Автор: Рыжков А.В. Попов В.Н.
Теги: сельскохозяйственные машины и орудия сельскохозяйственное оборудование электроника электротехника радиосвязь
ISBN: 5-256-00623-1
Год: 1991
Текст
А. В. Рыжков
В.НПопов
СИНТЕЗАТОРЫ
ЧАСТОТ
в технике
радиосвязи
Scanned & DJVUed
Москва
«Радио и связь» _ п
1991 о'CREWDRIVE IX
УДК 631.372.632
Рыжков А. В., Попов В. Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи.______
М.: Радио и связь, 1991. — 264 с.: ил. — ISBN 5-256-00623-1.
Рассматриваются вопросы теории и принципы построения, а также тенден-
ции развития быстродействующих систем синтеза частот с повышенной спек-
тральной чистотой выходных колебаний в различных диапазонах частот. Из-
лагаются как оригинальные, так и обобщенные (по публикациям) результаты
исследования таких синтезаторов. Анализируются требования, предъявляемые к
кратковременной стабильности частоты синтезаторов радиолиниями связи с фа-
зовой манипуляцией, при передаче сигналов многоканальной телефонии и те-
левизионных изображений.
Исследуются шумовые характеристики основных функциональных узлов
синтезаторов частот: активных элементов, автогенераторов, высокочастотных
усилителей и умножителей частоты, фазовых дискриминаторов, смесителей и
цифровых делителей частоты. Приводятся основные теоретические положения
и расчетные соотношения, примеры расчета, конкретные схемы отдельных уст-
ройств и синтезаторов в целом. Описываются разработанные программы ана-
лиза на ЭВМ динамических и спектральных характеристик синтезаторов ча-
стот на основе систем фазовой автоподстройки частоты. Рассматриваются ме-
тоды ввода в синтезаторы информационных сигналов.
Значительное внимание уделяется функциональным узлам и системам син-
теза частот на поверхностных акустических волнах, расчетным соотношениям,
примерам расчета и конкретным вариантам построения синтезаторов с высо-
ким быстродействием и предельной спектральной чистотой выходных колеба-
ний. Описываются две базовые модели синтезаторов прямого синтеза, облада-
ющие, на наш взгляд, лучшими характеристиками.
Таким образом, книга знакомит читателя с основными идеями разработки
малошумящих и быстродействующих синтезаторов частот, удовлетворяющих
требования систем и средств радиосвязи, достигнутыми результатами и пер-
спективами дальнейшего развития.
Для научных работников, занимающихся разработкой приемопередающих
радиоустройств и радиоизмерительной техники.
Табл. 42. Ил. 123. Библиогр. 121 назв.
Рецензент д-р техн, наук, профессор А. И. Пихтелев
Редакция^йИ^Д^уры по радиотехнике и электросвязи
2302020500-039
1 1 1
046(01)-91
ISBN 5-256-00623-1
©Рыжков А, В., Попов В, Н., 1991
Предисловие
Использование диапазонов сантиметровых и миллиметровых
волн для создания систем связи, локации, навигации, проведения
сложных научных экспериментов позволяет получать результаты,
недостижимые в других частотных диапазонах. Естественно, что
эти результаты тем ощутимее, чем качественнее удается сформи-
ровать сетку частот или отдельные несущие колебания для того
или иного применения. Сопоставление достигнутых в настоящее
время уровней шума в составе несущих колебаний с допустимы-
ми, например в средствах радиосвязи, не дает оснований для сни-
жения остроты поиска эффективных решений по построению ма-
лошумящих СВЧ систем синтеза частот. Экономический анализ,
систем спутниковой связи [31] показывает, что если ухудшение в.
системе отношения сигнал-шум из-за фазового шума в составе
колебаний синтезаторов частот превышает 0,4 дБ, то будет дешев-
ле уменьшать сам фазовый шум, чем исключать его действие пу-
тем увеличения произведения чувствительности ретранслятора
спутника на мощность передатчиков наземных станций. Для сис-
темы с ограниченной мощностью ухудшение отношения сигнал-
шум на 3 дБ означает уменьшение пропускной способности в два
раза, что, в свою очередь, эквивалентно вводу в эксплуатацию
еще такой же системы. Отсюда определяется «цена» фазового
шума синтезаторов частот.
Несмотря на то, что синтезаторам частот посвящено много
публикаций, ощущается настоятельная потребность в сжатом из-
ложении основных идей построения и перспектив развития как
различных устройств, образующих малошумящие системы синте-
за, так и самих систем частотообразования, обладающих повы-
шенной спектральной чистотой выходных колебаний. Решению
этой задачи применительно к системам радиосвязи и посвящена
предлагаемая книга.
При изложении теоретических вопросов авторы стремились
сочетать строгость и глубину с доходчивостью и практической на-
правленностью. Отбор описываемых узлов и устройств произве-
ден так, чтобы на минимуме материала проиллюстрировать ос-
новные проблемы данной области техники, видимые на сегодня
пределы повышения качества, современные технические решения.
Авторы опирались на публикации советских и зарубежных спе-
циалистов в области стабилизации частоты с соответствующими
ссылками по тексту.
Книга, по существу, является первой попыткой обобщения и
изложения столь сложного вопроса, как синтезаторы частот СВЧ
с малым шагом сетки в широком диапазоне частот, повышенной
спектральной чистотой и предельным быстродействием.
А. В. Рыжковым и В. Н. Поповым написаны совместно §§ 1.4,
1.8, 3.8, 5.1—5.5, 7.1, 7.4—7.6, гл. 4 и приложение 1. Остальной
материал написан А. В. Рыжковым.
3
Глава 1.
СТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ СИНТЕЗАТОРОВ
1.1. Общие сведения
Вопросы описания нестабильностей фазы и частоты приобрели чрезвычайно
важное значение для многих инженеров, работающих в самых различных от-
раслях, поскольку функционирование все большего числа систем базируется на
использовании высокостабильных по частоте источников сигналов — кварцевых
генераторов, синтезаторов частот, часов и других источников колебаний.
Представление об области применения этих источников дает следующий
краткий перечень такого рода систем:
1. Доплеровские РЛС с узкополосным приемником, который должен выде-
лять сдвинутый по частоте отраженный сигнал, требуют использования высо-
кокачественных генераторов (синтезаторов) в передатчиках и гетеродинах при-
емников, так как нестабильность частоты ограничивает чувствительность при-
емника и разрешение по дальности
2. Летательные аппараты, где генераторы используются для различных це-
лей, включая наведение, сопровождение и связь. Нестабильность частоты ухуд-
шает качественные показатели системы.
3. Системы измерения дальности методом сравнения фазы дальномерных
сигналов с фазой опорного сигнала, в которых нестабильность частоты любого
из работающих в системе генераторов (синтезаторов) приводит к погрешности
в определении дальности.
4. Связные системы, где повышение стабильности несущих частот вызы-
вает снижение уровня помех и повышение качества работы В цифровых сис-
темах связи особое значение придается синхронизирующей способности такто-
вых генераторов сети, причем один из подходящих для ее оценки показате-
лей — максимальная ошибка временного интервала — связан с нестабильностью
фазы и частоты тактовых генераторов. Согласно рекомендации Международ-
ного консультативного комитета по телеграфии и телефонии (МККТТ) при
соединении нескольких синхронных сетей международного уровня относитель-
ная нестабильность частоты должна быть не хуже 10-н.
5. Особое место применения источников колебаний — метрология времени
и частоты. Специалистами в этой области разработаны, построены и введены в
эксплуатацию сложнейшие лабораторные эталоны времени и частоты, например
цезиевые и водородные стандарты. Большая часть широко используемых по-
казателей стабильности частоты создана именно специалистами из этой об-
ласти.
Из-за действия разных физических механизмов частота сигнала на выходе
любого реального источника непрерывно изменяется во времени. Типичны сле-
дующие изменения:
4
1. Систематические, называемые также уходами или дрейфами. Они могут
быть вызваны старением материала резонатора (например, в кварцевых гене-
раторах), однако их наблюдают и в атомных стандартах частоты (например, в
некоторых промышленных образцах цезиевых стандартов относительный дрейф
частоты составляет около 10-13 за год). Такие чрезвычайно медленные изме-
нения частоты называют относительным долговременным дрейфом частоты и
выражают в виде числа, умноженного на 10_* и характеризующего изменения
частоты в час, сутки, месяц или год в зависимости от типа устройства или
характера применения. Никаких статистических методов для оценки детермини-
рованных процессов не требуется.
2. Детерминированные периодические вследствие паразитной частотной мо-
дуляции (ЧМ) периодическими сигналами, происходящей, например, с частотой
источника электропитания или ее гармоник. В ряде случаев квазипериодичес-
кне изменения частоты могут быть связаны с изменениями температуры и дав-
ления, вибрациями и т. д. Эти обусловленные внешней средой факторы могут,
конечно, вызывать и более нерегулярные флуктуации частоты.
3. Случайные флуктуации, вызываемые шумами, например тепловым, дро-
бовым или фликкер-шумом, источниками которых служат электронные компо-
ненты. Соответствующие флуктуации частоты часто называют кратковременной
нестабильностью, так как они становятся все более заметными по мере умень-
шения рассматриваемых интервалов времени. Из-за случайного характера для
их описания необходимы и широко применяются статистические методы.
Стоит отметить, что выражения «долговременная» и «кратковременная» —
понятия чисто условные; нельзя указать объективные пределы, справедливые
для любых генераторов или любых применений, поэтому необходимо точно
указывать рассматриваемые длительности. Описываемые далее статистические
параметры служат мерой нестабильности, обусловленной случайными шумами.
При этом надо иметь в виду некоторые ограничения:
1. Любой генератор в определенной степени подвержен влиянию окружаю-
щей среды, и поскольку не представляется возможным дать рекомендации,
пригодные для любого возможного случая, предлагаемые определения неста-
бильности частоты не учитывают факторы окружающей среды. Для правильно
спроектированных источников большинство подобных эффектов, по крайней мере
в лабораторных условиях, носит второстепенный характер.
2. Систематические отклонения исключаются до статистической обработки.
Линейные дрейфы частоты определяются довольно легко, однако в общем слу-
чае устранить их сложно, и поэтому целесообразно исключать лишь наиболее
явный общий уход. В любом случае детерминированные элементы не отбрасы-
ваются. Как только устанавливается наличие систематических отклонений, про-
изводится вычисление их значений, которые вычитаются из общего значения
частоты перед выполнением статистического анализа и вводятся вновь при
окончательной формулировке технических данных генераторов.
1.2. Модель выходного сигнала генератора: основные
определения
Сигнал на выходе любого реального генератора, в том числе и синтезатора
частоты, может быть записан в виде:
«р (0 = и (0 cos [(М + Ф (0b и • о
5
где U(t) — переменная амплитуда сигнала; со0 — несущая частота сигнала;
U(t) и Ф(0 — медленно изменяющиеся функции времени.
Функция U (/) не вносит изменений в частоту колебаний Исключением мо-
гут быть случаи, когда амплитудная модуляция переходит в фазовую (частот-
ную), например в нелинейных усилителях и в умножителях частоты
Выберем начало отсчета и постоянную величину со0 так, чтобы среднее
значение Ф(/) было равно нулю, т. е.
Ф(Т/2) —Ф( — Т/2)
11 m ------------------ = 0. (1.2)
7"—>оо Т
Мгновенная угловая частота колебаний определится как производная от фа-
зового угла времени
d
<0(0= — [соо/ + Ф(О] = «0 + Ф (О’ (1-3)
dt
где Ф (0 =d^jdt.
Среднее временное значение частоты за бесконечный интервал времени
, 1 Ч2 , Ф (Т/2) — Ф (— Т/2)
<co(0> = hm— J co(Octf+hm ------------------~. (1.4)
Т—^оо 1 —Т/2 Г->оо 1
Из (1.1) и (1.3) видно, что Ф(0 представляет собой мтовенное значение
фазового сдвига синтезатора (генератора) по отношению к фазе идеального гене-
ратора частоты со0, а Ф(0 — отклонение от частоты со0.
Для синтезаторов с одним опорным генератором, частота которого равна
fo, выходная частота определится соотношением /Вых = Л7о, где N — рацио-
нальное число.
Нормированное или относительное отклонение любой выходной частоты
синтезатора, удовлетворяющего условию когерентности,
8 = ^fi/fi = ^f0/f0, (1.5)
т. е. совпадает с относительным отклонением частоты опорного генератора Ин-
терес к такой безразмерной величине связан с тем, что она остается неизмен-
ной при операциях умножения и деления частоты, выполняемых во многих
практических системах (в предположении отсутствия шумов в умножите тях и
делителях). Кроме того, она облегчает сравнение источников с разными номи-
нальными значениями частот.
Кратковременная стабильность фазы и частоты синтезатора определяется
Ф(0 и Ф(0 Практически эти величины измеряются в течение конечного ин-
тервала времени. Иногда результаты таких измерений не могут быть объектив-
ными, так как будут сказываться долговременные, в том числе и из-за старе-
ния, уходы частоты. Отклонение частоты, усредненное по интервалу времени т,
будет
1 i+x/2 г / т \ / Т \ , /
<4»ьт = -Г Т Ф(ПЛ'= Гф р + — )-Ф р- v /г. (1.6)
т /-т/2 L \ 2 / \ 2 / J I
где символ < )t т означает усреднение по интервалу времени т Отсюда накоп-
ление фазы за время т:
ДХФ(О = Ф -^\ -Ф f t~ =т<Ф>ь-с. d-7>
6
Аналогично можно определить среднее значение фазы на конечном интер-
вале:
1 ^+т/2
<Ф>1.г=— J* (1-8)
Т /-т/2
Здесь Ф(/), а следовательно, Ф(/) и <Ф>< т — случайные функции. Поэтому
кратковременные стабильности могут быть выражены через характеристики,
специфичные для случайных функций. В качестве таких характеристик выби-
раются: стандартное отклонение а (или дисперсии о2), корреляционные функ-
ции и спектральные плотности.
Дисперсия определяется следующим образом:
О2 [X] = (X—X)2 = X2 — X2, (1.9)
где черта означает временное или статистическое среднее
В соответствии с (19) при усреднении за время т дисперсия частоты
-[<♦>,. J2 = <5>/2,г • (1- >0)
так как по определению
— 1 /+т/2
<ф>(.т=~ J* Ф(О^' = °.
Т t—т/2
Для выбора спектральной плотности вернемся к выражению (1.1)
«р (0 = ^(0 cos [соо/ + Ф (01-
При описании свойств этого сигнала интерес могут представить величины:
1. Полный или радиочастотный спектр сигнала, включающий несущую и
все боковые.
2. Спектральная плотность шума Sm(F), характеризуемая отношением
мощности шумов на частоте F одной боковой полосы в полосе частот 1 Гц к
мощности сигнала. Ее можно оценить идеальным анализатором спектра с по-
лосой пропускания 1 Гц При этом мощность шума включает в себя составляю-
щие, вызванные как амплитудными, так и фазовыми флуктуациями сигнала.
Заметим, что паразитная амплитудная модуляция, спектральную плотность ко-
торой можно найти, детектируя сигнал идеальным амплитудным детектором и
измеряя спектр на его выходе, устраняется прохождением сигнала через огра-
ничитель, поэтому ее, в принципе, можно не учитывать. Тогда под Sm(F),
имеющей размерность 1 Гц, будем понимать отношение мощности шума, выз-
ванной фазовой (частотной) модуляцией паразитными составляющими на час-
тоте F одной боковой полосы в полосе 1 Гц, к мощности сигнала.
3. Спектральная плотность фазовых флуктуаций S<p(F), характеризуемая
как средний квадрат отклонения фазы сигнала от ее номинального значения
под действием шумов на частоте F в полосе 1 Гц. Ее можно наблюдать, ана-
лизируя спектр сигнала, прошедшего через идеальный фазовый детектор. По-
скольку 5ф(Г) вызывается действием шумов обеих боковых шумовых полос, то
«Ф (F) = 2 Sm (F) (1.11)
и имеет размерность рад2/Гц.
7
4 Спектральная плотность частотных флуктуаций Sf(F), характеризуемая
как средний квадрат отклонения частоты сигнала от ее номинального значения
под действием шумов на частоте F в полосе 1 Гц. Ее можно наблюдать, ана-
лизируя спектр сигнала, прошедшего через идеальный частотный детектор Ма-
тематически Sf(F) представляется как
Sf (F) = Г2 (F) = 2 Г2 5ш (f) (i 12)
и имеет размерность Гц2/Гц.
5. Спектральная плотность относительного отклонения частоты Sy(F), оп-
ределяемая по формуле
/ F \2
— S„(F). (1.13)
\ /0 /
Величина Sy(f), имеющая размерность 1 Гц, является удобным показателем
стабильности частоты в частотной области преобразований Фурье, так как поз-
воляет наглядно сравнивать синтезаторы (генераторы) с различными номи-
нальными частотами при построении на одном графике соответствующих зави-
симостей Sy (Г).
1.3. Оценка спектральных плотностей
Спектральные плотности —• это теоретические понятия, соответствующие
процессам бесконечной длительности, бесконечной полосе частот и истинным
средним их значениям. На практике располагают процессами лишь конечной
длительности, поскольку время наблюдения ограничено, а анализаторы спектра,
применяемые для их регистрации, имеют частотные окна ненулевой ширины, ха-
рактеризуются ограниченным динамическим диапазоном, нижней и верхней гра-
ничными частотами преобразований Фурье и т. д В результате точность экспе-
риментальных данных о спектральных плотностях ограничивается несколькими
факторами.
1. Диапазон частот преобразований Фурье ограничен. Имеется ряд образцов
низкочастотных аналоговых анализаторов спектров с нижней граничной часто-
той F около 1 Гц, а с применением цифровых методов на основе быстрых пре-
образований Фурье (БПФ) можно получить Г«10-3 Гц. Верхняя граничная
частота типичных образцов низкочастотных анализаторов составляет десятки
килогерц.
2. Из-за конечности набора результатов наблюдения возникают статистиче-
ские ошибки, поэтому всякому экспериментальному результату следует поста-
вить в соответствие определенные границы погрешностей. Имеются и другие
ошибки, связанные с методами сбора и обработки данных, причем возможны
систематические ошибки, превышающие 10 дБ, типичные же их значения со-
ставляют, по-видимому, несколько децибел. Точность 0,2 ... 0,3 дБ можно обес-
печить лишь особо тщательным выполнением операций, включая учет влияния
формы характеристик фильтров анализатора.
3. Некоторые анализаторы дают спектральные плотности лишь для диск-
ретных значений F и поэтому могут не зафиксировать узких линий, соответст-
вующих (вызванных) периодической модуляции.
Тем не менее при описании стабильности понятие спектральной плотности
играет важную роль, поскольку она, как это будет показано далее, обеспечивает
однозначную идентификацию шумовых процессов в реальных генераторах.
8
1.4. Модель спектральной плотности в виде степенной
функции
Результаты измерений, проведенных во многих лабораториях с различными
источниками, включая кварцевые генераторы, лазеры, пассивные атомные стан-
дарты частоты, СВЧ генераторы, ПАВ генераторы и т. п., по-видимому, вполне
удовлетворительно описываются степенными функциями. Установлено [1], что
Sy(F) целесообразно представить следующей моделью:
= (1-14)
В типичном случае показатель степени а принимает целочисленные значения
—2, —1, 0, +1, + 2 и характеризует вид шума. Постоянная ha служит мерой
уровня шума. Можно рассматривать также и нецелочисленные значения а.
< Классификация степенных функций. При целочисленных показателях степе-
ни можно пользоваться классической терминологией (табл. 1.1).
Заметим, что следует точно указывать, какая из величин (частотный или
фазовый шум) представляет интерес, так как и та, и другая могут существо-
вать одновременно. Экспериментальные данные обычно отображают на графике
• двойном логарифмическом масштабе, поэтому степенные функции представля-
ют собой прямые линии, по наклону которых можно установить виды шумов
синтезатора (генератора) (рис. 1.1).
Физические источники шумов. В электронных компонентах всегда имеются
источники электрических шумов, генерирующие белый и фликкер-шум. В зави-
симости от их расположения в генерато-
рах имеет место либо фазовая модуля-
ция исходными шумовыми процессами
(при внешних источниках шума), либо
частотная (при внутренних источниках)
(2]. Кроме того, так называемые
«мультипликативные» шумы в зависимо-
сти от характера рассматриваемых фи-
зических механизмов непосредственно
модулируют фазу или частоту. Сформу-
лируем сказанное более конкретно.
Частотный шум случайных блуж-
даний обычно связан с воздействием на
генератор окружающей среды (темпе-
ратура, вибрация, ударные воздействия
И т. д.).
спектральной плотности фазовых
флуктуаций источников колебаний
Таблица 1.1
sy (F) S<p(F) Название
h-2F~2 Poh^F^ Частотный шум случайных блужданий
h-iF-1 Wh^F-* Частотный фликкер-шум
h0 fW-2 Белый частотный шум
hiF Фазовый фликкер-шум
h^F2 Белый фазовый шум
9
Происхождение частотного фликкер-шума пока еще недостаточно изучено,
но предполагается, что в кварцевых генераторах их источником служат ак-
тивный элемент и резонатор, а в атомных стандартах частоты — электронные
узлы и окружающая среда. Экспериментаторы, изучавшие шум типа 1//, уси-
ленно пытались найти какие-либо признаки изменения формы зависимости S(F)
на очень низких частотах. Самая низкая частота, на которой можно точно
измерить спектральную плотность мощности, ограничивается долговременной
стабильностью частоты измерительной аппаратуры и тем временем, в течение
которого можно наблюдать этот процесс. В [3], посвященной вопросу модели-
рования шума типа 1/Д указывается, что форма спектральной кривой не из-
менялась на частотах вплоть до 10~S 6 * * * 10’3 Гц (время наблюдения 3 недели).
Белый частотный шум вызывается источниками аддитивного белого шума,
действующими внутри контура обратной связи генератора, например теплового
шума. Он присутствует также и в пассивных атомных стандартах, в которых
источники белого шума, воздействуя на управляющий элемент, непосредственно
модулируют частоту на выходе синхронизированного генератора [2].
Фазовый фликкер-шум обычно обусловлен шумящими электронными узла-
ми, например выходными усилителями или умножителями частоты, и может
быть уменьшен отрицательной обратной связью по высокой частоте или спе-
циально подобранными малошумящими элементами.
Белый фазовый шум обычно вызывается источниками аддитивного белого
шума, внешними по отношению к цепи обратной связи генератора. В этом слу-
чае полезна полосовая фильтрация выходного сигнала генератора (синтезатора).
Степенные функции служат общепризнанными моделями для описания
спектральных плотностей шума, полученных на ограниченном частотном интер-
вале преобразований Фурье. При экстраполяции на всю частотную область от
F=0 до Г=оо, т. е. за пределы применимости, определяемые результатами
наблюдений, возникают математические трудности, как, например, бесконечная
мощность и расходимость некоторых показателей стабильности во временной об-
ласти. Причина этого заключается в использовании идеализированной модели,
пренебрегающей реальными ограничениями, такими как конечность ширины по-
лосы и конечность длительности наблюдений, при учете которых расходимости
не наблюдается ни на высоких, ни на низких частотах. Кроме того, мгновенное
значение частоты сигнала, генерируемого любым реальным источником, ограни-
чено, и поэтому модели Sy(F) с бесконечной площадью нереальны.
На практике часто используется модель, основанная на степенных функциях
следующего вида [1]:
S h Fa,
Sy(F)=]a±2 «
0<F<Fft,
(1.15)
F>Fh,
где введена верхняя граничная частота Fh резкого спада. Иногда важно знать
истинную форму спектральной кривой в граничной области, которая должна за-
даваться или определяться экспериментально, например в реальных трактах
радиолиний или приемниках, анализаторах спектров.
Нижняя граничная частота в рассматриваемой модели обычно не вводится,
но на практике, как правило, она имеет место: для анализаторов и измерите-
лей малых паразитных девиаций частоты 10... 20 Гц; в радиосвязи при пере-
10
даче информации в аналоговой форме (многоканальная телефония) нижней Fa
и верхней FB граничными частотами являются частоты телефонного канала 300
и 3400 Гц соответственно; при передаче информации в цифровой форме Fa =
=0,01/?, a FB=R, где R — электрическая скорость передачи информации,
В настоящее время в СССР существует нормативно-технический документ
[4], регламентирующий терминологию и основные определения. В качестве мер
паразитных отклонений амплитуды (ПОА), частоты (ПОЧ) и фазы (ПОФ)
рассмотрены уровни ПОА, ПОЧ и ПОФ, определенные следующим образом.
Уровень ПОА — это отношение среднего квадратичного значения суммы спект-
ральных составляющих паразитного отклонения амплитуды колебания, лежащих
в заданной полосе частот, к среднему квадратичному значению колеблющейся
величины, выраженное в децибелах:
Dnoa. (Ftt, FB) = 20 lg[(/A(FH, FB)/U],
(1.16)
где U — среднее квадратическое значение /7Р(/); FH и FB — нижняя и верхняя
границы заданной полосы частот;
в
J Sa(F)dF,
(1-17)
где
2
Sa(F) = lira —
Т ->оо Т
+Т/2 2
J* A U (/) ехр ( — 1 2л F /) dt \
— Т/2
(1-18)
—.спектральная плотность среднего квадрата Д(7(/). Предполагается, что
Д{7(/) — эргодический случайный процесс. Скобки < > означают усреднение
по ансамблю.
Уровень ПОЧ — это среднее квадратичное значение суммы спектральных
составляющих паразитного отклонения частоты колебания, лежащих в заданной
полосе частот:
(1.19)
где
2 +г/2
S/(F) = lim — / Г Д / (Z) exp ( — i 2 л Ft)dt
(1-20)
— спектральная плотность среднего квадрата Д/(/).
Уровень ПОФ — это среднее квадратичное значение суммы спектральных
составляющих паразитного отклонения фазы колебания (в градусах), лежащих
в заданной полосе частот:
л /г г х 180 / в
Aq)(FH, FB) = —- у J S9(F)dF ,
1 .21)
где
5ф(Г) = 1!п> <
Т —>оо Т
-\-Т/2 2
J Дф (/) ехр ( — i 2 л F t) dt \
-Т/2
(1.22)
11
— спектральная плотность среднего квадрата Дф'(0 > выраженного в радианах.
Полоса частот, в которой должны вестись измерения, и допустимые значе-
ния уровней ПОА, ПОЧ и ПОФ зависят, конечно, от назначения синтезатора
(генератора).
При оперативной оценке спектральных характеристик синтезаторов и гене-
риторов различного типа удобно пользоваться выражением для среднего квад"
ратического отклонения (девиации) частоты в полосе 1 Гц:
д/эф(Г) = АГ/^(Г), (1.23)
где дг — коэффициент умножения частоты генератора (синтезатора).
При оценке шумовых свойств синтезатора иногда принято го-
ворить о максимальном паразитном отклонении фазы или часто-
ты. При модуляции несущей синусоидальным сигналом
Л/max ~ А /эф, Афmax V 2Афэф.
Ошибочным было бы считать, что такие соотношения справед-
ливы и для случайного процесса. При гауссовом процессе рас-
пределения, как следует из теории вероятности, плотность вероят-
ности случайной величины х
Цх) =----i— exp
ахУ 2л
(х — х)2
2ст2
х— среднее значение случайной величины; о2х— дисперсия слу-
чайной величины или квадрат среднего отклонения ее; ск-— сред-
нее квадратическое отклонение случайной величины. В данном
случае это А/эф или АфОф.
Вероятность попадания нормально распределенной случайной
величины х в интервал у ... р
dx
(1-24)
г. 1 р
/3(у<х<Р)-----— Jexp
охУ2л у
г(х — х)2
2(7 2
или после преобразования (1.24)
(1-25)
где Ф ( -—- ) и Ф ( -—— функции Лапласа.
\ C.r / \ ®х 1
При симметричном относительно центра рассеивании у = х—8,
Р = х + е, тогда (1.25) примет вид:
Р [(% - 8) < х < (% -ь 8)] = 2Ф (8/ох). (1.26)
Формула (1.26) позволяет вычислить вероятность попадания
случайной величины с гауссовским законом распределения в ин-
тервал ±8 от среднего значения. Вероятность случайной величи-
ны за интервалом ±8 равна 1—2Ф(8/ох). Если принять, что мак-
симальное значение случайной величины — это всплеск помехи,
вероятность которой не превышает 0,01, то Ф (е/ох) =0,495. Тако-
му значению функций соответствует е/сгх = 2,58, т. е. максимальное
12
значение ПОФ или ПОЧ в 2,58 раза превышает его среднее квадра-
тическое значение
Л /max = 2, 58 Д /Эф, Афтах 2,58 Дфэф-
Такого же порядка соотношение наблюдается между средней
квадратической и пиковой паразитной девиациями, которые вы-
званы шумами, при оценке измерителем паразитной девиации
частоты. Однако при наличии в спектре сигнала дискретных со-
ставляющих это соотношение в зависимости от уровня_дискрет-
ных и шумовых составляющих смещается к А/тах = 2Д/эФ-
Таким образом, по соотношению между средней квадратиче-
ской и пиковой девиациями предварительно можно судить о на-
личии дискретных побочных составляющих в спектре шумового
сигнала.
1.5. Требования к кратковременной стабильности частоты
синтезаторов радиолиний связи с фазовой манипуляцией
В линиях передачи цифровая информация о фазовой манипу-
ляции (ФМ) сигналов заключена в изменении фаз посылок сиг-
нала. Поэтому по сравнению с другими методами манипуляции
здесь предъявляются [9] жесткие требования к уровню фазовых
.'(частотных) шумов сигнала на входе демодулятора ФМ сигналов,
приводящих к снижению достоверности приема. Ограничимся рас-
смотрением требований, предъявляемых к кратковременной ста-
бильности частоты синтезаторов линий передачи, в которых ис-
пользуются сигналы однократной ФМ и квазикогерентный прием
указанных сигналов. Когерентное напряжение или несущая выде-
ляется на приемной стороне непосредственно из принимаемого
ФМ сигнала схемой выделения когерентного напряжения (СВКН)
путем деманипуляции принимаемого сигнала и узкополосной его
фильтрации. В качестве узкополосного перестраиваемого фильт-
ра несущей используется, как правило, система ФАПЧ.
Чем лучше фильтрация деманипулированного сигнала, тем
меньше флуктуации фазы восстановленной несущей, связанные с
действием аддитивного шума, меньше энергетические потери при-
меняемого квазикогерентного приема по сравнению с идеальным,
требующим полного отсутствия фазовой ошибки выделенного
опорного сигнала. Однако приближение помехоустойчивости ре-
альных когерентных демодуляторов ФМ сигналов к теоретической
ограничивает фазовый (частотный) шум сигнала на входе демо-
дулятора, связанный с неидеальностью работы синтезаторов час-
тоты на передающей и приемной сторонах линии связи (см. рис.
1.1).
Наличие фазовых (частотных) шумов во входном сигнале ко-
герентного демодулятора требует расширения полосы пропускания
СВКН для обеспечения слежения фазы выделенной несущей за
флуктуациями фазы входного сигнала. В противном случае по-
13
является динамическая фазовая ошибка в схеме когерентного де-
тектирования ФМ сигналов, снижается отношение сигнал-шум на
выходе когерентного детектора и, соответственно, достоверность
приема информации.
Из-за противоречивости требований к полосе пропускания
СВКН при одновременном действии аддитивных и фазовых (час-
тотных) шумов необходимо выбирать полосу и нормировать фа-
зовые (частотные) шумы с учетом ряда требований, предъявляе-
мых к системе связи: допустимых энергетических потерь за счет
квазикогерентного приема, необходимости обеспечивать опреде-
ленную вероятность ошибки, возможности применять помехоус-
тойчивое кодирование и демодулятор с низким отношением сиг-
нал-шум.
Рассчитаем нормы на фазовые (частотные) шумы при усло-
вии, что суммарные энергетические потери в линии связи за счет
действия фазовых (частотных) шумов, а также фазовых флуктуа-
ций выделенного когерентного напряжения, обусловленных дейст-
вием аддитивного шума на схему выделения, не должны превы-
шать 0,5 дБ в широком диапазоне изменения отношения энергии
Е элемента ФМ сигнала к спектральной плотности No мощности
аддитивного шума, соответствующем вероятности ошибки приема
от 10~2 до 10~7. Заметим, что ошибка за счет действия теплового
шума прямо пропорциональна полосе пропускания системы выде-
ления, в то время как дисперсия ошибки за счет суммарного фа-
зового (частотного) шума существенно уменьшается при увели-
чении полосы.
Для определения указанных норм [5, 6] воспользуемся зави-
симостями вероятности ошибки от отношения EIN0 = h2 при раз-
личных значениях средней квадратической фазовой ошибки оф
между входным сигналом и опорным напряжением. Зависимости
на рис. 1.2 при допустимых энергетических потерях, равных
0,5 дБ, определяют допустимые значения средней квадратической
фазовой ошибки Оф.ш, обусловленной действием фазового (час-
тотного) шума, и аа.ш, обусловленной действием аддитивного
шума.
При заданном отношении энергии посылки к спектральной
плотности мощности шума (обычно Л2=15 дБ) должна обеспечи-
ваться вероятность ошибок принимаемой информации =^10~5. На
реализацию демодулятора ФМ положим 2 дБ энергетических по-
терь. Приняв РОШ = 5-10-7 и й2=13 дБ, по расчетным теоретиче-
ским зависимостям, изображенным на рис. 1.2, получим оф =
= 0,25 рад. Указанные потери 0,5 дБ соответствуют максимально
допустимому паразитному отклонению фазы принимаемого сиг-
нала 10° (0,175 рад). Допустимое значение средней квадратиче-
ской фазовой ошибки, вносимой синтезаторами передающей и
приемной части линии связи с/ф = 0,252—0,1752 = 0,18 рад.
При оптимизации полосы пропускания схемы выделения коге-
рентного напряжения вполне резонно допустить, что фазовые
14
Рис. 1 2. Зависимости вероятности ошибки от отношения EjNo=№ при разных
значениях среднеквадратической фазовой ошибки сгф между входным сигналом
и опорным напряжением
ошибки, вызванные действием аддитивного и фазового шумов,
равны
°Ф.ш = °а.ш = 0Л8/)/2 =0,127 рад.
Отсюда требуемое значение шумовой полосы
где РС = Е{Т— мощность сигнала; Е — энергия посылки сигнала;
Т — длительность посылки сигнала.
После подстановки получим
<127>
где EIN0 = h2; 1/Т=R — скорость передачи информации.
Подставляя в (1.27) оа.ш = 0,127 рад и заданное отношение
Zi2=15 дБ (31,6 раза), получаем требуемое значение шумовой
полосы кольца ФАПЧ демодулятора для однократной ФМ:
Д Fm = (1/Т) (0,127)2 -31,6 = 0,51/7*. (1.28)
Зная шумовую полосу, находим параметры кольца ФАПЧ с
пропорционально-интегрирующим фильтром или интегратором,
которые применяются обычно в системах ФАПЧ, входящих в сис-
тему выделения когерентного напряжения. При правильном вы-
боре параметров фильтра в кольце шумовая полоса связана с
полосой удержания Qy и коэффициентом пропорциональной части
соотношением [7]
дГш~/пЙу/2. (1.29
Динамическая фазовая ошибка в системе ФАПЧ при дейст-
вии на входе фазового шума определяется передаточной функци-
ей по ошибке [8]:
H(F) =-----!---.
1 4- mQylp
Учитывая, что p = ias, получаем
.
1+(if ш/nF)1
(1.30)
(1.31)
Подставляя найденное значение АРш = 0,Ы/Т в (1.31), нахо-
дим
№ =--------1------------------L--------. (1.32)
v ' 1 4-(0,51/Гл F)2 1 4- 2,64.10-2 (1/7Т)2
Определив передаточную функцию, нормируем фазовые (час-
тотные) шумы на входе демодулятора ФМ:
рф(Г)//2(^)^<о2ш. (1.33)
о
Подставив в (1.33) выражение (1.32), определим требования,
предъявляемые к спектральной плотности фазовых шумов при
однократной ФМ:
00 HF
rS<p(F)-------—----------<1,6Ы0-2. (1.34)
о 1 4-2,64-10-2 (1/7Т)2
Однако для практических расчетов (1.34) неприемлемо, так как
требует измерения спектральной плотности фазовых шумов в бес-
конечном диапазоне частот. Заменим пределы интегрирования,
учитывая практическую реализацию аппаратуры приема ФМ сиг-
налов. Влияние высокочастотных фазовых шумов ограничивается
соответствующей полосой усилителя промежуточной частоты,
предшествующего демодулятору ФМ, или квазисогласованного
фильтра, входящего в состав демодулятора. Поэтому верхний пре-
дел интегрирования можно ограничить частотой первого нуля
спектра ФМ сигнала, т. е. значением 1/Т.
Нижним пределом интегрирования является значение l/100T
для однократной ФМ, поскольку ниже этой частоты, как следует
из (1.32), схема выделения когерентного напряжения следит за
16
фазой входного сигнала. Соответственно (1.34) можно записать в
виде
)/7> dP 9
f S«p(F)---------------------^1,61-10 2.
1/100Г 1+2.64.10-2 (1/TF)2
(1.35)
Для спектральной плотности мощности частотных шумов
5/(Д), учитывая S<p(F) =Sf(F)/F2, получаем
i/r dF о
J S, (F)----------- < 1,61 • 10"’. (1.36)
1/Ю0Г F2 Д-2,64-10“2 I —
\Т
Нормирование фазовых шумов на входе демодулятора (1.35),
(1.36) вполне приемлемо, так как в указанных пределах интег-
рирования всегда можно измерить спектральную плотность фазо-
вых либо частотных шумов. Однако для большей простоты при-
менения указанных норм целесообразно использовать шаблоны,
ограничивающие спектральную плотность мощности фазовых шу-
мов и обеспечивающие выполнение условий (1.35), (1.36). При
выборе формы шаблонов за основу взяты соответствующие рас-
пределения спектральной плотности мощности фазовых шумов
синтезаторов, показанные на рис. 1.1 и имеющие наклоны
30 дБ/дек в области нижних частот (частотный фликкер-шум) и
20 дБ/дек (белый частотный шум) в области верхних частот.
1.6. Методика построения шаблонов, ограничивающих
спектральную плотность мощности фазовых (частотных)
шумов
Выбор формы шаблонов, т. е степени зависимости допустимой мощности
фазовых шумов 5ф(/7) от частоты анализа, а также характерных точек по оси
частот, определяется типовым распределением спектральной плотности фазовых
шумов на выходе измеряемого тракта Выбираемая аналитическая зависимость
должна по возможности совпадать с типовым распределением фазовых
шумов измеряемого тракта Подставляя ее в (1.35), (1 36) и интегрируя, на-
ходим постоянные коэффициенты, определяющие ординаты шаблонов
Для удобства интегрирования и представления шаблонов в безразмерных
величинах перепишем (1 35), (1 36), введя безразмерную частоту X = F-T и
заменив переменные В результате
— Г S (X) --------------------
Т 1/100 ф 1 4-2,64-10-2/Х2
<1,61-10-2.
(1.37)
7 J-' S,
1/100
dX
X24~ 2,64-10-2
<1,61-10-2.
Формула (1.37) позволяет легко построить шаблоны, задавшись формой
зависимости спектральной плотности мощности фазовых 5ф(/=’) или частотных
Sf(F) шумов. Длу^мрпмерА...^асс1Цй£арм шаблон допустимых фазовых шумов
17
тракта при передаче информации методом однократной
ФМ. Пусть типовой
ход зависимости спектральной плотности фазовых шумов от частоты
(X) =
— для 0,01 <Х<0,1,
X3
— для0,1<Х<1,
(1-38)
т. е. фазовые шумы с ростом частоты анализа спадают с наклоном 30 дБ/дек
в области нижних частот и 20 дБ/дек в области верхних частот. Здесь Ki и
Кг — постоянные коэффициенты, которые необходимо определить для построе-
ния шаблона.
Учитывая, что 5ф(Х) — безразмерная функция, найдем соотношение между
Ki и Кг, подставляя Х==0,1 в (1.33) и приравнивая правые части
Ki ___ Кг
0,I3 “ 0,12 ’
(1.39)
откуда Кг=ЮК1.
Подставляя (1.38) в (1.37) с учетом соотношения коэффициентов (1.39),
получаем
1 7° Ki dX
Т Jiio*3 н 2,64-10-2
X2
= 1,61.10-2.
Преобразуем (1.40)
1 ЮК! dX______________________
Т ^10 *2 J 2,64.Ю~2
(1-40)
Р ________« л.____ р _______________а л____
1 1/100 *3 + 2,64-10-2 х + K1 Ju Х2+2,64-10-2
1,61-10-27.
(1-41)
Из (1.41) находим
„ 1,61-10-27
К1=^------------М' ('Л2)
Г ------------------4-ю Г --------—---------
1/100 *2 + 2’64*10"2* 1/10 *2+ 2,64-10-2
Л7 р d X 1 , X2 Р d X 1 X
J Х34-а2Х 2а2 Х24~а2 J Х24-&2 b 8 Ь
найдем значения определенных интервалов:
10-2______
, 1 , 10-2-1-2,64-10-2
1 “ 2-2,64-10-2 ° 10-4 — 81>2» (1-43)
10-4 4-2,64-10-2
1 Г х 1 0,1
2 1/2,64^10-2 1аГС g 1/2,64.10-2 “аГС g y^64-10-2j ~335’8-
(1-44)
18
Подставляя значения интегралов (1.43) и (1.44) в (1.42), определяем за-
висимости
1,61-10-27 ,
Кх (7) = -------------- = 4,8-10-6 т, (1.45)
1 к ’ 81,2 4- 10-335,8 к
К2 (Г) = 4,8-10-5 7. (1.46)
Теперь можно найти ординаты характерных точек шаблона. Проще начи-
нать с определения допустимой спектральной плотности мощности фазовых шу-
мов на частоте анализа X = FT=1, на которой S(p = K2=4,8-10-5 Т или 5ф/7 =
= 4,8-10-5. При уменьшении частоты анализа до X = F-T = Q,]. допустимая 5ф
растет с наклоном 20 дБ/дек. Следовательно, на частоте анализа Х=77 = 0,1
5ф/7=4,8-10-3. Начиная с частоты 77 = 0,1 и до 77=0,01, допустимая 5ф
растет с наклоном 30 дБ/дек. Следовательно, на частоте Х = 77=0,01 S(p/T =
==4,8. Таким образом построили шаблон (рис. 1.3) допустимой спектральной
плотности мощности фазовых шумов для однократной ФМ.
Шаблон допустимой спектральной плотности мощности частотных шумов
легко построить, имея шаблон допустимых фазовых шумов. Действительно,
учитывая, что 5ф(7) =5/(7)/72, можно записать
£ф(Х) __ TSf (X)
Т X2
(1.47)
Подставляя в (1.47) значение частоты анализа Х=77=1, получаем
Sro(l)
7+(1)= .
Для Х=0,1 7S/(0,1) = 10-25ф(0,1)/7; для Х=0,01 75/(0,01) = 10~45ф(0,01)/7
(см. рис. 1.3).
Аналогично можно построить шаблоны для других типовых распределений
спектральной плотности гйумов.
Определим для примера допустимую спектральную плотность мощности
частотных шумов синтезаторов приемопередающих устройств радиолинии для
скорости передачи информации 7 = 4,8 кБод (7=1/7) и частот анализа 1 и 0,1,
тогда 5/(1) =5/(0,1) =4,8-10—5-4,8-103 = 0,23 Гц2/Гц. При частоте анализа 0,01
U,01 0,1 1 F-T
Рис. 1.3. Шаблон, ограничивающий
спектральную плотность фазовых
(частотных) шумов в режиме ФМ,
имеющих распределение с наклоном
30 дБ/дек и 20 дБ/дек
Рис. 1.4. Шаблон, ограничивающий
спектральную плотность фазовых
(частотных) шумов в режиме ФМ,
имеющих распределение с наклоном
30 дБ/дек и 0 дБ/дек
19
•S/(0,01) =2,3 Гц2/Гц. Соответственно Зф(1)=—80 дБ/Гц, 5^(0,!)=—60 дБ/Гц,
5ф|(0,01) =—30 дБ/Гц.
Шаблоны на рис. 1.4 ограничивают спектральные плотности мощности шу-
мов синтезатора, имеющих распределение с наклоном 30 дБ/дек в области ниж-
них частот (частотный фликкер-шум) и 0 дБ/дек в области верхних частот
(белый фазовый шум) при аналогичных исходных данных, что и для случая,
изображенного на рис. 1.3.
Учитывая, что в радиолинии шумы на входе демодулятора ФМ сигналов
складываются из шумов синтезаторов передающего и приемного устройств, то
требования, предъявляемые к отдельному синтезатору частоты, должны быть
ужесточены в 2 раз.
Интегральные уравнения (1.35) и (1.36) при наличии непрерывных и диск-
ретных составляющих преобразуются соответственно:
1/Т яг п
Г F)----------------- , , х. + 2
1/ioor 1 4-1,64-10-2 ( — I 1=1
\TF )
<1,61-10-2,
(1-48)
1/T
J
1/100Г
Sf(F)
________dF_________
F2 -4-2,64-10-2 T-2
2,64-10-2 T-2
< 1,61-10-2,
(1-49)
где
— мощность дискретной составляющей фазового шума на частоте Ft,
выраженной в радианах в квадрате; а В — мощность дискретной составляющей
• 1
частотного шума на частоте Fi, выраженная в герцах в квадрате, а 5ф(Г) и
S/(F) при этом определяют только непрерывную часть спектральных составляю-
щих фазового и частотного шумов.
В радиолиниях, обеспечивающих передачу информации с различными ско-
ростями, допустимый уровень фазовых шумов следует нормировать, исходя из
минимальной скорости, поскольку с уменьшением скорости необходимо сужать
шумовую полосу СВКН, уменьшая соответственно полосу слежения демодуля-
тора и допустимый уровень фазовых шумов входного сигнала демодулятора.
1.7. Требования к кратковременной стабильности частоты
синтезаторов радиорелейных линий
В линиях передачи цифровой информации ФМ сигналов, как
правило, осуществляется регенерация (демодуляция) сигналов
на каждом переменном участке. Поэтому рассмотренные в § 1.5
нормы (требования) не могут быть распространены на синтезато-
ры радиорелейных линий, состоящих из большого числа приемо-
передатчиков многоканальной телефонии и телеграфии.
Допустимые уровни шумов в каналах радиорелейных линий
(РРЛ) регламентируются МККР и нормами, действующими в
СССР.
Телефонные сети, а также сети передачи телевизионных про-
грамм, подразделяются на магистральные, зоновые и местные.
20
Каждая из этих сетей характеризуется определенными гипотети-
ческими эталонными линиями, для которых регламентируются до-
пустимые уровни шумов в каналах.
Для магистральной телефонной сети при передаче сигналов в
аналоговой форме за эталонную гипотетическую линию принята
линия протяженностью 12 500 км с четырьмя переприемами по
низкой частоте. Каждый из участков этой линии длиной 2500 км
включает десять участков, где производится переприем по груп-
повому спектру.
Для магистральных линий, предназначенных для передачи те-
левизионных программ, гипотетическая эталонная линия имеет
длину 2500 км с двумя переприемами по низкой частоте.
Зоновая телефонная сеть характеризуется эталонной гипоте-
тической линией протяженностью 1400 км, состоящей из трех
участков с переприемом по низкой частоте. На двух участках
длиной по 600 км осуществляются два переприема по групповому
спектру, на третьем участке длиной 200 км переприем по группо-
вому спектру не производится.
В качестве гипотетической эталонной линии для передачи те-
левизионных программ в зоновых сетях принимается линия дли-
ной 600 км, не имеющая переприемов по низкой частоте.
Эталонная гипотетическая линия для местных телефонных се-
тей имеет протяженность 200 км и состоит из четырех участков с
переприемом по низкой частоте.
Гипотетические эталонные линии, рекомендуемые МККР для
передачи многоканальной телефонии, имеют длину 2500 км, но
разную структуру, зависящую от числа каналов.
Нормы, принятые в СССР, и рекомендации МККР определяют
следующие предельно допустимые значения мощности шума в ка-
налах РРЛ.
Многоканальная телефония при частотном уплотнении кана-
лов. При передаче по РРЛ многоканальной телефонии при час-
тотном уплотнении каналов нормируют предельно допустимые
значения мощности шума Рш в каналах гипотетических эталонных
линий, линий, по протяженности и структуре мало отличающихся
от эталонной линии, и линий, сильно отличающихся от эталонной
линии по длине и построению.
Для эталонной гипотетической линии длиной 2500 км мощность шума Рш
в точке нулевого относительного уровня в любом телефонном канале не может
превосходить следующие предельно допустимые значения:
псофометрическая среднечасовая мощность шума не должна превышать
7500 пВт в течение 5% времени любого месяца;
псофометрическая среднеминутная мощность шума не должна превышать
7500 пВт в течение 20% времени любого месяца;
псофометрическая среднеминутная мощность шума не должна превышать
47 500 пВт в течение 0,1 % времени любого месяца;
мощность шума (непсофометрическая при времени интеграции 5 мс) не
должна превышать 1 000 000 пВт в течение 0,01% времени любого месяца.
21
Для реальных РРЛ, структура которых мало отличается от структуры эта-
лонной гипотетической линии, а длина L=280... 2500 км, рекомендации МККР
определяют следующие предельные значения псофометрической мощности шума
Рш в любом телефонном канале в точке нулевого относительного уровня:
среднечасовая мощность шума не должна превышать 3L, пВт, в течение
любого часа;
среднеминутная мощность шума не должна превышать 3L, пВт, в течение
20% времени любого месяца;
среднеминутная мощность шума не должна превышать 47 500 пВт в тече-
ние 0,1 (L/2500) % времени любого месяца.
Для реальных РРЛ, протяженность и структура которых сильно отличают-
ся от таковых для гипотетической эталонной цепи, определяем следующие пре-
дельные значения псофометрической мощности шума.
Для линий протяженностью 50 кмcLс840 км:
среднечасовая мощность шума не должна превышать (3L4-200), пВт, в
течение любого часа;
среднеминутная мощность шума не должна превышать (3L4-200), пВт, в
течение 20% времени любого месяца;
среднеминутная мощность шума не должна превышать 47 500 пВт в тече-
ние 0,1 - 280/2500 % времени любого месяца при L<280 км и в течение 0,1А/
2500% при А >280 км.
Для линий протяженностью 840 км<А<$1670 км:
среднечасовая мощность шума не должна превышать (3L4-400), пВт, в
течение любого часа;
среднеминутная мощность шума не должна превышать (ЗА+400), пВт, в
течение 20% времени любого месяца;
среднеминутная мощность шума не должна превышать 47 500 пВт в тече-
ние 0,1А/2500% времени любого месяца.
Для линий протяженностью 1670 км<Ас2500 км:
среднечасовая мощность шума не должна превышать (3L4-600), пВт, в
течение любого часа;
среднеминутная мощность шума не должна превышать (3L+600), пВт, в
течение 20% времени любого месяца;
среднеминутная мощность шума не должна превышать 47 500 пВт в тече-
ние 0,1 А/2500% времени.
Для зоновых линий связи устанавливаются следующие предельно допусти-
мые значения псофометрической мощности шума в телефонных каналах.
Для линий протяженностью 600 км<Д<1400 км:
среднеминутная мощность шума не должна превышать (3L+400), пВт, в
течение 20% времени любого месяца;
среднеминутная мощность шума не должна превышать 47 500 пВт в тече-
ние 0,1 (L/1400) % времени любого месяца.
Для линий протяженностью 200 км<Ас600 км:
среднеминутная мощность шума не должна превышать (3L4-200), пВт, в
течение 20% времени любого месяца;
среднеминутная мощность шума не должна превышать 47 500 пВт в тече-
ние 0,1 (L/1400) % времени любого месяца.
Для линий протяженностью 50 км<£<200 км:
оэ
среднеминутная мощность шума не должна превышать (3L4-200), пВт, в
течение 20% времени любого месяца;
среднеминутная мощность шума не должна превышать 47 500 пВт в тече-
ние 0,1-200/1400% времени любого месяца.
Для местных линий среднеминутное псофометрическое значение мощности
шума в любом телефонном канале не должно превышать 40 Д, пВт, в течение
20% времени любого месяца.
Приведенные предельно допустимые значения Рш учитывают все источники
шумов в радиолинии, за исключением шумов аппаратуры уплотнения (разуп-
лотнения) .
На основании приведенных сведений оценим требования, предъявляемые к
кратковременной стабильности частоты генераторов (синтезаторов), предназна-
ченных для использования в РРЛ с ЧМ в качестве возбудителей-гетеродинов.
Исходя из требований МККР на гипотетической линии протяженностью 2500 км
в телефонном канале в точке с нулевым измерительным уровнем допустимая
псофометрическая мощность шумов Ршп = 7500 пВт. Эта линия делится на де-
вять секций, на концах которых предусматриваются модуляторы и демодуля-
торы, т. е. для ретрансляции применяют аппаратуру уплотнения. Каждая сек-
ция включает пять интервалов, на которых ретрансляция производится без де-
модуляции сигналов.
С учетом некоторого запаса примем, что на линии допускается псофометри-
ческая мощность шума 5400 пВт, что соответствует 600 пВт на секцию.
На пятиинтервальной секции в одном направлении будут использоваться
10 возбудителей-гетеродинов (синтезаторов). Положим, что на их долю при-
ходится 1/10 псофометрической мощности шума Ршп, т. е. 60 пВт. Так как
РШП Кп
где Кп — псофометрический коэффициент, то вносимая всеми синтезаторами
секции мощность шумов
„ Лпп 60
Рш= пВт,
К2 0,об
1Хп
а одним синтезатором Рш1 = Ю,7 пВт, что составляет — 79,7 дБ/мВт.
При ширине телефонного канала Д/7к = 3100 Гц на 1 Гц полосы допусти-
мая мощность шумов
РШ1 107
Ш»=^ = ^3‘3'55-1О-Зпвт/Гц-
Если девиация частоты на канал А/т = 200 кГц (Д/Эф = 140 кГц), то, учи-
тывая пропорциональность мощности квадрату девиации частоты, имеем
Рс_____А А . _ А , I Рщ о . епч
Р 2 ИЛИ — Д/эф I/ п > (1.50)
₽шо Д/2„ V Рп
где Д/шо — девиация сигнала, которая создает в полосе 1 Гц телефонного ка-
нала мощность шумов Рш0.
23
Подставляя в (1 50) цифровые значения, находим
А/шо = 140.103 3,551018°~3- 0,26 Гц/УГц
и
Л/шо Лпо , 3,55-Ю-з
201gTT^ =10Ig V" =lg--------------------= ~114дБ/Гц.
Л /эф рс 10»
Из изложенного следует, что требования, предъявляемые к кратковремен-
ной стабильности частоты синтезаторов, должны быть тщательно обоснованы,
а кратковременная стабильность должна периодически контролироваться.
Телевидение. При передаче по РРЛ полного телевизионного сигнала пре-
дельно допустимые значения отношения напряжения размаха сигнала Up с к
визометрическому эффективному напряжению флуктуационного шума (с учетом
особенностей восприятия глазом помех, вызванных таким шумом) иш, изме-
ренному прибором с квадратичной характеристикой и временем интеграции в
1 с, регламентируются МККР и временными нормами, действующими в СССР:
рс/р = 20 1g (0,7/(7 . )
G/ ш.взв s\ ' эф.ш/»
где ш — эффективное значение напряжения взвешенного шума.
При передаче сигналов черно-белого телевидения с полосой 6 МГц и чет-
костью 625 строк для эталонной гипотетической цепи отношение Up dUm не
должно быть меньше следующих предельных значений:
61 дБ в течение 20% времени любого месяца;
57 дБ в течение 1 % времени любого месяца;
49 дБ в течение 0,1% времени любого месяца.
Для магистральных линий, протяженность которых отлична от 2500 км,
предельно допустимые значения отношения £7Р с/£7ш могут быть следующими.
2500
Для линий протяженностью 830 км<2с2500 км (61 -|-10 1g —— ), дБ, в
0,12-/2500% времени лю-
течение 20% времени любого месяца, 49 дБ в течение
бого месяца.
Для линий протяженностью 50 кмс2с280 км 66
мени любого месяца, 40 дБ в течение 0,1-280/2800%
Для зоновых линий предельно допустимые значения могут быть следую-
дБ в течение 20% вре-
времени любого месяца.
щими
Для линий протяженностью 200 км <2 с 600 км 61 дБ в течение 20% вре-
мени любого месяца, 49 дБ в течение 0,12-/600% времени любого месяца.
Для линий протяженностью 50 км<2с200 км 66 дБ в течение 20% вре-
мени любого месяца и 49 дБ в течение 0,1-200/600% времени любого месяца.
Указанные предельные величины Рш и Up C/Um выведены на основании
оценок общих закономерностей накопления шумов в РРЛ.
При передаче полного цветового телевизионного сигнала к некоторым ха-
рактеристикам видеоканалов предъявляются дополнительные требования В
частности, визометрическое отношение сигнала изображения к шуму для более
чем 20% времени любого месяца должно быть не ниже 68, 61 (57 дБ для 99%
времени) и 54 дБ для линий протяженностью до 500, 2500 и 12 500 км соот-
ветственно [10].
24
Заметим, что спутниковый магистральный канал изображения по показате-
лю отношения сигнал-взвешенный шум эквивалентен магистральному каналу
наземной линии, состоящему из двух участков длиной по 2500 км [11]. Исходя
из технических, организационных и экономических соображений, в соответствии
с установленной длиной магистрального канала нормируется отношение сигнал-
взвешенный шум (с учетом контуров восстановления) на краю зоны обслужи-
вания 53. 5 дБ, в спутниковых каналах с приемными установками I класса
53 дБ и с приемными установками II класса 48 дБ
Для расчета примем отношение сигнал-взвешенный шум равным 54 дБ.
Тогда при передаче телевизионного сигнала с ЧМ эффективное значение ПОЧ
сигнала на входе демодулятора не должно превышать —45 дБ (с учетом взве-
шивающего фильтра, интегральная мощность шумов на выходе которого на
9 дБ меньше) по отношению к максимальной девиации частоты Д/д = 4 МГц.
Коэффициент передачи взвешивающего фильтра
№ ( m = --------------
7 1 + F2/25-1010
F в полосе частот 10 кГц...6 МГц.
(1-51)
Если в канале передачи телевизионного сигнала имеется, например, четыре
независимых источника шума с примерно одинаковыми спектрами, то допусти-
мое ПОЧ А^эф, создаваемое каждым из них в полосе от 10 кГц до верхней
частоты сигнала 6 МГц, должно быть не более —51 дБ по отношению к Д^я,
тогда
Д/эф < 11 • 103Гц. (1.52)
При квадратичной зависимости от F спектральной плотности частотных
флуктуаций Sf(F)=AF2 интегральная мощность шумов на выходе взвешиваю-
щего фильтра на 17 дБ меньше интегральной мощности шумов на его входе.
Поэтому допустимый уровень шума, создаваемого каждым из четырех источ-
ников, должен быть не более 43 дБ или
Д/эф < 28-Ю3Гц. (1.53
В стандартных измерительных приборах значение ПОЧ измеряется в поло-
сах анализируемых частот от 30 Гц до 15 кГц или от 30 Гц до 200 кГц (в
дальнейшем «узкие» полосы).
Для сигналов с равномерной спектральной плотностью
& /эф —
1/ f Sj^dF ~1/AF„.
Т С*
(1-54)
Если пересчитать допустимое ПОЧ в полосе до 6 МГц в полосы до 15 кГц и
200 кГц, то получаем
4Ьф>»< 11.10“ =550 Гц; Д /эф ,и < 11-10» =
= 2 кГц.
Для сигналов с возрастающей S/(E)
25
Таблица 1.2
Sf(F) S<p (Г), дБ/Гц
10 кГц 0,5 МГц 6 МГц
А —70 —104 —126
AF2 — 112 —112 —112
Таблица 1.3
Полоса анализируемых А ?П . эф’
частот, кГц Гц, не более
0,02 .1 10
0,03... 15 175
0,03 ..200 2200
Из (1 53) и (1 55) можно найти
А /эф is < 3,5 Гц ; А /эф 2оо < 70 Гц.
При разном характере спектра наблюдается существенное отличие значе-
ний ПОЧ как в широкой полосе (6 МГц), так и в узких полосах анализируе-
мых частот. Поэтому недостаточно задавать ПОЧ только в узких полосах час-
тот. Стандартных измерительных приборов с широкими полосами анализируе-
мых частот нет. Более привычным и удобным для разработчиков радиотрактов
является нормирование 5ф(Г) при определенных отстройках (Гн, Гср, Гв).
Рассмотрим, какими должны быть эти параметры, чтобы при S/(F) вида
Sf(F) =А = const и Sf(F)=AF2 выполнялись соотношения (152) и (1.53) с уче-
том (1 54) и (1.55)
А/2
S„(f) = S,(F)F-2 = —[S, (Т) = Л). (1.56)
Г В г
Подставив в (156) значение Д/Эф=11 кГц из (152), можно найти значения
5ф(Г) при различных отстройках (табл. 1.2)
Отношение мощности сигнала звукового сопровождения к мощности шума
должно быть не менее 60 дБ. Эффективное значение ПОЧ, создаваемое каж-
дым из предполагаемых источников шума, должно быть не более
Л /эф» < Y 10-3 = 260 Гц (Д >ям = 750 кГц).
Из изложенного следует, что выполнение требований, предъявляемых к кратко-
временной стабильности частоты синтезаторов, сложная задача особенно на
СВЧ, когда на выходе синтезато-
ров приходится использовать умно-
жители частоты. Можно также кон-
статировать, что в полосах анали-
зируемых частот серийно выпуска-
емых приборов, ПОЧ должно не пре-
вышать значений, приведенных в
табл. 1.3.
Кроме того, 5ф1(Г) при отстройке
на 6 МГц должна быть не более
— 126 дБ/Гц или ПОЧ, создаваемое
Рис. 1.5. Допустимые уровни шумов
для передачи сигналов телевидения
(У); многоканальной телефонии (2);
фазовой телеграфии (3)
26 ।
псофометрическим шумом, с полосой анализируемых частот 10 кГц... 6 МГц,
должно быть не более 4 кГц эф. В [12] приведены допустимые уровни шумов
синтезаторов спутниковых линий связи, предназначенных для передачи сигна-
лов телевидения, многоканальной телефонии и фазовой телеграфии, при реаль-
ных распределениях шумов автогенераторов, используемых в современных сис-
темах синтеза частот [2] (рис. 1.5).
1.8. Расчет паразитного отклонения частоты и фазы по
спектральной плотности шума с произвольным
распределением
Отечественные измерительные приборы C3-32, CK3-39 и дру-
гие позволяют измерять паразитное отклонение частоты (ПОЧ),
а с помощью прибора СКЗ-45 можно измерять и паразитное от-
клонение фазы (ПОФ) в определенных фиксированных полосах
частот. На практике, как правило, представляет интерес измере-
ние ПОЧ и особенно ПОФ в других полосах частот, соответству-
ющих электрической скорости передачи информации. Так, при пе-
редаче информации в режиме ФМ со скоростью как уже упо-
миналось, ПОФ в полосе частот от 0,01Д до R не должно превы-
шать 10°. Зная распределение спектральной плотности шумов
Sm(F) в заданной полосе и относительный уровень дискретных
побочных составляющих, можно вычислить ПОЧ и ПОФ без до-
полнительных измерений, требующих сложной нестандартной из-
мерительной аппаратуры.
Паразитные отклонения фазы и частоты в полосе частот от
до /л в зависимости от Sm(F) определяются соотношениями
Лфзф = ]/2 J Зш (F) dF, Л = yF2 J .SIT1 (F) F2 dF.
Для расчета ПОЧ и ПОФ необходимо с помощью спектроанали-
затора построить график распределения Sm(F) в логарифмиче-
ском масштабе, т. е. выразить 8Ш(Р) в децибелах, а частоту — в
lg F, и разбить график на п отдельных линейных участков, на
каждом из которых зависимость 8Ш(Р) выражается показатель-
ной функцией с постоянным показателем в пределах линейного
участка, т. е.
8Ш(Р) = где i = 1, 2,..., п.
В логарифмическом масштабе эта зависимость будет представ-
лена прямой линией
101gSm(F) = 10Cf + 10aflgF.
Коэффициенты аг и Сг можно найти, зная координаты двух то-
чек 5Ш1(Р), Ft и Sin2(F), F2 на прямой, по известным формулам
а — ^Ш1 ~ ^Шг
* ю(1gл-1gд2) ’
Г __ lg F1 ~ lg р2
г 10 (1g Л-1g Д2) •
27
Тогда на отдельных линейных участках
/~* с л f с ^ai+l — Fai+l
]/ 2 С 10е* Р 1 dF ~ |/ 2- 10е’ —з_________
V Г «г + 1
Дф1=] , (1.57)
для аг =£ — 1, ’
. V2- 10е' InOVFj) для а, = - 1;
~p~t ' f _ га/+'1
2 Г 10е’- F*i F*dF=V 2- 10е’- —□________
f, F + 3
ДЛ = | y o (1.58)
для аг=/= —3, v '
1^2 • 10C‘ In (F^FJ для аг = — 3.
Общие ПОФ и ПОЧ в интересующей полосе частот
Лфэф=1/ 2ЛфэфР Д/эф=]/"2Д^фг (1.59)
г i=l г £=1
При наличии дискретных побочных составляющих в интересу-
ющей полосе частот их необходимо учесть. Тогда
д<м-У sa^+sa-io” f],
1=1 i=\
/л т ——
ди = 1/ 2 Д/и<+22.10'° Fl
f=l /=1
где А — относительный уровень F3-n побочной составляющей в
децибелах.
Необходимо отметить, что дискретные побочные составляющие
могут вносить существенный вклад в уровень ПОФ и ПОЧ, осо-
бенно при измерении ПОФ. Эти дискретные составляющие в пра-
вильно рассчитанной схеме обусловлены, как правило, не комби-
национными частотами смесителей, а наводками сетевых состав-
ляющих, кратных частоте сети 50 Гц, а также недостаточной
фильтрацией низкочастотных импульсов на выходе импульсного
преобразователя источника электропитания. По этой причине
частоту импульсного преобразователя источника электропитания
выбирают как можно выше, порядка 100 ...200 кГц, и во избежа-
ние биений частот преобразователя с имеющимися в синтезаторе
частотами 100, 200 кГц и т. д. синхронизируют ее частотой высо-
костабильного опорного сигнала синтезатора, например 100 кГц.
Синтезатор с малой спектральной плотностью шумов может
иметь большое ПОФ за счет сетевых наводок, а следовательно, и
не пригоден для использования по назначению. Поэтому необхо-
28 .
димо предусматривать все известные конструктивные меры по
ослаблению наводок, а именно: экранирование, размещение сило-
вого трансформатора и выпрямителя в отдельном корпусе, сим-
метричное электропитание и т. п.
Пусть требуется рассчитать ПОЧ и ПОФ сигнала кварцевого генератора с
/о=5 МГц, умноженной до частоты 5 ГГц, в полосе от 20 Гц до 20 кГц.
Спектральная плотность его представлена на рис. 2.14 (кривая /). Предполо-
жим также, что дискретных побочных составляющих на выходе генератора в
этой полосе нет. Поскольку явных линейных участков на графике выявить не
удается, то разобьем его на четыре участка точками с координатами:
п = 1, Fi = 10 Гц, — 60 дБ ;
п = 2, F2 = 100 Гц, 5ш2 — -78 дБ;
п = 3, F3 = 11'00 Гц, $ш3 = — 85 дБ;
л = 4, F4= 10000 Гц, ^ш4 = — 90 дБ;
п = 5, F5 = 100000 Гц, $Ш5 — — 90 дБ.
Для каждого «линейного» участка
__ ^Ш1 — 5щ2 __ — 60 -|- 78 _ _g
ai ~ Ю (1gЛ-lgF2) ~ Ю-(1—2) ’ ’
а2= ^2-^3 = -78 + 85 = _0 7
Ю (Ig F2 - lg Fa) 10.(2-3)
a = 5шз ~ 5ш4 = —85 + 90 _ _ 0 5
3 10(lgFs — lgf4) 10.(3-4)
a = 5ш4 ~ Зщ5 = —90+90 _ Q
4 i Ю (lg F4 — lg F6) 10.(4-5)
Sni2lgF1—5Ш1 lgF2 = —78.1 + 60-2 _42
1 WgFi-lgF2) 10.(1-2)
c _ 5ш31§^2 — Snj2lgF3 _ —85.2 + 78-3
2 10 (lg F2 - lg F3) 10.(2-3)
c __ 5ш4 lg Fs — 5Шз lg F4 _ _ 90.3 + 85-4 _
3 l0(lgFs — lgF4) 10.(3-4)
_ 5щ5 In F 4 — Sm4 lg F5 _ —90.4 + 90-5 = _,
4 10(lgF4-lgF5) 10.(4-5)
При практических расчетах коэффициенты Ci можно не рассчитывать, а
Взять из реального распределения спектральной плотности шума рассматривае-
мого источника колебаний, где С< — это точка пересечения прямой, проходя-
щей через точки и 5Ш^ > с ординатой при F=1 Гц, разделенной на 10.
По (1.61) — (163) вычисляем ПОФ и ПОЧ в полосе 0,02 ...20 кГц: Дфэф^
^0,5°, Д/Эф=74 Гц.
Таким образом, высокостабильный кварцевый генератор с fo=5 МГц при
пересчете на f=5 ГГц без учета шумов умножителя и дискретных побочных
составляющих дает в полосе от 20 Гц до 20 кГц ПОФ около Г и ПОЧ по-
рядка 80 Гц.
29
Глава 2.
ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ
УЗЛОВ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТ
2.1. Шумы активных элементов
Шумы биполярных транзисторов. Биполярные и полевые транзисторы, ма-
лошумящие СВЧ полевые транзисторы с барьером Шотки широко применяют
в качестве активных элементов в кварцевых генераторах и генераторах с элект-
ронной перестройкой частоты, усилителях и других устройствах синтеза частот.
Количественной мерой определения уровня шумов является коэффициент шума
Кш, все измерения которого принято проводить с резистивным источником
(рис 2 1) Напряжение шумов входной цепи представляет собой, таким обра-
зом, только тепловые шумы сопротивления источника /?г или
Ut = y4kT&FXr, (2.1)
где k — постоянная Больцмана, равная 1,38-10~23.
При 300 К
= Vl.6-10-21 \FRY . (2.2)
Если коэффициент усиления по напряжению К устройства определяется
как отношение выходного напряжения, измеряемого на /?н, к напряжению ис-
точника на холостом ходу, то составляющая выходного напряжения, вызывае-
мая тепловыми шумами в 7?г, равна КП(. Обозначив общее напряжение выходных
шумов, измеренных на /?п, как l/ппых, можно записать выражение для Кш
в следующем виде.
Кш =771вых/7?н/(^7«)2//?н (2.3)
или
Кш = Ц„ вых/(№,)2. (2.4)
На £7ш вых влияют как шумы источника, так и шумы устронства Подставляя
(2 1) в (2 4), получаем
Кш = вых/4 k Т Д FRr К2- (2.5)
Анализируя уравнение (2 5), можно заметить следующие три характерные
особенности Кш'. он не зависит от сопротивления нагрузки Rs; он зависит от
сопротивления источника Rr‘, для нешумящего устройства Кш = Е
Из рис. 2 2 видно, что Кш типичного биполярного транзистора в некоторого
диапазоне средних частот — величина постоянная, возрастающая вне этого диа-
пазона. Увеличение Кш на низкой частоте вызвано шумами вида 1/f (фликкер-
шум) Фликкер-шум и частота fi возрастают с увеличением коллекторного тока.
Шумы транзистора выше частоты ft представляют собой белый шум, со-
стоящий из тепловых шумов сопротивления базы и дробовых шумов в эмит-
терном и коллекторном переходах. Уровень белого шума можно минимизиро-
вать, подбирая транзисторы с малым сопротивлением базы, большим усилением
по току и высокой частотой среза Д21. Увеличение Кш на частотах выше
30
женит К
бых
Рис. 2.1. Резистивный
источник, используемый
для измерения коэффи-
циента шума
-5 ,дБ/октава 6^цБ/октавау
/' Средняя ।
1 1 полоса । /
___________________\^^"Пропораио-
чиим,,^____________\Пропорци-\ нальн0 (f/fpj
но 1/f ! онально 1/П213 i_____ _
) rz^fn20^
Рис. 2.2. Частотная характеристика коэффици-
ента шума биполярного транзистора
обусловлено уменьшением коэффициента усиления транзистора на этих часто-
тах и шумами выходного (коллекторного) перехода транзистора, на которые
не влияет коэффициент усиления транзистора
Для типичного низкочастотного транзистора частота fit ниже которой шумы
начинают возрастать, находится в диапазоне 1 . 10 кГц Частота f2, выше ко-
торой шумы также увеличиваются, обычно более 10 МГц. Для транзисторов,
предназначенных для работы в диапазоне радиочастот, f2 может на несколько
порядков превышать указанное значение
Теоретическое выражение для коэффициента шума биполярного транзистора
можно вывести, взяв за основу Т-образную эквивалентную схему транзистора,
представленную на рис 2 3, в которой обратный ток коллектора /КБО не учи-
тывается Если пренебречь также гк (гк^>Кн) и добавить четыре генератора
шумов (тепловых шумов сопротивления базы, дробовых шумов эмиттерного
диода, дробовых шумов коллектора и тепловых шумов сопротивления источни-
ка), то данную схему можно преобразовать (рис 2 4).
Коэффициент шума схемы на рис. 2 4 можно получить из следующих со-
отношений.
К
~ h21 О
kT 26
ГЗ~ ql. ~ 'э(мА)
I ^21 О
JA + (№2i)2
(2.6)
(2.7)
Рис. 2.3. Эквивалентная Т-об-
разная схема транзистора
Рис 2.4. Эквивалентная схема транзи-
стора с источниками шумов
81
где /i2io — статический коэффициент передачи тока транзистора при включении
его с общей базой; q — заряд электрона; fh — предельная частота коэффи-
циента передачи тока транзистора по h2i, a f — частота сигнала.
Используя данную эквивалентную схему, можно показать, что коэффициент
шума транзистора
К = 1 + + Гэ +
Кш + RP + 2RP + 2гэйгЛ21Э
/ f V
1+ Л +
\'Л21 7 J
(2.9)
где Л21 э — статический коэффициент передачи по постоянному току транзис-
тора, включенного с общим эмиттером, который связан с /i2io соотношением
^21Э = ^21о/(^ ^2io)-
Выражение (2 9) не учитывает влияния фликкер-шумов и справедливо для
всех частот выше /1 (см. рис. 2.2). Фликкер-шумы можно представить в виде
дополнительного источника шума, включенного в -коллекторной цепи парал-
лельно генератору |/i2i|/g. Второй член правой части уравнения (2 9) описыва-
ет тепловые шумы в базе, третий — дробовые шумы в эмиттере, а четвер-
тый — дробовые шумы в коллекторе. Это уравнение применимо к обоим ви-
дам включения транзистора: с общим эмиттером и общей базой.
Сопротивление источника Дг.опт, при котором коэффициент шума будет
минимальным, можно определить, продифференцировав уравнение (2.9) по
/?г и приравняв результат к нулю. Тогда
р
^г.опт
(2гб + ^)Л21Эг8 ~[1/2
(2.10)
(гб + < +
Для большинства биполярных транзисторов сопротивление источника, дающее
минимальное значение коэффициента шума, близко к значению, обеспечивающе-
му максимум коэффициента усиления по мощности. В подавляющем большинст-
ве схем транзисторы работают на частоте, значительно меньшей /л21- При этих
условиях (f^fh91) и в предположении, что /i2i^>l, уравнение (2.10) упроща-
ется:
Яг.опт = К(2 гб+ '») э Г» . (2.11)
Если, кроме того, пренебречь сопротивлением базы г'в, то уравнение (2.11)
будет иметь следующий вид:
«г.опт ~ г» У^Ъ- (2-12)
Это уравнение удобно для предварительной (быстрой) оценки сопротивле-
ния источника, при котором коэффициент шума минимальный. Уравнение
(2.12) показывает, что чем больше коэффициент передачи тока транзистора
Л21э, тем больше значения Дг.опт.
Шумы полевых транзисторов с р-п-переходом. Существуют три важных
механизма появления шумов в полевых транзисторах с р-п-переходом: дро-
бовые шумы, возникающие в обратном смещенном затворе; тепловые шумы, ге-
нерируемые в канале между истоком и стоком; фликкер-шумы, создаваемые
областью пространственного заряда между затвором и каналом (рис. 2.5). Ге-
нератор шумов /Др отображает дробовые шумы в цепи затвора, а генератор
32
Рис. 2.5. Эквивален-
тная схема источни-
ков шумов полевого
транзистора с р-п-
переходом
Г Полевой транзистор^
Источник
— тепловые шумы в канале; /^ — тепловые шумы полной проводимости
У г источника. Полевой транзистор имеет входную проводимость glt и крутизну
характеристики S.
Коэффициент шума полевого транзистора. Предположив, что корреляция
между /Др
мо мала),
и it в схеме на рис. 2.5 отсутствует (практически она пренебрежи-
можно выразить общий ток шумов на выходе таким образом:
ш.вых L (yr + g11)2 (Гр + gn)2 ' J
Ток шумов на выходе, вызываемый только источником тепловых шумов,
, _ 1/4^ ТА КУГ q '' ,9 ,
ш.вых УГ + £П • ( *
Коэффициент шума Кш равен отношению квадратов величин, получаемых
из уравнений (2.13) и (2.14), или
/2 If
Кш = 1+ ______5Р_ 4- ______12__ (Уп+хГп)2. (2.15)
4/гТДТУр 4jfeTAfKrS2V v }
Входной ток дробовых шумов
'и = 1ЛЦ3„ЛЛ
где / 3 ут — ток утечки затвора. Тепловой шум канала
Лк= y^kTbFS'
Подставив (2.10) и (2.17) в (2.15) и учитывая
(2g/4kT)l3^ = gll,
получаем, что коэффициент шума
Кш = 1 -|- ] (Ур + Яп)2 •
I г ' Р
Заменив проводимости на сопротивления, находим
К =14.-^ + -^/' J-4—LY
'11 ° \ Ар '11 /
(2.16)
(2.17)
(2.18)
(2.19)
(2.20)
В уравнениях (2.19) и (2.20) не учтено влияние фликкер-шумов. Второй
член в правой части этих уравнений — вклад дробовых шумов перехода за<
твора, третий член — вклад тепловых шумов канала.
33
Для работы с малыми шумами полевой транзистор должен иметь большое
усиление (высокое значение S) и высокое входное сопротивление (малую утечку
затвора).
Обычно на низких частотах сопротивление источника /?г много меньше
сопротивления утечки затвора Гц- При этих условиях выражение (2.20) упро-
щается и принимает вид:
Km~14-1/S#r. (2.21)
Полевые транзисторы с изолированным затвором (МОП-транзисторы) не
имеют р-п-перехода затвора, а следовательно, и дробовых шумов, так что для
них справедливо выражение (2.21). Однако фликкер-шум у МОП транзисторов
часто намного больше, чем у полевых транзисторов с р-п-лереходом.
Малошумящие СВЧ полевые транзисторы с барьером Шотки. Полевые
транзисторы с барьером Шотки (ПТБШ) на основе GaAs наиболее перспектив-
ны для работы на СВЧ. Это обусловлено тем, что ПТБШ свойственны практи-
чески все достоинства таких традиционных твердотельных приборов СВЧ диа-
пазона, как диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды и др. Применительно к
автогенераторам наиболее важными достоинствами ПТБШ являются: высокая
частота генерации (до 70 ГГц), большой уровень выходной мощности, высокие
значения КПД и коэффициента усиления по мощности, сравнительно низкие
уровни шума и малое напряжение электропитания. Кроме того, в транзистор-
ном автогенераторе нагрузка развязана от колебательной системы, что создает
определенные удобства при конструировании и настройке схемы.
В ПТБШ имеются следующие источники шума: тепловой шум канала, дро-
бовой шум, обусловленный током утечки затвора, шум генерации — реком-
бинации. На высоких частотах шумовые свойства полевого транзистора (ПТ)
определяются в основном шумами канала, вызванными тепловыми флуктуация-
ми. Среднеквадратическое значение шумового тока в кацале ПТ при коротком
замыкании стоковой цепи определяется соотношением
Г* =4*TAFSmaxM, (2.22)
где Smax — максимальная крутизна вольт-амперной характеристики; М — без-
размерный коэффициент, зависящий от межэлектродных напряжений, прини-
мающий значения от 0,5 до 1. В реальных случаях М можно считать постоян-
ным, равным 0,66. Шумовое сопротивление ПТБШ
— Af/Smax • (2.23)
Минимальный коэффициент шума ПТБШ в области средних частот явля-
ется линейной функцией от частоты:
+ + <2-24)
где /ш = (2л/?шСиз)“Г
Источник фликкер-шума ПТБШ локализован в основном в области сопри-
косновения защитного слоя и поверхности эпитаксиального слоя GaAs. Отметим,
что задача аналитического описания влияния данного источника в настоящее
время полностью не решена. Практически оценка уровня фликкер-шума основа-
на на непосредственном измерении определенных величин, характеризующих
спектральную плотность данного источника шума.
34
Спектральная плотность фликкер-шума определяется по формуле
(F) = (AJF) [1 - (2/л) arctg шт0], (2.25)
где 41 и т0 — измеряемые константы.
Экспериментально установлено, что константы Ai и т0, входящие в урав-
нение (2.25), зависят от напряжений на затворе и стоке ПГБШ:
V7c 1
д — —к.-----------------------,
nV0 1 — Д/х In (tj/Tq)
(2.26)
где у, Ti — постоянные величины для конкретного типа транзистора; x—(U зп—
—^ЗИ^^ЗИ отс» Vo — объем эпитаксиального слоя под затвором; п — рав-
новесная концентрация электронов; 1с — ток стока; U3r[, U зи отс — соответ-
ственно разность потенциалов на границе металл-полупроводник и напряжение
отсечки канала.
Выражение (2.25) позволяет рассчитывать спектральную плотность флик-
кер-шума как функцию, зависящую от конструкции ПТБШ и режима его ра-
боты по постоянному току. Интересно также отметить, что измерение фликкер-
шума дает определенную информацию о примесях, дефектах и структуре эпи-
таксиального слоя ПТБШ, что, в свою очередь, делает подобные измерения
весьма перспективными для усовершенствования технологических процессов из-
готовления ПТБШ.
Заметим, что малошумящие СВЧ ПТБШ на GaAs используют в усилителях,
смесителях, генераторах сантиметрового диапазона, выполненных в виде гиб-
ридных и монолитных интегральных схем. В ближайшие годы эти приборы
найдут широкое применение в миллиметровом диапазоне, недоступном для сов-
ременных биполярных транзисторов. Кроме того, генераторы на транзисторах
превосходят генераторы на диодах Ганна по выходной мощности и КПД, а
генераторы на лавинопролетных диодах (ЛПД) — по уровням AM и ЧМ шу-
мов. Имеются примеры замены в радиотехнических устройствах генераторов на
диодах Ганна и ЛПД транзисторными генераторами для снижения массы, га-
баритов и потребляемой мощности.
Определение отношения сигнал-шум и напряжения входных шумов по ко-
эффициенту шума. Значения коэффициента шума можно использовать для вы-
числения отношения сигнал-шум и напряжения входных шумов. При этом важ-
но, чтобы сопротивление источника в реальной схеме было тем же, что и при
измерении коэффициента шума. Преобразуя уравнение (2.5), получаем
С/ш.вых = К'1/«7’ЛгагКт. (2.27)
При входном сигнале U? сигнал на выходе ^Вых = К^г. Следовательно, отно-
шение сигнал-шум по мощности на выходе
\ __ ^с.вых ( С \ ( Kt7p
— / ----d------ или \ — = I 77-----
Ш /вых ш.вых ' Ш /вых \ ^ш.вых
Подставив вместо [7ш.вых выражение (2.27), получим
/_С \ игг
\ ш Лы! 4kTAFRr Кш ’
35
Суммарное эквивалентное напряжение входных шумов [7ш.сум равно вы-
ходному напряжению шумов £7ш.вых (2.27), поделенному на коэффициент уси-
ления:
^ш.сум= КХ =V4^AFf?fKM- (2.30)
Эквивалентное напряжение входных шумов состоит из двух частей: напря-
жения тепловых шумов источника и напряжения шумов самого устройства.
Обозначив шумы устройства через U ш у, можно записать суммарное эквива-
лентное напряжение входных шумов в следующем виде:
(2.31)
где Ut — напряжение тепловых шумов сопротивления источника на холостом
ходу. Из (2.31) находим
Уп..у = /С/ш.еум-^-
(2.32)
Подставив в (2.32) выражения (2.1) и (2 30), имеем:
иш.у = V4kT^ (Кш - I)- (2.33)
Базируясь на полученных уравнениях, можно найти и /ш для бипо-
лярного и полевого транзисторов. Для биполярного транзистора, подставив
уравнение (2.9) в выражение (2.30) и возведя результат в квадрат, получим:
«ш.еум = UT6F (г, + 2г' + 21?,.) +
2*TAF (гэ + rj+7?г)’
'Ata
Г / f \2
НтЬ(1+^
(2.34)
Квадрат эквивалентного напряжения входных шумов £72ш найдем, положив
в (2.34) Дг = 0:
2кТ&Р(г, + г'6)г г , / \г |
Ui = 2kT&F (гэ + 2гб ) +------- 1 + { 4- (1 + Л21Э) . (2.35)
21Э L \ / J
Чтобы определить 72ш, следует почленно разделить (2.34) на Д2Г, а затем
найти предел полученного выражения при Дг, стремящемся к бесконечности.
Тогда
„ 2kT&F Г / f \2 ( ]
- 1+ 77- (1+\1Э) (2.36)
3 21Э L \ ’«2i/ J
Для полевого транзистора, выполняя аналогичные операции, имеем:
4ATAF
и* —---------.
ш s
2 4feTAF(l + Sru)
Ш Sr2
Когда Sru^>l, уравнение (2.38) примет вид:
2 4feTAF
•'ш _
rii
(2.37)
(2.38)
(2.39)
36
2.2. Фазовые шумы автогенераторов
С позиций фазовых шумов работу автогенератора можно опи-
сать с помощью упрощенной модели (рис. 2.6). Здесь в петле об-
ратной связи генератора показаны резонансный контур (может
быть фильтр, линия задержки, резонатор) и усилитель-ограничи-
тель. Нагрузкой генератора служит резонансный буферный уси-
литель. Фазовые шумы, возникающие в генераторе, учитываются
источником напряжения [/ш.Внут, подаваемого в петлю обратной
связи через фазовый модулятор. Фазовые шумы буферного усили-
теля представлены эквивалентным источником напряжения шу-
мов t/щ.внеш, которое поступает на фазовый модулятор, установ-
ленный на входе буферного усилителя.
При рассмотрении шумовых характеристик полевых и бипо-
лярных транзисторов было показано, что колебания обоих источ-
ников шума можно разделить на две основные составляющие.
Первая — низкочастотная — вызвана фликкер-шумом и обладает
относительно узким частотным спектром, который описывается за-
кономерностью 1/f и расположен по обе стороны относительно не
сущей частоты, вторая — аддитивная — с равномерным фазовым
спектром, простирающимся далеко относительно несущей частоты
и поэтому видоизмененным на выходе устройства резонансными
цепями генератора и буферного усилителя.
Для оценки качества выходного колебания генератора в целом
воспользуемся простой шумовой моделью (модель Лисона) актив-
ного элемента генератора, учитывающей фликкер-шум и белый
шум. Спектральная плотность фазовых флуктуаций, обусловлен-
ных шумом активного элемента генератора,
Q /М-92 №шкТ F« ' №шкТ Г24М
v) ^ш.вхг) рс р + рс » ( -4U)
где Рс — мощность колебаний на входе активного элемента гене-
ратора; Fa = fi — частота модуляции, при которой уровень флик-
кер-шума равен уровню белого шума (для современных малошу-
Рис. 2.6. Модель фазовых шумов генератора и буферного усилителя
37
мящих СВЧ транзисторов она может быть (см. § 2.1) в пределах
1 ... 10 кГц); F— модулирующая частота или расстройка от несу-
щей; Кш — коэффициент шума активного элемента генератора.
Из теории электрических цепей известно, что коэффициент пе-
редачи цепи для частотно-модулированного сигнала, проходящего
через полосовой фильтр (резонансный контур), равен коэффици-
енту передачи цепи для частотно-модулированного сигнала, про-
ходящего через эквивалентный фильтр нижних частот. Поэтому
передаточную функцию генератора с резонатором в цепи обрат-
ной связи можно представить в виде:
|Я(О12=1 + (-^У=1 + (^-у, (2.41)
где fo — частота генератора; F} = f0/2Q— половина полосы про-
пускания цепи обратной связи по уровню половинной мощности;
Q — нагруженная добротность резонатора.
Из (2.40) и (2.41) находим спектральную плотность фазовых
флуктуаций выходного колебания генератора
8„(F) = S„ (F)|Н(F)|2 = -5^- (F„F]F~3 + F)F'2 +FaF+ 1).
Pc
(2.42)
Спектральная плотность частотных флуктуаций
8, (F) = F2 8Ф (F) = 2-У- (F„ Fj F~' + F, + F„ F + F2). (2.43)
P c
а спектральная плотность относительного отклонения частоты
8У (F) = (F„ F, F’1 + F2 + Fa F+F2). (2.44)
/0 Pc
Таким образом, выражение (2.43) содержит все основные со-
ставляющие шума собственно генератора, представленные мо-
делью (1.15) и в табл. 1.1, за исключением частотного шума слу-
чайных блужданий (см. гл. 1), а именно:
шум со спектральной плотностью, изменяющейся по закону
F~\ — частотный фликкер-шум (первое, слагаемое);
шум со спектральной плотностью, независимой от F, — «белый
частотный шум» (второе слагаемое);
шум со спектральной плотностью, изменяющейся по закону
F\ — «фазовый фликкер-шум» (третье слагаемое);
шум со спектральной плотностью, изменяющейся по закону
F2, — «белый фазовый шум» (четвертое слагаемое).
Природа этих шумов рассмотрена в § 1.3, 2.1.
Анализ формулы (2.43) позволяет сделать некоторые важные
выводы, которые необходимо учитывать при проектировании ав-
тогенераторов с низким уровнем фазового шума:
для снижения уровня фазового шума следует увеличивать на-
груженную добротность колебательного контура (резонатора). В
частности, в автогенераторах с фиксированной частотой генера-
38
ции целесообразно использовать диэлектрические резонаторы,
собственная добротность которых может достигать нескольких ты-
сяч в сантиметровом диапазоне длин волн, а также объемные ре-
зонаторы и резонаторы на поверхностных акустических волнах;
схема усилителя должна быть построена так, чтобы минимизи-
ровать отношение KuikT/Pe,
при проектировании малошумящих автогенераторов предпоч-
тение следует отдавать активным приборам с малым уровнем
фликкер-шума, особенно полевым транзисторам.
На основании уравнения (2.42) спектр фазовых шумов можно
представить в виде, изображенном на рис. 2.7, где Fyc — ширина
полосы частот буферного усилителя по уровню половинной мощ-
ности.
В качестве примера рассмотрим автогенератор с электронной перестройкой,
обладающий следующими параметрами: резонансной частотой f0=300 МГц;
мощностью Рс =—6 дБм; эффективным коэффициентом шума Кш —10 дБ; ши-
риной полосы пропускания петли обратной связи 2F/ = 3 МГц. При этом
S(p(F) = 10 ig(2Kn+T/Pc) =3+10—175-f-6=—155 дБ относительно 1 рад2/Гц.
Следует заметить, что полученное значение характеризует отношение мощности
обеих боковых полос фазовых шумов к мощности полезного колебания на мо-
дулирующих частотах свыше Ff. Отношение мощности одной боковой полосы
фазовых шумов в полосе частот шириной 1 Гц к мощности полезного колеба-
ния на 3 дБ ниже, т. е. равно —158 дБ.
Кривая с наклоном 6 дБ/октава начинается в точке F — Ff, а
с наклоном 9 дБ/октава — в точке F=Fa. Значения Fa для раз-
личных типов генераторов приведены в табл. 2.1 [2; 8; 13; 14].
Окончательная частотная зависимость предполагаемых фазовых
шумов генератора показана на рис. 2.7.
На рис. 2.7 не учтены
шумы, вызываемые реак-
тивным элементом генера-
тора к цепью управления.
Заметим, что при экст-
раполяции выражения
(2.43) на всю частотную
область от 7’ = 0 до F-roo,
т. е. за пределы примени-
мости, определяемые ус-
ловиями или результата-
ми наблюдений, возни-
кают математические
трудности, как уже отме-
чалось в § 1.3, при при-
менении степенных функ-
ций, такие как, например,
бесконечная мощность
шумов. Однако на прак-
тике всегда имеем дело с
'100 г 2K^FTFaF^
___________ ill J—-I—---------+
ю4 10s 10В 1O7±F 10* ю9
с _______________________
'плюс ‘ Аддитибные шимы
аддитибные
шумы
Рис. 2.7. Оценка спектра фазовых шумов
ГУН УКВ (без учета шумов цепей управ-
ления реактивностью)
FfH
39
Таблица 2.1
Тип генераторов • Гц
Кварцевый с /о=5 МГц 103
УКВ кварцевый 5-104
СВЧ с электронной перестройкой (ГУН) 10’
СВЧ с полыми резонаторами 3- 10е
Ганна трехсантиметрового диапазона 3- 10е
Двухрезонаторный клистрон 3-103
Водородный мазер 102
колебаниями, ограниченными как по времени, так и по полосе
частот. В этом случае степенные функции дают вполне удовлет-
ворительные результаты.
Отдельно взятый автогенератор без буферного усилителя су-
ществует только в исключительных случаях. Буферный усилитель
имеет свои активные и пассивные элементы и свои избирательные
системы. Он непосредственно не возмущает колебания автогене-
ратора, однако создает свой спектр шума, который, накладываясь
на спектр шума автогенератора, вызывает дополнительные мгно-
венные изменения частоты. Поэтому вопросы согласования буфер-
ного усилителя с колебательной системой автогенератора и ка-
чество применяемых в нем активных элементов схемы имеют
принципиальное значение. Очевидно, что параметры активного
элемента, применяемого в буферном усилителе, должны соот-
ветствовать условиям работы на генерируемой частоте, т. е. его
высокочастотные и шумовые свойства должны быть аналогичны
высокочастотным и шумовым свойствам активного элемента ав-
тогенератора. Проще всего использовать однотипные транзисто-
ры, однако в отдельных случаях применение в буферном усилите-
ле полевых транзисторов может существенно улучшить его шу-
мовые свойства и в большей степени реализовать потенциальные
возможности автогенератора.
Вывод формул, описывающих шумовые характеристики авто-
генераторов с обратной связью, основывается также [15] на ана-
лизе структурной схемы, изображенной на рис. 2.6. Цепь обрат-
ной связи в общем случае содержит отрезок микрополосковой ли-
нии, резонатор, перестраиваемый фильтр и т. п.
Сигнал автогенератора представим в виде суперпозиции гар-
монического сигнала и шума:
и (t) = и [ 14- р (/)] cos [®„ t - 0 (/)] (2.45)
ИЛИ
и (/) = и {[ 1 4- х (/)] COS соо t + У (0 sin ®0 0» (2-46)
где x(/)=[l + p(/)]cose(0 — 1; */(O=U + p(O]sin0f; U — амплиту-
да напряжения; p(Z)—флуктуации амплитуды; Q(t)—флуктуа-
ции фазы.
40
В отличие от модели Лисона, являющейся линейной, рассмат-
риваемая модель учитывает параметры усилителя, зависящие от
амплитуды входного сигнала. Такими параметрами выбраны амп-
литуда и фаза коэффициента усиления по напряжению
K(tO = ^o(^)expi<p(t/). (2.47)
При подаче на вход усилителя сигнала
UA (f) = U11 + Рл (01 cos [<D01 - 6л (01 (2.48)
на выходе усилителя (в точке В) имеем
ив (0 = Ко (U) U cos [<оо t - <р (£/)] (2.49)
При рл(^) < 1
ив (0 « t/Ko (£/) [ 1 + [ 1 - С] Рл (0] c°s 1<ОО — Ф (^) — 0Л (0 — k' Рл (01»
(2.50)
где
C=_^.^L
Ко и dU
Нетрудно видеть, что 1—с и k' эквивалентны коэффициентам
насыщения активного и реактивного сопротивлений, введенных
Эдсоном и Курокава для описания активного элемента в модели
автогенератора с отрицательным сопротивлением (диодные авто-
генераторы). Заметим для ясности, что если схему транзисторно-
го автогенератора можно с удовлетворительной степенью точно-
сти свести к схеме с отрицательным сопротивлением, что доста-
точно просто сделать для автогенераторов, работающих на фик-
сированной частоте, то для вычисления уровней частотного 5Ф(Г)
и амплитудного Sa(F) шума можно воспользоваться формулами,
вытекающими из модели Курокава:
(251)
_2- <252>
*С L\ / \ /0 / _
где
g _______До__3R (До) .
" R(A0) дА0 ’
R(A0)—действительная часть полного сопротивления активной
части схемы; До — амплитуда СВЧ сигнала автогенератора на
частоте f0.
С учетом ранее введенного обозначения Ff=/0/2Q [см. (2.41)]
уравнение (2.51) запишем в виде
= Fl (2-53)
Г
Сравнивая выражение (2.53) со вторым слагаемым уравнения
(2.42), видим полное совпадение.
41
Уравнение (2.50) можно представить в матричной форме [15]
'рв(0'
W).
'1 — С 01 Грд(О'
k' 1][0д(О
(2.54)
Аналогичное соотношение существует между хЛ(/), г/д(/) и
Хв(/), Ув(Х). Предполагая, что с и k' слабо зависят от частоты,
и применяя преобразование Фурье, можно привести систему
уравнений (2.54) к виду
(2.55)
Здесь XA(F), Ya(F), Xb(F), Yb(F)— преобразования Фурье, со-
ответственно Хд(/), */д(0’ xs(t), Ув(/).
Для нахождения спектральных плотностей AM и ФМ шумов
необходимо записать передаточную функцию по напряжению для
разомкнутой в точке С петли автогенератора. В общем случае
эта матрица имеет следующий вид:
Таа Тас
Тса Тсс.
1-с 0
k' 1
[Я],
(2.56)
где [Н] — матрица передачи цепи обратной связи, записанная для
компонентов x(t) и y(t).
Как видно из рис. 2.6, для разомкнутой петли автогенератора
справедливо соотношение
xc(F)
Ус (F)
A0(F)j [ТааТасУ Г Ас (Л
Jo J)J ItcaTcc\[yc(F)
где Xq(F), Yo(F)—преобразование Фурье соответственно
ФМ составляющих источника шума.
Из данного соотношения получаем
'ХС(О1 [Тм Тле] rX0(F)’
Jc(F)J [т'СА TcJjoJk
(2.57)
АМ и
(2.58)
где
Таа Тас _1 1—Тсс Тас
Тса Тсс (! — таа) (! — тсс) ~ тас тса Тса (1 — Таа),
Окончательно спектральные плотности АМ и ФМ шумов имеют
вид:
Sa = \ТАА (F) Хо (F) + ТАС (F) Уо (F)|2; (2 59)
£ф = \Т'СА (F) Хо (F) + Гсс (F) Уо (F)|2. (2.60)
Таким образом, зная спектральные плотности пересчитанного к
выходу шума усилителя, коэффициенты с и k' и параметры цепи
обратной связи, можно вычислить уровни АМ и ФМ шумов авто-
генератора. Однако расчет некоторых из перечисленных парамет-
42
ров затруднителен, особенно величин X0(F) и Уо (А). Это вызвано
тем, что, как указывалось в § 2.1, низкочастотные флуктуации в
ПТБШ изучены еще недостаточно полно. Тем не менее рассмат-
риваемую модель можно применить для расчета флуктуаций ав-
тогенератора при больших значениях частоты анализа (модели-
рующей частоты F), т. е. в области F~^>Fa, где шум усилителя
может считаться белым [15]. Практически удобнее пользоваться
моделью Лисона или моделью Курокава, дающими совпадающие
результаты и сравнительно простые соотношения для расчета шу-
мов, а также возможность оптимизации шумовых характеристик.
В правильно сконструированных автогенераторах уровень AM.
шумов в ближней зоне значительно меньше уровня ФМ шумов, и
ими, как правило, пренебрегают (рис. 2.8). В дальней зоне уров-
ни AM и ФМ шумов совпадают [31].
В дальнейшем кратковременную стабильность частоты (КСЧ)
генераторов будем характеризовать эффективной паразитной
девиацией частоты Д/д колебаний в определенных анализируемых
полосах частот, поскольку в практике нормирования и измерений
КСЧ величина Д/п наиболее удобна, так как она не зависит от
модулирующей частоты [14].
Учитывая (2.43), нетрудно получить общее выражение для
эффективной паразитной девиации частоты генератора в полосе
частот ДА = FS—Ан:
Д/п (ДА) = |/"
]BSf(F)dF =
= 1/ /721п2в + ^(77 /7 )+/7 ..5 + ^н .
V Рс L ' Ац 2 J J
(2.61)
Далее, полагая Ан постоянной и равной 1 Гц, а Ав^>Ан, имеем
Д fn (Д О = 1 / + +
I/ * С \ X О /
(2.62)
Анализ выражения (2.62) позволяет сделать вывод о том, что
предпочтительнее: работа кварцевого автогенератора непосредст-
венно на наиболее высоких частотах или получение нужных
высоких частот путем умножения частот автогенераторов. Во-пер-
вых, с ростом частоты [0 добротность резонатора Q изменяется
обратно пропорционально частоте [18]: для резонаторов с АТ сре-
зом foQ-13-1012, с БТ срезом f0Q~26-10~’12. Поэтому с увеличе-
нием [о в А раз Fy = fo/2Q увеличивается в N2 раз. Для анализи-
руемой полосы частот \F<zFf величина Д/п определяется первым
и вторым слагаемыми в подкоренном выражении (2.62):
Д/„(ДО= 1/^^-(-^-\\FalnxF + SF) (2.63)
г \ /
43
ДБ/Гц
З^АБ/Ги
Рис. 2 8 Частотная зависимость ФМ и AM шумов для кварцевого генератора
с fo = 5 МГц и умножением в 1600 раз (7) и с fo= 120 МГц и умножением в
72 раза (2), для генератора с механической перестройкой с f0= 1,2 ГГц и ум-
ножением на 6 (3), для генератора на отражательном клистроне [о = 9,4 ГГц
(4), для малошумящего клистронного генератора с двумя резонаторами с fo —
=8 ГГц (5), для генератора на полевом транзисторе с fo = 10,14 ГГц (6), для
генератора Ганна с fo=ll,l ГГц (7), для генератора на ЛПД с fo= 10 ГГц (3)
и возрастает также в N2 раз, в то время как при обычном умно-
жении частоты автогенератора она возрастает пропорционально
N. Следовательно, в узких анализируемых полосах частот, мень-
ших половины полосы пропускания цепи обратной связи генера-
тора, высокочастотные генераторы, выполненные на резонаторе с
тем же срезом, что и низкочастотные, в значительной степени
уступают по шумовым свойствам системе низкочастотный гене-
ратор— умножитель частоты. При &F>Ff девиация определяет-
ся, главным образом, четвертым слагаемым подкоренного выра-
жения (2.62):
Д/П(ДГ)=1/ (2.64)
и практически не зависит от f0. В этом случае преимущество вы-
сокочастотных кварцевых автогенераторов очевидно, так как при
прочих равных условиях и &F^>Ff можно добиться уменьшения
Afn в N раз по сравнению с колебанием, полученным в результа-
те умножения частоты низкочастотного генератора.
Во-вторых, поскольку высокочастотные кварцевые резонаторы
обладают меньшей добротностью и высокая долговременная ста-
бильность частоты реализуется такими способами, как фазовая
автоподстройка частоты по сигналу ведущего опорного низкочас-
44
Таблица 22
Параметры
Частота генератора, УТ пК . дБ Рс Ff = —— , ГЦ J 2Q
МГЦ Fa , Гц
5 —150 103 1
100 —158 5-Ю4 4-Ю2
тотного генератора, мощность ведомого высокочастотного генера-
тора Рс.вч можно повысить до нескольких сотен микроватт. В этом
случае при &F^>Ff &fa(&F) для высокочастотного генератора с
мощностью Рсвч меньше в NV Рслч/Рс.т раз, чем для низкочастот-
ного генератора с мощностью Рс.нч и с умноженным по частоте
колебанием.
Справедливость рассмотренных положений покажем на при-
мере кварцевых генераторов с рабочими частотами 5 и 100 МГц,
обладающих реальными характеристиками (табл. 2 2). Некоторое
отличие данных расчета от эксперимента (рис. 2.9) объясняется
тем, что добротности резонаторов в рабочем режиме несколько
ниже предельных, взятых при расчете (2 42). Кроме того, при
рас1 ете не учтены возможные внешние воздействия на колебания
генератора. Как видно из рис. 2.10, кратковременная стабиль-
ность частоты колебаний высокочастотных кварцевых генераторов
значительно выше, чем в системе кварцевый генератор — умножи-
тель, если модулирующие частоты и полосы AF больше Fr. При
Рис. 2 9. Частотная зависимость спек-
тральной плотности фазовых флукту-
аций) , полученная экспериментальным
(------) и расчетным .( —) путя-
ми для кварцевого генератора с fo =
= 5 МГц (/) и 100 МГц (2), а также
Для системы кварцевый генератор с
fo = 5 МГц — идеальный умножитель
на 20 (3)
Рис. 2.10. Расчетная зависимость
Д/п вч/Д/п нч от полосы анализиру-
емых частот для кварцевого генера-
тора с fo=100 МГц и кварцевого
генератора с fo = 5 МГц с умножи-
телем на 20
45
этом менялись добротности и мощности высокочастотного гене-
ратора, а параметры низкочастотного генератора оставались неиз-
менными.
Из (2.61) следует, что паразитная девиация частоты мини-
мальна при определенном значении мощности генератора. С уве-
личением Рс первое и третье слагаемые, связанные с фликкер-шу-
мом, возрастают по закону Рас [17], где а=1 ... 1,5; остальные
уменьшаются по закону Р~1С. Оптимальное значение мощности
генератора, которому соответствует минимальная Д/п,
с.опт
F3F3
^(FB-FH) + — -Н-
О
+——
(2.65)
Мощность Рс.опт в генераторе возрастает с увеличением отно-
шения высокочастотного шума к низкочастотному и падает с
уменьшением этого отношения. С точки зрения повышения крат-
ковременной стабильности частоты в ближней зоне следует при-
менять маломощные генераторы. Паразитная девиация частоты,
например £С-генератора, в ближней зоне определяется главным
образом фликкер-шумом транзистора и может быть представлена
первым слагаемым в подкоренном выражении (2.61).
В области частот до F/ основную роль играют частотные флик-
кер-шум и белый шум активного элемента генератора (первое и
второе слагаемые в (2.62)), в области F^^Ff— аддитивные шу-
мы (четвертое слагаемое), для уменьшения влияния которых не-
обходимо повышать мощность генератора.
Как видно из рис. 2.11, с увеличением Рс паразитная девиа-
ция частоты возрастает в результате увеличения фликкер-шума,
виации частоты от мощности генера-
тора с fo = 2OO МГц на биполярном
(------) и полевом (--------) транзи-
сторах в анализируемых полосах частот
0,02 ...20 кГц (/), 0,02... 1 кГц (2) и
0,02 ... 0,15 кГц (5)
о^у ’оFcM
Рис 2.12. Принципиальная схема ге-
нератора с электронной перестройкой
на полевом транзисторе
46
особенно в узких анализируемых полосах частот (вблизи несу-
щей). При малых Рс влияние фликкер-шума незначительно, од-
нако в широкой полосе анализируемых частот наблюдается уве-
личение Д/п вследствие белого шума генератора и шумов после-
дующих усилителей. В полосе анализируемых частот от 0,02 кГц
до 20 ... 30 кГц для биполярного транзистора Г’с.опТ = 0,5 ... 1,5 мВт.
Ведомые ГС-генераторы на биполярных транзисторах требу-
ют больших полос автоподстройки, приводящих к увеличению
вклада шумов опорного генератора в общий шум устройства и,
следовательно, малоэффективны. Поэтому предпочтительно в ка-
честве активного элемента генератора выбирать полевые тран-
зисторы, особенно транзисторы с управляющим р-л-переходом,
основное достоинство которых — весьма слабая зависимость флик-
кер-шума от мощности генерации. В таких генераторах Рс огра-
ничивается лишь возможностями устройства.
Из рис. 2.11 следует, что при Рс>2 мВт генераторы на поле-
вых транзисторах с управляющим р-/г-переходом по качеству вы-
ходного колебания превосходят генераторы на биполярных тран-
зисторах, и в них отсутствует явная зависимость уровня флик-
кер-шума от Рс. Последнее весьма важно для ведомых генерато-
ров в гетеродинах приемных устройств, так как позволяет иметь
достаточно узкую полосу кольца ФАПЧ, что, в свою очередь, по-
зволит минимизировать спектральную плотность частотных шумов
как в ближней (F^i/?max), так и в дальней (FZ>Pmax) зонах ге-
нератора.
В отличие от кварцевых генераторов спектральная чистота вы-
ходного колебания управляемого напряжением генератора
(ГУН) определяется не только нелинейностью режима генератора
и его активным элементом, но и неизохронностью колебательной
системы, обусловленной наличием варикапов [18] и сопротивлени-
ем в цепи смещения. Примером может служить схема ГУН (рис.
2.12), реализованная на полевом транзисторе и представляющая
собой емкостную трехточку.
При правильном проектировании ГУН (сравнительно малом
колебательном напряжении на контуре и коэффициенте регенера-
ции Qi^1,5 — мягкий режим возбуждения) неизохронность коле-
бательной системы и нелинейность режима генератора можно не
учитывать. В табл. 2.3 для иллюстрации возможности такого до-
пущения приведены результаты измерений паразитной девиации
Таблица 2.3
Полоса анализируемых частот, кГц Паразитная девиация частоты, Гц, для
варикапа 2B102E при QB=100 варикапа 2В110В при QB=300 LC-контура при Q=250
0,02...0,15 3,5...4,5 2...3 2
0,02...1 5,5.. 6 3,2...4 2,2
0,02...20 9,5...11 6.. .7 6
47
частоты генераторов с частично включенными в колебательный
контур варикапами и без варикапов на частоте 100 МГц.
Рассмотрим влияние сопротивления в цепи смещения варика-
пов на качество колебаний генератора. Шумовое напряжение на
разомкнутых выводах резистора 7? в соответствии с теоремой
Найквиста определяется по формуле (2.1)
|£7ШТ|2 = 4kTR\F, (2.66)
а в полосе 1 Гц
|£7ШТ|2 ==4£7V?. (2.67)
На выходе генератора
Sf вых (F) = S2ryH 4kTR. (2.68)
Тогда в полосе FB—FH паразитная девиация частоты
гв ________________________
J Sf вых dF = У Sr2yH 4kTR (FB - FB).
(2.69)
(2.70)
) и (2.70), пред-
н = 20 кГц, FH =
1,3 Гц; (Рш/
Относительный уровень шума на выходе генератора при отстройке
F в полосе АГ можно записать в виде
= ioig= ioig S/(f)-aF
\ Pc 2 2F“
101g5?VH4tra
=------1------А Г.
2F3
Дадим количественную оценку выражениям (2.69
положив, что Sryu^S МГц/B, R = 200 Ом, FB—F
= 300 Гц, Г = 300°С; AF=1 Гц. Тогда Д/п =
Рс)зооГц, 1 гц =—93,5 дБ. С увеличением частоты F относительный
уровень шума падает пропорционально 20 lg F. Следовательно,
при рациональном выборе значений R и SryH шумами в цепи сме-
щения варикапов генератора также можно пренебречь. С другой
стороны, используя выражение (2.70), по заданному уровню шу-
ма легко определить допустимые значения R и SryH.
В ГУН с широкой полосой электронной перестройки частотные
шумы, обусловленные электронно-перестраиваемым реактивным
элементом, могут не только преобладать, но и повысить уровень
шумов генератора на 20... 40 дБ по сравнению с шумами того же
генератора, не содержащего электронно-перестриваемой реактив-
ности [8]. Влияние этих шумов можно ослабить, уменьшая R. Но
при этом, в свою очередь, может упасть добротность варикапа и
возрасти его шумы. На практике в таких ГУН диапазон рабочих
частот разбивают на отдельные поддиапазоны и тем самым
уменьшаются 5гун, а также пределы ее изменения по рабочему
диапазону частот. Это изменение, выраженное в децибелах, состав-
ляет 201g гунтах- и приводит, несмотря на постоянство напря-
^гун min
48
жений шумов и побочных составляющих на входе варикапов, к
соответствующему возрастанию уровня фазовых шумов и дискрет-
ных ЧМ побочных составляющих при перестройке ГУН от fmax ДО
if пип. Это изменение может составлять 17 дБ и более.
Следует отметить, что выражение (2.61) позволяет достаточно
объективно оценивать предельные возможности генератора. На-
пример, при Рс = 0,5 мВт, fo = 2OO МГц, Кш = 2, Га=106, Q = 75
Д/п = 3,4 Гц. Отличие экспериментальных данных (см. рис. 2.11)
от расчетных объясняется тем, что они определяются совокуп-
ностью рассмотренных внутренних шумов генератора, а также
йнешними воздействиями. На высоких частотах вибрации, акусти-
ческие помехи, магнитные наводки, сетевые составляющие, шумы
и пульсации питающих напряжений и тому подобные эффекты
(частотный шум случайных блужданий) вызывают флуктуации
частоты и амплитуды колебания ГУН. В исследуемых генерато-
рах крутизна реактивного элемента составляла 3... 5 МГц/B. При
этом наведенное напряжение даже в 1 мкВ приводит к паразит-
ной девиации частоты в 3 ... 5 Гц.
Определенный интерес представляют генераторы на поверхно-
стных акустических волнах — ПАВ генераторы, диапазон рабочих
частот которых простирается от единиц мегагерц до единиц ги-
гагерц. При этом нижний предел обусловлен лишь размерами
имеющихся кристаллов, а верхний — технологическими возможно-
стями изготовления преобразователей электрической волны в
акустическую и обратно (подробнее см. гл. 6).
В табл. 2.4 приведены основные характеристики некоторых
генераторов на объемных и поверхностных акустических волнах
[14; 17; 19; 20].
Основным преимуществом ПАВ генератора перед другими вы-
сокочастотными источниками с объемной волной является срав-
нительно низкий уровень белого шума, который может быть по-
лучен в составе выходного колебания. В общем случае было най-
Таблица 2.4
Тип генератора Рабочая часто- та, МГЦ > дБ РС Fa. Гц Ff, Гц
Кварцевый- обычный высокодобротный высокочастотный 5 5 100...500 —120 —146 — 160 102 103 4-104 10 1 106
ПАВ с линией задержки 1000 1470 —150 —150...—165 4-104 106 10е
ПАВ с резонатором 100 1000 —170 —140 5-104 5-104 104 5-Ю5
49
дено [20], что относительный уровень шума на выходе генератора
с линией задержки в цепи обратной связи при отстройке F в по-
лосе 1 Гц можно представить в виде
/’ш [ ККпМТ ( F 1 \1
Рс ( /73 т2 + "/72 т2 + 1 ) ’ (2.71)
где т—крутизна (групповая задержка) фазовой характеристики
ПАВ прибора; К—коэффициент усиления усилителя.
Измерения показывают, что уровень фликкер-шума при одном
и том же активном элементе (усилителе) изменяется в значитель-
ных пределах от одного ПАВ прибора к другому и является, та-
ким образом, индивидуальным для каждого из них. Следователь-
но, основным источником фликкер-шума в ПАВ генераторе явля-
ется ПАВ прибор. В выражении (2.71) предполагается, что флик-
кер-шум— функция отношения K.KmkT/PG, которое соответствует
отношению несущая-шум в усилителе (рис. 2.13) [20]. На самом
деле фликкер-шум изменяется не пропорционально ККш^Т/Рс. По-
этому выражение (2.71) можно представить в виде
— = 101g Г— V-^-kT- ( —— +1М, (2.72)
где а — экспериментально определенная постоянная фликкер-шу-
ма ~5-10~17 [21], зависящая от качества поверхности ПАВ при-
бора и не зависящая от параметров усилителя. Она может быть
определена через Fa в уравнении (2.71) из отношения
Га = аРс/ККш67\ (2.73)
Из рис. 2.14 видно, что для 7?>>40 кГц уровни шумов ПАВ ге-
нераторов с шумящей герметизированной линией задержки и с
Рис. 2.14. Частотная зависимость спек-
тральной плотности фазовых флуктуаций
ПАВ генераторов с герметизированной (1)
и негерметизированной (2) линиями за-
держки
Рис. 2.13 Экспериментальный
(О) и теоретический (-----) от-
носительный уровень фликкер-
шума для четырех значений
ККш^7/Рс при Р=100 Гц
50
малошумящей негерметизированной идентичны. Однако ниже
40 кГц уровень шумов генератора с герметизированной линией
задержки увеличивается как I//73, т. е. 30 дБ/октаву. Это не свой-
ственно негерметизированному ПАВ прибору вплоть до 4 кГц,
уровень фликкер-шума которого почти на 10 дБ ниже уровня
фликкер-шума для герметизированных ПАВ приборов. Следует
отметить также, что ПАВ линия задержки, изготовленная на
кварцевой подложке ST-среза, является основным источником
фликкер-шума в ПАВ генераторах. Однако при соответствующей
обработке поверхности звукопровода (ПАВ подложки) уровень
фликкер-шума может быть значительно уменьшен. В этом отно-
шении в генераторах представляет интерес один из видов объем-
ных акустических колебаний — приповерхностные объемные акус-
тические волны [22]. По функциональному назначению такие уст-
ройства имеют много общего с ПАВ устройствами, и их исполь-
зование может иметь некоторые преимущества.
В генераторах же с ПАВ резонаторами уровень фликкер-шума
по данным [23] примерно на 15 дБ ниже уровня фликкер-шума
генераторов с ПАВ линиями задержки.
Из рис. 2.15( [12; 14; 20; 24] видно, что при отстройках
>150... 200 Гц о мГц кг(Г) 5 мрц кг> при отстройках
Г>10 кГц 5ф(Г) 500 МГЦ пав <5(₽(Г)!ооМГцкг. ПОЛОСЫ СИНХрОНИЗЭ-
ции высокочастотных генераторов следует выбирать не только из
соображений минимизации шумов, но и из условия их долговре-
менной стабильности частоты. Для реализации оптимального
спектра СВЧ колебания кварцевый генератор с [о=1ОО МГц дол-
жен обладать стабильностью не хуже ± 1 ... 1,5-10-6, а ПАВ ге-
нератор — не хуже ± 1 • 10~5 во всем рабочем диапазоне темпера-
тур. Из сравнения S^fF) для генераторов с электронной (3 на
рис. 2.14) и с механической (4) перестройкой частоты [12] следу-
ет, что первые уступают вторым примерно на 10 дБ за счет мень-
шей добротности колебательной системы и большей подверженно-
сти внешним воздействиям.
Рис. 215 Частотные зависимо-
сти спектральной плотности фа-
зовых флуктуаций, пересчитан-
ные к частоте 5 ГГц и получен-
ные экспериментальным путем
для кварцевого генератора 5 МГц
(/); кварцевого генератора !00
МГц (2); генератора с электрон-
ной перестройкой —1,3 ГГц (3);
генератора с механической пе-
рестройкой — 1,3 ГГц (4); ПАВ
генератора на линии задержки
362 МГц, (5); 500 МГц (6);
5ф(Г) для оптимального спект-
тра СВЧ колебания (7)
51
Таблица 2.5
Тнп генератора Централь- ная часто- та. МГц S<p (F), дБ/Гц, при отстройке Временная стабиль- ность, Х10“в
10 Гц 100 Гц т=1 с Q-f.
Кварцевый: 5 МГц с умножением 310 МГц ДО 310 — —137 — —
100 МГц с умножением 300 МГц до 300 —93 —93 Ь10~* —
ПАВ линия задержки зоо —38 —65 З-Ю-3 0,06
401 — —87 3-10~4 0,12
1400 —40 —72 5-10—4 0,28
ПАВ резонатор 160 — — 5-Ю-6 0,77
300 —65 —91 2-10-4 0,15
0,30
зп — —107 — 0,24
В ряде случаев особый интерес представляют данные о спект-
ральных характеристиках генераторов при малых отстройках от
центральной частоты, позволяющие сравнивать генераторы по
шумам вблизи несущей, а также по КСЧ во временной области
[25] (см. табл. 2.5).
Данные табл. 2.5 также подтверждают выводы, сделанные на
основании выражения (2.45).
Для реализации пассивных цепей низкодобротных генераторов
с электронной перестройкой (рис. 2.16) применяют отрезки несим-
Предвар стельная
установка
Рис. 2.16. Принципиальная схема генератора с электронной перестройкой ча-
стоты
52
метричных микрополосковых линий (МПЛ). Автогенераторы дан-
ного типа имеют сравнительно простую конструкцию и, как пра-
вило, не требуют сложной регулировки, но обладают в связи с
низкой Q повышенным уровнем шума и используются, главным
образом, в качестве управляемых диапазонных генераторов в син-
тезаторах частоты.
Задача повышения добротности внешних пассивных цепей СВЧ
автогенераторов была успешно решена в результате применения*
высокодоброгных диэлектрических резонаторов (ДР) на основе*
диэлектриков, обладающих большой проницаемостью (е = 30...
...150), малыми потерями tg6= (0,7 ... 2) • 10~4 и высокой термо-
стабильностью (ТК.Ч-10~6/град). Применение таких материалов
позволяет реализовать ДР, имеющие в 100—1000 раз меньший,
объем, чем полые суперинваровые резонаторы при сравнимых до-
бротности и температурной стабильности. Кроме того, ДР обла-
дают высокой механической прочностью, устойчивы к климатиче-
ским воздействиям и к перегрузкам по мощности. Малые размеры
и отсутствие замкнутых металлических полостей определяют про-
стоту связи ДР с миниатюрными СВЧ линиями передачи и ак-
тивными приборами без конструктивного изменения как ДР, так
и линий передачи. Существенные достоинства ДР—простота,
технологичность и низкая себестоимость их изготовления и обра-
ботки при высокой повторяемости параметров образцов, а также
низкая материалоемкость устройств.
Низкий уровень фазового шума получен в синтезаторе на
6 ГГц [26] при использовании высокодобротного ДР и оптималь-
ном выборе схемы генератора. Нагруженная добротность резона-
тора из титаната бария на частоте 1 ГГц была равна 7500, а не-
нагруженная 23 000. В качестве активного прибора был выбран
биполярный транзистор с минимальным уровнем фликкер-шума,
развивающий на частоте 1 ГГц мощность 1 Вт. В результате пос-
ле шестикратного умножения на частоте 6 ГГц уровень фазовых
шумов при расстройке 1 кГц составил—125 дБ/Гц, при 10 кГц
—150 дБ/Гц и 100 кГц —175 дБ/Тц. Для обеспечения долговре-
менной стабильности частоты используется опорный кварцевый
генератор, а во избежание ухудшения фазовыми шумами кварце-
вого генератора характеристик синтезатора полоса петли фазо-
вой автоподстройки выбрана равной 1 Гц. Управление частотой
осуществляется изменением напряжения на варакторе. Диапазон
перестройки ±40-10~6.
В связи с малыми шумовыми характеристиками генераторов
на ДР актуальна проблема перестройки резонансной частоты ДР
при сохранении высоких добротности и термостабильности. При-
чем наиболее сложной оказывается электронная перестройка час-
тоты, необходимая для создания управляемых генераторов для
малошумящих синтезаторов частоты. Известные методы элект-
ронной перестройки резонансной частоты ДР, основанные на ис-
пользовании нелинейных диэлектриков и ферритов, управляемых
внешним электрическим или магнитным полем, в ряде случаев
53
непригодны для СВЧ устройств в микроэлектронном исполнении
из-за громоздкости, инерционности и низкой температурной ста-
бильности. Работы по созданию миниатюрных электрически пе-
рестраиваемых диэлектрических структур в настоящее время на-
ходятся в начальной стадии и носят эвристический характер.
Выпускаемые серийно генераторы СВЧ на ДР обладают в
среднестатистическом смысле следующими шумовыми характе-
ристиками: миниатюрные генераторы на диодах Ганна в гибрид-
но-интегральном исполнении на ДР обеспечивают уровень фазо-
вых шумов до —105 дБ/Гц в диапазоне 10 ГГц при отстройке от
несущей на 100 кГц. Диоды Ганна на частоте свыше 5 ГГц обес-
печивают минимальный уровень шума по сравнению с другими
активными приборами. Для генераторов на полевых транзисторах
из арсенида галлия с барьером Шотки в диапазоне 6 ГГц при
расстройках на 10 кГц уровень шума составляет —95 дБ/Гц, для
биполярных транзисторов в этом же диапазоне —100 дБ/Гц.
Высокой температурной стабильности генераторов с ДР доби-
ваются с помощью композиционных материалов, обеспечивающих
минимальный ТКЧ. Так, на частоте 11,5 ГГц в генераторе на по-
левом транзисторе в диапазоне температур —20...+80° С был
получен ТКЧ = 10-7 град-1 [27].
Таким образом, приведенные методы анализа и сравнения шу-
мовых характеристик автогенераторов, различных по назначению,
диапазону, колебательной системе, а также результаты экспери-
мента позволяют дать оценку предельных спектральных характе-
ристик автогенераторов с приемлемой для практики точностью,
выбрать наиболее оптимальный путь формирования ВЧ или СВЧ
колебаний с повышенной чистотой спектра в интересующем диа-
пазоне частот.
2.3. Фазовые шумы высокочастотных усилителей
и умножителей частоты, фазовых дискриминаторов,
смесителей и цифровых делителей частоты
Фазовые шумы усилителей и умножителей частоты. Экспери-
ментально показано [8], что спектральная плотность фазовых шу-
мов, возникающих в усилителях и умножителях частоты (оста-
точные шумы), изменяется по закону 1// на частотах от 1 Гц до
5 ... 10 кГц и что шумы этого типа являются результатом непо-
средственной фазовой модуляции высокочастотного колебания,
проходящего буферное устройство. В отсутствие отрицательной
обратной связи по высокой частоте типичное значение Scp(F) на
модулирующей частоте 1 Гц составляет —115 дБ в полосе час-
тот шириной 1 Гц в пересчете к входу устройства. Наихудшие и
наилучшие значения равны —НО и —120 дБ соответственно и оп-
ределяются типом используемого в схеме транзистора. Типичное
значение спектральной плотности мощности одной боковой поло-
сы частот фазовых шумов, пересчитанное к входу устройства (см.
§ 2.1), составляет 5Ш(Г)= — (112-Ь 10 lg Г), дБ.
54
Максимальный разброс значений 5Ш(/7), равный 10 дБ, обу-
словлен как разницей между транзисторами различных типов, так
и разбросом характеристик транзисторов одного типа. Испыта-
ниям при этом подвергались [8] кремниевые и германиевые тран-
зисторы с высокой и низкой граничными частотами, малым и вы-
соким уровнями фликкер-шумов на постоянном токе, в пластмас-
совых и металлизированных корпусах, биполярные и полевые.
Как указывалось в § 1.3, фазовый фликкер-шум, обусловлен-
ный выходными усилителями или умножителями частоты, можно
уменьшить с помощью отрицательной обратной связи по высокой
частоте. При этом можно снизить уровень фазовых шумов этого
типа более чем на 30 дБ, т. е. S(p(7?)= — (142± 10 lg F), дБ. Прак-
тически вполне достижимо снижение уровня фазовых шумов на
40 дБ. При глубокой отрицательной обратной связи за счет под-
бора малошумящих компонентов, в частности конденсаторов на
основе посеребренной слюды [8], 5Ш(1)= —155 дБ и даже лучше.
На значение S<p(l) практически не влияют ни рабочая часто-
та (по крайней мере, в метровом диапазоне волн), ни мощность
входного колебания при изменении последнего в разумных пре-
делах. Не наблюдается также зависимость 5<р(1) ни от режима
работы усилителя (в классах А, В, С), ни от коэффициента ум-
ножения, включая единичный (у буферного усилителя).
Оценка минимального уровня тепловых шумов в точке соеди-
нения собственно генератора и буферного устройства имеет прин-
ципиальное значение, поскольку это точка, где впервые проявля-
ются тепловые шумы как наполовину амплитудные и наполовину
фазовые [28]. Флуктуационные характеристики как передающих
устройств, так и синтезаторов частот часто определяются флукту-
ациями на выходе задающего генератора, поскольку последующие
каскады, такие как транзисторные усилители мощности, транзис-
торные и варакторные умножители частоты имеют относительно
малый уровень собственного шума (—160...—170 дБ/Гц).
Для построения малошумящих источников колебаний весьма
перспективны каскады на полевых транзисторах (ПТ). Уровень
флуктуаций фазы выходных колебаний усилителя и умножителя
частоты в области естественных шумов ПТ оценим по формуле
[29]:
5ф’(О=- У1Й фн(е). (2-74)
где а — постоянная для данного транзистора коэффициента пара-
болы при кусочно-параболической аппроксимации зависимости
тока стока ПТ от напряжения на затворе Zc(Т7ЗН); /стах— макси-
мальное значение импульса тока стока ПТ; Фп(0) —функция, ха-
рактеризующая изменение спектральной плотности флуктуаций в
зависимости от угла отсечки 0 при /с max = const; п—коэффици-
ент умножения.
Существует оптимальное значение 0ОПт, обеспечивающее при
заданном /стах минимум фазовых шумов.
55
Для умножителя на ПТ КП-301Б (а=1,4-10_4 A/В2) при Т=
= 300 К и /стах = 2 мА получаем тах=4,3-10-18 Гц“а
и вблизи оптимальных для заданного /с углов отсечки уровень
фазовых шумов умножителя составляет [29]:
п = 1 (9 = 150°) (F) = - 168 дБ/Гц;
п = 2(0 = 7Оо) 5ф2) (F)= —165,5 дБ/Гц;
п = 3 (0 = 40°) S™ (F) = - 163,4 дБ/Гц.
Уровень естественных шумов усилителя и умножителя, выпол-
ненного на биполярных транзисторах (БП), можно оценить по
формуле [29]:
S<pn) = «24ЩРС, * (2.75)
где Рс — потребляемая от источника сигнала мощность. При Рс =
= (0,3 ... 0,4) мВт AkT[Pc —— (160... 165) дБ/Гц. Тогда для п = 2
получаем S<2)(p(F) =—(154... 159) дБ/Гц, для п = 3 S(%(F) =
= — (150,4 ... 155,4) дБ/Гц. Таким образом, собственные флуктуа-
ции умножителя частоты на БТ имеют значительно больший уро-
вень шумов, чем умножители на ПТ.
Учет фликкерных флуктуаций фазы коэффициента передачи
усилителей и умножителей на БП и ПТ приводит к увеличению
S<p(F) на низких частотах по закону 1/Д Оценочные формулы
(2.74) и (2.75) можно записать с учетом фликкерных шумов. Для
полевого транзистора
= (2.76)
'Стах
Для биполярного транзистора
Зф* (О = п2 77 [ 1+-/]• (2-77)
Граничные частоты фликкерных шумов фазы для ПТ FanT и для
БТ Fa6T различны и зависят не только от транзистора, но и от схе-
мы каскада. В хорошо спроектированных каскадах для источни-
ков колебаний FaOT и Габт не должны превышать 104 Гц. Поэто-
му оценки естественных шумов на частоте 1 кГц следует увели-
чить примерно на 10 дБ, чтобы получить оценки достижимых на
практике уровней фазовых шумов в усилителях и умножителях на
этой частоте.
Фазовые шумы фазовых дискриминаторов и смесителей. Од-
ним из важных узлов синтезаторов частот, использующих кольца
ФАПЧ, является фазовый дискриминатор (ФД). От типа применен-
ного ФД зависят многие характеристики синтезаторов, в том числе
такие важные, как быстродействие и ослабление побочных состав-
ляющих спектра.
56
В цифровых синтезаторах частоты с программируемыми делите-
лями весьма распространены схемы ФД типа «выборка — запоми-
нание» [8], При пилообразной форме опорного напряжения и тран-
зисторных переключателях такие дискриминаторы работают на
частотах до 1 МГц, а при синусоидальной форме и диодных пе-
реключателях вплоть до СВЧ диапазона. Эти дискриминаторы
обладают малой инерционностью и низким уровнем пульсаций с
частотой сравнения, однако кольца ФАПЧ с такими дискрими-
наторами имеют ряд особенностей. Основными из них являются
возможность ложных захватов на гармониках и субгармониках
входных сигналов, а также недостаточно широкая полоса захвата
при включении узкополосных фильтров. Кроме того, встречаются
трудности, связанные с получением большого размаха управляю-
щего напряжения и стремлением достигнуть в выходном сигнале
минимального уровня помех.
В цифровых синтезаторах частоты также распространены фа-
зовые дискриминаторы на логических элементах, среди которых
преобладают импульсные частотно-фазовые (ЧФД). Основные
преимущества ЧФД — расширение полосы захвата колец ФАПЧ
до полосы удержания и устранение ложных захватов, а главный
недостаток — большой уровень помех с частотой сравнения. В
связи с этим применение ЧФД можно рекомендовать только в
кольцах ФАПЧ с большим запасом фильтрующей способности
или при слабых требованиях к уровню дискретных побочных со-
ставляющих.
В последнее время проявляется повышенный интерес к шумам
ФД [52]. Проведенные исследования различных схем показали,
что они существенно отличаются уровнем и характером распре-
деления шумов в частотной области (рис. 2.17). Более высоким
уровнем шумов обладают ФД типа «выборка — запоминание»
(зависимости 3,4), причем с повышением рабочей частоты и неиз-
бежно связанным с этим уменьшением амплитуды опорного сиг-
нала спектральная плотность мощности (СПМ) шумов (/ на рис.
Рис. 2.17. Частотная зависимость спек-
тральной плотности фазовых шумов фа-
зового дискриминатора с выборкой из си-
нусоидального напряжения на f=l ГГц
(/); частотно-фазового на ЭСЛ микросхе-
мах (2); фазового с выборкой из пилооб-
разного напряжения на f=100 кГц (3), и
из синусоидального напряжения на f —100
кГц (4), частотнофазового на ТТЛ микро-
схемах (5) и на ТТЛ микросхемах с уси-
лителем импульсов (6')
57
2.17) возрастает. Более перс-
Таблица 2.6
Тип ФД Шумовой предел, дБ/Гц
F=3 0 Гц F=1000 Гц
Аналоговая схема — 140 —144
«Исключающее ИЛИ» — 160 —163
На основе триггера —154,1 —157,5
пективны с точки зрения шумов
’схемы ЧФД. Однако и для них
переход от ТТЛ микросхем (5
на рис. 2.17) к быстродейству-
ющим ЭСЛ микросхемам с
меньшим размахом выходных
импульсов сопровождается воз-
растанием СПМ шумов, осо-
бенно в области частотных
отстроек ниже 1 кГц (2 на
рис. 2.17). Наилучшие резуль-
таты получены для ЧФД на ТТЛ микросхемах с усилителем им-
пульсов на выходе (6 на рис. 2.17), у которого относительная СПМ
шумов в широком диапазоне частотных отстроек ниже—160 дБ/Гц.
Дальнейшее совершенствование фазовых дискриминаторов
идет по пути создания комбинированных схем, которые объединя-
ют положительные свойства дискриминаторов типа «выборка —
запоминание» и ЧФД на логических элементах. В области низких
частот, где распространены ФД с пилообразным опорным напря-
жением, уже существуют варианты комбинированных схем [30].
На очереди решение этой задачи для ФД с синусоидальным опор-
ным напряжением, что позволит расширить границу применения
комбинированных схем вплоть до СВЧ диапазона.
Таким образом, в зависимости от рабочей частоты проще все-
го реализовать ФД на основе аналогового смесителя, цифровой
схемы «исключающее ИЛИ» или на основе триггеров. Чувстви-
тельность таких ФД обычно имеет значения 70 мВ; 0,64 В и 0,32 В
на радиан ошибки соответственно. Можно изготовить специальные
ФД, использующие цепи интегрирования и сброса, расположен-
ные, например, за триггерным ФД, что позволяет повысить чув-
ствительность ценой жестких ограничений максимальной рабо-
чей частоты. В этом случае имеет место значительное, но не про-
порциональное снижению максимальной рабочей частоты улуч-
шение шумового предела.
Обычно ФД нагружен на усилитель постоянного тока. Поэто-
му для ФД, работающих на частотах значительно меньших пре-
дельных, эквивалентная плотность шума будет определяться,
главным образом, вкладом малошумящего усилителя. Зная чув-
ствительность ФД, с помощью обычных методов анализа шума
(§ 2.1) можно определить полное отношение сигнал-шум ФД на
один радиан фазовой ошибки. Затем легко вычислить среднеквад-
ратическую погрешность, которая дает единичное отношение сиг-
нал-шум и является шумовым пределом комбинации ФД-усили-
тель. Для серийно выпускаемых комбинаций ФД-усилитель ти-
пичные значения экспериментально полученных шумовых преде-
лов представлены в табл. 2.6 [31].
Определим теоретически достижимые пределы. Чувствитель-
ность балансного ФД в области естественных шумов выражается
58
через чувствительность Sm одиночного амплитудного детектора
(АД) и амплитуды напряжений на входах ФД и U2 [32]:
S (^1 + ^2) А. (2.78)
Ф Ur и2 2
Естественно, что чувствительность АД определяется совмест-
ным действием дробового шума диода и тепловых шумов внутрен-
него сопротивления генератора 7?г и сопротивления нагрузки Ra.
При Rr<.0,01 RH доминируют тепловые шумы и чувствительность
АД можно определить как
Sm = 4kT/Pc. (2.79)
Полагая U[ = U2=1 В и Рс = 0,1 мВт оценим уровень флуктуа-
ций фазы на выходе ФД с помощью (2.78) и (2.79):
фд = 4 4е = 25m = = _ 155 дБ/Гц.
2 ю~4
Данные о собственных шумах ФД в области действия фликкер-
шума F<Fa можно учитывать аналогично тому, как это было
сделано при рассмотрении шумов усилителей и умножителей:
ЗфФд(О= (t/? + ^)2 -Ml+AA (2.80)
ффд\ / 2 \ F )
Как уже отмечалось, кГц, поэтому достижимые на
практике уровни фазовых флуктуаций в ФД аналогового типа на
частоте анализа 1 кГц составляют около —145 дБ/Гц.
Относительные флуктуации фазы выходных колебаний смеси-
теля, выполненного на ПТ, в области естественных шумов можно
оценить
5Ф(Л =
^зи !с
g-1/2+g+1/2
(2.81)
где g — отношение амплитуд входных колебаний смесителя; £ —
коэффициент использования Параболического участка характе-
ристики ПТ, равный отношению суммы входных амплитуд к [7ЗИ;
/с — постоянная составляющая тока ПТ.
Отсюда видно, что при заданном U зи для уменьшения вноси-
мых смесителем шумов надо увеличить £ и стремиться к g= 1, т. е.
брать одинаковые амплитуды входных напряжений. Тогда мини-
мальная спектральная плотность флуктуаций фазы в естественной
(Г>Га) и фликкерной (Г<Га) областях соответственно будет:
(12-WkT „ . -г,—— в естественной области, (2.82)
•$Ф mln СО “ ' С7зиус 2-iGkT ( . . Г X u q . -г,—— 1 1 4- -+=- 1 во фликкернои. (^.8J) ^ЗИ^С ‘ t '
Подставляя типовые для ПТ значения Т = 300К, ^зи=3 В, /с =
59
— 10 мА, получаем 8фт1П (10 кГц) = — 164 дБ/Гц и 8Фmin (1 кГц) =
=—154 дБ/Гц.
Спектр флуктуаций фазы на выходе импульсного ФД типа «вы-
борка— запоминание» в области естественных шумов имеет вид:
о /г?\____ То / . 2nFTa / 2л FTq >2 /о
^Фифди) — л ^sin 2 / 2 / ’ '
где o2v — дисперсия шумового напряжения на емкости обра-
зующей с источником постоянного тока /0 генератор пилообразного
напряжения. Если не учитывать модуляцию фронтов управляющих
импульсов, то
oi = qQtHI0/Cl (2.85)
где (/= 1,6-10~19 К — заряд электрона; Q — коэффициент, завися-
щий от схемы переключателя и значения тока /о; tn — сдвиг во
времени в момент выборки; То — период следования управляю-
щих импульсов.
Благодаря фильтрующему множителю (sinx/x)2 основная
часть спектра сосредоточена в интервале от нуля до F0=l/2 лГ0,
причем максимальное значение, равное 8фИфД(0), будет при нуле-
вой расстройке.
Для оценки рассчетного уровня 8фИфД используем параметры
реальной схемы на транзисторах П504А: Q = 0,05; Zo= Ю мА;
L = mT0; m = 0,05; Fo = 5O кГц; С} = 500 пФ, тогда 8фИфД(50 кГц)
^2-10~17 = —167 дБ/Гц.
С учетом фликкер-шума транзистора генератора пилообразно-
го напряжения 8фг(Г), пренебрегая другими источниками шума
типа 1/f, флуктуации фазы на выходе ИФД можно оценить по
формуле
*5(р.(7)^и / 2тт FT / 2^FT„ \2
X (sin ^2.
В соответствии с [29] спектр фликкер-шума ПТ с плоскостным
затвором определяется по формуле
8Ф. (F) = 4kTS2 р0/2л F,
(2.86)
(2.87)
где 8 — крутизна транзистора при насыщении; ро — постоянная,
определяемая материалом и внутренней геометрией транзистора
(для малошумящих ПТ обычно ро=1О8 Ом/Гц).
При FaT0/2<0,3... 0,5 выражение (2.86) принимает вид:
5фИфд(Е)«8г(Е)(/и/С1)2. (2.88)
Полагая 8=1 мА/B и используя приведенные выше параметры
для схемы на транзисторах П504А, получаем
/ t„ V 1 1 2-Ю~12
S„ „фд (О = ikTS* Р„ (£) — = -л_р_.
.«о
В области частот анализа F<zFq технические шумы являются
определяющими и на Г=1 кГц 5фИфд =—149 дБ/Гц. Заметим, что
приведенные расчеты уровня фазовых флуктуаций проводились
по формулам, в основу которых положен ряд допущений. При
более строгом расчете спектра фазовых флуктуаций с учетом всех
источников шума в ИФД уровень шума оказывается несколько
хуже. В дальнейшем будем ориентироваться на данные рис. 2.16
и табл. 2.6.
Фазовые шумы цифровых делителей частоты. Современные де-
лители частоты с постоянным и переменным коэффициентами де-
ления выполняются на интегральных схемах. Отличие в постанов-
ке задачи анализа шумов интегральных схем от анализа соответ-
ствующих устройств на дискретных компонентах заключается в
том, что схемы, режимы транзисторов и т. д. в каждом элементе
заданы, а значит, и оптимизация самих схем, с точки зрения ма-
лого влияния флуктуаций, не может быть проведена. В этих ус-
ловиях задача сводится к оценке шумовых характеристик различ-
ных имеющихся интегральных схем и их сравнению. Исследова-
ния показывают, что логические элементы наиболее распростра-
ненных типов: диодно-транзисторной логики (ДТЛ), транзистор-
но-транзисторной логики (ТТЛ) и эмиттерно-связной логики
(ЭСЛ), обладают следующими отношениями сигнал-шум при
различных напряжениях запускающего сигнала (табл. 2 7).
Измерения проводились на частоте fo = 716,5 кГц при отстрой-
ке 50 кГц. Как видно из табл. 2.7, ТТЛ-схема обладает несколь-
ко худшими шумовыми характеристиками по сравнению с ДТЛ-
и ЭСЛ-схемами, что связано с наличием у нее пороговых свойств.
Однако по той же причине для ТТЛ-схемы имеется определенная
зависимость отношения сигнал-шум от частоты сигнала:
где АГ — полоса анализа; т — индекс модуляции шумом.
Поэтому на более высоких частотах предпочтительней ис-
пользовать ТТЛ-схемы. Так, при fo = lO МГц, U/ ]/2=1,5 В отно-
Таблица 27
Отношение сигнал-шум на выходе формирователя, дБ/Гц, для схемы
Запускающее напряжение U/ V 2 , В ДТЛ ТТЛ ЭСЛ
Рассчетное Измерен- ное Рассчетное Измерен- ное Рассчетное Измерен- ное
0,1 151 149 140 139 151 144
0,3 155 153 144 143 155 153
0,5 157 155 147 146 157 155
0,7 159 157 150 149 158 156
1 161 160 153 151 —
1,4 163 161 155 153 — —
61
шение сигнал-шум составляет 163 дБ/Гц. Сопоставляя данные
табл. 2.7 и 2.6 на частоте fo=lO МГц, можно сделать вывод, что
уровни шумов импульсных фазовых дискриминаторов и цифровых
делителей частоты одного порядка. Следовательно, логические
схемы обеспечивают высокое отношение сигнал-шум и не приво-
дят к заметному снижению качества сигнала синтезатора. Поэто-
му в большинстве случаев шумами делителей пренебрегают. Тем
не менее это справедливо лишь при рациональном проектирова-
нии структур импульсных узлов синтезатора, которые будут рас-
смотрены в гл. 5.
Глава 3.
ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТ
НА ОСНОВЕ СИСТЕМ ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОИКИ
ЧАСТОТЫ
3.1. Пути построения синтезаторов сверхвысоких частот
Методы и пути построения синтезаторов частот метровых и дециметровых
диапазонов волн, их классификация (рис. 3.1), достоинства и недостатки широ-
ко представлены в [4, 8, 34, 39, 41]. Своеобразие синтеза СВЧ по сравнению с
синтезом относительно низких частот связано с дополнительными трудностями
как из-за обеспечения требуемой спектральной чистоты выходных колебаний,
так и из-за поиска наиболее оптимальных схемотехнических решений, реализа-
ции необходимых компонентов, выполняющих в широком диапазоне СВЧ опера-
ции деления и умножения частоты. Результаты оптимизации шумовых харак-
теристик различных по назначению, диапазону и колебательной системе автоге-
Рис. 3.1. Классификация синтезаторов частот СВЧ диапазона
62
нераторов и других элементов и узлов синтезаторов частот (гл. 2) позволяют
наиболее правильно разрабатывать современные системы синтеза частот. Проек-
тирование и разработка синтезаторов частот с малым шагом сетки в широком
диапазоне частот при высокой стабильности частоты и фазы и предельно ма-
лым временем перестройки с одной частоты на другую является одной из ак-
туальных задач современной радиотехники. Именно с этих позиций и рассмот-
рам принципы построения систем синтеза частот, особенно СВЧ, не ухудшаю-
щих спектральные характеристики используемых автогенераторов.
Под синтезатором частот понимаем устройство, предназначенное для пре-
образования колебания высокостабильного источника в колебание, значение
частоты которого может быть установлено с необходимым интервалом (шагом)
в заданном диапазоне частот.
В настоящее время в технике связи СВЧ широко применяют декадные син-
тезаторы, при разработке которых используют два основных метода: прямого
и косвенного синтеза.
Метод прямого синтеза основан на выполнении ряда арифметических опе-
раций над частотой колебания опорного генератора с последующей фильтра-
цией требуемого колебания выходного сигнала При методе косвенного синтеза
выходное колебание создается диапазонным генератором с электронной пере-
стройкой, стабилизируемым датчиком опорной частоты с помощью кольца фа-
зовой автоподстройки частоты. В сложных синтезаторах можно использовать
комбинацию этих методов, что позволяет реализовать наилучшие электрические
параметры, присущие различным схемам синтеза.
Можно выделить три основных направления построения систем синтеза
СВЧ, в которых вопросы обеспечения требуемой спектральной чистоты выход-
ных колебаний стоят наиболее остро.
Первое — использование хорошо отработанных и освоенных в производст-
ве синтезаторов метровых волн с последующим умножением частоты выходного
колебания fBHx в СВЧ диапазон. Однако при умножении частоты в N раз по-
вышается уровень паразитных составляющих спектра выходного колебания
пропорционально 20 lg N. Обратимся к примеру «классического» синтезатора
частоты (рис. 3 2,а). Предположим, что на СВЧ спектральные составляющие (в
том числе и детерминированные) выходного колебания должны быть подавле-
100... 111 МГц ,Af=5,2 кГц 4,80... 5, ГГц , АГ=25О кГц
. Синтезатор
частот
\ Умножитель
---* частоты
к 48
а)
Синтезатор
частот
— ...—' уС
Смеситель вых
в)
Датчик опор-
ных частот
I
Рис. 3.2. Схемы получения сетки частот СВЧ умножением (а) автоподстрой-
кой СВЧ генератора (б), гетеродинированием (в), гетеродинированием в коль-
це ФАПЧ (г)
63
ны на 60... 70 дБ по отношению к мощности основного колебания, тогда уро-
вень спектральных составляющих выходного колебания синтезатора метровых
волн при ^=48 должен быть не более —94...—104 дБ. Реализовать такие
требования очень сложно, а в синтезаторах прямого синтеза при приемлемых
быстродействии, потребляемой мощности и массо-габаритных характеристиках
практически невозможно. На практике дело решается компромиссом. По воз-
можности синтезатор проектируют на более высокие частоты с тем, чтобы
иметь допустимый коэффициент умножения с точки зрения обеспечения удов-
летворительных спектральных характеристик СВЧ колебания в интересуемом
диапазоне частот.
Для переноса сформированной сетки частот в СВЧ диапазон эффективно
использовать кольцо ФАПЧ в качестве узкополосного перестраиваемого фильт-
ра, позволяющее обеспечить необходимое подавление фазовых шумов и побоч-
ных составляющих в спектре выходного сигнала (рис. 3.2,6).
Вторым широко распространенным направлением (рис. 3.2,е) является пе-
ренос частоты синтезатора метровых или дециметровых волн в диапазон СВЧ
путем суммирования частоты его выходных колебаний с колебаниями одного
или нескольких высокостабильных СВЧ генераторов или СВЧ колебаниями, фор-
мирование которых с позиций минимизации шумовых спектров рассмотрено в
§ 2.2. При этом спектральная плотность мощности фазовых флуктуаций вы-
ходного колебания S(pS(F) складывается из спектральных плотностей колеба-
ния синтезатора частоты S(pC4(F) и СВЧ колебания 5фСВЧ1(Г), т. е. —
сч(Г)-{-5ф СВЧ(Г). В таком случае уровень детерминированных составляю-
щих выходного колебания, как правило, определяется уровнем составляющих
колебания синтезатора частоты. Недостатком способа является необходимость
сильного подавления комбинационных составляющих f КОМ б--- nfc4±mfCB4, обра-
зуемых в выходном смесителе.
Поэтому наиболее целесообразно применять СВЧ генератор, подстраивае-
мый по частоте выходного колебания синтезатора, и осуществлять перенос час-
тоты в кольце ФАПЧ (рис. 3.2,г). Последнее выступает в роли дополнитель-
ного фильтра для подавления детерминированных и комбинационных состав-
ляющих, имеющих место в синтезаторе и тракте переноса частоты.
Основными качественными показателями синтезатора являются выражен-
ные в той или иной форме спектральные характеристики их выходных колеба-
ний и время переключения частоты. Шаг сетки частот синтезаторов УВЧ—СВЧ
выбирают, исходя из возможности получить требуемые спектральные характерис-
тики при известных параметрах генераторов, управляемых напряжением (ГУН).
Обычно спектральные характеристики ГУН УВЧ—СВЧ в ближней зоне суще-
ственно хуже характеристик колебаний в этом же диапазоне, образованных
умножением частоты опорного генератора. Поэтому частоту сравнения в коль-
цах ФАПЧ и, соответственно, шаг сетки выбирают с учетом необходимого ос-
лабления ближних спектральных составляющих ГУН кольцом ФАПЧ. Более
мелкая сетка частот формируется отдельным синтезатором, работающим в диа-
пазоне более низких частот с перекрытием по частоте, равным шагу сетки
синтезаторов УВЧ—СВЧ.
Рассмотрим особенности построения синтезаторов частот с кольцами ФАПЧ.
Пусть требуется на выходе синтезатора СВЧ получить сетку из М частот с
наименьшей f0 и шагом Af. Тогда значение выходной частоты с номером т
определяем по формуле т—0, 1, ..., М.
64
Все частоты выходного колебания синтезатора кратны частоте задающего
кварцевого генератора [кг- Схема на рис. 3.3,а удовлетворяет этим требованиям
и представляет собой цепочку из трех умножительных каскадов с кратностями
умножения пь п2 и пз, на вход которой подают колебания с частотами fi =
==^кг_}_/пД^/п1П2Пз, сформированными в блоке формирования сетки частот (ФСЧ)
из колебаний кварцевого генератора, причем fKr=|fo/«i«2n3. Особенностью схемы
на рис. 3.3,а является реализация умножителя с краткостью п2 на кольце
ФАПЧ, что позволяет улучшить фильтрацию помех, поступающих на его вход.
Использование делителя частоты (ДЧ) уменьшает коэффициент передачи флук-
туаций фазы по цепи обратной связи и вынуждает увеличивать коэффициент
передачи с выхода ФД ко входу ГУН. Последнее обстоятельство приводит к
усилению влияния собственных шумов ФД на флуктуации фазы выходного
колебания. Кроме того, стремление получить малый шаг сетки, уменьшив час-
тоту сравнения на ФД, обусловливает более жесткие требования к элементам
фильтрации в цепи обратной связи. Фильтры представляют собой минимально-
фазовые цепи, амплитудно-частотные характеристики которых однозначно свя-
заны с их фазочастотными. В результате попытка получить меньший шаг сетки
при сохранении требований к подавлению побочных составляющих может при-
вести к значительным фазовым сдвигам в элементах фильтрации и вызвать по-
терю устойчивости кольца ФАПЧ. Действительно, в силу критерия Найквиста
система (кольцо ФАПЧ) является устойчивой, если на частоте, при которой
коэффициент передачи равен единице, фазовый сдвиг в ней по абсолютному
значению менее л. Для уверенной работы необходимо не только удовлетворить
критерию Найквиста, но и иметь определенные запасы по фазе и амплитуде
(по усилению). Обычно запас по фазе выбирают равным 30°, а по усилению
10 дБ.
Влияние шумов ФД можно ослабить (рис. 3.3,6), включив в кольцо ФАПЧ
вместо делителя частоты (ДЧ) смеситель (СМ), опорное колебание которого
получается умножением на (п2—1) разностной частоты f2, выделяемой на вы-
ходе кольца.
Сетку частот формируют с помощью умножительного кольца ФАПЧ, содер-
жащего делитель частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) в
цепи обратной связи (рис. 3.3,е). При этом сетка выходных частот связана с
опорной частотой импульсно-фазового дискриминатора (ИФД) соотношением
fo+^Af=n2n3((n1o+m)fon. Отсюда следует, что опорная частота ИФД /оп долж-
на удовлетворять двум условиям: ni0n2n^oa=f0 и п2л^Оп=М, тогда /»io=fo/Af, т. е.
такая схема позволяет сформировать сетку частот, шаг которой в целое число
раз меньше ее нижней частоты. Если выбрать частоту КГ кратной шагу сетки
(}кг=М&[), то между КГ и ИФД должен быть включен делитель с кратностью
Nn2n3. Недостатком данной схемы, как и схемы на рис. 3.3,а, является наличие
ДЧ высокой кратности в цепи обратной связи (ОС), что также приводит к уве-
личению вклада собственных шумов ИФД.
Влияние собственных шумов ФД можно ослабить, заменив ДЧ с постоян-
ным коэффициентом деления в цепи ОС смесителем (рис. 3.3,г). Если выбрать
частоту сдвига [сЯк колебания, подаваемого на смеситель, так что /сдв=ПюХ
Х'(л2—l)fon, то в схеме на рис. 3.3,г формируется та же сетка частот, что и в
схеме на рис. 3.3,в, а коэффициент деления в цепи ОС снизится в л2 раз. Од-
нако при формировании сетки частот с мелким шагом коэффициент деления
ДПКД и в этой схеме может оказаться еще достаточно высоким. Его можно
65
дополнительно уменьшить, если построить синтезатор по многокольцевой, в
частности трехкольцевой, схеме (рис. 3.3,д). Шаг сетки формируется в кольце
с низкой частотой (Л=/Кг), что позволяет применить ДПКД с небольшим Кя.
С помощью смесительно-умножительных колец ФАПЧ эта сетка частот пере-
носится в СВЧ диапазон без изменения шага mAf с последующим умножением
в выходном умножителе на п3. Коэффициенты умножения смесительно-умножи-
тельных колец (Аг^з) можно сделать невысокими, тем самым ослабив влияние
собственных шумов их ФД на чистоту спектра выходного колебания синтеза-
тора.
Такое схемное решение позволяет получить ту же сетку частот, что и в
схеме на рис. 3.3,г, однако коэффициент деления в цепи ОС выходного кольца
здесь может быть снижен в (п10+п)/А3 раз. Таким образом, в схеме на рис.
65
Г^(П1Н^Н2+1)Г^тЛТ
Рис. 3.3. Базовые структурные схемы синтезаторов частот с делителем в цепи
ОС кольца ФАПЧ (а), со смесителем в цепи ОС кольца ФАПЧ (б), с ДЧ и
ДПКД в цепи ОС кольца ФАПЧ (е); с ДПКД и смесителем в цепи ОС коль-
ца ФАПЧ (г); с тремя кольцами ФАПЧ (д)
3.3,д снимается противоречие между требованиями небольшого шага сетки
частот на выходе источника колебаний СВЧ и низкого уровня фазовых шумов.
Эффективной мерой снижения влияния собственных шумов ФД на качество вы-
ходного колебания синтезатора является соединение колец ФАПЧ через делите-
ли частоты (см. гл. 4).
3.2. Структурные схемы синтезаторов с кольцами фазовой
автоподстройки частоты
Структурные схемы на рис. 3.3 назовем базовыми. Именно
для них проведем анализ шумовых характеристик выходного ко-
лебания и исследуем минимально достижимые уровни шумов, ба-
зируясь на [37, 45, 46, 48] и других. При этом учтем шумы, ге-
нерируемые функциональными узлами синтезатора, генераторами
с электронной перестройкой и опорными генераторами, пренебре-
гая внешними воздействиями, связанными с окружающей средой
(вибрациями, микрофонным эффектом, наводками и т. п.) и с ис-
точниками электропитания. Рассмотрим схему (рис. 3.4,а), соот-
ветствующую функциональной схеме рис. 3.3,а, на которой Фот—
флуктуации фазы опорного кварцевого генератора; ФСмп — ре-
зультирующие флуктуации фазы на выходе смесителя; Ффсчп—
результирующие флуктуации фазы на выходе формирователя сет-
«7
Рис, 3.4. Функциональные схемы синтезатора частот с делителем в цепи ОС
ФАПЧ со всеми источниками действующих шумов (а) и с шумами, приведен-
ными к трем источникам (б)
ки частот; Ф^.п — флуктуации фазы умножителя частоты с крат-
ностью п\', Ффдп — эквивалентные флуктуации фазы ФД, опре-
деляемые как отношение шумового напряжения на его выходе к
крутизне характеристики ФД; ФЦфКп— шумы цепи фильтрации-
коррекции (ЦФК), приведенные к ее входу; ФгуНп — флуктуации
фазы ГУН при фиксированном напряжении на реактивном эле-
менте; ФДч п — флуктуации фазы делителя частоты кратностью
п2; Фп8,п — флуктуации фазы, вносимые выходным умножителем
частоты с кратностью пз. Индекс п означает сигнал шума.
Поскольку все шумы, генерируемые или добавляемые каждым
структурным компонентом схемы, очень малы по сравнению с
мощностью полезного сигнала, в соответствии с правилом нало-
жения их можно просто добавлять к соответствующим входным
или выходным воздействиям (каналам) [37]. На основании тео-
рии небольшого сигнала применим метод преобразования Лапла-
са для вычисления уровня выходного шума рассматриваемых сис-
тем или соответствующих спектральных плотностей мощности
фазовых флуктуаций. Структурные преобразования схемы на
рис. 3.4,а позволяют заменить все действующие источники шума
тремя (рис. 3.4,6):
Ф1,П = ^1 ( 14-------Фогп + П1 Ффсчп + Фп1,п + Ффдп +
\ п± п2 п3 /
4“ФцфНП Фдчп» (3*1)
Фг.П = ФруН П> Фз,П = ФпЗ, п •
68
Тогда результирующие флуктуации фазы колебания на выходе
схемы можно определить как
ФВЫХ~Нз1 (р) Ф1,п + ^32 (р) Ф2,П + Фз,П» (3.2)
где
Кцфк (р) »$рун £фд/Р
— передаточная функция замкнутого кольца ФАПЧ по внешним
шумам,
(3.3
Н31(р) =
— передаточная функция замкнутого кольца ФАПЧ по внутрен-
ним шумам,
Яр (р) = Яцф„ (Р) — (3.5)
Р П2
— передаточная функция разомкнутого кольца ФАПЧ.
Анализ выражений (3.1) — (3.5) и работы кольца ФАПЧ по-
казывает, что для помех, действующих на ГУН, и собственных
шумов генератора (внутренних помех) система ФАПЧ представ-
ляет собой фильтр верхних частот, а для помех, воздействующих
на остальные элементы и узлы (в том числе опорный КГ), и соб-
ственных шумов этих элементов синтезатора (внешних помех) —
фильтр нижних частот.
При отсутствии помехи в любой системе имеет место устойчи-
вый режим синхронизации. При действии внутренней помехи с
частотой Qn, меньшей частоты среза ЦФК Нф, в режиме авторегу-
лирования на выходе ЦФК появляется управляющий сигнал,
стремящийся компенсировать действие помехи. С увеличением
Нп фильтрующее действие кольца ФАПЧ ослабляется и устрем-
ляется к нулю при Ип^>Пф, а степень паразитного воздействия
такой помехи на выходное колебание ГУН может быть велика.
Учитывая, что кратковременная нестабильность частоты ГУН в
синтезаторе при большой постоянной времени кольца ФАПЧ оп-
ределяется собственной нестабильностью ГУН в свободном со-
стоянии (кольцо ФАПЧ разомкнуто), для получения низкой крат-
ковременной нестабильности частоты ГУН необходимо расширять
полосу пропускания ЦФК.
При действии внешней помехи с частотой Ип'СПф в управляю-
щем сигнале на выходе ЦФК присутствует значительная паразит-
ная составляющая, определяемая амплитудой помех, следователь-
но, и уровень паразитных компонентов в выходном колебании
ГУН может быть велик. При фиксированной амплитуде помехи
степень воздействия ее на колебания ГУН уменьшается с ростом
i2n, а при Ип^Пф очень мала. Значит, для уменьшения внешних
помех необходимо сужать полосу пропускания ЦФК. Таким об-
разом, зная спектральные плотности шумов на входах системы
69
ФАПЧ и задаваясь передаточной функцией ЦФК, минимизируем
спектральную плотность шумов на выходе ГУН. Из (3.2) следу-
ет также, что с увеличением П1П2Пз спектральная плотность флук-
туаций фазы в выходном колебании за счет шумов опорного КГ
в полосе ЦФК увеличивается пропорционально (п\П2п3)2. Следо-
вательно, предъявляются сравнительно жесткие требования к
спектральной чистоте сигнала опорного КГ. Кроме того, с ростом
п2, особенно с делителем частоты с переменным коэффициентом
деления (ДПКД), ухудшаются и фильтрующие свойства системы
ФАПЧ синтезатора по отношению к внутренним помехам. В то же
время положительные качества однокольцевых синтезаторов час-
тот заставляют искать пути для их использования тогда, когда
требуется получить большое число частот в заданном диапазоне,
а шаг сетки не позволяет непосредственно получить хорошие ди-
намические характеристики кольца. Оптимальным является раз-
работка высококачественных ГУН, сведение к минимуму той по-
лосы частот, в которой необходимо подавлять помехи, воздейст-
вующие на ГУН, и тем самым ослаблять до предела требования,
предъявляемые к динамическим характеристикам кольца. Для
этого всеми средствами защищаем ГУН от воздействия помех, до-
биваясь того, чтобы без кольца ФАПЧ уровень суммарной пара-
зитной девиации частоты (фазы) выходного колебания генерато-
ра в интересующих нас полосах видеочастот не превосходил до-
пустимого, а автоподстройкой достигалась в основном требуемая
долговременная стабильность частоты выходного колебания.
Схема на рис. 3.5,а, соответствующая функциональной схеме
на рис. 3.3,6, отличается от схемы на рис. 3.4,а наличием еще
двух источников шумов: ФП2-1,флуктуации фазы умножителя
частоты с краткостью п2—1 в цепи формирования опорного коле-
бания для смесителя в цепи ОС кольца ФАПЧ; ФСМп — флуктуа-
ции фазы на выходе указанного смесителя.
Заменяя с помощью структурных преобразований все дейст-
вующие источники шума тремя (рис. 3.5,6), получаем:
Фьп —
^1 ( 1 “Ь ) Фог П + П1 ФфСЧ П “Ь Фщ . п I Фсм п “Ь
\ Hi п2 п3 / ф J
+ Фп2-1.П
(3.6)
где Ф2,п и Фз,п для данной схемы по-прежнему описываем равен-
ствами (3.1). Результирующие флуктуации фазы выходных коле-
баний после умножения на п3 запишем в виде (3.2), где #3i(P)
и Н52(р) определяем равенствами (3.3) и (3.4), соответственно,
а Нр(р) в этом случае имеет вид:
(р) (р) -^фд *^гун/р>
(3.7)
т. е. модуль ее в п2 раз больше модуля для схемы на рис. 3.4.
В структурной схеме на рис. 3.6,а, соответствующей функцио-
нальной схеме синтезатора с ДПКД (рис. 3.3,в), помимо уже из-
вестных источников шума ФОгп, Ффдп, Фцфк п, Фдчп, ФГун п, дей-
70
Рис 3 5 Функциональные схемы синтезатора частот со смесителем в цепи ОС
ФАПЧ с источниками всех действующих шумов (а) и с шумами, приведенны-
ми к трем источникам (б)
Рис. 3 6. Функциональные схемы синтезатора частот с ДЧ и ДПКД в цепи
ОС ФАПЧ со всеми источниками шумов (а) и шумами, приведенными к трем
источникам (б)
ствуют следующие: Ф'ДЧп — флуктуации фазы делителя частоты
кратности 1/Л7п2Пз; ФДПКДп— флуктуации фазы ДПКД.
Заменяя все действующие источники шума тремя (рис. 3.6,6).
по-прежнему Ф2)П и Ф3>п определяем равенствами (3.1), а
ф1-п= N фогп+ф;чп+фиФДп+
/V Pj п.^
+ Фцфк п Фдпнд п ~ ФП4, п • (3.8)
Иц, ~Г т
71
Результирующие флуктуации фазы колебания на выходе системы
определяем равенством (3.2), где Н31 (р) и Н32(р) определяем из
(3.3) и (3.4) соответственно, а
nt (Р) = Кдфк(р) ^25- —У— —
р «10+™ П2
(3.9)
Структурная схема (рис. 3.7,а), соответствующая функцио-
нальной схеме на рис. 3.3,г, отличается от предыдущей (рис. 3.6,а)
тем, что в ней отсутствует делитель кратности п2 и, следовательно,
источник шума ФП1 ,п, но появляются два дополнительных источни-
ка шума: Ф(п1-1)п10,п — флуктуации фазы на выходе умножителя ча-
стоты кратности (п2—1)пю; Ф"СМп — шумы смесителя в цепи ОС.
Заменяя все действующие источники шума тремя (рис. 3.7,6),
полагаем, что Ф2,п и Фз,п определяются из (3.1), а
Ф1,п“ Т,---- Фогп + Фдчп + Фифдп + Фцфип“
W п2 п3
1
— ф
^ДЦКД П „ < т
«ю + т
| «10 («2 — 1) Г 1
П1О + т L N «2 п3
". . , Ф(я2-1)я10
п10 + /п
Фог п + Фдчп J •
(3.10)
1
Результирующие флуктуации фазы выходного колебания системы
имеют вид (3 2), где /7з1 (р) и //32(р) определяем равенствами
(3.3) и (3.4) соответственно, а
н, (р)=Лдфк (р) —Ь- , (3.11)
Р «10 + т
т. е. модуль ее в ns раз больше модуля схемы на рис. 3.6.
Рис. 3 7 Функциональные схемы синтезатора частот с ДПКД и смесителем в
цепи ОС ФАПЧ с источниками шумов всех функциональных узлов (а) и шу-
мами, приведенными к трем источникам (б)
72
Рис 3 8 Функциональные схемы трехкольцевого синтезатора частот с источ-
никами шумов всех функциональных узлов (а) и источниками шумов, приве-
дэнными к трем в выходном кольце ФАПЧ (б)
Из структурной схемы на рис. 3.8,а, соответствующей функ-
циональной схеме на рис. 3.3,д, видно, что спектр выходного ко-
лебания данного трехкольцевого синтезатора частот определяется
его выходным кольцом ФАПЧ. Заменяя все действующие в этом
кольце источники шума тремя (рис. 3.8,6), по-прежнему Ф2,п и
Фз,п определяем из (3.1), а внешние и приведенные к ним шумы
записываем так:
Ф1 ,П = Ф/lt ,п + «1 Фог п + Ффд п + Фцфк п “ Флг,,П — — (Фсмяп —
-Ффс2п), (3.12)
Где Ффс, п = Фгун 2 + 11 Нз2 2 (р) у] [Фог + (Ффд +Фцфк) 2— (Фя > 4"
73
4- CM* jy—#321 (р)—результирующие флуктуации фазы на
выходе второго кольца ФАПЧ, формирующего шаг сетки; //321 (р)
и #зг 2 (р)—передаточные функции кольца ФАПЧ по отношению
к внешним и внутренним шумам соответственно; результирующие
флуктуации фазы ФфС i на выходе первого кольца ФАПЧ, форми-
рующего шаг сетки частот, записываем по аналогии с Ффсг через
передаточную функцию первого кольца ФАПЧ. Тогда результи-
рующие флуктуации фазы на выходе системы имеют вид (3.2),
где #31 (р) и #32 (р) определяем равенствами (3.3) и (3.4) соот-
ветственно, а
#р(р) =
If £ФД ^гун 1 1
КЦфК(Р) ---------] Na
(3.13)
и модуль ее может быть в (Пю—/п)/#з раз больше модуля схемы
на рис. 3.7.
Проведенный анализ структурных схем источников колебаний
показал, что вклад собственных флуктуаций умножителя кратно-
сти #з во флуктуации фазы выходного колебания одинаков во
всех рассмотренных схемах. Кроме того, при равенстве коэффи-
циентов передачи замкнутых колец ФАПЧ по внутренним шумам
для рассматриваемых схем и равенстве собственных флуктуаций
фазы Фгун применяемых в них ГУН вклад последних в результи-
рующие флуктуации также будет одинаков. Таким образом, от-
личие флуктуаций фазы выходных колебаний рассматриваемых
типов синтезаторов частот определяем лишь внешними и приве-
денными к ним шумами, которые при проведенном анализе обо-
значались через Фь Следовательно, для достижения наилучшей
чистоты спектра необходимо обеспечить достаточную фильтра-
цию собственных флуктуаций фазы ГУН и уменьшить приведен-
ные внешние шумы Фь
3.3. Оценка предельно-достижимых уровней фазовых шумов
синтезаторов с кольцами ФАПЧ
В § 3.2 показано, что все действующие в указанных вариантах
синтезаторов частот шумы можно привести к трем видам: внеш-
ние шумы Ф1.п, внутренние Фг.п и шумы Ф3п последнего умножи-
теля частоты кратности Пз. Результирующие флуктуации фазы
выходного колебания синтезатора описываем уравнением (3.2),
где #31 (р) и #32(р)—передаточные функции внешних и внут-
ренних шумов по замкнутому выходному кольцу ФАПЧ соответст-
венно.
В табл. 3.1 приведены выражения для #3i(p) и результирую-
щие флуктуации фазы ФВЫх на выходе синтезаторов, выполненных
по схемам на рис. 3.3. Под #3i для схемы рис. 3.3,а,в и г понима-
ем передаточную функцию внешних шумов по замкнутому кольцу
74
Таблица 3.1
Схема на рис. 3.3 Передаточная функция замкнутого кольца ФАПЧ по внешним шумам Результирующие флуктуации фазы на выходе Фвьи синтезатора частот
Яр (р) «2 1 + Яр(р) Яр (р) 1+Яр (Р) Яр (р) л2 («ю + tn) Яр (р) («ю + tn) 1+Яр (р) (— Г (, т \ «з 1Я31 (р) «г 1 «i 1 1 4" ) Фог 4" «хФфсч 4" 1 1* \ «1«2«3 / 4" Ффд 4" Фцфк Фдч J 4- Я32 (р) Фа j 4" Ф» ( Г (. tn , «з 1Я31 (р) ntn2 1 1 + Фог + л1л2Ффсч 4- 1 L \ «i«2«s 4" Ффд 4" Фцфк — Фсм — ФП1—1J 4- Я32 (р) Фа} 4* Фд «з |Яз1 (р) л2 (л10 т) Г ФОР Ф ч 4“ Фифд 4* ( L Лл2л3 1 л ) 4" Фцфк Фдпкд । Фдч I 4" Я32 (р) Фаг + Фз «10 4"т J ) П3 |я31 (р) (Я10 + /л) Г Л2 f ФОГ 4" Фдч 4" Фцфд4" 1 L \ 4-Фцфк Фдпкд , (фсм4-Ф(П1_ 1)д е) I 4* «ю “г т J 4-Яза (р)Ф2}4-Фз
ФАПЧ без делителя частоты и ДПКД в цепи обратной связи. В
соответствии с (3.4) для всех схем
яиа>)-1/[1+я»до].
Поскольку
Н31 (р) = | 1 ПРИ ,Я₽ b (3.14)
1Яр(р) при |Яр(р)|<1,
f —-— при | Яр (д) | > 1,
Н32(Р) = { ВД (3.15)
( 1 при |Яр(р)|<1,
то при малых отстройках от несущей, где |Яр(р) |^»1, кольцо
ФАПЧ осуществляет фильтрацию внутренних шумов, а при боль-
,ших отстройках от несущей, где |Яр(р) |<С1—внешних. Отсюда
предельно достижимые уровни спектральной плотности (У7) в
области низких частот F определяем внешними шумами, а в об-
ласти высоких частот F — внутренними, т. е. собственными шума-
ми ГУН. Следовательно, для получения предельно достижимых
уровней надо на низких F подавить собственные шумы ГУН до
Уровня внешних, а на высоких частотах F наоборот. Именно ис-
75
+ _1_ 10-39,4 /=2_|_ Д_ --------
f2 10 р 2
ходя из этих условий, и выбираем требуемые вид и значение
| Нр (р) |. Таким образом, с помощью (3.2) оцениваем предельные
уровни в конкретной схеме источника колебаний и условия их до-
стижения, а также выделяем те элементы синтезатора, вклад ко-
торых в результирующие шумы является определяющим в дан-
ной схеме.
Рассматривая приведенные на рис. 3.3 схемы источников ко-
лебаний, предположим, что они формируют сетку из 10 частот с
шагом 10 МГц на частоте fo порядка 10 ГГц.
Анализ данных о собственных шумах опорных КГ (§ 2.2) по-
казал, что меньший уровень шумов имеют КГ с достаточно высо-
кой частотой /(/кг=50... 200 МГц). Для получения практических
значений коэффициентов ha (табл. 1.1 и выражение (2.43)) ис-
следовали шумовые характеристики примерно 60 КГ в диапазоне
частот от 5 до 170 МГц. Для усредненного КГ получили следую-
щее уравнение [37]:
S. Ог (F) = = 2- 10 - 37.25 Р +
у.иг \ / 2 рз 'О'
/0
4,9
— • (3.16)
о
В результате исследования значений ha коэффициентов, в
частности, наилучших кварцевых генераторов, пришли к выводу,
что шумы с законом изменения 1/F3 и 1/F2 определяются шумом
кварцевого резонатора, а не транзистора [1]. Эти сведения под-
тверждают теоретические исследования в § 2.2, в частности, за-
висимости уровня фликкер-шума от мощности генерации (2.65).
Для упрощения последующих оценок положим for=100 МГц для
всех рассматриваемых схем источников колебаний. Возможность
этого допущения (§ 2.2) основывается на том, что КГ с fo=
= 100 МГц обычно подстраивается с помощью кольца ФАПЧ по
прецизионному КГ или квантовому стандарту частоты с /0=1; 5
или 10 МГц. При этом частота, на которой сравниваются шумы
низкочастотного и высокочастотного КГ, находится в диапазоне
100... 200 Гц (см. рис. 2.8). Шумы при отстройках Г<100...
... 200 Гц определяются шумами опорных КГ.
Справедливость уравнения (2.43) и данных табл. 1.1 примени-
тельно к ГУН подтверждается вычислениями коэффициентов /г-;
и ho для различных типов генераторов на основе большого числа
опубликованных данных, соответствующих результатов упрощен-
ной теоретической модели шума автогенератора, изложенной в
§ 2.2. Среднее значение постоянной фликкер-шума tz-i = /i-i4Q2L~
«10-11 и практически не зависит от типа генератора в диапазо-
не частот от 5 МГц до 100 ГГц. Сказанное характерно и для по-
стоянной белого шума, среднее значение которой ao=ho4Q2L^
«ю-15.
76
Из-за недостатка данных о мощности шума на частотах, пре-
вышающих частоты, преобразования Фурье, нельзя эксперимен-
тально подтвердить зависимости hv и /г2 от 1//20. Некоторое пред-
ставление дает выше проведенное исследование свойств шумов
ГУН. Суммируя все ранее представленные результаты, получаем
общее выражение спектральной плотности шума генератора
S (Я= 5(Ргунп 1 10~11,6 1 10~15,6 1 Ю"11 10~15
У’ГУЯ /о2 F3 dl F2 Ql F /о2 /о
(3.17)
и графически представим нормированные характеристики фазово-
го шума, состоящие из двух рядов прямых линий с параметрами
Ql и f0 (рис. 3.9).
В [37] установлено, что постоянные a~i уч и «о уч почти одина-
ковы для правильно рассчитанных транзисторных умножителей
частоты независимо от частоты
+ (3.18)
В диодных умножителях частоты уровень фликкер-шума будет
выше и составит 1012,9//7. Сравнивая (3.16) и (3.18), видим, что
Рис 3.9. Нормированные характеристики фазового шума автогенераторов при
различных нагруженных добротностях Ql резонатора и выходных частотах /о
77
спектральные плотности шума фазовых флуктуаций умножителя
меньше соответствующих плотностей лучших КГ. Следователь-
но, можно сделать вывод, что фазовый шум Sv/fo заметно не
ухудшается при прохождении сигнала через правильно рассчитан-
ный умножитель частоты. Необходимо отметить, что это не отно-
сится к диодном умножителям частоты. При дальнейших оцен-
ках будем считать, что умножитель лишь увеличивает поступаю-
щие на его вход шумы.
Следовательно, высокая кратность выходного умножителя мо-
жет значительно ухудшить спектр выходного колебания синтеза-
тора частот. При последующих оценках положим, что /ig=10 и со-
ответственно частота ГУН равна 1 ГГц.
Шум ЦФК. В пассивном резистивно-емкостном фильтре име-
ются два основных источника шума: конденсаторы и резисторы
(угольный резистор), которые могут генерировать значительный
уровень шума 1//. Поэтому при проектировании схем с малым
шумом необходимо подбирать их индивидуально. Целесообраз-
но применять пленочный металлический резистор. Вторым источ-
ником шума является развязывающее сопротивление Rp, которое
отделяет варактор от фильтра и ФД. Соответствующая плотность
мощности шума составляет
SvP = 4kTRp «/?р* 1,66* 10-20 В2/Гц,
а при типовом значении коэффициента усиления ФД КфД~0,3 по-
лучаем
<S<pF = T?p-1,84-10-19 рад2/Гц. (3.19
Фазовый шум в усилителях постоянного тока рассчитать не
так легко даже при использовании апробированной структурной
схемы. Обычно напряжение шумов на входе составляет несколько
нановольт на корень квадратный из 1 Гц на частотах 10... 100 Гц.
Спектральную плотность шума ВЧ усилителей, как отмечалось в
гл. 2, определяем
Зф ус (F) « + ю-ч (3.20)
Фазовый шум в фазовых детекторах и смесителях частоты.
Самыми малошумящими ФД являются двойные балансные пре-
образователи частоты на диодах с барьером Шотки. Измерения,
проведенные различными авторами, позволяют представить:
in-14±1
5ффд(Г)«^т— +10-", (3.21)
а ИФД типа «выборка — запоминание»
5фифд(^) = ---- +10-“ (3.22)
Учитывая возможности реализации ФД и ИФД, считаем, что
первые работают на частоте 100 МГц, а вторые — на частоте
100 кГц.
78
Фазовые шумы\ цифровых фазовых детекторов и делителей
частоты — цифровых устройств (ЦУ), как отмечалось в гл. 2,
примерно одинаковы:
Ю”14’7
5Фцу(^)« ^т-+1°-16-5. (3.23)
Анализируя (3.16) — (3.23), считаем, что делители частоты с
постоянным и переменным коэффициентами деления, цепи фильт-
рации и коррекции, а также формирователь сетки частот ФСЧ в
схемах на рис. 3.3,а и б не имеют собственных шумов. В действи-
тельности это не верно. Однако такое допущение не приведет к
грубым ошибкам, но позволит оценить влияние структуры коль-
ца ФАПЧ на результирующие флуктуации фазы выходных коле-
баний синтезатора частот.
3.4. Шумы синтезатора частот, выполненного
по однокольцевой схеме
Рассмотрим источники колебаний, схемы которых приведены
на рис. 3.3,а и б. В соответствии с принятыми значениями час-
тот делитель частоты в цепи ОС должен иметь п2=10, а для по-
лучения частоты f2 умножитель кратности П\ не нужен, т. е. П\ =
= 1; как упоминалось ранее, zz3= 10, т меняется от 1 до 10. Из
табл. 3.1 видно, что схема со смесителем в кольце ФАПЧ (рис.
3.3,6) позволяет в п2 раз снизить вклад собственных шумов ФД
во флуктуации фазы выходного колебания. С учетом коэффици-
ентов пь п2, пз и предположения ФСЧ, ДЧ и ЦФК нешумящими
на рис. 3.10 показаны составляющие результирующих шумов на
выходе этих источников колебаний за счет различных элементов
схемы. Видно, что внешние шумы в обеих схемах определяются
собственными шумами опорного КГ. Следовательно, предельно
достижимые уровни шумов в указанных источниках одинаковы и
имеют вид, показанный на рис. 3.10 линией со штриховкой. Одна-
ко схема со смесителем в кольце ФАПЧ имеет большие потенци*
альные возможности снижения предельных уровней шума при
уменьшении собственных шумов КГ.
В рассматриваемых схемах источников колебаний не затра-
гивается способ формирования сетки частот, а блок ФСЧ считал-
ся нешумящим. Учет шумов Ффсч может ухудшить полученные
предельные уровни.
В источниках колебаний на рис. 3.3,в и г шаг сетки форми-
руется с помощью ДПКД в цепи обратной связи кольца ФАПЧ,
поэтому необходимо применять ИФД. В настоящее время достиг-
нута максимальная рабочая частота ДПКД fpa6 = 500 МГц. Для
упрощения оценок считаем, что ДПКД работает на частоте
100 МГц. Тогда необходим делитель частоты с п2 = 10, при этом
/?ю= Ю3, m = 0; 1 ... 10; А=Ю.
Все делители частоты, ЦФК и ДПКД считались нешумящими,
кроме того, на рис. 3.11 не показаны составляющие, вызываемые
79
Рис. 3.10. Предельно достижимые
уровни флуктуаций фазы выходно-
го колебания с f=10 ГГц одноколь-
цевого синтезатора частот с делите-
лем или смесителем в цепи ОС
ФАПЧ (схемы на рис. 3.3,а,б)
Рис. 3 11. Предельно достижимые
уровни флуктуаций фазы выходных
колебаний с f=10 ГГц синтезатора
частот с ДПКД и ДЧ (------------) и
смесителем (--------) в цепи ОС
ФАПЧ (схемы на рис 3 3,s,e)
собственными шумами смесителя и умножителя кратности Пю(п2—
1), так как с учетом значений коэффициентов деления их уровни
лежат ниже —180 дБ/Гц. Из рис. 3.11 видно, что в данных схемах
внешние и приведенные к ним шумы определяются собственными
шумами ИФД. Предельно достижимые уровни для схемы с дели-
телем частоты (рис. 3.3,в) показаны линией со штриховкой, а для
схемы со смесителем (рис. 3.3,г) — штриховой линией. Таким об-
разом, исключение из кольца делителя частоты позволяет сни-
зить получаемые предельные уровни шумов в составе выходного
колебания синтезатора частот.
3.5. Шумы синтезатора частот, выполненного
по многокольцевои схеме
Анализ, проведенный в § 3.4, показал, что источник колебаний,
в котором шаг сетки формируется внутри выходного кольца
ФАПЧ СВЧ генератора, имеет на выходе высокий уровень шумов.
Он определяется собственными шумами ИФД. Следовательно,
можно уменьшить вклад последних в результирующие флуктуа-
ции выходного колебания синтезатора, сформировав шаг сетки в
кольце ВЧ генератора, а затем с помощью смесительно-умножи-
тельных колец ФАПЧ перенести его в СВЧ диапазон (см. рис.
3 3,д).
80
Та блица 32
Номер
кольца
ФАПЧ
Передаточная
функция замкнутого
кольца ФАПЧ по
внешним шумам
Результирующие флуктуации фазы на выходе кольца ФАПЧ
Нр (р) (пю + т)
Hp(p)N2
1 + Нр (р)
Яр (р) #3
1 + Яр (р)
фф, - На (р) (лм + "О Ц „хо+ т ) ф0"+
+ ®Nt + Фифд, + Фцфк, — Фдпкд “ П1о _|_т ФСМ| ] +
+ Я32 (р) Фгун,
Фф» ~ #31 (р) [фог 4“ Ффд» 4“ Ффцк2 Фдч»
— (Фсм2 “ фф1 ) ] + Я38 (р) Фгун2
Фвых = Пз { Я31 (Р) Яз [»1ФОР + ФЛ1+ Ффд,+ Фцфк,—
- Фдч. - (фсм. - фф,)] + Я32 (Р) Фгун.} + Фз
По аналогии с табл. 3.1 в табл. 3 2 приведены выражения для
результирующих флуктуаций фазы выходных колебаний каждого
кольца, а ФВых — это результирующие флуктуации фазы на выхо-
де источника колебаний в целом. Указанным способом можно по-
лучить выражение Фвых для схемы многокольцевого источника ко-
лебаний, выполненного по данному принципу с любым числом ко-
лец ФАПЧ.
В качестве примера рассмотрим синтезатор частот с парамет-
рами, для реализации которых достаточно двух колец ФАПЧ. При
этом из схемы на рис. 3 3,д исключаем промежуточное кольцо, а
на выходе первого кольца имеем колебания с частотой в диапазо-
не 111 ... 120 МГц с шагом 1 МГц. Кольцо работает на частоте
сравнения fOni = 100 кГц. Значит, #1 = 100. Возьмем #ь=1, тогда
(п10+т) = 10+100. В соответствии с первой строкой табл. 3.2
и указанными значениями коэффициентов получаем (рис. 3.12)
результирующие флуктуации фазы колебаний на выходе первого
кольца ФАПЧ. Из рис. 3.12 видно, что внешние и приведенные
к ним шумы определяются собственными шумами ИФД. Предель-
но достижимые уровни на выходе первого кольца показаны ли-
нией со штриховкой. На F=1 кГц уровень шумов составляет
— ПО дБ/Гц. Поскольку рассматривается двухкольцевая схема
источника колебаний, при анализе распределения шумов на его
выходе в третьей строке табл. 32 в качестве Фф2 надо брать Ффь
Из рис. 3 13 видно, что вклад внешних шумов на F^l кГц оп-
ределяется флуктуациями фазы, имеющими место на выходе пер-
81
Рис. 312 Составляющие флукту-
аций фазы выходного колебания с
f=100 МГц кольца ФАПЧ, форми-
рующего сетку частот
Рис 3 13 Составляющие спектра флук-
туаций фазы выходных колебаний с
f=10 ГГц синтезатора частот, выпол-
ненного по двухкольцевой схеме
вого кольца ФАПЧ, а при F>104 Гц — собственными флуктуа-
циями фазы опорного КГ. Для этой схемы предельно достижимые
уровни шумов на выходе показаны линией со штриховкой (рис.
3.13). На F= 1 кГц уровень шума составляет около —90 дБ/Гц.
Если умножение выполнить с помощью смесительно-умножитель-
ного кольца ФАПЧ, а не обычного умножителя, то предельно до-
стижимые уровни шумов на выходе в этом случае можно свести
к линии со штриховкой на рис. 3.10 Таким образом, дальнейшее
усложнение схемы позволяет исключить влияние собственных шу-
мов ИФД. 1
3.6. Оценка реальных уровней флуктуаций фазы
в однокольцевых синтезаторах частот
В § 3.1—3.5 были определены предельно достижимые уровни
фазовых флуктуаций на выходе источников колебаний, выпол-
ненных по однокольцевой и многокольцевой схемам (см. рис 3 3).
Наилучшие результаты о флуктуационных характеристиках полу-
чились в ФАПЧ с непрерывным регулированием (см. рис. 3.10).
Поэтому представляют интерес реальные структуры, в которых
ожидаемые уровни близки к предельным, и оценка практически
достижимых уровней шумов, а также обсуждение свойств реали-
зуемых систем.
82
Опираясь на рис. 3.10, введем понятие частоты Fpy равных
уровней спектральных плотностей собственных шумов ГУН и
внешних шумов — шумов опорного КГ, пересчитанных к выходной
частоте источника колебаний. Для характеристик, приведенных
на рис. 3.10, Fpy=105 Гц. Потребуем, чтобы в реальной системе
на частотах F<ZFPy шумы ГУН были подавлены до уровня, ле-
жащего не менее чем на 3 дБ ниже уровня шумов опорного КГ.
На частотах F>FPy шумы КГ должны подавляться до уровня,
лежащего не менее, чем на 3 дБ ниже уровня шумов ГУН. Коли-
чественно с учетом (3.16), (3.17) эти требования можно описать
следующим образом:
1
l + Hp(i2nF)
Яр (i 2 я F)
1 +Hp(i2nF)
0 5 ог
’ 5Фгун^
<0,5
Гун ( Г)
(3.24)
F <ГРУ,
Г ^РУ
Чтобы упростить определение количественных характеристик пе-
редаточной функции разомкнутой системы ФАПЧ с делителем
частоты в цепи ОС (см. рис. 3.3,а):
//p(i2«F) = K4ltK(i2«F)^^- , (3.25)
где 2л/?с=£’фд5гун, рассмотрим соотношение (3.24) для областей
F<^FPy и F^>Fpy. В первой из них |ЯР(12яГ) | S»l, во второй
| Нр (12jiF) | <С1, поэтбму из (3.24) и (3.25) получаем
F2
1^Фк«2лГ)|2 —£
£ф гун (Г) 1 р р
0,5S(por(F) F2 ’ ру’
0,5 Уун</_) J.
S,or(F) f2 ’
(3.26)
Из первого неравенства (3.26) вытекает, что при F<^.Fpy сле-
дует принять Лцфк({2лГ) постоянной. Предполагая, что постоян-
ный множитель учтен в Fc, выбираем КЦфК=1. Тогда из упомяну-
того неравенства вытекает требование, предъявляемое к Fc:
Fc = \/ . (3.27)
У 0’5S<pOr(F)
Равенство (3.27) означает, что шумы ГУН подавлены на
3 дБ.
Учитывая S<p(F) = Sy(F) (fo/F)2 (см. табл. 1.1), представим
(3.27) в виде:
Fc= /Sy.ryH(F)/0,5SyoI.(F). (3.28)
Из второго неравенства (3.26) вытекает, что при F^>lFpy пе-
редаточная функция КЦфк(12л;/7) должна быть постоянной. Обо-
значая |Кцфк(оо)|=£ и учитывая (3.27), получаем £=0,5 Оче-
видно, что названным требованиям удовлетворяет передаточная
83
функция пропорционально интегрирующего фильтра (ПИФ) вида:
-'Г++Х7- • <з-2э>
Постоянную времени выберем из условия (2jiFp.y)2 = l/gT2. При
этом характерные частоты 1/Г и 1/gT фильтра на его логариф-
мической АЧХ расположены симметрично относительно Fp,y. Час-
тотные характеристики замкнутого кольца ФАПЧ при £=0,5 име-
ют незначительный подъем на частоте, близкой к Fp.y, так что
условия (3.24) оказываются выполненными на всех частотах ана-
лиза, за исключением малой окрестности Fp.y, где суммарный
шум может превышать на 3 дБ предельный уровень.
Если вторым неравенством (3.26) пренебречь и считать
|КцФк(оо) | =1, то в области высоких частот анализа F^>Fp.y уро-
вень суммарного шума на выходе источника колебаний будет на
3 дБ превышать предельный. В области частот, близких к Fp.y,
это превышение может достигать 4... 5 дБ. Перейдем к количест-
венным оценкам. Подставляя в (3.28) численные значения
5<ргуН(Е) из (3.17) при Ql = 200 и fo=100 МГц, 5фоГ из (3.16) при
fo = 5 МГц и п2 = 20, получаем
Fc.„,= 10efl/0,5. (3.30)
Как следует из анализа шумов автогенераторов, проведенного
в § 2.2, при Fel ... 10 кГц в выражениях (3.16) и (3.17) при оп-
ределении Fc в данном случае целесообразно ограничиваться
третьим и первым слагаемыми соответственно.
В реальных устройствах можно считать вполне достижимыми
значения ЕфД=1 В, 5Гун=1 МГц/В.
Такая система ФАПЧ имеет полосу синхронизации Гс=106 Гц.
Сравнивая это значение с (3.30), видим, что условия запаса по
подавлению шумов ГУН в области частот отстройки F<zFp.y вы-
полняются без включения в схему дополнительных элементов. Ко-
эффициент пропорциональности интегрирующего фильтра (ПИФ)
£ = 0,5 обеспечивает получение предельных уровней шума, а по-
стоянная времени
Передаточная функция разомкнутой системы ФАПЧ со смеси-
телем в цепи ОС (см. рис. 3.3,6) имеет вид:
ЯР02ЯГ) = 7<ДФ„02ЯГ) . (3.31)
Подставляя (3.31) в (3.24), получаем аналогично (3.26) > /ФГУЯ^) . J_ F<< р
|Кцфя (12nF)| £1 . F2 F* (3.22) <0,5 , f»f Sm (F) F2 p,y Ф orv '
84
Требование, предъявляемое к Fc, вытекает из первого неравен-
ства (3.32)
Fс.см ~ VS<p гун/0,5 5ф ог, (3.33)
т. е. для достижения предельных уровней в ФАПЧ со смесителем
требуется полоса синхронизма в п2 раз меньше, чем в ФАПЧ с
делителем частоты в цепи ОС. При использовании значений 5фОгг
. &р гун и П2 Fc.cm — 105 Гц.
Очевидно, что условие £=0,5 остается в силе и для данной
схемы, т. е. для требуемой в области частот F^>Fpy фильтрации
Необходим пропорционально интегрирующий фильтр с £=0,5 и
;T=l/(2jiFp.yl,41).
Оценим длительность переходного процесса в системах, позво-
ляющих реализовать близкие к предельным уровни собственных
шумов. Если предположить, что при скачках частоты система вво-
дится в полосу «жесткого» синхронизма, то в кольце ФАПЧ со
смесителем длительность переходного процесса можно оценить
по формуле 7,Уст = 3/2л;/7с.см, а в кольце ФАПЧ с делителем часто-
ты 7’уст = 3/2лГс.дЧ. Поскольку в рассматриваемых системах выпол-
няется условие Ес.см = 77с.дчМ2, то время установления в них оди-
наково: Густ = 3/(1,41 - 2л/*’с) - Это значение должно быть уточнено
с учетом критерия окончания переходного процесса и условий его
начала, а также инерционных свойств ЦФК. Эти уточнения,
по-видимому, приведут к некоторому увеличению Тусг без измене-
ния порядка величины.
Если полученная оценка дает недопустимо большое значение
Туст, то целесообразно рассмотреть простые пути снижения ГуСт.
Увеличение Fc на порядок в обеих системах позволяет снизить
соответственно на порядок и ТуСт. При этом степень подавления
шумов ГУН возрастает (рис. 3.14) и, следовательно, к уровню
его флуктуаций можно снизить требования примерно на 17 дБ при
сохранении тех же уровней результирующих шумов на низких
'частотах. Однако уровень шумов в области F=Fp,y поднимается
примерно на 20 дБ (рис. 3.14), поскольку подавление внешних
шумов будет ослаблено. Если это недопустимо с точки зрения
конкретного применения синтезатора частот, то необходимо ужес-
точить требования к шумам опорного КГ в этой области частот-
ных расстроек. Реализовать такие требования относительно слож-
но, но возможно. В гл. 7 рассмотрены эффективные пути сниже-
ния уровня шума опорных КГ, подтвержденные результатами экс-
перимента и приемлемые для практического использования.
Отметим недостаток простейших систем ФАПЧ, в которых
jpeaлизyютcя флуктуационные характеристики, близкие к предель-
ным. Полученная из расчета полоса синхронизма, особенно FCXMr
может оказаться недостаточной для надежной (устойчивой) рабо-
ты кольца ФАПЧ с учетом реальных медленных нестабильностей
Частоты ГУН, вызываемых внешними дестабилизирующими фак-
торами (температура, вибрации и т. д.). Например, при ГУН, ра-
ботающем на частоте 109 Гц и полосе /?с.сМ = 105 Гц, допустимая
85
Sy, ДБ/Гц
-aoi-----
Рис. 3.14. Спектры флуктуаций фазы
на f=10 ГГц выходного колебания
однокольцевого синтезатора с простей-
шей ФАПЧ: 1 — результирующие шу-
мы при наилучшей фильтрации; 2 и
3 — составляющие шумов ГУН и внеш-
них шумов соответственно в ФАПЧ с
уменьшенной длительностью переход-
ных процессов
Рис. 315. Зависимость час-
тоты свободного ГУН (/)
ГУН с подключенным к не-
му ФД и разомкнутым коль-
цом ФАПЧ (2) и при вклю-
чении терморезистора в цепь
дополнительного смещения (3)
от температуры
относительная нестабильность частоты должна быть порядка 10~5.
При практической реализации ГУН такое требование вряд ли мож-
но удовлетворить, особенно в широком диапазоне температур.
Тем не менее к этому следует всегда стремиться. В частности, эф-
фективной мерой повышения температурной стабильности ГУН
может стать простейшая термокомпенсация (рис. 3.15). Поэтому
характеристику цепи ОС кольца ФАПЧ потребуется корректиро-
вать в области низких частот, чтобы расширить полосу синхрониз-
ма с сохранением или, по крайней мере, без существенного ухуд-
шения частотных и фазовых характеристик в этой области анали-
зируемых частот, где важно достижение наилучших флуктуацион-
ных характеристик.
Несмотря на указанные недостатки простейшие системы
ФАПЧ, особенно однокольцевые с делителем с переменным коэф-
фициентом деления в цепи ОС, очень широко применяют в каче-
стве синтезаторов метрового и более низких диапазонов частот.
В этих диапазонах удается получить хорошие спектральные ха-
рактеристики ГУН, а за счет больших коэффициентов деления
обеспечиваются необходимые устойчивость и фильтрующие свой-
ства системы. Достоинствами однокольцевых синтезаторов час-
тот являются также функциональная простота, достижение лю-
бого шага сетки частот, широкое использование стандартных эле-
ментов и изделий цифровой техники.
£6
Известно, что использование в кольце ФАПЧ делителя часто-
^•ы позволяет резко повысить статический коэффициент усиления
^Кст) системы и тем самым увеличить диапазон изменения вы-
ходной частоты управляемого генератора без дополнительной его
перестройки. Однако увеличение полосы автоподстройки системы
ФАПЧ с делителем (как и любой другой системы) препятствуют
требования, предъявляемые к спектральной чистоте выходного-
сигнала. С другой стороны, сужая полосу пропускания фильтра в
цепи управления и уменьшая полосу удержания, можно значи-
тельно повысить помехозащищенность, системы, но при этом не-
избежно сужается полоса захвата.
Для разрешения противоречия между расширением полосы
захвата и повышением фильтрующей способности обычной систе-
мы ФАПЧ используют систему предварительной грубой установки
частоты. В простейшем случае это можно осуществить путем по-
дачи на реактивный элемент перестраиваемого генератора напря-
жения смещения, соответствующего нужной частоте, с помощью-
резистивной матрицы, сопряженной с системой установки часто-
ты. Такая система предварительной установки частоты проста, по-
имеет недостатки:
необходимость в дополнительных коммутирующих схемах, за-
трудняющих дистанционное управление синтезатором частот;
регламентация сравнительно жестких требований к стабиль-
ности частоты управляемых генераторов для обеспечения нужного
частотного интервала при грубой перестройке;
необходимость существенного усложнения дешифратора в сис-
теме установки частоты.
В настоящее время широко распространены системы ФАПЧ с
комбинированным (цифро-аналоговым) управлением однонаправ-
ленного поиска. Рассмотрим для примера реверсивную комбини-
рованную систему, в которой цифровой частотный (ЦЧД) и обыч-
ный фазовый дискриминаторы включены параллельно, причем
амплитуда сигнала на выходе ЦЧД существенно больше, чем на
выходе ФД. Цифровой частотный дискриминатор реагирует на
изменения фазы, равные 2л, т. е. работает тогда, когда система
находится в асинхронном режиме [51]. В практических схемах
совмещенные ЦЧД и ФД образуют так называемый дискримина-
тор с тремя устойчивыми состояниями.
Максимальная полоса удержания системы ФАПЧ:
2 ^у.тах = Фтах ^ст» (3.34)-
где фтах — размах характеристики фазового детектора.
Предположим, что фтах = 2л, а (Огун лежит вне полосы удержа-
ния 2Qy.max. Тогда система характеризуется разностью частот сиг-
налов (Оог и (Огун/Ад. При этом фазовый угол, изменяясь, может
стать больше 2л, что приведет к появлению двух импульсов сиг-
нала (Оог в интервале между двумя импульсами сигнала (Огун/Кд
Или наоборот (рис. 3.16,6). Это обстоятельство используется для
выделения частотной разницы между сигналами (оог и (Огун/^д
87
Рис. 3 16 Схема выде-
ления импульсов разно-
стной частоты (а) и
диаграммы напряжений
в ее различных точ-
ках (б)
{рис. 3.16,а). На выходе I схемы выделения разностной частоты
(1 на рис. 3.17) импульсы появляются при (Огун/^д<(Оог, а на вы-
ходе II — при (Огун/7<д><Оог. Разностные импульсы поступают в
реверсивный счетчик 2 и определяют в нем направление сче-
та. Реверсивный счетчик, в свою очередь, управляет циф-
ро-аналоговым преобразователем 3, вырабатывающим в за-
висимости от числа разностных импульсов ту или иную
градацию постоянного напряжения. Это напряжение накла-
дывается на выходное напряжение ФД для приведения ГУН
в полосу захвата системы ФАПЧ (рис. 3.18). Известны и другие
варианты построения ЦЧД [52], однако выбор того или иного ва-
рианта при рассмотрении данного вопроса не имеет принципиаль-
ного значения.
Необходимое число градаций (ступенек) напряжения опреде-
ляет необходимую емкость реверсивного счетчика:
— К (®max ®mln)/2 ^3.mln> (3.35)
где К' — коэффициент запаса; (отах—<отщ — диапазон ГУН;
2Q3 тш — минимальная полоса захвата.
88
поступающего на ГУН
Уравнение цифровой системы ФАПЧ можно записать в виде:
Рф+С ' Л(р)5ГХ1_^( (3.36)
Лд |_2Л J
где ср — мгновенное значение разности фаз генераторов на входах
фазового детектора; К(р)—коэффициент передачи фильтра
нижних частот (ФНЧ); Qi — шаг изменения частоты ГУН; Ад—
коэффициент деления делителя; Е — |—ненормированная ха-
[ 2л]
рактеристика ЦЧД, как функция целочисленного аргумента;
Он — начальная расстройка частоты ГУН относительно частоты
опорного генератора.
Точность поддержания частоты ГУН такой системой опреде-
ляется емкостью счетчика I из (3.35). При этом
Ql = (<0max D
выбирается такой, чтобы произошел захват системой ФАПЧ.
Рассмотрим данную систему с точки зрения устойчивости (см.
рис. 3.18) Основное дифференциальное уравнение комбинирован-
ной системы автоподстройки частоты по аналогии с [42] имеет
Вид:
рФ+а1л1(р)^г(Ф)+й1я2(р)4-£|7-'1=я- <3-37>
Ад Ад L J
Для его анализа зададимся формой характеристики фазового
детектора системы ФАПЧ Г(ср) =ср/2л при 0^ф^2л.
Рассмотрим простейший случай, когда фильтры отсутствуют,
т. е. Ai(p) = l, А2(р)=1. Тогда уравнение (3.37) будет иметь вид:
(3-38>
Обозначив Qy/AH=Q'y, Qi/K«=Q'i и разделив обе части (3.38) на
&'у, получаем:
ь =Т-^э(ф)»
89
— эквивалентная характеристика ФД комбиниро-
где у=Йн/Й'у — относительная расстройка; ^(ф) =F(<p)+
ц. ^1. Е Г—
Qy L 2л
.ванной системы.
В зависимости от значения у синхронизм в комбинированной
системе ФАПЧ может быть обеспечен либо цифровой, либо обыч-
ной системой ФАПЧ. При Hi>2Qy работает цифровая система
ФАПЧ. Рис. 3.19,cz соответствует ситуации, обеспечиваемой циф-
ровой системой ФАПЧ, когда ось рф/Ну = 0 пересекает интеграль-
ную кривую у—Аэ(ф) на разрывном участке. Этот случай, как
правило, не используется, так как не позволяет синхронизировать
ГУН с точностью до постоянной разности фаз по отношению к
опорному генератору во всех точках диапазона частот синтеза-
тора.
При Qi—2Qy (рис. 3.19,6) характеристика эквивалентного фа-
зового детектора линейна, а диапазон слежения по частоте
®max ®min 0 "Г 2 Пу = 2/2 Пу.
При 2Qy>IQi (рис. 3.19,6) имеем несколько устойчивых точек.
Состояние системы определяется начальными условиями. Диапа-
зон перестройки ГУН (отах—(Dmin = (п—l)Qi+2Hy.
90
Таким образом, анализ бесфильтровой комбинированной сис-
темы автоподстройки частоты показывает, что в зависимости от
^отношения значений полосы удержания системы ФАПЧ 2ЙУ и
'шага квантования Qi цифровой системы ФАПЧ в ней может су-
ществовать несколько устойчивых точек в пределах рабочего
^участка характеристики эквивалентного ФД.
j Следует подчеркнуть, что и при наличии фильтров эта осо-
бенность сохраняется, а меняется лишь структура фазового порт-
рета. Для правильного расчета системы с фильтрами необходимо
эперировать не с полосой удержания 2Йу, а с полосой захвата
эбычной системы ФАПЧ.
В режиме синхронизма функции цифровой системы ФАПЧ сво-
дятся к поддержанию постоянного уровня напряжения на управи-
теле частоты ГУН, и она не влияет на процессы в системе. Следо-
нательно, комбинированная система дает определенный выигрыш в
йодавлении частоты опорного генератора и ее гармоник (т<о0г) в
Спектре выходного сигнала ГУН по сравнению с обычной ФАПЧ
При одном и том же диапазоне выходных частот. Оценим этот вы-
игрыш. Относительный уровень помех на выходе ГУН определяет-
ся выражением
I А = (Йу/m юог) (ип/иу)фд/К (пг юог) |,
где (£/п/£/у)фд — отношение помехи к размаху управляющего на-
пряжения на выходе ФД; |A(mwOr)|—модуль коэффициента пе-
редачи ФНЧ на частоте Щ(о0г.
Предположим, что ФД и ФНЧ в сравниваемых системах оди-
наковы. При | А(тшог) | = 1 выигрыш составит
Q _ Q
. g = 201g у°^- =201g—^-=201gZ.
^у.комб ^з.комб
Однако значение I ограничивается сверху допустимой частотой
скачков фазы в комбинированной системе, так как из-за нестабиль-
ности ГУН с уменьшением полос регулирования кольца ФАПЧ
увеличивается вероятность расхождения фаз генераторов на фазо-
вом детекторе больше 2л.
Пусть Й](Й1=2Й3) равна абсолютной нестабильности частоты
ГУН 2А(о (скачки фазы отсутствуют), тогда
gml„ = 201g .
2 Ди
' Предположим, ЧТО 2А(0 = 0,01 (Отах, (Отах—(Omin = 0,l (Отах, ТОГДЯ
Ьт = 20 дБ.
i В [42] показано, что в системе ФАПЧ с фильтром при уменьше-
нии полосы удержания в I раз полоса захвата уменьшается в мень-
шее число раз: у=1,2/ //"Qy. Следовательно, в реальных комби-
Кйрованных системах ФАПЧ данного типа выигрыш всегда пре-
вышает 20 дБ.
91
В системах однонаправленного поиска максимальное время по-
иска определяется как
^max — I СЧпах +тш1п)/2, (3.39)
где
о 4 К 9 20
т = Z — Д-тах . _ z
lmin f ~ ж г ’ 1тах f — f ‘
'вых.чд.тах /Тун 'вых.чд.пИп '°Р
В реверсивной системе поиска, как видно из фазового портрета,
поиск происходит по кратчайшему пути. Следовательно, число сту-
пенек (импульсов) I сокращается в выражении (3.39) вдвое, что
приводит к сокращению максимального времени поиска также
вдвое. Данное обстоятельство особенно важно в тот момент, когда
линия связи работает короткими сеансами. Предположим, что в
системе ФАПЧ по каким-то причинам нарушилось состояние син-
хронизма. Для того чтобы она вернулась в исходное состояние,
хистема однонаправленного поиска перестраивает ГУН возбудителя
(гетеродина) по всему диапазону частот; в случае реверсивной
системы, может быть, достаточно перейти лишь на соседнюю сту-
пеньку и вернуться обратно.
Отсюда следует, что:
в зависимости от соотношения значений полосы удержания
аналоговой системы ФАПЧ и шага квантования цифровой систе-
мы ФАПЧ в комбинированной системе может существовать не-
сколько устойчивых точек в пределах рабочего участка характе-
ристики эквивалентного ФД;
комбинированная система ФАПЧ по сравнению с обычной
ФАПЧ может дать выигрыш в подавлении частоты опорного гене-
ратора и ее гармоник в спектре выходного сигнала управляемого
генератора, примерно равный отношению полос удержания срав-
ниваемых систем;
реверсивная система поиска позволяет сократить время поис-
ка минимум в два раза по сравнению с однонаправленной систе-
мой;
в комбинированной системе ФАПЧ отпадает необходимость
увеличения размаха сигнала на выходе обычного фазового дис-
криминатора или применения усилителя постоянного тока для пе-
рекрытия диапазона ГУН, что снижает чувствительность ГУН к
шумам, возникающим в гетеродине, ДПКД и фазовом дискрими-
наторе.
Рассмотрим схему однокольцевого синтезатора частот, нашед-
шую широкое применение (рис. 3.20). Для завершенности схемы
между опорным КГ и ФД включен делитель частоты с коэффи-
циентом деления Q, а между КГ и вторым опорным входом сме-
сителя — умножитель с коэффициентом умножения М. Тем не ме-
нее необходимо учитывать, что в практических системах ФАПЧ
два последних структурных элемента часто заменяют более слож-
ными схемами синтеза частот, превращая схему на рис. 3.20 в
многокольцевой синтезатор частот. Предположим, что кольцо
.92
Рис. 3.20. Структурная схема синтезатора частот с источниками всех действу-
ющих шумов
ФАПЧ замкнуто. Тогда для прямого прохождения сигнала в этой
системе можно записать
Фвых п = 1(Ф». п — Фо,п) Ефд + Ффд п + Фцфк nl El (Р) + ФГун п»
(ЗЛО)
а для обратного
Фо,п = (Фвых п — ®т,п + Фм1.п) ~~----ЬФдЛГ.п, (3-41)
где
Ф«.п = +Фда.„ иФт,п = МФвг„ + Фму„. (3.42)
У
Все компоненты шума Ф являются величинами, полученными при
помощи преобразования Лапласа, т. е. Ф(р), а их принадлеж-
ность и точки приложения ясны из рис. 3.20. Объединив (3.40) и
(3.41), можно определить выходной уровень шума
ф = Г (Ф- — Фил/ „ 4- Ффд п фцфкп \ N 4. ф —
^вых n I , п , п П “ ^т,п
L \ £фД / FM (р)
__ф (р) (р) Ефд Sjvyn/Np
M1’"J l + FK(p)FL(p)E^SPyH/Np +
У 1+^м(р)Г£(р)Вфд5гун
АГр
который с учетом (3.42) и передаточной функции Н' (р) кольца
ФАПЧ можно представить в виде
Фвых п = Г Фогл ( М + — -1 ) + ( — ®pN,n +
L \ Q Fm (p) ) \
+ Ффд„ + Фцфкп\ +ФИУ„-ФМ11П] H'(p) +
£фд J FM (p) J
+Фгунп[1-Я'(р)1, (3.44)
93
причем
Н'(р)----— (3 45)
l + Fx(p)FL(p)EiaSrya/Np '
Из (3.45) видно, что коэффициент усиления кольца ФАПЧ
^Фд5гун=/С уменьшается пропорционально коэффициенту деления
N до значения K"=K/N=E$jiSTyn/N. Следовательно, собственная
частота кольца F'c уменьшается, а также время переходного про-
цесса увеличивается. Поэтому к ФНЧ необходимо добавить ком-
пенсирующий усилитель постоянного тока.
Вторая особенность заключается в том, что включение поло-
сового фильтра в цепи ОС, обладающего определенной задерж-
кой по времени, приводит к уменьшению полосы захвата и час-
тотной полосы компенсируемых в ГУН фазовых шумов. Если
фильтр промежуточной частоты имеет сложную схему, то возни-
кает опасность ложных захватов и снижается устойчивость рабо-
ты кольца.
И, наконец, после рассмотрения передаточной характеристики
кольца ФАПЧ Н'(р) в области частот можно прийти к следующе-
му выводу:
для FcF'c
1 и |1-Н'(р)] «0. (3.46)
При F>F'C
|Я'(Р)1 «0 и |1-Я'(р)|^ 1. (3.47)
В результате можно вывести уравнение для выходного шума в
полосе пропускания кольца ФАПЧ
Фвыхп — Фог п 4- ^Ффдп~ФдЛм +
+ ФфЛп + фДфк \ ^ + ф фмьп. (3.48)
£Фд /
Отметим, что в вычислениях не принималась во внимание пе-
редаточная функция Ем(р), влияние которой на полосу пропуска-
ния кольца ФАПЧ незначительно. Уровень фазовых флуктуаций
вне полосы пропускания кольца ФАПЧ
Фвых п ФруНП» (3.49)
т. е. в этом случае выходной шум определяется шумом ГУН. Тем
не менее это справедливо лишь при правильном выборе F'c или
передаточной функции FL(p).
Если вернуться к анализу выходного шума кольца ФАПЧ в
полосе пропускания, то можно увидеть, что первое слагаемое пра-
вой части уравнения (3.48) является постоянным и соответствует
увеличенному шуму опорного КГ. Вычислить второе слагаемое
значительно сложнее, так как необходимо учитывать шумы
ДПКД, ФД, ЦФК и умножить их на N. И, наконец, третье сла-
гаемое добавляет шумы умножителя и смесителя, хотя по срав-
94
пению со вторым слагаемым они будут незначительными. Спра-
ведливость (3.48) основывается на том, что по своей природе все
рассматриваемые шумы хаотичные и некоррелированные. Их
спектральные плотности можно суммировать
<$Фвых п (F) = огп СО J Qn (Г) + 5фд№1 (О +
+ 1 №+Зфмуп (F) + S„Mln (F).
J
(3.50)
3.7. Оценка реальных уровней флуктуаций фазы
в двухкольцевом синтезаторе частот
По аналогии с методикой, изложенной в § 3.6, оценим прак-
тически достижимые уровни шумов в двухкольцевом источнике
колебаний (см. рис. 3.3,д). Как уже отмечалось, внешние шумы
в кольце формирования сетки частот определяются собственны-
ми шумами ИФД. Частота FP.y равных уровней спектральных
плотностей собственных шумов ГУН и внешних шумов (шумов
ИФД), пересчитанных к выходной частоте кольца, находится из
приведенных на рис. 3.12 характеристик Fp.y=2,5‘103 Гц. В этом
кольце условия подавления на частотах F^Fp.y собственных шу-
мов ГУН до уровня, лежащего не менее чем на 3 дБ ниже шумов
ИФД, и подавления на частотах F>FP.y шумов ИФД до уровня,
лежащего не менее, чем на 3 дБ ниже собственных шумов ГУН,
количественно с учетом (3.17) и (3.22) запишем в виде:
1
1 + Яр (12 л F)
Яр (i 2 л F)
1 + Яр (i 2 л F)
<0,5
Wf)
5фгун(Г)
Г 1 РУ’
(3.51)
>> 5<р ГУН
^°’5 5ффд(П
F > Л>.у
В данном случае берем передаточные функции, соответствующие
системам ФАПЧ непрерывного регулирования, так как в рас-
сматриваемой области анализируемых частот импульсный харак-
тер работы кольца не сказывается на частотных характеристиках.
Передаточная функция разомкнутого кольца ФАПЧ с ДПКД и
смесителем имеет вид:
ЯР(12ЯГ) = ^ФНО2ЯГ)^. —L— .
1F п10 + т
(3.52)
Очевидно, что как и для непрерывной ФАПЧ с делителем час-
тоты, из первого неравенства (3.51), полагая ЛцфК(12лГ) = 1, для
F<^FViy получим'
Fc = (nu+m) 1/gAss- • (3.53)
V и’&г>фИфд
^Аналогично из второго неравенства (3.51) вытекает необходи-
<95
мость применения ПИФ с передаточной функцией вида (3.29) и
параметрами §’=0,5 и 7=1/ У 0,5Й2Р.у.
Подставляя в (3.53) значения 5<ргуН из (3.17) и 5<рИфД из (3.22)
с учетом приведения шумов к выходной частоте кольца (в данном;
случае /Вых=Ю0 МГц), для максимального значения коэффициен-
та деления (лю+w) получаем Гс^106 Гц, а 7=0,9-10-4 с.
Итак, на выходе кольца формирования сетки частот с этими
параметрами получаем предельные уровни флуктуаций фазы, по-
казанные на рис. 3.12 линией со штриховкой.
Проанализируем выходное кольцо ФАПЧ источника колебаний.
Его внешние шумы для Г^Ю4 Гц определяются выходными шу-
мами формирователя сетки частот, а для F> 104 Гц — собствен-
ными шумами опорного КГ. Частота равных уровней спектраль-
ных плотностей внешних шумов и собственных шумов ГУН, пере-
считанных к выходной частоте, находится из приведенных на
рис. 3.13 характеристик при ГР.у=105 Гц.
Выходное кольцо двухкольцевого источника колебаний на час-
тотах F<Fp.y должно подавлять собственные шумы ГУН дд уров-
ня, лежащего на 3 дБ ниже собственных шумов опорного КГ. При
этом в области анализируемых частот, где в спектре внешних шу-
мов доминирует вклад ИФД, запас по подавлению собственных
шумов ГУН будет чрезмерным. Такое допущение оказывается
удобным для реализации синтезатора, поскольку при этом упроща-
ются фильтры в выходном кольце ФАПЧ. На 7>7Р.У потребуем
подавления шумов опорного КГ до уровня, лежащего на 3 дБ
ниже уровня собственных шумов ГУН. Этим требованиям удов-
летворяют следующие параметры: §’=0,5, Й2Р.У= l/gT2, 7СДч=
= 1,41-104 и 7р.у=105 Гц. При этом спектр флуктуаций фазы ры-
ходного колебания в двухкольцевой схеме ФАПЧ (см. рис. 3.3,д)
получится близким к предельному, отмеченному на рис. 3.13 ли-
нией со штриховкой.
Длительность переходного процесса для кольца формировате-
ля сетки частот можно оценить так же, как и для однокольцевого
синтезатора частот (см. § 3.6):
Густ = («10 «О ’ ^/2 ft Fс.фсч-
При Fc = 106 Гц и (/Zio+m) = 100 получаем
Туст = (3-100)/106 = 3-10- 4с.
Таким образом, сравнивая быстродействия одно- и двухколь-
цевой систем синтеза частот, видим, что время установления в
двухкольцевой системе полностью определяется кольцом форми-
рователя сетки частот. Из рис. 3.13 видно, что кольцо ФАПЧ при-
ходится делать достаточно узкополосным из-за определяющего
вклада ИФД в уровень внешних шумов. Если добиться снижения
приведенного уровня шумов ИФД примерно на 13 дБ, то частоту
среза формирователя сетки частот можно увеличить и сделать
сравнимой с полосой синхронизма выходного кольца ФАПЧ. Од-
нако при этом необходимо будет увеличить рабочую частоту ИФД
96
и в расчетах учитывать импульсный характер регулирования в
формирователе сетки частот. При выполнении этих условий мож-
но будет ставить задачу ю достижении уровней спектральной плот-
ности шумов в составе выходного колебания, оценки которых были
получены для колец ФАПЧ с непрерывным регулированием. Если
в синтезаторе обеспечивается запас по уровню шума, то им можно
поступиться, если потребуется соответствующее быстродействие.
В заключение проследим, как влияет ФНЧ на снижение уровня шума на
выходе кольца ФАПЧ. Ранее допускалось, что передаточная функция Н'(р)
изменяется по прямоугольному закону. Однако это не соответствует реальным
системам. Исследование систем второго и третьего порядков дает
_ р^п (2е-юп
р2 4- 2£(0* Р (1 + р2 k и'2) + и' 2
где со'п= ]/"К7Л; 5 = ®'пТ2/2+1МК'; k=T^T2\ K'=E^KST7n/N и А — усиление
используемого операционного усилителя.
Поскольку асимптотическая аппроксимация в основном обеспечит достаточ-
ную информацию о поведении шума в исследуемой системе ФАПЧ, рассмотрим
четыре наиболее важные конфигурации.
1. Простой RC (резистивно-емкостный) фильтр, т. е. А=1, £=©/я/2К/.
Вводя понятие нормированной частоты со/соп=х, получаем
#(ix)«—1/х2 при х»1
И
1 — Н (i х) ~ 2 i £х при х « 1.
2. Пассивный фильтр с запаздыванием и опережением, т. е. А = 1, &в0:
#(ix)«—i (2£ — со’ /К')/х при х»1,
1 — Н (i х)« i х и'п /К' при х « 1.
3. Активный фильтр с запаздыванием и опережением, т. е. А->оо и 6=0:
Н (i х) ~ — 2 i g/x при х » 1,
1— #(ix)« — х2 при со’ /АК' « х « 1.
4. Активный фильтр с запаздыванием и опережением с дополнительной RC-
цепочкой:
Н (i х) « — 1 /kx* при х » 1,
1 — Н (i х) at — х2 при (а'п1АК' «: х 1.
Для лучшего представления о влиянии ФНЧ на спектральные характерис-
тики системы ФАПЧ рассмотрим фазовую синхронизацию 100 МГц КГ и LC-
автогенератора с /о=1^>О МГц, Q=200 на частоте 5 МГц опорного КГ.
Все нормированные характеристики фазовых шумов (рис. 3.21) рассчитаны
но (316) и (3.17). При исследовании системы ФАПЧ с подстраиваемым на
частоту 100 МГц кварцевым генератором по частоте опорного КГ 5 МГц по-
лучаем точку пересечения равных уровней спектральных плотностей Гр.у^200
Гц (рис 3 21). На частотах Г<ГРУ имеют место подавленные шумы 100 МГц
97
Sq>(F)
го
Рис 3 21. Спектральные характери-
стики нормированного фазового шу-
ма кольца ФАПЧ, в котором в ка-
честве ГУН использованы КГ с fo =
= 100 МГц и LC-генератор с fe =
= 100 МГц, а в качестве опорно-
го — КГ с f0=5 МГц
КГ. Штриховые линии отображают фильтрующие свойства кольца ФАПЧ при
использовании пассивного фильтра, а штрихпунктирные — фильтрующие свой-
ства при использовании активного фильтра с запаздыванием и опережением.
В составе выходного колебания имеет место дополнительный шум, вызываемый
недостаточно ослабленным шумом, как уже отмечалось в § 3 1, опорного гене-
ратора на анализируемых частотах Г>200 Гц (штриховая линия). Для подав-
ления используется дополнительная фильтрация, однако при этом устойчивость
работы кольца ФАПЧ снижается
Во втором примере фазовой синхронизации Г С-автогенератор а с низкой Q
контура относительно кварцевого эталона активный фильтр с запаздыванием и
опережением может оказаться предпочтительным, поскольку даже при FC = FP7
для пассивного фильтра уровень шума на анализируемых частотах Г>ГРУ
может оказаться большим (см штриховую линию на рис 3 21)
3.8. Программы анализа на ЭВМ основных характеристик
синтезаторов частот на основе систем фазовой
автоподстройки частоты
Аналитические расчеты синтезаторов частот на основе систем
ФАПЧ произвольного порядка сопряжены с большими временны-
ми затратами и недостаточной точностью. Расчетные соотноше-
ния не позволяют оперативно варьировать конфигурацией схем
и выбором номиналов элементов для получения оптимальных ди-
намических и спектральных характеристик. В то же время сов-
ременное состояние развития средств вычислительной техники
дает возможность решить эти задачи на ЭВМ при разработке
соответствующих программ.
В результате проведенных вкше исследований разработана
программа «Динамические характеристики» (см. Приложение)
анализа на ЭВМ типа «Искра-226» амплитудно- и фазочастотных
характеристик синтезаторов частот на основе систем ФАПЧ лю-
бого порядка со сколь угодно сложным ФНЧ в цепи ОС. Про-
грамма в диалоговом режиме позволяет: ввод, построение и ана-
лиз любой структурной схемы; ввод элементов ГУН, УПТ, ФНЧ,
делителей и умножителей частоты, ФД («выборка — запомина-
ние», аналогового или импульсного с тремя устойчивыми состоя-
98
ниями) с построением структурных схем, графиков, таблиц и воз-
можностью коррекции элементов: задание масштаба и диапазона
частот; расчет и построение частотной зависимости (рис. 3.22)
коэффициента передачи разомкнутого кольца ФАПЧ; расчет и
построение частотной зависимости (рис. 3.23) (коэффициента пе-
редачи замкнутого кольца ФАПЧ со стороны ОГ и со стороны
ГУН; расчет и построение частотной зависимости (рис. 3.24) фа-
зы коэффициента передачи разомкнутого кольца ФАПЧ; коррек-
цию входных данных элементов синтезатора; расчет режектор-
ного фильтра в составе ФНЧ. Программа содержит также под-
программу построения осей координат построение экрана, выдачи
рисунков на принтер и переход к программе «Спектральные харак-
теристики», считывание (запись) входных данных из (в) рабочего
регистра.
Программа «Спектральные характеристики» обеспечивает рас-
чет спектра выходного сигнала синтезатора по заданным спек-
тральным характеристикам всех возможных источников шума;
расчет ПОЧ и ПОФ в любой анализируемой полосе частот, вклю-
чая стандартные, с произвольным распределением шума; оценку
SB
50------------—
40 -
зо- Х
20-
10-
О----1—I | Fli rri-1—Г~гт I I ГГ|-1—|"~?1ЧТГГ| 1—I-1-1 I I 111-1—I 1ТТ1ГТ|
—1q_10E+02 1.0Е+03 1.05+04 "'1.0.5+05 1.05+06
-20- ~
-50-
-40-
-50- ------------------------------------
Рис. 3 22 Модуль коэффициента передачи разомкнутого кольца
SB
30-
28-
26-.........-.....-...-..... ’
24-
22-
20-
18-
16 ~
14-
12-
4П I I I 1 I I III lilt Hill -L I ! I Hill_I-1 I I I I I l.l-1-1 I .1 1 LLL1
1.0E+02' 1,05+03 1.05+04 1.0E+05 1.0E+06
Рис. 3.23 Модуль коэффициента передачи замкнутого кольца по отношению к
внешним шумам
4* У9
Град
—80-
1.0Е+02
----1-ГТ
-90-
1.0Е+03 1.0Е+04 1.0Е+05
ТПТ)-----1 I I I I I HJ- Г~1 1'1Т'ГТГ|----1—ГТ
1.0Е+06
Т-ГГТ]---1-ГТ
-100 ~
-110-
-120-
-130-
—140-
-150-
-160-
-170-
-180—
Рис. 3.24. Фазовая характеристика коэффициента передачи разомкнутого кольца
вклада шумов источника шума в общий спектр; расчет шумов
ГУН; задание масштаба и диапазона частот; коррекцию входных
данных. Содержит подпрограмму построения осей координат, по-
строение экрана, печать графиков, подпрограмму выдачи рисун-
ков на принтер, считывание (запись) входных данных из (в) ра-
бочего регистра.
Для примера по этим программам на ЭВМ проведен анализ
синтезатора частот по структурной схеме на рис. 3.20 с парамет-
рами: диапазон выходных частот 1... 1,1 ГГц с шагом сетки 1 МГц,
частота ОГ /0=5 МГц, Кд= 100... 200, коэффициент умножения в
тракте переноса 7И=180, частота сравнения 1 МГц. В качестве
ФД выбрана схема с тремя устойчивыми состояними (рис. 3.25),
а в качестве ФНЧ — /?С-фильтр с R = \ кОм и С=300 пФ. Кру-
тизна ГУН 10 МГц/B. Частота среза кольца ФАПЧ 50 кГц.
юо
Рис. 3.25. Функциональ-
ная схема фазового ди-
скриминатора с тремя
устойчивыми состояни-
ями
-50
Рис. 3.26. Результаты анализа спектральных характеристик синтезатора (/) и
вклада шумов ГУН (2), ФД (3) и ОГ (4) в общий спектр (5)
В результате моделирования на ЭВМ получены модуль коэф-
фициента передачи разомкнутого кольца (рис. 3.22), его фазо-
вая характеристика (рис. 3.24) и модуль коэффициента передачи
замкнутого кольца по отношению к внешним шумам со стороны
ОГ (рис. 3.23).
При анализе спектральных характеристик синтезатора частот
в качестве исходных данных в ЭВМ введены спектральные харак-
теристики ГУН (см. 3 на рис. 2.14), ОГ (см. 1 на рис. 2.14) и ФД
(см. рис. 3.10). Из результатов анализа спектральных характе-
ристик синтезатора частот (рис. 3.26) видно, что основной вклад
шумов в спектр выходного сигнала при выбранных параметрах
синтезатора вносят шумы ОГ. За полосой кольца ФАПЧ опреде-
ляющими являются шумы ФД, что связано с недостаточной
фильтрацией шумов ОГ и ФД фильтром нижних частот. Вклад
шумов ГУН в спектр выходного сигнала незначителен.
На основании изложенного нетрудно сделать вывод о том, что
если в выбранной схеме потребуется получить лучшие спектраль-
ные характеристики, то необходимо улучшить спектральную чис-
тоту ОГ, а при отстройках, превышающих частоту среза кольца,
и спектральную чистоту ФД. Уровень шумов за полосой пропус-
кания кольца ФАПЧ можно уменьшить также путем усложнения
ФНЧ без изменения его частоты среза.
101
Глава 4.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТ
С КОЛЬЦАМИ ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ
4.1. Синтезаторы частот метрового диапазона волн
Исследованные в гл. 2 и 3 уровни фазовых шумов основных
элементов и узлов синтезаторов частот не обеспечиваются авто-
матически. Без принятия специальных мер фазовые шумы гене-
раторов ФД и ДПКД могут быть на несколько порядков больше.
Поэтому 'при конструировании этих устройств необходима тща-
тельная схемотехническая проработка их с обязательным изме-
рением полученных уровней фазового шума. В связи с этим син-
тезаторы частот средств радиосвязи обычно рассчитывают для
работы в диапазонах частот, максимально близких к области ра-
бочих частот приемопередающих устройств, чтобы избежать не-
обходимости в умножителях частоты на их выходах. Для синте-
заторов метровых волн имеется вся необходимая элементная база
и не существует непреодолимых трудностей по их созданию. Ха-
рактерно, что в большинстве случаев синтезаторы этого диапазо-
на выполняют по однокольцевой системе ФАПЧ с ДПКД
(ДДПКД) в цепи обратной связи ([106]. Ограничимся рассмотре-
нием конкретного синтезатора, имеющего диапазон выходных час-
тот 40,7...90,7 МГц; шаг сетки 2,5 кГц; относительный уровень
побочных регулярных составляющих в спектре выходного сигнала
не более —75 дБ при отстройках ±10 МГц; среднеквадратичес-
кую девиацию от паразитной частотной модуляции выходного сиг-
нала не более 10 Гц в полосе 0,03..0,2 кГц и 8 Гц в полосе
0,3 ...3,4 кГц.
Синтезатор построен по принципу цифровой ФАПЧ управляе-
мого генератора (рис. 4.1). Коэффициент деления ДПКД уста-
навливается от 16 280 до 36 279 командой управления в двоичном
коде. В синтезаторе применена система автоматического поиска
полосы захвата, включающая импульсный (цифровой) ЦЧД и
формирователь ступенчатого напряжения (ФСН). Система авто-
матического поиска предназначена для грубой перестройки ГУН.
Во всех случаях, когда в кольце ФАПЧ отсутствует синхрониза-
ция и частоты следования импульсов, поступающих на входы
ЦЧД, не равны между собой, происходит поиск. При этом управ-
ляющее напряжение на варикапах ГУН изменяется по ступенча-
тому закону, изменяя частоту ГУН по такому же закону до тех
пор, пока не произойдет захват ее системой ФАПЧ. Когда в си-
стеме ФАПЧ наступит синхронизм, поиск автоматически прекра-
тится, а значение управляющего напряжения на варикапе, при
котором произошел захват, станет неизменным.
В режиме поиска на выходе ЦФД имеют место низкочастотные
биения, При вхождении ГУН в полосу захвата на выходе ЦФД
102
Команды управления
Рис 4.1. Структурная схема синтезатора частот метровых волн
появляется постоянное напряжение, которое усиливается усили-
телем постоянного тока и подается на режекторный фильтр (РФ),
подавляющий опорный сигнал с частотой 2,5 кГц до требуемого
уровня. С выхода РФ сигнал поступает на пропорционально инте-
грирующий фильтр (ПИФ), дополнительно ослабляющий побоч-
ные сигналы. Эти фильтры корректируют амплитудно-частотную
и фазовую характеристики кольца ФАПЧ, обеспечивая тем самым
устойчивую работу синтезатора частот.
Генератор управляющего напряжения предназначен для гене-
рирования высокочастотного сигнала в диапазоне частот 40,7...
...90,7 МГц и построен по емкостной трехточечной схеме на поле-
вом транзисторе (рис. 4.2). Частотно-задающими элементами яв-
ляются индуктивности Li, Д и емкости варикапов Д5, Дб- Диа-
пазон рабочих частот ГУН разбит на пять поддиапазонов по
10 МГц каждый, которые переключаются схемой коммутации с
помощью ключей ГУН, выполненных на диодах Д1...Д4. Так, при
включении поддиапазона 40,7... 50,6975 МГц все диоды Д1...Д4
закрыты, а частотно-задающим элементом ГУН является суммар-
ная индуктвность последовательно включенных катушек Li,..., L5.
При включении поддиапазона 50,7... 60,6975 МГц схемой комму-
тации поддиапазонов диод Д4 открывается и изменяет индуктив-
ность контура. В этом случае индуктивность ГУН равна сумме
последовательно включенных индуктивностей Li, .., L4. Анало-
гично осуществляется переключение остальных поддиапазонов
Сигнал смесителя с истока транзистора Т1 подается через
развязывающий конденсатор С28 на истоковый повторитель на
транзисторе Т2.
Цифровой частотный детектор предназначен для сравнения
двух импульсных последовательностей, поступающих на его вхо-
103
Рис. 4 2. Принципиальная схема широкодиапазонного ГУН метровых волн
ды. При равенстве входных частот на его выходе отсутствует
импульсное напряжение, а при неравенстве появляется последо-
вательность импульсов, частота следования которых всегда про-
порциональна разности сравниваемых частот при любой их крат-
ности.
Для уменьшения уровня шумов в полосе телефонного канала
частоту сравнения в синтезаторах, например радиорелейных ли-
ний связи, выбирают примерно равной 4 кГц, чтобы она и ее
гармоники не попадали непосредственно в полосы видеочастот
телефонных каналов.
Заметим, что возможности применения такого синтезатора ог-
раничены диапазоном используемых частот даже при идеальных
генераторах и кольце ФАПЧ. Пусть требуется получить сетку
частот на частоте 2,5 ГГц с шагом 2,5 кГц. Тогда при собствен-
ных шумах ФД —160 дБ/Гц на частоте 2,5 кГц (предельный слу-
чай) шумы несущей 2,5 ГГц в ближней зоне будут определяться
неприемлемым для практики уровнем: —160 дБ/Гц+20^Х
X (2,5 ГГц/2,5 кГц)=—40 дБ/Гц при отстройках вплоть до
~1 кГц (см. рис. 2.14 для ГУН этого дипазона).
Естественно, что при низких частотах сравнения быстродейст-
вие синтезатора весьма мало: обычно тпер~20... 40/[ср с цифровым:
фазовым дискриминатором и тпер~Ю... 15/fcp с фазовым дискри-
минатором «выборка — запоминание».
Существуют различные способы разрешения этого противоре-
чия между шагом сетки и быстродействием. Один из них — ап-
проксимирующий синтез частот [48] — применяют при сравни-
тельно малом числе рабочих частот и высокой стабильности час-
104
тоты опорного генератора. В синтезаторах, использующих аппрок-
симирующие алгоритмы синтеза частот, существует некоторый
допуск на отклонение синтезируемой частоты от поминального ее
значения, позволяющий использовать сравнительно высокую час-
тоту сравнения /ср в ФД, что, в первую очередь, способствует
увеличению быстродействия. Значение выходной частоты }вых, по-
лучаемой при помощи однопетлевой структуры (рис. 4.1), в кото-
рой делитель с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД)
в цепи опорного генератора заменяется делителем с переменным
коэффициентом деления ДПКД2, определяется/вЫх= (КД1/КД2)/ог,
где КД1 и Кд2 — коэффициенты деления ДПКД и ДПКД2 соот-
ветственно.
При таком синтезе отношение КД1/КД2 аппроксимируется дробью
Ak!Bh, числитель и знаменатель которой имеют значительно мень-
шее число десятичных разрядов, чем КД1 и КД2 соответственно.
При этом значение /ср получается гораздо выше, что способст-
вует улучшению скоростных и спектральных характеристик.
Временная относительная нестабильность выходных частот оп-
ределяется нестабильностью частоты ОГ fOT, а их номиналы могут
значение Д/'Вых =
погрешность ап-
1
Кд1/Кд2 осущест-
отличаться от заданных значений на абсолютное
=Wor, где 6й=КД1/КД2—AhfBk — относительная
проксимации.
Аппроксимация отношения точных значений
вляется дутем разложения его в цепную дробь
^-Оо+—--------------j------
а1 + i
а2 + ... 4~ j”
ап-1 +
ап
Кд1
Кд1
Каждое значение а аппроксимируется соответствующей дробью
AhfBh, определяемой рекуррентными соотношениями Ah = ahAh-i +
+Ak-2 и Bk=^akBk-i + Bk-2, k = 2, 3, ..., п, начальные значения ко-
торых Л_1=1, Ло = ао, Л1 = Ц1Л0+1; B-i = 0, Во = 1, Bi = aiB0. Зна-
чения ak являются целыми частями дробных чисел: КД1/КД2 =
•ао+Клг^Кдч» КД1|/Кд2|=а14-КД2,/Кд1, и т. д.» где Кд2к/КД1к~
правильные дроби.
Цепную дробь можно ограничить любым числом членов и по-
«лучить соответственно нулевое, первое, второе и т. д. дриближе-
йие к а. Этот итерационный процесс продолжается до тех пор,
Пока не получается допустимая точность аппроксимации бд0П.
Алгоритм анализа на ЭВМ однопетлевой структуры аппрок-
симирующего синтезатора (рис. 4.3) позволяет всесторонне про-
анализировать его работу по соответствующей программе: опре-
делить значения Ah и Bk (число десятичных разрядов), обеспе-
чивающие с необходимой точностью получение /вых в выбранном
диапазоне частот; выявить частоты /вых, не удовлетворяющие тре-
бованию точности аппроксимации бь>бДОп при заданных значе-
105
'Начало
^бых Лпш >7 1
ввод I
mtn > Лпах »7ог/’,"’'^г1’
_____________хах
^ог~ Лэ г/ ’ I
н=г
Ъ Лбых^^ог’
aQ=JHT(R0) tA0=a0,
во~ Л ~Ао Аво
а
Рг1/^о~аоУД^Т^
<WrV^ J
Нет
{Печать Гог,7
/ Ак, В)<•>&*
[/вых=^6ых + ^
Да
доп
Rk~1/(Rk-1, ak-l)
aK=iNT(ph)
Ak=axAk-1~Ak-Z
Вк~ак Sk-1 'Bk-2
ек=я0-Ак/вк
ZZZJ____
Л)Г~ Л)Г I
доп
ет
Нет
1=1 +7
Нет
ъ(])^вк
та
,-------\ Аа
< —)—у=атах - ^т)/^
Рис. 4 3. Схема алгоритма моделирования на ЭВМ работы аппроксимирующе-
го синтезатора частот
ниях Bfemax и for- При наличии таких частот моделирование про-
должается при других значениях for и (или) В^тах- Практически
ддоп целесообразно выбирать примерно равной относительной не-
стабильности for.
Для увеличения быстродействия в кольце ФАПЧ с малым ша-
гом сетки частот необходимо увеличить частоту сравнения кольца
на (несколько порядков по сравнению с шагом сетки. Эта задача
решается усложнением синтезатора за счет применения ориги-
нального делителя частоты с дробным переменным коэффициен-
том деления [55], позволяющего получить уровень побочных дис-
кретных составляющих значительно ниже 20 lg Кд (подробнее см.
§ 5.5). Практически исследовался синтезатор частот, работающий
в диапазоне 175 180 МГц. Частота сравнения кольца ФАПЧ бы-
ла выбрана равной 1 МГц. При этом шаг сетки частот равнялся
100 Гц, а полоса пропускания кольца ФАПЧ (Составила 30 ...40 кГц.
Уровень побочных спектральных составляющих, попадающих в
106
полосу пропускания кольца ФАПЧ, не превышал —70 дБ отно-
сительно несущей и определялся подавлением их в управляемом
дискретном фазовращателе, которое составляло 70 дБ. Вне поло-
сы кольца уровень побочных составляющих уменьшался. Время
перейстроки с частоты на частоту с точностью до шага сетки
составило не более 100 мкс. Паразитная девиация частоты не
превышала 3; 20 и 150 Гц в полосах анализируемых частот 0,3...
...3,4; 0,03... 20 и 0,03 ...200 кГц соответственно. Уровень фазово-
го шума при расстройках: 1 кГц----------108 дБ/Гц; 10 кГц —
—112 дБ/Гц; 20 кГц--------115 дБ/Гц. Эти данные удовлетворяют
всем требованиям по шумам, предъявляемым к синтезаторам час-
тот техники радиосвязи.
В аппаратуре, обеспечивающей работу ЧМ радиолиний с дис-
кретным множеством частот, целесообразно возложить функции
образования ЧМ сигналов также на синтезатор частот. Естествен-
но, что при этом к синтезатору частот предъявляются дополни-
тельные требования: достаточно большая девиация частоты, рав-
номерность амплитудно-частотной модуляционной характеристики
(АЧМХ) в широкой полосе частот, малый уровень искажений ЧМ
сигнала и т. д. Таким образом, при построении ЧМ синтезатора
следует в полной мере учитывать необходимость компромиссных
решений для получения наилучших спектральных, динамических
и модуляционных характеристик. Покажем возможности таких
решений, сопоставив различные варианты построения ЧМ синте-
затора.
В цифровых синтезаторах частот с частотной модуляцией ши-
роко распространены так называемые «одноточечные» методы мо-
дуляции, характеризуемые тем, что 'модулирующий сигнал U№(f)
подается на какой-либо один из элементов ЧМ синтезатора: на
ГУН (метод ЧМ1); в тракт опорного сигнала (метод ЧМ2); в
тракт обратной связи (метод ЧМЗ); в тракт цепи управления
(метод ЧМ4).
При ЧМ1 модулирующее воздействие можно подавать на тот
реактивный элемент, который используется в цепи управления
ГУН, но для получения наиболее качественных модуляционных
характеристик используют разные реактивные элементы с час-
тичным включением в основной колебательный контур. Поскольку
модуляции подвергается непосредственно ГУН, то ЧМ1 называют
еще и прямым «одноточечным» методом. Другие методы осуще-
ствления ЧМ в одноточечных схемах основаны на косвенном по-
лучении эффекта модуляции на выходе ЧМ синтезатора. Общим
Для них является тот факт, что непосредственного воздействия
на ГУН не происходит.
Процесс частотной модуляции ГУН представляет собой внут-
реннее возмущение для контура регулирования, поэтому система
ФАПЧ минимизирует это возмущение в зависимости от диапазона
модулирующих частот Гм. При очень низком значении Гм воз-
действие t/M(0 почти полностью компенсируется. С ростом FM
ФНЧ, содержащийся в контуре регулирования, вносит все боль-
107
ший фазовый сдвиг, что приводит к ослаблению эффекта демо-
дуляции. На достаточно высоких частотах цепь регулирования
можно считать разомкнутой и поэтому высокочастотные состав-
ляющие спектра модулирующего сигнала не претерпевают демо-
дуляции, т. е. имеет место практически неискаженная ЧМ. Таким
образом, система ФАПЧ ЧМ цифрового синтезатора при ЧМ1 яв-
ляется эквивалентным фильтром верхних частот, причем на не-
которой частоте FM, превышающей частоту среза Fc системы»
существует подъем АЧМХ. Чтобы расширить диапазон возмож-
ных значений FM используют цепи предыскажения. Однако, если
в цепи управления ГУН применяются сложные ФНЧ (для обес-
печения требуемого ослабления побочных составляющих с час-
тотой сравнения на ФД), то частотную характеристику компен-
сационной схемы весьма трудно совместить с реальной харак-
теристикой системы ФАПЧ. Чаще всего на практике для выпол-
нения требований к низкочастотным искажениям модулирующего
сигнала приходится сужать полосу пропускания системы ФАПЧ»
что ограничивает быстродействие синтезаторов. Методу ЧМ1 при-
сущи и важные достоинства: простота его реализации и возмож-
ности высокой стабильности частоты.
«Одноточечный» косвенный метод ЧМ2 основан на обычной
модуляции по фазе импульсов с выхода делителя частоты в цепи
опорного генератора, используемых как опорные на синхронизи-
рующем входе ИФД. Возможны и другие способы осуществления
метода ЧМ2, например в качестве опорного используется авто-
генератор управляемого КГ, <на реактивный элемент которого по-
дается модулирующее воздействие либо фазовый моду-
лятор на синхронизирующем входе ИФД. Однако во всех случаях
общим результатом является изменение сигнала ошибки на вы-
ходе ИФД, вызывающее отклонение частоты выходного сигнала
ГУН в соответствии с законом модуляции. При ЧМ2 сигнал
UM(f) является внешним возмущением для системы ФАПЧ.
В ФНЧ происходит сглаживание сигнала ошибки, минимизирую-
щее высокочастотные составляющие спектра Система
ФАПЧ ЧМ цифрового синтезатора при ЧМ2 ведет себя как экви-
валентный фильтр нижних частот относительно модулирующего
воздействия, причем на некоторой частоте, меньшей частоты сре-
за Fc системы, существует некоторый подъем АЧМХ.
Практически неискаженная ЧМ при ЧМ2 имеет место только
на низких частотах. Следовательно, для уменьшения искажений
необходимо расширить полосу пропускания ФАПЧ в высокочас-
тотную область, так как (при ЧМ2 отсутствует противоречие, свой-
ственное ЧМ1, между быстродействием ЧМ синтезатора и умень-
шением 'искажений модулирующего сигнала. С другой стороны,
увеличение Fc связано с ухудшением фильтрующей способности
ФАПЧ по отношению к составляющим частоты сравнения. Кро-
ме того, к недостаткам ЧМ2 следует отнести наличие дополни-
тельных устройств в тракте модулирующего сигнала, приводящих
к увеличению габаритных размеров и усложнению ЧМ синтеза-
108
тора; ухудшение стабильности средней частоты (выходного сигна-
ла при непосредственной модуляции опорного управляемого КГ.
При ЧМЗ используется фазовая модуляция импульсов ДПКД
фазовым модулятором, включенным между ДПКД и ИФД, или
соответствующим изменением коэффициента деления ДПКД
[103, ПО] по закону модулирующего сигнала. В обоих случаях
модулированная последовательность импульсов поступает на син-
хронизируемый вход ИФД. В первом случае t/M(0 подвергается
предварительному интегрированию, а во втором — преобразова-
нию из аналоговой формы в цифровую. Методу ЧМЗ свойствен-
ны в целом те же качества, что и ЧМ2 за тем лишь существен-
ным исключением, что в данном случае не ухудшается стабиль-
ность частоты. Модулирующий сигнал при ЧМЗ воздействует на
цепь обратной связи и поэтому частотное отклонение отличается
от отклонения при ЧМ2 только знаком.
При ЧМ4 модулирующий сигнал ик(1) подается в точку меж-
ду выходом ИФД и входом ФНЧ. Если не учитывать дискрет-
ности работы ИФД, то легко показать, что ЧМ1 и ЧМ4 в первом
приближении идентичны.
Из изложенного ясно, что применение любого варианта одно-
точечной частотной модуляции в ЧМ синтезаторе характеризует-
ся АЧМХ с полосой пропускания либо верхних (ЧМ1), либо ниж-
них (ЧМ2, ЧМЗ) частот. При этом всем «одноточечным» мето-
дам принципиально свойственно появление специфического вида
Таблица 41
Наименование параметра Значение параметра
1 1 2
Диапазон рабочих частот, МГц 150...154 80...120
Шаг сетки, кГц Диапазон частот модулирующего сигнала FM н . 50 50
. Гм в кГц Девиация частоты рабочего колебания при частоте модуляции 1 кГц и уровне модулирующего напря- 0,3...3,4 0,6...16
жения 450 мВ, кГц Неравномерность модуляционной характеристики в 5 300
полосе Гм н Гм в, дБ, не более + 1 1,5
Коэффициент нелинейных искажений, %, не более Паразитное отклонение частоты рабочего колебания, Гц, измеренное в полосе часот 0,3 3,4 кГц, не 2,5 2,5
более Ослабление побочных излучений, дБ, при расстройке на частоту сравнения и более при снятой модуля- 7.. .8 10
ции, не менее Ослабление гармонических составляющих выходно- 60 55
го сигнала, дБ, не менее 14 20
Частота сравнения, кГц 25 4,16(6)
Метод частотной модуляции Время установления новой частоты, с, при скачке ЧМ1—2 ЧМ1
±2,5 МГц, не более 5*10—3 0,3
109
нелинейных искажений, обусловленных комбинационными состав-
ляющими ,в спектре сигнала ошибки на выходе ИФД, проходя-
щими через ФНЧ и воздействующими на ГУН.
«Двухточечные» методы ЧМ, представляющие комбинацию
прямого и косвенного «одноточечных» методов, позволяют с вы-
сокой эффективностью преодолеть недостатки, присущие ЧМ1—
ЧМ4. Наиболее распространена схема двухточечной модуляции
ЧМ1—2 [108], основанная на совместном использовании методов
ЧМ1 и ЧМ2. Существуют и другие разновидности методов двух-
точечной модуляции, но всем им свойственны следующие дос-
тоинства:
возможность реализации достаточно гладкой АЧМХ в широ-
ком диапазоне модулирующих частот;
возможность расширения полосы пропускания ФАПЧ для по-
вышения быстродействия синтезатора без ухудшения качествен-
ных характеристик процесса частотной модуляции;
принципиальная возможность получения неискаженного час-
тотно-модулированного сигнала при идентичных параметрах ка-
налов прохождения модулирующего сигнала.
В табл. 4.1 приведены параметры двух типов синтезаторов ЧМ.
4.2. Синтезаторы частот дециметрового и сантиметрового
диапазонов волн
Однокольцевые синтезаторы частот этих диапазонов (рис. 4.4)
обычно строят с преобразованием частоты ГУН в кольце вниз до
рабочих частот современных ДПКД. Желательно частоту под-
ставки выбирать выше рабочих частот ГУН, так как в данном
Рис. 4.4. Структурная схема синтезатора частот со смесителем (а) и с форми-
рователем мелкой сетки частот (б)
110
случае неравномерность коэффициента передачи кольца ФАПЧ
до диапазону несколько уменьшается благодаря одновременному
увеличению (уменьшению) крутизны регулирования частоты ГУН
и коэффициента деления ДПКД. Циркулятор ФЦ1 ослабляет
влияние на ГУН внешних цепей. Циркулятор ФЦ2 ослабляет
колебания частоты, прошедшие на выход синтезатора. Дополни-
тельное ослабление обеспечивается выбором режима сумматора
СМ1 и направленным ответвителем НО. В отечественной прак-
тике построения таких синтезаторов наилучшие результаты от-
ражены в [34, 35, 55, 57].
Основные экспериментально полученные характеристики кон-
кретных синтезаторов указаны в табл. 4.2. Умножение частоты
ГУН (Для образования необходимого рабочего диапазона синте-
затора использовано только в моделях М3 и М4. Все модели
г
^»лица 4.2
.. ' "
«* •ft Параметры Модель СЧ
Ml М2 М3 j М4
Шйапазон частот, МГц |^®ффициент умножения 605...630 1285...1355 2525...2750 5050...5525
Частоты ГУН 1 1 2 4
®йсло частот 25 15 19 20
ffiar сетки, МГц 1 5 12,5 25
Кюмежуточная частота, fn, КГц 35...60 45...115 25...137,5 18,75... 137,5
Коэффициент деления 35...60 9...23 4...22 3...22
Частота сравнения fcp, МГц «Игорная частота f, МГц 1 5 6,25 6,25
70 100 100 100
Д^стота f', МГц 665 1400 1400 1400
МЮД в синхронизм Предварите- Поиск Поиск Предвари-
льная уста- тельная
La новка установка
вровень побочных состав- дающил:
/н±/ср, дБ —82 —82 —76 —70
/н±/п, дБ —65 —65 -65 -65
вреднее квадратичное зна- фяие ПОЧ, Гц, в полосах
диализируемых частот. £ 0,02 ...0,15 кГц 0,8...1 0,7...1,4 1,1...2 <2
0,02 .. 1 кГц 1,1. ..1,3 1,6...2 2,9...3,5 <9
, 0,02 ... 20 кГц 15...18 10...14 28...30 50...60
° 5ф, дБ/Гц, при
1 кГц -(92...94) —91 —(83... 86) —(83... 84)
' Ю кГц -(104...107) -(106... ПО) —(97.. .100) —(92... 97)
20 кГц -(106...НО) -(113...116) -(101...109) —(92... 104)
Т1, мкс 100 50 50 50
?2, МКС 125 200 100 150
Мощность выходного коле-
банияГ, мВт 33...41 55...60 32...48 43...60
Потребляемая мощность, Вт 3,8 4,7 4,7 9
Объем, дм3 1,4 1,6 1,6 1,4
Масса, кг 1,4 1,3
111
обеспечивают относительно крупный шаг сетки, малый Кд и, сле-
довательно, высокое быстродействие, исключение влияния шумов
фазовых дискриминаторов. В модели Ml предусмотрена возмож-
ность получения мелкой сетки частот. Для этого в тракт образо-
вания колебаний с частотой f' вводится дополнительный сумма-
тор, обеспечивающий сложение частоты mfor с частотой синтеза-
тора мелкой сетки [сч (рис. 4.4,6), например, быстродействующе-
го синтезатора, рассмотренного в § 4.1, с участком рабочего диа-
пазона 175... 176 МГц. Сравнивая данные табл. 4.1 по шумовым
характеристикам с требуемыми (гл. 1), видим, что все модели
можно использовать в радиосредствах различного назначения.
Уровень побочных составляющих в моделях М3 и М4 выше, чем
в моделях Ml и М2 и обусловлен наличием умножителей на два
и на четыре соответственно.
Среднее квадратическое значение ПОЧ измерялось прибором
C3-32. Спектральная плотность среднего квадрата фазового шума
измерялась анализатором спектра С5-3, подключенным к низко*
частотному выходу прибора C3-32. Время перестройки синтеза-
тора с частоты на частоту измерялось установкой с фазовым
детектором. Для простоты выполнения фазового детектора час-
тота синтезатора преобразовывалась вниз, а вместо второго син-
тезатора использовался умножитель опорной частоты. Окончанием
процесса перестройки считался момент, после которого скорость
изменения фазы не превышала 5° за 1 мс. Время перестройки
при изменении частоты на один шаг сетки (tJ не превышало
100 мкс, а при перестройке частоты в пределах всего диапазона
(т2) — 200 мкс как при предварительной установке напряжения
смещения на ГУН, так и при плавном поиске.
Все модели синтезаторов работали от опорного генератора
типа «Гиацинт-М» (/ог=5 МГц). В тракте умножения опорной
частоты до 70 и 100 МГц был (включен кварцевый фильтр с по-
лосой пропускания Д/0,7= ±1,5 кГц при средней частоте 10 МГц.
Других специальных мер повышения спектральной чистоты вы-
ходного колебания не предпринималось. Тем не менее высокие
качество сигнала и быстродействие получены не автоматически,
а достигнуты оригинальностью решений, тщательной схемотехни-
ческой проработкой на основе богатого профессионального опы-
та разработчиков. Общие принципы повышения быстродействия
в синтезаторах с кольцами ФАПЧ изложены в [36, 112].
Многокольцевые синтезаторы частот сложнее в изготовлении,
обладают большими габаритами, массой и потреблением электро-
энергии, но позволяют одновременно получать малый шаг сетки
в широком диапазоне частот с предельной спектральной чистотой
выходного сигнала и, при необходимости, высокое быстродействие.
Найдем распределения фазового шума синтезатора частот
сантиметрового диапазона с шагом сетки 1 МГц ,на примере двух-
кольцевой схемы ФАПЧ (рис. 4.5). Первое кольцо ФАПЧ с соб-
ственной частотой Fc = 70 Гц имеет постоянный коэф-
фициент Кд = 22 и синхронизирует фазу опорного задающего
112
Рис, 4 5. Структурная схема малошумящего двухкольцевого синтезатора ча-
стот сантиметровых волн
генератора с f0=110 МГц, управляемого напряжением относитель-
но фазы опорного задающего генератора с fo=5 МГц. Второе
кольцо ФАПЧ имеет собственную частоту Fc=8 кГц и синхрони-
зирует фазу управляемого напряжением генератора частот 1800...
... 1925 МГц относительно фазы опорной частоты 5 МГц. Это коль-
цо имеет переменный Кл. Фазовый дискриминатор работает на
частоте 250 кГц, что обеспечивает выбор рабочих частот ГУН с
шагом сетки 250 кГц. Выходная частота ГУН умножается на 4,
а следовательно, выходной частотный диапазон 7200 ...7700 МГц
получается с дискретностью 1 МГц.
Составляющие фазового шума (рис. 4.6,а) первого кольца
ФАПЧ представлены на выходной частоте ПО МГц. Уровень фа-
зового шума стандарта частоты с f0 = 5 МГц составляет примерно
—130 дБ/Гц при отстройке F=10 Гц и постоянен (—140 дБ/Гц)
на частотах F, превышающих 22 Гц (кривая 4). Поскольку для
первого кольца ФАПЧ Кд=22, уровень фазового шума опорного
сигнала относительно частоты ПО МГц возрастает на 201g 22 =
= 26,8 дБ (кривая 1). Шумовой предел высококачественного ФД
на рабочей частоте 5 МГц составляет приблизительно —150 дБ/Гц
и ухудшается на 26,8 дБ после приведения к выходной частоте
ПО МГц (кривая <?). На этом же рис. 4.6,а (кривая 6) показа-
но распределение фазового шума управляемого напряжением квар-
цевого генератора с f0=110 МГц, рассчитанное по (3.16). Следует
отметить, что уровень фазового шума кварцевого ГУН равен
уровню фазового шума обычного КГ с fo=5 МГц (кривая 2) при
отстройке Fn = 70 Гц. Поэтому собственная частота первого коль-
ца выбрана равной 70 Гц. Очевидно, что на частотах F<FC уро-
вень фазового шума определяется фазовым шумом опорного сиг-
нала, а на частотах F>FC повторяет фазовые шумы кварцевого
ГУН.
На рис 4.6,6 построена результирующая характеристика фа-
зового шума при использовании стандарта частоты 5 МГц (кри-
113
Рис 4 6 Спектральные
характеристики выход-
ного сигнала двухколь-
цевого синтезатора час-
тот
-80
-100
-120
-140
вая /). Из рис. 4.5 видно, что выходная частота первого кольца
ФАПЧ умножается на 16, прежде чем поступить на смеситель
второго кольца ФАПЧ Кривая 1 в пересчете с частоты ПО МГц
на частоту 1760 МГц сместится вверх на 201g 16 = 24 дБ (кри-
вая 2) на рис. 4.6,6.
Составляющие фазового шума второго кольца ФАПЧ (рис.
4.6,в) рассчитаны относительно частоты 1925 МГц. В результате
работы смесителя фазовый шум первого кольца ФАПЧ на час-
тоте 1760 МГц добавляется к фазовому шуму ГУН2 частот 1800...
... 1925 МГц на максимальной промежуточной частоте 165 МГц.
Частота сигнала промежуточной частоты делится в 660 раз и по-
ступает на ФД, работающий на частоте 250 кГц. Опорный сиг-
нал на ФД2 подается непосредственно от опорного КГ е
114
/0=5 МГц после деления на 20. Шумовой предел фазового дис-
криминатора на частоте 250 кГц равен приблизительно
—160 дБ/Гц. В результате работы кольца уровни шума ФД и
опорного КГ ухудшаются на 201g 660 и 201g 660/20 соответствен-
но для частоты 1925 МГц.
Распределение шумов ГУН второго кольца получено при ис-
ходных данных /Сш=30 дБ, Рс= + 19 дБм, Q = 60 и /0=1925 МГц.
При этом расчетное значение 5ф(10 кГц) =—101 дБ/Гц. Огибаю-
щая распределения фазового шума ГУН пересекает шумовой пре-
дел ФД на частоте Ffi=F~13... 20 кГц. Чтобы уменьшить влияние
фазового шума опорного КГ, собственная частота второго кольца
выбрана равной 8 кГц. Тогда огибающая шума этого кольца
ФАПЧ на частоте 1925 МГц повторяет огибающую шума первого
кольца ФАПЧ относительно частоты 1760 МГц до частоты
«600 Гц. В промежутке 600 Гц...8 кГц уровень фазового шума
выходного сигнала соответствует уровню шума второго кольца
ФАПЧ, а на частотах Г>8 кГц определяется шумами ГУН. Час-
тота ГУН второго кольца ФАПЧ умножается на 4 (уровень /шу-
ма возрастает на 12 ДБ).
Шумовые характеристики выходного сигнала синтезатора на
частоте /вых = 7,7 ГГц (рис. 4.6,г) получены также и эксперимен-
тально. В качестве опорного использовался КГ с /0=5 МГц. Не-
смотря на упрощение графического представления шумов отдель-
ных элементов колец ФАПЧ, из рис. 4 6 видно близкое соответ-
ствие между теоретическими и экспериментальными данными.
Подобным способом, базируясь на материале гл. 3, можно оце-
нить любую систему синтеза частот.
Представляет несбмненный интерес система синтеза частот,
предложенная в [107] (рис. 4.7). Принятые в ней меры повыше-
ния спектральной чистоты выходного колебания позволяют наи-
более полно использовать и реализовать достоинства, присущие
высокостабильным по частоте и фазе генераторам различных диа-
пазонов частот. К указанным мерам необходимо отнести следую-
щие.
1. В качестве опорного используется КГ с /о=ЮО МГц Его
частота стабилизируется с помощью кольца ФАПЧ по частоте
цезиевого стандарта. Такой кварцевый генератор на модулирую-
щей частоте F=10 кГц обеспечивает 5'Ф(Г)«—145 дБ/Гц.
2. Частоты тракта переноса образуются путем умножения и
фильтрации в кольце ФАПЧ частоты кварцевого генератора с
/о=ЮО МГц. В полбсе регулирования кольца ФАПЧ примерно
до 100 кГц спектральная плотность 5Ф(Г) определяется шумами
опорного КГ, а в дальней зоне — шумами управляемого генера-
тора СВЧ. В качестве последнего используется генератор с резо-
натором на железоиттриевом гранате (ЖИГ генератор), обеспе-
чивающем перестройку генератора в октавной полосе и имеющем
добротность около 4000. В результате при Г=10 кГц 5Ф(Г)«
—105 дБ/Гц на частоте выходных колебаний 10 ГГц.
3. В диапазоне 10...20 МГц частоты синтезатора формируют-
115
a)
Рис. 4 7. Структурная схема (а) и спектр колебания (б) в синтезаторе на ча-
стоте 10 ГГц, полученного с использованием цезиевого стандарта, кварцевого
ГУН с fo=100 МГц и СВЧ ЖИГ генератора (/), а также колебания в син-
тезаторе на частотах 10.. 20 МГц (2)
ся путем последовательного включения цифровых синтезаторов
частоты с шагом сетки 100 <кГц, охваченных общей петлей ФАПЧ.
На выходе каждого цифрового синтезатора установлен делитель
частоты на 10. В каждом кольце ФАПЧ для обеспечения предель-
ной спектральной чистоты выходного колебания применяются уп-
равляемые генераторы с электронной перестройкой частоты с вы-
сокой добротностью контуров, а опорная частота 100 кГц полу-
чена делением частоты кварцевого генератора с /о=1ОО МГц.
В результате при F, близких к 10 кГц, —120 дБ/Гц (2
на рис. 4.7,6).
4. В качестве выходного генератора всей системы синтеза час-
тот использован генератор с ЖИГ резонатором, обеспечивающим
перестройку генератора также в октавной полосе частот. Доброт-
ность резонатора находится в пределах 2000... 4000.
Таким образом, спектральная плотность мощности фазовых
флуктуаций на выходной частоте /0=10ГГц при шаге сетки 1 Гц
системы синтеза согласно рис. 4.7,а определяется по формуле
Зф (Г)|к=10 кгц = [5; (Г) + 201g 99] + [S; (F) + 20 lg 10] =
==[—145 дБ/Гц4-40 дБ/Гц]4-[—124 дБ/Гц4-20 дБ/Гц] =
= —101 дБ/Гц.
116
Для получения шага сетки 1 Гц при таком построении системы
синтеза потребовалось большое число колец ФАПЧ, в которых
управляемые генераторы имеют октавную полосу частот, а время
установления частоты ib системе измеряется сотнями миллисекунд.
Другой вариант синтеза частот, обладающий приемлемыми
спектральными характеристиками выходного колебания для ра-
диолиний связи и несколько большим быстродействием, можно
реализовать по схеме на рис. 4.8. Для обеспечения высокой спек-
тральной чистоты выходного колебания используют комбинацию
первого и третьего из указанных в гл. 3 направлений построения
современных систем синтеза, т. е. осуществляют перенос частоты
в охватывающем кольце ФАПЧ. Применяются генераторы с элек-
тронной перестройкой частоты метрового и дециметрового дпапа-
зонов волн и кварцевый генератор с /о=1ОО МГц, имеющие вы-
ходные колебания с высокой чистотой спектров (см. рис. 2.14).
Укажем некоторые принципиальные особенности схемы на рис. 4.8:
1. Тракт переноса построен на основе КГ с /о=1ОО МГц, час-
тота которого стабилизируется с помощью кольца ФАПЧ по часто-
те опорного КГ с f0=5 МГц.
2. На выходе цифрового синтезатора частоты мелкой сетки
установлен делитель частоты на 10, а в тракте переноса и в циф-
ровом синтезаторе крупной сетки частоты сравнения выбраны
равными 12,5... 15 МГц и 2,5 МГц соответственно. Такой выбор
Рис 4 8 Структурная
схема трехкольцевого
СВЧ синтезатора частот
тот
117
Параметры Adret 7100 Ronde & Schware SMP-C Eaton Ail tech 382M-183- 002 Fluke 6071A Hewlett Packard 8642B Hewlett Packard 8663A
Диапазон частот, МГц 0,1...1300 5-io-3...1360 1...2000 0,2...1040 0,1...2115 0,1...2560
Шаг сетки, Гц 1 0,1 1 1 1 0,1
Стабильность час- тоты, Х10-9 5 10 30 500 1 0,5
Быстродействие, ml 100 18 20*10—3 85 85 510-10—3
Потребляемая мощность, Вт 50 30 — 50 25 —
Уровень составля- ющих выходного колебания, дБ: гармонических —30 —30 -15 —25 —25 —25
негармонических —100 -90 —55 —64 —94 —78
Уровень шума, дБ лри отстройках: 100 Гц —80 —75 —75 —112
10 кГц —130 — —100 —Щ8 —131 —131
20 кГц —130 —130 — —123 —138 —
100 кГц —130 — —108 — —148 —132
частот сравнения обусловлен шумами фазовых дискриминаторов
и позволяет наиболее полно реализовать спектральные характе-
ристики генераторов в системах синтеза частот. Фазовые дискри-
минаторы и цифровые делители частоты имеют уровень фазовых
шумов порядка —152 дБ/Гц ,[12], а опорный КГ с fQ~5 МГц при
Г=1 кГц имеет (см. рис. 2.8) 5Ф(Г)=—146 дБ/Гц. Следователь-
но, при частотах сравнения, ‘меньших 2,5 МГц, определяющими
будут шумы не опорного КГ, а фазового дискриминатора. Что
касается быстродействия многокольцевого Синтезатора, то, как
подтверждают многочисленные эксперименты, время установле-
ния частоты обычно не превышает 100/fcp.min, где fcp mm — мини-
мальная частота сравнения в кольцах ФАПЧ.
На основе моделей Ml—М4 (см. табл. 4.2) и быстродействую-
щего синтезатора 175... 176 МГц (см. § 4.1) ,[34] был создан син-
тезатор (возбудитель) сантиметрового диапазона по близкой к
изображенной на .рис. 4.7 схеме с шагом сетки 100 Гц, быстро-
действием, присущим синтезатору (175... 176 МГц), и спектраль-
ной плотностью фазового шума при /?=10 кГц порядка 92...
...97 дБ/Гц, определяемой, главным образом, синтезатором моде-
ли М4. В [112] сообщается, что в синтезаторе частот, построен-
ном по третьему (см. гл. 3) из указанных направлений, при час-
тоте сравнения 1 МГц удалось получить время установления час-
тоты порядка 40 мкс.
Основные параметры синтезаторов частот, выпускаемых неко-
торыми зарубежными фирмами и построенных по многокольцевым
118
Таблица 43'
Racal-Dana 2087 Fluke 6060А Hewlett Packard 8656В Marconi 2019A Marconi 2022 Adret 740 Ronde & Schwarz SMS28
0,01...1300 0,1...1050 0,1...996 0,08... 1040 0,01...1000 0,1...1120 0,1...1040
1 10 10 10 10 10 100
3 500 2000 100 100 100 1000
0,4 100 150 100 100 20 40
50 50 50 50 25 50 30
-30 —30 -25 —20 —25 —25 —30
-85 —60 —60 —70 —40 —65 —60
—77 —80 —90
—130 —107 —114 -114 -115 —120 —120
—130 —116 -118 —122 —121 —120 —145
—130 —135 —118 —135 —. —130 —
схемам и с использованием комбинаций прямой — косвенный син-
тез, представлены в табл. 4.3.
Дальнейшего повышения быстродействия можно добиться, ис-
пользуя два синтезатора, построенных по методу косвенного син-
теза, один из которых работает в установившемся режиме, а вто-
рой — в режиме 'перестройки, и наоборот [НО]. Естественно, что
пр'и переходе с первого синтезатора на второй во втором синте-
заторе к этому моменту должен закончиться переходный процесс.
Алгоритм переключения двух синтезаторов покажем на примере
двух переключаемых многочастотных ПАВ генераторов, представ-
ленных на рис. 4.9. Напомним, что ПАВ генераторы обладают
высокой чистотой спектра выходных колебаний (см. рис. 2.18), а
быстродействие определяется временем т распространения ПАВ по
звукопроводу от входного преобразователя до выходного. Время
выключения генератора равно постоянной времени коммутатора
и составляет сотни наносекунд, а время включения (нарастания)
колебаний, например при т = 4 мкс, не превышает 40 мкс (Ют).
Следовательно, при использовании в качестве синтезаторов мно-
гочастотных ПАВ генераторов нет необходимости держать их все
время во включенном состоянии, что позволяет повысить спек-
тральную чистоту и КПД всего устройства.
Предположим, что в момент включения опорного генератора
на прямом выходе счетного триггера (рис. 4.9) действует сигнал
логического нуля. С приходом первого импульса от опорного ге-
нератора состояние счетного триггера изменится на противополож-
на
Рис 4 9 Структурная
схема быстродействую-
щей системы синтеза ча-
стот с повышенной чи-
стотой выходного коле-
бания
ПАВ гене-
ратор 1
1k ... 1/77
Линия
задержки 1
Линия
задержки 2
ПАВ гене-
ратор 2
/| . . . |/77
Регистр
памяти _
7 Г
1 k ... km
Регистр
памяти
2
1\\______ion
1 ... т
ОГ
т
□-------(*.
Счетный
триггер
Влек
управления
ное. Сигнал логической единицы поступит на вход разрешения
записи регистра, в котором запишется комбинация, поступающая
с блока управления, после чего начнется переходный процесс
нарастания колебаний в ПАВ генераторе 1. Переключатель 1 в
этот момент закрыт, так как селектор (триггер) находится в ис-
ходном состоянии, которое изменится только при поступлении
импульса с прямого выхода счетного триггера через линию за-
держки 1 с временем задержки, равным времени нарастания ко-
лебаний в ПАВ генераторе 1. После окончания переходного про-
цесса в ПАВ генераторе 1 переключатель 1 открывается, и на
выход устройства проходит колебание от первого генератора.
С приходом следующего импульса от опорного генератора
счетный триггер и блок управления изменяют свои состояния, но,
пока длится переходный процесс в ПАВ генераторе 2, переклю-
чатель 2 закрыт, и на выходе устройства будет колебание ПАВ
генератора 1, так как на входе разрешения записи регистра 1
действует запрещающий сигнал. После окончания переходного
процесса в ПАВ генераторе 2 селектор изменяет свое состояние,
открывается переключатель 2, закрывается переключатель 1 и че-
рез схему выделения фронта импульса 1 устанавливается в ну-
левое состояние регистр 1, т. е. колебания ПАВ генератора 1 сры-
ваются Описанный процесс повторяется со следующим тактовым
импульсом.
В результате на выходе устройства в стационарном режиме
обеспечивается спектральная чистота выходного колебания, при-
сущая спектральной чистоте каждого в отдельности многочастот-
ного генератора (синтезатора), а скорость переключения частот
120
по сравнению с одним ПАВ генератором (синтезатором) возрас-
тает на 1,5—2 порядка, т. е длительность фронта переключения
частот составляет не более сотни наносекунд, а время работы
на какой-либо частоте может быть 30... 40 мкс.
Информационные сигналы вводятся в многокольцевые синтеза-
торы частот, как правило, на поднесущих частотах путем дополни-
тельных преобразований ввиду сложности переходных процессов.
При этом следует обращать внимание на то, чтобы тракты ввода
информации и устройства формирования сигналов не ухудшали
стабильности частоты синтезатора и не снижали качества несуще-
го колебания. Заметим, что улучшение электромагнитной совмес-
тимости устройств, входящих, например, в систему связи, требует
разработки формирователей фазо- и частотно-манипулированных
сигналов без разрыва фазы с оптимизацией излучаемых спект-
ров в широком диапазоне скоростей и несущих частот. Достаточ-
но эффективное ограничение мощности внеполосных излучений
сигналов частотной (ЧТ) и фазовой (ФТ) телеграфии достигает-
ся практически для любых скоростей работы при использовании
полосовых фильтров с заданными характеристиками затухания.
Однако эти сигналы можно перенести в рабочий диапазон час-
тот без расширения спектров только в квазилинейных трактах.
Оптимальное ограничение ФТ и ЧТ сигналов на любых несущих
частотах достигается и с помощью кольца автоподстройки фазыг
но этот метод относительно сложен в реализации, особенно для
больших скоростей.
Наиболее перспективным методом ограничения ширины спект-
ра является формирование сигналов с линейным изменением фа-
зы цифровыми интегральными схемами. Метод основан на изме-
нении на некоторое время т коэффициента делителя частоты. При
этом за время т фаза меняется по линейному закону на требуе-
мое значение Аф Управление коэффициентом деления произво-
дится синхронно с сигналом манипуляции (рис. 4.10) [103]. Сиг-
Рис 410 Структурная
схема устройства фор-
мирования ФМ сигна-
лов
12i
рал источника опорных колебаний с частотой f0 делится делите-
лем частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) в
К раз. При появлении на одном входе схемы привязки фронтов
цмпульсов (СПФИ) положительного фронта манипулирующего
импульса, а на другом ее входе положительного фронта импульса
с выхода ДПКД триггер Т меняет свое состояние. В результате
открывается ключ, запускается счетчик импульсов (СИ) и пере-
ключается через схему И2 коэффициент деления ДПКД, который
начинает делить частоту f0 в К—k раз. В момент заполнения
счетчика импульсов триггер Т меняет свое состояние на противо-
положное. Ключ блокирует счетчик импульсов, а ДПКД возвра-
щается в исходное состояние и продолжает делить частоту /0 в
К раз.
При появлении на одном входе СПФИ отрицательного фронта
манипулирующего импульса, а на другом положительного фрон-
та импульса с выхода ДПКД происходит аналогичный запуск
счетчика импульсов, и через схему И1 с помощью триггера Т
изменяется коэффициент деления ДПКД, который начинает делить
частоту f0 в К + & раз. В момент заполнения счетчика импульсов
триггер Т меняет свое состояние. Ключ блокирует счетчик импуль-
сов, а ДПКД начинает делить частоту /0 в К раз.
Емкость счетчика I выбирается такой, чтобы при прохождении
импульсов с частотой следования f0/(K±&) фаза сигнала на вы-
ходе ДПКД изменялась на требуемое значение:
/К К±£\о
I — —----- j 2 л
дф= - -----h—L—/ = ± (4.1)
к к
/о
Как следует из (4.1) Дф при выбранном соотношении ,kl/K не
зависит от входной частоты.
Длительность линейного изменения фазы
r=Z(K±Wo (4-2)
несколько различна при положительном и отрицательном прира-
щениях, однако такое различие практически не влияет ни на ши-
рину спектра, ни на достоверность принимаемой информации.
В качестве усредненного значения т можно считать
T = KZ/f0. (4.3)
Обозначив через n=%R относительную длительность линейно-
го изменения фазы по отношению к длительности элементарной
посылки при скорости передаваемой информации R, получим
п = К/Я//о. (4.4)
Проанализируем выражения (4.1)—(4.4) с точки зрения вы-
бора величин К, /, k, fo при проектировании модуляторов с линей-
ным изменением фазы.
122
Если принять, что допустимые краевые искажения фронтов
импульсов информации за счет СПФИ не должны превышать 5%
от длительности элементарной посылки, то очевидно
(АЛ (4.5)
\ /о /min R
Подставляя (4.5) в (4.4), получаем Zmin=«/0,05. Если взять
л=0,25, что с точки зрения ограничения спектра и достоверности
принимаемой информации является оптимальным, получаем ZmIn =
= 5. Тогда при Дф=±лм k= \ из (4.1) следует, что
К = 2л&//Д<р = 10,
а из (4.5) —
fomm = КЯ/0,05 = 200/?. (4.6)
Таким образом, максимальная скорость передачи информации
для описываемого модулятора определяется быстродействием циф-
ровых интегральных схем, на которых реализован ДПКД, и равна
Rmax — fmax/200.
Наиболее быстродействующими и устойчивыми к воздействию
помех являются серийно выпускаемые ИС серии 530К, на базе ко-
торых могут быть созданы делители частоты с входной частотой
порядка 50 ...70 МГц, тогда 7?тах=0,25 Мбит/с.
Использование ИС серии 193К с быстродействием до 500 МГц
позволяет реализовать модулятор со скоростью передачи инфор-
мации до 2,5 МБод.
Одним из достоинств рассматриваемого устройства является
то, что в нем без дополнительных усложнений путем смены ем-
кости счетчика I легко получить сдвиги частот ±л/2; ±л/4; и тем
самым перевести модулятор из режима двухфазной телеграфии в
режим четырех-, восьмифазной.
Рассматриваемое устройство позволяет реализовать известный
способ формирования частотно-манипулированного сигнала без
разрыва фазы за счет ступенчатого изменения коэффициента де-
ления несущего колебания через единицу от K+k до К—ife или в
обратном порядке. Изменение коэффициента деления также проис-
ходит при изменении знака сигнала манипуляции с последующей
фиксацией режима работы ДПКД на коэффициенте деления К+&
или К—
Таким образом, совмещение и реализация в одном устройстве
режимов фазовой телеграфии с ограниченным спектром ц режима
ЧТ без разрыва фазы позволяет разработать унифицированный
модулятор, не требующий регулировок в процессе производства,
пригодный для работы в радиоканалах, обладающих существенной
амплитудной и фазовой нелинейностью.
Недостатком устройства является трудность реализации режи-
ма ФТ при значительно отличающихся между собой скоростях пе-
редачи информации, что ведет к смене опорной частоты. Указан-
ный недостаток можно устранить следующим образом. Пусть за-
123-
Таблица 44
Режим Скорость, кБод fo МГц К k 1 п
50 2 5 0,25
ФТ±Л 5 2,5 20 20 2 1 50 100 0,25 0,25
1,25 1 100 0,125
50 2 2,5 0,125
Л 5 2 25 0,125
ФТ± — 2,5 20 20 1 50 0,125
2 1,25 1 50 0,0625
ЧТ-200 0...50 19,8 20 2 — —
ЧТ-20 0...50 19,8 20 2 — —
даны две скорости информации и R2, отличающиеся между со-
бой в b раз, причем Ri>R2. Рассчитав модулятор для скорости
увеличивают емкость счетчика в b раз с последующим гетеродини-
рованием его выходной частоты вверх на значение (fo/K) (b—1) и
затем делением в b раз [109] обеспечивают режим ФТ для ско-
рости R2.
На основе рассмотренных принципов был разработан унифици-
рованный модулятор, обеспечивающий режим ЧТ с разнесением
=±100 кГц и ±10 кГц ЧТ-200 и ЧТ-20 соответственно и скоростью
до 50 кБод, а также режим ФТ и ДФТ со скоростями 50; 5; 2,5;
1,25 кБод.
При разработке были использованы параметры, приведенные
в табл. 4.4.
Для режима ФТ с фазовыми сдвигами ±л и ±л/2 для скорос-
тей 5... 1,25 кБод и режима ЧТ-20 использовалось дополнительное
гетеродинирование с последующим делением частоты в 10 раз.
Результаты измерений ширины спектров при различных видах
модуляции устройства, реализованного на ИС серии 130К и 133К
в соответствии с рис. 4.9, сведены в табл. 4.5. Для сравнения в
Таблица 45
Режим Уровень отсчета, ДБ Полоса излучения, кГц, при скорости
5 кБод 50 кБод
Схема на рис. 4.9 С разрывом фазы Схема на рис. 4.9 С разрывом фазы
ЧТ-20 । —30 40 70 — —
—40 60 165 — —
ЧТ-200 । —30 240 250 450 700
—40 300 345 700 1650
ОФТ —30 60 100 550 1000
—40 85 215 770 2150
124
табл. 4.4 приведены значения ширины спектров с разрывом фазы.
В режиме ЧТ-200 коэффициент Кд изменялся через единицу в пре-
делах 9... 11.
Модулятор имеет габариты 140X200X20 мм.
Заметим, что для повышения быстродействия два синтезатора
(возбудителя) целесообразно коммутировать в трактах ,ввода ин-
формации на сравнительно низких частотах с привязкой к инфор-
мационным импульсам. Такое решение обеспечивает приемлемые
динамику и развязку, высокую спектральную чистоту на выходе
всего устройства без потери информации.
4.3. Синтезаторы частот миллиметрового диапазона волн
Из сказанного ранее ясно, что переход на более высокие час-
тоты усложняет задачу получения требуемой спектральной чистоты
выходного сигнала синтезатора. Все рассмотренные меры повы-
шения качества сигналов синтезаторов дециметровых и сантимет-
ровых волн безусловно относятся к синтезаторам миллиметрового
диапазона волн, в частности, принятые в схеме на рис. 4.7,а. Осо-
бенностью является то, что разработчики стремятся поднять ^ис-
ходную частоту малошумящего генератора (100... 200 МГц), гар-
моники которого используются в качестве СВЧ подставок с низ-
ким уровнем шумов.
Итак, анализ известных схем СВЧ синтезаторов [107, 111, 413]
позволяет проследить следующие тенденции развития техники син-
теза миллиметрового диапазона волн:
широкодиапазонные синтезаторы строят методами косвенного
когерентного синтеза на основе использования систем ФАПЧ с
цифровыми делителями /в цепи ОС;
для синтезаторов СВЧ с мелким шагом сетки процесс синтеза
включает, как правило, три основных этапа: первичный синтез в
диапазоне метровых волн сетки частот с низким уровнем шумов
И нужным шагом; синтез подставок СВЧ с низким уровнем шумов
(см. § 2.2, § 7.2); объединение обоих сигналов с помощью системы
ФАПЧ, образующей необходимый рабочий диапазон высокодис-
кретной сетки частот;
в качестве широко диапазонных генераторов ММВ применяют в
большинстве известных синтезаторов автогенераторы с ЖИГ резо-
наторами (ЖИГ АГ), перестраиваемые магнитным полем в ши-
роком диапазоне частот, обладающие высокой линейностью пере-
стройки и достаточным уровнем выходной мощности;
для приведения частоты генератора к рабочим частотам циф-
ровых делителей в системе ФАПЧ осуществляют понижающее пре-
образование частоты на смесителе с помощью генераторов высоко-
частотных подставок (ГВЧП);
в основе работы ГВЧП лежит метод гармоник, фильтрацию ко-
торых осуществляют ЖИГ фильтром [ИЗ] или ЖИГ генератором
с кольцом ФАПЧ [107]. Предпочтение тому или иному способу
отдается в зависимости от опыта разработчика.
125
Генераторы, перестраиваемые ЖИГ резонатором, в основном
применяют в широкополосных (системах, требующих высокой ли-
нейности настроечной характеристики частоты и соответствующей
спектральной чистоты сигнала, а также в гетеродинах приемных
систем и в качестве источников сигналов в свипгенераторах,.
спектроанализаторах и, естественно, синтезаторах частот. Сравни-
тельные характеристики СВЧ генераторов на биполярных и поле-
вых транзисторах (включая генераторы на диодах Ганна), пере-
страиваемых ЖИГ резонатором и варакторным диодом, представ-
лены в табл. 4.6.
Важной особенностью синтеза частот в диапазоне ММВ явля-
ются повышенные требования к точности установки генераторов в
полосу кольца ФАПЧ и точности настройки фильтра ГВЧП на нуж-
ную гармонику. Рассмотрим эти вопросы на примере синтезатора,
представленного на рис. 4.7,а.
Перестройка по частоте ЖИГ АГ и ЖИГ фильтра генератора
гармоник в синтезаторе осуществляется магнитными полями, соз-
даваемыми электромагнитами и воздействующими на ЖИГ сферы
генераторов и фильтров. Токи электромагнитов создаются рреоб-
разователями напряжение — ток (управителями). Поскольку экви-
валентная добротность ЖИГ сфер Q= 103... 104, нестабильность то-
ка управителей должна быть = 1 • 10~3... 1 • 10~4 при воздейст-
вии всех дестабилизирующих факторов. Достигнуть такой (стабиль-
Таблица 4.6
Параметр Перестройка ЖИГ резона- тором Перестройка варак- торным диодом с нас- троечной характерис- тикой
нелинеаризо- ванной лине- аризо- ванной
Охватываемый диапазон частот, ГГц Полоса перестройки, ГГц Выходная мощность, мВт Скорость модуляции, МГц: в полной полосе в полосе 100 МГц Время отклика в полной полосе, мкс Задержка свипирования, мкс Линейность, % Отношение модуляционной чувствительности Температурная стабильность в интервале от —30 до +70° С ЧМ шумы на расстоянии 10 кГц от несущей, дБ/Гц Подавление 2-й гармоники, дБ Посленастроечный дрейф, МГц (от 0,1, с до 30 мин) Гистерезис, МГц 0,25...40 12...18 10...50 4-10—4 1 10...40 0,2 0,1 1,1:1 10...20 МГц 80...90 15...20 1...3 1...20 0,2-.50 4...8 10—50 20 20 0,1 <10-2 15 (10...20); 1 3- ю-4/°с 60 „70 15.1.20 1...3 <10-2 1 1 1 0,5 1,4: 1
126
яости можно /различными путями. В частности, применяют преци-
зионную элементную базу и схемы термокомпенсации. Такой син-
тезатор представляет собой «жесткую» систему программного уп-
равления без обратных связей. Требуемые значения токов ЖИГ
узлов устанавливаются специальным устройством настройки, со-
держащим потенциометры и индивидуально программируемые
ПЗУ. Естественно, что такая система не может отслеживать изме-
нения параметров объектов управления при воздействии деста-
билизирующих факторов.
Наиболее перспективным, хотя и более сложным, представ-
ляется синтезатор в виде самонастраивающейся системы. В нем
автоматически пополняется информация об изменениях характе-
ристик объектов управления под воздействием внешних условий
и целенаправленно изменяется в процессе работы алгоритм уп-
равляющего устройства для обеспечения функционирования си-
стемы. В результате синтезатор становится адаптивным к изме-
нениям внешних условий и в нем ослабляются требования к вхо-
дящим радиокомпонентам.
Синтезатор (рис. 4.11) содержит основной контур ФАПЧ ге-
нератора АП, состоящий из смесителя (СМ), УПЧ, ДФКД на 4,
ДПКД с коэффициентом Кд, ФД и ФНЧ. Вспомогательный кон-
тур настройки АП, предназначенный для установки его частоты
в центр полосы удержания основного контура ФАПЧ, содержит
ЦФД, реверсивный счетчик (РС), цифро-аналоговый преобразо-
ватель (ЦАП2), управитель (УПР2). Частота АП грубо уста-
навливается по команде с преобразователя кодов (ПК), посту-
пающей на ЦАПЗ.
Рис, 4.11. Укрупненная структурная схема синтезатора частот ММВ
127
Контур самонастройки ЖИГ фильтра (СНФ) генератора гар-
моник (ГГ) можно выполнить в виде экстремальной системы, ис-
пользующей в качестве критерия качества выходную мощность
гармоники Рг» и в виде автоматической системы, использующей в
качестве критерия качества разность А/ между центральной час-
тотой полосы пропускания фильтра и частотой гармоники.
Оба способа позволяют найти максимум функции P2(Af) и
стабилизировать с необходимой точностью регулируемую вели-
чину относительно ее экстремального значения. При этом устра-
няются ложные настройки на дополнительные максимумы АЧХ
ЖИГ фильтра, обусловленные магнитостатическими типами волн
в ЖИГ сфере, а также ошибки, связанные с гистерезисом элек-
тромагнита.
Особенностью выполнения контура самонастройки ЖИГ филь-
тра является то, что информация об изменениях характеристик
ЖИГ фильтра снимается с основного контура ФАПЧ с выхода
автоматической регулировки усиления УПЧ. При перестройке
ЖИГ фильтра происходит глубокая амплитудная и фазовая мо-
дуляция сигнала, что может нарушить работу контура настройки
ЖИГ генератора АГ1. Поэтому процессы настройки ЖИГ узлов
разносят во времени. Синхронизацию этих двух операций осу-
ществляет процессор системы экстремальной настройки ЖИГ
фильтра.
Для снижения уровня фазовых шумов в синтезаторе приме-
няют малошумящий кварцевый ГУН, настроенный на частоту
100 МГц [107] (200 МГц [113]), охваченный кольцом ФАПЧ для
получения высокой долговременной стабильности, равной стабиль-
ности эталонного опорного генератора. С выхода кварцевого ГУН
(в данном случае 100 МГц) колебания подаются на умножитель
частот на 5, а затем после усиления до уровня 1... 2 Вт на диод
с накоплением заряда генератора гармоник. ЖИГ фильтр гене-
ратора гармоник (ГГ) выделяет требуемую гармонику (рис. 4.12,а),
с помощью которой частоты генератора АГ1 понижаются на сме-
сителе в диапазон 1...2 ГГц, где работают цифровые делители
частоты. Синтезаторы такого типа могут работать до 40 ГГц и
более. В [ИЗ] описан синтезатор, работающий до 26,5 ГГц и
имеющий спектральные характеристики: —65; —70; —90 и
—125 дБ/Гц при отстройках 1; 10; 100 и 1000 кГц соответственно
Существенным недостатком таких синтезаторов является малое
быстродействие. Наиболее инерционными узлами являются гене-
ратор и фильтр с ЖИГ, скорость перестройки которых в широ-
ком диапазоне из-за магнитных эффектов ограничивается
1 ГГц/мс.
Освоение более высоких частот ограничивается возможностью
формирования высокостабильных и спектрально-чистых высоко-
частотных подставок. С их помощью диапазон любого из рас-
смотренных в § 4.2 синтезаторов частот можно транспонировать
в нужный участок миллиметрового диапазона волн. Гармоники
генератора в тракте формирования высокочастотных подставок
128
рис 4Д2 Характерис
тики вносимых потерь
трехрезонаторного ЖИГ
фильтра (а) и фильтра
на сеИи диэлектрине
ских резонаторах (б)
эффективно выделять, используя коммутируемые фильтры на ди-
электрических резонаторах, обладающие соответствующими ха-
рактеристиками избирательности (рис. 4 12,6). При этом расстоя-
ние по частоте между гармониками определяется шириной диа-
пазона частот транспонируемого синтезатора, а число коммути-
руемых фильтров (гармоник) — шириной необходимого диапазо-
на ММВ На основании материалов § 2 2 и 7 2 наиболее опти-
мальным вариантом формирования высокочастотной подставки
является (рис 4 13) каскадное соединение опорного КГ с ?0=
= 10 МГц, узкополосного кварцевого фильтра с центральной час-
тотой 10 МГц, высокочастотного кварцевого ГУН с ^=100
...200 МГц и генератора с диэлектрическим резонатором с f=
= 1 ГГц или более Сравнивая рис 4.13 и 1 5, видим, что при та-
ком формировании сетки частот в диапазоне ММВ можно удов-
летворить все требования к шумам при передаче любого вида
«сигналов, рассмотренных в гл. 1.
В [114] предложены резонаторы для трехсантиметрового диа-
пазона волн с лейкосапфировыми вкладышами в форме цилинд-
129
Рис 4 13 Спектральные плотности
фазовых флуктуаций, пересчитанные
к частоте 50 ГГц кварцевого гене-
ратора с fo=lO МГц (/), квар-
цевого генератора с fo=IO МГц с
кварцевым фильтром (2), кварце-
вого генератора с /о= 100 МГц (5);
СВЧ генератора с диэлектрическим
резонатором при Q = 7500 и f =
— 1 ГГц (4) и оптимального спек-
тра (5)
ров различного диаметра без полировки, установленными в от-
резки медного волновода, выполненные из стандартных волновод-
ных труб. Измеренные значения собственной добротности резо-
наторов данной конструкции достигают (26±1) -103 На основе
разработанных резонаторов появляется возможность создания
простых и технологичных резонансных СВЧ устройств, отличаю-
щихся уникальным сочетанием высокой добротности с малыми
габаритами и массой. Существенным достоинством таких резона-
торов является то, что для достижения указанных добротностей
не требуется специальная обработка поверхностей металлическо-
го экрана и диэлектрического вкладыша, а сам резонатор прост
в изготовлении.
В связи с этим представляет интерес следующий метод фор-
мирования высокочастотной подставки. Колебания генератора
СВЧ, не имеющего элементов управления (снижающих качество
сигнала) и стабилизированного высокодобротным резонатором
(объемный, диэлектрический или им подобный), подается на сме-
ситель, на другой вход которого поступает колебание низкочас-
тотного управляемого генератора. На выходе смесителя фильт-
ром выделяются колебания суммарной (разностной) частоты, ко-
торые поступают на выход устройства. Часть мощности выход-
ных колебаний ответвляется для работы кольца ФАПЧ с дели-
телем частоты в цепи ОС. За счет ФАПЧ долговременная неста-
бильность СВЧ генератора будет компенсироваться изменением
частоты управляемого генератора. Стабильность частоты выход-
ных колебаний будет определяться стабильностью опорного КГ.
Выбором полосы пропускания кольца ФАПЧ добиваются опти-
мального распределения шумов в составе выходного сигнала.
В этом случае управляемый генератор (ГУН) принципиально
должен иметь малый уровень шума.
К числу используемых новых схемных решений, позволяющих
снизить уровень шумов ГУН, относится применение дискримина-
тора на линии задержки для подстройки частоты ГУН. Данное
решение позволило добиться среднего уровня шумов —140 дБ/Гц
при отстройке на 20 кГц, обеспечивая одновременно возможность
электронной перестройки и линейной модуляции частоты сигнала.
Дискриминатор задержки (рис. 4.14,а) формирует на выходе си-
130
Зь/ходнои
сигнал
дискрими -
натора
О 90 180 270
Рис 414. Структурная схема дискриминатора на линии задержки (а) и вы-
ходной сигнал его при разомкнутой цепи обратной связи (б)
нусоидальный сигнал, амплитуда которого является функцией час-
тоты. Период волны равен обратному значению времени задерж-
ки. Частоту выходного синусоидального сигнала дискриминатора
можно регулировать, изменяя фазовый сдвиг в цепи ОС (рис.
4.14,6).
Если отрегулировать схему так, чтобы выходной синусоидаль-
ный сигнал дискриминатора проходил через нулевой уровень на
рабочей частоте ГУН, то линейный участок синусоиды в окрест-
ностях нуля можно использовать в качестве характеристики ЧМ
дискриминатора. Сигнал, поданный с выхода дискриминатора на
управляющий вход ГУН в качестве сигнала ОС, вызовет сниже-
ние уровня шумов, а при подаче соответствующего сигнала с ФД
кольца ФАПЧ будет обеспечиваться одновременно и подстройка
частоты ГУН по частоте опорного генератора или модуляция
при подаче информационного сигнала.
В рассматриваемом дискриминаторе на линии задержки уро-
вень шумов в децибелах [116]
sm(F) = ioig{±(-^-yfn-(-J— yil
2 \ Кфд /[ \ 2лт F / J J
где £7Ш — напряжение шума усилителя ОС; т — время задерж-
ки; /СфД — коэффициент передачи ФД.
Типичными параметрами дискриминатора на линии задержки
являются: время задержки 250 нс, уровень шумов усилителя ОС
1,6 нВ, коэффициент передачи ФД 0,45 при входной мощности
+ 5 дБм. Если вычислить уровень однополосных шумов при от-
131
стройке от несущей на 20 кГц, то при этих значениях парамет-
ров дискриминатора получим —142 дБ/Гц, что согласуется с из-
меренным средним уровнем шумов —140 дБ/Гц. Разница в 2 дБ
объясняется наличием шумов, вносимых ГУН и уменьшенных в
число раз, равное коэффициенту передачи цепи ОС.
Вычисленный уровень шумов (—142 дБ/Гц) характерен для
генератора мощностью -1-5 дБм на резонаторе с добротностью
Q = 408 на частоте 520 МГц при коэффициенте шумов генерации
около 10 дБ. Таким образом, дискриминатор на линии задержки
обеспечивает такие же шумовые характеристики генератора, что
и генератор на резонаторе, но его дополнительным преимущест-
вом является возможность реализации программного управления
частотой, что соответствует рассматриваемому методу формиро-
вания высокочастотной подставки с малым уровнем шума на
СВЧ, поскольку шумы ГУН не умножаются.
Для установки точки перехода выходного синусоидального
сигнала на любую рабочую частоту ГУН в диапазоне частот, за-
даваемую, например, синтезатором со стороны опорного генера-
тора с делителем частоты на Кд, в цепи дискриминатора необхо-
димо обеспечить плавную регулировку фазового сдвига в преде-
лах не менее 360°. Для этого в одном плече дискриминатора ис-
пользуют четыре ступенчато-регулируемых фазовращателя, каж-
дый из которых имеет диапазон перестройки 90°, а в другом пле-
че — фазовращатель с плавной регулировкой фазового сдвига в
пределах ±45°. Диапазон частот ГУН превышает при этом
±2 МГц.
В табл. 4.7 приведены типичные значения достигнутого уров-
ня спектральной плотности фазового шума для источников коле-
баний дециметровых, сантиметровых и миллиметровых длин волн,
охваченных кольцом фазовой автоподстройки частоты по частоте
опорного генератора Из нее видно, что качество колебаний на час-
тоте 100 ГГц по сравнению с источником на частоте 10 ГГц усту-
пает на 20 дБ и более. Естественно, это является серьезным пре-
пятствием при создании высококачественных радиотрактов аппа-
ратуры связи в миллиметровом диапазоне частот. Предложенный
метод формирования колебаний позволит преодолеть этот недо-
статок. Сопоставляя уровень шума генератора с высокодобротным
Таблица 47
Частота отстройки от несущей, кГц Спектральная плот- ность фазового шума, дБ/Гц, на частоте вы- ходного сигнала, ГГц Частота отстройки от несущей, кГц Спектральная плот- ность фазового шума, дБ/Гц, на частоте вы- ходного сигнала, ГГц
1 10 100 1 10 100
0,1 1 10 —80 —90 —100 —70 -90 -90 —60 —70 —75 100 1000 — 120 —150 —110 —130 —90 —80
132
диэлектрическим резонатором на частоте 6 ГГц [26], спектраль-
ная плотность шума которого составила —125, —150,
—175 дБ/Гц при отстройках 1, 10 и 100 кГц соответственно, с
данными рис. 2 14, легко убедиться, что колебание ГУН будет
перенесено из дециметрового диапазона частот в сантиметровый
без ухудшения его качества. Таким образом удается ликвидиро-
вать дефицит по шумам в 20 дБ.
В связи с непрерывным совершенствованием технологии изго-
товления как активных элементов, так и резонансных систем в
настоящее время ведутся работы по улучшению стабильности
частоты, увеличению выходной мощности и уменьшению фазовых
шумов в генераторах и синтезаторах частот.
4.4. Синтезаторы опорной частоты со сверхмалыми шагом
сетки и уровнем фазового шума
В последние годы в системах радиосвязи широко применяют
[105, 115] широкополосные (шумоподобные) сигналы (ШПС) и
сигналы с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты
(ППРЧ). Это связано со многими достоинствами таких сигналов,
основным из которых является высокая помехоустойчивость.
Реализуемый выигрыш в отношении сигнал-шум для устройств
обработки ШПС оценивается
С0 = В1Грч/7?Инф, (4.7)
где BlFp4 — ширина полосы радиосигнала, т. е. полосы переда-
ваемого широкополосного сигнала; 7?ИНф — информационная ско-
рость, т. е. скорость передачи информации по каналу с полосой,
равной полосе модулирующих частот.
Из (4 7) видно, что чем больше значение В№рЧ, тем больший
выигрыш можно получить от применения ШПС. Однако при ис-
пользовании ШПС, например в системах спутниковой связи через
ИСЗ, из-за движения спутника относительно земной станции со
скоростью V в направлении приема (передачи) радиосигнала в
точке приема наблюдаются деформация спектра и изменение не-
сущей частоты. Это имеет место и при передаче многоканальной
телефонии через ретранслятор ИСЗ. Если передается сигнал с
центральной частотой f0, спектр которого ограничен частотами
Л и Г2, причем Г2—F\ = BWp4, то в результате влияния эффекта
Доплера частоты модулированного сигнала примут следующие
значения: несущая частота
f0(l±^-') = /0±f0-^- = /0±Af0> (4.8)
\ / Со
нижняя боковая
±^=/о±Л/о-(^±^-7-У (4-9)
\ / Cq / \ Z £ Cq /
133
верхняя боковая
(f. + ( 1 ± -7-) = А>± ДА> + (± у- )• (4-10)
\ 2 / \ Со J \ Л ZCo/
Из (4.8)—(4.10) следует, что разность между несущей часто-
той и любой из боковых составляющих F ШПС в результате
влияния эффекта Доплера равна F±V/C0. Поэтому при корре-
ляционной обработке на приемной стороне принимаемый сигнал
не будет совпадать по форме с опорным, так как каждая моду-
лирующая частота изменится на (1 ± V/Co). Изменение несущей и
модулирующих частот, например в системах связи через ретранс-
лятор ИСЗ на эллиптических орбитах, достигает ±Ы0~5 и не
позволяет реализовать предельный выигрыш (4 7).
Для уменьшения влияния доплеровского сдвига несущей час-
тоты обычно применяют два метода. В первом из них в радио-
приемных устройствах используют автоматическую подстройку
частоты по принимаемому сигналу, а во втором — по заранее
известным параметрам орбиты ИСЗ и координатам земной стан-
ции вычисляют зависимость доплеровского сдвига от времени и
соответствующим образом сдвигают несущую частоту радиопере-
датчика. Однако оба эти метода 'позволяют скомпенсировать доп-
леровский сдвиг только несущей частоты, но не устраняют де-
формацию спектра сигнала. Кроме того, при передаче сигнала с
ППРЧ желаемая точность компенсации указанными методами
приводит к резкому усложнению синтезаторов частот приемопере-
дающих устройств, снижению нх быстродействия и ухудшению
спектральных характеристик. Требуется сравнительно сложное
пересчетное устройство для определения мгновенной принимае-
мой частоты, определения и введения частотной поправки и уп-
равления синтезаторами, время переключения частот которых не
должно превышать единиц микросекунд. Наличие остаточных
частотных расстроек и деформация спектра ШПС приводят к сни-
жению потенциальной помехоустойчивости приемных устройств.
На спутниках связи MILSTAP в диапазонах 20/44 ГГц ППРЧ
будет осуществляться в пределах полосы частот шириной до
2 ГГц со скоростью передачи информации абонентской станцией
2400 бит/с [Н5]. Оптимальная полоса приема обычно не превы-
шает 1,52? = 3,6 кГц. При доплеровских смещениях частоты в пре-
делах ±1-10~5 полосу приема придется дополнительно расширять
на 2-109(± 1 • 10~5) = ±20 кГц, что неприемлемо для помехозащи-
щенных систем связи.
Скомпенсировать уходы несущей частоты и устранить дефор-
мацию спектра ШПС можно, используя в приемопередающих
устройствах единый перестраиваемый опорный генератор, из час-
тоты которого образуются все опорные и тактовые частоты, в том
числе и для аппаратуры уплотнения и разуплотнения в многока-
нальной телефонии. Поскольку перестроить эталонные генераторы
(рубидиевый, цезиевый или кварцевый стандарт) в нужных пре-
делах при сохранении стабильности и высокой спектральной чис-
134
тоты выходного колебания не представляется возможным, наи-
более рациональным является использование управляемого по
программе синтезатора частот >со сверхмалым шагом сетки 0,01...
...0,5 Гц, центральная частота которого равна частоте опорного
генератора и изменяется в нужных пределах. В э4ом случае эф-
фект Доплера автоматически 'компенсируется на любой частоте
спектра ШПС и в режиме ППРЧ. Такое решение необходимо и
для использования в радиоизмерительной технике при разработке
и производстве высокодобротных резонаторов для различных диа-
пазонов частот, так как позволяет с высокой точностью измерять
полосы пропускания и задерживания. Важнейшим и определяю-
щим требованием к синтезатору частот в этих случаях является
обеспечение высокой чистоты спектра выходного колебания.
Приемлемые результаты для ДЦВ и СМВ получают при исполь-
зовании многопетлевых цифровых синтезаторов частот [107] (см.
кривую 2 на рис. 4.7,6). Число контуров ФАПЧ определяется шу-
мовыми спектрами опорного КГ, ГУН, частотой сравнения, быст-
родействием и требуемым шагом сетки. Для получения шага
сетки 0,1 Гц потребовалось семь колец ФАПЧ. Спектральная
плотность шумов практически определяется выходными шестым и
седьмым кольцами ФАПЧ. Минимальный шаг сетки в опорных
синтезаторах ограничивается стабильностью опорного генератора,
а диапазон перестройки — шагом сетки основного синтезатора
частоты.
При использовании в качестве ГУН перестраиваемых генера-
торов с пьезоэлектрической стабилизацией частоты, крутизна элек-
тронной перестройки которых на несколько порядков меньше, чем
6 обычном ГУН, можно построить однокольцевой синтезатор мел-
кой сетки частот (рис. 4.15). При малой крутизне электронной
перестройки в меньшей степени сказывается влияние фоновых
Помех и дискретных спектральных составляющих фазового дис-
криминатора на качество выходного колебания кварцевого ГУН.
Частотная подставка 9975 кГц формируется в смесителе СМ2 вы-
читанием из частоты 10 МГц частоты 25 кГц и фильтруется квар-
цевым фильтром КФ. В связи с тем, что качество выходного ко-
лебания кварцевого ГУН в кольце ФАПЧ в принципе хуже ка-
10МГц±3 кГц
Рис. 4.15, Структурная схема синтезатора частот со сверхмалым шагом сетки
135
чества выходного колебания сво-
Таблица 4.8
Полоса анализируе- мых_частот, кГц д/9фгц. ХЮ 3
0,02. ..0,2 13
0,3.. .3,4 24
0,02. ..20 130
бодного КГ (§7.2), то для устра-
нения этого недостатка с помо-
щью высокочастотной подставки,
сформированной ОГ, осуществля-
ются дополнительный перенос
частоты кварцевого ГУН в об-
ласть 200 МГц и последующее де-
ление частоты в 20 раз. Такое решение позволяет дополнительно
снизить уровень шумов кварцевого ГУН на 26 дБ и обеспечить
шаг сетки 0,5 Гц в диапазоне ± 1,5-10~5 от центральной частоты
10 МГц при частоте сравнения на ФД 10 Гц. Поскольку долго-
временная стабильность частоты определяется стандартом часто-
ты, мощность кварцевого ГУН выбирается по возможности боль-
шой, чтобы ослабить действие собственных фазовых шумов. Ре-
зультаты экспериментальной проверки качества выходного коле-
бания приведены в табл. 4.8. Побочные составляющие, вызванные
частотой сравнения и ее гармониками, ослабляются до не менее
100 дБ и комбинационных — не менее 120 дБ. Для борьбы с ни-
ми эффективны термокомпенсированные кварцевые фильтры (см.
рис. 7.5 и табл. 7.6) с узкой полосой пропускания (80... 100 Гц),
следящие за изменением входной частоты в пределах ±(100...
...150 Гц). Получить шаг сетки, например 0,1 Гц, можно без су-
щественного изменения синтезатора на рис. 4.15 путем замены
умножителя частоты 10 МГц с 21 до 101 с последующими фильт-
рацией ПАВ фильтром и делением на 100. Это решение улучшает
спектральные характеристики синтезатора за счет снижения уров-
ня дискретных побочных составляющих на 40 дБ вместо 26 дБ
для предыдущего варианта, но приводит к необходимости пяти-
кратного расширения диапазона перестройки кварцевого ГУН.
Кроме того, такое решение сопряжено с существенным ухудше-
нием параметров кварцевого ГУН, поиском или разработкой ре-
зонатора с большой перестройкой. Возможно альтернативное ре-
шение: однокольцевой синтезатор частот с центральной частотой
200 МГц, в котором в качестве ГУН используется управляемый
ПАВ генератор с малой крутизной электронной перестройки и
ДДПКД [55], состоящий из четырех ячеек с т=10 (см. рис. 5.19).
При этом частота сравнения равна 10 кГц, а шаг сетки — 1 Гц.
Шаг сетки опорного синтезатора с центральной частотой 10 МГц
будет равен 0,05 Гц, а уровень паразитных дискретных состав-
ляющих упадет на 26 дБ и составит —(116... 126) дБ, что не-
сколько лучше, чем в первом случае. Применение следящего квар-
цевого фильтра также целесообразно, а для компенсации сдвигов
частоты в диапазоне ММВ необходимо.
136
Г л а в a 5.
ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ С ПЕРЕМЕННЫМ
КОЭФФИЦИЕНТОМ ДЕЛЕНИЯ
5.1. Основные понятия и принцип работы
Под делителем частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД)
понимается такой делитель, коэффициент деления которого может изменяться
в заданных пределах в результате внешнего управления. От того, как выполнен
ДПКД, зависят основные характеристики (быстродействие, спектральная чис-
тота и т д) синтезатора частот
Рассмотрим в качестве примера цифровой синтезатор частот с использова-
нием кольца ФАПЧ с ДПКД в цепи ОС (рис. 5 1). Частота опорного КГ fo
сравнивается с поделенной в ДПКД частотой управляемого генератора /7Ка
На фазовом дискриминаторе. Благодаря действию ФАПЧ эти частоты точно
равны друг другу.
/о = //Кд. ' (5.1)
Отсюда следует, что частотой f можно управлять путем изменения коэф-
фициента деления частоты Кл в управляемом делителе Если диапазон входных
частот ДПКД fmm... /max, то коэффициент деления должен лежать в пределах
Кд тш Кд max и принимать значения любых целых чисел в данном отрезке
Натурального ряда
По существу, ДПКД представляет собой пересчетное устройство (тракт
счета), состоящее из цепочки последовательно соединенных триггеров, служащих
для деления входной частоты в число раз, которое зависит от числа задейство-
ванных триггерных разрядов. Функции триггера аналогичны функциям асинх-
ронного счетчика, который имеет на входе постоянно повторяющийся сигнал
и выдает выходной импульс каждый раз в момент возврата делителя в исход-
ное состояние Для деления в нужное число раз необходимо возвращать дели-
тель в исходное состояние каждый раз, как только он отсчитает необходимое
число периодов входной частоты Это осуществляется путем счета от нуля до
нужного числа с последующей установкой делителя в нулевое положение или
от предварительно установленного положения до полного насыщения делителя
с последующим возвратом к тому же самому исходному положению. Исходное
число должно дополнять желаемую степень деления до полного насыщения
делителя В любом случае необходимо устройство сброса (возврата) делителя
в исходное состояние Кеб (на нуль или на число, служащее дополнением до на-
сыщения делителя) и устройство распознавания (определения) конца цикла
Коп (достижения требуемого числа или состояния насыщения — максимального
счета)
Коэффициент деления в обобщенной структуре ДПКД (рис 5 2) будет
равен числу входных импульсов, переводящих схему из начального состояния
в опознаваемое.
Кд = Коп Кеб- (5-2)
Для изменения коэффициента деления необходимо изменить опознаваемое
состояние, или состояние, в которое производится сброс, или то и другое
вместе.
137
Выход
Рис. 5.1. Структурная схема циф-
рового синтезатора
Рис. 5.2. Обобщенная структурная
схема ДПКД
Большое число простых двоичных делителей из-за конечного времени рас-
пространения импульса вдоль всей цепочки триггеров невозможно соединить
последовательно. Для удовлетворительной работы такого делителя скорость
работы триггеров при последовательном их включении должна возрастать. Эта
сложность характерна для делителей, построенных по способу счета от нуля
до нужного числа.
Пусть имеется простой двоичный управляемый делитель на четыре разряда
(рис. 5.3), в котором коэффициенты деления от 1 до 15 получают, изменяя
опознаваемое состояние Коп установкой переключателей Пь П2, П3, П4 того
или иного триггера в положения Q или Q. Напомним, как изображено на рис.
5.3, для получения Кд = 9 переключатели П1 и П4 устанавливаются в положе-
ние Q, а переключатели П2 и П3 — в положение Q. Состояния триггеров от
нуля до полного насыщения делителя указаны в табл. 5.1, из которой видно,
что условия для получения в таком делителе любого коэффициента деления
(1 ... 15) весьма различны. При делении, например, на единицу сигнал от входа
Рис. 5.3. Функциональная схема
ДПКД с изменением коэффициента
опознавания
Вход
Рис. 5.4. Функциональная схема
ДПКД с предварительно установ-
ленным числом
Выход
138
Таблица 5.1
' Номер вход- вых импульсов Состояния триггеров Номер вход- ных импульсов Состояния триггеров
Ti т» Т» т4 Ti т2 т, т*
0 0 0 0 0 8 0 0 0 1
1 1 0 0 0 9 1 0 0 1
2 0 1 0 0 10 0 1 0 1
3 1 1 0 0 11 1 1 0 i
4 0 0 1 0 12 0 0 1 1
5 1 0 1 0 13 1 0 1 1
6 0 1 1 0 14 0 1 1 1
7 1 1 1 0 15 1 1 1 1
до выхода проходит только через триггер Ti и схему И, а затем возвращает де-
литель в нулевое исходное состояние. При делении на восемь импульс от входа
до выхода проходит через все триггеры Ti—Т4 и схему И, претерпевая значи-
тельную временную задержку, и возвращает делитель в исходное состояние.
Таким образом, быстродействие делителя, в котором осуществляется счет от
Иуля до нужного числа, зависит от коэффициента деления. Эти делители не на-
ходят широкого применения, и в дальнейшем пойдет речь главным образом о
делителях, в которых используется способ счета от предварительно установлен-
ного числа (положения) до полного насыщения делителя. Преимущество пос-
ледних заключается в том, что их быстродействие не зависит от коэффициента
деления. Делитель такого типа показан на рис. 5.4. В нем опознается состояние
«пятнадцать» — полное насыщение делителя, а требуемый коэффициент деления
устанавливается выбором соответствующего исходного состояния делителя Кеб
переключателями П!—П4.
В табл. 5.2 приведены требуемые коэффициенты деления и соответствую-
щие им исходные состояния Кеб в пределах полной емкости делителя. Чтобы
разделить, например на 9, в делитель вводится (предварительно записывается)
дополняющее число Кеб = 6. Условия внутри делителя в момент, предшествую-
щий опознаванию, совершенно отличны от условий, имеющих место в делителе
яа рис. 5.3. Когда в делителе записано 14 единиц, на устройство опознавания
' (схему И) поступают импульсы со всех триггеров, кроме первого. Следующий
.входной импульс уже не должен проходить через всю цепочку триггеров, чтобы
/«опасть на вход устройства опознавания, — ему достаточно переключить пер-
вый триггер. Затем делитель возвращается в исходное состояние. Поэтому при
упобом коэффициенте деления задержка выходного импульса делителя относи-
ртельно соответствующего входного равна сумме задержек переключения пер-
ового триггера и устройства опознавания, т. е. одинакова для всех коэффициен-
тов деления.
Л*а блица 5.2
Коэффициент деления 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
Исходное состояние 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0
139
Чтобы не ограничивать возможную степень деления и обличить изготов-
ление и эксплуатацию делителя с большими коэффициентами деления (сотни,
тысячи и более), желательно группировать триггеры в логически идентичные
декады. Максимально достижимая скорость работы декад должна уменьшаться
от начала линейки к ее концу. Не должно быть теоретического ограничения
числа деления, т. е. максимального коэффициента деления. Чем большее число
дискретных частот необходимо получить, например в синтезаторе частот, тем
большее число триггеров требуется для соответствующей емкости делителя
Как уже отмечалось, ДПКД представляет собой функциональный узел, со-
стоящий из тракта счета, устройств опознавания, сброса и управления. В фор-
мирователе импульсов делителя с потенциальным дешифратором в качестве
устройства опознавания (рис. 5.5) сигнал с частотой f преобразуется в соот-
ветствующую последовательность импульсов, которые подаются в тракт сче-
та— декады Дь Да, Дз- Каждая декада снабжена соответствующими устрой-
ствами управления — переключателями Пь П2, П3, с помощью которых уста-
навливается необходимый коэффициент деления ДПКД. Выходы переключате-
лей подключаются к устройству опознавания — схемы совпадения Иь И2. При
срабатывании схемы совпадения И! тракт счета возвращается в исходное поло-
жение с помощью устройства сброса. При необходимости увеличения пределов
изменения коэффициента деления ДПКД могут быть предусмотрены другие
аналогично включенные счетные декады.
Пусть требуется разделить входную последовательность импульсов на 937.
Переключатель П, устанавливается в положение 7, переключатель П2 — в по-
ложение 3, а переключатель П3 — в положение 9. Входные импульсы заполня-
ют все разряды делителя, причем на декады Д2 и Дз поступают соответствен-
но каждый десятый и каждый сотый импульсы входной последовательности.
Когда в последний разряд Д3 запишется 9 импульсов, что соответствует 900-му
входному импульсу, считая от исходного, то с его выхода через переключатель
П3 на схему совпадения И2 поступит сигнал, разрешающий прохождение сигна-
ла с предыдущей декады Д2. При воздействии сигнала с декады Д2, соответ-
ствующего 930-му входному импульсу, сработает схема совпадения И2 и даст
разрешение на прохождение сигнала с декады Д! через схему совпадения Иь
выход
Рис. 5.5. Структурная схема ДПКД с потенциальным дешифратором
140
Сигнал на выходе схемы совпадения И1 будет соответствовать выходному им-
пульсу делителя, т. е. 937-му входному импульсу, считая от исходного, кото-
рый поступает на устройство сброса. Устройство сброса возвращает тракт счета
в исходное состояние. После этого весь процесс повторяется.
В данном примере переключатели Пь П2, П3 имеют по десять положений;
коэффициент делания делителя принимает значения от 0 до 999. Если допус-
тить, что переключатель П3 будет иметь 16 положений, то коэффициент деле-
ния делителя будет принимать значения от 0 до 1599. Из этого примера видно,
что первые декады\ (десятичные разряды) должны работать в десятичной сис-
теме счисления, а старший разряд может работать и в двоичной системе счис-
ления, что позволяет максимально использовать возможности триггерных уст-
ройств Общий коэффициент деления ДПКД, содержащего п декад,
Кд = an Ю”-1-f-an_j 10”-2 +... + «, Ю°, (5.3)
где а\, а2, .., ап — значащие цифры разрядов (единиц десятков, сотен и т. д.)
коэффициента деления, принимающие значения от 0 до 9.
В рассмотренном делителе (рис. 5.5) различные коэффициенты деления в
пределах его полной емкости получаются изменением опознаваемого состояния
декад. Как указывалось, быстродействие такого делителя зависит от коэффи-
циента деления.
В исходном состоянии делителей, в которых используется способ счета от
предварительно установленного числа (положения) до полного насыщения (рис.
5.6) на все декады подается импульс записи через устройства сброса и управ-
ления (шифратор). Под действием импульса записи все декады в зависимости
от шифратора устанавливаются в такое положение, которое соответствует по-
даче на их счетный вход определенного числа импульсов (<10п). В дальней-
шем разряды заполняются до полного насыщения входными счетными импуль-
сами. В момент заполнения всех декад устройством опознавания (схемой И с
числом входов, равным и) выдается следующий импульс сброса (предвари-
тельной записи), и цикл повторяется. В этом случае коэффициент деления для
п декад
Кд = (9 — an) 10л-1 -f- (9 - ап—\) 10л"2 + ... + (9 - а.) 10°, (5.4
где ах, а2.. ап — значащие цифры разрядов (единиц, десятков, сотен и т. д.)
Выход
Рис. 5.6. Структурная схема ДПКД со схемой совпадения
141
числа, предварительно установленного (записанного) в делителе, ^принимающие
значения от 0 до 9. /
Рассмотренные принципы построения ДПКД на основе декад позволяют
строить различные структурные схемы управляемых делителей./
5.2. Структуры делителя с переменным коэффициентом
деления >"
у
Структура ДПКД, изображенная на рис. 5Д, наиболее прос-
тая из известных, однако быстродействие (разрешающая способ-
ность) такого ДПКД будет заведомо меныйе быстродействия
счетного тракта. Это объясняется тем, что триггеры счетного трак-
та в промежутке между последним импульсом одного цикла деле-
ния и первым импульсом следующего цикла подвергаются воз-
действию импульса сброса. Обозначим 7П — время переключения
триггера в тракте счета; Тв — время восстановления схемы в ис-
ходное состояние; 7min — минимальный период следования счет-
ных импульсов. Тогда
T, + T,<rmto. (5.5)
Учитывая, что быстродействие триггера определяется време-
нем 7,n=7,min, а время Тв^Гп, то в предельном случае получаем
2Tn=CTmin. Таким образом, разрешающая способность данной
структуры в два с лишним раза меньше разрешающей способнос-
ти тракта счета. Принцип работы ДПКД, построенного по такой
структуре, рассмотрен в § 5.1.
Быстродействие ДПКД при любой структуре не может пре-
восходить быстродействия счетного тракта. Если оставить в сто-
роне вопрос о структуре тракта счета, то оптимальной будет
структура такого ДПКД, в котором быстродействие при работе с
переменным коэффициентом деления равно быстродействию счет-
ного тракта.
Для того чтобы время, необходимое на установку тракта сче-
та в начальное состояние, не снижало быстродействия делителя,
можно прекратить подачу импульса в тракт счета на время,
необходимое для его установки в исходное состояние. Импульсы,
которые пройдут за время установки, можно учесть при помощи
дополнительного счетного тракта или дополнительного ДПКД,
работающего в те моменты, когда основной тракт устанавливает-
ся в начальное состояние.
Схема, изображенная на рис. 5.7, будет поочередно находить-
ся в режиме счета и в режиме установки. В режиме счета триг-
гер Т находится в состоянии 1, обеспечивая тем самым подачу
на схему И1 разрешающего сигнала, а на схему И2 — запрещаю-
щего. Импульсы входной последовательности попадают на счет-
ный тракт и переводят его поочередно из одного устойчивого со-
стояния в другое. При установке тракта счета в опознаваемое
состояние Коп на выходе устройства опознавания появится сиг-
нал, который является выходным импульсом для ДПКД. Этот
142
полнительным трактом счета
минающим устройством
сигнал переключит триггер Т в состояние 0 и одновременно пере-
ведет ДПКД из режима счета в режим установки, т. е. будет
возвращать его тракт счета в (исходное состояние Кеб- В связи
с изменением состояния триггера Т запрещается прохождение вход-
ных импульсов через схему Hi и дается разрешение на их про-
хождение через схему Иг. Входные импульсы в режиме установ-
ки, начиная с Коп + 1, переключают дополнительный счетный тракт
с К'д устойчивых состояний. Когда дополнительный тракт счета
заполнится, он переключит в состояние 1 триггер Т, который в
свою очередь подаст на схему И1 разрешающий сигнал, а на
схему И2 — запрещающий и переведет дополнительный тракт
счета в исходное состояние.
Введение дополнительного тракта счета равносильно увеличе-
нию 7т1п в К'д раз в -момент перехода схемы в исходное состоя-
ние, где К'д — емкость дополнительного тракта счета. Тогда 7П +
+ Т'вг^К'дТ'т1п, что позволяет в такой структуре реализовать раз-
решающую способность счетного тракта. Однако при этом следует
учитывать временную задержку сигнала в устройстве опознавания
<и в триггере Т. Коэффициент деления
Кд = Коп + К;-Ксб. (5.6)
Недостаток такой структуры заключается в том, что требует-
ся дополнительный тракт счета, ограничивающий минимальный
коэффициент деления делителя до значения Кд.т1п = К'д и услож-
няющий ДПКД.
Можно построить такой ДПКД, в котором конец каждого цик-
ла счета является одновременно началом следующего цикла
(рис. 5.8). Его работа основана на сравнении состояний тракта
счета и -запоминающего устройства, имеющих одинаковую емкость
счета и запоминания. Предположим, что в момент включения
ДПКД тракт счета случайно установился в состояние 345, запо-
минающее устройство — в состояние 678, а их емкости равны и
составляют по 1000 устойчивых состояний. Коэффициент деления
143
ДПКД установлен равным 212. Импульсы входной последова-
дельности поступают в тракт ечета и переводят его поочередно
из одного устойчивого состояния в другое. Каждая из декад трак-
та счета и запоминающего устройства выдает сигналы о своем
состоянии на схему сравнения. С приходом в тракт £чета 333 вход-
ных импульсов (345 + 333 = 678) тракт счета и запоминающее уст-
ройство окажутся в одинаковых состояниях. Сработает схема
сравнения, которая выдаст 'первый выходной импульс ДПКД. Под
воздействием этого импульса схема управления переключит за-
поминающее устройство в такое состояние, ка/сое было бы при
записи дополнительно 212 импульсов, соответствующих установ-
ленному коэффициенту деления Кд. Запоминающее устройство
окажется в состоянии 890 (678 + 212 = 890). П^сле просчета трак-
том счета 212 импульсов он снова окажете^ в одинаковом со-
стоянии с запоминающим устройством, и «а выходе схемы срав-
нения появится новый (очередной) импульс. Этот импульс вновь
запишет в запоминающее устройство 212 дополнительных импуль-
сов, in оно установится в состояние 890 + 212=1102. Так как ем-
кость запоминающего устройства равна 1000, то произойдет его
переполнение, и устройство установится в состояние 102. Таким
образом, на выходе ДПКД будет появляться каждый 212-й им-
пульс. Процесс изменения цикла счета происходит одновременно со
счетом входных импульсов, что исключает время, необходимое
для возвращения делителя в исходное состояние всякий раз, как
он отсчитывает необходимое число импульсов. Исключение вре-
мени восстановления позволяет довести разрешающую способ-
ность ДПКД до значения, равного разрешающей способности
тракта счета.
Широко распространена структура ДПКД, в которой для
установки в начальное состояние используется один из импульсов
входной последовательности. Принцип работы такой схемы (рис.
5 9) заключается в следующем. Импульсы входной последова-
тельности через схемы И1 и И
Рис 5 9 Структура ДПКД с ус-
тановкой входным сигналом
2 в зависимости от состояния выхо-
да устройства опознавания прохо-
дят либо в тракт счета, либо на
устройство сброса для установки
ДПКД в исходное состояние, как
и в структуре ДПКД на рис. 5 7. В
начале каждого цикла деления на
выходе устройства опознавания име-
ет место сигнал, открывающий схе-
му И1 и закрывающий схему И2 Им-
пульсы входной последовательности
попадают в тракт счета и переводят
его поочередно из одного устойчиво-
го состояния в другое. При уста-
новке тракта счета в опознаваемое
состояние Коп на выходе устройства
опознавания появится сигнал, за-
144
прещающий Прохождение входных импульсов через схему и
разрешающий \ прохождение их через схему И2. Следующий входной
импульс пройдет через схему И2 на устройство сброса и уста-
новит тракт счёта в исходное состояние Кеб- Одновременно этот
же импульс является выходным импульсом ДПКД. В результате
возвращения тракта счета в исходное состояние сигнал на выходе
устройства опознавания снова принимает такое значение, при ко-
тором на схему поступает запрет, а на схему Hi — разреше-
ние, и цикл деления повторяется.
Особенностью данной структуры является то, что схемами Hi
и И2 управляет выходной сигнал устройства опознавания. Ути
схемы коммутируют входную импульсную последовательность так,
чтобы в течение каждого цикла деления один из входных импуль-
сов не пропускался й тракт счета, а использовался для установ-
ки ДПКД в исходное состояние. Следовательно, не происходит
дополнительного переключения тракта счета в исходное состоя-
ние между импульсами счета, как это имеет место в структуре
На рис. 5.6. Коэффициент деления определяется как
Кд = Коп-Ксб+1. (5.7)
Быстродействие данной структуры не меньше, чем структур
ha рис. 5.7 и 5.8. Практическая ее реализация не вызывает осо-
бых трудностей.
* Большое распространение в последнее время получила струк-
тура ДПКД (рис. 5.10) с предварительным делителем и с изме-
няемым на единицу коэффициентом деления (N, У+1). Преиму-
f ществом данной структуры является использование в ДПКД
только одной высокочастотной микросхемы. Остальные устрой-
ства делителя работают на частоте, в N раз меньшей частоты
^входного колебания, что обеспечивает как общее снижение стои-
мости делителя, так и снижение потребляемой им мощности.
Делитель с переменным коэффициентом деления включает в
себя предварительный делитель с коэффициентом 7У(7\7ч-1), про-
граммируемый счетчик младших разрядов и программируемый
счетчик старших разрядов. В исходном состоянии предваритель-
ный делитель имеет коэффициент деления JV+1. Программируе-
мый счетчик младших разрядов после отсчета необходимого чис-
ла тактов деления на 7V+1, задаваемого кодом управления на его
информационных входах, формирует сигнал установки в пред-
варительном делителе коэффициента деления N. Программируе-
мый счетчик старших разрядов подсчитывает общее число тактов
работы предварительного делителя как с коэффициентом 7V + 1,
Так и с N, задаваемое кодом управления на его информационных
входах, и формирует выходной импульс устройства, по которому
происходит начальная установка кодов в программируемых счет-
чиках. Предварительный делитель возвращается в исходное со-
стояние и далее процесс циклически повторяется. Если т — об-
щее число тактов деления предварительного делителя, а п —чис-
145
Рис 5 10. Структурная схема ДПКД с использованием предварительного де-
лителя с изменяемым на 1 коэффициентом деления >
ло тактов деления с коэффициентом У+1, тб коэффициент деле-
ния ДПКД '
KR=(^+l)n + ^(m-n) = /V/n + n. (5.8)
Особенно большое распространение данная структура ДПКД
получила с появлением ЭСЛ микросхем быстродействующих де-
лителей частоты с коэффициентом деления 10/11 серии 193, обес-
печивающих максимальную рабочую частоту современных ДПКД
до 200 500 МГц
Недостатком данной структуры, ограничивающим ее примене-
йие, является большое значение минимально возможного коэф-
фициента деления
KmIn = W-l) (5.9)
Например, при использовании предварительного делителя с коэф-
фициентом деления 10/11 Kmin=90.
При выборе структуры ДПКД следует прежде всего руковод-
ствоваться заданными ему требованиями. Основными параметра-
ми ДПКД, предназначенного для синтезатора частот, являются
диапазон рабочих частот, потребляемая мощность, время задерж-
ки выходных импульсов относительно входных; фазовая неста-
бильность выходных импульсов. При использовании ДПКД в дру-
гих устройствах могут возникнуть и другие специфические требо-
вания.
Сравним рассмотренные структуры ДПКД по этим основным
параметрам, предполагая, что во всех структурах использована
одна и та же элементная база. С точки зрения быстродействия
все структуры равноценны за исключением структуры рис. 5.6.
Поэтому такую структуру, как самую простую, можно исполь-
зовать тогда, когда верхняя рабочая частота диапазона значи-
тельно ниже предельного быстродействия выбранных логических
схем. Например, в ДПКД, постренном по структурной схеме, в
которой используется способ счета от предварителыно установ-
ленного числа до полного насыщения, выполненном на элемен-
тах с временем задержки примерно 3 нс (максимальная частота
триггера 80 МГц), верхняя рабочая частота составляла 30 МГц.
Если требуется реализовать максимальное быстродействие, сле-
дует выбирать структуры на рис 5 7—5.10.
146
По потребляемой мощности наиболее экономичными являются
структуры на 'рис. 5 6 и 5.9. В этих структурах отсутствуют до-
полнительный тракт счета (рис. 5 7) и запоминающее устройство
(рис. 5 8), которые в значительной степени увеличивают число
'элементов, необходимых для реализации ДПКД. По времени за-
держки выходных импульсов следует отдать предпочтение струк-
лгуре на рис. 5 9, так как в ней задержка вызвана лишь одним
элементом И, в то время как во всех других структурах она опре-
деляется суммарной задержкой в трактах счета и устройствах
опознавания. По фазовой нестабильности выходных импульсов
имеет преимущество ja структура, в которой время задержки ми-
нимально, так как п^)и одной и той же относительной нестабиль-
ности времени задержки абсолютная нестабильность будет
меньше.
Из приведенных рассуждений следует, что структура ДПКД
с установкой исходного состояния входным сигналом (см. рис.
5.9) является во всех отношениях предпочтительной и может
быть использована для построения унифицированных ДПКД.
При большой входной частоте целесообразнее использовать струк-
туру ДПКД с предварительным делителем с изменяемым на еди-
ницу коэффициентом деления.
5.3. Делители частоты с дробным переменным
коэффициентом деления
Среди ДПКД определенный интерес представляют делители с
дробным переменным коэффициентом деления ДДПКД [54, 55,
118].
Принцип работы дробного делителя заключается в следующем.
Если предположить, что в десяти циклах делителя будет осу-
ществляться деление на коэффициенты Кд и Кд+1, соответствен-
но, (10—k) раз и k раз, то средний коэффициент деления
кд ср = кдао-*)+(кд+1)* _ Кд+А. (5. Ю)
Предположим, что необходимо получить коэффициент деления
5,8. Это дробное число находится между целыми числами 5 и 6.
Если в десяти циклах счета осуществлять деление на 6 восемь
раз и деление на 5 два раза, то
к _6-8 + 5-2_ 484- 10 ...
Кд СР----й---------— =5’8- <5Л1>
Однако следует заметить, что частота следования импульсов
на выходе делителя принимает поочередно значение /Вх/Кд и
fax/(Кд+1) и для получения выходной частоты /вх/Кдср необхо-
димо усредняющее устройство. Например, при использовании
ДДПКД в кольце фазовой автоподстройки частоты роль усред-
няющего устройства выполняет фильтр нижних частот. Примени-
тельно к цифровому синтезатору частот (см. рис. 5.1) частота
147
управляемого генератора в режиме синхронизаций определяется
выражением
f = foKBep- (5-12)
Аналогично можно получить и сотые знаки. В этом случае
необходимо осуществить деление ,в десяти циклах деления на
коэффициенты Кд + &/Ю и Кд+(&+1)/10 соответственно, 10—k\
и ki раз, тогда средний коэффициент деления
k \ / k 4-1 \
к« + 1о )<10_м + (.Кд + -1г)41 ‘ , к к,
10 10 100 ’
(5.13)
что соответствует ста циклам счета с исходными коэффициента-
ми деления Кд и Кд+1. Таким же образом получаются т-дроб-
ные разряды. В общем случае средний коэффициент деления
ДДПКД
i=tn ь
Кдср = Кд+£ (5.14)
f=l ю1
Практически дробные коэффициенты деления можно получить,
используя обычный ДПКД, дополненный необходимым числом
идентичных счетных декад с логическими схемами, включенными
определенным образом (рис. 5.11). Отличие от обычного ДПКД
состоит в том, что схема установки единиц должна изменять це-
лый коэффициент деления на единицу по команде от дополни-
тельного устройства, задающего программу этого изменения, для
получения необходимого дробного коэффициента деления. Допол-
нительное устройство состоит из декад десятых, сотых и т. д. до-
лей, схем установки дробных знаков коэффициента деления и
триггеров сдвига. Это устройство задает программу счета, позво-
ляющую получить дробный коэффициент деления, и обеспечи-
вает ее осуществление.
Выходные импульсы обычного ДПКД — делители целых чи-
сел — поступают на вход декады десятых долей. Схема установ-
ки десятых долей может выделять любой по счету импульс из
десяти пришедших на вход декады в зависимости от положения
устройства управления — переключателя. Кроме того, использует-
ся основной выход декады, где импульс появляется регулярно пос-
ле каждых десяти входных импульсов. Сигналы с этих выходов
подаются в противоположные плечи триггера сдвига. Выходы
триггера сдвига соединены со схемой установки единиц, и в зави-
симости от состояния триггера сдвига делитель целых чисел будет
работать с коэффициентом деления Кд или Кд+1- Таким обра-
зом, десять циклов счета можно по желанию разбить на необхо-
димые подциклы, подавая команды при помощи переключателя.
Пусть требуется получить коэффициент деления Кд = 345,6.
В исходном состоянии делитель целых чисел установлен на по-
148
Выход
Рис. 5 11 Структурная схема делителя с дробным переменным коэффициентом
деления
лучение коэффициента деления 345, схема установки десятых до-
лей — в положение выборки четвертого входного импульса, по-
ступившего на вход декады десятых долей (режим 4—6).
Делитель целых чисел после каждых 345 входных импульсов
формирует выходной импульс, который одновременно подается на
вход декады десятых долей. После прихода четырех импульсов на
вход декады десятых долей схема установки десятых долей вы-
деляет соответствующий импульс, переключающий триггер сдви-
га 1. Сигнал с выхода триггера сдвига 1 своим воздействием на
схему установки единиц увеличит коэффициент деления на еди-
ницу, т. е. Кд станет равным 346. После следующих шести им-
пульсов на основном выходе декады десятых долей появится сиг-
нал, который вернет триггер сдвига 1 в первоначальное состоя-
ние. Это будет соответствовать уменьшению целого коэффициента
деления (на единицу, т. е. Кд станет равным 345. В результате
завершенного цикла деления Кдср= (345-4 + 346-6)/10 = 345,6.
Если необходимо иметь коэффициенты с сотыми долями, то
добавляется еще одна декада, которая запускается с выхода де-
кады десятых долей. В результате полный цикл работы ДДПКД
будет равен ста циклам счета на целые исходные коэффициенты
деления. Схема установки сотых долей работает аналогично схе-
149
ме установки десятых долей. Она выделяет управляющие импуль-
сы для триггера сдвига 2. Сигнал с выхода триггера сдвига 2
воздействует на схему установки десятых долей, понижая номер
выделяемого импульса на единицу на один подцикл в десяти под-
циклах счета. При делении, например на 345,68, схема установки
сотых долей установлена в положение выборки второго входного
импульса (режим 2—8), поступающего на декаду сотых долей.
После прихода на декаду сотых долей двух импульсов триггер
сдвига 2 переключится и изменит цикл работы схемы установки
десятых долей с режима 4—6 на режим 3—7. После очередных
восьми импульсов на основном выходе декады сотых долей поя-
вится сигнал, который переведет триггер сдвига 2 в исходное со-
стояние, т. е. снова в режим 4—6.
Большим недостатком ДДПКД, ограничивающим его приме-
нение, является неравномерность периода выходных импульсов
из-за деления на К и К+1, приводящая к появлению дополни-
тельных дискретных составляющих в спектре выходного сигнала
синтезатора. Основными способами уменьшения неравномерности
следования выходных импульсов являются: рациональное про-
граммирование дробного разряда коэффициента деления ДДПКД;
компенсация неравномерности с помощью управляемой линии за-
держки, комбинация первых двух способов.
В первом случае усложняется схема ДДПКД, так как тре-
буется манипуляция коэффициентами деления по определенному
закону. Существуют алгоритмы работы ДДПКД, при которых в
спектре выходного сигнала отсутствуют: первая гармоника; пер-
вая и вторая гармоники; первая, вторая и третья гармоники час-
тоты, равной шагу сетки, и др.
Рассмотрим для примера ДДПКД (рис. 5.12), в спектре вы-
ходного сигнала которого одновременно отсутствуют первая, вто-
рая и третья гармоники частоты, равной шагу сетки. Делитель
содержит четыре /—К триггера и четырехвходовую схему совпа-
дения И. В зависимости от команды, поступающей на входы J
триггеров, схема совпадения открывается через один, два или три
импульса и соответствующее число импульсов исключается из
Рис. 5 12 Функциональная схема ДДПКД с исключением импульсов входной
последовательности
150
Таблица 53
Команды на входы J триггеров Число иск- лючаемых импульсов Коэффици- ент пере- счета Команды на входы J триггеров Число иск- лючаемых импульсов Коэффици- ент пере- счета
1 3 4 1 3 4
0 1 1 0 Ко-1 1 1 0 2 Ко + 1
1 0 1 1 Ко 1 1 1 3 Ко + 2
последовательности, поступающей на вход делителя. Необходи-
мые комбинации команд приведены в табл. 5.3.
Для реализации алгоритма изменения коэффициента деления
ДДПКД с целью подавления цифровым способом первой, второй
и третьей гармоник шага сетки частот требуется изменить коэф-
фициент деления на —1, 0, +1, +2. Алгоритм требуемых изме-
нений Кд приведен в табл. 5.4. Учитывая трудности реализации
одновременного уменьшения и увеличения Кд на практике чаще
всего этот алгоритм реализуют с помощью изменений Кд на О,
+ 1, +2, +3 При этом общий коэффициент деления увеличи-
вается на +1 и учитывается в алгоритме управления. В зависи-
мости от команд управления, записываемых в ПЗУ (рис. 5.13),
накопитель исключает из входной последовательности 0, 1, 2 или
3 импульса, что эквивалентно увеличению Кд на 0, +1, +2 или
+ 3
Счетчик по модулю 20 считает число импульсов с выхода
ДДПКД, а информация о его внутреннем состоянии поступает
Таблица 54
Дробная часть г Кд Состояние счетчика по модулю 20
0 12 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19
0/20 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
1/20 0 +1—10 0 +10 1 0 4-ю о —1+ю о 0 0 0 0
2/20 +1 —1 +1 _ 1+10 0 0 0 о +1—1+1—1+Ю 0 0 0 0
3/20 + 10 0- 1+1+10 1 0 +1 +1—10 0 +10 0 0 0 0
4/20 +10 0 0 0 +10 0 0 0 +1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0
5/20 0+100 0 +10 0 0 +1 0 0 0 +1 0 0 0 +10 0
6/20 +1 —1 +1 0 + 10 0 0 +1 0 +1 —1 +10 +10 0 0 +10
7/20 +10 +1 — 1+1+10 0 0 +1+1 —1+10 +10 0 +10 0
8/20 +10 +10 0 +10 +1 0 0 +10 +10 0 +10 +10 0
9/20 0+200 0 +1+10 0 +ю +10 +10 0 +1 +10 0
10/20 +10 +10 +10 +10 +10 +10 +10 +10 +1 0 +10
11/20 +1+1+1- 1 +1 +1 +1 0 0 +1+10 +10 +10 +1 +10 0
12/20 +10 +10 + 1+10 +10 + 1+10 +10 +1+10 +10 +1
13/20 0 +2 0 +10 +1+10 + 1 +10 +10 +2 0 0 +1 +1 +1 0
14/20 +ю +2 0 +10 +1+1+10 +10 +20 +10 +1 +1+10
15/20 +1+1+10 +1 +1 +1 0 +1+1+10 +1+1+10 +1 +1 +1 0
16/20 0 +1+1+1+10 +1+1+1+10 +1+1+1+10 +1 +1 +1 +1
17/20 0 +2 0 +1+1+1+10 + 1+2 0 +10 +2+10 +1 +1 +1 +1
18/20 + 10 +2 0 +2 0 +1 +1 +1 +1 +1 0 +2 0 +2 0 +1 +1 +1 +1
19/20 + 1+1+Ю +2+1+10 +1+2+10 +1+1+2 0 +1+1+1+1
151
управление £
Рис 5 13 Структурная схема ДДПКД с
подавлением цифровым способом пер
вой, второй, и третьей гармоник шага
сетки
в ПЗУ В ПЗУ в зависимости от состояния счетчика по модулю
20 и требуемого кода дробности записаны команды управления
накопителя для 1изменения Кд ДДПКД Коэффициент деления
ДДПКД усредняется за 20 импульсов
/20 \ /
Кд=( 21К, )/20.
\ 1—1 //
Например, при Кд = 800 и дробной части 1/20 согласно табл 5 4
коэффициент деления ДДПКД принимает значения Ко—1=799
три раза, Ко = 8ОО — 13 раз, Ко+1=801 — 4 раза
„ 799-3+ 800-13+ 801-4 ,п
1\тт =-------------------- = 4U.
д 20
При этом выходные импульсы располагаются так, что в спектре
выходного сигнала отсутствуют первая, вторая и третья гармо-
ники частоты шага сетки. Применение указанного ДДПКД поз-
воляет в 20 раз повысить частоту сравнения на фазовом дискри-
минаторе и в 4 раза расширить полосу ФНЧ кольца ФАПЧ по
сравнению со случаем, когда ДДПКД выполнен по обычной схеме.
Другим способом уменьшения помех дробности является при-
менение ДДПКД с управляемой линией задержки УЛЗ (рис.
5 14) Код, соответствующий целой части коэффициента деления,
из блока управления частотой определяет коэффициент деления
ДПКД, а код, соответствующий дробной части коэффициента
деления, поступает в накопитель С приходом тактового импульса
от ДПКД накопитель суммирует свое состояние с входным чис-
Рис 5 14 Структурная схема ДДПКД с управляемой линией задержки
152
лом и вырабатывает новое число, управляющее линией задержки.
В момент, когда число в накопителе превышает его емкость, ге-
нерируется импульс переполнения, который поступает на погло-
титель импульса, запрещающий прохождение очередного импуль-
са на ДПКД. При этом в накопителе остается разность между
текущим числом и его емкостью. После пропуска одного вход-
ного импульса процесс деления частоты продолжается, а накопи-
тель устанавливает повое значение задержки импульса ДПКД.
Требуемое значение задержки импульсов пропорционально чис-
лу, записанному в накопителе. На выходе УЛЗ имеем почти ре-
гулярную последовательность со средней частотой повторения,
находящейся в рациональном дробном отношении с входной час-
тотой (рис. 5 15).
В качестве управляемой линии задержки можно использовать
самые разнообразные устройства. Простейшими из них являются
ЛЗ с отводами. Линия задержки должна задерживать выходной
импульс ДПКД на время / = &Ат, где Ат — минимальный шаг
задержки УЛЗ, k — число, равное внутреннему состоянию циф-
рового накопителя Минимальный шаг задержки УЛЗ
Ат= l/mfBX,
где fBX — частота на входе ДДПКД; т — максимальная ем-
кость цифрового накопителя Из (5.15) видно, что указанным спо-
собом неравномерность периода выходных импульсов с ДПКД
можно полностью компенсировать, если частота на входе ДПКД
неизменна Максимальная задержка УЛЗ
_ т — 1 1
Чпах
т /вх
При использовании ДДПКД в кольце ФАПЧ синтезаторов час-
тот на его вход подается обычно частота с ГУН, являющегося
диапазонным Естественно, достигнутая компенсация неравномер-
ности следования выходных импульсов ДПКД на одной частоте
не будет полной на другой частоте. Представим (5.15) в следую-
щем виде
Дт = —!— = —,
mfср Кд /иКд
с ДПКД
с УЛЗ |
Рис 5 15 Временные диаграммы работы ДДПКД с управляемой линией за-
держки (Кд=4,3)
153
где Гер — период выходной частоты ДДПКД (частоты сравне-
ния). Так как в синтезаторах частот Тср — величина постоянная,
то для волной компенсации необходимо, чтобы Ат изменялась
пропорционально 1/Кд- Сделать это можно несколькими спосо-
бами, например, веред додачей кода на ЦАП предварительно раз-
делить код цифрового накопителя на код текущей частоты |КД|.
Лучшее подавление обеспечивает способ компенсации, осно-
ванный на комбинации метода рационального программирования
дробного разряда коэффициента деления и компенсации помех
дробности. Из-за большой сложности его реализации он пока не
нашел большого распространения.
Очевидно, что для получения высокого быстродействия в коль-
це ФАПЧ с малым шагом сетки частот необходимо, чтобы частота
сравнения кольца была на несколько порядков больше шага сет-
ки частот. Однако известные схемы ДДПКД даже с компенса-
цией помех дробности в кольце ФАПЧ во многих случаях не поз-
воляют обеспечить требуемый уровень побочных спектральных
составляющих. Делитель (рис. 5.16) [55] позволяет получить
уровень побочных дискретных спектральных составляющих зна-
чительно ниже, чем 201g Кд, состоит из делителя с переменным
коэффициентом деления и управляемого дискретного фазовраща-
теля (УДФ). Фазовращатель должен осуществлять сдвиг фазы
выходного сигнала по команде, поступающей на его вход управ-
ления с выхода ДПКД, на значение, определяемое кодом, посту-
пающим на его входы установки. Этот код для каждого коэф-
фициента деления постоянен. Таким образом, после каждого вы-
ходного импульса ДПКД фаза его выходных импульсов сдви-
гается на одно и то же значение срА. Следовательно, период
выходного сигнала ДДПКД
Лых = 7,вх(Кд±А<р/2л), (5.16)
где Твх — период сигнала на входе ДДПКД-
Так как в установившемся режиме кольца ФАПЧ выходная
частота ДДПКД равна частоте сравнения /Ср, то
/вх = /ср (Кд ± Д<р/2л). (5.17)
При этом, поскольку последовательность выходных импульсов
Рис. 5.16. Структурная Рис. 5.17. Структурная схема управляемого дис-
схема синтезатора ча,-> кретного фазовращателя
стот с ДДПКД
154
ДДПКД строго равномерна, побочные составляющие, связанные
с дробностью коэффициента деления в выходном сигнале синтеза-
тора, отсутствуют.
Для получения такого результата к УДФ предъявляются три
основных требования:
он должен обеспечивать точное значение сдвига фазы, так как
только в этом случае будем иметь точное значение выходной
частоты;
все переходные процессы в нем, связанные со сдвигом фазы,
должны заканчиваться быстрее, чем за один период выходного
сигнала ДДПКД;
в его выходном сигнале при отсутствии сдвига фазы не долж-
но быть побочных составляющих, не кратных входной частоте.
Таким требованиям может удовлетворять УДФ, структурная
схема которого представлена на рис. 5.17. Он состоит из одной
или нескольких ячеек, каждая из которых содержит последова-
тельно соединенные управляемый делитель частоты УДЧ; смеси-
тель СМ. и полосовой фильтр ПФ. Кроме того, в состав УДФ вхо-
дит формирователь частоты подставки ФПЧ. Управляемый дис-
кретный фазовращатель осуществляет деление входной частоты
на т и по команде, поступающей на вход управления, изменяет
свой коэффициент деления на один или несколько циклов счета
в соответствии с кодом, поступающим на его входы установки.
Такое изменение коэффициента деления УДЧ соответствует сдви-
гу фазы его выходного сигнала. Смеситель при помощи поступа-
ющего на его второй вход сигнала от ФПЧ с частотой fBX(m±
±l)/m переносит выходной сигнал УДЧ к частоте fBx. Полосовой
фильтр подавляет побочные составляющие, возникающие в смеси-
теле при суммировании выходных сигналов УДЧ и ФПЧ.
? Очевидно, что в каждой последующей ячейке сдвиг фазы, об-
разованный в предыдущей ячейке, уменьшается в т раз. При
Этом дискрет сдвига фазы в УДФ составит
Афты = 2л1тп, (5.18)
где п — число ячеек в УДФ, а шаг сетки частот в синтезаторе,
как следует из (5.17), будет равен
J = (5.19)
Подобный УДФ обеспечивает, во-первых, точное значение сдвига
^фазы изменением коэффициента деления УДЧ, во-вторых, ускоре-
ние окончания переходных процессов, связанных со сдвигом фа-
&ы, при достаточно широкой полосе пропускания ПФ (быстрее,
Чем за один период выходного сигнала ДДПКД), в-третьих, при-
емлемую чистоту спектра выходного сигнала УДФ при правильно
выбранном значении т и достаточно высоком подавлении побоч-
ных составляющих в ПФ. Учитывая последнее обстоятельство, а
Также удобство управлейия, лучше всего выбирать значение т
равным 8 или 10. При этом ДДПКД будет управляться двоичным
НЛц двоично-десятичным кодом, и обеспечивается выполнение тре-
155
бований, предъявляемых к подавлению побочных составляющих
и получению требуемой ширины полосы пропускания ПФ.
Необходимо также учитывать, что при сдвиге фазы на выходе
ПФ будет возникать амплитудная модуляция. Поэтому невозмо-
жен скачок фазы за один период выходного сигнала УДЧ на ве-
личины, близкие к л и более. Исходя из этого, а также учитывая
существующую элементную базу, наиболее целесообразным пред-
ставляется изменение коэффициента деления УДЧ с т на т±\
за число его циклов счета от 0 до т—1. Это легко реализовать,
например, с помощью ИМС 193ИЕ2 или 193ИЕЗ, представляю-
щих собой делители с коммутируемым коэффициентом деления
10 или 11. В этом случае т=10 и, например, при четырех ячей-
ках в УДФ, как следует из выражения (5.19), шаг сетки в 104
раз меньше частоты сравнения кольца ФАПЧ.
Вполне очевидно, что данная схема имеет некоторые ограни-
чения. Наличие полосовых фильтров в УДФ приводит к ограниче-
нию диапазона перестройки синтезатора частот. Кроме того, су-
ществует определенный минимальный коэффициент деления
ДПКД, связанный с временем сдвига фазы в УДФ. В приведен-
ном примере с т = 10 период выходного сигнала ДПКД
Гвых > Твх (m2 + т - 1) + 7ПП, (5.20)
где Лш — время переходных процессов в ПФ. Так как 7’Вых/ТВх =
= Кд, то
Кд.т1п>т2 + щ-1+7’яп, (5.21)
где Лш — нормированное к Твх время переходных процессов в
ПФ.
Чем шире полоса пропускания в ПФ, тем меньшим может быть
Кд и шире диапазон перестройки синтезатора частоты. Вместе с
тем необходимо учитывать, что расширение полосы пропускания в
ПФ затрудняет фильтрацию побочных составляющих, возникаю-
щих в смесителе. Эти побочные составляющие в результате сверт-
ки спектра, возникающей в ДПКД, могут попадать в полосу
пропускания кольца ФАПЧ, поэтому их уровень на выходе
УДФ определяет уровень дискретных побочных составляющих в
выходном сигнале синтезатора. Это обстоятельство ограничивает
ширину полосы пропускания ПФ и, следовательно, минимальное
значение Кд и относительный диапазон перестройки. Вместе с
тем необходимо отметить, что наибольшие требования к подав-
лению побочных составляющих предъявляются в ПФ выходной
ячейки УДФ, а в каждой предыдущей ячейке они могут умень-
шаться в т раз.
5.4. Построение ДПКД с применением предварительного
делителя 10/11
Структура предварительных делителей, реализованных на
ИМС 193ИЕ2 и 193ИЕЗ (рис. 5.18), такова, что если сигнал уп-
156
Рис. 5.18. Функциональная
схема микросхемы 193ИЕЗ
Рис 5 19. Диаграммы напряжений на счет-
ном входе, выходе и входе управления
делителя 193ИЕЗ при максимальной вход-
ной частоте 200 МГц с учетом задержек
равления, переключающий коэффициент деления с 10 на 11 или
с 11 на 10, начнет формироваться от первого входного импуль-
са и закончит до девятого импульса, то в следующем такте ра-
боты предварительного делителя будет устойчивое деление со-
ответственно на 11 или на 10.
Делитель будет устойчиво работать на любой частоте рабо-
чего диапазона, если сумма времен задержек Ti предварительно-
го делителя и Т2 сигнала управления меньше 9 периодов входно-
го сигнала 9ТВх (рис. 5.19). При этом максимальная рабочая
ЧаСТОТа /тах = 9/(Т1+т2).
2
'CR
С7
rno\cf№L
,ЛогГ'-^Р
CT10\Cf№-
2
£
, Лог1» Jff
запрет 7 “'*1
С
ЕСТ
1533
ИЕ9
СТЮ
СР
В
.Лог1
1/2
530
ТМ2
530ЛАЗ
_ГТ
/А
530ЛАЗ
1
2
ИЕ9 8 1J_
Г
Рйс, 5.20. Функциональная схема ДПКД с использованием микросхемы 193ИЕЗ
157
Чтобы получить /тах = 200 МГц, применяя микросхему
193ИЕЗ (по выходу ТТЛ Ti = 33 нс, по выходу ЭСЛ ti==9 нс),
время задержки т2 должно быть не более 12 нс при использова-
нии выхода ТТЛ и не более 36 нс при использовании выхода
ЭСЛ.
Если к выходу микросхемы подключается схема преобразо-
вания логических уровней, то время задержки последней необ-
ходимо учитывать в т2.
На рис. 5.20 приведен пример схемы ДПКД с использовани-
ем микросхемы 193ИЕЗ с верхней рабочей частотой до 200 МГц.
Для уменьшения времени задержки т2 в схеме применен способ
нормирования задержки сигнала управления с помощью D-триг-
гера. Коэффициент деления ДПКД может устанавливаться в
пределах от 90 до 999. В качестве программируемых счетчиков
используются микросхемы 1533ИЕ9.
Нижняя рабочая частота ДПКД 30 МГц ограничивается ра-
бочим диапазоном микросхемы 193ИЕЗ. При обеспечении тре-
буемой крутизны фронтов входных сигналов нижнюю рабочую
частоту можно снизить. Код управления вычисляется следую-
щим образом. Пусть требуемый коэффициент деления состоит из
трех цифр Al, А2, АЗ, где Al, А2, АЗ — сотни, десятки и едини-
цы коэффициента деления. Тогда в счетчик младшего разряда
записывается число Х3 = 9—АЗ, а в счетчик старших разрядов
Х2 = 9—А2 и XI =9—А1 соответственно.
5.5. Делители с малым переменным коэффициентом деления
В многокольцевых синтезаторах СВЧ ДПКД должны рабо-
тать в достаточно широком диапазоне входных частот и обеспе-
чивать малые начальные значения коэффициентов деления, ме-
няющиеся от нескольких единиц до десятков, что ограничивает
возможность использования интегральных наиболее быстродей-
ствующих (/раб до 500 МГц) микросхем серии 193 (рис. 5.18).
Делители с монотонно изменяющимся Кд на этих микросхемах
имеют Кд.тш^90 [56]. Для ДПКД с меньшим Кд используется
другая элементная база, в частности интегральные схемы серии
100, но при этом приходится учитывать ряд сложностей, вызы-
ваемых значительной рассеиваемой мощностью. В [57] предло-
жено два варианта построения ДПКД для различных синтеза-
торов частот. Рассмотрим их кратко как примеры реализации.
В первом варианте ДПКД предназначен для работы в диа-
пазоне 35... 60 МГц с Кд, принимающим 25 значений в пределах
35 ... 60.
В связи с тем, что максимальное значение входной частоты
ДПКД превышает 50 МГц, его высокочастотная часть собрана
на интегральных схемах серии 100. Устройство (рис. 5.21) со-
держит предварительный делитель с коммутируемым Кд на 4
или 5, который выполнен на трех триггерах серии 100 ТМ131,
соединенных в виде последовательного регистра сдвига, схему
158
Рис. 5.21. Структурная схема ДПКД с предварительным делением на 4 и 5
синхронизации моментов их переключения на D-триггере. По-
следующая часть ДПКД выполнена на интегральных схемах се-
рии 533. Согласование интегральных схем серий 100 и 533 осу-
ществляется преобразователем уровней на транзисторе 2Т326.
С него сигнал поступает на два счетчика, построенных на ин-
тегральных схемах 533ИЕ7. Один из них осуществляет подсчет
числа циклов работы входного делителя частоты на 4, вто-
рой — на 5. По заполнении одного из счетчиков срабатывает
устройство управления, возвращая его в исходное состояние и
одновременно разрешая работу второму. Затем снова включа-
ется первый, и весь цикл повторяется. При переключении счет-
чиков с устройства управления также поступает сигнал на схему
синхронизации, переключающую предварительный делитель час-
тоты. Суммарный Кд ДПКД определяется по формуле Кд.сУм =
= 4а + 5Ь, где а, b — коэффициенты счета счетчиков числа цик-
лов деления на 4 и 5 соответственно.
Другим рассматриваемым вариантом является ДПКД для
диапазона 18... 145 МГц с Кд = 3... 24. Его особенность, с одной
стороны, — очень малые начальные значения Кд, с другой —
возможность появления на выходе предварительного делителя
^частоты в момент поиска и перестройки синтезатора импульсов
с частотой повторения, превышающей 50 МГц. Первое обстоя-
тельство потребовало использовать предварительный делитель
частоты с тремя значениями коэффициента деления на 3; 4 или
*5, а второе — построить счетчики циклов деления на 3 или 4, 4
или 5 также на интегральных схемах серии 100.
Отличие этого ДПКД состоит в том, что один счетчик осу-
, ществляет подсчет общего числа циклов работы предваритель-
ного делителя частоты, а второй — число циклов деления на
3 или 5.
Начальные значения Кд (3... 5) получают непосредственно
делением входной частоты в предварительном делителе на 3, 4
или 5, при этом оба счетчика устанавливаются в фиксированное
159
Таблица 55
кд Режим работы предваритель кого делителя частоты Общее число циклов кд Режим работы предваритель кого делителя частоты Общее число циклов КД Режим работы предваритель- ного делителя частоты Общее число циклов
3 1 1 10 — 0 2 2 17 — 3 1 4
4 _ 1 _ 1 11 1 2 — 3 18 — 2 2 4
5 1 1 12 — 3 0 3 19 — 1 3 4
6 2 0 — 2 13 — 2 1 3 20 — 0 4 4
7 1 1 — 2 14 — 1 2 3 21 — 4 1 5
8 0 2 — 2 15 — 0 3 3 22 — 3 2 5
9 - 1 1 2 16 — 4 0 4 23 — 2 3 5
24 — 1 4 5
состояние и предварительный делитель частоты не переключа-
ется
Остальные Кд = 6. 24 получаются как комбинация коэффи-
циента деления 4 предварительного делителя частоты и его зна-
чений 3 или 5 (см. табл. 5.5).
Предварительный делитель частоты выполнен на двух микро-
схемах 100 ТМ231. Аналогично построен счетчик общего числа
циклов, позволяющий устанавливать пять значений коэффициента
счета от 1 до 5. Счет положительных или отрицательных прира-
щений (4±1) предварительного делителя осуществляется счет-
чиком на 4 с возможностью установки его в любое значение (ис-
пользована одна микросхема 100 ТМ231).
В испытуемых ДПКД использовались анодированные радиато-
ры, которые обеспечивали отвод тепла от микросхем на корпус
блока. При этом разница температур корпуса микросхемы и ок-
ружающей среды не превысила 5 ... 8° С.
Обе схемы ДПКД были неоднократно проверены и испытаны
в различных вариантах синтезаторов частоты.
5.6. Прохождение частотно-модулированного шумом
колебания через делитель частоты
При проектировании и разработке малошумящих цифровых синтезаторов
частоты, представляющих собой в простейшем случае кольцо ФАПЧ с управ-
ляемым делителем частоты в цепи ОС необходимо точно знать передаточные
функции в.ех звеньев, входящих в систему авторегулирования В технической
литературе принято считать коэффициент передачи делителя частоты равным
1/Кд Такое представление справедливо лишь при весьма инерционной системе
регулирования и квазигармоническом входном сигнале
Предположим, что частота управляемого генератора изменяется (промоду-
лирована) по синусоидальному закону
f'o=fo ср + А/м sin 2nFt (5 22)
Найдем число периодов Кд частоты fOcp в интервале (периоде) следования им-
пульса То опорной частоты в режиме синхронизации и отсутствии модуляции
Кд — /о ср то
160
||ри наличии модуляции
Н Л ^+то t /4-То
( Кд = j* fо $ ~ J* (7оср + Д/м81п2лГО^ = /ОСрТо —
? t t
Г —[cos2nF(/4-T0)— cos2nFZ] = focpTo +
I, 2ЛГ
Д/м
+ ~г.„ [(1 — cos2л Fт0) cos2л Ft + sin2л Fx0 sin2л F/].
2Пг
Первое слагаемое есть Кд, а второе — отклонение ДКд от Кд, причем
Д Кд = Кдх sin 2л Ft + Кд2 cos2л Ft = Кдз sin (2л Ft + <р), (5.23)
Кд, = / Кд1 + 4^7- V(cos 2п F т0 -1)» + sin> 2п Ft„ =
= TV V2(l —cos2nFx0) = V4sin2nFT0 =
ZJlr ZJlr
. „ sinnFT0 _
= Д/Мто г. ! (5.24)
Л л Tq
. КД2 . 1 —cos2nFT0 /е _е.
ф = arctg —= arctg---- -----= л F т0. (5.25)
1\д1 sin 2л г т0
Подставляя (5 24) и (5 25) в (5 23), имеем
ДКд = Д/мтвsin 2яр (t + Y (5.26)
? зт * То \ * J
^то есть дополнительное число периодов колебания управляемого генератора
интервале То, вызванное нестабильностью частоты
) Относительное изменение выходной частоты делителя равно относительному
вменению числа периодов в интервале То согласно (5 26) и определяется вы-
ражением
= -AJk. = FТ° sin2яК f / + — У
ji /вых Кд /о ср jxFtq \ 2 /
Анализ этого выражения позволяет сделать следующие выводы:
(5.27)
1. Относительное изменение выходной частоты делителя при заданном со-
кношении между F и т0 пропорционально девиации частоты на входе дели-
теля.
2. С увеличением произведения Fx0 относительное значение отклонения вы-
годной частоты убывает немонотонно как функция sin nFxo/nFx^.
3 В частном случае при
\ Fx0= 1; 2; 3;../ (5.28)
Мгносительиое изменение выходной частоты делителя обращается в нуль. Это
|ерно и для любого периодического закона модуляции с периодом Т=то; То/2;
|/3; ... так как его разложение в ряд Фурье дает гармоники jF=j/xo, каждая
|at которых обращает амплитуду выражения (5.27) в нуль.
' 4. При несоблюдении условия (5 28) относительное изменение выходной
|*стоты отлично от нуля и зависит от фазовых соотношений между модули-
161
рующей частотой и интервалов т0> обращаясь в нуль при 2nF (/+-—-) =0; ±л;
±2л; ... т. е при условии, что начало координат синусоиды совпадает с сере-
диной периода опорной частоты.
Свойство 2 весьма благоприятно: влияние высокочастотных спектральных
составляющих флуктуаций нестабильности частоты в значительной степени по-
давляется Сомножитель |fll(F)| = |sinnFTo/nFTo| можно рассматривать как
своеобразную амплитудно-частотную характеристику делителя частоты, на ко-
торую нужно умножить спектр флуктуаций частоты S/(F), чтобы определить
спектр флуктуаций на выходе делителя:
S/(F)BbIS=|H(F)pS/(F)BX.
В цифровых синтезаторах с преобразователем частоты на вход делителя
помимо основной промежуточной частоты fap в режиме синхронизации поступа-
ют напряжения комбинационных составляющих /к=±|(/п/ГуН—nfпвд), где /под —
частота подставки, а т и п — такие числа, при которых /к попадает в полосу
нагрузки преобразователя.
В результате взаимодействия этих напряжений с колебанием основной про-
межуточной частоты на входе делителя получим напряжение сложной формы,
которое можно рассматривать как сигнал, пр смодулированный по амплитуде и
фазе напряжением частоты биений, равной Fc=/np— [±(щ|/гун—л/Под)]. Следо-
вательно, входной сигнал делителя можно представить как одно колебание
£/с + £/п = ^тс (1 + r cos 2л Fq t) sin (2л /цр 14- г sin 2nFg /), (5.29)
где
г = Uта/Umc 1 •
Очевидно, что временное положение импульсов на выходе формирователя
будет определяться законом изменения rsin2nFct, а степень отклонения — зна-
чением г.
Под воздействием комбинационной составляющей момент времени сраба-
тывания формирователя изменяется в пределах ДТшах- Значение ДТтах выразим
через напряжение частоты Fq и через крутизну сигнала в момент запуска фор-
мирователя Рс=|£7с2л/Пр COs2nfnpf‘. ДТтах=2[7п/₽с.
Предположим, что запуск формирователя происходит в точке максималь-
ной крутизны сигнала 2л/Пр^=2лй /6=0,
Относительное изменение Дттах представим
А^тах 2С/Д г
Тс 2л£7с л
В общем случае
= —^2— sjn 2л рб t.
тс л U с
Относительное изменение выходной частоты
smnP.ro s[n2itf)!<
/вых я л Fg Tq
Таким образом, для делителя безразлично, поступает ли частотно-модулирован-
ный сигнал от ГУН или он образуется на входе делителя. Эффект на выходе
делителя один и тот же.
162
1, 2, .../ и рс= i£7c2n|fnp=2n£7c/rc.
в виде
делителя
' Колебание, описываемое выражением (5 29), представим в виде
l/mc (1 + r cos 2л Го О sin (2л/цр t -f- г sin 2л Гб О =
= Ume (1 + г cos 2л Гб fl {/0 (0 sin 2л /пр t 4- (г) [sin 2л (/пр + Гб) t —
; - sin 2л (/цр - Гб)/А + /, (Г) [sin 2я (/пр + 2Гб) t + sin 2я (/пр-2Гб) fl+.-J-
Отличие его от простого - частотно-модулированного заключается в том, что
каждая из составляющих спектра частотно-модулированного колебания подвер-
гается амплитудной модуляции По закону (1+r cos 2лГбГ) и дает, следователь-
ао, дополнительно пару боковых частот вида:
г J9 (г) cos 2л Fa t sin 2л /цр t=
= Is1” 2« (/пр + F6) t + sin 2п tfnp - F6) /];
rJj (r) cos 2 л Гб t sin 2л (/цр + Гб) t =
= rJ1^ [sin 2л (/цр + 2Гб) t + sin 2л /пр fl >*
rJx (r) cos 2л Гб t sin 2л (/цр — Fa) t =
= r712(f) [sin 2л /пр 14- sin 2л (/цр - Fa) fl
Ж т. д Эти колебания накладываются на составляющие спектра, соответствую-
щего частотной модуляции В результате группировки слагаемых с одинаковы-
ми частотами и с учетом рекуррентной формулы /n-i(AJ4--Jn+i(X) = (2л/Х)Х
^Jn(X) приходим к следующему выражению:
Uа 4* = Umc {A (r) sin 2л fnp t4* 2/i (г) sin 2л (/цр 4* Рб)^ 4"
4- 3/9 (г) sin 2л (/пр + 2Гб) t - /8 (г) sin 2л (/пр - 2Гб) 14-...}
Из этого выражения видно, что при одновременной модуляции колебания по
амплитуде и фазе амплитуды верхних и нижних боковых частот в каждой паре
получаются неодинаковые, а некоторые даже равны нулю. Это объясняется
кем, что при наложении спектров от обоих видов модуляции некоторые из коле-
баний боковых частот складываются в фазе, а другие — в противофазе.
SF Спектр на выходе делителя с коэффициентом деления Кд может быть за-
писан в виде:
(лГбТ0)а ^1 ЯП То
sina я Гб т0
(л Гб т0)а
Уто {/о ( ~) Sin 2я &-1 +
< \Ад / Кд
+ 2/1 ("77“) sin2л [4-^б)^ +
\ Кд / \ Кд /
+ 37*(v“>)sin2«f -^- + 2Гб^“
\ Кд / \ Кд /
—*/9( ^sin2n —2Гб^ + --1 S ~~“ sin п я
\ Кд / \ Кд ) J ’о
|бв U — перепад напряжения на выходе делителя; т — длительность импуль-
| на выходе делителя Для делителей с параллельным переносом т=»1/2/яр.
Таким образом, составляющие модулирующих воздействий переносятся на
каждую из гармоник выходной частоты делителя. Частота Fc при определен-
ной близости к полезной субгармонике может попасть в полосу пропускания
ФНЧ и образоваться в спектре выходного сигнала синтезатора. Кроме того»
возможно взаимное перекрытие спектров, связанных с отдельными гармониками
выходной частоты делителя, если верхние частоты спектров воздействий не удо-
влетворяют неравенству Гв</вых/2. Это справедливо и для широкополосных
случайных воздействий на входе делителя Особенностью является то, что спект-
ры, связанные с различными гармониками частоты сравнения будут сильно пе-
рекрываться, и при нахождении результирующего спектра в полосе пропускания
ФНЧ их нужно суммировать. Следовательно, для уменьшения влияния этих
спектров на качество сигнала ГУН необходимо уменьшать полосу пропускания
ФНЧ.
Глава 6.
АВТОГЕНЕРАТОРЫ И ФИЛЬТРЫ НА ОСНОВЕ
ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛН
6.1. Общие предпосылки
Диапазон рабочих частот ПАВ генераторов определяется длина-
ми акустических волн, которые приблизительно в 105 раз короче,
чем длины электромагнитных волн на той же частоте, и простира-
ется от единиц мегагерц до единиц гигагерц. При этом нижний
предел определяется лишь размерами имеющихся кристаллов, а
верхний — технологическими возможностями изготовления
сверхминиатюрных элементов — преобразователей электрической
волны в акустическую и обратно. Например, собственные частоты
ПАВ генераторов, изготовленных методами оптической фотолито-
графии, ограничиваются диапазоном 20 МГц... 1 ГГц. Примене-
ние электронно-лучевой и рентгеновской технологий изготовления
встречно-штыревых преобразователей (ВШП) позволяет расши-
рить диапазон основных частот ПАВ генераторов до 2,5,.. 3 ГГц.
Такой генератор, как правило, представляет собой сочетание
активного электронного устройства (апериодического усилителя,
транзисторных или диодных переключателей) и ПАВ стабилизи-
рующего элемента (линии задержки, резонатора, фильтра), вклю-
ченного в цепь обратной связи электронного устройства. В табл.
6.1 приведены сравнительные характеристики, в том числе и тем-
пературный коэффициент частоты (ТКЧ), стабилизирующих эле-
ментов, применяемых в генераторах различного типа: кварцевого
резонатора с объемной волной, £С-контура и ПАВ элементов.
Частотная характеристика любого генератора определяется
крутизной фазовой характеристики стабилизирующего элемента,
включенного в цепь обратной связи. В кварцевом или LC-генера-
1^4
Таблица 61
Стабилизирующий элемент Частота, МГц Нагруженная добротность, Х10“3 Максимальная девиация, % ТКЧХ10* в диапазоне —ЗО...7О°С
Кварцевый резонатор с объ- емной волной LC-контур (и резонаторы) ПАВ ЛЗ или резонатор Менее 500 До 103 10 ЗЮ3 5...2000 0,01...103 0,2...20 +0,005 +30 + 1 Менее 1 2 .100 2...3
торе этот элемент можно представить в виде параллельного резо-
нансного контура с фазочастотной характеристикой
0 = arctgf 1/шС~“£ 1 (6.1)
\ Г )
где L, С и г — соответственно полные индуктивность, емкость и
активное сопротивление контура. Дифференцируя (6.1) по со и
подставляя <о = ®о, 1/®оС=<ооЬ, 0=(ooL/r, находим крутизну фа-
зовой характеристики на частоте ®о-’
— I = —(6.2)
d© |сов ©о
Из (6.2) следует, что добротность Q стабилизирующего элемента
полностью определяет крутизну фазовой характеристики, а следо-
вательно, стабильность и максимальную девиацию частоты.
При использовании кварцевого резонатора с объемной (сдви-
говой) волной на основной частоте по толщине пьезоэлемента ук-
ладывается одна полуволна, а при использовании его на механи-
ческих гармониках по толщине пьезоэлемента должно уклады-
ваться целое нечетное число полуволн. Поэтому традиционно вы-
полняемые шлифовкой объемные кварцевые резонаторы обычно
имеют максимальные основные частоты не выше 25... 30 МГц и
максимальные частоты на механических гармониках до 200...
... 300 МГц, ограничиваемые минимальной толщиной кварцевой
пластины до 100 мкм. Более высокую частоту колебаний можно
получить путем умножения частоты кварцевого генератора, но
при этом ухудшаются шумовые характеристики.
В последнее время в этой области достигнуты определенные
успехи [77] за счет использования ионной обработки кристаллов.
При такой обработке исходным материалом служит полирован-
, ный кварцевый диск АТ-среза толщиной 50 мкм и диаметром
6 мм. Этот диск покрывают стеклянной маской, оставляя в центре
открытый для обработки (травления) участок диаметром 2,5 мм.
При обработке высокоэнергетическим аргоновым ионным пучком
открытой центральной части заготовки [77] были созданы кварце-
вые резонаторы на частоты 120, 240, 525 МГц с точностью на-
стройки 8,3-10~5. Резонансную частоту можно подстраивать,
. пользуясь эффектом нагрузки массой: металлические электроды
. . 165
резонатора можно частично стравливать химически или ионнои
бомбардировкой.
В отличие от кварцевых LC-генераторы могут изготовляться
на любые частоты (генераторы на объемных и диэлектрических
резонаторах работают на частотах до 70... 100 ГГц), но обладают
сравнительно низкой стабильностью. В случае поверхностной вол-
ны частота ПАВ генератора определяется конфигурацией преоб-
разователей и не зависит от размеров кристаллического звуко-
провода. Кристалл выполняется в виде пластины толщиной около
1 мм. Приклеенный к металлическому основанию звукопровод
имеет механическую прочность, малую чувствительность к вибра-
ции и хороший тепловой контакт, обеспечивающий возможность
малоинерционного термостатирования.
Стабильность и максимально возможную девиацию частоты
ПАВ генератора, например с линией задержки, можно оценить на
основании данных о добротности используемой линии задержки,
которая определяется через крутизну фазовой характеристики на
частоте
где т — время запаздывания в линии задержки.
Приравняв правые части (6.2) и (6.3), получим
Q == О,5шо. (6.4>
Из (6.4) следует, что максимальная добротность определяет-
ся реализуемым значением задержки, которая зависит от скоро-
сти распространения ПАВ и возможностей технологии выращива-
ния кристаллов, а также рабочей частотой, ограничиваемой свер-
ху возможностями технологии изготовления ПАВ преобразовате-
лей.
Как следует из табл. 6.1, ПАВ генераторы по основным пара-
метрам занимают промежуточное положение между LC- и квар-
цевыми генераторами, и являются удачным к ним дополнением.
Отсутствие необходимости применения катушек индуктивно-
сти открывает перспективу их выполнения полностью в инте-
гральном варианте с применением стандартного оборудования,
разработанного для производства планарных интегральных схем,
именно в том диапазоне частот (30 МГц... 2 ГГц), где построе-
ние стабильных кварцевых генераторов затруднительно или прак-
тически невозможно. Поскольку выбор требуемой частоты коле-
баний определяется лишь геометрией преобразователей, то ш>
одному фотошаблону можно изготовить необходимое число гене-
раторов, фильтров или резонаторов с идентичными характеристи-
ками.
6.2. Возбуждение и прием поверхностных акустических волн
Под действием электрических полей, возникающих в результате подача
электрического сигнала на входной встречно-штыревой преобразователь, дейст-
166
Рис. 61. Схема процессов
возбуждения и распростра-
нения поверхностной акус-
тической волны
«не которого основано на пьезоэлектрическом эф-
фекте, возбуждается упругая волна (рис. 6.1).
Энергия волны экспоненциально затукает, прони-
кая в глубину материала, и обычно локализуется в
приповерхностном слое толщиной в несколько
длин волн, распространяясь по поверхности пьезо-
электрического материала аналогично волнам, бе-
гущим по поверхности воды В выходном ВШП
происходит обратное преобразование упругой
(акустической) волны в электрический сигнал.
В настоящее время известно довольно мно-
го методов возбуждения и приема упругих по-
верхностных волн [66], но наиболее простым и
весьма эффективным является способ, основанный
на создании на поверхности пьезоэлектричес-
кого кристалла пространственно неоднородных переменных во времени электри-
ческих полей В этом случае пьезоэлектрический кристалл выполняет функции
как звукопровода, так и электромеханических преобразователей. Причем сами
преобразователи представляют собой простейшую систему металлических элект-
родов, жестко связанных с рабочей поверхностью кристалла В таком преобра-
зователе (рис 6 2) используют как бы вставленные одна в другую две одина-
ковые решетки из W электродов каждая, шириной электрода а, длиной решетки
l=Nd, ее периодом (шагом) d и перекрытием штырей (апертурой) W, отсюда
и название — двухфазный встречно-штыревой преобразователь.
Встречно-штыревой электрод обычно наносят методом фотолитографии на
алюминиевую пленку толщиной около 0,1 мкм Сверху сформированной таким
образом периодической структуры (см. рис. 6 1) можно нанести пьезоэлектри-
ческую пленку из окиси цинка ZnO, поскольку она обладает сильным пьезо-
электрическим эффектом и легко осаждается при распылении в виде хорошо
ориентированного поликристаллического слоя на разнообразных подложках. Та-
Рис 62. Основные схемы двухфазного (а, б), однофазного (в) и поперечного
(г) преобразователей
167
кой преобразователь наиболее эффективен для возбуждения и регистрации ПАВ
на пьезоэлектрических звуко пр оводах. Пространственно-неоднородное электри-
ческое поле создается при приложении к ВШП переменного электрического на-
пряжения с частотой f. Резонансная частота преобразователя соответствует ус-
ловию акустоэлектрического синхронизма, заключающегося в равенстве длины
X электроакустической поверхностной волны двум периодам решетки:
Zo = V/2d. (6.5)
где V — скорость распространения ПАВ.
Однофазный преобразователь (рис. 6 2,в) является также двухэлектродным,
при этом первый электрод представляет собой решетку, нанесенную на верхнюю
поверхность звукопровода, а второй — сплошной, расположенный на нижней
поверхности кристалла В этом случае резонансная частота однофазного пре-
образователя при одном и том же пространственном шаге решетки в два раза
выше, чем двухфазного, т е. f0=V/d.
В поперечном преобразователе (рис. 6 2,г) используют две одинаковые ре-
шетки, расположенные симметрично на общей поверхности звукопровода и на
расстоянии п одна от другой Резонансная частота этого преобразователя jo—
= V/d при равном пространственном шаге решеток также в два раза выше, чем
у двухфазного преобразователя. Поэтому для возбуждения ПАВ в диапазоне
частот выше 1 ГГц чаще всего используют однофазный и поперечный преоб-
разователи. Однако на частотах ниже 1 ГГц в ПАВ устройствах обычно при-
меняют двухфазный ВШП, поскольку при прочих равных условиях эффектив-
Таблица 6.2
fe2 RCB Co Ф/м, xl О-10
Материал Ориентация V, м/с Расчет Экспе- римент a/rf=0,5 a/d—Q ,75 s
LiNbo3 Y, Z 16—1/2,OR 3488 0,0241 0,0504 0,045 4,6438 7,0003 50,2
3503 0,0268 0,0562 0,048 4,6438 7,0003 50,2
41—1/2,0 4000 0,0277 0,0578 0,057 6,1857 9,3246 67,2
Bi12GeOo2 001,110 1681 0,0068 0,0140 0,015 4,04522 6,0979 43,6
111,110 45 1708 0,0082 0,0169 0,017 4,04522 6,0979 43,6
40,04 90 1827 0,0031 0,0064 — 4,04522 6,0979 43,6
LiTaOs 2, Y 3329 0,0059 0,0121 0,0093 4,43523 6,6859 47,9
Y, Z 3230 0,0033 0,0068 0,0074 4,43523 6,6859 47,9
X, Y 3148 0,00037 0,00075 — 4,7164 51
2, X 3205 0,00114 0,00233 — 4,4352 6,6859 47,9
0 166,65 90 3370 0,0075 0,0154 — 4,4352 6,6859 47,9
Кварц Y, X 3159 0,0009 0,0022 0,0023 0,500644 0,754722 4,52
ST, X 3158 0,00058 0,0014 0,0016 0,503385 0,758824 4,55
168
ность работы устройства с двумя двухфазными преобразователями на 40 дБ
выше эффективности работы такого же устройства при использовании двух
однофазных преобразователей [66]. Эффективность ториевого поперечного пре-
образователя еще меньше, чем однофазного.
Материалами для звукопроводов чаще всего служат такие пьезоэлектрики,
как кварц, ниобат лития LiNiO3, танталат лития ЫТаОз и силикат висмута
Bii2>Si02o, обладающие большим коэффициентом электромеханической связи kn
(табл. 6 2) [66, 73, 74].
В табл. 6.2 введены следующие обозначения: V — скорость распростра-
нения ПАВ; AV/VOo=i(Voo—Vo)/Vo — относительная разность скоростей распро-
странения волны по свободной и металлизированной поверхностям; у — без-
1
размерный коэффициент, являющийся мерой анизотропии кристалла; X
dV 1 dr
X “ГТ — температурный коэффициент скорости; —- — температурный ко-
си т di
эффициент задержки; Со — электрическая емкость на единицу длины для од-
ного периода ВШП (погонная емкость); е — эквивалентная относительная ди-
электрическая проницаемость; Аопт — оптимальное число периодов во ВШП;
И'опт — оптимальная акустическая апертура в длинах волн; бт — фактор
отклонения реальной скорости распространения ПАВ; — добротность под-
строечной индуктивности; р — удельное сопротивление проводящего слоя ВШП;
ВАК — потери на распространение в вакууме; ВОЗ — потери на распростра-
нение из-за нагрузки звукопровода воздухом.
^опт WonT с подст- роечной инду- ктивностью опт без ин- дукти- вности ? IV ВАК. дБ/мкс воз, дБ/мкс 1 V dV dT 1 т dx dT
Q=oo р=0 Q=100 р=0,345 р=0
4,0 107 76 479 —1,083 7,87 0,88 0,19 —87 Э
4,0 113 79 476 —1,087 3,99 0,94 0,21 -88
3,5 88 63 357 —0,445 0,57 0,75 0,30 -57
7,0 88 69 664 —0,304 0,14 1,45 0,19 —
7,0 98 76 651 +0,366 0,08 1,45 0,19 — —
11,00 35 29 390 —1,000 1,44 — — — —
9,0 25 22 238 —1,241 5,04 0,77 0,23 -52 69
10,5 21 18 211 —0,211 0,14 0,94 0,20 —31 35
32,5 — — — +0,159 — — — —33 49
18,5 ’— — — +0,450 — — — -50 66
7,0 — — — — 1,000 2,60 — — -50 64
18,5 59 46 1087 +0,653 0,359 2,15 0,45 38 —24
22,0 41 51 910 +0,376 0,205 2,62 0,47 14 0
169
Потери на распространение, включая обусловленные нагрузкой поверхности
воздушной средой, дифракционные и из за отклонения пучка энергии [74]
Пр = (ВАК) /2 + (ВОЗ) /, (6 6>
где Пр выражено в децибелах на микросекунду, f — в гигагерцах
Заметим лишь, что приведенные в табл 6 2 параметры определены на ос-
новании так называемой параболической модели дифракционного расхождения
энергии ПАВ в анизотропной среде, которая по сравнению с простой изотроп-
ной моделью позволяет точнее оценить дифракционные эффекты При этом уг-
ловое направление распространения ПАВ волны ф0 выбирается так, чтобы сов-
падали направления распространения фазовой и групповой скоростей, т е
dV/dq>=0 В параболической модели изменение фазовой скорости в окрестности
углового направления ф выражается зависимостью
V (Ф)/У (фо) « 1 4- (у/2) (ф — ф0)*, (6 7)
где
y = d2V/dq2. (6 8>
Границей первой зоны Френеля, которая понадобится в дальнейшем для
учета дифракционных потерь, является
Гф«(^/Х)|1 -Н|. (6 9)
Результаты параболической аппроксимации хорошо совпадают с эксперимен-
тальными данными в диапазоне угловых направлений
О < |бщах1 <2, (6 Ю)
где бтах== | Vn—VJ/V-IO5 — фактор отклонения, Vn — скорость, определяемая
параболической зависимостью
Оптимальный срез пьезоэлектрического звукопровода и оптимальное направ-
ление распространения ПАВ считаются такими, для которых относительная
разность скоростей Voo на свободной и Vo металлизированной поверхностях
пьезоэлектрика максимальна, поскольку максимальное значение коэффициента
электромеханической связи [74]
*св = У2ДУ/У (6 11)
Обобщенная электрическая схема двухфазного ВШП (рис 6 3), работаю-
щего в согласованной передающей системе, отличается от схемы двухфазного*
преобразователя, представленного на рис 6 2,а, лишь тем, что между генера-
тором и ВШП дополнительно включена согласующая цепь Для согласования
же преобразователя с внешними цепями используют, как правило, последова-
тельно включенную индуктивность Lc, подобранную с учетом компенсации ста-
тической емкости преобразователя и вместе со статистической емкостью Сг
преобразователя образующую последовательный контур, добротность которого
зависит от числа пар электродов преобразователя N и коэффициента электро-
механической связи звукопровода &Св
Q9 = n/4k2CBN. 4 (6 12)
Согласование статических емкостей преобразователей позволяет существен-
но увеличить коэффициент передачи селектирующего элемента, что, в свою
очередь, повышает уровень выходной мощности генератора и его КПД
170
Рис 6 3 Эквивалентные
электрические схемы
преобразователей, ра-
ботающих в согласован-
ной передающей систе
ме с поперечным (а) и
продольным (б) элек-
трическим полем
Отметим, что понятиям поперечного (рис 6 2,6 и а) и продольного (рис.
б 2,а) электрических полей соответствуют поля, перпендикулярное и параллель-
ное вектору распространения ПАВ
Активная Ga(f) и реактивная Ba(f) составляющие акустической проводи-
мости излучения являются функциями частоты и могут быть представлены для
модели ВШП с поперечным электрическим полем в виде [83]
ба (/) = 2G0 (/) [tg (0/4) sin 0/2)]», (6.13)
(/) = Go (f) tg (0/4) [4tf 4- tg (0/4 sin N 0)] (6.14)
Для частот, близких к резонансной, выражения (613) и (6 14) несколько
упрощаются:
/ sin х \
Ga(D«Ga(f0) ------) , (6.15)
\ х j
5in2*r2x). (6.16)
а статическая емкость
CT = C0VsW/fe, (6.17)
где
ба(/о) = 4^вшоСт^л; (6.18)
х=^(/-/0)//е; (6.19)
fo=«о/2л= Ve/X0 — акустоэлектрическая частота синхронизма
Аналогичным образом для модели с продольным электрическим полем ак-
тивное Ka(f) и реактивное Ха(/) сопротивления излучения можно представить
следующими выражениями
/ sin х \»
Ла (/) « Ла tfo) (—— \ . (6.20)
Ха(()»Л,(/0)(-П^72х ), (6.21)
\ 2х» /
171
а статическую емкость как CT=WNCoV/f(), где
Яа(Ы = »&/«>. С, IF; (6.22)
X = N л (/-/„)//„. (6.23)
При работе вблизи резонансной частоты (рис 6 4) XafftO^O;
Приближенные выражения (615), (6 21) справедливы при частотной расстройке
К/-/о)//о1<О,2. (6.24)
Если выполняется условие
(4/л)^вЛГ«1, (6.25)
из которого следует, что jV<^n/4&2CB = V/2AV, то обе модели различаются не-
существенно.
Эффективность, ширина полосы частот и электрическое сопротивление ВШП
определяются только его геометрическими размерами и физическими парамет-
рами пьезоэлектрика, поэтому существуют некоторые оптимальные условия, при
выполнении которых можно получить максимальную эффективность и макси-
мальную полосу при заданном электрическом сопротивлении преобразователя.
Для преобразователя с равномерной решеткой из N пар электродов шири-
на полосы зависит только от временного запаздывания Та сигнала в решетке
Д/=1/Т8 = /о/^. (6-26)
Отсюда следует, что акустическая добротность преобразователя
Qa=/oM/ = ^V. (6.27)
Оптимальным условием для получения высокой эффективности преобразователя
в широкой полосе частот является равенство акустической и электрической до-
бротностей: Qa = Qa. Отсюда следует (табл 6 2), что для каждого пьезоэлект-
рического материала существует оптимальное число пар электродов
ЛГопт = Ул/4^в, (6.28)
при котором высокая эффективность работы преобразователя сохраняется в
пределах относительной полосы частот.
Д///- 1 /А70 = V4А|в/л . (6.29)
Рис. 64. Частотные зависимости полной проводимости излучения для jV=15
(а) и полного сопротивления излучения для N—20 (б) преобразователя на
иобате лития YZ-среза
172
Оптимальное значение апертуры преобразователя находят из условия со-
гласования сопротивления или проводимости излучения преобразователя с соп-
ротивлением или проводимостью нагрузки (генератора), т. е. из условия
/?н = = 7?а (/о) = JICBq Cq W. (6.30)
Потери в преобразователе определяются как отношение мощности, подво-
димой к преобразователю от согласованного генератора сигналов, к реальной
Мощности, излучаемой акустически преобразователем в требуемом направлении.
Таким образом, полагая, что через ZT (рис 63) протекает комплексный ток
/т, эффективность преобразователя мо'жно представить в виде
Эпр = 0,5(0,5ReZT |/т|2) [8RP/l/2], (6.31)
Где t/r, Rr — параметры эквивалентного задающего генератора, двунаправлен-
иость учитывается дополнительным множителем 1/2. Ток /т можно определить,
пользуясь параметрами эквивалентной схемы и значением t/r, как для обычного
йетырехполюсника Тогда вносимые потери (ВП) линии задержки или фильтра
В децибелах (с учетом различий между входным и выходным преобразователя-
ми) равны
ВП= -Ю18(ЭПР1.ЭПР2). 6.32)
6.3. Генераторы с резонатором в цепи обратной связи
Резонатор на ПАВ можно рассматривать как кристалличе-
ский, в котором акустическая энергия сосредоточена вблизи од-
ной из поверхностей подложки. Отражатели (рис. 6.5), разме-
щенные на этой поверхности, определяют геометрические размеры
ПАВ резонатора точно так же, как верхняя и нижняя поверхно-
сти кристалла ограничивают полость обычного кристаллического
резонатора на объемных волнах. Необходимость использования в
кристаллических резонаторах, как уже упоминалось, тонких и
Сравнительно хрупких дисков кварца существенно затрудняет их
применимость на высоких частотах. Соответствующий предел для
ПАВ резонатора зависит от тщательности нанесения рисунка на
Пьезокристалл в виде, например, тонких металлических полосок
Для отражателей и преобразователей.
Акустический резонатор, состоящий из двух широкополосных
отражателей, расположенных на достаточно большом расстоянии
!еф (длина резонансной полости, складывающаяся из расстояния
Цежду внутренними краями отражателей I и глубины проникнове-
ния в каждую из отражательных решеток, рис. 6.5,а), является
^ногочастотной резонансной системой, аналогичной хорошо из-
вестному в оптике интерферометру Фабри — Перо. Собственные
Частоты такого резонатора определяются выражением
+ Ф, К) + Ф, К) = 2лп, п = 1, 2,... (6.33)
Здесь ф1 и ф2 — фазы коэффициентов отражения отражателей.
Отражательными решетками обычно служат встречно-штыревые
173
Рис 65 Основные виды ПАВ резонаторов и их эквивалентные схемы:
а —резонатор типа Фабри—Перо; б — резонатор с одним ВШП, в — резонатор с дву-
мя ВШП
или дифракционные структуры, которые хорошо отражают в оп-
ределенной полосе вблизи некоторой частоты <оо, определяемой
шагом периодической структуры d (рис. 6.2,а), состоящей из не-
скольких сотен слабо отражающих элементов. Тип отражатель-
ного элемента выбирают, принимая во внимание такие важные
факторы, как старение, простота изготовления, эффективность от-
ражения с учетом различных механизмов потерь.
Приведенный к центральной частоте ©о относительный частот-
ный интервал между резонансами
— = —-—— = (6.34)
2/дф V /дф
а абсолютный частотный интервал между резонансами
Д/ = ^/2/эф. (6.35)
Добротность резонатора на рабочей частоте f [78]
Q = 2nl^Nf |Г|2/У(1 - |Г|2), (6.36)
где ]Г| —коэффициент отражения.
Если, например Г2 = 0,9 и 2л/эф^ = 100 Хо, то Q~5700.
Вводя в эту колебательную систему отрицательное сопротив-
ление, можно обеспечить генерацию на любой из частот резона-
тора в пределах полосы отражения. Для выбора определенной
174
частоты необходима частотная селекция с помощью дополнитель-
но перестраиваемого элемента селекции. В [78] для этого пред-
ложен генератор с дискретной перестройкой частоты, колебатель-
ная система которого образована двумя ПАВ резонаторами рас-
смотренного типа. Первый формирует дискретную сетку частот,
зторой, селектирующий, обеспечивает частотную селекцию и пе-
рестройку частоты генератора. При этом ненагру^кенная доброт-
ность первого резонатора составила ~3000, добротность селекти-
рующего резонатора в процессе перестройки изменялась в преде-
лах 300... 600, диапазон перестройки до 1,6 МГц на центральной
частоте генерации около 50 МГц, а генерация наблюдалась на 14
частотах.
Наиболее простой способ реализации ПАВ резонатора — это
помещение ВШП между отражателями (рис. 6.5,б), так, чтобы их
электроды находились в точках максимумов электрического по-
тенциала. Следует отметить, что если не учитывать сопротивле-
ние напряжения Ro (обычно составляющего несколько тысяч ом),
го эквивалентная схема такого резонатора (рис. 6.5,6) по форме
будет идентична схеме кристаллического резонатора на объемных
волнах. При коэффициенте отражения от отражательных реше-
ток |Г| ~1 остальные элементы этой схемы можно аппроксими-
ровать выражениями
Я1 = (1 - |Г|)/?0/2 |Г|,
^ = (/эФА)/?о/4/о1Г|,
(>1/(2^)% (6.37)
где f0 — резонансная частота.
Вне резонанса отражательные решетки практически «прозрач-
ны», что характерно для контура последовательного резонанса с
большим полным сопротивлением, которое лишь незначительно
дополняет эквивалентную схему изолированного преобразователя
с параллельно включенными Ro и Со.
L Непосредственно вблизи резонанса полное входное сопротив-
ление преобразователя быстро изменяется. Его нулевое значение,
связанное с последовательным резонансным контуром, лежит
(вблизи частоты параллельного резонанса контура, образованного
Со, и Ci. Такая закономерность изменения сопротивления ха-
рактерна для кварцевого резонатора на объемных волнах. Поэто-
му при создании автогенераторов на ПАВ резонаторах примени-
мы методы, используемые при конструировании их аналогов, ра-
ботающих на объемных волнах. В генераторе с одновходовым
ПАВ резонатором (рис. 6.6,а) усилитель подключается между
разнополярными шинами ВШП. В результате многократных
переотражений волны, излучаемой преобразователем по обе
его стороны отражательными структурами, эффективная доброт-
ность резонатора возрастает до 3-Ю4 [79]. Принципиальные схе-
мы генераторов на одновходовом ПАВ резонаторе (рис. 6.6,6) и
, 175
O+F
Рис, 6.6. Структура (о) и принципиальная схема (б) генератора с одновхо-
доцым ПАВ резонатором
на резонаторе с объемной волной [97] практически не различа-
ются.
Полную проводимость ВШП с учетом (6.15) — (6.19) и при
выполнении условия (6.24) можно представить в виде
у-о.У.)-^+<(2^ст+(;а sln2*r2x). (6.38)
Из (6.38) следует, что если ВШП имеет большое число элек-
тродов и выполняется условие Nk2CBZ> 1, то между электрически-
ми выводами преобразователя будет существовать последова-
тельный резонанс на частоте, приблизительно равной fo, и парал-
лельный на частоте /'о, определяемой из условия
-AL = fp-fi ~ «« (6.39)
fo fo Л2
Эти свойства ВШП и позволяют использовать его в качестве ПАВ
резонатора.
Из (6.39) следует, что отношение емкостей ПАВ резонатора
равно f0/(2Af) =л2/(8/г2св) и, следовательно, зависит только от /г2св.
Добротность Q при резонансе можно определить, используя об-
щую формулу для цепи с полной проводимостью [71]:
Q — *2 / Mix cos 2х— sin 2х 4-х
sin2x I х3
л
й2в N
(6.40)
Добротность на частоте последовательного резонанса можно опре-
делить, подставляя в (6.40) х=0; на частоте параллельного резо-
нанса следует положить х=4^2свЛГ/л. Как видно из (6.40), если вы-
брать N из условия sin (4&2свА7л;) =0, добротность ПАВ резонато-
ра максимальна на частоте параллельного резонанса. Это усло-
вие означает, что на частоте f'o фазы акустических волн, излучае-
мых разными концами ВШП, отличаются точно на 180°.
Помимо одновходового резонатора с одним преобразователем
можно построить резонатор с двумя преобразователями [65] (см.
176
рис. 6.5,г). Вдали от резонанса такое устройство, по существу,
аналогично обычной линии задержки. Однако при резонансе меж-
ду преобразователями образуется сильная связь и потери в очень
узком частотном диапазоне (полосе пропускания) резко уменьша-
ются. Элементы схемы в этом случае идентичны соответствующим
элементам эквивалентной схемы одновходового резонатора.
Резонатор с двумя преобразователями по сравнению с лини-
ей задержки помимо высокой добротности обладает следующими
важными преимуществами: во-первых, его вносимые потери не
превышают 5 дБ, в то время как потери в линии задержки не
менее 15 дБ; во-вторых, размеры резонатора значительно меньше
размеров линии задержки. Например, для получения добротно-
сти Q = 104 на частоте 300 МГц длина линии задержки должна
составить 60 мм, а резонатор на этой же частоте — 6 мм. Эти
факторы могут быть определяющими при разработке малогаба-
ритных, экономичных и сравнительно дешевых ПАВ генераторов.
Благодаря малым потерям в резонаторе с двумя преобразовате-
лями можно применить одноконтурный генератор, выполненный
на одном транзисторе, подобно схеме Батлера. Резонаторы с од-
ним преобразователем используют в стандартных схемах кварце-
вых генераторов с объемной волной.
Отражательные решетки в резонаторах как с одним, так и с
двумя ВШП обычно выполняют в виде мелких канавок, вытрав-
ленных непосредственно в материале подложки, что позволяет ре-
ализовать устройства с наибольшей добротностью. В [80] сооб-
щается о реализации двух таких кварцевых ПАВ резонаторов,
использующих в качестве отражателей периодические последова-
тельности канавок. Первый резонатор, центральная частота кото-
рого составляет 100 МГц, имел добротность Q~78500, прибли-
жающуюся к добротности материала на данной частоте Q =
= 105 000. Второй резонатор имел центральную частоту 1009 МГц
и обладал добротностью Q~3600. Это значение также было срав-
нительно близко к добротности материала Q = 10500. Отмечается,
что оба резонатора имели очень мелкие канавки, что позволило
существенно снизить потери на излучение объемных волн.
Следует заметить, что как и для резонаторов любого типа,
добротность ПАВ резонатора является функцией различных его
потерь. Добротность резонатора Q, определяемая только одними
потерями на распространение, называется добротностью материа-
ла Qm. Как видно из рис. 6.7, потери в материале определяют
предел добротности приблизительно до 105 на частоте 100 МГц.
Потери, связанные с дифракцией пучка, можно уменьшить до
требуемого значения, увеличивая ширину пучка W. Добротность
Qd, связанная с дифракцией, пропорциональная квадрату шири-
ны пучка. Из рис. 6.7 следует, что, например, для кварца ST-
среза верхний предел Q (— =2 —, где Qi связана с i-м механиз-
\ Q [Qi
мом потерь) определяется потерями на дифракцию, а не на рас-
177
Рис. 6.7. Частотные зависимости доброт-
ностей, определяемые потерями на рас-
пространение (-------—) и дифракцию
(-------) для LiNbO3 YZ-среза (1) и квар-
ца ST-среза (2) в воздушной среде (АВ)
и в вакууме (ВС) при №Д==50
пространение для пучка шириной 501 на частотах ниже 200 МГц.
В реальном резонаторе принципиальный источник потерь —
утечка энергии из-за неидеальности отражательных характерис-
тик решеток (|Г|<1). В [65] показано, что «добротность излу-
чения» по аналогии с оптическим интерферометром Фабри —
Перо
Qr = W(l-ir|)2, (6.41)
где N — число полудлин волн, укладывающихся на эффективной
длине резонатора /Эф. В ПАВ резонаторах также имеют место
потери энергии, зависящие от качества обработки поверхности
кристалла и вызванные электронным затуханием в пьезоэлектри-
ческом кристалле. Однако благодаря малым размерам резонато-
ра эти потери не являются определяющими.
Обратим внимание еще на один важный факт. При увеличении
частоты акустические и резистивные потери в ПАВ резонаторах
увеличиваются линейно для фиксированной геометрии ВШП и от-
ражателей, что, в свою очередь, приводит к снижению добротно-
сти. В линии задержки с эквивалентной добротностью физические
размеры с ростом частоты быстро уменьшаются. Поэтому на бо-
лее высоких частотах основные преимущества резонатора перед
линией задержки теряются.
6.4. Генераторы с линией задержки в цепи обратной связи
Принципиальное отличие ПАВ линии задержки от ПАВ резо-
натора заключается в замене отражательных решеток на погло-
щающие покрытия, расположенные на концах звукопровода. К
одному из определяющих параметров ПАВ линии задержки отно-
сится коэффициент передачи или его логарифмическая мера'—
вносимые потери. Основными источниками вносимых потерь яв-
ляются: двунаправленность излучения поверхностной волны ре-
шетчатыми преобразователями (6.31), (6.32); рассогласование
сопротивлений преобразователя и входных электрических цепей;
затухание электрического сигнала в согласующих цепях и в элек-
тродной системе преобразователя; затухание акустического сиг-
нала в процессе распространения (6.6); дифракционная расходи-
мость и другие возможные искажения акустического луча. Рас-
смотрим некоторые из них.
178
ВШП
Задерживающая Выходной
среда г. " ВШП
Ряс. 6 8. Структурмвя схема ПАВ устройства
Линия задержки на ПАВ содержит входной преобразователь,
задерживающую среду и выходной преобразователь (рис. 6.8).
Наличие задерживающей среды приводит к задержке входного
сигнала на время
Т3 = //У (6.42)
и к появлению в выходном сигнале фазового сдвига ,
дф = 2лЖ. (6.43)
Входной и выходной ВШП описываются электрическими экви-
валентными схемами, изображенными на рис. 6.3, и характери-
зуются матрицей коэффициентов рассеяния.
Гц Т12 Т13
= 7*21 ^22 ^23 , (6.44)
_П1 т32 т33
где т(п) = 1, 2, 3.
Из условий симметрии Timn = Tnm- Логарифмическая мера ко-
эффициента рассеяния Ттп определяет потери на электромехани-
ческое преобразование
В31= -101ogT31, (6.45)
потери на отражение
Bn« — 101ogTn, (6.46)
потери на прохождение
В1а = — 101og7\2. (6.47)
В согласованном режиме при использовании последовательной
электрической эквивалентной схемы, когда выполняется условие
равенства полного входного сопротивления Z(to) и полного сопро-
тивления нагрузки ZH(<o),
Z (со) = ZH (со), (6.48)
где
Z И = Ra (со) + i [Ха (со) - 1 /со Ст];
ZH = 7?H(co) + iXH(co),
179
а при использовании параллельной эквивалентной схемы, когда
выполняется условие равенства входной проводимости «/(со) и
проводимости нагрузки г/н(со),
Н®) “&<(<»), (6.49)
где
У (®) = Ga (®) + i [#а И + ® ст];
коэффициенты рассеяния можно представить в виде
Л1 = Тзз= 1/(1 W= 1/4;
Т12 = Т21 = 62(1 + 6)2=1/4; (6.50)
T31 = T13 = 2/>(l+/>)2=l/2,
где
b= 1 для параллельной эквивалентной схемы,
17?н/7?а = 1 для последовательной эквивалентной схемы.
(6.51)
Из (6.50) видно, что в согласованном режиме (Ь=1) потери
на однократное преобразование минимальны и равны 3 дБ, а по-
тери на отражение и прохождение составляют 6 дБ. Следователь-
но, в устройстве с одним входным и одним выходным ВШП (рис.
6.9,а) минимальное значение вносимых потерь составляет 6 дБ.
Физически это объясняется тем, что обычный двухфазный преоб-
разователь излучает по направлению к выходному только полови-
ну энергии, а выходной преобразователь в силу принципа взаим-
ности преобразует в электрическое колебание только половину
принятой энергии акустической волны. В согласованном режиме
другая половина энергии вновь излучается в задерживающуюся
среду, что приводит к появлению отраженного трехзаходного сиг-
нала.
Половину этих потерь можно устранить, используя два при-
емных преобразователя, размещенных на равных расстояниях по
обе стороны от входного преобразователя, как показано на рис.
6.9,6. В такой линии задержки полностью используется вся излу-
ченная акустическая энергия и потери энергии составляют 3 дБ.
Причем эта схема обладает свойством подавления трехзаходного
сигнала за счет симметрии устройства относительного входного
преобразователя. Недостатком линии задержки с тремя преобра-
зователями является необходимость использования в ней в два
раза более длинного пьезоэлектрического кристалла.
Для исключения потерь, связанных с двунаправленным излу-
чением, применяют однонаправленные (многофазные) преобразо-
ватели. Многофазное возбуждение позволяет полностью преобра-
зовать электрический сигнал в одну акустическую волну, распро-
страняющуюся в направлении выходного преобразователя. Так»
180
~13Б
Выход
—о
а)
*ис. 6.9. Конструктивные схемы линий задержек с двумя (а), тремя (б) и е
,вумя однонаправленными (в) преобразователями
» [67] описана конструкция трехфазного преобразователя, содер-
кащего периодическую последовательность электродов с шагом
t/З, для которого условие акустоэлектрического синхронизма вы-
полняется только в сторону выходного преобразователя (рис.
>.9,в). При этом к электродам преобразователя подводится трех-
|>азное напряжение со сдвигом между фазами 120°. Потери на
преобразование с подобными преобразователями не превышают
» дБ. Конечная проводимость согласующих цепей и электродов
*реобразователя также приводит к увеличению вносимых потерь.
5 этом случае
(*н гэ + rb)/zg g2)
(GH+ £э + gL)/6a>
де гэ=^~*1э—сопротивление электрода, rL=g~xL — сопротивление
Согласующей цепи.
Затухание акустического сигнала в процессе распространения
$> звукопроводу определяется выражением (6.6), а конкретные
181
значения затуханий для определенных материалов приведены в
табл. 6.2.
Очевидно, что при минимальном значении вносимых потерь на
преобразование 2B3i=6 дБ, расширение полосы пропускания пре-
образователя в два раза (6.29) всегда сопровождается увеличени-
ем вносимых потерь на 12 дБ (рис. 6.10).
На поглощение акустической волны существенно влияет также
состояние поверхности кристалла. Наличие микротрещин, шерохо-
ватостей вызывает значительное рассеяние волны, если размер
неровностей превышает 0,011. При этом в пьезополупроводнико-
вых кристаллах имеет место электронное затухание ПАВ, связан-
ное с проводимостью пьезокристалла.
Дифракционные потери можно найти с помощью зависимости
174] значения потерь Вд от обобщенного параметра ф=|1+у|г/1Г2
(W выражена в длинах волн). Из рис. 6.11 видно, что в ближ-
ней зоне (первой зоне Френеля) дифракционные потери не
выше 1,6 дБ, граница зоны с потерями ЗдБ находится на рассто-
янии г =1,769 Гф, где Гф=1^7^|1+у| —граница первой зоны Фре-
неля. В дальней зоне механизмом, определяющим потери, являет-
ся расширение пучка. При увеличении расстояния от границы
зон на порядок потери составляют 10 дБ. В дальней зоне потери
определяются по формуле
Вд= -101оё(г/гф). (6.53)
Оценивая потери в ПАВ линии задержки в целом, следует от-
метить, что использование пьезокристаллов ниобата лития, герма-
ната висмута и пьезокварца позволяет создать линии задержки с
небольшими вносимыми потерями (15... 25 дБ) в диапазоне час-
тот до 1 ГГц, для компенсации которых обычно требуется один-
два широкополосных интегральных усилителя.
Рнс. 610. Зависимость вносимых
потерь от относительной полосы
пропускания
182
Рис. 6.11. Зависимость дифракционных
потерь от приведенного расстояния ме-
жду преобразователями
рис. 612 Структура ПАВ генератора
С линией задержки в цепи ОС
Соединенные между собой в кольцо линия задержки и аперио-
дический усилитель образуют схему с положительной обратной
связью (рис. 6.12). Параметры автоколебаний в такой схеме оп-
ределяются из решения комплексного уравнения
&(i(o)=l, (6.54)
которое .распадается на два: уравнение баланса фаз
со 1/V + <рт + <ра = 2пп (6.55)
и уравнение баланса амплитуд
kQ k9 (со) kx (со) k2 (со) = 1. (6.56)
Здесь k (ко) — комплексный коэффициент передачи последова-
тельно соединенных усилителя и линии задержки; kQ=kyka3 —
петлевой коэффициент усиления, равный произведению коэффи-
циентов передачи усилителя ky и линии задержки ka3 на частоте
генерации со; &э(<о) —частотная характеристика усилителя; (со),
^г(<») — частотные характеристики входного и выходного преоб-
разователей; l=Vx— расстояние между центрами преобразовате-
лей; <рт и фа — электрический сдвиг фазы в преобразователях и
усилителе соответственно.
При достаточно большой рабочей длине I можно пренебречь
Фт и фа, т. е. фиксирующая способность генератора в целом опре-
деляется фиксирующей способностью линии задержки. Преобра-
зуя (6.55), получаем
соп = (2лУ//) п. (6.57)
Таким образом, возможные резонансные частоты генерации обра-
зуют гребенчатый спектр с интервалом между отдельными часто-
тами
6® = 2лУ//. (6.58)
Одночастотный режим колебаний можно обеспечить, выбрав
соответствующие конфигурацию и геометрические размеры преоб-
разователей. Амплитудно-частотная характеристика неаподизиро-
ванного эквидистантного преобразователя определяется форму-
лой sinx/x, где x=Afn;((o—<оо)/(Оо.
Нули амплитудно-частотной характеристики соответствуют
^Значениям х= ±/?л((/?=/=0). Частотные интервалы между нулями
Дсо = <a0/N. (6.59)
183
Таким образом, единственным условием одномодового возбуж-
дения генератора является совпадение всех частот гребенчатого
спектра, кроме центральной, с нулями частотной характеристики
преобразователя: дю —Аю. Из (6.58) и (6.59) следует
2лУ// = ю0/ЛГ, (6.60)
а так как V/fo=ko, то l=Nko, т. е. для одномодового возбуждения
генератора рабочая длина линии задержки Рк должна быть рав-
на эффективной длине Nkv хотя бы одного из преобразователей.
Другой преобразователь, как изображено на рис. 6.12, чаще все-
го выбирается широкополосным, т. е. с небольшим N.
Исключительно важной особенностью ПАВ генераторов с ли-
нией задержки является то, что амплитудно- и фазочастотные
характеристики линии задержки можно изменять независимо друг
от друга (рис. 6.13). Увеличение в три раза времени задержки т
при сохранении длины ВШП (Р = ЗА) приводит (рис. 6.13,6) к
увеличению в три раза крутизны фазочастотной характеристики
(рис. 6.3), а амплитудно-частотная характеристика остается не-
изменной. И, наконец, в последнем случае (рис. 6.13,в) время за-
паздывания, а следовательно, фазочастотная характеристика ос-
таются такими же, как на рис. 6.13,6, но длина каждого преоб-
разователя увеличивается в три раза, что приводит к сужению
полосы пропускания линии задержки по сравнению с предыдущи-
+ /3/7°
+90
-180'
о > о
Рис. 6.13. Амплитудно- и фазочастотные характеристики преобразователей раз-
личной конфигурации при P=N (a), P—3N (б), 3P = 3N (в)
134
»и случаями. В генераторе с такой линией задержки колебания
возможны только на одной частоте (в линии задержки, показан-
ной на рис. 6.13,6, условия баланса фаз (6.55) и амплитуд (6.56)
выполняются на нескольких частотах), и его стабильность час-
тоты больше стабильности генератора с линией задержки, пока-
занной на рис. 6.13,а.
1 С увеличением эффективной длины хотя бы одного преобразо-
вателя (путем увеличения N) и рабочей длины линии задержки
генератор становится менее чувствительным к параметрам элект-
рической цепи. Однако при увеличении числа пар штырей в пре-
образователе (jV> 100) отражение от штырей становится значи-
тельным, что существенно ухудшает характеристики линии задер-
жки, а следовательно, и генератора в целом. Для устранения ме-
тающего действия отражений один преобразователь делают ко-
ротким (широкополосным), а в другом устраняют часть штырей
так, как показано на рис. 6.14. Здесь комбинированный преобра-
зователь П1 с эффективной длиной NX состоит из пяти групп,
каждая из которых содержит 20 пар штырей, а расстояние
между отдельными группами составляет 80 X. Из рис. 6.15,а вид-
но, что не для всех частот, удовлетворяющих условию баланса
фаз (6.55) и отличных от <о0, значения АЧХ преобразователя П1
равны нулю. Так, на частотах coo=±<»o^/Al (здесь М — число
длин волн X, укладывающееся между центрами групп, a iR — це-
ркое число, не равное нулю) значения АЧХ отличны от нуля, что
Позволяет выполнить условие (6.58) не только на частоте <о0. Од-
рночастотный режим работы генератора можно обеспечить, взяв
число пар штырей в преобразователе П2 равным М = 100, а рас-
стояние между центрами П1 и П2 РХ= (M+N)X. При этом коэф-
фициент передачи преобразователя П2 на частотах (o=W?/Al ра-
вен нулю (рис. 6.15,6).
Теоретические исследования устойчивости стационарного ре-
жима ПАВ генераторов с линией задержки [75] показывают, что
рри безынерционном активном элементе и собственной частоте
линейной резонансной системы сок, равной частоте акустоэлектри-
ком-
(П2)
?ис. 614. Линия задержки с
^нированным (П1) и простым
феобразователями
Рис. 6.15 Амплитудно-частотные ха-
рактеристики комбинированного (а) и
простого (б) преобразователей
185
ческого синхронизма coo, условия устойчивости стационарного ре-
жима и методы исследования устойчивости аналогичны условиям
я методам исследования устойчивости LC-автогенераторов [18].
6.5. Стабильность частоты генераторов
Стабильность частоты является одной из главных характерис-
тик генераторов, во многом определяющей перспективы их прак-
тического применения. При оценке стабильности генераторов при-
нято различать кратковременную (за 1 ... 10 с и менее), долговре-
менную (за 1 день... 1 год) и промежуточную (за 10 с... 1 ч) не-
стабильности частоты.
Кратковременная нестабильность ПАВ генераторов определя-
ется, с одной стороны, быстрыми изменениями параметров генера-
тора и, с другой, добротностью стабилизирующего элемента (6.1),
(6.4), зависящей от наклона его фазовой характеристики, т. е. от
задержки. Кроме того, шумовые характеристики ПАВ генерато-
ров зависят от вносимых потерь линии задержки, шумового спект-
ра, выходной мощности усилителя и его коэффициента шума и
рассмотрены в § 2.2.
Нестабильность ПАВ генераторов определяется также измене-
нием частоты генерируемых колебаний, обусловленным дестаби-
лизирующим фактором р, под которым можно понимать темпера-
туру, давление, напряжение источника электропитания, механи-
ческие деформации элементов генератора и т. п. В случае, когда
углы фс = со//К фт и фа зависят от 0, уравнение баланса фаз
(6.55) можно в общем виде записать как
<Рс(®, ₽) + <Рт(®» ₽) + <Ра(°>» Р)= 2лп. (6.61)
Для конечного приращения Ар относительное изменение час-
тоты равно
А® _ / дфс I дд>т . дфа \ . о /Г / дфс дфт . дфа \ /g g2)
(О \ РР 30 30 / / L \ дю да “Г да /]* '
Числитель этого выражения определяет степень влияния де-
стабилизирующего фактора р на фазовые углы отдельных элемен-
тов генератора, а знаменатель характеризует чувствительность
фазовых углов к изменению частоты. Величину, стоящую в зна-
менателе (6.62), принято называть фиксирующей способностью
генератора, с увеличением которой повышается стабильность час-
тоты генератора. Как уже отмечалось, для генераторов с резо-
нансными колебательными системами наибольшей чувствитель-
ностью к изменению частоты обладает фазовый угол фс. Поэтому
фиксирующая способность генератора в целом определяется фик-
сирующей способностью резонатора или линии задержки, т. е.
-“^-(фо + <₽т + фа)^-®^- (6-63)
186
Для фиксирующей способности стабилизирующего элемента с
добротностью QB можно получить следующее соотношение
— со -^2- ж 2QH cos2 <рс ~ 2QH cos2 фт а, (6.64)
осо
Где Фт.а - Фт + фа-
Из (6.64) видно, что фиксирующая способность, а следова-
тельно, и стабильность частоты генератора при прочих равных
условиях возрастают при увеличении добротности стабилизирую-
щего элемента и уменьшении абсолютного значения фазового
угла фт.а.
Определим отклонение частоты генератора от частоты акусто-
электрического синхронизма резонансной системы соо, обуслов-
ленное конечным значением угла фт.а. Связь между углом фс и
расстройкой Дсо определяется соотношением
Фс = — arctg 2 QH Дсо/соо, (6.65)
отсюда с учетом (6.64)
Дсо = (coo/2QH) tg фт>а, (6.66)
а частота генератора
со = соо( l+'Jr-tg<pTA (6.67)
\ J
Если имеют место небольшие изменения угла фт.а, вызванные
непостоянством электрического режима генератора, а также не-
большие изменения добротности и частоты акустоэлектрического
синхронизма соо, обусловленные воздействием дестабилизирую-
щих факторов, то общий уход частоты ПАВ генератора будет ра-
вен
Дсо = —— дсоо + -g-— Дфт.а + —- Д Qh- (6.68)
дсо0 "Фт.а dQ9
В свою очередь,
дсо» дф„, „
А®0в зр Д?> Дфт.а= др ДР»
др
Тогда общий уход частоты ПАВ генератора
Дсо ~
, Фт.а
+ 2Qa / др
®о дфт.а
2QHcosa9Ta
®0
2Q2 £Фт-а
др
(6.69)
, Учитывая, что ПАВ генераторы обычно работают при относи-
|*ельно небольших углах фт.а и имеют сравнительно высокую до-
' 187
бротность (6.1), (6.4), соотношение (6.69) можно с достаточным
приближением записать как
Д<0 ~ А<₽’ а" ‘g 4>т.а AQ„. <6-70)
Выражение (6.70) позволяет заключить, что стабильность ге-
нератора тем выше:
чем выше стабильность резонансной системы, т. е. чем меньше
изменения резонансной частоты системы Дш, вызванные различ-
ными дестабилизирующими факторами;
чем выше фиксирующая способность резонансной системы при
данном режиме работы генератора 2QHcos2(pT.a;
чем слабее влияние дестабилизирующих факторов на угол
<рт.а и на добротность QH-
В конечном итоге стабильность частоты ПАВ генератора оп-
ределяется качеством используемой в нем линии задержки и, в
, . 1
первую очередь, температурным коэффициентом задержки---------
л дТ
1 9V
(ТКЗ) или температурным коэффициентом скорости — (см.
табл. 6.2). Для наиболее часто используемого на практике в каче-
стве материала подложки кварца ST-среза, имеющего нулевой
ТКЗ при температуре То около 20° С, зависимость частоты от тем-
пературы Т достаточно хорошо аппроксимируется квадратичной
параболой
/ = М1-у(Г-Т0)2], (6.71)
1 д2 т
где у=— -^у- = 31 • 10~9 (°C)-2 [74]; f0 — частота генератора при
температуре Т = То. Отсутствие линейной связи между частотой и
температурой является ценным качеством кристаллов кварца ST-
среза, позволяющим применять методы термокомпенсации и тер-
мостатирования к ПАВ генераторам, широко развитые для преци-
зионных кварцевых генераторов на объемных волнах. Если тем-
пература поддерживается равной То с точностью ±4° С, то ухо-
ды частоты не превышают 10~6. Экспериментальные данные, по-
лученные для термокомпенсированного ПАВ генератора с fo =
*=150 МГц, показали, что в диапазоне температур —40... +70° С
стабильность составляет ±4’10~6. Генератор без термокомпенса-
ции в том же температурном диапазоне имел стабильность 1ЮХ
ХЮ-6. Термозависимая цепь, выполненная на одном транзисторе,
формирует линейно уменьшающееся с ростом температуры напря-
жение, изменяющее емкость варикапов, включенных в цепь обрат-
ной связи ПАВ генератора, так, чтобы скомпенсировать темпера-
турные уходы частоты. С помощью более сложной термозависи-
мой цепи была обеспечена стабильность ПАВ генератора с fo =
«= 120 МГц порядка ±3-10~6 в диапазоне температур —10...
... +50° С (рис. 6.16).
188
Существуют и другие спосо-
бы повышения температурной
стабильности частоты ПАВ гене-
раторов [59]. Поскольку эти спо-
собы не имеют особых преиму-
ществ перед обычной термоком-
пенсацией, а, наоборот, несколько
сложнее в изготовлении и при ре-
гулировке, мы их не будем рас-
сматривать. Отметим лишь, что
практика разработки стабильных
ПАВ генераторов показала необ-
ходимость в материалах с низ-
ким ТКЗ и большим коэффициен-
том электромеханической связи
Л2СВ. Попытки использовать для
этого композиционные материа-
Рис. 6.16. Зависимости ухода
частоты от температуры в не-
компенсированном (--------) и
компенсированном (-------) ге-
нераторах
лы не увенчались успехом из-за
дисперсии при распространении волны. Однако в [81] показано,
что удалось обнаружить сочетание пленки из ZnO, имеющей по-
ложительный ТКЗ, и стекла типа «Пирекс» с отрицательным
ТКЗ (рис. 6.17), способное дать в первом приближении эффект
компенсации. В этом случае при hk = l,7 обеспечивается компен-
сация температурной зависимости времени задержки и в то же
время равенство фазовой и групповой скоростей (отсутствие дис-
персии), где k=(o/V — волновое число.
Что касается долговременной стабильности частоты, то на ос-
новании экспериментальных исследований [59, 64, 65] ПАВ гене-
раторов можно заключить, что пока их долговременная стабиль-
ность, по крайней мере, на порядок хуже, чем у обычных кварце-
вых генераторов на рбъемных волнах и составляет в среднем
± 1О-6 за год (табл. 6.1). В [80] рассмотрена проблема повыше-
ния долговременной стабильности частоты ПАВ резонатора с
центральной частотой 160 МГц с повышенной устойчивостью к
старению. Добротность ПАВ резонатора была равна 43 000. Уход
г
Грнератор 1
Гънератор 3
О 100 . 200
Дни -
6ШП
Рис. 6.17. Линия задержки с тем- ’
шературной компенсацией
Рис. 6.18. Типичные графики старения
различных по частоте высокодоброт-
ных ПАВ генераторов на линиях за-
держки
1Я9
частоты генератора, в цепи обратной связи которого был вклю-
чен такой резонатор, подвергнутый ускоренному старению, при
Т=57°С составил 0,2-10-6 в год (рис. 6.18).
Основной причиной, вызывающей старение стабилизирующих
элементов, является изменение свойств материала подложки, ко-
торое может происходить, например под действием диффузии ато-
мов материала электрода (обычно алюминия) в пьезоэлектриче-
скую подложку, химических реакций между пьезоэлектриком и
алюминием, а также загрязнения поверхности подложки, присут-
ствия на ней влаги или оксидирования алюминиевой пленки.
Вместе с тем наличие ПАВ структур позволяет создать весьма
технологичные и миниатюрные генерирующие устройства с задан-
ной частотой и характеристиками, близкими к характеристикам
кварцевых генераторов. Следует отметить, что с ростом частоты
электрические характеристики кварцевого резонатора с объемной
волной резко ухудшаются, особенно старение и активность, а со-
здание кварцевых генераторов на СВЧ является сложной задачей,
поскольку трудно возбудить гармониковые кварцевые резонато-
ры, либо изготовить кварцевый резонатор на строго определенную
частоту. Полосы пропускания кварцевого резонатора очень малы,
поэтому малы и полосы синхронизации кварцевых генераторов, а
долговременная стабильность частоты (в том числе и ПАВ ге-
нераторов) в ряде случаев недостаточна.
Возможность синхронизации ПАВ генератора была исследова-
на [61] на примере генератора с f0=69,417 МГц (см. рис. 6.12) и
полосой пропускания линии задержки (входной и выходной ВШП
идентичны) по уровню 3 дБ примерно равной 4 МГц. Определив
область синхронизации (рис. 6.19,а), можно определить полосу
захватывания по известной формуле для генератора с контуром в
цепи обратной связи
2Д/ «= f0 t/cHKxp/Qn cos <рт а, (6.72)
где (Усинхр — синхронизирующее напряжение; Ur — напряжение
генератора в свободном режиме.
Ряс. 6 19 Область синхронизации ПАВ генератора с линией задержки и иден-
тичиыми преобразователями (а), а также его АЧХ при разомкнутой цепи ОС (б)
190
Асимметрия полосы синхронизации относительно fo объясня-
ется наличием задержки колебания в цепи обратной связи и
асимметрией АЧХ линии задержки. Чем шире полоса пропуска-
ния линии задержки, тем шире область синхронизации, но больше
и потери в линии задержки (см. рис. 6.10). Генераторы с широ-
кополосной линией задержки в цепи обратной связи целесообраз-
но использовать только в режиме синхронизации, поскольку в сво-
бодном режиме при включении напряжения питания они могут
возбуждаться на любой из мод, для которых фазовый набег ра-
вен 2лп. Этим качеством пользуются в многочастотных ПАВ ге-
нераторах (рис. 6.20), где с помощью управления можно перехо-
дить от одной частоты к другой, причем стабильность частоты
остается такой же, как и в одномодовом генераторе с фиксиро-
ванной частотой, а амплитуда основного максимума, даже без
внешних избирательных систем, как показал эксперимент, пре-
вышает паразитные составляющие на 60 дБ и более. Синхрони-
зация аналогична синхронизации одночастотных генераторов с
той лишь разницей, что в этом случае воздействие (7Синхр имеет
линейный спектр, подобный частотному спектру генерирующих
волн. Уровень побочных составляющих в выходном колебании в
зависимости от точки приложения воздействия UCKBxp может быть
малым, так как выходные преобразователи Пг, в свою очередь,
^синхронизации
Рис. 621. Схема преобразователя с внешней нагрузкой (а) и влияние этой на-
грузки на резонанену» частоту перестраиваемого ПАВ резонатора, на ско-
рость распространения ПАВ реактивного (---------) и резистивного (---------)
характера (б)
191
могут явиться дополнительными избирательными фильтрами. В
[82] предложено синхронизировать многочастотный генератор пу-
тем введения (нанесения) на звукопровод между входным и вы-
ходным ВШП дополнительного однонаправленного преобразова-
теля Пз, соединенного через генератор гармоник с эталонным ге-
нератором. Выходные узкополосные преобразователи и коммута-
тор выделяют колебания только одной частоты. В результате на
вход усилителя поступает напряжение не линейного спектра, а
одного колебания.
Выходные узкополосные ВШП обладают избирательностью до
30 дБ. Однонаправленный преобразователь создает интенсивность
ПАВ в сторону входного ВШП П1 на 30 дБ слабее, чем в сторо-
ну выходных ВШП. Таким образом, многочастотное синхронизи-
рующее воздействие изолировано от входа широкополосного уси-
лителя выходными узкополосными ВШП, а от выхода многочас-
тотного генератора — однонаправленным преобразователем.
Благодаря высокой стабильности частоты ПАВ генераторов
(см. табл. 6.1) не требуется больших полос синхронизации, что,
в свою очередь, обеспечивает высокий коэффициент полезного
действия системы эталонный генератор — генератор гармоник —
синхронизируемый генератор [83].
Как видно из анализа табл. 6.1, ПАВ генераторы по сравне-
нию с кварцевыми обладают большей степенью свободы при пе-
рестройке частоты, что открывает широкие возможности для их
частотной или фазовой автоподстройки частоты изменением фазо-
вого сдвига в цепи обратной связи или акустической’ длины пути
Z, или акустической скорости V. В простейшем случае регулятор
фазы можно выполнить на одном или двух варикапах. Считается,
что регулятор обеспечивает изменение фазы на ±л/4 радиан.
Преобразуя (6.55), можно определить связь между допустимым
сдвигом и акустической длиной I линии задержки:
rf/f0=±K/8l. (6.73)
Например, если Z = 50 X, то Af/f0= ±0,025, т. е. ±2,5%.
Максимальная частота модулирующего воздействия (скорость
модуляции), ограничивается постоянной времени ПАВ генерато-
ра, равной времени распространения акустического сигнала в ли-
нии задержки. Экспериментально определено, что время установ-
ления частоты ПАВ генератора приблизительно в 10 раз больше
времени распространения, т. е. максимальная скорость модуля-
ции fmax< V/10 Z=foX/lO Z. С учетом (6.73) индекс модуляции т =
= Af/ifmax— 1
Для получения частотно-модулированного колебания в ПАВ
генераторе с резонатором в цепи обратной связи можно исполь-
зовать третий преобразователь с внешней емкостной или резис-
тивной нагрузкой | ZBH |, расположенной на подложке внутри ре-
зонатора (рис. 6.21,а). На рис. 6.21,6 для иллюстрации возмож-
ностей метода показаны изменения частоты Af и скорости ПАВ
AV от |Zbh| для резонатора с fo = 34 МГц и длиной среднего пре-
192
образователя, равной 0,1 полной длины резонатора, для резистив-
ной и реактивной нагрузок. Подложка была выполнена из нио-
бата лития с //-срезом. При использовании варакторов в каче-
стве регулирующих элементов можно создать стабильные моду-
ляторы и перестраиваемые генераторы, слабо чувствительные к
параметрам внешних цепей и дестабилизирующим факторам, на-
пример чувствительность к напряжению питания ^10~6 В. Мак-
симальная перестройка для одномодового режима равна 5 10~3.
6.6. Фильтры
Потери в ПАВ элементах, рассмотренные в предыдущих раз-
делах, имеют место и в фильтрах ПАВ. Для их уменьшения при-
меняют сложную геометрию входных и выходных ВШП (см.
рис. 6.22), поскольку основной вклад в формирование селектив-
ных свойств фильтра ПАВ вносят частотно-избирательные про-
цессы преобразования волн на входе и выходе. Передаточная
функция фильтра ПАВ определяется в основном сочетанием пе-
редаточных функций передающего и приемного преобразователей,
а также согласующих цепей. В частности, на рис. 6.22 показана
простая модификация геометрии входного преобразователя, зна-
чительно уменьшающая отражения от электродов за счет удвое-
ния периодичности металлических электродов без изменения пе-
риодичности возбуждающих зазоров. Таким образом, возбужде-
ния по-прежнему складываются в фазе на синхронной частоте,
тогда как отдельные отражения взаимно попарно уничтожаются.
Для борьбы с потерями на расфокусировку пучка и искаже-
ниями вследствие этого частотной характеристики преобразовате-
ля вводят ложные электроды, показанные на рис. 6.22 штрихо-
выми линиями. Эти электроды не влияют на электрические свой-
ства преобразователя, но физические условия внутри преобразо-
вателя приближают его к допущениям модели эквивалентной це-
пи, на которой основаны принципы проектирования фильтров.
Рис. 6 22. Типичная геометрия фильтра с аподизированным и однородным пре-
образователями
193
Таблица 63
Параметры Фильтры на объемных волнах фильтры ПАВ
Промыш- ленные Практиче- ские пре- делы Лаборато- рные об- разцы Промышлен- ные образцы Практические пределы
Центральная частота, МГц 3...350 2...350 1...2756 10...1000 10...2000
Максимальные вносимые потери, дБ 1,0 0,5 0,65 2,0 0,5
Минимальная полоса, % 0,001 0,001 0,01 0,1 0,005
Максимальная полоса, % 5 15 100 50 100
Максимальная переход- ная полоса, кГц Минимальный коэффици- — — 100 100 50
1,6 1,3 1,15 1,2 1,1
;нт прмоугольности по уровням, дБ 60/3 60/3 40/3 40/3 40/3
Затухание в полосе за- держивания, дБ 90 100 70 50 80
Затухание боковых ле- пестков или паразитных резонансов, дБ 80 90 60—70 40—50 80
Подавление сигнала тройного прохождения, дБ — 55 45 60
Пульсации по амплиту- де, дБ Отклонение фазовой ха рактеристики от линей- ной, град ±0,1 ±0,05 ±0,05 ±0,2 ±0,01
±0,2 ±0,5 ±0,1 ±2 ±0,1
Примечание. Из-за специфической взаимосвязи некоторых параметров
их предельные значения принципиально невозможно реализовать в одном уст-
ройстве.
Полоса пропускания фильтров ПАВ обратно пропорциональна
(6.29) числу электродов в преобразователях и может быть реа-
лизована в пределах от 0,1% до 100%. Полоса пропускания
фильтров на ПАВ резонаторах может быть сужена до 0,01%.
В табл. 6.3 приведены основные достигнутые и ожидаемые па-
раметры интегральных пьезофильтров на объемных акустических
волнах и фильтров ПАВ.
6.7. Автогенераторы и фильтры на магнитостатических
спиновых волнах
Устройства на магнитостатических волнах (МСВ) представля-
ют собой класс устройств аналоговой обработки СВЧ сигналов в
диапазоне частот 1 ... 60 ГГц, недоступном для ПАВ устройств. К
ним относятся интересующие нас линии задержки, полосовые и
резонаторные фильтры, резонаторы СВЧ генераторов со следую-
щими характеристиками: уровни рабочей мощности — единицы
194
микроватт и милливатт (для объемных МСВ до десятков милли-
ватт); частотный диапазон 2... 20 ГГц для ЖИГ и до 60 ГГц для
гексаферритов; потери распространения 0,02 дБ/нс; возможная
ширина рабочей полосы частот 1 ... 2 ГГц; скорость распростране-
ния волны 3-105... 108 см/с (для ПАВ 3-105 см/с); динамический
диапазон —50 дБ; высокая эффективность связи волноведущей
пленки с преобразователем — потери менее 2 дБ.
Приведенные данные имеют оценочный характер и требуют
по ряду показателей корректировки с учетом последующих ре-
зультатов исследований.
Различают три основных типа МСВ: поверхностная ПМСВ
(волна образуется, когда вектор поля смещения расположен в
плоскости пленки перпендикулярно волновому вектору); прямая
объемная ПОМСВ (волна образуется, когда вектор поля смеще-
ния расположен перпендикулярно плоскости пленки к волновому
вектору); обратная объемная ООМСВ (волна образуется, когда
вектор поля смещения расположен в плоскости пленки парал-
лельно волновому вектору).
В результате сравнения устройств на ПАВ и МСВ в [76] сде-
ланы следующие основные выводы:
устройства на ПАВ и МСВ имеют сходный принцип действия.
Ряд конструктивных решений устройств на ПАВ в диапазоне час-
тот 100... 1000 МГц можно использовать при создании устройств
на МСВ в диапазоне 1 ... 60 ГГц;
устройства на МСВ смогут заменить в целом ряде примене-
ний более дорогостоящие и трудоемкие в изготовлении устройст-
ва на ПАВ частотного диапазона 0,8... 1,5 ГГц и обеспечить тех-
нику связи необходимыми устройствами в диапазоне частот до
60 ГГц;
технология изготовления устройств на МСВ для диапазона
частот до 30 ГГц аналогична технологии изготовления устройств
на ПАВ для диапазона частот до 500 МГц и основана на приме-
нении оптической фотолитографии;
в отличие от устройств на ПАВ устройства на МСВ допускают
перестройку центральной частоты с помощью внешнего воздейст-
вия магнитным полем, что особенно важно для построения гене-
раторов и фильтров с автоматической перестройкой частоты в
миллиметровом диапазоне волн.
Генераторы. Этот вид устройств на МСВ благодаря планар-
ной технологии привлекает своими большими преимуществами
перед генераторами на ЖИГ сферах. Известно [84] несколько
разработок генераторов на МСВ. Например, на резонаторе с
ПОМСВ построен генератор, обеспечивающий одномодовый ре-
жим с линейной перестройкой в диапазоне 3,4 ... 7 ГГц. Усилитель
на GaAs полевых транзисторах и согласующие элементы выпол-
нены по интегральной технологии на единой подложке с резона-
тором. Выходная мощность изменяется в пределах —16...
... +7 дБм. Уровень фазового шума при отстройках 10 кГц и
1 МГц от несущей составил —90 и —150 дБ/Гц соответственно.
195
Сравнивая эти данные с приведенными на рис. 2.14 для генерато-
ра с варикапной перестройкой частоты, видим, что генератор на
МСВ при отстройке 1 кГц имеет уровень шума на 30 дБ ниже,
чем ГУН. Это достигается за счет высокой добротности (500...
... 2000) резонатора на МСВ.
На ПМСВ резонаторе и усилителе на GaAs МОП транзисто-
рах в интегральном исполнении разработан генератор с f0 = 3 ГГц,
выходной мощностью —30 дБм и уровнем фазового шума
—92 дБ/Гц при отстройке 20 кГц.
Эти два примера говорят о стабильности и достоверности ре-
зультатов по уровню шумов генераторов на МСВ, так как они
получены различными авторами на различных резонаторах и при
различных активных элементах. Что касается перестройки, то для
одномодовых колебаний на ПМСВ наблюдалась линейная пере-
стройка в пределах 1,8... 4 ГГц, а аналогичный режим на
ПОМСВ — от 1,4 до 4,2 ГГц.
Фильтры. С точки зрения систем синтеза частот наибольший
интерес представляет десятиканальный фильтр на МСВ [84], об-
ладающий параметрами: диапазон перекрываемых частот 9,1 ...
...9,6 ГГц; полоса пропускания каждого канала 50 МГц по уров-
ню —3 дБ; 100 МГц по уровню —50 дБ; подавление в полосе за-
держивания 55 дБ; вносимые потери от 12 до 20 дБ; неравномер-
ность в полосе пропускания 1 дБ. Фильтр состоит из 10 узкопо-
лосных ЛЗ на ПОМСВ, формирующих отдельные каналы и имею-
щих общий входной и раздельные выходные микрополосковые
преобразователи. Возможна перестройка фильтров на МСВ в ши-
рокой полосе частот.
Глава 7.
СИНТЕЗАТОРЫ ПРЯМОГО СИНТЕЗА ЧАСТОТ НА
ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ
7.1. Основные элементы и узлы синтезаторов
Наиболее перспективным направлением в области синтеза час-
тот с ПАВ приборами оказалась разработка синтезаторов прямо-
го синтеза частот с использованием деления, умножения и сумми-
рования выходных сигналов. Такое построение схем обеспечивает
одновременное достижение большой скорости коммутации, низко-
го уровня шумов, малого объема аппаратуры при большом числе
каналов и средней стоимости. Синтезаторы прямого синтеза до
последнего времени применялись редко, и это было связано, глав-
ным образом, с необходимостью в их составе большого числа
фильтров, которые обычно изготовлялись из дискретных элемен-
тов, отличались громоздкостью и большой трудоемкостью.
196
or
Формирова ~
толь
коротких
импульсов
а)
5)
Рис. 7.1. Простейшая струк-
турная схема синтезатора ча-
стот на ПАВ (а) и электри-
ческая схема блока ПАВ
фильтров (б)
Самая простая и наиболее распространенная схема синтезато-
ра на ПАВ (рис. 7.1) представляет собой последовательное со-
единение опорного генератора, формирователя импульсов, блока
коммутируемых ПАВ фильтров, усилителя и умножителя частоты.
В ряде случаев она используется в таком виде, как показано на
рис. 7.1, но чаще всего входит в схему синтезатора как состав-
ная часть.
Теоретически было показано [73], что можно сконструировать
ПАВ фильтры с расчетным уровнем боковых лепестков (подавле-
нием в полосе задерживания) более 80 дБ. На практике эффекты
второго порядка не позволяют значительно ослабить подавление
побочных составляющих. Например, когда требуется уровень бо-
ковых лепестков ниже 40 дБ, применяют специальные методы, не
все из которых подходят для фильтров с различной шириной по-
лосы. Часто для достижения такого и даже еще меньшего уровня
боковых лепестков приходится идти на ухудшение других пара-
метров: вносимых потерь, полосы пропускания, коэффициента
прямоугольности или стоимости. Учитывая, что начальная стои-
мость разработки ПАВ фильтров обычно значительно выше стои-
мости фильтров других типов, на практике (в серийном производ-
стве), как правило, не идут на достижение уникальных характе-
ристик отдельных фильтров, а находят другие компромиссные ре-
шения, о которых будет сказано далее.
В общем случае гребенчатый фильтр содержит m пар ВШП,
изготовленных так, что образуется т ортогональных фильтров.
Частота пропускания одного канала соответствует теоретически
бесконечному затуханию (нулю) всех других каналов. Теоретиче-
197
ская АЧХ типичного канала фильтра (см. рис. 6.22) имеет форму
sin х , . sin 2х
х 2х ’
где x = n(f—f — частота на входе; fn— частота пропуска-
ния фильтра; Af—шаг сетки, равный частоте опорного кварцево-
го генератора. Здесь первый сомножитель определяется входным
(коротким) преобразователем, а второй — выходным (длинным).
Когда оба преобразователя имеют максимальное затухание за
полосой пропускания, вносимые потери могут быть на 60 дБ ниже
уровня потерь на частоте пропускания.
Одной из трудностей проектирования гребенчатых ПАВ фильт-
ров является объединение входных ВШП без увеличения вноси-
мых потерь Эта задача была решена применением схемы после-
довательно-параллельного типа (рис. 7.1,6).
Для синтеза требуемых частот непосредственно на блок ПАВ
фильтров подается равномерный спектр гребенчатой формы, об-
разованный из колебания опорного генератора с частотой Q =
= 2jtAf. Спектр частот, например последовательности импульсов
субнаносекундной длительности т с амплитудой £, период повто-
рения которых Т равен интервалу времени между нулями ПАВ
фильтра, определяется по формуле
т 2 00
L т я n=i
sin (зт!ь2т/2) , .
—-------------- cos (п Q t — <рп)
п
(7-1)
где амплитуда напряжения л-й гармонической составляющей
г, 2Е I . п Q т
=---- sin —- ; (7.2)
лп I 2
ее фаза
<pn = arctg (1 — cos «Qr)/sin nQx — nQx/2. (7.3)
В [67] описан миниатюрный синтезатор частоты, построенный
на основе блока из 16 ПАВ фильтров (размерами 2,5x9 см) и
миниатюрной высокочастотной переключательной матрицы на
р—i—n-диодах, выполненной по технологии «кремний на сапфи-
ре», размерами 0,5x0,25 см. Этот синтезатор на подложках с
YZ-срезом из LiTaO3 обладает спектральной чистотой, характери-
зуемой уровнем детерминированных побочных составляющих
—55 дБ в диапазоне частот 520... 650 МГц и шагом сетки 0,5 МГц.
Номинальные вносимые потери каждого из соединенных между
собой ПАВ фильтров (без учета переключающей матрицы) 25 дБ.
Потери в переключающей матрице обычно составляют 1,5 дБ.
Уровень входного колебания для каждого из фильтров определя-
ется из (7 2) и при больших номерах гармоник может быть очень
малым, а иногда просто недостаточным с точки зрения обеспече-
ния необходимой спектральной чистоты выходного сигнала син-
тезатора.
198
Заметим, что отношение сигнал-шум при больших отстройках
от несущей определяется коэффициентом шума применяемых ак-
тивных элементов и уровнем сигналов. Ориентировочно можно
считать, что отношение сигнал-шум оценивается формулой
K- = 101gTv^-’ ™
где N — коэффициент умножения в тракте синтезатора после
гребенки фильтров; РСтш — минимальная мощность сигнала в
тракте до умножения; Кш — коэффициент шума усилительного
каскада, на входе которого мощность сигнала имеет минимальное
значение. В связи с тем, что мощность каждой гармоники диод-
ного генератора гармоник согласно (7.3) при больших п очень
мала, а потери в ПАВ фильтрах превышают 15 ...20 дБ, то отно-
шение сигнал-шум на выходе гребенчатого фильтра неприемле-
мо для малошумящих синтезаторов. Для существенного улучше-
ния отношения сигнал-шум вместо диодного генератора гармоник
целесообразно использовать радиоимпульсный генератор гармо-
ник [87, 88].
Радиоимпульсные генераторы гармоник. Как правило, радио-
импульсный генератор состоит из транзисторного усилителя и
высокочастотного колебательного контура и синхронизируется
сигналом кварцевого низкочастотного (опорного) генератора уп-
равляющего напряжения. Существенным недостатком такого
схемного решения является сравнительно узкий диапазон генери-
руемых гармоник. В [89] показано, что для расширения выходного
спектра радиоимпульсного преобразователя частоты можно при-
менять преднамеренную высокочастотную импульсную модуля-
цию (рис. 7.2,а) [90]. При этом высокочастотный колебательный
контур включают в цепь эмиттера транзистора, а выход кварце-
вого низкочастотного генератора управляющего напряжения — в
цепь базы транзисторного усилителя. В цепи эмиттера транзис-
торного усилителя имеется также электрически управляемый
диод. Таким образом, при включении источника электропитания
в устройстве формируется последовательность радиоимпульсов
путем одновременного электронного воздействия на амплитуду,
фазу и частоту высокочастотного автогенератора напряжением
низкочастотного кварцевого генератора.
Рис. 7 2. Схемы радиоимпульсных генераторов гармоник с высокочастотной
импульсной модуляцией (а) и с дополнительным делителем частоты (б)
199
Несмотря на ряд положительных свойств такого радиоимпуль-
сного преобразователя частоты ему, как и другим подобным уст-
ройствам, свойствен следующий недостаток. При достаточно вы-
соких требованиях, предъявляемых к фазовой стабильности вы-
ходного колебания, использование импульсных устройств для уп-
равления автогенератором ограничивает получение больших зна-
чений отношения частот синхронизируемого и синхронизирующе-
го колебаний [89]. С другой стороны, появление высокоизбира-
тельных ПАВ фильтров вплоть до 1,5 ... 2 ГГц позволяет широко
применять радиоимпульсное преобразование частоты в системах
синтеза частот и радиоаппаратуре различного назначения.
Как уже отмечалось, в СВЧ аппаратуре сетка частот форми-
руется, как правило, от наиболее стабильных опорных кварцевых
генераторов с частотами 1; 5 и 10 МГц. В результате многократ-
ного умножения частот опорных генераторов уровень шума в со-
ставе их колебаний возрастает пропорционально 20 lg N (N —
коэффициент умножения) и является серьезным ограничением в
освоении новых диапазонов частот, в получении приемлемых
характеристик аппаратуры. На рис. 7.2,6 [88] представлена схе-
ма, разрешающая в определенной степени указанное противоре-
чие. Поясним ее работу.
При включении источника электропитания в устройстве фор-
мируется последовательность радиоимпульсов путем воздействия
на амплитуду, фазу и частоту высокочастотного автогенератора
напряжением кварцевого низкочастотного генератора через фор-
мирующее устройство и делитель частоты. Напряжение, воздей-
ствующее на транзисторный усилитель, возбуждает колебания вы-
сокочастотного колебательного контура с одинаковыми амплиту-
дами и фазами начала и конца каждого радиоимпульса. Спектр
полученной радиоимпульсной последовательности состоит из ста-
бильных гармоник частоты возбуждения fo, выделяемых в диапа-
зоне частот от /1 до /2 (гармоники от N\fo до #2/о). Стабильность
частоты этих гармоник определяется только стабильностью час-
тоты fo независимо от стабильности частоты высокочастотного
генератора. Амплитуды выделяемых гармоник не зависят от ко-
эффициента умножения N, а определяются только мощностью вы-
сокочастотного автогенератора в диапазоне частот fi...f2 и чис-
лом гармоник, попадающих в этот диапазон. Благодаря наличию
делителя частоты с коэффициентом деления Кд и высокочастотно-
го колебательного контура с электронным управлением по часто-
те выходное напряжение делителя частоты производит манипуля-
цию колебаний высокочастотного контура по частоте. Вследствие
этого полученная на выходе устройства последовательность ра-
диоимпульсов содержит в своем составе как гармоники стабили-
зированной кварцевой частоты fo низкочастотного генератора, так
и жестко связанные с ними по частоте и фазе составляющие, об-
разованные за счет частотной манипуляции и отстоящие друг от
друга на fo/Ka. Оценим преимущества данной схемы.
200
При М1ЖД обеспечивается выигрыш по спектральной плотно-
сти мощности шума выделенной составляющей при заданном ша-
ге (расстоянии по частоте между соседними спектральными со-
ставляющими), равный 20 1g Кд. Например, пусть частота квар-
цевого генератора равна 5 МГц, частота высокочастотного гене-
ратора 500 МГц, шаг сетки 5 МГц. Отсюда N=500/5 = 100. Спект-
ральная плотность шума выходного колебания увеличивается по
сравнению с плотностью шума опорного генератора на 40 дБ.
Воспользовавшись предложенным решением, при шаге сетки
5 МГц можно взять опорный генератор с частотой 10 МГц, спект-
ральная плотность шумов которого равна спектральной плотно-
сти шумов опорного генератора с частотой 5 МГц. В этом случае
М = 50. Зогда спектральная плотность шума выходного колебания
на частоте 500 МГц увеличится лишь на 34 дБ вместо 40 дБ в
первом случае. Естественно, что для получения шага 5 МГц тре-
буется манипуляция частоты высокочастотного генератора и де-
литель частоты на два. Ранее было показано, что кварцевые ге-
нераторы с частотами 5 и 10 МГц имеют примерно одинаковую
спектральную плотность шумов в дальней зоне —146 дБ/Гц, а
цифровые делители частоты —152 дБ/Гц. Следовательно, шумы
цифрового делителя частоты можно не учитывать. Получаем, что
при Кд = 2 чистый выигрыш равен 6 дБ, а при Кд = 4—12 дБ.
В табл. 7.1 приведены результаты измерения паразитной деви-
ации частоты выходного сигнала в полосах анализируемых частот
девиометра CK3-39 устройства, реализованного по схеме на рис.
7.2,6. Сигнал частотой 10 МГц от кварцевого генератора с малы-
ми шумами поступал на формирователь импульсов и далее на
высокочастотный генератор. Между выходом формирователя им-
пульсов и управляющим входом включен делитель частоты на 4.
На выходе генератора гармоник установлен узкополосный фильтр
ПАВ на частоту 437,5 МГц. 175-я гармоника входной частоты
2,5 МГц дополнительно умножалась в 8 раз в умножителе и через
преобразователь частоты поступала на девиометр CK3-39. Резуль-
таты измерений приведены в табл. 7.1.
Аналогичные измерения проводились для генератора гармоник
без дополнительного делителя частоты (рис. 7.2,а) [90]. При этом
на вход генератора гармоник подавалась частота 2,5 МГц, сфор-
мированная из опорной частоты 10 МГц. Выигрыш, близкий к 4,
не удается получить при данной схеме измерения, так как собст-
венные шумы переносчика находят-
ся примерно на уровне шумов изме-
ряемых устройств.
Радиоимпульсный генератор гар-
моник для сантиметрового диапазо-
на волн (рис. 7.3) отличается про-
стотой и хорошими диапазонными
свойствами. Мощность свободного
высокочастотного генератора со-
ставляет 2 ... 5 мВт, а мощность
Таблица 71
Полоса анали- зируемых час- тот, кГц A fn эф* ГЦ, в схеме на рис. 7 2 Выиг- рыш
б а
0,02...0,2 2 4,5 2,25
0,3...3,4 9 12 1,33
0,02...20 115 130 1,23
201
Un=+12B(0,03A) UC^±1OB
генератора гармоник сан-
Рис. 7.3 Принципиальная схема радиоимпульсного
тяметровых волн
центральной гармонической составляющей в режиме синхрониза-
ции 0,2, мВт. Такое схемное решение можно использовать для фор-
мирования СВЧ подставок.
Синхронизированные ПАВ генераторы. Как следует из § 6.5,
весьма эффективны синхронизированные ПАВ генераторы, вклю-
ченные между генератором гармоник и полосовыми фильтрами
[61, 83]. Синтезатор частот [83], в котором используется блок
синхронизированных генераторов, обладает высокими качествен-
ными характеристиками выходного колебания:
существенным выигрышем в амплитуде колебаний, поступаю-
щих на блок N фильтров, так как синхронизирующее колебание
может быть на 30... 40 дБ меньше автоколебания синхронизируе-
мого генератора;
значительным подавлением соседних гармоник опорного коле-
бания, поскольку (поступающее на каждый индивидуальный фильтр
основное колебание (гармоника, на которую настроен фильтр) на
30 ... 40 дБ превышает соседние гармоники;
значительным выигрышем по паразитной девиации частоты, в
пределе равный п VРс/Рог, где Рс — мощность колебания синхро-
низируемого генератора; Рог — мощность колебания опорного
кварцевого генератора;
ослабленными требованиями к качественным показателям по-
следующих трактов умножения и переноса частоты синтезатора в
область более высоких частот;
отсутствием необходимости в усилителях на выходе блока N
фильтров с большими коэффициентами усиления, в результате
чего увеличивается КПД синтезатора по потребляемой мощности
202
и снижаются побочные составляющие в спектре выходного сиг-
нала. Дело в том, что создать широкополосные усилители с боль-
шим динамическим диапазоном весьма сложно. И, как правило, в
синтезаторах прямого синтеза отношение сигнал-шум на входе
усилителя всегда больше отношения сигнал-шум на выходе уси-
лителя (разница может достигать 5... 10 дБ).
Использование синхронизированных ПАВ генераторов в сово-
купности с гребенкой ПАВ фильтров позволило получить в реаль-
ном синтезаторе развязку между соседними каналами 85 дБ [92].
Как следует из гл. 6, чем шире полоса пропускания линии за-
держки, тем шире и область синхронизации ПАВ генератора. Это
обстоят^ тьстго позволяет включать синхронизированные ПАВ ге-
нераторы в синтезаторах прямого синтеза после коммутаторов на
входах разрядных смесителей. Чтобы получить уровень подавле-
ния детерминированных побочных колебаний 80 ...90 дБ в составе
выходного колебания синтезатора, необходимо обеспечить в ком-
мутаторах развязку в режимах «включено — выключено» также
на 80 ...90 дБ. Выполнить высокочастотные переключатели с та-
кими параметрами при приемлемых потерях, потребляемой мощ-
ности и соответствующем быстродействии трудно, не говоря уже
о технологичности такого изделия.
Применительно к структуре синтезатора на рис. 7.1 целесооб-
разно включать синхронизированный ПАВ генератор на выходе
коммутатора. Естественно, что чем уже диапазон синтезатора,
тем эффективнее применение ПАВ генераторов. Можно использо-
вать один многомодовый синхронизированный ПАВ генератор,
формирующий гребенчатый спектр. Способ синхронизации много-
частотного ПАВ генератора с
преобразователя, в котором
выходные ВШП играют роль
дополнительных фильтров, по-
казан на рис. 6.20. Помимо по-
давления детерминированных
составляющих улучшается спе-
ктральная чистота выходного
колебания синтезатора за счет
флуктуационных составляю-
щих
Особенно эффективны в та-
ком случае многочастотные
синхронизированные ПАВ ге-
нераторы (рис. 7.4) [93]. При
подключении коммутатором ко
входу усилителя того или ино-
го выходного узкополосного
преобразователя в генераторе
возникают колебания строго
определенной частоты (одно-
модовый режим). Число час-
применением однонаправленного
Рис 7.4 Структурная схема синхро-
низированного многочастотного ПАВ
генератора с малым временем переход-
ного процесса с частоты на частоту
203
тот, на которых работает многочастотный генератор, определяется
числом выходных узкополосных преобразователей, равным осно-
ванию системы счисления.
Каскадно включенные опорный генератор, генератор гармоник,
блок ПАВ фильтров и коммутирующая матрица формируют син-
хронизирующее колебание и обеспечивают синхронизацию много-
частотного генератора на одной из соответствующих частот через
однонаправленный промежуточный преобразователь. Блок управ-
ления управляет синхронно коммутирующей матрицей и подклю-
чает тот или иной выходной ВШП ПАВ линии задержки к входу
усилителя. Одновременно он формирует импульс, поступающий на
управляющий вход переключателя, длительность которого выби-
рается равной длительности переходного процесса в ПАВ генера-
торе. В момент переключения частот под воздействием управляю-
щего импульса с блока управления переключатель обеспечивает
подачу колебания с частотой, на которой должен работать ПАВ
генератор в последующий момент через масштабный усилитель
на дополнительный вход усилителя генератора. По мере того, как
нарастают колебания в генераторе, время действия управляющего
импульса истекает, а на выходе синхронизированного уже через
однонаправленный промежуточный преобразователь генератора
получаем колебание с нужной частотой и существенным подавле-
нием детерминированных составляющих.
Экспериментальные исследования показали, что такое решение
позволяет уменьшить время переходного процесса с синхрониза-
цией только через промежуточный преобразователь в 3—5 раз за
счет интенсивности колебания, поступающего на вход усилителя
через масштабный усилитель, и исключить отсутствие колебаний
на выходе генератора в моменты переключения частот. Время ус-
тановления частоты колебаний ограничивается в данном случае
лишь временем переключения переключателя и коммутатора, ко-
торое составляет сотни наносекунд. При этом незначительное
ухудшение спектральной чистоты выходного колебания происхо-
дит только на время (2... 3)т, где т — постоянная линия задержки.
7.2. Пути оптимизации спектральных характеристик
опорных генераторов
Несмотря на достигнутые успехи в области развития кванто-
вых генераторов СВЧ и оптического диапазонов волн, сверхпро-
водящих и охлаждаемых СВЧ резонаторов, кварцевые высокоста-
бильные генераторы, выполняющие функции опорных генераторов,
занимают и будут занимать в дальнейшем доминирующее поло-
жение в приемопередающих радиоустройствах и измерительной
технике СВЧ. Параметры современных кварцевых генераторов
различных классов приведены в табл. 7.2, а типовые значения
спектральной плотности шума выходных колебаний на частотах
5 и 100 МГц — на рис. 2.14.
204
Таблица 7.2
Класс генераторов ткч, отн. ед/°С, XI 0~7 Старение, Х10 8 Интервал рабочих температур, °C Стандартная частота, МГЦ
Нестабилизированные 1 1... 3 за год —55...+ 125 До 300
С термокомпенсацией 0,1 0,4 ... 3 за год —55...+105 5; 10; 100
Термостатированные 1.10-3 1•10~2 за год —55...+80 1; 5; 10; 100
Стабилизи- рубидие- рованные вым стандартом ыо-6 1-Ю-5 за месят —40...+70 0,1; 1; 5; 10
частоты цезиевым 1.5.10-6 1•10-5 за 2 года —28...+65 0,1; 1; 5
На III Международной выставке «Связь-86» были продемонст-
рированы высокостабильные кварцевые генераторы опорной час-
тоты «Гиацинт-ММ» и «Сонет-М», широко используемые в син-
тезаторах частоты. Их основные данные приведены в табл. 7.3.
Оба генератора можно использовать в цепях с фазовой авто-
подстройкой частоты по -сигналам еще более стабильных источни-
ков, -например, рубидиевого или цезиевого стандарта частоты.
Спектральная плотность мощности фазовых флуктуаций частоты
5Ф(77) опорного генератора «Гиацинт-ММ» представлена в табл.
7.4. При этом среднеквадратическое значение паразитного откло-
нения частоты в полосе 20... 20000 Гц не превышает 0,07 Гц.
Таблица 7.3
Параметры Тип генератора
«Гиацинт-ММ> «Сонет-М»
Номинальная частота, МГц 5 10
Выходное напряжение, мВ, на активной 250“Ь 20и_50 250+>0°
нагрузке 75 Ом
Форма выходного сигнала Синусоидальная Синусоидальная
Относительное изменение частоты Af/f, не более: за сутки 5- 10-ю 2-10-8
за месяц (после 60 суток) 1-10-® —
за 6 месяцев 3,5-10-» —
Кратковременная нестабильность часто- ты, не более: за 1 с 1.10-U 1.10-ю
за 0,01 с 1.10-ю —
Диапазон рабочих температур, °C — 10...+55 —10...+55
Питание от источника постоянного тока напряжением, В 27+2,7 12+1,2
Потребляемая мощность, Вт: в режиме разогрева 14 0,7
в установившемся режиме 2 0,3 (при t = 10°С)
Объем, см3 340 50
Масса, кг 0,4 0,05
205
Таблица 7.4
Отстройка F, Гц 2 5 10 100 1000 10 000
5ф(Р), дБ/Гц 102 115 130 140 145 148
Сопоставляя распределение уровня шумов (табл. 7.4) и допус-
тимые уровни шумов в радиолиниях связи на частоте 6 ГГц (рис.
1.6) и учитывая при этом, что уровень шума опорных генераторов
возрастает при умножении частоты в N пропорционально 20 IgjV,
а также что спектральные характеристики выходного сигнала син-
тезатора (см. рис. 7.1) в пределах полосы пропускания ПАВ
фильтра в правильно выполненном устройстве полностью опреде-
ляются спектральными характеристиками опорного генератора,
приходим к выводу о необходимости их улучшения.
Эффективным средством сокращения энергетического шумового
спектра кварцевого генератора (2.43) помимо повышения доброт-
ности колебательной системы и снижения коэффициента шума ак-
тивного элемента является увеличение мощности, рассеиваемой на
кварцевом резонаторе, а следовательно, и Рс. С другой стороны,
увеличение мощности приводит к ухудшению долговременной ста-
бильности частоты вследствие более интенсивного старения резо-
наторов. Поэтому в прецизионных кварцевых генераторах значе-
ние Кш&77Рс обычно выбирают близкими к —150 дБ/Гц. При этом
Fa не превышает 1 кГц, так как на этой частоте среднее квадра-
тическое значение уровня фликкер-шума для германиевого поле-
вого транзистора с управляющим р—n-переходом и кремниевого
биполярного транзистора составляет 10~16... 10~15 В2/Гц [94]. Час-
тота F; на fo= 1; 5; 10 МГц порядка единиц герц. Следовательно,
в составе частотных и фазовых шумов кварцевого генератора пре-
обладают аддитивные шумы, представленные в (2.43) четвертым
слагаемым. Положение осложняется еще и тем, что для исклю-
чения влияния буферного каскада на долговременную стабиль-
ность частоты прецизионного генератора его связывают с конту-
ром генератора очень слабо.
В кварцевых генераторах с буферными каскадами необходимо
оперировать уже не КшкТ/Рс, а Ршбк/рбк — отношением мощнос-
ти шумов буферного каскада к мощности полезного колебания на
его входе. Для борьбы с этими шумовыми составляющими эффек-
тивны кварцевые фильтры. В этом случае колебание КГ предва-
рительно усиливается очень слабо связанным с генератором бу-
ферным усилителем и, пройдя через кварцевый фильтр, поступает
на следующие схемные элементы со значительно уменьшенным от-
ношением Кш&Т/Рс. Эффективность данного метода покажем на
примере рубидиевого стандарта частоты с кварцевым фильтром
КФ на выходе. Результаты измерений паразитной девиации час-
тоты после умножения в 1000 раз приведены в табл. 7.5.
206
"Таблица 7.5
Таблица 7.6
Анализируемая поло- са частот, кГц A fn. эф* Гц Полоса анализируе- мых частот, кГц Паразитная девиация частоты, Гц
без КФ с КФ 1 2 3
0,02...0,15 3,5 0,8 0,02...0,15 8 46 1,7
0,02...1 4,5 1,2 0.02...1 10 90 2,2
0,02...20 160 42 0,02...20 370 2100 60
В качестве узкополосного фильтра можно воспользоваться и
кварцевым генератором, подстраиваемым с помощью узкополосно-
го кольца ФАПЧ по частоте ведущего кварцевого генератора. Ве-
домый генератор имеет максимально возможную мощность Рс~
» 100 мкВт и тем самым малый относительный уровень шумов.
Ведущий генератор с Рс-<10 мкВт обладает высокой долговремен-
ной стабильностью частоты. Совместное применение таких гене-
раторов позволяет получить относительно чистое колебание (осо-
бенно вблизи несущей) с одновременно высокой долговременной
стабильностью частоты. Однако при этом КшкТ\]Рс удается умень-
шить лишь до —160...—165 дБ/Гц, поскольку мощность, рассеи-
ваемую на кварцевом резонаторе или фильтре, нельзя значитель-
но увеличить из-за физических возможностей кварцевых пластин
(обычно она не превышает 100 мкВт).
Параметры ведущего, как правило, термостатированного, квар-
цевого генератора можно улучшить за счет более совершенного
метода регулирования температуры [95] и снижения влияния гра-
диентов температуры на прецизионный кварцевый резонатор [96]
с одновременным улучшением КСЧ.
Следует обратить внимание на одну особенность при использо-
вании в качестве фильтра ведомого генератора. Для его подстрой-
ки применяют обычно варикапы, включенные последовательно с
кварцевым резонатором. При управлении частотой с помощью ва-
рикапов амплитуда колебаний может изменяться в больших преде-
лах, особенно когда последовательно включено несколько варика-
пов (в термокомпенсированном кварцевом генераторе [97]). Так,
при емкости кварцевого резонатора порядка долей пикофарад и
номинальной частоте 10 МГц для компенсации уходов частоты
200 ...300 Гц потребовались варикапы типа 2В110 с изменением их
емкостей (коэффициентов передачи) до двух и более раз. Послед-
нее обстоятельство приводит к тому, что амплитуда колебаний
генератора меняется при перестройке в недопустимых пределах,
а следовательно, КСЧ генератора в этом случае далека от опти-
мального значения. В [98] предложено устройство, обеспечиваю-
щее постоянство мощности генератора при его перестройке в ши-
роких пределах. При этом уровень фазового шума удается снизить
более чем на 10 дБ и достичь указанных значений при основных
дестабилизирующих факторах. Тем не менее применение кварце-
207
во го фильтра на частотах до 100 МГц по сравнению с ведомым
кварцевым генератором предпочтительнее, так как в последнем
при значительных мощностях Рс в большей степени проявляется
фликкер-шум транзистора.
К недостаткам метода следует отнести относительную слож-
ность кварцевого фильтра (КФ), а также необходимость его тер-
мостатирования для уменьшения изменений средней частоты по-
лосы пропускания при длительной эксплуатации в широком тем-
пературном диапазоне. Применение термостатированных КФ вле-
чет за собой большое время выхода в режим, повышенное потреб-
ление мощности, изменение амплитуды выходного колебания, осо-
бенно в момент разогрева, что, в свою очередь, приводит к изме-
нению отношения сигнал-шум на выходе за счет изменения коэф-
фициента передачи КФ- Кроме того, подобные фильтры не адап-
тируются к входному колебанию, что накладывает дополнительные
требования на точность поддержания температуры термостата, а
из-за старения кварцевых резонаторов в ряде случаев приходится
расширять полосу пропускания фильтра.
Поэтому представляют интерес термокомпенсированные КФ с
адаптацией к частоте входного колебания [99] (рис. 7.5,а). Вари-
капы, включенные на входе входного усилителя, которыми управ-
ляют термозависимая цепь и фазовый дискриминатор, выполняют
функции автоматического аттенюатора. Аттенюатор работает в со-
гласованном режиме с основной парой варикапов и обеспечивает
тем самым постоянство амплитуды выходного колебания фильтра
при любом ^напряжении смещения на основных варикапах. Термо-
зависимая цепь рассчитывается по усредненным температурным
характеристикам кварцевых резонаторов Напряжение фазового
дискриминатора компенсирует остаточную расстройку резонатора
относительно входной частоты. Такой фильтр не уступает по из-
бирательным свойствам однокварцевым термостатированным
фильтрам, экономичен, сравнительно прост в производстве, имеет
мгновенный выход в режим и реализуется в гибридно-пленочном
исполнении. Его характеристики: центральная частота 10 МГц для
резонатора РКЮ5КБ; полоса пропускания 80... 90 Гц по уровню
3 дБ; диапазон рабочих температур —40...+70°С; точность тер-
мокомпенсации (1... 2) • 10-6; уровень шума за полосой пропуска-
ния —160 дБ/Гц при входном сигнале 0,25 Вэф; автоподстройка
по частоте входного колебания ±100 Гц; постоянство амплитуды
выходного колебания не хуже 0,3 дБ во всем рабочем диапазоне
температур.
Благодаря автоподстройке по частоте входного колебания та-
кому фильтру не страшны старение и влияние спецвоздействий.
Эффективность фильтра можно оценить по результатам экспе-
риментальных исследований паразитной девиации частоты (табл.
7.6) следующих источников колебаний: эталонного генератора син-
тезатора частот 46-31 (1); синтезатора частот 46-31 (2), синте-
затора частот 46-31 с термокомпенсированным кварцевым фильт-
ром на выходе (3). Выходная частота всех источников равнялась
208
Рис. 7.5. Схемы термо-
компенсированного (а)
и с позисторным на-
гревателем (б) кварце-
вых фильтров
Выход
а)
Тернозависимая
црпо
10 МГц, а данные эксперимента получены в результате умноже-
ния частоты исходных колебаний на 500 с помощью компаратора
47-12. Все элементы цепи управления принципиально включены
до кварцевого резонатора, что позволяет получить предельно вы-
сокое значение отношения сигнал-шум на выходе фильтра, опре-
деляемое мощностью, проходящей через резонатор и коэффициен-
том шума выходного усилителя.
Основные характеристики кварцевого фильтра с позисторным
нагревателем (рис. 7.5,6): центральная частота 5; 10 МГц (резо-
натор— термостат РКД91ДГ ЮМ); полоса пропускания 30...40 Гц
по уровню 3 дБ; диапазон рабочих температур —50... +60°С.
Рассмотренные фильтры удобно использовать с кварцевыми ге-
нераторами любого класса. Тем не менее, на наш взгляд, в тер-
мостатированных генераторах целесообразно отдавать предпочте-
ние [100] температурному кварцевому резонатору, выполняющему
одновременно две функции: датчика температуры и узкополосно-
209
Рис. 7.6. Структурная
схема опорного КГ с
дополнительным темпе-
ратурным кварцевым ре-
зонатором, выполняю-
щим функции датчика
температуры и узкопо-
лосного фильтра
го фильтра (рис. 7.6). У температурного кварцевого резонатора
под влиянием изменения температуры наблюдается уход централь-
ной частоты от частоты опорного автогенератора с прецизионным
кварцевым резонатором, и, следовательно, изменяется фазовый
сдвиг колебаний на входах фазового дискриминатора. На выходе
дискриминатора возникает напряжение (сигнал ошибки), которое
после усиления в операционном усилителе изменяет мощность,
выделяемую нагревателем, таким образом, чтобы восстановить
тепловое равновесие, соответствующее равенству частот опорного
автогенератора и центральной частоты полосы пропускания тем-
пературного кварцевого резонатора. При номинальной температу-
ре частота эталонного кварцевого генератора и центральная часто-
та полосы пропускания температурного кварцевого резонатора
совпадают, фазовый сдвиг напряжений отсутствует. В этом случае
регулятор температуры либо не работает (в термостатах, исполь-
зующих эффект Пельтье), либо выделяет тепловую мощность, не-
обходимую лишь для поддержания теплового равновесия. Это со-
ответствует установившемуся режиму, когда мощность подогрева
слегка флуктуирует вокруг значения, при котором мощность, вы-
деляемая в нагревателе, равна мощности, рассеиваемой термоста-
том в окружающее пространство.
Сигнал опорного автогенератора, усиленный буферным усили-
телем, проходит через узкополосный кварцевый фильтр (темпера-
турный кварцевый резонатор) и приобретает повышенную спект-
ральную чистоту. Как и в термокомпенсированном кварцевом
фильтре, в рассматриваемом устройстве можно получить предель-
но высокое отношение сигнал-шум, свойственное кварцевым фильт-
рам. Следует заметить, что одновременно с повышением спект-
ральной чистоты выходного колебания обеспечивается повышенная
температурная стабильность частоты эталонного генератора и точ-
ность поддержания номинальной температуры термостатирования.
Рассмотренными методами повышения спектральной чистоты
опорных колебаний целесообразно пользоваться во всех случаях
формирования СВЧ колебаний особенно в линиях связи СВЧ при
передаче фазоманипулированных сигналов с низкими скоростями
работы.
Дальнейшего уменьшения КшкТ/Рс можно достигнуть, исполь-
зуя в качестве ведомого генератора ЛС-автогенератор с повышен-
ной мощностью. В результате исследования шумовых характерис-
тик генераторов на биполярных и полевых транзисторах как с не-
210
посредственной синхронизацией, так и охваченных кольцом ФАПЧ
по опорному колебанию, экспериментально было найдено, что наи-
более просто и эффективно повысить спектральную чистоту опор-
ного колебания, синхронизируя ведомый АС-генератор непосред-
ственным воздействием колебания КГ с fo = 5 МГц на затвор по-
левого транзистора ведомого генератора. Такой метод позволяет
получить Рс, ограничиваемую лишь активным элементом генера-
тора. В табл. 7.7 приведены результаты эксперимента при Q = 50,
коэффициенте умножения 1000, Рс=Ю0 мВт, fo — 5 МГц.
При такой Рс Аа~Ю6... 107 Гц. Оптимальная полоса синхро-
низации ведомого генератора, при которой А/П.эф была минималь-
ной в полосе 0,02...20 кГц, равнялась 2... 3 кГц. На частотах в
пределах полосы синхронизации шумы устройства определяются
шумами КГ, а вне — шумами АС-генератора.
Как видно из рис. 7.7, уровень шумов АС-генератора на поле-
вом транзисторе с Рс=Ю0 мВт, начиная с А^б кГц, значительно
ниже уровня шумов кварцевых генераторов, даже имеющих квар-
цевые фильтры на выходе. Поэтому применение синхронизирован-
ных АС-генераторов является эффективным и простым способом
повышения спектральной чистоты опорных колебаний при отст-
ройках, превышающих единицы килогерц. При значительных Рс в
меньшей степени проявляется влияние на исходное колебание шу-
мов последующих усилителей и умножителей частоты. Тем не ме-
нее при формировании СВЧ колебаний следует обращать внима-
ние на то, чтобы умножительные тракты не ухудшали качество
опорных колебаний.
Спектральную плотность частотных флуктуаций Sf(F) сформи-
рованного таким образом колебания математически можно опре-
делить, зная спектральные плотности колебаний АС-генератора в
автономном режиме S/o (А) и опорного генератора S/C(A), вос-
пользовавшись соотношением [117]
(2F/A/C)2
ЗДА) =-----------^г/а/сГ----------Sf (А)4-
l-(2Af/Afc)2 + (2F/Afc)2 ГоК
+---------__________________s (F)f
l-(2A//A/c)2 + (2FM/c)s 7
(7.5)
где Afc — полоса синхронизации, Af — расстройка между часто-
тами взаимно независимых генераторов.
Первое слагаемое в (7.5) отражает вклад в шумы собственно
синхронизируемого генератора, второе — источника синхросигна-
ла. Анализ этого соотношения показывает, что вблизи несущей
(отстройки F малы) спектр определяется преимущественно шума-
ми синхронизирующего генератора, при удалении от нее растет
вклад шумов автоколебаний и при больших А’спссгр на выходе
синхронизированного генератора совпадает со спектром автоном-
ного генератора. Другими словами, при синхронизации имеет мес-
то подавление низкочастотных шумов захватываемого генератора
и высокочастотных шумов синхронизирующего источника. Чем ши-
211
Таблица 7.7
Анализируемая полоса частот, кГц Д fn. эф» Гц
Свобо- дный LC-re- нера- тор кг Синхронизирован- ный LC-генератор
кг (макет) КГ с КФ 41-43
0*02...0,15 90 3,5 6 1
0.02...1 120 4,5 12 4
0,02...20 140 160 60...70 45
Рис. 7.7. Энергетический спектр шу-
мов LC-автогенератора, синхронизи-
рованного сигналом КГ (/) и сиг-
налом КГ с КФ (2), приведенный к
частоте 5 ГГц
ре полоса синхронизации, тем форма Sf(F) ближе к Sfc(F), а су-
жение Д/с ведет к приближению Sf(F) к Sfo(F). При Д/=£О ЧМ
шумы синхронизированного генератора возрастают с увеличением
расстройки, а их спектр становится несимметричным. При точной
настройке генератора (Д/ = 0) спектр ЧМ шумов симметричен от-
носительно несущей
Q (2Wc)2«Sfo(F) + S/c(F)
1 + (2Г/ Д/с)2
(7.6)
При 2Е = Д/С
/[—} =-------2-------
Разделив левую и правую части (7.6) на S/o (F), получим выра-
жение для оценки повышения кратковременной стабильности час-
тоты за счет синхронизации
Sf(F) = (2F/AfcF + S/c(F)/Sfo(F)
Sfo(F) 1+(2Г/Д/с)2 ' J
Если Е<СО,5Д/с, а синхронизирующий сигнал является монохрома-
тическим (предельный случай), то
Sf (Г) 2а F2
7.3. Простейшие синтезаторы частот
Схема синтезатора (см. рис. 7.1) оптимальна тогда, когда тре-
буется сравнительно малое число частот, например в синтезато-
рах, использующих различные методы синтеза сетки частот, и в
формирователях высокочастотных подставок. При увеличении чис-
ла частот используется комбинация других известных методов —-
деления, умножения и суммирования сигналов. На примере пяти
212
Таблица 7.8
Параметры фирма -разработчик
TADIRAN (рис. 7.8) HUGNES (рис. 7.9) HUGNES (рис. 7.10) TRW (рис. 7.11) TRW (рис. 7.12)
Диапазон час- тот, МГц 420...519 1369...1606 1277...1538 1280...1538 1296...1536
Число рабочих частот 100 243 256 256 81
Шаг сетки, МГц 1 1 1 1 3
Уровень побоч- ных, дБ —70 —47 -55 —43 —65
Уровень фазо- вого, дБ/Гц —140 при —ПО —120 — 110 —120
Время пере- ключения, мкс F=10 кГц 3 о,1 0,1 0,025 0,2
Объем, м3 2-10—4 4-10-2 1,4-10-2 2-10-3 2,5-Ю-з
схем синтезаторов [101, 102], рассмотрим особенности их построе-
ния и полученные параметры. Для удобства сравнения характе-
ристик все основные параметры синтезаторов сведены в табл. 7.8.
В синтезаторе на рис. 7.8 [101] сочетание делителя частоты и
двух смесителей позволило при одной гребенке из 10 фильтров
Шаг jo МГц
Рис 7 8. Структурные схемы синтезатора на ПАВ фильтрах е делителем час-
тоты и с двойным преобразованием (а) и формирователя опорных частот (б)
213
получить 100 частотных каналов с малым уровнем шумов и пара-
зитных составляющих. Выбор диапазона рабочих частот ПАВ
фильтров 100... 200 МГц позволил применить достаточно простую
технологию их изготовления, а большой разнос (10 МГц) выход-
ных частот обусловил хорошее разделение каналов при сравни-
тельно узкой полосе пропускания отдельных фильтров. Чтобы по-
лучить высокий уровень подавления внеполосных составляющих,
используется каскадное соединение двух фильтров, разделенных
усилителем, обеспечивающим приемлемое значение коэффициента
шума. Характеристики одного фильтра следующие: полоса пропус-
кания 0,8 МГц по уровню 3 дБ, подавление вне полосы 45 дБ,
потери 15 дБ, коэффициент прямоугольности 2,5. Задача соедине-
ния генератора гармоник и линейки фильтров решена путем ис-
пользования для каждого канала фильтра отдельного диода с рез-
ким восстановлением заряда. В этом случае удалось избежать
объемной схемы деления мощности на 10 на входе гребенки
фильтров и улучшить экранирование.
На выходе каждого фильтра предусмотрено два ключа для уп-
равления: с шагом 10 и 1 МГц. Каждый ключ состоит из двух
каскадов на р—i—/г-диодах и обеспечивает развязку 90 дБ при
времени 0,3 мкс. Для р—i—/2-диодов характерен низкий уровень
шума, они миниатюрны, обладают малой емкостью и незначитель-
ными токами утечки. Эти диоды работают при напряжениях 7 ...
... 8 В, что удобно с точки зрения коммутации потенциалами циф-
ровых интегральных схем, используемых в кодообразующих схе-
мах управления. Для минимизации уровня паразитных составляю-
щих частоты смешивания были выбраны с учетом уровня сигналов
интермодуляции смесителей. В результате только одна возможная
составляющая имеет уровень —70 дБ. Уровень всех остальных
побочных составляющих существенно ниже и обеспечивается за
счет высокой развязки ключей и малого уровня внеполосного сиг-
нала фильтра.
Для минимизации объема синтезатора широко использованы
гибридная технология и модульный принцип построения. Модуль
фильтров состоит из пяти экранированных керамических подло-
жек. На первой подложке размещен генератор гармоник и первый
блок ПАВ фильтров, на второй — усилители, на третьей — вто-
рой блок ПАВ фильтров и цепи согласования. Четвертая и пятая
подложки заняты ключами. Все подложки изготовлены методом
тонкопленочной технологии. Размеры модуля 10X10X2,5 см3.
Потребляемая модулем мощность 120 мВт. Во втором модуле рас-
положена стальная часть схемы синтезатора, имеющая такие же
размеры.
В синтезаторе на рис. 7.9 [102] из сигнала задающего кварце-
вого генератора с частотой 1 МГц генераторами гармоник форми-
руются девять сигналов с шагом 3 МГц в диапазоне 321 ... 345 МГц
(см. рис. 7.1), девять сигналов с шагом 12 МГц в диапазоне 360...
...468 МГц и три сигнала с частотами 1984, 1985, 1986 МГц с по-
214
Рис. 7.9 Структурная схема синтезатора на ПАВ фильтрах со сложением
мстцью колец ФАПЧ и последующего умножения на 20. Получе-
ние гребенчатого спектра рассмотрено в § 7.1.
Линейки ПАВ фильтров выполнены на кварцевой подложке
ST-среза. Характеристика фильтра сформирована прореживанием
электродов ВШП. Средние вносимые потери фильтра 25,8 дБ. Уро-
вень паразитных сигналов за пределами полосы пропускания на
57,5 дБ ниже уровня полезного сигнала. В основном уровень пара-
зитных сигналов был ниже уровня основного сигнала на 68 дБ
для низкочастотной и на 63 дБ для высокочастотной линеек
фильтров. Коммутатор обеспечивал потери 1,5 дБ при времени
переключения менее 100 нс. Оригинальным, на наш взгляд, в этой
схеме является применение последовательно-параллельного вклю-
чения (см. рис. 7.1,6) гребенки ПАВ фильтров между генератором
гармоник и коммутатором, не приводящее к увеличению вносимых
потерь.
В связи с жесткими требованиями к уровню шумов и паразит-
ных сигналов в синтезаторе в качестве преобразователей исполь-
зуют двойные балансные смесители с минимальным уровнем ин-
термодуляционных искажений и полосовые фильтры с высоким
внеполосным подавлением. Для расширения диапазона выходных
частот синтезатора и снижения рабочей частоты высокочастотной
линейки ПАВ фильтров на ее выходе поставили умножитель час-
тоты на 2. Таким образом, в этом синтезаторе получен уровень
паразитных сигналов —63 дБ+ 6 дБ = —57 дБ относительно уров-
ня несущей полезного сигнала.
Отличительной особенностью синтезатора на рис. 7.10 [102] яв-
ляется применение делителей частоты совместно со смесителями.
В результате из 12 первоначальных частот два каскада деления
и преобразования (два разряда) обеспечивают 256 выходных час-
215
тот в диапазоне 1277... 1528 МГц. Чтобы упростить реализацию
элементов синтезатора, используют выходной умножитель частоты
на 4.
Генерацию гребенчатого спектра в этом синтезаторе обеспечи-
вает стробирование с частотой 4 МГц несущей 268 МГц, получен-
ной в кольце ФАПЧ. Для обеспечения большого внеполосного по-
давления в линейке ПАВ фильтров используют последовательное
соединение двух фильтров. В результате уменьшаются уровни шу-
мов и паразитных сигналов при одновременном снижении массы и
размеров по сравнению с предыдущей схемой.
Дальнейшее уменьшение массы и размеров синтезатора при
сохранении числа каналов получено увеличением каскадов (раз-
рядов) деления и преобразования (рис. 7.11). Синтезатор содер-
жит оригинальный генератор «гребенки», генерирующий четыре
сигнала с разносом частот 32 МГц. Генератор построен по следую-
Рис. 7 11 Структурная схема четырехкаскадного модульного итеративного син-
тезатора частот на ПАВ фильтрах
216
щей схеме: два кольца ФАПЧ, синхронизированные от задающего
кварцевого генератора 40 МГц, генерируют сигналы с частотами
512(fi) и 544(f2) МГц, которые после нелинейного преобразования
формируют дополнительные сигналы интермодуляционных частот
480 и 576 МГц, т. е. 2fi—f2 и
Линейка ПАВ фильтров выполнена на подложке ниобата ли-
тия YZ-среза, обеспечивающего широкую полосу пропускания при
небольших вносимых потерях. В связи с большим разносом кана-
лов больший, чем у кварца температурный коэффициент ниобата
лития не повлиял на характеристики фильтра. Как и в предыду-
щей схеме, использовано последовательное соединение двух фильт-
ров с той лишь разницей, что между ними поставлены усилители.
Поскольку в этой схеме синтезатора основное внимание уделялось
минимизации объема устройства, была разработана гибридная ин-
тегральная схема (ГИС), включающая высокоскоростной пере-
ключатель, делитель частоты на 3 или 4 и смеситель. Время ком-
мутации переключателя, выполненного на усилителе, менее 25 нс,
а ослабление сигнала в состоянии «выключено» было меньше, чем
в ключах на р—i—/г-диодах, используемых в предыдущих схемах.
Поэтому общий уровень подавления паразитных сигналов был не
более 43 дБ.
Синтезатор на рис. 7.12 [92] состоит из трех модулей: часто-
тообразования, обработки и выходного. Четыре опорные частоты
формируются в частотообразующем модуле. Модуль обработки со-
стоит из четырех разрядов, каждый из которых реализован на трех
ГИС. На выходе модуля обработки получается 81 частота с ша-
гом 1,5 МГц, равным половине требуемого шага. Выходной мо-
Рис. 7 12 Структурная схема четырехкаскадного модульного итеративного син-
тезатора частот на ПАВ генераторах и ПАВ фильтрах
217*
дуль — это умножитель на 2, усилители и фильтры. В результате
на выходе синтезатора в диапазоне 1296... 1536 МГц имеем 81 час-
тотную позицию с шагом 3 МГц.
Синтезаторы на основе смесителей и делителей могут дать
большее число частот и высокие скорости их переключения. Число
выходных частот и шаг сетки, обеспечиваемые синтезатором частот
на основе итераций, зависят как от числа задающих (опорных)
частот, так и от числа операций смешения: М = тч, где М— число
выходных частот; т — число опорных частот; q — число смеси-
телей, и [fj—fi-i] =[^с—Fq}itiIM= (Fc—Ръ)1тЯ, где f3—f3—i — шаг
между выходными частотами; Fc—Fo — разнос между задающими
частотами.
Для схемы на рис. 7.12 М = 34 = 81 и [fj—Л—i] =40,5-3/81 =
= 1,5 МГц.
Эти формулы показывают, к чему приводит добавление числа
смесителей для получения большого числа выходных частот. При
увеличении числа смесителей синтезатора на рис. 7.12 с 4 до 5
иисло выходных частот возрастает от 81 до 243, но ценой некото-
рого уменьшения скорости переключения. Полосовые фильтры, на-
ходящиеся в модуле обработки, необходимы, чтобы отфильтровать
интермодуляционные составляющие. Ясно, что скорость переклю-
чения зависит от скорости перехода переключателя из режима
«включено» в режим «выключено» или наоборот, но еще в боль-
шей степени от числа полосовых фильтров, через которые должен
пройти сигнал. Поэтому межкаскадные фильтры уменьшают уро-
вень паразитных составляющих, но приводят к снижению быстро-
действия синтезатора.
Уровень паразитных составляющих также зависит от соотно-
шений смешиваемых частот и характеристик смесителей. Естест-
венно, что интермодуляционные составляющие высокого порядка
будут присутствовать в рабочей полосе смесителей-делителей. Наи-
меньший порядок таких паразитных составляющих в полосе вы-
ходных частот — это третий и четвертый. На основе эксперимен-
тальных исследований ГИС смесителей получен реальный уровень
побочных составляющих —62 дБ, что говорит о высоком качестве
изготовления ГИС. Основные (исходные) частоты были выбраны
из условия обеспечения минимального уровня комбинационных со-
ставляющих и сформированы синхронизированными ПАВ генера-
торами. Интересно отметить, что благодаря наличию ПАВ гене-
раторов модуль частотообразования будет работать и без внеш-
него эталонного генератора. Уход частоты ПАВ генераторов зави-
сит от температуры и старения, но, как показано в гл. 6, эти не-
нестабильности могут быть очень малы. При температурной ком-
пенсации и незначительном улучшении характеристик старения
нестабильность частоты можно уменьшить до 1-10~6/град.
Модуль обработки является основной частью синтезатора час-
тот. Он содержит четыре высокоскоростные ГИС переключателей
и четыре ГИС смесителей-делителей. Реально ключ — это комму-
тируемый усилитель. Развязка между каналами 55 ...60 дБ может
218
быть увеличена до 70 дБ путем совершенствования конструкции
синтезатора и экранировки микросхем, а также каскадным вклю-
чением двух переключателей в каждом канале. Время переключе-
ния не превышает 15 нс.
Смеситель-делитель обычно состоит из последовательно вклю-
ченных усилителя, делителя частоты на 3 или 4, аналогового пере-
множителя [104] и усилителя. Сигнал, поступающий на вход уси-
лителя, усиливается до уровня срабатывания делителя, делится по
частоте на 3 или 4, смешивается со вторым высокочастотным сиг-
налом и усиливается. Входной и выходной усилители идентичны,
и каждый из них имеет коэффициент усиления 15 дБ.
Выходной модуль выполнен по обычной схеме. Следует лишь
отметить, что он работает в режиме ограничения, чтобы гаранти-
ровать независимость уровня выходной мощности от температуры
и частоты.
В заключение подчеркнем, что применение ПАВ и ГИС техно-
логий в синтезаторах прямого синтеза является весьма привлека-
тельным для разработчиков синтезаторов, особенно для широко-
полосных систем связи с быстрой перестройкой рабочих частот. В
то же время рассматриваемые схемы не претендуют на многоцеле-
вые промышленные синтезаторы частот, но демонстрируют ряд ори-
гинальных технических и технологический решений, показывают их
возможности. Если рассмотреть характеристики синтезаторов час-
тот, приведенные в табл. 1.4, то можно сделать следующие выво-
ды:
1. Минимальные размеры и массу имеет синтезатор, построен-
ный по наиболее простой схеме.
2. Все синтезаторы, за исключением синтезатора фирмы
TADIRAN, имеют малое время переключения до 100 нс, посколь-
ку, по-видимому, оно и явилось основной характеристикой, пре-
дусмотренной заданием на их разработку.
3. Отношение сигнал-побочная для всех синтезаторов невелико
и составляет от 43 до 55 дБ в диапазоне 1,2... 1,5 ГГц. Оно опре-
деляется, в основном, принятой схемой построения и едва ли мо-
жет быть улучшено без ее существенной переработки.
4. Отношние сигнал-шум для большинства схем составляет
ПО... 120 дБ в полосе 1 Гц ,и определяется потерями в ПАВ
фильтрах.
7.4. Декадные синтезаторы частот
При выборе частот в синтезаторах прямого синтеза руководст-
вуются основным соотношением (fi + fo)/^ = fo или ft=(m—1)/д, где
пг — основание системы счисления; f2, — дискретный ряд
частот с шагом каждая из которых определяется как
fn+i = (m—l)fo + nAf, п = 0, 1, 2, ..., m—1. Частота на выходе пер-
вого смесителя
fcMi = fo + (^- l)/o + «i Af = «! Af + Ho,
219
на выходе первого делителя
f01 = (mfo + «1 &f)/m = / о + п± Д f/т.
Частота на выходе синтезатора при q разрядах (в последнем
разряде делитель на т отсутствует) определяется выражением
- г . . г . Л<7-1 . Г»1 Д /
fc4 = + nQ&f н----------1- ••• Н-—.
где nj = O, 1, 2, ..., tn—1 (/=1, 2, <?)•
Общее число значений, которые может иметь частота выходно-
го колебания, M = mq. Отсюда следует, что для увеличения числа
рабочих частот необходимо увеличивать число выделяемых гребен-
чатым фильтром гармоник (основание системы счисления) или
число разрядов (смесителей). Что касается основания системы
счисления, то наиболее целесообразно его выбирать равным 8 или
10, так как при этом в рабочий диапазон частот синтезатора будут
попадать комбинационные составляющие типа
лишь 8-го или 10-го порядков соответственно. При работе выход-
ного смесителя в квазилинейном режиме комбинационные состав-
ляющие могут находиться на уровне —80... —90 дБ относительно
основного сигнала.
Увеличение числа смесителей связано с быстродействием син-
тезатора, поскольку на выходе каждого смесителя включены поло-
совые фильтры. Особенно сильно снижается быстродействие син-
тезатора при использовании ПАВ фильтров, в которых время рас-
пространения волны от входного ВШП до выходного составляет
несколько микросекунд. Один из способов повышения скорости
переключения частот синтезатора прямого синтеза заключается в
изменении порядка введения новых команд в блоки коммутации
частот с одновременного на последовательный. Обратившись к
рис. 7.12, можно заметить, что необходимое выходное колебание
формируется в результате последовательного выполнения операций
сложения, фильтрации, деления частот, а общее время формирова-
ния колебания складывается из времени выполнения этих опера-
ций в каждом разряде. К моменту, когда необходимо изменить
частоту, колебание новой частоты, прежде чем появиться на вы-
воде, должно пройти путь от первого каскада синтезатора до
последнего. Поэтому, подавая новую команду последовательно,
так чтобы новый управляющий сигнал поступал сначала на пер-
вый разряд, а затем на каждый последующий с задержкой, рав-
ной времени распространения колебаний по соответствующей це-
пи, можно добиться одновременного прихода колебаний на входы
выходного смесителя. В этом случае переход с одной частоты на
другую осуществляется быстрее, так как время установления вы-
ходного колебания 'будет определяться постоянной времени комму-
татора последнего разряда, которая не превышает нескольких со-
тен наносекунд.
Рассмотрим нашедшую практическое применение схему синте-
затора (рис. 7.13), в которой все элементы селекции выполнены
220
Рис 7.13. Структурная схема декадного синтезатора частот дециметровых воля
на ПАВ устройствах
на ПАВ элементах. Эта схема отличается от других тем, что в ней
увеличен порядок комбинационных частот, возникающих в смеси-
телях декад (не меньше 10), и введена дополнительная фильтра-
ция переключаемыми фильтрами на выходах декад. Схема сво-
бодна от некоторых недостатков, присущих схеме на рис. 4.8 с
переключением двух синтезаторов, так как при отказе даже нес-
кольких фильтров возможно только пропадание ряда частотных
позиций, что устраняется, например в широкополосных системах
[105], применением некоторой избыточности в передаваемом со-
общении. При этом в системе связи не возникает дополнительных
помех, а в синтезаторе практически исключено появление ложных
частот.
К недостаткам схемы относится пониженное по сравнению с
синтезаторами косвенного синтеза отношение сигнал-шум при
больших отстройках, а также повышенная трудоемкость реализа-
ции схемы, связанная с применением ряда устройств селекции
гармоник — селекторов. Практическое использование схемы оправ-
дано при крупномасштабном производстве ПАВ фильтров, позво-
ляющем снизить себестоимость синтезатора частот.
Оценим основные характеристики схемы:
1. Скорость переключения определяется шириной полосы про-
пускания фильтров в тракте и временем переключения ключей.
Для получения времени переключения не более, например 5 мкс,
полосы фильтров должны составлять не менее единиц мегагерц,
а время переключения ключей не более 1... 2 мкс, что, как сле-
дует из изложенного, легко выполняется.
2. При малых отстройках отношение сигнал-шум будет опреде-
ляться, в основном, как и во всех синтезаторах частот, качеством
опорного сигнала. При больших отстройках — отношением сигнал-
шум в тракте до умножения.
3. Отношение оигнал-побочная накладывает определенные тре-
бования на характеристики фильтров декад и в большой степени
221
зависит от конструкции и режимов работы отдельных узлов, та-
ких как умножители, усилители и т. д.
Синтезатор частот состоит из пяти последовательно включен-
ных декад, каждая из которых включает в себя синхронизирован-
ный генератор гармоник (СГГ), селектор на 10 частот на ПАВ
фильтрах с шагом 5 МГц (450...495 МГц), смеситель и ПАВ
фильтры.
Все декады синтезатора построены по единому принципу. В
СГГ формируется спектр частот в соответствующем диапазоне
частот с шагом 5 МГц, который подается на вход селектора час-
тот. Частота СГГ синхронизируется опорными импульсами с час-
тотами следования 5 и 10 МГц, сформированными из опорной
частоты 10 МГц формирователем импульсов (ФИ).
В первой декаде на сигнальный вход смесителя поступает час-
тота 50 МГц, сформированная из опорного сигнала 10 МГц. Сиг-
нал суммарной частоты с выхода смесителя поступает через пере-
ключаемый ПАВ фильтр Ф1 на вход делителя частоты на 10, а
затем через фильтр нижних частот — на сигнальный вход смеси-
теля следующей декады.
Таким образом, на выходе первой декады формируется сетка
из 10 частот в диапазоне 50... 54,5 МГц с шагом 0,5 МГц; на вы-
ходе второй декады — сетка из 100 частот в диапазоне 50... 54,95
МГц с шагом 0,05 МГц; на выходе третьей декады — сетка из
1000 частот в диапазоне 50 ...54,995 МГц с шагом 0,005 МГц; на
выходе четвертой декады — сетка из 10 000 частот в диапазоне
50...54,9995 МГц с шагом 0,0005 МГц и на выходе пятой дека-
ды — сетка из 100 000 частот в диапазоне 500... 549,9995 МГц с
шагом 0,0005 МГц.
С выхода четвертой декады сигнал через переключаемый
фильтр Ф5 поступает на сигнальный вход смесителя пятой дека-
ды. На гетеродинный вход этого смесителя поступает сигнал от
СГГ пятой декады через два одинаковых селектора частот, вклю-
ченных последовательно. После смесителя в пятой декаде стоят
два последовательно включенных переключаемых фильтра Ф6 и
Ф7 на суммарную частоту смесителя, улучшающие спектральную
чистоту выходного сигнала синтезатора. После фильтров сигнал
поступает на умножитель частоты с М=20, разделенный полосо-
вым фильтром на две ступени умножения — 5 и 4. Сигнал с выхо-
да умножителя является выходным сигналом синтезатора в диапа-
зоне 10... 10,99999 ГГц с шагом 10 кГц и выходной мощностью не
менее 2 мВт.
Фильтр Фь стоящий после смесителя первой декады, выделя-
ет сигнал суммарной частоты смесителя в диапазоне 500 ...545
МГц. Для лучшей фильтрации верхней частоты гетеродина Д.в =
= 495 МГц и частоты Д.н + 2Д = 450+ 2-50 = 550 МГц фильтр выпол-
нен переключаемым с поддиапазонами АД = 500... 527,5 МГц и
АД= 525 ...552,5 МГц.
В отличие от первых четырех декад, в пятой декаде нет дели-
теля на 10. Вследствие этого, а также наличия после нее умножи-
222
теля частоты с N=20, к выходному сигналу пятой декады предъ-
являются высокие требования к подавлению побочных составляю-
щих (более 86 дБ при заданном, например, уровне побочных со-
ставляющих в спектре выходного сигнала относительно несущей
—60 дБ).
Для обеспечения их подавления в выходном сигнале селекто-
ров, следующих через 5 МГц, используют два селектора, вклю-
ченные каскадно через усилитель. Для обеспечения подавления
частоты гетеродина и ненужных продуктов преобразования смеси-
теля, после него стоят два переключаемых ПАВ фильтра Ф6 и Ф7>
включенные каскадно также через усилитель.
Рассмотрим, при каких расстройках от краев полос каждого
поддиапазона последнего разряда следует обеспечивать необходи-
мое затухание переключаемыми декадными фильтрами.
Частоты гетеродина и сигнала на входах смесителя пятой де-
кады для первого поддиапазона фильтра равны Д.Н1 = 450 МГц...
...Дв1 = 470 МГц, Д.н = 50 МГц.../с.в = 55 МГц. При этом на выходе
смесителя частота полезного сигнала Д.с изменяется в пределах
от /п.с.н1=/г.н1+/с.н = 450 + 50 = 500 МГц до Д.С.В1=ДВ1 + Д.В = 47О+
+ 55 = 525 МГц.
Ближайшими в Д.с на выходе смесителя являются частота Д.в>
отстоящая от нижнего края диапазона полезного сигнала на АД1 =
=fn.c.Hi—/г.в=500—470 = 30 МГц, и комбинационная составляющая
frHi+2fCHi, отстоящая от верхнего края диапазона полезного сиг-
нала на АДк=(Д.н+2Д.н)—Д.с.в= (450 + 250)—525 = 25 МГц.
Для второго поддиапазона фильтров Д.Н2 = 475 МГц, Д.в2 = 495
МГц, Д.н = 50 МГц, Д.в = 55 МГц.
Нижняя и верхняя частоты полезного сигнала:
Д.с.н2 = Д.н2 + Д.н = 475 +- 50 = 525 МГц,
fn.c.B2 = Д.в2 + /с.в = 495 + 55 = 550 МГц.
И соответственно, частота Д.в2 отстоит от нижнего края диапазона
полезного сигнала на АД2 = Д.с.н2^Д.в2 = 525—495 = 30 МГц, а со-
ставляющая Д.н2+2Д.ц — от верхнего края диапазона полезного
сигнала на АД2 = (Д.н2+2Д.Н)—Д.с.в2 = 475+2-50—550=25 МГц.
Таким образом, фильтры на выходе последней декады должны
иметь полосы: первого поддиапазона АД = 500... 525 МГц, второго
поддиапазона АД = 525 ...550 МГц и обеспечивать необходимое за-
тухание при расстройках от нижних краев полос на АД = 30 МГц
вниз и при расстройках от верхних краев полос на АД=25 МГц
вверх.
Балансные смесители, стоящие в декадах синтезатора частот,
обеспечивают в этом диапазоне подавление частот Д и Д+2Д на
15...20 дБ по сравнению с полезным сигналом. Таким образом,
фильтры Фб и Ф7, стоящие после смесителя пятой декады, при
указанных расстройках АД и АД должны обеспечивать избира-
тельность порядка 65 ...70 дБ. В табл. 7.9 приведены параметры
фильтров, разработанных для всех декад, выполненных на плас-
223-
Таблица 79
Диапазон, МГц Расстройка, МГц Избирательность, дБ, не менее Неравномерность, дБ, не более Коэффициент передачи, дБ, не менее
500...525 —30 вниз 40 1 0
525...550 +25 вверх 40 1 0
50...52,5
52,5...55 +2,5 25 1 0
тинах из ниобата лития YZ-среза и относящихся к классу транс-
версальных фильтров. Конструктивно они представляют собой два
аподизированных ВШП, связанных многополосковым ответвлени-
ем, выполняющим функцию равномерного распределения акусти-
ческой энергии по тракту кристалла. Функции аподизации вычис-
лены с помощью обменного алгоритма Ремеза согласно теории
цифровых фильтров. Для снижения требований, предъявляемых к
разрешающей способности оборудования при изготовлении струк-
тур ВШП методом фотолитографии, фильтры возбуждаются на
третьей гармонике, которая выделяется согласующими элемен-
тами.
Как следует из табл. 7.9, необходимое подавление частот fr и
fr+2fc на выходе смесителя пятой декады обеспечивается двумя
последовательно включенными фильтрами Ф6 и Ф7 и составляет
В0бщ = 5см + 5Фв +Вф7 =15 + 40 + 40=95 дБ, что обеспечивает не-
обходимые требования к уровню этих побочных, оговоренному ра-
нее.
Побочные частоты в гетеродинном сигнале на выходе смеси-
теля пятой декады, следующие через 5 МГц (соседние частоты
СГГ), подавляют двумя последовательно включенными селектора-
ми, каждый из которых обеспечивает подавление соседних частот
не менее 40... 45 дБ.
Продукты преобразования четвертого сметителя на выходе чет-
вертой декады подавляют за счет снижения относительно уровня
побочных составляющих на выходе делителя частоты на 10 (20
дБ), за счет фильтра Ф4 (40 дБ) и смесителя СМ4 (15 дБ). По-
давление соседних частот СГГ, следующих через 5 МГц и ослаб-
ленных селектором четвертой декады на 40 ...45 дБ, осуществля-
ется дополнительно за счет делителя на 10 и переключаемого
фильтра Ф5, стоящего между выходом делителя на 10 и сигналь-
ным входом СМ5. Этот фильтр имеет полосы 2,5 МГц (каждый
поддиапазон) и затухание 50 дБ при расстройках на ±2,5 МГц
от краев полос.
Фильтр Ф5 дополнительно подавляет и побочные составляющие,
образующиеся в смесителе четвертой декады. Таким образом, об-
щее подавление побочных регулярных составляющих на сигналь-
ном входе смесителя пятой декады составляет не менее 95 дБ.
Выходной сигнал синтезатора формируется в результате после-
довательного выполнения операций сложения, фильтрации, деле-
224
ния частоты. Поэтому при переходе с частоты на частоту в режи-
ме быстрой перестройки частоты необходимо учитывать общую
задержку, получаемую сигналом при прохождении последователь-
но всех декад. Основную задержку вносят фильтры на ПАВ.
Разработанные для данного синтезатора фильтры, стоящие
после смесителей, имеют задержку т=2 мкс, а фильтр на ПАВ,
стоящий между делителем на 10 четвертой декады и входом сме-
сителя пятой декады, имеет задержку 4 мкс. Из схемы на рис.
7.13 видно, что общее время прохождения сигнала от первого сме-
сителя до выхода последнего коммутируемого фильтра /ре=16 мкс.
Для уменьшения времени перехода с частоты на частоту необ-
ходимо подавать на селекторы и фильтры новые команды не од-
новременно, а последовательно. Новый управляющий сигнал по-
ступает на младшую (первую) декаду, а затем на каждую
последующую с задержкой во времени, равной времени распрост-
ранения сигнала по соответствующей цепи.
Переключаемые фильтры коммутируются по командам управ-
ления только в том случае, если частоты соответствующих селек-
торов переходят из группы частот с 1-й по 5-ю в группу частот с
6-й по 10-ю и наоборот. Для совпадения переходных процессов
в обоих селекторах пятой декады команды на переключение час-
тот этих селекторов проходят со сдвигом на 2 мкс, равным вре-
мени прохождения сигнала через ПАВ фильтры селекторов. В ре-
зультате этого время перехода синтезатора с частоты на частоту
уменьшается на 2 мкс и в целом не превышает 6 мкс.
Качество выходного сигнала синтезатора оценивалось путем
измерения эффективной паразитной девиации частоты измерите-
лем C3-32 в различных полосах анализируемых частот. Для объ-
ективной оценки использовались два однотипных синтезатора, ра-
бочие частоты которых выбирались такими, чтобы их разность
составляла 500 кГц. Выходные сигналы синтезаторов подавались
на входы технологического смесителя, а сигнал с его выхода по-
ступал в тракт промежуточной частоты C3-32. Результаты измере-
ний приведены в табл. 7.10.
В качестве опорного генератора использовалась совокупность
(см. § 7.2) двух кварцевых генераторов — эталонного и ведомого
с ФАПЧ. На основании табл. 7.10 можно определить паразитную
девиацию частоты, присущую одному прибору (синтезатору), по-
делив значение А/Эф на 1,41.
Таблица 7 10
Полоса анализируемых частот, кГц Л 1эф, Гц, для синтезаторов, работающих
от единого ОГ от разных ОГ
0,02...0,15 0,02...1 0,02...20 7...8 12 ..13 160...170 14...16 20...22 160...170
225
Шумовой спектр выходного сигнала синтезаторов измерялся
также с помощью технологического смесителя. Сигнал разностной
частоты подавался на вход анализатора спектра. Анализ спектров
(рис. 7.14) позволяет сделать следующие выводы:
1. Уровень белого шума при отстройках более ±30 МГц состав-
ляет —'67 дБ 1в полосе 10 кГц или —107 дБ/Гц (—113 дБ/Гц для
одного синтезатора). Шумы в полосе 2... 30 МГц определяются
собственными шумами синтезаторов в полосе пропускания фильт-
ров Фб, Ф? на входе умножителя и не превышает уровня —50 дБ/
10 кГц или —90 дБ/Гц. Шумы в полосе ±2 МГц обусловлены
шумами опорного генератора, полосой пропускания и потерями
фильтра селектора гармоник (рис. 7.14,а).
2. Из рис. 7.14,6 следует, что выходной сигнал синтезатора со-
держит две регулярные побочные составляющие на уровне —52...
...—54 дБ по отношению к несущей, отстоящие от нее на ±5 МГц.
Эти регулярные составляющие обусловлены соседними частотами
(каналами) в селекторе гармоник выходной декады. Как подчер-
кивалось, селектор состоит из двух одинаковых гребенок ПАВ
о
-10
-20
-30
-40
-30
-’60
-70
-30
-0,8 -0,4- 0 0,4 0,8 кГц
Ю
Рис 7.14 Спектр фазовых шумов сигнала разностной частоты двух синтеза-
торов при различных полосах обзора и пропускания анализатора спектра при
работе от одного (о, б, в) и разных (г) опорных генераторов (а — полоса 10
кГц, б — полоса 1 кГц, в, г — полоса 10 Гц)
226
-фильтров, обеспечивающих развязку примерно 40 дБ каждая, а в
сумме около 80 дБ. С учетом умножения на 20 в выходном каска-
де синтезатора расчетные значения уровня побочных составляю-
щих равны —54 дБ.
3. Из рис. 7.14,в и г следует, что при отстройках 400 Гц и бо-
лее уровень шума не превышает —60 дБ/Гц.
Сопоставляя эти данные с данными табл. 7.8, можно сделать
вывод, что рассмотренный синтезатор обладает, с учетом диапазо-
на, лучшими характеристиками по всем параметрам, чем извест-
ные [101, 102]. Паразитное отклонение фазы в шумовой полосе
0,1... 12 кГц не превышает 3°.
Переход в другие участки СВЧ диапазона осуществляется с по-
мощью соответствующих высокостабильных и спектрально-чистых
СВЧ частотных подставок, которые целесообразно формировать,
используя рекомендации § 2.2 и 7.2.
7. 5. Октавный синтезатор с прямым синтезом частот
Одной из основных сложностей, возникающих при проектиро-
вании и разработке синтезаторов с прямым синтезом частот, яв-
ляется охват полной октавы. Как следует из § 7.4, удается полу-
чить приемлемые ' зрактеристики синтезатора в диапазоне около
10%, например 500 ...550 МГц. Большой интерес представляет
синтезатор [119], обеспечивающий быстрое переключение частот
(порядка микросекунды) -в октавной полосе, например 500... 1000
МГц. Рассмотрим лишь некоторые особенности его структуры, по-
скольку основные принципы построения синтезаторов прямого син-
теза отражены в § 7.1—7.4 и полностью распространяются на эту
схему.
Синтезатор работает от единого опорного генератора с часто-
той 10 МГц, содержит девять разрядов-декад (рис. 7.15), управ-
ление которыми осуществляется двоично-десятичными кодами, и
формирует сетку частот с шагом 0,5 Гц в диапазоне 500... 1000
МГц. Принцип работы декад очевиден из рис. 7.16.
Рис. 7.15 Структурная схема полнооктавного синтезатора с прямым синтезом
частот
227
Для работы декады требуется всего лишь три опорные частоты
50, 100 и 800 МГц. Декада состоит из двух частей, в первой из
которых формируется пять частот, а во второй — две частоты от
каждой из пяти, получаемых в первой части декады. Все декады,
за исключением первой и последней, работают с входными часто-
тами от предыдущей декады и вырабатывают выходную частоту,
значение которой представляет собой сумму 1/10 входной частоты
и добавочного приращения частоты в пределах октавного диапа-
зона 50... 100 МГц. На вход первой декады подается частота 50
МГц. Последняя декада не имеет в своем составе делителя часто-
ты на 10 и формирует диапазон выходных частот 500... 1000 МГц.
Первые шесть декад являются идентичными, наиболее простыми
в технологическом и конструктивном отношениях и обеспечивают
подавление регулярных побочных составляющих в составе выход-
ного колебания на 40 дБ относительно колебания рабочей часто-
228
Рис 7.16 Структурные схемы декад с подавлением паразитных побочных сос-
тавляющих на 40 (а), 60 (б) и 80 (в) дБ
ты За счет делителей частоты на 10 в седьмой и восьмой дека-
дах их уровень падает еще на 40 дБ. Седьмая декада подавляет
побочные составляющие на 60 дБ, а восьмая и девятая — на 80
дБ Естественно, на выходе синтезатора в диапазоне 500... 1000
МГц побочные регулярные составляющие подавлены на 80 дБ.
Это достигается как соответствующими фильтрами и выбором со-
отношения частот колебаний, поступающих на смесители декад,
так и конструктивно-технологическими приемами, включая экра-
нирование. Полосы пропускания фильтров составляют 100 МГц
для первых шести декад, 50 МГц для седьмой декады и 25 МГц
для восьмой и девятой декад Такое решение обеспечивает прием-
лемые быстродействие и степень подавления побочных продуктов
преобразования. Подключение полосовых фильтров с полосами
пропускания 25 МГц в девятой декаде зависит от частоты преды-
дущей декады, поскольку диапазон ее выходных частот превыша-
ет эту полосу пропускания вдвое. На рис. 7.15 указана дополни-
тельная связь между седьмой, восьмой и девятой декадами, отра-
жающая зависимость их работы.
Заметим, что при переключении с одной частоты на другую,
из-за наличия делителей возможна потеря фазовой когерентности.
Отсутствие делителя частоты в последней декаде обеспечивает
приемлемую когерентность частоты выходного сигнала.
Указанное быстродействие (скорость переключения) обеспечи-
вается выбором достаточно широких полос пропускания фильтров.
Уровень фазовых шумов на выходе синтезатора определяется,
главным образом, уровнем шума высокочастотной (800 МГц) под-
ставки, полученной в результате умножения в 80 раз частоты
229
опорного генератора. Частотные подставки 50 и 100 МГц форми-
руются также путем умножения частоты опорного генератора.
Разработанный примерно по этой схеме [120] синтезатор
Comsfron FS-2000 обладает следующими характеристиками: вре-
мя переключения с частоты на частоту около 200 нс; шаг сетки
0,1 Гц; диапазон выходных частот с использованием дополнитель-
ного деления и умножения частот базового диапазона 10...4000
МГц; уровень фазового шума выходного сигнала определяется
шумами высокочастотной подставки 800 МГц и на этой частоте
не превышает —96; —108; —115 и —135 дБ/Гц при отстройках
0,01; 0,1; 1 и 10 кГц соответственно; уровень побочных регулярных
составляющих по отношению к несущей 1150 МГц не превышает
—80 дБ.
7. 6. Методики измерений скорости перестройки частоты
и паразитного отклонения фазы
Скорость перестройки частоты. В блоке управления набираются коды двух
любых рабочих частот синтезатора, которые запоминаются в отдельных реги-
страх блока. На вход блока управления подается манипулирующий сигнал в
виде меандра с длительностью импульсов, равной времени пребывания синте-
затора на одной частотной позиции. «Нулевому» уровню этого сигнала соответ-
ствует код одной частоты, «единичному» — код другой частоты. На разные
декады код частоты выдается с соответствующей задержкой, учитывающей вре-
мя распространения сигнала при прохождении последовательно всех декад син-
тезатора частот.
Процессы при переходе с частоты на частоту наблюдаются с помощью
двух синтезаторов и осциллографа следующим образом. На одном синтезаторе
набирается код двух различных частот, на другом — код одной из частот,
набранных на первом синтезаторе. Выходные сигналы с обоих синтезаторов
подаются в технологический смеситель, причем первый синтезатор включен в ре-
жим переключения. К выходу смесителя подключают осциллограф, ждущая
развертка которого синхронизируется частотой манипуляции, подаваемой на блок
управления синтезатором. В те моменты действия манипулирующего сигнала,
когда частоты в синтезаторах совпадают, на выходе смесителя сигнала нет, и
на экране осциллографа видна прямая линия. Когда частоты синтезаторов не
совпадают, с выхода смесителя поступает сигнал с частотой, равной разности
частот. Колебания разностной частоты наблюдаются на экране осциллографа.
Биения в промежутках между двумя частотными позициями вызваны переход-
ными процессами, обусловленными разбросом времени прохождения сигналов
через ПАВ фильтры на разных частотах и отличием времени переключения клю-
чей в селекторах и фильтрах от расчетного значения. Для устранения этих
биений в выходном сигнале синтезатора целесообразно «запирать» выход син-
тезатора на время действия этого переходного процесса по команде с блока
управления, подаваемой в виде импульса соответствующей длительности. Этот
импульс задержан относительно начала действия импульса перестройки на
16 мкс, т. е. на время распространения сигнала через весь синтезатор.
Измерение паразитного отклонения фазы. В гл. 1 показано, что в цифровых
линиях связи оценивают влияние аппаратурных шумов в полосе видеочастот от
230
Рис, 7.17. Структурная схема измерения паразитного отклонения фазы выход-
ного сигнала синтезатора частот
0,01i/? до R, где R — скорость передачи информации. Проверку паразитного
отклонения фазы (ПОФ) проводят по схеме на рис. 7.17. В основе измере-
ний — измерители параметров сигналов с частотной и амплитудной модуляцией
CK3-39, СКЗ-40, а также C3-32, предназначенный для измерения частотных
флуктуаций с большой разрешающей способностью в диапазоне несущих частот
до 10 ГГц.
Технические характеристики приборов комплекса позволяют использовать
их при регулировке, выпуске и периодической проверке генераторов стандарт-
ных сигналов, синтезаторов частот, связных передатчиков, гетеродинов, трактов
радиорелейной связи, трактов ЧМ радиовещания и т. д.
Прибор CK3-39 предназначен для измерения паразитной и вынужденной
девиации частоты в пределах 0,001 ...30 кГц. Диапазон несущих частот 0,1 ...50
МГц. Для удобства анализа модулирующего сигнала предусмотрены три по-
лосы пропускания модулирующих частот:
0,03 ... 20 кГц — обзорная полоса с высококачественными показателями рав-
номерности амплитудно-частотной характеристики и линейности фазовой харак-
теристики;
0,03...0,2 кГц — полоса для анализа фоновых составляющих исследуемого
сигнала;
0,3 ... 3,4 кГц — полоса телефонного канала.
С выхода частотного детектора можно исследовать сигнал в полосе частот
0... 20 кГц. Высокая разрешающая способность прибора и наличие шкал с ма-
лыми пределами измерения от 1 Гц позволяют уверенно измерять эффективную
паразитную девиацию частоты порядка 0,2 Гц в полосе телефонного канала и
2 Гц в полосе 0,03 ... 20 кГц.
Прибор СКЗ-40 предназначен для высококачественного измерения парамет-
ров ЧМ сигналов с пределами измеряемых девиаций частоты 0,5... 500 кГц.
Диапазон несущих частот 4 ... 1000 МГц. Он имеет широкую полосу модулирую-
щих частот до 200 кГц. Для ослабления влияния собственных фона и шума
предусмотрена возможность сужения полосы модулирующих частот до 20 кГц.
При проверке ПОФ в полосе 0,1 ... 12 кГц (рис. 7.17) используют девиометр
CK3-39, фильтр ПФ! с полосой 0,1 ... 12 кГц, корректирующую цепь КНь изме-
231
няющую напряжение модулирующего сигнала обратно пропорционально его
частоте с крутизной 6 дБ/октава в полосе 0,1 ... 12 кГц.
При проверке ПОФ в полосе 1 ... 120 кГц используют девиометр СКЗ-40,
фильтр ПФ2 с полосой 1 ... 120 кГц, корректирующую цепь КПг с крутизной
6 дБ/октава в полосе 1 ... 120 кГц.
Переносчик ЯЗЧ-43 переносит сигнал испытуемого синтеза в диапазон час-
тот приборов CK3-39 и СКЗ-40. К выходу переносчика подключают девиометр
CK3-39 или СКЗ-40 и измеряют паразитную девиацию частоты в полосах 20
или 200 кГц соответственно н напряжение £/ИзМ на выходе корректирующей
цепи КЦ. При этом девиометром CK3-39 измерения проводят с нажатой кноп-
кой <СК» (среднеквадратический режим измерения), девиометром СКЗ-40 —
с нажатой кнопкой «+» или «—» — пиковое значение девиации частоты. Затем
проводят калибровку схемы измерения. На вход девиометра вместо сигнала
переносчика подключают ЧМ сигнал от генератора Г4-107 с девиацией Д/ь
равной измеренной паразитной девиации частоты выходного сигнала синтеза-
тора в соответствующей полосе.
Моделирующий сигнал подают с генератора ГЗ-102 на генератор Г4-107.
Частоту модулирующего сигнала Гм выбирают в пределах полосы пропускания
фильтра ФП, с которым проводят калибровку, например: FMi = 0,5 кГц для
полосы 0,1 ... 12 кГц, Гм2=Ю кГц для полосы 1 ... 120 кГц.
При этом микровольтметром ВЗ-57 измеряют напряжение UK на выходе
корректирующей цепи.
При калибровке в градусах пиковая девиация фазы для CK3-39 Дфк1 =
=|(ЛЛ/Гм1)-57°/2? для СКЗ-40 Дфк2 = (Д/2/Гм2)-57°.
Паразитное отклонение фазы сигнала синтезатора
Дфп == Афк ^изм/^к-
Согласно требованиям, изложенным в гл 1, предъявляемым к синтезаторам,
ПОФ не должно превышать 10° в полосе 0,017?... R.
232
Приложение 1
О GOTO 5830
1 GOTO 5830
2 % ПРОГРАММА АНАЛИЗА ДИНАМИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК
3 % СИНТЕЗАТОРА ЧАСТОТЫ "FAP"
4 DE FFN * 15:GOTO 3080
8 % 'RUN 200'- ВЫХОД В МЕНЮ
9 % -------------------------------------------------------------------
Ю COM L (30 ) , М ( 30 ) , N (30 ) , 10 , N1 , N2, R2, R ( 7 ) , R3‘( 9 ) , R4 ( 9 ) , R5 ( 9 ) , R6 ( 9 ) , К1 , N
1 (4),U2%,C(30),B1п(30)1,А1 (20,20)
20 DIM Ап (30 ) 20 , I °4 , А ( 20,20 ) , 0 ( 20,20 ) , V1 п (3 ) 22 , V 2П (3 ) 5 , V3 п ( 2 ) 5 , 9 , Dn4
, Ап8,К1 пб, Nn (4) 1 0, А2Н (6) 1 3 , С 1 (1 3 2 ) , D1 (1 32 ) ,СЗ (1 32 ) , D3 (1 3 2 ) ,С 9(1 32 ) , D9 (
132),X(132),A1n1,0n(10)4,Bn4,R1(9),R2(9)
30 DIM Eп4,Nn4zQn1zмпЗ2,Rп2,Lп(397)2,Fn1zFn(150):V3=0:GOTO 5830
35 V3=1:0N ERROR 01nz02nG0T010:MAT REDIM A(N2,N2),A1 (N2 , N2),В(N2,N2):0
N ERROR
40 U1%=0
50 A = 1 : Bn ( A) = "574 У Д1 " : R1 ( A) = 1 E-9 : R2 ( A) = 1 E-9 : R3 ( A) =8.3 E-3 : R4 ( A) =3 E 5 : R5 (
A)=1.6E-3:R6(A)=1.6E-8
60 A=2:Bn(A)="574yfl2";R1(A)=1E-9:R2(A)=1E-9:R3(A)=8.3E-3:R4(A)=3E4:R5(
A)=5.3E-4:R6(A)=5.3E-8
70 A = 3 :Bn(A) = ,,574yfl3":R1(A)=1E-9:R2(A)=1E-9:R3(A)=1E-2:R4(A)=8E4:R5(A)
=1.6E-3:R6(A)=1.6E-7
80 Z
90 Z
100 Z
110 Z
1 20 Z
130 Z
140 Оп(1)="0M":0п(4)="ПФ":0п(6)="МКФ":0п(7)="НГН":0п(8)="МКГН":On(9)=”'
МГН":0п(10)="ГН":0п(2)="КОМ":Оп(3)="МОМ":Оп(5)="НФ"
150 DEFFN ' O"OM":DEFFN ' 3"ПФ":DEFFN • 5"MK®":DEFFN ' 6"HГН":DEFFM '
7"MKFH":DEFFN ' 8"MГH":DEFFN ' 9"ГH" : DEFFN • 1"КОМ";DEFFN ' 2"M0M":DEF
FN ' 4"НФ"
163 IF V3 = 1THEN3080 :K1n = "2.5O"
17J A2n(1)="C1 =.01 МКФ":A2n(2)="C2 =1 МКФ":A2n(3)="R1 =6.8 K0M":A2
°(4) = "1";A2n(5)=”50E3" : A2n(6) = "3E-7"
180 An(1) = "U1 (0z2,3 ) 574УД1":An(2) = "R1 (2,3)1 КОМ":An(3)="R2(1,2)1 КОМ":An
(4)="END " : V 2n (1 ) = "1 " ; V 2° ( 2 ) = "3 " : V 2 n (3 ) = "1 E 7" : GO TO 2Ю
200 GOTO 3080
2Ю PRINT HEX(03) :PRINT /10,HEX(0D)
220 LET N1(1),N1(2),N1(3),D1X=3
230 №(1) = "L = 1 /1 00 " : № ( 2 ) = "M= 1 00 " : № (3 ) =" N=1 / 1 ООО" : Nn ( 4 ) = " T = 50 E-9"
240 GOSUB 4Ю
250 PRINT AT(5,5):PRINT "ЕСТЬ -1"
260 PRINT AT(6,6)iPRINT "НЕТ -0":А1п="1"
233
270 PRINT HEX(12):PRI NT AT(10,26):L I NPUT -A1n;IF A1n = "1"THEN290•IF А1»
="0"THEN280;GOTO 270
280 N1 (1 ) =1 :nh(1 ) =••
290 PRINT AT(1O,55) 1LINPUT -A1n:iF A1 n = "1 " TH E N3 1 0 : I F A1n="0"THEN309•GO
TO 290
300 N1 (3 ) =1 : N1 (4)=0:№(3)=" ":Nn(4)="
310 PRINT AT(17,54):LINPUT -A1n:jF A1n = "1"THEN320:IF A1n=”0"THEN36D:GO
TO 310
320 PRINT AT (17,26):LINPUT -A1n;lF A1n = "1"THEN340:IF Д1n="0"THEN330:GO
TO 320
330 D1%=0
340 PRINT AT(17,40):LINPUT -Aln:IF A1 n = "1 "THEN370 : I F A1n="0"THEN350:GO
TO 340
350 N1 (2 ) =1 : № (2 ) =" ".-GOTO 370
360 N1(2)=0:№(2)=" ":D1% = O
370 PRINT HEX(031 1 06) :PR INT / 1 0 , H EX ( 0 D ) : GOS UB 410:PRINT AT(7,7):PR INT
"КОРРЕКЦИЯ -1"
380 KEYIN A1n,390,380:GOTO 380
390 IF A1 n = "-| •• TH EN210
400 IF U1%=1THEN1730:GOTO 720
410 PRINT HEX(12):PR INT AT(1,27):PR I NT " СТРУКТУРНАЯ СХЕМА СИНТЕЗАТОР
A ":PRINT HEX ( 11 )
420 PLOT <50,Ю0,>: GOSUB 680:PL0T < 20,1 5 , "ОГ1 "> , < 21 , 5 , >
430 IF N1(1)=1THEN450
440 GOSUB 690 :PL0T < ,-20 , > : GO S UB 680-.PL0T <60,40,D>,<-45,-15,"F">,<15,
-15,"L*F">,<7,10,>:GOSUB 690:G0T0 460
450 PLOT <100,,D>:GOSUB 690
460 PLOT <,-20,>:GOSUB 680:PL0T <23,1 5 , "ФД">,<-5,25,>:GO SUB 71 0
470 PLOT <-30,,>:GOSUB 680:PL0T <20,15,"УПТ">,<21,5,>:GOSUB 690
480 PLOT <,-20,>: GOSUB 680.-PL0T <20,1 5,"ФН4">,<21,5,>:GO SUB 690
490 PLOT <,-20,>: GOSUB 680-.PL0T < 20,1 5 , "Г У H "> , < 21 , 5 , > : GO SUB 690
500 IF N1 (2)=0 THEN620:IF D1X = OTHEN54O
510 PLOT <-400,-180,>:GOSUB 680:PL0T < 20,1 5 , "О Г2 ">, < 21 , 5 , >
520 IF N1 (2)=1 THEN530 :GOSUB 690:G0T0 570
530 PLOT <100,,D>:GOSUB 690:G0T0 590
540 PLOT <-470,-Ю0,>
550 IF N1 (2)=1TH EN580
560 PLOT <,-60,D>,<130,,D>:GOSUB 690
570 PLOT <,-20,>:GOSUB 680:PLOT <60,40,D>,<-45,-15,"F">,<15,-15,"M*F">
,<7,10,>:GOSUB 690:G0T0 590
580 PLOT <,-60,D>,<230,,D>: GO SUB 690
590 PLOT <,-20,>:GOSUB 680:PL0T <23,15,"CM">,<95,145,>,<,-140,D>,<-30,
,D>:GOSUB 700
600 IF N1 (3)=1 THEN650:PLOT <-3 0,20 , > : GO SUB 7Ю
61 0 PLOT <-30,,>:GOSUB 680:PLOT <60,40,D>,<-50,-15,"N*F">,<10,-15,”F">
,<-45,10,>:GOSUB 700:GOTO 660
620 PLOT <-70 ,-20 , > , < ,-60 , t> >
630 IF N1 (3)=1 THEN640 PLOT <-30 ,D>-GOSUB 700 PLOT <-30 ,-20 , > ‘ GOTO 610
640 PLOT <-130,,0>:GOSUB 700:GOTO 660
650 PLOT <-30,20,>,<,60,D>,<“30,,D>:GO SUB 700
660 PLOT <,,R>
670 RETURN
680 PLOT <60,,D>,<,40,D>,<“60,,D>,<,-40,D>:RETURN
690 PLOT <40,,D>,<“8,4,>,<8,-4,D>,<-8,-4,D>,<8,4,>:RETURN
700 PLOT <-40,,D>,<8,4,>,<-8,-4,D>,<8,-4,D>,<-8,4,>:RE TURN
,710 PLOT <,40,D>,<-4,-8,>,<4,8,D>,<4,-8,D>,<-4,8,>:RETURN
720 PRINT HEX(03):PRINT /10,HEX(0D)
730 PRINT HEX(12):PR I NT AT(1,25):PR I NT " ВВОД ЭЛЕМЕНТОВ СИНТЕЗАТОРА
";PRINT H EX(11 )
740 PRINT AT(5,21):PRINT "ГЕНЕРАТОР УПРАВЛЯЕМЫЙ НАПРЯЖЕНИЕМ - ГУН
750 PRINT АТ( 1 2,3 ): PRINT "КРУТИЗНА ПО ЦЕПИ УПРАВЛЕНИЯ -"-.PRINT ДТ(12,4
O):PRINT "МГЦ/В"
760 PRINT АТ(16,5):PRINT "ПОСТОЯННУЮ ВРЕМЕНИ ЦЕПИ УПРАВЛЕНИЯ
УЧЕСТЬ ПРИ ВВОДЕ ФНЧ"
770 IF U1%=2THEN790
780 PRINT НEX(12):PRINT AT(12,33):LINPUT -KI и:PR I NT HEX(11)
790 PRINT AT(12,33):PRINT K1n
234
BOO PRINT ATC21 Z1 5) : PRIN-T "КОРРЕКЦИЯ . 1 - CR/LF"
B1O PRINT AT(22Z9):PRINT "ДЛЯ ПРОДОЛЖЕНИЯ 0 - CR/LF"
820 A1n = " ":KEYIN A1nz830z820:GOTO 820
830 IF Д1n="1"THEN780
840 IF A1n="0"THEN850:GOTO 820
850 CONVERT К1nTOA:К 1=A*2*#PI * 1E6
860 IF U1% = 3THEN3090
870 PRINT HEX(0312):PR INT AT(1z25):PR INT " ВВОД ЭЛЕМЕНТОВ СИНТЕЗАТОРА
":PRINT HEX(11):V1=0
880 PRINT AT(3Z35):PRINT "УПТ - ФНЧ"
890 FOR J=1T010:PRINT AT ( 5 + J , 65 ) : PR INT H EX (1 2 ); J-1 ; H E X (1 1 ); ; On (J ) : N
EXT J
900 PRINT AT (1 7 z 5 5 ) : P R I N T HEX(12);" 16 " ; HEX(11 );PE ЖEKTОРНЫй ФИЛЬТР"
910 PRINT AT(22,2):PRINT "ДЛЯ ОКОНЧАНИЯ ВВОДА НАБЕРИТЕ END "
920 C=O:FOR I=1T030
930 CONVERT I TO In,(##): I F I>1 5 THEN940 : 11 = 1 : J = 5+I:GO TO 950
940 I1=32:J=I-10
950 PRINT AT(J, 11 ):PR INT I п;HEX(12):PRI NT AT ( J z 11+5 ) : L I N PU 1 Ao(I):PRIN
T HEX (11 )
960 IF An(l)=" "THEN1010: IF P0S(An(I)=" " ) = 1 TH E N1 О 0 0 : I F An(i)="END"
TH EN1240
970 PRINT AT(J , 11 -5Z27):PRINT Дп ( I )
980 K = POS(AO(I)="("): IF К=0 THEN950 :IF К>5 THEN950 :L~NUM(STR(дп(. I) zК + 1 ) )
CONVERT S T R ( A° ( I) z К+ 1 z L ) TON f I ) : I F N ( I) <OORN ( I) >20 TH EN950
990 IF STR(Ап(I)ZK+L+1Z1)="z"THEN1020:GOTO 950
100” An ( I)=8TR(Ап( I)z2):GOTO 960
10Ю IF 1 = 1 THEN950 : Дп( I) =дп( 1-1 ) ; GOTO °50
1020 M=NUM(STR(An(i)zK+L+2)):CONVERT $TR(An(I)zK+L+2,M)TOM(I):IF M( IX
OORM(I)>20THEN950
1 030 IF STR ( дп ( I) ZK + L + M + 2Z'1 ) =") " TH EN1 040 : I Г ST R ( Дп ( I) , К + L + M + 2,1 ) - " , " TH
EN1 050 :COTO 950
10-0 I ( I)=0 : GOTO 1070
1050 A=NUM(STR(An(j)zK+L+P+3)):CONVERT STR(An(l)zK+L+M+3zA)TOL(I):IF
( IXOORMC I) >20 THEN950
1 060 IF C >L ( I ) TH E N1 0 70 : C = L ( I )
1 070 IF C>N( I)THEN1 080 :C=N<I)
1080 IF C>M(I)THEN1090-C=M(I)
1090 B1п(I) = STR(дп( I)Z1 ,1)
1100 ON ERROR 01 nzо 2 ° GOT0950:К = P0S(A°(I)=")"); I F К<6 THEN950 : I F В1п(1) =
"U " TH EN1150:L = NUM(STR(An(i)zK + 1)); CONVERT STR(An(DzK + 1zL)T0C(I):0N ER
ROR :Bn = STR(Дп( I)zК + L+ 1 )
1110 IF В1п(I)="R"THEN1120: I F B1 п ( I ) = " l " TH EN1 1 40 : I F B1°(I)="C"THEN1130
:GOTO 950
1120 I ВИ = ”0М"ТНEM 230 :IF Вп = "KOM"THEN1170: I F Bn="MOM"THEN1180:GOTO 9
50
1130 IF Ba-"ПФ"THEN1 220 • I F B“ = "MКФ"THEN1 200 : I F Вп = "HФ"THEN1210 : GO TO 95
0
1140 IF BH = " H Г H " TH EN 1 21 0 : I F Вп = "MК ГH"THEN1 200 :IF вп = "M ГH " Th EN1 1 90 : I F В
п = " ГН " TH EM 230 : GO TO 950
1150 FOR J = 1T09:IF STR(Дп(I)zк +1 ) =Bn(j)ThEN1160 : NE X T J:GOTO 950
1160 С( I)=J : NEX T I
1170 С(I)=C(I)* 1E3:GO TO 1230
1180 С ( I)=C ( I)*1E6: GOTO 1230
1190 С(I)= C(I)*1E-3:GOTO 1230
1 200 C( I)=C( I)*1E-6:GOTO 1230
1210 С ( I )=C ( I)*1E-9 : GO TO 1236
1 220 С( I)=C( I)*1E-12
1230 NEXT I
1240 PRINT AT(22z2Z75):PRINT "ПРОДОЛЖИТЬ - O":PRINT AT(21,2,75):PR I NT
"КОРРЕКЦИЯ - 1"
1250 KEYIN A1nz1260z1250:GOTO 1250
1 260 IF A1n = "1"THEN920 : IF A1 n = "0 " TH E N 1 2 70 : GO TO 1250
1270 IO=I:GOTO 1280
1280 V1п(1)="HOMEP ВХ.УЗЛА"
1290 V1п(2)="НОМЕР ВЫХ.УЗЛА"
1300 V1n(3) = "СОПPOTИВЛ EH ИE НАГРУЗКИ"
1310 PRINT HEX(0312):PRINT AT(1.23):PR INT " ВВОД ЭЛЕМЕНТОВ СИНТЕЗАТОР
235
A ":PRINT HEXC11)
1320 PRINT AT(5,23):PRINT "ВХОДНЫЕ И ВЫХОДНЫЕ ДАННЫЕ"
1330 FOR 1 = 1 ТОЗ
1340 PRINT АТ( 1 + 7,20)'.PRINT V1 п(I);НЕX(12):PR INТ AT(I+7,52):LINPUT V2»
(DzPRINT HEXC11 ): IF V2°(I)=" "THEN1 3 50 :IF NUM(V2°(I))=5 THEN1350:PR IN
T HEXC07) .- GOTO 1340
1350 PRINT AT(1+7,52,10):PRINT V2n(I):NEXT I
1360 PRINT AT(20,1 ) : PRINT "ПР ОД ОДЖИТb-0":PRINT "КОРРЕКЦИЯ -1"
1370 KEYIN A1n,1380,1370:GOTO 1370
1380 IF А1 п = "1 "THEN1330-. IF A1 n = ”0 " TH EN1 390 : GOTO 1370
1390 IF V2°(1)=" "THEN5790:CONVERT V2n(1)T0Nl
;1 400 IF V2°(2)=" "THEN3790:CON VERT V2n(2)TON2
1410 IF V2n(3)=" "THEN1420:CONVERT V2n(3)T0R2:GOTO 1430
1420 R2=1E20
1 430 IF N1= CTHEN1460 : I F N2=CTHEN1440:GOSUB ' 55(М2,C>:N2 = C
.1440 IF N1=C-1 THEN1480 : IF C=2 THEN1 450 :GOSUB ' 55(N1,C-1)
1450 N1=C-1:GOTO 1480
1460 GOSUB ' 55(N1,C-1 ) :N1=C-1 : IF N2 = C-1THEN1 470:GOSUB ' 55(N2,C)
1470 N2 = C
1480 MAT REDIM A ( N2 , N 2 ) , В ( N2 , N2 ) , A1 ( N2 , N2 ) : M A T A1=ZER
1490 FOR I=1TOIO-1
1 500 IF B1 °(I)="R"THEN1510: IF В1 п ( I) = " L " TH E N1 5 70 : I F B1°(I)="C"THEN1570
-.IF B1 H ( I ) = ”U" TH EN1 530 -.GOTO 870
15Ю IF N(I)=M(I)THEN1520:A1 ( N ( I ) , M ( I ) ) =-1 /С ( D+A1 (NCI),MCI)): A1 (MCI),
N(I))=-1/C(I)+A1(M(I),N(I)):A1(N(I),N(I))=1/C(I)+A1(N(I),N(I))
1 520 A1 CMC I) ,M( I))=1/С(I)+A1 CMC I) ,M( I)):GOTO 1570
1530 IF N(I)=OTHEN154O:A1 (N(I),N(I))=A1(N(I),N(I))+R1 (C(I))+R2(C(D)
1540 IF M(I)=0THEN15b0:Al(M(I),M(I))=Al(M(I),M(I))+R1(C(I))+R2(C(I))
1550 IF N(I)=0THEN1560:A1 (N(I),M(I))=A1 (N(I),M(I))-R2(C(I)):A1 (M(I),N C
I))=A1 CMC I),N(I))-R2 (С ( I) )
15 60 A1 (L(I),L(I))=A1 ( L(I),L(I))+R3 (С( I) )
1570 NEXT I
1580 IF U1%=2THEN3090:GOTO 1740
1590 DEFFN ' 55(A,B)
1 600 FOR I = 1TOIO-1:IF N ( I) = A TH E N1 61 0 : I F N ( I ) =BTHEN1 620:GO TO 1630
1610 N(I)=B:GOTO 1630
1620 Г1(1)=А
1630 NEXT I
1 640 FOR I = 1TOIO“1:IF M(I)=A THEN1 650 : IF M( I)=BTHEN1 660:GO TO 1670
1650 M(I)=B:GOTO 1670
1660 M(I)=A
1670 NEXT I
1 680 FOR I = 1TOIO-1:IF L(I)=A THEN1 690: I F L(I)=BTHEN1 700 :GOTO 1710
1690 L(I)=B: GOTO 17Ю
1700 L(I)=A
1710 NEXT I
1720 RETURN
1730 U1%=4
1740 PRINT /1 0 ,HEX COD) : PR IfJT HEX(0312):PRINT AT (1 , 2 5 ) : P R I N T " ВВОД ЭЛ
ЕМЕНТОВ СИНТЕЗАТОРА ."jPRINT НЕХС11 )
1750 PRINT AT ( 5,25):PR I NT "УМНОЖИТЕЛИ И ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ":А=О
1760 11 =1 : FOR 1 = 1 ТОЗ : I F N1 ( I )=10RN1 ( I) =0 TH EN1870 : Ic A = 1TH EN17 90
1770 IF 11>1 THEN1 780 : PR INT AT(9,5):PRINT "КОЭФФ. ПЕРЕДАЧИ ДЕЛИТЕЛЯ (УМ
НОСИТЕЛЯ) "
1780 PRINT AT.C2 + 11+7,48) : PR INT №(I)
1790 PRINT HEX (12 ) : PR INT AT(2 * 11+7,50):LINPUT -STR(№(I),3):PR INT HEXC
11):PRINT ATC2+I1+7,48):PRINT Nn(l)
1 800 K = P0S(Nn(I) = *7"); IF К>0 THEN1810:CONVER Г STR(№(I),3)TON 1 (11:GO TO
1820
1810 CONVERT STR(Nп ( I),3,K-2)TOB:CON VERT STR(№(I),K+1)TOC:N1 ( I)=B/C
1820 IF K3THEN1860: IF A = 1THEN1850
1 830 PRINT АТС 2*11+10,5):PRINT "ЗАДЕРЖКА ВЫХОДНОГО СИГНАЛА
1840 PRINT ATC2+I1+11,8):PRINT "В ЦЕПИ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ"
1850 PRINT АТ(2*И+10,48):PRINT Nn(4);pRlNT НЕX(12):РRINТ АТ(2*11+10,5
O).-LINPUT -STR (№(4) ,3 )-. PRINT Н Е X (11 )-. Р R I N Т А Т ( 2 * 11+1 0,48 ) : Р R I N Т №С4)
:CONVERT ST R ( № (4 ) ,3 ) ТО N1 ( 4 )
I860 11=11+1
236
1870 NEXT I
1880 PRINT AT(21,18)•PRINT "КОРРЕКЦИЯ - 1"
1890 PRINT AT(22,16):PRINT "ПРОДОЛЖЕНИЕ - 0"
1900 KEYIN A1n,1910,1900:GOTO 1900
1910 IF A1 n = "1 " TH E N1 7 60 : I F A1 ° = "0 " TH E N1 9 20 : GO TO 1900
1920 IF U1 % = 4 OR U1 % = 1 TH EN30 90
1930 PRINT HEX(0312):PRINT AT(1,25):PRINT " ВВОД ЭЛЕМЕНТОВ СИНТЕЗАТОР
A ":PRINT H E X (11 )
1 940 PRINT AT(5,31 ):PR I NT "ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР"
1 950 PRINT AT(8,5) .-PRINT "ВВЕДИТЕ ТИП ДЕТЕКТОРА: -"
1960 PRINT AT(8,35):PRINT "АНАЛОГОВЫЙ -1
ВЫБОРКА - ЗАПОМИН. -2
ИМП. С 3-ИЯ СОСТОЯН. -3
4970 KEYIN А1п,1980,1970:GOTO 1970
1980 ON ERROR 01 ° , 02 ° GO Т 01 9 70 : С ON V Е R Т AlnTOU2%:IF U2%<1ORU2%>3THEN1970
:ON ERROR
1990 ON U2XGOTO2150,2000,2310
2000 PRINT HEX(0312):PR I NT A T (1 , 2 5 ) : P R I N T " ВВОД ЭЛЕМЕНТОВ СИНТЕЗАТОР
A ":PR INT HEXC11)
2010 PRINT AT(4,19) :PR INT " ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР ВЫБОРКА - ЗАПОМИНАНИЕ Э
2020 V1п(1)="КРУТИЗНА S(ФД)=":V1п(2)="ЧАСТОТ А СРАВНЕНИЯ F = "
2030 V3 ° (1 ) = "В / Р А Д " : V3 ° ( 2 ) = " Г Ц "
2040 PRINT АТ(8,19):PRINT "-------------------------------------------"
20 50 FOR I = 1TO2
2060 PRINT AT(2*I+7,20) : PRINT Vln(l);" ";V3n(D
2070 PRINT HEX(12):PRINT AT ( 2 * I+7,4 2 ) : L I N PU T - S T R ( A 2 ° ( I+3 ) , 1 , 6) : P R I N T
H EX (1 1 )
2080 PRINT AT(2*I+7,42):PRINT STR ( A2 ° ( I+3 ) , 1 , 6)
2090 NEXT I
2ЮО PRINT AT( 1 2,1 9) : PR INT "-------------------------------------"
2110 PRINT AT(22,2,75):PRINT "ПРОДОЛЖИТЬ - 0":PRINT AT(21,2,75):PRINT
"КОРРЕКЦИЯ - 1"
2120 KEYIN A1n,21 30,21 20 :GO TO 2120
2130 IF A1п="1"THEN2050:IF A1°="0"THEN2140:GOTO 2120
2140 CONVERT A2°(4)TOR(4):CONVERT A2n(5)TOR(5):GOTO 2670
2150 PRINT HEX (0312 ): PR INT AT(1,25):PR INT " ВВОД ЭЛЕМЕНТОВ СИНТЕЗАТОР
A ".-PRINT H E X < 1 1 )
2160 PRINT AT(4,23):PRINT " ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР - АНАЛОГОВЫЙ
2170 V1п(1 ) = "КРУТИЗНА S ( Ф Д ) =":V1 п(2)="ПО СТ . ВРЕМЕНИ (R*C) = "
2180 V3°(1)="В/РАД":V3п(2)="СЕК"
2190 PRINT АТ(8,19):PRINT "-------------------------------------------”
2200 PRINT АТ(9,20):PRINT V1n(l);" ";V3и(1)
2210 PRINT HEX(12) : PR INT AT(9,42):LINPUT -STR(A2 °(4),1,6):PR I NT HEXC11
)
2220 PRINT AT(9,42):PRINT STR(A2и(4),1,6)
2230 PRINT AT(11,20):PRINT V1n(2);" ";V3n(2)
2240 PRINT HEX(12):PR I NT AT(11 ,42):LINPUT - STR(A2°(6),1,6) :PR INT HEX(1
1 )
2250 PRINT AT(1 1 , 42):PRINT STR(A2и(6),1,6)
2260 PRINT AT(12,19) :PR INT "----------------------------------------”
2270 PRINT AT( 22,2,75 ):PR I NT "ПРОДОЛЖИТЬ - 0":PRINT AT(21,2,75):PRI NT
"КОРРЕКЦИЯ - 1"
2280 KEYIN A1 n,2290,2280 :GO TO 2280
2290 IF A1n="1"THEN22O0:IF A1n="0"THEN2300:GOTO 2280
2300 CONVERT A2 ° ( 4 ) TOR(4):CONVERT A2°(6)TOR(5):GOT0 2670
2310 PRINT /10,HEX(00):PR INT HEX(0312):PRINT AT(1,25) :PRINT " ВВОД ЭЛ
ЕМЕНТОВ СИНТЕЗАТОРА ":PRINT НЕХ(11)
2320 PRINT АТ(4,17);PRINT " ИМП. ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР С 3~МЯ СОСТОЯНИЯН.
2330 PLOT <325,45,>,<,100,D>,<60,,D>,<,-100,D>,<-60,,D>,<-37,20,>,<,,"
F2">,<5,,>,<20,,D>,<60,,>,<30,,D>,<-127,60,>,<,,"F1">,<5,,>,<20,,D>,<1
3,-5, "СХЕМ A ">,<-3 8,-30, "УПРАВ Л. ">,<-48,-30,"КЛЮЧАМИ">,<6,65,>,<30,,0>,
<1,65,>
2340 PLOT <24, ,D>,<-12,,>,<,-12,D>
2350 PLOT <-13,,D>,<,-26,D>,<26,,D>,<,26,D>,<-13,,D>,<,-26,D>,<,5,>,<“
3.7 . D>.<6.,D>.<-3.-7, D>.< ,-5.>,<,-17, D>
237
2360 PLOT <-13,5,>,<26,,D>,</“30,D>,<-26,,D>,<,30,D>,<13,-5,>,<8,-20,D
>,<-8,,>,<,-36,0>
2370 PLOT <-13z5z>z<26zzD>z<z-30zD>z<-26zzD>z<z30zD>z<13z-5z>z<8z-20zD
> z <-8z z >z <z-17 z D>
2380 PLOT <-13zzD>z<z-26zD>z<26zzD>z<z26zD>z<-13zzD>z<z-26zD>z<z5z>z<—
3Z7ZD>Z<6ZZD>Z<-3Z-7ZD>Z<Z-5Z>Z<Z-12ZD>Z<-12ZZ>Z<24ZZD>Z<-12Z93Z>
2390 PLOT <34zzD>z<z-30zD>z<-12zz>z<24zzD>z<-24z-4z>z<24zzD>z<5zzSTR(A
2n(1)z1z4)>z<-44zz>z<z-31zD>z<-12zz>z<24zzD>,<-12z65z>
2400 PLOT <7^ZZO>Z<-22ZZ>Z<Z-12ZD>
2410 PLOT <-5zzD>z<z-25zD>z<1OzzD>z<z25,O>z<-5zzD>z<1Oz-15zSTR(A2n(3)z
1z4)>z<-36z-10z>z<z-12zD>z<-12zz>,<24zzD>z<-24z-4z>z<24zzD>z<5zzSTR(A2
n(2)z1z4)>z<-43zz>z<z-12z0>z<-12zz>z<24z,D>z<z70z"BHX.">z<zzR>
2420 PRINT AT(7Z10):PRINT "ТОК ЧЕРЕЗ КЛЮЧИ";" ”;"MA":PRINT AT(7Z2
6):LINPUT -STR(A2n<4)z1z5):IF STR ( A2°(4)z1z5) = " ”THEN2420:CONVERT
A2°(4)T0R(6): IF R(6)=OFHEN2420:R(6)=R(61*lE-3
2430 PRINT AT(10Z15):PR INT "ВВЕДИТЕ Э Л - fl E H T Ы • ” - A1 n = " "
2440 FOR I=1T06:PRINT AT (1 1 + I ,3 0 ) : P R I N T H E X (1 2 ) ; I-1 ; H E X (1 1 ) ; ; Ол ( I) :
NEXT I
2450 FOR I=1T03:IF A1n="2”THEN2470
2460 PRINT HEX(12):PRINT AT(11 + Iz9):PR INT A2n(I):PRINT AT(11 + I,10):LIN
PUT -STR(A2°(I),2,3): IF S T R ( A 2 ° ( I ) , 2 z 3 ) - " " TH EN2460 :PR I N T AT(11+IZ13
)-.PRINT "=" :GOTO 2480
2470 PRINT НЕХМ2)
2480 ON ERROR 01 °,02nGОT02490
2490 An = STR(A2 °(I)z6) :PRINT AT(11 + I ,14):I INPUT -An
2500 L = NUM(An);CONVERT STR(An,1zL)TOR(I):Bn'STR(An,L+1 i :STR(A2n(I)zor=
A“.ON ERROR
2510 IF STR(A 2 °(I)z1z1 )="R"THEN2520 : I F STR(A 2п( I),1 ,1 ) = ' C"THFN2530:COT
0 2480
2520 IF Bn = "MOM"THEN2570 : I F Ba = "KOM"THEN2R80 : I F Вn = ”OM"THEN2590 : GO TO 2
480
2530 IF Вп = "МКФ"THEN2560: I F Вп = ”riФ"THEN25 50 . I F вп-"ПФ"THEN2540•GOTO 24
80
2540 R(I)-1E-12*R(I):GOTO 2590
25 50 R(I)=1E-9*R( I) :GOTO 2590
2560 R(I)=1E-6*R(I):GOTO 2590
2570 R(I)=1E6*R(I):GOTO 2590
2580 R(I)=1E3*R(I)
2590 PRINT HEX(11 ):PRINT AT(11+ I ,9) -.°R I NT A2n(I)
2600 NEXT I
2610 PRINT AT (20z1 0): PRINT ’КО^ЕКииЯ ЭЛЕМЕНТОВ - 1"
2620 PRINT AT(21,10)•P”INT "КЭ°РЕКЦИЯ НОМИНАЛОВ - 2’
2630 PRINT AT(22z18):PR I NT "ПРОДОЛЖЕНИЕ - 0"
26i. KEYIN A1nz2650z2640 :GO TO 2640
265 " IF A1 n = "1 " THE <2310 I F A1n= '2 ' 1HEN2o60 • I F A1n-"9"THEN2670 :GO TO 264
0
26,0 FOR I=1T03:PRINT AT( 11 + I,9) : PPINT A2n(l);NEXr I:GOTO 24 50
26<J IF U1%=5THEN308n•V = 1:Ы-.OflI:R(7)=1•GOSUB Z071:IF A>0ТЧEN2680•R(7>
=-1
2680 IF U1% = 2THEN3080:PR INT /Ю,НЕХ(00)
2690 PRINT HEX<03)
2700 PRINT AT(5Z10):INPUT "ВВЕДИТЕ ДИАПАЗОН ЧАСТОТ - F1ZF2 (FU)"ZF1Z
F 2 : X 1 = F 1 : X 2 = F 2 : I F X 1 >0 A N О X > 0 A N О X 1 < > X 2 TH E N2 7 1 0 : GO T 0 2690
2710 IF X2>X11HEN2720 : A = X2•X2 = X1 : X1=A
2720 X1=INT(L0G(X1)/L0G(10)):X2=-INT(-lOG(X2)/L0G(10)>
2730 LET V1zV1%,V4,V5,V6ZV7=0-U=3:U1%^0
2740 IF X1< = 00RX2< = 0 THEN2690 :PRINT HEX(03) :IF V4 = 1 THEN2750:PR INT HEX(1
2);PRINT AT(1,25):PRINT ” К(ПЕР) РАЗОМКНУТОГО КОЛЬЦА "-.PRINT HEX(11):P
RINT AT(7,10):INPUT "ВВЕДИТЕ МАСШТАБ ПО ОСИ Y - Y1,Y2 ( DB)",Y1 ( 1) , Y2(1
):IF Y1(1)=Y2(1)THEN2740:V4=1
2750 оп="ов":Y1=Y1(11;Y2=v2(1):GOSUB 4750
2760 FOR V = 2T01 3 2 : GOSUP 2860
2770 M = 2O*LOG',C9(H) i/LOG(10) IF M<Y1 THEN2 78C : I F M> Y 2 TH E М2 790 • GO TO 2800
2780 t1 = Y1;PRINT HEX(12);PRINT A T (1 , 7 8 ) : P R IN T H E X ( 5 92 011 ) ; GO TO 280D
27Q0 M=Y2:PR1NT HEX(125:PRINT AT(1,77):PRINT HEX(205911)
2800 DOT fn()zX(V).(M-Y1 )*Y + 23
238
2810 KEYIN А1и,2830,2810
2820 NEXT V:G0T0 3590
2830 IF Aln="0"THEN3080:IF A1n = "1"THEN2840;IF A1 n = "2"THEN2850 : I F A1»='
3 " TH E N51 90 : GO TO 2820
2840 V4=0:PRINT / 1 0,HEX(0D):GOTO 2740
2850 GOSUB 3640.-G0T0 2820
2860 IF V<=V1% THEN2960: IF V < 9 TH EN 2870 : I %= ( V-3 ) / 1 J>+1 : ON I % GOT02880,2890
,2”00,2910,2920,2930,2930,2930,2930,293 0
2870 X(V)=80+(V-2)*60 :GOTO 2940
2880 X(V)=110+(V-9)*60:GOTO 2940
2890 X(V)=92+(V-16)*30:GOTO 2940
2900 X(V)=98+(V-29)*30:GOTO 2940
2910 X(V)=104+(V-42)*3Q:GOTO 2940
2920 X(V)=86+(V-55)*30:GOTO 2940
2930 X(V)=83+(V-68)*6
2940 V1%=V:U1%=0
2950 W = 2 * # PI * 10 * (( X ( V) - 80 ) / X + X1 ) : GO TO 2970
2960 IF V>V1 ANDU1 7. = 2 THEN2950 : I F V < = V1 A NDU1 % = 0 TH E N3 070 : W = 2 PI * 1 0 * ( ( X ( V
)-80)/Х+Х1):GOTO 2980
2970 GOSUB 4070:C1(V)=A:D1(V)=В
2980 ON U2%GOТОЗООО,2990,3010
2990 A=W/2/R(5):C3 ( V) = R (4) *COS (*A) : D3 ( V) =-R (4 ) *S IN ( A) : GOTO 3040
3000 A = W * R ( 5 ) : B = 1 + A * 2 : C 3 (V) = R (4) / В : D3 ( V) =-R (4 ) * A / В : GO TO 3040
3010 A=1+R(1)/R(2):B=W*R(1)*R(3):C=A*2+B*2:B=-(A/W/R(2)+B*R(3))/C:A=R(
3 ) /С
3020 GOSUB * 9 ( A* Z-B* Z1 , B* Z +A* Z1 , A + Z , B +Z1 )
3030 C3(V)=A*R(6)/2/#PI:D3 ( V ) =B* R ( 6 ) / 2 / # PI
3040 GOSUB ' 1 О (K 1 * D1 ( V ) * R ( 7 ) / W ,-K1 *C 1 ( V ) * R (7 ) / W, C3 ( V ) , D3 ( V ) ) : GO SUB
8(A,B)
3050 C9(V)=C*N1 (3):D9(V)=D-W*N1 (4)
3060 IF V<V1THEN3070:V1=V
3070 RETURN
3080 PRINT /10,HEX(0t>)
3090 PRINT HEX(03061 2):PRINT AT(1,25):PR INT ” РЕЖИМ РАБОТИ ”:PRINT HEX
(11)
3100 PRINT AT(4,20):PR I NT "ВВОД ЭЛЕМЕНТОВ -1"
3110 PRINT AT(5,20):PRINT "ЗАПИСЬ В РАБ. РЕГИСТР -2"
3120 PRINT АТ(6,20):PRINT "К(ПЕР) РАЗОМКН. -3"
3130 PRINT АТ(7,20):PRINT "ФАЗА К(ПЕР) РАЗ. -4"
3140 PRINT АТ(8,20):PRINT "К(ПЕР) ЗАМКН. 0Г1 -5"
3150 PRINT АТ(9,20):PRINT "К(ПЕР) ЗАМКН. ОТ ФД -6"
3160 PRINT АТ(10,20):PRINT "КООРД F1,F2,Y1,Y2 -7"
3170 PRINT АТ(11,20):PRINT "ПЕРЕХОД К 'FS' -8"
3180 KEYIN А1п,3200,3190
3190 GOTO 3180
3200 ON ERROR 01 п , 0 2 п GO ТО31 80 : С ON V ER Т AlnTOU-.IF U< 1 О RU>8 TH EN31 80 : ON ER
ROR :0N UG0T03820,5810,2740,3470,3350,3210,2690,5740
3210 IF X1 < = 00RX2< = 0THEN26”0:PR INT HEX(03):IF V7=1 THEN3220 :PRINT HEX(1
2):PRINT AT (1 ,2 5) : PR INT ""К(ПЕР) ЗАМКНУТОГО КОЛЬЦА ОТ ФД "-.PRINT НЕХ(1
D-.PRINT АТ(7,10) : INPUT "ВВЕДИТЕ МАСШТАБ ПО ОСИ Y - Y1,Y2 ( DB ) " , Y1 (4 ) ,
Y2 (4) ; I F Y1 (4)=Y2(4)THEN3210:V7=1
3220 Dn="DB":Y1= 1(4):Y2=Y2(4):GOSUB 4750
3230 FOR V = 2T013c:GO SUB 2860
3240 W = 2*#PI*10’((X(V)-80)/X + X1)
3250 C=K1/W*SQR(C1(V)*2+D1(V)*2)/SQR(1+C9(V)*2+2*C9(V)*C0S(D9(V))>
3260 M = 20*L0G(C)/L0G(10):IF M<Y1THEN3270 :IF M>Y2 THEN3280:GO TO 3290
3270 M = Y1;PRINT HEX(d2):PR INT AT(1,78) :PR I NT HEX(592D11):GO TO 3290
3280 M = Y2:PRINT HEX(12):PRINT AT(1,77):PRI NT HEX(2B5911)
3290 DOT Fn(),X(V),(1-Y1)*Y+23
3300 KEYIN A1n,3320,3300
ЗЗЮ NEXT V-.GOTO 3590
3320 IF A1 n = "0 " TH E N3 0 80 : I Г A1n="1"THEN3330:IF A1 n = "2 ” TH EN33 40 : 1 F А1п = '’
3"THEN5190:GOTO 3310
3330 V7=0:PRINT /10,HEX(0D):GOTO 3210
3340 GOSUB 3640-.G0T0 3310
3350 IF X1<=00RX2<=0THEN2690:PRINT HEX(O3):1F V6=1THEN3360:PRINT HEX(1
2):PRINT AT(1,25) :PR1NT ” К(ПЕР) ЗАМКНУТОГО КОЛЬЦА ОТ 0Г1 ";PRINT НЕХ(.
239
J11):PRINT AT ( <,10 ) -.INPUT 'ВВЕДИТЕ МАСШТАБ 110 ОСИ Y - Y 1 , Y 7 I DB J ’, Yt C57
,Y2(3):IF Y1 (3)=Y2(3)THEN33 50 :V6 = 1
3360 D п = " о В " : Y1 = Y1 (3 ) : Y2 = Y 2 (3 ) : GO S UB 4750
3370 FOR V = 2T0132:GO SUB 2860
33 80 M = 20*L0 G(C9(V)/SQR(1+C9(V)‘2+2*C9(V)*C0S(D9(V)))/N1(3)*N1(1))/L0G
i ( 10 ) : I F M<Y1THEN3390 : I F M>Y2 THEN3400:GO TO 3410
,3390 M=Y1:PRINT HEX (1 2) : PRINT AT ( 1,7 8 ) : P R I NT H E X ( 5 9 2 t)JJ ) : GO T О 34Ю
3400 M=Y2:PRINT HEX(12):PR INT AT(1,77):PR INT НЕХ(2В591П
3410 DOT Fn (),x(V),(M-Y1)*Y+23
3420 KEYIN A1nz3440z3420
•3430 NEXT V:GOTO 3590
.3440 IF A1 n = "0" THEN3080 : I F A1 n = "1 " TH E N3 4 50 : I F A1n="2"THEN3460:IF A1 n = "
3-" TH E N 51 90 : GO TO 3430
l3450 V6 = 0:PRINT / 0 , H E X ( 0 D ) : GO T 0 3350
,3460 GOSUB 3640:G0T0 3430
‘3470 IF X1<=00RX2< = 0THEN2690 :PRINT HEX(03):IF V5 = 1 THEN3480 :PRINT HEX(1
,2):PRINT AT(1,25):PRINT ” ФАЗА К(ПЕР) РАЗОМКНУТОГО КОЛЬЦА ".-PRINT НЕХ(
11» iPRINT AT(7z10):INPUT "ВВЕДИТЕ МАСШТАБ ПО ОСИ Y - Y1,Y2 (ГРД)",У1(2
),Y2(2):IF Y1 (2 ) = Y2 (2 ) THEN3470 : V5 = 1
3480 D° = ”ГPАД":Y1=Y1 ( 2 ) : Y2 = Y2(2):G0SUВ 4750
3490 FOR V=2T0132:GOSUB 2860
3500 M=D9 ( V)* 180 I#P1-360 : I F M<Y1THEN3510 : I F M>Y2 THEN3520 :GOT0 3 530
3510 M=Y1:PRINT HEX(12):PRINT AT(1,78):PR I NT HEX(592D11):GOTO 3530
3520 M = Y2:PRINT HEX( 1 2):PR INT AT(1,77):PRI NT HEX(2B5911)
’3530 DOT F n ( ) , x ( V ) , ( M-Y1 ) * Y+ 2 3
3540 KEYIN A1nz3560,3540
3550 NEXT V:GOTO 3590
3560 IF A1 n = "0"TH EN3080 : I F A1 n = "1 " TH EN3 5 70 : I F A1 n = "2 " TH EN3 5)8O : I F А1п = "
3"THEN5190:GO TO 3550
3570 V5=0:PRINT /1OZHEX(OD):GOTO 3470
3580 GOSUB 3640-.G0T0 3550
3590 U1% = 0:PRINT AT(20,72):PR I NT "РАСЧЕТ"-. PR INT AT ( 21,7 2 ) : P R I N T "ОКОНЧ
EH"
3600 KEYIN A1n,3610,3600:GOTO 3600
3610 IF A1n = "0"THEN3080 : I F A1n = "1"THEN3630 :IF A1n = "2"THEN3620 : I F A1 n = "
3"THEN5190:GOTO 3600
3620 GOSUB 3640:G0T0 3600
3630 ON U-2 G0T02840,3 570,3450,3330
3640 PRINT AT(1,20):PRINT "МЕТКА";" ";"F=":PRINT AT(1,55):PRINT "
PRINT HEX(12):PRINT AT(1,33) .-PRINT " ".-PRINT
HEX(11 ):PR INT AT(1,45):PRINT "ru":ON ERROR 01n,02 ° GOT03650
3650 An=" ":PRINT HEX(12):PRINT AT(1,34):LINPUT -An;lF STR(An,1
,1)=" "THEN3800:CONVERT AnT0X(1):IF X(1)=0THEN3800:PR I NT HEX(11)
3660 L%=V:V=1:W=2*#PI*X(1):X(1)=LOG(X(1))/LOG(10)
3670 GOSUB 2970-.0N U-2 GO T03 680,3 690,3 700,3 71 0
3680 M=20*L0G(C9(1))/L0G(10):GOTO 3720
3690 M=D9(1) * 1 80/# P1-3 60 :GOTO 3720
3700 M=20*L0G(C9(V)/SQR(1+C9(V)*2+2*C9(V)*C0S(D9(V)))/N1(3)*N1(1))/L0G
; (10):GOTO 3720
3710 M = 20*L0G(K1/W*SQR(C1 (V)*2+Dl (V)*2)/SQR(1+C9(V)*2 + 2*C9(V)*C0S(D9(V
))))/L0G(10)
3720 IF M<Y10RM>Y2THEN3730:GOTO 3740
3730 PRINT HEX (07) .-PRINT AT ( 1 , 5 5 ) : PR I NT ROUN D ( M , 4 ) ; D° : GO TO 3810
|3740 PRINT AT(1,55):PRINT ROUND(M,4);Dn
3750 IF Y1 <0ANDY2>0 THEN3760 : I F Y1> = 0 THEN3770: I F Y2< = OTHEN3780
3760 D = 233-Y2*Y-. GOTO 3790
3770 D=23:G0T0 3790
3780 D=233
3790 A = 80 + ( X ( 1 ) - X1 ) * X : NPLO T Fn ( ) , A, D .-DR AW F n ( ) , д , 2 3 + ( M-Y1 ) * Y : GO TO 3810
3800 °RINT HEX (1 1 ) .-PR INT AT ( 1 , 1 6 ) : P R I N T "
,3810 V = L7.:0N ERROR tRETURN
3820 PRINT HEX(03061 2):PRINT AT(1,25):PR INT " ВВОД ЭЛЕМЕНТОВ СИНТЕЗАГ
OPA ":PRINT HEX(11 )
3830 PRINT AT(5,28):PRINT "СТРУКТУРНАЯ СХЕМА -1"
'3840 PRINT AT ( 6,2 8 ) : P R I NT* "У ПТ И ФНЧ -2"
240
: RETURN
4280 DEFFN ' 8(A,B)
4290 C = SQR(A * 2 + В * 2 ):D = ARCSIN(В /C )
4300 IF A<0THEN431 0 : I F A>=0ANDB<OTHEN432O:GOTO 4330
4310 D=«PI-D:GOTO 4330
4320 D=2*«PI+D
4330 RETURN
4340 DEFFN 1 16
4350 PRINT HEX(11)
4360 PRINT AT(2O,5O) : INPUT "ЧАСТОТА НАСТРОЙКИ, КГЦ " , А1 : А1 = А1 * 1 ЕЗ : P R I
T АТ(20,50):PRINT "
4370 PRINT AT(20,50):INPUT "НОМЕР ВХОДНОГО УЗЛА " , В : P R I N T AT(2O,50):P
R1NT ”
4380 PRINT AT(20,50):PRINT "EMK. ' CX1 =20 :X2 = 65 :GOSUB ' 40:К= M:GOSUB
' 41 (B,B + 1,"C", I ) :GOSUB * 41 ( B + 1 , B+3 , "C ", I+1 )
4390 PRINT AT(21,50) ".PRINT "EMK. ' 2*C*":X1=21 :GO SUB * 40-.G0SUB * 41(0 +
2, B + 2,"C", 1 + 2 )
4400 PRINT AT(23,50):PRINT "N = " ; R OU ND ( S Q R ( M / 2/К ) , 2 ) : P R I N T AT(23,6O):1N
"PUT "КОРРЕКЦИЯ - 1",A:IF A=1THEN4380
4410 PRINT AT(20,50):PRINT "
4420 PRINT AT(21,5O):PPIMT"
4430 PRINT AT(23,50):PRINT "
4440 D1 =1 /2/«PI /А1 /K/SQR(M/2/K) : B1 =D1 + Г1ГК/4
4450 PRINT AT(20,45):PRINT "ВВЕДИТЕ БЛИЖ. РЕЗИСТОРЫ ПО РЯДУ"
4460 PRINT АТ(21,65):PR INT " ( " ; R OU N D ( D1 , 1 ) ; " ) OM":PRINT A T ( 2 1 , 4 5 ) : PR I ft
T "PE3. ' RX1 =21 : X2 = 56 : GOSUB * 40-.G0SUB ' 4 1 ( В , В + 2 , " R " , I+3 ) : GO SUB *
41 (B+2,B+3,"R",I+4)
4470 PRINT AT( 22,65 ):PR I NT "(";ROUND(Bl,1);") OM":PRINT AT(22,45):PR IM
T "PE3. ’ R/2X1 =22 : GOSUB ' 40:GOSUB ' 41 (В+ 1 ,B + 1,"R", I + 5 )
4480 PRINT AT(20,45):PRINT"
4490 PRINT AT(21,45):PRINT"
4500 PRINT AT(22,45):PRINT"
4510 PRINT HEX(12):PRINT A T ( J , 11 + 5 > : P E T U R N
4520 DEFFN ’ 41 (C,D,A1°,J)
4530 STR(A°(J),1,1)=A1°:STR(A°(J),2,1)="("
4540 IF O9THEN4550 -.CONVERT C TOS T R ( A ° ( J ) ,3,1 ) , ( Й ) : L = 4 : GO TO 4560
4550 CONVERT C TOS Г R ( A ° ( J ) ,3,2 ) , ( « « ) : L = 5
4560 STR(A°(J),L,1)=","
4570 IF D>9 TH EN4580 : C ONVERT D TOS TR ( A° ( J ), L+1 , 1 ),(•'): L = L + 2 : GO T-' 4590
4580 CONVERT D TO S T R ( A ° ( J ) , L+ 1 , 2 ) , ( « « ) : L = L + 3
4590 STR(An(J),L,1)=")":STR(An(J),L+1)-A°
4600 RETURN
4610 DEFFN ' 40
4620 A° = " ":PRINT AT(X1,X2):LINPUT - A°
4630 IF A°=" "THEN4620:IF POS(A°=" ")=1THEN4680
4640 ON ERROR 01 ° , 0 2 ° GO T046 20 -. L = NUM ( S T R ( A° ,1 ) ) : C ON V ER T S T R ( A° , 1 , L ) T О И
4650 B°=STR(A°,1+L):ON ERROR
4660 IF Bn = "0M"THEN4740; I F В°=“КОМ"THEN4690:IF В°="MOM"THEN4700
4670 IF В ° = " ПФ " TH E N4 710; IF ва = "МКФ"THEN4720:IF В° = "HФ"THEN4730 :GO TO 44
20
4680 An = STR(A°,2)-. GOTO 4630
4690 M=M*1E3:G0T0 4740
4700 M=M*1E6:G0T0 4740
4710 M=M*1E-12:GOTO 4740
4720 M=M*1E-6:GOTO 4740
4730 M=M*1E~9
4740 RETURN
4750 PRINT HEX(03):IF Y2>Y1 THEN4760 :A = Y2:Y2=Y1 :Y1 =A
4760 A=INT(LOG(Y2-Y1)/LOG(10)):B=ROUND((Y2-Y1)/1O'A,1)
4770 IF B< 1 0 AND В >7 TH E N4 780 : I F B< = 7ANDB>3 THEN4790 : 1 F B< = 3ANDB>1 .4 THEN48
OO:IF B<=1.4ANDB>=1THEN4810
4780 C= 1 0 * A:C1=ROUND(В,0):GO TO 4820
4790 C=1 0 * A/2:C1=ROUND(В * 2,0):GO TO 4820
4800 C = TO*A/5;C1 =ROUND(B*5,0):GOTO 4820
4810 C=10 * A/10:C1=ROUND(B*10,0)
4820 Y1eROUFD(v1/C,0)*C:Y2=Yl+C*C1:Y=210/(Y2-Y1):XB390/(X2-X1>
^2
4830 “OPEN FBO-.FRAME F ° () , 0,511 , 0,2 5S
4840 NPLOT F°(),80,3:DR AW F°(),80,253
4850 L% = 1:F0R J=Y1 TOY2STЕРC:GO SUB 5120 : A = 233 + ( J-Y2)*Y
4860 NPLOT F° ( ),80,A : DDR AW Fn(),-8,0
4870 IF C1>11ANDL%=-1 TH EN4880 : N PLO T F ° ( ) , 62-Q7.* 7 , A-3 : L AB EL F°(),,,Y°
4880 L%=-L%:NEXT J
4890 IF Y1 <0ANDY2>0 THEN4900 : IF Y1>=0 THEN4910:IF Y2< = 0 THEN4920
4900 D = 233-Y2 *Y:GO TO 4940
4910 D=23:GOTO 4940
4920 D = 233
4930 NPLOT F°(),85,13:LABEL F°(),,,D°:GO TO 4950
4940 NPLOT F°(), 35,24 5 :LAB EL F°(),,,D°
4950 NPLOT F°(),30,D:DRAW F°(),470,D
4960 FOR J = X1 TОX 2 : C1 = 1 0 * J : A = 4 70 + ( J - X 2) * X
4970 IF C1<1 000 THEN4980 : 1 F C1 <1 E 6 TH E N4 9 90 : C =C 1 /1 E 6 : A ° = "M ГЦ " : GO TO 5000
4980 C=C1 :A ° = "ГЦ":GO TO 5000
4990 C=C1/1 000:A° = "КГЦ "
5000 IF J=X1 THEN501 O-.NPLOT F ° ( ) , A , D : D D R A W Fn(),D,-8:IF J > . 9 * X 2 TH E N 50 5 0
50Ю CONVERT CTOY°,(-####.###):GO SUB 5 1 3 0 : S TR ( Y ° , Q% + 2,3 ) = A °
5020 NPLOT F°(),A-5,D-15 : LAB EL F°(),,,Y°
5030 FOR 11=2*C1T09*C1STEPC1 :Д1 =470+(LOG(11)/LOG(10)-V) X
504U NPLOT F Д ( ) , A1 , D : D D R A W Fn () ,0,-5 : NEXT 11
5050 NEXT J
5060 PRINT AT(4,71):PRINT "ВЫХОД HA:"
5070 PRINT AT(5,71) :PRINT
5080 PRINT AT(6,71):PRIHT "0- РЕЖИМ"
5090 PRINT AT(7,71 ):PR INT "1- KOPP. Y"
5100 PRINT AT(8,71):PRINT "2- МЕТКА"
5110 PnINT AT(9,71):PRINT "3- ПЕЧАТЬ":PRINT HEX(0106):RETURN
5120 CONVERT JTOYn,(-####.###)
5131 FOR I = 2TO5:IF POS(STR(Yи,I,1) = "0")=0 THEN5140:NEXT I
5140 I7.= I:F0R I = 9T06STEP-1 : I F POS(STR(Y°,I,1)="0")=0 THEN5150:NEXT I
5150 IF I=6THEN5160:Q%=I-I%+1:GOTO 5170
5160 Q7.= I-I7.
5170 STR(Y°,2)=STR(Y°,I %,Q%)
5180 RETURN
5190 PRINT НЕХ(ОЗ)
5200 WINDOW 0,51 1 ,0,25 5 :A = 0:B = 511 : C=0 : D = 255
5210 PRINT HEX(03):0N ERROR E°,N° GOT0 5220 :PRINT /ОС,HEX (1 1 ) ; : GO TO 5230
5220 PRINT ATC1,45,35):INPUT "ВКЛЮЧИТЕ АЦПУ, НАЖПИТЕ [CR/LF1 ",Qn;GOTO
5210
5230 ON ERROR E ° , N ° G 0 TO 5 2 4 0 : F ° =H E X ( 0 D ) : P R I N T /0D,HEX (11 );:GOTO 5250
5240 F°=HEX(ОС):PRINT /0C,HEX(12)
5250 ON ERROR :E°="PCXG"
5260 I%=2:IF POS(E°="X")>0ThEN5270:I7.=4
5270 BIN(L°(1 ),2)=14000
5280 BIN(L“(IX),2)=A:BIN(L“(I%+1),2)=B
5 290 BIN (L° (6- 1%) ,2 )=C : BIN (Lb(7- 17.) ,2 ) = D
5300 GOSUB 5400 :N° = HEX(1 BO62040):DATA SAVE ВТ /34,№
5310 DATA SAVE Bl /34,E°:DATA SAVE ВТ /34,STR(L°(),1,1O):PRINT
5320 L% = 2 4 * I N T ( ( V AL ( L ° (3 ) , 2 )-V AL ( L ° ( 2 ) , 2 ) ) / 2 4 )+2 6
5330 GOSUB * 52 ( "Q") : DATA LOAD ВТ / 3 5 , Q° : Q 7. = V AL ( Q ° ) : I F Q7. = 0 TH EN 53 70
5340 GOSUB * 52("F"):°C OPY /34,F° ( ):Rn="4W":DATA SAVE ВТ /34,R°
5350 FOR I7. = 1 TOQ7.: DATA LOAD ВТ /35,STR(L°(),1,L%)
5360 DATA SAVE ВТ /F°,STR(L°(),1,POS(Ln()=0D)):NEXT I7.:G0T0 5330
5370 GOSUB * 52("Z").'IF Fn=HEX(0D)THEN5380:Qn=HEX(11):DATA SAVE ВТ /ОС
, Q°
5380 GOTO 3080
5390 DEFFN * 52(Q°):DATA SAVE ВТ /34,Q°:RETURN
54 00 DATA HEX(1 BO52040FA03310080CDE740FE46CAl 742 ГE57CA4643 FE4/СД1 741 FE
51 СA0241 )
5410 DATA HEX(FE44CA3142FE5ACA1100FE42CA4643FE4CCA5A43FE58CA9740FE59CA
•9E40FE43 )
5420 DATA HEX (CA8940FE53CA83 40FE4ECA6F40FE50CA7240C320400D1E057B21 8483
09321742)
5430 DATA HEX(226B42227B42C3204011FA06C38C4011C3C9210E4172211E4373C32Q
243
4021 6342)'
5440 DATA HEX(AFC3A3402173423E2B225D42324742C32040AFOE10298FB8DAB74090
230DC2AF)
5450 DATA HEX(40C9CDAC40B76AC44023545D1919C97b955F7A9C57C97B956F7A9C67
C 91 1 0000)
5460 DATA HEXCB7C81FD2E340EB19EВ29C3DA4021244401010058C355002119440102
0058CD5 5)
5470 DATA H EX ( 002 A1 944 5 5 5 С ЕВ C 921 2 24 401 01 00C D3 E00 C 3 204 0060 5 5 4 5 DC D AC 401 9
C9CDF140)
5480 DATA HEX(221B44CDF140221344E5CDF14023EBE1CDD0402211440618CDBC402?
07441100)
5490 DATA HEX(00CDC940292929232322CF43EB2209442A0344192^1544CDF140CD0E
4-1 220F44)
5500 DATA HEX(E5CDF14023CD0E41221944EBElCDD040220B442A1B443A074447CDAC
400606C D)
5510 DATA HEX(AC4OCDC44O2922OD44EB2AOB44CDC94ODA9O4122OD443A4742B7C2A4
412A1 944 )
5520 DATA HEX(EB2A0D44CDD040220F442A0D44E50606CDBC407B322244293A0744CD
D740EB22 )
5530 DATA HEX(05442A0F443A47423D3A0744F2D941D1192BCDD7402A154419221744
C3 F341E5 )
5540 DATA HEXCCDD7402A1 544EBCDD040221744DIC119110000CDD04 0220F442A1344
0608C DBC )
5550 DATA HEX(402A1744EB47b73E80CA0B420705C20642322144CDD040221744C32O
40003E78)
55 60 DATA HEX(212F3E32284 22AO 544EB2A1 5447E7877231 B7AB3C2274231 0080 3A21
44F52A17)
5570 DATA HEX(44E53E01322344210000221B44002210443E34AD6F221F44CDE740C6
02FE10D2)
5580 DATA HEX (524221 6342856 F6EE91 41 B5231 8C8D9B9C8483B3C18E859D1 7-1 41 B5?
319B8C9C)
5590 DATA HEX(8D84839D8EB385C117040478322344C3D14204042A1D442B22lD442A
0744C3A8)
5600 DATA HEX(4204042A1D4423221D442A09440C0CD119E505FAD142CAC1422A1B44
2BD1F107)
5610 DATA HEX(D2BE421BC3CC422A1B4423D1F10FD2CC4213F5D5221B443A23443DFA
1843472A)
5620 DATA HEX(1D44EB2A0F44CDC940DA18432A0D44CDC940D218432A1B44EB2A1344
CDC940DA)
5630 DATA HEX(l8432A1144CDC940D21843E1F1F505CA1243F1F5B6C31643F1F52FA6
77E52124)
5640 DATA HEX(44353600FA52420DFA5242211F447E0634CA3443800600C337439006
FF77D252)
5650 DATA HEX(42700D010000FA8E42C39D422A1544221B443A22443225443A2444FE
57C22040)
5660 DATA HEX(2a07447D322644CDC44029D5EB2A1B44221D4419221B442A0344D106
80E5E5E5)
5670 DATA HEX(E5E5OE183EO1F52A1D447E19A0CA8E43F1F5B14FF107DA9B43F5A1C2
8E43C384)
5680 DATA HEX(43E171 2379FE18CAA643F1E5E578OF47D27C432A1D4423221 D4421 26.
4435C27C)
5690 DATA HEX(43 F1D1E1CDD0400606CDBC4029D1 193 60A23 360D01CE43E1CD3E002’
254435C2)
5 700 DATA HEX (52432 AOB44EB2A0D44CDC940EB220B44CDC940DAF343220D442A0F44
3A4742B7)
5710 DATA HEX(CA9A41110000C39E4127440000000000000000000000000000000000
00000000)
5720 RESTORE ,5400:F0R I7.= 1 TO32 : READ Мп-.DATA SAVE ВТ / 34,STR(Мп,1,32);
NEXT 1%
5730 RETURN
'5740 ON ERROR 01 °,02 ° GOT05 770
5750 PRINT HEX (03 ): PRINT AT (1 , 28 ) : P R I N T ’‘ВВОДИТСЯ ПРОГРАММА ,S(F)"‘:CL
EAR N
5760 LOAD DC F"S(F)“
5770 IF A>0THEN5780:A=A+1:GOTO 5760
'3780 STOP " ВКЛЮЧИТЕ ДИСКОВВОД И ВСТАВЬТЕ ДИСК
НАЖМИТЕ **СОNТ I NUЕ**”:GOT» 5760
244
579Q DATA LOAD DC OPEN F’*DF2"
5800 DATA LOAD DC A»» ( ) , А2и ( ) , N n ( ) , K1 n, L i « f ) , N ( ) , I 0, N1 , N 2, R2, K1 , U2X, N
1(),C(),R(),Bln(),V2“(),Al():GOTO 35
5810 PRIMT HEX (03): INPUT " ЗАПИСАТЬ ' ,A:IF A<>1 THEN3090 :SCRАТС
H F"DF2":DATA SAVE DC OPEN F ° ( " D F 2 " ) ” D F 2 "
5820 DAtA SAVE DC A° ( ),A2°(),N□ ( ) ,K1 °,L(),M(),N(), I 0,N1 , N2,R2,К 1,U27.,N
1 ( ) , C ( ) , R ( ) , B1 ° ( ) , V2 ° ( ) , A1 ( ) : D A TA SAVE DC END:GOTO 3090
5830 PRINT HEX(03)
5840 PRINT " **** *** **** **J r ** * * * *
5850 PRINT " I I I I I I I I I * I I* *1 I* *1
★ I"
5860 PRINT " I I I I I I I I I I I I * I I * I
I I"
5870 PRINT " I I I I I I I I I I I I I I I
I I"
5880 PRINT " I I I** III I*-* t 1**1 I I I I
I** I"
5890 PRINT " III ** I I I I I I I I
I I"
5900 PRINT
591 0 PRINT " ********* 1 It**** *******
5920 PRINT " * * * * 1 Ir ** ** * ••
5930 PRINT " * * * * * * * * ** w
5940 PRINT " * * * * * ** * * * *
5950 PRINT " ***** * * * * * * *
5960 PRINT " ** * ******* ******
5970 PRINT ” * * * * * * **"
59 80 PRINT ’’ **** **** **** ****
5990 PRINT AT(18,21):PRINT "------k-------- ПРОГРАММА-----------------"
6000 PRINT AT(19,22):PRINT "РАССЧИТЫВАЕТ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫЕ И"
6010 PRINT AT(20,22):PRINT "ФАЗОВУЮ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЗАМКНУТОГО И"
6020 PRINT AT(21,22):PRINT "РАЗОМКНУТОГО КОЛЬЦА ФАПЧ ПРИ РАЗЛИЧНЫХ"
6030 PRINT AT(22,22 ):PR INТ "СХЕМАХ ПОСТРОЕНИЯ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТЫ"
6040 PRINT НЕХ(06)
6050 KEYIN А1°,6060,6050:GOTO 6050
6060 А1°=" ":KEYIN А1°,40,6060:GOTO 6060
О GOTO 10
1 GOTO 10
2 % ПРОГРАММА АНАЛИЗА СПЕКТРАЛЬНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
3 % СИНТЕЗАТОРА ЧАСТОТЫ "S(F)"
4 DEFFN ’ 15:GOTO 200
7 % --------------------------------------------------------------------
8 % ВЫХОД В МЕНЮ RUN 200
9 %----------------------------------------------------------------------------
10 DIM S°(150),S1°(60),S2°(525),S(210),S1 (210),52(210),S3(210),S4(210)
,S5 (210), 56(21 0), 57(210),A(20,20),В(20, 20),X(40),X°(40),X1°(6)8,X1 (40) '
,C3(21O),C8(21O),C9(21O),A°8,A1°1
20 D IM E °4 , N °4 , Q° 1 , M°3 2 , R° 2, L ° ( 397 ) 2 , F °1
30 PRINT HEX(0306):V6%=0:G9=0
40 “OPEN 5° ( ) , S1 □ ( )
50 IF G9 = 1 THEN70:GOSUB 3520
60 FOR I = 1T0210:LET 51 ( I ) , S 2 ( I ) , S 3 ( I ) , 5 4 ( I ) , 5 5 ( I ) = 1 E-9 9 : N E X T I
70 IF V3 <1)=1ANDV3(2)=1ANDV3(3)=1ANDV3(4)=1 ANDV3(5)=1TH EN80:V3=3:GOTO
940
80 V3=5:GOSUB 1920
90 PRINT AT(20,69):PRINT "ОПЕРАЦИЯ"
100 PRINT AT(21,69):PRINT "ВЫПОЛНЕНА"
110 A1° = " ":KEYIN A1 °,1 20,1 1 0 : GOTO 110
120 PRINT AT(20,69):PRINT "
130 PRINT AT(21,69):PRINT "
140 IF A1° = "0"THEN200 : I F A1° = "1"ANDV3<>4 THEN1 920:IF A1° = "2"THEN2590:0N
V3 GOT0200,200,940,1320
200 PRINT HEX(03)
245
210 PRINT H E X ( 1 2 ) : P R I N T AT(3,69)!PR I NT " РЕЖИМ '’.-PRINT H E X ( 11 )
220 PRINT AT(5,67):PRI NT "1-РАСЧЕТ ПЧМ"
230 PRINT AT(6,67):PRINT "2-РАСЧЕТ ПФМ"
240 PRINT AT(7,67):PRINT "3-880Д ИСТ ШУМ”
250 PRINT AT(8,67):PRINT "4-ВКЛАД ИСТ.Ш."
260 PRINT AT(9,67):PRINT "5-PАС 4.СПEKTPA"
270 PRINT AT(1O,67):PRINT "6-ПЕЧАТЬ"
280 PRINT AT(11z67):PRINT "7-ПЕРЕХ. К FAP"
290 KEYIN A1°,300,290:GOTO 290
300 ON ERROR 01 ° , 0 2 ° GO T029 0 : C ON V E R T A1°T0V3:IF V3>70RV3<1 THEN290 :ON ER
ROR :IF V3<3 ANDV6%<201 THEN290
310 ON V3G0T0340,340,940,1 320,80,2760,52O-.GOTO 290
320 S(V)=(S1(V)*N1(1)‘2+S2(V)*(N1(2)*N1(3)) 2+S4(V)/2/C3(V)*2+S5(V))*C
C9(V)/C8(V)/N1(3))*2+S3(V)/C8(V)*2
330 RETURN
340 IX = O:PRINT HEX(03):PRINT AT(7,67);PR INT "В ПОЛОСАХ"
350 PRINT AT(8,67):INPUT "CK3-39 -1",I%:IF I % = 1 TH E N3 90 : PR I N T HEX(03):P
RINT AT(1 5,67) ; INPUT " F ( H ) = " , В : P R I N T A T ( 1 6,67 ) : I N PU T "F(B)=",B1
3 60 B = ROUNt) (40* LO G ( B) / LO G (1 0 )-3 9,0 ) : B1 = ROUND (40*( LO G ( B1 ) / LO G (1 0 )-1 ) ,0 )
;IF V3=1THEN370 :IF V3=2 THEN380 :G0 TO 200
370 A=0:C=(1000-10*2.925)/6:FOR V=BT0B1:A=A+(S(V)+S(V+1))*1O‘(3*V/4O):
NEXT V;PRINT AT(19,70):PRINT R 0 U N D ( S Q R ( 2 *C * A ) , 3 ) ; " ГН " : GO TO 21 0
380 A = 0 :C = (1 0-1 0 * . 97 5 ) / 2 : FOR V=BT0B1 ; A = A+(S(V)+S(V + 1))*10*(V/40):NEXT
V:PRINT AT(1 9,70):PRINT R 0 U N D ( 1 80 / # PI * S Q R ( 2 * C * A ) , 3 ) ; " Г P А Д " : G О T 0 210
390 ON V3GOT0400,430,200
400 PRINT AT(15,70):PRINT "ПЧМ,(ГЦ)": GOSUB 460
410 PRINT AT(18,70):PRINT R OU N D ( S Q R ( 2 *C * D ) , 3 )
420 PRINT AT(1 9,70):PRINT R OUN D ( S Q R (2 *C * A1 ) ,3 ) : GO TO 210
430 PRINT AT(15,70):PRINT "ПФМ,(ГРАД)":GOSUB 490
440 PRINT AT(18,70):PRINT R0UND(180/UPI *SQR(2 *C*D),3)
450 PRINT AT(1 9,70 ) : PR INT R OUN D ( 1 80 / # PI * S Q R ( 2 * C * A1 ) ,3 ) : GO TO 2Ю
4 60 A1= 0:D = 0:C = (1 000-10*2.925)/6; FOR V = 13TO132:A=(S(V)+S(V + 1))*1O*(3*V
/40):A1=A1+A : I F V = 52 THEN480 ; I F V<60 ORV>101 THEN470 :D=D + A
470 NEXT VtRETURN
480 PRINT AT(17,70 ) :PR I NT R OUN D ( S Q R ( 2 *C * A1 ) ,3 ) : GO TO 470
490 A1=O:D=O;C=(1O-1O*.975)/2:FOR V=13T0132;A=(S(V)+S(V+1))*10*(V/40):
A1=A1+A:IF V = 5 2 TH EN51 0 : I F V<60 ORV>101 THEN500 :D=D + A
500 NEXT V:RETURN
510 PRINT A T ( 1 7,7 0 ) : P R I N T R OU N D ( 1 8 О I tf PI * S Q R ( 2 * C * A1 ) , 3 ) : G 0 TO 500
520 ON ERROR 01 °,02 ° GOTO53O : PR I N T / 1 0,HEX(0D):PR I NT HEX(03):PR INT AT(1
,28):PRINT "ВВОДИТСЯ ПРОГРАММА 'FAP*";CLEAR N;LOAD DC F"FAP",,35
530 PRINT HEX(03):ST0P "ВКЛЮЧИТЕ ДИСКОВВОД’*; GOTO 520
540 W=2*#PI*1O*((V-1 )/40 + 1 )
550 GOSUB 670;K=A:L=B
560 ON U27,GO TO 580,5 70,5 90
570 A=W/2/R(5):I=R(4)*C0S(A):I1=-R(4)*SIN(A):C3(V)=R(4):G0T0 630
580 A = W*R(5):B = 1+A*2;I = R(4)/В:И=-R (4)*A/B:GOTO 620
590 A=1+R(1)/R(2);B=W*R(1)*R(3):C=A*2+B*2:B=-(A/W/R(2)+B*R(3))/C:A=R(3
) /С
600 GOSUB ' 9 ( A* Z-B* Z1 , B* Z + A* Z1 , A + Z, В + Z1 )
610 I=A*R(6)/2/«PI:I1=B*R(6)/2/«PI
620 C3(V)=SQR(I *2+11 *2)
630 GOSUB ' 1 О (K 1 * L* R ( 7 ) / W, - К1 *K * R ( 7 ) / W, I , 11 ) ; GO SUB ’ 8(A,B)
640 C9(V)=C*N1(3):C8(V)=SQR(1+2*C9(V)*C0S(D-N1(4))+C9(V)*2)
650 IF V%<V6XTHEN660:V6%=V%
660 RETURN
670 MAT A = A1 :MA T B=ZEP
680 FOR I=1TOIO-1
690 IF B1 ° ( I ) = " R " TH E N 7 70 : I F 31 ° ( I ) = " L " TH E N 700 : I F B1 ° ( I ) = "C " TH E N 71 0 : I F
81 ° ( I ) = "U " TH E N 74 0
700 B=-1/С(I)/W:GOTO 720
710 B=C(I)*U
720 IF N(I)=M(I)THEN730:B(N(I),M(I))=-B+B(N(I).M(I));B(M(I),N(I))=-B+B
(M(I)/N(I)):B(N(I),N(I))=B+B(N(I),N(I))
730 B(M(I),M(I))=B+B(M(I),M(I)):GOTO 770
740 A=4*R5(С(I));B=W*R6(C(i)):C=R3(C(I))*R4(C(I))/(1+A*2)/(1+B*2):A1»C
246
1-А*В)*С:В1=-(А+ В)сС
750 IF N ( I ) =0 TH Е N'*60 : А ( L ( I ) , N ( I ) ) = А ( L ( I ) , N ( I ) ) - А1 : В ( L ( 1) ,’* ( I ) ) =В ( L ( I ) ,
N( I ) )“ В1
760 IF М ( I)=0 THЕN770 :А(L(I),М(I))=А(L(I),М( I ) ) + А1 :В(L( I ),М(I))=В(L(I),
М( I ) ) + В1
770 NEXT I
780 IF N2=2THEN820
790 FOP 1=1TON2-2:FOR J = I+1 TON 2:GO SUB * 9 ( A ( J , I ) , В ( J , I ) , A ( 1, I ) , В (I , I ) )
:A(J,I) =-A:B(J, I)=-B
800 FOR K=I+1T0N2:GOSUB ' 10(A(J,I),В(J,I),A(I,К),В(I,К)):A(J,К)=A(J , К
)+A:B(J,K)=B(J,K)+B;NEXT К
8Ю NEXT J: NEXT I
820 I = A(N2,N2 )+1 /R2:GO SUB ’ 1 0 ( A ( N2 , N1 ) , В ( N2, N1 ) , A ( N1 , N2 ) , В ( N1 , N2 ) ) : L =
A:M = B
830 GOSUB ' 10(A(N1,N1 ),B(N1,N1),I,B(N2,N2)):GOSUB ’ 9( I ,В(N2,N2),A-L ,
B-M) : Z = A: Z1 =B
840 GOSUB ' 9(-A(N2,N1),-B(N2,N1),I,В(N2,N2 ) )
850 RETURN
860 DEFFN ’ 1 О(A1 ,B1,C,D):A = A1*C-D*B1 :B = B1*C + A1*D:RETURN
870 DEFFN * 9 ( A1 , B1 , C , D ) : D1 =C * 2 + D * 2 : A= ( A1 *C + B1 * D ) / D1 : B= ( B1 *C-A1 *D ) / D1 ;
RETURN
880 DEFFN ' 8(A,B)
890 C = SQR(A*2+B‘2):D=ARCSIN(B/C)
900 IF A<OTHEN910 : IF A> = OANDB<OTHEN920 :GOTO 930
910 D=#PI-D:GOTO 930
920 D=2*#PI+D
930 RETURN
940 PRINT /10,HEX(0D):PRINT HEX(03061 2):PR I NT AT(1,22):PR I NT ” ВВОД ИС
ТОЧНИКОВ ШУМОВ ”:PRINT НЕХ(11)
950 PRINT АТ(3,25) ,-PPINT ”1. ВВОД ШУМОВ ОМ”
960 PRINT АТ(4,25):PRINT ”2. ВВОД ШУМОВ 0Г2"
970 PRINT АТ(5,25):PRINT ”3. ВВОД ШУМОВ ГУН"
980 PRINT АТ(6,25):PRINT "4. ВВОД ШУМОВ УПТ"
990 PRINT АТ(7,25):PRINT "5. ВВОД ШУМОВ ДЕЛИТЕЛЕЙ”
1000 PRINT АТ(8,25):PRINT "6. ПОСТРОЕНИЕ ГРАФИКА"
1010 PRINT АТ(9,25):PRINT "7. СЧИТЫВАНИЕ ИЗ РАБОЧЕГО РЕГИСТРА"
1020 PRINT АТ(Ю,25 ): PRINT "8. ВВОД ОКОНЧЕН"
1030 PRINT НЕХ(12): FOR I = 1T05:IF V3(I)=0 THEN1040:PR I NT AT(I+2,23) : PR I N
T ” "
1040 NEXT I:PRINT HEX(11)
1 050 A1° = " "-IEYIN A1 °,1 060,1050 : GOTO 1050
1060 ON ERROR 01 °,02 °GOT01050:CONVERT A1°T0V4:IF V4>80RV4<1 THEN' 050:0N
ERROR
1070 IF V4 = 6 THEN1 540 : IF V4=7THEN1220:IF V4=8THEN1080:GOTO 1140
1080 IF V3 ( 1 )=1 ANDV3(2)=1 ANDV3(3) = 1 ANDV3(4)=1 ANDV3(5 ) = 1THEN1100
1090 PRINT HEX(0703):STOP " HE ВСЕ ВВЕДЕНЫ ИСТОЧНИКИ ШУМОВ":С0ТО
940
1100 PRINT HEX(03) .-PRINT " ЗАПИСАТЬ НА ДИСК - 1"
1110 А1° = " ":KEYIN А1 °,1 1 20,1 110 : GOTO 1110
1120 IF А1 п = "1 " TH EN11 30 : GOTO 80
1130 SCRATCH F"SF2":DATA SAVE DC OPEN F ( ” S F 2 " ) " S F 2 " : D A T A SA',C DC c 1 ( ) , !
S2 () , S3 ( ) , S4 ( ) , S 5 () : D A T A SAVE DC END-GOTO 80
1140 PRINT HEX(12):PPTNT AT(V4 + 2,23) .-PRINT PRINT HEX(11)
1150 PRINT HEX(1 2) .-PRINT A T ( 1 2,2 2 ) : P R I N T " МЕТОД ВВОДА ИСТОЧНИКА ШУМА
PRINT HEX (11 )
1160 PRINT AT( 1 5,25):PR I NT "1. ВВЕДЕНИЕ ПО ТОЧКАМ"
1170 PRINT AT(1 6,25) .-PRINT "2. ПОСТРОЕНИЕ ГРАФИКА"
1180 IF V4 03 TH E N11 90 : PR I NT A T ( 1 7,2 5 ) : P R I N T "3. РАСЧЕТ ПО МОДЕЛИ"
1190 А1 п= : К E Y I N А1 °,1 200,940 : GOTO 1190
1 200 ON ERROR 01 °, 02 ° GO T01 1 90 : C ON V ER T A1nT0A:IF A>3 OR A<1 TH EN11 90 : ON ER
ROR
1210 IF A = 1 THEN1 250 : I F A = 2THEN1 530 : I F A=3ANDV4=3THEN1700:GOTO 1190
1220 DATA LOAD DC OPEN F"SF2"
1230 DATA LOAD DC S1(),S2(),S3(),S4(),S5()
1 240 FOR 1 = 1 T05: V3 (I)=1 -.NEXT I:GOTO 940
1250 PRINT HEX(03):GOSUS 2340
1260 ON V4G0TO1270,1280,1290,1300,1310
247.
12 70 MAT S1=S:V3(1 ) = 1 :GOTO 940
1280 MAT S2 = S : V3 (2 )=1 GOTO 940
1 290 MAT S3=S:V3(3)=1:GOTO 940
1 300 MAT S4=S:V3(4)=1:GOTO 940
1310 MAT S5=S:V3(5)=1:GOTO 940
1320 PRINT /10,HEX(OD):PRINT НЕX(03061 2):РRINТ AT(1,22):PR INT " ВКЛАД
ИСТОЧНИКОВ ШУМОВ ":PRINT НЕХ(11)
1330 PRINT AT(3,25):PRINT " 1. ШУМОВ 0Г1"
1 340 PRINT AT(4,25):PRINT " 2. ШУМОВ 0Г2"
1350 PRINT AT(5,25):PRINT " 3. ШУМОВ ГУН"
1360 PRINT AT(6,25):PRINT ” 4. ШУМОВ УПТ"
1370 PRINT AT(7,25):PRINT " 5. ШУМОВ ДЕЛИТЕЛЕЙ"
1380 A1°=" “tKEYIN A1°,1390 ,1 380 : GOTO 1380
1390 ON ERROR 01 °,02 ° GOT01380:CONVERT A1°T0V4:IF V4>50RV4<1 THEN1 380 •0N
ERROR
1400 IF V5 = 1 ORV5>4 THEN1440:PR INT HEX(03):PRINT "ИЗОБРАЗИТЬ ПРЕДЫДУЩИЕ
ГРАФИКИ ’ - 1"
1410 A1°=" ":KEYIN A1 °,1 420,1 41 0 :GOTO 1410
1420 PRINT HEX(03):IF A1°="1"THEN1430:GOTO 1440
1430 °COPY S2°();G0SUB 2O1O:GOTO 90
1 440 V5 = 1:PRINT HEX(03): °OPEN S2°():°LET S2°() = S°():GOSUB 2010:G0T0 90
1 4 50 IF V7.< = V6 7. TH EN1 4 60 : GO SUB 540 :G0SUB 1 470 -.G0T0 2150
1460 GOSUB 1470:G0T0 2150
1 470 ON V4G0T01 480,1 490,1 500,1 51 0,1 520
1480 S(V) = S1 (V)*(N1 (1 )*C9(V)/C8(V)/N1 (3)) ‘ 2:RE TURN
14 90 S(V) = S2(V)*(N1 (2)*C9(V)/C8(V))*2:RETUPN
1 500 S ( V)=S3(V)/C8(V)*2:RETURN
1510 S(V)=S4(V)/2*(C9(V)/C8(V)/C3(V)/N1 (3))"2:RETURN
1520 S(V)=S5(V)*(C9(V)/C8(V)/N1 (3 ) )* 2:RE TURN
1530 A=V4;V4=6:GOTO 1630
1540 PRINT HEX (03)
1 550 PRINT /1O,HEX(OD):PRINT HEX(03061 2): PRINT AT(1,22):PRINT " ПОСТРО
ЕНИЕ ГРАФИКА ":PRINT HEX(11)
1560 PRINT AT(3,25):PRINT "1. ШУМЫ 0Г1”
1570 PRINT AT(4,25):PRINT "2. ШУМЫ 0Г2"
1580 PRINT AT(5,25):PRINT "3. ШУМЫ ГУН"
1590 PRINT AT(6,25) ;PRINT "4. ШУМЫ УПТ"
1 600 PRINT AT(7,25):PRINT "5. ШУМЫ ДЕЛИТЕЛЕЙ"
1610 A1° = " "rKEYIN A1 °,1 620,1 61 0 : GOTO 1610
1 620 ON ERROR 01 ° , 0 2 ° GO T01 61 0 : C ON V E R T A1°TOA:IF A > 5 0 R A < 1 TH E N1 61 0 : 0 N ER
ROR
1630 ON AG0T01640,1650,1660,1670,1680
1640 MAT S=S1:GOTO 1690
1650 MAT S=S2:G0T0 1690
1660 MAT S=S3:G0T0 1690
1670 MAT S=S4:GOTO 1690
1680 MAT S=S5
1 690 GOSUB 2290 -.G0T0 90
1700 PRINT HEX (031 2) : PRINT /10,HEX(0t>)
1710 PRINT AT(1,30):PRINT " РАСЧЕТ ШУМОВ ГУН "«.PRINT HEX(11)
1720 PRINT AT(4,5):PRINT "КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА ТРАНЗИСТОРА"
1730 PRINT AT(4,35) : LINPUT - X1 ° ( 1 ) : A ° = X 1 ° ( 1 ):GO SUB 18°0;IF D = 1THEN1720
:C=A
1740 PRINT AT(6,5):PRINT "МОЩНОСТЬ ГЕНЕРАТОРА , МВТ
1750 PRINT AT(6,35):LINPUT -X1°(2);A°=X1°(2):GOSUB 1890:IF D = 1THEN1740
:C=C/А*1 E3
1760 PRINT AT(8,5):PRINT "ЧАСТОТА ГЕНЕРАТОРА , МГЦ
1770 PRINT AT(8,3 5 ): LINPUT -X1°(3):A°=X1°(3):GOSUB 1 890-.IF D = 1ThEN1760
: B = A
1780 PRINT AT(10,5):PRINT "ДОБРОТНОСТЬ КОНТУРА (НАГР.) "
1790 PRINT AT(1 0,35):LINPUT -Х1°(4):Дп = Х1°(4):GOSUB 1 890:IF D = 1THEN178
О:B=(B*1Е6/2/A) "2
1800 PRINT AT(12,5):PRINT "ЧАСТОТА СРЕЗА , КГЦ"
1810 PRINT AT(1 2,35):LINPUT - X1 °(5):A° = X1 °(5):GOSUB 1 890:IF D = 1THEN180
0:А1 =A*1 E3
1820 PRINT AT(14,5):PRINT "РЕЗИСТОР В ЦЕПИ СМЕЩЕНИЯ , ОМ"
1 830 PRINT АТ(1 4,3 5 ) : LINPUT - Х1 ° (6) : А° = Х1 и (6) : GOSUB 1 890-.IF D = 1THEN182
248
о
1 84 0 В1=1 . 3805 Е-23*300/2 :С=С*В1 :А1=А1*С:В1=С*В+(К1 /#Р1)"2*В1*А:М=В*А1
, .-PRINT НЕХ(03):МАТ S=ZER:GOSUB 2290:V3(3)=1
И850 KEYIN A1 °~/i 860,1 850 : GOTO 1850
1 860 IF A1° = "0"THEN200: I F A1 °= "1 " TH E N1 9 20 : I F A1°="2"THEN2590:GOTO 940
1870 IF V4=6THEN2150:A=10"((V-1 )/40+1):S(V)=C+Al/A+B1/A'2+Dl/A*3
1880 S3(V)=S(V):GOTO 2150
1 890 D=O:ON ERROR 01 ° , 02 ° GO T01 91 0 : C ON V E R T A°TOA:ON ERROR : IF A<0THEN19
10
1900 RETURN
191 0 0 = 1 :GOTO 1900
1 920 PRINT HEX(03):PR INT / 1 0 , H E X ( 0 D ) : °0 PE N S°():V5=0
1930 PRINT AT(7,1 0) : INPUT "ВВЕДИТЕ МАСШТАБ ПО ОСИ Y - Y1,Y2 (ДБ)'*,У1,Г
2
1940 IF Y2>Y1THEN1950:A=Y2:Y2=Y1:Y1=A
1950 Y=ABS(Y2-Y1)
1960 FRAME S°(),0,511,0,255
1970 PRINT HEX(03):“LET S°()=S1°()
1980 FOR 11=0T010STEP2:J=Y2-И*Y/10:GOSUB 2220
1990 NPLOT Sn(),40-7*L%,247- 11 *24 :LAB EL S°(),,,Y°'
2000 NEXT 11
2010 PRINT AT(4,67):PRINT "0-РЕЖИМ РАБОТЫ"
2020 PRINT AT(5,67);PRINT "1-KOPP. ПО Y”
2030 PRINT AT(6,67):PRINT "2-METKA"
2040 A1n = ” " : V5=V5+1 : FOR V%=1T02Q1
2050 IF V%>21 TH EN2060 : V=( V’Z-1 )*1 0+1 : GOTO 2120
2060 Q%=(V%-2)/40 +1 : 0N (TZG0T02070,2080,2090,21 00,2110
2070 V= ( V/4-2 2 ) * 1 0 +6 : GO TO 2120
2080 V = (V%-42)* 5 + 3:GOT0 2120
2090 V= ( V/4-82 ) * 5+ 4 : GOTO 2120
2100 V=(V%-122)*5+2:GOTO 2120
2110 V = ( V7.-1 62)*5+5
2120 ON V3G0T0200,200,1870,1450,2130,200,200,200
2130 IF VZ>V6/4TH EN21 40 : GOSUB 32O-.GOTO 2150
2140 GOSUB 54O.-GOSUB 320
2150 M = 1 0*LOG(S(V))/LOG(10 ) : I F M>Y2 THEN2160:IF M< Y 1 TH E N 21 7 0 : GO TO 2180
2160 M=Y2:PRINT H E X ( 1 2 ) : PR IN T AT(1,77):PR INT HEX(2B5911 ):GOTO 2180
2170 M=Y1:PRINT HEX(12):PRINT AT(1,78):PRINT HEX(592D11)
2180 IF V5>1THEN2190:DOT S ° ( ) , 5 0 + ( V-1 ) * 2,2 5 0 + ( M-Y 2 ) * 24 0 / Y : GO TO 2200
2190 DOT S2 ° ( ) , 5 0 + ( V-1 ) * 2,2 5 0 + ( M-Y 2 ) * 24 0/Y
2200 KEYIN A1°,2210,2200:NEXT V%:RETURN
2210 IF A1°="O"THEN200:IF A1 ° = "1 " A ND V3 <> 4 TH E N1 9 20 ; I F A1° = "2"THEN259O:G
OTO 2200
2220 CONVERT J TOY°,(-####.###)
2230 FOR I = 2TO5:IF POS(STR(Y°, I , 1 ) ="0")=0 THEN2240 :NEXT I
2240 I7.= I
2250 FOR I = 9T06STEP-1 :IF POS(STR(Y° , I , 1 ) = "0")=0 THEN2260;NEXT I
2260 IF 1 = 6 TH EN22 70 : L%= I-I/4 + 1 : GOTO 2280
2270 L%=I-I’Z
2280 STR(Y°,2) = STR(Y°,I7.,L%) : RETURN
2290 IF V5 = OORV5>4 THEN1 920:PRINT HEX(03);PR INT "ИЗОБРАЗИТЬ ПРЕДЫДУЩИЕ
ГРАФИКИ ’ - 1 НЕТ - О"
2300 KEYIN А1°,2310,2300:GOTO 2300
2310 IF А1 ° = "1 " TH Е N 2 3 20 : I F А1°="О"ТНEN1920:GOTO 2300
2320 PPINT HEX(03):IF V5=1THЕМ2330:°COPY S2°():G0T0 2010
2330 PRINT HE X(03):°OPEN S2°():°L6T S2°() = S°():GO TO 2010
2340 PRINT /10,HEX(OD):PRINT HEX(03):PR INT " КООРДИНАТЫ ТОЧ
EK" •
2350 PRINT " F,ru S(F),fl5"
2360 FOR I=1T020
2370 PRINT AT(1+4,5):LINPUT -X°(2*I-1):IF X°(2*I-1)=" "THEN2370:IF
X°(2*1-1)="END "THEN24OO:ON ERROR 01 °,02 ° GO TO2370 :CON V ERT X°(2*I-1)T0
X (2*1-1 ):IF X(2*I-1)<1OORX(2*I-1)>1E6THEN237O
2380 IF 1 = 1 THEN2390 :FOR J=1T0I-1:IF X ( 2*J-1 ) = X ( 2 * I-1 )THEN2370:NEXT J
2390 PRINT AT(I+4,30):LINPUT -X°(2 I)-0N ERROR 01 °,02 ° GOTO2370:CONVERT
X°(2*1)T0X(2*I) : IF X(2 * I)>0 THEN2390 :NEXT I
241
2400 ON ERROR :D=I-1:F0R J=1T0D
2410 IF J >1 TH E N 24 20 : A = X (1 ): B= X (2 ): 11 =1 : GO TO 2440
,2420 FOR I1=1T0D:IF X(2 * 11-1 )>X1 (2 *J-3)THEN2430 :NEXT И
2430 A = X(2 * 11-1 ):B=X(2 * 11)
2440 FOR 1=11+1 TOD:IF J=1 THEN2450 :IF X(2 * 1-1)< = X1 (2 *J-3)THEN2460
2450 IF A<X(2*1-1)THEN2460 :A = X(2*1-1 ):B=X(2*I)
2460 NEXT I:X1 (2*J-1)=A:X1 (2*J)=B:NEXT J
2470 FOR J = 1 TO D : X (2 * J-1 ) =L0 G ( X1 (2 * J-1 ) ) / LO G (1 0 ) : X (2 * J ) =X 1 (2 * J ) : GO TO ’4
80
2480 NEXT J
2490 PRINT AT(1,68):PRINT "ИДЕТ"
2500 PRINT AT(2,65):PR INT "ИНТЕРПОЛЯЦИЯ"
2510 PRINT AT(3,66):PRINT "12-14 CEK"
2520 J=1:A=(X(4)-X(2))/(X(3)-X(1)):C=X(2)-A*X(1):GOTO 2550
2530 J=J+1
2540 A=(X(2 * J +2)- X(2 * J))/(X(2 *J+1)- X(2 *J-1 )):С = X(2 *J)-A*X(2 *J-1 ):GO TO
2570
2550 FOR V=1T0201
2560 Z=(V + 39)/40 : I F Z>X ( 2 *J+1 ) AND J<D-1THEN2530
2570 S(V)=10 *((A*Z+ C)/10 )
2580 NEXT V:RETURN
2590 PRINT AT(13,71):PRINT "МЕТКА”
2600 PRINT AT(15,66):PRINT "F=":PRINT AT(17,66):PRINT "
”:0N ERROR 01°,02°G0T02610
2610 A° = " ":PRINT AT(15,78):PRINT "ru":PRINT HEX(12):PR INT AT(T
5,69):LINPUT -A°:CONVERT A°TOA:IF A=0THEN2700:ON ERROR :PRINT HEX(11):
W=2*flPI*A:PRINT AT(15,69):PRINT A°
2620 QX=V6X:V=R0UND((L0G(A)/L0G(10)-1 ) *4 0 + 1,0)* ON V3 G0T02 74 0,2 74 0,2650
,2630,2640,2740,2480
2630 GOSUB 55O:GOSUB 1470:G0T0 2650
2640 GOSUB 55O:GOSUB 320
2650 IF S(V)>0 THEN2660:GO TO 2700
2660 M = 10 *LOG(S(V))/LOG(10)
2670 IF M< Y1 0 RM> Y 2 TH E N 2 71 0
2680 A = 50+(V-1 )* 2:IF V5>1 THEN2690:NPLOT S° ( ),A, 1 0:DR AW S ° ( ) , A , 2 5 0 + ( M-У
2 )* 240/Y:GO TO 2720
2690 NPLOT S?°(),A,10:DRAW S ? ° ( ) , A , 2 5 0 + ( M-Y 2 ) * 24 0 / Y : GO TO 2720
.2700 PRINT HEX (1 1 ): PRINT A T ( 1 3,71 ) : P R I NT " ’’.-PRINT A T ( 1 5,6 6 ) : P R IN T
’’ "-.GOTO 2730
2710 PRINT HEX(07)
2720 PRINT AT(17,66):PRINT " S ( F ) = " : P R I N T AT(17,71 ):PR INT ROUND(M,i);"Д
Б”
2730 V6X=QX
2740 IF VX=2O1 THEN90-.NEXT V7.
2750 PRINT HEX(03)
2760 WINDOW 0,511,0,255:A=0:B=511:C=O:D=255
2770 PRINT HEX(03):0N ERROR E°,№ GO TO 2780:PRINT /О С,HEX(1 1 );:GO TO 2790
2780 PRINT AT(1,45,35):INPUT "ВКЛЮЧИТЕ АЦПУ, НАЙМИТЕ CCR/LFJ ",Q°:GOTO
2770
2790 ON ERROR E° , N° GO TO 2800:F°=HEX(0D ) : PR I NT / 0 D , H E X ( 11 ) ; : GO TO 28Ю
2800 F°=HEX(ОС):PRINT /0C,HEX(12)
2810 ON ERROR :En="PCXG”
2820 IX=2:IF POS(E°="X”)>0THEN2830: IX = 4
2830 BIN(Lnd),2)=14000
2840 BIN(L“(IX),2)=A;BIN(L“(IX+1),2)=B
2850 BIN(L°(6-IX),2)=C:BIN(L°(7-I%),2)=D
2860 GOSUB 2970 .№ = HEX(1 B062040): DATA SAVE ВТ /34,№
2870 DATA SAVE ВТ /34,E°.-DATA SAVE ВТ /34,STR(L“(),1,10):PR INT
2 880 LX= 2 4 * I N T ( ( V AL ( L ° (3 ) , 2 )“ V AL ( L° ( 2 ) , 2 ) ) / 24 ) + 2 6
2890 GOSUB ' 52("Q"):DATA LOAD ВТ /35,Q“:Q%=VAL(Q“):IF QX=0THEN2940
2900 IF V5 = 1THEN2910:GOSUB ' 52("F");°CОPY /34 , S2 °():R° = "4W":DATA SAVE
ВТ /34,R°:G0TO 2920
2-910 GOSUB ' 52("F”):°C ОPY /34, S° ( ) : R° = "4W" : DATA SAVE ВТ /34,R°
2920 FOR I%=1TOQX:DATA LOAD ВТ /35,STR(Ln(),1,L%)
2930 DATA SAVE ВТ / F ° , S T R ( L° ( ) , 1 , PO S ( L° ( ) =П D ) ) : N E X T IXtGOTO 2890
2940 GOSUB ' 52("Z"):IF F ° =H E X ( 0 D ) TH E N29 50 : Q ° = H E X ( 1 1 ) : D A T A SAVE ВТ /ОС.
Q □
250
2950 GOTO 200
2960 DEFFN ' 52(Qn):DATA SAVE ВТ /34,Qn; RETURN
2970 DATA HEX(1B052040FA03310080CDE740FE46CA1742FE57CA4643Ff47CA1741FF
51CA0241)
2980 DATA HEX(FE44CA3142FE5ACA1100FE42CA4643FE4CCA5A43 FE 58 C A 9740 F E 5 9C A*
9E40FE43 )
2990 DATA HEX(CA8940FE53CA8340FE4ECA6F40FE50CA7240C320400DlE057B218483
09321742)
3000 DATA HEX(226B42227B42C320401 1 FA06C38C4011C3C921 ОE41 7221 1 E43 73C3 20
40216342)
3010 DATA HEX(AFC3A3 4021 73 4 23 E 2 B22 5 D4 23 24 74 2 C3 20 40 A FO E1 0 298 FB 8 D AB74090
230DC2AF)
3020 DATA HEX(40C9CDAC40B7CAC44023545D1919C97B955F7A9C57C97B956F7A9C67
C9110000)
3030 DATA HEX(B7C81FD2E340EB19EB29C3DA4021244401010058C355002119440102 -
0058CD55)
3040 DATA HEX(002A1944555CEBCq21224401010DCD8E00C320400605545DCDAC4019
C9CDF140)
30 50 DATA HEX(221B44CDF1 40221 344E5CDF1 4023 ЕВE1CDD040221 1 44061 8CDBC4022
07441100)
3060 DATA HEX(00CDC940292929232322CF43EB2209442AO34419221544CDF140CD0E
41 220 F44)
3070 DATA HEX(E5CDF14023CD0E41221944EBElCDD040220B442A1B443A074447CDAC
400606CD)
3080 DATA HEX(AC40CDC44029220D44EB2A0B44CDC940DA9041220D443A4742B7C2A4
412A1 944 )
3090 DATA HEX(EB2A0D44CDD040220F442A0D44E50606CDBC407B322244293A0744CD
D740EB22)
3100 DATA HEX(05442 AOF443A47423D3A0744 F2D941 D1192BCDD7402A1 5441 9221744
C3 F341E5)
3110 DATA HEX(CDD7402A1544EBCDD040221744DlEl1911nnooCDD040220F442A1344
0608C DBC )
31 20 DATA H E X ( 40 2 A1 74 4 EB47 B73 E 80 С АО B4 20 70 5C 20 64 23 2 2 1 44 C D D040 2 21 744C3 20
40003E78)
3130 DATA HEX(212F3E3228422A0544EB2A15447E7877231B7AB3C227423100803A21
44 F52A17)
3140 DATA HEX(44E53E01322344210000221B4400221D443E34AD6F221F44CDE740C6
02FE10D2)
3150 DATA HEX(5242216342856F6EE9141B52318C8D9B9C8483B3C18E859D17141B52
319B8C9C)
31 60 DATA H E X ( 8 D84 83 9 D8 EB3 8 5 C 1 1 70404 783 2 23 44 C3 D1 42040 42 A1 D44 2 B2 21 D442 A
0744C3A8)
3170 DATA HEX(4204042A1D4423221D442A09440C0CD119E505FAD142CAC1422A1B44
2BD1F107)
3180 DATA HEX(D2ВE421 ВС3 СC422А1B4423D1 F10 FD2СC4213 F5D5221 B443A23443DFA
1843472A)
3190 DATA HEX(1D44EB2AO F44CDC940 DA 1 8432 AOD44C DC940D21 8432А1B44EB2A1344
CDC940DA)
3200 DATA HEX(1 84 32A1144CDC94OD21 843E1 F1 F50 5CA1 243 F1 F5B6C31 643 F1 F52FA6
77E52124)
3210 DATA HEX(44353600FA52420DFA5242211F447E0634CA3443800600C337439006
FF77D252)
3220 DATA HEX(42700DO10000FA8E42C39D422A35^4221B443A22443225443A24A4FE
57C22040)
3230 DATA HEX ( 2AO 7447D322644CDC44029 05EB2А1B44221 D441 9221 B442 AO 344D106
80E5E5E5)
3240 DA TA HEX(E5E50E183E01F52a1D447E19A0CA8E43F1F5B14FF107DA°B43F5a1C2
8E43C384)
32 50 DATA H EX(43E1 71 2379FЕ18C AA643 F1E5E5780F47D27C432A1D4423221 D4421 26
•4435C27C)
3260 DATA HEX(43F1D1E1CDD0400606CDBC4029D119360A23360D01CE43E1CD8E0021
254435C2)
3 2 70 DATA H E X ( 5 243 2 АО B44 EB2 AO D44 C DC °40 E B220 B44 C DC 940 D A F3 43 2 20 D44 2 AO F44
3A4742B7)
3 280 DATA HEX(C A9A41 110000C3 9E41 27440000000009гт^ООООООООООООООООООООО
00000000)
251
’3290 RESTORE ,2970:F0R I%=1TO32:READ M°:DATA SAVE ВТ /3 4 , S TR ( M° ,1 ,3 2 ) :
NEXT IX
3300 RETURN
3310 PRINT HEX(0106):FRAME S1n ( ),0,511 , 0,255
3320 NPLOT S1п (),50,10 : DRAW S1 n(),450,1 0 :DRAW S1 n ( ) , 4 50,2 50 : D R A W S1n()
,50,250:DRAW S1n(),50,10
3330 FOR J=1T04:F0R I=1T09.D0T S1n ( ),50 + 80 *J,10 +24 * I:NEXT I;NEXT J
3340 FOR I = 4T01STEP-1 :NPL0T S1 n(),50 + 80 * I,245 !DRAW S1n(),50 + 80 * I,250 :N
EXT I
,3350 FOR I = 9T01 STEP-1 :NPL0T S1 n ( ) , 5 S', 1 0 + 24 * I : D R A W S1 n(),50,1 0+ 24 * I NEX
T I }
k3360 FOR J=0T04-FOR I = 2TO9:NPLOT S1 «() , 50+00* J r80 j’LO G (I) / LO G( 1 0) ,10 • OR
AW S1n(),50 + 80*J+80*L0G(I) 'LOG(IO),15:NEXT I:IF J=4 THEN3370 :NPLOT S1«(
),50+80*(J+1),18:DRAW S1 n ( ) , 50+8 0 * ( J+1 ) , 1 0
3370 NEXT J
3380 NPLOT S1n(),47,0 : LABEL S1 n ( ) , , , "1 О ГЦ "
3390 NPLOT S1n(),120,0:LABEL S1 e(),,,"100ГЦ " '
3400 NPLOT S1n(),200,0:LAB EL S1n(),,,"1КГЦ"
3410 NPLOT S1n(),280,0 : LAB EL S1n(),,,"1ОКГЦ"
3420 NPLOT S1n(),3 60,0 :LAB EL S1n(),,, "100КГЦ"
3430 NPLOT S1n(),440,0:LAB EL S1 n ( ) , , , "1 МГЦ "
1 3440 G9=1:RETURN
3450 X *** СЧИТЫВАНИЕ ДАННЫХ ИЗ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ФАЙЛА ***
,3460 DATA LOAD DC OPEN F"SF"
• 3470 DATA LOAD DC S6(),S7() : GOTO 200
3480 X *** ЗА1ИСЬ ДАННЫХ В ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЙ ФАЙЛ ***
3490 PRINT HEX(03):ST0P "ЗАПИСЬ ’ - CONTINUE'
3500 SCRATCH F"SF":DATA SAVE DC OPEN Fn("SF")"SF"
»3510 DATA SAVE DC S6(),S7():DATA SAVE DC END:GOTO 200
3520 PRINT HEX(03)
3530 PRINT " **** *** ★★ ★★★ I I * I I* *1 I* *1
3540 PRINT ” * I" I I I I I I I
.3550 PRINT " I 1 1 I 1 1 1 I I I 1 I * I 1 * I
I I" 3560 PRINT " I I I I I I I I I I I I I I I
I I"
3570 PRINT " I I I** I I I I** 1**1 I II I
1**1" 3580 PRINT " I I I ★ ★ I I III II J
I I" 3590 PRINT 3600 PRINT ” 3610 PRINT " 3620 PRINT " 3630 PRINT " ✓ **** •к ★ ★ ★ ★ ★ ★ ★ ★ ★ * ** * *" 4
3640 PRINT " 3650 PRINT " 3660 PRINT " 3670 PRINT ” 3680 PRINT AT(18,21):PRINT ПРОГРАММА ★ -к-к-к-к-к ★ *’ * ** *" РАССЧИТЫВАЕТ в 1»
3690 PRINT AT(19,22)-.PRINT ”1 .СПЕКТР ВЫХОДНОГО СИГНАЛА СИНТЕЗАТОРА"
'3700 PRINT AT(20,22):PRINT "2.ПЧМ И ПФМ ВЫХОДНОГО СИГНАЛА"
3710 PRINT AT(21,22):PRINT ”3.ОПРЕДЕЛЯЕТ ВКЛАД КАЖДОГО ИСТОЧНИКА" ‘
3720 PRINT AT(22,24):PRINT "В ОБЩИЙ СПЕКТР ВЫХОДНОГО СИГНАЛА"
3730 GOTO 3310
252
Приложение 2
ЦИФРОВЫЕ ВЫЧИСЛИТЕЛЬНЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ
Уникальные технические характеристики пассивных синтезато-
ров частот, основанных на цифровом накоплении фазы, — мелкий
шаг сетки частот, малое время перестройки, относительно хоро-
шая спектральная чистота выходного сигнала, возможность фор-
мирования сложных сигналов и др. — вызывают к ним повышен-
ный интерес разработчиков.
В таких синтезаторах формируется сигнал : заданной частотой
путем периодического вычисления в тактовые моменты времени
кода линейно нарастающей фазы в код амплитуды синусоидаль-
ного колебания, цифроаналогового преобразования и низкочас-
тотной фильтрации. Выходная частота синтезируемого колебания
равна fc=KfQ\/E, где К. — код требуемой частоты, /о — тактовая
частота, Е — емкость накопителя фазы.
Минимальное значение синтезируемой частоты, равное шагу
сетки, получается при /С=1, а максимальное — в соответствии с
теоремой Котельникова, при К=Кгпах = £,/2 и не превосходит по-
ловины тактовой частоты узлов, в которых происходит вычисле-
ние кода фазы синтезируемого сигнала. В «классическом» синте-
заторе /стах обычно равна /0/8 В перспективе с появлением ин-
тегральных микросхем на основе арсенида галлия центральная
частота сигналов в синтезаторах, дополненных схемами цифрово-
го переноса, достигнет нескольких сотен мегагерц. Форма выход-
ного колебания несколько отличается от гармонической из-за не-
идеальностей ЦАП и ФНЧ, ограниченной разрядности чисел в
ПЗУ и считывания чисел в ПЗУ со старших разрядов накопителя
Вычисление выборок гармонического колебания сводится к
преобразованию с помощью простого кодера (К) выборок пило-
образной функции с выхода цифрового накопителя фазы и вы-
борки треугольной функции, трансформируемых затем в цифро-
вом преобразователе «треугольник — синус» в выборки синусои-
дального колебания. Последний может быть реализован на пос-
тоянном дополняющем устройстве ПЗУ с таблицей кодов сину-
соидальной функции или на ПЗУ в сочетании с логико-арифмети-
ческим устройством. Полученные таким образом цифровые вы-
борки с учетом знака преобразуются ЦАП с интерполятором 0-го
и 1-го порядков в аналоговое напряжение, которое сглаживается
фильтром нижних частот.
Технические характеристики цифровых синусоидальных коле-
баний определяются емкостью цифрового накопителя фазы, чис-
лом разрядов квантования амплитуды синусоидальных выборок и
фазы, используемой для адресации к ПЗУ, тщательностью изго-
товления ЦАП, а также типом и порядком ФНЧ На длитель-
ность переходных процессов в таких синтезаторах, помимо ЦАП
и фильтра, существенно влияют порядок смены частот и их но-
миналы
25S
Характер переходных процессов в синтезаторе при изменении
частоты зависит от значений Д и f2- При одинаковом абсолютном
значении скачка частоты Д/=]/з—/11 переходные процессы e(t)
при перестройке частоты вверх или вниз отличаются только зна-
ком. Наиболее сильные возмущения возникают после включения
и выключения устройства, работающего в режиме синтеза макси-
мальной частоты. С ростом порядка фильтра Пф длительность пе-
реходных процессов увеличивается, что иллюстрируют данные
табл. П.1, где rni соответствует включению сигнала с частотой f,
тП2 — переключению частот с f на [тах, а тптах — включению
колебаний с максимальной частотой, T = IffQ, ДД = 0,1 дБ — не-
равномерность амплитудно-частотной характеристики фильтра.
Приведенные данные [72] свидетельствуют о более продолжи-
тельных возмущениях сигналов в вычислительных синтезаторах с
фильтрами Чебышева, чем в синтезаторах с фильтрами Баттер-
ворта, особенно при больших Пф. Интересно, что длительность
переходных процессов тП2 при переключении частот с f на fmax
слабо зависит от значений f и близка к максимальной тптах, ко-
торая для фильтров Баттерворта и Чебышева лежит соответст-
венно в пределах (1,04 ... 4,25) Т и (1,25 ...7,5) Т.
Возмущения сигналов на выходе синтезатора при изменении
начальной фазы определяются как значением скачка фазы Дф,
так и значением синтезируемой частоты f. Естественно, что при
регулировании начальной фазы на высоких частотах, близких к
fmax, переходные процессы будут наибольшими. Длительности пе-
реходных процессов на частоте fmax при изменении начальной
фазы приведены в табл. П.2.
Таблица П. 1
Длитель- ность 1/^тах Порядок фильтров Баттерворта Порядок фильтров Чебышева (ДА=0,1 дБ) Пф
3’ Пф
4 5 6 3 4 5 6
0,25 0 0,5 0,75 1,25 0 0,25 1,0 1,75
ТП1 0,5 0 25 0,75 2,5 3,0 0 1,5 2,5 3
т 0,75 0,5 2,5 3,0 3,5 0,75 2,0 3,0 5,25
ш тах'Т7 1,0 1,0 275 3,5 4,25 1,25 3,75 6,5 7,75
0,25 1 0 2,75 3,5 4,25 1,25 3,75 6,5 7,75
т п2 0,5 1,0 1,5 35 4,25 0 2,5 6,5 7,75
Т 0,75 0 1,5 2,55 4,25 0 2,25 6,5 7,75
Таблица П. 2
Порядок фильтра Баттерворта Порядок фильтра Чебышева
3 4 5 6 3 4 5 6
45° 1,5 3,5 4,25 4,75 2 0 3,25 5,75 6,5
90° 3,0 3,75 5.25 6,5 2,0 4,5 7,5 10,25
135° 3,0 3,5 5,5 6,25 2,75 4,5 8,75 10,0
180° 2,5 3 25 5,25 6,0 2,5 5,5 8,75 11,25
«54
Из данных табл. П.2 следует, что при скачках фазы в преде-
лах 90... 180° длительность возмущений максимальна и сущест-
венно снижается лишь при уменьшении их до 45°. Сравнение дан-
ных табл. П.1 и П.2 показывает в среднем превышение продол-
жительности переходных процессов на выходе синтезаторов при
изменении начальной фазы, нежели перестройка частоты. Время
переходного процесса уменьшается при снижении порядка фильт-
ра. При этом следует помнить, что снижение порядка приводит к
(возрастанию уровня гармонических составляющих в спектре вы-
ходного сигнала.
Недостаток цифровых синтезаторов — ограниченный диапа-
зон частот, определяемый возможностями цифровой техники и
ЦАП. Поэтому на практике синтезируемые таким образом коле-
бания обычно переносятся в область высоких частот с помощью
дополнительного преобразования или умножения частот. Часто
ЦВС используют в качестве отдельных узлов более сложных син-
тезаторов частот. Одним из наиболее реальных является комби-
нированный синтезатор на основе кольца ФАПЧ с ДПКД, в ко-
тором вместо опорного сигнала используется эталонная квазипе-
риодическая импульсная последовательность, а ошибки, опреде-
ляемые дискретностью цифровых накопителей фазы, компенсиру-
ются в сумматоре, стоящем после импульсного фазового дискри-
минатора. В синтезаторах прямого синтеза (см. рис. 7.13) может
использоваться сигнал цифрового синтезатора в качестве опорно-
го первой декады.
Некоторое представление о характеристиках серийных синте-
заторов с цифровым накопителем фазы, выпускаемых зарубежны-
ми фирмами, можно получить из табл. П.З.
Рассмотрим принцип действия цифровых синтезаторов на при-
мере двух реализаций с десятичным и двоичным накопителями.
Так, синтезатор с десятичным накопителем [121] позволяет обес-
печить соответствие его выходной частоты коду требуемой часто-
ты. Синтезатор содержит накопитель фазы, состоящий из после-
довательно включенных шести по модулю 10 и двух по модулю 2
накопителей (£= 106 • 22=4 000 000), на управляющие входы ко-
торого поступает двоично-десятичный код К синтезируемой час-
тоты, преобразователь двоично-десятичного кода в двоичный,
ПЗУ, в котором записаны значения амплитуд синтезируемого ко-
лебания в интервале от 0 до 6, схему дополнения до 2, форми-
рующую обратный код для получения отрицательной синусоиды,
регистр, ЦАП и ФНЧ.
Данный синтезатор имеет диапазон частот до 1 МГц и шаг
сетки 1 Гц при /о = 4 МГц. Тактовый сигнал с частотой /о = 4 МГц
легко получить из сигнала стандартного опорного генератора 10
или 20 МГц.
Соответствие выходной частоты коду требуемой частоты в син-
тезаторе с двоичным накопителем при любой частоте опорного
сигнала можно обеспечить путем введения в него корректора ко-
да, на вход которого подается двоичный код К требуемой часто-
265
Таблица П. 3
Фирма Hughes Aircraft Company Pentek Inc. Pentek Inc. Qual- comm Inc. Plessey Research Caswel LTD
Тип ЦВС — Model 1080 Model 1180 Q2334 —
Тактовая частота, МГц 7,5 20 — 30 327,7
Шаг перестройки по частоте, Гц 7 0,001 0,001 — 5X103
Диапазон синтезируемых частот, МГц 0 ... 2,5 0...8 0...8 — 0... 100
Шаг перестройки по фазе, град — — 0,36 — —
-Фазовые щумы, дБ/Гц, при «отстройке:
1 Гц — — — — —
10 Гц — — — — —
100 Гц — — — — —
1000 Гц — — — — —
Негармонические состав- ляющие, дБ -65 <—50 <-50 -72 —32
Гармонические составля- ющие, дБ — <—50 <—50 — —
Время перестройки по ча- стоте, нс — — <1000 — 17
Потребляемая мощность, Вт 0,3 5 — — 1,8
Цена, доллары 895 — 98 —
ты, а выходы соединены со входами управления накопителя. Кор-
ректор кода представляет собой умножитель, который для каж-
дого К формирует новое значение кода Кн по формуле Ки=Ка,
где а = 1 + (/—f )//ф постоянный коэффициент, определяемый ве-
личинами f, f0 и N конкретного синтезатора. Частота выходного
сигнала /с=Кн/о/2Л'. Отклонение выходной частоты от требуемой
не превышает /ф во всем диапазоне синтезируемых частот. Для
получения более высокой точности установки выходной частоты
необходимо повысить точность вычисления кода Кн и увеличить
соответственно разрядность накопителя.
При микропроцессорном управлении синтезатором функцию
корректора кода может выполнять микропроцессор, обладающий
большими функциональными возможностями.
Синтезатор с двоичным накопителем имеет диапазон частот до
1,048575 МГц и шаг сетки 1 Гц при /0 = 5 МГц, а= 1,677719. Не-
точность установки выходной частоты не более 0,075 Гц.
Уровень дискретных побочных спектральных составляющих
указанных синтезаторов приведен в табл. П.4.
256
Sciteg Electronics Microwave Semicon- ductor
VDS-8 VDS-15 VDS-3000 VDS-3000A VDS-3050 VDS-3125 ADS-2 —
— — — 80 250 600 1000
0,1 0,1 <0,07 5 <0,1 6 0,25
0...8 0... 16 0... 32 0... 35 0.. . ПО 0,1 ... 300 0...400
0,18 0,09 1,4 — — 5,7 —
— —100 —70 — -80 -80 —
— -100 — — —95 -98 —
— —123 — — -103 -117 —
—140 -130 -ПО -ПО -115 -135 —
—60 <-50 -45 -50 —45 —45 —
— — — -30 <-30 — —
500 500 70 <70 <150 20 —
— — — — <20 — —
— — 3000 2500 4000 2500 —
Уровень гармоник в спектре выходного сигнала зависит от ха-
рактеристик используемых ФНЧ. Что касается уровня фазовых
шумов в составе выходного сигнала вычислительного синтезатора,
то он составляет примерно —130...—140 дБ/Гц при отстройке
1 кГц при реализации на микросхемах серий 100, 193, 530, 533,
1118 и 1500.
Расширение диапазона частот синтезируемых сигналов дости-
Та блица П. 4
Диапазон ис- пользуемых Уровень, дБ, не более Диапазон ис- пользуемых частот, кГц Уровень, дБ, не более
с десятичным накопителем С двоичным накопителем с десятичным накопителем с двоичным накопите тем
частот, кГц
62,5.. . 125 -60 —70 250... 500 —46 —56
125.. 250 —54 -63 500... 1000 —43 -50
257
гается, естественно, не только применением быстродействующих
микросхем, но и выбором наиболее совершенных схемотехничес-
ких решений. Так, быстродействие накопителя кодов можно по-
высить, использовав составной накопитель, в котором в разрыв
цепи переноса между i-м. и (/+ 1)-м разрядами сумматора нако-
пителя кода включается /^-триггер. Здесь i — номер младшего
разряда кода Kv, используемого при вычислении кода коррекции
(1-й разряд — старший). Накопитель кодов, формирующий млад-
шие разряды, можно заменить двоичным умножителем. При этом
быстродействие составного накопителя определяется быстродей-
ствием /-разрядного накопителя, которое при не очень больших
значениях i может быть достаточно высоким.
Основной недостаток применяемого в таких синтезаторах уп-
равляемого устройства задержки (УУЗ) для снижения уровня па-
разитных составляющих сигнала — ограничение минимального ин-
тервала следования входных импульсов значением, большим пре-
дельного времени задержки. Это обусловлено конечным временем
восстановления рабочего состояния после включения. При ис-
пользовании УУЗ в синтезаторах максимальная частота выходно-
го сигнала не превышает половины опорной частоты. Указанный
недостаток устраняется в УУЗ, в котором операция коммутации
предшествует собственно временной задержке. Диапазон частот
ЦВС с таким УУЗ расширяется вдвое. Рассмотренные пути по-
вышения быстродействия делителей частоты (гл. 5) имеют прямое
отношение к оптимизации характеристик ЦВС.
Предельную скорость формирования кода коррекции можно
обеспечить в блоке управления на основе оперативного запоми-
нающего устройства, в которое при включении заносится вычис-
ленная заранее и хранимая в ПЗУ информация. Целесообразность
такой структуры обусловлена более высоким, чем у ПЗУ и мат-
ричных схем деления, быстродействием современных ОЗУ.
Указанные меры позволяют расширить диапазон частот ЦВС
в 3... 5 раз по сравнению с «классическими» схемами синтезато-
ров на основе накопителей кодов.
Следует заметить, что методы цифрового вычислительного син-
теза частот постоянно совершенствуются. Ими занимается боль-
шой круг специалистов, усилия которых направлены на поиск и
реализацию наиболее существенных технических решений по по-
строению таких синтезаторов, обеспечивающих снижение потреб-
ляемой мощности, уменьшение массо-габаритных характеристик,
повышение надежности и технологичности, расширение диапазона
рабочих частот улучшение спектральных характеристик. Однако
по диапазону частот, определяемом у в основном быстродействи-
ем ПЗУ, и быстродействию, определяемому временем установле-
ния ЦАП, достигнутые результаты близки к предельным. Даль-
нейшего успеха по этим параметрам можно ожидать только в
результате новых технологических достижений по разработке мно-
горазрядных ЦАП, ПЗУ, ДПКД, ДДПКД, УУЗ, дискретных фа-
зовращателей и других узлов ЦВС.
258
Список литературы
1. Рютман Ж. Характеристики нестабильности фазы и частоты сигналов высо-
костабильных генераторов: Итоги развития за пятнадцать лет//ТИИЭР.—
1978. —Т. 66, № 9.— С. 70--'102.
2. Рыжков А. В., Удалова С. Н. О шумовых характеристиках автогенерато-
ров//Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. — 1982. — Вып, 2.—
С. 91—102.
3. Кешнер М. С. Шум типа 1////ТИИЭР. — 1982. — Т. 70, № 2. — С. 60—67.
4. Шапиро Д. Н., Пайн А. А. Основы теории синтеза частот.—М.: Радио и
связь. — 1981. — 264 с.
5 Huang Tsou-Chiang, Omura Jim К., Lindsey W. C. Analysis of coherent
satellite communication system in the presence of interference and noise//
IEEE trans. — 1981, —Vol. Com-29, N 5. — P. 593—604
6. Lindsey W. C., Kweitu. Phase noise effects space shuttle communications
link performance//IEEE Trans.— 1978. — Vol. COM-26, № 11. — P. 1532—
1540.
7. Шахгильдян В. В., Ляховкин А. А. Системы фазовой автоподстройки час-
тоты — М.: Радио и связь.— 1972. — 447 с.
8. Манассевич В. Синтезаторы частот. Теория и проектирование. Пер. с англ /
Под ред. А. С Галина. — М.: Связь, 1979. — 384 с.
9. Супер Ю. М., Даниэлян С. А. Нормирование фазовых шумов в линиях
передачи цифровой информации сигналами с фазовой манипуляцией//Тех-
ника средств связи Сер. Техника радиосвязи. 1982 —Вып. 1. — С. 49—60.
10. Проектирование и расчет радиорелейных линий связи/Под ред. Е В Рыж-
кова.— М.: Связь — 1975. — 264 с.
11. Справочник по спутниковой связи и вещанию/Под ред. Л Я Кантора —
М.: Радио и связь.— 1983. — 288 с
12 Pane J. В. Synthesizer Designs Depend on Satcom Use//Microwaves —
1980 — Vol. 19, № 3 — P. 47—53.
13. Leeson D. B. Short term stable microwave sources//Microwave J — 1970. —
Vol. 13, M 6. — P. 59—69.
14. Рыжков А. В., Кремнев Ю. В. О кратковременной стабильности частоты
кварцевых генераторов метровых волн//Радиоте\ника —1976 —Т 31,
№ 12 — С 49—52
15. Takaoka A, Ura К. Noise analysis of nonlinear feedback oscillator with
AM-PM conversion cocfficient//IEEE Trans — 1980. — Vol. MTT-28, № 6 —
P 855—862.
16 К ’man J. Foot. Low noise phase-locked UHF VCO. Part 1: the noise pi >-
b!em//Ham radio — 1986. — № 7. — P. 33, 35(38.
17. Рыжков А. В., Демчук А. Д. Повышение спектральной чистоты опорных
колебаний'/Радиотехника —1977 —Т 33, № 5 С. 107—110.
18. Шитиков Г. Т. Стабильные автогенераторы метровых и дециметровые
both —М . Радио и связь — 1983 —256 с.
19. Jean ч! НекаИ. Microwave SAW oscillators for radio-relay systems//Micro-
wave J — 1978 — Vol. 21, № 9. — P. 48—49.
20. Parker T. E. 1/f phase noise in quartz SAV' devicesZ/Electronics Lett4 —
1979 — Vol. 15, № 10.— P. 38—39
21. Wilkinson V. J., Farr A. N., Gratze S. C., Salter 1. J. Some recent dexclop-
ments in surface acoustic wave oscillator//Marconi Review, second qua
ter — 1980.—Vol. XLIII, № 217.— P 96—115.
22. Lewis M. F. Surface-skimming bulk wave devices//The Radio and Electio-
nic Engineer.— 1979.—Vol. 49, N 6. — P. 288.
23. Parker T. E. 1/f noise in quartz delay lines and resonators//IEEE Ultra-
sonics Symp., Proc.— 1979. — P. 878.
24. Salmon S. K. Practical aspects of surface acoustic wave oscillators//IEEE
Trans. — 1979, —Vol. MTT-27, N 12. — P. 1012—1018.
25. Colvin R. D. UHF acoustic oscillators//Microwave J.— 1980. — Vol. 23,
№ 11, —P. 43—44.
26. Alley G. D. and Wang H. C. An ultra low noise microwave synthesizer//
IEEE Trans. — 1979. — Vol. MTT-27, № 12. — P. 969—974.
259
27. Vectron Laboratories, Inc. Low noise crystal oscillators//Microwaves.—
1982, —Vol. 21, № 4. —P. 109.
28. Хотунцев Ю. Л. Флюктуации в полупроводниковых передающих СВЧ уст-
ройствах//Изв. вузов СССР. Сер. Радиотехника.— 1982. — Т. XXV, № 1.—
С. 3—14.
29. Жалуд В., Кулешов В. Н. Шумы в полупроводниковых устройствах/Под
ред. А. К. Нарышкина. — М.: Сов. радио. —1977.—416 с.
30. А. с. 621060 (СССР). Устройство фазовой автоподстройки частоты/Ю. И.
Алехин. — Опубл. 1978, Бюл. № 31.
31. Robins W. F. Phase noise in signal sources. Theory and applications.—
2nd rew. ad. — London: Feregrinus, 1984. — 321 p.
32. Бережняк И. П., Кулешов В. Н. Естественные шумы балансного фазового
детектора//Радиотехника.— 1980. — Т. 35, № 2. — С. 46—48.
33. Галин А. С. Диапазонно-кварцевая стабилизация СВЧ. — М.: Связь, 1976.—
256 с.
34. Клепацкая И. И. Цифровые синтезаторы частоты для СВЧ возбудителей
дискретной сетки частот//Техника средств связи. Сер. Техника радиосвя-
зи.— 1981. — Вып. 8. — С. 96—105.
35. Клепацкая И. И., Киселев К. В. Цифровые синтезаторы частот УВЧ, СВЧ
диапазонов//Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи.— 1983.—
Вып. 6.— С. 90—95.
36. Шахгильдян В. В., Пестряков А. В., Кабанов А. И. Общие принципы по-
строения быстродействующих синтезаторов частот на основе систем фазовой
автоподстройки частоты//Электросвязь.— 1983. — № 10. — С. 36—42.
37. Kroupa V. F. Noise properties of PLL systems//IEEE Trans.— 1982.—
Vol. Com-30, № 10.— P. 2244—2252.
38. Kroupa V. F. Low-noise microwave-frequency synthesizers. Design princi-
ples//IEE Proc.— 1983.—Vol. 130. —Pt. H. —№ 7. — P. 483—488.
39. Winchell D. Single-loop synthesizer upgrades satcom links//Microwaves.—
1980. —Vol. 19, № 3. — P. 54—60.
40. Yukio A. et. al. Low power 1 GHz frequency synthesizer LST’s//IEEE
Trans. — 1983. — Vol. SC-18, № L—P. 134—141.
41. Баланов О. А., Кабанов А. И. Принципы построения синтезаторов частоты
СВЧ диапазона//Электросвязь.— 1987. — № 2. — С. 53—56.
42. Системы фазовой автоподстройки с элементами дискретизации/Под ред.
В. В. Шахгильдяна. — М.: Связь.— 1989. — 320 с.
43. Артым Л. Д., Трифонов С. В. Частотные методы анализа и синтеза сис-
тем ФАПЧ. — М.: Связь.— 1976. — (160 с.
44. Левин В. А., Тихомиров Н. М. Сравнительный анализ динамических и
фильтрующих свойств астатической системы ИФАП при различных этапах
устойчивости//Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи.— 1985.—
Вып. 7. — С. 77—82.
45. Пестряков А. В. Расчет спектральных характеристик синтезаторов частот,
использующих дискретные кольца ФАПЧ//Электросвязь.— 1986. — № 3.—
С. 51—55.
46. Калмыкова О. Л., Кулешов В. Н. О расчете спектра флуктуаций фазы под-
страиваемого генератора в импульсной системе ФАП//Стабилизация часто-
ты: Материалы межотраслевых научно-технических конференций, совеща-
ний, семинаров и выставок. — М.: ВИМИ, 1980. — С. 115—116.
47. Зарецкий М. М., Мовшович М. Е. Синтезаторы частоты с кольцом фазовой
автоподстройки. — Л.: Энергия. — 1974. — 256 с.
48 Юкнис В. И. Моделирование на ЭВМ паботы аппроксимирующего синте-
затора частот//Научные труды вузов Лит. ССР. Радиотехника. — Вильнюс,
1989, —Т. 25, № 2, —С. 81—84.
49. Блатов В. В. Фильтрация шумов кольцом фазовой автоподстройки//Радио-
техника и электроника. — 1982. — Т. XXVII, вып. 4.— С. 737—741.
50. Доленчук В. М. К вопросу об анализе линейного тракта возбудителя ра-
диопередатчика по спектральной плотности шума на его выходе//Техника
средств связи. Сер. Техника радиосвязи.— 1981. — Вып. 10. — С. 53—59.
51. Рыжков А. В. Комбинированная система ФАПЧ с реверсивным поиском//
Электросвязь. — 1975. — № 10. — С. 68—70.
260
52. Алехин Ю. И., Кириллов М. И., Сингоши С. А. Фазовые детекторы цифро-
вых синтезаторов частоты//Стабилизация частоты: Материалы межотрасле-
вых научно-технических конференций, совещаний, семинаров и выставок —
М.: ВИМИ. — 1980. — С. 70—74.
53. Алехин Ю. И., Кириллов М. И. Анализ дискретных помех в фазовых де-
текторах типа «выборка — запоминание»//Техника средств связи. Сер. Ра-
диоизмерительная техника.— 1981. — Вып. 7. — С. 30—34.
54. Лейнов М. Л., Качалуба В. С., Рыжков А. В. Цифровые делители частоты
на логических элементах. — М.:Энергия, 1975.— 128 с.
55. А. с. 1125733 (СССР). Цифровой синтезатор частот/И. Н. Гуревич, А. Н.
Гордонов, Ю. А. Ипатов, В. М. Модель. — Опубл. 1984, Бюл. № 43.
56. Шишов С. Я. Быстродействующий делитель частоты с переменным коэф-
фициентом деления//Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. —
1981. —Вып. 9. —С. 83—88.
57. Ипатов Ю. А. Делители с переменным коэффициентом деления для синте-
заторов частот ДЦМВ диапазона//Техника средств связи. Сер. Техника ра-
диосвязи.— 1983. — Вып. 6. — С. 96—100.
58. Речицкий В. И., Сингур Е. К. Генераторы сигналов на поверхностных акус-
тических волнах//3арубежная радиоэлектроника. — 1978. —№ 3. — С. 95—
108.
59. Кочемасов В. Н. Генерация и синтез частот с применением приборов на по-
верхностных акустических волнах//3арубежная радиоэлектроника. — 1979. —
№ 1, —С. 96—132.
60. Дворников А. А., Огурцов В. И., Уткин Г. М. К теории автогенераторов с
линией задержки на акустических волнах в цепи обратной связи//Радио-
техника и электроника.— 1979. — Т. XXIV, вып. 12. — С. 2511—2520.
61. Рыжков А. В. Источники колебаний на основе поверхностных акустических
волн//Радиотехника. — 1979. — Т. 34, № 10. — С. 40—43.
62. Maines J. D., Paige Е. G., Saunders A. F., Young A. S. Simple technique
for the accurate determination of delay time variations in acoustic surface
structures//Electronics Letts.— 1969. — Vol. 5, № 3. — P. 678—680.
63. Речицкий В. И. Акустоэлектронные радиокомпоненты. — М.: Сов. радио. —
1980. — 164 с.
64. Поверхностные акустические волны/Под ред. А. Оливера: Пер. с англ./Под
ред. И. С. Реза. — М.; Мир.— 1981. — 392 с.
65. Акустоэлектроника/В. А. Хорунжий, Е. В. Долбня, П. Н. Богатов; Под ред.
В. А. Хорунжего. — Киев: Техшка. — 1984. — 152 с.
66. Каринский С. С. Устройства обработки сигналов на ультразвуковых поверх-
ностных волнах. — М.; Сов. радио, 1975.— 176 с.
67. Хейс, Хартманн. Устройства на поверхностных акустических волнах для
техники связи//ТИИЭР. — 1976. — Т. 64, № 5. — С. 98—119.
68. Мейнс, Пейдж. Применение устройств на поверхностных акустических вол-
нах для обработки сигналов//ТИИЭР. — 1976. — Т. 64, № 5. — С. 81—97.
69. Морозов А. И., Проклов В. В., Станковский Б. А. Пьезоэлектрические пре-
образователи для радиоэлектронных устройств. — М.: Радио и связь. —
1981.— 184 с.
70. Колдрен Л. Э., Розенберг Р. Л. Резонаторные фильтры на поверхностных
акустических волнах//ТИИЭР.— 1979 —Т. 67, № 1. — С. 166—'181.
71. Коямада, Исихара, Есикава. Узкополосные фильтры на основе резонаторов
для поверхностных акустических волн//ТИИЭР.— 1976. — Т. 64, № 5.—•
С. 137—139.
72. Фадеев А. Н. Переходные процессы в вычислительных синтезаторах сиг-
налов//Научные труды Московского энергетического института: Современ-
ные проблемы стабилизации частоты. — Межведомственный тематический
сборник № 8, —М., 1983.— С. 104—109.
73. Орлов В. С., Бондаренко В. С. Фильтры на поверхностных акустических
волнах. — М.: Радио и связь. — 1984. — 272 с.
74. Слободник А. Поверхностные акустические волны и материалы для уст-
ройств на поверхностных акустических волнах/ТИИЭР.— 1976. — Т. 64,
№ 5. — С. 10—26.
261
75. Дворников А. А., Огурцов В. И., Уткин Г. М. Стабильные генераторы с
фильтрами на поверхностных акустических волнах. — М.: Радио и связь,
1983, — 136 с.
76. Никитов В. А., Никитов С. А. Исследования и разработки на магнитоста-
тических спиновых волнах//3арубежная радиоэлектроника.— 1981. — № 12.—
С. 41—52.
77. Berta М., Harteman Р. Quartz resonators at fundamental frequencies grea-
ter then 100 MhzH//Ultrason Symp. Proc., Cherry Hill, 1978. — New York,
1978.—p 148—151.
78. Гуревич Г. Л., Кошуринов Е. Н., Пасхин В. М., Сандлер М. С. Генератор
с дискретной перестройкой частоты, стабилизированный резонатором по-
верхностной акустической волны//Радиотехника и электроника. — 1978. —
Т. XXIII — Вып. 10, —С. 2204—2207.
79. Lawrence М. W. Surface acoustic wave oscillators//Wave Electronics. —
1976, —Vol. 2, № 1—3. — P 43.
80. Tanski Willionn J. High Q and GHz SAW resonators//Ultrason Simp.
Proc., Cherry Hill, 1978, —New York, 1978. — P. 433—441.
81. Nakagawa Y. Elastic-surface-wave temperature coefficients of delay line
with ZnO thin film//Appl. Letts. — 1977. — Vol. 31, № 2 — P. 56.
82. A. c. 845261 (СССР). Многочастотный генератор/А. В. Рыжков. — Опубл.
1981, Бюл. № 25.
83. А. с. 634447 (СССР). Синтезатор частот/А. В. Рыжков, Е А. Сластунов,
М. В. Ерохин. — Опубл. 1978, Бюл. № 43.
84. Вапнэ Г. М СВЧ устройства на магнитостатических волнах// — М : ЦНИИ
«Электроника», 1984. — 80 с —(Обзоры по электронной технике. Сер. I.
«Электроника СВЧ». Вып. 8 (1060)).
85. Савченко М. П. Влияние нестабильности амплитуды колебаний и напря-
жения смещения на частоту автогенератора при встречно-последовательном
соединении варикапов//Радиотехника.— 1978. — Т. 33, № 12. — С. 16—18.
86. Кулешов В. Н., Попов А. В. Исследование шумов импульсно-фазовых де-
текторов типа «выборка — запоминание»//Электросвязь.— 1987. — № 10.—
С. 52—54.
87. А. с. 725196 (СССР). Синтезатор частот/А В. Рыжков, Е. А. Сластунов,
М. В. Ерохин и В М Сергиенко. — Опубл. 1980, Бюл. № 12
88. А. с. 1319236 (СССР). Радиоимпульсный генератор гармоник/А. В. Рыжков,
В. Н. Попов и В. И Хализов — Опубл 1987, Бюл № 23.
89. Григулевич В. И., Иммореев И. Я. Радиоимпульсное преобразование час-
тоты — М.: Сов. радио, 1966. — 335 с.
90 А. с. 836757 (СССР). Радиоимпульсный генератор гармоник/К. Д. Тихо-
мирова и Н. А. Железова —Опубл 1981, Бюл. № 21
91. А. с. 845262 (СССР). Многочастотный генсратор/А В. Рыжков, Е А
Сластунов и В И Хализов. — Опубл. 1981, Бюл. № 25
92. Dodson D. J., Huang М. Y., Kagiwada R. S. Fast hopping SAW Frequency
synthesizer//! Ions' on—Texas: NTC-80. 1980, December. — P. 22 2 1—22 2 5
93. A. c. 922997 (СССР). Многочастотный генератор/А В Рыжков, С Н Уда-
лова и Е. А Сластунов —Опубл 1982, Бюл. № 15.
94. Богословский И. Н., Якимов А. В. Источники фликкерных шумов в бипо-
лярном транзисторе//Изв вузов СССР. Сер. Радиофизика. — 1986. —
Т. XXIX — № 6 — С 675—683.
95. А. с. 702360 (СССР). Регулятор температуры/IO. В Кремнев, А. В. Рыж-
ков, М. В. Ерохин. — Опубл. 1979, Бюл. № 45.
96. А. с. 703795 (СССР). Термостат для кварцевого генератора/Ю. В. Крем-
нев, А. В. Рыжков. — Опубл 1979, Бюл. № 46.
97. Альтшуллер Г. Б., Елфимов Н. Н., Шакулин В. Г. Экономичные миниатюр-
ные кварцевые генераторы. — М.: Связь, — 1979,— 160 с.
98. А. с. 907764 (СССР). Термокомпенсированный кварцевый автогенератор/
А. В. Рыжков, Ю. В. Кремнев, Н. Н. Нечаева, М. В. Ерохин. — Опубл.
1982, Бюл. № 7.
99. А. с. 849442 (СССР). Кварцевый фильтр/А. В. Рыжков, Ю. В. Кремнев,
М. В. Ерохин. — Опубл. 1981, Бюл. № 27.
262
100. А. с. 951254 (СССР). Регулятор температуры для эталонного кварцевого
генератора/А. В. Рыжков, Ю. В. Кремнев, В. А. Киреев и до — Опубл.
1982, Бюл. № 30. F-
101. Ben Zaken М. A VHF fast frequency synthesizer using SAW filters/ZUltra-
sonics Symp. Proc. — Boston, 1980. — Vol. 1.— P. 230—1234.
10>2 . Budreau A. J., Slobodnik A. J., Carr P. H. A review of SAW-based direct
Frequency Synthesizers//!EEE Trans. — 1982. — Vol. MTT-30 № 5 ______________P
686—692. , . . .
103. A. c. 790360 (СССР). Устройство для формирования фазоманипулирован-
ного сигнала/В. Н. Попов, А. В. Рыжков, В. И. Хализов. — Опубл. 1980
Бюл. № 47.
104. Тимофеев В. Н., Величко Л. М., Ткаченко В. А. Аналоговые перемножите-
ли сигналов в радиоэлектронной аппаратуре. — М.: Радио и связь 1982 __________
112 с. ’ ‘
105. Диксон Р. К. Широкополосные системы: Пер. с англ./Под ред. В. И. Жу-
равлева.—М.: Связь, 1979. — 306 с.
106. Левин В. А., Малиновский В. Н., Романов С. К- Синтезаторы частот с сис-
темой импульсно-фазовой автоподстройки частоты. — М.: Радио и связь
1989, —232 с.
107. Tipon Paul G. New microwave-frequency synthesizers that exhibit broader
bandwidths and increased spectral purity//IEEE trans.— 1974. — Vol.
MTT-22, № 12,—P. 1246—1254.
108. Романов С. К., Тихомиров H. M. Искажения сигнала при частотной моду-
ляции в цифровых синтезаторах частот//Техника средств связи. Сер. Тех-
ника радиосвязи. — 1982. — Вып. 7. — С. 68—76.
109. А. с. 924908 (СССР). Устройство формирования фазоманипулированного
сигнала/А. В. Рыжков, В. И. Хализов, В. Н. Попов. — Опубл. 1981, Бюл.
№ 16.
ПО. А. с. 964915 (СССР). Устройство формирования сетки частот/А. В. Рыж-
ков, Е. А. Сластунов, В. М. Сергиенко, И. А. Рязанцев. — Опубл. 1982,
Бюл. № 37.
111. Ronald С. Stirling. Microwave frequency synthesizers. — New Jersey: Prenti-
ce-Hall.— 1987,— 189 p.
112. Rhodes R. R., Hutchinson W. K., Hutchinson В. H. Frequency agile phase-
locked loop synthesizers for a communications satellite//Houston — Texas:
NTC. — 1980, December.—P. 22.3.1—22.3.6.
113. McAllister P. A. Synthesised signal generator: a design example//IEE proc.—
1983.— N 130, —P. 45'1—455.
114. Коробкин В. А., Двадненко В. Я., Великоцкий В. Н. Малогабаритный вы-
сокодобротный резонатор с использованием лейкосапфира//Радиотехника и
электроника.— 1986. — Т. XXXI. С. 1236—1238.
115. Горшков В. В., Куксин О. В., Рубцов С. А., Сухов А. В. Военные системы
связи с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты//3арубежная ра-
диоэлектроника.— 1986. — № 3. — С. 3—13.
116. Фред Телевски, Кингсли Крафт, Эрик Друкер, Джо Мартинс. Использова-
ние линии задержки для обеспечения спектральной чистоты ВЧ-генерато-
ра//Электроника. — 1980. — № 19. — С. 25—38.
117. Курокава. Принудительная синхронизация твердотельных СВЧ-генерато-
ров//ТИИЭР.— 1973. —Т. 61, № 10. —С. 12—40.
118. Гуревич И. Н. Подавление помехи с частотой, кратной шагу сетки, в син-
тезаторах частоты//Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи.—
1979. — Вып. 6. — С. 30—44.
119. Пат. 4725786 (США). Robert J. Papaieck. Full octave direct frequency
synthesizer.
120. Robert J. Papaieck. A Submicrosecond Switching Frequency Synthesizer to
4 GHz//Microwave J. — 1985. — Vol. 28, № 12. — P. 133—136.
121. Шишов С. А., Станков В. С., Сухотин С. С. Особенности проектирования
пассивных синтезаторов частот с цифровым накоплением фазы//Стабилиза-
ция частоты и прецизионная радиотехника: Тезисы докладов межотрасле-
вых научных конференций, совещаний, семинаров. — М.: ВИМИ.— 1983.
С. 69-72.
263
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие...................................................... 3
Глава 1.
СТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ СИНТЕЗАТОРОВ................................... 4
1.1. Общие сведения ..............................................4
1.2. Модель выходного сигнала генератора: основные определения . 5
1.3. Оценка спектральных плотностей...............................8
1.4. Модель спектральной плотности в виде степенной функции . . 9
1.5. Требования к кратковременной стабильности частоты синтезато-
ров радиолиний связи с фазовой манипуляцией......................13
1.6. Методика построения шаблонов, ограничивающих спектральную
плотность фазовых (частотных) шумов..............................17
1.7. Требования к кратковременной стабильности частоты синтезато-
ров радиорелейных линий..........................................20
1.8. Расчет паразитного отклонения частоты и фазы по спектральной
плотности шума с произвольным распределением.....................27
Глава 2.
ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ УЗЛОВ СИНТЕЗАТОРОВ
ЧАСТОТ .............................................................30
2.1. Шумы активных элементов.....................................30
2.2. Фазовые шумы автогенераторов................................37
2.3. Фазовые шумы высокочастотных усилителей и умножителей часто-
ты, фазовых дискриминаторов, смесителей и цифровых делите-
лей частоты......................................................54
Глава 3.
ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТ НА ОСНОВЕ СИС-
ТЕМ ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ..........................................62
3.1. Пути построения синтезаторов сверхвысоких частот .... 62
3.2. Структурные схемы синтезаторов с кольцами фазовой автопод-
стройки частоты..................................................67
3.3. Оценка предельно-достижимых уровней фазовых шумов синтеза-
торов с кольцами ФАПЧ............................................74
3.4. Шумы синтезатора частот, выполненного по однокольцевой схеме 79
3 5. Шумы синтезатора частот, выполненного по многокольцевой схеме 80
3.6. Оценка реальных уровней флуктуаций фазы в однокольцевых
синтезаторах частот ............................................ 82
3.7. Оценка реальных уровней флуктуаций фазы в двухкольцевом син-
тезаторе частот..................................................95
3.8. Программы анализа на ЭВМ основных характеристик синтезато-
ров частот на основе систем фазовой автоподстройки частоты 98
Глава 4.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТ С КОЛЬЦАМИ ФАЗОВОЙ
АВТОПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ.............................................102
4.1. Синтезаторы частот метрового диапазона волн................102
4.2. Синтезаторы частот дециметрового и сантиметрового диапазонов
волн ..........................................................1Ю
4.3. Синтезаторы частот миллиметрового диапазона волн .... 125
4.4. Синтезаторы опорной частоты со сверхмалыми шагом сетки и
уровнем фазового шума...........................................133
Глава 5.
ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ С ПЕРЕМЕННЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ ДЕЛЕНИЯ . . 137
5.1. Основные понятия и принцип работы..........................137
5.2. Структуры делителя с переменным коэффициентом деления . . 142
5.3. Делители частоты с дробным переменным коэффициентом деления 147
5 4. Построение ДПКД с применением предварительного делителя 10/11 156
5 5. Делители с малым переменным коэффициентом деления . . . 158
5 6. Прохождение частотно-модулированного шумом колебания через
делитель частоты............................................160
Глава 6.
автогенераторы и фильтры на основе поверхностных акустичес-
ких ВОЛН........................................................... 164
6.1. Общие предпосылки...........................................164
62. Возбуждение и прием поверхностных акустических волн . . . 166
6.3. Генераторы с резонаторами в цепи обратной связи . . . . 173
6.4. Генераторы с линией задержки в цели обратной связи . . 178
6.5. Стабильность частоты генераторов............................186
6.6. Фильтры.....................................................193
6.7. Автогенераторы и фильтры на магнитостатических спиновых волнах 194
Глава 7.
СИНТЕЗАТОРЫ ПРЯМОГО СИНТЕЗА ЧАСТОТ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУС-
ТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ.................................................... 196
7.1. Основные элементы и узлы синтезаторов.......................196
7.2. Пути оптимизации спектральных характеристик опорных генера-
торов ...........................................................204
7.3. Простейшие синтезаторы частот...............................212
7 4. Декадные синтезаторы частот...............................219
7.5. Октавный синтезатор с прямым синтезом частот................227
7.6. Методики измерений скорости перестройки частоты и паразитного
отклонения фазы..................................................230
Приложение 1.....................................................233
Приложение 2.....................................................253
Список литературы .............................................. 259
Научное издание
РЫЖКОВ АНАТОЛИЙ ВАСИЛЬЕВИЧ, ПОПОВ ВАДИМ НИКОЛАЕВИЧ
СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ В ТЕХНИКЕ РАДИОСВЯЗИ
Заведующий редакцией В. Н. Вяльцев. Редактор Э. М. Горелик. Художественный
редактор В. В Алексеев. Переплет художника В. Ф. Громова. Технический ре-
дактор Г. 3. Кузнецова. Корректор Л. А. Буданцева
И Б № 2276
Сдано в набор 18.09.90 Подписано в печать 09.01.91
Формат 60X90’/i6 Бумага типографская № 1 Гарнитура литературная
Печать высокая Усл. печ. л. 16,5 Усл. кр.-отт. 16,63 Уч.-изд. л. 18,65
Тираж 5000 экз. Изд. № 23089 Зак. № 82 Цена 3 р. 70 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Типография издательства «Радио и связь». 101000 Москва, ул. Кирова, д. 40