Текст
                    
ГЮНТЕР МИЛЬ


ЭЛЕКТРОННОЕ ДИСТАНЦИОННОЕ
УПРАВЛЕНИЕ МОШИ

ГЮНТЕР МИЛЬ ЭЛЕКТРОННОЕ ДИСТАНЦИОННОЕ УПРАВЛЕНИЕ МОДЕЛЯМИ Перевод с немецкого В. Н. Пальянова под редакцией А. В. Дьякова CiPQ-ri Валентин 0 VO11 Бороде! МОСКВА ОРДЕНА «ЗНАК ПОЧЕТА» ИЗДАТЕЛЬСТВО ДОСААФ СССР 1980
6Ф2.9 М60 Миль Г. М60 Электронное дистанционное управление моде- лями / Пер. с нем. В. Н. Пальяйова.— М.: ДОСААФ, 1980.— 416 с., ил. В пер. 1 р. 40 к. В книге излагаются сведения ио разработке и использованию электронных устройств дистанционного управления различными самодвижущимися моделями, описываются приборы для дистан- ционного управления моделями, приводятся современные схемы приемно-передающей аппаратуры. Для моделистов-конструкторов и радиолюбителей. 60902-106 М072(02Йд 86-80 4202000000 6Ф2.9 Гюнтер Миль ЭЛЕКТРОННОЕ ДИСТАНЦИОННОЕ УПРАВЛЕНИЕ МОДЕЛЯМИ Перевод с немецкого В. Н. Пальяноаи под редакцией А. В. Дьякова Редактор В. Н. Ионов Художник Л. П. Белов Художественный редактор Т. А. X и т р о в а Технические редакторы Д. А. С т е г а н ц е в а. В. Н. Кошелева Корректор П. В. Иваницкая И Б № 963 Сдано в набор 29.11.79. Подписано в печать 03.11.80. Г-30836. Формат 60X90’/ie. Бумага офсетная. Гарниту- ра литературная. Печать офсетная. Усл. п. л. 26,0. Уч.-изд. л. 25,49. Тираж 100 000 экз. № заказа 718. Це- на 1 р. 40 к. Изд. № 2/1934. Ордена «Знак Почета» Издательство ДОСААФ СССР 129110, Москва. И-110. Трифоновская ул., д. 34. Ордена Трудового Красного Знамени типография изда тельства ЦК КП Белоруссии, Минск, Ленинский про- спект, 79. g) Giinter Miel, Elektroiiische Mogellfernsteucrung, Militarverlag dei Deutschen Demokratischen Republik © Перевод на русский язык Издательство ДОСААФ СССР, 1980 г.
От издательства В книге инженера Гюнтера Миля «Электронное дистанци- онное управление моделями» рассказывается о технике ди- станционного управления мо- делями автомобилей, кораблей и т. п. Среди рассматриваемых во- просов дистанционного управ- ления моделями автор уделил наибольшее внимание радио- управлению. Собранный в книге материал знакомит читателя с принци- пами, системами и отдельными звеньями дистанционного уп- равления. Приведенные в книге теоре- тические обоснования и прак- тические указания призваны дать начинающему моделисту минимум знаний, необходимых для технически правильного обслуживания покупной аппа- ратуры. Но не только в этом задача книги. Она послужит хорошим пособием и для моде- листов-конструкторов со ста- жем, поскольку содержит большое количество примеров схемных решений и рекомен- даций по конструированию и изготовлению, а также и по регулировке аппаратуры ди- станционного управления. Автором рассмотрены вопро- сы стабилизации частоты, по- строения умножителей часто- ты и выходных каскадов пере- датчиков, а также аспекты антенной техники примени- тельно к малогабаритной ап- паратуре радиоуправления мо- делями. Заслуживает внимания ана- лиз методов модуляции. Уделе- но внимание и такой перспек- тивной новинке, как использо- вание узкополосных частотно- модулированных сигналов. В книге подробно описаны блоки кодирования и декодирования. Рассмотрены сервомеханизмы с их электроникой и даны ре- комендации по настройке. За- интересует моделистов пропор- циональное управление ходо- вым электродвигателем. Автор дает сведения о рас- пространенных в ГДР источ- никах тока и правилах их эк- сплуатации, сопровождая их описанием схем стабилизации, автоматического заряда и за- щиты аккумуляторов. Рассмот- рен вопрос восстановления ем- кости разряженных гальвани- ческих источников тока. Отдельная глава книги по- священа описанию конструк- тивных особенностей промыш- ленной аппаратуры. Особое внимание уделено указаниям по уходу и обслуживанию ап- паратуры, а также по ее на- стройке и поиску неисправно- стей. Приведены схемы прибо- ров, которые несложно Изго- товить для этой цели, а имен- но: приборы для проверки сервомеханизмов, генератор, тахометр, испытатель транзи- сторов. Описано несколько ори- гинальных вариантов кон- трольных приемников. 3
В конце книги даны приме- ры схем наиболее распрост- раненной промышленной аппа- ратуры дистанционного управ- ления, в том числе и узкопо- лосной аппаратуры с повышен- ной помехозащищенностью, где используются преимущества частотной модуляции. Читатель увидит, как широ- ко в настоящее время зару- бежными фирмами применя- ются микросхемы, узнает о расширении возможностей се- рийной аппаратуры за счет приставок, обеспечивающих по- лучение дополнительных ка- налов, передачу дискретных команд в аппаратуре про- порционального управления, переключение и регулиров- ку ходового электродвига- теля. Книга издана в русском пе- реводе с некоторыми несуще- ственными сокращениями. Был исключен раздел о порядке оформления в ГДР разреше- ния на эксплуатацию аппара- туры радиоуправления моделя- ми. В нашей стране моделис- ту перед самостоятельной по- стройкой или приобретением фабричной аппаратуры следует через Государственную инспек- цию электросвязи оформить разрешение на право поль- зования передатчиком < для управления моделями. В этом случае необходимо руковод- ствоваться инструкцией Госу- дарственной инспекции элек- тросвязи о порядке регистра- ции и эксплуатации любитель- ских приемио-передающих ра- диостанций индивидуального и коллективного пользования, утвержденной Министерством 4 связи СССР 25 февраля 1967 г. Вот что гласят отдельные положения из этой инструк- ции: — Постройка (приобрете- ние) и эксплуатация люби- тельских радиостанций могут производиться только после получения от Государственной инспекции электросвязи обла- стного (краевого) управления Министерства связи или Ми- нистерства связи союзной рес- публики извещения о разреше- нии постройки (приобретения) и эксплуатации радиостанций — Для получения разреше- ния на постройку (приобрете- ние) и эксплуатацию передат- чиков, используемых для радио- управления моделями, радио- любители через комитеты или радиоклубы ДОСААФ подают в Государственную инспекцию электросвязи областного (кра- евого) управления Министер- ства связи союзной республи- ки следующие документы: а) заявление-анкету с фото- карточками; б) ходатайство местного ко- митета ДОСААФ. Кроме того, к заявлению прилагается схема передатчи- ка в 1 экземпляре. — Разрешение на право ра- боты с передающими устрой- ствами владельцам индивиду- альных радиостанций выда- ется только при условии до- стижения ими 16-летнсто воз- раста. — Любительским передат- чикам индивидуального и кол- лективного пользования для радиоуправляемых моделей разрешается работать мощно-
стью не более 1 Вт, типом из- лучения А-2 (амплитудно-мо- дулированные колебания) с шириной полосы излучаемых частот не более 25 кГц, для передачи команд телеуправле- ния в диапазонах 28,0—28,2 МГц и 144—146 МГц и на ча- стоте 27,12 МГц±0,6%. Использование таких пере- датчиков для проведения ра- диосвязи категорически за- прещается. — Передатчики для радио- управляемых моделей разреша- ется использовать только на территории области (края, рес- публики), где выдано разре- шение. — При выезде на соревно- вания в другую область (край, республику) владелец пере- датчика обязан оформить в местной Государственной ин- спекции электросвязи времен- ное разрешение на право выво- за передатчика, с указанием места назначения и срока пре- бывания на соревнованиях. Копия выданного временно- го разрешения должна быть выслана в Государственную инспекцию электросвязи по месту проведения соревнова- ний. Следует оговорить еще по- ложение о том, что при приме- нении для целей радиоуправ- ления передатчиков мощно- стью 10 мВт, приобретаемых в торговой сети, не требуется по- лучать разрешение, о котором шла речь выше. К числу таких передатчиков, например, относится передат- чик командного радиокомплек- са «Импульс». Чтобы исключить разночте- ние схем, опубликованных в книге, и их подлинников, при переводе сохранены обо- значения и нумерация транзи- сторов, диодов, микросхем и ряда других элементов, приме- ненных автором в немецком издании книги.
Предисловие Управляемые на расстоянии летательные аппараты, такие как автоматические межпла- нетные станции «Марс», «Ве- нера» или самоходный аппа- рат «Луноход», вызвали очень большой интерес. По достоин- ству были оценены достигну- тые в этих экспериментах вы- сокие технические показатели, которые стали возможными, не в последнюю очередь, благода- ря стремительному развитию современной электроники. Как и специалистам в обла- сти космической техники, мо- делистам приходится решать задачи обеспечения точности и надежности дистанционного управления своими моделями. Наибольший интерес у зрите- лей вызывает управление су- до- или авиамоделью на рас- стоянии. Большое количество вопросов, задаваемых зрите- лями, отражает их стремление побольше узнать об этой инте- ресной области техники. В этой книге рассмотрены очень сложные проблемы ди- станционного управления мо- делями с помощью электрон- ной аппаратуры. Книга приз- вана восполнить недостаток технической литературы для моделистов в этой области. Ав- тор попытался в систематиче- ской форме представить совре- менный уровень развития элек- тронной аппаратуры, предна- значенной для дистанционного управления моделями. Рас- смотрение отдельных проблем сопровождается вариантами схем, оправдавших себя в про- мышленности или моделизме. Большинство схем выполнено на элементах, производимых в ГДР. В отдельных случаях ис- пользованы импортные эле- менты (такие как кремниевые типа р-п-р и германиевые типа п-р-п транзисторы, четырех- слойные диоды и специальные интегральные схемы). Объем книги обусловил вы- бор из множества вариантов схем различного назначения лишь тех, которые хорошо за- рекомендовали себя и пред- ставляют интерес для модели- стов. В описание не были включены технически устарев- шие схемы (ламповые схемы, акустическая аппаратура, ап- паратура с резонансными ре- ле). Кроме больших теоретиче- ских разделов, посвященных проблемам электроники, в кни- ге даны практические указа- ния по применению аппарату- ры дистанционного управле- ния, установке ее узлов на мо- делях, правильному уходу за этой аппаратурой, а также правильному и более эконо- мичному ее изготовлению. Это относится как к простым во- просам (например, целесооб- разность установки антенны на модели или удобное крепле- ние передатчика), так и более сложным (например, правиль- ность зарядки никелево-кадмн- евых аккумуляторов). Однако тем, кто, прочитав эту книгу. G
решится на самостоятельную постройку аппаратуры дистан- ционного управления, следует посоветовать сначала приобре- сти необходимый опыт при эк спериментировании с просты- ми схемами. Читателю, наверное, бро- сится в глаза отличающееся от обычного распределение мате- риала в книге. С целью более четкого и последовательного освещения очень обширной и многообразной темы дистанци- онного управления были рас- смотрены раздельно вопросы кодирования и передачи сигна- лов, электропитания, а также практические указания, опи- сание вспомогательных прибо- ров и рекомендации по выбо- ру аппаратуры дистанционного управления промышленного изготовления. При изготовле- нии аппаратуры и пользовании ею следует принимать во вни- мание законодательные опре- деления. В заключение автор благо- дарит всех моделистов-спорт- сменов, особенно М. Эккардта, Д. Хартцша и Л. Шрамма, а также кустарно-промышлен- ное товарищество Radio—Fern- sehen, Freiberg и фирмы Graup- ner, HISTRI—ELECTRIC и Multiplex, предоставившие ему интересные и весьма полезные материалы. Эрфурт, январь 1975 г. Д-р Гюнтер Миль Предисловие ко второму изданию Наше время характеризуется бурным развитием электрони- ки, затрагивающим также и довольно узкую область ди- станционного управления мо- делями. Это, а также положи- тельный прием книги читате- лями, заставило автора и из- дательство уже через два года выпустить ее исправленное и дополненное издание. Правда, по условиям печати в разделе 8.1 удалось описать лишь не- сколько избранных образцов новой аппаратуры. Моделисты получили в рас- поряжение совершенные устрой- ства, особенно исполнительные механизмы. Новым направле- нием моделизма стала построй- ка летающих моделей с элек- троприводом и моделей верто- летов. Окончательно завоевало признание использование ин- тегральных схем и частотно- модулированных узкополосных сигналов в аппаратуре дистан- ционного управления моделя- ми. Другие новинки, например, высокочастотные модульные устройства, профессиональные передатчики, акустические датчики отметок времени или встроенный в передатчик элек- тронный таймер, пока еще про- веряются на практике. Эрфурт, январь 1975 г. Д-р Гюнтер Миль 7
1. Введение Электронная аппаратура ди- станционного управления мо- делями в последние годы быст- ро совершенствуется. Стремле- ние моделистов обеспечить вы- сокое качество управления мо- делями привело к созданию современной аппаратуры про- порционального управления. С ее помощью авиамоделист может на расстоянии управ- лять моделью, воспроизводя полет, полностью соответст- вующий полету настоящего са- молета. Развитие в этой области идет по пути удовлетворения таких требований к аппарату- ре, как надежность, экономич- ность и простота обслужива- ния. В большинстве случаев зрители лишь удивляются, как уверенно и элегантно выполня- ет все фигуры пилотажа мо- дель, построенная в полном соответствии с копируемым самолетом, даже при полете со скоростью до 150 км/ч. Но они и не подозревают, насколько разнообразные технические за- дачи приходится решать в ходе упорной длительной работы над моделью. Эти задачи каса- ются как технологии изготов- ления модели, так и разработ- ки электронной аппаратуры и электропитания. После появ- ления таких новых материа- Рис. I Радиоуправляемая авиамодель, вы- полняющая фигуры высшего пилота- жа (скорость около 150 км/ч Рабо- чий объем двигателя 10 см3) 8
Рис. 2 Судомодель класса F2-b (модель охотника за подводными лодками) лов, как эпоксидная и поли- эфирная смолы, стала возмож- ной совершенно новая техно- логия изготовления модели, а благодаря новым электронным элементам, таким как мощные кремниевые транзисторы и ин- тегральные схемы, появилась возможность разработки сов- ременной цифровой аппарату- ры пропорционального управ- ления. Особенно привлекательным здесь для людей любого воз- раста является разнообразие технических задач. Дистан- ционное управление моделя- ми— серьезное увлечение, ко- торое предоставляет возмож- ность осуществления собствен- ных идей и является приятным дополнением к профессиональ- ной деятельности. Усовершенствование элек- тронной аппаратуры дистанци- онного управления моделями в последние годы объясняется также энергичной изобрета- тельской деятельностью люби- телей. Их поиски технически совершенных решений с ис- пользованием элементов, пред- назначенных для электронных устройств обработки данных и для других областей техники, увенчались разработкой аппа- ратуры дистанционного про- порционального управления. Учитывая большой интерес и увеличение свободного време- ни у населения, промышлен- ность стала выпускать аппара- туру, которую вначале моде- листы делали сами. Сегодня промышленность производит не только принадлежности, элек- тродвигатели и аккумуляторы, предназначенные специально для моделирования, но даже и специальные интегральные схемы. При разработке аппаратуры дистанционного управления моделями приходится решать самые разнообразные задачи, включающие преобразование команд управления в электри- 9
Рис. 3 Автомодель ческие сигналы, кодирование, выбор числа каналов переда- чи, декодирование и передачу команд на исполнительные ме- ханизмы, а также задачи, свя- занные с выполнением механи- ческих узлов, электронных схем и электропитания. Систе- матизация материала книги и разбивка его на разделы про- изведены с учетом всех этих задач. Разделы, в которых изложе- ны практические указания по использованию аппаратуры дистанционного управления, методы поиска неисправностей и дано описание вспомогатель- ных приборов, дополняют тео- ретическую часть книги.
2. Основы дистанционного управления моделями 2.1. Системы дистанционного управления моделями Цели дистанционного управле- ния моделями могут быть са- мыми различными. В соответ- ствии с этим можно по-разно- му рассматривать и всю об- ласть телемеханики, частью которой оно является. Поэтому представленная на рис. 4 клас- сификация телемеханических Рис. 4 Классификация телемеханических си стем систем, являющаяся одной из множества возможных класси- фикаций, разработана лишь с учетом задач дистанционного управления моделями. Дистанционное управление моделями относится к специ альным разделам телемехани- ки. Под дистанционным управлением понимают выполнение определенных про- цессов в одной точке простран- ства в результате подачи ко- манд из другой точки прост- ранства. В данном случае это может быть включение сирены Область применения Методы передачи команд Способы кодирования команд I I
или светового сигнала на мо- дели, а также переключение ходового двигателя или руле- вой машинки. В большинстве случаев на расстоянии управ- ляют движением модели. При этом необходимо: изменить скорость модели; изменить курс модели с целью направления ее к цели по желаемой траектории. Для решения этих задач мо- дель должна быть дистанцион- но управляема. Если требуется изменить только курс модели, то речь идет о дистанционном наведении. Следовательно, ди- станционное наведе- ние представляет собой тре- буемое изменение курса моде- ли посредством передачи соот- ветствующих команд с целью направления ее в нужную точ- ку по желаемой траектории. Для реализации дистанцион- ного наведения модель должна быть оборудована соответст- вующей аппаратурой. Наведе- ние моделей, движущихся по земле или по воде, осущест- вляется поворотом их вокруг вертикальной оси. Управление подводными и летательными моделями, а также космиче- скими аппаратами (если по- следние удастся построить) с целью их наведения должно производиться относительно грех осей — вертикальной, по- перечной и продольной. В дальнейшем будут использо- ваться оба понятия: дистанци- онное управление, при котором команды формируются, переда- ются и реализуются для вы- полнения любых функций, и дистанционное наведение, при котором на расстоянии управ- ляют только рулевыми меха- низмами модели. Дистанцион- ное наведение является част- ным случаем дистанционного управления. Дистанционное управление моделью производится всегда при визуальном наблюдении за нею, т. е. на дальности при- мерно до 1000 м. Следователь- но, задачи, связанные с поня- тиями определения координат, навигации и системы отсчета, имеют здесь лишь подчиненное значение и в данной книге не рассмотрены. В соответствии с этим дистанционное наведение моделей является командным. Моделист выдает сигнал наве- дения в форме команды. Эта команда электрически шифру- ется (кодируется) и излуча ется в пространство с помощью передатчика (рис. 5). Прием- ник принимает сигнал (коман ду), усиливает его и подаст на декодирующее устройство. Вы ход этого устройства подклю- чен к исполнительному меха- Рис. 5 Схема командного наведения Пост управления Путь проход- или передатчик Пения сигнала Модель 12
Рис. 6 Блок-схема многоканальной аппара- туры дистанционного управления низму, который электрическое значение команды (импульс) преобразует в усилие управ- ления, механически воздейст- вующее на орган управления (руль). На понятии «команда» сле- дует остановиться более по- дробно. Пояснение его можно дать с помощью некоторых ча- сто используемых в области дистанционного управления моделями понятий. Прежде всего необходимо назвать точ- ность отработки команды. Если, например, для управле- ния исполнительным механиз- мом моделист может выби- рать между двумя его состоя- ниями, «Включено» и «Выклю- чено», то команда «Включено» соответствует жестко заданно- му отклонению исполнительно- го механизма, а команда «Вы- ключено»— его нейтральному положению Команды такого типа далее будут называться дискретными. Типичным случа- ем их применения является ап- паратура дискретного ди- станционного управ- ления. Такая аппаратура реализует команды, обладаю- щие лишь минимальной точно- стью отработки, но которая, однако, может оказаться до- статочной для подачи команд определенных типов. Если моделист может раз- бить команду на управление так, чтобы можно было полу- чить отклонение исполнитель- ного механизма на любой угол, промежуточный между его крайними положениями, то это говорит о высокой точно- сти отработки команды. При- мером аппаратуры, способной реализовать такие команды, является современная аппара- тура пропорционально- го дистанционного уп- равления. Она позволяет в любой момент времени сох- ранять пропорциональность между отклонением исполни- тельного механизма на моде- ли и положением ручки управ- 13
лсния на передатчике. В аппа- ратуре пропорционального ди- станционного управления точ- ность установки и отклонения исполнительного механизма (точность отработки команды) может составлять менее I % Если аппаратура листании онного управления должна пе- редавать несколько команд, то для этого она должна иметь несколько каналов. Аппарату- ра дискретного управления имеет обычно до десяти кана- лов, пропорционального — до восьми (рис. 6). Но при этом следует учитывать, что для пе- редачи, например, команд «Вправо», «Прямо» и «Влево» первая должна иметь два ка- нала, в то время как вторая — только один. Другими словами, один пропорциональный канал соответствует двум дискрет- ным. Если модель требует управ- ления, максимально прибли- женного к управлению прото- типом, то для нее необходимы не только несколько каналов для включения разных испол- нительных механизмов, но и возможность одновременной Рис. 7 Блок-схема аппаратуры дистанцион- ного управления с одновременной пе- редачей нескольких команд а пе- редача методом наложения, б - пе- редача методом временного разделе- ния каналов 14
их работы. Аппаратура, обе спечивающая одновременное и независимое друг от друга уп- равление разными исполни- тельными механизмами, назы- вается аппаратурой дистанци- онного управления с одновре- менной передачей нескольких команд. Такую аппаратуру можно реализовать, предусмо- трев для каждой команды спе- циальный канал. Но это реше- ние технически нерационально (рис. 7). Более выгодным яв- ляется временное разделение команд. Отдельные команды передаются при этом в быст- рой временной последователь- ности, в виде пакета команд. В этом случае исполнительные механизмы, установленные на модели, должны обладать та- кой инерционностью, которая перекрывает паузы, возникаю- щие при передаче команд по другим каналам. Существуют образцы аппа- ратуры дискретного дистанци- онного управления, с помощью Рис. 8 Логическое объединение передана смых одновременно команд а таб- лица объединений: б логическая схема для трех входов; в логиче- ская схема для четырех входов которой можно передавать од- новременно до трех команд. Современная аппаратура про- порционального дистанционно- го управления рассчитана на одновременную передачу всех формируемых ею команд. На- пример, шестиканальная аппа- ратура пропорционального уп- равления непрерывно излучает пакеты из шести разнесенных по времени импульсных сигна- лов. При этом одновременная передача команд позволяет производить их логическое объединение в передатчике и в приемнике. Как видно из рис. 8, комбинация трех пере- даваемых одновременно ко- манд позволяет получить семь отдельных команд. При четы- рех командах, передаваемых одновременно, число отдель- ных команд, как это можно видеть из таблицы объедине- ний на рис. 8, возрастает до пятнадцати. При использова- нии же аппаратуры дискретно- го дистанционного управления комбинирование команд тако- го типа целесообразно только в отдельных случаях (для мно- гофункциональных моделей), так как оно исключает воз- можность одновременной пе- редачи всех команд. вход вход Канал 1 Канал 2 Канал 3 выход 04261537 Канал 7 Канал 2 Канал 3 Канол 4 Выход 0 8 4 12 2 10 6 14 1 9 5 13 3 11 7 15 в 15
2.2. Проблемы использования рабочих частот В соответствии с «Правилами работы с наземными радио- устройствами» для дистанци- онного управления моделями в ГДР разрешены следующие полосы частот: 13,56 МГц±0,05% 27,12 МГц±0,6% 433,92 МГц±0,2%. Из табл. 1 видно, что полоса 27,12 МГц±0,6% во всех стра- нах выделена для дистанцион- ного управления моделями. Таблица 1 Полосы частот, разрешенные в различных странах для дистанционного управления моделями Страна Полоса протекания Максимальная вы- ходная мощность передатчика. Вт Бельгия 26.96-27.24 МГн 5 32.25-32.65 МГц 72.00-72.50 МГц ФРГ 13.56 МГц 0 05% 1 27,12 МГц±0.6% 34.10. 34.70. 35.00 35,30; 35,60 МГц 35,010-35.200 МГц 20 каналов с интер- валом междх ними 10 кГц 34 и 35 МГц выде- лены только для авиамоделей 40.68 МГц ±0.05% 433.92±0,2% ЧССР 27.12 МГц.- 0.6% 40.68 МГц±0,2% 132,25 МГц±0.1% 1 Дания 27.12 МГц т 0,6% 5 ГДР 13,56 МГц±0,05% 27.12 МГц±0,6% 133,92 МГц±0,2% 1 Финлян- дия 27,12 МГц±0,6% 5 Франция 27-27,5 МГц 144-146 МГц 436-437 МГц 5 Велико- британия 27,12 МГц Каналы 4, 9, 13, 18, 23, 28 1.5 Голлан- дия 27,095-27.145 МГц 144-146 МГц 5 Италия 27,12 МГц±0,6% 28-29,7 МГц 5 Япония 27,12 МГц±0.6% 464-465 МГц 5 Норвегия 27.12 МГц±0,6% 5 Польша 27.12 МГц±0.6% 9 Швейца- рия 13,56 МГц _0,05% 27.12 МГц±0,6% 40.68 МГц±0,05% 5 Швеция 27,12 МГц±0,6% 5 Т урция 27.12 МГц±0.6% 10.68 МГц±0,5% 5 СССР 27 12 МГц±0.6% 28 МГц 144-146 МГц 420-435 МГц 1 Венгрия 28-29,7 МГц 144-146 МГц 10 США 27,12 МГц±0.6% 50-54 МГц 464-465 МГц 72,04; 72,40; 72,96; 75,64 МГц 1 0.75 16
Большинство выпускаемой промышленностью модельной радиоаппаратуры предназначе- но для работы именно на этой рабочей частоте. Меньше ис- пользуются полосы частот 13,56 МГц±6,78 кГц и 433,92 МГц±868 кГц. Широкому ис- пользованию рабочей частоты 13,56 МГц препятствуют не- благоприятный КПД антенны (или неприемлемая ее длина) и узкая полоса частот, раз- решающая одновременную ра- боту лишь двух комплектов очень узкополосной цифровой аппаратуры. Следовательно, эта частота более пригодна для работы аппаратуры само- стоятельного изготовления, но при работе на ней следует счи- таться с вероятностью появле- ния большого числа помех. Благодаря малой длине ан- тенны и, как результат, ее бо- лее высокому КПД, а также широкой полосе пропускания, составляющей 1736 кГц, наи- более выгодной является ра- бочая частота 433,92 МГц. Кроме того, вследствие более благоприятных условий рас- пространения радиоволн на этой частоте вероятность по- явления помех здесь невелика. Правда, технические трудно- сти реализации аппаратуры, работающей на такой высокой частоте, до сих пор сдержива- ют широкое использование этой полосы частот. Полоса частот 27,12 МГц± ±0,6%, кроме дистанционного управления моделями, в ряде стран используется для науч- ных, промышленных и меди- цинских целей, а также для работы малогабаритной радио- телефонной аппаратуры. Вы- сокочастотная научная, про- мышленная и медицинская ап- паратура не имеет никаких ог- раничений мощности, хотя для повышения экономичности ее работы свободное излучение следует поддерживать малым. Поэтому на работу аппарату- ры дистанционного управления моделями в этой полосе частот могут оказывать влияние по- мехи. Для установки малогабарит- ной радиотелефонной аппара- туры и работы с нею на часто- тах от 26, 96 до 27, 28 МГц при мощности до 100 мВт и при интервале между каналами 20 кГц в ГДР предусмотрены следующие четыре группы ка- налов: I. 26,96; 27,05. 27,13 и 27,21 МГц; II. 26,99; 27,07. 27,15 и 27,23 МГц; III. 27,01; 27,09; 27,17 и 27,25 МГц; IV. 27,03; 27,11; 27,19 и 27,27 МГц. Эти группы распределяются между разными потребителя- ми аппаратуры. С учетом тенденции к разра- ботке все более узкополосных приемников для аппаратуры дистанционного управления моделями, проявляющейся во всем мире, в табл. 2 дана раз- бивка используемых в модели- зме каналов с интервалом 10 кГц, которыми можно одно- временно пользоваться при ин- тервале между соседними ка- налами, равном 20 кГц. Такое распределение каналов возник- 2 Зак 718 17
Таблица 2 Разбивка полосы частот 27,12 МГц на каналы Номер канала Отличительный цвет Частота квар- цевого резона- тора нередат- Частота кварцевого резо- натора приемника (МГц) при промежуточной час- тоте чика. МГц 460 кГц | 455 кГц 1 26,965 26,505 26,510 2 Черный 26,975 26,515 26,520 3 26,985 26,525 26,530 4 Коричневый 26,995 26,535 26,540 5 27,005 26,545 26,550 6 27,015 26,555 26,560 7 Коричневый и красный 27,025 26,565 26,570 8 27,035 26,575 26,580 9 Красный 27,045 26,585 26,590 10 27,055 26,595 26,600 11 27,065 26,605 26,610 12 Красный и оранжевый 27,075 26,615 26,620 13 27,085 26,625 26,630 14 Оранжевый 27,095 26,635 26,640 15 27,105 26,645 26,650 16 27,115 26,655 26,660 17 Оранжевый и желтый 27,125 26,665 26,670 18 27,135 26,675 26,680 19 Желтый 27,145 26,685 26,690 20 27,155 26,695 26,700 21 27,165 26,705 26,710 22 Желтый и зеленый 27,175 26,715 26,720 23 27,185 26,725 26,730 24 Зеленый 27,195 26,735 26,740 25 27,205 26,745 26,750 26 27,215 26,755 26,760 27 Зеленый и синий 27,225 26,765 26,770 28 27,235 26,775 26,780 29 27,245 26,785 26,790 30 Синий 27,255 26,795 26,800 31 27,265 26,805 26,810 32 27,275 26,815 26,820
ло исторически и в настоящее время принимается за основу при проведении международ- ных соревнований. При более рациональном использовании полосы частот — даже при интервале между каналами 20 кГц — можно работать од- новременно на 16 комплектах аппаратуры дистанционного управления вместо 12, как это имеет место сейчас. Изготовители приемников, имеющих очень узкую полосу пропускания, используют по- являющиеся за счет этого «ок- на» и занимают перечислен- ные в табл. 3 каналы. Благо- даря этому становится воз- можной одновременная работа уже 19 комплектов аппаратуры дистанционного управления. С целью оптимального ис- пользования полосы частот 27,12 МГц разбивку ее на ка- налы стремятся осуществить с шагом 10 кГц. В отношении использования радиотелефон- ных устройств, аппаратуры дистанционного управления и другой наземной и нестацио- нарной радиоаппаратуры это означает, что передатчик и приемник должны работать при полосе пропускания по вы- сокой частоте 8 кГц и при по- давлении излучения за преде- лами этой полосы 23 дБ, т. е. интервал надежности состав- ляет в этом случае 4 кГц. Ис- пользование полосы пропуска- ния по высокой частоте 8 кГц при амплитудной модуляции обусловливает полосу пропу- скания по низкой частоте, рав- ную 4 кГц. Уже отсюда видно, что аппаратура, отвечающая таким высоким требованиям, Таблица 3 Разбивка полосы частот 27,12 МГц на каналы при использо- вании узкополосных приемни- ков, имеющих полосу пропус- кания по низкой частоте менее 3,5 кГц при избирательности по соседнему каналу 23 дБ Номер канала Отличительный цвет Частота кварцево- го резонатора пе- редатчика, МГц 2 Черный 26.975 4 Коричневый 26.995 5/6 Черный и коричневый 27.010 7 Коричневый и красный 27.025 9 Красный 27,045 10/11 Черный и красный 27.060 12 Красный и оранжевый 27.075 14 Оранжевый 27.095 15/16 Черный и оранжевый 27,110 17 Оранжевый и желтый 27,125 19 Желтый 27.145 20/21 Черный и желтый 27.160 22 Желтый и зеленый 27.175 24 Зеленый 27,195 25/26 Черный и зеленый 27,210 27 Зеленый и синий 27,225 28/29 Черный и синий 27,240 30 Синий 27,255 32 Черный и фиолетовый 27,275 должна иметь специальное схемное решение, высокий тех- нический уровень разработки и должна быть подвергнута бо- лее строгому контролю. Полоса частот 433 МГц раз- бита на каналы с шагом 2* 19
50 кГц (табл. 4). Благодаря этому здесь получают более благоприятные условия в отно- шении полосы пропускания. О том, что технические пробле- мы, возникающие при разра- ботке ультравысокочастотной аппаратуры, не становятся ме- нее значительными, а лишь по- лучают иное содержание, бу- дет сказано ниже. Наряду с упомянутой выше радиотелефонной аппаратурой малой мощности на частотах 27,12 и 433 МГц работает ряд стационарных и мобильных радиоустройств мощностью от Таблица 4 Разбивка полосы частот 433 МГц на каналы (выделенные каналы являются основными) Номер канала Отличительный цвет Частота кварцево- го резонатора пе- редатчика, МГц 66 433,10 67 Черный 433,15 68 433,20 69 433,25 70 Черный и коричневый 433,30 71 433,35 72 433,40 73 Коричневый 433,45 74 433,50 75 433,50 76 433,60 77 Коричневый и красный 433,65 78 433,70 79 Красный 433;75 80 433.80 81 433,85 82 Красный и оранжевый 433,90 83 433,95 84 434,00 85 Оранжевый 434.05 86 434,10 87 434,15 88 Оранжевый и желтый 434.20 89 434,25 90 434,30 91 Желтый 434.35 92 434,40 93 434,45 94 Желтый и зеленый 434,50 95 434,55 96 434,60 97 Зеленый 434.65 98 434.70 99 434,75 нескольких десятков до не- скольких сотен ватт. Если ус- ловия распространения поверх- ностных и пространственных волн благоприятны и источник помех работает в полосе про- пускания приемника, то поме- хозащищенность обеспечива- ется лишь сменой канала. Возможно только одно сред- ство для снижения влияния высокочастотных научных, про- мышленных и медицинских приборов — это достаточно большое удаление от них. Радиостанции создают помехи радиоприемникам аппаратуры дистанционного управления моделями в коротковолновом диапазоне за счет высокой на- пряженности поля (приемник перегружается и теряет чувст- вительность) или перекрестной модуляции. Некоторые помехи
появляются только на опреде- ленной высоте над земной по- верхностью, поэтому контроль- ный приемник может иногда и не обеспечивать абсолютную гарантию отсутствия помех, даже если он их не фиксирует. Если в зоне действия модели постоянно имеется достаточно большая напряженность поля, то влияние помех можно сни- зить еще одним способом, не «отпуская» модель слишком далеко. Максимальное расстоя- ние, на котором она еще хоро- шо контролируется, составляет примерно 500 м. Напряженность создаваемо- го передатчиком поля около приемника зависит также от ориентации передатчика (на- правления передающей антен- ны) и размещения антенны на модели или внутри нее. Место, где производится дистанцион- ное управление моделями, дол- жно быть свободно от отра- жающих объектов, таких как водные поверхности, заборы из проволочной сетки, близко рас- положенные друг от друга холмы и т. д., так как отраже- ние волн от них также может снижать напряженность поля около приемника. В зависимости от типа аппа- ратуры дистанционного управ- ления при всегда имеющемся шуме отношение сигнал/шум может быть различным. На аппаратуру дискретного ди- станционного управления исто- чник помех может воздейство- вать только тогда, когда он работает в полосе пропускания приемника и одновременно в полосе пропускания каскадов тональных частот. Это двойное условие редко выполняется, поэтому аппаратура дискрет- ного управления отличается большой помехоустойчивостью и требует обеспечения неболь- шого значения отношения сиг- нал/шум. В современной цифровой ап- паратуре пропорционального дистанционного управления используют передачу типа А9 (табл. 5). При такой передаче производится прерывистое из- лучение несущей частоты, а информация содержится в раз- личной ширине излучаемых импульсов. При наименьшей длительности импульса, рав- ной 1 мс, и при крутом его фронте полоса пропускания приемника по низкой частоте должна составлять 5 кГц. Если источник помех работает в этой полосе, то возможен от- каз приемника под воздействи- ем помехи. Поэтому цифровая аппаратура дистанционного управления требует обеспече- ния большего интервала меж- ду полезным и помеховым си- гналами, чем аппаратура ди- скретного управления, что, в свою очередь, вызывает по- требность для нее более высо- кой мощности оконечного ка- скада передатчика. В резуль- тате при увеличении отноше- ния сигнал/шум в два раза мощность должна быть увели- чена вчетверо, а при одинако- вых источниках питания время работы передатчика сократит- ся. Повышенная выходная мощ- ность передатчика при исполь- зовании цифровой аппаратуры увеличивает дальность ее дей- ствия, но предназначена в пер- 21
вую очередь для увеличения отношения сигнал/шум, т. е. защиты от воздействия внеш- них помех Типы передачи Таблица 5 Амплитудная модуляция АО Отсутствие какой-либо моду- ляции А1 Телеграфия без использова- ния модуляции звуковой ча- стотой (манипуляция включе- нием-выключением) А2 Телеграфия с модуляцией то- нальной частотой (например. в аппаратуре дискретного дис- танционного управления) АЗ Телефония, две боковые по- лосы. без подавления несу- щей частоты АЗ а Телефония, одна боковая по- лоса , уменьшенный уровень несущей частоты АЗЬ Телефония, две независимые друг от друга боковые поло- сы частот, с уменьшенным уровнем несущей частоты А4 Радиофототелеграфия А5 Телевидение А9 Смешанные передачи (напри- мер, цифровая с амплиту дно- модулированной) А9с Смешанные передачи, с умень- шенной несущей частотой Частотная или фазовая модуляция F0 Отсутствие какой-либо моду- ляции F1 Частотная манипуляция F2 Телеграфия с модуляцией то- нальной частотой F3 Телефония F4 Радиофототелеграфия F5 Телевидение F9 Смешанные передачи (напри- мер, цифровая с амплитудно- модулированной) Импульсная модуляция РО Отсутствие какой-либо моду ляции Р1 Телеграфия без модуляции Р2 Телеграфия с помощью мани- пулирования частотой моду - ляции или с помощью мани- пулирования модулированны- ми импульсами P2d Амплитудно-импульсная мо- дуляция Р2е Широтно-импульсная модуля- ция P2f Фазово-импульсная модуля- ция РЗ Телефония P3d Телефония, амплиту дно-им- пульсная модуляция РЗе Телефония, широтно-импуль- сная модуляция РЗ] Телефония, фазово-импульс- ная модуляция Р9 Смешанные передачи и слу - чаи. не указанные выше Для повышения помехо- устойчивости используются ча- стотная модуляция или вспо- могательная несущая частота, как это сделано в аппаратуре Digilog. Частотная модуляция требует применения кварцево- го резонатора для стабилиза- ции частоты, использование вспомогательной несущей ча- стоты требует преодоления значительных технических трудностей, поэтому стоимость такрй любительской аппарату- ры дистанционного управления пока очень велика. Здесь от- крыто поле деятельности для самостоятельных разработок моделистов. С реализацией этих решений связаны также некоторые проблемы воздейст- вия внешних помех. 22
3. Кодирование команд 3.1. Введение Задачей кодирования команд является преобразование ко- манд так, чтобы каждой из них соответствовал определен- ный электрический сигнал. В ходе длительного развития лю- бительской аппаратуры ди- станционного управления были разработаны разнообразные методы кодирования и декоди- рования команд. Но на прак- тике оправдали себя лишь не- которые из них. Для одноканальной аппара- туры дискретного дистанцион- ного управления простейшим остается релейный каскад пе- реключения исполнительного механизма, управляемый шу- мовым напряжением. Кодиро- вание производится включе- ниями или выключениями пе- редатчика. Приемник оцени- вает (декодирует) команду пе- редатчика лишь в виде вклю- чений или выключений реле. Долгое время моделисты вы- нуждены были довольство- ваться этой простой схемой, и на ее принципе была даже разработана аппаратура про- порционального дистанционно- го управления. Здесь этот ре- лейный каскад кратко рассмот- рен потому, что для первых шагов в управлении моделями на расстоянии он до сих пор Рис. 9 Релейный каскад переключения, управляемый шумовым напряжением остается непревзойденным по своей простоте. При выключенном передат- чике на выходе сверхрегенера- тивного приемника появляется большое шумовое напряжение. Если затем включить передат- чик, то на сверхрегенератив- ный детектор начинает посту- пать немодулированный высо- кочастотный сигнал. Это явле- ние используется для управле- ния релейным каскадом (рис. 9). Напряжение шума выпрям- ляется диодом D1 и подается на базу транзистора Т1. Благо- даря этому открываются тран- зисторы Т1 и Т2. База транзи- стора ТЗ через резистор R2 соединена с массой, поэтому ТЗ заперт, а реле Р (300 Ом) обесточено, т. е. его якорь от- пущен. Когда передатчик включен, шум исчезает, тран- зисторы Т1 и Т2 запираются, ТЗ же открывается и якорь ре- ле притягивается. Чувстви- 23
тельность каскада зависит от того, установлен ли германие- вый или кремниевый диод DI. Каскад должен срабатывать только при максимальной ам- плитуде шумового напряже- ния. Выполнение этого усло- вия определяет максимальную дальность действия, так как даже небольшое изменение шумового напряжения на пре- деле дальности действия мо- жет вызвать притяжение якоря реле. Для того чтобы аппаратура дистанционного управления имела несколько каналов, не- обходимо применять иные ме- тоды кодирования. Следующим шагом в развитии такой аппа- ратуры было обеспечение ра- боты каждого канала на фик- сированной низкой частоте. Образцы аппаратуры дискрет- ного дистанционного управле- ния в таком варианте имеют до десяти каналов при воз- можности одновременной ра- боты трех каналов. При отно- сительно небольшой сложности эта аппаратура обеспечивает хорошие результаты. Основным недостатком ап- паратуры является постоянст- во угла отклонения руля. Для преодоления этого недостатка были разработаны варианты аппаратуры пропорционально- го дистанционного управления, кодируемые низкой частотой. Но сложность аппаратуры бы- стро возрастала, а надежность не отвечала требованиям. И только развитие цифровой тех- ники позволило даже любите- лям при относительно неболь- шой сложности элементов и схемных решений построить 24 аппаратуру пропорционально- го дистанционного управления, способную обеспечить одно- временную передачу команд по всем каналам. Вместе с тем благодаря своей простоте раз- вивалась и техника низкоча- стотного кодирования в аппа- ратуре дискретного дистанци- онного управления. В следую- щих разделах рассмотрены различные варианты схем, по- ложительно себя зарекомендо- вавшие. 3.2. Частотное кодирование 3.2.1. Частотное кодирование диск- ретных команд Прежде чем рассмотреть схе- мы, предназначенные для ча- стотного кодирования, следует проанализировать важнейшие связанные с ним проблемы Каждому каналу дистанци- онного управления должна со- ответствовать совершенно кон- кретная фиксированная низкая частота. Если принято, что пе- редача должна вестись по деся- ти каналам, то необходимо выб- рать пригодную для них поло- су низких частот. Чтобы поло- са пропускания канала связи не была слишком широка, фик- сированные частоты команд- ных каналов следует выбирать по возможности более низки- ми. Но низкие частоты приво- дят к необходимости исполь- зовать элементы, имеющие от- носительно большой объем, что особенно нежелательно в при- емнике. Из табл. 6 можно ви- деть, какие распределения фик- сированных низких частот по
и Канальные частоты\ । у генераторов низкой частоты | । U АЛД/А/к Резонансные кривые низкочастотных каналов переключения Рис. 10 Разбивка полосы пропускания по низкой частоте для кодирования и декодирования каналам оправдали себя на практике. Что нужно учитывать при выборе частоты канала в за- данном низкочастотном диапа- зоне? Согласно рис. 10 каждой частоте канала на стороне пе- редатчика соответствует точно такая же частота на стороне приемника. Низкочастотный контур, применяемый для де- кодирования, характеризуется особой формой резонансной кривой (колоколообразной). Кривая обусловливает про- хождение команды только в определенном диапазоне Af, в котором может распола- гаться низкая частота, не при- водя к отказам в выполнении команд. Однако диапазон срабаты- вания низкочастотного каскада включения нельзя выбирать слишком большим, чтобы не было взаимовлияния соседних каналов. Резонансные кривые должны быть по возможности более высокими, но не пере- крывать друг друга. Это до- стигается достаточным разно- сом частот каналов по отноше- нию друг к другу. Если генератор низкой ча- стоты генерирует только одно синусоидальное колебание, то сигнал во время передачи, как правило деформированный, в большинстве случаев сильно ограничивают. Однако при этом сохраняется основное ко- лебание (рис. 11), но возника- ют гармоники, частоты кото- рых кратны основной частоте. Эти гармоники могут иметь та- кие большие амплитуды, что способны вызвать срабатыва- ние соседних низкочастотных каскадов переключения прием- ника. Для предотвращения этого гармоники должны ле- жать в промежутках между резонансными кривыми. Дру- гими словами, каналу, имею- щему более высокую частоту, нельзя назначать частоту, Рис. 11 Образование гармоник при ограниче- нии синусоидального сигнала 1-ая гармоника t Сумма 1-ой и 3-ей гармоник 3-я гармоника t Сумма 1-ой, 3-ей и 5-ой гармоник 5-ая гармоника t Сумма 1-ой,3- ей ,5- ой и 7-ой гармоник 7-ая гармоника t 25
Таблица 6 Распределение фиксированных низких частот по каналам в различных образ- цах аппаратуры дистанционного управления, кГц Simton Start Grundig (Vari oton) Hoyer Telecont Junior 5 0.890 0,825 0,750 2,140 1,540 1,080 1.110 0,900 3,020 2,000 1,320 1 .700 1.080 3,930 2,500 1,610 2,325 1,320 5.100 3,000 1,970 3,000 1,610 6,300 3,670 2.400 3,670 1,970 7,500 2,940 4,300 2,400 8,700 3,580 5,700 2,940 10,000 4,370 6,350 3,580 11,600 5,310 7,150 4,370 5,310 6.500 кратную частоте более низко- частотного канала. Этому усло- вию отвечают распределения каналов, указанные в табл. 6. Таким образом, к генераторам низкой частоты передатчиков предъявляются следующие требования: достаточно постоянная гене- рируемая частота; безотказное функционирова- ние во всем требуемом частот- ном диапазоне; синусоидальное по возмож- ности напряжение низкой ча- стоты; возможность изменения ча- стоты простым способом; соответствие предыдущим требованиям при минимальном количестве необходимых эле- ментов. В принципе каждая схема генератора колебаний содер- жит один усиливающий эле- мент (транзистор) и одну соответствующую ему цепь об- ратной связи, предназначенную для подачи на вход усиливаю- щего элемента напряжения, снятого с его выхода и соот- ветствующего по абсолютной величине и фазе входному напряжению. Для возбуждения и поддержания колебаний не- обходима положительная об- ратная связь (рис. 12). В ЛС- генераторах низкой частоты цепь обратной связи образо- вана из цепочки LC. В каче- Рис. 12 Блок-схема генератора низкой ча- стоты 26
Рис. 13 Генератор низкой частоты на базе схе- мы Колпитца (емкостная трехточка) в аппаратуре Start. Рабочая частота передатчика 27,12 МГц Канальные частоты: канал 1—890, канал 2— 1080, канал 3—1320, канал 4—1610, канал 5—1970, канал 6—2400 Гц; а — прин- ципиальная схема; б — броневой сер- дечник для катушки колебательного контура; / — резьбовой (М2,3) ла- тунный подстроечник, 2 - каркас, 3 — катушка, 4 — половинка броне- вого сердечника, приклеенная к пла- те, 5 — плата, 6 — втулка с внутрен- ней резьбой М2,3 стве примеров ниже рассмот- рены три таких генератора. В основу генератора низкой частоты, представленного на рис. 13, положена схема Кол- питца — трехточечная схема генератора с емкостной связью, использованная в аппаратуре дистанционного управления Start при номиналах элемен- тов, указанных на рисунке. Транзистор работает по схеме с общей базой. Резисторы де- лителя напряжения базы не зашунтированы. Отрицатель- ная обратная^связь приводит к тому, что генератор низкой частоты вырабатывает чистое синусоидальное напряжение (рис. 14). Глубина обратной связи определяется величина- ми емкостей конденсаторов С2 и СЗ. Схема Колпитца имеет то преимущество, что при исполь- зовании броневых сердечников, позволяющих производить под- стройку индуктивности, можно точно настраивать частоты ка- налов. Однако соотношение величин L и С оказывает влияние на амплитуду напря- жения низкой частоты, поэтому при одной комбинации С2)СЗ можно генерировать не более шести частот. Рис. 14 Выходное напряжение генератора низкой частоты, представленного на рис. 13, а 27
Частота генератора низкой частоты мало зависит от коле- баний температуры окружаю- щей среды и напряжения пита- ния. Влияние нагрузки после- дующих каскадов в большом диапазоне режимов работы исключено преобразователем полного сопротивления, собран- ным на транзисторе Т2. Часто- ту этого генератора низкой ча- стоты можно рассчитать по формуле 1 2л-/ТС ’ которая с учетом или r С2СЗ ' С2-{-СЗ ' (1) (2) (3) где Cges — полная емкость, сво- дится к виду где L = a4L. (5) Наибольшее влияние на колебания частоты оказывают температурные изменения но- миналов элементов колебатель- ного контура. С помощью уравнения (4) можно найти отклонение частоты 4(^+“)- <*> Значения AL и ДС опреде- ляют по температурным коэф- фициентам соответствующих элементов схемы. Следователь- но, для качественной стабили- зации частоты необходимо подбирать элементы так, чтобы их температурные коэффициен- ты были или очень малы или по возможности компенсиро- вали друг друга. Для катушек выбирают бро- невые сердечники с воздушным зазором, а конденсаторы — на основе синтетических пленок (полипропиленовые, полисти- рольные). При использовании броневых сердечников с воз- душным зазором с помощью подстроечника частоту можно снизить на 5% и более по сравнению с расчетным значе- нием. Характеристики броне- вых сердечников приводятся в технических условиях и спра- вочной литературе. Если необ- ходимо использовать броневой сердечник, обладающий макси- мальным значением AL, но в то же время иметь широкий диа- пазон подстройки, в отверстия броневого сердечника вклеива- ют резьбовые штифты. Посредством преобразований уравнений (4) и (5) можно по- лучить формулу для расчета числа витков катушки ® нагV С ее помощью можно рассчи- тать число витков для каждо- го канала. Следствием больших допу- сков на изготовление броне- вых сердечников является раз- брос их параметров. Точную настройку частоты канала можно произвести после дора- 28
Рис. 15 Генератор низкой частоты, выполнен- ный по схеме Хартлея (индуктивная трехточка). Емкость конденсатора С2 выбирается в зависимости от тре- буемой низкой частоты Катушка L имеет вывод от средней точки ботки сердечников в соответ- ствии с рис. 13, б. Такого же эффекта, который получают при использовании обратной связи с помощью ем- костного делителя напряжения, можно достичь при использо- вании индуктивного делителя напряжения (рис. 15). Для этого достаточно одного кон- денсатора. Правда, для пре- кращения колебаний L и С2 должны быть отключены одно- временно, так как генератор низкой частоты даже при от- ключенном конденсаторе коле- бательного контура будет продолжать колебания со зна- чительно более высокой ча- стотой за счет паразитных ем- костей (катушки, элементов схемы). Тональный генератор, вы- полненный по схеме Хартлея, отличается даже при самом низком напряжении питания большой устойчивостью коле- баний и высокой стабильно- стью частоты. Перегрузка транзистора и искажение сину- соидального сигнала предот- вращаются благодаря соответ- Рис. 16 Двухкаскадный генератор низкой ча- стоты с LC-обратной связью (аппа- ратура Пилот) ствующему выбору глубины обратной связи с помощью ре- зистора R4. Поскольку тональ- ный генератор имеет высоко- омный выход, для защиты от влияния колебаний нагрузки необходимо использовать пре- образователь полного сопро- тивления так, как это сделано в схеме рис. 13, а. Частоту колебаний можно рассчитать по формуле f =----z . . 1 (8) 2n/C(L/ + L2) v Для схемы, представленной на рис. 15, в этой формуле необ- ходимо принять L1^=L2. По другому принципу осу- ществлена обратная связь в тональном генераторе аппара- туры дистанционного управле- ния Пилот, выпускаемой в СССР (рис. 16). Сдвиг фазы на 180° для самовозбуждения производится вторым усили- тельным каскадом. В цепи об- ратной связи установлен по- следовательный LC-колеба- тельный контур, осуществляю- щий -обратную связь только для колебаний резонансной частоты. Для канала 1 частота определяется формулой 29
I — . .. —- ) 1^1 2л/L5 C/5 V а для канала 2— этой же фор- мулой, но при замене С15 на С16. Незашунтированные резисто- ры R8 и R10 в цепи эмиттера осуществляют сильную отрица- тельную обратную связь, по- этому усиление каскада сильно снижается, а на выходе появ- ляется синусоидальное напря- жение. По сравнению со схемами генераторов низкой частоты, в которых в качестве опреде- ляющего частоту элемента ис- пользован колебательный кон- тур, генерирование колебаний можно осуществить также и с помощью /?С-колебательных контуров. Если в одно- или двухкаскадном усилителе с по- мощью обратной связи подать на вход часть выходного пе- ременного напряжения, соот- ветствующего по фазе и име- Рис. 17 Генератор низкой частоты, вы- полненный с использованием моста Вина (передатчик Va- riophon 2) Трансформатор L5 намотан в броневом сердечни- ке 10X6,5 117,-55, 1Г2 - 250 витков медного покрытого эмалью провода диаметром 0,05 мм ющего достаточную амплиту- ду, то усилитель самовозбу- дится. Приемлемым делите- лем напряжения в этом слу- чае является схема Вина. Она состоит из последовательной и параллельной /?С-цепочек, включенных последовательно. Генератор с мостом Вина ис- пользован в передатчике Va- riophon 2 (рис. 17). Цепь об- ратной связи собрана на R1, R2, Cl, С2 и СЗ, R7 для одного канала и на R3, R4, С2 и СЗ, R7 — для других каналов. Час- тота колебаний генератора, в котором применен мост Вина, может быть рассчитана для ка- нала 1 (см. рис. 17) по фор- муле 2л V(R3 + R4)R7 C2-C3 V За счет незашунтированного резистора R9 в цепи эмиттера, частично зашунтированных ре- зисторов R15, R24 и глубокой, но устойчивой к колебаниям температуры отрицательной обратной связи через R12 и С4 усиление каскада сильно сни- жено, поэтому на выходе появляется чистое синусои- дальное напряжение. В аппаратуре дистанцион- ного управления с одновре- 30
меннои передачей команд низкочастотные кодированные команды выбранных каналов через формирователь команд подаются на модулятор высо- кой частоты, излучаются в про- странство, принимаются при- емником, демодулируются и подаются на соответствующие исполнительные механизмы (рис. 18). Задачу обеспечения правильности подачи принятой команды на соответствующий исполнительный механизм вы- полняет декодирующее устрой- ство. Каскады, включенные между кодирующим и декоди- рующим устройствами, рас- смотрены в следующих разде- лах. В этом же разделе опи- саны схемы, используемые в передатчике для кодирования Рис. 18 Схема, поясняющая прохожде- ние сигнала от датчика коман- ды до исполнительного меха- низма и в приемнике для декодиро- вания. Большинство схем, предназ- наченных для частотного ко- дирования команд, основано на использовании способности LC-колебательных контуров к частотной селекции. При вы- боре метода частотной селек- ции для аппаратуры дистан- ционного управления моделью необходимо учитывать различ- ные параметры, такие как на- дежность, масса, размеры, тип приемника (полоса пропуска- ния) и, не в последнюю оче- редь, цена. Любой из методов частотной селекции не отве- чает полностью всем требова- ниям. Рассмотренные ниже схемы выбраны из использо- ванных в аппаратуре дистан- ционного управления, оправ- давшей себя на практике. Рабочая полоса пропускания LC-каскада переключения В составляет примерно 10%. Это 31
обеспечивает достаточно боль- шой интервал между частота- ми каналов (см. рис. 10) и позволяет использовать один широкополосный приемник для работы на нескольких кана- лах. Работу каскада переключе- ния можно пояснить на приме- ре схемы, представленной на рис. 19. Так как оба каскада, составляющие эту схему, сим- метричны, кроме значений L и С колебательных контуров, достаточно рассмотреть рабо- ту только одного, например первого каскада. Этот каскад переключения представляет собой усилитель переменного напряжения. Наг- рузкой является реле Р1 (180 Ом), а параллельный ко- лебательный контур, образо- ванный из L1 и С/, включен в цепь отрицательной обратной связи. Так как колебательный контур с помощью конденса- тора СЗ блокирован от поступ- ления постоянного напряжения, отрицательная обратная связь срабатывает только при нали- чии переменного напряжения. Рис. 19 Двухканальный релейный кас- кад переключения (приемник Varioton) Обратная связь минимальна, если сопротивление в ее цепи велико. При использовании параллельного колебательного контура это имеет место в случае резонанса. При всех других частотах L1 или С1 имеют настолько малое сопро- тивление, что из-за сильной обратной связи каскад усили- вает сигнал незначительно. Благодаря свойству усиливать только переменные напряже- ния, частоты которых близки к резонансной частоте парал- лельного колебательного кон- тура,— с помощью такого кас- када из смеси частот, подавае- мой на усилитель низкой часто- ты, можно отфильтровать лишь те из них, которые попадают в узкую полосу частот. Резистор R1 повышает внут- реннее сопротивление источни- ка сигнала и осуществляет раз- вязку отдельных каскадов пе- реключения. Так как на этом резисторе падает часть напря- жения низкой частоты, сопро- тивление его должно быть по возможности меньше. И нао- борот, с помощью этого рези- стора можно снизить чувстви- тельность срабатывания каска- да и тем самым уменьшить разницу между чувствительно- стями отдельных каскадов. Если через развязывающий резистор R1 на базу транзисто- ра Т1 поступит переменное напряжение, частота которого равна или близка к резонанс- ной частоте параллельного ко- лебательного контура, то из-за слабой отрицательной обратной связи по этой частоте напря- жение сигнала усилится и это приведет к падению напряже- 32
ння на сопротивлении обмотки реле. Переменное напряжение, развивающееся на коллекторе, через разделительный конден- сатор СЗ поступает на диод D1. Выпрямленный диодом ток, протекающий через ка- тушку L1 участка база-эмит- тер транзистора Т1 и управ- ляющий работой этого транзи- стора, приводит к притягива- нию якоря реле. Большое усиление мощности в такой схеме достигается бла- годаря двойному использова- нию транзистора: в качестве усилителя переменного и в ка- честве усилителя постоянного напряжений. Делитель напря- жения базы R3, R5 осущест- вляет однозначное фиксирова- ние рабочей точки транзисто- ра Т1 в неуправляемом состо- янии. За счет этого надежно обеспечено отпускание якоря реле при температурах, превы- шающих нормальную для ра- боты транзистора. При расчете и постройке ка- скада включения все схемы переключения, для обеспече- ния примерно одинаковых чув- ствительностей срабатывания, должны быть собраны на тран- зисторах, обеспечивающих при- мерно одинаковое усиление то- ка (/z2i е 100). Кроме того, чувствительность срабатыва- ния и избирательность каскада переключения зависят от доб- ротности колебательного кон- тура. Поэтому следует стре- миться к большей добротности колебательного контура, обес- печивающей высокое резонанс- ное сопротивление. Этого мож- но достичь посредством выбора соотношения L и С. Тогда соп- ротивление резонанса можно рассчитать по формуле где г — сопротивление потерь. При достаточном прибли- жении можно принять r~Rv, где Rv — сопротивление потерь на катушке. Для добротности колеба- тельного контура Q получают выражение Посредством соответствую- щего выбора номиналов L и С можно получить большое резо- нансное сопротивление LC-ко- лебательного контура, но реак- тивное сопротивление парал- лельно включенного транзисто- ра ухудшает добротность, по- этому при выборе величин L и С необходимо идти на компро- мисс. Резонансную частоту схе- мы переключения можно рас- считать по уравнению (1), а число витков катушки для за- данной частоты и емкости кон- тура — по формуле ® ~2лГ AlC При неодновременной пере- даче команд емкость конден- сатора СЗ в цепи обратной связи принята равной 47 тыс. пФ При одновременной же передаче этот конденсатор, кроме того, предназначен для перекрытия пауз между сигна- лами, в течение которых якорь реле не должен отпускаться В этом случае емкость конден- сатора СЗ принимают равной 1 — 2 мкФ. Благодаря нодклю- 3 Зак 718 33
Рис. 20 Двух- канальный ре- лейный каскад переключения (аппаратура Пи- лот) ВС109 ВС7О9 ВС109 ВС178В BSY77 Рис. 21 Релей- ный каскад пе- реключения, вы- полненный с ис- пользованием RC -фильтра (разработка Мюллера-Фогта) чению делителя напряжения базы к коллектору транзистора схемы переключения соседне- го канала исключена вероят- ность появления перекрестных помех со стороны соседнего ка- нала при больших сигналах. Очень похож па этот каскад релейный каскад переключения аппаратуры дистанционного управления Пилот (рис. 20) Благодаря использованию двух транзисторов в схеме Дар- лингтона этот каскад обладает высокой чувствительностью. Для решения задач селекции наряду со схемами, исполь- зующими параллельные коле- бательные контуры, разработа- ны также схемы с последова- тельными колебательными кон- турами, которые пока не находят применения на прак- тике. /?С-фильтры очень редко применяют в аппаратуре ди- станционного управления мо- делями. Ниже кратко описана схема /?С-фильтра (рис. 21), предназначенного для селек- ции каналов при дистанцион- ном управлении с помощью света (см. раздел 4. 4. 2). Фильтр собран на двух тран- зисторах Т4 и Т5 с их рабочи- ми резисторами и включает две /?С-цепочки: С9, R14 и R17, СЮ. Низкочастотный сигнал поступает через резистор R11, обладающий большим омиче- ским сопротивлением, и усили- вается транзистором Т4. Но так как выходной сигнал по- ступает на коллектор и эмит- тер в противофазе и оба рабо- чих резистора R12 и R13 име- ют одинаковые сопротивления, усиление снова падает. Следо- 34
вателъно, низкочастотный вход- ной сигнал приходит на баз\ транзистора Т5 неусиленным, но сдвинутым по фазе в соот- ветствии с величинами С9 и R14. Рабочие резисторы R15 и R16 транзистора Т5 имеют различные сопротивления, по- этому Т5 усиливает низкочас- тотный сигнал, фаза которого снова сдвигается /?С-цепочкой R17, СЮ и возвращается на вход. Только если оба сдвига фазы одинаковы по величине и по углу, напряжение обрат- ной связи равно нулю, в этом случае /?С-фильтр работает как селективный усилитель. Если общий сдвиг фазы на С9, R14 и R17, СЮ не равен нулю, то возникает остаточное, поступающее на вход напря- жение, которое тем меньше, чем больше отклонение часто- ты. Таким образом, /?С-фильтр обладает хорошими селектив- ными свойствами и, кроме то- го, благодаря наличию транзи- стора Т5 работает в качестве усилителя низкой частоты Следует иметь в виду, что коэффициент усиления транзи- стора Т5 можно регулировать с помощью потенциометра R15 Но так как при согласовании собственной частоты фильтра и частоты сигнала напряжение низкой частоты по цепи обрат- ной связи подается на вход в той же фазе, может насту- пить самовозбуждение. В этом случае /?С-фильтр начинает работать в качестве /?С-гене- ратора. Максимальной чувст- вительностью фильтр обладает в состоянии, предшествующем наступлению колебаний. з ♦ Так как /?С-фильтр обладает большим омическим сопротив- лением, он должен быть эффек- тивно развязан от остальной схемы резистором R20 и кон- денсатором С11 (со стороны источника питания), а также транзистором Тб, работающим в качестве преобразователя полного сопротивления. Схема, собранная на транзисторе 77, работает как схема постоянно- го тока. Транзистором Т7 уп- равляют отрицательные полу- волны низкой частоты, в то время как положительные по- луволны отрезаются диодом D. Если Т7 открыт, то Т8 че- рез резистор R22 также открыт и якорь реле притягивается. Конденсатор С13 сглаживает остаточное переменное напря- жение, поэтому реле срабаты- вает надежно. Производя на- стройку /?С-фильтра с помо- щью потенциометров R14 и R15, при подаче на вход сигнала добиваются наибольшей гром- кости сигнала (непосредствен- но перед началом колебаний), снятого с эмиттера транзисто- ра Тб 3.2.2. Формирователи команд Чтобы управляемая на рас- стоянии модель могла выпол- нять маневры, подобные ма- неврам прототипа, необходимо одновременно передавать ей две или три команды, неза- висимые друг от друга. Для этого используют два метода. Более простым является м е- тод наложения. При этом низкие частоты накладывают- ся друг на друга и модулирх- 35
ют несущую частоту смесью низких частот. При одновре- менной передаче двух команд глубина модуляции высокой частоты для каждого канала составляет лишь 50% Поэто- му в приемнике при демоду- ляции может быть реализова- но лишь 50% мощности сиг- нала. Это отрицательно ска- зывается на дальности дейст- вия аппаратуры. При однов- ременной передаче трех команд глубина модуляции для одного канала составляет всего 33%. Этого недостатка лишен метод временного раз- деления каналов. Для ка- ждого канала глубина моду- ляции высокой частоты в этом случае равна 100%. Этот ме- тод более выгоден благодаря возможности использования модуляции прямоугольными импульсами. Передача команд по методу временного разделения кана- лов производится следующим образом Генераторы низкой Рис. 22 Формирователь команд (аппара- тура Simton): и — генератор так- товых импульсов, б — вентильные схемы частоты с помощью форми- рователя команд (называемо- го также вентильным каска- дом) попеременно подключа- ются к усилителю модулирую- щего напряжения. Манипуля- ция формирователя команд производится с частотой от 100 до 300 Гц. Механическая инерционность системы управ- ления, установленной на моде- ли, перекрывает время пауз между сигналами. Работу формирователя команд можно пояснить с по- мощью схемы, представленной на рис. 22. Генераторы низкой частоты 1, 2 и 3 имеют входы £7, Е2 и ЕЗ. Формирователь команд подает напряжение низкой частоты на вход моду- лятора. В качестве генератора тактовых импульсов для него использован автоколебатель- ный мультивибратор. Отрица- тельные импульсы мультивиб- ратора (см. рис. 22, а) попере- менно управляют вентильны- ми схемами, собранными на транзисторах Т2, Т4 и Тб (см. рис. 22,6). Если, например, транзистор Т2 открыт, то транзисторы Т4 и Тб запер- ты, т. е. Т4 и Тб имеют боль- шие омические сопротивления. Благодаря этому генераторы 36
низкой частоты 2 и 3 не пода- ют напряжение на вход моду- лятора. Так как в это время транзистор Т2 открыт, то на- пряжению низкой частоты, поступающему от тонального генератора Л он не оказывает никакого сопротивления. По- этому на модулятор фактиче- ски подается только одно на- пряжение низкой частоты, ко- торое управляет им. Если мультивибратор переключает- ся, то Т4 открывается, а Т2 и Тб запираются. Этот процесс пов- торяется постоянно. Модуля- тор подключает оконечный кас- кад усиления высокой частоты к источнику питания в такт с низкой частотой. 3.2.3. Исполнительные механизмы для аппаратуры дискретного управ- ления Существует большое количе- ство типов и конструктивных решений исполнительных меха- низмов, устанавливаемых на моделях. К ним относятся ру- левые машинки, парусные ле- бедки, переключатели и регу- ляторы хода, а также специ- альные устройства для привода, например, якорных лебедок, световых и звуковых датчиков, ракетных установок и т. д Как наиболее представительные в ряду исполнительных механиз- мов, предназначенных для дис- кретного управления, в этом разделе рассмотрены только рулевые' машинки, классифи- цируя которые можно выде- лить следующие основные типы: не возвращаемые в нейтраль- ное положение; возвращаемые в нейтральное положение с помощью пру- жин; возвращаемые в нейтральное положение с помощью элект- ропривода. Машинки, не возвращаемые в нейтральное положение, яв- ляются наиболее простыми и, следовательно, наиболее де- шевыми. К классу таких ма- шинок относится рулевая ма- шинка MR 64/1 (рис. 23), пред- назначенная для работы с од- ноканальной аппаратурой. При использовании рулевых машинок второго типа рычаг руля при выключении машин- ки с помощью пружин возвра- щается в нейтральное положе- ние. Их основным недостатком является довольно большое потребление тока при неболь- шом усилии, передаваемом на руль. Примером машинки та- Рис. 23 Одноканальная руле- вая машинка MR 64/1 37
Рис. 24 Двухканальная рулевая машинка Seruomatic кого типа является рулевая машинка Servomatic (рис. 24) Она содержит двигатель, цент- робежную муфту включения и редуктор. На оси высокообо- ротного электродвигателя за- креплены кулачки центробеж- ной муфты. При вращении якоря кулачки под воздействи- ем центробежных сил отходят наружу до прижатия их к ба- рабану муфты, приводя его во вращение. Редуктор передает вращательное движение от ба- рабана к сегменту управления в соотношении 200:1. Сегмент поворачивается до упора. В этом положении муфта про- буксовывает, двигатель продол- жает вращаться с пониженной частотой вращения, удерживая сегмент и обеспечивая таким образом полное отклонение ру- ля. При выключении двигателя кулачки инерционной муфты отпадают от барабана, а встро- енная пружина возвращает сегмент управления и вместе с ним руль в нулевое, или нейт- ральное, положение. Рулевые машинки, возвра- щаемые в нейтральное поло- жение с помощью пружин, мо- гут быть подключены к безре- лейным каскадам переключе- ния. Такой мостовой каскад переключения применен в аппаратуре дистанционного управления Start (рис. 25). В состоянии покоя транзисто- ры Т7 и Т7' заперты, а Т8 и Т8' открыты. При этом ток через двигатель протекать не Рис. 25 Мостовой каскад не* реключения (аппара- тура Start). Каналь- ные частоты: канал / — 890, канал 2 — 1080, канал 3 - 1320, канал 4—1610, канал 5 — 11 970, канал б 2400 Гц 38
Рис. 26 Мостовой каскад пере- ключения, собранный на транзисторах со взаимо- дополняющими структу- рами может, так как мост находится в равновесии. Если, например, по каналу / теперь поступает сигнал управления, то транзи- стор Т5 открывается, а вместе с ним открываются транзисто- ры Тб и Т7. Поэтому транзис- тор Т8 переходит в запертое состояние и теперь ток может протекать от положительного полюса — через транзисторы Т7> T9, двигатель и транзистор Т8' — к отрицательному. Если сигнал приходит по ка- налу 2, то открывается тран- зистор 77. Теперь ток течет от положительного полюса че- рез транзисторы Т7', T9', дви- гатель и транзистор Т8 к от- рицательному, т. е в обратном направлении, изменяя направ- ление вращения двигателя. Транзисторы T9 и T9' включе- ны как диоды. Для прямого включения здесь пригодны лю- бые рулевые машинки, требую- щие ток 350 мА и напряжение от 2,4 до 4,5 В. Для компенсации падения напряжения на транзисторах моста напряжение батареи должно быть примерно на 1,5 В больше напряжения, требуе- мого для рулевой машинки. Если питание приемника и ка- скада включения осущест- вляется от одной батареи (6 В), а рулевая машинка требует напряжения меньше 4,5 В, то перед ней необходимо поста- вить соответствующие гасящие резисторы. Длительность вклю- чения рулевых машинок, по- требляющих ток до 500 мА, не должна превышать 1 мин. Мостовой каскад переключе- ния может быть упрощен по- средством использования тран- зисторов типа п-р-п (рис. 26) Эмиттер такого транзистора подключается к минусовому полюсу источника питания, и для открытия транзисто- ра требуется подать на его базу положительное напряже- ние. Если принять, что транзи- стор ТЗ открывается по сигна- лам, поступающим от транзи- стора Т1, то к его коллектору приложен положительный по- тенциал. Но тогда на базу транзистора Т2' также пода- ется положительное напряже- ние и он также открыт. При этом другие транзисторы (Т2 и ТЗ') остаются в запертом состоянии, а ток течет от по- ложительного полюса через транзистор ТЗ, двигатель и транзнсюр Т2' к минусовому полюсу источника пита пня. Если схему собрать на мощ- ных транзисторах, имеющих меньшее остаточное напряже- ние, то этот мостовой каскад зч
можно также использовать для управления ходовым двигате- лем модели. В отличие от рулевой машин- ки, возвращаемой в нейтраль- ное положение с помощью пру- жин, у рулевой машинки, воз- вращаемой с помощью элект- рического привода, рычаг руля приводится в нейтральное по- ложение своим же двигателем, управляемым при этом с по- мощью релейно-коммутацион- ной схемы. Следовательно, крутящий момент двигателя может быть полностью прило- жен к рулю в качестве усилия перекладывания. Это является большим преимуществом ру- левых машинок такого типа. Как и машинки других вари- антов, рулевые машинки, воз- вращаемые в нейтральное по- ложение с помощью электри- ческого привода, состоят из электродвигателя и редуктора (с передаточным отношением примерно 200:1). На рис. 27 представлена релейно-коммутационная схе- ма, предназначенная для воз- вращения рулевой машинки в нейтральное положение. На выходном валу редуктора ма- шинки закреплена сегментная шайба S для возвращения ма- шинки в нейтральное положе- ние и кулачок N для выклю- чения двигателя в крайних по- ложениях. При наладке сле- дует обращать внимание на то, чтобы в среднем положе- нии сегмента оба его контакта были разомкнуты. Положение контактов на рисунке показа- но для среднего положения сегмента, т. е. при выключен- ных контактах. Если необхо- димо, чтобы после возвраще- ния в нейтральное положение машинка не совершала пока- чиваний относительно сред- него положения, следует нес- колько расширить раскрытие контактов сегмента. Но в боль- шинстве случаев трения и дру- гих тормозящих усилий, дей- ствующих в рулевом устрой- стве, достаточно для предот- вращения этих покачиваний. Рис. 27 Схема включения рулевой машин- ки. возвращаемой в нейтральное положение с помощью электропри- вода В среднем положении сег- ментной шайбы 5 оба ее контак- та разомкнуты 3.2.4. Частотное кодирование пропор- циональных команд С разработкой аппаратуры, обеспечивающей одновре- менную передачу нескольких команд, был сделан значитель- ный шаг вперед в области развития техники управления на расстоянии. Так как аппа- ратура дистанционного диск- ретного управления работает при жестко заданных отклоне- ниях руля, от моделиста требу- ется большой навык для того, чтобы его модель выполняла, подобно прототипу, маневры 40
под воздействием быстро или медленно следующих друг за другом команд. Крупномас- штабные модели, обладающие большой инерционностью, при дискретном управлении сгла- живают отдельные кратковре- менные отклонения руля и еще относительно правдопо- добно воспроизводят маневры прототипа. Маленькие же, лег- кие модели движутся по кри- вым с более или менее силь- ными рывками. Поэтому возникла необхо- димость разработать такую аппаратуру, которая наряду с одновременной передачей команд обеспечивала бы и их пропорциональность. При ис- пользовании такой аппарату- ры угол отклонения руля на модели пропорционален углу отклонения ручки управления на передатчике. Современная аппаратура пропорциональ- ного дистанционного управле- ния позволяет получать тре- буемое отклонение руля на модели с точностью более 1 % Принцип действия аппара- туры пропорционального уп- равления можно пояснить на примере одноканальной аппа- ратуры, в которой передатчик состоит из датчика команд, преобразующего (кодирую- щего) команду, пропорциона- льную углу отклонения ручки управления, в пропорциональ- ный этому углу электрический сигнал. Следовательно, поло- жение ручки управления на передатчике определяет за- данную величину Хк электри- ческого сигнала, пропорцио- нального углу отклонения этой ручки и передаваемого на мо- Сербопеханазн Рис. 28 Блок-схема сервомеханизма дель. В приемнике на выходе усилителя низкой частоты снова имеет вид электрического сигнала, который управляет ра- ботой сервоусилителя (рис. 28). Сервоусилитель сравнивает по- лученное заданное значение с фактическим значением X от- клонения руля. Фактическое значение X также имеет вид электрического сигнала и в большинстве случаев снимается с потенциометра, связанного с серводвигателем через редук- тор. Блок, объединяющий в ап- паратуре пропорциональ- ного дистанционного управле- ния регулирующий усилитель, двигатель, редуктор и потен- циометр, называется сер- вомеханизмом, а не ру- левой машинкой, как в аппаратуре дискретного управления. Со временем это название—хотя оно и не сов- сем точное — прочно укорени- лось в любительской технике радиоуправления. Поэтому го- ворят о «серводвигателе», «сер- воредукторе», «сервопотен- циометре», «сервоусилителе» В результате сравнения зна- чений Хк и X на выходе серво- 41
усилителя появляется сигнал рассогласования Y = Хк — X. При равенстве заданного и фактического значений, т. е. при ХК = Х, рассогласование равно нулю и серводвигатель нс включается. Если же воз- действием на ручку управления на передатчике изменить вели- чину Хк, то рассогласование уже будет отлично от нуля и на выходе сервоусилителя поя- вится соответствующее напря- жение. Это напряжение приве- дет в действие двигатель М, п руль изменит положение. Од- новременно сдвинется ползунок потенциометра, и величина Д' изменится. Серводвигатель будет рабо- тать до тех пор, пока будет выполнено условие Хк — Х = = У = 0. При этом руль займет положение, пропорциональное положению управляющей руч- ки на передатчике. Если положение руля изме- нить с помощью внешнего уси- лия, то на усилитель посту- пит измененное значение X, соответствующее измененному положению ползунка потенцио- метра. Так как X=/=Xhf на сер- водвпгатель будет подаваться напряжение до тех пор, пока снова не будет выполнено ус- ловие Xh — X = Y = 0. Т. е. дл я от- клонения руля определяющим является только заданное зна- чение Д\, а не воздействующие на модель внешние усилия. Ве- личины X, Хк и Y на практике могут иметь вид как постоян- ного, так и импульсного нап- ряжения. В случае аналоговой пропор- циональной аппаратуры коман- ды управления, пропорцио- 42 нальные углу отклонения ручки, кодируются низкой частотой, величина которой соответст- венно изменяется. Тогда, на- пример, частота 2,0 кГц соот- ветствует отклонению руля полностью влево. Если же частота увеличена, пусть, до 2,4 кГц, то это будет соот- ветствовать нейтральному по- ложению руля, а частота 2,8 кГц — отклонению его пол- ностью вправо. При про- межуточных значениях низкой частоты можно получить лю- бые углы отклонения руля между крайними положениями. Изменяемую низкую частоту в передатчике получают с по- мощью автоколебательного мультивибратора. Так как ча- стота его колебаний зависит от напряжения баз транзисторов Т4 и Т2, то, изменяя его, можно варьировать низкую частоту. В схеме, представленной на Рис. 29 Тональный генератор для аналоговой одноканальной аппаратуры пропор- ционального дистанционного управ- ления Picoprop В качестве источника питания используются две 6-вольто- вые (225 мА ч) или четыре 1,5-воль- товыс батареи
рис. 29, ручка управления свя- зана с осью переменного ре- зистора R12. Резистор R11 дает возможность во время работы подстраивать положение руля, т. е. изменять его нейтральное положение. Чтобы рычаг этого резистора и ручку управления можно было установить в сред- ние положения, предусмотрен подстроечный резистор R13, предназначенный для подст- ройки основной частоты рав- ной 2,4 кГц. Диод D1 и рези- стор R9 стабилизируют питание генератора низкой частоты. Рассмотренную схему гене- ратора низкой частоты можно использовать в аппаратуре ди- скретного дистанционного уп- равления, но при этом подст- роечные резисторы (R11, R12) в базовых цепях должны быть переключаемыми для каждого канала. Изменяемая низкая частота, получаемая с помощью генера- тора низкой частоты, поступа- ет на низкочастотный выход Рис. 30 Декодирующее устройство и серво- механизм для аналоговой однока- нальной аппаратуры Picoprop. Дви гатель типа TG5 или ТОЗ. В каждом плече схемы установлен источник пи- тания емкостью 225 мА ч Рис. 31 Характеристики низкочастотного ди- скриминатора. а — резонансные кри- вые отдельных контуров; б — рабочая характеристика приемника и управляет рабо- той низкочастотного дискрими- натора (рис. 30). Дискримина- тор содержит колебательные контуры 1 (L3, С13) и 2 (L4, С14). Резонансные частоты обоих контуров сдвинуты от- носительно друг друга (рис. 31). Если на колебательный контур 1 подана частота, рав- ная его резонансной частоте, то на базу транзистора Т7 по- ступает ток, вызванный усилен- ным и выпрямленным на рези- сторе R13 падением напряже- 43
ния. Благодаря этому падению напряжения база транзистора T9 получает положительный потенциал. Если же на колеба- тельный контур 2 поступает его резонансная частота, то нап- ряжение падает на резисторе R14. Падение напряжения за счет резистора R16 делает по- тенциал базы транзистора T9 отрицательным. Таким образом, напряжение базы изменяется в зависимости от величины низкой частоты, поступающей с выхода прием- ника, по характеристике, пока- занной на рис. 31,6, т. е. вели- чина напряжения базы тран- зистора Т7 представляет собой заданную величину Хк> факти- ческое значение которой дает потенциометр R19. Это факти- ческое значение сравнивается с заданным транзистором T9 значением Л\. Если по своему воздействию оба значения рав- ны и противоположны, то они взаимоуничтожаются. Если же база транзистора T9 за счет изменения Хк будет иметь бо- лее высокий положительный потенциал, то T9 заблокирует- ся. Тогда мостовая схема, об- разованная транзисторами Т11, Т12, обеими цепями питания п серводвигателем, выйдет из равновесия, т. е. транзистор Т10 также закроется и транзи- стор Т12 будет блокирован, а транзистор ТН открыт На серводвигатель поступает напряжение, приводящее его во вращение до тех пор (од- новременно через редуктор смещая ползунок потенциомет- ра R19), пока мост снова будет уравновешен. Такой же процесс регулиро- вания происходит в обратном направлении, если Хк отрица- телен. В состоянии равновесия транзисторы Т11 и Т12 запер- ты. С помощью резистора R20 устанавливают нулевое поло- жение сервомеханизма. Термо- резистор Т17 предназначен для компенсации температурного дрейфа сервоусилителя. Демп- фирование процесса регулиро- вания в этой очень простой схеме не предусмотрено. Аналоговое управление бы- ло заменено цифровым по тех- ническим причинам. Оно ис- пользуется только в специаль- ных случаях. Аналоговые си- стемы при использовании в аппарате дистанционного уп- равления обеспечивают отно- сительно высокую помехоустой- чивость и позволяют однока- нальную аппаратуру выполнять очень малогабаритной, как, например, аппаратура Picoprop. Недостатком аналоговой аппа- ратуры дистанционного управ- ления является снижение ее чувствительности под воздейст- вием колебаний температуры, напряжения питания и напря- женности поля. Сложность та- кой аппаратуры быстро возра- стает при необходимости пере- давать одновременно несколько команд, поэтому для рассмат- риваемых целей более прием- лемой является цифровая ап- паратура. 3.3. Цифровое кодирование В процессе дальнейшего разви- тия аппаратуры дистанционно- го пропорционального управле- ния, в которой использовано 44
Рис. 32 Модель гидросамолета низкочастотное кодирование, выявилась большая сложность ее схем, обеспечивающих пере* дачу одновременно нескольких команд. Усилия моделистов бы* ли направлены поэтому на поиск более простых и надеж* ных решений. Побуждающим импульсом послужил прогресс в развитии электронных систем обработки данных. Принцип работы этих систем можно перенести в модельную аппаратуру и использовать преимущества специально раз- работанных схемных элемен- тов. При сравнительно малом количестве схемных элементов современная аппаратура ди- станционного управления до- стигла такого уровня, который позволяет с одним передатчи- ком одновременно передавать на модель до восьми команд. Во всем диапазоне регулирова- ния исполнительные механиз- мы обеспечивают точность от- работки и повторяемости ко- манд более 1% при времени исполнения 0,4 с. В зависимо- сти от варианта исполнитель- ного механизма усилие пере- кладки составляет от 13 до 16 Н, а для парусных лебе- док — до 60 Н при времени ра- боты до 6 с и длине выбранно- го шкота 20 см. С помощью одного комплекта такой аппа- ратуры можно управлять на расстоянии любой моделью при ее маневрировании, добиваясь, чтобы она выполняла его по- добно прототипу (рис 32). Цифровая аппаратура ди- станционного пропорциональ- ного управления в последние годы все более совершенству ется. При этом всюду принята одна система кодирования Стандартная система исполь- зуется в аппаратуре дистанци- онного управления, производи- мой в ГДР, США, Великобри- тании, ФРГ, Франции, Японии. При реализации этой системы импульсный блок в передатчи- ке генерирует последователь- ность коротких импульсов ма- нипуляции. Длительность им- пульса составляет, в зависимо- сти от аппаратуры, от 0,2 до 0,4 мс (рис. 33) Информация о пропорциональных командах содержится в различных по времени паузах между импуль- сами манипуляции, разница 45
Таблица 7 Данные об импульсах, генерируемых в некоторых образцах аппаратуры дис- танционного управления моделями Variop- rop S Multiplex Simprop Start dp Rowan Microprop Superprop Длительность пос- 19,5 18 20 17 20 20 ледовательности импульсов, мс Пауза между нм-1,6 ±0,65 1,6 + 0,5 1,7±0,5 1,6±0,4 1,8±1 1,5±0,5 пульсами, мс Полярность им- Отриц. Полож Полож. Полож. Полож. Полож. пульсов между которыми в большин- стве случаев составляет ± 0,6 мс. Данные об импульсах, гене- рируемых в некоторых образ- цах аппаратуры дистанционно- го управления моделями, при- ведены в табл. 7. Таким образом, пауза меж- ду двумя импульсами манипу- ляц|।и соответствует одному канальному импульсу. Средняя длнна канального импульса (для нейтрального положения) для различных образцов аппа- ратуры равна от 1,5 до 1,8 мс. Из серии канальных импуль- сов, образованных посредст- вом преобразования коротких импульсов манипуляции, в пе- редатчике формируются сле- дующие друг за другом после- довательности импульсов, ко- торые вместе с одной удлинен- ной паузой между ними излу- чаются в виде сигналов в про- странство. С помощью удлиненной па- узы между импульсами осу- ществляется синхронизация работы импульсных блоков передатчика и приемника. Так как синхронизирующая пауза всегда образуется как раз- ность между длительностью такта и длительностью после- довательности импульсов, она может быть больше или мень- ше в зависимости от положе- ния ручки управления на пе- редатчике. Но при разработке импульсного блока передатчи- ка необходимо учитывать, что для обеспечения надежной синхронизации между передат- чиком и приемником даже са- Рис. 33 Последовательности импульсов в циф* ровых передатчиках: а —последова- тельность импульсов стандартной си- стемы; б—последовательность им- пульсов системы Varioprop Z0-Z5MC t 1нштт. I у,В±0,7мС 7 46
мая короткая синхронизирую- щая пауза не должна быть ме- нее 6 мс. Только в аппаратуре Varioprop для синхронизации использован удлиненный им- пульс манипуляции, равный 1,3 мс (см. рис. 33, б), для чего потребовались некоторые изменения в импульсных бло- ках передатчика и приемника по сравнению с другими об- разцами аппаратуры дистан- ционного управления. 3.3.1. Импульсный блок передатчика В импульсном передатчике ко- манда управления, пропорцио- нальная углу отклонения руч- ки управления, преобразуется в электрический сигнал, зако- дированный в форме длины импульса. Схема содержит следующие функциональные группы (рис. 34): генератор тактовых импуль- сов (автоколебательный муль- тивибратор) ; четыре триггерных каскада (в зависимости от типа пере- датчика их может быть от двух до восьми); формирователь импульсов Рис. 34 Блок-схема импульсного блока четы- рехканальпого цифрового передат- чика (моностабильный мультивиб- ратор); стабилизатор напряжения. Принцип действия такого импульсного блока можно по- яснить на примере схемы, разработанной для четырех- канального передатчика (рис. 35). Автоколебательный муль- тивибратор, собранный на транзисторах Т1 и Т2, работа- ет в качестве генератора так- товых импульсов. Время так- та составляет: Т = 1,4-/?в-С = 1,4- 130 кОмХ Х0.10 мкФ«20 мс (14) и является временем посылки импульсного сигнала (рис. 36, контрольная точка MPI) Вы- ключающий фронт тактового импульса дифференцируется /?С-цепочкой R5t С5 и через буферный диод D1 подается на общий провод в виде первого остроконечного импульса (рис. 37, точка МРИ). В нормаль- ном состоянии транзисторы ТЗ—Тб открыты. Коллекторы, следовательно, имеют низкий потенциал. Если теперь транзистор Т2 генератора тактовых импуль- сов перейдет из закрытого в открытое состояние, то кон- денсатор С6 перезарядится при скачке напряжения. Вследствие этого транзистор 47
ТЗ заблокирует первый каскад усиления (в дальнейшем на- зываемый триггерным каска- дом), и теперь уже база бу- дет иметь низкий потенциал С6 начинает разряжаться че- рез резисторы R6 и R7, благо- даря чему через период, рав- ный постоянной времени Т-0,7-(/?6 г 7?7)С6, (15) транзистор ТЗ снова открыва- ется. Скачок от высокого на- пряжения к низкому на коллек- торе транзистора ТЗ перево- дит следующий триггерный каскад в запертое состояние. Такой процесс, как и для транзистора ТЗ. повторяется для Т4, а затем последователь- но для транзисторов Т5 и Тб. Одновременно на транзисторе Рис. 36 Импульсные диаграммы, снятые н контрольных точках импульсного бло- ка, представленного на рис 35 и МР11 птп и Мод 48
Рис. 37 Осциллограммы, снятые в контроль- ных точках импульсного блока, пред- ставленного на рис. 35: а - импульс триггерного каскада, точка МР2: б - продифференцированный импульс триггерного каскада, точка МР7’, в ~ последовательность остроконечных импульсов, точка МР11\ г—последо- вательность импульсов модуляции, точка МР12 ТЗ выключающий фронт им- пульса с помощью С8 и R9 преобразуется в остроконеч- ный импульс и через буфер- ный диод подается на общий провод (точка МРИ). Следующие факторы опре- деляют время опрокидывания транзистора ТЗ: емкость переходного конден- сатора С6, так как она опре- деляет —согласно уравнению (15) — постоянную времени процесса перезаряда; сопротивления резисторов R6 и R7, которые также (со- гласно тому же уравнению) оказывают влияние на процесс разряда; величина скачка напряже- ния при перезаряде конденса- тора 06, так как напряжение определяет величину заряда С6. Емкость конденсатора С6 неизменна, но с помощью по- тенциометра R6 можно изме- нять время его разряда Эту возможность используют для регулирования изменяемой ши- 4 Зак 718 49
рины канального импульса в пределах ± 0,6 мс. Основное время первого канального импульса, составляющее 1,6 мс, задают установкой ползун- ка канального потенциометра R4 в среднее, или нейтральное, положение. Поскольку скачок напряжения для опрокидыва- ния транзистора ТЗ, который снимается канальным потен- циометром, можно получать различной величины, то эту возможность используют для изменения длительности ка- нальных импульсов в пределах ± 0,6 мс. Ось потенциометра R4 непосредственно связана с ручкой управления первого пропорционального канала. Таким образом, в изменении длительности канальных им- пульсов содержится информа- ция о пропорциональном сиг- нале (или информация о ко- манде) соответствующего ка- нала. На примере первого триг- герного каскада можно пояс- нить процессы переключений, происходящие затем последова- тельно и в следующих каска- дах, собранных на транзисто- рах Т4, Т5 и Тб. Образующие- ся при этом остроконечные им- пульсы через соответствующие буферные диоды поступают на общий провод (точка МР11) и образуют посылку, в течение всех 20 мс Повторяемую пере- датчиком. Расстояния между этими импульсами содержат пропорциональную информа- цию для всех четырех каналов. Импульсный блок можно пе- ределать для передачи команд только по двум каналам. Для этого на плате передатчика не 50 устанавливают транзисторы Т4 и Т5 второго и третьего каскадов и соответствующие схемные элементы. Конденса- тор С15 подключен к ползунку канального потенциометра R8. Благодаря этому остроконеч- ные импульсы этих каскадов выпадают, и на общий провод (точка МР11) поступают толь- ко три таких импульса. По- добным же образом импульс- ный блок можно расширить для передачи команд по семи каналам. Изменением сопро- тивлений резисторов R2 и R3 (160 кОм) основное время до- водят до 25 мс, а между пол- зунком потенциометра R16 и конденсатором С15 вводят еще три триггерные схемы. Транзисторы Т7 и Т8 образу- ют моностабильный мультиви- братор. Время его переклю- чения Т = 0,7 X /?23 X С20 = = 0,7-33 кОм-10 тыс. пФ = = 0,23 мс выбрано таким образом, что из остроконечных импульсов мультивибратор формирует точные прямо- угольные импульсы. За счет этого время последовательно- сти импульсов не меняется. С помощью таких прямоуго- льных импульсов можно на- дежно переключать модулятор высокочастотного блока, т. е. производить манипуляцию не- сущей частоты в такт с по- следовательностью импульсов. Конденсаторы емкостью 1 тыс. пФ, установленные между массой и базами транзисторов Т1—Т8, предназначены для предотвращения паразитных связей по высокой частоте со стороны высокочастотного бло- ка и возникновения импульсов
м 5,6к 010,22 \83 I Г\100к । j84 \47к Ы^Т 02 М8 ЫНи 811 Т5* \СЗ 0,041 # 631680 834 Ik T27* 0191 I =плИ# Щюк iHfe '3_st Wn /Лй \Ш0 $2X18/82 T9 из £15 f£18 । pjxUtorl \816 1819 । P* U?14 Л47Х 10,0411^ iCT грЛ J121 Гр* [23 147k OJM^CR &0\C12 R24 \47К 1^7/г \О,О47 \С15 0,041 0J - 826 131 ЛД R17 JL rje 822 jk- 7)D K£0 22K1tJI5 22k7?116 22K И К модулятору ПО Т8, T9J10 80206 \829 \6,8k \® hjw зарядная fr^7' фишка I Г||/?3/7 Oul +128 о— a 1«7* 57 Рис. 38 Импульсный блок аппаратуры Start dp 5 Транзисторы Т1-Т7 типа SC 206 помех. Чтобы установленная длительность импульсов не из- менялась при разрядке бата- реи, напряжение питания триг- герных каскадов стабилизиро- вано диодом D6 Примерно так же, как и им- пульсный блок самодельного передатчика, показанный на рис. 35, выполнен импульсный блок передатчика аппаратуры Start dp 5 (рис. 38). Номина- лы схемных элементов генера- тора тактовых импульсов, триггерных каскадов и форми- рователя импульсов обоих блоков мало отличаются друг от друга Для подачи команд по отдельным каналам и под- стройки предусмотрены отде- льные потенциометры (5 кОм и 2,5 кОм) Преимущество этого — более простая конст- рукция ручек управления, не- достаток — нелинейность под- стройки и отклонения ручки Формирователь импульсов, собранный на транзисторах T9 и Т10, также представляет собой моностабильный муль- тивибратор, время такта кото- рого можно регулировать с помощью потенциометра R34. Напряжение питания для импульсного блока передатчи- ка стабилизировано с помо- щью стабилитрона D10, рези- стора R31 и транзистора Т8. Импульсы аппаратуры Start dp имеют длительность 1,7± ±0,5 мс. Импульсный блок можно упростить за счет применения интегральных схем. В аппара- туре дистанционного управле- ния Fajtoprop (рис. 39), выпу- скаемой в ЧССР, генератор тактовых импульсов и форми- рователь импульсов выполне- ны на интегральных схемах типа МН 7400 (МИД 111). Правда, при таком исполне- нии импульсного блока пере- датчика количество схемных элементов и цена аппаратуры становятся не намного мень- 4* 51
ше. Высока также потребляе- мая мощность, составляющая 25 мВт для каждой интеграль- ной схемы, что неблагоприят- но сказывается на балансе мощности передатчика. Примером целесообразного использования интегральных схем является импульсный блок Импульсный блок передатчика, со- бранного с использованием инте- гральной схемы типа МНА 111 (аппа- ратура Fajtoprop) Транзисторы Т1-Т7 типа КА 501 Рис. 40 Импульсный блок шестиканального передатчика, собранный на трех схемах типа МС 9819 Р В первую схему входят транзисторы Т1-Т6, во вторую — Т7-Т12, в третью -Т13-Т18 (передатчиц Multiplex-Royal) комплектующий ппппгА ма9уль И U и и Импульсный выход
передатчика для аппаратуры Multiplex-Royal (рис. 40). Все функции активных элементов в этом блоке выполняют три интегральные схемы типа МС 9819 Р, каждая из кото- рых включает шесть транзи- сторов. Первые два транзи- стора Т1 и Т2 и здесь обра- зуют генератор тактовых им- пульсов, основное время кото- рого с помощью потенциомет- ра R1 устанавливается рав- ным 18 мс. Этот генератор, как и в схеме, показанной на рис. 35, включен перед шестью триггерными каскадами. Время опрокидывания отдельных ка- скадов также соответствует длительности импульсов соот- ветствующих каналов. В импульсных блоках, пол- ностью собранных на интегра- льных схемах, в отличие от блоков, собранных на транзи- сторах, последовательности импульсов имеют другую фор- му Импульсы, генерируемые транзисторами 72, Т4 и 76\ поступают на транзистор Т8, меняют знак и дифференциру- ются цепочкой C/5, R23 (рис. 41). Через транзистор Т10 остроконечные импульсы подаются на общий провод. Аналогично работают транзи- сторы 77, 79. Т16, Т18 и 7/5, 7/7. Через резистор R27 по- следовательности импульсов управляют работой формиро- вателя импульсов, собранного на транзисторах Т11 и 7/2, длительность посылок импуль- сов которого регулируется по- тенциометром R29. Поступаю- щие на коллектор транзистора 7/2 последовательности семи импульсов манипуляции упра- <Й_лги I____плг <Э~Ш1----------------- 1ЛГ и\ _________________ * @П1ШИ...............11И11Г //| ________________ f ои плг t Рис. 4 1 Осциллограммы импульсного пере датчика, представленного на рис 40, в режиме передачи по четырем ка- налам вляют затем транзистором, на котором собран модулятор высокочастотного блока (см рис. 113). Такая форма после- довательностей импульсов обеспечивает более высокую функциональную надеж- ность. Точная работа триггер- ных каскадов будет обеспече- на более надежно, если их электрически разделить с по- мощью транзисторных, а не диодных интегральных схем. Большое усиление каждой интегральной схемы обуслов- ливает повышенную склон- ность импульсного блока к са- мовозбуждению. Чтобы пре- дотвратить возникновение ко- лебаний под влиянием высоко- 53
частотного блока передатчика, размещенного на той же плате, базы всех транзисторов соединены с массой через кон- денсаторы емкостью 1 тыс. пФ. Длительности импульсов силь- но зависят от величины на- пряжения питания. Поэтому для предотвращения отрица- тельных явлений, связанных с уменьшением напряжения, напряжение стабилизирова- но с помощью транзистора Т19, резистора R30 и стабили- трона D1. Стабилитрон использован также для расширения диапа- зона измерения индикатора Этот стабилитрон блокирует Рис. 42 Импульсный блок двухканального передатчика аппаратуры пропорцио- нального дистанционного управления Multiplex-Mini 2 Питание обеспечи- вается шестью никелево-кадмиевыми аккумуляторами или шестью галь- ваническими элементами батареи (6- 9 В) напряжение ниже 5,6 В; диа пазон измерения при этом со- ставляет от 5,6 до 7,5 В, т. е. 1,9 В. В данном случае можно с помощью небольшого инди- каторного прибора значитель- но точнее оценивать уровень разряда никелево-кадмиевых аккумуляторов, установлен- ных в передатчике. В то же время использование комплек- тующих модулей, имеющих штекерные разъемы и собран- ных с применением интеграль- ных схем (транзисторы Т13— Т18), позволяет передатчик простым способом перевести с четырех- на шестиканальный режим работы. С помощью только одной интегральной схемы можно получить двухканальный им- пульсный блок (рис. 42). Пере- датчики, к которым относятся импульсные блоки, показанные на рис. 40 и 42, оснащены оди- наковыми высокочастотными 54
блоками. Они взаимозаменам мы, поскольку работают с им- пульсами одинаковой длитель- ности. Некоторые элементы блока трехканального передатчика Varioprop (рис 43) изменены по сравнению с оригиналом, чтобы можно было использо- вать транзисторы типа SF136. Одновременно схема приемни- ка расширена для четырехка- нальной работы. Импульсный блок трехканального передат- чика Varioprop выполнен на обычных схемных элементах. Если импульсный блок, пред- ставленный на рис. 43, срав- нить с другими импульсными блоками, то разница на пер- вый взгляд не заметна. В ка- честве генератора тактовых импульсов в нем также испо- льзован автоколебательный мультивибратор, последова- тельно с которым установлены три триггерных каскада и фор- мирователь импульсов, кото- рый, однако, в виде перегру- женного усилителя работает как триггер, а не как моноста- бильный мультивибратор. Авто- колебательный мультивибра- тор на транзисторах Т1 и Т2 выполнен ассиметричным. Транзистор Т1 с помощью по- тенциометра R3 может быть точно отрегулирован на дли- тельность переключения Л1 = 1,3 мс, а транзистор Т2— /г2~21 мс. Время переключения тран- зистора Т1 (/г1 = 1,3 мс) через диод D2 подается на общий провод в виде синхронизиру- ющего импульса Тогда тран- зистор Т2 начинает уже опи- санный процесс включения, 55
и MP © ___________ ^система ТТЛ гптгг U I " 1И 1ЖГ~ z/| sB шн а шгг Рис. 44 Осциллограммы импульсного блока, представленного на рис. 43 а им- пульсные диаграммы, б осцилло- грамма последовательности импуль- сов модуляции причем три следующих кана- льных импульса, занимающие максимум Zt4 = 4-2,3 мс = 9,2 мс, укладываются в период ма- нипулирования //2 — 21 мс. Ка- нальные импульсы снова дифференцируются /?С-це- почками C9-R17, C12-R25, C15-R33 и C17-R40, отрица- тельные остроконечные им- пульсы разделяются диодами D2, D3, D5, D7 и D9 и пода- ются на общий провод. Ком- бинации резисторов в коллек- торных цепях транзисторов, установленных в триггерных каскадах, предназначены для предотвращения обратных свя- зей между канальными каска- 56
Макс, длительность импульса. К модулятору Рис. 45 Импульсный блок шестиканального передатчика аппаратуры пропорцио- нального дистанционного управления Varioprop 12, выполненный с исполь- зованием интегральных схем. Посто- янные напряжения замерены с по- мощью щупа лампового вольтметра при среднем положении ручки управ- ления АС127 2N2213 В Е 4-*) NF223 Е-^\ В Н—•) С S2755 Е -РГ\ В ЕЕ4) ВС138С FCJ121 FCH 191 FCH151
дами. Затем триггер прибав- ляет 1,3 мс к длительности импульса паузы транзистора 77, а также последующие остро- конечные импульсы и форми- рует их в одну последователь- ность импульсов, манипулиру- ющую модулятором /?С-це- почка R46, С 20 сглаживает фронты импульсов и тем са- мым уменьшает полосу пропу- скания передатчика Напря- жение питания импульсного блока стабилизировано с по- мощью стабилитрона D10 и транзистора T9. Импульсная диаграмма (рис. 44) наглядно поясняе! работу этого импульсного бло- ка. С использованием схемы, показанной на рис. 43, можно изготовить универсальный им- пульсный блок, переключае- мый на обе системы синхрони- зации. Для этого необходимо лишь создать возможность переключения диода D2 с точ- ки МР1 к точке МР7 и наобо- рот. Следует также согласо- вать длительности импульсов обоих блоков. Импульсный блок передат- чика Varioprop 12 частично выполнен на интегральных схемах и собран на одной пла- Рис. 46 Осциллограммы импульсного блока, представленного на рис. 45 те, отдельно от высокойастот кого блока (рис 45) Соеди- нения с канальными потен- циометрами имеют штекерную конструкцию, поэтому можно свободно комбинировать под- ключение ручек управления и канальных триггерных кас- кадов, а значит, простым спо- собом и быстро изменять со- ответствие команд управления моделью и ручек управления. Импульсный блок выполнен в виде счетчика с кольцевой схемой. В качестве генератора тактовых импульсов для него работают транзисторы Т102, ТЮЗ и Т104 (рис. 46). Кана- льные триггерные каскады собраны в виде логических схем НЕ-И, входы которых связаны друг с другом с помо- щью интегральных схем IS101 и IS102 Длительность им- пульсов манипуляции регули- руется потенциометром R114, а длительность импульсов син- хронизации, представляющих собой импульсы манипуляции, расширенные до 1,3 мс,— по- тенциометром R138. RC-w- почка R141, CI08 предназна- чена для сглаживания фронтов импульсов, за счет чего можно уменьшить полосу пропуска- ния передатчика. Напряжение питания стабилизировано транзистором ТЮ1 и стабили- троном D101. 16нс 0 !,ЗНС ПОмс *3,28' * -88^ 200мне ИКС Осииллоераннь! полу- чены при средних —- 1,3нс 1,67ш 25,2В и® .гооннс 2,25мс\ крайние 0,65нс\положения 1,6нс Среднее 1,6нс положение положениях Rl'RB 1,6нс' :jhc 200икс 58
A g ISW1 143 4 5 6 10 111213 UHnUJJbCbl g KV 0108 м ^0107 9+120 R122\ \3,9к 15к T110 T106 C117 '0,012 Установка Тта^ n^2kRJ22 82 UJA 0122^,01 0101 $ $0102 Я111 Я109 LR111 LR124LR112 6113 \ЗбОк Ц5,1к Ц7,5кГ Я109 R114 -И- 0112 250 СПб 7105 R11OU 00238b -OH 0104 7SJJ105 ciiff A 0,035" " 0119 J? 4,7т J о---П~107 0СЗО0А С130^г Н C121J),1 Остановка Train M C124 10,0 250 г =г S С128 Ют Т106, T1O0-J11O 002380 R129 20k Индикатор напряжена» ООП fauna реи 0103 20 6,2 Рис. 47 Импульсный блок четырехканального передатчика аппаратуры пропорцио- нального дистанционного управления Varioprop 8S. При использовании ин- тегральной схемы 1S101 типа 6ZF 1100 резисторы R114 и R110 име- ют сопротивления 160 Ом и 68 кОм, при использовании IS 101 типа SN 74 L 164 N - 200 Ом и 51 кОм и при использовании IS 101 типа MM74C164N - 160 Ом и 68 кОм. Со- противления резисторов /?2, /?4, /?6 и R8 определяются подбором. Рези- стор /?9 предназначен для установки диапазона измерения индикатора на- пряжения
Следующим шагом ко все более широкому применению интегральных схем было ис- пользование в передатчике Varioprop регистра сдвига, выполненного в виде интеграль- ной схемы (рис. 47). Речь идет о регистре сдвига с па- раллельным выходом, собран- ным на маломощных транзи- сторах. По сравнению с тран- зисторными триггерными кас- кадами этот регистр сдвига потребляет меньшую мощ- ность и потому приводит к более благоприятному энер- гетическому балансу передат- чика и оптимальному исполь- зованию емкости батареи. Напряжение питания импуль- сного блока стабилизировано стабилитроном D103 и транзи- стором ТИО. Транзисторы Т108 и Т109 об- разуют автоколебательный — 5,6В ( — ЗВ U------172ь мультивибратор, работающий в качестве генератора тактовых импульсов. При длительнос- тях импульсов t\— 130 кОм- 10 тыс. пФ-0,69^0,9 мс и /2 = 270 кОм-0,1 мкФ • 0,69 ~ 18,6 мс время такта для повторений последовательностей импуль- сов составляет //г = Л Н-бг — ~ 19,5 мс. Импульс длитель- ностью /ь снимаемый с кол- лектора транзистора Т108, образует входной импульс для регистра сдвига 1 и через диод Д102 запускает второй мульти- вибратор, собранный на тран- зисторах Т105 и Т106, откры- вая транзистор Т107 и благо- даря этому подавая напряже- ние на базу транзистора Т106 (рис.48). Через 1,3 мс транзис- тор Т106, возвращается в за- пертое состояние и за счет это- го вырабатывает синхронизи- рующий импульс. С помощью опрокидывания мультивибратора, собранного на транзисторах Т105 и Т106, одновременно генерируются тактовые импульсы для регист- ра сдвига. Пауза между ними зависит от напряжений на ре- зисторах R1—R7. Длительно- сти импульсов манипуляции 7'min = 0,85 мс и Тпшх = 2,23 мс, которые одновременно опреде- ляют максимальную ширину канального импульса, устана- вливают потенциометрами Рис. 48 Осциллограммы импульс- ного блока, представлен- ного на рис 47. Диа- граммы сняты при сред- них положениях потен циомстров Rl. R3. R5 и R7 60
R115 и R117. Средняя длитель- ность канального импульса, равная 1,6 мс, устанавливается выбором соответствующих ре- зисторов R2, R4, R6 и R8, шун- тирующих канальные потенци- ометры. Если после прохождения по- следовательности импульсов на выходы регистра сдвига им- пульсы больше не поступают, то транзистор Т107 запирается, а автоколебательный мульти- вибратор, собранный на тран- зисторах Т105 и Т106, запус- кается сразу же при поступле- нии нового импульса, подан- ного генератором тактовых импульсов (собранным на тран- зисторах Т108 и Т109). Полная последовательность импульсов манипуляции поступает в точ- ку МР1 (диаграмма 4 на рис. 48) и подается на тран- зистор модулятора. 3.3.2. Импульсный блок приемника Количество импульсов манипу- ляции зависит от числа кана- лов передатчика. Четырехка- нальный передатчик излучает пять, а шестиканальный—семь импульсов манипуляции дли- тельностью 0,2 мс. Информа- Рис. 49 Блок-схема четырехканального им- пульсного блока приемника ция о пропорциональных ко- мандах содержится в изменяю- щейся длительности пауз (1,6± ±0,6 мс) между этими импуль- сами (см. рис. 33). Задача декодирующего устройства приемника — выделить каналь- ные импульсы (1,6±0,6 мс) из последовательности им- пульсов и правильно подать их на канальные выходы. С по- мощью соответствующих уст- ройств производится подсчет канальных импульсов. При этом первый канальный им- пульс, заключенный между им- пульсами манипуляции / и 2, соответствует каналу /, второй импульс, заключенный между импульсами манипуляции 2 и 3. соответствует каналу 2 и т. д. Для подсчета импульсов ис- пользуют счетчики импульсов (рис. 49). Каждый поступаю- щий импульс манипуляции из- меняет состояние счетчика, ко- торое сохраняется до прихода следующего импульса. Поэто- му счетчик должен содержать элемент памяти, имеющий два устойчивых положения пере- ключения. Это может быть мультивибратор с двумя устой- чивыми состояниями (называе- мый в дальнейшем триггером) или элемент переключения с аналоговыми характеристика- ми. Счетчики импульсов рабо- тают по определенному циклу. После прохождения последова- Канал! Канал? КаналЗ Канала 61
тельности импульсов манипу- ляции счетчик возвращается импульсом синхронизации в свое исходное положение. Бла- годаря этому осуществляется синхронизация работы им- пульсных блоков передатчика и приемника, что необходимо для надежной работы цифро- вой аппаратуры дистанционно- го управления. Синхронизация уменьшает также воздействие импульсов помех. Если импульсы помех нарушат нормальную работу счетчика, то после прохожде- ния любой последовательности импульсов счетчик вновь воз- вращается в исходное положе- ние синхронизирующим им- пульсом. Счетчик, имеющий та- кие характеристики, называет- ся регистром сдвига. Регистр сдвига может быть собран на дискретных схемных элементах (транзисторах) или на интегральных схемах. По выполнению своих функций оба варианта исполнения рав- ноценны. Но будущее — за ин- Рис. 50 Четырехканальный импульсный блок приемника с дискретными триггерами (аппаратура Multiplex Digitron) тегральными схемами, так как собранные на них импульсные блоки приемника обладают максимальными простотой и эксплуатационной надежно- стью. Принцип работы четырехка- нального декодирующего уст- ройства можно рассмотреть на примере импульсного блока ап- паратуры дистанционного уп- равления Digitron (рис. 50), собранного на дискретных схемных элементах. Важным отличием этого блока является то, что эмиттеры обоих транзи- сторов, образующих триггер- ный каскад, не соединены друг с другом. Более того, эмиттеры всех «левых» и эмиттеры всех «правых» транзисторов соеди- нены общими проводниками. Каскад находится в состоя- нии Н, если открыт «правый» транзистор, или в состоянии L, если открыт «левый» транзис- тор триггерного каскада. При этом состояние Н означает вы- сокий (от английского hight), a L — низкий (от английского low) потенциал рассматривае- мой точки. Так как из п каска- дов один находится в состоя- нии Н, а п—1 — в состоянии L, Канал! Канал Z КаналЗ Канал Ч 62
«правый» гранзисгор огкрьн голько в одном каскаде, тогда как в других п~ I каскадах открыты «левые» транзисторы. В состоянии покоя эмиттеры всех транзисторов имеют оди- наковые потенциалы Делители напряжения в базовых цепях выбраны таким образом, что- бы счетчик мог оставаться только в одном устойчивом состоянии. Как только один из «правых» транзисторов откры вается, падение напряжения на транзисторе Т2 возрастает и уменьшает его проводимость. Переключение кольцевого счет- чика проявляется в поступле- нии положительного импульса на общий провод, соединяю- щий эмиттеры «правых» тран- зисторов (рис. 51) При этом «левый» транзистор, который до этого момента был открыт, запирается Скачок напряже- ния, возникающий на его кол- лекторе при переходе из состо- яния L в состояние Н через кон дснсатор емкостью 10 тыс нФ поступает на базу следую- щего «правого» транзистора, который после спада запира- ющего импульса благодаря этому открывается на провод- ник, соединяющий эмиттеры «правых» транзисторов При этом информация «Д» сдвига- ется на один каскад. Импульсы, подаваемые на проводник, соединяющий эмит- теры «правых» транзисторов, должны быть очень короткими, иначе придется увеличивать емкость переходных конденса- торов, в которых во время про- хождения импульса хранится информация, отражающая сос- тояние счетчика. Кроме того, Рис. 51 Импульсные диаграммы импульсного блока, представленного на рис 50 счетный импульс необходимо подавать на ннзкоомный вход. Поэтому к проводу, соединяю- щему эмиттеры «правых» тран- зисторов, подключен управля- ющий транзистор, включенный по схеме с общим коллектором Тогда длительность импульса на входе Е может быть как угодно большой, лишь возрас- тание фронта сигнала при пе- реходе от сигнала L к сигналу Н (Л-/7-фронт) должно быть меньше 2 В/мкс, а амплитуда управляющего импульса долж- на составлять по крайней ме- ре 2 В. Состояние счетчика мо- жет быть оценено по состоя- нию коллекторов транзисторов. Канальный импульс снимает сигнал с коллекторов «левых» транзисторов каскадов. До прихода импульсов кон- денсатор С2 разряжен, поэто- му транзистор Т1 открыт, а транзистор Т2 заперт (рис. 52). 63
Рис. 52 Осциллограммы, снятые в контроль- ных точках импульсного блока (рис 50) а — последовательность канальных импульсов на входе £, б — проинтегрированные канальные импульсы для синхронизации, точка МР1У в — импульсы манипуляции регистра сдвига, точка МР2, г — ка- нальный импульс на выходе канала / Благодаря этому транзисторы Т4, Тб, Т8 и Т10 находятся в открытом состоянии, а транзи- сторы ТЗ, Т5, Т7 и T9 — в за- крытом. Первый /7-Л-фронт через цепочку Cl, R1 и диоды DI, D2 отрицательно заряжает конденсатор С2, и транзистор Т1 переходит из открытого в закрытое состояние. Одновре- менно в транзисторе Т2 через R5 и R4 течет ток базы, т е. он может воспринимать сигнал последовательности импульсов. Первый А/-£-фронт, поступаю- щий на вход £, открывает транзистор Т2 и соединяет эмиттеры транзисторов Т4, Тб, Т8 и Т10 с массой. Благодаря этому все триггеры готовы к счету. При поступлении сле- дующего импульса манипуля- ции кольцевой счетчик пере- ключается, как было описано выше. Если проходит последова- тельность импульсов, то на ка- нальных выходах появляются 64
a) 0 Q H L L H без изменений tn Такт sjt_ L L L H HL H H LH HL HH JUL QnQn L H H_ L QnQn Рис. 53 Триггеры, пыполненные в виде nine- гра.чьиых схем, их обозначения па схемах и таблицы состоянии при по- даче на входы различных комбина- ций сигналов: а — /?5-триггер, со- бранный из двух логических схем НЕ-И Одновременная смена потен- циалов с L на Н на входах S и R приводит к неопределенному состоя- нию и запрещена, б—/Л'-триггер (при подаче на вход R потенциала L вы- ход Q получает потенциал L. Этот же потенциал получает выход Q при по- даче сигнала L на вход S); в - D-триггер (как и у //(-триггера, вы- ходы Q и 5 получают потенциал L при подаче на вход R или S тако- го же потенциала) разнесенные по времени ка- нальные импульсы /—4. После этого регистр сдвига возвраща- ется в исходное положение, при этом он должен быть син- хронизирован с передатчиком. Эту задачу выполняют тран- зисторы Т1 и Т2. Во время син- хронизирующих пауз (превы- шающих 6 мс) между последо- вательностями импульсов ма- нипуляции конденсатор С2 разряжается через резистор R3, и транзистор Т1 возвраща- ется в открытое состояние. Вследствие этого транзисторы Т2, Т4, Тб, Т8 и Т10 запирают- ся, а ТЗ, Т5, Т7 и T9 открыва- ются. Таким образом, регистр сдвига снова занимает исход- ное состояние. Дальнейшим развитием ап- паратуры дистанционного уп- равления моделями стало ис- пользование интегральных схем целевого назначения. В принципе любой из тригге- ров, показанных на рис. 50, можно заменить логической схемой НЕ-И и получить схему, представленную на рис. 53, а Такой триггер также имеет от- рицательные по отношению друг к другу выходы Q и Q и два входа: S и R (от англий- ских слов set — установка и reset — сброс). Но на практике такой вариант схемы был бы нерационален, так как здесь интегральная схема заменила бы только транзисторы, однако сохранилась бы необходимость в других дискретных схемных элементах ( резисторах и кон- денсаторах) . Решением в этом случае является применение тактиро- ванных (синхронных) тригге- ров. По своим входам, J и К, их называют //(-триггерами (см. рис. 53,6). При этом так- товый импульс поступает на вход Такт, а синхронизирую- щий импульс — на вход К или на вход /. Но наиболее при- годными для использования в 5 Зак. 718 65
регистрах сдвига аппаратуры дистанционного управления являются менее чувствитель- ные к помехам О-триггеры. Они работают только как так- тированные триггеры, сраба- тывая при поступлении на вход /.-//-фронта тактового импульса (см. рис. 53, в). Бук- ва D в их обозначении обра- зована от английского слова delay — задержка. Фронт так- тового импульса, необходимый для срабатывания О-триггера, должен иметь ширину не ме- нее — 250 нс при амплитуде от 0,7 до 2,7 В. Принцип действия регистра сдвига, собранного на четырех О-триггерах, можно пояснить с помощью блок-схемы регист- ра и его импульсных диаграмм (рис. 54 и 55). При подаче синхронизирующего импульса на вход О первый триггер при- ходит в состояние готовности к счету, поэтому £-/У-фронт первого импульса манипуля- ции появляется на выходе Qb Второй импульс манипуляции переводит выход Qi из состоя- ния Н в состояние L, т. е. на выходе Qi появляется выклю- чающий фронт канального им- пульса и в то же время вклю- чается второй триггер. Одно- временно с появлением на вы- •ходе /Y-L-фронта на выходе Q2 появляется L-77-фронт вто- рого канального импульса. Та- ким образом, состояние Н сдвигается импульсом манипу- ляции от одного выхода к сле- дующим. Совершенно безразлично, по- терян или появился импульс в результате воздействия поме- хи, следующая последователь- 66 Рис. 54 Блок-схема четырехтактного регистра сдвига Рис. 55 Импульсные диаграммы регистра сдвига, представленного на рис. 54 ность импульсов манипуляции может только сместить регистр сдвига, если под воздействием синхронизирующего импульса вход D получает положитель- ный потенциал, т. е. будет иметь потенциал Н. Благода- ря этому результат воздейст- вия помех устраняется не позд- нее, чем после прохождения одной последовательности им- пульсов. С выходов Qi—Q4 можно снимать канальные им-
пульсы для каналов 1—4. Пре- имуществом такого варианта схемы является то, что инте- гральные схемы делают воз- можными логические операции с положительными и отрица- тельными сигналами, так как на выходе Q появляется им- пульс, обратный по отноше- нию к импульсу, появляюще- муся на выходе Q. Регистр сдвига, работающий по описанному выше принци- пу, используется для цифрово- го кодирования в аппаратуре дистанционного управления Faitoprop (рис. 56). Напряже- ние промежуточной частоты демодул ируется аналоговой интегральной схемой МАА 325 и усиливается в виде импульс- ного напряжения. Если на вы- вод 1 схемы МАА 325 импуль- сы не поступают, то транзистор Т5 заперт и, следовательно, конденсатор С13 заряжается положительно. За счет этого вход D триггера 1 имеет поло- жительный потенциал и триг- гер готов к счету. £-//-фронт первого импульса манипуля- ции включает триггер 1, поэто- му на выходе Qj появляется //-/.-фронт первого канального импульса. Одновременно им- пульс манипуляции открывает транзистор Т5 и через него на- чинает разряжаться конденса- тор С13. Благодаря этому вход D триггера / получает пример- но такой же потенциал, как на корпусе, и поэтому /.-//-фронт второго импульса манипуляции может теперь только выклю- чить этот триггер, но не вклю- чить. В паузах между импульсами манипуляции конденсатор С13 5* заряжается положительно до такого уровня, что триггер 1 становится готовым к счету Это происходит только в тече- ние длинных пауз, превышаю- щих 6 мс, между последова- тельностями импульсов. Таким образом, триггер / снова ста- новится готовым к счету толь- ко в результате воздействия синхронизирующей паузы и, следовательно, синхронизирует регистр сдвига. Так как аппа- ратура Faitoprop рассчитана на пять каналов, а каждая из интегральных схем типа МН 7474 содержит два D-триг- гера, пятый триггерный каскад выполнен на дискретных схем- ных элементах. Ток покоя, составляющий 20 мА на одну интегральную схему, отрицательно влияет на баланс энергии аппаратуры дистанционного управления Faitoprop. Поэтому различные фирмы, производящие такую аппаратуру, применяют реги- стры сдвига маломощных се- рий, правда, более дорогие, но обеспечивающие меньшее по- требление тока приемником. Из представителей аппара- туры такого типа (Microprop, Kraft, Digisix, Rowan) следует выбрать схему импульсного блока приемника аппарату- ры дистанционного управле- ния Multiplex-Royal (рис. 57). Последовательность импуль- сов манипуляции усилив^тся и формируется специальной интегральной схем'ой типа М 106Т. /?С-цепочка, включен- ная на выходе транзистора в каскаде демодуляции промежу- точной частоты, а также уси- литель импульсов обеспечива- 67
Рис. 56 Импульсный блок приемника, собран ный с применением двух интеграль- ных схем типа MJB III (МН 7474) и содержащий пять Р-триггерон (аппа- ратура Fajtoprop) 2xt1JBIll(MH7l474) Рис. 57 Шестиканальный импульсный блок приемника, собранный с применением маломощных интегральных схем (аппаратура Multiplex-Royal). Сопро- тивление резистора R24 определяется подбором ют эффективное подавление импульсов помех и медленных колебаний напряжения, кото- рые могут привести к ошибоч- ному включению регистра сдвига. Синхронизацию, как описано выше, осуществляет триггерный каскад, собранный на транзисторах T9 и Т10. Шестиступенчатый регистр сдвига, выполненный на инте- гральных схемах IS2 и IS3, мо- жет быть готов к счету только, Импульсный to? о 1 1 152 > 8т95ъ 195* Красный 'зеленый 8 +2,5В йКг ...Ку £ i j )6агларея Ks <SNML73 сю его Ют Ют с 8) 68
Рис. 5Ъ Двухканальпый им- пульсный блок при- емника. собранный с применением инте тральной схемы /S 1 типа 7495 или 74 L 95 (аппаратура Multip- lex-Mini 2). Сопро- тивление резистора определяется подбо- ром если коллектор транзистора Т10 и, следовательно, вывод / интегральной схемы IS2 имеют положительный потенциал. Импульсы манипуляции посту- пают на коллектор транзисто- ра Т8, на вывод 7 интеграль- ной схемы IS2 и на выводы 1 и 5 интегральной схемы IS3 Для точной синхронизации следует измерить сопротивле- ние резистора R24, так как резистор R24 и конденсатор С16 определяют необходимую для этого величину постоянной времени. То, что с помощью инте- гральных схем можно рацио- нально построить даже двух- канальный приемник, показы- вает схема импульсного блока аппаратуры дистанционного управления Multiplex-Mini 2 (рис. 58). Усиление и форми- рование импульсов осуществ- ляет каскад, собранный на транзисторе Т5. Во время про- хождения синхронизирующей паузы база транзистора Т7 че- рез резистор R19 соединена с массой и, таким образом,тран- зистор Т7 открыт. Если же за- тем вход D интегральной схе- мы IS1 получает положитель- ный потенциал, то регистр сдвига становится готовым к счету. Импульсы манипуляции че- рез диод D4 положительно за- ряжают конденсатор С13, бла годаря этому транзистор Т7 и, следовательно, вход D первого триггера запираются. Конден- сатор С13 может разряжаться через резистор R19 только во время синхронизирующей пау- зы, за счет чего транзистор Т7 снова открывается. Для на- дежной синхронизации сопро- тивление резистора R19 долж- но быть точно подобрано. Для декодирования после- довательности импульсов ма- нипуляции регистр сдвига мо- жет быть собран на других на- копительных элементах. Таки- ми элементами являются четы- рехслойные диоды или заме- няющие их схемы И те и дру- гие применяются в аппарату- 69
Анод A Управляющий л электрод , н— р со столоны ' •шрииллгищиц и X электрод со J S3 стороны „ катода ^отод а) К 6) Рис. 59 Четырехс.’юиные дио- ды: а — струм ура. б — обозначение на схемах, в равноцен- ная схема ре дистанционного управления моделями. Четырехслойный диод представляет собой элек- тронный переключатель с дву- мя устойчивыми состояниями. Такой схемный элемент мож- но сравнить с триггером. В от- личие от тиристоров, часто применяемых в электронных сильноточных приборах (в ре- гулируемых выпрямителях), эти диоды имеют два управля- ющих электрода — со стороны катода GK и со стороны анода GA. Для четырехслойных дио- дов применяют также назва- ния «кремниевый тетрод» и «тетродный тиристор». Такие диоды и заменяющие их схемы отличаются следующими свой- ствами: возможностью отпирания за счет превышения переключаю- щего напряжения без исполь- зования управляющих элект- родов; более широкими возможно- стями отпирания и запирания благодаря наличию двух уп- равляющих электродов, за счет чего отпирание возможно по- дачей положительного управ- ляющего сигнала на управля- ющий электрод со стороны ка- тода, а запирание — отрица- тельного (также со стороны катода); возможностью отпирания с помощью отрицательного или запирания с помощью положи- тельного управляющего сигна- ла, подаваемого на управляю- щий электрод со стороны анода; возможностью запирания че- гырехслойного диода с помо- щью прекращения подачи анодного тока или изменения полярности анодного напря- жения; очень коротким временем переключения; малой мощностью, требуе- мой для управления; регулируемым удерживаю- щим током (за счет изменения включения элемента). Как видно из названия, че- тырехслойный диод состоит из четырех полупроводниковых слоев, образующих последова- тельность зон р-п-р-п. Эта по- следовательность, а также обо- значения электродов, исполь- зуемые для четырехслойных элементов, и символические изображения четырехслойных диодов приведены на рис. 59. Там же представлена равно- ценная четырехслойному диоду схема, состоящая из двух тран- зисторов, имеющих взаимодо- полняющие структуры, причем база одного транзистора сое- 70
дннена с коллектором другого. Если на эту комбинацию че- тырех полупроводниковых сло- ев подать напряжение, а имен- но: положительный полюс ис- точника питания через гася- щий резистор подключить к аноду А, а отрицательный по- люс —к катоду К, то два из трех имеющихся р-п-перехо- дов — слои S1 и S3 — будут находиться в проводящем сос- тоянии, а средний р-п-переход S2 будет закрыт. На переходе S2 падает приложенное напря- жение, поэтому через комбина- цию четырех полупроводнико- вых слоев протекает лишь очень малый ток/. Решающими для характеристик отпирания являются коллекторные токи п-р-п- и р-п-р-транзисторов, а также усиление тока обоими транзисторами при таких оста- точных токах. Ток / слагается из трех составляющих: оста- точного тока 1<>, прошедшего через общий запирающий слой S2, коллекторного тока р-п-р- транзистора Т-Арпр и коллек- торного тока /г-р-и-транзистора I * Апрп- I -1о+1 ' Арпр + / ’ Апрп> (16) или после небольшого преоб- разования: I =-------—-------. Н7) 1 — (Арпр -f Апрп) 1 где Арпр и Апрп представляют собой коэффициенты усиления по току р-п-р- и п-р-п-транзи- сторов, включенных по схеме с общей базой. При повыше- нии приложенного извне на- пряжения увеличивается и протекающий через эти четы- ре слоя ток. Коэффициенты усиления по току, бывшие вна- чале очень малыми при малых токах, возрастают. В тот мо- мент, когда А + Апрп = 1 (начало отпирания), между транзисторами развивается процесс обратной связи, приво- дящий к отпиранию схемы (пе- реход из высокоомного в низко- омное состояние). При этом ток / ограничивается практиче- ски только включенным извне гасящим резистором. Напря- жение, при котором начинает- ся процесс отпирания, называ- ется напряжением пере- ключения (7$. И наоборот, при уменьшении тока I (на- пример, с помощью увеличе- ния сопротивления гасящего Рис. 60 Рабочая характеристика четырех слойного диода: / характеристика запирания при обратном включении. 2 - характеристика запирания при прямом включении, 3 - характери- стика отпирания при прямом вклю- чении 71
резистора) до определенной величины условие отпирания больше не выполняется, поэто- му четырехслойный диод сно- ва переходит из проводящего в запертое состояние. Этот наи- меньший ток низкоомного ре- жима работы называется удер- живающим током 1Н Рабочая характеристика четырехслой- ного диода показана на рис. 60. Величину АрпрЛ-Апрп можно изменить также с помощью подачи напряжения на управ- ляющие электроды (работа в качестве тиристора или выклю- чаемого тиристора). Положи- тельное или отрицательное уп- равляющее напряжение, под- водимое к управляющему элек- троду со стороны катода, уве- личивает или уменьшает Апрп. Это справедливо и для управ- ляющего электрода со сторо- ны анода. Четырехслойный ди- од можно включать даже при напряжениях, меныпих напря- жения переключения Us, но, однако, при токах, превышаю- щих удерживающий ток /н. Вариант включения четырех- слойного диода, обеспечиваю- щий ему возможность двух ус- тойчивых состояний (состояние запирания и состояние отпира- ния), называется прямым, при этом анод положителен от- носительно катода. Для дио- дов с обратным включени- ем (анод отрицателен относи- тельно катода) характеристи- ческой величиной является об- ратное напряжение прерыва- ния Uab, получаемое в виде суммы напряжений прерывания обоих слоев S1 и S2. При об- ратном включении четырех- слойный диод заперт. Обрат- 72 ное напряжение прерывания превышать нельзя. Как и с помощью триггеров, на основе четырехслойных ди- одов можно собрать регистр сдвига. Эти диоды использова- ны, например, для решения за- дач декодирования в аппарату- ре дистанционного управления Varioprop. Особенностью этой аппаратуры является то, что супергетеродинный приемник п каскад синхронизации собраны в отдельном (основном) моду- ле. Счетные каскады регистра сдвига по одному или по два размещаются в одно- или двух- канальных модулях сервоме- ханизмов, куда входит также и соответствующая сервоэлект- роника. Эти одно- и двухка- нальные модули с помощью штекерных разъемов соединя- ются с основным модулем. Та- ким простым способом можно получить аппаратуру дистан- ционного управления, имею- щую от одного до шести кана- лов передачи (рис. 61). По сравнению с описанными выше образцами аппаратуры дистанционного управления в аппаратуре Varioprop исполь- зован совершенно другой метод синхронизации, в то время как методы кодирования одинако- вы. .Информация о пропорцио- нальности команд заключена в изменяемой длительности им- пульса (1,6±0,65 мс). Благо- даря этому схема обработки импульсов также имеет некото- рые отличия (рис. 62). Сигнал, принятый супергетеродинным приемником и демодулирован- ный, формируется триггером Шмидта, собранным на тран- зисторах Т101 и Т102, в им-
Рис. 61 Приемник аппаратуры Varioprop в модульном исполнении пульсы правильной формы. Разделение канальных и син- хронизирующих импульсов производится на коллекторе транзистора Т104. Конденса- тор Ct 10 через диод D102 за- ряжается удлиненным (КЗ мс) импульсом манипуляции и раз- ряжается в паузе до прихода следующего импульса через резистор R119 и участок база- эмиттер транзистора Т107. Следующие короткие им- пульсы манипуляции заряжа- ют конденсатор С110 через ди- од D102. Из-за значительно меньшей длительности импуль- сов, составляющей примерно 0,2 мс, потенциал конденсато- гора С НО возрастает, но лишь незначительно, поэтому только удлиненный импульс манипу- ляции, равный 1,3 мс, появля- ется на коллекторах транзис- торов TI07 и TI08 в качестве синхронизирующего импульса Выделенный синхронизиру- ющий импульс дифференциру- ется /?С-цепочкой С115, R125 и подается на вывод / разъе- ма Ви 102. На схеме рис. 63 этот импульс изображен в ви- де запирающего импульса. Полная последовательность импульсов на коллекторе тран- зистора Т104 дифференцирует- ся /?С-цепочкой С113, R120 Диод D103 запирается положи- тельными остроконечными им- пульсами, поэтому полная по- ел едо ва тел ь ноет ь отр и ца тел ь- пых канальных импульсов по- ступает на вывод 3 разъема Ви102. Канальные импульсы, последовательно переключаю- щие регистр сдвига, на рис. 63 обозначены как отпирающие импульсы. Через вывод 1 разъема Ви102 аноды четырехслойных диодов соединены с общим проводом. Отрицательный пик синхронизирующего (запира- ющего) импульса соответству- ет заднему фронту импульса длительностью 1,3 мс. Этот от- рицательный пик через общий проводник (вывод / разъема Ви102) синхронизирует ре- гистр сдвига, манипулируя все- ми четырехслойными диодами схемы. Благодаря срабатыванию регистра сдвига под воздейст- вием следующего (запираю- щего) импульса на выходе ка- нала / появляется отрицатель- ный передний фронт каиаль- 73
а) Вход сигнала с частотой 27tiro, *®шшя ©гишл®^/ . — +3,ЦВ (5) -|Л-Д— о в г г --з,чв ®rmvr~^0BB 8SX68C BS168C ЕВС ВСЕ Выводы транзисторов Рис. 62 Импульсный блок приемника mini-Su- perhet (Varioprop): а— принципиаль- ная схема; б — осциллограммы при напряжении несущей частоты I мВ на антенном входе
Запирающий импульс Ви 102 1_У J_y Отпирающий импульс j у следующего каскада следующего каскада Отпирающий импульс Ви 101 9,8В \0,75В К121 8 ч» й 5,1 к LT101 BRY39 ТГканал 1 ТШ BRY39 97т 90в \ С106 9,7т 008 R115 1к С108 30 \т + спз \ „„"Г 22,0 , 'Г 68 \R111 5/л R112 к сервомеханизму - 6 -A- -L- 6 fit Канал21Г 9,88 © 6 к сеР8омеханизпУ х^о^Х К Рис. 63 Регистр сдвига, собранный на четы рехслойных диодах для двухканаль ного модуля аппаратуры дистанцион- ного управления ного импульса. Следующий отрицательный пик последова- тельности отпирающих им- пульсов, поступающих через вывод 3 разъема Ви102, вклю- чает первый счетный каскад. За счет этого на выходе кана- ла / появляется положитель- ный (задний) фронт канально- го импульса. Одновременно этот фронт дифференцируется цепочкой С106, R111 и вклю- чает второй счетный каскад. Описанный процесс повторяет- ся каждым импульсом манипу- ляции во всех последующих каскадах регистра счета. Та- ким образом, состояние L, ко- торое соответствует канально- му импульсу, сдвигается от вы- хода одного канала к выходу следующего и в такой форме проходит через весь регистр сдвига. Следовательно, синхро- низация работы регистра сдви- га с работой импульсного бло- ка передатчика осуществляется именно синхронизирующими импульсами манипуляции, име- ющими длительность 1,3 мс. Четырехслойные диоды пред- ставляют собой специальные схемные элементы. Они выпу- скаются лишь небольшими партиями и достаточно дороги Учитывая это, некоторые изго- товители аппаратуры дистан- ционного управления заменяют их в импульсных блоках прием- ников равноценными нм схема- ми, состоящими из транзисто- ров со вза и модопол н я ющи м и структурами. Такой подход ис- пользован, например, в аппа- ратуре Rowan, Siniprop, Rob- be. Работу регистра сдвига, соб- ранного на схемах, заменяю- щих четырехслойные диоды, можно рассмотреть на приме- ре аппаратуры дистанционно- го управления Start dp (рис 64) Поступающая после- довательность импульсов ма- нипуляции чер4з транзистор T9 отрицательно заряжает 75
С+58 != Рис. 65 Импульсные лиги рам мы схемы, пред- ставленной на рис 64 конденсатор С20. Благодаря этому на базу транзистора Т10 подается отрицательное на- пряжение н этот транзистор теперь может работать как выключатель, т. е. импульсы манипуляции могут закрывать Т10. Первый /.-//-фронт диф- ференцируется /?С-цепочкой С21, R31. Пик импульса через диод D3 поступает на базу транзистора Т12 и переключа- ет первый счетный каскад в проводящее состояние. Следу- ющий импульс манипуляции снова запирает первый каскад и переключает второй каскад в проводящее состояние. Этот процесс повторяется во всех пяти счетных каскадах (рис. 65 и 66). Во время синхронизирующей 76
Рис. 66 Осциллограммы схемы, представлен- ной на рис 64 . а - последователь- ность импульсов в контрольной точке MP4: б — синхронизирующий им- пульс в точке МР7; в — последова- тельность импульсов манипуляции в точке MP3; г—импульс на каналь- ном входе, точка МРИ паузы между последовательно- стями импульсов манипуляции, длящейся более 6 мс, конден- сатор С20 заряжается через резисторы R28 и R29. За счет этого транзистор Т10 закрыва- ется, все аноды (эмиттеры р-л-р-транзисторов) схем, за- меняющих чстырехслойные ди- оды, замыкаются на массу, а все счетные каскады приходяi в состояние готовности к счет\ независимо от того, в каком состоянии они до того находи- лись. Этим осуществляется синхронизация регистра сдви- га, так как только следующий L-W-фронт первого канального импульса может снова «запу- стить» регистр сдвига. Такое устройство декодиро- вания работает очень надежно, даже при снижении напряже- ния питания. Оно многократно оправдало себя на практике. 77
3.3.3. Исполнительные механизмы для цифровой аппаратуры пропор- ционального управления При приеме команды на соот- ветствующем канальном выхо- де импульсного блока приемни- ка появляется изменяемый по длительности (1,6±0,6 мс) ка- нальный импульс. Задачей ис- полнительного механизма яв- ляется преобразование этого пропорционального импульса в требуемую физическую вели- чину. В зависимости от назна- чения это может быть усилие перекладки для получения оп- ределенного угла отклонения руля, тяговое усилие для выби- рания шкота или величина ра- бочего напряжения для элект- родвигателя, обеспечивающая заданную частоту его враще- ния. В соответствии с задача- ми исполнительные механизмы можно разбить на следующие группы: Рулевые, или перекладоч- ные, сервомеханизмы. Эти сер- вомеханизмы обеспечивают пропорциональность угла или пути перекладки руля на моде- ли углу отклонения ручки уп- равления на передатчике при сохранении усилия перекладки в течение всего процесса уп- равления. Силовым элементом в таких сервомеханизмах яв- ляется вращающийся диск или ползун. Эти сервомеханизмы устанавливаются там, где при небольших путях перекладки (10—20 мм) требуются пере- кладочные усилия, не превы- шающие 15 Н (например, в рулевых устройствах, системах управления дроссельными за- слонками и т. д.). В дальней- 78 шем они будут называться ру- левыми сервомеханизмами. Парусные лебедки и пере- ключающие сервомеханизмы. В этих сервомеханизмах сило- вой двигатель управляется че- рез переключающий усилитель. Крутящий момент от двигате- ля к барабану лебедки переда- ется через редуктор. Парус- ная лебедка развивает усилие тяги до 60 Н при пути выборки троса до 200 мм. Управление ею может осуществляться про- порционально или дискретно («Включено» — «Выключено»). По такому же принципу рабо- тают и переключающие серво- механизмы, применяемые для управления медленными про- цессами, но требующими боль- ших усилий, например, для уп- равления механизмом. Регуляторы хода. Для про- порционального управления электроприводами предназна- чены специальные регуляторы хода. С их помощью крутящий момент или частоту вращения ходового электродвигателя, ра- ботающего в любом направле- нии, можно изменять пропор- ционально углу отклонения ручки управления на передат- чике. Поэтому точнее было бы называть их регуляторами час- тоты вращения. Рулевые сервомеханизмы (аналого-цифровые). Эти сервомеханизмы состоят из серводвигателя, серворедук- тора, сервопотенциометра и соответствующей электронной аппаратуры (именуемой в дальнейшем сервоэлектрони- кой) Сервоэлектроника преоб- разует канальные импульсы в аналоговое рабочее напряже-
ние для приведения серводви- гателя во вращение в том или ином направлении. Поэтому такие сервомеханизмы и назы- ваются аналого-цифровыми. Серводвигатель вырабатыва- ет механическое усилие, кото- рое через редуктор (как пра- вило, имеющий передаточное отношение 200: 1), воздейству- ет на руль. Сервопотенциометр фиксирует необходимое для процесса регулирования фак- тическое значение X регулиру- емой величины, которое срав- нивается сервоэлектроникой с заданным передатчиком значе- нием По результатам срав- нения сервоэлектроника начи- нает процесс регулирования. Принцип действия рулевого сервомеханизма можно под- робнее рассмотреть на примере сервоэлектроннкн, собранной на дискретных схемных элемен- тах и потому удобной для са- мостоятельного изготовления. Она состоит из трех функцио- нальных групп: генератора опорных импульсов, каскада сравнения и мостового усили- теля (рис. 67). При дистанци- онном управлении на выходе импульсного блока приемника появляется положительный им- пульс, длительность которого точно соответствует углу от- Рис. 67 Блок-схема цифрового сервомеха- низма клонения ручки управления на передатчике. Чтобы преобразо- вать этот импульс в пропорци- ональный угол отклонения ру- ля, сервоэлектроника должна располагать собственным мас- штабом длительности для из* мерения или сравнения прихо- дящих импульсов управления. Таким масштабом являются генерируемые самой сервоэлек- троникой импульсы. Приходящий канальный им- пульс опрокидывает генератор опорных импульсов (представ- ляющий собой моностабильный мультивибратор), на выходе которого появляется опорный импульс противоположной по- лярности. Канальный и опор- ный импульсы суммируются в каскаде сравнения. Если дли- тельности обоих импульсов равны, то они взаимоуничто- жаются и на входе мостового усилителя не образуется ни- какого управляющего напря- жения — двигатель М не вклю- чается. Если теперь изменени- ем положения ручки управле- ния на передатчике изменить длительность канального . им- пульса с соответствующей ней- тральному положению испол- нительного механизма (1,6 мс) до соответствующей его край- нему положению (2,2 мс), то канальный импульс станет на 0,6 мс длиннее опорного. При этом на выходе каскада срав- нения появляется разностный импульс, который поступает на мостовой усилитель. Одно из плеч моста открывается, и сер- водвигатель начинает вращать- ся. С серводвигателем через ре- дуктор связан ползунок потен- 79
цнометра, определяющего дли- тельность импульсов генерато- ра опорных импульсов* Этот ползунок сдвигается работаю- щим серводвигателем до. тех пор, пока опорный импульс не будет иметь точно такую же длительность (2,2 мс), как и приходящий канальный им- пульс. При достижении такого состояния мостовой усилитель снова приходит в равновесие, и серводвигатель останавливает- ся. Такой же процесс регулиро- вания будет иметь место при поступлении канального им- пульса, более короткого, чем опорный. Но в этом случае сер- водвигатель будет вращаться в противоположном направле- нии. Чтобы процесс регулиро- вания проходил быстро п без «качаний», дополнительно пре- дусматривают электронную схему демпфирования. Рис. 68 Сервоэлектроника, собранная на ди- скретных схемных элементах и удоб- ная для постройки в любительских условиях Сопротивления резисторов R1 и R3 определяют величину пути перекладки и равны 2,2 - 10 кОм Генератор опорных импуль сов, представляющий собой мо- ностабильный мультивибратор, собран на транзисторах 77 и Т2 (рис. 68). Так как к этому генератору предъявляются осо- бые требования, он имеет неко- торые особенности по сравне- нию с обычными моностабиль- ными мультивибраторами. Об- ратная связь выполнена в виде /?С-цепочки С2, R19. Длительность импульсов должна устанавливаться дваж- ды: во-первых, для процесса сравнения и, во-вторых, для каждого процесса регулирова- ния при дистанционном управ- лении. Это осуществляется сле- дующим образом. С помощью резистора R4 генератор опорных импульсов устанавли- вается точно на среднюю дли- тельность импульса, равную 1,6 мс. Для автоматического регулирования сервоэлектро- ники предусмотрен потенцио- метр R2, с помощью которого можно изменять длительность импульса в пределах от 1,0 до до 2,2 мс. Пределы изменения длительности импульса и, сле- довательно, пределы изменения угла поворота ползунка потен- 80
Рис. 69 Импульсные диаграммы схемы, пред- ставленной на рис 68 циометра R2 и румпеля руля можно регулировать подбором сопротивлений резисторов R1 и R3. При увеличении сопро- тивлений обоих резисторов угол поворота также увеличи- вается. Поступающий через конден- сатор СЗ и диод D2 положи- тельный прямоугольный им- пульс переводит генератор опорных импульсов в неустой- чивое состояние (рис. 69 и 70). Время сохранения этого состо- яния и, следовательно, дли- тельность импульса зависят от номиналов резисторов Rl, R2, R3, R4 и конденсатора С2. Ве- личина R4 определяет рабочую точку транзистора Т1 и одно- временно среднюю длитель- ность импульса. Опорный импульс снимается с контрольной точки МР2 и че- рез резистор R10 поступает в точку сравнения MP3. Импульс управления, несущий пропор- циональную информацию, так- же подается в эту точку через резистор /?//. Сопротивления резисторов R10 и R11 выбира- ются так, чтобы амплитуды обоих импульсов были равны в точке MP3. Если теперь, поло- жительный импульс управле- ния и отрицательный опорный импульс имеют одинаковые длительности, то они взаимо- уничтожаются в точке MP3. Если же их длительности раз- личны, то на MP3 появляется положительный или отрица- тельный остаточный импульс. Положительный остаточный импульс открывает транзистор Т4 и усиливается, отрицатель- ный — открывает транзистор ТЗ. Усиленный импульс (точка MP4) в большей или в мень- шей степени — в зависимости от его длительности — заряжа- ет конденсатор С6. В результа- те получают преобразование длительности импульса в про- порциональное ей пульсирую- щее постоянное напряжение. Если же сигнал в точке MP3 отсутствует, то транзисторы ТЗ и Т4 остаются запертыми и напряжение в точке MP4 равно половине напряжения пита- ния. Оба плеча моста усилите- ля постоянного тока образова- ны транзисторами Т5, Т7 и Тб, Т8. Между выходом усилителя и средним выводом от батареи питания ( + 2,4 В) включен сер- водвигатель. Если оба транзи- стора Т7 и Т8 заперты, то через двигатель ток протекать не мо- жет, т. е. двигатель не враща- ется. Если длительность подавае- 6 Зак 718 81
Рис. 70 Осциллограммы схемы, представлен- ной на рис. 68: а канальный им- пульс контрольной точки Е. б про- дифференцированный канальный им- пульс точки МР1; в — опорный импульс в точке МР2; г- прямоуголь- ный импульс в точке MP3, д рас- тянутый прямоугольный импульс в точке MP4 мых на вход Е импульсов из- менилась, то процесс регулиро- вания производится следую- щим образом. Сигнал управле- ния опрокидывает генератор опорных импульсов Оба сиг- нала сравниваются в точке MP3 и выделяется остаточный импульс. Пусть он будет поло- жительным. Этот импульс от- крывает транзисторы Т4 и Тб, а транзистор Т5 запирает. В ре- 82
зультате транзистор Т8 откры- вается, а транзистор Т7 оста- ется запертым, т. е. ток может проходить через транзистор Т8, серводвигатель и источник питания. Двигатель начинает вращаться и через редуктор перемещает ползунок потенци- ометра R2. Вращение двигате- ля продолжается до тех пор, пока длительность опорных импульсов не станет равной длительности импульсов управ- ления. Тогда эти импульсы взаимоуничтожаются в точке MP3, и схема снова приходит в состояние равновесия. Серво- двигатель останавливается. В рассмотренном случае им- пульсы управления были длин- нее опорных, если же они ко- роче, такой процесс протекает в другом плече усилителя. При реализации процесса регулирования серводвигатель может совершать колебания, переходя через положение, за- данное командой. Ползунок по- тенциометра R2 при этом на- много отклоняется от заданно- го положения, длительность опорных импульсов также из- меняется и поэтому процесс ре- гулирования начинается в об- ратном направлении. В конце концов это приводит к тому, что рулевой исполнительный механизм постоянно совершает колебания относительно своего заданного положения. Вслед- ствие колебаний механизма ускоряются разряд батареи и износ редуктора. Средством борьбы с этим яв- лением является электронное демпфирование, которое обес- печивают возвратом — по ли- нии обратной связи — части напряжения двигателя на гене- ратор опорных импульсов. По- дача этого напряжения приво- дит к замедлению вращения двигателя при подходе его к по- ложению покоя, т. е. осуществ- ляет его демпфирование, кото- рое происходит только в про- цессе разгона или выбега сер- водвигателя, не оказывая вли- яния на скорость его вращения и на угол отклонения руля. Демпфирование производит- ся с помощью резистора R19. Для управления серводвига- телем в оконечном каскаде ус- тановлены два германиевых транзистора со взаимодополня- ющими структурами средней мощности, так как они имеют более низкое остаточное напря- жение (7се, чем кремниевые транзисторы. Благодаря этому транзисторы оконечного каска- да имеют температурную ста- билизацию и их рабочую точ- ку можно установить более точно. Эту задачу выполняют резисторы R17, R18 с предоко- нечным каскадом, собранным на транзисторах Т5 и Тб. Об- Рис. 71 Образец выполнения сервоэлектрони ки, схема которой представлена на рис. 68 83
разец блока сервоэлектрони- ки, собранного по схеме, изо- браженной на рис. 68, показан на рис. 71. Указания по настройке бло- ка сервоэлектроники (см. рис. 68). При подаче сигнала на вход и подключении сервопотенцио- метра (при отключенном дви- гателе) на осциллографе про- сматривают импульсы в конт- рольных точках. Если эти им- пульсы соответствуют импуль- сам, воспроизведенным на рис. 69 и 70, то подключают серводвигатель и замеряют по- требляемый им ток. В зависи- мости от типа двигателя ток должен иметь примерно следу- ющие значения: /ппл —10 мА (двигатель в состоянии покоя); 150 мА (двигатель вра- щается на холостом ходу). Если при правильной работе усилителя (по результатам проверки на осциллографе) серводвигатель всегда произ- водит перекладку руля до упо- ров, то необходимо или поме- нять полярность подключения двигателя или поменять места- ми выводы А и Е потенциомет- ра. Если процесс работы сер- водвигателя не изменяется, то направление его вращения можно поменять при одновре- менном переключении выводов двигателя и потенциометра. При нейтральном положении рулевого сервомеханизма пол- зунок потенциометра R2 дол- жен находиться примерно в се- редине резистивной дорожки. Точную установку нейтрально- го положения можно осущест- вить соответствующим подбо- ром резистора R4. Чтобы подо- брать этот резистор, вместо не- го следует установить потенци- ометр с номиналом 100 кОм, замерить сопротивление при нужном положении сервомеха- низма и затем заменить его од- ним или двумя постоянными резисторами. Таким образом, среднее время манипулирова- ния генератора опорных им- пульсов можно установить в пределах — в зависимости от варианта аппаратуры — от 1,5 до 1,7 мс. Номиналы элементов схемы, представленной на рис. 68, рассчитаны на среднее время манипулирования 1,6 мс. Пределы изменения длитель- ности опорных импульсов (±0,6 мс) могут быть установ- лены перекладкой руля на оп- ределенный угол и подбором соответствующих резисторов R1 и R3. Это дает возможность определять предельные углы перекладки руля с помощью сервоэлектроники. Сопротивления резисторов R1 и R3, указанные на схеме (рис. 68), являются средними. Если их уменьшить, то угол перекладки руля уменьшится, и наоборот — при их увеличе- нии угол увеличивается. Но при этом угол отклонения руля не должен быть слишком боль- шим, чтобы ползунок потенци- ометра или серворедуктор не доходили до упоров. Это отно- сится к случаю полного откло- нения ручек управления и под- стройки, расположенных на пе- редатчике. Продолжения рабо- ты сервомеханизма после дос- тижения им упора следует из- бегать, так как это приводит к повреждению редуктора, дви- 84
гателя или электронной схемы (транзисторов оконечного кас- када). Если рулевой сервомеханизм совершает колебания относи- тельно нейтрального положе- ния или слишком медленно подходит к этому положению (что соответствует слишком слабому или слишком силь- ному демпфированию), то из- менением сопротивления ре- зистора R19 можно найти оп- тимальное значение димпфиро- вания. Для этого сначала вмес- то R19 в схему устанавливают последовательно включенные потенциометр 1 МОм и посто- янный резистор 470 кОм. После окончания настройки замеря- ют необходимое сопротивление постоянного резистора R19. Различия в схемах серво- электроники, предназначенной для самостоятельного изготов- ления (рис. 68), и аппаратуры Start dp промышленного изго- товления (рис. 72) незначи- тельны. Следует лишь отме- тить, что для установки средне- го положения предусмотрен Рис. 72 Сервоэлектроника аппаратуры Start dp подстроечный потенциометр R1, а в качестве регулировоч- ного использован потенциометр R5 сопротивлением 1 кОм. Включение подстроечного по- тенциометра первоначально было применено в сервоэлект- ронике Tiny-Servos фирмы Simprop. В сервомеханизмах промыш- ленного изготовления серво- электроника в большинстве случаев собирается на одной небольшой плате и размещает- ся в одном корпусе с этим ме- ханизмом (см. рис. 79). Другое конструктивное ре- шение для размещения серво- электроники выбрано в аппа- ратуре дистанционного управ- ления Varioprop. В этой аппа- ратуре каскады регистра сдви- га (собранные на четырехслой- ных диодах) и сервоэлектрони- ка объединены в одном модуле. Благодаря этому канальные модули могут быть установле- ны на основном модуле, содер- жащем супергетеродинный приемник, и образовать прием- ник, имеющий до шести кана- лов передачи. За счет этого получено очень простое и от- носительно дешевое решение, позволяющее в зависимости от 85
необходимости получать аппа- ратуру, имеющую большее или меньшее количество каналов. Одноканальный модуль сер- вомеханизма, использованный в аппаратуре Varioprop, также выполнен на дискретных схем- ных элементах (рис. 73). Так как регистр сдвига выдает от- рицательные канальные им- пульсы, генератор опорных импульсов выполнен на крем- ниевых р-и-р-транзисторах. Ра- бота этой схемы ничем не от- личается от работы схемы, представленной на рис. 68, но- миналы схемных элементов этих схем отличаются очень мало. Исполнительный меха- низм соединяется с потенцио- метром через разъем Ви102. Соответствующий каскад реги- стра сдвига, собранный на че- тырехслойных диодах, выпол- 86
Рис. 74 Сервоэлектроника RPC 10, выполненная с использованием nnie- гральной схемы (аппаратура Rowan) Транзисторы Tl; Т4 типа 2N 4286-, Т2, ТЗ типа 2N 4288- Т5 типа MPS 6534, Тб типа MPS 6531 нен также в виде модуля. Следующим шагом в разви- тии сервоэлектроники было применение интегральных схем для выполнения отдельных функций. В сервоэлектронике аппаратуры RS6 фирмы Rowan генератор опорных импульсов выполнен с помощью одной интегральной схемы (рис. 74). Благодаря этому, а также бла- годаря использованию крем- ниевых транзисторов можно было значительно повысить эксплуатационную надежность этой аппаратуры. Количество внешних схемных элементов было сокращено. Так как в оконечном каскаде применены кремниевые транзисторы, этот каскад — несмотря на отсутст- вие схемы формирования на- пряжения смещения — имеет очень хорошую температурную стабильность. Во французском варианте аппаратуры инте- гральная схема типа UBA 991428Х заменена схемой типа MU 914 Расширяющийся рынок сбы- та электронной аппаратуры дистанционного управления моделями делает разработку специальных интегральных схем даже рентабельной. На- пример, двухканальный модуль сервомеханизма аппаратуры Varioprop включает специаль- ные интегральные схемы типа SAK 100 (рис. 75). Эти интег- ральные схемы выполняют все активные функции, вплоть до управления работой транзи- сторов обоих оконечных кас- кадов. Использование специ- альных интегральных схем не только увеличивает эксплуата- ционную надежность аппарату- ры дистанционного управле- ния, но и повышает точность отработки и повторимости команд сервомеханизмом. За счет точного режима переклю- чения, обеспечиваемого инте- гральными схемами типа SAK 100, сервомеханизм даже при малых путях перекладки руля развивает уже достаточные усилия 87
ЙУ n№Zg/ \\Ср.точка ~iy I XOamapeu' iy Отпирающий импульс следующего каскада Отпирающий хг—п—г- импульс \$R1O81к R11Z 5,1к Г™ tfOBh J± W mJ £ Bu 10t RI15-1K \C108 4,7t Л \± 30 'C113 -----22,068 ’А T105AC180 T \Z,ZK С102 ПО1 JW3$ R1O1 5,1k F R1OZ\ ,a >RW3 ? \4,3K СЮ1 'cii$ 1rhi 0,7T у 6,8k Ш1102 ±T103 AC180 AC18ll ACL53 AC176\ Ou 103 R1O427OK частота m , 270k 0104 0,1/100E R1O7 Г 0103- 5Z0 Y 1 bo W ,A77J 6,8 Т1 CIO9 560 ( ____500В A A//«7 \2,Zk u 8и 104 R1UZ7O Ч\5о? Частота J-pyk ‘ , Z70ku cm 0.1/100 в и I RIZO № C11O X 6ZO4 22,01 i_________I 6 в С1О7„пп ~0,22\_ rOOOOOOO, QbJ R114 4,3 К flrioo AC 101 AC 176 E 8 С к paснал точка Выбоды транзистора Й К BRY39 Видсдерху 14 1312111098 1234561 Рис. 75 Двухканальный модуль сервомеханизма, выполненный с использованием специальных интегральных схем типа 5ДК ЮО (аппаратура Varioprop) Осциллограммы получены при среднем положении ручки управления и при подключенной рулевой машинке Рис. 76 Сервоэлек! ронпка, выполненная с при- менением интс тральной схемы ти- па WE 3141 (аппа- ратура Multiplex) Дальнейшее развитие элект- роники привело к появлению в 1975 г. сервоэлектроники, пол- ностью собранной на инте- гральной схеме лишь с неболь- шим количеством внешних схемных элементов (рис. 76). Специальная интегральная схема типа WE 3141 содержит цифровую сервоэлектронику, 88 включая оконечный каскад, ко- торый выполнен в виде моста, благодаря чему отпадает необ- ходимость в подключении к средней точке аккумулятора (4-2,4 В). Эта сервоэлектрони- ка обеспечивает точность отра- ботки команд порядка 0,5%. Точность отработки и повтори- мость команд сервомеханизма
определяются теперь механиче- скими параметрами (зазорами в редукторе, трением) и пара- метрами канала передачи сиг- налов (полосой пропускания, автоматической регулировкой усиления). Специальная инте- гральная схема типа WE 3141 очень хорошо зарекомендова- ла себя на практике, поэтому эта схема пли ее эквиваленты все больше применяются при изготовлении аппаратуры дис- танционного управления. Выбором соответствующих значений для R3, С2, R4 и СЗ можно регулировать среднюю длительность опорного импуль- са и,следовательно, определять среднее и крайние положения сервомеханизма. /?С-цепочкп R5, С4, R8 и R6, С5, R7 растя- гивают остаточные импульсы Параметры этих цепочек вы- браны так, чтобы серводвига- тель включался даже при са- мых коротких остаточных нм пульсах и, таким образом, точ- ность отработки команд и мерт- вая зона оставались в задан- ных пределах. Сопротивления резисторов R9 и R10 опреде ляют интенсивность демпфиро- вания двигателя при подходе его к заданному положению. Их выбирают так, чтобы двига- тель останавливался быстро, но без колебаний, а сервомеха- низм не колебался относитель- но заданного положения. При постройке рулевых сер- вомеханизмов приходится ре- шать ряд проблем. Поэтому для моделистов, интересую- щихся самостоятельной пост- ройкой этих важных узлов ап- паратуры дистанционного уп- равления, следует назвать эти проблемы и перечислить кон- струкции, оправдавшие себя на практике. Требования, предъявляемые к рулевым сер- вомеханизмам, довольно раз- личны в зависимости от усло- вий их применения. Управле- ние небольшой медленно дви- жущейся моделью судна не предъявляет таких высоких требований к качеству этих механизмов, как, например, управление скоростной и слож- ной радиоуправляемой мо- делью самолета. Предъявляе- мые к сервомеханизмам требо- вания можно свести к следую- щим пунктам: высокие механическая проч- ность и внбропрочность; большой срок службы (боль- шое число рабочих циклов); большое усилие перекладки (от 10 до 15 Н) или момента перекладки (от 10 до 15 Н • см) при малом времени этого про- цесса (от 0,3 до 0,5 с на весь путь перекладки); малые зазоры при неболь- шом трении; самостопореиие; большая точность отработки и повторимости команд (бо- лес 1%); возможность получения пол- ного усилия перекладки даже при малом ее пути, малые температурный дрейф и уход напряжения (менее 2%). Это перечисление можно бы- ло бы продолжить, но безу- словно важные критерии уже указаны выше. Два последних требования могут быть удов- летворены в основном с помо- щью электронной аппаратуры 89
Здесь следует лишь указать на проблемы, возникающие при необходимости обеспечить точность отработки команды, не превышающую 1%. Чтобы рулевой сервомеханизм не со- вершал колебаний относитель- но заданного положения (за- данного угла или пути пере- кладки) или относительно ней- трального положения, он дол- жен иметь, с одной стороны, эффективное электронное демпфирование и, с другой стороны, мертвую зону. Не- смотря на эффективное демп- фирование, каждый сервомеха- низм должен обладать зоной выбега, равной половине его мертвой зоны. Сервомеханизм не должен включаться, пока перемещения ручки управления на передат- чике не выходят из пределов мертвой зоны. Но при выходе ее за пределы зоны должно быть сразу же развито полное усилие перекладки. Это усилие в аналого-цифровых сервоме- ханизмах зависит от напряже- ния, подаваемого на двигатель. Но при небольшом отходе руч- ки управления от мертвой зо- ны напряжение, подаваемое на двигатель, невелико и достига- ет полной амплитуды только при определенной разнице между длительностями каналь- ного и опорного импульсов. Другими словами, требование к аналого-цифровым сервоме- ханизмам, согласно которому они должны развивать полное усилие перекладки при ее ма- лом пути, не может быть вы- полнено. Иное дело — чисто цифровые сервомеханизмы. Здесь на сер- 90 водвигатель поступает им- пульсное напряжение, достига- ющее полной амплитуды сра- зу же после выхода его из мертвой зоны. Следовательно, цифровой сервомеханизм при выходе из мертвой зоны вра- щается с полным усилием. По- этому такие сервомеханизмы должны иметь очень эффектив- ное и точно регулируемое демп- фирование. Из сказанного выше можно также сделать вывод о том, что мертвая зона цифрового сер- вомеханизма не должна быть очень малой, так как при ма- лой мертвой зоне возникает опасность появления колеба- ний в процессе управления. В современных цифровых серво- механизма,х мертвая зона электронной схемы составляет менее 0,5%, что с учетом зазо- ров в серворедукторе и других влияющих факторов позволяет получать точность отработки команд более 1%, или точность установки управляющего дис- ка (или ползуна) в заданное положение порядка 0,1 — 0,2 мм. Более жесткие требова- ния вряд ли могут быть удов- летворены при приемлемых за- тратах, так как они не будут означать заметного прогресса в технике управления моделя- ми на расстоянии. Рулевой сервомеханизм дол- жен быть настолько прочным, чтобы надежное управление моделью было обеспечено при вибрации, вызываемой ее дви- гателем, а также при падениях и жестких посадках модели. Современный сервомеханизм, имеющий встроенную элект- ронную схему, проверяют на
вибропрочность при перегруз- ке 30g (g = 9,81 м с 2) и часто- те от 0 до 300 Гц в течение бо- лее 60 мин. Критическими точ- ками являются места подвески или крепления сервомеханизма и серводвигателя. Поэтому крепежный фланец должен быть малогабаритным, а серво- механизм следует устанавли- вать на резиновых прокладках (рис. 77—82). Очень прочное крепление получают при про- пускании крепежных винтов через корпус (рис. 83), кото- рый получают литьем из уда- ропрочной пластмассы. Срок службы сервомеханиз- ма при эксплуатации, отве- чающей условиям инструкции (отсутствие ударов, неправиль- ных включений источника пи- тания, перегрузок и т. д.), оп- ределяется главным образом сроком службы серводвигателя и потенциометра. Наиболее важными факторами при этом являются число рабочих цик- лов и требуемый путь пере- кладки. Целесообразно поэто- Рис. 77 Пропорциональный сервомеханизм Servomatik 15 Prop без электронной схемы Рис. 78 Пропорциональный сервомеханизм с электронной схемой (аппаратура Microprop): 1 — верхняя часть корпу- са, 2 — ползун, 3 оси, 4 — зубча тое колесо 4, 5 зубчатое колесо 3, 6 — зубчатое колесо 2, 7 замыкаю- щая пластина, 8 зубчатое колесо /, 9 — зубчатое колесо «5, 10 рама сервомеханизма, 11 серводвигатель, 12 — потенциометр, 13 крепежный винт, 14 нижняя часть корпуса му руль и элементы передачи усилия конструировать так, чтобы снизить потребные уси- лия (например, использовать балансировочный руль, устра- нить источники трения или за- цепления в рычажном меха- низме и т. д.). Серводвигатели представля- ют собой специальные малога- баритные электродвигатели, 91
начинающие работу при пода- че на них напряжения 1 В и развивающие номинальный крутящий момент при подаче 2 В. Наиболее важными тре- бованиями к ним являются требования относительно меха- нической прочности, вибро- прочности и срока службы. Номинальные крутящий мо- мент и частота вращения опре- деляют конструкцию редукто- ра. При этом во всех случаях приходится идти на компро- мисс между путем и скоростью перекладки. Оправдало себя передаточное отношение между осью двигателя и валом потен- циометра (чаще всего этот вал является одновременно и ва- лом привода) порядка 200: 1. При необходимости получать усилие перекладки более 10 Н серворедуктор должен иметь большее передаточное отноше- ние, что при том же серводви- гателе приводит к большему времени перекладки руля. При- менение зубчатых колес позво- ляет изменять передаточное от- ношение даже при использова- нии одного серворедуктора. Например, в сервомеханизме, Рис. 79 Установка электронной схемы в кор- пусе сервомеханизма Рис. 80 Пропорциональный сервомехани <м Super-lS-Servo с электронной схемой (аппаратура Multiplex) Габариты 46X40X22 мм, масса 55 г / вин ты крепления крышки, 2 винт креп ления управляющего сегмента, 3 управляющий сегмент, 4 крышка. 5 - зубчатое колесо привода, 6 вал, 7 - зубчатое колесо 3, 8 зуб чатое колесо 2, 9 зубчатое колесо /. 10—рама сервомеханизма. 11 из- менение направления вращения по- средством перестановки зубчатого ко- леса, 12 штекер, 13 резистивная дорожка, 14 ведущее зубчатое ко- лесо, 15 — ползунок, /6 плата пол- зунка, 17 двигатель, 18 соедини тельная колодка. 19 электронная схема, 20 корпус 92
Рис. 81 Пропорциональный миниатюризиро- ванный сервомеханизм IS-Mikro Servo с электронной схемой (аппаратура Multiplex). Габариты 38x31x19 мм, масса 35 г: / — винты крепления крышки, 2—винт крепления управ- ляющего диска, 3—управляющий диск, 4 — крышка, 5 — зубчатое ко- лесо привода, 6 — вал, 7 — зубчатое колесо 3, 8 — зубчатое колесо 2, 9 — зубчатое колесо /, 10 — рама серво- механизма, // — резистивная дорож- ка, 12 — штекер, 13 — ползунок. 14 - плата ползунка, 15 — двигатель (II Ом), 16 -электронная схема 17 корпус показанном на рис. 80, пере- становкой одного зубчатого ко- леса можно получить редукто- ры нормального и усиленного вариантов, имеющие: в нормальном варианте кру- тящий момент 17 Н-см, а вре- мя перекладки 0,3 с; в усиленном варианте кру- тящий момент 35 Н-см, а время перекладки 0,9 с. Серворедукторы в большин- стве случаев выполняют с ци- линдрическими зубчатыми ко- лесами (рис. 78—81), в редких случаях—в виде планетарной передачи (рис. 82). Если зуб- чатые колеса расположены од но за другим, то получают уд линенную конструкцию, в кото- рой под основной панелью ре- дуктора вместе с серводвига- телем предусмотрено место для сервоэлектроники (рис. 79). Зубчатые колеса чаще всего изготавливают литьем из само- смазывающихся пластмасс. Ес- ли зубчатые колеса, имеющие очень различные диаметры, расположены друг над другом в нескольких уровнях (рис. 78, 80 и 81), то получают довольно компактную конструкцию. Чем меньше зубчатых колес имеет серворедуктор, тем меньшим может быть его суммарный за- зор, благодаря чему при тех же допусках на механическую об- работку он будет обладать меньшим зазором и меньшим трением. С этой точки зрения хорошим является редуктор, показанный на рис. 81. Редук- тор же сервомеханизма, пока- занного на рис. 7", из-за мало отличающихся по диаметру зубчатых колес и поэтому из-за большого числа этих колес 93
имеет относительно большой суммарный зазор. Требования, касающиеся суммарного зазора, не следует слишком преувеличивать. По- лучение малых зазоров требу- ет малых допусков на механи- ческую обработку, что значи- тельно удорожает редуктор. Кроме того, редуктор, имею- щий малые зазоры, очень скло- нен к «заеданиям», причиной которых могут быть малейшие загрязнения или небольшие разрегулировки. Но «заедания» нежелательны в любом случае, гак как они снижают эффек- тивное усилие на руле и ведут к перегрузке серводвигателя, сервоэлектроники, а также ба- тареи, укорачивая время ее ра- боты. Самостопорение серводвига- теля может быть выполнено без специальных устройств, так как в отличие от рулевых ма- шинок аппаратуры дискретно- го дистанционного управления, возвращаемых в нейтральное положение с помощью пружин, серводвигатель жестко связан с редуктором. Силы, действу- ющие на руль при движении модели в воздухе или в воде, не так велики, чтобы извне изменить положение сервоме- ханизма. Чтобы это случилось, серводвигатель должен был бы иметь редуктор с передаточным отношением 1 : 200. При этом внешние силы вначале должны согнуть управляющую тягу или рычаг руля. Конструктивно сервомеха- низмы различаются также по типу передачи управляющего усилия. Простейшим устройст- вом является вращающийся 94 привод, в котором управляю- щий диск или управляющий рычаг закреплен на оси потен- циометра (см. сервомеханиз- мы на рис. 77, 80—82). С целью экономии места в авиамоделях были разработа- ны сервомеханизмы с управля- ющими ползунами для получе- ния поступательного движения (рис. 83). Сервомеханизм, по- казанный на рис. 78, в этом от- ношении является универсаль- ным, так как он оснащен как вращающимся диском, так и ползунами. Рулевые сервоприводы раз- личаются также размещением сервоэлектроники — в корпусе сервомеханизма или вне его. В корпусах сервомеханизмов, показанных на рис. 79—81, предусмотрено место для элек- тронной схемы. А сервомеха- низмы, показанные на рис. 82 и 83, не имеют места для ее размещения, поэтому серво- электронику в виде отдельного модуля (рис. 61) устанавлива- ют на основной модуль, содер- жащий супергетеродинный приемник. Оба варианта, т.е. размещение сервоэлектроники в корпусе сервомеханизма и объединение ее с приемником (в одном корпусе или с по- мощью штекерного разъема), пригодны для дальнейшего усо- вершенствования аппарату- ры. Но установка сервоэлект- роники в сервомеханизме зна- чительно удорожает его. Пе- рестановка приемника с одной модели на другую может быть произведена относительно легко и быстро, если сервоме- ханизмы не оснащены элект- ронными схемами и могут
Рис. 82 Пропорциональный сервомеханизм mini Servo с рулевым рычагом, без электронной схемы (аппаратура Va- rioprop) Габариты 35X18X33 мм. масса 40 г Рис. 83 Пропорциональные сервомеханизмы с управляющими ползунами, без элек- тронных схем (аппаратура Variop- rop): большой сервомеханизм, габа- риты 60x23x27 мм. масса 50 г (вверху) и малый сервомеханизм Micro Servo 0,5, габариты 45Х29Х Х19 мм. масса 33 г (внизу) быть оставлены на моделях. Размещение сервоэлектрони- ки в сервомеханизме снижает массу и размеры приемника. Переключающие усилители Если с помощью исполнитель- ного механизма необходимо получать большие пути или усилия перекладки (или то и другое одновременно), напри- мер при управлении парусом пли при работе подъемного механизма, то рулевых серво- механизмов здесь будет уже недостаточно. Но посредством небольшого изменения серво- электронику можно превра- тить в переключающий уси- литель, с помощью которого на серводвигатель можно по- давать повышенную мощ- ность, так как вместо транзи- сторов в оконечном каскаде теперь установлены реле. В отличие от сервоэлектрони- ки переключающий усилитель подает на двигатель не пуль- сирующее постоянное напря- жение, а точно включает или отключает подачу рабочего напряжения. С помощью переключающе- гося усилителя можно путь перекладки сделать пропорци- ональным отклонению ручки управления на передатчике. Из схемы, изображенной на рис. 84, видно, что переключа- ющий усилитель сильно отли- чается от сервоэлектроники (рис. 68). Транзисторы Т1 и Т2 образуют генератор тактовых импульсов. Каскад сравнения, собранный на транзисторах ТЗ и Т4, остался почти неиз- менным. Однако к этому кас- каду подключен не усилитель 95
со средней точкой, а два пере- ключающих транзистора Т5 и Тб. В точке МР2 производит- ся сравнение положительного входного импульса и отрица- тельного опорного импульса. Положительный или отрица- тельный остаточный импульс управляет — в зависимости от своей полярности — транзисто- ром ТЗ или Т4 Усиленные та- ким образом импульсы заря- жают конденсатор Сб или С7 и сглаживаются за счет этого. Благодаря этому управление транзистором Т5 или Тб про- изводится мало пульсирую- щим током. Емкости конденсаторов Сб и С7 оказывают влияние на ширину диапазона срабаты- вания, на которую необходи- мо сдвинуть ручку управле- ния на передатчике из ее ней- трального положения, чтобы произошло притягивание яко- ря реле. Параллельно обмот- кам реле включены диоды, которые снимают пики напря- жения, появляющиеся при включении реле, и за счет это- го предотвращают пробои пе- реключающих транзисторов. Незначительное изменение по сравнению со схемой на рис. 68 внесено в схему вклю- чения потенциометра R4, даю- щего фактическое значение X для процесса регулирования. Такое включение потенциомет- ра использовано в сервоэлек- тронике аппаратуры дистанци- онного управления Simprop. Здесь нет необходимости в двух резисторах (R1 и R3), (см. рис 68), но за счет этого ограничены возможности на- 96 стройки. Потенциометр обыч- но включают таким способом в тех случаях, когда он закреп- лен на плате. Переключающий усилитель может быть выполнен в двух вариантах. Если потенцио- метр R4 должен быть введен в схему в качестве подстроеч- ного регулятора и установлен на плате, то с его помощью можно подстраивать среднюю длительность опорных импуль- сов. Если канальный импульс длиннее опорного, то остаточ- ный импульс будет положи- тельным и транзистор Т4 от- крывается. Вследствие этого открывается транзистор Тб и притягивается якорь реле Р2. Наоборот, если канальный им- пульс короче опорного, то ос- таточный импульс становится отрицательным, открываются транзисторы ТЗ и Т5 и притя- гивается якорь реле Р1. При отклонении ручки уп- равления на передатчике от его среднего положения притяги- вается якорь одного из реле При отклонении ручки управ- ления в противоположном направлении срабатывает дру- гое реле. Таким образом, с по- мощью переключающего уси- лителя такого варианта мож- но довольно удобно управлять ходовым двигателем модели, например, судна, подавая на нее команды «Вперед», «Стоп» и «Назад», включать подъем- ный механизм или выполнять другие простые функции пере- ключения. Аппаратура пропор- ционального управления име- ет более широкие возможно- сти. В отличие от аппаратуры дискретного дистанционного
Рис. 84 Переключающий усилитель для па- русной лебедки управления, для которой до- статочно выполнения только функций переключения, она может выполнять и функции управления. Если более длинный путь пе- рекладки при повышенном уси- лии ее должен быть пропорци- онален углу отклонения ручки управления на передатчике, то потенциометр R4 должен быть связан с серводвигателем че- рез редуктор. Но для облегче- ния настройки делитель на- пряжения Rl, R2, R3 рекомен- Рис. 85 Сервоэлектроника с релейным вы- ходным каскадом дуется сохранить таким же, как и на схеме рис. 68 (вместо схемы включения потенцио- метра R4, показанной на рис. 84). Переключающий усили- тель (рис. 84) может быть со- бран при относительно малом количестве схемных элементов, но недостатком его является довольно широкая мертвая зо- на, из-за которой ухудшается точность управления. Этот не- достаток устраняется при ис- пользовании сервоусилителя с релейным выходом (рис. 85), одинаково пригодным как для выполнения функций пере- ключения (переключения подъемных механизмов, пода- чи команд на ходовой двига- тель, лебедки и т. д.), так п для выполнения пропорцио- нальных команд при больших 7 Зак 718 97
6В Р1 Ф2В 11 (1) серый 60301 ❖ (3) краем. 172 3 60301 Р2 Фгв -I Двигатель лебедки п (типа „Моноперм, R5 60) 1,1(5,1) J Рис. 86 Дополнительный релейный каскад для сервоэлектроники аппаратуры Start dp (в скобках даны обозначе- ния для аппаратуры Varioprop) усилиях (например, при пода- че команд на парусную лебед- ку). Если в аппаратуре дистанци- онного управления сервоэлек- троника выполнена отдельно от сервомеханизма, то ее мож- но дополнить выходным ре- лейным каскадом. На рис. 86 показан дополнительный кас- кад Для аппаратуры Start dp и Varioprop, для которой номера клемм заключены в скобки. Потенциометр R5 для аппара- туры Varioprop должен иметь сопротивление 5 кОм/l Вт. В зависимости от того, ка- кое плечо усилителя работает в данный момент, на выводы 1^4 сервоусилителя (рис. 72) подается напряжение +2,4 или —2,4 В. Транзисторы Т1 и Т2, включенные в качестве диодов, предотвращают одно- временное притягивание яко- рей ОбОЙХ реле. Если вывод / Имеет положительный потен- циал, то транзистор Т1 заперт и якорь реле Р1 притянут, в то время как транзистор Т2 от- крыт и, следовательно, якорь реле Р2 отпущен. Если же вы- вод 1 имеет отрицательный по- тенциал, то транзистор Т1 от- крыт, Т2 закрыт и якорь реле Р2 притянут. Таким образом, из одного пропорционального канала практически получе- ны два дискретных канала, подобные используемым в ап- паратуре дискретного дистан- ционного управления. Оба ре- ле и потенциометр R5 (соот- ветствующий потенциометру R5 на рис. 72) соединяются с сервоэлектроникой с помощью пятиполюсных штекеров, как и исполнительные механизмы. Для этого переключающего усилителя также возможны два варианта применения. Если потенциометр R5 вклю- чен в схему в качестве под- строечного, то с его помощью можно регулировать длитель- ность опорных импульсов. Тогда остаточный импульс, получаемый в виде суммы опорного и канальных импуль- сов, может приводить к притя- гиванию якоря или реле (Р1 или Р2). Якорь реле остается притянутым до тех пор, пока изменение положения каналь- ного потенциометра снова не приведет к уравниванию дли- тельностей канального и опор- ного импульсов. При таком варианте пере- ключающего усилителя парус- ная лебедка работала бы не- пропорционально и ход выби- рания шкота пришлось бы ограничивать с помощью кон- цевого выключателя. Поэтому для использования преиму- ществ аппаратуры дистан- ционного управления потен- циометр R5 следует связать с
двигателем лебедки через редуктор. В результате про- цесс регулирования, осущест- вляемый с помощью серво- элекТроники, дополнительного релейного каскада и двигате- ля, является подобным про- цессу, осуществляемому с по- мощью сервомеханизма. Вве- дение реле позволяет пода- вать на двигатель значитель- но большую мощность. Этот вариант переключающего уси- лителя используется в парус- ных лебедках. Если отклонением ручки уп- равления изменить длитель- ность канальных импульсов, то якорь одного из реле притя- нется. Двигатель лебедки бу- дет вращаться до тех пор, пока опорные импульсы, определя- емые сопротивлением потенци- ометра R5, не сравняются по длительности с канальными. При этом положение переклад- ки руля будет пропорциональ- но отклонению ручки управ- ления. Производя расчет допол- нительного релейного каска- да, следует иметь в виду, что тип реле определяется током переключения, который дол- жен быть подан на исполни- тельный механизм. Для сни жения высокочастотных помех реле не следует перегружать. Необходимо также снабжать их эффективными помехопо- давляющими устройствами. Поэтому для выбора типа ре- ле нужно знать, какие токи не- обходимо переключать. Парусные лебедки представ- ляют собой специальные аг- регаты, которые должны на- страиваться в соответствии с требованиями, различными в каждом конкретном случае. Поэтому моделистам рекомен- дуется самостоятельно стро- ить эти лебедки, используя го- товые редукторы от часов, счетчиков и т. п., а также ре- дукторы самостоятельного Из- готовления (рис. 87). Парусная лебедка предна- значена для управления пару- сом модели яхты пропорцио- нально положению ручки уп- равления на передатчике. Как правило, она должна быть рас- считана на выборку или отда- чу шкота длиной 150—200 мм. Поскольку парус испытывает также давление ветра, лебедка должна быть самостопорящей- ся, развивать соответствующее усилие и выбирать или отда- Рис. 87 Парусная лебедка: 1 ~ тросовый бара- бан, 2 - промежу- точная зубчатая пе- редача, 3 двигатель, 4 - Дополнительный релейный каскад для сервоэлектроники, 5 — основной вал, 6 -— вал потенциометра. 7 — потенциометр 7* 99
вать шкот в течение примерно 5 с. Через вал с двумя зубчаты- ми колесами, червячное колесо и основной вал двигатель пере- дает крутящий момент тросо- вому барабану. Привод потен- циометра осуществлен через червячную пару, червяк кото- рой закреплен на основном ва- лу лебедки. Весь редуктор вме- сте с двигателем и потенцио- метром смонтирован в алю- миниевом корпусе. Тросовый барабан посажен на основной вал снаружи корпуса, благо- даря чему он может быть лег- ко заменен другим. Парусная лебедка может быть рассчита- на на выборку шкота различ- ной длины путем установки ба- рабана соответствующего диа- метра. При сборке необходимо особое внимание обращать на то, чтобы редуктор имел лег- кий ход, но без люфтов. Точную юстировку основно- го вала можно осуществить, если установить его в эксцен- триковых втулках подшипни- ков. После юстировки втулки фиксируют эпоксидной смо- лой. Изменяя передаточные от- ношения редуктора, можно производить следующие ре- гулировки: соответствующим выбором диаметра тросового бараба- на можно, не меняя времени выборки и усилия на основ- ном валу, изменить длину вы- борки шкота; увеличивая передаточное от- ношение передачи, образован- ной ведущей шестерней, уста- новленной на валу двигателя, и первым зубчатым колесом передачи на основной вал, можно увеличить усилие на основном валу при той же са- мой длине выборки шкота; увеличивая передаточное от- ношение червячной пары, пере- дающей вращение на потенци- ометр, можно увеличить длину и время выборки шкота при том же самом усилии на основ- ном валу. Такой же эффект можно получить увеличением гасящего резистора потенцио- метра; в определенных пределах можно варьировать время вы- борки и усилие на основном валу, изменяя рабочее напря- 100
Рис. 88 (см стр 100-101) Установка парусной лебедки и~ блок сервомеханизма для модели яхты, б радиоуправляемая модель яхты класса F5M. в радиоуправ- ляемая модель яхты класса Опти- мист; г парусная лебедка (аппара тура Varioprop}. Габариты 80x34 v Х48 мм, масса 225 г. тяговое усилие 60 Н при выборке шкота длиной 25 см в течение 5 с 101
жение двигателя или заменяя двигатель одного типа двига- телем другого типа. Для максимального сниже- ния высокочастотных помех двигатель лебедки должен ра- ботать при его номинальном напряжении и иметь эффектив- ное помехоподавляющее уст- ройство. Вместе с сервомеханизмом, электронной схемой и аккуму- ляторами парусная лебедка установлена на одной раме (рис. 88, а). Такая конструк- ция облегчает установку и сня- тие всего блока на модели. Парусная лебедка всесто- ронне испытана на модели яхты класса F5M (рис. 88, б) и даже в тяжелых условиях отвечала всем поставленным требованиям. Переключающий усилитель может быть использован не только для парусной лебедки, но и для выполнения самых различных функций как при дискретном, так и при пропор- циональном управлении моде- лями: для управления ходовым двигателем, якорной лебед- кой, подъемным механизмом, грузовой рампой, спуском су- довой шлюпки и т. д. Различные задачи, стоящие перед переключающими уси- лителями, требуют и специ- альных конструкций редукто- ров. Здесь открыто широкое поле для реализации собствен- ных идей моделистов. Усилия разработчиков аппа- ратуры дистанционного управ- ления постоянно направлены на замену реле мощными крем- ниевыми транзисторами. Прав- да, реле необходимы там, где нужно раздельно друг от дру- га подавать напряжение в не- сколько цепей, т. е. там, где нельзя отказаться от контакт- ных групп. Сервоэлектроника, Рис. 89 Сервоэлектроника парусной лебедки, выполненная с применением инте- гральной схемы и имеющая мостовой оконечный каскад (аппаратура Mil - г opr op) 102
разработанная на базе инте- гральной схемы типа SN 28604 и без использования реле, и мо- стовой выходной каскад аппа- ратуры дискретного управле- ния, собранный на мощных кремниевых транзисторах и подобный представленному на рис. 26 мостовому каскаду пе- реключения, отличают парус- ную лебедку аппаратуры ди- станционного управления Microprop (рис. 89). Инте- гральная схема типа SN 28604 установлена так же, как и в схеме для рулевого сервомеха- низма, но вместо серводвига- теля между выводами 9 и И интегральной схемы включен резистор R10 сопротивлением 100 Ом. В зависимости от на- правления управления на этом резисторе падает напряжение так, что всегда открыт один из транзисторов Т1 и Т2, на кото- рых собраны предоконечные каскады, в результате чего вы- воды 9 и 11 попеременно полу- чают положительный или от- рицательный потенциал. Две пары транзисторов ти- па BD 135 и BD 136 (с макси- мальной рассеиваемой мощ- ностью Р<о/ = 6,5 Вт) со взаи- модополняющими структура- ми образуют мостовую схему для включения двигателя ле- бедки, благодаря чему вывод от средней точки батареи не требуется. Как и в обычных схемах сервоэлектроники, дем- пфирование выполнено с по- мощью резисторов R15 (1МОм) и R19 (470 кОм). Диоды D1 и D2 (типа 1N 4448) развязыва- ют плечи моста таким образом, что открытым может быть всег- да только одно из них. Регуляторы хода Возможности аппаратуры про- порционального дистанцион- ного управления могут быть использованы для пропорцио- нального управления не толь- ко рулевыми устройствами, но и ходовыми двигателями судо- или автомоделей. В настоящее время имеются мощные тран- зисторы, характеристики кото- рых позволяют с помощью электроники управлять двига- телями, потребляющими ток от 10 до 15 А при рабочем на- пряжении 30 В. Как и в серво- усилителе, но при более высо- ких токах, принцип усилите- ля постоянного тока может быть реализован в схеме, в ко- торой двигатель включен меж- ду выходом усилителя и сред- ней точкой моста (рис. 90). Вход регулятора хода вместо серводвигателя подключен к сервоэлектронике, схема кото- рой представлена на рис. 68. Потенциометр R2 заменен под- строечным резистором, с по- мощью которого можно точ- Рис. 90 Регулятор хода с двумя транзистора- ми в оконечном каскаде 103
нее устанавливать нулевое по- ложение. При установке руч- ки управления на передатчике в среднее положение мост, соб- ранный на транзисторах Т7 и Т8, уравновешивается, поэто- му между выводами / и 2 раз- ность напряжений отсутст- вует. Если теперь ручку управле- ния вывести из нейтрального положения, то между этими выводами — в зависимости от направления, в котором откло- нена ручка, и величины этого отклонения — появляется по- ложи тел ьное или отр ица тел ь- ное напряжение. Положи- тельное напряжение откры- вает транзисторы Т2 и Т4. Нижнее плечо моста открыва- ется, и на ходовой двигатель от аккумулятора 2 подается на- пряжение, величина которого пропорциональна величине отклонения ручки управления на передатчике. Направление вращения хо- дового двигателя изменяется, если при отрицательном на- пряжении на входе открывает- ся верхнее плечо моста и на двигатель подается напряже- ние от аккумулятора /. Чтобы уже при малых отклонениях ручки управления ходовой дви- гатель не развивал номиналь- ную частоту вращения или но- минальный крутящий момент, резисторы R1 и R3 должны иметь меньшие сопротивления, чем указано на рис. 68. Сопро- тивления резисторов R1 и R3 определяют по результатам регулировки с подключением движительной установки и в условиях, близких к эксплуа- тационным. Сопротивления этих резисторов лежат в пре- делах от 270 Ом до I кОм. При расчете регуляторов хо- да необходимо принимать во внимание следующее. Для мощных транзисторов ТЗ н Т4 максимальный ток и мак- симальная рассеиваемая мощ- ность ни в коем случае, даже при остановке ходового двига- теля торможением, не должны быть превышены. У транзи- сторов типа GD 240 макси- мальный ТОК КОЛЛеКТОра /стал составляет 3 А, а максималь- ная рассеиваемая мощность Pt()i — 10 Вт. Ходовой двига- тель и аккумуляторы для него должны быть выбраны в соот- ветствии с этими характеристи- ками. Если возможен режим работы двигателя при более ВЫСОКИХ ЗНачеНИЯХ Icrnax И Ptot, то в качестве транзисторов ТЗ и Т4 следует использовать бо- лее мощные транзисторы ти- пов: ASZ15 (/спша -ЮА, Р^ = = 22,5 Вт); GT806A (1стах = 20 А, Ptot = = 30 Вт); 2NU74 (1сша' = \5 A, Ptot~ = 50 Вт). Если в распоряжении име- ются транзисторы со взаимо- дополняющими структурами, то параметры процесса регу- лирования можно улучшить. 104
Гак как транзисторы ТЗ и Т4 оконечного каскада должны иметь значительную рассеива- емую мощность, особенно в области частичных нагрузок, повысить ее можно при хоро- шем охлаждении транзисто- ров (за счет создания больших охлаждаемых поверхностей, подачи достаточного количест- ва воздуха внутрь модели). Коллектор или эмиттер мощ- ного транзистора обычно со- единен с корпусом. Поэтому при установке транзистора не- обходимо обеспечивать хоро- шую изоляцию самого тран- зистора или его охлаждаемой поверхности. Короткие замы- кания недопустимы для тран- зисторов. Так как в большин- стве случаев задний ход дает- ся модели лишь кратковремен- но и на небольшие расстояния, соответствующее плечо мосто- вой схемы можно рассчитать па меньшую мощность за счет установки в оконечном каскаде транзисторов с меньшей рассе- иваемой мощностью, использо- вания аккумуляторов меньшей емкости и с меньшим напряже- нием на клеммах. Цифровая аппаратура ди- станционного управления чув- ствительна к воздействию им- пульсных помех, поэтому хо- довой двигатель оборудуют эф- фективным помсхоподавляю- щпм устройством. Дроссели помехоподавляющего фильт- ра должны быть рассчитаны на возникающие в нем то- ки, а провод его обмотки дол- жен иметь достаточное попе- речное сечение. Провода меж- ду ходовым двигателем, акку- муляторами и регулятором хо- да, кроме того, делают как можно короче. Несмотря на удобство н про- стоту подобного управления ходовым двигателем, схеме, по- казанной на рис. 90, присущи два недостатка: она требует установки в оконечном каска- де двух мощных транзисторов и двух аккумуляторов, что по- вышает стоимость регулятора хода. В схеме, показанной на рис. 91, количество схемных эле- Рис. 91 Регулятор хода с устройством пере- мены полярности Tele-naut 105
ментов меньше, чем на рис. 68, за счет использования специ- альных элементов. В оконеч- ном каскаде ее установлены только один мощный транзи- стор, одно переключающее ре- ле. Кроме того, здесь необхо- дим только один аккумулятор, поэтому стоимость привода и электронной схемы значитель- но снижена. При этом возможности уп- равления не ограничены. Элек- тронная схема выполнена та- ким образом, что она может быть непосредственно подклю- чена к импульсному блоку при- емника и не требует для этого специальных устройств. Генератор опорных импуль- сов, собранный на транзисто- рах Т1 и Т2 со взаимодополня- ющими структурами, работает как моностабильный мульти- вибратор. Канальный импульс, поступающий через конденса- тор С1, опрокидывает этот ге- нератор. Длительность опор- ного импульса определяется величиной конденсатора об- ратной связи С2, резистора R1 и положением ползунка по- тенциометра R5. С помощью этого потенциометра можно точно установить среднюю дли- тельность импульсов, равную 1,6 мс. Каскад сравнения (транзи- сторы ТЗ, Т4 и Т5) рассчитан на выполнение специальных задач. Канальный и опорный импульсы сравниваются друг с другом, поступая через рези- сторы R7 и R8. Опорные им- пульсы имеют постоянную длительность 1,6 мс. Если ка- нальный импульс длиннее 1,6 мс, то в точке сравнения об- 106 разуется положительный оста- точный импульс. Его длитель- ность пропорциональна углу отклонения ручки управления на передатчике и может со- ставлять от 0 до 0,6 мс. Это же справедливо для случая, когда при приходе в точку сравнения канального импульса, длитель- ность которого меньше 1,6 мс, образуется отрицательный ка- нальный импульс. Если остаточный импульс не образуется, т. е. длительность его равна нулю, то на транзи- стор ТЗ через резистор R9 по- дается положительное напря- жение смещения, а на транзи- стор Т4 через R10 и R11 — от- рицательное. Поэтому оба эти транзистора заперты. Отрица- тельный остаточный импульс открывает транзистор ТЗ. Бла- годаря этому его коллектор по- лучает потенциал, почти рав- ный потенциалу положитель- ного полюса источника пита- ния и через резистор R10 от- крывающий также и транзи- стор Т4. На коллекторе тран- зистора Т4 появляется уси- ленный остаточный импульс, преобразуемый конденсатором С8 в слабо пульсирующее по- стоянное напряжение. Величи- на среднего постоянного на- пряжения пропорциональна длительности остаточного им- пульса. Если же этот импульс в точ- ке сравнения принимает поло- жительное значение, то он от- крывает транзистор Т4, не из- меняя состояние транзистора ТЗ. В результате на коллекто- ре транзистора Т4 также обра- зуется пульсирующее постоян- ное напряжение, средняя ве-
личина которого пропорцио- нальна длительности остаточ- ного импульса. Следователь- но, при таком включении тран- зисторов ТЗ и Т4 на зарядный конденсатор С8 поступает по- стоянное напряжение, величи- на которого пропорциональ- на углу отклонения ручки управления на передатчике, независимо от того, в ту или иную сторону отклоняется ручка. Управление работой муль- тивибратора (собранного на транзисторах Тб и Т7) произ- водится постоянным напряже- нием, пропорциональным углу отклонения ручки управления и поступающим на коллектор транзистора Т4. Этот мульти- вибратор работает в качестве задающего генератора для око- нечного каскада регулятора хода. Его задачей является преобразование изменяемых по длительности (в пределах от 0 до 0,6 мс) остаточных им- пульсов, повторяющихся через каждые 20—25 мс, в одну по- следовательность импульсов с коэффициентом заполнения, наиболее благоприятным для управления оконечным каска- дом. С помощью подачи на кол- лектор транзистора Т4 изме- няемого постоянного напряже- ния транзистором Тб управ- ляют (через резисторы R13, R14 и R17) таким образом, что длительность импульсов, посту- пающих от генератора, может быть изменена в пределах от нуля до ее максимального зна- чения. Оконечный каскад, собран- ный на транзисторах T9 и Т10, работает как допускающий большую нагрузку усилитель Дарлингтона и представляет собой регулируемый гасящий резистор, установленный перед ходовым двигателем. Источник питания подключается к это- му двигателю и отключается от него оконечным каскадом в такт с приходом импульсов за- дающего генератора. Оконеч- ный каскад рассчитан на сред- ний ток 10 А, но кратковремен- но может работать и при про- хождении пикового тока 15 А. Величина пикового тока опре- деляется значением /стах тран- зистора Т10, в то время как средний допустимый рабочий ток, равный 10 А, зависит от величины эффективно охлаж- даемой поверхности и подачи охлаждаемого воздуха. Чтобы транзистор Т10 оконечного кас- када — самый дорогой схем- ный элемент всего устройст- ва — не вышел из строя при длительной перегрузке, двига- тель следует защитить предо- хранителем, рассчитанным на 10 А. Правда, предохранитель не защищает от кратковремен- ных пиковых токов, превышаю- щих 15 А. Пробой запирающе- го слоя транзистора произойдет быстрее, чем сработает самый быстродействующий предохра- нитель. Так как для этого регулято- ра хода необходим только один аккумулятор, полярность включения ходового двигателя необходимо менять для хода вперед и назад. Эту задачу вы- полняют транзисторы Т5, Т8 и реле Р1. Транзистор Т5 под- ключен к коллектору транзи- стора ТЗ через резистор R12 и 107
открывается при приходе каж- дого отрицательного остаточ- ного импульса. Зарядный кон- денсатор С5 сглаживает посто- янное напряжение на коллек- торе транзистора Т5, которое затем через резистор R16 уп- равляет работой переключа- ющего транзистора Т8. Если транзистор Т5 открыт отрицательным остаточным импульсом, то транзистор Т8 также открыт, так как эти транзисторы имеют взаимодо- полняющие структуры. Якорь реле притягивается, и поляр- ность включения ходового дви- гателя изменяется. Конденса- тор С7 уменьшает остаточную пульсацию тока, протекающе- го через обмотку реле, обеспе- чивая ему надежные характе- ристики переключения. Двига- тель должен быть включен так, чтобы при отпущенном якоре реле он обеспечивал ход «Вперед», а при притянутом — ход «Назад». При почти разря- женных аккумуляторах модель на малом ходу все-таки сможеп подойти к моделисту, даже если якорь реле и не может быть больше притянут. Положительным здесь явля- ется то, что изменение поляр- ности включения ходового дви- гателя модели производится в положении «Стбп». Так как управление транзистором Т5 через резистор R12 произво- дится более эффективно, чем управление транзистором Т4 через резистор R10, двигатель успевает переключиться до на- чала его работы на задний ход. Изменение полярности хо- дового двигателя при нулевом токе приводит к тому, что при переключении искрение отсут- ствует и поэтому дорогое по- мехопода вл я ющее устройство становится излишним. Кроме того, контакты реле испытыва- ют меньшую нагрузку и мень- ше изнашиваются (обгорают). В отношении конструкции это- го регулятора хода справедли- вы общие указания, перечи- сленные при описании схемы, показанной на рис. 90 (сборка с применением изоляции и хо- рошее охлаждение транзисто- ра Т10, короткие проводники с достаточным поперечным сече- нием, эффективное помехопо- давляющее устройство для двигателя и абсолютное пре- дотвращение превышения /стол транзистора ТЮ). Дальнейшее развитие регу- ляторов хода идет по пути использования интегральных схем. В регуляторе хода, пока- занном на рис. 92, применены две обычные интегральные схемы типа SN 74OON и одна специальная интегральная схе- ма. Это позволило реализовать функции, выполняемые схемой рис. 91 при значительно мень- шей стоимости и при большей надежности. Возможно и усовершенство- вание этой схемы, так как спе- циальная интегральная схема типа МТ 106 Т может быть до- полнена схемой, в которой ис- пользованы обычные кремние- вые транзисторы. Вентильная схема G 2 преобразует поло- жительный канальный им- пульс в отрицательный. Этот отрицательный импульс посту- 108
пает затем на вывод / схемы 6'5. Далее входной импульс дифференцируется цепочкой С8, R20 и остроконечный им- пульс получает отрицательную полярность, проходя через вен- тильную схему G1. Положи- тельный остроконечный им- пульс опрокидывает генератор опорных импульсов, собран- ный на транзисторах Г/н Т2, время опрокидывания которо- го с помощью потенциометра R5 может быть точно настрое- но на среднюю длительность импульсов. Отрицательный опорный н положительный канальный им- пульсы одновременно поступа- ют на входы 4 и 5 вентильной 109
схемы G4. Цели канальный им- пульс длиннее опорного, то на вывод 6 схемы G4 приходит от- рицательный остаточный им- пульс. Если же канальный им- пульс короче опорного, то, по- ступая на входы 1 и 2 вентиль- ной схемы G5, на выходе 3 ее также образуется отрицатель- ный остаточный импульс. Таким образом, независимо от того, длиннее или короче канальный импульс опорного, на входе вентильной схемы G6 всегда появляется отрица- тельный остаточный импульс, пропорциональный углу откло- нения ручки управления на пе- редатчике и появляющийся на выходе 6 схемы G8 в виде по- ложительного управляющего импульса. Этот импульс в большей или меньшей степени открывает транзистор Т4, и конденсатор С5 в такой же сте- пени заряжается током, прохо- дящим через этот транзистор. Конденсатор С5 растягивает остаточный импульс. В случае прихода остаточного импуль- са средней длительности (руч- ка управления наполовину от- клонена от нейтрального поло- жения) С5 заряжается через транзистор Т4 лишь частично. Благодаря этому транзистор Т5 заперт в течение определен- ного времени, а транзисторы Тб и Т2 в течение этого време- ни открыты. Необходимое растяжение импульса устанавливается с помощью потенциометра R12. На двигатель при этом пода- ется прерывистый постоянный ток. Импульсы постоянного то- ка тем длиннее после их растя- жения, чем длиннее был оста- 110 точный импульс, поступивший на конденсатор С8. Если оста- точный импульс имеет макси- мальную длительность, то че- рез транзистор ТЗ течет посто- янный ток без пульсаций. Ес- ли же длительности канально- го и опорного импульсов оди- наковы, то ни на вывод 5, ни на вывод 4 вентильной схемы G8 остаточный импульс не по- ступает. При этом транзистор Т4 заперт и конденсатор С5 может полностью положитель- но зарядиться через резисторы Rll, R12 и транзистор Т1. Бла- годаря этому транзистор Тб открывается, а транзисторы Т8, Т2 и ТЗ запираются и через двигатель ток идти не может. Независимо от того, в какую сторону отклонена ручка уп- равления на передатчике от своего среднего положения, двигатель включается импуль- сами пропорционального тока, имеющими одну и ту же по- лярность. Как же в этом случае про- изводится изменение направ- ления вращения двигателя на передний и задний ход? Вен- тильные схемы G6 и G7 вклю- чены по схеме RS — триггера. Этот триггер опрокидывается только тогда, когда опорный импульс переходит от вывода 10 к выводу 13 или наоборот, т. е. тогда, когда ручка управ- ления на передатчике прохо- дит через свое нейтральное по- ложение. Триггер управляет работой транзистора ТЗ, в кол- лекторной цепи которого включено переключающее ре- ле. Смену импульсов между выводами 10 и 13 триггер про- изводит в соотношении 2:1.
Притяжение якоря реле про- изводится всегда только при второй смене импульсов. Сле- довательно, это происходит при смене команды «Вперед» на команду «Назад». В резуль- тате полярность напряжения, подаваемого на двигатель, из- меняется. При смене команды «Назад» на команду «Вперед» якорь реле снова отпускается и остается в таком состоянии до тех пор, пока ручка управ- ления отклонена в положение «Вперед». Остаточные импуль- сы, подаваемые на соответст- вующий вход триггера при по- ложении ручки управления «Вперед» не изменяют это со- стояние включения. Сначала триггер только опрокидывает- ся и этим подготавливает реле к притягиванию якоря, которое происходит при поступлении Рис. 93 Регулятор хода, выполненный с при- менением интегральной схемы и уст ройства перемены полярности (аппа- ратура Microprop) на другой вход триггера одно- го или нескольких импульсов. Большим преимуществом этой схемы является то, что измене- ние полярности напряжения производится при отсутствии напряжения на двигателе. Благодаря этому нет необхо- димости в помехоподавляю- щем устройстве и контакты ра- ботают в «щадящем» режиме. В схеме регулятора хода ап- паратуры дистанционного уп- равления Microprop, как и в усилителе парусной лебедки, использована интегральная схема типа SN 28604 (рис. 93). Верхнее плечо схемы управля- ет работой реле переключения полярности напряжения для ходового двигателя. В состоя- нии покоя все транзисторы этого плеча заперты и якорь реле отпущен. Якорь реле при- тягивается, и напряжение, по- даваемое на двигатель, изме- няет полярность только тогда, когда на вывод 11 интеграль- ной схемы подается положи- тельное напряжение. 813 \Р1 011 826 070 JC9 “р,7г С10г Для изменения направления включения 1N О 816 к ШЛ-уО286 “ 2,2К < батарея Двигатель Двигатель ^Батарея 33,0 823 100 ТО 80136 820 150 012 ~07т 44* €ЕО 1N0006 F110A 1к 811 89 Юк IS1 SN28600 827 100 825 821 ОЗк Т5 о„„ *288 822 дат Т7 0286 818 270 Т2 W 08 { 0,07' 283055 I I I
Рис. 94 Модель паровой яхты (1910 i ) Точка притягивания якоря реле может быть точно под- строена с помощью резистора R9 сопротивлением 10 кОм. В нижнем плече схемы транзи- сторы Т1 и Т2 (типа 4286) включены параллельно и через резисторы R13 и R14 сопротив- лением 1 кОм подключены к выводам 9 и II интегральной схемы. Благодаря этому ниж- нее плечо схемы всегда откры- то, независимо от того, где по- ложительный потенциал — на выводе 9 или //. Транзисторы Т1 и Т2 управляют работой транзистора Т4 (типа BD 136) предоконечного каскада, а тот, в свою очередь,— транзисто- ром (типа 2N 3055) оконечно- го каскада, изменяющим на- пряжение до 24 В при токе 10 А и смонтированным на корпусе регулятора хода, ко- торый одновременно играет роль поверхности охлаждения. Направление включения регу- лятора хода изменяют, пере- ключив выводы 9 и 11 на ин- тегральной схеме. Основными областями при- менения регуляторов хода яв- ляются системы управления ходовыми двигателями на ав- то- и судомоделях (рис. 94). Регулятор хода — приставка к сервомеханизму Возможности использования имеющегося сервомеханизма могут быть значительно рас- ширены с помощью простой приставки к нему. Например, с помощью дополнительного ре- лейного каскада, подключае- мого к сервоусилителю (см. рис. 86), сервоэлектроника мо- жет управлять повышенными мощностями (например, необ- ходимыми для парусной лебед- ки). С помощью другого до- полнительного каскада серво- механизму можно придать спо- собность плавно регулировать частоту вращения или крутя- щий момент ходового двигате- ля модели. 112
Рис. 95 Регулятор хода Servofly (дополни- тельный каскад для сервомеханиз- ма) : а — принци- пиальная схема; б диаграммы на- пряжения на клем- мах двигателя при различных крутя- щих моментах Функциональными группа- ми такого регулятора хода (рис. 95) являются автоколе- бательный мультивибратор (собранный на транзисторах Т1 и Т2) и каскад усилителя мощности (собранный на тран- зисторах ТЗ и Т4). Управля- ющий ползун или управляю- щий диск сервомеханизма че- рез механическую связь (на- пример, через тягу, трос Боу- дена и т. д.) изменяют поло- жение ползунка потенциомет- ра R1. Самым простым реше- нием является здесь примене- ние в качестве потенциометра R1 плоского переменного рези- стора, котор ы м регул и р у ioi длительность такта автоко- лебательного мультивибра- тора. С помощью растяжения диа- пазона регулирования потен- циометра R1 мультивибратор можно точно настроить на путь перекладки, обеспечивае- мый сервомеханизмом. Это де- лают таким образом, чтобы мультивибратор прекращал работу в одном из крайних по- ложений сервомеханизма (транзисторы Tl, Т2 запирают- ся и, следовательно, запирают- ся также транзисторы ТЗ, Т4). При этом ток через ходовой двигатель не идет, что соответ- ствует команде «Стон». К Зан 718 I 13
В другом крайнем положе- нии сервомеханизма транзи- сторы Т1 и Т2 открыты, следо- вательно, полностью открыты также транзисторы ТЗ и Т4. Это соответствует команде «Полный вперед». Чтобы при этой команде можно было использовать для ходового двигателя полное напряжение батареи, падение напряжения на транзисторе Т4 предотвра- щают включением переключа- теля S. Этот переключатель должен представлять собой микро- или мгновенный пере- ключатель, рассчитанный на большую нагрузку и включае- мый только перед достижени- ем сервомеханизмом крайнего положения (для этого необхо- димо использовать рычаг под- стройки на передатчике). В пределах между состоя- ниями «заперты» и «пол- ностью открыты» транзисторы Т1 и Т2 работают в качестве автоколебательного мультиви- братора. Длительность генери- руемых ими импульсов зависит от положения ползунка потен- циометра R1 (рис. 95,6). Им- пульсы, длительность которых можно плавно изменять, через транзистор ТЗ управляют ра- бртой мощного транзистора и, таким образом, измене- нием тока двигателя. Благода- ря этому можно плавно изме- нять частоту вращения или крутящий момент ходового двигателя в пределах от нуля до их максимальных значений. Пульсирующий постоянный ТОК, от которого работает дви- гатель, лучше чем постоянный ток без пульсаций обеспечива- ет егр разгон на малых скоро- стях и создает меньшую тепло- вую нагрузку на транзистор Т4 оконечного каскада. Транзистор Т4 должен хоро- шо охлаждаться даже при ис- подьзрвании переключателя скорости S, так как при ча- стичных нагрузках тепловые потери больше, чем при пол- ной нагрузке.
4. Передача команд 4.1. Общие положения В основе дистанционного уп- равления моделями лежит бес- проводная передача команд, которая позволяет модели сво- бодно передвигаться независи- мо от места расположения мо- делиста. Для беспроводной пе- редачи команд пригодны физи- ческие поля всех типов, с по- мощью которых можно переда- вать информацию. Однако гра- ничные условия, определяемые требованиями к управлению моделями на расстоянии, на- пример, возможность передачи команд с достаточной надеж- ностью на расстояние около 1000 м при приемлемой стои- мости аппаратуры, исключают использование некоторых ме- тодов. В реальных условиях можно использовать лишь передачу команд с помощью высокоча- стотных электромагнитных волн в пределах полосы ча- стот, разрешенной законом. О трудностях, возникающих при этом, сказано в разделе 2.3. Другие методы передачи, та- кие как использование магнит- ного поля, светового или ульт- развукового излучения, из-за своей малой надежности и не- большой дальности действия применяют лишь в отдельных я* случаях. Но для проведения некоторых экспериментов в об- ласти малых дальностей (по- рядка 10 м) эти методы пред- ставляют определенный инте- рес. Передача команд с по- мощью ультразвука нашла широкое применение для уп- равления телевизионными приемниками на расстоянии. Далее особенно подробно рассмотрен метод передачи команд с помощью электро- магнитных волн, который хо- рошо разработан промышлен- ностью и любителями и в на- стоящее время достиг высоко- го уровня развития. Некото- рые варианты схем кодирую- щих устройств и отдельные узлы передатчиков практиче- ски стали стандартными. 4.2. Передача команд с помощью высокой частоты Комплект аппаратуры дистан- ционного управления состоит из передатчика и установлен- ных на модели приемника, ба- тареи и исполнительных меха- низмов (рис. 96). Электронную схему передатчика (импульс- ный и высокочастотный блоки) вместе с батареей и датчиками команд (ручками управления) размещают в компактном кор- 115
Рис. 96 Комплект аппаратуры дистанционно го управления моделями. / - кварце- вый резонатор, 2—антенна длиной 1,4 м. 3 - гнездо для установки ан теины, 4 — индикатор, 5 — ручка управления, каналы / и 3, 6 — вы ключатель, 7 — ручка управления, каналы 2 и 4, 8— зарядная фишка. 9 антенна длиной I м, /^—супер- гетеродинный приемник, // — серво- механизм /, 12 — сервомеханизм 2. 13 сервомеханизм 3, 14 - сервоме- ханизм 4. 15—два аккумулятора 2.4 В пусе, который можно держать в руках. Мощность высокоча- стотного блока передатчика с нескольких десятков мВт в на- чале 60-х годов (при исполь- зовании германиевых транзи- сторов) в аппаратуре дискрет- ного дистанционного управле- ния к 1974 г. возросла для ап- паратуры пропорционального управления примерно до 1 Вт. Повышение мощности пере- датчика стало возможным за счет разработки соответствую- щих кремниевых транзисто- ров. Передатчики повышенной мощности стали необходимы- Приемник и сервомеханизмы на модели ми для обеспечивания повы- шенной помехозащищенности (благодаря высокому отноше- нию сигнал помеха). Но мощ- ный передатчик требует и ба- тареи соответствующей емко- сти и может работать в тече- ние лишь относительно корот- кого времени (например, ни- келево-кадмиевый аккумуля- тор емкостью 500 мА • ч позво- ляет работать с таким пере- датчиком примерно 2 ч). Все большее увеличение мощности передатчика и ма- лая полоса пропускания циф- ровой аппаратуры приводят к замене сверхрегенеративных приемников узкополосными су- пергетеродинными приемника- ми. Практика моделизма по- требовала обеспечения • одно- временной работы нескольких комплектов аппаратуры ди- станционного управления, так как в распоряжении имеется не так много водных поверхно- стей или пригодных для запу- ска авиамоделей площадок (откосов, лугов), чтобы на каждой из них мог работать с 116
радиоаппаратурой только один моделист. К тому же, очень ин- тересны соревнования, в кото- рых участвуют сразу несколь- ко моделей. Некоторые сорев- нования моделей, например, парусные регаты, вообще про- водятся только с использова нием супергетеродинных при- емников. Однако сверхрегенеративные приемники благодаря простоте конструкции, высокой эксплу- атационной надежности и ма- лой цене еще долго нс будут сданы в архив. Многие модели- сты делают свои первые шаги в радиоуправлении моделями, применяя сверхрегенеративные приемники, поэтому они здесь также рассмотрены. 4.2.1. Высокочастотный блок пере- датчика Высокочастотный блок пере- датчика состоит из следующих функциональных групп: гене- ратора высокой частоты, уси- лителя высокой частоты и мо- дулятора (рис. 97). Подробно работу каждой из этих групп следует рассмотреть на приме- рах оправдавших себя на Рис. 97 Блок-схема высокочастотного блока передатчика практике схем. Высокочастот- ный блок передатчика, как правило, объединяют со схе- мой кодирующего устройства, варианты которого рассмотре- ны в разделе 3. Использование рабочей ча- стоты 433 МГц побуждает мо- делистов к самостоятельным разработкам схем. Для рабо- ты на этой частоте к настояще- му времени (1975 г.) выпуще- на только одна производимая серийно аппаратура дистанци- онного управления (см. раз- дел 8.1.5). Для аппаратуры, предназначенной для работы на частоте 13,56 МГц, могут быть использованы все схемы, предназначенные для работы на частоте 27,12 МГц, при со- ответствующем изменении номиналов схемных элементов. 4.2.1.1. Генератор высокой частоты Задачей генератора высокой частоты является генерирова- ние высокочастотных колеба- ний, частота которых соответ- ствует данным табл. 2 или 3 и имеет необходимую стабиль- ность. Для расчета стабильного ге- нератора высокой частоты справедливы указания, пере- численные в отношении гене- раторов низкой частоты (см. раздел 3). И лишь характери- стики схемных элементов, осо- бенно транзисторов, приводят к другим, чем для генераторов низкой частоты, схемным ре- шениям. Решающее значение для ге- нератора свободных колеба- 117
ний, установленного в передат- чике аппаратуры дистанцион- ного управления, имеет ста- бильность частоты. Поэтому при разработке таких генера- торов необходимо знать факто- ры, оказывающие влияние на стабильность. Это важно, во- первых, для исключения оши- бок при самостоятельной раз- работке аппаратуры дистанци- онного управления и, во-вто- рых, для обеспечения правиль- ности ремонта и обслуживания аппаратуры. Генератор высокой частоты передатчика или приемника должен работать в течение длительного времени при раз- личных температурах окружа- ющей среды (от —10 до + 40°С), различных влажно- стях воздуха и различных на- пряжениях питания, обеспечи- вая высокую стабильность ча- стоты Д/7Д которая должна сохраняться в пределах от 10-4 до 10 5. На стабильность рабо- ты генератора высокой часто- ты оказывают влияние измене- ния параметров транзисторов и схемных элементов, особенно параметров элементов колеба- тельного контура. Изменение частоты может быть вызвано изменением па- раметров транзистора при ко- лебаниях напряжения питания и температуры. В зависимости от схемы емкости участков коллектор-база и база-эмиттер включены параллельно или по- следовательно колебательному контуру. Емкости в большой мере зависят от напряжения питания и, следовательно, от положения рабочей точки. По- этому схему выполняют так, 118 чтобы их влияние на колеба- тельный контур было по воз- можности малым, а их измене- ние удерживалось в узких гра- ницах за счет хорошей стаби- лизации рабочей точки и на- пряжения питания. Предельная частота для транзистора высокой частоты должна быть в 5—10 раз боль- ше частоты колебаний. Влия- ние температуры на транзи- стор можно эффективно ком- пенсировать за счет хорошей стабилизации рабочей точки (фиксация напряжения сме- щения базы, более высокое со- противление эмиттера). Чтобы уменьшить внутрен- ний нагрев транзистора, уста- навливают режим его работы с малой рассеиваемой мощно- стью. В передатчике аппарату- ры дистанционного управле- ния токи коллектора обычно составляют от 5 до 10 мА, при- чем кремниевые транзисторы благодаря их большей темпе- ратурной стабильности при ра- боте в генераторах предпочти- тельнее германиевых. Нагруз- ку генератора поддерживают малой, применяя слабую связь с последующим каскадом уси- ления. Для получения более высо- ких мощностей передатчика (от 0,5 до 1 Вт) обычно преду- сматривают предоконечный каскад. Влияние температуры на элементы колебательного контура снижают посредством жесткой конструкции, предот- вращающей тепловое расшире- ние катушки, и схемных эле- ментов, имеющих соответству- ющие температурные коэффи- циенты.
С2 15 SF13Z 5,бМ Рис. 98 LC-генератор. Катушка L1 диаметром 7 мм, с подстроечником, имеет 15 вит- ков медного покрытого эмалью про- вода диаметром 0,5 мм Рис. 99 Кварцевый резонатор HC-6[U и сверх- миниатюрный резонатор HC-2'>iU в металлических корпусах Рис. 100 Эквивалентная схема кварцевого ре зонатора При тщательном выборе и расчете катушек и конденсато- ров (стабильных по своим ха- рактеристикам катушек с воз- душным сердечником, керами- ческих конденсаторов, имею- щих малые температурные ко- эффициенты, или конденсато- ров с воздушным диэлектри- ком) могут быть разработаны генераторы высокой частоты, стабильность частоты которых удовлетворяет требованиям, предъявляемым к аппаратуре управления моделями на рас- стоянии. Стабильность часто- ты тем лучше, чем больше доб- ротность колебательного кон- тура и катушки. Для защиты от внешних влияний LC-гене- ратор устанавливают в закры- тый со всех сторон корпус. Схема LC-генератора, раз- работанного с учетом этих тре- бований, представлена на рис. 98. Этот генератор пригоден для проведения простых экспе- риментов и для постройки не- сложных передатчиков. При правильном конструировании генератора можно достичь ста- бильности частоты 10-3. Если необходима более вы- сокая стабильность частоты, то в качестве задающего частоту элемента применяют кварце- вый резонатор. Одновременная работа нескольких комплектов аппаратуры в полосе частот 27,12 МГц (см. табл. 2 и 3) требует для этой аппаратуры не только стабильности часто- ты &f/f порядка 10"~5, но и воз- можности простой смены высо- кочастотных каналов. Эти тре- бования могут быть выполне- ны только при использовании генератора высокой частоты, I 19
стабилизированного кварцем. Поэтому такие генераторы по- лучили широкое распростране- ние в аппаратуре дистанцион- ного управления моделями. Внешний вид кварцевых резо- наторов, смонтированных в ме- таллических корпусах, пока- зан на рис. 99. Характеристики кварцевого резонатора соответствуют ха- рактеристикам электрическо- го резонансного контура, име- ющего очень высокую доброт- ность Q (от 104 до 106). Экви- валентная схема для кварце- вого резонатора представлена на рис. 100. L1 (большая ин- дуктивность) и С1 (соответст- венно малая емкость) образу- ют п ос л ед о в а те л ь н ы й кол с б а - тельный контур с сопротивле- нием потерь Rl. CQ — емкость корпуса кварца. Такая эквива- лентная схема имеет две резо- нансные точки: точку резонан- са последовательного контура 2л |//ДС1 (18) и точку резонанса параллель- пого контура fp ~ 2л (19) С1 Со С1 4 Св Put 101 И вменение полного СО- 11 роIпиления кварцево! о резонатора Эти резонансные частоты свя- заны соотношением + <го> При резонансе параллельно- го резонансного контура пол- ное сопротивление максималь- но, при резонансе последова- тельного резонансного конту- ра — минимально (рис. 101). Обе резонансные точки ис- пользуются для стабилизации частоты в схемах генераторов. Чтобы полностью использо- вать стабилизирующую спо- собность кварца, схему выпол- няют таким образом, чтобы емкости монтажа, паразитные емкости и емкости транзисто- ров оказывали меньшее влия- ние на полное сопротивление кварца. Посредством подклю- чения (последовательного или параллельного) емкостей к кварцу номинальную частоту его можно «затягивать» на определенную величину. Это «затягивание» частоты колеба- ний используют для частотной модуляции передатчика. Затя- нутая частота f0 кварцевого стабилизатора при параллель- но включенных емкостях СР и Со определяется выражением: fo fp \ 1 I 2 (С„ I СР) (2Ч Для затянутого кварца име- ет место fp^fs, так как за счет затягивания обе резонансные точки очень сближаются. При параллельном резонансе квар- цевые резонаторы для основ- ной частоты применяют в ос- новном в диапазоне от 100 до 20 000 кГц. Для частот от 20 до 120
50 МГц изготавливают только кварцевые резонаторы высших гармоник, обычно на третью гармонику. Кварцевые резонаторы выс- ших гармоник в большинстве случаев работают при последо- вательном резонансе. Расчет схемы, работающей при после- довательном резонансе, доста- точно сложен. Схема такого типа мало зависит от внешних влияний и обеспечивает высо- кую стабилизацию частоты. Настроенный колебательный контур в схеме генератора, стабилизированного кварцем, обеспечивает надежное подав- ление побочных частот и ча- стот помех, увеличение области затягивания кварца и повы- шенную надежность колебаний кварца. Схема генератора (рис. 102), стабилизированного кварцем, является в определенной мерс стандартной для аппаратуры Рис. 102 Генератор высокой частоты 27,12 МГц. стабилизированный кварцем, вклю- ченным между коллектором и базой транзистора Катушка L1 диаметром 7 мм, с подстроечником, имеет 13 вит- ков медного покрытого эмалью про- вода диаметром 0.5 мм дистанционного управления моделями. Благодаря высокой надежности колебаний, высо- кому КПД, температурной ста- бильности и небольшому коли- честву схемных элементов она нашла применение почти во всех схемах передатчиков. Чтобы генератор одинаково хорошо работал на всех две- надцати каналах передачи (см. табл. 9), колебательный контур LI, С2 должен быть до- статочно широкополосным и иметь возможность настройки на середину полосы. Рабочая точка определяется сопротив- лениями резисторов R1 и R2, причем ток, проходящий через делитель напряжения, должен оставаться около 10-/в. Темпе- ратурную стабилизацию рабо- чей точки обеспечивает цепь коллектора R3, С4 Максимально достижимая с помощью генератора мощ- ность ограничена величиной тока высокой частоты, прохо- дящего через кварц Слишком большой ток высокой частоты нагревает кристалл, что отри- цательно сказывается на ста- бильности частоты. Поэтому генератор следует рассчиты- вать по возможности на малую выходную мощность (но при высокой надежности колеба- ний) и на работу при снижен- ном напряжении питания. Требуемую выходную мощ- ность получают в последую- щих каскадах усиления. Пара- метры транзистора дол ж н ы лишь минимально влиять па колебательный контур LI, С2, поэтому емкость конденсатора С2, составляющая 56 пФ, вы- брана значительно большей, 121
Таблица 8 Обозначения кварцев Данные обозначения используются для всех кварцев комбината Народного пред- приятия Narva, установленных в металлических корпусах. Эти кварцы пред- назначены для работы в полосах частот 200—500, 1000—3000, 1000— 20 000 и 8000—20 000 кГц. а также в качестве кварцевых резонаторов высших гармо- ник в полосе частот 20- 140 МГц Пример: Q D S 2 А 5 TGL 11771 27,120 МГц 12 3 4 5 6 7 8 1 — буква обозначения прибора (Q означает «кварц») 2 — буква обозначения вида колебаний прибора. изгибные колебания В продольные колебания L плоские колебания F поперечные колебания D 3 — буква обозначения типа подключения прибора штырьковое (штекерное) подключение S подключение пайкой L 4 — цифра обозначения рабочей температуры или диапазона рабочих температур: от —55 до -f-90°C н от —20 до 4 70°С 2 от 0 до 4~6О С +75 + 3 С |-70+3°С +-6О + З°с 07, зг +50±3°С + 25 j-2 С 3 4 г S+-0 > cd /я/ 4 •ч Ча Рис. А - Металлический 1 корпус, герметично 5 6 •—1 Г запаянный. Штырь- - ковое подключение_ (кварцевый резона- тор НС 6U) 7 8 5 — буква обозначения допуска на отклонение частоты А///: + 200 10~6 | А 122
Продолжение табл. 8 ± 100-10~6 1 75 10~6 ± 5010~ц ± ЗОЮ"6 ± 2010~6 ± 10-10—° Рис. Б Подключение пай- кой (кварцевый ре- зонатор НС 6 U) , 6—цифра обозначения емкости нагрузки С к при настройке на параллельный ре- зонанс 30 пФ max 10,2 50 пФ 100 пФ Рис. В Сверхминиатюр- ный металлический корпус, штырько- вое подключение (кварцевый резо- натор НС 25 U) 150 пФ 200 пФ 250 пФ 300 пФ Й max 11,03 15 20 25 30 3 5 Ю Буквы для обозначения кварцев, предназначенных для настройки на последова- тельный резонанс: Г—кварц, предназначенный для установки в качестве фильтра S — стабилизирующий кварц 7 — номер стандарта TGL 11767—кварц, совершающий плоские колебания, 2(М)—400 кГц, в металлическом корпусе TGL 11769—кварц, совершающий поперечные колебания, 1000 -3000 кГц, в металлическом корпусе TGL 11770 — кварц, совершающий поперечные колебания, 8000 -20 000 кГц, в металлическом корпусе TGL Н771—кварц, совершающий поперечные колебания, 20- 100 МГц, в металлическом корпусе Диапазон частот 20—60 МГц Кварц QD, совершающий поперечные колебания. Рисунки Тип подключения Л и Б S.L 123
Продолжение габл.8 Масса около 5 г Стандарт TGL IJ771 Статическая параллельная емкость макс. 7 пф Сопротивление изоляции мин. 500 МОм Нагрузка 4 мВт при 20 -30 МГц 2 мВт при 30 60 МГц _____ Допуск на отклонение частоты (предпочтительные значения) при заданных ра- бочих темпепатупах: от —20 до 4 70 С : 50-10 " от 0 до -|-60оС 1 50-10 " 4 75 4 3°С 1 30-10 G | 70 J 3 С 30 10 " 1 60 ; з с ±30 10 6 | 50 1 3°С । 30-10 '* | 25 ±3‘С + 30- 10 '' Кварц QD, совершающий поперечные колеб Рисунок )ания, в сверхминиатюрном корпусе В Тип подключения S,L Статическая параллельная емкость макс. 7 пФ Сопротивление изоляции мип. 600 Мом Нагрузка 4 мВт при 20 - 30 МГц 2 мВт при 30- 60 МГц Допуск па отклонение частоты (предпочтительные значения) при заданных рабо- чих температурах: от 20 до । 70 С । 50 10 b o'l 0 до | 60°С 1 50-10 " | 75 1 3 С । 30 10 11 124
Продолжение табл В + 7ox;rc I ±зокг" + 60 ± з°с ±3010-" ±50±3°С ±30-10~" -f-25±3°C ±30Ю“" Кварцы QD возбуждаются на 3-й гармонике в диапазоне частот 20- 60 МГц и используются в качестве стабилизирующих кварцев, играющих роль элементов, задающих частоту в схемах генераторов. Кварцы устанавливают в герметичес- ки закрытых запаянных металлических корпусах. ч£м емкость участка коллек- тор-база. Кроме того, /?С-цс- почка R4, С5 развязывает ге- нератор от последующих ка- скадов усиления мощности. Отрицательная обратная связь выполнена с помощью конден- сатора С/. Чтобы при указан- ном на схеме высокочастотном транзисторе генератор одина- ково хорошо генерировал все двенадцать канальных частот, емкость конденсатора С1 должна быть увеличена по сравнению с указанным значе- нием. Если в качестве Т1 вы- бран транзистор другого типа, то емкость конденсатора С1 необходимо подбирать заново опытным путем. Схема, представленная на рис. 103, также очень проста и отвечает всем требованиям ди- станционного управления. Для расчета и постройки этой схе- мы справедливы указания, пе- речисленные в отношении схе- мы рис. 102. Сравнение с ЛС-генератором (рис. 98) вы- являет родство этих схем. Ко- лебательный контур LI, С1 схемы рис. 98 здесь заменен кварцевым резонатором, а от- рицательная обратная связь в Рис. 103 Генератор высокой частоты 27,12 МГн, стабилизированный кварцем (кварц включен между базой и массой). Ка- тушка LI диаметром 7 мм, с под- строечииком, имеет 11 витков мед- ного покрытого эмалью провода диа- метром 0,5 мм П \SFf32 \R2 -IP Wk\20 R3\ 150\ СЧ It SF132 Рис. 104 Резонансная кривая генератора, ста- билизированного кварцем Точка макс, стабильности колебаний Глубина введения подстроечника Точка резонанса
цепи эмиттера заменена про- стой /?С-цепочкой. Для обеспечения надежной работы передатчика генера- тор настраивают на точку мак- симальной устойчивости коле- баний (рис. 104). Если наст- ройку генератора производят ввертыванием подстроечника в катушку L1, то ток коллекто- ра изменяется в соответствии с кривой рис. 104. Для этого следует найти максимум тока /г и затем повернуть подстро- ечник назад на пол-оборота. Благодаря широкополосности генератора точка резонанса выражена не очень четко. Если необходимо перекрыть всю по- лосу частот, то настройку не- обходимо осуществлять на ее середину, в ином случай — на середину используемого ка- нала. После настройки на макси- мальную устойчивость колеба- ний проверяют потребление тока генератором при установ- ке всех имеющихся канальных кварцев, при этом — как при повторных включениях напря- жения питания — потребляе- мые токи должны быть при- мерно одинаковыми. Если По- требляемые токи будут разли- чаться более чем на ± 1 мА, то настройку рабочей точки сле- дует соответственно изменить. 4.2.1.2. Усилитель мощности высокой частоты Д,ля обеспечения стабилизации частоты генератор нагружают очень мало. Выходную мощ- ность, требуемую для дистан- ционного управления моделя- ми, получают с помощью уси- 126 лителя высокой частоты. Бла- годаря применению кремние- вых транзисторов передатчик можно выполнять с однока- скадным усилителем высокой частоты и получать на антенне выходную мощность от 500 до 600 мВт. В последнее время разработка аппаратуры ди- станционного управления идет в направлении повышения КПД передатчика и дальней- шего повышения выходной мощности. В 1974 г. выходная мощность аппаратуры дистан- ционного управления промыш- ленного изготовления состави- ла уже около 1 Вм (Variop- rop 8S), что обеспечивает более благоприятное отношение сиг- нал/помеха, но значительно уменьшает время работы пере- датчика при той же емкости батареи. Такая мощность получена с помощью двухкаскадного уси- лителя высокой частоты. Даже в том случае, когда моделиста не может удовлетворить мень- шая мощность при более дли- тельной работе передатчика после одной зарядки аккуму- лятора, двухкаскадные усили- тели высокой частоты более предпочтительны для последу- ющего усовершенствования. Генератор при этом слабо на- гружен, модуляция произво- дится в предоконечном каска- де при небольшой потребляе- мой мощности, а функциональ- ное разделение генератора вы- сокой частоты, выходного уси- лителя и модулятора на три каскада позволяет оптимизи- ровать режим их работы. По- средством выбора положения рабочей точки и с помощью
межкаскадной связи выход- ную мощность можно изме- нять в широких пределах. Требования к расчету пред- оконечного и оконечного ка- скадов, в принципе, одинако- вы. Поэтому излагаемый ниже материал относится к обоим каскадам, которые работают в качестве усилителей. Большие сигналы усиливают тогда, ког- да управление работой транзи- стора производится вплоть до остаточного напряжения кол- лектора. Чем меньше это на- пряжение, тем больше КПД, с которым работает каскад уси- ления. Хороший транзистор, стоящий в выходном каскаде, должен иметь малую емкость участка коллектор-база при малой зависимости напряже- ния. Отдаваемая транзистором выходная мощность зависит только от напряжения питания Uв и сопротивления нагрузки Rl и определяется уравнением: ту2 Р „ = (22) ob 2-Rl Рис. 105 Положение рабочей точки на харак- теристике IcIUbe транзистора: а — режим А; б - режим В; в - режим С где U СЕ~ U В~ U С Event • Для расчета оконечного ка- скада необходимо точно знать значения следующих парамет- ров транзистора: максимальная рассеиваемая МОЩНОСТЬ Р/он максимальный ток коллекто- ра 1 Стиху максимальное напряжение КОЛЛеКТОра UcEmax, входное и выходное полные сопротивления Хе и Ха\ усиление тока высокой ча- стоты (граничная частота fr) Чтобы значение Ptot не сни- жалось, транзистор охлажда- ют. Величины 1 стах И UCEmax указаны в технических паспор- тах. При усилении больших сиг- налов имеет место соотноше- ние: Uh (23) При определении величины усиливаемого тока высокой ча- стоты приближенно можно принять, что оконечный каскад 127
должен работать только при частотах, не превышающих по- ловины граничной частоты /г, так как при такой частоте уси- ление мощности уже падает до 12 дБ. Для оптимального использо- вания емкости источника то- ка от выходного усилителя требуется большое усиление и достаточный КПД. Транзистор может работать в режиме А, В или С. Каждый из этих режи- мов характеризуется углом от- сечки тока н (рис. 105). Если мощность должна быть усилена с минимальными иска- жениями сигнала, то выбира- ют режим А. Теоретический КПД составляет при этом мак- симум 50%. Появляющиеся при работе в режиме В иска- жения могут быть снижены при выполнении каскада двух- тактным. Усилители, работаю- щие в режиме В, требуют очень хорошей настройки па рабочую точку при ее темпера- турной стабилизации. Теорети- ческий КПД для этого режи- ма составляет 78,5%. Так как режим С позволяет достичь теоретического КПД 89,7%, этот режим имеет боль- шое значение для расчета ка- скадов усиления мощности. Усиление в этом режиме мень- ше, чем в режиме А или В. Так как при отсутствии сигнала че- рез транзистор течет только обратный ток коллектора, транзистор имеет хорошую температурную стабильность. Недостатком работы в режиме С является большая доля выс- ших гармоник, которые следу ет подавлять с помощью наст роенных колебательных конту- ров, выделяя основную часто- ту. Для этого необходимо стре- миться к тому, чтобы отноше- ние Ql (добротность нагру- женного колебательного кон- тура) к Q<> (добротность нена- груженного колебательного контура) было небольшим. Это отношение является реша- ющим для получения высокого КПД колебательного контура, определяемого формулой: Лк, 1--^ <24> Каскады согласуют между собой соответствующим выбо- ром входных и выходных це- почек. Режим С позволяет иметь более простые схемы. Напряжение смещения участ- ка база-эмиттер в запирающем направлении можно получить различными способами. До- вольно простым, но неприем- лемым на практике является । ic пол ьзо в а ни е второго истом - ника напряжения для подачи Рис. 106 Варианзы схем- ных решений оконечного кас- када, работаю- щего в режи- ме С: и с вспо- могательным ис- точником напря- жения; б - с /?С-ценочкоп в цени базы, в с /?С-цеиочкон в цени эмштера 128
на базу напряжения смещения (рис. 106, а). Для передатчиков аппарату- ры дистанционного управления обычно используют схему (рис. 106,в), в которой в цепь эмиттера включен резистор. Этот резистор (сопротивление которого в оконечных каска- дах перадатчиков составляет 5—10 Ом), шунтированный конденсатором, дает возмож- ность посредством измерения напряжения определить ток эмиттера. При расчете каскада усиле- ния, работающего в режиме С, следует учитывать, что из-за того, что транзистор управля- ется импульсным сигналом, ток коллектора сильно иска- жается (рис. 107). Постоянный Рис. 107 Напряжение на коллекторе транзи стора при полной модуляции ток коллектора на резисторе в цепи эмиттера значительно меньше амплитуды переменно- го тока icmax’ Величины ампли- туд высших гармоник при со- ответствующих углах отсечки тока можно найти на диаграм- ме (рис. 108). С помощью этой диаграммы можно получить значения следующих характе- ристик: амплитуда основной волны fCl tCmax'fl (в); (25) амплитуда первой гармони- ки ic2 = icmax-f2 (0); (26) амплитуда второй гармони- ки 1сз = icmax'f3 (©); (27) амплитуда постоянного тока коллектора /c^Zc^i|)(0). (28) Проблемы, возникающие при определении номиналов каскада усиления мощности отсечки тока 0 Рис. 108 Зависимость постоянного и переменного токов кол лектора от угла отсечки тока 9 Зак 718 129
высокой частоты, можно пояс- нить на примере. Пусть при ис- пользовании транзистора типа SF 127 необходимо собрать оконечный каскад передатчи- ка, работающий на частоте 27,12 МГц в режиме С. Этот транзистор имеет следующие характеристики: UCEmax — 30 В, А:т«л = 500 мА, Р/о/==600 мВт, Rilfunm = 60 град/Вт, fr = = 100 МГц, Свс = 12 пф, Uci^i = 1,5 В. Благодаря энергии, запущен- ной в колебательном контуре в цепи коллектора, напряжение между коллектором и эмитте- ром вдвое больше напряжения питания (см. рис. 107). По- этому: Urr и в - - 15 В. Напряжение U[t выбрано равным 12 В (максимум 15 В). При н = 55° для пикового значения тока амплитуда ос- новной волны в соответствии с диаграммой рис. 108, состав- ляет: /С/ - 1с1пах • 0,36 • 400 мА • 0,36 - = 144 мА. Значение /стал принято рав- ным 400 мА. Постоянная со- ставляющая тока коллектора тогда равна 1с ~ (В) - 400 мА -0,2 80 мА. Сопротивление нагрузки коллектора получают равным: V^‘-'UCErest *С/ -^feJ^-73 Ом. (29) По уравнению (22) находят выходную мощность: р U2ce (10,5В)2 уго цт 2R[ 2 73 Ом ВТ и с помощью выражения '] (30) 2U определяют КПД коллектора 0,753 Вг 11 ' 12В-0.080А Рассеиваемая мощность, преобразуемая в транзисторе в тепло, с учетом управляю- щей мощности Pst составляет: Рт Р2и-РаЬ\Р.Г (31) Для выходной мощности 0,753 Вт управляющую мощ- ность принимают равной 0,075 Вт, следовательно: Рт = 0,96 Вт - 0,753 Вт f- + 0,075 Вт - 0,282 Вт. При рассеиваемой мощности 282 мВт в нормальном случае не было бы необходимости в дополнительном охлаждении транзистора. Но при дистанци- онном управлении возникают неблагоприятные условия эк- сплуатации, например при включении передатчика без ан- тенны. При этом мощность вы- 130
сокой частоты не может излу- чаться через антенну и преоб- разовывается в транзисторё в тепло. Неохлаждаемый тран- зистор перегружается и может выйти из строя из-за перегре- ва. Поэтому передатчик не следует включать без антенны. Перегрузку оконечного каска- да можно предупредить увели- чением охлаждаемой поверх- ности. В неблагоприятном случае в транзисторе оконечного каска- да рассеивается мощность ~400 мВт. Для рассеиваемой мощности Рг = 0,4 Вт транзи- стор должен иметь хорошее ох- лаждение, чтобы не была превышена максимальная до- пустимая температура запира- ющего слоя Tj=175°C. Приняв в качестве максимальной тем- пературы окружающей среды То = 75 °C, можно рассчитать тепловое сопротивление: _ Т. _ Та ~ ns °C—75 °с_ therm — о,4О Вт = 250 град/Вт. (32) Для внутреннего теплового сопротивления транзистора ти- па SF 127 в его техническом паспорте указано: Ritherm = 60 Град/Вт. Тепловое сопротивление ох- лаждающей поверхности рас- считывают следующим обра- зом: ^aiherm ^therm Either m ~~ = 250 град/Вт — 60 град/Вт = 190 град/Вт. (33) Требуемую площадь охла- ждающей поверхности опреде- ляют с помощью константы теплообмена а' Father m _ _____________I___________ __ 1,5 мВт/град*смг*0,19 град/мВт — 3,5 см2. (34) Для спокойного воздуха принимают: а = 1,5 мВт/град-см2. В передатчиках аппаратуры дистанционного управления применяют охлаждающие звездообразные радиаторы, плотно охватывающие транзи- сторы и обеспечивающие до- статочное охлаждение транзи- сторов оконечного каскада. Представленный выше рас- чет предусматривает работу транзистора в оптимальном режиме. Но этот режим обес- печен только в случае, когда полные входное и выходное сопротивления транзистора точно согласованы с источни- ком управляющего тока и с сопротивлением нагрузки. При согласовании с помощью соот- ветствующих цепочек элемен- тов необходимо компенсиро- вать реактивную составля- ющую полного сопротивления транзистора и преобразовать активную составляющую. Особое внимание следует уделить схеме выходной це- почки. Максимально возмож- ная выходная мощность тран- зистора Раь, согласно уравне- нию (22), фактически также 9* 131
должна излучаться через ан- тенну в форме полезной мощ- ности высокой частоты. Для этого входное сопротивление а нтен и ы, при пол у вол ново м диполе штыревой антенны со- ставляющее /?zin/«75 Ом, а при четвертьволновом — Rahi ~ 35 Ом, должно быть согласовано с выходным со- противлением транзистора оконечного каскада. Схема вы- ходной цепочки в большой ме- ре зависит от номинальной ча- стоты и мощности. При малых мощностях на частотах 13,56; 27,12 и 40,68 МГц вполне достаточно про- стого параллельного колеба- тельного контура с индуктив- ной связью. Согласование про- изводится выбором необходи- мого соотношения числа вит- ков. Но это соотношение опре- деляет не только согласование, но и глубину связи. Колеба- тельный контур должен иметь высокий КПД т)кг, определяе- мый уравнением (24). Но при этом связь должна быть такой, чтобы из-за сильного демпфи- рования колебательного кон- тура не была сильно снижена его добротность QL. Малая доб- ротность Q/. приводит к неудов- летворительной селекции выс- шйх гармоник колебательным контуром при работе оконеч- ного каскада в режиме С. Иллюстрацией к сказанному выше может стать двухкаскад- ный высокочастотный блок передатчика для аппаратуры Picoprop (рис. 109), рассчитан- ный на небольшую выходную мощность (примерно Рне = = 120 мВт). Генератор высокой частоты построен по стандарт- ной схеме, показанной на рис. 103. Оконечный каскад индук- тивно связан с генератором че- рез катушку L1. Транзистор оконечного каскада Т4 работа- ет в режиме С. Он включен по схеме с общим эмиттером и в качестве нагрузки имеет кон- тур усилителя мощности, соб- ранный на катушке L2 и кон- денсаторе С7. С помощью ре- зистора R4 можно в опреде- ленных пределах изменять ре- жим работы транзистора Т4 и за счет этого компенсировать разброс параметров у отдель- ных экземпляров транзисто- ров. Связь с антенной выпол- нена при отношении чисел вит- ков катушки 8:4. Индуктивная связь с нагруз- кой в колебательном контуре Рис 109 Двух каскадный высокоча- стотный блок передатчика, в котором модуляция осу щсствляется в оконечном каскаде (аппаратура Picop- rop). Длина антенны около 140 см. Катушки L1 и L2 диаметром 4 мм. с подстро- ечниками, имеют соответ- ственно 8/2 и 8/4 витков 132
усилителя мощности фиксиро- вана соотношением чисел вит- ков катушки и может быть изменена лишь с большим тру- дом. В определенных пределах ее можно изменять с помощью подстроечника, но так как при этом одновременно изменяется настройка колебательного кон- тура, чаще всего оптимального соотношения согласования не получают (рис. НО,а). Настройку и согласование колебательного контура усили- теля мощности лучше произво- дить раздельно. В схеме, пока- занной на рис. 110,6, колеба- тельный контур настраивается изменением индуктивности с помощью подстроечника, а ан- тенна согласуется изменением емкостей конденсаторов С1 и С2. При повышенных мощностях высокой частоты (Phf более 150 мВт) колебательный кон- тур должен обладать опреде- ленными фильтрующими свой- ствами, чтобы осуществлять демпфирование высших гармо- ник. Для этого параллельный колебательный контур моди- фицирован так, чтобы улуч- шить его фильтрующую спо- собность. В схеме, показанной на рис. НО,в, выводы положи- тельного полюса источника пи- тания и антенны поменялись местами. Это допустимо, так как по высокой частоте поло- жительный полюс источника питания связан с массой. При этом напряжение питания по- дается на транзистор через высокочастотный дроссель (20 мкГ). LC-цепочка в цепи коллектора известна под наз- ванием П-фильтр или фильтр Коллинза (рис. НО, г). С помощью П-фильтра мож- но оптимально решить такие задачи, стоящие перед усили- телем мощности передатчика аппаратуры дистанционного Рис. 110 Варианты схем выходных цепей: а— с параллель- ным колебательным кон- туром; б—с параллель- ным колебательным кон- туром и емкостной связью с нагрузкой; в— с модифицированным ко- лебательным контуром усилителя мощности; г — с П-фильтром 133
управления, как согласование по мощности и подавление высших гармоник при прием- лемой (до 1 Вт) мощности вы- сокой частоты. Низкоомный выход антенны, сопротивление которого составляет около 35 Ом, и выходное сопротивле- ние транзистора, равное 50—100 Ом, определяют емко- сти конденсаторов С1 и С2 (рис. НО, г), которые больше емкостей конденсаторов в па- раллельном колебательном контуре. На входе и выходе П-фильтра конденсаторы обеспечивают почти короткое замыкание для высших гармо- ник. Подавление высших гар- моник тем лучше, чем боль- ше емкости конденсаторов С1 и С2. Так как П-фильтр представ- ляет собой параллельный ко- лебательный контур, его рабо- чая добротность не должна быть меньше ее минимального значения. При выборе значе- ний индуктивности и емкостей П-фильтра идут на компро- мисс и рабочую добротность Ql выбирают в пределах от 1 до 5. Для оптимальной на- стройки П-фильтра его элемен- ты часто выполняют регулиру- емыми (L — для подстройки частоты, С1 и С2 — для согла- сования). Можно подобрать необходимые для согласования Рис. 111 Эквивалентная схема для расчета П-фильтра. R1 соответствует RL, R2 соответствует RAnt постоянные конденсаторы, от- казавшись от подстроечных, так как обычно в распоряже- нии имеется набор конденсато- ров с близкими по значению номиналами. Проблемы, возникающие при использовании П-фильтра, можно пояснить при расчете эквивалентной схемы (рис. 111). Для случая, когда RI больше R2y элементы схемы рассчитывают по следующим уравнениям: 2Q£ Cl = — (o(Rl И- VR1R2) 2Q , С 2 -------- u>(R2 + ] RIR2) (35) (36) , _ Rl -г R2 +2VR1R2 ' 2QL ® ' (37' Пример: Оконечный каскад, собран- ный на транзисторе типа SF 127, работает на четверть- волновую антенну. Определить номиналы элементов П-фильт- ра, если рабочие характеристи- ки каскада имеют следующие значения: fo = 27,12 МГц, /?Лп( = 35 Ом, /?/ = 73 Ом, Ql = = 1, ю = 2 • л •/= 6,28 • 27,12 • 106 с-1 = 1,703- 108 с'1. Отсю- да получают С1 = 1,7-10» (73 Ом г ~ 96 пф +/73 Ом -35 Ом) Емкость конденсатора С1 при- нимают равной 100 пФ. С2 = 1,7-10»(35 Ом 4- 137 пФ +/73 Ом-35 Ом) 134
Емкость конденсатора С2 при- нимают равной 120 пФ. . _ (73 Ом 4 35 Ом 4 L 21 1,7.10» 4 2) 73 Ом-35Ом) с = 0,615 мкГ. Рис. 112 Двухкаскадный высокочастотный блок передатчика с П-фильтром: а схе- ма: обмотка 1 —2 катушки L1 имеет 11 витков, обмотка 3—4 - 4,5 витка. Катушка L2 имеет 8 витков, катушка L3 — 13 витков. Все катушки имеют диаметр 7 мм и намотаны медным покрытым эмалью проводом диамет- ром 0,5 мм; б — плата в сборе Катушку L (диаметр 7 мм, 8 витков) выполняют с подстро- ечником. Выходная мощность двухка- скадного высокочастотного блока передатчика, собранно- го на основе приведенного вы- ше расчета (рис. 112), состав- ляет до 600 мВт. Чтобы изоли- ровать антенну от подачи на нее постоянного тока, П-фильтр связан с транзисто- ром оконечного каскада через конденсатор С7. Это позволяет надежно предотвратить корот- кие замыкания напряжения питания при случайных под- ключениях антенны к корпусу
(корпус передатчика подклю- чен к массе). Катушка L3 не относится к П-фильтру, она предназначена для компенси- рования реактивной составляю- щей полного сопротивления ан- тенны (см. раздел 4.2.1.4 «Ан- тенны») . На рис. 112,6 показаны конструктивные решения это- го высокочастотного блока. Чертеж печатной платы и мон- тажная схема рассчитаны и на сборку импульсного блока (см. рис. 35). Таким образом, вся электронная схема передатчи- ка размещена на одной печат- ной плате. Другие конструк- тивные узлы передатчика рас- смотрены в разделе 6.1.1. Полученные расчетом значе- Рис. 113 Двухкаскадный высокочастотный блок передатчика с двойным П-фильтром (аппаратура Multiplex). Антенна име- ет удлинительную катушку, установ- ленную в ее середине. Катушки L1, L2 и L3 имеют диаметр 7 мм и намо- таны медным покрытым эмалью про- водом. Катушка £7, с подстроен ни- ком, имеет 12/4 витка, диаметр про- вода 0,5 мм. катушка £2, с иодстро- ечником,— 9 витков, диаметр прово- да 0,8 мм, катушка L3—12 витков, диаметр провода 1 мм ния следует рассматривать лишь как приближенные. Из- за многообразия вариантов применения и меняющихся условий окружающей среды работу возможно вести только при приближенных значениях номиналов схемных элементов. Так, изменяющееся напряже- ние питания (см. раздел 5) приводит к тому, что при пол- ностью заряженной батарее значения номиналов должны быть другими, чем при разря- женной (при которой передат- чик должен работать даже на- дежнее). В результате разбро- сами параметров транзисторов и влиянием конструкции (ем- костей монтажа) пренебрега- ют. Моделистам, самостоятельно разрабатывающим аппаратуру дистанционного , управления, следует не только пользовать- ся расчетами, позволяющими получать приближенные зна- чения номиналов схемных эле- ментов, но также изучать схе- мы высокочастотных блоков, многократно оправдавших се бя на практике. Хотя рассмотренный выше П-фильтр представляет собой хорошее решение для каскада усиления мощности, еще луч- 136
шее подавление высших гар- моник обеспечивает двойной П-фильтр. В этом фильтре оба фильтрующих каскада вклю- чены последовательно. В схе- ме, представленной на рис. 113, средний конденсатор С31 двой- ного П-фильтра имеет доволь- но большую емкость, равную 330 пФ, благодаря чему появ- ляющиеся высшие гармоники почти полностью замыкаются на массу. При усложнении вы- сокочастотного блока (рис. 114) необходимо обратить вни- мание на то, что оси катушек L2 и L3 развернуты относи- Рис. 114 Трехкаскадный высокочастотный блок передатчика (аппаратура Пилот). Ка- тушка £/, с подстроечником, имеет 5 витков провода диаметром 0,69 мм, катушка £2, с подстроечником, - 5 витков провода диаметром 0,51 мм, катушка L3— 16 витков провода диа- метром 1,0 мм и катушка L4 — 35 витков провода диаметром 0,53 мм Провод — медный, покрытый эмалью. Индуктивности дросселей Drl и Dr2 составляют 150 мкТ. Напряжение пи- тания от 12,5 до 15 В тельно друг друга на 90° для предотвращения какой-либо индуктивной связи между ни- ми. В качестве примера трехка- скадного высокочастотного блока передатчика на рис. 114 показан такой блок аппарату- ры дистанционного управления Пилот. О преимуществах трех- каскадного высокочастотного блока уже было сказано вы- ше. Здесь следует заметить, что высокочастотный блок соб- ран на германиевых транзисто- рах. Рассеиваемая мощность транзистора типа П609 уси- лителя мощности составляет 1,5 Вт. Для раскачки транзи- стора необходима трехкаскад- ная схема. Генератор работает по стандартной схеме (см. рис. 102). Устойчивость колебаний такого генератора настолько высока, что колебательный контур в цепи коллектора мо- жет быть заменен высокоча- стотным дросселем. Связь генератора с предоко- нечным каскадом, собранным 137
на транзисторе Т2, осуществля- ется через конденсатор СЗ, Чтобы этот транзистор не слишком сильно демпфировал колебательный контур Li, С5, включенный в его коллектор- ную цепь, коллектор транзи- стора подключен к среднему отводу катушки L1. Транзи- стор ТЗ усилителя мощности включен по схеме с общей ба- зой, редко используемой в пе- редатчиках. Схему с общей ба- зой в большинстве случаев вы- бирают тогда, когда в распо- ряжении имеются лишь тран- зисторы со слишком низкой граничной частотой. Колеба- тельный контур усилителя мощности выполнен в виде П-фильтра. При этом следует заметить, что емкость коллек- тора транзистора типа П-609 равна 50 пФ. Поэтому емкости конденсаторов фильтра долж- ны быть относительно меньше емкостей, необходимых для схемы, собранной на кремние- вых транзисторах. 4.2.1.3. Умножитель частоты С помощью схем, описанных в предыдущем разделе, можно Построить передатчик, работа- ющий в полосе частот 13,56, 27,12 пли даже 40,68 МГц. Из табл. 1 видно, что во многих странах для дистанционного управления моделями разре- шены частоты в дециметровом диапазоне от 430 до 465 МГц (УВЧ-дпапазоп). Из-за пере- грузки «классической» полосы частот 27,12 МГц именно деци- метровый диапазон частот представляет особый интерес (см. также раздел 2). 138 Для работы в полосе частот 433 МГц до сих пор промыш- ленно изготовлена (в Швейца- рии) лишь одна модель аппа- ратуры дистанционного управ- ления. Поэтому моделисты располагают широкими воз- можностями для эксперимен- тирования с самодельной аппа- ратурой в этом диапазоне. По- явление соответствующих схемных элементов (СВЧ- транзисторов, варикапов) по- зволяет разрабатывать надеж- ную аппаратуру для работы в УВЧ-диапазоне. Ниже кратко рассмотрены проблемы, кото- рые при этом приходится ре- шать. Отдельные примеры мо- гут оказать помощь при само- стоятельных разработках. В ысокоч астотн ые кол еба и и я в полосе частот 433 МГц мож- но получить с помощью гене- ратора свободных колебаний. Однако из-за особых свойств УВЧ-колебаний и узкой допу- стимой полосы частот (0,2%) использование такого генера- тора нецелесообразно. К тому же, генераторы, стабилизиро- ванные кварцем, ненадежно работают на частотах более 100 МГц. На практике эту трудность обходят, создавая устойчивые в работе кварце- вые генераторы частот f<„ со- ставляющих менее 100 МГц, и получая затем рабочую часто- ту передатчика 433 МГц с по- мощью каскада умножения ча-’ стоты. Умножение частоты означает не что иное, как гене- рирование высших гармоник. Здесь они как раз желатель- ны. Высшие гармоники образу- ются тогда, когда синусоидаль-
ное напряжение искажается за счет нелинейности характери- стики схемного элемента. Та- ким элементом может быть ди- од, а также работающий в ре- жиме В или С усилитель. Из кривых диаграммы (рис. 108) видно, что получение выс- ших гармоник очень сильно за- висит от установленной рабо- чей точки. Наибольшую долю высших гармоник получают при малых углах стсечки тока, т. е. при работе в режиме С. Взаимосвязь между амплиту- дой высшей гармоники и углом отсечки тока выражается при- ближенным уравнением: Вторая высшая гармоника максимальна при 8^60°, третья — при 0^40°. Диаграмма также показыва- ет, что амплитуда высшей гар- моники быстро падает при воз- растании умножения. Это рав- нозначно уменьшению КПД каскада умножения частоты. Рис. 115 Каскад умножения частоты Поэтому в одном каскаде про- изводят чаще всего только уд- воение или утроение частоты. Каскад умножения частоты работает при включении тран- зистора по схеме с общей ба- зой или с общим эмиттером в режиме С. На каскад подается основная частота, а необходи- мая высшая гармоника снима- ется с настроенного на нее ко- лебательного контура, вклю- ченного в цепь коллектора транзистора (рис. 115). Благо- даря этому на выходе получа- ют высшую гармонику доста- точной мощности. Выходная частота должна быть значи- тельно меньше граничной ча- стоты транзистора усилитель- ного каскада. Изменением раскачки посто- янный ток коллектора можно получить такой величины, при которой достигают максималь- ной мощности высшей гармо- ники. На выходной контур по- ступают также нежелательные кратные (гармонические со- ставляющие) основной часто- ты. Для их подавления под- ключают так называемый кон- тур Целлера (последователь- ный колебательный контур). Для резонансной частоты та- кой колебательный контур оказывает лишь малое сопро- тивление и практически замы- кает ее на массу (рис. 116). Установка контура Целлера на Рис. 116 Утроитель частоты, собран- ный на транзисторе, вклю- ченном по схеме с общей базой 139
входе каскада умножения ча- стоты, настроенного на часто- ту раскачки, приводит к повы- шению тока базы и выхода высших гармоник. На рис. 117 приведена схема передатчика с учетом вышеиз- ложенных соображений. В передатчике, имеющем вы- ходную мощность около I Вт (рис. 117), генератор, стабили- зированный кварцем, собран на транзисторе Т1, включен- ном по схеме с общей базой. Емкости обоймы кварца ком- пенсированы катушкой L1, по- этому настройку схемы можно производить точно на основ- ную частоту /о = 72,32 МГц. Ге- нерируемая частота через кон- денсаторы подается на транзи- стор Т2, включенный по схеме с общим эмиттером и работа- ющий в качестве утроителя ча- стоты. Конденсатором С7 рас- качку транзистора Т2 изменя- ют до получения наибольшей амплитуды высшей гармоники. Контур в цепи коллектора Рис. 117 Четырехкаскадный передатчик, рабо- тающий в полосе частот 433 МГн и собранный с умножителем частоты. Резонансная частота кварца равна 72.75 МГн транзистора Т2 посредством изменения емкости конденса- тора С9 и индуктивности ка- тушки L3 настраивают на ча- стоту 3-fo = 216,96 МГц. Следующий каскад работа- ет по схеме с общим эмиттером и удваивает эту частоту до 433,92 МГц. Связь между предоконечным и оконечным каскадами также емкостная и может регулироваться. Антен- на несимметрично связана с выходным контуром через кон- денсатор С20. При разработке таких пере- датчиков следует иметь в виду, что УВЧ-волны имеют совер- шенно другие свойства, чем КВ- и УКВ-волны. В случае УВЧ-волн катушки имеют очень малое число витков из посеребренной проволоки, а емкости конденсаторов в цепи колебательного контура очень малы. Особое внимание при разра- ботке следует уделять про- кладке коротких, не создаю- щих больших паразитных ем- костей проводников. Трудно осуществимой является само- стоятельная разработка моде- листами проходных усилите- лей для работы в УВЧ- диапа- зоне, рассчитанных на выход- Тов <• Модуляция I 10
ную мощность передатчика от 50 до 100 мВт, не только из-за конструктивных трудностей, но и из-за того, что мощных тран- зисторов, предназначенных для работы в этом диапазоне, еще очень мало и они слишком до- роги. Многообещающее для моде- листов решение заключается в следующем: усиление мощно- сти относительно низкой часто- ты производится каскадами, непосредственно следующими за генератором. Такие каска- ды, обладающие большей ста- бильностью, чем УВЧ-усилите- ли, рассчитывают так же, как усилители высокой частоты. Благодаря использованию колебательного контура Цел- лера здесь более надежно про- изводится подавление высших и низших гармоник. Несущую частоту передатчика получают Рис. 118 Передатчик с варикапом, работающий в полосе частот 433 МГц. Катушка L1 имеет 2/12/2, £2 — 5/2, L3 и L5 — 3,5, L4 — 7 и L6 — 2 витка. Все катушки имеют диаметр 6 мм, ££ £2, L3 — с подстроечниками. Катуш- ки L1 и £2 намотаны медным покры- тым эмалью проводом в шелковой оплетке, диаметр провода 1 мм. Ка- тушки L4, L5, L6 — бескаркасные, мсжвитковое расстояние I мм посредством умножения отно- сительно низкой частоты гене- ратора в пассивной цепи на выходе усилителя. Для умно- жения частоты при высоком КПД такие цепи в большинст- ве случаев собирают на вари- капах. Варикап представляет со- бой параметрический диод с емкостью, которая определя- ется подаваемым на него на- пряжением, и экстремально не- линейной характеристикой. Схема УВЧ-передатчика, по- строенного по поясненному вы- ше принципу, представлена на рис. 118. Стабилизированный кварцем генератор, собранный на транзисторе Т1, работает по схеме Майсснера. Постоянная обратная связь через катушку L1/2 обусловливает появление в токе коллектора транзистора Т1 составляющей высших гар- моник, имеющей большую амплитуду. Чтобы получить требуемую частоту 27,12 МГц, кварц установлен в цепи об- ратной связи генератора. Каскад удвоения частоты, собранный на транзисторе Т2, работает по схеме с общей ба- зой и индуктивно связан с ге- нератором через катушку L1 /3. Колебательный контур в цепи коллектора транзистора 141
Т2 настроен на частоту fi = = 2 -fGrund = 54,24 МГц. Рас- качку транзистора Т2 можно регулировать с помощью под- строечника катушки L1. Вто- рой каскад одновременно ра- ботает и в качестве предоко- нечного усилителя. Оконечный каскад собран на транзисторе ТЗ. Второй и третий каскады, следовательно, могут быть на- строены на оптимальное усиле- ние мощности. Настройка транзистора ТЗ производится также посредст- вом катушки обратной связи L2I2, а регулировка обратной связи на оптимум -— с по- мощью подстроечника. Око- нечный каскад усиливает ча- стоту раскачки, работая в ре- жиме С, а колебательный кон- тур в цепи коллектора от- фильтровывает высшую гармо- нику, имеющую частоту f2 = 2 • •fi = 108,48 МГц. Эта гармони- ка управляет работой выход- ной цепи, которая еще раз ум- ножает частоту раскачки, бла- годаря чему на ее выходе появ- ляются колебания с частотой f з = 433,92 МГц. Рассмотрим расчет выход- ной цепи. Для получения возможно большего выхода необходимой высшей гармоники варикап D1, работающий при связи по току (параллельное включе- ние), устанавливают в согласу- ющую цепочку. Благодаря ма- лому полному сопротивлению варикапа при связи по току легче реализовать условия со- гласования. Кроме того, один из выводов варикапа подклю- чен к массе для охлаждения, которое необходимо при боль- 142 ших входных сигналах, так как при более низких рабочих температурах КПД варикапа выше. Оптимальное согласова- ние варикапа позволяет полу- чить примерно следующие КПД при умножении частоты: и 2 3 4 5 КПД 75% 70% 55% 40% Высшая гармоника связа- на при этом с основной часто- той fGrund следующим соотно- шением: /о f^rund'^y (39) где п — порядок высшей гар- моники. Как видно, КПД быстро уменьшается при возрастании порядка высших гармоник. С помощью варикапа следует производить лишь удвоение, в крайнем случае — утроение ча- стоты. Рассмотрим вариант, когда избран комбинирован- ный путь увеличения порядка высших гармоник. В генерато- ре установлен кварц, имеющий резонансную частоту 27,12 МГц. Умножая ее на целые числа, получают следующую цепочку частот: 27,12^54,24-> 108,48->433,92 МГц. Несущая частота передатчи- ка, равная 433, 92 МГц, явля- ется увеличенной в 16 раз ча- стотой генератора 27,12 МГц. В последнем каскаде с по- мощью варикапа производят умножение частоты на четыре и в лучшем случае обеспечива- ют КПД, равный 55%. Такая схема не требует жесткого вы-
держивания номиналов эле- ментов и поэтому может быть собрана моделистами. Обеспе- чиваемая выходная мощность достаточна для управления моделью. Более высокую выходную мощность можно получить при тех же входных каскадах, если оконечный каскад выполнить в виде удвоителя частоты, бла- годаря чему его КПД будет равен уже 75%. Но для этого необходим дополнительный промежуточный каскад удвое- ния частоты. Такая цепочка частот выглядела бы так: 27,12->54,24-> 108,48->216,96 ->433,92 МГц. Правда, такая схема предъ- являет более высокие требо- вания к транзисторам и конст- рукции передатчика. Поел е дова тел ьн ы й кол еб а - тельный контур CIO, L4, настро- енный на частоту 108,48 МГц, обеспечивает эффективную рас- качку варикапа и за счет этого повышает КПД. Сопротивле- ние шунтирующего резистора R6 определяет рабочую точку варикапа. Через этот резистор проходит ток, выпрямленный при детектировании. Его сопро- тивление, составляющее от 30 до 200 кОм, лучше подобрать опытным путем. С помощью LC-цепочки L5, СИ контур Целлера, настроен- ный на частоту третьей гармо- ники 3-f2 = 325,44 МГц, согла- суется с выходом каскада. На выходе происходит смешение частот, приводящее к суммиро- ванию и вычитанию высших гармоник; В результате до- полнительно к составляющей высшей гармоники 4 • f2 = ==433,92 МГц образуется дру гая составляющая: /2 + 3 • f2 = 108,48 + + 325,44 = 433,92 МГц, что еще более повышает КПД выходной цепи каскада. Необ- ходимая высшая гармоника 433,92 МГц отфильтровывает- ся цепочкой L6, С12, и С13 и подается на антенну. Благодаря настройке после- довательного колебательного контура, установленного на входе на частоту контура Целлера на частоту 3 • f2 и вы- ходного колебательного конту- ра на частоту 4 • f2, со стороны выхода варикапа могут по- явиться только эти высшие гармоники. Поэтому дополни- тельные потери из-за появле- ния нежелательных частот исключены. Настройка УВЧ-передатчи- ка требует довольно большого терпения. Все контуры выход- ной цепи оказывают взаимное влияние на согласование и ре- зонансные частоты друг друга. Чтобы можно было оптималь- но настроить передатчик, все конденсаторы должны быть переменными. Это оправдано, так как настройку передатчи- ка приходится многократно повторять в направлении ука- занной на схеме нумерации конденсаторов. При этом мож- но использовать абсорбцион- ный волномер, индикаторную лампочку (3,8 В, 0,07 Л) с ка- тушкой связи (2 витка) и из- меритель напряженности поля. Настройка оконечного ка- скада должна выявить отсутст- вие каких-либо скачков (по- 143
требляемого тока, напряжен- ности поля), которые являются признаком присутствия неже- лательных колебаний. Резо- нансы во всех точках должны быть устойчивыми. Если во время настройки выявлены точки нежелательных резонан- сов (что равноценно наличию паразитных колебаний), то устранить их можно несколь- кими способами: экранированием каскадов для уменьшения паразитных связей; изменением емкостей блоки- ровочных конденсаторов; снижением рабочей доброт- ности колебательного контура; применением емкостных свя- зей вместо индуктивных. Посредством оптимальной настройки выходной цепи по- лучают максимальную мощ- ность высшей гармоники. При этом варикап не должен быть перегружен термически (что приводит к максимальным по- терям мощности) и по напря- жению. Максимальное напря- жение раскачки задано напря- жениями Uz и UD (рис. 119). Это максимально допустимое напряжение раскачки может быть рассчитано по формуле: Рван 0,125 • со • СО • U\, (40) где Р$аи — мощность насыще- ния варикапа, СО — емкость варикапа при отсутствии пода- чи напряжения смещения. Нагрузка варикапа должна составлять максимум 30% мощности насыщения. В насто- ящее время промышленность выпускает полупроводниковые приборы, рассчитанные на са- 144 Рис. 119 Рабочая характеристика варикапа мые различные рассеиваемые мощности, что позволяет моде- листам с помощью варикапов получать выходную мощность 1 Вт, хотя благодаря значи- тельно более высокому КПД антенны в УВЧ-диапазоне для управления моделью достаточ- но мощности несущей частоты, равной 50—100 мВт. 4.2.1.4. Антенны Задача антенны — преобразо- вывать с высоким КПД гене- рируемые и передаваемые по проводникам в передатчике высокочастотные колебания в энергию электромагнитного поля и излучать ее в виде электромагнитных волн. При определенной энергии питания максимальные электрическое и магнитное поля можно полу- чить тогда, когда колебатель- ный контур возбуждается ча- стотой, равной его собственной частоте, т. е. при резонансе. Катушки и конденсаторы из-за концентрации их полей излучать энергию не могут. Для излучения концентриро- ванное поле должно быть пре- образовано так, чтобы его си-
ловые линии занимали воз- можно большее пространство. Концентрированные схемные элементы для этого необходи- мо «растянуть», чтобы из за- крытого колебательного конту- ра получить открытый (рис. 120). В качестве открытого ко- лебательного контура исполь- зуют антенну. Ее поверхность играет роль обкладок конден- сатора, а длина — роль прово- да катушки. Индуктивность и емкость больше не сконцент- рированы, а распределены по длине антенны. По распреде- лению поля антенны (рис. 120, д) можно судить о ее электри- ческих характеристиках. Сере- дина антенны обладает макси- мальным магнитным полем (что соответствует максималь- ной индуктивности), а кон- цы антенны — максимальным электрическим полем (что со- ответствует максимальной ем- кости). По аналогии с конден- сатором такую антенну назы- вают поэтому диполем (двух- полюсником) . Рис. 120 Преобразование закрытого колеба- тельного контура в открытый: а — закрытый колебательный контур; б — конденсатор «открыт»; в — конденса- тор и катушка преобразованы в вы- сокочастотный проводник; г — из вы- сокочастотного проводника получена антенна; д—диполь-антенна Кроме того, распределение поля по длине антенны позво- ляет судить о распределении по ней тока и напряжения. По- скольку в случае антенны речь идет о колебательном элемен- те (об открытом колебатель- ном контуре), ее электриче- ские характеристики могут быть по аналогии описаны электрическими характеристи- ками закрытого колебательно- го контура. Распределение то- ка по длине антенны соответ- ствует распределению магнит- ного поля, которое, как и ток, максимально в середине дипо- ля. Говорят, что в середине ди- поля ток имеет «пучность» — максимум, а на концах — «уз- лы»— минимумы (рис. 121). Напряжение при распределе- нии по длине антенны имеет «узел» в середине диполя, а «пучности» на его концах. Из рис. 121 видно, почему антен- ну называют полуволновым диполем или л/2-диполем. Гео- метрическая длина этого излу- чателя при резонансе точно со- ответствует половине длины волны. Для идеального случая мож- но считать, что антенна пред- ставляет собой бесконечно тон- кую проволоку. Длина волны X и частота f связаны соотно- шением 10 Зак. 718 145
Рис. 121 Распределение тока i и напряжения U по длине полуволнового диполя Рис. 122 Определение эффективной (действую щей) длины антенны (41) где с — скорость распростра- нения электромагнитных волн, величина которой для вакуума и воздуха постоянна и состав- ляет около 300 000 км/с. Сле- довательно, для частот, используемых при дистанцион- ном управлении моделями, длины антенн, в случае иде- альных полуволновых диполей равные половине длины волны, составляют: для частоты 13,56 МГц — 11,06 м; для частоты 27,12 МГц — 5,53 м; для частоты 433,92 МГц — 34,65 см. Для понимания особенно- стей работы антенны необхо- димо знать ее важнейшие па- раметры. Эффективная высота антенны Для определения эффектив- ной или действующей высоты антенны распределение тока по эффективной высоте ан- тенны представляют прямоу- гольником, т. е. ток считают 146 постоянным по всей длине ан- тенны. При этом площадь, за- нимаемая этим прямоугольни- ком, равна площади, занимае- мой синусоидальным распреде- лением тока (см. синусоиду / на рис. 122). Таким образом, получают, что механическая высота антен- ны I больше ее действующей высоты /w. Эти высоты связа- ны соотношением lw=- -L1=. 0,636-1. (42) Понятие эффективной высо- ты антенны необходимо для расчета других параметров антенны. Мощность излучения антенны Мощность излучения Ps зазем- ленной штыревой антенны рас- считывают по уравнению (/ \2 _£.) -Л (43,а) Л / Здесь / представляет собой эф- фективное значение тока в точ- ке питания антенны. Из форму- лы (43, а) видно, что для ли- нейного увеличения мощности
ток питания антенны должен возрастать квадратично. Для мощности излучения ди- поля существует формула: (/ \2 Р- (43,6) Если формулы (43) сравнить с формулой мощности из элек- тротехники Р = /?/2, то видно, что выражение перед I2 соот- ветствует сопротивлению. Уравнения, определяющие сопротивление излучения ан- тенны: / / w,\2 16001-у) для штыревой антенны; (44,а) /?я^800 I — I для диполя (44,6), называются также уравне- ниями Рюденберга. Теоретическое значение это- го параметра для настроенной штыревой антенны составляет R.s = 36,6 Ом, а для настроен- ного диполя /?8 = 73,2 Ом. Эти значения справедливы для бесконечно тонких антенн, рас- положенных бесконечно высо- ко над землей. Но так как ан- тенна состоит из материала конечной толщины, сопротив- ление излучения ее тем боль- ше, чем толще антенна по от- ношению к длине волны. Поэ- тому у нормальной дипольной антенны следует принимать не /?s=73,2 Ом, а /?8 = 60 Ом (нор- мированное значение для вол- нового сопротивления антенно- го провода). Под сопро- тивлением излучения антенны понимают эквива- лентное сопротивление в точке подключения антенны, потреб- ляющее производимую током антенны активную мощность, которая соответствует мощно- сти излучения. Поскольку антенна является колебательным элементом, на нее можно распространить за- кономерности, справедливые для колебательного контура, и с их помощью получить теоре- тические и практические вы- воды. Поведение антенны, как колебательного элемента, опи- сывается уравнением: EA = RA-JXA. (45) В зависимости от длины ан- тенна ведет себя как индук- тивное, емкостное или актив- ное (омическое) сопротивление. В случае настройки, или резо- нанса, входное сопротивление является активным При этом антенна ведет себя как после- довательный или параллель- ный колебательный контур. При резонансе активное сопро- тивление представляет собой сумму сопротивления излуче- ния Rs и сопротивления потерь в антенне Rv* Ra= Rs + Rv- (46) КПД антенны Для повышения КПД антенны сопротивление ее излучения должно быть по возможности больше по отношению к сопро- тивлению потерь. Потери мощ- ности вызываются, главным образом, сопротивлением ма- териала антенны, недостаточно надежной изоляцией антенны !()♦ 147
по отношению к корпусу и за- землением. Сопротивление из- лучения, отнесенное к активно- му сопротивлению антенны, характеризует КПД антенны: Яс /?s+/?y (47) КПД антенны тем меньше, чем меньше сопротивление из- лучения антенны при тех же потерях. Антенна должна быть настроена на резонанс, так как входное сопротивление тогда максимально и имеет реальное значение. Входное сопротивле- ние антенны в общем случае имеет согласно уравнению (45) комплексное выражение и обоз- начается, как и полное сопро- тивление антенны, ZA. Мнимая часть j • ХА полного сопротив- ления антенны выражается уравнениями: jXA — j • ZA • ctg для шты- ревой антенны, (48,а) л / jXA — / • Zp • ctg — для дипо- ля, (48,6) где ZD— волновое сопротивле- ние диполя, ZA — волновое со- противление штыревой антен- ны. Волновое сопротивление штыревой антенны можно при- нять равным Z.4 60 • In 1,15- -у-. (49,а) а для диполя: ZD = 120 In 0,575-^-, (49,6) где I — длина антенны в см, d — диаметр антенного штыря в см, ZA и в Ом. Уравнения (48) и (49) по- зволяют получить точные ха- рактеристики антенны в зави- симости от ее длины. Для уко- роченной (/<Х/4) штыревой антенны отрицательное значе- ние котангенса в уравнении (48, б) даст емкостное реактив- ное сопротивление. Укорочен- ная штыревая антенна имеет, следовательно, емкостное вход- ное сопротивление, компенси- руемое удлинительной катуш- кой. При 1 = \14 мнимая часть равна нулю, при длине антен- ны Х/4</<Х/2 она индуктивна и при 1=^12 снова равна нулю. Четвертьволновую (л/4) шты- ревую антенну можно сравнить с последовательным колеба- тельным контуром, находящим- ся в резонансе с потерями. Сопротивление потерь пред- ставляет собой входное сопро- тивление, равное RA~30 Ом. Полуволновая (Х/2) антенна ведет себя как находящийся в резонансе параллельный коле- бательный контур. Коэффициент укорочения Сказанное выше справедливо для случая, когда антенна вы- полнена из бесконечно тонкой проволоки. Но в практике уп- равления моделями на рассто- янии используют телескопиче- ские антенны, имеющие конеч- ную поверхность, которую не- обходимо учитывать. Емкость антенны можно представить ее внешней повер- хностью, индуктивность — длиной. Если емкость антенны 148
увеличить за счет увеличения ее поверхности, то для сохра- нения условий резонанса ин- дуктивность антенны должна быть уменьшена. Но это озна- чает, что длина антенны долж- на быть меньше теоретической. Для антенн, используемых в аппаратуре дистанционного управления моделями, коэффи- циент укорочения принимают равным 0,95. Ниже указаны длины антенн, принятые в практике моделизма: Таблица 9 Длина антенн, принятая в моделиз- ме, м Тип антенны Рабочая часто- та, МГц 13,56 | 27.12 Антенна, длина которой равна длине волны 22,12 11,06 Четвертьволно- вая антенна 5,25 2,62 Полуволновая антенна 10,50 5,25 представляют собой укорочен- ные четвертьволновые антен- ны. При разработке четверть- волновых антенн необходимо принимать во внимание следу- ющее. В точке питания диполя расположены «пучность» тока и «узел» напряжения (см. рис. 121). Соответствующее элек- тромагнитное поле антенны симметрично. Через точку пи- тания перпендикулярно к дипо- лю можно расположить плос- кость идеальной проводимости, не изменяя распределения поля антенны (рис. 123). Теперь, не оказывая влияния на располо- женное выше этой плоскости поле, нижнюю половину диполя можно удалить, при этом умень- шаются вдвое только мощность и сопротивление излучения. Это явление используют в аппара- туре дистанционного управле- ния моделями, так как земную поверхность при некоторых до- пущениях можно принять за хорошо проводящий слой. Сле- довательно, антенна передат- Как видно из табл. 9, антен- ны-диполи, длины которых равны длине волны для частот 13,56 и 27,12 МГц, неприемле- мы для портативных передат- чиков из-за их большой длины. Лишь длина 2,62 м четверть- волновой антенны, рассчитан- ной для работы в диапазоне 27,12 МГц, является имеющим смысл решением, но даже та- кую антенну использовать очень трудно. Антенны, исполь- зуемые в моделизме, имеют длину 1,0—1,8 м, т. е. антенны передатчиков почти всегда Рис. 123 Принцип получения штыревой антен- ны (четвертьволновой) 149
чика такой аппаратуры пред- ставляет собой заземленную (симметричную относительно земли) штыревую антенну, ко- торая при вертикальной ее установке излучает вертикаль- но поляризованные волны. Если антенну установить над землей, например на авиамо- дели, то она будет представ- лять собой несимметричную антенну, а большую хорошо проводящую поверхность (зем- лю) следует при этом заменить металлической, возможно бо- лее вытянутой металлической деталью. Сопротивление заземления при работе антенны проявля- ется как сопротивление потерь. Но это означает, что сопротив- ление заземления, если только на него можно оказывать вли- яние, должно быть снижено. Отсюда вывод: корпус пере- датчика следует изготавливать по возможности из металла и обеспечивать хороший контакт между корпусом и землей. Та- ким образом, корпус передат- чика является составной частью передатчика и оказывает зна- чительное влияние на излучае- мую мощность высокой часто- ты. Что касается конструкции передатчику, то высокочастот- ный блок должен быть воз- можно меньше удален от ан- тенны, т.е. точку питания ан- тенны располагают очень близ- ко к точке установки антенны на передатчике. Длинные про- водники повышают потери, так как они не участвуют в излуче- нии. Корпус передатчика в точ- ке, близко прилегающей к вво- ду антенны, соединяют толстым 150 медным проводом с массой вы- сокочастотного блока. Так как корпус передатчика представляет собой своеобраз- ную вторую половину диполя, короткие с хорошей проводи- мостью проводники также яв- ляются условием надежной ра- боты передатчика. Корпус пе- редатчика должен быть соеди- нен с массой всей схемы только в одной точке. Этой точкой может быть точка вблизи ввода антенны: «холод- ный конец» катушки связи или «холодный конец» последнего конденсатора П-фильтра, сог- ласующего антенну. Схема пе- редатчика больше не должна иметь никаких других точек контакта с корпусом. При по- явлении таких контактов часто образуются паразитные коле- бания (высокочастотные мер- цания) . Оптимальное согласование антенны и хорошее заземление оказывают прямое влияние на дальность действия пере- датчика. Но эта дальность за- висит и от других факторов, как это видно из диаграмм на- правленности штыревой антен- Антенна Рис. 124 Диаграммы направленности штыре- вой антенны при различных проводи- мостях земной поверхности: 1 — пло- хо проводящая земля. 2 — нормаль- ная проводимость, 3 земля с иде- альной проводимостью
ны при различных сопротивле- ниях заземления и переходных сопротивлениях в месте зазем- ления (рис. 124). Например, на водной поверхности и при влажном грунте дальность действия сильно возрастает. Другая проблема вызвана слишком малой длиной штыре- вой антенны для работы на ча- стоте 27,12 МГц. По уравнению (44) при укороченной антенне сопротивление излучения па- дает, по для получения высо- кого КПД антенны, как это видно из уравнения (47), не- обходимо при заданном сопро- тивлении потерь стремиться к большому сопротивлению из- лучения. Слишком короткая и обладающая большой ем- костью антенна должна быть «удлинена» электрически. Ем- костное реактивное сопротив- ление можно компенсировать индуктивностью, удлинитель- ной катушкой. Антенна, наст- роенная на резонансную часто- ту, снова будет иметь сопро- тивление излучения около 35 Ом, которое может быть легко согласовано с помощью П-фильтра. На практике оправдали себя два варианта включения уд- линительной катушки: в точке ввода и в середине антенны. В последнем случае удлини- тельную катушку называют также CLC-катушкой (от ан- гл и й с кого Central—Loading— Coil). Наиболее эффективной точкой включения дополни- тельной индуктивности являет- ся точка ввода антенны, так как через нее течет максималь- ный ток. Удлинительная катушка дол- жна иметь по возможности большую добротность. Чтобы антенну можно было точно на строить на резонансную часто- ту, катушку чаще всего выпол- няют с подстроечником. Распо- ложение удлинительной катуш- ки у точки ввода антенны обеспечивает простоту ее уста- новки и удобство настройки даже во время управления мо- делью, но значительно снижа- ет эффективную высоту антен- ны, так как из-за установки катушки часть поля антенны остается сконцентрированной внутри передатчика и поэтому не излучается (рис. 125). Более выгодно устанавли- вать удлинительную катушку не в точке ввода антенны, а в середине антенны, так как это значительно улучшает ее ха- рактеристики излучения. Это видно из сравнения обоих ва- риантов установки катушки. Так как ток в середине антенны меньше тока в точке ее ввода, CLC-катушка должна иметь более высокую индуктивность (т. е. большее число витков), чем катушка, устанавливаемая в точке ввода антенны. CLC-ка- тушка имеет 30 витков медной, покрытой эмалью проволоки диаметром 1 мм, намотанной на изоляционный каркас диамет- ром 20 мм, изготовленный из поливинилхлорида или пиак- рнла. Чтобы применить CLC-ка- тушку и использовать ее элек- трические преимущества, при- ходится преодолевать конст- руктивные сложности. Катуш- ка не должна изменять свою геометрию и в то же время быть легкой. Другими словами, 151
Постоянный ток за счет постоянной интенсивности поля внутри антенны ^Падение напряжения на катушке 020 Паять 60 витков медного, покрытого эмалью провода 01 Изолирующий каркас Паять j □— Резьба в) Рис. 125 Антенные удлинительные катушки. а — катушка, установленная в точке ввода антенны; б катушка, уста- новленная в середине антенны (CLC катушка); в - конструкция катушки, установленной в середине антенны она должна обеспечивать по- стоянство своих электрических характеристик (индуктивность, надежный контакт) и при этом нс перегружать тонкую антен- ну. Моделист должен находить компромиссное решение, учи- тывающее преимущества и не- достатки того или иного вари- анта. Уравнения (42) — (47) спра- ведливы для идеально зазем- ленной * штыревой антенны, т. е. для штыревой антенны, имеющей большой «противо- вес» в отношении к длине вол- ны. Корпус передатчика аппа- ратуры дистанционного управ- ления моделями, а также емкости рук и корпуса моде- листа образуют небольшой «противовес». Поэтому искус- ственно удлиненная антенна более чувствительна к рас- стройке, возникающей при при- ближении к проводящим по- верхностям, которыми, напри- мер, являются моделист и его помощники. В процессе настройки пере- датчик необходимо крепко держать в руках, чтобы во время управления моделью в определенной мере сохранить постоянной емкость, образуе- мую руками и корпусом моде- листа. Если же настройку про- водить при свободно стоящем приемнике, то при управлении моделью антенна расстраивает- ся и мощность излучения силь- но падает. Если же измеритель напряженности поля в случае свободно стоящего передатчи- ка индуцирует напряженность, большую чем тогда, когда пе- редатчик крепко держат в ру-, ках, это не должно вводить в 152
заблуждение. Если свободно стоявший при настройке пере- датчик взять в руки и изме- рить напряженность поля при- том же самом направлении из- лучения и на том же самом расстоянии, то значение этой напряженности будет значи- тельно меньше, чем у пере- датчика, который при настрой- ке крепко держали в руках. Сравнимые выводы о мощ- ности излучения передатчика можно сделать только при за- мере напряженности поля на расстоянии, по крайней мере равном 4*Х от передатчика. Оптимальную настройку пере- датчика и антенны получают, когда этот процесс производят в условиях, которые имеют место при управлении моделью (передатчик крепко зажат в руках, замер напряженности поля ведется на достаточно большом расстоянии). Так как условие S>4-Z (S — расстояние между пере- датчиком и измерителем напря- женности ноля) моделисту вы- полнить _тр\дно, процесс на- стройки следует производить, по меньшей мере, при S=l-Z — — 10 м. Измеритель напряжен- ности поля, установленный на расстоянии 1—2 м от передат- чика, не регистрирует измене- ния поля, тогда как именно это изменение имеет значение для управления моделями. Кроме того, из-за относительно мало- го «противовеса» передатчи ка, сопротивление излучения уменьшается до значения, меньшего рассчитанной вели- чины. Поэтому приведенные в разделе 4.2.1.2 расчеты дают лишь приближенные значения. В полосе частот 27,12 МГц чаще всего применяют искусст- венно удлиненные четвертьвол- новые штыревые антенны. Но так как каждый сантиметр длины антенны увеличивает ее КПД и, следовательно, повы- шает мощность ее излучения, штырь антенны следует делать как можно длиннее. Обычно применяют телескопические антенны длиной от 1,2 до 1,5 м. Для обеспечения надежного управления моделью следует применять по возможности са- мые длинные и самые прочные антенны. Использование для передатчика антенны, имеющей длину, например 1 м, равно- сильно работе с малым КПД при сниженной мощности вы- сокой частоты. Затруднительно но уже с другой точки зрения - конст- руирование антенны для рабо- ты в УВЧ-диапазопе. Электри- ски самым выгодным решени- ем, которое может обеспечить нанлучшее согласование с ка- скадом усиления мощности и нс требует никакого «противо- веса», является полуволновой диполь. Но так как передатчик должен иметь круговую диаг- рамму направленности, диполь должен быть установлен вер- тикально. Однако держать так передатчик неудобно. Для электрических характеристик еще более выгодна директорная антенна, но из-за своей диаг- раммы направленности она неудобна в обращении. Эту ан- тенну необходимо постоянно направлять на модель. Поэто- му, хотя штыревая антенна электрически несколько менее выгодна для УВЧ-передатчика, 153
она остается более удобной для него. Антенна длиной 5/8 волны имеет более выгодные харак- теристики излучения, чем чет- вертьволновая антенна. Для УВЧ-передатчика она должна иметь длину около 43 см и, та- ким образом, сравнима по удобству обращения с антен- ной, рассчитанной для работы в полосе частот 27,12 МГц. К другим преимуществам шты- ревой антенны длиной 5/8 вол- ны относятся ее входное сопро- тивление, составляющее при- мерно 60 Ом, и нечувствитель- ность к величине «противове- са». Ем кости а я соста вл я юта я этой антенны в определенной мере компенсируется катуш- кой, установленной в точке ввода антенны Волны диапазона 25-150 МГц распространяю гея практиче- ски на дальность оптической видимости. За счет дифракции и рефракции в плотных воз- душных слоях дальность ра- диовидимости может быть примерно на 20% больше даль- ности оптической видимости. Радиовидимость рассчитывают по формуле 4,12(| । 7^), (50) где — радиовидимость в км, hb — высота антенны передат- чика в м, hE — высота антенны приемника в м. Для судовых, п летающих вблизи земли авиационных мо- делей, для которых /i6=2,5 м и /1/;= 1 м, дальность радиовиди- мости составляет S/?= 10,95 км. Даже если радиовидимость уменьшена за счет экранирую- 154 щего действия различных пре- пятствий, она достаточна для надежного управления этими моделями. При расчете мощно- сти излучения передатчика ее относят к мощности излучения полуволнового диполя Его КПД равен 1. Но так как передатчики работают с уко- роченными антеннами, то в за- висимости от длины антенны значение составляет чаще всего от 0,2 до 0,5. Удлини тельная катушка, установлен- ная в точке ввода антенны или в ее середине, улучшает наст- ройку антенны п тем самым по- вышает ее КПД. Одновремен- но антенна становится более чувствительной к изменениям настройки, например при при- ближении к проводящим по- верхностям, таким как стены, л юдн. Как уже было сказано, мощ- ность излучения может быть рассчитана лишь приближенно, и отклонения ее значений от результата расчета зависят от условий работы. В направле- нии основного излучения (пер- пендикулярно к штырю антен- ны) полуволновой диполь в свободном пространстве гене- рирует напряженность поля, равную где Е<,—напряженность поля в свободном пространстве в В/м, Лч — мощность излучения в Вт, R — расстояние в м. Уравнение (51) справедли- во только для случая свобод- ного пространства. Но так как
модели находятся также и на земле и около нее, необходимо учитывать отражения от зем- ной поверхности, которые уменьшают значения Ео, рас- считанные по уравнению (51). Для частот выше 25 МГц зем- ную поверхность можно рас- сматривать как хорошо прово- дящую поверхность. Приходя- щая волна отражается, как от зеркала, без потерь, и при этом происходит поворот ее фазы на 180°. Но после отражения волна распространяется далее в противофазе к исходной вол- не (рис. 126). В результате этого на приемную антенну приходят два сигнала передат- чика: прямой и отраженный. Если бы расстояния S/ и S? были равны, то в точке Е пря- мой и отраженный сигналы — из-за поворота фазы последне- го на 180° — взаимно гаси- ли бы друг друга. Только при различных расстояниях S} и S, (т. е. при различном времени распространения) в точке при- ема получают разность напря- жений обоих сигналов. Эта разность тем больше, чем боль- ше высоты hs и hE над уровнем земли. Высота антенны оказывает большое влияние на дальность Рис. 126 Распространение УВЧ-волн вблизи земной поверхности действия передатчика. С уче- том условий отражения от зем- ной поверхности и при отсут- ствии препятствий в пределах радиовидимости напряжен- ность поля около приемника равна Е = 7yps ihs hE . (52) • X а при решении этого уравнения относительно расстояния полу- чают R - 7VPS 4n-hshE При напряженности поля Е напряжение Uk/2 на полуволно- вом диполе в случае согласо- вания по мощности составляет =4г- <53> Использование приведенных формул следует пояснить на примере. Дано: рабочая частота передатчи- ка 27,12 МГц; мощность излучения = = 200 мВт; КПД антенны передатчика т}А8 = 0,3; высота антенны hs= 1,5 м; чувствительность приемника Уь = 4 мкВ; КПД антенны приемника г)ле=0,1; при минимальной высоте по- лета и максимальной дально- сти действия высота антенны приемника составляет hE = 5 м. Для перекрытия отклонений 155
антенны приемника от основно- го направления излучения ко- эффициент надежности принят равным 10. Расчет: По уравнению (53) получают _ 4мкВ-2-3,14 __ 1 11,06 ~ 2,57 мкВ/м. С учетом коэффициента на- дежности 10 и т)ае = 0, 1 полу- чают Е'-^257 мкВ/м. По уравнению (52) находят максимальное расстояние меж- ду передатчиком и приемником, т. е. дальность действия R: / 7-200мВт-0,3-4х о _ 1/ ХЗ, 14-1,5м-5м-м 00г К У 257мкВ-11,06м ~ а при ftE = 50 получают: /?~680 м. Этот расчет позволяет сде- лать следующие выводы: повышение мощности излу- чения для увеличения дально- сти действия нерентабельно (в моделизме), так как, чтобы увеличить дальность действия вдвое, мощность согласно уравнению (52) необходимо повысить в 16 раз; особое внимание моделистов должно быть обращено на вы- соту и качество выполнения антенны (настройка, усиление антенны), так как на эти пара- метры можно воздействовать простыми средствами; дальность действия команд- ной радиолинии в большой ме- ре зависит от чувствительности приемника, которая определя- ется характеристиками антен- ны приемника (ее настройкой, усилением, согласованием), коэффициентом шума входного каскада, полосой пропускания приемника и типом модуляции; чем больше длина волны, тем меньше согласно уравне- нию (52) дальность действия и тем хуже согласно уравне- ниям (44) и (47) КПД антен- ны. 4.2.1.5. Модуляция Выше уже были рассмотрены основные функции передатчи- ка, такие как кодирование команд, генерирование высо- кой частоты и излучение. Но чтобы закодированную коман- ду излучить в пространство в форме электрического сигнала, команда должна быть опреде- ленным образом наложена на высокочастотное колебание. Это наложение информации на высокую частоту называется модуляцией. Высокоча- стотное колебание описывается математическим выражением А. w(0, - H-cos(<DH/rf Н- ср), (54) где u(t)—мгновенное значе- ние, й — амплитуда, cohf^ — частота, ср — фаза. В зависимости от того, ка- кой из трех определяющих па- раметров несет информацию: амплитуда, частота или фа- за,— говорят об амплитудной, частотной или о фазовой моду- ляции. Ниже рассмотрены ос- новные физические закономер- ности этих типов модуляции и 156
их использование для дистан- ционного управления моде- лями. Амплитудная модуляция Наиболее старым и самым из- вестным типом модуляции яв- ляется амплитудная модуля- ция. В этом случае амплитуда несущей частоты изменяется в такт с низкой частотой, т. е. мощность излучения колеблет- ся с частотой модуляции (рис. 127). Модулированное высокочастотное колебание описывается уравнением = и • cos (Онf • t (1 + т • • costowrf), (55) из которого с помощью преоб- разования получают: л т u(t) HfCOSCO/y/;/ —COS((OHF + + ^f)^+'2’COS((Ohf—(56) Глубина модуляции характе- ризуется коэффициентом мо- дуляции т, который находят по соотношению /И - 4^7"-,00%- (57) (Значения G и К понятны из рис. 127). Из уравнения (56) видно, что модулированное колебание на- ряду с несущей частотой ожк содержит также две боковые полосы: (ohf-H’Lvf И (О///.— При этом собственно носителя- ми информации являются боко- вые полосы, но их амплитуды равны только половине ампли- туды высокочастотного колеба- ния (рис. 128). Рис. 127 Амплитудномодулированное высоко- частотное колебание, а — немодули- рованная несущая частота; б - моду- лирующая низкая частота; в — моду- лированная несущая частота Рис. 128 Частотный спектр амплитудномоду- лированного высокочастотного коле бания Отсюда можно сделать важ- ный вывод о модуляции несу- щей частоты передатчика: ре- шающей для амплитуды сигна- ла при демодуляции в прием- нике является лишь величина мощности боковой полосы Psb так как только она несет ин- формацию. Для достижения максимальной дальности дей- 157
ствия мощность боковой поло- сы должна быть поэтому как можно большей. При той же мощности несущей частоты мощность боковой полосы мак- симальна при т=1, т. е. при 100%-ной модуляции, из-за че- го и следует стремиться к ра- боте передатчика при таком коэффициенте модуляции. Уравнение (56) позволяет сде- лать еще один вывод. Частот- ный спектр амплитудномоду- лированной несущей частоты содержит верхнюю и нижнюю боковые полосы пропускания BNF. Т. е. для полосы пропус- кания по высокой частоте спра- ведливо соотношение Вне — 2Вне- (58) Другими словами, полоса пропускания по высокой часто- те, необходимая для передачи сигналов, должна быть вдвое больше, чем полоса пропуска- ния по низкой частоте. По международным прави- лам полоса частот 27,12 МГц разбита на каналы шириной 20 (30) кГц (см. табл. 2). Но для расчета полосы пропуска- ния передатчика за основу не- обходимо принимать наимень- шую необходимую для переда- чи информации полосу пропус- кания, которая должна лежать в пределах, определенных за- коном. В ГДР зти пределы для полосы частот 27,12 МГц со- ставляют±0,6%. При определении полосы пропускания по высокой часто- те за основу приняты законо- дательные определения относи- тельно переносной радиотеле- фонной аппаратуры, хотя за- 158 кон этого и не требует. Чтобы максимально использовать по- лосу частот для радиотелефон- ной аппаратуры при разбивке от каналов шириной 20 кГц пе- решли к каналам шириной 10 кГц. Максимальная ширина полосы передатчика должна составлять 8 кГц. Следователь- но, интервал надежности меж- ду соседними передатчиками составляет 4 кГц. При дистан- ционном управлении моделями такой интервал надежности оз- начает, что для одного канала управления в распоряжении имеется полоса частот по вы- сокой частоте BHF=18 кГц. По низкой частоте это соответству- ет полосе Bnf = 9 кГц. Следо- вательно, при такой разбивке на каналы нельзя передавать низкие частоты выше 9 кГц. При использовании узкопо- лосной цифровой аппаратуры с шириной канала 15 кГц (см.табл. 3) полоса пропуска- ния BHf уменьшается до 13 кГц, a BNF — до 6,5 кГц. Современная цифровая аппа- ратура эту полосу частот да- же полностью не использует. Если проанализировать цифро- вой сигнал, представленный на рис. 33, то можно видеть, что импульсы манипуляции, имеющие длительность 0,2 мс и минимальное расстояние меж- ду импульсами 1,0 мс, характе- ризуются основной частотой 1 кГц. Благодаря сглаживанию фронтов импульсов доля выс- ших гармоник сильно уменьше- на, за счет чего для надежного воспроизведения сигнала до- статочно передачи высших гар- моник от первого до четвертого порядка.
Ширина четвертой высшей гармоники равна 5-/о = 5 кГц, поэтому полоса пропускания составляет максимум 5 кГц. Но в основном передат- чик генерирует импульсы, имеющие длительность 1,6 мс, когда ручка управления нахо- дится в среднем положении. Полное отклонение ручки слу- чается редко и то лишь на од- ном из каналов, максимум од- новременно на двух каналах, т. е. для практики вполне до- пустимо рассчитывать на сред- нюю длительность импульсов 1,6 мс. Тогда для последова- тельности импульсов получают основную частоту примерно 625 Гц, а соответствующая по- лоса пропускания до четвертой гармоники должна быть равна ВЛЧг~3,125 кГц. Таким обра- зом, с хорошим приближением Вдк можно принять равной 3,5 кГц. В результате интервал надежности, принятый вначале равным 4 кГц, даже при узко- полосной работе передатчика при ширине канала 15 кГц уве- личился до 9 кГц. Такой интервал надежности снижает перекрестные помехи между каналами и в том слу- чае, когда кварцы невысокого качества, давая возможность работать одновременно двум комплектам аппаратуры ди- станционного управления на двух соседних каналах, напри- мер на 27-м и 28/29-м, без по- явления взаимных помех. Аппаратура дискретного ди- станционного управления с ам- плитудной модуляцией требует более широкой полосы пропус- кания, чем цифровая (см. табл. 6). Следовательно, пре- имуществом цифровой аппара- туры является по сравнению с дискретной не только более со- вершенное (пропорциональное) управление, но и более пол- ное использование полосы про- пускания. Благодаря этому преимуществу в полосе частот 27,12 МГц возможна одновре- менная работа 19 комплек- тов узкополосной аппатуры (см. табл. 3). Модуляция несущей частоты производится в низкочастотном или в импульсном блоке пере датчика. Модулирующий; сиг нал может быть, в принципе, подан всюду туда, где он может воздействовать на амплитуду несущей частоты, т. е. в любой высокочастотный каскад (в ге- нератор высокой частоты, предоконечный или оконечный каскад), на базу, эмиттер или коллектор транзистора, на ко- тором собран этот каскад. Различные варианты моду- ляции имеют определенные пре- имущества и недостатки, как это показано ниже на примерё некоторых схемных решений. Различают модуляцию с по- вышением и модуляцию с по- нижением. В первом случае ам- плитуда модулированной вы- сокой частоты больше ампли- туды этой немодулированной частоты (рис. 129, а). На пер- вый взгляд этот тип модуляции кажется наилучшим, так как при полной модуляции (т=1) выходная мощность в четыре раза больше мощности при от- сутствии модуляции. Но это требует дополнительных схем- ных элементов (модуляцион- ного трансформатора). Поэто- му в передатчиках для аппара- 159
Рис. 129 Типы моду- ляции: а — модуляция с повышением; б — модуля- ция с пони- жением туры дистанционного управле- ния моделями, как правило, используют модуляцйю с понижением, при которой мощ- ность при полной модуляции равна мощности при отсутствии модуляции (рис. 129,6). В качестве примера модуля- ции с повышением следует рас- смотреть схему высокочастот- ного блока для передатчика Variophon 2 (рис. 130.) Каскад усиления мощности, собранный на транзисторе Т4, работает по схеме с общей базой. Модули- рующий сигнал подается на базу транзистора Т4 через трансформатор L1. Этот вари- ант схемы требует дополни- Рис. 130 Двухкаскадный высокочастотный блок передатчика Variophon 2. Катушки £/, L2 диаметром 7 мм. с подстроеч- нпками, имеют по 8,5 витка. Катуш- ка L3 диаметром 8 мм имеет 21 ви- ток па длине 15 мм. Все катушки на- мотаны медным покрытым эмалью проводом диаметром 0,4 мм Модуля- ционный трансформатор подключен к точкам е, f тельных схемных элементов и точной настройки на рабочую точку, чтобы исключить моду- ляционные искажения. В дру- гих передатчиках он не при- меняется. Если модуляционный тран- сформатор заменить модуля- ционным транзистором, то транзистор одновременно бу- дет работать и как модуляци- онный усилитель. • Такой моду- ляционный усилитель может быть включен в цепь базы, эмиттера или коллектора вы- сокочастотного транзистора. С его помощью возможна так- же и синусоидальная модуля- ция, но только с повышением. При использовании транзи- стора для модуляции стремят- ся к работе в импульсном или в дискретном режиме. Это объ- ясняется следующим: так как в большинстве случаев сигнал более или менее сильно огра- ничивается в приемнике, точ- ная синусоидальная демодуля- ция невозможна. Следователь- но, сигнал можно ограничить 160
уже в модуляторе и за счет этого получить два решающих преимущества. Во-первых, от- падает необходимость в точной настройке на рабочую точку (упрощение за счет прямой межкаскадной связи), и, во- вторых, модуляционный тран- зистор работает как ключ (снижение мощности потерь). Такой метод модуляции ис- пользован в передатчике для аппаратуры дистанционного уп- равления Start (рис. 131). Мо- дуляционный транзистор Т4 включен последовательно с транзистором Тб каскада уси- ления мощности. Конденсато- ры С6 и СП связывают эмит- тер транзистора Тб по высокой частоте с массой. В остальном высокочастотный блок этого передатчика точно соответству- ет блоку, показанному на рис. 130. В соответствии с по- ложениями, приведенными ра- нее, генератор собран по стан- дартной схеме, а каскад усиле- ния мощности имеет П-фильтр. Особенностью передатчика аппаратуры Start является транзистор Т7. Так как пере- датчик аппаратуры дистанцион- ного дискретного управления излучает несущую частоту только при подаче команды, в паузах между командами он может быть выключен. Эту за- дачу и выполняет транзистор 77, на базу которого через вто- рой контакт соответствующего канального ключа подается положительный потенциал. При этом напряжение питания поступает на передатчик толь- ко тогда, когда производится передача команд. Рассмотрен- ная схема обеспечивает эконо- мию тока, так как передатчик потребляет полную мощность только во время передачи ко- манд, оптимально используя емкость встроенных батарей (три батареи типа 3R12). В цифровых передатчиках, имеющих значительно большее потребление ♦ мощности, этот способ не применяют, так как здесь между передатчиком и приемником должен поддержи- ваться постоянный радиокон- такт с помощью непрерывно повторяемых последовательно- стей испульсов. То, что модуляцию можно успешно осуществить в оконеч- ном каскаде посредством включения модуляционного нч Г4 GC121 \R6 l/Лг у^/г 17 БС121 Г5 6F126 Рис. 131 Двухкаскадный высокочастотный блок передатчика с выключением тока покоя (аппаратура Start) II Зак 718 161
•> ^81 "29,12111 8201 \39k Г201 0204 10 L201 Т202 __________ 39 far201 C209 rF T203 «« AC127\ C205J^~£2tL Мостик только дляг - < ► настройки генератора6+ < 1t2T C210 1120 L202 ИП1 0,1mA C211 150' Иншкапюр'^2^'. Высокой частоты | +128 Рис. 132 Двухкаскадный высокочастотный блок передатчика с модуляцией в оконеч- ном каскаде (аппаратура Variop- гор 12) транзистора в эмиттерную цепь транзистора оконечного каска- да, доказывает работа высоко- частотного блока для передат- чика Varioprop 12 (рис. 132). Блок собран на печатной плате, экранирован и вместе с гнездом включения антенны размещен в передатчике. О схеме для индикации выходной мощности будет сказано ниже. Несмотря на дискретный ре- жим работы при выходной мощности 500 мВт, модуляци- онный транзистор приводит к появлению значительной мощ- ности потерь. Поэтому в пере- датчиках цифровой аппарату- ры модуляцию лучше осу- ществлять в предоконечном каскаде, там для этого доста- точна меньшая мощность. Рис. 133 Двухкаскадный высокочастотный блок передатчика с модуляцией в каскаде генератора (аппаратура ni 2), Катушка L1/2, с подстроен ни- ком, имеет 12/4 витка провода диа- метром 0,5 мм; катушка L3, с под- строечником,— 9 витков провода диа- метром 0,8 мм и катушка L4 — 12 витков провода диаметром 1 мм. Диаметр катушек 7 мм, намотка мод- ным покрытым эмалью проводом. Дроссель L5 имеет индуктивность 20 мкГ. Антенна снабжена удлини- тельной катушкой, установленной в ее середине
Во многих передатчиках промышленного и самостоя- тельного изготовления модуля- ция производится в каскаде ге- нератора высокой частоты. В высокочастотном блоке для передатчика Mini 2 (рис. 133) транзистор модулятора Т1 включен последовательно с транзистором схемы генерато- ра Т2 и кратковременно (при- мерно на 0,2 мс) запирается отрицательными импульса ми моностабильного мультивибра- тора импульсного блока. За счет этого транзистор Т1 на та- кое же время отключает тран- зистор генератора Т2 от напря- жения питания и прекращает высокочастотные колебания. Излучение высокой частоты прерывается в такт с импуль- сами манипуляции, т. е. высо- кая частота модулируется. Та- ким способом при потреблении относительно малой мощности и при небольшом количестве схемных элементов возможно получение 100%-ной модуля- ции. Но для этого транзистор схемы генератора должен об- ладать очень хорошими высо- кочастотными характеристи- ками. Благодаря полному отключе- нию транзистора Т2 (что соот- ветствует #1=1) ток базы так- же при этом прекращается. 7?С-цепочка R15, С16 на входе транзистора Т1 искажает фрон- ты импульсов. Из-за этого сглаживания импульсов (а моностабильный мультивибра- тор генерирует импульсы пра- вильной прямоугольной фор- мы) ширина полосы высокоча- стотного сигнала значительно сужается. В цифровом пере- датчике может быть реализо- вана полоса пропускания по низкой частоте Bjvf—3,5 кГц. Сглаживание фронтов импуль- сов не сказывается отрицатель- но на работе аппаратуры ди- станционного управления и обеспечивает оптимальное ис- пользование полосы частот, от- веденной для управления мо- делями. Модуляция в каскаде гене- ратора использована также в передатчике аппатуры Start dp (рис. 134). Но здесь сделан еще один шаг по пути к упрощению схемы — модуляционный тран- зистор отсутствует. Его функ- ции выполняет второй транзи- стор в каскаде формирователя импульсов. Генератор, следова- тельно, является нагрузочным сопротивлением для коллекто- ра моностабильного мульти- вибратора (см. рис. 38). Этот вариант схемы исполь- зуют редко, так как много- функциональные каскады (формирование импульсов и модуляция) трудно выполни- мы. Данный метод модуляции применим при относительно небольших выходных мощно- стях, составляющих примерно 250 мВт. Других особенностей высокочастотный блок не имеет. Рабочую точку генератора устанавливают с помощью ре- зистора R40. Каскады генера- тора и усиления мощности имеют индуктивную связь. Для эффективного подавления выс- ших гармоник в цепи коллекто- ра транзистора Т12 установ- лен двойной П-фильтр. Антен- на передатчика, имеющая дли- ну всего 1,1 м, настраивается в 11* 163
Рис. 135 Трехкаскадный высокочастотный блок передатчика с модуляцией н предоко печном каскаде, и схема Все ка тушки, с нодстроечниками. имею! диа метр 7 мм и намотаны медным по- крытым эмалью проводом диаметром 0,5 мм. Катушка Ы имеет 12 витков. L2 - 5-1-5 витков, L3—8,5 витка н L4 -15 витков. Индуктивность дрос- селя Dr! равна 20 мкГ Длина шты- ревой антенны— 1,50 м. б —плата в сборе Рис. 134 Двухкаскадный высокочастотный блок передатчика с модуляцией в каскаде генератора (аппаратура Start dp). Питание от двух батарей 6 В ем костью 450 мА ч каждая резонанс с помощью удлини- тельной катушки L4. Излу- чаемая мощность передатчи- ка — значительно возрастает при шунтировании резистора R42 конденсатором (5 тыс. пФ) и удлинении антенны до 1,4 м (нужно подстроить катушку 164
L4). За счет этого при том же потреблении тока увеличивают КПД передатчика и повышают дальность его действия (или улучшают отношение сигнал/ помеха). По мере увеличения выход- ной мощности до 0,8-1 Вт все чаще начинают применять трех- каскадные высокочастотные блоки. Такое решение, прини- маемое в интересах обеспече- ния стабильности частоты и на- дежности работы на всех вы- сокочастотных каналах, позво- ляет использовать генератор малой мощности. Чтобы улуч- шенные за счет применения трех каскадов характеристики генератора снова затем не ухудшить при модуляции в этом каскаде, в трехкаскадных передатчиках ее осуществляют в предоконечном каскаде. Пре- имущество модуляции, осу- ществляемой в каскаде генера- тора (малая потребляемая Рис 136 Трехкаскадный высокочастотный блок передатчика с модуляцией в предоко- нечном каскаде (аппаратура Variop- rop 8S). Напряженно питания 10.5- 14,5 В, батарея 12 В, 1500 мА ч мощность, коэффициент моду- ляции /п==1), сохраняется при модуляции в предоконечном каскаде. В трехкаскадном высокоча- стотном блоке (рис. 135) кас- кады имеют индуктивную связь, которую можно регули- ровать. Предоконечный и око- нечный каскады работают в режиме С. Развязка каскадов по отношению друг к другу осуществлена с помощью RC- цепочек R4, СЗ и R7, С7. Этот высокочастотный блок рассчи- тан для работы вместе с им- пульсным блоком, показанным на рис. 35. На примере высокочастот- ного блока для передатчика Varioprop 8S (рис. 136) можно видеть, как высказанные выше положения применяются в со- временной промышленной аппа- ратуре дистанционного управ- ления. Генератор, собранный на транзисторе Т101, работает по стандартной схеме и благо- даря резистору R104 имеет слабую развязку с последую- щими каскадами. Генераторный каскад индук- тивно связан с предоконечным м» 10 СЮ9 07т fi1O1\ V cioi\& йог cm СЮ2 Юг ТЮЗ 8С№Л ТЮ2 CMLffff 338-16 “ ' СИП 0,015 КЮ5 33 m Itff С1ОВ фг 1 ^-^bKneit/Mmopy ШЗО 620 ш, СП2 -82 спзи03 1т К импульсному блоку 80000 СПО 100 ± 165
каскадом, собранным на тран- зисторе Т102. В предоконечном и оконечном каскадах исполь- зованы низкочастотные транзи- сторы типа ВС 338 и BD 400. Современные низкочастотные транзисторы имеют хорошие высокочастотные характери- стики и вполне могут быть ис- пользованы для этой цели. В схеме предоконечного каска- да нет никаких особенностей. Транзистор Т102 подключен к средней точке катушки коле- бательного контура L102, С105, чтобы не слишком силь- но демпфировать его. Транзи- стор ТЮЗ модулятора подает ток на эмиттер транзистора предоконечного. каскада в такт с последовательностью импуль- сов. Оконечный каскад работа- ет в режиме С и имеет емкост- ную связь с предоконечным каскадом. Простой П-фильтр образует колебательный кон- тур оконечного каскада. Кон- денсатор СИЗ осуществляет развязку антенны относитель- но постоянного тока источника питания. Для удлинения антенны (ее длина равна 1,43 м) и точной ее настройки в точке ввода установлена катушка Drl02. При потребляемой мощности постоянного тока 1,3 Вт око- нечный каскад обеспечивает выходную мощность около 1 Вт. Такая мощность для пе- редатчика является макси- мальной. Даже если при еще большем повышении выходной мощности можно получить до- полнительное улучшение отно- шения напряжений помехи и сигнала, то большое количество требуемых теперь никелево- 166 кадмиевых аккумуляторов, их высокая стоимость и значитель- ная масса сводят на нет полу- чаемые преимущества. В на- стоящее время выходная мощ- ность, равная 1 Вт, является хорошим компромиссом между стоимостью, емкостью аккуму- ляторов, временем работы и помехозащищенностью линии радиосвязи для передачи ко- манд управления. Частотная модуляция Наряду с амплитудной модуля- цией с 1974 г. в передатчиках аппаратуры дистанционного управления с целью повыше- ния эксплуатационной надеж- ности аппаратуры стали при- менять частотную модуляцию. Сравнение качества работы при частотной (в УКВ-радио- аппаратуре) и при амплитуд- ной (в средневолновом диапа- зоне) модуляции показывает, что при использовании в аппа- ратуре дистанционного управ- ления первая имеет определен- ные преимущества. В аппара- туре дистанционного управле- ния моделями применяют из- вестную из радиотелефонии узкополосную частотную мо- дуляцию. При частотной модуляции передатчик излучает несущую частоту постоянной амплиту- ды. Информация заключена в изменении (модулировании) несущей частоты (oHF, описы- ваемой уравнением (54), отно- сительно ее среднего значения. Величину колебания частоты называют девиацией ча- стоты Н, которая сравнима с коэффициентом модуляции т, используемым в случае ампли-
Т Амплитуда I немодулироОаннои • несущей частоты i,-3fU fx-fufhfffu ИМ, f fh-Vu fh-2& № fWu frSft 6% flP&fef^ f»^& W fi,-6fu fn+f* ftrtf" № fiM f»4'“ Рис. 137 Частотный спектр частотномодулиро- ванного колебания: а—при Af=2, б — при М=5 тудной модуляции, так как от ее величины также зависит громкость низкочастотного си- гнала при настройке. Как и при амплутудномодулирован- ной несущей частоте при ча- стотной модуляции информация заключена в боковых полосах (рис. 137). При этом частот- ный спектр имеет сложное и довольно объемное математи- ческое описание (с помощью функций Бесселя). Подробно на нем здесь останавливаться нет необходимости, но для при- менения частотной модуляции значение имеют некоторые вы- воды, вытекающие из резуль- татов математического расче- та. Частотный спектр частотно- модулированного колебания в обеих боковых полосах содер- жит бесконечно большое коли- чество боковых частот, ампли- туды которых уменьшаются с увеличением номеров их поряд- ков. Правда, начиная с неко- торой амплитуды, остальными боковыми частотами можно пренебречь, так как они при- нимают уже малое участие в воспроизведении сигнала. При высококачественной частотно- модулированной передаче пре- небрегают боковыми частота- ми, амплитуды которых состав- ляют менее 1 % амплитуды несущей частоты. При этом го- ворят о широкополосной ча- стотной модуляции. По сравне- нию с передачей при амплитуд- ной модуляции частотномоду- лированная передача обеспе- чивает очень хорошее качество сигнала даже тогда, когда пре- небрегают боковыми частота- ми, имеющими амплитуды ме- нее 10% от амплитуды несущей частоты. Благодаря этому зна- чительно сужается требуемая ширина полосы пропускания по высокой частоте, поэтому метод называют узкопо- лосной частотной мо- дуляцией. Полоса пропус- кания при этом определяется следующим уравнением BHF = 2fNF(\ 4 М), (59) где (60) INF Из уравнений (59) и (60) получают Bhf - -2(Н~г /„А (61) где М — индекс модуляции, 167
И — девиация частоты, ВНр — полоса пропускания и f.vF — низкая частота. Уравнение (61) показывает, что при частотной модуляции всегда необходима более широ- кая полоса пропускания, чем при амплитудной модуляции. Согласно этому уравнению по- лоса пропускания по высокой частоте зависит не только от полосы пропускания по низкой частоте, но и от девиации ча- стоты. Так как при интервале надежности 4 кГц полоса про- пускания по высокой частоте должна составить 18 кГц, циф- ровая аппаратура с частотной модуляцией при fKp=5 кГц мо- жет работать с девиацией ча- стоты и— BfiF f _ 18кГц * * 2 * NF 2 — 5 кГц= 4 кГц. Такая величина девиации ча- стоты является средней, при узкополосной частотной моду- ляции применяют девиацию от 2 до 10 кГц. Появилась четкая тенден- ция разбивки полосы частот 27,12 МГц на каналы, интерва- лы между которыми составля- ют 10 кГц (см. табл. 2). Это разрешает одновременную ра- боту 32 комплектов экстре- мально узкополосной аппара- туры, полоса пропускания по высокой частоте которой долж- на быть равна ShF“8 кГц при подавлении на 23 дБ излуче- ний, лежащих за пределами этой полосы. Сохранение используемой в настоящее время импульсной диаграммы при длине импуль- 168 са 1,6 мс требует полосы про- пускания по низкой частоте Z?aF~3,5 кГц. Тогда на девиа- цию частоты остается 0,5 кГц. Но такая малая девиация, в свою очередь, ставит другие проблемы. Малая девиация означает малое напряжение сигнала на выходе демодуля- тора. По этой причине девиа- ция частоты 0,5 кГц вряд ли применима. В 1974—1975 гг. в промышленности были прове- дены эксперименты с девиаци- ей частоты 1—2 кГц. Какой ва- риант оправдает себя на прак- тике, пока неясно, так как это зависит от решения многих тех- нических задач. Узкополосная частотная мо- дуляция может быть реализо- вана в передатчиках, стабили- зированных кварцем. Модуля- ция производится затягиванием частоты кварца в генераторе. Затягивание частоты кварца осуществляет последовательно включенный с ним варикап, емкость которого изменяется в такт с последовательностью импульсов (рис. 138,а), или комбинация конденсаторов, включающая модуляционный транзистор (рис. 138,6). Схемное решение последую- щих каскадов усиления отве- чает положениям, изложенным в разделе 4.2.1.2. Так как кас- кады усиления должны устой- чиво работать во всей полосе частот 27,12 МГц, их полосы пропускания в любом случае достаточно для частотной мо- дуляции. Искажения (высшие гармоники), появляющиеся при усилении мощности высокой частоты, не оказывают никако- го влияния на модуляцию. Еще
Рис. 138 Стабилизированный кварцем генера- тор, работающий при узкополосной частотной модуляции: а - с варика пом. Катушка L1 диаметром 5 мм имеет 15 витков медного покрытого эмалью провода диаметром 0,35 мм. Катушка L2 диаметром 7 мм имеет 12 витков такого же провода диамет- ром 0,5 мм. Обе катушки выполнены с подстроечниками; б с конденса- тором затягивания Л одним преимуществом частот- ной модуляции в схеме генера- тора является очень малая тре- буемая мощность модуляции. Схемное решение генератора частотномодулированной вы- сокой частоты (см. рис. 138, а) не намного сложнее, чем реше- ние генератора амплитудномо- дулированной высокой часто- ты (см. рис. 133). Последова- тельно с кварцем включены ва- рикап D1 и катушка L1. По- следняя компенсирует емкость варикапа в режиме отсутствия модуляции. Рабочая точка ва- рикапа D1 определяется дели- телем напряжения R2, R3. Устанавливаемая резистором R1 амплитуда низкой частоты и положение рабочей точки на характеристике варикапа изме- няют его емкость и, тем самым, девиацию частоты, генерируе- мой генератором. Но так как последовательно с варикапом включен кварц, на девиацию частоты оказывает влияние и динамическая емкость С1 кварца (см. рис. 100). Таким образом, девиацию частоты не- обходимо устанавливать в за- висимости от типа варикапа и характеристик кварца (С/). Следовательно, чем больше динамическая емкость С1 квар- ца (для кварца НС 25 U На- родного предприятия Narva емкость С1 равна 175 пФ), тем меньше должно быть измене- ние емкости варикапа при той же девиации частоты. Диапа- зон затягивания кварца, рав- ный Д/—5* 10~4, дает возмож- ность получать девиацию ча- стоты Н - = 5 10~127,12Х X Ю~°Гц^ 13,6 кГц. (62) 169
Таким образом, девиация частоты, возможная с по- мощью этого варианта схемы и равная примерно 13 кГц, боль- ше максимальной девиации ча- стоты, определяемой шириной полосы пропускания по высо- кой частоте. Поэтому рабочую точку варикапа можно уста- навливать так, чтобы не пол- ностью использовать диапазон затягивания кварца. Кроме то- го, уменьшенный диапазон рас- качки варикапа приводит к меньшим модуляционным иска- жениям, что способствует хо- рошему качеству передачи. Так как в передатчике про- изводится импульсная модуля- ция, затягивание кварца может быть осуществлено более про- стым способом, а именно пере- ключением затягивающего кон- денсатора (рис. 138, б). Гене- ратор работает по стандартной схеме. Конденсатор С2 затяги- вает частоту колебаний кварца на необходимую величину. Конденсатор С1 параллельно подключается к конденсатору С2 в такт с последователь- ностью импульсов. Если моду- ляционный транзистор Т1 за- перт, то включен только кон- денсатор С2. Когда же транзи- стор Т1 открыт, конденсаторы С1 и С2 включаются парал- лельно друг другу, а также последовательно к кварцу. Со- отношение емкостей конденса- торов определяет девиацию ча- стоты генератора, которую можно изменять в широком ди- апазоне. Чтобы генератор мог работать при небольшой де- виации частоты, для него выбрана рабочая частота 13,56 МГц. Предоконечный кас- 170 кад, собранный на транзисторе ТЗ, удваивает эту частоту до требуемой 27,12 МГц. Модуля- ционные искажения из-за удвоения частоты не возникают. Предоконечный и оконечный каскады узкополосного пере- датчика с частотной модуляци- ей почти идентичны таким же каскадам передатчиков с ам- плитудной модуляцией. Про- блемы, которые еще необходи- мо решить при усовершенство- вании схемы, заключаются в снижении коэффициента нели- нейных искажений модуляции и в формировании импульсов манипуляции (сглаживание фронтов импульсов для плав- ного переключения и сужения полосы пропускания по низкой частоте), чтобы было достаточ- но заданной полосы пропуска- ния по высокой частоте BHF— = 8 кГц. Частотная модуляция имеет для дистанционного управле- ния большие преимущества. В аппаратуре с амплитудной модуляцией проблему получе- ния большого отношения сиг- нал/помеха пытаются решить путем повышения выходной мощности и снижения чувстви- тельности приемника. Аппара- тура с частотной модуляцией позволяет более легко повы- сить это отношение. Поскольку к аппаратуре ди- станционного управления моде- лями не предъявляются специ- альные требования относитель- но величины сигнал/помеха» в качестве примера можно рас- смотреть соответствующие за- конодательные положения для переносной радиотелефонной аппаратуры. При минимальной
напряженности поля 5 мкВ/м эта аппаратура должна иметь следующие характеристики: Полезный Сигнал Отношение сигнал помехи сигнал/ помеха F3 F3 8 дБ АЗ АЗ 19 дБ Данные требования можно перенести в практику дистанци- онного управления моделями, если принять, что минимальная напряженность поля составля- ет 10—20 мкВ/м. Преимущест- во аппаратуры с частотной мо- дуляцией заключается в том, что она в отличие от аппарату- ры с амплитудной модуляцией допускает отношение сигнал/ помеха, соответствующее луч- шей помехозащищенности. Так как важное значение, особенно для авиамоделей, имеет нечув- ствительность к помехам всех типов (от А1 до А9 и от F1 до F9), можно предсказать, что рано или поздно частотная мо- дуляция будет использована и в аппаратуре дистанционного управления моделями. Помехо- защищенность аппаратуры можно увеличить благодаря подавлению амплитудных по- мех в приемнике. При частотной модуляции для работы достаточно неболь- шой модуляционной мощности. Это положительно сказывается на балансе мощностей и, сле- довательно, на КПД передат- чика. И еще одно преимущест- во: выходной каскад работает при максимальной выходной мощности и благодаря этому позволяет получать более вы- сокую полезную мощность. Недостатками частотной мо- дуляции по сравнению с ампли- тудной являются потребность в полосе пропускания, увели- ченной на две девиации часто- ты, и сложность установки глу- бины модуляции. Однополосная, импульсная и фазовая модуляции, представ- ляющие собой частные случаи частотной модуляции, в прак- тике радиоуправления модели ми пока не применяются. Модуляционный усилитель Никаких примеров схем моду- ляционного усилителя здесь не дано, так как такие усилители входят в уже рассмотренные схемы. Модуляционные усили- тели можно разбить на следую- щие группы: усилители (синусоидальной) низкой частоты; усилители импульсов, сле- дующих с низкой частотой по- вторения; триггеры; моностабильные мультиви- браторы. Примером усилителя низкой частоты для аппаратуры ди- скретного управления, в кото- рой использована модуляция синусоидальным колебанием, является схема передатчика Variophon 2 (рис. 130). Моду- ляционный транзистор в этой схеме одновременно играет роль усилителя низкой часто- ты. Примерами усилителя низ- кой частоты, работающего в дискретном режиме и, следова- тельно, осуществляющего им- пульсную модуляцию, являют- ся схемы передатчиков для аппаратуры дистанционного управления Пилот (рис. 114) 171
н Start (рис. 131). В цифровой аппаратуре также производит- ся импульсная модуляция. Из-за специальной формы синхронизации в аппаратуре Varioprop здесь следует ука- зать только на схемы тригге- ров (рис. 43 и 45). Почти во всех других цифровых передат- чиках в качестве модуляцион- ного усилителя использован моностабильный мультивибра- тор (рис. 35, 39, 40 и 42). Для цифровой аппаратуры такой модуляционный усилитель яв- ляется наиболее простым и на- дежным, так как его схема по- зволяет получать четкое пере- ключение и генерировать им- пульсы правильной прямо- угольной формы и определен- ной ширины, с помощью которых управляется модуля- ционный транзистор в высоко- частотном блоке. 4 2.2. Приемник 4.2.2.1. Предварительные замечания Некоторые проблемы приема команд были рассмотрены в разделе 2.3. Теперь общие про- блемы передачи команд долж- ны быть дополнены рассмотре- нием некоторых специальных проблем. Теоретические вопро- сы изложены лишь в объеме, необходимом для понимания приведенных примеров схем, а также их технических особен- ностей. Любая линия связи содержит передатчик и приемник, от ко торых в равной мере зависит стабильность процесса управ- 172 ления моделью. Задачей при- емника являются прием моду- лированной высокой частоты и разделение высокой и низкой частот, т. е. демодуляция. В пределах дальности действия на выходе приемника должен появляться по возможности по- стоянный и не содержащий помех сигнал, который затем должен быть декодирован. В процессе развития аппара- туры дистанционного управле- ния оправдали себя следующие параметры передатчика и при- емника. Мощность колебаний высокой частоты в антенне пе- редатчика составляет от 0,1 до 0,8 Вт. Соответствующие при- емники имеют чувствительность по высокой частоте 2—5 мкВ и обеспечивают дальность дейст- вия в пределах прямой види- мости модели. Более низкие выходные мощности так же не- экономичны, как и более вы- сокие. Малые выходные мощности, обусловливающие дальность действия около 500 м, требуют от приемников очень большой чувствительности. Они кон- структивно сложны, при рабо- те в сложных условиях трудно обеспечить их стабильность, их сборка требует большого коли- чества схемных элементов. Эти приемники также чувствитель- ны к воздействиям помех и ча- сто отказывают в работе. Выходные мощности более 0,8 Вт требуют повышенных затрат на батареи и мощные транзисторы, кроме того, из-за строгих законодательных поло- жений такие мощности труднее освоить в любительских усло- виях. Мощные передатчики мо-
тут создавать сильные поме- хи приемникам, рассчитанным на работу с более слабы- ми передатчиками. Приемник, имеющий чувствительность 2— 5 мкВ, и передатчик, имеющий выходную мощность Ра от 200 до 800 мВт, позволяют достичь дальности действия до 1000 м, т. е. предела, до которого мо- жет быть надежно оценено по- ложение авиа- или автомо- дели. Декодирующие каскады име- ют чувствительность срабаты- вания от 0,2 до 2 В, т. е. в эк- стремальных случаях прием- ник должен обеспечить уси- ление с 2—5 мкВ до 0,5—2 В, что требует коэффициента уси- ления v от 105 до 106. Усиле- ние 1 : 1 000 000 распределяется по различным каскадам прием- ника. Если коэффициент усиле- ния усилителя низкой частоты vNF принять равным от 1000 до 2000, то перед ним необходи- мо установить еще предвари- тельный усилитель, обеспечи- вающий примерно такое же усиление. Полное усиление приемника vges равно произве- дению коэффициентов усиле- ния каскадов низкой (иЛК) и высокой (vHf) частоты Vgee VNF-Vhf- (63) В практике дистанционного управления моделями эту за- дачу решают с помощью при- емников двух типов: сверхреге- неративных и супергетеродин- ных. Простейшей схемой приемника и демодулятора является детектор. Но он не применяется на моделях в ка- честве схемы приемника, так как его чувствительность слишком низка. При использо- вании детектора без труда мо- жет быть достигнута дальность действия до 10 м. Благодаря простоте он сохраняет свое значение в качестве контроль- ного прибора (измерителя на пряжснности поля). 4.2.2.2. Детектор Задачей демодулятора являет- ся отделить информацию о команде от несущей частоты и передать ее при минимальных искажениях на декодирующее устройство. Этот процесс на- зывается демодуляцией, он противоположен модуляции. Демодуляцию амплптудномо- дулпрованных колебаний назы- вают также прямой демодуля- цией. В этом случае амплитуд- номодулпроваиные колебания выпрямляют непосредственно с помощью переключающего зве- на, амплитуда выходного си- гнала которого определяется амплитудой входного сигнала. Простейшим идеализирован- ным примером такого звена является двухполюсник, имею- щий линейную наклонную ха- рактеристику (рис. 139). При поступлении отрицательного напряжения на двухполюсник ток через него не течет, при поступлении же положительно- го напряжения ток на выходе двухполюсника изменяется пропорционально напряжению. Такую характеристику имеет однопол упериодный выпрями- тель. Если на вход подает- ся амплитудномодулированное колебание, симметричное отно- 173
Рис. 139 Принцип действия детектора (рабо- чая характеристика идеализирована) сительно нулевой точки харак- теристики, как это показано на рис. 139, то при омическом сопротивлении нагрузки /? вы- сокочастотное колебание нако- ротко замыкается на нагрузку и конденсатор С. На нагрузке R вследствие падения полезно- го напряжения появляется по- стоянное напряжение с нало- женным на него напряжением низкой частоты, представляю- щим собой верхнюю огибаю- щую амплитудномодулирован- ного высокочастотного колеба- ния. При этом производится выпрямление, абсолютно ли- шенное искажений. Постоян- ную времени Г=0,7’/?*С (см. также уравнение (15) выбира- ют с таким расчетом, чтобы накоротко замыкались только высокочастотные колебания, но не низкочастотные, т. е. что- бы было выполнено условие T'nf > Т > THf- I & A ^Универсальный —J-------*----- 6А100 4 Рис. 140 Детектор для работы в полосе часто? 27,12 МГц (принципиальная схема) Катушка L1 диаметром 7 мм, с подстроечником, имеет 10 витков медного покслтого эмалью провода диаметром 0,, мм. Антенна длиной 50 см выполнена из стальной прово- локи На рис. 139 показана иде- альная характеристика. На практике демодуляция может быть осуществлена и при кри- волинейных характеристиках, которыми обладают диоды и транзисторы. Простейший де- тектор состоит из антенны, ко- лебательного контура, диода, зарядного конденсатора и из- мерительного прибора или на- ушников (рис. 140). Через антенну на колебательный кон- тур подаются колебания несу- щей частоты. Так как колеба- тельный контур настроен на ча- стоту 27,12 МГц, он отфильтро- вывает колебания этой частоты из смеси частот. При этом на клеммах колебательного кон- тура появляются модулирован- ные колебания несущей часто- ты. Диод D1 детектирует вы- сокую частоту, благодаря чему на выход диода проходят толь- ко верхние полуволны этой частоты. Огибающая этих остатков высокой частоты представляет собой низкоча- стотное колебание. Зарядный конденсатор С2 замыкает 174
остатки высокочастотных ко- лебаний на массу, при этом че- рез измерительный прибор те- чет ток, изменения которого соответствуют изменениям оги- бающей, т. е. низкой частоты. Этот ток содержит постоянную и переменную составляющие. Измеряемый прибором по- стоянный ток примерно про- порционален напряженности поля, действующей в месте приема. Детектор относится к основным контрольным прибо- рам, необходимым для наст- ройки передатчиков аппарату- ры дистанционного управления, так как, пользуясь им, можно измерить относительное излу- чение передатчика. С помощью наушников мож- но прослушивать переменную составляющую — низкую ча- стоту, контролируя модуляцию передатчика (для аппаратуры дискретного дистанционного управления). Детектор можно выполнить в виде приставки к универсальному измерительно- му прибору. Так как детектор должен быть простым и деше- вым контрольным прибором, специальные мероприятия по согласованию антенны, колеба- тельного и измерительного кон- туров для него не предусматри- вают. Чувствительность детектора можно значительно повысить, если перед ним или после пего поставить усилительный тран- зисторный каскад. В последнем случае можно использовать дешевый низкочастотный тран- Рис. 141 Детекторы с расширен- ной областью примене- ния: а—с усилителем 0) низкой частоты. Катуш- ка L1 диаметром 7 мм, с подстроечником, имеет 11 витков медного по- крытого эмалью провода диаметром 0,5 мм. Сопро- тивление катушки гром- коговорителя 8 Ом, вы- ходная мощность 0,1 Вт. Антенна длиной 70 см выполнена из стальной проволоки; б — с усили- телем высокой частоты. Катушка L1 диаметром 7 мм, с подстроечником. имеет 9 витков медного покрытого эмалью про- вода диаметром 0,5 мм. Длина проволочной ан- тенны 1 м В Е^С SF135 г ВА100 б) 175
зистор (рис. 141, а). Для по- вышения избирательности де- тектора можно предусмотреть слабую связь антенны с коле- бательным контуром, а изме- рительный контур согласовать с колебательным контуром LI, С1 через отвод от катушки L1. В случае установки каскада усиления высокой частоты пе- ред детектором (рис. 141,6) получают более высокую чув- ствительность. Такая схема имеет то преимущество, что теперь характеристики излуче- ния передатчика могут быть правильно оценены на расстоя- нии более 10 м, т. е. на рассто- янии, превышающем длину волны (см. раздел 4.2.1.4). Вы- сокочастотный транзистор Т1 включен по схеме с общей ба- зой и работает в качестве се- лективного усилителя. Колеба- тельный контур LI, С2 вклю- чен в его коллекторную цепь. Связь измерительного контура осуществлена через отвод от катушки L1. Детекторы обоих вариантов можно, собрать на небольших печатных платах, на которых размещены и ба- тареи питания. Рис. 142 Два варианта детектора, предназна- ченного для работы в полосе частот 433 МГц На рис. 142 представлены схемы детекторов, позволяю- щих производить настройку приемников, работающих в по- лосе частот 433 МГц. Колеба- тельный контур здесь выполнен с помощью проволочной петли. 4.2.2.3. Сверхрегенеративные приемники Приемники этого типа нашли широкое распространение в ап- паратуре дистанционного уп- равления. Долгое время этот тип приемников вообще был единственным в практике ра- диоуправления моделями. Пре- имуществами сверхрегенера- тивных приемников являются: малое число схемных эле- ментов; простота схемы; надежность работы; простота настройки. К недостаткам этих прием- ников относятся большая ши- рина полосы пропускания, со- ставляющая от 250 до 500 кГц и приводящая к приему сиг- налов всех передатчиков, ко- торые работают в полосе частот 27,12 МГц, и паразитное излу- чение, исключающее возмож- ность одновременной работы нескольких сверхрегенератив- ных приемников. Но все боль- шее распространение аппара- туры дистанционного управле- ния, предназначенной для работы в полосе частот 27,12 МГц, привело к вытесне- нию сверхрегенеративных при- емников супергетеродинными. Сверхрегенеративные приемни- ки сохраняют свое значение там, где возможна работа только 176
одного комплекта аппаратуры. Хотя сверхрегенератор пред- ставляет собой специальную форму регенератора и его за- дачей также является усиление и демодуляция принятого вы- сокочастотного колебания, од- нако между ними существуют и определенные различия. Регенератор, как и генера- тор, выполняют в виде усили- теля с обратной связью. При настройке регенератор посред- ством выбора соответствующих положения рабочей точки и глубины обратной связи при- водят в состояние, предшест- вующее наступлению самовоз- буждения. Поэтому демпфиро- вание колебательного контура снижается и значительно повы- шается чувствительность уси- лителя высокой частоты. Прав- да, настройка рабочей точки и глубины обратной связи, обес- печивающая оптимальный ре- жим работы, требует большой точности. Поэтому схемы люби- тельских регенеративных при- емников трудны для повторе- ния. В сверхрегенераторах обрат- ная связь устанавливается, на- против, жестко, но рабочая точ- ка ритмично качается относи- тельно точки наибольшей чув- ствительности. Так как рабо- чая точка проходит через точку максимальной чувстви- тельности, приводя к самовоз- буждению усилителя, этот при- емник в течение коротких пе- риодов времени работает как генератор высокой частоты. В результате сверхрегенера- тивный приемник периодически излучает высокочастотные ко- лебания малой мощности, соз- дающие помехи другим близко расположенным приемникам. Паразитные колебания уст- раняют включением предвари- тельного каскада усиления вы- сокой частоты. Качание рабо- чей точки обеспечивает высо- кую стабильность работы и большое усиление высокой ча- стоты. Приемник хорошо заре- комендовал себя в области уп- равления моделями на рассто- янии. С помощью простой схемы необходимо отделить друг от друга три колебания, так как величина частоты качания дол- жна быть больше низкой, но меньше высокой частоты. К на- стоящему времени разработа- но множество схем сверхреге- неративных приемников. Ниже рассмотрены лишь некоторые из них, оправдавшие себя на практике. В литературе сверх- регенеративные приемники на- зывают также суперрегенера- тивными. Поскольку рабочая точка транзистора колеблется отно- сительно точки самовозбужде- ния и, следовательно, относи- тельно точки наибольшей чув- ствительности, необходимо наличие управляющего напря- жения — напряжения супери- рования. Вспомогательную ча- стоту (частоту колебаний) можно получать с помощью отдельного генератора. Сверх- регенераторы такого типа на- зываются сверхрегенераторами с внешним возбуждением. В сверхрегенераторах же с са- мовозбуждением вспомога- тельную частоту получают с помощью транзистора реге- неративного каскада. На прак- 12 Зак. 718 177
тике применяется почти иск- лючительно последний вариант как более простой и отвечаю- щий всем требованиям техники дистанционного управления моделями. Сравнение схем, используе- мых в различных образцах ап- паратуры дистанционного уп- равления, показывает, что на- ибольшее распространение по- лучили сверхрегенераторы с самовозбуждением, известные Рис. 143 Сверхрегенеративный приемник с усилителем низкой частоты (аппара- тура Start) Катушка Lt диаметром 5 мм, с подстроечником, имеет 12 вит- ков медного покрытого эмалью про- вода диаметром 0,5 мм. Дроссель Dr2, в броневом сердечнике, имеет 200 витков медного покрытого эмалью провода диаметром 0,1 мм под названием сверхрегенера- торов Шумахера (см. также схемы аппаратуры Start и Пи- лот) . В схеме сверхрегенеративно- го приемника, приведенной на рис. 143, транзистор Т1 вклю- чен по схеме с общей базой. Рабочая точка определяется сопротивлениями резисторов /?/, R2. Обратная связь выпол- нена с помощью конденсатора С7. Посредством изменения об- ратной связи регенерацию устанавливают так, чтобы бы- ла получена наибольшая чув- ствительность перед самым на- ступлением самовозбуждения. Особую роль при этом игра- ет конденсатор обратной связи С7, поддерживающий частоту высокочастотных колебаний сверхрегенератора, равной принимаемой частоте. Его ем- 4 О О/ T2J3J4 6С116 НЧ ~6в -R ^-6В Антенна ’ приемника I+ Рулевая машинка 3§Штекерное \соединение OJ 178
кость выбирают такой боль- шой, чтобы вообще могли уста- новиться высокочастотные и вспомогательные колебания. Если емкость будет слишком велика и амплитуда вспомога- тельных колебаний будет иметь слишком большую величину, то приемник не будет работать в области наибольшей чувстви- тельности. Оптимальную ем- кость конденсатора С7 следует находить экспериментально с помощью триммера, который затем можно заменить постоян- ным конденсатором. Как здесь генерируется вспо- могательная частота? Через резистор R3 течет эмиттерный ток транзистора. Одновременно этот ток заря- жает конденсатор Сб, поэтому эмиттер становится более от- рицательным, и на базу пода- ется более низкое напряжение смещения, чем на эмиттер. Ток транзистора уменьшается, т. е. транзистор запирается. Теперь конденсатор Сб начинает раз- ряжаться через резистор R3, эмиттерное напряжение падает и процесс возобновляется. При этом с помощью резисторов R1 и R3 рабочая точка транзисто- ра должна быть установлена так, чтобы она колебалась между режимами усиления и самовозбуждения, причем при работе в режиме самовозбуж- дения приемник имеет наиболь- шую чувствительность. Вспомогательные колебания представляют собой пилооб- разные колебания правильной формы (рис. 144), частота ко- торых определяется /?С-цепоч- кой R3, Сб. Частоту этих коле- баний можно рассчитать по формуле: f = 0,7-R C " ~Ё~С' (64) Вспомогательная частота должна составлять от 30 до 50 кГц. Если она слишком ма- ла, то с помощью простой фильтрующей схемы ее вряд ли можно будет отделить от низкой частоты. Если же эта частота слишком велика, то Рис. 144 Осциллограмма колебаний вспо- могательной частоты, снятая в точке МР1 схемы, представ- ленной на рис. 143 12* 179
она может излучаться через антенну в виде дополнительно- го паразитного излучения. Кро- ме того, рабочая точка транзи- стора лишь кратковременно проходит в этом случае через область наибольшего усиления. Чувствительность и избира- тельность свсрхрегенеративно- го приемника тем лучше, чем ниже вспомогательная частота, т. е. чем дольше сверхрегене- ратор остается в состоянии снятия демпфирования. Если база транзистора Т1 имеет достаточно большой по- ложительный потенциал отно- сительно эмиттера, то амплиту- да колебаний, генерируемых сверхрегенератором, определя- ется амплитудой принимаемой высокой частоты (рис. 145). Рис. 145 Изменение напряжения и тока во времени при сверхрегенерации и напряжение вспомогательной частоты (ТР -период колебаний, 0 время открывания, /2 время запирания), б — напряжение модулированной вы сокой частоты; а импульсы коллек- торного тока Колебательный процесс огра- ничен явлениями насыщения в транзисторе. Если теперь напряжение базы, обусловлен- ное изменением вспомогатель- ных колебаний на эмиттере, становится более отрицатель- ным, то транзистор запи- рается и колебательный кон- тур LI, С5 демпфируется со своей постоянной времени. На рис. 145 четко видно, как раз- личные по величине начальные амплитуды Uhf приводят к со- ответственно различным пло щадям импульсов коллектор- ного тока. Следовательно, оги- бающая этой начальной ампли- туды соответствует демодули рованному сигналу, поэтому она выделяется и усиливается. Из сказанного выше можно сделать некоторые выводы. Решающее значение для правильной работы сверхреге- нератора имеют частота, фор ма кривой и амплитуда вспо- могательного колебания. Речь идет не просто о «хороших» или «плохих» схемах. Не менее важны особенности конструк- 180
ции и оптимальный яыбор но- миналов схемных элементов. По сравнению с супергетеро- динными приемниками сверхре- генеративные приемники имеют более простые схемы с мень- шим количеством более корот- ких проводников, по которым проходят высокочастотные си- гналы. Указанные на схемах номиналы элементов могут быть приняты только в качест- ве приближенных из-за раз- бросов параметров у отдель- ных экземпляров этих элемен- тов. Если сверхрегенератор рабо- тает неудовлетворительно, то сначала следует проверить форму вспомогательного коле- бания. В случае сверхрегенера- торов с самовозбуждением эти колебания должны иметь пра- вильную пилообразную форму (рис. 144). Если вспомогатель- ные колебания представляют собой остроконечные импуль- сы, то чувствительность прием- ника не достигает полной ве- личины, так как в этом случае состояния максимальной чув- ствительности наступают лишь кратковременно. Недостаточная чувствитель- ность может быть вызвана не только неправильной настрой- кой антенны или колебатель- ного контура, но и неправиль- ным выбором обратной связи (выбором емкости конденсато- ра С7), плохими частотными характеристиками транзистора или неверным выбором цепоч- ки, определяющей величину вспомогательной частоты. В этом случае необходимо варьировать положение рабо- чей точки (изменением сопро- тивлений резисторов R1 и R2), глубину обратной связи (изме- нением емкости конденсатора С7) или изменять параметры цепочки R3, Сб, определяющей величину вспомогательной ча- стоты. Большое значение имеют форма и амплитуда вспомога- тельного колебания. Так как эта частота в несколько раз больше канальных частот, каж- дое низкочастотное колебание воспроизводится несколькими колебаниями вспомогательной частоты. Амплитудномодули- рованная несущая частота де- модулируется на участке база- эмиттер транзистора. Эмиттер- ный ток содержит высокоча- стотное, вспомогательное и низ- кочастотное колебания. Таким образом, сверхрегенератор вы- полняет две задачи: усиление высокой частоты и ее демоду- ляцию. Напряжение низкой часто- ты можно снимать в цепи коллектора или эмиттера. В сверхрегенераторе Шумахера /?С-цепочка в цепи эмиттера одновременно используется для снятия напряжений вспо- могательной и низкой частот. Высокая частота отфильтровы- вается дросселем Dr /, а оста- ток высокочастотных колеба- ний замыкается на массу через конденсатор Сб, Напряжения вспомогательной и низкой ча- стот падают на резисторе R3, Но на последующие каскады должна поступать только демо- дулированная и усиленная низ- кая частота. Фильтр нижних частот Dr'2> С8 разделяет вспомогательную и низкую частоты. В то время 181
как большая часть напряжения вспомогательной частоты пада- ет на дросселе вспомогатель- ной частоты Dr2. напряжение низкой частоты должно падать на конденсаторе С8. Усилитель напряжения, характеристики которого зависят от частоты (и называемый фильтром нижних частот), работает тем лучше, чем больше разница между вспомогательной и низ- кой частотами. Если низкоча- стотное колебание содержит также и слишком большой остаток вспомогательной ча- стоты (что можно проверить с помощью осциллографа), то можно или повысить вспомога- тельную частоту или увеличить индуктивность дросселя Dr2 или емкость конденсатора С8. При наличии вспомогатель- ной частоты в высокоомных наушниках, подключенных к контрольной точке МР2, можно слышать сильный шум (пере- датчик при этом не включать!). При отсутствии входного сиг- нала процесс самовозбуждения возникает, как видно на рис. 145, под воздействием по- стоянно имеющегося напряже- ния теплового шума, поэтому на выход поступает усиленное и демодулированное шумовое напряжение колебательного контура. Шум является лучшим признаком сверхрегенерации (рис. 146, а). /?С-цепочка R4, С2 снижает напряжение пита- ния сверхрегенератора и осу- ществляет развязку усилителя низкой частоты. При снижен- ном напряжении питания соб- ственный шум этого усилителя также меньше. Чтобы можно было управлять работой деко- 182 дирующего каскада, низкоча- стотный сигнал должен быть усилен в 103 раз с помощью усилителя низкой частоты, включенного за сверхрегенера- тором. Показанный на рис. 143 уси- литель низкой частоты типичен для аппаратуры дискретного дистанционного управления со сверхрегенеративными прием- никами (см. также схему рис. 147) при наличии некото- рых особенностей. Усилитель- ные каскады имеют гальвани- ческую связь. Вместе с шунти- рованием резисторов R7 и R10. установленных в эмиттерных цепях транзисторов Т2 и ТЗ. и отрицательной обратной связью по постоянному току с помощью резистора R8 галь- ваническая связь обеспечивает довольно эффективную темпе- ратурную стабилизацию рабо- ты транзисторов. Кроме того, гальваническая связь благоприятно сказывает- ся на колебательном процессе усилителя. Поскольку оба уси- лительных каскада, собранные на транзисторах Т2 и ТЗ, дол- жны иметь усиление не менее 1000, для них необходимо вы- бирать транзисторы, имеющие большое усиление по току. Транзистор Т4, включенный по схеме с общим коллектором, работает не как усилитель, а как преобразователь полного сопротивления и за счет этого развязывает усилитель низкой частоты от последующих ка- скадов. Настройку сверхрегенера- тивных приемников в простей- шем случае можно проводить с наушниками, включенными
яатмт asKzsr-‘ IIU В9ИМГ Рис. 146 Осциллограммы выходных напряже- ний: а— шум; б — ограниченный низ- кочастотный сигнал между выходом низкой часто- ты и положительным полюсом источника питания. При более точной настройке пользуются осциллографом. Сначала включают сверхреге- нератор и прослушивают с по- мощью наушников сильный шум, который можно видеть и на экране осциллографа (рис. 146, а). Если при вклю- ченном передатчике вворачи- вать подстроечник катушки L1, то в определенной точке воз- никает шум. Это означает, что сверхрегенератор принимает высокочастотный сигнал пере- датчика. При отклонении руч- ки управления в наушниках прослушивается тихий низко- частотный сигнал. Пользуясь подстроечником, катушку L1 настраивают на максимальную громкость и минимальный ко- эффициент нелинейных иска- жений (рис. 146,6). Так как приемник сильно перегружает- ся вблизи передатчика, послед- ний с убранной антенной при настройке следует удалить по меньщей мере на Юм. При настройке сверхрегене- ративного приемника антенна имеет особое значение. При окончательной настройке ан- тенна на приемнике должна соответствовать по длине той, которая в последующем будет установлена на модели. Для каждой антенны необходимо найти оптимальное значение емкости конденсатора С4, по- тому что при слишком жесткой связи антенны с колебатель- ным контуром (слишком боль- шая емкость конденсатора С4) вспомогательная частота не возбуждается, а при слишком мягкой связи (емкость конден- сатора С4 слишком мала) в колебательном контуре акку- мулируется н едоста точная мощность высокой частоты. Оптимальная величина емко- сти различна для различных случаев работы, поэтому для получения высокой чувстви- тельности настройку следует проводить в условиях, близких к практическим. Конденсатор С4 сначала можно взять пере- менным, а после настройки за- менить постоянным. 183
Рис. 147 Сверхрегенеративный приемник с усилителем низкой частоты (аппара тура Пилот) Оба приемника, изображен- ные на рис. 143 и 147, незна- чительно отличаются друг от друга лишь номиналами от- дельных схемных элементов. Усовершенствование сверхре- генеративных приемников идет по двум направлениям. Во-пер- вых, путем улучшения схемных решений стараются сделать возможной одновременную ра- Рис. 148 Сверхрегенеративный прием- ник с усилителем высокой частоты (аппаратура Vario ton). Катушка LI диамет- ром 4 мм, с подстроечником, имеет 114-11 витков медно- го покрытого эмалью прово- да диаметром 0,2 мм. Ка- тушка L2 диаметром 5 мм, с подстроечником. имеет 4/6 витков медного покры- того эмалью провода диа- метром 0,3 мм. Катушки L3 (40/90 витков) и L4 (200 витков) установлены в броневых сердечниках боту нескольких комплектов аппаратуры и, во-вторых, стре- мятся использовать преимуще- ства кремниевых транзисторов и интегральных схем. Паразитное излучение, явля- ющееся недостатком сверхре- генератора, может быть устра- нено введением каскада усиле- ния высокой частоты, который осуществляет предварительную селекцию и усиление высокой частоты. Примером сверхрегенератив- ного приемника с усилителем высокой частоты является при- емник Varioton (рис. 148). Транзистор Т1 включен по схе- ме с общей базой и работает в качестве усилителя высокой частоты. Высокочастотные ко- 184
лебання от антенны периоди- чески подаются на эмиттер транзистора через катушку L1 и конденсатор С/, образующие настраиваемый колебательный контур. Резистор R1 обеспечи- вает температурную стабили- зацию за счет обратной связи. Благодаря усилителю высо- кой частоты настройка антен- ны не требует абсолютной точ- ности, так как длина антенны не оказывает влияния на ра- боту сверхрегенератора. Это позволяет не производить под- стройку приемника после изме- нения длины антенны. Кроме того, паразитное излучение сверхрегенератора больше не достигает антенны и не излу- чается в пространство, поэто- му возможна одновременная работа двух или нескольких комплектов аппаратуры, не создающих взаимные помехи. Усилитель высокой частоты и коллекторная цепь транзи- стора, на котором собран сверх регенератор, связаны индуктив- но. Обратная связь, предназна- ченная для возбуждения сверх- регенерации, образована вклю- чением конденсатора СЗ между коллектором и эмиттером тран- зистора Т2. Вспомогательную частоту в приемнике получают не по обычной схеме, с по- мощью /?С-цепочки, а посред- ством второго специального колебательного контура L3, С8, последовательно подклю- ченного к высокочастотному колебательному контуру и име- ющего индуктивную обратную связь с базой транзистора Т2. При генерировании вспомога- тельной и усилении низкой ча- стот транзистор Т2 работает по схеме с общим эмиттером, а для генерирования высокой частоты из-за более высокой граничной частоты более вы- годна его работа по схеме с об- щей базой. В такт со вспомогательной частотой транзистор Т2 начи- нает и прекращает генерацию высокой частоты. Благодаря специальному колебательному контуру L3, С8 колебания вспомогательной частоты име- ют правильную синусоидаль- ную форму, что обеспечивает более надежную работу сверх- регенератора, чем в случае ре- лаксационных колебаний, по- лучаемых с помощью /?С-це- почки. Сопротивление резистора R4 в цепи эмиттера довольно мало, и обеспечивать температурную стабилизацию не требуется. Рабочая точка стабилизирует- ся включением в делитель на- пряжения базы резистора R18, имеющего отрицательный тем- пературный коэффициент. Дроссель L4 отфильтровыва- ет низкочастотные колебания. При этом сверхрегенератор практически является нижней частью делителя напряжения базы транзистора, на котором собран каскад усиления низкой частоты. Напряжение базы транзисто- ра ТЗ соответствует напряже- нию коллектора транзистора Т2. Благодаря этому сверхре- генератор и первый каскад усиления низкой частоты вза- имно компенсируют друг друга при колебаниях температуры и напряжения питания. Катуш- ка L4 и конденсатор С9 обра- зуют фильтр нижних частот, 185
не пропускающий вспомога- тельную частоту. Резистор R6 осуществляет обратную связь по постоянному току между эмиттером транзистора ТЗ и базой транзистора Т2 и, кроме того, стабилизирует рабочую точку. Диод D2 отрезает положи- тельные полуволны, отрица- тельные же полуволны посту- пают на базу транзистора Т4, который их усиливает и одно- временно ограничивает. В ре- зультате на коллекторе этого транзистора появляется напря- жение правильной прямоуголь- ной формы. Транзистор Т5 яв- ляется ключевым и работает по схеме с общим коллектором. Поэтому он не производит до- полнительного усиления, но де- лает низкоомным выход усили- теля низкой частоты. С выхода усилителя можно получать низкочастотное напряжение прямоугольной формы, пико- вое значение которого состав- ляет f/ss=3,3 В. Разработаны схемы регене- раторов на кремниевых транзи- сторах, позволяющие исполь- зовать такие их преимущества, как большое усиление и хо- рошую температурную стабиль- ность характеристик. Схема, показанная на рис. 149, в оп- ределенной мере представляет собой сверхрегенеративный приемник Шумахера (рис. 143), усовершенствованный именно в этом направлении. Несколько изменен и сам сверхрегенера- тор. Цепочка возбуждения вспомогательных колебаний Rl, С1 включена в цепь базы, а разделение низкой и вспо- могательной частот произво- дится /?С-цепочкой С5, R3, С7У R5 и С9. Антенна связана с эмиттером, что позволяет сни- зить паразитное излучение до малого уровня и уменьшить влияние антенны на настройку сверхрегенератора. Приемник работает стабильнее и имеет более высокую чувствитель- ность, чем при связи антенны с коллектором. Частота вспомогательных ко- лебаний в приемнике определя- ется /?С-цепочкой /?/, С1. Ре- зистор R1 одновременно слу- жит для подачи напряжения смещения базы. При установке рабочей точки с помощью только одного резистора в це- пи базы кремниевых транзисто- Рис. 149 Сверхрегенератив- ный приемник, со- бранный на крем- ниевых транзисто- рах 186
ров получают достаточно хо- рошую стабильность частоты при изменениях температуры внешней среды и напряжения питания. Рабочая точка может быть установлена с помощью имеющего большое сопротив- ление резистора в цепи базы (путем фиксирования тока ба- зы). Изменения напряжения на участке база-эмиттер при изменениях температуры не оказывают никакого влияния на температурную характери- стику. При соответствующем выборе постоянной времени с помощью разделительного кон- денсатора С1 большое сопро- тивление резистора в цепи ба- зы — благодаря регенератив- ному действию этой 7?С-цепоч- ки вместе с участком база- эмиттер, играющим роль дио- да,— обеспечивает автоматиче- скую регулировку усиления за Рис. 150 Сверхрегенеративный приемник, уси- литель низкой частоты которого вы- полнен с помощью интегральной схемы счет сдвига рабочей точки, оп- ределяемого напряжением рас- качки. Сигнал на выходе приемни- ка имеет прямоугольную фор- му, т. е. он ограничен. Его ам- плитуда определяется соотно- шением сопротивлений рези- сторов R12 и R13 и должна быть выбрана так, чтобы не были перегружены последую- щие каскады. В пределах даль- ности действия приемника на- пряжение низкой частоты на его выходе не содержит шумов. При достижении же предела дальности действия внезапно появляются шумы сверхреге- нерации, в то время как у при- емника, собранного на герма- ниевых транзисторах, интен- сивность шумов возрастает постепенно. Другими словами, на выходе приемника, собран- ного на кремниевых транзи- сторах, низкое напряжение в пределах дальности действия не содержит шумов, что зна- чительно повышает эксплуата- ционную надежность приемни- ка. 187
Шагом в направлении к ми- ниатюризации аппаратуры яв- ляется использование интег- ральных схем в усилителе низкой частоты (рис. 150). Специально для этого предна- значен трехкаскадный усили- тель низкой частоты типа ТАА 111 (МАА 125). В качестве сверхрегенератора можно при- нять схему, представленную на рис. 143 или 149. Включенный за ним трехкаскадный усили- тель низкой частоты обеспечи- вает большое усиление часто- ты и благодаря гальванической межкаскадной связи имеет очень широкую полосу пропу- скания. Так как на выходе не- обходим низкочастотный си- гнал, имеющий пиковые значе- ния примерно 67SS = 3 В, на- пряжение питания с помощью делителя напряжения снижено примерно до 4 В. С помощью подстроечного резистора R7 устанавливают рабочую точку первого каскада усиления и, следовательно, двух других каскадов. После установки ра бочей точки замеряют сопро- тивление резистора R7 и за- меняют его постоянным рези- стором. Все рассмотренные до сих пор схемы предназначены для работы в полосе частот 27,12 МГц. После соответству- ющего изменения номиналов схемных элементов колебатель- ного контура и конденсатора обратной связи в сверхрегене- раторе схемы можно использо- вать и в полосе частот 13,56 МГц. Для работы в традиционной полосе частот 27,12 МГц раз- работано очень большое число типов приемников, как сверх- регенеративных, так и суперге- теродинных. Этого нельзя ска зать о полосе частот 433 МГц Было опубликовано два вари анта схем сверхрегенератнвных приемников, разработанных любителями, и сообщения об опыте работы с ними (в журна- ле «Modellbau heute» за 1961 и 1967 гг.). Обе схемы воспроиз- ведены на рис. 151 и 152 и кратко описаны ниже с целью подтолкнуть моделистов к са- мостоятельным разработкам в этой очень интересной области. В сверхрегенеративном при- емнике, представленном на Рис. 151 Сверхрегенератнв- ный приемник для работы в полол* частот 433 МГц (вариант Benter// Heck). Дроссели Drl и Dr 2 диамет ром 2 мм, без под строечников, име- ют по 12 витков медного покрытого эмалью провода диаметром 0,2 мм Скоба в виде ли нни Лехера выпол йена из медного покрытого эмалью провода диамет- ром 1 мм в шел- ковой оплетке 188
Рис. 152 Сверхрегенеративный приемник для работы в полосе частот 433 МГц (ва- риант Rabel). Дроссели Drl, Dr2 и Dr3 диаметром 2 мм, без подстроен- ников, имеют по 14 витков медного покрытого эмалью провода диамет ром 0,3 мм рис. 151, функции колебатель- ного контура выполняет прово- лочная скоба. Схема приемни- ка подобна схеме сверхрегене- ратора с самовозбуждением, по- казанной на рис. 143. Транзи- стор Т1 и здесь работает по схеме с общей базой. Резистор R3 и конденсатор СЗ образуют цепочку в цепи эмиттера для возбуждения вспомогательной частоты. Конденсатор С2 за- мыкает накоротко эту частоту на массу, но не непосредствен- но, а через дроссель Drl и кон- денсатор С1. При такой боль- шой частоте обратную связь осуществляет емкость транзи- стора Ссе- Емкость участка коллектор- база включена последователь- но с конденсатором С2 и па- раллельно с колебательным контуром. За счет этого укоро- чена длина проволочной скобы. Так как концы проволочной скобы, называемой также ко- лебательным контуром в виде линии Лехера, находятся под максимальным напряжением высокой частоты, напряжение питания подается или в узел напряжения, т. е. в середину скобы, или на ее концы, но тогда это должно быть сделано через дроссель. Было выбрано более простое и надежное ре- шение. Цепочка C3f R4 и С4 производит разделение высо- кой и низкой частот. Размеры колебательного контура в приемниках децимет- рового диапазона играют ре- шающую роль. Связь антенны со сверхрегенератором очень проста и представляет собой два-три витка изолированной проволоки антенны, охватыва- ющих проволочную скобу. На- иболее благоприятную точку связи находят перемещением антенны по скобе. При слиш- ком сильной связи сверхреге- нерация исчезает. Длина про- волочной антенны составляет половину длины волны, т. е. 34 см. Колебательный контур в виде линии Лехера может быть точно настроен на часто- ту передатчика посредством изгиба скобы. При конструировании сверх- 189
регенеративных приемников, работающих в диапазоне деци- метровых волн, тем более спра- ведливо правило, уже сформу- лированное для таких же при- емников, но работающих в по- лосе частот 27, 12 МГц: все высокочастотные проводники должны быть как можно более короткими. В полосе частот 433 МГц это касается каждого миллиметра проводников. Транзистор Т1 лучше всего разместить непосредственно под проволочной скобой. Что- бы снизить потери в колеба- тельном контуре и в проводни- ках в этом диапазоне частот, для колебательного контура следует использовать посереб- ренную медную проволоку и при пайке необходимо остав- лять как можно меньше третника на печатной плате, так как цинк имеет значитель- но меньшую проводимость, чем медь. Представленная на рис. 152 схема сверхрегенеративного приемника, предназначенного для работы в дециметровом диапазоне, имеет некоторые усовершенствования по срав- нению со схемой рис. 151. Дрос- сель в цепи эмиттера здесь от- сутствует. Благодаря этому сверхрегенератор надежно возбуждается даже при ис- пользовании транзистора, име- ющего плохие частотные ха- рактеристики. Изменения на- пряжения, металлические де- тали, даже корпус приемника р а сстр аи ва ют кол ебател ьн ый контур, для настройки которого предназначен конденсатор С4. Антенна выполнена из двух отрезков проволоки длиной по 190 17 см, развернутых относитель- но друг друга на 90°. В каче- стве антенного провода исполь- зован плоский ленточный ка- бель, длина которого не дол- жна превышать 15 см. Для связи с антенной прокладыва- ют отрезок изолированного монтажного провода над пе- чатной платой параллельно скобе в виде линии Лехера. Эта скоба, стороны которой равны 15 мм, вытравлена не- посредственно на печатной плате. 4.2.24. Супергетеродинные приемники Чувствительность и эксплуата- ционная надежность сверхре- генеративных приемников от- вечают всем требованиям, предъявляемым к аппаратуре дистанционного управления моделями. Недостатком при- емников является большая по- лоса пропускания, которая не позволяет одновременно рабо- тать нескольким комплектам аппаратуры. Этот недостаток может быть устранен включе- нием в схему сверхрегенерато- ра селектирующего звена, на- пример кварцевого фильтра. Но в практике дистанционного управления выбран иной спо- соб усовершенствования при- емников, не требующий приме- нения очень дорогого кварца. В радиотехнике уже давно используется принцип гетеро- динного приема. При установ- ке кварцевого резонатора ча- стоты в гетеродинный каскад простым способом можно создать приемник, полоса про-
пускания, точность установки и стабильность частоты кото- рого отвечают требованиям табл. 2. Использование квар- цев, имеющих штырьковое включение, позволяет, как и в передатчике, просто и быстро производить смену канала. По этому направлению идет раз- витие аппаратуры дистанцион- ного управления моделями во всем мире. При рассмотрении большого количества образцов этой ап- паратуры, как и в случае сверхрегенеративных приемни- ков, можно будет выделить стандартные схемные решения супергетеродинных приемни- ков. Условия управления мо- делями и имеющиеся схемные элементы позволяют использо- вать лишь небольшое число оп- тимальных вариантов решений. Техническое решение супер- гетеродинного приемника уп- равления моделью определя- ется в основном требуемой чувствительностью, устойчи- востью к перегрузке, а также полосой пропускания. Если су- пергетеродинный приемник имеет основную чувствитель- ность около 5 мкВ, то при вы- ходных мощностях, указанных в разделе 4.2.1, можно полу- чить дальность действия 800— 1000 м. Этого вполне достаточ- но для управления моделью, и такой приемник моделист мо- жет без труда собрать по од- ному из известных вариантов схем. Во многих случаях, особенно при дистанционном управле- нии судомоделями, достаточно небольшой чувствительности и дальности действия. На судо- моделях с электроприводами, в большинстве случаев являю- щимися источниками мощных высокочастотных помех, даже целесообразно использовать приемник, имеющий снижен- ную чувствительность. Отсюда следует, что чувст- вительность приемника необ- ходимо выбирать в зависимо- сти от условий его работы и что высокочувствительный су- пергетеродинный приемник не всегда является лучшим. Осо- бые требования следует предъ- являть к работе этих приемни- ков при приеме больших сиг- налов. Они должны быть устойчивыми к перегрузке и работать в непосредственной близости к передатчику (на- пример, в случае удержания модели в руке, что соответст- вует расстоянию между пере- датчиком и приемником около 1 м) при напряженности поля 450 мВ/м так же надежно, как и при напряженности поля 5 мкВ/м. Для этого необходи- ма возможность эффективной регулировки приемника. Требования к супергетеро- динному приемнику в отноше- нии полосы пропускания опре- деляются разбивкой использу- емой полосы частот на каналы (см. табл. 2). Супергетеродин- ный приемник должен иметь одинаковые избирательности на всех каналах. Анализ применяемых схем приемников показывает почти стандартное их построение, ко- торое представлено на блок- схеме (рис. 153). Приемная ан- тенна работает на входной контур, который в большинст- ве случаев имеет вид двухкон- 191
Рис. 153 Блок-схема супергетеродинного приемника. предназначенного для дистанционного управления моделями турного LC-фильтра. Гетеро- дин стабилизируют кварцем. Преобразовательные каскады с собственным гетеродином в приемниках, предназначенных для дистанционного управле- ния, больше не применяют, по- этому в большинстве случаев используют преобразователь- ные каскады с автоматической регулировкой усиления (АРУ). Усилитель промежуточной ча- стоты, как правило, выполняют с тремя LC-фильтрами, при- чем один или два каскада уси- ления промежуточной частоты имеют АРУ. Для демодуляции и получения напряжения АРУ используют как диоды, так и транзисторы. С помощью кварца суперге- теродинный приемник настраи- вают на канальные частоты, превышающие частоту гетеро- дина. В результате для равно- мерного селектирования и уси- ления всех канальных частот входной контур должен иметь полосу пропускания по высо- кой частоте BHf~325 кГц. Гетеродин генерирует колеба- ния высокой частоты (меньше канальной на величину проме- жуточной частоты, составля- ющей 455 или 460 кГц), кото- рая смешивается с принятой от антенны и предварительно отселектированной модулиро- ванной высокой частотой. При смешении образуются суммар- ные и разностные частоты, а также их высшие гармоники. Селективный контур (фильтр) в преобразовательном каскаде из смеси частот отфильтровы- вает лишь одну из них — про- межуточную частоту iozf, по- лучаемую в виде разности при- нятой высокой частоты gw и частоты гетеродина <oo*z: (oZF = (»HF — (0О (65) Затем напряжение промежу- точной частоты усиливается и селектируется в обоих после- дующих каскадах усиления промежуточной частоты. Та- ким образом, усилитель выпол- няет в основном задачу усиле- ния, и селекции сигнала. При использовании трех фильтров можно получить до- статочно узкую кривую изби- рательности. Однако при выбо- ре ширины кривой приходится идти на компромисс. С одной стороны, полоса пропускания по промежуточной частоте должна быть как можно уже, чтобы обеспечить достаточную 192
избирательность по соседнему каналу, с другой — достаточно широкой для неискаженной пе- редачи импульсов или верхних низких частот без потери их усиления. По аналогии с полосой про- пускания передатчика полосу пропускания по промежуточ- ной частоте BZF следует при- нять равной 10 кГц, чтобы по- лучить полосу пропускания по низкой частоте BNF = 5 кГц. К ним необходимо добавить полосы частот, появляющиеся за счет разбросов частоты кварца Af/f=30-10"6 и при частоте 27,12 МГц для кварцев передатчика и приемника при- водящие к максимальному раз- бросу частоты Af=l,63 кГц. Этот разброс частоты должен быть включен в ширину поло- сы пропускания по промежу- точной частоте, поэтому полу- чают: BZF — 11,63 кГц. По- скольку в большинстве случаев используют кварцы меньшей точности, чем указано выше, то эту ширину следует увеличить еще более. Фактическим усло- виям отвечает полоса пропу- скания 5zf=15 кГц. Разбив- кой полосы частот 27,12 МГц на каналы через каждые 20 (30) кГц обеспечивают доста- точный интервал надежности в отношении перекрестных по- мех со стороны соседнего кана- ла. При разбивке полосы частот через каждые 10 кГц для обес- печения необходимого интер- вала надежности приходится использовать все возможности для уменьшения полосы пропу- скания по промежуточной ча- стоте, такие как сужение поло- сы пропускания по низкой ча- стоте до BNF = 3 кГц и установ- ка прецизионных кварцев. В цифровой аппаратуре это возможно, но в аппаратуре ди- скретного дистанционного уп равления канальные низкие частоты не должны превы- шать 3 кГц. В супергетеродинных прием- никах, предназначенных для дистанционного управления, используют миниатюрные фильтры от средневолновых карманных приемников, рас- считанных на интервал между каналами (соответственно раз- носу частот двух передатчи- ков) от 12 до 15 кГц. Чтобы по- лучить удовлетворительное по- давление сигналов соседнего канала, полоса пропускания по промежуточной частоте выбра- на равной 6 кГц (что соответ- ствует полосе пропускания по низкой частоте 3 кГц). За счет этого полосы пропускания, ре- ализуемые с помощью этих фильтров, лежат на нижнем пределе значений, необходи- мых для управления моделями. Так как карманные супергете- родинные приемники настраи- вают на частоту передатчика вручную, из-за разброса часто- ты кварца исчезает запас по полосе пропускания. Таким образом, при установ- ке миниатюрных фильтров от переносных супергетеродинных приемников требуемую полосу пропускания задают соответ- ствующей настройкой. Для этого ф ил ьтр ы н ез н а ч и тел ь но расстраивают относительно промежуточной частоты. За счет сдвига точки резонанса резонансная кривая становит- 13 Зак 718 193
ся шире. Настройку ведут при неперегруженном приемнике (передатчик с убранной антен- ной должен находиться на рас- стоянии 10 м), контролируя по осциллографу правильность формы импульсов. Решающее влияние на рабо- ту аппаратуры дистанционно- го управления при перечислен- ных условиях оказывают доб- ротность и правильность на- стройки фильтров промежу- точной частоты. Проблемы, связанные с полосой пропуска- ния, возникают при разработке схемы не только передатчика, но и приемника (рис. 154). Антенны Хотя антенна является простой деталью, но оказывает боль- шое значение на КПД передат- чиков и приемников. Ниже при- водятся теоретические положе- ния по применению антенны, дополненные в разделе 6 прак- тическими указаниями по их конструированию. Антенна приемника должна принимать высокочастотную энергию и с высоким КПД пре- образовывать ее в электриче- скую энергию, передаваемую ио проводам. Поэтому среди радиолюбителей распростране- на поговорка: «Хорошая ан- тенна — лучший усилитель вы- сокой частоты». Именно антен- на приемника определяет в ос- новном дальность действия и эксплуатационную надежность аппаратуры дистанционного управления. Приемлемой антенной, учи- тывая ее длину, можно считать заземленную четвертьволно- вую антенну, называемую так- 194 же антенной Маркони. Следо- вательно, для работы в полосе частот 27,12 МГц длина антен- ны составляет /«2,60 м. Но в практике моделизма для су- пергетеродинных приемников используют только антенны от 0,9 до 1 м, которые слишком коротки, да еще и изогнуты. Так как антенны работают без удлинительных катушек и без «противовесов», то падает чув- ствительность приемника. Для повышения дальности дейст- вия аппаратуры устанавлива- ют настраиваемую антенну приемника. В соответствии с требованиями условий без- опасности удлинительную ка- тушку помещают как можно ближе к точке ввода антенны. «Противовес» должен иметь хороший контакт с массой при- емника. Даже если не предусмотрено никаких специальных мер по настройке и согласованию ан- тенны, при жесткой связи обо- их контуров антенна сильно воздействует на входной кон- тур. Прямое влияние на наст- ройку входного контура оказы- вает длина антенны. Если при- емник предварительно настро- ен, то на модель необходимо устанавливать антенну той длины, на которую он рассчи- тан. Использование антенны с другими электрическими пара- метрами (например, при смене модели) равнозначно рас- стройке входного контура. Если все же приходится пользоваться различными ан- теннами, то связь антенны должна быть слабой (конден- сатор малой емкости) или входной контур необходимо
261 Черный 26,995 27,010 27,025 27,095 27,000 27,075 27,095 27,110 27,125 27,195 27,150 27,175 27,195 27,210 27,225 27,290 27,255 27,275 Коричневый Черный „ и зеленый Зеленый и синий Черный и синии Синий Оранжевый Желтый Зеленый Черный * и желтый Желтый и зеленый Черный и оранжевый Оранжевый и желтый Черный и коричневый Коричневый и красный Красный Черный „ и красный Красный и оранжевый Черный и фиолетовый 26,995 Коричневый 27,025 Коричневый и красный 27,095 Красный 27,075 Красный и оранжевый .27,095 Оранжевый 25,975 Черный 27J25 Оранжевый и желтый 27,195 Желтый 27,175 Желтый „ и зеленый 27,195 Зеленый 27.225 Зеленый и синии 27, 255 Синий
подстраивать при каждой сме не антенны. Антенна приемни- ка является деталью, которая чаще всего повинна в непра- вильной работе аппаратуры. При соблюдении физических законов с помощью простых средств можно получить опти- мальные результаты от антен ны. Поэтому необходимо вы- полнять практические указа- ния, приведенные в разделе 6. Входной каскад В супергетеродинных приемни- ках входной каскад является первым селективным каска- дом, а во многих схемах — также и первым усилительным каскадом. Так как супергете- родинный приемник mini-Su- perhet аппаратуры дистанци- онного управления Varioprop имеет некоторые интересные особенности, его следует рас- смотреть в качестве примера (рис. 155). Входной каскад со- стоит из входного контура, включающего фильтр F101 и конденсаторы С103, С104, и се- лективного каскада усиления, собранного на полевом транзи- сторе ТЮЗ и фильтре F102. Для обеспечения жесткой свя- зи с антенной длиной 100 см предназначен конденсатор С101 емкостью 39 пФ. Согла- сование колебательного конту- ра по входному сопротивлению полевого транзистора, вклю- ченного по схеме с общим за твором, выполнено с помощью емкостного делителя напряже- ния С103, CI04. При разработке входного контура пользуются такими правилами: усиление мощности входного 196
контура, имеющего параллель- ный колебательный контур, возрастает с увеличением по- лосы пропускания, если увели- чение вызвано усилением демп- фирования извне, более жест кой связью генератора (сопро- тивление антенны) или нагруз- ки (входное сопротивление на- грузки) ; усиление зависит не только от согласования с сопротивле- нием нагрузки, но и от отноше- ния рабочего затухания dB к затуханию ненагруженного конГура do. Отсюда можно сделать сле- дующие выводы: входной контур должен иметь большую добротность (doldB-+max); каскады должны иметь та- кую жесткую связь, чтобы можно было получить требуе- мую полосу пропускания; согласование каскадов сле- дует выполнять по возможно- сти точнее. Отличием схемы приемника mini-Superhet от большинства используемых для дистанцион- ного управления супергетеро- динных приемников является применение полевого транзи- стора во входном каскаде. Речь идет о полевом транзи- сторе, специально изготовлен- ном для этого приемника, так как в схеме, напряжение пита- ния которой равно 4,8 В, он должен иметь требуемую кру- тизну. Номинальное напряже- ние, необходимое для транзи- сторов такого типа, обычно выше и составляет от 9 до 12 В. Полевые транзисторы установлены во входном и пре- образовательном каскадах прежде всего благодаря своим особым свойствам. Решающим для эксплуата- ционной надежности аппарату- ры дистанционного управле- ния является не чувствитель- ность супергетеродинного при- емника, а его работа в режи- ме больших сигналов. При па- раллельной работе на сосед- них каналах (и при небольшом интервале между каналами) передатчиков одинаковой мощ- ности, расположенных в непо- средственной близости от пе- редатчика, все они являются источниками помех для собст- венного приемника. Один или два входных контура не смо- гут демпфировать сигналы всех этих мешающих передат- чиков, так как входные конту- ры должны пропускать сигна- лы во всей используемой поло- се частот. Поэтому сильный сигнал помехи неослабленным достигает преобразовательного каскада и приводит здесь к яв- лениям перекрестной и взаим- ной модуляций. Если принимаемая несущая частота модулируется по амп- литуде частотой передатчика помехи, то такая модуляция называется перекрест- ной. Коэффициент перекрест- ной модуляции принимаемой несущей частоты рассчитыва- ют по формуле: ж Т’ “ ’™s’ U s’ (6Ь> где mh — коэффициент пере- крестной модуляции, — крутизна, S"— вторая произ- водная крутизны, ms — коэф- фициент модуляции передатчи- 197
ка помехи, Us — эффективное значение несущей частоты по- мехи. Уравнение (66) позволяет сделать следующие выводы: перекрестная модуляция не зависит от мощности принима- емого сигнала; в пределах полосы пропу- скания входного контура пере- крестная модуляция не зави- сит от разницы частот передат- чика помехи и передатчика принимаемого сигнала. Отношение S"/S определяет- ся кривизной характеристики транзистора и почти у всех биполярных транзисторов име- ет слишком большую вели- чину. Наиболее приемлемыми здесь являются полевые тран- зисторы, имеющие примерно квадратичную характеристику управления. Производная квадратичной характеристики имеет постоянный наклон, бла- годаря чему перекрестная и взаимная модуляции появить- ся не могут. Следовательно, с помощью полевого транзисто- ра во входном каскаде можно эффективно снизить влияние перекрестной модуляции. Но чтобы она затем не появилась в преобразовательном каскаде, усиление входного каскада поддерживают малым, а пре- образовательный каскад так- же собирают на полевом тран- зисторе. Перекрестная модуляция ти- пична для амплитудной моду- ляции и не появляется при ча- стотной. Режим больших си- гналов является решающим для оценки супергетеродинно- го приемника, поэтому частот- ная модуляция представляет 198 особый интерес для радиоуп- равления моделями. Малое усиление входного каскада приводит к тому, что шум этого каскада составляет заметную долю в общем коэф- фициенте шума приемника, ог- раничивая чувствительность приемника. Отношение сигнал/шум так- же зависит от типа модуляции, коэффициента модуляции, по- лосы пропускания, характери- стик транзистора и от других факторов. Входной каскад оценивают по коэффициенту шума F (называемому также шум-фактором). Так как для супергетеродинных приемни- ков, предназначенных для ди- станционного управления, важ- ное значение имеет режим ра- боты при больших сигналах, необходимо добиваться малого коэффициента шума как вход- ного, так и преобразовательно- го каскадов. Входные каскады предна- значены не только для селек- ции и усиления, но и для пре- дотвращения излучения часто- ты гетеродина через антенну. Это свойство входного каскада называется обратным демпфи- рованием. Как видно из рис. 155, входной и преобразова- тельный каскады имеют регу- лировку. Регулировка особенно важ- на для супергетеродинного при- емника, который в пределах дальности действия должен со- хранять приблизительно посто- янное выходное напряжение, хотя напряжение высокой ча- стоты на входе изменяется при этом на несколько порядков (от нескольких сотен мВ до
примерно 5 мкВ). Колебания напряженности поля обуслов- лены не только различными расстояниями между приемни- ком и передатчиком, но и изме- нением плоскости поляризации антенны, что особенно прояв- ляется при управлении авиа- моделями. Надежность работы декодирующего устройства за- висит в основном от постоян- ства входного напряжения, по- этому при небольших напря- женностях высокочастотного поля приемйик должен иметь большое усиление, а при боль- ших напряженностях — малое. Предотвратить отрицатель- ное влияние колебаний напря- жения на входе можно регули- рованием усиления приемника, т. е. автоматической регули- ровкой усиления (АРУ). Для получения необходимого диа- пазона регулирования в супер- гетеродинных приемниках, соб- ранных на биполярных транзи- сторах, цепью АРУ охватыва- ют один или два каскада уси- ления промежуточной частоты. Регулировку можно улучшить включением демпферных дио- дов. Для регулирования усиле- ния транзисторного каскада параметр четырехполюсника F21 должен быть переменным. Регулирование на понижение параметра является наиболее простым и применяется почти исключительно для супергете- родинных приемников, исполь- зуемых для дистанционного управления. Если усиление не- обходимо снизить, то при регу- лировании по этому метод) снижают ток эмиттера (в слу- чае полевых транзисторов — ток истока). При регулирова- нии на понижение параметра пользуются тем, что при ма- лых токах эмиттера крутизна характеристик транзистора пропорциональна току: Y^S (67) UCE Такая пропорциональность наблюдается, когда разность напряжений между коллекто- ром и эмиттером больше оста- точного напряжения транзи- стора. Уравнение (67) не вы- полняется при больших токах эмиттера. Регулирование на пониже- ние параметра может быть использовано для транзисто- ров всех типов. Оно просто и не требует большой мощности. Регулирование на повышение параметра или смешанное из- менение тока эмиттера и на- пряжения коллектора в супер- гетеродинных приемниках, предназначенных для дистан- ционного управления, не при- меняют из-за их большей сложности. В отличие от схем супергете- родинных приемников, собран- ных на биполярных транзисто- рах, в схеме приемника, пред- ставленной на рис. 155, регу- лировкой охвачены не первый и второй каскады усиления промежуточной частоты, а входной и преобразовательный каскады. Напряжение регули- рования снимается с фильтра F106 и выпрямляется диодом D105. Выпрямленное напряже- ние через резисторы R106 п RU6 подается на входной и преобразовательный каскады !99
с 560х О) Он О связь SF115 40т^ 270 87 22к ОНП. 814 100к 4,8В SF115 J® ккЩвбО&гЖ R5 Ъ§\8181к ТЗ SF115 <0 ^гО’т^г^ \т5& 2 \Ж88 Г 7^ГТ^ М6Х 4,7К\ L4 J£7J ZP/7r ПЧ=455 кГц а) Рис. 156 Супергетеродинные при- емники (аппаратура Л4и/- Hplex) : а - Royal; б — Mini 2
R15 180 Рис. 157 Супергетеродинный приемник (аппа- ратура Start dp). Транзисторы Т1-Т4 типа SF 215, транзистор Т5 типа SC 206 Характеристики полевых тран- зисторов позволяют произво- дить регулирование этих ка- скадов при отсутствии пере- крестной модуляции. При использовании биполяр- ных транзисторов во входном и преобразовательном каска- дах рабочую точку стараются установить на участке малой кривизны характеристики для сохранения малого значения перекрестной модуляции. Но регулирование на понижение параметра рабочей точки спо- собствует переходу в область большой кривизны характери- стики, что равнозначно появ- лению перекрестной модуля- ции. Поэтому, применяя бипо- лярные транзисторы, отказы- ваются от регулирования вход- ного и преобразовательного каскадов и регулируют только каскады усиления промежу- точной частоты. Типичным при- мером выполненного таким об- разом супергетеродинного приемника является приемник аппаратуры дистанционного управления Multiplex (рис. 156). Его схема незначительно отличается от схемы приемни- ка аппаратуры Start dp (рис. 157). Транзистор демодулято- ра Т5 одновременно с демоду- ляцией дает напряжение регу- лирования (напряжение АРУ) первого и второго каскадов усиления промежуточной ча- стоты. В отличие от схемы рис. 155 здесь входной каскад состоит из одного фильтра и двух контуров, собранных на ЛС-цепочках LI, С1 и С2, L2. Контуры имеют слабую ин- дуктивную связь за счет за- крепления катушек L1 и L2 на расстоянии около 10 мм от платы. Такая слабая связь зна- чительно повышает избира- тельность входного фильтра. Преобразовательный каскад При сравнении преобразова- тельных каскадов на рис. 155 и 156 можно видеть их общ- ность. Постоянная промежу- точная частота супергетеродин- ного приемника образуется в преобразовательном каскаде при наложении частоты прини- маемого сигнала на частоту ге- теродина. Для смешения двух частот необходима криволи- нейная характеристика. Поэто- му в этом каскаде особенно целесообразна установка тран- зистора. Сущность КПД преобразо- вательного каскада следует по- 201
Рис. 158 Принципиальная схема преобразова- тельного каскада: а — с последова- тельным питанием; б—с параллель- ным питанием яснить на принципиальной схе- ме рис. 158. На вход преобра- зовательного каскада подают- ся два напряжения: напряже- ние принимаемой частоты Uhf и напряжение частоты ге- теродина Uosz- Последующее изложение будет касаться нор- мального случая, когда UHf< <Uo*z- В большинстве случаев применяют аддитивное смеши- вание. При подаче суммы этих напряжений на транзистор, имеющий криволинейную ха- рактеристику, образуются выс- шие гармоники и смешанные частоты (суммы и разности основной частоты и высших гармоник). Частотой, пред- ставляющей в данном случае интерес, является промежу- точная частота uuf, определя- емая уравнением (65). Эта ча- стота отфильтровывается из смеси частот и затем усилива- ется. Эквивалентная схема (рис. 158, а) позволяет сделать не- которые дополнительные вы- воды. Источники напряжений Uhf и Uqsz представлены в ви- де идеальных источников, име- ющих нулевое внутреннее со- противление, т. е. все напряже- ния, и в особенности UZf, пада- ют на участке база-эмиттер транзистора. Если бы источни- ки напряжений имели конеч- ные внутренние сопротивле- ния, то на них падала бы и часть напряжения что не- желательно. Поэтому на прак- тике необходимо обращать внимание на то, чтобы источ- ник напряжения промежуточ- ной частоты UZIe имел мини- мальное внутреннее сопротив- ление, так как это напряжение, падающее вне участка база- эмиттер транзистора, теряется для усиления. Возможно также параллель- ное включение источников на- пряжения (рис. 158,6). Выво- ды, сделанные для схемы по- следовательного включения, справедливы и здесь. Чтобы один из источников тока не со- здавал собой нулевого сопро- тивления для другого источни- ка, они должны иметь большие внутренние сопротивления. Этого достигают включением конденсатора малой емкости. Так как оба источника имеют большие сопротивления, необ- ходимое короткое замыкание по промежуточной частоте от- сутствует. Чтобы реализовать это ко- роткое замыкание без исполь- зования дополнительных схем- ных элементов, применяют схемы, в которых одновремен- но присутствуют оба варианта 202
питания: параллельное и по- следовательное. Гетеродин в большинстве случаев работает как генератор тока (связь ге- теродина осуществлена с по- мощью конденсатора малой емкости), в то время как гене- ратор напряжения (входной каскад) имеет малое внутрен- нее сопротивление по прини- маемой частоте. Внутреннее сопротивление генератора на- пряжения достаточно велико, чтобы не замыкать накоротко напряжение гетеродина, но до- статочно мало, чтобы играть роль нулевого сопротивления по промежуточной частоте. Ин- дуктивное сопротивление ка- тушки связи усиливает этот эффект за счет своей зависимо- сти от частоты. В обеих схемах, показанных на рис. 158, достаточно малое сопротивление по промежуточ- ной частоте обеспечено с по- мощью катушки связи F102 и конденсатора С107. В схеме, приведенной на рис. 156, а, связь гетеродина выполнена низкоомной с помощью конден- сатора С4 и отвода от средней точки катушки L4. Эта цепочка используется для короткого за- мыкания по промежуточной ча- стоте и получения большого усиления при преобразовании. Поэтому в супергетеродинных приемниках, применяемых для дистанционного управления, используют биполярные тран- зисторы (см. рис. 162 и 164). । _ /пч-^ЗЗкГц । /т=1/5зкгц । —« ।--------------1_____________। 26,215 26,670 27,125 /зерк. /кв fs4 При работе преобразова- тельного каскада Uosz>Uhf Чтобы получить максималь- ную крутизну преобразования, напряжение UOsz выбирают равным от 100 до 150 мВ. Как уже было сказано, при преобразовании образуется множество частот. Это приво- дит к возможности приема си- гналов по зеркальной частоте. В принципе возможен прием на каждой частоте, которая при смешении с частотой гете- родина дает промежуточную частоту. Важнейшей из таких частот является зеркальная, определяемая разностью: = whf- (68) Взаимное положение частот передатчика /нк, гетеродина fosz и зеркальной частоты fSp показано на рис. 159. Характеристика приемника, отражающая его реакцию на появление этой частоты, назы- вается помехозащищенностью по зеркальной частоте. Проме- жуточная частота, равная 455 или 460 кГц, при работе в по- лосе частот 27,12 МГц вызыва- ет ряд проблем. Для усилителя промежуточной частоты без- различно, образовалась ли эта частота согласно разности уравнения (65) или (68), так как он осуществляет усиление любой частоты, равной 455 или 460 кГц. При промежуточной частоте 460 кГц зеркальная Рис. 159 Схема, поясняю- ----------- щая положение зеркальной часто- ты 203
частота лишь на 920 кГц мень- ше принимаемой частоты. Но входные контуры приемника должны быть настолько широ- кополосными, чтобы смена ка- налов была возможна без их подстройки. Следовательно, зеркальная частота, лежащая в полосе 25,335—26,055 МГц, претерпевает лишь незначи- тельное подавление по сравне нию с принимаемой частотой. Фильтр в качестве входного контура (как это показано на рис. 156) обеспечивает лучшую помехозащищенность по зер- кальной частоте, чем простой колебательный контур на вхо- де. Самым целесообразным является обеспечение тщатель- ной настройки входного конту- ра и минимальной возможной связи контуров. Наилучшую помехозащищенность по зер- кальной частоте получают при настройке входного контура на один канал, поэтому перед на- стройкой супергетеродинного приемника необходимо опре- делить, на скольких каналах Рис. 160 Супергетеродинный приемник (анпа ратура Picoprop) Катушки U и L2 диаметром 4 мм, с подстроен ника ми. намотаны медным покрытым эмалью проводом диаметром 0,4 мм L1 име- ет 3,5/2,5, L2 13 витков Fl, F2. F3 сверхминиатюрные фильтры предусмотрена работа аппара- туры. С помощью тщательной настройки можно значительно повысить ее помехозащищен- ность. Помехозащищенность по зеркальной частоте можно по- высить также посредством уве- личения промежуточной ча- стоты. Например, при ее вели- чине 10,7 МГц помехозащи- щенность значительно улучша- ется. Видимо, этот путь при разработке современной аппа- ратуры с частотной модуляци- ей является перспективным. Еще более упростить схему преобразовательного каскада можно подключением эмитте- ров транзисторов гетеродинно- го и преобразовательного ка- скадов к общему резистору (рис. 160). Благодаря этому получают короткое замыкание по промежуточной частоте в цепи эмиттера, но уменьшают усиление транзистором Т2. В результате схема обеспечи- вает меньшую чувствитель ность по сравнению со схемой рис. 156. При установке высо- кокачественных фильтров про- межуточной частоты и хоро- ших транзисторов в каскадах ее усиления чувствительность можно снова поднять. Рабочая точка преобразовательного ка- скада устанавливается резис- 204
тором R2 на оптимальную чув- ствительность. В первое время супергетеро- динные приемники, предназна- ченные для дистанционного управления, имели преобразо- вательные каскады с совме- щенным гетеродином. Но за- тем перешли, почти исключи- тельно, на преобразовательные каскады с отдельным гетеро- дином. Недостатки, вызывае- мые большим количеством схемных элементов, компенси- руются следующими хположи- тельными качествами: гетеродин стабильно работа- ет даже при больших напря- жениях высокой частоты на входе и при смене кварца; гетеродин нечувствителен к сигналам, поступающим с ан- тенны; схема легче в настройке и менее сложна. Кроме того, благодаря раз- делению гетеродина и преоб- разовательного каскада воз- можна регулировка последне- го. В супергетеродинных при- емниках, собранных на бипо- лярных транзисторах, от регу- лировки преобразовательного каскада в большинстве случа- ев отказываются, так как это может привести к отклонению частоты. Гетеродинный каскад Частота гетеродина согласно уравнению (65) отличается от высокой частоты лишь на ве- личину промежуточной часто- ты, равной 455 или 460 кГц, и ее стабильность и точность должны отвечать требованиям, предъявляемым к соответству- ющим показателям высокой частоты передатчика. Поэтому схемы гетеродинов идентичны схемам автогенераторов пере- датчиков. Для простоты и бы строты смены каналов кварцы, как и в передатчиках, имеют штырьковое соединение. Как моделисты, так и про- мышленные предприятия при разработке аппаратуры ди- станционного управления стре- мятся использовать в ней сов- ременные элементы, применя- емые в коммерческой радиоап- паратуре, для которой постав- ляются интегральные схемы, выполняющие задачи усилите- ля промежуточной частоты и демодулятора при частотной модуляции, усилителя проме- жуточной частоты и демодуля- тора при амплитудной и ча- стотной модуляциях или даже входного контура, преобразо- вательного каскада и регули- руемого усилителя промежу- точной частоты. В 1972 г. в су- пергетеродинном приемнике RE 4-С была использована гибридная интегральная схема типа ТМС 003, выполняющая функции входного каскада, преобразовательного каскада и усилителя промежуточной частоты. Это решение не оп- равдало себя, и выпущенный в 1973 г. приемник RE 4-С был выполнен на традиционных схемных элементах. Хорошие результаты, однако, дало при- менение интегральных схем для сборки преобразователь- ных каскадов, обеспечившее устойчивость их работы при больших сигналах и малый ко- эффициент шума. При использовании для сборки преобразовательного 205
Рис. 161 Супергетеродинный приемник, в ко- тором для сборки преобразовательно- го каскада использована интеграль пая схема типа SO 42Р (аппаратура Microprop-Hobby). Диоды D1-D5 типа 1N 4448, транзисторы Т1 и Т2 типа SF 115 каскада супергетеродинного приемника интегральной схе- мы типа SO 42Р (рис. 161) ан- тенна через конденсатор С1 емкостью 10 пФ имеет лишь слабую связь со входным кон- туром С2, L1. Благодаря такой связи небольшие изменения длины антенны незначительно расстраивают входной контур. Интегральная схема выполня- ет функции преобразователя и гетеродина. Усилитель проме- жуточной частоты выполнен на обычных схемных элементах. Каскады усиления промежуточной частоты Усилитель промежуточной ча- стоты работает как усилитель высокой частоты, имеющий 206 фиксированную настройку на частоту 455 или 460 кГц. При расчете и конструировании усилителя промежуточной ча- стоты необходимо учитывать следующее. Каскад усиления промежу- точной частоты состоит из уси- лительного звена (транзистор) и одного или нескольких селек- тивных четырехполюсников (фильтров). При расчете но- миналов схемных элементов для каскада усиления проме- жуточной частоты добиваются, чтобы за счет соответствующе- го выбора рабочей точки была получена максимальная кру- тизна, а за счет согласования каскадов — максимальное уси- ление мощности. Математический расчет это- го каскада здесь не приведен, так как для супергетеродин- ных приемников, предназна- ченных для дистанционного управления, как правило, используют имеющиеся в про- даже миниатюрные фильтры
от карманных транзисторных приемников. Все рассмотрен- ные выше схемы приемников не требуют очень точного под- бора типа фильтров, поэтому они могут быть собраны на фильтрах, имеющихся в прода- же. При установке рабочей точ- ки транзистора, на котором со- бран каскад усиления проме- жуточной частоты, определен- ную роль играет обратная связь. В противоположность крутизне обратная связ^ явля- ется нежелательным свойст- вом транзистора. При ее воз- никновении часть выходного напряжения возвращается на вход и может вызвать само- возбуждение Проводимость обратной свя- зи для транзисторов зависит от частоты и в первом прибли- жении ее можно охарактеризо- вать емкостью Сев- Для усили- телей высокой частоты выби- рают транзисторы, имеющие малую проводимость обратной связи. Несмотря на это, схема должна быть такой, чтобы ра- бочие характеристики усилите- ля не были ухудшены обрат- ной связью даже при неблаго- приятных условиях эксплуата- ции (перепады температуры, изменение напряжения пита- ния, перегрузки и т. д.), т. е. чтобы не наступало самовоз- буждение каскадов. У совре- менных транзисторов обратная связь настолько мала, что в большинстве случаев можно отказаться от специальных ме- роприятий по ее нейтрализа- ции (рис. 155—157, 160 и 161). Обратную связь можно так- же уменьшить с помощью раз- деления рабочих точек по по- стоянному и переменному то- кам в цепи коллектора. В схе- ме супергетеродинного прием- ника (рис. 162) в цепь коллек- тора введена /?С-цепочка, на которой постоянное напряже- ние падает при падении пере- менного напряжения на коле- бательном контуре фильтра. RC-цепочка дает возможность получить большое усиление промежуточной частоты и исключить обратную связь да- же при не очень качественных высокочастотных транзисто- рах. Приемник, собранный на таких схемных элементах (транзисторах, фильтрах), значительно более чувствите- лен, чем показанный на рис. 160. Проблемам крутизны (или усиления) и обратной связи необходимо уделять большое внимание при разработке уси- лителя промежуточной часто- ты, так как он производит ос- новное усиление высокочастот- ного сигнала. О значении большого усиле- ния промежуточной частоты в одном каскаде усилителя уже было сказано. Но здесь следу- ет добавить, что это большое усиление должно быть регули- руемым в широком диапазоне. Необходимое усиление проме- жуточной частоты определяет- ся минимальным UEmin и мак- симальным UEmux входным на- пряжением. Й в том и в дру- гом случаях на выходе демо- дулятора должно появляться одинаковое выпрямленное на- пряжение UH. Если принять: МкВ, мВ и L/ft = 0,5 В, то усиление должно составлять: 207
_ __ 0.5 В V,> max ~ If 0.5мк В min Таким образом, требуемый диапазон регулирования со- ставляет Uy = 1000 = 60 дБ. С помощью только одного ка- скада этот диапазон регулиро- вания реализовать невозмож- но. Поэтому регулировкой ох- ватывают первый и второй ка- скады усиления промежуточ- ной частоты (рис. 156, 157, 160 — 162). Усилитель промежуточной амплитудномодулированной ча- стоты должен иметь хорошую линейность. Для уменьшения 208
нелинейных искажений ток эмиттера должен быть мини- мальным, т. е. таким, при кото- ром транзистор работает еще как усилитель малых сигналов. Но диапазон регулировки вто- рого каскада усиления не сле- дует выбирать слишком боль- шим. Так как этот каскад ра- ботает уже как усилитель больших сигналов, при боль- шом диапазоне регулирования следует считаться с искажени- ями. Разработчики других схем (рис. 163 и 164) пошли на компромисс, сделав регулиру- емым только первый каскад усиления промежуточной ча- стоты. Следовательно, в непо- средственной близости от пере- датчика наступает перегрузка приемника. Предложены различные ва- рианты схем усилителей про- межуточной частоты, обеспе- чивающих необходимую изби- рательность. Метод концентри- рованной селекции реализован с помощью двух фильтров, установленных в первом и во втором . каскадах (рис. 155). Благодаря этому стало воз- можным сконцентрировать полное усиление промежуточ- ной частоты в одном каскаде, которая затем подается на трехкаскадный усилитель вы- сокой частоты, функции кото- рого выполняет интегральная схема типа ТАА 293. С по- мощью слабой емкостной свя- зи получают требуемую шири- ну полосы пропускания. Применение метода распре- деленной селекции отлича- ет большую часть известных схем супергетеродинных при- емников. Во всех рассмотрен- ных схемах для селекции пред- назначены LC-фильтры. Дела- лись попытки использовать для дистанционного управле- ния механические (пьезоэлект- рические) фильтры, преиму- ществом которых является простота схемных решений. Но так как в настоящее время ха- рактеристики пьезоэлектриче- ских фильтров отличаются пло- хим постоянством при дли- тельной работе, возвратились к традиционным LC-фильтрам. Демодуляция амплитудномо- дулированных колебаний Сигнал промежуточной часто- ты демодулируется в детектор- ном каскаде. Для демодуляции применяют диоды или транзи- сторы. Кроме низкой частоты в детекторном каскаде одновре- менно получают и напряжение регулирования входного кон- тура, преобразовательного ка- скада или каскада усиления промежуточной частоты. В схеме с диодным детекто- ром (рис. 163) для демодуля- ции и получения напряжения регулировки предусмотрены два выпрямительных контура, собранных на диодах D1 и D2. Это разделение необходимо потому, что детекторный кон- тур должен подавать по воз- можности неискаженное на- пряжение низкой частоты, а контур регулирования — глад- кое постоянное напряжение. Поэтому оба выпрямительных контура должны иметь разные постоянные времени. После выпрямления напря- жение регулирования еще раз проходит через фильтр нижних частот (для сглаживания). 14 Зак. 718 209
В схеме для этого предусмот- рена /?С-цепочка R8, С9. При использовании транзи- сторов для получения напря- жения регулировки возможны, как показывают приведенные примеры схем, сильно отлича- ющиеся друг от друга вариан- ты решений. Чаще всего, как например, в схеме рис. 162, напряжение регулировки сни- мают с коллектора транзисто- ра. Конденсатор С21 создает короткое замыкание по проме- жуточной частоте. Дополни- тельное сглаживание напря- жения регулировки обеспечи- вают R17 и С13. При возрастании амплитуды напряжения промежуточной частоты напряжение между коллектором и массой умень- шается, т. е. на первый и вто- рой каскады усиления проме- жуточной частоты поступает меньшее напряжение смеще- ния. Эта схема является при- мером регулирования на пони- жение параметра. С помощью резистора R13 диапазон регу- лирования второго каскада су- жен по сравнению с диапазо- ном регулирования первого ка- скада, благодаря чему искаже- ния, ожидаемые во втором ка- скаде, остаются в определен- ных пределах. Диод D1 усили- вает эффект регулирования, так как колебания промежу- точной частоты, имеющие по- вышенную амплитуду, нако- ротко замкнуты на массу, не достигая базы транзистора Т5. Использование транзисторов для демодуляции дает следую- щие преимущества: у транзисторов в отличие от диодов уже при малых уров- нях мощности квадратичное детектирование переходит в линейное, обеспечивающее меньшие искажения; транзисторный демодулятор осуществляет одновременно и значительное усиление сигна- 210
ла, так как он работает в ка- честве первого каскада усиле- ния низкой частоты; транзисторный демодулятор без труда обеспечивает мощ- ность, необходимую для регу- лирования. В транзисторных демодуля- торах диод «база-эмиттер» вы- прямляет сигналы высокой ча- стоты. С учетом сказанного выше, для этого следует выби- рать участок динамической ха- рактеристики с наибольшей кривизной. Демодул яторный транзистор, который в этом случае должен иметь хорошие частотные характеристики, од- новременно усиливает и напря- жение низкой частоты, модули- рующей несущую частоту сиг- нала. Это требует от демодуля- торного транзистора также хо- роших характеристик усиле- ния низкой частоты. Стремле- ние использовать область ха- рактеристики с наибольшей крутизной приводит к увеличе- нию эмиттерного тока. Поэто- му идут на компромисс между демодуляцией и усилением. У кремниевых транзисторов эмиттерный ток 1Е составляет от 100 до 150 мкА. Сопротив- ление нагрузки детекторного каскада целесообразно выби- рать как можно большим. Максимальная величина этого сопротивления определяется эмиттерным током и напряже- нием питания каскада. Демодуляция не является единственной задачей детек- торного каскада. В супергете- родинных приемниках, предна- значенных для дистанционного управления, в детекторном ка- скаде получают и напряжение регулировки, с помощью кото- рого регулируют входной ка- скад и каскады усиления про- межуточной частоты. Регули- рование такого типа, которое называют обратным, хорошо оправдало себя на практике. Благодаря более слабому ре- гулированию предыдущих ка- скадов (входного контура и каскадов усиления промежу- точной частоты) здесь возни- кают меньшие искажения, чем при регулировании каскадов усиления низкой частоты. При регулировании нескольких ка- скадов достигают большой крутизны регулирования, а при обратном регулировании для этого необходима относитель- но малая мощность. Для использования максимальной чувствительности приемника регулирование необходимо производить только после пре- вышения входным напряжени- ем порогового значения. Такое регулирование называется АРУ с задержкой (но не с за- держкой по времени). По вре- мени регулирование не долж- но иметь запаздывания, чтобы компенсировать быстрые коле- бания входного напряжения, вызванные, например, скорост- ным пилотированием авиамо- дели. Супергетеродинный прием- ник аппаратуры Fajtoprop (рис. 164) выполнен на неболь- шом количестве схемных эле- ментов. Регулировкой в нем охвачен только первый каскад усиления промежуточной ча- стоты. От отрицательной об- ратной связи с помощью рези- стора в цепи эмиттера транзи- стора здесь отказались. Пока 14* 211
Рис. 164 Супергетеродинный при емник (аппаратура Faj- toprop) рано делать вывод о том, оп- равдало ли себя это на прак- тике. Супергетеродинный прием- ник (рис. 165) при минималь- ном количестве схемных эле- ментов должен отвечать всем требованиям, предъявляемым к приемникам аппаратуры ди- станционного управления. Ан- тенна длиной точно 90 см под- ключена ко входному контуру, выполненному в виде двухкон- турного фильтра. Транзисторы преобразовательного и гетеро- динного каскадов имеют об- щий резистор R2 в их эмиттер- ных цепях. Для получения мак- симального усиления при пре- образовании рабочая точка транзистора Т1 должна быть оптимально установлена с по- мощью точного подбора сопро- тивления резистора R2. Ука- занное же значение может быть принято лишь в качестве ориентировочного. Усилитель промежуточной частоты выполнен в виде двух- каскадного регулируемого уси- лителя, обладающего хороши- ми селективными характери- стиками. В приемнике, собран- ном по этой схеме, были 212 использованы сверхминиатюр- ные фильтры от карманного приемника Mikki. Но, в прин- ципе, здесь пригодны любые миниатюрные фильтры проме- жуточной частоты, используе- мые в транзисторных карман- ных приемниках. Так как резисторы R4 и R6 в эмиттерных цепях транзисто- ров ТЗ и Т4 не шунтированы по переменному току, они об- разуют отрицательную обрат- ную связь. Для получения мак- симального усиления проме- жуточной частоты сопротивле- ния этих резисторов необходи- мо замерить. /?С-цепочка R9, С2 снижает напряжение пита- ния усилителя этой частоты, а также преобразовательного и гетеродинного каскадов и од- новременно развязывает эти каскады от импульсного и де- кодирующего каскадов. Транзистор Т5 производит демодуляцию промежуточной частоты и выделяет напряже- ние регулирования. Рабочую точку этого транзистора уста- навливают с помощью делите- ля напряжения R8, D1. При этом обратное напряжение ди- ода одновременно оказывает
стабилизирующий эффект (по- добно стабилитрону) и огра- ничивает слишком большой сигнал промежуточной часто- ты в непосредственной близо- сти от передатчика. В транзи- сторе Т5 сигнал промежуточ- ной частоты выпрямляется ди- одом «база-эмиттер» и усилен- ным появляется на коллекторе. Установленный далее им- пульсный усилитель, собран- ный ни транзисторе Тб, усили- вает демодулированный сиг- нал. Конденсатор С9 отводит остаток промежуточной часто- ты на массу. Выпрямленное и приложенное к коллектору транзистора Т5 напряжение промежуточной частоты (по- следовательность импульсов) еще более сглаживается RC- цепочкой R7, С7 и в виде регу- лируемого напряжения смеще- ния базы подается на транзи- сторы ТЗ и Т4. При большой напряженности поля около приемника усиление преобра- зовательного каскада и каска- дов усиления промежуточной частоты максимально. Благо- даря этому потенциал на кол- лекторе транзистора Т5 стано- вится более отрицательным и рабочие точки транзисторов ТЗ и Т4 смещаются в сторону отрицательного потенциала, т. е. эти транзисторы начинают работать в области меньшего усиления, так как ток базы становится меньше. С помощью такой автомати- ческой регулировки усиления в широком диапазоне дальности действия напряжение сигнала на выходе приемника сохраня- ют приблизительно постоян- ным. Только в непосредствен- 213
ной близости от передатчика (на расстоянии менее 1 м) воз- можна перегрузка приемника, что приводит к непредусмот- ренным срабатываниям серво- механизмов. Импульсный усилитель, сто- ящий за детекторным каска- дом, представляет собой нор- мальный усилитель на резисто- рах, рабочая точка которого устанавливается резисторами R12 и R13. Конденсатор С12 должен замыкать на массу ко- роткие импульсы тока, воз- можно появляющиеся на кол- лекторе транзистора Тб. Низ- кочастотный сигнал на выхо- де имеет форму кривой и уп- равляет работой декодирую- щего устройства. Цифровое де- кодирующее устройство, вы- полненное по схеме рис. 50, размещается на одной плате с приемником. Усилитель промежуточной час- тоты приемника с частотной модуляцией Требования к селекции и изби- рательности усилителя про- межуточной частоты приемни- ков с амплитудной и частотной модуляциями в основном сов- падают. В обоих случаях пол- ное усиление усилителя прием- ника с частотной модуляцией определяется минимальным входным напряжением UEmin и суммарным выпрямленным на- пряжением UR детектора отно- шений, необходимого для рас- качивания импульсного усили- теля. Суммарное выпрямлен- ное напряжение UR также должно быть по возможности постоянным и независимым от входного напряжения UE. В усилителе промежуточной 214 частоты для приемника с ча- стотной модуляцией этого до- стигают с помощью эффектив- ного ограничения. При частотной модуляции амплитуда несущей частоты постоянна. Если при передаче сигнала частотномодулирован- ная несущая частота под вли- янием помехи получает амп- литудную модуляцию, то в уси- лителе промежуточной часто- ты она подавляется с по- мощью ограничения. Чем эф- фективнее ограничение даже при малых входных сигналах, тем лучше подавление ампли- тудной модуляции и, следова- тельно, устойчивость по отно- шению к сигналам помехи, вы- зывающим амплитудную моду- ляцию. Подавление этих сигна- лов позволяет повысить поме- хозащищенность аппаратуры с частотной модуляцией. Отношение сигнал помеха SFM по низкой частоте при ча- стотной модуляции рассчиты- вают по формуле: SFM Jk- - (70) где a8t — напряжение помехи, an — напряжение полезного сигнала, Ast — амплитуда по- мехи, Ан — амплитуда полез- ного сигнала, — круговая частота напряжения помехи, Н — девиация частоты. Эта формула позволяет сде- лать следующий вывод: отно- шение сигнал/помеха при за- данном отношении амплитуд помехи и полезного сигнала Asti А п по высокой частоте тем лучше (меньше), чем больше девиация (И) и чем ниже ча- стота помехи или чем меньше
разница между частотои по- мехи о)л7’я/ и несущей частотой ЮНКп. Отсюда можно подучить максимальное значение отно- шения сигнал/помеха Sfmmm.v, определ яемого ма кси м а л ьной полосой пропускания, ограни- ченной величиной частоты по- мехи, и максимальной девиа- цией частоты. Если для узко- полосной аппаратуры с частот- ной модуляцией принять уже рассмотренные выше значения: /7 = 5 кГц п SjvF = 3,5 кГц, то получают: с 3,5 кГц ~ 5 кГц 4^0,7. Ап При этих условиях отноше- ние сигнал/помеха можно улучшить лишь на коэффици- ент 0,7. Отсюда следует: чтобы использовать преимущества ча- стотной модуляции в отноше- нии помехозащищенности, не- обходимо: еще более сужать полосу пропускания по низкой часто- те (то есть передавать более медленный, но обладающий большей информативностью сигнал); обеспечивать девиацию ча- стоты не менее /7 = 5 кГц. Испытанная в 1975 г. аппа- ратура с частотной модуляци- ей, девиация частоты в кото- рой составляла 1—2 кГц, в ка- честве меры по повышению по- мехозащищенности имела лишь ограничение для подав- ления амплитудной модуля- ции. Как показывают расчеты, основным преимуществом ча- стотной модуляции по сравне- нию с амплитудной является низкочастотное подавление вы- сокочастотных помех. Подав- ление сигналов помех тем луч- ше, чем выше частота девиа- ции частоты по сравнению с частотой полезного сигнала. Следовательно, в полосе ча- стот 27,12 МГц вряд ли мож- но реализовать преимущества частотной модуляции, а в по- лосе частот 433 МГц (50 кГц на канал) можно получить максимальное значение отно- шения сигнал/помеха при ис- пользовании более высокой де- виации частоты (при узкопо- лосной частотномодулирован- ной передаче девиация состав- ляет от 2 до 10 кГц). Если отношение сигнал/шум на входе приемника составляет 5:1, то после демодуляции с индексам модуляции = Н __ 17,5кГц Bnf 3,5 кГц подавление амплитуды сигнала помехи достигает отношения 25: 1. Такому значению соот- ветствует только подавление помехи, равное 14 дБ, с по- мощью ч астотно модул прован- ной передачи. Высокое подав- ление достигается полосой про- пускания, увеличенной в пять раз по сравнению с полосой пропускания при амплитудной модуляции, при которой отно- шение сигнал/помеха определя- ется формулой: = “s/ =_— 11 п тА-Л> (71) где тА — коэффициент моду- ляции. 215
Следовательно, при ампли- тудной модуляции воздействие напряжения помехи тем мень- ше, чем больше коэффициент модуляции. Но в аппаратуре дистанционного управления этот коэффициент и без того равен 100%. Уравнение (71) показывает, что расширение полосы пропускания по высо- кой частоте при амплитудной модуляции не улучшает отно- шение сигнал/помеха. Практи- чески расширение сказалось бы даже отрицательно, так как в более широкую полосу про- пускания попадает большее количество источников помех. Таким образом, стремление к разработке экстремально узко- полосной аппаратуры с ампли- тудной модуляцией опирается не только на требование мак- симального использования по- лосы частот 27,12 МГц, но и на требование повышения поме- хозащищенности приемника. Отсюда ясно, почему именно частотная модуляция дает пре- имущество в отношении поме- хозащищенности. Первым отличием усилите- ля промежуточной частоты приемника с частотной моду- ляцией от такого же усилителя приемника с амплитудной мо- дуляцией является отсутствие регулирования. Второе отли- чие заключается в ширине по- лосы пропускания. В радио- приемниках с частотной моду- ляцией усилитель промежу- точной частоты из-за большой девиации частоты имеет поло- су пропускания BZF=150 кГц. При узкополосной частотномо- дулированной передаче такая полоса пропускания не требу- 216 ется, кроме того, разбивка по- лосы частот 27,12 МГц на ка- налы (табл. 2) допускает мак- симальную полосу пропуска- ния B%F= 15 кГц, в будущем — 8 кГц. Это надо учитывать. За усилителем промежуточ- ной частоты, как и при исполь- зовании амплитудной модуля- ции, снова стоит демодулятор. Но в этом случае (при исполь- зовании частотной модуляции) было разработано множество вариантов схем демодулятора. Общим для них является то, что сначала они производят преобразование частотномоду- лированной промежуточной ча- стоты в амплитудномодулиро- ванную, которая затем демо- дулируется. Это преобразова- ние осуществляется с помощью колебательных контуров; амп- литуда переменного напряже- ния, появляющегося на их вы- ходе, зависит от частоты. Оп- ределяющим качество демоду- лятора частотномодулирован- ной промежуточной частоты является линейность зависимо- сти между амплитудой, фазой и частотой. Только при линей- ной зависимости амплитуды от частоты низкая частота имеет малый коэффициент нелиней- ных искажений. Решение проблем, связан- ных с узкополосной частотно- модулированной передачей, можно пояснить на примере супергетеродинного приемни- ка, собранного на дискретных элементах и предназначенного для вызывного диспетчерского устройства. Приемник, схема которого представлена на рис. 166, рассчитан на рабочую ча- стоту 40,68 МГц. Благодаря
Входной Преобр. каскад oq Оси л игле ль ПН каскад к° £ R3\ и C71Q1 Т2 8F24F 7/. /7/7/1 Ж°®| 150 56 09 т<?2 С11 ф,2т ТЗ С2 Т1 27 BF31W.W СЮ 1 Ют R9 BF201 ЦТ BF241 013 \В11 ’ 4,7т^9в Л/?7 Л812 Т180н 1ГП‘ 017 180К ЧИ-Демодулятор _____________026 MD1 Ют *2.78 r-f— О С21Х ]8Дк L(f L5 Т5л*г\\~ BFzbrl RM 39 5601 £ЭД_|_ Н>1/ / ' плл ^ll^IZZT ^2n ftg \\R16 39к )С18{ 12т 814 С25 220 Ют 1ft B1J2AA112 С29С31 ЦО Ют НЧ — о Ч5В С19± ЮТ 41,ЮмГц R6 1к яр Ю* 4j.$r i то BF314 \Гетеродин C2810i±mj3 ВЗ 9892 Рис. 166 Супергетеродинный приемник для узкополосной аппаратуры с частотной модуляцией, выполненный из дискрет- ных схемных элементов Катушки L1 (4,5 витка, отвод от 2,75 витка), L2 (9,25 витка) и L7 (8,25 витка) и L5 (100 витков) намотаны медным покрытым эмалью проводом диамет- ром 0,08 мм. Катушка L6 (2X97 вит- ков) намотана таким же, но двойным проводом исполнению из обычных схем- ных элементов он удобен для проведения экспериментов по дистанционному управлению моделями. Изменив номиналы элемен- тов колебательных контуров F1 и L7, СЗЗ, С34, приемник перестраивают на частоту 27,12 МГц. Девиация частоты составляет Н = 5 кГц, проме- жуточная частота 460 кГц и полоса пропускания по низкой частоте 3 кГц. Этот приемник можно использовать в полосе частот 27,12 МГц при интерва- ле между каналами 20 кГц. Входной контур, собранный на включенном по схеме с об- щей базой транзисторе Т1, улучшает отношение сиг- нал/помеха и усиливает высо- кочастотный сигнал. Гетеродин выполнен по схеме Колпитца на транзисторе Тб и стабили- зирован кварцем. Промежу- точная частота 460 кГц образу- ется в преобразовательном ка- скаде, собранном на транзи- сторе Т2, и селектируется фильтром F2. Усилитель промежуточной частоты представляет собой трехкаскадный усилитель на резисторах. Отстройка от смежного канала производится радиодетектором, включаю- щим в себя фильтры F3 и F4. Напряжение смещения баз для транзисторов всех каскадов приемника стабилизировано тремя диодами D3. Благодаря 217
этому в широком диапазоне напряжения питания (от 2 до 5 В) обеспечены хорошие ха- рактеристики усиления. Основной частью радиоде- тектора является двухконтур- ный полосовой фильтр (F3 и F4). Катушки L4 и L5 образу- ют трансформатор, первичное и вторичное напряжения кото- рого сдвинуты по фазе на 180° относительно друг друга. Сред- ний отвод от катушки L6 обес- печивает наличие опорной точки для вторичного напря- жения, разделенного на две одинаковые составляющие. Если колебательный контур L6t С25 при изменениях часто- ты выходит из резонанса, сум- марная амплитуда обеих со- ставляющих напряжения оста- ется той же, но изменяет свою фазу относительно фазы пер- вичного напряжения. При частотной модуляции информация заключена в изме- нениях частоты, а здесь обра- зуется взаимосвязь между ин- формацией и фазой напряже- ния. Первичное напряжение через конденсатор связи С22 складывается с учетом фазы с обеими составляющими на- пряжения, выделенными на ка- тушке L6, и образует суммар- ное напряжение, амплитуда которого является функцией фазового угла. Демодуляция производится диодами D1 и D2. В случае резонанса фильт- ра F4 составляющие напряже- ния равны, поэтому ток через диоды и напряжение низкой частоты UKy равны нулю. При выходе этого фильтра из резо- нанса на выходе демодулятора появляется напряжение U^r. Конденсаторы С26 и С27 предназначены для подавле- ния возможного остатка амп- литудной модуляции, т. е. для усиления ограничительных функций усилителя промежу- точной частоты. При изменени- ях частоты сумма амплитуд обеих составляющих вторично- го напряжения остается посто- янной. Поэтому напряжение на конденсаторах С26 и С27 также постоянно. Это напря- жение изменяется только при изменении амплитуды пере- менного напряжения, что при- водит к разряду этих конденса- торов. Энергия разряда отби- рается у колебательного конту- ра L6t C25t что приводит к его демпфированию, которое наступает при увеличении амп- литуды вторичного напряже- ния и, следовательно, противо- действует ему. При уменьше- нии амплитуды происходит об- ратный процесс, за счет чего осуществляется необходимое подавление амплитудной моду- ляции. С помощью такого приемни- ка можно получить довольно хорошие результаты. Прием- ник, собранный по схеме рис. 166, имел следующие характе- ристики: габариты — 18Х 15x64 мм; чувствительность — 2 мкВ при 60 Ом и отношении сиг- нал/шум 20 дБ; ограничение — с 1 мкВ; выходное напряжение низ- кой частоты — 200 мВ при 20 кОм и девиации частоты /У = 5 кГц; полосу пропускания по низ- кой частоте — от 0,1 до 3 кГц; 218
полосу пропускания по высо- кой частоте— 11,5 кГц; промежуточную частоту — 460 кГц. С помощью современных ин- тегральных схем, предназна- ченных для сборки высокоча- стотного блока, импульсного усилителя и декодирующего устройства приемника при ма- лом количестве схемных эле- ментов можно построить даже узкополосный приемник с ча- стотной модуляцией, предна- значенный для дистанционного управления моделями. В приемнике, показанном на рис. 167, в преобразовательном каскаде использован выпол- ненный в виде интегральной схемы кольцевой смеситель Рис. 167 Супергетеродинный приемник с ча- стотной модуляцией, собранный с использованием интегральных схем и предназначенный для дистанцион- ного управления моделями SO 42 Р, работающий вместе с гетеродином, стабилизирован- ным кварцем. Входные сигна- лы подавляются на выходе. Керамический фильтр типа CFK 455 Н производит селек- цию промежуточной частоты. Выход преобразовательного каскада с помощью обычного ЛС-фильтра F1 согласован с ке- рамическим фильтром F2. Бла- годаря такой трансформации нагрузки приемник обладает большой чувствительностью (около 2 мкВ), а его шумы так малы, что при выходе из строя передатчика исполнительные механизмы не реагируют на это. Керамический фильтр обеспечивает очень высокую избирательность по соседнему каналу, составляющую около 80 дБ. Благодаря этому полу- чена очень высокая избира- тельность по промежуточной частоте, а полоса пропускания приемника по высокой частоте составляет менее 8 кГц. Смеси- тель SO 42 Р обеспечивает хо- С347т НК £4. р/7 X 7Г JJI R1_22 _ С30П,0 -+С13Л ® 33 uicm й 1 S042P 01222~ Т1 АС127 .013 У/5л У 7* \3,9к .016 чООк IS3 ХО8 П1 ' R10 г Пк IIS3 3 5 ПО JJ# 014 "Тн TCA315A 2,2 №<SO41P СП 0240,15 СЮ 330 LMC4202 09 39к ? 02 1Г + С220,1 7=±= m D4 R18k 390к^ 1,3,Ц5. 12 --o,i isz LI ИЗ 1N9W8 RgCU . \mn R52,7K'?nT. \020 10r\ CiSw 3 01,32104448 \ 32 П88С % 4 1N9 R19 3,3k OfaptfW <£4 219
рошую защиту от перекрест- ной модуляции, поэтому за пределами полосы пропуска- ния напряжения остаются не- значительными. Это позволило ограничиться на входе одним фильтром. Для усиления промежуточ- ной частоты и демодуляции использована интегральная схема типа SO 41 Р с подклю- ченным за нею дискриминато- ром. Эта схема содержит сим- метричный шестикаскадный усилитель с симметричным де- тектором совпадений и пред- назначена для усиления, огра- ничения и демодуляции ча- стотномодулированных сигна- лов. Кроме своей простоты, она имеет и другие очень благо- приятные для дистанционного управления моделями характе- ристики, такие как сохранение с помощью керамического фильтра требуемой полосы пропускания, равной 8 кГц, малый потребляемый ток и не- чувствительность к колебани- ям напряжения питания. Поэ- тому стабилизации напряже- ния питания для всего прием- ника не предусмотрено. Эта схема была опубликована фир- мой Siemens еще в 1972 г. в ка- честве УКВ-радиоприемника. Для импульсного усиления применен операционный уси- литель типа ТС А 315, который работает как блок сравнения, оказывающий пусковое воз- действие с помощью обратной связи через резистор R14 и конденсатор С20. Тактовые им- пульсы для управления регист- ром сдвига, выполненным на интегральной схеме типа 4015, снимаются непосредственно с 220 выхода операционного усили- теля. Импульс возврата реги- стра сдвига формируется транзистором Т2 посредством интегрирования на конденса- торе С22 тактового импульса. Приемник работает очень надежно даже при уменьше- нии напряжения питания, поэ- тому стабилизация напряже- ния питания не предусмотрена. Транзистор Т1 предназначен лишь для выравнивания крат- ковременных колебаний на- грузки. Преимущества частотной мо- дуляции, даже при узкополос- ной передаче, проявляются только при наличии полосы пропускания по высокой ча- стоте, по крайней мере, 15 кГц. Это условие выполнимо только в полосе частот 433 МГц, поэ- тому с целью повышения по- мехозащищенности, а также из-за перенасыщенности поло- сы частот 27,12 МГц следует разработать высококачествен- ный приемник для работы в полосе частот 433 МГц. Такие разработки с целью создания аппаратуры для дистанционно- го управления моделями пока находятся в самом начале. Моделистам для собствен- ных разработок остается толь- ко испытанный путь — исполь- зование оправдавших себя схем радиотелефонных уст- ройств (в полосе частот 468 МГц) или аппаратуры люби- тельской радиосвязи (в полосе частот от 430 до 440 МГц). По- лоса частот 4ЙЗ МГц разбита на 34 канала с интервалами между ними 50 кГц. Таким об- разом, эта полоса обеспечива- ет идеальные условия для ра-
боты аппаратуры с частотной модуляцией. Как и в полосе 27,12 МГц, здесь также имеет- ся 11 основных каналов. Даже если для обеспечения хорошего качества передачи полосу пропускания по низкой частоте и девиацию частоты принять равными 5 кГц (поло- са пропускания по высокой ча- стоте составит тогда примерно 20 кГц), то на интервал надеж- ности еще остается 30 кГц. При использовании только одиннадцати основных каналов этот интервал повышается до 130 кГц. Возможность создания в УВЧ-диапазоне малогабарит- ных приемников можно дока- зать на двух примерах, в кото- Рис. 168 Миниатюрный супергетеродинный при- емник для работы в полосе частот 433 или 468 МГц. Промежуточная частота 100 кГц. Антенна — чет- вертьволновая, штыревая. Дроссели Drl-Dr6 намотаны на ферритовых бусинках рых использованы различные концепции построения схем. Приемник, схема которого показана на рис. 168, имеет га- бариты 17X19X95 мм и рас- считан для работы в полосе частот 468 МГц в качестве ди- спетчерского вызывного уст- ройства. Для получения малых габаритов принимаемая часто- та преобразуется в низкую про- межуточную частоту (100 кГц), которая усиливается без селек- ции с помощью усилителя на резисторах. Из-за малой величины промежуточной ча- стоты для повышения помехо- , защищенности по зеркальной частоте на входе установлен двухконтурный фильтр F2. Входной каскад, собранный на транзисторе Т7, усиливает сиг- нал примерно на 10 дБ и улуч- шает отношение сигнал/шум. Стабилизированный квар- цем гетеродин, собранный на транзисторе Т1, генерирует ко- лебания с частотой 93, 62 МГц (при работе в полосе час- \С39 pc I#] Гетеродин Преодр.каскад Усилитель ПЧ ТМДемодулятор Усилитель НЧ СЗПТ R133,9k } I 1 R2ll 02^120 Wk R201,0 L1 ]С2 Г47 029560^Ф] 1 М h j 220к W и тя Т1 R1 \ 5,6к' R2 | 628 56К • фр 041 L2 04 2,7 СЗО 021560 2.7 tb’7 Ж Т2 Св чь 05 560 »ЛгЧ 013 012 1,2Т Св 40,0 LjJ R10 1 017 120 82к С15 ’1,7Т Л+С11 Т 40,0 -ЭД R12 R5 100K С271,2т, Ц!бк R25 ~^К T1J2J5 BFZ24 R18 V0 С25_ Ют J5 Пг5 025 33 026100,0 *Юк1 226Г < «=> >8241 НЧ 036 \15 2,2к\ 02в\ 100,0, ---Ф-О Or 7 YCIO ТЧ BFAA263 ~\220 T5 80114s T6 BC114S «I ж ВЧ7мкв входной каскад ПЧ 0,12 мВ ПЧ 1,28 НЧ0,ЗВ 221
тот 433,9 МГц — с частотой 86,76 МГц), составляющей при- мерно пятую часть частоты при- нимаемого сигнала. Фильтр F1 настроен на пятую гармонику частоты гетеродина. Принима- емая частота и пятая гармони- ка частоты гетеродина посту- пают на фильтр F1, включен- ный в качестве общей нагрузки коллекторов для транзисторов гетеродина и входного каска- да. Собственно преобразование производится на участке база- эмиттер транзистора Т2. Ка- тушка L3 и конденсатор С7 обеспечивают необходимое для преобразования короткое за- мыкание по промежуточной частоте. Промежуточная ча- стота усиливается в двухка- скадном, выполненном на транзисторах ТЗ и Т4 усилите- ле на резисторах. В определенной мере этот усилитель производит и селек- цию сигнала. Демодулятор ра- ботает по принципу счетного дискриминатора. Из-за отсут- ствия селектирующего звена и малой величины промежуточ- ной частоты приемник имеет низкую помехозащищенность по зеркальной частоте, т. е. этот приемник может прини- мать сигналы двух передатчи- ков, частоты которых разнесе- ны на 200 кГц. Несмотря на это, приемник может оказать- ся очень полезным для прове- дения экспериментов в полосе частот 433 МГц. Значительно лучшими ха- рактеристиками обладает при- емник, схема которого пред ставлена на рис. 169. Он явля- ется составной частью вызыв- 222 ного диспетчерского устрой- ства (частоты на схеме ука- заны применительно к аппа- ратуре дистанционного управ- ления) и отличается хорошей избирательностью по зеркаль- ной частоте и по соседне- му каналу. Помехозащищен- ность по зеркальной частоте достигнута прежде всего бла- годаря применению двойного преобразования частоты с вы- сокой первой (20 МГц) и низ- кой второй (455 кГц) промежу- точными частотами. Колебательный контур L1, С1 осуществляет согласование антенны с входным каскадом, собранным на транзисторе Т1. На выходе входного каскада установлен трехконтурный фильтр, чем обеспечивается хорошая избирательность по высокой частоте. Первое пре- образование для получения первой промежуточной часто- ты производится на базе тран- зистора Т2. Гетеродин, выпол- ненный на транзисторе Т5, стабилизирован кварцем. С помощью этого гетеродина по- лучают две частоты для пре- образования. Восьмая высшая гармоника частоты гетеродина отфильт- ровывается колебательным контуром L9, С21 и через кон- денсатор С20 подается на пер- вый преобразовательный кас- кад (на базу транзистора Т2). Для преобразования первой промежуточной частоты ис- пользуют третью высшую гар- монику этого отфильтрованно- го колебания, т. е. 24-ю выс- шую гармонику частоты гете- родина. Первая промежуточ- ная частота, равная примерно
С^'1,8 C20 0,39 tf’l \L10 T5 M9564 /,=433,90МГц ft ^-9^5кГц =11338МГц L11 1,2мкГ \C2520L Усилитель ПЧ 455 кГц 128 'Ц22 SC1482 C28 10 С31 J//7TIX1 032 +2,68 01.. .04 819 C37 3,3T C33 800 U2 811 4,7К , f0=T7,338МГц \812 boo Ограничитель M9252 05 ЧМ-Демодулятор 821 817 815 8,2k Рис. 169 Супергетеродинный приемник для ра- боты в полосе частот 433 или 468 МГц ~£41t0 \816 \Ю0____+ - 3,98 ы 363*816 2,7к ±059 ±040 820 5,5т 20т 2,2 'щ!+ A^* IT У' Q 5 20 МГц, обеспечивает хоро- шую помехозащищенность по зеркальной частоте. С помощью двухконтурного фильтра, имеющего емкостную связь, первая промежуточная частота отфильтровывается и подается во второй преобразо- вательный каскад, собранный на транзисторе ТЗ. Для пре- образования до второй проме- жуточной частоты, равной 455 кГц, используется основ- ная частота гетеродина. Вме- сте с первой промежуточной частотой через конденсатор С27 она подается на базу транзистора ТЗ. Керамический фильтр, установленный в вы- ходном контуре второго пре- образовательного каскада, обеспечивает высокую избира- тельность. Концентрированная селекция на входе и большое 223
усиление, получаемое с помо- щью интегральной схемы типа SC 1482, характеризуют уси- литель промежуточной часто- ты 455 кГц. Усиленный сигнал промежуточной частоты прохо- дит через ограничитель, соб- ранный на транзисторе Т4, и демодулируется на обычном детекторе. Эта схема благода- ря простоте решения и хоро- шим характеристикам особенно пригодна для экспериментиро- вания. При работе с нею были получены следующие характе- ристики: девиация частоты — 5 кГц; избирательность—50 дБ при ±25 кГц; избирательность по зеркаль- ной частоте — 40 дБ; чувствительность — 0,5 мкВ при отношении сигнал/шум 20 дБ. Использование достижений, полученных в области УКВ- радиосвязи и УВЧ-радиопри- ема, будет способствовать дальнейшему развитию супер- гетеродинных приемников с частотной модуляцией, пред- назначенных для дистанцион- ного управления. 4.2.2.5. Усилители низкой ча- стоты Усилители низкой частоты для приемников аппаратуры ди- станционного управления мож- но разбить на две группы: для аппаратуры с частотным и для аппаратуры с цифровым кодированием. Схемы усилите- 224 леи низкой частоты, предназ- наченные для низкочастотного кодирования, показаны вместе со схемами приемников. Упро- щения схем достигают с помо- щью использования интеграль- ных схехм (см. рис. 150). Спе- циальные ограничители в этих усилителях обычно не исполь- зуют, так как каскад декоди- рования низкой частоты может быть выполнен так, что пере- крестные помехи не возникнут даже в непосредственной бли- зости от передатчика. Другие требования предъяв- ляются к усилителям низкой частоты для цифровой аппара- туры, которые формируют по- следовательности импульсов для каскадов декодирования и поэтому рассмотрены в разделе 3 вместе со схемами декоди- рующих устройств. Усилители низкой частоты для цифровой аппаратуры в большинстве случаев выполняют двух- или трехкаскадными в виде нерегу- лируемых импульсных усили- телей на резисторах с непо- средственной связью. В первом каскаде усиления низкой частоты между кол- лектором и массой обычно устанавливают конденсатор, предназначенный для отвода коротких импульсов помехи. Некоторое сглаживание нм фронта канальных импульсов не сказывается отрицательно, так как следующие каскады намного усиливают и форми- руют эти импульсы. Использо- вание интегральных схем для формирования импульсов (см. рис. 40) нс вносит изменений в работу приемника, но значи- тельно упрощает его схему.
4.3. Индуктивное дистанционное управление Для передачи низкочастотных сигналов на короткие расстоя- ния (например, для управле- ния воротами гаража или дво- ра) можно также использовать магнитное поле катушки. Так как индуктивное управление обеспечивает дальность дейст- вия 5—10 м, оно пригодно и для манипулирования моделя- ми в помещении. +6Ч2В Рис. 170 Одноканальный передатчик для ин- дуктивного дистанционного управле- ния. Катушка имеет внутренний диа- метр 10 мм, длину 9 мм. В качестве сердечника использован ферритовый стержень диаметром 9,6 мм и длиной 50 мм. Обмотка №/ имеет 150+50 + + 50+150, а обмотка №2—10+10 витков медного покрытого эмалью провода диаметром 0,2 мм 4.3.1. Передатчик для индуктивного дистанционного управления Простейшую схему передатчи- ка для индуктивного дистан- ционного управления полу- чают при одном канале управ- ления, так как тогда генератор низкой частоты может быть ис- пользован и в качестве индук- тивного датчика (рис. 170). Передатчик представляет собой двухтактный генератор синусоидальных колебаний. Колебательный контур, опре- деляющий частоту колебаний, вместе с конденсатором С1 об- разует первичную обмотку. Ча- стота генератора составляет примерно 9 кГц, ее можно из- менить путем изменения емко- сти конденсатора С1. Для точ- ной подстройки низкой часто- ты катушки смещают на фер- ритовом стержне. Это позво- ляет плавно изменять индук- тивность. Чтобы транзисторы Т1 и Т2 минимально демпфировали ко- лебательный контур, их колле- кторы подключены к отводам первичной катушки. Сердечни- ком катушки является ферри- товый стержень, вокруг кото- рого при работе генератора образуется сильное магнитное поле. Конденсатор С2 установ- лен для облегчения возникно- вения колебаний. Передатчик может работать при напряже- нии питания от 6 до 12 В. Потребляемый ток составляет от 15 до 40 мА. При использовании передат- чика для дистанционного управления моделями необхо- димо учитывать поляризацию магнитного поля. Зависимость от направления ферритового стержня исключается при его вертикальном положении. Для одновременной переда- чи по нескольким каналам оконечный каскад передатчика необходимо отделить от коди- рующего устройства. Тогда оконечный каскад работает как усилитель с непосредст- венной связью, подобно моду- ляционному усилителю (рис. 171). Для управления работой 15 Зак. 718 225
Рис. 171 Оконечный каскад передатчика для индуктивного дистанционного управ- ления: а — принципиальная схема; б — чертеж катушки L1. Катушка имеет 100 витков медного покрытого эмалью провода диаметром 0,2 мм. уложенных в три слоя. Изоляция вы- полнена из бумаги Кис. 172 риемник для индуктивного дистан- ционного управления. Катушка L2 — в броневом сердечнике диаметром 18 и высотой 14 мм. Обмотка W1 имеет 420, a W2 — 150 витков медного по- крытого эмалью провода диаметром 0,15 мм этого каскада можно исполь- зовать все каскады, рассмот- ренные в разделе 3. 4.3.2. Приемник для индуктивного дистаициоииого управления Основными элементами прием- ника для индуктивного дистан- ционного управления являются датчик (катушка) и высокочув- ствительный усилитель низкой частоты. Приемник, показан- ный на рис. 172, разработан специально для работы с пе- редатчиком, представленным на рис. 170. В качестве датчи- ка может быть использована катушка на ферритовом стер- жне. Если к усилителю низкой частоты подключить один из декодирующих каскадов, схе- мы которых рассмотрены в разделе 3, то можно собрать многоканальную аппаратуру. Для аппаратуры индуктив- ного управления вряд ли целе- сообразно добиваться большой чувствительности приемника из-за наличия посторонних по- лей и фона переменного тока, так как она не имеет эффек- тивных средств селекции. Поэ- тому наиболее пригодными для нее являются каскады пе- реключения аппаратуры диск- ретного дистанционного управ- ления с низкочастотным коди- рованием. Если приемник предназначен для управления на расстоянии воротами гаража, то датчик должен представлять собой три витка провода (диаметр витка 1 м), уложенные в грунт перед воротами. Для этого ис- пользуют трехжильный кабель, жилы которого имеют рядную укладку. Первый каскад уси- ления работает в качестве се- лективного усилителя. Колеба- тельный контур L2, С2 настра- ивают на частоту 9 кГц. Соот- 226
ветствующим изменением но- миналов схемных элементов можно получить другую резо- нансную частоту. Если полосу пропускания не- обходимо расширить для обес- печения многоканальное™, то колебательный контур допол- нительно демпфируют, под- ключив параллельно катушке резистор. Усиленное напряже- ние низкой частоты можно снять с конденсатора С4. При низкой частоте порядка 1,5— 3 кГц емкость конденсатора увеличивают до 5 мкФ, так как тогда можно производить под- ключение каскадов переключе- ния. Каскад усиления, собран- ный на транзисторах ТЗ и Т4, работает как усилитель по- стоянного тока. Напряжение низкой частоты выпрямляется диодом D1. Остаток низкой ча- стоты с помощью конденсато- ра С5 замыкается на массу, а отфильтрованное постоянное напряжение управляет рабо- той релейного каскада, собран- ного на транзисторе Т4. 4.4. Световое дистанционное управление Управление моделями на рас- стоянии с помощью света пока еще является мало освоенной областью. В любительских ус- ловиях трудно создать аппара- туру, позволяющую осущест- влять модуляцию света. Для передачи сигналов с достаточ- но высоким КПД необходимо образовывать световые пучки, пользуясь оптическими сред- ствами. Распространение света силь- но зависит от направления лу- ча. Но модель должна свобод- но передвигаться во всех на- правлениях, поэтому светопри- емник должен иметь сфериче- скую характеристику направ- ленности. Фокусировка света в приемнике может быть осуще- ствлена лишь условно, что равнозначно уменьшению даль- ности действия. Это можно рассматривать как основной недостаток светового управле- ния. С помощью приемлемой по сложности схемы можно получить дальность действия до 50 м. Другая проблема заключает- ся в исключении влияния источников помех, которыми могут быть все источники све- та, имеющие переменную яр- кость, например, лампы нака- ливания и люминесцентные. Помехи могут также создавать насекомые, попадая в лучи солнечного света, вибрирую- щие рефлекторные пятна на стеклах автомобилей и т. д. Обычно помехи имеют часто- ту 100 Гц (лампы) и ниже. Следовательно, частоту моду- ляции следует выбирать, по возможности, выше 100 Гц, но возникают трудности при соз- дании передатчика, рассчитан- ного на такие частоты. Поэто- му остается лишь снизить чув- ствительность приемника и со- ответственно сузить полосу пропускания. Эксперименты в области све- тового управления моделями проводились пока лишь пень торыми моделистами, поэтом) публикации о них очень мало- численны. Здесь дано описа- 15* 227
ние аппаратуры светового ди- станционного управления моде- лями. разработанной Г. Мюл- лером-Фогтом. 4.4.1. Передатчик световых сигналов Выбор излучателя для пере- датчика представляет большие трудности. Спектральный со- став света должен, по возмож- ности, соответствовать спект- Л,нм Рис. 173 Спектральные характеристики пере- датчика и приемника световых сигна- лов (из справочника Siemens-Daten buch 1973/74): а— относительная спектральная чувствительность дат- чиков по сравнению со спектраль- ной эмиссией лампы накаливания (2850 К); б — относительная спект- ральная чувствительность кремниево- го фотоэлемента типа ТР 60. « — от- носительная спектральная эмиссия полупроводникового электролюмине- сцентного диода на арсениде галлия типа CQY 17 6) к,мкм 0,6 0,8мкм 1 Инфракрасный участок 0,7 Ультра- 0,4 фиолетовый 1—г участок 0^2 0,46 0,525 0,59 0,65 0,725 Фиол. Син. Зел. Желт. Оранж. Краем, а) 0,5 228
ральной чувствительности при- емника (рис. 173). а излучае- мый свет — легко модулиро- ваться. При имеющихся в на- стоящее время схемных эле- ментах эти требования могут быть выполнены только ча- стично. В описываемом передатчике излучателями служат лампы накаливания. Максимум эмис- сионного спектра ламп нака- ливания лежит в красной об- ласти с длиной волны около 1 мкм. Большим преимущест- вом ламп накаливания в каче- стве излучателей является их дешевизна, недостатком — трудность модуляции излучае- мого света. Коэффициент моду- ляции, составляющий при ча- стоте 100 Гц около 30%, еще более падает при увеличении частоты. По аналогии с управ- лением посредством электро- магнитных волн для получе- ния большей дальности дейст- вия следует стремиться к 100%-ной модуляции. В опи- сываемом передатчике такая модуляция получена за счет применения диска с отвер- стиями, который производит прямую модуляцию тока лам- пы. Многообещающими являю- тся эксперименты со светоиз- лучающими диодами. Эти дио- ды позволяют просто и с вы- сокой частотой производить 100%-ную модуляцию излуче- ния посредством подачи на них запирающего тока, так как время их переключения составляет около /г, </=1 мкс. Благодаря этому здесь могут быть использованы методы ко- дирования, рассмотренные в Рис. 174 Передатчик световых сигналов для непосредственной модуляции тока лампы. Трансформатор Тр, в броне- вом сердечнике, имеет 600/300 витков медного покрытого эмалью провода диаметром 0,2 мм. Лампа 3,8 В. 0,3 А разделе 3. Недостатком свето- излучающих диодов является их низкий КПД и пока еще не- большая мощность излучения, составляющая около 10 мВ. Описываемый передатчик (рис. 174) предназначен для передачи дискретных команд максимум по четырем кана- лам. Поэтому можно было ис- пользовать малогабаритные лампы накаливания со впаян- ными фокусирующими линзами. Небольшие лампы накалив