/
Текст
КОРРЕКТИРУЮЩИЕ
ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЕЙ
ЗВУКОВОЙ
П.В. КОРНОУХОВ
Кнев
1965
ЧАСТОТЫ
ь:z.,. за -:~
• &':/6
6Ф2.12
K6i
621.375 .2: 621.3.088
В книге рассмотрены основные схемы
корректирующих цепей, применяющиеся в
ламповых и тра·нзисто-рных усилителях зву
ковой частоты. Значительное внимание уде
лено корректирующим цепям для магнито
фонов. Даются примеры расчетов.
Книга предназначена для инженеров, за
нимающихся разработкой усилителей зву-
1ю.вой частоты, а та-кже может быть полез
на студентам вузов радиотехнического,
электроакустического и .киноинженерного
факультетов.
Рецензент О. В. Порицкий, 1<анд. техн . наук
""1
Редакция лите11аf;УР/>I . r;ip энергетю<е,
электронике, кибернетiiКе и свя з и
Заведующий редакцией инж. Р. П. Рак.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Уси лители з вуковой частоты являются неотъемлемы
м н и важ н ей ши м и звеньями каналов передачи, записи
11 во ·произведения звуковых сигналов. Развитию и со-
1111 р 11 1с 11 ствова н ию усилительной техники в значительной
1··1 · 1• 11 с 11 и с пособствовали р аб оты советских ученых
Л, 11. ! срга, r.В. Брауде, Г. В. Войшвилло, С. Н. Кризе,
/\ Л, Р11:110111а, Г. С. Цыкина и многих других. .
11 у ·11J111'J'C'J1нx широко применяются различные ча
' 11 11111 ,1<' l{ Oj)J) ' 1щии. Ос обенно велико значение коррек-
11111 1 11 1 11 1 11111 н1 т н х магнит но й записи и воспроизведения
111,·1 11 l lp111111J1 1,11 1,1й выбор, расчет и настройка коррек-
11111, 11111111 111 1 11 11 1\ 1 11 1 .1111ются одной и з наиболее трудо е м-
111 1111111 111111 р 11 :1 р а бот1<е усилителей.
l 1•1 1111 "1'11 111•1 ·1 11 ч11 сJ 1 0 воз можны х схем корректирую-
111 11 l\1· 11 111'1 щ•о 1 · р а 11 нч енно. На практике всегда стремят-
'11
1, · 1 · ому, 1 1 тоб ы пол у ч ить необходимый корректирую-
111111! · 1 фф l' l<Т, 11 JIОЛJ,зуя минима льное число реактивных •
111\1, 1 10,11 ю ·111 11<ов. В большинстве применяемых коррек-
111ру1011\11х 1( nci,i на определенных участках рабочего
1111 1111 1 : ю 11 :1 н а форму ча стотно й характеристик и практи-
111•1 1,11 11J1 11н т один реа ктивный двухполюсник. В книге
11 1,1н1ж1• 11 н1 1 а Jiи з схем с одним реактивным двухполюсн и-
111~1, 11р 1•1 1 т а вляю щих с обой комплексные делители на-
11р 1111•111111 1 1 ли усили те Jiи , о х ваченные ч а стотнозависимы -
111 11f1 р 1 1 • 1 · 11 1 ,1ми связ ям и. Частотные свойства таких схем
1111 11• 1 ,11 11 1ю·1· •51 уравнения ми, соответствующими делите
J11111-1 1· щ 1 1111 м реактивны м дву х полюсником и двумя ак-
1111111 1 ,1 м 1 1 со 1 1 р отивления м и. Такими же делителями заме-
11111111 ·1
·1
·1
1 11 выравн ив ающие четырехполюсники, в схеме
3
которых содержится два взаимообратных реактивных
двухполюсню<а, а таюке некоторые регуляторы тембра.
На основании у казанны х частотных аналогов (ча ст отно
эквивалентных схем ) создана единая теория большой
группы корректирующих цепей и систематизированная
обобщенная инженерная методика их расчета.
Исследование и расчеты цепей значительно усложня
ются по мере увеличения числа реактивных двухполюс
ников, з ам етно влияющих на форму частотной ха ракте
ристики волной части рабочего диапазона частот .
В книге приведен анали з только наиболее часто
встречающихся сложных корректирующих цепей, . кото
рые применяются в усилителях магнитной записи и вос
произведе н ия звука.
Автор стремился все математические выводы довести
до расчетных формул и по возможности иллюстрировать
материал примерами практических расчетов и экспери
ментальных данных.
Автор выражает искрег1нюю благодарность канд.
техн. наук Порицкому О. В., советы и критические заме
чания которого способствовали улучшению книги.
Замечания и пожелания по данной книге просьба на
правлять по адресу: Киев, 4, Пуtикин.ская, 28, издатель
ство «Техн.{ка».
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О ЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ
§ 1. ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Частотная характеристика. При анализе свойств уси
лителя звуковых сиг н алов, не связанных с уровнем по
рождаемых им нелинейных искаже н ий, усилитель с вы
сокой точностью можно считать линейным активным
четырехполюсником.
Поскольку человеческое ухо в основном реагирует на
спектральный состав звука, звуковой сигнал обычно .
представляют в спектральной форме. При этом поведе
ние четырехполюсника, предназначенного для передачи
з вуковых сигналов, оценивается амплитудно - частотной
и фазово - частотной характеристиками (в дальнейшем
для 1,раткости первую будем называть просто частотной,
а вторую - фазовой).
Указанные характеристики могут быть определены
сравнительно простым методом, основанным на изучении
работы четырехполюсника в установившемся режиме.
Для этого на вход четырехполюсника подводится сину
соидальное напряжение t комплексной амплитудой
Ит~ (ш). Тогда на выходе четырехполюсника появится
синусоидальное напряжение с комплексной амплитудой
Ит 2 (ш). Отношение
И1112 ((1)) = К (ш) = К (ш) eicf(w)
Иm1 <(1))
(1-1)
представляет собой комплексный коэффициент перЕЩачи
четырехполюсника по напряжению. Модуль коэффициен
та передачи К(ш), являющийся функцией частоты, ощ1-
сывает частотную хараюеристику четырехполюсника.
3
Аргумент rp(w), равный фазовому углу между векторами
Uт2 и Иmi , также зависит от частоты подводимого
синусоидального сигнала и определяет фазовую характе
ристику четырехполюсника.
Форма напряжения на выходе линейного четырех
полюсника в точности соответствует форме напряжения
сигнала на входе, если все гармонические составляющие
частотного спектра сигнала изменяются четырехполюс
ником в равное число раз, т. е. частотная характеристи
ка системы в диапазоне частот сигнала представляет со
бой горизонтальную прямую
K(w) =Ko=const,
и все гармонические составляющие сигнала запаздыва
ют на одно и то же время f 3 , При тако'й неискаженной
нередаче фазовая характеристика описывается уравне
нием • прямой
rp=-w f 3 ±kл,
где k л-постоянный фазовый сдвиг, создаваемый элек
тронными лампами, включенными по схеме с
общим катодом, транзисторами а схеме с об
щим эмит'I'ером, а также соответствующим
включением трансформаторов;
k - целое число.
При обычно используемых уровнях громкости, не пре
восходящих 80-100 дб, ухо практически не реагирует
на изменения фазовых соотношений между гармоничес
кими составляющими сложного звукового сигнала, вы
зываемые обычными звеньями канала звукопередачи,
несмотря на то, что указанные изменения искажают фор
му сигнала. Поэтому в устройствах, предназначенных
для передачи звуковых сигналов, фазовые искажения не
ограничиваются*. В то же время ухо хорошо ощущает
изменение соотношения между уровнями отдельных то
нов. Следовательно, частотные свойства таких систем
можно оценивать тоJ1ько по форме их частотных хар ак
теристик.
* В практике звукоп~редачи наибольшие фазовые искажения
создают ·линии большой протяженности, которые могут в·носить ха
рактерные искажения при передаче ·речи, слышимые как приш~пты
вание или щебет. Необходимость корректирова,ния фаза.вой хара,К1'е
ристики возни·кает лишь в случае сравнительно длинных кабельных
линий, работающих в звуковом диапазоне частот. В на•стоящей книге
этот вопрос не раоома"!\ри.вается.
6
Однако при проектировании усилителя звуковой ча
стоты с обратной связью приходится учитывать фазовые
характеристики каскадов и пассивных четырехполюсни
ков, охватываемых петлей обратной связи. Дело в том,
что фазовые характеристики могут существенно влиять
на форму результирующей частотной характеристики
(характеристики с учетом действия обратной связи), а
в некоторых случаях - и на устойчивость работы усили
теля.
При построении частотных характеристик устройств,
служащих для передачи звуковых сигналов, широко при
меняют логарифмические единицы и логарифмический
масштаб. Логарифмические единицы удобнее, чем линей
ные, по двум причинам. Во-первых, согласно законам
физиологии субъективные ощущения пропорциональны
JJО гарифму раздражения . Человеческое ухо в равной сте
пени реагирует на одинаковые относительные изменения
силы звука и частоты. Во - вторых, при построении частот
ной характеристики приходится иметь дело с величи
нами, которые изменяются в сотни и даже тысячи раз .
Поэтому вдоль оси абсцисс наносится шкала частот
в логарифмическом масштабе, позволяющем подробно
показать ход частотной характеристики во всем интере
сующем нас диапазоне частот. Если на логарифмическую
шкаJ1у частот нанести деления в октавах (интервалах,
соответствующих отношению· частот 2 : 1), то октавная
шкала получится равномерной.
По оси ординат откладывается величина коэффициен
та передачи в линейных или, чаще, в логарифмических
единицах----' децибелах и, сравнительно редко, в неперах.
Коэффициент передачи (усиления) в децибелах опре
деляется по формуле
кдб =201g к
и в неперах
Кнеп =ln К.
Между децибелами и неперами существуют простые
соотношения: 1 дб=О,115 неп, или 1 неп=8,7 дб.
При оценке качественных показателей устройства ин
тересуются формой частотной характеристики в рабочем
диапазоне частот, установленном для данного класса ап
паратуры. Рабочим диапазоном называется полоса ча
стот от нижней граничной частоты f н до верхней гра -
7
ничной частоты f в, внутри которой l\Юдуль коэффициен
та передачи не должен выходить за пределы заданных
допусков частотных искажений.
Частотными искажения.ми называется нарушение на
туральных соотношений между амплитудами гармони-
к
м
!!
f
fн
а
Ун
/о
/в
f
!Jв Мв
о~~----------------..______ ._ _ __
f
rJ
Рис. 1. Частотные характеристики:
а - идеальная (штри х овая прямая), реальная (сПJюшиа я к ривая) ;
б - коэффициента М и у.
ческих составляющих сложного сигнала . Для суждения
о часто'ri:!ЫХ свойствах четырехполюсника частотную ха
рактеристику коэффициента передачи, лежащую в пре
делах рабочего диапазона частот, сравнивают с идеаль
ной характеристикой - прямой, параллельной оси ча
стот. Обычно эта прямая пересекает реальную характе
ристику или касается ее в точке, соответствующей вы
бираемой опорной частоте f0. На рис. 1, а показана одна
8
из простейших типичных форм частотных характеристик
реального усилителя (сплошная линия), имеющая сни
жение усиления на краях рабочего диапазона (спады,
западания или завалы на частотной характеристике), и
идеальная характеристика (штриховая линия).
При рассмотрении частотных свойств простых усили
телей со сравнительно равномерной частотной характе
ристикой опорной частотой обычно считают среднюю
частоту рабочего диапазона, при которой наблюдается
максимальное усиление в области средних частот
(рис. 1, а). Учитывая, что у таких усилителей на сред
них частотах ве"1ичина коэффициента усиления практи
чески частотно независима, опорной частотой считают
частоту, равную целому числу, например 400 или 1000 гц.
При рассмотрении схем, имеющттх сложную форму
частотной характеристики, опорную частоту выбирают,
исходя из удобства выполнения расчетов: принимают
равной нулю, бесконечности, резонансной частоте и т. п.
В общем случае форма частотных характеристик мо
жет быть более сложной, чем изображенная на рис. 1, а.
Например, сложные формы характеристик бывают у ка
налов звукопередачи с плохо подогнанной взаимной кор
рекцией звеньев. На таких характеристиках могут
наблюдаться не только спады, но и пики, провалы, сту
пеньки, а также подъемы, лежащие на крайних участках
рабочего диапазона частот (рис. 2).
Частотные искажения (или неравномерность частот
ной характеристики) численно оцениваются коэффициен
том частотных искажений М, представляющим собой
отношение коэффициента передачи на опорной частоте
к его величине на данной частоте:
(1-2)
Более наглядное представление о форме частотной
характеристики четырехполюсника можно получить,
исходя из функции обратной М (f),
(1-3)
Величину у для данной частоты называют относи
тельной передачей, или, в частном случае, когда рас -
9
сматривается усилитель, - относительным усилением.
Типичные графики функций М (f) и у (f) представлены
на рис. 1; 6.
Наиболее удобно величины М (f) и у (f) выражать
в децибелах :
Уаб =20lgу=-20lgМ=-Мдб .
(I-За)
При определении пригодности формы частотной ха
рактеристики четырехполюсника широко используется
Кио
',
f
'Н
а
f
rJ
1
1
------г--
1
1
1
1
1
fв
f
f
Рис . 2. Примеры сложных форм частотных характе р истик
и .поля допусков (ограничено штрих-пунктирной ломаной
линией).
м~тод . проверки характеристики с помощью поля до
пусков, установленного для данного класса апп~ратуры.
Форма частотной характеристики считается приемлемой,
если в рабочем диапазоне частот f" - f в кривая не выхо
дит за пределы поля допусков (рис. 2, 6).
Основные источники частотных искажений . Источни
ками частотных 'искажений _могут быть следующие
звенья канала передачи сигнала.
10
1. Воздушные и кабельные линии. Частотная характе
ристика линии, согласованной с нагрузкой, имеет спад
на высоких частотах. Величина спада зависит от пара
метров линии и пропорциональна ее протяженности; Ес
ли линия имеет большую длину и нагрузка не согласо
вана с ее волновым сопротивлением, то в результате
отражений на ней образуются узлы и пучности напряже
ния (тока) сигнала. При этом возникают заметные ча
стотные искажения .
В городских радиотрансляционных ceT}'JX длина рас
пределительных фидеров невелика. Частотная характе
ристика такого фидера имеет подъем на высоких часто
тах, обусловленный увеличением сопротивления абонент
ских устройств с повышением частоты [26].
2. Ламповые и транзисторные усилители звуковых
частот. Схема любого усилителя содержит, кроме актив
ньiх сопротивлений, также и реактивные (как необходи
мые, так и паразитные). Если в схеме не применены
специальные частотно-корректирующие элементы, то
реактивные сопротивления вызывают неравномерность
частотной характеристики усилителя. В усилителях на
транзисторах причиной западания частотной характери
стики на верхних частотах являются свойства самих
транзисторов.
3. Высокочастотные звенья радиовещательного ка
нала. Усилители мощности модулированных колебаний
радиопередатчиков, а также избирательные усилители
высокой и промежуточной частот радиоприемников вно
сят частотные искажения в низкочастотный сигнал
вследствие неравномерности усиления ими колебаний в
полосе частот, занимаемой модулированным сигналом.
4. Многие другие звенья канала передачи, такие как
микрофон, громкоговоритель, звукозаписыватель (рекор
дер), звукосниматель (адаптер), записывающая и вос
производящая магнитные головки, носитеJ1и записи
нт.п.
Способы частотной коррекции, области применения.
Частотно-корректирующие ц~пи и корректирующие эле
менты используются для изменения формы частотной
характеристики всего канала или его отдельных звеньев.
В большинстве случаев под коррекцией подразумевают
компенсацию частотных искажений, представляющую со
бой выравнивание частотной характеристики в требуе-
11
мых пределах. Такого вида коррекцию можно получить
двумя способами . При первом способе искажения ком
пенсируются в том же звене, где они возникают, введе
нием в его схему или устройство специальных коррек
тирующих элементов . Этот способ широко применяется
в импульсных усилителях, где необходима коррекция
как частотных, так и фазовых искажений. .
В принципе, форму частотной характеристики обыч
ного лампового реостатного усилительного каскада,
являющегося · основой импульсного (широкополосного)
усилителя, в рабочем диапазоне частот можно приб.1и
зить к горизонтальной прямой. Частотная характери
стика реостатного каскада имеет спады в усилении на
низких и на высоких частотах, как показано на рис. 1.
Для снижения Мн - коэффициента частотных искаже
ний на нижней граничной частоте f н - нужно увеличи,ь
постоянную времени Re Се - произведение раздели
тельной емкости на сопротивление утечки сетки *; для
снижения Мв - коэффициента частотных искажений на
верхней граничной частоте f в - нужно уменьшить по
стоянную времени ri Свх -- произведение выходного со
противления каскада на входную емкость следующего
каскада . Постоянную време:-rи можно уменьшить за счет
уменьшения r а - нагрузочного сопротивления лампы
переменному току на средней частоте, что одновременно
приводит к падению Кер - уси-!]:ения в области средних
частот. Если включить в схему этого же реостатного
каскада высокочастотные корректирующие элемент,ы, то
Мв снизится без потери усиления 11а средних частотах .
С помощью высокочастотных элементов можно также,
не изменяя Мв , повысить К ер , увеличив r а. Применяя
низкочастотные корректирующие элементы, можно либо
снизить Мн при данной величине Rе Се , либо при том
же значении Мн уменьшить постоянную времени Rc Се.
Первый способ коррекции применяю т также и в уси
лителях звуковых частот, уменьшая частотные искаже
ния, например, с помощью отрицательной • обратной
связи.
(
RiRa )
* Точнее, следует увеличить Rc +
.
Cc;:;;:,RcCc , г де Ri -
R;+Ra
внутреннее сопротивление ла,м пы, а Ra -сопротивл е ние анодной н а
гр узки постоянно,му току.
12
Однако не всегда возможно или целесообразно 1юр
ректировать частотные искажения в том же звене, где
они возникают. В таких звеньях канаJ1а, как микрофон,
громкоговоритель, световой читающий штрих в фотогра
фической записи, воспроизводящая головка в магнитной
записи_ звука, устранить искажения изменением конст-
Рис. З. Пример полной взаимной коррекции частотных характе
ристик .
рукции или расчетных величин, влияющих на частотную
характеристику, иногда практически невозможно. В этих
случаях применяют второй способ выравнивания частот
ной характеристики, при котором частотные искажения,
возникающие в одном звене канала, компенсируются в
другом или в нескольких других звеньях. Действитель
но, если у (f) и У 1 (f) - частотные функции относитель
ных передач двух звеньев - взаимообратны, то наблю
дается полная коррекция, . так как результирующая
частотная характеристика, описываемая уравнением
является прямой, параллельной оси частот (рис. 3).
В дальнейшем, чтобы подчеркнуть различие между
корректируемой частотной характеристикой и специаль
но создаваемой корректирую1дей, первую будем обозна-
!З
чать у (f), а вторую - т (f). Значение т. для данной
частоты Jiазывается коэффициентом коррекции. При дан
ньrх обозначениях sыражение для полной коррекции с
уч~том формулъr (I-3) запишется так:
(f-
1-(ff-т(f)-1
Ур)- Мр(/)-у)т()-М(!)-
'
(I-4)
или
Урдб(f)= - МР м(Л =тдб(/)+Удб(J)=
= тдб(/) - Мдб(/) = О.
(1-4а)
Таким образом, для полной коррекции необходимо,
чтобы т (f) = М (f), т. е. т (f) - характеристика относи
тельной передачи корректирующего звена должна пол
ностью сливаться с М (f) - характеристикой коэффи
rtиента частотных искажений корректируемого звена.
Однако полная коррекция во всем диапазоне частот
практически невыполнима. Обычно стремятся получить
достаточно полную коррекцию только в рабочем диапа
зоне, ограниченном частотами f н и f в . На рис. 4 показан
случай реальной коррекции, выполненной вторым
способом, на примере, типичном для воспроизведения
магнитной записи звука. На рис. 4 изображены сле
дующие частотные зависимости; Удб (f) - э. д. с. сигнала,
Мдб (f) =-у дб (f) - коэффициента частотных искаже
ний сигнала и тм (f) - корректирующего усилителя.
Из рисунка видно, что в рабочем диапазоне частот нет
полной коррекции, так как частотная зависимость
тд6 (f) не равна требуемой зависимости mт дб (f) =
=М дб (f). Некоторое несоот.ветствие между реальной
корректирующей характеристикой и требуемой бывает
обусловлено недостаточно точным построением коррек
тирующей цепи. В связи с этим Ур дб (f) - результирую
щая форма частотной характеристики - представляет
собой не отрезок прямой, сливающейся с осью частот,
а сложную кривую. В данном примере максимальные
отклонения от горизонтальной прямой наблюдаются на
граничных частотах и оцениваются соответствующими
коэффициентами частотных · искажений: Мн.р дб - на
нижней граничной частоте и Мв . р дб - на верхней. Эти
коэффициенты определяются по формулам:
14
1
(1 -5)
или в децибелах:
Мн.рдб=-Ун.рдб Мндб - тндб •
-
(Ун дб+тндб);}(1-6)
Мв.рдб- - Ув.рдб
-
Мвr)б- твдб
-
--
(Увдб+твдб).
Ниже, в § 2, приведены нормы на допустимые не
равномерности частотных характеристик, установленные
для различных клас-
8,
сов аппаратуры.
Описанная вза
имная
коррекция
возможна
только
при условии посто
янной совместной
работы в одном ка- OL-- . J_j. . -- - ~? - - -- -1"'7"<+--+ -
н aл e звукопередачи
f
корректируемого и
корректирующего
з веньев. Если это
условие не выполня
ется и отдельные
зве нья канала могут
б ыть вкшочены n
других
различных
сочетаниях, то при
ходится применять
иной метод коррек
ции: к каждому . ис
кажающему
звену
(или к группе сов
местно работающих
з веньев) подключа
ют для постоянной
работы специальную
Рис. 4. Пример коррекции частотных
характеристик, типичный для воспро -
изведения магнитной звукозаписи:
Удб(f) - э. д. с. сигнала; mт дб (f)=Мдб{f)
форма характеристики, требуемая для пол
ной коррекции; М р дб (f), ур дб- результи-
рующие характеристики.
к орректирующую цепь или, если это возможно, пользу
ются первым способом коррекции.
Одним из важнейших качественных показателей тех
ники передачи сигналов является отношение сигнал/шум
15
на выходе канала. При увеличении помехоустойчивости
за счет повышения мощности сигнала на входе звена,
вносящего шум, увеличивается стоимость оборудования
и эксплуатации канала. В некоторых случаях, например
при передаче по проводам, такой способ увеличения
помехоустойчивости не применим, так как уровень мощ
ности сигнала нормирован. Не применим он также и
при записи звука из-за возможной перемодуляции носи
теля, вызывающей значительные нелинейные искажения.
Если спектральные характеристики мощностей сигна
ла и вносимого шума существенно различны, то отноше
ние сигнал/шум можно улучшить, использовав коррек
тирующие цепи, создающие определенные формы частот
ньrх характеристик. В этом случае перед звеном канала,
вносящим шум, устанавливают предыскажающую кор
ректирующую цепь, а за шумящим звеном - восстанав
ливающую, форма частотной характеристики которой
обратна форме предыскажающей. Для объяснения дей
ствия такой системы положим, что предыскажающая
цепь, не изменив мощности сигнала в целом, повышает
его уровень в той части диапазона частот, в которой на
блюдаются наиболее мощные составляющие помех. Тог
да восстанавливающая цепь, выравняв сквозную частот
ную характеристику, понизит относительный уровень
помех. Расчеты оптимальных форм частотных характери
стик, предназначенных для увеличения помехоустойчи
вости, приведены в литературе [13, 45] .
В магнитной звукозаписи коррекции между каналами
записи и восшроизведения распределяются с расчетом
получения наиболее низкого уровня помех, порождае
мых лентой и усилителем воспроизведения. Небольшим
изменением стандартов на постоянные времени, которые
определяют форму частотных характеристик усилителей.
воспроизведения, удалось увеличить соотношение сиг
нал/шум приблизительно на 3 дб .
В каналах передачи звуковых сигналов корректирую
щие цепи используются и длн специального искривления
сквозной частотной характеристики, приводящего в неко
торых случаях к улучшению качества звукопередачи. '
Это явление часто наблюдается вследствие психофиi:'
зиологических свойств уха . Дело в том, что при измене
нии уровня громкости воспроизводимого звука заметно
меняется тембр. На рис. 5 изображено семейство кривы:i.
16
равной громкости. Например, чтобы все частоты диапа
зона были слышны с уровнем громкости 100 дб, нужны
одинаковые силы звука, равные в среднем 100 дб. Если
уменьшить силу звука на 40 дб, то громкость на сред
них частотах по.низится на 40 дб, в то время как на низ
ких частотах - на значительно б9льшую величину. Кро-
~
rJrJ
120
/00
20
-
_,_
-
~
-
~~ :::::
:--
f::::::
...
"~
о
20
,_:...
t::-- ~
t-.;; .~r --"
'-"'
'>-'"
1--.
1--
"- .,i'-
"
~
r-..~
!:fро!}ень грмкости
d {l)OHOX
Ло,оог 0Cl?.JOHVЯ 120
,_
--
·
tto'r---...
100'r---. ...
-
L-~
90._
~
,,,.
е-
к
80 1'---- .
...:.::
~~',:1~~,~r,
~70/,// ,,;
r--
.._
~~~~~~/ %~~~
~к~~~~~ :,rlff;, ~f,l,
~"~ ~ж~~ ,/,r, 10%,~~
·7
,.. v
v/
,
,.
,,,.,./
1.. ,,
,.~
V
1.,,
,.
'"(
,.~
V
...,.
'>' V
!;,/, il
,.
~v
~v,tl V
~)(
, 9::>~г"- ~~,._
JO
.,,
т fy'
./
/
ос>'~Г',..'
20- ~i-V
.
/
<':::,
r-- ... ""-
о,.'"
-,_
~~ r--..,._
10 t----.
'--
1-,,
1)' /
fo'-
1'3⁄4-;>,- . .
1 о ---!"---..
l.,Y J,,~
с-,
-
r---.
1,,.,1.,,
•--
100
500 1000
5000 10000 f, гч
Рис. 5. Кривые равной громкости, частатные и динамические
диапазоны речи (заштриховано) и большого симфоничес1<0го
оркестра (ограничен пунктирными линиями).
ме того, из рис. 5 следует, что разница в уровнях гром
кости на частотах 1000 и 50 гц при снижении силы зву
ка на 40 дб достигает примерно 45 дб. Аналогичное яв
i.1,ение, но в значительно меньшей мере, наб.1юдается и
на высоких частотах. Поэтому, если уровень громкости
воспроизводимого звука меньше, чем источника, находя
· цегося перед микрофоном, то для улучшения натураль-
1:1ости звукопередачи нужно, чтобы частотная характери
r.: тика сквозного канала имела соответствующие подъемы
i'a краях частотного диапазона. Наоборот, если уровень
9 оспроизводимого звука больше, чем естественного
.
~
-
-==== =
=2•2:~~~ .
,
772
ГwqнQ~TflИ~lЧ. Ыi51i~Ю'n[Wl 17
LI
-
•
П[й 4
I . Иrm. 1'.'1I0Jl~/
источника, то частотная характеристика 1,анала д олжна
иметь спады на крайних частота х.
В технике кино речь записывается при боле,е низком
уровне громкости, чем воспроизводится фонограмма в
кИнотеатре. Это обстоятельство учитывается при записи
и низкочастотные составляющие речи специал 'ьно ослаб
ляются с помощью корректирующей цепи .
Воспроизведение СТ<!РЫХ граммофонны х пластинок,
фотографической фонограммы, а также радиоприем при
неблагоприятных условиях сопровождается шумом, ос
новная часть энергии которого сосредоточена в области
высоких частот и мо:жет превыша гь энергию сигнала в
этой части диапазона . В этом случае для уменьшения
шума сужают частотный диапазон со стороны высоких
частот. При разумном ограничении диапазона субъек
тивное восприятие звучания улучшается, так как улуч
шение качества звучания за счет снижения шума более
заметно, чем ухудшение качества звучания за счет по
давления высоких частот сигнала.
Особое значение для улучшения качества воспроизве
дения граммофонных пластинок старых типов приобреJl
метод шумопонижения с помощью автоматической регу
лировки полосы воспроизводимых частот. Известно, что
динамический диапазон пластинок старых записей мал
и не превышает 25 дб (в настоящее время у лучших ви
нилитовых долгоиграющих пластинок динамический
диапазон записи доведен до БО-57 дб).
В прошлом запись производилась при постоянном
шаге, что ограничивало амплитуду смещения канавки.
Кроме того, и материал пластинок создавал значитель
ный уровень шума. Собственные шумы пластиfiки наибо
.11ее раздражающе действуют на частотах высших обер
тонов полезного сигнала. При воспроизведении пласти
нок наблюдаются ощутимые помехи и от вибраций при
водного механизма, передающихся диску с пластинкой
и звукоснимателем. Эти помехи слышны в диапазоне
частот примерно от 30 до 500 гц как гул и грохот [2].
Само собой разумеется, что шумы системы заметнее
при воспроизведении тихих звуков и менее заметны при
воспроизведении громких звуков. При тихих звуках как
низкочастотные составляющие сигнала, так до некото
рой степени и высокочастотные, становятся мало ощути
мыми ухом (рис. 5). Эта особенность уха используется
18
..._,_
при динамическом шумопонижении, которо е дает з на•
чительно бо л ьший э фф ект су бъектиВ-ного улучшения ка ·
ч е ства з вуковоспрои з ведения , чем описанное выше про ·
ст ае ограничен и е свер х у воспроизводимого диапазона
ч астот .
Динамичес к ое шумопонижение состоит в том , что с
по м ощ ь ю специальных корректирующих цепей автома
т и чески регулируется ограничение полосы воспроизводи·
м ы х ч а стот. При тихи х з вуках пoJroca сужается, при
громки х - расширя ется. Таким образом , шум умень
шается в то вре м я, когда он был бы наиболее ощутим
(при низких уровнях сигнала), и используется полный
рабочий: диапазон, когда он наиболее необходим (при
высоких уровнях сигнала) . Сужение полосы не создает
з аметно г о ухудшения естественности звучания, что
объясняется порогом слышимости (рис . 5) и частотным
распределе1ц1ем энергии в обычных звуках [53, 54].
Корректирующими цепями, кроме того, можно регу
лировать тембр звучания, разделять по частоте сигналы
в дву х полосных усилителях (последние по предъявляе
м ым i, ним требованиям можно отнести к фильтрам) J:I
т. п. Расчет выходных разделитель н ых фильтров приве
де н в справочнике [38].
Итак, наиболе е высокого качества звукопередачи
м ожно достигнуть при специальной криволинейной ха
рактеристике скво з ного канала. Для определения частот
ны х - свойств к а н ала форму его частотной характеристики
сравнивают с идеальной, которая является уже не пря
м ой, параллельной оси частот, а требуемой кривой
Ут (f) . Несоответствие между характеристиками оцени
в ается коэффициентом от1,лонения
М(/)=Ут(!) ,
.
у (f)
0-7)
ИЛИ
Мдб(f)= Утдб(/) - Удб({),
к оторый в частном случае при равномерной характери
ст и ке сквозного канала равен коэффициенту частотных
ис ка же ний, поскольку тогда Ут (f) = 1.
При ра сч ете корректирующих цепей удобно пользо
ва ться к оэффициентом отклон е ния н е только при опре
;1,еле 11 11н соотв ет ств ия ча стотной х арактеристики всего
2*
19
сквозного канала требуемой, но и при анализе какой
либо части канала, которая должна иметь специальную
заданную форму частотной характеристики.
Форма требуемой характеристики корректирующей
цепи mт (f), или mт дб (f), определяется, исходя из не
обходимой формы характеристики канала Ут (f), или
Утдб (f), и известных форм характеристик его остальных
звеньев. Если в канале, кроме корректирующей цепи , k
з веньев , то
или, в децибелах,
Ут (Л
тт(j) =
~k--
П У;(/)
i=l
k
ттдб(f)=Утдб(j)- LУ;дб(f)•
i=I
(I-8)
Для получения более приемлемого ответа до подста
новки в формулу (1-8) частотных зависимостей относи
тельных передач У; дб (f) следует определить их, исходя
из одинаковой для всех звеньев опорной частоты f O •
Следует отметить, что при изменении опорной часто
ты форма частотной характеристики не изменяется, а
только параллельно перемещается по вертикали. Напри
мер, если частотная характеристика описывается зави
симостью К дб (f), то при опорной частоте fO относи
тельная передача
Удб(f)= Кдб(Л - КдбUo),
а при опорной частоте r: -
У~б<Л= кдб(Л - кдби~).
Если из первого уравнения вычесть второе, то разность
Удб(/) -У~б(/) =Кдб(f~ ) - Кд6 (jо) = const,
т. е. кривые Удб (f) и У~б (f) параллельны.
Общие сведения о схемах, создающих специальные
формы частотной характеристики . Корректирующие цепи
можно классифицировать по различным признакам.
В зависимости от форм частотных характеристик коррек
тирующие цепи подразделяют на с хемы, создающие
20
подъем (или спад) на нижних (или верхних) частотах
диапазона, пики или провалы на частотной характери
стике, закругленные ступеньки и т. д. Корректирующие
цепи могут иметь постоянную или регулируемую форму
частотной характеристики.
•
Корректирующие цепи детпся на пассивные и ак
тивные. Пассивные цепи не. содержат внутри источников
энергии и, таким образом, состоят из различных актив
ных и реактивных сопротивлений. Реальные активные
корректирующие цепи относятся к неавтономным актив
ным четырехполюсникам, поскольку в их схемы входят
источники энергии в виде ламповых или транзисторных
усилителей. При отключении такого четырехполюсника
от остальной части схемы на его зажимах отсутствует
напряжение сигнала.
По структуре схемы корректирующих цепей подраз
леляют на два основных типа: простые, в которых для
частотной коррекции используются раз.личные делители
напряжения, состоящие из комплексных и активных со
противлений, и схемы усилителей, где основное коррек
тирующее действие оказывает частотнозависимая обрат
ная связь. Детализируя классификацию по данному
признаку, исходят из характера и количества реактив
ных двухполюсников корректирующей цепи, количества
реактивных элементов, входящих в каждый двухполюс
ник, мест включения двухполюсников в схему и т. д.
Теоретически число возможных схем корректирующих
цепей неограниченно. На практике стремятся получить
требуемый корректирующий эффект наиболее простым
и дешевым способом при достаточно высоких остальных
качественных показателях звукопередачи.
Стоимость корректирующих цепей зависит от коли
чества и характера вводимых в схему элементов реак
тивных двухполюсников и, в первую очередь, от катушек
индуктивности. Применения катушек следует избегать
по следующим причинам. Конденсаторы стоят дешевле
и занимают меньше места, чем катушки, которые необ
х одИJ\,IО тщательно экранировать для устранения наво
док помех от внешних посторонних магнитных и ЭJ1ектри
ческих полей. Кроме того, в усилителях экранировка
катушек необходима для уменьшения глубины паразит
ных обратных связей, приводящих к непредвиденному
иск ривлению частотной характеристики, а иногда и к
с а м овозбуж:дению .
21
Сопротивление катушек не чисто индуктивно, так как
они обладают потерями и собственной емкостью. Если
при · · расч_етах :этого не учитывать, то форма реальной
частотной характеристики цепи может существенно от
личаться от расчетной, при вычислениях которой пола
гали, что катушка представляет собой чисто индуктивное
сопротивление. При уменьшении же потерь и собствен
ной емкости катушки увеличивается ее стоимость и габа
ритные размеры.
В большинстве случаев для работы в звуковом диа
пазоне частот применяются катушки с ферромагнитным
сердечником. Индуктивность таких катушек нелинейна,
что может быть причиной возникновения нелинейных
искажений сигнала. Из-за нелинейности индуктивность
изменяется в зависимости от величины тока, протекаю
щего через обмотку, поэтому часто возникает неста
бильность формы частотной характеристики корректи
рующей цепи. Кроме того, из-за свойств сердечника ин
дуктивность таких катушек яв;т1яется функцией частоты,
а расчет ведется при L = const. Поэтому между рассчи
танными и экспериментальными характеристиками всег
да имеются расхождения.
Конденсаторы в звуковом диапазоне частот «ведут»
себя значительно лучше катушек. Вносимые ими потери
пренебрежимо малы, емкость практически линейна и не
зависит от частоты. Поэтому схемы только • С конденса
торами и активными сопротивлениями не только эконо
мически выгоднее схем с катушками, но и дают возмож
ность получить более высокие качественные показатели
при корректировании.
Однако не всегда удается обойтись без катушек.
В § 5 пока зано, что максимальное значение крутизны
кривой частотной характеристики одного звена коррек
.тирующей цепи, в состав которого входит одна емкость
и нктивные сопротивления, всегда меньше 6 дб ~ на оrпа 0
ву. По:этому для достижения большей 1<рутизньг нужно
использовать либо несколыю таких звеньев, либо слож
ные схемь1 хомплексной обратной связи, либо sместо ем
кости включать двухэлементные двухполюсниrщ (конту
ры типа LC). Последнее решение часто является наи
более целесообразным.
В некоторых случаях, когда, например, за лодъеrvrом
верхних частот нужен крутой спад характернстики; ис
пользуются два реактивных двухполюсника в схеме де-
22
лителя (в посл едовательном плече включают активное
сопротивление и индуктивность , а в параллельном~
емкость). В таких сх емах на частоте максимального
подъема выходное напряжение сигнала больше, чем
входное. У простейших же пассивных схем типа RC (без
п оложительны х обратных связей) выходное напряжение
сигнала в с егда меньше входного , так как предельное
максимальное з начение коэффициента передачи таких
uепей Kmax <J и подъем достигается за счет уменьшения
коэффициента передачи в других частях диапазона.
Пик (провал) на частотной характеристике можно
получить и без катушки, применяя избирательные RС
цепи, представляющие собой пассивные или активные
(усилители), четырехполюсники. Теория и расчет таких
схем приведены в литературе [1, 9, 20, 31, 34, 35].
Корректирующие цепи удобнее анализировать, исхо
д я из количества реактивных двухполюсников, сущест
венно влияющих на форму частотной характеристики на
данно м у частке рабочего диапазона . На практике наибо
л е е час т о применяются схемы с одним реактивным двух
полюсником, включенным в последовательное или па
раллельное плечо делителя напряжения либо в цепь
обратной связи.
Когда в схеме корректирующей цепи используетс51
одноэлементный реактивный двухполюсник (т. е . вкто
чены чистые емкость или индуктивность), то частотная
характеристика будет иметь вид закругленной ступень
ки. Такие корр е ктир у ющие цепи на з ваны ступенчатыми.
Их частными случаями являются известные интегрирую
щие и дифференцирующие цепи. Если же частотная ха
рактеристика должна иметь резонансные подъемы (или
провалы), то в схему включается двухэлементный реак
т ивный двухполюсник (параллельный или последова
тельный контур типа LC).
У многих сх ем с двумя реактивными двухполюсника
м и х1 и х11 в одной части рабочего диапазона частот на
ф орму частотной характеристики существенно влияет
только х1 , а в другой~ только хп . Эти схемы называ
ются комбинированными.
Большинство рассмотренных в настоящей книге кор
ре ктирующих цепей, служащих для выравнивания частот
но й характеристики, в той или иной мере улучшают и
рез ультирующую фазовую характеристику. Однако чис
ле нные значения элементов корректирующих цепей при
23
наилучших коррекциях частотных и фазовых характе
ристик не соответствуют одни другим и в принципе вы
бираются различно.
§ 1. ТРЕБОВАНИЯ 1< ФОРМЕ ЧАСТОТНОИ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Заметность искажений, классы качества звучания.
Для передачи звуковых колебаний слышимых ухом
частот рабочий диапазон канала должен лежать в пре
делах от fmiп = 16+ 20 гц ДО fmax = 20 кгц. Однако пере
дача такого широкого спектра связана с большими за
тратами и техническими трудностями. Поэтому устрой
ства, работающие во всем слышимом диапазоне частот,
встречаются в виде экспериментальных установок. Для
массового производства нужна более простая и дешевая
аппаратура различных классов качества передачи зву
новых сигналов. Критерием класса аппаратуры является
величина допустимых искажений, вносимых в звуко
передачу.
В Советском Союзе и за рубежом были проведены
экспериментальные исследования для установления свя
зи между объе1пивной мерой различных искажений и
помех, возникающих в каналах звукопередачи, и их
субъективным восприятием. Обстоятельные исследова
ния, проведенные методом субъективно-статистической
экспертизы, были выпоJ1нены Научно-исследовательским
,:нститутом Министерства связи СССР совместно с
кафедрами радиовещания и акустики J\ilосковского и
Ленинградского институтов связи под общим научным
руководством профессора И. Е. Горона. На основании
результатов последних исследований были нормированы
основные виды искажений и помех в соответствии с их
слуховым восприятием.
При проведении указанных экспериментальных ис
следований заметность искажений и помех оценивалась
по принципу, который легко уяснить из табл. 1 [14].
В зависимости от заметности искажений были уста
новлены классы качества звучания, приведенные в
табл. 2.
При исследовании заметности ограничения частот
ного диапазона использовался э1<спериментальный ка
нал, состоящий из условно неискажающих звеньев и
набора фильтров, позволяющих круто (с крутизной спа-
24
Таблица 1
Градаuия заметности искажений
H.IIИ ПOt.-tex
Сколько экспертов заметили
данный вид искажений или
помех, %
Совершенн.о незаметно
Практически незаметно
Неуверенно заметно
Уверенно заметно
Менее 15
115-30
50
Более 50 *
Таблица 2
Искажения и помехи для экспертов
Класс качества
звучания
высокой квалификации
прочих
(звукорежиссеров)
Высший
Совершенно незаметны
]**
Неуверенно за>метны
Практически неза•
метны
11**
Уверенно
Неуверенно замет-
за1метны
ны
111**
Уверенно за,метны
* В данном случае условно принималась заметность, в среднем
равная 75% .
** Заметность искажений и помех для I, II, III классов опреде
лялась путем непосредс т венного сравнения с звучанием по высшему
классу качества.
да не менее 26 дб/окт) ограничивать полосу воспроизво
димых частот снизу и еверху [39].
Исследования заметности частотных искажений в
пределах заданного частотного диапазона были прове
дены по принципу сравнения искаженной и неискажен- •
ной передач. Для получения искаженной передачи в
экспериментальный тракт включались специально раз
работанные исказители, создающие наиболее типичные
формы частотных характеристик усилительных и элек
троакустических устройств [3].
На основании результатов исследований были сде
.riаны следующие выводы.
1. Крутой спад на краях частотного диапазона почти
не заметен. Несколько более заметен такой же подъем.
Подъемы и спады в области средних частот заметны
сильнее, чем на краях диапазона. Пологие спады, имею
щие величину 3-,1О дб на 3-4 октавы, заметнее крутых.
Спад или подъем частотной характеристики до 6 дб не
являетсн опасным искажением, особенно если он наблю
дается на краю частотного диапазона. При частотной
характеристике, имеющей одинаковые плавные спады с
обеих сторон частотного диапазона, искажения менее
заметны, чем при спаде только на верхних частотах .
Это можно объяснить тем, что при двустороннем спаде
в сигнале сохраняется как бы равновесие спектра. Ука
занное уменьшение заметности искажений наблюдалось
только при плавных спадах, но не при двустороннем
крутом ограничении частотного диапазона.
2. Особенно опасными искажениями явля'ются широ
кие пики и прова,1ы (при исследованиях полагали, что
широкий пик или провал имеет ширину раствора, рав
ную 50% частоты экстремума) . Широкий пик или про
вал величиной 5 дб обнаруживается половиной экспер
тов, а 1О дб - тремя четвертями.
Острые пики и провалы (исследовались пики и про
валы, имеющие ширину раствора, равную 15% частоты
экстремума) менее ощутимы, чем широкие. Пики не
сколько заметнее, чем провалы. Острые пики и провалы
в области низких и высоких частот, имеющие величину
до 15 дб, остаются неуверенно заметными.
3. При комбинации пиков и провалов допустима
большая неравномерность частотной характеристики,
чем при комбинации только пиков или только провалов.
Радиовещание и приемники. О п исанные исследования
заметности искажений послужили основой для составле
ния ведомственных условий Министерства связи СССР
«Каналы радиовещательные. Нормы на основные каче
сtвеЩ-1ые •показат_едИ>> (ВТУ _526-58).
Согласно ВТУ частотные свойства радиовещательных
I<М~'а.дов должны <;Ьответствовать нормам, приведенным
.в. табл: 3.
•••
Тракты проводного вещания uo качественным пока
зателям делятся на три класса. Рабочий диапазон ча
стот, установленный на весь тракт (от входа усилителя
до абонентских точек) должен лежать в · пределах: для
26
Таблица 3
------------,---------------
Показатель
Воспроизводимыi-i
зон частот, гц
диапа-
Доп,устимые откJюнения:
Высший [
30-
- 15000
Классы качества
50-
- 10000
1
11
111
100-
200-
-6000 -4000
а) для 1шжних граничных
tJaCTOl
+ 10%+ +10%+ +10% + +10%+
б) для верхних граничных
частот
+5zц +5zц +5zц +5zц
Неранно,мерность характе
ристики ие более, дб :
а) на границах диапазо
на частот (LlSI на рис. 6) .
б) в средней части диа -
пазона частот (Ll S на
рис. 6) *
6
2
-5%
6
6
6
2
6
6
Частотная характе,ристика канала не доткна выходить за п ре
делы поля допусков, изображенного на рис. 6.
I класса - 60 -9500 гц, для II 1,ласса - 100-6000 гц и
III класса - 200-4000 гц. Тот или иной класс прини
мается в зависимости от технико - экономических пока
зателей, местных условий,
качества подачи программ
и т. Д. [26].
лs
Согласно ГОСТ 5651 -
~--~-----
64 радиоприемники де - .
(ЛSножет скмьзить 60ед,и
.
f, 1,Sf, dниз 6 преiJелш: ЛS, )
0,6бfs f,
лятся по своим качествен -
ным показатеJlЯМ на пять Рис. 6. Поле допусков на откJюне-
классов (высший, I, II, III
ния частотных характ·ерист 111<
и IV), Рабочий дй:апазон
(-ВТУ 526-58).
частот, вос п роизводимый
_
громкоговорителями приемника данного класса, зависит
от диапазона волн, в котором ведется прием (ДВ, СВ, КВ
и УКВ), оформления приемника (переносной, неперенос
ной в мебельноr,1 или настольном оформлении), а также
от того, принимается местная или дальняя станция. В
27
предеJiах установJiенного стандартом рабоче1' О диапазона
неравномерность частотной характеристики оценивается
по звуковому давлению. При приеме станций с частотами
выше 250 кгц неравномерность не должна превышать
14 дб, а с частотами ниже 250 кщ - 18 дб.
Наиболее широкий рабочий диапазон (40- 15 ООО гц)
доJ1жны иметь УКВ приемники высшего ютасса в мебель
ном оформлении и наиболее узкий (450-3000 гц) могут
иметь переносные приемники ДВ, СВ и КВ диапазонов.
Звуковоспроизведение в кино. Звуковоспроизводящая
аппаратура для кинотеатров, клубов и театров проекти
руется в соответствии с РТМ-кино 125-63. Согласно это
му документу рабочий диапазон частот принят от 40 до
12 ООО гц. Частотной характеристикой аппарата считает
ся частотная зависимость напряжения выходного сигна
ла, развивающегося при нагрузке оконечного каскада
усилителя на активном сопротивлении номинальной ве
личины. При исследовании частотных свойств каналов,
предназначенных для воспроизведения магнитных и фо
тографических фонограмм, входной сигнал контрольной
частоты задается специальными измериельными лента
ми (контрольными фильмами). Отклонения частотных
характеристи1<; от горизонтальных не должны превышать
(относительно частоты 400 щ) следующих значений:
1) при воспроизведении магнитных фонограмм с 35-
и 70-мм пленки в участке диапазона частот 100-8000 гц
не более ± 1,5 дб, в областях нижних частот 40-100 гц
и верхних частот 8000-12 ООО гц - не более ±2,5 дб;
2) при воспроизведении магнитных фонограмм с
16-мм пленки в участке диапазона частот 100-5000 гц
не более ± 1,5 дб, в областях нижних частот 50-100 гц
и верхних частот 5000-10 ООО гц - не более ±2,5 дб;
3) при воспроизведении фотографических фонограмм
35-мм фильмокопий и грамзаписи в диапазоне частот
40-8000 гц -не более ±2 дб;
4) при воспроизведении фотографических фонограмм
с 16-,им фильмокопий в диапазоне частот 60-6000 гц -
не более ±2 дб;
5) при работе от речевого микрофона в интервале
частот 400-3000 гц - не более ± 1 дб со спадом на ча
стоте 50 гц не менее 12 дб и на частоте 100 гц не ме
нее 6 дб.
28
Магнитная звукозапись . Одни м из услови й высоко
l{а чественной записи сигнал а яв,пя етс я равно м ерн ая
частотная характеристи-
tJJf
ка сквозного канал·а на
линейном вы х оде в рабо -
чем диапазоне частот. Ча
стотные свойства магнит-
ной записи обладают с п е
цифиче с кими особенно с-
т ями . Если на магнитофо -
не записать все частоты
передаваемого диапазона
постоянным по величине
током записи, то э. д . с.,
развиваемая магнитной
головкой, при воспроиз
ведении такой записи бу
дет иметь весьма нерав
номерную частотную ха -
f
Рис. 7. Частотная х арактеристика
э. д. с. воспроизводящей головки
при постоянной, независимой от
частоты, амплитуде тока записи .
Наклон прямой 6 дб/окт .
рактеристику, представленную на рис . 7.
Для получения равномерной частотной характери
стики сквозного канала магнитной .звукозаписи необхо
димо произвести частотную коррекцию . Выбор наибо
лее рационального распределения коррекции между ка
налами записи и воспроизведения является сложной
задачей . При ее решении нужно принимать во внима
ние наиболее вероятные статистические спектры запи
сываемых звуковых сигналов и спектры шумов. Следует
также учитывать субъективное восприятие шумов и не
линейных искажений, ·вносимых системой.
Как и во всех электроакустических устройствах дина
м ический диапазон сигналов, передаваемый магнитофо
ном, сверху ограничен нелинейными искаж ениями, воз
никающими при перемодуляции рабочего слоя ленты ,
с низу - уровнем помех ленты и усиJiителей.
Обычно уровень собственных помех ламповы х усили
т елей определяется фоном питающей сети, имеющим ча
стоты, кратные частоте сети, микрофонным эффектом
ламп и флюктуационными шумами. Напряжение фона
м ожет быть з начительно снижено при конструировании
м агнитофона экранированием, рациональны м размеще
н и ем отдельных узлов, применением в первых каскадах
ус илителя ламп, у которы х подогреват ели катодов име -
29
ют хорошую изоляцию, а также соответственным выбо
ром схем усилителей · и питающих устройств . Флюкту
ационные шумы усилителя воспроизведения при исполь
зовании высококачественных деталей и хорошей лампы
входного каскада тоже могут быть снижены до уровня
шума воспроизводящей головки. Шумы же магнитной
ленты до настоящего времени остаются непреодолимыми.
Несколько уменьшить дополнительные шумы, вносимые
магнитофоном, можно, применив практически синусо
идальную кривую тока высокочастотного подмагничи
вания и тщательно размагничивая детали, соприкасаю
щиеся с лентой.
Флюктуационные шумы распределяются по всему
слышимому диапазону. Однако основное мешающее воз
действие оказывают высокочастотные составляющие
шума, так как в соответствии со спектральной кривой
чувствительности они лучше всего воспринимаются на
слух. Следовательно, увеличить отношение сигнал/шум
можно за счет снижения усиления в области высоких
частот при воспроизведении фонограммы. С этой целью
стремятся записывать высокочастотное напряжение сиг
нала с возможно большим уровнем, чему способствует
то обстоятельство, что при всех естественных звучаниях
(речь; музыка, шумы) амплитуды высоких частот и сос
ответственно Щ{ гармоники имеют малый относительный
уровень. Кривые амплитудных спектров записываемых
звуковых сигналов, полученные статистическим путем,
показывают, что в зависимости от характера исполнения
уровень звуковых давлений в октаве 6400-12 800 гц на
10-20 дб ниже уровня в октаве 100-200 гц. Примером
данного явления могут служить статистические спектры
звукового давления симфонического оркестра, изобра
женные на рис.. 8. Поэтому частотная характеристю<а
усилителя записи может иметь значительный подъем в
области высоких частот (без опасности перемодуляции
ферромагнитного слоя ленты) с тем, чтобы (:)Существить
меньшую величину подъема на этих частотах в канале
воспроизведения,
Таким образом, при записи стремятся к тому, чтобы
полностью (до разумного предела) использовать ленту
по ее намагниченности во всем · рабочем диапазоне
частот, т. е. чтобы намагниченность имела равномерную
частотную характеристику.
зо
Принятый в магнитной звуI<озаписи принцип частот
ной коррекции можно уяснить с помощью рис. 9, н а ко
тором в качестве примера · изображены частотные харак-
г·-···;
'
/-......
.....
/,
,,,,., - ,
100%
-
-
'
,. 90%-
~ ,._
lt
'-
-
-
-
--,
~
--
~"80% .-
.,,,,,---.
~
~
//I
>-. -
..
.
..
'81
'\
11
\
11
\
'/
'
100 200 400 800 1600 J200 б400 t, ,щ
Рис. 8. С т атистические спектры звукового давления симфон ич е
ского оркестра с вероятностями 80, 95 и 100%.
теристики, свойственные отдельным звеньям сквозного
канала магнитофона, имеющего скорость ленты
19,05 см/сек. Из рис. 9 следует, что частотная хар·акте
ристика тока за писи (кривая 1) до частоты 1000 гц
практически равномерна, а затем имеет подъем, дости
гающий для обычных сортов магнитных лент 13-15 дб
на граничной частоте диапазона, равной 16 кгц. Такой
ход кривой 1 необходим для получения стандартной
формы частотной характеристики остаточного магнит
ного потока после за пи си (кривая 2). Согласно дейсг
nующим международным рекомендациям кривая 2
должна иметь такую же форму, как и частотная харак
теристика сопротивления электрической цепи, представ
.т1яющей собой параллельное соединение активного со
противления R и конденсатора С, т. е .
(1-9)
31
+t5
!
+/
+
о
-5
-1
-15
-20
+20
о~
:::;,
~
f"
5
1§
~
~.,
~
.AII
оt
1
]
\
1
1
1
1
1
1
/~б
1
1
.-
1
-rщццuщш11
~
1
1
1---~
1
1
"
~
1
1
2
о -~~--
1
~~-
1
@~
1
е-~·~
1
<. ,~
1
11
1
1
1
1
:::,-1
1
11
1'\
1
"'1
1
1
с::, 1
1
"'
С:::. - 1
"3 -1
""1
,5
~1
+15
+10
+5
-~
"'~
§1
~
s!1
""1
~
/
~~
/
7
/~
/ ....~
о
-5
-10
::::,'
""'
~~
1--- ~
~
"'
~
·~
:sс::,
1---J ~
<,
1~
1---С::, ~
&-~
~~
~
~
с.;
-15
-20
' t:;
~
<'$
~
~
l:/
~1
--
k(
'"'
~1
с§f /
V
"'v
~А
7!""-
V
1
/
1
1
1
1
1
100
1000
/
'
........ ..._
~8,
4'- -.. .
/1)'
./
/l
f, гч
10000 fв 20000
Рис. 9. Принцип частотной коррекции, принятый в магнитной з вуко
записи при скорости v=. 19,05 см/сек и i- =70 мксек:
где т= R.C-: __ постоянная времени, имеющая определен
ную величину для стандартизированных скоростей ленты.
В частности, в рассматриваемом примере т = 70 мксек .
На рис. 9 кривая 2 построена в логарифмическом мас
штабе.
Заштрихованными полями, обозначенными цифрой 6,
показано нежелательное ослабление сигнала в системе
эаписи, которое принято называть волновыми и частот
ными потерями в системе записи. Как следует из рис. 9,
потери наблюдаютсн в области средних и, главным обра
сJОМ, в области высоких записываемых частот.
Волновые потери в системе записи в основном опре
деляются саморазмагничиванием ленты, которое пред
ставляет собой уменьшение остаточной индукции записи,
резко возрастающее по мере уменьшения длины волны.
Кроме того, определенное значение имеют потери в про
цессе за п иси , обусJiовленные недостаточной крутизной
спада ма г нитного поля у сбегающего ребра записываю
щей головки.
HecKOJlЬKO меньшую роль в ослаблении сигнала в си
стеме записи, чем волновые потери, играют потери в сер
дечнике записывающей головки, возрастающие с часто
той записываемого сигнала.
Если читать сигнал фонограммы идеальной магнит
ной головкой при идеальных условиях воспроизведения,
то, согласно закону электромагнитной индукции, э. д. с.
сигнала, возбуждаемая в обмотке головки, пропорцио-
dФm(ш)
П
нальна изменению магнитного потока -~~~
оэто-
dt
му при синусоидальной намагниченности Фт (u)) sin u) t
э. д. с. пропорциональна Фт (u)) u) cos u) t. При стандарт
ной форме частотной характеристики остаточного маг
нитного потока, соответствующей уравнению (1-9), фор
ма частотной характеристики э. д. с . сигнала описы-
j - подъем тока записи; 2 - стандартная форма частотной харш{теристию-1 ос
таточного маг н итного потои:а ленты; 3 - харш<теристика э. д . с. реа J 1ьной вос
производящей головки; 4 - корре1<ция, выполняе i\-1ая усилите.пем воспроизведе
ния; 5 - характеристика э. д. с. идеальной воспроизводящей головки при иде
ал:ьных условиях воспроизведения; 6 - поля, определяющие потери в системе
записи; 7 - щелевые потерн при Л 9 =7 лtк; 8 - потерн в сердечнике воспроиз
nодящей головки; 9 - форма частотной характ е ристики стандартного канала
3--772
nоспроизв ед енитт ( основная Е:оррекция ус илителя воспроизведения при
Т = 70 1.1.ксе,с).
33
"'
вается выражением -:r:====:=- .
Тогда для получения
-,11 + (-i:w) 2
равномерной сквозной характеристики коэффициент пе
редачи стандартного канала воспроизведения должен
иметь частотную зависимость, определяющуюся выра-
жением -V 1 + ('tw)'
"'
Согласно принятым международным рекомендациям
частотная характеристика стандартного I<анала воспро
изведения должна иметь такую же форму , как и частот
ная характеристика сопротивления z состоящего из по·
следовательно включенных активного сопротивления R
и емкости С, со стандартизированной постоянной вре
мени 't=RC. Частотная характеристика стандартного
канала воспроизведения описывается уравнением
z
-,11 + ('t(l)j2
,п= -
=-----
z
R
' t(I)
или, в децибелах,
Z
1 + ('tw)2
Пlzдб=20lg-
= 10Jg-~-
(J-10)
R
('t(l))"
где
На рис. 9 кривой 5 представлена частотная характе
ристика э. д. с. идеальнои головки при идеальных усло
виях воспроизведения стандартизированной фонограммы
(кривая 2).
Под идеальной подразумевается воспроизводящая го
ловка с ферромагнитным сердечником ,у которого маг
нитная проницаемость несоизмеримо больше проницае
мости магнитной ленты, рабочий зазор строго прямо
линеен и имеет ширину во много раз меньше длины
волны записи, в сердечнике и в арматуре отсутствуют
частотнозависимые потери, в пределах рабочего диапа
зона в обмотке головки отсутствуют резонансные явле
ния, длина дуги контакта сердечника головки с магнит
ной лентой значительно больше максимальной длины
волны записи и ширина сердечника равна или больш е
ширины фонограммы. Под идеальными ус.rювиями вос
произведения магнитной фонограммы понимают условия,
34
при которых между ферромагнитным слоем фонограммы
и сердечником в районе рабочего зазора имеется плот
ный контакт, рабочий зазор строго перпендикулярен
направленI:Iю движения фонограммы, в процессе вос
произведения внешние границы фонограммы (границы
намагниченности) совпадают с границами длины рабо
чего зазора головки или находятся внутри их.
Кривая 9 является частотной характеристикой стан
дартного канала воспроизведения. В масштабе децибел
она представляет собой зеркальное отражение кривой 5.
Частоrная характеристика э. д. с. реальной головки при
реальных условиях воспроизведения фонограммы, имею
щей стандартную форму частотной характеристики,
также как и у записывающей головки, отличается от
идеальной вследствие волновых и частотных потерь.
К волновым прежде всего относятся щелевые потери,
обусловленные конечной шириной рабочего зазора го
Jrовки и подсчитываемые по формуле
где
sin а
Ущдб=20lg--- ,
С(
а,=~=~f.
А
V
'
(I -11)
(1-12)
Л э -эффективная ширина рабочего зазора головки;
л-длина волны записанных на ленте синусоидаль
ных колебаний;
{-частота колебаний;
v - скорость движения фонограммы.
Эффективная ширина зазора Лэ несколько больше
геометрической ширины L1, что объясняется несовершен
ст вом механической обработки (микронеровностями и
нарушением магнитных свойств материала в зоне обра
ботки). У хорошо изготовленных головок с шириной ра
бочего зазора 15-20 мк L1 э в среднем на 10-15% боль
ше геометрической. При уменьшении ширины зазора
отношение Лэ к L1 возрастает и может достигать вели
чины 1,5 и даже 2.
При конструировании головки ширину рабочего за
з ора выбирают такой, чтобы спад частотной характери
ст ики на верхней граничной частоте рабочего диапазона
r1 е редачи составлял примерно 4 дб. Для бытовых магни
то фонов с малой скоростью ленты величину спада на
35
гранич+юй частоте · допускают до 10 дб, поскольку при
использовании головок с более узкой щелью уменьша
ется их чувствительность на низких частотах, следова
тельно, ухудшается соотношение сигнал/шум [40]. На
рис. 10 изображены кривые частотной зависимости щеле-
Ущ, dо
О~=~=:::f:~~§:::~;§.::;с-Тl-:-ТГТl
-2,- -----t -
--
- - =...;:--+~-""~~~-...;,,~~"k-jL I--
f,кгq
1,бv=J8,1см/сек 4
8
12 16
О,811 = f9,0Scм/ceк-2..____4,._ _ _ .. .. 1.5~-8 . .. _ t,-' -O_ _ _J_f2_f,..1 .'4- .. .J15
L //--=95J C/'1/Cc'K_, __ ____
..L-__1----..JL-..:.J_-L_L......l..._j_j
0,4
'
1
1
2
J 45б78.9fO
о. 2 У= 4,76сн;сек О._
J
,6
11,52
,J45
Рис. 10. Кривые частотной зависимости щелевых потерь воспронз
водящей магнит-ной головки.
вых потерь при различных скоростях J1енты v и величи
нахdэ.
К волновым относятся также потери, обусловленные
I<риволинейностью и азимутальным перекосом рабочего
зазора, неплотностью контакта между лентой и головкой,
конечными размерами головки и ее геометрической фор
мой, формой и размерами экрана головки, а также ча
стотными потерями, порождаемыми вихревыми токами и
гистерезисом в сердечнике и арматуре голов1ш. Кроме
этого, у головок с большой индуктивностью (высокоом
ных) с у щественны е от1июнения частотной характери -
стики э . д. с. сигнала от кривой 5 (рис. 9) могут наблю
даться за счет резонансных явлений между ее индуктив
ностью, собственной емкостью и емкостью входной цепи
усилителя. В магнитофонах высокого качества резонанс
ные яв.т1ения не используются для коррекции, так как по
мере износа головки ее индуктивность изменяется.
Обычно стремятся к тому, чтобы резонанс заметно
не изменял форму частотной характеристики в рабочем
диапазоне частот. Для этого практически достаточно,
чтобы резонансная частота превосходила в 1,5-2 раза
верхнюю частоту рабочего диапазона . В некоторых схе
мах резонансные явления подавляются параллельной
обратной связью на входную цепь (см . § 20).
СJ1едует иметь в виду, что головка может быть на
гружена входным сопротивлением усилителя. При этом
частотная характеристика э. д. с. головки не соответст·
вует характеристике входного напряжения усилителя из
за падения напря·жения сигнала на внутреннем сопро
тивлении головки.
Часrотная характеристика э . д. с. воспроизводящей
головки с учетом щелевых потерь , а та1,же потерь в сер
дечнике представлена кривой 3 (рис. 9) . Для получения
равномерной результирующей характеристики сквозно
го канала необходимо, чтобы частотная характеристика
вос производящего усилителя (кривая 4) была зеркаль
ным изображением кривой 3. Об удельном весе щелевых
потерь можно судить по з аштрихованной части поля 7
(вычисления прои зведены для эффективной ширины ра
бочего зазора 6 мк), полем же 8 можно представить
удельный вес потерь в сердечнике воспроизводящей
головки.
Таким образом, в основу стандартизации частотных
ха рактеристик магнитных фонограмм положен принцип
получения стандартных характеристик каналов воспро
изведения, работающих от идеальных го .11овок при
иде альных условиях воспрои з ведения.
Поскольку идеальную головку практически получи ть
невозмож но, для определения необходимых параметров
ис пользуются особо тщательно изготовленные головки,
у которых более точно определены величины волновых
и частотных потерь.
Качественные показатели магнитофонов и магнито
фонн ых устройств (кроме диктофонов) , предна з наченных
37
Таблица 4
"'
"'
о
:,:
"'
"'.
«1-
'"'
:,:
:,:
"ю
о
:s:
:,:о~
о"
.,
:,:_,, о:
~i::: ~
i::tt~
!;,:1;
-&
"'
"о
о
~ (l) :s:
t:; ..Q~
,: s:c a.
"'о
Преимуществен-
:,:
-
1- ,:
.,
,__
"" о.
'"1-
"'
~uО)
:,:u:(
:s::r~
о
ные области при-
'":,:
:2
С')&~
:,: о<>
,,. :,: ;,;
Oq
»Е
:s:
оо:s:
:2 о.
о о>,
"
менения
О.о,
.,
'О ""
<),..
,о"'"'
оо•
t..:2
:с
о u"'
:с"':о
""'"'
,: :о
u1-
о.":,:
:Та,
I
11
Студий- 38 1 38, 1
Радиовещание,
ные маг-
1
31, 5-16 ООО l или
телевидение,
~IИтофо-
1
2*
кинематогра-
ны
19
19,05
фия,
грамзапись
Магнита- 19
19,05 40-12000
1 Репортаж,
фоны
широко- 9
9,53 63 - 10000 1*** 2 любительская и
го при-
или 41 служебная
менения
4**
4,76 80-- 5 ООО
1
звукозапись
*; При стереофонической записи.
*** Допускается только в сочетании с lдругими скоростями.
• Только для ре п ортерских магнитофонов.
для монофонической и стереофонической звукозаписи на
магнитной ленте шириной 6,25 мм, должны соответство 0
Скорость движения /
фонограммы v, см/сек
3·8,1
19,05
9,53
4,75 и 2,4
Таблица 5
Постоянная вре
мени t, мксек
35
70*
140 *
Не установлен а
вать ГОСТ 8088-62.
В табл. 4, согласно
уi<азанному стандарту,
приведены некоторые
данные,
касающиеся
обозначений
групп
магнитофонов и их
назначений, скоростей
движения ленты, ра
бочих диапазонов час-
тотИТ.П.
* Раньше дJtH скоростей v = 19,05 см/сек была приннта -r =
= 100 мксек и для v=9,53 САt/сек - ?: = 200 Аtксек.
Согласно новым международным рекомендацию,~ для данных
скоростей были введены другие постояаные времеюf, что привело к
повышению уров·ня записи на верхних частотах рабочего диапазона
и соответствен н ому сн.ижению подъема ч астотной ха,рактеристики ка
нала во,спроиз ,веденин. В.ведени6м новых характеристик удалось сни
зить уровень собственных шумов в сквозном канале приблизительно
на 3 дб при измерении нап,ряжения шума с использованием частот
ного фильтра, учитывающего субъективное восприятие .
38
Постоянные времени т=RС, определяющие форму
частотной характеристики стандартного канала воспро
изведения, для обычных магнитофонов выбираются в
зависимости от скорости движения ленты согласно
табл. 5.
rlo
~
40
'~
'
'"!".
~
'
, ...
JO
20
('
',
"~
'
11...
''
=JS'<,кce
·,
!"-.' 1\ '~
'"
1,
'
'-
.._1'1
t\ --7~"
~,
r-
100 ,
1470[1'
. ....
'"
t-.
20,
'
i'..
"~
fO
",
·"'
"'t-.
'~
'
~1'-..
'
"
:-., '
:'""
"'
'·
....
--~
~ ...... ~
t-.....
.. ..
r-....
~.::: - - ':::::
~..
f,гц
20 40 б080f00
400 600 f03
4 103 104 f,б·f04
Рис. 11. Частотные характеристики стандартных канадов вос
прои зведения магнитных фонограмм (спдошные динии) .
В магнитной записи для звукового кино постоянные
времени т предусмотрены нормами НК-111-59. Постоян
ная времени т= 35 .мксек определяет частотную характе
ристику фонограмм первичной (студийной) записи или
перезаписи при скорости движения фонограммы v =
=38,1 +76,2 с1,~/сек, а также фонограмм, записываемых
на 35-мм фильмокопиях или на 35-.мм магнитных лентах
при скорости 45,6 и 47,5 с.м/сек . Постоянной времени
r = 100 мксек определяют частотную характеристику
фонограммы, записываемой на 16-мм фильмокопиях, а
постоянной времени t = 200 .мксек - на кинопленках при
скорости менее 18,3 см/ сек.
Частотные характеристики стандартных каналов вос
произведения представлены на рис. 11 сплошными ли
ниями.
39
Проверка и настрой ка частотных характеристик ка
нала воспроизведения, а также установка положения
рабочего зазора ма гнитной головки магнитофона произ
водится с помощью специальных измерительных лент.
Для обычных · магнитофонов имеются измерительные
rltJ
+1
о
-1
-2
-J
-4
-5
-fi
,~ ~/
I/
345б78ШО
20 31.5 бJ f00
L
2 J 4 5678910
1000
2 J456789 1516
10000 20000
~ [!/.{
Рис. 12. Поля допусков для частотной характе ристики канала
воспроизведения (сплошные линии) н сквозного канала
(сплошные горизонтальные и штриховые наклонные линии)
магнитофонов I группы (ГОСТ 8088-62).
ленты шириной 6,25±0,05 мм (ГОСТ 8303-62) следую
щих типов : ЛИР-1-76Ч *, ЛИР-1-38Ч, ЛИР-1-19Ч и
ЛИР-1-9Ч. ЧисJiа, содержащиеся в названии ленты, ука
зывают на скорость ее движения.
Для снятия частотны х характеристик канала воспро
изведения измерительные Jiенты имеют записи синусо
идальных колебаний с рядом частот. Уровни за писей
соответствуют закону ,описанному уравнением (I-9), а
величины намагниченности указаны в паспортах.
Согласно ГОСТ 8088-62 при воспроизведении соот
ветствующих измерительных лент частотная характери
стика канала воспроизведения по электрическому на
пряжению на линейном выходе не должна выходить за
поле допусков, указанных сплошными линиями на
рис. 12 для магнитофонов. I группы и на рис. 13 для
магнитофонов II группы.
* Скорость ленты v = 76,2 см/сек пр Noменяется в профессиональ
ных магнитофонах старых типов. Учитывая з начительно е количество
магнитофонов, имеющих эту с,1юр•ость, выпущена измерительная лен
та ти,па ЛИР-1-76Ч.
40
. После
настройки канала воспроизведения регулирует
ся частотная характеристика усилителя записи с таким
расчетом, . чтобы сквозная частотная характеристика не
выходила за поля допусков, изображенные штриховыми
наклонными и сплошными горизонтальными линиями на
рис. 12 и 13.
rJrJ
3
2
1
о
-1
-2
-J
-4
-2
-б
-7
!9)t; g~ t,i (%.:,;
f----
1"
,,
/
V
1
J 45678.91251602 J 456789
1
11
1/11
и
'4, :1 g ~,9->-
11
1
4~~9 ~ ~~fg, -
\
11
\
~1
2 J45678912f5
20
бJ 100
!ООО
J150 63001000 20000
J.гц
Рис. ·13 . Поля допусков для частотной характеристнl(и кана
ла воспроизведения (спло ш н ые линии) и сквозного канала
(сплошные горизо нталь н ые и штриховые наклон н ые лин и и)
ма г нитофонов II гру пп ы (ГОСТ 8088-62).
На выходе усилителя мощности ГОСТ 8088-62 до
пускает для улучшения звучания другие неравномер
ности частотных характеристик .
Рекоме ндованные допуски на отклонения частотных
характеристик от номи н альных форм, принятых в тех
нике звукового кино приведены в нормали НК-111-59.
В соответствии с рекомендациями аппаратура записи и
перезаписи магнитных фонограмм при подведении к ее
входу электрического синусоидального сигнала, ампли
туда которого не зависит от частоты, должна обеспечить
получе н ие фонограммы с ч а стотной характеристикой, не
выходящей из поля до п усков, изображенного на рис. 14.
В данном случае нуль децибел соответствует номиналь
ной частотной характеристике. При более узком рабочем
диапазоне частот, что может быть оговорено специаль
ными техническими условиями на аппаратуру, поле до
пусков рис. 14 остается тем же.
41
К:анал воспроизведения в трактах перезаписи и тира
жиро вания при воспроизведении контрольных магнитных
фильмов (измерительных лент) должен обеспечивать
получение не зависящего от частоты выходного сигнала
~I~arr·.--------------r11~~r:f1'~.;;;::;;;:;;;;;:~,,,
-
44050 • 100
200 2000
5000
15000
о
Рнс. 14 . Допуски для частотных характеристик фонограмм пер
вичной записи при скорости :
а-от 381 до 762 ,11,11/сек; 6-183 и 190,5 мм/сек (НК-111 - 59).
j-~О 50 100 200
500
!ООО 2000
5000
!5000
=~
б
Jщ
Рис . 15. Допуски дJIЯ частотных х арактеристик копий магнитных
фонограмм при скорости:
а-от 381 до 762 Аtм/сек; б-183 и 190,5 МАt/сек (НК-111-59).
(допуск ± 1 дб в рабочем диапазоне с учетом поправок
согласно паспорту измерительной ленты).
Окончательные копии магнитных фонограмм, полу
чаемые в результате многократной перезаписи и тира
жирования, должны иметь -' частотные характеристики, не
42
выходящие з а поле допусков,изображенное на рис. 15.
На рисунке нуль децибел соответствует номинальной
характеристике.
§ 3. МЕСТО ВКЛЮЧЕНИЯ В УСИЛИТЕЛЕ ЦЕПИ,
ВЫПОЛНЯЮЩЕЙ ГЛУБОКУЮ КОРРЕКЦИЮ
Выбор места включения корректирующей цепи рас
смотрен на конкретном примере усилителя воспроизве
дения магнитных фонограмм, где обычно применяются
наиболее глубокие частотные коррекции.
Место включения корректирующей цепи в усилителе
выбирается компромиссно. С одной стороны, для полу
чения возможно более низкого относительного уровня
собственных шумов усилителя желательно, чтобы кор
ректирующая цепь находилась там, где напряжение сиг
нала достаточно велико. Объясняется это тем, что обыч
ное корректирование происходит за счет ослабления сиг
нала в определенной области частот. При глубокой кор
рекции ослабленный сигнал может оказаться настолько
малым, что в соотношении сигнал/шум канала начнут
больше сказываться собственные помехи усилителя,
включенного за корректирующей цепью. Поэтому в со
временных усилителях воспроизведения магн. итных
фонограмм r<орректирующую цепь в виде делителей на
пряжения подключают после первого или даже второго
каскада усилителя.
С другой стороны, для того чтобы были малыми не
линейные искажения, порождаемые лампами усилителя,
работающими до коррекции, корректирующая цепь
должна . включ::J.ться в то место схемы, где напряжение
сигнала достаточно мало. На первый взгляд кажется,
что в первых каскадах усилителя воспроизведения сиг
нал мал и что поэтому нелинейность ламп не должна
з аметно сказываться. Однако с учетом глубокой частот
ной коррекции в усилителе при некоторых спектральных
составах сигнала, даже при сравнительно малой ero ве
J1ичине, составляющие, обусловленные нелинейностью
ламп, могут быть соизмеримыми с амплитудами сигна
лов на этих же частотах. При этом передача будет со
провождаться большими нелинейными искажениями.
Действительно, пусть до корректирующей цепи включен
триод, динамическую характеристику анодного тока ко-
43
торого с достаточной точностью для технических расче
тов можно аппроксимировать с помощью полинома вто
рой • степени
(1-13)
где
ia -мгновенное значение анодного тока;
! ,,0 -начальное значение постоянной составляю
щей тока;
Uc - переменная составляющая напряжения на
сетке;
а 1 и а2-коэффици е нты полинома.
Положим, что ко входу подводится напряжение сиг
на .ТJа
причем
и
Uc2= Иmc2sinw3t,
После подстановки значения Uc в уравнение (I-13) и
преобразований получим
ia = /ао++а2(И,;,cl +и;!с2)+alИ,nClsinШ1f+
.
1
2
+а1ИтС2SШШ2t- - а2Итс)cos2w1t -
2
1
-
-
а2И~с2cos2w?t+а2ИтС\итС2cos(w2 - w1)t-
2
"
-
а2ИтС\и/1!с2cos(w2 + W1)t.
Отсюда видно, что анодный ток, кроме начального
3начения постоянной составляющей / 30 и первых гармо
ник, имеющих амплитуды
lтш, = а1Итс1
и
44
содержит в себе составляющие, обусловленные нелиней
ностыо динамичес1<0й характеристики лампы. При дан
ном характере нелинейности появится прирост постоян~
ной составляющей анодного тока
и новые частоты (втррые гармоники, а также разностные
и суммарные тоны), не содержащиеся во входном сигна
ле Ис, амплитуды которых соответственно
Для оценки вносимых лампой нелинейных искажений
воспользуемся коэффициентом разностного тока (диф
тонфактором), который определяют при данной нелиней
ности по формуле
100% -
аИИ
2 те! тс2 ,100%. (I-14)
alVu~cl +и~с2
Обычно при измерениях устанавливают {! т ci =
= И т с2 = Ит с и учитывают не амплитудное, а деиствую-
щее значение напряжения Ис = ~~~ . Тогда
(I-14a)
При,иер. Одной из наиболее ч асто используемых во входных
каскадах ламп я;вляется '!'риод ти п а бНЗП. Обы<rный режим его ра
боты: напряжение на аноде Еа = 100 в, напряжение смещения
Ее = -1,5 в, началь11ое значение анодного тока lao =3,5 ма .
В ряде схем ламповых корректирующих цепей, создающих фор
му частотной харахтеристики, близкую к форме характеристики стан
дартного канала воспроизведения, нагрузочное сопротивление лампы
определяется входным -сопротивлением корреюи,рующего 1<омплекс
ного делителя напряжения. На средних и высо1<их частотах оно
мало. Поэтому при расчете нелинейных искажений, вносимых лам
пой кас-када, можно поль·з·оваться не динамической хара -ктер,ктн-
45
кой для пере·менного тока ла,мпы, а статической ха,рактеристи,кой
анодного тока. Если описывать характеристику J1ампы 6НЗП урав
нением (I- 13), то ·в указанном режиме коэффициенты полино,ма
а 1 =3,3 ма/в и а2 =1,7ма/в 2 . Тогда, согласно уравнению (1-14а), диф·
тонфактор
К!а ""'0,52 Ис • 100%.
Предстаrвим себе, что т,риод включен перед кор·ректирующей
цепью в магнитофоне, . ск,о,рость ленты которого v= ,J9,05 см/сек . Если
частоты сигнало·в f1=2000 гц и f2=2060 гц, то разностный тон б у •.
дет 60 гц, Как это видно из рис . 9 (кривая 9), к·оэффициент пер е
дачи д.ля частоты 60 гц п.ри.мерно на 2'8 дб больше, ч е м для чЗJстоты
2000 гц. Таким образом, составляющая разностного тона ослабля
ет,ся в 25 ра'З меньше, чем сигнал, и реальная ьеличина дифтонфаr< •
тора на выходе корректирующей цепи !(~ =251( d = 13 И с • 100%.
Отсюда следует, что при Ис = 1.мв К~ =1,3%; при Ис =10 .мв
Kd
,
,
= 13% и п,ри Ис=100 мв Ка=130%.
Аналогичная картина наблюдается при значительном
подъеме частотной характеристики в области высоких
частот. На выходе корректирующей цепи будут «под
черкнуты» составляющие суммарных частот . и высшие
гармоники, порождаемые нелинейностью лампы. Это
явление часто наблюдается в усилителях магнитной за
писи, где требуется большой подъем на высоких часто
тах.
Таким образом, при выборе места вклю 11ения коррек
тирующей цепи в усилителе необходимо, чтобы и относи
тельный уровень собственных помех в усилителе был
низок и не сильно сказывалась нелинейность усилителя,
включенного до корректирующей цепи.
К: сожалению, при конструировании магнитофонов
место включения корректирующей цепи часто выбирают,
исходя только из получения наилучшего отношения
сигнал/шум. В некоторых промышленных магнитофонах
цепь, выполняющая основную частотную коррекцию в
канале воспроизведения, включена после второго, иногда
даже третьего каскада усилителя. Величины нелинейных
искажений, порождаемых такими каналами воспроизве
дения, измеренные обычным методом коэффициента
гармоник (клирфактора), основанного на подведении
ко входу одного тона, могут свидетельствовать якобы о
высоком качестве звукопередачи. В то же время при
воспроизведении более сложных сигналов могут ощу
щаться большие нелинейные искажения, обусловленные
46
появлением комбинационных частот. Поэтому при оценке
нелинейности усилителя, выполняющего глубокие частот
ные коррекции, необходимо применять более совершен
ные методы измерений, чем метод коэффициента гармо
ник. Для этой цели лучше оценивать нелинейность с
помощью дифтонфактора или, еще лучше, методом дина
мического спектра, который был предложен Воль
фом В. М. (1О].
HI ПАССИВНЫЕ КОРРЕКТИРУЮЩИЕ ЦЕПИ
С ОДНИМ РЕАКТИВНЫМ
ДВУХПОЛЮСНИКОМ
§ 4. ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА
ЧАСТОТНО-ЭКВИВАЛЕНТНЫХ СХЕМ
Понятие о частотно-эквивалентных схемах. Наиболее
распространенными являются усилительные корректи
рующие цепи, в которых для создания специальной фор
мы частотной характеристики вводится один. реактивный
двухполюсник с входным сопротивлением х. Коэффи
циент передачи таких цепей достигает экстремумов
(К max и Kmiп) на частотах, при которых х=О или х = оо.
Следовательно, возможны два типа схем этих цепей.
Если обозначить реактивное сопротивление цепи перво
го типа х1 , а второго - х11 , то у первого типа макси
мальный коэффициент передачи Kmax наблюдается при
х 1 =0, а минимальный Kmi 11 пpиlx1 !=оо; у второго типа
цепей наоборот - Kmax при !х11 1 = оо, а Kmiп при Х11 =0.
Из приведенного ниже анализа корректирующих це
пей с одним реактивным двухполюсником видно, что
уравнения комплексных коэффициентов передачи мож
но привести к следующим двум видам:
48
для цепей первого типа
.
XI
1+1-
-
(J
r
К= (J: = Kmax
XI
и второго типа
1+jn -
r
R
1-j -
-
(J
X\I
К= -.-
2- = Kmax -----
И1
1-jn_R
_
x!l
(II-1)
(II- 2)
где r и R-активные сопротивления последовательного
и параллельного плеч, являющиеся парамет
рами рассматриваемой корректирующей
цепи;
п-максимальное значение коэффициента кор
рекции или глубина коррекции, определяю
щаяся выражением
n= Kmax=1+_!_
.
(II-3}
Kmiн
R
Уравнения (II-1) и (II-2) соответствуют частотно
эквивалентным схемам, изображенным на рис. 16, а и 6.
Пользуясь методикой преобразования сложных кор
ректирующих цепей с одним реактивным двухполюсни
ком в элементарные частотно-эквивалентные схемы,
можно не только создать единую стройную теорию таких
цепей и производить одним простым способом расчеты
сложных цепей, но и критически оценивать цепи и
выбирать из них наиболее рациональные для данных
конкретных условий.
Частотные и фазовые характеристики . При анализе
схем корректирующих цепей с одним реактивным двух
полюсником примем, что опорная частота fO соответст
вует частоте · минимального значения коэффициента пе
редачи. Из рис. 16, а видно, что при f0 реактивные С(}·
противления должны быть !xr 1 = =, а хн =0.
®!
r
R 90,Кто-ах_U,--~-----01/2
а
6
Рис. ·1G . Частотно-эквивалентные схемы корректирующих це
пей с одним реактивным двухполюсником:
а - в последовательном плече; б - в параллельном плече.
Комплексный коэффициент коррекции для схемы с
двухполюсником в последовательном плече делителя
(рис. 16, а) описывается уравнением
4-772_
х
1+/-!
-
•
К
r
т =mel'f=--=n-----
Kmiн
Х1
1+ jn-
r
(Il-4)
49
где т-модуль коэффициента коррекции;
(11-5)
tр- аргумент (фазовый угол между U2 и U1),
(11-6)
Очевидно, что mxl=O = mrnax = п и т.х1=00 = mmin = 1.
Для частотно-эквивалентной схемы с двухi10J1юсни
ком х11 , включенным в параллельном плече делителя
(рис. 16, 6), комплексный коэффициент коррекции
1.R
-
-1-
-
.
к
~,
m=mel'f=-- = n-----
Kmin
1...R
-1п-
Х11
модуль коэффициента коррекции
и аргумент
R
(n-1)-
xll
q;, = arctg
(R)2
I+n -
XII
(11-7)
(ll-8)
(II -9)
Очевидно, что тч, =oo=mmax=n и тх,1 =0 =mmln =1 .
Условия тождественности частотных свойств. Если
имеются две корректирующих цепи А и В с реактивны
ми двухполюсниками соответственно х,л и хнв , то
50
первым условием их тождественности является одина-
rА
Гв
ковая глубина коррекции n= 1+ -- = 1 + -- .
RA
Rв
Для определения второго условия приравняем правые
части уравнений (II-4) и (II-7):
Х1А
Rв
l+j.-- -
1-J- -
rA
Хнв
-
--
--
-
-
-
----,--
Х1А
Rв
1+jп--
1-jп-·-
rA
Хнв
Х1л
Rв
Из равенства видно, что -- =- - - или -Х1А Х1ш=
ГА
XIJB
rА
rв
= rАRв .Ноизвестно,чтоп-1 = --=
- -, поэтому
RA
Rв
-
Х!АХ1ш=rАRв=rвRA.
(II-10)
Таким образом, частотные свойства обеих частотно
эквивалентных схем тождественны. если реактивные
двухполюсники XIA и хнв взаимообратны по отношению
один к другому и к среднему геометрическому от r А и
Rвили(виRA, т. е. кVrАRв илиVrвRA .
Условие полной взаимной коррекции. На практике
часто необходимо перед одним из звеньев канала вклю
чать предыскажающую корректирующую цепь, создаю
щую специальную форму кривой частотной характера
стики. После указанного звена включается восстанавли
вающая корректирующая цепь с частотной характери
стикой по форме обратной предыскажающей. При этом
наблюдается полная взаимная коррекция частотных
харак теристик предыскажающей и восстанавливающей
цепей .
Если применяются две корректирующие цепи А и В
с одним реактивным двухполюсником, то для полной
коррекции необходимо, чтобы пА =nв =n и
(II-11)
При решении этой задачи возможны три случая
включения цепей:
1. Корректирующие цепи А и В собраны по схеме с
реактивным двухполюсником в последовательном плече
4*
51
(рис. 16, а). Учитывая уравнения (II-4) и (II-11), полу
чим, что при полной коррекции
-Х1АХ1В =
ГА Гв
п
(II-12)
т. е. реактивные двухполюсJ~ики Х1л и хш должны быть
взаимообратны по отношению один к другому и к
--.
/ГАГв•
Vп
2. Корректирующие цепи А и В собраны по схеме с
реактивным двухполюсником в параллельном плече
(рис. 16, 6). Принимая во внимание уравнения (II-7) и
(II-11), получаем условие полной коррекции, аналогич
ное (II-12),
-Х11АХ11в = пRл Rв.
(II-13)
3. Корректирующая цепь А имеет схему с реактивным
двухполюсником в последовательном плече, а цепь В -
в параллельном. Тогда, на основании уравнений (II-4),
(II-7) и (II-11) полная коррекция будет при
ГА
х,л =-- Хнв.
nR8
(II-14)
В данном случае реактивный двухполюсник х1л должен
быть эквивалентен хнв с точностью до постоянного мно-
ГА
жителя --
.
пR8
Реактивно-активные делители. Простейшие коррек
тирующие цепи представляют собой делитеJIИ напряже-
KmoxUr
1
а
R
б
Рис. 17. Схемы делителей напряжения с реактивным двухпо
люсннкоы и активным сопротивлением.
ния, одно плечо которых является активным сопротивле
нием, а другое-реактивным (рис. 17). Такие цепи-это
частный случай частотно-эквивалентных схем, представ-
52
ленных на рис. 16. Если в схеме на рис. 16, а r.= оо, то
получится схема, изображенная на рис. 17, а и если в
схеме на рис. 16, б R =0, то получится схема, представ
ленная на рис. 17, 6. Для схем реактивно-активных дели
телей глубина коррекции п = оо.
Для схемы на рис. 17, а комплексный коэффициент
передачи
где К--модуль коэффициента передачи,
ер-аргумент (фазовый угол между U2 и И 1 ),
Х1
<р= -
arctg-- .
R
(II-15)
(Il-16)
(Il-17)
ДJ1я схемы рис. 17, 6 комплексный коэффициент пере
дачи
где
r
<p=arctg --
хп
(Il-18)
(II-19)
(II-20)
Из уравнений (II-15) и (II-18) следует, что коррек 0
тирующие цепи А и В, собранные по схемам на
53
рис. 17, а и соответственно на рис. 17, б, будут иметь
XIA
один_аковые частотные свойства при условии, что -
=
Rд
rs
= ---, т. е. если
хнв
-Х1А Хпв = rв RA.
(Il-lOa)
Схемы с реактивно-активными делителями напряже
ния рассчитываются, исходя из того, что при определен
ной частоте, величину которой можно принять, отноше-
1XI I
r
ние--
= 1(рис.17,а)или --= 1(рис.17,6).Тог-
R
I хнl
да, как это следует из уравнений (II-16) или (II-19),
коэффициент передачи уменьшается в V2 раз, т. е. на
3 дб.
§ 5. СТУПЕНЧд ТЫЕ ЦЕПИ
Частотные характеристики. Ступенчатые цепи - схе
мы корректирующих цепей с одноэлементным реактив
ным двухполюсником. Для получения ступенчатой цепи
в любую из схем на рис. 16 нужно вместо двухполюсника
Xr или Хн включить ем1<ость С или индуктивность L
L
а
б
в
г
Рис. 18. Частотно - эквивалентные схемы ступенчатых ценей.
(рис. 18) . Частотная характеристика ступенчатых цепей
по своей форме напоминает закругленную ступеньку
(рис. 19).
Схемы на рис. 18, а и 18, б условимся называть ча
стотно-эквивалентными схемами ступенчатых цепей с по-
54
вышением уровня низких частот (рис. 19, а), а схемы на
рис. 18, в и 18, г - частотно-эквивалентными схемами
ступенчатых цепей с повышением уровня высоких частот
(рис. 19, б) .
Комплексный коэффициент коррекции и фазовый угол
для цепей с повышением уровня низких частот описыва
ются уравнениями:
К
1+j'I
m=- -
=
п --- =mei'P;
Kmin
1+jn'I
(11-21)
(п -1) '1
qi=
-
arc tg---
(ll-22)
1+n'l2
где п - глубина коррекции, определяющаяся форму
лой (II -3),
т
а
К
r
n=~=l+-
Kmin
R
т
1~
------------
б
W= -f_
чвv
Рис. 19 . Частотные характ'еристики ступенчатых цепей с повыше
нием уровня частот:
а - низких; б - высоких.
v-относительная или безразмерная частота,
v='t1нw;
(11-23)
-r 1 н - постоянная времени плеча делителя напряже
ния, в котором включена индуктивность или
емкость. Для схем, представленных на рис. 18, а
и 6, соответственно
'tlн = RC;
(11-24)
L
't1н =-
r
(11 -25)
55
Комплексный коэффициент 1<оррекции и фазовJ~й
угол для цепей с повышением уровня высоких частот
описываются другими уравнениями:
К
1-jv
m=-- =n---=mei<f;
Kmia
1-jnv
Cf= arctg (п- l)v
1+п...,,
(II-26)
(11-27)
где v-относительная частота,
1
'l= --
'tlB оо
(11-28)
1 18 -постоянная времени плеча делителя напряже
ния. Для схем, изображенных на рис. 18, в
и I 8, г, соответственно
L
1:1в=- •
R,
't1в=rC .
(II-29)
(Il-30)
При принятых обозначениях модули коэффициентов
коррекции для всех четырех схем ступенчатых цепей
(рис. 18) описываются одним обобщенным уравнением
r 1+...,2
m=nv---,
1+ п2...,,
(II-31)
что разрешает анализировать частотные свойства цепей
с повышением уровней низких и высоких частот одним
м. етодом.
Типичные точки обобщенной частотной характери
стики. При расчете элементов ступенчатых цепей удобно
пользоваться тремя типичными точками характеристики.
Обобщенное уравнение частотной характеристики сту
пенчатых цепей, выраженное в децибелах, записывается
так:
rпдб= 201g т = 101g n2
2
•
(
1 + ...,,
)
1+п v2
(Il-32)
Предельные значения тдб имеет при v=O
56
\ тдб= Пlmaxдб=201gn
(II-33)
и при v=oo
mдб=ПZmfnдб=0.
(II-34)
Центральная точка Ц, при которой подъем кривой
равен половине максимального значения (рис. 20) -
mmax дб
тцаб=
2
= lOlgn,
тм
т ma,dtf=20tgn t----= = -----
101 f,л2
mzao= 92 1---------" " <;'" .
2л2
т,м:10/g1+n2 г------t-~---+-----""<:..!
Пlmint]o=O
1Ч' 1
п-1
агс tg 2Гп
п-1
агс tg п,Т
ц
V, =!
(II-35)
tgv
tgv
·Рис. 20. Обобщенные частотная и фазовая характеристики
ступенчатых цепей: 1, Ц, 2 - типичные точки.
имеет абсциссу vц. Приравняв правые части уравнений
(II-32) и (II-35), находим, что
1
'lц=--.
Vп
(11-36)
Следующей типичной точкой кривой является точка
57
(1
1, абсцисса которой v 1 = 1 (.ил~ w1= f )- Из уравнени~
(II-32) вытекает, что
2п2
mlдб = 10Jg ---
1+п2
(11-37)
1
Последняя типичная точка 2 имеет абсциссу v2 = -.
п
При подстановке значения . v 2 в уравнение (II-32) , по
лучим
m2аб = 10Jg
1+ п2
2
(11-38)
Точки 1 и 2 равноудалены от асимптот, которыми яв
ляются ось абсцисс и прямая, параллельная оси абсцисс
и удаленная от нее на расстояние тmахдб = 20 lg п.
Крутизна обобщенной частотной характеристики . При
оценке той или другой корректирующей схемы, а также
при ее расчете большое значение имеет крутизна частот
ной характеристики коэффициента коррекции. Величину
крутизны D обычно измеряют в децибелах на октаву.
Для определения крутизны найдем производную
dтдб =
dlgv
d
[101g(п2l+v2)]=
d (+lgv')
1+ ,i2 v'
(1- п2)v2
=20 - ----'- --
-----'----
(1+v2
)
(1+п2v2
)
Подставив значения v, соответствующие типичным
точкам, получим
dтдб\ = dтдб 1
=-
lOn
2
-1
dlgv •,=l dlgv •·= 2..
п'+1
-
"
dтдб 1
= _ 20п-1
dlgv •ц=v~
п+1
(11 -39)
(11-39 а)
Выражение (II-39) показывает, что касательные к
кривой частотной характеристики в точках, имеющих
абсциссы v 1 и v2, параллельны .
58
Для определения I<рутизны частотной характеристики
в децибелах на октаву в любой точке кривой А (lg у А ,
тА дб) составим уравнение прямой, касающейся кривой
в точке А:
z-тд дб =--
(lgv -lgvA ),
dтдб\
dlg'/ V=VA
или
z= --
lg --+тАдб•
dтдб 1
-,
d lg-,
,=vA
vA
(II-40)
Очевидно, что DА дб/окт выразится следующим урав
нением:
Dд =lz 2 -тддб\=\ dтдб I lg2.
v- 'А
dIv
g v=vд
Таким образом, крутизна любой точки кривой
D~0,30101 dтдб 1 ·
dlgv
Если подставить в последнее выражение значение произ-
"
dтдб
"
б
ф
воднои -- , то наидем при лиженную
ормуJ1у ДJIЯ
d lgv
•
определения крутизны в децибелах на октаву.,
D~6
(пz- 1)v2
(1+v2)(1+n2v')
(11-41)
Принимая во внимание выражения (II-39) и (II-39a),
получим значения крутизны в типичных точках.
и
Dц~б п-1
п+1
(11-42)
(11-42 а)
Определим значение относительной частоты, при ко
тором частотная характеристика имеет максимальную
59
крутизну. Для этого нужно взять производную от выра
жения (II-41) по v:
_!!!2_=6(п2_ l)2v(1+'12)(1+п2v2)- v2[2'1(1+п2)+4п3'lз].
d-;
[(1+v2)(1+п2'12)]2
Приравняв числитель нулю, после сокращений получим
уравнение
откуда
1
' lm= --='lц .
-Vп
(11-43)
Из · этого уравнения видно, что максимальная 1<рутиз
на частотной характеристики наблюдается при относи-
.
.
1
тельнои частоте vц ' равнои v-' т . е . частоте, при кото-
'
п
рой подъем имеет половинную величину от максималь
ного тmахдб (рис. 20). Точка Ц(lgvц, тцдб) является
точкой перегиба кривой тдб (Ig v). Величину же макси
мальной крутизны при данном значении параметра п
можно определить по формуле (II-42a), откуда следует,
что величина Dц является функцией только параметра
п, причем предельное значение функции
Dц max = 6 дбjol(fn.
n=ел
Таким образом, максимально возможная крутизна
Dц одного звена ступенчатой цепи всегда меньше
6 дб/окт. Следует также отметить, что отношение_!!__ < 2.
D1,2
Существенное значение имеет еще одно свойстно
частотной характеристики, построенной в логариф
мическом масштабе. Если начало координат перенести
в точку Ц (lg vц, тц дб), то данная функция является не-
четной. Действительно, из рис. 21 следует, что
У_2.__ = тдб(v)J ,11
=~-тцдб,
а
a-Vn
60
где а> 1. Или, если подставить в уравнение (Il-31) зна-
1
чение v= ---= и учесть выражение (Il-35), то получим
аVп
YJ:_ = 101g
а
В то же время
1+па•
а2+п
Ya=maб(v)\ •1 = -а_ - тцдб,
Уп
пли, после аналогичных подстановок соответствующих
значений v,
-
:_101 1+па2
Уа-ga2+n •
Следовательно, теорема доказана, так как
У1 = -Уа·
а
Отсюда также можно сделать вывод, что D ( lg ;ц )
является четной функци-
ей. Используя указанные тоо
свойства обобщенной це
пи, можно значительно
ускорить nычисление час
тотной характеристики,
так как требуется вдвое
меньше точек.
При коррекции, вы
полняемой несколькими
звеньями ступенчатых це
пей, необходимо знать аб
сциссы функции D ( 1g v),
имеющей крутизну
Dц
D=--
c
2
Рис . 21. Частотные характеристи
ки ступенчатой цепи и крутизны
D(v) .
Так как функция D (1g -'1-) является четной, то
'1ц
61
должны быть два решения v I и vc , связанных между
с
собой следующей зависимостью :
•
-
2-1
VJ Vc-'IЦ~-.
с
11
(II-44)
Найти v I и v" можно с помощью биквадратного
уравнения по v, составленного из выражений (II -41)
Dц
и (II-42a) с учетом того, что D с = -
2-
, корнями кото -
рого будут
2
'11
-
,с
с
(1+п2)+211±(1+11)Y(l+п)2+4n
2п2
(Il-45)
Например, при n=9 v _!__ = 0,0924, а 'Vc = 1,203.
с
Условная ширина полосы ступеньки . Иногда при ра-
счете коррекции, выполняемой ступенчатыми цепями,
удобно пользоваться
идеализированной
частотной характе
ристикой, представ
ляемой в виде трех
отрезков
прямых
(рис. 22): двух
асимптот и касатель
ной к реальной кри
вой, которая прове
дена через централь
ную точку ц (точку
перегиба кривой).
Относительную ши-
тмz
Рис. 22. Идеализация частотной ха
рактеристики ступенчатой цепи от
резками трех прямых.
рину
наклонного
участка идеализированной характеристики, условно на
званную шириной ступеньки, можно определить по фор
муле
п=1у\:v,1·
(II-46)
где v, и v 11 -относительные частоты - абсциссы точек
пересечения касательной с асимптотами.
62
При описанной идеализации заметная ошибка не воз
никает, так как р дб - максимально возможное откJЮ ·
нение идеализирован'i-юй характеристики от реальной,
которое наблюдалось бы при n-+oo, сравнительно неве
лико и равно 3 дб (рис. 22).
Выразим условную полосу ступеньки П посредством
глуNшы коррекции п. Выше было приведено уравнение
касательной (11-40), проходящей через точку А на кри - •
вой. Учитывая, что касательная, определяющая полосу
с тупеньки, должна проходить через точку с координа-
1
тами lgvл = lgvц =lg -Vпи mла6=тцаб=10 lgn, после
подстановки в уравнение (Il-40) выражения (II-39a),
найдем ее уравнение
z=-20
п-1
п+1
lg (Vn v) + 101g п. (11-47)
Из рис. 22 следует, что при v=v11 z=20 lg п, поэтому
откуда
п-1
п+1
п
vп=n- п-1 .
(11-48)
При v=vi z = О. Подставляя это значение z в выра
же ни е (II-47), найдем, что
Величину р дб
уравнение (II-32)
(II-48 а)
(рис. 22) можно определить, если в
подставить значение v1 :
2n
(
1+'lf )
п2 + пri=1
Рдб= 101g п 2 ---2
-
= 101g
2п • (11-49)
1+n2'1
--
1
l+nп-1
При изменении п в пределах от 1 до оо величина Раб
изменяется от О до 3 дб (рис. 23).
Подставляя выражение (II-48) и (II-48a) в уравне-
ние (II-46), а также учитывая, что v1 v11 = vi , получим
П= 1· 'lн-'li \=Т- -1
,
(11-46 а)
'lц
т
63
где
n+l
т = п 2(11-l)
(ll-50)
Для ступенчатых цепей с повышением уровня низких
частот
1
j,- ТjЦИ/11=ТjЦ,
-, ---
-
---
(II-51)
о
Рм
-
['..
п,·т 'r-..
14
Г"r,
1'-
~r-- .. ..
12
r--
l' -1 '-r,..
г--,.
r--r,-.
10
8
-
б
4
,.,!::;: ::::"
1,.-..... -
t:;I::=
--
--
-
2 J4 6810
г-
V
....
r--,.._
1/
'
v
~
·~~
/
·- •-
f{/ п
20 JO 40 бО 80100
1- 1-
_
/
1
J
I
2
J
-f--
--
л
200250
Рис. 23. Гf афики для определения условной ширины ступеньки
П (п) = Т-Т, коэффициента Т и максимального отклонения реаль -
ной частотной характеристики ступенчатой цепи от идеализирован
ной р дб в зависимости от глубины коррекции.
для цепей с повышением уровня высоких частот
fц
/r=-т-и/п=Тfц.
• (Il-52)
На рис. 23 представлены графики зависимости П,
Т и рдб от параметра п.
64
Расчет ступенчатых цепей. Наиболее часто необходи
мы корректирующие цепи с относительно плавным под'Ь
емом частотной характеристики в области высоких или
низких частот, с увеличивающейся крутизной подъема по
мере приближения к граничной высокой fв или низкой
f н частоте рабочего диапазона. Если требуемая макси
мальная крутизна подъема на граничной частоте не пре
вышает 6 дб/окт, то коррекция достигается проще всего
одним звеном ступенчатой цепи. При более крутых
подъемах приходится применять несколько звеньев сту
пенчатых цепей, или другие схемы, например одну из
резонансных цепей, описанных в § 6.
Частотная характеристика ступенчатой цепи, как это
следует из выражений (Il-32), (Il-23) и (Il-28), опреде
ляется двумя параметрами. Первый параметр - глубина
коррекции n= 1+ _r _, от величины которой зависит «вы-
R
сота ступеньки» кривой частотной характеристики; вто
рой -- постоянная времени i- 1, определяющая «место
ступеньки» на оси частот. Поэтому при расчете ступен
чатой цепи определяется величина глубины коррекции п
и соответствующая постоянная времени т 1 н или т 1 в.
Расчет обычных частотных коррекций. Для расчета
коррекций с помощью ступенчатых цепей можно пред
.11ожить несколько способов. Рассмотрим два наиболее
простых, но дающих хорошие результаты.
Первый способ. При расчете коррекции в об
ласти высоких частот на заданной частотной характери
стике корректируемого звена Удб (f) находим значение
Ув дб , соответствующее верхней . граничной частоте f в
f
u
1
а также частоту ц 1 , на которои спад равен 2 Ув дб
1
(рис. 24). Полагая, что т1 max = -
= Мв , определяем
Ув
глубину коррекции по формуле
п=М0,
(11-53)
вытекающей из выражения (Il-33). Тут Мв
-
коэффи
циент частотных искажений на верхней граничной
частоте .
5-772
65
Затем вычисляем постоянную времени т '".
Прирав
няв правые части выражений (II-36) и (II-28), находим,
что
rlrJ
-Vп
~1п
't1в =-- =
"'ц I
21tfЦ I
f
2 Увм
(Il-54)
f
Рис. 24 . Коррекции спада на высоких частотах, выполненные
двумя способами с помощью ступенчатой цепи (сплошная и
штриховая кривые).
Обычно бывает известна веJiичина одного из актив
ных сопротивJiений ступенчатой цепи. Из формулы (II-3)
вычисляем второе сопротивление. Затем находим ем
кость или индуктивность схемы по формулам
С=~;
r
L = R't1в,
выведенным из (II-30) или (II-29).
66
(II-55)
(l l-56)
Аналогично рассчитыва ются элементы ступенчатой
цепи для коррекции низких частот. В этом случае
(II-53 а)
1
1
't1н= • -
""'-- ---
Уп ооц1
21t Уп fц1
(11 -57)
Остальные параметры определяются с помощью форму
лы (II-3). Емкость или индуктивность находят по фор
мулам
,
выведен н ым из (II-24) или (II-25).
(11-58)
(II-59)
Из примера, приведенного на рис. 24, вытекает, что
при наиболее часто встречающихся на практике формах
корректируемых характеристик [кривая Удб (f)] описан
ный способ расчета не обеспечивает у результирующей
частотной характеристики Ув . р дб = О. В тех случаях,
когда на граничной частоте -крутизна корректируемого
спада характеристики не превосходит 6 дб/окт, точность
коррекции может быть несколько повышена, если при
расчете условно принять, что граничная частота лежит
за пределами заданного рабочего диапазона. Другими
словами, при расчете ступенчатой цепи с повышением
уровня высоких частот полагают, что верхняя граничная
частота равна не fв, а f~ =(l,3+1,7)f". При расчете
же ступенчатой цепи с1 повышением уровflя низких частот
полагают, что f н = (1,5+2)f:. Следовательно, чем в
большей мере условная граничная частота отличается от
граничной, тем больше расчетная глубина коррекции п
и потери при передаче сигнала, так как цепь будет кор
ректировать и за пределами рабочего диапазона.
В тор ой сп о с о б (рис. 24, штриховые кривые).
При расчете цепи с повышением уровня высоких частот
полагаем, что ступенчатая цепь должна создать на
верхней ••граничной . частоте гiодъем, соответствующий
второй типичной точке обобщенной · . характеристики
(рис. 20 и 24, точка 211 ) . Этот подъем приравниваем тре
буемому подъему mт. в дб = Мв дб, т. е. коэффициенту ча-
5*
67
статных искажений корректируемого звена н а верхней
граничной частоте. Тогда, принимая во внимание выра
жение (II-38), получаем уравнение
(11 -60)
из которого определяем необходимую глубину коррекции
(II-61)
Далее вычисляем постоянную времени -r 18 . Для это-
1
го учитываем, что v2 = -
и что ранее было принято
11
11
11
't1в =--
=--
.
-
·
w8
2пfв
(II-62)
Данные элементов ступенчатой цепи определяются с
помощью формул (II-3), (II-55) и (II-56).
При втором способе расчета Ув. р дб =::, о, но в пределах
рабочего диапазона результирующая частотная характе
ристика обычно имеет широкий пик . Непроизводитель
ные потери коэффициента передачи (рис. 20) невелики и
1+112
составляют 10 lg -- (их предельное значение при
2112
n=oo равно 3 дб).
При расчете вторым способом ступенчатой цепи с
повышением уровня низких частот необходимая глубина
коррекции
п=V2м2-1
н
'
(II-61 а)
постоянная времени
1
1
't1н= -- =
11 Wн
2п 11/н
(II-63)
а данные элементов ступенчатой цепи определяются с
помощью выражений (II-3), (II-58) и (II-59).
По приведенным формулам можно судить о выполня
емой коррекции только в одной или двух точках на кри-
68
вой . При выборе оптимального метода расчета и наибо
лее подходящих исхо,дных данных значительную помощь
могут оказать семейства частотных характеристик сту
пенчатых цепей (рис. 25). По этим же характеристикам
можно проследить корректирующие возможности сту
пенчатых цепей на всем участке частотного диапазона,
г д е должна выполняться коррекция .
Такими же методами рассчитываются не только про
стейшие пассивные ступенчатые цепи, но и более слож
ные (выравнивающие четырехполюсники, регуляторы
тембра), а также активные цепи (ламповые и транзис
торные).
Расчет ступенчатой цепи, выполняющей основную
коррекцию при воспроизведении магнитных фонограмм .
Частотная характеристика стандартного канала воспро
изведения магнитных фонограмм описывается уравне
нием (I-10)
Vl + ('too)2
mz =-----,
'tW
где ~--стандартизированная для данной скорости ленты
постоянная времени. С помощью ступенчатой цепи в зна
чительной части диапазона частот можно получить
характеристику, очень близкую по форме характеристике
mz ((!)) . Запишем уравнение (II-31) ступенчатой цепи
в следующем виде:
{
l+v•
m=
1
--
+v2
п2
д
2~
1
ля относительных частот v ;,;> -- это уравнен и е
п2
можно прибли ж енно з аписать так :
(II-31 а)
'1
Сопоставляя уравнения (I-10) и (II-Зla), видим, что
' i(u соответствует v. Относительная же частота для сту
пенчатых цепей с повышением уровня низких частот
v=т ~н(и. Отсюда вытекает, что для выполнения кор-
69
70
muo
22
20
• IIJ
fб
14
f2
fO
8
б
4
r---
14
,.....;;.. .
12R
1--...;
f,---.
•fO
_,.,_
.9-r--
... ..
r"""""' 8 г--
i,;,-. --
- 7:.. 1'-
~ -б-
-
-
,-5
--
4
= !;;-3
-
'""2
-п,c:.fl;
-v
,,:
..... ::::, '~
.... ;;::,-..
-
r,...
~...~~
--
Г"
~
~ ....
,-,. .
~
--
-
2
о
q02 О.04 006 ш
milo
22
!О
18
fб
f4
12
10
8
б
4
2
-~
-
v1 ./2
,:;~
;,, ..Г'
~
~~ц
~
~
......
._
~~
......
~~~
--
.........
~ ~~~ 11,
~~,...,
~~
--
1\.1':
1'""' ~
-
!'о,,,.
С2
0.4 0.6 0,81
,
J,:
1
1_
-
~1;;14~-
~
.,.t2 ~--
j,
~V
..10-
v g-1--
-
11
~~ 8-~
-
1,1(;1
с::: 7
,.,
л~~..
1-6-,-
-
,.:::- i--
~J~~1- '
-
,5-
,,.,.
4
А ~,:1,,..-
-
/1. ~
V
i,,- ......
/,, ~
1/
2-
-
-
'/у-z-
-
-
7
п=ff--
-
с---
002
'
20 30 4050
1/JI = Тrв иJ
Рис. 25. Семейства частотных характеристик ступенчатых це
пей с повышением уровней низких и высоких частот.
2 J4568f0
рекции постоянные времени должны быть между собой
равны, т. е.
" 1н='t.
(II-64)
Таким образом, если выбрана схема ступенчатой це
пи с емкостью, то, как это следует из (II-24),
С=-2._,
(II-65)
R
Необходимую
глубину
коррекции п вычислим,
т,
т
п
Рис. 26. Основная коррекция в
канале воспроизведения маг
нитной за писи с помощью сту-
muo
20tgn
10/gп
о
!.tJ =vlr,,,r
тлао
20tgп
F
10tgп
о
r5
mufo•mifд
401gn
о '-----+--'-- --= --
дЫц
W
пенчатой цепи:
т z (f) - частотная характеристш,а
стандартного канала воспроизве
дения; m(f) - характеристика кор-
ректирующей ступенчатой цепи.
Рис . 27. Принцип получения ши
рокой ступеньки .
исходя из допустимого коэффициента отклонения, опре
деляющего «недокоррекцию» на частоте f н (рис. 26):
Л111 =
(Il-66)
Подставив в выражение (Il-66) значения mz II и m 11 ,
а также учитывая равенство (II-64) и то, что v 11 =
='i 1 н щ 11 , получим уравнение
VI+(п'too11)2
Мн=------
(11-66 а)
71
решение которого
(11-67)
1
Если принять Мн=V2 (т. е. Мна 6-::::::;Зд6), то n = -- .
'tООн
В табл. 6 приведены значения п при Мн дб =3 дб для
стандартных скоростей ленты v и постоянных времени - ..
Таблица 6
Скорость ленты ,,, см/сек
38,1
19,05
9,53
Стандартная постоянная време- 1
ни -r, .мксек
35
70
140
Нижняя граничная частота fн ,
1
щ
31,5 31,5 40
63
Необходимая глубина кор·рек-
1
ЦИИ п при мн.аб=З дб
144
72 57
18
Расчет широких ступенек. Для практики корректиро
вания необходимо получение ступенек более широких,
чем может обеспечить одно звено ступенчатой цепи.
В этом случае приходится суммировать частотные харак
теристики двух или более ступенчатых цепей, имеющих
одинаковое заданное максимальное значение крутизны
характеристики Dщ, и соответственным образом выбран
ные постоянные времени -r 1. Пусть, например, нужно по
лучить ч;~стотную характеристику с повышением уровня
низких частот, у которой крутизна практически одинако
ва в широкой полосе частот . Опыт показал, что хорошие
результаты получаются, если при «сшивании» двух
смежных частотных характеристик точки А и С (рис. 27),
имеющие крутизну 0,5 Dц , совпадают по частоте.
Расчет следует вести в таком порядке. По заданному
значению максимальной крутизны суммарной частотной
характеристики Dц определяют глубину коррекции од
ного звена ступенчатой цепи по формуле
n= б+Dц '
(ll-68)
6-Dц
вытекающей из выражения (II-42a).
72
Затем по формуле (II-45) определяют относительные
частоты v 1 и Vc , при которых крутизна частотной ха-
с
рактеристики ступенчатой цепи равна 0,5 Dц, выбирают
частоту ы ц (рис. 27, в) и вычисляют постоянные времени
первой
(ll-69)
и второй
(Il-69 а)
ступенчатых цепей.
С учетом формул (II-32), (II-69) и (II-69a) получае~t
уравнение результирующей частотной характеристюш
где
,прдб=m1дб+m11дб =
-
101 2 112+((1+11)2+211]а2+а•
-
gп--~-~--'-----
1+[(1+!!)2+211]а2+112а4
(!)
а= -
шц
(Il- 70)
Следует отметить, что крутизна в точках Е и G не
много больше, чем в точке Ц. Объясняется это тем, что
Dв=Dц +Dв, а Da =Dц +DF, причем, Dв =Dp «Dц .
Из уравнения (II-70) видно, что результирующая глу
бина коррекции
Данный метод может оказаться весьма полезным при
очень глубоких коррекциях, требующихся в усилителях
воспроизведения магнитных фонограмм (см., например,
табл. 6). Действительно, если коррекция выполняется
одной цепью и требуемая глубина превосходит макси
мальное значение коэффициента усиления каскада, в
котором включена цепь, то выходное напряжение сигна-
'/3
Jia в области высоких и средних частот окажется ниже
входного . При этом собственные шумы последующего
усилительного I<аскада могут заметно влиять на соотно
шение сигнал/шум канала . В этом случае можно значи
тельно улучшить соотношение сигнал/шум, вводя кор
рекцию в двух каскадах описанным способом. Например,
если требуемая глубина 1<0ррекции равна 144 (см.
табл. 6), то при разделении коррекции между двумя
каскадами каждый каскад должен иметь n= 12, т. е.
максимальное ослабление сигнала после первого коррек
тирующего каскада будет не в 144 раза, а всего в 12 раз.
§ 6. ЦЕПИ С РЕЗОНАНСНЫМ ПИКОМ ИЛИ ПРОВАЛОМ
Частотные характеристики. Частотные характеристи-
1ш схем, изображенных на рис. 16, имеют резонансный
пик или провал в тех случаях, когда х1 или х н явля
ются двухэлементными реактивными двухполюсниками
(последовательными или параллельными LС-контура
ми) . Сопротивление последовательного контура
1
Х=ФL---=р
ыС
и параллельного
L
с
Х=-------
1
ыL--
ыС
tt.
t.t
где р= 1 f L -х арактеристика контура;
Vс
([[-71)
(II - 72)
f1 - резонансная частота параметров LC,
(II-73)
Комплексный коэффициент коррекции для случая,
когда последовательный LС-контур включен в последо
вательное плечо делителя (табJ1. 7, схема А), находится
путем подстановки в уравнение (II-4) значения х1 , со
гласно с выражением (II-71), и имеет вид
74
т= mei<P=n
1+jcrA
I+jna , ,
(Il-74)
где ал -условная относительная частота для схемы А ;
ал=~(;4 -
~
4);
(II-75)
т - модуль коэ ффици е нта коррекции,
{II- 76)
ИJIИ, в децибелах,
(П-76 а)
rр - аргумент (фазовый угол между U2 и И 1 ), со
гласно (II-6)
(n-l)crл
r.p = -arctg ---~
1+ncr1 '
Ш-77)
п -- глубина коррекции, определяющаяся формулой
(II-3).
На рисунках табл. 7 показаны участки частотной ха
рактеристики, на которых наблюдается пик или провал.
При расчете анализируемых схем удобно исходить из
трех пар типичных точек на пике, имеющих такие же
ординаты, как и у типичных точек ступенчатых цепей
(рис. 20). Частоты пар типичных точек обозначены f1
и f'7, f2 и fв, fз и fs. Поскольку f4 - частота резонанса па
раметров · LC - обычно бывает з адана, расчет цепи вы-
110Jшяется с помощью относительных частот пар типич
ных точек. Например, для определения пары относит ет, -
/17
ных частот -- ·-
схемы А нужно приравнять выраже-
/4
ние, находящееся под знаком логарифма в формуле
(II-76a), и выражение на рисунке табл. 7:
1+ cr1I,7
2п2
п2 _ ____
-
---
-
1+п2cr2
1+п2
А 1,7
75
и, принимая во внимание, что
ал 1,1=-. ::!__ =_Р_(~ - ~),
г
г/4
11,1
решить получившееся уравнение относительно
Тогда
f1,1 = v~+1_ п
--
--
+--
/4
4q2
2q
(II-78)
причем, для схемы А буквой q обозначено выражение
q = __!!J_
.
r
Таким же способом выводятся формулы для опреде
ления остальных пар типичных точек частотной харак
теристики
/2,6
/4
V;-п+1_Vп
.
-
4q2
+2q'
~=1/ 1 +1+-1- .
~
~·
~
(11- 79)
(11-80)
Следует отметить, что формулы (II-78), (II-79),
(II-80) справедливы и для схем В, С, D, если вместо q
подставить его значение согласно табл. 7.
Частотные характеристики схем А и В имеют пик,
а схем С и D - провал . Для данных значений индуктив
ности L, емкости С и глубины коррекции п одинаковая
форма частотной характеристики наблюдается для схем
АиВпри
~~
L
rлRв=
- -- =R,i Rв (п-1) = -=р 2 (11-81)
п-1
С
идлясхемСиDпри
rc rD
L
rcRD=
--- =
Rc RD (п -1) =-с= р2• (Il-82)
п-1
Выражения (II-81) и (II-82) имеют большое значение
при выборе схемы ламповой или транзисторной коррек
тирующей цепи.
76
Расчетные формулы для L и С. Цепи с резонансным
пиком или провалом рассчитываются по исходным вели
чинам глубины коррекции п, сопротивлениям частотно
эквивалентной схемы r или R, частоты резонанса конту
ра f4 и частот f2 или f6, при которых коэсr._фициент кор
рекции т достигает величины, равной /; п. Если исхо
дить из частоты f2, то , решив уравнение (II-79) относи
тельно q (см. табл. 7), получим
-v;
q=-~--
f4 f2
(II-83)
f2 f4
если же исходить из частоты f6, то
(II-84)
пр
21tпfL
ДлясхемыАq--=
4
Приравняв пра-
r
r
вые части последнего выражения и (II-83) или (II -84),
найдем соответствующие этим двум случаям индуктив
ности
L=
r
/2
21tУп /2 2
4-/2
(ll-85)
или
L=
r
fв
21tVn • tl-1Г
(Il-86)
Затем, исходя из заданной частоты резонанса f4 и вы
численной величины индуктивности L, определяем ем
I<ость контура
(11-87)
Расчетные формулы для определения L схем В, С
и D - (II-88) - (II-93), выведенные аналогично, сведе
ны в табл. 7.
77
Частотные ха
рактеристики и
типичные
точки
тм -,
т,,,а,=JOtgo 1--r---.----,--,=--,-~c--<•
f+п2
тз.s;," 10tg 2
i'п2
m1.Jdtf.,,_10,g,,л2
1Пminatf=o ~~~~~~~~-
т,о
•J_
m,,,,,,,, = lOigп 1--"г-,--.--~--.--.-г--:-
/1п2
m,,7;,J = /019 2
6,
•1 vii
6,
2n'
тз,sаа.::. 11л2
fflminao =O c___lL, -', --: --'=-: -~ . -,- .
78
Частотно-эквивалент
ные схемы
Схема А
Схема В
'
к~ORt
Схема С
Г11
1с:r1
Схема D
к
m=-ки'f
mln
1+jcrA
mл = n] +jncrA
(п - l)сrл
=-arc tg
2
1+11cr__1
(n-l)crь
'fв=arctg
2
1+Мв
1+jcrc
т.с=n]
+ jncrc
'fc
(n - l)crc
=-
arc tg
1+ncr~
1- jaD
mD=11
1-jncrD
(n-l)crv
'fv= arctg
1+псrъ
Условная относительная
часто т а
р
1
=
-
R
1
q
пR
р
r
р
R
Таблица 7
Расчетные формулы дл я L
!Iри исходных /2 н / При исходных/, и /,
/.
хJl-J~
(II - 85)
Х(1-;;)
(II - 88)
х(1 - ;;)
(11 - 90)
RVn
L=--x
2n
Х/2 /2
4-2
(11 - 92)
х/б
Л-1~
(11 - 86)
Х (~;
-
1)
(11 - 89)
RVп
L=--X
2п
Х/2 /2
6-4
(11 - 93)
79
Учет потерь в катушке. При инженерных расчетах
корректирующих цепей, предназначенных для работы в
звуковом диапазоне частот, с потерями в конденсаторах
можно не считаться, так как они малы. Потери же в ка
тушках существенны и сильно влияют на форму частот
ной характеристики корректирующей цепи. Потери в ка
тушке можно учитывать с помощью активного, незави
симого от частоты, сопротивления RL , включаемого по
следовательно с катушкой и равного сопротивлению ее
обмотки. Потери в ферромагнитном сердечнике, если та
кой имеется, обычно невелики и не учитываются.
Если в схеме корректирующей цепи применяется по
следовательный контур, то активное сопротивление ка
тушки учитывается соответствующим уменьшением ак
тивного сопротивления, включенного последовательно с
контуром. Если же х1 включено в параллельном плече
(схема А), то при учете сопротивления катушки схема
изменится (рис. 28) и ее следует преобразовать снова
в схему А, являющуюся так называемой частотно-экви
валентной схемой (эквивалентной по своим частотным
свойствам) . Для этой схемы комплексный коэффициент
передачи
Ru.,
·l RfL
-
]х,
1+-- 1+J 1+-----Г-(R2+R1L) --
R,
Ri
R1L
Сравнивая получившееся уравнение с (II-1), видим,
что анализируемая схема по своим частотным свойства. м
эквивалентна схеме, представленной на рис. 16, а. Тог-
* В книге принята со,к,ращенная запись о пераций вычислений со
противлений и проводи:мостей, Если, наприм~р, написано 2 123 , то это
значит, что сопротивления включены последовательно, т, е. Z 12з =
=Z1 +Z2+Zз. Если же написано Z 123 , то это нараллельное включе
ние сопротивлений Z1, Z2 и Zз, т. е.
Z12з = (-1- +
_1_+
_1 _)-1
.
Z1
Z2
Zз
80
Jl a параметры схемы (рис . 28): мак с имальный коэффи
lLНент передачи
Рис . 28. Схема делителя напряжения с последовательным
RL LС-контуром в параллельном плече .
с опротивления
глубина коррекции
Ниже, при рассмотрении схем ламповых корректи
ру ющих цепей с одним реактивным двухполюсником, до
ст аточно подробно рассмотрен учет собственного актив
ного сопротивления катушки при включении ее в после
довательный LС-контур .
Несколько сложней учесть потери в катушке парал
лельного RL LС-контура корректирующей цепи. Для точ
ного расчета цепи необходим анализ схемы с двумя
од ноэлементными реактивными двухполюсниками, так
к ак приходится раздельно учитывать емкостную и ак
т ивно-индуктивную ветви параллельного контура. В ре
з ультате формулы получаются громоздкими , неудобными
для расчета.
G- 772
81
В радиотехнике применяется приближенный метод
учета потерь в параллельном контуре, основанный па
приведении схемы контура с двумя одноэлементными
реактивными двухполюсниками и активным сопротивле
нием катушки RL к схеме двухэлементного реактивного
двухполюсника (параллельный контур без потерь) и ак
тивного сопротивления Rп , включенного параллельнс
этому двухполюснику. Сопротивление R:п равно резо
нансному значению сопротивления контура и определя-
ется по формуле Rn = L
.
Однако этот метод доста-
RL
:
точно точен только для контуров с малыми потерями и
при рассмотрении процесса в узкой полосе частот, лежа
щей вблизи резонансной.
На звуковых частотах используются контуры со срав
нительно большими потерями, добротность которых
2
Q = _Р_ измеряется единицами и, редко, десятками еди-
RL
ниц [43]. Кроме того, обычно требуется знать поведение
контура в широком диапазоне изменения звуковой часто
ты. В связи с этим нельзя безоговорочно переносить
радиотехнический метод учета потерь в параллельном
контуре для расчета корректирующих цепей звукового
диапазона частот.
Радиотехнический метод приемлем при расчете цепей,
где пик или провал наблюдается в области низких ча
стот, т. е . используемая часть кривой частотной характе
ристики лежит в пределах от резонансной частоты, или
близкой к резонансной, до верхней граничной . Однако
такие цепи редко интересуют конструктора, так как при
низкой резонансной частоте необходима значительная
величина индуктивности катушки, что сопряжено с из
вестными трудностями. Поэтому рассматриваемые цепи
чаще применяются для создания пиков или провалов на
высоких звуковых частотах, где радиотехнический ме
тод учета потерь непригоден .
Действительно, если заменить реальный параллель
ный контур, настроенный на высокую звуковую частоту,
идеальным (двухэлементным реактивным двухполюсни
ком), зашунтированным сопротивлением Rn , то при та
кой замене на низких частотах сопротивление близко к
нулю , в то время как в действительности оно примерно
82
равно RL . Это приводит к значительной ошибке прн
вычислении глубины коррекции п.
Если используемая часть диапазона частот лежит
ниже резонансной частоты, то при расчетах корректи
рующих цепей с параллельным контуром, имеющим по
тери, лучше пр ·именять схему замены, изображенную на
1ft
---
,
1
1
1
1
1
с
1
L ______ _j
а
г ·- ----- -----.
1
Ur1
1
1
1
1Rп
С
1
,_________ _J
5
Рис. 29. Схемы делителя напряжения с параллельным RL LС
l(Онтуром в последовательном плече :
а - принципиальная; 6
-
эквивалентная.
рис. 29, 6 (схема замены обведена штриховым прямо
угольником) . При такой замене можно достаточно точ
но рассчитать корректирующую цепь с двумя реактивны
ми двухполюсниками, пользуясь простым методом расче
та цепей для одного двухэлементного двухполюсника.
В этом нетрудно убедиться на примере расчета реальной
схемы (рис. 29, а), для которой частотная характеристи
ка коэффициента коррекции описывается следующим вы
ражением:
(Il-94)
(11-95)
83
L
Rп = CRL -- сопротивл е ни е паралле льного к онi' У Р ?.
на резонансной частоте;
1Т
р = V С -характеристика контура ;
Q= _f_'-
-добротность контура ;
RL
1
-
f4 = --==- -собстненн а я 11астотн параметров LC.
J/LC
Следует помни ть, ч то точная частота р ез онанса fточ
параллельного контура при наличии активного сопротив
ления только в индуктивной ветви :немного ниже, чем f4,
и определяется формулой
/точ=f4v'1- ~2
•
(II-96)
Схему на рис. 29, 6 легко привести к частотно-эквива
J1ентной схеме В, прив еденной в табл. 7, частотная ха
рактеристика которой описывается простым уравнени ем
,п=_!S__=n / 1+а2
К.
l1
1+п2а2 '
Пl!П
V
(II-75 _а)
где Kmnx =n Ктiн -максимальный коэффиuиент пере
дачи,
84
Ктах == -
- - -- cRc---
1
1 +-R-
2п
(11-97)
а-условная бе з размерная частота,
о=сrв =
-
_
R_ = - !}_(J_
-
_t__ \} ;
XII
рf4
f
п-глубина коррекции, определяемая
выражением (II-95);
r и R-сопротивления частотно-эквивалент
ной схемы,
R1 R~
r=--~- -
R2Lп R12Lп
(11-98)
и
(II-99)
На рис. 30 изображены частотные характеристики,
вычисленные по точной (II-94) (штрих-пунктирная ли
ния) и приближенной (11-75) (сплошная линия) форму-
iJб
15
10
·-
,__,_ _
--·
~1/
',1',
~"
iI
1,
~~ 1,
\~-
-
~,,
1"" ~
~
i,,' ....
1,/
~
.,,.
--
_,.,,,
1...--
,
-
---
5
01
-
-
--
2
--
-
J4
f,kщ
5 б 78910 !214151820
Рис. 30. Частотны е ха рактеристики схемы (ри с . 29, а) , построен
ные по данным прим е ра:
-
·
-
·
-
точная ха ракт е ристи ка ; -- приближенная;
-
-
-
-
ха ра~пе
ри стика схем ы с конт у ро м без потерь при той же глубине коррекции.
лам. При вычислении были приняты следующи е данные :
R 1 =510 ом; R2=26,8 ом; RL =38,5 ом; L=2,68 мгн; С=
=65,6 •10-9 ф; R11 = 1061 ом; f4= 12 кгц; Q=5,25; глуби
на коррекции, рассчитанная для точной схемы рис. 29, а,
Km ax
R2п R12L
~
-
~•R
=6, а в приближенной схеме п=
miп
12п
2L
= 6,06, т. е-:-iзсего на 1% больше *.
Кроме этих двух кривых, на рис. 30 штриховой ли
нией начерчена частотная характеристика для случая
идеализированного контура без потерь (RL =0) . При
этом принималось то же значение R 1 =510 ол1. и соот
ветственно увеличенное сопротивление R2 = 102 ом с тем,
чтобы получить ГJ1убину коррекции n= 6.
* Если применить обычный радиотехнический метод замены ре- •
ального параллельного контура, т . е. в эквивалентной схе-ме конrура
рис . 29, б считать с-опротивление RL =0, то глубина I<оррекции схс -
R2п R12
м ы при_ данны х приведенного примера ст ала б ы n= - R -
·
R-
=
12п
2
= 13,7, т. е . больше, ч ем 110 точной фор муле в 2,28 раза.
8.5
При сопоставлении частотных характеристик видно,
что до резонансной частоты кривые, вычисл •~ нные по точ
ной (II-94) и по приближенной (Il-75) формулам, прак
тически сливаются . Небольшое расхождение наблюдает
ся только для частот выше резонансной. Этот пример
подтверждает правильность выбора частотного аналога
реального параллельного контура, приведенного на
рис. 29, 6. Кроме того, из примера следует, что потери в
катушке контура необходимо учитывать, так как в про
тивном случае реальная частотная характеристика в зна
чительной степени будет отличаться от вычисленной.
§ 7. IЗЫРА~НИВАЮЩИЕ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКИ
Общие положения, классификация. Существует боль
шая группа пассивных четырехполюсников, работающих
на нагрузочное сопротивление Ro при внутреннем сопро
тив.ттении источника сигнала также равном Ro, предназ
наченных для корректирования частотных характери
стик каналов. Такие четырехпошосники называют вы
равнивающими*.
Выравнивающие четырехполюсники широко приме
няются в установках проводной связи и радиовещания,
-
в кино при перезаписи нескольких фонограмм на одну,
а также могут использоваться в качестве корректирую
щих цепей в транзисторных усилителях.
В данном параграфе доказано, что любой из рас
сматриваемых четырехполюсников имеет одну из частот
но-эквивалентных схем, изображе~ных на рис. 16 или 17,
поэтому их можно отнести к корректирующим цепям с
одним реактивным двухполюсником.
Схемы основных выравнивающих четырехполюсников
можно разделить нг\следующие типы:
1. Простые последовательные и параллельные кор
ректирующие сопротивления (рис . 31).
2. Г-образные четырехполюсники с постоянным ак
тивным входным сопротивлением (рис . 32).
* В литературе выра ·внивающие четырехполюсники часто назы
вают корректирующими ко-нтура.ми, амплитудными или выравниваю
щими контура ,ми, уравнителями затухания, корректо.рами, эквализа
торами и т. д. В данной книге выбран термин «выра·внивающне
четырехполюснн-ки», чтобы не п у тать с более общим термнном ·-
«J,орреJ(Тирующие ц е пи ».
86
3. Симметричные четырехполюсники с постоянными
активными входным и выходным сопро,тивлениями
(рис. 34).
4. Т-образно-мостовой четырехполюсник с регулирую
щими активными сопротивлениями (рис. 35).
При рассмотрении свойств выравнивающих четырех
полюсников принимают следующие условия: сопро-
г-----
-l
г---- - ,
1
1
IRo
1
1
L_____ ___J
а
1
1
z!!
1
2
1Ro
1
1
L______J
6
1.
U2
Рис . 31. Простейшие выравнивающие четырехполюсники с комп
лексными сопротивлениями:
а - последовательным; 6
-
параллельным.
тивления источника сигнала и нагрузки активны и рав
ны одни другому (они обозначены . как Ro); двух
полюсники Z r и Zн , включенные соответственно в по
следовательное и параллельное плечи четырехполюсни
ка, взаимообратны один к другому и в отношении пара
метра Ro, т. е.
(11-100)
На основании этих условий можно создать единую
стройную теорию выравнивающих четырехполюсников.
Если обозначить входное сопротивление четырех
полюсника Z 1- 1, а выходное Z2-2 , то для схемы рис. 31, а
Z1-1 = Z2-2= Ro+2Zr =1=R0;
а для схемы рис. 31, 6
Ro Zн
Z1-l = Z2-2 = ---- =1= Ro-
2R0+Zп
Отсюда следует, что схемы простейших четырех
полюсников (рис. 31) не согласовываются ни со стороны
uхода, ни со стороны выхода, причем степень несогласо-
87
ванности меняется при изменении частоты. Поэтому та
кие схемы в качестве выравнивающих четырехполюсни
ков применяются сравнительно редко. В тех случаях,
к·огда Z1 (или Zп ) можно представить в виде одного '
реактивного двухполюсника без потерь , или с потерями,
расчет схем рис. 31 несложен, так как совершенно оче
видно, что эти схемы являются простейшими корректи
рующими цепями с реактивным двухполюсником, имею-
1цими одну из частотно-эквивалентных схем, представ~
.Тiенных на рис. 16 и 17.
Анализ выравнивающих четырехполюсников. Г-образ-
1-1ые четырехполюсники с постоянным входным сопротив
лением. На рис. 32, а показана схема Г-образного
четырехполюсника с полным последовательным плечом.
Входное сопротивJiение (сопротивление схемы, Jiежащей
правее зажимов / - /)
RoZi
RoZII
Z1-1 = --"---- +
--"----
R0+Z1
R0+ZII
ЕсJ1и учесть выражение (II-100), то получим
Z1-1 = R0,
(11-101)
т. е. для данного несимметричного четырехполюсника Ro
является повторным сопротивлением и при сопротив.1е-
L_________ J
а
,:-~ ---------,
1
Z1
1
t--o+- .-- - .
~1
1
L
Ro1
1
21
L __________ _j
о
Рнс. 32. Г-образнь1е выравнивающие четырехполюсюши:
а - с ПOJJHЫi\-1 последователЫJЬНI плечом; 6 - с ПОJIНЫМ пapaJIJieJIЬHЬH,I ПJl~
ЧО!1'1.
нии источника, равном Ro, со стороны входа наблюдает
~я полная согласованность. Поэтому
.
(;
И1=--.
.
2
(11-102)
88
Со стороны же выхода согласованности нет, так как вы
ходное сопротивление (сопротивление схемы на рис. 32, а,
левее точек 2-2)
(11 -103)
комплексно и не равно нагрузочному Ro.
Комплексный коэффициент передачи
Ro Z11
к= ~2
-
-~~R~o_+ _z_II _ _
_
И1
Ro Z1
Ro Z11
+---
Ro+Z1
Ro+ Z11
или , принимая во внимание (II-100), после преобразова
ний
(!I-104)
Уравнение коэффициента передачи (II-104) справед
ливо не только для схемы рис. 32, а, но и для схем,
представленных па рис. 32, 6 и 34, а также для схемы
рис. 35 при коэффициенте а= 1.
На рис. 32, 6 представлена схема Г-образно го четы
рехполюсника с полным параллельным плечом. В дан
ном случае входное сопротивление
Z1-1= (Ro+z,)(Ro+Z11)
2R0+Z1+Z11
Если учесть (II-100), то Z 1-1=Ro, т. е. для данного не
симметричного четырехполюсника Ro является повтор
ным сопротивлением и при сопротивлении источника сиr-
89
нала, равном Ro, источник и четырехполюсник согласо
ваны. Со стороны выхода согласования не будет, так
как выходное сопротивление
(1++)2 +1
(1+ :;У-1
(1+:~)
2
+1
= R0 --~--~-
(11-103 а)
(1+;:1/-1
комплексно и не равно Ro.
Следует отметить, что выходные сопротивления схем
(рис. 32) взаимообратны. Действительно, если выходное
сопротивление схемы рис. 32, а Z2-2a ,
а рис.32,6
Z2-zб , то, как это видно из выражений (Il-103a) и
( II-103),
(Il-105)
Нетрудно доказать, что комплексный коэффициент
-
tл
передачи К= -_2
-
для обеих схем (рис. 32) олределя-
И1
ется уравнением (I I-104).
Симметричные четырехполюсники с постоянным вход
ныл1 и выходным сопротивлениями. Анализировать дан-
L г--+--,
2
12
Рис. 33. Симметричный
четырехполюсник.
ные цели удобно, исходя из тео
рии симметричного четырехпо
люсника (рис. 33). Основные
уравнения симметричного пас
сивного четыре?(полюсника имеют
следующий вид:
~ 1 = а11 ~з - а12!2;} (ll-l0б)
11=а21И2-
a1if2-
Комплексные числа а 11 , а 12 и а21 называются а-пара
метрами . У симметричного пассивного четырехполюсни
ка связь между а-параметрами описывается уравнением
аТ1- а12.а21= 1 .
(Il-107)
90
i1
i,
Характеристическое сопротивление симметричного
четырехполюсника, равное его повторному сопротивле
нию, определяется выражением
(11-108)
Коэффициент передачи четырехполюсника, нагру
женного на свое характеристическое сопротивление,
можно определить из первого уравненин (II-106), если
•
И2
положить 12=
•
.
Тогда, учитывая (II-107) и (II -108),
Zc
найдем
;-; и.,
v-
l\=-.-·-=а11-
а12а21 ,
И1
(II-109)
[!ЛИ иначе, коэффициент затуханин четырехполюсни_!<а,
нагруженного на Zc , выраженный в децибелах,
И1
1
v- -,
Ъ=20lgИ=- 20lgK=20lgа11+ а13а21.(11-110)
2
.
Значение а - параметров для основных схем симмет
ричных четырехполюсников приведены в табл. 8.
а
5
6
Рис. 34. Схемы с имметричных выравнивающих ч етыре х полюL•
ников :
а - Т-образная; 6 - П-образная; в
-
Т-обра з но-мостовая.
На рис. 34 представлены три схемы выравнивающих
четы рехполюсников третьего типа : т: образная, П-об
разная, Т-образно-мостовая. Если сопоставить эти схемы
со схемами , изображенными в табл. 8, произвести соот
ветствующие подстановки в формуJ1ы (fl-108) и (II -109) ,
91
Табл ~ща 8
Схема
ан
а12
а,1
Z1
z,(1+ 4zJ2 )
1+- -
Z2
2Z2
Т-образный
четырехполюсник
~'
z
1(
Z1)
1+- -1-
Z1
-
1+-
2Z2
Z2
4Z2
П-обра,зный
ч·~ тырехполюснш ,
1+
2Z ,Z2
Z1 Z,(Z1+4Z2 )
4(Z 1+ Z,)
+
Z,(Z, + 4Z2 )+4Z, Z 3
Z,(Z,+4Z2)+ 4Z,Z, Z1(Z, +4Z,)-l-4Z2Z3
Т - образно-
мостовой
четырехполюсник
принимая во внимание (Il-100), то характеристическо е
сопротивление для все х трех четырехполюсников
(11-111)
а коэффициент передачи, также как и для Г-образны х
четырехполюсников, определяется выражением (II-104) .
У симметричны х четырехполюсников характеристи
ческое и повторное сопротивления равны. Поэтому, если
внутреннее сопротивление источника сигнал а и сопро
тивление, нагружающее четырехпошосниr<, равны Z с
(в наши х примерах Zc =Ro), то будет наблюдаться по .r1-
ное согласование как со стороны входа, так и со сторо
ны выхода, так как входное и выходное сопротивления
четырехполюсника также равны Zc .
·.
Т-образно-.мостовой четырехполюсник с регулирую
щими активны .м и сопротивления.ми . Четвертый тип вы
равнивающего пассивного четыре х полюсника (рис . 35) ,
имеющий Т - образно-мостов у ю схем у , дает возможность
92
регулировать форму частотной характеристики измен е
нием коэффициента а , т. е.. изменением ве.пичин ак-
Rо
сх2 --1
тивных сопротивлений -- и
-
-
R0. Коэффициент
сх
2сх
а может лежать в пределах 1 < а < оо. Очевидно, что
схема рис. 35 при а= 1 превращается в схему рис. 34, в.
Рис. 35. Схема выравнивающего четырехполюсника с регули
рующими активными сопротивлениями.
Точно так же, как и для четырехполюсников третьего
типа, находим, что Z с =Ro, а коэффициент передачи
К=
Zr
1+ (сх+1) --
2Ro
Ro
1 + (сх-1) -п-
_____
I_!
.
(II- 112)
Ro
1+(сх+1)--
2Z!I
Если обозначить
2Р0 Z1
---~---=z;
2R0+(сх- 1)Z1
и
(II-113 J
то уравнение (II-112) ДJlЯ комплексного коэффициента
передачи можно записать так:
-
И2
R.
К=-.-=----
И1
R0+z;
(Il-112a)
93
Двухполюсники Z; и z;1J взаимообратны один отно
сительно другого и по отношению к Ro, т. е.
(II - l00a)
Частотно-эквивалентные схемы выравнивающих
четырехполюсников в общем виде. Из приведенной тео
рии видно, что для всех схем, изображенных на рис. 32,
~г~
LJULYJ
Рис. 36. Частотно-эквивалентные
схемы выравнивающих четырех
полюсников.
Рис. 37. Последователь
ный и параллельный LС
контуры (двухэлемент
ные реактивные двухпо
люсники) .
34 и 35, комплексный коэффициент передачи описывает
ся одним уравнением (II-104). Очевидно, что для всех
этих схем существует две равноценные частотно-эквива
лентные схемы (рис. 36), представляющие собой делите
ли напряжения, одно плечо которых комплексное, а дру
гое активное.
При сопоставлении уравнений (II-104) и (II-112a)
видно, чтq и последний из рассмотренных выравниваю
щих четырехполюсников с регулирующими активными
сопротивлениями имеет такие же частотно-эквивалент
ные схемы (рис. 36), в которых только вместо Zr долж-
но быть включено Z; , или вместо Z н - z;r , определяю
щиеся выражениями (II-113).
Основные схемы взаи ·мообратных двухполюсников.
Простейшими примерами взаимообратных двухполюснн
ков являются индуктивное и емкостное сопротивления
jwC
или пара простейших резонансных LС-контуров (рис. 37)
без потерь, если у них одинаковая резонансная частота
94
Шо=
YL1C1
противлений
.
В этом случае пронзведение co-
-VL2C2
=
~=~= R2о •
С2
С1
Эквивалентные схемы взаимообратных двухполюсни
ков, которые обычно применяются в схемах выравни -
Rl--~l
Z2
Zп
о-------
о
Рис. 38 . Эквивалентные схемы взаимообратных двухполюс
ников.
вающих четырехполюсников, представлены на рис. 38.
Нетрудно доказать, что при любом числе взаимообрат -
R5
R5
ных двухполюсников вида Z1 и --; Z2 и -- •
Z,
Z2'••'
R2
о
Zп
последовательное соединение двухполюсни-
ков Z1, Z2,
...
,
Z n образует сложную двухполюсную
схему, взаимообратную схеме, полученной путем парал-
R2
R2
.
о
о
лельного включения двухпо.11юсников -- ,
ZI
R2
о
Действительно, из рис. 38 видно, что
п
Zr=LZk,а
k=I
'...'
откуда Zr Zп = Rб
имообратны.
, т. е. сопротивления Z 1 и Zп вза-
95
На основании изложенных 11равил были построены
схемы простейших взаимообратных двухполюсников
(рис. 39) .
Расчет выравнивающих четырехполюсников. Г-образ
ные и простые симметричные четырехполюсники. Так как
r;
о----С:]-----<,
L,
~
е>--СН~
~~
~~
частотные характерис-
~ тики коэффициентов
с
передачи Г-образных и
~_
__ ___ __ Jl-'- --o
v-------i
O простых симметричных
~
-
чr--1 -
R-1
-
~
выравнивающих четы
рехполюсников описы
ваются одним уравне
нием (II-104), соответ
ствующим любой из
двух частотно - эквива
лентных схем, изобра
женных на рис. 36, то
при данных Ro _и Z1
все эти четырехполюс
ники имеют одинако
вую форму кривой час
тотной характеристики.
Из теории взаимо
обратных двухполюс
ников следует, что если
Z1
представляет со
бой соединение актив
ных сопротивлений и ,
Рис. 39. Схемы простейших взаимо- одного реактивного XI ,
обратных ,п:вух п олюсников:
то в схеме взаимооб
Rб
1·2=-•
r,
L,
L, = R6С,,С,=2.
Ro
,ратного двухполюсни
ка Zн , помимо актив
ных сопротивлений, бу-
дет находиться всего
одно реактивное х11 ,
взаимообратное х1 в отношении параметра R0.
На практике наиболее часто применяются выравни
вающие четырехполюсники, у которых в схемах Z1 и Zн
содержится по одному реактивному двухполюснику. В
этом случае, как видно из (II-104) и (II -112), частотно
эквивалентные схемы выравнивающих четырехполюсни
ков такие же, как и у схем корректирующих цепей с од
ним реактивным двухполюсником (рис. 16 и 17). Следо-
96
вательно, выравнивающие четырехполюсники данного
тнпа можно рассчитывать теми же способами, что и схе
мы, представленные на рис. 16 и 17 .
Наибольшее практическое значение имеют схемы
взаимообратных двухполюсников Z1 и Zв , показанные
на рис . 40. Согласно теории
•
Z1 Z11 = -х , X11=l'mRm=rnRn = Rб. (II -114)
------Zz--
a
Рис . 40. Схемы взаимообратных двухполюсников Z I и Z IJ с
одн им реактивным двухполюсником.
Из рис. 40 видно, что
(II - 115)
R,,1 Х11
Zп=R11+J_ ____,,с..___
R111+jx11
(II-1lБa)
Если подставить з начение Z1 в выражение (Il-104),
то получим уравнение для комплексного коэффициента
передачи
Ro
(В- 116)
7- 772
если же подставить Z11 , то
Из сопоставления (II-116) с (II-l) или (II-l l6a) с
(11-2) видно, что J(Омплексный коэффициент передачи
J'-образных и простых симметричных выравнивающих
четырехполюсников (рис. 32 и 34), в составе которых
находится только два взаимообратных реактивных двух
полюсника xr и хн , описывается теми же уравнения
ми, что и обычные схемы с одним реактивным двух
полюсником, рассмотренные в § 4. Очевидно, что урав
нение (II-116) соответствует частотно-эквивалентной схе
ме рис. 16, а, а (11-116а) - схеме рис. 16, 6. Таким обра
зом, при расчете выравнивающего четырехполюсника
можно выбирать наиболее удобную для данного кон
кретного случая частотно-эквивалентную схему. Из со
поставления также видно, что максимальное значение
коэффициента передачи выравнивающего четырехполюс
ника
(II-11 7)
н глубина коррекции
r2
n=l+
п
R0rrn11 + rт rп
=1+
(II-118)
Кроме того, при использовании частотно-эквивалентной
схемы с сопротивлением xr в последовательном плече
(рис. 16, а) соответствующими сопротивлениями будут
(II-119)
(I [-120)
В случае применен ия частотно-эквивалентн.ой схемы с
реактивным двухполюсником х11 в параллельном плече
(рис. 16, 6)
98
(Il-121)
Rв =R';,,n.
(II -122)
Интересно отметить, что
rлRв=rвRл =
-
Х1Хн=Z1Z,1=R5.(II-123)
Принимая во вни ма ни е (II-I23), а также, что
находим формулы
R5
r =--(п-1)
В
ГА
(II-124)
и
Rв= Rn
(п-1) Rл
(11-12 .S)
При расчете выравнивающих Г-образных н просты х
симметричных четырехполюсников ( р ,ис. 32 и 34) исход
ными величинами являются глубина коррекции п, пов
торное сопротивление Ro и сопрот~шлени е Гт . Р е шив
уравнение (Il - 118) относительно r n• на х одим
n-l(R ' )[1 -./] .
4R,/'m
].(IJ-126'
/'11 =--2 -
.-
о т l'т + V +(n-l)(Rn+rт)2
)
7''
Из выра же ния (Ir-114) следует, что
R _--1_
,i-
Г,i
R6
Rm=--
._
Гт
Еслиrт=0(илиRm=оо), то
rп = (n-1)Rn;
R = ___!io___
11
11- l
•
(II-127)
(ll-128)
(II -126a)
(II-129)
99
Из уравнений (II -116) и (II-1 lбa) видно, что при
гп =0 (Rп =0) выравнивающие четырехполюсншш бу
дут иметь частотно-эквивалентные схемы в виде реактив
но-активных делителей (рис . 17). Действительно, в этом
случае
кшах
1+j
Ro+rт
=
~• ___
к---"Пl'--"а"---Х__
RCJ...!!J
Rот
1-j- -
Хн
(II-130)
где
Кшах= RRo = R RmR
О /'111
О+ 111
(II-131)
Из сравнения выражений (II-130), (11-15) и (II-18)
видно, что, если при расчете цепи исходить из х, , то
R=Ro+r111 ,
(II -132)
если же исходить из хн , то
1•= Rom·
(II - 133)
Отсюда легко получаются формулы, служащие для
расчета активных сопротивлений rm и Rm , если учесть
выражение (II-114).
Реактивные элементы рассчитываются аналогично
элементам обычных корректирующих цепей с одним ре
активным двухполюсником (см.§ 5, 6).
Расчет Т-образ1-tо-мостового вырав1-tuвающего четы
рехполюс1-tuка с регулирующими сопротивлениями .
Четырехполюсник с регулирующими сопротивлениями
(рис. · зs) можно рассчитать, исходя из любой частотно
эквивалентной схемы, представленной на рис. 16. На -
пример, при расчете четырехrтолюсника на основании
схемы с двухполюсником Z, получим следующие основ
ные формулы:
100
n=l +
Кшах= 2R0+(а- 1)r:Z"
2Ru + (а+ 1) r:,,,
2~
Г,пп
2R0+(a-1)rп
r-г +
2 Ror"
-
т 2R0 +(a- 1)rп
R--- 1 'т
2
ar= 2
r=~
1(
)2
-
4Ro
+-;;:- [(Ro+ тп)-(тп)]•
(11 - 134)
(11-135)
(11 -136)
(11 - 137)
Далее, исходя из вычисленных сопротивлений r и R
и заданной формы частотной характеристики выравни
вающего четырехполюсника, определяют реактивные эле
менты,входящиевХ1 ихн (см.§5и6).
Сравнительная оценl{а схем. Выше показано, что про
стейшие делители напряжения с одним 1<0мплексны:v~
сопротивлением Z1 (или Z н ) обладают такими же ча
стотными свойствами, как и выравнивающие четыре х
полюсники, в схеме которых включены два в з аимообрат
ных комплексных сопротивления Z1 и Z 11 . Однако де
.ТJители имеют существенный недостаток : их входные и
выходные сопротив.JJения комплексны.
Основной отличительной чертой Г - обра з ны х вырав
нивающих четырехполюсников, нагруженных на сопро
тивление Ro, является то, что входное сопротивление
четырехполюсника также равно R0 •
Если внутреннее сопротивление источника сигнала и
нагрузочное сопротивление равны Ro, схемы си м м етрич
ных выравнивающих четыре х полюсников ( рис. 34 и 35)
полностью согласованы со стороны входны х и выходных
зажимов, та1< как сопротив.11енне I<.o является характери
стическим сопрот11вJ1ением четырехпо.rrюсн ика.
Использовани е выравнивающи х ч етыр ех 110J1юснш<0в
вместо обычных делителей мож ет быть э кономически
о п равдано лишь в случаях, когда требуются сог.ттасован
ные соединения или активное входное сопротивление
1< орректирующего пассивного четырехполюсника . Дей
ствительно, если, например, для получения частотной ха
рактеристики, свойственной ступенчатой цепи, достато,.1 -
101
но в одном И::J ПJJеч делитеJ1я 1шлючить конденсатор, то
в схеме выравнивающего четырехполюсника, I<роме кон
денсатора, до.1жна быть включена и катушка индуктив
ности.
Из схем выравнивающих четырехполюсников эконо
мически наиболее выгодны Г-образные и Т-образно
мостовые схемы, так как они содержат наименьшее ко
личество реактивных элементов.
§ 8. РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА
Коэффициент передачи четырехполюсника. Регулято
рами тембра называются корректирующие цепи, с по
мощью которых можно в широких пределах регулиро
вать подъемы и спады характеристики на крайних участ
ках рабочего диапазона частот.
Наиболее часто применяются регуляторы тембра, со
бранные по мостовой схеме, представленной в общем
виде на рис. 41, а. Коэффициент передачи такого четы-
кИ2
"
рехполюсника =
можно наити с помощью теоре-
И1
и.( z,
а
!f
Рис. 41. Обобще ннан схема мостового ре_1·уJ1ятора тембра:
а - в общеы внде; б . н в - преобразоваюш схеl-1ы дJIЯ опреде .IIснш1 пара •
~,етров эквнваленпюго генератора э. д . с ..
мы об эквиваJ1ен тном генер_аторе э. д. с., считая, что
сопротивление Z4 является внешней нагрузкой схемы.
Из схемы на рис. 41, 6, в которой исключено сопротивле
ние Z4 , видно, что выходное напряжение холостого хода
Их= i.J~ !
=И1-Их:),
Z4= c-o
102
где Ихз - падение напряжения на сопротивJ1ении Z3 при
Z4==,
---- -Vi.
z;; + z22
Тогда напряжение холостого хода, являющееся э. д. с.
эквивалентного ген ер а тор а,
Выходное сопротивление схt:мы (рис. 4 J, 6) или внут
реннее сопротивление эквивалентного генератора э. д. с .
Z3 (Z12 + Z:,)
z;;+z~
находится с помощью схемы на рис. 41, в полученной из
схемы на рис. 41, 6 путем замыкания накоротко генера
тора И1.
Согласно теореме
Отсюда, после подстановки значения Zi , комплекс
ный коэффициент передачи четырехполюсника
(11-138)
С помощью уравнения (11-138) ниже произведен ана
лиз двух мостовых схем регуляторов тембра.
Схема с последовательным LС-контуром в диагонали
моста. На рис. 42 изображена схема регулятора тембра
с LС-контуром в диагонали моста, пользуясь которой на
103
резонансной частоте можно получать пик ИJIИ провал на
частотной характеристике.
и
а~
R
з схемы следует, что при
= - 1 или, иначе,
(1.
-a)R3
R,
а= .!1_ наблюдается баланс моста и частотная харак
R12
R
териснша равномерна. При а< --1
-
цепь создает пик,
R~
R1
"
а при а>---- провал на частотнои характеристике.
R12
Рис. 42 . Схема регулятора тембра с последовательным LС-кон
туром в диагонали моста.
Из сопоставления схем, приведенных на рис. 41, а и
42, видно, что
Z1=aRз; Z2= (1-а)Rз; Zз=R1; Z4=R2;
Z5 = RL + J(roL-+c).
Подставляя значения сопротивлений в выражение
(II -138), после несложных преобразований получаем
уравнение комплексного коэффициента коррекции для
цепи с резонансным пиком (когда О<а< ___!1 _) :
R12
mл --
Кл шах
Кл шln
т. е. уравнение, соответствующее частотно-эквивалентной
схеме А (см. табл. 7). В рассматриваемом случае .
104
Кл тах - максимаJ1ьное значение коэффициен
та передачи при данном положении
ползунка регулятора, наблюдающе
еся при х, =О,
R,
Клmax= -
~-
R,2
(1- а)R1+а(1- а)R3+RL
R~+а(1- а)R3+RL
=пл Клшlп;
(11-139)
r л II Rл -- параметры частот1:10-эквивалентной
схемы А (табл. 7),
rл =(l-a)R1 + a(1-a)R3 + RL; (11-140)
R12
R12+а(1- а)Rз+RL
Rл= --=- ·
-------
r А ; (11-141)
R1
(1- а)R1- aR2
Гд
пл= 1+ -- -глубина коррекции,
Rд
R
(l -- a)Ri-aR,
пл=1+--1
·-
•-
_
-
_-- -- ---
R~
R12+а(1- а)Rз+RL
(ll-142)
Если по J1зунок регулятора находится ниже точки
R
R
а=- 1
-
,
т.е.1>а>- 1
-
,
то аналогично получается
R12
R12
уравнение комплексного -коэффициента коррекции дJ1я
цепи с резонансным провалом
R
1.
D
-
1--
Kv
хн
mv = ~-- =по----~- - nv
Kvmin
.
Ro -.
1-invcro '
1- Jnv --
Х11
которое соответствует частотно -э квивалентной схеме D
(см. табл. 7). В этом случае
Kv max -максимальное значение коэффициента пе
редачи при данном положении ползунка
регулятора, наблюдающееся при хн = оо,
к
R2
Кл max
Dmax =-- -
R11
пл
=Кл mln;
(Il-143)
105
гп и Ro -параметры частотно-эквиваJ1ентной схе
мы D (табл. 7),
•
R-
.
-
rп= -
·'- [a.R2
·- (1- а)R1];
п.)1
-Rv·= (1- а)R1+-а(1- а)R3+RL;
rD
по = I + -- -глубина коррекции,
Rn
(11-144)
(ll-145)
nп=l + ~.
aR2-II-a)R,
.
(Il-146)
R~
(l-a)R 1 +a(i-a)R3 +RL
Может показаться, что Rп =· г А, так как правые час
ти формул (11-140) и (11-145) внешне одинаковы. Одна
ко надо помнить, что формула (11 -140) спранедлива,
когда О<а< ~, а формула (11-145) - когда 1 >а>
R12
К=И2
и,
Rг R,+ R,
КАтах тах = Rg •R,2,R1
Кдтiп=Котал
Р11с. 43. Сем.еiiство частотных характер 11 ст1щ ре1· улнтора тембрi!
(р11с. 42) на· участ1<е регуJшрования.
Ценным • для эксплуатации свойством схемы на
рис. · 42 является то, что в некЬрректирующихся облас
тях диапазона частот коэффициент передачи Кл min =
=Кп mах=· .В.Э..., т. е. практически не зависит от положения
R~
106
пол зунка реl'улятора. Таким образом, в процессе регу
лировки уровень некорректнрующеrося сигнал.а не изме
няется (рис. 43).
Прt1 расчете j:н~rущ!тора тембра обычно исходят из
требуемого значения максимального подъема на частот
ной характеристике, соответствующего верхнему поло
жению ползунка регулятора (когда а= О), ре з онансной
частоты f4 и частоты f2, при которой высота подъема, вы·
раженная в децибелах, достигает половины максималi,
ноrо значения (см. табл. 7) величины сопротивления R1
и вероятного значения добротности контура Q.
Основные расчетные формулы выводятся в следую
щем порядке. При а=О значение параметра частотно
э квивалентной схемы (табл . 7)
(II-140a)
Принимая во внимание, что сопротивление катушки
R 2пf4L
L=-Q-,
подставляем значение ГАа = О в выражею1е
(11-85) и решаем получившееся уравнение относительно
L. Тогда
L-
QRJ~
-
[V
2
2
].
21t Q пАп1ах(/4- f2)- f,J,, .
(II-147)
Заiем по формуле (II-87) определяем емкость конденса-
тора контура С.
•
•
Максимальное значение глубины коррекции пАшах, на
блюдающееся при а=О, находим по формуле (II-142) ,
п
=n
А шах
Аа=О
(11-142а)
Решив (11 · 14 2а ) относит еJ1ьно R2 - сопротивления па
раллельного плеча схемы (рис . 42), получим
R,[R1-(пАшах- l)RLJ
R2 = -----------
(плшах- 1)R1L
(II-148)
Максимальная глубина · провала · соответствует ниж
н е му положению ползунка регулятора , когда а= 1, и
1()7
опред~ляется величиной nю шах, 1<оторая согласно фор
муле (II.}46) имеет величину
R12
nDшах= nDa=1 = 1+--
RL
(Il-146 а)
В реальных условиях регулятор тембра по,а.ключается
к источнику сигнала с внутренним сопротивлением r 11 •
Входное сопротивление регулятора меняется с частотой,
что приводит к некоторому уменьшению максимального
значения глубины коррекции. Для учета этого уменьше
ния нужно знать предельные значения входного сопро
тивления регулнтора при а=О. И з рис . 43 видно, что
максимальное значение входного сопротивления наблю
дается при х1 =оо:
Гвх шах=
а минимаJ1ыrое - при xr =0:
rнх шiп =
R,1 (Rи, + R2)
R?l + Rи,
(ll-149)
(Il - 150)
Коэффициент влияния входной цепи на максималь
ную глубину коррекции, показывающий, во сколько ра з
в реальной схеме она уменьшится, определяется по фор
муле
r вх rnax
nвх=-----
rи+rвхшах
rи + rвх mi11
rвх miп
(II-151)
и реальная величина максимальной глубины коррекции
nдэ=
flА 111Н Х
11в х
(II-152)
Представление о ,порядке величин данных расс;v1отренной кор
ректируюшей цепи ~можно получить из следующе го примера. Пусть
заданы: максималь ный по.дъе;м тдб шах= 14 дб, , ,вьшолняемый соб
ственно пепью (без учета влияния соттротив.:~ения источника сиг
нала rи ) , что соответствует максимальному значению глубю,ы кор
рекции nд niax=5; резонансная частота f4=12 кгц, частота f2=6 кгц,
при которой на·блюдается подъем, равный пол овине максимального
(в 11ецибелах); :ве роятна,я доб ротность LС-контура Q=б; величню,1
108
сопротивлений, входящих в схему моста, R1 = 5 ко;,~ и Rз= 10 кол!;
сопроти,вление и·сточнш(а сигнала Ги =200 ом. В результате вычи1с.1Jе
ний получим следующие данные: L=21 ,11гн; RL =262 о.м; С=
=84,4•10-0 ф; R2=9 '40 ом;rвхmах=3,73 ко.м; rвxmia=l,07 КОЛ,/. В
этом случае ма,кси,мальная величина глубины коррекции провала.
создаваемого собственно мостом, nD шах =4, а коэффициент влия
ния ,входной цепи nвх = 1,13, _ что
соот,ве11ствует снижен,ито
максимального подъема на 1 дб. Таl(ИМ образом, реальная
величина подъема получилась ращrой не 14 - дб, а 13 дб. Для умень
шения 11-вх . необходи.мо, чтобы перед ,корре'Ктирующей цепью нахо
дился источник сигнала с: малы;.,1 внутренним сопротивлением Г11
. (нап рим ер,
кат-одный повторитель в ламповом усилителе, каскад с
общим колшжтором 1В т:раизисторном усилителе, или обычный усн
лительный каскад с понижающим траНiсформатором).
Схема типа RC. На рис. 44 приведена схема регуля
тора тембра типа RC, пользуясь которой можно полу
чать регулируемые плавные подъемы или спады на ча
стотной характеристике в области низких и высоких
частот. Ниже показано, что рассматриваемый регулятор
тембра с достаточной для инженерных расчетов точ
ностью можно рассчитывать как ступенчатые цепи.
U1
Гв
t~
--
~~Св____.
Piic. 44. Схема регулятора тембра типа RC, создающего плав
ные подъемы или спады на низких и высоких частотах.
При соответствующем выборе элементов эквиваJ1ент
ную схему регулятора в области низких частот можно
представить так, как это показано на рис. 45, а, а в об
.,-тасти высоких частот - как на рис. 45, 6.
Схема для высоких частот. Из сопоставления схемы
на рис. 41, а с эквивалентной схемой для высоких частот
(рис. 45, 6) видно, что Z 1=е Rт ; Z2=Rт ; Zз=ЬRв -
Е
-
} ---
24= (1 - Ь)Rв; Z5=Rд . Подставляя значе
wСп
109
ния сопротивлений в выражение (II-138), получаем
1,:равнение комплексного 1<0эффициента передачи
К=
_1_
.
1- (w2+j'1,Ш
1+е 1-:--Аш2+j"1.Ш
(II-153)
и,
а
б
Рис . 45. Эквивалентные схемы регулятора тембра типа RC для
частот:
а~ IIЦЗКИХ; 6 - ВЫСОКИХ .
где
С=~(1- Ь)[Ь+(1+s) ;: ]R~С;;
х = ~[ь+ (1 +s)~+s(1-b)] R0 C0 ;
-
Rв
л=+[ь(l -Ь) :: ] R; С;;
( 11-154)
Очевидно, что коэффициент передачи при (,)=О
и пр.и (,) =:с оо
110
1
Kw-o=--
1+с:
h+{l +е) +
Rp
Ь+(1-Ь)Rв
(11-155)
(11 -156)
Выражение (ll -156) свидетельствует о том, что в не
корректируемой части диапазона 1 1астот коэффициент
передачи постоянен и не завис11т от величины Ь, т. е.
от лоложения ползунка регу.1ятора высоких частот, что
является преимуществом данной схемы .
. При
определенном положении ползунка, когда Ь = Ь 0 ,
мост сбалансирован и его коэффициент передачи не за
висит от частоты. Из выражения (II-153) следует, что
6
1
(
Jа ланс моста выполняется прн условн11 =, -
.
-
),
Подставляя значения С и ;t, получим уравнение
(1-bo)(l+e)=l, откуда
(11-157)
В верхнем положении ползунка регулятора
(рис. 45, 6) должен наблюдаться подъем верхних частот,
в нижнем - западание. Таким образом, при О < Ь<Ьо
наблюдается подъем, а при 1 > Ь> Ь 0 - западание верх
них частот. Принимая во внимание, что при подъеме в
области высоких частот минимальный коэффициент пере
дачи Кшiп ;:::е Kw=O *, находим уравнение комплексно г о
1,оэффициента коррекции ,
•
т
О-<Ь<Ьп
Rэ
2
·r Rэ
]
1- -€-(1- Ь)RвС0ы2+/_-€-+(1- Ь)RвСвw
(11-158)
* Вообще г ово ря, реальное минимальное з нач е ние коэффициента
п е ред ачи Кшiп p<Kw ~ о- Однако расхождение между Kiniп · и Kw = O
несущественно (с м. пример и рис. 47), а выражение, описывающ"е
Кшiп Р, громоздко. Поэтому можно считать, что Kmin = Kw = O .
111
где
R
n0 = 1 + [(1 +е) (1-Ь) -1]-Р-
R.=bRв+(1 +e)Rp;
r.=Ь(1- Ь)R0+RP.
rэ
(II - 159)
Соглас но принятым ранее обо з начениям комплексный
-
к
коэффициент коррекции tn= ---.
Однако при рассмот-
Кшiн
рении спадов, создаваемых регулятором тембра, этим
отношением пользоваться нельзя, так как при Ь = 1
Kшin = Kw== =0. Поэтому в данном случае будем ПОJ1а
rать, что
-
-
-
/(
к
m=-
. -=---
Кшах
Kw=O
(Il-158a)
т. е. будем пользоваться тем же уравнением (II-158), что
и при подъеме.
Таким образом, все семейство характеристик - с
подъемами и с западаниями - можно вычерчивать на
одном графике.
Схема рассчитывается из условия получения необхо
димого максимального подъема на верхней граничной
частоте, который наблюдается при Ь=О. Тогда выраже
ние (II-158) принимает следующий вид:
-
/(
ть-о =----
Kw=O
Ь0--RpRвС~w2+j.(Rp+Ь0Rв)Свw
---,,------------ .
(II - 158б)
Е- RpRвс~(1)2+j(1+Е)(Rp+ЬоRв)Св(1)
У обычных регуляторов е>Ьо. На достаточно высоких
частотах Rp Rв С; (1) 2 • ~ е и для этой обJ1асти частот
уравнение (II-158б) можно записать в упрощенном виде :
112
.
Rp+ьоRB
-
l-JRRС
ть=о~(1 +s)
РOO
'''
1 . (II-158в)
Rp+ьоRB
1 - J(l+s)
RpRв9в
О)
Из сопоставления (II-158в) с (11-26) видно, что в об
ласти высоких частот рассматриваемая схема имеет
свойства ступенчатой цепи с повышением уровня высо
ких частот, причем параметры частотно-эквивалентной
схемы на рис . 46 имеют следующие значения:
Rp RB
rь=о =
--= ------
RP+b0R8
(I!-160)
(II - 161)
и максимальная глубина коррекции при подъеме
(II-159 а)
Следовательно, схему моста для высоких частот
(рис. 45, 6) можно расчитывать как обычную ступенча
тую цепь с повышением уровня высоких частот.
При ,иер. Требуется рассчитать мостовую схему регулятора
т е мбра высоких частот (рис . 45, б), создающую ма,ксимальный подъ
ем (при Ь=О -- верхнее положение ползунка) т в дб =20 дб на ча
стоте fв = 15 кгц . Заданы следующие величины а,ктнвных сопро
тивлений: Rт = 10 ко,и; Rв = I Мом; Rд = 100 ком.
Подъе м тв дб = •20 дб соот,вет,ствует з начению величины тв = 1О.
По формуле (11-б!) оп,ределяем глубину ко,р,релщии ступенчатой цепи
118max=V2т;-1 =V2•102- 1 =14,1.
Отсюда, согласно ,выражению (II-169a), s=l3,1 , а положение пол
зунка при балансе моста Ь 0 находим по формуле (II-157):
е
13, 1
Ь0 = --=-- =0,93.
l+e
14,1
Величина раечетноrо ,сопротивления Rр вычисляется по формуле
(!(154):
а сопрGтивление по,следооательноrо пл еча частотно-эквивал е нтной
схемы - по формуле (Jl-160) :
8--772
1,093 · 105 • 106
--- -------
= 105 КОЛ{.
1'093•105+о'93•106
113
Далее по формулам (11-62), (11-55) н (11-165)
постоянн ую времени
nmax
14,1
'1в =
--=
-
2--1
-
5--
~ = 150 мксек,
"'в
1t•
•10
емкость конденсат-ара
"=1в
150·10-G
Са=- -
= -----
1420 пф
Тв
105 · 103
=
н I(оэффициент передачн 11р11 ы= ()
1
1
I<и,=0 =
-
1·-
=-
1-1
= 0,0709.
+s
4,
олределнем:
На рис. 46 изображены частотные характеристики
рассчитанного регулятора, вычисленные по то ч ной фор
муле, полученной из равенств (II-158) и (II-158a) . Инте-
dо
20
15
10
5
о
·5
·f
-1
о
5
V
-
260 80100
_,.
... ---
-
200 J00 J0O 700 1000
1
~
,....... /'
Ь=О
/
v,...
lb=0 ,5_
)? --
·-
--
с-
1
t,o=0,9J
''-.
'
'
'
'·
,,ь=t
' ',,
f., ц
2000 J000 5000 700 10000 20000
Рис . 46. С е мейство частотных характеристик регулятора тембра
нысоких частот (ри с. 45, 6), построены,1х по д анным примера.
ресно отметить, что частотная характеристика обычной
ступенчатой цепи с повышением уровня высоких частот,
вычисленная при n = nnmax =14,1; r=rь = O = 105 ком и
С=С 0 =1420 пф, практически совпадает с кривой при
Ь =0, проходя немного выше в области средних частот.
114
Максимальное расхождение между кривыми наблюдает
ся при · частоте 500 гц и достигает всего 0,5 дб.
Схема для низких частот . Эквивалентная схем а регу
лятора тембра для низких частот (рис. 45, а) пр едстав
.1яет собой делите~ь напряжения с комплексными сопро
тивлениями в обоих плечах, у которого сопротивление
последовательного плеча
н параллельного плеча
Z=R+
(1- а)Rн
2
т 1+j(I- а)RнС11°'
Z2
Комплексный коэффициент передачи делителя К=
или, если подставить значение Z1 и Z2,
-
fJ
I
Rт+(1- а)Rн - Xw2+jфw
К=-.2-
=--·
•
, (Il-162)
U1
•
1+Е
Rн
Rт+--- Хы2+jww
.
1+s
'
где
Х= __!!_(1 - а)Rт(R11Сн)2;
•
~=[(1- а+ :)Rт+~(1- а)Rн]RнСн•
Очевидно, что коэффициент при cu=0
1
Кы=О= l+Е
и t1ри ш=оо
8*
Rт+(1-а)Rн
R
Rн
т+-1--
+Е
1+8
(II-163)
(Il-164)
115
Выражение (II-164) свидетельствует о том, что в не
li:орректируемой части диапазона частот коэффициент
передачи постоянен и не зависит от положения ползунка
регулятора низких частот, т. е. от величины а.
При определенном положении ползунка регулятора,
когда а = ао, наблюдается частотный баланс делителя, и
его коэффициент передачи не зависит от частоты. Значе
ние ао находится из условия частотного баланса, выте
кающего из уравнения (II-162) :
ifЛH
(1-ао) (1+s) = 1,
откуда
(11-165)
Из сопоставления выражений (II-165) и (II-157) вид
но, что баланс по низким и по высоким частотам у схе
мы на рис. 44 :наблюдается при одинаковых положениях
ползунков регуляторов низких и высоких частот.
При положении ползунка, когда О < a<av, наблюда
ется подъем низких частот, а при 1 > а>а 0 - западание .
При определении коэффициента коррекции для подъ-
К
ема и для западания возьмем отношение Х-, т. е . по-
w= 00
ступим так же, как и для схемы высоких частот. При
таком способе можно на одном графике построить все
семейство частотных характеристик. Из уравнений
(II-162) и (II-164) следует, что
к
m=---
R,+(1- а)Rн - Xw2+j<j,ш
Rн
Rт+--- Xw2+jf(O
1+Е
(11-166)
Исходными данными для расчета являются , нижняя
граничная частота f н , известная из расчета схемы верх
них частот, максимальная величина глубины коррекции
п" m~x = 1 +е и принятое значение R 11 , которое обычно
116
выбирают равным Rв . Тогда, учитывая, что при верхнем
положении · ползунка регулятора (а=О) делитель пре
вращается в простую ступенчатую цепь с повышением
уровня низких частот*, с помощью уравнения (Il-166)
определяем параметры цепи
(11 - 167)
=
1+____
,.·_
R_,_
I ---
RH+ (1 +E)RT
(II - 168)
Дальнейший расчет прои з водит с н к а к расч е т обыч
ной ступенчатой цепи.
Пример. Примем известные данные пре д ы дущ ег о пр им е ра 1; =
=13,1, Rт=IO ком , положим, ЧТ·О Rн=Rв=l Мом и ни ж няя гра
ничная частота диапазона f н =30 щ.
По фор•муле (II-168) определя ~_м макснмальную глубину к о р
рекции
пнmах= l+
ЕRн
Rн+(1+Е)Rт
13,1 •l0G
= 125
=l+ 106 +14,1 - 104
''
что меньше n 8 max на 1,05 дб. Если принять. , что ча-стота / 11 соот
вет,ствует абсциссе точки 2 ча-стотной. характеристики ' (рис. 20), то
согласно формуле (II-63) находим постоянную времени
't1н= -
----=-
-
---
-
= 424 мксек.
··
2;,: f!н maxfн
2;,: • 12,5 •30
По формуле (II-167) вычисляем сопротивление ча~стотно - э J{IВИвалент
ной схемы
104 • l0G
Ra=O= R';_н = - - ---=9,9 ко.м.
104 + 106
Тогда по формуJ1,н11 (ll-58) 11 (11-38) рассч1пывс1ем Вt::J111ч11ну 1;М.1(uстн
_
-:: ,н
4,24 ·10-4
С11 = --=- -- - - ;,:; 0,043 .~tкф
Ra-o
9,9 . 103
и подъем на частdтеfн· =3·0 гц
l+f!~шах
тндб=10lg
2
=10lg
1 + 12,52
2
= 18,96 дб.
* При нижнем положении ползуНl(а регулятора, когда а= 1, де
литель превращается в ступенчату ю ц е пь с повышен и е м у рСУвня вы
со~<нх частот.
117
В примере подъ~м получился меньше на 1,04 дб, чем на r,раничной
верхней частоте при Ь =0. Частотный баланс делителя наблюдается
при ао = Ьо=О,93. Величина коэффициента передачи в нерегулируе
мой области диапазона ча .стот
1
К00=00 =
-
1-- =
О, 0709 .
+Е
На рис. 47 изображено семейство частотных характе
ристш< регулятора нижних частот, вычисленных с по
мощью уравнения (11-166).
r16
20
15
10
5
о
-5
,.. ___
'
i...-
'1-- а=О
!-..1-,1-,
1
...
',
.........
1--~О,5
гr1-. ~~1
а=О,gз
"--
1а= 11 J.....- - -
t- '-""с.
l
-f020 30 4050бО 80100
i
-
"
r--.. .
t--.i--,
..
... ..
·-1--,- ~
1,гц
200 300 400 600 8001000 2000 3000
Рис. 47. Семейство частотных хара1<тер •1стик ре~улятора
тембра частот (рис. 45, а), постро енн ы х по данным при мера .
Следует помнить, что при включении регулятора в
схему усилителя частотные характеристики схемы будут
отличаться от вычисленных по формуле (11-166). Для
получения малых расхождений необходимо, чтобы нагру
зочное сопротивление регулятора было во много раз
больше его выходного сопротивления, а внутреннее со
противление источника сигнала - во много раз меньше
входного. Для выполнения второго требования в лампо
вых усилителях перед регулятором включают катодный
повторитель.
<
С ОДНИМ РЕАКТИВНЫМ
: 111 ЛАМПОВЫЕ КОРРЕКТИРУЮЩИЕ ЦЕПИ
, ::;
'-
ДВУХПОЛЮСНИКОМ
§ 9. ПРИНЯТЫЕ ДОПУЩЕНИЯ,
ПОНЯТИЕ О КОМ&ИНИРОВдННЫХ ЦЕПЯХ
В данной главе рассм;,триваются некоторые схемы
активного 1-.савтономного корректирующего четырех
полюсника, являющегося специальным усилителем с
электронными лампами, в котором величины параметров
.т1амп з::~:метно влияют на форму частотной характеристи
ки. В ламповых корректирующих цепях обычно приме
няются реостатные каскады с дополнительными элемен
тами: активными сопротивлениями и реактивным двух
полюсником. Эти элементы включаются в схему как
часть нагрузки усилителя или в цепь обратной связи,
которая также нагружает усилитель.
При соответственно выбранных данных собственно
реостатного усилителя, предназначенного для введения
корректирующих элементов, его частотная характери
стика в заданном звуковом диапазоне частот практи
чес1ш равномерна. При этом значит~льно упрощаются
эквивалентные _ схемы для переменного тока, так как
можно считать, что на нижней граничной частоте диапа
зона равны нулю все сопротивления разделительных
конденсаторов, 1юнденсаторов, шунтирующих сопротив
ления катодных смещений, гасящих сопротивлений в це
пях экранирующих сеток и конденсаторов развязываю
щих фильтров. На верхней граничной частоте согiротив 0
лени я входных · и выходных емкостей ламп и емкости мон
тюка равны бесконечности*.
* В некоторых cxeVLax усилительных кас·кадов, име1ощи х _ срав1:ш
тельно большое выходное а,ктивное сопротивление (например, пен
тодный и 1,аскодный усилители с большими на!'руз•очными сопротив
щ~ниям), влиянием у"азанных паразитных емкостей в звуковом диа
пазоне частот пренебрегать нельзя (см. § 20).
119
Таким образом, в эквиваJiентной схеме Jiамповой i<ор
ректирующей цепи остаются тоJiько активные сопротив
ления и реактивный двухпоJiюсник. На основании ука
занных допущений бьши исследоааны сложные лампо
вые корректирующие цепи.
На практике часто нужны такие формьi частотных
характеристик, которые моrут быть обеспечены двумя
С.о
--г-r
л,
1
1
!1
1
1
1
1
1
1
Li2
1
1
CoJ_
1
Со.z..ь.
R,
RCI
-,-
-,-
1
Rc2
1
Rl
1
1
___ .. [_ __l
Р11с. 48 . Схема двухкаскадного корректирующего усилителя вос
пр оизведения магнитных фонограмм.
(или более) независимыми корректирующими цепями с
одним реактивным двухполюсником или одной слож
ной корректирующей цепью. Применение одной сложной
цепи экономически выгоднее, так как нужно меньше де
талей и, кроме тоrо, снижаются непроизводительные по
тери в уси,1ении.
Если в сложной корректирующей цепи используются
два реа~пивных двухполюсника, существенно влияющих
на форму характеристшш в противоположных участках
рабочего диапазона частот, то е,е можно анализировать
теми же методами, что и корректирующую цепь с одним
реактивным двухполюсником. Такие цепи называются
комбин ированными. К ним _относится широко применяе
мая схема корректирующего усилителя воспроизведения
магнитных фонограмм (рис. 48), частотная характери
стика которого имеет подъем на низких и высоких часто
тах (рис. 50, сплошная кривая). Принцип действия схе
мы, показанной на рис. 48, состоит в следующем. При
nовышении частоты сигнала в области низких частот
умень ша ется сопротивление первого двухполюсн~ка -
• 120
конденсатора С н, вследствие чего углубляется обратная
связь и снижается усиление. По мере дальнейшего по
вышения частоты уменьшается сопротивление второго
двухполюсника - последовательного контура LC в•
вследствие чего уменьшается глубина обратной свя::.1и и
о
б
Рис. 4-9 . Схемы для переменного тока ус ил ителя (рис. 48) n идеа
лизированном виде для частот:
а - ни зких; 6 - высоких.
увеличивается усиление схемы. На резонансной частоте
сопротивление контура LC O RL равно только R L и уси
ление достигает максимума.
Если учесть все реактивные сопротивления, указан
ные на схеме (рис. 48), то уравнение частотной характе
ристики получится сложным и громоздким. Такое урав
нение не пригодно для инженерных расчетов элементов
схемы по заданной форме частотной характеристики.
Поэтому воспользуемся методом приближенного расчета.
Сначала идеализируем собственно усилитель, исклю
чив из него реактивные элементы, которые в заданном
диапазоне частот существенно не влияют на форму
частотной характеристики, т . е. прю-шмqем С с= Сс 2 =
=Ск =оо, а Со2=Соз=О. Затем, полагая, что сопротив
,rтение источника анодного питания для переменного тока
равно нулю, составляем эквивалентные схемы для низ
ких и высоких частот. Схему для низких частот полу
чаем, исключая реактивный двухполюсник, не влияю- .
щий на частотную характеристику в этой области
частот, т. е. полагая С в =0 (рис. 49, а). Аналогично на
ходим и схему для высоких частот, принимая Сн = оо
(рис. 49, б). Та~,им .образом, в эквивалентных схемах для
.i21
низких и высоких частот остается только по одному
реактивному двухполюснику.
Ниже показано, что уравнения частотных характери
стик схем, изображенных на рис . 49, и простейших ком
плексных делителей напряжения (частотно - эквивалент-
(}J
20
F=-=-: .;;f"=:,:
'""'~
"'f:.:
~,,
!О
о
-!О20 J0 40 50 70 100
/_
,
'
/
~
,
-
.....
~~
/L,,,,.
)/
"
-~ --
1,,'.,,.
i::;~
-
,,,
·-
-
.
r,г
,
ц
200 J00400 600800/000 .2000 4000500010000 20000
Рис. 50. Частотные ха раI<Теристик и усилителя (рис . 48), построен-
11ые по данным примера:
-
-
-
н -·---
вычисJ1 е нные для ндеалн зв рованных схем (рис. 49);
-
сумr.1а р11 ая ; ос о - экспериментаJ1ьная.
ных схем, рис. 16) одинаковы. Для получения прибли
женной частотной характеристики комбинированной кор
ректирующей цепи нужно отдельно вычислить характе
ристики схем для низких и высоких частот (в масштабе
децибел) и сложить их в рабочем диапазоне. По пара
метрам частотно - эквивалентных схем сравнительно прос
то о п ределяются и основные элементы схемы (рис. 48)
с помощью формул, выведенных в § 4, 5, 6, 10, 11.
На рис. 50 штриховой и штрих-пунктирной линиями
показаны теоретические частотные характ,еристики для
схем, приведенных на рис. 4~, сплошной линией - сум
марная теорети_ческая характеристика, точки были сняты
эксперименталь н о для схемы на рис. 48 (расчет схемы
и ее даню,1 е приведе1:1ы в § 14). Из сопоставления экспе
риJ1,,1ентальных точек исуммарной вычисленной частопюй
характеристики видно, что принятые идеализация ,схемы
и метод расчета комбинированной корректирующей цепи
вполне оправдаJ.iы, так как точность совпадения в диапа
зоне частот 20~20 ООО гц достаточно высока. Небольшое
несоответствие экспериментальных точек и теоретической
кривой в области низких частот объясняется влиянием
122
. разделит ельного
конденсатора Сс 1 , емкость которого
сравнительно невелика. При больших величинах . С с 1
совпадение эксперимента и приближенно вычисленной
кривой еще полней *.
.
Экспериментальные проверки других цепей, услов
но названных ламповыми корректирующими цепями с
одним реактивным двухполюсником, также подтверди
л и правильность принятой идеализации реостатных уси
J1ителей, входящих в такие корректирующие цепи.
§ 10. СХЕМЫ С РЕАКТИВНЫМ ДВУХПОЛЮСНИКОМ
В ПАРАЛЛЕЛЬНОМ ПЛЕЧЕ
В этом параграфе приведен анализ схем ламповых
корректирующих цепей с одним реактивным двухполюс
ником XII , форма частотной характеристики которых
описывается уравнением (11-7). Частотные свойства лам
повых корреюирующих цепей с одним реактивным двух
полюсником рассчитываются по известным параметрам
г, R и хн так же, как и простых делителей (гл. 11) .
а
б
Рис. 51. Схемы для п е ременного тока корректирующего у сили
тельного каскада с одним реактивным двухполюсником хн в де
лителе напряжения:
а ---: принципиальная; 6 - эI<вивал€нтная.
Простейшие схемы. Ко"иплексный делитель . На
рис . 51, а изображена простая схема корректирующей
цепи с одним реактивным двухполюсником· хн· : В схему,
* В § 19 приведено исследование вли _яния .величины емкости Се,
на форму частотной харак·теристики в области низких частот в двух
ка,скадных схемах типа схем на рис. 49 и дан ра1счет оптимальной
величины Се, для получения частотной х арактеристики, наиболее
приближающейся к кри.вой, рекомендованной для усилителей вое•
произведения ма•rнитных фаноrрамм.
123
помимо сопротивлений R. и Rc - основных элементов.
нагружающих лампу в идеализированном реостатном
усилительном каскаде, включены еще дополнительное
сопротивление r л , сопротивление R1 и реактивный двух
полюсник хн , служащие для корректирования частот
ной характеристики. Данная схема представляет комп
J1ексный делитель напряжения, у которого в последова-
. тельном
плече включены выходное сопротивление собст
венно идеализированного усилительного каскада r; и
последовательно с ним сопротивление r д , а в параJ1лель
ном плече - комплексное сопротивление R 1 + jхн . Заме
нив часть схемы рис. 51, 6, находящуюся левее точек ВВ,
эквивалентным генератором э. д. с., получим частотно
эквивалентную схему с р_еактивным двухполюсником х 11
в паралJ1ельном плече (рис. 16, 6). Параметры частот
но -.эквивалентной схемы в данном случае имеют следую
щие с1начения: максимальный коэффициент усиления кор
ректирующего каскада, наблюдающийся при х 11 = оо,
(IIl-1)
где S-крутизна лампы;
Г; -выходное сопротивление собственно идеализи
рованного реостатн~го каскада,
(Ш-2)
активное сопротивление последовате.ТJьного плеча, яв
ляющееся внутренним _ сопротивлением эквивс1лентного
генератора э. д. с.,
(III-3)
активное сопротивление параш1ельного 11 11еча частотно
экв11валентной схемы
(111-4)
·глубина коррекции
(III-5)
Следует отметить, что заданную глубину коррекции
можно ПQJ1учить и при' гл =0. Однако при глубоких I<op-
124
рекциях и сравнительно больших напряжениях сигнала
дополнительное сопротивление rд совершенно необходи
мо, так как, включая его, можно снизить нелинейные
искажения, вносимые лампой. Объясним это подробнее.
Известно, что форма динамической характеристики лам
пы для переменного тока зависит or величины нагрузоч
ного сопротивления. У триодов, которые наиболее часто
применяются в усилителях напряжения звуковой часто
ты, по мере увеличения нагрузочного сопротивления ди
намическая хар_актеристика для переменного тока спря
мляется и , следовательно, ум еньшаются порождаемые
лампой нелинейные искажения сигнала. Усилительный
каскад на пентоде вносит минимальные искажения при
о пределенном з начении нагрузочного сопротивл е ния.
Ее.пи в схеме рис. 51,а rд =0, то на частот е, когда
х,, =0, нагру з очно е сопротивление лампы
'"::::::; Ra. с,.
rд=О
При глубоких коррекциях R1 <.( Ra .c , и лампа прак
тически нагружена на R,, которое имеет относительно
небольшую величину. При включении rд увеличивается
rн , спрямляется динамическая характеристика и, та-
1шм образом, уменьшаются вносимые Jiампой неJiиней
ные искажения.
В связи с этим исходными величинами при расчете
корректi,1рующей цепи являются глубина коррекции п и
минимальное допустимое значение нагрузочного сопро
тивле.ния r 11 • Расчет следует вести в таком порядке. Сна
чала выбираем величину сопротивления Rc , которое в
сумме с rд является сопротивлением утечки сетки по
следующего каскада, и оптимальную величину R а , так
же как это делается при расчете обычного реостатного
каскада. Затем, исходя из допустимых нелинейных иска
жений, находим r н - минимальную величину нагрузоч
ного сопротивления лампы для переменного тока. Вели
чину r нет смысла вычислять с большой точностью.
Поэто:у, принимая во внимание, что при глубокой кор
рекции r.~ » R1 и Rc • » R1, нагрузочное сопротивление
в случае хн :::::еО определяем по следующей приближен
ной формуле:
125
откуда
(111-6)
Далее, решив уравнение (111-5) относительно R1, по
лучим
fjд
R1=---
п-I
(111 -7)
Схема с «фильтрол,и> в цепи шtода. Вторая прос тая
схема представлена на рис. 52, а. Пр е образовав ее с
а
6
д
Рис. 52 . Схемы для переменного тока корректирующего каскада с
«фильтром» в анодной цепи:
а - принципиальная; б и в - экви,валентные.
помощью теоремы об эквивалентном генератор·е э. д. с.,
получим схему рис. 52, в, для которой комплексный
коэффициент усиления
jaRa хн
(1-а)Ra+ R
•
К=~ = ________а_а~- 1-:_н __ R ':" S.
И1
-
JaRa Хн
,с
R1c+(1- а)Ra+ R .
а а+]Хн
Максимальное значение коэффициента усиления на
блюдается при XII = 00
Kmax = Sri,
причем r; определяется по формуле (IIl-2). После не
сложных преобразований уравнения для К находим вы-
126
~
к
ражение для m= -.-
, которое соответстаует (II-7),
Kmiн
т. е. уравнению комплексного коэффициента коррекции
частотно-эквивалентной схемы на рис. 16, 6. В рассма
триваемом случае параметры частотно-эквивалентной
схемы:
R=a(1-а)Ra
1
а
11= +----
1-а
(111 -8)
(III -9)
(111 - 10)
Пользуясь анализируемой схемой, можно получить
очень глубокую коррекцию. Однако при больших значе
ниях п и хн ;:::Q лампа нагружена на малое сопротив;;е
ние ( 1-а) Rа , вследствие чего могут возникнуть замет
ные нелинейные искажения. Поэтому при глубоких кор
рекциях схему рис. 52, а применять не следует.
При расчете схемы исходными величинами являютсн
глубина коррекции пи данные реостатного каскада R;,
Ra и Rc. Решив уравнение (111-10) относительно а, по
лучим
(n - l)Ra
a=-~-- --
r,+(n - I)Ra
(111-11)
Зная величину а, находим сопротивления (1 - a}Ra
иaRa.
Схемы с комплексными обратными связями. Однокас
/\адная схема с параллельной обратной связью по на
пряжению. Одной из распространенных корректирую
щих цепей является схема усиJ1ительного каскада, охва
ченного параллельной комплексной обратной свнзыо
(рис. 53, а). Различные варианты этой схемы 011исаны
ниже.
Для упрощения анализа положим, что вся входная
цепь, включая и входное со11ротивление лампы, заменена
эквивалентным генератором, имеющим э. д . с. сигнала
U1 и внутреннее сопротивление Zi.
При глубоких коррекциях сопротивление Z2 сравни
тельно мало и цепь обратной связи су1дественно нагру-
127
жает лампу. Очевидно, что в данном случае нагрузочное
сопротивление лампы
Z'=
а
(JJI - 12)
Комплексный коэффициент уснления каскада без
учета влияния обратной связи, но с учетом нагружаю
щего действия ее цепи ,
-
U2
"· z'
К=-.-= __г_а~
Ис
R;+z:
(III-13)
А
А
а
б
Рис. 53 . Схемы для переменного тока однокаскадноrо усилителя
с параллельной обратной связью по напряжению:
а - принципиальная; 6
-
эквивалентная.
Для определения К св - комплексного коэффициента
ус1-1ления каскада с учетом обратной связи - сначала
определяем величину Z АА - входного сопротивления
схемы, лежащей правее точек АА. Из рис. 53, а следует,
что
Zлл = ____!/4._
,
.
[
а
откуда
Z
z,
лл= ----
1+К
(Ш-14)
128
Такнм обра з ом, эквнвал е нтная схема анализируемо
го I(аскада приводится к виду, изображенному на
рис. 53, 6. Изменение коэффициента усиления при параJI
лельной подаче обратной связи, с одной стороны , вызы
вается изменением входного сопротивления усилителя и
поэтому зависит от внутреннего сопротивления эквива
лентного генератора э. д. с. Z 1, подключенного к выходу,
и, с другой, - нагружающим действием цепи обратной
связи на лампу. Как видно из рис . 53, 6, напряжение
сигнала, возбуждающее лампу каскада,
ZAA
•
Ис=---- И1.
zl+ZAA
Но тогда, как это вытекает из выражений И2=КИс
и (III-14), комплексный коэффициент усиления с учетом
действия цепи обратной связи
-
(;
к
Ксв=___2 _ =
--
---
И, 1+~
ZAA
-
-----
-
-
к
1+<1+ю
(Ш-15)
При охвате каскада параллельной обратной связью
по напряжению коэффициент усиления снижается вслед
ствие шунтирования цепью обратной связи нагрузочного
сопротивления лампы и, кроме того, что видно из выра
жения (III-15), усиление уменьшается за счет членов
-
z
z
К-1
-
и-1
-
.
Появление первого члена обусловлено
Z2
Z2
действием собственно обратной связи. Второй член --
z
--
1-
показывает снижение усиления за счет влияния
z,
только цепи обратной связп, нагружающей входной
э~шивалентный генератор.
На основе изложенно,го проанализируем схему кор
ректирующей цепи с параллельной обратной связью по
напряжению, представленную на рис. 54, а. Сопоставляя
схемы на рис. 53, а и 54, а, видим, что Z 1=R1 , Z2=R2+
+jхп и Za=ra,
Из схемы на рис. 54, а следует, что цепь обратной
связи нагружает лампу.
9- 772
129
Максимальный коэффициент усиления с хем ы
кmax= -.!!.L =~=sr.
И1
Ис
'
наблюдается при хн = оо, а мини!\1аJ1ьный собственно
усилителя (без учета делителя напряжения, составлен
ного из R1 и Zлл)
И
R12
R12
----2.._
= Sr.
---- = Кrпах - ---
Ис
'ri+R11
ri+R11
при хн =0.
а
Рис. 54. Схемы для переменного тока однокаскадного корректи
рующего усилителя с частотнозависимой параллельной обратной
связью:
а - принци п иальная; 6 - эквивалентная .
Сопротивление ZAA, нагружающее источник сигнала,
также изменяется с частотой, причем, как это вытекает
из рис. 54, 6, его максимальное значение Z лА max = оо
имеет место при хн = оо, а минимальное
R2
ZAAmln = - ---- -R
~-- = RлА min
12
1 +К~ах
R
ri+ ,2
-при хн=0.
Корректирующий эффект схемы достигается как за
(J
счет изменения К = -.-
2-,
происходящего из - за нагру-
Ис
жающего действия цепи комплексной обратной . связи,
подключенной параллельно сопротивлению r. , так и,
главным образом, за счет изменения с частотой сопро-
130
тиnления Zлл , нагружающего источник сигнала, нахо
дя щийся левее точек АА (рис. 54, 6). Действительно
при уменьшении, например, реактивного сопротивления
хн К также уменьшается, но еще в большей степени
умен ьшается Zлл , с которого снимается напряжение И с .
Вследствие этого снижается усиление схемы.
Основные формулы для определения параметров
частотно-эквивалентной схемы (рис. 16, 6), заменяющей
схему на рис. 54, а, выводятся , исходя и з выражений
(III-12), (III-13), (III-15) и (II-7):
r=R1+(l+SR1)ri=r1+l1 + KmaJR1; (111 - 16)
(III-17)
(111-18)
где r t -внутреннее сопротивление каскада на средней
частоте при отключенной обратной связи. вы
числяется по формуле (III -2), т. е. r 1 = Ri а. с.
При расчете схемы исходными величинами являются
п, /( max , r i и внутреннее сопротивление источника сиг
нала R,, а неизвестным - R2 , которое определяется р е
шением уравнения (III-18):
п-1
п-1
(Ш-19 )
Обычно перед корректирующим каскадом включен
другой усилительный каскад. Тогда сопротивление R,
является выходным сопротивлением этого каскада. Оче
видно, что в той части частотного диапазона, где
хн « R2 , входное сопротивление Zлл будет минималь
ным
Rлл mlп =
(III-20)
или, если учесть (III-19), то
RлА mlп = ---(
nri
+R1) •
11. -1
fl + Ктах
(IIl-20a)
9*
131
При глубо1<их корре1щилх п в елико, N.лА 11,1 11 нмеет ма
лую величину и лампа предварительного каскада рабо
тает в режиме, близком к короткому замыканию, что
может привести к значительным нелинейным искаже
ниям . Поэтому при расчете схемы необходимо проверить
предыдущий каскад на вносимые им нелинейные иска
жения, исходя из того, что его лампа по переменному
току нагружена на сопротивление r и.пр =RАА mtп .
Однокаскадная схема с последовательной обратной
связью по напряжению. На рис. 55 изображена в наиба -
f
Za
U2
Рис. 55. Схема для перемен
ного тока однокаскадного
. усилителя
с последователь
ной обратной связью.
R2
·-
1-
ra
U2
Х[!
1
R1
Рис. 56. Схема для переменного
тока коррект'Ирующего усилителя
с последовательной частотнозави
симой обратной связыо.
лее общем виде схема лампового усилительного каскада,
охваченного последовательной обратной связью по на
пряжению. В схеме не учтена входная емкость лампы
С вх , так как принимается, что в пределах заданного
1
диапазона частот Z 1 « ---
w0 Свх
(см. § 9).
Так же, как и в случае параллельной обратной связи,
при глубоких коррекциях сопротивление Z2 сравнитель
но мало, и цепь обратной связи нагружает лампу. Ком
плексное сопротивление, нагружающее лампу, и комп
лексный коэффициент усиления определяются выраже
ниями (III-12) и (III-13).
Для данной схемы комплексный коэффициент пере
дачи напряжения обратной связи
(IIl-21)
132
Тогда комплексный коэффициент усиления схемы с
учетом действия обратной связи
-
r)
к
к
к
Ксв=-.2- = -- - -
-----
= --=--, (Ш -22)
и
z-
1
1-НК
1+--1
-
К
А
ZQ
где А - комплексная глубина последовательной обратной
связи, показывающая, во сколько раз собствен
но обратная связь уменьшает усиление каскада.
Следует напомнить, что подключение к каскаду цепи
обратной связи снижает усиление в большее число раз,
чем А. Это объясняется тем, что, кроме действия собст
венно обратной связи, сказывается еще и нагружающее
действие ее цепи на лампу. Последнее можно учесть,
"
Кх
наидя отношение-_- , в котором числитель является
к
комплексным коэффициентом усиления каскада
(lll -23)
при отключенной цепи обратной связи (рис. 56). Учиты
вая выражения (III-12), (III-13) и (III-23), находим, что
(Ш-24)
Исходя из приведенной выше теории, рассмотрим схе
му корректирующей цепи с одним реактивным двух
полюсником (рис. 56). Полагаем, что при правильном
выборе элементов анодной нагрузки реостатного кас1<ада
в сравнительно узком диапазоне звуковых частот Z,, =
=ra = Ra.c•
Из сопоставления рис. 55 и 56 видно, что Z 1=R1 и
Z2 = R 2 +jxн. После п одстановки значений z. , Z1 и Z2
в (III-12), (III-13) и (III -22) нетрудно доказать, что ча-
-
к()
статная характеристика схемы m = // _
00
описывается
n1Jt1
уравнением ( I [-7), а частотно - эквивалентной схемой яв
ляетсн схема рис. 16, 6, имеющая в данr;ом случае сле-
133
дующие параметры:
r= ri+KmaxR1=(1+SR1)r1;
R=R12;
(III-25)
(I II-26)
(III-27)
где r1 = R~c -внутреннее сопротивление реостатного
каскада;
Ктах =Sri -максимальное значение коэффициента
усиления.
Особенность схемы на рис. 56 (так же, как и на
рис. 54) состоит в том, что в ней совпадают направления
воздействий на частотную характеристику собственно
комплексной обратной связи и ее цепи как дополнитель
ного элемента анодной нагрузки лампы. Действительно,
если R1 = 0, то обратная связь выключается и частотная
коррекция выполняется за счет комплексности сопротив
ления цепи обратной связи, нагружающей лампу, т. е.
как и в схеме рис . 51, а. Также очевидно, что если и
К шах
R2=0тоn= -- =оо, так как Кшах =Sri,аКшiп =0.
ктiп
Если от схемы на рис. 56 необходимо получить _кор
рекцию, глубин а которой п < 1+ К шах , то активные со
противления цепи обратной связи R 1 и R2 рассчитывают
ся из следующих соображений. Сначала выбираем вели
чину R 1 так, чтобы она была значительно меньше вход
ного сопротивления лампы на наивысшей частоте задан
ного диапазона, а затем из выражения (III -27) опре
деляем
Очевидно, что, чем большей величины выбрано сопро
тивление R 1, тем при данном п глубже обратная связь и,
следовательно, тем большую роль она играет в создании
корректирующего эффекта сравнительно с комплекс
ным сопротивлением ее цепи, которое, являясь элемен
том нагрузки лампы, также корректирует частотную
характеристику.
134
Если же нужна коррекция, глубина которой п> 1+
+ Kmax, то величину R2 следует принять равной нулю, а
из выражения (III-27) определить
R1 = ____r.c_;---
n- (l+Kmax>
(III-29)
При R2=0 и хн =0 наблюдается максимальная глу
бина обратной связи, при которой коэффициент усиления
каскада уменьшается в Ашах раз, причем
А111ах= 1+Кшах__R_i-
Г;+R,
Учитывая, что при R2=0
n=1+Kmax+
находим отношение
Amax
п
r; +R,
(III-30)
которое характеризует роль обратной связи при R2=0
и XII =0 в получении максимального значения коэффи
циента коррекции.
Двухкаскадная схема с последовательной обратной
связью по напряжению. На рис. 57 изображена схема
для переменного тока
двухкаскадного усили
теля, охваченного по
следовательной обрат
ной связью по напря
жению. Напряжение
обратной связи падает
на сопротивлении Z 1,
находящемся в цепи
катода первой лампы.
При этом возникает
местная
обратная
z,
Рис. 57. Схема для п е ременного тока
двухкаскадного усилителя с последо
вательной обратной связью.
связь по току, которую необходимо учитывать при анали
зе усилителя.
Из рис. 57 следует, что Z, зашунтировано сопротив -
.1ением
135
где R12 -- внутреннее сопротивление второй J1ампы пере
менному току. В реальных схемах
поэтому можно не учитывать шунтирующего действия
цепи обратной связи и второго каскада на Z1.
При рассмотрении многих других корректирующих
цепей приходится неоднократно встречаться с комплекс
ной обратной связью по току в одном каскаде (рис . 58).
Поэтому, прежде чем приступить к анализу двухкаскад
ной схемы на рис. 57, выведем основные уравнения для
схемы на рис. 58.
Из схемы видно, что
•
11- Ис
la=--~~--
Ri+Z1+Za1
Решив эти уравнения совместно относительно la , полу
чим
где Zu -внутреннее сопротивление эквивалентной лам
пы, в которой учтена комплексная обратная связь по
току,
(IIl-31)
Комплексный коэффициент усилении каскада с учетом
дейспшя обратной связи · по то~у
(Ш-32)
Очевидно, что при Z 1= О обратная связь по току от
сутствует и комплексный коэффициент усиления каскада
/(=___!Ь_= 1~Za
И,
R;+Za
136
Из сравнения последнего выражения для К с (III-32)
видно, что коэффициент усиления каскада с обратной
связью по току определяется так же, как и обычного
I<аскада без обратной связи, если учесть, что в схему
включенонеR1, аZu.
Если в схеме каскада применен не триод, а пентод, у
которого f-L » 1 и R1 » Za, уравнение (II1-32) можно
упростить, записав
Рис. 58. Схема для пере
менного тока однокас-
1<адного усилителя с об
ратной связью по току.
(IJI-33)
Рис. 59 . Схема для переменного тока
двухкаскадного корректирующего усили
теля с последовательной частотнозависи-
мой обратной связью.
Для нахождения комплексного коэффициента усиле
ния схемы, представленной на рис. 57, воспользуемся
основным уравнением
-
(J
кк
Ксв =--2- =
i12
(IIl-34)
И1 1+~Кi1Кз
где К l1 -комплексный коэффициент усиJ1ения перво1·0
каскада с учетом действия местной обратной
связи по току;
К2-комплексный коэффициент усиления второго
каскада с учетом нагружающего действия на
вторую лампу цепи обратной связи по напря
жению,
(111-35)
Обычно Z1« Ril + Z 01 • Поэтому величину Z~ 2
можно найти по приближенной формуле
(Ш-36)
В уравнении (III-34) /3 является комплексным коэффи
циентом обратной связи по напряжению, охватывающей
оба каскада. Полагая, что Z 1 « Rit + Za 1 , получим
~=_ь___,
z;2
На основании изложенного легко проанализироuать
схему усилителя с одним реактивным двухполюсником,
изображенную на рис. 59 . Из сопоставленин рис. 57 и
59 видно, что
jxIIR3
Za1=ra1,Za2=ra2,Z1=R1иZ2=R2+---~-
Rз +jхн
После подстановки значений Za 1 , Za2 , Z 1 и Z2 в уравне
ния (III-32), (III -34), (IЛ-36) и выражение для
fЗ можно доказать, что частотная характеристика коэф-
-
К,в
фициента коррекции схемы m= у-:- описывается урав-
m 111
нением (II-7), а частотно-эквивалентной схемой являет
ся схема рис. 16, 6, параметры которой определяются по
следующим формулам:
138
R=
R12 Rз
R12з
п=l+_R_3 _
•
__
r=;2_+_K _R~'--
Rl.ё
Г;2+КR,+R,2з
к
Кmзх = ----
1------
1 + --(r;2 + KR,)
R12з
Здесь приняты такие обозначения:
(Ш-37)
(Ш-38)
(III-39)
(111 -40)
К - коэффициент усиления усилителя , при отключенной
обратной связи по напряжению,
(Ш-41)
А ;1 - глубина местной обратной связи по току в пер
вом каскаде усилителя,
А1+R
1+ 1+f'-1
R.
it=
gl 1=
----'----'--
1,
R11 + Га1
(Ш-42)
Ко1 и Ко2 - коэффициенты усиления первого каскада
без местной обратной связи по току и вто
рого каскада, не нагруженного цепью об
ратной связи по напряжению,
Ка1= 1-'·1 Га1
= S1ri1;
(111-43)
R;i + r"i
Ко2= 1:-'·2 rа2
= S2r12;
(Ш-43а)
R;2 + Га2
r 11 и r 12 -определяются по фор
муле (III-2);
111, S,, R11 и μ2, S 2, R;2 -параметры
соответст-
венно первой и второй
ламп.
Особый интерес представляет схема, в которой Rз=
= оо. При этом отрицательная обратная связь становится
менее глубокой. Основные формулы упрощаются:
r.2 + Kmax Rl
п = 1 + _. cclc_____~
R12
Ко,Ке2
Kmax = Kil Ко2 ==-=--"·.,'--=К;
Ail
(III-37 а)
(III-38a)
(Ш-39а)
(Ш-40а)
Ко,, Ко2, Ail и r 12 описываются выражениями (III-43),
(III-43a), (III-42) и (III-2), т. е. теми же, что и для пол
ной схемы рис. 59.
139
На практике часто бывает необходимо, чтобы коррек
тирующий усилитель был охвачен обратной связью, дей
ствующей при х1 = оо (рис. 59), что достигается парал
лельным подключением к реактивному двухщ>Люснику
Х11 активного сопротивления Rз. Исходными величина
ми при расчете такой схемы являются данные первого
каскада усилителя /(о,, S,, R 11 , ra 1 и R, (R, приравни
вается сопротивлению автоматического катодного сме
щения) и второго - /(02, r 12 , а также необходимые глу
бина коррекции п и минимальная глубина обратной свя
зи по напряжению А и min, наблюдающаяся при хн = оо,
т. е.
Очевидно, что ___!1 _ учитывает коэффициент обратной
R,2з
-
связи, а---- - снижение усиления второго каскада
Г12 + Rl?з
за счет нагружающего действия обратной связи при
х 11 = оо. Неизвестными являются сопротивления R2 +
+Rз=R 23 • Решив уравнение относительно R2з, получим
расчетную формулу
R23=( К - 1)R1- Г12•
-
А.
-1
uтш
(111-44)
Принимая во внимание, что Rз=R·~-R2 и R12з=R1 +
+R23 , решив уравнение (III-3 ~) _относительно R2, полу-
чим
R2=
R~-
Ы~,
Ь+1
(IIl-45)
где
b=(l +
Rl'§.
} (п-1) .
Г;2 +KR1
(III -46)
Следует помнить, что при подключении в схему со-
противления Rз снижается возможная максимальная
140
глубина коррекции. Действительно, при R3 <oo н R2 = 0
глубина 1юрре1щии
nmax = 1+
_ __R_,•'----. (III -47)
r;2+(1+К)R1+R3
Если же сопротивление Rз отключено (An min = 1), то
,
Гj2
11-,пах = l + ~ --j- К > 1l111ах-
П ри глубоких коррекциях, когда n> 100 (например,
основные коррекции в магнитофонах, имеющих скорость
движения ленты v = 38, 1 см/сек), получение отрицатель
ной обратной связи с А11 miп>2 уже сопряжено с труд
ностями, так как величина сопротивления R2 получается
близкой к нулю. В этом случае лампа второго каскада
при хп =0 нагружена по переменному току на малое
сопротивление, практически равное R1, что может при
вести к увеличению нелинейных искажений, порождае
мых лампой второго каскада. В связи с этим rюдключе
ние Rз в некоторых случаях не улучшает, а ухудшает
качественные показатели устройства. Таким образом,
при конструировании усилителя с глубокой коррекцией
необходимо сначала произвести предварительный расчет
и лишь после этого решать вопрос о применении обрат
ной связи за счет сопротивления Rз.
При расчете схемы без Rз (когда Rз= оо) исходные
данные те же, что и в предыдущем случае, за исключе
нием Au шin = 1. Поэтому остается всего одно неизвест
ное - R2, которое определяется из уравнения (III-39a) :
(III-48)
§ 11. СХЕМЫ С РЕАКТИВНЫМ ДВУХПОЛЮСНИКОМ
В ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОМ ПЛЕЧЕ
В этом параграфе приведен анализ ламповых кор
ректирующих цепей с одним реактивным двухполюсни
ком х1 , частотно - эквивалентной схемой которых явля
ется схема на рис. 16, а.
141
l(омплексныи делитель напряжения. На рис . 60, а
представлена простая схема коректирующей цепи, в ко
торой реактивный двухполюсник с сопротивлением х 1
является элементом делителя напряжения, входящего в
нагрузку лампы .
,-- ~·-- c:J---C:J-
RL
А[
(J
6
Рис. 60 . Схем'ы для переменного тока корректирующего усилитель
ного каскада с одним реактивным двухполюсником х 1 в делителе
напряжения:
а - принципиальная; б
-
эквивалентная.
Заменив часть схемы левее точек АА э1,вивалентным
генератором с э. д. с., равной R ;;;_ S И 1 , и внутренним со
противлением R=;;,. , получим схему, представленную на
рис . 60, б, с помощью которой определяем комплексный
коэффициент передачи схемы
и после элементарных преобразований - комплексный
коэффициент коррекции
XI
-
к
I+jRIL
т=
--
=
п ---=----------=-------,.-----
Kmi11
l +i[l+____R_i ____] Х1
R1L (R1a +Rc +R1L)
R1.!:_
(III-49)
Сравнивая (III-49) с (II-4), убеждаемся, что анализи
руемая цепь имеет частотно-эквивалентную схему
142
р и с. 16, а и ее параметры можно вычислить по т ак им
формулам :
причем, Ko=Sr; и r; =R; а. с;
r=R1L;
Ri
n= 1 + --------
R1L(R1a+Rc+Rи,)
(111 -50)
(IJJ -51)
(111 -52)
(IIl -53)
Очень часто RL =0. В этом случае формулы упро
щаются:
Kmax =Ко= S1-;;
r=R1;
R=RГа+Rc;
(III-51a)
(IIl -52a)
(III -53a)
При расчете цепи рис. 60, а величины сопротивлений
R L и R с принимают, исходя из следующих соображе
ний. Если xi - сопротивление индуктивности или по
следовательного колебательного контура, то RL обычно
представляет собой активное сопротивление катушки .
В - § 6 показано, что у схем, имеющих Kmax при Х1 = О
(при всех прочих равных ус.1овиях) величина индуктив
ности L тем меньше, чем меньше параметр r. С экономи
ческой точки зрения выгоднее, чтобы катушка имеJ1а
возможно меньшую величину индуктивности . Таким об
разом, нужно стремиться к тому, чтобы величина r бы
ла поменьше . Тогда для выполнения этого требования
при заданной величине~ как это видно из у равнения
(III-53), следует выбирать малой и величину сопротив
ления R с • Однако уменьшать Rc можно только до опре-
143
деленных лредеJюв. Действительно, на час тотах, когда
x r ""'О, нагрузочное сопротивление лампы
Ra (Rc + Ru,)
Гн~
-
Ra.c+Ru
ОбычноRL«Rc«Ra ' поэтомуRu«Rcи rн-:::::Rc.
Если r н очень мало, то лампа может вносить значи
тельные нелинейные искажения. Поэтому при выборе Rc
необходимо исходить из допустимой нелинейности кас
када. Кроме того, для уменьшения непроизводительных
потерь в усилении корректирующего каскада при xr ""'оо
желательно, чтобы R1 +Rc > ( 1+ 7) Ra . Решая уравне
ние (JII-53) относительно R1, находим
где
п-1
2
(Rta + RcL );
r;=(п-1)(R1a+Rc)RL.
Если RL=0, то
(111-54)
(1 II-54a)
Пользуясь данной схемой, можно обеспечить доста
точно глубокую коррекцию. Углублять коррекцию сле
дует главным образом увеличением R1, так как углубле
ние за счет уменьшения величин сопротивлений RL и
Rc ограничено.
Схемы с комплексными обратными связями. Однокас
кадная схема с обратной связью по току. На рис. 61 изо
бражена схема для переменного тока корректирующего
каскада с комплексной обратной связью по току. Срав
нивая схемы рис . 58 и рис. 61, замечаем, что
_1_ =
_):_+·
И Za=ra,
Z1
R1
RL +jx1
Подставив эти значения в уравнения
(I 11-32), после преобразований находим
комплексного коэффициента коррекции
144
(III-31) и
выражение
1 +gRl
XI
1 +j---~
-
1 +gRu,
R1L
Из сопоставления уравнения для ;; с (II-4) видно,
что исследуемая цепь имеет частотно-эквивалентную
ra
Рис. 61. Схема для пе
ременного тока корреl{
тирующего усилительно
го l{aCl{aдa с частотноза
висимой обратной свя
зью по TOl{Y, в цепи ко
торой включен реаl{Т'ИВ-
ный ДВУХПОЛЮСНИК Х1 ,
ra
Рис. 62 . Схема для переменного
тока корректирующего усилитель
ного каскада с последовательной
частотнозависимой обратной
связью.
схему, представленную на рис. 16, а, и ее параметры
можно вычислить по формулам :
Sr;
Kmax =
----
A;miп
(111-55)
rде А; miп -минимальное значение глубины обратной свя
зи по току,
10- 772
1+{J.
A;miп = 1 + g R1L = 1 + ---Ru,; (III-55a)
R;+Га
S-крутизна лампы в рабочей точке, а r; =R;a .c ;
(Ill-56)
R= A/miп
(Il I-57)
g
145
n=
}+ gR_l
1 +gRu
(1II-58)
В случае, когда RL =0, формулы упрощаются:
r =R1;
1
R ---
-
-
g
А
1+1-'
n= imax=l + gR1 = 1+--- R1-
R;+Га
Величину сопротивления RL , являющегося обычно
сопротивлением катушки индуктивности (рис. 61), сле
дует принимать. Расчет цепи состоит в определении R 1
при заданных RL и п. Для этого, решая уравнение
(III-58) относительно R1, получаем
п-1 [
r
4R]
R1= -
2-:I- 1+gRL+ v·о+gRL)2+пg~ .(III-59)
Если RL =0, то
п-1
g
= (п-1)
(lll-6O)
Данная схема имеет ограниченные корректирующие
возможности. Действительно, из уравнения (111 ~58) сле
дует, что для углубления коррекции нужно увеличивать
R 1, так как за счет уменьшения RL и ra можно полу
чить только небольшое углубление, Увеличение же R 1
ограничивается величиной напряжения источника анод
ного питания каскада. Поэтому схемой на рис. 61 обыч
но пользуются в том случае, когда глубина коррекцин
n<ЗО.
Однокаскадная схема с обратной связью по напряже
нию. На рис. 62 представлена однокаскадная схема кор
ректирующей цепи с обратной связью по напряжению .
Из сопоставления рис. 62 и 55 видно, что
146
Комплексное сопротивление, нагружающее лампу,
Z'= Гa(R2 +Z1)
а Га+R2+Z1
(Ш - 12а)
После подстановки приведенных значений в уравнения
(III-12a), (IIl-13), (IIl-22) и преобразований получим
известное комплексное выражение коэффициента кор
рекции (11-4), описывающее поведение частотно-эквива
лентной схемы, изображенной на рис. 16, а. В данном
случае при х1 =0 наблюдается максимальное значение
коэффициента усиления
к-К
R2 + Ru.,
max- о
-
'
r;+R,+(1+Ко)Rп_,
(III-61)
где Ko=Sr 1 = SRta.ё -коэффи циент усиления каскада
при отключенной цепи обратной
связи.
Активные же сопротивления частотно -эквивалентной
схемы:
r = R12+RL;
(R2+RIL)R1Lr
R=------~~ --
(l- s~2 ) КшахR1R12
и глубина коррекции
(III-62)
(III-63)
r
(1 - - S ~z ) K111axR1R12
n=1 + -= 1 + -------. (Ill -64)
R
(R2 + R1L) R1L
При RL =0 формулы упрощаются :
ккR2
шах;= о
r;+R,
r=R12 ;
10*
147
(1- s~, )KoR12
=l + ------
r;+R,
( 111-64а)
Особенность схемы на рис . 62 заключается в том, что
в ней воздействия на форму частотной характеристики
собственно обратной связи и ее цепи, как дополнитель
ного элемента анодной нагрузки лампы, противополож
ны по знаку . Если по мере изменения частоты реактив
ное сопротивление xr уменьшается, то уменьшается глу
бина обратной связи и, следовательно, увеличивается
коэффициент усиления каскада с учетом действия об
ратной связи. В то же время, если уменьшается х1, то,
как следует из (III-12a), уменьшаются сопротивление
z: , нагружающее лампу, и коэффициент усиления кас
када без учета влияния собственно обратной связи
(рис. 62)
K0(R,+Z1)
ri+R2 +Z1
1
И з уравнения (III-64) видно, что при R2= s n= 1, т. е
корректирующая цепь имеет равномерную характеристи
ку. Это объясняется тем, что в данных условиях частот
нозависимая обратная связь полностью корректирует не
равномерность частотной характеристики, вызванную
комплексностью нагрузки лампы, которую создает цепь
обратной связи. Отсюда следует, что в схеме на рис. 62
получение глубокой коррекции ограничено.
Какое же максимальное значение п может быть обес
печено схемой? При RL =0 можно получить более глу
бокую коррекцию. Поэтому птах max -
абсолютный мак
симум n(R1, R2, R L) определяем при RL =0 с помощью
уравнения (IIl-64a). Для этого определяем производную
дп
- - , приравниваем ее к нулю и, решив получившееся
дR,
148
уравнение относительно R2, находим оптимальную вели
чину сопротивления обратной связи
1
R2opt = 5[1 + V(l + Ко) (1 + SR1)] . (III-65)
При данном значении R1 и R2=R2opt параметр п дости
гает максимума
(!ll-66)
Абсолютный максимум n111ax 111ах является предельным
з начением птах , которое наблюдается при R 1= оо. Тогда
n,нахniax = 1+Ко·
(III-67)
При этом сопротивление R 1 должно иметь возможно
меньшее значение. Действительно, чем меньше R 1, тем
меньше вносимый им шум и влияние на работу схемы
паразитной емкости монтажа, шунтирующей R 1. Мини
мальную величину Rinii,i , при которой может быть обес
печена заданная глубина коррекции, можно найти, ре
шив уравнение (III-66) относительно R1, считая з адан
ную величину п = птах . После преобразований поJ1учим
R1nii11 = ri (, ,г --
,1-)2
r1+к.-rп
п-1
(III-68)
Таким образом, расчет корректирующей . цепи ведется
в сл.едующем порядке . Сначала нужно убедиться в во з
можности достижения необходимой глубины J{оррекции.
Для этого по формуле (III-67) определяется величина
п 1112 , niax . При реальных значениях R1 величина nшах ~
~ (0,25 + 0,3) Птах шах . Если такое значение n= Птах уст
раивает, то по формуле (III-68) вычисляют R 1111 iп , а за
тем по (III-65) находят R 2opt , принимая R1 =R tmiп.
При расчете комбинированной корректирующей цепи,
имеющей свойство схем, представленных на рис. 56 и 62,
может встретиться вариант расчета, в котором R1 и R2
вычислены , исходя из эквивалентной схемы на рис. 56.
Эквивалентная же схема комбинированной цепи другой
части диапазона частот соответствует рис. 62. Задача со
стоит в том, чтобы определить величину RL , необходи-
149
мую для получения заданной глубины коррекции п. Ре
шая уравнение (III-64) относительно RL , получаем
(1- 5
~
2
) KoR12-(r; + R2) (п-1)
RL = ------------ R1, (IJl-69)
[r;+R2+(1 +К0)R1](11-1)
Следовательно, чем больше RL , тем меньше п. При
данных S, r; , R1, R2 и RL =0 максимальное значение п
определяется выражением (II 1-64а).
Рис. 63. Схема для переменного тока двухкаскадного корректи
рующего усилителя с последовательной частотнозависимой
обратной связыо.
Если же вычисленное по формуле (111-69) RL <0, то
требуемая глубина коррекции п ри данных S, r 1 , R , и
R2 слишком велика и схема не может ее обеспечить.
Двухкаскадная схема с обратной связью по напря
жению. На рис. 63 изображена корректирующая цепь с
одним реактивным двухполюсником, имеющая макси
мальный коэффициентКmах при х1 =0. Схема цепи пред
ставляет собой двухкаскадный реостатный усиJ1итель,
охваченный последовательной обратной связью по на
пряжению. В первом каскаде наблюдается местная ком
ПJrексная обратная связь по току. Основы теории обоб
щенной схемы описаны в § 10. Из сопоставJ1ения рис. 57
и рис. 63 видно, что
Обычно в схемах, которые применяются на практш<е,
R1«R2+r;2
и можно не учитывать шунтирующего
150
действия цепи обратной связи и второго каскада на со
противление
Z_ R1(RL+jxl)
1-
R1L + jxI
Принимая во внимание, что R1 « R11 + r 31 , можно также
на всех частотах не учитывать влияния Rн + Г31 на ве
личины коэффициента обратной связи, охватывающей
оба каскада, и усиления второго каскада, нагруженного
цепью обратной связи по напряжению. После подстанов
,ш значений Z31 , Z32 , Z1 и Z2 в уравнения (III-32),
(III -34), (III -35), (III-36), (III-21) и преобразований не
трудно доказать, что частотная характеристика схемы
;,= К;,0 ~w) описывается уравнением (II-4), а частотно-
m111
эквивалентной схемой К miп является схема на рис. 16, а,
для которой максимальное значение коэффициента уси
ленияприxr =0
Ко1Ко2 (R2 + RIL )
Kmax =
_
КК_
,
(Ш-70)
Аimiп(ri2+R2+R1U+ 01 02RIL
причем Ко1 = S 1r 11 -коэффициент усиления первого кас
када усилителя п ри отсутствии
местной обратной связи по току;
Ко2 = S2r ;2 - коэффициент усиления второго кас
када при отключенном сопротив
лении обратной связи R2;
5 1 и S2-крутизна характеристики первой и
соответственно второй ламп;
r ;1 и r;2 -внутреннее со п ротивление каждого
каскада; ril = (R1 а. с)1 И Г;2=(R1 а. с)2;
А I m iп -глубина отрицательной обратной
связи по току в первом каскаде,
наблюдающаяся при х, = 0, кото
рую можно вычислить по формуле
4;miп = l +g1Rii;
(Ш-71)
1 +1-11
g1= ---
~-
Ri1 + Га1
(III-72)
151
Активные сопротивления частотно-эквива ле нтной схе
мы определяются по формулам :
(Ш-73)
(Ill-74)
В реальных схемах обычно RL <0, 1 R1 . По мере уве
личения R L глубина коррекции п резко уменьшается.
Поэтому приR2»Ru А;шi!l- 1=
1 + 1-'-i
Ru«:1
R;1 + Га1
и выражение (III-70) можно представить в таком виде:
(III -70a)
Кроме того, при исследовании уравнения (III-74) 01<а-
залось,
R1R12
R12+RL
что
KoJ<o2
l
Ri
R12
А( RR-)>)+g1-R
-
RR-
1тniп ri2+ 2+ lL
IL
'
+IL
Учитывая указанные соотношения, а также выражение
(III-70a), подучаем
R13 R!l:
K,nax Ri
(Ш-74а)
Ошибки при расчете К шах и R по приближенным
формулам обычно не превышают 1- 2%.
•
Пользуясь выражениями (III-73) и (III-74a), можно
найти простую формулу для определения глубины кор
рекции
' 152
r
n=l + -::::::;l +
R
K,nax Ri
R~RIL
(IIl-75)
При RL =0 точные формулы упрощаются:
к _ Ko1Ko,R,
max -
ri2+R2
r=R12;
(lll-75a)
Обычно g1R2-l « Kmax .
Поэтому вьiраж е ння
(111-74а) и (III-75a) приближенно можно записать так:
R~~=
Кшах
и
Г;2+R2
К.1Ко2
(!11- 746)
Одна из особенностей схемы на рис. 63, так же как и
однокаскадной схемы с последовательной обратной
связью по напряжению (рис. •62), заключается в том,
что воздействия на частотную характеристику, с одной
стороны, собственно комплексных обратных связей (по
току в первом каскаде и по напряжению в обоих каска
дах) и, с другой, - цепи последовательной обратной
связи по напряжению, которая нагружает второй каскад
усилителя, противоположны по знаку. Это свойство схе
мы ограничивает возможность получения г.пубокой кор
рекции.
Найдем условия, при которых достигается макси
мальное значение глубины коррекции птах . Очевидно,
что более глубокую коррекцию можно получить при
RL = 0. Из выражений (III-75a), (III-72) и (III -70a)
следует, что глубина коррекции п яв J1яется функцией па
раметров ламповых нагрузочных сопротивлений, которые
будем считать постоянными величинами, а также сопро~
тивлений R1 и R2. При анализе цепи оказалось, что · R1
наиболее выгодно выбирать равным сопротивлению авто ,
153
матического катодного смещения первой лампы. Таким
образом, остается опре·делить только сопротивление R2,
от величины которого зависит п. Наивыгоднейшее (опти
мальное) значение R2 можно найти приравниванием ну
лю первой производной выражения (III:75a) для п по
R2. Решая получившееся уравнение относительно R2 ,
получаем
(IIl -76)
при котором глубина коррекции п достигнет максимума.
В выражении (III-76) Ai max= 1 +g 1R 1 является макси
мальным значением глубины обратной связи по току в
!!ервом каскаде.
График п (R 2) при реальных данных схемы имеет
сравнительно «тупой» максимум при R 2 opt. Обычно, если
R2 изменяется в пределах (0,5---;- -1,5) R2 opt, то п умень
шается по сравнению с Пmах не более чем на несколько
процентов. Поэтому нет смысла вычислять R 2 opt с боль
шой точностью, вследствие чего можно значительно
упростить выражение (III -76). Принимая во внимание,
что в реальных схемах наблюдаются следующие соотно
шения:
Ai max 1·i2 « V Ко1Ко2Гi2 [(Ко1Ко2 - Ai max) R1 + Ai max Гi2]
А; mзх Г;2 « (К01Ко2 - А; max) R1
и
получаем упрощенную формулу
R2opt:::::;Vri2R1 •
(Ш- 76а)
дающую ошибку при определении R 2 opt не более не
скольких процентов. То же выражение для R 2 opt можно
получить, исследуя на максимум упрощенную формулу
(III-75б).
После подстановки выражения (IIl-7бa) в (III-75б) и
преобразований, получим лриближенную формулу для
154
определения максимального значения глубины 1,оррек
ции
(III-77)
По данной формуле можно с достаточной для обыч- .
ных расчетов точностью (ошибка бывает в сторону зани
жения величины nшах и обычно не превосходит 5 %) оце
нить корректирующие возможности схемы.
Если требуется получить n<nтax при RL =0, то ре
шив уравнение (IIl-75б) относительно R2 , находим
R2 =+{( ~0~~1 - l)R1 -r;2 +
+([( ~0~~2 -1) R1 -r;2J-4r;2R1}. (Ш-78)
Перед 1<0рнем выбран знак плюс с тем, чтобы R2 по
лучилось больше R 2 opt. При этом больше и К,пах
-
мак
симальный коэффициент передачи.
Для того чтобы показать в явном виде зависимость п
от RL, обозначим nRL =О =по и, принимая во внимание
(III-75б) и (111-70а), уравнение (111-75) представим в
следующем виде:
n=l +
no- 1
•
.
RL[
R1
.]
1+--п0+--(п0- 1)
R1
R2
В обычных схемах при ~=О,1 ~ = 3 -а- 5.
R1
п
При расчете комбинированной корре1пирующей цепи
иногда приходится вычислять величину R L для поJiу
чения заданной глубины коррекции п. В этом случае R2
обычно определяют, исходя из эквивалентной схемы
(рис. 59), у которой К max вычислено при х 11 = оо. Экви
валентная схема комбинированной цепи в другой части
диапазона обычно соответствует схеме, представленной
на рис. 63. При расчете этой схемы необходимо пред
варительно определить величину сопротивления R1, . Для
155
этого решим уравнение (III-75) относительно RL , под
ставив вместо К шах его значение из (III-70a). Тогда
(III- 79)
Если при вычислении окажется, что RL <0, то требуе
мая глубина коррекции п при данных Ко,, Ко 2 , R. 1, 17 . 2 и
Г; 2 слишком велика.
§ 12. ВХОДНЫЕ ЕМКОСТИ ЛАМПОВЫХ СТУПЕНЧАТЫХ
ЦЕПЕЙ
Во многих конструкциях аппаратов воспроизведения
магнитных фонограмм используются высокоомные маг
нитные головки, обладающие относительно большой ин
дуктивностью. Такие головки обычно подключаются ко
входу ламповой ступенчатой цепи, выполняющей основ
ную коррекцию. В этом случае при выборе схемы сту
пенчато"й цепи особое внимание обращают на входную
емкость схемы Свх . Дело в том, что резонансная часто
та входной цепи должна быть минимум в 1,5 - -2 раза
больше верхней граничной частоты рабочего диапазона
(§ 2). Поэтому необходимо, чтобы емкость Свх ступен
чатой цепи имела достаточно малую величину.
Для выполнения основной коррекции · применяются
ступенчатые цепи с двухполюсником хн (на месте Xll
включен конденсатор). Поскольку входная емкость Свх
влияет на форму частотной характеристики входной
цепи в основном в области высоких частот, при опреде
лении Свх будем исходить из схемы цепи для высоких
•
•
-
/(шах
частот, полагая, что хн =0, усиление К=Кшiп = -- ,
пи
где пн - необходимая глубина коррекции.
Исходя из принятых допущений, нетрудно доказать,
что для схемы рис. 51, а входная емкость определяется
по формуле
Свх= Се.,к+Се.а [1 + К;:х (1 + r; )], (III-80)
156
в J<о,орой С с. " -- емкость между управляющей сеткой и
катодом (в случае пентода в данную
формулу следует вместо Се. к подста
вить Rначение емкости между управ
ляющей сеткой и всеми остальными
электродами);
Се. а -проходн ая емкость, т. е. емкость меж
ду управляющей сеткой и анодом.
Во второй простейшей схеме - схеме с «фи.11ыром»
(см. рис. 52, а)
Свх=Се.к+Се.а (1 + Ктах)
llн
Для определения С 0х
однокаскадной схемы с
последовательной обрат
ной связью по напряже
нию (рис. 56) воспользу
емся рис. 64. Входная
проводимость схемы
i
Увх= --.- =
(III-81)
и
Рис . 64. Эквивалентная схема, ис
пользуемая для определения вход
ной емкости каскада с последо
вательной обратной связью (рис.
56) при х11=О.
rде
•
•
•
•
•
(
Rl
Ктах)
Ie.к=JwСе,кИе=]wСе,кИ 1- -R- • --
•
~
llн
•
•
•(
R2
Ктах)
fe.a=JwCe.aU 1 + -R - •
-
11-
•
J1
·Н
После подстановки и преобразований получим
Отсюда видно, что У вх имеет емкостный характер и
определяется входной емкостью
157
(11! -82)
Если в схеме двухкаскадной ламповой корректирую
щей цепи с одним реактивным двухполюсником (рис. 59)
двухполюсник хн представляет собой чистую емкость,
то такая схема является ступенчатой цепью с повышени-
Гаг
Рис . 65. Эквивалентная схема, используемая для определения
входной емкости двухкаскадного усилителя с последовательной
обратной связью (рис. 59) при х11 =0.
ем уровня низких частот. На рис. 65 изображен,а ее экви
валентная схема для высоких частот. Для упрощения
анализа примем, что входные емкости ламп и емкости
монтажа практически не влияют на величину коэффи
циента усиления схемы (см. § 9). Тогда входная прово
димость ступенчатой цепи
j
ic.к+ie.а
Увх = ----Z:Т- =
(j
где
ic. к=jЫСе.кИе; ie. а=jWСе.а((;+Иа1)=
= jЫСе.а(_; (1+Кк_;ах ) '
02 11- max
158
А 11 max - максимальная глубина Ьбрат}JОЙ св я з и
по напряжению;
(Ш-83)
Kmax, Ко2-определяются
формулами (III-40a) и
.
(III-43a).
Проводимость У нх имеет чисто емкостный характер
и входная емкость может быть определена по формуле
Учитывая, что А 11 max ~ пи , окончательно получаем
(Ш-84)
Из полученных выражений для Свх следует, что лам
повые ступенчатые цепи с повышением уровня низких
частот имеют сравнительно малую входную емкость на
высоких частотах. У простейших цепей, не имеющих вну-
• три себя комплексных обратных связей, С в х
получается
малой вследствие уменьшения на высоких частотах на·
rрузочноrо сопротивления лампы. При этом уменьшается
коэффициент усиления и, следовательно, входная дина
мическая емкость лампы. В схемах с обратной свя з ью
глубина последней больше на высоких частотах, а чем
больше глубина последовательной обратной свя з и, тем
меньше входная емкость.
Следует отметить, что в ламповых ступенчатых це
пях с повышением уровня высоких частот наблюдаются
обратные явления: чем выше частота, тем в простейших
ламповых схемах больше величина нагрузочного сопро
тивления, или в схемах с обратной связью менее глубока
отрицательная обратная связь. Поэтому по мере повы-
159
шения частоты в х одная емкость во з раст ает , достигая
максимума,
(III -85)
где Ко1-максnмальная величина коэффициента усил е
ния каскада, входная емкость лампы которого определя
ется этой формулой.
Комбинированные ламповые ступенчатые схемы име
ют на высоких частотах входную емкость такую же,
как и ступенчатые схемы с повышением уровня высо к их
частот, так как их эквивалентные схемы на высоких ча
стотах одинаковы . Если С0х комбинированной схемы
больше допустимой, то коррекции на низких и на высо
ких частотах следует выполнять отдельными цепями .
Тогда первым каскадом усилителя должна быть ступен
чатая цепь с повышением уровня низких частот, имею
щая малую · входную емкость, а за ней включается кор
ректирующий каскад с повышением уровня высоких
частот.
Указанный порядок включения цепей в усилителе вос
произведения магнитных фонограмм более благоприятен
и с точки зрения получения малых искажений сигнала,
обусловленных нелинейностью лампы. Действительно ,
чем глубже корректирование после нелинейного элемен
та, тем ниже должен быть уровень полезного сигнала . Бо
лее же глубокая коррекция обычно применяется на низ-
1шх частотах (с\1. § 9).
§ 13. СРАВНИТЕЛЬНАЯ ОЦЕНКА СХЕМ
Все описанные в § 10 и . 11 цепи могут иметь одну и
ту же форму частотной характеристики, если при дан
ном усилителе достижима заданная величина глубины
коррекции . Однако каждая цепь имеет свои характерные
свойства, которые необходимо учитывать при конструи
ровании усилительной аппаратуры.
По табл . 9, составленной для усилителя с лампой ти
па 6НЗП, можно наглядно сравнить основные показа
тели ламповых корректирующих цепей (предельные до
стижимые значения глубины коррекции nmax, макси
мальные коэффициенты усиления К ma x , а также непрои з -
11одительные потери усиления при коррекции) . При со-
ню
ставлении т~блицы было положено, что основой кор
ректирующеи цепи является реостатный каскад на лампе
6Н3П, рабочая точка которой имеет следующие коорди
наты: напряжение смещения Ее =-1,5 в, напряжение
на аноде Еа =88 в, постоянная составляющая анодного
тока Iao =2 ма. Параметры в рабочей точке: μ=31,
R; = 14 ком, S=2,21 ма/в; активные сопротивления, вхо
дящие в схему каскада, имеют следующие величины:
анодной нагрузки R.
=41 ком, утечки сетки Rc =
= 0,5 Мом, автоматического смещения в цепи катода
Rк= -
-1Ее =750 ом. При этом коэффициент усиления
ао
Ко=22,5, выходное сопротивление каскада r; = R; а. е =
= 10,2 ком. При вычислении данных для двухкаскадных
схем прлнималось, что оба каскада одинаковы и
Ко1 К.02=К6 = 508.
Из табл. 9 . видно, что при . необходимости получения
очень глубоких коррекций следует применять схемы,
имеющие Kmax при Х11 =оо. Схема (рис. 60,а), у кото
рой Kmax наблюдается при х1 =0 , может также обеспе
чить глубокую коррекцию, но имеет недостаток, связан
ный с большим значением сопротивления R 1 =r-RL
.
Остальные схемы, проанализированные в § 11
(рис. 61, 62 и 63), имеют ограниченные корректирующие
возможности и их лучше использовать в комбинирован
ных цепях (§ 9, 14).
'
При глубоких коррекциях простейшая схема с филы
роN1 (рис. 52, а), а также схема на рис. ,60, а в случае
малого значения Re могут вносить значительные не
линейные искажения (см. § 3, 1О и 11) . В схеме на
рис. 51, а для уменьшения этого недостатка введено
сопротивление rд.
Схемы с комплексной обратной связью практически
свободны от указанного недостатка простейших схем.
Действительно, отрицательная обратная связь умень"
шает напряжение сигнала на сетке лампы, уже этим
снижая нелинейные искажения; в той же части частот
ного диапазона, где отрицательная обратная связь вы
ключается, напряжение сигнала, подводимое к схеме,
обьrчr-ГЬ- мало и нет опасности возникновения нелинейных
искажений. В данных схемах лампы работают при отно
сительно нормальных вецичинах нагрузочных сопротив-
11-772
161
ё;.
Таблица 9
1,:)
..
Предельные значения параметров
Предельные значения параметров (при n=I O)
о"
:,:
=
i3
...
...
1Kmax Ir, комIR, коА,
о
"'
:,:
...
"
>,
При данных
1
КIn
I r, КОМ /R, 1<0AI
При данных
"
"'
"
.,
><
=
max
max
:т
"
р..
51, а
гд <00
22,5
00
г<ool о
гд = 5ко.м
22,5 15,2 1,69
--- --- -- --
-
-
-
-
52, а
а=1
22,5
00
10,2 о
а= 0,975
22,5 9,65 1,083
---
--
--
--
--
-- --
--
Kmax
54,а
R2=О
22,5
00
10,2
при
о
R1 = 5ко.м
22,5 128 14,2
XII =
--
-
-
--
-- --
-
-
-
--
--
=00
56
R1=R2=О
22,5
00
10,2 о
R1 = 5ко.м
22,5 123 13,65
:Рис .
,
--
--
--
--
--
---✓ --
16,б и
17,б)
Aumln=2; R2 = О 167 174 129 0,746Аиmln = 2; R1= 750о.м167 116 12,9
59
--
-
--
-
-- --
347 362
Aumtn= 1; Rз = оо
271 30 ,1
Аиmln=l; Rз=оо
271 0,750
R1=750ом;
347
R2 = 29 ,4ком
-- --
-- --
--
--
-
*
а,
w
Kma x
при
х1 =0
(Рис.
16,а и
17,а)
60,а
--
61
--
62
--
63
Аиmln=1;R1=R2=О;
Rз=оо
RL=0
RL=0; R1=Ra
RL=О,1R1; R1=Ra
RL=0.lR1; R1 =8,9 ком;
R2opt = 10,5 ко.1,t
Ri = О; Rimin=8,9кoм;
R2opt = 10,5 ком
RL = О,1R1= 75о.м;
R2 = 2,85 ком
Ri = О; R2opt = 2,85 КО.!/
-- --
50В
00
22,5
00
--
--
22,5 26,3
-- --
6,8 8
-- --
6,4 3,25
---
--
11,3 6,0
--
--
30 ,4 6,76
-- --
111
24,1
-- --
------
3
10,2
Аиmiп=1; R3= оо;
о
508 10,2 О, 11
R1=0; R2=113 ом
00
511
RL= 0
22,5 4600 511
-- --
------
41
1,56 RL= О; R 1 = 14,6ком 22,5 14,6 1,62
-- --
45
5,63
-- --
5,70 2,53
-- --
птах< 10
4.,81 0,962
--
--
0,668 о, 116
--
--
0,594 0,0257
R1= 750ом;
R2 =31,8ком; RL= 0
385 0,733 0, 0815
лений и, следовательно, нелинейность · лампы (или ламп)
оказывается меньше, чем в простейших схемах при
Хп =О. Кроме того, сама по себе отрицательная связь
ум:ньшает составляющие спектра, порождаемые нели
неиностью, особенно в той части диапазона, где m= 1.
Следует отметить, что в схеме на рис. 54, а применена
пар:,ллельная подача обратной связи. Тут коррекrирую
щии эффект в основном получается за счет изменения с
частотой входного комплексного сопротивления каскада.
Входное сопротивление при хн =О будет иметь мини
мальную величину
Zвх=Zвхmiп = Rвхmiп = ---- (
nri
+ R1)
о
п-1
ll - Kmax
•
Хн=
Обычно перед корректирующим каскадом находится
другой усилительный каскад, выходное сопротивление
которого равно R1. Очевидно, что при глубоких коррек
циях в той части частотного диапазона, где хн =0, лам
па предыдущего каскада будет работать в режиме, близ
ком к короткому замыканию, вследствие чего могут воз
никнуть заметные нелинейные искажения. Поэтому схе
му лучше использовать при относительно неглубоких
коррекциях.
Схемы (рис. 56 и 62), в которых один каскад охва
чен последовательной комплексной обратной связью по
напряжению, можно применять только в случае, когда
источник сигнала не соединен с общим проводом усили
теля (например, воспроизводящая магнитная головка,
любой источник сигнала, включенный через трансфор
матор и т. п,У.
В двухкаскадной схеме (рис. 59) в катоде первой
лампы включено сопротивJ1ение R1, которое не TOJlЬKO
непроизводительно снижает величину Kmax вследствие
отрицательной обратной связи по току, но и может вы
звать фон переменного тока при питании подогревателя
катода переме!{ным или пульсирующим постоянным то
ком. Дело в том, что из-за проводимости изо.11яции меж
ду подогревателем и гильзой катода на катодном сопро
тивлении развивается напряжение помех (фона перемен
ного тока), имеющее большое число ярко выраженных
гармоник. Известные способы уменьшения фона, вызван
ного этой причиной (применение «средней точки», «за-
164
пирающеrо» напряжения, подключаемого между подо
гревателем и катодом, пониженного напряжения· накала
и т. п.), не во всех случаях дают необходимый эффект
даже при тщательно отобранных лампах. В связи с этим
приходится питать подогреватель выпрямленным и хоро
шо отфильтрованным током.
Этот недостаток свойственен и схеме на рис. 63, если
х 1 на низкой частоте имеет большую величину.
Если сравнивать ламповые корректирующие цепи с
точки зрения вносимых ими помех, то схемы без обрат
ных связей имеют более низкий уровень помех. Объяс
няется это тем, что сами по себе цепи обратных связей,
имеющие активные сопротивления, являются rен<::рато
рами шумов . Кроме того, через цепи обратной связи на
сетку лампы попадают пульсации анодного напряжения
и, таким образом, усиливаются.
Еще одним недостатком цепей с обраrными связями
(особенно это относится к двухкаскадным схемам) яв
ляется опасность возникновения самовозбуждения в об :
ласти ультразвуковых частот, возникающая главным
образом в результате действия дополнительных паразит
ных обратных связей .
§ 14. ПРИМЕР РАСЧЕТА ЛдМПОВОА КОМБИНИРОВАННОЙ
КОРРЕНТИРУЮЩЕА ЦЕПИ
Требуе'Т'СЯ рассчитать ла1мповую комбиниоованную ,короектиоую
щую цепь (рис . 48) усилителя воопрсжзведения магнитных фоно
rоа1мм по следующи:м данным: усилитель предназначен для магнито
фона со скоростью ленты v= 19 ,05 см/с ек ; дсюустимое значение
коэффициента отклонения на нижней граничной частоте f н = 50 гц*
относительно частотаой хараll( теристики стандартного каfiала во~
произведения Мн дб ,;;;. 3 дб; частотная характеристика относительно
vоовня на частоте 1 кгц долж,на иметь ,подъемы при f= 16,4 кгц на
12 дб и при f =6 кгц на 3 дб; в корре:ктирующем усилителе должны
быть применены пальчиковые лампы.
Прwменяем д:войной · трио,д тиша 6НЗП, имеюший по с:равнr:нv.ю
с дрvrими пальчико ,выми лампами более низю~й общий vрсвень шу
ыа [7]. Устанавливае,м для обоих триодов о;:п,наковый режим по
постоянномv токv: напряжение смещения Е с = -
·1,5 в, анодное на
пряжение Еа 7.'.88 в, . анодный ток la~ =2 · мц. Пр.и vказ<'\J!НОЙ r>_або
uей точке ламгiа имеет следующие параVIетры: μ=31., R1 =14 ком,
* Данный " пример расчета и экспериментальная провеока полу
.ченных
результат,ов выполнены, когда были в силе ГОСТ 8088-56
и. старые рекомендации МККР по выбору т-,--- постоянной времени
стандарТiных каналов воспроизведения. Поскольку пр1iнципьi ·расчета
не зав и·сят от величин ,,; и f н, данный пример в книге оставлен.
165
S = 2,21 ма/в. Обычным оп особом рассчитываем реостатный усили
тельный ка1скад и получаем следующие данные активных сонроти·в
лений : анодное нагрузочное постояююму току R ;, =4'1 ком , утечки
сетки R r =0,5 Мо,и, цепи а:втоматического смещения R 1 =750 о.м,
анодное на·грузочн1ое переменнаму то•ку на средней частоте 1· а =
= R'; с=37,9 ко,и, выходное сопроти,вление каскада г, =Ria.c=
= 10 ,2 ком. При этих данных коэффициент усиления на СjJедней
частоте Ko=Sr; =22,5. Принимаем величину емкости разделитель
ного конденсатора . Сс 1 =.0,025 мкф, при которой вызываемое ею
западание частотной ха ра,ктеристикн собстве!-fно реостнтного каскада
на частоте f н =50 гц равно 0,27 дб (М н.р = 1,065) *. Емкость кон
денсатора Ск 2 =50 мкф.
Со·ста·вляем экв ивалентные схе•мы для низ,ких и высс,ких частот
(рис . 49), исходя из соображений, описанных в § 9. Поскольку боль
шая глубина коррекции тре~бует,ся в схе,ме для ниэких частот, на
чинае,м ра,счет ·схемы, изображенной н·а рис. 49, а.
Принимаем величину постоя!-fной ,времени корректи,рующей цепи
для выполнения основной коррекции (на низ·ких частотах) · -r:=
= 100 мксек (см. § 2). Поокольку допустиil!ое значение коэффициен
та отклонения на нижней граничной частоте Мн дб < 3 дб, что соот-
ветствует Мн < -V2. то, согласно (11-67) , глубина коррекции на низ
ких частотах
Согласно ( II -64), при выполнении основной коррекции постоялная
времени ступенчатой цепи с повышением уров!iя низких частот -r: 1 н
должна быть ·равна стандартизиро.ванно:му значению -r:= 1(}0 .мксек.
По формулам (IIl-42), (III-40a), (IIl-48), (IIl-38a), (Ill-37a)
и (II-65) оп,ределяем:
глубину обратной связи по то•ку ,в пер.,юм каскаде корректирую
щей цепи
1 + 1-'·1
1+31
Аil= 1+---R1 = 1+------ --750= 1,46;
Rit + Га1
14. 103 + 37,9. 103
ма1~сим альное значение коэффициента усиления обоих
KoJ<o~
=
22,s~ = 347·
Кшах =
146
'
f=0
А;1
,
ка ,СКl:!ДО ·В
с(щрспивлени е це,ш1 о братной свяэи, выполняющей ос новну ю 1,ор
рекцию,
10,2 +347 · 0,75
- --- ---103 -750=8,02 ком;
31,8-1
• * В § 19 показано, что для получения более точного интегриро
вания сигнала в облапи низких част,от величина ем'Кости Cr 1 долж
на быть та,кой, чт,обы коэффициент частотных искажений первого
каскада Мн 1 = V2.
166
па1раметры ча,с т•отно-эк•вивалентной схемы, предста,вленной на
рис. 18, а:
.
.
.
R~Ri:!.= (О,75+8,02) 103=8,77 ICO~t;
г=r 12 +ктах Ri = (I0,2+347 • 0,75) 103=270 ком;
"t
10-4
Сн=
-
=
-----
=
11,4. 10-9 ф.
R
8,77. 103
На рис. 50 штрих-пунктирной кривой изображена частотная ха
рактеристика, вычисленная с помощью уравнения (II-32) с учетом
(II-23) и (Il-2'4).
Далее рассчитаем элементы схемы на рис. 48, влияющие на
частотную характеристику в области высоких частот, с помощью
эквивалентной схемы для высоких частот, пре,дставленной на
рис. 49, 6.
Частотная характеристика схемы для низких частот при резо
нансной частоте f4= 16,5 кгц имеет уровень относительно fo= il кгц,
примерно равный - 5,5 дб (рис . 50). Поэтому резонансная коррек
ция схемы на рис . 49, 61 должна созда ,вать подъем отно·сительно
ур·овня на опорной частоте 1 кгц, равный не JQ дб, а 12+5,5=
= 117,5 дб. Приблиэите,льно на такую же велкчину И'З'~1ен_ится и подъ•
ем собст,венно схемы высоких частот .при f =6 ,сгц и станет равным
3+5,5=8,5 дб, т. е. примерно половине максимального знаrчения
подъема . Поэтому частоту 6 1сгц можно принять равi!ОЙ fz
(табл. 7). При данном метаде расч ета реальная величина подъема
всегда несколько меньше, так как не учитывается то, что частотная
ха рактеристика в области низких частот проходит немного ниже,
чем при ,f 0 = 1 кгц (рис ~ 50). Однако у резонансных цепей это сни
жение обычно невелико и при инженерных расчетах его можно не
учитывать ..
Значение m 8 шах дб= 17,5 дб соответс-гвует n 8 =7,5. Поскольку
данные · собственно усилителя и ,величин активных сс,противлений
цепи обратной связи R 1 и R2 известны из расчета схемы для низ·
ких частот (рис. 49, а), вычисляем активное сопротивление катушки
RL , обеопечивающее необходимую ,лубину ко,рре,кции n 8 , по фор-
муле (III-79):
~
2-2
-
'
5-
2
-
•
о,75 •8
•
02 103- (102+802)103
7,5-1 0,75+8,02
'
'
-------------
--
-
750 = 66,7
(10,2 + 8,02+ 22,52 • О,75)103
о.м.
Определяем параметры частотно-эквивалtнтной - схемы А
(табл . 7) с помощью формул (III-70a), (III-73), (Il-3), (II-85),
(Il-87). Макшмальный коэффициент у,силенР.я
167
22,52 • 8,02 . 103
= ___ ___;_ _
_;_ ____ ___ :::::: 82;
750-66 ,7
(10,2 + 8,02) 103 + 22 ,52 -7 _5_0_+ _6
_
6_,7-
аJ<тквные сопротивления
и
0,75 · 8,02
r= R~+RL =
-- --
-
103 + 66,7:::::: 754 о.м
О,75 +8,02
r
R =----
nв-1
754
---- = 116 о.м;
7,5-1
индуктивность катушки корректирующей цепи
754
21t У7,5
и емкость конденсатора
6.103
-
-
----:::::: 1,11 .мгн
(16,52 - 6 ') 106
1
1
С-
-
--- -- --- -- -;:- :::::: 84 · 10-9 ф.
в- 4n2 f~L
- 41t2 -16,52 -106 - l,ll-10-3
На рис. 50 штрихами показана частотная характеристика цепи
с резона·нсным пиком (,схема А, табл. 7), вычисленная с помощью
уравнения ( I I-76). Сплошной линией вычерчена суммарная частотная
_ кара·ктеристи~а, а точки изображают экспериментальную частотнуJZJ
характеристику ламповой корректирующей цепи , собранной по дан
ной схеме.
IV
КОРРЕКТИРУЮЩИЕ ЦЕПИ В
ТРАНЗИСТ О РНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
§ t5. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ТРАНЗИСТОРНОГО
УСИЛИТЕЛЯ
.
Особенности корректирующих цепей в транзисторных
усилителях. В настоящее время при разработке усили
телей звуковых частот вместо электронных ламп широ-
.ко
применяются транзисторы. По сравнению с лампами
транзисторы имеют следующие преимущества: мгновен
ную готовность к работе (отсутствует накал), малые
габаритные размеры, значительно больший срок службы,
высокую надежность, малое потребление энергии источ
ников питания и высокий к. п. д. К недостаткам транзис
торов относится: малое входное сопротивление, сильная
зависимость параметров и режима работы от темпера
туры, бо .11ьшой разброс параметров и нестабильность их
во времени. Поэтому в транзисторных усилителях прини
маются различные меры для улучшения качественных
_ показателей работы, такие, например, как температур
ная стабилизация, глубокие отрицательные обратные
связи и т. п . При этом усложняется схема, уменьшается
усиление на каскад, следовательно, увеличивается число
транзисторов , возрастает расход энергии на питание уси
лителя и снижается к . п . д.
В тех случаях, когда к качественным пока з ателям
усилителя и, главное, к стабильности этих пока з ателей
предъявляются жесткие требования, а условия эксплуа
тации допускают использование электронных ламп; целе-
•сообразнее применять в качестве усилительных элемен
тов не транзисторы, а лампы.
Наиболее часто транзисторы включаются по схеме
с общим эмиттером . Выходное сопротивление транзисто
ра в этой схеме значительно больше входного сопротив-
' 169
ления транзисторного каскада. Поэтому в многокаскад
ном усилителе основную часть нагрузки каждого
транзистора сщтавляет sходное сопротивление после
дующего каскада. Очевидно, что при непосредственном
соединении каскадов без связывающего понижающего
«междутранзисторного» трансформатора, служащего для
согласования выходного сопротивления транзистора с
входным сопротивлением последующего каскада, невоз
можно эффективно использовать усиление транзистора.
Однако при наличии в схеме трансформаторов не только
повышается стоимость и ухудшаются некоторые качест
венные показатели усилителя, но и увеличиваются его
размеры. Поэтому трансформаторы применяются толь
ко в тех случаях, когда без них нельзя обойтись.
В остальных случаях используются реостатные каскады,
несмотря на то, что они обеспечивают сравнительно не
большое усиление.
В обычных реостатных каскадах применяются разде
лительные (переходные) конденсаторы. Вследствие отно
сительно небольшого выходного сопрот~вления транзис
торного каскада и малого входного сопротивления по
следующего каскада необходимо использовать раздели
тельный конденсатор с большой величиной емкости. Для
обеспечения достаточно равномерной частотной харак
теристики в области низких звуковых частот емкость
разделительного конденсатора должна быть порядка
десятков микрофарад. В связи с этим имеется тенденция
обходиться вообще без разделиrелы-rых конденсаторов
[25, 48, 49].
В некоторых случаях, особенно при проектировании
корректирующих цепей, значительный интерес представ
_ ляет включение в схему многокаскадного усилителя спа
ренных кас1<адов: • сначала ВI<лючается каскад с общим
э миттером; а за ним .:__ с общим коJ1лектором. Хотя кас
кад, с общим коллектором и не усиливает напряжения
СИГН:3Л3 _ (ксmрфициент усилеНИ5! напряжения каскада С
.общиrv1 · . коллектором
немн_ого меньше · единицы), его
входно~ сопротивление, нагружающее пр~дыдущий кас
юэ.щ сращштель1:ю велико. ·Поэтому предыдущий каскад
с общим эмиттером работает в благоприятных условиях
и , имеет большое усиление . Доказано, что riapa таких
каскадов может иметь практически такое же уси.пение,
как и : два . каскада с общим эмиттером [32]. При относи-
170
тельно большом входном сопротивлении последующего
каскада облегчается задача получения _ глубокой коррек
ции и стабильной формы частотной характеристики. -
Анализ и расчет многокаскадных схем транзисторных
усилителей значительно сложней, чем ламповых, При
расчете ламповых усилителей, работающих без токов
управляющих сеток, каждый усилительный каскад рас
считывается отдельно. Влияние последующего каскада
учитывается только в области высоких частот, где ска
зывается действие его входной емкости, опредеJ1ить ве
личину которой нетрудно. Сложность же расчета тран
зисторных усилителей прежде всего состоит в том, что
основную часть нагрузки транзистора составляет вход
ное сопротивление последующего каскада, являющееся
функцией его нагрузочного сопротивления.
В корректирующих транзисторных цепях в нагрузку
каскада или в цепи обратной связи, которые также на
гружают каскад, включено одно или несколько ком
плексных сопротивлений. Естественно, что при этом
входное сопротивление каскада_, нагружающее предьщу
щий каскад, комплексно, и форма кривой частотной
характеристики предыдущего каскада зависит от частот
ных свойств комплексных сопротивлений, включенных в
корректирующем каскаде. Рассуждая аналогично, не
трудно доказать, что и частотные характеристики осталь
ных предварительных каскадов также зависят· от свойст,з
корректирующего i,аскада. Это в значите.щ,ной степени
усложняет -расчет и наладку транзисторных корректи
рующих цепей. В связи с этим серьезное значение пр1:1-
обретает вопрос частотной развязки смежных каскадов
усилителя.
В транзисторных избирательных усилителях для пос
J1учения частотfюй развязки между каскадами часто
применяют различные схемы нейтрализации. Для вьщод
нения этих цепей необходцмы трщiсформатор или раз,
рывы . общего прщщда. В ма_лога9аритной ,шпаратуре
обычно используются реостатные каскад1:1, по1этому р,аз
рьшы общего провода сопряжещ,i с серьезi1ь1мi i-i:еJ<::1:tо:~
ствами.
.
.
...
.._
••.... :
_...
.
-
.:·
.
..
В качестве корректирующих депеЙ - !V!ОЖНО -ПрИМеНИТЬ
выравнивающие четырехполюсники • (контуры); _ ·и~1е·ю
щие пос'тоянное активное сопротнвление _при 1~агруэке
четь1рехполюсника на его характеристическое активное
171
сопротивление. Такие четырехполюсники давно известны
и ~ироко используются в различных установках провод
нои связи и радиовещания. Применяя выравнивающий
четырехполюсник в качестве ·звена, связывающего кор
ректирующий и последующий каскады, можно получить
входное сопротивление практически чисто активным и,
таким образом, частотно развязать между собой кас
кады. Однако применять эти схемы нежелательно. Дей
ствительно, в схеме выравнивающего четырехполюсника
должно быть два взаимообратных двухполюсника Z 1
и Zп . В схеме же обычного комплексного делителя
напряжения, имеющего такую же форму частотной ха
рактеристики, может находиться всего один двухполюс
ник (Z I или Z п в зависимости от схемы делителя).
Поэтому применение выравнивающего четырехполюсни
ка с постоянным входным сопротивлением вместо ком
плексного делителя напряжения приводит не только к
увеличению стоимости корректирующей цепи, но и к уве
Jlичению ее габаритных размеров. Если для получения
частотной характеристики, свойственной ступенчатой
цепи (см. § 5), достаточно в одном из плеч делителя
включить конденсатор, то в схеме выравнивающего
четырехполюсника, помимо такого же конденсатора,
должна · быть также включена и катушка индуктив
ности, что соответственно усложняет схему.
Таким образом, в малогабаритной аппаратуре при
ходится использовать наиболее простые цепи , создаю
щие необходимый ко-рректирующий эффект. К таким
цепям относятся обычные комплексные делители напря
·:>кения и различные схемы с комплексными обратными
связями. Следов:э.тельно, необходимо найти наиболе е
оптимальные варианты таких схем .
Частотное корректирование производится при доста
точно малых сигналах, чтобы не вызвать подчеркивания
составляющих, •• появляющихся в результате нелиней
ноёти каскадов усилителя, ВКЛЮЧеННЫХ ДО корректирую
щей •цеriи. Поэтому при малых сигналах корректирую
щий каскад можно рассматривать как линейный неавто
номный активный четырехполюсник . Наиболее нагляд
ньiй сп.особ · точного расчета корректирующей цепи со
стоял бы в замене схемы усилителя, находящегося до
корректирующих элементов, эквивалентным генератором .
·Э . д. с. такого генератора равна входному значению
' i72
э. д. с. сигнала, умнож~нному на коэффициент передачи
рассматриваемой части схемы усилите.пя при холостом
х оде, а внутреннее сопротивление генератора - ее вы
ходному сопротивлению. Однако, если до корректирую
щих элементо,в находится больше двух каскадов, то дан
ный способ расчета сопряжен с большим объемом не
сложных, но громоздких вычислений. Определение пара
метров эквивалентного генератора можно несколько
упростить, приняв два допущения. Во-первых, при раб9-
те _усилителей на транзисторах в диапазоне частот до
10-15 кгц можно считать, что параметры транзисторов
не зависят от частоты, т. е. при расчете можно пользо
ваться низкочастотными параметрами. Во-вторых, есJш
в усилителе и не применена непосредственная связь меж
ду каскадами, то емкость разделительных конденсаторов,
а также конденсаторов, шунтирующих сопротивления,
включенные в цепи эмиттеров, можно выбрать достаточ
но большой величины, с тем чтобы частотная характе
ристика в области низких частот рабочего диапазона
была практически равномерной . Если конденсаторы,
шунтирующие сопротивления в цепи эмиттеров, должны
иметь невыполнимо большие емкости, то можно обойтись
и без них, допуская отрицательную обратную связь по
переменной составляющей тока эмиттера.
Приняв указанные допущения, можно представить
параметры эквивалентного генератора в наиболее про
стом виде. Тогда, если величинь1 э. д. с. и внутреннего
сопротивления источника сигнала не зависят от частоты,
то и у эквивалентного генератора эти же параметры не
будут зависеть от частоты.
При обычных инженерных расчетах нет смысла опре
делять параметры эквивалентного генератора с большой
точностью, так как транзисторы имеют большой разброс
параметров и, кроме того, значительные температурные
зависимости. Поэтому параметры эквивалентного гене
ратора, даже в случае принятия специальных мер, слу
жащих для стабилизации работы усилителя, могут су
щественно отличаться от расчетных.
Наиболее широко в транзисторных усилителях при
меняются простейшие корректирующие цепи, представ
ляющие собой комплексные делители напряжения. При
рациональном построении схемы усилителя с такими де
лителями даже при очень глубокой коррекции удается
173
достичь практически полной частотной ра з вя зки между
каскадами. Это не ~только значительно упрощает расче
ты, но и дает возможность (так же, как и в ламповых
усилителях) вводить корректирующие элементы в смеж
ные каскады, не опасаясь заметного взаимного влияния
частотных свойств каскадов.
В этом отношении значительно хуже транзисторные
корректирующие цепи, в которых используются ком
плекснь1е обратные связи. С)бъясн,яется это тем, что ком
плексная обратная связь изменяет не только коэффи
циент усиления по напряжению, но и величину, и харак
тер входного сопротивления каскада. Поэтому смежные
каскады частотно зависимы .
Ниже рассмотрены способы расчета транзисторных
корректирующих цепей.
Основные сведения о четырехполюснике, заменяющем
транзистор. При малых амплитудах сигнала транзистор
1
2
Рве. 66. Четырехполюсник.
можно рассматривать как
линейный активный неав
тономный четырехполюс-
Zн ник (рис. 6-6), у которого
входные и выходные на
пряжения и токи взаимно
связаны. Принимая ту или
другую пару переменных
в качестве независимых, можно получить шесть вариан
тов записи систем уравнений четырехполюсников. При
расчетах транзисторных усилителей наиболее часто ис
пользуются следующие системы уравнений:
~1 = Z11~1 + Z12~2 }'
,
И2 = Z2i/1 + Z2i2
(IV -1)
i1= У11И1+У12И2
} (IV-2)
i2 = Y21U1 + У22И2
И1 = h1J1 + h1if2
}'
(IV-3)
i2 = h2J1 + h22И2
где Z11, Z12, Z21 и z22 - комп.11ексные сопротивления, назы
ваемые z-параметрами четырехполюсника;
174
Yll, У12, У21 и У22 - комплексные проводимости, пьлу
чившие название у-параметров четырехполюсника ;
fi 11, h22 - соответственно комплексные сопротивление
и проводимость, а h 12 и h22 - безразмерные комплексные
числа, называемые смешанными гибридными или h-пара
метрами .
Более удобно уравнения (IV-1), (IV-2) и (IV-3) за
писывать в виде матриц
[t:J=[::::::][~:]=[z][~:];
[i1·1 [У11У121[И1]
[И1]
.
=
.
=[у].;
12
У21 У22 И2
И2_
(IV-4)
l~1]=[h11h12][ ~1]=[h][./
.>].
12
h21 h22
И2
И2
Параметры z, у и h взаимосвязаны, так как приве
денные системы уравнений описывают один и тот же
четырехполюсник. Связь между параметрами легко най~
ти, преобразуя одну систему уравнений в другую. Соот 0
ношение между параметрами матриц приведено в
табл. 10.
Таблица 10
[z]
[у]
[h]
[
Z11
Z121
д19 rY22 -У12]
1 rдh h1:]
[z]
h22,-
h21
Z21 Z22
-У21 У11
Д12 [Z22 -Z12l
[У11 У12]
1[1-h12]
[у]
h11 h21 д''
-Z21 Zн
У21 У22
[h]
1[дz
Z22 -Z21
Z1;]
1[1
Ун У21
-:;2] [
h11
h21
h12]
h22
175
Параметры эквивалентного транзистора, в которых
учтена обратная связь. В транзисторных усилителях, ши
роко. применяется отрицательная обратная связь . Наибо
лее часто обратной связью охватывается один каскад.
В эт о м случае расчет значительно упрощается при ис-
-
-
i, [z] i2
и,~
tиг
[z]
(]
о
б
Рис. 67. Схемы для определения параметров эквивалентного
транзистора (с учетом обратной связи):
а - последовательная; б
-
параллельная: в - комбинированная.
пользовании Z-,
У- или Я-параметров эквивалентного
транзистора, в которых уже учтено влияние обратной
связи.
Если сопротивление Zo, вызывающее отрицательную
обратную связь, включено по последовательной схеме
(рис. 67, а), то для определения параметров составного
сложного четырехполюсника, являющихся параметрами
эквивалентного транзистора, нужно сложить матрицу
[z] собственно транзистора с матрицей [z'] сопротивления
. Z 0 . Принимая во внимание, что
]z']=Z0[1 1l,
·
11J
получаем матрицу составного четырехполюсника
(IV-5)
176
Отсюда следует, что для нахождения параметров экви
валентного транзистора необходимо к каждому из z - па
раметров собственно транзистора прибавить Z 0 .
Если проводимость Уо, вызывающая обратную связь,
включена по параллельной схеме (рис. 67, 6), то для
определения параметров сложного составного четырех
полюсника, являющихся параметрами эквивалентного
транзистора, нужно сложить матрицу [у] собственно
транзистора с матрицей [у 1] проводимости Уо. Тогда,
учитывая, что матрица
[у']=Уо
'
[1-11
-
11
получаем матрицу составного четырехполюсника
[Уа]= [Y•II Уа12] = lУ11У12] + [ Уо - Уо]-
Уа21 Уа22
У21У22
-
УО УО
(IV-6)
Значительный интерес представляет схема, в которой
применена комбинированная обратная связь (рис. 67, в).
Для получения Z-параметров такого сложного четырех
полюсника нужно преобразовать параметры у. в z. и
подставить в матрицу (IV-5) вместо параметров z. Тогда
где
У22 +·v. + Zo
ДУ+Ys Уо
У2,-Уо +Zo
ДУ+Ys Уо
У12--Уо +zj
ДУ+Ys Уо
п ' (IV-7)
Ун+Уо +z
дУ+уsУо о
(IV-8)
При расчетах усилителей наиболее часто поJ1ьзуются
h-параметрами транзистора. Если в матрице (IV-7)
12-772
177
у-параметры собстl3еннь транзиtтора выра з ить t по
мощью его h-параметров, ·ю получим
где
(IV-9)
Путем несложных, но :громоздких преобразований из
(IV-7) можно получить матрицы [})]-, [Н] *- параметров
эквивалентного транзистора. Например, матрица У-пара
метров сложного четырехполюсника, представленного
на рис. 67, в, имеет вид :
[У} = [У11У12]= 1+ysZo
O 1+ysZo
О . (IV-10)
lу11+лУZo +у У12-ЛУZo _ у ·1
У21 У22_ У__21-ЛУ Zo _ у
У22+ли Z• + у
1+YsZo
O 1+YsZo
0
Матрицы сложного четырехполюсника (рис . 67, в),
являющиеся матрицами эквивалентного тран з истора, в
котором уже учтено влияние комбинированной обратной
связи, удобны своей универсальностью. Действительно,
матрицы (IV-4), (IV-5) и (IV-6) являются частными
случаями матриц схемы рис . 67, в, в которой либо У.о=
=Zo=O, либо Уо=О, либо Z0 = 0.
Обобщенные эквивалентные схемы транзисторны:1\
усилителей. При расчете транзисторных усилителей ма
льrх сигналов удобно пользоваться эквивалентной схе
мой каскада, представленной на рис. 68, а . На схеме.
приняты следующие обозначения : Zвх - комплексное
входное сопротивление транзисторного каскада; μ -
комплексный статический коэффиц}'!ент усиления напря
жения (усиление напряжения транзистором при Z н = оо );
Z; - внутреннее сопротивление эквивалентного генера
тора э. д. с., заменяющего эквивалентный транзистор
* Очевидно, что матрицу [Z] можно составить и другим пут е м,
а именно : сначала преобраз овать пара,метры zE в У Е , подс тавить и х
в (IV-6) вместо у-параметров, а затем п о лучившуюся матриц у
[У] преобраз с.вать в матрицу [Z] .
178
(транзистор с параметрами , в 1<оторых уже учтены внеш
ние обратные связи).
Все элементы эквивалентной схемы могут быть най,
дены с помощью любой из систем уравнений четырех
полюсника. Определим их из системы уравнений
~1 = Z11~1 + Z12~2
·}
,
(IV - la)
И2 =Z2/1 + Z22f2
где Z - параметры эквивалентного транзистора .
Полагая, что И2=-Zн i2, находим входное сопро
тивление четырехполюсника, заменяющего транзистор
ный каскад,
.
,.. z
Z0x=--1⁄4 .-
=
д +Zi,Zн
(IV-11)
1,
Z22+Zн
При определении комплексного статического коэффи
циента усиления принимаем Zн = оо. Тогда i 2 =0 и
(IV-12)
Внутреннее сопротивление эквивалентного транзистора
определяем, полагая И1 =0,
(IV-13)
Комплексный коэффициент усиления транзисторного
каскада по напряжению, согласно схеме на рис. 68, а,
К,= ---1⁄4.- =
f-' Zн
И,
Z;+Zн
(IV-14)
В некоторых случаях удобно пользоваться сквозной
эквивалентной схемой (рис. 68, 6), в которой учтена и
входная цепь. Ее коэффициент усиления по напряжению
определяется выражением
(IV-15)
12*
179
Тогда сквозной комплексный ста'гический коэффициент
усиления, наблюдающийся при Z 11 = оо,
(IV-16)
Внутреннее сопротивление генератора э. д. с. сквозной
Zн
а
6
6
г
Рис . 68. Эквивалентные схемы транзисторного усилителя:
а - рассматриваемого каскада; 6
-
сквозная (с учетом входной цепи): в -
предьrдущего каскада; г - двух каскадов .
схемы определяем с помощью уравнений (IV-la), при
нимая И1 =-Z,1 i,,
(IV-17)
Если источником сигнала является предыдущий кас
кад, то при расчетах необходимо знать его входное со-
противление Z~x. На рис. 68, в представлена эквивалент
ная схема предыдущего каскада. На схеме символом Z'
обозначено сопротивление внешней нагрузки каскада.
Из сопоставления схем на рис. 68, а и в видно, что
z,,=
z; Z'
(IV~l8)
Z~+Z'
'
И= f'-' Z'
И'=К~ И,
(IV-19)
z; +Z'
где К~ -комплексный коэффициент усиления преды
дущего каскада по напряжению при Z вх = оо;
180
μ' -комплексный статический коэффициент уси
ления транзистора предыдущего каскада.
Выражение для Z~x предыдущего каскада можно на
писать по аналогии с ( IV-11):
Z'
,
,
Л+Z11ZH
z;2+z~
(IV-20)
где сопротивление, нагружающее предыдущий каскад,
Eal< это видно из схемы рис. 68, в,
,
Z'Zвx
Zн = ---
Z'+Zвх
(IV-21)
На основании выражений (IV-18) - (IV-21) со
ставле н а эквивалентная схема двух транзисторных кас
кадов, изображенная на рис. 68, г.
В табл. 11 приведены формулы для определения эле
ментов эквивалентных схем (рис. 68), составленные с
Таблица 11
П араметры
Параметры эквивалентного транзистора
э1<вив алент"
ной схемы
1
1
z
у
н
ZBX
дZ + Z11Zн
1 + У22Zн
Н11+дНzн
Z22+ZH
У11+лv zн
l+H22 Z"
-
Z21
У2,
-
Н21
fJ.
-
Z11
У22
дН
Z;
дZ
1
Нн
--
--
Z11
У22
дН
-
Z21
У,1
Н21
fLc
-
-
Z11+zи
У22+лУzи
дН + Н22Zи
Z;c
Л~ + Z22Zи
1 + У11Zи
Hll+ zи
Z11+ zи
У22+ лУz"
дН +Н22Zи
181
учетом и без учета входной цепи. В формулах использо
ваны Z-, У- и Н-параметры эквивалентного , транзистора.
§ 16. ВЛИЯНИЕ OliPATHOR СВЯЗИ НА CBORCTBA
ТРАНЗИСТОРНОГО КОРРЕКТИРУЮЩЕГО КАСКАДА
В транзисторных усилителях звуковых частот пре
имущественно применяется схема каскада с общим - эмит
тером (рис. 69) и, несколько реже, схема с общим кол
лектором. При этих схемах включения транзисторы име
ют большой разброс коэффициента усиления по току и
. ощутимый
неуправляемый ток ко.т~лектора I ко , круто
-Еп возрастающий при повы
шении температуры. По
этому в усилителях, ко
торые должны нормаль
но работать в широком
диапазоне температур, и
в усилителях серийного
fи; производства, где уста
навливают любые исправ
ные транзисторы необхо
димых типов (без специ-
ального подбора пара-
метров),
применяются
различные методы тем-
• Рис. 69. Схема транзисторного
усилительного каскада с общим
эмиттером и обратной связью по
току эмиттера.
пературной стабилизации
режима смещения. В схеме, представленной на рис. 69,
применена коллекторная стабилизация · режима за счет
сопротивлений R1 и R2. Для устранения- параллельной
обратной связи по переменному току в схему включен
конденсатор достаточно большой емкости С2 , отводя.
щий на общий провод ток усиленного сигнала, текущий
по сопротивлению R2. При · этом обратная связь продол
жает действовать на постоянном токе и на очень низких
частотах, ·
.
В схеме на рис . 69 сопротивление R.0 создает отрица
тельную обратную связь по току эмиттера. В составе со
противления Z заключены элементы корректирующей
цепи и входное сопротивление следующего каскада Z с .
Если емкости конденсаторов С 1 , С2 и Ср выбраны до
статоч но большими, с тем чтобы даже на низких часто
тах рабочего диапазона они существенно не влияли на
182
форму частотной характеристики усилителя, то эквива
лентную схему каскада для переменного тока можно
представить так, как показано на рис. 70, а. На рисунке
сопротивление коллекторной нагрузки
Zн=(-1-+ _1 _ +
_1_)-1
(IV-22)
Z
R"
R2
fu;
а
б
Рис . 70. Схемы для переменного тока транзисторного усилитель
ного каскада с общим эмиттером:
а - с обратной связью по току эмиттера; б - с комбинированной обратной
связью.
Если же емкость С2 = О, то каскад охвачен еще и па
раллельной обратной связью по переменному току. Для
этого случая эквивалентная схема изображена на
рис. 70, 6, причем на ней
(IV-23)
а
(IV-22a)
При проектировании усилительного каскада звуковых
ч.астот (до 10-15 гц) с достаточной точностью для ин
женерных расчетов можно пользоваться низкочастот
ными параметрами транзистора.
Простейшая корректирующая цепь с комплексным
делитеJ~ем напряжения содержит в составе Z (рис. 69)
всего одно реактивное сопротивление х. Только в самом
неблагоприятном случае абсолютное значение этого со
противления · в рабочем диапазоне частот изменяется в
пределах О < 1х 1< оо. Если входное сопротивление по-
183
следующего каскада Z с является практически активным
сопротивлением Rc , то сопротивление коллекторной на
грузки Zн при изменении частоты достигает двух экстре
мумов rн miп > О и rн max <R" . Указанные обстоятельства
и принятые выше допущения дают возможность считать,
что входное сопротивление корректирующего каскада
• при Zн=Гнmiп И Zн=rн111ах
также активно. Входное со
противление каскада с общим эмиттером уменьшается
при увеличении сопротивления коллекторной нагрузки.
Поэтому при r н max и rн тiп входное сопротивление соот
ветственно равно rвх miп и r вх max.
Если Zн - внутреннее сопротивление источника сиг
нала (выходное сопротивление предыдущ~го каскада,
или усилителя) активно и равно l'н , то коэффициент
влияния входной цепи (или предыдущего усилителя) на
глубину коррекции можно определить из выражения
(II-151):
rвх max
r,., + rвх miп
r
.
ВХ П11П
где И 1 max и И 1 miн -экстремумы действующих значений
синусоидального напряжения сигнала на входе коррек
тирующего каскада.
Очевидно, что при данном отношении
rвх max
вели-
rвх шiп
чина п, 0х будет тем меньше, чем существенней неравен
ство 1' и > 1' вх max . Поэтому предельное значение
rвх miп
Если величина п 0х близка к единице, то корректи
рующий и предыдущий каскады практически частотно
развязаны. Тогда при расчете корректирующей цепи
можно исходить только из параметров корректирующего
каскада, что значительно упростит расчет и настройку
схемы .
Элементы схемы Ro и Go (рис. 70), включаемые для
введения отрицательной обратной связи, стабилизирую
щей параметры транзистора, существенно влияют на
свойства усилителя, что видно из графиков на рис. 71-
75, построенных для каскада с транзистором ПIЗБ. При
184
вычислении кривых было принято, что малошумящий
транзистор ПlЗБ работает в таком режиме: Ек.э =-5 в,
fк 0 =1.ыа, 160 =50 л1.ка и Еб.э =-0,16 в. При этом режи
ме низкочастотные h-параметры в схеме с общим эмит
тером: h1 1= 1,5 ком, h12=О,ООЗ, h21 =45, h22= 140 мксим, а
определитель Лh = 0,07,"i.
Вычисления велись в следующем поряJТ.ке :
1. С помощью матрицы (IV-7a) и выражения (IV-9)
были найдены параметры эквивалентного транзистора.
1
При этом считалось, что Zo=Ro, Yio = 0 0 = --- , причем
R, +R2
R1 =R2=50 ком.
2. По формулам (IV-11), (IV-12) и (IV-13) были
определены значения: входного сопротивления r,x =Zвх ,
статического коэффициента усиления по напряжению
f.l = !-l и внутреннего сопротивления эквивалентного тран
зистора Ri =Z1 . В тех случаях, когда Go=0, т. е. в за
данном диапазоне частот параллельная обратная связь
по переменному току отсутствовала {за счет включения
достаточно большой емкости С2 (рис. 69) ], при вычисле
нии r вх учитывалось, что сопротивление R 1 по перемен
ному току включено - параллельно входным клеммам.
3. По формуле (IV-14) были вычислены значения
коэффициента усиления по напряжению /(=К при раз
личныхвеличинахRoиGoиZн =rн=3ком.
На рис. 71 представлены кривые зависимостей
r
___Е._ =1JJ(r 11 ), где r 0 x·o -входное сопротивление при
Гвх о
гн =0. Из рис. 71 видно, что наименее благоприятные
зависимости ~ = 'ljJ (rн ) (с точки зрения частотной
Гвх о
развязки корректирующего каскада и входной цепи)
наблюдаются при введении параллельной (для этого на
рис. 70, 6 сопротивление Ro должно быть равно нулю),
а также комбинированной обратной связи, когда вклю
чены Ro и 00 (рис. 70, 6).
Из рис. 71 также следует, что величина нагрузочного
сопротивления в значительно меньшей степени влияет
на величину входного сопротивления у каскадов без
обратной связи и у каскада с глубокой обратной связью
по току эмиттера. Интересно отметить, ЧТQ цq мере углу-
185
бления последовательной обратной связи (за счет увели
r
чения Ro) отношение _в_х_ сначала резко уменьшается,
Гвх о
а затем монотонно увел11чивается. Из кривой, представ
ленной на рис. 72, • видно, что в случае, когда Go=O и
r" = 3 ком, минимальное значение
Гвх
Гвх о
наблюдается
при Ro=O,I ком ..
!k
Г6хо
0,8
О,б
' 0,4
Гн,КОМ
0,2
1
2
3
Рис. 71 . Кривые зависимостей от
Гох
ношения -r - от величин Гн, Ro и
вхо
0 0 для усилительного каскада с
общим эмиттером на транзисторе
ПIЗБ .
20/g rв,
Гвхо
- 1,S
-2,0
-
2,5
-3,00 0,2 q4 О,б
"с----='-=---,,с-,----=""-~-R..,.о,ко11
0,8 1,0
Рис. 72. График изменения
относительного
значения
входного
сопротивления
усилительного каскада с
общим эмиттером на тран
зисторе П!ЗБ в зависимо
сти от величины Ro при
Гн =·З КОМ.
При углублении последовательной обратной связи
значительно снижается усиление каскада, повышается ·
входное сопротивление r вх и, следовательно, коэффи
циент передачи входной цепи (или усиление предыду
щего каскада), причем тем заметней, чем больше · внут
реннее сопротивление ·источника сигнала r и . Кроме то
го, . при данном значении r и увеличение r вх , согласно
выражению (II-151), приближает nвх к единице, что
улучшает частотную развязку каскадов.
Если, например, положить r и= 3 ком, r н max = 2, 75 ком
и r н min = 1 ком, то при указанном выше режиме тран
зистора в схеме без обратной связи (Ro=O):
!Щi
rвх шах=1,38 ком, гвхшin = 1,23 ком;
минимальный коэффициент усиления
•-(и;)-28s··
Кш111- --
-
,
,
.
И1 'н шin
коэффициент передачи входной цепи
Квх max = (_!Ь__)
•• = 0,309;
И 'вх max
сквозной минимальный 1шэффициент передачи
•
-
•.
-
(и;)·
=882·
Кс mlп - Квх mi11 К.,.,111 - -И
'
'
Гн mln
коэффициент влияния входной цепи (или предыдуще
го каскада) на глубину коррекции
пвх =;= 1,06, или 0,5 дб. _
Если же Ro = О, 1 ком, т. е. включена обратная связь,
при которой наблюдается наиболее неблагоприятное для
частотной развязки соотношение ~, то:
Гвх miп =
Гвх о
=4,16 КОМ, Гвхшах =4,85 КОМ, K~i11=7,27, Квхшах =0,618,
J(~ mlп = 4,5 и nвх = 1,063 или 0,54 дб. Отсюда видно, что
при введе.нии обратной связи усиление корректирующего
каскада снизилось примерно в 4 раза, а коэффициент
передачи входной цепи возрос в 2 раза. Поэтому в це
лом сквозной коэффициент передачи снизился всего в
2 раза. Коэффициент же влияния входной цепи на глу
бину коррекции остался приблизительно таким же.
Из рис. 73 и 74 видно, как по мере углубления после
довательной обратной связи по току эмиттера изменяются
r вхо - входное сопротивление при r 11 = О, R; - выход
ное сопротивление при Ги =0, /,l -· статический коэффи
циент усиления эквивалентного транзистора, а также
К - коэффициент усиления напряжения при г н = 3 ком .
Исходные значения указанных величин при Ra=O: Гвхо =
= 1,49 KOJ.t, R; =20 КОМ, μ=-600 И К,11 - ЗкоА< =78,3.
Рассмотрим корректирующие возможности частотно
зависимой обратной связи в транзисторtюм усилителе.
По рис. 73 и 74 можно судить о достижимой глубине
коррекции, если вместо Ro в схему на рис. 70, а включено
комплексное сопротивление Z0. Например, при нагрузоч
ном сопротивлении 1· н = 3 ком и изменении Zo в пр еде
.а ах О< Z0 < Ro = 3 KOJfL коэффициент усиления напря
жения уменьшается в 80 раз, а входное сопротивление
187
увеличивается в 18 раз*. Таким образом, в создании
частотной коррекции при сопротивлении источника сиг
нала r 11 > О будет участвовать и входная цепь (или пре
дыдущие каскады). Пренебречь частотным влиянием
входной цепи (или выходным сопротивлением предыду ·
щих каскадов) можно только в случае, когда rн суще-
0,2 0,4 0,б 0,8 1,0
Ro,KON
Рис. 73. Кривые зависимо-
r вхО
отношений -r --
и
вхR.-0
стей
____!!J__ от величины Ro при
R-
'R. -o
Гн=0И1·11
= 0 для усили
тельного каскада с общим
эмиттером на транзисторе
П13Б .
0,4r----r--t---;-:-+-:------J-__::"+-c--J
42
oLL:::C::t:::±=:::J
0,2 0,4 О,б 0,8 f,O
R0,кон
Рис. 74. Кривые зависимо-
стей
к
KR0 =0
-
μ.
отношений -
f'-R0 -o
и
при rн =3 кол1. от величи
ны Ro для усилительного
каскада с общим эмиттером
на транзисторе П13Б.
ственно меньше минимального значения входного сопро
тивления корректирующего каскада. Тогда для входной
цепи будет наблюдаться режим, близкий к режиму по
стоянства напряжения. Если перед корре:пирующим
Еаскадом находится транзисторный усилитель, то умень
шить его выходное сопроти_вление можно, собрав каскад ,
предшествующий корректирующему, по схеме эмиттер
ного повторителя (схема с общим коллектором) или
Бключив достаточно малое нагрузочное сопротивление.
Однако при этом резко снизится общее усиление.
Если в схеме, изображенной на рис. 70, б, сопротивле
ние Ro = 0 и вместо активной проводимости 0 0 вк.пючена
* На рис. 73 представлен график О'rноси1ельного изменения Гвхо
. (входного
сопротивления при rн =0). Для того чгобы определить
изменение r 8 x при rн =3 KOAt, нужно учесть зависимость, изобра
женную на рис. 72 ,
188
комплексная проводимость Уа, то каскад охвачен ча
стотнозависимой параллельной обратной связью. Из
рис. 75 следует, что при изменении Уа от нуля до Уа=
= Go= 10-з сим коэффициент усиления при Гн =3 ком
уменьшится всего в 4 pa-
1,0f::::::=,=:;;::::i==::::::i::::::---111
за, а входное сопротивле
ние в 28 раз и достигнет
значення, равного 44 ом, О,В
что можно вычислить С 0,(}1------t----+--т----t---.Ct""г-1
помощью матрицы (IV-
7a) и формул (IV-9) и
(IV-11). Тогда при боль
ших значениях rи кор- 0,2
рекция будет выполнять-
ся в основном не коллек
торной цепью корректи
рующего каскада, а его
входной цепью. Отсюда
следует, что в данной схе
ме нельзя выполнить час
тотную развязку входной
цепи и корректирующего
каскада.
Корректирующий тран-
10- 3
Go,CUH
Рис. 75. Кривые зависимостей от-
ношений ~
-
r
(К)
r вхО
'
Ка. =0 'н=Зко,1,
0 0=0
_1:__
R;
;:::: R
от величины
l-' -G0=0
iG0 =0
проводимости G0 для усилительно
го каскада с общим эмиттером на
зисторный усилитель с
транзисторе П!ЗБ.
частотнозависимой обратной связью имеет еще одну осо
бенность - форма его частотной характеристики суще
ственно изменяется при измене нии величин параметров
транзистора. Поскольку параметры транзисторов имеют
большой разброс и невысокую стабильность, применение
схем с частотнозависимой обратной связью не всегда
целесообразно. Поэтому в транзисторных усилителях
чаще встречаются схемы коррекции с комплексными де
лителями напряжения.
§ 17. РАСЧЕТ КОРРЕКТИРУЮЩИХ ЦЕПЕl-t
Транзисторная корректирующая цепь в виде делите
ля напряжения с реактивным двухполюсником в парал
лельном плече. На рис. 76 представлена схема для пере
менного тока рассматриваемого корректирующего кас
када, в которой уже учтены упрощающие допущения,
принятые в § 15, 16. Правее точек 2-2 изображена схе-
189
ма нагрузочного сопротивления. На. 1-IеЙ Rc -· вхо дн ое
сопротивление следующего каскада, которое в звуковом
диапазоне частот можно считать практически чисто ак
тивным* . Желательно , чтобы величина Rc была поболь
ше, так как при этом улучшается частотная развязка ,
более стабильной становится форма частотной характе -
а
б
Рис . 76. Схемы транзисторной корректирующей цепи с реактив
ным двухполюсником в параллельном плече делителя:
а - эквивалентная; 6 - преобразованная эквивалентная .
ристики корректирующего каскада ( она в меньшей сте
пени зависит от изменений параметров транзистора по
следующего каскада), увеличивается коэффициент уси
ления корректирующего каскада и этим снижается отно
сительный уровень шумов, вносимых последующим кас
кадом (см . § 3). Большое входное сопротивление имеет
эмиттерный повторитель (схема с общим коллектором)
или каскад с достаточно глубокой отрицательной обрат
ной связью по току эмиттера. Построение схемы усили
теля, при котором за корректирующим каскадом следует
каскад с большим входным сопротивлением, приводит к
значительному выигрышу качественных показателей и
сравнительно небольшому проигрышу в усилении. Дей
ствительно, уменьшение усиления последующего каскада
до некоторой степени компенсируется повышением уси
ления корректирующего каскада вследствие увеличе -
ния Rc.
•
В схему на рис. 76, а введено добавочное сопротивле
ние R д , которое улучшает частотную развнзку коррек
тирующего каскада от его входной цепи. Чем больше
Rд , тем меньше при изменении частоты меняется вели
чина нагрузочного сопротивления Z н ( следовательно, и
* Исключением может быть случай, когда следующий каскад
является также корректирующим каскадом, и не достигнута долж
ная частотная развязка .
190
входного tопротивлени:я корреi<ти:рующего каскада), тем
больше минимальное значение нагрузочного сопротивле
ния и меньше нелинейность каскада . Однако при введе
нии в схему добавочного сопротивления одновременно
с улучшением качественных показателей несколько сни
жается коэффициент передачи по напряжению .
Обычно сопротивление R2 » Rк (рис. 69). Поэтому
R2 при анализе нагрузочного сопротивления Z 11 не учи
тывается.
Схему на рис. 76, а можно заменить эквивалентной
схемой, представленной на рис. 76, 6, правая часть ко
торой соответствует частотно-эквивалентной схеме на
рис. 16, 6. На рисунке приняты следующие обозначения:
Кшах - максимальное значение коэффициента усиле
ния по напряжению, наблюдающееся при хн = ею,
Кшах= _fLRкRc
(R~+RД,с)R;к
(IV-24)
r - параметр частотно-эквивалентной схемы,
r= ~+Rд Rc.
R;"+Rд.с
(IV-25)
Величина параметра r при бощ,ших значениях Ri и Rc
определяется в основном сопротивлениями Rк и R д •
Поэтому форма частотной характеристики практически
не зависит от нестабильных параметров транзисторов,
что является существенным преимуществом схемы.
В § 5 и 6 изложены методы расчета корректирующих
цепей с одним реактивным двухполюсником . Поэтому
остановимся только на определении отдельных сопротив
лений, относящихся к конкретной схеме.
Элементы корректирующей цепи рассчитываются в
следующем порядке. После выбора режима работы
транзистора, расчета сопротивлений, опреде:1яющих этот
режим, и нахождения эквивалентных параметров тран
зисторов, принимают величину добавочного сопротивле-
нияRд. ОбычноО<Rд<Rк.ЧембольшеRд
,
тем
полнее частотная развязка, но тем ниже максимальное
значение коэффициента усиления Kmax*•
При глубоких
* Если R с~ Rк, то при включении в схему Rд :se0,5 Rк уси
ление каскада снизится незначительно (см. пример в конце пара
графа).
191
коррекциях сопротивление , R д следует выбирать поболь
ше, при неглубоких его можно не включать. Например,
в усилителях воспроизведения магнитных фонограмм для
выполнения основной коррекции глубина коррекции п
может достигать нескольких десятков единиц (см. § 5).
В этом случае ·· R д выбирают порядка (О,3+0,5)Rк . За
тем по формуле (IV-25) вычисляют r и по заданному
значению глубины коррекции п находят величину вто
рого параметра
R=--r
__
11- l
После этого рассчитывают максимальное и минимальное
значения нагрузочного сопротивления по следующим
приближенным формулам (не учитывается сопротивле
ние R2, поскольку R:2 » Rк):
(IV-26)
(IV-27)
и по фор муле (IV-11), с учетом шунтирующего влияния
сопротивления R1, определяют r вх miп и Гвх max
-
мини
мальное и максимальное значения входных сопротивле
ний. Зная rи - внутреннее сопротивление источника сиг
нала (или выходное сопротивление предыдущих каска
дов усилителя), по формуле (11 -151) находят nвх -коэф
фициент влияния входной цепи на глубину коррекции .
Результирующая глубина коррекции с учетом влияния
входной цепи для схемы делителя с реактивным сопро
тивлением в параллельно'vl плече
(11-152а)
Если окажется, что входная цепь корректирующего
каскада недопустимо сильно влияет на форму частотной
характеристики, то следует увеличить сопротивление Rд .
192
Предста ,влен ие о ,поря,дке ,величин, ха.ракт вризующих :~юрре~кти
рующую цепь, мо,жет быть получено с по,м ощью следующего _ п,ри
мера. Бели параме-гры транзистор,а те же, что и в § 16, сопроти,в
ления Rк =3 ком, Rд =1 ,5 ком, R1=R2=Б0 ком, Ro=O,I ком , Rc =
=30 ком , а заданная ,гл у бина коррекции n=31,8 ,' то в результате
вычи,слений получим: r н min = 1,(}5 колt, r вх max = 5,3·3 кол~, r вх min =
=4,53 ком, Kmax = 1'8,5 и пвх =1,064 (т. е. вхо,дная цвпь уменьшает
глубину корре1щии на 0,54 дб). Параметры частотно-эквивалентной
схемы: r=3,82 ком и R=124 ком. Если же Rд =0, то· rн min =83 олt
(транзистСJр IП,Ри этом работает .в режиме, блиЗJКом к ко.р ·от,каму за
м ыканию), r вх max =5,95 колt, r вх miп =4,54 ко,11, Кшах = 19,4 (,п-о,в ы
с ился всего на 0,4 дб), а nвх =1, Ю5 (т. е. в ход ная цепь снижает
глубину коррекции на 0,86 дq).
Транзисторная корректирующая цепь в виде дели
теля с реактивным двухполюсником в последователь
ном плече. На . рис . 77, а представлена эквивалентная
схема корректирующей цепи, • в которой реактивный
двухполюсник х1 находится в последовательном плече
делителя.
Для стабилизации величины сопротивления R (пара
метр частотно-эквивалентной схемы) целесообразно па
раллелыю с входным сопротивлением последующего
каскада Rc включить добавочное сопротивление Rд ;:::::;
;:::::;(0,3+ l)R0 • Делается это с учетом того, что величина
Рис. 77 . Схемы транзистор1юй корректирующей цепи с реактив
ным двух полюсником в последовательном плече:
а - эквивалентная; б- преобразованная эквивалентная.
Rc , определяющаяся в основном свойствами транзисто
ра, непостоянна. При включении R д несколько снижает
ся максимальное значение кGэффициента •усиJ1ения кор
ректирующего каскада .
Схему на рис. 77, а можно представить в виде частот
но-эквивалентной схемы (рис. 77, 6), правая часть кото
рой соответствует схеме на рис. 16, а. При анализе со-
IЗ-772
'193
противление R2 не учитывается, так к ак обычно
R2 »Rк.
Максимальное значение коэффициента усиления по
напряжению , наблюдающееся при х 1 =0 ,
f'· Rд. с
Kmax=
-
-
R-; -;.+R~
Rк
R;к '
(IV-28)
а сопротивление (параметр частотно-эквивалентной
схемы)
(IV-29)
Цепь рассчитывается в следующем порядке. Приняв
величину R д , по формуле (IV-29) находят сопротивле
ние R и, исходя из заданной глубины коррекции п, со
противление
r= (п-1)R.
Далее по формулам
Rк(r+Rд.c)
Гнmах= -------
R"+r+Rд.с
(IV-30)
(IV-31)
и (IVcl 1) определяют максимальные и минимальные
значения нагрузочных и входных сопротивлений коррек
тирующего каскада (при расчете последних следует учи
тывать сопротивление R1 , шунтирующее входные клем
мы корректирующего каскада) . Затем по формуле
(11-151) находят коэффициент влияния входной цепи
каскада на глубину коррекции. Для рассматриваемой
схемы с реактивным сопротивлением в последователь
ном плече глубина коррекции с учетом влияния вход-
ной цепи
(IV-32)
Предста,вление о порядке величин, хара,ктеризующих ко·рректи
рующую цепь, мо,кет быть получено ,с помощью следующего при
мера . Если парам,етры транзи,стора те же, что и ,в § 16, сопротив
ления rи =Rк = 3 ком, Ro=O,I ком, R1=R2=50 ком, Rc =30 ком,
д~ = 15 ком и за·данная глубина коррекции n= 11, то в результате
вычислений получи•м: 1·нmах=2,94 ко,н, rнmin=2,31 ком, 'вxmin=
=4,46 ком, rвxmax=4 , 71 ком, Kmax=l6,5 (при Rд = оо , Kmax=l9,4),
nвх =1,03 (т. е. входная цепь углубляет коррекцию всего на 0,19 дб),
R=1'2,9 ком и r = 129 колt.
194
§ 18. ПРИМЕР РАСЧЕТА КОМ6ИНИРОВАННО1i1
КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ В ТРАНЗИСТОРНОМ УСИЛИТЕЛЕ .
Требуется раосчитать корректи.рующую цель (рис. 78) в тран
зисторном усилителе вос,произ :ведения ,ма,гнитной фоног,ра,ммы, пред •
назначенном для а1ппарата -со скоростью ленты v =9,53 см/сек . От
клонение ча1стотной характеристики к•орректирующей цепи на нижней
граничной ча•стоте М н.д дб от характеристюки стандартного канала
воопроюз·ведения не должно превышать 4 дб. На высоки х частота х
Рис. 78. Схема корректирующей цепи в транзисторном усилителе
воспроизведения магнитных фонограмм.
нужно предус-мотреть подъе•м, регулируемый на ве,рхней граничной
частоте в пределах 0-15 дб относительно характеристики стандарт
ного •канала. Минимальное -значение ~<оэффициента переда,чи должно
наблюдаться на частоте 2800- 3200 щ . Заданы также входное со
противление по·следующего усилительного ка(жа ·да Rc =30 ко,11 и
выХ:о•дное пре.дьщущего rн =3 ком.
В соотвеТС1)ВИИ с ГОСТ 8088-62 для данного тип •а ма,гнитофона
рабочий диапазон частот должен быть не уже 63-10 ООО гц (ом.
табл. 4). Реко,мендо.ванная пост,оян·ная времен11- 1:, 01пределяющая
ча•стотную ха , ра ,ктеристику станда •ртного канала в·оспроиз 1ведения при
скорости v =9,53 см/сек, равна 1•40 мксек (см. табл. 5).
Для ра,осчитываемой с•хемы прwменим малошумящий транзистор
типа П13Б, работающий при: Ек. э =-5 в, ! но = 1 .ма, ! 60 =50 л1ка,
Е6 _ 3 =-(),16 в. Указанный режим на.блюдае1'СЯ при R1+R2=100 ком.
Принимаем R 1=R2=50 ко,1,~. Низкочастотные параметры в схеме . с
общи·м эмиттером .в данном режиме: h 11 = 1,5 ком , h12=0,003, li21 =
=45, h22= 140 мксим, а определитель L1 =0,075.
Полагаем, что для стабилизации па·ра.метров ·величина сопротиJJ
ления обратной связи по току эмиттера Ro= 100 ом.
По формулам табл. 10 и матрице (IV-5) определяем низко
частwны1е Z-па•рамет,ры транзи,стора 1с учето•м обратной "Связи по то
ку эмиттера, считая Zo=Ro:
Л1'
0,075
Z11 =
--+R0=
- ----
+100= 636 ом;
h22
140 · 10-6
13*
195
h12
0,003
Z12 =
--
+R0 = ----с--+100=121 ом.;
!t,2
140 . 10-6
h21
45
Z21 =
-
- ·-h-
22
-
+R0= -
-
14- 0
-_-
10- _-
6- +100= -321ком;
1
106
Z22 =
--+R0=
--
+ 100 = 7,-24 колt
h22
140
н оп,ределнтель
Llz =Z11 Z22 - Z 12 Z2 1=636•7,24 -103 + ·1 ·21.321, I03 =43,6· 10 6 олt2.
Далее по формулам (IV-,12) и (IV-13) находим статический
коэфф1щиент усиления по на,пряжению и внутреннее со·противление
эквивалентного транзиrсто,ра:
321 . 103
636 =
- 505;
43,6. 106
----- = 68,6 /СОМ.
636
Полагаем, что дополнительное сопротивление Rд = 1 ком, а со
противление в цепи коллектора Rк =.З ком (ри1с. 78).
Определяе,м напряжениЕ: источника , питания
Еп;::,!Ек.эl+(Rк+R0)/"0 = 5+(3+О,1)103•10-3
= 8,lв.
Поск-ольку резонансная частота па,раллельного к-онтура не зави
сит от величины сопротивления регулятора высоких частот R ш, рас
чет целесообразнее ,вести, исхGдя из требуемото максимального
подъема, наблюдающе,гося при R ш = оо.
Ниже будет ,показан способ опреде·ления необходимой мини
мальной величины ем.к,о,сти Ср . Для вычисления же основных пара
ме тров кор·ректи,рующей цепи положим, что СР = оо . То,rда к,оррек-
тирующий каокад (рис. 78) можно пре,щставить в виде эквивалент
ных схем длlJ переменного тока, соответствующих различным участ
кам рабочего диа,пазона частот (ри.с. 79).
С помощью эквивалентной схемы для низких частот (рис. 79, а),
я•вляющеwся .ступенчатой цепью с повышением уровня низких частот,
о пределим пара.мет,ры корректирующей цепи, частотная характери
стика 1ют01рой близка по форме к характеристике стандартного кана
ла воспроизведения. Для удGбства дальнейших расчето•в вычислим
сопроти,вление
686·3
-
'
•• 103=2·37кол..
68,6+3
'
196
Максимальное значение коэффициента усиления по напряжению
определится по формуле (IV-24), в которую под;ставляем абсолютное
значение μ . Тогда
fLRк Rc
Kmax= R- R
(iк+ д.с)R,к
--
505·3 ·103•30 .103
(2,87+1+30)103(68,6+3)103 = 18•7
•
а
п
D
г
Рис. 79. Эквивалентные схемы цепи, представленной на рис . 78,
для частот :
а - низких; 6
-
средних; в - частоты последовательного резонанса; г
-
высоких .
По формуле (JV-25) найдем пара.метр частотно- J ювивалентной
схемы
R1к+ Rц
2,87+1
r=
-----
Rc=
------
.
30. 103 = 3,43 ком.
RГк+Rд.с
2,87+1+30
Полагаем, что в.еличина коэффициента отт<лон е ния на нижней
граничной частоте f н = 63 гц собственно ступенчатой цепи (рис. 79, а)
относительно харак т еристики стандартного канала воспроизведения
Мн дб = 3 дб (или Мн= -V2). Находим по табл. 6 значение глубины
коррекции nн = 18 и вычисляем величину второго сопротивления -
параметра схемы
r
R=-- --
nн-1
3,43 . 103
18-1
~ 200 ОЛl.
197
Емкость конденсатора ступенчатой цепи определяе м по форму
ле (11-бб)
't
Сн=·--=
R
140 · 10-б
200
= о,7 мкф.
На рис. 79, б изображена эквивалентная схема для средних ча
стот, соответ,ст,вующая схеме D (табл . 7), из которой следует, что
Kmax
минимальное зна ,чение коэффициента передачи К ,· =- - - на бю о-
mn
nн
дается при частоте последовательного резонанса f 4D (рис. 79, в).
Положи.в f 4D = 3 кгц, находим величину индуктивности
L= - -----
41t2 f4D Сн
1
-~
---
-
----~ ~
4 MZH
41t2•32.106•о,7.10-6
~
•
На рис. 79, г представлена эквивалентная схема для высо
ких частот, по-строенная по тому же принщипу , что и с х еыа рис. 29, 6.
Приняв, что частота резонанса параллельного .контура .равна верх
ней граничной частоте f в = 10 кгц, определяем величину ем,кости
1
с---~
в- 41t2/;L
Глубин а коррекции для верхней граничной ча,стоты описывается
уравнением (II-98), в котором, в соответствии с рис. 79, г, изменены
некоторые инде'!,сы
по=1+
Принимая во внимание, что R IL =R, Rn
r
nн = 1+ R , решаем приведенное ура ,внение относительно R L
Тогда
Исходя из заданной величины максимального подъема (относительно
частотной характеристики стандартного каf1ала воспроизведения)
m8дб=20lgn8 = 15дб,получаем 118 =5,62 и
198
18-5,62
RL=18(5,62- 1) 63·10-9
·
200 ~47ом.
Такую катушку мо,жно изготовить срав-нительно малых разме
ров, ПО'Сl!{ольку добротность мала:
Q=
21t.104•4 .1о-3
47
:::::5,4.
1'
1, 1,
20
1'1'
".
/1
2 f'\.',
f5
'
•
3⁄4.
\
~
fO
- .,,1\.
\
"
1
i\
5
'
i1
"'
5
~1'~
rs.
~~
~t--- i. .., r1
t,щ
О20 JO 40 60 80100 200 JOO 400 800 ЮОО 2000 4000 7000 10000 20000
Рис. 80. Частотные характеристики:
1 - стандартного канала воспроизведения магнитных фонограмм при
't=
= 1 4 0 мксек; 2 - рассчитанной корректирующей цепи (рис. 79) при R ш =
=00;3-цепиприСв =0;4-цепиприСн=00; 5-рассчитаннойцепи
при Rш =410 ом.
Далее определяем величины сопротивлений
R1 =R~RL =200-47= 153 ОМ
и параллельно.го контура п,ри резонансе
L
4. 10:... 3
Rn= СвRi= 63.10-9
.47
= 1350 ом.
Переменное соп,ротивление Rш (регулятСУр высооих частот) дол
жно быть с обратно - логарифмической регулир-овочной кривой. Макси
мальную величину сопротивления 'Выбирают с помощью фо,рмулы
Rш max = (5+ IO)Rп = (5+ 10) 13'50"" 10 КОМ.
На рис. 80 предста ,влены ча,стотные характеристики станда·ртно
го канала ,воспроиз,ведения (к,ривая 1.) и рассчитанной uепи. Кривзя
2 до частоты 3 кгц и ее продолжение (кривая 3) до 6 кгц вычислены
110 форму.~е (11-76а) применительно к схеме G (табл. 7). Кривая 4
вычислена также по формуле (11-76а), но длч схемы В. В интерва-
199
ле ча,~тот 3-8 кгц частотная характерИ'Стика полlfой схемы прохо
дит между rк,ривыми 3 и 4 так, как это покава·но на rрису.нке . Это
объясняется тем, что при вычислении кривой 3 не учитЫlвалось воз
дейст.вие конденсатора Св , а при вычислении кривой 4-влияние Сн .
Кривые 2, 3 и 4 со,ответствуют Rш=оо, кривая же 5, у которой
максимальное зна,чение .подъема 7,5 дб, т. е. в два раза меньше, · чем
у кривой 2, -
Rш =Ф!О ом.
В области низких частот характеристю<а реальной цепи будет
проходить ниже кривой 2 по двум причинам . Во-первых, ска
Сн
зывается воздействие разделитель
ного конденсатора Ср, величина
емкости которого принималась рав
ной бесконечности, и, во-вторых,
влияние внутреннего сопротивления
источника сигнала rи (рис. 78).
Минимальное допустимое зна
чение емкости конденсатора С р
Рис. 81. Эквивалентная схема рассчитывается, исходя из эквива
для низких частот корректиру
ющей цепи (рис. 78), с помощью
которой определяетс,я влияние
конденсатора С р на форму ча
стотной характеристики.
лентной схемы низких частот
(рис. 81). Коэффициент отклонения
на нижней граничной частоте, об
условленный собственно Ср, опре
деляется отношением
Отсюда, считая велflчину Мн с заданной, нет,рудно вывести, что
р
200
1+V1+АВ(М~ер-1)
В(М~с -1)
р
в =(1 + -i;-)
2
+[(1+-i;-) R+rJС~w~ •
При обычных данных схемы формулы упрощаются, так как
Тогда
где d=
В рассматриваемом примере зададимся Мн с д6=0,5 дб, что со
р
ответст.вует .М~ = 1, 1~2. В этом случае
и
d=1+-'
-
(1,122-1) = 0,152
( 343)2
30
о7.106
Ср :;..
'
52 (1+-,fl+О,152)~10мкф.
о,1
Для учета влияния входной цепи опре.делим сна,чала -максималь
ную и минимальную величины -нагрузочноr·о сопротивления эквива
лентного транзкстора по формулам (IV-'26) и (IV-27):
RKRд.с
3(1+ 30)
r
~
н max
Rк.д.с 3+1+30 103 = 2,74 ком
И, п-ринимая во вн11.мание, что R ~ Rc,
Rк(Rд+ R) 3(1+0,2)
=
0,857 ком.
rн min ::::::
Rк.д+ R.
3+1+0,2
Минимальное и ма1Ксималыюе зна,чения ,входного со-п-ротивлення
эквивалентного т1ранзистора, коэффициент влияния входной цепи и
эквивалентную глубину к-оррекции определяем по формулам (IV-11),
(II-151) и (II-1'52a) :
-
r
.
=
вх mtn
дZ+ zl! rнmax
z22 +r" max
43,6 + 0,636. 2,74
55
--
-
--- --103 = 4
KO.,\t'
7,24 + 2,74
'
'
r
=
вх max
дZ+ Z11Гнmiп
43,6 + 0,636 •0,857 lQЗ=
пн.вх=
z22+rнmiп
7,24+0,857
= 5,45 ком.
rвх max
5,45
rвх miп
3+5,45
18
=
1,068 = 16'8
'
3+4,55
4,55
~ 1,068;
201
Таким образо.м, коэффициент откло.нения на ниж не й гра1-1ичной
ча·стоте, согласно формуле (Il-66a),
= 10\g
--
• 1+(п 't(J))2
М
= 10lg
и.э и
и.эдб
(п 't(!) )2
н.э
н
1+(\6,8 ·140 · 10-б
· 21t •6312
(16,8 ·140•10-б •21t•63)2
=
= 3,3 дб,
т . е. на 0,3 больше, чем при ,внутреннем сопротивлении и.сточника
сигнала rи=О .
Реальный же коэффициент отклонения Мн . Р дб на частоте f н
приближенно можно представить в виде с у,ммы последнего числа и
МнСРдб, т. е.
Мн. Р дб "" З,3+0,5=3,8<Ми. д дб =4 дб.
Из-за свойств входного сопротивления транзистора и наличия
внутреннего сопротивления (rи >0) будет наблюдаться снижение
подъема и на высоки х частотах . Однако это снижение значительно
меньше , чем на низких , поскольку по•дъем высоких частот меньше.
Следует отметить, что при данном методе расчета корре,ктируiu
щей цепи получаются хорошие результаты. Экспериментальная про
верка не вь~я,вила существенных отк лонений формы вычисленной
частотной характеристики от снятой по точка,м.
ПРИМЕРЫ СЛОЖНЫХ
КОРРЕКТИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ
§ 19. СХЕМА ДВУХКАСКАДНОГО
ВОСПРОИЗВОДЯЩЕГО УСИЛИТЕЛЯ
Анализ схемы. В § 14 приведен пример расчета двух
каскадной ламповой комбинированной корректирующей
цепи усилителя воспроизведения - магнитных фонограмм
(рис. 48). При расчете схемы комбинированная цепь
расчленялась на две эквивалентные схемы: для низких
(рис. 49, а) и для высоких частот (рис. 49, 6). При со
ставлении схемы для низких частот принимали емкость
разделительного конденсатора Се 1 (рис. 48) настолько
большой, чтобы в рабочем диапазоне частот можно бы
ло пренебречь ее влиянием на форму частотной харак
теристики. Таким образом сложная схема сводилась к
простой ламповой ступенчатой цепи, выполняющей ос
новную коррекцию при воспроизведении магнитных
фонограмм. Однако оказывается, что если в схеме вклю
чен конденсатор Се сравнительно небольшой емкости
(рис. 82), при которой на нижней граничной частоте f н
коэффициент частотных искажений Мн~ собственно пер
вого каскада цепи равен V2 , то в рабочем диапазоне
форма частотной характеристики становится более близ
кой к форме частотной характеристики стандартного ка
нала воспроизведения магнитных фонограмм, чем при
Се = оо. Ниже приведен анализ схемы, изображенной
на рис. 82, в котором учтены действия конденсаторов
СнИСе. .
Для двухкаскадной схемы с обратной связью по на
пряжению комплексный коэффициент усиления описы
вается уравнением (III-34). Первый каскад охмчен
местной обратной связью по току вследствие включен-
203
ного в цепь катода сопротивления R1. Как известно (см.
§ 10), каскад этого типа можно рассчитывать таким же
способом, как и каскад без обратной связи, если в фор•
мулы вместо внутреннего сопротивления R1 подставить
(V-1)
являющееся внутренним сопротивлением эквивалентной
лампы, в котором уже учтено влияние обратной связи.
Рис. 82 . Эквивалентная схема для низких частот корректирую
щей цепи (рис. 48) с разделительным конденсатором С с .
Тогда для схемы на рис. 82 комплексный коэффициент
усиления первого каскада по анодной цепи
где
а комплексный коэффициент усиления первого каскада
_ _R_c_ _
_
_
K~•~l _ , (V-2)
1
R+-
А11М11
с•с
JWН
где К01 -коэффициент усиления первого каскада без
местной обратной связи по току
Ко1 = S1r11;
* Предполагается, что в схе,ме на pwc . 82 отключена цепь обрат
ной связи по напряжению .
204
S1-крутизна характеристики первой лампы;
rн=( ;i1 ++.++ )-\
А 11 -глубина местной обратной связи по току в
первом каскаде усилителя
А1
1+f' -1
R
11= + --~-~
1,
R1 1+R~
Мн -комплексный коэ ффици ент частотных иска
жений
-r 1 -постоянная времени, определяемая
нием
(R+ RiiRa)С
'tl =
с
н•
Rii+Ra
При обычных данных схемы
R1«R2+ri2;}
N1«Rн+R•. с,
где r 12 -выходное сопротивление собственно
каскада,
(V -3)
выраже-
(V-4)
(V-5)
второго
Если принять во внимание соотношения (V-5), то при
ближенное значение комплексного коэффициента усиле
ния второго каскада с учетом нагружающего действия
цепи обратной связи
к f'-2Z~2
2 :::::::----,-
R;2 + z.2
где Z~ 2 - сопротивление, нагружающее лампу второго
каскада
ra2 (R12+ ~С)
.
-
j(J) н
Z~2 = ---------
1
Га,+R12+-.--
-
Jro Сн
(V -6)
20.S
Учитывая соотношение (V-5), определяем также и
·приближенное значение комплексного коэффициента пе
!Jедачи четырехполюсника обратной связи по напря
жению
~=_ _ _R_,__
1
R12+- .-
c-
-
](J) н
После подстановки значений Ki1, К2 и /3 в уравнение
(III-34) получаем комплексное выражение коэффициен
та усиления схемы на рис. 82
, (V-7)
модуль которого
{
l+'t6(J)2
Ксв=К
2
)2
1
•
'tн ( 'to
1- --+
а-
+--
,
+(a'to+'tн)2 (J)2
'tl
'tl
( 't1(J))
(V-7a)
Тут приняты следующие обозначения:
К-коэффициент усиления усилителя при отклю
ченной обратной связи по напряжению,
Ко2-то же, для второго каскада,
Ка2 = S2r;2;
S 2-крутизна второй лам п ы;
r; 2 -выходное сопротивление второго каскада,
- z :0 и -r н -постоя н ные времени, причем
'to=CirR~,
'tн = СнКR1;
206
(V-8
(V-9)
а- коэффициент,
Г·
а=1+-'2
-
(V-JО)
R12
Из уравнения (V -7 a) видно, что при w= оо коэффи
циент усиления
к
K'to
С'В=кСВоо=- - -
u>=оо
a'to + 'tн
(V-11)
Тогда частотную характеристику коэффициента кор- ,
рекции удобно (для дальнейших исследований) описы
вать уравнением
с помощью кmорого в системе с уравнением (I-10) мож
но определить неизвестные параметры цепи.
Расчетные формулы. Частотная характеристика стан
дартного канала воспроизведения магнитных фонограмм
должна соответствовать уравнению (I -1О).
Из сравнительного анализа уравнений (1-10) и (V-12)
вытекает, что:
1. Частотные характеристики стандартного канала
mz (w) и исследуемой цепи m:(w) сливаются при w = oo.
В области средних и высоких частот кривые подходят
наиболее близко одна к другой при
(V-13)
Поэтому при проведении дальнейшего исследования цепи
положим, что 'io = 'i .
2. Если постоянная времени т 1 < оо, то в интервале
частот w1<w<oo кривая m(w) проходит несколько выше
кривой mz (w) (рис. 83). При частоте w1 кривые пересе
каются и при w<w 1 кривая m(w) сравнительно круто
спадает вниз. Таким образом, рабочая часть кривой
т(w) схемы на рис. 82, которая может быть использо
вана для выполнения основной коррекции в магнито
фоне, лежит в диапазоне частот w1 < w< оо.
207
Для нахождения частоты w 1 нужно приравнять пра
вые части уравнений (1-10) и (V-12) при частоте w1,
учитывая, что 'to='t. Из такого равенства видно , что
кривые пересекаются, •· когда
2'tн •
't
1
1--- + 1Х - + --2=·0,
't1
't1
_
('t1"'1 )
откуда
(V-14)
Задача расширения рабочей части кривой в сторону
более низких частот прежде всего состоит в нахождении
такого соотношения между 't1 и 't н , при котором w1 =
=w 1 min. Исследования уравнения (V-14) показывают,
что минимальное значение w1 mln получается при
( V-15
и определяется выражением
(V-16)
В реальных схемах 'tн >> IX't, поэтому приближенное
значение
1
W1miп~-- •
'tн
(V-lбa)
Положив, например, u> 1 шin =и>н -- нижней граничной
частоте диапазона, из (V-lбa) получим еще одну расчет-
ную формулу*:
•
(V-17)
Если учесть, что 't1 = 't н и -r 0='t, то уравнение частот
ной характеристики (V-12) будет - иметь следующий вид:
* При расчетах конструктор может выбрать iI другое соотноше
ние между "\шi 11 и "'н, исходя из условий конкретной задачи.
208
(V-12a)
Максимальное значение коэффициента коррекции на
блюдается при частоте
В реальных схемах
а::;::;; 1,5 + 7; j
2':!- )) а,
't
(V-18)
поэтому результат получается с достаточной точностью,
если считать, что
1
Ыт::::::::; --;::::::::; (1)1 niin•
'1:н
Таким образом, кривые т(ш) и mz (ш) практически
пересекаются при · максимальном з начении 1<0эффициен
та коррекции т 111 ах . Положив Шт:=:::, ш 1 111 ; 11 и подставив вы
ражение (V-16) в уравнение (V-12a), получим
или, принимая во внимание (\1-18),
~'tн_ KR,
mmax -------- --
't
R-11
(V-19)
Для оценки формы частотной характеристики анали
зируемой корректирующей цепи интересно знать вели
чину максимального расхождения между кривыми т(ш)
14- 772
209
и mz (w), т. е. минимальное значение коэффициента от
клонения М,, miп. Для решения этой задачи отношение
tnz ((i))
-- - = М (w) нужно исследовать на минимум. В резуль
т ((i))
тате анализа получаем, что частота, при которой кривая
т(w) максимально отклоняется от mz (w),
2
v-
2
()'=
2WJmin•
'tн - а,:
При Ыimin=ы"
Минимальное значение коэффициента отклонения
Mmin= (_!!!.!. _ _)
=-.
fl-
_l (1- _:::_)
2
тw=wмV 4
'tн
или, если принять во внимание, что ~ « 1, то
'tн
vз
Mmin ~ -- или, в децибелах, Mm1n дб :::::-1,25 дб.
2
При расчетах не обязательно исходить из того, что
Wм= v2 (J)H, МОЖНО ПРИНЯТЬ И другие С00ТНОШеНИЯ меж
ду этими частотами, наиболее целесообразные для усло
вий конкретной задачи.
У схемы на рис. 82 максимальное значение коэффи
циента коррекции т max дб получается на десятые доли де
цибела меньше, чем у двухламповой ступенчатой цепи, в
которую преобразуется исследуемая схема при -r 1 = оо.
В этом случае mmax дб = 20 lg п, причем п определяется
выражением (III-39a). Следовательно, непроизводите.11ь
ные потери в усилении сигнала при выполнении коррек
ции у схемы на рис. 82 значительно меньше, чем у двух
каскадной: ламповой: ступенчатой цепи, для которой mmax
наблюдается при u)=O.
Если учесть выражения (V-12a), (V-lбa), (V-17),
(V-18) и (V-19), то приближенное уравнение частотной:
210
характеристики в удобном для вычисления виде можно
записать так:
Схема на рис. 82 рассчитывается в такой последова
тельности. Сначала определяют данные реостатных кас
кадов для средних частот. Приняв величину сопротивле
ния R 1 равной величине сопротивления катодного смеще
ния, с помощью форму.JJ: (III-41) и (III-42) определяют
К - коэффициент усиления двух I<аскадов при отклю
ченной обратной связи по напряжению. Далее по фор
муле
(V-21)
выведенной из (V-17) и (V-9), находят емкость конден
сатора цепи обратной связи по напряжению. Вычислив
значения внутреннего сопротивления лампы первого
каскада с учетом действия обратной связи по току R ;1
по формуле (V-1), определяют
(V-22)
-
оптимальную величину емкости разделительного кон
денсатора первого каскада с помощью формулы, полу
ченной из выражений (V-4), (V-15) и (V-17). И, наконец,
рассчитывают сопротивление цепи обратной связи по
формуле
R2·= -c't -R1,
(V-23)
н
выведенной из (V-8) при условии, что т0 =т. Частотную
характеристику вычисляют, пользуясь уравнением
(V-20).
14*
211
В усилителе воспроизведения магнитная головка час
то подключается на вход ламповой корректирующей це
пи, выполняющей только основную коррекцию. В этом
случае необходимо знать величину входной емкости пер
вой лампы усилителя С вх . Поскольку схема рис . 82 на
высоких частотах тождественна ступенчатой цепи, то ве
личину Свх следует рассчитывать по формуле (III-84).
Несколько усложнив схему на рис. 82 (добав11в к ней
высокочастотные элементы), можно получить комби
нированную цепь, создающую подъем не только на низ
ких, но и на высоютх частотах. Так как требуемый подъ
ем на высоких частотах обычно бывает меньше чем на
низких, то высокочастотные элементы следует рассчиты
вать на основании уже полученных данных после расче
та схемы для низких частот (например так, как показа
но в примере § 14).
При.мер . Требуется рассчитать ламповую кор·ректирующую цепь
по схеме на лампе типа бНЗП (рис. 82), предназначенную для полу
чения частотной хара.ктерн-стики, блнзJ<ой к хара~ктеристиJ<е станда•рт
ного канала вос,произ,ведения магнитных фонограмм при т= 100 ,иксек
и нижней I'раничной частоте f н =50 гц*. Прнме,м режим работы
триодов бНЗП, а также величины а1<тнвных сопоотивлений собст
венно реостатного усилителя теми же, чтu в при:мере § 14. TJrдa,
учитывая, что К=:У47, определяем
C,, =----
w"KR 1
1
-9
2п.50.347
. 7.50=12,2•10 ф;::::;12нф;
R;;=R;1+(1+/J-1)R1= 14 .103+(1+31)7.50=28ICO.M;
1
Се=----------
Шн(Rс+ RiiRа )
R;;+Ra
= ---(----28
-_-
4-1
~--) ;::::: 6,2 •10-9 ф= 6,2 нф;
2п•БО 5•105+ 28+41 103
't
10-4
Ro=
-- -R1=
9 -750 = 7,45 КО.М.
"
Сн
12,2 · 10-
Из примера· ·видно, что расче1' оче!-!Ь прост.
* См. примечание н а стр. 165.
212
На рис. 83 приведены частотные характеристики : рас
считанной корректирующей цепи для .оптимальной по
стоянной времени 1 1 opt = 1н и ступенчатой цепи, у кото
рой 1 1 = оо. Оптимальное значение постоянной времени
1
первого реостатного каскада 1 1 opt = "н = -- меньше.
rоа
Во
'~-t
JO
25
20
15
'
1
?
,.,.
1"1'-..
7r----- 1'-.. 1,
t.25do
/
r--. .
i'--
1'\:\
'"''
,4
..... ~
~1
/
'
k:'::/
'~
20/gп =J0,4 ilo
10
fн f,,,
"'
1
1
1"- f,г,
20 JO 4050607080fOO
ц
200 J00 400 бОО
Рис. 83. Частотные характеристики:
1 - mz((J))- канала воспроизведения магнит ных фонограмм при t= 100 1,~ксек;
2 - эквиваJiентной схемы (рис. 82) при t,= 'н н данных примера; 3 - сту
п енчатой цепи [m((J)) прн t,= 00 ].
чем обычная величина постоянной времени в реостатных
каскадах при той же граничной частоте fи . Действитель
но, при 1 1 opt коэффициент частотных искажений на
нижней граничной частоте согласно (V-3) равен V2
(западание, вносимое каскадом, равно 3 дб), а фазовый
угол каскада ({Jiн =45°. Благодаря сравнительно боль
шому фазовому углу комплексная обратная связь по на
· пряжению, охватывающая оба каскада, создает частот-
ную характеристику корректирующей цепи более благо
приятную по форме, чем частотная характеристика сту
пенчатой цепи, при которой 1 1 = оо. Из рис. 83 видно, что
если 11=11 opt, то кривые · т(ш) и mz (ш) пересекаются
при f=f, , . В то же время частотная характер1-rсти1,а сту-
213
пенчатой цепи при fн проходит ниже точки пересечения ,
на 2,7 дб.
Следует отметить, что для ступенчатой цепи (т1 = оо)
глубина коррекции определяется формулой
которая тождественна (III-39a). Для рассмотренного
примера 20 lg n=ЗО,4 дб.
§ 10. ВОСПРОИЗВОДЯЩИЯ УСИЛИТЕЛЬ
С O6PдTHOJil СВЯЗЬЮ НА ВХОДНУЮ ЦЕПЬ
Построение схемы. Основные помехи, вносимые вос
производящим аппаратом, порождаются во входной цепи
и в первых каскадах усилителя. Поэтому конструкторы
большое внимание уделяют выбору наиболее рациональ
ной (для данных конкретных условий) схемы входной
цепи и первого каскада усилителя.
При построении входной цепи лампового усилителя
имеются две принципиальные возможности подключения
воспроизводящей магнитной головки к первому каскаду
усилителя: непосредственно к цепи управляющей сетки
лампы первого каскада или через входной повышающий
трансформатор.
Схема с непосредственным включением головки мо
жет обеспечить достаточную величину отношения сиг
нал/шум только при условии применения высокоомных
головок с большим числом витков. Индуктивность неко
торых высокоомных головок достигает 1-3 гн. Дальней
шее повышение индуктивности головки сопряжено с кон
структивными трудностями, поскольку частота резонан
са входной цепи должна · хотя бы в 1,5-2 раза превы
шать верхнюю граничную частоту рабочего диапазона
(см. § 2). Если высокоомную головку не шунтируют ак
тивные сопротивления, то на частотной характеристике
входной цепи наблюдается пик (тем выше, чем бо.Тiьше
добротность головки), положение которого нестабильно
вследствие уменьшения индуктивности головки в про
цессе эксплуатации, а также возможной нестабильности
паразитных емкостей, шунтирующих головку во входной
цепи. По этой причине в данной схеме нельзя применять
214
кабель, соединяющий головку с усилителем, и необхо
димо использовать первый каскад с малой входной
емкостью.
В схеме с трансформ'аторным включением применя
ются низкоомные головки, индуктивность которых имеет
сравнительно небольшую величину, порядка 20-150 мгн.
Технология изготовления таких головок проще, а на
дежность больше, чем высокоомных. Э. д. с. сигнала,
развиваемая низкоомной головкой, значительно меньше,
чем у высокоомной, Однако входной трансформатор по
вышает напряжение сигнала на сетке лампы до вели
чины, которая обычно бывает больш·~, чем в схеме с не
посредственным включением высокоомной головки. Поэ
тому, используя трансформаторную схему, легче пере
крыть помехи, возникающие в усилителе, Пользуясь
трансформаторной схемой, можно применять сравни
тельно длинные кабели, соединяющие головку с транс
форматором, что является существенным преимуществом
схемы. При симметричности первичной обмотки транс
форматора относительно земли и наличии электростати
ческого экрана между обмотками значительно снижа
ются помехи от внешних электрических полей.
Трансформаторная схема включения воспроизводя
щей головки имеет и существенные недостатки. Во-пер
вых, стоимость низкоомной головки и трансформатора
значительно выше стоимости одной высокоомной голов
ки. Входной трансформатор имеет большие размеры, так
как его необходимо тщательно экранировать несколь
кими экранами, а в некоторых случаях и амортизировать
для уменьшения помех, вызываемых микрофонным эф
фектом.
Во-вторых, флюктуационные шумы, порождаемые
собственно входной цепью (головка, трансформатор),
выше 1 чем у схемы без трансформатора, так как к шу
мам головки прибавляются собственные шумы транс
форматора. Больше также и шум дробового эффекта
тока сетки лампы, поскольку выходное сопротивление
трансформаторной схемы обычно выше, чем схемы без
трансформатора.
В-третьих, индуктивность головки, пересчитанная во
вторичную обмотку L; =n2Lг (п - коэффициент транс
формации, а Lг - индуктивность головки), получается
сравнительно большой. Поэтому приходится ограничи-
215
вать ве.ТJичину коэффициента трансформации, из-за воз
можного пика на частотной характеристике входной це
пи в рабочей части диапазона. Этот пик обусловлен ре
зонансом между выходной индуктивностью входной цепи
и емкостью, равной сумме емкостей вторичной обмотки
трансформатора, монтажных проводов, соединяющих об
мотку с сеткой лампы, и входной емкости лампы перво
го каскада. В реальных схемах магнитофонов высокого
класса обычная величина коэффициента трансформации
не превосходит 4-7 . Для подавления резонансных явле
ний можно шунтировать обмотку активным сопротивле
нием. Однако при этом снизится соотношение сигнал/шум
входной цепи, которое тем выше, чем больше до
бротность головки (с учетом потерь в сердечнике) и ни
же потери в трансформаторе.
Исследование этих схем показало, что при обычном
трансформаторном включении головки нет существен
ного выигрыша отношения сигнал/шум, в то время как
наличие входного трансформатора приводит к усложне
нию конструкции аппарата.
Применив схему (рис . 84), в 1оторой элементом це
пи параллельной обратной связи является входная цепь,
можно значительно увеличить коэффициент трансфор
мапии . В этой схеме ре з онансные явления, наблюдаю
щиеся при больших коэффициентах трансформации в
области средних частот диапазона, подавляются глубо
кой обратной связью. В области резонанса повышается
входное напряжение сигнала, но и углубляется обратная
связь вследствие увеличения выходного сопротивления
входной цепи. Кроме того, данной схемой обратной связи
можно осуществить все необходимые для усилителя вос
-~роизведения частотные коррекции, не внося заметных
нелинейных искажений .
Схема собственно входной цепи без цепи обратной
связи имеет несколько ниже уровень флюктуационных
помех, так как сопротивление R,, (рис. 84) порождает
дополнительный шум и тем больший, чем Rн меньше.
Однако при больших значениях коэффициента трансфор
мации легко подавить собственные помехи усилителя и,
в целом, в случае выбора рациональных данных элемен
тов входной цепи и усилителя отношение сигнал/шум
схемы получается очень высоким, соответствующим ап
паратам высшего 1,ласса .
216
Шуr,ювые свойства схемы на рис. 84 без высоко
частотных элементов Rв и Св всесторонне исследова.п
Э. А. Сорри [36]. Оказа.пось, что при реа.пьных данных
входной цепи и наиболее вероятном значении тока сетки
лампы первого каскада / со = 10-9 + 1о-в а наименьшие
помехи, вносимые воспроизводящим устройством, наблю-
Рис. 84. Схема воспроизводящего усилителя с обратной связью
на входную цепь .
даются при коэффициенте трансформации входного
трансформатора n= 12+25. Таким образом, применяя
обратную связь на входную цепь, можно в несколько ра3
увеличить коэффициент трансформации. За рубежом в
схеме на рис. 84 применяют трансформаторы с коэффи
циентом трансформации, равным 40 и даже 62,5 [51, 52].
Сопротивление цепи обратной связи R11 должно быть
тем меньше, чем ниже коэффи циент усиления первого
каскада. Таким образом, для того, чтобы увеличить R11
и этим уменьшить вносимые им помехи, необходимо 11ри
менять каскад с большим коэффициентом усиления.
Обычно в каскаде применяют пентод, получая /(ер -
коэффициент усиления на средней частоте-больше 150 *.
При этом сопротивление R II измеряется мегомами и
практи ч ески не влияет на шумовые свойства схемы .
* В литерату,ре [36] предложено использовать лам п у типа пен
тод-триод. Пентод используется в реостатной схеме с малыми тока
ми, дающей большое усиление (К ер :с,е,50O), а триод - u схеме !(атод
ного по,вторнтеля, с !(·отор,о,го снимается напряжение обратной связи.
Значительный интерее представляют схемы 1шскод1юго В!(люче
ния триодо·в, обладающие ни:з,ким уровнем собственных помех, маJ1ой
входной ем.костью и позволяющие п олучить большой !(оэффициент
усиления К ер в обычном реостатном каскаде. Известны схемы
микрофонных усилит·елей, в которых схема каскада имеет К ер ""400
[22]. Схема же специального каскадного усилителя с добавочным со
противлением обеспечи.вает Кер ""500•..; ..1000 (см. прнложение).
217
Большой коэффициент усиления первого каскада не
обходим еще и для того, чтобы последующая лампа уси
лителя не оказывала заметного влияния на отношение
сигнал/шум. При малом коэффициенте уси.1ения напря
жение сигнала на выходе первого каскада в области
средних частот, где должно наблюдаться наибольшее
ослабление сигнала, может оказаться по величине срав
нимым с входным сигналом. Тогда собственный шум
последующего каскада существенно уменьшит отноше
ние сигнал/шум на выходе усилителя.
Принцип действия схемы (рис. 84) как корректирую
щей цепи в первом приближе)Iии состоит в следующем.
Элементами для включения обратной связи являются
сопротивления аRн, (1-а)Rн, Rв и конденсаторы Сн
и С в . На прохождение колебаний низкой звуково~ ча
стоты цепь Св - Rв практически не влияет ввиду ма
лости емкости Св , в то время как на прохождение коле
баний высокой частоты не влияет Си , так как уже на
средних частотах
1
аRн » -с·.
ц)н
В области низких частот внутреннее сопротивление
эквивалентного генератора, которым можно заменить
воспроизводящую головку и входной трансформатор,
имеет индуктивный характер, так как оно представляет
собой в основном сопротивление головки, пересчитанное
во вторичную обмотку трансформатора. Вследствие ип
ду1пивного характера этого сопротивления по мере по
вышения частоты углубляется параллельная обратная
связь и коэффициент передачи входного устройства
уменьшается*.
В области высоких частот на форму частотной харак
теристики сильно влияет цепь С 0 -R" , так как в не_е
ответвляется часть тока обратной связи . При этом
уменьшается глубина обратной связи, и, следовательно,
увеличивается коэффициент передачи.
Из приведенного ниже математического анализа схе
мы видно, что на форму частотной характеристики в об-
* Под входным у.строй-ство ·м под.разумеваекя ко-мплекс, состоя
щий из воспроизводящей головки, входного трансформатора и пер•
вого каскада усилителя.
218
ласти низких частот сильно влияет величина емкости
Сн , а В· области высоких частот - такие данные схемы,
как, например, постоянная времени анодной цепи,
емкость на входе схемы, частота резонанса между этой
емкостью и индуктивностью внутреннего сопротивления
эквивалентного генератора и т. п.
Рис. 85. Эквивалентная схема усилителя, представленного на
рис. 84.
Таким обра з ом, пользуясь рассматриваемой коррек
тирующей цепью, можно получить необходимые коррек
ции на низких и на высоких частотах. В обJiасти высоких
частот форму частотной характеристики можно регули
ровать, изменяя величины сопротивления R в и емкости
С0 , что ттвJiяется дополнительным преимуществом, так
как схему можно легко настраивать при смене головки и
по мере ее из1-,юса.
В некоторых случаях коррекцию высоких частот вы
носят в другие каскады усилителя. Тогда схема, изобра
женная на рис. 84, упрощается, так как из нее исклю
чаются высокочастотные элементы: сопротивление Rв
и конденсатор С в .
Эквивалентные схемы. На рнс. 85 представлена экви
валентная схема для переменного тока рассматриваемо
го входного устройства . При составлении схемы на
рис. 85 не учитывались потери в сердечниках головки и
трансформатора. Эксперименты показали, что при ана
лизе частотных свойств схемы такое приближение впол
не допустимо и не создает заметных ошибок при тех
нических расчетах. На рисунке приняты следующие обо-
значения: И" - э. д. с. головки, приведенная ко вторич
ной обмотке трансформатор1; R"=r; +r·; , где r; и
г :; - активные сопротивления головки и первичной об-
219
мотки трансформатора, приведенные ко вторичной об
мотке; L"=L; + L;r, где L; и L;1 - индуктивность
головки и индуктивность рассеяния первичной о•бмотки
трансформатора, приведенные ко вторичной обмотке;
Lн - индуктивность вторичной обмотки; Ls II и rн -
ее индуктивность рассеяния и активное сопротивление;
С - суммарная емкость трансформатора, монтажа, вхо-
да лампы; r а = R"; с - активное сопротивление анодной
нагрузки первого каскада в области средних частот, рав
ное параллельно включенным Ra и Rc (рис. 84); Са -
суммарная емкость, состоящая из входной емкости лам
пы последующего каскада, емкости монтажа анодной це
пи, выходной емкости лампы первого каскада и емкости
дополнительного конденсатора С а. 11 ( если такой имеет
ся). Влиянием емкости разделительного конденсатора
Се пренебрегаем, так как ее величина выбирается до
статочно большой и заметно не влияет на частотную
характеристику усилителя даже в области самых низких
звуковых частот рабочего диапазона . .
Заменим часть схемы, лежащую левее точек АА
(рис. 85), эквивалентным генератором, у которого э. д. с .
."
j(J) LIIИ"
ИА=R"+jw(Lн+L")
и внутреннее сопротивление
jwLн(R"+jwL")
Z;л= --------- + r11 +JwLs 11 .
R"+jw(Lн+1.")
В случае применения типовых магнитных головок и
обычных входных трансформаторов L; » L; 1 н в
звуковом диапазоне частот · w (Lн +L") » R".
Учи,;гы
вая эти соотношения, а также то, что L11 =n2 L, , Lr =
=n2 Lr, И"=пИ и R"=n 2 (rг +г, ), находим приближен
ные значения
(V-24)
(V-25)
220
где Ь - коэффициент,
Li
b=---
Li+Lr
r=bn2(rг+r1)+rн;
(V-26)
(V-27)
(V-28)
При конструировании трансформаторов принимают
rн = n 2r1 . Поэтому выражение (V-27) можно записать
в следующем виде:
r=n2[brг+O+Ь)r1 ].
Обычно Ьп 2 Lг » Ls н , поэтому формулу
можно упростить:
а
б
(V-27a)
(V-28)
(V-28a)
Рис . 86. Эквивалент н ые схемы усилителя (р и с . 84):
а - упрощенная; б
-
для ни з ких частот.
На основа н ии выражений (V -24), (V-25), (V-27) и
(V-28a) составлена эквивалентная схема входного уст
ройства, представленная на рис. 86, а.
Анализ в области низких частот. На рис. 86, 6 изо
бражена эквивалентная схема для низких частот, полу
ченная из общей эквивалентной схемы. На схеме Кер -
221
коэффициент усиления реостатного каскада в области
средних и низких частот. Влияние разделительного кон
денсатора Се (рис. 84) не учитывается. Кроме то го ,
при определении коэффициента усиления не учитывает
ся и нагружающее действие цепи обратной связи на
лампу первого каскада, что справедливо, поскольку в
реальных схемах Rн » ra . Из рис. 86, 6 следует, что
в анализируемой схеме используется параллельная пода
ча комплексной обратной свя зи. В данном случае ком
плексный коэффициент усиления определяется форму
лой (III-15), которая при принятых обознач е ниях выгля
дит так: .
где Zi -комплексное выражение внутреннего сопро
тивления эквивалентного генератора, подклю
чаемого к лампе,
Z1=r+jwL;
Zвх -комплексное сопротивление, на 1юторое на
гружен генератор. Для рассматриваемой
схемы
1.
Rн+-.-С-
1u) 11
Zвх = - ~1-+-К~сr--
Однако интересно определить не комплексный коэф
(;
фициент усиления -._а _
,
а комплексный коэффициент
Ил
-
(J
передачи в ходного устройства К св = -.а_ . Для это1·0
и
необходимо учесть выражение (V -24). После подста
новки И в выражение для Ксв и преобразований по
лучим
К-~
___ ___
х_____
св- (J
r+jооL
1+
1 (!+Кер)
(V-29)
Rн + -.--
1,., С,,
222
где
'Х. = ЬпКср.
(V-30)
Учитывая, что Кер » 1, после несложных преобра
зований находим модуль коэффициента передачи
К- --.
r I+'t~w2
ев-У. JI }-( "':I )2
]
2
+'t~
w'
Здесь приняты следующие обо з нач е ния:
'tн = RнСн;
'tк=RСн;
R= Rн+Ксрг;
1
--2- =LнСн;
"'01
(V-29a)
(V-31)
(V-32)
(V-33)
(V-34)
(V--35)
С помощью полученных уравнений можно показать,
что в некоторой области частот рассматриваемое входное
устройство интегрирует сигнал . Для упрощения объяс
нения примем-, что Кер » 1 и С11 = оо. Тогда выраже
ние (V-29) можно~ записать так:
х
Ксв ~ ---------
r
Lн
1+-
/( +jw-
Rн ер
Rн
При достаточно высоких частотах
w~))1+_r_Кер
Rн
Rн
и коэффициент передачи
К~ХRн
св..._,, ro Lн
Прсле подстановки значений 'Х. и L 11
получим
к~Rн
св~--.
w11L ,,
(V-296)
(V-36)
и сокращений,
(V-36a)
223
К:ак известно, э. д. с., развивае!'лая воспроизводящей
головкой в области низких частот, равна А w, где .4
--
конструктивная постоянная магнитной головки. Тогда
напряжение сигнала на выходе схемы
о
2
J
4
iJб----- r-
1.,),,..
V
&
1--yf
\.
/;
5. ,•
~/
V
Иа=КсвU;:::::-; АR.н '
nLr
(
,-__ . ._
~ i.--
/
V
//,.с?у
\,
/V
~~
1/
f,
5зо40 5060 80100
гц
150 200 JOO 400 600 800 1000
Рис. 87. Частотные характеристики на11ряжения выходного
сигнала усилителя (рис. 84) на низких частотах при изме
нении э. д. с. вослроизводяu.1.ей rолов«и ;ю закону И =ACu :
-
вычисленные приСн =1200 пф и С11 = оо; аоа -экспе
ри11-iента.rтьная при С 11 = 1200 пф.
т. е. не зависит от частоты. В этом случае наблюдается
идеальное интегрирование сигнала.
Очевидно, что принятое при выводе (V-36) неравен
ство удовлетворяется при достаточно большом значении
ш. На более низких частотах «выручает» конденсатор
С11 , емкость которого выбирается сравнительно неболь
шой. Тогда на нижних частотах рабочего диапазона
обратная связь становится менее глубокой, коэффициент
передачи возрастает и увеличивается точность интегри
рования сигнала.
На рис . 87 в качестве примера показаны типичные
частотные характеристики напряжения сигнала на вы
ходе анализируемого входного устройства в области
низких частот. Сплошными линиями изображены вы
численные кривые для С 11 = оо и С11 = 1200 пф, а точки
сняты экспериментально nрн Сн = 1200 пф.
224
Из рисунка видно, что при больших значениях емкос
ти Сн, когда можно считать Сн =оо, западание частот
ной характеристики значительно больше, чем при срав
нительно малых величинах С 11 . В данном примере при
Сн = 1200 пф на частоте 60 гц западание. меньше при
близительно на 7 . дб.
Анализ в области высоких частот. 1-Iсключив из схе
· мы на рис . 86, а конденсатор Сн , поскольку на средних
1
и высоких частотах -- « аRн, получим эквивалент-
"' Си
•
ную схему для средних и высоких частот. Для удобства
дальнейшего анализа заменим часть схемы, лежащую
левее точек ВВ, эквивалентным генератором, у которого
э.д.с.
Ив=
q
и внутреннее сопротивление
1
Ziв =--:::- (r + j ro L),
q
где
К
•1
ш2=__
ер_= --
ОН LнС
LC
't 1 =Cr.
(V-37)
(V-38)
(V-39)
(V-41)
(V-42)
Комплексный коэффициент усиления схемы, также
как и при анализе схемы для низких частот, найдем с
помощью формулы (III-15). В рассматриваемом случае
15-772
225
где К-комплексный коэффициент усиления реостат
ного каскада в об ,rrасти высоких частот,
к __к_ср~-
1+j'ta(1)
(V-43)
'l'a -постоянная
времени собственно реостатного
каскада на высоких частотах,
(V -44)
Zв - комплексное сопротивление, нагружающее э кви
валентный генератор, имеющий э. д. с. Ив и
внутреннее сопротивление Z ;в .
Выражение, определяющее Zв , нетрудно найти, при-
(1-а)Rн аRн
менив известные методы
расчета цепей с помощью
схемы
четырехполюсника
обратной связи в области
средних и высоких частот,
представленной на рис. 88.
Тогда
Рис. 88. Эквивалентная схе
ма 1 1етырехполюсника об
ратной свя з и для средних
и высоких частот усилителя
по схеме на рис. 84.
ZB= I-a+X R
-----а II'
1+хк
где
Поскольку в реальных схемах Х = О,З-;-0 , 5, а К> 150,
то IХК 1»1 и выражение для Zв можно записать в
упрощенном виде:
-
ZB~ 1-а+х R
·------а н·
(V-45)
хк
Комплексный коэффициент передачи входного уст
ройства в области средних и высоких частот определится,
226
если подставить выражения (V-37) и (V-24) в уравнение
для Ксв . В этом случае получим
-
_
Иа_
ЬпК
Ксв - -и-·-
-
---:(-1_+_;=:--в-,-)_q_
Уравнение модуля коэффициента передачи, описы
вающе~ частотную характеристику входного устройства
в области средних и высоких частот, можно получить с
помощью последнего уравнения после подстановки в
него выражений (V-38), (V-39), (V-43). Тогда
'Х.УI +'t; w2
Ксв ~ --=====================
{[ ~:г - 'tL 'tвw2+p(l-'ta'taW2)J2+r't:L +P('ta+'tэ)]2w2
где
'tэ='tв + 'tп;
'tв=RвСв;
'tп=a(l -a)R11 Cв;
L11
Кер L
'tL=--=-~ -
Rн
Rн
(V-46)
(V-47)
(V-48)
(V-49)
(V-50)
При выводе уравнения (V-46) были приняты упро
щения, основанные на том, что при обычных (практи
чески применяемых) данных схемы (т. е. когда n=20,
С=200 пф, 1<,ср = 150, Lг =80 мгн, Rн =106 ОМ, r=
= 10 4 ом) постоянные времени имеют следующий поря
док величин: i-1= 1о-6 сек, 'tL = 2,5 •1о-з сек, 'tа =
=5 •10-5 сек, i-0 =2 •10-5 сек и i-9 =3 •10-5 сек. Учитывая
это, получим, что
и, что даже на высоких частотах
'tL)) [(1 -
'ta 'tL Ш2) 'til-
15*
227
В I{ачестве примера на рис. 89 изображено типичное
семейство частотных характеристик (четыре кривые)
входного устройства в области средних и высоrшх ча
стот, снятьiх экспериментально для устройства с i-a
=
= 2 • 10-5 сек, и штриховой линией
начерчена характеристика, вычи с -
-
1
я
1\
ленная с помощью уравнени
(V-46)
't:3=3•10-5сек и
-
2
при
:с::: 2 • JQ--5 се к.
'tв
-J
-4
-5
-5
-7
-8
-g
-1
-1
-1
-1.
-1
-1,
"'
t----
~
~\
(t"s
~"
~~
~,
J
~~
1,
~"
J2
о
~l~
f,,'7 Г' ~)
1
1~
~
1\
....
2
'\
""-..
-
1, "'
r-,1
17"' Г':'J
1\1
'J
"-
1
'
4
't"---
4
;f
i
·r-,
-16
2
J 4s57891011fJ15
Рис. 89. Семейство частотных характеристик усилителя
Экспериментальные кривые:
f, кгц
(рис. 84).
1- приR8 =О,'п =10мксек;2- при'в =20мксек, -rп =10мксек;3- при
• 'п =40 мксек, 'п = ·10 М/Ссек; 4 - при С 8 =0. Штриховая линия - кривая,
вычислениаяс помощью уравнения (V-46) при Тв =20 мксек и 'п = 10 .мксек .
Расчетные формулы. При расчете элементов эквива
лентной схемы низких частот (рис. 86, 6) находят
величины сопротивления Rн и емкости Си. На низких
частотах глубина и характер обратной связи определя
ют нижнюю границу частотного диапазона, в котором на
блюдается интегрирование сигнала.
228
Исходным выражением для расчета сопротив.11ения
R н является уравнение коэффициента передачи вход
ного устройства при Сн = оо
Ксв=-. 1 (1 +к, ___; _)
2
+ (~ (1))2
V
Р R11
Rн
,
(V-29в)
полученное из (V-29б). Если бы интегрирование было
идеальным, то Ксв определялось бы уравнением (\.'-36) .
Тогда коэффициент отклонения частотной характери
стики на нижней граничной частоте liJ 11 , равный отно
шению правых частей выражений (V-36) и (V-29в),
(V-51)
Решив это уравнение относительно R11 , находим, что
R11 =Kcp (L О\1 VМ;,-1· - г).
(V-52)
Опыты показали, что при реальных данных схемы
входного устройства и соответственно выбранной вели
чине емкости С 11 можно уменьшить величину отклоне
ния, которое имело бы место при С11 = оо, примерно на
7 дб. Учитывая это, полагаем, что М 11 = Vs. Тогда ра
счетная формула для сопротивления Rн приобретает
следующий вид:
(V-52a)
Кривая частотной характеристики реального в х одно
го устройства в области средних частот практически СJIИ
вается с кривой, вычисленной по формуле (V.- 36). В об
ласти же средне - низ1шх и низких частот она проходит
немного выще идеальной, а затем круто спадает, пере
секая идеальную кривую интегрирования при liJ = liJ;
(рис. 90). Для вычисления величины С" положим liJн =
=ш 1 . Приравняв правые части выражений (V-36) и
229
(V-29a), решим получившееся уравнение относительно
Сн . Тогда
Сн=~[1 +-. / ~ R2(-1
-
_
R2
V.
R~
(J}21 2)] •(V-53)
11 LH
,
Реальная характеристика
'
'
',,,..........
К_xR,,
--. .. ..
св- шLн -..... --- ;;:;:-:===::::~ -= -~ -= -""-=-
Рис . 90. Частотные характеристики:
--
характеристика усилителя по схеме на рис. 84; .
----
ин
тегрирующая 1,рпвая, вычнсленная с помощью уравнения (V-36).
При данном методе расчета величин R11 и Сн частот
ная характеристика проходит выше идеальной не более
чем на 2 дб*.
* Исследования показали, что частота , при которой реальная
хара1<теристика наиболее высоко проходит над и,деальной,
2
Lн
где Q11 = ----" --
Сн R~
Обычно Ш2"" (l,5-ё-2)ш1.
характеристик
Макси·мальная величина расх ождения
-
='tLЫo
(1)
{
М ш=u>z
•
.
1+
230
На рис. 89 и з ображено семейство частотных характе
ристик входного устройства в области средних и высо
ких частот, снятых экспериментально при неизменных
Rн, Кер, Lг, r, п, Li и -а для разных значений -rв и -rп .
Из рисунка видно, что путем изменения только -r 0
можно получить глубокую регу,1ировку формы кривой
частотной характеристики, практически не изменяя ча
стоты, при которой наблюдается пик . Если отк,1ючить
от схемы на рис . 84 высокочастотные элементы цепи
обратной связи (при этом 'i э = 't8 = 'tп =0), то примерно
на той же частоте, где был пик, начинается спад частот
ной характеристики (рис . 89, кривая 4). На основании
этого свойства частотных характеристик выбран метод
расчета постоянной времени анодной цепи 'l 'a , с тем
чтобы при включенных высокочастотных элементах С0
и R 0 пик находился на требуемой частоте (чаще всего
этой частотой является верхняя граничная (i) 8 ) • При
' t9 = 't8 = 'tп =0 уравнение частотной характеристики ко
эффициента передачи (V-46) значительно упрощается.
Если же еще учесть, что 'iL » 'ta в области высоких
частот (- » 1 + Кер--; то уравнение (V-46) мож-
/"')2
r
\ "'02
Rн
но написать приближенно так:
(V-46a)
На рис. 91, а изображена характеристика, описываемая
уравнением (V-46a) (она соответствует кривой 4
рис. 89). При умножении такой кривой на (i) функция
Ксв (uJ)(i) (рис. 91, 6) имеет максимум при частоте (i)m,
близкой к частотам максимумов кривых 1, 2 и 3
(рис. 89). Умножив левую и правую части (V-46a) на (J)
и исследовав получившееся уравнение на максимум по
(и, находим, что максимум функции Кев ((i))(i) наблю
дается при частоте
231
Решив уравнение относитеJiьно 'ia , поJiучим, что
't =_!S__P_, [1+-i f 1-2(RнсФ)
2
] . (V-54)
а 2RCw2
V
Кт
н
m
ер
Опыты показали, что пики на частотной характери
стике при реаJiьных значениях постоянных времени t'a ,
't0 ,
't3 и t'п
набJiюдаются на частотах, которые на 10-
20 % ниже Шт. Если принять, что верхняя граничная
частота ш 0 = 2.п f 0 соответствуег пику, на частотной ха
рактеристике, то в формуJiу (V-54) нужно подставить
вместо Шт значение ш 0 , умноженное на поправочный
коэффициент. Тогда расчетная формула для -r а примет
сJiедующий вид:
За первым реостатным каскадом на пентоде., являю
щимся частью входного устройства, обычно следует кас
Ксе
кад на триоде с анодной на
грузкой . В этом случае посто
янная времени каскада на пен
rоде, нагруженном большим
сопротивлением 1' а ( от него
требуется, как правило, коэф
иf фициент усиления Кер> 150 +
L...... - - -
0----- ~-
+ .200). имеет величину поряд -
:
ка 2•10-5 сек.. Значение же
~--"'
1
а , вычисJiенrюе по формуле
~ 11,! (V--54a), обычно получается
-
~ больше в несколько раз . По-
б
(j)т
этому, если в схеме входного
Рис. 91. Кривые:
а - I<св (w) - частотная харак
теристика ,ус1:1лителя (рис. 84)
при С0 - О; 6-Кс1з (w) ,о.
устройства должна быть пре
дусмотрена коррекция высоких
частот, то параллельно нагру
зочному сопротивлению
rа
присоединяют дополнительный
конденсатор Са. д (рис. 84).
Последовательность расчета. Для расчета цепи
обратной связи и основных показателей входного уст
ройства неьбходимо знать следующие исхьдные дан
ные:
2.32
а) рабочий диапазон частот f 11 --ё- /в;
б) Lг и r г - индуктивность воспроизводящей голов
ки и активное сопротивление ее обмотки на средних
частотах*;
в) емкости на входе 08х и в анодной цепи первого
каскада С0х 2 ( обычно определяются эксперименталь-
но);
г) сопротивления Ra и Rc (рис. 84);
д) коэффициент усиления собственно реостатного
каскада на средней частоте Кер (при обычных данных
схемы, особенно в магнитофонах высшего класса, необ
ходимо, чтобы Кер> 150).
Расчет производят в следующем порядке:
1. Выбирают индуктивность первичной обмотки
трансформатора, принимая L1 > (2+4) Lг , и вычисля
ют вспомогательный коэффициент Ь по формуле (V-26).
2. Принимают величину с опротивления первичной об -
мотки трансформатора, полагая r1 = (О,2+0,3) г г .
3. Определяют сопротивление г и индуктивность L
эквивалентной схемы на рис. 86 по формулам (V-27a) н
(V-28a), полагая, что ко,эффициент трансформации вход
ного трансформатора n = 12+25. Большую величину п
следует принимать при малых токах сетки лампы
r:ервого каскцда 1со , меньшую - при / со ::::: 1o-s а.
.4 . Вычисляют R н
-
сопротивление обратной связи
эквивалентной схемы рис. 86, 6 по формуле (V-52a).
5. Находят Lн и R по формулам (V-35) и (V-33).
6. Определяют емкость разделительного конденсато
ра С11 аепи обратной связи по формуле (V-53).
7. Вычисляют напряжение сигнала на выходе вход -
ного устройства при частоте f = 1 кгц по формуле
и~RнU
2~
•
2п • 103пLг
полученной из (V-36a). Тут под И подразумевается
э. д. с. головки на частоте 1 кгц.
* Индуктивность L г яrJJ1яется функцйей частоты. Обычно, начи
ная со средних ча•стот, Lг умень ш ается по мере повышения часто т ы.
Например, согласно да·нным работы [36] Lr голо.вк;~ типа 7Д5 при
частоте 20 кгц станови'i'ся меньше примерно в 2 раза. Сопротивле
ние r r с по.вышением частоты несколько vвеличивается.
При ра,счете ча,стотных свойств схемы можно пренебречь поте
рями в сер:1tе·чнике головки и трансфорil!атора . Ошибка, выз .ванная
такнм упрdщением, практически не ощутима.
233
8. ОпредеJ1яют величину сопротивлений аRн и
( 1-а) Rн (рис. 84). К:оэффициент а следует выбирать
с таким расчетом, чтобы величина ( 1-а) Rн была воз
можно большей, так как при этом больше отношение
сигнал/шум входного устройства. Вместе с тем жела
тельно, чтобы сопротивление аRн име,'1о величину, в
несколько раз превышающую r а =R';.c
.
Тогда на высо
ких частотах практически не будет сказываться шунти
рующее действие на лампу четырехполюсника обратной
связи. Обычно величина а=О,1 +0,3.
9. После изготовления трансформатора измеряют
собственную емкость его вторичной обмотки, суммиру
ют ее с входной емкостью каскада Свх и таким образом
определяют емкость С (см. эквивалентную схему
рис. 86, а). Затем по формуле (V-54) вычисляют по
. стоя нную
времени t а , необходимую для выполнения вы
сокочастотной коррекции . Тогда емкость дополнитель-
•
'ta
ного •конденсатора определится, как С а. д = -- - С0х 2 •
,
~
10. Выбирают величины постоянных времени 1 0 и
'tп . Опыты показали, что необходимая регулировка фор
мы частотной характеристики в области высоких частот
может быть достигнута при изменении t в в пределах
от О до (3+4) 10~5 сек, а tn в пределах от 10-5 до
2 • 10-5 сек. В большинстве же случаев, встречающихся
на практике, величину tn можно не регулировать, остав
ляя равной 10-5 сек. - При этом конденсатор С 0 имеет
постоянную величину емкости. Исходя из этих соображе
ний, вычисляют
С-
'tп
8-
а (1-а)Rн
и максимальное з начение переменного сопротивления
по формулам, полученным из (V-49) и (V-48).
•Эксперименты, проведенные автором с несколькими
различными по частотным свойствам макетами схемы
рис . 84, показали отличное . совпадение вычисленных и
экспериментальных данных. К:роме того, сл.едует отме-
234
тить, что все собранные макеты работали устойчиво
даже в наиболее благоприятном для самовозбуждения
режиме, наблюдающемся при самых высоких пиках на
частотной характеристике, для получения которых регу
лирующее сопротивление Rв замыкалось накоротко.
§ 21. ОКОНЕЧНЫН КАСКАД С АНОДНО-КАТОДНОН НАГРУЗКОИ
УСИЛИТЕЛЯ МАГНИТНОН ЗАПИСИ ЗВУКА
Общие соображения. Для возбуждения записываю
щей магнитной головки, используемой в промышленных
магнитофонах, необходим относительно небольшой ток
сигнала, обычно не превышающий 3 .ма. При этом на
грузочное сопротивление оконечного каскада имеет ве
личину порядка 500 0;1,i . Таким образом, требуемая
выходная мощность составляет всего 4,5 мвт. В связи
с этим в оконечном каскаде можно применять мало
мощные лампы, предназначенные для реостатных каска
дов. Такие лампы имеют сравнительно высокое внут
реннее сопротивление, поэтому в трансформаторном
каскаде, при необходимости иметь равномерное усиле
ние, начиная от частот 30-40 гц, приходится пользо
ваться трансформаторами с большой индуктивностью
первичной обмотки. В то же время желательно приме
нять лампы с малыми токами, например сдвоенный три
од типа 6Н2П, поскольку такие лампы не только могут
обеспечить необходимую мощность для записи на маг
нитной ленте, но и создают зн_ачительно большее усиле
ние на два каскада, чем лампы с меньшим внутренним
сопротивлением, обычно употребляемые в трансформа
торных каскадах.
Следует иметь в виду, что усилитель, собранный на
лампах с малыми токами, обеспечивает требуемую мощ
ность для записи при допустимом уровне нелинейных
искажений только в случае введения глубокой отрица
тельной обратной связи. В данном случае можно было
бы применять схему обычного каскада с катодной на
грузкой, в которой первичная обмотка выходного транс
форматора включена в цепь катода лампы. Однако та
кой усилитель имеет малый коэффициент усиления, а
трансформатор создает спад на высоких частотах рабо
чего диапазона вследствие малого выходного сопротив
ления схемы, подключенной к его первичной обмотке.
235
Наиболее глубокая обратная свя з ь в одном к аскаде
с выходным трансформатором в анодной цепи наблю
дается при включении нагрузочного сопротивления, при
соединенного ко вторичной обмотке, в цепь катода лам
с
П= ~vл
Wr
и}
пы (рис. 92) [41]. Эта схема
названа оконечным усили
тельным каскадом с анодно
катодной нагрузкой [16].
Усиление, создаваемое схе
мой на рис. 92, больше в 3-
10 раз, чем у каскада с ка
тодной нагрузкой. Обратная
связь в данной схеме не
только уменьшает нелиней
ные искажения, порождае-
wл мые лампой и трансформа
тором, но, самое главное, вы
равнивает частотную харак
теристику в широком диапа
з оне частот (30-20 ООО гц)
даже при использовании
трансформатора сравнитель-
Рис. 92. Схема оконечного
но простой конструкции. К
преимуществам схемы отно
сится также малый расход
каскада с анодно-катодной
нагрузкой усилителя маг
нитной записи звука.
тока для анодного питания
(в схеме применяются лам
пы с малыми - токами), -что
особенно важно для магнитофонов, питаемых от батарей.
Схема каскада с анодно-катодной нагрузкой широко
применяется в отечественных магнитофонах. Теория и
расчет ее имеют особенности, рассмотренные ниже.
Коррекция сопротивления записывающей м аг ни т н о й
головки. Сопротивление записывающей магнитной го
ловки, начиная уже с низких звуковых частот, практи
чески имеет индуктивный характер. Например, записы
вающие головки, применяемые в магнитофонах , обычно
имеют индуктивность Lг ::::::7 мгк и активное сопротивле
ние rг ::::::2,5 ом. Индуктивное сопротивление такой голов
ки на частоте 1000 гц равно 44 ал,~ .
При проектировании оконечного каскада усилителя
записи стремятся к тому, чтобы оконечный каскад имел
достэточно равномерную частотную х арактеристику то-
236
!{а записи. Поэтому приходится последовательно с го
,110вкой включать специальный корректирующий контур
для получения общего сопротивления, величина которого
практически не зависит от частоты. Сравнительно не
большие потери мощности каскада имеет широко рас
пространенная схема, в которой последовательно с го
ловкой включено дополнительное сопротивление r, за
шунтированное конденсаторqм С (рис. 92) . При опреде
ленных величинах г и С в заданном диапазоне. частот
можно достичь практически не зависимой от частоты
величины общего сопротивления головки и цепи rC. До
кажем это. Конденсатор С 1 , преграждающий путь для
постоянной составляющей тока анода, выбирается на
столько большой емкости, чтобы даже на граничной
нижней частоте диапазона его сопротивление было не
соизмеримо мало по сравнению с остальным сопротив
лением нагрузки. Поэтому при анализе его можно не
учитывать. Тогда из рис. 92 следует, что, если не учиты
вать активных сопротивлений записывающей магнитной
головки r г и катушки фильтр-пробки для токов ультра
звукового смещения, нагружающее ком п лексное сопро
тивление
(V-55)
где L=Lr +LФ.
При составлении выражения (V-55) можно не учиты
вать емкости фильтр-пробки СФ, поскольку фильтр на
строен на частоту ультразвукового генератора, которая
раза в четыре выше верхней граничной частоты. Поэто
му в звуковом диапазоне частот сопротивление фильтр
пробки имеет активно-индуктивный характер.
Модуль сопротивления
или, после несложных преобразований,
Г
(L)
2
V.(1- LCw2)2+ ---;- '"
z=r
_________
=rМг,
1 + (rCw)2
(V-55a)
237
Величина сопротивления z в рабочем диапазоне час
тот не зависит от частоты только при условии взаим
ной компенсации действий индуктивности L и емкости С
на величину сопротивления z. В этом случае z = г, а
коэффициент Мг = 1. В рабочем диапазоне частот это
условие практически выполняется при
LCш~«1,
где (u8 - верхняя граничная угJJовая частота, и
L
-
=r2.
с
(V-56)
(V -57)
Однако для обеспечения неравенства (V-56) прихо
дится выбирать малую величину емкости С, что выпол
няется при большой величине сопротивления r. Увели
чение же r при · заданном токе записи приводит к повы
шению требуемой мощности каскада.
Однако можно получить Мг =1 в рабочем диапазоне
частот и при большей, чем в предыдущем примере, вели
чине С. Положим, что •
и
L
r2=p
с
(V-58)
(V-59)
причем О<р< 1. Отсюда следует, что собственная угло
вая частота LС-параметров (ио= ;~ >(u1.
Подставим (V-58) и (V-59) в выражение для Мг .
Тогда
.r
М,=у
(V-60)
Рассмqтривая выражения (V-59) и (V60), можно
сделать следующие выводы:
238
1) при р=О С=О;
2
1
б
2) прир=1ш1=~
, т. е. со с.твенная угловая ча•
стота LС-параметров равна частоте w1; •
3) на частоте w1 коэффициент Мг = 1 при р=О,5;
4) граничное значение р, при котором в заданном
диапазоне частот Мг> 1, равно V2-l ::::<0,41 .
V
V
/
t2
РГ,_1/"
//
V
v/
V
V
v'
/
1,0
v' ....
P:lp- ~
~
V
Vv/
i.--
-
1---"
-
-r---... ....
-
-
Р-05
i-- ~
1/
......
Р-Об
,,/
Г'---
1'
..........
pl,
VV
'
'------
0,2
0,4
О,б
0,8
1,0
1,2
Рис. 93 . Частотные характерист·ики коэффициента М r (w) = ztoo)
r
при различных величинах р .
Частотные характеристики Мг представJ1ены на
рис. 93. Из рисунка видно, что в диапазоне частот (Q-,-
- , - J,3) W1 при р=О,5 минимальное значение Мгmlп =0,97
и максимальное Мг max = 1,1 . Такое отклонение величи
ны Мг от единицы вполне приемлемо и при обычных
технических расчетах, если принять верхнюю граничную
частоту рабочего диапазона w0 = 1,3 w1 и рассматривае
мое сопротивление равным г.
Расчетные формулы. Решив систему уравнений (\i-58)
и (V-59) относительно г и С, получим
г=wrL
239
и
(V-62)
Отличные результаты получаются при р=О,5 и w1 = ~ .
1,3
В этом случае
r=4,8Lf"
(V-61 а)
и
С= 0,021
Lf~
(V-62a)
Несколько меньшее значение r можно получить, до
пуская большую неравномерность частотной характери
стики М r в области сре_дне-высоких частот. Так, напри-
мер, при р=О,6 и w1 = ~ (рис. 93) неравномерность
1,5
Мг изменяется в пределах от +0,8 до -1,6 дб. В этом
случае
r=4,2Lfв
(V-616)
и
0,034
Lf;
(V-626)
В магнитофоне типа МЭЗ-6 используются следующие
данные схемы: Lг =7 мгн, LФ = 1,5 мгн, С=О,025 мкф
и r = 390 ом при верхней граничной частоте f" = 12 кгц.
После вычислений получаем, что для схемы МЭЗ-6 р=
=0,45,~ =1,64ИМrmax=2,54дб.
(1)1
Действительная величина нагрузочного сопротивле
ния усилителя записи r н больше r на величину активных
сопротивлений головки записи rг и катушки парал
лельного контура rФ, служащего фильтр-_пробкой для
токов ультразвукового смещения.
Коэффициент усиления каскада. На рис. 94, а пред
ставлена схема каскада для переменного тока звуковой
240
частоты, а на рис. 94, 6 - его эквивалентная схем а. За
мени в трансформатор двумя жестко свя занными катуш-
ками , у которых Lн =n2L1 и 1Hn3 =nL1 , поJiучае м ра-
бочую эквивалентную схему, изображенную Нс\ рис. 94, в.
На схеме nриняты следующие обозначения:
Z;= R;+Г1-;-JтLs1:
Zз =г11 + JujL s11,
и
(j
Рнс. 94. С\емы для п е р е~rенного т оI<а 01<oнe•11roro l(а с:<ада
(рис . 92):
О - Гl(1Jf(if.l)-1П1!ЗJ1bl!HЯ; 6 - ЭК В!НJ3.:1Сf·tтНая; 0 - упрощенная
эквпв<1лентн;:~ я .
где
R; - в!-!утреннее сопротивление .пампы;
г 1 н г н --- 2 1сгивные сопротивлени:;~ первич ной и
вторичной обмоток трансформатора;
!Js I и f~s 11 -индуктивности рассеяния обмоток .
Уравнения Кирхгофа, составленные для двух 1<онту
ров этой схемы, имеют следующий: вид:
ft(U- ИJ=i1 !Z; + Z~ + Jш(IJ1 + L1,+2мв,)]
(V-6З)
Подставив в (V-63) и (V-64) значенин L11, Мвз, Z,:
и Z 2 , а тшоке прини11,1ая во внимание, что И2 =i2гн, нахо
дим rшэффициент усиления кас1, а ,'(а с учетом действи я
обратной связи
(V-65)
16 1/,-772
241
где К.с~ . ер - коэффициент усиления 1,аскада на средней
частоте (i)cp ,
и.,
К.св.ер =---d-
К.ер
l+Kер
(V -66)
Кер - 1<0эффициент усИJ1ения каскада на средней
частоте без учета обратной связи (при под
ведении напряжения сигнала непосредст
венно 1, точкам сетка - катод лампы,
fl, Г11
(V-67)
Га - сопротивJ1ение, нагр ужающее .пампу на
средней частоте,
(l+п)2
Га=----Г · '- Г1
112
11•
(\! -68)
М- коэффнцнент
ВКJIЮЧенной
частотных ис1,ажений
обратной связи,
при
1: 11 - nостою1ная времени, опредеJJяющая нерав
номерность усиления в облас ти низких
частот,
(R; + г,,) (1 + Кер) n3L1
'!11 == ---~------=-------
(R;+r1)(r11+г11)+гнгн(1+1.1.)
(V-70)
- r 0 - постоянная времени, определяющая не
равномерность уомен ия в об.~1 астн высоких
частот,
(V -71)
п ричем
242
При выводе формул (V-65) - (V-70) принято ряд
приближений, основанных на том, что
Ls1Ls11 « L, (n2Ls1 + Ls11 1;
Ls1(r11+r11)+Ls11[(1+11-)r11+R;+
+ r1](<n2L1 (R1+ rn)(1+ Kcr);
Ls11 ~ L1n(l+ n); r11<.__Z:wL1n(l+п).
Коэффициент усиления каскада без учета обратной
связи получим, если в левую часть уравнения (V-63)
подставим вместо μ(И - И2) выражение ,и Ис и решим
получившееся уравнение совместно с (V-64) относн-
И., 1'
телы-то ----
.
огда
ис
и
J'
К = --·-'- =~-
ис
М'
(V-72)
где
;И' - коэффициент частотных искажений каска-
да бе з обратной связи,
(V-73)
t 11 и -i ~ -- постоянные времени цетте~i без обратной
связи,
(R; + г,) n~L1
~ = ---------
11
(Ri+rt)(rн"1- ,·11)
(V-74)
Ls
'С== ---
;:
(V-75)
Обычно для реаJJьных схем в знаменателе уравне
ния (\l-7Q)(R; + 1'1 )(гн ·~· Г11) » 1- 11 r 11 (l+;и). Поэтому
(У-70а)
Из сопоставления выражения (V-70a) с (V-74) видим,
что с введением обратной связи неравномерность частот
ной характеристики каскада в области низких частот
161⁄2-77'2
243
уменьшается вследствие увею1чения постоянной времени
"н = -с;, (1 + Кер). Из сопоставления же (\,r-71) с (V-7.5 )
видно , что "С,;= "в (1 + Кер). Таким образом, в рассматри
ваемой схеме наблюдается rлубо1<ая обратная связь по
напряжению, которая у м е ньшает неравно ме рность ча
стотной характеристю::и каскада в области низки х н вы
соких частот.
Определим эффективное з начени е переменной состав
ляющей тока, протекающего чер ез лампу. Для этоii цели
в левую часть уравнения (V-63) подставляем вместо
/L(И-И2) выражение ri Ие и решаем получившееся
уравнение совместно с (V-64) относительно i 1. Тогда ,
принимая во внимание, что Ls 11 « n 2L 1 , поJтучим
(V-76)
На средней частоте uJcp выражение (R; + r1 ) (rн
+rн )-(w~p )2 n~L 1 Ls=O, а (г,, + r!I)2 « (w:pn2L1 )
2
.
По-
этому эффективное значение переменной составляю1цей
то1,а на средней частоте
(V-77)
где г" опредеJ1яется с помощью формулы (V-68) и яв
ляется нагрузоч ным анодным сопротивJi е нием J1ампы на
средней частоте.
•
Следует отметить, что Си ер - средняя ч астота схе~1ы
при обратной связи - опр е деляется и з условия М = 1,
а w:P - сре д ня >1 частота схемы без обратной связи
--
из vслови>1 , что М' = l. В . обычных схемах г11 » 1'11 и
R; )) 1-1
.
Учитывая это, с помощью выражений
(\~- 69) - (V-7J), (V-74) и (V -7 .5) можно доказать, что
(,J ер =Ct!cp
Входная еrvшость и выходное сопротивление каскада.
На основании рис. 94, а составлена эквивалентная схема
(рис. 9.5) для определения входной емкости каскада с
анодно-к~тодной нагрузкой . На рисунке С с . к, Се. а и
244
Са.к - емкости между сеткой и катодом , сетJ{ОЙ и ано
дом, анодом и J{aтoдoj\J. Из э1шивалентной схемы видно;
что входная проводи мост1, каскада
у=-· i<:. 1< +/С,il
[;
nричем
iс. н jшCc1< ((J-U2 ); (V-79)
ic.o~JюCc.a !O + tJ1); (V-80)
(V-81)
Из выражений (\' -79) 11 (V-8 1)
следует, что
(V-78)
Рнс. 95. Экв ива J1енпн1я
схе~1 а J\JIЯ определе11щ1
1Jходной емкос тн око н е ~1.
ного 1<ас 1,ада (рнс. 92) .
(V-82)
Исследуемыi1 каскад вносит н еб ольш ие частотны е
искажения в области высоr,н х частот. Поэто ~ , у полага е м,
lJTO К с в ""' К св.ср, i1 ""' /Jcp fl И""'(l+/(ср)Ис. Тог да
fc. "=jшСс.><(1 - К. св.ср) И .
(V- 82 a)
ДJн1 ннхождення /с.а нео6,'< однмо определить И 1 . И::1
рис. 94, в видно , ЧТО
(\ i-83 )
Учитывая принятые выше до11ущення, а также выраже
ния (V-79), (V-77) н (V-66), после пр е обра з ований на
ходим
(V-84)
rде К. " -1<оэффициент уснленип 1,ас1,ад,, с анодной на
грузкой по анодной цепи на с редней частоте
(V-85)
16*
245
Принимая во внимание выражения (V-78), (V-82a) и
(V-84), опр·еделяем входную еJ\шость I{аскада с анодно
катодной нагрузкой
Сох=Сс.х(1-Ксв.ер )+Се.а 1
1+:а
+ер
(V-86)
Отсюда видно, что иссJ1едуемая схема усилителя облада
ет свойствами каскада с катодной нагрузкой и J<аскада
с анодной нагрузкой. Действительно, при определении
С0х емкость С с. к умножается на (-l--Kсв. ер ) , так же ка~<
и в 1<аскаде с катодной нагрузкой, емкость же Се . а
1+к
умножается на • 1 • •2
,
подобно тому ка к в I<аскаде- с
+ Кер
анодной нагрузi<0й, охваченном последовательной обрат
ной связью по напряжению, гJ1убина которой равна
1+Кер .
Для опредеJ1ения выходного сопротивления на сред
ней частоте используем формулу (V-67). Если подста
вить в (V-67) значение r" , определяющееся выражением
(V-68), и выполнить несложные преобразования, то по
.пучим
к
п
ср =---
11.+ 1
Р· Ун
,
'
г,,+гi
(V-87)
rде r; -- выходное сопротнвJ1ение каскада без учета об
ратной связи,
r:= -
--
R;-f-г,+ --11
-
•
~(
,
)
'
(1+п)2
п2
(V -88)
Тогда коэффиuиент усилення на сре д ней частоте при
наличии обратной связи
п
1+п
246
п
1 +--u.
1+1l'
,·.,
г,,+ -----
п
1 +---- ;1.
l+n
(V-89)
Из выражения {V-89) видно, что выходное сопротив
ление каскада при наличии обратной связи
,
ri
У; = -------
ll
1 +--- 1'·
1+п
(V-9O)
т .е. при введенйи обратной связи выходное сопротивле
н
ние каскада уменьшается в 1+ --- μ раз.
1+п
Порядок расчета каскада. Исходными данными длн
расчета являются : нагрузочное сопротивление rн, ток
записи /2 или мощность на нагрузке Рн , допустимый
1юэффициент гармоник у, рабочий диапазон частот [11 +
/ 0 , допустимые коэффициенты частотных исJ<ажений на
граничных частотах М 11 и Мв .
Каскад рассчитываем в сJ1 едующем порядке .
1. Известными методамн (тш< же, ка~< это д еJ1аетсн
при расчете обычного однотактного кас1,ада с анодной
нагрузкой) по колебательной мощности, 1<оторую дою1<
на обеспечить лампа,
(V-91)
выбираем тип J1ампы и веJ11,1чину оптимаJ1ыюго нагрузоч
ного сопротивления . К. п. д. трансформатора 17" следует
выбирать в пределах 0,8 - 0,95 *.
* При расчете
выходных трансфор,:.1аторо н м алс1·1 мощност11
о бычно прини;мают 1J т =0,7'5+ 0,85 [42]. В рассматриваемой схеме
1 1рименяются лампы с относитель н о большиы R; и пр и указанных
3Начениях 1J" диа:метр пос,вода первич н ой обмотю1 nолучае11ся по
рядка 0,03 ,НА!. К частотным характеристю<ам усилителей со,в,ремен
ных магнитофонов предъявляются очень высокне требовмшя . Для
того, чтс,бы частотная харак тер истика п ра·ктичесю 1 не за,ви.села от
величины сигнала, •коэффицие н т ча1ст-отных искажений на нижней
граничной частоте не долже н превыш ать 1 дб. При этом величина
L I достигает десятков ~:енр и . Из несложных расчетов видно, что
п ри 11т. =0,8 вел,и,чина L1 п олуч а ется в 1,5-2 раза больше, чем пр и
1Jт=1.
Уч итывая сказанное выше, следует принимать JJт = 0,8 + 0,95.
При та.ких значениях 1}т трансформатор получается достаточно ма
лым , а диа1метр провода первичной обм-отки бывает норяд,ка 0,05 -
0,07 .~t.lt .
247
•2. К. п. • д. трансформатора
(V-92)
Решив это уравнение отнооt те,JJьно п, пОJ1учим расчет
ную форму.JJу
n=---
(\i-93)
по которой определяе]',1 ко э ффициент трансформации .
3. Находим коэффициент усиления каскада на сред
ней частоте без учета обратной связи по формуле (V-67).
4. Вычисляем амплитуду напряжения И m с, ·которую
нужно подвести между сеткой и катодом лампы для п о
лу чения тока / 2 или мощности Рн , по формуле
И2
KepU
полученной при решении уравнения / 2 =-- =
--
rн
rн
относительно Ис.
5. Обычным способом с помощью семейства анодных
характеристик лампы определяем коэффициент гармо
ник кас ка да без обратной связи и затем к оэффициент
гармоник при наличии обратной связи
(\! -95)
б. Находим амnJ1итуду напряжения сигнаJ1а U т, ко
торую необходимо подвести ко входу каскада,
Ит=Ите(1+Кер)·
(V-96)
7. Определяем сопротиВJ1е н ия перви ч ной н вто р и чн ой
обмоток трансформатора по фо р мулам :
г1=~-~ -
-,1\г"иr11=n"rr ,
(1+fl)2(1
\
.,
2n'
1Jт
./
.
(\/ -97)
248
выведенным из (V-92), (V-68) при учете того, что
8. По заданному коэффициенту частотных искаже -
1р~:й на низшей граничной частоте Мн определяем индук
тивность первичной обмотrш трансформатора по формуле
1
(R;+r1)(г11+r11)+rнгн(1+1~)
112(R;+г_)(1+Ксμ)
~
= = ,(V-98)
ы,УМ~-1
выведенной из выражений (V-69) и (V-70).
9. По заданному М 0 - коэффициенту частотных ис
кажений на верхней граничной частоте - находим вели
чину допустимой индуктивности рас-2еяния трансформа
тора
(V-99)
ФорN1ула (V-99) nоJ1учена при совместном решенин
(V-69) и (V-71) относительно Ls.
1О . Определяе:,,~ коэффициент усиления касн.ада на
средней частоте при учете обратной связи по формуле
(V -66) .
11. Находим входную емкость 1<ас1<ада с помощью вы
ражения (V-86).
Прш1.ер. Рассчитать эле1<Тричесжие данные оконечного ка-с-када
усилителя для магнитной записи звука, схема которого представлена
на рис, 92. Техннчесжие т-ребоваиня н услl)ВИЯ работы 1са~када
следующие:
а) диапазон частот 50- IO ООО гц;
б) неравномерность усиления на граничных частотах не дою1<-
11а превышать ± 1,5 дб;
в) каскад должен работать на заrшсывающую магнитную го
ловку, у которой индуктивность Lг = 7 А·1 г н и а к тивно е сопротивле
ние гr =2,5 ом;
r) катушка фильтр-пробки имеет индуктивн ость L Ф = 1,5 мгн н
активное -сопротивление Гф = 10' ом:
д) величина номинального тока записи 12 =3 ма;
е) в усилителе должны быть применены ламлы пальчиковой
серни.
1. Расчет нагрузо•шого сопротивления усиJ1итеJ1я
1. Активное со,протнвление корректирующей цепочки
г = 4,2(L, + L,1,) /в =4,2(7. 10-1+1,5 •10-3) 104""360 о,н.
249
2. На-rрузочное сопроти.влени-е каскада
Гн = r + Гг + Гф =360+2,5+ 1◊""370 ОЛI.
З. Емкость конденсатора 1юрректирующей цепочки
11. Расче1· каскада
1. Приннмае-м к. п. д. т р ансфор·матора 1Jт =0,95. Тогда лампа
должна обеспечнть J(Олебательную мощность
.
/~ /'11
32•10-б ·;17Q
Р,,= ---- =
--
----
-
-
;:::; 3,5 Аtб111.
~т
0,95
Такую мощ1юсп, может отдать одан триод лампы типа 6Н2П при
клнрфаtкто:ре 1'' < 1%. Режи:М работы лампы: напряжение на аноде
Еа = 200 в, напряжение ·смещения Ес =-1,5 в, ток покон / ао =
= 1,25 1,ю, амплитуда напряжения возбуждения И т с ~о,5 в . При
этом нагрузочное сопропшление га = 150 коАt и пара·мЕ:Тры в рабо
чей точке ,и= 100 и Ri =51 колr" JVlеждуэлектродные ем .кости лампы
Сс."=2,2бпфнСс.а =0,7пф.
2. Коэффициент тра н,сформаuни выходного тра11сформатор11
1 + ·1 /'1Jт __,._а
VГн
-.
/
150·103•
1+ Vо,95 370
п=
--
------
--- -
---
--
-
150 · 103
0,95 -
-
-
-
1
370
=
0 ,054.
3. Коэффициент усиления кас1,ада на средней •rа-стоте бе~ учет-а
; \ейсl'вня отрнпаl'еm,ной обратной связи
1 + 0,05'-l
о.ом
100 · 370
-
---
-- =3 fi1.
51'103+150'103
'
4. КлнрфаJ,тор при учете действня обратной связи
т'
0,01
·,
=
-
-' --
-
;:::; --- = О, 0022,
'
1+Кер
1+3,61
т. ~-
0,22%.
5. Амrrлнтуда налряжения сигнала на .входе 0 1<011ечного кас1,ад~
{J = (J+К )[} =(] -!-3,61)0,5=2,3В.
,п
с ;.,
тс
250
(J . СоfiротивJ1енн е первичной обмотки трансформатора
п вторичной
7. Согласно заданию не.раоно!lюрность 1 1астотной хщнJ1перистикн
на нижней r.рани-чной частоте диапазона f" =50 гц ;1е должна пре
вышать 1,5 дб, по соответст,вует коаффициенту частотных искаже
н11й Мн= 1, 19. Учитывая это, 11ндукт11 ·оность пероичной об\1отю1
трансфор·!11атора должна быть
(R;+r1)(rн+r11)+г11г11(1+~)
п•(R;+r,,)(1 +Кц)
1 /_ry___
'''нV M;, -
l
(51 -103+3,25·103)(370+9,5)+370.9,5(1.+ 100)
0,0542(51 . 103+ 150. 103) (1+3,61)
--
Х
1
Х
,,r
= 39zн.
21t•50r 1,192- 1
.
8. Нера-вно.мерность ,хастотиоi'I х<1рахтернстш,и на оерхней гра-
ничной частоте fв =10 кгц не должна превышать 1,5 дб. При расче
те допустим-ой оели,чнны инду,ктивности ,рассеяния выходного транс
форматора необхо,дим<J учесть, что веюrчина нагрузочно,rо сопротив
ления r II только в .перво·м приближении не зависит от частоты.
В дейст,вительности при частоте f O ,величина rн , рассчитанная по
формуле (\/-616), меньше номинала в 1,14 ра за, в результате чего
немного увели·чи:ваетс-я спа д частотной хара1<теристиюr. Поэтому
принИ'!',rае,м допуст.и-мое значен ие НЕ\ра,вно,1 1 ерности для хас1<а.да не
\,5 дб, а 0,5 дб, что соответствует Jюэффи,циенту частотных искаже
ний Мв = 1,06 . Тоrда доп уст 1н-1ая величина 11нду1<п1оности рассеяния
трансфор ,ма'!'ора
= (1 + 3,61) (51 · 10'1 + 150. 10") ------ ~' 1-; -ofi'J_ - f;::,; 5, l гн.
21t . )O•l
Ls
Гl рн этом к оэффициент рас сеяния тра11сфор л1атора а= --
L,
5,1
=--
·~
39
2.5 1
""И ,13 . Обычно трансформаторы с несекциони-р ован нымн обмотками
имеют cr=0 ,00 7..;- ..0,0l и реа .'l ьная вею~чина l, 8 ""0,04 гн . Поэ т ому
ко эффициент частотных иск аж ени й , выраж е нный ,в децибелах, п рак
тичесю~ ранен нулю, что можно прове-р.ить с помощью выражени й
(V -69) и (V-71).
9 . Ко ~ Фрицнснт усилення каокад а на средней частоте при учете
действ ия о орат но й связи
f'
У-'ер
'cu. ер
-
l_i_ К
'
ер
3,61
--
-
-
=
0,784.
1+З,61
10. К оэ ффиш1 ен т уснJ1ения 1шо1,ада 11 0 ан одн,ой ц е пи
100·150·10"
-
~ 75.
51·10'+150·10,
11. Входная емкость каанада
= 2,25·10-12(1- 0,784)+0.7 ,10-12
l+75
----;::: 1'2 11ф.
1+3,61
!-Ja этом рас•1 е т эJ1е1прнч ес 1ш х данных оконечн ого к аскада мож
н о сч,пать зак о нченным ..
ПРИЛОЖЕНИЕ
КАСКОДНАЯ СХЕМА С БОЛЬШИМ КОЭФФИЦИЕНТОМ
УСИЛЕНИЯ
Коэффициент усиления, собственные шумы. В послед
ние годы различные схемы каскадных усилителей с успе
хом применяют для усиления сигналов звуковых частот.
Ниже кратко описана схема каскодного усилителя
\рис. 96, а) *, применяя которую можно получить коэф
фициент усиления порядка 50-60 дб [22, 28]. Это очень
ценное свойство для схем корректирующих цепей с ком
плексными обратными связями, где для получения глу
боких коррекций требуются большие коэффициенты уси
ления (см., например, § 20). Схема на рис. 96, а имеет и
другие преимущества, свойственные каскодным схе
мам, - низкий уровень собственных шумов, определяю
щийся в основном первым триодом, и малую входную
ем1,ость.
На рис. 96, 6 представлена эквивалентная схема для
переменного тока, составленная для средних частот. На
схеме приняты такие обозначения : μ, μ 2 , Ri и R;2 -
статические коэффициенты усиления и внутренние со
противления переменному току · для первой и второй
ламп, r. =R"; с - нагрузочное сопротивление в цепи
анода второй лампы для переменного тока средней
частоты.
Для анализа схемы в области средних частот состав
.1 1 пем следующие уравнения:
11Ис=R;к.д11- Rд12;
112Ис2 = (R;2 +Rд+Га)12- Rдll;
* На схеме рис. 96, а у второй ла,м пы фиксированное смещенне.
лнако можно применить и авт о матнч ес ~<ое J<атодно е смещение.
17- 772
253
Ис=И1 - RJ1;
Ис2=R1U1- /2);
К- U2
_
ra/2
-
--т;:- - и:- .
Решив их относительно коэффициента усиления, полу
чаем
(П-1)
6
Рис. 96. Схема кас1<од н ого усилителя с дополнительным со п ротив
лением Rд:
а - принципиальная ; 6 - эквивалентная для средних частот.
У простого каскадного усилителя R д отсутствует. Поэ
тому, полагая Rд = оо, находим формулу для коэффi 1 -
циента усиления простого каскадного усилителя
Кп = ---------'f'-_(,__l _+'-' -f'-= - -2)_______
R12
R;
R"
1+- +(1+f'-,) - +(1+/J-)(1+f'2)-
~
~
~
(П-2)
254
По сравнению с простым каскадным усилителем схе
ма на рис. 96, а имеет в несколько раз больший коэффи
циент усиления при том же значении напряжения источ
ника анодного питания. Возрастание коэффациента уси
ления связано с тем, что, включая сопротивление Rд .,
можно существенно изменить режим работы первой лам
пы. При этом увеличивается постоянная - составляющая
анодного тока первой лампы / ао , вследствие чего за
метно уменьшается ее внутреннее сопротивление R; .
Вторая лампа схемы включена по схеме с общей сеткой
и, как известно, имеет малое входное сопротивление,
являющееся нагрузкой первой лампы. Таким образом,
первая лампа работает в режиме, близком к режиму
короткого замыкания. Поэтому усиление сигнала, соз
даваемое в схеме первой лампой, практически обратно
пропорuионально ее внутреннему сопротивлению, т. е.
увеличивается во стоJ1ько же раз, во сколько уменьшает
ся внутреннее сопротивление. В то же время вторая
,'lампз схемы на рис. 96, а, усиливающая в схеме с об
щей сеткой, может работать при малой постоянной со
ставляющей анодного тока, иметь относительно большое
Еагрузочное сопротивление и высокий коэффициент уси
ления.
Кроме того, при большом значении постоянной со
ставляющей анодного тока первой лампы требуется
меньшая величина катодного сопротивления автомати
ческого смещения Rк , что уменьшает третий член знаме
нателя выражения (П - 1) по сравнению с третьим чле
ном знаменателя (П-2).
Свойства простой схемы каскодноrо усилителя и схе
мы с дополнительным сопротивлением Rд проиллюстри
руем численным примером.
Пример. Пусть задано напряжение источника анодного питания
Е0 =280 в, лампа т ,та 6Н2П и сстротивление утечки сетки Rc =
=l Мом.
Простая каскадная схелtа. Полагаем, что оба триода имеют
одина,ковый режим работы по постоянно•му току, определяющийся
следующими величинами: постоянной с-оставляющей анодного то,ка
/ ао =0,3 ма, напряжением смещения Ее =-1 в, анодным напряже
нием Е а =80 в. В данном реж,1ме пара.метры ла·мпы в рабочl'й
точке имеют такие значения: μ=84, R; = 105 ко.м, S=0,8 Аtа/в. Вы
числяе·м С(}[rротивления анодной нагруз,ки втарой лампы для 1]0сто
янног-о тока
17*
Е0 '-- 2Еа--, IEc 1
R.=
280-160-1
= ----~-::::: 400 ком
0,3 · 10-З
255
и для пе,ре.менноrо тока на средних ча,сrотах
r=
а
4.105•106
= ------·= 286 ком,
4•105+106
а также катGдное сопроти,вление автоматиче,ского смещения первой
лампы
!Ее!
R"= --=
~ :::::3,3колt.
"
!
0,3 · 10-·
ао
Поскольку в данном примере μ=μ2 и R; =R;2 , то формула (П - 2)
упроститсн и коэффициент усиления на средней частоте
______
8_4 _,_( _1 _+_8 _4'-)-- -- --- = 62.
105 • 103
3,3 .103
1+(2+84)286.101+(1+84)2 286.ю1
Если сопротивление П.к зашунтировано достаточно большоi'I
емкостью, то обратная связь по току отсутствует и коэффициент
усиления возрастает. В этом случае следует полагать Rk =0, так
как на нем не будет падения напряжении по переменному то1<у.
Тогда, как это легко :вычислить, Кп =219.
Схелщ с дополнительнылt сопротивлениелt Rд . Пусть второй три
од схемы работает в таком же режиме по постоянному току, как
триоды в ,рассмот,ренной выше пр,,ст,ой схеме. Полагаем, что режим
первого триода определяется следующими величинами: ./ ао = 1,5 лса,
Ее =-0,5 в, Е 3 = 1Ю в. Тогда параметры перво,rо триода в рабо
чей точке: 1i= 104, R; =39 ком и S""'2,7 ,на/в.
Вычисляем •С◊П •ротнвленин:
R=
а
Rя=
256
Ео- Еа
-
Еа2- !Ее1
1ао2
r=
а
280- 110- 80
-
О,5
0,3 · 10-З
3-105 ,106
------ = 231 колt;
3.105+106
280- 11О- О,5
::::: 300 ком;
Ra Rc
Ra+Re
Еп - Еа-1Ес\
/ао-/ао2
---------~-::::: 142 кол1;
1,5 ·10-З - 0,3 •10-З
!Ее 1
0,5
Rк=--=
-
1,-
5-_-
1-0
-_~
3- =333ом.
1ао
Подставив данные в формулу (П - 1) , получим
104(1+84)
к=(
39•103 )1''
l -1- 142
. 103 \l+
105.103)
39•103
231·103 +(l+84)231.103+
+(1+104)[(1+ ~~~:~~:) 142.103+(1+84) 231\ 03]333
= 328.
В случае же отсутствия обратной связи no то.ку за с<1ет сопротив
ления Rк коэффициент усиления К= 545, т. е. 54,7 дб.
Таким обра'Зом, при обратной связи по току схема с доnол,1ш
тельным сопротивлением имеет коэффициент усиления в 5,3 раза
больше, че.м простая схема каскадного усилителя, а при сопротив
лении R к , зашунтированном большой емкостью ( без обратной связи
по току), примерно в 2,5 раза больше. Кроме то•го, следует отметить,
что при указан.ном выигрыше усилеяия в схеме с дополнительным
сопротивлением Rд соп1роти,вление анодной нагрузки по постоянному
току на 100 ком меньше , чем у простой схемы.
Основным источником собственных шумов в каскод
ной схеме является первый триод. У триода уровень шу
ма, порождаемый дробовым эффектом, характеризуется
шумовым сопротивлением, величина которого, согласно
R 2,5+3
б
известному выражению ш =
S , о ратно пропор-
циональна его крутизне. Схема на рис. 96, а в этом от
ношении превосходит простую каскадную, поскольку
крутизна первой лампы в схеме с добавочным сопротив
лением в несколько раз больше, чем у обычной каскад
ной (если судить по данным примера, то примерно в
3,5 раза) .
Параметры эквивалентной лампы. Преобразовав вы
ражение (П-1), получим формулу
(П-3)
свидетельствующую о том, что часть схемы на рис . 96, а,
лежащая левее точек АА, может быть заменена элек
тронной лампой, эквивалентные параметры которой опи
сываются выраженинми:
257
статичес1шй коэ ффициент усиления
~μ,(1+fLz)Rд
11э= -----
Rц +Rд
внутреннее сопротивление переменному току
R;;Rц.+RцR;z
R;1+Rд
и крутизна
В данных выражениях
Ru=R;+(1+11)Rк;
Rm=R;2+(1+Р-2)Rд.
(П-4)
(П-5)
(П-6)
(П-7)
(П-8)
Когда катодное сопротивление R ,< зашунтировано
большой емкостью Ск , выражения упрощаются и имеют
такой вид:
(П-4а)
(П-5а)
(П-ба)
У простой схемы каскадного усилите.r~я без добавоч
ного сопротивления R д эквивалентные параметры опре
деляются по формулам:
11э =μ(1+μ2);
(П-9)
(П-10)
(П-11)
полученным из (П-4) - (П-8) путем подстановки R д =
=00 .
258
Если катодное сопротивление R к зашунтировано
большой емкостью, то μ 3 останется неизменным, а фор
мулы (П-10) и (П-11) приобретают следующий вид:
R1э=(1+f-L2)R1+R12;
(П~lОа)
/J· (1 + /J.2)
Sэ=----~--
(l+f1⁄2)R1+R12
(П-1 lа)
Входная емкость. Вторая лампа каскадного усили
теля вк,Тiючена по схеме с общей сеткой. Из теории из
вестно, что входное сопротивление такого усилителя на
средних звуковых частотах
Ro=R12+ra.
1+f'-2
(П-12)
В простой схеме кас1<одного усилителя сопротивление
R0 является нагрузочным анодным сопротивлением
первой лампы. В схеме же с дополнительным сопротив
лением, как это следует из рис. 96, а, в анодной цепи
нагружающим сопротивлением является R:. д
.
Тогда
усиление первой лампы в схеме с дополнительным со
противлением
(П-13)
Входная емкость схемы на рис. 96, а находится по
аналогии с обычным реостатным каскадом по формуле
С0х=Сс.к+Сс.а (l +К1),
(П-14)
где С с. к - емкость между сеткой и катодом первого
триода;
Се. а - емкость между сеткой и анодом.
Для простой схемы каскадного усилителя нужно под
ставить в формулу (П - 14) вместо К1 значение, опреде
ленное с помощью выражения
к _ f'-Rв
1п-
Rii +Rв
(П-15)
Если в схемах Rк зашунтировано большой емкостью,
то вместо Rц в формулы (П-13), или соответственно
(П-15), следует подставить R 1 •
259
У простой схемы усиление, создаваемое первой J1ам
пой, меньше, чем у схемы с дополнительным сопротивле
нием. Поэтому и входная ем1шсть у нее меньше .
.Пос ле
расчето·в, выполненных по данным приведенного ,выше
примера. получены следующие результаты*. Для .просюй схемы при
сопротивлении Rк =3,33 ком входная емJ<ость лам ,пы Свх =3,56 пф,
когда же Rк зашунтиро'Вано большой ем,косгыо (обратная связь по
току отсутствует) Свх =4,16 пф. Для схемы с дополнительным
еопр,отивлением при Rк =333 ол~ С вх =6,73 пф и 11:рн отсутствии
обратной связи по току первой лампы С вх =8,78 пф .
*.У лампы тнпа 6!-!2П Се. " =2.25 пф н Се. а =0,7 пф.
ЛИТЕРАТУРА
1. Андрее в Ю. А., К об а к В . О., Двойные Т-образf!ые мосты
в избирательных усилителях, Судпромгиэ, 1962.
•2. Аполлон о в а Л. П., Шум о в а Н. Д., Механическая
звукозапись, «Энергия», 1964.
3.АскиназиГ.Б.,СтаниславскаяИ.Б.,Исследование
sаметности частотных искажений, Инф . с·б. «Исследование замет
ности иокажений в ,радиовещательных каналах», Связьиздат, 1.959 .
4. Ат а бек о в Г. И., Тео·рия линейных электрических · ц~пей,
«Сове11ское ради-о», 1960.
5. Атливаник Л. Я., Гру,се.вич С. И., Коррекп1руюuщ!:'
четырехполюсники, «Радиотехника», 1954, No 6.
6. Бур го ,в В. А., Основы записи и во,спроиз ·в е дения зву.ка, «Ис
кусство», 1954.
7. В ай мб ой м В. С., Пути увеличения динамического диапазо
на усилителя воспроизведения для высококачественного магнитофо
на, Труды ВНАИЗ, вып . 2, :1957_
8. В ой ш -в и л л о Г. В., Методическое руководство по курсо
вому проектированию транзи,сторных усилителей з.вуковой частоты,
ЛЭИС, 1964.
9. В ой ш вилл о Г. В., Усилители низкой частоты на электрон
ных ла.м,пах, Связьиздат, 1959.
10. В о ль ф В. М., К исследованию нелинейных искажений че
тырехполюсника сигнало•м сплошного спектра, ЖТФ, вып. 11, 1954 .
1-1. Гарно в с кий Н. Н., Теоретические основы электропровод
ной связи , ч. I, Связьиздат, 1956 .
12. Гера -си •мов С. М., Мигулин И . Н., Яко ,влев · в. Н.,
Основы теории и расчета транзисторных схем, «Советское радио»,
1963.
13. Гор он И. Е., Корректи,рование а,м-плитудно-частотных иска
жений, Связьиздат ,- 1963.
14. Гор он И. Е., Принципы классификации качественных по
казателей, Инф . сб. «Исследование заметности искажений в радио.
вещательных каналах», Связьиз.1.ат, 1959.
15. Гор он И. Е., Ради◊вещание, Связьиздат, 191-1.
16. К о р н ·о ух о в П. В., Оконечный каскад с анодно-J<аrодной
наrруз1,ой, · «Техника к1-1 но 11 теж,виде11:-1я», 1961 , No 1.
216
17. К о р о JI ь к о в В. Г., Элекrричес1ш е схемы магнитофонов.
Госэнергоиздат, 1959.
18 . Кризе С . Н., Усилит·ели напряжения ни з кой частоты, Гос
энергоиздат, 1953.
19. К у ш м а а о ·в И. В., К расчету схем корре,кции широкополос
ных усилителей при помощи RС-цепей, «Радиотехника», 1955, No 9.
20. Ламповые усилители, т. II, «Сове-гское радио», 195,1.
21. Л .и шин Л. Г., Влияние формы частотной характеристи.ки
на шумы у,силителя воспроизведения магнитофона, «Труды
ВНИИРТ», l·(J.1), 1964.
22. Лож ни к о в А. П., С о н ин Е. К., Каскодные усилите.ли;
Госэнергоиздат, 19&1.
23 . Методика испытания матнитофтюв, «Труды ВНАИЗ», вып.
4, 1958 .
24. Ни к о JJ а е н к о Н. С., Температурная стабилизация и к,см
пенсация полупроводниковы х усилителей, Сб. ,<Полупроводниковые
приборы и их применение», вып. 9, «Советское радио», 1960.
25. Ни к о лае н к о Н . С., Усилитель на полупроводниковых
триодах с непосред1с11ве-ниой связью, «Радиотехника», 1958, No 2.
26 . Нюре н б ер г В. А., Основы техники пр()l!юдн,ого вещания,
«Связь», 1:964.
27. Пахом о в Ю. Д., Зарубежные магнитофоны, Госэнерго
издат, 1961.
·28 . Пет и н Г. П., Каскадный усилитель с повышенным коэф
фициентом усиления, «Радиотехника», 1960, No 9.
29. Р а к о в с кий В . В., Измерения в аппаратуре записи звука
кинофильмов, «Искусство», 1962.
30. Риз к ин А. А., Избирательные RС-цепи, «Ра·диотехникз»,
1955, No 5.
31. Р и з к и н А . А., Основы теории усилит ельных схем, «Совет
ское радио», 1958.
З-2. Риз к ин А. А., Полупров одниковые усилители, Связьиздат,
1962.
33. С а а к о в Э. О . , Теория и .расчет избирательных RС-систем,
Госэнергоиздат, 1954.
34. Свечнико,в С. В., Петренко А. И., К -ра•счету изби
рательнО'Го усилителя низ.кой частоты -с двойным Т-образным мостом
в цепи обратной связи, «Радиотехника», 1959, No 8.
35. С и гор с к и й В. П., Общая те&рия четырехполюсника,
Изд-во АН УССР, 1955.
36. С о р р и Э. А., Отношение сигнал/шум .в т-ра1кте воспроиз.ве
дення магнитной зап.иен, «Техника кино и телевидения», 1962, No 6.
37. С о,р р и Э. А., Сра,внительные характеристики вх·одных цепей
по отношению сигнал/шум rrpи различных методах коррекции ча
стотных характеристи1к, «Техни;Ка кино и телевидения», 1962, No 7.
38. Справочник по ра ,диотехнике , Госэнер.гоиздат, 1950.
39. Ст ан и с л а в с .к а я И. В., Исследование заме-rности огра
ничения частотного диапазона, Инф . сб . «Исследование заметности
искажений в радиовещательных каналах», Свяэ ьиздат, 1!}59.
40. Техника магнитной записи, пер . с не-м., Изд. иностр. лит.,
1962.
•
41. Ц у к а с о в М . В., Авторокое свидетельство No 98003 с пр-и
оритето·м от 1 фввраля 1951 .
262
42. Ц ы к и н Г. С. , Тр,шсформаторы низ.кой част оты, Связьиздат,
1950.
43. Ц ы к ин Г . С., Электронные усилители, Свя'Зьиздат, 1960.
44. Ш и Р. Ф., Усилители звуковой частоты .на полулрщюдннко
вых триадах, Изд. иностр. лит., 1·957 _
45 . Штейн В. М., О расчете линейных предыскежающих и
корректирующих уст,рой~ст.в, «Радиотехника», 1956, No 2.
46.Сrоwhиrst N. Н.. Equalizerdesign, Audio, No8,No9,
1957.
47. С r о w h и r s t N. Н., The prediction of audio-frequency res-
ponce, Electronic Engineering, No 11, 1951, No 1, No 5, No 7, 1952.
48. Е v а n s D. А., lncreasing the input impedanse in trasistor
amplifiers, Electronic Ind., No 3, 1959.
49.Gi1Ьеrt R. L. G.,
An analogue-didital coпverter with
long life, Journ. Brit. lпst. Radio Eng., v . 20, No 7, 1960 .
50. N о t t е Ь о h m Н., Das Rauschen einer Verstiikerstufe mit
Spannungs -gegenkopplung, Electronische Rundschau , No 3, 1956 .
51 . S с h m i d Ь а u е г О., Neue Magnettonverstiirker, Mitteiluп
gen РТУ, No 8, 1951.
52.Sсhmiеdеkind L.,
Magпettonverstiirker. Radio und
Fernsehen, Teil 1 und Teil 2, No 2, 1958.
53 . S с о t t Н. Н ., Dyпamic suppression of pl1onograpl1 record
пoise, El ectroпics, No 12, 1946.
54 . S с о t t Н. Н., Dyпamic пoise suppressioп, Electronics, No 12,
1947.
Предисловие
3
Глава /. Общие сведен11я о частотной
коррекции
§ 1. Основные определения
5
§ 2. Требования к форме частотной
характеристики
24
§ 3 . Место включения в усилителе
цепи, выполняющей глубокую
коррекцию
43
ГJ1ава 11 . Пассивные корректирующие це-
пи с одним реактивным двух
полюсником
§ 4. Основные свойства частотно- э к -
вивалентных схем
48
§ 5. Ступенчатые цепи
54
§ 6. Цепи с резонансным пиком или
провалом
74
§ 7. Выравнивающие четырехполюс-
ники
86
§ 8. Регуляторы тембра
102
Глава 111. Ламповые корректирующие це-
п,и с одним реактивным двух
полюсником
§ 9. Принятые допущения, поняти е
о комбинированных цепях
119
§ 10 . Схемы с реактивным двухпо-
люсником в параллельном плече 123
§ 1.1 . Схемы с реактивным двухпо
люсником, в последовательном
плече
141
§ 12. Входные емкости ламповых сту-
пенчатых цепей
156
§ 13. Сравнительная оценка схем
Ifi()
ОГЛАВЛЕНИЕ
~ 14. Пример расчета ламповой ком
бинированной корректирующей
цепн
165
Глава IV_.
Корректирующие цепи в тран
зисторных усилителях
§ 15. Эквивалентная схема транзи-
сторного усил11теля
169
§ 16. Влияние обратной связн на
свойства транзисторного кор -
ректирующего каскада
182
§ 17. Расчет корректирующих цепей
189
§ 18 . Пример расчета комбинирован-
ной корректирующей цепи в
транзисторном усилителе
195
Глава V. Примеры сложных корректиру
ющих цепей
§ 19. Схема двухкаскадноrо воспро-
изводящего усилителя
203
§ 20 . Воспроизводящий усилитель с
обратной связью на входную
цепь
214
§ 21. Оконечный каскад с анодно
катодной нагрузкой усилителя
магнитной записи звука
235
Приложение. I(аск,щная схема
с большим коэффициентом уси-
ле»ия
Литература
253
261
Петр Васильевич К.орноухов, канд. техн. наук
Корректирующие
цепи усилителеli
звуковоА частоты
Редактор издательства инж. Л. О. Полянскпя
Художественный редактор Б. В. Валуенко
Переплет художника А. Г. Комяхова
Техни,~еский редактор Л. Ф. Курьииева , Е. Т. Баби<t
Корректор Я. А. Аронис
Сдано в набор 3. V . 1965 г. Подписано к печати 27. VI \! . 1965 г.
Формат бумаги 84Х 108 1/з,. Объеы: 8,375 физ. л., 14,07 ус.а ..s .,
12.4 4 уч.-изд. л. Тираж 6500. Зак. No 772. БФ 04026. Цена 77 коrт .
тп- 1965- поз.53.
•
Издательство ~техи iк а», l(иев, 4, Пушкинская, 28.
КнижнаЯ' типография No 6 Государственного комитета Совета
Миннстроо УССР по печати, l(иев, Выборгская, 84.
268
ИЗДАТЕЛЬСТВО "TEXHIKA"
ВЫПУСКАЕТ В 1965 г.
ДЛЯ РАБОТНИКОВ ЭЛЕКТРОТЕХ
НИЧЕСКОЙ ПРОМЫШЛЕННОСТИ
СЛЕДУЮЩИЕ КНИГИ:
!(РИ КСУНОВ Л. 3. - Опти чнi
квантовi rене
ратори.
Мова укра'iнська, 10 др. арк., цiна 70 коп.
ТАРАНЕНКО З. И. - Замедляющие устрой
ства.
Язык русский, 18 печ. лист. , цена 1 руб.
10 коп.
РАБИНОВИЧ З. Л. - Элементарные опера
ции в вычислительных машинах.
Язык русский, 18 печ. лист., цена I руб.
10 коп.
БАl(АЕВ А. А.- Цифровые вычислительные
машины в планировании работы транс
порта.
Язык русский, 12 печ. лист., цена 80 коп.
ЗАРЕНИН Ю. Г.-Корректирующие коды для
передачи и переработки информации.
Язык русский, 7 печ. лист., цена 40 коп .
ЧИНАЕВ П. И . - Бесконтактные самонастра
ивающиеся системы на цифровых элемен
тах.
Язык русский, 6 печ. лист., цена 15 коп.
МАНДЕЛЬБЛАТ М. М. - Реостатные функ
циональные преобразователи.
Язык русский, 6 печ. лист., цена 26 коп.
ПЕТРЕН!(О А. И.- Масштабно - временные
преобразователи импульсных сигналов.
Язык русский, 6 печ . лист ., цена 48 коп.
КНИГИ МОЖНО ЗАКАЗАТЬ В ЛЮБОМ МАГ А
ЗИНЕ ОБЛ КНИГОТОРГ А ИЛИ ЗАЯВКУ НАПРА
ВИТЬ В АДРЕС ИЗ)].А ТЕЛЬСТВА:
КИЕВ, 4, ПУШКИНСКАЯ, 28, ИЗДАТЕЛЬ
СТВО «ТЕХН/КА)).
КРОМЕ ТОГО, ВАШИ ЗАЯВКИ МОЖЕТ У ДОВ
ЛЕТВОРИТЬ МАГАЗИН «КНИГА - ПОЧТОЙ»:
/(иев , Попудренка, 26.
Страница
92, табл. 8,
2-л колонка снизу
100, формула
(II- 131)
110, 4-я формула
сверху
226, СТРО!<И 19, 20,
22, 24, 25, 26, 27
ЗАМЕЧЕННЫЕ ОПЕЧАТКИ
Напечатано
2Z1Z,
l+
-
Z 1(Z1 +4Z2)+4Z2Zн
Ro
Rm
к
=
-
-=
--
mr.x
Rorm
Ro+Rm
С.педует читать
1
2Z1Z~
+
.
Z 1(Z 1 +4Z,)+4Z2Z 3
Ro
Km,ix = Ro+rm
Rm
Ro+Rm
А=-1-[ь(I-Ь) Rp ] Ri cij,,= ~[b(l- Ь)+Rp ]Riс~
Е
R8
"
R8
х
х