изменения длительности
импульса не происходит. Таким образом, /?2 является ключевым пара-
метром, который определяет групповую скорость или хроматическую
дисперсию. Он называется параметром дисперсии групповой скорости,
или просто GVD параметром.
Импульсы Гаусса с линейно изменяющейся частотной модуляцией
Рассмотрим, каким образом происходит изменение формы некото-
рых импульсов по мере их продвижения вдоль одномодового оптичес-
кого волокна. Импульсы, которые мы будем рассматривать, называют-
ся импульсами Гаусса с линейно изменяющейся частотной модуляцией.
При этом предположение о гауссовской форме импульса в дальнейшем
используется только для удобства математических расчетов. На рис.
3.24 приведены примеры, иллюстрирующие частотную модуляцию им-
пульса гауссовской формы, из которых следует, что частота возбужден-
ного импульса изменяется со временем.
Необходимость рассмотрения частотно-модулированных импульсов
вызвана двумя причинами. Во-первых, импульсы, излучаемые полу-
проводниковыми лазерами с непосредственной модуляцией, представ-
ляют собой частотно-модулированные импульсы и широко используют-
ся на практике, оказывая значительное влияние на проектирование
3.6. Многоволновые системы передачи
265
оптических систем передачи. Вторая причина заключается в том, что
некоторые нелинейные эффекты, которые имеют место в оптических
волокнах, также могут привести к тому, что немодулированные им-
пульсы могут стать частотно-модулированными. В связи с этим изуче-
ние влияния хроматической дисперсии на подобные импульсы являет-
ся достаточно актуальным вопросом.
Очевидно, что используемые на практике импульсы имеют более пря-
моугольную форму, чем гауссовские, однако, как будет показано ниже,
полученные результаты в количественном отношении действительны для
большинства форм импульсов. В следующем разделе мы кратко рассмот-
рим, каким образом гауссовские частотно-модулированные импульсы
распространяются по оптическому волокну в качественном отношении.
Ключевое положение, которое мы будем использовать в последующих
обсуждениях, заключается в том, что после прохождения импульса с
начальной шириной То расстояния z его ширина Тг равна [5]
И
т
х0
А/
т2
х0
(3.90)
' т
А А 7
Здесь k называется коэффициентом изменения линейной частотной
модуляции импульса, который пропорционален скорости изменения
частоты импульса со временем.
Распространение импульсов с линейной частотной модуляцией
Рассмотрим распространение гауссовского частотно-модулированно-
го импульса, который при z = 0 может быть представлен, как [5]
= Аое
1+ш t j
2 '7°'
= Апе
cos
(3.91)
к f t
о 2 т
1 п
где Ао и То — соответственно амплитуда и длительность импульса. При
этом ширина импульса определяется как половина ширины импульса в
точке с интенсивностью, равной \/е, учитывая, что интенсивность им-
пульса есть квадрат его амплитуды, а коэффициент частотной модуля-
ции к определяет степень изменения частоты заполнения импульса.
Из (3.88) фаза рассматриваемого импульса равна
/ ч kt2 z ; ‘ -
a ’ э„.: ,
а мгновенная угловая частота, являющаяся производной от фазы, оп-
ределяется следующим образом:
к t2 '
аМ +--------
и 'pl
г\
d_
dt
к .
= га0 + , f '
V rpd. *
хо
Таким образом, характер частотной модуляции рассматриваемого
импульса определяется производной мгновенной угловой частоты, ум-
266
3. Волоконно-оптические системы передачи
воженной на . Так как мгновенная угловая частота возрастает или
уменьшается пропорционально времени t, импульс имеет линейно-из-
меняемую частотную модуляцию (ЛЧМ), скорость изменения которой
зависит от значения коэффициента к Другими словами, для ЛЧМ им-
пульсов k является постоянным, не зависящим от времени t коэффи-
циентом.
Пусть A(z,t) представляет собой гауссовский ЛЧМ импульс, изменя-
ющийся как во времени, так и в зависимости от расстояния. При z = 0
t у
A(0,t) = Aoe (3,92)
Решив (3.89) с начальным условием A(O,t) при наличии гауссовского
ЛЧМ импульса, последнее уравнение примет вид [5]:
А- Л________А0Т0______ехп +
’ j ^Тд -ip2z(l+ ik) [ 2(T2-iP2z(l + ik))_
(3.93)
Ключевым моментом здесь является то, что A(z,t) для всех z>0
также представляет собой гауссовский ЛЧМ импульс, но при Р2к > О
длительность этого импульса возрастает с увеличением z • Это происхо-
дит вследствие того, что параметром, управляющим длительностью им-
пульса, теперь является Т2 = Т2 -ip2z(i +ik) и величина Т2 монотонно
увеличивается с увеличением z Критерием увеличения длительности
импульса с расстоянием z является отношение |Гг|/Г0 . Аналитическое
выражение (3.90) для этого отношения может быть выведено из (3.93).
Увеличение длительности частотно-модулированных импульсов
На рис. 3.24 графически показано явление увеличения длительности
импульса вследствие хроматической дисперсии при условии /?2 < 0, что
справедливо для стандартного одномодового волокна в диапазоне 1.55
мкм. На рис. 3.24а и рис. 3.246 изображен гауссовский немодулирован-
ный импульс (к - 0) и тот же импульс после прохождения по волокну
расстояния 2Т2 /|/?2|, а на рис. 3.24в и рис. 3.24г изображен гауссов-
ский ЛЧМ импульс с к - -3 и тот же импульс после прохождения рас-
стояния только O.4ro2 /\Р2\- В последнем случае увеличение длительнос-
ти импульса такое же, как и в случае с гауссовским немодулированным
импульсом, но пройденное расстояние составляет только одну пятую
часть. Это говорит о том, что наличие линейной частотной модуляции
существенно увеличивает длительность импульса вследствие хромати-
ческой дисперсии, когда кР2 > 0 •
Величина Г02 /|/?2| называется дисперсионной длиной и обозначается
Ld . Она служит удобным нормализующим параметром для расстояния
z при рассмотрении дисперсии. Например, дисперсией можно прене-
бречь, если z«Ld, т. к. в этом случае согласно (3.85) следует, что
|Гг| /То «1. Это можно интерпретировать так, что ширина немодулиро-
ванного импульса в точке с интенсивностью 1 / е увеличивается пропор-
ционально степени /2 после прохождения им расстояния, равного дис-
персионной длине. Так, если То = 0.2 нс, что составляет половину битового
3.6. Многоволновые системы передачи
267
Рис. 3.24. Распространение гауссовского импульса по волокну, когда 02<О:
а) немодулированный импульс при z=0; б) тот же импульс при z=2b;
в) ЛЧМ импульс при к=-3; г) тот же импульс при z=0.4lo.
интервала для 2.5 Гбит/с системы, работающей на стандартном одномо-
довом волокне с длиной волны 1.55 мкм, дисперсионная длина составля-
ет приблизительно 1800 км. Если же битовую скорость системы увели-
чить до 10 Гбит/с при Го = 0.05 нс, что опять-таки составляет половину
битового интервала, дисперсионная длина уменьшится приблизительно
до 115 км. Это говорит о том, что ограничения системы из-за хромати-
ческой дисперсии значительно более серьезны при 10 Гбит/с, чем при
2.5 Гбит/с.
В подтверждение приведем результаты расчетов согласно (3.85), из кото-
рых следует, что для к = 0 , z = 2LD и & = -3, z = 0.4Лд \Тг\ /То = -/5 « 2.24 .
Таким образом, оба импульса расширяются в одинаковой степени, и эти
значения находятся в соответствии с рис. 3.24.
(а)
Рис. 3.25. Распространение гауссовского импульса по волокну, когда kpz<0:
а) ЛЧМ импульс при k=-3, z=0;
б) тот же импульс при z=0.41d.
268
3. Волоконно-оптические системы передачи
Интересное явление имеет место, когда к/32 < 0. В этом случае им-
пульс при прохождении определенного расстояния вдоль волокна пре-
терпевает вначале некоторое сжатие, а затем его длительность начинает
увеличиваться. Это проиллюстрировано на рис. 3.25. Импульс, изобра-
женный на рис. 3.25а, представляет собой тот же импульс, который изоб-
ражен на рис. 3.24в, и имеет такой же параметр изменения ЛЧМ к = -3.
Однако значение /?2 теперь является положительным, что имеет место,
например, в нижней части диапазона 1.3 мкм. После прохождения рас-
стояния z = 0ALd импульс принимает вид, показанный на рис. 3.256, и
характеризуется, скорее, уменьшением, чем увеличением длительности.
Это также можно увидеть из (3.90), так как теперь мы имеем
\Т2\/Т0 =1/ /5 «0.45. Однако по мере дальнейшего увеличения z дли-
тельность импульса начинает резко возрастать. Это соответствует рис. 3.26,
где схематично изображена эволюция длительности импульса от рассто-
Рис. 3.26. Изменение длительности импульса
от расстояния при различных параметрах ЛЧМ импульса
яния для различных параметров ЛЧМ. Внимательное рассмотрение рис.
3.24 показывает, что гауссовский немодулированный импульс после про-
хождения некоторого расстояния вдоль волокна становится ЛЧМ им-
пульсом. Более того, приобретенная модуляция является отрицательной,
так как частота импульса уменьшается с увеличением времени t.
Системные ограничения
Эффект увеличения длительности импульса вследствие хроматичес-
кой дисперсии вызывает наложение сигналов в соседних битовых ин-
тервалах и носит название межсимвольной интерференции (ISI). Далее
приведем системные ограничения, обусловленные хроматической дис-
персией для гауссовских немодулированных импульсов, обобщив их на
ЛЧМ импульсы.
Рассмотрим волокно длиной L, для которого согласно (3.90) дли-
тельность выходного импульса определяется как
3.6. Многоволновые системы передачи
269
Д2Л
2
2
1Z л I 0 ' г-г< •
у \ уо 7
Это половина длительности импульса в точке с интенсивностью 1/е .
Другим и более часто используемым критерием длительности импульса
является его среднеквадратичная (rms) длительность Trms. Для импуль-
са последняя определяется следующим образом:
гр rms
£ л(/)2л
(3.94)
и для гауссовских импульсов, половина ширины которых в точке ин-
тенсивности 1/е равна Го, равна
Tms =Тй1-12.
Пусть битовая скорость равна В бит/с, а битовый период равен 1/ В
с, при этом предположим, что удовлетворительная связь возможна только
в том случае, когда ширина импульса, измеренная по его среднеквадра-
тичной ширине frms, меньше, чем заданная часть Q битового интерва-
ла, определяемая допустимым запасом мощности. Запас мощности для
хроматической дисперсии представляет собой дополнительное отноше-
ние сигнал/шум, необходимое для преодоления эффектов ISI, и для
запаса мощности типовых систем в 2 дБ можно задать Q = 0.491 [54].
Поэтому
Т™ = Tl/41< </В или BTL < <72 •
В этом случае хроматическая дисперсия устанавливает ограничение
длины линии связи без ретрансляторов, которое мы можем наблюдать
на битовой скорости В. Так как TL является функцией Го и может быть
минимизирована путем выбора подходящего значения Го,
ТГ = ,
для которого оптимальным значением TL является
тГ = .
Физически причина существования оптимальной длительности им-
пульса заключается в следующем. Если импульс становится слишком
коротким во времени, он будет иметь большую ширину спектра и, соот-
ветственно, большую дисперсию, но и большую возможность расшире-
ния. Однако если импульс занимает большую часть битового интерва-
ла, он имеет меньшую возможность для расширения. Оптимальная
длительность импульса возникает вследствие компромисса между дву-
мя этими факторами. Поэтому для оптимального выбора То условие
BTl<^41 принимает следующий вид:
B^2\I32\L<C42. (3.95)
270
3. Волоконно-оптические системы передачи
Ключевым моментом, который необходимо здесь отметить, является
то, что битовая скорость в определяется, как ц £ , а значение /32
задается, как правило, косвенно через дисперсию д , которая связана с
/32 отношением
гл п
D = —pPi. (3.96)
Л
Таким образом, (3.90) может быть представлено в виде
ОТ
В2 L-L<<_ (3.97)
j V 2лс
Для стандартного одномодового волокна типовое значение д в диа-
пазоне 1.55 мкм составляет 17 пс/км-нм, для которого согласно (3.92),
ограничение, вызванное дисперсией, составит вгЬ < 11126 (Гбит/с)2-км
(рис. 3.27). Это ограничение соответствует немодулированным импуль-
сам, в то время как при наличии линейных частотных изменений ситу-
ация значительно менее благоприятная. Типовое значение ЛЧМ пара-
метра к непосредственно модулированного полупроводникового лазера
при 1.55 мкм составляет -6, а /?2<0, что приводит к постепенному
расширению импульса.
Влияние ширины спектра источника излучения
Выражение (3.90) было получено в предположении почти монохро-
матического источника, как, например, DFB лазера, что на практике не
выполняется для ряда других источников, например, для MLM лазеров
Фабри-Перо. В связи с этим формула должна быть модифицирована
для конечной ширины спектра источника излучения.
Пусть частотный спектр источника определяется
F(co) = B0W0eAa~a,,}2l2№'' ,
что соответствует гауссовскому источнику с центральной частотой а>й,
a Wo определяет ширину полосы частот излучения или максимальную
частоту спектра импульса. Среднеквадратичное значение ширины спек-
тра /у™ определяется аналогично (3.94) и равно Wrn" = W0! :2 . Как и в
случае с гауссовскими импульсами, предположение о гауссовом профи-
ле используется чисто для удобства математических вычислений; одна-
ко полученные результаты в качественном отношении относятся к дру-
гим профилям спектров источников. Из этого спектра при ограничении,
подобном Wo —> 0, мы получаем монохроматический источник при час-
тоте (Уо. Уравнение (3.90) для ширины выходного импульса выводится
с учетом того, что Wo « 1/Г0. Если это предположение не выдерживает-
ся, уравнение должно быть заменено на
И
т
1 о
17 Та 7
J 1 + ^
V т
П 'о 7
(3.98)
Отсюда можно найти ограничение, налагаемое хроматической дис-
персией на битовую скорость в и Длину линии связи в • Выше были
3.6. Многоволновые системы передачи
271
рассмотрены ограничения для случая 1К0 «1 / Го. Теперь мы проанали-
зируем случай, когда Wo » 1/Г0, а модуляция импульсов отсутствует.
С учетом всех предположений и (3.98) длительность выходного им-
пульса волокна длиной ]_ определяется следующим образом:
тЛ=-К + (ад^)2 •
Так как ширина спектра импульса ограничивается шириной спектра
источника, а не временной длительностью импульса, можно принять,
что Го «1/5, если условие 1К0 «1/Т0 по-прежнему выполняется. Для
таких коротких входных импульсов
tl=w0\/i2\l.
Вследствие этого условие BTL < QЛ преобразуется в
BL/}2Wms < < •
Важным отличием от случая использования небольшой ширины спек-
тра является то, что битовая скорость в изменяется пропорционально
L . Таким образом, хроматическая дисперсия является более серьезной
проблемой в коммуникационных системах, использующих источники с
шириной спектра, которой нельзя пренебречь.
Так как ширина спектра источника чаще выражается в единицах
длин волн ДЯ , нежели в единицах угловой частоты W, которые связа-
Рис. 3.27. Зависимость скорости и дальности
передачи от ограничений по дисперсии
ны выражением (ДЛ) =-2лс1К/Л2, ограничение хроматической диспер-
сии D = -2лс/32 /л будет выглядеть следующим образом [5]:
272
3. Волоконно-оптические системы передачи
5ф|(ДЛ)<<. (3.99)
Отсюда при D = VI пс/км-нм и ширине спектра источника 1 нм огра-
ничение хроматической дисперсии имеет вид BL < 30 (Гбит/с)-км. Это
ограничение также схематично изображено на рис. 3.27. Таким обра-
зом, при битовой скорости 1 Гбит/с длина линии связи ограничивается
до 30 км, что является достаточно серьезным ограничением. Это пока-
зывает важность:
• использования в высокоскоростных системах передачи почти
монохроматических источников, например, DFB лазеров;
• разработки методов по снижению дисперсии.
Таким образом, параметр /?2 является ключевым для групповой ско-
рости или хроматической дисперсии и определяет степень увеличения
длительности импульса вследствие хроматической дисперсии, влияя тем
самым на системные ограничения.
Контроль профиля дисперсии
Как мы уже видели, дисперсия групповой скорости обычно выража-
ется в терминах параметра д, который относится к /?2, так как
D - -(2лс / Л2 )/?2 В общем случае д может быть представлена, как
D = DM + Dw, где Du и Dw — рассмотренные ранее материальная и
волноводная дисперсии.
Для стандартного одномодового волокна, где DM увеличивается по-
степенно с ростом Я, и равна 0 для Я = 1.276 мкм. С другой стороны,
Dw уменьшается постепенно с Я и всегда имеет отрицательное значе-
ние. Общая дисперсия D равна нулю в области Л = 1.31 мкм. Следова-
тельно, волноводная дисперсия волокна смещает длину волны с нуле-
вой дисперсией на несколько десятков нм.
Для стандартного одномодового волокна дисперсия в области 1.3 мкм
невелика, однако потери систем, работающих на этой длине волны, су-
щественны. Поэтому сегодня оптические коммуникационные системы,
работающие в диапазоне 1.55 мкм, вызывают значительный интерес
вследствие низких потерь в этой области, а также вследствие хорошо
разработанной технологии волоконно-оптических усилителей, легиро-
ванных эрбием. Но, как было показано выше, оптические системы пе-
редачи в этом диапазоне имеют ограничение по хроматической диспер-
сии. Это ограничение может быть уменьшено, если каким-либо образом
сместить длину волны с нулевой дисперсией к области 1.55 мкм. Одна-
ко в настоящее время отсутствует возможность полного управления ма-
териальной дисперсией DM , хотя до некоторой степени она может варь-
ироваться путем соответствующего покрытия областей сердцевины и
оболочки. В то же время известны пути изменения волноводной дис-
персии Dw с тем, чтобы сместить длину волны с нулевой дисперсией в
область 1.55 мкм. Волокно, обладающее такой особенностью, называет-
ся волокном со смещенной дисперсией.
3.6. Многоволновые системы передачи
273
3.6.5.2. Запас мощности, определяемый хроматической дисперсией >
Как видим, точный расчет запаса мощности, обусловленного хромати-
ческой дисперсией, достаточно сложен, однако представление об огра-
ничениях, вызываемых хроматической дисперсией, может быть полу-
чено, если предположить, что импульс, распространяемый вследствие
хроматической дисперсии, должен быть менее части битового перио-
да. Для запаса в 1 дБ = 0.306, а для запаса 2 дБ Q = 0.491 [56]. Если
д — хроматическая дисперсия волокна на рабочей длине волны, д —
битовая скорость, ДА — ширина спектра передаваемого сигнала и д —
длина линии связи, это ограничение может быть выражено, как
|Д|Л5(ДА)<<. (3.100)
Это имеет место в том случае, когда необходимо учитывать ширину
спектра источника излучения. В противном случае, например, для DFB
лазеров, модулированных со скоростью несколько сот Мбит/с или боль-
ше, ограничение выражается так:
baJLL<<. (З.Ю1)
. V 2лс
Ширина спектра передаваемого сигнала зависит от типа источника и
способа его модуляции, т. е. используется непосредственная модуляция
или внешний модулятор. MLM лазеры Фабри-Перо имеют ширину спек-
тра несколько нм, тогда как DFB лазеры имеют немодулированную
ширину спектра обычно менее 50 МГц. Прямое модулирование DFB
лазера будет идеально способствовать тому, чтобы ширина спектра со-
ответствовала полосе частот модуляции (например, около 2.5 ГГц для
2.5 Гб/с дискретно-модулированного сигнала). На практике, однако, ши-
рина спектра может увеличиться вследствие рассмотренной ниже ли-
нейной частотной модуляции. По мере того, как изменяется ток моду-
ляции и, следовательно, оптическая мощность, это изменение вызывает
вариацию интенсивности в пределах лазерного резонатора, изменяя его
показатель преломления и, как следствие, частоту выходного излуче-
ния. Величина воздействия зависит от вариации тока (или мощности),
но достаточно часто по этой причине ширина спектра может достичь
10 ГГц. Кроме того ширина спектра может быть увеличена благодаря
обратным отражениям от коннекторов, сращиваний и других элемен-
тов оптической лйнии связи. ЛЧМ может быть снижена уменьшением
отношения уровней битов 1 и 0 или введением в высокоскоростные ла-
зеры встроенных изоляторов.
Управление дисперсией является важной частью проектирования си-
стем передачи WDM, так как дисперсия оказывает влияние на запасы
вследствие различных нелинейных явлений в волокне. Известны раз-
личные методы уменьшения воздействия хроматической дисперсии, в
частности, используя внешнюю модуляцию в сочетании с лазерами DFB,
используя волокно с минимальной дисперсией и компенсируя диспер-
сию. Первый способ обычно используется в высокоскоростных систе-
мах, второй может применяться только при прокладке нового волокна,
274 3. Волоконно-оптические системы передачи
а третий — когда для уменьшения запаса дисперсии одной внешней
модуляции недостаточно. Два последних способа рассмотрены ниже.
По типу хроматической дисперсии следует различать три типа одно-
модового волокна: это стандартное одномодовое волокно (SMF), волок-
но со смещенной дисперсией (DSF) и волокно со смещенной ненулевой
дисперсией (NDF). Данные волокна уже были рассмотрены в главе 1,
здесь же приведем характеристики этих волокон применительно к WDM
системам.
Стандартное одномодовое волокно (SMF). Это самый распространен-
ный тип одномодового волокна, которое было разработано для обеспече-
ния нулевого показателя хроматической дисперсии на длине волны
1310 нм с целью создания первых систем передачи на большие расстоя-
ния, функционирующие на этой длине волны. В диапазоне длин волн
1.55 мкс оно имеет максимальную хроматическую дисперсию 20 пс/нм-км
при типовом значении около 17 пс/нм-км. Большинство установленных
кабелей в Соединенных Штатах и Европе относится именно к этой кате-
гории волокон.
Волокно со смещенной дисперсией (DSF). Когда в системах переда-
чи начали использовать 1.55 мкс диапазон длин волн из-за низких по-
терь на этой длине волны, очевидной стала необходимость в использо-
вании волокна с нулевой хроматической дисперсией на данной длине
волны, что привело к разработке DSF волокна. Данное волокно имеет
максимальную хроматическую дисперсию 3.3 пс/нм-км в 1.55 мкм ди-
апазоне длины волны и обычно нулевую дисперсию на 1550 нм. Боль-
шая часть волокна, установленного в Японии, является именно DSF.
Волокно с ненулевой дисперсией (NDF). Хотя использование DSF
решает проблемы, связанные с хроматической дисперсией, в 1.55 мкм
диапазоне длин волн, к сожалению, оно не подходит для использования
в WDM системах вследствие рассматриваемых ниже больших запасов
мощности из-за смешения четырех волн и других нелинейных явле-
ний. Эти запасы уменьшаются, если в волокне присутствует небольшая
хроматическая дисперсия, так как различные взаимодействующие вол-
ны в этом случае распространяются с разными групповыми скоростя-
ми. Это привело к разработке в последнее время NDF волокна, которое
имеет хроматическую дисперсию между 1 и 6 пс/нм-км или между -1 и
—6 пс/нм-км в диапазоне длин волн 1.55 мкм и поэтому уменьшает
запасы из-за нелинейных явлений, сохраняя большую часть преиму-
ществ DSF. Примером может служить LS волокно от Corning, которое
имеет нулевую дисперсию при длине волны 1550 нм и небольшую дис-
персию 0.092(Я - 1560) пс/нм-км в диапазоне длин волн 1550 нм, а
также волокно True Wave™ от Lucent Technologies.
Компенсация хроматической дисперсии
Наряду с разработкой различных типов волокна исследователи так-
же разработали различные методы компенсации хроматической дис-
персии, наиболее распространенным из которых является метод, ис-
3.6. Многоволновые системы передачи
275
пользующий волокно, компенсирующее дисперсию или дифракцион-
ную решетку Брэгга с линейно изменяющейся постоянной решетки.
Волокно, компенсирующее хроматическую дисперсию
Специальное компенсирующее дисперсию волокно (DCF) было разра-
ботано для обеспечения отрицательной дисперсии на длине волны 1550 нм.
Так, в настоящее время доступно DCF волокно, которое может обеспе-
чить общую дисперсию от —340 до —1360 пс/нм, a DCF с -1360 пс/нм
может компенсировать стандартное одномодовое волокно длиной 80 км
(имеющего дисперсию 17 пс/нм-км) до достижения нулевой дисперсии.
Одним из недостатков этого метода является то, что в этом случае про-
исходит увеличение результирующих потерь линии связи. Например,
при введении DCF с дисперсией — 1360 пс/нм оно вносит потери, рав-
ные 9 дБ. Таким образом, критерием оценки DCF является показатель
качества (FOM), который определяется как отношение абсолютной хро-
матической дисперсии на единицу длины волны к потерям, созданным
DCF. FOM измеряется в пс/нм дБ, и чем выше FOM, тем более эффек-
тивна компенсация дисперсии волокна. Таким образом, в предыдущем
примере FOM DCF волокна составляет 150 пс/нм дБ. Процесс разработ-
ки DCF с более высоким показателем FOM продолжается. Однако дан-
ный параметр не полностью характеризует эффективность DCF, так как
он не учитывает добавочных нелинейных явлений в DCF. Модифициро-
ванный FOM, который учитывает это, предложен в [5].
Компенсация дисперсии дифракционной решеткой Брэгга
Как было показано в главе 1, дифракционная решетка Брэгга пред-
ставляет собой многостороннее устройство, которое при линейно изме-
няющейся постоянной решетки, т. е. когда ее период изменяется про-
порционально расстоянию, отражает различные длины волн от разных
точек вдоль решетки. Это создает задержки для различных частот и
позволяет тем самым реализовать возможность компенсации диспер-
сии [6].
В регулярном волокне хроматическая дисперсия создает большие за-
держки для низкочастотных компонентов импульса, которые снижа-
ются с увеличением частоты спектра импульса. Для компенсации этого
явления решетка с линейно изменяющейся постоянной должна обеспе-
чить обратную функцию, а именно создавать большие задержки для
высокочастотных компонентов, другими словами, сжимать импульсы.
В идеале необходима решетка, создающая большую дисперсию в широ-
кой полосе пропускания, так, чтобы она могла компенсировать диспер-
сию волокна на протяжении большой длины и в широком диапазоне
длин волн. На практике общая длина решетки ограничена размером
фазовых масок, которые составляют на сегодняшний день приблизи-
тельно 10 см. Таким образом, максимально реализуемая задержка со-
ставляет 1 нс и определяется полосой частот, для которой она создана.
Дифракционные решетки создают большую задержку в небольшой
полосе частот, например 1000 пс/нм на полосе частот 1 нм, или малень-
кую задержку в более широкой полосе частот, например 100 пс/нм в
полосе частот 10 нм. Здесь необходимо отметить, что 100 км стандартное
276
3. Волоконно-оптические системы передачи
одномодовое волокно создает общую дисперсию, равную 1700 пс/нм. По-
этому на практике для того, чтобы использовать дифракционную решет-
ку с целью компенсации дисперсии волокна длиной несколько сот км,
она должна обладать достаточно узкой полосой частот, другими словами,
необходимо использовать разные решетки в зависимости от длины вол-
ны. Поэтому дифракционные решетки с линейно изменяющейся посто-
янной идеально подходят для компенсации отдельных длин волн, а не
множественных волн, в то время как DCF волокно лучше подходит для
компенсации широкого диапазона длин волн. Однако по сравнению с
решетками DCF волокно создает большие потери и требует дополнитель-
ных запасов из-за нелинейных явлений. В связи с этим для уменьшения
ширины спектра сигнала и, следовательно, влияния дисперсии в боль-
шинстве систем используют внешние модуляторы, а если этого недоста-
точно, тогда применяют один из методов компенсации дисперсии.
3.6.6.Поляризационная модовая дисперсия
В протяженных непрерывных волоконно-оптических линиях связи, в
которых достигается компенсация хроматической дисперсии волокна,
основное линейное искажение передаваемого сигнала связано с поляри-
зационной модовой дисперсией (PMD), которая, как известно, обуслов-
лена дифференциальной групповой задержкой (DGD) Ат между лучами
с основными состояниями поляризации (PSP) [57]. Причиной, вызыва-
ющей PMD, является тот факт, что вследствие эллиптичности сердце-
вины волокна поляризованные световые волны, отличающиеся типом
поляризации, распространяются с разными групповыми скоростями.
Более того, распределение энергии сигнала по различным состояниям
поляризации (SOP) медленно изменяется со временем, например вслед-
ствие изменений температуры окружающей среды, что в свою очередь
вызывает изменение во времени и требует запаса мощности из-за PMD.
Помимо волокна, PMD может возникнуть и в других компонентах, ис-
пользуемых в сети.
Усредненная по времени дифференциальная групповая задержка меж-
ду двумя ортогональными SOP в линии связи подчиняется соотноше-
нию [58]:
(At=Dpmd4I, (3.102)
где Дг — усредненная по времени дифференциальная групповая задер-
жка, £ — длина соединения, Dpmd — PMD параметр волокна, измеря-
емый в ис/ /юи-
PMD типового волокна, как правило, составляет от 0.5 до 2 пс/ >
однако в тщательно спроектированных новых линиях связи она может
быть доведена приблизительно до 0.1 псГ!)КМ
В то же время Dpmd определяется выражением [59]
Dpmd = 0.5|Ат sin(20)|,
где 20 — угол между вектором Стокса, представляющим состояние поля-
ризации (SOP) передаваемого импульса, и направлением входного PSP в
3.6. Многоволновые системы передачи 277
пространстве Стокса, причем <9 = 0 или Q - 90°, когда входной SOP совпа-
дает с одним из входных PSP, и Q = 45°, когда оба входных PSP одинаково
возбуждены. На практике Дг соответствует максимальной задержке, ко-
торая может иметь место между PSP передаваемыми импульсами.
В работе [59] для оценки ошибки приема битовой информации, выз-
ванной PMD, было предложено использовать метод приближения, с по-
мощью которого было получено удовлетворительное совпадение между
теоретическими и экспериментальными результатами. Рассмотрим вли-
яние PMD более подробно.
Пусть электрическое поле световой волны Et (/), направляемое в во-
локно, представлено, как
= ~ кТ^с'е' +с2е2),
А=-оо ' ''
где Р( — максимальное значение оптической мощности на входе в во-
локно; Ък = [0,1] — передаваемый бит, т — битовый интервал; g(/) —
форма битового импульса; е7 = (ejxx + eJyy) при j = 1,2 — векторы, пред-
ставляющие PSP на входе в оптическое волокно; с, и с2 — сложные
коэффициенты, определяющие SOP передаваемого поля, причем
(Ы 4Л = 1-
Игнорируя хроматическую дисперсию, согласованную с выходным
PSP, поле E(t) будет иметь вид [60]:
л.. .? М ; ; :'Т' л
E(t) - 4р bk [cosв g(t - кТ)х + sin6 g(t - кТ - Д т)е~'*у] ,
к=-<х>
где р —максимальная мощность принимаемого оптического излучения,
а выражения для 0,с},с2,ф и PSP приведены в работе [61].
В последнем уравнении задержка т -т /2, связанная с групповой за-
держкой т , исключена, так как не имеет отношения к рассматриваемо-
му вопросу, кроме того, принято, что полоса пропускания оптического
сигнала Д/5 значительно меньше, чем PSP полоса пропускания Д/PSP ,
налагая тем самым ограничения на битовую скорость и ширину линии
передающего лазера. Так, если полосу пропускания оптического сигна-
ла представить, как
ДЛ=2(г + ХДЛ),
где v — битовая скорость, ДД — ширина линии лазера и К ® 10, PSP
полоса пропускания будет равна AfPSP & 0.8/Ат . Это ограничение дей-
ствительно для всех практических значений битовой скорости, если в
качестве передатчика используется стандартный DFB или DBR лазер [62].
На стороне приемника импульсы й(г)с выхода оптического волокна
поступают на фотодиод, причем для получения сигнала, соответствую-
щего каждому битовому интервалу, эти импульсы фильтруются при
помощи полосового фильтра, реализуемого синхронизацией приемного
устройства с базовым генератором. Предположив, что выборка осуще-
ствляется в моменты
tk - (кТ + Arsin2 (?)
278
3. Волоконно-оптические системы передачи
и приняв во внимание ортогональность PSP, численное решение по к
имеет вид
Л ~ Э^РСйДсоз2 ^(Arsin2 <?)+sin2 ^(Arsin2 в - Ат)] +
+ iR/,PG^dA[cos2^0-Ar) + sin2 6h(tk -hT - Ат)]+и0)
h*k ’
где 'ftp представляет собой чувствительность фотодиода, G — среднее
значение усиления фотодиода, если используется APD (если использу-
ется PIN, G=l) и n(tk) — выборка шума.
Функция й(?) представляет отфильтрованный импульс прямоуголь-
ной формы, определяемый как й(?) = £ h(t - . Мощность шума
07 , которая зависит от принимаемого сигнала и может быть легко рас-
считана без учета шума темнового тока [61]
ст2=ст2+2^л ЭТО2*, - Ф
где о-2 — мощность теплового шума приемника в полосе пропускания
сигнала, £ — типовой параметр фотодиода, 0 указывает усреднение
по ансамблю для фиксированного переданного сообщения.
Из последнего выражения видно, что основное влияние поляризаци-
онной дисперсии связано с генерацией межсимвольных помех и может
быть вычислено путем определения приближенного значения суммы
только при h = к-\ и h = к + 1- Это означает, что в первом приближе-
нии учитываются только помехи в смежных битах, поэтому вероят-
ность ошибки будет равна
p-4Fe(i)'
где Ре (;) — вероятность ошибки для центрального бита i-й совокупнос-
ти из трех смежных битов, которая, согласно [59], определяется выра-
жением
I )
где jlh — оптимальное пороговое значение и ст, — стандартное отклоне-
ние выборки для шума, соответствующее рассматриваемой схеме.
Естественно, значение jth зависит от различных условий, таких, как
форма импульса, характер шума, форма фильтра и др.
Данные уравнения позволяют определить вероятность ошибки, если
известны такие параметры, как форма переданного импульса, SOP све-
товой волны и т.д.
В реальности SOP медленно изменяются с течением времени, и по-
этому дифференциальная групповая задержка Дг произвольно варьи-
руется со временем. Обычно предполагается, что она описывается фун-
кцией распределения Максвелла, согласно которой вероятность того,
что действительная задержка в 3 раза превысит среднюю задержку,
составляет приблизительно 4106. Если дифференциальная задержка су-
3.6. Многоволновые системы передачи
279
Рис. 3.28. Влияние PMD наВ/. ограничение
щественно изменяется в течение дня, действительная задержка будет
превышать среднюю в 3 раза однажды в 70 лет. Однако некоторые во-
локна обладают значительно более быстрыми изменениями дифферен-
циальной задержки. В этом случае, например, если она существенно
изменяется раз в минуту, реальная задержка будет превышать среднюю
задержку в 3 раза один раз в 17 дней.
Для дифференциальной задержки в 0.37 , где т — продолжитель-
ность бита, запас мощности составляет для приемника, ограниченного
тепловым шумом, приблизительно 0.5 дБ, а для приемника с зависи-
мым от сигнала шумом — 1 дБ. Это означает, что для получения запа-
са, равного 1 дБ или меньше, дифференциальная задержка не должна
превышать ОЛТ, то есть
!At) = Dpmd /£<0.1Г. (3.103)
Для системы 10 Гб/с этот лимит отражен на рис. 3.28, в то время как
для волокна с PMD = 2 пс/ он составит всего 25 км. Естественно,
это крайний случай, но он иллюстрирует серьезность ограничений по
PMD, сравнение влияния которой совместно с модовой и хроматичес-
кой дисперсиями на показатель 57 системы приведено на рис. 3.29.
В дополнение к PMD на функционирование системы оказывают влия-
ние некоторые другие зависящие от поляризации явления. Одно из них
возникает вследствие того, что потери многих компонентов зависят от со-
280
3. Волоконно-оптические системы передачи
Рис. 3.29. Влияние различных видов дисперсии
на BL ограничение
стояния поляризации проходящей световой волны и носят название зави-
сящих от поляризации потерь (PDL). Эти потери накапливаются в системе
со многими компонентами в канале передачи, и, так как состояние по-
ляризации изменяется со временем, отношение сигнал/шум на конце ли-
нии также будет изменяться со временем. Примером может служить про-
стой коннектор с угловыми гранями, используемыми в некоторых системах
для уменьшения сокращений, PDL которого равны приблизительно 0.1
дБ. Однако наличие сотен таких коннекторов в линии передачи могут
привести к значительным проблемам. Следовательно, в линии связи об-
щие PDL необходимо поддерживать в допустимых границах.
3.6.7. Нелинейные эффекты
Проведенное выше рассмотрение систем передачи основывалось на пред-
положении об их линейности, которое вполне допустимо для понимания
поведения этих систем при умеренной мощности (несколько мВт) и на
битовых скоростях 2.5 Гбит/с и менее. Однако при более высоких бито-
вых скоростях — до 10 Гбит/с и выше и/или высокой передаваемой мощ-
ности оптического излучения необходимо учитывать и нелинейные эф-
фекты, возникающие в этом случае в оптическом волокне. Очевидно также,
что при рассмотрении систем WDM нелинейные эффекты могут стать
важными факторами даже при умеренной мощности и битовой скорости.
3.6. Многоволновые системы передачи
281
Нелинейные эффекты, которые мы рассмотрим в этом разделе, воз-
никают вследствие зависимости показателя преломления от интенсив-
ности электрического поля или, что то же, квадрата амплитуды поля.
Наиболее важными нелинейными эффектами этой категории являются
автомодуляция (SPM) и смешение четырех волн (FWM). Два других
нелинейных эффекта, вынужденное рассеивание Рамана (SRS) и вы-
нужденное рассеивание Бриллюэна (SBS), не подпадающие под эту ка-
тегорию, будут рассмотрены далее.
В случае автомодуляции передаваемые импульсы претерпевают из-
менение линейной частотной модуляции, особенно при высоких уров-
нях мощности. Мы уже видели, что влияние дисперсии, вызывающее
увеличение длительности импульса, может быть усилено в присутствии
ЛЧМ импульса, если коэффициент к изменения ЛЧМ и параметр Д2
GVD имеют одинаковый знак. По этой причине и дополнительная мо-
дуляция, вызванная SPM, может существенно увеличить запас из-за
дисперсии таких систем. Для систем с высокой битовой скоростью этот
эффект может оказать значительное влияние даже при умеренных уров-
нях мощности, причем влияние SPM зависит не только от знака GVD,
но и от длины линии связи. Вызванная в канале модуляция зависит от
вариации показателя преломления, определяемого интенсивностью све-
товой волны на этом канале, и классифицируется как SPM. В WDM
системах с большим количеством каналов данный эффект на одном ка-
нале зависит от вариации показателя преломления из-за интенсивности
других каналов, усиливая SPM, и носит название перекрестной фазо-
вой модуляции СРМ.
В WDM системах еще одним важным нелинейным эффектом являет-
ся смешение четырех волн. Если система WDM состоит из частот ,,/„,
смешение четырех волн вызывает появление новых сигналов на часто-
тах 2/ -fj и fi+ fj~fk Эти сигналы возникают как перекрестные
помехи по отношению к существующим сигналам и возрастают с умень-
шением канальных интервалов, причем в волокнах со сниженной дис-
персией влияние перекрестных помех усиливается. Таким образом, си-
стемы, использующие волокна со смещенной дисперсией, испытывают
значительно большее влияние эффекта смешения четырех волн, чем
системы, использующие стандартное одномодовое волокно.
Проанализируем данные нелинейные эффекты, несколько ослабив
ранее принятое предположение о линейности системы, введя другие
допущения относительно локальной чувствительности, изотропии, од-
нородности и отсутствия потерь в кварцевой среде. Предположение об
отсутствии потерь может быть устранено аналогично [54], однако чтобы
не усложнять вопроса, далее потери волокна не будут учитываться.
Как было показано в разделе 1, для линейной среды (1.22)
Р(г, су) = е Q%(r, а>)Е(г, а>)
между преобразованиями Фурье р и j?, вызванных поляризацией и
приложенных электрических полей соответственно. Так как в этом раз-
деле мы рассматриваем нелинейные эффекты, нам уже неудобно рабо-
тать в области преобразования Фурье. Поэтому, выполнив обратное пре-
282
3. Волоконно-оптические системы передачи
образование Фурье, это уравнение во временной области (1.21) может
быть представлено, как
PL(r,t) = £0 -t')E(r,t')dt', (3.104)
где, вследствие предположения об однородности среды, зависимость чув-
ствительности от г не учитывается. Кроме того, для усиления предпо-
ложения о нелинейности и удобства последующих вычислений р заме-
нено на PL, а /(,) на
Предположим также, что электрическое поле фундаментальной моды
линейно поляризовано вдоль оси х. Это связано с тем, что, если рассмат-
ривать его как комбинацию двух линейно поляризованных вдоль осей х
и у мод, что соответствует действительности, могут быть получены ана-
логичные, но значительно более сложные результирующие выражения.
Вследствие предположения об изотропии даже в присутствии нели-
нейных эффектов вызванная поляризация устанавливается вдоль той
же оси, что и электрическое поле, т. е. оси х. Таким образом, вектор-
ные функции E(r,t) и P(r,t) имеют только один компонент, который
обозначен скалярными функциями E(r,f) и P(r,t), соответственно. Учи-
тывая это предположение и присутствие нелинейных эффектов, можно
записать
P(r,/)=PL(r,?) + PNL(r,/).
Здесь PL(r,?) — линейная поляризация, определяемая согласно (2.44)
векторов 7^0 и £0, замененных вследствие предположения о линей-
ной поляризации скалярными значениями Р;0 и £0, соответственно.
Нелинейная поляризация PNL(r,?) определяется следующим образом [5]:
(3-105)
где называется нелинейной чувствительностью третьего порядка и
предполагается постоянной (независимой от ?). Так как показатель пре-
ломления согласно (1.23) относится к чувствительности, нелинейная по-
ляризация обусловливает зависимость показателя преломления от ин-
тенсивности, что является основной причиной рассматриваемых
нелинейных эффектов. Поэтому уравнение (3.105) позволяет анализиро-
вать все три типа нелинейных эффектов, оказывающих влияние на рас-
пространение сигналов в оптическом волокне: автомодуляцию (SPM), пе-
рекрестную фазовую модуляцию (СРМ) и смешение четырех волн (FWM).
Предположим для упрощения, что оптические сигналы представля-
ют собой волны монохроматического плана, электрическое поле кото-
рых имеет следующий вид:
E(r,t)= E(z,t)~ Ecos(a>at- /30z), (3.106)
гДе E — константа, а термины “монохроматическая волна” и “план
волны” означают, соответственно, что электрическое поле имеет одну
частотную компоненту а)0 и оно неизменно в плоскости, перпендику-
лярной оси z — направлению распространения световой волны. Следо-
вательно,
3.6. Многоволновые системы передачи
283
В случае сигналов, мультиплексированных по длине волны (WDM),
допустим, что сигнал в каждом канале также представляет собой волну
монохроматического плана, и если у нас п каналов с угловой частотой
с соответствующими константами распространения /Зх,...,/Зп,
электрическое поле составного WDM сигнала равно
п
E(r,t) = E(z,t)=YE> со^-0,2 + Ф\ (3.107)
/=1
где — произвольная фаза каждой синусоиды, учитывающая, что сиг-
налы в каждом WDM канале не обязательно синхронизированы.
Автомодуляция
SPM возникает вследствие того, что показатель преломления волокна
содержит нелинейно-зависимую от интенсивности компоненту, которая
вызывает смещение фазы, пропорциональное интенсивности импульса.
По этой причине различные составляющие импульса претерпевают раз-
личные фазовые смещения, обусловливая изменение линейной частот-
ной модуляции импульсов. Изменение ЛЧМ импульсов в свою очередь
приводит к увеличению их длительности из-за дисперсии. Так как этот
эффект изменения ЛЧМ пропорционален мощности передаваемого сиг-
нала, SPM более ощутим в системах, использующих высокие мощности
передачи. Поэтому вызванное SPM изменение ЛЧМ оказывает влияние
на расширение импульса вследствие дисперсии и в связи с этим должно
учитываться в системах с высокими битовыми скоростями, которые уже
обладают значительными ограничениями вследствие дисперсии. Для си-
стем, функционирующих со скоростью 10Гбит/с и выше или для систем
с низкой битовой скоростью, но использующих высокие мощности пере-
дачи, SPM может существенно увеличить запас системы, вызванный дис-
персией, вследствие увеличения ISI.
Для того, чтобы понять влияние SPM, рассмотрим одноканальную
систему, электрическое поле световой волны которой согласно (3.106)
может быть представлено в виде:
E{z,i) = Ecos(a>ot-floz). (3.108)
При наличии в волокне нелинейных эффектов необходимо опреде-
лить, каким образом поле распространяется вдоль волокна. Для моно-
хроматического плана волны, который мы используем, это означает
нахождение постоянной распространения Д2. Используя (3.105), нахо-
дим нелинейную поляризацию:
PN]_(r,t) = £0/3)E3cos3(a)0t-P0z)^ ‘
it
= £о/(3)Я | ^cos(a)0t - /30z)+-Uos(3ftV - ЗДг) j , (3.109)
где Д = Д(га0) — постоянная распространения при угловой частоте &>0.
Таким образом, нелинейная поляризация содержит новую частотную
компоненту 3&>0. Уравнение волны для электрического поля (1.32) вы-
284
3, Волоконно-оптические системы передачи
ведено на основе предположения, что имеется в наличии только линей-
ная компонента вызванной поляризации. При наличии компоненты не-
линейной поляризации оно может быть модифицировано. Мы опустим
детали этой модификации, только отметим, что решение модифициро-
ванного уравнения будет иметь электрические поля на новых частотах,
генерированных в результате нелинейной поляризации, в частности ком-
поненту с угловой частотой 3<т>0.
Как видно из (3.109), электрическое поле в результате нелинейной
поляризации на частоте 3<т>0 характеризуется постоянной распростра-
нения 3/?0. В идеальном волокне без дисперсии p = a>nlc , а показатель
преломления п представляет собой независимую от а> постоянную, по-
этому Д(3й>„) = ЗД(<т>0). В реальном же волокне, где п не является кон-
стантой, ' Д3й>о) будет сильно отличаться от Зр(со0). Вследствие отли-
чия между двумя постоянными распространения, которое обычно
характеризуется как отсутствие фазового соответствия, компонента элек-
трического поля с частотой 3<т>0 становится незначительной. Данное
условие фазового соответствия является важным фактором при рассмот-
рении смешения четырех волн.
Если пренебречь компонентой поля с частотой 3<г>0, нелинейная по-
ляризация может быть определена следующим образом [5]:
pnl(^0 = ^oZ(3)£2^cos(«0/- Poz\ ' (3.110)
где
...... A =—f«+T-z(3)^2l . -.... ... (зли)
с \ ап ) '
Таким образом, электрическое поле E(z,t) = Ecos(a>0t- Poz) представ-
ляет собой синусоиду, фаза которой изменяется пропорционально jt2z
и отражает SPM. Учитывая, что интенсивность электрического поля,
соответствующего плану волны с амплитудой Е,
Т 1 7/2
7 = —еоспЕ ,
изменение фазы вследствие SPM пропорционально интенсивности элек-
трического поля и увеличивается с увеличением расстояния z
Так как отношение между р и показателем преломления п в линей-
ном режиме выглядит, как р = от!с , выражение (3.111) можно интер-
претировать как зависящий от интенсивности показатель преломления
п{Е] = п + пЕ2 * . (3.112)
для волокна в присутствии нелинейных эффектов. . <
Член п--^~х^ называется коэффициентом нелинейности показате-
ля преломления и в кварцевом волокне изменяется в диапазоне
2.2-3.4х 10“8мкм2/Вт, составляя, как правило, 3.2х10~8 мкм2/Вт. При
использовании этого значения Е2 выражается в Вт/мкм2. Однако, стро-
3.6. Многоволновые системы передачи
285
го говоря, в единицах Вт/мкм2 измеряется интенсивность поля
-~^£осп\^\ Поэтому, когда п
выражается в мкм2/Вт, в его значение
уже включается множитель 1/£осп.
Импульсы, используемые в оптических системах передачи, имеют ко-
нечную временную длительность и, следовательно, не являются монохро-
матическими. В то же время они не являются и плоскими волнами, т. е.
они имеют поперечное х, у плоское распределение электрического поля,
которое определяется геометрией волокна. Тем не менее тот же самый
качественный эффект автомодуляции соответствует и этим импульсам.
Таким образом, из-за SPM фаза электрического поля содержит эле-
мент, который пропорционален интенсивности электрического поля,
которая из-за конечной длительности изменяется, так как различные
составляющие импульса претерпевают отличные смещения фазы. При
этом значение смещения фазы из-за SPM отрицательно вследствие зна-
ка минус в выражении для фазы a>ot - Poz, а амплитуда импульса пре-
терпевает максимальное фазовое смещение по абсолютному значению,
в то время как передний и задний фронты испытывают значительно
меньшие фазовые смещения. Так как частота является производной от
фазы, задние фронты импульсов имеют отрицательные смещения час-
тоты, а передние — положительные. Учитывая, что ЛЧМ импульс так
же пропорционален производной от частоты, это предполагает, что ко-
эффициент k является положительным, вызывая положительное изме-
нение линейной частотной модуляции импульсов.
Благодаря относительно небольшому значению нелинейной чувстви-
тельности в оптическом волокне влияние SPM становится особенно
важным только тогда, когда используются значительные мощности (так
как тогда значение £2 становится большим). Так как вызванная SPM
изменяет влияние дисперсии на тех же уровнях мощности, ее влияние
необходимо учитывать для коротких импульсов при более высоких бито-
вых скоростях, которые уже испытывают сильное влияние дисперсии.
Эффект положительного изменения линейной частотной модуляции
импульса зависит от знака GVD, т. е. параметра /32. Если Д2 > 0, дис-
персия считается нормальной. Импульсы в кварцевом волокне испыты-
вают влияние нормальной дисперсии ниже длины волны с нулевой дис-
персией, которая для стандартного одномодового волокна находится в
области 1.3 мкм. Когда /?2 < 0, дисперсия считается аномальной и имеет
место во всем диапазоне 1.55 мкм стандартного одномодового волокна.
Для волокна со смещенной дисперсией точка нулевой дисперсии нахо-
дится в диапазоне 1.55 мкм, поэтому импульсы в одной части 1.55 мкм
диапазона испытывают нормальную дисперсию, а в другой части диапа-
зона — аномальную дисперсию. Выше было показано, что если kfl2 >0,
ЛЧМ импульс существенно усиливает увеличение длительности импуль-
са вследствие дисперсии, поэтому и SPM вызывает постепенное расши-
рение импульса даже в режиме нормальной дисперсии.
Эффект SPM в режиме аномальной дисперсии сильно зависит от зна-
чения дисперсии, и когда эффект SPM и дисперсия почти равны, SPM
286
3. Волоконно-оптические системы передачи
может уменьшить эффект увеличения длительности импульса из-за дис-
персии. Это явление изображено на рис. 3.25, где видно, что импульс с
положительно изменяющейся линейной частотной модуляцией претер-
певает начальное сжатие в режиме аномальной дисперсии. Причина того,
что импульс не расширяется после начального сжатия, заключается в
том, что ЛЧМ фактор не является постоянным для всего импульса, а
зависит от амплитуды импульса (или интенсивности). Эта зависимость
ЛЧМ фактора от интенсивности и ведет к качественно отличному поведе-
нию в режиме аномальной дисперсии и зависит от значения дисперсии.
Когда эффекты дисперсии и SPM равны (мы подробно рассмотрим этот
случай ниже), импульс остается стабильным, т. е. после некоторого на-
чального расширения он больше не расширяется. Когда значение дис-
персии таково, что ею можно пренебречь (около длины волны с нулевой
дисперсией), SPM приводит к амплитудной модуляции импульса.
Перекрестная фазовая модуляция
В системах WDM нелинейные эффекты, зависящие от интенсивности
световой волны, усиливаются вследствие того, что объединенный сиг-
нал всех каналов может быть достаточно интенсивным, даже когда от-
дельные каналы функционируют с умеренной мощностью. Из-за нали-
чия сигналов на других каналах фазовое смещение, зависящее от их
интенсивности, усиливает вызванное SPM изменение линейной частот-
ной модуляции импульса. Это явление называется перекрестной фазо-
вой модуляцией (СРМ). Чтобы понять эффекты СРМ, достаточно рас-
смотреть систему WDM с двумя каналами, для которой
E(r,t) = Ех cos(a>,Z- Pxz)+E2 cos(a>2Z-Д?).
Используя (3.105), нелинейная поляризация может быть представле-
на как [5]
pnl(^)= ^oZ(3)ki соз(а>/ - Дг)+ Ег cos(fo2t - fazft -
(3)Гf 3Ef 3E2E, / x
Г4+^ 1соз(®1/-Дг)+
Гзд3 зд2дА, / , _ /
~ - Az)+
3-^-2 cos[(2ft>,-®2>-(2 Д - Д)z] + ЗЕ^Е'cos[(2«2 -«,)?-(2Д - Д>]
“р1 cos[(2a>, + <о2 )г - (2Д + Д )z] + соз[(2а>2 + а>,> - (2Д + Д )z]
' ' ' * * +-^-соз(Зй>1/-ЗДг)+-^-соз(Зй>1г-ЗДг)
(3.113)
Членами 2cot + a>2, 2a>2 + a>}, За>, и За>2 можно пренебречь, так как
условие соответствия фазы для этих членов не будет выполняться вслед-
ствие наличия дисперсии в волокне. Члены 2а>|-а>2 и 2а>2-а>| будут
рассмотрены в разделе, посвященном смешению четырех волн. Компо-
нента нелинейной поляризации на частоте равна
3.6. Многоволновые системы передачи
287
|^oZ(3)fe2 +2Е}Е2)Е} cos(to/-(3xt) (3.114)
и включает результирующее электрическое поле, которое имеет синусо-
идальный компонент частотой о), с фазой, изменяемой пропорциональ-
но (е* + 2E2E^z- Здесь первый элемент вызван SPM, тогда как эффект
второго члена называется перекрестной фазовой модуляцией, или СРМ,
и если Ех= Е2, эффект СРМ будет в два раза значительнее эффекта
SPM. Так как СРМ в качественном отношении сходен с SPM, можно
предположить, что СРМ будет усиливать изменение линейной частот-
ной модуляции с последствиями, аналогичными рассмотренным выше.
На практике эффект СРМ в системах WDM, функционирующих с
использованием стандартного одномодового волокна, может быть суще-
ственно уменьшен посредством увеличения интервалов длин волн меж-
ду отдельными каналами. Благодаря дисперсии волокна постоянные
распространения этих каналов Д изменяются, и импульсы, соответ-
ствующие отдельным каналам, удаляются друг от друга, что имеет ме-
сто, например, при канальных интервалах в 100 ГГц. Благодаря этому
явлению импульсы, которые изначально совпадали по времени, пере-
стают совпадать после прохождения некоторого расстояния по волокну
и больше не могут взаимодействовать, снижая тем самым эффект СРМ.
В общем, все нелинейные эффекты в оптическом волокне незначи-
тельны и для достижения существенных уровней требуют большой дли-
ны взаимодействия. Поэтому любой механизм, уменьшающий длину
взаимодействия, уменьшает и эффект нелинейности. Однако в волокне
со смещенной дисперсией импульсы в разных каналах не удаляются
друг от друга, так как они распространяются с приблизительно равны-
ми групповыми скоростями. Следовательно, СРМ может стать суще-
ственной проблемой в высокоскоростных WDM системах (10 Гбит/с и
выше) на волокнах со смещенной дисперсией.
Влияние нелинейных эффектов на распространение импульса
Итак, выше было рассмотрено происхождение SPM и СРМ и тот факт,
что эти эффекты приводят к изменению фазы импульса как функции
его интенсивности (и интенсивности других импульсов на других дли-
нах волн в случае с СРМ). Чтобы определить величину этого фазового
изменения или изменения линейной частотной модуляции и понять,
каким образом она взаимодействует с дисперсией, рассмотрим диффе-
ренциальное уравнение (3.87), определяющее изменение формы импульса
по мере его распространения по волокну:
\E(r,t) = j(x,y>R[^(z,f)e’'(ffl”'’A2)],
где j(x,y) — поперечное распределение электрического поля фунда-
ментальной моды, определяемое геометрией волокна; A(z,i) и Ч1[] —
комплексная и действительная части огибающей импульса; со0 — цен-
тральная частота. Пусть Ао обозначает амплитуду импульса, а Ро = А^
— его пиковую мощность.
Как было показано выше, в присутствии SPM показатель преломле-
288
3. Волоконно-оптические системы передачи
ния становится зависимым от интенсивности и для плоской монохрома-
тической волны определяется выражением (3.112). Для немонохрома-
тических импульсов с огибающей д это отношение должно быть моди-
фицировано таким образом, чтобы частота и зависящий от интенсивности
показатель преломления имели вид
п((О,Е) = п((о)+п\А\2 /Se. (3.115)
Здесь и((у) — линейный показатель преломления, который вслед-
ствие дисперсии зависит от частоты, но не зависит от интенсивности, а
Se есть эффективная область поперечного сечения волокна, который
обычно составляет 50 мкм2. Аналогично необходимо модифицировать
выражение для постоянной распространения (3.111)
Д((У,Е) =/?(«) + — (3.116)
с Se
В (3.115) и (3.116), когда используется значение и = 3.2 х 10~8 мкм2/Вт,
интенсивность импульса |Л| должна быть выражена в Вт. Поэтому ниже
|Л| будет обозначать мощность импульса, хотя, строго говоря, эта ве-
личина только пропорциональна мощности. Используя обозначение
_а> п 1л п
7 ~ с S^~~T Se ’
можно записать, что 0 = 0 + /[^4|2, откуда, сравнивая с (3.115), величи-
на у так же связана с константой распространения 0, как п с коэффи-
циентом преломления п. В связи с этим / называют коэффициентом
нелинейного распространения.
На длине волны Л = 1.55 мкм и при Ае = 50 мкм2 / = 2.6/Вт-км.
Чтобы принять во внимание зависимость постоянной распростране-
ния от интенсивности, уравнение (3.89) должно быть модифицировано
следующим образом:
где ~02
д2А
dt2
дА дА i д2А . ,2 .
+ д + л д,
dz dt 2 dt
(3.117)
и учитывают, соответственно, эффект дисперсии и
зависящее от интенсивности фазовое смещение.
Таким образом, влияние дисперсии и SPM на распространение им-
пульса может быть проанализировано с использованием данного урав-
нения, что обеспечивает качественное отличие от раздельного рассмот-
рения влияния дисперсии и SPM.
Чтобы понять относительное влияние дисперсии и SPM, удобно ввес-
ти следующие переменные [54]:
TJ~Pxz Z=ZA тт= А
,~ld~t2,-^0
(3.118)
3.6. Многоволновые системы передачи
289
С учетом этих переменных (3.117) будет выглядеть следующим обра-
зом [5]:
i +[ и\2 и=о
2 дт2 1 1
(3.119)
где
N2 =vP L -____—____
r°D \р2\/т2-
Уравнение (3.119) известно как нелинейное уравнение Шредингера (NLSE),
в котором переменные могут быть истолкованы следующим образом.
Так как импульс при отсутствии дисперсии распространяется со ско-
ростью Д , то t - [Pz есть временная ось некой эталонной рамки, переме-
щающейся вместе с импульсом. Переменная г представляет собой время
в этой рамке, но в единицах Го, которое является параметром длительно-
сти импульса. Величина Е определяет расстояние в единицах дисперси-
онной длины Ld = Т2 , а параметр Рй представляет собой пиковую
мощность импульса. Таким образом, у является огибающей импульса,
который нормализован для того, чтобы выделить пиковую мощность.
Параметр Х!уР0 также имеет размерность длины, поэтому назовем
его нелинейной длиной и обозначим Lnl . Используя у = 2.6 /Вт-км и
Ро = 1 мВт, значение Lnl = 384 км. Если мощность импульса Ро увели-
чить до 10 мВт, нелинейная длина уменьшается до 38 км. Таким обра-
зом, нелинейная длина служит удобной нормализующей мерой для рас-
стояния z при рассмотрении нелинейных эффектов так же, как
дисперсионная длина для эффектов дисперсии. Следовательно, влияни-
ем SPM на импульсы можно пренебречь в том случае, когда импульсы
распространяются на расстояние z « Lnl .
Представив параметр уу в NLSE, как N2 = LD /Lnl , видим, что дан-
ный параметр характеризует связь дисперсионной и нелинейной длин.
Поэтому, когда уу « 1 , нелинейная длина значительно превышает дис-
персионную длину и эффектами, вызванными дисперсией, можно пре-
небречь. В этом случае третьим элементом (включающим уу) в NLSE
также можно пренебречь, сократив уравнение (3.89) для рассмотрения
эволюции импульсов в отсутствие дисперсии.
NLSE служит исходным уравнением для рассмотрения комбиниро-
ванных эффектов GVD и SPM и при произвольных значениях ?У реша-
ется численными методами. Эти методы являются важным средством
для понимания комбинированного влияния на импульсы дисперсии и
нелинейных явлений и подробно рассматриваются в [54], в то время
как качественное описание этих решений для нормального и аномаль-
ного дисперсионных режимов было рассмотрено выше.
Здесь же используем (3.117) для оценки вызванного SPM для гаус-
совских импульсов, опустив член, учитывающий дисперсию:
дА дА . । ,2 .
—+д—=г/Ил-
oz dt
10-537
290
3. Волоконно-оптические системы передачи
С переменными т и и, введенными в (3.118) вместо t и д, и
Lnl ' > это Уравнение принимает вид:
~^7 ~-1-иги
lnl'
Здесь переменная £ вместо z не использована, так как при пренеб-
режении дисперсией LD —>°с.
Данное уравнение имеет решение [5]
(3.120)
из которого следует, что SPM вызывает изменение импульса, не приводя
к изменению его огибающей. Так как начальная огибающая импульса
£/(0,т) является произвольной, это достоверно для импульсов любой фор-
мы. Таким образом, SPM сама по себе приводит только к изменению
линейной частотной модуляции импульса вне зависимости от его формы,
а причиной расширения импульса является дисперсия. В то же время
SPM модифицирует влияние дисперсии на расширение импульса.
Вызванное SPM изменение линейной частотной модуляции
Рассмотрим импульс Гаусса без изменения линейной частотной мо-
дуляции и огибающей £/(0,т) = е'г2/2 • Для такого импульса параметр
ЛАе
называется нелинейной длиной [5]. Здесь Ро представляет собой пико-
вую мощность импульса, в данном случае она предполагается равной
единице. Если длина линии связи сравнима с нелинейной длиной, эф-
фект нелинейности может быть достаточно сильным.
При наличии только SPM (пренебрегая дисперсией) этот импульс при-
обретает зависимое от расстояния изменение линейной частотной моду-
ляции. Начальный импульс без изменения ЛЧМ и тот же самый им-
пульс с вызванным SPM изменением ЛЧМ после прохождения по волокну
расстояния L = 3Lnl показаны на рис. 3.30.
Рис. 3.30. ЛЧМ, вызванная SPM:
а) немодулированный импульс при L=0;
б) импульс с вызванной ЛЧМ при 1=31^
3.6. Многоволновые системы передачи
291
Используя (3.120), вызванное SPM изменение фазы может быть пред-
ставлено как -(Z/Zwi)e’r , а мгновенная частота импульса будет равна
2L _Т2
со = со п -I-те
I
при факторе изменения ЛЧМ этого импульса
kspM =2--е" (1-2т2)_ (3.121)
lnl
Здесь со0 — центральная частота импульса.
Вызванное SPM изменение фазы, отклонение мгновенной частоты от
центральной частоты со - со0 и фактор изменения ЛЧМ при L = Lnl схе-
матично изображены на рис. 3.31. Как следует из рисунка, вызванное
SPM изменение ЛЧМ нелинейно, так как оно зависит от т . Около цен-
тра импульса, когда т®0, kSPM ~2L! Lnl . Таким образом, данное воз-
действие значимо в центре импульса, и если £ сравнима с Lnl . Напри-
мер, если L - Lnl, фактор изменения ЛЧМ в центре импульса равен 2.
Рис. 3.31. Изменение фазы (а), отклонение частоты (б)
и фактор изменения ЛЧМ (в) при L=L
292
3. Волоконно-оптические системы передачи
Исходя из (3.121), вызванное SPM изменение ЛЧМ линейно возрас-
тает с увеличением расстояния, однако это верно только в том случае,
когда потерями можно пренебречь. Чтобы принять во внимание потери
волокна, выражение (3.121) должно быть изменено путем замены £ на
эффективную длину Le, определяемую следующим образом:
При 1.55 мкм а и 0.22 дБ/км и 1/« » 20 км вызванное SPM измене-
ние ЛЧМ имеет существенное значение только в том случае, когда Lnl
сравнима с 20 км. Так как нелинейная длина Lnl = 384 км для передава-
емой мощности 1 мВт, на таких уровнях мощности SPM эффектами можно
пренебречь, в то время как при уровне передаваемой мощности, равной
10 мВт Lnl =38 км, влияние SPM обязательно должно учитываться.
Как было отмечено выше, объединенные эффекты вызванного SPM
изменения ЛЧМ и дисперсии могут быть изучены путем численного
решения NLSE (3.119), однако в ряде случаев можно воспользоваться
приближением для ширины |ГЛ| гауссовского импульса без начального
изменения в виде [54]: .
(3.122)
которое имеет вид, схожий с (3.90) при LJLnl, выполняющем роль
фактора изменения ЛЧМ в (3.90).
Рассмотрим 10 Гбит/с систему, использующую стандартное одномо-
довое волокно при 1.55 мкм. Так как Д <0 и вызванное SPM измене-
ние ЛЧМ положительно, исходя из рис. 3.26 можно ожидать, что им-
пульсы будут сначала подвергаться сжатию, а затем расширению. Так
как данный эффект увеличивается с увеличением передаваемой мощно-
сти, должно иметь место увеличение степени начального сжатия и ско-
рости последующего расширения с увеличением передаваемой мощнос-
ти. Этот случай согласно (3.122) изображен на рис. 3.32, где для
отражения эволюции ширины импульса в зависимости от длины линии
связи принято во внимание вызванное SPM изменение ЛЧМ и гауссов-
ская форма импульса длительностью 50 пс, что составляет половину
битового периода. Рассматриваются три различных значения передава-
емой мощности — 1 мВт, 10 мВт, 20 мВт. Как и ожидалось, для переда-
ваемой мощности 20 мВт импульс сначала более сильно сжимается, а
затем более быстро расширяется, превышая битовый период при 10 мВт
или даже при 1 мВт. Поэтому оптимальная мощность передачи зависит
от длины линии связи и значения дисперсии. Для стандартного одномо-
дового волокна в диапазоне 1.55 мкм оптимальная мощность ограниче-
на в диапазоне 2—10 мВт для линии связи длиной порядка 100 км и
является на сегодняшний день действительным ограничением для 10
Гбит/с систем. Можно использовать более высокие мощности передачи
для оптимизации других параметров системы, например отношения сиг-
нал/шум (SNR), но это осуществляется только ценой увеличения дли-
тельности импульса из-за совместного влияния SPM и дисперсии.
3.6. Многоволновые системы передачи
293
Рис. 3.32. Изменение длительности импульса от рас-
стояния при различных уровнях мощности источника
излучения
В системах с усилителями необходимо учитывать также и тот факт,
что эффективная длина Le умножается на количество участков усиле-
ния, так как усилитель восстанавливает мощность после каждого проме-
жутка и в общем возможно использование более высокой выходной мощ-
ности. Однако при этом возрастает влияние эффектов нелинейности.
В WDM системах СРМ способствует вызванной SPM зависимости по-
казателя преломления от интенсивности, и эти эффекты могут стать
существенными даже при низких уровнях мощности, особенно когда
используется волокно со смещенной дисперсией, поэтому в таких сис-
темах необходимо сведение к минимуму как дисперсии, так и СРМ.
Ограничения, накладываемые нелинейными явлениями в опти-
ческом волокне
До тех пор, пока оптическая мощность в оптическом волокне невели-
ка, волокно может считаться линейной средой, то есть потери и показа-
тель преломления волокна не зависят от мощности сигнала. Однако,
когда уровень мощности системы значительно возрастает, появляется
необходимость учета воздействия нелинейных явлений, которые возни-
кают вследствие того, что в действительности потери (усиление) и пока-
затель преломления зависят от оптической мощности в волокне. Нели-
нейные явления могут существенно ограничить функционирование
высокоскоростных одноволновых систем, а также систем WDM.
Существует два вида нелинейных явлений, которые необходимо учи-
тывать в современных линиях связи, это:
1. явления, которые связаны с эффектом рассеивания световой волны в
волокне. Они обусловлены взаимодействием световых волн с фононами (мо-
лекулярная вибрация) в кварцевой среде и в свою очередь вызваны вынуж-
денным рассеиванием Бриллюэна (SBS) и вынужденным рамановским рас-
сеиванием (SRS), или, как его еще называют, комбинационным рассеиванием;
294
3. Волоконно-оптические системы передачи
2. явления, которые связаны с зависимостью показателя преломле-
ния волокна от оптической мощности. Эта категория включает смеше-
ние четырех волн (FWM), фазовую автомодуляцию (SPM) и перекрест-
ную фазовую модуляцию (СРМ).
Выше было рассмотрено происхождение FWM, SPM и СРМ. Теперь
рассмотрим ограничения, налагаемые данными факторами, а также про-
исхождение SBS и SRS.
Кроме SPM и СРМ, все эти явления обеспечивают усиление некоторых
каналов за счет уменьшения мощности других каналов, в то время как SPM
и СРМ оказывают влияние только на фазу сигналов и приводят к расшире-
нию спектра, что в свою очередь обусловливает необходимость увеличения
запаса по дисперсии. Нелинейное взаимодействие зависит от длины линии
передачи и площади поперечного сечения волокна, при этом чем длиннее
линия связи, тем сильнее взаимодействие и значительнее влияние нелиней-
ного явления. Однако по мере того, как сигнал распространяется по линии
связи, его мощность уменьшается вследствие ослабления волокна. Модели-
рование этого явления может быть довольно сложным процессом, однако на
практике оказалось, что простая модель, предполагающая, что мощность
является постоянной на протяжении некоторой эффективной длины Le,
является допустимой для понимания влияния нелинейных явлений.
Предположим, что р обозначает мощность, переданную по волокну,
a /’(z) = /’e“02 представляет мощность на расстоянии z вдоль волокна,
где а — ослабление волокна, а £ — длина линии связи. Тогда эффек-
тивная длина определяется через длину Le следующим образом [5]
P(z)dz,
откуда
_1-е-а£
а
Обычно при длине волны 1.55 мкм а =0.22 дБ/км, и для длинных
линий, когда L » \ /а , Le « 20 км.
В системах с оптическими усилителями сигнал усиливается в каж-
дом каскаде без повторения явлений, нелинейности, имеющих место на
предыдущем промежутке, а эффективная длина в системах такого рода
определяется суммой эффективных длин каждого промежутка. Поэто-
му в линии связи длиной l , где расстояние между усилителями равно
I, эффективная длина приблизительно равна
I
Le=-------- (3.123)
а I
На рис. 3.33 представлена зависимость эффективной длины от дли-
ны линии передачи для систем без усилителей и с усилителями, откуда
следует, что для уменьшения эффективной длины лучше иметь несколько
усилителей, расположенных как можно дальше друг от друга. Однако,
помимо этого, с позиций системных нелинейных явлений существен-
ное значение имеет не только эффективная длина, но и произведение
PLe. Зависимость PLe от интервалов между усилителями / приведена
3.6. Многоволновые системы передачи
295
Рис. 3.33. Эффективная дальность передачи системы
с усилителями и без усилителей
на рис. 3.34 [5], где показано, каким образом происходит увеличение
PLe с увеличением этих интервалов и что влияние нелинейных явле-
ний может быть снижено путем уменьшения интервалов между усили-
телями. Хотя это может упростить требования к усилителям (требуется
Рис. 3.34 Зависимость PL,от расстояния между
усилителями /
296
3, Волоконно-оптические системы передачи
меньшее усиление), их количество увеличится, а это приведет к возра-
станию стоимости системы.
Влияние нелинейных явлений растет также с увеличением интен-
сивности света в волокне, которая при заданной мощности обратно про-
порциональна площади сердцевины. Так как мощность неоднородно
распространяется по поперечному сечению волокна, обычно использу-
ется эффективное значение поперечного сечения Se, которое связано с
интенсивностью /(г,$), как [54]
j^rdr dd l(r,O)
г в________________
^rdr dO 12(г,0)
г в
где г и 0 обозначают полярные координаты.
В рассматриваемом случае Se представляет площадь сердцевины од-
номодового волокна, которая равна приблизительно 50 мкм2 при диа-
метре сердцевины, равном 8 мкм. Волокно, компенсирующее диспер-
сию, имеет меньшую сердцевину и вследствие этого характеризуется
более выраженными нелинейными явлениями. Так, в процессе нели-
нейного рассеивания энергия передается от одной световой волны к дру-
гой волне с более высокой длиной волны (или низкой энергией), а поте-
рянная энергия поглощается молекулярными колебаниями или
фононами среды, причем тип фононов для SBS и SRS неодинаков. Эта
вторая волна называется волной Стокса.
Если сигналом является, например, волна генератора накачки, кото-
рая вызывает усиление волны Стокса по мере того, как излучение на-
качки распространяется по волокну, оно теряет мощность, а мощность
волны Стокса усиливается. В этом случае волна генератора накачки
является волной сигнала, а волна Стокса является нежелательной, так
как порождается вследствие процесса рассеивания. В общем, явление
рассеивания характеризуется коэффициентом усиления g , измеряемым
в м/Вт, и шириной спектра Д/, в котором присутствует усиление.
Таким образом, явление нелинейного рассеивания зависит от PLe и
возрастает с увеличением входной мощности и длины линии связи, т. е.
чем длиннее линия связи, тем большее количество мощности “перека-
чивается” от сигнала (излучения накачки) в волну Стокса. Для данной
длины линии связи приблизительным критерием уровня мощности, при
которой влияние нелинейных явлений становится значительным, явля-
ется пороговая мощность рассеивания, вызванного нелинейными явле-
ниями, и определяется как оптическая мощность канала, в котором
мощность излучения сигнала накачки и мощность Стокса равны на вы-
ходе волокна. Следует учесть также, что волны Стокса и излучения
накачки распространяются в разных направлениях. Следовательно, в
системах, содержащих оптические усилители, пороговая мощность
уменьшается вследствие увеличения эффективной длины, поэтому та-
кие системы более чувствительны к нелинейным явлениям.
3.6. Многоволновые системы передачи 297
Вынужденное рассеивание Бриллюэна
В случае с SBS в процесс вовлекаются акустические фононы, и взаи-
модействие при 1.55 мкм имеет место в очень узкой полосе частот
Д/в=20МГц. Таким образом, SBS не вызывает взаимодействия между
различными длинами волн до тех пор, пока интервалы между длинами
волн превышают 20 МГц, что обычно и имеет место на практике. Одна-
ко SBS может создать большие искажения в пределах одного канала,
так как создает усиление в направлении, противоположном направле-
нию распространения сигнала, другими словами, к источнику излуче-
ния. В результате оно уменьшает передаваемый сигнал и порождает
потенциально мощный сигнал, направленный обратно к передатчику,
вызывая необходимость защиты его изолятором. Коэффициент усиле-
ния SBS gB приблизительно равен 41011 м/Вт и не зависит от длины
волны.
Интенсивность 1р волны излучения сигнала накачки и волны Is Сто-
кса определяются в соответствии с объединенными уравнениями длин
волн [63]
di
-y = -gBIpI,+aIs (3.124)
dz
и
di
4L = -gBIpIs-odp. (3.125)
dz
В то же время, учитывая связь интенсивности с мощностью, как
Ps = SeIs и Рр = SJр , в случае, когда мощность Стокса значительно мень-
ше мощности излучения накачки, можно предположить, что волна из-
лучения накачки не снижается. Это ведет к исключению члена - gBIpIs
в правой части (3.125). При этих допущениях уравнения (3.124) и (3.125)
имеют решение [5]
gBPp{0K
Ps(0) = Ps(L)e-aLe s- (3.126)
и
Pp(b) = Pp(0)e~aL. (3.127)
Здесь выход волны излучения накачки определяется при z = Z , а
выход волны Стокса — при z = 0 , так как эти волны распространяются
в противоположных направлениях.
Для расчета пороговой мощности Р1Н обычно используется следую-
щее приближенное выражение [64]
Р -
rth ~ г ,
gBLe
где значение Ь находится в пределах от 1 до 2, в зависимости от поля-
ризации волн излучения накачки и Стокса.
Предположив наихудший случай, когда 6=1, Рл =1.3 мВт. Так как
298
3. Волоконно-оптические системы передачи
это достаточно низкое значение, необходимо тщательно учитывать за-
пас SBS в оптических системах передачи.
Пороговая мощность существенно увеличивается, если сигнал имеет
большую ширину линии, и, таким образом, значительная часть мощно-
сти излучения накачки находится за пределами полосы пропускания
усиления SBS, равной 20 МГц. Приблизительное выражение, учитыва-
ющее это явление, имеет вид [5]
; р - . д/и
•• -.и-V .V-r - ёВЦ I A/J’ ... ;
где Д4 — ширина линии источника.
Если А/(=200 МГц, а Ь по-прежнему равно 1, пороговое значение
SBS возрастает до 7% =14.4 мВт.
Запас из-за SBS может быть уменьшен следующими способами:
1. Установкой значений мощности каждого канала значительно ниже
порогового значения SBS. Недостатком этого способа является то, что в
системах передачи на большие расстояния может возникнуть необходи-
мость уменьшения интервалов между усилителями, следовательно, уве-
личения их количества и стоимости системы в целом.
2. Увеличением ширины линии источника. Так как усиление полосы
пропускания SBS невелико, его влияние может быть уменьшено, на-
пример, путем прямой модуляции лазера, однако это вызывает увели-
чение ширины импульса вследствие ЛЧМ и может привести к образова-
нию дополнительного запаса из-за дисперсии, который может быть
уменьшен с помощью подходящего способа управления дисперсией.
Другой способ расширения спектра заключается в создании дополни-
тельной модуляции излучения лазера, например, с частотой 200 МГц,
которая не вызывает образования высокого запаса вследствие диспер-
сии, но, как было показано ранее, увеличивает пороговую мощность
SBS на порядок. Этот способ обычно используется в системах с высокой
битовой скоростью, осуществляющих передачу на высоких уровнях мощ-
ности. Независимо от битовой скорости в системах с амплитудной моду-
ляцией, использующих внешний модулятор наряду с узкой шириной
линии источника, порог SBS увеличивается в 2—4 раза, так как значи-
тельная часть мощности таких систем все еще содержится в оптической
несущей.
3. Использованием схем фазовой модуляции вместо схем амплитуд-
ной модуляции. Это уменьшает мощность оптической несущей, умень-
шая тем самым запас по SBS. В этом случае ширина линии источника
может быть пропорциональна битовой скорости. Однако в большинстве
систем этот способ на практике не используется.
Вынужденное рассеивание Рамана
Если в волокно вводятся два и более сигналов различных длин волн,
SRS вызывает передачу мощности от каналов с низкой длиной волны к
каналам с более высокой длиной волны. В отличие от SBS, SRS — это
явление, сопутствующее широкой полосе пропускания. На рис. 3.35 пока-
зана зависимость коэффициента усиления от интервалов длин волн, где
3.6. Многоволновые системы передачи
299
пиковый коэффициент gR при 1.55 мкм приблизительно равен 610 м, что
значительно меньше, чем коэффициент усиления для SBS. Однако в
каналах с интервалами до 150 ТГц (125 нм) влияние SRS будет иметь
место в обоих (прямом и обратном) направлениях только тогда, когда в
обоих каналах передается бит 1 (т. е. когда мощность присутствует в
обоих каналах). Таким образом, запас из-за SRS уменьшается при нали-
чии дисперсии, потому что сигналы в различных каналах распростра-
няются с разной скоростью, уменьшая возможность наложения импуль-
сов на различных длинах волн в любой точке волокна. Это то же самое
Рис. 3.35. Зависимость коэффициента SRS
от канального интервала
явление, которое рассматривалось в случае СРМ. Обычно дисперсия
уменьшает влияние SRS на показатель, равный двум.
Для определения влияния SRS в многоканальных системах, следуя
[65], рассмотрим коэффициент комбинированного усиления в зависи-
мости от интервалов длины волны Д2
Д2С
если 0 < ДЛ < Д2с
и g(A2) = 0 во всех остальных случаях.
Пусть ЛД. =125 нм, количество каналов N и они расположены с рав-
ными интервалами ДД. Предположим также, что все каналы находят-
ся в пределах полосы пропускания комбинированного усиления, т. е.
полосы пропускания системы Л = (N - 1)ДД. < ДЛС.
Этот случай представляет практический интерес, если полоса про-
пускания комбинированного усиления равна 125 нм, а каналы WDM
системы располагаются в полосе 30 нм, что продиктовано шириной по-
лосы пропускания оптических усилителей. Каналом, испытывающим
наибольшее влияние SRS, в этом случае будет канал, соответствующий
самой низкой длине волны, т. е. канал 0, при единичном бите во всех
каналах. Предположим также, что между другими каналами взаимо-
300
3. Волоконно-оптические системы передачи
действия нет, а мощность в оставшихся каналах не изменяется. Как
правило, такое приближение дает очень незначительные ошибки. Кро-
ме этого, допустим наиболее распространенный на практике случай,
что поляризации скремблированы. В системах, использующих волок-
но, которое поддерживает поляризацию, комбинированное взаимодей-
ствие усиливается, в связи с чем в предыдущем уравнении показатель 2
в знаменателе будет отсутствовать.
С учетом сделанных допущений значение части мощности, поступив-
шей из канала 0 в канал i, может быть получено из уравнений для SRS,
которые сходны по форме с (3.124) и (3.125) [63] и приблизительно равно
/АЯ, PLe
ЛЛС 2Se ’
а часть мощности, поступившей из канала 0 во все остальные каналы, равна
{ij=S^,PL,N(N^
w 2ДЛД 2 '
Отсюда запас мощности для этого канала составит
=-10log(l -/*(,).
Рис. 3.36. Ограничение мощности в канале, обусловленное SRS
3.7. Смешение четырех волн
301
Для тогр чтобы поддерживать этот запас ниже 0.5 дБ, необходимо
иметь Ро <0.1, или из (3.128)
< 40 мВт нм км.
Так как общая полоса пропускания системы равна Л = (N - 1)Д2Л, а
общая переданная мощность составляет Рм = NP , в результате
Pl0,^Le < 40 мВт нм км.
Предшествующая формула была выведена, предполагая, что диспер-
сии в системе нет, в противном случае эта величина может быть увели-
чена приблизительно вдвое.
Если канальные интервалы фиксированы, мощность, которая может
быть возбуждена, уменьшится в 1 / дг2 раз. Например, в системе с 32 дли-
нами волн и канальными интервалами 0.8 нм (100 ГГц) и Д,=20 км, р <
2.5 мВт. На рис. 3.36 приведена зависимость максимального значения
мощности, которая может быть передана в канале, от длины линии связи.
Хотя SRS вследствие относительно высокой пороговой мощности не
является существенной проблемой при небольшом количестве каналов,
оно может создать серьезные проблемы в системах с большим числом длин
волн. Для ослабления влияния SRS можно использовать каналы, располо-
женные как можно ближе друг к другу, и/или дополнительно задавать
уровень мощности ниже порогового значения, что потребует уменьшения
расстояния между усилителями с известными последствиями.
3.7. СМЕШЕНИЕ ЧЕТЫРЕХ ВОЛН
В системах WDM, использующих угловые частоты со{,...,соп, зависи-
мость показателя преломления от интенсивности не только вызывает
смещение фазы внутри канала, но и создает сигналы на новых частотах
2(0j -(Oj и <у, + (Oj - сок. Это явление называется смешением четырех
волн FWM, и в отличие от СРМ с SPM, которые значимы в системах с
высокими битовыми скоростями, эффект смешения четырех волн не
зависит от битовой скорости, а определяется канальными интервалами
и дисперсией волокна. При этом уменьшение канальных интервалов и
дисперсии увеличивает эффект смешения четырех волн, в связи с чем
эффект FWM необходимо учитывать даже для систем с умеренными
битовыми скоростями, когда каналы расположены близко друг к другу
и/или используется волокно со смещенной дисперсией.
Для того, чтобы понять эффект смешения четырех волн, рассмотрим
WDM сигнал, который представляет собой сумму п монохроматичес-
ких волн
. £(^0=S£,cosW-Az). г
;=1
Используя (3.105), формула для вычисления нелинейной поляриза-
ции имеет вид [5]
302
3. Волоконно-оптические системы передачи
Pnl(r>t) = £ & (3)£ ЁЁЕ< cos(izJEJ cos(ш? Jz)Ek cos(Ык1 kz) =
i=l /=1 А=1
Ар (З) n
= ^~^(Е<+^Е>Е^Е< +
(=i
(3) л
+ £-^~ Ё E> cosf- 3£ ,.z) +
4 z=i
Яр v (з) rt Г 1
-f-ZZE<EJ C0SK --№i -P j>z]
* /=1 J*i
^E^cos^,. +aJj)t-(^l +Pj)z]
(=1 J#»
Ac v (3) л
! О^йУ V
^оУ
4
/=!
к '
+ COS
+ COS
И,.+wy-wjr
W,. -W7 + a>k)t-(ftt -3J +fik)z
'aji-coj-cok)t-(p i -fi } -ft k) 2
(3.129)
Таким образом, нелинейность волокна генерирует новые поля (вол-
ны) на частоте a>f ±a)j+a>k. Это явление называется смешением четы-
рех волн потому, что при объединении трех волн с частотами <у,, а>} и
(ок создается четвертая волна на частоте <4 ± о)] ± й)к.
Как было показано выше, первый член этого выражения отражает
эффект SPM и СРМ, а последующими тремя членами можно пренебречь
из-за недостатка фазового соответствия. При определенных обстоятель-
ствах существует возможность приблизительного выполнения условия
фазового соответствия для оставшихся членов, все из которых имеют
вид (У, +<«, необязательно совпадающие). Например,
если длины волн в системе WDM расположены близко друг к другу или
же расположены рядом с нулевой дисперсией волокна, тогда f} почти
постоянна для этих частот и условие фазового соответствия почти вы-
полняется. В этом случае мощность, генерируемая на этих частотах,
может быть довольно значительной.
Существует короткий способ выражения этих элементов смешения
четырех волн типа <у, +<у, -а>к, i,j , который часто используется в
литературе. Определим coiJk - coi +ct)J-ct)k и фактор вырождения
f3,i = j
d, =4
Тогда элемент нелинейной поляризации на a>jjk выглядит так [5]:
3.7. Смешение четырех волн
303
^jk(z>0= +Ct)j+Pj - ЛИ-. (3.130)
Если предположить, что оптический сигнал распространяется, как
плоская волна в области поперечного сечения Se, решение данного урав-
нения показывает, что мощность сигнала, генерируемого на частоте a>ijk
на расстоянии £, равна
ijk ~
^Seneffc
' J * 9
где P,Pj и Pk — мощности на входе волокна с круговыми частотами
<у,, и й)к соответственно. Здесь показатель преломления п заменен
эффективным показателем neff фундаментальной моды, а в терминах
нелинейного показателя преломления п
( ~ 1 Л2
па.к .
, ~~ P,P,P,L. (3.131)
I е )
Рассмотрим числовой пример, предположив, что каждый из оптичес-
ких сигналов на <у,, и (ок имеет мощность 1 мВт, а эффективная
область поперечного сечения волокна составляет Se = 50 мкм2. Пусть
также <у, * (Hj, так что dljk = 6 . Используя « - 3.0 х 10’8 мкм2/Вт и при-
нимая расстояние £=20 км, мощность Pijk сигнала на частоте a>ljk, ге-
нерированного процессом смешения четырех волн, составит 9.5 мкВт,
что только на 20 дБ ниже мощности сигнала, равного 1 мВт. Однако
если в системе WDM присутствует еще один канал на a>ljk, процесс сме-
шения четырех волн может существенно ухудшать его функционирова-
ние. На практике сигналы, генерированные смешением четырех волн,
имеют более низкие мощности вследствие несовершенного фазового
соответствия и ослабления сигналов из-за потерь в волокне.
Ограничения, вызванные смешением четырех волн
Выше было показано, как нелинейная поляризация вызывает взаи-
модействие трех сигналов с частотами , а>} и сок. В результате этого
взаимодействия возникают сигналы с частотами (о, ±а>] ±сок, из кото-
рых наибольшее беспокойство вызывает сигнал, соответствующий
a)jjk = coi + со j - сок, i*k,j*k. (3.132)
В зависимости от отдельных частот этот пульсирующий сигнал мо-
жет соответствовать или быть очень близким по частоте одному из от-
дельных каналов, что приводит к значительным перекрестным поме-
хам в этом канале. В многоканальных системах с N каналами это
приводит к большому количеству -1)2 помех, соответствующих из-
менению i,j,k от 1 до N в (3.132).
Интересно, что явление смешения четырех волн зависит от фазового
отношения между взаимодействующими сигналами. Если все взаимо-
действующие сигналы распространяются с одной и той же групповой
304
3. Волоконно-оптические системы передачи
скоростью, что происходит при отсутствии дисперсии, это явление уси-
ливается. С другой стороны, при наличии дисперсии различные сигна-
лы распространяются с различными групповыми скоростями. Таким
образом, различные волны поочередно синхронизируются и рассинхро-
низируются, что приводит к снижению эффекта смешения. В системах
с дисперсией отличие скоростей больше, когда каналы расположены
дальше друг от друга.
Для определения запаса мощности, возникшего вследствие смеше-
ния четырех волн, мы используем результаты анализа [66], тогда со-
гласно (3.131)
Это уравнение соответствует линии связи длиной l без потерь и дис-
персии, где Д, и Рк — мощности смешивающихся волн; Рцк —
мощность новой результирующей волны; — нелинейный показатель
преломления 310 е мкм2; diJk — так называемый фактор вырождения.
В реальных системах имеют место и потери, и дисперсия. Чтобы
принять во внимание потери, заменим L эффективной длиной Le, ко-
торая дается в (3.123), а для учета влияния дисперсии используем ко-
эффициент nljk, который представляет эффективность смешения трех
волн на частотах , со. и сок. Принимая все это во внимание, предыду-
щее уравнение может быть преобразовано к виду . ....
рчк =
IcS,
P,PiPkL\
Для сигналов ООК это представляет наихудший случай на частоте со)}к
при условии, что бит 1 был передан одновременно на частотах со,, со, и сок.
Эффективность п.]к уменьшается по мере увеличения несоответствия
ДД между взаимодействующими сигналами. Из [66] получаем эффек-
тивность, равную
a1
"’‘’а’+МЧ (1-е")2
где ДД — разница постоянных распространения различных волн; f) —
хроматическая дисперсия. Эффективность имеет компоненту, которая
периодически изменяется вдоль длины волокна по мере того, как взаи-
модействующие волны совпадают или не совпадают по фазе. Отличие
фаз может быть подсчитано по формуле
ДД = Д,+Д,-Д*-Д,А,
где Дг — постоянная распространения на длине волны лг.
Смешение четырех волн проявляется во внутриканальных перекрес-
тных помехах, поэтому общая мощность перекрестных помех для кана-
ла сос определяется, как
3.7. Смешение четырех волн
305
ш/+шгшк^с •
Предположим теперь, что коэффициенты компоненты усиления уси-
лителей выбраны таким образом, чтобы соответствовать потерям линии
связи, т. е. чтобы выходная мощность в каждом канале была равна
входной. В этом случае запас перекрестных помех может быть подсчи-
тан с учетом (3.80).
Если каналы расположены с равными интервалами и передают оди-
наковую мощность, а максимальный допустимый запас вследствие FWM
равен 1 дБ, тогда переданная мощность в каждом канале равна р, а
максимальная FWM мощность в любом канале должна быть < . Здесь
£ при запасе в 1 дБ равна 0.034. Так как мощность FWM возрастает с
увеличением длины линии, это устанавливает ограничения на переда-
ваемую мощность для каждого канала в зависимости от ее длины. Дан-
ное ограничение отражено на рис. 3.37 как для стандартного одномодо-
вого волокна (SMF), так и для волокна со смещенной дисперсией (DSF)
при трех случаях расположения каналов:
Рис. 3.37. FWM ограничение мощности в канале:
непрерывная линия - 8 каналов со 100 ГГц интервалом;
пунктирная линия - 32 канала 100 ГГц;
штрих-пунктирная линия - 32 канала, 50 ГГц
306
3. Волоконно-оптические системы передачи
• 8 каналов на расстоянии 100 ГГц друг от друга;
• 32 канала при 100 ГГц друг от друга;
• 32 канала на расстоянии 50 ГГц друг от друга.
Для SMF параметр дисперсии равен £)=17 пс/км-нм, а для DSF пред-
полагается нахождение нулевой дисперсии в середине передаваемой по-
лосы каналов с коэффициентом наклона кривой дисперсии dD/ dZ > рав-
ным 0.055 пс/км-нм2.
Как следует из рис. 3.37, максимальное значение передаваемой мощ-
ности в случае использования волокна со смещенной дисперсией значи-
тельно меньше, чем для стандартного волокна. Это связано с тем, что
вследствие низкого показателя дисперсии эффективность смешения че-
тырех волн в волокне со смещенной дисперсией значительно выше. Срав-
нивая ограничения для 8-канальной и 32-канальной систем с одинако-
выми интервалами 100 ГГц, уровень ограничения мощности уменьшается
с увеличением числа каналов, так как количество элементов смешения
четырех волн увеличивается с их числом. В случае использования волок-
на со смещенной дисперсией это уменьшение неощутимо, несмотря на
то, что в 32-канальной системе существует много спектральных состав-
ляющих. Это объясняется тем, что те же самые 8 каналов вблизи нуле-
вой дисперсии содержат почти всю мощность смешения четырех волн,
как и в случае 8-канальной системы, а вклад мощности смешения четы-
рех волн от других каналов невелик, так как на этих длинах волн дис-
персия намного больше. Наконец, ограничение мощности существенно
уменьшается при уменьшении интервалов между каналами, что следует
из сравнения кривых для двух 32-канальных систем с интервалами 100
и 50 ГГц. Это снижение допустимой передаваемой мощности возникает
вследствие того, что эффективность смешения четырех волн увеличива-
ется с сокращением интервалов между каналами из-за уменьшения АД.
Таким образом, смешение четырех волн представляет серьезную про-
блему в системах WDM, использующих волокно со смещенной дисперсией
(DSF), но обычно не вызывает проблем в системах со стандартным волок-
ном, что и объясняет появление волокна с ненулевой дисперсией (NDF).
Ниже приведены способы, которые позволяют уменьшить запас, выз-
ванный смешением четырех волн:
1. Использование неравных интервалов между каналами, обеспечи-
вающих такое расположение каналов, при котором было бы исключено
их взаимное влияние в полосе пропускания приемника, однако это воз-
можно для небольшого числа каналов и требует тщательного расчета
точного их расположения.
2. Увеличение интервалов между каналами. Однако это приводит к
различию групповых скоростей между каналами и, как следствие, к
увеличению полосы пропускания всей системы, требуя увеличения ста-
бильности коэффициента усиления оптических усилителей от длины
волны в широкой полосе частот и увеличивает запас из-за SRS.
3. Использование длины волны выше 1560 нм с DSF, что из-за зна-
чительной дисперсии ослабляет влияние смешения четырех волн, одна-
ко в настоящее время отсутствуют высококачественные усилители, ра-
3.7. Смешение четырех волн
307
ботающие в этой полосе, а усиление современных EDFA резко уменьша-
ется после 1560 нм. По этой причине ведутся исследования возможнос-
ти расширения полосы пропускания EDFA с тем, чтобы обеспечить воз-
можность передачи на большие расстояния в этом диапазоне.
4. Введение демультиплексирования и мультиплексирования в сере-
дине канала передачи, создавая тем самым различные задержки для
каждой длины волны. В результате фазовые отношения между длина-
ми волн будут произвольны, а мощность разных частот до и после этой
точки будет суммироваться, что приведет к снижению требуемого запа-
са из-за FWM.
5. Уменьшение мощности передатчика и интервалов между усилите-
лями позволяет снизить запас для всех нелинейных явлений, в том
числе и FWM.
Общие замечания
В результате рассмотрения эффектов, имеющих место в WDM систе-
мах, можно заключить, что их влияние на параметры передачи доста-
точно разнообразно и определяется множеством факторов. Поэтому по-
стараемся представить некоторые обобщающие положения.
Автомодуляция и перекрестная фазовая модуляция
Как было показано выше, SPM и СРМ возникают вследствие зависи-
мости показателя преломления от интенсивности излучения. Это приво-
дит к тому, что флуктуация оптической мощности сигнала вызывает из-
менение его фазы и, следовательно, вызывает ЛЧМ, которая, в свою
очередь, приводит к образованию более высоких запасов по дисперсии.
На практике SPM является существенным фактором, который необходи-
мо учитывать в системах со скоростями передачи от 10 Гб/с и выше, так
как ведет к ограничению максимальной мощности каждого канала, не
превышающей нескольких дБм. СРМ обычно не представляет серьезной
проблемы в системах WDM, за исключением тех случаев, когда каналы
расположены очень близко друг к другу (несколько десятков ГГц).
Необходимость управления дисперсией
Как было показано выше, дисперсия играет ключевую роль в ослаб-
лении влияния нелинейных явлений, однако она сама требует введения
запаса по мощности вследствие “размывания” импульсов и возникнове-
нию межсимвольного взаимодействия. Важно отметить возможность со-
здания систем с общей нулевой дисперсией во всех точках по длине
линии связи введением в каждом месте расположения усилителя ком-
пенсатора дисперсии — волокна с отрицательным склоном дисперсии.
Этот подход гарантирует наличие дисперсии в сети, что ведет к умень-
шению запасов вследствие нелинейных явлений, но общая дисперсия
при этом будет достаточно низкой и поэтому не требует создания выз-
ванных ею запасов. Проблема в системах WDM заключается в различии
дисперсии каждого канала, поэтому может оказаться невозможным осу-
ществление ее компенсации данным методом. Альтернативное решение
состоит в том, чтобы обеспечить подходящую компенсацию дисперсии
отдельно для каждого канала на приемнике после демультиплексирова-
ния каналов.
308
3. Волоконно-оптические системы передачи
Стабилизация длины волны
Очень удачно, что смещение длины волны, вызванное изменением тем-
пературы одного из основных компонентов систем WDM, невелико. Ти-
повые мультиплексоры и демультиплексоры, изготовленные из диокси-
да кремния, имеют температурные коэффициенты порядка 0.01 нм/°С.
Некоторые другие устройства, которые мы рассматривали в главе 1, име-
ют даже более низкие температурные коэффициенты, в то время как
DFB лазеры имеют температурный коэффициент, равный 0.1 нм/°С.
Лазерный DFB источник, используемый в большинстве систем, яв-
ляется ключевым элементом, который должен обладать стабилизиро-
ванной длиной волны. На практике, может быть, достаточно поддержи-
вать температуру лазера постоянной в пределах +0.ГС, что обеспечивает
стабильность лазера в пределах ±0.01 нм/°С. Для этого лазер термоста-
билизируется посредством электронной схемы, в которой датчиком тем-
пературы служит терморезистор, а исполнительным устройством — ре-
гулируемый по току термоэлектрический охладитель. Однако длина
волны лазера может изменяться также вследствие старения по истече-
нии длительного времени. Производители лазеров обычно определяют
этот параметр в диапазоне ±0.1 нм. Если это представляет проблему,
может потребоваться внешний контур обратной связи для стабилиза-
ции лазера. В этом случае небольшая часть излучения лазера может
быть направлена на селективный элемент, например, оптический фильтр,
и затем управлять установкой длины волны лазера путем изменения
его температуры.
В зависимости от требуемого температурного диапазона (обычно от
—10 до ±60°С) может возникнуть необходимость в проведении темпера-
турного контроля мультиплексоров/демультиплексоров. Например, если
мультиплексор и демультиплексор точно настроены, скажем, на ±25°С,
температура окружающей среды на разных концах линии связи может
варьироваться в пределах 70°С. Предположив, что температурный ко-
эффициент равен 0.01 нм/°С, мы получим разницу между центральны-
ми длинами волн мультиплексора и демультиплексора, равную 0.7 нм,
что недопустимо, если межканальные интервалы составляют всего 0.8
нм (100 ГГц). Проблема температурного контроля заключается в том,
что он уменьшает надежность всех компонентов, так как термоэлектри-
ческий охладитель часто является наименее надежным компонентом.
Еще одним фактором, который необходимо принимать во внимание,
является зависимость длины волны лазера от стабильности протекающе-
го тока, как правило, лежащей в пределах от 100 МГц/мА до 1 ГГц/мА.
Лазер обычно функционирует в одном из двух режимов: с постоянной
выходной мощностью или с постоянным протекающим током, поэтому
схемы стабилизации включают обратную связь для поддержания посто-
янных значений этих параметров. Поддержание постоянным тока га-
рантирует, что длина волны лазера не сместится вследствие его измене-
ний, однако по мере устаревания лазера будет требоваться увеличение
значения тока для создания той же выходной мощности, поэтому вы-
ходная мощность со временем может уменьшиться. С другой стороны,
удержание постоянной мощности может потребовать увеличения тока
3.7. Смешение четырех волн
309
по мере устаревания лазера, что вызывает небольшое смещение длины
волны. С типовыми межканальными интервалами в 100 ГГц или около
того это не является проблемой, однако при более плотном расположе-
нии каналов может возникнуть потребность в обеспечении функциони-
рования лазера в режиме постоянного тока и в поддержании запаса
(если он есть) вследствие уменьшения выходной мощности.
Проблемы динамического диапазона в сетях
Одной из проблем, возникающих в сетях WDM по сравнению с одно-
канальными линиями связи является то, что различные световые пути
в сети будут иметь как разные уровни мощности, так и отличные отно-
шения сигнал/шум. Это может значительно усложнить контроль систе-
мы. Наиболее часто для решения этой проблемы используется способ,
заключающийся в том, чтобы уравнять мощности каждого канала та-
ким образом, чтобы в каждой точке всех каналов мощности были на-
строены на общее значение. Это гарантирует, что все каналы обеспечат
на входах своих приемников одну и ту же мощность вне зависимости от
того, откуда они исходят или от их пути следования по сети.
Требования к оптическому волокну
Как было показано выше, тип используемого волокна в первую оче-
редь определяется самой системой. Так, для одноканальных систем, фун-
кционирующих на очень высоких битовых скоростях (10 Гб/с и выше),
при больших расстояниях используются волокна со смещенной диспер-
сией (DSF), что значительно усложняет введение WDM для увеличения
емкости линии связи в будущем из-за смешения четырех волн. Для сис-
тем WDM применение того или иного волокна зависит от расстояния и
битовой скорости каждого канала. При малых расстояниях, когда хро-
матическая дисперсия в системе не является ограничивающим факто-
ром, лучшим выбором будет стандартное одномодовое волокно (SMF),
потому что подобные системы менее чувствительны к влиянию нелиней-
ных явлений. При увеличении расстояния и битовой скорости с целью
будущих усовершенствований системы начинает сказываться хромати-
ческая дисперсия (например, при 600 км и 2.5 Гб/с), что требует введе-
ния ее компенсации. Для систем WDM, функционирующих на высоких
битовых скоростях, при больших расстояниях волокно с ненулевой дис-
персией (NDF) является наилучшей альтернативой использованию стан-
дартного одномодового волокна с компенсацией дисперсии.
Передаваемая мощность и расположение усилителей
Верхняя граница передаваемой мощности р на канал определяется,
исходя из мощности насыщения оптических усилителей, уровня нели-
нейных явлений и по соображениям безопасности. С точки зрения цены,
целесообразно максимизировать расстояние / между каскадами усили-
телей с тем, чтобы минимизировать их количество. При этом макси-
мально возможное значение / определяется уровнем р, общей длиной
линии связи £ , показателем шума усилителя и чувствительностью при-
емника. Кроме этого, по мере увеличения / происходит также увеличе-
ние запаса по мощности вследствие нелинейных явлений, что само по
себе может ограничить значение /.
310
3. Волоконно-оптические системы передачи
: Межканальные интервалы и количество длин волн
Другой проблемой WDM систем является выбор межканальных ин-
тервалов. С одной стороны, хотелось бы сделать интервалы максималь-
но большими, так как это упрощает процесс мультиплексирования и
демультиплексирования каналов и ослабляет требования к стабильнос-
ти компонентов по длине волны. Большие межканальные интервалы
снижают запас из-за смешения четырех волн, которое при очень плот-
ном расположении каналов осложняется использование более высоких
битовых скоростей на канал, например, в системах с волокном со сме-
щенной дисперсией. Так, современные системы, которые функциони-
руют с межканальными интервалами 100 ГГц, имеют битовую скорость
на канал до 10 Гб/с, если же канальные интервалы уменьшить до 50
ГГц на скорости 10 Гб/с, возникает ряд проблем, затрудняющих работу
с каналами.
С другой стороны, естественно, хотелось бы использовать как можно
больше каналов в пределах ограниченной полосы пропускания усилителя,
однако это приводит к необходимости расположения каналов как можно
ближе друг к другу, так как в меньшей общей полосе пропускания проще
выровнять усиление усилителя. Более того, меньшая общая полоса про-
пускания системы требует меньшего запаса из-за вынужденного раманов-
ского рассеивания (хотя это не является ограничивающим фактором, за
исключением тех случаев, когда число каналов очень велико). Однако из-
за того, что общая выходная мощность усилителя обычно ограничивается
17-20 дБм и она должна быть разделена между всеми каналами системы,
по мере увеличения количества длин волн происходит снижение мощнос-
ти на канал, а это ограничивает промежуток между каскадами усиления в
системе и, как следствие, приводит к ее удорожанию.
Количество длин волн, используемых в системе, может быть ограни-
чено и другими факторами, в частности, стабильностью и селективнос-
тью мультиплексоров и демультиплексоров.
Принимая все это во внимание, вполне возможным оказывается со-
здание 32—40-канальных систем с интервалами 100 ГГц, а большее ко-
личество каналов может быть получено путем дальнейшего уменьше-
ния межканальных интервалов и увеличения стабильности и
избирательности мультиплексоров и демультиплексоров.
Полностью оптические сети
Полностью оптические сети состоят из оптоволоконных линий связи,
не содержащих электронных регенераторов между узлами и использую-
щих в этих узлах оптически управляемые переключатели и маршрутиза-
торы сигналов. Различные аспекты систем, которые мы рассматривали
выше, относятся как к соединениям точка-точка с мультиплексировани-
ем, так и к полностью оптическим сетям, уделяя большее внимание
сетям, так как измерение в сетях значительно сложнее и разнообраз-
нее, нежели в соединениях точка-точка, из-за того, что:
• сеть более чувствительна к перекрестным помехам, накоплен-
ным в каждом узле вдоль линии связи;
• разрегулировка мультиплексоров и демультиплексоров вдоль
3.7. Смешение четырех волн
311
линии является более серьезной проблемой в сетях, чем в соеди-
нениях точка-точка;
• ввиду сужения полосы частот из-за каскадированием мульти-
плексоров и демультиплексоров требования к стабильности и
точности длины волны компонентов волоконной оптики, значи-
тельно возрастают;
• в сетях имеют место вариации мощности сигнала и отношений
сигнал/шум линий, проходящих через разное количество узлов
и имеющих разную длину. Это может привести к необходимос-
ти измерения мощности всех линий в каждом узле;
• в сетях используется быстрое динамическое выравнивание уси-
ления каскадов усилителей для компенсации изменения опти-
ческой мощности по мере того, как устраняются те или иные
участки сети, выполняется настройка или на участках возника-
ют неисправности;
• потери, дисперсия и нелинейные явления в узлах сети не вос-
станавливаются.
Планирование длины волны
В последнее время Международный телекоммуникационный союз
(ITU) активно работает в направлении стандартизации набора длин волн
для использования в сетях WDM. Это необходимо для обеспечения окон-
чательной совместимости между системами разных производителей (хотя
до этого еще пока далеко). Важной причиной установления этих стан-
дартов является необходимость производства компонентов с идентич-
ными параметрами, что позволит уменьшить общую стоимость систем,
в отличие от производства заказных изделий для разных производите-
лей систем. Для этого, во-первых, необходимо решить, проводить ли
стандартизацию с учетом равных интервалов длин волн или равных
интервалов частот. Так, при Л=1550 нм, с=3108 м/с интервал длины
волны 1 нм соответствует интервалу частоты, равному приблизительно
120 ГГц. В то же время равные частотные интервалы приводят к нерав-
номерному распределению интервалов длин волн. Определенные ком-
поненты, используемые в сети, как, например, AWG и фильтры Маха-
Цендера, работают с сигналами равных интервалов частот, тогда как
другие компоненты, включая ряд дифракционных решеток, работают
на равных интервалах длин волн. Оказывается, что не существует ос-
новной технической причины для того, чтобы отдать предпочтение тому
или другому принципу деления.
ITU выбрал, исходя из полосы пропускания EDFA, равные частот-
ные интервалы в качестве своего стандарта, приняв, что каналы долж-
ны располагаться в шкале 100 ГГц с 0.8 нм интервалом длины волны
для номинальной центральной частоты 193.1 ТГц (1552.52 нм) в сере-
дине 1.55 мкм диапазона. Так как используемая полоса пропускания
EDFA составляет от 1530 нм до 1564 нм, это позволяет разместить в
шкале 100 ГГц максимум 43 канала.
Выбор интервала частоты 100 ГГц основан, исходя из современных
технологий относительно разрешающей способности мультиплексоров/
312
3. Волоконно-оптические системы передачи
демультиплексоров, стабильности частоты лазеров и мультиплексоров/
демультиплексоров и т. д. По мере усовершенствования технологии и
все более широкого практического использования систем с большим
количеством каналов шкала интервалов будет уменьшаться. Более того,
в системах, использующих волокно со смещенной дисперсией, может
быть целесообразнее использовать неравные канальные интервалы для
того, чтобы уменьшить влияние смешения четырех волн, что ужесто-
чит требования к точности настройки интервалов.
Более трудным является решение, заключающееся в выборе набора
длин волн для использования в системах с 4, 8, 16 и 32 длинами волн
для обеспечения их совместимости. Это связано с тем, что разные про-
изводители имеют разные оптимизирован-
ные конфигурации каналов и различные планы усовершенствования при переходе от системы с небольшим числом каналов к системам с большим количеством каналов. Как следует из всего вышесказанного, от- носительно данного набора длин волн пока нет единого мнения. Следует отметить также, что недостаточ- но установить только номинальные значе- ния центральных частот каналов, так как должно быть определено и их максималь- ное отклонение из-за стабильности компо- нентов и устаревания систем с течением вре- мени. В общем случае отклонение является Таблица 3.8
Интервал, ГГц Отклонение, +ГГц
100 TBD
200 40
300 60
400 80
500 100
600 120
>600 Af/6
функцией межканальных интервалов и не должно быть слишком боль-
шим иначе потребуется увеличение запасов мощности из-за перекрест-
ных помех, дополнительных потерь, ЛЧМ и т.д. В табл. 3.8 приводится
список значений отклонений, установленных ITU для различных ка-
нальных интервалов.
Прозрачность WDM систем
Среди преимуществ использования систем WDM выделяется тот факт,
что они прозрачны для битовой скорости, протокола и вида модуляции.
Это в большой степени верно ввиду того, что волны различной длины
могут переносить произвольные протоколы данных. Однако утвержде-
ние относительно прозрачности для битовой скорости и видов модуляции
является более спорным. Например, аналоговая передача требует более
высокого отношения сигнал/шум и линейности системы, чем цифровая
передача, и в значительно большей степени зависит от искажений. В то
же время максимальная битовая скорость зависит от интервалов между
усилителями, полосы пропускания фильтра, дисперсии и ряда других
параметров. Поэтому цифровая система будет прозрачна только для ско-
ростей передачи, которые меньше максимальной, принятой при проек-
тировании сети, а никак не выше этого значения.
Выводы
313
Критические параметры WDM систем ->
Одним из основных преимуществ технологии WDM уплотнения яв-
ляется гибкость, проявляемая при преобразовании сетей, в частности,
путем добавления новых каналов в существующих оптоволоконных
линиях связи. В принципе, процесс добавления новых каналов в уже
существующей линии является достаточно ясным, однако он может быть
успешно осуществлен только при наличии подходящего тестового обо-
рудования и тестовых процедур, так как при инсталляции системы уп-
лотнения WDM в первую очередь необходимо убедиться, что:
• каждый канал работает на заданной длине волны с достаточ-
ным запасом;
• все компоненты спектрально согласованы в соответствии со спе-
цификациями;
• перекрестные помехи между каналами находятся на достаточно
низком уровне;
• дисперсия и нелинейные эффекты в оптическом волокне нахо-
дятся на достаточно низком уровне.
Эти общие требования обычно могут быть выполнены путем измере-
ния критических для WDM систем параметров, к которым относятся:
Центральная длина волны, которая должна быть тщательно изме-
рена для каждого канала, чтобы убедиться в соответствии имеющимся
характеристикам. Изменения этого параметра вследствие таких факто-
ров как изменение температуры, обратное рассеяние и модуляция ла-
зера должны быть определены с позиций того, что сигналы останутся в
пределах заданных границ длины волны в любых условиях эксплуата-
ции.
Максимальная мощность должна быть измерена для каждого кана-
ла в каждой доступной точке соединения с тем, чтобы обеспечивался
необходимый энергетический бюджет, а уровень мощности находился в
допустимых пределах по всей длине линии связи. Это особенно важно в
системах, использующих каскадно-расположенные EDFA, где отклоне-
ния усиления оказывают существенное влияние на общую мощность,
передаваемую по каждому каналу.
Отношение сигнал/шум является основным при определении бито-
вой скорости системы, и, следовательно, ее эффективности. Он характе-
ризует уровень оптического шума, воспринимаемого детектором на при-
нимающей стороне системы WDM уплотнения, и имеет особое значение
в связи с введением в систему оптических усилителей, в которых шум
возникает в основном из-за усиленной спонтанной эмиссии (ASE) в EDFA.
Перекрестные помехи в WDM системах обусловлены как нелиней-
ными эффектами в оптическом волокне, так и неспособностью мульти-
плексоров и демультиплексоров полностью изолировать один канал от
другого. Нежелательное взаимодействие между каналами оказывает
такой же эффект на качество передачи, как и низкое отношение сиг-
нал/шум, поэтому наряду с этим параметром должны быть измерены и
перекрестные помехи.
Усиление и показатель шума EDFA необходимо измерять несмотря
314
3. Волоконно-оптические системы передачи
на то, что EDFA и другие компоненты индивидуально тестируются про-
изводителями, так как очень важно проверить их работу в сочетании
друг с другом и при каскадно-расположенных усилителях во всех фун-
кционирующих оптических каналах, для того чтобы убедиться, что они
соответствуют имеющимся рекомендациям. Особое значение в системах
со многими усилителями имеет отклонение усиления, так как оно на-
прямую связано с энергетическим ресурсом системы, а показатель шума
усиленной спонтанной эмиссии (ASE) особенно важен в тех случаях,
где он понижает отношение сигнал/шум во всех оптических каналах.
Оптические возвратные потери возникают вследствие некачествен-
ных коннекторов или неисправных компонентов системы WDM уплот-
нения и могут отличаться для каждого отдельного канала. Поэтому их
необходимо контролировать в каждом спектральном диапазоне. Кроме
этого, этот параметр важен не только из-за вносимых дополнительных
потерь, но и потому, что отраженная энергия может оказать отрица-
тельное воздействие на стабильность предшествующих элементов, вклю-
чая риск, связанный с недопустимостью отклонений длины волны, и с
тем, что системы WDM уплотнения работают при высоких уровнях оп-
тической мощности.
Полоса пропускания компонентов и вносимые потери имеют су-
щественное значение при поиске и устранении неисправностей, поэто-
му знание точных характеристик спектра каждого компонента сети
является фактически необходимостью при ее инсталляции и обслужи-
вании.
Характеристики оптического волокна должны обязательно прини-
маться во внимание при проектировании волоконно-оптических систем
связи и затем должны быть проверены после их инсталляции, так как
системы WDM уплотнения очень чувствительны к хроматической дис-
персии, небольшая, но тщательно контролируемая часть которой необ-
ходима для устранения такого явления как смешение четырех волн.
Очень важно также измерение поляризационной модовой дисперсии,
которая должна особенно тщательно контролироваться при увеличении
скоростей передачи функционирующих систем.
Новые требования технического обслуживания, поиска и устране-
ния неисправностей
Так как системы WDM уплотнения существуют недавно, до сих пор
нет установившейся практики их технического обслуживания. Можно
считать, что наиболее вероятной проблемой в этом случае является уве-
личение битовой скорости в отдельном канале передачи, что может про-
изойти вследствие изменений длины волны лазерных источников, от-
клонения усиления и увеличения шума в EDFA или неожиданного
изменения спектральных характеристик передачи какого-либо другого
компонента. В экстремальных случаях ослабление единичного канала
может достичь такой точки, на которой данная длина волны перестает
существовать. Важно отметить, что почти всегда ухудшение качества
передачи сопровождается отклонением отношения сигнал/шум, поэто-
му измерение этого параметра для каждого канала передачи является
Выводы
315
одной из первоочередных задач, как во время обычного технического
обслуживания, так и в процессе поиска и устранения неисправностей.
Тестирование систем волнового уплотнения в полевых условиях
Современные волоконно-оптические сети с WDM уплотнением уста-
навливают новые системные параметры и требуют проведения более
сложной процедуры тестирования в полевых условиях, чем традицион-
ные системы. Технология мультиплексирования по длине волны явля-
ется многообещающей, так как способствует решению многих проблем,
стоящих перед операторами систем передачи.
Новое технологическое решение позволяет увеличить емкость суще-
ствующих сетей без дорогостоящей замены кабелей, может значитель-
но уменьшить стоимость модернизации сети, а также позволяет исполь-
зовать новые решения в оптических сетях путем использования
возможностей вставки и исключения канала. Но все вышеперечислен-
ные преимущества не даются даром, в этом случае необходимо учиты-
вать такие особенности оптических компонентов и характеристик кабе-
ля, которые можно не принимать в расчет при использовании систем
передачи предыдущих поколений. Новые области спектра, используе-
мые в этих системах, предъявляют новые требования и к проектирова-
нию сети, и к выбору компонентов, и к ее обслуживанию, а это вызыва-
ет необходимость более точного определения параметров оптических
компонентов и характеристик ВОЛС, чем в современных системах вре-
менного мультиплексирования.
В связи с изложенным операторам сети необходимо быть готовыми к
проведению всех перечисленных измерений, если возникает необходи-
мость использования преимуществ, предоставляемых технологией WDM
уплотнения.
ВЫВОДЫ
Рассмотрены волоконно-оптические системы передачи, основанные на
прямом обнаружении модулированного по интенсивности оптического
излучения и когерентном приеме модулированного по амплитуде, час-
тоте или фазе поля световой волны. Определены основные показатели
данных систем и налагаемые ими ограничения на параметры среды пе-
редачи. Показано, что если в традиционных системах необходимо учи-
тывать потери и различные виды дисперсии волокна, то в современных
системах возникает необходимость определения влияния на качество
передачи дополнительных факторов. С этой целью исследовано влия-
ние на распространение световой волны поляризационной модовой дис-
персии и линейной частотной модуляции. Показано, что увеличение
скорости и дальности передачи связано с использованием волоконно-
оптических усилителей в сочетании с оптическими волокнами со сме-
щенной ненулевой дисперсией. Рассмотрены системы волнового уплот-
316
3. Волоконно-оптические системы передачи
нения и определены ограничения, накладываемые такими физически-
ми эффектами, как автомодуляция, перекрестная фазовая модуляция,
смешение четырех волн, а также вынужденное рассеяние Рамана и Брил-
люэна. Показано, что их влияние на параметры передачи достаточно
разнообразно и определяется множеством факторов. В связи с этим оп-
ределены требования к компонентам систем передачи и приведены кри-
тические параметры, подлежащие измерениям при техническом обслу-
живании, поиске и устранении неисправностей систем волнового
уплотнения.
= 4 =
КОНТРОЛЬ, ИЗМЕРЕНИЯ
И ТЕСТИРОВАНИЕ ВОЛОКОННОЙ
ОПТИКИ
В связи с тем, что организационная структура и разработанные более
четверти века назад термины и определения системы метрологического
обеспечения в настоящее время претерпели значительные изменения,
рассмотрим базовые понятия, которые соответствуют первой редакции
отраслевой системы обеспечения единства измерений [67]. Необходи-
мость такого рассмотрения связана еще и с тем, что в недавно появив-
шихся публикациях, посвященных измерениям в телекоммуникациях,
вводятся произвольные, а в ряде случаев и неверные толкования поня-
тий метрологии. Так как метрология является наукой об измерениях,
методах и средствах обеспечения их единства, а также способах дости-
жения требуемой точности, она, естественно, требует использования стро-
гих понятий. В то же время, учитывая появление в современных теле-
коммуникациях ряда новых, нетрадиционных средств определения
характеристик каналов и систем связи, определение последних как
средств измерений не является очевидным. Поэтому рассмотрим вопро-
сы, касающиеся данной тематики, более подробно.
4.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Известно, что одними из фундаментальных научных понятий являются
понятия физическая величина и информация. При этом первое пред-
ставляет собой общее в качественном отношении, но индивидуальное в
количественном отношении свойство физических объектов — физичес-
ких систем, их состояний и происходящих в них процессов. Второе же
понятие определяет воспринимаемые специальным устройством сведе-
ния об окружающем мире и протекающих в нем процессах в виде сиг-
налов той или иной физической природы. Следовательно, если физи-
ческая величина отражает свойство физического объекта или явления,
318
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
то сигнал опосредствованно отражает это свойство. При этом как физи-
ческая величина, так и сигнал определяются вспомогательными харак-
теристиками, т. е. их параметрами. Учитывая, что физический про-
цесс является движущейся материей и характеризуется многомерной
интенсивностью, а также протяженностью во времени и пространстве,
то сигнал в общем случае является материальным воплощением инфор-
мации в виде определенного физического процесса, например измене-
ния интенсивности оптического излучения по определенному закону.
Следовательно, сигнал также является физической величиной с изме-
няющимися одним или несколькими параметрами, которые подлежат
измерению или могут быть измерены с гарантированной точностью и
достоверностью.
В общем случае понятие измерение подразумевает нахождение зна-
чения физической величины опытным путем с помощью специальных
технических средств, хранящих в явном или неявном виде единицу
этой величины. При этом средство измерений, предназначенное для
воспроизведения и/или хранения физической величины одного или не-
скольких заданных размеров, значения которых выражены в установ-
ленных единицах, носит название меры. Здесь размер количественно
определяет физическую величину, а значение физической величины
является оценкой ее размера в виде некоторого числа принятых для нее
единиц. Следует различать истинное и действительное значения фи-
зической величины, первое из которых идеальным образом отражает в
качественном и количественном отношениях соответствующее свойство
объекта, а второе находится экспериментальным путем и настолько
близко к истинному значению, что для поставленной измерительной
задачи может его заменить. Значение же величины, полученной путем
ее измерения, носит название результат измерения, который в той
или иной степени соответствует действительному (истинному) значе-
нию физической величины. Поэтому основной характеристикой изме-
рения является точность, определяемая таким понятием, как погреш-
ность измерения. Погрешность измерения представляет собой отклонение
результата измерения от действительного (истинного) значения изме-
ряемой величины и в общем случае определяется вероятностью — ко-
личественным правдоподобием измеряемой случайной величины резуль-
татам измерения [68].
В ряде случаев для количественного определения числового значе-
ния дискретной величины или количества предметов в данной совокуп-
ности, независимо от их параметров, используется счет, результатом
которого является неименованное число.
Другим понятием, часто используемым совместно с измерением, яв-
ляется контроль. Контроль в общем случае представляет собой процесс
установления соответствия между состояниями и свойствами объекта
или процесса заданной норме путем восприятия контролируемых вели-
чин, сопоставления их с установками и формирования суждения-выво-
да [69]. При этом нормой называется область в пространстве состояний
физического объекта или процесса. Таким образом, контролю подверга-
ется объект или параметры процесса с получением результата, являю-
4.1. Основные понятия и определения
319
щегося их качественной характеристикой, — вывода о нахождении
объекта контроля в норме или вне нормы (исправен или неисправен,
соответствует или не соответствует). В ряде случаев контроль может
осуществляться посредством антропофизических методов, например
аудио, тактильный или визуальный экспертный контроль объекта, или
с помощью технических средств — устройством или системой конт-
роля. В последнем случае процедуры измерения и контроля близки по
своей информационной сущности и, как будет показано ниже, включа-
ют ряд общих операций.
При нахождении параметра в области пространства состояний техни-
ческими средствами контролируемый параметр представляется в виде,
адекватном заданной области, и выражен физической величиной опре-
деленных размеров. Результат контроля в этом случае представляет
собой соответствие или несоответствие значения контролируемой вели-
чины заданной норме. Поэтому контроль характеризуется достовернос-
тью контроля — вероятностью нахождения контролируемой величи-
ны в норме или вне нормы. Измерение и контроль имеют ряд отличий,
в частности:
• результатом измерения является количественная характерис-
тика, а результатом контроля — качественная;
• измерение осуществляется в широком диапазоне измеряемой ве-
личины, а контроль выполняется в ограниченной области воз-
можных состояний контролируемого параметра;
• основной характеристикой измерения является погрешность из-
мерения, а основной характеристикой процесса контроля явля-
ется достоверность результата контроля.
В то же время для определения соответствия контролируемой вели-
чины норме, естественно, необходимо сравнить ее значение со значени-
ем меры, т. е. вначале выполнить процедуру измерения, а затем резуль-
тат измерения сопоставить с нормой. Если норма реализована в мере, то
результатом контроля является результат измерения, выраженный по-
лученным значением или его знаком. Таким образом, измерение обяза-
тельно предшествует контролю.
Учитывая специфику контроля в телекоммуникациях, представля-
ется целесообразным в данной области использовать понятие тестиро-
вание. Его можно сформулировать как процесс установления опытным
путем соответствия между состояниями и свойствами физической вели-
чины заданной норме с помощью специальных технических средств,
хранящих в явном или неявном виде единицу или множество единиц
этой величины. Полученное путем тестирования отношение порядка или
соотношение между размерами однородных величин определяет соот-
ветствие вида больше — меньше или приблизительно равно и носит на-
звание результат тестирования, который соответствует или не соот-
ветствует заданной норме. Поэтому основной характеристикой
тестирования является достоверность тестирования, выражаемая из-
за наличия процедуры измерения погрешностью тестирования — ко-
320
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
личественным правдоподобием тестируемой случайной величины резуль-
татам тестирования на границах нормы.
Особое место в области контроля в связи занимает понятие анализ
протоколов передачи данных, которое требует особо тщательного рас-
смотрения, так как на первый взгляд принципиально отличается от
счета, измерения и тестирования. Поэтому вначале определим понятие
протокол как набор правил или стандартов, регламентирующих соеди-
нение и обмен информацией в телекоммуникациях с минимальными
ошибками [70]. Учитывая информационную сущность правил и стан-
дартов, которые в системах связи представляются закодированными
соответствующим образом сигналами, анализ протоколов можно рас-
сматривать с позиций выполнения операций над физическими величи-
нами — кодовыми сигналами с помощью специальных технических
средств.
В этом случае анализ протоколов передачи данных можно опреде-
лить как процесс нахождения опытным путем равнозначности физи-
ческой величины заданной норме с помощью специальных техничес-
ких средств, хранящих в явном или неявном виде совокупность единиц
этой величины. Здесь физическая величина отражает процесс соедине-
ния и обмена информационными сигналами при передаче данных в си-
стемах телекоммуникаций, а норме соответствует определенная сово-
купность дискретных состояний этой физической величины. Очевидно,
что результат анализа в этом случае является качественной характери-
стикой процессов и выражен в виде соответствия или несоответствия
норме.
Равнозначность или неравнозначность однородных величин, полу-
ченная рассматриваемым путем, носит название результат анализа
протоколов, который может соответствовать или не соответствовать
заданной норме. Основной характеристикой анализа протоколов также
является достоверность анализа, выражаемая из-за наличия элемен-
тарных измерительных процедур ошибкой анализа, определяемой ко-
личественным правдоподобием результата анализа анализируемой ве-
личине. Следовательно, в общем случае анализатор протоколов
представляет собой техническое средство контроля, однако, учитывая,
что под анализом в общем случае можно понимать метод исследования
путем рассмотрения отдельных стадий, свойств и составных частей объек-
та и что название анализатор протоколов уже укоренилось, в дальней-
шем мы будем использовать этот термин в контексте средств контроля.
Учитывая, что контроль включает измерение, тестирование и анализ
протоколов и их комбинацию, а с позиций обеспечения единства конт-
роля представляет метрологический контроль, преследующий цель
проверки соблюдения установленных метрологических правил и норм,
в дальнейшем одноименные технические средства будут рассматривать-
ся как средства достижения задачи контроля. Такой подход требует
более детального исследования, в частности, аналитического рассмот-
рения процедур измерения, тестирования и анализа протоколов с еди-
ных позиций.
4.2. Виды и формы представления физических величин
921
4.2. ВИДЫ И ФОРМЫ ПРЕДСТАВЛЕНИЯ ФИЗИЧЕСКИХ
ВЕЛИЧИН
Физические величины разделяют на непрерывные и прерывистые — дис-
кретизированные во времени и пространстве, а также аналоговые и кван-
тованные величины, которые обладают соответственно бесконечным и
конечным множеством значений по размеру. Разновидностью кванто-
ванных величин являются кодовые сигналы, представляющие собой одну
из форм отражения объекта в определенных диапазонах размеров, распо-
ложения в пространстве, временного представления или условных сим-
волах, и поэтому они по своей сути ограниченны и дискретны.
Так как в телекоммуникациях передача информации осуществляет-
ся посредством сигналов, распространяемых в той или иной физичес-
кой среде, в дальнейшем под измеряемой величиной будем подразуме-
вать как физические величины, определяющие среду распространения
сигналов, так и сигналы, имеющие соответствующую форму представ-
ления. При этом процессы искусственного создания дискретных, кван-
тованных и кодированных сигналов носят название дискретизации,
квантования и кодирования соответственно.
Дискретизация непрерывного во времени сигнала x(Z) является ли-
нейной операцией умножения этого сигнала на функцию дискретиза-
ции во времени А*(7), т. е.
= ц...... .... (4.1)
где Д*(/) является функцией Дирака в виде последовательности еди-
ничных импульсов с периодом повторения Тц, длительностью, стремя-
щейся к нулю, и амплитудой, равной единице, т. е.
A(t)=^S(t-kTJ,
, \1 при t = kT
8(t-kT) = \ F
[О при z *kT.
(4.2)
В этом случае дискретизированный сигнал является последователь-
ностью импульсов с площадью Х(кТц), равной значению сигнала в мо-
менты времени кТц = tk, и аналитически описывается как
^Р(0 = Е^(^). (4.3)
4=1
Квантование по уровню — это операция создания сигнала, абсолют-
ные или относительные размеры параметров которого имеют ограни-
ченное число заданных значений. Квантованная величина в функции
времени может быть выражена посредством ступенчатой функции, рав-
ной единице при положительном аргументе, и нулю — при отрицатель-
ном, и аналитически может быть представлена в виде
:* XJt) = NStNi)bXkA(t-tNi}, ' (4.4)
i Ш7
322
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
где ДХк — ступень квантования, представляет собой разность между
соседними значениями квантованной величины X(f); N, — номер сту-
пени квантования; — момент времени текущего квантования.
Процессы дискретизации и квантования, очевидно, могут осуществ-
ляться как равномерно, так и неравномерно, а также как измеряемой
величины, так и меры.
Кодирование, в отличие от дискретизации и квантования, — это опе-
рация перевода по определенным правилам формального объекта, вы-
раженного совокупностью кодовых символов одного алфавита, в фор-
мальный объект, выраженный символами другого алфавита. При этом
код является формой представления сообщений по определенным пра-
вилам, которые обеспечивают соответствие между кодируемыми сооб-
щениями и совокупностями кодовых символов. При кодировании в ка-
честве символов используют буквы алфавита, цифры в определенной
системе счисления и условные знаки. В технике связи применяется
числовое кодирование, представляющее собой в широком смысле опера-
цию отображения объекта числами с результатом, который может быть
как результатом измерения, так и не являться таковым. В общем слу-
чае кодовый сигнал можно представить в виде
Хкод=^Х^ (4.5)
<=1
где X, = (Xn,...,Xi,...,X]) совокупность 2" комбинаций переменных (раз-
рядов кода) Xj = 0 или 1, представляющая свойства кодируемого сигнала.
Одним из применений кодовых сигналов является создание кванто-
ванно-дискретизированного сигнала, который может быть воспроизве-
ден мерой, управляемой кодом XKOd(kTtl), воздействующим в течение
определенного времени, и аналитически может быть представлен в виде
XKeduCKp(t)^XK0d(kTu)Xxk . (4.6)
4=]
4.3. ОСНОВНЫЕ КОНТРОЛЬНО-ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ
ОПЕРАЦИИ
Как было отмечено выше, контроль основан на сопоставлении физичес-
кой величины X заданной норме , с получением результата в виде
соответствует — не соответствует, что аналитически адекватно выраже-
нию
F[ sign( КПХ - N„,kAxk )] =
О при X е ХОк;
1 при X g ХОк,
X. e[Nm. .Дхк; Nm.Axk], i = l, 2, I,
\J^ П1^ у A ' r\J
(4.7)
4.3. Основные контрольно-измерительные операции
323
где Кп — коэффициент преобразования контролируемой величины в
однородную величину; Nm и ДхЛ, соответственно, значение величины
нормы и шаг ее квантования.
Назовем данную функцию выходной функцией контроля, аналогич-
но представив выходную функцию измерения в виде
F(zk) = \
Г N„,k при Кп X - Nn,k Лхк=о
О при КПХ -Nmk4xk*0 '
(4.8)
Согласно данному выражению значение функции определяется вы-
полнением условия
Уй77У-^Дх,=О,
(4.9)
представляющего собой основное уравнение измерения, в котором ос-
новные измерительные процедуры реализуются соответствующими эле-
ментарными средствами измерений, включая операцию измеритель-
ного преобразования х = КИПХ, воспроизведения величины заданного
размера xN = Nmtxxk и сравнения xN с х. Здесь Nm и Дх* — соответ-
ственно значение величины и шаг квантования или дискретизации вы-
ходного сигнала меры [71]. В последнем случае X также является вели-
чиной, выраженной временем.
Допустим, что при контроле норма в простейшем случае представля-
ет собой область значений физической величины, ограниченной значе-
ниями , и Nm<, тогда выходная функция контроля может быть пред-
ставлена в виде _ ; t
F [ sign( КПХ- Nmk Дхт) ]
О при < КПХ <
У при N„,k_1Axm > КПХ > NmkAxm
(4.Ю)
где граничные условия области определения соответствия контролируе-
мой величины норме определяются уравнениями
^У-^Дх^О и УлХ-^Дхи=0. (4.11)
Очевидно, что для достижения достоверности контроля преобразова-
ние необходимо осуществлять посредством измерительных преобразо-
вателей, а норму задавать мерой, тогда данные граничные условия бу-
дут определяться основными уравнениями измерений.
Таким образом, контроль и измерение являются многооперационны-
ми процедурами, включающими метрологические операции и знако-
вую операцию при контроле. Так как процедура измерения является
основополагающей, рассмотрим ее более подробно.
Важнейшей операцией процесса измерения является воспроизведе-
ние величины заданного размера, которая реализуется посредством меры.
Формально данная процедура может быть представлена как преобразо-
вание кода в заданную физическую величину. При этом выходом явля-
ется величина заданного размераXN = NmXxk, а входом — числовое зна-
чение величины Nm . Регулирование меры может осуществляться по
детерминированному закону или по случайному закону с одновремен-
ным воспроизведением одной или многих однородных величин требуе-
324
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
мых размеров — одноканальные и многоканальные меры. Таким обра-
зом, следует различать [71]:
• одноканальную нерегулируемую меру, воспроизводящую вели-
чину одного неизменного размера с уравнением преобразования
xN = Nmtsxk = const.
Л. t А (4.12)
Nm= const., Csxk -consnt., ' '
• одноканальную регулируемую меру, воспроизводящую в дан-
ный момент величину одного известного размера, который мо-
. жет изменяться в соответствии с детерминированным или слу-
; чайным законом при временном разделении входных величин
xN = Nm Ахк = const.
м л . (4.13)
7vm=var., сХхк - consnt:, ' '
i • многоканальную нерегулируемую меру, воспроизводящую од-
новременно несколько одноименных величин с известными не-
изменными размерами при их пространственном разделении
XN =Nmt&Xk = COnSt.
" .................. (4.14)
> XN,. =NmK&Ck = COnSt.',
• многоканальную регулируемую меру, воспроизводящую вели-
чину с несколькими известными размерами, которые можно
одновременно изменять, осуществляя как пространственное, так
и временное разделение выходных величин меры
• - ' ’ XN,=Nm^Xt.P=VaI-
=var., =var.. (4.15)
Другой важнейшей операцией измерения является сравнение, зак-
лючающееся в определении отношения порядка или соотношения меж-
ду размерами однородных величин вида больше, меньше или приблизи-
тельно равно. Сравнение, как правило, осуществляется путем вычитания
величин, в результате чего создается разностная величина, знак кото-
рой содержит информацию о соотношении между сравниваемыми вели-
чинами. Другой способ сравнения основан на выполнении операций де-
ления и переключения с запоминанием. Операция сравнения
выполняется устройством сравнения, или компаратором, фиксирующим
знак выходной величины.
Сравнение на основе одновременного вычитания реализуется посредством
устройства вычитания с созданием сигнала s: (tc), знак которого содержит
информацию о соотношении между сравниваемыми величинами [71]
(fc) = F[sign(X(tc) - xN (tc)] - F{ [sign[CsX(tc)]} =
1, X(tc)<xN(t);
0, X(tc)>xN(tc),
(4.16)
4.3. Основные контрольно-измерительные операции
325
где X{tc) — измеряемая величина; x(tc) — выходная величина меры в
момент сравнения; tc — момент времени выполнения операции сравнения.
Сравнение на основе разновременного вычитания реализуется путем
создания переменного сигнала с частотой f = \/Т периодического пе-
реключения, фаза которого содержит информацию о соотношении меж-
ду сравниваемыми величинами
+ х0 при t = (2п-1 )Т;
-х0 при 1~2пТ.
s,(lJ = F\ siZn(P
X,(t)-X2(t) =
+ (X,-X7) при t = \2n-l + —\T;
I
- (X, - X,) при t = | 2n + — |T.
I 2л J
1 при (p = 0;
1 при (p = 7t.
Сравнение на основе операции деления отвечает выражению
1 при —- < 1;
%2
О при — > 1,
%2
(4.17)
(4.18)
где операция деления может выполняться путем непосредственного деле-
ния однородных величин и с их предварительным логарифмированием.
Здесь следует отметить, что при постоянстве сравниваемых величин
X = const, и xN - const, сигнал si (tc) содержит информацию только об
их соотношении, а когда одна или обе сравниваемые величины являют-
ся функциями времени, то выходной сигнал содержит информацию о
тех или иных статистических характеристиках. Так, если X = X(t), а
xN=const. , сигнал $,(?<.) содержит информацию о вероятности
P\X(f) <Хд,], а если мера изменяется по равномерному случайному за-
кону с вероятностью p{xN), то совокупность результатов сравнения со-
держит информацию о среднем значении сигнала X = X(?). Совокуп-
ность сигналов на выходе двух устройств сравнения позволяет получить
информацию об их взаимокорреляционной функции.
И, наконец, как было показано выше, при измерениях имеет место
измерительное преобразование, являющееся преобразованием входного
сигнала в выходной сигнал, информативный параметр которого с за-
данной точностью функционально связан с информативным парамет-
ром входного сигнала и аналитически представляется уравнением
х = КФП(Х)Х, (4.19)
326
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
где КФП(Х) — характеристика преобразования функционального пре-
образователя, в общем случае представляющая собой нелинейную фун-
кцию.
Очевидно, что измерительное преобразование является важной изме-
рительной операцией, обеспечивающей согласование характеристик
сигнала, полученного в результате измерительного преобразования, с
характеристиками входного сигнала при максимальном сохранении
информации о входном сигнале, позволяя тем самым проводить его даль-
нейшую обработку.
Измерительное преобразование в общем случае включает:
• изменение физического рода сигнала;
• линейное и нелинейное согласование по размеру параметра вход-
ного сигнала с выходным сигналом — линейное и нелинейное
' преобразования;
• согласование по импедансу для достижения минимального ис-
кажения исследуемого физического процесса;
• согласование по частотному и временному диапазонам.
‘Частным случаем измерительного преобразования является масшта-
бирование, которое представляет собой преобразование входного сигна-
ла X в однородный выходной сигнал с размером, пропорциональным
размеру информативного параметра входного сигнала. Масштабирова-
ние часто носит название масштабного преобразования и аналитически
представляется в виде [72]
X, = KMn(x,t)X, ; ‘
где KMn(x,t) — коэффициент масштабного преобразования, который
может изменяться по детерминированному KMn(t) или по случайному
р(Кмп,Х) закону. Следует различать:
• масштабный нерегулируемый одноканальный преобразователь,
характеризующийся постоянным коэффициентом преобразова-
ния Кмп = const, и уравнением преобразования
Х}=КМПХ-, (4.20)
• масштабный нерегулируемый с пространственным разделени-
ем многоканальный преобразователь, характеризующийся на-
личием нескольких выходных каналов с постоянными коэффи-
циентами преобразования KlMn= const. каждого канала с
уравнением преобразования
Х,=К,МПХ, / = 1,2,3, ...,2V; (4.21)
• масштабный регулируемый с временным разделением однока-
нальный преобразователь, характеризующийся изменяемым
^wp=var- и уравнением преобразования
Х,=КМПРХ; (4.22)
• масштабный регулируемый с пространственным и временным
разделением многоканальный преобразователь, характеризую-
4.3. Основные контрольно-измерительные операции
327
щийся наличием нескольких выходных каналов и переменны-
ми коэффициентами преобразования KiMnP каждого канала с
уравнением преобразования
Xt=KjMnPX, i=\,2,3,...,N; (4.23)
Масштабные преобразователи выполняются также в виде автомати-
чески управляемых преобразователей кода отношения Мк в выход-
ную величину, однородную с входной и обладающей заданной кратнос-
тью Кмп по отношению к ней. Здесь следует отметить широкий спектр
реализаций данного вида преобразований, которые находят примене-
ние в средствах измерений в телекоммуникациях и достаточно глубоко
рассмотрены в соответствующей литературе.
Частным случаем измерений является счет, который может выпол-
няться как для объектов, так и для величин, например, битов, и анали-
тически может быть представлен выражением
z, при ^Ксчх, -NmAXk =0
О при КСЧХ, - NmAxk Ф 0,
(4.24)
где Ксч и X- — соответственно коэффициент преобразования и подле-
жащее счету i-oe числовое значение физической величины; Nm и Ххк —
соответственно числовое значение и шаг квантования меры.
Отсюда видно, что результат счета F(zt) может быть получен при
выполнении условия
• ^КСЧХ,-NmXxk =0; > (4>25)
/=|
представляющего собой основное уравнение счета, в котором основные
измерительные процедуры реализуются соответствующими элементар-
ными средствами измерений, включая операцию измерительного пре-
образования х-КсчХп воспроизведения величины заданного размера
xN ~ И сравнения xN с х. Здесь Nm и Ххк — соответственно
значение величины и шаг квантования выходного сигнала меры.
Очевидно, что при непрерывном счете дискретных значений физи-
ческой величины уравнение счета принимает вид
F(z) = J^,.
/=1
(4.26)
В случае тестирования его основное аналитическое выражение мож-
но представить функцией
F[ sign( КПХ- Nnlk Лх„,)]
О при X е ХОк
1 при X <£ ХОк ’
(4-27)
которую назовем выходной функцией тестирования. Данная функция
328
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
принимает значение, равное 0, только при равенстве тестируемой вели-
чины X и Хй. В противном случае результат сравнения равен 1, что
свидетельствует об отрицательном результате тестирования. Здесь
к = 1,2,..., К; Кп — коэффициент преобразования тестируемой величи-
ны X; Nmt = const, и Ххт = const. — соответственно числовые значения
и шаг квантования выходного сигнала меры; Х^ — норма (область
состояний) тестируемой величины, удовлетворяющая поставленному
требованию, причем (7Vmi - Nmt' )Axt е Хй* .
Допустим, что в последнем выражении Кп -1 и Ххт = 1, а входная
величина и числовое значение меры являются совокупностями пере-
менных X = (Хп,...,Х,,...,Хх) и Nmi =(хп,...,х,,...,хх), представляющих
кодированные величины со значениями 0 или 1 каждой из переменных
(разрядов кодов), составляющих 2" комбинаций, т. е.
X = [-¥,] и Nm =[х,], . (4.28)
где X, = [1; 0]; х, =[1; 0]; i=n, n -1, п -2, ...2, 1.
Тогда аналитическое выражение тестирования можно представить в
виде
[0 при X = N
F/S,WX-N„J7=|/ np„x,N.’ <4'29>
что соответствует одновременному сравнению всех кодовых битов. : -
Согласно данным выражениям, тестирование в общем случае вклю-
чает знаковую операцию, которая устанавливает соответствие между
состояниями и свойствами объекта или процесса заданной норме, тем
самым реализуя задачу контроля, а также основные измерительные
процедуры и процедуру равнозначности кодов. Поэтому будем разли-
чать два вида тестирования: тестирование с использованием измери-
тельных операций и тестирование с определением равнозначности ко-
дов.
Допустим, что входная величина и числовое значение меры являют-
ся совокупностями переменных, представленных в матричном виде
X - [^, j ] и N„, = [х,. • ], тогда аналитическое выражение тестирования
можно представить в виде
\0 при X = N
F[sign(X-Km)] = \ Р \ (4.зо)
[7 при X * Nm ’ ' ’
что может быть реализовано, например, побайтным сравнением кодов.
Процедуру анализа протоколов аналитически также можно предста-
вить, используя понятие равнозначности п мерных кодов X = J и
Nm = , первый из которых отражает свойства анализируемого про-
токола, а второй — его норму. Здесь i = 1, 2,..., I , j = 1, 2,..., J и n = I J •
Как было показано выше, операцию определения логической равно-
значности можно реализовать различными способами, поэтому предста-
вим выходную функцию анализа протоколов в обобщенном виде, т. е.
4.3. Основные контрольно-измерительные операции
329
при X = N„,
при X Ф N„,
(4.31)
которое принимает значение, равное 0 только при равенстве одноимен-
ных битов X,j и , или, что то же, при полном совпадении тестиру-
емого протокола с заданным (определяемым стандартом) протоколом. В
противном случае результат сравнения может быть представлен в виде
некоего кода неравнозначности z, в соответствии с которым формирует-
ся сообщение о результате анализа Г <=> Z .
Исходя из приведенных выражений, можно заключить, что согласно
выполняемым операциям контроль в телекоммуникациях включает
процедуры измерений и тестирования, а последние соответственно счет
и анализ протоколов, которые совместно используются при технологи-
ческом контроле и эксплуатационных испытаниях в телекоммуникаци-
ях и связи. В последнем случае с целью установления соответствия кон-
тролируемых параметров ожидаемым или допустимым значениям могут
выполняться [73]:
настроечные измерения, в дальнейшем инсталляционные измерения,
производимые при первоначальной настройке каналов и трактов с целью
контроля на соответствие настроечным нормам и характеризуются стро-
гой последовательностью, определяемой взаимозависимостью работы
инсталлируемого оборудования;
приемо-сдаточные измерения, назначение которых заключается в
полном объеме измерений на соответствие установочным нормам с от-
ражением результата измерений в техническом паспорте;
профилактические измерения, выполняемые в процессе эксплуата-
ции системы передачи на соответствие эксплуатационным нормам;
внеплановые измерения, являющиеся составной частью ремонтно-
восстановительных работ, в которые на заключительном этапе могут
входить как настроечные, так и приемо-сдаточные измерения.
Здесь под настроечными и эксплуатационными нормами понимают-
ся те значения параметров и характеристик системы передачи, при ко-
торых система обеспечивает требуемое качество работы при ее первона-
чальной и последующей работе соответственно. При этом, учитывая,
что в процессе эксплуатации системы из-за ряда дестабилизирующих
факторов качество ее функционирования снижается, эксплуатационные
нормы устанавливаются менее жесткими по сравнению с установочны-
ми нормами и соответствуют удовлетворительному качеству связи в любое
время между профилактическими настройками. Установочные нормы
являются наиболее жесткими нормами и определяются как минималь-
ные отклонения параметров и характеристик оборудования, каналов и
трактов системы передачи от номинальных значений, регламентируе-
мых соответствующими стандартами.
330
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
4.4. МЕТОДЫ КОНТРОЛЯ ФИЗИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН ’
Для рассмотрения методов контроля вначале сформулируем понятия
методов измерения, тестирования и анализа протоколов, являющихся,
как было показано выше, разновидностью контроля.
Анализ методов измерений является основным разделом метрологии,
и в связи с расширением понятия измерение расширяется понятие и
метода измерения. В настоящее время метод измерения трактуется как
прием или совокупность приемов сравнения измеряемой физической
величины с ее единицей в соответствии с реализованным принципом
измерений того физического явления или эффекта, который положен в
основу измерений. Последние осуществляются соответствующим сред-
ством измерений, под которым подразумевается техническое средство,
используемое при измерениях и имеющее нормированные строго раз-
личимые метрологические свойства, установленные для данного вида и
типа средств измерений. Так, вид средств измерений представляет со-
бой совокупность средств измерений, предназначенных для измерений
физической величины одного вида. В то время как тип средств измере-
ний представляет собой совокупность средств измерений одного и того
же назначения, основанных на одном и том же принципе действия,
имеющих одинаковую конструкцию и изготовленных по одной и той
же конструкторской документации и технологии.
В соответствии с приведенным определением метода измерения мож-
но сформулировать и современное понятие метода тестирования. Это
прием или совокупность приемов сравнения измеряемой физической
величины с ее нормой в соответствии с реализованным принципом тес-
тирования физического явления или эффекта, который положен в ос-
нову тестирования тем или иным средством тестирования.
Приведенные выше положения позволяют определить и метод ана-
лиза протоколов как приема или совокупности приемов нахождения
равнозначности физической величины заданной норме в соответствии с
реализованным принципом анализа протоколов, физического процесса
соединения и обмена информационными сигналами, который положен
в основу анализа протоколов тем или иным средством анализа. Оче-
видно, что вид и тип средств тестирования и анализа протоколов будет
иметь трактовку, аналогичную виду и типу средств измерений. Это по-
зволяет рассматривать вопросы их использования для метрологическо-
го контроля и надзора в отрасли связи с единых позиций.
На основании вышеизложенного весь спектр контроля в телекомму-
никациях разделим на измерения, тестирование и анализ протоколов,
осуществляемые для механических, акустических, электрических, маг-
нитных, электромагнитных, оптических и других физических величин.
При этом следует различать прямой контроль, выполняемый в едини-
цах контролируемой физической величины, и косвенный контроль,
осуществляемый исходя из прямого контроля других величин, которые
связаны с искомой величиной известной функциональной зависимос-
тью. Оценка результата контроля в обоих случаях может быть дана в
4.4. Методы контроля физических величин
331
виде искомого значения, соответствия установленным нормам или рав-
нозначности заданной норме. Здесь следует отметить, что при определе-
нии нахождения текущих значений параметров объекта контроля в ус-
тановленных границах допусков с оценкой результата по принципу
“годен — не годен” контроль называют допусковым контролем, а при
определении абсолютных или относительных значений параметров или
их отклонений от установленных норм — количественным контролем.
Как прямой, так и косвенный контроль могут осуществляться для
одной или множества аналоговых, дискретных и кодированных вели-
чин либо одновременно, либо разновременно с последовательной, па-
раллельной или случайной последовательностью выбора контролируе-
мых величин. Так как последние отличаются мгновенными, средними
и вероятностными характеристиками, следует различать и соответству-
ющие методы контроля. Кроме этого, необходимо учитывать и простран-
ственный фактор контроля, как, например, односторонний и двусто-
ронний контроль, в общем случае многосторонний контроль. При этом
контроль может осуществляться непрерывно, периодически или в про-
извольные (случайно выбранные) моменты времени с представлением
результата контроля в аналоговом и/или цифровом виде.
Так как для контроля функционирования могут использоваться вне-
шние образцовые воздействия, например, сигналы генераторов той или
иной формы, различают активный и пассивный контроль. Очевидно,
что в последнем случае внешние воздействия отсутствуют.
По режиму выполнения контроля следует различать ручной, авто-
матический и автоматизированный режимы, осуществляемые только
техническим персоналом, при частичном участии и без участия техни-
ческого персонала соответственно.
В зависимости от режима работы оборудования системы передачи в
процессе контроля следует различать контроль без прекращения функ-
ционирования оборудования, с прерыванием его функционирования и с
прекращением некоторых функций оборудования.
При организации контроля само контролирующее оборудование мо-
жет быть расположено непосредственно у объекта контроля или удале-
но от него на некоторое расстояние, поэтому следует различать локаль-
ный и дистанционный контроль, частным случаем которого является
централизованный контроль, при котором управление процессом и по-
лучение результатов контроля сосредоточено в одном месте.
Учитывая, что контроль может осуществляться по одному или мно-
жеству величин с соответствующим числом используемых технических
средств, выделим элементарный и комплексный контроль, отличаю-
щиеся реализованными в технических средствах методами измерения,
счета, тестирования и анализа протоколов. В связи с тем, что данные
методы достаточно разнообразны, их комплексное рассмотрение пред-
ставляет самостоятельную задачу и не является целью настоящей рабо-
ты. В то же время для понимания измерений и тестирования волокон-
ной оптики необходимо рассмотреть методы, общие для всех видов
измерений и тестирования. «.
А «
332
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
4.5. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЙ
Согласно [72] все методы измерений, определяемые основным уравне-
нием, делятся на три типа:
• методы сопоставления, осуществляемые параллельно за один
прием, теоретически мгновенно, при одновременном использо-
вании всех применяемых элементарных средств измерения, за
исключением воспроизведения величины заданного размера,
которая выполняется заблаговременно созданной мерой, и по-
этому процедура измерения состоит только из одной операции
сравнения;
• методы уравновешивания, осуществляемые последовательно при
нескольких приемах выполнения измерительных процедур, тре-
бующих определенных затрат времени;
• дифференциальные методы, осуществляемые последовательно
с использованием двух мер и устройства сравнения, определяю-
щие вначале разность в первом приближении, а затем более точно
суммирующие полученные результаты.
Очевидно, что свойства данных методов зависят от сочетания исполь-
зуемых элементарных измерительных средств, которые при пол-
ном наборе включают:
• меру, устройство сравнения и измерительный преобразователь;
• измерительный преобразователь, меру, устройство сравнения и
масштабный преобразователь. -
В то же время ввиду разнообразия используемых элементарных средств
i методы сопоставления и уравновешивания можно реализовать
•> различными способами [71]. В качестве примера приведем ос-
новные методы сопоставления, в частности:
• с многоканальной нерегулируемой мерой и операцией сравне-
! ния, выполняемой м устройствами сравнения, описывается
' уравнением
Му
(4.32)
где т — код, соответствующий количеству сработавших устройств
сравнения.
• с одноканальной нерегулируемой мерой и М масштабными мно-
< гоканальными преобразователями, аналитически можно пред-
ставить уравнением
ХКМП = Х—~ = xOf (4.33)
* ’ п
где N — код, соответствующий номеру старшего из сработавших уст-
ройств сравнения, при котором обеспечивается равенство выходного
сигнала меры масштабированной величине.
4.5. Методы измерений
333
Методы уравновешивания, в свою очередь, могут быть выполнены с
одновременным и разновременным уравновешиванием. При этом одно-
временное уравновешивание реализуется, например, посредством:
• одноканальной регулируемой меры и устройства сравнения в
соответствии с уравнением
Х = Пт&хк=х0КМПр, (4.34)
т. е. осуществляется изменение выходной величины меры до уравнива-
ния ее с входной величиной;
• одноканальной нерегулируемой меры и регулируемого масштаб-
ного одноканального преобразователя, выполняя изменение его
коэффициента преобразования до уравнивания выходного сиг-
нала с входной величиной
— .. (4.35)
Разновременное уравновешивание, известное как метод замещения,
основано на выполнении измерения с использованием регулируемого
масштабного преобразователя и устройства сравнения в два этапа. На
первом значение выходной величины масштабного преобразователя за-
поминается, а на втором подается изменяющийся по значению выход-
ной сигнал регулируемой меры, до тех пор пока он не сравняется с
запомненным значением, т. е. ...... .
х,-ЛГиДх*=0, (4.36)
где х3 = X - Д — запомненное значение входной величины X, а д —
отклонение этого значения к моменту времени сравнения.
В зависимости от алгоритма управления процессом уравновешива-
ния рассмотренные методы выполняют с детерминированным и стохас-
тическим управлением выходным сигналом меры или коэффициентом
преобразования масштабного преобразователя. Наиболее часто встреча-
ющимся детерминированным алгоритмом управления является пораз-
рядное уравновешивание, а стохастическим — уравновешивание с отра-
боткой среднего значения. При этом выходной сигнал меры или
коэффициент преобразования масштабного преобразователя изменяет-
ся в соответствии с тем или иным законом распределения случайной
величины.
Согласно дифференциальному методу, величина х вначале измеря-
ется с помощью меры, имеющей большой шаг квантования, получая
тем самым значение входной величины х, = Мт. Ххк. в первом приближе-
нии. Затем посредством вычитания определяется разность Дх, между
X и полученным значением х, = Nm ,Дх^ , т. е.
Л*! = Дх*, •
На втором этапе измеряется полученная разность с помощью меры,
имеющей меньший шаг квантования, получая значение разности
Дх2=ДХ-^Д,2.
334
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
В результате значение величины х определяется как
х = Дх( + Дх2 •
При дифференциальном методе второй этап часто осуществляется
непосредственным измерением Дх, высокочувствительным прибором,
точность которого может быть не очень высокой.
При измерении средних значений физической величины к рассмот-
ренным элементарным средствам следует добавить интегратор. В этом
случае методы измерений следует различать по способу интегрирова-
ния сигнала меры или входной величины.
Следует различать методы измерений средних значений
• с аналоговым интегрированием входной величины
т
X =
о
N- = Ent
т
о
(4.37)
где Ent. — обозначение целой части числа;
• с цифровым интегрированием результата измерений
(4.38)
п /=1
а также множество других методов измерения средних значений, в ос-
нове которых лежит операция интегрирования.
Как и методы измерений средних значений физических величин,
методы измерения физических величин, являющихся функцией одной
или нескольких переменных (аргументов), также очень разнообразны и
реализуются с помощью соответствующих функциональных преобразо-
вателей. Их также следует различать по способу функционального пре-
образования и по функциональному преобразованию сигнала меры или
входной величины. Учитывая их меньшее распространение в средствах
контроля в телекоммуникациях, рассмотрим измерения случайных ве-
личин при известном законе ее распределения, что представляет наи-
больший интерес в настоящей работе.
Методы измерений данного класса основаны на операциях сравнения
и запоминания, где используется в качестве меры известный закон рас-
пределения вероятностей р(Х). Следует различать два основных мето-
да [71].
Согласно первому методу, подавая на вход устройства сравнения с
периодичностью То дискретизированный входной сигнал ХД(Г), а на
второй вход — неизвестное запомненное значение х,, формируют раз-
ностный сигнал
•s, (0 = д (t) - ]} =
О при Xд (t) > х,
1 при Xд (t) < х,
4.5. Методы измерений
?35
в виде кодового сигнала, представленного двузначной последовательно-
стью, относительная сумма логических единиц которого за достаточно
большое время равна
1 Г Т /2
, (4.39)
"о Tj по
где п0 = Tf /То — общее число дискретных значений сигнала Xt (/), по-
данных с периодичностью Тп за время ; п, — суммарное число логи-
ческих единиц, полученных в результате сравнения.
Затем по известному интегральному закону < х0 ] и получен-
ной оценке вероятности р\хд(1) < х7] определяют неизвестное значе-
ние х1.
Согласно второму методу, неизвестное значение х, запоминают, фор-
мируют близкое к нему значение х2 = х, + Лх и определяют два разно-
стных сигнала
•S/1 (/) = (О - I =
sn(f) = F{sign[XM(t)-(x} +Лх)]} =
О при Xд (/) > х,
1 при X д(1) < х,
О при Хд (0 > х, + Лх
1 при Хд (г) < х, + Лх
после логического умножения которых получают кодовый сигнал
с относительной суммой единиц, при большом числе выборок равной
оценке плотности вероятности
1 и
~Ш)=рМ = -\ (4.40)
"о Tj “о
По оценке плотности вероятности р[х; < Xд(t) < (х, + Лх)] и известно-
му дифференциальному закону р(х) определяют неизвестное значение х,.
Рассмотренные методы измерений применяются как в аналоговых,
так и в цифровых средствах измерений, использующих кодированные
величины.
336
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
4.6. МЕТОДЫ ТЕСТИРОВАНИЯ
Когда нормой является не область значений контролируемой величи-
ны, а ее определенные значения, методы тестирования, согласно выра-
жению (4.30), определяются выражением
F[sign(КПХ - NmkAx„,)] =
0 при X = ХОк
1 при X Ф Хо/,
(4.41)
В соответствии с выражениями (4.30) и (4.41) функция F(-) прини-
мает единичное значение только в случае отрицательного результата
тестирования, т. е. когда контролируемая величина не соответствует
норме, задаваемой выходным сигналом меры. Учитывая использование
при тестировании согласно данным выражениям измерительных про-
цедур, включающих приведенные выше методы измерений, в дальней-
шем рассмотрим только методы тестирования согласно выражению (4.41).
Последние, естественно, определяются выполнением операции равно-
значности кодов.
Допустим, что входная величина и числовое значение меры являют-
ся совокупностями переменных, представленных в матричном виде
Х = К] и N„=[xJ, где Хи= [1;0]; х.}= [1;0]; i = 1,2,...,/ ;
j = 1,2,..., J и представляющих кодированные величины со значениями
0 или 1 каждой из переменных (разрядов кодов), составляющих 2'7
комбинаций. Тогда аналитическое выражение тестирования можно пред-
ставить в виде
' , ; F[sign(X-Nm)] =
0 при X = N„,
1 при X Ф N,,, ’
(4.42)
что может быть реализовано, например, побайтным сравнением кодов.
При последовательном побитном сравнении кодов, которое можно
описать, используя понятие логической равнозначности кодов, обозна-
чаемой символом ф , тестирование можно представить выражением
p=i
0 при Xt Ф Nm. = 1
1 при Х( ф Nm. = 1
(4.43)
Здесь также функция F(X, Nm) принимает значение, равное 0, толь-
ко при попарном равенстве всех одноименных разрядов кодов входной
величины и ее нормы. В противном случае F(X, Nm) принимает еди-
ничное значение, что свидетельствует об отрицательном результате тес-
тирования.
Условие равнозначности может быть установлено и путем контроля
четности (нечетности) кодов при обнаружении их однократного несоот-
ветствия. В этом случае в качестве нормы N} принимается 1 бит, рав-
ный логической единице или логическому нулю, который сравнивается
с суммарным числом битов n +1 разрядного слова, получаемого добав-
4.7. Методы анализа протоколов
337
лением к п разрядному сравниваемому коду дополнительного бита, с
тем чтобы общее число единиц в слове было бы четным или нечетным.
В этом случае тестированию соответствует выражение
/ п+1 \
О при = Nt;
F(X,N,) = \ ,11
at <4-44>
1 при ( / X,N,,
\ i=l /
/i=n-1 \
гДе \ S / — суммирование по модулю два X, битов n + 1 разрядного
\ i=0 /
слова; = [1,0] — норма, соответствующая четности или нечетности.
Здесь следует учесть, что в выражениях, использующих логические
операции, не принимались во внимание особенности элементов, реали-
зующих эти операции, так как в противном случае необходимо было бы
ввести дополнительные операции, учитывающие технологию изготов-
ления этих элементов.
4.7. МЕТОДЫ АНАЛИЗА ПРОТОКОЛОВ
В отличие от методов измерений и тестирования процедура анализа
протоколов осуществляется только с использованием логических опе-
раций. Поэтому данные методы делятся по виду сравниваемых кодов,
особенностям протоколов, способам их выделения из битовых потоков
и др. Не останавливаясь на рассмотрении данных методов, реализую-
щих известные информационные (логические) процедуры, в качестве
иллюстрации приведем выходную функцию анализа протоколов, в ко-
торой операция определения логической равнозначности основана на
логическом сложении, обозначаемом символом v
Ф, ’ ] - П (XtNmi V XJIJ =П (xt V Nm.) (Yt v NJ =
p=i p=i
0 при Xi = Nm.
z, если BXj * N ’ (4.45)
I I nil
VX^X VlVNm eNm
где X:. ={Xn ,Xn_},...,X} ) и Nmi = (x„ ,x„x, ) , / = 1,2,...,7 отражают
свойства анализируемого протокола, а второй — его норму.
Таким образом, выходная функция анализа протоколов принимает
значение, равное 0, только при равенстве одноименных битов X, и Nm,,
или, что то же, при полном совпадении тестируемого протокола задан-
338
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
ному (определяемому стандартом) протоколу. В противном случае ре-
зультат сравнения может быть представлен в виде неких кодов нерав-
нозначности z. блоков протокола, в соответствии с которыми формиру-
ются сообщения о результате анализа Г. О z,..
Естественно, здесь мы не рассматриваем такие процедуры анализа
протоколов, как декодирование, сбор и обработка статистических дан-
ных, анализ ошибок и временных характеристик, отбор данных по кри-
териям (фильтрация) и др., которые, как правило, реализуются в сред-
ствах анализа протоколов и относятся к задаче обработки данных. Это
связано с тем, что аналогичного типа задачи решаются при измерени-
ях, тестировании и анализе сигналов, в связи с чем их можно отнести к
стандартным информационным процедурам.
На основании вышеизложенного общая классификация контроля
может быть представлена в виде рис. 4.1, а ее развитие для волоконной
оптики требует рассмотрения задач, стоящих в области измерений в
волоконно-оптических системах передачи.
4.8. ЗАДАЧИ ИЗМЕРЕНИЙ В ВОЛОКОННО-
ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМАХ ПЕРЕДАЧИ
В настоящее время большое количество национальных и международ-
ных организаций вовлечены в процесс стандартизации волоконно-опти-
ческих измерений. В США наиболее активной из них является Ассоци-
ация электронной промышленности (EIA), которая впервые опубликовала
свои предложения как процедуры волоконно-оптического тестирования
(FOTP). Хотя EIA — это американская организация, она существенно
повлияла на процесс стандартизации во многих странах мира. Другими
группами, участвующими в разработке методов измерений волоконной
оптики в США, являются Национальный институт стандартов и техно-
логий (NIST, прежний NBS) и Департамент обороны (DOD), усилия ко-
торых совместно с EIA положили основу международных стандартов,
устанавливаемых Международной электротехнической комиссией (IEC).
Требования, выдвигаемые отраслями промышленности, учитываются в
специально созданных комитетах, например Международном комитете
по телефонии и телеграфии (CCITT).
Как правило, процесс стандартизации измерений не успевает за быс-
трым развитием волоконной оптики, поэтому рекомендуется проводить
тщательный анализ текущей литературы по данному вопросу. Здесь мы
дадим общее представление задач измерений с позиций объекта измере-
ния с последующим подробным рассмотрением методов и средств изме-
рений, используемых для решения этих задач.
4.8. Задачи измерений в волоконно-оптических системах передачи
339
Рис. 4.1. Виды контроля, измерений и тестирования в электросвязи
340
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
4.8.1. Основные виды измерений волоконной оптики
В общем случае весь спектр измерений в волоконно-оптических систе-
мах передачи можно разделить на два основных типа: это системные и
эксплуатационные измерения. Первые заключаются, например, в опре-
делении целостности волокна при помощи оптического рефлектометра,
а вторые — в определении функционирования системы с позиций пара-
метров передачи, примерами которого являются измерение потерь, из-
мерение дисперсии и измерение ширины линии лазера. Для обеспече-
ния работоспособности и соответствия проектным параметрам
волоконно-оптических систем передачи необходимо проводить множе-
ство как системных, так и эксплуатационных измерений, которые, в
свою очередь, отличаются методикой и используемыми средствами из-
мерений. Не останавливаясь на детализации данных вопросов, рассмот-
рим основные виды измерений (рис. 4.2), следующие из приведенных в
данной книге параметров оптических компонентов и систем передач.
4.8.1.1. Измерения параметров оптического волокна
Согласно приведенному рисунку, данные измерения в зависимости от
типа волокна включают измерение затухания, межмодовой и хромати-
ческой дисперсии, цифровой апертуры, диаметра сердцевины, длины
волны отсечки и размера модового пятна.
Многомодовое волокно
Наиболее важным параметром оптических волокон является зату-
хание, измерение которого осложняется распространением большого
количества мод в данном волокне, каждая из которых имеет свои соб-
ственные характеристики распространения (1.57). Поэтому пользовате-
ли волоконно-оптических сетей пришли к мнению, что для тестирова-
ния ослабления волокно должно быть возбуждено в режиме равновесного
распределения мод (EMD), представляющем собой распределение мод
после достаточно большой длины волокна, а измерение должно быть
проведено путем сравнения вносимых потерь короткого эталонного во-
локна с потерями всего тестируемого волокна. Для этой цели могут
использоваться источник и измеритель оптической мощности, а при
необходимости получения дополнительной информации о равномернос-
ти ослабления на всей протяженности волокна (1.59) необходимо про-
водить анализ обратно рассеянного сигнала при помощи оптического
рефлектометра.
Межмодовая дисперсия — это технический термин для обозначения
расширения импульса (сужения полосы пропускания) вследствие не-
равных скоростей распространения различных мод (1.64). Основная
концепция измерения межмодовой дисперсии заключается в возбужде-
нии волокна коротким EMD импульсом с последующим измерением
ширины импульса на конце волокна. При этом для измерения должен
быть использован источник с узкой шириной спектра, например, как у
лазерного диода. Хроматическая дисперсия — это расширение импуль-
са вследствие отличия скоростей различных длин волн, содержащихся
4.8. Задачи измерений в волоконно-оптических системах передачи
341
Классификация измерений в волоконно-оптических
системах передачи
Дополнительные измерения
i Волнового смешивания
| Нелинейных эффектов
i Перекрестных помех П! У
I ЛЧМ импульса || |j
(Поляризационной
I модовой дисперсии
! Диаметр
Спектральная
чувствительность
APD диодов
j Темновой ток, NEP,
I Полоса пропускания
| Коэффициент усиления I
Рис. 4.2. Измерения в волоконно-оптических системах передачи
342
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
в спектре источника, которое отражает свойство материала волокна
(1.69). Поэтому при хроматической дисперсии расширение импульса
; непосредственно зависит от ширины спектра источника. Так как хро-
матическая дисперсия не может быть непосредственно измерена, для ее
определения необходимо к результату измерения добавить значение
* межмодовой дисперсии.
: Цифровая апертура (NA) и диаметр сердцевины определяют то значе-
ние мощности, которое можно ввести в многомодовое волокно. NA (1.14)
определяет максимальный угол направленных лучей в волокне и всегда
измеряется на выходе волокна (на его отделенном конце), допуская, что
максимальный угол, наблюдаемый на выходе, приблизительно равен
максимальному углу на входе, а в волокно введены все моды. Диаметр
сердцевины измеряется на выходном конце волокна путем измерения
распределения мощности при полном возбуждении на входе.
Одномодовое волокно
Если длина волны измерения больше длины волны отсечки одномо-
дового волокна (1.56), в нем будет распространяться только одна мода.
' При таком условии измерения ослабления одномодового волокна зна-
чительно проще, чем аналогичные измерения многомодовых кабелей,
и, согласно методу обрыва, выполняются в два этапа: сначала измеряет-
ся выходная мощность на удаленном конце волокна с повторным изме-
рением на части отрезанного у входного конца волокна. Разность уров-
ней мощности, выраженная в оптических дБ, и является ослаблением.
При необходимости получения дополнительной информации о равно-
мерности ослабления на всей протяженности волокна (1.59) необходи-
мо проводить анализ обратно рассеянного сигнала при помощи оптичес-
кого рефлектометра.
Полоса пропускания одномодового волокна зависит только от хрома-
тической дисперсии (1.89), поэтому для ее определения влияние модо-
вой дисперсии можно не принимать в расчет. Основная идея измерения
в этом случае заключается в измерении импульсной характеристики
волокна путем сравнения импульсов на его входе и выходе, а также в
измерении амплитуды выходного сигнала при возбуждении волокна
модулированным переменной частотой гармоническим сигналом.
Длина волны отсечки одномодового волокна определяет самую низ-
кую длину волны, которую следует использовать, если особую важность
имеет высокая полоса пропускания (1.56), так как ниже длины волны
отсечки будет распространяться большее количество мод. Поэтому дли-
на волны отсечки измеряется вводом в короткое волокно широкого спек-
тра излучения, например, от вольфрамовой лампы, а затем осуществля-
ется измерение ослабления каждой спектральной составляющей. Длина
волны отсечки в этом случае определяется как отсутствие непрерывно-
сти кривой ослабления, ибо наличие большего количества мод позволя-
ет большему объему возбужденной мощности достичь конца волокна.
Другой метод измерения основан на условии, что моды высокого поряд-
ка более чувствительны к изгибам волокна, чем фундаментальные моды.
Для проведения этих измерений источник должен обеспечивать ста-
4.8. Задачи измерений в волоконно-оптических системах передачи
343
бильность интенсивности излучения и постоянство длины волны, со-
гласованной со спектральной чувствительностью детектора.
Диаметр модового пятна характеризует расстояние между двумя
точками, в которых измеренная мощность составляет 1/е от максималь-
ной мощности при условии аппроксимации излучения фундаменталь-
ной моды одномодового волокна лучом Гаусса (2.10) как внутри него,
так и снаружи. Особенностью луча Гаусса является то, что он полнос-
тью определяется только двумя показателями: радиусом точки и дли-
ной волны. Поэтому характеристики излучения, в частности поле на
выходе волокна, могут быть определены исходя из этих показателей.
4.8.1.2. Измерения параметров источников излучения
Измерения параметров источников излучения определяются типом ис-
точника и включают измерение выходной мощности, центральной дли-
ны волны, количества мод, ширины спектра излучения, полосы частот
модуляции, ЛЧМ оптического импульса, ширины линии, поля гауссов-
ского луча, размера источника и поля удаленной зоны.
Светодиоды
LED характеризуются почти линейной зависимостью мощности из-
лучения от тока возбуждения, контролируемой посредством измерите-
ля мощности, по показаниям которого может быть определен коэффи-
циент передачи и нелинейность преобразования. Вследствие большой
ширины спектра излучения точность измерения определяется зависи-
мостью длины волны фотодиода от составляющих спектра (см. раздел:
светоизлучающие диоды).
При измерении полосы частот модуляции LED модулируется гене-
ратором, a PIN диод используется для преобразования модулированно-
го оптического сигнала в электрический сигнал, измеряемый осциллог-
рафом, который отображает частотную характеристику. Лучшим
решением в этом случае является анализатор электрического спектра с
оптико-электронным преобразованием на его входе.
Центральная длина волны и ширина спектра могут быть измерены
при помощи оптического анализатора спектра. Это измерение является
очень важным, потому что его результат позволяет оценить влияние
дисперсии на передачу импульсов.
Размер излучающей области и излучение на удаленном конце долж-
ны быть измерены непосредственно на микросхеме LED, т.е. без волок-
на. Размер может быть определен путем анализа его изображения, тог-
да как измерение углового распределения мощности должно
производиться на некотором расстоянии от источника. Для обеспече-
ния высокой эффективности соединения необходимы узкие ближнее и
дальнее поля.
Лазерные диоды ” • -
Зависимость выходной мощности от тока LD может быть измерена
при помощи различных источников тока и измерителя мощности. Ос-
новным измерением в данном случае является определение значения
порогового тока, так как оно определяет начало стимулированной эмис-
344
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
сии лазера (см. раздел: лазерные диоды). Другим важным результатом
измерения является определение коэффициента передачи преобразова-
теля, выраженного в Вт/А. Вместо возбуждения LD постоянным током
в этом случае из-за исключения перегрева микросхемы лучше исполь-
зовать импульсное возбуждение.
Полоса частот модуляции LD может быть измерена описанным выше
способом, за исключением того, что для выполнения измерений требу-
ется соответствующее измерительное оборудование из-за значительно
более высокой полосы пропускания LD.
Центральная длина волны и количество мод должны быть измере-
ны при помощи анализатора оптического спектра. Этих измерений обыч-
но достаточно для использования LD в системах, использующих моду-
ляцию по интенсивности излучения с последующим прямым
детектированием. Измерение ЛЧМ импульса, рассматриваемого как
нежелательное смещение длины волны, вызванное модуляцией интен-
сивности, может оказаться важным для обеспечения высокого уровня
функционирования при прямом детектировании. Для когерентных сис-
тем необходимы лазерные диоды, излучающие одну длину волны (про-
дольную моду). В этом случае особое значение приобретают измерения
спектральной ширины линии, которые могут быть выполнены интер-
ферометрическими методами.
Характеристики излучения лазерного диода в удаленной зоне могут
быть аппроксимированы эллиптической формой луча Гаусса, которая
связана с тем фактом, что излучающая область представляет собой длин-
ную полосу вместо идеального круга. Удаленное измерение, т.е. анализ
интенсивности на некотором расстоянии от излучающей области, дает
параметры луча Гаусса, которые в дальнейшем позволяют осуществить
подсчет эффективности соединения, особенно эффективности соедине-
ния с одномодовым волокном (см. раздел: согласование оптических ком-
понентов).
4.8.1.3. Измерения параметров фотоприемника <
Измерение параметров детектора, так же как источников излучения,
определяется типом фотодиода и включает измерение спектральной чув-
ствительности, полосы пропускания, коэффициента усиления (для APD),
темнового тока, NEP и избыточного шума.
Оптические детекторы созданы для выполнения двух целей — обна-
ружения сигнала в телекоммуникационных приемниках и измерения
оптической мощности (см. раздел: приемники оптического излучения).
В первом случае необходим как можно меньший диаметр активной об-
ласти, потому что эквивалентная мощность шума (NEP) пропорциональна
его значению, а полоса пропускания обратно пропорциональна площа-
ди активной области. В случае измерения мощности необходима боль-
шая активная область, так как это способствует повышению точности
измерения.
Чувствительность фотодиода — это отношение генерируемого тока
к входной мощности оптического излучения, причем чувствительность
PIN и APD фотодиодов в значительной степени зависит от длины вол-
4.8. Задачи измерений в волоконно-оптических системах передачи
345
ны. В связи с этим измерение проводится обычно с использованием
вольфрамовой лампы и перестраиваемого монохроматора калиброван-
ной длины волны. При использовании APD приложенное к нему высо-
кое напряжение вызывает умножение количества генерированных но-
сителей, что приводит к эффекту усиления, который также может быть
измерен с применением вышеописанного метода.
Полоса пропускания (демодуляции) фотодиода может быть определена
с помощью лазерного источника гармонических колебаний, а лучше всего
с помощью анализатора электрического спектра с электронно-оптическим
преобразованием сигнала генератора. Более сложным из-за ограничен-
ной полосы пропускания модуляции лазерных диодов является измере-
ние детекторов с полосой пропускания, равной нескольким ГГц. Един-
ственно возможным решением является внешняя модуляция LD при
помощи модулятора и смешения двух лучей лазерных диодов с узкой
шириной линии посредством нелинейного электрического преобразова-
ния поле-ток тестируемого детектора. В этом случае частота генерируе-
мого фототока будет равна разности двух используемых оптических
частот.
Очень важной характеристикой фотодиода является эквивалентная
мощность шума (NEP) из-за ее влияния на предельную чувствитель-
ность приемника. В идеале NEP пропорциональна квадратному корню
темнового тока, что и позволяет выполнять ее измерение. Более точным
является измерение, проводимое при помощи электрического анализато-
ра спектра, для того чтобы охарактеризовать спектральную плотность
NEP. В APD фактор дополнительного шума вызывается процессом умно-
жения и может быть измерен при помощи того же анализатора спектра.
4.8.1.4. Измерения вносимых потерь
Измерения при введении какого-либо компонента в волоконно-оптичес-
кую линию связи включают измерение вносимых потерь, возвратных
потерь и при необходимости — повторяемости вставки компонента.
Данные измерения рассмотрим на примере оптических коннекторов,
которые могут существенно ухудшить функционирование систем переда-
чи и осуществление волоконно-оптических измерений. Поэтому вноси-
мые потери коннекторов являются наиболее важной характеристикой
соединения, а их измерение выполняется посредством LED источника
излучения, двух коротких волоконно-оптических кабелей с двумя тести-
руемыми коннекторами и измерителя мощности. На первом этапе произ-
водится измерение оптической мощности, излучаемой от одного конца
первого кабеля и первого коннектора. Затем осуществляется соединение
и измеряется мощность на конце второго кабеля. Разница между двумя
измеренными значениями мощности (выраженная в оптических дБ) и
определяет вносимые потери. В случае использования многомодовых
коннекторов результаты измерений должны учитывать характер возбуж-
дения, а при использовании одномодовых коннекторов должно контро-
лироваться распространение только фундаментальной моды.
Для процесса измерения особое значение имеет повторяемость вно-
346
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
симых потерь. Она может быть протестирована путем измерения вноси-
мых потерь при ряде соединений коннекторов.
Возвратные потери одномодовых коннекторов также представляют
существенный интерес, что связано с чувствительностью лазера к об-
ратному отражению, которое вызывает дополнительный шум и измене-
ние излучаемого спектра. Другой причиной является то, что предель-
ные возвратные потери всегда сопровождаются помехами в соединении
коннекторов, что влечет за собой невозможность воспроизведения из-
мерений. Возвратные потери определяются как отношение передавае-
мой оптической мощности к отраженной оптической мощности и выра-
жаются в оптических дБ. Они могут быть измерены при помощи
рефлектометра с высокой разрешающей способностью. Более простым
способом является измерение с помощью лазерного источника и изме-
рителя мощности с разделением отражения от тестируемой пары кон-
некторов с помощью волоконно-оптического ответвителя.
4.8.1.5. Системные измерения
Системные измерения включают измерение непрерывности волокна,
частоты битовых ошибок, чувствительности и глазковой диаграммы.
Инженеры, отвечающие за нормальное функционирование волоконно-
оптических систем телекоммуникаций, редко интересуются характерис-
тиками приборов. В центре их внимания находятся только функцио-
нальные возможности последних. Поэтому в настоящее время наиболее
распространенным прибором является оптический рефлектометр, кото-
рый позволяет обнаруживать наличие и месторасположение разрывов
волокна. Вторым широко используемым прибором является BER анали-
затор, позволяющий определить другую важную характеристику систе-
мы с точки зрения ее функционирования — скорость битовых ошибок
(BER) — количество (полученных) ложных битов относительно общего
количества переданных битов. Более детальные измерения, как правило,
проводятся во время проектирования и инсталляции системы. На этих
этапах важным становится вопрос чувствительности, представляющей
наименьший уровень мощности, который приводит к необходимому зна-
чению BER, что также измеряется при помощи BER анализатора. Для
уменьшения уровня передаваемой мощности до тех пор, пока скорость
ошибок не превысит заранее определенное значение, в этом случае ис-
пользуется оптический аттенюатор. Еще более специфическим является
измерение глазковой диаграммы, для чего передатчик модулируется с
псевдослучайной последовательностью PRBS, а полученный (аналоговый)
сигнал отображается на осциллографе с использованием системного ге-
нератора для его запуска. В этом случае на экране отображается большое
количество различных диаграмм, которые позволяют приблизительно
определить системные параметры, такие, как джиттер, отношение сиг-
нал/шум и межсимвольная интерференция.
4.8. Задачи измерений в волоконно-оптических системах передачи
347
4.8.2. Необходимость в новых измерениях и приборах
Рассмотренные выше измерения являются наиболее распространенны-
ми и применяются в настоящее время при инсталляции и эксплуатации
одноволновых систем передачи. С развитием многоволновых систем, в
частности WDM систем, использующих мультиплексирование по дли-
нам волн, возникает необходимость проведения измерений ряда допол-
нительных параметров. Основным новым требованием тестирования и
мониторинга систем WDM уплотнения является необходимость получе-
ния точной характеристики компонентов и линий связи в функции длины
волны, что в наибольшем объеме позволяет осуществить анализатор
оптического спектра, являющийся основным прибором, используемым
при разработке сетей, в исследовательских и испытательных лаборато-
риях. Однако сегодня такие измерения необходимы и в полевых усло-
виях, которые существенно отличаются от стабильных, строго контро-
лируемых условий работы в лабораториях.
4.8.2.1. Параметры, которые необходимо измерять в полевых условиях
В настоящее время, с учетом спектральной области в полевых услови-
ях, необходимо проводить следующие основные виды измерений:
измерение мощности канала, которое необходимо для определения
распределения мощности во всей полосе рабочих частот оптических уси-
лителей, используемых в линии связи, т.е. для измерения “спектраль-
ной однородности” оптической мощности;
измерение центральной длины волны канала и канальных интерва-
лов проводимое с целью обнаружения нежелательных смещений в DFB
лазерных источниках излучения;
измерение отношения сигнал/шум, которое должно проводиться для
каждого канала системы WDM уплотнения, так как это лучший показа-
тель уровня работы всего канала, при этом измерение шума должно ос-
новываться на измерении минимального уровня шума между каналами;
измерение перекрестных помех является очень важным, так как оно
определяет уровень нежелательного сигнала (шум плюс помехи от дру-
гих каналов) в полосе пропускания тестируемого канала и представляет
собой двухступенчатую операцию;
измерение общей оптической мощности, выполняемое путем сумми-
рования значений мощности отдельных каналов и позволяющее уста-
новить негативные влияния нелинейных явлений оптического волокна,
которые зависят от общей мощности распространяемого в нем оптичес-
кого излучения;
измерение поляризационной модовой дисперсии, которое должно про-
водиться перед инсталляцией высокоскоростных систем, так как пренеб-
режение этим фактором может привести к необходимости значительного
увеличения запаса мощности, а в ряде случаев и к невозможности дости-
жения требуемых характеристик системы передачи.
348
4. Контроль, измерения и тестирование волоконной оптики
4.8.2.2. Измерения в системах передачи с оптическими усилителями
В общем случае определение возможности использования того или ино-
го оптического усилителя в системе передачи требует измерения влия-
ния введения усилителя в линию связи с использованием рассмотрен-
ных выше измерений вносимых потерь, возвратных потерь, системных
измерений, а также показателей усиления и шума для широкого диапа-
зона длин волн.
В принципе измерение параметров оптических усилителей представ-
ляет собой расширение методов измерений на одной длине волны, так
как оптическое усиление в многоканальных системах измеряется для
длины волны каждого канала при определенных исходных данных,
включающих уровень мощности и длины волн каналов или такие собы-
тия, как, например, добавление или удаление канала.
Измерение коэффициента усиления зависит от режима усилителя,
поэтому различают измерения слабого и большого сигналов. Первый
вид измерений основан на использовании многоканального метода, зак-
лючающегося в сравнении входной и выходной мощности на длине вол-
ны каждого канала аналогично одноволновому методу. Отличие состо-
ит в том, что вместо регулировки одного лазера для многоканального
измерения все лазеры регулируются синхронно, а добавление неболь-
шого пробного сигнала позволяет производить динамичное изменение
спектра и изменение усиления между каналами. Во втором случае из-
мерение основано на объединении мощности четырех лазеров, напри-
мер, посредством направленного ответвителя с последующим измерени-
ем выходного сигнала анализатором оптического спектра.
Измерение шума оптического усилителя осуществляется электричес-
ким методом, позволяющим дать наиболее полную оценку шумовых
параметров усилителя, включая такие эффекты, как гетеродинный свист
и помехи многолучевого распространения. Для измерения показателя
шума усилителя в соответствии с данными методами необходимо опре-
делить усиление, входную мощность, плотность спектрального распре-
деления шумов усилителя и энергию фотона.
Измерения центральной длины волны, полосы пропускания и амп-
литудно-частотной характеристики усилителя, определяющих его
частотные свойства и неравномерность усиления в полосе пропускания,
выполняются посредством перестраиваемого лазера и анализатора оп-
тического спектра согласно аналогичным измерениям других волокон-
но-оптических компонентов.
ВЫВОДЫ
Таким образом, мы рассмотрели основные понятия контроля, измере-
ния, тестирования и анализа протоколов, а также их соотносительность
применительно к задаче единства контроля в телекоммуникациях. Пред-
ложено рассматривать измерение и тестирование как составные компо-
Выводы
349
ненты контроля с подразделением их на счет и анализ протоколов, со-
ответственно. Сформулированные задачи контроля и полученные ана-
литические выражения для выходных функций измерения, тестирова-
ния и анализа протоколов позволяют рассматривать эти процедуры с
единых позиций и дать достаточно полную классификацию контроля, а
также классифицировать виды измерений волоконной оптики и систе-
матизировать их основные задачи.
Показано, что в современных условиях помимо широко распростра-
ненных измерений, провайдерам телекоммуникационных услуг, жела-
ющим использовать передовые технологии, необходимо подготовиться
к выполнению новых измерений, число которых значительно превыша-
ет количество измерений, предъявляемых оборудованием предыдущего
поколения. Кроме этого, они должны быть готовы к проведению слож-
ных процедур тестирования в полевых условиях на существующих ли-
ниях и оборудовании. В частности, зависимость функционирования си-
стемы от длины волны, ранее представлявшая интерес только в
исследовательских целях, теперь должна приниматься во внимание на
протяжении всего времени функционирования сети — от ее проектиро-
вания и инсталляции до технического обслуживания.
В связи с этим во многих случаях профессиональные навыки работ-
ников должны быть повышены, ибо процедуры оценки сетей, работаю-
щих на одной длине волны, которые являются достаточно очевидными
и дают очень ясные результаты, типа прошел/не прошел, значительно
более сложны при работе с многоволновыми системами из-за неочевид-
ности и неоднозначности результатов. Специалисты, занимающиеся
планированием, разработкой, инсталляцией, обеспечением функциони-
рования и техническим обслуживанием сетей, не способные справиться
с проблемами, которые ставит пред ними использование новой техноло-
гии, не смогут воспользоваться и предлагаемыми ею преимуществами.
5
ИЗМЕРЕНИЕ
СПЕКТРАЛЬНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
Измерение спектральных характеристик является одним из основных
видов измерений в волоконно-оптических системах передачи и включа-
ет анализ оптического спектра, измерение длины волны, ширины ли-
нии и фазового шума без модуляции лазера, а также ЛЧМ-импульса и
частотной модуляции оптического сигнала. Учитывая важность и спе-
цифические особенности данных измерений, в настоящей главе будут
рассмотрены методы анализа оптического спектра, основанные на оп-
тической фильтрации посредством дифракционной решетки и интерфе-
рометров Фабри—Перо, а также интерферометрические методы, в част-
ности, использующие гомодинный и гетеродинный приемы. При этом
методы оптической фильтрации, как правило, используются для узко-
полосного, с высоким разрешением оптического спектрального анали-
за, а в тех случаях, когда их разрешающая способность недостаточна,
используются гомодинные и гетеродинные методы измерений спектра.
Особое внимание здесь будет уделено тем вопросам, понимание которых
позволит выбрать адекватный поставленной задаче метод измерения и
затем корректно интерпретировать полученные результаты.
5.1. АНАЛИЗ ОПТИЧЕСКОГО СПЕКТРА
Анализ оптического спектра представляет собой измерение оптической
мощности в зависимости от длины волны и в связи с развивающимися
технологиями WDM-уплотнения становится одним из важнейших ви-
дов измерений в высокоскоростных волоконно-оптических системах
передачи. Необходимость анализа оптического спектра вызвана также
возникающей в волокне и определяемой шириной спектра источника
излучения хроматической дисперсией, которая, как было показано выше,
проявляется в увеличении длительности передаваемого импульса по мере
352
5. Измерение спектральных характеристик
Вход
ОС
ФП
АЦП
Настройка X
УП
Рис. 5.1. Обобщенная схема OSA
его распространения по оптичес-
кому волокну, что ограничивает
ширину полосы пропускания вы-
сокоскоростных линий связи.
На рис. 5.1 представлена обоб-
щенная схема анализатора опти-
ческого спектра [74], согласно ко-
торой входной сигнал в виде
исследуемого оптического излу-
чения поступает через оптическую систему на фотоприемник, а затем
после аналого-цифрового преобразования — на систему управления оп-
тической системы, обработки данных и отображения результатов ана-
лиза. Функции данной системы, как правило, выполняет компьютер,
причем алгоритмы управления и обработки данных определяются оп-
тической системой OSA.
Рассмотрим основные принципы построения, режимы работы, мето-
ды калибровки и примеры использования современных анализаторов
спектра в системах передачи.
5.1.1. Анализаторы оптического спектра на основе оптического
фильтра
В общем случае принцип действия анализаторов оптического спектра
на основе перестраиваемых по длине волны оптических фильтров зак-
лючается в пространственном разделении входного излучения на спек-
тральные составляющие, преобразуемые затем посредством фотодиода
в электрический ток, пропорциональный мощности соответствующей
длины волны. Последний с помощью управляемого током усилителя
напряжения преобразуется в аналоговое напряжение, а затем после ана-
лого-цифрового преобразователя — в цифровую форму. Вся последую-
щая обработка сигнала, как, например, корректировка, выполняется в
цифровом виде с отображением значений мощности по вертикальной
оси со скоростью развертки, определяемой нарастанием линейно изме-
няющегося напряжения контроллера устройства отображения, который
настраивает оптический фильтр таким образом, чтобы его центральная
длина волны была пропорциональна середине горизонтальной оси. В
связи с этим изображаемая ширина, например, каждой моды лазера
является функцией спектрального разрешения оптического фильтра,
настраиваемого на соответствующую длину волны.
5.1.1.1. Анализаторы оптического спектра на основе интерферометра Фабри-Перо
На рис. 5.2 показана упрощенная схема OSA на основе интерферомет-
ра Фабри—Перо FPI, который выполняет функции оптического фильтра
и состоит из двух высокоотражательных параллельных зеркал, создаю-
щих объемный резонатор, фильтрующий входное оптическое излуче-
ние. Разрешающая способность OSA, основанных на интерферометрах
5.1. Анализ оптического спектра
353
Низкоотражающие зеркала
Резонатор
Рис. 5.2. Оптическая система OSA
на основе интерферометра Фабри-Перо
Выход
данного типа, в основном зависит от коэффициента отражения зеркал и
расстояния между ними, поэтому настройка длины волны OSA осуще-
ствляется либо регулировкой расстояния между зеркалами, либо на-
клоном самого интерферометра относительно входного луча.
Применение интерферометра FPI в оптическом анализаторе спектра за-
манчиво в связи с простотой конструкции и имеющими место потенциаль-
ными возможностями, которые позволяют реализовать очень высокое спек-
тральное разрешение, обеспечивая, например, измерение спектра лазерных
импульсов с линейной частотной модуляцией. Основным недостатком дан-
ных устройств является наличие так называемых свободных (мертвых)
спектральных диапазонов, что определяется конструктивными особеннос-
тями анализатора, заключающимися в том,
что для достижения наивысшего разрешения
зеркала необходимо располагать очень дале-
ко друг от друга, а это, естественно, приво-
дит к сужению спектрального диапазона при-
бора. Данная проблема, как правило,
решается введением второго фильтра, харак-
теристики которого позволяют выполнять
фильтрацию длин волн за пределами перво-
го спектрального диапазона.
Классический FPI интерферометр пред-
ставляет собой настраиваемый оптический
резонатор с двумя параллельными частич-
но-отражающими зеркалами (отражателя-
ми), в котором для уменьшения ширины по-
лосы пропускания зеркала выполняются
высокоотражающими и изготавливаются на
ОСНОВе МНОГОСЛОЙНЫХ ДИЭЛеКТрИЧеСКИХ ПО- Рис. 5.3. Ход лучей в интерферо-
крытий, нанесенных на кварцевую основу. метре Фабри-Перо
Для простоты и ясности изложения все
лучи, обычно перпендикулярные к зеркальным поверхностям, рассмат-
риваются при допущении их наклона, а для определения характерис-
тик FPI используется метод, который основан при вычислении каждого
из множественных отражений сигнала резонатора.
При этих допущениях наклонное электрическое поле Ео (рис. 5.3)
частично отражается наружу зеркалом А (отражателем) с коэффициен-
354
5. Измерение спектральных характеристик
том отражения г0 и частично передается в полость резонатора с коэф-
фициентом tt. Когда поле Ео проходит через зеркало, оно претерпевает
задержку и внутри резонатора принимает значение, определяемое вы-
ражением [8]
Ех = t,tQE,se-lPI = tEQe~JP>, (5.1)
где t = ttt0; /31 = 2mL / Л; e~jPl = cos pi - j sin Д; j = \ i Л — длина вол-
ны в вакууме; L — длина резонатора; п — показатель преломления
объемного резонатора; f — оптическая частота; с — скорость света в
вакууме, равная с = 3 • 108 л/ / с •
При дальнейшем распространении частичное электрическое поле Ег
претерпевает еще два отражения и в связи с этим приобретает дополни-
тельную задержку по фазе, определяемую двойной длиной резонатора,
Ег = tr2EQe~j3pL = trEoe~j3/iL, (5.2)
2
где г = г. .
Теперь результирующее поле легко представить в виде суммы всех
частичных полей, а именно
E = ^Et=tE0e-jfiL[\ + re-j2fiL +r\-^L + ... + rNe~jNI3L ],
i=i
или, что то же,
e~jfiL
Е = tE° 1 _ re-J'2^L ' <5,3)
Так как сигнал на выходе фотоприемника пропорционален не значе-
нию электрического поля, а значению интенсивности световой волны
(плотности оптической мощности), определим это значение через на-
пряженность электрического поля, как
P = E-E*/2Z0, (5.4)
где Е и Е* — амплитудное и комплексно-сопряженное ему значение
электрического поля £ ; Zo — волновое сопротивление среды.
В результате интенсивность проходящей Р, и отраженной Рг свето-
вых волн, соответственно, равна
р_р (М
' ° (1 -г)2 +4rsin2 PL ’
р = р 4r sin2 pL
0 (1-r)2+4rsin2/?Z
(5.5)
где Po = Eo2 /2Z0 — направляемая мощность, a r = r2 = r02 — коэффици-
ент отражения мощности.
Исходя из полученных выражений, условие достижения резонансно-
го режима очевидно. Оно имеет место всякий раз, когда pL = G, ибо в
этом случае, независимо от фактического коэффициента отражения зер-
кала г , входная мощность составляет 100 % , а отраженная равна 0.
5.1. Анализ оптического спектра
355
Следующее условие позволяет определить резонансные частоты (дли-
ны волн) FPI
sin /3L = G , откуда рь = тл и
(5.6)
f _ тс
Jm~2Ld
где т >0 — любое целое число.
Однако больший интерес, чем абсолютные резонансные частоты, пред-
ставляют интервалы между ними, которые связаны с разнесением мод
или свободными спектральными диапазонами 5 . В терминах частоты и
длины волны данные значения можно определить из вышеупомянутого
уравнения
ад = с/2иЛ
ад = Л2 !2nL.
В качестве примера рассмотрим резонатор с /,= 1 мм и показателем
преломления и= 1, для которого свободный спектр частот S(f) соста-
вит 150 ГГц или 5(2) — 0.85 нм, что соответствует разнесению мод
классического 1300 нм лазерного диода.
Как правило, ширина полосы пропускания А/ определяется выра-
жением
А/ =
с
2mL ’
а связь ширины полосы и разнесения мод может быть выражена коэф-
фициентом запаса по ширине полосы пропускания, равным
(5.7)
(5.8)
А/ 1-г
Основными факторами, которые не позволяют достичь предельно ма-
лых полос пропускания FPI, являются непараллельность зеркал и лучей
света, наличие потерь в оптической системе и неравномерность поверх-
ности зеркал. Несмотря на это, FPI могут применяться для измерения
ширины линии излучения лазерных источников, однако, чтобы избе-
жать неоднозначности, диапазон настройки не должен превышать 5,
для чего необходимо изменять длину резонатора L > используя режим
сканирования. Кроме этого, когда FPI находятся не в резонансе, они
всегда отражают входное излучение, что требует специальных мер для
измерений спектра лазерных источников, особенно чувствительных к
отражениям.
В качестве примера на основе вышеприведенных формул приведем
расчет FPI, предназначенного для измерения ширины линии лазерного
диода на 1300 нм длине волны, учитывая связь частотных и волновых
параметров в виде
A. = c!f и Д2 = 22А//с.
(5.9)
356
5. Измерение спектральных характеристик
Исходные данные и результаты расчетов сведены в табл. 5.1. [8]
Таблица 5.1
Исходные данные Результаты расчета
Центральная длина волны лазера — X, нм 1300 Необходимая длина резонатора из FSR — L, мм 75
Межмодовый интервал, нм 0.9 Коэффициент запаса по ширине полосы — KF 100
Ожидаемая ширина линии излучения, нм 0.9 Необходимый коэффициент отражения зеркала — г, % 97
Интервал между резонансными частотами, пм 11.3 Необходимое перемещение зеркала для 1 FSR — AL, мкм 0.65
Ширина полосы пропускания, пм 0.11 'С*
Диапазон сканирования, пм 11.3
Необходимое механическое перемещение зеркала для сканирования
1 FSR равно половине длины волны, в связи с чем для обеспечения
перемещения в таких пределах обычно используются пьезоэлектричес-
кие двигатели.
5.1.1.2. Анализаторы оптического спектра на основе дифракционной решетки
Наиболее часто в волоконной оптике применяются OSA с дифракцион-
ными решетками в качестве перестраиваемого оптического фильтра.
Совокупность элементов оптической системы (входное отверстие, диф-
ракционная решетка, выходное отверстие) в этом случае служит для
разделения входного оптического излучения на различные спектраль-
ные составляющие и носит название монохроматора, а монохроматор с
фотодиодом, служащим для последующей фиксации спектра, называют
спектрометром. Учитывая функциональную нагрузку монохроматора,
его можно представить как настраиваемый оптический фильтр, пред-
ставляющий оптическую систему OSA.
В монохроматоре дифракционная решетка (зеркало с регулярно рас-
положенными гофрированными линиями на поверхности) выводит диф-
рагированный свет под углом, определяемым длиной волны, что анало-
гично радуге, которую образует видимый свет при прохождении через
призму. В инфракрасном излучении, используемом в телекоммуникаци-
ях, применение призм неэффективно, так как дисперсия, или изменение
показателя преломления стекла от длины волны, в диапазоне 1+2 мкм
длин волн очень мала. Поэтому в OSA применяются дифракционные ре-
шетки, которые обеспечивают лучшее разделение света по длинам волн
или, что то же, лучшую разрешающую способность по длине волны.
5.1. Анализ оптического спектра
357
Дифракционная решетка состоит из последовательно расположенных
через равные промежутки параллельных щелей (в случае передающей
решетки) или зеркал (в случае принимающей решетки), интервалы меж-
ду которыми определяются рабочими длинами волн оптического излуче-
ния. Решетка разделяет различные длины волн вследствие того, что ее
линии оказывают влияние на отраженные лучи только в том случае,
когда луч света с определенной длиной волны проходит через апертуру
соответствующей нерегулярности. Поэтому угол решетки зависит от дли-
ны волны, на которую настраивается OSA, а апертуры входа и выхода,
как и размер луча на дифракционной решетке, определяют ширину спек-
тра оптического фильтра, выходной сигнал которого поступает на фото-
диод и затем на электронную схему обработки результатов измерений.
Дифракционная решетка OSA
Как было отмечено выше, дифракционная решетка осуществляет от-
ражение света под углом, пропорциональным длине волны, что по-
зволяет настроить OSA на определенную длину волны входного излу-
чения путем изменения угла, под которым свет падает на поверхность
решетки.
Когда свет попадает на отражательные линии решетки, каждая нео-
днородность преломляет свет под углом, соответствующим определен-
ной длине волны, создавая не синхронизированные друг с другом пре-
ломленные волны малой амплитуды, которые вносят вклад в
параллельный фронт сформированной волны. При этом эффективность
преломленного луча по отношению к мощности, поступающей на ее
поверхность, определяется профилем каждой линии решетки.
Уравнение, отражающее работу дифракционной решетки (рис. 1.41),
в общем случае имеет вид
w2 = <i(sin/J + sina), (5.10)
где 2 — длина волны света в воздухе для большинства OSA; d —
расстояние между линиями решетки, а и fl — соответственно, угол
входного и выходного излучения; т — целое число, определяющее
порядок спектральной составляющей.
В OSA часто используют специальную ориентацию дифракционной
решетки, которая определяется условием Литроу. В этом случае излу-
чение измеряемой длины волны отражается от дифракционной решет-
ки в направлении, противоположном падающему лучу, а уравнение ре-
шетки имеет вид
w2 = 2<isin#> (5.11)
где 0 - а- р .
В результате преломленная плоская волна формируется под одним
углом, в связи с чем имеет место интерференция между лучами смеж-
ных канавок решетки, а расхождение лучей наблюдается в малом диа-
пазоне углов, имеющих максимальное значение, равное
д^л= 2
Na cos р
(5.12)
358
5. Измерение спектральных характеристик
где Д/?тт — угол расхождения преломленного луча монохроматическо-
го света, а у — количество освещенных линий решетки.
Последнее выражение отражает фундаментальное ограничение ши-
рины полосы пропускания фильтра, основанного на дифракционной ре-
шетке, и, следовательно, определяет разрешающую способность OSA,
которая ограничивается соотношением диаметра освещенной области
решетки и длины волны оптического излучения.
Еще одной важной характеристикой решетки является дисперсия
(1.106), которая показывает, на сколько градусов отклоняется прелом-
ленный луч при изменении данной входной длины волны и находится
путем дифференцирования по длине волны исходного уравнения
л W т
D м <sl8>
и измеряется в радиан/м.
Очевидно, что дисперсия дифракционной решетки изменяется с дли-
ной волны, что также приводит к снижению разрешения монохромато-
ра, поэтому некоторые OSA имеют специальные устройства, корректи-
рующие влияние этого эффекта.
Для того, чтобы установить ограничения разрешающей способности
решетки, рассмотрим выражения (5.11) и (5.12), первое из которых
определяет угловой коэффициент преломленного луча для монохрома-
тического источника, а второе — отражает изменение угла выходного
излучения от длины волны. Если (5.13) решить относительно ДД и
затем приравнять к (5.12), минимально достижимая разрешающая спо-
собность решетки может быть найдена путем решения полученного урав-
нения относительно АЛ , т. е.
дАп.п=тг, (5.14)
Nn
где АЛт1П — минимально достижимая разрешающая способность диф-
ракционной решетки, определяемая длиной волны, количеством осве-
щенных линий ДА и коэффициентом преломления п
Таким образом, эффективность решетки зависит от дифракции, про-
филя линии и покрытия решетки, a OSA в целом — от размеров вход-
ной и выходной апертур, а также качества коллимирующих оптичес-
ких компонентов. Следует также отметить зависимость эффективности
решетки от поляризации.
Однопроходной монохроматор
Однопроходной монохроматор (рис. 5.4) состоит из входного отвер-
стия, фокусирующей системы, дифракционного элемента, служащего
для разделения волн под определенным углом, коллимирующей систе-
мы и выходного отверстия. При этом входное отверстие, выходное от-
верстие и количество освещенных на дифракционной решетке линий
являются ключевыми факторами, ограничивающими достижимую ши-
рину полосы пропускания монохроматора. Следовательно, очень важно
иметь высококачественную безаберрационную оптическую систему пе-
5.1. Анализ оптического спектра
359
Рис. 5.4. Оптическая система OSA
с однопроходным монохроматором
рефокусирования поступающего света с минимальным выходным от-
верстием монохроматора, ибо конечная функция фильтра заключается
в обеспечении наименьшей полосы пропускания. В настоящее время в
экспериментальных образцах предельно достижимая полоса фильтра
составляет приблизительно 0.1 нм при 1550 нм, что больше ширины
линии типового одномодового лазера. Для анализа спектра с большим
разрешением разработаны иные технологии, в частности, сдвоенные и
двухпроходные монохроматоры различной конструкции.
Чтобы проиллюстрировать возможности применения однопроходно-
го монохроматора в волоконной оптике, рассмотрим монохроматор с
оптическим выходом для одномодового волокна, коллимирующей лин-
зой диаметром 5 см с фокусным расстоянием 20 см и дифракционной
решеткой, имеющей под углом Литроу 1000 линий/мм. Длину волны и
угол расхождения для одномодового волокна в данном случае примем
равными, соответственно, 1550 нм и 12 градусов. Согласно условию
Литроу, угол входного луча по отношению к нормали дифракционной
решетки будет составлять 51 градус, а диаметр коллимированного пуч-
ка при фокусном расстоянии 20 см будет составлять 4.2 см.
С учетом этих данных минимально доступное разрешение для этой
системы составит 0.037 нм, а угол расхождения входного монохромати-
ческого сигнала по отношению к монохроматору составит 0.00012 рад.
Линзы с фокусным расстоянием 20 см преобразуют это угловое измене-
ние в 2.4 мкм позиционированное изменение в фокальной плоскости.
Это означает, что для получения самого узкого разрешения инструмен-
та необходима апертура, равная 2.4 мкм или чуть больше.
Сдвоенный монохроматор
Как было показано выше, избирательность рассмотренного однопро-
ходного монохроматора часто недостаточна, а возможность ее повыше-
ния за счет увеличения размеров дифракционной решетки и коллими-
рованного пучка приводит к возрастанию габаритов устройства. В связи
с этим более эффективным способом повышения избирательности явля-
ется каскадное соединение двух монохроматоров, которое также позво-
ляет ослабить влияние на его полосу задерживания дефектов дифрак-
ционной решетки, так как последние приводят к снижению подавления
внеполосных сигналов из-за рассеяния света внутри монохроматора.
360
5. Измерение спектральных характеристик
Вход
Выход
Рис. 5.5. Оптическая система OSA
на двойном монохроматоре
Такой сдвоенный монохроматор показан на рис. 5.5 и эквивалентен
паре однопроходных монохроматоров, однако его реализация требует
очень точной настройки соединения монохроматор-монохроматор и по-
этому в дальнейшем не рассматривается.
Двухпроходной монохроматор классического типа
Альтернативой рассмотренным монохроматорам является двухпро-
ходной монохроматор (рис. 5.6), в котором сочетаются достоинства
широкого динамического диапазона сдвоенного монохроматора при улуч-
шении избирательности одиночного монохроматора, так как дифракци-
онная решетка и коллимирующая система в этом случае используются
дважды по ходу светового луча.
В соответствии с данной схемой коллимированный входной луч по-
ступает на дифракционную решетку и затем рассеивается на ряд лучей
с углом наклона, пропорциональным длине волны, причем она распо-
лагается таким образом, чтобы выделенная длина волны была согласо-
вана с апертурой. Так как ширина апертуры определяет полосу пропус-
кания длин волн, поступающих
Коллимирующая Вращающаяся
и фокусирующая решетка
Рис. 5.6. Оптическая система OSA
на двухпроходном монохроматоре
на детектор, для обеспечения не-
обходимой разрешающей способ-
ности ее минимальный размер
ограничивают точечностью изго-
товления оптики.
Данная система уникальна
тем, что отфильтрованный свет
вновь посылается через колли-
мирующий элемент и дифракци-
онную решетку. Во время этого
второго прохода в противополож-
5.1. Анализ оптического спектра
361
ном направлении временная дисперсия компенсируется, так как в ре-
зультате лучи проходят каналы одной длины. Появляющееся в резуль-
тате небольшое излучение позволяет сфокусировать свет на волокне,
которое выступает как вторая апертура в этой системе, и одновременно
подводит это излучение к фотодиоду.
Введение в монохроматор второго прохода приводит к более высоко-
му разрешению одиночного монохроматора и высокому динамическому
диапазону двойного монохроматора. Размер точки на выходе таких мо-
нохроматоров не зависит от размера отверстия, определяющего разре-
шение, что позволяет использовать фотодиод с малой площадью актив-
ной зоны, а так как темновой ток детектора пропорционален ее размеру,
такая конфигурация улучшает чувствительность OSA с двухпроходным
монохроматором.
Двухпроходной монохроматор Литтмана
В отличие от рассмотренного выше классического двухпроходного
монохроматора в системе Литтмана (рис. 5.7) используется дифракци-
онная решетка, обеспечивающая большую угловую дисперсию длины
волны при освещении под очень малым углом. Дифрагированный ре-
шеткой свет вновь отражается зеркалом на решетку для второго прохо-
Рис. 5.7. Оптическая система OSA на двухпро-
ходном монохроматоре Литтмана
да и затем фокусируется на выходном отверстии оптической системы.
Основное преимущество конфигурации Литтмана заключается в высо-
ком разрешении при небольших размерах монохроматора. Вследствие
того, что дифракционная решетка размещена под небольшим углом,
для полного освещения достаточен малый размер коллимированного
пучка, в то время как для освещения большего количества линий ре-
шетки обычно требуется большое фокусное расстояние линз. Если зер-
кало выполнить в виде уголкового отражателя и его поворачивать для
выбора длины волны, оптическая система Литтмана позволит осуще-
ствлять плавную оптическую регулировку OSA.
362
5. Измерение спектральных характеристик
5.1.1.3. Функционирование и основные характеристики анализаторов
оптического спектра, основанных на дифракционной решетке «г лб
Механизм настройки длины волны. Независимо от конструктивных
особенностей OSA, настройка длины волны всегда выполняется враще-
нием дифракционной решетки с фокусировкой светового луча в центре
выходного отверстия при установке любого угла решетки, предельные
значения которого определяются диапазоном измеряемых длин волн,
соответствующих пути прохождения светового луча.
Для получения необходимого углового разрешения дифракционной
решетки OSA часто используют очень точные редукторы с прецизион-
ными следящими системами, что в свою очередь затрудняет достиже-
ние высокой скорости перемещения решетки. Чтобы избежать этих
1 проблем, некоторые OSA выполняют на основе системы прямой переда-
чи с приводом от электродвигателя, что в сочетании с технологией ин-
терполяции позволяет осуществлять очень точный контроль движения
(4 млн. позиций при вращении на 360 градусов) при высокой скорости
перемещения решетки в необходимое исходное положение. При этом
для обеспечения точности настройки угол наклона дифракционной ре-
шетки очень точно контролируется и периодически калибруется.
' Чувствительность к поляризации входного излучения. Поляризаци-
онная чувствительность возникает вследствие потерь вставки дифракци-
онной решетки, которые зависят от угла поляризации падающего на нее
света. Как известно, поляризованный свет может быть разделен на две
компоненты, называемые р- и s-поляризации, которые, соответственно,
имеют параллельное и перпендикулярное линиям решетки направление.
В связи с этим потери дифракционной решетки для двух типов поляри-
Четвертьволновая
пластинка
Зеркало 3 / г-г
4'-------1-----------i / Вращаемая
•J I решетка
_ Зеркало 2 <•/ )
Вход ------------------------- f ьУ
Зеркало 1 f Г
1 jj
Выход
Рис. 5.8. Исключение влияния поляриза-
ции в OSA посредством полуволновой
пластинки
заций соответствуют минимальным
и максимальным потерям линейно-
поляризованного света и зависят от
длины волны. При этом для некото-
рых значений длин волн потери р-
поляризованного света превышают
потери s-поляризованного света, тог-
да как при других значениях длин
волн ситуация обратная. Очевидно,
что такая поляризационная зависи-
мость приводит к погрешности при
измерениях поляризованного света.
В настоящее время известны два основных способа уменьшения по-
ляризационной зависимости OSA. Согласно первому способу (рис. 5.8)
на пути оптического сигнала между первым и вторым проходами двух-
проходного монохроматора устанавливается полуволновая пластинка,
которая изменяет поляризацию s-поляризованной входной компоненты
на р-поляризованную компоненту и, соответственно, р-поляризованной
компоненты — на s-поляризованную. При такой установке общие поте-
ри любой входной поляризации равны общим потерям по ходу светово-
го луча, в результате чего показания OSA не зависят от поляризации.
5.1. Анализ оптического спектра
363
Основной проблемой такого метода снижения поляризационной зависи-
мости является сложность реализации волновой пластины с широкой
областью рабочих длин волн.
При втором способе (рис. 5.9) устранение влияния поляризации дос-
тигается путем деления входного излучения на два луча, распространя-
ющихся по независимым траекториям для каждой поляризации и пос-
ледующего их раздвоения на выходе посредством двулучепреломляющего
анализатора, например, призмы Волластона, с измерением ортогональ-
но поляризованных лучей отдельными фотодиодами. Если потери в
монохроматоре для обеих поляризаций не изменяются, полученные ре-
зультаты также не будут зависеть от поляризации, в противном случае
рассматриваемая зависимость сохранится в силе.
Рис. 5.9. Исключение влияния поляризации в OSA
посредством двулучепреломляющего анализатора
5.1.1.4. Измерение спектра модулированных сигналов
Обработка сигнала в OSA
Так как световая волна на входе OSA изменяется со временем, изме-
ряемый сигнал является функцией и длины волны, и времени, что вы-
зывает зависимость работы прибора от этих параметров, поэтому для
измерения всех спектральных компонентов решетка должна поворачи-
ваться таким образом, чтобы различные длины волн успевали пройти
через отверстие. В противном случае, если частота модуляции входяще-
го в OSA излучения значительно выше скорости вращения дифракци-
онной решетки, результат измерения будет представлять собой усред-
ненный во времени спектр. В то же время, когда частота модуляции
Рис. 5.10а. Автоколебательный режим работы OSA
364
5. Измерение спектральных характеристик
сравнима со скоростью поворота решетки или со скоростью электронно-
го обнаружения, результат определяется режимом измерения, для по-
нимания влияния которого рассмотрим более подробно процедуру сбора
данных в OSA.
В стандартном режиме автогенерации OSA при непрерывном колеба-
нии дифракционной решетки (рис. 5.10а) сигнал фотоприемника уси-
ливается и направляется на аналого-цифровой преобразователь (АЦП),
осуществляющий соответствующее преобразование с фиксированной
частотой. При этом сканирование диапазона длин волн для всей кривой
производится в течение времени, обеспечивающем необходимое число
отсчетов для точной обработки данных сигнальным процессором при
полосе пропускания, определяемой видеосигналом. Наконец, данные
преобразуются в файлы регистрации и передаются на устройство, ото-
бражающее их на экране. По окончании колебания решетка возвраща-
ется в исходное положение, а затем цикл повторяется до тех пор, пока
проводится измерение.
При неизменной мощности и постоянном спектре входного излуче-
ния для получения точных результатов на экране должна быть прове-
дена синхронизация движения решетки и цифровых фильтров сигналь-
ного процессора. В этом случае скорость решетки в основном зависит от
диапазона длин волн и требуемой чувствительности, т. е., чем медлен-
нее вращается решетка, тем больше данных с АЦП может быть усред-
нено полосой пропускания видеосигнала на одну точку экрана.
Иногда такая точка называется участком, потому что на самом деле она
объединяет несколько значений АЦП.
Если сигнал модулирован с достаточно высокой частотой, OSA все
равно может провести измерение без внешней синхронизации, но толь-
ко усредненного спектра, так как в этом случае реальный спектр в пре-
делах периода модуляции имеет большее значение, чем усредненный
спектр. При этом д/г должна быть значительно меньше, чем нижнее
значение частоты модуляции, иначе сигнал будет сильно искажен. Не-
которые OSA имеют множество различных режимов автогенерации для
анализа сигналов, идущих от оптических компонентов, датчиков, под-
систем или других источников излучения, модулированных в частот-
ном диапазоне от 10 Гц до 250 кГц, позволяя измерять только усред-
ненный спектр заданием низкого значения д/г , если полоса пропускания
выше частоты модуляции сигнала.
Наличие входа управления OSA позволяет задавать несколько функ-
ций измерений, в частности:
• начинать измерения при фиксированном положении решетки
на определенной длине волны (режим нулевого интервала);
• начинать движение решетки по сигналу запуска (ждущий ре-
жим);
• выделять и преобразовывать данные через определенное время
после сигнала запуска (синхронизированные режимы сбора и
обработки данных по одному или обоим фронтам сигнала синх-
ронизации);
5.1. Анализ оптического спектра
365
, стробировать сигнальный процессор при действующем оптичес-
ком спектре.
Рассмотрим эти режимы более подробно, так как часть из них или
они все используются в большинстве OSA.
Режим нулевого интервала
Если интервал равен нулю (другими словами, длина волны начала
равна длине волны окончания движения решетки), решетка остается в
положении под углом, представляющим центральную длину волны, и
оптический фильтр будет зафиксирован на этой длине волны. В резуль-
тате производится регистрация мощности в любое время начала изме-
рения. Если временная характеристика успешно зафиксирована на раз-
ных длинах волн, можно определить ширину спектра в сравнении с
длительностью импульсного сигнала.
Помимо возможности измерения в узком спектре частот при частот-
ной модуляции менее 10 кГц, этот режим имеет преимущество в скоро-
сти при точном измерении мощности на одной длине волны. Так, вмес-
то размещения маркера на нужной длине волны и последующего
считывания уровня мощности OSA устанавливается в режим нулевого
интервала на этой длине волны, а затем определяется средняя мощ-
ность полученного спектра. Вследствие того, что отображаемый спектр
состоит из большого числа точек, их значения могут быть усреднены, а
чтобы достичь того же уровня шума или подавления модуляции для
колебания с интервалом больше нуля, необходимо задавать очень низ-
кую др > что приводит к значительному увеличению времени измере-
ния.
Ждущий режим
В этом режиме решетка находится в положении, соответствующем
начальной длине волны до тех пор, пока на вход управления OSA по-
ступит импульс запуска (рис. 5.106), после чего она начинает переме-
щаться так же, как и в режиме автогенерации. Здесь не существует
разницы между построением спектра или усреднением сигнала при по-
мощи низкой дт?. После измерения решетка возвращается в исходное
положение и переходит в режим ожидания следующего импульса за-
пуска.
Каждое колебание дифракцион-
t ной решетки приводит к отображе-
нию на экране измеренного спект-
ра, который может быть подвергнут
t дальнейшей обработке. Например,
при помощи функции максималь-
ного удержания можно взять кри-
вую спектра, полученную ранее,
сравнить каждую ее точку с новы-
‘ ми данными и затем отобразить на
экране только наибольшее значе-
t ние для каждой точки. Часто за-
пуск колебания решетки произво-
рис 5,юб, Ждущий режим работы OSA
366
5. Измерение спектральных характеристик
дится после измерения на каждой длине волны, например, настраивае-
мого лазера. Если OSA установлен в режим нулевого интервала, начало
сбора данных для всей кривой в этом режиме выполняется по фронту
выходного сигнала триггера, управляемого сигналом запуска и устанав-
ливаемого в исходное состояние по окончании измерения.
Синхронизированные режимы сбора и обработки данных
Режим сбора и обработки данных по одному из фронтов синхроим-
пульса
В режиме триггерного управления OSA принимает данные после того,
как положительный или отрицательный фронт синхросигнала поступа-
ет на вход триггера (рис. 5.10в). При этом решетка функционирует по-
стоянно, но сбор данных синхронизирован. Если происходит переклю-
Рис. 5.10в. Синхронизированный по одному фронту
сигнала управления режим работы OSA
чение триггера, OSA будет отбирать данные и преобразовывать их в
цифровую форму после определенной задержки.
Тестирование бескорпусного источника, как, например, интеграль-
ного лазера или LED, является типовым случаем использования OSA в
данном режиме. Пульсирующий ток, идущий к лазеру, используется
для того, чтобы избежать нагревания, которое изменяет форму спектра.
Данный режим позволяет производить измерение спектра только во
время функционирования лазера.
Режим сбора и обработки данных по обоим фронтам синхроимпульса
В данном режиме сбор и обработка данных осуществляются по обоим
фронтам синхросигнала, но только с некоторой задержкой после пере-
ключения триггера. В отличие от рассмотренного выше режима, где
запуск процесса измерения осуществляется по положительному или
отрицательному фронту синхросигнала, здесь события чередуются по
пришествии каждого из фронтов (рис. 5.10г). Кроме этого, сигнальный
процессор обрабатывает данные иначе, подсчитывая абсолютную разни-
цу между отсчетами после положительного и после отрицательного
5.1. Анализ оптического спектра
367
Рис. 5.10г. Синхронизированный по двум фронтам
сигнала управления режим работы OSA
фронтов сигнала триггера. Получаемая в результате точка представляет
только амплитуду модуляции, в результате чего любой свет постоянной
интенсивности или свет, модулированный на другой частоте, взаимно
исключаются.
В этом режиме сигнальный процессор управляет двумя дуг фильтра-
ми предварительных данных, которые поступают с АЦП, соответствен-
но, для положительных и отрицательных отсчетов, поэтому он ослабля-
ет сигнал шума, не влияя на действительную амплитуду сигнала.
Таким образом, в режиме синхронизации по двум фронтам результа-
том измерения является только модулированная составляющая излуче-
ния, подавляя немодулированный свет, а описанное выше управление
посредством дуг и настройка диапазона амплитуд сохраняются в силе.
Случаи использования этого метода включают тестирование систем с
EDFA или систем с открытыми световыми лучами, которые используют
модуляцию для подавления влияния света окружающей среды.
Режим стробирования
В режиме стробирования триггер управляет сохранением и пропус-
ком данных, поступающих от АЦП на сигнальный процессор, при этом
как решетка, так и АЦП работают без синхронизации от внешнего сиг-
нала (рис. 5.10д). Если на входе триггера имеет место высокий уровень,
сигнальный процессор принимает данные от АЦП в качестве данных
Рис. 5.1 Од. Режим стробирования OSA
368
5. Измерение спектральных характеристик
точки, а при низком уровне он заменяет отсчет известным значением,
равным, например, -200 дБм. В обоих случаях он продолжает обработ-
ку в соответствии с выбранными функциями (например, д/г, макси-
мальное удержание и т. д.).
Если продолжительность низкого уровня превышает время, необхо-
димое для перемещения решетки от точки к точке, отображаемый спектр
будет иметь разрывы, которые могут быть устранены либо увеличением
времени колебания как минимум в 1.2 - 2 раза выше самого продолжи-
тельного периода низкого уровня, либо активизацией функции макси-
мального удержания, давая OSA возможность выполнить несколько ко-
лебаний. В первом случае сигнальный процессор будет иметь не менее
одного отсчета данных, маркированного на спектрограмме как действи-
тельный (высокий уровень). Во втором случае многочисленные колеба-
ния заполняют разрывы, потому что высокий и низкий уровни име от
место независимо от положения самой решетки.
Большинство OSA работают в режиме постоянной развертки и без
изменений настройки, обеспечивая воспроизводимость длины волны
путем автоматической коррекции нуля с периодом 1 мин. Помимо вос-
производимости, это обеспечивает и повторяемость измерений длины
волны, которая определяет точность настройки на исходную длину вол-
ны после ее изменения. Для уменьшения погрешности анализа непос-
редственно перед измерением выполняется калибровка длины волны
OSA. Это существенно уменьшает допустимые отклонения показаний
от действительных значений, которые могут возникнуть вследствие уда-
ров и вибрации, а также из-за температурных изменений, которые в
процессе измерения, как правило, не превышают нескольких градусов,
естественно, если калибровка OSA выполнена после того, как прибор
разогрелся. Остальные погрешности определяются качеством оптичес-
кой системы, точностью изготовления механики, остаточными нели-
нейными эффектами и ограничениями кодера, определяющего угол по-
ворота дифракционной решетки [8].
Рис. 5.11а. ОЗАдля работы в поле-
вых условиях
Рис. 5.116. Стачионаоный OSA
5.1. Анализ оптического спектра
369
Таблица 5.2
Модель FTB-5200 FTB-5220
Спектральные измерения
Диапазон длин волн, нм 1525 - 1570 1525 - 1570
Разрешение по длине волны, нм 0.01 0.007
Ширина диапазона разрешения, нм
Среднее 0.10 0.07
Максимальное <0.15 0.1
Абсолютная погрешность измерений, нм +0.5 +0.5
Повторяемость настройки, нм ±0.03 +0.01
Измерение амплитуды
Диапазон отображения, дБм +20 + -70
Разрешение, дБ 0.02
Абсолютная погрешность, дБ (-20 дБм, 1550 нм) ±0.4 +0.5
Линейность/точность шкалы
до -40 дБм +0.3 +0.3
-40 + -50 дБм +0.6 +0.6
-50 ч- -60 дБм +1 +1
Повторяемость, дБ +0.2 +0.2
Динамический диапазон, дБс
±3 нм 45 45
+1 нм 35 35
Зависимость от поляризации, дБ +0.05 ±0.1
Оптический ввод
Возвратные потери, дБ <-40 >-38
В качестве примера в табл. 5.2 приведены основные характеристики
OSA FTB-300 (рис. 5.11а) и FTB-52XX (рис. 5.116) фирмы EXFO, кото-
рые предназначены для анализа спектра в полевых условиях и в систе-
ме калибровки CS-2OO средств измерений волоконной оптики.
5.1.2. Автокорреляционные анализаторы оптического спектра
Принцип действия автокорреляционных анализаторов оптического спек-
тра основан на преобразовании Фурье автокорреляционной функции
входного оптического сигнала. Они строятся на основе интерферомет-
ра Майкелъсона, включающего два оптических канала фиксированной
и варьируемой длины, которые в общем случае выполнены на светоде-
лителе и двух зеркалах, одно из которых неподвижно, а другое может
перемещаться по ходу светового луча (рис. 5.12). При прохождении
световых лучей по этим каналам на выходе интерферометра формиру-
ется сигнал, имеющий место в результате взаимодействия части вход-
ного сигнала с задержанной на некоторое время другой частью этого же
I '
!
370 5. Измерение спектральных характеристик
сигнала. В связи с этим результирующий
сигнал является функцией автокорреляции
входного излучения и называется интер-
ферограммой, которая впоследствии подвер-
гается преобразованию Фурье с целью оп-
ределения спектра мощности входного
сигнала.
Благодаря такому построению анализа-
торы спектра, основанные на интерферомет-
рах Майкельсона, в отличие от других ин-
терферометров позволяют осуществлять
прямые измерения когерентной длины вол-
ны. Например, если точно измерить пери-
од полученной интерферограммы и затем
сравнить его с образцовой длиной волны, длина волны неизвестного
сигнала может быть определена с высокой точностью. Возможность точ-
ного измерения длины волны отличает этот прибор от других приборов
аналогичного назначения.
Когерентное излучение
В общем случае понятие когерентности относится как к временной,
так и к пространственной характеристикам излучения и представляет
собой явление, связанное с наличием корреляции между фазами двух
длин волн, а также между значениями фаз в течение двух моментов
времени или двух точек пространства. В зависимости от степени коге-
рентности, представляющей собой показатель, по значению которого
определяется характер излучения, различают высококогерентное, не-
полнокогерентное и некогерентное излучение. Значения степени коге-
рентности для данных случаев соответственно составляют более 0.88,
менее 0.88 и значительно менее 0.88. Расстояние распространения оп-
тического излучения, на котором оно может считаться когерентным,
называется длиной когерентности. Так, если ширина спектральной
линии источника равна Д2 , а центральная длина волны — f , то длина
когерентности в среде с показателем преломления п приблизительно
составляет [75]
К фотодетеклору
Светоделитель
Вход
Перемещаемое
зеркало
Неподвижное
зеркало
Рис. 5.12. Схема интерферометра
Майкельсона
Ширина спектральной линии, или ширина линии лазерного излуче-
ния, представляет собой узкий диапазон длин волн излучения, соответ-
ствующих монохроматическому излучению, генерируемому в переходе
между квантовыми уровнями лазера. Понятие ширины линии связано
с понятием спектральной ширины, определяющей длины волн спектра
излучения и являющейся спектральной характеристикой излучателя.
Время, в течение которого распространяющееся излучение может
считаться когерентным, носит название времени когерентности и при-
ближенно определяется выражением [75] л л й iv
....... . .. . ...-лиг > ьг.къ •
5.1. Анализ оптического спектра
371
^=—77,
с-Az
' (5.16)
где с — скорость света в вакууме.
Этот параметр является критерием чистоты спектра лазерного излу-
чения во времени и зависит от ряда факторов, как, например, спонтан-
ной эмиссии в лазерном резонаторе, которая изменяет фазу или частоту
его выходного излучения. Для лоренцевского излучения
где Ду =0.01—100 МГц — ширины линии лазера без модуляции. Следо-
вательно, при увеличении ширины линии источника излучения коге-
рентное время уменьшается. Учитывая последнее выражение, когерен-
тная длина может определяться, как
(5.18)
где vg = dng ; ng — показатель групповой скорости, который для опти-
ческого волокна приблизительно равен 1.47. Для лазера с шириной линий
10 МГц когерентное время и когерентная длина с учетом (5.17) и (5.18)
составляют, соответственно, 32 нс и 6.5 м.
Ширина линии и ЛЧМ-импульс
Основными причинами расширения спектра излучения лазеров с од-
ной продольной модой являются фазовый шум и ЛЧМ светового им-
пульса.
Фазовый шум возникает в процессе спонтанной эмиссии и усилива-
ется физическими эффектами, определяющими связь между изменени-
ями мощности лазерного резонатора и фазовыми изменениями излу-
ченного света в пределах резонатора, приводя к увеличению ширины
спектральной линии излучения. Еще один лазерный процесс, извест-
ный как релаксационные колебания, вызывает появление второстепен-
ных пиков, сосредоточенных вокруг центральной моды лазера. Эти пики
обычно находятся в пределах 20 ГГц относительно центральной часто-
ты и значительно меньше по амплитуде, чем основной пик. В общем
случае статическая ширина линии лазера может быть представлена
выражением [26]
1 а , log(l/7?)
Av =----n ll + a yiv--1---- гл
4яР Л тртг1 ’ (5ll9>
где p — мощность излучения лазера; nsp « 2.5 — коэффициент спон-
танной эмиссии; #=-1-10 — коэффициент эффективности; ^«0.3 —
коэффициент отражения передней грани лазера; гр=1~2 пс — время
жизни фотона; « 0.5 пс — задержка распространения сигнала в резо-
наторе лазера; h — постоянная Планка; у — оптическая частота, рав-
ная 193 ТГц при 2= 1-55 мкм.
К значительному расширению спектра излучения, выходящему за
пределы ширины линии свободной генерации, приводит модулирова-
372
5. Измерение спектральных характеристик
ние тока лазера по амплитуде, вызывающее возникновение ЛЧМ, уро-
вень которой определяется материальными и структурными особеннос-
тями лазера [76]. Так, при модуляции по интенсивности излучения при
2.5 Гбит/с спектр излучения из-за ЛЧМ может занимать более 25 ГГц.
На практике приближенная оценка ширины спектра излучения при
наличии небольшой ЛЧМ может быть проведена на основании выраже-
ния
Avmax=^-, (5.20)
где т =0-1 и fm = 0-20 ГГц — соответственно, коэффициент и частота
модуляции синусоидальной модуляции интенсивности излучения.
При значительных уровнях ЛЧМ ширина спектра оценивается при-
близительно по формуле
* 1 5Р )
аг
где — — скорость изменения оптической интенсивности, Вт/с.
at
Интерферометр Майкельсона
При реализации данного принципа в общем случае излучение лазера
коллимируют, а затем посредством полупрозрачного зеркала расщепля-
ют на два луча, которые с помощью зеркал направляют таким образом,
чтобы они проходили различные расстояния, после чего их вновь объе-
диняют и подают на фотоприемник. Для того, чтобы отразить лучи
обратно к полупрозрачному зеркалу, обычно используют плоские зер-
кала, выполненные на гранях куба (рис. 5.13), что позволяет исклю-
чить отражения сигнала обратно к лазерному диоду. Из-за разности
пройденного лучами пути электрические поля, воздействующие на фо-
тодиод, будут сдвинуты на некоторое время г , в связи с чем среднее во
времени значение оптической мощности на детекторе будет равно [74]
Вход
К фотодетектору
Неподвижное
зеркало
Перемещаемое
зеркало
Рис. 5.13. Оптические системы OSA
на основе интерферометра Майкельсона
5.1. Анализ оптического спектра
373
P(r) = AJim^ |[£(Г) + £(Г-7)]Х (5.22)
= ^E(t fdt + 2klim~ $E(t)E(t-т)ch , (5.23)
P(T) = 2P0 + 2Kf(T), (5.24)
где к — постоянная, определяемая диаметром пучка и характеристи-
ческим сопротивлением среды Zo; E(t) — определяет амплитуду, час-
тоту и фазу электрического поля; 2Т — время наблюдения.
Здесь первый член уравнения равен среднему значению оптической
мощности рассматриваемых лучей, в то время как второй определяет
мощность, имеющую место в результате оптической интерференции этих
лучей, и математически представляет автокорреляционную функцию
Kf(r) двух электрических полей
1 т
Kf(i)=2klim— ^E(t)E(t-i)ch, (5.25)
Так как световая волна E(t) может иметь произвольную фазу и, следо-
вательно, не может быть выражена в аналитической форме, вычислить
автокорреляционную функцию Kf(r) в любых случаях невозможно. По
этой причине для вычисления пользуются тем фактом, что преоб-
разование Фурье автокорреляционной функции является спектральной
плотностью мощности p(f), в связи с чем для нахождения Kf(r) необхо-
димо произвести обратное преобразование Фурье спектральной плотности
мощности. Например, мы хотим определить выходной сигнал интерферо-
метра для монохроматического спектра одиночной продольной моды DFB
лазера, который обычно отвечает функции Лоренца со спектральной плот-
ностью мощности, имеющей вид симметричной функции Фурье
£ ( 1 j А
+1+KM/J2J’ (5,26)
где кр — коэффициент пропорциональности; fm и Д/ — цент-
ральная частота и FWHM ширина полосы спектра излучения лазерного
источника.
Теперь достаточно произвести обратное преобразование Фурье p(f)
и подставить полученное значение Kf (г) в Р(г), после чего оптическая
мощность на детекторе примет вид [8]
Р(т)=2Р^ 1 + е т‘ cos(2nfmT) ( (5 27)
1*--
( к V 0.8 1
где тс = — = — » — — время когерентности; г0 — мощность двух
\2л) \f \f
рассматриваемых лучей.
374
5. Измерение спектральных характеристик
В результате имеет место перемещение подвижного зеркала, соответ-
ствующее длине когерентности тсс излучения лазера, которая опреде-
ляется по разности хода до момента, когда амплитуда уменьшается до
1/е от максимального значения.
В дополнение к измерению длины когерентности интерферометр
Майкельсона позволяет также измерять спектральную плотность мощ-
ности излучения. Для этого, как было отмечено выше, интерферограм-
ма подвергается преобразованию Фурье.
Так как для идентификации длины волны в этом случае не использу-
ется фильтр с настраиваемой полосой пропускания, такие анализаторы
не могут применяться в тех областях, где необходима фильтрация вход-
ного сигнала. Кроме этого, вследствие дробового шума, который всегда
присутствует в оптическом приемнике при больших входных сигналах,
данный тип анализатора имеет меньший динамический диапазон по
сравнению с OSA на дифракционной решетке.
5.2. ИЗМЕРЕНИЕ СПЕКТРАЛЬНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
С ВЫСОКИМ РАЗРЕШЕНИЕМ
Помимо измерения интенсивности и длины волны оптического излуче-
ния, которые в первую очередь определяют качественные показатели
систем передачи, не менее важной является задача анализа влияния
динамики изменения данных параметров. При этом, если определение
влияния вариаций интенсивности излучения осуществляется довольно
просто с использованием фотодиода и подходящего электронного изме-
рительного преобразователя, определение влияния фазового шума и
ЛЧМ-импульса на спектр оптической мощности и качество передавае-
мых сигналов представляет достаточно сложную задачу измерений и не
может быть установлено с помощью прямого обнаружения оптического
сигнала. В то же время, учитывая, что ширина линии современного
полупроводникового лазера с непрерывным излучением, как правило,
не превышает 10 МГц, чтобы измерить эту ширину линии, потребуется
тысячекратное улучшение разрешения типового OSA, основанного на
дифракционной решетке. Поэтому для решения этих задач были разра-
ботаны интерференционные методы измерений, основанные на опти-
ческом смешении световых волн.
Прежде чем рассмотреть вопрос измерения спектральных характери-
стик оптического излучения с высоким разрешением, установим неко-
торые ограничения, предположив, что тестируемый лазер работает в
режиме одиночной продольной моды (SLM), при котором все частоты
лазерного резонатора, кроме основной моды, подавляются. Это, как
правило, имеет место в промышленных DFB и DBR лазерах, работаю-
щих в одномодовом режиме. Измерения проводятся только в режиме
SLM с использованием оптического смешения — интерференции опти-
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением 375
ческих сигналов, в связи с чем для достижения эффективного взаимо-
действия обеспечивается идентичность поляризационных и простран-
ственных характеристик сигналов. По этой причине все используемые
далее оптические волокна одномодовые, так как это гарантирует хоро-
шее пространственное наложение взаимодействующих в схемах изме-
рения оптических волн. Учитывая возможность изменения состояния
поляризации световых волн, в каналы измерений часто вводятся кон-
троллеры поляризации, позволяющие устранить эту проблему.
5.2.1. Интерференция двух оптических полей
В разделе 3.4 мы уже рассматривали вопрос взаимодействия двух опти-
ческих полей с позиций когерентного приема в волоконно-оптических
системах передачи. Поэтому в настоящем разделе остановимся лишь на
особенностях использования данных принципов транспонирования спек-
тра и выделения полезного сигнала для измерения длины волны. Сна-
чала вкратце будет рассмотрен гетеродинный случай, где локальный
лазерный генератор используется как источник образцового сигнала для
измерения сигнала с неизвестными спектральными характеристиками,
затем полученные результаты распространим на корреляционный ме-
тод измерения, основанный на взаимодействии входной и задержанной
световых волн. В обоих случаях взаимодействие между волнами вызы-
вает вариации интенсивности, которые можно обнаружить при помощи
фотодиода и затем проанализировать результирующий электрический
сигнал с помощью электронного оборудования.
5.2.1.1. Гетеродинный метод измерения
Пусть на вход фотодиода (рис. 5.14) воздействуют два оптических сиг-
нала напряженностью
Es(t) = у[^еЛ2,п,‘'+Ш
EL(t) = ^eJl2^M] ’ (5,28)
где P(t) = \E(t)2,a v и — соответственно частота и фаза оптических
полей. При этом оптическая фаза ^(/) учитывает также фазовый шум и
модуляцию оптической частоты.
Оптический
Рис. 5.14. Гетеродинное детектирование оптического сигнала
376
5. Измерение спектральных характеристик
Так как значение v при длине волны 1.55 мкм составляет 194 000
ГГц, общая фаза 2mt + 0(?) каждого оптического поля изменяется со
скоростью, слишком быстрой для того, чтобы электронное оборудова-
ние могло его зарегистрировать. Поэтому, чтобы получить верное ото-
бражение спектра входного сигнала, частота сигнала локального гене-
ратора выбирается ниже частоты входного сигнала, а оптические поля
данных сигналов объединяются в оптическом соединителе. Получен-
ные пространственно наложенные друг на друга оптические поля в виде
общего поля
(5.29)
(5.30)
£,.(?)= £,(?)+£,(?)
подают на фотодиод, ток которого равен
(0 =
где
(5.31)
— чувствительность детектора; T]d (О < r)d < 1) — его квантовая эффек-
тивность, а параметры ей представляют собой электрический заряд
и энергию фотона, соответственно.
Подставив (5.28) в (5.29) и (5.30) и используя fR=vs-vL и
МО =4(0-^ (О окончательно, ток фотодиода аналогично (3.35) ра-
вен
/0 = 9?[р,0 + Р£+27^Жсо8(2#дГ + ДХО)]- (5.32)
Так как первые два члена соответствуют прямому обнаружению ин-
тенсивности Es(?) и EL(t), третий член представляет собой результат
гетеродинного смешения, в результате которого члены с действитель-
ной оптической частотой отсутствуют, а остается только член с разно-
стной частотой, т. е. гетеродинный метод транспонирует спектр с высо-
ких оптических частот на частоты, которые могут быть измерены
электронными средствами. Таким образом, в гетеродинном методе ло-
кальный генератор служит эталонным сигналом с известной частотой,
амплитудой и фазовыми характеристиками, обеспечивая возможность
измерения спектра сигнала, в частности, его интенсивности и частоты.
5.2.1.2. Автогомодинный метод измерения
Данный метод основан на взаимодействии двух полей (рис. 5.15а), одно
из которых задержано относительно другого на определенное время.
Это условие обеспечивается в различных двухканальных оптических
устройствах, таких, как интерферометры Маха—Цендера, Майкельсона
или Фабри-Перо, в которых входное излучение делится на два луча,
распространяющихся вдоль оптических каналов неравной длины и за-
тем объединяющихся на фотодиоде. Фототок, генерируемый на фотоди-
оде, при этом равен
?(?) = 91[pi(?) + P2(?) + 2,/'^^cos(2^v0r0 + Д0(?,го))]> (5.33)
где Д (?) и Р2 (?) — мощность на выходе каждого канала интерферомет-
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
377
Оптический
ответвитель 1
Оптический
ответвитель 2
а)
Рис. 5.15. Автогомодинное детектирование на волоконно-оптическом
интерферометре Маха-Цендера
б)
ра; 2яуого — среднее значение задержки фазы интерферометра;
М'>гоМННо) — изменяемая со временем разность фаз, выз-
ванная модуляцией фазы или частоты входного сигнала и дифференци-
альной задержкой интерферометра г0.
Диапазон регистрируемого спектра (FSR) здесь определяется измене-
нием оптической частоты для получения фазового смещения между
двумя объединяемыми полями, равного 2л, который, согласно (5.33),
представляет собой величину, обратную дифференциальной задержке
интерферометра г0. Если предположить, что значение Д0(?,го) невели-
ко, изменение задержки интерферометра или средней оптической час-
тоты может вызвать изменение фототока от минимального до макси-
мального значения (рис. 5.156). Ограничения этих значений могут быть
вызваны недостатком регулировки поляризации световых лучей, несо-
ответствием между потерями каналов интерферометра или ограничен-
ным когерентным временем оптического источника. Если средняя фаза
2лу0г0 = тг(2лг +1/2), « = 0,1,2,..., то рабочая точка интерферометра сме-
щается по фазе на 90 градусов, что позволяет осуществлять линейное
преобразование небольшого отклонения оптической фазы Д0(?, г0) в
соответствующее изменение фототока и тем самым выполнять функции
дискриминатора частот. Это справедливо до тех пор, пока режим рабо-
ты соответствует квазилинейной части характеристики преобразования
378
5. Измерение спектральных характеристик
интерферометра. В линейном режиме последнее уравнение может быть
представлено в виде ; ;;г
i(t) = «[Pj (?) + Р2 (?) + 2 /^(ОМ) sin(A^(?, т0))]. (5.34)
Если значение Аф(?,т0) настолько мало, что справедливо приближе-
ние sin[A^(?, г0)] = АД?, т0), тогда дискриминатор выступает как линей-
ный преобразователь, преобразующий фазовую или частотную модуля-
цию в вариации мощности, которые могут быть измерены при помощи
фотодиода, так как
i(t) = «[?,(?) + Р2(?) + 2 /Р^Р^Аф^г.)]. (5.35)
Ниже приводятся различные варианты применения интерферометра как
дискриминатора для измерения фазового шума лазера, ЛЧМ и FM реак-
ции, где для поддержания хорошей контрастности интерферометра, кото-
рая определяется отношением /тах / 1тт , необходимо, чтобы т0« тс.
5.2.2. Измерение ширины линии лазера
В этом разделе рассматриваются некоторые методы измерения ширины
линии немодулированных одномодовых лазеров, в частности, гетеро-
динный, автогетеродинный и автогомодинный методы, а также метод,
основанный на использовании оптического дискриминатора, которые
обеспечивают очень высокое разрешение, необходимое для измерения
ширины линии лазера.
5.2.2.1. Гетеродинный метод измерения с использованием локального генератора
Гетеродинный метод — это единственный из рассматриваемых далее
методов, который дает возможность определить характеристику несим-
метричных форм спектральных линий. Гетеродинный метод не только
предоставляет данные относительно ширины линии, но может исполь-
зоваться и для измерения спектра оптической мощности. Этот метод
обладает исключительной чувствительностью и разрешением, но требу-
ет использования высокостабильного эталонного лазера с узкой шири-
ной линии. Согласно данному методу (рис. 5.16) вначале производится
настройка на длину волны эталонного лазера (локального генератора),
после чего его оптическая частота фиксируется и в течение измерения
не меняется, так как в дальнейшем для анализа используется ширина
Рис. 5.16. Схема гетеродинного метода измерения
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
379
полосы пропускания электрического анализатора спектра (ESA). В свя-
зи с этим частота лазера локального генератора должна быть настроена
как можно ближе к частоте сигнала, чтобы полученная в результате
смещенная частота находилась в пределах полосы пропускания ESA.
Установка длины волны локального генератора осуществляется с ис-
пользованием OSA или измерителя длины волны и задается чуть ниже
средней частоты изучения лазера. В результате каждая составляющая
частоты переводится в область низких частот и включает
cos(2ft-(yv - vLУ + zl^(r))]. (5.36)
Если фазовый шум локального генератора невелик по отношению к
тестируемому лазеру, спектр колебаний будет расширен относительно
первоначального фазовым шумом рассматриваемого лазера .
Полученный с помощью ESA спектр пропорционален спектру мощ-
ности тока фотодиода и также содержит элементы прямого обнаруже-
ния и продукты оптического гетеродинного смешения
(/) - & (/) + 2[5Л (v) ® Ss (- v)]}, (5.37)
— результат прямого обнаружения, который может быть из-
мерен при помощи фотодиода или ESA. Второй элемент представляет
собой продукт полезного гетеродинного смешения и является сверткой
спектра локального генератора SL (v) со спектром сигнала 5, (v). Преоб-
разование начинается с умножения изменяющегося во времени поля
локального генератора на поле сигнала в фотодиоде, которое эквива-
лентно свертке в частотной области. Форма спектральной линии лазе-
ра, включая любые асимметричные формы, повторяется уже на низкой
частоте, определяемой разностью оптических частот двух лазеров. Если
же ширина линии эталонного лазера мала по сравнению с тестируемым
лазером, спектр формы линии локального генератора SL (v) приближа-
ется к фунции Дирака PL8(y-vL}> тогда спектр, определяемый ESA
5,(/)«29г2РЛ(г-гЗ, (5.38)
будет пропорционален действительному спектру мощности лазера 5, (v),
переведенному на низкие частоты, доступные для электронного обору-
дования. Объяснение исключительной чувствительности гетеродинного
метода становится очевидным из последнего выражения, согласно ко-
торому большая мощность локального генератора обеспечивает лучшую
чувствительность. Однако наличие шума требует определения отноше-
ния сигнал/шум — SNR, представляющего собой отношение обнару-
женного гетеродинного сигнала ко всем компонентам шума. Эти компо-
ненты шума включают тепловой шум приемника, RIN локального
генератора и шум интерференции. Шум интерференции возникает вслед-
ствие оптических отражений в схеме измерения, которая преобразует
фазовый шум лазера в шум интенсивности, обнаруживаемый приемни-
ком. Наибольшее значение SNR достигается, когда доминирующим яв-
ляется дробовой шум локального генератора. В этом случае обнаруже-
ние является квантово-ограниченным или ограниченным по уровню
дробового шума и составляет
380
5. Измерение спектральных характеристик
<5-39)
где Рг — мощность оптического сигнала, падающего на фотодиод, а
Ве — электрическая полоса частот ESA. В этом случае чувствитель-
ность не зависит от мощности локального генератора, а минимальная
обнаруживаемая мощность приблизительно равна одному фотону в пре-
делах времени отклика электронного обнаружения.
Другое ограничение измерений гетеродинным методом определяется
разрешением по частоте. Так, существует несколько явлений, которые
ухудшают разрешение при измерении ширины линии. Во-первых, из-
за того, что измеренный спектр представляет собой свертку спектра
мощности поля сигнала со спектром лазера локального генератора, это
устанавливает минимальное спектральное разрешение, равное ширине
линии локального генератора, которая для типового настраиваемого
полупроводникового лазера с внешним резонатором составляет обычно
порядка 100 кГц. Однако на практике эффективная ширина линии мо-
жет быть значительно больше из-за девиации частоты или 1/ f частот-
ного шума. Девиация частоты представляет собой произвольное изме-
нение рабочей частоты лазера во времени и вызвана изменениями
характеристик лазерного резонатора вследствие изменения условий ок-
ружающей среды. При этом постоянная времени колебаний частоты,
как правило, меньше микросекунды и, следовательно, может быть мень-
ше времени интегрирования при электронном анализе спектра. Когда
среднее время измерения составляет несколько секунд, эффективная
ширина линии лазера с внешним резонатором может составлять не-
сколько МГц.
Другой фактор, определяющий разрешение по частоте, зависит от
разрешения в полосе частот электронного анализатора спектра. Фильтр
полосы пропускания должен быть настроен таким образом, чтобы не
ограничивать необходимое для измерения разрешение.
5.2.2.2. Автогетеродинный метод измерения ширины линии лазера
Метод автогетеродинного измерения представляет собой простой способ
измерения ширины линии без использования локального генератора и
основан на создании задержек с помощью оптического волокна при из-
мерении ширины линии простого оптического интерферометра (рис. 5.17).
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
381
Входное излучение делится в интерферометре на два луча, частота од-
ного из которых смещена относительно другого. Поэтому, если задерж-
ка г0 одного луча превышает когерентное время тс источника, эти лучи
взаимодействуют друг с другом так, как будто они исходят от двух
независимых источников, смещенных по частоте на Sv, и система фун-
кционирует аналогично рассмотренному выше принципу. Поэтому элек-
тронный анализатор спектра отображает спектр колебаний, расширен-
ный шириной линии лазера, и представляет собой свертку отдельных
спектров мощности взаимодействующих волн. Требование некогерент-
ного смешения устанавливает ограничение минимальной задержки ин-
терферометра по отношению к ширине линии лазера в виде
1
г0^Л . (5.40)
Av
Когда это условие выполняется, смешение становится независимым
от фаз взаимодействующего света, что ведет к более стабильному изме-
рению. Так, для ширины линии, равной 10 МГц, необходимая мини-
мальная дифференциальная задержка будет составлять приблизитель-
но 100 нс, что соответствует приблизительно 20 м одномодового
оптического волокна. При больших оптических задержках, допускае-
мых одномодовым оптическим волокном с низкими потерями, возмож-
но проведение измерений ширины линии менее 10 кГц.
Как и в случае оптического гетеродинирования, спектр задержанно-
го автогетеродинного фототока состоит из сигнала прямого обнаруже-
ния и продукта смешения [26]
5, (/М2 {Sd (/)+ 2[5л.(у- Sv)® St(- v)]}, (5.41)
где Sv — частота смещения, прилагаемая к полю одного канала интер-
ферометра, a — чувствительность обычного детектора. Так как эле-
мент смешения — это спектр тестируемого лазера, свернутый с самим
собой и смещенный по частоте на Sv, отображаемая форма линии все-
гда будет симметричной, даже если начальная форма линии обладала
значительной асимметрией.
Смещение частоты при измерении задержанной автогетеродинной
ширины линии может быть получено при помощи различных устройств,
включающих акустооптические переключатели частоты, фазовые мо-
дуляторы и модуляторы интенсивности, например, при модуляции тока
тестируемого лазера. Здесь следует отметить, что при измерении шири-
ны линии лазера с лоренцевским излучением форма линии будет в два
раза больше, чем действительная ширина, в то время как при гауссовс-
ком излучении форма линии имеет спектр фототока больше в 1.41 раз
по сравнению с исходной линией. Еще большее увеличение ширины
линии дают источники, характеризующиеся частотным джиттером или
шумом 1 / f, так как в этом случае измеренная ширина линии будет
изменяться с изменением задержки интерферометра, причем большая
задержка приводит к большей ширине линии.
382
5. Измерение спектральных характеристик
5.2.2.3. Автогомодинный метод измерения ширины линии лазера
Автогомодинный метод является наиболее простым методом измерения
ширины линии немодулированного лазера, так как для его реализации
нет необходимости в использовании переключателя оптической часто-
ты [77]. Этот метод, как и автогетеродинный, хорошо подходит для
измерения ширины линии благодаря очень высокой разрешающей спо-
собности, достигаемой вследствие использования оптических интерфе-
рометров, задержка в которых также осуществляется посредством во-
локна с низким показателем потерь.
Некоторые варианты реализации оптических каналов для метода
автогомодинной задержки показаны на рис. 5.18 и для обеспечения
когерентности оптических полей требуют выполнения условия (5.40).
Спектр фототока для метода автогомодинной задержки имеет вид
[26]
(/) - {Sd (f)+(v)® (- v)]}, (5.42)
и так как результат интерференции представляет собой спектр тестиру-
Интерферометр Маха-Цендера
Зеркало 1
-—|—Гго
Зеркало 2
Анализатор спектра
электрического
сигнала
Интерферометр Фабри-Перо
Рис. 5.18. Схемы автогомодинного измерения ширины линии лазера
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
383
емого лазера, свернутый сам на себя, то отображаемая форма линии
всегда будет симметричной, даже если исходная форма линии была асим-
метричной. Для линий лазера, описываемых функциями Лоренца и
Гаусса, спектр электрической мощности будет иметь формы, идентич-
ные действительному оптическому спектру, так как эти функции при
выполнении автокорреляции сохраняются.
Отношение между измеренной и действительной шириной линии
оптического поля то же самое, что и для метода автогетеродинной за-
держки, а так как смешение выполняется при 0 Гц, регистрируется
только половина симметричного спектра.
В общем случае спектр фототока можно оценить путем подсчета то-
ков, вызванных результирующим полем Ет (t), падающим на фотодиод,
которое может быть представлено в виде двух составляющих, по одной
от каждой линии интерферометра, т. е.
£r(f) = 7Д (5.43)
где ^(г) — фазовый шум лазера, который ведет к фазовому джиттеру
^(f) - фц + г), имеющему нулевое среднее гауссовское распределение ве-
роятностей. В силу теоремы Винера—Хинчина спектр мощности фото-
тока (отображаемый ESA) представляет собой преобразование Фурье фун-
кции автокорреляции фототока определяемое, как
7?,(г) = Л^1)(0>(т) + Л2С12)(г), (5.44)
где G^(o) и G^(r) —коэффициенты автокорреляции оптического поля
первого и второго порядка, определяемые следующим образом
G<1)(0)=[£r(fX(f)]; (5.45)
G<2)(r) = [£r(f)£;(f)£r(f + rX(f + r)], (5.46)
и т — переменная сканирования автокорреляции, а скобки указывают
либо на общее, либо на временное усреднение, так как оптическое поле
представляет собой как стационарный, так и случайный процесс. Учиты-
вая, что Ет (t) состоит из двух полей, одно из которых является задержан-
ной версией другого, уравнение (5.46) становится слишком сложным.
Когда найдено решение (5.44), с целью определения спектральной
плотности мощности фототока £,(/) осуществляется преобразование
Фурье « : «.<.<
<30
s,(/)= ~ (5.47)
-00
и полученный спектр мощности будет действителен для любой степени
корреляции между взаимодействующими полями. Здесь предполагает-
ся, что состояние поляризации объединенных полей регулируется для
достижения максимального взаимодействия, а три составляющие (ис-
ключая тепловой шум) одностороннего спектра фототока являются ре-
зультатом прямого обнаружения дробового шума Ss(f) и сме-
шения S„(f) [78] ;
S,(f) = SJc(f) + Ss(f)+SM, - - '• (5.48)
384
5. Измерение спектральных характеристик
где
Sdc (/) = [д + Р2 + 2^ соз(2яг0г0 J;
5v (/) = 2qK[P( + P2 + cos(2^0r0 )e~^" ];
Sm(/) = 891 P1f2^,AAV Л--[cosh(2®Avr0)-cos(2#t0) + >9(/)cos2(2®Xvr0)]
l + (//Av)
<9(/) = COS 2rfr0 - AVSm2^0 _ -2^r0 . g(jj = iXf = 0) =
— функция Дирака; P( и P2 — мощность, поступившая на детектор от
1-го и 2-го каналов интерферометра; Av — ширина оптической линии
лазера; v0 — центральная оптическая частота; г0 — задержка интерфе-
рометра; f — отображаемая частота.
Член 5т(/) кажется довольно громоздким, но при определенных
условиях он упрощается и его можно увидеть при различных значени-
ях Avr0, пропорциональных отношению задержки интерферометра г0
к когерентному времени лазера тс.
Когда Avr0=l, форма спектра приблизительно такая же, как и фор-
ма линии лоренцевского излучения, но измеренный спектр будет в два
раза шире. При Avr0 <1 сдвиг фаз взаимодействующих волн становится
более значительным, и в спектре появляются пульсации.
С позиций разрешающей способности по частоте эти результаты мо-
гут быть интерпретированы следующим образом: для Avr0=l разреша-
ющая способность определяется шириной линии тестируемого лазера, а
когда Avr0«l, разрешающая способность ограничивается дифферен-
циальной временной задержкой интерферометра.
Здесь следует отметить, что когда Avr0 > 1, имеет место некогерент-
ный режим и 5т(/) представляет собой градуированную версию дей-
ствительной формы линии лазера [26]
3,Ц)«Я2[Р, 4;^ . (6.49)
l + (//Av)
При Avr0 <1 уравнение (5.48) обеспечивает теоретическую основу
для определения ошибок измерения, имеющих место при незначитель-
ной задержке г0.
5.2.2.4. Метод когерентного дискриминатора
Рассмотрим метод измерения характеристик вариации основной часто-
ты и ширины линии лазера с непрерывно генерируемой длиной волны,
используя интерферометрический дискриминатор оптической частоты
[79]. Данные измерения имеют большое значение при определении ха-
рактеристик таких источников, как настраиваемые лазеры с внешним
резонатором, локальные генераторы для когерентного обнаружения и
лазеры с внешней частотной модуляцией (с частотной манипуляцией)
FSK систем передачи.
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
385
Предположим, что интенсивность излучения лазера не будет изме-
няться во времени, а только будут иметь место вариации оптической
частоты или фазы, а дискриминатор осуществляет преобразование флук-
туаций несущей в непосредственно измеряемые вариации интенсивнос-
ти излучения. Существует много интерферометрических конфигураций,
доступных для построения подобного дискриминатора, в частности,
интерферометр Маха-Цендера (рис. 5.19), основным параметром, ха-
рактеризующим который, является дифференциальная временная за-
держка г0 между двумя каналами интерферометра. Волоконно-опти-
ческий модулятор фазы и канал обратной связи в данной схеме
используются для поддержания интерферометра в режиме линейного
преобразования вариаций оптической частоты в изменение интенсивно-
Рис. 5.19. Схема оптического частотного дискриминатора
сти, а контроллер поляризации введен с тем, чтобы избежать ортого-
нальных состояний поляризации для двух взаимодействующих сигна-
лов. В этом случае вариации частоты лазера могут быть описаны с ис-
пользованием мгновенной частоты оптической несущей следующим
образом
v(f) = v0 + ^(f) > (5.50)
где v0 — средняя оптическая частота, a <5v(t) — приращение частоты в
случае большого смещения средней частоты. Если канал обратной свя-
зи неактивирован, оптическая интерференция приводит к следующему
значению фототока
i(t) = i0 +Azcos[2flv0r0 + 27T<5v(f)r0 ], (5.51)
где т0 — дифференциальная временная задержка интерферометра; дг'
— максимальное отклонение фототока, вызванное оптической интерфе-
ренцией.
Учитывая ограничения величины Sv по сравнению с г0, последнее
уравнение приобретает вид
Si
— = mobi, (5.52)
Sv
где Si! dv — угол наклона дискриминатора, который описывает преоб-
13-537
386
5. Измерение спектральных характеристик
разование приращений оптической частоты в приращения фототока.
Величину 2ят0Дг иногда называют постоянной дискриминатора.
Приведенные выражения очень важны, так как они иллюстрируют
возможность прямых измерений вариации оптической несущей, даже
если они имеют место на нескольких сотнях терагерц, а также показы-
вают, что для калибровки FM-дискриминатора необходимы всего два
экспериментальных параметра — дифференциальная временная задер-
жка г0 и вариации пикового тока д/, возникающие вследствие явле-
ния интерференции. Эти параметры на практике измеряются достаточ-
но просто, в частности, дифференциальная временная задержка
измеряется или с использованием оптического рефлектометра с высо-
кой разрешающей способностью, или путем измерения параметров ин-
терферометра при помощи модулированного по интенсивности источ-
ника с частотным сканированием, а отклонения пикового тока д/
измеряются посредством подачи линейно-изменяемого напряжения на
модулятор оптической фазы.
При осуществлении измерений с помощью дискриминатора обеспе-
чение согласования состояний поляризации для взаимодействующих
сигналов не требуется, но очень важно, чтобы эти состояния оставались
постоянными на протяжении всего измерения. Кроме этого, для дости-
жения необходимой чувствительности взаимодействующий сигнал дол-
жен быть достаточно высокого уровня.
Чтобы получить большую точность приведенных уравнений, необхо-
димо наложить некоторые ограничения на соотношение 8v(f) и г0, ко-
торые математически могут быть выражены, как [26]
Лф{1) - 2л j ° 3v(t)dt = 2^Sv(t)r„ «1. (5.53)
Последнее выражение описывает отличие фаз между оптическими
сигналами на выходе двух ответвлений дискриминатора. Другой способ
наложения этого ограничения заключается в том, чтобы оптическая
частота не слишком сильно изменялась в течение временной задержки
т0, обеспечивая сохранение фазовых вариаций на достаточно неболь-
шом уровне при условии т. е. чтобы сохранялся линейный
режим измерения. Несколько более мягкое ограничение заключается в
исключении каких-либо компонентов с высокочастотной модуляцией
/max «1/^о показателя <5v(f). Как правило, эти ограничения выполня-
ются, так как задержку г0 можно сделать небольшой.
Измерения с помощью дискриминатора очень эффективны, напри-
мер, для настраиваемых лазеров с внешним резонатором, который час-
то имеет ряд резонансных частот в кГц диапазоне, так как позволяют
легко идентифицировать эти частоты путем подачи выходного сигнала
FM-дискриминатора на анализатор электрического спектра. Кроме это-
го, дискриминатор позволяет измерить ширину линии лазера, исходя
из спектральной плотности мощности выходного сигнала Si(t). Так как
вариации оптической частоты лазера с непрерывным излучением име-
ют тенденцию к некоторой произвольности, более удобно измерять спек-
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
387
тральную плотность мощности (PSD) Sv(f) оптической частоты, кото-
рая связана с PSD измеренного фототока 5, (/) следующим образом
(2^0Л/)Ч(/). (5.54)
Это отношение действительно для 2?r<5vr0«l и f «\!т0 и может
быть исключено в случае использования более точного выражения
S,(f)= (2яг0Л/)2 sin2(r0/X(/), (5.55)
где sinc(x) = sin(^x)/(®c).
Здесь и далее, чтобы исключить путаницу между оптической часто-
той и флуктуациями частоты, которыми обладает оптическая частота,
при рассмотрении измерений, проводимых с использованием FM-диск-
риминатора, частотные вариации оптического носителя обозначим че-
рез f.
Как уже упоминалось, фундаментальная ширина линии лазера (ши-
рина линии лазера без каких-либо внешних помех) может быть опреде-
лена из спектральной плотности мощности оптической частоты, кото-
рая для лазера с непрерывной генерацией и лоренцевской шириной линии
Ду при спонтанной эмиссии определяется по формуле
.... Av .‘.У
SAf) = — (5.56)
я
и не зависит от длины волны. При наличии внешних помех этот резуль-
тат обычно не бывает точным в области низких частот и зависит от
особенностей лазера.
Обычно ESA измеряет электрическую мощность, исходя из которой
можно оценить спектральную плотность мощности, воспользовавшись
выражением .... ..
. 7. . = - (5.57)
где PESA(f) — электрическая мощность, измеренная на ESA, RL — эф-
фективное сопротивление нагрузки приемника, которое преобразует
фототок в напряжение, Gv — усиление напряжения между приемни-
ком и ESA, Ве — эффективная шумовая полоса пропускания фильтра
ESA, Rc — характеристический импеданс ESA, обычно равный 50 Ом.
Сравнение методов измерений ширины линии лазера
В рассмотренных способах измерения ширины линии существует
некоторое сходство, но имеют место и различия, в связи с чем использо-
вание конкретного метода зависит от того, насколько он удовлетворяет
целям измерения. Первым важным фактором является асимметрия из-
меряемого им спектра, необходимость учета которой требует использо-
вания гетеродинного метода, так как автогетеродинный и автогомодин-
ный методы, так же как и метод дискриминатора, не дают информации
относительно асимметрии ширины линии. В отношении простоты из-
мерения автогомодинный и автогетеродинный методы являются самы-
ми легкими, в то же время из-за необходимости использования меха-
13»
388
5. Измерение спектральных характеристик
низма переключения оптической частоты автогетеродинный метод не-
сколько сложнее автогомодинного. Еще одним преимуществом автоге-
теродинного/автогомодинного методов является то, что они позволяют
автоматически прослеживать длины волн, а так как сигнал локального
генератора в этих измерениях обеспечивается тестируемым лазером,
допускаются небольшие колебания длины волны. Последнее особенно
важно, когда ширина линии лазера зависит от тока смещения или тем-
пературы лазера. Так как метод дискриминатора не дает прямой ин-
формации о ширине линии, интерпретация полученных данных при
использовании данного метода более сложная. Метод дискриминатора
хорошо подходит для характеристики источников помех, как, напри-
мер, акустические резонансы, которые могут вызвать колебание часто-
ты. Он также дает возможность проводить измерения более узкой ши-
рины линии, чем автогомодинный и автогетеродинный методы. Эти
методы, как и метод дискриминатора, используются для измерения
ширины линии при условии, что лазер обладает лоренцевской формой
линии. Обычно это предположение верно, но должно быть удостоверено
заранее для каждого отдельного лазера.
В табл. 5.3 приведено сравнение данных методов с последующим уточ-
нением положительных и отрицательных сторон каждого.
Гетеродинный метод
Преимущества
• наивысшая чувствительность;
• измерение очень узкой ширины линии (ограниченной шириной
линии образцового лазера);
• измерение асимметричной формы линии и нелоренцевых ха-
рактеристик;
• измерение девиации оптической частоты. -
Недостатки
• может возникнуть необходимость в использовании OSA для того,
чтобы добиться соответствия длины волны образцового лазера с
длиной волны сигнала;
• образцовый лазер должен иметь девиацию низкой частоты и
ширину линии, сравнимую с шириной линии тестируемого ла-
зера;
• если длина волны тестируемого лазера изменяется вследствие
изменений температуры, оптической обратной связи или инжек-
ционного тока, необходимо прослеживание длины волны.
Автогетеродинный и автогомодинный методы
Преимущества
• простота схемы измерений;
• меньшая чувствительность к медленным колебаниям длины вол-
ны;
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
389
• возможность измерений узкой ширины линии Av ~5 кГц в зави-
симости от задержки волокна.
Недостатки
• не измеряет асимметричную форму линии;
• автогомодинный: измеряет только максимальную ширину ли-
нии вследствие использования механизма переключения частоты;
• необходим пересчет ширины линии при колебаниях частоты.
Метод когерентного дискриминатора
Преимущества
• измеряет спектр шумов фазы;
• измеряет спектр частотно-модулированного оптического сигнала;
• измеряет очень узкую ширину линии лазера.
Недостатки
• более сложная экспериментальная настройка и калибровка.
Таблица 5.3
Виды измерений Метод измерения и области применения
Измерение смодулированной ширины линии Гетеродинный: измерение с высоким разрешением и чувствительностью Автогетеродинный: измерение в диапазоне от *10 кГц до 1ГГц Автогомодинный: измерение в диапазоне от *10 кГц до 1ГГц Дискриминатор: измерение фазового шума и колебания частоты
Анализ оптического спектра Гетеродинный: измерение любых спектров Стробируемый автогомодинный: измерение симметричного спектра
Анализ ЛЧМ импульса Когерентный дискриминатор: осциллограф
Измерение частотной модуляции Когерентный дискриминатор: сетевой анализатор
5.2.3. Измерение оптического спектра модулируемого лазера
Как известно, спектральные измерения чрезвычайно важны для аттес-
тации, моделирования и определения параметров как современных ла-
зерных диодов, так и оптических модуляторов, причем если обычные
OSA, основанные на дифракционных решетках, являются отличными
устройствами для изучения структуры боковых мод лазера, то их спек-
трального разрешения обычно недостаточно для измерения спектра
модуляции. В этом случае, как правило, используют сканирующие FP
фильтры, а также рассматриваемые ниже гетеродинный и стробируе-
мый автогомодинный методы.
В общем случае в формирование спектра оптического излучения ла-
зера вносят свой вклад шум оптического излучения, фазовый шум и
возникающая вследствие прямой модуляции интенсивности излучения
ЛЧМ. Поэтому спектр оптического поля, характеризующегося ампли-
тудой , описывающей временное изменение мощности, средней
рабочей частотой v0 и фазовыми вариациями носителя ^(/)
390
5. Измерение спектральных характеристик
^(0=л/л^)е7(2”'м(,))> (5.58)
будет представлять собой свертку спектра Sm (f) огибающей модулиро-
ванного сигнала с центральной частотой v0 [26]
S, (v) = Sm (/J ® < Ps 0> - vJ, (5.59)
где скобка о обозначает усредненное значение времени, a Sm (/) вклю-
чает влияние ЛЧМ и ширины линии лазера. В отсутствие данных эф-
фектов естественно, должен соответствовать спектру мощности
амплитудной модуляции.
Так как измерение частоты несущей может быть выполнено при по-
мощи таких инструментов, как измерители длины волны или OSA, да-
лее будут рассмотрены методы измерения, которые позволяют опреде-
лить с высоким разрешением в частности, метод оптического
гетеродинирования и стробируемый автогомодинный метод. При этом
первый метод позволяет проводить измерение спектра произвольной
формы, но требует использования второго лазера в качестве локального
генератора, в то время как при втором подходе дополнительный лазер
не требуется, а используется доступ к входу модуляции тестируемого
лазера. Данный метод наиболее часто используется в тех случаях, когда
оптические спектры близки к симметричному и имеют существенное
расширение из-за частотной модуляции.
5.2.3.1. Гетеродинный метод
Гетеродинный подход к измерению спектра модулируемого лазера ана-
логичен рассмотренному ранее принципу измерения ширины линии
лазера и основан на объединении в волоконно-оптическом направлен-
ном ответвителе оптических полей модулируемого лазера и локального
генератора (рис. 5.20). OSA в данной схеме обеспечивает контроль уста-
новки частоты (длины волны) локального генератора относительно час-
тоты тестируемого лазера с тем, чтобы переместить спектр, получен-
ный в результате гетеродинного смешения, в пределы полосы частот
Рис. 5.20. Схема гетеродинного метода измерения
модулированного лазерного излучения
5.2, Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
391
фотодиода и ESA. При подобном гетеродинном измерении частота ло-
кального генератора в процессе дальнейшего измерения не изменяется,
а оптический спектр отслеживается при помощи широкополосного ESA.
Для оптимизации отношения сигнал/шум изображаемого спектра в схему
введен контроллер поляризации, а высокое разрешение достигается как
можно меньшей шириной линии локального генератора, минимизируя
оптические отражения использованием соединений термическим спосо-
бом или угловыми коннекторами.
Наблюдаемый спектр, пропорциональный спектральной плотности
фототока 5,(/), обычно ограничен полосой частот ESA, не превышаю-
щей 100 Гц, и зависит от спектра локального генератора SL(y), опти-
ческого спектра модулируемого лазера, а также от любых компонентов
прямого обнаружения
Si (/) « 9V К (/)+2Ss (v)® SL (- v)}, (5.60)
и при ширине линии локального генератора, меньшей ширины линии
модулируемого лазера, его форма линии может быть приблизительно
определена при помощи функции Дирака § , а наблюдаемое изображе-
ние представляет собой действительную частоту оптического спектра,
переведенную в рабочий диапазон ESA
S, (f)« К (/)+2 < Д >< PL0 > Sm (/)® - v, + vL)}. (5.61)
Сравнение (5.59) и (5.61) показывает, что измерение спектра мощно-
сти модуляции оптического поля гетеродинным методом осуществляет-
ся на разностной частоте локального генератора и тестируемого лазера.
При этом, чтобы избежать путаницы между спектром прямого обнару-
жения 5Л.(/) и спектром модулированного сигнала частота ло-
кального генератора должна быть выбрана, исходя из условия располо-
жения результата гетеродинного смешения выше самой высокой частоты
спектра прямого обнаружения интенсивности излучения.
5.2.3.2. Стробируемый автогомодинный метод
Спектр оптической мощности модулируемого лазера может быть изме-
рен с использованием и более простого устройства, состоящего из ин-
терферометра с оптическим приемником, за которым следует анализа-
тор электрического спектра. Этот метод измерения, называемый
стробируемым автогомодинным методом, позволяет проводить анализ
оптического спектра без использования дополнительного лазера в каче-
стве локального генератора. Преимущество данного метода по сравне-
нию с гетеродинным методом заключается в автоматическом прослежи-
вании длины волны. Например, если средняя длина волны лазера
смещается вследствие изменения температуры, модулируемый спектр
мощности все равно будет отображаться, потому что частота лазера вы-
ступает и в качестве образцовой частоты локального генератора. По
этой же причине при установке частоты нет необходимости в использо-
вании OSA, что повышает скорость измерения и упрощает его проведе-
ние. Стробируемый автогомодинный метод очень удобен для анализа
почти симметричных по отношению к частоте несущей оптических спек-
392
5. Измерение спектральных характеристик
Рис. 5.21. Схема стробируемого автогомодинного метода измерения
модулированного лазерного излучения
тров с глубокой частотной модуляцией, при этом, как и при использо-
вании рассмотренного гетеродинного метода, измеряемый спектр мож-
но наблюдать на ESA (рис. 5.21).
В соответствии с данным методом [80] лазер функционирует в двух
последовательных во времени состояниях, соответствующих немодули-
рованному и модулированному режимам, причем первый режим экви-
валентен работе локального генератора, а другой — измерению соответ-
ствующего оптического спектра. Дифференциальная временная задержка
т0 между двумя каналами интерферометра приводит к временному со-
вмещению состояния модулируемого лазера с состоянием локального
генератора на объединителе мощности у фотодиода. Чтобы добиться
необходимого временного соответствия, частота стробирующего импульса
должна удовлетворять выражению
_ 1 « ... '
... , .. (5.62)
о
Система функционирует в основном так же, как и при использова-
нии гетеродинного метода, но спектральное изображение равняется 0 Гц
вместо некой средней частоты. Изображаемый на ESA спектр мощнос-
ти фототока представляет собой оптический спектр модулируемого ла-
зера до тех пор, пока спектр симметричен, что характерно для ампли-
тудной и частотной модуляции.
Анализ отображаемого ESA спектра и его отношения к действитель-
ному спектру оптического сигнала требует расчета спектра мощности
фототока, при этом оказывается, что наиболее полезным является фун-
кционирование в некогерентном режиме, когда выполняется отноше-
ние
1 . ... - у. » у.. -
Го>— УУ...У .у. У. (5.63)
Av
и фазы оптического поля двух временных состояний являются некорре-
лированными. Это дает возможность немодулированным состояниям вы-
ступать в качестве независимого локального генератора. Это соответ-
ствует требованию, которое имело место при измерении ширины линии
лазера с использованием автогомодинного и автогетеродинного мето-
дов.
Выражение для спектра ESA в некогерентном случае выглядит сле-
дующим образом
S, >(/)«^2{5/(/)+25m(v)®5iO(-v)}. (5.64)
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
393
Поэтому, как и в гетеродинном случае, изображение ESA включает
результат прямого обнаружения интенсивности 5,(/) и продукт сме-
шения режимов локального генератора и модулируемого режима. Так
как этот метод представляет собой гомодинную технологию, он концен-
трирует оптический спектр около v0 и именно поэтому точно измеряет
только симметричные спектры [26]. Если имеет место смещение сред-
ней оптической частоты между состоянием локального генератора и
модулируемым состоянием в отрицательную сторону, на практике бу-
дут получены две боковые полосы частотной модуляции вместо одной.
Используя это явление, данный метод может точно измерять смещение
средней длины волны несущей между модулируемым и немодулируе-
мым состояниями лазера.
Сравнение гетеродинного и автогомодинного методов измерения
Рассмотренные методы измерения спектров мощности модулируемо-
го лазера имеют ряд отличий. Так, в гетеродинном методе частотное
разрешение ограничено шириной линии локального генератора, в то
время как автогомодинный метод ограничен шириной линии изучаемо-
го лазера. Кроме этого, вследствие узкой ширины линии локального
генератора, более эффективной оптики и гетеродинного усиления гете-
родинный метод обладает значительно более высокой чувствительнос-
тью, поэтому он предпочтительнее автогомодинного метода. Однако в
тех случаях, когда отсутствует лазер локального генератора или если
основной задачей становится прослеживание отклонения длины волны
тестируемого лазера от длины волны локального генератора, необходи-
мо использовать автогомодинный метод. Для сравнения данных мето-
дов со сканированием FP фильтра рассмотрим случай анализа спектра с
высоким разрешением в области усиления EDFA, лежащей от 1520 до
1570 нм. Это может быть осуществлено либо при помощи гетеродинно-
го метода (так как доступные для коммерческого использования лазеры
настраиваются в диапазоне, большем 100 нм) или автогомодинным ме-
тодом, так как FP фильтр будет требовать 50 нм свободного спектраль-
ного диапазона. Но для достижения такого же разрешения, как и при
использовании гетеродинного метода (при ширине линии локального
генератора, равной 1 МГц), FP фильтру будет необходима точность, до-
стигающая 6 миллионов!
5.2.4. Измерение ЛЧМ-импульса лазера
В предыдущих разделах были рассмотрены различные методы измере-
ния ширины линии и спектра мощности источника оптического излу-
чения, к которым можно отнести и измерение ЛЧМ-импульса, модули-
руемого по частоте оптического излучения. Измерение ЛЧМ-импульса
дает важную информацию о динамике изменения частоты лазера во
время модуляции его по интенсивности, а так как показатель прелом-
ления волокна зависит от частоты, наличие ЛЧМ-импульса может при-
вести к межсимвольной интерференции в высокоскоростных цифровых
394
5. Измерение спектральных характеристик
линиях связи. Обычно (5.21) чем выше скорость изменения оптической
мощности, тем больше проявляется ЛЧМ-импульс.
Временная зависимость ЛЧМ-импульса может быть охарактеризова-
на с использованием оптических дискриминаторов, которые предназна-
чены для преобразования девиации оптической частоты в обнаружива-
емое изменение интенсивности. Дискриминаторы могут быть
реализованы с использованием оптических фильтров, интерферометров
или гетеродинных устройств. В принципе любой линейный оптический
компонент с характеристиками передачи, зависящими от длины вол-
ны, такой как, двулучепреломляющие кристаллы, оптические волокна,
FP фильтры и интерферометры Майкельсона в объемной или волокон-
но-оптической форме, может служить дискриминатором. Рассмотрим
работу дискриминатора на примере неоднократно приводимого нами
интерферометра Маха—Цендера, отметив, что аналогичным образом фун-
кционируют и другие двухканальные интерферометры.
Схема интерферометра Маха—Цендера, предназначенного для изме-
рения лазерного ЛЧМ-импульса, приведена на рис. 5.22а, где входное
модулированное излучение делится в интерферометре на два луча, рас-
пространяющиеся по соответствующим каналам интерферометра с т0
дифференциальной задержкой, а затем объединяется для взаимодей-
ствия в выходном ответвителе, который направляет половину света от
каждого канала на фотодиоды. При этом сигнал одного фотодиода про-
порционален как средней мощности излучения, так и высокоскоростно-
му изменению интенсивности, обусловленному вариациями оптической
частоты, в то время как второй фотодиод используется только для из-
мерения средней мощности. Когда средние значения мощности на фо-
тодиодах равны, интерферометр находится в линейном режиме и осу-
ществляется преобразование ЛЧМ-импульса оптической частоты в
изменения интенсивности (рис. 5.226). В данной схеме для поддержа-
ния линейного режима работы интерферометра используется канал об-
ратной связи, стабилизирующий рабочую точку путем регулировки т0
в пределах оптической длины волны. Эта задержка может быть реали-
зована, например, посредством пьезоэлектрического устройства (PZT) и
для сохранения когерентной интерференции между световыми лучами
должна удовлетворять условию
го«4". (5.65)
Av ...
В то же время согласно требованиям сохранения линейного режима
при смещении рабочей точки связь между средней оптической частотой
v0 и задержкой т0 интерферометра определяется как
2лг0г0
= —I- 1пп
2
(5.66)
где п =0, 1, 2, ... .
Так как в действительности имеются две точки, соответствующие
линейному режиму и находящиеся на противоположных склонах фун-
кции i(v), измерения осуществляются с помощью осциллографа, синх-
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
395
А кустооптический
регулятор задержки
)
Рис. 5.22. Измерение ЛЧМ-импульса волоконно-оптическим
интеосЬеоометоом Маха-11ендеоа
ронизированного с лазерным источником модуляции путем измерения
интервалов времени, при определенных состояниях интерферометра, и
последующем расчете ЛЧМ-импульса. Обычно используют три состоя-
ния интерферометра, при которых: оптические переключатели А и В
открыты; переключатель А закрыт, а переключатель В открыт; пере-
ключатель А открыт, а переключатель В закрыт. Из анализа времен-
ных показателей фототока, соответствующих этим трем состояниям ин-
терферометра, можно вычислить ЛЧМ-импульс.
Для дискриминаторов, выполненных на основе интерферометров с
двумя оптическими каналами, средняя выходная мощность от одного
порта интерферометра представляет собой сумму мощности канала и
элемента интерференции (5.33)
Ро(г) = Д (г) + Р2(/) + 2^0P2(r)cos[^(r,т0) + 2лг0г0], (5.67)
где v0 — это средняя частота оптического носителя и т0 — дифферен-
циальная задержка интерферометра.
396
5. Измерение спектральных характеристик
Очевидно, что при отсутствии частотной модуляции A^(f) равняется
нулю, а при любых изменениях частоты сигнала на входе интерферо-
метра происходит изменение фазы между сигналами на выходе интер-
ферометра. Мгновенные отклонения частоты zlv(f) оптической несущей
представляют собой временную производную фазы
Ат
(5.68)
Когда задержка меньше самых малых периодов модуляции, т. е.,
го «1//и
A^(f,т0)~ ЪггQ8v(t). ' (5.69)
В этом случае сигнал на выходе дискриминатора будет равен
Р(0 = Р, (0+ Р2 (0+27P,(0^(0sin(2^o^(0), (5.70)
и для определения <5v(f) необходимо измерить Р} (г) и Р2 (г), для чего и
осуществляется поочередное блокирование каждого из каналов интер-
ферометра. Так как угол наклона характеристики дискриминатора за-
висит от входной мощности, которая теперь изменяется в зависимости
от времени, концепция постоянной дискриминатора здесь не использу-
ется. Поэтому для определения ЛЧМ-импульса <5v(r) выполняется как
прямое обнаружение Д (/)+//(/), так и зависимости характеристики
дискриминатора от мощности :Pt(t)P2(t) Окончательно [26]
dv(t) =
1
2ят0
arcsin
(5.71)
2/^0^) >
Задержка т0 может быть измерена путем присоединения источника
белого света, например, ASE от EELED или EDFA, к интерферометру и
наблюдения появления нулей в выходном спектре интерферометра, ото-
бражаемом на осциллографе.
Для уменьшения шума и сохранения однозначности измерения ЛЧМ-
импульса изменение пиковой частоты 8vр должно быть меньше одной
четвертой свободного спектрального диапазона интерферометра при
нахождении максимального ЛЧМ-импульса приблизительно в линей-
ной области характеристики интерферометра, т. е.
- FSR 1
<5-72’
Для измерения т0 при больших задержках могут использоваться
анализатор оптического спектра или источник гармонических колеба-
ний с высокоскоростным осциллографом.
В связи с изложенным большой интерес представляет рассмотрение
реальных измерений ЛЧМ-импульса данным методом, которые подробно
описаны в [26]. Согласно данной методике, DFB лазерный диод модулирует-
ся на скорости 1 Гбит/с, что привело к появлению вариаций мощности и
частоты, которые регистрируются высокоскоростным InGaAs фотодиодом
со встроенным микроволновым GaAs усилителем, соединенным с высоко-
скоростным осциллографом, а измерения проводятся в три такта.
5.2. Измерение спектральных характеристик с высоким разрешением
397
1,%
О 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 1,2 1,4 1,6 1,8 2,0 2,2 t, нс
Рис 5. 23 Результаты измерения модулированного (вверху)
и ЛЧМ (внизу) импульсов DFB лазера методом дискриминатора
Сначала, используя ASE DFB лазера, смещенного относительно поро-
гового тока, и OSA для наблюдения нулей интерференции задается за-
держка т0= 0, которая фиксируется регулировкой микрометра, контро-
лирующего свободный канал одного из коллиматоров, а для обеспечения
необходимого соответствия поляризации световых лучей используется
контроллер поляризации. В дальнейшем измерения проводятся в соот-
ветствии с описанной выше методикой. Полученные результаты приве-
дены на рис. 5.23.
На верхнем графике хорошо виден пик интенсивности, который свя-
зан с релаксационными колебаниями, имеющими место при времени
нарастания, приблизительно равном 30 пс, а измеренный динамичес-
кий частотный ЛЧМ-импульс, в начале которого оптическая частота
равна 15 ГГц, представлен на нижнем графике.
Используя данный метод, ЛЧМ-импульс лазера или оптического модуля-
тора может быть охарактеризован даже при наличии 100% амплитудной
модуляции, а так как измерение проводится во временной области, регист-
рируются амплитуда, фаза и частотная модуляция импульса. Кроме изме-
рения глубины частотной модуляции во временной области, она может быть
измерена и в частотной области при частотной модуляции лазера.
398
5. Измерение спектральных характеристик
5.3. МЕТОДЫ КАЛИБРОВКИ АНАЛИЗАТОРОВ
ОПТИЧЕСКОГО СПЕКТРА ПО ДЛИНЕ ВОЛНЫ
Как показала практика, OSA функционируют в течение многих лет без
заметного износа, однако, несмотря на это, они требуют периодической
калибровки [81], так как наличие механических частей в OSA непосред-
ственно влияет на точность установки длины волны. Чтобы компенсиро-
вать изменение параметров данных компонентов, производители проводят
калибровку OSA, однако, несмотря на это, удары, вибрация и изменение
температуры могут вызвать смещение длины волны в пределах +1 нм, что
составляет менее 0.1% по сравнению с полным диапазоном длин волн.
Длина волны в воздухе и вакууме
Все OSA измеряют длину волны света в воздухе, представляя факти-
чески результат измерения в терминах длин волн или оптической час-
тоты в вакууме. Это означает, что OSA должен учитывать это отличие
при преобразовании длины волны в частоту, так как показатель пре-
ломления среды зависит от температуры, давления и влажности. По-
этому для осуществления совершенного преобразования длины волны в
вакууме в длину волны в воздухе необходимо точно устанавливать зна-
чение показателя преломления, который, например, при 1550 нм на
уровне моря при температуре 15°С и отсутствии влажности равен
1.000273. До введения в эксплуатацию систем DWDM небольшие ошиб-
ки, вызываемые погрешностью показателя преломления, не имели боль-
шого значения, в то время как игнорирование показателя преломления
воздуха на длине волны 1550 нм приводит к ошибке в 0.4 нм. Поэтому,
если интервалы между каналами DWDM составляют 0.8 нм, эта ошиб-
ка становится достаточно значительной, в связи с чем при измерениях
необходимо вводить значение показателя преломления для того, чтобы
получить точное соответствие значения длины волны в вакууме при
показаниях в единицах частоты.
Калибровка по источнику с известной длиной волны излучения.
OSA может быть откалиброван по источнику излучения с известной
длиной волны, в связи с чем точность калибровки определяется точно-
стью эталонного сигнала. На одной длине волны калибровка может быть
осуществлена в соответствии с длинами волн гелий-неонового лазера,
приведенными в табл. 5.4.
Одноточечная калибровка отличается очень высокой точностью, однако,
начиная с этой точки, ошибки будут накапливаться. Другой метод калиб-
ровки основан на применении настраиваемого лазера, контролируемого с
помощью измерителя длины волны, что позволяет проводить калибровку в
широком диапазоне длин волн. В этом случае излучение от перестраиваемо-
го лазера поступает одновременно как на OSA, так и на измеритель длины
волны, который должен иметь разрешение менее 1 нм. Из-за использова-
ния высокоточного перестраиваемого источника излучения с узкой полосой
частот данный метод калибровки достаточно дорогостоящий.
5.3. Методы калибровки анализаторов оптического спектра по длине волны
399
Калибровка по элементам поглощения. Калибровка по линиям по-
глощения газообразных веществ имеет то преимущество, что эти линии
являются природными константами. Свет от широкополосного источника,
как, например, светодиода с торцевым излучением, проходит через стек-
лянную трубку, содержащую молекулярный газ. Газовые элементы по-
глощают излучение около
вибрационного и ротацион-
ного резонансов молекул, а
результирующий свет соби-
рается и проходит на OSA.
Самое сильное поглощение
имеет место при фундамен-
тальной резонансной часто-
те для молекул газа, которые
наиболее часто встречаются
при длине волны больше 2
мкм. Доступные линии по-
глощения для важной воло-
Таблица 5.4
Параметр Длина волны (им) Частота (ТГц)
Гелий-иеоиовый 632.99076(2) 473.612692(12)
Гелий-иеоновый 730.6805(11) 410.289572(60)
Гелий-иеоиовый 1152.59050(13) 260.103184(30)
Гелий-иеоиовый 1523.48761(19) 196.780372(25)
DFB лазер 800-1600 187-1600
конно-оптической полосы 1550 нм ограничены ацетиленом и цианидом
водорода. Резонансами в обоих случаях являются гармоники фундамен-
тальных вибрационных частот, которые практически все расположены в
диапазоне от 1510 до 1545 нм. Длина вакуумной трубки для этого изме-
рения составляет 5 см, а давление газа 400 Torr. В этом случае величина
линий поглощения составляет менее 3 дБ. В табл. 5.5 приводится спи-
Таблица 5.5
Линии поглощения ацетилена (12С2Н2)
R27 1512.45 R13 1518.21 Р1 1525.76 Р15 1534.10
R25 1513.20 R11 1519.14 РЗ 1526.87 Р17 1535.39
R23 1513.97 R9 1520.09 Р5 1528.01 Р19 1536.71
R21 1514.77 R7 1521.06 Р7 1529.18 Р21 1538.06
R19 1515.59 R5 1522.06 Р9 1530.37 Р23 1539.43
R17 1516.44 R3 1523.09 Р11 1531.59 Р25 1540.83
R15 1517.31 R1 1524.14 Р13 1532.83 Р27 1542.25
Линии поглощения ацетилена (13С2Н2)
R26 1521.20 R12 1526.95 Р2 1534.35 Р16 1542.39
R24 1521.95 R10 1527.86 Р4 1535.43 Р18 1543.63
R22 1522.72 R8 1528.80 Р6 1536.53 Р20 1544.89
R20 1523.52 R6 1529.76 Р8 1537.66 Р22 1546.18
R18 1524.35 R4 1530.74 РЮ 1538.81 Р24 1547.49
R16 1525.19 R2 1531.75 Р12 1539.98 Р26 1548.82
R14 1526.06 R0 1533.41 Р14 1541.17 Р28 1550.18
400
5. Измерение спектральных характеристик
сок обозначений и длин волн для линий поглощения в ацетилене и
некоторых его углеродных изотопов.
Префикс R в таблицах обозначает резонансы для лепестка более ко-
ротких длин волн, а префикс Р — для лепестка поглощения более длин-
ных волн. Вакуумные длины волн этих линий поглощения были измере-
ны с точностью 0.001 нм, а температурная чувствительность составляла
менее 100 кГц/K, что при вариации температуры до 100 К приводит к
смещению длины волны, равному 1Мгц. При 1550 нм это соответствует
смещению на 0.000008 нм, и поэтому им можно пренебречь. Уровень
поглощения на единицу длины в элементе может быть увеличен путем
увеличения давления газа, так как при высоком давлении ширина ли-
ний поглощения будет расширяться, и отдельные молекулы газа начнут
взаимодействовать.
Поглощение цианида водорода в основном сосредоточено в поле се
усиления оптических эрбиевых усилителей EDFA, лежащей в пределах
1545 — 1560 нм. По этой причине данный элемент поглощения являет-
ся особенно эффективным для калибровки анализаторов, используемых
в системах WDM. Для сравнения в той же таблице приводится список
линий поглощения для цианида водорода, единственным недостатком
которого является токсичность, так как при соединении цианида водо-
рода с молекулами гемоглобина крови они становятся неспособными
переносить кислород. Однако объем газа в элементе поглощения может
быть уменьшен до такой степени, чтобы можно было проводить калиб-
ровку без малейшего риска. Учитывая, что измерения в системах DWDM
требуют высокой точности по длине волны, технология калибровки по
элементам поглощения представляет значительный интерес.
ВЫВОДЫ
Учитывая, что степень искажений сигнала, полученного на выходе оп-
тического волокна, в значительной степени зависит от спектральных
характеристик источников и приемников излучения, а также от компо-
нентов ВОЛС, измерение этих характеристик имеет первостепенное зна-
чение. Данные измерения включают измерение длины волны, плотнос-
ти спектральной мощности, уровня оптических шумов и частотных
характеристик модулированных оптических сигналов.
Такие измерения наиболее полно могут быть выполнены с помощью
анализаторов оптического спектра, построенных на основе методов оп-
тической фильтрации и преобразования Фурье автокорреляционной
функции. В связи с этим рассмотрены OSA с дифракционной решеткой
и интерферометром Фабри—Перо, реализующим первый метод и интер-
ферометром Майкельсона, функционирующим согласно второму мето-
ду. Определены основные характеристики и ограничения данных мето-
дов измерения спектра.
Описано функционирование анализатора оптического спектра, осно-
Выводы
401
Таблица 5.6
Параметр Измеритель длины волны, основанный на интерферометре Майкельсона Анализатор оптического спектра, основанный на диф ракционн ой решетке
Точность измерения абсолютной длины волны 1 ppm 150 ppm <30 ppm с калибратором
Чувствительность для скорости обновления 1 с -65 дБм -80 дБм
Разрешение по длине волны 0.1 нм (12 ГГц при 1550 нм) зависит от длины сканирования 0.1 нм (12 ГГц при 1550 нм) зависит от количества освещенных линий дифракционной решетки
Динамический диапазон 40 дБ, ограничен дробовым шумом 70 дБ, ограничен отражением полосы заграждения фильтра
ванного на дифракционной решетке, и приведены примеры измерений,
показано, что при измерении сигналов с низкочастотной модуляцией
требуются некоторые дополнительные функции управления анализато-
ром оптического спектра. Отмечено, что разрешение и динамический
диапазон фильтра монохроматора определяется количеством освещен-
ных линий на решетке, шириной входного и выходного отверстий, ка-
чеством коллимирующей оптики и количеством проходов световым лу-
чом дифракционной решетки.
Описано функционирование анализаторов спектра на интерферомет-
ре Майкельсона, отмечено, что его разрешение и динамический диапа-
зон определяются конструктивными параметрами и дробовым шумом,
соответственно. Последний генерируется в оптическом приемнике и
является основным фактором, ограничивающим возможности интерфе-
рометра Майкельсона.
Для сравнения рассмотренных анализаторов в приведенной ниже таб-
лице (Табл.5.6) даны основные характеристики анализаторов оптичес-
кого спектра на основе дифракционной решетки и интерферометра Май-
кельсона [26].
Показано, что в тех случаях, когда разрешение рассмотренных ана-
лизаторов оказывается недостаточным, необходимо использовать коге-
рентные методы анализа спектра.
Рассмотрены разнообразные методы измерения ширины линии лазе-
ра, спектра мощности модулированного сигнала, ЛЧМ-импульса и глу-
бины FM модуляции, осуществляемые с высоким разрешением. Все эти
методы измерения основаны на концепции интерференции, которая
позволяет осуществлять измерение обычно неразличимой фазовой или
частотной модуляции при помощи высокоскоростного фотодиода. За-
тем сигнал с фотодиода анализируется при помощи анализатора элект-
рического спектра или осциллографа. Для измерения ширины линии
402
5. Измерение спектральных характеристик
было рассмотрено применение гетеродинного, задержанных автогетеро-
динного и автогомодинного методов, а также метода когерентного дис-
криминатора. Гетеродинный и стробируемый задержанный автогомо-
динный методы были рассмотрены при их использовании для измерения
спектра мощности модулированного лазера. В последней части этой главы
были рассмотрены две важных проблемы: измерение во временной об-
ласти ЛЧМ-импульса лазера или модулятора, а также FM глубина мо-
дуляции лазера или модулятора. Оба эти метода основаны на когерент-
ной интерференции для преобразования фазовой или частотной
модуляции в измеряемые изменения интенсивности.
Отражены вопросы калибровки средств измерений по длине волны.
Показано, что калибровка абсолютной длины волны может быть вы-
полнена путем сравнения со стандартом длины волны He-Ne лазера с
измерителем длины волны или при использовании газовой камеры по-
глощения.
Так как при измерении длины волны (частоты) оптических сигналов
к приемнику излучения предъявляются лишь высокие требования по
чувствительности, влияние характеристик фотодиодов на погрешность
измерений не рассматривалось. В то же время при анализе спектраль-
ной мощности первостепенное значение приобретают вопросы линейно-
сти, равномерности частотной характеристики и стабильности фото-
приемника, рассмотрению которых посвящена следующая глава.
=6=
ИЗМЕРЕНИЕ ОПТИЧЕСКОЙ
МОЩНОСТИ, ЗАТУХАНИЯ
И ВНОСИМЫХ ПОТЕРЬ
Как известно, измерение оптической мощности является метрологичес-
кой основой волоконной оптики, а измерительный преобразователь оп-
тической мощности в той или иной форме используется практически в
каждом средстве измерения параметров световой волны. Различают из-
мерение абсолютной и относительной мощности, первое из которых слу-
жит для определения характеристик источников и приемников оптичес-
ких сигналов, а второе — для измерения ослабления, усиления, возвратных
и вносимых потерь. При этом измерение абсолютной мощности в систе-
мах передачи, например, мощности оптического передатчика или чув-
ствительности оптического усилителя, позволяет определить запас мощ-
ности и оценить степень безопасности глаз, а измерение относительной
мощности позволяет установить значения потерь оптического волокна,
коэффициента усиления оптического усилителя и др.
Оптическая мощность обычно задается на основе измерений электри-
ческой мощности, так как последняя может быть точно определена по
току и напряжению. Поэтому все измерения оптической мощности мо-
гут быть проверены посредством измерений электрической мощности.
Большинство лабораторий национальных стандартов, таких, как NIST
(США), РТВ (Германия) и NPL (Великобритания), проводят детальные
исследования этого вопроса.
Можно выделить две основные группы измерителей оптической мощ-
ности: измерители мощности с термофотодиодами (TFD), в которых из-
меряется превышение температуры, вызванное оптическим излучением,
и измерители мощности с фотодиодами (FD), в которых фотоны оптичес-
кого излучения генерируют связанные электронно-дырочные пары. Хотя
измерители мощности на FD обладают достаточно небольшим диапазо-
ном рабочих длин волн, а также нуждаются в абсолютной калибровке,
они все же используются чаще вследствие своей высокой чувствительно-
сти. Тем не менее измерители мощности на TFD иногда предпочтитель-
нее для использования в метрологических лабораториях вследствие вы-
сокой стабильности и независимости показаний от длины волны
оптического излучения в широком динамическом диапазоне. Кроме это-
го, сами TFD могут быть непосредственно поверены при помощи измере-
404
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
ний электрической мощности. Словом, оба типа измерителей мощности
находят свое применение, а их сравнение приведено в табл. 6.1.
Таблица 6.1
Характеристики Измерители мощности с TFD Измерители мощности с FD
Зависимость показаний от длины волны не зависят от длины волны зависят от длины волны
Диапазон длин волн широкий диапазон диапазон 2:1.
Калибровка возможна самокалибровка необходима калибровка
Чувствительность очень низкая (обычно 10 мкВт) очень высокая (менее 1 рВт)
Точность в зависимости от метода калибровки ±1% ±2%
6.1. ИЗМЕРИТЕЛИ МОЩНОСТИ
С ТЕРМОФОТОДИОДАМИ
В настоящее время известны различные принципы измерения оптичес-
кой мощности с помощью термофотодиодов, наиболее распространен-
ный из которых основан на радиометрическом методе замещения, яв-
ляющемся в общем случае методом автокалибровки. Согласно этому
методу измеритель мощности сначала подвергается воздействию опти-
ческого излучения, а затем излучение устраняется (при помощи штор-
ки или прерывателя) и заменяется электрически генерируемой мощно-
стью, которая контролируется таким образом, чтобы поддерживать
независимую от времени температуру. Так как электрическая мощность
может быть измерена с высокой точностью, это позволяет обеспечить
высокую точность и данного метода измерения оптической мощности.
В соответствии с данным методом на поглощающий слой, например,
поверхность, покрытую черной краской, вначале воздействуют падаю-
щим светом, а затем осуществляют воздействие на этот слой нагревате-
лем, который термически объединен с поглощающим слоем. Задняя
сторона нагревателя имеет изолированный слой серебра в целях урав-
нивания каких-либо отклонений температуры, а само серебро также
покрыто черной краской. Температура измеряется при помощи термо-
батареи (последовательно соединенных термоэлементов), расположен-
ной в непосредственной близости от серебряной пластины и вырабаты-
вающей напряжение, пропорциональное разности температур между
поглощающим слоем и поверхностью достаточно большой тепловой мас-
сы. Так как единственной целью является достижение равенства темпе-
ратур для двух типов возбуждения, в данном случае вопрос линейности
не стоит. Однако, если целью является высокая точность измерения,
необходимо учитывать следующие важные положения, обеспечивающие:
i • необходимую площадь поверхности при большой тепловой мае-
6.1. Измерители мощности с термофотодиодами
405
се для поддержания постоянной температуры в течение доволь-
но длительного времени измерения, так как в этом случае ис-
пользуются инерционные постоянные величины;
• блокирование фонового и рассеянного светового излучения, так
как термофотодиод измеряет мощность не только источника из-
лучения, но и комнатную температуру, однако это явление можно
уменьшить с помощью тепловой изоляции, а использование ряда
апертур гарантирует, что фотодиод облучается только оптичес-
ким источником;
• оптимизацию теплового потока с целью снижения теплового со-
’ противления между поглощающим слоем и нагревателем, при
этом тепловое сопротивление оболочки вследствие конвекции и
' излучения должно быть как можно выше;
• высокую поглощающую способность, приближающуюся к 100%,
s : 4' так как отраженный и рассеянный свет не способствуют увели-
чению температуры фотодиода и должны быть скорректирова-
ны, при этом измерение отражательной способности должно
проводиться в любом случае как составная часть начальной ка-
либровки;
• точное измерение электрической мощности посредством изме-
рения тока и напряжения, исключая влияние нагревателя для
' ‘ получения точных результатов измерения напряжения, так как
соединительные провода оказывают влияние на стабильность
температуры.
Другая реализация данного метода основана на том, что вместо пос-
ледовательного воздействия оптического излучения и электрической
мощности термофотодиод, например, тонкопленочный датчик, непре-
рывно нагревается электрической мощностью, которая несколько боль-
ше оптической мощности, которую предстоит измерить. Для этого на-
пряжение термофотодиода вначале фиксируется без воздействия
оптической мощности, затем он подвергается воздействию оптической
мощности, а электрическая мощность уменьшается посредством обрат-
ной связи до тех пор, пока напряжение термофотодиода станет таким
же, как и до воздействия оптической мощности (калибровка включе-
на). Необходимый результат измерения оптической мощности представ-
ляет собой просто разницу значений электрической мощности между
этими двумя процедурами без необходимости проведения измерения на-
пряжения термофотодиода.
Наибольшая проблема при использовании измерителей мощности с
термофотодиодами заключается в их низкой чувствительности и соот-
ветственно продолжительности измерения. Некоторое улучшение воз-
можно при использовании термочувствительных элементов, выполнен-
ных на полупроводниковых материалах.
Тепловые измерители мощности характеризуются чувствительностью
лучше 1 мкВт при погрешности не хуже +1% в диапазоне от ультрафио-
летового до инфракрасного спектра излучения и постоянной времени от
нескольких секунд до нескольких минут в зависимости от размера тер-
406
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
мофотодиода. Эти характеристики позволяют использовать тепловые из-
мерители мощности для проведения калибровки, однако в других сферах
волоконно-оптических измерений они используются довольно редко.
Особым типом теплового измерителя мощности является криоген-
ный радиометр, представляющий собой термофотодиод, помещенный в
вакуум и охлажденный жидким гелием приблизительно до б К. Крио-
генные радиометры являются наиболее точными измерителями мощно-
сти благодаря тому, что:
• при б К масса поглощающего материала (энергия, необходимая
для увеличения температуры на 1 К) значительно снижается,
что уменьшает постоянную времени и, следовательно, время
измерения;
• тепловые потери вследствие излучения устраняются, так как ее
энергия пропорциональна Г4;
• тепло, идущее от соединительных проводов резистора, может
быть устранено, если сделать их сверхпроводящими;
• потери вследствие конвекции устраняются путем эксплуатации
фотодиода в вакууме.
Основываясь на этих характеристиках, криогенные радиометры при
измерении мощности позволяют достичь значения погрешности, рав-
ной +0.01%, однако вследствие высокой стоимости оборудования и слож-
ности его эксплуатации они обычно используются только в национальных
калибровочных лабораториях.
6.2. ИЗМЕРИТЕЛИ МОЩНОСТИ С ФОТОДИОДАМИ
Большим преимуществом фотодиодов является то, что они способны
измерять модулируемую высокочастотную мощность уровнем менее 1 пВт
(-90 дБм), однако из-за значительной зависимости от длины волны их
полоса пропускания обычно не превышает одной октавы. Тем не менее
на сегодняшний день вследствие высокой чувствительности, малой инер-
ционности и простоты использования фотодиод является наиболее рас-
пространенным фоточувствительным элементом. Так как данные эле-
менты используются в большинстве измерительных средств,
применяемых в волоконной оптике, рассмотрим их более подробно.
Исходя из функционального назначения фотодиодов при их рассмот-
рении в основном пользуются понятием чувствительности, так как в
результате воздействия на фотодиод оптического излучения последний
создает фототок, значение которого пропорционально числу фотонов и,
следовательно, оптической мощности.
Согласно (2.16) чувствительность фотодиода может определяться от-
ношением фототока I на единицу оптической мощности Р
Г = ^, (6.1)
6.2. Измерители мощности с фотодиодами
407
а при наличии усиления М (2.19) выражением
91 -Му. (6.2)
Так как электрический ток равен заряду одного электрона е в тече-
ние времени Д/
а оптическая мощность фотона за то же время Д/ при частоте световой
волны v равна
чувствительность у с учетом квантовой эффективности т? (2.20) будет
пропорциональна длине волны
еЯ
У = ~ГГ1. (6.5)
пс
Здесь й=6.63-1034 Дж-сек — постоянная Планка; с=3108 м-сек 1 —
скорость света; в =1.6-10 19 К — заряд электрона; г/ — квантовая эф-
фективность, которая для PIN диода равна 1; Л — длина волны.
Учитывая, что мощность оптического излучения напряженностью
поля E{t) равна Р = |£(/)| , мгновенное значение тока фотодиода будет
определяться выражением
i(t) = 91|Ж)|2. (6.6)
На практике фотодиоды проявляют отклонение от этой зависимости,
так как:
• существует ограничение по длине волны (верхняя критическая
длина волны), за пределами которой энергия фотона становится
ниже энергии запретной энергетической зоны используемого по-
лупроводникового материала, что приводит к резкому сниже-
нию чувствительности (рис. 2.4);
• при короткой длине волны некоторые фотоны поглощаются за
я I пределами i-области фотодиода, вследствие чего уменьшается
количество электронно-дырочных пар;
• вследствие рекомбинации, когда электроны соединяются с дыр-
ками до того, как они достигнут электродов, происходит сниже-
ние чувствительности и как следствие фототока;
• любые отражения от поверхности фотодиода или изнутри фото-
диода также уменьшают чувствительность.
Последний фактор является очень важным, так как отражения мо-
гут создавать значительные погрешности при измерении оптической
мощности и вносимых потерь. Например, чистый InGaAs имеет показа-
тель преломления, равный 3.5, что приводит к 31% отражений, для
уменьшения которых обычно используются антиотражательные покры-
тия, например, одноуровневые покрытия толщиной в четверть длины
408
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
волны. Последние уменьшают уровень отражений до 1% в пределах
ограниченного диапазона длин волн. Однако, когда данный уровень от-
ражений необходим в более широком диапазоне длин волн, используют
многоуровневые покрытия. Следует отметить, что в некоторых случаях
наблюдается периодическая структура отражений, что приводит к воз-
никновению трудно устранимых оптических помех фотодиода.
6.2.1. Спектральная чувствительность
Чувствительность на единицу интервала длин волн на данной длине вол-
ны называется спектральной чувствительностью фотодиода. На рис. 2.21
и 2.25 показаны нормализованные типовые результаты измерения чув-
ствительности для различных типов фотодиодов, из которых видно, что
кремниевые фотодиоды эффективны в диапазоне коротких волн между
500 и 1000 нм, а в области длинных волн могут быть использованы герма-
ниевые и InGaAs фотодиоды. Германий в настоящее время является до-
вольно дешевым, однако его можно рекомендовать для измерения мощно-
сти в узком спектре с известной длиной волны. Это особенно важно при
длине волны 1550 нм, так как в этой области германиевый фотодиод име-
ет погрешность 1%, при отклонении длины волны на 1 нм. В отличие от
германиевых InGaAs фотодиоды в значительно меньшей степени зависят
от длины волны, особенно вблизи 1550 нм (отклонение показаний менее
0.1%/нм), что очень важно при измерениях волоконно-оптических усили-
телей, так как данная область соответствует области усиления EDFA (от
1525 до 1570 нм). Однако InGaAs — это более дорогая технология.
-Г. '’Л 1’1: Л"»!. Л'-Д!' ’.:М« . Д '
6.2.2. Термостабилизация v
Как известно, чувствительность германиевого фотодиода имеет относи-
тельно небольшую температурную зависимость для большей части диа-
пазона длин волн, в то время как за пределами верхней критической
волны, например, при 1550 нм, наблюдается значительная температур-
ная зависимость. Она может быть легко описана как смещение верхней
критической длины волны, в данном случае приблизительно на 1 нм/К.
Приблизительно такое же смещение длины волны можно наблюдать в
InGaAs фотодиодах на длине волны около 1650 нм. По этой причине
измерители мощности с термостабилизированными фотодиодами име-
ют лучшую воспроизводимость результатов измерений. ,.sr
6.2.3. Пространственная однородность *
В связи с неоднородностью полупроводниковой структуры чувствитель-
ность фотодиодов может изменяться в разных точках его поверхности,
а это, естественно, приводит к погрешности измерения, так как в про-
цессе измерения положение и диаметр падающего луча, как правило,
не могут контролироваться. Данный фактор особенно сказывается при
измерениях на многомодовом волокне, где явление спекл-структуры
6.2. Измерители мощности с фотодиодами
409
приводит к изменению распределения мощности в поперечном сечении
волокна.
6.2.4. Диапазон измерения и нелинейность
Одним из ограничений достижения достоверных результатов измере-
ния оптической мощности в широком динамическом диапазоне являет-
ся нелинейность функции преобразования измерителя, которая может
быть вызвана как нелинейностью фотодиода, так и нелинейностью его
электронной схемы. Обычно считается, что фотодиоды характеризуют-
ся высокой линейностью в диапазоне шести и более декад оптической
мощности, однако существуют три фактора, которые могут нарушить
этот постулат, — это шум на низких уровнях мощности, сверхлиней-
ность на средних уровнях и насыщение фотодиода на высоких уровнях
мощности. Нелинейность электронной схемы в свою очередь может быть
обусловлена нелинейностью усиления сигнала фотодиода, например,
смещением на низких уровнях мощности и насыщением усилителя при
высоких уровнях мощности, а также нарушением непрерывности (дис-
кретизацией) диапазона измерения. Последнее имеет место при автома-
тической коррекции нелинейности или при переключениях с одного
диапазона измерения на другой и вызвано отличием коэффициентов
усиления усилителя тока фотодиода на различных диапазонах измере-
ния. Кроме того характер нелинейности функции преобразования
(рис. 6.1) будет определяться зависимостью параметров фотодиода от
длины волны измеряемой мощности и температуры окружающей сре-
ды. В общем случае погрешность измерения, вызванная нелинейностью
характеристики преобразования, носит название погрешности нелиней-
Рис. 6.1. Основные виды нелинейности измерителя опти-
ческой мощности [26]
410
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
ности и определяется при заданной длине волны и температуре окружа-
ющей среды классическим выражением <
ДР)-ДР)
Z1 =--------
ДРо)
(6.7)
где у(Р) и ДР0) — чувствительность измерителя мощности на произ-
вольном и эталонном (обычно равном 10 мкВт) уровнях мощности.
Очевидно, что выбор эталонного уровня оказывает влияние на харак-
теристики нелинейности (по определению, нелинейность на эталонном
уровне равна нулю) и как следствие на результаты измерения абсолют-
ных значений мощности. В то же время при измерении вносимых по-
терь выбор этого параметра не влияет на точность измерения, так как
погрешность, вызванная нелинейностью, будет определяться разницей
между нелинейностями двух релевантных уровней мощности.
Нижняя граница диапазона мощности обычно ограничивается темно-
вым током фотодиода, имеющим место в отсутствие оптического излуче-
ния. Значение данного тока зависит от площади активной области и па-
раметров полупроводникового материала, из которого выполнен фотодиод.
При сравнении фотодиодов одного диаметра оказывается, что фотодиоды
InGaAs имеют значение темнового фототока в 100 раз ниже, чем герма-
ниевые диоды. Можно ожидать, что темновой ток можно устранить при
нулевом напряжении на его р-n переходе, однако это относится только к
шумам, вызванным диффузионным током, в то время как фотодиоду
свойствен также собственный (внутренний) темновой фототок. Результи-
рующий темновой ток приводит к возникновению дробового шума, зна-
чение которого при нулевой входной мощности равно [8]
{in2') = 2e-Afn-^I = 2e-Afn-2IT, ' (6.8)
где е — электрический заряд; у — общий ток; 1Т — темновой ток; Afn
— эквивалентная полоса частот шума, скобками ( ) обозначается ус-
реднение значения тока по времени.
Как видно из данного выражения, дробовой шум не зависит от часто-
ты. Поэтому в случае небольшого воздействия на фотодиод оптическим
излучением к результирующему темновому току добавляется фототок,
который приводит к появлению дополнительного дробового шума
<i„) = 2e-Af„-Xl = 2e-Afn(2Ir+rf), (6.9)
где у — чувствительность фотодиода; р — мощность оптического из-
лучения.
Чтобы соотнести это понятие с шумом измерителя мощности, дробо-
вой шум обычно выражают в виде эквивалентной мощности шумов
: J - NEP = ^-^}^^2e-Afn(2IT+rP\ (6.10)
а отношение сигнал/шум определяют как у <
SNR = P/NEP- (6.11)
На рис. 6.2 приведен пример зависимости SNR от уровня измеряв-
6.2. Измерители мощности с фотодиодами
411
мой мощности, которая получена при значении темнового тока фотоди-
ода, равном 1.5 мкА (типовое значение для германиевого фотодиода
диаметром 5 мм при 25°С), и эквивалентной полосе частот шума в 100 гц
[26]. Как видно из приведенной зависимости, при низких уровнях мощ-
ности SNR увеличивается на 10 дБ на каждые 10 дБ увеличения опти-
ческой мощности, в то время как при высоких уровнях мощности, где
Рис. 6.2. Зависимость отношения сигнал/шум от уровня
входной мощности
фототок становится больше темнового тока, при том же увеличении
входной мощности SNR увеличивается только на 5 дБ. Такая тенден-
ция объясняется тем, что уровень шума растет с увеличением оптичес-
кой мощности, поэтому самые низкие значения SNR имеют место на
низких уровнях мощности. Следовательно, улучшения отношения сиг-
нал/шум можно добиться путем уменьшения темнового тока, что дос-
тигается охлаждением и ограничением активной области фотодиода, а
также увеличением времени усреднения. Так как последний метод яв-
ляется более технологичным, в современных измерителях мощности
должна быть предусмотрена возможность изменения времени усредне-
ния.
Нарушение непрерывности диапазона измерения вызвано необходи-
мостью переключения коэффициента усиления электронного усилите-
ля в зависимости от уровня входной мощности, так как в противном
случае использование всего диапазона, составляющего более шести де-
кад, будет невозможно из-за насыщения усилителя. Это означает, что
показания измерителя при одном и том же уровне мощности будут от-
личаться на смежных диапазонах измерения. В хорошем измерителе
мощности эти отклонения должны быть значительно меньше 1 %.
Менее известно такое понятие, как суперлинейность, которая обус-
412
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
ловлена увеличением чувствительности фотодиода на уровнях мощнос-
ти около 100 мкВт. Это явление еще не очень хорошо изучено, однако
есть предположение, связанное с так называемыми ловушками в мате-
риале полупроводника, которые вызывают повышенную рекомбинацию
на низких уровнях мощности [82]. Когда мощность достигает макси-
мальных уровней, эти ловушки насыщаются, рекомбинация уменьша-
ется и чувствительность возрастает. При этом нелинейность может дос-
тигать нескольких процентов, а особенно больших значений — на
границах диапазона используемой длины волны фотодиода.
Наряду с рекомбинацией в активной области при наивысшей мощно-
сти снижение чувствительности обусловлено также насыщением фото-
диода из-за уменьшения электрического поля вдоль перехода. Это явле-
ние появляется при входной мощности около нескольких милливатт.
В течение долгого времени такие уровни мощности хорошо соответство-
вали уровням выходной мощности коммерческих лазерных диодов.
Однако с появлением оптических усилителей ситуация кардинально
изменилась. В настоящее время максимальная мощность лазерных ис-
точников излучения достигает значений 100 мВт, а оптические усили-
тели доводят этот уровень до 1 Вт. Поэтому измерение таких уровней
мощности без эффекта суперлинейности может быть обеспечено только
предварительной фильтрацией оптического сигнала или ослаблением
мощности для перемещения шкалы на более высокий уровень.
6.2.5. Оптические отражения и интерференция
Как было отмечено выше, фотодиоды обладают коэффициентом отра-
жения, достигающим 30%, что вызывает проблемы измерений абсо-
лютной мощности и вносимых потерь в связи с возникновением множе-
ственных отражений и оптической интерференции. Это является
основной причиной применения в фотодиодах антиотражательных по-
крытий, например, диоксида кремния на германиевых фотодиодах и
нитрида кремния на фотодиодах InGaAs. В результате применения ан-
тиотражательных покрытий значение коэффициента отражения сни-
жается до 1—10% и зависит от длины волны измеряемой мощности.
При этом антиотражательное покрытие выступает как преобразователь
сопротивления световому потоку с показателем преломления на грани-
це с полупроводником п = 3.2 и с воздухом п = 1 соответственно. Учи-
тывая, что InGaAs имеет показатель преломления, равный 3.52, такая
структура формирует дополнительные оптические резонаторы, приво-
дящие к тому, что результирующая зависимость коэффициента отраже-
ния от длины волны излучения носит колебательный характер. Так,
при однослойном антиотражательном покрытии из нитрида кремния с
толщиной в четверть длины волны коэффициент отражения на
Х=1310 нм, Х=1550 нм иХ=1625 нм составляет приблизительно 3%, 8%
и 9% соответственно. Очевидно, что отражательная способность разных
фотодиодов существенно отличается, причем небольшие изменения тол-
6.3. Измерение мощности на выходе оптических волокон 413
щины слоя полупроводника будут изменять значения коэффициента
отражения в зависимости от длины волны.
Другой причиной возникновения отражений и оптической интерфе-
ренции может быть плоский стеклянный наконечник, который обычно
покрывает корпус фотодиода и выступает как резонатор. Кроме этого,
отражения от поверхности стеклянного наконечника, идущие назад к
адаптеру коннектора и коннектору, в этом случае вызывают повторное
отражение световой волны, которая может вновь возвратиться на фото-
диод. Следовательно, в измерительных целях, с одной стороны, необхо-
димо избегать использования стеклянных наконечников с очень хоро-
шей оптической поверхностью, а с другой стороны, для снижения
двойного отражения оптического интерфейса и самого фотодиода адап-
тер последнего должен быть покрыт с внутренней стороны антиотража-
тельным покрытием, а на отражательном конце коннектора должна
быть установлена диафрагма.
6.3. ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ НА ВЫХОДЕ
ОПТИЧЕСКИХ ВОЛОКОН
При измерении оптической мощности на выходе стандартного одномо-
дового волокна с небольшой цифровой апертурой NA=0.1 обычно не
возникает никаких проблем, однако при тех же измерениях на одномо-
довом волокне с тонкой сердцевиной и высокой цифровой апертурой
порядка 0.4 (используемом в оптических усилителях) может возник-
нуть ряд сложностей. В некоторых случаях для уменьшения оптичес-
ких отражений конец волокна может быть изогнут под углом, что при-
водит к увеличению эффективной цифровой апертуры. Кроме этого,
учитывая, что в современных волоконно-оптических системах переда-
чи используются различные типы оптических кабелей, рассмотрение
особенностей измерения мощности на выходе соответствующих воло-
кон является очень важным.
6.3.1. Измерение мощности на выходе одномодового оптического
волокна
Как известно, распределение мощности в дальней зоне одномодового
волокна обычно представляется гауссовским пучком
P(z) = Poe ’ <6-12)
где z — текущее значение расстояния от торца волокна по оси луча
(рис 6.3); гг — радиус луча, при котором значение мощности снижается
на расстоянии z до 1/е2; г — радиальное расстояние от оптической
оси.
414 6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
Как правило, цифровая апертура волокна для гауссовского пучка
определяется углом, при котором фотодиод теряет 5% общей мощности
излучения, поэтому соответствующий радиус фотодиода равен
NA хгл
rj~~zl^“zNA- <*-13)
тогда эффективность соединения можно представить в виде одноимен-
ного коэффициента
Заменив rz на z, что соответствует цифровой апертуре оптического
волокна при 5%-ных потерях мощности за пределами фотодиода, про-
филь гауссовского луча примет вид
w = 0.817z№t, (6.15)
а эффективность соединения, выраженная через цифровую апертуру,
составит [26]
£ = 1 _ м ) . (6.16)
Так, если радиус фотодиода равен 2.5 мм, расстояние между концом
волокна и фотодиодом 8 мм, а цифровая апертура одномодового волок-
на равна 0.3, эффективность соединения составит 96%, определяя тем
самым ограничения апертуры для данной конфигурации измерителя
мощности.
6.3.2. Измерение мощности на выходе волокон с неортогональной
торцевой поверхностью
Выполнение торцевой поверхности под углом к оси волокна в ряде слу-
чаев вызвано необходимостью уменьшения отражений, что при измере-
ниях оптической мощности на выходе таких волокон вызывает необхо-
димость особой предосторожности. Предположим, что в случае
использования прямого конца, как в вышерассмотренном случае, фото-
диод перехватывает луч полностью, а со стороны скошенного (рис. 6.3)
торца часть луча не попадает на поверхность фотодиода. Примем, что
угол наклона торцевой поверхности и угол отклонения луча к оси во-
локна равны соответственно вс и , а цифровая апертура волокна в
обоих случаях определяется 5%-ным углом вА удаленной зоны. Тогда
согласно закону Шелла можно записать [26]
0f - arc sin(rz sin »(и -1)вс. (6.17)
Отсюда эффективную цифровую апертуру для волокна со скошенным
торцом можно представить в виде
4w,=sin(^+^), (6.18)
из которого следует, что ее значение оказывается выше по сравнению с
6.3. Измерение мощности на выходе оптических волокон
415
Угол наклона
коннектора, 0
Фотодетектор
Рис. 6.3. Измерение оптической мощности при нарушении ортогональности
плоскости торцевой поверхности коннектора
апертурой волокна с прямым торцом, равной А = sin вА Поэтому для
полного ввода излучения в этом случае необходимо использовать более
короткое расстояние до фотодиода, или наклонить волокно, так чтобы
ось луча попадала в центр фотодиода, или использовать линзы для умень-
шения эффективного диаметра луча.
6.3.3. Измерение мощности на выходе волокон
с высокой числовой апертурой
Некоторые волокна, используемые для соединения с оптическими уси-
лителями, имеют тонкую сердцевину и высокую цифровую апертуру
значением 0.4 и даже 0.5. Подобные цифровые апертуры могут исполь-
зоваться и в многомодовом волокне. Поэтому в идеале измеритель мощ-
ности должен иметь одинаковую чувствительность ко всем частям луча,
что в случаях с высокой цифровой апертурой трудно достижимо. Так,
для диаметра активной площади фотодиода, обычно равном 5 мм, су-
ществуют три возможности устранения данной проблемы, это:
1. Уменьшение расстояния между концом волокна и фотодиодом, что
может привести к появлению отражений, так как волокно имеет тен-
денцию перехватывать больше отраженной от поверхности фотодиода
мощности, и к снижению чувствительности фотодиода для тех частей
луча, которые попадают на фотодиод под большим углом.
2. Использование линзы с высокой цифровой апертурой для того,
чтобы коллимировать луч, что также может вызвать проблемы, связан-
ные с отражением от линз лучей света, идущих под большим углом. В
этом случае важным условием становится наклон фотодиода, так как в
противном случае отраженная мощность будет возвращаться обратно в
волокно. При этом вносимые потери линз могут быть откалиброваны,
как описано ниже.
3. Введение интегрирующей сферы, которая должна идеально рассе-
ивать случайный свет, чтобы результат измерения мощности не зависел
от цифровой апертуры волокна, при этом фотодиод не должен быть
416
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
открыт для прямых лучей источника и для лучей после одного отраже-
ния. На практике выполнение этих условий осложняется зависимостью
чувствительности от угла падения светового луча вследствие конструк-
тивных особенностей коммерческих интегрирующих сфер. В частности,
лучи, образующие большой угол (высокую цифровую апертуру) с осью
коннектора, проходят через другие стадии ослабления по сравнению с
лучами, проходящими рядом с осью.
Кроме этого, в последнем случае некоторые материалы, используе-
мые для рассеивания луча внутри интегрирующей сферы, имеют тен-
денцию к поглощению влаги, вследствие чего характеристики рассеи-
вания также изменяются вместе с относительной влажностью. Поэтому
применение интегрирующих сфер эффективно при проведении измере-
ний высокой мощности, так как они ослабляют оптическую мощность
на 30 дБ и более перед тем, как световое излучение достигнет фотодио-
да, а также вследствие того, что поглощение имеет место в относитель-
но большой области.
6.3.4. Измерение мощности на выходе многомодовых оптических
волокон
Так как цифровая апертура многомодового волокна варьируется от 0.2
до 0.5 в зависимости от диаметра сердцевины и показателя преломле-
ния, проблемы, возникающие при использовании многомодового волокна,
те же, что и при использовании одномодового волокна с тонкой сердце-
виной. Кроме этого, необходимо учитывать, что многомодовое волокно
и особенно волокно с плавно изменяющимся показателем преломления
генерирует неправильные последовательности оптического излучения в
отдаленной зоне, так называемые спекл-структуры, которые вызыва-
ются оптическими помехами между различными модами волокна. Эта
проблема возникает только в том случае, если источником является
лазерный диод, так как ширина спектра LED слишком велика для со-
здания оптических помех. Спекл-структуры проходят быстрые измене-
ния при перемещении по сечению оптического волокна, так как изме-
нение длины пути отдельных мод создает различные спекл-структуры
только на части длины волны. Это особенно справедливо для многомо-
довых волокон, где явление спекл-структуры будет вызывать флуктуа-
цию распределения мощности в поперечном сечении волокна. Наряду с
этими быстрыми изменениями спекл-структуры обычно создают допол-
нительные погрешности, связанные с неоднородностью поверхности
фотодиода, потому что положение и диаметр светового луча не могут
точно контролироваться.
6.4. Измерение абсолютной мощности
417
6.4. ИЗМЕРЕНИЕ АБСОЛЮТНОЙ МОЩНОСТИ
В общем случае измерение абсолютной мощности, с точки зрения тех-
ники измерений, представляет собой простейшую процедуру, выполня-
емую в соответствии с рис. 6.4 и представляющую собой подключение
источника излучения к измерителю оптической мощности с последую-
щим снятием показаний в соответствии с рекомендациями руководства
Источник излучения
Измеритель
оптической
мощности
Рис. 6.4. Схема измерения абсолютной мощности
пользователя. Нередко для получения достоверных результатов данной
процедуре предшествует этап автоматической или ручной самокалиб-
ровки, также выполняемой элементарным образом.
В качестве примера рассмотрим измерение мощности излучения LED,
которые, как известно, характеризуются широким спектром излучения,
что, естественно, приводит к дополнительной погрешности из-за зависи-
мости чувствительности фотодиода от длины волны измеряемой мощнос-
ти. В то же время в ряде случаев, когда спектральное распределение мощ-
ности излучения LED и указанная зависимость спектральной
чувствительности фотодиода известны, данную погрешность можно зна-
чительно снизить введением соответствующей коррекции. Так, на рис. 6.5
приведен пример измерения с помощью германиевого фотодиода мощнос-
ти излучения LED с центральной длиной волны 1550 нм. Здесь Ло —
произвольно выбранная (предпочтительнее максимальная) длина волны
излучения LED, на которой проводится коррекция измерителя мощности;
Рис. 6.5. Зависимости Р(Х) и у (?.) спектральной плотнос-
ти распределения оптической мощности LED и чувстви-
тельности фотодетектора соответственно
14-537
418 6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
^d(2) — чувствительность фотодиода, равная ZD(/lD) = l на центральной
длине волны; Ра — уровень мощности LED на центральной длине волны,
Вт/нм; /(Я) — функция, описывающая спектральное распределение мощ-
ности излучения LED, равная /(й^) = 1 для центральной длины волны.
Учитывая, что истинное Ри и полученное в результате измерения
действительное Рд значения мощности соответственно равны
Ри = Ра [f(A)dA
Pd=Poff(A)rD(A)dA’ (6Л9)
коэффициент коррекции можно определить как [26]
Р„ _ ро\fWdA
(6-20)
Анализ данного выражения показывает, что погрешность будет от-
сутствовать в случае симметричного спектра излучения LED и линей-
ной зависимости чувствительности фотодиода от длины волны. Однако
на практике данные условия редко выполняются. Поэтому предлагает-
ся следующая процедура измерения:
1. Вначале определяется центральная длина волны LED, например,
из паспортных данных.
2. Затем настраивается измеритель мощности на длину волны Хо LED
и измеряется мощность излучения.
3. Если спектр излучения LED симметричен и зависимость чувстви-
тельности фотодиода от длины волны почти линейна в рамках спектра
LED, результат измерения мощности будет точным. В противном слу-
чае, если одно из этих условий не выполняется, для получения точного
значения мощности в соответствии с вышеизложенным определяется
поправочный коэффициент, на который затем умножается полученное
значение мощности.
При необходимости измерений оптической мощности в ограничен-
ном спектре излучения может использоваться оптический фильтр (рис.
6.6). Такая схема измерения позволяет определить также спектраль-
ную мощность излучения в заданном диапазоне длин волн.
Фильтр или линза
Рис. 6.6. Схема измерения с оптическим фильтром
6.5. Погрешности измерения абсолютной мощности 419
6.5. ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ АБСОЛЮТНОЙ
МОЩНОСТИ
Для определения среднеквадратичного значения общей погрешности изме-
рения абсолютной мощности следует учитывать следующие составляющие:
• случайную погрешность, которая имеет место либо вследствие
я* нестабильности мощности источника излучения, либо из-за вли-
яния отраженного извне излучения, так как большинство ла-
зерных источников очень чувствительны к отражениям. Поэто-
г? му данная составляющая погрешности определяется конкретной
реализацией измерительной схемы и колеблется от 0.1% и ме-
нее до нескольких процентов.
• систематическую погрешность, которая определяется точностью
калибровки измерителя мощности. Предполагая, что измери-
тель мощности калибруется в соответствии с рекомендациями
’ производителя, а коррекция длины волны осуществляется в
соответствии с длиной волны источника и при соответствую-
щих значениях динамического диапазона, числовой апертуры,
длины волны и типа коннекторов, абсолютная погрешность в
лучшем случае будет составлять ±2% .
Если реальные условия измерения совпадают с заданными условия-
ми, анализ погрешностей на этом заканчивается, в противном случае
необходимо определить:
• систематическую погрешность, обусловленную зависимостью по-
казаний от длины волны излучения. В случае отличия длины
волны источника излучения (центральной длины волны) от дли-
ны волны, на которой измеритель мощности был откалиброван,
составляющая данной погрешности будет определяться погреш-
ностью установки длины волны (%/нм), умноженной на чув-
ствительность измерителя мощности при данной длине волны.
• систематическую погрешность, вызванную зависимостью пока-
заний от ширины спектра источника излучения. Для лазерных
диодов эта погрешность будет незначительна, а для LED она
будет минимальна в том случае, когда спектр излучения сим-
метричен относительно центральной длины волны, а чувстви-
тельность измерителя мощности линейна в пределах интересу-
ющего нас диапазона длин волн. В противном случае необходимо
использовать поправочный коэффициент;
• систематическую погрешность, определяемую геометрией луча. Ког-
да луч центрируется относительно фотодиода и его диаметр составля-
. , ет приблизительно 2/3 диаметра фотодиода, данный вид погрешнос-
ти отсутствует, в противном случае может возникнуть необходимость
в ее расчете, что на практике имеет место, например, когда конец
волокна изогнут и луч частично не попадает на фотодиод;
• систематическую погрешность, определяемую уровнем измеряе-
мой мощности. Измерители оптической мощности, как правило,
420
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
имеют очень широкий динамический диапазон, который может
достигать 100 дБ и более, поэтому данный вид погрешностей воз-
никает при значениях измеряемой мощности, близких к уровню
шумов или превышающих максимально допустимое значение,
систематическую (или случайную) погрешность, обусловленную
отражениями. Используемые в коммерческих целях измерители
мощности часто калибруются по источнику белого света, отфиль-
трованного монохроматором и подаваемого на вход измерителя
из свободного пространства, в то время как на практике при из-
мерении мощности на выходе волокна оптическое излучение по-
дается на вход измерителя через коннектор и его адаптер, что
приводит к двойному отражению. В результате отраженное све-
товое излучение может воздействовать на фотоприемник, вызы-
вая увеличение показаний мощности и, как было отмечено выше,
ухудшить стабильность мощности излучения.
6.6. ЕДИНСТВО ИЗМЕРЕНИЙ И ПОГРЕШНОСТИ
КАЛИБРОВКИ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ
МОЩНОСТИ
Для обеспечения единства измерений используемых измерителей опти-
ческой мощности вместе с оборудованием, применяемым на каждом из
уровней поверки и калибровки первичных и последующих средств из-
мерений, каждое сравнение должно повторяться через равные интерва-
лы времени. При этом для определения погрешности измерения калиб-
руемого измерителя важно знать условия калибровки на каждой стадии,
в частности, приборное оснащение, уровни мощности, длины волн, ди-
аметр луча и др. Только в этом случае можно подсчитать погрешность
каждого уровня, а затем и общую погрешность измерителя мощности.
Используя понятие образцового измерителя как измерителя мощности
более высокого класса, каждый этап калибровки согласно [83] будет
сопровождаться соответствующими погрешностями:
• погрешностью образцового измерителя, которая определяется по-
грешностью стандартного измерителя мощности при известных ус-
ловиях калибровки, регламентируемых национальной лаборатори-
ей или подсчитываемой в соответствии с собственной калибровкой.
• погрешностью образцового измерителя, которая определяется
различием условий его калибровки и эксплуатации, что, есте-
ственно, вызывает изменения результатов измерения. Эта по-
грешность должна определяться в виде среднеквадратичной по-
грешности с учетом следующих факторов: срока действующего
стандарта, изменения длины волны, температуры, условий от-
ражения, уровня мощности (нелинейности), геометрии луча и
ширины спектра источника.
6.7. Калибровка чувствительности
421
• погрешностью калибруемого измерителя, определяемой поля-
ми допуска условий калибровки и рассчитываемой на основе
значений длины волны, температуры, условий отражения, уровня
мощности, геометрии луча, ширины спектра и состояния поля-
ризации источника излучения, а также полей допуска данных
параметров.
• случайной погрешностью, вызванной изменением поправочного
коэффициента в результате последовательных измерений с ис-
пользованием одних и тех же инструментов.
Следует учесть, что все эти погрешности соответствуют одной стадии
калибровки и должны быть подсчитаны для получения значения по-
грешности калибруемого измерителя в условиях, при которых прово-
дится калибровка. При этом погрешность, вызванная отклонением ус-
ловий эксплуатации, должна быть подсчитана путем получения
среднеквадратичного значения погрешности в ранее отмеченных усло-
виях и погрешности, возникающей вследствие использования прибора
в условиях, отличающихся от условий калибровки.
В цепи единства измерений, например, трех приборов высокого класса
необходимы три стадии калибровки, после чего необходимо произвести
подсчеты трех рекурсивных погрешностей. На этой основе погрешности
калибровки, получаемые в настоящее время для используемых в коммер-
ческих условиях измерителей мощности, составляют в лучшем случае +2%.
6.7. КАЛИБРОВКА ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ
Наиболее важным фактором, определяющим точность измерения абсо-
лютной мощности, является калибровка. Обычно все измерители мощ-
ности калибруются путем сравнения показаний тестируемого и образ-
цового измерителей мощности при одновременном или последовательном
воздействии на них эталонного источника излучения.
Если необходима точная калибровка в широком диапазоне длин волн,
в качестве источника излучения используется галогенный источник
белого света с отфильтрованным посредством монохроматора спектром
излучения (рис. 6.7), а в качестве образцового измерителя используют-
Зеркало
Образцовый измеритель оптичесой мощности
Рис. 6.7. Схема калибровки фотоприемника посредством монохроматора
422
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
ся термо- и фотодиоды, которые должны регулярно калиброваться в
лаборатории национальных стандартов. При этом уровень мощности
устанавливается равным приблизительно 10 мкВт, а ширина спектра
не должна превышать 5 нм.
Так как данный способ калибровки является достаточно дорогим и
сложным в эксплуатации и техническом обслуживании, на рис. 6.8
представлен более доступный способ калибровки, основанный на ис-
Ответа ител ь Ка л ибруем ы й
Рис. 6.8. Схема калибровки чувствительности по
двухволновому лазерному источнику излучения
пользовании в качестве источника излучения двухволнового лазера
Фабри-Перо и специально откалиброванного оптического элемента, ис-
пользуемого в качестве образцового измерителя. В этом случае лазер
генерирует точно заданные длины волн 1300 и 1550 нм, а необходимый
уровень мощности калибровки устанавливается с помощью аттенюато-
ра, обеспечивающего также оптическую изоляцию источника излуче-
ния. Для реализации возможности мониторинга и разделения оптичес-
кой мощности между образцовым и калибруемым измерителями в данной
схеме используется оптический ответвитель.
Если калибровка на двух длинах волн недостаточна, например, вслед-
ствие необходимости проведения измерений абсолютной мощности иной
длины волны, может быть использован перестраиваемый лазерный ис-
точник. Однако в этом случае нужна особая осторожность, чтобы избе-
жать оптических помех, вызванных узкой шириной линии перестраи-
ваемого лазера.
Подключение двух ветвей ответвителя между образцовым и калибру-
емым измерителями мощности может быть использовано для определе-
ния как коэффициента деления котд, так и для расчета поправочного
коэффициента ккор, где символ Д используется для обозначения образ-
цовых уровней мощности, а символ Р(,) — для обозначения показаний
калибруемого измерителя [26]
к Р> -кРт
"m" kp(<) К р2 ’
Р Р
k - —
у р(1)р(2)
(6.21)
6.8. Калибровка линейности
423
Данные уравнения показывают, как можно подсчитать коэффициент
деления и поправочный коэффициент, учитывая, что отклонение мощ-
ности источника между этими двумя шагами не оказывает влияния на
результат. При этом поправочный коэффициент может использоваться
для коррекции калибруемого измерителя или отражать результат тес-
тирования в протоколе калибровки.
6.8. КАЛИБРОВКА ЛИНЕЙНОСТИ
Калибровка линейности измерителя мощности необходима по двум при-
чинам: во-первых, для калибровки абсолютной мощности во всем диа-
пазоне мощности и, что еще более важно, для обеспечения измерения
потерь и усиления с высокой точностью, причем измерения в этом слу-
чае должны охватывать диапазон, состоящий из 6 или более декад.
Так как линейность не зависит от длины волны, калибровку доста-
точно произвести в области спектральной чувствительности фотодиода
на одной или двух длинах волн. Известно, что фотодиоды обеспечивают
отличную линейность в диапазоне от уровня шума до уровня, равного
приблизительно 1 мВт, поэтому определение нелинейности измерителя
мощности ограничивается не линейностью инструмента, а настройкой в
процессе калибровки.
Ниже описаны два метода калибровки, а обзор доступных техноло-
гий представлен в [26].
6.8.1. Калибровка линейности методом сравнения
Самый простой способ осуществления калибровки линейности зак-
лючается в сравнении результатов измерений, полученных калибруе-
мым и образцовым измерителями (например, измерителем, откалибро-
ванным национальной лабораторией) при произвольном ослаблении
образцового излучения. На рис. 6.9 представлена одна из схем калиб-
ровки линейности с использованием двух аттенюаторов. Здесь первый
аттенюатор используется для настройки уровня мощности, обеспечения
Ответвитель
Калибруемый
Рис. 6.9. Схема калибровки линейности методом
суперпозиции
424
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
Рис. 6.10. Уровни мощности при калибровке линейности
дополнительных фиксированных значений ослабления (например, 10 дБ)
и разделения мощности (в некоторых моделях аттенюаторов предусмат-
ривается разделитель мощности), а второй аттенюатор используется для
увеличения диапазона измерения, уменьшая последний до диапазона
образцового измерителя при очень высоких уровнях мощности. Для
очень низких уровней мощности могут быть включены два измерителя,
в этом случае второй аттенюатор используется для создания низких
уровней мощности. Очевидно, что любые различия между двумя изме-
ренными значениями ослабления (рис. 6.10) свидетельствуют о нели-
нейности измерителя, которая определяется в соответствии с междуна-
родными стандартами как соответствующая погрешность измерения
потерь [83]
д -А"~А P"/P*W 1
" А Рх/Р0
(6.22)
где А и Ат — соответственно действительное и измеренное отношение
мощности; — изображаемое на экране отношение мощности
калибруемого измерителя; Рх/Ро — действительное отношение мощно-
сти (показания образцового измерителя).
Процедура калибровки осуществляется следующим образом:
1. Устанавливается необходимая эталонная мощность на калибруе-
мом измерителе, Do (например, 10 мкВт), где Ро — значение мощности
образцового измерителя.
2. Увеличивается (уменьшается) ослабление первого аттенюатора (на-
пример, на 10 дБ) и затем фиксируется значение мощности, Рх (Р2, Р3, ... ,
Р ) и D2 (D2, D2, D3, ... Dn).
3. Используя (6.22), рассчитывается нелинейность при значениях
мощности, устанавливаемых в п. 2. Учитывая, что в процессе этих рас-
6.8. Калибровка линейности
425
четов эталонный уровень изменяется от измерения к измерению, эти
нелинейности носят название “частичных”.
4. Повторяя шаги 2 и 3, значение ослабления увеличивается до дос-
тижения нижнего уровня диапазона измеряемой мощности.
5. Ослабление уменьшается с тем, чтобы достичь уровня мощности
выше Ро и получить соответствующие результаты нелинейности с помо-
щью повторения шагов 2 и 3.
На заключительном этапе информация о нелинейности должна быть
пересчитана к одному фиксированному уровню мощности, например,
10 мкВт, в результате чего будет получено значение нелинейности для
нескольких уровней мощности выше и ниже эталонного уровня Do, при
котором нелинейность равна нулю.
Отличительной особенностью данной схемы является то, что образ-
цовый измеритель может работать в значительно меньшем диапазоне
мощности, чем калибруемый измеритель, так, например, калибровка
линейности в диапазоне 70 дБ возможна образцовым измерителем с
динамическим диапазоном, равным 20 дБ, осуществляя повторную ре-
гулировку мощности на стандартном измерителе вторым аттенюатором.
Так как процесс калибровки должен обеспечивать минимальную по-
грешность нелинейности, необходимо хорошо понимать природу поня-
тия нелинейности характеристик, для чего вначале рассмотрим систе-
матические и случайные погрешности измерений.
Систематические погрешности. Как известно, систематическая по-
грешность представляет собой повторяющуюся ошибку измерений, яр-
ким представителем которой является погрешность нелинейности об-
разцового прибора, который часто калибруется с использованием
технологии самокалибровки. Очевидно, что результаты калибровки при
этом должны включать данные о нелинейности и погрешности измере-
ний и, если нелинейность будет скорректирована, погрешность будет
отражать отличие результатов измерений образцовым и калибруемым
измерителями и, естественно, будет зависеть от диапазона мощности, в
котором осуществляется калибровка.
Случайные погрешности. Существует две возможности определения
случайных погрешностей: либо по составляющим данного вида погреш-
ностей, либо по их совокупности, при этом следует различать:
• Случайную погрешность стабильности источника, обусловлен-
ную как смещением длины волны, так и нестабильностью мощ-
ности излучения лазерного источника, которая может быть за-
метно снижена введением любого ослабления между источником
и измерителями мощности. К счастью, этот метод нечувствите-
i:: лен к изменениям мощности, так как оба измерителя мощности
подвержены одному и тому же изменению.
• Случайную погрешность, вызванную оптическими помехами
(флуктуацией мощности), имеющими место при высоких отра-
жениях и если когерентность длин лазеров имеет тот же поря-
док, что и расстояние между точками отражения.
• Случайную погрешность, связанную с поляризационной зави-
симостью параметров компонентов схемы калибровки, в част-
426
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
ности, оптических аттенюаторов, ответвителей и собственно из-
мерителя мощности. Поэтому при калибровке настоятельно ре-
комендуется зафиксировать все кабели, прикрепив их к столу,
так как это обеспечивает стабильное состояние поляризации и
результатов измерения мощности.
Как известно, основным путем снижения случайных погрешностей
является усреднение.
Общая погрешность. Для получения значения данной погрешности
вначале рекомендуется определить погрешность для каждого уровня
ослабления в виде среднеквадратичного значения всех составляющих
погрешностей (систематических и случайных) и их стандартных откло-
нений, а затем определить общую погрешность (с точностью 95%) в
соответствии с выражением [26]
Д = ±2о-,77, . (6.23)
где ст, и i — соответственно единичная погрешность для одной стадии
ослабления и номер стадии, с которого начинается очередной этап из-
мерения, считая от эталонного уровня.
Недостатком данного метода калибровки является необходимость в
стандарте линейности, а также тот факт, что погрешность каждой от-
дельной стадии включает погрешность образцового измерителя, поэто-
му погрешность в редких случаях будет составлять менее чем +0.1%
для шага в 10 дБ. Данную проблему можно избежать, используя метод
суперпозиции, который широко используется при вторичной поверке
измерителей оптической мощности.
6.8.2. Калибровка линейности методом суперпозиции
Альтернативный метод калибровки линейности основан на принципе
суперпозиции мощности — методе самокалибровки, который не требу-
ет использования образцового измерителя. Поэтому единство измере-
ний в соответствии с национальными стандартами не является обяза-
тельным условием. Впервые этот метод упомянут в книгах Сандерса, а
одна из схем реализаций соответствует рис. 6.11. Данный метод осно-
ван на использовании двух аттенюаторов и равенстве мощности двух
оптических лучей РА а Рв , воздействующих на калибруемый измери-
Ответвитель
Рис. 6.11. Схема калибровки линейности методом
суперпозиции
6.8. Калибровка линейности
427
тель мощности [84]. Каждый аттенюатор снабжен переключателем, при-
чем в процессе измерения вначале переключатель одного из двух атте-
нюаторов находится в закрытом состоянии, а затем происходит объеди-
нение двух лучей посредством одновременного открытия обоих
переключателей. В результате показание калибруемого прибора долж-
но равняться сумме двух предшествующих показаний, т. е.
Р, ~ Pa,i-1 + а 'ZPa.i-x • (6.24)
Любое отклонение свидетельствует о нелинейности, значение кото-
рой определяется выражением
л Р, ,
Д'“7 ~р • (6.25)
Следующий цикл начинается с формирования мощности отдельно на
каждом аттенюаторе до того, как объединить их снова. Учитывая, что в
качестве эталона используется измеряемый уровень мощности, резуль-
тат (6.25) следует рассматривать, как и в предыдущем методе калибров-
ки, как частичную нелинейность, определяя ее для всех промежуточ-
ных значений ослабления. На заключительном этапе рассчитывается
общая нелинейность в виде нелинейности относительно фиксированно-
го эталонного уровня, например, 10 мкВт, на котором она равна нулю
по определению.
В результате общая нелинейность для уровней мощности ниже эта-
лонного будет определяться как
до(Л) = -£Д/, (6.26)
' А: - •' / = -|
где п = -1,-2,... указывает уровень мощности ниже эталонной точки;
Д, — частичная нелинейность для стадии / (/ = 0 для стадии между
эталонным уровнем мощности и следующим более высоким уровнем), а
для уровней мощности выше эталонного — выражением
До(^) = -ЁД,, (6.27)
1=0
где п-1,2,... • Конечным результатом является совокупность характе-
ристик нелинейности для всего диапазона входной мощности с шагом,
равным 3 дБ (так как мощность с каждым шагом измерений возрастает
вдвое).
6.8.3. Сравнение методов калибровки
В заключение рассмотрим отличие погрешностей калибровки методами
сравнения и суперпозиции.
Систематические погрешности. Большим преимуществом метода су-
перпозиции является то, что здесь нет образцового элемента линейности
и, следовательно, нет вызываемых им погрешностей, поэтому небольшая
систематическая погрешность может иметь место только вследствие от-
428
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
ражений, причем основное отражение создает конец кабеля. Данное от-
ражение воздействует на измеритель оптической мощности, который,
как правило, имеет коэффициент отражения Ra = 3.5%, эквивалентный
14.7 дБ. Если отраженная волна на своем пути обратно к источнику по-
падает на вторую точку отражения с коэффициентом отражения Rb, тог-
да уровень мощности увеличивается до [26]
P^ = (\ + RaRb^. (6.28)
Эта проблема является незначительной даже при активизации опти-
ческих переключателей, если второй коэффициент отражения имеет
достаточно малое постоянное значение, например, Rb< 10’4, что эквива-
лентно -40 дБ.
Случайные погрешности. Случайные погрешности данного метода в
основном те же, что и при использовании метода сравнения.
Общая погрешность. Для оценки общей погрешности рекомендует-
ся подсчитать сначала стандартную погрешность для 3 дБ ослабления
путем использования среднеквадратичного значения всех соответству-
ющих частичных погрешностей (систематических и случайных) в фор-
ме стандартных отклонений. Тогда общая погрешность равна
= +2а}дБ4п , (6.29)
где ст3дБ — стандартная погрешность для одной 3 дБ стадии; п — коли-
чество 3 дБ стадий, отсчитываемых от эталонного уровня.
На сегодняшний день погрешности калибровки линейности с исполь-
зованием метода суперпозиции составляют <0.1% для диапазона мощ-
ности 10 дБ.
6.9. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ
СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ
Итак, выше мы рассмотрели измерение абсолютного значения средней
мощности оптического излучения, которое является одним из важней-
ших видов измерений в процессе строительства, инсталляции и эксплу-
атации ВОЛС, так как данные измерения позволяют определить соот-
ветствие энергетических параметров ВОСП государственным стандартам,
при этом значение оптической мощности Р определяется как [87, 88]
Р = Рср±АР-а, (6.30)
где
1 и
р =-Ур
ср п~^ ’
V п(п -1) ,=1
6.9. Принципы построения измерителей средней мощности
429
ДР — погрешность измерения уровня средней оптической мощности;
а — коэффициент, учитывающий наличие погрешности измерения при
проведении п измерений, так, при п=5, а — 2.77; Р — средняя опти-
ческая мощность при пяти и более измерениях, проведенных с интерва-
лом 3 мин.
При этом для измерителей мощности критическими параметрами
являются:
• диапазон рабочих длин волн, в котором измеряют среднюю мощ-
ность, мкм;
• динамический диапазон измерений средней мощности в указан-
ном диапазоне длин волн или на одной длине волны, Вт;
основная погрешность измерения относительного уровня мощ-
ности;
• основная погрешность установки заданного уровня мощности,
Вт (дБм).
В настоящее время ГОСТ 51060-97 регламентирует основные техни-
ческие характеристики, соответству-
ющие табл. 6.2.
Эти параметры должны обеспе-
чиваться в нормальных климатичес-
ких условиях по истечении времени
установления рабочего режима, вы-
бираемого из ряда от 4 с до 30 мин,
при этом, если время установления
рабочего режима превышает 15 мин,
оно не должно входить во время не-
прерывной работы прибора. Для обес-
печения достоверности результатов
Таблица 6.2
Наименование параметра Значение
Диапазон рабочих длин волн, мкм 0.6- 1.7
Диапазон измерений средней мощности, Вт Ю-12 - ю-2
Пределы основной допускаемой погрешности, % - диапазон 1010 - 10'2, Вт - диапазон 1012 - 103, Вт 6-8 8-10
измерений измерители оптической мощности подлежат сертификации
и периодической поверке.
Согласно ГОСТ 28871-90 измерения на ВОЛС должны проводиться с
использованием измерителей мощности в диапазоне средней мощности
от -70 до +10 дБм на рабочих длинах волн 850 ±10 мкм, 1300 ±20 мкм
и 1550*3° мкм и погрешностью 1.23 дБ и 0.78 дБ при —60 дБм и -
40 дБм соответственно.
В схемотехническом плане измерители оптической мощности могут
быть выполнены на основе логарифмического усилителя, линейного
усилителя с дискретно управляемым коэффициентом усиления и преоб-
разователя тока фотоприемника в частоту импульсов [85], причем са-
мым простым является измеритель, у которого фотодиод подключен
через логарифмический усилитель к аналого-цифровому преобразовате-
лю, соединенному с жидкокристаллическим индикатором. Из-за при-
менения логарифмического усилителя, параметры которого в значитель-
ной степени зависят от температуры и напряжения питания, точность и
динамический диапазон приборов данного типа, в частности, FOT-02
(EXFO), OLP-5 (W&G), 555 (Rifocs) и М 712 (Fotec) относительно невы-
соки
430
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
Таблица 6.3
Параметры LP-6025 LP-6O25C
Тип волокна MM/SM MM/SM
Диапазон длин волн (нм) 800 + 1600 800 +1600
Фотодиод InGaAs InGaAs
Калиброванная длина волны (нм) 850, 1300, 1310,1550 850, 1300, 1310, 1550
Диапазон (дВм) +3 + -70 +20 -ь -60
Точность + 0.2 дВ + 0.2 дВ
Линейность (при 23'С) ± 0.1 дВО + -60 дВм + 0.1 дВО ч- -60 дВм
Разрешающая способность 0.01/0.1 дВ 0.01/0.1 дВ
Измерители мощности с диск-
ретно управляемым коэффициен-
том линейного усиления имеют
более высокие технические харак-
теристики. В них измеряемый
сигнал после соответствующего
усиления поступает на индикатор
через АЦП и микроконтроллер,
применение которого для управ-
ления коэффициентом усиления
позволяет осуществить высоко-
точное преобразование результа-
та измерения в логарифмический
масштаб и существенно расши-
рить сервисные функции прибо-
ра, упростив процесс измерения
мощности и автоматической кор-
ректировки нуля. К таким при-
борам относятся Алмаз-2 (ЛИО-
НИР), AQ2150 (Ando), FOT-903
(EXFO), К2401 (Siemens), LP-6000
(GN Nettest) и OLP-18 (W&G).
Измерители с аналого-частотным преобразованием также использу-
ют микроконтроллер для управления процессом преобразования изме-
ряемого сигнала в частоту импульсов и других измерительных и сер-
висных функций. Метрологические характеристики измерителей
мощности данного типа как, например, в AM-3500 (GN Nettest) такие
же, как и у приборов второй группы. Однако наличие дополнительной
погрешности, вызванной зависимостью
показаний прибора от напряжения
питания, и низкая устойчивость к вне-
шним электромагнитным воздействи-
ям являются основными недостатками
приборов с аналого-частотным преоб-
разованием.
Таким образом, для полевых изме-
рений средней мощности оптического
излучения наиболее эффективны изме-
рители с дискретно изменяемым ко-
эффициентом усиления линейного уси-
лителя. На рис. 6.12 представлен
общий вид одного из современных из-
мерителей мощности компании GN
Nettest, параметры которого даны в
табл. 6.3.
Приборы, в которых уделено особое
внимание качеству оптического разъе-
ма, термостабилизации и уменьшению
Рис. 6.12. Общий вид измерителя оп-
тической мощности
6.10. Измерение затухания волоконно-оптических линий связи
431
шумов компонентов, могут быть аттестованы и использованы в каче-
стве образцовых средств измерения 2-го класса. Они обладают погреш-
ностью не более 0.2 дБ (5%) и обеспечивают диапазон измерений от
+3 дБм до —70 дБм. Однако такие приборы, как, например, FLS-220/
EXFO, отличаются значительными габаритами и, как правило, исполь-
зуются в составе поверочных установок [86].
6.10. ИЗМЕРЕНИЕ ЗАТУХАНИЯ ВОЛОКОННО-
ОПТИЧЕСКИХ ЛИНИЙ СВЯЗИ
Для расширения функциональных возможностей рассмотренных при-
боров они обычно дополняются источником излучения, что позволяет
использовать их для измерения потерь. Приборы, в которых использу-
ются согласованные пары источник излучения — измеритель оптичес-
кой мощности, носят название оптических тестеров или измерителей
оптических потерь.
Как известно , осуществляя измерение оптической мощности на вхо-
де и выходе оптического волокна, можно определить его затухание,
которое равно
10lgi
г2
[ДБ],
(6.31)
где Pt — оптическая мощность, проходящая через площадь поперечно-
го сечения 1; Р2 — оптическая мощность, проходящая через площадь
поперечного сечения 2.
Для однородного волокна в состоянии равновесия можно определить
коэффициент затухания — затухание на единицу длины волокна,
а(Л) - - [дБ/ед. длины], (6.32)
которое не зависит от выбранной длины волокна.
В качестве примера рассмотрим измерение затухания оптического
волокна с помощью измерителей оптических потерь. При этом, соглас-
но рекомендациям ITU-T G.651, EIA/TIA и ГОСТ 26814-86, следует раз-
личать два основных метода измерения затухания — методы разруша-
ющего (обрыва) и неразрушающего (вносимых потерь) измерения.
6.10.1. Измерение затухания методом обрыва
Метод обрыва является наиболее точным методом измерения затуха-
ния, но из-за того, что он требует разрыва волокна, его использование
при инсталляции, техническом обслуживании и в полевых условиях
неэффективно, поэтому он применяется только при производстве опти-
ческих волокон. Данный метод основан на сравнении значения мощно-
432
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
сти оптического излучения, измеренной на выходе длинного отрезка
волокна, со значением мощности, измеренной на выходе короткого уча-
стка волокна, образованного за счет отсечения части его длины (около
2 м) со стороны источника. При этом необходимым условием измере-
ния является постоянство мощности и неизменность модового состава
вводимого в волокно оптического излучения с тем, чтобы избежать вво-
да мощности в переходные моды высшего порядка. При отсутствии вво-
да в эти переходные моды будут измерены затухания отдельных участ-
ков, которые суммируются практически линейным образом, и поскольку
эти распределения мощности существенно не изменяются, они называ-
ются распределениями в установившемся состоянии.
Для обеспечения таких условий ввода существуют два метода, зак-
лючающиеся в использовании фильтра мод и системы геометрической
оптики. При должном применении этих методов они дают достаточно
близкие результаты.
В первом случае в качестве фильтра мод используется либо иниции-
рующее волокно (волокно того же типа, но достаточно большой длины,
равной или более 1 км), либо несколько витков (3-5 витков) намотан-
ного с небольшим натяжением на стержень волокна. Обычно диаметр
стержня составляет 15-40 мм с пятью витками волокна при длине стер-
жня около 20 мм и выбирается в зависимости от типа волокна и его
оболочки.
Во втором случае геометрическая оптика формирует световой поток,
заполняющий 70% диаметра сердечника и столько же цифровой апер-
туры измеряемого волокна. Это максимальное распределение мощнос-
ти, при котором отсутствует ввод мощности в быстро затухающие моды.
Так, для градиентного многомодового волокна 50/125 мкм с числовой
апертурой 0.2 такие условия ввода соответствуют диаметру однородно-
го пятна, равному 26 мкм при числовой апертуре 0.11.
Не менее важным является выбор источника излучения, который
должен отличаться высокой стабильностью как по интенсивности, так
и по длине волны излучения с шириной спектральной линии (между
точками при 50% интенсивности), определяемой таким образом, чтобы
она была уже любой характеристики спектрального затухания волокна.
Другим важным условием измерений данным методом является обес-
печение соответствующего вывода мод оболочки, заключающегося в том,
что ни одна из мод излучения, распространяющаяся по оболочке, не
будет обнаружена при короткой длине волокна. С этой целью часто для
вывода мод используется материал, обычно иммерсионная жидкость,
показатель преломления которой равен или больше показателя прелом-
ления оболочки.
Если перечисленные условия обычно соблюдаются при измерениях
посредством измерителей потерь, в реальных условиях в первую оче-
редь следует обращать внимание на то, чтобы торцевые поверхности
оптических волокон были перпендикулярными к их осям, а также что-
бы они не имели сколов и повреждений, препятствующих прохожде-
нию оптического излучения. Процесс измерения в этом осуществляется
следующим образом: >- г
6.10. Измерение затухания волоконно-оптических линий связи
433
1. Подготовительный уровень.
Присоедините выход тестируемого волокна к источнику излучения.
2. Уровень первого измерения.
Присоедините выход измеряемого волокна к измерителю мощности,
включите источник и зафиксируйте показания измерителя, например,
- 21.2 дБм, выключите источник.
3. Уровень второго измерения.
Произведите скол волокна на расстоянии около 2 м от источника и
зафиксируйте торец волокна на входе измерителя мощности, вклю-
чите источник и снимите показания измерителя мощности, напри-
мер, —20 дБм.
4. Определение потерь.
Найдите разность между эталонным уровнем и уровнем измерения,
например,
-20.0 дБм - (-21.2 дБм) = 1.2 дБм,
что и является потерями волокна.
Если необходимо определить затухание всей линии, учитывая, что
длина волокна много больше длины участка, оставшегося после скола,
последнее значение необходимо поделить на длину волокна.
6.10.2. Измерение затухания методом вносимых потерь
По сравнению с рассмотренным методом измерения затухания, метод
вносимых потерь менее точен, чем предыдущий, однако он не требует
разрыва волокна и поэтому обычно используется в полевых условиях.
Согласно данному методу вначале производится измерение оптической
мощности на выходах источника оптического излучения и эталонного
волокна, а затем измерение проводится с добавлением к системе волок-
на, которое необходимо измерить. Разница между этими двумя результа-
тами измерений и представляет собой потери волокна. При этом условия
ввода должны быть одинаковыми как для эталонного, так и для измеря-
емого волокон и должны быть аналогичными условиям ввода при методе
обрыва, а эталонное волокно может быть того же типа, что и испытыва-
емое. Кроме этого, метод вносимых потерь требует очень качественного
соединения волокон, чтобы свести до минимума потери, вносимые дан-
ным соединением, и обеспечить достоверные результаты. Процесс изме-
рения в этом случае включает:
1. Уровень калибровки.
Присоедините оптический измеритель мощности к источнику опти-
ческого излучения посредством эталонного волокна, например, волокна
того же типа, что и измеряемое, но длиной не более 2 м, с тем чтобы
можно было бы пренебречь его затуханием, и зафиксируйте уровень
мощности, отображаемый измерителем, например, -20 дБм.
2. Уровень измерения.
Подсоедините измеряемое волокно вместо эталонного и отрегулируй-
те соединение по максимальному уровню оптической мощности, а за-
тем зафиксируйте ее значение, например, —21.2 дБм.
434
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
3. Определение потерь.
Определите разницу между эталонным уровнем и уровнем измере-
ния, например,
-20.0 дБм - (-21.2 дБм) = 1.2 дБм,
что и является потерями волокна.
Если потерями эталонного волокна нельзя пренебречь, их следует
прибавить к значению, определенному на шаге 2, а для определения
значения затухания волокна полученное значение потерь необходимо
разделить на длину измеряемого волокна.
6.10.3. Измерение затухания на «двух длинах волн
Данный способ измерения основан на возможности создания и измере-
ния оптической мощности в широком спектральном диапазоне с ис-
пользованием двух длин волн в полосе пропускания линии связи. При
использовании, например, RIFOCS 262А и RIFOCS 555В процедура из-
мерений включает:
1. Инициализацию OTS.
Присоедините OLS к ОРМ через подходящее эталонное волокно
(Reference Launch Cable — RLC) и на источнике нажмите клавишу [я],
чтобы выбрать лазер 1310 нм, затем нажмите [MOD] для настройки
режима непрерывного излучения [CW]. ОРМ, настроенный в единицах
дБм длиной волны 1310 нм, покажет значение, приблизительно равное
-7 дБм. Нажмите [дБ], чтобы настроить новый эталонный уровень 0 дБ
для 1310 нм. Затем нажмите [я] на источнике, чтобы выбрать лазер
1500 нм, и нажмите [я] на ОРМ, чтобы выбрать 1550 нм длину волны.
Значение, показываемое ОРМ, должно составлять приблизительно -7
дБм, после чего нажмите на нем [дБ], чтобы настроить новый эталон-
ный уровень 0 дБ для 1550 нм. На этом завершается этап инициализа-
ции, позволяющий сохранить в энергонезависимой памяти ОРМ эта-
лонные уровни, равные 0 дБ для обеих длин волн.
2. Измерение потерь на длине волны 1310 нм.
Присоедините источник и ОРМ к тестируемому волокну и зафикси-
руйте на ОРМ значение потерь в дБ при 1550 нм длине волны. Затем
нажмите на источнике [я], чтобы выбрать лазер 1310 нм, а затем [я] на
ОРМ, чтобы выбрать на нем ту же длину волны. Зафиксируйте значе-
ние потерь при 1310 нм на ОРМ.
3. Измерение потерь на длине волны 1550 нм.
Поменяйте местами источник и ОРМ и отметьте потери в дБ для
1310 нм на ОРМ. Затем нажмите [я] на источнике, чтобы выбрать ла-
зер 1550 нм и нажмите [я] на ОРМ, чтобы выбрать 1550 нм длину
волны. Зафиксируйте значение потерь в дБ на ОРМ при 1550 нм длине
волны.
На этом процесс измерений завершается, а эталонные уровни 0 дБ
для 1310 нм и 1550 нм сохраняются в энергонезависимой памяти ОРМ
до следующего измерения.
Таким образом, совокупность измеритель мощности — лазерный ис-
6.10. Измерение затухания волоконно-оптических линий связи
435
точник (определяемая как измеритель
потерь) позволяет установить целост-
ность волокна и его ослабление про-
стейшим способом, при этом измере-
ния могут быть выполнены в обоих
направлениях с получением результа-
та в виде среднего значения двух зна-
чений, повышая тем самым точность
измерения.
Более эффективный способ измере-
ния потерь предоставляет оптический
тестер LP-6000 компании GN Nettest
(рис. 6.13), в котором при нажатии все-
го одной клавиши тестирование про-
водится одновременно на двух длинах
волн с сохранением до 600 результа-
тов измерений. Синхронизация изме-
рителя мощности и источника излуче-
ния позволяет чередовать длины волн
с постоянным обновлением отобража-
емых данных. В связи с этим продол-
Рис. 6.13. Общий вид измерителя по-
терь LP-6000
жительность тестирования уменьшается в два раза, а ошибки докумен-
тирования результатов измерений, которые могут возникнуть вследствие
несовпадения параметров источника и измерителя мощности, практи-
чески исключаются.
В заключение отметим, что для осуществления точных измерений
оптической мощности и калибровки приборов необходимо соблюдать
ряд мер предосторожности, в частности:
использовать стабильные во времени и к температуре окружаю-
щей среды источники излучения;
• для подключения лазерного источника при измерениях исполь-
зовать эталонное волокно, а при выполнении серии измерений
не следует отключать соединительный кабель от источника из-
лучения;
• соблюдать регламентированные условия вставки, в частности,
перед проведением измерения необходимо всегда чистить кон-
некторы;
• перед первым измерением необходимо выполнить калибровку —
высокоточное измерение без тестируемого волокна, например, по
эталонному сигналу, с тем чтобы по возможности исключить по-
тери, вызванные различными соединительными кабелями.
В случае лабораторных измерений, где оба конца волокна находятся в
одном месте, повторяемость измерения мощности превышает 0.1 дБ, а
при измерениях, проводимых в полевых условиях, с учетом имеющих
место сложностей из-за удаленного расположения концов волокна от-
клонения при использовании источника калибровки, как правило, со-
ставляют порядка +0.2 дБ.
436
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
6.10.4. Измерение приращения затухания при воздействии
внешних факторов
Данное измерение обычно проводится при производстве оптических
кабелей, однако в случае возникновения сбоев в процессе инсталляции
и эксплуатации ВОЛС, может возникнуть необходимость удостоверить-
ся, что они не вызваны приращением затухания от воздействия вне-
шних факторов. Кроме этого, данные измерения могут проводиться и в
исследовательских целях. Поэтому рассмотрим основной метод измере-
ния приращения затухания оптических кабелей в зависимости от вне-
шних воздействий, таких, как растяжение и изгиб, изменение темпера-
туры окружающей среды и др.
Измерения проводят в соответствии с рассмотренными выше метода-
ми при расположении волокна в устройстве, создающем необходимые
внешние воздействия в следующей последовательности [7]:
1. регистрируют значение мощности оптического излучения на вы-
ходе волокна измеряемого оптического кабеля до внешнего воздействия;
2. дискретно, с необходимым шагом изменения, увеличивают вне-
шний воздействующий фактор и фиксируют показания измерителя мощ-
ности на выходе волокна;
3. на каждом шаге изменения выдерживают оптический кабель под
воздействием внешнего фактора в течение времени, установленного со-
ответствующим стандартом или техническим условием, определяют
изменение мощности оптического излучения в зависимости от внешне-
го воздействия;
4. прерывают внешнее воздействие и определяют значение мощнос-
ти оптического излучения на выходе волокна непосредственно после
его воздействия, а также через заданное время.
Приращение затухания при воздействии внешних факторов опреде-
ляют по формуле:
10 pt 10 /2,[Г] 10 pN
Да,[Г] = —lg—--- и Да0 = — 1g—,
I Ро I Ро I Ро
где /=1, 2, 3, ..., jV-1; Да,, ДаДГ] и Да0 — приращение затухания
непосредственно после воздействия, в процессе воздействия и по окон-
чании воздействия соответственно; р0, р:, pt [Г] и pN — значение мощ-
ности на выходе оптического кабеля до начала воздействия, на / —ом
шаге, в процессе воздействия и по окончании воздействия.
6.10.5. Измерение переходного затухания оптического кабеля
В случае возникновения ложных сигналов в процессе инсталляции и
эксплуатации ВОЛС может возникнуть необходимость установления про-
сачивания сигналов с других волокон кабеля. Поэтому рассмотрим ос-
новной метод измерения переходного затухания, которое, как известно,
на дальнем конце ВОЛС представляет собой коэффициент передачи меж-
ду выходами волокон при вводе оптического излучения во влияющее
6.10. Измерение затухания волоконно-оптических линий связи 437
волокно кабеля. На ближнем конце эффект просачивания сигнала отра-
жает коэффициент передачи между входами подверженных влиянию
близлежащих волокон [7]. В соответствии с этими определениями изме-
рение переходного затухания осуществляют путем измерения мощнос-
ти на входе воздействующего волокна, а также выходах или входах
подверженных влиянию волокон.
Порядок измерений в этом случае тот же, что и в рассматриваемых
ниже измерениях вносимых потерь, только подверженное влиянию во-
локно выбирается из числа расположенных рядом влияющего волокна.
Процедуру измерения переходного затухания рассмотрим на приме-
ре двух оптических волокон, осуществляя следующую последователь-
ность операций:
1. выходной конец влияющего волокна отсоединяют от приемника
излучения и соединяют с ним входной (выходной) конец волокна, под-
верженного влиянию, регистрируя показания, соответствующие уров-
ню мощности на входе (выходе) последнего волокна;
2. не изменяя положения влияющего волокна, его обрывают на рас-
стоянии (1+0.2) м от входного торца, выходной торец короткого отрез-
ка волокна устанавливают относительно площадки приемника так, что-
бы на него попало все излучение с выходного торца, и регистрируют
показания, соответствующие уровню мощности, введенной во влияю-
щее волокно.
Переходное затухание на ближнем апл и дальнем аПд концах опти-
ческого кабеля определяют по формулам
«/?<,=101g— и«/7й=10^—,
Рг Рз
где р}, р2 и р3 — соответственно значения уровня мощности на входе
во влияющее волокно, а также входе и выходе волокна, подверженного
влиянию.
Для измерения переходного затухания средства измерения оптичес-
кой мощности должны иметь высокую чувствительность и позволять
измерять оптическую мощность уровнем ниже -90 дБ. В случае отсут-
ствия таких средств фиксируют реальный динамический диапазон из-
мерений как
DP = Рх~Рмт,
где Dp — динамический диапазон, дБм; рх и рт1Н — соответственно
уровень мощности на входе влияющего волокна или канала и мини-
мально измеренный уровень мощности, дБм.
В некоторых случаях измерение переходного затухания может быть
выполнено с помощью анализатора оптического спектра, позволяющего
установить также спектральную плотность измеренного сигнала.
438
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
6.11. ИЗМЕРЕНИЕ ВНОСИМЫХ ПОТЕРЬ
Вносимые потери, или, как их еще называют, потери вставки оптичес-
кого компонента, представляют собой оптическое затухание, вызванное
вводом оптического компонента в оптическую систему, и в связи с этим
непосредственно влияют на энергетический бюджет волоконно-оптичес-
кой системы передачи. Выше мы уже фактически сталкивались с воп-
росом измерения вносимых потерь, когда рассматривали измерение за-
тухания оптического волокна, однако не менее важным является
измерение вносимых потерь таких оптических компонентов, как кон-
некторы, аттенюаторы, фильтры, ответвители и мультиплексоры. Кро-
ме этого, следует отметить, что принципы, положенные в основу данно-
го вида измерений, могут быть использованы и для измерений
возвратных потерь.
6.11.1. Общий метод измерения вносимых потерь оптических
компонентов
Процесс измерения вносимых потерь всегда включает два последова-
тельно выполняемых этапа, на первом из которых проводится калиб-
ровка, т. е. измеряется эталонная мощность, или, другими словами,
мощность на входе измерительного устройства, а затем в разрыв соеди-
нения вводится тестируемое устройство и измеряется мощность на его
выходе. Значение ослабления проходящего через компонент оптическо-
го излучения определяется путем деления полученных показаний мощ-
ности, отражая тем самым вносимые им потери, которые затем выра-
жаются в дБ. При этом, учитывая, что разные типы измеряемых
компонентов отличаются видом оптических входов и выходов (опти-
ческими портами), необходимо использовать и различные принципы
измерения. Как правило, порты оптических компонентов представляют
собой два оконцованных коннектором оптоволоконных пигтейла. Одна-
ко существует множество других типов портов, из которых в настоящее
время наиболее распространены пигтейлы с оголенным волокном и при-
крепленные к корпусу компонента фланцевые коннекторы. Помимо кон-
структивных особенностей, оптические компоненты отличаются и раз-
мерами оптических портов, которые варьируются от относительно
больших размеров, порядка нескольких мм, до портов интегральных
оптических компонентов, составляющих несколько мкм. Далее будут
рассмотрены методы измерений для наиболее распространенных типов
волоконно-оптических компонентов.
Измерение вносимых потерь компонентов с пигтейлами или кон-
некторами
Рассмотрим измерение вносимых потерь некоторого тестируемого ком-
понента (ТК) с волоконно-оптическими пигтейлами и коннекторами (рис.
6.14). На первом этапе измерений (этапе калибровки) источник и изме-
ритель мощности соединяются между собой оптическим волокном, жела-
6.11. Измерение вносимых потерь
439
1 этап
Источник оптического
излучения
Измеритель оптической
мощности
Источник оптического
излучения
Измеритель оптической
мощности
Рис. 6.14. Измерение вносимых потерь компонента
с портами на пигтейлах, оконцованных коннектором
тельно того же типа, что и пигтейлы ТК. На следующем этапе входной
коннектор ТК соединяется с коннектором измерительной системы, а вы-
ходной коннектор ТК соединяется с измерителем мощности. В идеале
переключение данных коннекторов на входе измерителя мощности не
должно оказывать влияния на результаты измерения мощности, однако
на втором этапе в схему измерения добавляется еще одна пара коннекто-
ров. Поэтому измеренные потери будут включать потери ТК с вносимы-
ми потерями пары коннекторов. Так как последние могут быть оценены
только приблизительно (порядка 0.5—1 дБ), в данном случае имеет место
достаточно большая погрешность, составляющая +0.3 дБ даже при ис-
пользовании хороших коннекторов. Если ТК будет представлять собой
небольшой отрезок оптического волокна, данная схема измерения будет
отражать метод измерения вносимых потерь коннектора, так как корот-
кий кабель имеет потери, которыми можно пренебречь.
Измерение вносимых потерь фланцевых компонентов
Ситуация осложняется, когда ТК имеет коннекторы, являющиеся
составной частью корпуса, как, например, в оптическом аттенюаторе.
Схема измерения в этом случае представлена на рис. 6.15 и на первом
этапе измерений включает два подводящих оптических волокна, пред-
почтительнее того же типа, что и пигтейлы ТК, а также одну пару
коннекторов. После калибровки процедура повторяется с введенным
440
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
Источник оптического
излучения
Измеритель оптической
мощности
Рис. 6.15. Измерение вносимых потерь оптического компонента
с фланцевыми коннекторами
1 этап
Источник оптического
Измеритель оптической
излучения
мощности
Источник оптического
излучения
Измеритель оптической
мощности
Рис. 6.16. Измерение вносимых потерь оптического компонента
с портами на свободных волокнах
6.11. Измерение вносимых потерь
441
Сварка |
Разрыв
ТК
Адаптер свободного
волокна '
Рао
Источник оптического
излучения
Измеритель оптической
мощности
Источник оптического
излучения
Измеритель оптической
мощности
Рис. 6.17. Измерение вносимых потерь оптического компонента
методом обрыва волокна
Источник оптического
Измеритель оптической
излучения
мощности
Источник оптического
излучения
Измеритель оптической
мощности
Рис. 6.18. Измерение вносимых потерь интегрального
оптического компонента
442
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
компонентом и дополнительной парой коннекторов, а на точности из-
мерения сказывается как замена пары коннекторов, так и добавление к
ней новой пары. Поэтому полученное значение вносимых потерь вклю-
чает также потери одной пары коннекторов. Вследствие того, что име-
ют место два новых соединения коннекторов, погрешность измерения
вносимых потерь приблизительно в два раза превышает значение, по-
лученное при измерении согласно рис. 6.14. Типовой показатель по-
грешности в этом случае будет составлять +0.6 дБ.
Измерение вносимых потерь компонентов с пигтейлами из ого-
ленного волокна
Оптические компоненты с пигтейлами из оголенного волокна исполь-
зуют в двух случаях: либо для соединения их с коннекторами специаль-
ного типа, либо для присоединения путем сращивания с системой пере-
дачи или любой другой системой. В обоих случаях контроль
функционирования данной совокупности включает измерение вносимых
потерь. Возможная схема и процедура измерения показаны на рис. 6.16,
которая похожа на схему, изображенную на рис. 6.14. На этапе калиб-
ровки мощность от оголенного подводящего кабеля измеряется при со-
единении соответствующим адаптером, причем измеритель мощности
должен перехватывать всю мощность с выхода волокна. Далее на этапе
измерения тестовое устройство присоединяется при помощи термичес-
кого или механического сращивания. Очевидно, что погрешность изме-
ренных вносимых потерь будет значительно меньше, чем в случае с
коннекторами, потому что хорошее сращивание обеспечивает очень
низкий показатель вносимых потерь (обычно менее 0.1 дБ) и соответ-
ственно низкую погрешность измерения. Несмотря на это, вносимые
потери все же включают в себя потери сращивания.
Наивысшая точность измерения вносимых потерь достигается при
использовании метода обрыва, показанного на рисунке 6.17, в котором
по сравнению со всеми вышеописанными методами имеет место обратная
последовательность этапов измерения. На первом этапе ТК присоединя-
ется к системе путем сращивания и производится измерение мощности
на выходных пигтейлах. Затем сразу после сращивания от входного во-
локна ТК откалывается небольшой отрезок и вновь измеряется мощность.
При таком методе погрешность измерения составляет приблизительно
+0.01 дБ и зависит от качества скола и адаптера оголенного волокна.
Измерение вносимых потерь интегральных оптических компонентов
Типовыми интегральными оптическими компонентами на сегодняш-
ний день являются оптические переключатели, модуляторы, фильтры,
мультиплексоры и демультиплексоры длины волны. Для производите-
лей этих устройств очень важно удостовериться в том, что они функцио-
нируют на должном уровне до установки выходных волокон, потому что
устанавливать дополнительное устройство к плохому компоненту неэф-
фективно. Соответствующая схема измерения приведена на рис. 6.18.
По сравнению с рассмотренными выше методами задача измерения
интегральных оптических компонентов более сложна, потому что для
6.11. Измерение вносимых потерь
443
присоединения оптоволоконных пигтейлов к тестируемому устройству
необходимы еще два устройства позиционирования, а измеренные вно-
симые потери включают потери обоих “соединений”, что приводит к
относительно большой погрешности. Поэтому данный метод для изме-
рения абсолютных вносимых потерь используется редко, однако он хо-
рошо подходит для измерения вносимых потерь как функции других
параметров, например, длины волны или состояния поляризации.
Измерение вносимых потерь компонентов с непосредственным вво-
дом оптического излучения
До сих пор мы рассматривали технологии, в которых для соединения
тестируемых компонентов в зависимости от внутренних волокон ис-
пользовались многомодовые или одномодовые волокна. Однако помимо
этого возможен ввод излучения непосредственно в оптическое волокно,
исключая тем самым использование для этой цели коннекторов или
сращиваний. Данный способ ввода может быть вызван необходимостью
уменьшения погрешностей, вызванных применением параметров кон-
некторов, что очень важно для контроля функционирования компонен-
тов с низким показателем вносимых потерь и которые продаются без
коннекторов. Однако для этого необходимо высокое качество ввода, осо-
бенно при использовании одномодовых кабелей, что может быть реали-
зовано различными способами соединения оптических компонентов,
рассмотренных в первой главе.
6.11.2. Измерение потерь на одной длине волны
Исторически сложилось так, что большинство измерений вносимых
потерь производилось с использованием источников излучения фикси-
рованной длины волны, чаще всего лазеров Фабри-Перо. Эти лазеры
хорошо подходили для измерения потерь в полосе пропускания опти-
ческих компонентов, таких, как волокно, коннекторы, аттенюаторы и
т. д., потому что они излучают большую мощность (1 мВт и более) в
спектральном окне, равном нескольким нм. Эта полоса пропускания
достаточно широка для того, чтобы избежать проблем, связанных с оп-
тическими помехами, и достаточно узка, чтобы рассматривать излуче-
ние как одноволновое. Типовой спектр такого излучения состоит из
нескольких линий, представляющих собой продольные моды объемно-
го резонатора лазера, причем, несмотря на то что мощность каждой
моды непрерывно изменяется, общая мощность сохраняется неизмен-
ной, что необходимо учитывать при измерении вносимых потерь. Кро-
ме этого, необходимо знать, что в процессе измерения мощности обыч-
но применяется усреднение, которое эффективно снижает остаточный
шум источника.
Помимо лазеров Фабри-Перо для измерения вносимых потерь на од-
ной длине волны могут использоваться и другие оптические источники,
в частности:
• LED, у которых введенная в волокно мощность обычно на 30 дБ
ниже, чем мощность, введенная от лазера, однако большая ши-
444
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
рина спектра усложняет сопоставление центральной длины волны
с результатом измерения;
• лазеры с распределенной обратной связью (DFB), которые обла-
дают достаточной мощностью, однако их ширина спектра со-
ставляет 20 — 50 нм, что из-за столь узкого спектра приводит к
возникновению проблем с оптическими помехами.
Диапазон измерения определяется как источником, так и измерите-
лем мощности, поэтому для измерения вносимых потерь на одной дли-
не волны необходимо определить разность между мощностью источни-
ка и чувствительностью приемника (в данном случае измерителя
мощности). Так, если мощность источника составляет 0 дБм (1 мВт) и
уровень шума измерителя оптической мощности при данном среднем
значении времени измерения равен —90 дБм, диапазон измерения со-
ставляет 90 дБ. Практические измерения требуют отношения сигнал/
шум (SNR) более чем 1:1. Например, если SNR на самом низком уровне
мощности должен равняться 20 дБ для обеспечения необходимой точ-
ности измерений, диапазон измерения составит 70 дБ.
Погрешности измерения потерь на одной длине волны
В большинстве случаев наибольшая погрешность при измерении вно-
симых потерь вызывается коннекторами, причем потери пары коннек-
торов не повторяются — хуже того, большинство процедур измерения
включает соединение различных образцов коннекторов. В связи с этим
при измерении вносимых потерь на одной длине волны необходимо
принимать во внимание и некоторые другие погрешности, которые бу-
дут рассмотрены ниже.
Как всегда, для подсчета погрешностей используется значение сред-
неквадратичной погрешности при условии, что каждая из составляю-
щих погрешности является статистически независимой. Естественно,
что не все из составляющих погрешности, имеющих место при измере-
нии вносимых потерь, будут присутствовать в той или иной конкретной
ситуации. Итак, могут возникнуть следующие погрешности, обуслов-
ленные:
• использованием коннектора;
• параметрами измерителя мощности;
• влиянием поляризации;
• влиянием оптических помех;
• спектральными характеристиками источника; •
• использованием несовместимого волокна.
Ниже эти погрешности анализируются более подробно.
Погрешность, связанная с измерителем мощности
Вносимые потери всегда определяются частным от деления двух уров-
ней мощности, поэтому точности измерения абсолютной мощности не
требуется, а важна только погрешность определения отношения мощ-
ностей, которая включает несколько компонентов и обусловлена:
• нелинейностью измерителя мощности. Эта погрешность идеи-
6.11. Измерение вносимых потерь
445
тична нелинейности измерителя мощности между двумя отно-
сительными уровнями мощности. Поэтому, когда отношение мощ-
ности близко к единице, измерения будут очень точными, что
имеет место, когда вносимые потери ТК близки к 0 дБ, и, наобо-
рот, значительная погрешность имеет место тогда, когда отноше-
ние мощности велико. Это явление подробно рассматривалось
выше, где показано, что ошибка измерения потерь не зависит от
эталонного уровня, а представляет собой разницу между нели-
нейностью на двух относительных уровнях мощности.
• зависимостью показаний измерителя мощности от поляризации.
Измерения в два этапа обычно предполагают, что имеют место
два различных состояния поляризации измеряемой мощности,
поэтому зависящая от поляризации чувствительность (PDR)
измерителя мощности также вносит свой вклад в общую по-
грешность измерения. Это особенно важно при измерении ком-
понентов с низким показателем потерь.
• пространственной неоднородностью чувствительной поверхнос-
ти измерителя мощности. Влияние неоднородности поверхнос-
ти фотодиода также приводит к погрешности, вносимой изме-
рителем мощности, и может быть достаточно большой при
использовании измерителя мощности в сочетании с угловыми
коннекторами, например, когда эталонное измерение проводит-
ся с использованием прямого коннектора, а измерение ТК — с
использованием углового коннектора. В этом случае два луча
попадают в два разных места поверхности фотодиода.
• цифровой апертурой измерителя мощности. Максимально допу-
стимый угол большинства измерителей мощности составляет
порядка 0.2 или 0.3, поэтому, если измеритель мощности не
может принять все излучение волокна, имеет место дополни-
тельная ошибка, так как отношение измеренной мощности к
общей подвержено сильным колебаниям, что имеет место при
*л использовании оптического волокна с большой цифровой апер-
турой и особенно в сочетании с угловыми коннекторами.
Погрешность, вызванная зависимостью потерь от поляризации
Особый интерес представляет погрешность, возникающая тогда, ког-
да тестируемое устройство вносит потери, зависящие от поляризации
(PDL). Как правило, лазерные источники излучают почти 100%-но по-
ляризованную световую волну, которая на входе тестируемого устрой-
ства имеет практически непредсказуемое состояние поляризации. Если
мы предположим, что измеритель мощности имеет идеальные характе-
ристики и что ТК имеет PDL, равные 0.2 дБ, измеренные вносимые
потери будут иметь дополнительную погрешность, также составляю-
щую +0.2 дБ. Во многих случаях этого достаточно для измерения вно-
симых потерь. В других случаях PDL должны быть обязательно изме-
рены в дополнение к вносимым потерям.
Еще более усложняет ситуацию тот факт, что PDL тестируемого устрой-
ства должны рассматриваться в сочетании с зависящей от поляризации
446
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
чувствительностью измерителя мощности (PDR), так как возможные ошиб-
ки зависят от (непредсказуемого) относительного геометрического соче-
тания между осью PDL компонента и осью PDR измерителя мощности.
Предельные значения погрешностей имеют место, когда PDL и PDR
суммируются или когда они вычитаются, что может быть выражено
следующим образом [26]:
Рис. 6.19. Измерение вносимых потерь, зависящих
от поляризации
\pdl=±PDLtk±PDRpm. (6.33)
Известны два способа устранения погрешности, вызванной PDL, —
это либо за счет использования неполяризованного источника с широ-
кой полосой пропускания,
как, например, LED или уси-
ленной спонтанной эмиссии
(ASE) оптического усилителя,
либо путем преобразования по-
ляризованного излучения ла-
зера в неполяризованный свет,
используя, например, кон-
троллер поляризации типа во-
локонно-оптической петли
(рис. 6.19). Процедура измере-
ния в этом случае включает ге-
нерацию всех возможных состояний поляризации при одновременном
усреднении результатов измерений.
Следует отметить, что для предотвращения влияния изменения со-
стояния поляризации любых отраженных волн на выходную мощность
лазера может возникнуть необходимость установки после источника
изолятора. Другой способ устранения влияния PDL заключается в ис-
пользовании среднего значения, определяемого по минимальному и мак-
симальному результатам, полученным в процессе усреднения поляриза-
ции. Так, если основные оси ТК и измерителя мощности имеют
произвольную ориентацию друг относительно друга, может оказаться,
что усреднение поляризации уменьшит частичную погрешность от PDL
и PDR, тогда вместо (6.33) следует использовать выражение
\PDL =±PDLTK-PDRPM. (6.34)
Данная погрешность является несущественной до тех пор, пока зависи-
мость поляризации ТК и измерителя мощности относительно невелика.
Погрешность, вызванная оптическими помехами
Погрешности измерений могут возникать также из-за отражений све-
товой волны и оптических помех. Первые обусловлены, во-первых, вы-
сокой чувствительностью лазерных источников к обратному отраже-
нию, так как при двух этапах измерения имеют место различные условия
распространения оптической волны, а во-вторых, при наличии двух и
более отражений они оказывают взаимное влияние, вызывая изменение
длины волны, влекущее за собой изменение вносимых потерь.
Вторые создают шум в полосе пропускания, который возникает вслед-
ствие взаимодействия оптической волны с ее дважды отраженной и за-
держанной копией, так как фотодиод, имея квадратичную характерис-
6.11. Измерение вносимых потерь
447
тику, смешивает эти волны, создавая дискретный спектр низкой часто-
ты. Однако в плане измерения вносимых потерь, когда допускается ус-
реднение сигнала в течение продолжительного времени, влияние шума
фототока может быть ослаблено.
Известно, что чувствительность лазера к обратным отражениям мо-
жет быть снижена использованием на его выходе оптического изолято-
ра, в то время как решение проблемы оптических помех, согласно
п.1.2.2.2., является более сложной задачей, требующей тщательного
рассмотрения в каждом конкретном случае.
6.11.3. Измерение потерь, зависящих от длины волны
Основные схемы измерений потерь, зависящих от длины волны, анало-
гичны тем, которые были рассмотрены для измерений с использовани-
ем одной длины волны и основаны на использовании в качестве прием-
ника излучения либо оптического измерителя мощности, либо
оптического анализатора спектра OSA.
Измерения потерь при помощи перестраиваемого лазера и изме-
рителя мощности
На рис. 6.20 показана схема измерения зависящих от длины волны
вносимых потерь, в которой используется перестраиваемый лазер и оп-
тический измеритель мощности. При этом оптические порты ТК могут
быть выполнены на пигтейлах и коннекторах.
На этапе калибровки источник излучения непосредственно соединя-
ется с измерителем мощности посредством входного кабеля последнего.
Затем на предварительной стадии в пределах заданного диапазона длин
волн изменяется длина волны перестраиваемого лазера [89] и измеря-
ются соответствующие уровни мощности. При последующем измерении
вносимых потерь ТК устанавливаются длины волн, при которых прово-
дилась калибровка, затем фиксируются соответствующие уровни мощ-
ности. Разность между двумя полученными уровнями мощности, выра-
женная в логарифмическом масштабе, и представляет собой зависящие
от длины волны вносимые потери.
Оптический
коннектор
Рис. 6.20. Измерение зависящих от длины волны вноси-
мых потерь
448
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
Очевидно, что ограничениями данного метода являются точность ус-
тановки длины волны перестраиваемого лазера и оптические помехи.
Точность установки длины волны. При измерении вносимых потерь,
зависящих от длины волны, наиболее очевидным критерием качества
настраиваемого лазерного источника является точность установки дли-
ны волны, так как и абсолютная погрешность установки длины волны, и
линейность настройки являются важными показателями и должны быть
четко определены. Поэтому в ряде случаев измерения целесообразно про-
водить с использованием измерителя длины волны при условии, что элек-
тронные средства перестраиваемого лазера включают такую возможность.
В этом случае точность установки может быть улучшена до + 1 нм.
Оптические помехи. Другим важным фактором, влияющим на точ-
ность измерения зависящих от длины волны вносимых потерь являются
оптические помехи. Очевидно, что оптические помехи могут представ-
лять существенную проблему ввиду узкой ширины линии лазера, состав-
ляющей 100 кГц, не позволяющей избежать возникновения помех, ког-
да интервал между точками отражения, как правило, составляет
небольшое расстояние, всего 2—3 м.
Однако существует два способа решения этой проблемы, заключаю-
щихся либо в уменьшении коэффициента отражения до совершенно
незначительной величины, например, менее —40 дБ, либо в расшире-
нии линии перестраиваемого лазера (если он имеет такую возможность).
Спонтанная эмиссия. Так как все лазеры, включая перестраивае-
мые, характеризуются спонтанной эмиссией (SE), помимо узкополосно-
го сигнала на выходе лазера имеет место дополнительное излучение,
которое ограничивает динамический диапазон измерений. Так, напри-
мер, при выходной мощности сигнала, равной +8 дБм (рис. 6.21), пико-
вой мощности, взятой относительно уровня спонтанной эмиссии —50 дБ/
нм при ее общей интегральной мощности -32 дБ и чувствительности
приемника (уровень шумов), равной —100 дБм, диапазон измерения
составит 108 дБ. Поэтому для достижения достаточной точности изме-
рения, обеспечиваемой, как правило, при SNR, равном 20 дБ, диапазон
измерения в этом случае составит 88 дБ.
Сравнение измерений с использованием перестраиваемого лазера
и измерителя мощности
Основным преимуществом метода измерения вносимых потерь, зави-
сящих от длины волны, с использованием перестраиваемого лазера яв-
ляется его высокая мощность и хорошая разрешающая способность по
длине волны, что позволяет проводить измерения даже самых узкопо-
лосных фильтров. В то же время, если измеритель мощности не имеет
достаточного динамического диапазона, необходимо использовать ла-
зер со значительно более низкой спонтанной эмиссией или вместо изме-
рителя мощности использовать оптический анализатор спектра OSA.
6.11. Измерение вносимых потерь
449
Рис. 6.21. Спектральная плотность излучения лазера
с внешним резонатором
Измерение потерь при помощи перестраиваемого лазера и опти-
ческого анализатора спектра
Ограничения динамического диапазона при измерениях вносимых
потерь рассмотренным выше методом можно преодолеть путем исполь-
зования OSA в качестве приемника излучения перестраиваемого лазе-
ра. Соответствующая схема измерений приведена на рис. 6.22, где цен-
тральная длина волны анализатора оптического спектра всегда
отслеживает длину волны сигнала перестраиваемого лазера.
Очевидно, что точность данного метода зависит от согласования уста-
новок длины волны перестраиваемого лазера и анализатора оптическо-
го спектра, а также от оптических помех.
Рассмотрим (рис. 6.23), в какой степени происходит увеличение ди-
намического диапазона вследствие замены измерителя мощности на вы-
сокочувствительный OSA со спектральным разрешением в 1 нм, при
использовании лазера с узкой шириной линии. Так, когда длина волны
перестраиваемого лазера настроена в центре полосы задержания, а фо-
тодиод OSA фильтрует его спонтанную эмиссию на 60 дБ, как следует
из приведенного рисунка, динамический диапазон увеличивается с 32
дБ у измерителя мощнос-
ти и до 92 дБ у OSA. Учи-
тывая ограничение динами-
ческого диапазона шумами
фотодиода OSA, результи-
рующий диапазон составит
приблизительно 70 дБ, что
налагает высокие требова-
ния при измерении вноси-
мых потерь оптического
Оптический
коннектор
Рис. 6.22. Схема измерения вносимых потерь оптичес-
ких компонентов с помощью перестраиваемого лазер-
ного источника излученияи оптического анализатора
спектра
фильтра. • »
15-537
450
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
Рис. 6.23. Параметры измерительной системы
лазер-оптический анализатор спектра [26]
Увеличение уровня шума происходит вследствие неидеального по-
давления входным фильтром OSA внеполосных сигналов, что на рис. 6.23
отражено уровнем шума, который приблизительно на 15 дВ выше, чем
уровень шума в отсутствие сигнала. В данном случае ослабление внепо-
лосных длин волн перестраиваемого лазера с помощью фильтра OSA
составляет приблизительно 60 дБ.
Измерение зависящих от длины волны потерь с использованием
широкополосного источника излучения
Вместо настраиваемого лазерного источника для измерения завися-
щих от длины волны вносимых потерь может быть использован источ-
ник с широкой полосой пропускания и селективный приемник, выде-
ляющий необходимую длину волны, OSA. Преимуществами этого метода
являются ширина охвата длин волн и высокая скорость измерения.
Например, на рис. 6.24 приведена возможная схема измерений, кото-
рая включает стандартную для такого вида измерений процедуру:
Рис. 6.24. Схема измерение зависящих от длины волны
вносимых потерь оптических компонентов с помощью
широкополосного лазерного источника излучения и оп-
тического анализатора спектра
6.11. Измерение вносимых потерь
451
Рис. 6.25. Интенсивность спектра на входе (1)
и выходе (2) оптического фильтра
1. источник оптического излучения с широкой полосой пропускания
присоединяется к OSA посредством образцового волокна с низким по-
казателем потерь, учитывая, что все последующие измерения вноси-
мых потерь будут сравниваться с потерями этого волокна. OSA измеря-
ет форму спектра данного источника, например, LED с торцевым
излучением на центральной длине волны 1550 нм.
2. между широкополосным источником излучения и OSA вводится
ТК, а затем измеряется спектр, получаемый на его выходе, который
для случая оптического фильтра, предназначенного для систем мульти-
плексирования по длине волны, показан на рис. 6.25.
3. выходной спектр фильтра вычитается из входного спектра источни-
ка, отражая тем самым зависимость вносимых потерь от длины волны
(рис. 6.26), которые составляют в данном случае 8.5 дБ. Здесь следует
Рис. 6.26. Результаты измерений вносимых потерь опти-
ческого фильтра
452
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
отметить, что при использовании данного метода необходимо учитывать
зависимость диапазона измерения от длины волны, которая вызвана не-
равномерностью спектральной полосы источника излучения.
6.11.4. Измерение PDL
Во многих случаях недостаточно устранить влияние PDL, а необходимо
рассматривать данный параметр как самостоятельную характеристику,
проводя измерение PDL в дополнение к измерениям вносимых потерь.
Двумя наиболее распространенными методами измерения PDL являют-
ся сканирование поляризации и метод Мюллера, хотя возможны и дру-
гие методы измерений, например, метод Джонса [90].
Метод сканирования поляризации
Этот метод измерения обычно (рис. 6.27) основан на преобразовании
с помощью контроллера поляризации почти 100%-но поляризованного
излучения лазерного источника в излучение с произвольно заданной
Рис. 6.27. Схема измерений PDL оптического компонента
поляризацией, включая все линейные, эллиптические и круговые со-
стояния. Контроллер поляризации при этом состоит из нескольких ме-
ханически управляемых петель волокна, вращаемых с различной ско-
ростью, что создает произвольные состояния поляризации. Процедура
измерения выполняется в соответствии с используемым контроллером
поляризации, а результирующее значение PDL рассчитывается по фор-
муле
Т Р
PM^lOlog^^lOlog-^ (6.35)
где T’max’T’min ~ коэффициенты передачи, a Pmax,Pmin — значения выход-
ной мощности.
При таких измерениях, для достижения высокой точности необходи-
мо соблюдать следующие требования:
• обеспечение неизменности входной мощности с тем, чтобы из-
менение состояния поляризации не приводило к изменению вход-
ной мощности на ТК, что определяется качеством контроллера
поляризации. В то же время, учитывая, что лазерные источни-
6.11. Измерение вносимых потерь
453
ки чувствительны к обратным отражениям различных состоя-
ний поляризации, между источником и контроллером поляри-
зации всегда необходимо устанавливать аттенюатор или изоля-
тор;
• обеспечение создания всех состояний поляризации, контроли-
руя их эволюцию анализатором поляризации, работающим в
режиме реального времени. Поэтому при данных измерениях
основным вопросом является выбор необходимого для проведе-
ния точного измерения времени;
• обеспечение независимости показаний измерителя мощности от
поляризации. Многие измерители оптической мощности обла-
дают неприемлемой для данного типа измерения зависимостью
от поляризации входной световой волны, вследствие этого из-
меритель мощности должен быть специально настроен на зави-
симую от поляризации чувствительность.
Так как общая погрешность определяется среднеквадратичной по-
грешностью отдельных приборов, общая погрешность (в дБ) зависит от
абсолютного значения PDL. Для значения PDL, например, равных 0.1 дБ,
общая погрешность достигает порядка от +0.003 до +0.005.
Суммируя вышеизложенное, можно сказать, что это надежный и точ-
ный метод, который легко использовать в том случае, когда имеется в
наличии подходящее измерительное оборудование. Если контроллер
поляризации обладает функцией автоматического сканирования, а из-
меритель мощности работает с достаточным быстродействием и спосо-
бен фиксировать минимальное и максимальное значения, необходимость
в использовании программирования отпадает. Однако большое время
измерения, достигающее более 10 с, ограничивает использование дан-
ного метода измерением PDL только на одной длине волны в лаборатор-
ных условиях.
Метод Мюллера
Этот метод впервые упомянут в [91] и основан на анализе четырех
состояний поляризации с измерением передачи оптической мощности
через ТК только в этих состояниях и последующим расчетом PDL исходя
из результатов этих измерений. Измерение PDL методом Мюллера ана-
логично предыдущей схеме измерения, однако контроллер поляризации
в ней выполнен на основе волновых пластин, используя, в частности, для
синтеза различных состояний поляризации четвертьволновую (Q) и по-
луволновую (Н) пластины. Кроме этого, для обеспечения необходимой
ориентации поляризованного сигнала данная схема дополняется поляри-
затором (Р), который устанавливается на входе контроллера.
Первым шагом в использовании этой схемы является вращение по-
ляризатора до получения максимальной передачи излучения при мак-
симальном уровне входного сигнала путем соответствующей установки
пластин Q и Н относительно эталонного угла ар.
Вначале измерение выполняется без ТК путем измерения оптической
мощности при четырех хорошо определенных состояниях поляризации,
а затем вводится ТК, и измерение повторяется для тех же состояний
4S4P
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
поляризации. Табл. 6.4 [26] иллюстрирует этот процесс (уровни мощно-
сти с прописными подписями указывают измерения, осуществленные с
ТК, а уровни мощности с более мелкими подписями измерены без ТК).
Таблица 6.4
Поляризация Q пластина Н пластина Коэффициент передачи
Линейная горизонтальная, 0* аР ар Т\=РА/Ра
Линейная горизонтальная, 0’ ар ар +45’ Т2=РВ/РЬ
Линейная горизонтальная, О’ аР ар+22.5' Т,=РС1Р<
Линейная горизонтальная, 0* ар +45- ар TA=PDIPd
Матрица Мюллера представляет собой 4x4 матрицу, которая выра-
жает связь входного и выходного векторов Стокса любого оптического
устройства в следующей форме
Хо m02 mm'
m]0 mxx mX2 ml3
S2' m20 m2X m22 m23 S2 , (6.36)
jn30 m3X m32 m33 ,
где 5 и S' представляют собой векторы Стокса входной и выходной
световой волны оптического устройства, причем каждый элемент выра-
жен в единицах оптической мощности и имеет следующее значение:
So — общая мощность (поляризованная + неполяризованная);
S, — мощность на выходе поляризатора LH или LV;
S2 — мощность на выходе поляризатора L+45;
S3 — мощность на выходе RC или LC поляризатора.
Здесь аббревиатуры LH, LV, RC и LC используются для обозначения
линейной горизонтальной, линейной вертикальной, правой круговой и
левой круговой поляризаций соответственно. Нередко для обозначения
поляризации используется обозначение р , а линейно поляризованный
под определенным углом свет обозначается L + в •
Параметры Стокса Sj, S2 и S3 определяются в декартовой системе
координат согласно рис. 6.28, из которого видно, что значение оптичес-
кой мощности поляризованной части световой волны равно
Рп = Js,2+S22+S32 . (6.37)
6.11. Измерение вносимых потерь
455
Рис. 6.28. Представление параметров
Стокса в ортогональной системе координат
Нередко используются нормализованные параметры Стокса, которые
определяются как
ci _ “^1 со - со — ‘^'3
(6-38)
0Q Oq 0Q
Очевидно, что диапазон нормализованных параметров Стокса лежит
в пределах от —1 до +1, например, для полностью линейно поляризо-
ванного света S) = +1, a S2 - S2 = 0.
Применяя стандартные методы матричного умножения, можно запи-
сать, например,
— ttIqqSq + wi01S| + m02S2 + tn02S2. (6.39)
Таким образом, матрица Мюллера, подобно матрице Джонса, описы-
вает характеристики и передачи поляризации ТК, при этом для расчета
PDL необходимы только элементы т00 — тю первого ряда матрицы,
которые могут быть определены исходя из значений коэффициентов
передачи Т [92]
™оо
«02
«03
^--т
р 00
rd
Т\+Т2
2
т\-тг
2
Т3-тж
ТА~тж
(6.40)
21Л Рь)
456
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
Отсюда максимальное и минимальное значения коэффициентов пе-
редачи могут быть определены как
+ 7^01 + ™02 + ™03
Т Г~2----2----Г - (6-41)
Гт,п = ™00 - + ™02 + ™03
а
Т
PDL = \Mog-^' (6.42)
2 min
Нюансы этого метода измерения аналогичны методу сканирования, в
частности, в данном методе также необходимо исключить зависимость
от поляризации интенсивности излучения лазерного источника и пока-
заний измерителя мощности.
Учитывая, что по сравнению с контроллерами на оптических волок-
нах контроллеры поляризации с волновыми пластинами часто создают
большие вариации мощности, поляризационная зависимость уровня
мощности в данном методе корректируется математически, что, с од-
ной стороны, усложняет его реализацию, а с другой стороны, снижает
требование к параметрам контроллера. Кроме этого, по сравнению с
методом сканирования метод Мюллера включает два этапа измерения,
но фактически этап калибровки может быть проведен только один раз
перед серией измерений. С точки зрения точности измерения, метод
Мюллера характеризуется, по крайней мере, такой же точностью, как и
метод сканирования поляризации, например, с учетом повторяемости
установки волновых пластин для значений PDL равных 0.1 дБ вполне
достижимой является точность порядка от +0.003 до +0.005 дБ. Б зак-
лючение отметим основное преимущество метода Мюллера, заключаю-
щееся в том, что время измерения в этом случае значительно меньше
времени измерения методом сканирования поляризации, что чрезвы-
чайно важно для проведения независимых от длины волны измерений
PDL.
ВЫВОДЫ
Так как измерение оптической мощности является метрологической
основой волоконной оптики, а измерительный преобразователь опти-
ческой мощности в той или иной форме используется практически в
каждом средстве измерения параметров световой волны, анализ дан-
ных средств измерений представляет очень важную задачу. Различают
измерение абсолютной и относительной мощности, первое из которых
используется для определения характеристик источников и приемни-
ков оптических сигналов, а второе - для измерения ослабления, усиле-
ния, возвратных и вносимых потерь. Измерение абсолютной мощности
в системах передачи, например, мощности оптического передатчика или
чувствительности оптического усилителя, позволяет определить запас
мощности и оценить степень безопасности глаз, а измерение относи-
Выводы
457
тельной мощности позволяет установить значения потерь оптического
волокна, коэффициента усиления оптического усилителя и др.
Рассмотренные в настоящей главе темы охватывают все аспекты та-
ких измерений, а также принципы построения и вопросы калибровки
данных приборов. Определены потенциальные источники погрешнос-
тей с тем, чтобы повысить точность измерения оптической мощности и
связанных с ней величин. Основные параметры современных измерите-
лей оптической мощности имеют следующие значения:
• диапазон мощности от —90 до 0 дБм; >
• +2% погрешность при калибровке; ‘ '
• +3% ч- 5% погрешности при эксплуатации;
• +0.5% нелинейность для диапазона мощности 50 дБ и выше.
Следует отметить необходимость дополнительного ослабления сигна-
ла при измерениях мощности более высокого уровня, что естественно
вносит дополнительную погрешность измерения.
Не менее важным является вопрос измерения мощности и вносимых
потерь в зависимости от длины волны оптического излучения. С этой
целью могут применяться различные схемы измерений. В представлен-
ной ниже табл. 6.4 [26] обобщаются параметры измерения спектраль-
ной плотности мощности, которые на сегодняшний день являются са-
Таблица 6.4
Метод Максимальная мощность Динамический диапазон Разрешение по длине волны Диапазон длин волн Скорость сканирования
Узкополосный источник: TIB с измерителем мощности 0-8 дБм 30-60 дБ в зависимости от устройства 1-20 пм в зависимости от TIB >100 нм 200 мс на 1 шаг
Узкополосный источник: TLS с OSA 0-8 дБм 70 дБ 1-20 пм в зависимости от TIB >100 нм 200 мс на 1 шаг
Широкополос- ный источник: Tungsten с OSA -63 дБм/нм 7дБ@ 1 нм RBW 0.1 нм в лучшем случае Все инфракрасные 1 с для 100 нм
Широкополос- ный источник: EELED с OSA —25 дБм/нм 45дБ@ 1 нм RBW 0.1 нм в лучшем случае >100 нм 1 с для 100 нм
Широкополос- ный источник: OFA с ОБА —10 дБм/нм 60 дБ @ 1 нм RBW 0.1 нм в лучшем случае 40 нм 1 с для 100 нм
мыми современными. Однако не все поставляемые на рынок приборы
позволяют достичь подобных характеристик.
Здесь приведены значения динамического диапазона для методов,
использующих широкополосные источники при чувствительности OSA,
равной -70 дБм, разрешении по полосе частот (RBW), равном 1 нм и
времени сканирования в 1 с. Очевидно, что использование более узких
458
6. Измерение оптической мощности, затухания и вносимых потерь
полос частот разрешения с меньшим динамическим диапазоном может
потребовать введения более узкополосных фильтров.
Очевидно, что данные средства измерений могут калиброваться по
длине волны в соответствии с рассмотренными в предыдущем разделе
методами, а по уровню мощности — аналогично приведенным в данном
разделе методам калибровки измерителей оптической мощности.
В дополнение к рассмотренным измерениям вносимых потерь приво-
дится описание принципов измерения потерь, зависящих от поляриза-
ции, которые основаны на методе сканирования поляризации и методе
Мюллера. Показано, что последний метод требует использования мате-
матической обработки при снижении требований к выполнению кон-
троллера поляризации и значительном увеличении быстродействия, что
немаловажно при проведении многочисленных измерений.
— 7 —
ИЗМЕРЕНИЕ ДИСПЕРСИИ
Как было показано в главе 1, наличие дисперсии любого вида ухудшает
амплитудно-фазовые соотношения сигналов световых волн, снижая тем
самым объем передаваемой информации за счет увеличения длительно-
сти импульсов в цифровых системах и увеличения искажений сигналов
в аналоговых системах. Три основных вида дисперсии, которые необхо-
димо минимизировать при разработке волоконно-оптических систем пе-
редачи, включают:
1. межмодовую дисперсию, которая ограничивает скорость передачи
данных в системах, использующих многомодовое волокно, и возникает
вследствие разделения сигнала на многочисленные моды, распростра-
няющиеся по различным траекториям в ОВ;
2. хроматическую дисперсию, которая зависит от физико-топологи-
ческих параметров одномодового и многомодового волокна и возникает
вследствие отличия времени распространения мод с различной длиной
волны;
3. поляризационную модовую дисперсию, которая становится огра-
ничивающим фактором в одномодовых волокнах с уменьшенной хро-
матической дисперсией и вызвана разделением излучения на ортого-
нально поляризованные моды, которые распространяются по ОВ с
различной скоростью.
В этой главе рассматриваются характеристики дисперсии физичес-
кого уровня систем передачи, дается краткое объяснение причин ее воз-
никновения и критерии выбора методов измерения, одни из которых
нашли широкое распространение, а другие рассматриваются в связи с
тем, что они позволяют глубже взглянуть на явление дисперсии. Мето-
ды измерения дисперсии оптических волокон, волоконно-оптических
компонентов и систем разработаны ведущими группами стандартиза-
ции, такими, как Ассоциация телекоммуникационной индустрии, и ее
международными отделениями. Руководство по измерению влияния дис-
персии обеспечивается формальными процедурами тестирования воло-
конной оптики (FOTP), на которые далее даются ссылки.
460
7. Измерение дисперсии
7.1. ИЗМЕРЕНИЕ МЕЖМОДОВОЙ ДИСПЕРСИИ
Одномодовое волокно поддерживает распространение одиночной световой
волны, или моды, в то время как многомодовое волокно поддерживает
большое количество мод, и эта его характеристика вызывает явление, на-
зываемое межмодовой дисперсией. Вследствие того, что все моды распро-
страняются в ОВ по различным траекториям, огибающие модулированно-
го светового сигнала различных мод по мере распространения сигнала по
волокну все больше и больше отличаются по фазе. При использовании
цифровой системы каждая мода передает информационный импульс, вре-
мя распространения которого отличается от времени распространения
импульса другой моды, что в результате вызывает изменение формы ре-
зультирующего импульса на выходе ОВ, в частности, увеличение длитель-
ности и уменьшение амплитуды переданного импульса. Межмодовая дис-
персия обычно ограничивает расстояние передачи многомодового кабеля
до 1 км и менее, обеспечивая битовую скорость до 1 Гб/с.
При измерениях межмодовая дисперсия обычно определяется наи-
меньшим значением частоты, при которой амплитудно-частотная ха-
рактеристика спадает на 3 дБ и фактически осуществляется измерени-
ем полосы частот многомодового волокна по искажению передаваемого
импульса и изменению модулированного сигнала. Другие методы изме-
рения ширины полосы пропускания, с помощью которых может быть
определена общая дисперсия волокна, будут рассмотрены в разделе си-
стемных измерений.
7.1.1. Метод измерения межмодовой дисперсии по искажению
импульса
В общем случае измерение межмодовой дисперсии сводится к измере-
нию полосы частот многомодового волокна на различных длинах волн
(рис. 7.1).
В соответствии с данной схемой используется перестраиваемый ис-
точник оптического излучения, который подсоединяется через модо-
вый скремблер к входу тестируемого волокна, подключенного выходом
к входу оптического приемника, который соединен со стробоскопичес-
ким осциллографом и процессором сигналов, предназначенным для ус-
Рис. 7.1. Схема измерения межмодовой дисперсии
многомодового волокна импульсным методом
7.1. Измерение межмодовой дисперсии
461
транения помех, фазового дрожания и расчета параметров импульса.
Для того, чтобы на результаты измерений не оказывала существенного
влияния хроматическая дисперсия, спектр источника излучения зада-
ется достаточно узким.
В процессе измерения в тестируемом волокне возбуждается импульс
излучения заданной длительности, а выходной импульс преобразуется в
цифровую форму, включая передний и задний фронт, начиная с 0.01
уровня амплитудного значения. Затем таким же образом измеряется вход-
ной импульс, здесь вместо тестируемого волокна используется эталонное
волокно, которое представляет собой короткий, в несколько метров, от-
резок либо тестируемого волокна, либо волокна, имеющего близкие оп-
тические характеристики. Для того, чтобы минимизировать разницу в
задержке распространения излучения в тестируемом и эталонном опти-
ческих волокнах, осциллограф и процессор сигналов синхронизируются
входным импульсом через регулируемый элемент задержки.
Функция преобразования тестируемого волокна в этом случае имеет
вид [93]
где В(/) и Л(/) — преобразования Фурье входного и выходного им-
пульсов, соответственно. Полоса частот волокна определяется как са-
мая низкая частота, для которой |#(/)| = 0.5.
Как видно из данной схемы, измерение полосы частот волокна зави-
сит как от условий оптического возбуждения, так и от способа коммута-
ции оптических волокон. Поэтому для обеспечения повторяемости ре-
зультатов измерений на входе тестируемого волокна должно быть
установлено устройство скремблирования, которое задает режим возбуж-
дения большого количества мод. Кроме этого, необходимо позаботиться
об устранении распространения мод по оболочке оптического волокна.
7.1.2. Метод измерения межмодовой дисперсии в частотной области
Данный метод измерения полосы пропускания многомодового волокна
приведен на рис. 7.2., где узкополосный оптический сигнал модулиру-
ется по амплитуде синусоидальным сигналом генератора качающейся
частоты и вводится через устройство скремблирования в тестируемое
волокно. Модулированные сигналы с входа и выхода ОВ подаются на
оптические приемники, которые фиксируют соответствующую оптичес-
кую мощность Р2(/) и Pt(f) как функцию частоты модуляции. При
этом обычно первыми проводятся измерения с тестируемым волокном,
а затем при помощи короткого эталонного волокна определяется вход-
ной сигнал. В результате измерений получают амплитудно-частотную
характеристику вида [94]
(7.2)
462
7. Измерение дисперсии
откуда полоса пропускания волокна определяется как самая низкая
частота, при которой уменьшается на 3 дБ от значения на нуле-
вой частоте.
Для большего удобства функции источника и приемника могут вы-
полняться с использованием либо анализатора оптического спектра, ана-
лизатора электрического спектра с подходящим входным преобразовате-
лем. В любом случае задание частоты модуляции и отображение частотной
характеристики осуществляется автоматически, однако, когда использу-
ется анализатор электрического спектра с внешним лазерным источни-
Тестируемое волокно
Рис. 7.2. Схема измерения межмодовой дисперсии
многомодового волокна частотным методом с
ком и фотоприемником, необходимо проявлять особую осторожность при
интерпретации частотной характеристики. Это объясняется тем, что ана-
лизатор электрического спектра измеряет мощность по электрическому
сигналу фотоприемника, а фотодиод создает ток, пропорциональный оп-
тической мощности, поэтому данный анализатор будет показывать изме-
нение на 6 дБ при изменении оптического уровня на 3 дБ.
7.2. ИЗМЕРЕНИЕ ХРОМАТИЧЕСКОЙ ДИСПЕРСИИ
Как известно, источник оптического излучения высокоскоростной сис-
темы передачи обычно представляет собой одноволновый лазерный диод
с отличной от нуля шириной спектра, которая увеличивается при его
импульсной модуляции. В результате сигналы различной длины волны
распространяются с неодинаковой скоростью, что приводит к увеличе-
нию длительности импульса на выходе оптического волокна. Это явле-
ние носит название хроматической дисперсии. Данный раздел посвя-
щен первичному механизму данного вида дисперсии, а также описывает
некоторые методы измерения хроматической дисперсии в одномодовых
волокнах. Необходимо также учитывать, что в ряде случаев хромати-
ческая дисперсия является важным параметром и для многомодового
волокна.
В одномодовом волокне хроматическая дисперсия возникает вслед-
ствие взаимодействия двух явлений — материальной и волноводной
7.2. Измерение хроматической дисперсии
463
дисперсии. Материальная дисперсия возникает из-за нелинейной зави-
симости показателя преломления кварца от длины волны и соответ-
ствующей групповой скорости, в то время как причиной волноводной
дисперсии является зависимость от длины волны отношения групповой
скорости к диаметру сердцевины и отличие показателей преломления
сердцевины и оболочки. Третья составляющая дисперсии, так называе-
мая поляризационная модовая дисперсия второго порядка, или диспер-
сия дифференциальной групповой задержки, определяется поляриза-
ционными характеристиками волокна и оказывает влияние, сходное с
влиянием хроматической дисперсии. PMD второго порядка устанавли-
вает крайний предел, до которого может быть компенсирована хрома-
тическая дисперсия линии передачи.
Объем переносимой волоконно-оптической системой информации
является максимальным в том случае, когда групповая задержка соиз-
мерима с длиной волны. В одномодовом волокне с несмещенной дис-
персией длина волны нулевой дисперсии Ло составляет приблизительно
1300 нм, где два основных механизма, материальная и волноводная
дисперсии, естественным путем устраняют друг друга. Варьирование
показателя преломления позволяет переместить Ло в любую точку диа-
пазона 1300/1550 нм. В волокне со смещенной дисперсией Ло устанав-
ливается около 1550 нм.
7.2.1. Измерение хроматической дисперсии методом сдвига фаз
Схема измерения хроматической дисперсии по методу сдвига фаз при-
ведена на рис. 7.3. В соответствии с данной схемой выходной сигнал
настраиваемого оптического источника с узкой полосой частот модули-
руется по интенсивности и подводится к тестируемому волокну, с выхо-
да которого модулированный оптический сигнал поступает на измери-
тель фазы полученного сигнала относительно модулирующего
электрического сигнала, например, векторный вольтметр. При этом из-
мерение фазы повторяется через определенные интервалы по всему тре-
буемому диапазону длины волны с определением групповой задержки
по формуле [95]
Тестируемое волокно
Рис. 7.3. Схема измерения хроматической дисперсии
методом сдвига фаз
464
7. Измерение дисперсии
<PW
Wo ’
(7.3)
где /0 — рабочая частота, Гц; <р(Х) — измеренный сдвиг фазы, рад.
На основе измеренных значений групповой задержки строится зави-
симость производной дисперсии от длины волны. Пример зависимости
относительной групповой задержки и коэффициента дисперсии от дли-
ны волны приведен на рис. 7.4. Здесь следует отметить, что правильное
построение кривых очень важно, так как они влияют на результаты,
получаемые при измерениях.
С учетом данных зависимостей значение коэффициента хроматичес-
кой дисперсии £) определяется выражением
1 d4
l ал ’
D
л
(7.4)
Рис. 7.4. Результаты измерения хроматической
дисперсии ОВ со смещенной дисперсией
7.2. Измерение хроматической дисперсии
465
где — групповая задержка в пс, l — длина линии в км, 2 — длина
волны в нм.
Отсюда увеличение длительности импульса Дт в пс в первом при-
ближении можно определить, как
Дт = Г>ЛД2Г, (7.5)
где Д2 — ширина спектра модулированного светового сигнала, нм.
Таким образом, значение хроматической дисперсии возрастает с уве-
личением длины линии передачи или ширины спектра сигнала в связи
с чем узкополосный сигнал с центральной частотой Ло может распрос-
траняться на большие расстояния с минимальной деградацией, вызван-
ной хроматической дисперсией.
Для оценки дисперсии на соседних длинах волн можно воспользо-
ваться выражением
ф) = 50(2-20), (7.6)
где Sg — коэффициент наклона кривой дисперсии при 20, пс/нм2км.
Здесь следует отметить, что длина волны одномодового волокна с
нулевой дисперсией является функцией температуры, причем, темпе-
ратурная зависимость при 20 составляет приблизительно +0.03 нм/°С
для волокна со смещенной дисперсией и +0.25 нм/°С для волокна с
несмещенной дисперсией. Поэтому в зависимости от применения мо-
жет возникнуть необходимость учета температуры тестируемого волок-
на, используя D(A), которое незначительно зависит от температуры.
Другое определение групповой задержки основано на определении ее
значения, исходя из измерений на двух смежных длинах волн в интер-
вале ДЛ[96]:
Д2 , Д2
+-----ф.-----
—2---------— х1012, (7.7)
360Д
где 2 — центр интервала длины волны, нм; fm — частота модуляции,
Гц; ф — фаза восстановленной модуляции относительно электрической
модуляции источника в градусах. В результате измерений так же стро-
ится кривая относительной групповой задержки, которая для удобства
интерпретации обычно смещается вертикально для приближения ми-
нимального значения к нулю, так как в большинстве случаев интерес
представляет относительное, а не абсолютное время задержки.
Как упоминалось ранее, хроматическая дисперсия определяется как
скорость изменения групповой задержки от длины волны. Результат
будет действительным, если используется изменение относительной груп-
повой задержки. Тогда последнее выражение имеет вид
О. =
l ал
(7.8)
где Da — коэффициент дисперсии, пс/нм/км; Дт — относительная
групповая задержка, пс; £ — длина линии, км. Если физические ха-
466
7. Измерение дисперсии
рактеристики волокна согласованы по всей его длине, общая хромати-
ческая дисперсия в пс/км пропорциональна длине волокна.
Для повышения точности измерения хроматической дисперсии обычно
проводится подгонка соответствующей модели к измеренным данным,
касающимся относительной групповой задержки [26], причем уравне-
ние модели выбирается в соответствии с типом измеряемого волокна.
Так, для волокна с несмещенной дисперсией, в котором основное влия-
ние оказывает материальная дисперсия, обычно используется трехчлен-
ное уравнение Селлмейерадля
т(Л) = АЛ2 + В + СЛ2. " (7.9)
Квадратичное уравнение обычно используется для волокна со сме-
щенной дисперсией, в котором доминирующей является волноводная
дисперсия, и имеет вид
т(Л)= АЛ2 +ВЛ + С . (7.10)
В некоторых случаях могут применяться другие уравнения, напри-
мер, пятичленное уравнение Селлмейера v?? -
r(/l) = Л24 + ВЛ2 +C+DA2 + ЕЛ~4. (7.11)
Последнее уравнение обеспечивает большую степень свободы, однако
оно более чувствительно к воздействию шума и нестабильности измере-
ний. Коэффициенты А, В и т. д. с элементами 2 достаточно часто варь-
ируются в литературе, посвященной хроматической дисперсии.
Точность измерения хроматической дисперсии, естественно, зависит
от используемого оборудования. Например, нестабильность фазы и раз-
решение измерения фазы зависят от частоты модуляции. Поэтому обору-
дование, предназначенное для измерения фазы, должно однозначно из-
мерять фазу в диапазоне ±180 градусов в широком частотном диапазоне.
Если же соотношения длины волны, частоты модуляции и изменения
фазы не соответствуют выбранному диапазону фазового детектора, кажу-
щаяся фаза будет просто отвергнута, и прибор выдаст ДГхЗбО градусов
ошибку, где А представляет собой количество полных циклов фазы,
которые не были обнаружены прибором. Для однозначного измерения
фазы изменение длины волны должно быть ограничено так, чтобы изме-
нение фазы находилось в пределах ±180 градусов диапазона фазового
детектора. Некоторые системы измерения хроматической дисперсии обес-
печивают автоматическую оптимизацию частоты модуляции в режиме
реального времени, выбирая по возможности наивысшую частоту, но не
превышающую диапазона фазового детектора.
Точность длины волны важна вследствие того, что действительное
смещение фазы пропорционально заданной длине волны. В зависимос-
ти от целей измерения может оказаться достаточной точность установ-
ки длины волны перестраиваемого лазера или широкополосного источ-
ника, использующего оптический фильтр, равная, например, 0.1 нм.
Если необходима более высокая степень точности, как, например, в
высокоскоростных системах передачи данных на большие расстояния,
обычно используется настраиваемый внешний резонаторный лазер и
измеритель длины волны. В этом случае для верного воспроизведения
7.2. Измерение хроматической дисперсии
467
точной структуры кривой относительной групповой задержки, измере-
ние устройств с узкой полосой частот, как, например, дифракционная
решетка Брэгга и мультиплексоры по длине волны, требуется более
высокая разрешающая способность перестраиваемого лазера и точность
измерителя длины волны.
К существенным ошибкам в измерении могут привести также изме-
нения параметров схемы измерения и тестируемого волокна при изме-
нении температуры окружающей среды. Так, изменение температуры
приводит к изменению длины и соответствующему изменению группо-
вой задержки, определяемому, как
(7.12)
' Дг-—г.
L ’
где т — абсолютная групповая задержка по тестируемой линии, —
длина линии, дл — изменение длины линии, вызванное температурой.
Вследствие того, что метод модуляции со смещенной фазой вначале не
выходит за рамки диапазона измерения, изменения групповой задерж-
ки, вызываемые изменением температуры, могут накапливаться с тече-
нием измерения и искажать конечные результаты. Чтобы минимизиро-
вать влияние изменений температуры, необходимо дать некоторое время,
для стабилизации тестируемого устройства до начала измерения. Кроме
этого, тестируемое устройство может быть заэкранировано, с тем чтобы
предотвратить прохождение потоков воздуха через катушку. При изме-
рении катушки внутри термокамеры с циркуляцией воздуха следует
использовать покрытие.
Влияние теплового смещения на оборудование и тестируемое устрой-
ство может быть ослаблено путем чередования измерения фазы тесто-
вой длины волны и фиксированной эталонной длины волны. Измене-
ния фазы эталонной длины волны вызываются только влиянием
температуры, и эти данные могут быть использованы для коррекции
измерения фазы, проводимого на тестовой длине волны. Использование
эталонной длины волны увеличивает точность измерения ценой умень-
шения его скорости. .
7.2.2. Измерение хроматической дисперсии методом
дифференциального сдвига фаз
При достаточно малом интервале длин волн метод дифференциального
сдвига фаз позволяет определить значение хроматической дисперсии не-
посредственно из измерения приращения групповой задержки как средне-
го значения дисперсии на этом интервале. С этой целью на одном и том же
интервале длины волны проводятся измерения эталонного и тестируемого
волокна, а хроматическая дисперсия в пс/нм км определяется, как [97]
= ^~А^х10^
360Д1ДЛ
(7.13)
где Д2 — интервал длины волны с центром Л,, нм; Д0Л и —
468
7. Измерение дисперсии
соответственно, измеренное изменение фазы тестируемого и эталонного
волокна в градусах; fm — частота модуляции, Гц. При этом, если изме-
рение тестируемого волокна осуществляется без эталонного волокна в
линии, L есть длина тестируемого кабеля минус длина этого волокна в
км.
Дисперсия измеряется как функция длины волны путем повторения
процесса на различных длинах волн, причем для улучшения точности
уравнение может быть подогнано для кривой, при которой могут быть
определены значения 20, д и 50.
Измерение дифференциального смещения фазы может быть произве-
дено с использованием различных вариантов схем, использующих мо-
дуляцию сигнала, в которых тестовая длина волны может контролиро-
ваться путем переключения между различными лазерными диодами,
фильтрацией EELED излучения или модуляцией длины волны внешне-
го резонаторного лазера. Эталонный сигнал, необходимый для измере-
ния фазы, в этих схемах берется от того же источника электрического
сигнала, который используется для модуляции источника оптического
излучения. Кроме того, разные варианты использования метода диффе-
ренциального сдвига фаз отличаются друг от друга в отношении обра-
ботки сигнала. Так, одна из схем, использующих двойную демодуля-
цию, показана на рис. 7.5, где длина волны изменяется с достаточно
высокой скоростью для того, чтобы избежать шума электронной аппа-
ратуры и уменьшить влияние аддитивных погрешностей.
Тестируемое волокно
Рис. 7.5 Схема измерения хроматической дисперсии
методом дифференциального сдвига фаз
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
469
7.2.3. Измерение хроматической дисперсии
методом амплитудной модуляции
Известен факт, что хроматическая дисперсия изменяет относительную
фазу боковых полос пропускания модулированных сигналов. Поэтому в
случае использования модулированного по интенсивности сигнала хро-
матическая дисперсия преобразует амплитудную модуляцию (AM) в
частотную модуляцию (FM), а это придает амплитудной модуляции ха-
рактерную форму, которая может быть проанализирована для опреде-
ления коэффициента дисперсии на рабочей длине волны. Здесь пере-
страиваемый лазер с узкой шириной спектра устанавливается на длину
волны измерения дисперсии и интенсивно модулируется модулятором
Маха-Цендера. По мере изменения частоты модуляции полоса пропус-
кания амплитудной модуляции приобретает серию нулей, которые оп-
ределяются по формуле [26]
/500с(1 + 2А)
’ (7,14)
где N = 0,1,2... — порядковый номер нулевого значения; D. — хромати-
ческая дисперсия, пс/нм-км; L — длина волокна, км; Ло — длина вол-
ны, нм.
Так, при длине волны, равной 1550 нм, для волокна длиной 20 км с
коэффициентом дисперсии 17 пс/нм-км, первый ноль имеет место при
13.55 ГГц, а хроматическая дисперсия тестируемого волокна равна
п 500с
> = (7Л5)
Как следует из приведенного примера, этот метод лучше всего ис-
пользовать для измерения относительно больших значений дисперсии,
на длине волны, значительно отличающейся от длины волны нулевой
дисперсии.
7.3. ИЗМЕРЕНИЕ ПОЛЯРИЗАЦИОННОЙ МОДОВОЙ
ДИСПЕРСИИ
Как известно, световая волна может быть представлена в виде двух орто-
гонально поляризованных мод, распространяющихся вдоль быстрой и
медленной осей материала с двойным лучепреломлением. При этом каж-
дая поляризационная мода перемещается с разной скоростью, приводя к
возникновению временной дисперсии, определяемой зависимостью пока-
зателя преломления от угла между плоскостью поляризации световой
волны и быстрой или медленной осью материала. Поэтому двойное лу-
чепреломление является показателем анизотропии или асимметрии сре-
ды распространения и может иметь место в кристалле вследствие асим-
470
7. Измерение дисперсии
метричных химических связей, а также в изотропных материалах, где
есть силовое воздействие (механическое, магнитное, электрическое), со-
здающее локальную асимметрию распределения атомов.
Наиболее ярким примером двулучепреломления, вызванного меха-
ническим напряжением, является так называемое РМ или hi-bi волок-
но, в котором состояние поляризации поддерживается по всей длине за
счет неоднородности оболочки, обеспечивающей воздействие на сердце-
вину волокна равномерного по всей длине асимметричного поля напря-
жения. Поэтому, когда поляризованный свет вводится в секцию РМ
волокна, электрическое поле входного излучения расчленяется на две
ортогонально поляризованные моды, распространяющиеся с различны-
ми скоростями, приводя к возникновению дифференциальной группо-
вой задержки Дг, определяемой разностью времен распространения
поляризованных мод. При этом энергия между модами не перераспре-
деляется, а поляризация и дифференциальная групповая задержка не
зависят от длины волны. Степень двулучепреломления РМ волокна ча-
сто выражается длиной биений, которая определяется длиной волокна,
при которой быстрая и медленная волны изменяют относительную фазу
на 360 градусов, и обычно составляет несколько миллиметров.
Помимо рассмотренных факторов, двулучепреломление волокна мо-
жет быть вызвано его изгибами, что позволяет использовать эту зависи-
мость для регулирования поляризации волокна, например, при помо-
щи пьезооптического преобразователя, создающего асимметрию
показателя преломления. Двулучепреломление, вызванное изгибом во-
локна, само по себе не является значимой причиной PMD, но может
привести к возникновению связи мод вдоль волокна и, как следствие,
вызвать различия между измеренными показателями PMD намотанно-
го на катушку и инсталлированного оптического волокна.
Возникновение дифференциальной групповой задержки обычно вы-
зывает ряд искажений информационного сигнала, включая увеличение
длительности импульса. В этом отношении влияние PMD сходно с вли-
янием хроматической дисперсии, но есть и существенное различие. Так,
хроматическая дисперсия представляет собой относительно стабильное
явление, позволяющее определить ее влияние на систему передачи пу-
тем сложения дисперсии отдельных участков линии передачи и, как
следствие, может быть скомпенсирована соответствующим расположе-
нием компенсаторов. В отличие от хроматической дисперсии, PMD на
любой длине волны сигнала одномодового оптического волокна не яв-
ляется стабильной, что, естественно, требует проведения статистичес-
кой оценки и не позволяет осуществить пассивную компенсацию ее вли-
яния. Таким образом, PMD является фундаментальной характеристикой
одномодовых волоконно-оптических компонентов, в которых энергия
сигнала одной длины волны делится на две ортогонально поляризован-
ные моды, распространяющиеся с различной скоростью.
Как показали исследования, PMD оказывает весьма существенное
влияние на высокоскоростные системы передачи, в связи с чем стано-
вится актуальным вопрос ее коррекции на линиях связи. Так, в про-
мышленных оптических кабелях коэффициент PMD, как правило, не
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
471
превышает 0.5 пс/км1/2, что ограничивает полосу частот передачи зна-
чением 40 ГГц на 100 км. Кабели, установленные несколько лет назад,
использующие волокно со сплющенной оболочкой, часто обладают бо-
лее высоким PMD, что делает проблематичным переход к более высо-
ким битовым скоростям. Кроме того, PMD может оказывать влияние на
функционирование аналоговых волоконно-оптических систем, в том
числе систем кабельного телевидения с высокой емкостью каналов, в
которых путем управления током DFB лазера в передатчике создается
частотно-модулированный сигнал, имеющий фиксированное состояние
поляризации. Из-за наличия PMD волокна каждая спектральная со-
ставляющая сигнала преобразуется по-разному, что приводит к модуля-
ции поляризации и затем, ввиду зависящих от поляризации потерь
компонентов (PDL), — к различному ослаблению состояния поляриза-
ции спектральных составляющих. Так как PDL преобразует изменяю-
щуюся поляризацию в соответствующее изменение интенсивности, пос-
леднее обнаруживается наряду с необходимым сигналом, создавая
комбинированное искажение второго порядка (CSO). Все это требует
более детального изучения явления PMD и ее измерений, а при модер-
низации систем для более высоких битовых скоростей необходимо про-
водить измерения PMD и PDL ранее установленных кабелей и волокон-
но-оптических компонентов, у которых эти показатели могут быть
существенно выше недавно произведенных.
Взаимодействие мод и основные состояния поляризации
Детальная статистическая модель PMD разработана в виде накапли-
ваемых локальных результатов двулучепреломления и впоследствии была
экспериментально подтверждена. Согласно данной модели длинный
оптический кабель может быть представлен в виде двулучепреломляю-
щих секций произвольной длины, осуществляющих вращение поляри-
зации, причем каждая секция характеризуется быстрой и медленной
поляризационными модами, связанными обычно с каким-либо опти-
ческим сигналом. Электрическое поле, излучаемое каждым сегментом,
проецируется на поляризационные моды следующей секции и много-
кратно повторяется вдоль отрезка волокна или линии связи. Этот про-
цесс называется взаимодействием, или связью мод, и вызывает диффе-
ренциальную задержку, отражая зависимость большинства
установленных волоконно-оптических систем от длины волны и усло-
вий окружающей среды.
Точное описание PMD для конкретного волокна в данное время тре-
бует определения основных состояний поляризации и дифференциаль-
ной групповой задержки, в зависимости от длины волны, в то время
как на практике обычно определяется только среднее и среднеквадра-
тичное значения дифференциальной групповой задержки. Поведение
основных состояний поляризации представляет особый интерес для ис-
следователей и производителей волоконно-оптических кабелей и поэто-
му в настоящей работе не рассматривается.
- - .v-
472
7. Измерение дисперсии
Основные определения и соотношения
Таким образом, термин PMD используется для обозначения физичес-
кого явления, характеризующегося дифференциальной групповой за-
держкой Дт(Я.) основных состояний поляризации PSP12(a), соответству-
ющих самой быстрой и самой медленной скоростям распространения
световой волны в одномодовом оптическом волокне. При этом разность
времен дг распространения этих волн измеряется в пс, а для учета
статистических особенностей PMD используется понятие среднего зна-
чения дифференциальной групповой задержки при определенной длине
волны ^Дг^и иногда называется ожидаемым или статистическим зна-
чением PMD. Из-за зависимости от длины волокна среднее значение
этой задержки называется средним запаздыванием PMD, или коэффи-
циентом запаздывания PMD, или коэффициентом PMD. Учитывая так-
же зависимость связи (энергетического обмена) между поляризованны-
ми модами (так называемую связь мод), коэффициент PMD определяется
как [Дг]/Л и выражается в пс / км для слабо связанных мод (фиксиро-
ванного небольшого двойного лучепреломления) или [Дг]/>/Е и пс/4км
для сильно связанных мод (типичный случай для волокон, используе-
мых в реальных условиях). Как показали исследования, для обеспече-
ния минимального влияния PMD в системах, использующих амплитуд-
ную модуляцию (по интенсивности излучения), среднее значение
дисперсии должно удерживаться ниже одной десятой битового перио-
да, например, 10 пс для 10 Гб/с системы. Для определения PMD при
проектировании такой системы компоненты могут иметь дифференци-
альную групповую задержку в несколько десятков пс, а волокно — до
нескольких десятков пс на квадратный км. В системах с N количеством
индивидуальных источников PMD общее значение PMD может быть
оценено по среднеквадратичному значению:
Д г = д/< ДТ| >2 + < Дг2 >2 +... + < >2 . (7.16)
Связь между дифференциальной групповой задержкой Дт основных
состояний поляризации PSP и PMD, как известно, определяется выра-
жением
O = O.5|Arsin(20)|, (7.17)
где 20 — угол между вектором Стокса, представляющим состояние
поляризации SOP передаваемого импульса, и направлением входного
PSP в пространстве Стокса. При этом, когда оба входных PSP равны
0 = 0 или д = 90°, выходной SOP совпадает с одним из входных PSP,
что соответствует максимальной задержке Дг, которая может иметь
место между импульсами, передаваемыми по PSP.
Данное выражение позволяет определить значение PMD, если извес-
тны такие параметры, как PSP и SOP световой волны.
Статистические характеристики PMD в волокне с объединенными
модами
Теория предсказывала зависимость PMD от вида кривой распределе-
ния дифференциальной групповой задержки Дг, так как именно этот
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
473
параметр определяет увеличение длительности импульса. Было показа-
но, что в режиме произвольной связи мод или “длинного волокна” до-
следует распределению Максвелла.
Это связано с тем, что вектор дисперсии может быть представлен в
виде трех ортогональных векторов, каждый из которых определяется
двулучепреломлением последовательных участков и представляет со-
бой нормальную независимую переменную с нулевым средним значени-
ем, статистически описываемую в виде распределения Гаусса, имеюще-
го вид
/(.<)- 1 (7.19)
, 2ясг
Поэтому, учитывая, что значение вектора дисперсии определяется кор-
нем квадратным из суммы квадратов ортогональных компонентов, его
значение для трех нормальных независимых произвольных перемен-
ных с нулевым средним значением будет соответствовать распределе-
нию Максвелла
. * • (7.20)
Ила - -
Следовательно, среднеквадратичное и среднее значения максвеллов-
ских данных соответственно равны и а^?>1 л •
Краткий обзор методов измерения PMD
На высоких частотах измерять дисперсию в режиме реального вре-
мени бесполезно, однако существует два метода, на которых основано
определение параметра PMD, — это временной и волновой (частотный)
методы, заключающиеся в измерении PMD по средней дифференциаль-
ной групповой задержке и среднеквадратичному отклонению интерва-
лов времени, соответственно. Первый метод основан на поиске экстре-
мальных точек посредством измерений поляризации и определяет ,
исходя из анализа эволюции выходного состояния поляризации по мере
изменения длины волны, анализа собственных матриц Джонса на ин-
тервалах длин волн, по скорости вращения выходного состояния поля-
ризации вокруг оси основных состояний на сфере Пуанкаре.
Второй метод основан на преобразовании Фурье при интерферомет-
рических измерениях и определяет временную задержку, исходя из
интерферограммы, получаемой путем помещения измеряемого устрой-
ства в интерферометр с низкой когерентностью.
Известны также методы измерения PMD по смещению фазы и задерж-
ке импульса, в которых определяется, соответственно, исходя из из-
мерения фазы огибающей модулированного по интенсивности сигнала и
интервала времени между импульсами двух основных состояний поля-
ризации. Метод коррекции кривой полосы частот основан на использо-
474
7. Измерение дисперсии
вании математической модели, в которой с целью определения Лг кри-
вая подгоняется до микроволновой амплитудной модуляции волокна.
Здесь мы рассмотрим три основных метода, используемых в совре-
менных измерителях PMD, учитывая, что метод сферы Пуанкаре, или,
как его иногда называют, метод SOP (состоянии поляризации), в изме-
рительных телекоммуникационных лабораториях вряд ли будет исполь-
зоваться из-за ограниченного применения поляриметров.
Поляризатор Анализатор
Схема измерения PMD анализатором оптического спектра
Поляризатор Анализатор
Схема измерения PMD измерителем мощности
Трехпозиционный
поляризатор
Схема измерения PMD поляриметром
Схема измерения PMD монохроматором
Рис. 7.6. Основные схемы измеоения PMD волновым методом
' 7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
475
7.3.1. Волновые методы измерения PMD
Рассмотрим методы измерения PMD путем сканирования длины волны,
; матрицы Джонса и дуги Пуанкаре, которые относятся к волновым ме-
; тодам, так как позволяют извлечь информацию из изменения состоя-
ния поляризации на выходе тестируемого устройства по мере измене-
ния длины входной световой волны.
7.3.1.1. Метод сканирования длины волны
В данном методе для измерения PMD среднее значение дифференциаль-
ной групповой задержки определяется статистически, исходя из коли-
чества максимальных и минимальных значений мощности на выходе
анализатора по мере сканирования длины волны.
' Хотя отклонение выходной поляризации в случае использования во-
локна с произвольно связанными модами является неустойчивым на
любой длине волны, существует два основных состояния поляризации,
при небольших отклонениях от которых выходная поляризация будет
’ изменяться в достаточно малом интервале длины волны. На этом осно-
вано несколько альтернативных конфигураций метода сканирования
. длины волны, приведенных на рис. 7.6. Эти схемы отличаются типом
источника излучения, а также используемыми средствами определения
, ширины спектра и настройки длины волны. Для обеспечения адекват-
ного определения характеристик спектральное разрешение схемы дол-
. жно удовлетворять требованию [98]
АЛ 1
Л 8vAr ’
где ДЛ — спектральная ширина источника, или разрешение полосы
пропускания приемника, м; Л — номинальная длина волны измере-
ния, м; v — оптическая частота, Гц; Дг — дифференциальная группо-
вая задержка тестируемого устройства, с.
В области 1550 нм требование по разрешению сводится к значению,
определяемому из условия
(7.21)
Дл(нм)
(7.22)
Согласно данному методу, результаты измерений накапливаются во
время сканирования или пошаговых изменений длины волны источни-
ка (или приемника, в зависимости от схемы измерения). Для коррек-
ции зависимости мощности источника и потерь вставки устройства от
длины волны, как правило, требуется проведение эталонного измере-
ния, которое осуществляется с удаленным анализатором. В противном
случае эталонное измерение может быть проведено при повороте анали-
затора на 90 градусов. Так как полученные результаты не являются
непосредственно значением PMD, они требуют последующей автомати-
зированной обработки — анализа результатов, который осуществляется
подсчетом экстремальных значений или преобразованием Фурье.
476
7. Измерение дисперсии
Анализ методом подсчета экстремальных значений при сканиро-
вании длины волны
При подсчете экстремальных значений, имеющих место при скани-
ровании длины волны в диапазоне от Л, до Л2, среднее значение диф-
ференциальной групповой задержки Аг тестируемого устройства мо-
жет быть определено в соответствии с выражением [98]
, . кМеЛ,Л2
^л ~ 2(Л2 -Л,)с ’ (7-23)
где Ne — количество экстремальных значений (максимальных и мини-
мальных); с — скорость света; к — безразмерный коэффициент, кото-
рый называется коэффициентом взаимодействия мод и равен 0.824 для
волокна с произвольной связью мод и 1.0 — для вырожденного волок-
на. Подстрочный индекс 2 в Аг указывает, что дифференциальная
групповая задержка определена для интервала длины волны.
Если начальную и конечную длины волн интервала заменить длина-
ми волн первого Л\ и последнего Л2 экстремумов, количество измене-
ний длины волны конечных точек уменьшается на одно. Несмотря на
то, что количество экстремумов, как правило, достаточно велико, для
получения результатов измерения многие пользователи предпочитают
определять длину волны в процессе анализа, с тем чтобы можно было
бы оценить возможность изменения в сторону уменьшения или увели-
чения начальной и конечной длин волн без изменения количества экст-
ремумов.
Если тестируемое устройство показывает отсутствие связи мод, фак-
тор объединения принимается равным единице (£ = ]), а анализ осно-
вывается на первом и последнем экстремумах, поэтому [98]
/ . \ _ kNеЛ1Л2
^л~ 2(Л2-Л^с- (7,24)
Это выражение следует использовать для измерений волокон, под-
держивающих поляризацию, а также таких оптических компонентов,
как изоляторы и волновые пластины.
Здесь следует отметить возможность появления ложных максималь-
ных и минимальных значений, которые могут быть вызваны зависимо-
стью мощности оптического источника от длины волны или потерь встав-
ки тестового волокна, что обычно вызывает необходимость в эталонном
измерении.
Диапазон длин волн, в котором производятся измерения PMD мето-
дом сканирования длины волны, должен быть достаточно большим,
чтобы выдавать статистически значимое количество экстремумов. Для
оптических компонентов без связи мод базовое измерение может вклю-
чать один цикл изменения амплитуды.
Около 1550 нм диапазон изменения длины волны, необходимый для
выявления двух максимальных значений при измерениях компонентов
с несвязанными модами, как, например, оптический изолятор, прибли-
зительно может быть определено, как
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
477
2(An2-A',)c ’
(7.25)
т. е. при среднем значении дифференциальной групповой задержки в 1
пс пиковые значения располагаются на среднем расстоянии 7.8 нм друг
от друга.
Для устройств с произвольной связью мод это отношение выглядит
следующим образом:
/ ч 6.5(ps-nm)
(7-26)
и, например, для волокна длиной 70 км с дисперсией 0.08 пс на квад-
ратный километр имеет дифференциальную групповую задержку 0.669
пс с интервалом 97 нм и требует создания приблизительно 10 циклов
сканирования длины волны [26].
При измерении одномодового волокна точность возрастает с увеличе-
нием количества циклов, но не следует использовать более 20 циклов,
при этом могут иметь место некоторые вариации результатов измерений
PMD в зависимости от поляризации входной световой волны. Этого нельзя
избежать, однако более точное значение может быть получено путем по-
вторения измерения с различными ориентациями входного и выходного
поляризаторов или с другим расположением входного и выходного пиг-
тейлов измерительного устройства. В случае оптических компонентов
количество экстремумов обычно стабильно к ориентации поляризатора,
но может возникнуть необходимость его регулировки для получения хо-
рошей взаимосвязи между двумя поляризационными модами.
Анализ методом преобразования Фурье
Анализ выходного сигнала стационарного анализатора может быть
смещен во временную область с использованием преобразования Фурье.
В случае использования волокна с произвольной связью мод результи-
рующий спектр функционально эквивалентен интерферометрическому
измерению, рассматриваемому далее, и имеет гауссовское распределе-
ние. Поэтому значение PMD определяется путем подгонки кривой Гаус-
са в соответствии с данными или путем вторичного подсчета, аналогич-
но интерферометрическому методу. Оценка выходного сигнала
стационарного анализатора при помощи анализа Фурье имеет преиму-
щество, заключающееся в том, что она графически отражает характе-
ристики связи мод образца. Кроме того, анализ Фурье позволяет осуще-
ствлять фильтрацию высоких частот, вызванных шумами или вибрацией,
которые могут быть обнаружены как максимальные и минимальные
значения при использовании метода подсчета экстремумов. •’
Анализ методом параметров Стокса
В рассмотренном выше методе изменение выходного состояния поляри-
зации в зависимости от длины волны оптического излучения определяет-
ся, исходя из его передачи через анализатор. Обнаружение выходной по-
ляризации при помощи быстрого поляриметра дает некоторые
478
7. Измерение дисперсии
преимущества по сравнению с использованием анализатора. Это связано
тем, что значения нормализованных параметров Стокса дают полное опи-
сание выходной поляризации на данной длине волны, причем каждый
параметр может анализироваться путем подсчета экстремумов или анали-
за Фурье, а получаемые в результате три значения дифференциальной
групповой задержки усредняются. В связи с этим по сравнению с рассмот-
ренным выше измерением с помощью анализатора, измерения с использо-
ванием поляриметра менее зависимы от поляризации входного излучения
и положения пигтейлов. Второе преимущество применения поляриметра
заключается в том, что нормализованные параметры Стокса не зависят от
изменений оптической мощности, в связи с чем отпадает необходимость в
проведении эталонного измерения и уровень абсолютной мощности может
варьироваться во время измерения, не влияя на его точность. Поляриметр
также позволяет наблюдать выходное состояние поляризации на сфере
Пуанкаре с целью анализа стабильности тестового устройства. Это, с од-
ной стороны, наглядно демонстрирует состояния поляризации и диспер-
сию, а с другой стороны, исключает присущую анализатору чувствитель-
ность к механическому перемещению и изменениям температуры. Однако
при использовании поляриметра необходимо учитывать, что:
• измерение больших значений PMD требует более разнесенных
длин волны и более высокого разрешения источника;
• увеличение разрешения длины волны связано с уменьшением
динамического диапазона;
• диапазон длин волн должен быть достаточно широким для по-
лучения хороших статистических данных;
• когерентность источника должна быть больше измеряемого за-
паздывания, чтобы избежать деполяризации;
• измерение занимает очень много времени и чувствительно к
вибрации волокна и температуре;
• необходима связь между входом и выходом волокна, что недо-
пустимо в полевых условиях.
Анализ методом сферы Пуанкаре
Данный метод из-за его особенностей нередко относят к самостоя-
тельному методу измерения PMD, однако, учитывая, что он также ис-
пользует сканирование длины волны, отнесем его к волновому методу.
Здесь информация о состоянии выходной поляризации тестируемого
устройства определяется измерениями траектории вектора на сфере
Пуанкаре по мере изменения длины волны независимо от связи мод.
Траектории генерируются объединением поляризованного света от на-
страиваемого оптического источника с узкой полосой частот частично в
каждое из основных входных состояний поляризации.
Анализ методом матриц Джонса
В отличие от рассмотренных выше методов анализа, применение мат-
риц Джонса (JME) позволяет напрямую определить разницу групповых
задержек мод с основными состояниями поляризации в зависимости от
длины волны. Анализ основывается на измерении собственных матриц
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
479
устройств с линейной функцией передачи на серии длин волн. Метод
может быть использован для коротких и длинных волокон вне зависи-
мости от степени связи мод, а ограничение линейности исключает воз-
можность использования оптических устройств, генерирующих новые
оптические частоты. При этом ограничение временной инвариантности
относится только к преобразованию поляризации, вызванному устрой-
ством, и не включает абсолютную задержку оптической фазы.
Согласно методу Джонса, входной и выходной поляризованные сиг-
налы выражаются как одноименный вектор, который состоит из двух
элементов матрицы, полностью описывающей амплитуду и состояние
поляризации сигнала при характеристике линии связи матрицей 4x4.
Последняя определяется из отношения измеренных выходных состоя-
ний к известным входным состояниям и описывает характеристики
преобразования поляризации двухпортового устройства, включая абсо-
лютную задержку распространения света, которая не учитывается при
определении дифференциальной групповой задержки.
Схема измерения для метода JME включает настраиваемый узкопо-
лосный оптический источник излучения, поляризатор, переключаемый
на три линейных состояния поляризации, быстрый поляриметр и
компьютер, выполняющий функции контроля и обработки результатов
измерений. Поляризация источника регулируется приблизительно до
состояния окружности, чтобы сделать возможной передачу соответству-
ющей моды через каждый поляризатор.
Матрица Джонса линии, введенной между поляризатором и поляримет-
ром, измеряется на серии дискретных длин волн, причем значение диффе-
ренциальной групповой задержки Дг на длине волны Л, подсчитывается
на основе двух матриц Джонса, измеренных на двух равноудаленных от Я,,
длинах волн. Получаемая в результате серия значений Дг. изображается
графически и усредняется для нахождения среднего значения дифференци-
альной групповой задержки (Дг) Л . Пигтейлы волокна, идущие от поляри-
затора к устройству и от устройства к поляризатору, обычно добавляют к
результатам измерения задержку, не превышающую 0.005 пс каждый.
Оптический источник, используемый в методе JME, должен быть
настраиваемым и иметь достаточно узкую полосу частот, чтобы избе-
жать деполяризации тестовым устройством. С этой целью обычно ис-
пользуется перестраиваемый лазер с внешним резонатором.
Дифференциальная групповая задержка Дг определяется на основе
двух матриц Джонса, полученных при двух незначительно отличаю-
щихся длинах волн, и определяется, как [100]
! дг = |г _г|=^(а/а) <
Г> г2| » (7.27)
где Г] и г2 — групповые задержки сигналов с основными состояниями
поляризации; Ду — изменение оптической частоты, соответствующее
интервалу длины волны, рад/с; рх и р2 — собственные значения изме-
ренных матриц Джонса Т [26]
T(v + Av)T-'(v), (7.28)
480
7. Измерение дисперсии
a Arg обозначает функцию аргумента, т. е. Argas'0 = 0 •
Здесь необходимо отметить, что для определения дифференциальной груп-
повой задержки Дт не требуется самостоятельного определения и т2.
На точность метода JME оказывает влияние паразитное двулучепре-
ломление и стабильность тестируемой линии, точность длины волны
оптического источника, точность поляриметра и повторяемость вход-
ной поляризации. Большие изменения длины волны обычно обеспечи-
вают большую точность, однако для того, чтобы однозначно измерить
изменение поляризации, вызванное изменением длины волны, выход-
ное состояние поляризации, создаваемое любым изменением длины вол-
ны, не должно превышать 180 градусов. В области 1550 нм это ограни-
чение имеет вид [100]
Дт(пс)ДЛ(нм) < 4.0(пс - нм). (7.29)
Например, максимальная дифференциальная групповая задержка,
измеряемая с изменением длины волны 0.1 нм при 1550 нм, составляет
40 пс. Поэтому для измерения устройств с узкой полосой пропускания
и очень низким PMD и/или в случае значительной зависимости диффе-
ренциальной групповой задержки от длины волны необходим очень
малый шаг ее дискретизации, составляющий в ряде случаев менее 0.1 нм
или даже 0.01 нм. В связи с этим может возникнуть необходимость
улучшения точности задания длины волны посредством включения в
схему измерителя длины волны.
Диапазон длины волны, в котором осуществляется измерение, мо-
жет быть выбран в соответствии с типом тестируемого устройства. Диф-
ференциальная групповая задержка компонента с широкой полосой ча-
стот, как, например, оптического изолятора, часто не зависит от длины
волны, и короткие серии, состоящие из от 1 до 5 переходов, позволят
осуществить точное измерение. Одного перехода может быть достаточ-
но, но серия переходов дает преимущество использования усреднения.
Длинные кабели с высоким показателем объединения мод вследствие
статической природы PMD требуют более широкого диапазона длины
волны, обычно полного диапазона перестраиваемого лазера и достаточ-
но малого размера перехода для обнаружения вариации дифференци-
альной групповой задержки в зависимости от длины волны. Измерения
PMD волокна длиной меньше метра могут быть осуществлены с исполь-
зованием одного перехода между длинами волн 1300 и 1550 нм. Для
кабелей короче длины объединения мод PMD существенно не изменяет-
ся в диапазоне длин волн, в котором волокно остается одномодовым.
JME метод хорошо подходит также и для измерения распределения
дифференциальной групповой задержки по длине волны, температуре
или времени, так как значения задержки от отдельных переходов дли-
ны волны в одном цикле измерения хорошо согласуются с идеальным
распределением Максвелла. Последнее определяется параметром а,
который для конкретного набора данных при использовании макси-
мально приближенной оценки вычисляется по формуле [99]
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
481
“2 = 3}vZAr'2’ (7’30)
где Аг, — значение дифференциальной групповой задержки, измерен-
ное в А интервалах длины волны. Достаточно точное распределение
Максвелла гарантирует адекватность характеристики волокна, поэтому
среднее и среднеквадратичное значения могут быть вычислены с доста-
точной степенью достоверности. Несоответствие распределению Макс-
велла может иметь место вследствие измерения волокна в слишком уз-
ком диапазоне длин волн или измерения отрезка волокна без
произвольной связи мод. Если измерения диапазона длины волны недо-
статочно для получения требуемого распределения, оно может быть
повторено при различных значениях температуры среды. Для устройств
типа больших рулонов кабеля измерения могут быть проведены несколь-
ко раз в течение дневного цикла температур. Иногда появляется воз-
можность нагревать волокно в кабеле, пропуская ток через централь-
ный металлический провод.
7.3.1.2. Основные особенности измерения PMD методом сканирования длины
волны
Измерение коротких оптических кабелей с низким показателем PMD
Как правило, волокно имеет непрерывное натяжение на протяжении
десятков километров, а длина входных и выходных отрезков кабеля для
наземного применения обычно не превышает несколько километров.
Короткая длина волокна характеризуется низкими возвратными потеря-
ми и обеспечивает, соответственно, малые значения дифференциальной
групповой задержки, поэтому требует большого диапазона изменения
длины волны для создания достаточного количества пиков. Наиболее
приемлемым решением проблемы в этом случае является использование
источников белого света или светодиодов с торцевым излучением (EELED),
а также анализаторов оптического спектра (OSA) или монохроматоров.
Широкополосный световой источник обеспечивает достаточную мощность,
а настраиваемый фильтр — адекватный выбор длины волны. Так как
динамический диапазон измерения, достигаемый с использованием OSA
или монохроматора, является функцией полосы частот настраиваемого
фильтра, а устройства с низким показателем PMD обычно имеют очень
мягкую зависимость от длины волны, при измерениях по волновому ме-
тоду можно использовать более широкую полосу пропускания фильтра
для более высокого уровня сигнала.
Измерение усилителей и систем с их использованием ; : ,
Волновой метод, основанный на использовании анализатора, обычно
не применяется для измерений линий связи с EDFA, потому что диффе-
ренциальная групповая задержка в этом случае настолько мала, что
требует большого диапазона настройки длины волны. Однако для изме-
рения систем с большим числом усилителей этот метод вполне приме-
ним, в частности, при измерении PMD сверхпротяженных линий связи,
которые могут содержать более 100 усилителей. В то же время такое
16-537
482
7. Измерение дисперсии
каскадирование уменьшает полосу пропускания до нескольких нм, ог-
раничивая тем самым промежуток, на котором может быть использо-
ван стационарный анализатор, что вынуждает к использованию опти-
ческого источника с узким спектром или узкой полосой пропускания
приемника. В этом случае выходные характеристики системы измеря-
ются по схеме, использующей анализатор спектра. Хотя полоса пропус-
кания системы узкая, обычно происходит образование достаточного
количества пиков, чтобы осуществить оценку PMD.
Когда длина волны сигнала не совпадает с пиком усиления, степень
поляризации выходной световой волны EDFA уменьшается, кроме того,
на нее оказывают влияние мощность и степень поляризации входного
сигнала. Поэтому в этих случаях благодаря способности поляриметра
измерять поляризованные компоненты сигнала достаточно эффективен
метод JME. Данный метод обеспечивает возможность измерений при
степени поляризации приблизительно от 20%. В протяженных систе-
мах передачи EDFA работают в режиме насыщения, поэтому выходной
сигнал обычно имеет более чем 90%-ную степень поляризации в рам-
ках его полосы пропускания.
Влияние перемещений тестируемой линии ?
На практике оптические волокна, связывающие тестируемое устрой-
ство с измерительным оборудованием, смещаются даже при внешне не-
подвижном состоянии. Такое механическое перемещение может повли-
ять на выходную поляризацию, добавляя ложные максимальные и
минимальные значения к выходному сигналу анализатора поляризации.
При использовании метода JME точность измерения в принципе умень-
шается только тогда, когда имеет место существенное перемещение оп-
тических компонентов, что создает изменение выходной поляризации,
значимое по сравнению с изменением, созданным переходом на другую
длину волны. Метод измерения JME особенно чувствителен к механи-
ческим воздействиям при тестировании устройств с дифференциальной
групповой задержкой менее 0.1 пс или при измерении на малых интер-
валах длин волн.
Поэтому при измерениях волновым методом, использующим анализ
поляризации, всегда необходимо ограничивать движение пигтейлов,
соединяющих систему измерения с тестируемым устройством, и избе-
гать сильных механических вибраций катушки измеряемого волокна.
Стабильность линии может быть проверена посредством измерения вы-
ходной поляризации в течение некоторого периода времени при фикси-
рованной длине волны. Кроме этого, необходимо учитывать, влияния
окружающей среды, используя стандартные приемы измерений в этих
условиях.
В соответствии с вышеизложенным можно сформулировать основ-
ные ограничения метода сканирования длины волны, которые вызваны
тем, что:
• минимальные значения PMD ограничены спектральным разре-
шением, так как меньшие значения PMD требуют более высо-
кого разрешения;
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
483
более широкий диапазон спектра требует более высокой точнос-
ти и разрешения, так как погрешность измерения PMD пропор-
циональна спектральному диапазону;
определение экстремальных значений зависит от шума и дру-
гих внешних воздействий;
для исключения деполяризации источника его когерентность
должна быть больше по сравнению с измеряемым PMD;
время измерения достаточно велико и зависит от изменений
состояния волокна во время измерения (например, от вибра-
ции);
при измерениях должна быть обеспечена связь между входом и
выходом волокна, что неосуществимо в полевых условиях;
имеет место зависимость результатов измерения от поляриза-
ции входного излучения.
7.3.2. Временные методы измерения PMD
Как было отмечено выше, в настоящее время известен ряд методов из-
мерений PMD во временной области, к которым относятся интерферо-
метрический метод и методы измерения по смещению фазы и задержке
импульса. В последних Дд определяется, исходя из измерения фазы
огибающей модулированного по интенсивности сигнала и интервала
времени между импульсами двух основных состояний поляризации со-
ответственно.
7.3.2.1. Интерферометрический метод
Интерферометрический метод измерения PMD основан на измерении
автокорреляции электрического поля световой волны или взаимной ко-
герентности двух сигналов, излучаемых одним широкополосным источ-
ником. Как и методы задержки импульса и дифференциального смеще-
ния фазы, он основан на прямом измерении временной задержки [100].
На рис. 7.7 показана обобщенная схема измерения PMD на основе интер-
ферометра Майкельсона с установленным на выходе источника оптичес-
кого излучения поляризатором и анализатором — на входе фотодиода.
Свет от широкополосного LED или источника белого света направляется
в оба канала интерферометра, а свет от перемещающегося и фиксирован-
ного зеркал накладывается в плоскости детектора. Взаимное влияние
возникает, когда длина двух ответвлений различается на величину, мень-
Поляризатор
Рис. 7.7. Обобщенная схема измерения PMD временным методом
484
7. Измерение дисперсии
Прецизионный
детектор
-• НЧ фильтр
______
Фотодетектор
Блок обработки и синхронизации
Широкополосный
источник излучения
Поляризатор Подвижное
Фиксированное
зеркало
звркало
Интерферометрический узел
Рис. 7.8 Схема реализации измерений PMD интерферометрическим методом
шую когерентной длины источника, а максимальная видимость имеет
место, когда длины каналов идентичны. При этом ширина отклика об-
ратно пропорциональна ширине спектра источника, а амплитуда огиба-
ющей фототока является функцией временной задержки, создаваемой
движущимся зеркалом и определяемой выражением [26]
4 2Ах
Ат =----
с
(7.31)
где Ах — расстояние от зеркала до той точки, в которой оба канала
имеют равную длину.
В рассматриваемой схеме лучи интерферометра ортогонально поля-
ризованы, а перемещение зеркала создает задержку между ними, в то
время как анализатор обеспечивает взаимное объединение выходных
собственных мод тестируемого устройства на фотодиоде.
Интерферометрический метод применим к оптическим компонентам
как с вырожденными модами, так и к оптическому волокну со связан-
ными модами, где основные состояния поля-
ризации являются функциями длины волны,
причем получаемые в результате измерения
интерферограммы имеют существенные разли-
чия. На рис. 7.8 приведена схема, а на рис.
7.9 — общий вид одного из наиболее распрос-
траненных измерителей поляризационной мо-
довой дисперсии PMD-440 компании GN
Nettest Fiber Optic Division.
Рассмотрим первый случай, когда в тести-
руемом устройстве отсутствует связь мод. Со-
гласно рисунку это устройство размещено в
оптическом луче, поэтому обе поляризации ин-
Рис. 7.9. Общий вид PMD-440
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии
485
терферометра распадаются на две собственные моды тестового устрой-
ства. Соответствующий отклик при перемещении зеркала имеет цент-
ральный пик, когда длины каналов интерферометра равны, а также
удаленные пики, когда движущееся зеркало создает задержку, равную
дифференциальной групповой задержке тестируемого устройства. Один
удаленный пик создается взаимодействием между лучом медленной
моды, берущим начало в канале фиксированного зеркала, и светом бы-
строй моды, задерживаемым движущимся зеркалом. Другой удален-
ный пик создается взаимодействием между лучом медленной моды, бе-
рущим начало в канале фиксированного зеркала, и светом медленной
моды, возникающим вследствие идентичного движения зеркала в про-
тивоположном направлении. Время между центральным и любым из
удаленных пиков и есть дифференциальная групповая задержка уст-
ройства. Относительная интенсивность пиков зависит от относительной
ориентации тестируемого устройства и анализатора.
Интерферометрический отклик в виде огибающей фототока для од-
номодового волокна с высокой степенью связи мод и PMD, значительно
превышающей когерентное время источника, имеет форму Гаусса, ши-
рина которой определяется PMD тестируемого волокна. PMD определя-
ется из фототока либо прямой подгонкой кривой Гаусса, либо подсче-
том второго момента. При подогнанной кривой распределения Гаусса
дифференциальная групповая задержка определяется следующим обра-
зом [101]:
— среднеквадратичное значение групповой задержки и
л ''2
Аг - . ст (7.33)
j 71
— среднее значение групповой задержки.
Здесь сг — стандартное отклонение кривой распределения Гаусса,
которое наилучшим образом подходит для интерферограммы при ис-
ключении центрального пика и при условии измерения последней в
отсутствии шумов оборудования.
Традиционно считается, что среднеквадратичное значение диффе-
ренциальной групповой задержки равно сг, однако статистическая при-
рода PMD длинного волокна и отличие в обработке сигнала между раз-
личными методами измерения PMD до недавних пор не учитывало
различия между данными выражениями.
Чаще PMD определяется с использованием алгоритма, основанного
на корне квадратном второго момента отклика фототока, алгоритм на-
хождения которого использует смещение амплитуды отклика для умень-
шения влияния шума, устранения автокорреляции центрального пика,
усечения интерферограммы, подсчета второго момента усеченной ин-
терферограммы и распределения Гаусса. В этом случае среднеквадра-
тичное значение дифференциальной групповой задержки определяется
486
7. Измерение дисперсии
из значения ст , создаваемого этим процессом, в соответствии с выраже-
нием [102]
а без замещения Гаусса определяется в пределах нескольких процентов
по формуле
(7.35)
Значение <тс связывается со среднеквадратичным значением диффе-
ренциальной групповой задержки некоторыми инструментами для ин-
терферометрического измерения PMD.
Рассмотренные устройства позволяют измерять значения PMD при
условии превышения когерентного времени источника с представлени-
ем результата измерения во временной области в виде гистограммы (рис.
7.10) или гауссовского замещения (рис. 7.11). Для низких значений
PMD или приборов, обладающих особенно низкой PMD, измерения при
помощи интерферометра зависят от формы спектра оптического источ-
ника и требуют введения соответствующей коррекции или использова-
ния других методов более точного определения значения PMD по изме-
ренному отклику.
7.3.2.2. Основные особенности интерферометрического метода измерения PMD
Отличительной особенностью интерферометрического метода является
возможность перемещения тестируемого волокна во время измерения,
так как движение изменяет только детали интерферограммы, но не всю
ее форму. Вследствие того, что интерферометрический метод позволяет
быстро измерять большие значения PMD и схема легко разделяется на
источник и приемник, этот метод используется для измерения инстал-
лированного волокна. Кроме этого, введение модуляции позволяет про-
водить измерение и линий с EDFA. Таким образом, интерферометричес-
кий метод характеризуется следующими особенностями:
• измерение больших значений PMD требует пропорционального
смещения подвижного зеркала;
• при измерениях когерентность источника должна быть мень-
ше, чем измеряемая задержка и, следовательно, ширина спект-
ра источника должна быть большой;
• измерение осуществляется быстро и независимо от вибрации
волокна;
• из-за отсутствия связи между входом и выходом волокна этот
метод идеален для полевых условий;
• измерение осуществляется в широком динамическом диапазо-
не;
• показания зависят от состояния поляризации на входе объекта
измерения. ; > *." /
Выводы
487
Рис. 7.10 Временное представле-
ние PMD
Рис. 7.11 Гауссово приближение
У некоторых приборов данного типа диапазон измерения PMD со-
ставляет 30 пс с возможностью расширения до 100 пс. Динамический
диапазон составляет 40 дБ, что выше, чем у большинства других прибо-
ров, используемых в интерферометрических технологиях и ограничи-
вающих обычно длину тестируемого волокна. Некоторые из наиболее
совершенных PMD устройств имеют среднее время измерения ниже 15
с и функцию автоматического подсчета PMD.
выводы
Выше были рассмотрены методы измерения межмодовой, хроматичес-
кой и поляризационной модовой дисперсии, из которых в современных
телекоммуникациях особое значение представляют измерения после-
дних двух видов дисперсии, так как измерение межмодовой дисперсии,
присущей многомодовым волокнам, из-за их ограниченного примене-
ния в настоящее время не представляет существенного интереса.
Измерение результирующей хроматической дисперсии линии пере-
дачи дает очень важную информацию для проектирования и построения
высокоскоростных систем, осуществляющих передачу данных на боль-
шие расстояния. В первую очередь это связано с тем, что система, как
правило, состоит из множества волокон разных производителей, каждое
из которых имеет соответствующий коэффициент дисперсии и длину вол-
ны нулевой дисперсии. Поэтому дисперсия одноканальной системы с пос-
ледовательным соединением волокон, характеризующихся различной дис-
персией, может свести общую дисперсию к нулю. В другом случае
дисперсия может накапливаться вдоль линии и затем компенсироваться
на выходе системы. Например, если установленная волоконно-оптичес-
кая система со смещенной дисперсией имеет нулевую дисперсию на выб-
ранной рабочей длине волны, она может быть скомпенсирована при по-
мощи относительно короткого волокна с несмещенной дисперсией, которое
имеет большой положительный коэффициент дисперсии при 550 нм. Дис-
488
7. Измерение дисперсии
Персию также можно скомпенсировать при помощи дифракционной ре-
шетки Брэгга, созданной путем облучения специального легированного
волокна интерферограммой интенсивного ультрафиолетового света [6].
В системах WDM уплотнения компенсация дисперсии представляет
более сложную задачу, так как мощность EDFA усилителей достаточна
для того, чтобы создавать нелинейные эффекты в одномодовом волок-
не. Поэтому второй целью компенсации хроматической дисперсии яв-
ляется ограничение искажений, вызванных этими нелинейными явле-
ниями. Например, смешение четырех волн может быть снижено путем
поддержания небольшой отрицательной дисперсии в тех областях, ко-
торые подвержены воздействию высоких уровней мощности (другой
подход к этой проблеме в системах мультиплексирования по длине вол-
ны заключается в расположении каналов в неравных интервалах дли-
ны волны).
Таким образом, в высокоскоростных системах, передающих данные
на большие расстояния, хроматическая дисперсия должна тщательно
измеряться, а затем компенсироваться введением компенсаторов дис-
персии с целью минимизации расширения импульса. В то же время ее
значение должно поддерживаться на некотором небольшом, но отлич-
ном от нуля уровне в тех случаях, где оптическая мощность имеет вы-
сокий уровень.
Измерения хроматической дисперсии проводятся в процессе исследо-
ваний, испытаний, при производстве волокон и кабелей, а также сис-
темными интеграторами в процессе инсталляции ВОЛС. Более того,
измерения хроматической дисперсии также проводятся при производ-
стве и входном контроле системных компонентов, особенно компенса-
торов хроматической дисперсии и мультиплексоров по длине волны.
В полевых условиях хроматическая дисперсия измеряется в связи с ин-
сталляцией новых систем или модернизацией существующих каналов с
целью повышения их битовой скорости. Некоторые системы измерения
требуют локального доступа к обоим концам тестируемого волокна, де-
лая их более подходящими для производственного и лабораторного те-
стирования, а также, когда возникает необходимость проведения изме-
рения установленного волокна.
Поляризационная модовая дисперсия сейчас имеет большое значе-
ние для высокоскоростных коммуникационных сетей, таких, как SONET
и STM, и должна измеряться не только сразу после изготовления, но и
после разводки кабелей и инсталляции, так как механические изгибы и
давление могут вызвать двойное лучепреломление и, следовательно, PMD.
С использованием EDFA волоконные строительные участки увеличива-
ются, и все источники дисперсии, включая PMD, должны контролиро-
ваться с тем, чтобы свести их до минимума, ибо в противном случае
эффект от усиления будет сведен на нет ограничением частоты модуля-
ции.
=8=
СИСТЕМНЫЕ ИЗМЕРЕНИЯ
И КАЛИБРОВКА ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ
ПРИБОРОВ
В процессе строительства и технической эксплуатации волоконно-опти-
ческих линий передачи проводится комплекс измерений для определе-
ния состояния кабелей и линейных сооружений, качества функциони-
рования аппаратуры линейного тракта, предупреждения повреждений,
а также накопления статистических данных с целью разработки мер
повышения надежности связи [3]. Совокупность данных измерений нами
отнесена к системным измерениям, которые в соответствии с действую-
щими в настоящее время стандартами для современных систем переда-
чи по волоконно-оптическому кабелю и согласно приведенной на рис. 4.2
классификации должны включать измерение [105]:
• центральной длины волны, ширины спектра, числа мод, сим-
метрии, подавления боковых мод, стабильности длины волны и
линейной частотной модуляции оптического излучения;
• средней, пиковой и остаточной мощности оптического излуче-
ния на выходе передающего устройства, чувствительности при-
емного устройства и энергетического потенциала линии связи;
• параметров модуляции, динамического диапазона и шумов вход-
ного и выходного оптических сигналов;
• битовой скорости передачи, а также длительности, времени на-
растания, спада и выброса на вершине выходного импульса пе-
редающего устройства;
• коэффициента ошибок (BER), дрейфа фазы (вандера) и фазового
дрожания (джиттера) цифрового сигнала.
Учитывая, что измерения 1—3 выполняются согласно рассмотренным
в предыдущих разделах измерениям спектральных характеристик и
мощности оптических сигналов, настоящий раздел посвятим измерени-
ям модуляционных характеристик и шумов передающих устройств,
качественных показателей цифровых каналов и сетевых трактов, вклю-
чающих методы измерения коэффициента ошибок, дрейфа и дрожания
фазы, а также измерениям в линиях связи.
490
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
8.1. ИЗМЕРЕНИЕ ДЛИНЫ ВОЛНЫ ОТСЕЧКИ
Как показано в п. 1.1.4, одномодовый режим работы оптического во-
локна определяется длиной волны отсечки, которую можно измерить
методом передаваемой мощности и по диаметру модового пятна (п. 1.1.6.).
8.1.1. Измерение длины волны отсечки методом передаваемой
мощности
Данный метод основан на измере-
нии передаваемой мощности в за-
висимости от длины волны и зак-
лючается в сравнении сигнала,
передаваемого по волокну неболь-
шой длины, с образцовым сигна-
лом, который получают на выходе
либо испытываемого волокна, со-
гнутого в кольцо диаметром менее
140 мм, либо многомодового волок-
на длиной от 1 до 2 м [7]. При этом
следует использовать модулирован-
ный источник излучения с шири-
ной спектра, не превышающей 10
Рис. 8.1. График, отражающий измерение
длины волны отсечки с использованием од-
номодового волокна
I, а приемник должен быть выпол-
нен по фазочувствительной схеме детектирования с тем, чтобы получить
наилучшее отношение сигнал/шум.
Процедура измерений включает два этапа, на первом из которых
производят измерение образцовой оптической мощности РД2), на вто-
ром — измеряют мощность Р2(Л) на выходе испытываемого волокна,
изогнутого меньшим радиусом, обычно составляющим 30 мм, или мощ-
ность Р3 (Л) на выходе 1—2 м многомодового волокна. При этом выход-
ную мощность Р,(Л) регистрируют на каждой длине волны диапазона,
предположительно включающего длину волны отсечки.
Отношение передаваемой мощности Р,(Л) к Р2(Л) или Р,(Л)к Р3(Л)
рассчитывают согласно выражению
«Л> = 101^ (8.1)
где i=2 или 3 в зависимости от метода.
Если используется первый метод, длину волны отсечки определяют
(рис. 8.1) по максимальной длине волны, при которой £(2)= 0.1 дБ,
если используется второй метод — длину волны отсечки определяют
(рис. 8.2) при пересечении прямой (1), проведенной на 0.1 дБ выше
линейного участка (2) кривой £(2).
Данный метод может быть развит для измерения коэффициента за-
тухания моды НЕИ, для этого одномодовое волокно длиной около 2 м
укорачивают до 0.5 м, сохраняя условия возбуждения и измеряя мощ-
8.1. Измерение длины волны отсечки
491
Рис. 8.2. График, отражающий измерение длины волны
отсечки с использованием многомодового волокна
ность на его выходе Р4 (Я) в том же диапазоне длин волн. Коэффициент
затухания линейной моды определяют по формуле
ffnW = 7lg
Х>
/Л-1
Л/^-1’
(8.2)
где L — длина окружности петли номинальным радиусом 140 мм.
Здесь следует отметить, что при измерении коэффициента затухания
волокно не следует подвергать изгибам радиусом менее 140 мм.
8.1.2. Измерение длины волны отсечки методом контроля
диаметра модового пятна
Для рассмотрения данного метода вначале приведем методику измере-
ния модового пятна W, что имеет большое значение при анализе согла-
сования волоконно-оптических компонентов.
Измерение модового пятна может быть проведено двумя методами
[7]: методом проходящих полей и методом поперечного сдвига.
Метод проходящих полей, или, как его еще называют, метод ближне-
го поля, основан на прямом измерении диаметра модового поля с помо-
щью хорошо сфокусированной оптики, осуществляющей передачу рас-
пределения мощности излучения по торцу волокна на площадку
фотодиода, регистрируя тем самым интенсивность в каждой точке ближ-
него поля. Для этого увеличительная оптика должна иметь числовую
апертуру и, следовательно, разрешающую способность, совместимую с
требуемой точностью измерений, но не хуже 0.3. Допускается примене-
ние сканирующего фотодиода с точечной апертурой, сканирующего зер-
кала с точечной апертурой и фотодиодом, сканирующих ПЗС камер, фик-
сированного диода с переменной апертурой или вращающимся волокном.
Метод поперечного сдвига основан на измерении мощности излуче-
ния, выходящего из двух последовательно соединенных волокон при их
взаимном радиальном смещении в месте соединения [3]. Размер модово-
го пятна при гауссовской аппроксимации распределения поля определя-
ют на уровне 1/е2 функции передачи мощности в зависимости от смеще-
ния; он имеет максимальное значение при соосном расположении волокон.
492
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
Рис. 8.3. График, отражающий из-
мерение длины волны отсечки с ис-
пользованием модового пятна
Отличительной особенностью данного
метода является его простота при точно-
сти измерения, не уступающей другим
методам, однако в отличие от предыду-
щего метода данный метод не позволяет
определять геометрические параметры
волокна, в частности, диаметр и некон-
центричность сердцевины и оболочки.
Так как диаметр модового поля зави-
сит от длины волны, это свойство было
положено в основу метода измерения дли-
ны волны отсечки, путем ее линейной
экстраполяции согласно рис. 8.3.
Очевидно, что этот метод более сложен, однако, как было отмечено
выше, он позволяет определить и ряд других характеристик волокна.
8.2. ИЗМЕРЕНИЕ ДЛИНЫ ВОЛНЫ И ОГИБАЮЩЕЙ
СПЕКТРА ОПТИЧЕСКОГО ИЗЛУЧЕНИЯ НА ВЫХОДЕ
РЕГЕНЕРАЦИОННОГО УЧАСТКА
Метод основан на сравнении измеренных посредством анализатора оп-
тического спектра характеристик на выходе линейного тракта с задан-
ными в технических условиях [7]. При этом процедура измерения вклю-
чает три этапа:
1. измерение длины волны и ширины спектра огибающей оптическо-
го излучения непосредственно на выходе передающего устройства;
2. измерение длины волны и ширины спектра огибающей оптическо-
го излучения на выходе подключенного к передающему устройству
имитатора волоконно-оптической линии передачи регенерационного
участка;
3. измерение ширины спектра огибающей оптического излучения
аппаратуры линейного тракта при показаниях генератора, соответству-
ющих п. 2.
Очевидно, что необходимым условием достижения высокой точности
данного метода измерения является идентичность и стабильность выра-
батываемых генератором испытательных сигналов и использование пас-
портизированного имитатора, выполненного на том же типе волокна,
что и линия передачи соответствующего регенерационного участка.
8.3. Измерение ширины полосы пропускания
493
8.3. ИЗМЕРЕНИЕ ШИРИНЫ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
Основным параметром оптических волокон, определяющих их пропуск-
ную способность и, следовательно, область применения, является полоса
пропускания, которая, как показано в п. 1.1.12, непосредственно связана
с дисперсией. При этом, если для многомодовых волокон полоса пропуска-
ния может определяться по частотной и импульсной характеристике пере-
дачи, в одномодовых волокнах она определяется исходя из измерений дис-
персии. Последний вид измерений подробно рассмотрен в главе 7, поэтому
настоящий раздел посвятим измерению полосы пропускания многомодо-
вых волокон, выполняемому частотным и импульсным методами.
Согласно частотному методу полосу пропускания волокна определя-
ют по амплитудно-частотной характеристике, получаемой путем изме-
рения амплитудного значения мощности оптического сигнала на выхо-
де волокна в зависимости от частоты модуляции введенного в волокно
излучения. При этом амплитуда измеряется либо с помощью спект-
рального анализатора выходного сигнала при возбуждении волокна оп-
тическим импульсом, либо с помощью анализатора сигнала качающей-
ся частоты или дискретных частот.
Согласно импульсному методу полосу пропускания определяют пу-
тем сравнения входного и выходного импульсов испытываемого волок-
на, для чего выполняют последовательную регистрацию импульса оп-
тического излучения на выходе волокна и выходе его короткого отрезка,
полученного при обрыве кабеля со стороны ввода излучения, принимая
форму последнего за форму входного импульса.
8.3.1. Измерение полосы пропускания импульсным методом
При измерении полосы пропускания (п. 7.1.1) важным фактором, опре-
деляющим точность измерений, является способ ввода излучения в во-
локно, который должен обеспечивать либо полное возбуждение волок-
на, при котором диаметр светового пятна приблизительно равен диаметру
сердечника волокна, либо ограниченное возбуждение с использованием
фильтра мод. Очевидно, что при измерениях должны учитываться так-
же частотные характеристики источника и приемника излучения.
Измерения проводятся согласно схеме, представленной на рис. 8.4, в
следующей последовательности:
1. осуществляется центровка ввода и вывода;
2. проводится регистрация импульса на выходе волокна;
3. волокно обрывается на расстоянии около 2 м от источника излучения;
Рис. 8.4. Схема измерения полосы пропускания импульсным методом
494
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
4. выполняется центровка выходного конца волокна и вновь повто-
ряется регистрация импульса на его выходе.
Если импульсы на входе и выходе волокна имеют гауссовскую фор-
му, то полосу пропускания определяют на основании измерения дли-
тельности импульсов согласно выражению [3]
4/1=440/^-^ , (8.3)
где твх л твых — соответственно длительность импульса на входе и вы-
ходе волокна, измеренная на уровне 0.5 амплитудного значения.
8.3.2. Измерение полосы пропускания частотным методом
Измерение полосы пропускания частотным методом осуществляют на
основе схемы, представленной на рис. 8.5, используя генератор модули-
рованного по амплитуде оптического излучения и измеритель оптичес-
кой мощности. Здесь частотные характеристики источника и приемни-
ка излучения также должны быть согласованы, .чк/гл: :
Рис. 8.5. Схема измерения полосы пропускания частотным методом
Процедура измерений очевидна и включает пошаговое изменение ча-
стоты модулирующего сигнала с соответствующим измерением уровня
выходного сигнала.
В результате измерений получают зависимость уровня мощности на
выходе волокна от частоты модуляции, рассчитывая его коэффициент
широкополосности по формуле [3]
4f = 4fJLr, (8.4)
где AfL — максимальное значение частоты в МГц, при котором уровень
измеренной мощности спадает на 3 дБ; £ — длина волокна, км; у —
эмпирический коэффициент, значение которого лежит в пределах
0.5</<1.0.
8.4. ИЗМЕРЕНИЕ МОДУЛЯЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
И ШУМОВ ИСТОЧНИКА ИЗЛУЧЕНИЯ
Измерение модуляционных характеристик и источников излучения имеет
первостепенное значение в связи с увеличением скоростей волоконно-оп-
тических систем передачи, так как ряд эффектов, приводящих к дополни-
тельной “паразитной” модуляции, может значительно исказить оптичес-
кий сигнал и привести к неадекватному его восстановлению на приемной
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
495
стороне, увеличивая тем самым уровень ошибок приема. Особенно это ка-
сается современных полупроводниковых лазеров и внешних модуляторов,
используемых в современных высокоскоростных системах передачи.
Не меньшее значение имеет и задача измерения шумов оптического
излучения, определяющих тот минимальный уровень оптического сиг-
нала, который может быть воспринят приемным устройством, что, ес-
тественно, устанавливает максимально допустимую дальность передачи
со всеми вытекающими последствиями.
В связи с изложенным возникает необходимость рассмотрения данных
вопросов в контексте системных измерений, так как в процессе инсталля-
ции системы передачи одной из причин возникновения недопустимого
уровня ошибок может быть нелинейность или неравномерность характе-
ристик модулятора, высокий уровень шумов излучения лазера и др.
8.4.1. Измерение модуляционных характеристик
В общем случае данный вид измерений представляет собой совокуп-
ность измерений электрических и оптических сигналов, поэтому, не
останавливаясь на всесторонне рассмотренных в литературе электри-
ческих измерениях, в дальнейшем основное внимание уделим особен-
ностям измерений оптических характеристик, подразумевая, что для
измерения параметров электрических сигналов используются стандарт-
ные процедуры и приборы.
8.4.1.1. Измерение характеристик модуляции интенсивности DFB
полупроводникового лазера
Как известно, частотная характеристика модуляции лазера зависит от
значения постоянного тока смещения, возрастание которого обычно при-
водит к увеличению полосы частот, что связано со смещением характе-
ристики релаксационных колебаний, определяющих естественную глу-
бину модуляции частоты лазера. Наличие релаксационных колебаний, в
свою очередь, создает дополнительную модуляцию интенсивности излу-
чения лазера. Поэтому измерение модуляционных характеристик лазе-
ров, используемых в телекоммуникациях, таких, как DFB лазеры, пред-
ставляет собой очень важную задачу, которая хорошо согласуется с
анализом компонентов световой волны. Для проведения данных измере-
ний с высокой точностью вначале (рис. 8.6) необходимо выполнить пред-
варительную калибровку, исключив тем самым влияние модуляции в
Рис. 8.6. Калибровка электро-оптического преобразовани
496
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
измерительной системе, задав начальную и конечную частоты диапазо-
на, тип колебаний (линейные или логарифмические), количество точек
измерения, время измерения колебания и уровень мощности источника.
В процессе калибровки определяются частотная и фазовая характери-
стики модуляции измерительной схемы, с тем, чтобы впоследствии ис-
пользовать эту информацию в совокупности с данными внутренней ка-
либровки анализатора и создать матрицу ошибок. Параметры источника
и приемника световой волны предопределяются во время заводской ка-
либровки и вводятся в память анализатора. В результате точность изме-
рения зависит от точности калибровки параметров модуляции амплиту-
ды и фазы сигналов источника и приемника световой волны, используемых
совместно с векторным сетевым анализатором. По окончании калибров-
ки тестируемый лазер включается между интерфейсами электрической
и оптической схем измерений, замещая калиброванный источник свеч о-
вой волны. При этом путем изменения смещения лазера можно провести
ряд измерений, определив оптимальное значение, при котором достига-
ется максимальная глубина частотной модуляции.
Аналогично может быть получена и фазовая характеристика модуля-
ции лазера, которая в идеале имеет линейную зависимость фазы от
частоты модуляции. Однако, учитывая, что производная фазы по часто-
те определяет групповую задержку, а линейная фазовая зависимость
эквивалентна постоянной групповой задержке, при групповой задерж-
ке, изменяемой в зависимости от частоты модуляции, форма модулиро-
ванной волны будет искажаться. Поэтому при частотах, на которых
фазовая характеристика начинает отклоняться от линейной, частотная
характеристика модуляции начинает спадать.
Как известно, существует несколько факторов, ограничивающих по-
лосу частот модуляции полупроводниковых лазеров, поэтому измере-
ние их модуляционных характеристик содержит значительное количе-
ство полезной информации. Так, измеренную характеристику модуляции
можно сравнить с теоретической, основанной на динамике полупровод-
никовых лазеров, и, используя кинетические уравнения, можно опре-
делить характеристику модуляции интенсивности излучения. Данные
уравнения представляют собой систему уравнений, устанавливающих
связь между током смещения лазера / , концентрацией электронов N
и фотонов 5 и в упрощенном виде для режима одной продольной моды
могут быть представлены, как [26]
. — = -g(N-N,)S+—--. (8.5)
dt тр тп ’ v 7
где Nt — плотность носителей, g — дифференциальное усиление, е —
заряд электрона, V — объем активной области, тп — время жизни
фотона, Г — фактор оптического ограничения (который является час-
тью оптической мощности в активной области), /3 — часть спонтанной
эмиссии, направленная в активную область.
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
497
Анализ данных уравнений позволяет сформулировать четыре поло-
жения, заключающихся в том, что:
• концентрация электронов возрастает с увеличением тока у в
объеме V ;
• концентрация электронов уменьшается вследствие спонтанной
и стимулированной эмиссии, ограничивая продолжительность
жизни электрона гп и определяя тем самым дифференциальное
усиление g;
; у • концентрация фотонов увеличивается вследствие стимулирован-
ной и спонтанной эмиссии и ограничивается активным слоем;
• концентрация фотонов уменьшается вследствие внутренних по-
терь, что определяет продолжительность жизни фотона тр.
Используя приведенные в работах [33, 34] уравнения, аналитическое
выражение, устанавливающее связь коэффициента модуляции интен-
сивности излучения с током модуляции для малого синусоидального
изменения тока, плотности носителей и концентрации фотонов, т. е.
1 = 1й + iejw‘, 5 = So + sejw‘ и N = No + ne'"' , имеет вид [26]
.
>'(/) >(o) А’-Г+тЛ’ ( ’
Ключевым результатом здесь является второй порядок выражения в
знаменателе, что предопределяет затухающий резонанс глубины частот-
ной модуляции лазера. В этом уравнении появляются два важных эле-
мента, f0 и fd , причем /0 возникает в результате резонанса электронов
с фотонами в активной области и относится к геометрическому фактору
стимулированной продолжительности жизни электрона и фотона, a fd
является частотой затухания, которая зависит от продолжительности
жизни фотона. При известных значениях /0 и fd частота релаксацион-
ных колебаний f может быть определена следующим образом:
ГР=^-^, (8.8)
г 1 . nS „ , ,
где 70 =--г= , f = —-— ; ту — коэффициент, характеризующий
^^гпгр 2птр
некоторые механизмы дифференциального усиления.
Теория предсказывает, что глубина модуляции интенсивности по-
лупроводникового лазера является пиковой при частоте релаксацион-
ных колебаний, за пределами которой имеет место спад 12 дБ на октаву
увеличения частоты модуляции. Количество пиков при этом в значи-
тельной степени определяется продолжительностью жизни фотона. Кроме
того, в соответствии с теорией, частота релаксационных колебаний уве-
личивается пропорционально квадратному корню тока смещения, а
пиковое значение глубины модуляции уменьшается до тех пор, пока
процесс затухания не станет критическим. К сожалению, достижение
высокой частоты релаксационных колебаний не гарантирует широкой
полосы частот модуляции, так как и структура прибора, и паразитные
498
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
явления могут значительно изменить ток возбуждения, проходящий
через активную область. Данные явления требуют особого внимания и
вызваны индуктивностью полоскового соединителя, любым емкостным
сопротивлением и активным сопротивлением контакта LD.
8.4.1.2. Измерение модуляционной характеристики внешнего модулятора
Модуляционная характеристика внешнего модулятора (рис. 8.7) в об-
щем случае зависит от напряжения смещения и определяется следую-
щими четырьмя параметрами:
1. вносимыми потерями, которые равны потерям в точке максимума
функции передачи;
2. разностью Vn минимального и максимального уровней модулиру-
ющего сигнала;
3. отношением максимального и минимального уровней оптического
сигнала;
4. номинальным Vb напряжением сме-
щения, при котором имеет место равен-
ство положительной и отрицательной по-
луволн оптического сигнала.
При этих условиях можно принять, что
модуляционная характеристика для не-
больших отклонений от номинальной ра-
бочей точки модулятора изменяется ли-
нейно. Тогда для синусоидального сигнала
с выраженной в радианах частотой а>
интенсивность излучения l(t) будет оп-
ределяться известным выражением [103]
Максимум
передачи
Минимум
передачи
Линейный диапазон
Рабочая точка
Рис. 8.7. Функция преобразования
интерферометра Маха-Цендера
Г Vb +E((o)vpcos(ax)
1+COS ТС------------------
v.
(8.9)
где IQ — максимальная интенсивность света, Е(а>) — зависящая от
частоты эффективность модуляции, Vp — пиковое значение напряже-
ния модуляции, Ул — разность минимального и максимального уров-
ней модулирующего сигнала. При этом рабочая точка модуляционной
характеристики, естественно, может быть отрегулирована путем изме-
нения напряжения смещения Vb.
Модуляционная характеристика внешних модуляторов интенсивности
оптического излучения может быть определена с использованием анализа-
тора компонентов световой волны таким же образом, как и при использо-
вании лазерных источников. Это еще один класс электронно-фотонных
измерений, где источником является генератор электрического сигнала
качающейся частоты, а измерение полосы частот модуляции и фазы вне-
шних модуляторов интенсивности оптического излучения осуществляется
при помощи анализатора компонентов световой волны по рассмотренной
выше схеме измерения модуляции лазера. Однако между этими измерени-
ями есть существенная разница, обусловленная тем, что модулятор пред-
ставляет собой трехпортовое устройство, в котором коэффицикнт преобра-
зования зависит от уровня входной оптической мощности, т.е.
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
499
эффективность преобразования модулятора является функцией уровней
электрического и оптического входных сигналов.
Чтобы определить коэффициент преобразования модулятора в Вт/А,
анализатор компонентов световой волны должен устанавливать зависи-
мость модулированной мощности от входного тока модуляции, а так
как с увеличением входной оптической мощности выходная модулиро-
ванная оптическая мощность также возрастает, анализатор световой
волны будет измерять очевидное увеличение чувствительности. Это оз-
начает, что измерение чувствительности модулятора действительно толь-
ко для определенной входной оптической мощности, существовавшей в
момент проведения измерения, в то время как частотная характеристи-
ка модуляции модулятора обычно действительна в широком диапазоне
значений входной оптической мощности.
8.4.2. Измерение шумов оптического излучения {
Одной из основных разновидностей шумов, часто встречающихся при
оптических измерениях, являются шумы оптического излучения, кото-
рые существуют в оптическом сигнале до его обнаружения. Известно
несколько источников шумов данного типа, из которых наиболее суще-
ственным является интерференция стимулированной и спонтанной эмис-
сий, генерируемых в пределах резонатора лазера. Кроме этого, DFB и FP
лазерные источники обычно обладают шумами оптического излучения,
значения которых зависят от уровней накачки и вида обратной связи.
Причем при наличии внешней обратной связи с параметрами, зависящи-
ми от изменения условий окружающей среды, она также влияет на ста-
бильность лазера, приводя к значительным вариациям шумов оптичес-
кого излучения. Шумы оптического излучения существуют и в
нелинейных источниках, подобных светодиодам с торцевым излучением
(EELED) и EDFA усилителях. Эти источники генерируют усиленную спон-
танную эмиссию, статистика шумов которой отличается от аналогичной
статистики для лазеров. Кроме этого, в источниках излучения с ASE
шумы оптического излучения генерируются интерферометрическими
биениями между различными частотами в пределах всего спектра шумов
спонтанной эмиссии, что подробно рассмотрено в конце данного раздела.
Относительная интенсивность шума
Совместно с таким показателем, как отношение сигнал/шум (SNR),
часто пользуются понятием относительная интенсивность шума (RIN),
которая определяется, как
' (8-Ю)
где (дД)2 — среднеквадратичное значение отклонения интенсивности
спектральной плотности оптического сигнала, а Ро — средняя оптичес-
кая мощность. Из данного выражения следует, что на практике необхо-
димо добиваться минимизации значения RIN, которое может быть ис-
500
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
пользовано для определения максимально достижимого SNR в системе
передачи световой волны, где основным источником шума является
интенсивность шума лазера. Следующее выражение показывает теоре-
тическое соотношение между значениями сигнал/шум и RIN [26]
5 т1 2
N~ ZBxRIN’ ' (8>11)
где т — глубина оптической модуляции, а В — полоса частот шума.
Анализ приведенных выше кинетических уравнений показывает, что
в достаточно большом рабочем диапазоне RIN полупроводникового ла-
зера уменьшается с увеличением его мощности и традиционно измеря-
ется с помощью анализатора электрического спектра, подключенного к
фотодиоду через усилитель. Результат измерения анализатором спект-
ра в этом случае эквивалентен усиленному электрическому показателю
(дД)2 в выражении, определяющем RIN. При этом одновременно дол-
жен осуществляться контроль уровня постоянного фототока, произве-
дение квадрата которого на 50 Ом и усиление усилителя дает электри-
ческий эквивалент (р0)2- Здесь предполагается, что входной импеданс
усилителя и анализатора спектра равен 50 Ом.
Для получения точных результатов в этом измерении необходимо
проявлять достаточную осторожность, так как до измерений RIN необ-
ходимо тщательно определить параметры частотной модуляции фото-
диода, усилителя и анализатора спектра, а также потери рассогласова-
ния между ними. Кроме этого, для обеспечения необходимой
чувствительности при проведении измерений усиление усилителя дол-
жно быть достаточно велико при уровне шума, меньшем уровне шумов
анализатора спектра. К сожалению, анализатор спектра измеряет и дру-
гие компоненты шумов помимо RIN лазера, в частности, мощность дро-
бового шума фотодиода и общую мощность теплового шума приемника.
Путем деления на калиброванное усиление усилителя вклад мощно-
сти шумов может быть связан с выходным сигналом фотодиода и выра-
жен следующим образом
Pm=P,+Ps+P,, (8.12)
где Р, — интенсивность шума лазера, a Ps — мощность дробового шума,
которая равна
Л-(/,)2х50 Ом,
где in — ток дробового шума, который для полосы частот 1 Гц равен
(гп)2= 2е10; е — заряд электрона, равный 1.69x10” Кл, a Pt — термичес-
кие шумы приемника, которые могут быть выражены, как
11 , (о.13)
а
где FA и Fsa — показатели шума усилителя и анализатора спектра,
соответственно; GA — усиление усилителя; k — постоянная Больцмана
и в — полоса частот шума. Здесь FA , FM и GA выражены в линейных
единицах мощности, а произведение кТ0 в полосе частот 1 Гц и при
стандартной эталонной температуре 290 К равно 4.01021.
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
501
Поделив данное выражение на среднюю электрическую мощность
Ре =(/0)2 х50,
можно определить измеренное значение RIN, как
2е Р
RIN т = RIN + — + =- (8.14)
* О * е
При наличии только дробового шума измеренный RINm будет равен
2е/10, в связи с чем минимальный RJN, который можно измерить,
уменьшается линейно по мере увеличения обнаруженного фототока. Так
как значения RIN часто выражаются в дБ, он уменьшается в расчете
10 дБ на 1 мА/мВт, и минимальный RIN, равный -155 дБ/Гц, может
быть измерен при средней мощности оптического сигнала равной 1 мВт.
Когда средняя оптическая мощность приближается к 100 мкВт, можно
измерить только —145 дБ/Гц. Следовательно, как тепловой, так и дро-
бовой шум приемника могут ограничить точность измерения RJN
RIN можно измерить и с помощью анализатора оптического спект-
ра, позволяющего измерять как среднюю мощность оптического сигна-
ла, так и обнаруженные отклонения интенсивности шума. Кроме этого,
анализатор оптического спектра может измерять уровни обнаруженно-
го дробового и теплового шума, а также компенсировать их влияние с
тем, чтобы иметь возможность измерять RJN ниже ограничения, выз-
ванного дробовым шумом. Вычитание теплового и дробового шума из
RJN обеспечивает увеличение диапазона измерения, как правило, при-
близительно на 16 дБ.
Шумы оптического излучения
Другим способом описания и сравнения шумов оптического излуче-
ния является выражение их в виде отношения мощности шума в 1 Гц
полосе частот, нормализованной относительно постоянной мощности
сигнала. Такое описание полезно вследствие того, что это значение ста-
новится независимым от любого ослабления или абсолютной мощнос-
ти, достигающей фотодиода. Данная частичная мощность шума в поло-
се частот часто называется относительным шумом оптического излучения
определяется следующим образом:
. (8.15)
*о
где < 2 > — усредненная по времени мощность шумов оптического
излучения в полосе частот 1 Гц, 10 — средняя интенсивность излучения.
Так как RJN' является нормализованным параметром, данное выраже-
ние действительно и если параметры Az’ и 10 относятся к оптической
интенсивности излучения обнаруженного фототока или даже входного
напряжения приемника. На практике RJN' можно определить с помо-
щью анализатора электрического спектра, измеряющего усредненную по
времени мощность шума фототока < Af2 > и амперметра, контролирую-
щего среднее значение постоянного тока фотодиода 10. Влияние, оказы-
ваемое тепловым и дробовым шумами, следует вычесть из измеренной
502
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
мощности шума для получения более точного значения действительных
шумов оптического излучения входного оптического сигнала.
Пусть, например, выходной сигнал DFB лазера поступает на вход уп-
равляемого током приемника, присоединенного посредством тройника к
анализатору электрического спектра и схеме блокировки напряжения
смещения. При этом измеренное вольтметром постоянное напряжение
на выходе управляемого током детектора равно 5 В, а электрическая
мощность шума в 1 Гц шумовой полосе частот, измеренная анализатором
спектра, равна —118 дБм. Этот уровень шумов обычно отличается от ото-
бражаемой электрической мощности, так как он требует принятия во
внимание эффективной полосы частот шумов анализатора. Учитывая,
что анализатор спектра определяет электрическую мощность на нагруз-
ке 50 Ом, уровень —118 дБм (1.6 х 1015 Вт) будет соответствовать 2.8 х
10'7 В среднеквадратичному значению напряжения шумов в полосе час-
тот 1 Гц. Разделив это шумовое напряжение на указанные выше 5 В с
последующим возведением полученного частного в квадрат, получим
7?Z/V' = 3.1xlO"ls Гц1, или, если его выразить в децибелах, -145 дБ/Гц.
Здесь мы предположили, что шумы оптического излучения являются
основным источником шума, в противном случае другие источники шума
необходимо исключить перед подсчетом RIN'.
Обычно RIN и RIN' являются функцией частоты, но для случаев,
когда спектр шумов плоский в пределах интересующего диапазона час-
тот, он выражается одним числом. В случае такого спектра шумов об-
щее среднеквадратичное значение шума тока, вызванного RJN , опреде-
ляется, как .. _ , ,
(8.16)
где А/ — эффективная полоса частот шумов приемника.
8.4.2.1. Измерение интенсивности шума полупроводникового DFB лазера
Непостоянство интенсивности излучения, так же, как и вариации фазы,
является неотъемлемыми характеристиками полупроводниковых лазеров.
Эти отклонения возникают вследствие квантовой природы процесса гене-
рации, что приводит к появлению интенсивного шума. В зависимости от
структурных параметров устройства интенсивность шума связывается как
со спонтанной эмиссией, так и с процессом рекомбинации носителей.
Процедура измерений интенсивности шума обычно включает настрой-
ку анализатора сигнала световой волны установкой начальной и конеч-
ной частот диапазона измерения, разрешающей способности в полосе
частот, полосы видеочастот, эталонного уровня и маркера шума. Здесь
следует отметить, что для наблюдения полного спектра шумов лазера
необходима установка как можно более широкого диапазона частот из-
мерения, в то время как разрешающая способность должна быть на-
строена на значение, составляющее приблизительно одну сотую интер-
вала, с тем чтобы в процессе измерения иметь достаточно высокую
скорость развертки. Видеополоса частот, которая выполняет ту же функ-
цию, что и усреднение спектрограммы, настраивается на значение, до-
статочно низкое для поддержания разумного времени развертки. В от-
личие от измерений спектра модулированных сигналов, при котором
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
503
эталонный уровень задается достаточно высоким, при измерении шу-
мов его значение следует установить на достаточно низкий уровень. Это
необходимо для того, чтобы встроенный аттенюатор автоматически ус-
тановился на нулевое ослабление, обеспечивая тем самым наибольшую
чувствительность анализатора спектра.
Обычно анализ результатов измерения показывает, что интенсивность
шума возрастает с увеличением тока и оптической мощности, достигая
максимального порогового значения, а затем падает. При этом зависи-
мость интенсивности шума от частоты можно проанализировать путем
включения в приведенные выше кинетические уравнения источников
Ланжевена, которые математически моделируют спонтанную эмиссию
и дробовой шум носителей.
Приводимое ниже решение без учета дробового шума фотонов, вызы-
ваемого его особой природой, для случая малого сигнала показывает,
что зависимость интенсивности шума от частоты и(/) имеет такой же
знаменатель, что и собственная глубина модуляции [33, 34]
где а и 6 — коэффициенты, определяемые параметрами источников
Ланжевена. Здесь знаменатель также отражает затухающий резонанс
на частоте релаксационных колебаний. Спектр интенсивности шума
имеет ту же общую форму, что и собственная модуляция интенсивнос-
ти, за исключением элемента частоты в квадрате в числителе, который
обозначает усиливающийся на высоких частотах вклад шума. Теорети-
чески SNR является относительно постоянным на частоте релаксацион-
ных колебаний и равномерно уменьшается на высоких частотах. Обыч-
но по мере увеличения тока смещения пики резонанса глубины
модуляции интенсивности и спектра интенсивности шума следуют друг
за другом до тех пор, пока глубина модуляции не ограничивается пара-
зитными явлениями. Так как пик релаксационных колебаний модуля-
ции интенсивности шума не испытывает влияния со стороны емкостно-
го сопротивления прибора, он часто используется как показатель
собственной глубины модуляции лазера.
8.4.2.2. Измерение влияния отражений на уровень шумов полупроводникового
DFB лазера
Спектр интенсивности шума лазера может испытывать влияние уровня
и поляризации обратно отраженной от коннекторов или сращиваний
оптической мощности, которая может оказать значительное воздействие
на уровень шумов лазера. Схема измерения в этом случае та же, что и
ранее приведенная, а определение характера отражений осуществляет-
ся по спектрограмме интенсивности шумов полупроводникового DFB
лазера. Очевидно, что с увеличением уровня шумов, вызванных обрат-
ными отражениями, будет наблюдаться соответствующее изменение
спектра излучения. Поэтому, используя маркеры для разделения час-
тот между пиками шумов А/, можно определить расстояние А между
отражениями с использованием следующего выражения:
504
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
Д = ——
2иА/’
где с — скорость света в вакууме, 3 х 10s м/с, а п — показатель пре-
ломления стекла, равный » 1.5.
Так, объемный оптический резонатор, сформированный между кон-
нектором, создающим отражение, и зеркалом задней грани лазера, мо-
жет усилить шум лазерного диода. Интерференция между прямой пере-
данной волной и отраженной волной в лазерном резонаторе смещает
усиление лазера, создавая синусоидальную вариацию шумового спектра,
которая зависит от длины резонансного канала. При этом отраженная
мощность нарушает динамическое равновесие процесса генерации и обыч-
но увеличивает амплитуду интенсивности шума, особенно на частоте ре-
лаксационных колебаний. Также она может вызвать колебания шумово-
го спектра с частотой, обратно пропорциональной полному времени
прохождения светового луча от лазера до отражения. Чтобы избежать
этого увеличения шума, вызванного отраженной мощностью, часто ис-
пользуются изоляторы. В результате экспериментальных исследований
было показано, что для устранения этого эффекта изоляция должна со-
ставлять от 30 до 60 дБ и более. Кроме этого, увеличение спектра интен-
сивности шума может наблюдаться на низких частотах при измерениях
с использованием DFB лазеров. Это явление относится к интерферомет-
рическому преобразованию фазового шума лазера или шума ширины
линии вызванного отражениями от коннекторов и сращиваний.
(8.18)
8.4.2.3. ASE шумы источников излучения
ASE может генерироваться от источников типа EELED, SDL и EDFA,
характеризующихся широкой полосой частот с очень короткими коге-
рентными длинами и используемых для осуществления зависящего от
длины волны измерения вносимых потерь, а также для проведения реф-
лектометрических измерений с низкой когерентностью. Шумы опти-
ческого излучения от этих широкополосных источников оптического
шума также могут быть использованы для калибровки глубины частот-
ной модуляции фотодиодов с широкой полосой пропускания. Кроме этого,
они могут использоваться в качестве стандарта оптико-электрического
шума для калибровки глубины частотной модуляции сочетания фото-
диода и анализатора электрического спектра. Эта калибровка важна
при использовании анализатора электрического спектра для измерения
показателя шума EDFA.
Характерной особенностью данных источников оптического шума
является то, что для них RIN определяется только шириной оптичес-
кого спектра Ду, т. е.
RIN = -~—, (8.19)
Av
где предполагается, что свет не поляризован и существует в единствен-
ной пространственной моде. Для поляризованного света RIN увеличи-
вается на показатель, равный двум. Данное выражение действительно
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
505
для частот, меньших по сравнению с шириной спектра источника ASE.
При более высоких частотах шумы оптического излучения уменьшают-
ся. Так как ширина спектра легко может находиться в ТГц диапазоне,
этот спад обычно не наблюдается для обнаруженного фототока.
Рассмотрим выход ASE от EDFA без входного сигнала. Если предпо-
ложить, что ASE расположен в диапазоне 10 нм с центром на 1.55 мкм,
то ширина спектра для этого источника шума равна приблизительно
1250 ГГц [26]. В этом случае RJN = 8 х 1 О'3 , или, согласно (8.19), -
121 дБ/Гц и может считаться спектрально плоским на протяжении любой
электрической полосы частот. Если этот сигнал подать через 1 нм фильтр
подавления помех, RIN возрастет на 10 дБ до —111 дБ/Гц. Этот резуль-
тат говорит о том, что фильтрация ASE сигнала вызывает увеличение
шумов при измерении шума в виде дробного числа. Это связано с тем,
что абсолютная мощность шума в действительности уменьшается, но
медленнее, чем постоянная мощность. Понимание этого может быть
существенно для некоторых практических случаев.
Теперь рассмотрим физическую сущность шумов оптического излуче-
ния, сопровождающих широкополосный тепловой источник оптических
шумов. Это представляется важным для источников, генерирующих ASE,
как, например, волоконно-оптические усилители и EELED, так как в
лазерных источниках имеют место отличные статистические характери-
стики из-за насыщения усиления, вызываемого в лазерном резонаторе.
Для упрощения анализа предположим также использование теплового
источника света, который имеет прямоугольный оптический спектр. Та-
кая форма спектра может быть получена путем фильтрации источника
ASE с помощью полосового фильтра, имеющего плоскую характеристи-
ку, например, фильтра на дифракционной решетке монохроматора.
Обозначим оптическую мощность в полосе пропускания 1 Гц через
SP , тогда общая оптическая мощность р может быть найдена сумми-
рованием данных мощностей во всей полосе частот, т.е.
P0=3P\v, (8.20)
где Ду — ширина спектра оптического источника в Гц.
Далее найдем среднеквадратичное значение мощности оптических
шумов (или интенсивность шума) в полосе пропускания 1 Гц с центром
на частоте колебания f « Av, принимая, что шумы оптического излуче-
ния возникают вследствие оптической интерференции или биений меж-
ду различными 1 Гц отрезками спектра, составляющими оптический
спектр. Иногда это явление называется спонтанно-спонтанным гетеро-
динным свистом. Первым этапом при подсчете общего среднеквадратич-
ного значения мощности шума является определение среднеквадратич-
ного значения мощности биений или двух 1 Гц спектральных отрезков.
После этого, в соответствии с (8.20), все результаты необходимо про-
суммировать для получения среднеквадратичного значения общей мощ-
ности. Предполагая наличие поляризованного оптического сигнала на
выходе одномодового волокна, вычислим среднеквадратичное значение
шума двух спектральных отрезков, разделенных частотой f, как ”
506
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
ЛР2 (/) = ^R^cos^/)]2 > = ’ (8•21)
где f — базовая частота, на которой имеют место биения оптического
излучения.
Учитывая, что для небольших частотных интервалов общее количе-
ство некоррелированных пар биений приблизительно равно ширине
спектра Ду , общее значение мощности возрастет пропорционально квад-
ратному корню количества отдельных элементов биений (д/дГ = -JXv )
[26]. Тогда общее среднеквадратичное значение мощности шума в поло-
се частот 1 Гц равно
4P(f) = j23P3P-J/h- (8.22)
Так как ширина оптического спектра может быть больше 1000 ГГц,
что имеет место для всего электрического спектра, шум в области более
высоких частот уменьшается. Это связано с тем, что число элементов,
которые могут быть объединены для генерации более высоких частот
биений, значительно меньше. Для частот выше Ду шумов оптического
излучения вообще нет, так как в этом случае частотные отрезки долж-
ны быть расположены дальше ширины спектра источника.
Подставив (8.22) в (8.19), можно определить пиковое значениеRIN,
которое равно
Этот результат действителен для поляризованного света и для час-
тот, значительно меньших ширины спектра источника (/ « Ду). Если
источник света не поляризован, RJN уменьшается в два раза и соответ-
ствует выражению (8.20). Уменьшение RJN для неполяризованного света
можно понять, рассмотрев явление добавления некоррелированного (ор-
тогонально поляризованного) сигнала равной мощности. В этом случае
общая мощность удвоится, но мощность шума увеличится только в -J2
раз, что приводит к небольшому значению RJN Если форма спектра
широкополосного источника шума не прямоугольна, RIN будет слегка
модифицирован. Так, в случае, когда спектр имеет гауссовскую или
лоренцевскую форму, (8.10) должно быть умножено на 0.66 и 0.32 соот-
ветственно. В этом случае Ду измеряется при половине ширины спект-
ра источника.
Интересно рассмотреть RJN источника ASE с позиций степеней сво-
боды, которыми обладает оптический сигнал во временном интервале
длиной в 1 с. Эта концепция может быть полезна для предсказания
изменений RJN в различных условиях. Например, если устранить на-
половину степень свободы путем поляризации неполяризованного сиг-
нала, RIN увеличится на показатель, равный 2, если пространственно
некогерентный широкополосный источник, например LED, возбуждает
многомодовое волокно, результат (8.10) должен быть уменьшен на ко-
личество пространственных мод в волокне. , , -
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
507
8.4.2.4. Преобразование фазовых шумов в шумы интенсивности оптического
излучения S'!'1! . '
Преобразование оптического фазового шума (частотных отклонений
составляющих) в отклонения интенсивности имеет место тогда, когда
многочисленные отражатели вызывают взаимодействие задержанных
по времени частей оптического сигнала друг с другом. Эта ситуация
является достаточно сложно контролируемой, так как необходимо из-
мерять небольшие сигналы в присутствии больших фоновых сигналов.
Фазовый шум может вызвать нарушения некоторых систем передачи и
исказить результаты рефлектометрических измерений. В последнем
случае фазовый шум является достаточно существенным фактором из-
за того, что измерение небольших синусоидальных сигналов выполня-
ется на фоне больших уровней сигналов.
В соответствии с методикой, изложенной в [26], рассмотрим преобра-
зование фазового шума в шумы оптического излучения, которое харак-
терно для оптических схем типа интерферометров Майкельсона и Маха-
Цендера, а также может иметь место после прохождения лазерным
сигналом через участки, вызывающие отражения в линии передачи.
Обнаруженный фототок для монохроматического лазерного сигнала,
проходящего через один из вышеупомянутых интерферометров, может
быть представлен в виде
4(/) = 9LP0{l + 7?/I +2a/^7cos[2^t0v(/)]}, (8.24)
где JR — чувствительность фотодиода, Ро — оптическая мощность, т0
— дифференциальная временная задержка, R — отношение двух вза-
имодействующих оптических мощностей и v(t) — мгновенная оптичес-
кая частота лазерного источника.
Так как данное уравнение описывает явление когерентной интерфе-
ренции, предполагается, что когерентное время лазера больше диффе-
ренциальной временной задержки т0 интерферометра. Если выбрать
точку последнего в месте максимальной крутизны, частичное измене-
ние интенсивности, вызванное небольшим изменением частоты Av(/),
может быть выражено, как
(8.25)
1 avg
где Kfm = Akt^R^ /(] + Rp) может считаться коэффициентом преобразо-
вания частотного детектора. Так как вышеприведенное выражение от-
ражает линейное приближение исходного нелинейного уравнения, оно
действительно, только если существуют ограничения на амплитуду и
на частоту модуляции zlv(Z). Обычно для точности выше 10% Луне
должно превышать 0.1 / т0.
В связи с этим рассмотрим DFB лазер частотно модулированной пе-
редачи, вызывающей 1 ГГц смещение частоты оптического носителя,
допуская, что модулированный по частоте сигнал должен пройти через
плохо сконструированный оптический компонент с двумя 4%-ными
отражателями Френеля, расположенными в воздухе на расстоянии 1 см.
508
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
При этих условиях г0 = 67 пс, Rp =(0/04)2 и Ду = 1 ГГц. Подставляя
данные значения в последнее выражение, уровень модуляции или шу-
мов для переданной мощности будет приблизительно равен 3.4%. Так
как величина этого модулирующего сигнала не является постоянной, а
зависит от поляризации и смещения, этот тип шумов может создать
трудности в предсказании функционирования системы.
Рассмотренный выше процесс частотного детектирования позволяет так-
же преобразовывать ширину линии лазера в спектральную плотность шума
обнаруженного фототока, что очень важно для анализа интерференции.
Когерентная интерференция
Так как когерентная интерференция предполагает, что когерентная
длина лазера значительно больше, чем дифференциальное расстояние
между взаимодействующими сигналами, выражение для максимально-
го значения RIN , вызванного преобразованием фазового шума в шумы
оптического излучения, определяется выражением [26]
27?
MN Лф = 8яТо 4vlw sin с2 (г0/) ( (8.26)
где предполагается, что лазер имеет лоренцевскую форму излучения с
шириной линии, равной , и описывается функцией sinc(x) = sin(/zx) / лх.
Для получения максимального значения в соответствии с данным
уравнением предполагается, что взаимодействующие сигналы ортого-
нально поляризованы и их состояния поляризации совпадают. Для того,
чтобы предположение о когерентной интерференции было действитель-
ным, необходимо также соблюдение ограничения Дг/и. < О.1/го.
Основные проблемы, связанные с когерентными шумами, на практи-
ке заключаются в том, что они могут изменяться от максимального
значения, данного в последнем выражении, до нулевого значения, в
зависимости от изменения смещения. Это может создать значительные
трудности при обнаружении связанных с шумами проблем в оптичес-
ких приборах и системах передачи.
Некогерентная интерференция
Другим случаем, имеющим относительно простое аналитическое объяс-
нение, является некогерентный случай. Некогерентная интерференция
имеет место, когда когерентная длина лазера значительно короче диф-
ференциального расстояния между двумя взаимодействующими сигна-
лами Дг/и. » 1/г0. Здесь относительные шумы оптического излучения,
вызываемые преобразованием фазового шума лазера в отклонения ин-
тенсивности, определяются так [26]:
2RP 2 1
“(l + T?p2)’^’17(//AvZw)2 ’ - (8-27)
где также предполагается лоренцевская форма излучения, a Rp равня-
ется отношению оптической мощности двух взаимодействующих сиг-
налов, отвечающих условию максимального взаимодействия, и совпа-
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
509
Рис. 8.8. Спектральная мощность шумов при
преобразовании фазовых шумов лазера в шу-
мы интенсивности оптического излучения
дающих состояний поляризации, причем, когда состояния поляриза-
ции ортогональны, этот шум снижается до нуля.
В отличие от рассмотренных выше случаев предположение о некоге-
рентной интерференции делает результат измерения независимым от
изменения окружающих условий, влияющих на смещение интерферо-
метра. Это означает, что спектр шумов значительно более стабилен и не
зависит от изменений длины канала интерферометра. Используя дан-
ное уравнение, можно определить ширину линии лазера путем измере-
ния 3 дБ полосы частот текущего шумового спектра. Этот метод часто
называется измерением задержанной автогомодинной ширины линии.
На рис. 8.8 приведен вид спект-
ральной плотности мощности шу-
мов оптического излучения в слу-
чаях когерентной и некогерентной
интерференции. При этом для фик-
сированной ширины линии шумы
оптического излучения с самой низ-
кой частотой имеют место для не-
когерентного случая. В то же вре-
мя, хотя уровень шума для
когерентного случая меньше, он мо-
жет расширяться до более высоких
частот (значительно превышающих
ширину линии лазера), а при частично когерентной интерференции спектр
шумов будет находиться между когерентным и некогерентным спектрами.
Можно также отметить интересный результат для случая некогерент-
ной интерференции, соответствующий данному выражению при спектре
шумов оптического излучения с равными значениями мощности двух вза-
имодействующих сигналов (Rp = 1). В этом случае спектр идентичен спек-
тру, полученному от- теплового источника оптических шумов. Предпола-
гая использование лоренцевской формы спектра, низкочастотный RJN в
этом случае равен 2 / лДvlw.
Рассмотрим одноволновый DFB лазер с лоренцевской шириной ли-
нии, равной 50 МГц, излучение которого также проходит через два 4% -
ных отражателя, расположенных на расстоянии 10 см от фотодиода.
Здесь мы можем использовать (8.26), принимая г0 = 667 пс, Rp = (.04)2
и Av/w = 50 МГц. Согласно данному уравнению, так как имеет место
случай когерентной интерференции, максимально низкое значение RIN
будет равно -117 дБ/Гц. Эти вызванные фазой оптического излучения
шумы могут доминировать над действительными DFB шумами опти-
ческого излучения, которые часто имеют уровень —145 дБ/Гц. Как уже
упоминалось, этот шум может затухать и вновь появляться в зависимо-
сти от вариаций условий окружающей среды или смещений централь-
ной частоты лазера. При этом 3 дБ полоса частот для этого фазового
шума может составлять порядка 750 МГц. Теперь, если рассмотреть те
же два отражателя, но разделенные расстоянием 50 м, т. е. когда взаи-
модействующие сигналы будут некогерентными и низкочастотный фа-
зовый шум, согласно последнему выражению, становится равным RIN^ =-
510
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
104 дБ/Гц. Этот шумовой спектр имеет 3 дБ полосу частот, равную 50
МГц, а его величина и форма остаются относительно стабильными вне
зависимости от изменения параметров окружающей среды.
Как показывает приведенный пример, фазовый шум может быть доми-
нирующим источником шумов излучения, и, вследствие зависимости от
условий окружающей среды, его можно не заметить при начальном тести-
ровании системы, однако позже он может создать серьезные проблемы.
Выражения (8.26) и (8.27) могут быть использованы для оценки пре-
дельных случаев фазового шума. При этом для оценки оптических
коэффициентов отражения и ассоциируемых с ними временных задер-
жек, которые необходимы для решения этих уравнений, на практике
могут быть использованы результаты рефлектометрических измерений.
Использование этих коэффициентов отражения и дифференциальных
групповых задержек совместно со спектральной шириной линий лазера
дает возможность решения уравнений (8.26) и (8.27).
'-.уЯ'иГ
8.4.3. Измерение параметров оптических усилителей
Измерение параметров
оптических усилите-
лей в большинстве
случаев основано на
Рис. 8.9. Типовая схема измерений параметров оптического
усилителя
использовании анали-
заторов оптического
спектра и перестраи-
ваемого по длине волны и уровню выходной мощности лазера (рис. 8.9).
Согласно данной схеме, с помощью лазера устанавливается рабочая точ-
ка усилителя, a OSA используется для измерения сигнала и спектра шу-
мов до и после усиления. На основе этих двух измерений определяются
основные показатели оптического усилителя — его усиление и уровень
шума. При этом измерение мощности сигнала на входе и выходе не отли-
чается от стандартных измерений мощности, рассмотренных в главе 6, в
то время как измерение выходного шума усилителя является более слож-
ной задачей. Это, с одной стороны, связано со значительным превышени-
ем уровня сигнала над уровнем шума на рабочей длине волны и усилени-
ем шума, присутствующего во входном сигнале в полосе пропускания
усилителя, который после усиления добавляется к выходному шуму уси-
лителя. Вследствие того, что усиленный лазерный сигнал “скрывает”
уровень шума на интересующей нас длине волны, для его измерения
наиболее часто используют метод интерполяции (рис. 8.10). Как и при
рассмотренных выше измерениях шума, большое значение имеет точ-
ность проведения всех измерительных операций, в частности, необходи-
мо аккуратно пользоваться предусмотренными для этих целей в боль-
шинстве OSA маркерами, например, маркером шума, который
автоматически учитывает характеристики оптического фильтра монохро-
матора и его эффективную полосу пропускания. Если функция маркера
шума недоступна, может возникнуть необходимость в определении пара-
метров фильтра монохроматора как дополнительной процедуры измере-
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения
511
Рис. 8.10. Интерполяция спонтанной эмиссии
ния. Кроме этого, в ряде случаев требуется сопоставление показаний
OSA с показаниями измерителя мощности и др.
8.4.4. Измерение усиления в WDM системах
В отличие от рассмотренного выше случая определение возможности
использования того или иного EDFA в системе WDM требует измерения
показателей усиления и шума для широкого диапазона длин волн. В
принципе измерение параметров EDFA для условий WDM представляет
собой расширение методов измерений, используемых для тестирования
на одной длине волны, так как оптическое усиление измеряется для
длины волны каждого канала при определенных исходных данных,
включающих уровень мощности и длину волны канала, или события,
как, например, добавление или удаление канала. Однако необходимость
использования большого количества лазеров при узком интервале меж-
ду каналами значительно усложняет и удорожает средства измерений в
WDM системах. В качестве примера рассмотрим измерения с четырех-
канальным WDM источником согласно схеме, приведенной на рис. 8.11.
Рис. 8.11. Четырехканальная схема измерений параметров оптического усилителя
512
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
В данной схеме для объединения мощности четырех лазеров исполь-
зуется сумматор в виде направленного ответвителя, а произвольное ре-
гулирование поляризации излучения лазеров осуществляется в выход-
ном усилителе, служащем для компенсации оптических потерь,
имеющих место в сумматоре мощности. Спектры оптической мощности
входного сигнала и усиленного выходного сигнала наблюдаются с помо-
щью анализатора оптического спектра, отражающего сигнал от супер-
позиции четырех источников оптического излучения.
При измерении усиления EDFA в' режиме слабого сигнала посред-
ством ответвителя вводится дополнительное модулированное по интен-
сивности излучение LED. Оптические переключатели (оптико-акусти-
ческие модуляторы) управляются двумя генераторами импульсов при
одновременной синхронизации OSA от третьего генератора, что приво-
дит к полному подавлению усиленного суммарного сигнала четырехка-
нального источника WDM и непрерывному измерению усиления EDFA
во всем диапазоне измерения для слабого сигнала.
Более эффективный метод измерения усиления и шума в WDM системах
заключается в использовании непрерывного измерения спектра с вычита-
нием источника, который аналогичен стандартному одноканальному мето-
ду. Данный метод называется методом приближения и позволяет существенно
упростить систему тестирования, сохраняя условия работы усилителя, сход-
ные с теми, которые встречаются при использовании действительного коли-
чества каналов, но требует пристального внимания к лазерам WDM и про-
цессу наложения SSE от WDM лазеров при измерении длины волны.
Сущность метода заключается в сравнении входной и выходной мощно-
сти на длине волны каждого канала аналогично одноволновому методу,
описанному ранее. Отличие же состоит в том, что вместо регулировки
одного лазера для многоканального тестирования все лазеры передатчика
WDM регулируются синхронно, а добавление небольшого пробного сигна-
ла позволяет производить динамичное изменение спектра. При этом при-
нимается допущение, что спектр усиления усилителя или хотя бы некото-
рая его часть равномерно расширяется, а насыщение усилителя, вызванное
сигналом любой длины волны в диапазоне усиления EDFA, уменьшает
усиление на всех других длинах волн. Следовательно, чтобы смоделиро-
вать влияние нескольких каналов, источник должен установить усили-
тель в такое состояние, которое будет иметь место в случае наличия не-
скольких каналов, при этом для достижения наилучшего моделирования
работы усилителя WDM должно быть выполнено условие, что
Ps=TG~^P"AnGn ' (8.28)
где Ps и Рп — значения мощности одного источника и одного канала
WDM, соответственно.
Длина волны моделирующего источника может быть настроена на
основе взвешенной длины волны
Я, =—— У P„^nG,
Л x-t ИИ)
(8.29)
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника излучения 513
В данных выражениях усиления каналов изначально неизвестны,
поэтому для настройки начальных значений Ps и Лх значение Gn мож-
но принять равным Gs, с последующим определением более точных
значений Gs и Gn после измерения динамического усиления.
При выборе количества каналов для использования метода прибли-
жения необходимо учитывать следующие факторы:
• степень неоднородности насыщения усилителя;
• общую мощность, представленную каждым каналом ослаблен-
ного источника;
• интервалы между каналами WDM.
Если усиление усилителя равномерно в измеряемом диапазоне длин
волн, одного канала достаточно для обеспечения режима насыщения, в
противном случае наличие провалов (SHB) потребует значительного
увеличения мощности моделирующего источника для ввода всех кана-
лов WDM, так как провал ослабит усиление элемента связи в зоне,
прилежащей к длине волны насыщения. При диапазоне длин волн око-
ло 1.55 мкм ширина провала в EDFA, как правило, равна ~8 нм, что
позволяет использовать меньшее количество насыщающих сигналов,
чем при длине волны 1.53 мкм, где ширина провала ~4 нм. И, наконец,
сочетание неоднородности усилителя и широких интервалов между ка-
налами WDM может вызвать необходимость использования большого
числа лазерных диодов для создания источника, моделирующего насы-
щение усилителя. В конечном итоге, перед тем, как использовать эту
схему, необходимо провести сравнение всех источников WDM для обес-
печения подлинности измерения. В методе приближения любые суще-
ственные различия между результатами измерений могут использоваться
в качестве поправочного фактора.
Измерение проводится в два этапа с помощью источника моделирую-
щего излучения, которое объединяется с широкополосным спектром
LED (рис. 8.12). При этом для исключения дополнительных внешних
переключателей, моделирующий источник, анализатор оптического
спектра и LED стробируются. Расхождение результатов измерений, про-
веденных многоканальным методом и методом приближения, как пра-
вило, не превышает 0.2 дБ. В то же время очевидно, что использование
многоканального метода с введением в каждом канале аттенюаторов
позволяет моделировать практически любое перераспределение сигна-
лов и в связи с этим представляется более привлекательным.
Рис. 8.12. Измерение параметров оптического усилителя методом
приближения
17-537
514
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
8.5. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА ОШИБОК
При рассмотрении систем передачи в главе 3 было введено понятие коэф-
фициента битовых ошибок идеального приемника прямого обнаружения.
Теперь определим данный коэффициент для реальных приемников, ко-
торым свойственно наличие различных источников шумов. При этом будем
считать, что приемник принимает решение, какой бит (0 или 1) был
передан в каждом битовом интервале путем стробирования фототока.
Очевидно, что из-за наличия шумов данное решение может быть невер-
ным, что приводит к появлению ошибочных битов. Поэтому, чтобы опре-
делить коэффициент битовых ошибок, необходимо понять, каким обра-
зом приемник принимает решение относительно переданного бита.
8.5.1. Математическое выражение коэффициента битовых ошибок
Рассмотрим PIN приемник без оптического предусилителя, в котором
для переданного бита 1 полученная оптическая мощность будет рав-
няться Р = Р\, а средний фототок I - 1х - Тогда /, - 91/’|, а изменение
фототока равно
сг2 = 2е/, Ве + 4кв TBJRl. (8.30)
Аналогично, для бита 0 данные значения будут равны Ро и /0, т. е.
4 = ^,“
сг02 = 2е10Ве + 4квТВе / RL . (8.31)
Таким образом, /, и /0 обозначают фототок, стробированный прием-
ником в течение 1 и 0 битов, соответственно, а сг2 и сг2 представляют
соответствующие шумы. Принимая, что последние имеют гауссовское
распределение, проблема установления истинного значения принятого
бита имеет следующую математическую формулировку. Фототок для битов
1 и 0 является выборкой гауссовской переменной со средним значением
/ и вариацией сг,, а приемник должен отслеживать этот сигнал и ре-
шать, является ли переданный бит 0 или
1. При этом существует много возмож-
ных правил принятия решения, которые
могут быть реализованы в приемнике с
целью минимизации коэффициента бито- Тт'
вых ошибок. Для значения фототока /
этим оптимальным решением является
наиболее вероятное значение переданно-
го бита, которое определяется путем срав-
нения текущего значения фототока с по-
роговым значением 1П , используемым
для принятия решения. Ь ЬмА
Пусть при 1>1П принимается реше- Рис. 813. функция плотности ве-
ние о том, что был передан бит 1, в про- роятности фототока принятых сиг-
тивном случае — бит 0. Когда биты 1 и налов
8.5. Измерение коэффициента ошибок
515
О равновероятны, что и рассматривается в дальнейшем, пороговый ток
приблизительно равен
_о-0Л+о-/о
(8.32)
Геометрически 1П представляет собой значение тока J , для которо-
го две кривые плотности вероятностей (рис. 8.13) пересекаются.
Вероятность того, что / < /п , т. е. вероятность ошибки при передаче
бита 1, обозначим через Ро,, а вероятность решения для переданного
бита 1, когда 1>1П при переданном 0, обозначим Pifi.
Пусть Q(x) обозначает вероятность того, что нулевая средняя вариа-
ция гауссовской переменной превышает значение х , тогда
e^dy.
(8.33)
(8.34)
и
(8.35)
Используя (8.30) и (8.31) можно показать [5], что BER определяется,
как
BER = Q
о
(8.36)
о
Функция Q может быть оценена количественно, например, пусть
/ = тогда для BER, равного 1012, значение / « 7, а для BER =
109 - у « 6.
Очень важно отметить, что в ряде случаев эффективным является
использование изменяемого в зависимости от уровня сигнала порога
принятия решения, как, например, в приемниках, используемых в си-
стемах с зависящим от сигнала шумом, как, например, шума оптичес-
кого усилителя. Многие высокоскоростные приемники обладают такой
особенностью. Однако более простые приемники имеют порог, соответ-
ствующий среднему уровню принимаемого тока, а именно (/, +/0)/2 .
Такая настройка порогового значения дает больший коэффициент бито-
вых ошибок, определяемый выражением [5]
(8.37)
Выражение (8.36) можно использовать для оценки BER, когда извест-
ны как мощность полученного сигнала, соответствующего битам 0 и 1,
516
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
так и статистика шумов. Чаще же стоит обратная задача, заключающая-
ся в определении того, что необходимо для достижения заданного значе-
ния BER. Это подводит нас к понятию чувствительности приемника.
Как уже отмечалось, чувствительность приемника рг определяется как
минимальная средняя мощность, необходимая для достижения заданного
значения BER, обычно равного 1012 и менее. Иногда чувствительность
приемника выражается как необходимое количество фотонов на бит
2Р,
G = —
hfcB’
(8.38)
где д - битовая скорость.
Если предположить, что Ро = 0 и использовать выражение (8.36), то
Рг -
291
(8.39)
где 91 и М — соответственно, чувствительность и коэффициент умно-
жения для APD фотодиодов, причем, для PIN фотодиодов Л/ = 1.
Вначале рассмотрим APD или PIN приемник в системе без оптичес-
кого усилителя с током тепловых шумов, не зависящим от полученной
оптической мощности, и дробовым шумом, представляющим собой фун-
кцию рг. Предположим, что для бита 0 не существует никакой пере-
данной мощности. Тогда сг2 = сг,2 и сг2 =сг2 + сг2, где дробовой inyMjj2
должен быть оценен для полученной оптической мощности р = 2РГ,
которая соответствует биту 1. Из (8.31) получаем
a2 =4eM2FAKPrBe.
Подставив это значение в (8.39), с учетом чувствительности прием-
ника
Pr=i(eBeFAM2r+ar,). (8.40)
Предположим, что для битовой скорости р бит/с необходимая поло-
са частот приемника составляет Ве = В /2 Гц, показатель шума внешне-
го усилителя Fn =3 дБ, а сопротивление резистора нагрузки равно 7?Л =100
Ом. Тогда, предполагая, т =300°С, вариация тока тепловых шумов со-
гласно (8.33) составит
Эк Т
^=-^FnBe=l.656>GQ-22BA\ (8.41)
Допустим, что приемник работает в диапазоне 1.55 мкм с фотодиодом,
имеющим квантовую эффективность 7=1 и 91=1.55/1.24=1.25 A/Вт. Ис-
пользуя эти значения и (8.40), можно определить чувствительность PIN
приемника при Л/=1. Зависимость чувствительности приемника с PIN
диодом от битовой скорости для BER=1012 и, следовательно, / ~ 7, пред-
ставлена на рис. 8.14. На том же рисунке приведена аналогичная зависи-
мость чувствительности APD приемника с кА = 0.7 и коэффициентом ум-
ножения м =10. Из приведенных зависимостей видно, что APD приемник
8.5. Измерение коэффициента ошибок
517
в сравнении с PIN приемником имеет
преимущество по чувствительности
приблизительно на 8-10 дБ.
Теперь определим чувствитель-
ность приемника с оптическим пре-
дусилением. Учитывая, что в систе-
мах с усилителями обычно над всеми
другими шумовыми компонентами
доминируют составляющие гетеродин-
ного свиста и спонтанной эмиссии, за
исключением того случая, когда оп-
тическая полоса частот Во велика.
Принимая это предположение, мож-
но определить значение коэффициен-
та битовых ошибок в виде [5]
Рис. 8.14. Зависимоссть чувствительно-
сти приемников излучения от скорости
передачи
BER = Q
Jgp
2^G-\)P„Be
(8.42)
BER = Q^.
где G - коэффициент усиления усилителя.
Посмотрим, какая чувствительность приемника может быть получе-
на для идеального приемника с оптическим предусилителем.
Чувствительность приемника определяется либо в значении мощнос-
ти, необходимой для обеспечения требуемой битовой скорости, либо в
необходимом количестве фотонов на бит. Как и ранее, предположим,
что Ве = В/2, а усиление усилителя примем достаточно большим. Тог-
да при коэффициенте спонтанной эмиссии nsp = 1
(8.43)
Для получения BER=1012 , т. е. }' = 7, значение чувствительности
приемника Gr = 98 фотонов на 1 бит. На практике между усилителем и
приемником используется оптический фильтр для ограничения опти-
ческой полосы частот Во и уменьшения компонентов спонтанного-спон-
танного и дробового шумов в приемнике. Для реальных приемников с
предусилителями возможно достижение чувствительности в несколько
сот фотонов на 1 бит, в то время как pinFET приемник прямого обнару-
жения без предусилителя имеет чувствительность порядка нескольких
тысяч фотонов на 1 бит.
Для сравнения на рис. 8.7 также представлена чувствительность прием-
ника с оптическим предусилителем, предполагая, что показатель шума для
усилителя равен 6 дБ, а оптическая полоса частот составляет Во = 50 ГГц и
ограничена фильтром, установленным на входе усилителя. Из данного ри-
сунка видно, что чувствительность PIN приемника на битовой скорости
1 Гбит/с составляет -26 дБм, a APD приемника будет равна -36 дБм.
В системах, содержащих несколько оптических усилителей, значе-
ние чувствительности не очень широко используется вследствие того,
что поступающий на приемник сигнал уже содержит значительное ко-
518
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
личество добавленных шумов усиления. В этом случае проводится из-
мерение двух параметров — средней мощности полученного сигнала ~рг
и мощности полученных оптических шумов PASE, при этом отношение
сигнал-шум для оптических сигналов (OSNR) определяется, как
OSNR = Рг /PASE . . (8.44)
В случае приемника с оптическим предусилителем PASE = 2Рп (G -1 )В0.
Таким образом, при каскадно расположенных усилителях, возникает
необходимость соотнесения измеренного OSNR с BER, которое имеет вид [5]
2 I^OSNR
r =___Iff______• (8.45)
.... . ' 1+4 + 4O.SW
Рассмотрим типовую 2.5 Гбит/с систему с Ве = 2 ГГц, с оптическим
фильтром, имеющим полосу частот 50=36 ГГц и расположенным между
каскадом усилителя и приемником. Для / =7 эта система требует
OSNR=4.37 или 6.4 дБ. Однако данные значения обычно недостаточны,
потому что в системе имеет место ряд других искажений, как, например,
дисперсия и нелинейные эффекты. Эмпирическое правило, используемое
разработчиками систем, заключается в создании каскада усилителя для
достижения OSNR на приемнике, по крайней мере, уровня 20 дБ с тем,
чтобы обеспечить значительный запас на случай других искажений.
8.5.2. Нормы на параметры ошибок систем передачи
Цифровые ошибки являются основным источником ухудшения качества
связи, проявляющегося в искажении речи в телефонных каналах, недо-
стоверности передачи информации или снижении пропускной способнос-
ти передачи данных, и характеризуются статистическими параметрами и
нормами на них, которые определены соответствующей вероятностью вы-
полнения этих норм. Последние делятся на долговременные и оператив-
ные нормы, первые из которых определяются рекомендациями ITU-T G.821
и G.826, а вторые — М.2100, М2110 и М.2120, при этом, согласно М.2100,
качество цифрового тракта по критерию ошибок делят на три категории:
• нормальное — BER < 106;
• пониженное — 106 < BER < 103 (предаварийное состояние);
• неприемлемое — BER > 10 3 (аварийное состояние).
Так как появление ошибок является следствием совокупности всех
текущих условий передачи цифровых сигналов, имеющих случайный ха-
рактер, при отсутствии данных о законе распределения ошибок его от-
дельные элементы могут быть определены с определенной степенью дос-
товерности только по результатам продолжительных измерений. В то же
время на практике необходимо, чтобы значения параметров ошибок для
ввода в эксплуатацию и технического обслуживания систем передачи
основывались на достаточно коротких интервалах времени измерения.
Исходя из этого, были определены следующие параметры ошибок [104]:
8.5. Измерение коэффициента ошибок
519
• секунда с ошибками (error second, ES) — односекундный интер-
вал, содержащий хотя бы один ошибочный бит;
• секунда, пораженная ошибками (severely error second, SES) —
односекундный интервал с BER>103.
Данные параметры ошибок должны оцениваться в течение времени
готовности (available time), отсчет которого начинается с первой секун-
ды из десяти следующих друг за другом секунд, в каждой из которых
BER<10 ’3. ITU-T М.2100 регламентирует нормы качества (performance
objectives, РО) на выраженные максимальным процентом времени па-
раметры ошибок, которые зависят только от скорости передачи и при-
водятся для условного эталонного соединения (hypothetical reference
connection, HRC /HRX/) определенной протяженности. При этом нор-
мы качества распределяются по участкам соединения соответствующей
категории качества. В качестве эталонной модели такого распределе-
ния принимается участок высокой категории качества протяженностью
25000 км, которому присваивается 40% от общей нормы качества на
параметры ошибок передачи точка-точка, что в пересчете на 1 км, дает
0.0016 %/км. Поэтому распределение, пропорциональное протяженно-
сти L км тракта высокой категории качества, будет определяться, как
Al =0.0016 L %/км. (8.46)
Нормы качества на цифровые тракты и каналы подразделяются на
настроечные и эксплуатационные, причем вводимые в эксплуатацию
впервые или после проведения корректирующих действий они должны
сдаваться по настроечным нормам качества, а в процессе эксплуатации
должны соответствовать эксплуатационным нормам. Обычно [105] экс-
плуатационная норма представляется в виде эталонной нормы качества
(reference performance objective, RPO)
RPO = AT-PO, (8.47)
а настроечная норма, включающая запас на старение, используемая при
вводе в эксплуатацию (bringing into service objective, BISO), определя-
ется, как половина RPO , т. е.
BISO^RPO/2. (8.48)
Здесь РО — норма качества оцениваемого параметра, а р = 86400 с
(1 сутки) — продолжительность измерений (количество односекундных
интервалов).
Для анализа результатов, полученных в процессе измерений, исполь-
зуются также предельные значения 51 и 52 норм (рис. 8.15), которые
соответствуют числу событий (ES, SES) и определяются, как:
_____________Sl = RPO/2-D и S2 = RPO/2 + D, (8.49)
где D - 2^JBISO — дисперсия оцениваемого параметра.
При соответствии результатов измерений норме 51 цифровой тракт
может быть введен в эксплуатацию без всякого сомнения, а при превы-
шении нормы 52 в обязательном порядке требуется повышение каче-
ства испытываемого цифрового тракта, т. е. должны быть проведены
корректирующие действия с повторными измерениями. Если значение
ES или SES лежит в интервале от 51 до 52, цифровой тракт может
быть введен в эксплуатацию условно или временно с продолжением
520
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
измерений в течение 7 суток. Данный подход к оценке качества цифро-
вых систем передачи по параметрам ошибок позволяет сократить время
измерений и получить норму цифрового тракта суммированием норм
цифровых участков. При этом значения RPO , D > S\ S2 выражаются
в виде числа событий за установленный интервал времени, а не в виде
процентов времени.
Количество
событий
Ввод в эксплуатацию прерывается.
Нормы удовлетворяются с малой степенью вероятности
Условный ввод в эксплуатацию,
ожидание результатов 7-дневного
периода испытаний
Условный ввод в эксплуатацию,
ожидание результатов 7-дневного
периода испытаний
Ввод в эксплуатацию, нормы удовлетворяются
с большой степенью вероятности
Рис. 8.15. Предельные значения и условия ввода в эксплуатацию системы передач!
Для измерения коэффициента ошибок разработан ряд специальных
BER анализаторов — измерителей коэффициента ошибок, включающих
генераторы псевдослучайных и детерминированных последовательнос-
тей передаваемых кодированных символов, а также приемное оборудо-
вание, осуществляющее собственно измерение коэффициента ошибок.
В случае посимвольного сравнения кодов измерение может быть выпол-
нено с использованием шлейфа, т. е. путем измерения ошибок с одной
оконечной станции при установке на противоположном конце шлейфа.
Другой метод основан на выделении ошибок благодаря избыточности
используемых кодов и используется для измерений от передающей до
приемной сторон тракта или участка линии, т. е. когда выделение и
фиксация ошибок производятся на ее приемном конце. Очевидно, что в
первом случае требуется использование одного комплекта, а во втором —
двух комплектов приборов, при этом измеренное значение коэффици-
ента ошибок отражает качество передачи при прохождении сигнала в
обоих направлениях и в каждом направлении соответственно.
8.5.3. Телекоммуникационные BER анализаторы с кодированными
интерфейсами
Так как нашей задачей не является рассмотрение электронных измери-
тельных устройств, здесь мы приведем краткое описание принципа дей-
ствия BER анализатора с тем, чтобы дать общее представление об изме-
рении битовых ошибок. Это связано с тем, что в зависимости от скорости
8.5. Измерение коэффициента ошибок
521
передачи контролируемой системы передачи в анализаторе использу-
ются различные схемотехнические решения.
Низкоскоростной генератор тестовых кодов и детектор ошибок
Используемый в телекоммуникациях анализатор BER, состоящий
[106] из генератора тестовых кодов и собственно анализатора ошибок,
представлен на рис. 8.16 и 8.17. Он предназначен для невысоких (до
200 Мбит/с) битовых скоростей, учитывая, что максимальные типовые
скорости составляют 44.736 Мбит/с (DS3) в Северной Америке и 139.264
Мбит/с — за пределами Северной Америки.
PRBS с генератором кодовых групп, представленный на рис. 8.16,
синхронизируется либо от источника тактового сигнала с фиксирован-
ной частотой (согласно G.703), либо от синтезатора, осуществляя тем
самым изменение частоты синхронизации. В связи с этим использова-
ние данных средств требует задания некоторых определенных частот
синхронизации и наличия возможности обеспечения их небольших сме-
щений от ±15 до +50 ppm. Для повторения тестовых кодов схема PRBS
и генератор кодовых групп обычно имеют триггерную схему, управля-
ющую либо выходным усилителем бинарных данных, который обеспе-
чивает данные и данные с сопровождающим синхросигналом, либо вы-
ходную схему кодированных данных. Это позволяет создавать цикловую
Тактовая
Рис. 8.16. Генератор низкоскоростного BER анализатора
Рис. 8.17. Низкоскоростной детектор ошибок
S22 ' 8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
синхронизацию сигнала в соответствии с требованием, например, сис-
темы SONET/SDH. Кроме этого, данная схема способствует созданию
соответствующего интерфейсного кода для эффективного восстановле-
ния тактовой синхронизации. Выходной усилитель обеспечивает необ-
ходимый уровень сигнала в соответствии со спецификацией электри-
ческого интерфейса, в том числе сигнала с чередованием полярности
импульсов.
Ошибки добавляются к тестовому коду особым логическим элемен-
том, который контролируется одинарным или периодическими импуль-
сами, идущими от генератора синхросигнала, а декадный делитель ус-
танавливает необходимый уровень BER в виде 10 N.
Детектор ошибок, показанный на рис. 8.17, получает стандартный
кодированный сигнал, восстанавливает генератор синхросигнала и уст-
раняет кодирование для обеспечения бинарной даты и синхросигналов.
Он обнаруживает любые нарушения алгоритма интерфейсного кода и
посылает сигналы на счетчик ошибок, что составляет первый уровень
процесса обнаружения ошибок. При работе с цикловыми сигналами
приемник захватывает любой присутствующий элемент цикловой синх-
ронизации, проверяет наличие цикловых ошибок и декодирует любые
встроенные сигналы тревоги, или CRC биты, тем самым обеспечивая
возможность измерения.
Наконец, бинарные данные и синхросигнал направляются на детек-
тор ошибок и генератор эталонных тестовых кодов, которые проверяют
полученный тестовый код бит за битом на предмет обнаружения логи-
ческих ошибок. Временная база контролирует пропускание измерения
для непрерывного, периодического и ручного режима. Накопленное
количество ошибок обрабатывается для получения значения BER и ана-
лиза функционирования при наличии ошибок.
Высокоскоростной генератор тестовых кодов и детектор ошибок
На рис. 8.18 и 8.19 показаны схемы [106] для 3 Гбит/с генератора
тестовых кодов и детектора ошибок. Вследствие высокой битовой ско-
рости генерация последовательных PRBS и кодовых групп на этой ско-
рости не представляется целесообразной. Поэтому тестовые коды гене-
рируются (рис. 8.18) как параллельные 16-битные кодовые группы при
максимальной скорости 200 Мбит/с, используя затем выполненные по
биполярной технологии регистраторы смещения и высокоемкостную
память. Высокоскоростные схемы обычно выполняются на основе арсе-
нид-галлиевых логических схем, преобразующих параллельные данные
в последовательный поток на скорости до 3 Гбит/с.
Согласно данной схемы, вход синхросигнала генерируется синтезато-
ром частоты, согласующее устройство управляется через линию фикси-
рованной задержки, а генератор тестовых кодов и выходной усилитель
синхронизируются через схему дискретной и плавно изменяемой задер-
жки, так что фаза синхросигнала/данных может изменяться как в по-
ложительном направлении, так и в отрицательном. Дискретные значе-
ния задержки составляют 250, 500 и 1000 пс, тогда как диапазон плавной
задержки лежит в пределах от 0 до 250 пс с 1 пс инкрементом. -
8.5. Измерение коэффициента ошибок
523
Рис. 8.18. Генератор высокоскоростного BER анализатора
Корректор временной диаграммы, связанный с выходным усилителем,
пересинхронизирует данные через триггер D типа для поддержания ми-
нимального фазового дрожания. Так как подобный тип тестового устрой-
ства обычно используется при проведении лабораторных измерений, вы-
ходные уровни синхросигнала и данных и постоянные смещения могут
варьироваться для того или иного конкретного случая использования.
Детектор ошибок, показанный на рис. 8.19, имеет простое параллель-
ное соединение, в связи с чем входы синхросигнала и данных проходят
через схемы дискретной и плавной задержки, обеспечивая оптимальную
настройку при обнаружении ошибок для любой фазы синхросигнала/
данных. Действительно, путем настройки под контролем внутреннего
процессора решающего порога и фазы синхросигнала условия функцио-
нирования детектора ошибок могут быть оптимизированы автоматичес-
ки. Высокоскоростной демультиплексор преобразует последовательный
поток данных в 16-битные параллельные кодовые группы наряду с поде-
ленным на 16 синхросигналом. Параллельно соединенный генератор эта-
лонных тестовых кодов синхронизируется с входными данными и осу-
ществляет сравнение битов, поэтому любая ошибка фиксируется одним
из двух счетчиков, первый из которых подсчитывает число ошибок, а
второй — общее число битов. Процессор измерения обеспечивает анализ
функционирования при наличии ошибок с разрешением до 1 мс.
16-битный код
Рис. 8.19. Высокоскоростной детектор ошибок
524 8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
8.5.4. Техника измерения коэффициента ошибок
Рассмотрим измерение коэффициента ошибок путем посимвольного срав-
нения и подсчета ошибочно принятых элементарных импульсов. Для
этого вначале (перед измерением) на передающей станции с помощью
оптического аттенюатора устанавливают заданный в технических усло-
виях на аппаратуру линейного тракта уровень оптического излучения.
Затем на передающем конце подключают генератор испытательных сиг-
налов, а на приемном — измеритель коэффициента ошибок и, изменяя
значения уровней средней мощности, измеряют коэффициент ошибок.
Время измерения определяют в зависимости от скорости передачи, объема
информации и значений коэффициента ошибок K0Uli (BER,).
Коэффициент ошибок при заданном уровне оптического излучения
вычисляют по формуле [87]
Кош=К±АКоша, " (8.50)
где
\п(п-1)^
где ДА?Ий и — погрешность и среднее значение коэффициента оши-
бок при пяти и более измерениях с интервалом 3 мин, соответственно.
8.5.5. Примеры измерений с использованием тестирования по BER
Рассмотрим примеры, иллюстрирующие методы тестирования волокон-
но-оптических систем по BER с целью определения характеристик фун-
кционирования компонентов и собственно волокна. В настоящее время
известно большое разнообразие данных методов, которые можно отнес-
ти к косвенным измерениям параметров, принимая известный закон
распределения случайного входного сигнала, используемого для изме-
рения BER в качестве шкалы — эквивалента меры.
8.5.5.1. Измерение энергетического потенциала линии связи
и чувствительности приемного устройства
Энергетический потенциал линии связи представляет собой разность меж-
ду измеренными уровнями средней мощности оптического излучения на
выходе передающего и входе приемного устройств при вносимом затуха-
нии, обеспечивающем допустимое значение коэффициента ошибок. По-
этому измерение энергетического потенциала выполняется путем изме-
нения ослабления аттенюатора, включенного между станционным и
линейным кабелями, с одновременным контролем значений коэффици-
ента ошибок [95]. Очевидно, что в этом случае должен использоваться
калиброванный аттенюатор, в противном случае при измерениях необхо-
димо также контролировать уровни мощности на входе и выходе линии
связи. Применение калиброванного аттенюатора позволяет определять
значение энергетического потенциала непосредственно по его показани-
8.5. Измерение коэффициента ошибок
525
ям и не требует проведения дополнительных расчетов, в связи с чем его
использование представляется более целесообразным.
Таким образом, измерение энергетического потенциала в общем слу-
чае включает следующую последовательность процедур:
1. задание коэффициента ослабления аттенюатора равным 0 и под-
тверждение отсутствия секунд с ошибками при измерении по критерию
появления ошибок или подтверждение, что нормированное снижение
показателя ошибок не достигнуто при измерении по критерию ухудше-
ния BER.
2. увеличение коэффициента ослабления аттенюатора для определе-
ния области значений ослабления, в которой имеет место безошибочная
работасистемы передачи.
3. фиксация максимального уровня ослабления, при котором дости-
гается соответствие необходимому критерию появления ошибок или нор-
мированного снижения показателя ошибок и представляющего собой
энергетический бюджет линии связи.
Измерение чувствительности приемного устройства проводят анало-
гичным образом, устанавливая на его входе аттенюатор и измеряя ми-
нимальное значение средней мощности, при котором коэффициент оши-
бок не превышает требуемого значения.
8.5.5.2. Измерение запаса мощности, обусловленного дисперсией волокна
Как известно, показатель преломления оптического волокна изменяется
в зависимости от длины волны, что является причиной хроматической
дисперсии, проявляемой в неодинаковой скорости распространения све-
тового излучения, отличающегося по длине волны. Так как все лазеры
имеют конечную ширину линии излучения, различные компоненты дли-
ны волны будут достигать конца волокна в разное время. Это вызывает
изменение формы и увеличение длительности передаваемых по волокну
импульсов, что ведет к межсимвольной интерференции. Результатом
является необходимость обеспечения запаса мощности, определяемого
разностью минимального обнаруживаемого уровня мощности при нали-
чии и отсутствии дисперсии по всей длине волокна.
Схема измерения запаса мощности вдоль длины оптического волокна
показана на рис. 8.20. Основные компоненты включают анализатор BER,
лазерный источник, регулируемый оптический аттенюатор, оптический
ответвитель, приемник световой волны и измеритель оптической мощно-
сти. При этом, учитывая, что запас мощности из-за дисперсии зависит от
спектральных характеристик источника излучения, используемый при
измерении лазер должен быть таким же, как и лазер реально работаю-
щей системы. Оптический аттенюатор должен обладать низким значени-
ем собственной хроматической дисперсии, минимальными возвратными
потерями и изменять значение ослабления с шагом не более 0.1 дБ в
диапазоне как минимум 40 дБ с высокой повторяемостью значений ос-
лабления. Коэффициент передачи оптического ответвителя должен со-
ставлять приблизительно 50:50. При тестировании SONET/SDH до 2.5
Гбит/с приемник световой волны должен обеспечивать чувствительность
не менее —27 дБм, вследствие чего лучше использовать APD, нежели PIN
526
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
фотодиод. Для предотвращения
влияния на измерение времен-
ных смещений, которые могут
иметь место в волокне, прием-
ник должен включать каналы
синхронизации и перераспреде-
ления данных по времени. Дли-
на тестируемого волокна долж-
на соответствовать длине
волокна, используемого в реаль-
но работающей системе. Кроме
этого, анализатор BER должен
использовать тестовую последо-
Рис. 8.20. Схема измерения запаса
из-за хроматической дисперсии
вательность, соответствующую
скорости передачи данных для
эмуляции реального функциони-
рования, в частности, рекомендуется PRBS последовательность 223—1. Все
уровни мощности должны быть записаны в дБм.
Как и в большинстве рассмотренных выше методов измерений, с це-
лью определения ее чувствительности в отсутствие волокна система
вначале калибруется. При этом может быть использована описанная
ниже процедура [26].
1. Калибровка потерь через оптический разделитель:
— соедините калиброванным волокном выход оптического аттенюа-
тора со входом оптического ответвителя, как показано на рис. 8.20, а
волокно В удалите от измерителя оптической мощности;
— отсоедините волокно А от приемника и присоедините его к изме-
рителю оптической мощности. Обеспечьте хорошее оптическое согласо-
вание для волокна В путем присоединения его к приемнику световой
волны;
— зафиксируйте ослабление аттенюатора, при котором на измерите-
ле оптической мощности установится показание, соответствующее -27.0
дБм;
— снова присоедините волокно А к приемнику световой волны, а во-
локно В — к измерителю оптической мощности без изменения положе-
ния оптического аттенюатора;
— зафиксируйте показания Рт в дБм оптического измерителя мощ-
ности. Так как уровень мощности для приемника световой волны опре-
делен как —27.0 дБм, коэффициент перевода измеренной мощности в
дБм в оптическую мощность приемника световой волны выглядит, как
Р = -27 - Рт .
2. Определение чувствительности системы без использования катуш-
ки волокна:
— используя то же оборудование, присоедините калиброванное во-
локно к выходу оптического аттенюатора и входу оптического ответви-
теля;
— настройте оптический аттенюатор на уровень, необходимый для
8.5. Измерение коэффициента ошибок
527
достижения показания BER, равного около 10 10. Настройте период стро-
бирования анализатора BER для захвата 100 ошибок. Зафиксируйте
точное значение BER и уровень оптической мощности измерителя мощ-
ности р. Определите значение мощности на приемнике Рг, исходя из
измеренной мощности р
Pr=P + Pt; , (8.51)
— повторите предыдущий пункт для, по крайней мере, трех других
входных уровней мощности при BER в диапазоне от 108 до 10 4;
— изобразите результаты в виде графика, отложив в логарифмичес-
ком масштабе по оси абсцисс значения BER, а по оси ординат — значе-
ния измеренной мощности, затем аппроксимируйте полученные значе-
ния прямой линией и определите уровень мощности Pd для BER 10 10.
Это и будет чувствительность системы.
3. Определение запаса мощности по дисперсии:
— отсоедините калиброванное волокно и вставьте измеряемое волок-
но между выходом оптического аттенюатора и входом оптического от-
ветвителя согласно рис. 8.20.
— проделайте предварительное сканирование чувствительности пу-
тем установки различных значений ослабления аттенюатора, измеряя
BER. Отрегулируйте аттенюатор таким образом, чтобы BER был при-
близительно равен 10 10. Настройте период стробирования анализатора
BER таким образом, чтобы захватить 100 ошибок. Зафиксируйте точ-
ное значение BER и соответствующий ему уровень оптической мощнос-
ти на приемнике световой волны.
— повторите предыдущий пункт для, по крайней мере, трех других
входных уровней мощности в диапазоне BER от 108 до 10’4;
— изобразите результаты на логарифмической бумаге. Проведите наи-
лучшим образом подходящую прямую линию через полученные данные
и определите уровень мощности Pf для BER, равного 10 10;
— подсчитайте необходимый запас мощности, обусловленный дис-
персией, в соответствии с выражением
D = Pf-Pd. (8.52)
8.5.5.3. Измерение запаса мощности, .
обусловленного поляризационной модовой дисперсией
Как показано в п. 3.7.6, PMD может оказывать влияние на протяжен-
ные системы передачи, особенно когда связанная с ней дифференциаль-
ная групповая задержка составляет порядка 100 пс.
Для того, чтобы определить экспериментальным путем влияние поля-
ризационной дисперсии на передачу данных, используется схема, приве-
денная на рис. 8.21, в соответствии с которой в работе [59] данная задача
решается при полевых испытаниях 2.5 Гб/с SDH системы фирмы ASST
(филиал итальянского РТТ), работающей при 1.55 мкм. В данной схеме
передатчик присоединен к приемнику, выполненному на InGaAs APD
фотодиоде, за которым следует управляемый током усилитель напряже-
ния и стандартный широкополосный канал, а затем каскадно располо-
женные оптический аттенюатор, контроллер поляризации и оптическое
528
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
Рис. 8.21. Схема измерения влияния
поляризационной модовой дисперсии
волокно с высоким показателем двойного лучепреломления. Оптический
аттенюатор в этой схеме используется для настройки уровня принимае-
мой оптической мощности, а высокий уровень запаздывания между ос-
новными ортогонально поляризованными модами достигается за счет при-
менения волокна с высоким показателем двойного лучепреломления,
быстрая и медленная оси которого совмещены с вводимыми в волокно
поляризованными модами. В частности, был использован отрезок волок-
на, сохраняющего поляризацию, длиной 60 м, дифференциальная груп-
повая задержка которого равна 160 пс, а входная поляризация контро-
лировалась с помощью контроллера поляризации.
На рис. 8.22 представлены зависимости вероятности от уровня прини-
маемой мощности для волокон с различной дифференциальной задерж-
кой, а на рис. 8.23 даны экспериментально полученные результаты запаса
мощности по PMD от дифференциальной групповой задержки для различ-
ных значений битовой скорости. Приведенные результаты позволяют, на-
пример, вычислить максималь-
ную длину соединения, включая
кабели и оптические усилители,
чтобы обеспечить необходимый
запас мощности при заданных па-
раметрах волокна.
Предположим, что соединение
состоит из волокон длиной 50
км, соединенных с оптическими
усилителями, причем каждый
такой канал имеет дифференци-
альную групповую задержку тв,
равную 1.4 пс (эквивалентную
PMD волокна 0.2 пс/км1/2). В
этом случае максимальная дли-
на линии связи, которая позво-
ляет увеличить запас по мощно-
Рис. 8.22. Зависимость теоретического запаса
чувствительности от дифференциальной груп-
повой задержки для трех скоростей передачи.
8.5. Измерение коэффициента ошибок
529
Рис. 8.23. Зависимость вероятнос-
ти ошибки приема от оптической
мощности на входе приемника
сти на 3 дБ, составляет 500 000 км,
100 000 км и 20 000 км для битовых
скоростей 2.5 Гб/с, 5 Гб/с и 10 Гб/с,
соответственно. Условия могут стать
еще более жесткими в том случае,
если будут использованы волокно и
оптические устройства с более высо-
кой PMD. Например, если гг=14 пс,
данные значения будут составлять,
соответственно, 5000 км для 2.5 Гб/
с, 1000 км для 5 Гб/с и 225 км для
10 Гб/с.
В результате можно заключить,
что, даже если PMD не вызывает относительной деградации в длинных
линиях связи, необходим контроль ее значения как в процессе произ-
водства оптического волокна и других компонентов ВОЛС, так и при их
инсталляции с тем, чтобы избежать присутствия оптических кабелей
или оптических компонентов с высоким показателем PMD.
8.5.5.4. Оптимизация коэффициента модуляции лазера
Настройка оптимальной модуляционной характеристики лазера заключа-
ется в нахождении рабочей точки, обеспечивающей минимальное значе-
ние BER. С этой целью может быть использована следующая процедура:
1. Соедините оборудование, как показано на рис. 8.24. Настройте
анализатор BER на подходящую скорость передачи данных и выберите
последовательность данных, которая эмулирует ожидаемое функцио-
нирование (рекомендуемая PRBS последовательность 223 -1).
2. Настройте оптический аттенюатор на уровень ослабления, достаточ-
но высокий для того, чтобы BER находилась в диапазоне от 106 до 109.
3. Наблюдая- мгновенные значения BER на анализаторе, медленно
отрегулируйте лазер в направлении, вызывающем улучшение BER. Если
BER достигает нуля, увеличьте ослабление, чтобы снова добиться воз-
можности измерения BER. Продолжайте настройку до тех пор, пока не
заметите, что дальнейших улучшений не происходит. Это и есть точка
оптимальной модуляционной характеристики лазера.
Регулировка
смещения
Рис. 8.24. Схема измерения при оптимизации
модуляционной характеристики лазера
530
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
8.6. ИЗМЕРЕНИЕ ДРЕЙФА И ДРОЖАНИЯ ФАЗЫ
Как известно, фазовое дрожание (джиттер) определяется как кратков-
ременные фазовые отклонения цифрового сигнала от его идеального
состояния во времени. Значимой при этом может быть любая удобная и
легко определяемая точка сигнала, находящаяся, например, на пере-
днем или заднем фронте импульса. Вторым параметром, тесно связан-
ным с фазовым дрожанием, является дрейф фазы (вандер), который
обычно относится к долговременным изменениям фазы сигнала. Хотя
не существует стандартизированной границы, отличающей фазовое дро-
жание от дрейфа фазы, последний обычно рассматривают как фазовые
отклонения ниже 10 Гц.
Функция фазового дрожания может быть получена путем графичес-
кого отображения во времени отклонений положения фронта импульса
или выбранной точки синусоидального сигнала на выходе контролиру-
емой системы передачи при воздействии на ее вход сигналом с задан-
ным уровнем фазового дрожания. При этом амплитуда фазового дрожа-
ния часто выражается в относительных интервальных единицах ЕИ (UI),
а не в единицах абсолютного времени, так как в этом случае результат
измерения не зависит от действительной скорости передачи данных,
что позволяет осуществить сравнение амплитуды фазового дрожания
на различных иерархических уровнях в цифровой системе передачи.
Виды фазового дрожания
Очевидно, что фазовое дрожание важно контролировать в связи с
тем, что оно может ухудшить функционирование системы передачи,
так как вызывает появление битовых ошибок, не давая возможности
схеме восстановления тактовой частоты выбирать цифровой сигнал в
оптимальный момент времени. Для точного определения того, равен ли
данный бит 1 или 0, сигнал должен быть выбран в тот момент времени,
когда его значение в случае бита 1 является максимальным, а в случае
бита 0 — минимальным. Но этот момент времени определяется и сигна-
лом с восстановленной тактовой частотой. Поэтому, если фазовое дро-
жание данных вызывает смещение этой точки с оптимального места
расположения, решающий запас приемника уменьшается, а системный
коэффициент битовых ошибок увеличивается. Кроме этого, фазовое
дрожание в сети передачи может нарастать в зависимости от его генера-
ции и преобразования во взаимосвязанном оборудовании системы.
В системе передач встречаются различные типы фазового дрожания,
в частности:
• случайное фазовое дрожание, которое не зависит от последова-
тельности передаваемых данных и изначально возникает вслед-
ствие шумов, создаваемых электронными компонентами реге-
нератора;
• детерминированное (систематическое) фазовое дрожание, ко-
торое представляет собой последовательность смещений, созда-
ваемых схемой восстановления тактовой частоты относительно
переданных данных.
8.6. Измерение дрейфа и дрожания фазы
531
Систематическое фазовое дрожание также может возникать вследствие
искажений формы сигнала и преобразований амплитуда — фаза/шум.
Вследствие того, что системы передачи часто используют между терми-
налами определенное количество регенераторов, полезно рассмотреть, ка-
ким образом происходит накопление фазового дрожания в зависимости от
их количества. Приняв, что случайное фазовое дрожание каждого регене-
ратора некоррелировано с фазовым дрожанием других регенераторов, ре-
зультирующее фазовое дрожание пропорционально квадратному корню
количества регенераторов, в то время как систематическое фазовое дрожа-
ние, генерируемое в одном из регенераторов, обычно полностью соотносит-
ся с другими регенераторами того же типа, что приводит к увеличению
данного фазового дрожания, пропорционально количеству регенераторов.
Поэтому систематическое фазовое дрожание обычно является доминирую-
щим в реальных системах с большим числом регенераторов.
Аналитическое представление фазового дрожания
В общем случае фазовое дрожание и вандер представляют собой флук-
туации длительности импульса, поэтому аналитически они могут быть
представлены в виде фазо-модулированного сигнала несущей или сиг-
нала синхронизации и могут быть представлены в виде
P(t)= Л sin[2afc(8.53)
0(t) = 2xfc +J(t), (8.54)
где K(z) — мгновенная амплитуда, включающая модуляцию, ^(/) —
кумулятивная фаза, /с — тактовая частота, — частота фазового
дрожания.
Для упрощения здесь дается только фундаментальная частота такто-
вого сигнала.
Спектр фазового дрожания можно определить, если взять преобразо-
вание Фурье функции фазового дрожания во времени. Так, при неболь-
шом уровне синусоидальной фазовой модуляции он имеет одну пару
боковых полос, разнесенных от несущей (тактовой частоты) на величи-
ну частоты модуляции, которая при небольших значениях коэффици-
ента модуляции имеет боковые полосы частот, пропорциональные ко-
эффициенту модуляции. В то же время по мере увеличения коэффициента
модуляции появляется дополнительная боковая полоса частот, причем
амплитуда п - ной по счету боковой полосы относительно величины не-
модулированного сигнала может быть определена с использованием
функции Бесселя с коэффициентом модуляции /?, т. е.
, (8-55)
' 1 0 = n*UI. " ' (8.56)
На высокоскоростном осциллографе фазовое дрожание представляет-
ся в виде ряда смещенных синусоид, максимальный сдвиг которых оп-
ределяет соответствующую фазовую флуктуацию в единицах UI, а из-
меренный анализатором спектр содержит составляющую тактового
сигнала и соответствующие боковые полосы частот и имеет вид, анало-
гичный изображению фазомодулированного сигнала.
532
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
Виды измерений фазового дрожания
Стандарты SONET и SDH определяют требования к фазовому дрожанию
на оптических интерфейсах, которые необходимо учитывать при контроле
его накопления в системе передачи, и включают следующие категории: ге-
нерируемое. или собственное фазовое дрожание, вносимое фазовое дрожание
и устойчивость к фазовому дрожанию. В зарубежной литературе вносимое
фазовое дрожание обычно ассоциируют с преобразованием фазового дрожа-
ния тем или иным введенным в линию связи устройством. Учитывая экви-
валентность данных видов фазового дрожания, в дальнейшем мы будем
пользоваться понятием преобразования фазового дрожания.
8.6.1. Нормы на дрейф и дрожание фазы
В настоящее время определены нормы на максимальное значение дрейфа
и дрожания фазы для иерархических стыков цифровых систем передачи,
которые должны соблюдаться при всех эксплуатационных условиях неза-
висимо от количества оборудования, включенного в тракт перед рассмат-
риваемым стыком [104]. При этом предельные нормы определяются в виде
максимальной ошибки временного интервала, выраженного полным раз-
махом фазового дрожания, измеренного на выходе полосовых фильтров.
Предельные нормы на дрейф фазы
Максимальная ошибка временного интервала на стыках любых сете-
вых устройств за период наблюдения s > ю4 секунд не должна превы-
шать (Ю2 • s +104) нс. Здесь максимальная ошибка временного интер-
вала ДГ = max[x(7) - min[x(7)] определяется амплитудным значением
изменения времени запаздывания хронирующего сигнала между двумя
пиковыми отклонениями относительно идеального хронирующего сиг-
нала в течение времени s и может быть представлена в виде рис. 8.25.
При этом полный размах измеряется на выходе полосовых фильтров с
частотами среза: нижней и верхней /4, а также нижней /3 и верх-
ней / , соответственно.
Зависимость максимально допустимой ошибки временного интервала
Рис. 8.25. Определение максимальной
ошибки воеменного интеовала
Рис. 8.26. Зависимость максимально допу-
стимой ошибки временного интервала на
выходе сетевого узла от периода наблюде-
ния
8.6. Измерение дрейфа и дрожания фазы
533
Таблица 8.1
Скорость в тракте, кбит/с Сетевая предельная норма Полоса измерительного фильтра Единичный интервал, нс
Полный размах Полный размах F1, Гц F3, Гц F4, Гц
64 0.25 0.05 20 3 20 15600
2048 1.5 0.2 20 18 100 488
8448 1.5 0.2 20 3 400 118
34368 1.5 0.15 100 10 800 29.1
139264 1.5 0.075 200 10 3500 7.18
от периода наблюдения представлена на рис. 8.26, а ее сетевая предельная
норма для плезиохронной цифровой иерархии приведена в табл. 8.1 [104].
Нормы собственного фазового дрожания
Собственное фазовое дрожание имеет место на выходе оборудования
при отсутствии приложенного входного фазового дрожания и может
быть обнаружено в результате интегрированного измерения фазы и шума
на оборудовании SONET/SDH. Уровень генерируемого фазового дрожа-
ния не должен превышать 0.01 UI среднеквадратичного значения при
измерении с использованием фильтра верхних частот, имеющего гра-
ничную частоту, равную 12 кГц. Таким образом, генерируемое фазовое
дрожание является показателем фазового дрожания на узле сети или на
выходе конкретного устройства. Здесь следует отметить, что генериру-
емое фазовое дрожание определяется в терминах двойных UI на двух
различных полосах частот измерения.
Таблица 8.2
Скорость, кбит/с Длина участка, км Максимальное выходное фазовое дрожание для цифрового участка Полоса измерительного фильтра
Полосовой фильтр с нижней частотой среза fj и fa и верхней частотой среза f4
Полный размах В (f,- f4) Полный размах в (f„- f4) fP кГц f„ кГц f4, кГц
2048 50 0.75 0.2 20 18 100
8448 50 0.75 0.2 20 3 400
34368 50 0.75 0.15 100 10 800
13968 280 0.75 0.075 200 10 3500
Данный вид фазового дрожания характерен для синхронных систем
передачи, так как в них время ожидания или дрожание тактового сиг-
нала обусловлены нерегулярностью выравнивания цифрового сигнала.
Это возникает вследствие процесса подстановки битов и смещения час-
тоты, являющегося следствием преобразования поступающего плезиох-
ронного потока данных в синхронный поток SONET/SDH. Кроме этого,
вследствие преобразования полезной нагрузки и урегулирования указа-
534
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
телей, связанных с созданием транспортируемой полезной нагрузки
SONET/SDH, может возникать и фазовое дрожание времени ожидания.
Сетевая предельная норма на собственное фазовое дрожание для пле-
зиохронной цифровой иерархии приведена в табл. 8.2 [104].
Нормы на преобразование фазового дрожания
Преобразование фазового дро-
жания представляет собой изме-
нение его уровня при передаче с
входа на выход тестируемого
устройства и определяется отно-
шением амплитуды синусои-
дального фазового дрожания на
выходе оборудования к входно-
му синусоидальному фазовому
дрожанию. Характеристики пре-
образования фазового дрожания
помогают удостовериться в том,
что оборудование, установленное
В системе, не приведет К увели- Рис. 8.27. Типичные характеристики передачи
чению уровня фазового дрожа- фазового дрожания
ния в любой части спектра. Так
как ряд последовательно установленных устройств, каждое из которых
увеличивает фазовое дрожание, может привести к образованию неуп-
равляемого уровня фазового дрожания, спецификации SONET/SDH оп-
ределяют поля допуска (допустимые пределы) преобразования после-
днего для различных скоростей передачи и типов регенераторов.
Требования к преобразованию фазового дрожания в схеме восстановле-
ния тактовой частоты обычно допускают его небольшое увеличение до
данной предельной частоты, за которой фазовое дрожание необходимо
Рис. 8.28. Характеристика передачи фазового дрожания
8.6. Измерение дрейфа и дрожания фазы
535
ослаблять. Как правило, если есть сбои в оборудовании, они имеют ме-
сто вблизи граничной частоты схемы восстановления тактовой частоты.
Измерение вносимого фазового дрожания осуществляется посредством
одновременного определения уровней фазового дрожания на входе и
выходе тестируемого устройства.
Типичная характеристика передачи фазового дрожания приведена
на рис 8.27, где значения уровней х и у и частот f, f5, f6 и /7
определяются конкретным видом оборудования, но в любом случае нор-
ма на уровень усиления передачи (увеличения дрожания) не должна
превышать 1 дБ. На рис. 8.28 приведена измеренная характеристика
передачи фазового дрожания оборудования для ОС-48.
Устойчивость к фазовому дрожанию
Данный показатель определяет, насколько приемник способен вос-
станавливать исходный сигнал при наличии фазового дрожания, и оп-
ределяется амплитудой поданного на вход оборудования фазомодулиро-
ванного по синусоидальному закону сигнала, который вызывает
Таблица 8.3
Скорость, кбит/с Полный размах в единичных интервалах Частота, Гц ПСП
А» А, а2 А, fo F 10 f. fj f,
64 1.15 0.25 0.05 * 1.2-10-6 * * * 20 600 3000 20 2n-l
2048 36.9 1.5 0.2 18 1.210 s 4.8810 s 0.01 1.667 20 2400 18000 100 2,s-l
8448 152 1.5 0.2 * 1.210 s * * * 20 400 3000 400 21S-1
34368 618 1.5 0.15 * * * * * 100 1000 10000 800 223-l
139264 2506.6 1.5 0.15 * * * * * 200 500 10000 3500 2м-1
* — значения уточняются; значение Ао (18 мкс) представляет относительное фазовое
смещение поступающего сигнала относительно собственного хронирующего сигнала,
полученного с помощью эталонного генератора. Абсолютное значение Ао (21 мкс) со-
ставляет на входе оборудования в предположении, что максимальный дрейф тракта
передачи между двумя узлами равняется 11 мкс. Согласно G.811, разница в 3 мкс соот-
ветствует такому же допуску на долговременное отклонение фазы национального эта-
лонного задающего генератора.
соответствующее увеличение ошибок. С этой целью необходимо выпол-
нить измерения BER при наличии соответствующего “дрожащего” сиг-
нала. При этом устойчивость к фазовому дрожанию определяется с ис-
пользованием полей допуска, каждое из которых определяет область
функционирования оборудования, в которой обеспечивается требуемое
значение BER.
Как правило, для каждой скорости передачи задается соответствую-
щее поле допуска устойчивости к входному фазовому дрожанию, а в
некоторых случаях и два поля с тем, чтобы была возможность оцени-
вать влияние различных типов регенераторов. При этом разница между
полем допуска и действительной кривой устойчивости оборудования пред-
ставляет собой запас по фазовому дрожанию и характеризует его с точ-
536
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
f ю f8 f, fa f3 f<
Рис. 8.29. Нижний предел максимально допустимого входного дрожания.
ки зрения проходит/не проходит. Обычно при тестировании по устой-
чивости к фазовому дрожанию используется метод, заключающийся в
ослаблении мощности сигнала без фазового дрожания до тех пор, пока
не возникнут ошибки или не будет достигнуто определенное значение
BER. Стандарты SONET/SDH устанавливают определенные значения
фазового дрожания и частотных диапазонов, в пределах которых мож-
но проводить измерения на совместимость оборудования. При этом лю-
бое цифровое оборудование различных иерархических уровней должно
без существенного ухудшения в работе выдерживать на входе цифровой
псевдослучайный сигнал, модулированный синусоидальным дрейфом и
дрожанием фазы с АЧХ, определяемой рис. 8.29 и предельными норма-
ми допусков на дрожание и дрейф фазы на входе тракта, приведенными
в табл. 8.3 [104].
8.6.2. Методы измерения фазового дрожания
Хотя измерения фазового дрожания проводятся на цифровых сигналах,
природа самих измерений тяготеет к аналоговым методам измерений.
Так, самые распространенные методы измерения фазового дрожания
обычно используют осциллограф, фазовый детектор или оборудование,
способное восстанавливать фазовую модуляцию сигнала. Поэтому соб-
ственное фазовое дрожание данных и тактовых импульсов и преобразо-
вание фазового дрожания могут быть измерены непосредственно с по-
мощью высокоскоростного цифрового осциллографа [26]. Как показано
на рис. 8.30, независимый от фазового дрожания сигнал запуска раз-
8.6. Измерение дрейфа и дрожания фазы
537
Входные данные
Рис. 8.30. Измерение фазового дрожания цифровым осциллографом
вертки осциллографа обеспечивается источником тактового сигнала (тай-
мером 2), частота которого зафиксирована на уровне частоты источника
тактового сигнала (таймера 1). При этом таймер 1, модулируемый гене-
ратором фазового дрожания, управляет генератором тестовых кодов,
который подает данные, подверженные фазовому дрожанию, на тести-
руемое устройство для измерения преобразования фазового дрожания.
Входной и выходной сигналы в этом случае могут быть проанализиро-
ваны с использованием встроенных гистограммных функций осциллог-
рафа. Однако метод измерения с использованием осциллографа имеет
несколько ограничений. Во-первых, максимальная амплитуда фазового
дрожания, которая может быть измерена, ограничивается до 1 Ш. Во-
вторых, из-за высокого уровня собственных шумов, вызванных исполь-
зованием широкой полосы частот, этот метод обладает низкой чувстви-
тельностью. Кроме этого, данный метод не дает никакой информации
относительно спектральных характеристик или временной функции
фазового дрожания. Наконец, метод требует дополнительного источни-
ка тактовых сигналов для создания сигнала запуска осциллографа.
Многие ограничения измерения фазового дрожания с помощью ос-
циллографа могут быть преодолены использованием фазового детекто-
ра (рис. 8.31), который сравнивает фазу восстановленного тактового
сигнала тестируемого устройства или оборудования со свободным от
фазового дрожания источником тактового сигнала. В этом случае на-
пряжение на выходе фазового детектора пропорционально фазовому
дрожанию сигнала с восстановленной тактовой частотой, причем диа-
Рис. 8.31. Измерение фазового дрожания фазовым детектором
538
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
пазон фазового детектора может быть расширен за пределы 1 Ш с ис-
пользованием делителя частоты.
Собственное фазовое дрожание в этом случае измеряется путем под-
ключения к выходу фазового детектора вольтметра с соответствующими
полосовыми фильтрами или радиочастотного анализатора спектра. Для
измерения преобразования фазового дрожания к выходу фазового детек-
тора может быть подключен также низкочастотный анализатор спектра.
Метод фазового детектора создает основу для множества устройств из-
мерения фазового дрожания, отличается простотой использования и обес-
печивает быстрое измерение собственного фазового дрожания. Однако су-
ществует несколько ограничений в использовании данного метода. Система
измерения фазового дрожания, использующая фазовый детектор, обычно
состоит из специализированного устройства, работающего только на опре-
деленных скоростях передачи данных. Кроме этого, точность измерения
преобразования фазового дрожания при помощи анализатора спектра мо-
жет быть недостаточна для того, чтобы гарантировать точность, соответ-
ствующую требованиям используемого стандарта. Наконец, этот метод
требует использования дополнительного источника тактового сигнала в
качестве образцового сигнала для фазового детектора.
Может возникнуть вопрос: почему нельзя использовать радиочастот-
ный анализатор спектра для прямого наблюдения за спектром данных.
Это связано с тем, что вследствие сложных последовательностей дан-
ных в спектрограмме будет присутствовать определенное количество
линий, значительно затрудняющих анализ результатов измерений. Обыч-
но анализатор спектра подходит только для измерения дискретных ком-
понентов фазового дрожания в сигнале с восстановленной тактовой ча-
стотой и не может использоваться для измерения собственного выходного
фазового дрожания сетевых элементов.
В настоящее время измерение фазового дрожания может осуществ-
ляться также посредством измерителей частоты и временных интерва-
лов по фронтам цифровых импульсов с последующим преобразованием
временной и фазовой информации в цифровую форму. Данные методы
могут использоваться для непосредственного измерения собственного
фазового дрожания сигнала с восстановленной тактовой частотой при
наличии входного сигнала без фазового дрожания в качестве эталона.
Входные данные Выходные данные
Рис. 8.32. Измерение фазового дрожания цифровым анализатором
8.6. Измерение дрейфа и дрожания фазы
539
Однако этот метод измерения фазового дрожания обладает ограничен-
ными возможностями измерения преобразования фазового дрожания и
контроля устойчивости оборудования к фазовому дрожанию.
Всестороннее решение проблемы измерения фазового дрожания пред-
ставляют приборы, основанные на использовании образцовых сигналов
(рис. 8.32). Обычно [26] эти приборы функционируют, выбирая образ-
цовые интервалы времени с последующим анализом отобранных дан-
ных методами обработки цифрового сигнала. Таким образом, данные
устройства обладают встроенной функцией фазовой демодуляции и вклю-
чают генератор тестовых кодов, детектор ошибок и источник сигнала
тактовой частоты, а для модуляции фазового дрожания в них использу-
ется генератор синтезированного сигнала.
8.6.3. Техника измерения и тестирования фазового дрожания
В зависимости от рассмотренных методов и средств измерения фазового
дрожания различаются и подходы к процедурам измерений, реализую-
щим данные методы, однако имеется ряд общих черт, позволяющих
изложить технику измерений фазового дрожания с единых позиций,
что, в свою очередь, позволит при необходимости модифицировать при-
веденные ниже приемы измерений к имеющемуся оборудованию.
8.6.3.1. Измерение выходного фазового дрожания
Измерения выходного фазового дрожания выполняются с использова-
нием либо сигнала реальной нагрузки, либо управляемых испытатель-
ных последовательностей, каждый из которых имеет свою специфику.
Измерение выходного фазового дрожания при реальной нагрузке
Данный метод заключается в демодуляции, избирательной фильтра-
ции и измерении эффективного или амплитудного значения синусои-
дального фазового дрожания реальной нагрузки на выходе сетевого стыка
в определенном интервале времени. С этой целью может быть использо-
вано, например, устройство, представленное на рис. 8.31, в соответ-
ствии с которым [104] для измерения фазового дрожания необходимо
выполнить следующую последовательность процедур:
1. Убедиться, что измеряемый объект работает без ошибок.
2. Выбрать нужный фильтр измерения фазового дрожания и изме-
рить выходное фазовое дрожание в данной полосе частот, регистрируя
истинное значение амплитуды полного размаха, возникающей в тече-
ние заданного интервала времени.
3. Повторить предыдущую операцию для всех нужных фильтров из-
мерения фазового дрожания. . . ; и:
Измерение собственного фазового дрожания с использованием
управляемых цифровых последовательностей
Основной метод измерения собственного фазового дрожания заклю-
чается в подаче на испытываемое оборудование управляемой испыта-
тельной последовательности без фазового дрожания (рис. 8.30, 8.31).
540 8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
Этот метод обычно используется в лабораторных и заводских условиях,
а также при выводе испытуемого объекта из эксплуатации. Последова-
тельность процедур измерения при этом включает:
1. Подключение генератора управляемой цифровой последовательно-
сти и подтверждение, что измеряемый объект работает без ошибок.
2. Выбор необходимого фильтра и измерение фазового дрожания в
установленной полосе частот, регистрацию значения амплитуды полно-
го размаха, имеющей место в течение заданного интервала времени.
3. Повторение предыдущей операции для всех требуемых фильтров
измерения фазового дрожания.
8.6.3.2. Измерение преобразования фазового дрожания
Измерение преобразования фазового дрожания выполняется путем срав-
нения фазовых дрожаний, вводимых в линейный тракт, с возникающи-
ми в нем фазовыми дрожаниями [87]. При этом измерения проводятся
на стоечной станции посредством измерителя фазового дрожания, на-
пример, с разрешающей способностью, равной 0.001 -Т в диапазоне
(0.005—20) -Т, где T = \/F, п-Т — тактовый интервал измерения;
п =1,2,3..JV.
Перед измерением на передающей станции вначале по измерителю
оптической мощности устанавливают необходимый уровень оптическо-
го излучения, а на генераторе испытательных сигналов — калиброван-
ную частоту и калиброванный уровень фазового дрожания, причем дан-
ные параметры задаются исходя из технических условий на аппаратуру
линейного тракта системы передачи. Затем, изменяя значение i -ого
фазового дрожания J, на генераторе, полученное на выходе фазовое
дрожание определяют по формуле
,/ = J±zV-a> (8-57)
где
п ynfn-l)^
&J и j— соответственно погрешность измерения и среднее значение
фазового дрожания при пяти и более измерениях, проведенных с интер-
валом 3 мин.
8.6.3.3. Измерение допустимого фазового дрожания
Как было отмечено выше, допустимое значение фазового дрожания оп-
ределяется как амплитуда синусоидального фазового дрожания, кото-
рое при подаче на вход тракта или аппаратуры вызывает заданное ухуд-
шение показателя ошибок. Естественно, что допустимое отклонение
фазового дрожания зависит от амплитуды и частоты поданного фазово-
го дрожания, а нормированное ухудшение показателя ошибок может
выражаться либо увеличением BER, либо моментом времени появления
ошибок. Несмотря на кажущуюся идентичность данных критериев, они
не являются равнозначными. Так, первый метод позволяет определить
(независимо от условий) воздействие фазового дрожания на схему ре-
шения — ее способность точно восстанавливать хронирующий сигнал
8.6. Измерение дрейфа и дрожания фазы
541
из информационного потока с фазовым дрожанием и другими фактора-
ми ухудшения качества передачи, как, например, искажение импуль-
сов, переходное затухание, шум и др.
Второй метод рекомендуется использовать в тех случаях, когда необ-
ходимо выдерживать динамически меняющуюся скорость входного циф-
рового информационного сигнала, например, осуществляя цифровое
выравнивание при выходе из синхронизма в асинхронной цифровой
аппаратуре группообразования.
Здесь следует отметить, что эталонный хронирующий сигнал для
фазового детектора может быть получен выделением тактовой частоты
из принимаемого сигнала или от внутреннего генератора передающей
части прибора.
Тестирование фазового дрожания по критерию увеличения BER
Критерий увеличения BER для измерения допустимого значения
фазового дрожания на заданной частоте определяется как амплитуда
фазового дрожания, удваивающего BER, что обусловлено определен-
ным уменьшением отношения сигнал/шум. Процедура измерения со-
гласно данному методу [104] делится на два этапа:
1. В зависимости от отношения сигнал/шум в эталонных точках из-
меряемого объекта определяются два значения BER, для чего при нуле-
вом фазовом дрожании сигнал либо ослабляется, либо к нему добавля-
ется шум, при котором имеет место первоначальное значение BER, затем
ослабление или шум снижаются до момента, когда BER уменьшится в
два раза.
2. На определенной частоте в испытательный сигнал вводится фазо-
вое дрожание, значение которого увеличивается до получения первона-
Рис. 8.33. Схема измерения допустимого фазового дрожания
по критерию увеличения ошибок
542
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
чально задаваемого BER, реализуя тем самым воспроизводимую меру
допустимого фазового дрожания схемы решения и повторяя данный
процесс на различных частотах с тем, чтобы результат измерения соот-
ветствовал постоянному допуску синусоидального входного фазового дро-
жания для испытываемого объекта в требуемом диапазоне частот.
На рис. 8.33 представлена схема измерения, применяемая для мето-
да по критерию увеличения BER, где устройства, отмеченные пункти-
ром, обеспечивают большую точность установки частот и возможность
контроля амплитуды генерируемого фазового дрожания.
Согласно данной схеме, для измерения допустимого значения фазо-
вого дрожания необходимо выполнить следующую последовательность
процедур:
1. Убедиться, что измеряемый объект работает без ошибок.
2. При отсутствии фазового дрожания увеличить шум (ослабить сиг-
нал) до получения не менее 100 ошибок по битам в сек..
3. Зарегистрировать соответствующий BER и отношение сигнал/шум.
4. Увеличить отношение сигнал/шум на определенную величину.
5. Установить частоту входного фазового дрожания на нужное значение.
6. Регулированием амплитуды фазового дрожания достичь первона-
чального значения BER, зарегистрированного в 3.
7. Зарегистрировать амплитуду и частоту поданного входного фазо-
вого дрожания и повторить операции 4,5 с числом частот, достаточным
для определения характеристики допустимого фазового дрожания.
Тестирование фазового дрожания по критерию появления ошибок
Критерий появления ошибок для измерения допустимого значения
фазового дрожания определяется на заданной частоте как наибольшая
амплитуда фазового дрожания, при увеличении которой в последова-
тельных 30-секундных интервалах измерений имеют место не более двух
секунд с ошибками. Данный метод заключается в регулировке частоты
фазового дрожания испытательного сигнала, обеспечивающего тот или
иной критерий появления ошибок, и включает [104] следующие этапы:
1. Исключение амплитуды фазового дрожания, при которой прекра-
щается безошибочная работа измеряемого объекта.
2. Измерение отдельных секунд с ошибками в течение 30 секунд при
каждом увеличении амплитуды фазового дрожания, начиная с области,
установленной в первом пункте.
3. Определение наибольшей амплитуды фазового дрожания, при ко-
торой общее число секунд с ошибками не превышает двух.
Аналогично рассмотренному выше методу, процесс повторяется для
такого количества частот, при котором результат измерения будет точ-
но отражать допустимое входное синусоидальное фазовое дрожание в
необходимом диапазоне частот.
На рис. 8.34 представлена схема измерения, применяемая для мето-
да по критерию появления ошибок, согласно которой для измерения
допустимого значения фазового дрожания необходимо выполнить сле-
дующую последовательность процедур:
1. Убедиться, что измеряемый объект работает без ошибок.
8.6. Измерение дрейфа и дрожания фазы
543
Рис. 8.34. Схема измерения допустимого фазового дрожания
по критерию появления ошибок
2. Установить частоту входного фазового дрожания на нужное значе-
ние и отрегулировать амплитуду последнего на 0 единичных интерва-
лов полного размаха.
3. Увеличить амплитуду фазового дрожания с помощью грубой регу-
лировки для определения области амплитуд, в которой прекращается
безошибочная работа, а затем уменьшить амплитуду фазового дрожа-
ния до уровня, при котором начинается эта область.
4. Зарегистрировать число секунд с ошибками в 30-секундном интер-
вале.
5. Плавно увеличить амплитуду фазового дрожания, повторяя про-
цедуру до удовлетворения критерия появления ошибок.
6. Зарегистрировать отображаемую измерительным устройством ам-
плитуду и повторить операции 2-5 с числом частот, допустимым для
определения характеристики допустимого фазового дрожания.
Тестирование на соответствие допустимого фазового дрожания
установленным нормам
Так как норма определяет ту область, в которой оборудование долж-
но работать без снижения нормированного показателя ошибок, разность
между нормой, задаваемой шаблоном, и измеренной характеристикой
допуска оборудования показывает запас по фазовому дрожанию. Тести-
рование на соответствие норме осуществляется путем установления ча-
стоты и амплитуды фазового дрожания по шаблону с последующим кон-
тролем за отсутствием нормированного снижения показателя ошибок.
Измерение производится для числа точек шаблона, удовлетворяюще-
го критерию соответствия нормам во всем диапазоне частот шаблона и
включает следующую последовательность процедур:
1. Проверку, что измеряемый объект работает без ошибок.
2. Установку амплитуды и частоты фазового дрожания согласно од-
ной из точек шаблона.
544
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
3. Подтверждение отсутствия секунд с ошибками при измерении по
критерию появления ошибок или подтверждение, что нормированное
снижение показателя ошибок не достигнуто при измерении по крите-
рию ухудшения BER.
4. Повторение операций 2—3 по достаточному числу точек шаблона
для того, чтобы удостовериться в соответствии шаблону допуска на фа-
зовое дрожание.
8.7. ИЗМЕРЕНИЕ ГЕОМЕТРИЧЕСКИХ И МЕХАНИЧЕСКИХ
ХАРАКТЕРИСТИК ОПТИЧЕСКИХ ВОЛОКОН
Геометрические и механические характеристики имеют большое значе-
ние, в связи с чем их знание необходимо при выполнении строитель-
ных и инсталляционных работ. Однако на практике определение конст-
руктивных размеров кабеля и модулей, а также отклонение сечения от
концентрической формы могут производиться обычными визуальными
методами, в частности микроскопом с измерительной сеткой, микро-
метром ит. д., или по результатам измерения профиля показателя пре-
ломления с последующим проведением соответствующих расчетов. В то
же время из-за угрозы усталостного разрушения измерение механичес-
ких характеристик оптических кабелей на этапах строительства и экс-
плуатации проводить не рекомендуется, кроме этого, данные парамет-
ры в обязательном порядке измеряются в процессе производства кабелей
и всегда могут быть получены у изготовителя. В связи с этим в настоя-
щей работе измерение данных параметров не рассматривается.
8.8. СИСТЕМА КАЛИБРОВКИ СРЕДСТВ ИЗМЕРЕНИЙ
ВОЛОКОННОЙ ОПТИКИ - ' - = -
Для обеспечения единства средств
измерений, предназначенных для
волоконно-оптических систем свя-
зи, все более актуальной становит-
ся проблема их периодической
поверки и калибровки. Особенно
это касается операторов телеком-
муникационных сетей, так как
проведение калибровки приборов
в метрологических организациях
приводит к значительной потере
времени и средств. Для эффектив-
ного решения этой проблемы, ряд
8,8, Система калибровки средств измерений волоконной оптики
545
компаний, специализирующихся в области средств измерений, разрабо-
тали автоматизированные комплексы калибровки приборов волоконной
оптики, из которых можно выделить, систему CS-200 широко известной
на российском рынке компании EXFO (рис. 8.35). Данная система позво-
ляет производить калибровку измерителей мощности, источников излу-
чения, аттенюаторов и OTDR, обеспечивая при этом возможность авто-
матического управления всеми процессами калибровки в соответствии со
стандартом NIST. Система калибровки оптических приборов CS-200 вы-
полняет всесторонние автоматизированные тесты, в том числе:
• калибровку по абсолютной мощности и измерение линейности
измерителей мощности;
• калибровку выходной мощности, стабильности и чувствитель-
ности к уровню отражений сигнала оптических источников из-
*'5 лучения;
• калибровку оптического затухания, отражения, вносимых по-
терь, линейности и повторяемости оптических аттенюаторов;
• калибровку OTDR как по затуханию, так и по расстоянию.
Важной чертой данной системы является возможность ее развития
от базисной установки до системы калибровки, которая может быть
приспособлена для решения любых поставленных задач.
8.8.1. Базовые концепции
Система калибровки CS-200 управляется одним из визуальных прило-
жений программного обеспечения IQ-12002, которое интегрирует опе-
рации тестирования и измерения характеристик приборов, позволяя
проводить операции калибровки в полностью автоматизированном ре-
жиме. Подобно всем визуальным приложениям, IQ-12002 является эф-
фективным и дружественным. Оно управляет полным циклом измере-
ния согласно предустановленным параметрам пользователя, что
устраняет возможность ввода неверных данных и исключает дорогосто-
ящие процедурные ошибки. Благодаря используемому программному
обеспечению, позволяющему значительно экономить время, необходи-
мое для калибровки большого числа приборов и тестированию подобно
проходит/не проходит, выполняя автоматический запрос следующего
поверяемого устройства, эффективность данной системы значительно
выше по сравнению с традиционными испытательными системами.
Данное программное обеспечение характеризуется:
• логично-связанным построением инструкций, как в графичес-
ких, так и в текстовых форматах, используя интуитивно ясное
представление информации;
• сохранением в базе данных полной информации относительно
каждого поверяемого устройства;
• генерированием детализированных отчетов с таблицами данных и
графиками, которые могут быть распечатаны в виде резюме или
преобразованы в форматы среды Windows 95 PC компьютера.
546
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
Таким образом, встроенная гибкость программного обеспечения IQ-
12002 совместно с модульной конструкцией IQ-200 системы дает пользо-
вателю свободу быстрого реконфигурирования любых тестов как на од-
ной длине волны, так и на нескольких длинах волн для одномодового
оптического волокна. Ниже рассмотрена базовая система калибровки
CS-200 основных измерительных приборов волоконной оптики.
8.8.2. Калибровка измерителя оптической мощности
Несмотря на возможность самокалибровки большинства измерителей
оптической мощности они должны периодически поверяться для того,
чтобы гарантировать неизменность параметров в течение продолжитель-
ного времени. При этом используют две основные методики калибровки:
прямой метод и метод сравнения. Первый метод заключается в измере-
нии оптической мощности высокостабильного источника оптического
излучения поступающего на вход калибруемого ОРМ через аттенюатор и
получении зависимости показаний прибора от уровня входного сигнала.
Второй метод заключается в сравнении показаний калибруемого и пре-
цизионного ОРМ в составе калибровочной системы. Учитывая, что в пос-
леднем случае результат калибровки не зависит от затухания вносимого
соединительными кабелями, данный метод обеспечивает более высокую
точность калибровки. В системе CS-200 могут использоваться как оба
рассмотренных метода калибровки ОРМ по абсолютной мощности, так и
определение линейности его характеристики преобразования, например:
• калибровка по абсолютной мощности (рис. 8.36) выполняется
путем сравнения показаний поверяемого устройства (измерите-
ля мощности) с показаниями высокоточного измерителя мощ-
ности IQ-1500 на длине волны источника излучения IQ-2100
системы калибровки CS-200, в качестве которого используется
ОРМ IQ-3100
IQ-1103
IQ-3100
0UTJ-,- ”<< " - }f • _]Г ОК | CmxmJ,
OTK:rrt»»KIH t *J
; * Sours* ps**ritie.
\ i rr»P
j 7 OUT *p*C r*»p
( *' Connector
1 '• 2«up r*p*«tablcy
, Otb»>
W-iWO unc»r*aintv
t IO.15M Uncertainty ’ TOO
Рис. 8.37 Типовая схема калибровки линей-
ности измерителей оптической мощности
SyaUcwtic
unctrt*»*!*» (%)
Рис. 8.36. Типовая схема и меню калиб-
ровки измерителей оптической мощности
8.8, Система калибровки средств измерений волоконной оптики
547
высокостабильный DFB лазер. Использование данного источни-
ка излучения обусловлено тем, что его центральная длина вол-
ны может быть установлена с высокой степенью точности, а
ошибка из-за спектральной ширины значительно меньше, чем
.,' . у лазера Фабри-Перо. При вычислении погрешности поверяемо-
го прибора, программное обеспечение вносит соответствующие
поправочные коэффициенты, которые позволяют учесть ряд про-
извольных источников погрешности системы и тем самым обес-
печивает высокую точность расчета коэффициента калибровки.
• определение линейности характеристики преобразования
выполняется методом наложения (рис 8.37), основанном на том,
что сумма показаний мощности в каждой из двух ветвей опти-
ческого ответвителя равна значению мощности на его входе.
При этом программное обеспечение может быть сконфигуриро-
вано таким образом, чтобы полный тест на линейность включал
режимы измерений при увеличении и уменьшении мощности.
Для реализации такого метода калибровки, CS-200 дополняется
переменными аттенюаторами (IQ-3100) с оптическими соедини-
телями (IQ-9600) имеющими низкие потери вставки. При необ-
ходимости охвата наиболее широкого динамического диапазона
‘ калибруемого прибора, совместно с переменным аттенюатором
может использоваться оптический усилитель (IQ-6100). Данный
метод, в отличие метода, основанного на одном аттенюаторе,
позволяет определить нелинейность прибора более точно.
8.8.3. Калибровка источника оптического излучения
Несмотря на использование стабилизации излучения ряда лазерных ис-
точников, нередко возникает необходимость установки точного значения
их выходной мощности и минимизации неопределенности длины волны.
Кроме этого, учитывая, что полупроводниковые лазеры чувствительны к
отраженным сигналам, очень важно проведение калибровки лазеров, вклю-
чающей определение центральной длины волны, выходной мощности и
стабильности источника, а также его чувствительности к отраженным
сигналам. Для этого в CS-200 используются высокостабильный источ-
ник и измеритель длины волны излучения лазера, прецизионные изме-
ритель оптической мощности и аттенюатор, а так же генератор обратно
отраженных сигналов (оптического излучения). Последний, как прави-
ло, представляет собой перестраиваемый оптический рефлектор, обеспе-
чивающий возврат части излучения к лазеру. При этом:
• определение центральной длины волны осуществляется по-
средством измерителя длины волны (IQ-5310) отличающегося
высокой стабильностью (±10 ppm) в широком диапазоне длин
волн (600-1700 нм).
• определение выходной мощности и стабильности (рис. 8.38)
выполняется измерителем мощности (IQ-1100) в течение 15 ми-
нут или 8 часов, с представлением результата в виде зависимо-
сти показаний последнего от времени;
548
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
IQ-1103
Рис. 8.38. Типовая схема калибров-
ки выходной мощности и определе-
ния стабильности лазерных диодов
Jwrtruetiens
и»* арс cwwHciwti-
: Conntct is JJCCsm pea toUw 1«ii
i CofWMtth» Ю-ЗЗО5 OUT рол tolh«tO-UOO m *l«t
i Connect the 1-34306 fW pent to IS-’ ICO in s.lot<3-T;
L you must awwe»? сг* teu«t
Oh w contnt*
Рис. 8.39. Типовая схема определения
чувствительности лазерных диодов к
отраженным сигналам
• чувствительность к отраженным сигналам (рис. 8.39) определя-
ется путем измерения выходной мощности источника излучения
при воздействии на его выход сигнала генератора обратно отра-
?1, женных сигналов IQ-3300, который обеспечивает достаточный
диапазон воздействий, чтобы проверить источник излучения.
В тех случаях, когда необходимо определение спектрального состава
оптического излучения полупроводникового лазера, в состав системы ка-
либровки может быть включен анализатор оптического спектра IQ-5200.
8.8.4. Калибровка анализаторов затухания оптических кабелей
Как известно анализаторы затухания оптического кабеля представляют со-
бой источник и измеритель оптической мощности, выполненные в одном
корпусе. Очевидно, что калибровка данного класса приборов, производится
с использованием рассмотренных выше методов калибровки, которые мо-
гут производиться как одновременно, так и последовательно во времени.
8.8.5. Калибровка оптического аттенюатора
Калибровка оптических аттенюаторов включает определение коэффи-
циента отражения, вносимых потерь, линейности и повторяемости, ус-
тановленных значений ослабления, в заданном динамическом диапазо-
не регулирования затухания:
• затухание отраженного сигнала или что тоже коэффициент
отражения, определяются с помощью источника (IQ-2100) и из-
.. мерителя ORL (IQ-3200) в строгом соответствии с процедурой
' ' ’ калибровки EIA-TIA (FOTP 107).
8.8. Система калибровки средств измерений волоконной оптики
549
• вносимые потери, определяются по значению мощности источ-
ника излучения (IQ-2100), измеренному измерителем мощности
(IQ-1100) подключенным вначале двумя соединенными перемыч-
кой пачкордами непосредственно к излучателю, а затем к атте-
нюатору, установленному в состояние минимального ослабле-
ния. В результате оптическое излучение источника передается
через калибруемый аттенюатор, а полученное значение мощно-
сти вновь измеряется IQ-1100.
• линейность характеристики преобразования аттенюатора
определяется в заданном диапазоне ослабления, используя вы-
сокостабильный DFB источник (IQ-2100 BLD) и измеритель мощ-
ности IQ-1103, который отличается высокой линейностью ха-
рактеристики преобразования. Расхождение между
установленным значением ослабления и показанием измерите-
ля мощности равно ошибке линейности аттенюатора во всем
диапазоне изменения ослабления.
• повторяемость значений ослабления, определяется путем изме-
нения последних от предыдущего значения к новому значению и
обратно во всем диапазоне изменения ослабления аттенюатора.
В табл. 8.4 приведены основные оптические характеристики CS-200
для калибровки приборов в одномодовом режиме.
Таблица 8.4
Калибровка измерителя оптической мощности
Длина волны, нм 1310 1550
Максимальное отклонение длины волны, нм ±1 ±1
Рекомендуемое значение калибруемой мощности, мкВт 100 (-ЮдВм) 100 (—ЮдБм)
Диапазон изменения мощности при определении линейности, дБм От —7 до —92 От+7 до -73 EDFA
Нелинейность калибровочной системы, дБ ±0.01 ±0.01
Калибровка источника излучения
Параметры калибровки Выходная мощность и стабильность Чувствительность к отражениям
Длина волны, нм 800-1700 1200-1600
Диапазон мощности источника, дБм От +5 до —60 От +5 до -40
Рекомендуемое значение калибруемой мощности, мкВт 100 (-ЮдБм) 100 (-ЮдБм)
Диапазон изменения отражений, дБ - От —15 до —55
Максимальное число выборок 3600 3600
Калибровка аттенюатора
Длина волны, нм 1310±1 1550±1
Диапазон ослабления, дБ От 0 до 60 От 0 до 60
Нелинейность калибровочной системы, дВ ±0.02 ±0.02
Разрешение, дБ 0.001 0.001
550
8. Системные измерения и калибровка измерительных приборов
ВЫВОДЫ
На основе рассмотренных в предыдущих разделах измерений оптичес-
кой мощности, вносимых потерь, спектральных характеристик и раз-
личных видов дисперсии, являющихся той базой, на основе которой
могут быть определены параметры среды передачи, в настоящем разде-
ле приведены методики измерений, которые мы отнесли к системным
измерениям. Последние проводятся в процессе инсталляции и эксплуа-
тации ВОЛС с целью обеспечения необходимого качества связи или
определения граничных параметров передачи, связанных, например, с
определением ширины полосы пропускания многомодового волокна,
длины волны отсечки одномодового волокна и т. д.
Кроме этого, в связи с постоянно растущими требованиями увеличе-
ния скорости и дальности передачи возникает необходимость таких
измерений, которые на ранее установленных системах не проводились.
К ним относятся измерения модуляционных характеристик с целью
оптимизации коэффициента модуляции лазера и измерения уровней
шумов передающих устройств, усиления и ASE шумов волоконно-опти-
ческих усилителей. Показана необходимость проведения данных изме-
рений в сочетании с измерениями коэффициента битовых ошибок и
дрожания фазы цифровых сигналов. Приведены методики тестирова-
ния систем на соответствие установленным нормам и получения харак-
теристик функционирования компонентов, включая собственно опти-
ческое волокно, с целью определения энергетического потенциала линии
и чувствительности приемного устройства.
Дана методика измерения запаса мощности, обусловленного хрома-
тической и поляризационной модовой дисперсией волокна, что особен-
но важно для современных систем волнового уплотнения.
— 9 —
РЕФЛЕКТОМЕТРИЧЕСКИЕ ИЗМЕРЕНИЯ
ПАРАМЕТРОВ ВОЛОКОННО-
ОПТИЧЕСКИХ ЛИНИЙ СВЯЗИ
Для обеспечения эффективной работы волоконно-оптических систем пе-
редачи очень важным является быстрое установление и, естественно, ус-
транение обрывов волокна, особенно в системах с высокой информацион-
ной емкостью, так как обрывы волокна могут привести к закрытию
большого количества коммуникационных каналов. Не менее важным
является и вопрос определения ослабления оптического кабеля, а также
потерь, вносимых коннекторами и другими компонентами ВОЛС при
инсталляции новых систем передачи. С созданием оптических усилите-
лей (ОА) и всевозрастающим их использованием в коммерческих систе-
мах расстояние между регенерационными участками в последнее время
значительно возросло, а это обусловило необходимость автоматизирован-
ного дистанционного мониторинга и обнаружения неисправностей ВОЛС.
В основе решения всех этих задач лежит использование такого измери-
тельного прибора, как оптический рефлектометр, в дальнейшем OTDR.
Учитывая важность данного вида измерений, в настоящей главе будут
рассмотрены принципы построения, характеристики, а также основан-
ные на применении OTDR методы измерений параметров ВОЛС [107,
108]. Особенности использования OTDR для мониторинга и тестирования
волоконно-оптических сетей рассмотрены в главе 10.
9.1. МЕТОДЫ OTDR ИЗМЕРЕНИЙ
Как известно, принцип OTDR измерений основан на введении в волокно
импульсного оптического излучения и последующем анализе той малой
части светового потока, которая возвращается на фотодиод в результате
обратного рассеивания и отражений распространяющейся в волокне све-
товой волны. В результате математической обработки сигнала фотодиода
на экране OTDR формируется изображение, которое носит название реф-
лектограммы (рис. 9.1), представляющей собой зависимость уровня дан-
552
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
Рис. 9.1. Типовая рефлектограмма ВОЛС
ного сигнала от расстояния вдоль волокна. Рефлектограмма позволяет
определить затухание и разрыв волокна, вносимые потери компонентов,
наличие механических воздействий на волокно, а также ряд других очень
важных характеристик волоконно-оптической линии связи. Очевидно,
что основной характеристикой приборов данного типа является динами-
ческий диапазон, непосредственно связанный с дальностью обнаружения
неоднородности волокна.
Ограничение динамического диапазона OTDR, которое представила
более чем два года назад компания GN Nettest, составляло 40 дБ. Одна-
ко в середине 1999 г. на национальной конференции в Сан-Диего (Ка-
лифорния), посвященной волоконно-оптической технике, компания GN
Nettest объявила о создании новых OTDR со сверхшироким динамичес-
ким диапазоном, достигающим 46 дБ при мертвой зоне, соответствую-
щей рефлектометрам с динамическим диапазоном 40 дБ других фирм-
производителей. Это стало возможным благодаря комплексным
проработкам нового сверхчувствительного предусилителя, оригиналь-
ного программного обеспечения и оптических компонентов с минималь-
ными вносимыми потерями, реализуя т.н. технологию сверхширокого
динамического диапазона (VHDR).
Трудность в достижении динамического диапазона более чем 40 дБ
непосредственно связана с методикой OTDR измерений — обнаружением
возвращаемого на фотодиод светового потока. Так как волокно вносит
потери, возрастающие с увеличением длины волокна, в конечном счете
световой поток, возвращаемый к рефлектометру, настолько мал, что де-
тектор не может его интерпретировать. До сих пор максимальное рассто-
яние, с которым мог бы работать OTDR, не превышало 200 — 240 км. В
то же время поставщикам телекоммуникационных услуг, использующим
системы удаленного тестирования оптических волокон (RFTS) и имею-
9.1. Методы OTDR измерений
553
щим в своем распоряжении более протяженные волоконно-оптические
линии связи требуются OTDR с возможностью контроля волокон до 300
км и более, что может обеспечить только 46 дБ рефлектометр. Кроме
этого, данная технология позволяет реализовать OTDR с 40 дБ на 1625
нм, открывая возможность тестирования более протяженных волоконно-
оптических линий связи при активном внеполосном контроле каждого
оптического волокна. Предыдущее ограничение для 1625 нм тестирова-
ния составляло 36 дБ и также было представлено GN Nettest более чем
два года назад. Увеличение динамического диапазона на данной длине
волны очень важно для волоконно-оптических сетей, в которых отсут-
ствует возможность выделения для этих целей свободных волокон. По-
мимо этого, технология VHDR позволяет сократить число используемых
в системе устройств тестирования и, как следствие, снизить ее стоимость.
И, наконец, другой особенностью новых OTDR является значительное
сокращение времени тестирования оптического волокна, так как опти-
ческому модулю с высоким динамическим диапазоном требуется мень-
шее количество данных, необходимых для усреднения, что в свою оче-
редь обеспечивает достижение огромной производительности системы,
выполняя большее количество тестов в заданном цикле измерения.
Другое современное направление развития OTDR связано с реализацией
рефлектометра в виде стандартной карты (платы) ПК, что позволяет ис-
пользовать вычислительные мощности компьютера для управления процес-
сом измерений, а также для обработки и документирования результатов
измерений. Одним из примеров такого решения являются карты рефлекто-
метров FCS-100/400 фирмы EXFO. Серия FCS представляет собой широкий
спектр OTDR, которые обладают многими характеристиками, позволяющи-
ми максимизировать возможности систем тестирования оптического волок-
на. Они отличаются модульным принципом построения и специально раз-
работаны для работы в ПК со стандартным или специальным прикладным
программным обеспечением. OTDR серии FCS идеальны для систем удален-
ного тестирования оптических волокон, лабораторных исследований, авто-
матических измерений и других специальных случаев использования. Ком-
плексное программное обеспечение для тестирования оптического волокна
и поставляемые OCX драйверы для специальных случаев использования
OTDR позволяют проводить анализ рефлектограмм быстро и эффективно с
минимальным уровнем знаний об OTDR. Кроме этого, используя ряд таких
плат, можно создавать измерительно-тестовые системы, включающие кар-
ты OTDR и карты тестирования сетей передачи данных, например, ISDN,
что позволяет значительно снизить затраты по сравнению с аналогичными
комплексами, реализованными на специализированных приборах.
Исходя из вышеизложенного, можно заключить, что в настоящее
время, с одной стороны, идет непрерывный поиск путей улучшения
технических характеристик, а с другой стороны, расширяется область
применения приборов данного типа. В связи с этим вначале рассмотрим
методы OTDR измерений.
554 9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
e(t) f h(t) s(t) (
Рис. 9.2. Стандартный метод тестирования
оптических волокон
9.1.1. Стандартный метод
Принцип действия оптического рефлектометра данного типа заключа-
ется в измерении интенсивности отраженных от неоднородностей опти-
ческого волокна световых волн, создаваемых лазерным источником из-
лучения, работающим в импульсном режиме, и последующем
определении расстояния до неоднородности по времени прохождения
светового луча.
Измерение отраженного излуче-
ния данным методом (рис. 9.2) мож-
но рассматривать [109] в виде преоб-
разования входного сигнала e(f)
(мощности импульса лазерного ис-
точника излучения) в выходной сиг-
нал s(t) (мощность отраженного излучения), которое осуществляется с
помощью устройства, имеющего импульсную передаточную функцию
h(t), что аналитически может быть представлено в виде
I
s(t)= j e(O)h{t - 0)dd, (9.1)
—00
или, используя свертку,
s(O = e(O®A(O- (9-2)
При входном сигнале в виде §— импульса, когда e(t) = d(f), выход-
ной сигнал будет пропорционален импульсной характеристике s(f) = h(t)
и, следовательно, мощности обратного рассеяния. Поэтому при реали-
зации данного метода (рис. 9.3) входной импульс излучения должен
иметь по возможности крутые фронты и малую длительность.
Так как мощность обратного рассеяния зависит от мощности и дли-
тельности входного излучения, для того, чтобы обеспечить высокий
динамический диапазон измерений, необходимо использовать мощный
лазер, малошумящий высокочувствительный фотодиод и эффективные
методы усреднения. В то же время такой метод измерения отраженного
излучения обеспечивает наименьшее время измерения, которое может
составлять до 1 мс.
9.1. Методы OTDR измерений
555
9.1.2. Корреляционный метод
Вышеприведенное выражение для свертки существует также для кор-
реляционных и автокорреляционных функций
Сее(г) = Сее(т)®Л(/). (9.3)
Поэтому, если в последнем выражении использовать автокорреляци-
онную функцию Дирака, аналогично § - функции, то получим выраже-
ние, по виду напоминающее (9.2), т. е.
Сее(т) = Л(т). i л -- (9.4)
В то же время функция корреляции, как известно, имеет вид
в связи с чем для ее определения необходимо (рис. 9.4) вычислить ин-
теграл произведения текущего и задержанного на время т сигналов
х(/) и y(t - т) , что реализуется с помощью так называемых коррелято-
ров, включающих генератор псевдослучай-
ной последовательности импульсов, элемент
задержки и перемножитель (рис. 9.5).
Необходимость суммирования сигналов
произведения в течение времени Т, естествен-
но, замедляет процесс измерения, однако
требования к оптическим компонентам уст-
ройства значительно снижаются по сравне-
нию с предыдущим случаем. Это связано с
тем, что результат измерения определяется
„ Рис. 9.4. Корреляционный метод
временем интегрирования Т, которое может тестир0Вания оптических волокон
быть задано достаточно большим. Для умень-
шения времени измерения в настоящее время используются различные
алгоритмы ускоренного определения автокорреляционной функции, один
из которых рассмотрим более подробно.
Используя терминологию линейных инвариантных во времени сис-
тем, сигнал на выходе приемника OTDR, как известно [110, 111], опре-
деляется формой тестирующего импульса p(f), импульсной характери-
Рис. 9.5. Структурная схема корреляционного OTDR
556
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
стикой оптического волокна f (t), импульсной характеристикой прием-
ника r(t) и имеет вид
= (9.6)
Путем придания нужной формы оптическому импульсу и адаптации
к ней временной характеристики приемника можно реализовать энер-
гетические преимущества тестирования широкими импульсами, обес-
печивая тем самым минимизацию влияния шумов, и получить высокое
разрешение при тестировании узкими импульсами. Результат сопостав-
ления (обозначенный ®) будет иметь вид
p(t) ® y(t) = [р(0 ® /?(/)] х /(f) х r(f) (9.7)
Как показано в [112], при форме оптического импульса, приближаю-
щейся к треугольной функции, измерение становится эквивалентным
использованию узкого оптического импульса.
Наилучшее решение в рамках измерения коэффициента отражения зак-
лючается в использовании семейства четырех форм импульса, пакет из
которых представляет собой бинарный код, созданный таким образом, чтобы
сумма автокорреляций четырех импульсов равнялась треугольной функ-
ции. В этом случае при получении рефлектограммы отражения измеряют-
ся по ответному отклику на каждый из четырех кодированных импуль-
сов, причем каждое отражение соотносится с соответствующим кодом, а
затем четыре полученных в результате сопоставления сигнала суммиру-
ются для получения отраженного сигнала в функции времени и расстоя-
ния. Такой алгоритм реализации процесса корреляции позволяет достичь
данного шумового уровня с помощью нескольких измеренных импульсов
даже быстрее, чем при измерении без корреляции.
9.1.3. Частотный метод
Проведенный выше анализ основывался на измерении в широком диа-
пазоне частот и, следовательно, очень подвержен шумам. Частотный
метод [113, 114] явился результатом идеи использования для анализа
относительно узкополосного сигнала, в частности, непрерывного ЧМ
сигнала, частота модуляции которого линейно изменяется во времени.
При этом дистанция до неоднородности волокна определяется расстоя-
нием между спектральными линиями излучения и создаваемой спект-
ральной линией, амплитуда которой соответствует отраженной мощно-
сти на этом расстоянии.
Данный метод недостаточно хорошо исследован и по сей день, что
связано с проблемами нелинейности модуляции, которые, как пред-
ставляется, могут создавать дополнительные спектральные линии, ис-
кажающие результаты измерений.
В общем случае оптический рефлектометр, основанный на использова-
нии принципа непрерывной модуляции (рис. 9.6), состоит из анализатора
электрических сигналов, подключенного к источнику и приемнику опти-
ческого излучения, причем последний соединен с тестируемым волокном
через оптоволоконный ответвитель. Для получения линейно изменяюще-
гося по частоте синусоидального оптического сигнала с последующей мо-
9.2. Обратное рассеяние и отражение световой волны в оптическом волокне
557
Рис. 9.6. Структурная схема частотного OTDR
дуляцией его по амплитуде используется лазерный диод с подключенным
через оптический изолятор модулятором оптического излучения. Сверх-
чувствительный фотоприемник обнаруживает отраженные оптические сиг-
налы тестируемого волокна и преобразует их в электрический сигнал, со-
держащий информацию как об амплитуде, так и о фазе (относительно
источника излучения) отраженного света. Амплитуда и фаза, измеренные
в пределах диапазона частот модуляции благодаря обратному преобразова-
нию Фурье, трансформируются во временной сигнал, содержащий инфор-
мацию о коэффициенте отражения тестируемого кабеля. Использование
этого метода возможно в диапазоне частот до 40 ГГц, что обеспечивает
двухточечное разрешение всего в несколько миллиметров. В то же время
невозможность измерения рэлеевского обратного рассеяния большинства
оптоволоконных кабелей и неопределенность диапазона, обусловленная
неравномерностью, присущей дискретному преобразованию Фурье, огра-
ничивают использование данных рефлектометров в технике связи.
9.2. ОБРАТНОЕ РАССЕЯНИЕ И ОТРАЖЕНИЕ СВЕТОВОЙ
ВОЛНЫ В ОПТИЧЕСКОМ ВОЛОКНЕ
Как известно, основными параметрами рассматриваемых приборов яв-
ляются: максимальная дальность обнаружения неоднородности, мини-
мальное разрешение, позволяющее определить две близлежащие нео-
днородности волокна, а также точность идентификации неоднородностей.
Для оценки этих параметров в первую очередь необходимо определить
минимальный уровень регистрируемого отраженного сигнала и устано-
вить факторы, влияющие на снижение его значения.
Известно, что для получения математического уравнения, описываю-
щего отраженный или обратно рассеянный сигнал в оптическом волок-
558
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
не, необходимо проанализировать
световую энергию, представленную
на небольшом участке волокна, рас-
смотреть распространение света в
пределах этого участка, определить
мощность световой волны, распрос-
траняющейся в обратном направле-
нии, и в заключение выразить от-
раженную световую волну в
Е,(х)<х , ' -
Ео ~* Е(х)^ « Ер(х) * Ed(x)
X dl
Рис. 9.7. Прямая и обратная световые волны
в оптическом волокне
функции от времени. Для этого [115], зададим значение энергии светово-
го импульса, вводимого в момент времени t=0 на расстоянии х=0, рав-
ным Ео. Тогда на некотором расстоянии х>0 энергию импульса Et (х) в
пределах участка dl волокна (рис. 9.7) можно представить в виде
(9.8)
Д(х) - Ео exp- - ^a'(T)dl
I о
где «'(/) — значение коэффициента ослабления (затухания) световой
волны, распространяющейся в волокне в прямом направлении. Примем
a'(l)=const., тогда
Д(х) = £ое(-“'х). (9.9)
Процесс распространения энергии световой волны на участке х, х +
dx описывается уравнением рэлеевской диффузии
dEd(x) = £'oarf(x)exp - dx,
о J
(9.10)
где ad(x~) — коэффициент распространения в направлении х.
Очевидно, что в случае нарушения геометрии волокна далее будет
распространяться только часть энергии световой волны, выраженная
через (S (х)).
dEp(x) = Ео S(x)-ad(x)-exp- - ^a'(l)dl -dx
(9.И)
В результате на входе волокна значение энергии будет определяться
известным уравнением
dE(x) = Ео •5(х)-а1/(х)-ехр< - ja'(/)6Z/ - Ja"(/)6Z/ -dx,
(9.12)
где «"(/) — коэффициент затухания отраженной световой волны.
Здесь следует отметить, что интенсивность светового сигнала в опти-
ческом волокне уменьшается по двум причинам, вызванным затухани-
ем и рассеиванием световой волны. При этом затухание обусловлено
примесями в материале волокна, присутствием ионов металла и Q-pa-
дикалов, а рассеивание связано в основном с рэлеевским рассеиванием,
обусловленным гетерогенной структурой волокна, а также структур-
9.2. Обратное рассеяние и отражение световой волны в оптическом волокне
559
ным рассеиванием, вызванным, напри-
мер, наличием микроизгибов, и при
высоких уровнях мощности излучения
— рассеиванием, связанным с нелиней-
ными эффектами в волокне.
Изменения параметров среды распро-
странения световой волны создают цен-
тры, в которых происходит рассеива-
ние энергии (рис. 9.8), причем основная
ее часть продолжает распространяться
в прямом направлении, а меньшие —
излучаются через оболочку и возвраща-
ются в обратном направлении.
Обратное рассеяние
Тестирующее излучение
Рис. 9.8. Распространение светового
излучения в оптическом волокне
(9.14)
Уровень сигнала, рассеянного в обратном направлении
В случае симметричного оптического волокна а'~ а"= ad последнее
уравнение примет вид
dE(x) = E0-S-ad-e~2a,dx (9.13)
и, переходя от переменных £их к мощности ри времени t, т. е. учи-
тывая, что
Ро — Р, • Д^,
2х = И t,
V ’
dx = —dt,
2
уравнение мощности световой волны принимает вид
Р(Г) = О.5Ро • Дг S • ad Уг e-aV'‘
или, выразив через расстояние,
7 7' Р(х) = О.5Ро • ДГ S • ad • Уг е2,х,
где Ро и Д? — соответственно, значения мощности и длительности импуль-
са оптического излучения на входе волокна; а = а'+а"= ad — коэффици-
ент, учитывающий затухание световой волны; Уг — групповая скорость
распространения излучения по оптическому волокну; s — коэффициент,
определяющий захваченную волокном и направляемую обратно к рефлек-
тометру часть рассеянного во всех направлениях света, равный
(9.15)
I «о J ’
где п0 — коэффициент преломления по оси сердцевины волокна; q —
параметр, определяющий профиль преломления волокна (п. 1.1.5.),
типовое значение которого для одномодового волокна равно 4.55.
Из этих уравнений следует, что мощность обратно рассеянной свето-
вой волны прямо пропорциональна мощности Ро на входе оптического
волокна, длительности Д? импульса оптического излучения и парамет-
560
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
рам S и ad оптического волокна, а также зависит от показательной
функции, пропорциональной затуханию и групповой скорости Уг.
При воздействии, например, импульсного источника оптического из-
лучения мощностью Ро и длительностью Д/ = 100нс на волокно со следу-
ющими типовыми параметрами Д = 3.8-103> Уг = с/п = 2.85• 108jw/c ,
а = 2.5дБ / K.W = 6 • 10 4 Nplм в результате подстановки этих значений в
последнее уравнение получим
' Р(х) = Р0 -2.3-1(Г5е(-2ах}
или, что то же,
-10 log(P(x) / Ро) = -46 - 2а • х,
где значение х дано в км, а. а — в дБ/км.
Уровень отраженного сигнала
В точке с резким изменением показателя преломления имеет место
отражение Френеля, которое определяется коэффициентом отражения
и на границе, например, стекло (nt = 1.5) — воздух (и2= 1) R2= 0.04
соответствует 4% -ному отражению света от этой границы.
Как правило, первый пик резкого изменения показателя отражения име-
ет место на входном участке оптического волокна при вводе в него излуче-
ния, что по уровню сигнала всегда выше, чем требуется измерить рефлекто-
метром. Поэтому такой сигнал, как правило, перегружает фотоприемник, а
на его восстановление требуется некоторое время. Данный интервал време-
ни, при котором рефлектометр нечувствителен к другим сигналам отраже-
ния при переходе к расстоянию, называют “мертвой зоной” рефлектометра.
В настоящее время используется множество приемов уменьшения влияния
этого эффекта, однако полностью устранить его не удается.
Для оценки влияния данного показателя определим разницу обрат-
но-рассеянного и отраженного сигналов. Пусть Рс — мощность, отра-
женная от торцевой поверхности в начале волокна, а Рг — мощность,
рассеянная в обратном направлении,
Рс = R-Po •е(-2“х),
Рг = 0.5-Ро At а S-Уг-е(~2ах). (9,18)
Тогда при значениях, принятых в предыдущем расчете, получим
Pc/Pr = R/0.5-At-a-S-У, =1.7-103
или 10log(7/ /Рг) = 32дБ .
Следовательно, разность в уровне мощностей Рс, и Рг в рассматриваемом
случае составляет 32 дБ, а мощность излучения, отраженная от неоднород-
ности волокна, составляет приблизительно 1/100 000 мощности световой
волны, распространяющейся в прямом направлении в точке отражения, что
требует чрезвычайно чувствительных методов ее обнаружения.
9.3. Диаграмма уровней и длительность импульсов OTDR
561
9.3. ДИАГРАММА УРОВНЕЙ
И ДЛИТЕЛЬНОСТЬ ИМПУЛЬСОВ OTDR
На рис. 9.9 представлена диаграмма, которая иллюстрирует диапазон
уровней мощноети, с которыми работает OTDR [112]. Из данной диаг-
раммы можно определить как самый высокий, так и самый низкий
уровни сигналов отражения и обратного рассеяния, а также максималь-
ный эквивалентный уровень шумов (NEP) на входе приемника, при
котором обеспечивается требуемый динамический диапазон OTDR.
Чтобы подсчитать максимальный уровень мощности отраженного света
и света обратного рассеяния, возьмем лазерный источник излучения с мак-
симальной импульсной мощностью +13 дБм. Тогда, принимая потери со-
единителя на коннекторе OTDR равными 3 дБ, начальная мощность на его
выходе (входе волокна), составит +10 дБм. В случае использования на пере-
дней панели бесконтактного коннектора, на ближайшем конце волокна по-
является 4%-ное отражение, вызванное переходом стекло-воздух. Это соот-
ветствует отраженному световому импульсу, который приблизительно на
14 дБ ниже информационного импульса, и составляет -4 дБм. Для одномо-
- дового волокна при X = 1310 нм уровень мощности обратного рассеяния
будет на 49 дБ/мкс ниже максимального уровня мощности, что при дли-
тельности импульса 10 мкс будет соответствовать обратно рассеянному сиг-
налу, приблизительно равному -30 дБм, а для 100 нс — около —50 дБм.
Принимая во внимание ослабление оптического волокна, сигнал обратного
рассеяния уменьшается с увеличением расстояния и в конечном итоге ста-
новится слабее уровня шумов приемника. Очевидно, что для тестирования
на большие расстояния необходимо использовать более мощный источник
излучения. С другой стороны, как будет показано ниже, для обеспечения
оптимальной разрешающей способности и динамического диапазона OTDR
Рис. 9.9. Диаграмма уровней OTDR
562
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
диапазон рабочих частот приемника необходимо адаптировать к выбранно-
му диапазону измерений, что допускает использование более высокого уров-
ня NEP на коротких расстояниях. Кроме этого, чувствительность тщиемни-
ка может быть улучшена путем усреднения сигналов. Для оценки этой
возможности рассмотрим оптическое волокно длиной 20 км, которое тести-
руется посредством OTDR с коэффициентом преобразования длительность
импульса/расстояние, равным 10 мкс/км, и определим степень снижения
шума при усреднении сигналов в течение одного этапа измерения, составля-
ющего 1 с и 3 мин, соответственно. Учитывая, что 10% времени будет
потеряно, а время, необходимое для прохождения сигнала в прямом и об-
ратном направлениях, определяется, как
?;=10---20юи - 200мкс , ;
км
соответствующая степень снижения шума Nls и N3min будет равна
N.=------—--90% = 5000-9 = 4500
200-10
АГ3л, =?<с-180 = 810.0
Так как уровень снижения шума пропорционален квадратному кор-
ню из N , двустороннее SNR улучшение составит
Д5М?1С = 10 log(V?<7)= 5log(4500) = 18.3Э5
&SNR3„ = 101og(7^)= 51og(810) = 29.5ЭК ’
Очевидно, что снижение шума в основном достигается в течение пер-
вой секунды измерения, а по истечении 3 минут уровень шума на экра-
не уменьшится на (29.5 — 18.3)/2 дБ = 5.6 дБ по сравнению с первым
обновлением экранного изобра-
жения.
Другим важным фактором,
влияющим на возможности изме-
рений с помощью OTDR, являет-
ся длительность тестирующих
импульсов. Полученные на экра-
не OTDR зависимости уровней
мощности отраженного света и
света обратного рассеяния от дли-
тельности импульсов приведены
на рис. 9.10 [26], из которого вид-
но, что мощность отраженного
света, вызванного случайным на-
пряжением в волокне, зависит
только от коэффициента отраже-
ния и не определяется длитель-
ностью импульсов. В то же вре-
мя мощность обратного рассеяния
зависит от длины волны и при-
1 ю 100 10000 т„, НС
Рис. 9.10. Зависимость мощности отражен-
ного и обратно рассеянного света от дли-
тельности тестирующих импульсов
9.4. Основные характеристики рефлектометра
563
близительно пропорциональна длительности тестирующих импульсов,
причем только для коротких импульсов, при которых изменение потерь
волокна по пространственной ширине импульсов незначительно. Это оз-
начав^, что измерение коэффициента отражения при помощи OTDR не
являемся простым. Как правило, программное обеспечение OTDR произ-
водит все необходимые расчеты для коррекции данных зависимостей. В
то же время следует учесть, что в случае тестирования волокон импуль-
сами большой длительности мощность обратного рассеяния может дос-
тигнуть и даже превзойти уровень отражений Френеля, затрудняя тем
самым задачу определения формы (кривой) отраженного сигнала стан-
дартного коннектора с коэффициентом отражения —40 дБ.
Как следует из приведенного рисунка, разность мощности отражен-
ного света и мощности обратного рассеяния, измеренного при длитель-
ности импульсов т = 100 нс на длине волны X. = 1310 нм составляет
12 дБ. Здесь следует учесть, что данный график выполнен в логарифми-
ческой шкале с 10-кратным масштабом, в то время как на экране OTDR
используется 5-кратный масштаб, поэтому высота изображения будет
равняться половине приведенной на этом рисунке.
9.4. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ РЕФЛЕКТОМЕТРА
Функционирование OTDR определяется совокупностью параметров, кото-
рые отражают качество измерения, т. е. позволяют пользователю понять,
насколько инструмент соответствует его потребностям. Общие требования
к OTDR достаточно хорошо известны и включают следующие основные
параметры: динамический диапазон, диапазон измерения, мертвую зону
ослабления, мертвую зону затухания и разрешающую способность.
9.4.1. Динамический диапазон рефлектометра
Основным параметром, представляющим интерес для пользователя,
является контролируемая рефлектометром максимальная длина волок-
на. Однако однозначного ответа на этот вопрос в большинстве случаев
дать невозможно, так как доступный динамический диапазон, опреде-
ляющий дальность контролируемого волокна, зависит от типа волокна
при тестировании рефлектометра и его параметров. Кроме этого, дина-
мический диапазон может быть выражен различными способами [115]:
• в км; в электрических и оптических дБ; в дБ по методу SWDR
(однонаправленный способ определения динамического диапазона);
• в дБ по SWDR при отражении, равном 4%; в дБ при прохожде-
нии сигнала туда и обратно;
• в дБ при прохождении сигнала туда и обратно и отражении
равном 4%.
Эти значения, естественно, взаимосвязаны, но отличаются один от
другого по значению и вычисляются в контексте специфических прило-
жений. Поэтому важно знать все условия измерения динамического
564 9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
диапазона (числовую апертуру используемого волокна, его геометри-
ческие параметры, коэффициент затухания, показатель преломления,
чувствительность рефлектометра, и т. д).
Таким образом, наиболее надежный способ сравнения различных реф-
лектометров заключается в определении динамического диапазона (его
дальности), выраженного в дБ в виде отношения максимальной излуча-
емой мощности к минимальной регистрируемой мощности
£> = -101og(P0/Ртт). (9.19)
В то же время представляет интерес исследование взаимосвязи меж-
ду основными выражениями динамического диапазона (дальности) для
одного и того же волокна.
Динамический диапазон для обнаружения 4%-ного френелевского
отражения сигнала при отношении сигнал/шум S/Sn=l может быть
получен путем исключения отражения сигнала при SWDR
D + 101og(0.04)
Am =---------------- • (9.20)
Динамический диапазон обратного рассеяния
£>, = 51og-^=\ (9<21)
1 min
где Д=о — значение мощности в момент времени t = 0 •
Выражение для динамического диапазона обратного рассеяния с уче-
том шума можно записать в виде соответствующего уравнения
Dr = 5log50 -51og5„,
откуда
(9.22)
Чтобы определить динамический диапазон сигнала S при уровне шума
Sn, равном, например, 0.1 дБ, составим уравнение
O.l = 51og(501 +5'„)-51og5'01
или, что то же,
0.1 = Slog
Подставляя (9.22) в последнее уравнение, получим
(9.23)
что дает
с 01
51og(^-) = 51og(10s -!) + £>,.
^0.1
9.4. Основные характеристики рефлектометра - .. =. 565
Отсюда разность между двумя сигналами составит
с 0/1
Dr -5log(^) = 5log(10 5 -1) = -6.634. Л
^0.1
Следовательно, динамический диапазон при уровне шума S„, равном
0.1 дБ, составит
D-6,634
Данные динамические диапазоны определены относительно динамичес-
кого диапазона с отношением сигнал/шум S/Sn = 1 и Sn = 0.1 дБ (волокна
50/125 мкм), как изменение динамического диапазона для другого типа
волокна.
Соответствующий динамический диапазон ведет к понятию (концепции)
“пригодного для использования” динамического диапазона рефлектометра.
Исходя из рассмотренного примера, можно сделать предположение, что,
когда уровень шумов становится выше 0.1 дБ, то некоторые измерения
трудно проводить; однако в зависимости от амплитуды неисправностей,
которые будут прослежены, можно работать и вне этого предела.
Следовательно, динамический диапазон представляет собой наиболее
важный параметр, так как он часто используется для ранжирования OTDR
среди данного класса приборов и предоставляет информацию не только о
максимальном уровне потерь оптического волокна, который может быть
измерен, но также и о времени, необходимом для осуществления измере-
ния. В большинстве случаев дийамический диапазон определяется как
разница между начальным уровнем обратного рассеяния и уровнем шума
по истечении 3 минут одностороннего измерения потерь волокна, выра-
женная в децибелах. Предполагая гауссовское распределение шума и
учитывая допущение для отношения S / Sn = 1, при котором обеспечива-
ется максимальное значение динамического диапазона, последний часто
используется в литературе при указании динамического диапазона OTDR.
Таким образом, диапазон измерения OTDR определяется, как макси-
мальное ослабление, которое прибор в состоянии точно измерить. Обычно
в качестве события, которое должно быть идентифицировано, выбирается
сращивание, создающее потери, равные 0.5 дБ. Так как точность измере-
ния потерь в основном зависит от S / Sn в данной точке, то наиболее подхо-
дящими являются приборы с более высоким динамическим диапазоном,
значение которого, с одной стороны, определяется используемыми компо-
нентами, а с другой — алгоритмом программного обеспечения, позволяю-
щим идентифицировать сигнал при высоком уровне шумов.
9.4.2. Дальность обнаружения неоднородности
Основной задачей рефлектометра является определение расстояний до
неоднородностей в оптическом волокне, измерение которых заключается
в определении времени распространения оптического излучения в пря-
мом и обратном направлениях. При этом групповая скорость распростра-
нения оптического импульса определяется известным выражением
, г Уг=с!п = а>1Ъ, (9.24)
566
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
где с — скорость распространения световой волны в волокне; п —
коэффициент преломления; <у = 2л--х — частота оптического излуче-
ния; Ъ — постоянная распространения.
Как видно из данного выражения, Уг зависит от показателя прелом-
ления среды, равного 1.5 для большинства кремниевых волокон. Такое
значение п обеспечивает скорость распространения К, = 0.2 м/нс. Так
как точность измерения расстояния зависит от точности измерения вре-
мени t и правильного задания при измерениях значения п
Al Н = At /1 + Ди/и, (9.25)
максимально возможное расстояние, которое может контролировать
OTDR с заданной точностью при заданной длительности тестирующих
импульсов, будет равно [115]
Как уже отмечалось, дальность обнаружения неоднородности зависит от
динамического диапазона рефлектометра и характеристик волокна. Кроме
этого, в OTDR накладываются ограничения, вызванные тем, что мощность
отраженного сигнала Рг, при заданной мощности источника излучения Ро,
зависит от длительности импульса At, а самый слабый сигнал, который
может быть обнаружен с отношением сигнал/шум S/Sn =1, зависит от
ширины полосы пропускания Af предусилителя. Для учета этого фактора
рассмотрим вначале пространственную разрешающую способность OTDR.
Пространственная разрешающая способность
Пространственная разрешающая способность А! характеризует спо-
собность OTDR обнаружить два соседних события, одно из которых мо-
жет быть отражательным, и определяет возможность выделения близ-
ко расположенных неоднородностей. Очевидно, что Al зависит от
длительности импульса At, излучаемого лазером, и ширины полосы
пропускания усилителя Af
Ы = ~-j(At)2 + (1 /А/)2 . ! " (9.27)
2п
В ближней зоне волокна разрешающая способность показывает, на-
сколько близко к коннектору передней панели прибора может быть рас-
положено неотражательное событие (например, сращивание) и насколько
точно оно может быть измерено.
Используя выражение для разрешающей способности, окончательно
дальность обнаружения неоднородности можно определить в виде [115]
< = (9.28)
2 tAn + nAt
Последние выражения устанавливают связь между основными рабо-
чими характеристиками и параметрами OTDR. . ’
Точность локализации места обнаружения неисправности
Ввиду того, что основной целью рассматриваемого вида измерений
является установление точного местоположения неисправности волок-
9.4. Основные характеристики рефлектометра ” * 567
на, наиболее жесткие требования предъявляются к OTDR по расстоя-
нию (Total Distance Accuracy), которая определяется, как
А-А,+Д2£ + Д3, (9.29)
где А) - ошибка смещения (offset error); Д2- ошибка масштабирова-
ния (scale error); А3- ошибка дискретизации (sampling error); £- дис-
танция (distance).
В ряде случаев фирмы-производители OTDR не указывают значений
ошибки дискретизации, однако ее можно определить через значение Dr
диапазона OTDR по расстоянию, как A3=DJL. В этом случае [115]
A=A,+A,L+D/L. (9.30)
Таким образом, при OTDR измерениях всегда имеет место компромисс
между дальностью и пространственной разрешающей способностью. При
VHDR технологии данный компромисс достигается снижением динами-
ческого диапазона на малых расстояниях тестирования, что, как показа-
но выше, позволяет расширить полосу пропускания предусилителя OTDR
и тем самым повысить разрешающую способность и точность измерения
расстояния, а на больших дистанциях использовать меньшую полосу
пропускания в сочетании с эффективными алгоритмами усреднения. В
совокупности с использованием вместо ответвителя оптического цирку-
лятора и сверхчувствительного приемника рефлектометра это позволило
достичь непревзойденных параметров OTDR.
Рис. 9.11. Зависимость динамического диапазона от дли-
тельности импульсов тестирования и положительного
поля допуска погрешностей по дистанции для рефлек-
тометров MTS 5100, СМА-4000, FCS 400 и AQ 72225В
568
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
На рис. 9.11 представлены зависимости динамического диапазона от дли-
тельности тестирующих импульсов и положительное поле допуска точности
локализации неоднородности для наиболее распространенных рефлектомет-
ров 7225 (Ando), FCS-400 (EXFO), Е6000 (Hewlett Packard), MTS5100
(Wavetek) и CMA4000 (GN Nettest). Из полученных данных следует очевид-
ное преимущество технологии VHDR, обеспечивающей при прочих равных
условиях большую дальность тестирования оптических волокон и наивыс-
шую точность локализации неоднородности оптического волокна.
9.4.3. Мертвые зоны
Считается, что мертвые зоны,
обнаруживаемые на рефлектог-
рамме, зависят от одного основ-
ного фактора — длительности
импульса светового излучения,
проходящего по волокну, а так
как она может быть выбрана,
то каждому ее значению будет
соответствовать определенная
мертвая зона. В связи с этим
можно констатировать, что, чем
больше длительность импульса
в секундах, тем больше мерт-
вая зона в метрах (рис. 9.12).
Однако после установления
предпочтительной длительнос-
Рис. 9.12. Мертвые эоны ослабления ADZ
и отражения EDZ . .....
ти импульса для просмотра того или иного волокна становятся очевидны-
ми другие факторы. В частности, при выбранной длительности импульса
мы можем столкнуться с различными мертвыми зонами для отражатель-
ных событий, причем зависящими от расстояния и интенсивности (ампли-
туды) отражательного события. Чтобы понять это, необходимо уточнить,
что детектор OTDR ежеминутно измеряет уровни возвращенного света очень
слабой интенсивности, в связи с чем он должен обладать очень высокой
чувствительностью. Однако, когда свет достигает коннектора с высокой
отражательной способностью, уровень возвращенного света резко повы-
шается, и это может привести к насыщению приемника. Уровень (ампли-
туда) возвращенного света определяется, с одной стороны, расстоянием от
OTDR до события, а с другой — насколько эффективна отражательная
способность данного события. Очевидно, что основным фактором, опреде-
ляющим степень ослабления амплитуды светового излучения, является
расстояние до отражательного события, т. е., чем дальше событие, тем
больше ослабляется амплитуда светового излучения, возвращающегося на
детектор OTDR. В то же время, чем выше отражательная способность это-
го события, тем больше амплитуда возвращенного света. Следовательно,
если событие характеризуется значительной отражательной способностью
и находится достаточно далеко, это либо может, либо не может привести к
образованию мертвой зоны.
9.4. Основные характеристики рефлектометра
569
Мертвые зоны всегда связаны с наличием отражений и вызваны на-
сыщением приемника OTDR при поступлении на его вход отраженного
сигнала высокого уровня, так как в этом случае ему потребуется неко-
торое время для восстановления чувствительности после подобной пе-
регрузки, а это приведет к потере информации после насыщения. Как
результат, определенный сегмент волокна оказывается исключенным
из процесса тестирования. При этом следует различать два типа мерт-
вых зон — мертвую зону отражения и мертвую зону затухания:
мертвая зона отражения определяется расстоянием между нача-
лом отражения и точкой с уровнем —1.5 дБ от вершины понижа-
ющегося отрезка кривой отражения, после чего последующие
отражательные события могут быть легко идентифицированы;
• мертвая зона затухания определяется расстоянием от начала
отражения до точки, в которой произошло восстановление чув-
ствительности приемника с полем в +0.5 дБ от установившейся
рефлектограммы обратного рассеяния и зависит от длительнос-
ти импульса, длины волны, коэффициента обратного рассеяния,
коэффициента отражения и полосы пропускания приемника.
Таким образом, смысл термина “мертвая зона” заключается в количе-
ственном определении расстояния, на котором после значительного отра-
жения происходит потеря информации. Обычно при определении мертвой
зоны используется отражение уровнем 35 дБ, что соответствует приблизи-
тельно 0.33% отраженной в данной точке оптической мощности, которая
суммируется с мощностью обратного рассеяния, являющейся функцией
выбранной длительности импульса. Таким образом, действительная высо-
та, видимая на экране OTDR, зависит как от коэффициента отражения,
так и от длительности импульса для данного волокна (см. раздел “Измере-
ние коэффициента отражения”). Как следует из уравнения, меньшая дли-
тельность импульса не обязательно
может привести к укорочению мер-
твых зон, так как по мере сужения
импульса разница между уровнем
обратного рассеяния и вершиной
отражения увеличивается. При этом
с ограничением ширины полосы
пропускания приемника увеличива-
ется экспоненциально падающий
участок рассматриваемой кривой, а
это приводит к существенному уве-
личению мертвой зоны. Учитывая,
что короткие импульсы снижают
SNR, мертвая зона ослабления
OTDR, как правило, указывается
для наиболее коротких импульсов.
На рис. 9.13 приводится сравнение
минимально достижимых мертвых
зон ослабления для трех длитель-
ностей импульсов в функции ПОЛО-
РИС. 9.13. Типовые характеристики
ослабления ОВ
570
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
сы рабочих частот приемника [26]. График построен для 35 дБ отражения
типового одномодового волокна при А = 1310 нм с использованием базовой
низкочастотной модели идеального приемника. Как следует из графика,
для типовых одномодовых OTDR с диапазоном рабочих частот приемника
от 1 до 10 МГц, кривые начинают совмещаться в области низких частот,
что, с точки зрения мертвой зоны ослабления, указывает, скорее, на огра-
ничение диапазона рабочих частот, чем на ограничение продолжительнос-
ти импульса. При диапазоне рабочих частот приемника, равном 10 МГц,
значения мертвой зоны для 10 нс и 30 нс незначительно отличаются друг
от друга, поэтому улучшение SNR на +2.4 дБ при более широких импуль-
сах тестирования имеет явное преимущество, так как приводит к почти
десятикратному увеличению скорости измерения. При ориентации на 5 м
мертвую зону с использованием одномодового OTDR необходимая ширина
полосы рабочих частот приемника составляет приблизительно 50 МГц.
9.5. ОПТИМИЗАЦИЯ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА
ОПТИЧЕСКОГО РЕФЛЕКТОМЕТРА
В связи с тем, что дальность обнаружения неоднородности и возмож-
ность идентификации двух близлежащих неоднородностей взаимосвя-
заны, возникает задача выбора оптимального соотношения динамичес-
кого диапазона и разрешающей способности рефлектометра, что в свою
очередь приводит к необходимости нахождения путей увеличения отно-
шения сигнал/шум измерительного преобразования.
9.5.1. Расширение диапазона измерений использованием
процедуры усреднения
Полученный в результате преобразования электрический сигнал S(f)
содержит полезную составляющую S (инвариантную интенсивности
отраженного оптического излучения) и шум Sn(t), который, как было
показано выше, ограничивает динамический диапазон измерений
S(t) = S + Sn(t). (9.31)
Для снижения влияния этого фактора в рефлектометрах предусмот-
рена фильтрация шума путем цифрового усреднения полученного сиг-
нала, что в упрощенном виде можно представить, как
$(0 _ с. sn(j)
jO I
(9.32)
где ДГ — число выборок для усреднения шума.
Если функция корреляции этого шума аппроксимируется функцией
Дирака, то Sn / N —> 0, поскольку ДГ —> оо , а амплитуда полученного в
результате фильтрации шума уменьшается пропорционально ^/Gv • Од-
нако на практике характер шума отличается от данной функции, и
число выборок не может быть равным бесконечности из-за конечного
9.5. Оптимизация динамического диапазона оптического рефлектометра
571
времени измерения, поэтому результирующий сигнал всегда будет со-
провождаться шумами.
Следовательно, при разработке рефлектометров и проведении с их
помощью измерений всегда имеет место альтернатива выбора времени
усреднения фильтра и диапазона измерения.
9.5.2. Выбор оптимального соотношения
динамического диапазона и разрешающей способности
Фундаментальным ограничением для любого стандартного OTDR яв-
ляется компромисс между динамическим диапазоном и разрешающей
способностью. Принимаемый сигнал s(f) может быть выражен как свер-
тка (®) зондирующего импульса p(t), ответного импульса обратного
рассеяния волокна /(?) и отклика приемника r{t} [26]
5(0 = Х0®/(0®'-(0- (9-33)
Поэтому достигаемая разрешающая способность ограничена откликом
приемника и геометрической шириной зондирующего сигнала. Для обеспе-
чения высокой разрешающей способности на большом расстоянии длитель-
ность зондирующего импульса должна быть как можно меньше, а диапазон
рабочих частот приемника — как можно шире. Это ведет к уменьшению
SNR. В то же время увеличение принимаемого сигнала за счет использова-
ния более продолжительных зондирующих импульсов и приемников с низ-
ким уровнем шума (низким диапазоном рабочих частот) ведет к улучшению
чувствительности при соответствующем снижении разрешающей способно-
сти OTDR и наоборот. В качестве иллюстрации на рис. 9.14 показано влия-
ние пространственной ширины импульса и чувствительности приемника на
разрешающую способность прибора. Здесь два отражательных события, рас-
положенные на расстоянии 100 м друг от друга, были измерены при дли-
тельности импульса 1 мкс и 100 нс. Хотя верхняя рефлектограмма показы-
вает более равномерное обратное рассеяние, чем нижняя, недостаток
пространственной разрешающей способности очевиден.
Увеличение выходной мощности лазера также максимизирует уровень
обратного рассеяния при заданной длительности импульса. К сожале-
нию, использование сверхмощных
источников в практических систе-
мах ограничивается их низкой на-
дежностью и высокой стоимостью,
а также требованием обеспечения
безопасности при работе с ними.
Кроме этого, при распространении
мощного излучения вдоль волок-
на возникают нелинейные эффек-
ты, в частности имеет место нели-
нейный характер рассеяния.
Технология широкополосной свя-
зи с соответствующей обработкой
сигналов, например, нахождения
Рис. 9.14. Влияние длительности импульсов
на разрешение и SNR рефлектометра
572 9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
их корреляционных функций, преодолевает это ограничение и обеспечи-
вает возможность улучшения SNR без оказания какого-либо отрицатель-
ного влияния на разрешающую способность системы. Эти приемы широ-
ко используются в радиолокационных и других системах, которые имеют
ограничения по пиковой мощности. В OTDR, однако, данный принцип
является не слишком эффективным в основном из-за того, что даже не-
большие нелинейности в аналоговых технических средствах приводят к
появлению ложных сигналов, оказывающих негативное воздействие на
результаты измерения. Учитывая важность данного вопроса для переда-
чи данных, он будет рассмотрен более подробно в последующих главах.
9.6. ИЗМЕРЕНИЕ ПОТЕРЬ И ОТРАЖЕНИЙ С ПОМОЩЬЮ
ОПТИЧЕСКОГО РЕФЛЕКТОМЕТРА
Наличие в ВОЛС сращиваний, выполненных с помощью сварки или
механических соединителей (коннекторов), а также макроизгибов во-
локон и др., вызывает потери, которые, как известно, увеличивают об-
щие потери оптоволоконных линий связи. Для обнаружения и измере-
ния потерь, вызванных этими причинами, могут быть использованы
OTDR, на точность которых основное влияние оказывает разница меж-
ду коэффициентами обратного рассеяния Рэлея до и после события.
9.6.1. Измерение потерь, вызванных сращиванием и изгибом
оптических волокон
Потери в сварных соединениях
Этот вид потерь может быть вызван как отражательными, так и неотража-
тельными событиями, причем в обоих случаях процедура определения по-
терь, связанная с шагом квантования изображаемых данных, одна и та же. В
идеале потери данного типа должны иметь вид резкого изгиба рефлектограм-
мы, однако, нарушение идеальной формы отраженного импульса, распрост-
раняющегося вдоль оптического волокна, приводит к сглаживанию изгиба
(рис. 9.15), степень которого зависит от длительности зондирующего импуль-
са. Как видно из приведенного рисунка, потери сращивания определяются
вертикальным интервалом, измеренным между двумя линиями L1 и Ц, кото-
рые представляют интерполированный сигнал обратного рассеяния до и пос-
ле события. При этом продолжительность скоса, равная в первом приближе-
нии половине пространственной ширины w зондирующего импульса, растет с
уменьшением полосы пропускания приемника.
Наиболее простой подход в определении позиции сращивания заключа-
ется в вычислении отклонений текущих значений отраженной мощности
от линии Ц и последующем сравнении результата с заданным порогом.
Для определения угла наклона и положения двух вспомогательных линий
Lj и Ь2 часто используется метод наименьших квадратов, а когда необхо-
9.6. Измерение потерь и отражений с помощью оптического рефлектометра
573
дима большая точность, особен-
но при наличии значительных
шумов, используются алгорит-
мы, основанные на схемах со-
поставления последовательно-
стей. Если линии L1 и Ь2 не
параллельны, значение потерь
дополнительно зависит от вы-
численной позиции сращива-
ния, что, естественно, снижа-
ет точность измерения потерь.
Поэтому в ряде случаев места
сращивания и вносимые ими
значения потерь определяются
путем моделирования потерь в
соответствии с такими параметрами, как диапазон рабочих частот прием-
ника и длительность зондирующего импульса.
Рис. 9.15. Отображение потерь на рефлектограмме
О 100 200 300 400 500 600 700 м
Потери при сращивании различных оптических волокон
Если выполнено сращивание волокон с различными коэффициентами
затухания, углы наклона Ц и Ь2 различны, причем, когда обратное рассея-
ние после события выше, чем до него, возможен подъем “gainer” (рис. 9.16)
в месте изгиба рефлектограммы. Для того чтобы выяснить, почему сращи-
вание может дать увеличение (подъем) вместо уменьшения (спада) рефлек-
тограммы, необходимо повторить, что OTDR посылает импульс светового
излучения по тестируемому волокну, а затем по истечении определенного
времени измеряет количество возвращенного света, следовательно, все, что
в состоянии сделать OTDR, — это представить информацию об уровне воз-
вращенного света. Поэтому, если OTDR замечает увеличение данного уров-
ня вне зависимости от его причины, он сообщит об этом увеличении.
Обычно оператор, работающий с OTDR, ожидает увидеть уменьшение
возвращенного света с увеличением
мере распространения света
вдоль волокна некоторая его
часть рассеивается вследствие
неоднородности состава сердце-
вины волокна. Это небольшое
рассеяние света является ос-
новным фактором, вызываю-
щим потери, и представляется
на экране OTDR в виде нор-
мальной рефлектограммы. В то
же время, когда свет проходит
через точку сращивания, где
соединены два кабеля, наилуч-
шим будет соединение, при ко-
тором потери будут отсутство-
вать, т. е. они будут равняться
0.00 дБ. Каким же образом по-
времени и расстояния, так как по
Рис. 9.16. Отображение потерь вставки в виде
подъема (gainer) на рефлектограмме
574
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
является увеличение уровня возвращенного света? Существуют две причи-
ны того, что OTDR сообщит об усилении света там, где его не должно
быть. Основным фактором, вызывающим увеличение рассеяния в точке
сращивания волокон, является разница коэффициентов рассеяния соеди-
няемых волокон. Так, если последующее по ходу распространения излуче-
ния волокно будет иметь несколько более высокий коэффициент рассеива-
ния, чем предыдущее, оно будет рассеивать большее количество света
обратно на OTDR. Последний обнаружит это увеличение и, естественно,
изобразит его на экране на несколько более высоком уровне, чем уровень
предыдущего участка волокна. При этом значение коэффициента обратно-
го рассеяния можно определить в соответствии с выражением
3as NA2 Уг
16-W,2(<7 + 1)’
(9.34)
где as — коэффициент рассеяния Рэлея; МА — числовая апертура; Уг
— групповая скорость распространения импульса по волокну (м/с); N}
— осевой индекс рефракции; q — индекс профиля волокна.
Вторым фактором, увеличивающим рассеяние в точке сращивания
волокон, является отличие геометрии их сердцевин, причем незначи-
тельные расхождения диаметров последних могут привести к неболь-
шому увеличению возвращенного света после точки их сочленения, оп-
ределяемому выражением
ал = - lOlog
Л
(9.35)
Так, если диаметр сердцевины волокна — приемника составляет 8 мик-
рон, а диаметр сердцевины волокна — передатчика равен 10 микрон,
результатом будет положительное число, равное
ай =-101og(8/10)2 = -10х-0.198
ал=1.938Э5
Следовательно, меньшее по диаметру принимающее волокно будет
рассеивать меньшее количество света на OTDR, чем большее волокно
будет передавать. OTDR сообщает об этом увеличенном рассеянии в виде
подъема на рефлектограмме. В действительности различия в размерах
сердцевины волокна значительно меньше тех, которые были только что
использованы, и возникающие в результате отклонения также очень малы.
Этот пример указывает на то, что информация обратного рассеяния
не всегда адекватна процессу распространения света в волокне, так как
последний при распространении по оптическому волокну не усиливает-
ся. Следовательно, OTDR определяет потери, исходя из разницы в уров-
нях обратного рассеяния, а не из действительного состояния оптическо-
го волокна, в связи с чем различия в коэффициентах as и S оказывают
влияние на сигнал OTDR и могут привести к двусмысленности в про-
цессе интерпретации результатов измерений. Однако если а и S для
кабеля 1 и кабеля 2 известны, тогда действительное значение потерь
сращивания может быть определено в соответствии с выражением [116]
9.6. Измерение потерь и отражений с помощью оптического рефлектометра
575
Р Ча
a, =51og-^--0.5w-a2-Slog—(9.36)
где и Р2 представляют собой уровни сигналов обратного рассеяния в
точках А и В; а1 и а2 — коэффициенты затухания 1 и 2 кабеля; w = V,At -
геометрическая ширина импульса.
Из последнего выражения следует, что его правый член определяется
параметрами обратного рассеяния, приводя к тому, что измеренные OTDR
потери сращивания могут иметь разные знаки и, следовательно, зависят
от направления зондирования волокна. Очевидно, что при тестировании
с другого конца того же волокна OTDR покажет гораздо большее значе-
ние потерь, равное почти 2 дБ. Следовательно, измерение потерь с помо-
щью OTDR должно проводиться с обоих концов линии при последующем
усреднении полученного результата, что позволяет исключить эффект
направленности. Это единственный способ убедиться в правильности про-
чтения потерь сращивания вне зависимости от того, присутствует на дан-
ном отрезке волокна усиление или нет. Если усиление появляется, стано-
вится невозможным определить точно, что представляют собой потери
сращивания без осуществления тестирования с обоих концов волокна.
Вносимые потери отражательных событий
Помехи в оптическом кабе-
ле могут быть вызваны неболь-
шими изменениями показате-
ля преломления, например,
воздушным зазором в микро-
трещине, механическим сра-
щиванием или коннектором. К
дополнительным потерям при-
водят также некачественное со-
единение коннекторов, несов-
падение диаметра сердцевины
или цифровой апертуры, а так-
же неконцентричность сердце-
вины волокна. На рис. 9.17
представлен вид вносимых по-
Рис. 9.17. Отображение потерь вставки коннектора
на рефлектограмме .
терь коннектора, составляю-
щих приблизительно 0.4 дБ, измеренных рефлектометром с низким коэффи-
циентом отражения [26]. Слегка наклонная вершина импульса указывает на
то, что данная форма представляет собой сумму отраженного и трансформи-
рованного вследствие потерь прямоугольного сигнала обратного рассеяния.
Потери на изгибах оптических волокон
Хорошее качество сварных соединений обеспечивает как невысокий уро-
вень вносимых потерь, так и незначительную зависимость последних от
длины волны диагностирующего излучения, в то время как при изгибе во-
локон с увеличением длины световой волны тип колебаний, распространяю-
щихся в волокне, становится менее ограничен высоколегированной сердце-
виной, и эти параметры становятся значимыми. Так, намотка нескольких
576
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
витков одномодового волок-
на вокруг сердечника неболь-
шого диаметра, например,
карандаша или шариковой
ручки, ослабляет свет на 20—
40 дБ. Пример зависимости
потерь от изгиба одномодо-
вого волокна, намотанного
вокруг стержня диаметром
23 мм, при различных дли-
нах волн приведен на рис.
9.18. Как следует из рисун-
ка, более длинные световые
волны способствуют более
эффективному поиску мест
изгибов волокна и могут
быть использованы для обес-
печения надежной диагнос-
тики оптоволоконных кабе-
лей. На практике потери,
вызванные макроизгибом,
становятся существенными
при Х=1550 нм, и особенно
при Х=1625 нм (рис. 9.19).
Погрешность измере-
ния потерь
Важным моментом изме-
рения потерь является точ-
ность, которая зависит от не-
линейности электронных
узлов OTDR, и прежде всего
уровня шумов в данной точ-
ке. Поэтому в качестве при-
мера рассмотрим сращива-
ние, которое расположено в
дальнем конце 50 км волок-
на и создает потери, равные 0.5 дБ. Определим динамический диапазон,
необходимый для измерения данных потерь с точностью +0.05 дБ, если
ослабление кабеля составляет а = 0.3 дБ/km, а необходимый односторон-
ний SNR не превышает 10 дБ при общих потерях волокна, равных
а0 =0.3 — -50юи = 1505.
км
Отсюда, необходимый динамический диапазон OTDR составит
£> = 1005 + 1505 + 0.505 = 25.505
Здесь 0.5 дБ потери в месте стыка добавляются к динамическому
диапазону из-за того, что шум, который в конечном итоге ограничивает
достигаемую точность, выделяется после события.
Рис. 9.18. Отображение на рефлектограмме потерь
от изгиба волокна
Рис. 9.19. Зависимость потерь от длины волны
излучения при изгибе волокна (при намотке на
катушку радиусом 30мм.) -
9.6. Измерение потерь и отражений с помощью оптического рефлектометра
577
Моделирование потерь сращивания
Способность осуществлять сращивание с высокой надежностью и строго
регулируемыми потерями является важным фактором не только для оп-
ределения погрешности измерения потерь сращивания, но и измерения
разветвленных волоконно-оптических участков. На рис. 9.20 показана
базовая схема 3 дБ соединителя, оптического аттенюатора и двух воло-
кон длиной L1 и L2 (L2 > L ), которая позволяет производить регулирова-
ние сигнала обратного рассеяния на расстоянии Ц вдали от соединителя.
Данная схема [26] является
типичным примером того, как от-
раженные сигналы разных учас-
тков тестируемой цепи наклады-
ваются на результаты измерения
OTDR, учитывая, что OTDR осу-
ществляет измерение наложен-
ных сигналов обратного рассея-
ния на обоих кабелях. Если
Рис. 9.20. Варьируемый генератор
оптических потерь
аттенюатор имеет нулевые вноси-
мые потери и делит сигнал стро-
го пополам, 1.5 дБ шаг может
быть измерен как на самом соединителе, так и на расстоянии Ц. Простая
цепь рассуждений позволяет обнаружить этот эффект. На расстоянии L,
где Ц < L < L2, обратное рассеяние более длинного волокна только увели-
чивает уровень сигнала, воспринимаемого OTDR, так как он гасится дваж-
ды 3 дБ потерями соединителя и эффектом 3 дБ общих потерь. Очевидно,
что для более короткого волокна L < L1 сигнал, воспринимаемый OTDR,
будет в два раза выше, чем от длинного волокна, так как в этом случае
OTDR воспринимает сигналы обоих волокон, приводя к одностороннему
увеличению в 1.5 дБ при L= Ц. На практике потери, вносимые аттенюато-
ром, значительно уменьшают это возрастание, поэтому Bellcore для изме-
рений рекомендует 0.5 дБ сращивание, что налагает требование тщатель-
ного выбора аттенюатора и соединителя для поддержания требуемого
минимального шага 0.5 дБ для всех используемых при измерении длин
волн. При этом небольшое откло-
нение от идеального 50:50 отноше-
ния соединения может быть исполь-
зовано для частичной компенсации
вносимых потерь аттенюатора в том
случае, если к аттенюатору присо-
единена линия с низкими потеря-
ми. И, наконец, обязательным ус-
ловием для высококачественного
воспроизведения сращивания, осо-
бенно при проведении измерений с
короткими импульсами, является
должное выполнение неотражатель-
ного конца короткого оптического
волокна.
Рис. 9.21. Значение потерь сращивания
в функции ослабления аттенюатора
578
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
На рис. 9.21 изображено значение потерь сращивания в зависимости от
ослабления, полученное при помощи аттенюатора с низким показателем
вносимых потерь и 3 дБ соединителя с коэффициентом деления около 44:56%.
Сравнение методов анализа потерь по рефлектограмме
Современные рефлектометры, как правило, обеспечивают автомати-
ческое измерение потерь в местах соединения оптических волокон, ис-
пользуя для обработки данных метод наименьших квадратов или уста-
новкой двух курсоров до и после места сращивания. В то же время в
предыдущих образцах использовался иной подход, заключающийся в
установке пяти курсоров (маркеров), по два курсора до и после сращи-
вания и одного в месте стыка. При этом основным условием было рас-
положение курсоров вне мест выбросов и провалов рефлектограммы, а
расстояние по вертикальной оси между этими прямыми, проведенными
через две первые и две последние точки, определяло искомое значение
потерь в точке установки центрального курсора. Таким образом, весь
процесс анализа рефлектограммы в этом случае сводился к расстановке
курсоров, так как дальнейший подсчет потерь производился в автома-
тическом режиме.
Одним из основных недостатков данного метода является зависимость
результата измерения от навыков оператора, расставляющего курсоры,
и достаточно большая трудоемкость измерений, особенно, когда требу-
ется высокая точность измерения, так как в этом случае нередко уста-
новка курсоров и получение результата проводятся несколько раз с пос-
ледующим усреднением результатов.
С целью устранения этого недостатка в современных рефлектометрах
используется алгоритм аппроксимации рефлектограммы в области ус-
тановки всего двух курсоров, что минимизирует влияние навыков опе-
ратора на результаты анализа, обеспечивая высокую достоверность по-
лучаемых данных. Здесь следует отметить, что при использовании двух
курсоров процесс получения аппроксимирующих прямых автоматизи-
рован, так как прибор автоматически выбирает удаленные влево и вправо
от курсора точки, а затем аппроксимирует методом наименьших квад-
ратов данные, имеющие место между ними, выполняя фактически ряд
процедур вместо оператора. Основным требованием в этом случае явля-
ется правильное задание интервалов аппроксимации в предваритель-
ных установках прибора. Впрочем, в ряде приборов предусмотрен авто-
матический выбор и изменение этих интервалов. Более подробно этот
вопрос будет рассмотрен ниже, в разделе техники OTDR измерений (про-
цедура определения потерь методом наименьших квадратов) на приме-
ре рефлектометров компании GN Nettest.
9.6.2. Возвратные потери и отражение
Эхо-сигналы, вызванные многочисленными отражениями '
Обычными источниками отражений являются переход стекло-воздух
на открытых концах оптоволоконного кабеля, а также механические
сращивания, трещины, плохо сопряженные из-за грязи и пыли, а иног-
9.6. Измерение потерь и отражений с помощью оптического рефлектометра
579
да и чересчур отполированные коннекторы. В этом случае рефлектог-
рамма нередко отображает “ложные”, вызванные многочисленными
отражениями эхо-сигналы, которые могут создавать ложные всплески.
Любой эхо-импульс, поступающий от оптического волокна к OTDR,
частично отражается от коннектора, установленного на передней пане-
ли, действуя как дополнительный задержанный зондирующий импульс.
Однако для хороших коннекторов амплитуда эхо-сигналов слишком
мала, чтобы создать такую ложную картину. В то же время грязные
или поцарапанные коннекторы могут отражать значительную часть
энергии импульса. Так, согласно рис. 9.20, видимая ложная картина
может появиться на расстоянии 1ф , определяемом как 1ф = 2 • 1г - , где
12— точки нахождения двух рассматриваемых отражений, причем
/ = 0, а 1ф> - 2 12. Единственное решение этой проблемы заключается в
использовании коннекторов с низкой отражательной способностью.
Помимо рассмотренных ложных сигналов, сам OTDR может созда-
вать ложные последовательности при не очень высокой скорости повто-
рения лазерных импульсов, а также когда он не адаптирован к тестиру-
емому кабелю. Так, если OTDR излучает очередной световой импульс, а
сбор данных начинает до момента полного получения отклика на пре-
дыдущий импульс, произойдет наложение эхо-сигналов обоих импуль-
сов друг на друга, что приведет к искажению результатов измерения.
В тех случаях, когда линия связи содержит большое число коннекто-
ров, установленных на небольшом расстоянии, число ложных сигналов
может значительно возрасти. Проиллюстрируем это явление рис. 9.22,
где в тестируемое волокно введены коннекторы на расстоянии 11 м, 12
м и 13 м. В данном примере показаны только начальные ложные сигна-
лы, являющиеся результатом высокой отражательной способности со-
единений. Естественно, их может быть значительно больше и они могут
возникать в различных комбинациях, создавая ложные сигналы раз-
личной интенсивности.
Когда оптическое излучение проходит через первый коннектор в точ-
ке 10, некоторая его часть отражается назад на OTDR и фиксируется,
как отражение Френеля на расстоянии 10 м, затем последующая часть
светового излучения может быть отражена вновь от OTDR и вернуться в
точку 10, где снова отражается и опять поступает на OTDR. Это вторич-
ное возвращение света воспринимается OTDR как имевшее место в 8
метрах за концом волокна. Если уровень светового излучения во время
вторичного возвращения достаточно высок, уровень трассы за концом
волокна существенно не понизится. В этом случае OTDR добавит собы-
тие к изображению трассы на расстоянии, вдвое превышающем реаль-
ное. В точке 10 он добавит событие на расстоянии 10 метров или в
точке 20 метров, как раз 8 метров за концом волокна. Это относится к
происходящему между точкой 10 и OTDR.
Сходные процессы могут произойти в точках 11 и 12. Свет также может
отражаться из точки 11 в точку 10 и затем обратно в точку 11; из точки 12
в точку 11 и обратно в точку 12; из точки 12 в точку 10 и опять в точку 12
до возвращения на OTDR. Все эти вторичные отражения будут возвра-
щаться на OTDR, пройдя расстояние, превышающее путь первоначально-
19*
580
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
Рис. 9.22. Механизм появления ложных сигналов
го отражения на расстояние между двумя коннекторами. Они будут изоб-
ражены на трассе в точке, отстоящей от местонахождения начального от-
ражения на расстоянии, равном расстоянию между коннекторами.
Таким образом, будут иметь место: ложный отраженный сигнал Е из
точки 12 в точку 11с интервалом в 1 метр; ложный сигнал F из точки
12 в точку 10 с интервалом 2 метра; ложный сигнал D из точки 11 в
точку 10 или 1 метр. В случае появления ложного отражательного сиг-
нала D он будет располагаться на расстоянии 1 м от точки 11 или в
самом верху отражения Френеля для точки 12, и поэтому он виден не
будет. Для исключения рассмотренных отражений или, по крайней мере,
для уменьшения их количества необходимо либо заменить коннекторы,
либо использовать специальный гель.
Отражение не только вызывает возврат света к его источнику, но
приводит также к потерям оптической мощности. Кроме этого, отраже-
ния, происходящие в оптоволоконном соединении, могут привести к
9.6. Измерение потерь и отражений с помощью оптического рефлектометра
581
ухудшению функционирования высокоскоростных систем, так как лю-
бое отражение вызывает появление помех в виде слабого эхо-сигнала
переданной последовательности импульсов. Эти ложные сигналы, со-
здаваемые, множественными отражениями, возвращаются к передат-
чику и добавляются к трафиковому сигналу в качестве шума, оказывая
влияние на битовую скорость.
В связи с постоянным увеличением скорости цифровой передачи дан-
ных и схем комплексной аналоговой модуляции данный фактор приобре-
тает все большее значение. Поэтому при инсталляции волоконно-оптичес-
ких сетей должно проводиться тщательное тестирование оптоволоконных
соединений на предмет обнаружения отражений. В настоящее время су-
ществует два метода определения наличия отражений, заключающихся в
измерении возвратных потерь и измерении коэффициента отражений.
Измерение возвратных потерь
Как известно, оптические возвратные потери (ORL) определяются
отношением света, введенного в волокно, к общему отраженному свету
на всей протяженности оптического волокна и равны
<97?Z(d£) = 10log — >0
(9.37)
Это относится ко всем компонентам ВОЛС, суммируя эффекты всех
отражательных событий в системе передачи. Поэтому обычно выражае-
мые в дБ оптические возвратные потери характеризуют всю волоконно-
оптическую систему и часто включаются в испытания на соответствие
техническим условиям. Для проведения подобного тестирования подхо-
дит либо оптический рефлектометр непрерывного излучения (OCWR),
либо OTDR с возможностью измерения возвратных потерь.
Измерение коэффициента отражения
Измерение коэффициента отражения проводится в тех случаях, когда
для оценки волоконно-оптической системы необходимо знание о значе-
нии и расположении того или иного источника отражения. Коэффици-
ент отражения определяется как отношение отраженного света в диск-
ретной точке Рг к свету, распространяемому в прямом направлении Pt в
этой же точке, и может быть измерен с помощью OTDR только в том
случае, если событие находится на достаточно далеком расстоянии
R = 10iog <0
(9.38)
Полученные на экране OTDR зависимости уровней мощности отражен-
ного света и света обратного рассеяния от длительности импульсов приве-
дены на рис. 9.9, из которого видно, что мощность отраженного света,
вызванного случайным напряжением в волокне, зависит только от коэф-
фициента отражения и не определяется длительностью импульсов. В то
же время мощность обратного рассеяния приблизительно пропорциональ-
на длительности импульсов, причем только для коротких импульсов, при
которых изменение потерь волокна по пространственной ширине импуль-
582
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
сов незначительно. Мощность обратного рассеяния зависит также и от
длины волны. Это означает, что измерение коэффициента отражения при
помощи OTDR является непростой задачей, однако программное обеспече-
ние рефлектометров, как правило, производит все необходимые расчеты
для коррекции данных зависимостей. В то же время следует учесть, что в
случае тестирования волокон импульсами большой длительности мощность
обратного рассеяния может достигнуть и даже превзойти уровень отраже-
ний Френеля, затрудняя тем самым задачу определения формы (кривой)
волны стандартного коннектора с коэффициентом отражения -40 дБ.
Как следует из приведенного рисунка, разность мощности отражен-
ного света и мощности обратного рассеяния, измеренного при длитель-
ности импульсов т = 100 нс на длине волны X = 1310 нм, составляет
12 дБ. Здесь следует учесть, что данный график выполнен в логарифми-
ческой шкале с 10-кратным масштабом, в то время как на экране OTDR
используется 5-кратный масштаб, поэтому высота изображения будет
равняться половине приведенной на этом рисунке.
Пример измерения коэффици-
ента отражения изолированного
события, измеренного при дли-
тельности импульсов т = 100 нс на
длине волны X = 1310 нм, проил-
люстрируем рис. 9.23. Так как
OTDR не может непосредственно
измерять мощность, то ее значе-
ние определяется на основе извес-
тного (или измеренного) коэффи-
циента обратного рассеяния 8.
Отношение между высотой им-
пульса Ра и коэффициентом отра-
жения может быть выведено из
(9.16) и (9.38), при учете, что про-
странственная ширина импульса равна w = УгЛ1, а
сг - -101og(5 • as • w),
Рис. 9.23. Пример измерения отражения
(9.39)
тогда
R = —сг-ь 101oglo(10°2/“ — 1), (9.40)
где показатель 0.2 вызван односторонним представлением данных.
Чтобы использовать это уравнение, нам необходимо определить зна-
чение S для данной длительности импульсов, что может быть получено
из (9.39) или взято из табл. 9.1 [26]
сг = 49 — +10 logf —1 = 49дБ +1 ОдБ = 59дБ.
мкс \0Лмкс J
Тогда, согласно рис. 9.23, амплитуда сигнала отражения Ра =1АдБ,
а коэффициент отражения равен : 'f
: R = -59 + 101ogg(10°2'74 -1) = -44.4Э£. . ,
Из (9.40) и рис. 9.23 следует, что значения коэффициента отражения
9.6. Измерение потерь и отражений с помощью оптического рефлектометра
583
менее S не могут быть точно
измерены, так как разница Ра
между обратным рассеянием
и вершиной импульса стано-
вится слишком малой. В этом
случае необходимо выбрать
меньшую длительность им-
пульсов, что ведет к сниже-
нию уровня обратного рассе-
Таблица 9.1
X Тип волокна S а П
850 MM-S1 50 мкм 3.5 • 10> 1.1 io-2 31 385
1300 MM-G1 62.5 мкм 6.5 102 1.0- 102 38 65
1300 MM-G1 50 мкм 6.5 • 102 5.0 10 я 41 32
1310 SM 9 мкм 6.3 • 10 я 1.0 10 я 49 6.3
1550 SM 9 мкм 3.2 • 10 2 1.0 10 я 52 3.2
яния и, следовательно, к
увеличению Ра . Так как отраженный сигнал пропорционален мощности,
а сигнал обратного рассеяния пропорционален энергии импульса, оче-
видно, что небольшие отражения лучше измерять при меньшей дли-
тельности импульсов. Однако при использовании коротких импульсов
возникает проблема, заключающаяся в ограничении скорости нараста-
ния выходного сигнала из-за ограниченной шириной полосы рабочих
частот приемника. Поэтому для точного измерения коэффициента отра-
жения необходимо обеспечить противоречивые требования, связанные с
необходимостью уменьшения длительности тестирующих импульсов и,
как следствие, увеличением полосы рабочих частот приемника.
Зная ширину полосы рабочих частот А/ приемника OTDR, можно
получить более точное выражение для отраженного сигнала в виде [26]
/
R =-оч-10 log
I
10O2'f“-l
1 - ехр(-2л т Af)
(9.41)
Однако и данная корректировка не совсем совершенна, так как для
аппроксимации функции преобразования приемника была выбрана про-
стая базовая низкочастотная модель прибора. В то же время с позиций
определения точности измерения коэффициента отражения она являет-
ся вполне удовлетворительной.
Таким образом, используя (9.39) при известном коэффициенте отра-
жения, существует также возможность определения коэффициента об-
ратного рассеяния оптического волокна S по измеренной высоте им-
пульсов Ра на рис. 9.23. Кроме этого, можно определить и требуемую
для обеспечения заданной точности измерения ширину полосы пропус-
кания приемника. Так, если разъемное соединение FC/PC имеет воз-
вратные потери, равные 33.5 дБ, а результат OTDR измерения 30 нс
импульсами дает коэффициент отражения равный —36 дБ. Тогда, вычи-
тая (9.40) из (9.41), можно определить ошибку е, вызванную конечной
шириной полосы рабочих частот приемника, которая равна [26]
8 = 101og[l - ехр(-2я • г • А/)] = 33.5дБ - ЗбдБ = -2.5дБ
откуда
А/' ------— 1п(1 -1001<?)= 4.38л/Г1/.
2тг т
584
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
Накапливаемые возвратные потери
Некоторые OTDR могут подсчитывать накапливаемые возвратные по-
тери совместно с измерением обратного рассеяния. Для того чтобы пред-
ставить ясное и четкое изображение состояния волоконно-оптической ли-
нии, информация об обратном рассеянии опускается, и на экране
отображаются только возвратные потери плюс коэффициент отражения.
Общие возвратные потери соединения в соответствии с (9.17) представля-
ют собой максимальное значение на сгибе кривой, изображенной на ри-
сунке 9.24, где дан пример 5 км волокна, измеренного при X = 1310 нм.
Этот пример иллюстрирует, каким образом растут возвратные потери с
увеличением расстояния, и четко показывает расположение отражений,
в частности фронтальное отражение —45 дБ и два отражения с коэффи-
циентом отражения —40 дБ и —36 дБ на расстоянии 2.0 км и 3.3 км,
соответственно. Таким образом, общие возвратные потери (33 дБ) и каче-
ство компонентов оптической сети могут быть оценены одним взглядом.
Например, для надежной ОС-48 (2.5 Гб/с) передачи данных необходимо,
чтобы системные возвратные потери не превышали 24 децибел с индиви-
дуальным коэффициентом отражения,
не превосходящим —24 дБ. Карта воз-
вратных потерь предоставляет точную
информацию для проверки этих двух
параметров путем проведения быстро-
го теста на соответствие техническим
требованиям.
Общие возвратные потери ORL{L~)
оптического волокна длиной £ мо-
гут быть определены из (9.38) при
общей мощности обратного рассеяния
Д(£), равной с учетом (9.16),
Рис. 9.24. Пример накопления возврат-
ных потерь
L
PS{L} = ^P(x)dx =
о
-SaPJ\-e-2aL}
2а Л 0
как
ORL(L) = -lOlog £-^(1 -е“2а£)
При измерении возвратных потерь вполне допустимо считать а рав-
ным as, тогда окончательно
ORL(L) = -lOlog |-(1-е-м)
(9.42)
Эта формула представляется особенно интересной, потому что при изве-
стном значении а предполагает возможность определения £ из рис. 9.23.
Детальное описание измерения возвратных потерь и коэффициента от-
ражения при помощи OTDR можно найти в работе [117], а в работе [118]
приводится подробная информация о калибровке возвратных потерь OTDR.
Определим общие возвратные потери для отрезков одномодового оп-
9.7. Техника OTDR измерений
585
товолоконного кабеля длиной 1 м, 1 км, 10 км и 100 км с коэффициен-
том ослабления 0.19 дБ/км на длине волны 1 = 1550 нм.
Общие возвратные потери в зависимости от длины кабеля £ (в км)
можно определить, используя (8.42), откуда получим
O7?Z(£) = -101og
0.001
2
е~2(0 190.23)2.
Из полученных результатов (рис. 9.25) следует, что с увеличением
длины L значение общих возвратных потерь приближается к пределу,
который зависит, главным образом, от коэффициента S.
Рис. 9.25. Расчетная зависимость ORL от дистанции
9.7. ТЕХНИКА OTDR ИЗМЕРЕНИЙ
Учитывая широкое распространение OTDR благодаря своей универсаль-
ности, позволяющей одновременно определить целый ряд важнейших
параметров линий связи, в частности, длины и непрерывности волокна,
мест неоднородностей и повреждений, потерь в местах соединений во-
локон и вставки компонентов, затухания и др., рассмотрим приемы
измерений, которые имеют много общего для рефлектометров различ-
ных фирм-производителей.
Согласно обобщенной схеме типового OTDR, он содержит источник и
приемник импульсного оптического излучения, направленный ответви-
тель, блок управления, а также устройства обработки информационно-
го сигнала и отображения результатов измерения. Вертикальная ось
последнего градуируется в децибелах по мощности, а положение луча
по горизонтальной оси изменяется в зависимости от времени запазды-
вания оптического сигнала при его распространении по оптическому
волокну, поэтому, зная данное время, горизонтальная ось градуируется
в единицах длины конкретного типа волокна, определяемого его коэф-
фициентом преломления.
586
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
Блок управления предназначен для синхронизации работы лазера и
устройства отображения, обеспечивая фрагментарное или полное на-
блюдение рефлектограммы, в то время как устройство обработки сигна-
ла осуществляет регистрацию и занесение в память временных харак-
теристик мощности обратного рассеяния, их цифровое усреднение и
преобразование данных для соответствующего представления устрой-
ством отображения. Кроме этого, блок управления позволяет реализо-
вать ряд сервисных функций, обеспечивающих удобство эксплуатации
прибора.
Современный рефлектометр включает базовый и ряд сменных блоков,
которые отличаются рабочей длиной волны, динамическим диапазоном
или расширяют функции прибора за счет измерения мощности, визуаль-
ного наблюдения ввода излучения и др. Кроме этого, OTDR могут быть
объединены единым корпусом с принтером, а также блоком дистанцион-
ного управления и коммутации оптических волокон, что позволяет ис-
пользовать их в качестве устройств удаленного тестирования оптических
кабелей. Наиболее ярким примером OTDR, в котором реализованы все
перечисленные возможности, является СМА8800 компании GN Nettest
(рис. 9.26). Характеристики данного сведены в табл. 9.2.
Учитывая, что общая методика OTDR измерений идентична для раз-
личных рефлектометров, а отличие самих приборов заключается в широ-
ком разнообразии управления рефлектометром и представления результа-
тов измерений, ниже рассмотрим основные
этапы измерений и интерпретации получен- -
ных результатов на примере СМА4000/8800,
в которых реализованы все функции прибо-
ров данного класса. wpfi
В общем случае алгоритм OTDR измере- Tgjfi
ний включает предварительный этап, состо-
ящий из процедур самотестирования, под-
ключения оптического кабеля, задания
режима и формы представления результа-
тов измерения, а также этапы собственно
измерения, заключающегося в получении
рефлектограммы, анализа результатов и их рис. 9.26. Общий вид оптическо-
отображения. Рассмотрим эти процедуры го рефлектометра СМА-8800
более подробно.
9.7.1. Подготовка и проведение OTDR измерений
При первом включении прибора после экрана загрузки выводится вер-
сия программного обеспечения и текущая дата, а через некоторое время
список установленных блоков и результат их самодиагностики. После
окончания инициализации пользователь может выбрать один из следу-
ющих режимов работы: режим локализации неисправности, автомати-
ческий режим измерения, ручной режим измерения, набор тестов на
качество соединения и режим визуальной локализации неисправное-
9.7. Техника OTDR измерений
587
Таблица 9.2
Характеристики модулей рефлектометра
Модель 4436 4435 4415
Основная длина волны, нм 1310+20 1550+20 1310±20 1550±20 1310+20 1550+30
Тип волокна Одномодовое 9/125 мкм Одномодовое 9/125 мкм Одномодовое 9/125 мкм
Ширина спектра, нм 1310: < 10 1550:<10 1310: < 10 1550:<10 1310: <10 1550: <10
Динамический диапазон 1310 нм: 40 дБ 1550 нм: 46 дБ 1310 нм: 36 дБ 1550 нм: 40 дБ 1310 нм: 30 дБ 1550 нм 28 дБ
Мертвая зона 1310 нм: 2.5 м 1550 нм: 2.5 м 1310 нм: 3 м 1550 нм: 3 м 1510 нм: 3 м
Мертвая зона по измерению потерь 1310 нм: 10 м 1550 нм: 15 м 1310 нм: 15 м 1550 нм: 20 м 1510 нм: 15 м
Длительность импульса 10 нс + 10 мс
Разрешение по расстоянию 0.0001 км; 0.1 м
Точность по расстоянию 0.0025% от измеренного расстояния ± разрешение по расстоянию
Настройка расстояния 2/4/8/16/32/64/128/256 км
Разрешение затухания 0.001 дБ
Стандарт безопасности лазера Отвечает требованиям CDRH 1 класса (безопасен для глаз)
тей, причем два последних режима зависят от используемых опций.
Здесь следует отметить, что практически во всех OTDR автоматический
режим измерения ориентирован на неискушенного оператора, а ручной
режим, или, как его еще называют, режим эксперта, предназначен для
профессионального пользователя. Отличие данных режимов заключа-
ется в том, что в первом случае достаточно одного нажатия клавиши
начала выполнения измерений для того, чтобы прибор самостоятельно
произвел определение параметров волокна и затем осуществил проце-
дуру измерения в соответствии с этими параметрами, во втором случае
данные параметры задаются пользователем, исходя из особенностей кон-
тролируемой линии.
Задание условий и сохранение результатов измерения
После выбора режима измерений на экран OTDR выводится окно
быстрой настройки, обеспечивающее доступ ко всем параметрам, необ-
ходимым для проведения измерений. Учитывая важность этого этапа,
рассмотрим данное окно более подробно.
Первое поле этого окна позволяет ввести сведения о волоконно-оптичес-
ком кабеле, которые используются для создания заголовков файлов реф-
лектограмм, сохраняемых во время цикла тестирования, а также для созда-
ния основного имени файла, содержащего сохраненную рефлектограмму.
Второе и третье поля предназначены для указания начала и конца измеря-
емого волокна, а четвертое и пятое позволяют ввести направления тестиро-
588
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
вания — от входного или от выходного узла, т, е. начала или конца кабеля.
Далее следует поле, с помощью которого можно задать разовое или прово-
димое перед каждым тестированием автоматическое определение диапазо-
на. Поле списка длин волн предназначено для задания длины волны, с
которой начинается процедура измерения, а два последующих поля — для
указания числа оптических кабелей и с какого кабеля будет начато измере-
ние. И, наконец, поле основного имени файла, соответствующего данным
установкам, под которым он будет храниться в памяти рефлектометра.
Подсоединение к оптическим волокнам и верификация введенных
данных
После выполнения задания параметров измерения пользователю пред-
• лагается подсоединить кабель, подлежащий измерению, и проверить
. имена файлов, которые будут использоваться для ввода данных. Оче-
видно, что на данном этапе еще сохраняется возможность замены име-
' ни файла, в то время как после перехода к следующим этапам измене-
ние имени может быть выполнено только после вызова процедуры записи.
Здесь следует отметить, что, независимо от выбранного режима из-
" мерений, на данном этапе необходимо минимизировать френелевское
, отражение и вносимые потери на входе волокна, а также исключить
нелинейные эффекты самого волокна.
Тестирование оптического волокна
Переход к данной процедуре осуществляется либо по окончании пре-
дыдущего этапа, либо непосредственным заданием режима тест. В ре-
зультате тестирования производится проверка соединения по обратно-
му рассеиванию, заданному в рассматриваемом далее окне установок.
При получении информации о плохом соединении необходимо про-
чистить коннекторы рефлектометра и кабеля, а затем вновь повторить
тестирование. Если же это не даст положительного результата, то един-
ственно разумным решением является продолжение теста с последую-
щим анализом достоверности результатов тестирования.
При получении приемлемого или хорошего соединения выполняют-
ся все активизированные в окнах быстрой настройки автоматические
функции, в частности, автодиапазон, автоанализ, автосохранение, авто-
сглаживание и т. д., которые задаются при переходе к ручному режиму
измерений. Поэтому перед проведением измерений для контроля дан-
ных установок лучше предварительно перейти в ручной режим и затем
просмотреть или изменить эти установки.
Измерение в автоматическом режиме
В этом режиме измерение выполняется, начиная с длины волны,
указанной в поле сведений о волоконно-оптическом кабеле, с индика-
цией текущего процесса и параллельным выводом на экран данных о
выполняемой функции. По окончании измерения происходит обновле-
ние предыдущей рефлектограммы, а прибор возвращается к экрану зап-
роса на подсоединение волоконно-оптического кабеля, причем этот про-
цесс будет повторяться в соответствии с числом волокон, заданных в
поле сведений о волоконно-оптическом кабеле.
9.7. Техника OTDR измерений
589
Задание режимов и параметров измерений в ручном режиме
В меню выбора режима на экран рефлектометра выводится окно быстрой
настройки, позволяющее установить все необходимые параметры до начала
измерений. Данное окно разделено на три области быстрой настройки: авто-
настройки, системной настройки и настройки измерений. Для выбора поля,
которое должно быть изменено, необходимо нажать либо аппаратную кла-
вишу “A/В СЕЛ”, либо “ВЫБРАТЬ” (F2), после чего в выбранном поле
указывается значение параметра, доступного для изменения. Для перехода
к следующему параметру достаточно повторно нажать одну из указанных
клавиш. В области быстрой автонастройки устанавливаются:
• полностью автоматический режим, который при утверждении
. . ! “Да” задает рассмотренный выше автоматический режим изме-
; < i . рения, т. е. активизирует все автоматически выполняемые про-
- - цедуры (автоанализ, автопечать, авторежим, автосохранение и
автовыравнивание);
- • авторежим, при котором в случае утверждения “Да” автомати-
J ' * > чески устанавливаются значения диапазона, разрешения, дли-
тельности импульсов и режима усреднения, а при задании “Нет”
эти процедуры необходимо установить вручную;
• режим автоанализа, при котором в случае утверждения “Да”
анализ данных рефлектограммы проводится сразу же по окон-
чании сканирования с изображением таблицы событий, а при
задании “Нет” анализ оптоволокна проводится только в том слу-
чае, если будет нажата клавиша анализа рефлектограммы;
• режим автозаписи, при котором в случае утверждения “Да” про-
изводится автоматическая запись результатов измерений в ука-
занный ранее файл, а при задании “Нет” для сохранения ре-
зультатов измерений необходимо войти в окно сохранения
данных при помощи клавиши “сохранение”;
• режим автовыравнивания (автосглаживания), при котором по
окончании или после остановки измерения в случае утвержде-
ния “Да” будет автоматически применена процедура сглажива-
ния рефлектограммы, служащая для уменьшения шума, а при
задании “Нет” сглаживание будет осуществляться после нажа-
тия функциональной клавиши “сглаживание”;
• режим автопечати, при котором в случае утверждения “Да” после
сбора данных и их анализа производится автоматическая печать
рефлектограммы, а при задании “Нет” будет выполнена автомати-
ческая запись результатов измерений в указанный ранее файл.
В области быстрой системной настройки, связанной с выполнением и
формированием сообщений функций автоанализа и автосглаживания,
задаются:
• размерность, которая определяет единицу измерения, исполь-
зуемую для отображения расстояния на горизонтальной оси реф-
лектограммы, и задаваемую в метрах, километрах и т. д. Эта
- установка оказывает влияние на диапазон и разрешение изме-
590
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
рения, а также на результаты анализа, связанные с расстояни-
ем;
• уровень сглаживания, который определяет степень осуществляе-
мой цифровой фильтрации и делится на слабый уровень, при
котором имеет место наименьшая величина искажений и наи-
меньшая степень снижения шума, средний уровень, когда обес-
печивается наилучший компромисс между снижением шума и
искажением, и большой уровень, служащий для достижения наи-
высшего уровня снижения шума при наибольших искажениях;
• пороги, которые определяют параметры анализа рефлектограммы.
Данные пороги включают:
1. Порог по потерям в местах сварки, определяемый в дБ и соответ-
ствующий уровню, ниже которого сообщения о потерях сварки не будут
выдаваться. Этот порог задается в пределах от 0.00 до 5.00 дБ с шагом
0.01 дБ.
2. Порог по потерям конец-конец волокна, который определяет наи-
высшее сообщаемое значение соответствующих потерь и может зада-
ваться от 1 до 99 дБ с шагом в 1 дБ;
3. Порог отражающих событий, устанавливающий самое низкое зна-
чение коэффициента отражения, выше которого программное обеспече-
ние прибора будет формировать сообщения в результате анализа. Оче-
видно, что при событиях с коэффициентом отражения ниже этого
значения сообщения не выдаются. Например, —70.00 дБ меньше, чем —
60.00 дБ, поэтому об этом событии не будет сообщено, если пороговое
значение коэффициента отражения задано -60.00 дБ;
4. Порог обрыва/конца волокна, соответствующий значению потерь
от 0.2 дБ до 5.0 дБ с шагом 0.2 дБ и идентифицирующему событие как
разрыв волокна, поэтому любое событие с потерями, превышающими
установленное значение, будут опознаны как конец кабеля.
В области быстрой настройки параметров измерений устанавливают-
ся такие параметры, как показатель преломления волокна, дистанция/
разрешение, длительность импульсов тестирования, количество усред-
ненных значений, а также коэффициент возможного затухания и со-
держит поля, соответствующие предусмотренным длинам волн измере-
ний, которые включают:
• коэффициент преломления волокна, значение которого ис-
пользуется для расчета расстояния и задается исходя из паспор-
тных данных оптического кабеля в пределах от 1.400000 до
1.699999;
• дистанция и разрешение, значения которых задаются исходя из
установленного модуля, длины волокна и допустимого разреше-
ния, в пределах от 2 км/0.25 м до 256 км/16 м, соответственно;
• длительность импульса, которая очевидно определяет длитель-
ность световых импульсов излучения, необходимых для изме-
рения волокна, и задается в диапазоне от 10 нс до 20 мкс, при-
чем выбор зависит от тестового модуля;
• количество усреднений, определяемое числом средних значений,
9.7. Техника OTDR измерений
591
используемых в процессе сбора данных, и выбираемое от 00:05 до
99:55 (минут:секунд), исходя из условия, что быстрое, среднее и
медленное усреднения соответствуют 2048, 32768 и 262144 значе-
ниям (точкам рефлектограммы). Очевидно, что, чем больше коли-
чество средних значений, тем больше времени займет процесс из-
мерения и тем эффективнее будет процесс сглаживания шума;
• коэффициент обратного рассеяния, используемый для расчета
значения коэффициента отражения, и устанавливаемый в соот-
ветствии с паспортными данными на оптический кабель в пре-
делах от -60.0 до -90.0 нажатием клавиши “установка”. GN
Nettest использует стандартный коэффициент обратного рассе-
яния, соответствующий “значению обратного рассеяния, выра-
женному в дБ для импульса длиной в 1 нс”. В некоторых случа-
ях производители волокна могут использовать коэффициент для
1 мкс импульса, что соответствует -49 дБ. Поэтому значение
коэффициента обратного рассеяния, которое необходимо ввести
в рефлектометр, составит —79 дБ. Если вам встретится подобное
расхождение, следует воспользоваться следующей формулой
1 нс коэффициент обратного рассеяния =
=1 мкс коэффициент обратного рассеяния - 30 дБ.
На этом уровне доступны также программные клавиши дополнительной
настройки, выбора, режима экрана, перехода к установкам, принятым по
умолчанию. При этом окно дополнительных настроек, таких, как текущие
время и дата, формат сохранения файла, параметры принтера, а также пред-
почтений пользователя по представлению информации в окне рефлектомет-
ра, как правило, достаточно очевидны и редко используются, поэтому они
далее не рассматриваются. Больший интерес представляет настройка ORL,
которая позволяет выбрать способ сообщения об оптических возвратных
потерях. Оптические возвратные потери представляют собой отношение об-
щей энергии оптического излучения, возвращенной на OTDR, включая об-
ратное рассеяние и все отражения, к энергии, введенной в оптическое во-
локно, и фактически сводится к измерению первой, так как вторая может
быть задана в виде константы. Здесь могут быть установлены режимы:
• автоматического определения ORL, когда при подтверждении “Да”
рефлектометр будет сам подсчитывать оптические возвратные
потери и сообщать результаты в соответствующем месте экрана,
а при задании “Нет” — расчет ORL производиться не будет;
• автоматическое определение площади ORL, которое также мо-
жет быть либо включено, либо нет, причем в первом случае
может быть установлено определение ORL по всей линии от ее
начала до конца или только в области между курсорами А и В;
• относительное определение ORL, соответствующее двум случа-
ям, когда измерение может вестись при помощи измерителя
ORL, присоединенного к оптическому волокну в месте располо-
жения курсора А или на выделенном курсорами А и В участке
волокна.
592
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
Измерение в ручном режиме
По завершении проведенных установок по команде перейти на экра-
не быстрой настройки или на экране дополнительной настройки, выво-
дится экран координатная сетка рефлектограммы, на котором фор-
мируется рефлектограмма. Для этого необходимо нажать клавишу
реальное время или для получения результатов усреднений — клавишу
тест/стоп. В результате усреднения для периода, заданного в экране
быстрой настройки, рефлектограмму можно анализировать либо вруч-
ную, либо в автоматическом режиме нажатием последовательности кла-
виш далее и анализ рефлектограммы. В этом случае на экран выводит-
ся таблица событий, из которой можно получить данные о типе,
нахождении и значении потерь и отражений, а также сведения о собы-
тии перед концом и нахождении конца волокна, его неисправности и
значении результирующих потерь всего волокна.
9.7.2. Анализ результатов измерений
На основании полученной рефлектограммы можно определить различные
параметры волоконно-оптической линии связи, из которых здесь мы рас-
смотрим определение длины волокна, расстояния до обрыва волокна от за-
данной точки, двухточечных потерь, коэффициента потерь, потерь сращи-
вания волокон, оптических возвратных потерь, коэффициента отражения.
Процедура определения длины волокна
1. Вывести на экран изображение начала трассы.
2. Поместить курсор А в конец возбуждающего импульса.
3. Вывести на экран изображение рефлектограммы в области курсо-
ра А.
4. Увеличить изображение в вертикальном и горизонтальном направ-
лениях для более точной установки курсора.
5. Поместить курсор В в конец кабеля.
6. Вывести на экран изображение рефлектограммы в области курсора В.
7. Увеличить изображение в вертикальном и горизонтальном направ-
лениях для более точной установки курсора.
8. Поместить курсор В в начало отражательного или неотражатель-
ного конца кабеля.
9. Прочитать длину волокна как А — > В расстояние в окне Cursor
Location.
Замечание
Если курсор А находится в точке 0.00 км, расстояние А — > В будет
равно расстоянию до курсора В.
Процедура определения расстояния до разрыва волокна
1. Вывести на экран изображение начала трассы. *
' 2. Поместить курсор В в место разрыва волокна.
3. Вывести на экран изображение в области курсора В.
4. Увеличить изображение в вертикальном и горизонтальном направ-
лениях для более точной установки курсора. . -
9.7. Техника OTDR измерений
593
5. Поместить курсор В на характеристику, указывающую на разрыв
в кабеле.
6. Вывести на экран изображение начала трассы. ~
7. Поместить курсор А в известную точку волокна. 4
8. Вывести на экран изображение в области курсора А.
9. Увеличить изображение в вертикальном и горизонтальном направ-
лениях для более точной установки курсора.
10. Переместить курсор А в начало сращивания.
11. Прочитать значение расстояния от известной точки до разрыва
как расстояние А — > В в окне Cursor Location.
Процедура определения потерь двухточечным методом
1. Вывести на экран изображение начала трассы.
2. Поместить курсор В в точку, соответствующую концу волокна.
3. Вывести на экран изображение в области курсора В.
4. Увеличить изображение в вертикальном и горизонтальном направ-
лениях для более точной установки курсора.
5. Поместить курсор В в начало отражательного конца волокна и
прочитать общую длину волокна от подсвеченного места нахождения
курсора В в окне Cursor Location.
6. Вывести на экран изображение начала трассы.
7. Поместить курсор А справа от отражательного события, если оно
имеет место, в начале волокна.
8. Вывести на экран изображение в области курсора А.
9. Увеличить изображение в вертикальном и горизонтальном направ-
лениях для более точной установки курсора.
10. Переместить курсор А на конец отражательного события в нача-
ле волокна.
11. Если режим анализа потерь не настроен должным образом, на-
жать дБ и выбрать 2-Point Loss. r
12. В окне Loss прочитать значение общих потерь волокна.
Обычно данные курсора А (ось У) больше, чем данные курсора В (ось
Y), и на экране изображаются положительные потери, в противном слу-
чае имеет место “усиление” (“gainer”), соответствующее отрицательно-
му значению потерь.
Процедура определения потерь методом наименьших квадратов
Процедура измерения потерь во входном коннекторе:
1. Поместить курсор в то же место, как для проведения измерения в
начале волокна.
2. Вывести на экран изображение начала трассы.
3. Выбрать двухточечные среднеквадратичные потери в меню ре-
жима потерь.
4. Вывести на экран изображение расположения каждого из курсо-
ров и увеличить, если необходимо, размеры изображения.
5. Проверить, чтобы среднеквадратичные интервалы располагались
в областях обратного рассеяния и не касались сращивания или других
элементов.
6. Прочитать значение потерь в окне потери.
594
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
Процедура более точного измерения потерь. ? ; . — >
Если необходима настройка среднеквадратичных интервалов для бо-
лее точного измерения потерь данным методом, необходимо выполнить
следующие процедуры:
1. Нажать клавишу установки интервала потерь.
2. Нажать клавишу установки левого интервала, чтобы ввести из-
мененный режим дли интервала курсора А.
Информация о расстоянии курсора в области отображения парамет-
ров рефлектограммы будет временно изменена на информацию, касаю-
щуюся измерения среднеквадратичного интервала.
L — > А — расстояние от левой границы до маркера курсора.
R — > А — расстояние от правой границы до маркера курсора.
L — > R — расстояние от левой до правой границы.
3. Нажать клавишу управления курсором для настройки левой гра-
ницы интервала, в результате чего начало интервала переместится вме-
сте с курсором, что приведет к изменению и значения L — > А в окне
измерения длины среднеквадратичного интервала. . -
4. Нажать клавишу выбор. ' “
5. Нажать клавишу управления курсором для настройки правой гра-
ницы интервала, в результате чего конец интервала переместится вмес-
те с курсором, что приведет к изменению и значения R — > А в окне
измерения длины среднеквадратичного интервала.
6. Нажать клавишу установки правого интервала, чтобы ввести ре-
жим изменения для курсора В.
Информация о расстоянии курсора в области отображения парамет-
ров рефлектограммы будет временно изменена на информацию, касаю-
щуюся среднеквадратичного интервала.
L — > В — расстояние от левой границы до маркера курсора.
R — > В — расстояние от правой границы до маркера курсора. .
L — > R — расстояние от левой до правой границы.
7. Выполнить шаги от 3 до 5 для настройки положений конца интер-
вала.
Замечание: Так как правая граница интервала будет настроена в
первую очередь, нажать клавишу выбор, чтобы переключиться на ле-
вую границу.
8. Прочитать значения среднеквадратичных потерь в окне потери.
9. Нажать клавишу выход установки потерь, чтобы выйти из режи-
ма установки интервала.
Измерение двухточечных потерь методом наименьших квадратов
используется для подсчета наилучших значений Y, в области текущего
положениях курсора, а интервалы справа от курсора А и слева от кур-
сора В могут быть использованы для подсчета двухточечных потерь.
Метод наименьших квадратов особенно эффективен, когда рефлектог-
рамма имеет очень высокий уровень шумов, при этом полученный ле-
вый интервал ассоциируется с курсором А, а правый — с курсором В.
По умолчанию левый интервал располагается непосредственно справа
от курсора А.
' <" • • Ч’- ‘ ' 'Г
9.7. Техника OTDR измерений : j. -- 595
Процедура определения коэффициента потерь двухточечным ме-
тодом
Для данных состояний курсоров А и В определение коэффициента
потерь осуществляется автоматически по соответствующим значениям
потерь и расстояний и может изображаться по-разному в зависимости
от единиц, выбранных при настройке. ..... ' -
Процедура определения коэффициента потерь методом наимень-
ших квадратов (LCA- методом)
Для полученного среднеквадратичного интервала определение коэф-
фициента потерь также осуществляется автоматически по соответству-
ющим значениям потерь и расстояний и может изображаться по-разно-
му в зависимости от единиц, выбранных при настройке.
Процедура определения потерь сращивания
Данная процедура используется для измерения потерь оптической
мощности оптоволоконного кабеля, коннекторов, сращиваний и соеди-
нителей и предусматривает выполнение в следующей последовательно-
сти в конце процедур: , ч
1. Вывести на экран изображение начала трассы.
2. Поместить курсор А перед началом сращивания, где будет произ-
водиться измерение потерь.
3. Вывести на экран изображение в области курсора А.
4. Увеличить изображение в вертикальном и горизонтальном направ-
лениях для установки более точного положения курсора, поместить
курсор А в начало сращивания, которое необходимо измерить.
5. Выбрать потери сращивания из меню режим потерь.
6. Если среднеквадратичные интервалы настроены должным обра-
зом, перейти к пункту 9.
7. Нажать клавишу установка интервала потерь.
8. Настроить среднеквадратичные интервалы на прямое обратное рас-
сеяние.
9. Прочитать значение потерь сращивания в окне Loss.
Интервалы данных, используемые для потерь сращивания, могут быть
изменены пользователем при помощи клавиши установка интервала
потерь.
Определение оптических возвратных потерь (ORL)
Когда значок режима потерь выглядит как ORL, на экране будет
изображена клавиша вычисление ORL. В этом случае курсор А можно
использовать для маркировки начала интервала ORL, а курсор В — для
маркировки окончания этого интервала. Нажмите вычисление ORL,
чтобы начать вычисление ORL. Во время осуществления подсчета ORL
на экране в окне состояния изображается символ <ORL>. По оконча-
нии подсчета его значение будет изображено в области информации о
потерях раздела параметры рефлектограммы.
Если вычисление ORL не может быть завершено, раздастся звуковой
сигнал.
Знак “<”, изображаемый напротив значения ORL, и знак “S” после
596
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
данного значения означают, что на обозначенном участке трассы имело
место насыщение и действительное значение ORL соответствует изобра-
жаемому или, возможно, меньше его.
Знак “<”, изображаемый без “S”, указывает, что точки для данной
продолжительности импульса были недостаточными для осуществле-
ния точного подсчета значения ORL.
Определение коэффициента отражения
Значение коэффициента отражения для отражательных событий изоб-
ражается в квадратном окне в правом верхнем углу рефлектограммы.
Это значение будет изображаться только в том случае, если поле отра-
жения в окне настройки установки пользователя установлено на “ДА”.
При этом измерения коэффициента отражения осуществляются только
относительно курсора А.
Чтобы определить значение коэффициента отражения, достаточно
установить положение курсора А приблизительно в начало отражатель-
ного соединения, при этом значение коэффициента отражения всегда
будет лежать между -20 и -80 дБ при следующих исключениях:
• если значение коэффициента отражения меньше, чем пороговое
значение, установленное в режиме FAS Setup — на экране будет
* изображаться “N/A”;
• если больше —20 дБ (—19 ч- —14 дБ) — будет изображаться “>—
20 дБ”;
• если измеряемое соединение приводит к насыщению, результат
будет также изображаться на экране со знаком “>”, но за ним
будет следовать знак “S”, что означает, что коэффициент отра-
жения равен изображаемому значению или даже превышает его;
• если измеряемое событие содержит количество точек на дли-
тельность импульса меньше минимального (8 точек), на экране
будет изображен знак “>”.
• при измерении коэффициента отражения на рефлектограммах,
записанных при помощи инструментов, использующих фикса-
цию уровней оптического модуля, на экране всегда будет изоб-
ражаться знак “>”.
Замечание: Может поступить сообщение о недействительном коэф-
фициенте отражения, если два отражательных объекта находятся в
пределах двух следующих друг за другом импульсов.
9.8. МЕТОДЫ КАЛИБРОВКИ ОДНОМОДОВЫХ МОДУЛЕЙ
OTDR
Рефлектометры, как и любые измерительные приборы, требуют перио-
дической калибровки, кроме этого, в ряде случаев необходимо самосто-
ятельно удостовериться в соответствии параметров рефлектометра пас-
9.8. Методы калибровки одномодовых модулей OTDR
597
Выход
Вход МН
Одномодовое волокно: 10000 м
Рис. 9.27. Определение динамического диапазона OTDR
портным данным. Учитывая, что этот вопрос слабо отражен в литерату-
ре и часто вызывает справедливый интерес эксплуатационных служб,
рассмотрим его более детально и покажем основные приемы экспери-
ментального определения параметров рефлектометра.
Определение динамического диапазона
• Одномодовое волокно калиброванной длины (рекомендуется 10 000 м).
Процедура
1. Выбрать тестируемый модуль.
2. Задать наибольшую длительность импульса, мкс.
3. Выбрать максимальный диапазон рефлектометра, км.
4. Очистить соединитель и затем подключить к OTDR оптическое
волокно.
5. Начать измерение, затем скорректировать вертикальное и гори-
зонтальное увеличение, отобразить полную кривую, включая шум и
участок ввода с максимумом подробностей.
6. В соответствии с рис. 9.27 найти точку А и аппроксимировать 2%-
ные шумы.
Предупреждение. Область шумов должна быть вне сигналов обратно-
го рассеяния, отражения и сигнала отражения призрака.
7. Вычислить динамический диапазон вдоль вертикальной оси.
8. Удостовериться, что результат отвечает спецификации.
Примечание. Здесь необходимо обратить внимание на то, что уро-
вень излучения зависит от коэффициента обратного рассеяния волок-
на при тесте.
Калибровка расстояния
• Одно одномодовое волокно калиброванной длины (10 000 м).
598
9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
Таблица 9.3. Измерение расстояния модулем DR
Импульс, мкс 0.01 0.02 0.1 0.3 1 3 10
Диапазон, км 5 10 20 40 140
Длина волокна, м 1250 10000
Таблица 9.4. Измерение расстояния модулем SR
Импульс, мкс 0.01 0.03 0.1 0.3 1 3 10
Диапазон, км 5 20 40 140
Длина волокна, м 1250 10000
• Одна френелевская неоднородность с отражением сигнала на
расстоянии 1250 м.
Процедура
1. Уточнить параметры используемого для измерения волокна.
2. Выбрать тестируемый модуль.
3. Установить параметры, соответствующие паспорту волокна.
4. Установить время измерения.
Вход ИНГ
4НН Выход
Одномодовое волокно: 10000 м
Рис. 9.28. Калибровка OTDR по расстоянию
9.8. Методы калибровки одномодовых модулей OTDR
599
5. Выбрать длительность и дальность согласно табл. 9.3.
6. Очистить соединитель и подключить OTDR к соответствующему
волокну согласно табл. 9.4.
7. Начать измерение, затем точно установить курсор В на дальнем
френелевском отражении сигнала как показано на рисунке 9.28.
8. Измерить волоконную длину и сравнить ее с паспортной длиной.
9. Проверить, что результат отвечает спецификации волокна.
10. Повторить эту операцию для каждой длительности импульса.
Калибровка затухания
• Одномодовое стекловолокно с известным затуханием.
Процедура
1. Обратить внимание на использование двух позиций маркера для
измерения линейного затухания используемого волокна.
Предупреждение. Должно быть только линейное затухание.
2. Выбрать тестируемый модуль.
3. Установить время измерения.
4. Выбрать адаптируемую длительность импульса.
5. Очистить соединитель и подключить источник к волокну.
6. Начать измерение, потом установить А и В маркеры и выполнить
полуавтоматическое измерение ослабления в соответствии с рисунком 9.29.
7. Определить линейное затухание на расстоянии А-В.
8. Проверить, что результат отвечает спецификации волокна.
Мертвая зона затухания
• Источник с френелевским отражением —27 dB или — 40 dB без
затухания.
Выход
Вход М
Одномодовое волокно: 10000 м
Рис. 9.29. Калибровка OTDR по затуханию
600 9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
Одномодовое волокно: 2500 м
Рис. 9.30. Определение мертвой зоны по затухании
Рис. 9.31. Определение мертвой зоны по отражению
Выводы
601
• Одномодовое стекловолокно — 2500 м.
Процедура
1. Выбрать тестируемый модуль.
2. Установить время измерения.
3. Выбрать наименьшее значение длительности импульса.
4. Выбрать диапазон (дальность, дистанцию) до 5000 м.
5. Очистить соединитель и подключить источник к волокну с нео-
днородностью.
6. Начать измерение, затем точно установить курсор А в место нео-
днородности, как на рис. 9.30.
7. Выбирать курсор В и переместить его на 0.5 dB от В-A, как на
рисунке 9.30.
8. Определить мертвую зону как расстояние В-А.
9. Проверить, что результат отвечает спецификации.
Мертвая зона отражения
• Источник с френелевским отражением сигнала, равным -27 дБ
без затухания.
Процедура
1. Выбрать тестируемый модуль.
2. Установить время измерения.
3. Выбрать минимальную длительность импульса.
4. Выбрать диапазон (дальность, дистанцию) до 5000 м.
5. Очистить соединитель и подключить OTDR к волокну.
6. Начать измерение, затем установить курсор точно на верхней час-
ти отраженного сигнала, как показано на рис. 9.31.
Примечание. Если сигнал отражения не наблюдается, вставьте удли-
нитель после источника.
7. Выбрать В курсор и переместить его вправо до -1.5 дБ по В-A, а
затем выбрать курсор А и переместить его влево до 0.0 дБ по В-А, как
показано на рисунке 9.31.
8. Определить мертвую зону на расстояние В-А.
9. Проверить, что результат отвечает спецификации.
ВЫВОДЫ
Несмотря на то, что развитие производства OTDR происходило в тече-
ние почти двух десятилетий, тенденции современных технологий опти-
ческой передачи и топологий волоконно-оптических сетей обуславлива-
ют необходимость дальнейшего совершенствования данных средств и
методов измерений. Первоначально ОТПВ»предназначались для двухто-
чечных волоконно-оптических линий связи, однако вскоре большое
распространение получили разветвленные волоконно-оптические сети.
Поэтому, помимо происходящих и ожидаемых улучшений параметров
данных приборов, таких, как динамический диапазон и дальность из-
602 9. Рефлектометрические измерения параметров волоконно-оптических линий связи
мерения, разрешающая способность и мертвая зона, возникает необхо-
димость расширения использования OTDR и соответствующих методов
измерения, в частности:
1. в линиях передачи, содержащих усилители оптического сигнала;
2. в сетях с существенно разветвленной структурой, например, PON
(пассивных оптических сетях), локальных абонентских сетях и LAN;
3. в многоволновых (WDM) линиях передачи.
Наиболее удачные решения, скорее всего, заключаются в комбина-
ции должным образом спроектированной сети и адаптированного к ним
тестового оборудования, а не в использовании одиночного OTDR. Такие
решения уже находят практическое применение и рассматриваются в
следующей главе.
10
МОДЕЛИРОВАНИЕ И КОНТРОЛЬ
ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИХ
линий связи
Одной из причин возникновения нарушений передачи по волоконно-
оптическим линиям связи являются обрывы волокна, изменение по-
терь и отражений компонентов линии передачи, их старение во време-
ни и т. д., что обуславливает необходимость оперативного контроля
состояния ВОЛС в процессе эксплуатации системы. Это потребовало
создания систем контроля линий передачи и как следствие решения
ряда сложных задач, в частности, нахождения путей моделирования и
методов OTDR измерений протяженных ВОЛС, содержащих оптичес-
кие усилители, с целью их исследования в лабораторных условиях, а
также разработки методов тестирования волоконно-оптических сетей.
Естественно, что перечисленные задачи не охватывают весь комплекс
возникающих перед разработчиками вопросов, однако даже они требу-
ют специального рассмотрения, чему и посвящена настоящая глава.
10.1. МОДЕЛИРОВАНИЕ ПРОТЯЖЕННЫХ ВОЛОКОННО-
ОПТИЧЕСКИХ ЛИНИЙ СВЯЗИ
Исследователи нередко задаются вопросом, каким образом изменяется
форма оптического спектра при прохождении тысячи километров опти-
ческого волокна через большое количество оптических усилителей? Так
как построение с целью получения ответа на этот вопрос очень длин-
ных линий связи неэффективно по очевидным причинам, был разрабо-
тан метод, использующий рециркулярные цепи. На рис. 10.1 показана
одна из возможных реализаций метода измерения спектра с использо-
ванием цепи, включающей несколько EDFA, разделенных кабелями
длиной 30-70 км, и обеспечивающей один цикл прохождения сигнала
в течение времени от 0.2 до 2 мс. Очевидно, что несколько таких цик-
лов отражают прохождение сигнала по длинной линии связи. Данная
экспериментальная схема представляет собой существенный прогресс в
технологиях измерений, использующих OSA, обеспечивая измерение
спектра при каждом прохождении сигнала по цепи.
604
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Рис. 10.1. Схема моделирования ВОЛС
С этой целью в схему введен генератор импульсов, который задает вре-
мя измерения и выполняет функции управления в соответствии с сигнала-
ми, приведенными на рис. 10.2. Так, на первом этапе он устанавливает
оптические переключатели, выполненные на акустико-оптических моду-
ляторах OS1 и OS2, в открытое и закрытое состояния, соответственно,
после чего оптический сигнал, генерируемый перестраиваемым оптичес-
ким источником излучения, модулируется посредством внешнего модуля-
тора сигналом псевдослучайной битовой последовательности и поступает в
рециркулярную цепь. На втором этапе переключатель OS1 закрывается, а
переключатель OS2 открывается, давая возможность последовательности
циркулировать (приблизительно 5 мс на 1000 виртуальных километров).
И, наконец, на третьем этапе при задержке, определяемой виртуальным
расстоянием, измеряется спектр. Эти три этапа повторяются до тех пор,
пока не будет проведен полный цикл измерений спектра.
Чтобы измерить спектр на заданном расстоянии, могут быть исполь-
зованы два метода, которые определяются режимом работы OSA, — это
синхронизированный метод и метод стробирования:
• согласно первому методу в строго определенный момент време-
ни выборки OSA отбирает по одной точке данных, для этого
время колебания решетки OSA, умноженное на количество то-
чек спектрограммы, равно, например 50 мс х 800 = 40 с и дол-
жно превышать общее время прохождения сигнала по цепи.
В данном случае это время должно составлять от 50 до 80 с;
• по второму методу измерение выполняется до тех пор, пока на
входе триггера OSA поддерживается высокий уровень стробирую-
щего сигнала. Если время колебания достаточно для проведения
измерений, последние будут выполнены за одно колебание. В про-
тивном случае необходимо использовать функцию максимального
удержания, чтобы несколько колебаний смогли закрыть разрывы,
появившиеся в то время, когда вход триггера ADC изменял состо-
10.1. Моделирование протяженных волоконно-оптических линий связи
605
OS1
Полное время распространения (5-50 мс)
OS2
Варьируемая задержка
0,2-2 мс Врамя цикла
0
Рис. 10.2. Временная диаграмма схемы моделирования ВОЛС
яние. Этот метод отличается от предыдущего тем, что позволяет
измерять спектр более продолжительной битовой последователь-
ности (другими словами, по всей длительности строб импульса).
При использовании дистанционного управления и электронной таб-
лицы или соответствующей математической программы обработки ре-
зультатов измерений можно создать трехмерную (3-D) диаграмму, отра-
жающую полезный сигнал и ASE в виде функции длины волны и
расстояния. Есть два базовых метода, реализующих этот принцип, ко-
торые имеют свои преимущества и недостатки и заключаются в скани-
ровании по длине волны или сканировании по времени.
Сканирование по длине волны. Здесь OSA периодически измеряет спектр
сигнала для последовательно изменяемых задержек, и каждый раз переда-
ет данные на компьютер, который в конечном итоге создает трехмерное
изображение. Вследствие того, что получение одной спектрограммы зани-
мает около одной минуты, общее время измерения составляет 10—30 минут
и определяется числом дифференциальных задержек. По умолчанию коли-
чество точек составляет 800, поэтому данный метод обеспечивает хорошее
разрешение по длине волны, однако для обеспечения высокой разрешаю-
щей способности по расстоянию требуется большое общее время измерения.
Сканирование по времени. Когда оптический анализатор спектра
установлен в режим нулевого интервала, дифракционная решетка вы-
полняет функцию фильтра с фиксированной центральной длиной вол-
ны. Поэтому сигнал, идущий на модулятор, запускает колебание ре-
шетки, а имеющая место последовательность уровней представляет
зависимость мощности от времени на центральной длине волны OSA.
При времени колебания 50 мс и 800 точек/спектрограмму разрешение
расстояния составляет приблизительно 7.5 км. Это измерение должно
быть повторено для N длин волн (обычно 50-200) с тем, чтобы создать
трехмерное изображение. Поэтому N и охватываемый интервал опреде-
ляют точность длины волны. Предположив, что обработка данных в
компьютере занимает всего несколько секунд, сбор данных для получе-
ния трехмерного изображения занимает всего несколько минут.
606
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
10.2. КОНТРОЛЬ ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИХ ЛИНИЙ
связи
Как было отмечено в предыдущей главе, измерения характеристик ВОЛС
посредством OTDR являются единственным способом осуществления из-
мерений потерь, ослабления и отражений с одного конца оптического во-
локна. В то же время, введение в линию связи оптических усилителей и
развитие сетевых технологий, особенно построенных по схеме точка-мно-
готочка, накладывает определенную специфику на проведение данных
измерений, которую необходимо учитывать при разработке и внедрении
систем контроля волоконно-оптических кабелей. Поэтому вначале рассмот-
рим особенности таких измерений и налагаемые на них ограничения.
10.2.1. OTDR измерения в системах с оптическими усилителями
Из-за того, что оптические усилители создают шум, который ухудшает
функционирование приемника OTDR, диапазон его измерения при тес-
тировании системы с оптическими усилителями отличается от диапазо-
на тестирования системы без оптических усилителей. Это вызывает не-
обходимость определения влияния оптических шумов на OTDR
измерения, так как при наличии оптического усилителя (ОА) волокон-
ные участки могут достигать 150 км и более. Очевидно, что для прове-
дения OTDR измерений существует ограничение длины интервала меж-
ду оптическими усилителями, которое, как будет показано ниже, в
практических системах значительно ниже требований к расположению
усилителей, связанных с накоплением шума.
Для того чтобы импульсы OTDR проходили через усилители с мини-
мальными потерями предложено [119] проводить измерения вне полосы
частот усиления ОА на длине волны 1310 нм или выше 1600 нм. Такое
решение эффективно для относительно коротких участков ВОЛС (менее
100 км) в то время как при больших расстояниях необходимо использо-
вать усиление ОА и для усиления импульсов OTDR, иначе, измерения
будут возможны только для отдельных участков системы. Другим препят-
ствием проведения измерений OTDR в системах с ОА является наличие в
них встроенных изоляторов, которые используются для обеспечения ста-
бильности усилителей. Как известно, OTDR измерения основаны на рэле-
евском обратном рассеивании для получения информации об участке во-
локна, но если в систему включены изоляторы, они будут блокировать
отраженный свет, и измерения можно будет проводить только на проме-
жутке волокна между передатчиком и первым подключенным усилите-
лем. Существует два подхода к решению этой проблемы. В [120] предлага-
ется применить обход усилителя, создавая ответвление от соединения по
линии вверх к соединению по линии вниз или наоборот, обеспечивая тем
самым возможность распространения отраженного луча, минуя изолято-
ры. В [121] рассматриваются двунаправленные системы без изоляторов.
Учитывая перспективность такого подхода, ниже будут рассмотрены сис-
темы без изоляторов с использованием OTDR, работающих на длине вол-
10.2. Контроль волоконно-оптических линий связи
607
ны, равной приблизительно 1550 нм. Для этого вначале определяется оп-
тический шум в функции расстояния от OTDR для системы без ОА, а
затем рассматривается базовая теория оптического усилителя и находится
SNR для системы с ОА, проводится сравнение данных систем и рассматри-
вается отличие в диапазонах измерения таких систем.
Определение OSNR
В результате создаваемого OTDR светового импульса длительностью
4, мощность Д оптического сигнала на входе рефлектометра при об-
ратном рэлеевском рассеивании световой волны мощностью Р в месте
неоднородности, расположенной на расстоянии L от OTDR, может быть
представлена уравнением (8.16). Запишем данное уравнение в виде [122]
Рг=0.5тР8УгРе~2аЬ, (10.1)
где л2 — коэффициент рэлеевского рассеивания, равный 0.7 км1; 5 —
показатель, определяющий долю рассеянного в обратном направлении
света, равная NA2 / nt, NA — числовая апертура, nt — показатель пре-
ломления сердцевины волокна); а — затухание волокна (а =0.00004343
м"1 при 1550 нм) и Уг — групповая скорость распространения импульса.
Общее количество света, рассеянного в обратном направлении, опре-
деляется интегрированием (10.1) для всех расстояний до неоднороднос-
тей по длине волокна (рис. 10.3). В то же время, когда OTDR передает
световой импульс, часть мощности, рассеянной в обратном направле-
нии, будет ослаблена за счет затухания волокна. Поэтому в полосе про-
пускания, равной 1/г , количество обнаруженных фотонов равно
Р Pexp(-aL)
OTDR ------------------------------------------
, . AL , .
; _ - ' ’ ’
0.5yRTSPexp(-2ctL)Vg 0.5yRTSPexp(-aL)Ve
I--------------------------------1
L
Рис. 10.3. Тестирование OB посредством OTDR
N = ^т = 0.5т2RSPV,e-2aL , (10.2)
hv
где h — постоянная Планка, равная h =6.6341034, a v — оптическая
частота передаваемых импульсов.
Чтобы определить SNR, необходимо ввести параметр, соответствую-
щий количеству мод переданного света. Пусть М описывает степень
когерентности передаваемых импульсов, которая для лазера с единич-
ной продольной модой типа DFB М = 1. Тогда количество фотонов на
моду может быть выражено следующим образом
N
- • •• q— — . , . , .4; (10.3)
М
608
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Используя данное выражение, SNR можно выразить, как
пт = МЧ =
. JVar(Mq) ^MVar(q) ’ (10,4)
где числитель представляет общее количество поступивших фотонов,
знаменатель — вариацию этого количества, а Уаг(д) — статистическую
вариацию количества фотонов на моду.
Для когерентного света Var(q) равна q , но в случае с обычным лазе-
ром, используемым в OTDR, когерентность ограничена, поэтому Var(q)
становится равной g(g + l) [123]. Поэтому
М Г~МЕ
SNR — р- . — ,1----------
дМд(д + 1) \E + hvM ’
(10.5)
где£ — обнаруженная в полосе пропускания 1/г энергия светового
импульса длительностью т и мощностью р для обратного рассеива-
ния на расстоянии р .
Учитывая, что здесь SNR является оптическим SNR, т. е. OSNR, это
значит, что функционирование приемника OTDR не принимается во вни-
мание, и электрическое SNR вследствие шумов приемника будет меньше.
Из (10.5) видно, что с позиций OSNR целесообразно использовать
источник излучения OTDR с возможно большим количеством мод. При-
нимая значения параметров: ДгЛ=0.2; пх =1.47; р =10 мВт, 70 мВт; т=10
мс; Л/=5.3 и >1=1550 нм, можно рассчитать зависимость SNR от рас-
стояния, которая будет иметь вид, представленный на рис. 10.4. Из
данной зависимости видно, что для малых р SNR определяется тснько
значением м, так как в этом случае энергия £ очень велика и OSNR
становится равной корню квадратному из м • При больших р значение
М не влияет на OSNR, а равно квадратному корню отношения £ к hv
и поэтому зависит от L.
Более того, согласно рис. 10.4 диапазон измерения увеличивается с уве-
личением мощности, а при сравнении OTDR с лазером (рр = 5) и OTDR с
лазером, имеющим очень большую ширину спектра (Л/=30), видно, что
OSNR увеличивается с увели-
чением ширины спектра для
коротких расстояний, однако
для больших расстояний ши-
рина спектра лазера не столь
важна. Это показывает, что
для того, чтобы получить “чи-
стую” рефлектограмму, лучше
использовать лазер с большой
шириной спектра, так как ди-
апазон измерения OTDR не
очень сильно изменяется с
SNR
7
6
5
4
3
2
1
160 180 200 220 240 280 L, км
Рис. 10.4. Зависимость SNR от расстояния для
различных значений мощности Р источника излу-
чения OTDR и числа мод М
изменением ширины спектра
лазера. Так, например, при
М = 2 и р =10 мВт, диапа-
10.2. Контроль волоконно-оптических линий связи
609
зон измерения уменьшается до 218 км по сравнению с 232 км и 235 км
для м = 5 и 30, соответственно.
Здесь было использовано определение диапазона измерения по рассто-
янию, где OSNR = 1 (0 дБ). Это показы- вает, что при сравнении лазеров с широ- Таблица 10.1
ким спектром влияние на диапазон измерения минимально, но если спектр Диапазон измерения Р = 10 мВт Р = 70 мВт
узкий, диапазон измерения зависит от М (табл. 10.1). Отсюда также видно, что М = 5 232 км 253 км
М = 30 235 км 255 км
М имеет небольшое влияние на диапа-
зон измерения.
Прежде чем перейти к рассмотрению системы с ОА, приведем основ-
ные теоретические положения, которые будут использоваться в даль-
нейшем.
G, NF, Во
р..
P<u=GP„+PASE=GP„+NF(G-1)hnB0
Рис. 10.5. Сигналы оптического усилителя
Сравнение OTDR измерений в волоконно-оптических системах с
усилителями и без усилителей
Известно, что оптический усили-
тель (рис. 10.5), помимо усиления
входного сигнала, создает еще и до-
полнительный шум, который называ-
ется шумом усиленной спонтанной
эмиссии (ASE-шум). Мощность этого
шума может быть выражена следую-
щим образом [124]:
Pase = 2nsP(G - Y)hvAf0, (10.6)
где G и — соответственно, значение усиления и полоса пропуска-
ния усилителя, а
сгеА2
"’ = 2(<,.№-<ЛЛ) <10'”
— коэффициент спонтанной эмиссии, определяемый с учетом парамет-
ров, данных в п. 1.6.4.
В то же время количество фотонов, вносящих вклад в ASE - шум,
равно
г . г.с -Ж
NASE=^ = 2nsp(G-\)Af0. (Ю.8)
hv
Тогда количество фотонов на моду здесь может быть определено, как
[123]
4ASE=2nsP(G-^~2nspG, (10.9)
где приблизительное значение соответствует большим значениям уси-
ления усилителя. Имея данное выражение, можно определить OSNR в
системах с ОА и сравнить его с системой без ОА.
Для этого вначале определим OSNR для системы с четырьмя ОА (рис.
10.6), хотя их может быть любое количество, считая, что каждый ОА
компенсирует потери предшествующего отрезка волокна. При этом для
610
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
уменьшения уровня ASE шума
на входе приемника OTDR, а
также для того, чтобы избежать
его насыщения, на выходе
OTDR установлен оптический
фильтр. В данном случае общее
количество фотонов на моду,
L
Рис. 10.6. Тестирование ВОЛС с ОА посред-
ством OTDR
создаваемых ASE шумом усилителя, определяется исходя из того, что,
возвращаясь на вход OTDR, каждый усилитель в соответствии с (10.9)
вносит вклад в общее число фотонов на моду, которое равно N0A-2nsp , где
Noa — общее количество ОА. Учитывая, что усиление усилителя равня-
ется потерям волокна, очевидно, что вклад в рэлеевское обратное рассеи-
вание для данного расстояния от выхода любого из усилителей один и
тот же. Это проиллюстрировано на рис. 10.7 путем изображения рефлек-
тограммы для системы подобной показанной на рис. 10.6.
Из рис. 10.7 видно, что на расстояниях, соответствующих располо-
жению каждого ОА, вследствие его
усиления имеет место быстрое уве-
личение сигнала, а средний уровень
поддерживается постоянным на про-
тяжении всей рефлектограммы
вследствие компенсации потерь во-
локна усилением. Это предполагает,
что OSNR для центров рассеивания,
Рис. 10.7 Иллюстрация результатов OTDR
измерений ВОЛС с четырьмя ОА
расположенных на том же расстоя-
нии от ближайшего выхода ОА, оди-
наково для всего соединения. Теперь
OSNR можно представить в виде
Mq
OSNRinline= ________________________
qM(q + qASE )(<? + qASE +1)
______________N_____________ -
7(A + 2nspN0AM)(N/M + 2nspN0A +1) , (10.10)
где N определяется из (10.2) при расстоянии, соответствующем рассто-
янию от центра рассеивания до ближайшего выхода ОА.
Из последнего выражения видно, что, как и в случае с системой без
ОА, для коротких расстояний, где количество фотонов велико, OSNR
становится пропорционально , а для больших расстояний, в отли-
чие от системы без ОА, зависимость от м сохраняется. Максимальное
OSNR имеет место при некотором значении М, которое легко опреде-
лить с учетом (10.10), а именно
... ,, N
• °" = 2и'лГ • (Ю.и)
Из данной формулы следует, что оптимальное значение Д/ при ко-
личестве усилителей, равном 10 с показателем шума каждого 5 дБ,
10.2. Контроль волоконно-оптических линий связи
611
Рис. 10.8. Зависимость SNR от расстояния
для 10 ОА с уровнем шума 5 дБ каждый
определяется расстоянием (рис. 10.8). Здесь исходные параметры зада-
вались исходя из рис. 10.4.
Полученные результаты хорошо согласуются с (10.10), более того, ди-
апазон измерения увеличивается с увеличением мощности и становится
меньше для М = 30 по сравнению с диапазоном для м = 5. При расстоя-
нии 200 км оптимальное значение м близко к 5, что объясняет, почему
OSNR выше для \[ = 5, чем для м= 30 для больших расстояний. Для
сравнения в табл. 10.2 приведены данные для системы без ОА и с ОА.
Из приведенной таблицы видно, что диапазоны измерения в системе с
ОА меньше. Здесь действительный диапазон измерения определяется ко-
Таблица 10.2
Степень когерентности Диапазон измерения
Без ОА СОА
Р = 10 мВт Р = 70 мВт Р = 10 мВт Р = 70 мВт
М = 5 232 км 253 км 180 км 201 км
М- 30 235 км 255 км 174 км 195 км
личеством усилителей плюс один, умноженным на значения, взятые из
таблицы 2. Например, при = 5 и р = 10 мВт диапазон измерения равен
D =(10+1) х 180 км = 1980 км.
Итак, каким же образом функционирует OTDR в системе без ОА,
если он оптимизирован для системы с ОА и наоборот? Ответ на этот
вопрос можно получить, используя рис. 10.4.
Как уже отмечалось, оптимальное количество мод при расстоянии 200
км близко к 5. Использование OTDR с данным количеством излучаемых
мод приводит к уменьшению OSNR на 4 дБ для коротких расстояний в
сравнении со случаем, когда м = 30. Однако использование = 30 в
системе с подключенными ОА уменьшит диапазон измерения только на
2-3 км относительно оптимального значения, имеющего место при м =
5. Поэтому для обеих систем наилучшим решением является использова-
612
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
ние OTDR с большим количеством
излучаемых мод. На рис. 10.9
приведена зависимость запаса,
обусловленного OSNR для раз-
личных значений м при /,=150
км. Из данной зависимости сле-
дует, что в системе без ОА опти-
мальным является использование
как можно большего количества
мод, в то время как в системе с
ОА целесообразно использовать
оптимальное количество мод,
равное в данном случае 423.
Рис. 10.9. Зависимость запаса по SNR от М
для линии с L=150 км
Для установления связи между длиной линии £, интервалами / меж-
ду усилителями и динамическим диапазоном по расстоянию D0A в ка-
честве примера рассмотрим систему с длиной линии связи, равной
1000 км, учитывая, что длина интервалов между усилителями опреде-
ляется выражением
L
(10.12)
Рассчитанные по этой формуле интервалы, естественно, должны быть
меньше динамического диапазона OTDR по расстоянию, т. е. I < D0A . На
рис. 10.10 приведены зависимости, отражающие ограничение по дина-
мическому диапазону (длине отрезков волокна) и среднеквадратичному
значению накопленного шума от числа оптических усилителей. Из дан-
ного рисунка видно, что отрезок волокна в 1000 км должен содержать,
по крайней мере, пять усилителей. В этом случае требование к динами-
ческому диапазону легко выполняется, в то время как требование к ин-
тервалам по накопленным шумам не со-
блюдается [124]. Обычно для линии
длиной 1000 км интервалы между уси-
лителями, согласно последнему требова-
нию, не превышают 50-60 км, что соот-
ветствует общему количеству усилителей
от 15 до 20. В системе без изоляторов
усилители будут располагаться еще бли-
же друг к другу вследствие проблем ста-
бильности, имеющихся в системе [121].
Отсюда можно сделать вывод, что для
практических систем ограничение, на-
лагаемое измерениями OTDR на протя-
женность интервалов между усилителя-
ми, несущественно.
Рис. 10.10. Вид функций, отражаю-
щих ограничение динамическогодиа-
пазона по расстоянию и средне-ква-
дратичному значению накопленного
шума в зависимости от числа оптиче-
ских усилителей для линии длиной
L=1000 км
10.2. Контроль волоконно-оптических линий связи
613
10.2.2. OTDR измерения в процессе передачи данных
Другим важным вопросом является возможность использования OTDR
для тестирования ВОЛС при наличии трафика. Для исключения влия-
ния на OTDR перекрестных помех трафика с 1 =1550нм, которые мо-
гут серьезно исказить тестовый сигнал, на его стороне устанавливается
фильтр F1, ослабление которого можно определить исходя из уровня
мощности трафика, значения мощности обратного рассеяния, вызван-
ного им шума и остаточного среднего обратного рассеяния. Очевидно,
что чем чувствительнее рефлектометр, тем он более восприимчив к оп-
тическим помехам. Поэтому любое случайное излучение, наложенное
на слабый сигнал обратного рассеяния, вызывает шум, ограничиваю-
щий динамический диапазон прибора. Другим нежелательным источ-
ником шума является усредненная составляющая обратно рассеянной
световой волны трафика.
Оценка влияния этого фактора может быть осуществлена с учетом
диапазона частот обратного рассеяния и спектрального распределения
трафика, которое может быть представлено в виде псевдослучайного
бинарного потока данных со спектром sin (х)/х.
Представим уравнение мощности обратно рассеянной световой вол-
ны (8.15) в виде, аналогичном (10.1), т. е.
Д = 0.5т7?5К,ЛГ2аГ'',
тогда, подставив (1.12), его можно записать, как
P^G.^RSV^e^'', (10.13)
где
— полоса пропускания оптического волокна; с — скорость света; п —
показатель преломления волокна.
Следовательно, частотная зависимость оптического волокна для об-
ратного рассеяния представляет собой фильтр нижних частот с ослабле-
нием, равным 3 дБ на частоте порядка 3 кГц при длине волны оптичес-
кого излучения, равной 1550 нм. Оценку подавления g (произвольного)
трафикового сигнала со скоростью передачи данных у при прохожде-
нии базового фильтра низких частот с диапазоном рабочих частот А/
можно выполнить, используя выражение
(
у = lOlog 2— I (10.14)
Ошибка полученных результатов, как правило, не превышает двух
дБс, если y>10-J/. Следовательно, требуемый динамический диапа-
зон OTDR можно с легкостью обеспечить при еще меньшем внеполос-
ном ослаблении фильтра F1. Теперь рассмотрим влияние шумов на OTDR
измерения, воспользовавшись методикой, предложенной в [26].
Вначале определим значение требуемого ослабления а 1550 фильтра
F1, с помощью которого достигается исключение влияния помех тра-
614
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
фиковых сигналов на результаты измерений OTDR, на длине волны
трафика, например, Л.траф=1550 нм. Примем, что: средняя мощность пе-
редачи трафика равна 0 дБм, скорость передачи данных у =155 Мбит/с,
длина линии £ =35 км, коэффициент затухания оптического волокна
а=0.2 дБ/km, избирательность WDM, не менее 16 дБ. Также примем,
что максимальный уровень выходной мощности OTDR равен +12 дБм,
длительность тестирующих импульсов составляет т=100 нс, ширина
полосы рабочих частот приемника OTDR равна А/=1 МГц, чувстви-
тельность приемника -50 дБм и уровень шумов -70 дБм, а чувстви-
тельность APD равна 10 A/Вт. Для упрощения вносимые потери WDM
и оптического переключателя могут не учитываться.
При этих условиях вначале определим максимальный сигнал OTDR.
Известно, что для обеспечения нормального функционирования прибора
уровень мощности должен быть как минимум на 20 дБ ниже максималь-
ного (предельного) уровня. Тогда среднее значение сигнала обратного
рассеяния, создаваемого 1550 нм трафиком, согласно (9.41) при a = as
ps = 2^11О-3[1 - e-2(0.2-0.23).35]= 0МмВт = .
Учитывая, что WDM обычно ослабляет сигнал до 16 дБ, можно запи-
сать *
Д = -ЗЗдБм -16дБм = -49дБм .
Для обеспечения требований по уровню мощности на входе OTDR,
который должен быть ниже —70 дБм, коэффициент ослабления фильт-
ра должен быть не менее
а1550 = -49-70 = 21д5.
Следующий этап связан с учетом дробового шума при сигнале уров-
нем -70 дБм (0.1 нВт). Соответствующий фототок для APD будет со-
ставлять о.1 -10"9Вт -ЮА/Вт = 1нА > что ведет к следующему значению
усредненного дробового шума
4 = д/2-1.6-10-19-1.5-10-6-1-10’9 = 21.9пА
Допустим, что эквивалентный спектр шумов в 1.5 раза больше, чем
ширина полосы рабочих частот приемника. Тогда значение входной
оптической мощности равно
Р = 101og
21.9-Ю12’10^
10
= -Ж.бдБм
Для упрощения расчета дробового шума здесь не учитывались токо-
вые шумы APD, которые приводят к повышению общего уровня шума,
однако даже при увеличении уровня шумов на 5 дБ результирующее
значение не превышает собственных шумов приемника. Таким обра-
зом, дополнительный дробовой шум не мешает проведению измерения.
И, наконец, проведем оценку прямых перекрестных искажений тра-
фика согласно (10.14)
10.2. Контроль волоконно-оптических линий связи
615
( ЗЛО3
г -10log 2---= -44Э5
\ 155-Ю6 J
Принимая во внимание дополнительное ослабление, вносимое WDM
и фильтром F1, уровень шума Рш вследствие трафиковых перекрестных
помех составляет
: Р„,= 0-44-33-1 l<)£w = -104<)/£w, ' Г А
что гораздо ниже уровня шумов приемника. В итоге основным факто-
ром, определяющим ослабление фильтра F1, является результирующий
уровень мощности на входе OTDR.
Влияние параметров соединителей и фильтров на измерения при
1650 нм
В связи с вышеизложенным, возникает необходимость эксперимен-
тального подтверждения возможности устранения влияния перекрест-
ных помех на результаты измерений в процессе передачи данных. Для
этого рассмотрим процессы тестирования активного оптического волок-
на на длине волны 1625 нм при передаче данных на волне 1310 нм,
используя WDM мультиплексоры и фильтры F, основанные на тонких
слоях изоляционных материалов (фильтрующих соединениях), которые
обеспечивают возможность производства таких компонентов по низкой
стоимости. Эта технология практически завершает и без того широкий
диапазон компонентов FBT.
В отличие от традиционных сплавленных волокон фильтрующие со-
единения (табл. 10.3) обладают преимуществом (п.1.4.2.), заключаю-
щимся в ахроматической совместимости с длиной волны, используемой
в телекоммуникациях.
Таблица 10.3
Фильтр
Технология Тип Вносимые потери (дБ) Изоляция (дБ)
Плавленый 1310/1625 1550/1625 0.5 0.5 20 18
Фильтрующее соединение 1310 + 1550/1625 1 35
Мультиплексор
Технология Тип Вносимые потери (дБ) Изоляция (дБ)
Плавленый 1310/1625 1550/1625 0.5 0.5 20 18
Фильтрующее соединение 1310 + 1550/1625 0.7 (1310, 1550) 1 (1625) 35
Как видно из таблицы, для фильтрующих соединений типовая изо-
ляция составляет 35 дБ, что является тем фактором, который обеспечи-
вает защиту элементов сети.
616
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Рис. 10.11. Схема измерений двухточечной оптоволоконной
линии связи
На рис. 10.11 представлена схема измерений двухточечной оптоволо-
конной линии связи с передачей цикла SDH STM4 L1.1 на длине волны
1310 нм и контролем активного оптического волокна посредством OTDR
на 1550 нм [125]. В данной схеме генерирование и анализ данных осу-
ществляются двумя SDH/PDH анализаторами, а контроль выполняется
OTDR с модулем высокого разрешения длительностью импульса 20 нс и
диапазоном 20 км. При этом используются фильтры с изоляцией не
хуже 50 дБ и 1310 нм/1550 нм мультиплексорный соединитель с поте-
рями вставки менее 0.7 дБ.
Результаты измерений, проведенных в соответствии с приведенной
схемой при сравнении ошибок кодовых групп по четности (В1) для SDH
на скорости STM4 (622 Мбит/с) с одновременным контролем и без кон-
троля волокна, показаны на рис. 10.12. Как видно из приведенных ре-
Рис. 10.12. Число ошибок четности кадра SDH STM4
10.2. Контроль волоконно-оптических линий связи
617
зультатов, пороги обнаружения ошибок в обоих случаях идентичны и
составляют 21.8 дБ, а несоответствие согласно OTDR составляет при-
близительно 0.2 дБ и сводится к ослаблению сигнала вследствие при-
сутствия тестовых сигнальных импульсов. Следовательно, при выше-
указанной конфигурации измерений активный контроль линии связи
не ухудшает качества передачи, тем самым, гарантируя ее непрерыв-
ность.
На показания OTDR не сказывается и присутствие сигналов переда-
чи данных, что следует из рис. 10.13, где представлена суперпозиция
рефлектограмм, полученных как при передаче сигнала, так и в его от-
сутствии. Для того чтобы рассмотреть взаимное влияние длин волн пе-
редачи данных и контроля волокна на получение достоверных резуль-
татов передачи и контроля, данные длины волн были взяты как можно
ближе по значению. •
Рис. 10.13. Суперпозиция рефлектограмм, получен-
ных в отсутствие передачи (1) и при одновремен-
ной передаче и тестировании ВОЛС (2)
Для определения возможности использования иных длин волн с це-
лью контроля волокна в работе [125] были проведены эксперименты с
волокном длиной 37 км, намотанным на катушке и снабженным VFO
коннектором. Полученные рефлектограммы показали практически пол-
ное их совпадение при незначительном расхождении коэффициентов
обратного рассеяния на длинах волн 1550 нм и 1625 нм, которые соот-
ветственно равны «155О= 0.2 дБ/km и а1625 = 0.208 дБ/км. В то же время,
значение вносимых потерь VFO коннектора при 1625 нм имеет большее
значение по сравнению с 1550 нм на 0.3 дБ. Здесь следует отметить, что
при использовании коннекторов с выпуклым полированным контактом
(PC) или ЕС, для которых оптическая непрерывность сохраняется, эти
потери практически устраняются.
Другим фактором, который представляет интерес при переходе к те-
стированию на 1625 нм, является зависимость потерь оптических воло-
618
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
кон к макроизгибам. В работе [125] показано, что существует порог
значения радиуса изгиба, сверх которого потери при длине волны, рав-
ной 1625 нм, становятся чрезмерными. Поэтому большинство линий,
которые доступны для коммерческого использования, должны иметь
радиус локального изгиба более 40 мм, что призвано ограничить потери
данного вида. Поэтому документ ITU (статья 214, рабочая группа 15,
датированный сентябрем 1995) регламентирует случайные потери, воз-
никающие вследствие макроизгибов, что не является ограничением ис-
пользования внеполосного тестирования, а скорее, служит критерием,
который должен учитываться при прокладке ВОЛС.
Таким образом, необходимость контроля линий связи в процессе пе-
редачи трафика (без перерыва связи) обусловило разработку мультиплек-
сорных соединителей и фильтров, предназначенных для внеполосных
измерений, и которые уже сегодня доступны для выполнения высокока-
чественных и недорогих измерений на длинах волн 1625 нм и 1650 нм.
10.3. МЕТОДЫ КОНТРОЛЯ КАБЕЛЕЙ ВОЛОКОННО-
ОПТИЧЕСКИХ СЕТЕЙ .
' с -
По мере развития волоконно-оптической технологии телекоммуника-
ций и интенсивного применения методов мультиплексирования кана-
лов возникает необходимость дальнейшего совершенствования OTDR
для работы с сетями, имеющими очень сложную структуру. Ниже рас-
сматривается эффективный метод анализа, обнаружения и устранения
неисправностей PON путем сравнения реально полученных OTDR дан-
ных с информацией, полученной в результате машинного моделирова-
ния OTDR измерений.
Еще раз отметим, что в настоящее время OTDR являются основными
измерительными приборами, используемыми для инсталляции и тех-
нического обслуживания линий передачи со структурой точка-точка,
так как они обеспечивают телекоммуникационным операторам следую-
щие возможности: .
• измерение только с одного конца оптического кабеля;
• обнаружение нарушений и определение параметров компонен-
f тов ВОЛС по всей длине волокна;
• наглядное представление состояния линии связи.
В связи с этим естественным желанием является использование OTDR
и в разветвленных сетях. Однако в этом случае при проведении анализа
нескольких каналов результаты измерений становятся слишком слож-
ными для интерпретации, и, чтобы осуществить их расшифровку, необ-
ходима особая процедура тестирования. Для упрощения данной процеду-
ры, используются методы тестирования многоточечных сетей, основанные
на поочередном подключении волокон к OTDR через управляемый ком-
мутатор (оптический переключатель), сводя тестирование многоточеч-
10.3. Методы контроля кабелей волоконно-оптических сетей
619
ных сетей, к тестированию по схеме точка-точка. Очевидно, последнее
связано с введением дополнительных компонентов в систему контроля,
что естественно удорожает ее. Таким образом, следует различать методы:
• одновременного тестирования волокон многоточечных сетей;
• разновременного тестирования волокон многоточечных сетей.
В то же время, тестирование оптических кабелей может проводиться
по волокну, обеспечивающему или не обеспечивающему передачу дан-
ных, выделив методы тестирования:
• по свободному (“темному”) волокну;
• по активному волокну. ' : ‘
Рассмотрим данные методы более подробно, учитывая отличие в под-
ходах к анализу рефлектограмм для магистральной сети и сетей досту-
па и распределения. В первом случае анализ осуществляется автомати-
чески большинством OTDR, обнаруживающих различные события по
всей длине волокна и рассмотрен в предыдущей главе. При измерениях
в сетях доступа и распределения, наличие ответвляющихся компонен-
тов, приводит к тому, что OTDR отображает множественную рефлектог-
рамму, анализ которой до ответвления достаточно прост и выполняется
аналогично анализу магистральной сети. Однако после разветвления
выполнить анализ рефлектограммы для нахождения и измерения собы-
тий на разных каналах становится невозможно, так как многоточечные
сети добавляют к ней еще одно измерение, которое OTDR самостоятель-
но не в состоянии идентифицировать, несмотря на то, что информация
на рефлектограмме присутствует.
10.3.1 . Метод одновременного тестирования оптических волокон
в многоточечных сетях .
Сложность одновременного тестирования многоточечных сетей в пер-
вую очередь обусловлена сложностью анализа сигнала обратного рассе-
яния на мультиплексорах (коммутаторах) сигналов распределительных
сетей. На рис. 10.14 представлена рефлектограмма, полученная при
помощи OTDR для восьмивходового мультиплексора, подключенного к
волокнам различной длины. В результате анализа данной рефлектог-
раммы можно выделить два типа ослабления многоканального сигнала
обратного отражения, первый из которых, ас, располагается в месте
нахождения мультиплексора, а другой, ап-, появляется в точке, где
заканчивается / — ое ответвление волокна (это соответствует концу са-
мого волокна). Эти ослабления определяются параметрами волокна, в
частности, коэффициентом обратного рассеяния, а также прямыми и
обратными потерями вставки мультиплексора. Для упрощения анализа
необходимо принять несколько положений:
• различные кабели, присоединенные к мультиплексору, имеют
•а. х идентичные характеристики, т. е. их коэффициенты обратного
рассеяния и ослабления равны;
• имеет место симметричное двунаправленное протекание процесса
кжлж мультиплексирования — демультиплексирования, т. е. мульти-
620
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Рис. 10.14 Результат тестирования сети с участком
мультиплексирования
плексор имеет одни и те же характеристики при работе в обоих
направлениях.
Учитывая принятые допущения, значения ослабления в месте уста-
новки мультиплексора можно определить, используя выражения [126]:
ас =5\og(m) + adon, (10.15)
aFEi = 51og((w-z + l)/(w-z')), (10.16)
где alinn тл. т~ избыточные потери и количество выходов ответвителя;
/— номер анализируемого ответвления.
В этом случае метод тестирования включает этапы обучения, анали-
за и идентификации оптического волокна.
Первый этап основан на имитации оптической сети с помощью OTDR
и может быть использован для моделирования измерений, как на одно-
канальных, так и многоканальных сетях связи. В дополнение к стандар-
тному моделированию оптических волокон, коннекторов, сращиваний и
аттенюаторов алгоритмы программного обеспечения позволяют синтези-
ровать пхт мультиплексоры на основе приведенных выражений для
расчета ослабления ас и аЕЕ< . В связи с этим первый этап включает:
• моделирование измерений, проводимых с помощью OTDR, в ре-
зультате которого получают рефлектограмму и соответствующие
ей данные;
• проведение измерений в реальных полевых условиях, в резуль-
тате которых также получают рефлектограмму и соответствую-
щие ей данные;
• сравнение полученных результатов, дистанционную настройку
и сохранение данных.
Таким образом, на первом этапе получают схему контролируемых уча-
стков сети с указанием точек данных рефлектограммы (RP), а также спи-
сок отражательных и неотражательных событий (ERT), причем последние
для проведения анализа несущественны и поэтому могут не учитываться.
10.3. Методы контроля кабелей волоконно-оптических сетей
621
Второй этап, как правило, проводится в условиях инсталляции, мо-
ниторинга или технического обслуживания сети, а именно:
• в процессе мониторинга, если система обнаруживает отклоне-
ния полученной рефлектограммы от эталонной;
• при прохождении трафика, если обнаруживаются неисправнос-
ти сети и возникает необходимость установления их местона-
хождения и оценки серьезности нарушений.
В обоих случаях метод заключается в сравнении текущей (СР) и опор-
ной (RP) рефлектограмм.
На третьем этапе проводится сравнение имеющих место событий,
включающих:
• затухание или ослабление отражения Френеля при отклонении
отражательного события на конце оптического волокна
(рис. 10.15), которые позволяют напрямую идентифицировать
Рис. 10.15. Идентификация волокна по отражению Френел?
Рис. 10.16. Идентификация волокна по ослаблению отражения
622
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
• отклонение значения ослабления на участке волокна (рис. 10.16),
позволяющее определить волокно, которое заканчивается на том
же самом расстоянии, на котором имеющее место отклонение
исчезает (в данном примере воздействие оказывается на ответв-
ление волокна номер шесть).
- Обнаружение неисправности
После выявления отклонение текущей рефлектограммы от эталон-
ной, определяется местонахождение неисправности и производится ее
идентификация.
Оценка ложного ослабления
Как было отмечено выше, ввиду смешения множества каналов могут
иметь место ложные ослабления, поэтому изменение ослабления не всегда
можно определить напрямую (рис. 10.17). В этом случае, для идентифика-
ции неисправности используется моделирование сети с введенным в соот-
ветствующий канал виртуальным аттенюатором, увеличивая его ослабле-
ние до такого уровня, при котором будет иметь место адекватное отклонение
эталонной рефлектограммы. Последующий анализ результата моделиро-
вания позволяет установить является ли полученное ослабление ложным.
Точность и ограничения метода
Так как мы имеет дело с измерениями, необходимо отметить степень
их точности и имеющиеся ограничения. Очевидно, что основным источ-
ником ошибок является адекватность используемых моделей и погреш-
ности ввода данных, например, параметров оптических мультиплексо-
ров в прямом и обратном направлениях прохождения светового луча.
Более того, при проведении измерений на пассивных оптических сетях
с высоким уровнем мультиплексирования следует учитывать, что уро-
вень обратного рассеяния зависит от местонахождения неисправности
по отношению к концам волокон и как в случае других OTDR измере-
ний сигнал, производящий помехи, может помешать сбору данных.
Рис. 10.17. Рефлектограмма, иллюстрирующая ложные ослабления
10.3. Методы контроля кабелей волоконно-оптических сетей
623
диапазон OTDR может быть недостаточным для получения кривой об-
ратного рассеяния по всей длине соединения. Кроме этого, если сеть не
имеет ответвлений со сходными интервалами, тогда OTDR может не
обнаружить различные события и ответвления. Тогда необходимо ис-
пользовать другой метод, включая технологию эхолота.
Таким образом, технические характеристики RFTS при данном мето-
де тестирования в основном определяются точностью используемых
моделей, методом анализа рефлектограмм и параметрами используемо-
го OTDR. Последнее является причиной разработки новых моделей OTDR,
обеспечивающих пространственное разрешение событий от 1 м. В то же
время, если при создании сети во внимание будет приниматься данное
соображение, то это существенно облегчит техническое обслуживание
сети и позволит дифференцировать неразличимые события.
10.3.2 . Метод разновременного тестирования оптических волокон
в многоточечных сетях
Данный метод тестирования многоточечной сети, основан на классичес-
ком OTDR измерении соединения точка-точка сформированного соот-
ветствующей коммутацией оптических переключателей. Поэтому пользо-
вателю доступны все функции, обеспечиваемые рефлектометром, и работа
с RFTS фактически является работой с OTDR в режиме дистанционного
управления, что позволяет обрабатывать, анализировать и производить
измерения, имея в своем распоряжении широкие возможности выделе-
ния и идентификации отклонений текущей рефлектограммы относи-
тельно эталонной. При этом в качестве эталонной рефлектограммы мо-
жет служить как рефлектограмма полученная на стадии инсталляции,
так и рефлектограмма полученная ранее в процессе эксплуатации сис-
темы. Таким образом, не усложняя процедуры обработки рефлектог-
рамм и тем самым, обеспечивая более высокую точность идентифика-
ции нарушений оптических волокон, данный метод тестирования
позволяет использовать все функции OTDR измерений, включая:
• измерения потерь, отражений и расстояний;
• измерение ORL, управление маскированием измерений;
• автоматическое измерение с обнаружением порогов, полуавто-
матическое измерение с маркерами, ручное измерение с курсо-
рами;
• локализацию случаев нарушений соединений, отражений и об-
наружение конца волокна;
• автоматическое обнаружение призрака.
Технические характеристики RFTS в этом случае определяются па-
раметрами используемого OTDR, в частности, его динамическим диапа-
зоном и разрешающей способностью, а организация собственно тести-
рования, зависит от того, проводится ли тестирование по пассивным
или по активным волокнам.
624
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Рис 10.18. Метод контроля оптического кабеле
по резервному волокну
10.4. ТЕСТИРОВАНИЕ ПО ПАССИВНЫМ ОПТИЧЕСКИМ
ВОЛОКНАМ
Как было отмечено выше, конт-
роль ОК по пассивным оптичес-
ким волокнам основан на тести-
ровании резервного волокна
оптического кабеля (рис.10.18)
при длине волны Хтраф оптическо-
го луча трафика, независимой от
длины волны Хтеет тестирующего
оптического излучения.
Применение данного метода при своей очевидности и простоте реали-
зации обусловливает необходимость дублирования инфраструктуры кон-
троля гипотетического волокна, отражающего свойства всего кабеля, и,
по некоторым данным, позволяет выявить до 90% его нарушений.
На рис. 10.19 показана схема организации контроля ОК по пассив-
ным оптическим волокнам, где ТХ (Transceiver) и RX (Receiver), соот-
Рис 10.19. Схема организации контроля оптических кабелей
по резервному волокну , , -
ветственно передающее и приемное сетевые устройства, RTU (Remote
Test Unit) — устройство удаленного контроля оптических волокон, а
OTAU (Optical Test Access Unit) - оптический переключатель, обеспе-
чивающий доступ к контролируемым волокнам.
Значение времени Т, необходимого для контроля N кабелей контро-
лируемой зоны сети, в данном случае равно
(10.17)
где г — число рефлектометров; t; — значение времени тестирования I-
ого кабеля; i = 1,2,3,
10.5. Тестирование по активным оптическим волокнам
625
10.5. ТЕСТИРОВАНИЕ ПО АКТИВНЫМ ОПТИЧЕСКИМ
ВОЛОКНАМ
Как известно, для передачи данных в ВОЛС обычно применяются 1310 нм
или 1550 нм длины волн оптического излучения. Следовательно, для
контроля состояния волокон было бы целесообразным использовать Хтест
= 1550 нм при длине волны А, = 1310 нм, или А,,^ = 1310 нм — при
передаче на длине волны Атраф = 1550 нм. В то же время по экономичес-
ким соображениям, вызванным необходимостью увеличения емкости
каналов передачи данных, часто используются обе указанные длины
волн Атраф1 = 1310 нм и Атраф2 = 1550 нм, поэтому в последнем случае для
" контроля необходимо использовать иную длину волны, например, к тест
= 1625 нм, которая значительно отличается от используемых для пере-
дачи данных и, как следствие, может быть эффективно выделена на
приемной стороне линии связи.
С этой целью на передающей стороне ВОЛС (рис. 10.20) вводятся WDM,
объединяющие длину волны тестирующего излучения с длиной волны
передачи данных сетевым оборудованием NE (Network Equipment), а для
Рис. 10.20. Метод контроля оптического кабеля по активному волокну
исключения взаимного влияния процессов передачи данных и контроля
оптического волокна в схему вводятся фильтры F2 и F3. Последние пре-
дотвращают попадание тестирующего излучения на входы NE, а излуче-
ния передачи данных — на OTDR. Схема организации контроля по актив-
ным волокнам в этом случае имеет вид, представленный на рис. 10.21.
Применение длин волн 1310 нм, 1550 нм и 1625 нм вызвано тем, что
в этом случае оптические компоненты, используемые, как правило, в
волоконно-оптической технике, обеспечивают наиболее низкие потери
передачи, хорошую изоляцию и наилучшее подавление отраженных волн.
Дальнейшее развитие метода контроля оптических кабелей по ак-
тивным оптическим волокнам основано на использовании большего
количества длин волн оптического излучения, распространяющегося по
волокну, и, как следствие, предусматривает применение мультиплексо-
ров по длине волны — WDM. При таком решении одна длина волны
может использоваться для тестирования волокна, а остальные — для
передачи данных. Схема организации контроля оптических кабелей по
626
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Кабель Ns 1
Кабель Ns 7 __
\ СЕНтх!
- ! FH^TX I
15S0 нм + 162S нм 1550 нм
Кабель №8 ____
НЕН их I
/"(Е—LgxJ
Рис. 10.21. Схема организации контроля оптических кабелей по
активным волокнам
активным оптическим волокнам с передачей данных на двух длинах
волн 1310 нм и 1550 нм и тестировании на 1625 нм приведена на рис.
10.22. На этой схеме LPF (Long Pass optical filter) и SPF (Short Pass
optical filter) представляют собой оптические фильтры длинных и ко-
ротких волн, соответственно нижних и верхних частот, a OS (Optical
Switch) — оптический коммутатор, обеспечивающий необходимую пос-
ледовательность подключения оптических волокон к RTU.
~WDMt
1310 нм+1550 нм+1625 нм
1310 нм + 1550 нм
-ЕЁН------Гтх~|
RX
1310 нм ♦ 1550 нм
1625 нм
Рис. 10.22. Схема организации контроля оптических кабелейпо актив-
ному волокну с передачей данных на двух длинах волн
10.6. Требования к параметрам OTDR
627
При наличии в ВОЛС регенерационных участков, а также в случае
необходимости исключения оборудования на этапе контроля должен
быть предусмотрен обход данных участков, который осуществляется
согласно рис. 10.23 и рис.10.24.
Учитывая вышеизложенное, можно привести выражение для расче-
та времени Т тестирования контролируемой зоны сети с активными
волокнами, в виде
T = -i---,
г
где тп1 — количество волокон в i-ом кабеле; t( — время тестирования
одного волокна кабеля; i — номер тестируемого кабеля.
Рис. 10.23 Схема организации обхода регенерационных участков
при контроле оптических кабелей по активному волокн
Рис. 10.24. Схема организации обхода оборудования при
контроле оптических кабелей по активному волокну
По сравнению с рассмотренным выше методом контроля оптических
кабелей по пассивному волокну, метод контроля по активному волокну
дает практически 100% -ную гарантию обнаружения неисправностей кабе-
ля и отличается более высокой стоимостью реализации из-за введения в
линию связи WDM и F. Поэтому применение последнего метода оказыва-
ется целесообразным для тестирования ответственных волокон или в том
случае, когда для передачи данных используются все волокна кабеля.
10.6. ТРЕБОВАНИЯ К ПАРАМЕТРАМ OTDR
Так как принцип действия RFTS основан на контроле оптических воло-
кон с помощью OTDR, возможности системы контроля в значительной
степени определяются его параметрами, что требует рассмотрения ос-
новных характеристик OTDR исходя из требований RFTS.
628
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Динамический диапазон измерений п
4 Динамический диапазон измерений является основной характерис-
тикой рефлектометра, так как он определяет максимальную наблюдае-
мую длину оптического волокна. Учитывая, что данный параметр не
имеет однозначной интерпретации, а мощность световой волны изменя-
ется в связи с затуханием и числовой апертурой волокна, лучше опреде-
лить значение, которое не зависит от параметров волокна. С этой целью
следует пользоваться выражением (9.19),
Dd£=-I01og(P0/P_),
где Ро и Ряюн — значение мощности в момент времени t =0 и t > t0, соот-
ветственно; Го — длительность мертвой зоны.
Разрешающая способность
По обратному рассеянию. Ввиду преобразований входного сигнала
разрешающую способность измерения достаточно сложно определить.
Фактически, если определять разрешающую способность в дБ, то это
значение будет зависеть от уровня сигнала в отметке, где могут быть
различимы два близлежащих нарушения волокна
-- —— JZ = ^-J(Jz)2+(l/J/)2 . -
По локализации неисправности. С энергетической точки зрения от-
раженная мощность р является функцией длительности импульса т, т.
е. чем больше значение т, тем выше уровень р и, следовательно, шире
динамический диапазон. В то же время, разрешающая способность так-
же является функцией т и может быть представлена в виде
Поэтому длительность импульса нельзя беспредельно увеличивать,
так как при этом будет расти Д1, что, естественно, ограничит возмож-
ность выделения двух близлежащих нарушений в волокне. Так, при т =
100 нс, разрешающая способность OTDR равна А/ = 10 м, что позволяет
лишь утверждать, что различимая мощность отраженной волны нахо-
дится в пределах AZ и не точнее. Следует отметить, что дифференциаль-
ное модальное изменение коэффициента распространения изменяет фор-
му импульса и нарушает значение AZ.
Точность
Ввиду того, что основной задачей удаленного контроля оптических
кабелей является установление точного местоположения неисправнос-
ти волокна, наиболее жесткие требования предъявляются к так называ-
емой точности OTDR по расстоянию (Total Distance Accuracy), которая
может быть определена в соответствии с выражением
.-<< i Д = Aj + Д2-L + Д3, ,, Л
где Д] — ошибка смещения (offset error); Д2 - ошибка масштабирова-
ния (scale error); Д3 - ошибка дискретизации (sampling error); р —
дистанция (измеряемое расстояние).
10.7. Системы автоматизированного контроля оптических волокон 629
В ряде случаев фирмы-производители OTDR не указывают значений
ошибки дискретизации, однако, ее можно определить через значение
Dl диапазона OTDR по расстоянию, как Д3 = DLIL. В этом случае
Д = Д] + Д2 -L + Dl ! L.
10.7. СИСТЕМЫ АВТОМАТИЗИРОВАННОГО КОНТРОЛЯ
ОПТИЧЕСКИХ ВОЛОКОН
Очевидно, что структура RFTS определяется методом контроля волокон
оптического кабеля. Так, например, система Atlas компании Wavetek [127]
основана на использовании метода одновременного тестирования волокон
многоточечных сетей, в то время как система Orion компании GN Nettest
[128] использует метод разновременного тестирования. Несмотря на это все
RFTS имеют и много общего, особенно в плане интегрирования в архитекту-
ру TMN, наиболее полно реализованную в системе 300 Hewlett-Packard. С
позиций возможности контроля герметичных кабелей представляет инте-
рес система OSN-MS компании Nicotra, которая включает дополнительный
спектр датчиков контроля состояния кабеля, однако, к сожалению, она не
имеет рефлектометра собственного производства, что ставит ее в зависи-
мость от производителей OTDR и не позволяет достичь высоких точностных
характеристик. Учитывая все это, а также наибольшее число инсталлиро-
ванных в мире систем Orion, рассмотрим работу RFTS на ее примере.
10.7.1. Структура системы Orion
Данная система адаптирована к всесторонним потребностям заказчика
и позволяет диагностировать нарушения оптических кабелей, как по
пассивному, так и по активному оптическим волокнам, отличаясь от
иных систем использованием оптического рефлектометра с наивысшим
разрешением и динамическим диапазоном, равным 46 дБ. Используе-
мый в таких рефлектометрах алгоритм обработки рефлектограмм обес-
печивает установление места неисправности волоконно-оптического ка-
беля и генерирование сигнала тревоги в течение пяти минут при 10
секундах на одно волокно, а специальные методы обнаружения нару-
шений позволяют проводить тест 20 оптических волокон длиной 150 км
менее чем за 12 минут. При этом благодаря расширенному диапазону
(Extended Range — ER) режима контроля оптических волокон система
позволяет обнаружить нарушения кабелей на расстоянии до 300 км,
что недостижимо при использовании любого существующего OTDR.
Основу архитектуры данной системы составляют [129]:
• Устройство управления системы тестирования (Test System
Controller) — TSC;
• Устройства удаленного тестирования оптических волокон —
4 StarProbe;
630
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
• Устройства доступа тестирования оптических волокон —
StarPath.
На рис. 10.25 представлен пример RFTS Orion с тремя StarProbe и
StarPath, управляемыми одним TSC.
Test System Controller представляет собой PC компьютер с операцион-
ной системой Windows или UNIX и прикладным программным обеспечени-
ем администрирования кабельной сети StarGuide, имеющим интуитивно
ясный человеко-машинный интерфейс, который может быть изучен опера-
тором за короткое время. TSC выполнен в следующих конфигурациях:
• Для одного пользователя — устанавливается на РС компьютер
под Windows 95 или Windows NT.
f. • . ,, Для рабочей группы — устанавливается на сетевом компьюте-
<• . ре под Windows NT или Novell, обеспечивая многопользователь-
t(,- ч ский доступ с поддержкой до шести одновременно работающих
пользователей.
Устройство удаленного
контроконтроля ОВ
Устройство
доступа к ОВ
Рис. 10.25. Функциональная
схема системы Orion '
-t • Для предприятия — устанавливается на РС под Windows NT
или на рабочей станции SunSparc под UNIX, поддерживает мно-
j жество клиентов с конкурентным доступом и может использо-
вать протокол TCP/IP для удаленного доступа через сети общего
< пользования с персонального компьютера, имеющего клиентс-
кое программное обеспечение.
StarProbe содержит один или несколько модулей удаленного конт-
: роля оптических волокон (Remote Test Unit — RTU), выполненных на
основе последней технологической разработки GN Nettest — оптическо-
го импульсного рефлектометра TD-3000, от-
личающегося наивысшим разрешением и ди-
намическим диапазоном.
StarProbe имеет опцию в виде модуля ло-
кального доступа (Local Access Module — LAM),
который обеспечивает возможность управления
RTU с клавиатуры OTDR. и отображением ин-
формации на его экране. В связи с этим любые
функциональные возможности, доступные для
OTDR, имеются и в LAM. Это, естественно, обес-
печивает легкий в использовании интерфейс и
минимизирует оборудование. Другим средством
входа в систему является опция сопровожде-
ния удаленного доступа (Remote Maintenance
Access — RMA), которая обеспечивает дистан-
ционный доступ к системе из любой точки сети.
StarPath выполнен в виде оптических пе-
реключателей — модулей доступа для контро-
ля оптических волокон (Optical Test Acces Unit
— OTAU) позволяющих сформировать необ-
ходимое число портов подключения волокон
к RTU. Данные модули могут быть сконфигу-
рированы в почти бесконечном наборе комби-
наций, в связи с чем, они позволяют обеспе-
10,7. Системы автоматизированного контроля оптических волокон
631
чить наиболее эффективное покрытие кабельной сети. Помещая OTAU в
узлах дерева сети, один RTU может обеспечить мониторинг более 5000
кабелей, что в зависимости от структуры сети позволяет значительно
снизить стоимость всей испытательной системы. Управление и конфигу-
рирование OTAU может осуществляться дистанционно от RTU, а связь
между StarProbe, RTU и OTAU обеспечивается в соответствии со стан-
дартом Bellcore по TL-1 протоколу, что позволяет использовать OTAU
других производителей.
Ввиду того, что система Orion является модульной системой, она лег-
ко адаптируется к многочисленным конфигурациям сети, сетям теле-
коммуникаций, сигнальным системам и требованиям организации кон-
троля волоконно-оптических кабелей. Orion способна охватить сеть
площадью 30 000 км2 и позволяет автоматически контролировать её на
протяжении многих лет в течение 24 часов в сутки.
10.7.2. Взаимодействие компонентов системы
Взаимодействие компонентов системы Orion осуществляется по кана-
лам связи, обеспечивая доступ к следующим функциям системы:
• управлению документированием кабельного хозяйства;
• установкам индикаторов качества; д и и : . ,
• ожиданию нарушений в линии;
• обнаружению нарушений в оптических волокнах и локализа-
ции их местоположения;
• выявлению тенденции изменения параметров оптических волокон;
• дистанционному управлению.
В системе Orion предусмотрены следующие средства связи между TSC
и любым из удаленных мест:
• по телефонной линии посредством модемов с V. 24 протоколом;
• через сеть Ethernet с WAN/LAN посредством TCP/IP протокола;
• прямая связь с удаленным оборудованием, по последовательно-
му порту с RS-232C протоколом;
• Ethernet/X.25 связь.
Широкий выбор средств связи в системе Orion обеспечивает большую
гибкость технических решений при одновременном использовании раз-
личных видов связи в разных областях контролируемой сети и при пос-
ледующем ее обновлении и развитии.
На рис. 10.26 представлена связь сервера UNIX и рабочей станции
(TSC) с дублирующим терминалом, Х-терминалом, и ПК с эмуляцией
Х-терминала, используя LAN/WAN сеть. Связь TSC с двумя RTU, под-
ключенными к соответствующим OTAU, осуществляется через модемы.
Модемы также используются для осуществления связи с тандемным
OTAU и с алфавитно-цифровым пейджером, позволяющим сообщать
персоналу относительно нарушений в сети и о местонахождении неисп-
равности очень эффективным способом. Система содержит также два
632
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
компьютера с возможностью RMA, используемых для доступа к систе-
ме из удаленных участков сети.
На рис. 10.27 показана связь TSC UNIX по локальной сети Ethernet (10
Base-T) с тем же самым оборудованием, что и на предыдущем рисунке.
Единственное различие заключается в использовании одного из RMA ком-
пьютеров для связи с постоянно находящейся в GN Nettest группой под-
держки заказчика, что позволяет последней осуществлять дистанцион-
ный доступ к системе независимо от оператора TSC и, естественно, имеет
как положительные, так и отрицательные стороны такого решения.
В Orion предусмотрена также возможность интегрирования системы
в телекоммуникационную управляющую сеть TMN (Telecommunication
Management Networks), определяемую стандартами и рекомендациями
МСЭ-Т: М.3010, М.3100 Х.700, Х.711, Х.721 и Х.722. Использование
TMN (рис. 10.28) открывает широкий диапазон возможностей и учиты-
вает развитие будущих потребностей интеграции средств контроля и
управления посредством интерфейса Q3 или Q — адаптеров частных,
например, SNMP интерфейсов — в Q3 интерфейс. При этом полная ин-
теграция системы Orion с сетью TMN обеспечивается использованием
CMIP протокола, который, как известно, во многом определяет масш-
табируемость TMN-систем, хотя при необходимости возможно приме-
нение и SNMP протокола, используя стандартный сценарий интегриро-
вания систем контроля с TMN.
Рис. 10.26. Организация связи системы Orion по LAN/WAN сети
10.7. Системы автоматизированного контроля оптических волокон
633
Рис. 10.27. Организация связи системы Orion по Ethernet сети
Рис. 10.28 Схема интегрирования RFTS в структуру TMN
634
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
10.7.3. Интегрирование RFTS в систему управления неоднородной
сетью на основе TMN
Рассмотрим пример [130], который иллюстрирует назначение и взаимо-
связь основных элементов и интерфейсов архитектуры TMN для ниж-
него уровня, в виде SDH магистральной первичной сети, PDH (Т1) циф-
ровых и FDM аналоговых каналов, а также сети передачи данных ТСР/
IP, работающей поверх каналов первых двух сетей.
Как известно, современное оборудование SDH оснащено встроенны-
ми агентами TMN, поддерживающими интерфейс Q3, в то время как
установленное ранее оборудование сетей PDH/FDM, не поддерживает
агенты TMN, но может управляться по фирменному интерфейсу TL/
1(М), представляющему набор текстовых команд в кодировке ASCII. И,
наконец, маршрутизаторы сети TCP/IP за счет встроенных агентов MIB-
II допускают управление по протоколу SNMP. При этом интерфейс Q3
обеспечивает:
• использование полного семиуровневого стека протоколов, соот-
ветствующего модели OSI, в качестве транспортного средства
для передачи сообщений между агентом и менеджером. Сегод-
ня в его качестве могут выступать стеки ISO/OSI или TCP/IP;
• использование на прикладном уровне для передачи сообщений
протокола CMIP, а для передачи больших объемов данных —
протокола FTAM, которые не определяются собственно ар-
хитектурой TMN, а являются протоколами стека ISO/OSI;
• применение поверх протокола CMIP более содержательных про-
токолов взаимодействия между агентом и менеджером, конкре-
тизирующих отдельные функции управления, например наблюде-
ние за ошибками, измерение производительности и т. п.
Как правило, TMN-платформы, как и SNMP, представляют собой набор
базовых элементов системы и инструментальных средств, ускоряющих
разработку менеджеров и агентов. При этом в архитектуре TMN заложены
различные варианты взаимодействия менеджера со встроенными в обору-
дование агентами. Естественно, идеальным является взаимодействие по Q3
интерфейсу, хотя возможен вариант применения Q-адаптеров, преобразу-
ющих интерфейс агента в интерфейс Q3 или встраивание в уже имеющую-
ся систему управления агента, работающего по интерфейсу Q3.
Это позволяет использовать для управления неоднородными сетями
архитектуру TMN, сохраняющую как уже функционирующее оборудо-
вание, управляемое как в данном случае по SNMP и TL/1(M), так и
некоторые существующие системы управления, в частности системы
Optivity для управления сетью TCP/IP.
Так как менеджер связывается с агентом при помощи полного транс-
портного стека, то при сборе данных от встроенных агентов можно
использовать промежуточную маршрутизируемую сеть передачи дан-
ных произвольной сложности. Это обстоятельство является одним из
важных компонентов открытости архитектуры TMN и направлено на
объединение любых сетей, в том числе и таких, которые не могут пере-
носить данные, используемые системой управления, в своих основных
10.7. Системы автоматизированного контроля оптических волокон
63S
информационных потоках. Так, например, многим телекоммуникаци-
онным сетям предыдущих технологических поколений (модемные ана-
логовые сети доступа, аналоговые телефонные сети) для организации
управления требуется отдельная, вспомогательная (промежуточная) сеть.
В качестве последней, операторы современных сетей чаще всего исполь- .
зуют сети Х.25 или, выделенные каналы или сеть Интернет.
Применение протокола CMIP во многом обеспечивает масштабируе-
мость TMN-систем, что выгодно отличает его от протокола SNMP, так
как он обеспечивает возможность построения очень мощных в функци-
ональном отношении и легко управляемых агентов. Например, агент
CMIP способен по одной простой команде от менеджера выполнить
определенный набор действий, в то время как агенту SNMP нужно было
бы выдать сложную последовательность команд. Кроме того, агенты
CMIP поддерживают такое понятие, как область действия (scope), кото-
рое отражает возможность управления одной командой сразу всеми аген-
тами, входящими в выбранную область. Агент CMIP может также осу-
ществлять предварительную фильтрацию сообщений, снимая с
менеджера эту рутинную работу. Использование поверх протокола CMIP
протоколов более высокого уровня не является обязательным условием
для того, чтобы интерфейс назывался интерфейсом Q3.
С целью управления сетью PDH/FDM в рассматриваемом примере ис-
пользуется также и индивидуальная система управления, построенная на
TMN-платформе. В этом случае используется Q-адаптер, так как оборудова-
ние этой сети не поддерживает интерфейс Q3. Для этого может быть ис-
пользован, отдельный компьютер, преобразующий интерфейсы TL/1(M) сразу
всех устройств, входящих в сеть, в интерфейс Q. Сегодня на рынке имеются
специальные инструментальные средства для разработки Q-адаптеров, а также
готовые программные Q-адаптеры для наиболее популярных интерфейсов
(TL/1(M) и SNMP) и распространенных типов оборудования.
Верхние уровни системы управления
Так как сеть TCP/IP управляется собственной системой управления
Optivity, не поддерживающей архитектуру TMN, для ее связи с остальной
частью системы необходимо встроить дополнительный программный эле-
мент, служащий агентом Q3. Этот адаптер должен не только играть роль
транслятора интерфейсов, но и служить инструментом для построения
системы управления следующего уровня — уровня сетевого управления,
что необходимо для управления составной сетью как единым целым. Он
также построен на основе TMN-платформы и может быть тем же самым
продуктом, какой используется на уровне управления сетевыми элементами,
а может являться и любой другой реализацией стандартов TMN.
Менеджер уровня сетевого управления общается с агентами системы
управления уровня сетевых элементов, причем каждая система управления
нижнего уровня выполняет также функции агента для менеджера верхнего
уровня. Такой агент работает с укрупненной моделью своей части сети, в
которой собирается только та информация, которая нужна менеджеру вер-
хнего уровня для управления сетью в целом, что сокращает объем информа-
ции, циркулирующей между уровнями системы управления,
636
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Соглашение об уровне управления обслуживанием
Привлекательным свойством архитектуры TMN является возможность
оценки характеристик работы сети на всех уровнях — от оценки вели-
чины трафика на портах коммутаторов до времени реакции пользова-
тельских приложений. Измерение рабочих характеристик сети на верх-
них уровнях позволяет контролировать соглашение об уровне
обслуживания (Service Level Agreement — SLA), заключаемое между
пользователем сети и ее администраторами или компанией-оператором.
Обычно SLA оговаривает такие параметры надежности, как коэффи-
циент готовности услуги в течение года и месяца, максимальное время
устранения сбоев, а также показатели производительности, время реак-
ции сети, максимальное время задержки пакетов при передаче через
сеть. Средства контроля уровня обслуживания — сегодня самый попу-
лярный тип продуктов управления и наиболее массовый сегмент рынка
TMN-технологий. . > ' х
Распределенность и масштабируемость
Рассмотренный пример хорошо иллюстрирует возможность архитек-
туры TMN по построению распределенных систем управления. Каждая
из них может состоять из некоторого числа менеджеров и агентов, ре-
шающих свои задачи и взаимодействующих либо по интерфейсу Q3,
либо по интерфейсу X, который предназначен для связи между собой
двух отдельных TMN-систем и отличается от Q3 наличием дополнитель-
ных средств защиты данных, включающих поддержку аутентифика-
ции, авторизации и контроля целостности сообщений. Он также обеспе-
чивает масштабируемость TMN архитектуры за счет организации
горизонтальных связей между отдельными TMN системами.
Рекомендации
Следует отметить, что для крупных компаний, использующих боль-
шое количество разнообразного телекоммуникационного оборудования
со сложными системами управления, требуется осторожный подход к
внедрению TMN-систем, в том числе и RFTS, использующих TMN архи-
тектуру. В этом случае более целесообразным видится типовое построе-
ние системы удаленного тестирования оптических волокон поверх фун-
кционирующей сети. В то же время небольшие компании, которые не
имеют установленных систем управления, могут обеспечить наивыс-
шую степень автоматизации сетевого контроля и управления, исполь-
зуя TMN концепцию.
10.7.4. Алгоритмы тестирования оптических кабелей
Очевидно, что применение RFTS позволяет по-новому подойти к вопро-
су тестирования оптических кабелей и обслуживания оптических се-
тей, обеспечивая:
• значительное сокращение времени локализации и идентифика-
ции неисправности ВОЛС по сравнению с традиционным спосо-
бом контроля оптических кабелей;
10.7. Системы автоматизированного контроля оптических волокон
637
• отображение обнаруженной неисправности на географической
карте, что благодаря базе данных топологии оптической сети
упрощает обслуживание последней;
• прогноз возможных неисправностей сети, так как осуществля-
ется систематическое накопление результатов измерений опти-
ческих элементов, анализ которых способствует предупрежде-
нию ошибок;
• возможность сравнения базы данных результатов измерений с
результатами текущих измерений, что гарантирует подлинность
накопленных данных;
• возможность проведения испытаний сети одним квалифицирован-
ным пользователем, что повышает эффективность обслуживания
большой сетевой зоны при меньшем количестве персонала;
• значительное сокращение парка оборудования, необходимого для
1 обслуживания участков сети, что устраняет проблемы, свойствен-
ные использованию этого оборудования;
• упрощение проектирования, строительства и сдачи в эксплуатацию
новых сетей благодаря стандартизированной документации, исполь-
зуемой совместно с накопленным опытом эксплуатации системы.
На рис. 10.29 представлен обобщенный алгоритм, наглядно иллюст-
рирующий процесс локализации нарушений оптического волокна и их
ЗКмл ч!;* Рис. 10.29. Алгоритм локализации нарушений ВОЛС
устранения с использованием RFTS. При этом следует различать проце-
дуры испытаний, наблюдения и прогнозирующего обслуживания. Рас-
смотрим данные процедуры более подробно.
В соответствии с установившейся практикой испытаний задаются;
• условия выполнения:
немедленно, периодически или по заданной во времени
программе; ..... ь.. ,
когда происходит тревога;
• условия обнаружения нарушений для следующих процессов:
автоматического измерения с использованием маркеров или
без них;
638
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
определения составляющих потерь и обнаружения порога
отражения;
установления уровней контроля для точек сети связи;
выявления изменения потерь;
- • режимы выполняемых действий:
визуализации; "к: -
записи;
восстановления при тревоге.
. Данная методика применима для всех элементов ВОЛС.
На этапе наблюдения выполняется автоматическое обнаружение на-
рушений оптического кабеля в следующей последовательности:
} • снятие рефлектограммы OTDR;
• задание установок и критериев сравнения;
• обнаружение и локализация нарушений.
Когда обнаруживается отклонение параметров ВОЛС, происходит
передача сообщения с детальной информацией результатов идентифи-
кации и локализации ошибки с учетом параметров оптических компо-
нентов кабеля и топологических идентификаторов.
При прогнозирующем обслуживании выполняется регулярное ав-
томатическое накопление в базе данных характеристик и результатов
измерений оптических волокон (ослабления, потерь, рефлектограмм и
др.), что в свою очередь позволяет:
• идентифицировать и устранять нарушения прежде, чем на ли-
нию выйдет бригада обслуживания;
• контролировать качество оптических кабелей;
• проводить вычисления по нескольким индикаторам качества;
• устанавливать статус сети.
Каждая из рассмотренных процедур имеет свой уровень приоритета,
который при необходимости может быть изменен. Изначально наивыс-
ший приоритет устанавливается для процедуры измерений. Кроме это-
го, администратор системы может устанавливать приоритеты для каж-
дого пользователя и определять группы санкционированных
пользователей. Для некоторых групп приоритеты являются общими и
наследуются подгруппами, а с целью фиксации попыток связи система
организует соответствующий файл.
Система может управлять также сигнализацией нарушений в кабеле
посредством следующих функций:
• активизации критериев обнаружения неисправности;
• передачи сообщения к системе управления или другому адреса-
ту, а также отправки факса и др.;
! • архивирования и удаления данных сигнализации.
При этом имеется возможность программирования нескольких поро-
гов обнаружения и добавления комментариев к различным случаям
сигнализации.
Имея накопленную базу данных и набор инструментов для их анализа,
пользователь может контролировать временные изменения характеристик
10.7. Системы автоматизированного контроля оптических волокон
639
оптических компонентов, отслеживать развитие индикаторов качества, ана-
лизировать общую тенденцию и, как следствие, разработать прогнозирую-
щую политику обслуживания сети. Результаты измерений и другие данные
могут экспортироваться во внешние средства обработки данных, такие, как
EXCEL™, Word™ и др., и могут быть представлены в виде твердых копий.
Кроме рассмотренных функций, Orion имеет в своем распоряжении
функции, обеспечиваемые прикладной программой Mapping Software™,
которая позволяет производить трассировку ВОЛС по географической
карте, и визуализацию местоположения нарушения, обеспечивая соот-
ветствие расстояния между установленными маркерами на географи-
ческой карте и расстоянием, измеренным оптическим способом. Так
как в базе данных системы Orion оптические компоненты могут быть
привязаны к их географическим координатам, а набор графических
функций позволяет работать одновременно с несколькими рефлектог-
раммами, представленными на экране монитора, становится возмож-
ной динамическая связь между данными рефлектограммами и схем-
ным решением оптического кабеля. Это существенно упрощает как
локализацию нарушений, так и последующее их устранение.
Обобщая вышеизложенное, отметим, что использование RFTS позво-
ляет обеспечить автоматическое обнаружение, точную локализацию и
индикацию на географической карте возникшей неисправности ВОЛС,
позволяя немедленно направить ремонтную бригаду для проведения вос-
становительных работ и минимизировать время устранения нарушений
оптических кабелей, к которым можно отнести:
• обрывы кабеля, обусловленные строительными работами, пожа-
ром, автодорожными и железнодорожными авариями, стихий-
ными бедствиями или саботажем;
г • неисправности, вызванные выходом из строя компонентов ВОЛС,
некачественными сварными соединениями, увеличением потерь из-
за попадания влаги в кабель, нарушением коммутаций в сети и др.
Аналогично рассмотренной процедуре локализации нарушения оп-
тического волокна, на рис 10.30 приведен алгоритм процедуры инстал-
ляции волокон в процессе строительства ВОЛС.
lit . Рис. 10.30. Алгоритм инсталляции ВОЛС
640
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
В процессе строительства сети бригада, выполняющая работы в соот-
ветствии с заданными требованиями, использует портативный компью-
тер, который связан посредством устройства дистанционного управле-
ния с системой Orion. Пользователь входит в базу данных текущего
участка, а затем проверяет и утверждает работу перед следующим пост-
роением участка сети, используя временный конец волокна в качестве
маркера для привязки географических и оптических расстояний. При
этом производится дистанционный контроль монтажа кабеля, опреде-
ление качества сварных соединений, создание документации, центра-
лизованное и стандартизированное ведение документации и процедур
контроля, фиксация оптической дистанции с привязкой к местности.
10.7.5. Администрирование оптических кабелей
Для обеспечения функции управления документацией оптической сети:
представления ее конфигурации, текущих данных, информации о кабе-
лях, а также отслеживание процесса строительства и развития сети в
системах контроля обычно используется интуитивно понятный графи-
ческий интерфейс, использующий современные технологии OLE, Active
X и др. со следующими рабочими окнами:
.• Основное рабочее окно, иллюстрирующее соединения волокон
посредством динамически изменяемых блочных диаграмм и
иконок. С их помощью пользователь может активизировать дру-
гие функциональные возможности системы и отслеживать по-
строение сети по мере добавления сетевых элементов. Данное
окно имеет много полезных возможностей, включающих сред-
ства расширенных запросов, определитель зарегистрированных
обрывов, поиск обходных путей, палитру данных и различные
алгоритмы отображения схем.
• Окно иерархии оборудования, предназначенное для поиска лю-
бых элементов сети используя последовательность: район, узел,
стоечная секция, стойка, панель и порт. При этом иерархия
может быть организована географически или логически.
• Окно стоечной секции, обеспечивающее графическое представ-
; ление любых типов оборудования в любой совокупности стоек.
Это рабочее окно может также представлять любые типы ли-
нейного оборудования, такие, как: сварочные муфты, линейные
кроссы, регенераторы и т. д. Заполнение стоек оборудованием
производится по заранее заготовленным шаблонам, в которых
можно назначить разные цвета разным классам оборудования.
• Окно рабочей карты портов, показывающее детальную инфор-
мацию о портах каждой единицы оборудования. Информация
включает описание порта, присоединённого волокна, а также за-
тухания, канала, системы, клиента и соответствующих кабелей.
• Окно топологии, отражающее все соединения и переходы по
волокну, соответствующему выбранному порту, вплоть до ко-
нечного порта. Пользователь может двигаться вдоль светового
10.7. Системы автоматизированного контроля оптических волокон
641
пути выбранного волокна. Здесь же приводится детальная ин-
формация о длине и затухании каждого волокна для светового
пути. Это рабочее табло может быть показано на экране вместе
с рефлектограммой выбранного волокна, причем отображение
светового участка в окне соответствует положению перемещае-
мого маркера на рефлектограмме.
• Окно кабелей, предназначенное для создания и отображения ка-
беля с волокнами, присоединёнными к портам. Волокна могут быть
приписаны к системам и узлам. В это рабочее окно также записы-
ваются названия сегментов, конечные пункты, номера (цвета) бу-
феров и волокон. Каждое волокно имеет статус: свободное, актив-
ное, поврежденное, зарезервированное и т. д.
• Окно патчкордов позволяющее пользователю отслеживать и
манипулировать соединительными патчкордами между двумя
панелями (оборудованием) с оптоволоконными портами.
• Окно сварок позволяет линейной технической группе отслежи-
вать и манипулировать местами сварок волокон. Пользователь
может видеть ближний и дальний концы на каждой стороне от
сварки. Листинг из этого окна является детальной инструкцией
для сварочной бригады.
• Окно карты. Положение любого узла оборудования порта или
кабеля можно отобразить на электронной карте местности в
-s стандарте Mapinfo®. На карте отображаются территориальные
участки сети, кабельные канализации, кабели, узлы и места
обрывов. Рабочее окно карты также имеет географическую моду
запроса и поиска, ввода информации, например, рисунок
AutoCad™. Простой выбор квадратной области на карте и ввод
у параметров фильтрации дают возможность найти узлы или ком-
поненты сети.
• Окно иерархии информационных потоков позволяет прописы-
i вать прохождение информационных каналов через оптическую
' сеть. Это удобно для внесения, хранения и работы с выделенны-
ми иерархическими каналами, например, PDH/SDH.
л Помимо рассмотренных окон, графический интерфейс позволяет ото-
бражать экран рефлектограмм, предназначенный для ввода, хранения,
а при использовании курсоров анализа событий на рефлектограмме
(рис. 10.31), и ассоциировать последние с топологией соединения по
данному волокну и с точкой на карте (рис. 10.32). Кроме этого графи-
ческий интерфейс может предусматривать процедуры:
• связи документов, в частности, данных с рисунками, таблицами,
текстом или другими объектами, присоединенными к элементу
сети и хранящимися в других базах данных или приложениях;
• подготовки отчетов по заранее подготовленному шаблону, ко-
торые могут быть показаны на экране, распечатаны или сохра-
нены на диске.
Графические интерфейсы, как правило, имеют много других возмож-
ностей, включая панель инструментов, шаблоны и редакторы для обо-
21-537
642
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
Рис. 10.31. Окно рефлектограммы иллюстрирующей нарушение волокна
рудования, стоек и оболочек кабеля, оперативную справочную систему
и систему подсказок, паролей и многоуровневой защиты данных, а да-
логовые окна представляют детальную информацию об оптических ком-
понентах. База данных последних доступна как в течение проектирова-
ния системы связи, так и при установке и восстановлении оптических
кабелей. Поэтому, чтобы установить связь с заданным пунктом и опре-
делить характеристики компонентов рассматриваемого участка сети,
пользователь может либо описать необходимую точку сети, используя
соответствующие идентификаторы в виде адреса, номера телефона и
др., либо указать её на географической карте.
Эти возможности систем становятся определяющими в связи с требо-
ваниями повышения экономической эффективности телекоммуникаци-
онных компаний. Очевидно, что внедрение системы администрирования
ВОЛС определяется стоимостью RFTS, которая в основном зависит от
используемого метода контроля волоконно-оптических кабелей и значи-
тельно возрастает при тестировании по активному оптическому волокну
из-за необходимости введения дополнительных оптических компонен-
тов - оптических переключателей, WDM и фильтров [128]. Поэтому, при
определении конфигурации RFTS следует тщательно определять опти-
ческие кабели, требующие использования данного методаконтроля.
Учитывая, что система Orion предназначена для контроля масштаб-
ных волоконно-оптических сетей, количество которых в настоящее вре-
мя невелико, компания GN Nettest разработала систему ОТ8000, рас-
считанную для сетей длиной до 12000 км, включив в нее все функции,
присущие системе Orion минимизируя тем самым ее начальную сто-
имость. В качестве базового рефлектометра в данной системе использу-
ется широко известный OTDR СМА 4000, обеспечивающий высокие
показатели системы.
Выводы
643
Рис. 10.32 Окно трассы, нанесенной на географическую карту местности
ВЫВОДЫ
Развитие телекоммуникационных технологий, использующих волокон-
но-оптические линии связи в глобальных сетях передачи данных и в
коммутируемых телефонных сетях общего пользования, требует реше-
ния задачи централизованного контроля ВОЛС с целью сокращения
времени на восстановление связи из-за обрывов волокна и для прогноза
возможных нарушений, вызванных изменением во времени характери-
стик компонентов ВОЛС. Наиболее эффективно данная задача может
быть решена с помощью систем удаленного контроля оптических воло-
кон (Remote Fiber Test System - RFTS), принцип действия которых
основан на использовании оптических рефлектометров, осуществляю-
щих измерение параметров линии связи по обратному рассеиванию све-
товой волны.
Учитывая перспективность использования оптических усилителей для
увеличения дальности передачи, рассмотрен метод моделирования та-
ких линий в лабораторных условиях на основе использования рецирку-
лярных цепей, представляющих существенный прогресс в технике из-
мерений. Показано, что из-за высокого уровня шума оптических
усилителей, диапазон OTDR измерений при тестировании систем содер-
жащих оптические усилители отличается от диапазона тестирования
систем без оптических усилителей. Поэтому для проведения OTDR из-
мерений в таких системах существует ограничение длины интервала
между оптическими усилителями, которое значительно ниже требова-
ний к расположению усилителей, связанных с накоплением шума, а
при внеполосном тестировании требуемый динамический диапазон OTDR
644
Моделирование и контроль волоконно-оптических линий связи
можно с легкостью обеспечить введением фильтра, полоса пропускания
которого на порядок меньше частоты несущей.
Рассмотрены методы контроля сетей, имеющих очень сложную струк-
туру, которые основаны на одновременном и разновременном OTDR те-
стировании участков разветвляющейся сети, показано, что с этой це-
лью в первом случае должен использоваться специальный метод анализа
рефлектограмм, в то время как во втором случае в линию связи необхо-
димо вводить дополнительные оптические переключатели. Однако это
позволяет проводить классический анализ рефлектограмм, достигая более
высокой точности идентификации нарушений ВОЛС. Данные методы
тестирования применимы для обнаружения нарушений, как по пассив-
ному (“темному”), так и по активному волокнам оптического кабеля.
При этом в первом случае производится контроль не предназначенного
для передачи данных резервного оптического волокна, по результату
которого судят об исправности всего кабеля, что не требует модифика-
ции действующих систем оптической связи. Во втором случае контро-
лируется волокно, по которому производится передача данных, в связи
с чем, в линию связи вводится оптическое излучение длиной волны,
отличной от длины волны излучения, используемого для передачи дан-
ных, а на приемной стороне производится разделение этих волн. Оче-
видно, что этот принцип может использоваться, как для одного волок-
на, так и для всех волокон контролируемого кабеля, и требует введения
в систему оптической связи дополнительных компонентов.
Определены требования к параметрам оптических рефлектометров и
дано описание возможностей RFTS Orion, компании GN Nettest. Приве-
дены алгоритмы тестирования при строительстве, инсталляции и эксп-
луатации ВОЛС, а также показаны возможности администрирования
волоконно-оптического кабельного хозяйства. Учитывая специфику
рынка телекоммуникаций нашей страны, характеризующуюся, с одной
стороны, динамичным развитием, а с другой - ограниченным использо-
ванием систем контроля и управления, можно заключить, что перспек-
тивы применения RFTS в России весьма благоприятны и очевидны.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Недавно возникшая вспышка развития Интернет знаменует начало но-
вой эры передачи данных с использованием большого количества раз-
нообразных носителей. Ожидается, что объем потока данных на Земле
превысит объем голосового трафика приблизительно к 2000 году. Это
означает, что существующая телекоммуникационная сеть должна эво-
люционировать с тем, чтобы соответствовать смещению парадигмы от
голосовых сетей к сетям, основанным на передаче данных, являющим-
ся основой информационного общества. Однако наблюдается не только
увеличение объема передаваемых данных, но одновременно становятся
все более жесткими требования к качеству новых услуг, требующих
большей полосы пропускания и значительно меньшей задержки. Кроме
этого, должна быть учтена возрастающая неоднородность условий пере-
дачи, требований к качеству услуг (QoS) и используемых протоколов.
Неотъемлемым фактором большинства услуг будет являться также вы-
сокая надежность сети, использующей различные носители передачи
данных. В качестве примера можно привести желание достижения вы-
сокоскоростной передачи информации, а также очень эффективной в
ценовом отношении передачи потока данных MPEG-2 (5-10 Мб/с).
Для создания надежных и эффективно функционирующих сетей,
удовлетворяющих вышеперечисленным требованиям, необходима раз-
работка новых сетевых архитектур и технологий. Технологии фотон-
ных сетей представляют собой решение данной проблемы, обеспечивая
на оптическом уровне мультиплексирование и маршрутизацию сигна-
лов различных длин волн, а также всестороннюю гибкость относитель-
но электрических сигналов, что особенно эффективно при использова-
нии различных форматов сигналов и протоколов. Кроме этого, данная
технология позволяет значительно уменьшить шумы передачи и преоб-
разования сигнала, а также значительно повысить технико-экономи-
ческие показатели оборудования. Однако для полноценного использо-
вания потенциала фотонных технологий необходимы различные
разработки, особенно в области фотонной транспортировки данных,
приводя базовую концепцию будущей фотонной сети к практической
возможности передачи по оптическому волокну. Кроме этого, необхо-
димо продвижение ключевых технологий генерации и управления боль-
шого числа несущих и усиления оптических сигналов.
Волоконно-оптическая передача была впервые использована в Япо-
нии в 1981 году. В 1996 году также в Японии были впервые использо-
ваны 10 Гб/с высокоскоростные системы передачи, основанные на муль-
типлексировании по времени (TDM), а передающие системы WDM с
емкостью передачи более 40 Гб/с в настоящее время вводятся в эксплу-
атацию в Северной Америке. В будущем, когда требования пользовате-
лей относительно битовой скорости превысят на два-три порядка суще-
ствующие требования, возникнет необходимость в существенном
увеличении объема передач. В этом случае определяющим моментом
станет прозрачность сети, так как будет постоянно происходить разра-
646
Заключение
ботка новых протоколов и транспортных форматов, ведущих к появле-
нию новых структур интерфейсов, требующих принятия новых реше-
ний в области волоконно-оптических технологий передачи.
В сравнении с существующими сетями, где электрическая обработка
осуществляется в каждой узловой точке, а оптические технологии ис-
пользуются только для передачи точка-точка, базовая концепция фо-
тонной транспортной сети, удовлетворяющая перспективным требова-
ниям, включает элементы режима асинхронной передачи (ATM), и IP
пакеты обрабатываются в каждой узловой точке в режиме передачи
данных с промежуточным накоплением, поэтому многоинтервальные
соединения в этом случае являются нормой. С другой стороны, фотон-
ные сети, использующие прямые оптические соединения без электри-
ческой обработки, включают центральные транспортные сети и сети
доступа. При этом центральная транспортная сеть обеспечивает боль-
ший объем передачи с большей пропускной способностью оптических
узловых точек, а электрическая обработка, если она используется, осу-
ществляется только в сети доступа, при этом узловые точки или систе-
мы точек в сети доступа соединены через центральную сеть прямыми
оптическими линиями передачи. Как уже упоминалось, в существую-
щих, например, ATM сетях необходима маршрутизация в каждой тран-
зитной узловой точке, которая увеличивает задержку и ограничивает
пропускную способность узловой транспортной точки вследствие необ-
ходимости проведения обработки сигнала. В фотонных сетях электри-
ческая обработка пакетов в транзитных точках не проводится, что сво-
дит задержку передачи к минимуму. Поэтому отказ от электрической
обработки и введение маршрутизации длины волны значительно увели-
чивает пропускную способность центральной транспортной сети.
Центральная транспортная сеть должна напрямую размещать сигна-
лы с различными форматами в пределах оптического уровня. Некото-
рые пользовательские сигнальные сети, синхронная цифровая иерар-
хия (SDH) и ATM сети могут обладать своим собственным механизмом
восстановления сети, однако, существуют сети, которые им не облада-
ют. Поэтому центральная сеть должна обладать возможностью восста-
новления оптической передачи, чтобы гарантировать ее высокую цело-
стность, а сети доступа должны включать различные транспортные
механизмы для удовлетворения требований к растущей неоднородности
компьютерных сетей.
Разделение функциональных возможностей между двумя сетями спо-
собствует процессу эволюции каждой сети в соответствии с вновь возни-
кающими требованиями, а так как центральная сеть не может быть
сформирована очень быстро, необходимо осуществление процесса нало-
жения существующих сетей и их наращивания в соответствии с введе-
нием новых услуг и увеличением трафика. В конечном итоге централь-
ная сеть должна обеспечивать узловые соединения оптических линий
связи между всеми узловыми точками (или системами точек), если
имеется достаточно трафика между любыми двумя узловыми точками
для заполнения емкости ВОЛС.
Для увеличения преимуществ технологии фотонных сетей необходи-
Заключение
647
мо полноценное использование передающих возможностей оптического
волокна и оптических усилителей, параметры которых не зависят от би-
товой скорости передачи и формата сигнала. Теоретически показана воз-
можность достижения 200 нм полосы пропускания оптических усилите-
лей в диапазоне низких потерь волокна со смещенной дисперсией (DSF),
простирающемся от 1450 нм до 1650 нм. Поэтому в будущем количество
каналов, используемых в фотонной сети, может быть увеличено до не-
скольких сотен. В данном диапазоне длин волн это позволит реализовать
более 0.5 млрд, телефонных каналов или более 300 тыс. каналов телеви-
дения высокой четкости [131]. Однако при разработке широкополосных
WDM систем передачи необходимо учитывать такие нелинейные эффек-
ты оптического волокна, как смешение четырех волн (FWM), автомоду-
ляция (SPM), перекрестная фазовая модуляция (СРМ) и стимулирован-
ное рассеяние Рамана (SRS), так как они могут привести к нарушению
передачи. Предвидится, что нелинейное взаимодействие будет наиболь-
шей проблемой для следующих двух схем расположения каналов:
• каналы длин волн, расположенных в области волокна с нулевой
дисперсией;
• каналы длин волн, расположенных с одной из сторон области с
нулевой дисперсией, где они будут иметь практически одинаковые
групповые скорости и расхождение между каналами невелико.
Это можно интерпретировать следующим образом. Небольшое расхож-
дение гарантирует условия фазового соответствия для FWM даже если
рабочие длины волн разделены более чем несколькими десятками нм.
Если же частоты FWM волн попадут на любую из частот возбужденных
сигналов, электрические поля генерированных волн будут взаимодей-
ствовать с исходными сигналами как конструктивно, так и деструктив-
но, что приведет к сильному искажению глазковой диаграммы и, как
следствие, значительному возрастанию битовых ошибок. В то же время
небольшое отличие длин волн гарантирует, что бит 1 в канале одной
длины волны совпадет с битами 1 в других каналах почти по всему во-
локну, что в значительной мере ослабит сигнал вследствие SRS и/или
искажение формы волны вследствие СРМ и хроматической дисперсии.
Существуют способы уменьшения влияния эффектов нелинейного взаи-
модействия при ультра широкой WDM передаче, однако они требуют [132]:
• исключения области длины волны с нулевой дисперсией и раз-
мещения всех каналов с одной стороны области длины волны с
нулевой дисперсией (а не с обеих сторон);
• одновременного использования обеих сторон области длины вол-
ны с нулевой дисперсией при двунаправленной передаче полосы
за полосой, что гарантирует очень большое расхождение между
каналами, обеспечивая несоответствие фазы в FWM и усредне-
ния битов за счет СРМ и SRS;
• использования неравномерного размещения каналов при задей-
ствованной полосе длин волн с нулевой дисперсией, что предотв-
ращает совпадение новых частот, генерируемых FWM процес-
сом, при взаимодействии с составляющими сигналов передачи.
648
Заключение
Так как существуют определенные комбинации используемых облас-
тей длин волн с различными типами дисперсии и направлениями пере-
дачи для SMF, DSF и положительного/отрицательного ненулевого DSF
(NZ-DSF) волокон, в настоящее время больше не существует различий
между DSF и NZ-DSF с точки зрения причин возникновения наруше-
ний в работе системы и методов их подавления. В случае DSF, напри-
мер, существует два способа уменьшения нелинейного взаимодействия:
• необходимо избегать области с нулевой дисперсией и распола-
гать передающие каналы двунаправлено с обеих сторон области
1 с нулевой дисперсией;
• необходимо использовать неравномерные канальные интервалы
для области с нулевой дисперсией и использовать двунаправ-
ленные каналы передачи.
Причина использования двунаправленной конфигурации, даже в пос-
леднем случае, заключается в предотвращении наихудшего нелинейно-
го взаимодействия, при котором длина волны передачи устанавливает-
ся на границе области длин волн с нулевой дисперсией. С другой стороны,
в SMF большая хроматическая дисперсия в области низких потерь во-
локна увеличивает расхождение между каналами и уменьшает нели-
нейное взаимодействие за счет возникновения требований к использо-
ванию больших уровней компенсации дисперсии.
Теперь мы рассмотрим методы создания крупномасштабной фотонной
сети при условии, что для уменьшения нелинейного взаимодействия все
каналы расположены с одной стороны области длины волны с нулевой
дисперсией. При этом доминирующими отрицательными факторами яв-
ляются СРМ и хроматическая дисперсия, а также снижение отношения
сигнал/шум из-за усиленной стимулированной эмиссией (ASE), вызван-
ной использованием оптических усилителей. По мере увеличения вход-
ной мощности становится очевидным эффект нелинейности оптического
волокна. Поэтому минимальная входная мощность оптического волокна
определяется отношением сигнал/шум (SNR), а максимально допусти-
мая мощность определяется нелинейными эффектами волокна. Очевид-
но, что при высокой битовой скорости необходима большая входная мощ-
ность волокна для обеспечения необходимого SNR, что при высоких
битовых скоростях уменьшает дальность передачи.
Если диапазон используемых длин волн фиксирован, уменьшение ка-
нальных интервалов увеличивает емкость передачи, однако, когда опти-
ческие сигналы имеют приблизительно одинаковые групповые скорости,
качество передачи серьезно ухудшается из-за возникающих нелинейных
взаимодействий. Так как разница групповых скоростей пропорциональ-
на канальному интервалу, эффект нелинейности оптического волокна
становится более очевидным по мере уменьшения этих интервалов. Та-
ким образом, ширина канальных интервалов также ограничена.
Как показывают результаты теоретических расчетов допустимого ко-
личества каналов в зависимости от пропускной способности для тради-
ционных WDM систем, где ограничение расстояния передачи определя-
ется коэффициентом битовых ошибок, равным 1012, минимальные
канальные интервалы определяются избирательностью оптического во-
Заключение
649
локна и при использовании традиционных технологий составляют 25 ГГц.
Таким образом, максимальное количество каналов при типовой полосе
пропускания оптических усилителей, равной 32 нм, составляет 160 ка-
налов и 400 каналов при полосе пропускания 80 нм [132]. Таким обра-
зом, значение канальных интервалов при битовой скорости 2.5 ГГц, наи-
более часто используемой в традиционных WDM системах, равно 25 ГГц,
что обеспечивает дальность передачи свыше нескольких тысяч километ-
ров (если канальные интервалы составляют менее 25 ГГц, достижимое
расстояние передачи будет уменьшено). Когда расстояние передачи за-
фиксировано и равно, скажем, 3000 км, более низкая битовая скорость
на канал является более выгодной, чем высокая битовая скорость, даже
хотя количество мультиплексируемых каналов увеличивается.
Один из наиболее эффективных способов увеличения расстояния пе-
редачи заключается в уменьшении потерь на интервалах передачи. От-
носительно SNR уменьшение данных потерь эквивалентно уменьше-
нию ASE шумов, поэтому необходимое значение SNR может быть
достигнуто при низкой входной мощности оптического волокна, что
ведет к снижению эффекта нелинейности. В результате можно сконст-
руировать фотонные транспортные сети, не подвергающиеся нелиней-
ным искажениям и, таким образом, не имеющим ограничений количе-
ства каналов с точки зрения нелинейного искажения.
Хорошим методом подавления ослабления мощности оптического
сигнала после передачи является введение распределенного усиления.
В этом методе линия передачи используется как усиливающая среда с
оптической накачкой. Применение этого метода позволяет добиться
уменьшения входной мощности волокна. В последнее время были про-
ведены эксперименты передачи с несколькими усилителями, использу-
ющими распределенное усиление Рамана [133]. Теоретически показано,
что для пропускной способности, равной 1 Тб, канальные скорости ме-
нее 2.5 Гб/с могут обеспечивать дальность передачи до 3000 км, а при
битовой скорости 10 Гб/с и количестве каналов, равном 10 (пропускной
способности 100 Гб/с), дальность передачи будет превышать 3000 км.
Ограничение дальности передачи 3000 км определяется шумом, выз-
ванным предельным распределенным усилением Рамана и удаленным
усилением. В этом случае, вследствие того, что входная мощность волок-
на может быть еще уменьшена, эффект нелинейности волокна также
ослабляется. Как уже упоминалось, эффект нелинейности оптического
волокна становится более ощутимым по мере уменьшения канальных
интервалов и, наоборот, если возможно ослабление нелинейности опти-
ческого волокна, можно добиться уменьшения канального интервала.
Если канальный интервал может быть уменьшен до размеров полосы
пропускания сигнала в сети, в которой нелинейностью волокна можно
пренебречь, особую важность приобретают схемы модуляции/демодуля-
ции, реализующие компактную полосу пропускания спектра, такие, как
оптический двойной бинарный код, однополосная модуляция (SSB) и
квадратурная фазовая модуляция (QPSK). Для будущих фотонных сетей
особую важность имеет разработка новой схемы модуляции/демодуля-
650
Заключение
ции, которая была бы менее чувствительна к эффекту нелинейности во-
локна и подходила для передающих систем уплотнения WDM.
Если эффектом нелинейности оптического волокна можно пренеб-
речь, искажение формы волны вызывается только хроматической дис-
персией волокна. Хотя уменьшение FWM эффекта и искажения формы
волны, вызванной хроматической дисперсией волокна, достигается при
помощи управления дисперсией, разработка оптического волокна, не
обладающего хроматической дисперсией и с низким эффектом нели-
нейности, остается важной задачей при создании будущих сложных
фотонных транспортных сетей.
Традиционные оптические компоненты, такие, как фотодиоды, оп-
тические модуляторы, лазерные источники и лазерные диоды накачки
для обеспечения удаленного усиления и распределенного усиления Ра-
мана, очень важны, однако в настоящее время они функционируют толь-
ко в полосе частот 1550 нм. Поэтому для создания фотонных сетей,
использующих широкую полосу пропускания свыше 200 нм, особую
важность приобретает разработка оптических компонентов, работаю-
щих во всей полосе частот пропускания. Более того, в ближайшем буду-
щем появится потребность в использовании оптических фильтров для
демультиплексирования оптических сигналов, расположенных на рас-
стоянии свыше нескольких ГГц.
По мере уменьшения канальных интервалов возрастают требования
к точности и стабильности многочисленных оптических несущих, так
как WDM сети требуют исключения взаимодействия между различны-
ми длинами волн в одном и том же оптическом волокне. Пусть оконча-
тельная полоса частот оптического канала определяется ограничения-
ми оптического волокна усилителя, тогда, если будущие транспортные
сети должны будут справляться с постоянным ростом требований к по-
лосе частот, определенно возникнет необходимость повышения эффек-
тивности оптического спектра, которая определяется в единицах бит на
секунду на герц. Это подразумевает, что требование к точности опти-
ческой частоты становится еще жестче. Можно предположить, что фо-
тонные транспортные сети должны иметь точность оптической частоты
приблизительно от 105 до 10 6, учитывая возможность управления боль-
шим числом несущих. В отношении конфигурации системы, а также
требований технического обслуживания и измерения, каждый компо-
нент фотонной транспортной сети должен обладать точностью оптичес-
кой частоты от 10 е до 107.
Очевидно, что идеальная схема генерации несущих должна использо-
вать простые и недорогие лазеры, которые независимо друг от друга дол-
жны генерировать канальные длины волн с необходимой точностью. Так
как в перспективе интервалы между каналами значительно уменьшатся,
а значение частоты зависит от внешних условий, оптические частоты
лазеров должны подвергаться тщательному мониторингу с использова-
нием анализаторов оптического спектра и измерителей длины волны.
Однако в настоящее время точность измерения этих устройств не дости-
гает 10 6. Поэтому стабильность абсолютной частоты должна оценивать-
ся в соответствии с национальным стандартом, основанном на стандарте
Заключение
651
идеальной частоты с эталоном абсолютной оптической частоты (AFR)
для измерения и поддержания точности канальных длин волн. Так как
международным комитетом по метрологии (CIPM) рекомендованы стан-
дарты идеальной частоты, на йодо- и метан-стабилизированных He-Ne
лазерах, создать цепь оптических частот от выхода этих первичных стан-
дартов оптической частоты до оптической частоты, используемой сетя-
ми, не слишком просто. Следовательно, для генерации несущих в фотон-
ных транспортных сетях, очевидно, будут использоваться два метода:
использование AFR в качестве вторичного стандарта в полосе частот оп-
тического канала и синтез оптической частоты.
Хорошо известно, что линии поглощения атомов и молекул криптона,
ацетилена, цианида водорода и рубидия характеризуются высокой ста-
бильностью и лежат в полосе частот оптического канала фотонной транс-
портной системы, что может быть использовано для стабилизации часто-
ты излучения лазеров. Достижимая при этом точность, включая
кратковременную стабильность, равную 10®, составляет порядка 107. Та-
кой AFR может быть установлен в монтажную панель вместе с другими
платами, а его размер в будущем может быть уменьшен до уровня компо-
нента [132]. Однако использование только одного AFR означает, что мож-
но осуществлять мониторинг частоты только одного канала, а так как
необходима генерация нескольких носителей, возникает задача управле-
ния частотой с целью синтеза высокостабильных длин волн, который тес-
но связан с генерацией нескольких несущих. Таким образом, синтез опти-
ческой частоты становится особенно важным для осуществления
мониторинга всех частот в полосе пропускания оптического канала.
Одним из самых перспективных путей решения этой задачи являет-
ся генерация оптического гребня (OFC), в результате чего генерируется
большое количество оптических частот с точными канальными интер-
валами. Этот метод позволяет системе управления частотой осуществить
сравнение частоты, далекой от частоты AFR, с одной из сетевых час-
тот. Известны два типа OFC генератора: фазовый модулятор со структу-
рой объемного резонатора и активный лазер с синхронизированными
модами с внешней синхронизацией [132], позволяющие осуществлять
мониторинг оптической частоты до 2 ТГц. Известно предложение ис-
пользовать OFC генератор непосредственно для генерации нескольких
несущих. Однако такие решения требуют дальнейших усовершенство-
ваний с позиций увеличения оптической мощности и снижения SNR,
поэтому не следует ожидать, что OFC генератор множественных несу-
щих будет использоваться в скором времени.
Очевидно, что для более сложных функций оптической обработки
будут необходимы и новые функциональные устройства, как, напри-
мер, устройства для высокоплотной и высокоскоростной двухмерной
обработки оптических сигналов, позволяющие более полно раскрыть
потенциал фотонных технологий, проложив дорогу новым сверхширо-
кополосным транспортным сетям и разработке новых средств измере-
ний, предназначенных для этих сетей.
' Л • т.' . Л ЧЬ. Т» - £
652
Приложение
ПРИЛОЖЕНИЕ
Понятие децибел
В отличие от традиционных единиц измерений при измерении уровней
мощности и сигнала в оптических системах передачи очень часто ис-
пользуются такие единицы как децибелы (дБ). Причина этого заключа-
ется в том, что значения мощности могут изменяться в пределах не-
скольких порядков и использование мультипликативных процедур
становится менее удобным по сравнению с применением аддитивных
операций для величин, выраженных в децибелах. Чтобы понять это,
рассмотрим оптическую линию связи с переданной мощностью Р, [Вт]
и потерями а .
Полученная мощность составляет Рг - Pta [Вт]. В терминах единиц
дБ мы имеем
=101Og(P,)BT
Во многих случаях более удобно измерять мощность в мВт, и мы
имеем эквивалентное значение дБм
(Рг)дБм = 101og(^)
мВт
Децибелы также используются для обозначения отношений. Напри-
мер, нам известно, что потери определяются как
В децибелах это соответствует
(а)дБ = 10 log а = (Рг )дБ Вт - (р, )дБ Вт
В качестве примера, при Pt = 1 мВт и Рг -1 мкВт, подразумевая, что
а = 1000, мы получим
(/*г)дБ ~ 0 дБм или —30 дБВт
(Л)ДБ = -30 дБм или -60 дБВт
и
(а)дБ = ‘30 дБ
Связь длины волны и частоты
Для описания параметров оптических измерений в данной книге ис-
пользуются как частота, так и длина волны оптического излучения.
Поэтому полезно ознакомиться с основными соотношениями между эти-
ми переменными, что особенно важно при описании полос пропускания
в терминах отклонений небольшой длины волны или частоты.
Приложение
653
Связь между длиной волны и частотой оптического сигнала опреде-
ляется следующим образом
v = A
где v и Л — скорость света и длина волны в среде распространения; f
— частота сигнала.
Скорость при распространении света через оптически прозрачный
материал в свою очередь связан с его показателем преломления, следу-
ющим образом
с
v = —
п
где с— скорость света, равная приблизительно 299,792,458 м/с, ап —
показатель преломления материала.
Очевидно, что длина волны сигнала изменяется с изменением пока-
зателя преломления среды
п
/2
vA2
где 20 называется длиной волны в свободном пространстве, т.е., длиной
волны, которая будет измерена в вакууме.
Очень часто особое значение приобретает разница между длинами
волн, Д2 > или разница частот сигналов, А/. Важно знать, как можно
преобразовывать эти две переменные
Л,_ vA/_ АД2
v
/2А2
Л1 v
Эти уравнения очень полезны, так как очень часто возникает необхо-
димость преобразования данных параметров из одного в другой и на-
оборот. Так, в полосе пропускания систем передачи с центральной дли-
ной волны 1300 нм ДЛ = 0.1 нм эквивалентной является А/, равная
40 ГГц, а при 1550 нм ДЛ = 0.1 нм — А/, равная 12 ГГц.
654
Список сокращений
СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ
ADM (add/drop multiplexer) - мультиплексор добавления/устранения
AFR (Absolute optical frequency reference) — эталон абсолютной опти-
ческой частоты
AGC (Automatic gain control) — автоматическая регулировка усиления
AM (Amplitude Modulation) -амплитудная модуляция
ANSI (American Nation Standards Institute) - Американский нацио-
нальный институт стандартов
АОМ (Acousto-Optic Modulator) — акустооптический модулятор
AON (All Optical Networks) — полностью оптическая сеть
AOTF (Acousto-optical Tunable Filter) — акустооптический перестраива-
емый фильтр
APD (avalanche photodiode) — лавинный фотодиод
ASE (Amplified spontaneous emission) - усиленная спонтанная эмиссия
ASK (Amplitude Shift Keying) - амплитудная манипуляция
ATM (Asynchronous Transfer Mode) - режим асинхронной передачи
AWG (Arrayed waveguide grating) - периодическая дифракционная вол-
новодная решетка
BER (bit-error-ratio) — частота битовых ошибок
ВН (buried type) — скрытый тип
BIAS (bias) - напряжение смещения
BOGL (buried optical guide laser) — лазер co скрытым (подповерхност-
ным) световодом
CF (Chirp Factor) - коэффициент ЛЧМ (ЛЧМ-фактор)
CGP (Chirped Gaussian Pulse) - линейная частотная модуляция (ЛЧМ)
импульса Гаусса
СРМ (Cross-phase modulation) — перекрестная фазовая модуляция
CSO (second order distortion) - комбинированное искажение второго
порядка
DC (Depress Clad Fiber) - волокно с двухслойной оболочкой
DCF (Dispersion Compensating Fiber) - волокно с компенсацией диспер-
сии
DCL (double-channel laser) - двухканальный лазер
DCPBH (double-channel planar-buried-heterostructure) - двухканальный
планарный лазер со скрытой гетероструктурой
DFB (distributed feedback laser) — лазер с распределенной обратной свя-
зью
DGD (differential group delay) - дифференциальная групповая задерж-
ка
DHL (double-heterostructure laser) — лазер с двойной гетероструктурой
DOP (Degree of polarization) - степень поляризации
DSF (Dispersion-shifted Single-mode Fiber) - волокно co смещенной дис-
персией
DUT (device under test) - тестируемое устройство
EDF (Erbium Doped Fiber) - волокно, легированное эрбием
Список сокращений
655
EDFA (Thulium-doped fiber amplifier) - усилитель на легированном эр-
бием оптическом волокне
Edge Emitting LED - светодиод с торцевым (краевым) излучением
EELED (edge-emitting LED) - светодиод с торцевым излучением
ESA (Electrical Spectrum Analyzer) - анализатор электрического спект-
ра
FBG (Fiber Bragg-grating) -волоконная решетка Брэгга
FDDI (Fast Distributed Data Interface) - распределенный интерфейс пе-
редачи данных по ОВ . .. ,
FM (Frequency Modulation) — частотная модуляция
FRA (Fiber Raman Amplifier) - волоконно-оптический усилитель на
эффекте Рамана
FTB (Fussed Biconical Taper) - сплавная биконическая выдержка
GEQ (gain equalizer) — выравнивание усиления
GI (Gradient Index Fiber) — градиентное волокно
HWHM (half-width at half-maximum) - полуширина при половине мак-
симального значения
IC (Invisible Core Fiber) - волокно с кремнеземным сердечником
ILD (injection laser diode) — инжекционный лазерный диод
ITU (International Telecommunications Unit) — Международный союз
телекоммуникаций
JME (Jones-Matrix-Eigenanalysis) - анализ собственных значений мат-
рицы Джонса
LHP (Linear horizontally polarized light) - линейная горизонтальная
поляризация
LAN (Local Area Network) — локальные сети
LED (light emitting diode) — светоизлучающий диод, светодиод
LPF (Long Pass optical filter) — фильтр (длинных волн) нижних частот
MTBF (meantime-between-failures) — среднее время между отказами,
продолжительность работы
MZI (Mach-Zender Interferometer) — интерферометр Маха-Цендера
NEP (noise equivalent power) — эквивалентная мощность оптических
шумов
NPM (Noncritical phase matching) — некритическое фазовое соответствие
NZDSF (Non-Zero Dispersion-shifted Single-mode Fiber) — волокно с не-
нулевой смещенной дисперсией
OFA (Optical Fiber Amplifier) — волоконно-оптический усилитель
OFC (Optical frequency comb) - оптический гребень частот
OSA (Optical Spectrum Analyzer) - анализатор оптического спектра
OSC (Optical Supervisory Channel) — контрольный оптический канал
OSNR (Optical signal-to-noise ratio) - отношение сигнал/шум для опти-
ческого сигнала
OTDR (Optical Time Domain Reflectometer) — оптический время-импуль-
сный рефлектометр
РА (preamplifier) — предварительный усилитель, предусилитель
PDG (Polarization-dependent Gain) — зависимое от поляризации усиле-
ние
656
PDL (Polarization-dependent loss) - вносимые потери, зависящие от по-
ляризации
PDR (Polarization-dependent responsivity) - поляризационная чувстви-
тельность
РНВ (Polarization hole-burning) - поляризационный провал усиления
PIN (positive-intrinsic-negative) - PIN диод
PMF (Polarization maintaining fiber) — волокно, сохраняющее поляриза-
цию
PMD (Polarization mode dispersion) - поляризационная модовая диспер-
сия
PSTN (Public Switched Telephone Network) — коммутируемые телефон-
ные сети общего пользования
PSD (Power Spectrum Density) — спектральная плотность мощности
PSP (Principal State Polarization) - основные состояния поляризаци: i
RCP (Right circular polarization) - правая круговая поляризация
RFTS (Remote Fiber Test System) - система удаленного тестирования
оптического волокна
SBS (stimulated Brillouin scattering) - вынужденное рассеивание Брил-
люэна
SDH (Synchronous Digital Hierarchy) — синхронная цифровая иерархия
SE (Spontaneous Emission) - спонтанная эмиссия
SF (Standard Fiber) - стандартное волокно
SFM (Self-Phase Modulation) - межфазовая модуляция
SHB (Spectral hole-burning) - спектральный провал усиления
SPF (Short Pass optical filter) - фильтр (коротких волн) верхних частот
SRS (stimulated Raman scattering) - вынужденное рамановское рассеи-
вание
SI (Step Index Fiber) - ступенчатое волокно
SLD (superluminescent diode) — суперлюминесцентный диод
SLM (single-longitudinal-mode) — лазер с одной продольной модой
SNR - S/N (signal-to-noise ratio) - отношение сигнал/шум *
SOP (State of Polarization) - состояния поляризации
SPM (Self-phase modulation) - фазовая автомодуляция (самомодуляция)
Surface Emitting LED - светодиод с плоскостным излучением (плоско-
стной фотодиод)
TDFA (Thulium-doped fiber amplifier) - усилитель на легированном тул-
лием оптическом волокне
TF (Titanium Fiber) — волокно с титановой оболочкой
WAN (Wide Area Network) - глобальные сети общего пользования
WDM (Wavelength Division Multiplexing) - мультиплексирование по
длине волны
ЛИТЕРАТУРА
1. RCA Electro-Optics Handbook. 1974.
2. Волоконно-оптические системы связи. Справочник / Берлин Б. 3., Брис-
кер А. С., Иванов В. С.. — М.: Радио и связь, 1994. — 171 с.
3. Волоконно-оптические системы передачи и кабели. Справочник / Грод-
нев И. И., Мурадян А. Г., Шарафутдинов Р. М и др. - М.: Радио и
связь, 1993. - 264 с.
4. Fundamentals of photonics / Bahaa E. A. Saleh, Malvin Carl Teich. — A
Wiley Interscience publication.
5. Rajiv Ramaswami, Kumar N. Sivarajan. Optical Networks: A Practical
Perspective. Morgan Kaufmann Publishers, Inc. San Francisco, California,
1998.
6. Заславский K.E., Шиянов В. Я. Оптические компенсаторы дисперсии,
использующие Брэгговские дифракционные решетки. Электросвязь,
2, 1998, 18-21.
7. Волокна оптические. Общие технические требования. ГОСТ Р МЭК 793-
1-93.
8. Christian Hentscel. Fiber Optic Handbook. Hewlett Packard, 1989.
9. Smith A. Appl. Optics, 17, 52, 1978.
10. Е1А/ПА-455-А. Standard Test Procedures for Fiber Optic Fibers, Cables,
Transducers, Sensors, Connecting and Terminating Devices, and other Fiber
Optic Components (A series of fiber optic test procedures, EIA-455-1 through
EIA-455-190)., (ANSI/EIA/TIA-455-A-91), Aug. 1991.
11. Чен П. К. Волоконная оптика: Пер с англ. —М.: Энергоатомиздат, 1989
12. Измерение потерь излучения в ВОЛС. Монтажное и измерительное
оборудование для волоконно-оптической связи, ТелекомКомплектСер-
вис, 1998
13. Riech V., Ruegenberg G.: Thermal splicing technology heats up, telcom
report international 18, No. 5-95
14. Иванов А. Б. Измерение потерь при термическом соединении оптичес-
ких волокон. Метрология и измерительная техника в связи, 4, 1998.
15. Основные характеристики сварочных аппаратов магистрального клас-
са. Вестник связи, 5, 1998
16. Р. DiVita, U. Rossi. Theory of Power Coupling Between Multimode Optical
Fibers, Optical and Quantum Electronics, 10, 1978, 107-117.
17. Robert J. Hoss, Edward A. Lacy. Fiber Optics. Prentice Hall PTR, Upper
Saddle River, New Jersey, 1993.
18. Убайдуллаев P. P. Волоконно-оптические сети Эко-Трендз, Москва, 1998
19. Пассивные волоконно-оптические компоненты фирмы KRONE. Элект-
росвязь, 10, 1998, с. 36-38.
20. Jenkins F. A., White Н. Е. Fundamentals of Optics, McGraw-Hill, New
York, 1976.
21. Ulrich R. Appl. Physics Letters. 34,769, 1979.
22. Delavaux J-M. P., Nagel J. A. Multi-stage erbium-doped fiber amplifier
design. Lightwave Technologies. 13 5, 1995, 703-720.
658
ЛИТЕРАТУРА
23. Ainslie В. J. A review of the fabrication and properties of erbium-doped
fibers for optical amplifiers. J. Lightwave Technol. 9, 2, 1991, 220-227.
24. Dieke G. H., Grosswhite H. M. The spectra of doubly and triply ionized
rareearths. Applied Optics, 2, 7, 1963, 657-686.
25. Miniscalco W. J. Erbium-doped glasses for fiber amplifiers at 1550 nm. J
Lightwave Technologies. 6, 2, 1988, 287-293.
26. Dericsson Dennis. Fiber Optic Test and Measurement. Prentice Hall PRT.
1998.
27. Desurvire E. Erbium-doped fiber amplifiers, Principles and Applications,
John Wiley & Sons, Inc. 1994.
28. Giles C. R., Desurvire E. Modeling erbium-doped fiber amplifiers. J.
Lightwave Techologies. 9, 2, 1991, 271-283.
29. Agraval G. P. Non linear fiber optics. San Diego, CA: Academic Press.
1995.
30. Mazurczyk V. J., Ziskind J. L. Polarization dependent gain in erbium-
doped fiber amplifiers. IEEE Photon. Technologies Letters, 6, 5, 1994,
616-618.
31. Desurvire E., Ziskind, Simpson J. R. Spectral gain hole-burning at 1530
nm in erbium-doped fiber amplifiers. IEEE Photon. Technologies Letters,
2, 4, 1990, 246-248.
32. Shimada S, Ishio H. Optical amplifiers and Thier Applications, Wiley,
Chichester, UK, 1994.
33. Agraval G. P., Dutta N. K. Long Wavelength semiconductor lasers, ch 6,
New York: Van Nostrand Reinhold, 1986.
34. Bowers J. E., Pllack. M. A. Semiconductor lasers for telecommunications.
In Optical Fiber Telecommunication 2, ch. 13, eds. S. E. Miller & I. P.
Kaminow, San Diego, CA: Academic Press.
35. Barrus C. A., Miller В. I. Small Area DH AIGaAs Electroluminiscent
Diode Sources for Optical Fiber Transmission Lines. Optical Communication,
4, 4, 1971, 307-309.
36. Arnold G. Edge-Emitting LEDs at 1300 nm Wavelength of Different
Active Length ECOC Conference Proceedings, Stuttgart, 1984.
37. Гонда С., Сэко Д. Оптоэлектроника в вопросах и ответах: Пер. с япон.
— Л.: Энергоатомиздат. Ленингр. Отд-ние, 1989. — 184 с.
38. Kitamura М. High Power Single-Longitudian Mode Operation of 1300 nm
DFB-PDH LD. Electronics Letters, 19,20,1983, 840-841.
39. Yamagucti M. Highly Effecient Single-Longitudian Mode Operation of
Antireflection-Coated 1300 nm DFB-DC-PBH LD. Electronics Letters, 20,6,
1984, 233-235.
40. Hederu Sato. Anritsu Optical Devices Suppling the Advanced Information
Society. Anritsu News, Marth, vol. 17, No. 88, 1998.
41. HP 83438A Broadband Light Source. Product Overview. 1996 %
42. HP 83437A Broadband Light Source. Product Overview. 1996
43. Telecommunication Transmission Engineering. 3 rd td., Bellcore, Pscataway,
NJ, 1991.
44. Иванов А. Б. Управляемые источники оптического излучения. Теория
и устройства систем автоматического управления, 1989.
ЛИТЕРАТУРА
659
45. Коньков В. В., Федосеева О. IL, Чапнин В. А, Стабилизация излучения
светодиодов. Измерительная техника, 6, 1983, 40-42.
46. Гринберг И. П., Таранов С. Г. Самонастраивающиеся измерительные
усилители с пробным сигналом. М., Энергия, 1978.
47. Рудой А. И., Таранов С. Г. Прецизионные источники периодического
сигнала. Киев, наукова думка, 1982.
48. Alferness R. С. Waveguide Electrooptic Modulators. IEEE Transaction on
Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-30, 8, 1982, 1121-1137.
49. Иванов А. Б., Марченко А. В., Соколов И. В. Поверка и калибровка
волоконно-оптических измерительных приборов. Метрология и изме-
рительная техника в связи, 3, 1998, 33-38.
50. Saruwatary М., Nawata К. Semiconductor Laser to Single-Mode Fiber
Coupler. Applied Optics, 11, 18, 1979, 1847-1856.
51. Hillerich B. Theory of Light Emitting Diode to Single-Mode fiber Coupling.
Optical Fiber Communication Conference, MD5, Reno, 1987.
52. ANSI T1.105-1988 Digital Hierarchy Optical Interface Rates and Formats
Specification, ECSA document T1X1/87-129R1.
53. R. Hoss. Fiber Optic Communications Design Handbook, Prentice Hall,1990.
54. Agraval G. P. Fiber-Optic Communication Systems. John Wiley, New York,
1992.
55. Bellcore. Network equipment-building system (NEBS) generic equipment
requirements. 1995. GR-63-CORE.
56. Bellcore. SONET transport system: Common generic criteria, 1995. GR-
253-CORE
57. Forghieru F., Tkach R. W., Chraplyvy A. R., Vergsarkar A. M. Dispersion
compensating fiber. Technical Digest OFS-96, p. 255-257, 1996.
58. Pool C. D., Foschini. Statistical theory of polarization dispersion in single
mode fibers. J. Lightwave Technologies, 9, 11, 1991, 1439-1456.
59. lannone. E., Matera F., Galtarossa A. Effect of Polarization Dispersion on
the Performance of IM-DD Communication Systems. IEEE Photonics
Technology Letters, 5, 20, 1993, 1247-1249
60. Pool C. D., Wagner R. E. Phenomenological approach to polarization
dispersion in long single-mode fibers. Electronics Letters, 19,22 1986,
1029.
61. Gurti F., Diano B., G. De Marchis, Matera F. Statistical treatment of the
evolution of the principal states of polarization in single-mode fibers, J.
Lightwave Technologies, 8, 8, 1990, 1162.
62. Betti S., Gurti F., Daino B., G. De Marchis, lannone E., Matera F., Evolution
of the bandwidth of the principal states of polarization in single-mode
fibers. Optical Letters, 7, 16, 1991, 467-469.
63. Buck J. A.. Fundamentals of Optical Fibers. John Wiley, New York, 1995.
64. Smith R. J.. Optical power handling capacity of low loss optical fibers as
determined by stimulated Raman and Brillouin scattering. Applied Optics,
11(11), pp. 269-270,1972.
65. Chraplyvy A. R. Optical power limits in multichannel wavelength-division-
multiplexed systems due to stimulated Raman scattering. Electronics
Letters, 20, 58, 1984.
66. Shibata N., Braun R. P., Waarts R. G. Phase-mismatch dependence of
660
ЛИТЕРАТУРА
efficiency of wave generation through four-wave mixing in single mode
optical fiber. IEEE Journal of Quantum Electronics, 23, 1205-1210,1987.
67. Стандарт отрасли. Отраслевая система обеспечения единства измере-
ний. Метрология и измерительная техника в связи. 5, 1998.
68. Тюрин Ю. Н., Макаров А. А. Статистический анализ данных на компь-
ютере/ Под ред. В. Э. Фигурнова - М.: ИНФРА-М, 1998. - 528с.
69. Карандеев К. Б. Электрические методы автоматического контроля, М.,
Энергия, 1965.
70. Толковый словарь по вычислительной технике. Пер. с англ. - М.: Из-
дательский отдел “Русская Редакция” ТОО “Channel Trading Ltd.”, 1995.
-496
71. Орнатский П. П. Теоретические основы информационно-измеритель-
ной техники. Киев, Вища школа, 1976.
72. Орнатский П. П. Автоматические измерения и приборы: Учебник для
вузов.- 4-е изд., Киев: Вища школа, 1980.
73. Проектирование и техническая эксплуатация систем передачи: Учебн.
пособие для вузов/ В. В. Крухмалев, В. Н. Гордиенко, В. И. Иванов и
др.; Под ред. В. Н. Гордиенко и В. В. Крухмалева. - М.: Радио и Связь,
1996.
74. Иванов А. Б., Соколов И. В. Анализаторы оптического спектра. Метро-
логия и измерительная техника в связи, 6, 1998, 21-28.
75. Руководящий документ по стандартизации. Системы передачи воло-
конно-оптические. Термины и определения. ВНИИ ‘“Эталон”.1994.
76. Koch Т. L., Bowers J. Е. Nature of wavelength chirping in directly
modulated semiconductor lasers. Electronics Letters. 20, 25, 1984, 1038-
1039.
77. Baney D. M., Soryn W. V. Linewidth and Power Spectral Measurements
of Single Frequency Lasers. Hewlett -Packard Journal. 41, 92, 1990, 92-
96.
78. Gallion P.B., Debarge. G. Quantum phase noise and field correlation in
single frequency laser systems. IEEE J. Quantum Electronics. QE-20,1984
343-349.
79. Van Deventer M. O., Spano P., Nielsen S. K. Comparison of DFB laser
linewidth measurement techniques results from COST 215 round robin.
Electronics Letters, 26, (24), 1990, 2018-2020. li;
80. Baney D. M., Sorin W. V. Measurement of modulated DFB lasers power
spectrum using gated delayed self-homodine technique. Electronics Letters,
24(4), 1988, 669.
81. Calibration of Optical Spectrum Analyzers. Geneva, Switzerland IEC
Technical Committee/Fiber Optics.
82. Stock K. D. Si-photodiode spectral nonlinearity in the infrared. Applied
Optics, 25, 6, 830-832.
83. IEC Standard 1315. Calibration of fiber-optic power meters, International
Electrotechnical Commission, 1995.
84. Sanders C. L. A photocell linearity tester. Applied Optics. 1, 3, 207-211.
85. Прохоренко Д. Б. Обзор методов построения измерителей средней мощ-
ности оптического излучения. Метрология и измерительная техника в
связи, 5, 1998, 20-21.
ЛИТЕРАТУРА
661
86. Иванов А. Б., Соколов И. В. Современные задачи измерений в волокон-
но-оптических системах передачи, 1, 1999, 33-38.
87. ГОСТ 28871-90 Аппаратура линейных трактов цифровых волоконно-
оптических систем передачи. Методы измерения основных парамет-
ров.
88. FOTP 50 Standard. Light launch conditions for long length graded-index
optical fiber spectral attenuation measurements. Electronic Industries
Association (EIA).
89. Duarte F. J. Tunable lasers handbook. San Diego, Academic Press.
90. Heffner B. Deterministic, analytically complete measurement of polarization-
dependent transmission through optical devices. IEEE Photonics Technology
Letters. 4, 5, 1992, 451-454.
91. Nyman B. Automated system for measuring polarization-dependent loss.
Optical Fiber Conference. San Jose, CA: Technical Digest, ThK6, 1994, p
230.
92. Schmidt S., Hentschel C. PDL measurements using the HP 8169A
polarization controller. Boblingen, Germany, Hewlett Packard, PN 5964-
9937E.
93. TIA/EIAFOTP-51. Pulse distortion measurement of multimode glass optical
fiber information transmission capacity. Washington, DC:
Telecommunications Industry Association, 1991.
94. TIA/EIA FOTP-30. Frequency domain measurement of multimode optical
fiber information transmission capacity. Washington, DC:
Telecommunications Industry Association, 1991.
95. Андреев И. А., Бурдин В. А., Попов Б. В., Польников А. И. Строитель-
ство и техническая эксплуатация волоконно-оптических линий связи:
> Учебник для вузов; под ред. Б. В. Попова. - М.: Радио и связь, 1995. -
200с.
96. TIA/EIA FOTP-169. Chromatic dispersion measurement of single-mode
optical fibers by the phase shift method. Washington, DC:
Telecommunications Industry Association, 1992.
97. TIA/EIA FOTP-175. Chromatic dispersion measurement of single-mode
optical fibers by the differential phase shift method. Washington, DC:
Telecommunications Industry Association, 1992.
98. TIA/EIA FOTP-113. Polarization-mode dispersion measurement for single-
mode optical fibers by the analyzer method. Washington, DC:
Telecommunications Industry Association. 1997.
99. TIA/EIA FOTP-122. Polarization-mode dispersion measurement for single-
mode optical fibers by Jones matrix eigenanalysis. Washington, DC:
Telecommunications Industry Association. 1996.
100. Gisin N. J-P Von der Weid, Pellaux J-P. Polarization mode dispersion of
short and long single-mode fibers. Journal of Lightwave Technology LT-
9:821-827. 1991.
101. Heffner B. L. Analysis of interferometric PMD measurements: Relation to
principal states model for highly mode-coupled fibers. Technical Digest-
Optical Fiber Measurement Conference. Liege, Belgium, September, 1985.
102. TIA/EIA FOTP-124. Polarization-mode dispersion measurement for single-
662
ЛИТЕРАТУРА
mode optical fibers by interferometric method. Washington, DC:
Telecommunications Industry Association. 1996.
103. Jungermann R. L. et. al. High-Speed optical modulator for application in
instrumentation. J. Lightwave Technologies. 8, 1990, 1363-1370.
104. Сурков Ю. П. Нормы на электрические параметры цифровых каналов
и трактов магистральных и внутризоновых первичных сетей. ЦНИИС,
1996.
105. Парш А. А., Минич А. Г. Нормы качества на параметры ошибок для
оценки цифровых трактов ЦСП. РО Белтелеком, Международный центр
коммутации, 1997.
106. Clyde F. Coombs. Communications network test and measurement handbook.
McGraw-Hill, 1998.
107. CCIRR Comite Consultatif International Telegraphique et Thelephonique
Recommendation G.651. “Characteristics of a Single-Mode Optical Fiber
Cable.
108. TIA/EIA, Electronic Industries Association, Washington. DC, Fiber Optic
Test Procedure FOTP-78 for singlemode fiber.
109. Newton S. A. A new technique in optical time domain reflectometry.
RF&Microwave Simposium and Exhibition. Hewlett-Packard.
110. Zoboli M., Bassi P. High spatial resolution OTDR attenuation measurements
by a correlation technique. Applied Optics, 22, 23 1983, 3680-3681.
111. Nazarathi M. et. al. Real-time long range complementary correlation optical
time domain reflectometer. J. Lightwave Technology. 7, 1, 1989, 24-37.
112. Beller J. A high performance digital signal processing system for the
HP8146A OTDR. Hewlett-Packard J., 1993, 63-68.
113. Dofi D. W., Nazarathy M. Optical frequency domain reflectometer with
high sensitivity and resolution using optical synchronous detection with
coded modulators. Electronics Letters, 25, 2, 1989, 160-161
114. Eickoff W., Ulrich R. Optical frequency domain reflectometry in single-
mode fiber. Applied Physic Letters, 39, 1981, 693-695.
115. Иванов А. Б. Соколов И. В. Современные технологии OTDR. Электро-
связь, 11, 1998, 29-33.
116. Schickendanz D. Theorie der Ruckstreumessung bei Glasfasern. Siemens
Forschungs und Entwicklungsberichte. Springer-Verlag, 9, 4, 1980, 242-
248.
117. Karpon F. P., et. al. Fiber-optic refraction measurements using OCWR
and OTDR techniques. J. Lightwave Technologies, 7, 9, 1989, 1234-1241.
118. Blanchard P., et. al. Accurate reflectance and optical backscatter parameter
measurement using an OTDR. Electronics Letter. 26, 25, 1990.
119. Takasugi H. e. al. Design of a 1.65 mm-Band Optical Time Domain
Reflectometer, Journal of Lightwave Technology, Vol. 11, pp. 1743,1993.
120. Murakami M. e. al. 10 Gbit/s, 6000 rm Transmission Experiment using
Erbium-doped Fiber In-line Amplifiers, Electronics Letters, Vol. 28, No.
24, pp. 2254, 1992.
121. Eskildsen L., Bidirectional inline-amplifier Systems, Ph. D. Thesis, The
Technical University of Denmark, 1977.
122. Personik S. D., Photon probe, an optical fiber time-domain reflectometer,
Belli Syst. Tech. J„ 56(3), pp 255- 366, 1977.
ЛИТЕРАТУРА
663
123. BjarklevA., Rare Earth Doped Fiber Amplifiers for Optical Communication
Systems, The Technical University of Denmark, 1995.
124. Olsson N. A., Lightwave Systems With Optical Amplifiers, Journal of
Lightwave Technology, Vol. 7, July 1989, pp. 1071.
125. Lonjoux P., Champavere A. Reflectometry at 1625 to 1650 nm — Out-of-
Band-Service Measurements. Wavetek SA, France.
126. Champavere A., Lafarriere J., Saget M. New methods for OTDR Testing
on Complex PONS. Fiberoptic Product News European Edition. Wavetek
SA.
127. Иванов А. Б., Радомиров Л., Скопин Ю. Г. Методы и оборудование
удаленного тестирования ВОЛС, Вестник связи 5, 1998, 64-72.
128. Иванов А. Б., Соколов И. В. Системы администрирования волоконно-
оптических сетей, Вестник связи, 9, 1998, 47-56.
129. Grady S. Comprehensive testing of fiber infrastructures. Laser Precision
GN Nettest Division, 1995.
130. Дубенсков П. О. TMN в конце туннеля. Сети и системы связи. 5, (27),
1998, с. 104-113.
131. Алексеев Е. Б., Заркевич Е. А., Устинов С. А. Концепция построения
сетей доступа ВСС России на элементах фотонной технологии. Элект-
росвязь, 1, 1998, с. 12-14.
132. Hiroshi Yoshimura, Ken-ichi-Sato, Noboru Takachio. Future Photonic
Transport Networks Based on WDM Technologies. IEEE Communications
Magazine, February, 1999, pp. 74-81.
133. Nissov M. Et al. 100 Gb/s (10X10 Gb/s) WDM Transmission over 7200
km using distributed Raman amplification. ECOC 96, post deadline paper,
1997.
664
СОДЕРЖАНИЕ
ПРЕДИСЛОВИЕ..................................................3
ВВЕДЕНИЕ ....................................................7
1. ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ КОМПОНЕНТЫ
СОВРЕМЕННЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ............................... 13
1.1. Оптическое волокно........................................... 13
1.1.1. Прохождение светового излучения
через границу раздела сред...................................... 15
1.1.2. Распространение световых лучей в оптических волокнах... 16
1.1.2.1. Основы лучевой теории распространения света в ОВ..... 16
1.1.2.2. Характеристики направляемых лучей.................... 18
1.1.2.3. Апертура оптического волокна......................... 19
1.1.3. Исходные положения и допущения волновой теории .......... 21
1.1.3.1. Волновые уравнения................................... 23
1.1.3.2. Поляризация световых волн............................ 25
... 1.1.3.3. Решения уравнений Максвелла.......................... 27
1.1.4. Нормированная и критическая частота...................... 30
1.1.5. Число направляемых мод и длина волны отсечки..............32
1.1.6. Диаметр модового поля.................................... 33
1.1.7. Затухание оптического волокна ........................... 34
1.1.8. Дисперсия оптического волокна.............................36
1.1.9. Двойное лучепреломление и виды поляризации................40
1.1.10. Преобразование поляризации...............................42
1.1.11. Деполяризация световой волны
и поляризационная модовая дисперсия..............................47
1.1.12. Полоса пропускания оптического волокна...................48
1.1.13. Классификация оптических волокон........................ 50
1.2. Соединение оптических волокон................................ 52
1.2.1. Термическое соединение оптических волокон................ 53
1.2.2. Механическое соединение оптических волокон............... 65
1.2.2.1. Параметры вставки соединителей
многомодовых волокон.......................................... 68
1.2.2.2. Параметры вставки соединителей одно модовых волокон . 71
1.3. Волоконно-оптические разветвители,
ответвители и соединители......................................... 75
1.3.1. Характеристики ответвителей.............................. 78
1.3.2. Основные виды ответвителей................................80
1.3.3. Устройства, альтернативные ответвителям...................83
1.4. Волоконно-оптические фильтры, мультиплексоры и волновые
конвертеры.........................................................84
1.4.1. Дифракционная решетка.....................................87
1.4.2. Волоконно-оптические фильтры..............................91
665
1.4.3. Волновые конвертеры .................................99
1.5. Оптические изоляторы .................................. 100
1.6. Волоконно-оптические усилители......................... 104
1.6.1. Основные характеристики усилителя.................. 105
1.6.2. Энергетические уровни ............................. 107
1.6.3. Стимулированная и спонтанная эмиссия............... 109
1.6.4. Усиление волоконно-оптического усилителя........... 109
1.6.5. Двухэлементные усилители .......................... 116
1.6.6. Расширение полосы частот
волоконно-оптических усилителей .......................... 119
Выводы...................................................... 120
2. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ
ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ ..................... 123
2.1. Источники оптического излучения........................ 123
2.1.1. Модели светового поля источников излучения......... 125
-И' 2.1.1.1. Ламбертовский источник излучения................125
2.1.1.2. Гауссовский источник излучения................ 126
2.1.2. Светоизлучающие диоды.............................. 127
2.1.3. Лазерные диоды..................................... 134
2.1.3.1. Лазерный диод с одинарной гетероструктурой......135
2.1.3.2. Лазерный диод с двойной гетероструктурой........138
2.1.3.3. Лазерные диоды с распределенной обратной связью.143
2.1.4. Источники излучения, используемые
в измерительных целях..................................... 147
2.2. Приемники оптического излучения........................ 149
2.2.1. PIN фотодиод....................................... 150
2.2.2. APD фотодиод....................................... 154
2.2.2.1. Эквивалентная мощность шумов....................158
2.2.2.2. Шумы фотодиодов.................................158
2.3. Модуляторы и переключатели оптических сигналов......... 164
2.3.1. Непосредственная модуляция источника излучения.... 164
2.3.2. Акустооптические модуляторы ....................... 169
2.3.3. Электрооптические модуляторы....................... 172
2.3.4. Модуляторы на основе интерферометра Маха—Цендера ... 177
2.4. Акустооптические перестраиваемые фильтры............... 179
2.5. Согласование оптических компонентов ................... 183
2.5.1. Согласование оптических компонентов по уровню сигнала 183
2.5.2. Соединение источник—волокно ....................... 188
2.5.2.1. Эффективность соединения источников излучения со
ступенчатым и градиентным многомодовым волокном..........189
Г 2.5.2.2. Эффективность соединения лазерного диода с одномодовым
волокном.................................................191
Выводы...................................................... 192
666
3. ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ...................... 195
3.1. Эволюция волоконно-оптических систем
и сетевых технологий.......................................... 196
3.2. Основные характеристики волоконно-оптических систем.... 200
3.2.1. Импульсная характеристика, время реакции
и полоса пропускания линии связи ........................... 200
3.2.2. Системы передачи с модуляцией интенсивности оптического
излучения................................................... 203
3.2.3. Теоретические характеристики волоконно-оптических систем
передачи.................................................... 210
3.2.4. Чувствительность приемников систем передачи при наличии
шумов....................................................... 212
3.2.4.1. Чувствительность бинарного приемника при наличии шумов
схемы и усиления........................................212
3.2.4.2. Чувствительность аналогового приемника при наличии шумов
схемы и усиления...........................................214
3.3. Когерентные волоконно-оптические системы передачи ....... 216
3.3.1. Аналоговый гомодинный и супергетеродинный прием .... 216
3.3.1.1. Аналоговый гомодинный приемник....................217
3.3.1.2. Аналоговый гетеродинный приемник .................218
. 3.3.2. Бинарный гомодинный и супергетеродинный прием ...... 220
3.3.2.1. Гомодинная система передачи данных (ООК)..........220
3.3.2.2. Гомодинная система с фазовой манипуляцией (PSK)...220
3.3.3. Отличительные особенности гетеродинных приемников .. 221
3.4. Когерентные системы передачи............................. 222
3.5. Одноволновые волоконно-оптические системы передачи ...... 223
3.5.1. Стандарты синхронной передачи........................ 225
3.5.2. Практические рекомендации по проведению
результирующего анализа линии связи......................... 229
3.5.3. Замечания по поводу оптической топологии волоконно-
оптических сетей LAN ....................................... 234
3.6. Многоволновые системы передачи........................... 236
3.6.1. Новые стандарты для систем уплотнения WDM............ 238
3.6.2. Структура систем волнового уплотнения................ 242
3.6.3. Модель системы ...................................... 245
3.6.3.1. Определение запаса по мощности....................246
3.6.3.2. Оптические передатчики ...........................248
3.6.3.3. Оптические приемники .............................250
3.6.3.4. Оптические усилители..............................250
3.6.3.5. Оптический контрольный канал......................255
3.6.4. Перекрестные помехи ................................. 257
3.6.5. Дисперсия ........................................... 261
3.6.5.1. Линейная частотная модуляция оптических импульсов.262
3.6.5.2. Запас мощности, определяемый
хроматической дисперсией...................................273
3.6.6. Поляризационная модовая дисперсия.................... 276
667
3.6.7. Нелинейные эффекты ............................ 280
3.7. Смешение четырех волн ............................. 301
Выводы.................................................. 315
4. КОНТРОЛЬ, ИЗМЕРЕНИЯ
И ТЕСТИРОВАНИЕ ВОЛОКОННОЙ ОПТИКИ........................ 317
4.1. Основные понятия и определения..................... 317
4.2. Виды и формы представления физических величин ..... 321
4.3. Основные контрольно-измерительные операции......... 322
4.4. Методы контроля физических величин................. 330
4.5. Методы измерений................................... 332
4.6. Методы тестирования................................ 336
4.7. Методы анализа протоколов.......................... 337
4.8. Задачи измерений в волоконно-оптических системах передачи 338
4.8.1. Основные виды измерений волоконной оптики...... 340
4.8.1.1. Измерения параметров оптического волокна.....340
4.8.1.2. Измерения параметров источников излучения....343
4.8.1.3. Измерения параметров фотоприемника...........344
4.8.1.4. Измерения вносимых потерь....................345
4.8.1.5. Системные измерения .........................346
4.8.2.1. Параметры, которые необходимо измерять
в полевых условиях....................................347
4.8.2.2. Измерения в системах передачи с оптическими усилителями. 348
Выводы.................................................. 348
5. ИЗМЕРЕНИЕ СПЕКТРАЛЬНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК................. 351
5.1. Анализ оптического спектра......................... 351
5.1.1. Анализаторы оптического спектра на основе оптического
фильтра............................................... 352
5.1.2. Автокорреляционные анализаторы оптического спектра.. 369
5.2. Измерение спектральных характеристик
с высоким разрешением................................... 374
5.2.1. Интерференция двух оптических полей............ 375
5.2.2. Измерение ширины линии лазера.................. 378
5.2.4. Измерение ЛЧМ-импульса лазера.................. 393
5.3. Методы калибровки анализаторов
оцтического спектра по длине волны...................... 398
Выводы.................................................. 400
6. ИЗМЕРЕНИЕ ОПТИЧЕСКОЙ МОЩНОСТИ, ЗАТУХАНИЯ
И ВНОСИМЫХ ПОТЕРЬ....................................... 403
6.1. Измерители мощности ... . .....
с термофотодиодами...................................... 404
6.2. Измерители мощности с фотодиодами.................. 406
6.2.1. Спектральная чувствительность.................. 408
6.2.2. Термостабилизация.............................. 408
668
6.2.3. Пространственная однородность.................. 408
6.2.4. Диапазон измерения и нелинейность.............. 409
6.2.5. Оптические отражения и интерференция........... 412
6.3. Измерение мощности на выходе оптических волокон...... 413
6.3.1. Измерение мощности на выходе одномодового оптического
волокна............................................... 413
6.3.2. Измерение мощности на выходе волокон с неортогональной
торцевой поверхностью................................. 414
6.3.3. Измерение мощности на выходе волокон
с высокой числовой апертурой.......................... 415
6.3.4. Измерение мощности на выходе многомодовых оптических
волокон............................................... 416
6.4. Измерение абсолютной мощности...................... 417
6.5. Погрешности измерения абсолютной мощности ......... 419
6.6. Единство измерений и погрешности калибровки чувствительности
измерителей мощности.................................... 420
6.7. Калибровка чувствительности........................ 421
6.8. Калибровка линейности.............................. 423
6.8.1. Калибровка линейности методом сравнения........ 423
6.8.2. Калибровка линейности методом суперпозиции..... 426
6.8.3. Сравнение методов калибровки................... 427
6.9. Принципы построения измерителей средней мощности .. 428
6.10. Измерение затухания волоконно-оптических линий связи.... 431
6.10.1. Измерение затухания методом обрыва ......... 431
6.10.2. Измерение затухания методом вносимых потерь..... 433
6.10.3. Измерение затухания на двух длинах волн....... 434
6.10.4. Измерение приращения затухания при воздействии
внешних факторов...................................... 436
6.10.5. Измерение переходного затухания оптического кабеля .. 436
6.11. Измерение вносимых потерь ........................ 438
6.11.1. Общий метод измерения вносимых потерь оптических
компонентов .......................................... 438
6.11.2. Измерение потерь на одной длине волны ........ 443
6.11.3. Измерение потерь, зависящих от длины волны.... 447
6.11.4. Измерение PDL................................. 452
Выводы.................................................. 456
7. ИЗМЕРЕНИЕ ДИСПЕРСИИ.................................. 459
7.1. Измерение межмодовой дисперсии .................... 460
7.1.1. Метод измерения межмодовой дисперсии по искажению
импульса.............................................. 460
7.1.2. Метод измерения межмодовой дисперсии
в частотной области................................... 461
7.2. Измерение хроматической дисперсии.................. 462
7.2.1. Измерение хроматической дисперсии методом сдвига фаз 463
669
7.2.2. Измерение хроматической дисперсии методом
дифференциального сдвига фаз............................ 467
7.2.3. Измерение хроматической дисперсии
методом амплитудной модуляции........................... 469
7.3. Измерение поляризационной модовой дисперсии ......... 469
7.3.1. Волновые методы измерения PMD.................... 475
7.3.1.1. Метод сканирования длины волны.................475
7.3.1.2. Основные особенности измерения PMD методом сканирования
длины волны............................................481
7.3.2. Временные методы измерения PMD................... 483
7.3.2.1. Интерферометрический метод....................483
7.3.2.2. Основные особенности интерферометрического
метода измерения PMD...................................486
Выводы.................................................... 487
8. СИСТЕМНЫЕ ИЗМЕРЕНИЯ
И КАЛИБРОВКА ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРОВ........................ 489
8.1. Измерение длины волны отсечки ....................... 490
8.1.1. Измерение длины волны отсечки методом передаваемой
мощности ............................................... 490
8.1.2. Измерение длины волны отсечки методом контроля диаметра
модового пятна.......................................... 491
8.2. Измерение длины волны и огибающей спектра оптического
излучения на выходе регенерационного участка.............. 492
8.3. Измерение ширины полосы пропускания.................. 493
8.3.1. Измерение полосы пропускания импульсным методом .... 493
8.3.2. Измерение полосы пропускания частотным методом..... 494
8.4. Измерение модуляционных характеристик и шумов источника
излучения ................................................ 494
8.4.1. Измерение модуляционных характеристик ........... 495
8.4.1.1. Измерение характеристик модуляции интенсивности DFB
полупроводникового лазера..............................495
8.4.1.2. Измерение модуляционной характеристики
внешнего модулятора....................................498
8.4.2. Измерение шумов оптического излучения............ 499
8.4.2.1. Измерение интенсивности шума
полупроводникового DFB лазера..........................502
»» 8.4.2.2. Измерение влияния отражений на уровень шумов
полупроводникового DFB лазера...........................503
;... 8.4.2.3. ASE шумы источников излучения................504
8.4.2.4. Преобразование фазовых шумов в шумы интенсивности
оптического излучения..................................507
8.4.3. Измерение параметров оптических усилителей....... 510
8.4.4. Измерение усиления в WDM системах................ 511
8.5. Измерение коэффициента ошибок........................ 514
8.5.1. Математическое выражение коэффициента
битовых ошибок.......................................... 514
670
8.5.2. Нормы на параметры ошибок систем передачи....... 518
8.5.3. Телекоммуникационные BER анализаторы
с кодированными интерфейсами .......................... 520
8.5.4. Техника измерения коэффициента ошибок .......... 524
8.5.5. Примеры измерений с использованием
тестирования по BER.................................... 524
8.5.5.1. Измерение энергетического потенциала линии связи
и чувствительности приемного устройства.................524
8.5.5.2. Измерение запаса мощности,
обусловленного дисперсией волокна......................525
8.5.5.3. Измерение запаса мощности,
обусловленного поляризационной модовой дисперсией......527
8.5.5.4. Оптимизация коэффициента модуляции лазера.....529
8.6. Измерение дрейфа и дрожания фазы ................... 530
8.6.1. Нормы на дрейф и дрожание фазы.................. 532
8.6.2. Методы измерения фазового дрожания.............. 536
8.6.3. Техника измерения и тестирования фазового дрожания .. 539
8.6.3.1. Измерение выходного фазового дрожания.........539
8.6.3.2. Измерение преобразования фазового дрожания ...540
8.6.3.3. Измерение допустимого фазового дрожания........540
8.7. Измерение геометрических и механических характеристик
оптических волокон ...................................... 544
8.8. Система калибровки средств измерений волоконной оптики... 544
8.8.1. Базовые концепции .............................. 545
8.8.2. Калибровка измерителя оптической мощности....... 546
, 8.8.3. Калибровка источника оптического излучения..... 547
8.8.4. Калибровка анализаторов затухания оптических кабелей 548
8.8.5. Калибровка оптического аттенюатора.............. 548
Выводы................................................... 550
9. РЕФЛЕКТОМЕТРИЧЕСКИЕ ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ
ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИХ ЛИНИЙ СВЯЗИ......................... 551
9.1. Методы OTDR измерений .............................. 551
9.1.1. Стандартный метод............................... 554
9.1.2. Корреляционный метод............................ 555
9.1.3. Частотный метод................................. 556
9.2. Обратное рассеяние и отражение световой волны в оптическом
волокне.................................................. 557
9.3. Диаграмма уровней
и длительность импульсов OTDR ....................... 561
9.4. Основные характеристики рефлектометра............... 563
9.4.1. Динамический диапазон рефлектометра............. 563
9.4.2. Дальность обнаружения неоднородности............ 565
9.4.3. Мертвые зоны.................................... 568
9.5. Оптимизация динамического диапазона оптического
рефлектометра........................................... 570
671
9.5.1. Расширение диапазона измерений использованием
процедуры усреднения.................................. 570
9.5.2. Выбор оптимального соотношения
динамического диапазона и разрешающей способности ...... 571
9.6. Измерение потерь и отражений с помощью оптического
рефлектометра............................................. 572
9.6.1. Измерение потерь, вызванных сращиванием
и изгибом оптических волокон ........................... 572
9.6.2. Возвратные потери и отражение.................... 578
9.7. Техника OTDR измерений............................... 585
9.7.1. Подготовка и проведение OTDR измерений........... 586
9.7.2. Анализ результатов измерений..................... 592
9.8. Методы калибровки одномодовых модулей OTDR .......... 596
Выводы.................................................... 601
10. МОДЕЛИРОВАНИЕ И КОНТРОЛЬ
ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИХ ЛИНИЙ СВЯЗИ.......................... 603
10.1. Моделирование протяженных
волоконно-оптических линий связи ......................... 603
10.2. Контроль волоконно-оптических линий связи........... 606
10.2.1. OTDR измерения в системах 4
с оптическими усилителями............................... 606
10.2.2. OTDR измерения в процессе передачи данных....... 613
10.3. Методы контроля кабелей волоконно-оптических сетей . 618
10.3.1. Метод одновременного тестирования оптических волокон
в многоточечных сетях .................................. 619
10.3.2. Метод разновременного тестирования
оптических волокон в многоточечных сетях................ 623
10.4. Тестирование по пассивным оптическим волокнам....... 624
10.5. Тестирование по активным оптическим волокнам ....... 625
10.6. Требования к параметрам OTDR........................ 627
10.7. Системы автоматизированного контроля оптических волокон 629
10.7.1. Структура системы Orion......................... 629
10.7.2. Взаимодействие компонентов системы.............. 631
10.7.3. Интегрирование RFTS в систему управления
неоднородной сетью на основе TMN........................ 634
10.7.4. Алгоритмы тестирования оптических кабелей....... 636
10.7.5. Администрирование оптических кабелей............ 640
Выводы.................................................... 643
ЗАКЛЮЧЕНИЕ............................................... 645
ПРИЛОЖЕНИЕ................................................ 652
СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ......................................... 654
ЛИТЕРАТУРА................................................ 657