Бодиловский В. Г. - Полупроводниковые и электровакуумные приборы в устройствах автоматики телемеханики

Теги: электротехника железнодорожный транспорт

Похожие

Основы промышленной электроники

Основы электроники и микроэлектроники

Схемотехника электронных средств

Электроника.

Текст

В.Г,Бодиловский

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
И ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ

ПРИБОРЫ

В УСТРОЙСТВАХ АВТОМАТИКИ
ТЕЛЕМЕХАНИКИ И СВЯЗИ

ИЗДАНИЕ ПЯТОЕ,
ПЕРЕРАБОТАННОЕ И ДОПОЛНЕННОЕ

Утверждено

Главным управлением
учебными заведениями МПС
в качестве учебника для техникумов
железнодорожного транспорта

МОСКВА ТРАНСПОРТ-1986
ББК 39.275

Б75

УДК [621.382.2/.3+621.385] : 656.25(075.32)

Рецензент Т. П. Казанкина

Заведующий редакцией В. П. Репиевя
Редактор И. И. Тумаркина'

Бодиловский В. Г.

Б75 Полупроводниковые и электровакуумные приборы в
устройствах автоматики, телемеханики и связи: Учебник
для техникумов ж.-д. трансп.— 5-е изд., перераб. и
доп.— М.: Транспорт, 1986.— 440 с., ил., табл.

Приведены краткие сведения об устройстве и физических основах работы
электронных приборов и интегральных микросхем, рассмотрены их парамет-
ры и электрические характеристики, определяющие область их практического
применения в системах автоматики, телемеханики и связи. Наряду с изложе-
нием физической сущности явлений в приборах рассмотрена их работа в на-
иболее распространенных схемах электронных усилителей, гармонических
генераторов, электронных устройств дискретного действия.

3602040000-132

Б ----------------141 86

049(01)-86

ББК 39.275

(g) Издательство «Транспорт*, 1986.
РАЗДЕЛ 1

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
И ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МЙКРОСХЕМЫ

Глава 1

ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРАХ
И ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ

§ 1.1. Основные определения, назначение,
область применения

Определения. Любое'сложное радиоэлектронное устройство со-
стоит из ряда более простых активных и пассивных элементов.
К активным элементам радиотехнических устройств относят эле-
ктронные приборы (транзисторы, диоды, электронные лампы), спо-
собные усиливать электрические сигналы по мощности; к пассив-
ным— резисторы, конденсаторы, трансформаторы. Электронные
приборы являются наиболее сложными элементами- радиоуст-
ройств.

Электронными называют приборы, в которых электропроводи-
мость осуществляется посредством заряженных частиц (электронов
или ионов) в кристалле полупроводника, вакууме или газовой сре-
де. В рабочем пространстве электронного прибора осуществляется
управление движением заряженных частиц. Рабочее пространство,
в котором протекают физические процессы, изолируют от окружа-
ющей среды с помощью диэлектрика или герметичной оболочки.

Электронные приборы, действие которых основано на явлениях
электропроводимости в твердом теле полупроводника, называют
полупроводниковыми. Электронные приборы, электропроводимость
в которых осуществляется посредством электронов или ионов, дви-
жущихся в вакууме или газовой среде, называют электровакуумны-
ми. Электровакуумные приборы подразделяют на высоковакуумные
и низковакуумные, или ионные. В высоковакуумных приборах дав-
ление остаточных газов в баллоне невелико (около 133,322X
ХЮ-6Па). Электрический ток в них создается перемещением сво-
бодных электронов практически без столкновений с атомами газа.
В ионных приборах после откачки воздуха баллон наполняют
инертными газами или парами ртути, создавая давление примерно
133,322-10-2 Па. Токопрохождение в них обеспечивается движени-
ем через разреженный газ как электронов, так и ионов, возникаю-
щих в процессе газового разряда.

Назначение. Электронные приборы выполняют разнообразные
функции в радиоэлектронных устройствах и это предопределяет
большое число их типов, отличающихся по принципу действия и на-
значению. Наиболее ценны усилительные свойства большой груп-
пы электронных приборов, преобразующих энергию источника по-
стоянного тока в энергию более мощных, чем воздействующий сиг-
нал, электрических колебаний.

Важным свойством электронных приборов является нелиней-
ность их вольт-амперных характеристик, заключающаяся в отсут-
ствии прямой пропорциональной зависимости между токами и на-
пряжениями на электродах. Это свойство приборов широко исполь-
зуется для преобразования электрических сигналов как по форме,
так и по частоте. Некоторые типь! электронных приборов под воз-
действием подводимого сигнала скачкообразно изменяют свою про-
водимость, что предопределяет их применение в качестве электрон-
ных ключей.

В большой группе электронных приборов проявляется сильная
зависимость протекающих в них процессов от внешнего воздейст-
вия— тепла, света, ионизирующего или электромагнитного излуче-
ния и т. п. Такие приборы используются для непосредственного пре-
образования одного вида энергии в другой, например, тепловой или
световой в электрическую или наоборот, а также могут служить ин-
дикаторами этих воздействий.

Область применения. Изделия современной электроники обра-
зуют элементную базу средств проводной и радиосвязи, радиове-
• щания и телевидения, измерительной и вычислительной техники,
радиолокации и автоматики, приборостроения и других систем. Ус-
пехи технологии полупроводниковой электроники привели к созда-
нию интегральных микросхем (ИМС), объединяющих в одном по-
лупроводниковом кристалле десятки, сотни и тысячи активных и
пассивных элементов. Создание интегральных микросхем позволи-
ло резко повысить надежность радиоэлектронных устройств, сни-
зить массу, габариты, потребляемую мощность, повысить быстро-
действие, эффективность и функциональные возможности электрон-
ных систем.

Большим достижением микроэлектроники явилось создание в
начале 70-х годов микропроцессоров на базе больших интегральных
микросхем (БИС). Микропроцессор — это функционально закончен-
ное автономное цифровое устройство, реализованное на одной или
нескольких БИС и обеспечивающее обработку информации и управ-
ление по заданной программе.

На железнодорожном транспорте развитие электроники содей-
ствовало внедрению новейших средств автоматики и телемехани-
ки, позволило создать бесконтактные устройства релейного дейст-
вия, обладающие малыми габаритами, высокой надежностью ра-
боты, малой инерционностью. Оборудование узлов и станций сис-
темами электрической централизации с использованием бесконтакт-
ных приборов повышает надежность работы этих систем и безопас-
ность движения поездов, увеличивает пропускную способность
участков железных дорог и эффективность применения самой сис-
темы.
Внедрение автоматизированных систем управления производст-
венными процессами железнодорожного транспорта неразрывно
связано с использованием электронных устройств для выполнения
различных вычислительных операций, автоматизации установки
маршрутов на станциях с диспетчерской централизацией, управле-
ния напольными устройствами автоматики и системами энергоснаб-
жения.

Технический прогресс во всех отраслях народного хозяйства,
предусмотренный программными документами Коммунистической
партии Советского Союза, неразрывно связан с комплексной меха-
низацией и автоматизацией производства, интенсивным развити-
ем машиностроения и приборостроения, радиоэлектроники на осно-
ве новейших достижений микроэлектроники, оптоэлектроники и ла-
зерной техники.

Электроника становится важным фактором научно-технического
прогресса страны и одним из главных условий создания матери-
ально-технической базы коммунизма.

§ 1.2. Этапы развития техники электронных приборов
и интегральных микросхем

Историю развития техники электронных приборов и интеграль-
ных микросхем можно условно разделить на четыре периода.

Первый период относится к концу прошлого столетия. В этот
период были установлены основные физические -закономерности
работы электронных приборов и открыты явления, стимулирующие
их развитие и применение. Начало развития электровакуумной тех-
ники было положено изобретением в 1873 г. русским электротехни-
ком А. Н. Лодыгиным обыкновенной электрической лампы накали-
вания. На ее основе в 1883 г. американский изобретатель Т. А. Эди-
сон открыл явление термоэлектронной эмиссии и прохождения тока
через вакуум. Русский физик А. Г. Столетов в 1888 г. установил
основные законы фотоэффекта.

Важную роль в развитии электроники сыграло открытие в
1895 г. нашим соотечественником А. С. Поповым возможности осу-
ществления радиосвязи. Это открытие явилось мощным импульсом
развития и внедрения электронных приборов в практику; так воз-
никла потребность в приборах для генерации, усиления и детекти-
рования электрических колебаний.

Второй период охватывает первую половину текущего столетия.
Этот период характеризуется разработкой электровакуумных при-
эоров и систематизированным изучением их физических свойств.
В 1904 г. была сконструирована простейшая двухэлектродная эле-
ктронная лампа — диод, нашедший применение в радиоприемной
технике для детектирования электрических колебаний. В 1907 г.
изготовлена трехэлектродная лампа — триод, пригодная для усиле-
ния электрических сигналов. В России первые образцы ламп для
эадиотехнических целей изготовлены в 1914—1915 гг. под руковод-
ством Н. Д Папалекси и М. А. Бонч-Бруевича. Однако отсутствие
в стране необходимой производственной базы затрудняло работу
по созданию новых типов электронных ламп.

После Великой Октябрьской социалистической революции нача-
ла создаваться отечественная радиотехническая промышленность.
В 1918 г. по инициативе В. И. Ленина организуется Нижегородская
радиолаборатория под руководством М. А. Бонч-Бруевича — пер-
вое научно-исследовательское учреждение по вопросам радио и
электровакуумной техники Уже в 1919 г. в лаборатории были из-
готовлены образцы отечественных приемно-усилительных радио-
ламп, а в 1921 г. впервые в мировой практике разработаны мощные
электронные лампы с водяным охлаждением.

Существенный вклад в развитие электровакуумной техники и
налаживаемого массового производства радиоламп внес коллектив
построенного в 1922 г. Ленинградского электролампового завода^
впоследствии (с 1928 г.) именуемого «Светлана».

В дальнейшем развитие электровакуумных приборов для уси-
ления и генерирования электрических колебаний шло быстрыми
темпами. Освоение радиотехникой гектометровых (А,= 10004-
100 м) и декаметровых (Х=100—10 м) волн потребовало разра-
ботки высокочастотных ламп. В 1924 г. были изобретены четырех-
электродные лампы (тетроды), в 1930 г. — пятиэлектродные (пен-
тоды), в 1935 г. — многосеточные частотно-преобразовательные
лампы (гептоды).

В 30-х и начале 40-х годов наряду с усовершенствованием обыч-
ных ламп были разработаны лампы для дециметровых (X— 1004-
10 см) и сантиметровых (Х= 104-1 см) волн — магнетроны, клист-
роны, лампы бегущей волны. Одновременно с разработкой элект-
ронных ламп были созданы электронно-лучевые, фотоэлектриче-
ские, ионные приборы, в создание которых существенный вклад
внесли советские инженеры. К середине 30-х годов в основном сфор-
мировалась ламповая электроника.

Развитие электровакуумной техники в последующие годы шло
по-пути уменьшения габаритов приборов (их миниатюризации),
улучшения их параметров, увеличения рабочей частоты, повыше-
ния надежности и долговечности в условиях динамических нагру-
зок и изменений климатических условий (температуры, влажности,
давления).

Третий период развития электронных приборов относится к кон-
цу 40-х и началу 50-х годов, характеризующихся бурным развитием
дискретных полупроводниковых приборов Развитию полупровод-
никовой электроники предшествовали работы в области физики
твердого тела. Большие заслуги изучения физики полупроводников
принадлежат школе советских физиков, длительное время возглав-
ляемой академиком А. Ф. Иоффе. Теоретические и эксперименталь-
ные исследования электрических свойств полупроводников, выпол-
ненные советскими учеными А. Ф. Иоффе, И. В. Курчатовым,
В. И. Жузе, В. Г. Лошкаревым и другими, позволили создать строй-
ную теорию полупроводников и определить пути их применения.
Первые промышленные образцы полупроводниковых приборов —
транзисторов, способных усиливать и генерировать электрические
колебания, были предложены в 1948 г. С появлением транзисторов
начинается период покорения электроники полупроводниками. Спо-
собность транзисторов работать при низких напряжениях и токах
позволила уменьшить размеры всех элементов в схемах, открыла
возможность миниатюризации радиоэлектронной аппаратуры. Од-
новременно с разработкой новых типов приборов велись работы по
совершенствованию технологических методов их изготовления.
В первой половине 50-х годов был разработан метод диффузии ле-
гирующих примесей в полупроводниковые материалы, а в начале
60-х годов — планарная и эпитаксиальная технология, на многие
годы определившие прогресс в производстве полупроводниковых
структур.

50-е годы знаменуются открытиями в области физики твердого
тела и переходом к квантовой электронике, приведшей к развитию
лазерной техники. Большой вклад в развитие этой отрасли науки
и техники внесли советские ученые Н. Г. Басов и А. М. Прохоров,
удостоенные Ленинской (в 1959 г.) и Нобелевской (в 1964 г.) пре-
мий.

Четвертый период развития электроники берет начало в 60-е го-
ды. Он характеризуется разработкой и практическим освоением ин-
тегральных микросхем, совместивших в едином технологическом
цикле производство активных и пассивных элементов функциональ-
ных устройств. Уровень интеграции БИС достигает тысяч элемен-
тов в одном кристалле. Освоение выпуска больших и сверхбольших
интегральных схем позволило перейти к созданию функционально
законченных цифровых устройств — микропроцессоров, рассчитан-
ных на совместную работу с устройствами памяти и обеспечиваю-
щих обработку информации и управление по заданной программе.

Достижения полупроводниковой электроники явились базой для
создания микроэлектроники. В настоящее время развитие электро-
ники идет по пути микроминиатюризации радиоэлектронных
устройств, повышения надежности, экономичности электронных при-
боров и интегральных микросхем ИМС, улучшения их качествен-
ных показателей, уменьшения разброса параметров, расширения
частотного и температурного диапазонов. Начатая в 50-е годы
«транзисторизация» электронного оборудования и на ближайшие
годы останется символом полупроводниковой электроники в ее ка-
чественно новом виде — интегральной электронике. Важное значе-
ние приобретает развитие нового направления электроники — опто-
электроники, сочетающей электрические и оптические способы пре-
образования и обработки сигнала (преобразование электрического
сигнала в оптический, а затем оптического снова в электрический).
За годы Советской власти.в СССР создана электронная промыш-
ленность, обеспечивающая наше народное хозяйство самыми совер-
шенными электронными устройствами.

Глав а 2

ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ РАБОТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ

§ 2.1. Электропроводность твердых теп

Свойства элементарных частиц. Работа электронных приборов
основывается на движении свободных элементарных частиц (элект-
ронов, ионов, нейтральных атомов). Электрон является элементар-
ной материальной частицей с отрицательным электрическим заря-
дом е=1,6-10-19 Кл. Удельный заряд электрона, т. е. отношение
заряда е к массе покоящегося электрона, е/т0= 1,76-1011 Кд/кг.
Масса покоящегося (или движущегося со скоростью, значительно
меньшей скорости света) электрона

е 1,6-10-19

м-=—--------• —--------я; 9,1-10—31 кг. (2.1)

1,76-ЮИ 1,76-ЮИ

Как видим, масса электрона мала, а отношение заряда к его
массе велико, поэтому электрон под действием сил электрического
поля или других факторов может быстро изменять свою скорость
и направление движения. Вследствие этого электронные приборы,
будучи включенными в электрические цепи, обеспечивают практи-
чески безынерционное изменение в них тока.

Масса движущегося электрона т согласно теории относитель-
ности возрастает при увеличении скорости движения

т = т0/У 1 — (v/c)2, (2.2)

где с — скорость света, равная 3-108 м/с.

Практически различие т и то начинает ощущаться лишь при
скоростях движения, близких к скорости света.

Электрон обладает двойственной природой. С одной стороны,
он ведет себя как корпускула (мельчайшая частица с определен-
ным электрическим зарядом), с другой — проявляются его волно-
вые свойства (движущийся электрон возбуждает и испускает элект-
ромагнитные волны). Длина волны, возбуждаемой электроном,

\=hjmv, (2.3)

где h — постоянная Планка, равная 6,62-10-84 Дж-с;
т и v — соответственно масса и скорость электрона.

Объединяя корпускулярные и волновые представления об эле-
ктронах, можно представить более полную интерпретацию их пове-
дения. Сказанное в отношении двойственности свойств электронов
в равной мере относится и к ионам, и атомам. В электронных при-
борах обычно предпочитают представлять элементарные частицы в
виде корпускул, так как корпускулярная модель более наглядна
для их описания. Взяв в основу изучения процессов в приборах
корпускулярную модель, обычно пользуются энергетическим спосо-
бом описания поведения элемен-
тарных частиц исходя-из энергети-
ческого спектра атомов и твердых
тел.

Структура электронных оболо-
чек атома. Атом любого вещества
содержит положительно заряжен-
ное ядро и систему эллиптических
орбит, по которым перемещаются
электроны. Совокупности близко
расположенных орбит образуют
электронные оболочки. Для упро-
щения анализа предполагают, что
электроны перемещаются по наи-
более простым круговым траекто-

Рис. 2.1. Структура электронных обо-

лочек изолированного атома

рням, лежащим в одной плоско-
сти. Это позволяет задавать орби-

ту электрона лишь одним орбитальным параметром — номером сбо-

лочки п, получившим наименование главного квантового числа.

Электронные оболочки, объединяющие группу близко располо-
женных орбит электронов, в атоме обозначают буквами К, L, М,
..., Q или цифрами п=1, 2, ..., 7 (рис. 2.1). Первая оболочка (К или
п=1) содержит лишь одну орбиту. В соответствии с принципом
запрета, сформулированным в 1925 г. Паули, в атоме не может
быть двух электронов с одинаковыми квантовыми числами. Это зна-
чит, что первая оболочка может быть занята лишь-двумя электро-
нами, но с противоположными спинами (моментами), обеспечива-
ющими вращение электронов вокруг своей оси в противоположных
направлениях.

Вторая и последующие оболочки содержат по нескольку под-
групп орбит. Подгруппы орбит в оболочке обозначаются буквами:
2 (s, р), 3 (s, р, d) и т. д. Количество оболочек и подгрупп в них,
заполненных электронами, увязано с номером элемента в таблице
Д. И. Менделеева. Наибольшее число электронов в каждой обо-
лочке N=2n2. Так, вторая оболочка (£ или п=2) содержит N2=
=2/г2=2-22=8 электронов, которые расположены на двух (s и
р) подгруппах орбит. Первая подгруппа (s) содержит одну орби-
ту, занятую двумя электронами, а вторая (р)—три по-разному
ориентированные в пространстве орбиты, занятые шестью электро-
нами (по два на каждой орбите). Структура третьей оболочки (М
или /г=3), содержащей М3=2/г2=2-32= 18 электронов, состоит из
трех подгрупп орбит, занятых в каждой подгруппе соответственно
2, 6 и 10 электронами.

Энергетическая структура атома. В понятие электронной обо-
лочки вкладывается энергетический смысл. Каждой орбите оболоч-
ки присущ определенный энергетический уровень, который условно
отражает энергетическое состояние электрона в атоме.

В нормальном состоянии (при отсутствии внешних воздействий)
электроны в атоме заполняют низшие разрешенные уровни. Если
атому сообщить извне дополнительную энергию, то за счет этой
энергии электрон может преодолеть силу притяжения ядра и перей-
ти на более высокий свободный энергоуровень (наступает возбуж-
дение атома) или вовсе покинуть атом (происходит ионизация
атома). Энергия возбуждения IFB=eI/B и ионизации W^—eU-a за-
висит от соответствующих потенциалов UB и Un. Потенциал воз-
буждения может составить UB~ 14-20 В, а ионизации — С'и^4-=-
25 В.

В возбужденном состоянии электроны пребывают недолго, око-
ло 10-8 с, после чего возвращаются в исходное состояние. При этом
они выделяют квант энергии в виде электромагнитного излучения
с,частотой

hv = W1 — 1Г2,

где v — частота электромагнитного излучения электрона;

U7]—U?2 — разность энергий электрона до и после перехода с одного уровня на
другой.

Полная энергия электрона на орбите складывается из его ки-
нетической и потенциальной энергии. По мере приближения элект-
рона к -ядру происходит уменьшение потенциальной энергии. Оче-
видно, когда электрон достигнет ядра, его потенциальная энергия
равна нулю.

С увеличением номера электронных оболочек [орбитального чис-
ла п (см. рис. 2.1)] уменьшается разность уровней энергии элект-
ронов смежных орбит. В этой области переход электронов с одной
оболочки на другую сопровождается излучением, которое лежит
в оптическом спектре (инфракрасной, видимой или ультрафиолето-
вой его областей) с относительно малой энергией квантов света.
Если же переход электронов происходит между внутренними обо-
лочками (например, К, L, М), близко расположенными к ядру, то
излучение происходит в рентгеновской части спектра с большой
энергией квантов.

Электроны внутриатомных оболочек находятся под действием
значительных сил притяжения к ядру. Испускание электронов из
этих оболочек возможно лишь в случаях, когда атому сообщает-
ся большая энергия. Напротив, электроны внешних (валентных)
оболочек атомов, слабо связанные с ядром, требуют меньших за-
трат дополнительной энергии для возбуждения и ионизации, легко
вступают в связи с атомами других веществ и участвуют во многих
электронных явлениях.

На рис. 2.2 схематически представлена энергетическая диаграм-
ма электронных оболочек изолированного атома. На ней по оси
ординат отложены значения энергии электронов на оболочках.
Уровни энергии изображены горизонтальными линиями. Длина этих
линий произвольна и физического смысла не имеет. Для удобства
изображения за нуль отсчета принят уровень электронов валентной
оболочки 2 (рис. 2.2, а) невозбужденного атома. Ниже него распо-
лагаются рентгеновские уровни 1, соответствующие внутриатомным
Рис. 2.2. Диаграмма энергетических уровней атома и твердых тел

оболочкам, а выше — уровни возбуждения 3 и ионизации 4. Валент-
ные электроны, переходя на этот уровень, теряют связь с ядром и
становятся свободными. Дальнейшая передача энергии этим элект-
ронам вызовет лишь увеличение их кинетической энергии.

Энергетическая диаграмма твердого тела; В атомах твердых тел
распределение электронов по уровням энергии также подчиняется
законам квантовой статистики. Остается в силе и запрет Паули.
Электроны внутренних оболочек остаются связанными с ядром сво-
его атома, а электроны внешних (валентных) оболочек, кроме это-
го, связаны со смежными атомами. Эта система связей определяет
положение атомов в кристаллической решетке твердого тела.

При сближении атомов и образовании кристаллической решет-
ки твердых тел происходит смещение энергетических уровней элект-
ронов соответствующих оболочек взаимодействующих однородных
атомов. Оно приводит к образованию непрерывного спектра. Сово-
купности близко расположенных дискретных уровней электронов
однородных атомов твердого тела образуют энергетические зоны
(рис. 2.2, б—г). Энергетические уровни внутриатомных оболочек
образуют сравнительно узкие энергозоны. Электроны этих зон в яв-
лениях электропроводимости участия не принимают, поэтому здесь
и не рассматриваются.

Совокупность уровней энергии валентных электронов взаимодей-
ствующих атомов образует валентную зону ВЗ. Средний потенци-
ал решетки твердого тела принимают равным верхней границе (по-
толку) валентной зоны. Он соответствует основному уровню ОУ
(валентному уровню) в энергоструктуре изолированного атома
(см. рис. 2.2, а).

При внешнем энерговоздействии (тепло, электромагнитное излу-
чение, бомбардировка быстрыми частицами) некоторые электроны
могут выйти из связей в атомах и перейти из валентной зоны на бо-
лее высокие уровни энергии. Совокупность уровней энергий, кото-
рые занимают электроны при выходе из связей (при ионизации
атомов), образует зону проводимости ЗП. Электроны этой зоны, те-
ряя связь с ядром, относительно свободно перемещаются в потенци-
альном поле атомов кристаллической решетки твердого тела и улуч-
шают его проводимость. Между валентной зоной и зоной проводи-;
мости лежит зона запрещенных 33 энергоуровней для электронов
данного твердого тела.

Между атомами твердых тел малы межатомные расстояния, по-
этому между ними обеспечивается сильная электрическая связь.
Вследствие этого в металлах сила притяжения валентных электро-
нов к собственному ядру атома компенсируется силами взаимодей-
ствия между электронами соседних атомов. Обычно степень ком-
пенсации силы притяжения электронов к ядру в решетке металлов
с незаполненными валентными оболочками (одним — тремя валент-
ными электронами) больше, чем в решетке полупроводников и ди-
электриков, атомы которых имеют четыре и более валентных элект-
ронов. Вследствие этого валентные электроны металлов слабо свя-
заны с ядром и могут быть легко отделены от атома. Уже при ком-
натной температуре у металлов тепловая энергия достаточна для
ионизации атома.

На зонной энергетической диаграмме металлов малая величина
энергии ионизации отражена тем, что зона проводимости граничит
с валентной зоной или перекрывается ею (см. рис. 2.2, б). При тем-
пературе абсолютного нуля все электроны в зоне проводимости ме-
таллов располагаются на низших энергоуровнях. В этом режиме
нижняя часть зоны проводимости оказывается полностью занятой
электронами, а верхняя — совершенно свободной. Верхний энерге-
тический уровень зоны проводимости при температуре О К называ-
ют уровнем WF, или потенциалом <pF Ферми.

В атомах полупроводников и диэлектриков велики силы притя-
жения валентных электронов к ядру. Они не компенсируются си
лами междуатомных взаимодействий, поэтому зона проводимости
ЗП отделена от валентной зоны ВЗ областью энергетических со-
стояний, в которой не могут находиться свободные электроны. Ши-
рина этой запрещенной зоны AW/'=W/’n—WB характеризуется раз-
ностью энергий дна зоны проводимости Wa и потолка валентной
зоны WB и определяет минимальную энергию, необходимую для
освобождения валентного электрона, т. е. энергию ионизации
атома.

У собственных полупроводников AW7 (см. рис. 2.2, в) не превы-
шает 2 эВ (у германия она 0,72 эВ, у кремния 1,12 эВ, у арсенида
галлия 1,41 эВ). При температуре ОК и отсутствии внешних энерго-
воздействий в запрещенной зоне полупроводников электронов нет,
и они тока не проводят. Однако относительно небольшая ширина
запрещенной зоны в полупроводниках допускает переход электро-
нов из заполненной валентной зоны в зону проводимости уже при
комнатной температуре.

У диэлектриков (см. рис. 2.2, г) благодаря прочной связи элект-
ронов с ядром атомов ширина запрещенной зоны AK'^IO эВ. Оче-
видно, для преодоления запрещенной зоны электронам необходимо
сообщить относительно большую энергию. В диэлектриках пере-
ход электронов в зону проводимости вследствие тепловой ионизации
маловероятен, что и предопределяет их плохую электропроводи-
мость.
§ 2.2. Типы электропроводности полупроводников

физические свойства полупроводников. К полупроводникам от-
носят вещества, занимающие по величине удельного электрическо-
го сопротивления р (или проводимости о) промежуточное положе-
ние между проводниками (металлами) и диэлектриками
(табл. 2.1).

Характерным признаком полупроводников, выделяющим их в
особый класс веществ, является сильная зависимость их электро-
проводимости от концентрации примесей и энергетических воздей-
ствий (температуры, света, ионизирующих излучений и др.). На-
пример, даже при небольшом повышении температуры проводи-
мость полупроводников резко возрастает (около 5% на 1°С), тогда
как у металлов' проводимость снижается, причем незначительно (на
десятые доли процента на 1°С). Введение в полупроводник даже
небольшого количества легирующих примесей (около 10~8%) суще-
ственно увеличивает его проводимость.

Полупроводники представляют собой наиболее многочисленный
класс веществ. К ним относятся химические элементы, расположен-
ные главным образом в IV—VI группах периодической системы
элементов Д. И. Менделеева (Si, Ge, Pb, As, Sb, Se и др.), а также
различные бинарные и тройные химические соединения (например,
арсенид галлия GaAs, сернистый свинец PbS и др.). В электронике
находит применение лишь ограниченное число известных полупро-
водниковых веществ, это главным образом — германий, кремний, а
в последние годы — арсенид галлия, используемые в качестве осно-
вы при изготовлении полупроводниковых приборов. Бор, фосфор,
мышьяк и другие широко используют в качестве легирующих при-
месей.

Структура собственных полупроводников. Полупроводники, при-
меняемые в электронике, имеют монокристаллическую структуру.
Это значит, что по всему их объему атомы размещены в строго
периодической последовательности на определенных постоянных
расстояниях друг от друга, образуя кристаллическую решетку. Вза-
имное расположение атомов в решетке и расстояние между ними
определяются силами межатомного взаимодействия. В 1 см3 герма-
ния содержится 4,4 - 1022, а кремния — 5-1022 атомов.

Каждый атом кристаллической решетки электронейтрален. Ато-
мы германия и кремния имеют соответственно по 14 и 32 электро-
на, которые распределены по оболочкам и подгруппам орбит (см.

Таблица 2.1

Параметры Проводники Полу- проводники Диэлектрики
р, Ом-см <10~4 по-*—1010 >1010
о, см/см >104 1(Р—lO’-io <ю-10
Рис. 2.3. Схема образования ковалентных связей в кристаллах гер-
\ мания

§ 2.1). Внутренние оболочки атомов заполнены электронами, сво-
бодных уровней не имеют, поэтому дополнительные электроны не
принимают и в процессах взаимодействия с другими атомами и в
электропроводности не участвуют.

Внешние оболочки германия и кремния содержат по четыре
электрона и имеют столько же свободных энергоуровней. В крис-
талле полупроводника внешние электронные оболочки атомов пере-
крываются, образуя единую энергетическую зону. Взаимодействие
электронов внешних оболочек смежных атомов приводит к появле-
нию у них общих орбит (рис. 2.3,' а). На каждой орбите в соответ-
ствии с принципом запрета Паули может находиться до двух элект-
ронов, обладающих противоположными магнитными моментами.
Эти электроны, находясь на одной орбите, принадлежат разным
атомам. Между смежными атомами полупроводника (вследствие
образования общих орбит у каждой пары валентных электронов,
в равной мере принадлежащих обоим атомам) возникают парно-
электронные (ковалентные) связи. На рис. 2.3, б приведен плоскост-
ной эквивалент тетраэдрической кристаллической решетки герма-
ния или кремния с четырьмя валентными электронами, образую-
щими четыре ковалентные связи. Эти связи условно изображены в
виде двух параллельных линий. Каждый атом, оставаясь электро-
нейтральным, обладает устойчивой 8-электронной оболочкой (см.
рис. 2.3, а), в которой заняты все энергоуровни., Обычно такую
идеально правильную кристаллическую решетку (с атомами в уз-'
лах и заполненными ковалентными связями) имеют химически чис-
тые— собственные или i-полупроводники (от англ, intrinsic—-ис-
тинный, собственный). В такой решетке силы притяжения электро-
нов к ядру смежных атомов уравновешиваются силами их отталки-
вания, и равновесная система связей частиц остается устойчивой.

Виды носителей зарядов в полупроводнике. В рассмотренной
идеальной кристаллической решетке все электроны связаны со сво-
ими атомами, поэтому такая структура не проводит электрический
ток. Однако в полупроводниках сравнительно небольшие энергети-
ческие воздействия (нагрев, облучение) приводят к отрыву некото-
рых электронов от своих атомов. Вышедшие из ковалентных свя-
зей электроны называют электронами проводимости. Они переме-
щаютск по кристаллической структуре и улучшают ее электропро-
водимость. Энергетические состояния электронов проводимости
образуют зону значений энергии (уровней), называемую зоной про-
водимости (см. рис. 2.2, в). «

При разрыве валентной связи и уходе электрона из атома в
кристаллической решетке образуется незаполненная связь (дырка).
Ей присущ нескомпенсированный положительный заряд, равный
по величине заряду электрона. На незаполненную связь легко пе-
реходят валентные электроны из соседних связей, чему способству-
ет тепловое движение в кристалле. Это приводит к хаотическому
возникновению дырок в связях других атомов, что эквивалентно
хаотическому перемещению положительных зарядов. При наличии
внешнего электрического поля дырка будет двигаться в направле-
нии, определяемом силами поля, в кристалле возникает электриче-
ский ток. Движение электронов и дырок в собственно полупровод-
нике обусловливает его собственную электропроводность. Она ма-
ла, ее можно улучшить, введя в монокристалл легирующие примеси.

Структура и диаграммы примесных полупроводников. Для изго-
товления электронных приборов и интегральных микросхем исполь-
зуют полупроводниковые материалы, электропроводность которых
улучшена введением в них небольшого количества легирующих
примесей. В качестве примесей к четырехвалентным германию и
кремнию используются элементы V или III группы таблицы
Д. И. Менделеева.

Если в моноструктуру германия ввести атомы элементов V груп-
пы (Р, As, Sb), то атом примеси образует с валентными электрона-
ми четырех смежных атомов германия четыре ковалентные связи
(рис. 2.4, а) и тем самым создается стабильная восьмиэлектронная
оболочка. Пятый валентный электрон примеси остается свободным
от ковалентной связи. На него воздействуют кулоновские силы
атомного остатка примеси и периодическое поле кристаллической
структуры кристалла. За счет диэлектрической проницаемости сре-
ды кристалла он слабо связан с ядром, поэтому сравнительно лег-
ко отрывается от атома примеси и становится электроном прово-
димости.

Полупроводники, электропроводность которых обусловлена при-
месными электронами проводимости, называют электронными или

Рис. 2.4. Модель возникновения электронной (а, б) и дырочной (в, г) примесной
проводимости
«-полупроводниками (otr латинского negativus — отрицательный).
Примеси, которые обеспечили электронную проводимость, называют
донорными, поскольку они отдают свои электроны.

На энергетической диаграмме (рис. 2.4, б) электроны донорной
примеси занимают уровни <рд, близко расположенные от дна зоны
проводимости <рп. Перевод этих электронов в зону проводимости
требует сравнительно небольших затрат энергии Дфд (около 0,01 эВ
в германии и 0,04 эВ в кремнии).

При использовании в качестве примеси к четырехвалентному
Ge или Si элементов III группы (In, Ga, Al, Во) с тремя валентны-
ми электронами в структуре полупроводника образуются лишь три
заполненные валентные связи. Четвертая связь атома примеси оста-
ется свободной, а сам атом — электронейтральным.

За счет небольшой внешней энергии (около сотых долей элект-
рон-вольта) электрон может выйти из соседних валентных связей
и занять вакантное место в связи атома примеси (рис. 2.4, в).
В этом случае атом примеси, например In, принявший свободный
электрон, превращается в неподвижный отрицательно заряженный
ион. В валентной связи атомов основного полупроводника (потеряв-
ших электрон) образуется вакантное место (дырка), а сами атомы
превращаются в подвижные положительно заряженные ионы. По-
лупроводники, электропроводность которых обусловлена образова-
нием подвижных положительных зарядов, т. е. дырок в связях, на-
зывают дырочными или р-полупроводниками (от латинского posi-
tivus — положительный), а соответствующие примеси — акцептор-
ными («принимающими» электроны).

На энергетической диаграмме введение атомов акцепторной
примеси приводит к появлению вакантного локального уровня вбли-
зи потолка валентной зоны (рис. 2.4, г). При внешнем энерговоз-
действии на этот уровень может переходить электрон из валентной
зоны основного полупроводника, оставляя свободным в ней новый
энергоуровень. Свободные энергоуровни в валентной зоне могут за-
нимать другие электроны, а в структуре полупроводника появятся
подвижные дырки. Они и обусловливают примесную дырочную про-
водимость.

Основные и неосновные носители заряда. Практически не су-
ществует полупроводников с чисто электронной или чисто дыроч-
ной проводимостью. Электропроводность полупроводника определя-
ется основными носителями заряда, концентрация которых намного
больше концентрации неосновных носителей, т. е. «П^>«Р, а рР^>рп-
Очевидно, в «-полупроводнике основными носителями заряда явля-
ются электроны пп, а неосновными — дырки рп, а в p-полупровод-
нике — наоборот.

§ 2.3. Генерация и рекомбинация носителей заряда

Генерация носителей заряда. Под генерацией свободных носите-
лей заряда понимают процесс образования свободных электронов
и дырок в кристалле полупроводника. Выход электронов из связей
в кристаллической решетке требует дополнительных затрат энергии.
По виду потребляемой энергии различают тип генерации.

Тепловая генерация происходит при воздействии теплового хао-
тического движения атомов кристаллической решетки. С энергети-
ческой точки зрения генерацию свободных электронов на зонной
диаграмме можно представить как переход электронов из валент-
ной зоны в зону проводимости (см. рис. 2.4, г). С уходом .электро-
на в зону проводимости в кристаллической решетке полупроводника
возникает незаполненная валентная связь и нескомпенсированный
положительный заряд (дырка). При этом в структуре полупровод-
ника образуется пара подвижных зарядов — отрицательный заряд
(электрон) в зоне проводимости и положительный заряд (дырка)
в валентной зоне, поэтому этот процесс именуется генерацией пар
носителей заряда.

Свободный электрон хаотически перемещается между узлами
кристаллической решетки на свободные энергоуровни. Переход
электрона на образовавшееся вакантное место ведет к заполнению
возникшей дефектной связи и появлению дырки в новой связи. На
энергетической диаграмме этот процесс можно представить как по-
следовательное замещение электронами освобождающихся энерго-
уровней в валентной зоне и соответствующее противоположное пе-
ремещение дырок. Возникновение дырок в структуре полупроводни-
ка отождествляют с перемещением положительных зарядов. В дей-
ствительности, в кристалле совершается дискретный переход элект-
ронов в направлении, обратном движению дырок, а атомы в узлах
кристаллической решетки неподвижны.

В результате генерации пар зарядов в структуре химически чис-
того (собственного) полупроводника появляются подвижные час-
тицы обоих зарядов, способные участвовать в процессе электропро-
водности. Концентрации электронов /г, и дырок рг- в собственном по-
лупроводнике при генерации пар зарядов будут одинаковы («< =
=Pi)-

Тепловая ионизация в примесном полупроводнике возникает при
более низкой температуре, чем температура тепловой генерации пар
зарядов в собственном полупроводнике. Объясняется это тем, что
энергия ионизации примесных атомов невелика (Адл и Асрд~0,014-
0,04 эВ).

При ионизации атомов донорной примеси образуются подвиж-
ные заряды лишь одного знака — свободные электроны. Они и
определяют тип электропроводности такого электронного «-полу-
проводника. Сами же атомы донорной примеси превращаются в не-
подвижные положительно заряженные ионы, у которых замещены
•все валентные связи.

При тепловом возбуждении атомов акцепторного, полупроводни-
ка заполняются свободные валентные связи у акцепторных (примес-
ных) атомов и образуются дырки в связях атомов основного полу-
проводника. В результате атом акцептора превращается в непо-
движный отрицательно заряженный ион, а в структуре основного
полупроводника образуются подвижные носители лишь одного зна-
ка— дырки, они и определяют тип электропроводности дырочного
/^-полупроводника.

Ударная генерация пар зарядов возникает в сильном электри-
ческом поле напряженностью около 106 В/см. Такая напряженность
ноля наблюдается в области очень тонкой (около нескольких мик-
рон) границы раздела полупроводников с различным типом прово-
димости. При высокой напряженности поля свободные частицы при-
обретают кинетическую энергию, достаточную для разрыва валент-
ных связей собственных атомов полупроводника. Ионизация ато-
мов примеси (в зависимости от типа полупроводника) может насту-
пить и при меньшей (примерно 10 В/см) напряженности поля.

Световая генерация возникает при поглощении полупроводни-
ком квантов света. За счет энергии фотона разрывается валентная
связь атомов собственного полупроводника и образуются двухполяр-
ные подвижные носители зарядов -(электронов и дырок), что и
предопределяет возникновение биполярной (двухполярной) свето-
вой генерации. При поглощении квантов света примесными атома-
ми возникает монополярная (однополярная) генерация.

Рекомбинация. Одновременно с генерацией в полупроводнике
непрерывно происходит обратный процесс — рекомбинация носите-
лей заряда, т. е. возвращение электронов из зоны проводимости в
валентную зону и восстановление ковалентных связей. Этот процесс
сопровождается выделением первоначально затраченной на генера-
цию энергии. В состоянии термодинамического равновесия процес-
сы генерации и рекомбинации носителей заряда взаимно уравнове-
шены, т. е. скорости генерации g0 и рекомбинации г0 равны (go—
= г0). В равновесном состоянии скоростей g0 и г0 существует рав-
новесная концентрация электронов п0 и дырок р0 в единице объема.

Скорость рекомбинации в равновесном состоянии пропорцио-
нальна произведению концентраций рекомбинирующих . частиц,
го=гпоро, (2.4).

где г — коэффициент рекомбинации, характеризующий вероятность захвата элек-
трона в единицу времени при единичной концентраций.

Среднее время жизни электронов и дырок, численно равное
среднему времени между актами их рекомбинации, определяется
как отношение концентрации носителей к скорости рекомбинации:'

„Пр п0 1____ До До__________1 ,9 ~

го ™оро гРо го ™оРО rnQ

Неравновесное состояние наступает при неравенстве скоростей
генерации и рекомбинации и сопровождается накоплением или рас-
сасыванием неравновесных избыточных носителей. Обычно нерав-
новесие возникает при нетепловом воздействии на полупроводник
(свет, электромагнитное поле и другие факторы) из-за генерации
новых носителей. Неравновесная концентрация п превышает равно-
весную на величину Д/г или Др, следовательно, избыточная концент-
рация электронов кп и дырок Др:

Дп = л — лс; Др = р — Ро- (2-6)
Для обеспечения нейтрально-
сти полупроводника избыточные
концентрации электронов и дырок
должны быть равны (Дп=Др).

Время жизни избыточных но-
сителей в условиях нейтральности
одинаково для электронов и ды-
рок

/ 1 1 \ 1 ^п^р

И == I + I =---------------

\ Тр / Тп + Тр

(2.7) рис 2.5. Положение уровня ловушки

После прекращения энергети- в энергозонах

ческого воздействия на полупро-

водник избыточная концентрация носителей заряда в нем из-за
процесса рекомбинации через некоторое время уменьшается до ну-
ля. Скорость изменения концентрации пропорциональна избыточ-
ной концентрации Ди, обратно пропорциональна времени жизни т:

d (hri)
dt

hn n — n0 n0 _n^
15 T 15 U

(2.8)

и равна разности скоростей генерации и рекомбинации носителей.

Генерация и рекомбинация через ловушки. Ловушки представ-
ляют собой совокупность локальных энергетических уровней, рас-
положенных в запрещенной зоне полупроводника (рис. 2.5). Они
создаются посторонними частицами примесей и дефектами кристал-
лической решетки. Дефекты структуры возникают при нарушении
симметрии связей в атомах, а также при появлении поверхностных
пленок в результате окисления или абсорбирования газов и т. п.
На промежуточные уровни в запрещенной зоне могут переходить
электроны из валентной зоны (при генерации пар), а затем из этих
уровней — в зону проводимости. Аналогичным путем через промежу-
точные уровни электроны возвращаются из зоны проводимости в
исходную валентную зону. Промежуточные уровни, исключающие
на некоторое время часть электронов и дырок из процесса электро-
проводимости, называют центрами захвата, или ловушками.

Ловушки возникают не только в глубине запрещенной зоны, но
и на поверхности полупроводника, поэтому генерация и рекомбина-
ция носителей могут происходить как в объеме кристалла, так и на
его поверхности. Ловушки влияют на время жизни носителей, уро-
вень шумов, стабильность свойств полупроводниковых структур.

§ 2.4. Распределение носителей заряда по зонам

Электроны занимают энергетические уровни в соответствии с
величиной сообщаемой им энергии. В условиях термодинамическо-
го равновесия распределение носителей заряда по энергетическим
состояниям подчиняется статистике Ферми. Вероятность того, что
при абсолютной температуре Т энергетическое состояние с энергией
W занято электроном, аналитически определяется функцией рас-
пределения Ферми

+ (2-9)

где W — энергоуровень в зоне, вероятность заполнения которого мы определяем;
КД — уровень Ферми — энергоуровеиь, функция Ферми для которого при тем-
пературах, отличных от О К, равна 0,5;

k= 1,38- 10-2S Дж/град — постоянная Больцмана, характеризующая среднюю
кинетическую энергию теплового движения свободного электрона в про-
воднике при температуре 1 К.

Для перехода от энергии в джоулях к электрон-вольтам следует
разделить W и kT на элементарный заряд (см. § 2.1), тогда

(2.10)

где ф — потенциал, характеризующий рассматриваемый уровень;
фк— уровень Ферми, В;

(рт — температурный потенциал.

<p-f = kT/e = 1,38-10-2377(1,6.10-19) = Г/11 600. (2.11)

При комнатной температуре Т=273 + /=273+17=300 К фт~
~ 0,025 В. Физически <рт представляет среднюю кинетическую
энергию свободного электрона в электронном газе.

Рассмотрим функцию распределения. Предположим, что 7’->-0,
тогда (согласно выражению (2.10)] при значениях энергии ф<фк

экспонента e(¥ 'tFilkT е о; а вероятность заполнения уров-

ня Fn(<p) = l. Это значит, что при Т=0 К все разрешенные энерге-

Рис. 2.6. Зонная диаграмма собствен-
ного полупроводника и функция рас-

тические состояния в интервале энергии от 0 до срг, т. е. ниже уров-
ня Ферми (<р<срк), заняты электронами [Fn (ф) = 1].

При 7’->-0 и ф>фк экспонента-> е” -*оо, а Fn(ip)= 0. Это
значит, что при Т=0 К все разрешенные энергетические состояния,
превышающие уровень Ферми (ф>фк), свободны: Fn (ф')=0.

Функция распределения Fn (ф)
при температуре абсолютного ну-
ля 0 К имеет ступенчатый харак-
тер (на рис. 2.6 она изображена
ступенчатой жирной линией).
Уровень Ферми фк в этом случае
характеризует максимальную
энергию электрона в структуре.

Статистически функцию Fn^)
можно истолковать так. При Т=
= 0К вероятность заполнения
электронами уровней в интервале
энергии ф<фк равна 1, т. е. все
возможные уровни энергии Заня-
ты, а вероятность занятия элект-
ронами уровней в интервале энер-
гии ф>фк равна 0, т. е. все
.возможные уровни энергии свободны. Уровень Ферми фр при Т—
==0К на рис.' 2.6 отделяет энергетические состояния, занятые элек-
тронами, от свободных энергетических состояний.

При любых значениях температуры Т, отличных от О К, при энер-
гии ф=фг [согласно формуле (2.10)] функция распределения
7’„(ф)=0,5. Это значит, что при температуре, отличной от ОК,
функция Е„(ф) определяет энергетический уровень, вероятность за-
полнения которого электронами равна 0,5. Иначе говоря, функция
показывает, что вероятность нахождения электронов на некотором
уровне фл, расположенном выше уровня Ферми фр на величину Дф,
равна вероятности возникновения дырок на уровне фв, лежащем ни-
же фг на таком же энергетическом расстоянии Дф. Сказанное ил-
люстрируется симметричностью кривой функции распределения от-
носительно значения уровня Ферми фр. Исходя из этого функция
распределения для дырок запишется Ёр(ф) = 1—ЛДф).

При повышении температуры увеличивается вероятность пере-
хода электрона на энергетический уровень, расположенный выше
уровня Ферми фр, и появления дырки на энергетическом уровне,
расположенном ниже уровня Ферми фр. Эти изменения состояний
отражаются функцией /^(ф), которая с повышением температуры
(7>0К) отклоняется от ступенчатой и идет более плавно [см.
рис. 2.6, Fn(tf) при 7>0К].

На рис. 2.6 приведены зонная диаграмма собственного полупро-
водника и графики функции распределения для 7=0 К и 7>0К.
По оси абсцисс отложены значения функции распределения как для
электронов 7л(ф), так и для дырок 7р(ф). Поскольку в собствен-
ном полупроводнике при 7=0 К все уровни зоны’ проводимости
свободны, а все уровни валентной зоны заполнены электронами, то
для всех энергетических состояний зоны проводимости функция
Ферми 7п(ф)=0, а для всех энергетических состояний валентной
зоны Р-Л(ф) = 1, следовательно, уровень Ферми фр, выражающий
среднее значение энергии электронов и дырок, расположен в запре-
щенной зоне.

Положение уровня Ферми в запрещенной зоне характеризуется
энергетическим расстоянием Дф=фп—Фр и Дф=фр—фв от границ
разрешенных зон: проводимости фь и валентной фв. Если эта раз-
ность энергий Дф значительно больше фт=&7, то для уровней зоны
проводимости экспонента в функции Ферми [см. формулу (2.10)] на-
много превышает единицу, а для уровней валентной зоны значи-
тельно меньше ее,. и распределение носителей по энергетическим
состояниям описывается статистикой Максвелла — Больцмана, яв-
ляющейся частным случаем статистики Ферми,

Fn = и Fp= [е(^в)7-₽г](2.12)

Функция распределения позволяет определить концентрацию
электронов в зоне проводимости и дырок в валентной зоне, а так-
же зависимости проводимости полупроводника от температуры, на-
личия примесей и других факторов.
§ 2.5. Концентрация носителей заряда в зонах

Концентрация носителей заряда в невырожденном полупровод-
нике. В общем случае концентрация носителей заряда, например
электронов в некотором элементарном диапазоне энергии dtp с
плотностью энергетических состояний в нем N, пропорциональна
произведению общего числа разрешенных энергетических состояний
в данном диапазоне Ndtp на вероятность их заполнения Fn (<р). По-
лупроводники, у которых концентрации свободных носителей (п и
р) меньше эффективной плотности энергетических уровней в разре-
шенной зоне (меньше максимально возможной концентрации элект-
ронов в зоне проводимости Nn и дырок в валентной зоне Л'в), отно-
сят к невырожденным. В невырожденных полупроводниках распре-
деление носителей заряда по энергоуровням подчиняется статисти-
ке Максвелла. Концентрация электронов п и дырок р в невырож-
денном полупроводнике:

П = М, р = Na (2.13)

По физическому смыслу параметры Nn и Ns приблизительно от-
ражают плотность энергетических уровней (на I см3) соответствен-
но в зоне проводимости (в полосе энергий от <рп до срп+<рт) и в ва-
лентной зоне (в полосе от <рв до фв—<рт) • Экспоненциальные множи-
тели [в формулах (2.13)] характеризуют вероятность нахождения
электронов и дырок в соответствующей зоне. При повышении тем-
пературы возрастает температурный потенциал срт, вследствие че-
го увеличивается по экспоненциальному закону концентрация элек-
тронов и дырок в зонах.

Логарифмируя уравнения (2.13), определим значение уровня
Ферми для невырожденного полупроводника:

= <РП + У?1п и <fp = <fR — <f>T In (Д/WB). (2.14)

Так как ti-^N-n и p^NB, то логарифмы в этих выражениях от-
рицательны, отсюда следует, что уровень Ферми фу у невырожден-
ных полупроводников всегда лежит в запрещенной зоне.

Полупроводники, у которых концентрация электронов и дырок
превышает эффективную плотность энергетических уровней в раз-
решенной зоне, т. е. максимально возможную концентрацию (п>
>МП, p>NB), относят к вырожденным или полуметаллам. Распре-
деление Максвелла для них неприменимо.

Концентрация носителей зарядов в собственном полупроводни-
ке. В собственном полупроводнике при каждой температуре уста-
навливается термодинамическое равновесие процессов генерации и
рекомбинации электронов и дырок, поэтому в нем действует рав-
новесная концентрация носителей (rii=pi). В этих условиях, как
следует из уравнений (2.14), уровень Ферми ф^г в собственном по-
лупроводнике будет находиться в середине запрещенной зоны.

Из равенств (2.13) произведение равновесных концентраций
Электронов rit и дырок pi в собственном полупроводнике в условиях
термодинамического равновесия (Иг=рг):

пР =п2р= NnNB [е<’’«“’’в)/’’т]-1 NnNBe~ (v«~9b)/’т. (2.15)

Концентрация свободных электронов Пг и дырок р{ в собствен-
ном полупроводнике при термодинамическом равновесии

п. = pt = VNBNBe~ < 'рп_"₽в)/Ч> (2.16j

Равновесная концентрация электронов щ и дырок р, в собст-
венном полупроводнике определяется температурой и шириной за-
прещенной зоны полупроводника. Температурная зависимость учи-
тывается изменением температурного потенциала qT=kT. С ростом
температуры концентрация подвижных носителей увеличивается по
экспоненциальному закону. Существенно влияние на концентрацию
ширины запрещенной зоны Аф3=фп—$в. Например, при комнатной
температуре (7=300 К) ширина запрещенной зоны кремния
Aq>asi= 1,11 эВ больше, чем германия A<p3Ge=0,67 эВ, а собствен-
ная концентрация носителей заряда в кремнии (Hisi=PiSi~2X
Х1010см-3) на три порядка и более меньше,- чем в германии
(«iGe=PiGe~2,5-1013 СМ-3).

Концентрация носителей заряда в примесном полупроводнике.
В примесном полупроводнике концентрацию электронов и дырок
можно выразить через собственную концентрацию электронов:

п = п.е~('Е-^1 v р = п ,е-(^+₽д)/ч (2.17)

Здесь срЕ= (<рп+фв)/2 — электростатический потенциал полупро-
водника, равный потенциалу середины запрещенной зоны. Логариф-
мируя уравнения (2.17), получим значение уровня Ферми в при-
месном полупроводнике с электронной и дырочной прово-
димостью:

ЧРп =^е+ 1п(”/”/); ’fpp =Че~ 1п(й/пг)- (2-18>

У электронных полупроводников концентрация электронов п
значительно превосходит собственную концентрацию ni, т. е. п^>п<,
а концентрация дырок р значительно меньше ее, т. е. p<^n-t. У ды-
рочных полупроводников p^>nt, а я-О;. С учетом этих соотноше-
ний уровень Ферми согласно формуле (2.18) у электронных примес-
ных полупроводников смещается ко дну зоны проводимости (рис.
2.7, а), а у дырочных — к потолку валентной зоны (рис. 2.7, б). Ве-
личина смещения уровня срг тем больше, чем выше концентрация
основных носителей заряда.

Концентрацию электронов, при которой уровень Ферми совпада-
ет с дном зоны проводимости, называют критической. Аналогично
при критической концентрации дырок в р-полупроводнике уровень
Ферми будет совмещен с потолком валентной зоны. Критическое
положение уровня Ферми определяет границу между вырожденным
л невырожденным состояниями полупроводника. В вырожденном
Рис. 2.7. Положение уровня Ферми и функция распределения электронов в при-
। месном полупроводнике

«-полупроводнике уровень Ферми смещается в зону проводимости,
а в р-полупроводнике — в валентную зону.

В примесном электронном полупроводнике при комнатной темпе-
ратуре (7=300 К) концентрация донорных атомов значительно
превышает собственную равновесную концентрацию электронов

В рабочем диапазоне температур донорные атомы практи-
чески полностью ионизированы, поэтому концентрация свободных
электронов п определяется концентрацией примеси, т. е. n=NK, и
не зависит от температуры. Вследствие этого уровень Ферми в при-
месном электронном полупроводнике согласно выражению (2.18)

^Рп = ?£ + ?т ln (NJnd = Ъ ln (N Д^п) <2 19>

лежит тем выше (см. рис. 2.7, а), чем больше концентрация доно-
ров Nn и чем ниже температура, от которой экспоненциально зави-
сит собственная равновесная концентрация nt и максимальная кон-
центрация электронов Nn в зоне проводимости.

Значение уровня Ферми действительно в узком диапазоне тем-
ператур 71—72. Нижняя граница диапазона Т\ ограничивается тем-
пературой ионизации примесей, а верхняя 72— критической темпе-
ратурой полупроводника, при которой электронный полупроводник
превращается в собственный из-за роста концентрации носителей
п, (табл. 2.2).

Из табл. 2.2 следует, что кремний при одинаковой с германием
концентрации донорной примеси имеет более высокий потенци-
ал ионизации фПд (энергетический интервал между донорным уров-
нем и зоной проводимости), вследствие чего обладает более высо-
кой термостабильностью.

Таблица 2.2

Материал «Рид- эВ "д Т1, к Т„ к
Германий 0,01 1016 65 350
Кремний 0,05 ю16 145 520
Для ярко выраженного дырочного полупроводника p-типа
~^>п), в котором акцепторы полностью ионизированы и температура
ниже критической, справедливы аналогичные соотношения:

= 'PE-'P.rln(Wa/ni) = <fB-cf.t ln(?7a/WB), (2.20)

а уровень Ферми лежит тем ниже, чем больше концентрация ак-
цепторов и чем меньше температура (см. рис. 2.7, б).

Скомпенсированный полупроводник можно получить, если в его
структуру ввести равные концентрации донорной и акцепторной
примесей (Na=NK). Он обладает свойствами основного полупро-
водника и отличается от него лишь временем жизни носителей за-
ряда и их подвижностью.

§ 2.6. Процессы электропроводности полупроводников

Движение носителей заряда. Различают тепловое, дрейфовое и
диффузионное перемещения элементарных частиц в структуре по-
лупроводника.

Тепловое движение свободных носителей заряда совершается в
кристалле полупроводника хаотически. Поскольку все направления
этого движения равновероятны, ток в кристалле равен нулю. Теп-
ловое движение свободных частиц характеризуют среднестатичес-
кими длиной /Ср и временем /Ср свободного пробега (между столк-
новениями с другими частицами или узлами кристаллической ре-
шетки) и тепловой скоростью

vc — y^kT/m*, (2.21)

зависящей от температуры Т. В результате взаимодействия частиц
изменяются их скорость и направление движения, происходит их
рассеяние. Центрами рассеяния служат неоднородности кристалли-
ческой решетки. Они создаются атомами примесей, а также дефек-
тами решетки. На различных центрах рассеяния процессы имеют
различную физическую природу, поэтому длина свободного пробе-
га частиц колеблется /ср= 10-64-10-2 см. При Т= 300 К средняя
тепловая скорость от~107 см/с.

Дрейфовое движение электронов и дырок совершается в струк-
туре полупроводника под действием электрического поля и являет-
ся направленным. Направленное дрейфовое движение носителей
заряда встречает ряд специфических для твердых тел препятствий.
Они создаются дефектами структуры и тепловыми колебаниями
атомов решетки и примесей.

Направленное движение (дрейф) носителей в электрическом
тюле характеризуют дрейфовой скоростью

v№ = (^Z™*) ^ср> (2.22)

где eElm* —ускорение электрона в поле с напряженностью £;

т* — эффективная масса частицы в кристалле.
При малой напряженности поля 10 В/см одр~ 1044-105 см/с и
Пдр-С Vf.

Подвижность носителей заряда р, [см2/(В-с)] характеризует их
направленное движение и определяется их средней- дрейфовой ско-
ростью в электрическом поле с напряженностью Е=1 В/см:

еЕ ( е \

Р- ~ р = ~ ^₽/^ — ( ~) ^СР' (2.23)

Е m \ tn* )

Подвижность обратно пропорциональна эффективной массе час-
тиц. Эффективная масса электронов меньше эффективной массы,
дырок (mn*<mp*), поэтому их подвижность больше (pin>p.p). Для
германия pin/piP = 3800/1800—2,1 и для кремния ptn/jtp= 1400/500—
—2,8.

На подвижность носителей заряда в основном влияют два физи-
ческих фактора: тепловые колебания атомов кристаллической ре-
шетки (рассеяние носителей заряда на тепловых колебаниях ато-
мов кристаллической решетки) и электрические поля ионизирован-
ных примесей (рассеяние на ионах примесей).

В нижней области рабочего диапазона температур рассеяние
вызывается дефектами решетки и атомами примеси. При низкой
температуре уменьшаются тепловые скорости движения носителей
заряда, увеличивается длительность воздействия электрического
поля примеси на носитель заряда и подвижность уменьшается при
уменьшении температуры.

В диапазоне больших температур преобладает рассеяние но-
сителей заряда на ионах примеси и тепловых колебаниях атомов-
кристаллической решетки, поэтому с увеличением температуры в
этой области подвижность носителей снижается. Рост концентрации
носителей сопровождается более частым столкновением частиц,,
уменьшением длины их свободного пробега и подвижности.

Электропроводность полупроводников. Направленное движение
электронов и дырок в полупроводнике под-действием электрическо-
го поля создает в нем дрейфовый ток. Плотность электронного
/пдр и дырочного jp дР токов:

Jn дР = едалр = епЕр.п; Jptp = ерслР = ерЕр.р, (2.24>

где п и р — концентрации электронов и дырок;
pi„ и pip — подвижности электронов и дырок.

Рис. 2.8. к объяснению явления диффузии
Дрейф электронов и дырок (как разноименных зарядов) под
действием электрического поля происходит в противоположных на-
правлениях, поэтому суммарная плотность дрейфового тока в крис-
талле

/яр = /ияр + jp яр = (И'Л« + (2.25)

Коэффициент пропорциональности между напряженностью по-
ля Е и плотностью тока /др составляет удельную проводимость

С = 1/р = е(йр.п + Д|1р), (2.26)

где р — удельное сопротивление.

В собственном полупроводнике ni=pi, поэтому удельная прово-
димость полупроводника

Cz = enZ (•%+%) <2-27)

В примесном «-полупроводнике пп^>Рп и |Тп>|Тр, а в p-полупро-
воднике p-р^Пр и поэтому удельная проводимость соответ-

ственно

<зп~ еппу.п И ар^ еррР-р. (2.28)

Собственная электропроводимость обусловлена генерацией элек-
тронно-дырочных. пар, а примесная — ионизацией атомов примеси.

Температурная зависимость удельной проводимости определя-
ется главным образом температурной зависимостью концентрации
носителей зарядов. Экспоненциальное увеличение концентрации nt
{см. формулу (2.16)] с повышением температуры у собственных по-
лупроводников предопределяет такой же характер температурного
увеличения собственной проводимости о, (рис. 2.8, а).

В примесном полупроводнике в низкотемпературной области
(71 <—60° С) степень ионизации примеси мала, поэтому невелика и
проводимость оп и оР. При повышении температуры возрастают ио-
низация примеси и проводимость. В рабочем диапазоне темпера-
тур (от 71=—60° С до 72=Ч-100°С) при полной ионизации приме-
сей концентрация основных носителей п и р практически постоянна,
поэтому проводимость оп и вр почти не меняется. Некоторое сни-
жение проводимости в рабочей области происходит за счет умень-
шения подвижности носителей заряда. При температуре 7 свыше
критической (7>72) наступает интенсивная тепловая генерация,
что вызывает рост концентрации носителей и проводимости и пре-
вращение полупроводника в полуметалл.

Диффузионное движение частиц возникает между двумя элемен-
тарными объемами V| и К2 полупроводника (рис. 2.8, б) с различ-
ной концентрацией носителей (1Vi>A^2). Предположим, в объеме Vj
имеются подвижные электроны, а в объеме К2— дырки. В каждом
объеме заряды подвижных частиц скомпенсированы противополож-
ными по знаку зарядами неподвижных частиц. Каждый объем элек-
тронейтрален. За счет разности концентраций частиц между объе-
мами возникает диффузия электронов из объема V| в объем К2 и
дырок в обратном направлении.
Диффузионное движение частиц будет сопровождаться пере-
распределением электрических зарядов, что приведет к возникно-
вению в структуре полупроводника внутреннего электрического по-
ля. Под действием сил внутреннего поля возникнет дрейфовое дви-
жение частиц в направлении, противоположном их диффузионному
перемещению. В условиях равновесия должны быть равны плотно-
сти дрейфового и диффузионного токов.

В случае одномерного движения плотность электронного и ды-
рочного диффузионного токов пропорциональна величине заряда е
одиночных носителей (с учетом их знака), коэффициенту их диф-
фузии Dn и Dp, градиенту концентрации электронов dnjdx и дырок
dpfdx (взятому с обратным знаком, так как движение происходит-
в направлении, противоположном градиенту концентрации):

jnnv^ ~ &Dfl {dnldx)\ /рдиф = eDp{dp/dx).

Коэффициенты диффузии электронов Dn и дырок Dp определя-
ются числом носителей заряда, которые диффундируют за 1 с через
элементарную площадку (см2/с). Коэффициенты диффузии связа-
ны с подвижностью соотношением Эйнштейна

£>п = vnkT/е и Dp = y-pkT/е. (2.29)'

Коэффициенты диффузии однозначно определяются подвижно-
стью носителей, поэтому, как и подвижность, они в большей степе-
ни зависят от концентрации и в меньшей от температуры.

Плотность суммарного диффузионного тока в полупроводнике с
неоднородной концентрацией свободных электронов и дырок

jяиф — 7/глиф -Ь Jpnwb ~ & {.Dndni dx • Dpdpi dx). (2.30)

Плотность полного тока. В объеме полупроводника плотность
полного тока, обусловленная дрейфовым и диффузионным переме-
щениями свободных носителей заряда, в соответствии с формула-
ми (2.25) и (2.30):

] = ЛР + 7диЛ = (и.!1п + pv-p) +

+ eDn{dn)dx) — eDp(dp[dx). (2.31)

Все слагаемые этого уравнения содержат значения концентра-
ции электронов и дырок, которые при одномерном движении явля-
ются функциями координаты расстояния х и времени t.

Уравнения непрерывности. В любом объеме полупроводника на-
ряду с диффузионным и дрейфовым движениями свободных элект-
ронов и дырок протекают процессы генерации и рекомбинации.
В отдельных частях кристалла эти процессы могут иметь разную
интенсивность, однако во всем объеме должен соблюдаться закон
сохранения количества электричества. Это ’ значит — изменение-
плотности объемного заряда в объеме в единицу времени должно
равняться числу приходящих или вытекающих из этого объема эле-
ментарных электрических зарядов.
. Связь между изменением концентрации носителей в элементар-
ном объеме полупроводника и током, проходящим через этот объ-
ем, устанавливается уравнениями непрерывности:

dt ~8р

Р — Ро „ d2P dp dE

~ + ряиф ~d^~tlpE~d7~UpP~d^'

n — n0 d^n dn dE

~ ~ + Dn яиф + y.nE ~ + nV-n ~ •

dx% dx dx

(2.32>

В правых частях уравнений: первое слагаемое (gn и gP) харак-
теризует скорость генерации, обусловленную внешними причинами;
второе слагаемое — скорость изменения избыточной концентрации,,
т. е. время рекомбинации неравновесной концентрации частиц;
третье слагаемое — диффузионное движение, а четвертое и пятое —
их дрейфовое движение.

Уравнениями пользуются при анализе процессов в полупровод-
никовых приборах. Например, если генерация отсутствует (gP =
—gn==0), а действием электрического поля можно пренебречь
(dE/dx=0), уравнения непрерывности упрощаются и приводятся к
уравнениям диффузии вида

Dpd^p/dx2 — {р— p0)/tp = 0; End^n/dx^ — (п — n0)/tn = 0. (2.33>

Решения этих уравнений позволяют установить закон измене-
ния концентрации неосновных носителей вдоль координаты х. Ес-
ли длина кристалла полупроводника w велика и превышает сред-
нюю диффузионную длину носителей w>Lp,

Lp = y DpXp, (2.34)

то изменение концентрации частиц, например типа р, происходит
по экспоненциальному закону (рис. 2.9, а), где р0 — равновесная
концентрация дырок.

Средняя диффузионная скорость, с которой носители проходят
диффузионную длину,

^яиф = LpfXp — DpjLp. (2.35)>

Если длина кристалла невелика (w<^.Lp), решения уравнения
показывают, что закон распределения носителей линеен (рис. 2.9,

б). Средняя диффузионная ско-
рость для этого случая г/диф будет
иной, а среднее время диффузии
дырок

= rf^Dp. (2.36)

Аналогичные выражения мож-
но получить, . используя элек-
троны в качестве основных но-
сителей заряда в структуре по-
лупроводника.
Глава 3

ФИЗИЧЕСКИЕ ЯВЛЕНИЯ ПРИ КОНТАКТЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВ

§ 3.1. Структура электронно-дырочного перехода

Образование перехода. Под электронно-дырочным переходом
(р-«-переходом) понимают переходный слой между двумя облас-
тями полупроводника с разной электропроводностью. Электронно-
дырочный переход'создают внутри полупроводника путем введения
в одну его область донорной, а в другую акцепторной, примеси.
В зависимости от степени легирования областей полупроводника,
т. е. концентрации основных носителей, различают симметричные и
несимметричные (или резкие) электронно-дырочные переходы.

В симметричных переходах концентрация носителей в областях
полупроводника почти одинакова (рр~пп). В несимметричных .пе-
реходах концентрации могут различаться во много раз (рр^>пп или
Пп~^>Рр). По конструктивному исполнению переходы могут быть
плоскостными и точечными. Плоскостным называют переход, у ко-
торого линейные размеры, определяющие его площадь, намного
превышают его толщину. При малых линейных размерах контакти-
рующей площади переходы относят к точечным.

Физические процессы. Рассмотрим процессы в переходе полупро-
водника, одна область которого легирована акцепторными примеся-
ми (p-область), а другая— донорными («-область). Если концент-
рация акцепторных примесей в p-области больше (около 1018 см-3),
чем донорных (около 1015 см-3) в «-области, т. е. рр^>пп (рис. 3.1,
кривые 1), следовательно, р-п-переход будет несимметричным. При
комнатной температуре атомы акцепторных и донорных примесей
можно считать полностью ионизированными, поэтому в р-области
концентрация дырок практически равна концентрации отрицатель-
ных ионов акцепторов (pP~Na),

Рис. 3.1. Концентрация подвижных за-
рядов в несимметричном переходе

а в полупроводнике «-типа кон-
центрация электронов равна кон-
центрации положительных ионов
доноров (п„ = Л'д). Кроме основ-
ных носителей заряда, в обеих об-
ластях в результате генерации
пар зарядов содержатся в неболь-
ших количествах неосновные но-
сители— электроны пр в р-обла-
сти и дырки рп в «-области. Кон-
центрация основных носителей за-
ряда в областях кристалла полу-
проводника обычно намного
больше концентрации неосновных
носителей [рр^Рп, пп^>пр (см.
рис. 3.1)].

При неравенстве концентрации
частиц в областях на их границе раздела возникает градиент кон-
центрации носителей заряда каждого знака. Из-за градиента кон-
центрации носители заряда диффундируют из области с высокой
концентрацией в область с пониженной концентрацией: дырки из
p-области в «-область, а электроны — в противоположном направ-
лении.

В результате диффузии основных носителей заряда перераспре-
деляются электрические заряды в областях монокристалла, примы-
кающих к контакту (плоскости, где меняется тип проводимости),,
и нарушается их электрическая нейтральность. Дырки, переходя в-
«-область, рекомбинируют с электронами этой области и в ней по-
являются нескомпенсированные неподвижные положительные заря-
ды (ионизированные доноры). Электроны, переходя в р-область,.
рекомбинируют с дырками этой области и в ней появляются неском-
пенсированные неподвижные отрицательные заряды (ионизирован-
ные акцепторы).

Электрическое поле р-«-перехода. В результате диффузии основ-
ных носителей заряда между электронной и дырочной областями
полупроводника вблизи границы их раздела возникает область объ-
емного заряда, состоящая из двух разноименных заряженных слоев,
(рис. 3.2, а).

Между этими нескомпенсированными разноименными зарядами
ионизированных примесей возникает электрическое поле, направ-
ленное от «-области к p-области. Напряженность этого диффузион-
ного электрического поля £дИф максимальна на границе изменения
знака заряда, где происходит изменение плотности и-знака объем-
ных зарядов (рис. 3.2, б).

Возникшее диффузионное электрическое поле препятствует
дальнейшей диффузии основных носителей через контакт. В крис-
талле устанавливается равновесное состояние. Между п- и р-облас-
тями при этом существует контактная разность потенциалов. По-
тенциал «-области положителен по отношению к потенциалу р-об-
ласти.

Энергетическая диаграмма перехода. Зонные диаграммы для р-
и «-области полупроводника при отсутствии контакта между ними

Рис. 3.2. Схема образования объемного заряда и его электрического поля
Рис. 3.3. Зонные диаграммы р- и «-областей и р-и-перехода

приведены на рис. 3.3, а. Каждая область характеризуется своей
диаграммой уровней. При наличии контакта между областями и об-
разовании электронно-дырочного перехода диаграмма энергетиче-
ских зон в области перехода искривляется (рис. 3.3, б). Вдали от
контакта р- и «-областей (если области легированы равномерно)
электрическое поле отсутствует. Поэтому за пределами р-п-перехо-
да расположение разрешенных зон и уровня Ферми не ме-
няется.

В связи с тем что напряженность диффузионного электрическо-
го поля в переходе направлена от «-полупроводника к р-полупро-
воднику, на диаграмме соответствующие энергозоны для «-области
сдвинуты, т. е. изображены ниже, чем для p-области. Величина
сдвига определяется тем, что в равновесном состоянии уровень Фер-
ми фр является общим для всего объема полупроводника и распо-
ложен внутри запрещенной зоны на одной высоте энергетической
диаграммы. Величина сдвига зон соответствует контактной разно-
сти потенциалов Д<р0 или высоте потенциального барьера пе-
рехода.

Высота потенциального барьера. Величина потенциального барь-
ера перехода равна контактной разности потенциалов (рис. 3.2, в):

д'Ро=?£р-¥Е„. ' <зл)

где и <рЕп — электростатические потенциалы р- и «-областей вне перехода.

Согласно (2.18) их можно выразить через равновесные концент-
рации свободных электронов пРе и пПс или дырок рРо и рПа в р- и
л-областях:

'?Bp='PB-'fT,n(fiPo/nI) и '?En='?F-VThl<nnJni')- (3,2)

Высота равновесного потенциального барьера

A?o = 1п(п„о/про) и Д% = ln(PpjPno). (3.3)

Практически высота потенциального барьера в р-п-переходе
определяется концентрацией примесей в р- и «-областях полупро-
водника. В p-области с высокой концентрацией примеси уровень
Ферми лежит вблизи потолка валентной зоны <pBJ5, а в «-области —
вблизи дна зоны проводимости (рпп (см. рис. 3.3, б).

При высокой концентрации носителей будет больше искривле-
ние зонной диаграммы, увеличится перепад электростатических по-
тенциалов в областях, возрастет величина потенциального барье-
ра. В предельном случае она может оказаться равной ширине запре-
щенной зоны. Уменьшение концентрации в любой из областей сме-
щает уровень Ферми к середине запрещенной зоны и снижает высо-
ту потенциального барьера. Например, при комнатной температуре
тепловой потенциал <рт== 0,025 В, а потенциальный барьер у герма-
ниевых переходов Atp0=0,34-0,4 В, а у кремниевых он 0,74-0,8 В
из-за большого собственного сопротивления.

Токи в р-«-переходе. Диффузионное перемещение основных
носителей заряда (дырок из p-области в «-область и электронов в
обратном направлении) создает в переходе дырочную /рд и элект-
ронную /пд составляющие диффузионного тока (см. рис. 3.3, а):

jiMfy ~ ip д + in л- (3.4)

Для неосновных носителей заряда поле пространственного за-
ряда в переходе является ускоряющим. Под действием этого поля
возникает дрейфовое движение неосновных носителей через пере-
ход дырок из «- в p-область, а электронов — в обратном направле-
нии. Встречное движение неосновных носителей создает дырочную
/ре- и электронную ]пЕ составляющие дрейфового тока:

Др = ipE + пЕ' <3'5)

В изолированном полупроводнике устанавливается динамиче-
ское равновесие, при котором диффузионный поток основных носи-
телей, обусловленный локальным изменением концентрации, урав-
новешивается встречным дрейфовым потоком неосновных носите-
лей, обусловленным градиентом потенциала

Лиф + Ар — 0- (3-6)

Равновесное состояние р-«-перехода характеризуется единым
уровнем Ферми для всего объема полупроводника (см. рис. 3.3, б).
Вблизи контакта р- и «-областей, где p=n=tii, уровень Ферми
проходит через середину запрещенной зоны. В условиях равновесия
концентрации частиц по обе стороны от границы раздела хотя и
не выравниваются, однако дальнейшее диффузионное перемещение
зарядов невозможно из-за возникшего в переходе потенциального
барьера.

Запирающий слой. Из-за диффузии частиц приконтактный слой
р-«-перехода имеет пониженную концентрацию основных носителей
заряда, следовательно, обладает меньшей электропроводностью.
Область р-п-перехода с малой электропроводностью называется за-
пирающим слоем. В области р-п-перехода есть прослойка с собст-
венной электропроводностью. Она является наиболее высокоомной
частью запирающего слоя и не совпадает с границей перехода, где
изменяется тип примеси, а смещается в сторону более высокоомной
области.

Ширина запирающего слоя (см. рис. 3.2, в)

Z = / (2ее0Д%/е) (ЛГа + ^я)/(ЛГаЛ<д)

(3.7)

зависит от концентрации примесей Na и NR, диэлектрической про-
ницаемости полупроводника е и перехода ео, контактной разности
потенциалов Aq>0. Для кремния с е=12 при A'q?o= 1 В и Na—NR=
= 1015 см-3 получаем Z—1 мкм. При увеличении концентрации до
Na=NR—1017 cm~s ширина перехода уменьшается до 0,1 мкм.
В кристалле германия с е=16 ширина перехода больше, чем в
кремнии.

§ 3.2. Свойства р-и-перехода при смещении

Прямое смещение перехода. Подключим внешнее напряжение к
переходу в прямом направлении, т. е. плюс источника к р-области,
а минус к «-области (рис. 3.4, а). При этом напряженность элект-
рического поля внешнего источника будет противоположна по на-
правлению диффузионной напряженности, возникшей за счет кон-
тактной разности потенциалов. Результирующая напряженность
поля в р-«-переходе снизится, уменьшится высота потенциального
барьера до значения

Д<р = Дсро — С7пр. (3.8)

В этом режиме часть основных носителей заряда с наибольшим
значением энергии будет преодолевать понизившийся потенциаль-
ный барьер и проходить через р-«-переход. В переходе нарушится
равновесное состояние, и через него течет прямой ток, обусловлен-
ный инжекцией неосновных (для «-области) носителей заряда из
p-области в «-область. Область полупроводника, в которую проис-
ходит инжекция неосновных носителей, называют базой полупро-
водникового прибора, а область, из которой осуществляется инжек-
ция, — эмиттером.

Рис. 3.4. Смещение перехода прямым и обратным напряжениями
Одним из следствий снижения потенциального барьера являет-
ся уменьшение ширины перехода

/пр = V[2еео (А<Ро - ^.р)/е] (ЛГа + NR)/NaNR.

(3.9)

Другим следствием уменьшения потенциального барьера явля-
ется изменение граничной концентрации носителей заряда. Из-за
инжекции неосновных носителей у границ запирающего слоя обра-
зуются их неравновесные концентрации — дырок в «-области (рР>
>PnQ), а электронов в р-области («„>«„„). Концентрация неоснов-
ных носителей рп и пг, у границы раздела областей экспоненциаль-
но зависит от приложенного к переходу напряжения:

Рп = пр = np/nvl

(3.10)

На рис. 3.5, а показаны рост концентрации неосновных носите-
лей заряда рп и пр под действием прямого напряжения (сплошные
линии) и их равновесные значения рИо и «Ро (штриховые линии).
Значения избыточных концентраций Дрп и Д«Р неосновных носите-
лей на границах перехода:

ДРп =Рп- РПо = РПо (eU^r - 1) ; Д«Р = пр - прв = про - 1) (3.11)

пропорциональны равновесным концентрациям рПо и пП( основных
носителей в областях. Вследствие возникновения градиентов кон-
центрации у границы раздела дырки диффундируют от границы пе-
рехода вглубь «-области, где рекомбинируют с электронами, а элек-
троны— из «- в p-область, рекомбинируя там с дырками. У внеш-
них границ кристалла концентрации неосновных носителей равны
их равновесным значениям.

Уровень инжекции. Относительное изменение концентрации ин-
жектированных носителей на границе раздела областей полупро-
водника характеризует уровень инжекции. Он определяется как
отношение приращения концентрации неосновных носителей Д«р и
Ap-п какой-либо области полупроводника к равновесной концентра-
ции основных носителей заряда в ней пПв и рПе-

6И = ЬРп/ пПа = ^Р!рра. (3.12)

Если приращения концентраций инжектированных (Носителей со-
измеримы с концентрациями основных носителей (Г\рп~\пп~пп и
Л«р~Дрр~рр), то уровень инжекции считают средним (ди~ 1), а
при би>1—высоким. Инжектированные неосновные носители за-
ряда создают в области перехода объемные заряды. Для компенса-
ции этих зарядов из объемов р- и «-областей к переходу перемеща-
ются основные носители зарядов, что приводит к образованию у
границ перехода избыточной концентрации как неосновных Др«,
Д«р, так и основных Д«п, Д/Д носителей зарядов. При этом в объ-
емах р- и «-областей возникают нескомпенсированные заряды не-
подвижных ионов примесей, что вызывает появление внутреннего
электрического поля и нарушение электронейтральности областей.

Обратное смещение перехода. При включении обратного напря-
жения внешнего источника (минус подключен к p-области, а плюс
к «-области) его электрическое поле в переходе совпадает по на-
правлению с диффузионным (рис. 3.4, б), высота потенциального
барьера для основных носителей возрастает до значения

Д<р = Д<р0 +//обр, (3.13)

вследствие чего плотность потока основных носителей через пере-
ход уменьшится. Для неосновных носителей, т. е. для дырок в «-
области и для электронов в p-области, потенциальный барьер в пе-
реходе вообще отсутствует. Неосновные носители заряда будут втя-
гиваться электрическим полем источника в р-п-переход и
проходить через него в смежную область (будет происходить экст-
ракция носителей зарядов). При этом через переход будет идти об-
ратный ток неосновных носителей. Этот ток мал из-за малой кон-
центрации неосновных носителей заряда в прилегающих к р-«-пере-
ходу областях.

Ширина р-п-перехода при увеличении обратного напряжения по
абсолютному значению увеличивается

/обр — 1^[2eSq (А"Ро + иобр)/с] (Nа + А/д)/А^аА/Д, (3.14)

так как при этом возрастает суммарная напряженность электриче-
ского поля в переходе и глубина его проникновения в прилегающие
области. Под действием этого поля неосновные носители будут ухо-
дить из р- и «-областей, уменьшатся граничные концентрации неос-
новных носителей рп и пр (на рис. 3.5, б показаны сплошными ли-
ниями) по сравнению с их равновесными значениями (на рис. 3.5, б
штриховые линии). Вблизи границ перехода в этом случае возник-
нут градиенты концентрации неосновных носителей, вследствие че-
го начнется их диффузионное движение (экстракция неосновных но-
сителей) из объемов р- и «-областей полупроводника к границам
электроннО-дырочного перехода.
Равновесные концентрации неосновных носителей зарядов пРо и
рп„ и их диффузионные длины Lp и Ln от обратного напряжения не
зависят, поэтому их концентрации у границ перехода и ток через
переход даже при увеличении обратного напряжения постоянны.

§ 3.3. Методы формирования и виды р-п-переходов

Методы формирования. Наибольшее распространение получили
методы вплавления, диффузии примесей и эпитаксиального нара-
щивания. При вплавлении примесей в монокристалл полупровод-
ника навеску вплавляемого материала (из металла или сплава, со-
держащего донорные или акцепторные примеси) и кристалл нагре-
вают до расплавления навески. В результате часть кристалла полу-
проводника растворяется в расплаве навески. При последующем
охлаждении происходит рекристаллизация полупроводника с мате-
риалом навески. По сравнению с исходным полупроводником ре-
кристаллизованный слой получает другой -тип электропроводности,
а на границе их раздела возникает р-п-переход, называемый сплав-

ным переходом.

Для создания диффузионного р-п-перехода используют диффу-
зию в полупроводник примеси, находящейся в газообразной, жид-
кой или твердой фазе.

Диффузионные переходы имеют несколько разновидностей.
Диффузионный р-п~переход, полученный в результате диффузии

примеси сквозь отверстие в защитном cjfoe,
нанесенном на поверхность полупроводника,
называют планарным. В качестве защитного
слоя на поверхности кремния обычно служит
диоксид кремния SiO2. На рис. 3.6 показаны
этапы технологического процесса формиро-
вания планарного р-п-перехода. Основу та-
кой технологии составляет фотолитография.
Исходную окисленную пластину монокри-
сталла кремния покрывают слоем фоточув-
ствительного вещества (фоторезиста ФР на
рис. 3.6, а). Через маску засвечивают плен-
ку фоторезиста ультрафиолетовым светом
(рис. 3.6, б). Облученные (экспонированные)
места фоторезиста полимеризуются и стано-
вятся нерастворимыми, а незаполимеризо-
ванные части ФР смываются (рис. 3.6, в).
Производят травление пленки оксида SiO2,
которая остается лишь в местах, где она за-
щищена ФР (рис. 3.6, г). В образовавшиеся
окна производят диффузию примеси в пла-
стину кремния (рис. 3.6, д).

Для получения более сложных структур,
например с двумя р-п-переходами, рассмот-

Рис. 3.6. Схема формиро-
вания планарного р-п-пе-
рехода
ренные этапы повторяют (заново окисляют пластину кремния, на-
носят слой ФР, засвечивают отдельные участки, производят трав-
ление и диффузию примеси).

Диффузионный р-п-переход, полученный путем обратно?! диффу-
зии примеси из полупроводника в смежную область (из металла
или полупроводника), называют конверсионным.. Для получения
конверсионного перехода в качестве исходного полупроводника ис-
пользуют кристалл германия, содержащий донорную и акцепторную
примесь. Концентрация акцепторов берется больше доноров, сле-
довательно, исходный германий имеет дырочную (p-типа) электро-
проводность. Затем в исходный кристалл германия вплавляют на-
веску (из металла или сплава). При вплавлении акцепторы из
исходного кристалла германия диффундируют в навеску, а сам
кристалл германия, примыкающий к навеске, с потерей акцепторов
изменяет тип электропроводности, т. е. происходит конверсия.

Сущность эпитаксиального наращивания состоит-в-том, что не-
которые химические соединения, например хлориды или иодиды
германия и кремния с примесью легирующих веществ, разлагаясь,
образуют поверхностный слой, структура которого является про-
должением монокристаллической структуры исходного полупровод-
ника подложки. Если эпитаксиальный слой имеет иной, чем под-
ложка, тип электропроводности, получаем эпитаксиальный р-п-пе-
реход.

Виды электронно-дырочных переходов. По характеру распреде-
ления концентрации примеси различают плавные и резкие р-п-пере-
ходы. Если толщина области изменения концентрации примеси
сравнима или больше толщины р-«-перехода, то переход называют
плавным. Переход, в котором толщина области изменения концент-
рации примеси значительно меньше толщины р-п-перехода, назы-
вают резким. Резкий переход получается при вплавлении примеси,
а плавный — при ее диффузии.

Если размеры р- и n-областей меньше диффузионной длины
(wn<^.Lp и Wp<^Ln), то концентрация неосновных носителей за гра-
ницами перехода изменяется по линейному закону (см. рис. 2.9, б):

P(x) = pno+bp(l — x/wny,

п( — х) = про + Дп(1 -}- x/Wp). (3.15)

При wn>Lp и Wp>Ln концентрация вне перехода изменяется по
экспоненциальному закону (см. рис. 2.9, а):

Рх = Рп<1 + Дре X'Lp\ n(~x) = npQ + t^neXILn. (3.16)

По отношению концентраций основных носителей заряда или со-
ответствующих примесей в р- и n-областях различают симметрич-
ные и несимметричные р-п-переходы. У симметричных переходов
концентрации основных носителей заряда в прилегающих к пере-
ходу областях приблизительно равны (рРо~пи„). В реальных полу-
проводниковых приборах обычно используются несимметричные
р-«-переходы, для которых характерно неравенство рр„>пп„ (или
Пп^РРс)-

При прямом смещении несимметричного перехода напряжением
внешнего источника высота потенциального барьера уменьшается
и через переход осуществляется инжекция неосновных носителей
из эмиттерной, например, p-области полупроводника в базу (в п-
область). При обратном смещении через несимметричный переход
течет обратный ток неосновных носителей (главным образом —
дырок из п- в p-область). Однако уровень инжекции в базе всегда
выше, чем в эмиттерной области. В базовой области обычно сосре-
доточен потенциальный барьер несимметричного перехода. Обозна-
чение несимметричных переходов ведут символами р+-—п (или
п+—р). Здесь знаком « + » отмечают область с большей концентра-
цией примесей.

Переходы типа р-1 и n-i возникают при контакте примесного»
(типа р или п) и собственного (i) полупроводников с различной
концентрацией носителей заряда (рР>рг и щ>пр).

При контакте высоколегированного р+-полупроводника со сла-
болегированным р-полупроводником (структура р+=р) разность
концентраций дырок меньше, чем в структуре p=i, поэтому сни-
зится высота потенциального барьера. Аналогичные явления на-
блюдаются при использовании структуры п+=п. Потенциальный
барьер, возникающий на границе раздела этих структур, препятст-
вует свободному обмену зарядов между областями полупровод-
ника.

В переходах металл — полупроводник возникают явления, свя-
занные с разницей в работе выхода электронов из металла и полу-
проводника. Под работой выхода электронов понимают энергию,
необходимую для перевода электрона с уровня Ферми на потолок
верхней свободной зоны.

При создании контакта металла с полупроводником возникает
диффузия электронов из материала с меньшей работой выхода в
материал с большей работой выхода. При этом происходит перерас-
пределение зарядов, которое вызывает появление электрического
поля и контактной разности потенциалов.

В зависимости от типа электропроводности полупроводника и
значений работы выхода контактирующих материалов в полупро
воднике возникает обедненный, инверсный или обогащенный слой.
Так, при контакте металла с «-полупроводником, у которого работа
выхода ефоп меньше, чем у металла expo. т. е. (etpon<e<po), электроны
из зоны проводимости «-полупроводника будут переходить в ме-
талл. В результате металл заряжается отрицательно, а в обеднен-
ной (из-за ухода электронов) приконтактной области полупровод-
ника возникнет нескомпенсированный положительный заряд ионов
Доноров. Возникает поле, которое будет препятствовать дальнейше-
му движению электронов в металл. Если к такому переходу под-
ключить напряжение внешнего источника, он будет обладать уни-
полярным (выпрямляющим) свойством (проводить ток в одном на-
правлении) .
Аналогичный переход с униполярными свойствами можно полу-
чить при контакте металла с р-полупроводником, работа выхода у
которого выше, чем у металла (е<рОр>е<ро)- Электроны из металла
будут переходить р-полупроводник и заряжать его отрицатель-
ным зарядом, а металл остается с нескомпенсированным положи-
тельным зарядом. Возникшую контактную разность потенциалов
можно скомпенсировать напряжением внешнего источника, под дей-
ствием которого увеличится поток электронов из металла в полу-
проводник, обеспечивая проводимость тока через структуру.

Если разность работ выхода металла и полупроводника вели-
ка (е<ро>е<ро«), то в запирающем слое полупроводника возможно
образование инверсного слоя, обладающего противоположным ти-
пом проводимости. Например, в запирающем слое «-полупроводни-
ка вследствие перехода в металл части валентных электронов воз-
никает инверсный р-слой.

Заметим, что в местах пайки металлических токоотводов к мо-
нокристаллу полупроводниковых приборов контакта с униполяр-
ными свойствами не возникает. Здесь образуется слой с повышен-
ной концентрацией основных носителей, обладающий хорошей
удельной проводимостью.

Гетеропереход возникает между двумя разнородными полу-
проводниками с различной шириной запрещенных зон (например,
германием и арсенидом галлия). На границе раздела этих полупро-
водников с различными параметрами кристаллической решетки воз-
никают дефекты, которые могут служить центрами захвата, реком-
бинации и генерации носителей заряда. Ток через такой переход
определяется концентрацией носителей заряда в приконтактных об-
ластях и напряженностью поля внешнего источника.

§ 3.4. Вольт-амперная характеристика р-п-перехода

Вольт-амперная характеристика (ВАХ) представляет зависи-
мость между протекающим через р-п-переход током и приложенным
к нему напряжением Эта зависимость устанавливается на

основании уравнений непрерывности (2.31) для стационарных усло-
вий (при постоянном градиенте концентрации носителей dp/dt=O;
du/dt=O) и некоторой идеализации процессов в р-п-переходе (низ-
ком уровне инжекции, одномерном движении носителей вдоль оси,
перпендикулярной плоскости перехода, пренебрегая генерацией и
рекомбинацией носителей, считая напряженность электрического
поля вне перехода Е=0, т. е. пренебрегая дрейфовой составляю-
щей тока).

С учетом этих допущений ВАХ р-п-перехода описывается урав-
нением

/=/0(еГ/^_1), (3.17)

где /0 — тепловой ток р-п-перехода;

U — приложенное к переходу напряжение (с его знаком);

<рт — температурный потенциал.
Рис. 3.7. Вольт-амперная
характеристика идеали-
зированного перехода

При положительных напряжениях t7>0
(прямое смещение р-п-перехода) ток через
переход экспоненциально возрастает (очень
малые приращения напряжения вызывают
большие приращения тока, см. рис. 3.7). При
отрицательных напряжениях (7<0 (обрат-
ное смещение перехода) ток через переход
мал. При большом обратном напряжении

—Л/<р
экспонента е г0, следовательно, через
переход течет ток, не зависящий от прило-
женного напряжения /->(—/0), т. е. через
переход течет тепловой ток 10.

Тепловой ток существенно зависит от

толщины эмиттера и базы, т. е. отношения w/L. В случае большой
толщины эмиттера и базы w„3>Lp и wp^>Ln тепловой ток

Zo X eS ^Dpj>njLp^ + DnnpjLn^, (3.18)

где S — площадь перехода.

Первое слагаемое в правой части уравнения (3.18) представля-
ет дырочную, а второе — электронную составляющие обратного
дрейфового тока. Для несимметричных переходов рРс»лПо и пР()<С

и тепловой ток р-п-перехода будет в основном дырочным (из
базы в эмиттер).

При малых размерах областей (wn<cLp и wP<C£n) тепловой
ток

Io = eS (Dpfpnjwn + Dnnpjwp). (3.19)

Подставляя значения коэффициентов диффузии Врп=1?Р1тр и
Dnp.—получим

/о = eS (Lppnjtp + Lnnpjx.n), (3.20)

Здесь отношения pnJxv и npJxn выражают соответственно ско-
рости генерации дырок и электронов. Тепловой ток зависит от ма-
териала перехода, степени его легирования примесями и темпера-
туры.

При несимметричных р-п-переходах с высоколегированной р-
областью эмиттера концентрация неосновных носителей

в базе будет больше, чем в эмиттерной области. В этих условиях
тепловой ток [согласно (3.19)] будет определяться неосновными но-
сителями базы (дырками)

IoXeSDpnpnjwn. (3.21)

Концентрация неосновных носителей согласно уравнению’(2.15)
Pnn=n^lNp или рп=рИо=л<2/Л^д, следовательно, значение теплово-
го тока пропорционально собственной концентрации лА сильно за-
висящей от температуры

Io eS (DPnl^n) (3.22)
При комнатной температуре 70=300 К собственная концентра-
ция кремния (ziisi~2-1010 см-3) на три порядка меньше,чем герма-
ния (fi£Ge=2,5-1013 см-3). Если учесть, что коэффициент диффузии
для германия в 3,5 раза больше кремния, то при одинаковых усло-
виях тепловой ток в германии на шесть порядков больше, чем в
кремнии.

Тепловой ток пропорционален равновесной концентрации неос-
новных носителей заряда в базе. Равновесная концентрация с рос-
том температуры увеличивается по экспоненциальному закону, по-
этому температурная зависимость теплового тока описывается экс-
поненциальной функцией

/о(П = /0(7’о)^дг, (3.23)

где Го=300 К;

а — коэффициент для германия 0,09 град-1 и для кремния 0,13 град-1;
ДТ = Т—То — перепад температур.

Ориентировочно удвоение теплового тока в германиевых пере-
ходах происходит с повышением температуры на 10° С и на 7° С в
кремниевых. Реальный переход имеет конечную ширину /п, поэтому
следует учитывать процессы генерации и рекомбинации носителей
в объеме Va—Sla самого перехода.

Возникающие в результате генерации пары носителей заряда
переносятся полем перехода, образуя дополнительную составляю-
щую обратного тока — ток термогенерации Ig. В равновесном со-
стоянии ток Ig компенсируется встречным и равным ему током, ре-
комбинации 1г, образуемым теми основными носителями, которые
проникают в переход, но из-за недостатка энергии не преодолева-
ют потенциальный барьер, тормозятся полем перехода и рекомби-
нируют в нем.

Внешнее напряжение, приложенное к переходу, нарушает рав-
новесие токов Ig и 1Г. При увеличении обратного напряжения воз-
растают ширина перехода /Побр и его объем 5/Побр и соответственно
возрастает ток Ig, поэтому обратная ветвь ВАХ реального перехо-
да имеет конечный наклон. При обратном смещении перехода уве-
личивается высота потенциального барьера в нем, вследствие чего
уменьшаются глубина проникновения частиц в переход и ток ре-
комбинации 1Г.

Заметим, что ток Ig германиевого перехода намного меньше теп-
лового. У кремниевых переходов даже при комнатной температуре
ток Ig на несколько порядков больше теплового.

Ток утечки 1у обусловлен поверхностными явлениями полупро-
водника (появлением пленок оксидов, молекул газов и т. д.), шун-
тирующими переход. Ток утечки растет пропорционально обратно-
му напряжению, нестабилен во времени, слабо зависит от темпера-
туры.

Полный обратный ток в электронно-дырочном переходе

S Л>бр = Io + Ig+ Ir + ly (3.24)
На рис. 3.7 он представлен штриховой обратной ветвью ВАХ пе-
рехода. В нормальных условиях-(Т—300 К) обратный ток герма-
ниевых переходов в основном определяется тепловым током, а' в;
кремниевых — током генерации.

§ 3.5. Емкости электронно-дырочного перехода

По обе стороны границы электронно-дырочного перехода дей-
ствуют различные по знаку объемные электрические заряды. Зна-
чение объемных зарядов в самом переходе и за его пределами за-
висит от полярности и значения внешнего напряжения, приложенно-
го к переходу. В связи с этим различают барьерную и диффузион-
ную емкости электронно-дырочного перехода.

Барьерная (зарядная) емкость обусловлена перераспределени-
ем зарядов, сосредоточенных в двух тонких слоях (рис. 3.8), рас-
положенных по обе стороны от границы электронно-дырочного пе-
рехода, что напоминает поверхностные заряды на обкладках кон-
денсатора.

Барьерную емкость можно определить как отношение измене-
ния объемного заряда Qn в собственно переходе к вызвавшему его
изменению напряжения C^av=dQnldU. Применительно к несиммет-
ричному переходу, в котором Na^>NR, можно принять Na + Na~Na
и считать запирающий слой сосредоточенным в базовой «-области,
тогда в соответствии с выражением (3.14) ширина перехода

Z и У [2ве„ (Д<р0 + <7)/е] ЛГИ. (3.25)

Величина граничного заряда в переходе (применительно к ба-
зовой «-области)

(?„ = eTV ASl,

где Sul — площадь и ширина перехода.

Подставляя значение I из формулы (3.25) и дифференцируя из-
менения объемного заряда по напряжению, получим барьерную ем-
кость перехода при обратном смещении, т. е. при |ПОбр|

Сл = ]/1% = 1/ . (3 26)

ар I ' I и | Абр Д<Ро + ^обр

С увеличением обратного напряжения область объемного заря-
да расширяется (Абр увеличивается), а барьерная емкость умень-
шается. На рис. 3.9 показано изменение барьерной емкости несим-
метричного (кривая 1) и плавного (кривая 2) переходов при изме-
нении обратного напряжения. Эту зависимость СбЭр=<р((70б1>) име-
нуют вольт-фарадной характеристикой перехода.

При прямом смещении перехода его ширина сужается (/пр
уменьшается), а Сбар возрастает.
p-offpam

1^'51

I §.'5 I \п-вЛ1Исг£>

I 1 I

I lp-n 1 {

Cfiap

Рис. 3.9. Вольт-фарадная
характеристика р-п-пере-
хода

Рис. 3.8. Изменение тол-
щины р-п-переходаи объ-
емного заряда при изме-
нении напряжения на
р-п-переходе

Диффузионная емкость обусловлена перераспределением заря-
дов в областях, примыкающих к переходу, в результате инжекции
и экстракции неосновных носителей заряда. При прямом смещении
перехода происходит инжекция носителей заряда в базу. По обе
стороны от перехода на расстоянии примерно диффузионной дли-
ны носителей накапливаются подвижные заряды. Изменение внеш-
него напряжения сопровождается изменением плотности инжекти-
руемых зарядов в областях и характеризует диффузионную емкость.
Она определяется отношением приращения инжектированно-
го заряда в базе к вызвавшему его приращению напряжения на пе-
реходе Сдиф= |дфинж/дП|. Диффузионную емкость связывают с из-
менением заряда инжектированных неосновных носителей. Ее нель-
зя связывать с прохождением токов смещения. В этом физическое
отличие диффузионной емкости от барьерной емкости р-п-перехо-
да и от емкости обычного конденсатора. Абсолютное значение от-
ношения взято для того, чтобы не было путаницы из-за правила
знаков для напряжения и инжектированного заряда, который также
может быть как положительным, так и отрицательным.

Диффузионная емкость зависит от значения прямого тока /пр
в переходе, времени жизни неосновных носителей гР/г, ширины ба-
зы &Уб- С увеличением прямого напряжения' увеличивается прямой
ток в переходе, а следовательно, и избыточная концентрация не-
основных носителей в базе. Чем больше время жизни неосновных
носителей, тем дольше существует избыточный заряд и больше диф-
фузионная емкость.

Если ширина базы больше диффузионной длины Ер инжектиру-
емых носителей &уп>ЕР) то диффузионная емкость

Сдиф ~ (е/kT) /прТр.

(3.27

При малой ширине «-базы (wn<Lp) диффузионная емкость
СДИф » {e/kT) 7пр = (e/kT) /пр/д, (3.28)

где /д = ауп2/27) — среднее время пролета носителей через базу.
При прямом смещении перехода преобладающее значение име-
ет диффузионная емкость перехода, а при обратных — барьерная.
На низких частотах диффузионная емкость может достигать тысяч
пикофарад и превышать барьерную' а на высоких — оказаться
меньше барьерной из-за инерционности процесса накопления заря-
дов в областях.

§ 3.6. Пробой электронно-дырочного перехода

Пробой электронно-дырочного перехода-—это явление резкого
увеличения обратного тока через пёреход при достижении обрат-
ным напряжением критического значения. При пробое нарушается
свойство односторонней проводимости р-ц-перехода. В зависимо-
сти от физических явлений, приводящих к пробою, различают ла-
винный, туннельный и тепловой пробой.

Лавинный пробой возникает под действием сильного электриче-
ского поля в обратносмещенном переходе. При некотором обратном
напряжении, близком к критическому, неосновные носители уско-
ряются полем перехода и приобретают энергию, достаточную для
возбуждения и ударной ионизации в переходе атомов слаболегиро-
ванного полупроводника. Процесс ионизации сопровождается раз-
рывом валентных связей и образованием новых свободных пар
электрон-дырка. В результате ударной ионизации этот процесс мо-
жет многократно повториться под действием новых свободных но-
сителей заряда, в результате чего образование новых пар приобре-
тает лавинный характер, перерастая в пробой р-ц-перехода.

Лавинный способ характеризуется быстрым ростом обратного
тока (рис. 3.10, кривая 1) при практически неизменном (критиче-
ском) обратном напряжении. Достаточную для ударной ионизации
энергию носители могут получить в структурах с большим време-
нем дрейфа, т. е. с большой шириной перехода, изготовленных из
материала с высоким удельным сопротивлением р базы. Напряже-
ние лавинного пробоя

^пРб.л=арТ (3.29)

пропорционально удельному сопротивле-
нию базы ре, а также зависит от физических
свойств исходного материала (параметров
лавинного пробоя а и т). Как следует из
выражения (3.29) и табл. 3.1, напряжение
электрического пробоя р-ц-перехода с базой
л-типа выше, чем с базой p-типа, что объяс-
няется различием подвижности носителей и
степени очистки исходного материала.

Туннельный пробой является разновидно-
стью электрического пробоя. Он возникает в
p-n-переходе с высоколегированными обла-
стями с малым удельным сопротивлением

Рис. 3.10. Пробой р-п-
перехода
Таблица 3.1
Германий Кремний
Параметр Р п Р п
а 52 83 23 86
m 0,6 0,6 0,7 0,7

базы. При высокой концентрации легирующих примесей наступает
перекрытие энергетических зон областей эмиттера и базы, сужает-
ся ширина перехода (до 0,01 мкм), что обусловливает высокую
(около 105—106 В/см) напряженность электрического поля внутри
перехода.

В условиях перекрытия зон при высокой напряженности поля
возможен туннельный эффект движения носителей через переход,
с энергией, меньшей высоты потенциального барьера перехода.
Внешним признаком начала туннельного пробоя является десяти-
кратное увеличение обратного тока по сравнению с тепловым то-
ком (/Обр= 10/о) • В германии туннельный пробой возникает при на-
пряженности поля около 2-105 В/см, а в кремнии — при 4-10s В/см.

Напряжение туннельного пробоя пропорционально удельному
сопротивлению ре базы. В высоколегированных полупроводниках
с малым рб туннельный пробой развивается при напряжении, мень-
шем напряжения лавинного пробоя, а в полупроводниках с боль-
шим рб напряжение туннельного пробоя может превысить потенци-
ал лавинного пробоя. Напряженность же электрического поля при
туннельном пробое выше напряженности поля лавинного пробоя.
В связи с этим для изготовления высоковольтных приборов пред-
почтительны материалы с высоким р. На рис. 3.10 (кривая 2)
приведена характеристика обратного тока при туннельном
пробое.

Тепловой пробой р-тг-перехода возникает в результате наруше-
ния равновесия между рассеиваемой теплотой и теплотой, выделя-
емой в переходе при протекании обратного тока. Сопротивление
запирающего слоя р-н-перехода значительно превышает сопротив-
ление р- и /1-областей полупроводника. Поэтому на переходе пада-
ет основная часть обратного напряжения и выделяется основная
мощность, преобразуемая в теплоту. За счет нагрева электроны
валентной зоны переходят в зону проводимости, увеличивая обрат-
ный ток и выделяющуюся теплоту. Такая взаимосвязь приводит к
лавинному нарастанию обратного тока, т. е. к пробою перехода
(кривая 3 на рис. 3.10).

Пробивное напряжение при тепловом пробое

^,рб.г = 3/(ь^.,с) (3-39)
определяется значением ширины запрещенной зоны <р3 основного по-
лупроводника, тепловым током /0 при 7=300 К и общим тепловым
сопротивлением

^?тпс=(7п 7С)/РП (3.31)

между переходом и окружающей средой, зависящими от темпера-
турного перепада между переходом и окружающей средой Тп — Тс
и от средней мощности Рв, выделяемой в переходе.

Пробивное напряжение при тепловом механизме пробоя умень-
шается с ростом температуры окружающей среды и ухудшением
условий теплоотвода. Чем меньше обратный ток в переходе, тем вы-
ше пробивное напряжение. Например, кремниевые переходы име-
ют очень малые тепловые токи, поэтому тепловой пробой у них ма-
ловероятен.

Глава 4

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ диоды

§4.1. Структура, классификация и обозначение диодов

Полупроводниковыми диодами называют однопереходные (с од-
ним электрическим переходом) электропреобразовательные прибо-
ры с двумя внешними токоотводами. В качестве электрического

.перехода может служить электронно-дыроч-
ный переход, контакт металл — полупровод-
ник или гетеропереход На рис. 4.1 схемати-
чески показано устройство диода с электрон-
но-дырочным переходом 1, разделяющим р-
п «-области (2 и 3) с различным типом элек-
тропроводимости. Кристалл 3 снабжают
внешними токоотводами 4 и помещают в ме-
таллический, стеклянный, керамический или
пластмассовый корпус 5, защищающий по-
лупроводник от внешних воздействий (атмо-
сферных, механических и т. д.).

Обычно полупроводниковые диоды име-
ют несимметричные электронно-дырочные
переходы. Одна область полупроводника (с
более высокой концентрацией примесей)
служит эмиттером, а другая (с более низкой
концентрацией) — базой. При прямом под-
ключении внешнего напряжения к диоду ин-
жекция неосновных носителей заряда в ос-
новном происходит из сильнолегированной
области эмиттера в слаболегированную об-
ласть базы. Количество неосновных носите-

Рис. 4.1. Устройство плос-
костного диода
лей, проходящих в противоположном направлении, значительно
меньше инжекции из эмиттера.

В зависимости от соотношения линейных размеров перехода и
характеристической длины различают плоскостные и точечные дио-
ды. Плоскостным считают диод, у которого линейные размеры, оп-
ределяющие площадь перехода, значительно больше характерис-
тической длины. Характеристической длиной для диодов является
наименьшая из двух величин — толщина базы и диффузионная дли-
на неосновных носителей в базе. Они определяют свойства и ха-
рактеристики диодов. К точечным относят диоды с линейными
размерами перехода, меньшими характеристической длины.

Переход на границе раздела областей с различным типом про-
водимости обладает свойствами выпрямления (односторонней про-
водимости) тока; нелинейностью вольт-амперной характеристики;
явлением туннелирования носителей заряда сквозь потенциальный
барьер как при обратном, так и прямом смещении; явлением удар-
ной ионизации атомов полупроводника при относительно больших
для перехода напряжениях; барьерной емкостью и др. Эти свойст-
ва перехода используют для создания различных видов полупро-
водниковых диодов.

По диапазону частот, в котором диоды могут работать, их под-
разделяют на низкочастотные (НЧ) и высокочастотные (ВЧ). По
назначению НЧ диоды подразделяют на выпрямительные, стаби-
лизирующие, импульсные, а ВЧ диоды — на детекторные, смеси-
тельные, модулярные, параметрические, переключательные и т. д.

Иногда в особую группу выделяют диоды, отличающиеся основ-
ными физическими процессами: туннельные, лавинно-пролетные,
фото-, светодиоды и др.

По материалу основного кристалла полупроводника различают
германиевые, кремниевые, арсенид-галлиевые и другие диоды.

Для обозначения полупроводниковых диодов используют шести-
и семизначный буквенно-цифровой код (например, КД215А,
2ДС523Г).

Первый элемент — буква (для приборов широкого применения)
или цифра (для приборов, используемых в устройстве специально-
го назначения) —указывает материал, на основе которого изго-
товлен прибор: Г или 1 — германий; К или 2 — кремний и его соеди-
нения; А или 3 — соединения галлия (например, арсенид галлия);
И или 4 — соединения индия (например, фосфид индия).

Второй элемент — буква, указывающая подкласс или группу
приборов: Д — выпрямительные, импульсные диоды; Ц — выпрями-
тельные столбы и блоки; В — варикапы; И — импульсные туннель-
ные диоды; А — СВЧ диоды; С — стабилитроны.

Третий элемент — цифра — определяет один из основных призна-
ков, характеризующих прибор (например, назначение или принцип
действия).

Четвертый, пятый и шестой элементы —- трехзначное число, обо-
значающее порядковый номер разработки технологического типа
прибора.
Рис. 4.2. Графическое изображение диодов:

а — выпрямительный, СВЧ, импульсный; б — стабилитрон; в — туннельный; г — варикап; д —*
светоизлучающий; е — фотодиод

Седьмой элемент — буква — условно определяет классификацию
по параметрам приборов, изготовленных по единой технологии.

Пример обозначения: 2ДС523Г — набор кремниевых импульс-
ных диодов для устройств специального назначения с временем ус-
тановления обратного сопротивления от 150 до 500 нс; номер разра-
ботки 23, группа Г.

Приборы разработки до 1973 г. имеют трех- и четырехэлемент-
ную системы обозначений. Графическое изображение диодов приве-
дено на рис. 4.2, а—е.

§ 4.2. Характеристики диода

Вольт-амперная характеристика ВАХ. Эта зависимость прибли-
женно описывается экспоненциальной функцией (3.17) идеализиро-
ванного электронно-дырочного перехода. Отличие реальной ВАХ от
идеализированной объясняется рядом рассмотренных выше причин
(см. § 3.4).

Прямая ветвь ВАХ снимается при подключении к диоду прямо-
го напряжения ((7>0). При этом потенциальный барьер в переходе
снижается, что облегчает инжекцию неосновных носителей заряда
из эмиттера в базу. В этом режиме через диод (согласно уравнению
3.17) в прямом направлении течет ток

Л1р = 7о(^пр/'Рт-1)- (4.1)

Значение прямого тока в диоде определяется рядом физических
процессов, протекающих в самом переходе и базе реального диода.
В реальных диодах степень легирования эмиттера выше, чем базы
((Va^>AH), поэтому прямой ток в основном обусловлен инжекцией
дырок из эмиттера в базу.

Инжекцию неосновных носителей в базу оценивают коэффици-
ентом инжекции

V = WP + /n), (4.2)

где 1Р и In — дырочная и электронная составляющие тока через переход.

Коэффициент инжекции для диода с протяженными областями
эмиттера и базы (wp>Ln, wn>Lp) исходя из уравнения плотности
Диффузионного тока (2.30) можно представить

Т и 1 — Рэ/Рб- (4-3)
Рис. 4.3. Вольт-амперные и вольт-омные характеристики диода

Для несимметричного перехода (с А'а = 1018 см-3, р=^0,07 Ом-см,
з Ад=10'15 см-3 и р~5 Ом-см) коэффициент инжекции у—0,98.

Ввиду резкой зависимости прямого тока от приложенного напря-
жения при практических расчетах и снятии характеристик диода
удобнее принять в качестве аргумента ток I, а напряжение считать,
его функцией и, логарифмируя уравнение (4.1), .привести его к виду

СА=?Т In [(///„)+ 1]. (4.4)

Отсюда следует, что напряжение U, соответствующее заданно-
му значению прямого тока I, тем больше, чем меньше тепловой (об-
ратный) ток /0. У кремниевых диодов 10 меньше, чем у германиевых,
поэтому прямое напряжение у них на 0,3—0,4 В больше, вследст-
вие этого начальный участок прямой ветви ВАХ у них сдвинут по
оси напряжений и идет положе (рис. 4.3, а). Наклон начального
участка ВАХ в германиевых диодах определяется значением теп-
лового тока, а у кремниевых — током рекомбинации (см. § 3.4).

При низком уровне инжекции, соответствующем началу круто-
го участка характеристики, основную роль в прямом токе играет
диффузия инжектированных в базу носителей, поэтому характери-
стика близка к экспоненциальной. В дальнейшем с ростом тока
все больше сказывается влияние объемного сопротивления базы
Гб- На этом сопротивлении прямой ток создает падение напряжения

U6 = Ir6 = Zp6w/S яа 1 -г- 30 Ом, (4.5)

которое снижает значение прямого напряжения (7Пр = Н—Дб, дей-
ствующего непосредственно в переходе. С учетом этого падения
напряжения в базе уравнение (4.1) для ВАХ можно привести к
виду

/ = /о _ i] или t<hp = 1п щ[о + 1) ir6. (1.6)

При относительно небольшом токе

/ = <рт/гб > 24-20 мА

(4.7
преобладает падение напряжения в базе Ue=Ir§, которое с увели-
чением тока I растет быстро и линейно, а напряжение в переходе
/7п=(7пр—/го — более медленно (логарифмически). Вследствие
этого наступает вырождение экспоненциальной зависимости, и
прямая ветвь реальной характеристики диода идет более полого
(см. участок за точкой О на рис. 4.3, а), чем теоретическая харак-
теристика. В этом режиме прямой ток диода в основном определя-
ется сопротивлением базы и линейно зависит от приложенного на-
пряжения.

Практически вырожденный участок ВАХ, часто называемый
омическим, соответствует ее основной рабочей области. При высо-
ком уровне инжекции сопротивление базы несколько уменьшается
и характеристика идет круче. Для германиевых диодов характер-
на большая, чем для кремниевых, крутизна омического участка
(см. рис. 4.3, а), что объясняется более высокой подвижностью их
носителей заряда.

Рассмотрим физические процессы в базе. Инжекция неоснов-
ных носителей из эмиттера сопровождается образованием избыточ-
ной концентрации неосновных носителей в базе Лр=рп—рп0 (см.
рис. 2.9).

Образование избыточной концентрации дырок в базе приводит
к возникновению внутреннего электрического поля, напряженность
которого направлена от перехода в толщу базы. Под действием это-
го поля из базы к переходу движутся электроны и создают объем-
ный заряд, примерно равновеликий заряду дырок. Полной компен-
сации заряда дырок обычно не наступает. В базе сохраняется неко-
торое остаточное поле, определяемое избыточной концентрацией
дырок Др над концентрацией основных носителей пп-

При низком уровне инжекции Ар^пп поле в базе невелико и
его влияние на движение носителей мало. В этом режиме инжекти-
рованные в базу дырки движутся в толщу базы лишь за счет воз-
никшего градиента их концентрации. Сама база при этом остается
квазинейтральной, так как влияние объемного заряда инжектиро-
ванных дырок незначительно.

При высоком уровне инжекции Ар^>пп поле, возникающее в ба-
зе, вызывает дрейфовое движение неосновных носителей. В этом
режиме диффузия носителей дополняется их дрейфом, вследствие
чего возрастает скорость перемещения дырок в толщу базы.

Обратная ветвь ВАХ снимается при подаче на диод обратного
напряжения. Обратный ток диода содержит ряд составляющих. Ос-
новные составляющие обратного тока изображены на нижней части
ВАХ идеализированного р-ц-перехода (см. рис. 3.7). Отличие обрат-
ных ветвей ВАХ реального диода (см. рис. 4.3, а) и идеального
p-rz-перехода (см. рис. 3.7) в основном обусловлено влиянием тока
генерации Ig в объеме и на поверхности перехода, а также тока
Утечки 7У по его поверхности.

Температурная зависимость ВАХ уясняется из рис. 4.3, б. Из-
менения температуры вызывают смещение прямой и обратной вет-
вей ВАХ диодов. С повышением температуры [см. (3.8)] возрастут
тепловой ток 70 и токи генерации Jg пар зарядов в переходе. Они
определяют ход обратной ветви характеристик соответственно гер-
маниевого и кремниевого диодов. При этом возрастает полный об-
ратный ток [см. (3.24)] диода.

Температурная зависимость прямой ветви характеристик вызы-
вается изменением токов теплового 1О, генерации Ig и рекомбина-
ции 1Г в самом переходе.

При повышении температуры увеличивается удельная проводи-
мость полупроводника, снижается падение напряжения на базе,
возрастает крутизна омического участка прямой ветви ВАХ диода.
Температурную зависимость прямой ветви ВАХ оценивают темпе-
ратурным коэффициентом напряжения ТКН

ет = Д£/пр/ЛГ < 0.

ТКН характеризует изменение прямого напряжения, вызванное
изменением температуры на 1°С при определенном значении пря-
мого тока. ТКН имеет отрицательный знак и принимается для пе-
рехода ет = —2 мВ/°С.

Вольт-омная характеристика BOX. Зависимость дифференциаль-
ного сопротивления диода от приложенного к нему прямого и об-
ратного напряжений /'диф=<р(Ппр, ПОбр) представлена на рис. 4.3,6.
В области прямого напряжения гДИф стремится к малой постоянной
величине (участок ав). В области обратного напряжения при
] £71 < 1 В сопротивление быстро достигает максимума гдиф.макс, а
по мере приближения к пробивному С/Проб снижается. Диод обла-
дает хорошим выпрямляющим действием, если BOX имеет крутой
спад в области нулевого потенциала

§ 4.3. Параметры полупроводниковых диодов

Под параметрами диодов понимают величины, характеризую-
щие их свойства или режим работы (электрический, механический,
климатический). К электрическим параметрам относят токи в це-
пях электродов и напряжения на них, сопротивления и емкости,
рабочую частоту и другие. Параметрами, характеризующими до-
пустимые механические нагрузки на диоды, служат ускорение, ин-
тенсивность вибраций и ударов. Допустимый климатический режим
определяет температура, давление, влажность окружающей среды.

Различают параметры номинального и предельного режимов ра-
боты. Номинальное значение параметра соответствует нормальному
(исходному) режиму работы. Параметры предельного режима ха-
рактеризуют их максимально допустимые значения, при которых
обеспечивается надежность прибора при длительной работе.

Здесь рассмотрим параметры наиболее широко распространен-
ных групп выпрямительных и универсальных диодов, опуская спе-
цифические параметры диодов специального назначения. Диоды
применяют в цепях как постоянного, так и переменного тока, поэто-
му для оценки их свойств наряду с параметрами на постоянном то-
ке пользуются дифференциальными параметрами, характеризующи-
ми их работу на переменном токе. К основным параметрам, по ко-
торым оценивают свойства и взаимозаменяемость диодов, относят
токи и напряжения, обозначенные на их нелинейных ВАХ.

Средний выпрямленный (прямой) ток 7Пр представляет собой
ток (среднее значение за период), проходящий через диод, при ко-
тором обеспечивается его надежная и длительная работа. Значение
этого тока ограничивается максимальной мощностью Рмакс, рассеи-
ваемой диодом и определяющей его разогрев. Превышение этого
тока ведет к тепловому пробою и повреждению диода.

Прямое падение напряжения Unp ср — среднее значение за период
на диоде при прохождении через него допустимого прямого тока.

Допустимое обратное напряжение £7Обр— среднее значение за
период, при котором обеспечивается надежная длительная работа
диода. Превышение обратного напряжения приводит к пробою и
выходу диодов из строя. С повышением температуры значения об-
ратного напряжения и прямого тока снижаются.

Обратный ток 7обр — среднее значение за период обратного то-
ка при допустимом НОбр. Чем меньше обратный ток, тем лучше
выпрямительные свойства (свойства односторонней проводимости)
диода. Повышение температуры на каждые 10°С приводит к уве-
личению обратного тока у германиевых и кремниевых диодов в
1,5—2 раза и более.

Максимальная постоянная, или средняя за период мощность
•Рмакс, рассеиваемая диодом, при которой он может длительно ра-
ботать, не изменяя своих параметров, складывается из суммы про-
изведений токов и напряжений при прямом и обратном смещениях
перехода, т. е. за положительный и отрицательный полупериоды
переменного напряжения, подаваемого на диод. Для приборов
большой мощности, работающих с хорошим теплоотводом,

Р макс = (^пмакс ^к)/Лпк>

а для маломощных, работающих без теплоотвода,

А макс = (Тп макс ’ ^с)/Pttc >

где Гп макс — максимальная температура перехода, лежащая в диапазоне 80—
110° С у германиевых и 150—200° С у кремниевых диодов.

Тепловое сопротивление между переходом и корпусом опре-
деляется температурным перепадом между переходом ТП и корпу-
сом Тк и средней выделяемой в переходе мощностью Рп и состав-
ляет

Я..к = (гп - Гк)/Рп =14-3 °С/Вт. (4.8)

Тепловое сопротивление Rnc между переходом и окружающей
средой зависит от температурного перепада между переходом Та
и окружающей средой Тс. Практически Rvk<Rkc, поэтому Rac оп-
ределяется тепловым сопротивлением между корпусом прибора и
окружающей средой

Япс = (Тп - Тс)/Ра = Я™ + Якс- (4-9)
Для обычных широко распространенных корпусов /?пс = 0,2-4-
-4-0,4 °С/мВт.

Предельный режим использования диодов характеризуют мак-
симально допустимое обратное напряжение Добр макс, максималь-
ный выпрямленный ток /Прмакс и максимальная температура пере-
хода Уп макс-

При расчете режима выпрямителей используются дифференци-
альное сопротивление диода переменному току и статическое сопро-
тивление постоянному току.

Дифференциальное сопротивление переменному току согласно
уравнению (4.6):

гдиф = dU/dl = <pr/(Z + /о). (4.10)

Оно определяет изменение тока через диод с изменением напря-
жения вблизи выбранной рабочей точки на характеристике диода.
При подключении к диоду прямого напряжения (С/пр>0) прямой
ток намного больше теплового (Л1Р4>Л>), поэтому

Гаифпр ~ ?г/Л,р = (^Г/е)// = 0,026//. (4.11)

С ростом прямого тока Гдпфпр быстрб уменьшается и при 7Пр4Э=
^10 мА составляет несколько ом. При обратном напряжении
Нобр<0 Гдифобр велико (от десятков килоом до нескольких мегаом).

Статическое сопротивление диода постоянному току:

Гдрд —Дцр/Лф и ^обрд—Добр/^обр*

(4.12)

В области прямых токов сопротивление гпр д>гдиф, а в области
обратных гОбрд<^диф- В связи с тем что электрическое сопротивле-
ние диода в прямом направлении намного (в сотни, тысячи раз)
меньше, чем в обратном, диод обладает односторонней проводимо-

стью и используется для выпрямления переменного тока.

При повышении частоты переменного тока, подводимого к дио-
ду, ухудшаются его выпрямительные свойства, поэтому для опреде-
ления свойств выпрямительных диодов обычно указывают диапазон
рабочих частот или максимальную частоту выпрямления Дакс-
На частотах, больших /макс, не успевают скомпенсироваться накоп-
ленные за время действия прямого полупериода неосновные носи-
тели заряда в базе, поэтому при последующем действии обратного

Рис. 4.4. Эквивалентная

схема диода

полупериода выпрямляемого напряжения
электрический переход в диоде остается не-
которое время прямосмещенным и прово-
дит ток (т. е. теряет свои выпрямительные
свойства). Это свойство проявляется тем
значительнее, чем больше импульс прямого
тока или выше частота подводимого пере-
менного напряжения.

На высоких частотах при преобразова-
нии ВЧ сигналов (детектировании, смеши-
вании сигналов разных частот и т. д.), а
также при использовании диодов в импульс-
ных режимах проявляется действие барь-
ерной и диффузионной емкостей. Шунтирующее влияние р-п-пере-
хода этими емкостями уясняется из эквивалентной схемы диода
на переменном токе при малом уровне инжекции (рис. 4.4). По-
мимо диффузионной Сдиф и барьерной Сдар емкостей, на схеме
изображены сопротивление г0 областей эмиттера и базы и диффе-
ренциальное сопротивление гДИф перехода. В технических данных
обычно приводят значения общей емкости диода Сд, которая, по-
мимо барьерной и диффузионной емкостей, включает емкость кор-
пуса прибора. Эту емкость измеряют между внешними токоотво-
дами диода при заданных обратном напряжении смещения и час-
тоте тока.

§ 4.4. Выпрямительные диоды, столбы и блоки

Назначение. Выпрямительные полупроводниковые диоды пред-
назначены для выпрямления переменного тока в постоянный.
Принцип работы выпрямительных диодов основан на свойстве од-
носторонней проводимости электронно-дырочных переходов.

Параметры и структура. Выше были рассмотрены параметры
номинального (нормального рабочего) и предельно допустимого
режимов работы выпрямительных диодов. Величины выпрямлен-
ных тока и напряжения являются определяющими в получении
требуемой мощности для питания нагрузки. Для получения боль-
ших выпрямленных токов выпрямительные диоды изготовляют с
плоскостной структурой р-п-перехода, при которой обеспечивается
относительно большая площадь контактирующих поверхностей р-
и «-областей. Большая площадь контактирующих поверхностей
плоскостных диодов увеличивает их рабочую емкость (до десятков
пикофарад), за счет которой уменьшается рабочая частота до
50 кГц.

Значение допустимого обратного напряжения характеризует
электрическую прочность диодов, от которой зависит надежность.
Увеличение допустимого обратного напряжения достигается выбо-
ром исходного материала монокристалла полупроводника. Для
этой цели предпочтительны кремний и его соединения, арсенид
галлия и эпитаксиальные структуры p-i-n, в которых между р- и п-
областями формируют эпитаксиальный слой t-полупроводника с
очень малой концентрацией примесей и проводимостью, близкой
к собственной. За счет эпитаксиального слоя увеличивается шири-
на р-п-перехода, повышается пробивное напряжение, снижается
барьерная емкость.

Уменьшение падения напряжения в диодах в проводящем на-
правлении достигается повышением концентрации примесей в эмит-
тере. За счет этого улучшается электропроводность структуры и
снижаются потери.

Вентильные свойства диодов оцениваются коэффициентом вы-
прямления

(4.13)

— Др Добр гДобр/гдпр>
Рис. 4.5. Устройство выпрямительных диодов и блока:
1 — токоотводы; 2 — кристаллодержатель; 3 — кристалл: 4 — корпус: 5 — изолятор

определяемым как отношение прямого к обратному току при пря-
мом и обратном напряжениях, равных соответственно +1 В и —1 В.
Для хороших диодов kB^ 1000-ь 10 000.

Классификация. По материалу исходного монокристалла полу-
проводника, исполвзуемому для формирования р-п-перехода, раз-
личают кремниевые, германиевые, арсенид-галлиевые, поликрис-
таллические селеновые, титановые и другие выпрямительные диоды.

По величине мощности выпрямленного тока выпускаются дио-
ды малой (Ро<0,3 Вт), средней (Ро = 0,34-10 Вт) и большой (Ро>
>10 Вт) мощности. Диоды малой и средней мощности (рис.
4.5, а и б), изготовленные на основе монокристаллов германия,
допускают работу со средними выпрямленными токами 7пр=0,34-
4-10 А при обратных напряжениях ДОбР=504-400 В, а кремниевые
соответственно 7Пр=0,14-0,4 А и Добр = 1004-600 В.

Для получения более высоких выпрямленных напряжений до-
пускается последовательное соединение однотипных диодов (рис.
4.6, а). При таком соединении следует учитывать неравенство об-
ратных сопротивлений диодов, которое приводит к неравномерно-
му распределению обратного напряжения. Под более высоким по-
тенциалом окажется диод с наибольшим обратным сопротивлени-
ем. Это вызывает рост обратного тока и электрический пробой
диода. За ним может последовать пробой остальных диодов.

Для выравнивания распределения обратных напряжений по*
следовательно соединенные диоды шунтируют резисторами /\ш.
Сопротивления этих резисторов выбирают меньше обратного со-
противления диода, чтобы ток через шунт 7Ш>= (54-10)70бР диода.

Для увеличения выпрямленного тока допускается параллельное
включение однотипных диодов (рис. 4.6, б). При этом, чтобы рав-
Рис. 4.6. Мощный диод:

1 — токоотвод; 2 — кристалл; 3 — основание; 4 — радиатор

номерно распределить ток между диодами (при неравенстве их со-
противлений прямому току), последовательно с каждым из них
включают резистор /?=34-5 Ом.

Для маломощных и высоковольтных выпрямителей выпускаются
кремниевые выпрямительные столбы и блоки (рис. 4.5, в). Столбы
содержат ряд последовательно соединенных однотипных диодов, а
блоки — по нескольку таких звеньев из последовательно соединен-
ных диодов. Звенья могут соединяться по принятой схеме. В стол-
бах и блоках диоды помещены в пластмассовые корпуса и залиты
полимеризованной смолой.

В табл. 4.1 в качестве примера приведены параметры некоторых
выпрямительных диодов, столбов и блоков.

Мощные германиевые и кремниевые диоды (рис. 4.6, в) допуска-
ют выпрямленные токи до 1000 А с диапазоном обратных напряже-
ний 15—200 В у германиевых и 50—1000 В у кремниевых структур.
Чтобы мощность, рассеиваемая в переходе, не превышала допусти-
мую и не нарушался тепловой режим, мощные диоды снабжают

Таблица 4.1

Тип /пр. А Цтр ср’ В ^обр’ ^Обр. В Материал
Д226 (Б-Д) 0,3 1 0,1 100^-400 Si
Д246-Д248Б 5-10 1-1,5 3 4001—600 Si
Д302-Д305 1-10 0,3 1—3 50—200 Ge
КЦ202-(А—Е) 0,5 34-10 0,1 (24-15)103 Si
(алюминиевыми, медными и др.)

и принудительным

1ным (при /пр<Ю0 А) или водяным (при 7Пр>100 А) охлаж-
. Мощные кремниевые диоды имеют эпитаксиальную p-i-n-
/ру перехода, что позволяет увеличить пробивное и рабочее

напряжения.

Поликристаллические (селеновые, титановые) выпрямительные-
диоды конструктивно выполняют в виде дисков (рис. 4.7, а) или
пластин прямоугольной или квадратной формы. На алюминиевый
диск 1 или пластину наносится слой висмута 2, а поверх последне-
го— слой селена 3. В процессе термообработки селен кристаллизу-
ется. На криталлический селен, являющийся полупроводником типа
р, наносится слой серы, поверх которого напыляется кадмий 5 с за-
щитным покрывателем 6. Кадмий диффундирует в серу, где созда-
ется слой 4 селенида и сульфида кадмия, обладающий свойством
полупроводника типа п. Между этим слоем 4 и чистым селеном 3
образуется р-ц-переход.

Селеновые диоды допускают плотность прямого тока до 0,1 А/см2,
обратное напряжение до 60 В, максимальную рабочую температу-
ру до 75° С (рис. 4.7, б). Диоды собирают в столбы (рис. 4.7, в) и
соединяют последовательно (для увеличения допустимого обратно-
го напряжения) и параллельно (для увеличения выпрямленного
тока).

Существенным недостатком селеновых диодов является клима-
тическая и временная нестабильность параметров. Она проявляет-
ся в том, что с течением времени растет обратный ток (происходит
расформовка) и увеличивается сопротивление прямому току (на-
ступает старение). К достоинствам относят устойчивость к кратко-
временным перегрузкам, длительный срок службы (до 10 000 ч)„
простоту комплектования, низкую стоимость; применяются в бло-
ках питания устройств автоматики и связи. К достоинствам тита-
новых диодов относят устойчивость к высокой рабочей температу-
ре (до 250°С).
§ 4.5. Универсальные и импульсные диоды

Универсальные диоды. В качестве выпрямителей переменного
тока высоких и низких частот, умножителей и преобразователей
частоты, детекторов больших и малых сигналов и т. д. широко при-
меняются универсальные диоды. В таких диодах обычно использу-
ются переходы с малыми площадями, но с относительно высокими
значениями прямых токов и обратных напряжений. Этим требова-
ниям удовлетворяют точечные, микросплавные плоскостные и ме-
запланарные структуры.

Германиевый точечный диод (рис. 4.8) содержит кристалл гер-
мания 1 (припаянный к кристаллодержателю), контактный элек-
трод 2 (в виде тонкой проволоки) и стеклянный, керамический, ме-
таллический баллоны 3. Германиевые точечные диоды обычно из-
готовляют на основе германия n-типа с высоким удельным
сопротивлением 10—30 Ом-см. Проволочный, электрод приваривают
к германию импульсом тока до 1 А. В момент приварки в кристалле
германия (под проволочным электродом) образуется область с эле-
ктропроводностью p-типа. В процессе формовки р-п-перехода кон-
тактную пружину иногда покрывают индием или другими материа-
лами, чтобы получить высококачественный переход.

Кремниевые точечные диоды в конструктивном отношении поч-
ти не отличаются от германиевых. Для их изготовления используют
кремний с электропроводностью п-типа с удельным сопротивлени-
ем 3—8 Ом-см. Для получения р-ц-перехода контактную пружину
покрывают алюминием.

Характеристики и параметры универсальных диодов те же, что
и у выпрямительных диодов. Малая площадь перехода обусловли-
вает малую барьерную емкость диода (до 1 пФ) и относительно не-
большой выпрямленный ток /пр (до 100 мА) при падении прямого
напряжения АДпр= 14-2 В. Они обладают широким диапазоном об-
ратных напряжений (от десятков до сотен вольт). Использование
диодов на частотах свыше 150 МГц нежелательно из-за эффекта на-
копления инжектированных носителей заряда в базе (за время дей-
ствия обратного напряжения они не успевают рекомбинировать и
уйти из базы). В табл. 4.2 в качестве примера приведены некоторые
типы универсальных ВЧ диодов.

Диоды допускают работу в непрерывном и импульсном режимах.

В радиотехнических и измерительных устройствах диоды исполь-
зуют в качестве амплитудных, частотных, фазовых и видеодетекто-

Таблица 4.2

Тип ^пр' ^обр. в ^пред’ МГц Сд. пФ Абр- мкА
ГД402 (А, Б) 25 15 100 0..8 100
КД407 А 50 24 300 1 0.5
Рис. 4.8. Устройство точечного диода

Рис. 4.9. Схема включения импульсно-
го диода, эпюры приложенного напря-
жения и процессы в базе

ров, выпрямителей ВЧ, а также в
качестве коммутационных и огра-
ничительных элементов устройств
связи, систем автоконтроля и ре-
гулирования уровней (АРУ) элек-
трических сигналов.

Импульсные диоды. В быстро-
действующих импульсных схемах
с очень малым (^1 мкс) време-
нем переключения их из проводя-
щего в непроводящее состояние
применяются импульсные диоды.
Время переключения этих диодов
в основном определяется време-
нем накопления и экстракции в
базе неосновных носителей заря-
да. За счет уменьшения площади
р-п-перехода обеспечивается ма-
лая емкость диодов. Свойства им-
пульсных диодов оценивают теми
же характеристиками и парамет-
рами, что и у выпрямительных ди-
одов.

Импульсные свойства диодов
дополнительно характеризуют ве-
личиной заряда переключения Qa
или временем восстановления. За-
ряд переключения нормируется
при заданном прямом и обратном
напряжениях. Он представляет со-
бой полный электрический заряд,
переносимый во внешнюю цепь
обратным током диода после его
переключения с прямого тока на
импульсное обратное напряжение.

Йод воздействием прямого
входного напряжения AKX.riIJ (рис.
4.9, а и б) через диод проходит
прямой ток /пр (рис. 4.9, в), зна-
чение которого определяется пря-
мым напряжением Ппр и со-
противлениями прямосмещенного
перехода гпр и нагрузки /?н (см.
рис. 4.9, а). В момент времени to
(см. рис. 4.9, б) меняется поляр-
ность приложенного напряжения
на обратное {70бри, вследствие че-
го изменяется на обратное и на-
правление тока (см. рис. 4.9, в).
Тип ^пр ср* ^пр ср’ ® Лгр и* ^Обр, в Сд, пФ /обр, мкА
КД504А 240 1,2 1,5 40 20 2
КД521А-Д 50 1 0,5 12—75 10 1

Однако накопившиеся в базе неосновные носители некоторое время
удерживают переход под прямым смещением, вследствие чего со-
противление перехода остается небольшим и через диод течет от-
носительно большой обратный ток /Обри, превышающий обратный
ток установившегося режима 10, т. е. 7ОбриЗ>/о. Значение этого тока
определяется величинами С70бри и Ra. В интервале времени tp про-
исходит экстракция (рассасывание) дырок из базы в эмиттерную
область р и одновременно их частичная рекомбинация. К концу
этого’ процесса концентрация дырок рп в базе снижается до равно-
весной рПо, имеющей место при потенциале перехода U=0
(рис. 4.9, а); переход получает обратное смещение, его сопротивле-
ние становится большим (гДИф = Гобр), вследствие чего ток через пе-
реход снижается (см. рис. 4.9,в).

Время tc, в течение которого происходит спад импульса тока
до исходного значения 1О, соответствующего равновесному режиму,
называют временем восстановления (Аос = А)- Диффузионные дио-
ды с плавными переходами и тонкой базой обладают меньшим
временем восстановления, чем точечные и сплавные с резкими
р-п-переходами.

Емкость импульсных диодов колеблется от 0,5 до 15 пФ. Потери,
а также частотные и импульсные свойства диодов характеризует
выходное напряжение С7ВЬ1Х, снимаемое с нагрузки /?н (см. рис.
4.9, а). Для диодов, работающих на прямой ветви ВАХ, т. е. на
включение, важен температурный коэффициент напряжения ТКН,
характеризующий стабильность L/щ, в рабочем диапазоне темпера-
тур.

В табл. 4.3 в качестве примера приведены электрические пара-
метры некоторых типов импульсных диодов.

Наряду с традиционными способами обозначения типа диода на
корпусе универсальные и импульсные диоды маркируют цветным
кодом (точками у положительного вывода, полосками). Импульс-
ные диоды применяют в радиотехнических и измерительных устрой-
ствах, схемах детектирования, элементах ЭВМ среднего и высокого
быстродействия. Для умножительных схем и функциональных пре-
образований герметизированной РЭА выпускаются диодные сборки
и матрицы, состоящие каждая из нескольких изолированных дио-
дов с раздельными выводами или нескольких диодов с общим като-
дом или с общим анодом.
§ 4.6. Стабилитроны и стабисторы

Принцип работы стабилитронов. Действие полупроводниковых
стабилитронов основано на электрическом (лавинном или туннель-
ном) пробое р-п-перехода, при котором происходит резкое увеличе-
ние обратного тока, а обратное напряжение изменяется очень мало.
Это свойство использовано для стабилизации напряжения в элек-
трических цепях. В связи с тем что лавинный пробой характерен
для диодов, изготовленных на основе полупроводника с большой
шириной запрещенной зоны, исходным материалом для стабили-
тронов служит кремний. Кроме этого, кремний обладает малым
тепловым током 1О и устойчивыми характеристиками в широком
диапазоне температур.

Для работы в стабйлитронах используют пологий участок ВАХ
обратного тока диода (см. участок АВ на рис. 4.10, а), в пределах
которого резкие изменения обратного тока сопровождаются весь-
ма малыми изменениями обратного напряжения.

Пробивное напряжение диода является напряжением стабили-
зации, которая зависит от толщины р-п-перехода или от удельного
сопротивления базы диода. Поэтому разные типы стабилитронов
имеют различные напряжения стабилизации С7ст (от 3 до 400 В).

Низковольтные стабилитроны (с напряжением С7ст^6 В) вы-
полняют на основе сильнолегированного кремния с малым удель-
ным сопротивлением. В них возникает узкий р-п-переход с высокой
напряженностью поля, при которой получается туннельный пробой.

Высоковольтные стабилитроны изготовляют на основе слаболе-
гированного кремния с высоким удельным сопротивлением. В них
ширина перехода больше, напряженность поля меньше, чем в низ-
ковольтных, а характер пробоя меняется на лавинный.

Состояние пробоя не ведет к порче диода, а является его нор-
мальным рабочим состоянием. Участок ВАХ от Ат мин ДО Ат макс
используется для стабилизации напряжения в электрических цепях.
При токе, превышающем Ат макс, рассеиваемая в переходе мощность

Рис. 4.10. Вольт-амперная характеристика и схема включения ста-
билитрона
превышает допустимую Ра доп =/ст макс t/ст, что ведет к тепловому
пробою и порче прибора.

На рис. 4.10, б изображена схема стабилизации постоянного на-
пряжения на нагрузке с использованием стабилитрона. С увеличе-
нием, например, входного напряжения возрастут ток I в общей це-
пи и ток через стабилитрон /ст. Увеличится падение напряжения на
балластном резисторе /?б- Напряжения на стабилитроне [7Ст и на-
грузке Рн останутся практически неизменными.

Для стабилизации напряжения разной полярности выпускаются
симметричные стабилитроны, имеющие симметричную ВАХ. Для
получения симметричной ВАХ с двух сторон пластинки кремния
одновременно формируют два р-п-перехода. При подаче напряже-
ния на крайние области структуры эти переходы оказываются вклю-
ченными встречно.

Параметры стабилитронов. Параметрами стабилитронов явля-
ются: напряжение стабилизации (7СТ, максимальный /Стмакс и ми-
нимальный /Ст мив токи стабилизации, определяющие рабочую об-
ласть ВАХ и др.

Качество стабилитрона, т. е. его способность стабилизировать-
напряжение при изменении проходящего через него тока, характе-
ризуется дифференциальным сопротивлением стабилитрона. Оно
определяется отношением приращения напряжения на стабилитро-
не к вызвавшему его малому приращению тока

Луглиф = (4.14J»

Так как для лучшей стабилизации максимальным изменениям
тока должны соответствовать минимальные изменения напряже-
ния, то качество стабилитрона тем выше, чем меньше его диффе-
ренциальное сопротивление.

Важным параметром стабилитрона является температурный
коэффициент напряжения ТКН стабилизации, равный отношению
относительного изменения напряжения к абсолютному изменению>
температуры окружающей среды (%/1°С):

б^ст2 — /^Ст1 1 , ДС^ст

ТКН (^ст2 + ^сп)/2 |Г2-Г1| ис^Т

(4.15)

Для низковольтных диодов с туннельным пробоем ТКН отри-
цателен (аткн<0), так как вероятность туннельного пробоя воз-
растает с повышением температуры. При С7ст>6 В пробой прини-
мает лавинный характер, а повышение температуры вызывает уве-
личение напряжения стабилизации, т. е. ТКН положителен
(аткн>0). Это объясняется обратной зависимостью пробивного
напряжения (т. е. (7СТ) от подвижности носителей, поскольку р~
~ 1/р-

Для уменьшения ТКН стабилизации выпускаются термокомпен-
сированные стабилитроны, в которых соединены последовательно
стабилитрон и р-п-переход, включенный в прямом направлении.
С повышением температуры падение напряжения на р-п-переходе
(включенном в прямом направлении) уменьшается, а на обратно
Тип £/ст, в /ст, мА ат кн- 70 гс р 'а рас» мВт ^диф’
КС213Б 10 5 0,08 150 25
КС211Б 11—13 5 0,02 280 15
КС650А 150 25 0,2 5000 255

смещенном р-п-переходе (при лавинном пробое) растет. Таким
способом у термокомпенсированных стабилитронов, например
КС211, удается получить малый аткн (табл. 4.4).

В табл. 4.4 в качестве примера приведены параметры стабили-
тронов.

Помимо стабилизации напряжения источников, стабилитроны
нашли применение в качестве ограничителей, фиксаторов уровня,
развязывающих элементов переключающих устройств.

Стабисторы. Диоды, у которых для стабилизации напряжения
используется прямая ветвь ВАХ, называют стабисторами. Для
изготовления стабисторов применяют кремний с относительно боль-
шой концентрацией примесей. Это необходимо для получения мало-
го сопротивления базы диода, а следовательно, малого дифферен-
циального сопротивления при прямом включении.

В отличие от стабилитронов стабисторы имеют малое напряже-
ние стабилизации (около 0,7 В). Оно определяется прямым падени-
ем напряжения на диоде. Для расширения диапазона напряжения
стабилизации используют последовательное соединение в одном
корпусе нескольких стабисторов.

Параметры стабисторов аналогичны параметрам стабилитронов,
а их максимальные ток, мощность и тепловые параметры те же, что
и у выпрямительных диодов. Стабисторы имеют отрицательный
ТКН стабилизации. Для использования в качестве стабисторов
предназначены кремниевые диоды Д219С, Д220С, Д223С.

§ 4.7. Сверхвысокочастотные диоды

Классификация. По назначению сверхвысокочастотные (СВЧ)
диоды подразделяются: на видеодетекторные, для детектирования
СВЧ колебаний; переключательные, используемые в устройствах
управления уровнем СВЧ мощности; параметрические, предназна-
ченные для применения в параметрических усилителях СВЧ коле-
баний; преобразовательные. Преобразовательные в свою очередь
делят: на смесительные — для преобразования СВЧ сигнала; ум-
ножительные — для умножения частоты СВЧ сигнала; модулятор-
ные, с помощью которых осуществляется модуляция СВЧ коле-
баний.
Структура и устройство. Большинство СВЧ диодов имеют точеч-
ный контакт металл — полупроводник (переход Шоттки). Особен-
ностью таких контактов является возможность выпрямления без
инжекции неосновных носителей в базу диода. При этом отсутст-
вуют процессы накопления и рассасывания носителей в базе,
ограничивающие частотный диапазон работы полупроводниковых
диодов.

СВЧ диоды изготовляют с малой рабочей поверхностью точеч-
ного перехода [благодаря чему обладают малой (меньше 1 пФ)
барьерной емкостью] и очень малым удельным сопротивлением ба-
зы (примерно 0,01—0,001 Ом-см), вследствие чего достигается ма-
лое время жизни неосновных носителей заряда. В результате диоды
могут эффективно использоваться на СВЧ (до десятков гигагерц).

Конструкция диодов рассчитана на включение в коаксиальный
или волноводный тракт. По внешнему конструктивному выполнению
различают цилиндрические диоды патронного типа (рис. 4.11, а),
коаксиальные (рис. 4.11, б) и волноводные (рис. 4.11, в). В метал-
локерамическом корпусе 4, 6 диодов размещен кристалл 1 полу-
проводника, к которому приварена контактная проволока 2. Внеш-
ними токоотводами служат нижний 3 и верхний 5 латунные флан-
цы (см. рис. 4.11, а) или внутренний штифт 3 и внешний цилиндр 6
(см. рис. 4.11, б), сочлененный с кристаллодержателем 5. В волно-
водной конструкции диода полупроводниковый кристалл и контакт-
ную пружину монтируют непосредственно в отрезке волновода (см.
рис. 4.11, в). Эквивалентная схема СВЧ диода приведена на
рис. 4.11 г.

Рис. 4.11. СВЧ диоды в патронном (а), коаксиальном (б) и волноводном (в)
корпусах
Рис. 4.12. Схема преобра-
зователя частоты

Преобразовательные СВЧ диоды. Бла-
годаря нелинейности ВАХ преобразова-
тельные СВЧ диоды применяются в каче-
стве смесителей, умножителей и модулято-
ров.

Смесители частоты радиоприемников
преобразуют слабый принимаемый с ан-
тенны СВЧ сигнал /свч в сигнал промежу-
точной частоты fn4 (рис. 4.12). Преобразова-
ние осуществляется с помощью вспомога-

тельного сигнала с частотой fr местного генератора-гетеродина Г.
В результате взаимодействия двух частот fCB4 и fr на нелинейном
элементе, каким служит диод, выделяется разностная промежу-
точная частота /пч, на которой происходит дальнейшее усиление
принятого сигнала.

Диодные смесители частоты радиоприемников работают при
очень слабых сигналах (десятки милливольт), в связи с этим их
основными параметрами являются потери преобразования, коэф-
фициент шума и выпрямленный ток.

Потери преобразования определяются как отношение мощности
СВЧ сигнала, подаваемого на смеситель Рсъч, к мощности промежу-
точной частоты Pm, получаемой на выходе

Арб = -Рсвч№пч или в децибелах (дБ) Арб= Ю lg(PCB4/Pn4)- (4.16
Для различных типов диодов 6прб = 5-=-15 дБ.

Коэффициент шума определяется как изменение отношения
мощности сигнала к мощности шума на входе и выходе преобразо-
вателя

fcm=10Ig [(Р

СВЧ/Л11) вх/ (-^пч/^ш)вых] ’ (4. 17

Величина собственных шумов и потери преобразования опреде-
ляют важнейший показатель приемника — его шумовую чувстви-
тельность. Они зависят от выбора рабочего участка на нелиней-
ной ВАХ диода, т. е. от тока 7П₽ через диод. Этот ток выбирают
при подаче на диод некоторого фиксированного уровня мощности.

Смесители частоты передатчиков преобразуют сигнал промежу-
точной частоты /пч с помощью сигнала гетеродина fr в СВЧ сигнал
передачи fCB4. Они работают при относительно большом уровне сиг-
нала (сотни милливатт), поэтому смесительные диоды передатчиков
рассчитаны на большую мощность рассеяния. В мощных смесителях,
помимо минимальных потерь преобразования, практический инте-
рес представляет к. п. д., т. е. коэффициент использования мощно-
сти гетеродина. Кроме перечисленных параметров, смесительные
диоды характеризуют полным входным и выходным сопротивлени-
ями. В качестве параметров предельного режима служат макси-
мально допустимая СВЧ — мощность Рмакс, рассеиваемая в диоде;
максимально допустимая энергия входного импульса WR длительно-
стью до IO-8 с, после воздействия которого электрические парамет-
ры диода сохраняются в заданных пределах. Примерами смеситель-
ных диодов могут служить диоды Д405, Д408, Д501 и др. (табл. 4.5).
Тип Рабочий диапазон, см 6пр б' «Б . /„р- мА дБ РВЫХ’ “Вт
Д405(А,-Б) 2,7—4,5 6 1 8,5 300
Д408 4,5—10 6 0,8 7,5 500
Д501 25,6 10 — — 100
АА111А 3,2 6 2,5 8 —

Умножительные диоды предназначены для умножения частоты
СВЧ сигнала. Они характеризуются мощностью определенной гар-
моники при заданном значении мощности основной частоты сигнала,
подводимой к диоду. Примером умножительного диода служат
приборы типа КА602 (А—Д).

Модуляторные СВЧ диоды используются для модуляции СВЧ
колебаний (изменения их параметров с модулирующей частотой,
обычно значительно меньшей частоты модулируемого колебания).
Их свойства оценивают отношением мощности подводимого моду-
лирующего сигнала к выходной мощности передаваемого сигнала.

Детекторные СВЧ диоды предназначены для детектирования
сигнала. Полезный эффект детектирования определяется чувстви-
тельностью по току или напряжению. Чувствительность по току
определяется как отношение выпрямленного диодом тока к мощ-
ности подводимого к нему СВЧ сигнала е=1щ,/Рвх- Чувствитель-
ность по напряжению — отношение приращения напряжения на
выходе диода к вызвавшей это приращение мощности СВЧ сигна-
ла, подводимой к входу диодного детектора.

Важными параметрами детекторного диода являются коэффи-
циент шума, определяемый как отношение номинальной мощности
шума диода в рабочем режиме к номинальной мощности тепловых
шумов активного сопротивления (при той же температуре и поло-
се частот); коэффициент стоячей волны напряжения (КСВН) —
отношение максимальной к минимальной напряженности электри-
ческого поля в волноводе.

Переключательные диоды. В этих диодах используется резкое
изменение сопротивления диода переменному току при подаче на
него прямого и обратного постоянных смещений. Различают резо-
нансные и нерезонансные переключательные диоды. При прямом
смещении резонансного переключательного диода он переводится
в состояние параллельного резонанса и будет обладать большим
сопротивлением для СВЧ сигнала определенной (резонансной)
частоты. При обратном смещении диод переводится в состояние
последовательного резонанса и будет оказывать на резонансной
частоте малое сопротивление СВЧ сигналу. Переключая диод из
состояния параллельного резонанса в состояние последовательно-
го резонанса (путем изменения полярности постоянного смещения),
можно резко изменять полное сопротивление в тракте СВЧ и ком-
мутировать тракт для сигнала СВЧ.

В нерезонансных переключательных диодах используется изме-
нение динамического сопротивления диода с изменением полярно-
сти постоянного смещения (при прямом смещении диод обладает
малым, а при обратном — большим сопротивлением СВЧ сигна-
лу). Примерами переключательных диодов являются приборы ти-
пов ГА501 (А—И), КА509 (А—В) и др.

§ 4.8. Варикапы и варакторы

Варикапы. Варикапы — это полупроводниковые диоды с элек-
трически управляемой барьерной емкостью перехода. Изменение
емкости достигается изменением обратного напряжения. Вольт-
фарадная характеристика Сбар=<р( Добр), представленная на рис.
3.9, имеет большую крутизну у несимметричных электронно-дыроч-
ных переходов, изготовленных методом вплавлении примесей и име-
ющих более сложную функцию распределения их концентрации.

Как и в других диодах, сопротивление базы варикапа должно
быть малым. Одновременно для увеличения значения пробивного
напряжения желательно большое удельное сопротивление слоев
базы, прилегающих к переходу. Исходя из этого основная часть
базы — подложка — выполняется низкоомной, а слой базы, приле-
гающий к переходу, — высокоомным. Варикапы характеризуются
следующими основными параметрами. Общая емкость варикапа
Св — это емкость, включающая барьерную емкость и емкость кор-
пуса, т. е. емкость, измеренная между выводами варикапа при за-
данном (номинальном) обратном напряжении. Для несимметрич-
ных р-п-переходов, полученных методом сплавления, со ступенча-
тым изменением концентрации примеси емкость

Св = S /8ЕоеЛ/7[8л (С^ + ^ки)] ' (4-18)

составляет от нескольких единиц до сотен пикофарад.

Контактная разность потенциалов

UKH = (kT/e) In (Pnnnrf). (4.19)

Коэффициент перекрытия по емкости kc в рабочем интервале об-
ратных напряжений kc— Св макс/Св мин- В варикапах с несимметрич-
ным переходом /гс=С 100 при изменении обратного напряжения от 0
до —10 В, а в варикапах с плавным переходом /гс^10 при измене-
ниях обратного напряжения в десятки вольт.

Добротность варикапа QB равна отношению его реактивного со-
противления на заданной частоте переменного сигнала к полному
сопротивлению потерь при заданном значении емкости или обрат-
ного напряжения.

На рис. 4.13, а приведена эквивалентная схема варикапа. В нее
включены: сопротивление потерь Гб (состоящее из активного сопро-
тивления кристалла, омических контактов и выводов варикапа);
сопротивление обратно смещенно-
го перехода 7?ббр; барьерная ем-
кость Сбар-

На низкой .частоте хе— (1/инХ
ХСбар)^^, поэтому сопротивле-
нием Гб можно пренебречь, тогда
добротность варикапа (конденса-
тора, шунтированного сопротив-
лением) Qb нч!~ СОн^бар^обр-

На высокой частоте Хб =
= (1/о)вС?бар) поэтому об-

ратным сопротивлением 7?Обр пе-

рехода можно пренебречь и добротность варикапа (конденсатора
с последовательно подключенным сопротивлением)

Сввч ~ 1/(<ОвСбаргб). (4.20)

Добротность, как видим из рис. 4.13, б, зависит от частоты. Для
получения высокой добротности НЧ варикапы должны обладать
большими значениями Сбар и сопротивления обратно смещенного
р-п-перехода 7?обр. Это достигается применением материалов с ши-
рокой запрещенной зоной (например, кремний с Дфн=1,12 эВ и
/?обр — 1 МОм). Большая величина добротности ВЧ варикапов реа-
лизуется при малых значениях Сбар и Гб- Для снижения г б увеличи-
вают концентрацию примесей в базе (германиевые или арсенид-гал-
лиевые диоды с высокой концентрацией примеси Гб = 2ч-6 Ом).

Рабочий диапазон частот варикапа определяется значениями
нижней ©н и верхней ив частот, соответствующих минимальному
значению добротности QBMHH (см. рис. 4.13, б), которое для обыч-
ных систем принимают Qbmhb=1, а для параметрических около 10.
Предельное (критическое) значение частоты, соответствующее
Qbmhh= 1, согласно выражению (4.20) составит

0)прел = ^/(ГбСбар). (4-21)

Параметры варикапа зависят от температуры. С повышением
температуры растет обратный ток, снижается сопротивление пере-
хода ^об₽и добротность QBH4- В небольших пределах изменяется и
Сбар- Изменение добротности AQB и емкости ДСВ варикапа от из-
менения температуры окружающей среды АТ характеризуется тем-
пературными коэффициентами добротности а<?в и емкости аСЕ:

а = &QB/(QB&T) и асв= КСВЦСВ\Т). (4.22)

^В

К параметрам предельных режимов варикапа относят макси-
мально допустимые: постоянное Добр макс и импульсное ПОбрпмакс
напряжения и рассеиваемую мощность Романе варикапа. .

Примерами промышленных образцов варикапов могут служить
приборы Д901А-Е, КВ105А-Б, КВ107А-Г, КВПОА-Е и др. Варика-
пы применяются в качестве переменной емкости для настройки ре-
зонансных систем генераторов, устройств автоподстройки частоты
(АПЧ) и т. д.
Варакторы. Эффект изменения емкости ^-п-перехода в зависи-
мости от изменения обратного напряжения используется для умно-
жения частоты. Диоды, используемые для умножения частоты сиг-
нала, называют варакторами. Возможность умножения частоты с
помощью варакторов обусловлена нелинейностью их вольт-фарад-
ных характеристик Св=ф(С70бр)-

Добротность варактора согласно выражениям (4.20) и (4.21):

Qbb4 ~ ^/(“вхб^бар^б) = юпрел/ювх,

где совх — частота входного сигнала;

сопред — предельная частота, на которой реактивное сопротивление емкости ва-
рактора равно сопротивлению потерь г6, т. е. QB вч=1-

Важными параметрами варактора как умножителя частоты яв-
ляются к. п. д. и максимальная выходная мощность.

К. п. д. варактора определяется как отношение мощности, выде-
ляемой на выходе прибора гармоники, к подводимой мощности
входного сигнала. Для получения высокого к. и. д. предельная час-
тота варактора должна в десятки раз превышать частоту входного
СИГНала (сОпред^^Ю £0вх)-

Выходная мощность варактора определяется допустимой мощ-
ностью сигнала на входе варактора и его к. п. д. При высокой доб-
ротности амплитуду напряжения сигнала на варакторе принимают
0,5 Побрмакс, тогда максимальная входная мощность

Рвхмакс = 0,5совхСввч (0,5С70б₽макс)2"

При низкой добротности варактора частота умножителя прибли-
жается к предельной частоте, а потери в диоде растут. В этом слу-
чае максимальная входная мощность определяется не только мак-
симально допустимым напряжением Побрмакс, но и допустимой
мощностью рассеяния варактора 7’Рас=/’вх—/’вых- В табл. 4.6 при-
ведены параметры варакторов средней мощности, используемых в
системах радиорелейной связи.

Достоинством варакторов является возможность создания на
них эффективных умножителей с большим коэффициентом умноже-
ния. Благодаря малым потерям в варакторном умножителе высшие
гармоники могут образовываться не только путем прямого умноже-

Таблица 4.6

Параметр Тип и группа
А Б В г
Емкость, пФ 4,7—8,7 2,7—4,7 1»7—2,7 1,2—1,7
Uобр макс, В 60 60 45 45
•Предельная частота /пред, 15 25 35 50
ГГц Ррас, Вт 2,5 1,5 1 01,5
ния входной частоты, но и путем умножения и комбинирования низ-
ких гармоник этой частоты. Для этого необходимо, чтобы через ва-
рактор протекали токи преобразуемых низких гармоник. Достига-
ется это применением «холостых» контуров, подключаемых парал-
лельно варактору и настраиваемых на частоты этих гармоник.

§ 4.9. Беспереходные диоды Ганна

Общие сведения. Беспереходные диоды или генераторы Ганна
представляют собой полупроводниковые приборы, в которых ис-
пользуется эффект возникновения электромагнитных колебаний в
однородном кристалле полупроводника под действием сильного по-
ля внешнего источника постоянного напряжения. Диоды Ганна пре-
образуют энергию источника постоянного напряжения в энергию
сверхвысокочастотных колебаний. Достигается это в кристалле по-
лупроводника за счет изменения подвижности электронов в элек-
трическом поле с разной напряженностью.

Физические основы работы приборов Ганна. В полупроводнико-
вом кристалле свободный электрон можно считать свободным толь-
ко условно, так как на электрон в кристалле действует периодиче-
ское потенциальное поле кристаллической решетки. Влияние внут-
ренних сил на электрон учитывают путем изменения значения его
массы, вводя понятие эффективной массы электрона. Эффективная
масса — это коэффициент пропорциональности-в законе, связываю-
щем внешнюю силу, действующую на электрон в- кристалле, с его
ускорением.

В полупроводнике, например арсениде галлия, существуют сво-
бодные электроны с разными подвижностями: электроны с малой
эффективной массой («легкие» электроны) и большой подвижно-
стью pi и электроны с большой эффективной массой («тяжелые»
электроны) и малой подвижностью цг-

При слабой напряженности поля, меньшей порогового значения
(Д1<ДпоР), практически все свободные электроны находятся в сред-
ней области зоны проводимости, и концентрация «легких» электро-
нов «1 равна равновесной концентрации «о, т- е- П\=щ.

Плотность тока

/=еи0(ц£1,

где р.1 — подвижность «легких» электронов.

При сильном электрическом поле (Ег^^пор) свободные электро-
ны приобретают дополнительную энергию и переходят в кристал-
ле в область с более высоким значением энергии. Здесь они харак-
теризуются большей эффективной массой (становятся «тяжелы-
ми») и малой подвижностью р,2<Щ- В этом режиме концентрация
«тяжелых» электронов Пг=«о и плотность тока j = еп^Е?.

При средней напряженности поля Е, недостаточной для удар-
ной ионизации, общая концентрация электронов остается неиз-
менной, равной равновесной концентрации П\ + П2 = По-
Плотность тока через кристалл полупроводника при этом опре-
деляется соотношением концентрации «легких» П\ и «тяжелых»
п2 электронов

J = е («из-! + и2рг) Е.

Практически в кристалле или около его невыпрямляюших кон-
тактов всегда есть неоднородности, в результате чего возникают
локальные напряженности электрического поля, которые превы-
шают среднюю напряженность. В этих местах идет превращение
«легких» электронов в «тяжелые», что еще больше увеличивает
неоднородность электрического поля. Отклонения напряженности
от среднего значения сопровождаются изменениями подвижности
носителей и плотности тока в кристалле полупроводника.

Принцип действия диода (генератора) Ганна. Предположим, на
однородно легированный кристалл (рис. 4.14, а), имеющий два
невыпрямляющих контакта (катод К и анод Л), подано постоянное

Рис. 4.14. Возникновение электриче-
ского домена в диоде Ганна и диа-
грамма тока в ием

напряжение. Оно создает в кри-
сталле напряженность электриче-
ского поля Ео, несколько мень-
шую пороговой (Е0<£пор, рис.
4.14, б). В этом режиме все сво-
бодные электроны в кристалле
будут «легкими» и плотность то-
ка через кристалл имеет макси-
мальное значение

/макс = -=

где vo=[ii£o — дрейфовая скорость дви-
жения электронов в кристалле.

Локальная напряженность
электрического поля около невы-
прямляющих контактов (из-за
наличия различных дефектов)
может превышать пороговую
Епор (см. рис. 4.14, б). За счет
этого поля около катода появят-
ся «тяжелые» электроны. Они бу-
дут относительно медленно пере-
мещаться к аноду, создавая в
кристалле отрицательный объем-
ный заряд (сгусток) электронов
(рис. 4.14, в).

В остальной части кристалла
«легкие» электроны движутся к
аноду быстрее «тяжелых». В ре-
зультате разности в подвижности
«легких» и «тяжелых» электро-
нов около сгустка «тяжелых»
электронов (со стороны анода)
возникает область разрежения электронов, т. е. недостаток элек-
тронов, что равносильно образованию некоторого положительного
заряда, состоящего из нескомпенсированных ионизированных до-
норов (рис. 4.14, в).

В результате этих явлений в кристалле возникает домен. Он со-
стоит из двух слоев. Один слой (со стороны катода) из-за избытка
«тяжелых» электронов имеет отрицательный заряд. Другой слой
(со стороны анода) из-за недостатка электронов имеет положитель-
ный заряд.

Домен обладает своим электрическим полем с напряженностью
Ддом- Поле домена направлено в ту же сторону, что и поле в крис-
талле, созданное внешним источником (см. рис. 4.14, в). Причем по
мере образования домена напряженность поля Е в нем растет, а за
его пределами уменьшается (рис. 4.14, г). Вследствие этого явле-
ния дрейфовая скорость движения Пдр2 = Ц2Е2 «тяжелых» электро-
нов внутри домена увеличивается, а скорость движения «легких»
электронов оДр1 = ц1Е1 за пределами домена уменьшается. К некото-
рому моменту времени скорость движения домена одр2 оказывается
равной скорости движения «легких» электронов пДР1, т. е. Пдрг — ^др!
или у,2£,2 = Ц1Е1.

Напряженность поля области разрежения Ех меньше напряжен-
ности поля Ео при равновесной концентрации, т. е. Ei<E0 (см. рис.
4.14, б и а), поэтому и дрейфовая скорость oflpi<uflp0, вследствие че-
го (после образования домена) уменьшится плотность тока через
кристалл до значения /Мин=еПоПдР1.

Это минимальное значение тока через кристалл (рис. 4.14, д) бу-
дет сохраняться в течение всего времени движения (пролета) до-
мена через кристалл /прол = /г—^1 = ^др2, где I — длина кристалла.
Когда домен достигает анода, его заряд исчезает (момент времени
£3), плотность тока возрастает до максимального значения /макс, а
у катода начинает зарождаться новый домен, и процесс повторя-
ется. В результате этих процессов через полупроводниковый крис-
талл проходят импульсы тока с периодом следования T=t$—tx,
где /3 и t\ — моменты времени соответственно исчезновения и на-
чала образования домена. Период следования (частота колебаний)
импульсов определяется только расстоянием I между электродами.

Устройство. Генератор Ганна содержит пластину однородного
кристалла арсенида галлия n-типа с невыпрямляющими контакта-
ми, нанесенными на ее противоположные стороны. Удельное сопро-
тивление исходного кристалла 1—10 Ом-см. Длина кристалла меж-
ду электродами в генераторе Ганна до 200 мкм. При большей дли-
не возможно появление нескольких дефектов в кристалле, на кото-
рых могут зарождаться домены. Путь, пробегаемый доменом от
места зарождения до анода, определяет период колебаний. При за-
рождении доменов на различных неоднородностях, т. е. на различ-
ных расстояниях от анода, колебания некогерентны (имеют различ-
ные значения в момент возникновения) и носят шумовой характер.
Практически генераторы Ганна применяются на частотах более
1 ГГц, что соответствует длине кристалла /^100 мкм.
Минимальная длина кристаллов при традиционном методе изго-
товления (шлифовки, полировки, травления) технологически реа-
лизуемая с 1—2 мкм, величиной порогового напряжения 1 В и при
частоте генерации около 30 ГГц. Более перспективны, методы фото-
литографии и эпитаксиального наращивания.

Параметры. Генератор Ганна, как и любой СВЧ генератор, ха-
рактеризуется генерируемой мощностью (в импульсном и непрерыв-
ном режимах), частотным диапазоном, к. п. д., уровнем частотных
и амплитудных шумов, возможностью частотной перестройки.

Мощность СВЧ колебаний в непрерывном режиме достигает со-
тен милливатт, в импульсном — сотен ватт. Диапазон частот от 1 до
30 ГГц. К. п. д. около 25%. Из-за зарождения доменов на неодно-
родностях структуры уровень амплитудных и частотных шумов вы-
сок. При изменениях напряжения от порогового до пробивного час-
тота колебаний увеличивается лишь на десятые доли процента.
Срок службы мал, что обусловлено одновременным воздействием
на кристалл тепловой нагрузки из-за выделяющейся в нем мощнос-
ти и сильного электрического поля.

§ 4.10. Туннельные и обращенные диоды

Туннельные диоды. Туннельные диоды обладают высоколегиро-
ванными р- и «-областями полупроводника. Концентрация легирую-
щих примесей в областях (около 1019—1020 см-3) на 2—3 порядка
выше, чем в обычных диодах. При такой концентрации примеси
ширина перехода невелика (примерно 0,01 мкм), что обусловливает
высокую (около 105—106 В/см) напряженность электрического поля

внутри перехода.

Высокая концентрация примесей в областях приводит к вырож-
дению полупроводника и превращению в полуметалл. При вырожде-
нии полупроводника наступает перекрытие зон энергетических уров-
ней атомов р-полупроводника с зонами энергоуровней атомов «-по-
лупроводника (рис. 4.15). В условиях перекрытия зон возможен
туннельный эффект движения носителей через переход. Он заклю-

Улр

Vbp

Рис. 4.15. Зонные диаграммы легиро-
ванных полупроводников

LVpn

<Рпп

<Рвп

чается в том, что электрон, об-
ладающий энергией, меньшей,
чем высота потенциального барь-
ера перехода, проходит из одной
области полупроводника в дру-
гую через своеобразный туннель
в этом барьере, не поднимаясь
над его уровнем.

Принцип действия уясняется
• при анализе физических процес-
сов, протекающих в туннельном

- диоде. Рассмотрим зонные диа-
граммы при различных значениях
внешних напряжений, приложен-
ных к диоду. Работу диода проследшм применительно к движе-
нию электронов. Движение дырок аналогично. Туннельный пере-
ход электронов из одной области полупроводника в другую без
изменения своей энергии возможен,, если занятым энергетическим
уровням одной области соответствуют аналогичные по высоте
свободные от электронов уровни в другой области.

В целях упрощения представлений о физических процессах в
диоде идеализируем полупроводник. Предположим, что в зоне про-
водимости «-области все энергоуровни от дна зоны ?пл до уровня
Ферми (заштрихованная область) целиком заполнены элек-
тронами, а все уровни выше qFn (область не заштрихована) сво-
бодны.

Аналогично примем, что в валентной зоне p-области все энер-
гоуровни от потолка зоны <рВр до уровня Ферми (незаштри-
хованная область) свободны от электронов, а все уровни ниже
уровня Ферми (заштрихованная область) заполнены.

1. На рис. 4.16, а приведена зонная диаграмма туннельного
диода в отсутствие внешнего напряжения ({7=0). В этом равновес-
ном режиме тока в_диоде нет (/=0), поскольку свободным уровням
p-области соответствуют свободные уровни «-области (незаштри-
хованные области); аналогично расположены заполненные уровни
р- и «-областей (заштрихованные области).

2. Если к переходу приложить прямое напряжение {7пр плюсом
к p-области (рис. 4.16, б), перекрытие зон изменяется. Уровень Фер-
ми <р^л в «-области окажется выше, чем в p-области. При этом воз-
никнет поток электронов из заполненной зоны проводимости «-об-

Рис. 4.16. Зонные диаграммы и ВАХ туннельного диода
ласти на свободные уровни валентной зоны p-области (направление
движения электронов условно изображено стрелкой). Значение
прямого тока I определяется степенью перекрытия свободных уров-
ней в валентной зоне и заполненных уровней в зоне проводимости.

С увеличением t/др это перекрытие расширяется и прямой ток
возрастает (участок 0—1 на рис. 4.16, в). При С7Пр= когда уро-
вень потолка валентной зоны ^Вр p-области совпадает с уровнем
Ферми <орп в зоне проводимости «-области <рВр — Чрп (см. рис.
4.16, б), туннельный ток достигает максимального значения Амане
(см. рис. 4.16, в). Напряжение U\, соответствующее максимально-
му значению тока, определяется степенью легирования р- и «-об-
ластей.

3. С увеличением Ппр более U\ уровень Ферми «-области смеща-
ется в область более высоких значений энергии. При этом сокраща-
ется перекрытие свободных и заполненных уровней р- и «-областей
(рис. 4.16, а), вследствие чего уменьшается вероятность перехода
электронов в p-область. В результате туннельный ток начинает сни-
жаться (участок 1—2 на рис. 4.16, в).

При ЙПр= П2 уровень потолка валентной зоны <?Вр р-области
совпадает с дном зоны проводимости <рПл «-области, т. е. <овр = t?nn
(рис. 4.16, д). Перекрытие зон прекращается и туннельный ток сни-
жается до минимального значения I—h Мин (в идеальном случае
А МИН—0) .

4. Когда Ппр>П2, запрещенная зона между р- и «-областями
становится «сквозной», туннельный эффект исчезает. С этого момен-
та начинается обычный диодный процесс, сопровождающийся ин-
жекцией диффузионного тока через р-«-переход: дырки из валент-
ной зоны p-области переходят в валентную зону «-области, а в об-
ратном направлении инжектируются в p-область электроны из зо-
ны проводимости «-области (участок 2—3 на рис. 4.16, в).

5. Если к диоду приложить обратное напряжение {7<0 (плю-
сом к «-области), энергетические зоны диаграммы раздвинутся
(рис. 4.16, е). При этом уровень Ферми в «-области расположится
ниже, чем в p-области. Начнется переход электронов с заполнен-
ных уровней валентной зоны p-области на свободные уровни зоны
проводимости «-области. Через диод от «- к p-области будет течь
обратный ток (см. рис. 4.16, в).

Статические свойства туннельных диодов характеризуются сле-
дующими параметрами: отношением токов Амакс/Амин в экстре-
мальных- точках 1 и 2 вольт-амперной характеристики (см. рис.
4.16, в) и величинами напряжений U\ и U2 в них; напряжением
раствора U3 на восходящей ветви диффузионной части характери-
стики при пиковом значении тока; барьерной емкостью диода
Сбар(^А), измеряемой при минимуме тока, и емкостью в макси-
муме тока СбаР(П1) =0,8 Сбар(^2).

Ток Амин желателен возможно меньшим, а отношение
А макс/Амин — большим, тогда будет ярко выражен участок с от-
рицательным сопротивлением.
к параметрам, характеризующим динамические свойства ди-
одов, относят: напряжение переключения Un = U^,—Ui, которое оп-
ределяет скачок напряжения на нагрузке при работе туннельного
диода в схеме переключения; отрицательное дифференциальное
сопротивление гРКф=ди/д! на участке 1—2 в точке максимума про-
изводной.

Максимальная рабочая частота fManc диода и его быстродейст-
вие Тмин определяются соотношениями:

/макс = [1/(2л | /"диф| Cgap)] ifдиф/п) — 1>

Тмин = кдиф! Сбар/Vifдиф1/^о) — 1 •
где го — омическое сопротивление областей.

При типичных значениях го=1 МОм, гдиф= 10-=-100 Ом, Сбар=
= 10-4-50 пФ, /макс=204-1000 МГц, а тмин=0,24-1 нс.

Примерами прмышленных образцов туннельных диодов служат
приборы типов: АП 101 (А, Б, В, Д, Е, И) и др. для работы в уси-
лительных схемах; АИ201 (А, В, Г, Е, Ж, И, К, Л) и др. для рабо-
ты в схемах генераторов; АИ301 (А—Г); ГИ304 (А, Б), ГИ305
(А, Б), ГИ307А и др. для работы в переключательных схемах.

Конструкции туннельных диодов приведены на рис. 4.17: а — па-
тронного типа; б — таблеточного типа.

Область применения туннельных диодов разнообразна. Они вы-
зюлняют функции активных элементов (приборов, способных усили-
вать сигнал по мощности) электронных схем усилителей, генерато-
ров, переключателей преимущественно СВЧ диапазонов. Диоды
могут работать и на более низких частотах, однако их эффектив-
ность здесь ниже транзисторов. По сравнению с обычными полупро-
водниковыми диодами туннельные диоды могут работать в более
.широком интервале температур (до +200°С германиевые; до
+400°С кремниевые; до + 600°С арсенид-галлиевые).

Туннельные диоды обладают большим быстродействием, малы-
.'ми габаритными размерами и массой, устойчивы к ядерной радиа-
щии, надежно работают в широ-
ком интервале температур, энер-
гоэкономичны.

К недостаткам туннельных
..диодов относят их двухполюс-
ность, что затрудняет в ряде схем
разделение цепей входа и выхо-
да. Туннельные диоды маломощ-
ны, так как их рабочая область
расположена в диапазоне более
низких напряжений, чем у обыч-
ных полупроводниковых прибо-
ров. Кроме того, они нуждаются
. в высокостабильных источниках
питающих напряжений.

Рис. 4.17. Устройство туннельных дио-
дов:

I — керамический корпус; 2 — точечный
контакт; 3 и 5 — токоотвод; 4 — кристалл
полупроводника
^oSp

Рис. 4.18. Вольт-амперная характери-
стика обращенного диода

Vnp

Обращенные диоды. Действие
этих диодов, представляющих со-
бой разновидность туннельных
диодов, основано на туннельном,
перемещении электронов сквозь
энергетический барьер р-п-пере-
хода. Вследствие туннельного
эффекта проводимость при обрат-
ном напряжении значительно
больше, чем при прямом напря-
жении. При прямом смешении в
ВАХ обращенного диода нет
участка с отрицательной прово-
димостью (рис. 4.18), а обратная

ветвь практически сходна с характеристикой обратно смещенного
туннельного диода (см. рис. 4.16, в).

При малых обратных напряжениях проводимость этих диодов
больше, чем при прямом напряжении, поэтому в качестве рабочей
у них используется обратная ветвь характеристики, а прямой ток
принимается за обратный. Отсюда и название — обращенный ди-
од. Большой обратный ток и нелинейность в области малых напря-
жений позволяют применять обращенные диоды в качестве детек-
торов и смесителей при малом сигнале, а также пассивных элемен-
тов радиотехнических и ключевых устройств импульсных сигналов
малой амплитуды.

Детекторы на обращенных диодах обладают более высокой
чувствительностью по току, чем на обычных точечных диодах, и
легче согласуются с широкополосными цепями, имеют более низ-
кий уровень шума.

Примерами промышленных образцов обращенных диодов слу-
жат приборы типов ГИ401 (А, Б); АИ402 (Б, Г, Е, И), 1И404
(А, Б, В), применяющиеся в смесителях, детекторах и вычисли-
тельных устройствах.

Глава 5

БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ

§ 5.1. Общие сведения о транзисторах

Определения. Транзисторами (от английских слов transfer of
resistor — преобразователь сопротивления) называют электропрег
образовательные полупроводниковые приборы с одним или несколь-
кими взаимодействующими электронно-дырочными переходами,
способные усиливать мощность сигнала и имеющие три и более
внешних вывода.
Рис. 5.1. Структура сплавного транзистора

Наиболее распространены двухпереходные транзисторы (с дву-
мя электронно-дырочными переходами). Двухпереходные транзис-
торы, в которых токопрохождение через кристалл полупроводника
обусловлено движением двух различных типов носителей заряда
(электронов и дырок), именуют биполярными. Особую группу со-
ставляют полевые, или униполярные транзисторы, которые работа-
ют с носителями заряда лишь одного знака (электронами или дыр-
ками), а также однопереходные транзисторы (двухбазовые диоды).

Устройство. Основным элементом двухпереходного биполярного
транзистора является монокристалл полупроводника типа п или р,
в котором с помощью примесей созданы три области с электронной
и дырочной электропроводимостью, разделенные двумя р-п-перехо-
дами (рис. 5.1, а). Если средняя область имеет электронную прово-
димость типа п, а две крайние — дырочную типа р, то такой тран-
зистор имеет структуру р-п-р в отличие от транзисторов п-р-п, име-
ющих среднюю область с дырочной, а крайние области с электрон-
ной проводимостями.

Средняя область 1 кристалла полупроводника с «-проводимо-
стью (рис. 5.1, б и в) называется базой. Одна крайняя область 2 с
р-проводимостью, инжектирующая (эмиттируюгцая) неосновные но-
сители заряда, называется эмиттером, а другая 3, осуществляющая
экстракцию (выведение) носителей заряда из базы, — коллектором.
База отделена от эмиттера и коллектора эмиттерным 4 и коллектор-
ным 5 р-п-переходами. От базы 1, эмиттера 2 и коллектора 3 сдела-
ны металлические выводы (Б, Э, К), которые проходят через изо-
ляторы в дне корпуса. Транзисторы изготовляют в герметичных
металлостеклянных, металлокерамических или пластмассовых кор-
пусах, а также без корпусов. Бескорпусные транзисторы защищены
от влияния внешней среды слоем лака, смолы, легкоплавкого стекла
и герметизируются совместно с устройством, в котором они предва-
рительно монтируются.

В настоящее время большинство транзисторов, в том числе
транзисторы интегральных схем, выполняют на основе кремния с
плоскостным типом перехода. Применение точечных переходов из-
за нестабильности работы ограничено. Базовая область транзисто-
Рис. 5.2. Схемы включения транзистора

ров выполняется с очень малой толщиной (от 1 до 25 мкм). Раз-
лична степень легирования областей. Концентрация примесей в
эмиттере на несколько порядков выше, чем в базе. Степень легиро-
вания базы и коллектора зависит от типа прибора.

Схемы включения. В рабочем режиме к электродам транзисто-
ров подключают постоянные напряжения внешних источников энер-
гии. Помимо постоянных напряжений, к электродам подводят сиг-
налы, подлежащие преобразованию. В связи с этим различают
входную цепь, в которую подводят сигнал, и выходную, в которой
с нагрузки снимают сигнал. В зависимости от того, какой из элек-
тродов при включении транзистора является общим для входной и
выходной цепей, различают схемы с общей базой ОБ, общим эмит-
тером ОЭ и общим коллектором ОК- В схеме с ОБ (рис. 5.2, а) вход-
ной цепью является цепь эмиттера, а выходной — цепь коллектора.
В схеме с ОЭ (рис. 5.2, б) входной является цепь базы, а выход-
ной— цепь коллектора. В схеме с ОК (рис. 5.2, в) входной являет-
ся цепь базы, а выходной — цепь эмиттера.

Потенциал общего электрода схемы принимают равным нулю,
а напряжение на других отсчитывают, относительно потенциала об-
щего электрода. Обозначение напряжений в цепях транзистора
снабжают буквенными индексами, указывающими на электроды,
между которыми оно включено, причем второй индекс относится к
общему электроду схемы, например, £7Кб, Uaz, UKi и т. д. Индексы
в обозначении токов, например, /Кбо, /Эбк, имеют следующий смысл.
Первая буква обозначает электрод, в цепи которого течет ток; вто-
рая — общий электрод; третья характеризует режим цепи между
двумя другими электродами (о — разомкнутая цепь; к — коротко-
замкнутая цепь).

Физические процессы, протекающие в транзисторах со структу-
рой р-п-р и п-р-п, одинаковы. В транзисторах п-р-п в отличие от
транзисторов р-п-р подается напряжение обратной полярности и то-
ки имеют противоположное направление.

Режимы включения. В зависимости от полярности напряжений,
приложенных к эмиттерному и коллекторному переходам, различа-
ют активный, отсечки, насыщения и инверсный режимы включения
транзистора-.'

Активный режим используется при усилении слабых сигналов.
В этом режиме на эмиттерный переход подается прямое, а на кол-
лекторный— обратное напряжение. В активном режиме эмиттер
инжектирует в область базы неосновные для нее носители, а коллек-
тор производит экстракцию (выведение) неосновных носителей из
базовой области.

В режиме отсечки к обоим переходам подводятся обратные на-
пряжения, при которых ток через транзистор ничтожно мал. В ре-
жиме насыщения оба перехода транзистора находятся под прямым
напряжением; в обоих переходах происходит инжекция носителей;
транзистор превращается в двойной диод; ток в выходной цепи мак-
симален при выбранном значении нагрузки и не управляется то-
ком входной цепи; транзистор полностью открыт. В режимах отсеч-
ки и насыщения обычно используется транзистор в схемах электрон-
ных переключателей.

В инверсном режиме меняют функции эмиттера и коллектора,
подключив к коллекторному переходу прямое, а к эмиттерному—-
обратное напряжение. Однако из-за несимметрии структуры и раз-
личия концентрации носителей в областях коллектора и эмиттера
инверсное включение транзистора неравноценно его нормальному
включению в активном режиме.

§ 5.2. Принцип действия биполярного транзистора

Рассмотрим принцип действия р-п-р транзистора, включенного
по схеме с ОБ (см. рис. 5.2, а), в активном режиме.

Энергетическая диаграмма. Энергетическая диаграмма транзис-
тора строится по аналогии с энергетической диаграммой р-п-пере-
хода. Для упрощения анализа концентрацию легирующих приме-
сей в эмиттерной и коллекторной областях будем считать пример-
но одинаковой, а в базовой области — намного меньшей. На рис.
5.3, а представлена потенциальная диаграмма р-п-р транзистора
в состоянии термодинамического равновесия (при отключенных
внешних источниках электропитания). Система характеризуется
единым уровнем Ферми фр во всех областях (?р=(?вр=фдп)-
Энергетические уровни в p-областях потолка валентной зоны фв р
и дна зоны проводимости фпр сдвинуты относительно соответст-
вующих уровней фвп и фпп в n-области (в базе) на величину кон-
тактной разности потенциалов в эмиттерном Дфэб и коллекторном
Дфкб переходах Лфэб=Д<Ркб:=е^конт (рис. 5.3, б).

При высокой степени легирования эмиттерной, базовой и кол-
лекторной областей большая часть каждого перехода смещена от
Рис. 5.3. Структура и энергетические
диаграммы транзистора в равновесном
и активном режимах

Рис. 5.4. Распределение концентрации
неосновных носителей заряда в ак-
тивном режиме работы транзистора

Рис. 5.5. Токи в транзисторе

металлургической границы обла-
стей в базовую область (см. не-
симметрию областей в перехо-
дах). В равновесном состоянии
(при отсутствии внешних напря-
жений) диффузионный ток и ток
проводимости в каждом переходе
взаимно компенсируются, поэто-
му результирующий ток в пере-
ходах и транзисторе равен нулю.

При подключении к транзи-
стору в активном режиме напря-
жений внешнего источника (пря-
мого t/эб к эмиттерному и обрат-
ного Uк коллекторному пере-
ходу) зонная энергетическая диа-
грамма изменяется (рис. 5.3, в).
Прямое напряжение t/эб снижает
высоту потенциального барьера
в эмиттерном переходе до значе-
ния А-фаб =Афэб—еНЭб=е(Пконт—
—иэъ)

При этом уменьшится шири-
на эмиттерного перехода с 13 (см.
рис. 5.3, а) до 1э (см. рис. 5.3, в),
а границы зон приводимости фпп
и валентной фв п в базовой обла-
сти поднимутся на величину еПЭб
по сравнению с их положением в
равновесном состоянии.

Обратное напряжение, прило-
женное к коллекторному перехо-
ду, увеличивает высоту его по-
тенциального барьера (см. рис.
5.3, в) до значения Ац/Кб =Афкб+
+е | |. При этом увеличится

ширина коллекторного перехода
с /к (см. рис. 5.3, а) до 1К' (см.
рис. 5.3, в), а границы вон про-
водимости фп р и валентной фв р в
коллекторной области поднимут-
ся на величину eUKQ по сравнению
с их положением в области базы.

Движение носителей заряда.
Процессы в эмиттерном
переходе. При снижении по-
тенциального барьера в эмиттер-
ном переходе начнется инжекция
основных носителей заряда эмиттера — дырок (для транзистора
р-п-р) в область базы, а электронов из базы в эмиттерную об-
ласть. Через эмиттерный переход будет протекать ток, равный
сумме дырочной 1вр и электронной /Г)„ составляющих Ia—Isp-)-
-f-Zan. Обычно равновесная концентрация дырок в эмиттере на
3—4 порядка выше, чем концентрация электронов в базе, поэто-
му преобладает инжекция дырок из эмиттера, т. е. 1вр^1вп-

Процессы в базе. Инжектированные в базу дырки являют-
ся здесь неравновесными неосновными носителями. Они создают в
базе вблизи эмиттерного перехода область с повышенной концентра-
цией дырок (рис. 5.4). Вследствие разности концентрации возни-
кает диффузионное движение дырок в направлении коллекторного
перехода. В процессе этого движения некоторая часть дырок ре-
комбинирует с основными носителями — электронами базы. Убыль
электронов в базе компенсируется их поступлением от источника
t/эб в количестве, необходимом для поддержания нейтральности
базы. Эти электроны создают рекомбинационный ток базы /6 (рис.
5.5), который замыкается по цепи: + С7Эб, эмиттер, р-гс-переход,
база, Uэб-

Рекомбинационный ток нежелателен. Чтобы уменьшить вероят-
ность рекомбинации, ширину базы транзистора выполняют меньше
диффузионной длины дырок в ней (w6<Lpn). Благодаря этому
большинство дырок (около 93%), инжектированных из эмиттера,
совершает диффузионное перемещение через базу и достигает кол-
лекторного перехода.

По характеру неосновных носителей в базе такие транзисторы
являются диффузионными (бездрейфовыми). Транзисторы, у ко-
торых перемещение (дрейф) носителей заряда через базу происхо-
дит под действием сил внутреннего электрического поля, относят
к дрейфовым. Это поле возникает в базе вследствие неоднородной
концентрации легирующих примесей в ней.

Процессы в коллекторном переходе. Напряжение
коллекторного источника Ukq, будучи подключено к коллекторно-
му переходу в обратном направлении, увеличивает потенциальный
барьер в переходе для основных носителей из коллектора в базу и
в обратном направлении. Для неосновных носителей поле коллек-
торного источника будет ускоряющим. Под действием этого поля
происходит экстракция инжектированных дырок (подошедших в
базе к коллекторному переходу) из базы в коллектор.

Избыток дырок в коллекторе компенсируется током электронов
от источника (7кб, в результате чего во внешней коллекторной це-
пи будет протекать ток /к.

В рассматриваемом активном режиме работы через транзистор
протекает сквозной ток (от эмиттера, через базу, к коллектору).
Изменяя в небольших пределах напряжение на эмиттерном пере-
ходе (7Эб, можно в широких пределах управлять входным /э, а сле-
довательно, и выходным током /к. Таким образом, транзистор яв-
ляется электронным прибором, управляемым током.

В транзисторах со структурой п-р-п механизм движения носи-
телей аналогичен транзистору р-п-р. Рабочий ток в нем создается
электронами зоны проводимости эмиттерной области в отличие от
транзистора р-п-р, где ток обеспечивается дырками валентной
зоны.

Распределение концентрации носителей заряда. В активном ре-
жиме работы транзистора через прямо смещенный эмиттерный пе-
реход происходит инжекция неосновных носителей заряда — дырок
в базу, а электронов в эмиттер, вследствие чего их концентрации
р (х) и п(х) возрастают у эмиттерного перехода (см. рис. 5.4).
В эмиттерной области и базе инжектированные носители соверша-
ют диффузионное перемещение, поэтому по мере удаления от эмит-
терного перехода их концентрации п(х) и р(х) снижаются по экс-
поненциальному закону.

В области коллекторного перехода, к которому приложено об-
ратное напряжение, происходит экстракция дырок из базы в кол-
лектор, а электронов из коллектора в базу, поэтому их концентра-
ции р(х) и п(х) снижаются.

Распределение дырок в базе в установившемся режиме близко
к линейному закону. Поскольку база в целом электронейтральна, то
линейному распределению дырок должно соответствовать близкое
к линейному распределению в ней компенсирующих (избыточных)
электронов. При широкой базе концентрация носителей (из-за уве-
личения в ней процесса рекомбинации) изменяется экспоненци-
ально.

§ 5.3. Токи в биполярном транзисторе

Ток в эмиттерном переходе. В активном режиме эмиттерный пе-
реход смещен прямым внешним напряжением. Полный ток через
эмиттерный переход в р-п-р транзисторе (без учета небольших зна-
чений тока утечки и рекомбинации)

э = Iэр + Iэп = Iэб (е э® г — 1) или иэб = <рт In (/3/^39 4-1)- (5.1)

Концентрация носителей в эмиттерной области больше, чем в
базе, поэтому преобладающее значение в переходе имеет инжекци-.
онный ток дырок 1вр в базу. Он определяет значение выходного то-
ка коллекторной цепи. Инжекционный ток электронов из базы в
эмиттерную область мал. Он замыкается во входной цепи и являет-
ся источником потерь.

Эффективность эмиттера оценивают коэффициентом инжекции,
который равен отношению полезного тока к полному прямому току
в переходе,

1эп зр 1 _

уи = —^ = ----— = ~-----——«0,98 4-0,99. (5.2)

'Э * <Эп1* Эр

Перенос носителей заряда в базе. Напряжение коллекторной це-
пи Е7Кб в основном падает на обратно смещенном коллекторном пе-
реходе, имеющем большое сопротивление. Падением напряжения в
базе можно пренебречь по малости. В связи с этим движение инжек-
тированных дырок в базе можно считать чисто диффузионным.
Рекомендация инжектированных дырок в базе несущественна, по-
этому рекомбинационный ток Д мал. Поток дырок 1ар распределя-
ется между базой Is и коллектором 1кр, т. е.

1зр=1ъЛ-^кр или = — Iкр- (5-3)

Эффективность переноса неравновесных неосновных носите-
лей в базе оценивают коэффициентом переноса. Он равен отноше-
нию тока Др неосновных носителей, достигших коллекторного пе-
рехода, к току 1ар инжектированных неосновных носителей в базу:

^кр 1кр

6п = -7— = v—F- (5’4)

‘эр ‘б+‘кр <iLpS

Обычно в транзисторах WslLps^0,24-0,3, при которых &п~
0,954-0,98. Для получения близкого к единице коэффициента пе-
реноса следует снижать вероятность рекомбинации носителей в
базе, уменьшая ее ширину wg и концентрацию донорных примесей
(электронов) в ней. При этом увеличиваются диффузионная дли-
на дырок в базе Lps и вероятность их экстракции в коллекторную
область.

Ток в коллекторном переходе. В активном режиме коллекторный
переход находится под обратным напряжением. Для неосновных
носителей базы и коллектора поле этого перехода является уско-
ряющим. Под действием поля коллекторного перехода происходит
экстракция дырок из базы в коллектор и встречная экстракция
электронов из коллектора в базу.

Согласно (5.3) ток экстракции дырок из базы в коллектор

1кр~1зр— Д* (3*5)

Ток экстракции электронов До является одной из составляющих
обратного тока коллекторного перехода, находящегося под обрат-
ным напряжением. Применительно к коллекторному переходу, пре-
небрегая током рекомбинации и утечки, согласно (3.24) полный об-
ратный ток

Дбо = До + ^Kg- (5-6)

Обратный тепловой ток До увеличивает концентрацию электро-
нов в базе, усиливает в ней рекомбинацию дырок, чем снижает ко-
эффициент переноса. Ток генерации IKg определяется процессами
генерации носителей в коллекторе, базе и коллекторном переходе.
Эти токи (До и Дё) представляют неуправляемую часть коллектор-
ного тока. Полный ток через коллекторный переход

Д = Др + Дбо = Др + До + Дг- (3-7)

При высоком обратном напряжении в коллекторном переходе
возможно лавинное умножение носителей (за счет ударной иони-
зации или генерации, возникшей при высокой напряженности поля)
и ток коллектора возрастает

/к к; М (fKp + /кО + IKg), (5.8)

где М — коэффициент лавинного умножения носителей.

У обычных транзисторов Л4=1, а у лавинных в результате мно-
гократных столкновений носителей с атомами решетки Л1>1.

Эффективность коллектора оценивают коэффициентом

а*=1к/'кР> (5-9)

показывающим долю дырочного тока в общем токе коллектора.

Коэффициент передачи тока. Эффективность работы транзисто-
ра как усилительного элемента, включенного в схеме с ОБ, оцени-
вают статическим интегральным коэффициентом передачи эмиттер-
ного тока. Он показывает, какая часть тока эмиттера замыкается
через коллекторную цепь

—и у----,

*9 1 3 * Э1) ‘кР

Как видим, интегральный коэффициент передачи тока аи можно
выразить через коэффициенты, характеризующие процессы в эмит-
терном уи и коллекторном ак переходах и в базе бп. В нормальных
условиях работы транзистора ак~1, тогда

аи=-Уи5ц- (5.11)

В транзисторах с тонкой базой (we<20 мкм) аи определяется
коэффициентом инжекции уи, а при а»б^20 мкм — коэффициентом
переноса.

С учетом (5.7) и (5.10) полный ток коллекторного перехода

/к = аи/э + /кбо ~ Уи®бД + Дбо- (5-12)

Здесь первое слагаемое представляет собой управляемую часть
коллекторного тока в транзисторе, а второе — его собственный (не-
управляемый) обратный ток.

При анализе работы транзисторов в цепях переменного тока с
малыми сигналами пользуются дифференциальным коэффициентом
передачи эмиттерного тока:

Л21«= “Sr |цк6^const илий21б = ^к^С0П8Г (5.13)

В активном режиме или при низком уровне инжекции можно
принять й21б=«и, поэтому в дальнейшем будем пользоваться диффе-
ренциальным коэффициентом /г21б, называя его просто коэффициен-
том передачи тока в схеме с ОБ. Для схемы с ОБ /г21б = 0,954-0,99.

Для схемы с ОЭ, в которой входным (управляющим) является
ток базы /б, а выходным (управляемым) —ток коллектора коэф-
фициент передачи базового тока
t, I < ____ ^Лс I _ к

21ЭГ dl6 |t7K9-const ИЛИ 213 ~ д/б |t/K3-const ~Д/Э- Д/к~

= —А/к/А/э = —216 . (5.14)

1 — AZ К/Д/э 1 — Л21б

Поскольку /г21б=0,954-0,99, то h2i3 составляет десятки — сотни
единиц. В схеме с ОЭ ток коллектора [по аналогии с (5.12)]

ZK = h2isfg + Л<эо. (5.15)

В схеме с ОК выходным является ток 13, а входным — ток /с- Ко-
эффициент передачи по току схемы с ОК

. ___ AZэ _А/ЭД/к___Й21э _ _____/&216__________1 .g .g,

21К AZg AZKAZ6 Й216 (I — ^21б) *216 1—^216

Здесь мы рассмотрели физические процессы в транзисторах и
параметры, которые характеризуют их работу в стационарном ак-
тивном режиме. При работе с сигналами переменного тока коэффи-
циенты передачи А216 и h2i3 зависят от частоты (скорости) измене-
ния воздействующих на транзистор напряжений и токов. Работа
транзисторов на ВЧ будет рассмотрена ниже.

§ 5.4. Физические параметры транзисторов

Физические (внутренние) параметры характеризуют свойства
электронно-дырочных переходов и объема базы транзистора.

Эмиттерный переход. Свойства эмиттерного перехода характери-
зуют коэффициентом инжекции уи [см. формулу (5.2)], дифферен-
циальными сопротивлениями и емкостями.

Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода г3 (в
дальнейшем именуемое просто сопротивлением эмиттера) определя-
ется дифференцированием выражения (5.1) или отношением прира-
щения напряжения на эмиттерном переходе к приращению тока
эмиттера при коротком замыкании в цепи коллектора (по перемен-
ному току)

Гэлиф = dUsfjdla и yT/Z9 | = const. (5-17)

Сопротивление гЭдиф мало. Например, при комнатной температу-
ре 300 К и токе /э=1 мА сопротивление гэ=26 Ом.

Емкость эмиттерного перехода состоит из барьерной и диффузи-
онной емкостей. В соответствии с выражениями (3.26) и (3.28)
барьерная и диффузионная емкости соответственно:

------------- 2

ESflSg / ____Ук___ , ~ 1 . 6 Г /К 1 О\

Сэбар ~ j I/ .ГГ . > С^Эдиф ~ 2Д ^э* (5.18)

1э V Ук + Рэб1 Ут

где SB и /э — соответственно площадь и ширина эмиттерного перехода при 1Л>б=0.
Барьерная емкость эмиттерного перехода шунтируется малым
сопротивлением гэ и оказывает незначительное влияние на работу
транзистора в диапазоне высоких частот.

База. Объемное сопротивление базы в основном определяется
сопротивлением ее активного участка, который заключен непосред-
ственно между эмиттерным и коллекторным переходами. Сопротив-
ление этой части базы

Гб »Рб/(4л®б)-

(5.19)

База обычно формируется из материала с высоким удельным со-
противлением. При большом токе падение напряжения на Гб сни-
жает напряжение смещения эмиттерного перехода, чем изменяет
его режим работы.

Модуляция ширины базы возникает в активном режиме работы
транзистора и обусловлена следующими причинами. Во-первых, в
активном режиме на коллекторный переход подается обратное на-
пряжение [/Кб, превышающее контактную разность потенциалов
(| <7кб| ><рк). Во-вторых, в сплавных транзисторах концентрация ак-
цепторных примесей в коллекторе значительно превышает содержа-
ние донорных примесей в базе (Уак^Удб)- В этих условиях шири-
ну коллекторного перехода можно выразить согласно (3.7)

ZK и |/2ег0 |СГк611еМЛ.

(5.20)

Отсюда следует, что изменение коллекторного напряжения БКб
сопровождается изменением ширины перехода /к и модуляцией ши-
рины (толщины) базы. Модуляция толщины базы влияет на фи-
зические процессы в ней.

Одним из следствий модуляции толщины базы является возник-
новение в транзисторе внутренней, обратной связи по напряжению.
Так, при увеличении потенциала на коллекторе (7Кб уменьшится ши-
рина а>б базы, следовательно, возрастет градиент концентрации
неосновных носителей (дырок) "в базе (транзистора р-п-р), что
вызовет рост плотности диффузионного дырочного тока Isp. Это
значит, что от эмиттерного перехода в единицу времени будет ухо-
дить большее число дырок. Уменьшить ток /э до прежнего значения
можно, снизив напряжение (7Эб- Таким образом, изменение выходно-
го напряжения (7Кб влечет необходимость изменять напряжение на
входе транзистора, чтобы входной (управляющий) ток сохранял
свое исходное значение. Такое влияние t/K6 на эмиттерный переход
рассматривают как внутреннюю обратную связь в транзисторе по
напряжению. При наличии этой связи ток эмиттера 13 зависит как
от входного С/Эб, так и от выходного напряжения {7кб.

Оценивают сравнительное действие напряжений £7Эб на входе и
С/Кб на выходе транзистора на входной ток Ia коэффициентом об-
ратной связи по напряжению

Дк.э

__ _ dUK6
dUsb

I3 = const.

(5.21)
Знак «минус» в выражении (5.21) указывает на то, что посто-
янство значения тока 1а достигается противоположными по знаку
изменениями напряжений на коллекторе dUv^ и эмиттере dUa§ (при
увеличении отрицательного dUK§ следует уменьшать Ua§). Практи-
чески ркэ~ 104, что указывает на очень слабое влияние Ukq на вход-
ную цепь транзистора.

Вторым следствием модуляции толщины базы we является изме-
нение тока коллектора Д. При модуляции wq изменяется количество
рекомбинирующих дырок в базе, что вызывает изменение коэффи-
циента передачи /i2ie и тока /к.

Третьим следствием модуляции wg является изменение объем-
ного сопротивления базы и времени диффузии дырок через базу,
что влияет на частотные свойства транзистора при работе на высо-
ких частотах.

Коллекторный переход. Составляющие тока коллектора /к=
=h-zisls+/Кбо существенно зависят от изменений напряжения на
коллекторе t/Kg. Так, изменение t/Kg сопровождается, во-первых, из-
менением ширины коллекторного перехода, что влечет изменение
неуправляемого тока коллекторного перехода /кбо=/ко+Дг [см.
(5.6) ]; во-вторых, модуляцией толщины базы, при которой изменя-
ется коэффициент переноса бп [см. выражение (5.4)] носителей че-
рез базу. Эту зависимость /к от UKe характеризует дифференциаль-
ное сопротивление коллекторного перехода (в дальнейшем просто
сопротивление коллектора)

_ dUK6 ~ LP 1 f ^кб1 99,

Склиф- Zs = const ~YW6Z3 V ее0 ’ • ’

В активном режиме транзистора через коллекторный переход
течет обратный ток, слабо зависящий от значения (Дб, поэтому
Гкдиф велико (сотни километров — единицы мегаом).

Емкость коллекторного перехода состоит из барьерной и диффу-
зионной емкостей. Согласно (3.26) барьерная емкость

г ~ £е°5к I
с К бар ~ .

‘к I

<Рк

?к + |^кб!

(5.23)

где /к и SH— соответственно ширина коллекторного перехода (при 17Нб = 0) и
площадь, ограниченная активной частью базы (SH«Ss).

Емкость Скбар составляет единицы — десятки пикофарад. Обыч-
но емкость Скбар<Сэбар, однако она шунтирует большое сопротив-
ление Гкдиф, поэтому существенно влияет на работу транзистора на
высоких частотах.

Диффузионная емкость коллекторного перехода СкДиф=
=Л<2рб/Д£/Кб в активном режиме меньше барьерной Ск диф^Сь-бар,
так как изменение обратного напряжения £Дб не изменяет заряд
инжектируемых носителей, как это происходит в эмиттерном^ пере-
ходе. При анализе схем обычно учитывают шунтирующее действие
ЛИШЬ С*к бар.
Физические параметры используются при замене транзисторов
их эквивалентными схемами. В этих схемах они отражают свойст-
ва эмиттерного и коллекторного переходов транзистора. С физиче-
скими параметрами связаны системы других параметров, характе-
ризующие работу транзистора как в статическом режиме, так и в
режиме малого и большого сигналов.

Достоинство физических параметров состоит в том, что они не
зависят от способа включения транзистора в схему. Некоторые из
физических параметров невозможно измерять непосредственно, по-
этому на практике пользуются внешними малосигнальными пара-
метрами, которые будут рассмотрены ниже.

§ 5.5. Статические характеристики транзистора

Режим транзистора определяется токами и напряжениями в его
входных и выходных цепях. Статические характеристики отражают
зависимость между токами и напряжениями во входных и выходных
цепях. Различают входные 7ВХ—(77вх) при 17Вых=const и выход-
ные /вых=ф(НВых) при 7ЕХ=const характеристики, а также прямой
передачи 7BbIX=q>(7BX) при 77BbiX=const и обратной связи по напря-
жению Uвх <р(77рых) при 7BX = const.

При расчете транзисторных цепей достаточно иметь семейства
входных и выходных характеристик. Характеристики прямой пере-
дачи и обратной связи можно построить по семействам входных и
выходных характеристик. Рассмотрим характеристики транзисто-
ров в наиболее распространенных схемах включения с общей базой
и общим эмиттером.

Схема с общей базой. Схема для снятия статических характерис-
тик с ОБ изображена на рис. 5.6. Милливольтметр U1 в цепи эмит-
тера в схеме выбирается с высоким сопротивлением. Если внутрен-
нее сопротивление прибора U1 мало, истинное значение тока тран-
зистора 7Э=7Э'—77эб/гв, где 1Э'— показания миллиамперметра;
77Эб — напряжение на эмиттере; гв— сопротивление милливольт-
метра.

Малые напряжения 77Кб при снятии начальной области выход-
ных характеристик измеряют милливольтметром подключенным
непосредственно к коллектору (показано на схеме штриховыми ли-
ниями) или рассчитывают 77^ = 77/—/кга, где UK'— измеренное

Рис. 5.6. Схема для испытания транзистора с общей базой
Рис. 5.7. Входные и выходные характеристики в схеме с общей базой
напряжение; 7кга— падение напряжения на миллиамперметре А2
с сопротивлением га.

Плавное изменение напряжений на электродах достигается кас-
кадно включенными потенциометрами R3R4. Малое (десятые до-
ли вольта) напряжение на эмиттере устанавливается потенциомет-
ром R2 с небольшим (десятки ом) сопротивлением и резистором R1,
обеспечивающим небольшое (до 1 В) напряжение на потенциомет-
ре. Полярность источников питания на электродах устанавливается
в соответствии со структурой транзистора.

Входные характеристики транзистора р-п-р в схеме с ОБ выра-
жают зависимость 7э=<р(Пэб) при С/Кс = const (рис. 5.7, а). В ак-
тивном режиме работы транзистора с увеличением прямого напря-
жения 77эб снижается потенциальный барьер в эмиттерном перехо-
де, увеличивается инжекция неосновных носителей через переход
7эр и 1эп, поэтому возрастает ток эмиттера Is—Isp + Rn [см. 7Э=
=ф(Пэб) при Пкб = 0].

При Пкб=0 входная характеристика идентична ВАХ реального
диода. В области малых значений U3c, недостаточных для компен-
сации энергетического барьера, ток 7Э изменяется по экспоненци-
альному закону. При относительно большом токе Ia высота потен-
циального барьера мала, поэтому влияние перехода ослабляется
и экспоненциальная зависимость вырождается. В этом режиме ток
1Э в основном определяется сопротивлением базы и характеристи-
ка приближается к линейной.

При подаче отрицательного коллекторного напряжения 77кб
увеличится ширина коллекторного перехода // (см. рис. 5.3, в),
следовательно, уменьшится ширина базы we, возрастет градиент
концентрации неосновных носителей в базе, вследствие чего (при
постоянном £7эб) будет возрастать ток 1Э и характеристика смеща-
ется вверх (идет более круто).

Выходные характеристики транзистора р-п-р в схеме с ОБ пред-
ставляют зависимость 7к=<р(£7Кб) при 7a=const (рис. 5.7, б).

Для активного режима аналитически эта зависимость представ-
лена уравнением (5.12) Характеристика при 7э=0 и (7Кб<0 пред-
ставляет обычную ВАХ обратного тока перехода. В этом режиме при
/э=0 (обрыв цепи эмиттера) ток /к=/кбо [см. (5.7)]. Значение это-
го неуправляемого тока определяется неосновными носителями ба-
зовой (/кор) и коллекторной (/№п) областей. В нормальных усло-
виях обратный ток /Кбо мал. С повышением температуры он заметно
возрастает.

При /э>0 увеличивается концентрация дырок в базе и их пере-
нос к коллекторному переходу, вследствие чего возрастают экстрак-
ция дырок в коллектор и ток /к (характеристики идут выше по ме-
ре увеличения /э)

Выходной ток /к в схеме с ОБ слабо зависит от напряжения на
коллекторе Ukq. При постоянном токе, но /э>0 характеристики име-
ют очень малый наклон к оси абсцисс. Он обусловлен изменением
(модуляцией) ширины базы. С увеличением напряжения /7Кб увели-
чивается ширина коллекторного перехода 1К', следовательно, умень-
шаются ширина базы дос и вероятность рекомбинации дырок в ней,,
поэтому несколько возрастают коэффициент передачи /г21б и ток 1К.
При больших отрицательных UKs возможно лавинное умножение
носителей в коллекторном переходе, что влечет резкое увеличение
тока /к (см. изгиб характеристик кверху в области больших (7Кб)-
Перерастание лавинного пробоя в тепловой влечет порчу прибора..
На семействе выходных характеристик изображена кривая макси-
мально допустимой мощности /’кмакс, рассеиваемой коллектором.
Она ограничивает значения 1К и Ukq областью дозволенных режи-
мов транзистора, лежащей ниже кривой Ркмакс-

При напряжении на коллекторе (7Кб=0 в коллекторном пере-
ходе действует некоторое электрическое поле за счет контактной
разности потенциалов. Будучи ускоряющим для дырок базы, оно
втягивает их в область коллектора, создавая ток /к.

В режиме насыщения /7кв>0 (см. область характеристик слева
от начала координат на рис. 5.7, б) высота потенциального барье-
ра в коллекторном переходе уменьшается (ниже ei7K0HT); открыва-
ется коллекторный переход и через него возникает встречная ин-
жекция основных носителей из коллекторной и базовой областей;
ток /к резко спадает до нуля.

Характеристики прямой передачи тока /к=(р(/э) при UK&=
= const можно построить по выходным характеристикам. Для этой
цели на семействе выходных характеристик (см. рис. 5.7, б) про-
водят ряд вертикальных линий с заданным интервалом значений
/7Кб. Затем отмечают точки пересечения со статическими характе-
ристиками и определяют значения токов /к и /э при выбранном
значении UK^. По полученным значениям /к и 1Э строят зависимость
/к=<р(/э) при [7K6=const (рис. 5.8, а).

Характеристики обратной связи /7Эб=<р(Пкб) при 73=const стро-
ят по семейству входных характеристик (см. рис. 5.7, а). Для этой
цели на входных характеристиках проводят ряд горизонтальных ли-
ний с заданным интервалом токов 1Э. Затем находят координаты
точек пересечения и £7Кб) и по ним строят характеристики
ПЭб=<р(£7кб) при /3=const (рис. 5.8, б). Если задана лишь одна
Рис. 5.9. Совмещенные характеристи-
ки транзистора в схеме с общей базой
►

Рис. 5.8. Статические характеристики
прямой передачи тока и обратной свя-
- зи с общей базой

Рис. 5.10. Схема для испытания транзистора с общим эмиттером

Рис. 5.11. Входные и выходные характеристики в схеме с общим эмиттером
(типовая) входная характеристика, то мы получаем лишь одну точ-
ку. Так как характеристики обратной связи горизонтальны, то через
полученную точку можно провести одну горизонтальную характери-
стику С^эб = ф(^кб) при заданном /э. Характеристики для других
значений 13 пройдут параллельно, но неэквидистантно (на разных
расстояниях).

Для удобства расчетов в справочниках иногда приводят совме-
щенные характеристики транзистора, размещая их в смежных квад-
рантах (рис. 5.9).

Схема с общим эмиттером. Схема для снятия характеристик с
ОЭ представлена на рис. 5.10. Входными здесь являются ток базы
/б и напряжение U&>, а выходными — /к и UK3.

Входные характеристики в схеме с ОЭ выражают зависимость
7б=ф(£Дэ) при (7КЭ =const (рис. 5.11, а).

При небольшом напряжении на базе U&,’>£> (составляющем де-
сятки милливольт) и (Дэ—const результирующий ток базы

Д = 7Э(1 — *21б) — Дэ0- (5.24)

Если же напряжение на базе меньше (7бЭ< Ues', то потенциаль-
ный барьер в эмиттерном переходе высок, поэтому инжекция ды-
рок из эмиттера в базу и их концентрация в базе малы.. В этом ре-
жиме в результирующем токе базы [см. (5.17)] преобладает обрат-
ный ток коллекторного перехода /кэо, т. е. /э(1—Лг1б) </кэо, вследст-
вие чего ток /б имеет отрицательный знак. При 77бэ = О этот ток
Л> = 7кэо-

С увеличением внешнего напряжения U^a>U^3' потенциальный
барьер в эмиттерном переходе уменьшается, инжекция дырок в
базу возрастает. При этом увеличиваются концентрация дырок в
базе вблизи эмиттерного перехода и градиенты концентрации по
границам базы, что влечет рост токов 13 и 1К. Одновременно с уве-
личением избыточного заряда дырок в базе больше вероятность их
рекомбинации, вследствие чего возрастает ток 7б-

Рассмотрим влияние коллекторного напряжения UK3 на величи-
ну входного тока. Увеличение напряжения 77га вызывает: а) рост
прямого напряжения U^a на эмиттерном переходе и смещение харак-
теристик вправо (в сторону больших значений (7бЭ); б) рост обрат-
ного напряжения на коллекторном переходе, сокращение ширины
базы, снижение вероятности рекомбинации дырок, уменьшение тока
базы 7б. Постоянство тока базы /б с ростом икэ достигается увели-
чением t/бэ.

Выходные характеристики транзистора р-п-р в схеме с ОЭ выра-
жают зависимость /к=<р((7кэ) при /6=const (рис. 5.11, б). В актив-
ном режиме на коллектор подают обратное (отрицательное) на-
пряжение UKa, а на эмиттерный переход — прямое (отрицательное
на базу относительно эмиттера, т. е. (7бэ<0). При этом откроется
эмиттерный переход, однако транзистор перейдет в активный режим
лишь при условии, что коллекторный переход будет закрыт. Для
этого необходимо, чтобы | UK31 > | (7бэ| •
В активном режиме через эмиттерный переход будет происхо-
дить инжекция неосновных носителей (дырок) из эмиттера в базу,
т. е. через эмиттерный переход будет течь ток /э. Большая часть
дырок экстрагирует в коллекторную область; меньшая рекомбини-
рует и создает положительный ток базы /б- Увеличение напряже-
ния U&) (отрицательного на базе относительно эмиттера) сопровож-
дается ростом токов /э и /е и тока экстракции /г21Э/б, увеличивая ток
коллектора. В результате выходные характеристики, снятые при
больших значениях тока /б, идут выше, так как им соответствуют
большие значения тока коллектора /к (см. характеристики при
/б=100; 200; ...; мкА).

Выходные характеристики при одинаковых приращениях тока
/б неэквидистантны, что объясняется зависимостью коэффициента
передачи И21э от тока базы /б.

Крутизна пологих участков выходных характеристик в схеме с
ОЭ больше, чем в схеме с ОБ. Объясняется это следующим. С уве-
личением отрицательного напряжения UKS коллекторный переход
расширяется; уменьшаются ширина базы Тоб и рекомбинация носи-
телей в ней, следовательно, снижается ток /б. Поскольку характе-
ристики должны сниматься при /6=const, то для удовлетворения
постоянства тока /б необходимо увеличивать напряжение U^3. Рост
Пбэ усиливает инжекцию дырок из эмиттера в базу, что влечет вы-
нужденный рост тока эмиттера /э и, как следствие, — увеличение
тока /к.

Суммарный ток коллектора в схеме с ОЭ /к=/г21Э/б+/ь-эо, где
/кэо — начальный сквозной коллекторный ток при разомкнутой цепи
базы. При разрыве цепи базы /б=0 и коллекторный ток 7к=4<эо.
Обычно ток 1К8О в Л21э раз превышает начальный ток коллектора
/кбо в схеме с ОБ.

Если | UK31 < | Нбэ|, то разность потенциалов коллектор — база
оказывается положительной, а коллекторный переход—-включен-
ным в прямом направлении, следовательно, транзистор переводит-
ся в режим насыщения. В этом режиме поток дырок из базы в кол-
лектор компенсируется встречным диффузионным потоком дырок
из коллектора. В результате ток /к с уменьшением | UKB| быстро па-
дает.

На семействе выходных характеристик граница между режи-
мом насыщения и активным режимом проходит через точки изгиба
1, 2, 3, ... характеристик, в которых | UK31 = | ^бэ| Обычно характе-
ристики с постоянными, но меньшими значениями тока базы (см.
рис. 5.11, б /б1 = Ю0; /б2=200 мкА...) снимаются при меньших на-
пряжениях Пбэ, поэтому переход этих характеристик от режима
насыщения к активному режиму происходит при меньших значе-
ниях напряжений на коллекторе | ПКЭ1| < | Пкэ2| < | Пкэз| и т. д.

В экстремальном режиме схема с ОЭ отличается меньшей на-
дежностью работы, чем схема с ОБ. Так, при электрическом про-
бое транзистора начальный сквозной коллекторный ток /кэо в схе-
ме с ОЭ в h2i3 раз больше начального тока схемы с ОБ, поэтому
здесь выше нагрев перехода. За счет теплового возбуждения^сни-
жается напряжение пробоя С7КЭПроб- Заметное снижение напряже-
ния пробоя происходит с увеличением тока /б и сопротивления гв
в особенности при обрыве цепи базы (при гв->оо).

Чтобы исключить работу транзистора с обрывом базы и его
пробой при монтаже схем, первым следует подключать к схеме вы-
вод базы, а отключать последним. За счет лавинного умножения
носителей заряда при пробое резко нарастает ток коллектора и
оказывается больше тока /э, а ток /в меняет свое направление.
При этом выходная характеристика транзистора может пойти вер-
тикально вверх.

§ 5.6. Внешние малосигнальные параметры транзистора

Транзистор как четырехполюсник. Статические характеристики
транзисторов иллюстрируют нелинейную зависимость в них токов
от напряжений. Для усилительных каскадов на транзисторах ха-
рактерен режим работы с малыми сигналами. При малом уровне
сигнала статические характеристики в пределах рабочей области
можно принять линейными. Для переменных составляющих токов
и напряжений (при малом уровне сигнала) транзистор, подклю-
ченный к источникам электропитания, можно рассматривать как
активный четырехполюсник (рис. 5.12). На входных зажимах
1—1 такого четырехполюсника действуют напряжение U1 и ток II,
а на выходных 2—2 — напряжение U2 и ток 12. Параметры имену-
ют внешними, так как токи и напряжения измеряют на внешних
зажимах четырехполюсника.

Транзистор считается активным четырехполюсником, так как,
будучи подключенным к источникам питания, может усиливать
мощность подводимого сигнала. В пассивных четырехполюсниках,
например трансформаторах, мощность подводимого сигнала на
выходе не увеличивается.

Связь между токами и напряжениями в четырехполюснике мож-
но представить двумя функциональными зависимостями, в которых
в качестве аргументов можно выбрать любые из четырех величин:
/1, /2, Hi и U2. При анализе работы транзисторов обычно использу-
ют две функциональные'зависимости. В каждой из них напряжение
и токи связаны своими коэффициентами, являющимися параметра-
ми транзистора. Наиболее широкое распространение получила диф-
ференциальная система Л-параметров. Для анализа работы транзис-
тора на ВЧ удобно пользоваться системой проводимостей (у-пара-

Рис. 5.12. Транзистор как четырехполюсник
Система ft-параметров. Приняв в качестве независимых пере-
менных входной ток /1 и выходное напряжение (72, а в качестве за-
висимых— входное напряжение Ui и выходной ток /2, т. е. [Д, /2=
=<jp(Zi, tZ2), можно токи и напряжения на входе и выходе связать
системой уравнений:

dUf = ki\dlr + h^dU^', I + Л^ДСЛг; ) /5 25)

dl% = k2\dl\ 4- h^dU^ J Д/2 = -г Л22Д{72' J

Коэффициенты h\\, h22 в системе уравнений являются пара-

метрами. Их можно определить экспериментально, создав поочеред-
но для переменной составляющей тока легко реализуемый режим
холостого хода (х. х.) на входе и режим короткого замыкания (к. з.)
на выходе транзистора как четырехполюсника. При к. з. по перемен-
ному току выходной цепи Д(72=0, т. е. (72=const, из уравнений
(5.25) определим входное сопротивление Ли и коэффициент переда-
чи тока Л2Ь

Входное сопротивление транзистора

(5.26)
характеризуется отношением изменения напряжения на входе к вы-
звавшему его изменению входного тока в режиме к. з. по перемен-
ному току на выходе транзистора.

Для схемы с ОБ согласно уравнению (5.17) йцб=Гэдиф=
=Д[/Эб/Д/Э при (7K6=const и составляет десятки ом — несколько
килоом. В схеме с ОЭ йц8=Д(7бэ/Д/б при (7K3=const составляет
единицы — сотни килоом.

Коэффициент передачи тока

*21 = Д ДМЛ l(/2=const (5.27)

характеризуется отношением приращения выходного тока к вызвав-
шему его приращению входного тока в режиме к. з. по переменному
току выходной цепи. Для схемы с ОБ согласно (5.13) й21б=Д/к/Д/э
при (7кб = const характеризует передачу тока эмиттера и для боль-
шинства транзисторов составляет 0,95—0,99. В схеме с ОЭ соглас-
но уравнению (5.14) /г213=Д/к/Д/б при t7K3=const характеризует
передачу тока базы и составляет десятки — сотни единиц.

При создании режима х. х. по переменному току во входной це-
пи (Д/1 = 0, т. е. /1 = const) из уравнений (5.25) определим коэффи-
циент обратной связи fti2 и выходную проводимость ft22.

Коэффициент обратной связи по напряжению

*12 = LUJLUz |/s=const (5.28)

оценивает сравнительное воздействие входного и выходного напря-
жений на входной ток транзистора. Для схемы с ОБ согласно (5.21)
Л12б=—1/цкэ=ДЛ/эб/Д^кб=10-34-Ю-4 при /э=const. Для схемы с
ОЭ hi29=:MJ53/AUK3~ IO-3 при /6 = const.

Выходная проводимость

*22 = *^2/ ДСЛг «const (5.29)
определяется отношением изменения выходного тока к вызвавшему
его изменению выходного напряжения в режиме х. х. по переменно-
му току входной цепи. Для схемы с ОБ согласно формуле (5.22)
^226 = l/rK диф = А/к/АДк~ Ю“6 См при /3 = const. В схеме с ОЭ h223 =
=А/К/АС7КЭ~5- 10-5 См при /б = const.

Система Л-параметров включает как безразмерные величины
(Л12, h2i), так и величины, имеющие размерность сопротивлений
(Ли) и проводимости (Л2г), поэтому система Л-параметров имену-
ется смешанной, или гибридной. Измерение Л-параметров произво-
дится в легко реализуемых режимах. Система Л-параметров счита-
ется наиболее удобной для измерений и совершенной в оценке
физических свойств транзисторов. Она широко применяется в рас-
четах схем на низких частотах.

Между Л-параметрами и физическими параметрами транзисто-
ра существует следующая связь:

Гэ = Лцб — Л126 (1 + Л21б)/Л22б = А12э/Й22э;

Гб = &12б/Л22б = Ацэ — &12Э (1 + А21э)/&22э;

/к = О + *216)7*226 = (1 + *21э)/*22э! ( '

а = — &216 = *21э/(1 + *21э)«

Формулы (5.30) позволяют выразить Л-параметры одной схемы
включения транзистора через Л-параметры другой схемы.

Система р-параметров. Если в качестве независимых переменных
принять напряжение Ux и U2, а токи /1 и 12 — их функциями, т. е.
/1 и /2=<р(Д1, U2), то связь между небольшими изменениями напря-
жений и токов выражается системой уравнений:

+ yvidU2\ ) = i/nAtA + г/12дбг2; ) ,

> ИЛИ > (O.O1J

^2 — У 21^1 + 1722^^2» J = У21^1 + У 22^2' 1

Коэффициенты пропорциональности уц, ..., у22 в уравнениях ха-
рактеризуют связь между изменениями токов и напряжений и явля-
ются параметрами транзистора. Эти параметры можно определить,
если поочередно осуществить режим к. з. по переменному току
(замкнуть конденсатором большой емкости) на выходе и на входе
транзистора.

При к. з. по переменному току на выходе изменение напряжения
Д[72 = 0, т. е. t72=const, тогда согласно уравнениям (5.31) входная
проводимость^ =А71/АП1; проводимость прямой передачи z/2i =
=|Д/2/А1Д. При к. з. на входе At/i = O, т. е. 17i = const, следовательно,
из уравнений (5.31) проводимость обратной передачи у12=А/1/АЕ/2
и выходная проводимость y22=\l2IMJ2.

Система у-параметров используется при анализе схем в диапа-
зоне высоких частот, на которых токи и напряжения в транзисторе
становятся комплексными величинами. На низкой частоте можно
пренебречь реактивными составляющими параметров и перейти от
^/-параметров к активным g-проводимостям.

Недостатком у-параметров является сложность реализации ре-
жима к. з. во входной цепи с относительно малым собственным со-
Рис. 5.13. К определению параметров транзистора
противлением, так как на низкой частоте требуется очень большая
(тысячи микрофарад) емкость.

Определение малосигнальных параметров. Параметры зависят
от выбранного режима транзистора. Режим задается подачей ис-
ходных напряжений смещения на эмиттерный и коллекторный пе-
реходы. Эти напряжения определяют положение исходной (рабо-
чей) точки на статических характеристиках. Для выбранного режи-
ма малосигнальные параметры определяют по семействам входных
и выходных характеристик.

Рассмотрим методику определения /i-параметров транзистора,
включенного с ОЭ. По семейству выходных характеристик (рис.
5.13, а) в рабочей точке А определяем h2i3 и /г2гэ- Чтобы определить
А21э, находим приращение токов Л/б и А/к между точками А и В при
неизменном напряжении t/KS= 10 В:

_ д/к _ Ikn-IkA _ (6-2,5)10-з _3g

213 Д/g /65- /63 (200- 100) 10-6

Чтобы вычислить h223, изменяют напряжение на коллекторе на
величину At// и находят соответствующее ему приращение тока
А// при неизменном токе базы 1бз= Ю0 мкА, откуда

А _ А/“ _ 1ка-1км _ (2,5-2)10-з ~о,5.1О-з
223 ~ 15-5 10

= 0, 05 А/В=5-10-5 См.

Параметры Иц и hi2 определяют по характеристическому AACD,
построенному в семействе входных характеристик (рис. 5.13, б), на
которых рабочая точка А обозначена для того же режима, что и в
семействе выходных характеристик.

По координатам точек А и С находят приращения А7б и At/бэ
при неизменном значении t/KS=10 В, откуда

. _ А/Дэ &бэС — UааА __ (450 — 300) 10 3— _ qm

113 ~ Д/g + 1ЪС-1бА (230- 109) 10-
Нри Неизменном токе базы /вз= 100 мкА по точкам А и Д вычис-
ляют приращения Д(7бэ и АДга, откуда

Д^бэ бДэо— ^бэд (4а0 — 300) 10—з

«19 =-----=-------------- =--------------= ЗО-Ю—з.

Д£7кЭ </кэ4-^кэз 15-10

Если вычислить удвоенные приращения токов и напряжений от-
носительно координат рабочей точки, можно определить усреднен-
ные значения параметров. Недостатком малосигнальных парамет-
ров является их зависимость от способа включения транзистора в
схему, что усложняет расчеты.

§ 5.7. Квазйстатический режим транзистора

Проанализируем работу транзистора в качестве усилительного
элемента усилителя низкой частоты (рис. 5.14). Во входной цепи
усилительного каскада включены: источник постоянного напряже-
ния Еэ (определяющий исходный рабочий режим, т.’ е. рабочую
точку) и переменное напряжение Ucm sin a>t усиливаемого сигнала.
В выходной цепи действует источник постоянного напряжения Ек
и включена нагрузка /?н- В отличие от статического режима, при
котором некоторые из величин, определяющих режим, остаются
неизменными, в квазистатическом нагрузочном режиме изменяют-
ся все токи и напряжения в цепях транзистора. На низких часто-
тах параметры транзистора имеют активный характер и не зави-
сят от частоты, поэтому анализ квазистатического режима можно
вести по нагрузочным характеристикам.

Нагрузочные характеристики. Нагрузочные характеристики стро-
ят в семействе статических характеристик. Для коллекторной (вы-
ходной) цепи (на основании 2-го закона Кирхгофа) можно запи-
сать

+ СДб или /1( = ДК//?Н —(5.32)

Уравнение (5.32) в координатах выходных характеристик /к=
= <р(Пкб) (рис. 5.15, а) описывает прямую, которую можно постро-
ить по точкам пересечения с осями координат. Так, при /к=0 на-
пряжение (7Кб = Ек=20В (точка А): при Г7Кб = 0 ток IK=EK/RU=
= 20/(1 • 103) =20 мА (точка В). Соединив точки А и В прямой, по-
лучают нагрузочную характеристику выходной цепи. Нагрузочная

р-п-р

Рис. 5.14. Упрощенная схема усили-
теля на транзисторе с общей базой

линия является геометрическим
местом точек, соответствующих
условию Ек и /?н=const.

Для построения нагрузочной
характеристики в семействе вход-
ных характеристик отмечают точ-
ки 1, 2, 3, 0, 4 и 5 пересечения на-
грузочной характеристики со ста-
тическими коллекторными харак-
теристиками и определяют их ко-
Рис. 5.15. Работа транзистора в усилительном режиме

ординаты. Координатами точек являются напряжение UKe и ток 7Э.
Например, для точки О это будет ток /оа=12мА, а опуская из точ-
ки О перпендикуляр на ось абсцисс, находят численное значение
другой координаты 77ОКб = 8 В. Аналогично определяют координаты
других точек. По этим координатам в семействе входных характери-
стик /э = ф(Пэб) наносят точки Г, 2', 3', О', 4' и 5' (на рис. 5.15, б
они не показаны, чтобы не затемнять чертеж). Соединяя данные
точки плавной кривой, получают нагрузочную характеристику вход-
ной цепи.

Влияние напряжения UK$ на входной ток Is мало, поэтому вход-
ные статические характеристики при различных U,^ идут на очень
малых расстояниях друг от друга, почти сливаясь в начальной об-
ласти. В связи с этим в справочниках обычно приводят одну вход-
ную характеристику, соответствующую номинальному значению
17Кб. В практических расчетах входную нагрузочную характеристику
(без большой погрешности) можно заменить этой статической вход-
ной характеристикой.

Обычно входная нагрузочная характеристика нелинейна, что мо-
жет явиться одной из причин искажений усиливаемого сигнала. Для
снижения нелинейных искажений следует уменьшить амплитуду
входного сигнала Ucmsin(£>t (см. рис. 5.14) или использовать ис-
точник сигнала с высоким внутренним сопротивлением.

Выбор рабочего режима. Режим работы транзистора выбирают
в пределах рабочей области входных и выходных характеристик.
В семействе выходных характеристик (см. рис. 5.15, а) эта область
ограничена допустимыми значениями тока А-макс, напряжения
Акбмакс и параболической линией максимально допустимой мощно-
сти рассеяния Ркмакс- Снизу рабочая область ограничивается харак-
теристикой сквозного тока /кбо, снятой при 1Э—Ь.

Исходный режим работы транзистора определяется выбором
положения рабочей точки на нагрузочной характеристике. Для по-
лучения неискаженного усилия рабочая точка выбирается пример-
но в середине рабочего участка нагрузочной характеристики.
Рабочий участок не должен выходить за пределы максимально
допустимых значений А-макс, ПКбмакс, Рк макс, а также той части
нагрузочной характеристики, в пределах которой равным измене-
ниям входного АД соответствуют равные изменения выходного
тока АД. Выбираем рабочую точку 0 на нагрузочной характеристи-
ке выходной цепи в пересечении со статической характеристикой,
снятой при /э=12 мА. Эту же точку 0 обозначим на нагрузочной
характеристике (или на статической характеристике, принятой за
таковую) входной цепи (см. рис. 5.15, б). Для получения неиска-
женного усилия управляющий ток 1Э может изменяться в пределах
линейного участка входной характеристики, т. е. от 7ОЭ= 12 мА в
сторону увеличения до А=20 мА и в сторону уменьшения до /э=
= 4 мА, следовательно, амплитуда входного тока составит 1^т=
= 8 мА.

Работа транзистора как усилительного элемента. 1. В режиме
покоя к эмиттерному и коллекторному переходам приложены
лишь постоянные напряжения Е3 и £1: (см. рис. 5.14 и 5.15), поэто-
му во входной и выходной цепях проходят только постоянные то-
ки покоя /оэ=12 мА и /ок=11,8 мА. На графиках токов i3=<p(0 и
г’к = ф(/) режим покоя обозначен в интервале времени to—1\ (см.
рис. 5.15, а и б).

2. При подаче на вход усилителя переменного напряжения сиг-
нала TAgmSin®/ (интервал tx—13) на входе транзистора к эмиттер-
ному переходу будет приложено напряжение ивх = Е3+tAgmSin®/.
В фазе с изменением входного напряжения пвх будет изменяться
управляющий ток А = 7оЭ4-Ат sin и/. В схеме с ОБ А~А, поэто-
му изменения тока iK в коллекторной цепи следуют за изменениями
управляющего (входного) тока, т. е. гк=Л>к+Ат sin и/.

3. В выходной цепи ток 1К на нагрузке создает напряжение
Ur = А7?н=7Ок7?н+7?н7кт sin соГ= Пол 4“ sin =пол4" Ur __

Эффективность усиления сигнала транзисторным каскадом оп-
ределяется значением переменной составляющей тока /Kmsina>t
От нее зависит значение напряжения сигнала на нагрузке Пл~ =
= пЛтзтй/, а следовательно, и его полезная выходная мощность.

Напряжение на нагрузке изменяется в фазе с током коллектор-
ной цепи. С увеличением тока А (при положительном полуперио-
де напряжения пвх) возрастают напряжение на нагрузке Пв=1к7?н
и выходное напряжение, действующее между коллектором и базой
«вых=^кб=.Ек—ixRa- В результате выходное напряжение Пкб(вых)
изменяется в фазе с напряжением сигнала на' входе ПЭб(вх) (см.
графики изменения ПКб(вых) и НЭб(вх) внизу рис. 5.15). Фазовый
сдвиг напряжений в схеме с ОБ <р„ ,, =0.

“вх вых
Обычно сопротивление нагрузки /?н в выходной цепи транзисто-
ра выбирают большим, поэтому амплитуда сигнала на нем значи-
тельно превышает амплитуду входного напряжения сигнала. Такой
каскад обеспечивает усиление сигнала по напряжению и мощности.

Параметры квазистатического нагрузочного режима. Квазиста-
тический режим характеризуется изменениями во время работы
всех токов и напряжений в цепях транзистора. Параметры квази-
статического режима, связывающие между собой малые изменения
токов и напряжений, можно определить через их амплитудные зна-
чения.

Амплитудное значение входного тока нами принято 1вт=8 мА.
Полный размах входного тока 21вт= 16 мА. Ему соответствуют из-
менение входного напряжения 2С/эбт=0,15 В, выходного тока
2/Кт = 15,5 мА и напряжения 2С7Кбт = 15 В (см. рис. 5.15). По полу-
ченным значениям токов й напряжений определяют параметры на-
грузочного режима:

коэффициенты передачи по току и усиления по напряжению:

2ZKm 15,5 2£/кбт 15

^=1е=чг=°’97: /<н=2“й;=^5==100;

мощность сигнала во входной цепи транзистора

Д> =0,57к„77кб„ =0,5-8-10-«-0,075 = 0,3-10-з вт;

полезную выходную мощность, выделяющуюся в нагрузке,

Р„.,1Х = 0,5/эт77эбт = 0,5.7,8- Ю-з-7,5 = 29- 10-з Вт;

коэффициент усиления по мощности

Км = Рвях/'Евх = Л-нКт = 29-10-3/0,3-10-3 -97;

входное и выходное сопротивления транзистора:

Гвх ~ *116 = Чэ6т//Эпг = 0,075/8-10-3 = 9,4 Ом;

гв„х « 1/^226 = икЪт!1к-т = 7,5/7,8-Ю-з = 960 Ом.

Параметры квазистатического режима можно выразить через
Л-параметры транзистора:

/<т = й21б/(1 +/г22Т?н); Кн= Аг17?н/[1 — (^11^22 — fti2ft2i)(7?н/Лц)] йц.

Коэффициенты Кт и Кн пропорциональны статическому коэффи-
циенту передачи тока /г21б и зависят от значения Кн- С увеличением
jRh снижается Кт, а /Сн возрастает.

§ 5.8. Частотные свойства биполярного транзистора

На высокой частоте ухудшаются усилительные свойства транзи-
стора. Это происходит по ряду причин.

Инерционность процессов в базе. В диапазоне ВЧ на работу
транзистора велико влияние инерционности физических^ процессов
(диффузии, дрейфа, рекомбинации неосновных носителей заряда, а
Рис. 5.16. Процессы в базе при быстром изменении тока эмиттера:

а — диаграмма тока эмиттера; б — распределение концентрации дырок в базе; в — диаграм-
ма тока коллектора

также перезарядки барьерных емкостей р-п-р-переходов). Инжек-
тированные в базу носители достигают коллектора не мгновенно.
Если время движения инжектированных носителей в базе сравнимо
с периодом следования усиливаемого ВЧ колебания (рис. 5.16, а),
то носители не успевают достичь коллектора за время действия пря-
мой (ускоряющей) полуволны сигнала, снижающего потенциальный
барьер в эмиттерном переходе. При действии обратной полувол-
ны синусоидального напряжения сигнала потенциальный барьер
в эмиттерном переходе увеличивается, поэтому уменьшаются ин-
жекция носителей и их концентрация вблизи эмиттера (рис.
5.16, б). При этом может возникнуть обратное (из объема базы к
эмиттеру) диффузионное перемещение носителей. Одновременно
усилится рекомбинация носителей в базе.

Инерционность процессов в базе приводит к отставанию по фа-
зе на высокой частоте переменной составляющей тока коллектора
от переменной составляющей тока эмиттера. Кроме этого, рассея-
ние импульса инжектированных носителей (за время движения
через базу) из-за разброса их скоростей диффузии вызывает с уве-
личением частоты уменьшение амплитуды тока коллектора (рис.
5.16, в). С увеличением частоты заметно снижаются реактивные со-
противления емкостей Сэ эмиттерного и Ск коллекторного перехо-
дов, что приводит к шунтированию этими емкостями сопротивлений
эмиттерного и коллекторного переходов.'

В результате этих процессов на высокой частоте коэффициенты
инжекции и передачи тока (Агю и ^21э) становятся комплексными
величинами. С увеличением частоты изменяются как модули | /г21б|
И | ^21э | коэффициентов передачи, так и фазовый угол между вход-
ным и выходным токами. Конечный результат этих явлений — сни-
жение усиления и ухудшение других параметров, характеризующих
эффективность работы транзисторов как активных элементов элек-
тронных схем.

Высокочастотные параметры транзисторов. Амплитудно-частот-
ная зависимость модуля коэффициентов передачи тока в схемах с
ОБ и ОЭ характеризуется уравнениями:

|^21б! = + (///л21б)2; |Й21э| = Й21эо/)/^+(///л21э)2> ' (5.33)

где |Й21б|, |Й21э|—модули коэффициентов передачи тока;

hnao, А2160 — значения коэффициентов на низкой частоте.

Частотная зависимость фазы коэффициентов передачи тока оп-
ределяется соотношениями:

?A2i6 = arctg(///^a6); ¥л21э = arctg(//A213). (5.34)

Из уравнений (5.33) следует, что с ростом частоты модуль ко-
эффициентов передачи |/г21б| и |^21э| уменьшается (рис. 5.17).
В этих уравнениях f й и /Й21э —предельная частота, на кото-
рой |/г21б| и | й21э | снижается в 1/Л1Г раз по сравнению с его значе-
нием /г21бо или /г21эо на низкой частоте. Различие между значения-
ми предельных частот /л21б и /л21э велико. Эти частоты связаны
соотношением

/л21э = О — Л21бо) /л21б = /л21б/(! + *2160)- (5-35)

С увеличением частоты модуль |/г21э| убывает быстрее, чем мо-
дуль | А21б | (см. рис. 5.17), а фазовый сдвиг шЙ21э (между токами
7б и 1К) значительно больше, чем шЙ21б (между токами 1Э и 1К),
т- е- ?й21э ^2I6.

В справочниках обычно приводится значение не предельной
/л213, а граничной частоты frp коэффициента передачи тока

/гр = Л21зэ/й21э = Й21бо/Л21б,

(5.36)

которую проще измерить. Граничная частота определяет значение
ЧаСТОТЫ, При КОТОрОЙ |/121э|=1-

Другим критерием усилительных свойств транзистора на высо-
кой частоте служит максимальная частота генерации. В схемах

автогенераторов часть мощности генерируе-
мых колебаний с выхода транзистора (по
цепи положительной обратной связи) пода-
ется на его вход. В режиме автогенерации
важно значение коэффициента усиления по
мощности

/м — Рвых/^вх = i ~ (^21/^11) ^н"

При увеличении частоты сигнала и соот-
ветствующем уменьшении коэффициента пе-
редачи тока й21 будет снижаться коэффици-
ент усиления по мощности /<м. Снижение Км

Рис. 5.17. Зависимость
коэффициента передачи
по току транзистора,
включенного с ОБ и ОЭ
обусловлено не только уменьшением h^, но и шунтирующим влия-
нием барьерной емкости коллекторного перехода. Эта емкость па-
раллельно подключена сопротивлениям базы Гб и нагрузки RH- Че-
рез нее ответвляется часть входного тока, вследствие чего Км
уменьшается.

Максимальная частота генерации транзистора — это частота,
при которой коэффициент усиления транзистора по мощности
уменьшается до единицы. Она характеризует наибольшую частоту
автоколебаний, возможную в генераторе на данном транзисторе.
При более высоких частотах невозможна генерация колебаний.
Максимальная частота генерации

, |:/мзкс = |/Л^21бо/л21б/(^ 'гб^^) ~ П/Юб) )/ Dp/^Tir6CK. (5.37)

Здесь /макс и /Й21б измеряется в мегагерцах, г'б — в омах, Ск-—
в пикофарадах.

Для расширения частотного диапазона работы транзистора
необходимо уменьшать толщину базы we, омическое сопротивле-
ние базы г'б и емкость коллектора Ск. Значительному снижению
сопротивления г'б препятствует уменьшение эффективности эмит-
тера. Уменьшение Ск достигается за счет уменьшения площади
коллекторного р-п-р-перехода, однако это сопровождается сниже-
нием допустимого тока коллектора и рассеиваемой мощности.

Произведение объемного сопротивления базы на емкость кол-
лекторного перехода т=г/бСк (Ом-пФ) представляет постоянную
времени цепи обратной связи. Она характеризует обратную связь
в транзисторе на высокой частоте и определяет его максимальную
частоту генерации.

§ 5.9. Эквивалентная схема транзистора для малого сигнала

В линейных схемах транзистор работает в режиме усиления
малых сигналов. При расчете усилительных каскадов на транзи-
сторах, работающих в режиме малого сигнала, транзистор пред-
ставляют в виде Т-образной или П-образной эквивалентных схем.
Элементы эквивалентной схемы (схемы замещения) отражают
процессы инжекции, рекомбинации, перемещения и накопления
носителей заряда в реальном транзисторе.

В Т-образной схеме замещения (рис. 5.18, а) эмиттерный и
коллекторный переходы представлены дифференциальными сопро-
тивлениями га и гк. Внутреннюю обратную связь по напряжению,
обусловленную модуляцией толщины базы, отражают идеальным
генератором напряжения цэкик, включенным в цепь эмиттера, где
ик— переменная составляющая напряжения коллектора. Способ-
ность транзистора осуществлять передачу эмиттерного тока в цепь
коллектора отражена в схеме эквивалентным генератором тока
^21бД- Объемное сопротивление базы гъ включено в малосигналь-
ную эквивалентную схему между внутренней точкой базы Б' и
Рис. 5.18. Эквивалентные схемы транзистора с ОБ

внешним выводом Б. Эквивалентная схема для малого сигнала
отражает физическую структуру транзистора. Поэтому ее иногда
именуют физической Т-образной схемой замещения транзистора.

На высоких частотах необходимо учитывать физические про-
цессы, связанные с зарядом барьерных емкостей р-п-р-переходов
и накоплением неосновных носителей заряда в областях транзи-
стора с учетом заряда диффузионных емкостей. Частотные свой-
ства транзистора учитывают в эквивалентной схеме введением
емкостей переходов Сэ и Ск, подключаемых параллельно сопротив-
лениям гэ и гк. Кроме того, коэффициент передачи тока становит-
ся комплексной величиной. В некоторых схемах замещения вклю-
чают сопротивление 7?ут, таким путем учитывают утечку коллекто-
ра. Иногда схему замещения упрощают, заменяя эквивалентный
генератор цЭкЩ< сопротивлением Гб", включаемым в цепь базы.
Тогда для переменной составляющей сигнала общее сопротивле-
ние базы

r6 = AZ736/A/K = Гд + г6 при А/к = const.

Здесь г6"— диффузионное сопротивление базы, обусловленное
влиянием UK на U3 из-за модуляции толщины базы

г'б = гэ/[2 (1 — 8П) + (1 — Уи)],

где 6П и 1>ц — соответственно коэффициенты переноса и инжекции.

С учетом эффекта модуляции толщины базы Т-образная схе-
ма замещения транзистора с ОБ изображена на рис. 5.18, б. По
сравнению со схемой 5.18, а здесь ra"xra/2.

Эквивалентная схема транзистора с ОЭ для переменных со-
ставляющих напряжения и тока приведена на рис. 5.19. В схеме
с ОЭ входным является ток базы /б, поэто-

му в эквивалентную схему введен генератор
тока h21sI6.

Сопротивление коллектора в схеме с ОЭ

гкэ= Гк(1 — Й21б) = /"к/П + ^21з)-

Емкость, шунтирующая сопротивление
Г кэ,

Рис. 5.19. Эквивалентная
схема транзистора с ОЭ

Скэ — Ск/( 1 — Й21б) — Ск (1 + Л21э)-
Постоянные времени коллекторного перехода в схеме с ОБ и
ОЭ одинаковы: Тк—^ СкбГкб==СкэГкэ«

Приведенные, схемы хорошо отражают структуру транзистора
и содержат физически обоснованные пар аметры,-Недостаток фи-
зических параметров заключается в том, что их невозможно не-
посредственно замерять, поскольку внутренняя точка Б' (см.
рис. 5.18, б) недоступна для подключения измерительных прибо-
ров. Поэтому в основу расчета физических параметров положены
результаты измерений малосигнальных параметров, определяемых
со стороны внешних зажимов транзистора.

§ 5.10. Работа транзистора в импульсном режиме

Биполярные транзисторы часто используются в импульсных и
переключающих схемах. В переключающих схемах транзистор ра-
ботает в режиме большого сигнала, а в импульсных— в режимах
усиления как малого, так и большого сигнала.

Предположим, на вход транзисторного каскада (рис. 5.20, а)
в исходном режиме подано обратное напряжение при котором
эмиттерный переход закрыт (режим отсечки). При этом рабочая
точка О находится на пересечении1 нагрузочной прямой АВ со
статической характеристикой, снятой при токе базы —1б—1кбо-
Ток в цепи коллектора мал (7К—>-0), а напряжение на коллекторе
UКб близко к значению напряжения источника Ек (рис. 5.20, б).

Если изменить полярность напряжения во входной цепи, эмит-
терный переход включается в проводящем направлении, возра-
стает и становится положительным ток базы. Рабочая точка бы-
стро переместится по нагрузочной прямой из области отсечки в
область больших значений управляющего тока базы 1б и тока кол-
лектора 7К. Транзистор при этом из режима отсечки (точка О)
сначала переходит в активный режим (участок ОБ), а затем (в
области точки В) — в режим насыщения. Ток в режиме насыще-
ния /кнас велик, а напряжение 7/КНас мало.

Изменяя полярность управляющего напряжения или тока во
входной цепи, можно переключать транзистор из закрытого в от-
крытое состояние. Такая схема будет выполнять функции переклю-

Рис. 5.20. Схема транзистора ключа и положение рабочей точки на семействах ха-
рактеристик
чательного элемента (бесконтактного прерывателя тока) в цепи на-
грузки. Длительность переходных процессов зависит от амплитуды
импульсного сигнала, подаваемого на вход транзистора, и физиче-
ских параметров транзисторов.

Большинство импульсных схем строится на основе транзистора
с ОЭ. Рассмотрим физические процессы в р-п-р транзисторе с ОЭ в
режиме малого сигнала.

1. В исходном режиме транзистор находится в режиме отсечки
^интервал времени 0—t\ (рис. 5.21, а)], управляющий ток базы —/об
равен току покоя в коллекторной цели /Кбо, т. е. —7Об=/кбо (см.
рис. 5.21, б). Распределение носителей в базе иллюстрирует кри-
вая 1 (рис. 5.21, в).

2. В момент /1 на базу подается прямое управляющее напряже-
ние и полярность управляющего тока /б меняется. По истечении не-
которого времени задержки t3 начинает возрастать ток 1К и дости-
гает значения 0,1/Кнас (см. рис. 5.21, б). По мере открытия эмит-
терного перехода увеличивается концентрация дырок в базе у эмит-
терного перехода (кривая 2 на рис. 5.21, в). Одновременно (в ин-
тервале времени /ыр) происходит увеличение концентрации дырок у
коллекторного перехода до равновесного значения рПо (кривая 3}
и нарастание тока коллектора до значения /к=0,9 /КНас.

3. В коллекторной цепи включена нагрузка, поэтому уход дырок
во внешнюю цепь ограничен, вследствие чего концентрация дырок
в базе вблизи коллекторного перехода превысит равновесную рПо
(кривая 4 на рис. 5.21, в). При накоплении дырок в базе наступит
компенсация отрицательного объемного заряда у коллекторного
перехода, снизится потенциальный барьер и усилится экстракция
неосновных носителей из базы в коллектор. Транзистор перейдет в
режим насыщения, при котором ток в коллекторной цепи 7Кнас=
=E/RB остается неизменным (см. рис. 5.21, б), а напряжение на
коллекторе 7/кнас снижается (см..точку В на рис. 5.20, б).

4. При смене полярности управляющего сигнала на входе тран-
зистора изменится полярность управляющего тока Iq (момент tz
на рис. 5.21, а), начнется рассасывание дырок в базе в течение /рас
(см. рис. 5.21, б), снизится их концентрация у эмиттерного и кол-
лекторного переходов (кривая 5 на рис. 5.21, в). Транзистор неко-
торое время (пока концентрация дырок у переходов не снизится до
равновесной рПс) продолжает работать в режиме насыщения, поэто-
му ток в цепи коллектора снижается медленно до 0,9/ь-нас-

5. Когда концентрация дырок у переходов достигает равновес-
ной рп„ один или оба перехода окажутся включенными в обратном
направлении, транзистор переходит в режим отсечки. При этом кон-
центрация дырок у переходов снижается до нуля (кривая 6 на
рис. 5.21, в), процесс рассасывания дырок ускоряется, ток 1К в ин-
тервале времени tCn спадает до 0,1 /КНас-

Работу транзистора с импульсными сигналами (см. рис. 5.21, б)
характеризуют: время задержки /3, нарастания тока /Нр, включения
tBKл=/з+ tnp, рассасывания неосновных носителей /рас, спада тока
Zen, выключения транзистора /Выкл=^рас+^сп- Скорость переключе-
ния определяется амплитудой и формой входного управляющего
импульса и физическими параметрами транзистора (емкостью пе-
реходов, временем жизни неосновных носителей т, скоростью диф-
фузии дырок и др.), определяющими его инерционность при работе
с сигналами высокой частоты.

При наличии в цепи коллектора нагрузки 7?н напряжение на
коллекторном переходе меняется в течение переходного процесса
переключения, барьерная емкость перезаряжается, что увеличивает
длительность переходного процесса. Постоянная времени переход-
ного процесса

тОэ = Т + Л21эЯнСк. (5 - 38)

Время нарастания и время спада связаны с постоянной времени
соотношением /нр=/сп»2,ЗтоЭ. Следовательно, длительность пере-
ходных процессов переключения (включения и выключения) зави-
сит не только от параметров транзистора, но и от сопротивления
нагрузки в цепи коллектора. В заключение отметим, что в схеме с
ОБ переходные процессы имеют в (l+/i2ia) раз меньшую длитель-
ность, чем в схеме с ОЭ.

§ 5.11. Зависимость параметров и характеристик транзистора
от режима работы

Основные параметры предельных режимов. Параметры тран-
зистора существенно зависят от электрического режима работы.
Основными параметрами транзистора в предельных режимах явля-
ются: максимально допустимые обратные напряжения Пкбмакс на
коллекторном и С/Эбмакс на эмиттерном переходах; максимально
допустимый ток коллектора /кмакс,‘ максимально допустимая мощ-
ность рассеяния коллектора Ркмакс. Превышение предельных режи-
мов, равно как и работа в совмещенном, (например, по току и на-
пряжен-ию) предельном режиме, недопустимо, так как вызывает
порчу прибора.

Зависимость параметров от режима электропитания. Зависи-
мость физических и малосигнальных /г-параметров от напряжений
на коллекторе [7Кб и тока эмиттера 1а приведена на рис. 5.22, а и б.

Коэффициент передачи тока зависит от [7Кб из-за модуляции
толщины базы. Чем больше [7Кб, тем тоньше база и тем ближе к
единице коэффициент переноса, следовательно, увеличивается ко-
эффициент передачи тока в схеме с ОБ /г21б и схеме с ОЭ й218.

При повышенном напряжении [7Кб увеличение й21б обусловлено
возникновением ударной ионизации в коллекторном переходе, в
результате которой наступает умножение тока коллектора [см.
(5.8)]. Уже при [7Кб=20-^30 В h2ie может превысить единицу, что
приводит к появлению S-образной выходной характеристики. Такие
характеристики имеют лавинные транзисторы.

Зависимость коэффициента передачи /г21б от тока Ia обусловлена
изменением эффективности эмиттера, т. е. коэффициента инжекции
Уи=/эр/^э, что приводит к снижению коэффициента передачи тока
h2i6 в области больших и малых токов эмиттера Is-

Дифференциальные сопротивления >гЭДИф и гКдиф переходов об-
ратно пропорциональны току /э. Сопротивление гЭдиф слабо зависит
от 17кб, а Гкдиф при большом [7кб спадает вследствие возникновения
ударной ионизации в коллекторном переходе. Спад /д при больших
токах Ia объясняется ростом концентрации неосновных носителей и
модуляции (уменьшения) объемного сопротивления базы. Измене-
ние [7Кб вызывает модуляцию толщины базы, что определяет изме-
нение Гб-
Рис. 5.23. Зависимость физических и /г-параметров от температуры

Диффузионная емкость эмиттера С8диф линейно нарастает с уве-
личением 1д. При большом токе (высоком уровне инжекции), в базе
возникает электрическое поле, которое ускоряет движение дырок.
Изменение Ukq модулирует толщину базы, что сказывается на диф-
фузионной емкости эмиттера.

Зависимость параметров от температуры. Температурная зави-
симость параметров (рис. 5.23, а и б) и характеристик транзисторов
обусловлена температурными изменениями свойств полупроводни-
ковых материалов. При изменении температуры изменяется кон-
центрация носителей, их подвижность, скорость диффузии, вероят-
ность рекомбинации и другие процессы в структуре полупроводни-
ковых кристаллов.

Коэффициент передачи тока эмиттера /г21б при нагревании воз-
растает главным образом вследствие увеличения времени жизни
неосновных' носителей. При охлаждении /z2i6 уменьшается. Электро-
проводность Л.226 в диапазоне рабочих температур уменьшается
вследствие снижения подвижности носителей из-за увеличения рас-
сеяния на тепловых колебаниях решетки.

Дифференциальное сопротивление эмиттера rswl^^akTleIa ли-
нейно зависит от температуры. Сопротивление коллектора при тем-
пературе ниже комнатной и в диапазоне комнатных температур
возрастает главным образом из-за изменения диффузионной длины
(времени жизни) неосновных носителей. Если температура выше
комнатной, Гкдиф уменьшается, что объясняется тепловой генера-
цией носителей и сопутствующим ростом тока насыщения /к. Объ-
емное сопротивление базы ,Гб монотонно возрастает в рабочем ин-
тервале температур, следуя изменению подвижности носителей.

Существенна температурная нестабильность характеристик
транзистора. В схеме с ОБ коллекторный ток 7к=/г21б78+^кбо с по-
вышением температуры возрастает как за счет роста управляющего
тока /8, так и обратного тока.7Кбо.

Основным источником температурной нестабильности характе-
ристик служит начальный (обратный) ток коллектора /Кбо, созда-
ваемый неосновными носителями заряда. В германиевых транзи-
сторах основную долю в обратном токе /Кбо
составляет тепловой ток, а в кремниевых —
ток генерации. Значение этого тока удваи-
вается при увеличении температуры пример-
но на каждые 5—10°С.

Смещение выходных характеристик тран-
зистора с ОБ невелико, так как Л<бо мал в
сравнении с рабочим током коллектора.
Температурный дрейф характеристик с ОЭ
больше, чем с ОБ, что объясняется больши-
ми изменениями коэффициента передачи то-
ка Й21э и обратного тока /ь-эо.

На рис. 5.24 в качестве примера показа-
но не только температурное смещение ха-
рактеристик, но и изменение их наклона
(крутизны). Нестабильность режима элек-
тропитания и температуры приводит к сме-
щению положения рабочей точки, а следо-
вательно, к нарушению рабочего режима
транзисторов и ухудшению качественных
показателей.

Стабилизацию, напряжений источников

Рис. 5.24. Зависимость
выходных характеристик
от температуры

электропитания осуществляют специальные схемы стабилизации.
Температурную нестабильность уменьшают рациональным включе-
нием и размещением приборов. Поскольку сопротивление коллек-
торного перехода больше, чем эмиттерного, основные тепловые по-
тери сосредоточены в коллекторном переходе. Для уменьшения на-

грева коллекторного перехода снижают тепловое сопротивление
между переходом и корпусом.

В мощных приборах теплоотдачу улучшают за счет увеличения
поверхности охлаждения, применяя специальные алюминиевые или
медные радиаторы. Корпус мощных транзисторов отделяют от шас-
си или радиатора слюдяной прокладкой, при которой термическое
сопротивление невелико, а теплоотдача хорошая.

§ 5.12. Однопереходные транзисторы

Однопереходные транзисторы — это трехэлектродные полупро-
водниковые приборы с одним р-«-переходом и двумя невыпрямляю-
щими контактами базовой области. Основу транзистора составляет
кристалл кремния «-типа с двумя токоотводами базы Б1 и Б2 (рис.
5.25, а), в котором сформирована сильно легированная р-область
эмиттера. На границе эмиттера с базой образуется один р-«-пе-
реход.

Если на базовые выводы Б1 и Б 2 транзистора подано внешнее
напряжение то вдоль базы течет ток 7б и создает продольное
падение напряжения. Пусть на участке /1 базы падение напряжения
составляет AHg. Это напряжение смещает р-«-переход в обратном
Рис. 5.25. Структура и характеристика однопереходного
транзистора

направлении. При напряжении на эмиттере 17Эб1<Л17б переход сме-
щен в обратном направлении. Во входной цепи течет небольшой об-
ратный ток 7Эбо (рис. 5.25, б) неосновных носителей заряда (уча-
сток 1).

Когда входное напряжение t786i>A^6, переход окажется вклю-
ченным в прямом направлении и через него начнется инжекция не-
основных носителей (дырок) из эмиттера в базу. В результате ин-
жекции неосновных носителей начнут уменьшаться объемное сопро-
тивление части базы протяженностью 1\ и напряжение на ней А/7б
(см. рис. 5.25, а}, что приведет к еще большему прямому смещению
n-р-перехода, росту прямого тока Ia, вследствие чего на входной
статической ВАХ появится участок 2 с отрицательным дифферен-
циальным сопротивлением (см. рис. 5.25, б). Дальнейшему росту
прямого тока /а соответствует участок 3 ВАХ прямосмещенного
р-п-перехода.

Как видим, однопереходный транзистор может находиться в
двух устойчивых состояниях — в закрытом, которое характеризует-
ся относительно большим сопротивлением между выводами тран-
зистора, и в открытом, характеризующимся относительно малым
сопротивлением. В открытом состоянии однопереходный транзистор
будет находиться до тех пор, пока инжекция носителей через пере-
ход будет поддерживать в базе избыточную концентрацию неоснов-
ных и основных носителей, т. е. пока ток /а будет превышать значе-
ние тока удержания (тока выключения /Выкл).

Модуляция сопротивления базы в результате инжекции носите-
лей через переход позволяет использовать однопереходные транзи-
сторы в качестве переключателей, усилителей, генераторов электро-
магнитных колебаний.

При этом следует учитывать, что однопереходные транзисторы
обладают относительно большим объемом базы, поэтому уступают
по частотным свойствам обычным биполярным транзисторам. Их
рабочая частота (до 100—300 кГц) ограничена инерционностью
процесса переключения. Примером однопереходного транзистора
служит прибор КТ117.
§ 5.13. Классификация, система обозначений
и типы транзисторов

Классификация. Транзисторы подразделяют по функционально-
му назначению, электрическим параметрам, исходному материалу
полупроводника, технологии изготовления структуры и другим по-
казателям.

По функциональному назначению транзисторы подразделяют на
усилительные, генераторные, переключательные, импульсные, уни-
версальные и др. Каждая из этих групп характеризуется специфи-
ческой системой параметров, которые определяют область их при-
менения. Для практического применения удобно классифицирдвать
транзисторы по диапазону рабочих частот и предельно допустимой
мощности рассеяния. По значению граничной или предельно до-
пустимой рабочей частоты различают низкочастотные (frP<
<30 МГц), высокочастотные (30 МГц</гр^300 МГц) и СВЧ
(frP>300 МГц) транзисторы, а по значению рассеиваемой мощно-
сти— маломощные (Рк<1 Вт) и мощные (Рк>1 Вт).

По основному материалу полупроводника различают германие-
вые, кремниевые, арсенид-галлиевые, а по технологии изготовления
структур — сплавные, диффузионные, планарные, эпитаксиальные,
конверсионные и другие транзисторы.

Сплавные бездрейфовые транзисторы (германиевые, кремние-
вые) имеют плоскостные несимметричные (резкие) переходы и
сильно легированные области эмиттера и коллектора. В исходную
пластину полупроводника с высоким удельным сопротивлением с
двух сторон вплавляют примеси, формируя эмиттерный и коллек-
торный переходы. Транзисторы, изготовленные по сплавной техно-
логии, обладают сравнительно большой шириной базы (примерно
w6=404-50 мкм), относительно ' большой емкостью коллектора
Ск—204-G0 пФ, вследствие чего имеют низкую граничную частоту
/гр=0,54-1,5 МГц. Микросплавные транзисторы, изготовляемые
электролитическим травлением с последующим вплавлением леги-
рующих примесей, обладают более тонкой (единицы микрометров)
базой и .более высокой frp.

Диффузионные транзисторы формируют методом диффузии ле-
гирующих примесей в основную пластину полупроводника. Диффу-
зия является более управляемым процессом, чем сплавление, по-
этому можно получить малую (ьу6:=0,24-5 мкм) толщину базы. При
малой ьуб уменьшается время пролета неосновных носителей, уве-
личивается коэффициент передачи тока базы (/г21Э<300, а у спе-
циальных транзисторов с ьУб=О,24-0,3 мкм /г21Э~5000) и значи-
тельно возрастает граничная частота (frp>300 МГц).

Эпитаксиальные транзисторы можно изготовить с меньшим
удельным сопротивлением коллектора, обычно ограничивающим
максимальную выходную мощность транзисторов. Достигается это
при эпитаксиальной технологии путем уменьшения толщины слабо
легированного коллекторного слоя и тем самым снижением его со-
противления.
Рис. 5.26. Типы структур маломощных транзисторов

При эпитаксии чаще всего берут пластину кремния с ^-электро-
проводностью (рис. 5.26, а) и удельным сопротивлением около
0,01 Ом-см. На нее наращивают эпитаксиальный слой n-типа тол-
щиной 1—10 мкм с удельным сопротивлением 0,1—10 Ом-см. В
этот слой методом диффузии вводят акцепторную примесь, форми-
руя базовый p-слой с малой поверхностной концентрацией. В полу-
ченный базовый p-слой вплавляют сплавы, формируя п+-область
эмиттера и р+-область контакта базы.

Планарные транзисторы (planar — плоский) изготовляют в виде
плоских структур. Электронно-дырочные переходы в них создают
методом локальной диффузии и эпитаксии (наращивания тонких
монокристаллических пленок на более толстой подложке монокри-
сталла). Например, основу планарного п-р-п транзистора (рис.
5.26, б) составляет пластина п+-кремния, выполняющая роль кол-
лектора. Сверху она покрыта пленкой диоксида кремния. Через
вскрытые «окна» в диоксиде сначала проводят локальную диффу-
зию акцепторной примеси и создают p-слой базы, а затем (при по-
следующей диффузии донорной примеси) н-слой эмиттера.

Планарная технология обеспечивает малую толщину и сопротив-
ление базы, большую ширину коллекторного перехода, что позво-
лило уменьшить Ск, увеличить UK макс и Рк маКс.

Достоинством диффузионно-сплавной и планарной технологии
является получение неравномерной концентрации примесей в базе.
Вблизи эмиттерного перехода создается высокая концентрация как
донорных примесей, так и основных носителей (электронов). В ре-
зультате возникновения градиента концентраций электроны в базе
диффундируют к коллекторному переходу, вследствие чего вблизи
эмиттерного перехода появляется нескомпенсированный положи-
тельный заряд атомов-доноров. При этом в базе возникает внутрен-
нее электрическое поле, под действием которого (наряду с диффу-
зией) будет совершаться дрейф неосновных носителей, инжектиро-
ванных с эмиттера. За счет поля время дрейфа неосновных носите-
лей в базе в 2—3 раза меньше времени диффузии, что снижает на
высокой частоте их инерционность.

Улучшаются и другие частотные свойства. За счет контроля
процесса диффузии можно получить очень тонкую базу, уменьшает-
ся время диффузии tK и нарастания тока /иР, следовательно, возра-
стают коэффициент передачи h2ta и предельная частота f Л21э тран-
зисторов.
Мезапланарные транзисторы (рис. 5.26, в) содержат исходную
подложку монокристалла полупроводника, над которой возвышает-
ся конический выступ — плато (исп. mesa — плато) с активным
элементом (р-п-переходами). Технология изготовления мезаструк-
туры включает диффузионный способ образования тонкого (до
3 мкм) базового слоя в исходной подложке и эпитаксиальный спо-
соб напыления эмиттерной области с последующим термическим
сплавлением других компонентов.

Эти транзисторы обладают малой поверхностью эмиттерного и
коллекторного переходов, большой толщиной коллекторной обла-
сти, при которых обеспечиваются малые значения барьерной емко-
сти и сопротивления базы и высокая предельная частота (/л21б<^
<2 ГГц).

Конверсионные транзисторы изготовляют диффузионно-сплав-
ным способом. При изготовлении транзистора берут полупроводник,
в который введены два типа примесей (донорные и акцепторные).
При вплавлении эмиттера происходит диффузия акцепторной при-
меси из базы в эмиттер и изменение типа проводимости (конвер-
сия) базовой области. Этот метод позволяет получить тонкий базо-
вый слой с большой поверхностью, вследствие чего увеличивается
мощность транзистора.

Система обозначений. В связи с возникновением новых класси-
фикационных групп транзисторов совершенствуется и система их
условных обозначений. С 1977 г. в основу системы обозначений
транзисторов положен семизначный буквенно-цифровой код, напри-
мер ГТ4102Е.

Первый элемент обозначения — буква (для транзисторов широ-
кого применения) или цифра (для приборов, используемых в
устройствах общетехнического назначения), обозначающая исход-
ный материал, на основе которого изготовлен транзистор (Г или 1 —
германий или его соединения; К или 2 — кремний или его соедине-
ния; А или 3 — соединения галлия; И или 4 — соединения индия).

Второй элемент — буква, указывающая подкласс транзистора
(Т — биполярный транзистор, П — полевой). Третий элемент —
цифра, определяющая его основные функциональные возможности
(допустимое значение рассеиваемой мощности и граничную или
максимальную рабочую частоту) (табл. 5.1).

Таблица 5.1

frp, МГЦ' Мощность, рассеиваемая коллектором
Гк<1 Вт Гк>1 Вт
Низкочастотные frp<30 1 7
Высокочастотные 30<frp^300 2 8
Сверхвысокочастотные frp > 300 4 9
Четвертый — шестой элементы — трехзначное число (от 101 до
999), обозначающее порядковый номер разработки технологическо-
го типа транзисторов, отличающихся по своим параметрам.

Седьмой элемент — буква (от А до Я), означающая классифика?
цию по параметрам транзисторов, изготовленных по единой техно-
логии.

В качестве дополнительных элементов обозначения используют-
ся следующие символы: буква С после второго элемента обозначе-
ния для наборов в общем корпусе однотипных транзисторов (тран-
зисторные сборники), не соединенных электрически; цифра,
написанная через дефис (после седьмого элемента обозначения)
для бескорпусных транзисторов (1 — с гибкими выводами без под-
ложки, 2 — с гибкими .выводами на подложке, 3 и 4 — с жесткими
выводами соответственно без и с подложкой и т. д.).

Пример обозначения: KT2115A-2— кремниевый биполярный
транзистор для устройств широкого применения, маломощный
(Рк<1 Вт), высокочастотный (30 МГц</гр^300 МГц), номер раз-
работки 115, группа А, бескорпусный с гибкими выводами, на под-
ложке.

Система обозначений биполярных транзисторов, разработанных
в 1964—1977 гг. и выпускаемых до настоящего времени, близка к
описанной выше системе обозначений, введенной в 1978 г. В этой
системе имеют свои особенности лишь третий, четвертый и пятый
элементы обозначения. В ней третий элемент — цифры от 1 до 9
характеризуют подклассы транзисторов по значениям рассеиваемой
мощности и граничной частоты в соответствии с табл. 5.2, а четвер-
тый и пятый элементы обозначения — двузначные числа от 01 до
99 — определяют порядковый номер разработки технологического
типа прибора.

Примеры обозначений: 2Т399А — кремниевый биполярный тран-
зистор для устройств общетехнического назначения, маломощный,
СВЧ, номер разработки 99, группа А; ГТ905Б — германиевый тран-
зистор широкого применения, большой мощности, СВЧ, номер раз-
работки 05, группа Б.

Типы биполярных транзисторов. Низкочастотные маломощ-
ные (германиевые и кремниевые) транзисторы изготовляют преиму-

Таблица 5.2

Граничная частота, frp, МГц Мощность, рассеиваемая коллектором, Вт
малая (Рк<0,3) средняя (0,3<Рк<1,5) большая Шк>1.5)
Низкая (до 3) Средняя (от 3 до 30) Высокая (от 30 до 300) 1 Сверхвысокая (>300) ) 101—199 201—299 301—399 401—499 501—599 601—699 701—799 801—899 901—999
щественио сплавным способом. Они обладают коэффициентом пере-
дачи тока Й21э= 104-200, максимально допустимым значением
постоянного тока коллектора 7к = 20 мА-, импульсного— 150 мА; до-
пускают постоянное напряжение на коллекторе С7Кб до 30 В и мак-
симальную мощность до 150 мВт. Емкость коллекторного перехода
составляет 20—60 пФ, сопротивление базы — до 150 Ом. Макси-
мальная температура коллекторного перехода германиевого тран-
зистора +85°С, кремниевого — до -j-150°C. Примерами маломощ-
ных сплавных транзисторов с р-п-р-структурой могут быть герма-
ниевые типа ГТ108А—Г и кремниевые типа КТ104А — Г.

Низкочастотные мощные транзисторы характеризуются больши-
ми значениями токов и напряжений на электродах, а также мощно-
сти рассеяния коллектора. Для увеличения токов переходы выпол-
няют с большой поверхностью электродов. Для улучшения тепло-
отвода коллектор располагается на массивном основании корпуса,
к которому крепится при необходимости теплорассеивающий радиа-
тор. Примером мощных низкочастотных транзисторов служат при-
боры р-п-р ГТ703 А — Д, п-р-п КТ704 А — В и др.

Высокочастотные транзисторы должны обладать малым време-
нем пролета носителей заряда, малыми барьерными емкостями пе-
реходов и объемными сопротивлениями базы и коллектора. Эти тре-
бования реализуются на основе диффузионной и планарной техно-
логии, при которых можно получить неравномерную концентрацию
примесей в базе, и, как следствие, возможно возникновение внут-
реннего электрического поля. За счет этого поля обеспечивается
дрейфовое перемещение носителей заряда^ Дрейфовые транзисторы
отличаются малой инерционностью физических процессов, поэтому
могут эффективно работать на высоких частотах.

Транзисторы, изготовленные по диффузионно-планарной техно-
логии. имеют толщину базы в доли микрометра и размеры перехо-
дов в единицы микрометров. Их рабочие частоты достигают
10 ГГц.

Примерами маломощных высокочастотных транзисторов явля-
ются конверсионные р-п-р типа ГТ321 А — Е, планарно-эпитак-
сиальные п-р-п типа КТ315 А — Е и р-п-р типа КТ351 А, Б, меза-
планарные п-р-п ГТ323А —В и др. При панарной технологии
монокристалл защищается от внешних воздействий оксидными
пленками. Это позволило отказаться от помещения транзисторов в
корпус, что снизило их габариты. Бескорпусные транзисторы при-
меняют в герметизированных гибридных микросхемах. Примером
бескорпусных маломощных приборов служат планарные п-р-п
транзисторы КТ322 А — Д и др.

Планарная технология при использовании пластин с эпитакси-
альными слоями дала возможность разработать мощные СВЧ
транзисторы. Наиболее совершенными являются многоструктурные
мощные транзисторы, изготовленные в виде нескольких мощных
многоэмиттерных транзисторов на одной пластинке полупроводни-
ка. При такой конструкции нет перекрытия тепловых потоков раз-
несенных структур и улучшается теплоотвод. Лучшие из современ-
ных мощных СВЧ транзисторов допускают мощность рассеяния в
несколько ватт на частоте в несколько гигагерц.

Чтобы радиатор мощного транзистора не был включен в цепь
нагрузки, в СВЧ планарных транзисторах изолируют коллектор от
корпуса. Для получения хорошего теплоотвода кристалл полупро-
водника крепят на пластинке из бериллиевой керамики, имеющей
хорошую теплопроводность. Примером мощного СВЧ транзистора
является эпитаксиально-планарные п-р-п транзисторы типа
КТ911 А —Г.

ЗАДАЧИ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ

1. По статическим входным и выходным характеристикам транзистора ГТ320А,
включенного с ОЭ, в рабочей точке /б=0,6 мА и £/ка = 4 В определить ftisa,
hiia, h22a и сравнить с паспортными значениями.

2. В семействе статических входных и выходных характеристик транзистора
КТ312Б, включенного с ОЭ:

а) построить нагрузочную характеристику выходной цепи, приняв £к=20 В
и сопротивление нагрузки /?н = 0,5 кОм;

б) на нагрузочной характеристике обозначить рабочую точку при /б=0,4 мА
и рассчитать режим покоя (1б0, £/вао, IK0, UK0, Рко);

в) на нагрузочной характеристике обозначить рабочую область, приняв ам-
плитуду сигнала на входе /6 т=0,2 мА;

г) для заданных условий определить параметры квазистатического режима
(коэффициенты передачи по току, усиления по напряжению и мощности, входное
и выходное сопротивления) транзистора.

Глава 6

ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ

§ 6.1. Полевые транзисторы с управляющим
р-«-переходом

В полевых (униполярных) транзисторах токопрохождение обес-
печивается лишь основными носителями заряда одного знака (элек-
тронами или дырками) в отличие от биполярных транзисторов, в
которых в процессе электропроводности участвуют оба вида носи-
телей заряда. Управление током в полевом транзисторе осуществ-
ляется электрическим полем.

Устройство. Полевой транзистор с управляющим р-«-перехо-
дом (рис. 6.1) представляет собой полупроводниковый прибор с
тремя электродами. Транзистор содержит кристалл 1 полупровод-
ника с «-проводимостью с двумя электродами, из них один имену-
ется исток И, а другой — сток С. Между истоком и стоком подклю-
чены источник постоянного напряжения Ес и нагрузка 7?н- С боко-
вых сторон в основном кристалле сформирована область 2 с проти-
воположным типом проводимости (с p-типом проводимости в
отличие от «-проводимости основного кристалла). Эта область (об-
ласть 2) выполняет функции управляющего электрода и называет-
Рис. 6.1. Структура и схема включения полевого транзистора

ся затвором 3. Между затвором и основным кристаллом возникает
р-п-переход, а в самом кристалле создается узкий канал 3 для дви-
жения основных носителей заряда. В приведенной на рисунке
структуре канал обладает электронной проводимостью. Через ис-
ток носители заряда (в нашем варианте — электроны) втекают в
канал, а через сток они вытекают из канала. К р-п-переходу (затво-
ру) подводится постоянное обратное напряжение смещения Е3 (ми-
нус подключен к p-области, а плюс — к /г-области). В цепь затвора
подводят напряжение сигнала t/cmsin со/, которое требуется усилить.

Принцип работы. При отсутствии сигнала на входе (затвор —
исток) основные носители заряда — электроны под действием уп-
равляющего поля (с напряженностью примерно £« 105 В/см) дрей-
фуют в канале от истока к стоку. Значение этого тока определяет-
ся напряжением стока Ес и сопротивлением канала, зависящим от
его сечения. Потенциал электрического поля линейно возрастает
вдоль канала (от истока к стоку), поэтому неодинакова в разных
точках р-п-перехода разность потенциалов между р- и «-областями
кристалла. За счет этой неэквипотенциальности происходит расши-
рение р-п-перехода, сужение канала и увеличение его сопротивле-
ния по мере приближения к стоку.

Если одновременно с э. д. с. смещения Е3 в цепь затвора пода-
ется переменное напряжение сигнала, то это приведет к измене-
ниям результирующего потенциала и3=—Ез+t/cmsin и/ на р-п-пе-
реходе. При этом будет изменяться ширина р-/г-перехода, что вызо-
вет изменение сечения канала и его проводимости. Напряжение
сигнала модулирует сечение канала, управляя током в канале и
нагрузке.

Статические характеристики. Выходные характеристики пред-
ставляют зависимость тока в цепи стока 1С от напряжения на стоке
Uc (рис. 6.2, а) при постоянных (фиксированных) напряжениях Ua
на затворе.

Если на затворе установить нулевой потенциал U3=0, а к стоку
приложить небольшое (постепенно увеличиваемое) отрицательное
Рис. 6.2. Характеристики полевого транзистора с управляющим п-р-переходом
и структура с переходом Шоттки

напряжение Uc, то через прибор потечет ток 1С. Вначале ток 1С на-
растает почти линейно, затем рост тока замедляется и характери-
стика приобретает резко нелинейный характер. Это объясняется
тем, что с ростом тока стока 1С возрастает падение напряжения в
канале и потенциал вдоль канала. При этом расширяется область
р-/г-перехода, следовательно, сужается сечение канала, возрастает
его сопротивление, что замедляет рост тока 1С. Наибольшее сужение
канала происходит со стороны стока; где больше разновидность по-
тенциалов между каналом и p-областью затвора.

При некотором напряжении стока сужение канала приближает-
ся к его перекрытию. Наступает состояние, когда резко возрастает
сопротивление, приводящее к прекращению роста тока 1С (насту-
пает режим насыщения тока стока). Полное перекрытие канала по-
лучить нельзя, так как само сужение является следствием увеличе-
ния тока стока.

Напряжение на стоке, при котором наступает насыщение, назы-
вают напряжением насыщения Псн. При U3—Q напряжение насы-
щения равно напряжению отсечки | С7сн| = L73O. Если напряжение
на затворе U3, смещающее переход в обратном направлении, увели-
чить (Пз>0), то наступит расширение р-/г-перехода, канал сузится,
его сопротивление возрастет и статические характеристики сместят-
ся в область меньших токов стока. При большем смещении на за-
творе будет меньше исходное сечение канала, поэтому переход к
режиму насыщения в этих характеристиках наступает при меньшем
напряжении стока (| U'CII | — Us0—U3).

Если напряжение стока увеличить свыше напряжения насыще-
ния то возрастет длина перекрытой части канала (проис-

ходит модуляция длины канала), что вызовет небольшой рост тока
7С в области насыщения. При дальнейшем увеличении напряжения
на стоке возможен лавинный пробой управляющего р-/г-перехода в
цепи сток — затвор.

Характеристики прямой передачи (стоково-затворные характе-
ристики) выражают зависимость тока стока 1С от напряжения на
затворе U3, т. е. 7с=|ф(Пз) при C7c=const (рис. 6.2, б). Напряжение
отсечки U30 в цепи затвора составляет несколько вольт, что позво-
ляет подавать на вход транзистора сигнал с относительно большой
амплитудой, обычно превышающей допустимое значение входного
сигнала биполярных транзисторов.

Относительное смещение статических стоково-затворных харак-
теристик, снятых при разных значениях напряжения стока (см.
L7C=—20; —10; —5 В), невелико, что объясняется небольшим из-
менением тока /с в режиме насыщения при изменении Uc.

Полевые транзисторы с переходом Шоттки. Транзисторы со-
держат полуизолирующую подложку 1 из арсенида галлия (рис.
6.2, в). На ней выращен эпитаксиальный слой 2 арсенида галлия
n-типа, выполняющий роль канала. На эпитаксиальном слое соз-
даны омические переходы истока 3 и стока 4, между которыми рас-
полагается выпрямляющий переход затвора 5. Поверхность полу-
проводника защищена пленкой диэлектрика 6.

Материал затвора выбран таким, чтобы по отношению к каналу
создавался выпрямляющий переход — диод Шоттки. В связи с тем
что зависимость толщины обедненного слоя от напряжения смеще-
ния для диода Шоттки совпадает с аналогичной зависимостью для
резкого р-н-перехода, принцип действия такого транзистора с пере-
ходом Шоттки аналогичен работе полевого транзистора с управ-
ляющим переходом.

Применение металлического затвора вместо р-н-перехода по-
зволило уменьшить длину канала (до 0,5—1 мкм) и размеры всей
структуры транзистора и повысить диапазон рабочих частот до
50 ГГц и более. Полевые транзисторы на арсениде галлия с перехо-
дом Шоттки нашли применение в усилителях, генераторах, смеси-
телях диапазона СВЧ, цифровых схемах и ЭВМ.

§ 6.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором

Действие полевых транзисторов с изолированным затвором осно-
вано на изменении электропроводности поверхностного слоя кри-
сталла полупроводника под действием внешнего электрического по-
ля. Полевые транзисторы, затвор которых электрически отдален от
канала, имеют МДП (металл — диэлектрик — полупроводник) и
МОП (металл — оксид — полупроводник) структуру. Различают
две разновидности полевых МДП-транзисторов с индуцированным
(наведенным полем) и с встроенным каналами.

Транзистор с индуцированным каналом. Транзистор с индуци-
рованным каналом 3 содержит подложку 1 p-типа (рис. 6.3, а), в
которой созданы две сильно легированные /г+-области 2 и 4 (исто-
ка и стока). Поверхность подложки .покрыта слоем диэлектрика 5.
Поверх диэлектрика нанесена тонкая металлическая пленка 6
(обычно из алюминия), которая служит затвором.

Алюминиевый затвор и р-полупроводник можно рассматривать
как плоский конденсатор с оксидным диэлектриком. Если на затвор
подать положительное напряжение, то положительный заряд об-
кладки затвора будет притягивать электроны из глубины р-области
и создавать в поверхностном слое кристалла соответствующий от-
Рис. 6.3. МДП-транзисторы

рицательный заряд. Индуцированный заряд превращает поверхно-
стный слой кристалла (между истоком и стоком) в проводящий
n-канал. Исток и сток окажутся соединенными токопроводящим
каналом и между ними потечет ток.

Практически между исходными областями истока и стока вслед-
ствие электростатической индукции происходит инверсия типа про-
водимости поверхностного слоя кристалла (превращение p-полу-
проводника в /г-полупроводник). Если между затвором и истоком
подключить отрицательное напряжение, то подвижные электроны
оттесняются в глубь подложки и проводимость канала уменьшится.
Очевидно, проводимостью канала можно управлять путем измене-
ния величины и знака напряжения на затворе. При подаче на за-
твор переменного напряжения сигнала будут изменяться сечение и
сопротивление канала и ток стока, т. е. выходной ток в цепи на-
грузки.

В связи с тем что затвор отделен от подложки диэлектрическим
слоем, ток в цепи затвора ничтожно мал. Мала и мощность, по-
требляемая от источника сигнала в цепи затвора, необходимая для
управления относительно большим током стока и мощностью сиг-
нала в выходной цепи. Таким образом, МДП-транзистор с индуци-
рованным каналом может усиливать электромагнитные колебания
по напряжению и мощности за счет энергии источника питания вы-
ходной цепи.

Выходные статические характеристики 1с=^(иси) при U3K—
— const для МДП-транзистора с индуцированным каналом (рис.
6.3, б) имеют примерно одинаковый характер с аналогичными ха-
рактеристиками полевого транзистора с управляющим р-п-перехо-
дом (см. рис. 6.2, а). Сублинейность восходящих частей характери-
стик объясняется уменьшением сечения канала около стока с уве-
личением напряжения на стоке. Происходит это из-за уменьшения
напряжения смещения на затворе при увеличении падения напря-
жения в самом канале. При напряжении насыщения Псинас проис-
ходит перекрытие канала около стока. Дальнейшее увеличение на-
пряжения на стоке вызывает очень малое увеличение тока стока и
характеристики идут полого.

При больших напряжениях на стоке может произойти пробой
МДП-транзистора (пробой р-/г-перехода под стоком или пробой
диэлектрика под затвором). Чтобы исключить пробой диэлектрика
под затвором, на входе МДП-транзистора часто включают стабили-
трон, ограничивающий напряжение на затворе.

С увеличением напряжения на затворе (по абсолютному значе-
нию) выходные статические характеристики смещаются в область
больших токов стока, что вытекает из принципа действия транзи-
стора с индуцированным каналом.

Статические характеристики прямой передачи 7с=,<р(П311) при
Пси=const (рис. 6.3, в) МДП-транзистора с индуцированным ка-
налом берут начало на оси абсцисс при пороговом напряжении
С73ип. Характеристики располагаются лишь в области положитель-
ных напряжений на затворе, так как транзистор работает в режиме
обогащения электронами индуцированного канала. Ход характери-
стик вытекает из принципа действия транзистора. С увеличением
напряжения на стоке ток стока несколько возрастает в пологой ча-
сти выходных статических характеристик, что вызывает смещение
вверх характеристик прямой передачи.

мдп-транзисторы с встроенным каналом (рис. 6.4, а). В этом
транзисторе токопроводящий канал между истоком и стоком соз-
дается технологическими методами при изготовлении транзистора.
Тип проводимости канала совпадает с типом электропроводности
истока и стока.

Если отсутствует напряжение на затворе, ток между истоком и
стоком определяется сопротивлением канала. В транзисторе с
встроенным каналом будут изменяться поперечное сечение и прово-
димость канала при изменении напряжения на затворе как по-
ложительной, так и отрицательной полярности. В результате тран-
зистор со встроенным каналом может работать как в режиме обо-
гащения, так и обеднения канала носителями заряда.

При подаче отрицательного напряжения на затвор концентра-
ция носителей заряда в канале уменьшается. В канале возникает

а)

Я)

Рис. 6.4. Характеристики МОП-трап
зистора
обедненный слой (рис. 6.4, б) зарядов положительной полярности,
сопротивление между стоком и истоком увеличивается, выходной
ток стока уменьшается. Если на затворе действует положительное
напряжение, в канале индуцируется дополнительный отрицатель-
ный заряд, увеличивающий проводимость канала, и ток стока воз-
растает.

Способность транзисторов со встроенным каналом работать в
режиме обогащения и обеднения отражается на смещении выход-
ных статических характеристик при изменении полярности и зна-
чения напряжения на затворе (рис. 6.4, в).

Статические характеристики прямой передачи (рис. 6,4, г) бе-
рут начало на оси абсцисс при напряжении отсечки иг1т, которому
соответствует работа транзистора в режиме обеднения (ток стока
достигает заданного минимального значения).

§ 6.3. Параметры и эквивалентная схема голевых транзисторов

Полевые транзисторы характеризуют следующими дифференци-
альными параметрами, соответствующими режиму насыщения.
Статическая крутизна характеристики прямой передачи, равная
отношению изменения тока к изменению напряжения на затворе,

S dIc/dU3 при Uz = const. (6.1)

Численное значение крутизны составляет 0,1—10 мА/В.

Внутреннее (выходное) сопротивление Ri, равное отношению из-
менения напряжения стока к изменению тока стока,

Pi — dUJdlf. при U3 = const. (6.2)

Оно составляет 50—500 кОм. Сопротивление постоянному току
между стоком и истоком закрытого полевого транзистора велико
(около 100 МОм), поэтому во включенном состоянии в нем практи-
чески нет остаточного напряжения в цепи канала. В этом состоит
достоинство полевого транзистора особенно при работе в импульс-
ном режиме.

Входное сопротивление R-B^—dVJdls при C7c=const велико и
составляет несколько мегаом, что является их преимуществом перед
биполярными транзисторами.

Коэффициент усиления показывает, во сколько раз напряжение
на затворе сильнее влияет на ток стока, чем напряжение на стоке,
при постоянном токе стока

р. = dUz/dU3 при /с = const. (6.3)

Численное значение р, составляет 25—100. Перемножив S и Ri,
получим соотношение, связывающее параметры S, Ri, ц,

dlc dUc dUc

dU3 dlc dU3

(6.4)

Дифференциальные параметры S, Ri, р зависят от.рабочего ре-
жима транзистора (от напряжений Uc и 6'3).
Междуэлектродные емкости: входная (затвор — исток) Сзи, про-
ходная (затвор — сток) Сзс и выходная (сток — исток) Сси зависят
от размеров электродов, расстояния между ними, степени перекры-
тия канала затвором. Они включают конструктивные емкости кор-
пуса транзистора и выводов электродов. Численные значения емко-
стей составляют 2—5 пФ. Максимальная рабочая частота обуслов-
лена процессами заряда и разряда входной емкости в цепи затвора
f макс == {2лгсиСзи )—1, (6.5)

где Геи — сопротивление канала, через которое происходит заряд входной емко-
сти Сзи.

По частотным свойствам полевые транзисторы не имеют пре-
имуществ перед биполярными транзисторами, но превосходят их
по быстродействию, так как работают лишь с основными носителя-
ми заряда при отсутствии их накопления. Помимо рассмотренных
параметров, в справочной литературе приводят и ряд других элек-

трических параметров номинального и предельного режимов.

Примерами промышленных образцов полевых транзисторов слу-
жат приборы типов КП302А-В, КД306А-В, КП350А-В и др.

На эквивалентной схеме полевого транзистора (рис. 6.5) его
выходная цепь представлена генератором тока 5(7ЗИ, отражающим
усилительные свойства транзистора. Ток этого генератора пропор-
ционален входному напряжению [/Зи. Коэффициентом пропорцио-
нальности служит крутизна характеристики 5.

Параллельно генератору тока включены внутреннее сопротивле-
ние полевого транзистора Ri. Сопротивления гс и Ги представляют

объемные сопротивления кристалла полупроводника на участках
между концами канала и контактами стока и истока. На низкой ча-
стоте влиянием гс часто пренебрегают по сравнению с высоким со-
противлением нагрузки в цепи стока и большим Rt канала. Сопро-
тивление /и (общее для входной и выходной цепей) отражает внут-

реннюю обратную связь в полевом транзисторе, включенном по схе-
ме с общим истоком. Входная цепь представлена конструктивной
емкостью Сзи и сопротивлением Гзи. Влияние выходной цепи на вход-
ную отражено емкостью Сзс и сопротивлением гзс.

Полевые транзисторы обладают высокими коэффициентами пе-
редачи по току и усиления по мощности, высоким входным сопро-

тивлением, малым уровнем соб-
ственных шумов. Характеристики
и параметры полевых транзисто-
ров термозависимы, с чем прихо-
дится считаться при их эксплуа-
тации.

Полевые транзисторы успеш-
но применяют в усилительных и
переключающих устройствах. Их
часто используют в сочетании с
биполярными транзисторами, на-
пример, большое входное сопро-

ГЗС

Рис. 6.5. Эквивалентная схема поле-
вого транзистора
тивление полевого транзистора позволяет согласовать каскад на
биполярном транзисторе с источниками, обладающими высоким
выходным сопротивлением. Благодаря относительной простоте из-
готовления и малым размерам на МДП-транзисторах можно соз-
давать дешевые интегральные схемы с высокой степенью интег-
рации.

К недостаткам полевых транзисторов относятся высокое сопро-
тивление во включенном состоянии и дрейф характеристик особен-,
но М.ДП-транзисторов, связанный с перемещением зарядов в ди-
электрике под действием электрического поля.

§ 6.4. Шумы полупроводниковых приборов

Шумы полупроводниковых приборов в основном обусловлены
случайными процессами отклонения токов от их среднего значения.
Собственные шумы приборов имеют несколько составляющих.

Тепловой шум обусловлен хаотичностью теплового движения но-
сителей в структуре транзисторов. Эти шумы имеют равномерный
частотный спектр вплоть до СВЧ.

Тепловой шум, вносимый сопротивлением базы,

^б = 4й?г'д/,

где Ш — объемное сопротивление базы.

Шум генерации и рекомбинации носителей возникает в резуль-
тате флуктуации концентрации носителей. Ток, обусловленный ге-
нерацией и рекомбинацией носителей, зависит от тока через при-
бор I и отношения времени жизни т электрона проводимости ко
времени t его дрейфа в объеме полупроводника, т. е. /г2=/(т/£). Со-
ставляющая этого шума также имеет равномерное распределение
по спектру частот.

Шум дробового эффекта возникает в результате флуктуаций то-
ка в выходной цепи из-за непостоянства во времени количества но-
сителей через р-п-переход при прямом или обратном смещении.

Дробовой шум, вносимый эмиттерным и коллекторным перехо-
дами,

^дрэ= 2е/э0гэдифД/; б^дрк = 2е/к5ОгКДИфД/,
где /э0 — полный ток в цепи эмиттера;

/кбо — начальный коллекторный ток;

Тэ диф и гк Диф — дифференциальные сопротивления переходов.

Избыточный шум обусловлен флуктуациями тока через моно-
кристалл полупроводника. Интенсивность этих флуктуаций зависит
•от удельного сопротивления монокристалла и технологии его полу-
чения. Предполагается, что появление этого шума обусловлено мо-
дуляцией проводимости случайными процессами в монокристалле
проводника.
Избыточный шум можно определить

где kM — коэффициент, характеризующий материал монокристалла;

/к — ток коллектора,
С=0,9-М,2.

Шум токораспределения эмиттерного тока между коллектором
и базой

»р = 2ей21б/э(1-ап),

где Л216 и 6П — коэффициенты соответственно передачи и переноса тока.

Уровень шумов, создаваемых транзистором, оценивают коэффи-

циентом шума

где (Рс1Рш)в* и
(Рс/Гш) вых

У наиболее

С повышением

(в децибелах)

= 10 1g [(Рс/^ш)вх/(^с/Лш)вых] •

— соотношение мощности сигнала и шума соответственно на
входе и выходе транзистора.

распространенных типов транзисторов Рш~20 дБ.
температуры, а также снижением частоты шумы

возрастают. На низких частотах Рш достигает 30—50 дБ. Значи-
тельно растет уровень шума на СВЧ. Лучшие высокочастотные
транзисторы на частоте 1 ГГц имеют Гш^6 дБ. Уровень шума по-
левых транзисторов на высокой частоте меньше 1 дБ.

§ 6.5. Эксплуатация и область применения
полупроводниковых приборов

Правила установки. При монтаже электронных схем транзи-
сторы крепят за корпус. Чтобы не нарушить герметизацию, изгиб
внешних выводов выполняют не ближе 10 мм от проходного изоля-
тора (если нет других указаний). Запрещается изгиб жестких вы-
водов мощных транзисторов.

Пайку внешних выводов электродов производят не ближе 10 мм
от корпуса паяльником мощностью до 60 Вт легкоплавким при-
поем с температурой плавления около 150°С. В процессе пайки не-
обходимо обеспечить хороший отвод тепла между корпусом прибо-
ра и местом пайки и выполнять ее возможно быстрее (не более 3 с)'.

Транзисторы нельзя располагать вблизи тепловыделяющих эле-
ментов (сетевых трансформаторов, мощных резисторов), а также в
сильных электромагнитных полях. Следует предусматривать защи-
ту транзисторов от воздействия влаги и радиации.

Мощные транзисторы необходимо плотно соединять с радиато-
ром. Для улучшения теплового контакта поверхности транзистора и
радиатора рекомендуется смазывать невысыхающим маслом или
припаивать легкоплавким припоем. В схемах, требующих изоляции
транзисторов от шасси, с целью снижения теплового сопротивления
изоляционной прокладки целесообразна изоляция не транзистора
от теплоотвода, а теплоотвода от шасси.
Правила эксплуатации. При включении транзисторов в схему
необходимо уточнить их структуру (р-п-р или п-р-п) и соблюдать
полярность подключения внешних источников. К внешним зажи-
мам эмиттер — база напряжение источника подключают в проводя-
щем, а к коллекторному переходу — в обратном направлении. При
подключении транзистора к источнику питания первым присоеди-
няют вывод базы, последним — вывод коллектора, а при отключе-
нии— в обратном порядке. Запрещается подавать напряжение на
транзистор с отключенной базой.

Для увеличения надежности и долговечности приборов рабочие
напряжения, токи, мощность и температуру необходимо выбирать
меньше предельно допустимых (около 0,7 их значения). Не допуска-
ется использовать транзисторы в совмещенных предельных режи-
мах хотя бы по двум параметрам (например, по току и напряже-
нию).

Причины отказов. Отказы в работе полупроводниковых при-
боров вызываются механическими дефектами, неправильной экс-
плуатацией, нарушениями температурных условий работы и др.

Механические дефекты, например, трещины в кристалле, могут
возникнуть при резких изменениях температуры из-за неодинаковых
тепловых коэффициентов расширения кристаллов и кристаллодер-
жателей. Нарушения контактов и обрывы в цепях вводов возмож-
ны при длительных вибрациях и ударах, неправильном креплении
приборов в схеме (например, при креплении транзисторов за вы-
воды), а также изгибах вводов вблизи корпуса. Нарушения герме-
тичности корпуса могут привести к проникновению влаги и наруше-
нию- структуры кристаллов.

При нарушении герметичности корпуса на поверхности кристал-
ла могут возникнуть оксидные пленки. Они поглощают пары и га-
зы и изменяют электрические параметры приборов. Пленки шунти-
руют эмиттерный и коллекторный переходы, снижают усиление, вы-
зывают рост шумов, снижают напряжения пробоя.

Отказы, вызванные неправильной эксплуатацией, наблюдаются
при работе в предельно допустимых или в превышающих их режи-
мах. Превышение напряжения на коллекторном или эмиттерном
переходе сверх допустимого вызывает пробой перехода. В схеме с
ОЭ напряжение пробоя меньше, чем в схеме с ОБ. Объясняется это
тем, что в схеме с ОЭ при разомкнутой цепи базы напряжение 77кэ
распределяется между двумя р-п-переходами. При этом эмиттерный
переход включен в проводящем направлении, что вызывает значи-
тельный рост тока коллектора и разогрева коллекторного перехода.
В схеме с ОБ и разомкнутой цепью эмиттера ток коллектора будет
меньше, нагрев меньше, следовательно, допустимое напряжение
77кб больше.

Нарушение температурных условий (повышение рабочей темпе-
ратуры) вызывает увеличение собственной проводимости (рост в
2—2,5 раза на каждые 10°С) и снижение предельно допустимых на-
пряжений, токов и мощности транзистора.
Испытание приборов. Приборы подвергают механическим и кли-
матическим испытаниям, проверке на герметичность, испытанию на
долговечность, измеряют электрические параметры. Параметры оп-
ределяют по характеристикам. Характеристики можно быстро снять
характериографами (осциллографами со специальными пристав-
ками) .

В условиях эксплуатации производят приближенную проверку
параметров полупроводниковых приборов. В диодах авометром, пи-
таемым от сухого элемента с э. д. с. около 1 В, измеряют (на одном
пределе измерений) прямое и обратное сопротивления, отношение
которых приближенно равно коэффициенту выпрямления kB, кото-
рый для хороших диодов

~ Iпр!Iобр ~ ^обр/^.р ^-100-4- 1000*

Работоспособность транзисторов можно оценить с помощью
испытателей, позволяющих определить наличие в транзисторе ко-
роткого замыкания или обрыва, измерять начальный ток коллек-
тора /ко и коэффициент передачи по постоянному току. Качествен-
ные показатели транзисторов определяют с помощью специаль-
ных измерителей /г-параметров (Л2-12, Л2-22/1).

Достоинства и недостатки полупроводниковых приборов. Основ-
ными достоинствами полупроводниковых приборов являются не-
большие габаритные размеры и высокая механическая прочность,
большая надежность, длительный срок службы (свыше 5000 ч),
малое потребление энергии, способность работать при низких пи-
тающих напряжениях и малых токах, небольшие эксплуатацион-
ные расходы, мгновенная готовность к работе.

Недостатками полупроводниковых приборов, ограничивающи-
ми их применение, являются: температурная девиация и разброс
параметров однотипных приборов, затрудняющих их применение
в серийном производстве; большое различие между входным и вы-
ходным сопротивлениями, осложняющее построение многокаскад-
ных схем; ограниченный диапазон рабочих частот; относительно
высокий уровень собственных шумов.

Область применения. Полупроводниковые приборы непрерывно
совершенствуются и все шире внедряются во все области радио-
электроники, автоматики, телемеханики и связи.

Полупроводниковые приборы широко применяются в аппара-
туре многоканальной связи и радиовещания, автоматических теле-
фонных станций, ЭВМ, телевидения, радиоприемных и других
устройствах. Замена в устройствах автоматики и связи электро-
механических систем полупроводниковыми коммутирующими эле-
ментами позволила уменьшить габаритные размеры аппаратуры,
повысить ее надежность и быстродействие, улучшить ряд других
технико-эксплуатационных показателей.

Перспективы развития. Основным направлением развития тех-
ники полупроводниковых приборов остаются: повышение идентич-
ности параметров однотипных образцов, расширение их частотно-
го диапазона, увеличение мощности, повышение быстродействия и
надежности работы, снижение собственных шумов. Продолжает-
ся миниатюризация приборов, позволяющая уменьшить их массу
и габаритные размеры.

На базе миниатюризации активных и пассивных элементов
(транзисторов, диодов, конденсаторов, резисторов и др.) возникла
новая отрасль электроники — микроэлектроника.

Наиболее перспективным направлением в микроэлектронике
явилась интегральная электроника, при которой совмещены (про-
интегрированы) технологические процессы создания дискретных
(отдельных) активных и пассивных элементов (диодов, транзисто-
ров, конденсаторов, резисторов и др.) и функциональных узлов
(усилителей, генераторов, переключающих, запоминающих и дру-
гих устройств), а также соединений между ними (см. гл. 9).

Глава 7

РАЗЛИЧНЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ

§ 7.1. Тиристоры

Общие сведения. Тиристоры представляют собой полупровод-
никовые приборы с многослойной структурой типа р-п-р-п или
п-р-п-р. Имеется много различных типов тиристоров. Их подраз-
деляют по числу электродов и способу управления.

Диодные тиристоры, или дшшсторы, имеют два внешних выво-
да. Включение и выключение динисторов осуществляются измене-
нием величины и полярности питающего напряжения, поэтому их
относят к неуправляемым приборам.

Триодные тиристоры, или тринисторы, имеют три вывода: ано-
да 2, катода 5 и управляющего электрода 4 (рис. 7.1, а). Они мо-
гут переводиться из закрытого в открытое состояние током'управ-
ления в цепи управляющего электрода, поэтому относятся к уп-
равляемым приборам.

Вне зависимости от конструктивного исполнения тиристор со-
держит четыре области с чередующимся типом проводимости
(рис. 7.1, б). Крайние области Э1 и Э2 называют эмиттерными, а
средние Б1 и Б2 — базовыми. Обычно крайнюю p-область называ-
ют анодом, а «-область—катодом. Области разделены тремя
р-п-переходамш Крайние переходы ЭГБ и ЭП2 называются эмит-
терными, а средний К773 — коллекторным.

У тринисторов к одной из базовых областей сделан управляю-
щий вывод УЭ (рис. 7.1, в). Напряжение питания (анодное напря-
жение) подводится к крайним р- и «-областям структуры р-п-р-п.
Управляющий сигнал может подводиться к любой базовой обла-
сти. Тиристор, у которого управляющий электрод соединен с р-ба-
Рис. 7.1. Устройство, структура, и схема включения тринистора:

/ — кремниевая пластина; 2 — вывод анода; 3—основание корпуса (вывод анода); 4 — вы-
вод управляющего электрода; 5 — вывод катода; 6 — керамический изолятор

зой, прилегающей к эмиттеру Эг (катоду), переводится в открытое
состояние сигналом положительной (относительно катода) поляр-
ности.

Если управляющий электрод соединен с п-базой, примыкаю-
щей к левому эмиттеру Э1 (аноду), то тиристор переключается в
открытое состояние сигналом отрицательной (относительно анода)
полярности.

Физический процесс переключения. 1. Если к динисторшэй
структуре приложить прямое внешнее напряжение (плюс к р-об-
ласти, а минус к n-области, см. рис. 7.1, б), то эмиттерные перехо-
ды ЭПг и ЭП2 окажутся смещены в прямом направлении, а кол-
лекторный— в обратном. Через эмиттерные переходы в базовые
Области инжектируются неосновные носители заряда и через них
будут протекать токи инжекции h—Iip+Iini Iz=Izp + l2n.

2. Посредством диффузии или дрейфа неосновные носители
перемещаются к коллекторному переходу. Часть носителей на этом
пути рекомбинирует, а остальные достигают коллекторного пере-
хода. Для инжектированных эмиттерами носителей заряда в кол-
лекторном переходе нет потенциального барьера и они экстраги-
руют в базовые области Б1 и Б2: дырки в p-базу, а электроны в
п-базу.

Через коллекторный переход проходит ток экстракции:

/зр = = а1Л: = а2^2>

где 61 и 62 — коэффициенты переноса инжектированных носителей через базы;
tti и а2 — коэффициенты передачи токов инжекции Б и /2.

Начальный ток коллектора

До = Дор + Дои.

где /ко р и До п — дырочная и электронная составляющие тока.

Полный ток через коллекторный переход

/3 = а1^1 + «2^2 + До-

Ток во внешней цепи / равен токам через переходы, т. е. 1==
=Л=/2=/з, следовательно,

Z = (а! + а2) / + /к0 илн / = /к0/[ 1 — (cij — а2)]-

При малом значении внешнего напряжения невелико прямое
смещение эмиттерных переходов, поэтому малы токи /1 и /2 (доли
микроампер) и коэффициенты передачи сц и а2. При малом внеш-
нем напряжении ток во внешней цепи в основном определяется
начальным коллекторным током, т. е. /=До. Этому режиму соот-
ветствует участок ОА вольт-амперной характеристики динистора
(рис. 7.2, а). На этом участке характеристики динистор обладает
высоким положительным дифференциальным сопротивлением.

3. С дальнейшим увеличением внешнего напряжения до значения,
близкого к потенциалу ДВКл, в коллекторном переходе КПз воз-
буждается процесс ионизации, сопровождающийся быстрым умно-
жением носителей и ростом потока дырок в p-базу (52), а элек-
тронов в п-базу (51). Дырки и электроны задерживаются потен-
циальными барьерами эмиттерных переходов и образуют избыточ-
ные положительный и отрицательный заряды в соответствующих
базах (отрицательный в п-базе 5Ь положительный — в р-базе
52), что аналогично положению прямого напряжения к эмиттер-
ным переходам. Происходит снижение потенциальных барьеров в
эмиттерных переходах Э1Ц и ЭП2, что вызывает увеличение ин-

Рис. 7.2. Вольт-амперные характеристики тиристоров
жекции дырок из р-эмиттера в n-базу и электронов из п-эмиттера
в p-базу и рост тока во внешней цепи. Этому режиму соответст-
вует участок АБ характеристики. Дифференциальное сопротивле-
ние на нем обращается в нуль (dU/dl-*#).

4. При С/>[/ЕКЛ наступает лавинное умножение числа носите-
лей заряда. В этом режиме рост эмиттерных токов и их коэффи-
циентов передачи сопровождается умножением числа носителей
в KJh. Сумма коэффициентов передачи тока «1 + <х2=1. Увеличе-
ние тока через КП3 происходит с уменьшением напряжения на
динисторе (участок БВ характеристики). Ток через динистор огра-
ничивается в основном лишь сопротивлением внешней цепи. Диф-
ференциальное сопротивление динистора становится большим, но
отрицательным (dUldKty. С уменьшением напряжения на /<П3
исчезает энергетический барьер в нем и прекращается лавинное
умножение числа носителей.

5. Поскольку в базовых областях продолжается накопление
носителей и действуют избыточные заряды, на коллекторном пере-
ходе будет продолжать оставаться прямое смещение. Все три пе-
рехода оказываются под прямым напряжением. Динистор из за-
пертого состояния (участок СМ) быстро переключается в откры-
тое (участок ВГ). В открытом состоянии зависимость /=<р([7) в
динисторе подобна ВАХ обычных диодов, снятой в проводящем
направлении. В открытом состоянии дифференциальное сопротив-
ление динистора положительно и невелико (единицы ом). Оста-
точное напряжение U0CT на динисторе при заданном токе нагруз-
ки составляет 1—2 В. Большая же часть напряжения источника
оказывается приложенной к нагрузке, включаемой последователь-
но с динистором.

6. Для перевода динистора из открытого в закрытое состояние
необходимо временно снять внешнее напряжение или уменьшить
ток через динистор, увеличив сопротивление во внешней цепи.
Ток через динистор снизится до величины /<Дыкл, соответствую-
щей переходу от участка отрицательного сопротивления к участку
низкого сопротивления.

7. Если к динистору подключить обратное напряжение, то
эмиттерные переходы и динистор будут пропускать очень неболь-
шой обратный ток (участок ОД характеристики). При некотором
обратном напряжении может наступить необратимый лавинный
пробой (точка Е).

Примером динисторов служат приборы типа К.Н102А-Д и др.,
используемые для работы в импульсных схемах в качестве ком-
мутирующих элементов.

В тринисторе (см. рис. 7.1, виг) между управляющим элек-
тродом УЭ и катодом К включается источник Uy прямого смеще-
ния эмиттерного перехода ЭД2. Изменением этого напряжения ре-
гулируют ток инжекции. Таким способом достигается изменение
коэффициента передачи тока а2 и выполнение условия отпирания
тринистора (ai + a2=l) при меньшем, чем в динисторе, напряже-
нии включения С/Вкл.
...Изменяя управляющий потенциал Uy'>Uy">Uy"' или ток,
можно изменять напряжение включения тринистора (рис. 7.2, б).
Запереть тринистор можно, снизив ток до /</ВКл или подать на
управляющий электрод импульс обратного напряжения.

Наряду с четырехслойными структурами разработаны пяти-
слойные типа п-р-п-р-п, обладающие симметричной ВАХ (рис.
7.2, в). Эти тиристоры отпираются для пропускания тока как в
прямом, так и в обратном направлениях. Примером таких симмет-
ричных управляемых приборов служат планарно-диффузионные
тиристоры КУ208 А.

Основными параметрами тиристоров являются токи и напря-
жения, обозначенные на ВАХ (см. рис. 7.2). Помимо этого, к па-
раметрам относят допустимую мощность. Рмакс, время включения
и выключения и др.

§ 7.2. Терморезисторы

Общие сведения. Терморезисторы представляют собой полу-
проводниковые тепловые приборы, способные изменять свое элек-
трическое сопротивление при изменении их температуры. Наиболь-
шее распространение получили терморезисторы (ТР) с отрица-
тельным температурным коэффициентом сопротивления (ТКС).

По конструкции и назначению различают ТР прямого и кос-
венного подогрева. ТР прямого подогрева изменяет свое сопро-
тивление под влиянием тепла, выделяющегося в них при прохож-
дении электрического тока, или в результате изменения темпера-
туры окружающей среды. В ТР косвенного подогрева имеется по-
догреватель, который служит дополнительным источником тепла.
Сопротивление такого ТР изменяется за счет энергии подогрева-
теля.

Уменьшение сопротивления полупроводника от увеличения
температуры может быть вызвано возрастанием концентрации но-
сителей заряда или их подвижности или фазовыми превращения-
ми полупроводникового материала.

Температурное изменение сопротивления ТР имеет экспонен-
циальный характер

/?т=Л„ев/г, (7.1)

где R„ — постоянная, зависящая от материала и размеров ТР;

Т — термодинамическая температура;

В=Д№з/(2к) —коэффициент температурной чувствительности;

AW'3 — ширина запрещенной зоны полупроводника.

Температурный коэффициент сопротивления ТКС

аткс = dR^R.cdT) = -В1Т2 = -bW3/(2kT2). (7.2)

Отсюда следует, что сопротивление 7?т и ТКС тем больше, чем
больше ширина запрещенной зоны полупроводника AWS.

Большую часть ТР с отрицательным ТКС изготовляют из поли-
кристаллических оксидных полупроводников. Обычно используют
смеси оксидов никеля и марганца; никеля, марганца и кобальта;
меди, кобальта и марганца и др. Методами керамической техноло-
гии путем высокотемпературного обжига заготовок из оксидных
полупроводников изготовляют ТР в форме стержней, трубок, ди-
сков (рис. 7.3, в). При этой технологии велик разброс параметров
однотипных образцов ТР.

Эти недостатки устраняют в ТР, изготовленных из монокристал-
лов ковалентных полупроводников (кремния, германия, карбида
кремния, соединений типа AniBv и др.). Зависимость сопротивле-
ния этих полупроводников определяется в основном изменением
концентрации носителей заряда.

Для создания ТР с большим отрицательным ТКС можно ис-
пользовать также оксиды ванадия V2O4 и V2O3, удельное сопро-
тивление которых значительно (на несколько порядков) умень-
шается при температуре (68 и 100°С) фазовых превращений.

Характеристики. Температурная характеристика Ri:=cp(tuC)
иллюстрирует зависимость сопротивления прибора от температу-
ры (кривая 2 на рис. 7.3, а). Кривая 2 выражает зависимость ТКС
(аткс) от температуры для ТР с отрицательным ТКС. Свойства
терморезисторов, работающих при комнатной температуре, оце-
нивают по ВАХ.

Статические вольт-амперные характеристики выражают зави-
симость падения напряжения на ТР от проходящего через него
тока в условиях теплового равновесия между окружающей средой
и ТР (рис. 7.3, б). При малых токах и напряжениях мощность,
выделяемая в ТР, недостаточна для его разогрева, поэтому на-
чальные участки характеристик (до штриховой линии АБ) линей-
ны, а дифференциальные сопротивления на них положительны.
При дальнейшем увеличении тока температура ТР повышается,
сопротивление снижается (см. рис. 7.3, а) и линейность статиче-
ских ВАХ нарушается.

У терморезисторов, используемых для автоматического управ-
ления, нелинейный участок ВАХ (кривая 1 на рис. 7.3, б), имею-
щий резкий спад напряжения, является рабочим. Терморезисторы,
используемые для стабилизации напряжения, в рабочей области
имеют весьма пологие характеристики (кривая 2). В измеритель-

Рнс. 7.3. Характеристики и устройство терморезнсторов:

1 — эмалевое покрытие; 2 — токопроводящая область;- 3 — металлизация
ных схемах предпочтительны ТР, у которых с ростом тока напря-
жение увеличивается (кривая <?).

Параметры. Номинальное сопротивление — сопротивление при
заданном постоянном токе и определенной (обычно до 20°С) тем-
пературе окружающей среды. Для различных типов ТР номиналь-
ные значения сопротивлений составляют от нескольких единиц
ом до сотен килоом.

Коэффициент температурной чувствительности постоянен в ра-
бочем диапазоне температур, определяется путем измерения со-
противления /?Го и RT терморезистора при двух значениях темпера-
тур То и Т:

В=[1п(/?Го//?г)]/(1/7’0-1/7’). (7.3)

Температурный коэффициент сопротивления аТкс показывает
относительное изменение сопротивления ТР от изменения темпе-
ратуры на один градус. Его значение сильно зависит от темпера-
туры, поэтому следует указывать температуру, при которой он
измерен. При комнатной температуре аткс=—(0,84-6) 10-2 К-1
(см. рис. 7.3, а, кривая 1).

Коэффициент рассеяния Нр численно равен мощности, кото-
рую надо выделить в терморезисторе, чтобы его нагреть на один
градус. Он обратно пропорционален тепловому сопротивлению
Rt терморезистора Hp=dPldT—R-r-i, где P=IU — мощность рас-
сеивания ТР.

Максимально допустимая температура Тмакс — температура,
при которой не происходит необратимых изменений параметров и
характеристик ТР, определяется материалом и конструкцией при-
бора и лежит в диапазоне 85—300°С.

Максимально допустимая мощность рассеивания Рмакс — мощ-
ность, при которой терморезистор (при комнатной температуре)
разогревается проходящим током до Тмакс:

Рмакс — (Тмакс — (7-4)

где /?тк — тепловое сопротивление корпуса, зависящее от конструкции прибора и
условий теплоотвода, град/Вт.

Постоянная времени т характеризует тепловую инерционность
ТР, оценивается временем, в течение которого температура ТР
изменится на 63% (в е раз) начального'значения. Для разных ви-
дов ТР т= 0,54-140 с.

Примерами промышленных образцов ТР служат приборы ти-
пов СТ1-19, СТЗ-21, СТЗ-25, КМТ-1 и др. Терморезисторы приме-
няются для стабилизации напряжения, измерения мощности СВЧ
колебаний, индикации лучистой энергии, измерения и регулирова-
ния температуры и термокомпенсации элементов в электрических
схемах.

Полупроводниковые болометры. Болометры представляют со-
бой терморезисторы, предназначенные для индикации и измерения
энергии электромагнитного излучения в оптическом или инфра-
красном диапазоне частот.
Рис. 7.4. Устройство (а) н схема
включения болометра БП1-2 (б):

t — корпус; 2 — линза; 3 и 4 — активный
и компенсационный элементы; 5 выводы
б)

Полупроводниковый болометр содержит два пленочных термо-
резистора (толщиной до 10 мкм). Один из терморезисторов не-
посредственно подвергается воздействию измеряемого излучения
и является активным, другой терморезистор выполнен, как и пер-
вый, и экранирован от излучения. Он служит для компенсации
влияния изменения температуры окружающей среды.

Активный 7?т1 и компенсационный элементы болометра
включают в плечи мостовой схемы (рис. 7.4). Если схему предва-
рительно сбалансировать, то при изменениях температуры окру-
жающей среды оба терморезистора RT\ и /?Г2 одинаково изменяют
свое сопротивление, благодаря чему сохраняется равновесие моста.
При облучении активного элемента болометра RT\ равновесие мо-
ста нарушается и на выходе схемы появляется сигнал

= — ^Г1)/(2У?Г2)>

где Un — напряжение питания;

/?т1 н R.T2 — соответственно сопротивления активного и компенсационного эле-
ментов болометра.

Выходной сигнал поступает в схему регистрации излучения.

Помимо параметров, общих для терморезисторов, для характе-
ристики болометров вводятся дополнительные.

1. Сопротивление активного элемента (примерно 1—10 МОм
при 20°С);

2. Рабочее напряжение (для различных типов 60—250 В);

3. Чувствительность Sf на частоте модуляции f лучистого пото-
ка, определяемая как отношение напряжения сигнала С7с, полу-
чаемого на выходе болометра, к мощности теплового излучения

Sf=UclwF&, (7.5)

где w — плотность теплового потока, Вт/см2;

Ft — площадь приемной поверхности чувствительного элемента, см2.

Промышленные образцы болометров имеют S/= 354-300 В/Вт.
Для повышения чувствительности необходимо увеличивать интен-
сйвность облучения Е чувствительного элемента при том же пото-
ке излучения Ф, т. е. Е=Ф/Еб. Достигается это путем уменьшения
приемной площадки Fe, что в свою очередь усложняет создание
оптических систем с малым кругом рассеяния. Лучшие результа-
ты получают у иммерсионных болометров. В них измеряемое излу-
чение с помощью иммерсионной линзы концентрируется в ее фо-
кусе, в котором размещен активный элемент. За счет уменьшения
площадки термоэлемента иммерсионная линза в 3—4 раза улуч-
шает чувствительность при вдвое меньшем диаметре объектива.

4. Постоянная времени i=l/2nf характеризует тепловую инер-
ционность активного терморезистора. Для полупроводниковых бо-
лометров она составляет от 0,2 до 40 мс. Здесь f — частота, на ко-
торой S/=O,7Sio, где Хю — чувствительность на f=10 Гц.

5. Порог чувствительности — минимальная мощность, которую
способен зарегистрировать болометр. Обычно порог оценивают
минимальным значением мощности излучения, которое вызывает
на выходе прибора сигнал, эквивалентный уровню собственных
шумов болометра.

Болометры применяют для бесконтактного и дистанционного
измерения температуры, в качестве приемников лучистой энергии
в спектроскопии, аппаратуре пеленгации и т. д. На железнодо-
рожном транспорте иммерсионные полупроводниковые болометры
используются в качестве приемников инфракрасного излучения в
аппаратуре автоматического контроля наиболее ответственных уз-
лов подвижного состава (буксовых узлов колесных пар) и других
системах.

Позисторы. Позисторы представляют собой полупроводниковые
терморезисторы с положительным ТКС. Их изготовляют на осно-
ве титоната бария (BaTiO3), легированного примесями редкозе-
мельных элементов (лантана, церия и др.). При малом содержа-
нии примеси их удельное сопротивление снижается, а затем по
мере увеличения концентрации оно возрастает. Резкое увеличение
удельного сопротивления титаната бария происходит из-за фазо-
вого превращения материала (в температурном диапазоне, лежа-
щем выше точки Кюри, титанат бария переходит из сегнетоэлек-
трического в параэлектрическое состояние).

В некоторых приборах используют монокристаллический крем-
ний, германий и другие материалы. Принцип действия таких по-
зисторов основан на уменьшении подвижности носителей заряда
при увеличении температуры в результате увеличения их рассея-
ния на тепловых колебаниях атомов кристаллической решетки.
Монокристаллические позисторы по сравнению с поликристалли-
ческими структурами имеют меньший разброс параметров, и ха-
рактеристик (разброс значений сопротивлений 1—2% номиналь-
ного), однако имеют большую стоимость и меньший ТКС.

Свойства позисторов оценивают аналогичными характеристика-
ми и параметрами, что и терморезисторов с отрицательным ТКС.
Температурная характеристика позисторов 7?п—<р(£°) нелинейна
(рис. 7.5, а). В целях линеаризации характеристики в цепях тер-
Рис. 7.5. Температурные
и вольт-амперные харак-
теристики позисторов

мокомпенсации позисторы включают последовательно и парал-
лельно с линейными резисторами. ТКС позисторов значительно
зависит от температуры.

Статическая ВАХ позистора (рис. 7.5, б) t7=<p(7) при работе
с малым током (малой мощностью рассеяния) соответствует не-
большому отрицательному ТКС (область до штриховой линии
MN, кривая 1). По мере увеличения напряжения и мощности рас-
сеяния сопротивление позистора возрастает, а ток снижается (об-
ласть ВАХ за линией MN). При параллельном соединении позисто-
ра с линейным резистором характеристика линеаризуется (кри-
вая -2), что используется для стабилизации тока.

Конструктивно позисторы выполняют в виде дисков (диамет-
ром около 5 мм, высотой 1,5 мм) с металлическими электродами
на торцах и с проволочными выводами от электродов; от внешних
воздействий защищают слоем электроизоляционной эмали.

Примерами промышленных образцов позисторов служат при-
боры типов СТ6-1 (А, Б), СТ-6-ЗБ, СТ6-4Г и др. Позисторы при-
меняются для ограничения и стабилизации тока, АРУ в схемах
термокомпенсации, защиты элементов схемы от перегрева, регу-
лирования температуры и т. д.

§ 7.3. Варисторы

Варисторы — полупроводниковые резисторы объемного типа с
нелинейными ВАХ. Варисторы изготовляют методами керамиче-
ской технологии [путем высокотемпературного обжига стержне-
вых (рис. 7.6, а) или дисковых (рис. 7.6, б) заготовок из порошко-
образного карбида кремния со связкой, в качестве которой слу-
жит глина]. Карбид кремния является термостойким материалом,
что важно для получения варисторов со стабильными параметра-
ми. Нелинейность ВАХ варисторов объясняется явлениями на то-
чечных контактах между кристаллами карбида кремния. При ма-
лой толщине оксидных пленок на кристаллах карбида возникают
сильные электрические поля даже при малых напряжениях на ва-
ристоре. Это приводит к туннелированию носителей заряда сквозь
тонкие оксидные пленки (сквозь потенциальные барьеры), улуч-
шению проводимости как оксидных пленок . на кристаллах, так и
а)

<Ю

Рис. 7.6. Внешний вид и
вольт-амперные характе-
ристики стержневого и
дискового варисторов

ления постоянному

точечных контактов между кристаллами
карбида кремния.

При большом напряжении возрастает
плотность тока, удельная мощность и ра-
зогрев точечных контактов и активных об-
ластей под ними, что приводит к уменьше-
нию сопротивления малых активных обла-
стей полупроводника под точечными кон-
тактами и нелинейности ВАХ (рис. 7.6, в).
Малые объемы активных областей обеспе-
чивают малую инерционность тепловых
процессов (разогрева, охлаждения) этих об-
ластей.

Параметры. Коэффициент нелинейности
Р — отношение статического R и дифферен-
циального Гдиф сопротивлений (сопротив-
:у к сопротивлению переменному току) при

заданном постоянном напряжении

_ и + В7р

Р 'лиф г w Т2-вт + вт0 ’ '

где В — коэффициент температурной чувствительности поверхностных слоев кри-
сталлов.

Практически реальный коэффициент нелинейности варисторов
не превышает 6, что ограничивает возможные области их приме-
нения.

ВАХ варистора нелинейна (см. рис. 7.6,в). Если варистор ра-
ботает в узком диапазоне изменений напряжений и токов, то коэф-
фициент нелинейности в этом диапазоне можно считать постоян-
ным, тогда ВАХ будет выражаться уравнением

I = AU*, (7-7)

где А — коэффициент, значение которого зависит от типа варистора и его темпе-
ратуры.

Номинальное классификационное напряжение Пкл — постоян-
ное напряжение, при котором через варистор проходит заданный
ток 7КЛ. Максимально допустимое импульсное напряжение
Ни макс = (1,2 4-2) Пкл для стержневых и Пимакс= (3 4-4) Пкл
для дисковых.

Номинальная мощность рассеивания 73Ном=7клПкл при задан-
ной температуре среды.

Температурные коэффициенты статического сопротивления
ТКР варистора, измеренные при постоянном U и 7, а также темпе-
ратурные коэффициенты напряжения TK.U и тока TKJ в диапазоне
температур от —40 до + 100°С:

-7’W|n_const= 7^|y=COnst < 7.10-3

-T’^l/.const =-7’W|/_const < 1.4-Ю-3 K-K ‘
Варисторы с большим значением максимального коэффициента
нелинейности имеют большие по абсолютной величине значения
TKR, TRU и TRI.

Частотные свойства варистора определяются в основном его
собственной емкостью. Меньшее влияние оказывает инерционность
процессов, приводящих к нелинейности ВАХ.

Обозначение. Условное обозначение варисторов состоит из букв
и цифр (например, CHI-1-1; СН1-2-1). Буквы СН обозначают —
нелинейное сопротивление; первая цифра указывает применяемый
материал; вторая — конструкцию (1 —стержневой, 2 — дисковый);
третья — порядковый номер разработки. Иногда в конце обозна-
чения ставят число (например, СН1-1-1-1500), оно характеризует
значение классификационного напряжения С7КЛ.

Область применения. Варисторы применяют в устройствах ста-
билизации высоковольтных источников напряжения телевизион-
ных приемников, для стабилизации токов в отклоняющих катуш-
ках кинескопов, в системах размагничивания цветных кинескопов,
системах автоматического регулирования.

Глава 8

ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ

§ 8.1. Поглощение оптического излучения
полупроводниками

Действие фотоэлектрических полупроводниковых приборов
основано на явлениях, связанных с поглощением оптического излу-
чения (излучения с длиной электромагнитных волн 0,005—
1000 мкм). Оптический диапазон делят на три поддиапазона:
0,005—0,4 мкм — ультрафиолетовый (УФ); 0,4—0,76 мкм — види-
мый; 0,76—1000 мкм — инфракрасный (ИК). В инфракрасном раз-
личают близкое (до 1,5 мкм), среднее (1,5—5,6 мкм) и далекое
(до 1000 мкм) излучение.

Фотометрические и энергетические единицы. В ИК области
спектра мощность потока излучения Р измеряют в ваттах. В ви-
димой области спектра пользуются понятием светового потока Ф,
измеряемого в люменах. Световой поток Ф, лм, и мощность потока
монохроматического излучения Р, Вт, в видимой области связаны
соотношением

Р = Ф/Кф, (8.1)

где Кф — фотометрический эквивалент излучения, зависящий от длины волны и
характеризующий спектральную чувствительность, лм/Вт.

Плотность потока излучения измеряют в ваттах на квадратный
метр. Ей соответствует освещенность в видимой области е=Ф/<$,
измеряемая в люксах (1 лк=1 лм/м2). Мощность монохроматиче-
ского излучения Р' (падающего на единицу поверхности S) и число
фотонов Ф' (попадающих на единицу поверхности в единицу вре-
мени) связаны соотношением

Ф' = Р/(5Т7ф)«5.1018кР/5, (8.2)

где Р — мощность излучения, Вт;

S — площадь, см2;

Wa,^=hv=hc/% —энергия фотона, Дж;

/г=6.,62-1(У~34 Дж-с —постоянная Планка;

v — частота световых колебаний;

с —скорость света;

X —длина волны излучения, мкм.

Суммарная мощность потока излучения абсолютно черного
тела с температурой Т согласно закону Стефана — Больцмана:

P = aT^S,

где о=5,67-Ю1-12 Вт/(см2-К4) —постоянная Стефана — Больцмана.

Физические процессы при поглощении излучения. При прохож-
дении светового потока в глубь кристалла полупроводника интен-
сивность поглощения излучения в направлении х экспоненциально
уменьшается

ф(.г) = фье а,,Х- (8-3>

где ап — коэффициент поглощения, см-1;

Фо — поток, падающий на поверхность кристалла, лм;

х — глубина проникновения светового потока.

Действие фоточувствительных полупроводниковых приборов
основано на поглощении энергии излучения валентными электро-
нами собственных атомов полупроводника. Минимальная энергия,
которую поглощает электрон при переходе из валентной в зону
проводимости, равна ширине запрещенной зоны Aw3 (в электрон-
вольтах). Эта энергия определяет границу поглощения, т, е« кри-
тическую длину волны кванта, который может поглотиться в кри-
сталле,

Хкр (мкм) = 1,24/Aw3. (8.4)

На рис. 8.1 показано положение границы собственного погло-
щения некоторых полупроводников. Для фотонов с энергией,

Рис. 8Л. Границы собственного погашения и характеристики фотопроводимости
меньшей Аш3, коэффициент поглощения агг=0 и резко возрастает
для фотонов с энергией, превышающей значение Дщ3. Граница
собственного поглощения зависит от температуры. Она сдвигается
в область более длинных или коротких длин волн при температур-
ном возбуждении (при сужении или расширении запрещенной
зоны).

В примесных полупроводниках наряду с собственным погло-
щением происходит примесное поглощение. Оно сопровождается
генерацией носителей заряда одного знака (электронов с энерго-
уровней доноров или дырок с уровней акцепторов).

Заметное поглощение энергии излучения возможно также сво-
бодйыми носителями заряда (при высокой их концентрации).
Имеет место и небольшое решеточное поглощение излучения.

Скорость генерации фотоносителей. Носители электрического»
заряда, генерируемые в полупроводнике под действием оптиче-
ского излучения, называют фотоносителями. Объемная скорость
генерации фотоносителей по глубине поглощения потока излу-
чения

£ (х) = гф= а„Ф(х) ₽, (8.5)

где v = апФ(х) —объемная скорость поглощения фотонов [фотонов/(см3-с)];

р — число свободных носителей зарядов, производимое одним фо-
тоном.

При малых значениях толщины из облучаемой области и коэф-
фициента поглощения ап (т. е. при сщьу-С!) объемная скорость
генерации носителей не зависит от глубины проникновения излу-
чения

g = an®o₽- (8.6)

Когда ап велик и anw^>l, излучение поглощается у поверхности
кристалла, что характерно для собственного поглощения.

§ 8.2. Фоторезисторы

Принцип действия. Фоторезисторы (ФР) представляют собой
фотоэлектрические полупроводниковые приемники излучения.
Действие ФР основано на эффекте фотопроводимости. Фотопрово-
димость в полупроводниках обусловлена внутренним фотоэффек-
том. За счет собственного поглощения излучения происходит меж-
зонный переход электронов. Он сопровождается ростом концент-
трации избыточных носителей (Ап электронов и Ар дырок) в зо-
нах, вследствие чего увеличивается электропроводность А<Тф (на-
зываемая фотопроводимостью) кристалла:

Дсф = %Лпцп + qbpy-p. (8.7)

Здесь концентрация генерируемых светом электронов и дырок:

Дп=апФ₽т„; Др = «пФрТр, (8.8)

где тп и тр — эффективное время жизни электронов и дырок.
Когда освещение кристалла прекращается, неравновесные но-
сители рекомбинируют и темновая электропроводность принимает
исходное значение. На рис. 8.1, а изображена спектральная зави-
симость фотопроводимости, иллюстрирующая изменение фотопро-
водимости при изменении энергии фотонов. При энергии фотона
/zvCAWs небольшая проводимость Асг'ф обусловлена тепловыми
колебаниями решетки. Они приводят к случайным изменениям
ширины запрещенной зоны и энергии электронов.

С ростом энергии фотона фотопроводимость возрастает до мак-
симального значения АсгфМакс (рис. 8.1, б). Однако с увеличением
коэффициента поглощения ап большая часть излучения поглощает-
ся в более тонком поверхностном слое, где время жизни носите-
лей т меньше, чем в объеме, поэтому фотопроводимость Аоф сни-
жается.

При увеличении интенсивности светового потока Ф фотопрово-
димость Аоф возрастает вначале линейно, а затем рост замедляет-
ся (рис. 8.1, в). Замедление происходит при большой концентра-
ции из-за уменьшения времени жизни носителей и увеличения ско-
рости их рекомбинации.

Характеристики. Зависимость сопротивления ФР от интенсив-
ности потока /?ф=«р(Ф) представлена на рис. 8.2, а. При отсутст-
вии Ф облучения и подаче номинального (рабочего) напряжения
значение темнового сопротивления

Ят = <7раб/Ль (8-9>

максимально. Оно определяет величину темнового тока /т между
токоотводами прибора.

Вольт-амперные характеристики показывают зависимость све-
тового потока от приложенного напряжения при фиксированном
потоке излучения 7ф = ф(П), если Ф = const (рис. 8.2,6). Они ли-
нейны в пределах допустимой мощности рассеяния. Характеристи-
ка, снятая при Ф=0, является характеристикой темнового тока
/т = ф(П). Ее наклон определяется темновым сопротивлением Рт.
С увеличением потока (Ф2>Ф1>Фо = О) сопротивление /?т умень-
шается (см. рис. 8.2,а), а крутизна ВАХ увеличивается.

Световые (энергетические) характеристики /ф = ф(Ф) при
U=const (рис. 8.2,в) линейны лишь при небольших значениях по-

Рис. 8.2. Характеристики фоторезисторов
Рис. 8.3. Схема для снятия характеристик фоторезисторов

тока. С увеличением Ф возрастает концентрация свободных носи-
телей и вероятность их рекомбинации, поэтому рост тока 1$ за-
медляется.

Спектральная характеристика представляет собой зависимость
фототока от длины волны падающего на ФР излучения (рис. 8.2, г).

Параметры. Работу ФР характеризует номинальное значение
фототока /ф, протекающее через него при заданном напряжении и
световом потоке. Численно фототок равен разности между общим
(световым) и темновым токами:

бф = /обт—С- (8.10)

Темновой ток 7Т — ток, протекающий в цепи ФР при подклю-
чении к нему рабочего напряжения и отсутствии облучения (Ф = 0).

Интегральная токовая чувствительность ФР определяется как
отношение фототока к вызвавшему его потоку излучения при номи-
нальном напряжении

8Яг = /ф/Ф=(/обЩ-^)/Ф, (8-П)

где Ф — световой поток, лм, или мощность излучения, Вт.

ФР включаются последовательно с источником постоянного на-
пряжения (рис. 8.3, а). При таком включении общий световой ток
7ф общ зависит от светового потока Ф и приложенного к ФР рабо-
чего напряжения U, поэтому свойства ФР оценивают удельной
интегральной токовой чувствительностью (мА/лм-В):

е'т = /Ф/(Фг7) = вит/^- (8.12)

Токовая чувствительность ФР зависит от температуры. С уве-
личением температуры чувствительность снижается, так как воз-
растают равновесная концентрация носителей заряда и вероят-
ность рекомбинации избыточных носителей, которые возникают
при освещении. В результате наступает уменьшение фототока.

Вольтовая чувствительность оценивается отношением напряже-
ния сигнала Uc, обусловленного протеканием фототока, к потоку
излучения:

еИН - б'с/Ф.

(8.13)
Фоточувствительность к монохроматическому излучению ФР
определяется отношением фототока к потоку излучения определен-
ной длины волны

еХ='ф/ФГ (8.14)

Как следует из рис. 8.2, г, наибольшей чувствительностью в
области сине-зеленого излучения (2.=0,5 мкм) обладают ФР из
сульфида кадмия; в красной и инфракрасной областях (Х~
=0,8 мкм) —из селенида кадмия; в инфракрасной (Х=2 мкм) —•
из сульфида свинца.

Инерционность ФР характеризуют постоянные времени нарас-
тания тн и спада тс, в течение которых фототок изменяется после
начала или прекращения освещения в е раз по отношению к уста-
новившемуся значению. Обычно т=10 мкс4-10 мс. Фототок и тс
определяются эффективным временем жизни избыточных носите-
лей. Увеличивать быстродействие ФР можно ценой снижения его
чувствительности.

Устройство. Различают неохлаждаемые и охлаждаемые (со спе-
циальным устройством для понижения температуры) фоторезисто-
ры. Светочувствительный элемент ФР содержит (рис. 8.3,6) изо-
лирующую подложку 1, поверх которой нанесен тонкий слой 2
полупроводника, а на края (для получения электрического кон-
такта) — металлические электроды 3. Для защиты от внешних
воздействий светочувствительный элемент покрывают слоем лака
или помещают в пластмассовый или металлический корпус 4 с
окном 5 для света и снабжают герметичными внешними токоот-
водами 6.

Для повышения чувствительности неохлаждаемых ФР приме-
няют иммерсионный элемент (оптическую линзу) (рис. 8.3, в), ко-
торый концентрирует поток излучения на малую площадь сверх-
чувствительного полупроводника. Выпускаются ФР квадратной и
круглой формы, одно- и многоэлементные (матрицы), что повы-
шает чувствительность и быстродействие устройств.

Типы. Промышленностью выпускается несколько типов ФР,
обозначаемых буквами ФС или СФ, что означает — фоторезистор
(или по старой терминологии — фотосопротивление); последующие
буквы А, Б, Д, К характеризуют светочувствительный материал;
цифры, следующие за буквами, отражают конструкцию.

К видимым лучам наиболее чувствительны сернистокадмиевые
типов ФСК и СФ-2 и селенистокадмиевые типов ФСД и СФ-3;
к ИК — сернистосвинцовые и селенистосвинцовые типов ФСА и
СФ-4.

Область применения. ФР используется в устройствах фотоконт-
роля и фотоэлектронной автоматики, в качестве чувствительных
элементов на входе приемников в системах оптической связи, изме*
рения температуры и обнаружения ИК излучения (например, для
снятия тепловой карты местности) и в других областях
техники.
§ 8.3. Фотодиоды

Фотодиоды (ФД) представляют собой фоточувствительные при-
боры со структурой полупроводниковых диодов.

Основу (базу) ФД составляет пластина «-германия (рис. 8.4, а),
в которую введен вплавлением или диффузией р-индий. На грани-
це раздела этих областей возникает электрический р-п-переход.
Действие ФД основано на фотогальваническом эффекте в облу-
ченном р-п-переходе.

Характеристики. В рабочем состоянии к фотодиоду подклю-
чается обратное напряжение. При отсутствии оптического излуче-
ния (Ф = 0) под действием обратного напряжения в ФД течет тем-
новой обратный ток. Эта зависимость 7$ = <р (АОбР) при Ф1=0
(рис. 8.4,6) представляет собой обратную ветвь ВАХ, аналогич-
ную характеристикам обычного полупроводникового диода.

При освещении ФД (Ф>0) в р-п-переходе и прилегающих к
нему областях кристалла полупроводника (за счет поглощения
квантов света) возникает генерация электронно-дырочных пар.
Под действием электрического поля контактной разности потен-
циалов образовавшиеся неосновные носители уходят из р- и «-об-
ластей (электроны из р- в «.-область, а дырки в обратном направ-
лении). При этом область р приобретает положительный, а об-
ласть « — отрицательный заряд. В результате между р- и «-областя-
ми возникает разность потенциалов (фотогальванический эффект),
представляющая фото-э. д. с. Поле, создаваемое этой фото-э. д. с.
в р-«-переходе, будет направлено встречно полю, возникшему из-за
контактной разности потенциалов. В результате освещения потен-
циальный барьер в переходе уменьшится и на величину возник-
шего фототока возрастет в нем обратный ток неосновных носи-
телей. Характеристика сдвигается в область больших обратных
токов (см. ВАХ при Фг>Ф1 = 0). В рабочем диапазоне обратных
напряжений при освещении ФД обратный ток практически не за-
висит от приложенного обратного напряжения, поэтому ВАХ идут
весьма полого.

G увеличением светового потока (Ф4>Фз>Фг>Ф1) фототок
растет линейно, поэтому ВАХ при одинаковых приращениях пото-
ка А<р эквидистантны. При прямом напряжении электрическое поле

Рис. 8.4. Структура и характеристики фотодиода
в переходе по направлению не изменяется, поэтому направление
фототока остается прежним, но противоположным темновому току.

Световые (энергетические) характеристики ФД представляют
зависимость фототока от освещенности /ф=гр(Ф) при f70tjp = const
(рис. 8.4, в). Они линейны в широком интервале изменений свето-
вого потока. Объясняется это тем, что толщина базы диода значи-
тельно меньше диффузионной длины неосновных носителей. Поэто-
му все неосновные носители, возникшие в базе в результате све-
товой генерации, достигают перехода и принимают участие в об-
разовании фототока. Потери носителей на рекомбинацию невелики
(из-за малого содержания неконтролируемых примесей) и не за-
висят от значения потока.

Увеличение обратного напряжения (С'обр2> Доб₽1) вызывает
расширение перехода и соответственно уменьшение ширины базы.
При этом меньшая часть неосновных носителей заряда успевает
рекомбинировать в толще базы, поэтому фототок в ФД увеличи-
вается.

Спектральная характеристика ФД (рис. 8.5, а) иллюстрирует
зависимость чувствительности от длины волны. Со стороны боль-
ших длин волн граница спектральной характеристики определяет-
ся шириной запрещенной зоны полупроводника, а со стороны ко-
ротких — толщиной облучаемой области и скоростью поверхност-
ной рекомбинации неосновных носителей. Положение максимума
на спектральной характеристике зависит от скорости роста коэф-
фициента поглощения а с уменьшением длины волны. При боль-
шей скорости возрастания а максимум смещается к длинноволно-
вой границе.

По сравнению с фоторезисторами ФД имеют следующие осо-
бенности. Вследствие линейности световой характеристики интег-
ральная чувствительность ФД не зависит ст приложенного обрат-
ного напряжения. Исходя из этого основным параметром ФД слу-
жит не удельная, а просто интег-

Рис. 8.5. Спектральные характерно™-
ки и устройство ФД:

1 — стеклянная линза; 2 — кристалл; 3 —
корпус; 4 — стеклянный изолятор; 5 — токо-
отводы

ральная чувствительность 8П =
/ф/Ф.

Фотодиоды имеют малую
инерционность. На инерцион-
ность ФД влияют время диффу-
зии или дрейфа неосновных носи-
телей через базу; время их про-
лета через переход; время пере-
заряда барьерной емкости пере-
хода (постоянная времени i/Ceap)-

Нарастание и спад фототока
под действием световых импуль-
сов происходят постепенно.
С увеличением частоты следова-
ния световых импульсов фронт
нарастания фототока наклады-
вается на фронт спада от преды-
дущего импульса. При некоторой частоте ФД не различает от-
дельные импульсы света, фототок через ФД становится постоян-
ным. Предельная частота больше у ФД с освещаемой р-областью,
так как Dn>Dp. Для увеличения быстродействия уменьшают тол-
щину освещаемой области до 3—5 мкм, используя диффузионную
технологию. Быстродействие возрастает в диффузионной р-1-п-
структуре с тонкой p-областью, при которой поглощение излучения
происходит в Z-M слое.

Высокое быстродействие имеют ФД с переходом Шоттки на
основе контакта металл — полупроводник, что позволяет исполь-
зовать их для работы при СВЧ модуляции светового потока.

Фотодиоды подобно фоторезисторам служат для формирования
электрических сигналов под действием оптического излучения,
поэтому в качестве параметров ФД используются те же величины,
что и для фоторезисторов: чувствительность, граничная частота
излучения, пороговый поток. Примерами промышленных образцов
ФД служат германиевый фотодиод ФД-2 (рис. 8.5,6) с еи=Ю-4-
-4-20 мА/лм и кремниевый ФКК-1 с еи=3 мА/лм. ФД применя-
ются в устройствах ввода и вывода информации ЭВМ, фотомет-
рии, в автоматике.

§ 8.4. Полупроводниковые фотоэлементы

Полупроводниковый фотоэлемент (ФЭ) представляет собой
фотодиод, предназначенный для непосредственного преобразования
энергии оптического излучения в электрическую энергию.

Принцип действия. Полупроводниковый ФЭ (в отличие от ФД)
работает в фотогальваническом режиме (без внешнего источника
питания, а сам является источником электрической энергии). При
освещении ФЭ (рис. 8.6, а) за счет поглощения квантов света в
р-п-переходе и прилегающих областях полупроводника происхо-
дит генерация избыточных носителей заряда. Электрическое поле,
существующее в р-«-переходе, разделяет неравновесные носители
(приводит к накоплению избыточных зарядов' в р- и «-об-
ластях) .

В результате перемещения неосновных носителей p-область ока-
зывается заряженной положительно, а «-область — отрицательно.
Между электродами возникает разность потенциалов (возникает
фото-э. д. с.). Если замкнуть ФЭ на внешнюю цепь, в ней появится
ток /=/ф, определяемый разностью встречных потоков носителей
через р-«-переход. Фото-э. д. с. не может превышать ширины за-
прещенной зоны полупроводника Дда3. У кремниевых ФЭ она со-
ставляет 0,5—0,6 В.

Накопление неравновесных носителей в областях не беспре-
дельно. Одновременно с накоплением дырок в p-области и элек-
тронов в «-области происходит снижение высоты потенциального
перехода на величину возникающей фото-э. д. с. Уменьшение сум-
марной напряженности электрического поля в переходе ухудшает
разделительные свойства перехода.

Характеристики и параметры. ВАХ, соответствующая работе
ФЭ, в режиме генерации фото-э. д. с. располагается в четвертом
квадранте (рис. 8.6,6). Точки пересечения ВАХ с осью напряже-
ния соответствуют значениям фото-э. д. с. (напряжению холостого
хода при различной освещенности). На оси токов точки пересече-
ния соответствуют значениям токов короткого замыкания. Значе-
ния этих токов зависят от площади р-«-перехода ФЭ. Оценивают
ФЭ по плотности тока короткого замыкания. При средней осве-
щенности солнечным светом плотность тока короткого замыкания
у кремниевых ФЭ 20—25 мА/см2. По ВАХ выбирают оптимальное
сопротивление, при котором в нем выделяется наибольшая мощ-
ность.

Оптимальный режим работы ФЭ получают при наибольшей
площади прямоугольника с вершиной на ВАХ при выбранной
освещенности. В этой точке произведение координат максимально
IU=/эмакс. У кремниевых ФЭ напряжение на оптимальной нагруз-
ке примерно 0,4 В, а плотность тока через ФЭ 15—20 мА/см2.

Световые характеристики выражают зависимость тока корот-
кого замыкания 1КЗ и фото-э. д. с. от светового потока или от осве-
щенности ФЭ (рис. 8.6, в) при различных сопротивлениях нагруз-
ки. Нелинейность характеристик обусловлена уменьшением высо-
ты потенциального барьера при накоплении избыточных зарядов
(электронов в п- и дырок в p-областях полупроводника).

Спектральные характеристики ФЭ выражают зависимость тока
короткого замыкания от длины волны излучения (рис. 8.6,г). Эти
характеристики ФЭ аналогичны спектральным характеристикам
ФД. ФЭ изготовляют из кремния, германия, арсенида галлия,
сульфида кадмия и др. Максимум спектральной чувствительности
кремниевых ФЭ близок к максимуму спектрального распределения
энергии солнечного света, поэтому кремниевые ФЭ близки к
идеальному приемнику солнечного излучения и используются для
создания солнечных батарей. Спектральная характеристика селе-
нового ФЭ близка к спектральной чувствительности человеческого
глаза.

К. п.д. ФЭ равен отношению максимальной мощности электри-
ческого тока, которую можно получить от ФЭ, к полной мощности
излучения, падающего на рабочую поверхность ФЭ т]=Рыакс/Р-
К. п. д. тем больше, чем шире кривая спектральной чувствитель-
ности ФЭ, т. е. чем большая часть спектра солнечного света уча-
ствует в генерации фотоносителей. К. п.д. кремниевых солнечных
батарей около 12%, а из арсенида галлия — алюминия — до 20%.
Уменьшение к. п. д. обусловлено отражением части излучения от
поверхности полупроводника и поглощением, которое не вызывает
генерацию носителей, рекомбинацией части неравновесных носите-
лей и др.

Устройство. Основой кремниевого солнечного ФЭ (рис. 8.6, д)
служит кремниевая пластина большой площади с малой проводи-
мостью, в которой методом диффузии формируется р-п-переход
на глубине около 0,3 мкм. Рабочая поверхность покрывается за-
щитным материалом, прозрачным в данной области спектра.

Солнечные батареи используются в качестве источников элек-
тропитания аппаратуры космических кораблей, орбитальных стан-
ций, искусственных спутников Земли.

§ 8.5. Фототранзисторы и фототиристоры

Биполярные фототранзисторы. Фототранзисторы являются фото-
гальваническими приемниками излучений. В фоточувствительном
элементе этих приборов сформирована структура транзистора,
обеспечивающая усиление фототока.

В схеме включения ФТ с отключенной базой (рис. 8.7, а) эмит-
терный переход смещен в прямом направлении, коллекторный —
в обратном. Базовая область освещена в направлении, перпенди-

Рис. 8.7. Схема включения, выходные характеристики и устройство фототранзи-
стора
кулярном коллекторному переходу. Под воздействием света на
поверхности или в объеме базы генерируются неравновесные
основные носители. Дырки втягиваются в коллекторную область
электрическим полем коллекторного перехода. Электроны оста-
ются в базе и создают объемный избыточный заряд..При увеличе-
нии концентрации электронов в базе снижается потенциальный
барьер в эмиттерном переходе, поэтому усиливается инжекция
дырок в базу из эмиттерной области. В конечном результате это
приводит к росту коллекторного тока во внешней цепи нагрузки..
Таким образом, возникающий в базе биполярного транзистора (за
счет освещения) объемный заряд неравновесных основных носите-,
лей обеспечивает усиление результирующего тока коллектора (фо-
тотока) .

Если вывод базы подключить к внешней цепи, то часть нерав-
новесных электронов будет уходить во внешнюю цепь, уменьшится
объемный заряд основных носителей в базе, что вызовет сниже-
ние усиления фототока. Однако наличие вывода базы у биполяр-
ных ФТ позволяет осуществить не только оптическое, но и. элек-
трическое управление ФТ, что иногда необходимо для компенса-
ции внешних воздействий (изменений напряжений, температуры
и т. д.).

ФТ имеет два входа — световой и электрический. ’ Действие
света на ФТ оценивается интегральной токовой чувствительностью
•$ит, а действие тока базы — коэффициентом передачи тока йгю
или /1216-

ТОК выходной цепи ФТ

/ф= (Й21б/(1 — й21б)]^ф=Л21э/ф,

где h2ia н Л216 — коэффициенты передачи тока.

Интегральная токовая чувствительность ФТ с освещаемой об-
ластью базы определяется фоточувствительностью диода, образо-
ванного переходом коллектор — база евд и коэффициентом переда-
чи тока эмиттера Нцэ,

еиг = Л21эеил (8.15)

и составляет сотни миллиампер на люмен.

На рис. 8.7, б показано устройство ФТ, содержащее германие-
вую пластинку (базу), в которой с разных сторон сформированы
эмиттер и коллектор, снабжен-

Рис. 8.8. Вольт-амперные характери-
стики фототиристора

ные внешними токоотводами че-
рез герметичный корпус со стек-
лянным окном.

Фототиристор. Фототиристор
представляет собой фотогальва-
нический приемник излучения, в
фоточувствительном элементе ко-
торого сформирована структура
тиристора. Из закрытого в от-
крытое состояние фототиристор
переключается световым сигналом. При освещении одной из аз
или эмиттеров за счет поглощения квантов света наступает ге-
нерация носителей заряда, что приводит к созданию их избы-
точной концентрации и снижению потенциального барьера в кол-
лекторном переходе. В итоге, фототиристор открывается.

На рис 8.8 представлены ВАХ фототиристора при различных
световых потоках. Воздействие освещения на фототиристор анало-
гично воздействию управляющего тока., С увеличением светового
потока (Ф2>Ф1>Ф0) фототиристор отпирается при меньшем
анодном напряжении. В отличие от управления током фототири-
стор нельзя возвратить в закрытое состояние, не отключив анод-
ное напряжение.

Фототиристоры используются в качестве управляемых реле в
схемах автоматического управления, в устройствах вычислитель-
ной и импульсной техники.

§ 8.6. Светоизлучающие диоды

Полупроводниковые светоизлучающие диоды (СИД) непосред-
ственно преобразуют электрическую энергию в энергию светового
(видимого или инфракрасного) излучения.

' Принцип работы. Инжекция носителей заряда под действием
прямого напряжения в электронно-дырочном переходе сопровож-
дается их самопроизвольной рекомбинацией. Рекомбинация проис-
ходит как в прилегающих к переходу областях, так.и в самом пе-
реходе. Иногда возбужденное состояние носителей заряда создает-
ся иодачей обратного напряжения, при котором происходит удар-
ная ионизация атомов полупроводника в р-и-переходе с последую-
щей рекомбинацией неравновесных носителей заряда.

В обычных диодах процесс рекомбинации заканчивается выде-
лением энергии в виде квантов тепловых колебаний решетки (фо-
тонов) и является безызлучательным. В отличие от фотонной
(безызлучательной) рекомбинации в структурах СИД преобладает
фотонная (излучательная) рекомбинация.

Чтобы кванты энергии — фотоны, освободившиеся при реком-
бинации, соответствовали квантам видимого света, должна быть
относительно большая ширина запрещенной зоны исходного полу-
проводника (Д®Уз>1,7 эВ). Исходными полупроводниковыми мате-
риалами СИД являются арсенид галлия GaAs, карбид кремния
SiC, фосфид галлия GaP или твердые растворы фосфида и арсе-
нида галлия. Перспективен для изготовления СИД нитрид галлия
GaN с Лк.'3=3,4 эВ. Энергия квантов света, возникающих в этом
материале при рекомбинации носителей заряда, может перекры-
вать всю видимую область спектра.

Обычно значительная часть рекомбинационных процессов за-
канчивается выделением фотонов, т. е. безызлучательным перехо-
дом электронов, между энергетическими уровнями. Соотношение
б)

Рис. 8.9. Структура светоизлучающего диода

ежду излучательными и безызлучательными переходами зависит
от структуры энергетических зон полупроводника, наличия в кри-
сталле примесей с большой эффективностью безызлучательных за-
хватов носителей и других причин.

Энергетическая эффективность СИД характеризуется кванто-
вым выходом, или квантовой эффективностью — отношением числа
излученных фотонов к числу рекомбинировавших пар носителей.
Различают внутренний и внешний це квантовые выходы. Внут-
ренний квантовый выход определяет эффективность излучения не-
посредственно в р-п-переходе, а внешний — на поверхности кри-
сталла полупроводника.

Внешний квантовый выход СИД ниже внутреннего из-за высо-
кого показателя преломления полупроводника. Большая часть
квантов света испытывает полное внутреннее отражение на гра-
нице раздела полупроводника с окружающим воздухом и погло-
щается в структуре.

Устройство. В простейших СИД с плоской структурой (рис. 8.9, а)
в окружающее пространство выходят сотые доли квантов света,
возбуждаемых в переходе и прилегающих к нему областях. В СИД
со структурой в виде полусферического монокристалла полупро-
водника (рис. 8.9,6) или с плоской структурой с прозрачным по-
лусферическим покрытием (рис. 8.9, в) внешний квантовый выход
больше.

Площадь излучающего р-п-перехода светодиода невелика (до
1 мм1 2). Обычно она лимитируется возможным значением тока
(10—50 мА) источника питания.

СИД являются источниками некогерентного излучения Ч Их
спектральные характеристики излучения (рис. 8.10) оказываются
размытыми, а в спектре фосфид-галлиевых СИД содержится два
максимума (красного и зеленого) свечений. Размытость спектра
излучения объясняется тем, что переход электронов при рекомби-
нации носителей заряда происходит не между двумя определен-
ными энергоуровнями, а между группами близко расположенных
энергетических уровней. Размытие спектра излучения определяют
полушириной спектральной характеристики. Ее измеряют (в на-

1 Некогерентными являются монохроматические волны разных частот, а так-

же группы волн, начинающиеся и обрывающиеся со случайными значениями фаз
в моменты их начала и обрыва.
нометрах или микрометрах) на
высоте 0,5 от максимума излуче-
ния.

В настоящее время широко
используются матрицы СИД, со-
держащие -от 5 до 35 дискретных
элементов (р-п-переходов), сфор-
мированных по планарной тех-
нологии в одном монокристалле.
При большом числе элементов
их соединяют в матрицу с пере-
крестной коммутацией. Они из-
лучают свет при подаче прямого
тока. Различные комбинации
элементов, обеспечиваемые внеш-
ней коммутацией, позволяют вос-
произвести цифровую и буквен-
ную информацию (рис. 8.11, а).
Цифрознаковые индикаторы (ЦЗ

Рис. 8.10. Спектральная чувствитель-
ность глаза (штриховая линия) и спек-
тры излучения СИД из арсенида и
фосфида галлия

изготовляются в виде моно-

литных матриц или гибридных интегральных схем.

Другой разновидностью СИД служат управляемые светодиоды
с управляемой геометрией светящегося поля (рис. 8.11,6). Об-
ласть n-типа такого СИД низкоомна и практически эквипотен-
циальна. Область p-типа высокоомна и при подключении внешнего
напряжения не будет эквипотенциальной. Распределение потен-
циала Спр в p-области и размер светящегося поля будет опреде-
ляться значением напряжения Uy, подводимого к управляющему
электроду (рис. 8.11, в).

Характеристики и параметры. Специфическими параметрами
СИД являются световые или фотометрические величины, характе-
ризующие степень воздействия света на человеческий глаз. За
единицу силы света в системе СИ принята кандела (кд). Одна
кандела дает световой поток 4л люмена (лм).

Эффективность действия света на человеческий глаз оценивает-
ся спектральной чувствительностью или спектральной характери-
стикой видности (см. рис. 8.10).

Рис. 8.11. Устройство и распределение потенциала в p-области матричного СИД
Длина волны излучаемого .света определяется разностью энер-
гий двух энергоуровней, между которыми происходит переход
электронов на излучательном этапе процесса рекомбинации. Ши-
рина запрещенной зоны у различных полупроводниковых материа-
лов неодинакова. Различна и глубина залеганий в запрещенной
зоне энергоуровней различных примесей, вызывающих излучатель-
ную рекомбинацию носителей заряда. В связи с этим различна и
длина волны излучаемого света в разных светодиодах.

Чувствительность глаза максимальна при длине волны %=
= 555 нм, лежащей в зеленой области спектра, и составляет
680 лм/Вт (1 Вт мощности излучения эквивалентен световому по-
току 680 лм). Излучающий прибор, который всю свою энергию
отдает только в виде. излучения с %=555 нм, обладает наиболь-
шей (с точки зрения глаза человека) яркостью и экономичностью
при использовании СИД для визуального отображения информа-
ции. Очевидно, СИД из арсенида галлия (GaAs) непригодны для
визуальной индикации (см. рис. 8.10).

Яркость излучения определяется как сила света, отнесенная к
видимой площади излучателя (кд/м2). Из особенностей фотомет-
рических единиц вытекает, что СИД с %=650 нм (красный свет)
и СИД с %=555 нм (зеленый свет) при одинаковой мощности
излучения (например, 1 Вт), и равными поверхностями свечения
(например, 1 мм2) имеют разные яркости. Яркость СИД зеленого
цвета свечения в 10 раз больше, чем яркость красного (их свето-
вые потоки соответственно 680 и 68 кд), что явилось следствием
спада спектральной характеристики видности в сторону как ма-
лых, так и больших длин волн (от максимума при %=555 нм).

Область применения. ЦЗИ на основе СИД используются в ка-
честве знаковых индикаторов шкал измерительных приборов,
микрокалькуляторов, электронных наручных часов, устройств ана-
логовой ц цифровой информации. Примерами СИД для визуаль-
ной индикации служат приборы АЛ304А-Г, АЛ306А-Ж, АЛ323А-5,
позволяющие воспроизвести цифровую и буквенную информацию.

§ 8.7. Инжекционные лазеры и оптроны

Полупроводниковые лазеры представляют собой полупровод-
никовые приборы, непосредственно преобразующие электрическую
энергию или энергию некогерентного излучения в энергию когерент-
ного излучения (с неизменными частотой и разностью фаз).

Принцип действия. В полупроводниковых лазерах излучение
возникает при вынужденной (стимул'ированной) рекомбинации но-
сителей заряда в отличие от самопроизвольного (спонтанного)
процесса рекомбинации (и излучения) в светоизлучающих диодах.
Стимулированная фотонная рекомбинация сопровождается коге-
рентным излучением с заданной длиной волны. Явление вынуж-
денной рекомбинации позволяет с помощью электромагнитных
волн управлять излучением возбужденных- адомов полупроводника
и таким путем усиливать и генерировать когерентный свет.

Для работы лазера требуется, чтобы стимулированная излуча-
тельная рекомбинация преобладала над поглощением фотонов.
Преобладание излучения над поглощением (и наоборот) зависит
от соотношения в кристалле полупроводника возбужденных и не-
возбужденных атомов. В состоянии термодинамического равнове-
сия число электронов в валентной зоне полупроводника (на более
низких энергоуровнях) больше, чем в зоне проводимости (на более
высоких энергоуровнях). При этих условиях поглощение света
преобладает над вынужденным излучением.

Для преобладания стимулированной фотонной рекомбинации
над поглощением квантов света необходимо, чтобы концентрация
электронов в зоне проводимости была больше их концентрации в
валентной зоне. Такое состояние именуют инверсной населен-
ностью. В кристалле полупроводника с инверсной населенностью
энергетических уровней поглощение фотонов мало, так как вблизи
потолка валентной зоны почти нет электронов, которым может
быть передана энергия квантов света. В результате инверсной на-
селенности в кристалле возникает вынужденная рекомбинация.

Инверсную населенность в кристалле можно создать: с по-
мощью инжекции носителей заряда при прямом включении р-п-
перехода (инжекционные лазеры); путем электронного возбужде-
ния полупроводника (электронного облучения); путем облучения
квантами света от мощного излучателя и т. д. Наиболее распро-
странен инжекционный способ создания инверсной населенности

в полупроводнике.

Действие инжекционного лазера основано на инжекции элект-
ронов из вырожденной п-области в p-область при прямом смеще-
нии р-п-перехода. При этом в p-области происходит фотонная ре-
комбинация электронов с имеющимися в ней дырками. Чем больше
ток через р-п-переход, тем с большим запасом удовлетворяется
условие инверсной населенности. Минимальный ток, при котором
происходит стимулированная фотонная рекомбинация, называют
пороговым. Если ток, проходящий через р-п-переход, больше поро-
гового, то переход является усиливающей средой для света, рас-
пространяющегося в плоскости перехода. Стимулированную ре-
комбинацию увеличивают путем многократного прохождения каж-

дого кванта света в плоскости р-п-перехода

Устройство. На рис. 8.12 приведено схе-
матически устройство полупроводникового
инжекционного лазера из арсенида галлия.
Кристалл содержит п-область (/) и р-об-
ласть (5), разделенные активной обла-
стью 2 с инверсной населенностью. Торцо-
вые грани 4 кристалла отполированы и па-
раллельны, а боковые 5 скошены. Световые
волны направляются под некоторым углом
к плоскости р-п-перехода. После много-

Рис. 8.12. Инжекционный
лазер
кратных отражений от граней они выходят наружу кристалла.
Лазерное излучение 6 возникнет в результате стимулированного
перехода электронов из зоны проводимости в валентную зону во
всей излучающей части p-области. При этом обеспечивается про-
странственная направленность и когерентность для всего фронта
выходящего светового луча.

При малом токе через р-п-переход излучение происходит в ши-
роком спектре длин волн. По мере увеличения тока до порогового
значения излучение становится стимулированным и монохрома-
тичным. Однако высокая степень легирования кристалла приме-
сями (для увеличения тока через р-п-переход) приводит к появле-
нию дефектов структуры и ухудшению параметров инжекционных
лазеров.

Эти недостатки устраняются в инжекционных лазерах с гете-
ропереходами (со структурой p-i-n или р-п-п+, п-р-р+). В гетеро-
лазерах средняя область структуры выполнена с меньшей, а при-
мыкающие к ней области полупроводника с большей шириной
запрещенной зоны. При прямом смещении р-п-перехода происхо-
дит интенсивная инжекция электронов и дырок в среднюю область
и обеспечивается инверсная населенность в гетеропереходах.
В средней области происходит рекомбинация носителей, сопро-
вождающаяся интенсивным излучением света и увеличением (до
70%) квантового выхода гетеролазера.

Понятие об оптронах. В основе действия оптоэлектронных
устройств лежит процесс преобразования электрических сигналов
в световые, их передача и последующее обратное преобразование
в электрические. Основой оптоэлектронных устройств являются
полупроводниковые приборы — оптроны. Они состоят из излучаю-
щих и фотоприемных элементов (рис. 8.13), между которыми уста-
навливается оптическая связь. Источником излучения служит
светоизлучающий диод из фосфида галлия. В качестве фотоприем-
ника используется фоторезистор из сернистого или селенистого
кадмия. Оба элемента помещены в общий корпус (рис. 8.13,а).

С помощью оптронов осуществляется оптическая связь в элек-
трической цепи. Сначала световой луч используется в качестве
управляющего сигнала, затем — элемента связи и преобразующе-
го звена. Оптроны обеспечивают бесконтактное управление элек-
трическими цепями переменного тока.

Для гальванической развязки электрических цепей в системах
автоматики выпускаются оптопары, составленные из: СИД (на
основе арсенида галлия — алюминия) и светоприемника — крем-
ниевого фотодиода (рис. 8.13, б), например, ЗОДЮ1А-Г,
АОД101А-Д; СИД и кремниевого однопереходного транзистора

Рис. 8.13. Оптрон (СИД-ФР) и оптопары (СИД-ФД, СИД-Т)
(рис. 8.13, в), а также многоканальные оптоэлектронные приборы,
включающие по нескольку оптопар.

Для применения в гибридных микросхемах выпускаются бес-
корпусные оптопары (например, ЗОД201А-Е), а для передачи ло-
гических сигналов — полупроводниковые оптоэлектронные схемы
(например, К262КП1А-Б) с диодной оптопарой на входе и интег-
ральным усилителем. Возможны и другие сочетания оптопар в
микросхемах, например, тиристор и однопереходный транзистор
и т. д.

Достоинством оптоэлектронных устройств является большая
скорость передачи информации, отсутствие электрической связи
между входной и выходной цепями, высокая направленность пе-
редачи сигнала, возможность визуального контроля сигнала и счи-
тывания информации. Использование оптической связи в электри-
ческой цепи составило новое направление микроэлектроники —
оптоэлектроники.

Глава 9

ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

§ 9.1, Общие сведения об интегральных микросхемах

Надежность электронных устройств. Сложные электронные
устройства содержат 106—107 дискретных активных (транзисто-
ров, диодов, электронных ламп) и пассивных (резисторов, конден-
саторов, дросселей) элементов. Усложнение радиоэлектронной ап-
паратуры (РЭА) вызывает необходимость повышения надежности
элементов электронных схем и соединений между ними.

Надежность отдельных элементов и устройств в целом харак-
теризуют интенсивностью отказов К (ч-1):

X = Ди/(7УсрДО

где Ап — число элементов, отказавших в течение времени А/;

JVcp — среднее число элементов, безотказно проработавших в этом интервале

времени.

Интенсивность отказов устройства Ху увеличивается с увеличе-
нием числа элементов пэ и соединений пс, а также зависит от ин-
тенсивности их отказов Хэ и 2сс, т. е. Ху~П;,Хэ+псХ<;.

Если среднее время наработки на отказ устройств принять
Ту= 1 /Ху^ 103 ч, то интенсивность отказов должна быть Ху 10-3 ч-1.
Приняв Хэ=Хс, а среднее число соединений пс=2,25пэ, требуемая
интенсивность отказов элементов и соединений

Хэ = Хс = 3,1-10-4/пэ

Очевидно, для систем с Нэ=106 интенсивность отказов Хэ=Хс =
= 3,1 -10—10 ч-1, а среднее время наработки на отказ элемента
7Э= 1/Хэ~ 3,2-109 ч, что практически нереализуемо.
Для повышения надежности РЭА ее элементы эксплуатирова-
лись в облегченных режимах (при заниженных против номиналь-
ных токах и напряжениях), применялись сложные схемы резерви-
рования. Увеличить надежность аппаратуры можно путем значи-
тельного уменьшения числа комплектующих элементов и соедине-
ний за счет увеличения их функциональной сложности при одно-
временном повышении надежности работы. Эта задача решается
в основном использованием качественно новых принципов изготов-
ления электронной аппаратуры путем отказа от применения дис-
кретных компонентов электронной аппаратуры и комплектующих
изделий в виде интегральных схем (ИС).

Характеристика ИС. В интегральных схемах формирование
активных (транзисторы, диоды), пассивных (резисторы, конденса-
торы) и соединительных элементов происходит на поверхности или
в объеме полупроводникового монокристалла или на поверхности
диэлектрической подложки. Эти процессы изготовления элементов
схем и их соединений «проынтегрированы» (объединены) в едином
технологическом цикле в стенах одного предприятия. Каждая ИС
выполняет функции многих элементов при значительном сниже-
нии числа внутрисхемных соединений. Создание специальной тех-
нологии при изготовлении ИС, применение особо чистых мате-
риалов, использование минимального количества внутрисхемных
соединений, защищенных прочным покрытием позволили значи-
тельно повысить надежность РЭА и преодолеть противоречия
между возросшими требованиями к надежности электронных си-
стем и их усложнением.

Комплексное изготовление различных элементов интегральных
схем позволило сократить нерациональные технологические опе-
рации, резко уменьшить массу и объем электронных изделий, сни-
зить потребление ими электрической энергии и стоимость электрон-
ной аппаратуры.

Интегральная схема представляет собой микроэлектронное
изделие, способное выполнять определенную функцию преобразо-
вания и обработки сигнала (или накопления информации) и со-
держит не менее пяти нераздельно связанных и электрически сое-
диненных элементов и компонентов.

Под элементом интегральной микросхемы (ИМС) понимают
такую ее часть, которая выполняет функцию какого-либо электро-
радиоэлемента (резистора, конденсатора, диода, транзистора) и
составляет с кристаллом (подложкой) неразделенное изделие.

Компонент ИМС представляет ее часть, которая выполняет
функцию какого-либо радиоэлемента. Однако эта часть в началь-
ной стадии производства представляет собой самостоятельное
изделие, устанавливаемое в ИМС в процессе дальнейшего ее изго-
товления. Компонент в принципе может быть отделен от изготов-
ленной ИМС.

Под кристаллом ИМС понимают пластинку (обычно из моно-
кристаллического кремния), в объеме и на поверхности которой
сформированы элементы микросхемы, ьГежэлемснтные соединения
и контактные площадки.

Уровень интеграции. С точки зрения интеграции (объединения)
элементов основными параметрами ИМС являются плотность упа-
ковки и уровень (степень) интеграции. Плотность упаковки оцени-
вается числом элементов электронной схемы в 1 см3 объема ИМС.
Уровень интеграции ИМС определяется количеством входящих в
нее элементов.

В отечественной практике уровень интеграции принято харак-
теризовать коэффициентом Mi, равным десятичному логарифму от
числа элементов нэ, т. е. K.n=lgns- В соответствии со значением
этого коэффициента по числу элементов п3 различают ИМС первой
степени интеграции Mi=l (Нэ^Ю), второй /Си=2 (пэ от 11 до
100), третьей Ки=3 (пэ от 101 до 1000) и т. д. Их иногда обознача-
ют ИС 1, ИС2, ИСЗ.

В зарубежной практике оценку степени интеграции ведут по
числу вентилей на кристалле (малая степень интеграции МИС —
до 10 вентилей, средняя СИС — до 100 вентилей, большая БИС —
до 1000 вентилей, а при числе вентилей свыше 1000 получаем
сверхбольшую интегральную схему СБИС). В БИС улучшаются
показатели электромагнитной совместимости (вследствие умень-
шения длины соединений между ее элементами), снижается вос-
приимчивость схемных узлов к помехам из-за уменьшения уровня
емкостных и индуктивных (перекрестных) наводок.

§ 9.2. Классификация ИМС по методу изготовления

Основные направления развития микроэлектроники на совре-
менном этапе определяются технологией производства ИМС. По
конструктивно-технологическому признаку изготовления ИМС
можно разделить на монолитные и гибридные.

В монолитных ИМС все элементы выполняются на одной об-
щей (обычно кремниевой) подложке. Монолитные ИМС удовлет-
воряют требованиям массового производства с высокой степенью
интеграции. Их характеристики некритичны к разбросу парамет-
ров пассивных элементов, температурной нестабильности, влиянию
паразитных связей. Монолитные ИМС обладают высокой надеж-
ностью из-за пассивации элементов в процессе производства и
сравнительно малого числа сварных соединений, представляющих
одну из основных причин отказов ИМС.

Полупроводниковые ИМС. Монолитные ИМС, у которых все
элементы и межэлементные соединения выполнены в объеме и на
поверхности полупроводника, называют полупроводниковыми
(ПИМС) (рис. 9.1, цифрами обозначены соответствующие элек-
трической схеме токоотводы). В качестве основы используют
кремниевые монокристаллические пластины толщиной 0,25
0,4 мм.
Рис. 9.1. Монолитная (полупроводниковая) интегральная микросхема

Активные и пассивные элементы микросхемы (транзисторы,
диоды, конденсаторы, резисторы) избирательно формируют в од-
ном монокристалле, применяя планарную технологию, известную
из технологии дискретных полупроводниковых приборов. Межэле-
ментные соединения в микросхеме выполняются как в объеме, так
и на поверхности монокристалла полупроводника путем создания
инверсных слоев определенной конфигурации или методом вакуум-
ного напыления узких токопроводящих дорожек (алюминия, золо-
та) на оксидированную (т. е. электрически изолированную) по-
верхность кремния. В местах, где должен осуществляться контакт
дорожек с кремнием (в области эмигтера, базы, коллектора тран-
зистора и т. д.), имеются окна в пленке оксида. Для соединения
элементов микросхем'ы с ее выводами на проводящих дорожках
создаются расширенные контактные площадки. Методом напыле-
ния иногда изготовляют также резисторы и конденсаторы.

Изготовление ПИМС осуществляется групповым методом, при
котором на одной пластине 1 (рис. 9.2) одновременно формируют
большое число (^500) одинаковых функциональных структур
(наборов элементов и межэлементных соединений). Одновремен-
ной обработке подвергается до 20 пластин. Затем пластину раз-
резают на отдельные платы 2 (кристаллы), содержащие одну или
несколько функциональных структур, и закрепляют на основании
корпуса 3, соединяя тонкими проводниками контактные площадки
микросхемы с внешними токоотводами. Корпус 4 микросхемы гер-
метизируют, чем обеспечивается защита кристалла от воздействия
окружающей среды.

Рис. 9.2. Групповой метод изготовления ИМС:

а — пластина с элементами ИМС (два транзистора, диод, резистор); б—соединение эле-
ментов внутри. ИМС; виг — ИМС в корпусе
Рис. 9.3. Совмещенная ИМС

Плотность упаковки полупроводниковых ИМС до Ю4 эл/см3,
степень интеграции М^З, линейные размеры отдельных элемен-
тов около 2 мкм, а расстояние между элементами около 5 мкм.

Особенность ПИМС состоит в том, что все их элементы изго-
товляют одновременно в едином технологическом цикле, отдель-
ные операции которого (окисление, травление, диффузия, эпитак-
сия) выполняются в одной и той же среде. Их активные элементы
изготовляются в монокристалле полупроводника, вследствие чего
получаются хорошие электрические характеристики. Пассивные
элементы обладают рядом недостатков: ограничен диапазон их
номиналов, велик разброс параметров. Кроме того, полупроводни-
ковые резисторы и конденсаторы в виде р-и-переходов имеют су-
щественную температурную зависимость параметров, многочислен-
ны в них паразитные связи между элементами, значительны ем-
кости, отделяющие резисторы от полупроводниковой подложки.

Несмотря на указанные недостатки, ПИМС остаются одним
из наиболее перспективных направлений микроэлектроники, так
как позволяют получить малогабаритные, надежные, достаточно
сложные в функциональном отношении схемы при малой их стои-
мости.

Отмеченные выше недостатки ПИМС устранены в монолитных
ИМС, изготовленных несовмещенной технологии.

Совмещенные ИМС. Совмещенные ИМС представляют собой
монолитные ИМС с полупроводниковой подложкой, в кристалле
которой сформированы активные элементы, а на ее поверхностной
пленке диоксида кремния — тонкопленочные пассивные элементы.
Активные пленочные элементы уступают полупроводниковым, по-
этому в совмещенных монолитных схемах пленочную технологию
используют для изготовления лишь пассивных элементов (резис-
торов, конденсаторов) с большим диапазоном их номинальных зна-
чений и более высокой температурной стабильностью параметров.

Различают тонко- и толстопленочные ИМС. Тонкопленочные
схемы изготовляют методами напыления в вакууме или анодного
окисления токопроводящих, резистивных и диэлектрических пле-
нок толщиной до 1 мкм. В толстопле'ночных схемах токопроводя-
щие, резистивные и диэлектрические слои толщиной 1—25 мкм на-
носят методами трафаретной печати или литографии.

На рис. 9.3 приведена структура и принципиальная электриче-
ская схема совмещенной ИМС. Транзистор изготовлен в полупро-
водниковой пластине, а резистор и конденсатор получены вакуум-
ным напылением.

ИМС, изготовленные по совмещенной технологии, сочетают вы-
сокую степень интеграции монолитных ИМС с хорошими электри-
ческими параметрами. Однако эти достоинства совмещенных ИМС
достигаются за счет увеличения числа технологических операций
и их усложнения, что удорожает изделия. Совмещенные ИМС в
основном выпускают для микроваттного диапазона, где требуются
большие номиналы сопротивлений в сочетании с малыми разме-
рами и малыми температурными коэффициентами элементов. Ме-
нее трудоемки и просты в изготовлении гибридные ИМС.

Гибридные микросхемы. Гибридные интегральные микросхемы
(ГИМС) представляют собой сочетание монолитных полупровод-
никовых и пленочных схем с дискретными элементами и компо-
нентами. Монолитная часть ГИМС обычно содержит пассивные
элементы, а дискретными компонентами служат активные эле-
менты. В наиболее широко распространенном варианте ГИМС на
изолирующей подложке изготовлены пленочные резисторы, ин-
дуктивности, контактные площадки, на которые напаивают дис-
кретные активные элементы — бескорпусные транзисторы, диоды
со специальным влагостойким покрытием. В качестве примера на
рис. 9.4 приведена структура и принципиальная электрическая
схема ГИМС.

ГИМС позволяют использовать преимущества пленочной тех-
нологии в сочетании с полупроводниковой. Резисторы и конденса-
торы, полученные методами пленочной технологии, обладают вы-
сокой точностью параметров, малой их температурной зависи-
мостью и при небольших размерах элементов могут иметь боль-
шие номиналы. Отсутствие общей подложки, являющейся базовой
пластиной для формирования всех элементов, ослабляет паразит-
ные связи элементов и компонентов.

В ГИМС меньше плотность компоновки элементов (до
150 эл/см3) и степень интеграции, что вызывает увеличение их
размеров и массы. По сравнению с монолитными схемами ГИМС
обладают меньшей надежностью (из-за большого числа сварных
соединений) и более высокой стоимостью. Гибридные микросхемы
наиболее перспективны для устройств с относительно небольшим
числом активных элементов.

Рис. 9.4. Гибридная ИМС
Важной технологической задачей производства ИМС является
электрическая изоляция отдельных элементов, формируемых на
общей подложке или пластине.

§ 9.3. Методы изоляции элементов ИМС

В одном кристалле полупроводниковой ИМС различными ме-
тодами (диффузии, эпитаксии, вакуумного напыления, ионной
имплантации, фотолитографии и др.) сформированы соединенные
между собой активные и пассивные элементы. Между ними суще-
ствуют нежелательные паразитные емкостные, индуктивные, рези-
стивные связи. Важной задачей при конструировании ИС является
обеспечение изоляции элементов, исключающей нежелательные
связи между ними. Изоляцию элементов и областей ИМС осуще-
ствляют с помощью обратно смещенных р-п-переходов и диэлект-
риков. Изолирующие р-п-переходы формируют преимущественно
методом диффузии.

Изоляция электронно-дырочным переходом. При таком способе
изоляции для каждого элемента в кристалле формируется своя
локальная область («островок»), окруженная электронно-дыроч-
ным переходом. При работе микросхемы на р-п-переход подается
обратное смещение. В настоящее время разработано свыше десяти
способов создания изолирующих р-п-переходов (планарно-эпитак-
сиальный с разделительной диффузией, позитивный, изопланар-
ный, эпипланарный и др.).

Рассмотрим формирование изолирующих переходов наиболее
распространенным планарно-эпитаксиальным методом с раздели-
тельной диффузией (рис. 9.5,а). Сначала на пластине кремния
p-типа выращивают эпитаксиальный слой с электропроводностью,
противоположной объему полупроводника (в варианте п-типа).
По всей площади пластины кремния создается эпитаксиальный
р-п-переход. Затем (в процессе ряда этапов планарной техноло-

Рис. 9.6. Структура п-р-п-транзистора
со стандартной разделительной диффу-
зией

Рис. 9.5. Формирование островков
n-типа в подложке p-типа планар-
но-эпитаксиальным методом с раз-
делительной диффузией
гии) оксидируют поверхность эпитаксиальной пленки, наносят фо-
торезист, засвечивают его через фотошаблон, вскрывают окна в
диоксиде кремния, производят локальную диффузию акцепторов
через эпитаксиальный слой до подложки. В полученных локальных
областях («островках» на рис. 9.5, б) с «-электропроводностью в
дальнейшем формируют структуры транзисторов, диодов.

Изоляция методом разделительной диффузии позволяет улуч-
шить характеристики и параметры транзисторов. Для этого перед
выращиванием эпитаксиального слоя проводят методом планарной
технологии дополнительную диффузию донорной примеси, созда-
вая скрытые легированные слои (п+-слои). При этом под коллек-
тором будущего транзистора появляется хорошо проводящая об-
ласть и улучшаются его характеристики.

В структуре п-р-п транзистора со скрытым «+-слоем коллектора
(рис. 9.6) изоляция р-п-переходов между транзистором и другими
элементами схемы обеспечивается созданием коллектора на под-
ложке p-типа и охватом изолирующего транзистора разделитель-
ным диффузионным слоем р-типа.

Исходная подложка кремния p-типа подвергается оксидирова-
нию,. в диоксиде кремния с помощью фотолитографии создают
окна, размеры которых несколько больше размеров коллекторных
переходов. В окна проводят диффузию примесей (мышьяка или
сурьмы), создающих высокую концентрацию носителей заряда и
обладающих низким коэффициентом диффузии в кремнии. При
этом образуются «+-области будущих скрытых слоев. Они распо-
лагаются под коллекторами транзисторов и шунтируют высокое
сопротивление коллекторного слоя, вследствие чего снижается
объемное сопротивление коллекторов.

В дальнейшем технологическом цикле удаляют диоксид со всей
поверхности пластины и наращивают эпитаксиальный слой «-элек-
тропроводности. толщиной 15—20 мкм. В этом слое затем форми-
руют все активные и пассивные элементы ИМС. На последующем
этапе на эпитаксиальном слое выращивают пленку диоксида крем-
ния, вскрывают в ней окна, ограничивающие локальные области
ИС, которые должны быть изолированы друг от друга. В получен-
ные окна проводят Диффузию бора на глубину 20—25 мкм, чтобы
образовавшийся за счет диффузии р+-слой сомкнулся с p-подлож-
кой и изолировал структуру транзистора и другие области схемы.
Возникший изолирующий р-п-переход включает три участка: р+-п\
р-п; р-п+ с различными напряжениями пробоя. Минимальное на-
пряжение пробоя в схеме должно превышать максимальное напря-
жение смещения в ИМС. При последующих операциях формирует-
ся p-база, р-резистор, п+-эмиттер и «+-контакт к коллектору. Весь
процесс создания изоляции включает шесть операций фотолито-
графии.

Для улучшения параметров транзисторов в ИМС технологию
рассмотренного стандартного метода изоляции совершенствуют.
Достигается это путем уменьшения толщины как эпитаксиального
слоя, так и последующих диффузионных' слоев. При этом возрас-
тает плотность упаковки элементов БИМС.

Изоляция с помощью коллекторной разделительной диффузии
позволяет уменьшить площади изолирующих областей по сравне-
нию со стандартным методом изоляции. Для завершения изоляции
вместо разделительной диффузии используют диффузию коллек-
торных контактных областей, что экономит площадь кристалла
и уменьшает (до 5) число операций фотолитографии.

Недостатком рассмотренных методов изоляции с помощью
р-п-перехода является наличие тока утечки и емкости р-п-перехо-
да. Кроме этого, необходима коммутация схемы таким образом,
чтобы изолирующий р-п-переход всегда находился под обратным
смещением. От этого недостатка свободны ИС с диэлектрической
изоляцией элементов.

Диэлектрическая изоляция. Замена изолирующего р-и-перехода
диэлектриком улучшает радиационную стойкость схем, повышает
напряжение пробоя, снижает паразитную емкость, вследствие чего
повышается быстродействие ИС. Метод диэлектрической изоляции
также имеет несколько вариантов. Однако все способы изоляции
диэлектриком состоят в том, что отдельные локальные области
полупроводникового материала разделяются слоем создаваемого
различными способами диэлектрика.

Изоляция диоксидом кремния (эпик-процесс) получила широ-
кое распространение. Исходной структурой служит пластина мо-
нокристаллического кремния 3 с электропроводностью n-типа с
удельным сопротивлением 0,25 Ом-см (рис. 9.7, о). На «-пласти-
не выращен эпитаксиальный л+-слой 2. Его оксидируют, затем с
помощью фотолитографии в нем устраивают окна 1 требуемой
конфигурации. В окнах кремний вытравливают на глубину 20—।
30 мкм. Ширина разделительных канавок создается примерно
50—80 мкм. На поверхности эпитаксиального слоя и вытравленных

Рис. 9.8. Позитивный метод изоляции

Рис. 9.7. Эпик-процесс
канавок (методом термического или пиролитического оксидиро-
вания) создают изолирующий слой диоксида кремния 4 (рис. 9.7,6)
толщиной около 1 мкм. Затем пластину помещают в эпитаксиаль-
ный реактор, где вся ее поверхность покрывается слоем поли-
кристаллического кремния 5 толщиной 200—250 мкм. Пластину
шлифуют с двух сторон. Со стороны монокристалла n-типа пла-
стину шлифуют до обнажения заполненных поликремнием кана-
вок 1. Поверхность полируют и оксидируют. В результате полу-
чают подложку структуры (рис. 9.7, в), состоящую из поликристал-
лического кремния, в котором заключены отдельные участки 6 мо-
нокристаллического кремния n-типа, изолированные от поликри-
сталлического кремния 5 пленкой диоксида кремния 4.

При рассмотренном способе изоляции элементов толщина слоя
не может быть меньше 5—7 мкм, что допустимо для многих ИС,
но неприемлемо для транзисторов малых размеров. У них при
большой толщине n-слоя значительно возрастает сопротивление
насыщению при легировании областей, поэтому используют дру-
гие методы диэлектрической изоляции.

Позитивный метод изоляции позволяет получить n-слой с за-
данной толщиной и высокой однородностью. Исходной структурой
служит отполированная и оксидированная пластина 1 кремния
п+-типа (рис. 9.8, а). После оксидирования (слой 2) наращивают
поликртгсталлический кремний 3. Затем в процессе шлифовки, по-
лировки и травления толщину п+-слоя доводят до 8—10 мкм и на-
ращивают на нем эпитаксиальный слой 4 (рис. 9.8, б) требуемой
толщины и удельного сопротивления. Этот слой 4 оксидируют
(слой 5) и вытравливают разделительные канавки 6 до первона-
чальной пленки 2 (см. рис. 9.8, а) диоксида на границе раздела
между монокристаллическим 1 и поликристаллическим 3 кремни-
ем. Стенки канавок окисляются (слой 7, рис. 9.8, в); вся поверх-
ность покрывается слоем 8 поликристаллического кремния, запол-
няющего’ канавки на полную глубину. Пластину полируют и уда-
ляют поликристаллический кремний (слой 8) до обнажения ди-
оксида 5 и завершают процесс окисления. При таком способе
рабочая область пластин формируется эпитаксиальным наращи-
ванием, их поверхность сразу защищается от повреждений диок-
сидом и улучшаются характеристики ИС.

Интегральные схемы, изготовленные с применением эпик-про-
цесса и его модификаций, могут работать на частотах до 250 МГц
из-за увеличения тангенса угла диэлектрических потерь в поли-
кристаллическом кремнии. Для снижения потерь изоляцию с по-
мощью поликристаллического кремния заменяют материалами
(стекло, ситалл, керамика) с температурным коэффициентом рас-
ширения, близким к кремниевой подложке, с более высокой элек-
трической прочностью, меньшими диэлектрическими потерями, что
позволяет повысить до нескольких гигагерц рабочую частоту ИС.

Комбинированные методы изоляции. Данные методы использу-
ют преимущества методов изоляции р-п-переходом и диэлектри-
ком. к ним относят изо-, эпи- и полипланарный методы.
Рис. 9.9. Изопланарная и эпипланарная изоляция

Изопланарный метод основан на использовании в качестве изо-
ляции термически выращенного диоксида кремния. При этом
методе после формирования в кремниевой подложке 1 (рис. 9.9, а)
скрытых коллекторных областей 2 п+-типа на поверхности пласти-
ны. выращивают тонкий эпитаксиальный слой 3 n-типа (при изго-
товлении транзисторов с двойной диффузией) или p-типа (при
изготовлении транзисторов с эпитаксиальной базой). Затем на
полученном эпитаксиальном слое формируется маска из нитрида
кремния и проводится оксидирование кремния (для образования
изолирующих областей на тех участках, где в нитрате кремния
были вскрыты окна 4). При последующей операции нитрид уда-
ляют, наносят пленку 5 диоксида кремния и формируют элементы
схемы.

По этой технологии благодаря тонким базовым и небольшим
по площади1 (ограниченным оксидным слоем) коллекторным об-
ластям можно получить малогабаритные транзисторы и высокую
плотность элементов в ИС с улучшенными характеристиками.

Эпипланарный процесс изоляции основан на локальном селек-
тивном эпитаксиальном наращивании кремния через окна диэлек-
трика (диоксида кремния), сформированного на кремниевой под-
ложке со скрытым п+-слоем (рис. 9.9,6). В полученном эпитак-
сиальном слое толщиной до 2 мкм формируют активные и пассив-
ные элементы ИС с меньшими паразитными связями. Метод от-
личается сложностью процесса селективной локальной эпитаксии.

Полипланарный метод характеризуется вертикальным анизат-
ропным травле'нием разделительных канавок в монокристалле
кремния. Площадь разделительных канавок, необходимых для
изоляции элементов, уменьшается и увеличивается плотность эле-
ментов ИС.

Рассмотренные методы изоляции элементов не являются уни-
версальными и выбираются с учетом функционального назначения
ИС и уровня освоения технологических процессов предприятиями.

§ 9.4. Активные элементы интегральных схем

В качестве активных элементов ИМС используют транзистор-
ные структуры, сформированные в монокристаллических пласти-
нах кремния методами планарно-эпитаксиальной технологии.
Si Подложка

9.10. Схема изготовления ИМС
с изолирующим р-п-переходом

1ранзисторы стали основными
элементами ИМС, так как зани-
мают меньшую площадь и наибо-
лее экономичны в изготовлении
по сравнению с пассивными
элементами. Транзисторы ИМС
могут отличаться по структуре и
принципу действия.

Биполярные транзисторы ИМС.
В современных ИМС биполяр-
ный транзистор является наибо-
лее распространенным активным
элементом. Структура интеграль-
ного транзистора отличается от
структуры дискретного транзи-
стора изоляцией от подложки,
способом токоотвода от коллек-
торной области, обычно осущест-
вляемой в ИМС' на верхней по-
верхности кристалла.

ИМС используют структуры
с изоляцией элементов р-п-
переходом и диэлектрической
пленкой.

Транзисторные структуры с изоли-
рующим р-н-переходом формируются' на
полупроводниковой подложке из моно-
кристаллического кремния, например
p-типа с удельным сопротивлением
10 Ом-см. На рис 9.10 показана схема
основных этапов технологического про-
цесса изготовления транзисторной струк-
туры с изолирующим переходом. Пер-
вая операция — оксидирование подлож-
ки 1 и образование слоя 2; затем с по-
мощью фотолитографии — вытравление
окон под диффузию, формирующую
скрытый коллекторный п+-слой 3 с ма-
лым объемным сопротивлением. После
формирования коллектора со всей по-
верхности пластины удаляется SiO2 и
проводится эпитаксиальное наращива-
ние высокоомного слоя 4 кремния «-ти-
па. Эпитаксиальный слой 4 выполняет
роль коллекторного перехода, дает воз-
можность формировать базу с большим
перепадом концентрации примесей,
благодаря чему возрастает напряжен-
ность встроенного электрического поля.

При следующем этапе производства
пластину вновь оксидируют и с по-
мощью фотолитографии проводят глу-
бокую диффузию акцепторных приме-
сей для формирования изолирующих
р-я-переходов. Изолирующий р+-слой 5 .проникает через эпитаксиальную плен-
ку 4 до подложки 1.

Для создания базовой области 6 в изолированную «-область через окна, по-
лученные с помощью фотолитографии, проводится диффузия акцепторной приме-
си с проводимостью Д-типа. В качестве акцепторной примеси используют бор.
Поверхностная концентрация примеси в базе составляет 1017—1018 см-8. Затем
диффузией донорных примесей (через соответствующие окна) создают эмиттер-
ные области транзисторов. Донорной примесью чаще служит фосфор, позволя-
ющий получить низкоомный я+-слой 7. Концентрация фосфора составляет 1019—
10го см-3.

После формирования рабочих областей с помощью фотолитографии вытрав-
ливают окна 8 под контакты и проводят напыление в вакууме алюминиевой плен-
ки на всю поверхность пластины. С участков, где алюминий не нужен, его удаля-
ют с помощью последующей фотолитографии.

В настоящее время созданы и другие более совершенные ме-
тоды изоляции (коллекторной, базовой и тройной диффузии), поз-
воляющие создавать ИМС с повышенной плотностью элементов.
При этих методах сокращено число операций, увеличен процент
выхода годных ИМС, снижена их стоимость.

Широко применяется формирование транзисторных структур
с диэлектрической изоляцией (с использованием изоляционных
каналов, изюпланарного способа и анизотропного травления).

Биполярный транзистор с диодом Шоттки. Биполярные транзи-
сторы в ИМС нередко используются в качестве переключающих
элементов. При этом они работают в активном режиме и режимах
насыщения и отсечки. В режиме насыщения происходит накопле-
ние неосновных носителей заряда в базе и коллекторной области,
а при переводе транзистора в режим отсечки или- выключенное
состояние происходит их рассасывание. Инерционность процессов
накопления и рассасывания определяет скорость срабатывания
транзистора и схемы. Для»ускорения процесса рассасывания не-
основных носителей заряда ограничивают их накопление. Для
этой цели шунтируют коллекторный переход транзистора диодом
Шоттки, имеющим p-fi-переход между металлом и полупроводни-
ком.

На рис. 9.11 приведена структура и эквивалентная схема тран-
зистора с диодом Шоттки. Контакт алюминиевого электрода с
p-областью базы является невыпрямляющим, а контакт алюминия
с высокоомной «-областью коллектора (диод Шоттки) —выпрям-
ляющим. За счет неравенства работы выхода электронов из алю-
миния и кремния с электропроводностью n-типа на границе их
раздела для электронов возникает потенциальный барьер высотой
около 0,6 эВ. Это несколько меньше высоты потенциального барь-
ера ^-«-перехода коллектора.

В этих условиях при прямом смещении коллекторного перехо-
да, а следовательно, и при прямом смещении диода Шоттки (кон-
такт алюминий — кремний «-типа) основная часть прямого тока
коллектора будет проходить через диод. Во-первых, электроны из
«-области коллектора будут проходить в металл, и инжекции ды-
рок в «-область коллектора не будет, следовательно, не будет
накопления неосновных носителей заряда в высокоомной области
коллектора. Во-вторых, из-за меньшей высоты потенциального
барьера на диоде Шоттки в режиме насыщения будет меньше на-
копление неосновных носителей заряда в базе транзистора, следо-
вательно, меньше время рассасывания и больше скорость пере-
ключения.

Изготовление интегрального транзистора с диодом Шоттки не
требует дополнительных технологических операций. Достаточно
сменить фотошаблон при фотолитографии.

Униполярные транзисторы ИМС. В ИМС применяются унипо-
лярные транзисторы с управляющим р-«-пере'ходом и изолирован-
ным затвором (МДП-транзисторы).

Транзистор с управляющим ^-«-переходом (рис. 9.12) пред-
ставляет собой прибор, в котором управляющая область — затвор
образует ^-«-переход с областью канала. Такие ^-«-переходы фор-
мируют технологическими способами, используемыми при изготов-
лении ИМС на биполярных транзисторах.

ИМС на МДП-транзисторах также изготовляют по планарной
технологии с применением методов, аналогичных изготовлению
ИМС на биполярных транзисторах с изоляцией элементов от под-
ложки с помощью изолирующих ^-«-переходов.

Сложной технологической проблемой при изготовлении ИМС
на МДП-транзисторах является недостаточная толщина слоя окси-

да под затвором, точность процесса совмещения металлизации
затвора с областью канала и предотвращение перекрытия затво-
ром областей стока и истока, уменьшение длины канала, что поз-
воляет увеличить быстродействие транзистора. Малая толщина
слоя оксида под металлизацией при высоких потенциалах на ши-

ЗатВор-дифФузионный. слой. уцр

Исток г

ши

Подложка Si

Зщипаксиальный Изолирующий
слой слой.

Рис. 9.12. Униполярный транзистор с
управляющим р-п-переходом

нах разводки может привести к
образованию паразитных МДП-
транзисторов (за счет образова-
ния паразитных p-каналов), уве-
личению токов утечки, способ-
ствовать замыканию разводки на
подложку и порче транзистора.

Эти недостатки устраняются
при изготовлении МДП-транзи-
сторов по самосовмещенной тол-
стоокисной (ССТО) технологии
По этой технологии после выра-
Рис. 9.13. Схема формирования МДП-транзистора со ССТО технологии
щивания толстого оксида 1 (до 1,5 мкм) вытравливают окно 2
(рис. 9.13) для покрытия тонким оксидом 3 толщиной до 0,2 мкм.
Затем вся пластина покрывается слоем 4 материала затвора
(А1, Мо, Сг или поликристаллического кремния). С помощью фо-
толитографии оставляют слой металла 5 только над областью
затвора. Затем методом диффузии или ионного легирования со-
здают области стока 6 и истока 7. Электрод затвора при этом
служит маской, что позволяет уменьшить емкости (в особенности
затвор — исток) транзистора и повысить его быстродействие.

В последнее время в отличие от обычной технологии при изго-
товлении ИМС на биполярных и МДП-транзисторах применяется
маскировка нитридом кремния Si3N4. При ней на поверхности
монокристалла кремния вместо SiO2 осаждают слой Si3N4. Затем
в этом слое вытравляют окна для диффузии истоковой и стоковой
областей. После формирования стока и истока Si3N4 удаляют
травлением, оставляя его только в области последующего распо-
ложения затворного оксида. На следующем этапе производства
методом термического оксидирования выращивают толстый слой
оксида. Слой нитрида защищает от термического окисления лежа-
щий под ним слой кремния, поэтому толстые пленки образуются
лишь на протравленных участках. Затем нитрид полностью уда-
ляют и выращивают затворный оксид, формируют контактные
окна и наносят металл контактов затвора, истока, стока и меж-
элементных соединений. При этой технологии автоматически про-
исходит самосовмещение затвора и снижается перекрытие им об-
ластей стока и истока, благодаря чему уменьшается емкость
затвор — исток и повышается предельная частота ИМС.

Униполярные транзисторы с .каналами n-типа по сравнению с
транзисторами с каналами p-типа обладают большим быстродей-
ствием (подвижность электронов больше, чем подвижность ды-
рок), меньшим значением порогового напряжения (1—5- В), Это
позволяет применять низковольтные источники питания и увели-
чивать плотность размещения элементов, обеспечивать хорошую
совместимость с ИМС на биполярных транзисторах. Основная
причина, препятствующая созданию ИМС на МДП-транзисторах
с «.-«каналом,— это возникновение паразитных связей, являющих-
ся главным источником отказов «-канальных ИМС.

В связи с разработкой БИС на МДП-структурах в технологию
ИМС на МДП-транзисторах введено ряд усовершенствований:
модифицирован диэлектрик под затвором (SiO2, заменен двойным
слоем SiO2—SisN4); заменен материал затвора (используется мо-
либден или поликристаллический кремний, обеспечивающие луч-
шее самосовмещение и более плотное размещение элементов),
уменьшены размеры МДП-структур, что повысило быстродейст-
вие схем, увеличило плотность упаковки элементов при меньшей
рассеиваемой мощности и стоимости их изготовления.

Комплементарные структуры биполярных и МДП-транзисторов.
Комплементарные структуры представляют собой пары р-п-р и
п-р-п транзисторов или МДП-транзисторов с п- и p-каналами на
одном кристалле.

Комплементарные структуры изготовляют на одной подложке
в отдельных, изолированных от подложки (р-п-переходом или
диэлектрической пленкой) областях. Комплементарные биполяр-
ные транзисторы формируют в виде горизонтальной и вертикаль-
ной структур. В транзисторах с горизонтальной структурой
(рис. 9.14, а) эмиттер, база и коллектор расположены в одной го-
ризонтальной плоскости, поэтому инжектированные в базу не-
основные носители перемещаются параллельно поверхности кри-
сталла. Их именуют торцовыми, или литеральными транзистора-
ми. В вертикальных структурах (рис. 9.14,6) база располагается
под эмиттером, а инжектированные неосновные носители переме-
щаются перпендикулярно поверхности кристалла.

Подобным способом формируют комплементарные МДП-тран-
зисторы с различным типом проводимости канала. Возможно так-
же изготовление комплементарных структур на подложках раз-
ного типа проводимости с последующим соединением их между
собой.

Применение комплементарных структур позволяет улучшить
характеристики ИМС, увеличить плотность размещения элемен-
тов, уменьшить токи утечки и потребляемую мощность, облегчить
соединение и согласование отдельных элементов. Перспективны
монолитные ИМС, на одном кристалле которых получены комп-
лементарные структуры биполярных и МДП-транзисторов.

Рис. 9.14. Комплементарные транзисторы
Рис. 9.15. Варианты использования р-п-переходов транзисторной структуры в ка-
честве диода

Диоды ИМС. В зависимости от назначения ИМС к электриче-
ским характеристикам диодов предъявляются разные требования.
Например, для уменьшения рассеиваемой на диоде мощности же-
лательны диоды с малым напряжением отпирания'. Для повыше-
ния помехоустойчивости в схемах предпочтительны диоды с отно-
сительно большим напряжением отпирания. Различны требования
к инерционности диодов. В импульсных устройствах применяются
диоды с малым временем рассасывания, а в ряде других устройств
оно может быть большим.

Подобные задачи наиболее экономично можно решить, приме-
няя в качестве диодов в ИМС транзисторные структуры в диодном
включении. В зависимости от назначения применяют различные
способы включения р-п-переходов.

На рис. 9.15, а показано использование эмиттерного перехода,
а коллекторный короткозамкнут. При таком включении достигает-
ся наибольшее быстродействие, так как накопление носителей за-
ряда может происходить лишь в базовой области с очень малой
ее толщиной. Накопление носителей заряда в коллекторной об-
ласти исключается шунтированием коллекторного перехода. На
рис. 9.15,6 также включен эмиттерный переход, а коллекторная
цепь разомкнута, вследствие чего быстродействие снижается.

В следующем варианте включения (рис. 9.15, б) задействован
коллекторный переход. Эмиттерной области при этом может не
быть вообще, а если она сформирована, то цепь эмиттера остает-
ся разомкнутой. Использование коллекторного перехода в качест-
ве диода повышает его пробивное напряжение (так как коллек-
торная область обладает большим сопротивлением) и увеличивает
его прямой ток (вследствие относительно большой площади кол-
лекторного перехода).

Если соединить между собой эмиттерную и коллекторную об-
ласти (рис. 9.15, г), т. е. включить параллельно переходы, то до-
пустимый прямой ток еще возрастает. Вместе с этим возрастает
суммарная барьерная емкость. В заключительном варианте
(рис. 9.15, д) включен коллекторный переход, а эмиттерный ко-
роткозамкнут.

Одновременно с активными элементами ИМС создают пассив-
ные — резисторы, конденсаторы.

§ 9.5. Пассивные элементы микросхем

В интегральных микросхемах используют диффузионные пас-
сивные элементы, элементы на основе МДП-структур и пленочные.

Диффузионные резисторы. В монолитных ИМС преимуществен-
но применяются диффузионные резисторы, формируемые одно-
временно с транзисторами в едином технологическом процессе и
представляющие собой резистивные слои, которые создаются ме-
тодом локальной (через маску) диффузии примеси в подложку
или эпитаксии на ее поверхности. Изоляция резистивных полосок
от подложки ИМС осуществляется обратно смещенным р-п-пере-
ходом.

Для создания диффузионных резисторов используют одну из
областей транзисторной структуры: эмиттер, базу, коллектор.
Эмиттерная область (рис. 9.16, а) обладает наибольшей концент-
рацией примесей, наименьшим удельным сопротивлением слоя,
поэтому пригодна для формирования диффузионных резисторов с
малым сопротивлением (около 10 Ом). Из-за большой концентра-
ции примесей ТКС таких резисторов мал (около 0,01 % /°C).

Коллекторная область содержит минимальную концентрацию
примесей, поэтому пригодна для формирования диффузионных
резисторов с большим сопротивлением (рис. 9.16,6), но относи-
тельно большим ТКС. Наиболее пригодна для формирования диф-
фузионных резисторов базовая область транзисторной структуры.
В ней можно существенно уменьшить площадь, занимаемую рези-
стором с сопротивлением до 50 к!Ом, и получить приемлемый
ТКС = 0,14-0,3 %/°C (меньший, чем у резисторов, сформированных
в коллекторной области).

Рис. 9.16. Диффузионные резисторы в эмиттерном и базовом слоях
Диапазон номинальных значений сопротивления диффузионных
резисторов ограничен сверху. Сопротивление резистора длиной lt
сечением жД и удельным сопротивлением р:

R= ^l/wk =

где w и Л — соответственно ширина и толщина пленки;

р8=р/Д — поверхностное сопротивление, Ом/П.

У квадрата l—w, поэтому 7? = ps. Это значит, что сопротивление
не зависит от размера стороны квадрата и равно поверхностному
сопротивлению.

Сопротивление резистора зависит от его формы. Если длина
резистора в 10 раз больше ширины, то это равноценно тому, что
резистор выполнен из 10 последовательно соединенных квадратов;
его сопротивление в 10 раз больше поверхностного сопротивления.
Это значит, что один и тот же номинал сопротивления можно по-
лучить при различных значениях I и w, если //оу = const.

У диффузионных резисторов велики отклонения сопротивления
от номинала (7?^20%), так как трудно выдержать необходимую
поверхностную концентрацию примесей 'и глубину диффузии носи-
телей заряда. ТКС у них зависит от концентрации примесей.

Допустимая мощность рассеяния ограничена небольшими раз-
мерами резистивной диффузионной полоски и 'зависит от ТКС,
так как нагрев резистора проходящим током вызывает изменение
сопротивления и приводит к нелинейности вольт амперной харак-
теристики. Максимальное падение напряжения на резисторе не
может быть больше напряжения смещения изолирующего р-п-пе-
рехода, которое в свою очередь не может превышать его пробив-
ного напряжения. Наиболее употребительные диффузионные рези-
сторы обладают следующими параметрами: ps=100±-400 Ом/П,
номинальное сопротивление 100 Ом — 50 кОм; разброс номинала
от ±3 до ±20%; ТКС— (50—5000) 10-6K_1. Недостатками диф-
фузионных резисторов являются свойственный им большой ТКС
и сильная зависимость их проводимости от частоты.

Диффузионный резистор представляет собой распределенную
ДС-цепочку. Резистивный слой у него связан с окружающими об-
ластями распределенными паразитными барьерами емкостями
изолирующих р-п-переходов или диэлектрической пленки, поэтому
проводимость резисторов растет с увеличением частоты. При изо-
ляции диффузионных резисторов р-п-переходом возле них обра-
зуются паразитные транзисторы. Эмиттером такого транзистора
становится диффузионный резистивный слой, базой — коллектор-
ная область исходной транзисторной структуры, коллектором—
подложка интегральной схемы (см. рис. 9.16). Паразитные тран-
зисторы увеличивают токи утечки в подложку. При этом снижает-
ся сопротивление высокоомных диффузионных резисторов (из-за
модуляции проводимости полупроводника), что заставляет огра-
ничивать ток через резистивный слой.
Несмотря на отмеченные недостатки, диффузионные резисторы
широко используются в ИМС, так как их формирование не тре-
бует дополнительных технологических операций.

Резисторы на основе МДП-структур. Структуры МДП исполь-
зуются в качестве резисторов в виде нагрузочного элемента и ли-
нейного сопротивления. Сопротивление нагрузочного резистора
зависит от смещения на затворе и разности потенциалов между
истоком и подложкой, представляющей собой нижний затвор
МДП-структуры. С изменением потенциала истока происходит
модуляция проводимости канала под действием нижнего затвора
и изменение сопротивления нагрузочного резистора.

Диффузионные конденсаторы на р-п-переходах (рис. 9.17, а).
В монолитных ИМС диффузионные конденсаторы образуются об-
ратно смещенными переходами. Емкость их определяется барьер-
ной емкостью р-п-перехода и зависит от площади перехода, ха-
рактера распределения и концентрации примеси, полярности и
значения приложенного смещения.

Диффузионные конденсаторы формируют в едином технологи-
ческом цикле одновременно с изготовлением транзисторов'и диф-
фузионных резисторов. Обычно нижней обкладкой конденсатора
служит эпитаксиальный слой, а верхнюю формируют при базовой
диффузии. В эпитаксиальном- слое образуется р-п-переход. На
величину емкости диффузионных конденсаторов влияют паразит-
ные емкости схем, например, емкость между подложкой и эпитак-
сиальным слоем, представляющая собой барьерную (зарядную)
емкость изолирующего р-п-перехода.

При использовании конденсаторов для связи каскадов необхо-
димо учитывать шунтирующие паразитные емкости. Когда конден-
саторы применяют для шунтирования элементов схем, паразитные
емкости оказываются включенными параллельно с полезными ем-
костями.

Диффузионные конденсаторы на основе р-п-переходов облада-
ют следующими параметрами: напряжение пробоя до 70 В, удель-
ная емкость до 2,5-105 пФ/см2, отклонения номинала 10—30%,
ТКЕ около 200-10“®/К.

Диффузионные МОП-конденсаторы (рис. 9.17,6). Конденсаторы
на МОП-структуре создаются непосредственно на полупроводни-
ковой пластине с использованием тонкой пленки термически вы-
ращенного диоксида кремния в качестве диэлектрика. Электрода-

Рис. 9.17. Диффузионные конденсаторы на р-я-переходе и МОП-структуре
Рис. 9.18. Линейная и зигзагообразная конфигурация резистора и структура тон-
копленочного конденсатора

ми служат диффузионный слой или подложка с малым удельным
сопротивлением и тонкая пленка алюминия. Паразитная емкость
на подложку в таком конденсаторе может быть уменьшена пода-
чей обратного смещения на изолирующий р-н-переход.

Диффузионные МОП-конденсаторы имеют следующие пара-
метры: напряжение пробоя до 50 В, удельная емкость до
100 пФ/мм2, диапазон номинальных емкостей 300—1000 пФ, ТКЕ
до 300-10~6/К. Конденсаторы на МОП-структурах обладают вы-
сокой стабильностью емкости, слабо зависящей от напряжения.
Основной недостаток — большая паразитная емкость относительно
подложки.

Пленочные элементы ИМС. В совмещенных и гибридных ИМС
широко применяют пассивные элементы (резисторы, конденсато-
ры, индуктивные элементы и распределенные 7?С-структуры), вы-
полненные по пленочной технологии. 'Их получают путем напыле-
ния многослойных (резистивных, проводящих и изолирующих) пле-
нок на поверхности подложки.

В гибридных ИМС подложкой служат силикатные стекла и их
модификации. На такой керамической подложке одновременно
формируют микросхемы и пленочные пассивные элементы. В сов-
мещенных ИМС подложкой служит кремниевый кристалл, поверх-
ность которого покрывается оксидным слоем, пассивирующим
активные элементы.

Тонкопленочные резисторы формируют в виде резистивных
пленок, которым придают вид полосок различной (линейной, зиг-
загообразной, рис. 9.18,о) конфигурации, ограниченных по концам
контактными площадками. Толщина пленки, наносимой вакуум-
ным испарением на подложку, составляет около 0,1 мкм. Пленки
тугоплавких металлов обладают более стабильными характери-
стиками, поэтому могут быть более тонкими. Для получения .боль-
ших номиналов тонкопленочных резисторов используют сплавы
(нихрома, МЛТ, азотистый тантал, смесь хрома и монооксида
кремния, диоксид олова), сопротивление которых во много раз
больше сопротивления чистых металлов. Эти материалы позволя-
ют получать поверхностные сопротивления ps=10—5000 Ом/П.
Температурные характеристики пленочных pe’sHCTopoB зависят от
толщины, определяющей ps. Тонкие пленки имеют отрицательный
ТКС. Например, при ps<100 Ом/П ТКС = 04-200 10-6/К. Отри-
цательный Т1\С обусловлен присутствием в пленке полупроводя-
щих слоев оксидов или туннелированием электронов в структуре.

Тонкопленочные конденсаторы (рис. 9.18,6) создают, исполь-
зуя три напылительных процесса. Сначала поверх оксидного
слоя 2 кремния SiO2, нанесенного на подложку 1, напыляется ниж-
няя обкладка 3 конденсатора, затем слой диэлектрика 4 и в за-
ключение— верхняя обкладка 5.

Основным элементом, определяющим параметры и свойства
пленочного конденсатора, является диэлектрик. В качестве диэлек-
трика применяют монооксид кремния, трехсернистую сурьму, мо-
нооксид германия, сульфид цинка, титаната бария или стронция
и др. Они обладают хорошей адгезией к материалу подложки и
металлу обкладок, механической стойкостью к растрескиванию
при воздействии температурных циклов, высоким пробивным на-
пряжением, малыми диэлектрическими потерями, низкой гигроско-
пичностью.

Удельная емкость плоского тонкопленочного конденсатора

Со = 8,85-1О-14Е/Д Ф/см2,

где е — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика;
△ — толщина слоя диэлектрика.

Удельная емкость находится в пределах 2-10-84-4-10-7 Ф/см2.
Практически конденсатор емкостью 104 пФ имеет размер 2,5Х
Х2,5 мм2. ТКЕ положителен и близок к 250-10-6/К. Пробивное
напряжение 10—100 В.

Индуктивные элементы с небольшой индуктивностью для гиб-
ридных ИС получают осаждением на подложку проводящей спи-
рали из фоторезистора (рис. 9.19) чере’з соответствующую маску
методом вакуумного испарения. Пленочная спираль из 20 витков
диаметром 8,3 мм, осажденная на стеклянной подложке или на
кремниевой пластине с удельным сопротивлением 50 Ом-см, имеет
индуктивность 2—4 мкГн на частотах 20—80 МГц. Добротность
индуктивных элементов на стекле 30—40, на кремнии — на поря-
док меньше. Практически получается индуктивность лишь до
5 мкГн. Вместо индуктивных элементов в микроэлектронике

Рис. 9.19. Индуктивный элемент

используют эквивалентные им
транзисторные схемы.

Подобно тонкопленочным эле-
ментам тонкопленочные микро-
схемы делают с толщиной пленок
до 1 мкм. В них удовлетворяют-
ся меньшие отклонения от номи-
нальных значений сопротивлений
резисторов, емкостей конденсато-
ров, индуктивностей элементов и
большая стабильность их параметров. Тонкие пленки устойчивы
к воздействию ядерного излучения, так как для их изготовления
можно использовать материалы с малой атомной массой.

Изготовление толстопленочных микросхем, осуществляемое на-
несением слоев проводящих, изолирующих и резистивных паст
толщиной 1—25 мкм методами трафаретной печати или литогра-
фии, требует меньших капитальных затрат, они дешевле в разра-
ботке, обладают большей механической прочностью, влаго- и кор-
розионноустойчивы, допускают большие электрические нагрузки,
надежнее в работе. Толстопленочные схемы уступают тонкопле-
ночным по допускам на номиналы и долговременной стабильности
параметров элементов схем.

Межэлементные соединения и изоляция тонкопленочных схем.
Электрические соединения различных элементов микросхем осу-
ществляют тонкопленочными проводниками. Материалы проводя-
щих пленок должны иметь высокую электропроводимость, обла-
дать хорошей адгезией к подложке. Для напыления проводников
и контактных площадок используется алюминий, золото, никель,
медь. Для улучшения адгезии токопроводящих материалов на под-
ложки напыляют подслой хрома или нихрома.

В местах пересечения проводники в микросхеме изолируют
тонкой пленкой диэлектрика. Пересечение эквивалентно конден-
сатору. Каждое пересечение в микросхеме должно иметь сопро-
тивление проводников 0,8 Ом на 1 см длины и емкость не более
2 пФ. При выборе материалов межслойной изоляции и проводни-
ков учитывают их совместимость. Например, в структур'ах ме-
талл— диэлектрик — полупроводник в месте пересечения провод-
ников в электрическом поле возникает дрейф ионов, который раз-
рушает проводники. Несовместимы также хром и оксид кремния,
так как хром диффундирует в пленку оксида кремния и снижает
электрическую прочность, т. е. пробивное напряжение.

§ 9.6. Функциональная классификация
и характеристика ИМС

По функциональному назначению ИМС делят на линейные или
аналоговые и цифровые.

Аналоговые микросхемы. Аналоговые ИМС предназначены в
основном для линейного преобразования электрических сигналов,
изменяющихся по закону непрерывной функции. Они используют-
ся в радиоэлектронной аппаратуре в качестве усилителей, генера-
торов синусоидальных колебаний, преобразователей и т. п..Ана-
логовым схемам присущи некоторые особенности, обусловленные
спецификой технологии производства.

При разработке аналоговых ИМС стремятся обеспечить воз-
можно большую их универсальность и многофункциональность.
Это позволяет расширить область применения схем, увеличить
производство и снизить их стоимость. Для аналоговых ИМС ха-
рактерно широкое использование транзисторных структур для
выполнения не только активных, но и пассивных элементов. Это
позволяет уменьшить количество технологических операций и
упростить процесс их производства.

ИМС должны обладать низкой чувствительностью к разбросу
параметров входящих в них элементов, иметь возможность вклю-
чать цепи обратной связи для коррекции характеристик или обес-
печения избирательного усиления.

В аналоговых ИМС обычно применяют каскады с непосредст-
венными связями. Применение каскадов с относительно большими
разделительными и блокирующими емкостями конденсаторов
ограничено, так как технологические циклы производства микро-
схем не позволяют получить конденсаторы большой емкости. От-
каз от применения разделительных конденсаторов в ИМС услож-
няет установку и стабилизацию их режима по постоянному току.
Поэтому режим ИМС задают параметрическими способами (с по-
мощью цепей, содержащих транзисторные структуры в диодном
включении) или с помощью дифференциальных каскадов с глубо-
кой обратной связью по, постоянному току. Для облегчения согла-
сования каскадов в ИМС и отдельных микросхем друг с другом
потенциалы входа и выхода в схемах выбирают близкими к потен-
циалу общей шины питания.

Оценку свойств микросхем ведут по совокупности функцио-
нальных параметров (коэффициент усиления по напряжению,
входное и выходное сопротивления, максимальное выходное на-
пряжение, частотный диапазон и т. д.). Помимо этого, важны
параметры рабочего режима, схемы, определяющие условия пра-
вильного ее функционирования (напряжение питания, температур-
ный диапазон, устойчивость к механическим нагрузкам, допусти-
мые изменения давления, влажности и т. д.) и конструктивные
данные (габариты, число и тип выводов, масса и др.).

Цифровые микросхемы. Цифровые ИМС предназначены для
преобразования и обработки сигналов, изменяющихся по закону
дискретной (прерывистой) функции. По функциональному назна-
чению различают цифровые микросхемы логических элементов,
триггерных систем, арифметических и дискретных устройств
и др.

Большинство цифровых ИМС относят к потенциальным. Сиг-
нал на их входе и выходе представляется высоким и низким уров-
нем напряжения. Эти значения сигнала обозначаются цифрами
1 и 0. Применительно к потенциальным схемам иногда говорят,
что они управляются положительными или отрицательными им-
пульсами. Это значит, что для изменения состояния ИМС необхо-
димо на заданное время изменить уровень входного сигнала с 0
на 1 (положительный импульс) или с 1 на 0 (отрицательный
импульс).

Параметры. Свойства цифровых ИМС характеризуют системой
статических и динамических электрических параметров.
Статические параметры характеризуют микросхемы в статиче-
ском режиме. К ним относят:

напряжение источника питания Пи.ц; входное П°ЕХ, U'EX и вы-
ходное С70Еых, U'bwx напряжения логического 0 и логической 1;
входной /°ЕХ, у1вх И ВЫХОДНОЙ /°вых, /'вых токи логического О и
логической 1;

коэффициент объединения по входу /Соб, определяющий число
входов микросхем, по которым реализуется логическая функция;

коэффициент разветвления по выходу Краз, определяющий чис-
ло выходов микросхемы, т. е. нагрузок, которые можно одновре-
менно подключить к выходу данной МС;

допустимое напряжение статической помехи Ua, характеризую-
щее помехоустойчивость ИМС, т. е. способность противостоять
воздействию мешающего сигнала, длительность которого превы-
шает время переключения ИМС; обычно оно определяется как раз-
ность выходного и входного напряжений, соответствующих уровню
логической 1 или логического 0, т. е. и1та=1Двых—UlBX; U°n=
= t/°BX— t7°BbIx.

Средняя потребляемая мощность

^пот.ср = (^,от + ^пот)/^*

где Р°пот, I — потребляемая ИМС мощность в состоянии соответственно 0 и 1
Р'пот J на выходе

Средняя потребляемая мощность связана с быстродействием
ИМС. В процессе переключения ИМС потребляет большую мощ-
ность, поэтому для микросхемы характерно увеличение потреб-
ляемой мощности с ростом частоты переключения.

Динамические параметры характеризуют свойства ИМС в ре-
жиме переключения. К ним относят временные параметры:
Z0’1 — время перехода из состояния логического 0 в состояние
.логической!; £0;'зд.р и ^1;03д.р — соответственно время задержки
распространения (передачи) сигнала при выключении и включе-
нии МС; /1;0— время перехода из состояния логической 1 в состоя-
ние логического 0; /зд.р.ср— среднее время задержки распростра-
нения сигнала, являющееся усредненным параметром быстродей-
ствия и определяемое как полусумма задержек Сд.р.ср = (t0, 'зд.р+
-Н1:°зд.Р)/2.

К динамическим параметрам относят также динамическую по-
мехоустойчивость к воздействию импульсных помех, длительность
которых соизмерима со средним временем задержки передачи сиг-
нала через ИМС. Она определяется амплитудой и длительностью
импульса помехи. С увеличением длительности импульса помехи
допустимая амплитуда помехи снижается до уровня максималь-
ного напряжения статической помехи.

К эксплуатационным параметрам относят: диапазон рабочих
температур, допустимые механические нагрузки (вибрации, уда-
ры, линейные ускорения), допустимые изменения атмосферного
давления, максимальную влажность и др. Они характеризуют ра-
ботоспособность ИМС в условиях воздействия окружающей среды.
По роду выполняемой функции ИМС разделены на подгруппы
(для аналоговых, например, усилители, преобразователи, генера-
торы, а для 'цифровых — логические, триггерные и т. д.). Внутри
каждой подгруппы схемы подразделяют по. виду, выполняемой
функции (усилители НЧ, ПЧ, ВЧ, операционные, избирательные
и т. д.).

Промышленностью ИМС выпускаются в виде серий. Все схе-
мы, входящие в одну серию, имеют один тип корпуса, одинаковые
напряжения питания, показатели надежности, допустимые уровни
сигнала.

Серии могут различаться по областям преимущественного при-
менения, функциональному составу, числу входящих в них ИМС.
Условно все серии можно подразделить на функционально полные
и неполные. Функционально полные содержат широкий круг схем,
относящихся к разным функциональным подгруппам. Каждая из
этих серий позволяет создать практически все узлы рада аналого-
вых радиотехнических устройств, например, радиоприемников, те-
левизоров или подобных по сложности. Функционально неполные
серии состоят из небольшого числа схем для создания лишь от-
дельных узлов аналоговой аппаратуры.

§ 9.7. Обозначение микросхем и область их применения

Обозначение ИМС. Согласно ГОСТ обозначение микросхем со-
стоит из четырех основных элементов.

Первый элемент — цифра, указывающая тип микросхемы по
конструктивно-технологическому признаку [цйф|ры 1, 5, 7 указы-
вают, что ИС полупроводниковые; 2, 4, 6 и 8 — гибридные; 3 —
прочие (пленочные, керамические, вакуумные и др.)].

Второй элемент — две-три цифры, указывающие номер разра-
ботки. В совокупности первый и второй элементы обозначения
составляют номер серии, к которой принадлежит микросхема.

Третий элемент — две буквы: первая обозначает функциональ-
ную подгруппу, вторая — вид микросхемы по функциональному
назначению (например, УВ — усилители высокой частоты, ПФ —
преобразователи фазы, МС — модуляторы частотные, НТ — набор
транзисторов и т. д.).

Четвертый элемент — порядковый номер разработки микросхе-
мы в серии среди микросхем одного вида. Этот элемент может
состоять из одной или нескольких цифр.

Пример основного условного обозначения интегрального полу-
проводникового операционного усилителя с порядковым номером
разработки серии 40 и порядковым номер'см: разработки данной
схемы в серии по функциональному признаку 11, т. е. 140УД11,
приведен на рис. 9.20, а.

При необходимости в обозначении перед первым элементом
вводят дополнительные буквенные символы: К — для микросхем,
используемых в устройствах широкого применения (например,
ТЕХнолигичеснсе исполнение

Рис. 9.20. Условное обозначение ИМС Л/ЩЛ.

К140УД11); КМ — для микросхем широкого применения, выпус-
каемых в керамическом корпусе (например, КМ155ЛА1); КБ —
для бескорпусных микросхем без присоединения выводов к кри-
сталлу (например, ДБ524РП1А-4); ЭК — для микросхем, выпус-
каемых на экспорт (с шагом выводов корпуса 2,54 мм, например
ВК561ЛС2).

Иногда в конце условного обозначения добавляют буквы от А
до Я, которые характеризуют технологический разброс электри-
ческих параметров (модификацию) данного типономинала или
определяют тип корпуса (например, буква П — означает пласт-
массовый корпус, а М— керамический).

В обозначении бескорпусных ИС через дефис в конце обозна-
чения вводится цифра от 1 до 6 (например, 703ЛБ1-2), характе-
ризующая модификацию конструктивного исполнения. Цифры
означают: 1—микросхема с гибкими выводами (с числом выво-
дов до 16); 2 — с ленточными (паучковыми) выводами, в том
числе на полиамидной пленке; 3 — с жесткими выводами; 4 — на

общей пластине (неразделенные); 5 — разделенные без потери
ориентировки (например, наклеенные на пленку); 6 — с контакт-
ными площадками без выводов (кристалл).

Для микросхем, разработанных до 1973 г., обозначение кон-
структивно-технологической группы отделялось от порядкового
номера серии буквенным шифром функции, выполняемой схемой
(например, 1ЛБ331, рис. 9.20,6). Старые и новые условные обоз-
начения различаются буквами, указывающими подгруппы и виды.

Область применения аналоговых ИМС. Отечественная промыш-
ленность выпускает много различных серий микросхем для созда-
ния аналоговых радиоэлектронных устройств. Аналоговые микро-
схемы выпускают, как правило, функционально незавершенными.
Это обусловлено большим разнообразием схем аналоговых уст-
ройств, необходимостью использования микросхем на различных
частотах, с различными видами нагрузки, а также отсутствием в
микросхемах конденсаторов и катушек индуктивности ольших:
номиналов. В ряде устройств используют внешние катушки и кон-
денсаторы, пьезокерамичйские и кварцевые фильтры.

Ниже в качестве примера приведены краткие сведения по не-
которым микросхемам, распределенным по функциональным под-
группам.

Усилительные МС наиболее полно представлены в сериях ана-
логовых микросхем.

Для усилителей ВЧ выпускаются МС в сериях К175УВ1,.
К175УВ2, К219УВ1, К265УВ1—К265УВ7, работающие на частотах:
до 60 МГц, а также МС235УВ1, 435УВ1, имеющие частотный диа-
пазон до 150—200 МГц.

Для усилителей ПЧ предназначены МС в сериях К174, К175,
219, 235, 435 и др. Для трактов ПЧ изображения и звука телеви-
зионных приемников предназначены МС К174УР1—К174УРЗ. Ряд
схем серий 235 и 435 может быть использован в качестве усилите-
лей ПЧ и ВЧ с АРУ.

В приведенных сериях широко представлены МС усилителей
НЧ. По шумовым свойствам- лучшими являются усилит'ели серии
К226. Высокий коэффициент усиления (Ки^ 1900) обеспечивается
схемой К237УНЗ и К167УН1 с Ки<;1300. Выходные усилители
серий К148, К174 обеспечивают выходную мощность до 5—8 Вт.

Широкими функциональными возможностями характеризуются
операционные усилители (ОУ) серий К140, К153, К544, К.710. Не-
которые схемы предназначены для различных по выполняемым
функциям узлов. Например, микросхема К228УВ1 может быть
использована в схемах апериодического или резонансного усили-
теля (по схеме ОЭ, ОК, ОБ), смесителя, генератора, умножителя
частоты, амплитудного детектора и др. I

Генераторные МС входят в состав серий К218, 219, К224, К237
К245 и др. Микросхемы 219ГС1 и 219ГС2 предназначены для
кварцевых генераторов с внешним кварцевым генератором на ча-
стотах соответственно 30—70 и 30 МГц. На микросхеме 219ГСЗ
можно выполнить генератор частотно-модулированных колебаний
с диапазоном рабочих частот 13—15 МГц. Микросхема К237ГС1
используется в генераторах тока стирания и подмагничивания
магнитофонов.

Детекторы образуют подгруппы микросхем КП9Д1 (детектор-
АРУ), 235ДС1 (усилитель — ограничитель и частотный детектор),
219ДС1 (ограничитель—дискриминатор), а также 235ДА1,
235ДА2, 435ДА1, в которых амплитудный детектор выполнен сов-
местно с детектором АРУ, УПТ и эмиттерным повторителем.

Модуляторы в интегральном исполнении имеются в сериях
К119, К140, 219, 235, 435. В подгруппу модуляторов входят: мик-
росхема К119МА1 регулирующего элемента АРУ; микросхемы
кольцевых модуляторов 235МШ, 235МП2, 435МА1; микросхемы
подмодуляторов 219МС1, 219МС2, предназначенных для управле-
ния варикапом, включенным в цепи контура генератора ЧМ сиг-
налов, и балансный модулятор К140МА1.
Многофункциональные схемы имеются в сериях К140, К174,
К224, 235, К237, 435 и др. Например, микросхемы 235ХА6 и
435ХП1 можно использовать при создании усилителей ВЧ, ПЧ,
смесителя, гетеродина, ограничителя, умножителя частоты и т. д.
Другие схемы этой подгруппы выполняют одновременно несколька
функций. Например, КД74ХА2— усилитель ВЧ с АРУ, преобразо-
ватель, усилитель ПЧ с АРУ, К237ХК1—усилитель, преобразова-
тель и др.

Наборы элементов содержат набор транзисторов, диодов, кон-
денсаторов и других элементов. Микросхема К228НК1 содержит
четыре диода, четыре резистора по 2 кОм; К228НЕ1 содержит 5
конденсаторов по 1200 пФ. Микросхемы серии К142 выполнены в
виде диодных матриц с различным соединением (или без него)
элементов. Бескорпусные микросхемы серии К129 и их аналоги
серии К159 содержат по два п-р-п транзистора для дифференциаль-
ных операционных усилителей. Пять п-р-п транзисторов (один ив
них в диодном включении) входят в состав микросхемы 219НТ1, три
разобщенных п-р-п транзистора содержит микросхема К224НТ1
и т. д.

Область применения цифровых ИМС. Цифровые схемы имеют
большую функциональную законченность и универсальность, что
позволяет создавать аппаратуру с минимальным числом дискрет-
ных компонентов. Они допускают большие отклонения параметров,,
что упрощает их изготовление и эксплуатацию.

Цифровые микросхемы широко используются в вычислитель-
ной технике, промышленной автоматике, устройствах связи и обра-
ботки данных, бытовой аппаратуре. В цифровой аппаратуре до
95% узлов выполняется на микросхемах, тогда как в аналоговых
устройствах — в среднем 70%•

На базе цифровых микросхем серий К137, КД55, К187, К500„
К583 и др. создана единая система ЭВМ, представляющая собой
семейства универсальных цифровых ЭВМ, обладающих высокой
производительностью (до 1,5 млн. операций в секунду). В послед-
нее время большое развитие получили мини-, и микроЭВМ на
основе микропроцессорных наборов К536, К586—К589 и др.
МикроЭВМ используются в управлении промышленным оборудо-
ванием (например, станками с числовым программным управле-
нием), технологическими процессами, в системах сбора и обработ-
ки информации, передачи данных и для других целей.

На базе цифровых МС созданы измерительные приборы —
вольтметры, частотомеры, генераторы эталонных сигналов и т. д..
Широко используются цифровые МС в аппаратуре связи: квази-
электронных АТС, телефонных аппаратах, программно-управляе-
мых универсальных цифровых микроэлектронных устройствах
микропроцессорах, которые управляют работой связи, находят
оптимальные пути соединения абонентов, обеспечивают клавиш-
ный набор номера, индикацию набранного номера, повторение вы-
зова, запись номеров звонивших и т. и. Цифровые методы обработ-
ки информации внедряются в традиционно аналоговые узлы.
РАЗДЕЛ 2

ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ ПРИБОРЫ

Глава 10

ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫХ ПРИБОРАХ

§ 10.1. Краткие сведения
об устройстве электронных ламп

Устройство. Электронная лампа представляет собой электро-
вакуумный прибор, содержащий систему электродов, смонтиро-
ванных в баллоне 1, в котором создан вакуум (рис, 10.1). Система
электродов наиболее простой по устройству двухэлектронной лам-
пы состоит из двух электродов — анода 3 и катода 2 (рис. 10.1, а).
В более сложных лампах между анодом и катодом располагается
одна или несколько сеток.

Катод является источником свободных электронов. В настоя-
щее время широко используются катоды, эмиттирующие электро-
ны при разогреве. Подогрев осуществляется током, проходящим
непосредственно по нити катода 2, или лампа снабжается спе-
циальным изолированным от катода подогревателем (рис. 10.1,6).
В этом случае катод выполнен в виде металлического цилиндра,
который с внешней стороны снабжен эмигрирующим покрытием.

Анод служит для приема (собирания) электронов, эмиттируе-
мых катодом. Анод выполняют из тонкой жести в виде круглой,
овальной или прямоугольной обоймы, внутри которой располагают
остальные электроды лампы.

Сетки 4 обычно располагают между анодом и катодом лампы
(см. рис. 10.1,6). Ближайшая к катоду сетка выполняет функции
управляющего, а последующие — вторая и третья соответствен-
но— экранирующего и защитного электродов лампы. В современ-
ных лампах сетки часто выполняют в виде спирали из тонкой про-
волоки, навиваемой (для придания системе жесткости) на про-
дольные стержни, называемые траверсами.

Баллон лампы служит для создания рабочего пространства с
высоким вакуумом. В процессе изготовления лампы из баллона
откачивается воздух. Баллон изготовляют из газонепроницаемых
материалов: специальных сортов стекла, керамики или стали.
Остаточное давление газов в баллоне составляет 133,322-10-6 Па.
При таком давлении средняя длина свободного пробега электро-
нов в лампе больше, чем .расстояние между электродами. При
этом мала вероятность столкновения йлёктрона с молекулами
остаточного газа.

Электроны движутся в лампе под действием сил электрическо-
го поля. Для создания поля к электродам (катоду, аноду, сеткам)
прикладывают разность потенциалов внешнего источника. Элек-
троны, эмиттируемые катодом, под действием сил поля достигают
анода, обеспечивая токопрохождение в междуэлектродном про-
странстве. В лампах с сетками траектория движения электронов
определяется совместным действием электрических полей, созда-
ваемых потенциалами как анода, так и сеток. Подача на электро-
ды необходимого напряжения осуществляется по специальным ме-
таллическим проводникам — вводам, проходящим через оболочку
лампы.

Вводы пропускают через плоскую стеклянную ножку 5 (см.
рис. 10.1, а), которая герметически сваривается с баллоном, по ок-
ружности расположены вводы.

Фиксация взаимного расположения электродов в баллоне лам-
пы достигается с помощью крепежных деталей. Эти детали изго-
товляют из металла (обычно из никеля) или диэлектрика (из спе-
циальных видов слюды или керамики). Для поддержания вакуума
и поглощения газов, которые могут появиться во время работы
лампы за счет сильного нагрева электродс-в, в баллон вводят хи-
мический газопоглотитель (геттер) 6. В качестве геттера служат
барий или его соединения. Таблетка бария закрепляется на спе-
циальной никелевой полке, обращенной к куполу или боковой
стенке баллона. При нагреве токами высокой частоты барий испа-

Рис. 1'0.1. Устройство миниатюрных и сверхминиатюрных ламп
Рис. 10.2. Конструкция панельки и цоколя миниатюрной лампы

ряется, его пары оседают на холодной стенке баллона, образуя
слой геттера. Геттер химически связывает появлявшиеся в баллоне
газы.

Электроды лампы соединяются с внешней схемой через наруж-
ную часть ввода. Эти соединения могут быть разборными и нераз-
борными. Для создания разборного соединения наружная часть
ввода соединяется с жесткими штырьками 7 (см. рис. 10.1, пи б).
У .плоских ножек штырьки жестко запрессованы в стекло ножки
(см. рис. 10.1,а). Штырьки лампы .7 вставляются в панельку
(рис. 10.2, а), к которой подпаиваются проводники внешней схемы.
Т1ри неразборном соединении выводы лампы непосредственно впа-
ивают в схему. Для этой цели наружная часть ввода выполняется
удлиненной и гибкой (рис. 10.1, в).

Схемы соединения электродов. Для правильного включения
лампы в схему необходимо знать подключение электродов к штырь-
кам (цоколевку, рис. 10.2, в). Внутри окружности баллона изобра-
жены электроды лампы, а по периферии в виде малых кружков —
штырьки. Для удобства монтажа схемы шгырьки в лампах нуме-
руются по часовой стрелке (см. рис. 10.2,6 и в), начиная (у ламп
•с плоской ножкой, см. рис. 10.1, а и б) с большого интервала меж-
ду штырьками, а в сверхминиатюрных лампах с гибкими вывода-
ми (см. рис. 10.1, в) —от специальной индикаторной метки в виде
цветного пятна или выступа на стекле баллона. Из схемы на
рис. 10.2,в, например, следует, что катод соединен со штырьками
1 и 3, анод — со штырьком 7, а сетки — со штырьками 2, 8 и 9.

Классификация электронных ламп. Классификацию можно про-
извести по следующим признакам.

1. По количеству электродов, содержащихся в лампе, различа-
ют: дирды (рис. 10.3, а) —с двумя электродами (катодом и ано-
лом); триоды (рис. 10.3,6) —с тремя электродами (катодом, ано-

Рис. 10.3. Обозначение ламп на принципиальных схемах
дом и одной сеткой); тетроды (рис. 10.3, в) —с четырьмя электро-
дами (катодом, анодом и двумя сетками); пентоды (рис. 10.3,г) —
с пятью электродами (катодом, анодом и тремя сетками); гептоды
(рис. 10.3, <3)—с семью электродами (катодом, анодом и пятью
сетками); октоды — с восемью электродами (катодом, анодом и
шестью сетками).

2. По виду преобразования электрической энергии лампы делят
на: выпрямительные для преобразования энергии переменного то-
ка в энергию постоянного тока; генераторные для преобразования
энергии постоянного тока в энергию переменного тока синусои-
дальной формы высокой или сверхвысокой частоты; усилительные
для преобразования энергии постоянного тока в энергию перемен-
ного тока заданной частоты; частотно-преобразовательные для
преобразования энергии переменного тока одной частоты в энер-
гию переменного тока другой частоты.

3. По наибольшей допустимой мощности, продолжительно
рассеиваемой анодом, лампы подразделяют на маломощные
(Радоп 25 Вт); средней мощности (РЛДОп = 25 4- 1 000 Вт) и
мощные (Радоп > 1000 Вт).

4. По рабочему диапазону частот лампы подразделяются на
низкочастотные (с рабочей частотой fp^20 кГц); высокочастотные
(fp=20 кГц-ьЗО МГц) и сверхвысокочастотные (fp>30 МГц).

§ 10.2. Электронная эмиссия

Выход электронов из металла. В нормальных условиях (при
температуре 0 К. и отсутствии внешних энерговоздействий) элект-
роны в проводниках обладают энергией, близкой к WF, недоста-
точной для их выхода из металла в окружающее пространство.
При комнатной температуре (около 300 К) появляются электроны,
которые обладают энергией, превышающей энергию Ферми WF,
однако лишь небольшое их число в состоянии выйти из ме-
талла.

Выходу электронов препятствуют поверхностные силы, обра-
зующие потенциальный барьер. Во-первых, электроны в поверх-
ностных атомах смещаются к поверхности металла и создают
электрический слой отрицательных зарядов. Положительные заря-
ды атомов смещаются в глубь металла (рис. 10.4, а). В результате
такой поляризации атомов на поверхности металла возникает
электрическое поле с напряженностью Е (рис. 10.4,6), электриче-

а)

©©©©©© I

Рис. 10.4. Поляризация атомов и их поле у поверхности твердого тела
ская сила F которого направлена в глубь металла и препятствует
выходу электронов.

Вторая составляющая потенциального барьера обусловлена
действием силы зеркального изображения, возникающей при вы-
ходе электрона из металла. Если электрон с зарядом е вышел из
металла на некоторое расстояние х от его поверхности, то вслед-
ствие электростатического влияния в металле возникает противо-
значный положительный заряд +е (его зеркальное изображение
на рис. 10.4, в). При этом электрон будет подвергаться действию
силы притяжения F со стороны ионов металла

F = (—е) (+е)/(2х)2 == е2/(4х2).

С удалением электрона от поверхности металла эта сила убы-
вает по квадратичному закону. Для выхода электрона из металла
нужно затратить энергию на преодоление поверхностных сил, соз-
дающих потенциальный барьер.

Работа выхода. Чтобы электрон мог преодолеть поверхностный
потенциальный барьер, ему следует сообщить (к уже имеющейся
собственной энергии W^, которой он обладает при 0 К) некоторую
дополнительную энергию Wo. Тогда полная энергия электрона при
выходе составит

wa = wF + w0.

Минимальная дополнительная энергия iWo, которая затрачи-
вается электроном при выходе из металла, называется работой
выхода. Ее принято определять как произведение заряда электро-
на е на некоторую эквивалентную разность потенциалов <р0 в воль-
тах и выражать в электрон-вольтах (или просто в вольтах)

* W7о = IF"а — W7F •

Потенциал q>o=W7o/e является потенциалом выхода.

Работа выхода определяет энергию, затрачиваемую электрона-
ми, перемещающимися с уровня Ферми при их эмиссии в вакуум.
Для большинства твердых тел работа выхода равна 1—6 эВ

Таблица 10.1

Материал электрода Работа выхода №о=еф0, эВ Эмиссионные постоянные Точка плавления, К
^0» А/(см2-град2) Ьо, град
Никель Ni 5,0 26,8 32 100 1725
Вольфрам W 4,5 60,2 52 400 3652
Торий Th 3,4 60,2 38 Э00 2118
Барий Ва 2,5 60,2 24 500 —
Цезий Cs 1,8 16,2 21 000 301
W+Ba 1,56 1,5 . . .
Ni+BaO—С 1.2 0,96 . . .
(табл. 10.1). Здесь же приведены
величины их эмиссионных посто-
янных.

У щелочных и щелочноземель-
ных металлов, имеющих большее
межатомное расстояние в прост-
ранственной решетке, работа вы-
хода меньше, чем у металлов с
меньшим межатомным расстоя-
нием, т. е. с большей концентра-

цией атомов или ионов. Рис. 10.5. Поляризация атомов акти-

• „ вирующего вещества

Способы снижения работы выхода.

Работу выхода электронов можно су-
щественно уменьшить нанесением на поверхность металла тонких пленок акти-
вирующих веществ. На поверхности металла в атомах активатора происходит
деформация электронной оболочки. Электроны оболочки смещаются к поверх-
ности металла, создавая слой электроположительных атомов (рис. 10.5, а) или,
смещаясь к вакууму,—слой электроотрицательных атомов (рис. 10.5, б). Элект-
роположительные атомы поверхностного слоя своим полем снижают работу
выхода на 2—3 эВ, а электроотрицательные увеличивают на 3—5 эВ. Это явле-
ние увеличения работы выхода за счет абсорбции называют отравлением катода.
Например, у вольфрама оно наблюдается при появлении кислорода на его по-

верхности.

В электронных приборах в качестве активаторов, снижающих работу выхода,
используют полупроводниковые покрытия оксидов щелочных и щелочноземельных
металлов. Значения работы выхода некоторых активированных поверхностей, на-
пример W-pBa, Ni+BaO—SrO, приведены в табл. 10.1, из которой следует, что
работа выхода активированных поверхностей ниже работы выхода самих актива-
торов.

Электронная эмиссия. Явление испускания электронов с поверх-
ности твердого тела называют электронной эмиссией, а сам источ-
ник электронов — эмиттером. В электровакуумных приборах обыч-
но первичным источником свободных электронов служит катод.
Выход электронов с катода в вакуум или среду разреженного газа
зависит от работы выхода, концентрации электронов в единице
объема приповерхностной области эмиттера и др. В зависимости
от способов внешнего энергетического воздействия на электроны,
вызывающих их выход из эмиттера, различают несколько видов
электронной эмиссии.

Термоэлектронная эмиссия возникает в результате нагрева
эмиттера. С повышением температуры возникают тепловые коле-
бания решетки твердого тела. За счет этой энергии теплового воз-
буждения часть электронов выходит из эмиттера в вакуум, обра-
зуя ток эмиссии. Чем выше температура эмиттера, тем больше
электронов приобретает такую энергию, вследствие чего возраста-
ет ток термоэлектронной эмиссии.

Аналитически зависимость величины тока термоэлектронной
эмиссии от температуры эмиттера и его свойств устанавливается
уравнением Ричардсона — Дэшмена

Ze = Л0Г2е-6»/г5, (10.1)

где Ао —универсальная термоэмиссиониая постоянная, А/(см2-град2);
Т —температура поверхности эмиттера, К;

6=e<po/fe —постоянная, пропорциональная работе выхода е<ро, называемая тем»
пературным эквивалентом работы выхода;

k — постоянная Больцмана;

е=2,718 —основание натурального логарифма;

S — площадь эмиттирующей поверхности, см2.

Значения эмиссионных постоянных Ао, ’с-с для некоторых мате-
риалов, используемых в электровакуумных приборах, приведены
в табл. 10.1. Анализ уравнения (10.1) показывает, что ток эмиссий
в большей степени зависит от температуры эмиттера, в меньшей —
от работы выхода и еще меньше — от постоянной Ао. Увеличение
температуры эмиттера сопровождается ростом тока эмиссии и со-
кращением его срока службы. Поэтому эмиттеры (катоды) элект-
ронных ламп должны работать в определенном интервале рабочих
температур. Нижний предел температуры определяется возмож-
ностью получения требуемой эмиссии, а верхний — плавлением
эмиттирующего материала.

В электронных лампах на величину термоэлектронной эмиссии оказывает
влияние внешне ускоряющее электрическое поле, действующее у поверхности ка-
тода. Ускоряющее электрическое поле в лампе направлено встречно поверхностным
силам катода. Вследствие этого уменьшается поверхностный потенциальный барь-
ер, снижается работа выхода электронов из катода, увеличивается электронная
эмиссия. Это явление роста тока термоэлектронной эмиссии при увеличении на-
пряженности электрического поля у поверхности эмиттера получило название (по»
имени немецкого ученого) эффекта Шоттки. Особенно сильно он проявляется в
полупроводниковых катодах с шероховатой поверхностью, при которой значитель-
но возрастает напряженность внешнего электрического поля у ее неровностей.

Вторичная электронная эмиссия — испускание вторичных элек-
тронов с поверхности эмиттера при ее облучении потоком первич-
ных электронов. Первичный электронный поток, падающий на вто-
ричный эмиттер, частично отражается от его поверхности, а час-
тично проникает вглубь. Здесь первичные электроны сталкивают-
ся с электронами кристаллической решетки эмиттера, отдают им
часть своей энергии, возбуждая их. Некоторые из возбужденных
электронов преодолевают потенциальный барьер и выходят во
внешнюю среду.

Эффективность вторичного катода оценивают коэффициентом;
вторичной эмиссии о, равным отношению числа вторичных элект-
ронов п<2 (или тока /2) к числу первичных электронов П\ (или к
току Л):

° = п2/п1 = ^2/Л- (10.2)

Ток вторичной электронной эмиссии зависит от энергии и угла падения пер-
вичных электронов, свойств и состояния поверхности вторичного эмиттера. При
большом значении энергии первичных электронов они глубже проникают в металл
и вероятность выхода возбужденных электронов мала (из-за многократных столк-
новений их с другими электронами). С увеличением угла падения 0 возбужден-
ные электроны возникают ближе к поверхности и вероятность их выхода из ме-
талла возрастает. У чистых металлов о невелико (порядок единицы), а у метал-
лов, покрытых слоем оксидов, а также у сложных полупроводниковых катодов
0^104-20. Такое увеличение о объясняется тем, что в полупроводниках и ди-
электриках меньше, чем в чистых металлах, концентрация электронов в зоне про-
водимости, поэтому меньше взаимодействий и больше вероятность выхода воз-
бужденных электронов.
Вторичная электронная эмиссия используется в некоторых при-
емно-усилительных лампах, фотоэлектронных умножителях, а так-
же встречается в качестве побочного процесса в других электро-
вакуумных приборах.

Эмиссия под ударами тяжелых частиц сходна с вторичной
электронной эмиссией. Такими частицами могут быть положитель-
ные ионы или возбужденные атомы, получившие большое ускоре-
ние под действием сил электрического поля. При ударе о катод
тяжелые частицы отдают часть энергии движения атомам и элек-
тронам катода. Если полная энергия, сообщенная электрону ка-
тода, больше, чем работа выхода, возникает эмиссия электронов.
Эффективность такой эмиссии характеризуют коэффициентом вы-
бивания электронов б, определяемым как отношение числа выби-
тых электронов пе, к числу ударивших за это время частиц пр

Ъ = пе1щ. (10.3)

Коэффициент выбивания зависит от энергии бомбардирующих
частиц, физических свойств бомбардируемой поверхности, ее со-
стояния (наличия активирующих покрытий) и других факторов.
Явление эмиссии электронов под действием тяжелых частиц
используется в ионных приборах с тлеющим разрядом (стабили-
тронах, неоновых лампах, безнакальных тиратронах и др.).

Электростатическая электронная эмиссия возникает с поверх-
ности твердого или жидкого тела под действием внешнего уско-
ряющего электрического поля с высокой (около 107 В/см) напря-
женностью. Механизм электростатической (автоэлектронной) эмис-
сии может быть объяснен на основе волновой природы электрона.
При высокой напряженности внешнего поля потенциальный барьер
у поверхности эмиттера не только уменьшается, но и становится
(вследствие резкого снижения потенциала при увеличении напря-
женности поля) очень узким. Сквозь этот узкий барьер электроны
проводимости выходят из металла, не преодолевая потенциально-
го барьера (туннельный эффект). Согласно волновой теории ве-
роятность такого прохода электронов существенна, когда длина
волны электрона становится сравнима с шириной потенциального
барьера, сквозь который туннелирует электрон. Очевидно, чем
больше напряженность поля, тем уже потенциальный барьер и
больше ток автоэлектронной эмиссии.

§ 10.3. Движение электронов в электрическом поле

Действие высоковакуумных электронных приборов основано на
движения электронов в электрическом и магнитном полях. Движе-
ние электронов образует конвекционный ток. В электронных при-
борах этот ток протекает между электродами в результате пере-
носа заряда. Простейшими случаями движения заряженных частиц
в электрических и магнитных полях (если пренебречь объемным
Рис. 10.6. Траектории электрона в од-
нородном электрическом поле

зарядом, создаваемым самими
частицами) являются: движение
частиц в однородном электриче-
ском или в однородном магнит-
ном полях, а также их движение
в скрещенных электрическом и
магнитном полях. При рассмотре-
нии характера движения частиц
ограничимся изучением траекто-
рий электронов, так как другие
носители заряда, например поло-

жительные ионы, имеют аналогичные в геометрическом отношении
траектории.

Траектории электронов в однородном поле. Предположим, меж-
ду параллельными плоскостями (рис. 10.6, а) действует однород-
ное электрическое поле. Однородное поле обладает одинаковой
напряженностью в любой точке как по величине, так и по направ-
лению. Допустим, в это поле с напряженностью Е влетает элект-
рон с начальной скоростью о0, направленной под некоторым
углом а к направлению поля. Начальную скорость электрона мож-
но разложить на две составляющие vox и voy, направленные соот-
ветственно по оси х и у прямоугольной системы координат. На
электрон в электрическом поле будет действовать постоянная по
величине сила F, направленная по оси у, равная произведению
заряда электрона е на напряженность Е поля,

F=—eE. (10.4)

В соответствии со вторым законом Ньютона постоянно дейст-
вующая сила вызывает равноускоренное движение с ускорением,
прямо пропорциональным величине силы F и обратно пропорцио-
нальным массе частицы т, к которой приложена эта сила,

ау = F/m = (е/т) Е. (10.5)

Очевидно, если направление силы поля F совпадает с направ-
лением начальной составляющей скорости vcy, электрон движется
вдоль оси у равноускоренно и проходит путь:

У = v^yt + (ayt^)ft == vQyt + (е£/2ж) ^2. (10.6)

В направлении оси х потенциал поля не меняется, поэтому в
этом направлении на электрон никакие силы не действуют. В' этом
направлении он движется равномерно с начальной составляющей
скорости г?о х и проходит путь:

x = voxt. (Ю-7)

В результате электрон одновременно совершает равномерное
движение в направлении оси х и равноускоренное в направлении
оси у. Уравнение траектории результирующего движения электро-
на получим, подставляя в уравнение (10.6) значение времени
t=xlv^K из выражения (10.7):

vwj еЕ.

У~------ Х + Т~ х2- (10.8)

2mv20x

Полученное выражение представляет собой уравнение парабо-
лы вида y = px2 + qx, следовательно, электрон, влетающий в одно-
родное электрическое поле с начальной скоростью v0, движется в
этом поле по параболической траектории (см. рис. 10.6, п). За
пределами поля электрон будет двигаться по прямолинейной
траектории касательной к параболе в точке, где прекратилось
действие поля на электрон.

Если электрон влетает в электрическое поле с начальной ско-
ростью и0, перпендикулярной направлению силовых линий поля
(рис. 10.6,6), то иог/ = 0, a vOx = v0. В этом случае уравнение движе-
ния (10.8) электрона примет вид

у = [e£/(2mvgv)] х2. (10.9)

Траектория движения электрона также будет параболой. Дви-
гаясь по параболической траектории, он изменяет направление
движения и скорость.

Если электрон влетает в однородное поле с начальной ско-
ростью и0, направленной вдоль силовых линий поля, то voy = vo,
а иох = 0, тогда уравнения движения (10.6) и (10.7) электрона при-
мут вид

у = vwt + (еЕ/2т) х — 0. ' (10.10)

Из первого уравнения следует, что электрон движется по пря-
молинейной траектории (вдоль оси у). При этом, если начальная
скорость электрона совпадает по направлению с направлением
действующей на электрон силы F (см. рис. 10.6, а, направление
силы F противоположно направлению напряженности поля Е), то
он движется в ускоряющем поле равноускоренно. Если же направ-
ление начальной скорости будет противоположно направлению
силы, то электрон движется в тормозящем поле равнозамедленно.
Это движение описывается уравнениями равнозамедленного дви-
жения:

у = (еЕ/Ът)ft — v0E v = v0 — (eE/m)t. (10.11)

Пройдя некоторое расстояние, электрон может, израсходовав
начальную энергию, остановиться, а затем под действием сил поля
двигаться в обратную сторону уже равноускоренно.

Ускорение электронов электрическим полем. При ускоренном
движении электрон приобретает наибольшую скорость и кинети-
ческую энергию в конце своего пути. Кинетическая энергия
приобретенная в электрическом поле,

TFK = m(y2_ ^)/2, (10.12)

где »о и v — скорости электрона в начальной и конечной точках пути.
Работа сил поля по перемещению электрона из некоторой точ-
ки Л в точку Б равна произведению заряда электрона на разность
потенциалов этих точек

WE = (-e)(UA-UE). (10.13)

Учитывая, что Ue>Ua, разность потенциалов UA—Uб=—U,
тогда

^£ = (-е)(-^) = еГ.

Согласно закону сохранения энергии увеличение (или умень-
шение) кинетической энергии движущейся частицы равно работе,
которая затрачивается на движение частицы,

WK = WE или т (у2— Vo)/2 = e(S. (10.14)

Если электрон вначале находится в состоянии покоя (^0=0),
то из уравнения (10.14) его конечная скорость

v = у 2 (ери) U = ) 2 (1,6-10-19/9,1 • 10-«)(/ =

= б.ЭЗ-Ю^у^СЛ м/с я; 600 \r U км/с. (10.15)

Эти соотношения справедливы лишь до тех пор, пока масса
может рассматриваться как постоянная величина (m=mo), т. е.
пока скорость электрона v мала по сравнению со скоростью света
с (о<0,1 с). При этих условиях пройденная электроном разность
потенциалов определяет энергию и одновременно скорость электро-
на. Из выражения (10.15) следует, что скорость движения электро-
на в электрическом поле зависит только от разности потенциа-
лов U в начальной и конечной точках пути и не зависит от формы
пути. Поэтому скорость электронов условно можно выразить в
вольтах. Например, если условная скорость электрона равна 1_В,
то из выражения (10.15) его действительная скорость w = 600l/"l =
=600 км/с.

Из выражения (10.14) можно получить единицу энергии, назы-
ваемую электрон-вольтом, часто используемую в электронике.
Энергия в 1 электрон-вольт (эВ), равная количеству энергии, ко-
торую приобретает электрон, пройдя разность потенциалов в 1 В,
составляет

1 эВ= 11,6-10-19= 1,6-10-19 Дж.

Скорость электрона в вольтах численно равна его кинетической
энергии в электрон-вольтах.

Время пролета одиночным электроном расстояния /а между
двумя электродами, к которым приложена разность потенциалов (7,
определяется его средней скоростью движения

»ср = (»о + «0/2.

(10.16)
Если начальная скорость но=О, а конечная согласно выраже-
нию (10.15) г>=600р^ U км/с = 6-107 см/с, то время пролета элек-
трона в секундах составит .«

= = _4_ =---------= з з. 10-8 -А=-.

vcp- vfi 3-107 у и у и

(10.17)

Пример. Дано /а = 0,3 см; 77= 100 В; и = 0. Определить время пролета твл

Za 0,3

тэл= 3,3-10-8 _1_ = з з.10-8 10-9 с.1

у и У 100

Рассмотренная возможность изменения энергии и траектории
движения электронов с помощью электрического поля использует-
ся для управления электронным потоком в электровакуумных при-
борах.

§ 10.4. Движение электронов в магнитном
и ортогональных полях

Движение электрона в магнитном поле. В ряде электронных
приборов управление траекторией движения электронов осущест-
вляется при помощи сил магнитного поля. Движущийся электрон
создает элементарный электрический ток, поэтому характер дей-
ствия магнитного поля на электрон можно определить исходя из
законов действия магнитного поля на проводник с током.

Сила (в ньютонах), действующая в магнитном поле на про-
вод длиной I с током I,

FM = Bit sin а, (10.18)

где В — магнитная индукция, Т (Вб/м2);

а — угод между направлением тока в проводнике и силовых линий магнит-
ного поля.

Ток можно выразить через количество электричества, проходя-
щего в единицу времени (1с) через определенную точку цепи, т. е.

i = nejt,

где п — число зарядов (электронов), проходящих по цепи за время t.

Учитывая выражение (10.18), сила

F'^ = (Bnel/t) sin а.

Поскольку l/t представляет собой скорость v электронов, то
сила поля, действующая на единичный электрон (п=1) с заря-
дом е, движущийся со скоростью v в магнитном поле с индук-
цией В,

FM = Bev sin а, (10.19)

где а — угол между направлениями силовых линий магнитного поля В и ско-
рости v электрона (рис. 10.7, а).
Рис. 10.7. Траектории электрона в магнитном поле

Уравнение силы, действующей на электрон, движущийся в маг-
нитном поле, можно написать в векторной форме

Л, = е (vB).

Если скорость электрона равна нулю (п=0), то сила также
равна нулю. Если вектор начальной скорости электрона паралле-
лен вектору магнитной индукции поля, а=-0, то FM=Bev sin 0 = 0.
В этом случае электрон не испытывает воздействия никаких от-
клоняющих сил и его траектория прямолинейна. Следовательно,
в отличие от электрического поля магнитное поле оказывает дей-
ствие на электрон только в том случае, когда траектория электро-
на в магнитном поле пересекает силовые линии этого поля, т. е.
когда sina^=0.

Если вектор начальной скорости электрона ортогонален векто-
ру магнитной индукции однородного магнитного поля, т. е. а=п/2
(см. рис. 10.7, а), то сила, действующая на электрон,

F№ = evB sin (л/2) = evB.

Направление этой силы определяется по правилу левой руки.
В соответствии со вторым законом Ньютона сила F—ma сообщает
электрону с массой т ускорение, равное а=1;ы/т== (e/m)vB.
Сила Ем всегда перпендикулярна направлению мгновенной ско-
рости электрона v и направлению магнитных силовых линий поля
Поскольку сила и сообщаемое ею ускорение ортогональны ско-
рости v (р = 90°), то электрон под действием этого нормального
(центростремительного) ускорения будет двигаться по окружности,
лежащей в плоскости, перпендикулярной силовым линиям поля.

Сила Ем, действующая на электрон, всегда перпендикулярна
направлению его мгновенной скорости, поэтому она не производит
работы по перемещению электрона и не изменяет его кинетической
энергии, вследствие чего его скорость v постоянна. Магнитное поле
не изменяет энергии движущегося в нем электрона, а изменяет
только траекторию его движения.

В однородном магнитном поле В = const, а при v = const сила
FM=evB тоже постоянна и вызывает появление постоянного по
величине ускорения. В результате электрон в магнитном поле
движется по круговой траектории с постоянной скоростью. Радиус
круговой траектории электрона г (в метрах) можно определить из
равенства центростремительной rryfiP/r и магнитной сил

v _ V

откуда г= е 'у = °.568’10-11 (10.20)

или r —

где U — потенциал, соответствующий скорости v, В;

Н — напряженность магнитного поля, Л/м;

В — магнитная индукция, Т или Вб/м2.

Радиус траектории электрона пропорционален его скорости и
обратно пропорционален магнитной индукции. Поскольку магнит-
ная индукция постоянная во времени, то период полного оборота
электрона Т и угловая скорость, со:

2лг 2nmn 1 2ft е

Т=------= -----=3,57-10—11—; <о=.------= —В. (10.21)

v Be В \Т т0

Анализируя полученные выражения, приходим к выводу, что
период и угловая скорость обращения электрона по окружности
не зависят от первоначальной скорости, с которой влетает элект-
рон в магнитное поле, а определяется только магнитной индукцией.

В общем случае начальная скорость электрона может быть
неперпендикулярна магнитной индукции, т. е. а<л/2 (рис. 10.7,6).
Тогда скорость электрона v можно разложить на составляющие:
параллельную силовым линиям поля щ и перпендикулярную им v2:

v1 = v cos a; v2 = v s:n а, (10.22)

которым соответствуют составляющие силы:

FM1 = Bev-c, Гм2 = Bev2.

Под действием параллельной составляющей силы электрон рав-
номерно перемещается вдоль силовых линий. Перпендикулярная
составляющая вызывает движение электрона по круговой траек-
тории. В результате одновременного действия обеих составляющих
электрон перемещается по винтовой траектории (по спирали) с ра-
диусом

г = (т0/е) (у cos а)[В (10.23)

и постоянным шагом спирали

д = = 2л (щ0/е) (у cos а)/В. (10.24)

Рассмотренная возможность изменения траектории движения
электронов с помощью магнитного поля используется для фоку-
сировки и управления электронным потоком в электронно-лучевых
трубках, магнетронах, лампах бегущей волны и других приборах.

Пример. Электрон, обладающий энергией в 25 эВ, попадает в магнитное поле,
имеющее магнитную индукцию Q,03 Т, под углом 30° к направлению поля. Опре-
делить смещение (шаг) электрона вдоль силовых линий поля за один оборот.
Пользуясь выражением (10.15), определим начальную скорость электрона

v0= У2 (е/то) 17 = /2-1,76-10П-25 = 2,95 • 106 м/с.

Согласно выражениям (10.22) составляющие скорости электрона:

«1 = v0 cos 30° = 2,95- Юв-0,86 = 2,55-106 м/с;

v2=vosin 30° =2,95-106.0,5= 1,47-10® м/с.

Период обращения составит

2nmn 1

7’ = —-^- = 3,57-10-11----=1,19-10-9 с.

Be 0,03

За один оборот электрон под действием составляющей скорости смещается
параллельно линиям поля согласно выражению (10.24):

Д = V1T = 2,55-106-1, ig. ю-9 = 3,03- 10-з = 0,3 см.

Движение электрона в ортогональных полях. При одновременном воздейст-
вии электрического и магнитного полей электрон движется по сложной траек-
тории. Наиболее простой случай движения электрона в ортогональных однород-
ных электрическом и магнитном полях.

Предположим, что при ортогональных направлениях векторов электрического
Е и магнитного Н полей вектор Е направлен по оси у, а вектор Н — по оси z
(рис. 10.8, а). В этом случае;

Еу=Е; Ex = Ez = 0 и HZ = H\ Hx = Hy = Q.

При выполнении этих условий различают три важные в техническом отноше-
нии траектории движения электрона, зависящие от направления его начальной
скорости v0.

1. Вектор начальной скорости v0 совпадает с направлением /7. В этом случае
fox = oov=0, a v0z=v0 и уравнения движения примут следующий вид:

х = (—Е/ыВ) sin at + (Е/В) t;

у = {—Е/<лВ)(1— cos и/); z = Vgt. (10.25)

Мы получили уравнения винтовой линии, закрученной (с постоянным шагом)
вокруг круглого цилиндра. Такую спиральную траекторию имеет электронный
луч в телевизионной трубке (например, в ортиконе) с аксиальным магнитным по-
лем и отклоняющими пластинами.

2. Вектор v0 перпендикулярен Н и лежит в плоскости х—у, следовательно,
Vo==:ll'ir‘tfjx-l~‘Voyt г,0г=0* В зависимости от значения отношения Е/В возможны
три вида траекторий электрона трохоидальной формы. Их можно представить как

Рис. 10.8. Траектории электронов в ортогональных электрическом и магнитном
полях
траектории точек At, До» Да на круге (рис. 10.8, б), который катится с переносной
скоростью Vn—EIH. В зависимости от того, где находится точка А (внутри Д1#
снаружи Да или в самом круге До), получают три вида трохоиды.

Если преобладает интенсивность электрического поля (£///>> 1), получаем
растянутую трохоиду (рис. 10.8, в). При Е1Нял\ траектория представляет про-
стую циклоиду (рис. 10.8, г). Если преобладает магнитное поле (Е///С1) траек-
тория имеет вид сжатой трохоиды (рис. 10.8, д). Такого вида электронные траек-
тории имеют место в трохотронах и электронно-лучевых приборах с электромаг-
нитным управлением.

3. Начальная скорость электрона зд=0. В этом случае траектория электронов
списывается уравнением (10.25), в котором z=0. Траектория электрона будет
простая циклоида (см. рис. 10.8, г) в плоскости х—у. Подобная траектория элек-
тронов наблюдается в магнетронах и электронных умножителях с магнитным
яюлем.

§ 10.5. Катоды электронных ламп

Характеристики катодов. Свойства наиболее распространенных
® электронных приборах термоэлектронных катодов оценивают по
жх эмиссионной и накальной характеристикам.

Эмиссионная характеристика катода выражает зависимость то-
жа эмиссии от напряжения или тока накала /е=<р (L/H или ZH) при
-La = const (рис. 10.9). Из характеристик следует, что ток эмиссии
«становится заметным лишь при напряжении накала, составляю-
щем 40—50% номинального, резко возрастая при UH, соответст-
вующем рабочей температуре катода.

Накальная характеристика катода выражает зависимость тока
накала от напряжения /H=<jp(f7H) при f7a—0. Характеристика не-
линейна вследствие увеличения сопротивления нити при увеличе-
нии ее температуры. При этом относительный рост тока накала
.происходит медленнее, чем рост напряжения накала.

Параметры катодов. По параметрам оценивают качество термо-

жатодов.

Удельная эмиссия (А/см2) определяется
-ронной эмиссии (в амперах) с 1 см2
катода при его нормальной рабочей темпе-
ратуре

z; = Ze/Sh = A0r2e~6«/r.

Удельная.эмиссия зависит от темпера-
туры, свойств материала катода и состоя-
ния его поверхности. Чтобы исключить вы-
-сокий нагрев других электродов, материал
катода желательно выбирать с невысо-
кой (около 1000 К) рабочей температу-
рой.

Удельная мощность накала (Вт/см2)
характеризуется мощностью накала, при-
ходящейся на 1 см2 поверхности катода
яри рабочей температуре. Большая часть

Рис. 10.9. Эмиссионные
характеристики вольфра-
мового катода
энергии (около 90%), потребляемой катодом, рассеивается в виде
лучеиспускания

^изл.к = Ya^'^K> (10.26)

где 7 — коэффициент лучеиспускания поверхности катода;

о — постоянная Стефана — Больцмана, равная 5.67-10-12 Вт/(град4-см2).

Отсюда видим, что катоды с высокой рабочей температурой
обладают большими потерями тепла и менее экономичны.

Эффективность катода (mA/Вт) показывает величину эмиссии,
которую можно получить от катода на каждый ватт мощности,
расходуемой на его нагрев,

N = IelPK = lellJJ*. (10.27)

Чем больше эффективность, тем более экономичным является
катод.

Срок службы (долговечность) катода определяется временем
его работы, в течение которого ток эмиссии снижается от номи-
нального до минимально допустимого (например, для большинства
активированных катодов до 80% номинального) значения. Причи-
нами, снижающими долговечность, являются быстрое испарение
активатора при высокой температуре, разрушение ионной бомбар-
дировкой при высоких анодных напряжениях, образование хими-
ческих пленок и т. д.

Классификация катодов. По физическим и электрическим свойствам термо-
катоды подразделяют на однородные (из чистых металлов или сплавов), активи-
рованные (пленочные) и полупроводниковые.

Однородные катоды выполняют из тугоплавких металлов (вольфрам, тантал,
ниобий, частично молибден), обладающих стабильными эмиссионными характери-
стиками, устойчивостью к ионной бомбардировке при высоких анодных напряже-
ниях.

Вольфрамовые катоды имеют высокую (около 3600 К) температуру плавле-
ния, большую (4,52 эВ) работу выхода, высокую (2400—2600 К) рабочую темпе-
ратуру, обладают удовлетворительной ковкостью и тягучестью и относительно
низкой (2—14 mA/Вт) экономичностью. Применяются в мощных генераторных
лампах с высоким анодным напряжением и маломощных лампах, предназначен-
ных для измерительных целей.

Активированные катоды более экономичны. Поверхность сердечника (керна)
этих катодов активируют металлами (Th, Ba, Cs и их соединениями), облада-
ющими малой работой выхода. Эти катоды имеют более низкую (примерно
180'0—2000 К) рабочую температуру, лучшую (около 50—70 mA/Вт) эффектив-
ность. К недостаткам этих катодов относят чувствительность к колебаниям тем-
пературы и высоким анодным напряжениям.

Полупроводниковые оксидные катоды в качестве активирующих веществ ис-
пользуют оксиды щелочноземельных металлов (Ba, Sr, Са). Эти катоды имеют
низкую (около 12,00 К) рабочую температуру, малую (около 1,2 эВ) работу выхо-
да, высокую (50—250 мА/Вт) эффективность и (за счет специальной технологии,
формовки) большую (до 5—10 тыс. ч) долговечность.

Недостатком оксидных катодов является эмиссионная нестабильность (обус-
ловленная неравномерной плотностью тока с различных участков катода), искре-
ние и саморазогрев (наблюдается в момент включения лампы, когда поверхность
катода не разогрета и не защищена объемным зарядом электронов от действия
внешнего электрического поля).

Металлогубчатые полупроводниковые катоды содержат две камеры
(рис. 10.10). В одной камере помещен запас активирующих веществ 2, а во вто-
рой — подогреватель 3. Активирующие материалы защищены от внешних воздейст-
вий вольфрамовой пористой губкой 1,
что повышает стабильность параметров
и долговечность. При рабочей темпера-
туре 1200—1500 К катоды обладают вы-
сокой эффективностью (100—1000мА/Вт).

Пропитанные (импрегнированные)
катоды в качестве активного элемента
содержат губчатую таблетку, спрессо-
ванную из вольфрамового порошка, про-
питанную алюминатором бария. Осо-
бенностью их является большая (до
10 А/см2) допустимая - плотность тока.

Рис. 10.10. Металлогубчатые катоды

Устройство катодов и их цепи
накала. По типу накала термо-

катоды подразделяют на прямонакальные и подогревные (косвен-
ного накала).

В прямонакальных катодах ток накала проходит по проволоч-
ной нити или узкой гофрированной или спиральной ленте, эмит-
тирующей электроны (рис. 10.11, а и б). Электропитание катодов
прямого накала осуществляется постоянным током. Питание пере-
менным током нежелательно из-за колебаний тока эмиссии в такт
с изменениями переменного тока накала, создающих мешающий
фон. Мешающий фон возникает также вследствие взаимодействия
переменного магнитного поля тока накала с током эмиссии (магне-
тронный эффект).

Катоды косвенного накала нагреваются переменным током,
проходящим через подогреватель 1, находящийся внутри цилинд-
рического (рис. 10.11, в) или плоского (рис. 10.11, г) катода. Ка-
тод 2 и подогреватель 1 электрически изолированы друг от друга.
Для этой цели проволока подогревателя покрывается густой сус-
пензией из порошка алунда (А120з), выполняющего функцию вы-
сокотемпературной изоляции. Внешняя поверхность катода покры-
та оксидным активатором 3. Нить подогревателя имеет бифиляр-
ную намотку, что позволяет скомпенсировать магнитное поле тока

Рис. 10.11. Прямонакальные и подогревные катоды
накала и ослабить магнетронный эффект. Благодаря большой мас-
се и тепловой инерции цилиндра катода в лампах с подогревным
катодом устранены пульсации тока эмиссии.

Подогревные оксидные катоды по сравнению с прямонакальны-
ми имеют меньшую эффективность (30—40 mA/Вт) из-за потерь
тепла на нерабочих (торцовых) участках. Оксидный катод косвен-
ного накала является наиболее распространенным типом катода
в электровакуумных приборах.

В процессе эксплуатации электронных ламп необходимо под-
держивать нормальный температурный режим катода. Режим ка-
тода задают напряжением или током накала. Предпочтителен
контроль по напряжению. При этом катод будет работать к концу
срока службы с некоторым (до 5%) недокалом, но увеличится в
2,5—3 раза продолжительность его работы. В процессе эксплуата-
ции допускается отклонение напряжения накала ±10% от номи-
нального.

§ 10.6. Аноды и сетки электронных ламп

Аноды электронных ламп. В рабочем режиме в лампе создается
ускоряющее электрическое поле. Для этой цели на анод лампы
подается положительный (относительно катода) потенциал. Под
действием ускоряющего поля эмиттируемые катодом электроны
движутся к аноду. По достижении поверхности анода электрон
обладает кинетической энергией nw2/2.

При ударе об анод энергия передается кристаллической решет-
ке материала анода, за счет чего происходит нагрев анода. Если
за единицу времени на анода попадает п электронов, то их об-
щая кинетическая энергия, равная работе сил поля по перемеще-
нию зарядов электронов, составит mv2/2=neU&. Учитывая, что
пе=1&, получим

ту2П/2 = I&U& = Ра. (10.28)

Очевидно, чем больше подводимая мощность Ра, тем больше
нагрев анода. Когда его температура в процессе нагрева стано-
вится выше температуры окружающей среды, он начинает отдавать
тепловую энергию в окружающее пространство. С повышением
температуры анода Т& (рис. 10.12) относительно температуры
окружающей среды увеличивается теплоотдача, т. е. тепловая мощ-
ность Р'арас, рассеиваемая анодом.

Тепловое равновесие на аноде наступает тогда, когда тепловая
МОЩНОСТЬ Р'арас СТЭНОВИТСЯ равной МОЩНОСТИ Р а, сообщаемой
аноду электронами, т. е. Р/арас=Ка (точка 0, см. рис. 10.12). Эта
точка определяет установившуюся температуру на аноде в режиме
теплового равновесия.

Чрезмерный нагрев анода нежелателен, так как может при-
вести к тепловой деформации электродов, размягчению (при
900 К) стекла баллона, вызвать выделение акклюдированных га-
зов и ухудшить вакуум в лампе. Кроме этого, раскаленный анод
Рис. 10.12. График к оп-
ределению температуры
анода

Рис. 10.13. Конструкция анодов

испускает тепловые лучи, которые могут вызывать дополнительный
нагрев катода и быстрое испарение активирующих веществ, что
снижает долговечность лампы.

Для предотвращения подогрева анода при длительной работе
лампы нужно, чтобы фактическая мощность Ра, выделяемая на
аноде и рассеиваемая им, не превышала предельно допустимую

Ра ^Рацоа’ (10.29)

Допустимая мощность Радоп является одним из важнейших
предельных параметров ламп и всегда приводится в их паспортах.
Мощность, рассеиваемая анодом, а следовательно, и Т’адоп зави-
сят от конструкции лампы и вида охлаждения анода. Охлаждение
может быть естественным за счет лучеиспускания (излучения теп-
ловых лучей) и теплопроводности и искусственным за счет прину-
дительного омывания анода теплоносителем (воздухом, водой,
паром). При естественном охлаждении преобладает лучеиспуска-
ние. Мощность, излучаемая с поверхности нагретого анода, опре-
деляется законом Стефана — Больцмана

Радоп = Уа7’а5а. (Ю-30)

где Sa — поверхность охлаждения анода (за исключением поверхности, обращен-
ной к катоду), см2.

Коэффициент лучеиспускания у [см. (10.26)] абсолютно чер-
ных тел равен единице, поэтому черненые аноды могут рассеивать
большую мощность, чем белые.

Материалом анодов служат тугоплавкие металлы, допускаю-
щие«более высокую рабочую температуру (табл. 10.2) и обладаю-
щие относительно высокой теплоизлучающей способностью. Для
анодов маломощных ламп в основном используют никелированную
сталь, никель, молибден; в лампах большой мощности — тантал,
графит и др. В маломощных лампах с оксидным катодом для со-
хранения их эмиссионной способности предпочтительно применение
графитовых или черненых анодов, нагрев которых допускают лишь
до 650 К.
Материал анода 7 ^макс' К ^*а доп» Вт/см2
Никель белый 0,20—0,22 970—1050 1—1,5
Тантал 0,20.-0,28 1550—1600 8—9
Никель черненый 0,52—0,60 950—1050 2,8—4,2
Графит 0,68—0,80 950—1050 4—6
Медь при водяном охлаждении — — 25—35

Для увеличения Ра доп и снижения рабочей температуры анода Та в лампах
увеличивают теплорассеивающую поверхность охлаждения анода путем устройст-
ва продольных ребер (рис. 10.13) или изготовления анода из густой металлической
сетки, позволяющей в 2—2,5 раза увеличить поверхность охлаждения по сравне-
нию со сплошными анодами. Эту же цель преследуют, выполняя анод с шерохо-
ватой поверхностью. Охлаждение за счет лучеиспускания малоэффективно, поэто-
му используется в лампах малой и частично средней мощности. Для рассеивания
больших мощностей применяют принудительное (воздушное или водяное) охлаж-
дение (см. гл. 17).

Сетки электронных ламп. Сетки электронных ламп располага-
ются в междуэлектродном пространстве анода и катода. Расстоя-
ние между катодом и сетками невелико, особенно между первой
сеткой и катодом. В ряде современных ламп зазор между первой
сеткой и катодом доведен до десятых долей миллиметра. Близкое
расстояние сетки от катода приводит к ее интенсивному нагрева-
нию за счет тепла, рассеиваемого анодом. Нагрев вызывает дефор-
мацию сеток, создающую опасность сообщения с другими электро-
дами, а также может привести к возникновению термоэлектронной
эмиссии с их поверхности.

Во избежание этих нежелательных последствий нагрева темпе-
ратура сеток не должна превышать 600 К- Для снижения темпе-
ратуры сетки делают из черненой проволоки. На траверсах уста-
навливают дополнительно теплорассеивающие пластины. Аноды
ламп снабжают специальными тепловентиляционными вырезками
(отверстиями).

Чтобы не было термоэмиссии, сетки выполняют из металлов,
обладающих большой работой выхода (никель, молибден, вольф-

Рис. 10.14. Конструкции сеток ламп
рам). В некоторых лампах проволоку для сеток покрывают плен-
ками металлов (золотом, платиной), обладающих более высокой
работой выхода.

Для придания конструкции сетки необходимой жесткости наря-
ду с навитыми сетками (рис. 10.14, а) применяют стержневые
(рис. 10.14, б), ножевые (рис. 10.14, в), дисковые (рис. 10.14, г),
рамочные (рис. 10.14, д) и другие сетки. При таком конструктивном
исполнении сетки не перегораживают путь электронам в процес-
се их движения от катода к аноду ламп. Число сеток в лампе и их
конструктивное оформление определяются назначением лампы.
Управление токопрохождением в электронных лампах с сетками
осуществляется с помощью электрических полей, которые возни-
кают между катодом, сетками и анодом.

Глава 11

ДВУХЭЛЕКТРОДНЫЕ ЛАМПЫ — ДИОДЫ

§ 11.1. Устройство и принцип работы диода

Устройство. Двухэлектродная лампа является простейшим элек-
тронным прибором, содержащим два электрода — катод К и анод А,
разделенные вакуумным промежутком. Конструктивно электроды
выполняются цилиндрической или плоской (рис. 41.1, а) формы с
катодом прямого или косвенного накала. На рис. 10.1, а изобра-
жена примерная конструкция диода с прямонакальным катодом.

Принцип работы. В рабочем режиме к электродам диода под-
ключают анодный источник тока Еа (рис. 11.1,6). Для создания в
лампе ускоряющего поля отрицательный полюс источника Еа под-

Рис. 11.1. Диод
ключается к катоду, а положительный — к аноду. Разность потен-
циалов, действующую между электродами, обычно называют анод-
ным напряжением Ua. Одновременно к цепи накала подключают ис-
точник накала EHj под действием которого катод .разогревается и
начинает эмиттировать электроны. Электроны попадают в ускоряю-
щее поле и под действием сил поля перемещаются к аноду. При
этом через диод и его внешнюю цепь потечет ток, направление ко-
торого во внешней цепи показано штриховой линией со стрелкой.

Если полярность подключения напряжения внешнего источника
Еа изменить на обратную, приложив + Еа к катоду, а —Еа— к ано-
ду, то между анодом и катодом возникнет тормозящее поле. Под
действием этого поля электроны будут тормозиться и снова воз-
вращаться на катод. Ток через диод не пойдет. Таким образом,
диод может проводить ток лишь в одном направлении от катода к
аноду. На этом свойстве односторонней проводимости тока основа-
но применение диодов для выпрямления переменного тока.

Пространственный заряд в диоде. Токопрохождение в диоде зависит от рас-
пределения потенциала в пространстве между катодом и анодом. Представим ка-
тод и анод лампы в виде бесконечных параллельных плоскостей, расположенных
друг от друга на расстоянии /а (рис. 11.1, в). Потенциал катода примем равным
нулю, а потенциал анода (относительно катода) — положительным и равным [7а.

Если катод не накален и не испускает электронов, то потенциал в простран-
стве между анодом и катодом изменяется по линейному закону (прямая 1). Если
катод разогреть до некоторой температуры, то эмиттируемые им электроны по-
степенно заполнят пространство между катодом и анодом и создадут между ни-
ми отрицательный пространственный (объемный) заряд.

При невысокой температуре катода плотность объемного заряда сравнитель-
но невелика, поэтому потенциал всех точек поля в междуэлектродном пространст-
ве хотя и снижается, но остается положительным (кривая 2). В этом режиме
электрическое поле на всем участке между электродами будет ускоряющим, по-
этому все электроны, испускаемые катодом, будут притягиваться к аноду. Анод-
ный ток диода будет равен току эмиссии (диод работает в режиме насыщения).

Если температуру катода повысить, увеличиваются эмиссия и плотность объ-
емного заряда электронов, а потенциал поля в междуэлектродном пространстве
снижается, особенно вблизи катода, где плотность объемного заряда максималь-
на (кривая 3). В этом режиме на некотором расстоянии /мин от катода возникает
минимум потенциала поля //Мин, т. е. действует тормозящее электрическое поле
объемного заряда. При этом электроны с большой начальной скоростью в состо-
янии преодолеть тормозящее поле объемного заряда и достичь анода. Такой ре-
жим, при котором за счет пространственного заряда анодный ток оказывается
меньше тока эмиссии катода, носит название режима пространственного заряда.
Он характеризуется динамическим равновесием, при котором за любой интервал
времени количество электронов, поступающих в объемный заряд за счет эмиссии
катода, равно числу электронов, уходящих из пространственного заряда на анод,
а также частично возвращающихся к катоду.

Если температуру катода увеличить, оставив неизменным анодное напряже-
ние то возрастут-плотность объемного заряда и высота потенциального барь-
ера t/'мин, а минимум потенциала несколько сдвинется в сторону анода (на рас-
стоянии /'мин, кривая 4). При этом большее число электронов будет задерживать-
ся в объемном заряде и возвращаться обратно к катоду, пока не наступит новое
состояние равновесия, при котором число электронов, уходящих к аноду, а сле-
довательно, и анодный ток остаются почти неизменными.

Если же при постоянной температуре катода увеличить "анодное напряжение
до значения U&, то результирующее (суммарное) поле в междуэлектродном про-
странстве усилится, величина потенциального барьера уменьшится, а минимум
потенциала поля несколько переместится к катоду (кривая 5). В этом режиме
большее число электронов преодолеет тормозящее поле, плотность объемного за-
ряда уменьшится, анодный ток возрастет, хотя ток эмиссии катода сохранится не-
изменным.

Очевидно, при достаточно высоком анодном напряжении минимум потенци-
ала у катода исчезнет. Электроны с катода будут беспрепятственно достигать
анода. Анодный ток становится равным току эмиссии, в лампе наступает режим
насыщения, при котором дальнейшее увеличение потенциала анода не вызывает
роста тока.

Если потенциал анода 1/а=0, то эмиттированные катодом электроны в меж-
дуэлектродном пространстве будут перемещаться лишь за счет начальной скоро-
сти, которую они имели при выходе с поверхности катода. В таком режиме
большая часть электронов тормозится полем объемного заряда и возвращается на
катод, поэтому начальный ток в цепи анода мал (около нескольких микроампер).

Объемный заряд часто называют виртуальным (действующим) катодом. Он
играет важную роль в электронных процессах ламп.. Созданный им минимум по-
тенциала и прилегающая к нему область отрицательного объемного заряда сни-
жают собственные шумы лампы, защищают катод от ионной бомбардировки и эк-
ранируют его от непосредственного воздействия электрического поля анода и дру-
гих электродов лампы.

§ 11.2. Характеристики диода

Свойства диода оценивают по его анодным и эмиссионным ха-
рактеристикам. Анодные характеристики устанавливают зависи-
мость анодного тока от анодного напряжения /а=<р((7а) при по-
стоянном напряжении накала £7Н= const. Эту зависимость можно
установить экспериментальным путем или рассчитать аналитиче-
ски.

Экспериментальные анодные ВАХ. Зависимость' 7а для диода
с вольфрамовым катодом графически представлена на рис. 11.2, а.
В полученной анодной характеристике вакуумного диода можно
отметить три характерных участка, соответствующих начальной
(АВ), восходящей (ВС) и пологой (D) областям. Анодный ток на-
чальной области, соответствующей небольшому отрицательному
U&, составляют те электроны, которые обладают начальной энер-
гией иш2/2, достаточной для преодоления тормозящего поля неболь-
шого отрицательного анодного напряжения, т. е. (mv2/2) >е| (7а|.
Этот ток мал (несколько микроампер).

Рис. 11.2. Экспериментальные и теоретические анодные характеристики диода
Восходящий участок характеристики соответствует работе лам-
пы в режиме пространственного заряда. Здесь анодный ток состав-
ляют электроны, которые обладают энергией, достаточной для пре-
одоления минимума потенциала (7МИН (см. рис. 11:1, в), созданного
у катода пространственным зарядом, ограничивающим ток в лам-
пе. В этом режиме с ростом (7а анодный ток может возрасти до
значения тока эмиссии.

Пологая часть характеристики (за точкой D) соответствует ра-
боте лампы в режиме насыщения (см. рис. 11.2, а). Здесь все элек-
троны, вылетевшие с катода, долетают до анода. Ток, устанавли-
вающийся в этом режиме, равен току эмиссии и называется током
насыщения. Ток насыщения определяется температурой катода.
С повышением температуры катода возрастает ток эмиссии, а сле-
довательно, и ток насыщения диода (см. характеристики при 7’3>
>Г2>Т1).

Переход от режима пространственного заряда к режиму насы-
щения происходит плавно (участок D), что объясняется неравно-
мерностью температуры и работы выхода различных участков ка-
тода. Режим насыщения наступает сначала вблизи слабо нагретых
участков, где меньше плотность объемного заряда, а затем по мере
нагревания распространяется на всю его поверхность.

У тарированных и оксидных катодов нет ясно выраженной об-
ласти насыщения. Эти катоды имеют шероховатую поверхность,
поэтому увеличение Ua приводит к возникновению высоких гради-
ентов электрического поля у микровыступов, что вызывает появле-
ние автоэлектронной эмиссии и рост анодного тока.

Теоретические ВАХ (рис. 11.2, б). Анодный ток в режиме пространственного
заряда определяется совместным действием анодного напряжения и объемного за-
ряда. Он также зависит от геометрических размеров электродов, их формы и
расстояния между ними. Аналитически эта зависимость анодного тока (при ряде
упрощающих анализ допущений) устанавливается уравнением вида

1а = ки^, (11.1)

где 1/а — анодное напряжение, В;

к — коэффициент, зависящий от конструкции лампы.

Для ламп с плоскопараллельными электродами

K = 2,33-10-6Qa//2a, (11.2)

где Qa — действующая площадь поверхности анода, м2;

1ка — расстояние от катода до анода, м.

При цилиндрической конструкции электродов

к = 2,33-10—6Qa/(ra₽2), (11.3)

где Qs = 2nrala —площадь поверхности анода;

га и Za — радиус и длина анода;

Р2=<р(га/гк)—конструктивный параметр; при га/гк:г=10 р2~1.

Из приведенного уравнения (11.1) следует, что анодный ток в диоде пропор-
ционален приложенному анодному напряжению в степени трех вторых, поэтому
такая зависимость получила наименование закона трех вторых. Уравнение ана-
литически подтверждает нелинейный характер зависимости 7а от Ua диода. Оно
позволяет приближенно рассчитать геометрические размеры электродов лампы для
получения требуемого анодного тока при заданном значении анодного напря-
жения.

Теоретические анодные характеристики диода, построенные для различных
значений температуры Т\, Т%, Ts, несколько отличаются от экспериментальных
(см. рис. 11.2, а), снятых при той же температуре. Отклонение теоретических ха-
рактеристик от экспериментальных объясняется тем, что при выводе уравнения
трех вторых не учтены начальная скорость электронов и неравномерность рас-
пределения температуры по поверхности катода, а также уменьшение анодного
тока из-за магнетронного эффекта и ряд других второстепенных явлений.

§ 11.3. Статические параметры диода

Параметры характеризуют свойства ламп, устанавливают ос-
новные соотношения между напряжениями и токами в различных
цепях лампы. По параметрам можно судить о возможности приме-
нения ламп в схемах и о их замене. Рассмотрим основные пара-
метры электровакуумного диода.

Крутизна характеристики S (мА/B) показывает, как изменяется
анодный ток лампы при изменении анодного напряжения на 1 В.
В заданной точке А (рис. 11.3, а) крутизна определяется отношени-
ем приращения тока Д/а к соответствующему приращению напряже-
ния на аноде AUa:

Аг —’ ^а!
t^a2 — al

&Ua

= tga

или

(11.4)

dUa '

Крутизна имеет физический смысл внутренней проводимости
между катодом и анодом для переменной составляющей пульсирую-
щего анодного тока. Если крутизна S=2 мА/B, то это означает,
что изменение анодного напряжения на II В вызывает изменение
анодного тока на 2 мА. Крутизна характеристики обычно опреде-
ляется в середине ее прямолинейного участка по двум точкам, на-
пример А и В.

Для криволинейной части характеристики крутизну можно определить мето-
дом касательной к кривой в заданной точке М, в которой хотят определить кру-
тизну (рис. 11.3, б). В этом случае крутизна пропорциональна тангенсу угла на-
клона касательной к оси абсцисс и определяется из AKLF как отношение катета

Рис. 11.3. К определению кру-
тизны характеристик диода и
среднего значения анодного
тока
LF к катету KF. Геометрический смысл крутизны состоит в том, что она опреде-
ляет наклон характеристики диода к оси абсцисс.

Аналитическое выражение для крутизны в заданной точке можно получить,
дифференцируя уравнение (11.1) по анодному напряжению,

5= = 4-2,33-10-6(Qa/^a) (П-5)

. (LkJ а Л

Из выражения (11.5) следует, что крутизна зависит от конструкции лампы.
Она тем больше, чем больше действующая поверхность анода Qa и чем меньше
расстояние /ка между катодом и анодом. С увеличением напряжения накала (тем-
пературы) катода возрастает действующая поверхность анода Qa, поэтому воз-
растут анодный ток и крутизна характеристики.

Большинство современных диодов имеет крутизну от единиц,
до десятков миллиампер на вольт и лишь в некоторых мощных дио-
дах она больше.

Внутреннее сопротивление Bi (Ом) диода переменному току яв-
ляется величиной, обратной крутизне:

MJa 1 dUa

(ii.6>

Внутреннее сопротивление определяется по характеристике ана-
логично крутизне; оно постоянно лишь на прямолинейном участке
характеристики и обычно увеличивается на участках, где крутизна
минимальна. Так, в области нижнего изгиба характеристики внут-
реннее сопротивление достигает тысяч и даже десятков тысяч ом,
тогда как на линейном участке характеристики оно составляет от
нескольких сотен до единиц килоом.

Внутреннее сопротивление Ri нельзя отождествлять с сопротив-
лением лампы постоянному току Ro, определяемому по закону Ома,

Ro^UJI*. (11.7)

Мощность Ра, рассеиваемая на аноде лампы, не должна превы-
шать максимально допустимую

Ра = !а(/а<РаЯОП. (Н-8)

Более подробно об этом параметре смотри § 10.6.

В диодах для выпрямления переменного тока анодный ток пред-
ставляет собой серию отдельных импульсов, следующих с опреде-
ленной частотой повторения (рис. 11.3, в). У диодов с вольфрамовым
катодом максимальное значение тока этих импульсов ограни-
чивается током эмиссии, а у диодов с оксидным катодом — опас-
ностью разрушения оксидного слоя. Максимально допустимый
анодный ток в импульсе Iam обычно приводится в паспорте прибо-
ра. Пульсирующий анодный ток, выпрямляемый диодом, может
быть заменен эквивалентным средним значением выпрямленного
тока /а за период. Значение этого тока ограничивается эмиссией ка-
тода или максимально допустимой мощностью рассеяния на аноде
Ра коп. Поэтому для каждого диода устанавливается допустимое
среднее значение выпрямленного тока 10.

При работе диода в схемах выпрямителей на его электродах пе-
риодически изменяется полярность выпрямленного напряжения.
В положительный полупериод напряжения на аноде через диод и
нагрузку проходит выпрямленный ток. В отрицательный полупериод
между анодом и катодом действует обратная полярность напряже-
ния, при котором в диоде возникает тормозящее поле и ток через
диод не проходит. Обратное напряжение зависит от схемы выпрям-
ления и характера нагрузки в ней. При больших значениях обрат-
ного напряжения может произойти пробой изоляции между элек-
тродами диода. Чтобы исключить пробой, обратное напряжение
между электродами не должно превышать максимально допустимо-
го напряжения, т. е. СОбр=С С/Обр Для каждого диода устанавли-
вается допустимое обратное напряжение 1/Обрт в зависимости от
качества его изоляции и конструкции.

Междуэлектродная емкость между анодом и катодом диода и
их вводами Сак в основном зависит от их площади и расстояния
между ними. Чем больше площадь и меньше расстояние между
электродами и их вводами, тем емкость больше. В маломощных
диодах эта емкость составляет несколько пикофарад, в мощных —
достигает десятков пикофарад.

Емкость Сак действует параллельно внутреннему сопротивлению диода. При
работе диода на низких частотах сопротивление этой емкости велико, поэтому с
ее шунтирующим влиянием можно не считаться. На высоких частотах (сотни ме-
гагерц) сопротивление междуэлектродной емкости значительно снижается и ока-
зывается соизмеримым с внутренним сопротивлением диода. В этих условиях ем-
кость Сак будет шунтировать внутреннее сопротивление диода и ухудшать его
выпрямительные свойства. Поэтому на высоких частотах предпочтительны диоды
с малыми междуэлектродными емкостями.

Кроме рассмотренных, к параметрам диодов относят напряже-
ние накала Дн, токи накала /н и катода 1К, анодное напряжение Ua.

§ 11.4. Типы диодов

Диоды для выпрямления тока. Свойства диодов проводить ток

лишь в одном направлении позволяют применить их для выпрямле-
ния переменного тока. Диоды, используемые для выпрямления пе-
ременного тока технической частоты, называют кенотронами (или
электронными вентилями).

Для выпрямления сравнительно невысоких (до 1000 В) напря-
жений и токов в десятки — сотни миллиампер выпускаются мало-

мощные кенотроны, относящиеся к серии приемно-усилительных
ламп. От выпрямителей на таких кенотронах можно получить мощ-

ность выпрямленного тока в де-
сятки — сотни ватт.

Конструктивно выпрямитель-
ные кенотроны выпускаются одно-
анодными (рис. 11.4, й и в) и ком-
бинированными двуханодными
(рис. 11.4, б и а) с катодами как

Рис. 11.4. Условное изображение дио-
дов
прямого (см. рис. 11.4, в), так и косвенного (см. рис. 11.4, а, б и г)
накала. Применение комбинированных кенотронов предпочтительно
в схемах двухпо лупер иодного выпрямления, так как при
этом уменьшаются число ламп в аппаратуре . и ее габарит-
ные размеры.

Для выпрямления импульсных напряжений выпускаются высоко-
вольтные кенотроны. Они рассчитаны на работу при напряжениях
в десятки киловольт и при малых токах (до сотен микроампер). Та-
кие кенотроны обладают малой междуэлектродной емкостью и вы-
сокой экономичностью катода. Конструктивное оформление одного
из кенотронов этой группы показано на рис. ЮЛ, а. Высоковольт-
ные маломощные кенотроны в основном применяются для питания
анодов электронно-лучевых трубок телевизионных приемников.

Близки по параметрам и конструктивному выполнению к вы-
прямительным кенотронам демпферные диоды, предназначенные
для демпфирования колебательного процесса выходного трансфор-
матора строчной развертки телевизионных приемников.

В табл. ‘11.1 в качестве примера приведены параметры некото-
рых кенотронов и демпферных диодов.

Диоды для детектирования. Процесс выделения колебаний низ-
кой частоты из принятого ВЧ сигнала называется детектированием.
Для детектирования модулированных ВЧ колебаний применяются
маломощные одинарные и двойные детекторные диоды, рассчитан-
ные на работу при относительно невысоких (до 400—500 В) анод-
ных напряжениях и малых (десятки миллиампер) токах. Детектор-
ные диоды имеют малые размеры электродов, поэтому обладают
малой междуэлектродной емкостью, что позволяет применять их на
высоких частотах. Примером двойного детекторного диода служит
лампа 6Х2П, параметры которой приведены в табл. 1'1.1.

Условные обозначения маломощных кенотронов, демпферных и
детекторных диодов, относящихся к категории приемно-усилитель-
ных ламп, состоят из четырех элементов.

Первый элемент обозначения — число, выражающее (округлен-
но) напряжение накала в вольтах. Второй элемент — буква, обо-
значающая тип прибора (Д — диоды, X — двойные диоды, Ц — ма-
ломощные кенотроны). Третий элемент — порядковый номер дан-

Таблица 11.1

Тип Число анодов с/н. в /Е, А 10, мА Ла т’ мА ^обр» кВ /?<, кОм Сак, пФ Назначение
1Ц21П 1 U 0,7 0,6 40 25 — 3 Высоковольтный
ЗЦ22С 1 3,15 0,4 2 30 36 — 2,5 Кенотрон
5Ц12П 1 5 0.77 50 350 5 0.4 — Кенотрон
6Д2ОП 1 6,3 1„8 220 600 65 — 9 Демпферный
6Х2П 2 6,3 0,3 10 — 0,45 0,16 3,6 Детекторный
ного типа лампы. Четвертый .элемеыг— буква, характеризующая-
конструктивное оформление (С — в стеклянном баллоне с диамет-
ром более 24 мм, Д — в металлостеклянной оболочке с дисковыми
впаями, П — в стеклянной оболочке мийиатюрные с диаметром 19
и 22,5 мм, Г, Б, А — сверхминиатюрные с диаметром свыше 10 мм;
до 10 мм и от 4 до 6 мм).

Глава 12

ТРЕХЭЛЕКТРОДНЫЕ ЛАМПЫ — ТРИОДЫ

§ 12.1. Устройство и принцип действия триода

Плотность электронного потока в лампе определяется напря-
женностью электрического поля у катода. Чтобы эффективно управ-
лять интенсивностью этого поля, в трехэлектродных лампах между
анодом и катодом введен третий электрод — металлическая сетка
(см. рис. 10.1,6). При наличии сетки интенсивность электрического
поля у катода определяется совместным действием полей сетки и

анода.

Распределение потенциала. Чтобы уяснить действие сетки, рас-

распределение потенциала и изменение интенсивности.элек-

трического поля в междуэлектродном пространстве триода с плос-
копараллельными электродами. Потенциал катода U1; примем
равным 0, а на анод подадим относительно катода некоторый посто-
янный положительный потенциал Ua.

Когда сетка в лампе отсутствует или ее потенциал равен естест-
венному потенциалу, который имело бы занимаемое ею простран-
ство, она не меняет ни распределения потенциала между анодом А
и катодом К (кривая 2 на рис. 12.1), ни интенсивности поля.

Если в лампу ввести сетку и подать на нее нулевой потенциал
£7С = 0, то распределение потенциала (кривая 5) и интенсивность по-
ля в междуэлектродном пространстве изменяются. Потенциал

поля станет ниже, чем при отсут-
ствии сетки, а минимум отрица-
тельного потенциала возрастет,
т. е. | 1 | ^мин! | • В этом ре-

жиме сетка перехватывает часть
силовых линий поля, идущих от
анода А к катоду К (рис.
12.2, а), и ослабляет интенсив-
ность поля вблизи катода. При
этом возрастает тормозящее дей-
ствие пространственного заряда
у катода, вследствие чего снижа-
ется ток в лампе.

Рис. 12.1. Потенциальные диаграммы
триода
Рис. 12.2. Электрическое поле в триоде

Если, на сетку подать небольшой отрицательный потенциал, то
потенциал поля во всех точках междуэлектродного пространства
снизится, а минимум потенциала возрастет до значения (7МИнз и
сместится к сетке (см. рис. 112.1, кривая 4). В этом режиме тормо-
зящее действие объемного заряда у катода дополнится тормозящим
полем сетки, уменьшится интенсивность поля у катода (рис. 12.2, б),
вследствие чего некоторая часть эмиттированных им электронов
будет возвращаться к катоду, следовательно, анодный ток в триоде
уменьшится.

Очевидно, если потенциал на сетке и дальше снижать, то анод-
ный ток в лампе будет уменьшаться. При некотором достаточно
большом отрицательном напряжении на сетке минимум потенциала
возрастет до значения С7Мин4 (кривая 5 на рис. 12.1), результирую-
щее электрическое поле на участке катод — сетка может оказаться
тормозящим (рис. 12.2, в), вследствие чего электронный ток в трио-
де становится равным нулю; наступает запирание триода или от-
сечка тока в лампе.

При подаче на сетку небольшого положительного потенциала
поле анода дополнится полем сетки, потенциал всех точек между-
электродного пространства повысится (см. рис. 12.1, кривая 1), ин-
тенсивность ускоряющего поля у катода возрастет. Под действием
такого поля увеличивается количество электронов, ускоренно дви-
жущихся от катода к сетке. Анодный ток при этом возрастает, а в
цепи сетки (за счет попавших на сетку электронов) может устано-
виться небольшой сеточный ток 1С (рис. 12.3, а).

Если сетка выполнена с малым шагом, то даже при небольших
значениях положительного потенциала' сеточный ток 1С может су-
щественно возрасти, вызывая снижение тока /а в анодной цепи.
В этом случае эмиттированный катодом ток 7К будет распределяться
между цепями анода и сетки

Рис. 12.3. Цепи триода и его схемы приведения к эквивалентному диоду
Изменяя потенциал сетки по отношению к катоду от отрицатель-
ного до положительного, можно влиять на плотность электронного
потока в лампе и изменять в широких пределах ее анодный ток.
При работе с отрицательным потенциалом на сети ток в цепи сетки
практически равен нулю. Такой режим без сеточных токов эконо-
мичен и широко применяется в радиоустройствах.

Действующее напряжение. Токи в триоде при постоянной тем-
пературе катода определяются результирующим электрическим по-
лем, которое создается в лампе потенциалами сетки и анода, т. е.
7к=Л+^с = ф(^с, t/a). Для получения аналитического выражения
этой зависимости удобно суммарное действие потенциалов анода
Ua и сетки Uc у катода заменить эквивалентным (действующим)
напряжением, приложенным к одному из электродов. Такая замена
сетки одним электродом, к которому приложено равноценное по
своему действию напряжение, позволяет заменить триод эквива-
лентным диодом, сплошной анод которого расположен на месте
сетки триода. Действующее напряжение в эквивалентном диоде

(CCKUC + СМ = (Uc + СгЛ, (12.2)

Оа \ GCK J

где Сек — емкость соответственно между сеткой и катодом и анодом и ка-
И Сак ТОДОМ (рис. 12.3, б).

Емкость эквивалентного диода со сплошным анодом
(рис. 12.3, в) определяется емкостью сетки Сски поверхности запол-
нения ее междувиткового пространства Са (рис. 12.3, г), т. е. Сэ =
= ССк+Сп. Приближенно приняв Сс к/(Сс к+^п) 1 и обозначив
Сак/Сс К=Д, получим выражение для действующего напряжения:

Un = Uc+Diya. (12.3)

Здесь Р = Сак/Сск — проницаемость сетки триода для поля ано-
да. Она показывает, какая часть поля анода проникает сквозь сет-
ку к катоду и позволяет судить о том, насколько анодное напряже-
ние слабее воздействует на анодный ток, чем сеточное. Чем гуще
сетка, тем она сильнее экранирует катод от поля анода, тем мень-
ше проницаемость. В конструкциях триодов D = 0,01 -4-0,1.

Закон трех вторых. Замена триода эквивалентным диодом по-
зволяет применить к нему уравнение (11.1) для аналитического оп-
ределения анодного тока. По условиям эквивалентности ток в эк-
вивалентном диоде /ад должен равняться току катода 1К в триоде,
т. е.

Zaa=/K = /a+Zc«6(tfc + £>f7a)3/2. (12.4)

Здесь значение коэффициента k для плоской и цилиндрической
конструкции электродов определяют согласно выражениям (11.2)
и (11.3), приняв за / расстояние между сеткой и катодом триода. При
отрицательном потенциале на сетке током сетки можно пренебречь.
Приведенное уравнение тока выражает аналитическую зависимость
тока от напряжений анода и сетки и облегчает рассмотрение фи-
зических процессов и характеристик триода.
§ 12.2. Статические характеристики триода

Ток в триоде является сложной функцией напряжений на аноде
и сетке лампы /к=/а+/с=ф|(.[/с> JJa). Для удобства на практике
эту зависимость разделяют на частные уравнения, которые выра-
жают зависимость токов от напряжения на одном из электродов
при неизменном напряжении на другом электроде:

/а и Zc = У (б*с) при Ua = const и /а и /с = у (Са) при Uc = const.

Эти зависимости являются статическими характеристиками трио-
да. Схема для снятия характеристик изображена на рис. 12.4. Нить
подогревателя питается, в схеме от источника переменного напряже-
ния L/H=6,3 В, цепь сетки — от источника £0 = 10 В, а анода — от
источника £а=250 В. Потенциал на сетке и аноде устанавливается
соответственно потенциометрами R1 и R2. Полярность напряжения
на сетке изменяют переключателем П. При снятии статических ха-
рактеристик резистор £а=10 кОм должен быть выключен из схемы,
а цепь анода замкнута.

Анодно-сеточные характеристики (прямой передачи) представ-
ляют зависимость /а=ф(С7с) при t7a=const, а сеточные (вход-
ные— /с=(р({7с) при L/a=const. Для снятия характеристик
включают питание цепей накала, сетки и анода; устанавли-
вают номинальные напряжения накала С/н и анода С/а. На сетку
подают такое отрицательное напряжение Uc, при котором прекра-
тится ток в анодной цепи. Затем постепенно повышают потенциал
сетки и отмечают значения анодного тока /а. В области положитель-
ных сеточных напряжений в цепи сетки появится сеточный ток /с.
По полученным данным строят анодно-сеточную /а = ф(£с) и сеточ-
ную /с = ф(С7с) характеристики (рис. 12.5, а). Устанавливая другие
постоянные значения L/a, получают семейство анодно-сеточных и
сеточных характеристик (рис. 12.5,6).

Из семейства анодно-сеточных характеристик следует, что при
одном и том же напряжении на сетке большему С/а соответствует
больший анодный ток. Сеточные токи практически появляются в
лампе при положительных напряжениях на сетке, причем большему
Ua соответствует меньший ток сетки, так как больше электронов,
эмиттируемых катодом, достигают анода.

Рис. 12.4. Схема испытания триода
Рис. 12.51. Характеристики триода

Анодные (выходные) характеристики представляют зависимость
Za=<p(tZa) при Z/C=const. Одновременно снимаются сеточно-анодные
характеристики [характеристики обратной связи, выражающие за-
висимость /с = ф({7а) при t/c = const].

Для снятия этих характеристик устанавливают номинальное на-
пряжение накала L7H и выбранное значение напряжения на сетке,
например С7с =—1 В. Затем изменяют Ua от нуля до максимально

допустимого для данной лампы и отмечают значения анодного то-
ка. По полученным данным строят анодную характеристику при
Ue=—1 В. Затем опыт повторяют при других значениях напряже-
ния на сетке и таким путем получают семейство анодных харак-
теристик (рис. 12.6).

При положительных и небольших отрицательных сеточных на-
пряжениях в лампе появится сеточный ток /с. Отмечая значения 1С
при различных значениях Ua, в этом же семействе строят сеточно-
анодные характеристик (на рис. 12.6 изображены штриховыми линия-
ми). На рис. 12.6 видно, что анодная характеристика, снятая при

Uc = 0, на значительном протяже-
нии линейна подобно характери-
стике диода. При подаче на сетку
отрицательного потенциала анод-
ные характеристики сдвигаются
вправо от начала координат.
Объясняется это тем, что при
малых Ua поле анода недостаточ-
но для компенсации возрастаю-
щего тормозящего действия поля
сетки. Если на сетку подается по-
ложительное напряжение, поле
анода усиливается полем сетки,
анодный ток значительно возрас-
тает даже при малых Ua и харак-

Рис. 12.6. Семейство анодных харак-
теристик триода
Рис. 12.7. Импульсы анодного тока
триода и его импульсные характери-
стики

теристики сдвигаются влево относительно характеристики, снятой
при Uc=0 В. В дальнейшем рост /а замедляется вследствие изме-
нения токораспределения в лампе.

На сеточно-анодных характеристиках наглядны два режима то-
кораспределения. При положительных Uc и небольших Ua сеточный
ток 1С максимален. Лампа работает в режиме возврата электронов
на сетку. При возрастании С7а крутизна сеточных характеристик
резко уменьшается, и далее сеточный ток мало изменяется. В лампе
устанавливается режим перехвата электронов сеткой.

В семействе анодных характеристик изображена гиперболиче-
ская линия максимально допустимой мощности рассеяния Ладоп на
аноде, которая характеризует предельный тепловой режим работы
лампы.

Анодные характеристики широко используются при выборе
и анализе режимов работы лампы в схемах электронных усилите-
лей, генераторов и т. д.

Импульсный режим характеризуется тем, что ток в лампе протекает кратко-
временными толчками — импульсами (рис. 12.7, а). Обычно продолжительность им-
пульсов тока ти значительно меньше паузы (ти<А), т. е. велика скважность
<2 = 7Н/Ти (где 7и — период следования импульсов). В этих условиях работы теп-
ловой режим ламп не нарушается даже при больших анодных токах /ан (см.
рис. 12.7, а).

При снятии импульсных характеристик (рис. 12.7, б) на сетку лампы подают
большие (десятки — сотни вольт) импульсы напряжения положительной полярно-
сти определенной длительности ти с периодом ТИ следования (частотой повторе-
ния fir). Подача высоких положительных импульсных потенциалов на сетку по-
зволяет увеличить плотность тока, снимаемого с катода. Из приведенного семей-
ства импульсных анодных и сеточных характеристик триода, снятых при ти=2 мкс
и fH = l кГц, следует, что анодные и сеточные токи ламп в импульсном режиме
в десятки раз больше их значений непрерывного режима работы. За счет перерас-
пределения катодного тока между цепями анода и сетки анодные характеристики
импульсного режима идут более полого, чем в непрерывном режиме, а сеточный
ток /с.и имеет большие значения.
§ 12.3. Токи сетки и токъраспределение в триоде

Токи сетки. В цепях сетки токи- возникают как при положительном, так и от-
рицательном потенциале на ней. Различают прямые и обратные токи сетки. При
положительном и даже сравнительно небольшом отрицательном напряжении на
сетке (примерно 2 В) на нее возможно попадание части электронов, пролетающих
с катода к аноду триода. Эти электроны создают в цепи сетки прямой электрон-
ный ток сетки /с пр. Электронный ток заметно возрастает с повышением потен-
циала сетки (рис. 12.8, а).

Обратным считают ток, который возникает в цепи сетки при отрицательном
потенциале на сетке, направление которого обратно электронному сеточному току.
Значение этого тока мало (десятые доли микроампера), однако он оказывает су-
щественное влияние на работу маломощных приемно-усилительных ламп при
включении в цепь сетки резистора Rc с большим сопротивлением (рис. 12.8, б).
На резисторе создается падение напряжения АСУ, которое может оказаться одно-
го порядка с напряжением источника питания сеточной цепи Ев, что вызывает на-
рушение режима ее работы.

Пример. /с.обр = 1 мкА, /?с=МОм, △//=/с.о6р/?с = 1-10—6-1-10е = 1 В.

Различают несколько составляющих обратного сеточного тока (см. рис.
12.8, а): термоток /т. обусловленный нагревом сетки тепловым излучением катода
и анода; ток проводимости (утечки) /у по поверхности баллона и цоколя, возни-
кающий из-за несовершенства изоляции между сеткой и другими электродами;
ионный ток /си, обусловленный ионизацией остаточного газа в баллоне лампы.
Ионы, обволакивая сетку, отнимают от нее электроны и нейтрализуются. При
этом в цепи сетки возникает обратный ионный ток /си- Ионный ток пропорцио-
нален анодному току /а и давлению газа р в баллоне:

ScH^Yc'aP, (12-5)

где ус — постоянная, зависящая от типа лампы, размеров ее электродов и свойств
газа.

Отношением величины ионного тока сетки к величине вызывающего его элек-
тронного тока анода иногда пользуются для оценки вакуума в лампе

/> = —= (12-6)

' Yc Za

где кг=/сп//а— коэффициент газности (вакуумфактор); для ламп с хорошим ва-
куумом кг= 10-5-т-10“6.

Качество лампы характеризуют величиной суммарного обратного тока сетки
при определенном напряжении на ней

/собр= + ^сц.

В маломощных приемно-усилительных лампах допускается /с обр=0,14-1 мкА,
а в более мощных —до 2;—5 мкА.
Суммарный (прямой и обратный) сеточный ток 27с=/с пР+7с обр- Прямой
сеточный ток /с пр заметно возрастет с повышением потенциала сетки. При на-
пряжении примерно —0,5 В он превышает /с обр, поэтому 27с меняет свой знак.
В области положительных сеточных напряжений 1С пр быстро нарастает за счет
перераспределения тока катода между цепями сетки и анода. • -

Токораспределение в триоде. В области положительных сеточных напряжений
распределение электронов между анодом и сеткой зависит от соотношения потен-
циалов анода.и сетки. Если на аноде установить некоторый положительный по-
тенциал и повышать положительное напряжение на сетке, то сначала (при малых
Uc) 1а и /с увеличиваются (рис. 12.8, в, участки Оа и О'а')., а затем общий ток
катода начинает перераспределяться между цепями сетки и анода. Практически се-
точный ток увеличивается до тока насыщения /с нас, обычно наступающего по до-
стижении режима насыщения в анодной цепи (точка а'). В этом режиме в лампе
действует нормальное токораспределение и ток катода /к=/а иас+/с вас-

Если, достигнув режима насыщения, продолжать увеличивать положительное
напряжение на сетке, то нормальное токораспределение в лампе нарушается. При
некоторых t/a и положительном Uc из сетки выбиваются вторичные электроны и
притягиваются к аноду, т. е. возникает динатронный эффект. Вследствие дина-
тронного эффекта сеточный ток в лампе уменьшается (участок ab), а анодный
увеличивается (участок а'Ь'). При некотором Uc’ число первичных электронов п.\,
попадающих на сетку, становится равным числу вторичных п2, уходящих к аноду,
и /с=0 (точка 6). При дальнейшем увеличении напряжения UD п2>п1 и ток сетки
становится отрицательным (участок Ьс). Если продолжать увеличивать Uc, то
сетка начнет притягивать часть вторичных электронов, поэтому обратный ток сет-
ки начнет снижаться (участок ed). При Uc^Ua (область за точкой d) сетка ин-
тенсивно притягивает вторичные электроны, вследствие чего сеточный ток резко
возрастает (участок de), а анодный снижается (участок d'e').

Динатронный эффект может наступить и при относительно невысоком поло-
жительном потенциале на сетке, если ее поверхность загрязнена испарениями ка-
тодных покрытий, обладающими малой работой выхода. В большинстве случаев
динатронный эффект нежелателен, так как нарушает нормальную работу лампы,
вызывает искажение ее электрических характеристик.

§ 12.4. Статические параметры триода

Параметрами называют величины, связывающие между собой
изменения напряжений и токов в анодной и сеточной цепях триода.

Параметры анодной цепи. Эти параметры устанавливают связь
между анодным током и напряжениями на аноде и сетке. К пара-
метрам анодной цепи относят крутизну, внутреннее сопротивление,
проницаемость и коэффициент усиления.

Крутизна S (мА/B) устанавливает зависимость анодного тока
от изменения напряжения на сетке при постоянном анодном напря-
жении.. Если изменение напряжения на сетке лампы на небольшую
величину ДС/с вызывает изменение анодного тока на Д/а, то

S =—при Ua = const или S = • . — при dUa = 0. (12.7)

Ас/С дис

Крутизна характеристики показывает, на сколько миллиампер
изменяется анодный ток от изменения напряжения на сетке на 1 В
при постоянном напряжении анода. Так как анодно-сеточная харак-
теристика непрямолинейна, то и крутизна в различных ее точках
неодинакова.
Крутизна зависит от конструкции .лампы и режима ее работы.
При отрицательных напряжениях на сетке в лампе отсутствует се-
точный ток /с=0, поэтому из уравнения (12.4)

/к = /а = к(4Гс+ад3'2.

Взяв производную от анодного тока /а по (7С, найдем аналитиче-
ское выражение для крутизны характеристики триода

S = = -f- к (Uc + DUay/z = 3,5-10-6 (tzc + Wa)1/2. (12.8)

ОС/с z ZCK

Отсюда следует, что крутизна возрастает с увеличением рабочей
поверхности анода и с уменьшением расстояния /Ск между сеткой
и катодом, причем последнее является определяющим. В современ-
ных лампах расстояние /Ск доведено до десятых долей миллиметра,
что позволило крутизну усилительных триодов увеличить до 20—
30 мА/B и более. Чем она больше, чем лучше лампа, тем сильнее
управляющее действие сетки. Большинство триодов широкого при-
менения имеет крутизну в 2—4 мА/B. В импульсном режиме S
обычных триодов 30—40 мА/B, что в 5—6 раз превышает крутизну
характеристик непрерывного режима.

Внутреннее сопротивление триода переменному току харак-
теризует абсолютное влияние С7а на /а; оно показывает сопротивле-
ние лампы малым изменениям анодного тока. Если изменение анод-,
ного напряжения на небольшую величину ДС7а вызывает изменение
анодного тока на Д/а, то внутреннее сопротивление

△СЛ дия

Rl =---- при Uc = const или Rt = ——— при dUc = 0. (12.9)

△/а cia

Анодная характеристика триода криволинейна, поэтому Ri в
разных режимах его работы неодинаково. Для линейных участков
характеристик различных типов триодов Ri составляет 0,5—80 кОм.
Триоды широкого применения обладают Rt от нескольких килоом до
110—30 кОм, снижаясь до сотен ом в мощных усилительных триодах.

Величина, обратная внутреннему сопротивлению, выражает про-
водимость анодной (выходной) цепи лампы и равна крутизне анод-
ной характеристики

G; = —-— = —— при Uc = const. (12.10)

Ri а

Подобно крутизне выходная проводимость показывает, на сколь-
ко миллиампер изменится /а от изменения (7а на 1 В.

Коэффициент усиления триода оценивает относительное влияние
сеточного и анодного напряжений на анодный ток. Если одно и то
же изменение анодного тока на величину Д/а достигается при изме-
нении анодного напряжения на Д(7а или при изменении сеточного
напряжения на величину Д[7С, то коэффициент усиления

р = I ~ J* I при /а = const или р. = I а- I при zZ/a=O. (12.11)
I Г I I CLLJ р I
Коэффициент усиления показывает, во сколько раз изменение
напряжения сетки действует на анодный ток сильнее, чем такое же
изменение анодного напряжения. При определении у, изменения
AUa и &UC противоположны по знаку. Например, повышение потен-
циала Uc вызывает увеличение /а, а для его приведения к прежнему
значению нужно уменьшить (7а. В зависимости от назначения трио-
дов ц имеет значение от 4 до 100 единиц.

Проницаемость сетки лампы оценивает относительное влияние
сеточного и анодного напряжений на катодный ток

£> =

LUC

At/a

при /к = const.

(12.12)

Проницаемость можно определить исходя из уравнения тока
(12.4). Изменение тока в триоде обусловлено изменением С7а и С7с>
поэтому дифференцируя это уравнение, получим

<ПК = 4- kU1'2 = 4" k (dUc + DdUa)W. (12.13)

Z Z

Если при одновременном изменении напряжений на аноде dU&
и на сетке dUc. ток не меняется, т. е. d/K=0, то выражение (12.13)
примет вид

dUc + DdUa = 0, откуда D =- —(dUjdU3).

В усилительных триодах Z)<1, поэтому изменению анодного на-
пряжения на 1 В равноценно по своему действию на катодный ток
очень малое (доли вольта) изменение напряжения на сетке. Для
отрицательных значений Uc IK=Ia, поэтому D=l/p.

Из выражений (12.7), (12.9) и (12.12) можно получить урав-
нение связи параметров лампы

Д/а MJa &UC „ „

SfPD —-----------------= 1 ИЛИ SRi = [Л.

△t/c А/а At7a Г

(12.14)

Это уравнение, связывающее между собой основные параметры
анодной цепи триода, называется уравнением связи параметров или
внутренним уравнением лампы. Оно позволяет по двум известным
параметрам определить третий.

Пример. Дано: /?, = 20 кОм, S=4 мА/B, тогда [i—SRi = 4-10-3-20-103 = 80.

При работе с токами управляющей сетки пользуются параметра-
ми сеточной цепи.

Параметры предельного режима. Параметрами предельного ре-
жима анодной цепи лампы являются максимально допустимые зна-
чения тока, напряжения и мощности, рассеиваемой в анодной цепи
лампы. Гиперболическая линия допустимой мощности Радоп приво-
дится на семействе анодных характеристик (см. рис. 12.6). Она ог-
раничивает область дозволенных режимов работы анодной цепи
лампы. Координаты каждой точки этой линии определяют величину
допустимого тока /а доп=-Радон/£4 при выбранном значении Ua или
допустимого анодного напряжения ГадОп = Ра допДа При вы-.
бранном значении анодного тока. Величина 7адоп выбирается исходя
из допустимого значения катодного тока, а С7а ДОп — из условия обес-
печения электрической прочности изоляции между электродами и их

вводами.

Область дозволенных режимов работы анодной цепи лежит ни-
же линии Ра доп- При выбранных значениях /а и Ua средняя мощ-
ность, рассеиваемая на аноде лампы, не должна превышать допу-
стимую, т. е. Pa=IaUas^.Pa доп-

Параметры параллельно соединенных ламп. Параллельное сое-
динение ламп используется для увеличения мощности сигнала в на-
грузке. Для параллельной работы предпочтительны лампы с иден-
тичными параметрами. При параллельном включении ламп увели-
чивается общий анодный ток в нагрузке, следовательно, возрастает
крутизна во столько раз, сколько ламп включено параллельно, т. е.
Sn = nS, и соответственно уменьшается внутреннее сопротивление
Pin — Pi!n, а коэффициент усиления остается без изменения цп =
= SnRin = nSRiln=SPi = ii, где п — число ламп, включенных парал-
лельно.

Способы определения параметров. Наиболее простыми спо-
собами определения параметров являются графический и экспери-
ментальный. Графический способ основан на определении пара-
метров по семейству статических анодных и анодно-сеточных
характеристик. Экспериментальный способ основан на измерении на-
пряжений и токов в цепях лампы по методу трех отсчетов.

При графическом способе параметры определяют по приведен-
ным выше формулам по методу двух или одного характеристическо-
го треугольника. Рассмотрим графический способ определения
параметров в рабочей точке А (рис. 12.9) по методу двух характери-
стических треугольников. Через заданную рабочую точку А прово-
дим прямую MN, параллельную оси абсцисс, до пересечения со
смежными характеристиками в точках В и D. Через отмеченные
точки проводим прямые, параллельные оси ординат, до пересече-
ния с характеристикой, на которой находится точка А.

В результате построения получаем характеристические тре-
угольники АВС и ADE, катеты которых представляют изменения на-
пряжений Д17с и токов Л/а, необходимые для вычисления средних
значений параметров. Изменение анодного напряжения определя-
ется как разность анодных напряжений, при которых сняты смеж-
ные характеристики.

С изменением напряжения на сетке от Г7С2 до Сы (рис. 12.9, а)
анодный ток должен возрасти. Однако такое изменение напряжения
на сетке компенсируется равноценным изменением напряжения на
аноде от С/а2 до C7ai, вследствие чего анодный ток /а0 остается не-
изменным, поэтому среднее значение коэффициента усиления

_ I I_____ I U— иal

I 2ДС/с г| ис2-ис1

1250 - 1501
| 6 — 2,2 |

w 26 при /а0 = 22 мА.

С изменением напряжения на сетке от Uc2 (точка Е) до t7ci
(точка С) при постоянном напряжении на аноде UaG ток возрастает
от /а1 до /а2, следовательно, среднее значение крутизны характери-
стики

5 — I I _ I ^а2 Iа!

2Д{/С t/c2-Z7cl

I I 40 — 9
1“| 6-2,2

— 8 мА/B при Ua0 — 200 В.

Если изменяется анодное напряжение от Uai до Ua0, а напряже-
ние на сетке t/ci постоянно, анодный ток возрастает от 1а0 (точ-
ка В) до /а2 (точка С), следовательно, среднее значение внутрен-
него сопротивления

бар — Ua\
^а2 Д 0

AtZa 200 — 150

А'а

40 — 22

= 2,8 кОм при CZcl = —2,2 В,

Величину Ri можно было определить также по приращению на-
пряжения Ua и тока 1а в точках D и Е при t7C2 = const. Менее точные
результаты получаем при определении параметров методом постро-
ения одного характеристического треугольника, например, АВС.

Определение параметров по семейству анодных характеристик
(рис. 12.9,6) производится аналогично. Для нахождения парамет-
ров в заданной точке А на рис. 12.9,6 приведено соответствующее
построение характеристических треугольников, катеты которых да-
ют приращение напряжений и токов, необходимых для вычисления
параметров.

При экспериментальном способе определения параметров соби-
рают схему для снятия статических характеристик (см. рис. 12.4) и
измеряют анодный ток и напряжения анода и сетки в трех точках,
соответствующих вершинам характеристического треугольника АВС
(см. рис. 12.9, а), из которого определяют параметры. Параметры,
приводимые в справочниках, обычно относятся к типовому режиму
работы ламп. При изменении режима питания параметры для но-
вого режима следует определять по характеристикам лампы.
ЗАДАЧИ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ

1. Коэффициент усиления триода р = 25. Напряжение на сетке изменено с—2
д0 ____4 В. Как надо изменить напряжение на аноде, чтобы анодный ток остался

без изменения?

2. Внутреннее сопротивление триода 10 кОм, крутизна характеристики 4 мА/В.
Чему равен коэффициент усиления лампы?

3. По семейству статических анодных характеристик триода типа 6С45П-Е
определить S, р, и Ri в точке Uc= —1,5 В и = 150 В.

Глава 13

РАБОЧИЙ РЕЖИМ ТРИОДА

§ 13.1. Работа ламп в нагрузочном режиме

Общие сведения о режимах работы ламп. К электродам ламп,
работающих в радиотехнических устройствах, подключаются как
постоянные, так и переменные напряжения. От частоты приложен-
ного переменного напряжения зависят условия протекания тока
между электродами ламп, в связи с чем различают статический,
квазистатический и динамический режимы их работы.

Статический режим характеризуется постоянством напряжений
на электродах лампы, а следовательно, стабильностью параметров
режима. В этом режиме электроны пролетают рабочее пространст-
во лампы при строго постоянных напряжениях на электродах.

Квазистатическим называют режим, при котором параметры ме-
няются медленно, а режим работы лампы отличается от статиче-
ского незначительно. В этом режиме можно пренебречь изменением
напряжения за время пролета электроном расстояния между като-
дом и анодом, а мгновенное значение тока определять по характе-
стикам так же, как в статическом режиме. На эти условия работы
ламп с известным приближением можно распространить законы ста-
тического режима.

Режим, при котором меняется во времени хотя бы один из па-
раметров, называют динамическим. В этом режиме за время проле-
та электроном рабочего пространства напряжение на электродах
может существенно измениться, что вызовет изменение величины и
характера тока между электродами. В динамическом режиме на-
рушаются соотношения между параметрами, характерные для ста-
тического режима. Обычно динамический режим имеет место в при-
борах при подаче на электроды переменного напряжения сигнала
с очень высокой (сотни — тысячи мегагерц) частотой. При этом вре-
мя пролета электроном междуэлектродного расстояния оказывается
соизмеримым с периодом изменения напряжения сигнала, вследст-
вие чего уменьшается рост анодного тока с ростом частоты. Дина-
мический режим не следует отождествлять с нагрузочным (рабо-
чим) режимом.
Схемы включения триода. В любой схеме усиления сигнала
различают входную и выходную цепи. В зависимости от того, какой
из электродов лампы является общим для входной и выходной це-
пей,' различают три схемы включения усилительного триода — с об-
щим катодом ОК (рис. 13.1, а), с общей сеткой ОС (рис. 13.1,6)
и общим анодом ОА (рис. 13.1, в). Во входной цепи всех схем
включаются источник постоянного напряжения Ес и источник пере-
менного напряжения ис (в усилительных схемах — источник напря-
жения сигнала), а в выходной — источник постоянного напряжения
Еа и нагрузка (резистор, контур и т. д.), с которой снимают усилен-
ный сигнал. Каждая схема включения имеет свои статические ха-
рактеристики, однако на практике для любой схемы включения
пользуются характеристиками схемы с ОК.

Нагрузочный режим триода. Триоды широко применяются для
усиления электрических сигналов по напряжению и мощности. На
рис. 13.1, а приведена схема усилителя на триоде, включенном с ОК.
Во входной (сеточно-катодной) цепи усилителя включен источник
питания сеточной цепи Ес и переменного напряжения сигнала ис,
а в выходной (анодно-катодной) — источник питания анодной цепи
Еа и нагрузка 7?а, с которой снимают усиленный сигнал. При дей-
ствии напряжений ис и Ес в сеточной и £а в анодной цепях в анод-
ной цепи будет протекать ток ia_, создавая на нагрузке Ra напря-
жение Wfi=7?aia- При этом напряжение на аноде лампы

Wa = Ur = Ea — Raia (13.1)

будет зависеть от тока ia. Очевидно, от изменения напряжения сиг-
нала ис будет изменяться потенциал на сетке лампы, что вызовет
изменение анодного тока ia, а следовательно, и напряжения на ано-
де иа (см. рис. 13.1). В этих условиях изменения анодного тока,
вызванные изменением потенциала на сетке, уже не будут выра-
жаться статической характеристикой /а=<р(Пс) при Ua=const, так
как напряжение Ua непостоянно.

Если потенциал на сетке повысится, возрастет анодный ток /а
в лампе, а анодное напряжение уменьшится. Уменьшение t/a в свою
очередь вызовет уменьшение анодного тока. В результате изменения
1а зависят от совместного действия напряжений в цепи сетки и ано-
да. Для оценки работы лампы в нагрузочном режиме пользуются
нагрузочными характеристиками.

Нагрузочные характеристики триода. Нагрузочные характери-
стики выражают зависимость /а=ф(Ес; Па) при заданной нагрузке
и напряжении Ea=const. Их можно построить графически на ос-
нове семейства статических характеристик. Для триода, включен-
ного по схеме с ОК (рис. 13.2), выходная нагрузочная характери-
стика строится на основании уравнения (13.1) нагрузочного режима
для анодной цепи

£а— Ua _ _ Ua

~ Ra ~ Ra~ Ra '

(13.2)

Это выражение представляет собой уравнение прямой. Ее мож-
но построить по точкам А и В на осях координат выходных стати-
ческих характеристик (рис. 13.3). Примем /а=0, тогда из уравне-
ния (13.2) следует, что U&=E& (точка А); если же принять Па=0,
то Ia=Ea/Ra. (точка В). Соединяя обозначенные на осях координат
точки А и В, получаем искомую выходную нагрузочную характери-
стику АВ. Каждая точка прямой АВ выражает значение анодного
тока лампы при нагрузке Еа и постоянном значении напряжения
анодного источника Еа.

С другой стороны, функциональная зависимость этого же тока
/а от (7а и Uc графически представлена семейством статических
анодных характеристик лампы. Очевидно, точки пересечения на-
грузочной прямой с отдельными статическими характеристиками
семейства будут удовлетворять нагрузочной и статическим ха-
рактеристикам, т. е. будут определять значения /а, соответствующие
различным напряжениям на сетке. Так, точка 0 определяет вели-
чину анодного тока /а0 при напряжении на сетке Ес4, напряжении
анодного источника Еа и наличии в анодной цепи нагрузки Ra. Опу-
ская из точки 0 перпендикуляр на ось абсцисс, можно найти напря-
жение t/ao на аноде лампы при данном токе 7ао и падение напряже-
ния UR—IacRa на нагрузке Ra. Если ток /а составляет в масштабе х

Рис. 13.3. Построение нагрузочной характеристики триода
миллиампер в единице длины, а напряжение Еа — У вольт в такой же
единице, то

ОВ (Га/х) 10-3 у I .у 10-з

tg а =---• = v -------= —----— Ю-з = ----------

ОА Еа]у х Еа х Ra

где /?а — сопротивление, Ом.

Наклон нагрузочной характеристики a=arctg 1/Еа зависит от
значений нагрузки. При Еа=0, а=90° характеристика перпендику-
лярна оси абсцисс, a f7a=Ea = const, т. е. имеет место статический
режим. В этом режиме при том же напряжении на сетке Uci анод-
ный ток значительно больше тока нагрузочного режима и опреде-
ляется ординатой точки О'. При увеличении /?а угол наклона нагру-
зочной характеристики уменьшается. Если же изменять Еа, а /?а=
= const, то угол наклона останется постоянным, а характеристика
будет сдвигаться параллельно самой себе.

Анодно-сеточную (прямой передачи) нагрузочную характери-
стику /а=ф(Пс) можно построить по координатам (/а, С7с) точек/, 2,
3, 0, 4, 5, 6 пересечения выходной нагрузочной характеристики с се-
мейством статических характеристик (см. рис. 13.3). Перенеся эти
точки в систему анодно-сеточных характеристик, по ним строят ис-
комую нагрузочную характеристику /а = <р(С7с) при /?а и Ea=const
(изображена слева на рис. 13.3). Характеристика нелинейна, так
как 1а нелинейно зависит от Uc.

§ 13.2. Параметры квазистатического режима

В квазистатическом режиме на сетку лампы, помимо постоян-
ного напряжения, подается переменное напряжение сигнала. В этом
режиме изменения сеточного напряжения вызовут изменения анод-
ного тока, а следовательно, и напряжения на аноде. В результате
анодный ток 1а является функцией двух переменных Uc и Ua:

/а = у([/с, Ua) при UR = const. (13.3)

Изменение анодного тока можно определить, взяв полный диф-
ференциал этой функции,

dla = (dIa[dUc) dUc + (dIa]dUa) dUa. (13.4)

Учитывая, что частные производные здесь выражают статиче-
ские параметры dIaldUc = S, a dIa/dUa=l/Ri, уравнение (13.4) при-
мет вид

dla = SdUc + dUtJRt. (13.5)

Полученное уравнение является исходным соотношением для
изучения нагрузочного режима лампы. Дифференцируя уравнение
(13.1) нагрузочного режима Ua=Ea—JaRa, определим изменение
анодного напряжения

dUa = —Radla = —dU#.

(13.6)
Рис. 13.4. К определению параметров в нагрузочном режиме

Отсюда видно, что изменение напряжения на аноде численно
равно изменению напряжения на нагрузке. Знак «минус» в правой
части выражения (13.6) показывает, что изменения напряжения на
аноде и на нагрузке противоположны по знаку. С. учетом выраже-
ния (13.6) уравнение (43.5) можно представить в виде

dla = SdUc + dUjRt = SdUc - (/?a//?z) dla,

отсюда

, в в— dUc или
1 + «а/«<

dl&_________S

dUc~ 1 + Ra/Ri '

(13.7)

Учитывая, что dlaJdU(: выражает нагрузочную крутизну анодно-
сеточной характеристики SH при включенной в анодную цепь нагруз-
ке получим

SH = S/(I + Ra/Ri) = SRi/(Rt + /?а). (13.8)

Уравнение (13.8) позволяет по известным статическим парамет-
рам S и Ri и заданной нагрузке Ra определить крутизну нагрузоч-
ной характеристики в заданной точке. Из формулы (13.8) следует,
что при Ра—>-0 Sh->S, а при/?а-^-°° 5н-»-0.

Графически SH определяется так же, как и статическая крутиз-
на, путем построения характеристического треугольника на соответ-
ствующей нагрузочной характеристике. На рис. 113.4, а показан спо-
соб определения SH по выходной нагрузочной характеристике.

Коэффициент усиления в нагрузочном режиме определяет реаль-
ное усиление по напряжению, которое дает лампа в схеме усилите-
ля при заданной нагрузке Ra, поэтому его отождествляют с коэф-
фициентом усиления каскада К- Коэффициент усиления в нагрузоч-
ном режиме определяют как отношение изменения выходного
напряжения на нагрузке Ra к изменению входного напряжения, по-
данного на сетку лампы,

== К = dUfyd.U с — Rad[ a] dUc — R

(13.9)

Подставляя сюда значение SH из уравнения (13.8), получим

SRt и____

Ri + Ra a Ri+Ra И R. + Ri'

(13.10)
Из формулы (13.40) очевидно, что Ra/ (Ra+Ri) < 1, следователь-
но, |лн<р.; при 7?а=0 и р.н=0; по мере увеличения нагрузки Ra р.н
увеличивается; при ./?и—>оо:

Ra/(Ra + Ri) — 1/(1 + Ri/Ra) -*• 1 > а р-н |j..

Практически такой предельный режим неосуществим, так как
нагрузке Ra=eo соответствует разрыв анодной цепи, при которой
прекращаются анодное питание и работа лампы.

Зависимость коэффициента усиления каскада от нагрузки в от-
носительных координатах показана на рис. 13.4, б. Практически
оптимальной для триода является нагрузка Ra= (2-4-4)Ri, при ко-
торой цн~0,75ц. При больших значениях Ra рост цн незначителен,
однако потребуется для питания анодной цепи более высокое на-
пряжение источника £а.

§ 13.3. Работа триода в квазистатическом
нагрузочном режиме

Квазистатический нагрузочный режим характеризуется подачей
во входную цепь усилительного каскада (рис. 13.5, а) переменного
синусоидального напряжения сигнала ис = Ucm sin со/ и постоянного
отрицательного напряжения Ес, называемого напряжением сеточного
смещения. В -выходной цепи включены нагрузка Ra и источник пи-
тания анодной цепи Еа- Напряжение смещения определяет положе-
ние рабочей точки 0 (рис. 13.5,6) на прямолинейном участке на-
грузочной характеристики /а=<р(Пс). При отсутствии переменного
напряжения сигнала t/Cmsinco/ (в интервале времени /0—/1) в цепи
сетки действует лишь постоянное напряжение смещения Ес. В ин-
тервале времени (/0—/1) в анодной цепи лампы протекает постоян-
ный анодный ток (ток покоя) /а0 (рис. 13.5, в).

Рис. 13.5. Схема усилительного каскада на триоде и графики напряжений и тока
в ней
При наличии напряжения сигнала C7Cmsin«( и напряжения сме-
щения Ес результирующее напряжение на сетке лампы усилитель-
ного каскада будет пульсирующим:

ис = |ЕС| +Ucm sin <at. (13.11)

Под действием этого напряжения изменяется анодный ток. Если
результирующий потенциал в цепи сетки изменяется в пределах ли-
нейного участка MN нагрузочной анодно-сеточной характеристики
(см. рис. 13.5,6), то анодный ток изменяется по тому же закону,
что и сеточное напряжение (см рис. 13.5, в). В цепи анода возни-
кает пульсирующий ток

^аО 4* Aam sin; (13.12)

Анодный ток создает на нагрузке Ra (см. рис. 113.5, а) падение
напряжения:

= Rai a = Rai ао 4" Rai am s=: UCIsin о>£. (13.13)

Анодное напряжение в соответствии с уравнением (13.1) нагру-
зочного режима

“а =^30+6ram sinof (13.14)

изменяется по тому же закону (рис. 13.5, г), причем напряжения на
яагрузке и на аноде лампы равны по абсолютному значению, но
сдвинуты по фазе на 1180° [если напряжение uR растет, то на аноде
юно падает и наоборот (см. рис. 13.5, биг)].

Эффект усиления зависит от величины переменной составляю-
щей тока ia~ = /am’sin at, определяющей напряжение UR sin ш/ на
нагрузке Ra. Это напряжение представляет собой усиленный сигнал.
Изменения напряжения в цепи сетки At/C и анодного тока Д/а свя-
заны соотношением, вытекающим из определения крутизны, т. е.

Д/а—SA6*C и lam ~ ИнЕст'

С учетом значения крутизны нагрузочного режима [см. (13.8)]
амплитуда переменной составляющей анодного тока

1am — &

Ri ..______

Ri + Ra Ст~ Ri+Ra'

(13.15)

Эквивалентная схема триода. Полученное уравнение выражает
соотношение лишь между переменными составляющими анодного
тока и напряжениями на электродах лампы в усилительном каска-
,де, так как постоянные составляющие напряжений и токов в это
уравнение не входят. Роль источников постоянного тока состоит
только в питании усилителя электроэнергией.

Поскольку переменные напряжения и токи имеют синусоидаль-
ную форму, уравнение (13.15) для их эффективных значений запи-
шется /а_=рПс/(Ра+Р0- Этому уравнению соответствует схема
на рис. 13.6. Эта схема эквивалентна анодной цепи резисторного
усилительного каскада (см. рис. 13.5, а) с синусоидальными напря-
..жениями на его входе и выходе. Лампа в схеме, работающая на

Рис. 13.6. Эквивалентная
схема анодной цепи три-
ода

линейном участке характеристики, где
практически постоянны параметры
заменена эквивалентной схемой генератора
переменного тока с э. д. с. pt/c и внутрен-
ним сопротивлением Ri. Этот генератор
имеет э. д. с. в ц раз большую, чем подава-
емое на вход триода напряжение возбужде-
ния ис. Генератор работает на внешнюю
цепь с нагрузкой /?а и создает в ней пере-
менный ток ia. Заметим, замена лампы эк-
вивалентным генератором справедлива

лишь для переменных составляющих токов и напряжений. Такая
замена ламп позволяет использовать при анализе усилительных
каскадов общеизвестные методы расчета электрических цепей.

Эффективность усиления. При работе каскада в качестве усили-
теля напряжения эффект усиления оценивают коэффициентом уси-
ления каскада. Он представляет собой отношение действующего
значения переменного напряжения на нагрузке к действующему зна-
чению напряжения возбуждения, подводимого в цепь сетки,
' _ ^с~ /?а /?а

uc~ “с~ Ra + Ri ис~ R& + Ri

Результат работы каскада в режиме усиления мощности оцени-
вается полезной мощностью, выделяемой переменной составляющей
анодного тока /а на нагрузке,

1 1 о 1 / •п V

PR=-^IamURm=—llmRa^ <13-16>

Если параметры лампы и амплитуды сигнала постоянны, мощ-
ность PR достигает максимального значения при Ra=Rt, т. е. при ус-
ловии отдачи генератором максимальной полезной мощности

Pr = — = — (13.17)

'т 2 \ 2Ri J 1 8 Ri 8 cm

Если Ra.—Ri, возникают значительные нелинейные искажения
усиливаемого сигнала вследствие работы в нелинейной области ха-
рактеристик лампы. Для снижения искажений выбирают нагрузку
Ra = (2-4-4)Ri, хотя это и ведет к уменьшению полезной мощности.

Полезная мощность усилительного каскада согласно уравнению
(13.17) зависит от переменного напряжения Ucm, подводимого в
цепь сетки, и произведения параметров pS, которое иногда называ-
ют добротностью лампы G = pS.

§ 13.4. Выбор рабочего режима лампы

Виды рабочих режимов. Для получения неискаженного усиле-
ния сигнала рабочий режим нужно выбирать так, чтобы изменения
анодного тока были прямо пропорциональны изменениям напряже-
ния на сетке лампы и отсутствовал бы сеточный ток. Для удовле-
творения этих требований целесообразно применять лампы с левы-
ми (смещенными влево от начала координат) характеристиками.
Рабочую точку (исходное значение /а) выбирают в середине прямо-
линейного участка характеристики. Положение рабочей точки фик-
сируется отрицательным напряжением смещения Ес (см. рис. 13.5, а
и б). Практически напряжение смещения принимается равным
примерно половинному значению напряжения отсечки (запирания),
при котором /к=0. Напряжение отсечки [согласно (12.4)] ориенти-
ровочно

Z7c0=—£>£а = —Еа/ц, а смещение)—£с|^ 0,5£7с0 = £а/(2р.).

Чтобы в лампе не возникал сеточный ток, амплитуду сигнала,
подводимого в цепь сетки, выбирают меньше напряжения смеще-
ния, т. е. Ucm<\—£с|. В зависимости от расположения рабочей
точки на характеристике лампы различают три основных режима
работы: А, В и С.

В режиме А (см. рис. 13.5) напряжение смещения Ес устанавли-
вается таким, чтобы рабочая точка 0 находилась в середине пря-
молинейного участка характеристики. Амплитуду переменного на-
пряжения Ucm выбирают меньше смещения Ес. При таком выборе
исходного режима анодный ток прямо пропорционален напряже-
нию сигнала на сетке, вследствие чего минимальны нелинейные
искажения, вносимые лампой. В энергетическом отношении ре-
жим А неэкономичен, так как анодный ток протекает через лампу
как при наличии сигнала на входе каскада, так и при его отсутст-
вии. Практически к. п. д. составляет 20—25%. Режим А применяет-
ся в усилителях напряжения и маломощных выходных каскадах,
когда необходимо обеспечить минимальные нелинейные искаже-
ния, а величина к. п. д. не имеет значения.

В режиме В (рис. 113.7, а) напряжение смещения устанавливают
приблизительно равным напряжению отсечки. Анодный ток в этом
режиме проходит через лампу только в течение действия положи-
тельной полуволны входного напряжения ивх. За счет большого им-
пульса тока 1ат режим В позволяет получить большую полезную
мощность. При отсутствии полезного сигнала на входе ток покоя
равен нулю и энергия от источника не потребляется, поэтому к. п. д.
в режиме В возрастает и составляет 50—60%.

В режиме В в течение отрицательного полупериода сигнала на
сетке происходит отсечка анодного тока (/а=0). Для характери-
стики режимов с отсечкой анодного тока введено понятие «угол от-
сечки», под которым понимают половину той части периода сигна-
ла, в течение которой анодный ток протекает через лампу. В режиме
В угол отсечки 6=90°. При этом режиме в анодном токе отсут-
ствуют импульсы тока, соответствующие отрицательным полувол-
нам сигнала на сетке лампы, поэтому нелинейные искажения до-
стигают 50%. Для получения неискаженной формы кривой анодного
тока применяют специальные двухтактные- схемы усилителей.
Режим В используется в выходных каскадах мощных усили-
телей.

Режим С (рис. 13.7, б) характеризуется тем, что напряжение
смещения Ес по абсолютному значению берется больше напряже-
ния запирания Есзап. Анодный ток в этом режиме протекает мень-
ше половины периода сигнала (0<90°).

С уменьшением продолжительности тока через лампу в режи-
ме С по сравнению с режимом В уменьшается постоянная состав-
ляющая анодного тока, поэтому сокращается потребление энергии
от источника. В режиме С на вход подаются сигналы с большой
амплитудой, вследствие чего велика выходная мощность. Практи-
чески к. п. д. в режиме С составляет 65—85%• Искажения формы
кривой анодного тока, в этом режиме велики, их не удается ском-
пенсировать даже применением двухтактных схем. Поэтому ре-
жим С нежелателен в усилителях звуковой частоты и предпочти-
телен в мощных каскадах передатчиков.

Графоаналитический способ выбора режима. Графоаналитиче-
ский способ позволяет правильно выбрать режим работы лампы
по семейству статических характеристик и определить основные па-
раметры схемы. Наиболее полный анализ режима можно произве-
сти по семейству выходных характеристик лампы. Предположим,
заданными являются: семейство анодных характеристик (рис. 1^3.8),
напряжение анодного источника питания £а и сопротивление на-
грузки Ra. Если Еа и Еа неизвестны, их можно выбрать исходя из
рекомендуемого типового режима работы лампы.

1. Строим нагрузочную характеристику АВ. Чтобы мощность
рассеяния на аноде не превышала допустимую, нагрузочная прямая
не должна пересекать кривую Ра доп. Примем Еа=280 В, Ра=
=1.14 кОм, тогда

/а = Ea/Ra = 280:14-103 = 20- 10-ЗА = 20 мА.

На оси абсцисс откладываем Еа = 280 В (точка А), а на оси ор--
динат /а=20 мА (точка В) и соединяем их прямой АВ. Полученная
Рис. 13.8. Графическое
представление работы
лампы в усилительном
каскаде

нагрузочная прямая АВ проходит ниже кривой Радоп, следователь-
но, такой режим работы лампы допустим.

2. Примем отрицательное смещение на сетке EC=UC=—4 В,
чтобы при значительной амплитуде сигнала на сетке обеспечить ра-
боту без сеточного тока. Пересечение статической характеристики,
снятой при Uc = —4 В, с нагрузочной прямой АВ определит рабо-
чую точку О'.

3. Амплитуду переменного напряжения сигнала на сетке примем
Ucm=4 В, что не превышает напряжения смещения. Строим график
переменного напряжения нс=<р(О> подаваемого на сетку. При вы-
бранной амплитуде сигнала Ucm=4 В напряжение на сетке будет
изменяться в пределах от 0 (точка а) до —8 В (точка в), сле-
довательно, участок ав нагрузочной характеристики будет ра-
бочим.

4. Вычислим мощность, рассеиваемую на аноде в режиме покоя.
Для этого проектируем точку 0' на оси координат и определим по-
стоянную составляющую анодного тока /ао и напряжение t7a0:

Bao = ЛсАю = 9' 10~3‘ КО = 1,44 Вт < Рамои = 2;Вт.

5. Проектируя точки а и в на оси координат, находим амплитуд-
ные значения тока Iam и напряжения Uam, по которым определяем
коэффициент усиления каскада по напряжению Л’н в выбранном ре-
жиме:

Кц = Uат№ст = 60 : 4 = 15

и выходную мощность, выделяющуюся на нагрузке,

Р7?= 1/2/атГат = (1/2)5-10-з.60= 150-Ю-з Вт =150 мВт.

Если же амплитудные значения токов /ат и напряжений С7аот
неодинаковы, определяем их средние значения.
§ 13.5. Междуэлектродные емкости триодов

В триодах различают междуэлектродные емкости между сеткой
и катодом Сск (рис. 13.9, а), анодом и катодом Сак, анодом и сет-
кой Сас- Значения емкостей определяются размерами соответствую-
щих электродов, их держателей и вводов, а также расстоянием
между ними. Чем больше размеры рабочих поверхностей указанных
конструктивных элементов и чем меньше расстояние между ними,
тем больше междуэлектродные емкости. В лампах малой мощности
междуэлектродные емкости сравнительно невелики и составляют
единицы пикофарад. В мощных лампах они достигают 20—50 пФ
и более.

Междуэлектродные емкости в рабочем режиме лампы отлича-
ются от значений этих емкостей при холодном катоде, обычно при-
водимых в справочниках по лампам. Одной из причин изменения
междуэлектродных емкостей при разогреве лампы является измене-
ние размеров электродов и междуэлектродных расстояний, а также
диэлектрической постоянной стекла ножки и баллона лампы. Дру-
гой причиной, вызывающей увеличение (на 30—50%) внутрилампо-
вых емкостей в рабочем режиме, является перераспределение по-
тенциала между электродами вследствие образования пространст-
венного заряда. За счет объемного заряда наибольшее увеличение
получает емкость Сск-

В усилительных каскадах с изменяющимися напряжениями в
цепях сетки и анода через междуэлектродные емкости возникают
емкостные токи, которые влияют на рабочий режим лампы и изме-
няют ее усиление.

Влияние внутриламповых емкостей на работу триода в усили-
тельном каскаде рассмотрим при помощи его эквивалентной схемы
(рис. 13.9,6), в которой лампа заменена эквивалентным генера-
тором с э. д. с. [iUc и внутренним сопротивлением Ri. Кроме актив-
ных проводимостей, в схеме учтены проводимости, возникающие
через междуэлектродные емкости.

Во входной цепи лампы, включающей участок между сеткой и
катодом, действует емкость Сск- Через нее от источника подводимо-
го сигнала Uc проходит емкостный ток 1СКт- Он создает падение
напряжения на внутреннем сопротивлении источника сигнала,

Рис. 13.9. Междуэлёктрбдньте ёйкостй в трйбдё 1 ’
вследствие чего снижается полезное напряжение сигнала на сетке
лампы. За счет этого уменьшается усиление каскада. Очевидно,
при более высокой частоте сигнала сопротивление входной емкости
Хвх=1/ь>Сск будет меньше, следовательно, больше емкостный ток
и, как следствие, меньше усиление, т. е. ухудшится работа усили-
тельного каскада.

В выходной цепи лампы, включающей участок между анодом и
катодом, действует емкость Сак. Эта емкость, будучи параллельно
подключена к нагрузочному резистору шунтирует его. При вы-
соких частотах усиливаемого сигнала сопротивление этой емкости
Хвых=!1/(оСак будет уменьшаться, а шунтирующее действие возра-
стать, следовательно, усиление снизится. Кроме того, при высоких
частотах емкость Сак вызывает дополнительный фазовый сдвиг
выходного напряжения, так как сопротивление нагрузки перестает
быть активным и имеет емкостный характер. Этот сдвиг напряже-
ния может иметь существенное значение при усилении телевизион-
ных сигналов.

Влияние проходной емкости Сас, действующей между анодом и
сеткой, на работе лампы проявляется более сильно. Эта емкость
(как и Сск) нагружает источник подводимого сигнала и через нее
протекает ток /аст. Приближенно амплитудное значение общего
тока, нагружающего источник сигнала,

~ 4" ^аст> (13.18)

ГДв /ск Сс тп/Яех== Вс тЫСск/

/ас m=Cac m/^np==Cac mdiCacj

Вас m — амплитуда переменного напряжения, действующего между анодом и
сеткой лампы.

Если лампа работает на активную нагрузку, переменные напря-
жения на сетке Ucm и аноде Uam действуют в противофазе, поэтому
результирующее переменное напряжение, действующее между сет-
кой и анодом,

Васт = Вст — ( Ват) = Вст + Ua т = Ucm (1 + Ua т/Вст) =

= ссте(1 +[Л„). (13.19)

С учетом выражений (13.18) и (13.19) амплитуда тока, нагру-
жающего источник сигнала,

tm — Bcm“CCK + Ucm (1 + рн) ь>Сас — Ucm<* [Сск + Сас (1 + рн)]-

Выражение в квадратных скобках представляет некоторую ре-
зультирующую емкость, на которую нагружен источник сигнала, ее
называют входной емкостью триода в нагрузочном режиме:

Свх.Н- Сек + ^ас (1 + Ри)-

В нагрузочном режиме между сеткой и анодом лампы действует
усиленное в р,н раз переменное напряжение, а к емкости Сас при-
ложено в (1 + |Лн) раз большее напряжение, чем к сетке, поэтому и
ток через эту емкость соответственно в (1 + р.н) раз больше. Появ-
ление большого тока, нагружающего источник сигнала Ucm, равно-
сильно соответствующему увеличению емкости. Этим объясняется
увеличение в нагрузочном режиме действия проходной емкости.

В статическом режиме у,н=0, поэтому входная емкость каскада
Свх.ст = Сск+Сас значительно меньше, чем в нагрузочном режиме.

Проходная емкость способствует появлению обратной связи
между анодной и сеточной цепями. Через нее усиленные колебания
из анодной цепи проникают обратно в цепь сетки. Из рис. 13.9, б
видно, что переменный ток от генератора pt7c идет как через со-
противление нагрузки /?а, так и через емкость Сас в цепь сетки. На
участке сетка — катод этот ток создает напряжение обратной свя-
зи, сдвинутое по фазе относительно усиливаемого напряжения
сигнала, подводимого.к сетке лампы. Если эти напряжения проти-
вофазны, в схеме возникает отрицательная обратная связь, резуль-
тирующее усиление снизится, а работа усилителя будет стабили-
зирована. Если фазы напряжений совпадают, возникает положи-
тельная обратная связь, при которой возможно самовозбуждение
усилителя, т. е. генерация собственных колебаний, что приведет к
искажению усиливаемого сигнала.

Склонность усилителей к самовозбуждению за счет нежелатель-
ной положительной обратной связи через проходную емкость осо-
бенно увеличивается в каскадах усиления ВЧ, работающих с резо-
нансными контурами в цепях сетки и анода. При расстройке этих
контуров изменяются значение и характер сопротивления, в резуль-
тате чего создаются фазовые и амплитудные соотношения напря-
жений, при которых возможна нежелательная генерация.

Вредное действие междуэлектродных емкостей в триодах особен-
но проходной емкости проявляется уже на верхних частотах звуко-
вого диапазона. Это явилось одной из причин, ограничивающих
применение триодов для усиления токов высокой частоты.

§ 13.6. Основные типы усилительных триодов

По назначению усилительные триоды условно делят на две ос-
новные группы — триоды для усиления напряжения (низких и вы-
соких частот) и триоды для усиления мощности.

Триоды для усиления напряжения. Триоды для усиления напря-
жения НЧ (УННЧ) обладают относительно большим коэффициен-
том усилением (р = 254-100), что достигается выполнением сетки с
малым шагом. На низкой частоте слабо проявляется шунтирующее
действие междуэлектродных емкостей лампы, что позволило у три-
одов для усиления напряжения получить сравнительно высокое (5—
50 кОм) внутреннее сопротивление при небольшой (2—4 мА/B) кру-
тизне характеристики. Триоды для УННЧ работают с относитель-
но небольшими напряжениями смещения (—24-4 В), что ограничи-
вает амплитуду сигнала на сетке.

Триоды для усиления напряжения ВЧ (УНВЧ) обладают по
•сравнению с низкочастотными меньшими размерами электродов
укороченными и разнесенными вводами. Благодаря этому уменьша-
ются междуэлектродные емкости и повышается устойчивость к са-
мовозбуждению усилительных каскадов. Для усиления напряжения
ВЧ- в широкополосных усилителях разработаны триоды с рамочной
сеткой, расположенной очень близко от катода, что позволило уве-
личить крутизну до 45 мА/B (например, в триоде 6С45П-Е).

Конструктивно триоды выпускаются с одной и двумя лампами
в одном баллоне. Двойные триоды обладают высокой идентичностью
параметров. Применение их в радиотехнических устройствах позво-
лило уменьшить габаритные размеры, массу и стоимость аппара-
туры.

Стремление уменьшить габаритные размеры ламп и одновременно улучшить
«их параметры привело к разработке сверхминиатюрных металлокерамических
триодов, именуемых нувисторами (от испанского nuevovista, что означает «новая
перспектива»), В металлическом баллоне 1 этого типа ламп (рис. 13.10, а) на ке-
рамическом основании 2 укреплены три конических фланца, к которым присоеди-
нены цилиндрические электроды: оксидный катод 3 с бифилярным подогревате-
лем 4, молибденовая сетка 6 и анод 5. Цилиндрические электроды обеспечивают
равномерную эмиссию с поверхности катода, что повышает стабильность пара-
метров, снижает уровень внутриламповых шумов, увеличивает долговечность
ламп.

Металлический баллон лампы обеспечивает хороший теплоотвод и надежное
заземление. Применение керамики уменьшает газовыделение при нагреве. Жест-
кость конструкции обеспечивает устойчивость к ударам и вибрации, снижает мик-

Рис. 13.10. Устройство триодов
Тнп триода U мА/Б Rit кОм А- мА в А, Вт ^ВХ’ пФ ^пр» пФ с иВЫХ’ пФ Назначе- ние
6С62Н 90 1,7 53,0 О',4 120 1,2 2,7 1,3 2,4 1 УННЧ
6Н2П 97 2 47,0 2,3 250 1,0 2,2 0к7 3,1 /
6Н26П 48 9,5 7,5 14 150 2,6 4 2,5 2,3 УНВЧ
6Н6П 20 И 1,8 30 120 4,8 4,4 3,5 1,7 УМНЧ

рофонный эффект. Перечисленные достоинства позволили использовать нувисторы
во входных малошумящих каскадах усилителей как низких, так и высоких (до
150: МГц) частот.

Примерами триодов, применяемых в УННЧ и УНВЧ, служат
нувистор 6С52Н, двойные триоды 6Н2П, 6Н26П, параметры кото-
рых приведены в табл. 13.1.

Триоды для усиления мощности. Эти триоды обладают больши-
ми значениями эмиссионной способности катодов и мощности рассе-
яния на аноде. Характеристики триодов для усиления мощности
сдвинуты влево относительно начала координат, поэтому лампы
могут работать с большой амплитудой сигнала на сетке, обеспечи-
вающей получение большой амплитуды переменной составляющей
анодного тока и полезной мощности.

Крутизна характеристик этих ламп велика (3—ПО мА/B), а вну-
треннее сопротивление (примерно 1—5 кОм) и коэффициент усиле-
ния (до 20) сравнительно малы; мощность, рассеиваемая анодом,
составляет 1—12 Вт.

Примером триода для усиления мощности НЧ (УМНЧ) служит
лампа 6Н6П, параметры которой приведены в табл. 113.1, а ее конст-
руктивное оформление — на рис. 13.10,6, где 1 — баллон; 2 и 6 —
слюдяные изоляторы; 3 и 9 — аноды; 4-—катод; 5 — сетка; 7 —
внешние токоотводы; 8 — экран.

Триоды специального назначения. Для работы в схемах элек-
тронных стабилизаторов напряжения выпускаются триоды с малым
внутренним сопротивлением, например 6С56П с Ri = 350 Ом, S =
= 8,5 мА/B; 6СЗЗС с А?г- = 130 Ом, S = 40 мА/B. В блоках высоко-
вольтных стабилизаторов напряжения (в схемах питания анода
электронно-лучевых трубок) используются триоды с очень высоким
внутренним сопротивлением, например, триод типа 6С40П с /?,=
= 5 МОм, р=1000, S = 0,2 мА/B, С7а=20 кВ. При большом значе-
нии р лампа имеет «правые» характеристики.

Недостатки триодов. Область применения триодов широка. Од-
нако триоды обладают недостатками, которые ограничивают воз-
можности их использования. Усилительные триоды имеют сравни-
тельно малый коэффициент усиления (ц< 100); практически в лампе
невозможно получить большое значение р, и «левые» характеристи-
ки. Для триодов характерно относительно низкое внутреннее сопро-
тивление (/?;<100 кОм). Это ограничивает возможности их приме-
нения в резонансных усилителях ВЧ, так как малое Ri шунтирует
колебательный контур и снижает его добротность. В триодах вели-
ка проходная емкость, через которую возникает нежелательная об-
ратная связь между выходной и входной цепями, что затрудняет их
применение на высоких частотах.

§ 13.7. Электронные индикаторы

Электронно-световые индикаторы. Эти приборы применяются для визуальной
индикации (настройки радиоприемников, уровня записи и воспроизведения сигна-
ла в магнитофонах и т. п.). Конструктивно эти лампы представляют комбинацию
индикаторной системы с одним или двумя триодами, смонтированными в одном
баллоне.

В электронно-световых индикаторах с одним триодом индикаторная часть I
лампы (рис. 13.11, а) состоит из светового экрана Э, управляющего электрода УЭ
м катода К- Внутренняя поверхность экрана покрыта флуоресцирующим вещест-
вом, которое под действием электронного облучения светится зеленым светом.
Управляющий электрод выполнен в виде двух стоек и соединен с анодом триод-
ной части. Экран относительно катода имеет положительный потенциал.

Триодная часть // лампы содержит катод К, сетку С и анод А. Трехгранный
катод К является общим для триодной и индикаторной частей лампы. Одной
плоскостью он направлен к триодной части лампы, а двумя другими -- в сторону
ее индикаторной части.

Электроны, эмиттированные катодом, попадая на экран, вызывают свечение
его поверхности. Характер свечения зависит от потенциала УЭ. Если на управля-
ющей сетке триода действует небольшой отрицательный потенциал, в анодной
цепи протекает сравнительно большой ток. Он создает падение напряжения на
анодной нагрузке, вследствие чего снижается потенциал на аноде и соединенном
с ним УЭ. При этом потенциал УЭ окажется ниже потенциала окружающего про-

Рис. 13.12. Вакуумные люминесцентные индикаторы
странства, вследствие чего траектории электронов расходятся, а на экране обра-
зуются два затемненных сектора ЗС.

С увеличением отрицательного потенциала на сетке триода уменьшается его
анодный ток и падение напряжения на нагрузке, возрастает потенциал на аноде
и УЭ. При этом потенциал УЭ приближается к потенциалу окружающего про-
странства, поле выравнивается. Электроны будут более равномерно бомбардиро-
вать поверхность экрана, затемненные секторы на экране сужаются.

Электронно-световые индикаторы с двумя триодами используются для визу-
ального контроля равенства двух изменяющихся по величине напряжений. В бал-
лоне этого индикатора помещены индикаторная часть и два идентичных триода с
общим катодом.

Схема включения индикатора приведена на рис. 13.11, б. Сравниваемые на-
пряжения Uc', Uc" подаются на сетки триодов. При равенстве напряжений на сет-
ках равны анодные токи триодов и потенциалы отклоняющих электродов OS.
В этом случае светящийся прямоугольник будет находиться в центре экрана. Если
напряжения на сетках не равны, потенциалы отклоняющихся электронов также
неодинаковы, и светящаяся полоса (пятне) смещается в сторону. Ширина свето-
вого пятна зависит от напряжения на сетках триодов.

Для удобства наблюдения на лампу надевается маска с вырезами, при помо-
щи которой изображение получается в виде двух одинаковых треугольников, ме-
няющихся по высоте (рис. 13.11, б). При точной настройке высоты обоих тре-
угольников будут максимальны и одинаковы. При расстройке пятно смещается в
сторону и высоты треугольников на маске становятся неодинаковыми.

Примерами электронно-световых индикаторов с одним триодом служит лампа
6Е1П, а с двумя триодами — 6Е2П, триодная часть которых обладает следующи-
ми параметрами: S=0,54-l,4 мА/B; ц=24-е30.

Вакуумные люминесцентные индикаторы. Вакуумные люмине-
сцентные индикаторы предназначены для визуального отображения
информации в счетно-решающих устройствах, измерительных прибо-
рах, вычислительной технике, представляют собой электронную
лампу — триод с прямонакальным катодом,, управляющей сеткой и
анодом. Анод состоит из нескольких изолированных один от дру-
гого элементов; покрытых токопроводящим слоем люминофора.
Электроды помещены в стеклянный баллон цилиндрической или
плоской формы (рис. 13.12, а). Внутренняя поверхность баллона по-
крыта токопроводящим слоем, электрически соединенным с като-
дом и служащим экраном.

На сетку и элементы анода подается одинаковое положительное
относительно катода напряжение 20—30 В. Под действием ускоря-
ющего поля сетки и анода электроны, эмиттированные катодом,
пролетают крупноячеистую сетку и попадают на те элементы анода,
которые находятся под положительным потенциалом. Форма эле-
ментов анода такова, что при попадании на них электронного по-
тока высвечивается изображение цифр, букв или других знаков.

Люминофор способен светиться даже при небольшом (около
3 В) анодном напряжении. Яркость свечения люминофора зависит
от его состава и потенциалов сетки и анода и достигает 500 кд/м'2.
Люминофор имеет короткое послесвечение. Рабочий диапазон тем-
ператур индикаторов — 60ч-'+70°С. Срок службы 5000—10 000 ч.

Выпускаемые индикаторы серии ИВ (ИВ-3, ИВ-6, ИВ-12, ИВ-22
и т. д.) подразделяются на универсальные (цифро-буквенные) сим-
вольные, цифровые — одно- и многоразрядные. Индикаторы рабо-
тают при низком анодном напряжении и управлять ими можно с по-
мощью полупроводниковых приборов (оптронов, тиристоров, мик-
росхем) .

Шкальные и мнемонические вакуумные люминесцентные инди-
каторы (типов ИВЛШУ1-11/2, ИЛТ7-30М (рис. 13.12,6) и т. п.]
аналогичны по принципу действия знаковым индикаторам и приме-
няются в шкальных устройствах, мнемонических указателях, раз-
личных табло, индикаторах бытовой радиоэлектронной аппаратуры
для индикации уровня сигналов; отличаются формой и расположе-
нием элементов анодов. Цвет свечения люминофора — зеленый и
.красный. Некоторые индикаторы выполнены совместно с интеграль-
ным коммутатором управления.

ЗАДАЧИ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ

По семейству статических анодных характеристик триода (см. рис. 12.6):
а) построить нагрузочную характеристку, приняв А?а = 60' кОм и напряжение ис-
точника £3=240' В;

б) на нагрузочной прямой обозначить рабочую точку при Z7co= — 1 В и опреде-
лить параметры покоя t/a0, До, Рао;

в) графически определить рабочие параметры SH и р,Е в рабочей точке;

г) в заданной рабочей точке определить амплитуду анодного тока /а т И НЗПрЯ-
жения Ua-т на нагрузке, приняв амплитуду сигнала на сетке Uc m = l В;

д) определить усиление, развиваемое лампой, и колебательную мощность, выделя-
ющуюся на нагрузке.

Глава 14

ЭКРАНИРОВАННЫЕ ЛАМПЫ

§ 14.1. Четырехэлектродные лампы — тетроды

Устройство, принцип действия. В тетродах между анодом А и
управляющей сеткой С1 введена вторая сетка С2 (рис. 14.1). Она
выполняет роль электростатического экрана, ослабляющего связь
анода А с управляющей сеткой С1. Экранирующая сетка перехва-
Рис. 14.1. Элек-
трическое поле
в тетроде

(7С2 и анода Ua.

тывает значительную часть силовых линий
электрического поля анода; некоторая их
часть задерживается первой сеткой С1 и лишь
небольшая часть проникает к катоду К.
Вследствие такого экранирования анода в;
тетроде существенно снизилась проходная ем-
кость (Сас1 —0,01-1—0,1 пФ), уменьшилась про-
ницаемость и возрос коэффициент усиления
(р,= 1004-200), ослабилось влияние анодного'
напряжения на анодный ток; следовательно,,
возросло внутреннее сопротивление лампы
(Ri= 1004-300

Электронный поток в тетроде определяется
совместным действием потенциалов сеток Ucir
Действие потенциалов сеток и анода можно заме-

нить эквивалентным (действующим) напряжением

~ Ucl D-jUС2 D\DJJa, (14.1)

где Di и D2 — проницаемость соответственно первой и второй сеток.

Поскольку £>1<1 и Г>2<1, результирующая проницаемость D =
=П1Д2<С1 в тетроде невелика, вследствие чего влияние поля анода
ослаблено.

Для увеличения воздействия ускоряющего поля на пространст-
венный заряд у катода на экранирующую сетку подают положи-
тельное напряжение UC2= (0,54-1) Ua. Это напряжение создает
в лампе ускоряющее поле, необходимое для движения электронов
к аноду.

Закон степени трех вторых. Анодный ток в тетроде зависит от распределения
тока катода между цепями анода и экранирующей сетки. В соответствии с зако-
ном степени трех вторых уравнение тока

Д ~ Д + Zc2 = kU3a'2 = k (Ucl + + DUaf2. (14.2)

Очевидно, чтобы запереть лампу (/к = 0), на управляющую сетку необходимо
подать потенциал

Сс.зап =—{DyUC2,+ DU&). (14.3)

Влияние слагаемого DUa в уравнении (14.3) несущественно. Запирающее
напряжение в основном зависит от проницаемости Di управляющей и напряже-
ния t/C2 экранирующей сеток. Практически управляющая сетка выполняется с
большим шагом, а напряжение Uc2 устанавливается сравнительно высоким, поэто-
му Uс зап велико, т. е. тетрод имеет «левые» анодно-сеточные характеристики. При
таких характеристиках тетроды позволяют получить неискаженное усиление при
большом р, и сравнительно невысоком Ua-

Статические характеристики. Свойства тетрода оценивают по
анодно-сеточным (прямой передачи) и анодным (выходным) ха-
рактеристикам. Для снятия характеристик собирают схему
(рис. il4.2), в которой по сравнению с триодом включается допол-
нительно потенциометр R2 и приборы для измерения тока 1С2 и на-
пряжения ис2 экранирующей сетки.

Анодно-сеточные характеристики, выражающие зависимость /а
и /с2=ф((>,с1) при постоянных Ua и UC2, идут на весьма малых рас-
Рис. 14.2. Схема для испытания экранированной лампы

стояниях, что затрудняет отсчеты токов и напряжений и ограничи-
вает их практическое применение.

Анодные характеристики тетрода, выражающие зависимость
/а=<р(Да) при Ucl и t/C2 = const (рис. 14.3, а), нелинейны. Для уяс-
нения физических свойств тетрода на рисунке наряду с характери-
стикой 7а приведена характеристика 1с2.

1. При t/a = 0 и ДС2^0 анодный ток отсутствует (иногда возмо-
жен небольшой /а за счет начальной скорости электронов). В этом
режиме электроны в основном летят к экранирующей сетке и ее
ток 1с2 максимален (точка 0' на характеристике).

2. При повышении Ua до 15—20 В вследствие перераспределения
токов наблюдается резкое увеличение Ia (участок 0 а) и уменьше-
ние 1с2 (участок 0 а'). Так как Ua^Uc2, лампа на этом участке
характеристик работает в режиме возврата части электронов от
анода к экранирующей сетке.

3. С увеличением напряжения Ua в лампе возникает динатрон-
ный эффект — явление вторичной электронной эмиссии с анода и
уход этих электронов к экранирующей сетке, имеющей более вы-
сокий, чем анод, потенциал. При этом Ia уменьшается (участок аЬ),
а ток /С2 соответственно увеличивается (участок а'Ь'). Чем больше
UC2, тем больше снижение Ia (иногда он может иметь даже отри-
цательное значение).

4. Если Ua увеличивать, приближая к Uc2, то поле анода усили-
вается и электроны, выбиваемые с анода, возвращаются обратно

Рис. 14.3. Характеристики и потен-
циальная диаграмма тетрода
на анод. В лампе наблюдается рост 1а (участок Ьс) и уменьшение
тока 1с2 (участок Ь'с'). При Ua>UC2 происходит медленный рост 1а
и незначительный спад /с2 (участки cd и c'd'); лампа работает в ре-
жиме перехвата; характеристики идут полого.

Динатронный эффект является вредным явлением. Он вызывает
нелинейность характеристик, при которой возникают искажения
формы тока, растут внутриламповые шумы, снижается чувствитель-
ность лампы к приему слабых сигналов;

Типы тетродов. Примером высокочастотного тетрода служит лампа 6Э5П,
обладающая следующими параметрами: 5 = 30. мА/B, Ri=8 кОм, Спр=0,05 пФ.
Динатронный эффект в ней устранен с помощью потенциального барьера, кото-
рый получают с увеличением расстояния между экранирующей сеткой и анодом.
Это расстояние в 10 раз больше, чем расстояние между катодом и экранирующей
сеткой. Влияние поля анода на потенциал поля между экранирующей сеткой и
анодом ослабляется, а влияние пространственного заряда, действующего в этом
междуэлектродном пространстве, усиливается. В результате этого воздействия
вблизи анода возникает минимум потенциала ДМин (рис. 14.3, б), образующий
потенциальный барьер Ue, который препятствует динатронному эффекту.

Работы по усовершенствованию маломощных ламп привели к разработке
сверхминиатюрных металлокерамических весьма термостойких тетродов — нуви-
сторов, способных работать в широком температурном диапазоне (от —190 до
+350°С). Примером такого тетрода служит лампа 6Э12Н для усиления напря-
жения и мощности ВЧ с 5 = 9,5 мА/B; Спр =0,017 пФ; Ра = 2,2 Вт.

§ 14.2. Пятиэлектродные лампы — пентоды

Устройство, принцип действия. Для устранения динатронного
эффекта в баллон экранированной лампы введена защитная (анти-
динатронная) сетка СЗ, которая размещена между анодом и экра-
нирующей сеткой. В маломощных усилительных пентодах защит-
ную сетку соединяют с катодом внутри баллона (рис. 14.4, а) или
вне его (рис. 14.4,6), следовательно, она имеет нулевой потенциал
относительно катода и отрицательный относительно анода. Конст-
руктивно защитная сетка выполняется с большим шагом, поэтому
она меньше ослабляет поле анода, чем экранирующая сетка.

Защитная сетка изменяет в пентоде распределение потенциала
в пространстве между анодом и экранирующей сеткой (рис. 14.4,в).
Кривая 1 показывает, что в плоскости витков защитной сетки СЗ
потенциал поля значительно ниже потенциала анода, но выше нуля.
За счет снижения потенциала поля на участке между экранирующей

Рис. 14.4. Условное изображение и потенциальные диаграммы пентода
сеткой и анодом до значения t/MIIH в лампе возникает потенциаль-
ный барьер D’e, который препятствует движению выбитых из анода
вторичных электронов к экранирующей сетке и они возвращаются
обратно на анод. Первичные же электроны, идущие с катода, под
действием ускоряющего поля экранирующей сетки получают боль-
шое ускорение, достаточное для преодоления этого потенциального
барьера между экранирующей сеткой и анодом.

Действующее напряжение в пентоде. Значение общего электрон-
ного тока в пентоде зависит от действующего напряжения. Приняв
проницаемость управляющей, экранирующей и защитной сеток рав-
ными соответственно D2, D3, действующее напряжение в пен-
тоде:

*4 = 1 + tV42 + D\D2UсЗ + D]D2D3Uа.

Поскольку каждая из частичных проницаемостей сеток меньше
единицы, то D\D2^1, а также общая проницаемость пен-
тода (DiD2D3<^ 1) ничтожна мала. Пренебрегая этими слагаемыми,
действующее напряжение в пентоде

^«ttd + Z?^ (14.4}

практически не зависит от потенциалов анода и защитной сетки.
Б связи с этим анодно-сеточные характеристики пентода смещаются
влево относительно начала координат, как и в тетроде, что позво-
ляет осуществить неискаженное усиление при относительно боль-
шой амплитуде сигнала на сетке.

В соответствии с законом степени трех вторых общий ток като-
да в пентоде

4 = 41 + tc2 + 4з + 4 = kU^ « k (ttcl 4-D.U^.

Б усилительном режиме пентод работает с отрицательным сме-
щением на управляющей сетке и при нулевом потенциале на защит-
ной сетке, когда токи 41 и 4з практически отсутствуют или малы,
поэтому ток катода

4~4г + 4- (14.5}

При малой плотности тока влияние пространственного заряда
несущественно, поэтому распределение катодного тока в основном
определяется соотношением напряжений t/a и Uc2. Если плотность
тока большая, на распределение начинает влиять объемный заряд.

Статические характеристики пентодов. Свойства пентодов оцени-
ваются по семейству анодно-сеточных и анодных характеристик.
Как и у тетродов, практическое применение имеют анодные харак-
теристики.

Анодные характеристики выражают зависимость 7а = ф(£7а) при
постоянных Uci, Uc2, Uc3 (рис. 14.5, а). Здесь же приведены кривые
изменения токов 1с2 и 4 при тех же условиях. Характеристики ли-
нейны и не имеют динатронных провалов.

При Ua, равном или близком нулю, в лампе возможен неболь-
шой начальный анодный ток 4=4- Он создается электронами, об-
Рис. 14.5. Характеристики пентодов $
ладающими высокой начальной
скоростью. Большинство же элек-
тронов, эмиттированных катодом, «
в этом режиме работы попадает
на экранирующую сетку непо-
средственно или за счет возврата
из пространства между экраниру-
ющей и защитной сетками. Воз-

врату электронов способствует глубокий минимум потенциала (см.
рис. 14.4, в), который представляет потенциальный барьер для
электронов, движущихся к аноду. В результате пентод в области
небольших анодных напряжений работает в режиме возврата ча-
сти электронов. Частично этим и действующим токораспределени-
ем обусловлен быстрый рост тока 1с2 и замедление роста /а в на-
чальной области характеристик (см. рис. 14.5, а).

При дальнейшем увеличении анодного напряжения (Ua>Uc2)
возврат электронов к экранирующей сетке прекращается; характе-
ристики пентода переходят в пологий рабочий участок. В этой обла-
сти анодных напряжений лампа работает в режиме прямого пере-
хвата части электронов экранирующей сеткой. Анодный ток здесь
растет главным образом за счет увеличения числа электронов, при-
тягиваемых полем анода из объемного заряда, действующего вбли-
зи катода.

Пологость характеристик в области значительных Ua объясня-
ется весьма слабым влиянием на анодный ток поля анода. Поло-
гость анодных характеристик нельзя отождествлять с режимом на-
сыщения, при котором практически прекращается рост анодного
тока.

Из семейства анодных характеристик (рис. 14.5,6), снятых при
различных значениях напряжений на управляющей сетке, следует,
что в области больших отрицательных напряжений характеристики
идут положе и на меньших расстояниях друг от друга. Для полу-
чения неискаженного усиления изменения Ia должны быть прямо
пропорциональными изменениям Uci.

Если увеличить напряжение UC2, то возрастут токи в лампе,
анодные характеристики сместятся вверх. Одновременно изменится
токораспределение в лампе и переход к режиму возврата (пологой
части характеристик) сместится в область более высоких 67а.

При подаче на защитную сетку небольшого (5—10 В) положи-
тельного потенциала потенциальный барьер В г, между экранирую-
щей и защитной сетками уменьшится (см. рис. 14.4, в), возрастет
крутизна начальной области характеристик (рис. 14.5, в), поэтому
переход к их пологой части может быть достигнут при меньшем на-
пряжении на аноде Ua'<JJa". Такой режим работы иногда приме-
няют для увеличения полезной мощности в нагрузке.

Параметры пентодов. Статические параметры пентода опреде-
ляют аналогично триоду с добавлением условия — постоянства на-
пряжений на экранирующей и защитной сетках.

Крутизна характеристики при постоянных Ua, UcZ, Uc3,

S = di JdUCY.

(14.6)

Учитывая, что в рабочем режиме перехвата анодный ток пенто-
да связан с током катода соотношением Ia=[&,/(1 +&т) ]Л<, крутизна

&К $

dUci 1 -(- k-£ dUci 1 -|- kj

(14.7)

где SK — крутизна характеристики по катодному току;

Лт = /а//с2 — коэффициент токораспределения.

Крутизна характеристики пентода зависит от коэффициента то-
кораспределения Ат. В рабочей области характеристик пентода кру-
тизна мало зависит от анодного напряжения (рис. 14.6, а). В обла-
сти малых анодных напряжений крутизна снижается за счет умень-
шения коэффициента токораспределения. Если повысить потенциал
на управляющей сетке, возрастут анодный ток и крутизна характе-
ристики.

С увеличением напряжения на экранирующей сетке крутизна
возрастает (рис. 14.6,6). При Ucz>U& лампа переходит в режим
возврата электронов, уменьшается коэффициент токораспре-
деления, вследствие чего рост крутизны сначала замедляется, а за-
тем совсем прекращается.

Внутреннее сопротивление при постоянных Пс1, UcZ, Uc3.

Рис. 14.6. Зависимость параметров пентода от напряжений анода и сетки
Рис. 14.7. К определению параметров
экранированной лампы

В рабочем режиме пентода
ток 1а мало зависит от напряже-
ния Ua, изменение коэффициента
токораспределения /гт невелико,
поэтому внутреннее сопротивле-
ние с увеличением напряжения
Ua линейно нарастает (см. рис.
14.6, а). Увеличение напряжения
Uc2 (в пределах рабочей облас-
ти) вызывает рост анодного тока
и снижение внутреннего сопро-
тивления (см. рис. 14.6, б). Ана-
логичный характер имеет изме-

нение внутреннего сопротивления с повышением потенциала на
управляющей сетке при постоянных напряжениях Uc2 и Ua-

Коэффициент усиления при постоянных /а, Uc2 и Uc3:

Р к SRi или р= dUJdU^.

(14-9)

Следует иметь в виду, что коэффициент усиления у, в пентоде
не является величиной, обратной проницаемости D. Объясняется
это тем, что коэффициент проницаемости D учитывает влияние Ua
на /а через изменение действующего напряжения и не учитывает
влияние иа на /а через токораспределение, которое также будет из-
меняться с изменением Ua.

Определение статических параметров экранированных ламп по
семейству анодных характеристик в заданной точке А показано на
рис. 14.7. Для большей точности определения крутизны достаточно
взять приращения 2Д7а' и 2Д7'С1 между точками С и В, лежащими
на характеристиках, смежных с характеристикой, на которой лежит
заданная точка А. При этом

е _^2Д/а____К В — Кс

~2ДС7с1 ~ ~

2д/;

2Д^

при U"a = const.

Для определения внутреннего сопротивления достаточно взять
соответствующие изменения напряжения Д(7а и тока Д7а из тре-
угольника MNF:

„ два и\-и'ъ

Ri = —— = ----------при иЛ = const.

Коэффициент усиления лампы определить по значениям S и Ri,
взяв их произведение

Кроме рассмотренных, важными параметрами пентода являют-
ся междуэлектродные емкости (рис. 14.8, а). Из эквивалентной схе-
мы усилительного каскада на пентоде (рис. 14.8, б) исключены ем-
кости С с2-к, Ссз-к, СС2-сз , так как экранирующая и защитная сетки
обычно соединяются с катодом.
Рис. 14.8. Междуэлектродные емкости в пентоде

Входная емкость в статическом режиме пентода

Свх = Сс1.к + Сс1_с2 + Сс1.сз + Са_с1. (14.10)

Проходная емкость Са-ыв рабочем режиме возрастает в (1 + р)
раз, поэтому

Свх.р ~ Сс1-к + Сс1-с2 + Сс1-сЗ + ^a-cl С1 + Н)« G4- П)

Проходная емкость в пентодах Са-ы мала, поэтому увеличение
входной рабочей емкости СБХ.Р несущественно.

Выходная емкость пентода

= Са.к + Сач,3 + Са_с2. (14.12)

Рабочие параметры экранированных ламп (тетродов и пенто-
дов) определяют аналогично тому, как это делалось для триодов
(см. § 13.4):

Sp = SRi/(,Ra -р Rd', Kq = p-р = SpBa

ИЛИ Hp = P^a/№ + Rd- (14.13)

Отсюда следует, что коэффициент усиления по напряжению кас-
када Ко на пентоде пропорционален крутизне характеристики и зна-
чению его анодной нагрузки.

§ 14.3. Высокочастотные пентоды

В усилителях высокой частоты в качестве нагрузки применяют
параллельные колебательные контуры, эквивалентное сопротивле-
ние которых на резонансной частоте является чисто активным. Для
получения удовлетворительного усиления в диапазоне ВЧ требуется,
чтобы Ri^>ROe. В этом случае коэффициент усиления (по напряже-
нию) усилителя на резонансной частоте

Ri гч Roe

Ro = SpRoe = S R.+R e Ъе = S

SRoe. [(14.14)

Практически Ri лампы в диапазоне ВЧ должно составлять при-
мерно 1 МОм. Максимальное устойчивое усиление ограничивается
опасностью самовозбуждения каскада через проходную емкость.
Для получения наибольшего устойчивого усиления

^макс = 0,42-j/

необходимо увеличить отношение крутизны к проходной емкости
(S/Ca-ы). Проходную емкость в пентодах уменьшают путем тща-
тельного экранирования анода от управляющей сетки. С этой целью
экранирующую сетку делают с малым шагом, экранируют провод-
ники вводов, а сами вводы укорачивают. Для этой цели в миниа-
тюрных лампах исключается цоколь и применяется плоская ножка
(рис. 14.9).

Вследствие тщательного экранирования ВЧ пентодов электро-
статическое воздействие анода на управляющую сетку и катод ос-
лаблено, значительно уменьшена проходная емкость (до 0,003—
0,006 пФ), а внутреннее сопротивление возросло до 1—2 МОм. Из-
за малого расстояния между сеткой и катодом крутизна характери-
стики миниатюрных пентодов достигает 5—8 мА/B, а отношение
крутизны к проходной емкости составляет 1000—1600 мА/В-пФ.
Благодаря большой крутизне и высокому внутреннему сопротивле-
нию статический коэффициент усиления высокочастотных пентодов
в среднем составляет 800—1500, а в некоторых лампах достигает
3000—6000.

Для неискаженного регулирования усиления K=SvROe принимае-
мых сигналов выпускаются ВЧ пентоды с переменной крутизной ха-
рактеристики.

Пентоды с переменной крутизной анодно-сеточной характеристи-
ки (рис. 14.10, а) имеют удлиненный участок АВ, в пределах кото-

Рис. 14.9. Высокочастотный пентод:

1 — баллон; 2 — анод; 3 — катод; 4, 6 и 7 —
управляющая, экранирующая и защитная
сетки: 5 и 8 — слюдяные изоляторы; 9 —
токоотводы; 10 — штырьки

™ Рис. 14.10. Характеристика и схема
устройства сетки пентода с перемен-
ной крутизной
рого крутизна изменяется плавно, что позволяет регулировать уси-
ление без существенных искажений. Для получения переменной
крутизны управляющую сетку выполняют с различным шагом на-
вивки (рис. 14.10,6). Средняя часть сетки имеет больший шаг, чем
по краям. Такая сетка имеет неодинаковую проницаемость, поэтому
лампа обладает неодинаковым коэффициентом усиления.

При подаче на такую сетку большого отрицательного напряже-
ния смещения U'ci (см. рис. 14.10, а) участки 12 сетки, выполненные
с мйЯым шагом (см. рис. 14.10,6), тока не пропустят; электроны с
катода к аноду будут проходить лишь на участке Zi, где сетка вы-
полнена с большим шагом. Общий анодный ток и крутизна харак-
теристики в этом случае уменьшаются, что будет соответствовать
работе лампы на участке АВ с малым усилением

Если напряжение смещения UCi" невелико, лампа открывается
как на участке /ь так и на участках Z2. Общий электронный ток и
крутизна характеристики возрастут, что соответствует работе лам-
пы на участке ВС с большим' усилением J(2 = S2R0p. Аналогичным
путем получают переменную крутизну характеристик в некоторых
триодах.

Лампы с переменной крутизной анодно-сеточной характеристики
применяют в радиоприемных устройствах с автоматической регули-
ровкой усиления. Очевидно, что при приеме сильных сигналов ра-
бочая точка усилителей ВЧ выбирается на участке с малой крутиз-
ной Si характеристики (точка 0\ на рис. 14.10, а), а при приеме сла-
бых сигналов — на участке с большой крутизной S2. На выходе уси-
лителя за счет разного усиления сглаживается разница в величине
приходящих сигналов.

В табл. 14.1 в качестве примера приведены параметры типовых
ВЧ пентодов с короткой (6Ж4П) и переменной (6К4П-Е) крутиз-
ной характеристик.

Высокочастотные широкополосные пентоды. Рассмотренные вы-
ше пентоды способны усиливать сигналы в относительно узкой
(сотни килогерц) полосе частот. Для широкополосного усиления
(наряду с триодами) разработаны специальные широкополосные
пентоды.

В высокочастотных усилителях в качестве нагрузки применя-
ется параллельный резонансный контур, сопротивление которого,
а следовательно, и усиление зависят от частоты. Большее усиление

Таблица 14.1

Тип лампы Цр в В 5, мА/В кОм р ДОП’ Вт Свх, пФ Сдр' пФ с ивых» пФ мА/В-пФ
6Ж4П 250 150 5,9 900 3,5 6,3 0,003 6;,3 1900
6К4П-Е 250 100 4,4 450 . 3,0 6,4 0.004 6,7 1100
можно получить на резонансной частоте f0, когда сопротивление
контура является чисто активным,

^Ю20£2 _ Q __ 1 Q

ое R RC «0С 2л С /о ’

где Q и R — добротность и активное сопротивление контура;

L и С — индуктивность и емкость элементов контура.

Полоса пропускания параллельного резонансного контура Af=
=fo/Q- Очевидно, что для получения широкой полосы пропускания
Af добротность контура Q должна быть низкой. Однако это ведет
к снижению эквивалентного сопротивления контура

ое 2я.С /о 2лСД/
и коэффициента усиления усилителя

_ _ S___________1 S

/Со — SRoe — 2лСд— 2лД/ С

Для обеспечения усиления в широкой полосе частот необходимо
увеличить отношение крутизны к общей емкости контура. При вы-
сокой частоте на величину емкости контура существенно влияет
конструктивная емкость ламп (выходная емкость СВЪ1Х одной и
входная емкость СБХ следующей лампы), параллельно подключен-
ных к контуру. В этих условиях удовлетворительное усиление в ши-
рокой полосе частот можно получить лишь от лампы, у которой
коэффициент широкополосности (мА/В-пФ)

У = ^/(С’вх + Свых)

будет иметь большое значение. Это возможно в лампах с большой
крутизной при относительно небольших входной и выходной внут-
риламповых емкостях.

У обычных ВЧ пентодов у = 0,14-0,3. Для удовлетворительного
усиления в широкой полосе частот у должен быть значительно вы-
ше (примерно 1,5). Увеличение у достигается некоторым уменьше-
нием емкости Свх и СБых и главным образом увеличением крутизны
(за счет уменьшения расстояния между сеткой и катодом), улучше-
нием токораспределения (в результате увеличения шага экранирую-
щей сетки), повышением плотности тока, снимаемого с катода

Таблица 14.2

Тип лампы ия, в В мА/В в ^кС, В пФ пФ ^вых’ пФ s/cnp, мА/В-пФ V. мА/В-пФ
1 6Ж9П 150 150 17.5 — — 8,5 0„0'3 3,0 580 1,5
6Ж52П 100 150 55 — — 13,5 0,05 1,8 1100 3,1
6Ж44П 150 — 25 — 18 8 0,006 3,6 — 2,1
6В1П 250 — 28 150 — 9 0,008 4,8 —. 2
(уменьшением смещения на уп-
равляющей сетке и увеличением
напряжения на экранирующей
сетке). Примером высокочастот-
ных широкополосных пентодов
служат лампы 6Ж9П, 6Ж52П,
параметры которых приведены в
табл. 14.2.

Увеличение широкополосности совре-
менных усилительных ламп в основном
достигается увеличением крутизны.
В лучших современных лампах крутизна
S= 15-т-ЗО мА/B, а коэффициент широ-
кополостности у= 1,54-1,7 мА/В-пФ.
Дальнейшее увеличение крутизны путем

Рис. 14.11. Схемы включения лампы
с катодной сеткой и расположения
электродов в лампе с вторичной эмис-
сией

уменьшения междуэлектродного расстояния технически затруднительно, поэтому
используются другие способы.

Один из них предусматривает введение в лампу дополнительной катодной
сетки КС (рис. 14.11, а), на которую подают небольшой положительный потен-
циал. За счет ускоряющего поля этой сетки первичный электронный ток с катода
получает большое ускорение. Некоторая часть электронов попадает на катодную
сетку, а большая часть достигает анода лампы, благодаря чему увеличивается
крутизна ее характеристики. Примером широкополосных пентодов с катодной сет-
кой может служить лампа 6Ж44П.

Другой способ повышения крутизны ламп основывается на использовании яв-
ления вторичной электронной эмиссии. В этих лампах (рис. 14.11, б) эмиттиру-
емый первичным катодом 1 поток электронов., пройдя управляющую 2 и экрани-
рующую 3 сетки, отклоняется лучеобразующими электродами 4 и направляется
на специальный электрод 5 с положительным потенциалом Ua, служащий в каче-
стве вторичного эмиттера (динода). Под действием электронной бомбардировки
динод испускает вторичные электроны, которые попадают на анод 6. Соответст-
вующим выбором скорости первичного электронного потока и материала вторич-
ного эмиттера можно получить большой поток вторичных электронов, а вследст-
вие этого — большую крутизну.

В качестве вторичных эмиттеров используются активированные сплавы тя-
желых металлов (тантал, никель, медц, золото и т. д.) с добавлением 2—5% лег-
ких металлов (магний, бериллий и др.). Сплавные эмиттеры устойчивы в работе,
более просты в изготовлении, обладают высоким коэффициентом вторичной эмис-
сии (а^Ю) позволяют получить крутизну характеристики анодного тока лампы
свыше 20 мА/B. Примером ламп с вторичной электронной эмиссией для усиления
импульсных сигналов может служить пентод 6В1П (см. талб. 14.2).

§ 14.4. Низкочастотные пентоды и лучевые тетроды

Низкочастотные пентоды. Пентоды могут быть использованы для
усиления напряжений низкой частоты в предварительных каскадах
усилителей и для усиления мощности в выходных каскадах. При-
менение пентодов в выходных каскадах предпочтительно, так как
для их возбуждения необходимо меньшее напряжение, чем. для три-
одов. На низких частотах в меньшей степени проявляется вредное
действие междуэлектродных емкостей, поэтому облегчаются требо-
вания к их снижению. Это позволило в НЧ пентодах не экраниро-
вать электроды, а экранирующую сетку выполнить с большим ша-
гом. При этом снизилось Ri выходных пентодов до десятков кило-
ом и.коэффициент усиления до 150—300. За счет увеличения рабо-
чих поверхностей электродов крутизна достигает 10 мА/B и более.
Пентоды НЧ для усиления напряжения имеют большее Ri и мень-
шее значение S по сравнению с пентодами для усиления мощности.

Анодные характеристики /а = ф(Па) при различных напряжениях
UC1 и постоянных Uc2, исз приведены на рис. 14.12. Из семейства
этих характеристик следует, что изменения тока в анодной цепи
лампы непропорциональны изменениям потенциала на управляю-
щей сетке, поэтому неодинаков интервал между характеристиками.
Чтобы при такой нелинейности характеристик получить максималь-
ную полезную мощность с минимальными искажениями, значение
нагрузки пентода выбирают значительно меньше его R,.

На рис. 14.12, а приведены анодные нагрузочные характеристики
для значений нагрузки Ral, Ra2 и Ra3. На каждой характеристике ра-
бочая точка 01, О2, О3 выбрана при одном и том же напряжении
смещения UCo- Если на сетку подается напряжение сигнала с ампли-
тудой Ucm, переменная составляющая анодного тока и напряжения
будут иметь наибольшую и неискаженную величину лишь при на-
грузке /?а2. При нагрузке Ra2 и изменении напряжения UC1 от 0 до
•—8 В изменения тока пропорциональны изменениям напряжения на
сетке, вследствие чего искажения отсутствуют или минимальны.
При других значениях нагрузки, например Rai, положительная по-
луволна напряжения на аноде на1 окажется больше отрицательной
полуволны, т. е. колебания будут несинусоидальны. Меньшая нели-
нейность наблюдается при нагрузке /?а3. Однако при ней мала ам-
плитуда выходного сигнала. Можно подобрать оптимальное сопро-
тивление нагрузки Ra опт, когда нелинейные искажения будут мини-
мальными, а полезная мощность достаточна для нормальной рабо-
ты устройства.

Для большинства пентодов ДаОпт~0,1М. Практически его опре-
деляют по семейству характеристик подбором положения нагрузоч-
ной характеристики. Наивыгоднейшим считается положение Ra, при
котором в пределах рабочей области отрезки а', а" и а'", ограничен-

Рис. 14.12. Выбор режима
работы пентода по харак-
теристикам
Тип лампы в ^С2- В S, мА/В Яр кОм р а доп» Вт р * ВЫХ' Вт СВХ’ пФ Огр’ пФ г иВЫХ’ пФ
6П23П 300 — 4,5 44 1,1 11 7,5 0,1 4,5
6ПЗЗП 170 170 10 25 12 6 12 1 7
6П38П 150 150 65 30 10,5 — 21 0,75 3,8
6Р2П 200 200 2,5 — 6,5 — 4,5 0,1 2
6Ф4П* 200 — 4 16 1 4 2,7 0,6
170 170 11 100 4 9,5 0,1 4

* В числителе — параметры триода, в знаменателе — пентода.

ные статическими характеристиками, будут более равномерны.
В режиме усиления мощности отдача по мощности пентода больше,
чем триода, однако пентод вносит большие искажения. Параметры
некоторых НЧ пентодов приведены в табл. 14.3.

В комбинированных диод-пентодах (рис. 14.12,6), в одном бал-
лоне которых совмещены два диода и один пентод, диоды исполь-
зуются для детектирования и автоматической регулировки усиле-
ния (АРУ), а пентод — для усиления. Еще более сложной лампой
является триод-пентод (рис. 14.12, в), в одном баллоне которой со-
вмещены триод и пентод. Примером диод-пентодов служит лампа
6Б2П, а триод-пентодов — 6Ф4П, параметры которой приведены
в табл. 14.3.

Лучевые тетроды. Динатронный эффект в лучевых тетродах уст-
раняется путем создания потенциального барьера в пространстве
между экранирующей сеткой и анодом лампы. Потенциальный
барьер возникает за счет увеличения плотности объемного заряда,
создаваемого в основном вторичными электронами с анода. Для
этой цели электронный поток группируют (фокусируют) в плотные
лучи. Для фокусировки лучей в баллон лампы (рис. 14.13, а), по-
мимо обычных электродов (катода 2, управляющей 3 и экранирую-
щей 4 сеток и анода 1), ввели вспомогательные лучеобразующие эк-
раны 5. Экраны, соединенные с катодом, имеют относительно него
нулевой потенциал, т. е. отрицательный потенциал источника анод-
ного питания. Полем этих пластин электронный поток в тетроде
фокусируется в вертикальной плоскости. Фокусировка в горизон-
тальной плоскости достигается полем управляющей сетки, на кото-
рую подается отрицательное напряжение смещения. Эффективность
этой фокусировки повышается тем, что управляющая и экранирую-
щая сетки выполнены с одинаковым шагом навивки.

В результате двойной фокусировки электронный поток форми-
руется в узкие пучки (рис. 14.13,6), обладающие большой объем-
ной плоскостью зарядов, которые создают вблизи анода отрицатель-
ный пространственный заряд. При этом в потенциальной диаграмме
Рис.

14.13. Устройство

и потенциальная диаграмма лучевого тетрода

лампы образуется глубокий минимум потенциала £7МИн
(рис. 14.13, в). Возникающий потенциальный перепад (барьер) пре-
пятствует переходу вторичных электронов с анода на экранирую-
щую сетку.

Анодные характеристики лучевого тетрода линейны (рис. 14. 14)
и не имеют характерного для обычных тетродов провала. Некото-
рые провалы возможны лишь вне рабочей области (при малом зна-
чении Ua и большом смещении Uci, при которых невелика плотность
объемного заряда).

Лучевой тетрод из-за исполнения сеток с одним шагом обладает
лучшим, чем пентод, токораспределением. У него ток /С2=
= (0,054-0,1)/а, тогда как у пен-

Рис. 14.14. Анодные характеристики
лучевого тетрода

тода IcZ=Q,25Ia, что обеспечивает
большую экономичность тетрода
по питанию и повышает крутизну
характеристик (S^5 мА/B).

Примером одинарных лучевых
тетродов служит лампа 6П23Н,
двойных — 6Р2П, параметры ко-
торых приведены в табл. 14.3.
Параметры лучевых тетро-
дов сходны с параметрами НЧ
пентодов; этим объясняется
идентичность областей их при-
менения и условных обозначе-
ний.
§ 14.5. Шумы электронных ламп

Виды шумов. Шумы в лампах определяют порог их чувствительности к сла-
бому сигналу. Различают несколько составляющих шумов.

Дробовой шум обусловлен непостоянством во времени плотности тока эмис-
сии с эмиттирующей поверхностью катода. Эти флуктуации (отклонения) тока
эмиссии от среднего значения акустически воспринимаются как постоянное ши-
пение, подобное шуму падающих мелких дробинок на металлическую мембрану
(«дробовой шум»). Ток дробового шума в диоде, работающем в режиме насыще-
ния, зависит от значения постоянной составляющей анодного тока До и полосы
частот Af, в которой определяется величина шума при постоянстве заряда е
электрона. Для снижения дробового шума следует работать с малым анодным
током.

В режиме пространственного заряда неравномерность поступления электро-
нов иа анод, обусловленная флуктуациями тока эмиссии, сглаживается самим
пространственным зарядом, поэтому уменьшается значение тока дробового шума

/ш„ = (0,1 -0,5)У2е/аСД/. (14.15)

Пространственный заряд сглаживает неравномерность поступления электро-
нов на анод при флуктуации тока эмиссии.

Шумы поверхностного эффекта (мерцание катода) обусловлены изменением
физико-химического состояния поверхности катода из-за непрерывного изменения
его эмиссионной способности. Такие отклонения (мерцания) во времени тока
эмиссии с отдельных участков катода существенны в лампах с оксидным катодом,
эмиссионная способность которого зависит от концентрации атомов бария в акти-
вирующем покрытии. Эмиссия катода изменяется медленно, поэтому шумы мер-
цания имеют лишь низкочастотные составляющие.

Шумы токораспределения возникают при положительном потенциале на сет-
ках лампы. Чем меньше токи сеток, тем меньше изменения токораспределения и
составляющие этих шумов.

Шумы вторичной эмиссии обусловлены флуктуациями анодного тока при по-
падании на анод электронов вторичной эмиссии с сеток лампы.

Шумовые параметры ламп. Шумовые свойства ламп характеризуют эквива-
лентными напряжениями или сопротивлением шумов. При расчете шумов шум
анодной цепи приводят к цепи сетки. Лампу считают нешумящей, а шумовой
ток /ш — результатом действия некоторого генератора шумовой э.д.с. в цепи уп-
равляющей сетки (рис. 14.15|). Напряжение генератора 1/ш принимают таким,
чтобы в анодной цепи вызвать появление реального шумового тока 1Ш. Значение
шумового тока /ш можно выразить через напряжение и крутизну Jm=SU сш, от-
куда [с учетом (14.15)] напряжение шума

г/сш = /ш/5 = (0,1 4-0,5) /277^/5. (14.16)

Для оценки шумовых свойств независимо от полосы пропускания усилителя
пользуются удельным эквивалентным напряжением шума на сетке, отнесенным к
полосе частот Д]= 1 кГц,

= UcvjVbf = (0,14-0,5) /2^/S.

В триодах U'cm = 0,044-0,25, а в пентодах — 0,14-0,5 мкВ/кГц'/з.

Уровень шума в лампе можно оценить напряжением шумов, некоторого вооб-
ражаемого сопротивления, которое, будучи включенным в цепь сетки, создает

Рис. 14.15. Схема включения генератора шумовой
э.д.с. и эквивалентного шумового сопротивления
напряжение тепловых шумов £шт, равное напряжению внутренних шумов самой
лампы Ucm. Флуктуационные шумы сопротивления, обусловленные тепловым
движением электронов,

ЕШ1 = y'r^kTRvAf.

Приравнивая между собой выражения (14.16) и (14.17), можно определить
эквивалентное шумовое сопротивление-

для триодов £Ш=2,5/Х^0,15—1,5 кОм;

для экранированных ламп

Яш = (2,5/Х) [ZaO/(Zao + Zc2)] =0,5-30 кОм.

Снижение шумов можно обеспечить рациональным конструированием лам-
пы, обеспечивающим улучшение токораспределения, снижающим ток экраниру-
ющей сетки /С2, увеличением крутизны и оптимальным выбором напряжений на
электродах.

ЗАДАЧИ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ

1. По семейству статических характеристик, изображенных на рис. 14.5, б,
определить статические параметры пентода в рабочей точке [7ci =—2 В; t7a =
= 120 В при Дс2=100 В; Псз=0 В.

2. Тетрод работает в режиме нагрузки при £3 = 300 В, £сг=250 В; UCi =
=—10 В и амплитуде сигнала на сетке UCm=5 В. Пользуясь семейством анод-
ных характеристик, изображенных на рис. 14.14, определить: а) оптимальное со-
противление нагрузки опт анодной цепи; б) параметры режима покоя До, ба0,
Дао; в) амплитуду тока /ат напряжения Uam и выходную мощность РВЫх; г) ра-
бочую крутизну Хр и коэффициент усиления |лр. Выяснить, допустим ли заданный
режим, если Рв доп=12 Вт.

Глава 15

ПРИБОРЫ ДЛЯ СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ

§ 15Л. Работа ламп на сверхвысоких частотах

В диапазоне СВЧ (30—30 000 МГц) на работу ламп существенно
влияют инерционность электронов, междуэлектродные емкости и
индуктивности вводов, потери энергии.

Влияние инерции электронов на выходную мощность. Инерция
электронов проявляется в конечности времени пролета электрона-
ми междуэлектродного пространства анод — катод (рис. 15.1, а)
и его соизмеримости с периодом сигнала Тс (рис. 15.1, б), действую-
щего на аноде лампы. Так, при постоянном напряжении Z/a=100 В
на аноде диода с плоскими электродами (см: рис. 15.1, а) и рассто-
янии между электродами Za = 0,3 см время пролета согласно урав-
нению (10.17) составит

тЭл «0,3340-7(Za//tQ = 0,33ЛО-7(0,3/]/W0) = 10-9 с.

Если на аноде, кроме постоянного, действует переменное напря-
жение сигнала с относительно малой амплитудой, то соотношение
Рис. 15.1. Траектория электронов при различных углах пролета

между временем пролета электрона и периодом сигнала т3л/Тс за-
висит от периода Тс (частоты) сигнала.

На невысоких частотах Тс велик и это отношение мало. Напри-
мер, на частоте 3 МГц (Х= 100 м) оно составляет Тэл/Гс = 0,003. Это
означает, что электрон пролетает междуэлектродное расстояние
за 0,003 доли периода изменения сигнала. Практически за такой
промежуток времени изменение анодного напряжения несуществен-
но и движение электрона происходит в постоянном ускоряющем
поле. В этом режиме инерция электронов отсутствует и на работу
ламп не влияет.

При переходе на более высокие частоты проявляется инерцион-
ность электронов. Уже на частоте 500 МГц (Х=0,6 м) отношение
ъ>л/Тс = 0,5, т. е. время пролета составляет 0,5 периода действую-
щего на аноде сигнала. В этих условиях за время пролета элек-
троном междуэлектродного пространства изменится знак полуволн
переменного напряжения (см. рис. 15.1,6), т. е. изменятся интен-
сивность поля в лампе и условия токопрохождения в ней.

Оценку инерционных свойств ламп на СВЧ ведут углом проле-
та, под которым понимают отношение времени пролета электроном
междуэлектродного пространства к длительности периода подво-
димого к лампе сигнала,

6 = 2л (Тэд/Т'с) — 2тсДТэл = '«с^эл- (15.1)

Угол пролета является мерой изменения фазы переменного на-
пряжения сигнала за время пролета электроном междуэлектродно-
го расстояния. ,На низкой частоте (при 0<^л) все электроны с ка-
тода достигают анода за положительный полупериод Ua напряже-
ния сигнала на аноде. При 0 = л/2 (рис. 115.1, в) часть электронов за
положительный полупериод Ua-не успевает достичь анода и возвра-
щается на катод или рассеивается в междуэлектродном простран-
стве. Исследования показывают, что инерция электронов сказыва-
ется на работе лампы при 6>20°. При больших значениях угла про-
лета инерция электронов приводит к появлению фазового сдвига
между выходными током и напряжением и, как следствие,— к сни-
жению выходной мощности.

Другим следствием проявления инерции электронов на СВЧ яв-
ляется появление в цепях электродов токов, которые наводятся
зарядами, движущимися в междуэлектродном пространстве ламп.
Возникновение наведенных токов в цепях ламп вызывает увеличе-
ние их проводимости, особенно входной проводимости.

Влияние инерции электронов на работу диодов. Предпо-
ложим, что одиночный электрон с зарядом е под влиянием электрического поля
движется от катода К к находящемуся от него на расстоянии /а аноду А (рис.
15.2, а). Согласно закону электростатической индукции движущийся в между-
электродном пространстве заряд (—е) наводит на электродах (К и А) заряды
еа и ек противоположного знака (в нашем случае положительные). Величины на-
веденных зарядов обратно пропорциональны расстоянию от движущегося заря-
да электрона до соответствующего электрода

еа/ек = x/(Za — х),

где х — расстояние заряда электрона е от катода.

По абсолютному значению сумма этих зарядов равна заряду электрона, т. е.
е=е+ек. Отсюда:

еа = е (x/Za); ек = е (Za — x)/Za.

В начале движения электрона наведенный на близко расположенном катоде
заряд ек будет больше заряда еа на удаленном аноде. В дальнейшем при движе-
нии электрона заряды ек и еа будут изменяться. Это приведет к появлению во
внешней цепи уравнительного тока. Ток, характеризующий непосредственно пе-
редвижение (конвекцию) свободных зарядов в междуэлектродном пространстве,
называется конвекционным. Ток, появляющийся во внешней цепи электродов при
наличии в междуэлектродном пространстве конвекционного тока, называется
наведенным

г ’ ^Са/dt === (^/^а) (dx/dt).

Практически этот ток появляется в момент выхода электрона из катода и на-
растает к моменту попадания на анод до значения

^нав — (®/^а) v 1

где v — скорость движения электрона.

Если пространство между анодом и катодом заполнено большим количест-
вом электронов, то полное значение наведенного во внешней цепи тока будет оп-
ределяться как интегральное значение наведенных токов, наводимых элементар-
ными слоями dx электронов, на которые можно условно разделить междуэлек-
тродное пространство (рис. 15.2, б). Анализ явлений показывает, что /нав равен
среднему значению конвекционного электронного тока в междуэлектродном про-
странстве:

^нав

конв.ср--- .

‘а

ScneNvdx,
где Sc л —площадь элементарного слоя зарядов;

, N — объемная плотность электронов;

\KoaB=SclLeNv—среднее значение конвекционного тока слоев в междуэлектрод-
\ ном пространстве.

Если к электродам диода наряду с постоянным напряжением источника Еа
приложено переменное напряжение Ua, то в полном анодном токе диода появит-
ся переменная составляющая. Она будет складываться из наведенного тока и то-
ка смещения

I а = анав + ^асмв

Переменная составляющая наведенного анодного тока будет определяться
средним значением переменной составляющей конвекционного тока. Поскольку
каждый слой конвекционного тока сдвинут в лампе относительно друг друга, то
и составляющие наведенного тока будут отставать от С7а на различные углы <ра.
С увеличением частоты переменного напряжения сигнала будет уменьшаться пе-
риод изменения конвекционного и наведенного токов, а угол пролета будет расти.
Результирующее значение наведенного тока в анодной цепи станет уменьшаться
и все больше отставать по фазе от вызвавшего его анодного напряжения.

Ток смещения обусловлен наличием конструктивной междуэлектродной емко-
сти Сак:

^асм ~ = °^ак^а-

С ростом частоты он увеличивается, что приводит к нарушению односторон-
ней проводимости диода. Таким образом, с переходом к СВЧ в диоде возрастает
фазовый сдвиг между анодным током и напряжением, уменьшается анодный ток
и, как следствие, снижается выходная мощность. Одновременно увеличивается ток
через емкость Сак, нарушающий вентильные свойства диода.

Влияние инерции электронов на работу триода. На СВЧ
в триодах аналогично диодам проявляются инерционные свойства электронов,
вызывая снижение выходной мощности и рост сдвига фаз между током и напря-
жением в анодной цепи лампы. Наряду с этим существенно изменяется режим
входной цепи.

При работе на низкой частоте (при малом 6) электрон пролетает междуэлек-
тродное расстояние катод — анод практически при неизменном напряжении на
сетке. В этих условиях при положительном напряжении на сетке электрон уско-
ряется ее полем на участке сетка — катод и тем самым потребляет энергию из це-
пи сетки. На участке сетка — анод при том же напряжении на сетке электрон
тормозится ее полем и отдает энергию полю сетки. Результирующая энергия в це-
пи сетки равна нулю. Ток в ее цепи отсутствует.

При работе на СВЧ (при большом 0) электрон пролетает междуэлектродное
пространство между катодом и анодом при изменяющемся сеточном напряжении.
Если принять угол пролета 6=180° и предположить, что электрон вылетает из
катода при положительном напряжении на сетке, то участок катод — сетка он
пройдет за полпериода в ускоряющем поле сетки. Интервал от сетки до анода он
будет проходить при сменившемся потенциале сигнала на сетке и под действием
поля сетки снова будет испытывать ускорение.

Если электроны выходят из катода при отрицательном потенциале сигнала
на сетке, то они тормозятся его полем как на участке катод — сетка, так и на
участке сетка — анод вследствие смены через полпериода потенциала на сетке.
В этом случае электроны отдают свою энергию полю сетки.

Практически при торможении (в отрицательный полупериод) с катода ухо-
дит меньше электронов, чем при ускорении (в положительный полупериод), по-
этому энергия, расходуемая полем сетки на ускорение электронов, превышает
энергию, возвращаемую ей. В этих условиях в цепи сетки возникает результиру-
ющий наведенный ток. Активная составляющая этого тока пропорциональна углу
пролета 0КС и существенно зависит от крутизны SK и напряжения сигнала 17 с на
•сетке:

Л акт =

где ka — коэффициент, зависящий от напряжения на электродах и их располо-
жения.
Появление этого тока в цепи сетки вызывает расход энергии источника сиг-
нала, рост тепловых потерь на аноде и снижение усиления. Активная входная
проводимость лампы, обусловленная инерцией электронов, определяется из отно-
шения

<?вхт = &K-r/Uc — ^э5к6кс = ksSK (юткс)2.

Активная входная проводимость пропорциональна рабочей поверхности
электродов и обратно пропорциональна действующему значению сигнала на уп-
равляющей сетке. С ростом частоты активная входная проводимость увеличива-
ется.

Влияние междуэлектродных емкостей на работу ламп. Между-
электродные (входная и выходная) емкости ламп на СВЧ увели-
чивают реактивную проводимость входной и выходной цепей. Через,
проходную емкость возрастает глубина обратной связи между вход-
ной и выходной цепями. Входная и выходная емкости ограничивают
верхнюю рабочую частоту колебательных контуров. Уменьшение
междуэлектродных емкостей требует реализации ряда противоре-
чивых требований. Например, уменьшение междуэлектродных ем-
костей достигается путем увеличения расстояния между электро-
дами, однако эта мера вызывает увеличение угла пролета и сни-
жение крутизны. Уменьшение рабочих поверхностей электродов
снижает полезную мощность, отдаваемую лампой. Выбирают опти-
мальные решения.

Влияние индуктивности вводов на работу лампы. Индуктивность
вводов определяется длиной внешних штырьков, высотой окталь-
ного цоколя или плоской ножки, размером траверс и может быть
определена по формуле

Лв = 2/[In (4Z/rf) - 1] 10-9, (15.2)

где I и d — соответственно длина и диаметр ввода, см.

При небольшой длине вводов индуктивность их невелика, одна-
ко на СВЧ заметно возрастает их индуктивное сопротивление.

Пример. Длина ввода 1= 1,5 см, диаметр d=0,1 см. Определить индуктивность
ввода и его индуктивное сопротивление на частоте 3000 МГц:

LK = 2Z[In — 1] 10-9 = 2-1,5 [ln(4-l,5/0,l)— 1] 10-9 а; 10-8 Гн;

xL = о>£в = 2л/Лв = 6,28-3000-106- ю-8 « 190 Ом.

В усилительных лампах больше всего проявляется влияние ин-
дуктивности катодного ввода (рис. 15.3, а), по которому проходит
полный катодный ток лампы. Переменная составляющая катодного
тока создает на катодном вводе переменное напряжение Ul = Ik($Lk,
действующее во входной цепи лампы. Соотношение между токами
и напряжениями во входной цепи проследим по векторной диаграм-
ме (рис. 15.3, б).

Предположим, что инерция электронов не проявляется, поэтому
наведенный ток в цепи сетки отсутствует. В этом случае ток катода
/к и сеточное напряжение t7CK находятся в фазе. Напряжение UL на
индуктивности опережает ток 1К на 90°. Входное напряжение равно,
геометрической сумме напряжений UL и UCk- Сеточный ток 1СК че-
Рис. 15.3. Схема и векторная диаграмма входной цепи триода

рез емкость Сск опережает напряжение UCK на. 90°. Ток 1пр через
проходную емкость Спр также опережает £7ВХ на 90°. Входной ток
/вх = Дк+/Пр- Из диаграммы видно, что между /ьх и £7ВХ угол сдвига
фаз <р<90°. Следовательно, входная цепь лампы обладает активной
проводимостью. Проекция вектора /вх на Uvx даст активную состав-
ЛЯЮЩуЮ ВХОДНОГО TOKS /вх.акт- Активная составляющая входной про-
водимости, возникающая за счет действия индуктивности катодного
ввода,

^вх£ — “^к^-кСск-

Во-первых, индуктивность LK является общим элементом вход-
ной и выходной цепей, через который между этими цепями возни-
кает нежелательная обратная связь. Во-вторых, индуктивность со-
вместно с междуэлектродными емкостями приводит к возникнове-
нию активной составляющей тока (снижению входного сопротив-
ления). Это вызывает рост потерь во входной цепи лампы.

Нежелательное влияние индуктивности ввода на работу ламп
на СВЧ снижают, укорачивая вводы, применяя бесцокольные ми-
ниатюрные лампы с плоской ножкой, устраивая сдвоенные и стро-
енные (параллельно соединенные) или дисковые и цилиндрические
вводы.

Потери энергии в лампах. На СВЧ потери обусловлены поверх-
ностным эффектом, увеличивающим сопротивление токонесущих
элементов; излучением энергии электродами и их вводами, разме-
ры которых соизмеримы с рабочей длиной волны; затратами допол-
нительной энергии в электрическом поле высокой частоты на из-
менение поляризации диэлектриков, что проявляется в нагреве от-
дельных деталей.

Ослабление этого эффекта достигается электролитическим уп-
лотнением поверхности вводов и покрытием серебром. Потери на
излучение снижают применением закрытых колебательных систем
(объемных и коаксиальных резонаторов, волноводов). Диэлектри-
ческие потери уменьшают путем изготовления баллонов ламп и
крепежных элементов из материалов (ВЧ керамики, специальных
сортов стекла, слюды) с малыми значениями тангенса угла ди-
электрических потерь.
Требования к лампам СВЧ. Лампы, предназначенные для работь!
на СВЧ, должны иметь малую величину угла пролета, обеспечи-
вающую безынерционную работу; небольшие междуэлектродные ем-
кости, позволяющие уменьшить емкость контуров и повысить устой-
чивость работы усилителей; малую индуктивность вводов, вызываю-
щую нежелательное увеличение входной проводимости; малые
диэлектрические потери в изолирующих материалах; небольшое эк-
вивалентное сопротивление шумов. Наряду с этим лампы должны
обладать хорошими усилительными параметрами (большой крутиз-
ной характеристик и мощностью рассеяния на электродах, высоким
к. п.д.).

§ 15.2. Особенности устройства ламп метрового
и дециметрового диапазонов

Особенности конструкции ламп метрового диапазона (30—
300 МГц). Для увеличения крутизны и уменьшения угла пролета
в лампах сокращают междуэлектродные расстояния. Это ведет к не-
которому увеличению междуэлектродных емкостей. Однако увели-
чение емкостей меньше, чем крутизны, так как крутизна обратно
пропорциональна квадрату расстояния между электродами [см.
(12.8)], а емкость — этому расстоянию в первой степени.

Усилительные лампы метрового диапазона характеризуются ми-
ниатюрным и сверхминиатюрным бесцокольным оформлением, при
котором сокращаются размеры электродов и длина вводов (в ре-
зультате чего уменьшаются их емкости и индуктивности), проводи-
мость и диэлектрические потери и, как следствие, увеличиваются
входное и выходное сопротивления ламп. Миниатюрные и сверхми-
ниатюрные лампы удовлетворительно работают на частотах до
200 МГц.

Для устранения нежелательной обратной связи между входной
и выходной цепями через индуктивность катодного ввода и обеспе-
чения раздельного подключения к нему анодной и сеточной цепей
электроды (катод, сетка) некоторых миниатюрных ламп снабжают
сдвоенными и строенными вводами.

Влияние междуэлектродных емкостей можно снизить рацио-
нальным включением ламп в схему. В усилителях СВЧ наиболее
распространена схема с общей сеткой (рис. 15.4, а), предложенная
в 11929 г. М. А. Бонч-Бруевичем. В этой схеме напряжение усили-
ваемого сигнала ивх подается во входной контур L1C1, включае-
мый между котодом и сеткой. Усиленное напряжение ивых снимают
с выходного контура L2C2, включаемого между сеткой и анодом.
Сетка является общим элементом входной и выходной цепей и вы-
полняет функции управляющей и экрана между анодом и катодом
лампы. При таком включении нежелательная связь между конту-
рами, осуществляемая через относительно небольшую (примерно
0,01 пФ) емкость Сак, будет ослаблена, вследствие чего повысится
устойчивость усилителя. Для ослабления влияния индуктивности
ввода сетку снабжают многократными вводами.
Примерами усилительных
ламп метрового диапазона явля-
ется лампы типов 6СЗП, 6С15П
с четырехкратными вводами ка-
тода; 6С4П с четырехкратным
вводом сетки; 6Ж1П, 6Ж38П с
двукратным вводом катода.

Генераторные лампы метрово-
го диапазона преимущественно
имеют тетродную и пентодную
конструкции. В коротковолновой
части этого диапазона заметно
возрастает вредное действие ин-
дуктивности вводов экранирую-
щей и защитной сеток, что ухуд-
шает экранирующее действие
второй сетки и увеличивает про-
ходную проводимость. Эти недо-
статки устраняют сборкой гене-
раторов метровых волн по двух-
тактным схемам на двойных тет-
родах и пентодах. Для уменьше-
ния индуктивности вводов экра-
нирующие сетки сдвоенных луче-
вых тетродов соединены в них по
ВЧ катодом через конденсатор,
помещенный в баллоне ламп
(рис. 15.4, бив).

Дальнейшим развитием ком-
бинированных ламп явились
сдвоенные тетроды с общим ка-
тодом и экранирующей сеткой и
разделенными анодами и управ-
ляющими сетками. В таких лам-
пах устранены провода, соединя-
ющие по ВЧ экранирующие сетки
и катоды, чем исключается вред-
ное действие индуктивности.

Примером двойных лучевых
тетродов для усиления и генери-
рования высокочастотных коле-
баний в метровом диапазоне волн
служат лампы ГУ-29, ГУ-32, об-
ладающие следующими парамет-
рами: Па = 400 В; Пс2=220 В;
/а=20ч-50 мА; Рк=12 и 45 Вт;
Ра=15и40Вт; fnpe«=200 МГц;
$=3,5 и 8 мА/B. Для получения
больших мощностей (Ра>50 Вт)

Рис. 15.4. Схема усилителя с общей
сеткой, внешний вид и цоколевка СВЧ
тетрода

Рис. 15.5. Коаксиальный и радиальный
резонаторы
в диапазоне метровых волн применяют мощные металлостеклян-
ные генераторные лампы (см. § 17.2).

Особенности конструкции ламп дециметрового диапазона (300—
3000 МГц). Колебательные системы на СВЧ имеют, свои особенно-
сти. На частотах дециметрового диапазона затруднено применение
обычных колебательных контуров из катушек индуктивности и кон-
денсаторов из-за потерь на излучение и уменьшение их добротности.
В качестве колебательных систем на этих частотах используют объ-
емные резонаторы (рис. 15.5), выполненные в виде полых металли-
ческих оболочек, внутри которых возникает электромагнитное поле.
Токи высокой частоты проходят по внутренней поверхности резона-
тора, обладающего большой поверхностью и, как следствие,— ма-
лым сопротивлением. Поскольку поле заключено внутри оболочки,
в объемных резонаторах устранены потери на излучение. В таких
резонансных системах- возрастают добротность (до 3000—4000) и
эквивалентное сопротивление контура (см. § 14.3). Практическое
применение получили коаксиальные (рис. 15.5, а) и радиальные
(рис. 15.5, б) объемные резонаторы.

В коаксиальных резонаторах, выполненных в виде двух цилинд-
ров с совмещенными осями, к разомкнутому кольцу коаксиальной
линии присоединяют электроды лампы, а другой конец замыкают
накоротко специальным плунжером, предназначенным для наст-
ройки.

Радиальный резонатор представляет собой полый металличе-
ский цилиндр, высота которого меньше диаметра. Принципиальное
различие между коаксиальным и радиальным резонаторами состоит

Рис. 15.6. Маячковые и металлокерамические триоды
в ином распределении электрического Е и магнитного Н полей вну-
три резонатора (см. графики Е и Н на рис. 15.5).

\ Для совместной работы с объемными резонаторами разработа-
ны маячковые и металлокерамические триоды с дисковыми и цилин-
дрическими вводами электродов. Такие вводы обладают малыми
активным сопротивлением и индуктивностью и обеспечивают про-
стое сочленение с резонаторами.

Маячковые лампы (рис. 15.6, а) имеют дисковые вводы анода 1
и сетки 2, а также цилиндрический ввод 4 катода 3, обладающие
малой индуктивностью. Электроды этих ламп плоской формы, что
позволило уменьшить междуэлектродное расстояние до десятых до-
лей миллиметра. Плоская сетка выполнена с очень малым шагом и
жестко закреплена в металлическом диске, что исключает термиче-
скую деформацию и уменьшает вероятность междуэлектродных
замыканий. Лампа снабжена октальным цоколем 5, к которому под-
ведены выводы от корпуса, катода и его подогревателя. У катода
два вывода: один в виде ножки в цоколе лампы, а другой — цилин-
дрический через конструктивную емкость (примерно 1000 пФ), воз-
никающую между катодом и цилиндрическим корпусом 4 лампы,
изолированными друг от друга слюдяной прокладкой 6. Цилиндри-
ческий вывод катода изолирован по постоянному току и использу-
ется для соединения ламп с внешним объемным резонатором,
а штырьковый вывод служит для подключения к источнику пита-
ния. Маячковые триоды применяют в схемах усилителей и генерато-
ров на частотах до 3000 МГц. Примером маячковой лампы служит
триод 6С13Д, параметры которого приведены в табл. 15.1.

В металлокерамических лампах корпус выполнен из посеребрен-
ных металлических цилиндров и специальной термоустойчивой ра-
диочастотной керамики. Лампы характеризуются очень малыми
(десятые доли миллиметра) междуэлектродными расстояниями, по-
зволившими увеличить крутизну до 50 мА/B, и малыми диэлектри-
ческими потерями в керамике. Отсутствие слюдяных изоляторов и
стеклянного баллона позволило при откачке удалить акклюдиро-
ванные газы и повысить долговечность.

В металлокерамических лампах (рис. 15.6,6) применены плос-
кие электроды с цилиндрическими внешними выводами. Сетка 2,

Таблица 15.1

Тип лампы в мА мА/В В ^пред» ГГц PR- Вт Исполнение
6С4В 200 30 18 — 4,0 15 Миниатюрное
6С17К 175 ч10 12 125 — — металлокерамическое Металлостеклянное,
6С13Д 300 21 .5 . 35 — 9 маячковое
ГС-90Б 1500 175 19 ПО 3,3 300 Металлокерамическое
ГИ-21Б 800 100 26 — 4,0 по
Рис. 15.7. Импульсный металлокера-
мический триод:

1 — подогреватель; 2 — вывод катода и по-
догревателя; 3 — катод; 4 — вывод сетки;

5 — сетка; 6 — анод

слегка сферической формы, вмон-
тирована в металлический диск.
Подогревный оксидный катод 3
имеет камерную конструкцию,
обеспечивающую высокую эф-
фективность и большой срок
службы. Анод / снабжается
внешним радиатором для прину-
дительного воздушного охлажде-
ния.

Металлокерамические лампы
широко используются на часто-
тах дециметрового и части санти-
метрового диапазонов (/пред^г
=С34-4 ГГц). Для усиления и
генерирования колебаний неболь-
шой мощности применяют мини-
атюрные и сверхминиатюрные
металлокерамические триоды.
Они имеют более высокую пре-
дельную рабочую частоту. С пе-
реходом к более высоким часто-
там диапазона уменьшение раз-
меров ламп вызывает (увеличение
тепловой нагрузки на электроды, что снижает полезную мощность.
Примером миниатюрных металлокерамических ламп служат три-
оды 6С4В, 6С17К, а мощных— ГС-90Б (см. табл. 15.1).

Для работы в импульсных режимах используются импульсные
металлокерамические триоды (рис. 15.7). Средняя мощность, вы-
деляющаяся на аноде и определяющая нагрев анода, меньше им-
пульсной, поэтому импульсные лампы могут быть выполнены
с меньшими геометрическими размерами и позволяют получить
большую полезную мощность в импульсе. Примером импульсных
металлокерамических ламп служит триод ГИ-21.

Лампы для импульсного режима могут работать и в непрерыв-
ном режиме. Маячковые и металлокерамические лампы использу-
ются в аппаратуре радиорелейной связи и радиолокации.

§ 15.3. Отражательные клистроны

Отражательные клистроны применяются для генерирования ко-
лебаний в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн. Они
относятся к электронным приборам со скоростной модуляцией элек-
тронного потока.

Принцип работы. По принципу работы отражательные клистро-
ны являются автогенераторами колебаний СВЧ. Клистрон
(рис. 15.8, а) содержит катод 1, ускоряющий электрод 2, объемный
резонатор 3 с витком связи 4 и отражательный электрод 5. На ре-
Рис. 15.8. Схема устройства и группирования электронов отражательного кли-
строна

зонатор и присоединенный к нему ускоряющий электрод обычно по-
даются положительное £7Р, а на отражательный электрод — отрица-
тельное Uo относительно катода напряжения.

Электронный поток, эмиттируемый катодом, ускоряется посто-
янным напряжением Up, приложенным между катодом и резонато-
ром. Конвекционный ток электронов, движущихся между сетками
резонатора, вызывает появление в резонаторе наведенного тока.
Этот ток возбуждает в резонаторе электрические колебания и =
= Um sin (i>t с частотой, определяемой параметрами резонатора. По-
следующий электронный ток, идущий с катода, влетая в резонатор,
вступает во взаимодействие с полем возникших колебаний, модули-
руется по скорости и попадает в пространство между резонатором 3
и отражательным электродом 5.

Рассмотрим процессы модуляции по скорости. Из рис. 15.8, б, где
электроны условно обозначены номерами 1, 2, 3, .... 10, следует, что
электроны 1 и 5, пролетающие между сетками резонатора при по-
ложительной полуволне переменного напряжения С7с на сетках, ус-
коряются полем сетки и приобретают наибольшую скорость. Они
проходят по инерции наибольший путь xt в пространстве между
резонатором и отражателем. В этом пространстве действует тор-
мозящее поле отражателя, находящегося под отрицательным отно-
сительно катода потенциалом. Здесь электроны сначала теряют
скорость, а затем, не достигая отражателя, возвращаются обратно
в пространство между сетками резонатора. На обратное возвраще-
ние они затрачивают наибольшее время.

Электроны 3 и 7' проходящие между сетками при отрицатель-
ной полуволне переменного напряжения 67С, обладают меньшей
энергией и скоростью, поэтому проходят меньший путь xs и быстрее
возвращаются в резонатор, чем электроны 2 и 6, обладающие неиз-
менной скоростью и проходящие путь х%. Таким образом, под дейст-
вием высокочастотного поля резонатора происходит изменение ско-
рости (скоростная модуляция) электронного потока.

При соответствующем подборе питающих напряжений Up и Uo
электроны, движущиеся ускоренно и замедленно, .возвращаются в
резонатор одновременно с электронами 2 и 4, проходящими резо-
натор без изменения скорости. На пути к отражателю и обратно
электроны собираются в сгустки, т. е. модулированный по скорости
электронный поток в пространстве резонатор — отражатель преоб-
разуется в поток, модулированный по плотности. Обычно группиро-
вание электронов в сгустки (по плотности) происходит вокруг элек-
тронов 2, обладающих неизменной скоростью.

Если сгустки электронов попадают в- резонатор в моменты, когда
на его сетках действует положительная полуволна напряжения, то
они тормозятся высокочастотным полем резонатора, так как пере-
мещаются встречно силам поля резонатора. Преодолевая тормозя-
щее поле резонатора, электронный поток отдает свою кинетическую
энергию его полю, поддерживая в резонаторе незатухающие колеба-
ния.

Часть мощности, отдаваемая электронным полем, идет на покры-
тие потерь в резонаторе, а остальная через элемент связи 4 (см.
рис. 15.8, а) отдается во внешнюю цепь (нагрузке клистрона).
Пройдя повторно резонатор, электроны оседают на его стенках,
электродах лампы и в дальнейших процессах не участвуют.

Если сгустки электронов попадают в резонатор в моменты дей-
ствия на сетках отрицательных полуволн напряжения ВЧ, когда в
резонаторе поле будет, ускоряющим, электроны будут отбирать
энергию от поля резонатора, и генерация станет невозможна.

Параметры. Оптимальное время пролета электронов, - находя-
щихся в центре группирования, при котором возможна максималь-
ная отдача энергии полю резонатора и поддержание в клистроне
незатухающих колебаний,

V ~ (п + 3/4) Т, (1э.З)

где n=0, 1, 2, 3, ... — целое число периодов колебаний;

Т — период колебаний.

Существует несколько значений времени пролета: тпр= (0+
+ 3/4)7; т'Пр= (1 + 3/4) 7; тпр"= (2+3/4)Т и т. д., при которых воз-
можна генерация (см. рис. 15.8,6).

Время пролета электронов до центра группирования определя-
ется лишь постоянным ускоряющим Up и тормозящим Uо напряже-
ниями на электродах. Практически клистрон работает при постоян-
ном значении Up, поэтому, изменяя тормозящее напряжение на
отражателе Uo, можно плавно изменять время пролета тпр и перехо-
дить от одной рабочей зоны (области) колебаний к другой. Обычно
нулевой зоне (п=0) соответствует режим, при котором время про-
лета ТпР= (0+3/4) 7, первой зоне (п=1)— соответственно тпр/=
Рис. 15.9. Зависимость частоты и мощности колебаний клистрона от потенциала
отражателя

= (1 +3/4) Т и т. д. Чем больше отрицательное напряжение на отра-
жателе, тем меньше время пролета и меньше номер рабочей зоны
(рис. 15.9, а).

Мощность колебаний (рис. 15.9,6) наибольшее значение имеет
е каждой зоне при оптимальном времени пролета, когда сгустки
электронов испытывают наибольшее торможение.

При заданном значении Up наибольшая колебательная мощ-
ность Рмакс в зоне (см. рис. 15,9,6) определяется степенью группи-
рования электронов и зависит от амплитуды переменного напряже-
ния и пролетного времени. При большом тцР лучшее группирование
электронов можно получить при меньшем напряжении на сетках.
Если тПр мало, электроны успеваю^ хорошо сгруппироваться лишь
при больших амплитудах напряжения на сетках. В первой зоне это
требование реализуется лишь при высокой добротности резо-
натора.

Генерируемая клистроном мощность зависит также от нагрузки,
которую можно изменять вращением петли связи. Существует оп-
тимальное значение нагрузки, при которой группирование электро-
нов будет наилучшим, а генерируемая и выходная мощности — наи-
большими.

Электронная настройка (изменение частоты) в широких преде-
лах может осуществляться перестройкой резонатора, а в неболь-
ших— изменением напряжения на отражателе (см. рис. 15.9, а).
Изменение частоты А/ в первой рабочей зоне относительно собст-
венной частоты резонатора /о при изменении напряжения на отра-
жателе б70т₽1 на величину ±[7отр показано на рис. 15.9, а. Из гра-
фиков следует, что в зоне с большим номером изменение частоты
больше.

Электронная настройка характеризуется крутизной и ее диапа-
зоном.
Крутизна кривой электронной, настройки (МГц/B) в центре
зоны определяется отношением изменения частоты Л/ к вызвавшему
его изменению напряжения Д£70 на отражателе:

5Эл = А//ДЩ = /o0/2QH£b
где — добротность нагруженного резонатора;

0 = юТпр — угол пролета;

со — угловая частота генерирующих колебаний;

Ei = U-p + Uо — результирующий потенциал;

l/р и Uо — напряжения на резонаторе и отражателе.

Крутизна кривой электронной настройки растет с увеличением
номера зоны и частоты колебаний. На частоте 3000 МГц изменение
напряжения на отражателе на 1 В вызывает изменение рабочей
частоты на (0,02—0,03)%- Изменение напряжения на отражателе
сопровождается изменением не только частоты, но и выходной мощ-
ности (см. рис. 15.9,6).

Диапазон электронной настройки (см. рис. 15.9, а) охватывает
полосу частот рабочей зоны, в пределах которой выходная мощ-
ность в зоне уменьшается в 2 раза относительно ее максимального
значения в центре зоны. Например, во 2-й зоне (п = 2) диапа-
зон электронной настройки 2Л/' = (0,005+0,01) f0.

Типы отражательных клистронов. Различают отражательные
клистроны с внешним резонатором (рис. 15.10), имеющие стеклян-
ную вакуумную оболочку, и клистроны с внутренним резонатором,
находящимся в его металлической вакуумной оболочке.

В клистроне с внешним резонатором механической перестройкой

резонатора можно в широких пределах изменять частоту генери-
руемых колебаний. На практике используют две-три зоны генера-

Рис. 15.10. Отражательный клистрон
с внешним резонатором:

1 — подогреватель; 2 — катод; 3 —• фокуси-
рующий электрод; 4— ускоряющая сетка;

5 — петля связи; 6 — отвод энергии; 7 — от-
ражатель; 8 — резонатор; 9 — сетка резона-
тора; 10 — элемент настройки

ции. В пределах зоны возбужде-
ния электронную настройку час-
тоты в небольших пределах про-
изводят изменением напряжения
на отражателе. Таким образом
можно стабилизировать частоту
клистронного генератора или мо-
дулировать (по частоте) его ко-
лебания. Клистроны с внешним
резонатором успешно работают в
дециметровом и сантиметровом
диапазонах волн.

Клистроны с внутренним резо-
натором обладают меньшим ди-
апазоном перестройки (около
+ 10%). Настройку частоты этих
клистронов производят изменени-
ем расстояния между диафрагма-
ми, образующими внутренний ре-
зонатор. В результате этого уве-
личивается емкость контура и
уменьшается частота генериру-
емых колебаний. Клистрон с
Тип клис- трона Диапа- зон волн, см р л ВЫХ' мВт 2ДД, МГц ^ЭЛ» МГц/В в С, мА В Резонатор
К-32 4,2— 5,4 20 20 1,0 320 25—30 40—300 Внутренний
К-48 7,5—8,8 35 45 1,5 180 25—ЮО 30—120 ) Внешний
К-308 7,5—8,8 500 25 0,5 220 70—140 100—30.0 )

внутренним резонатором выпускают для работы в сантиметровом
и миллиметровом диапазонах волн. Параметры некоторых отража-
тельных клистронов приведены в табл. 15.2.

Область применения. Отражательные клистроны широко исполь-
зуются в схемах маломощных генераторов (гетеродинов приемни-
ков, задающих генераторов передатчиков) радиорелейной, радио-
локационной и радиоизмерительной аппаратуры дециметрового и
сантиметрового диапазонов волн.

§ 15.4. Лампы бегущей волны

Действие ламп бегущей волны (ЛБВ) основано на непрерывном
взаимодействии сфокусированного потока электронов с полем элек-
тромагнитной волны, при котором обеспечивается больший энерге-
тический эффект взаимодействия, чем в резонаторах клистрона.
В основном ЛБВ применяются в качестве широкополосных усили-
телей.

Устройство (рис. 15.11). В стеклянном баллоне 1 лампы помещен
электронный прожектор, состоящий из катода 2, управляющего
электрода 3 и двух цилиндрических анодов А1 и А2. При помощи
электрического поля, действующего между анодами А1 и А2, элек-
тронный прожектор создает в лампе сфокусированный электронный
поток, который движется вдоль оси замедляющей системы, выпол-
ненной в виде спирали 4, и собирается коллектором 9.

В лампе применена магнитная фокусировка луча. Для этой цели
на баллон лампы надета фокусирующая катушка 7, питаемая по-
стоянным током, создающим в лампе продольное магнитное поле.
На концах лампы помещены дополнительные фокусирующие ка-
тушки 8, улучшающие фокусировку электронного луча. Концы спи-
рали 5 и 6 выполняют роль миниатюрных спиральных антенн, при
помощи которых лампа связана с входным и выходным волновода-
ми. Согласование входного и выходного волноводов с лампой осу-
ществляется при помощи поршней 10 и 12.

Лампу помещают в диамагнитный латунный цилиндр 11, кото-
рый совместно со спиралью лампы образует коаксиальную линию.
С обоих концов спираль лампы соединена с металлическими коль-
цами длиной 7/4, которые вместе с наружным цилиндром И обра-
Рис. 15.11. Лампа бегущей волны

зуют коаксиальные дроссели, предотвращающие излучение высо-
кочастотных колебаний с концов лампы.

Принцип действия. Усиливаемые электромагнитные колебания
подаются во входной волновод и через согласующий волноводно-
спиральный переход, настраиваемый поршнем 12, распространяются
вдоль спирали. Спираль увеличивает траекторию (замедляет ско-
рость) распространения электромагнитной волны до величины, при-
мерно равной скорости электронов, идущих с катода вдоль оси спи-
рали. Необходимое замедление получается за счет того, что длина
витка спирали значительно больше ее шага. Поэтому, хотя электро-
магнитная волна движется по проволоке спирали с большой ско-
ростью, равной скорости света с, однако фазовая скорость рас-
пространения волны вдоль оси спирали оказывается меньше во
столько раз, во сколько шаг спирали меньше длины одного витка.
Коэффициент замедления спирали

k3 = с/Уф ~ b./nd,

где — фазовая скорость электромагнитной волны ио оси спирали;
Д и d — соответственно шаг и диаметр витка спирали.

В результате взаимодействия электронного потока, распростра-
няющегося вдоль оси спирали с электромагнитной волной, идущей
в том же направлении, происходит сначала модуляция (изменение)
скорости электронов, а затем она превращается в модуляцию пото-
ка по плотности.

Обычно ускоряющее напряжение на втором аноде А2 и соеди-
ненной с ним замедляющей системе устанавливается такого значе-
ния, чтобы начальная скорость движения электронов была не-
сколько больше фазовой скорости волны. В этом случае электроны,
влетающие в область А (рис. 15.12) ускоряющего поля спирали,
будут двигаться более быстро и частично по инерции попадать в
сбласть тормозящего поля Б.
Здесь движение электронов за-
медляется и они более длитель-
ное время будут находиться под
воздействием этого поля.

Такая модуляция скорости
приводит к тому, что в область
тормозящего поля входит боль-
ше электронов, чем выходит из
нее. Вследствие этого в тормозя-
щей области образуется сгусток
электронов, а в ускоряющей об-
ласти — разрежение, т. е. про-
зойдет модуляция плотности
электронного потока.

Электроны, испытывающие
торможение, отдают свою энер-

гию полю бегущей волны; их количество превышает число элек-
тронов, испытывающих ускорение и отбирающих -энергию поля
волны; поэтому энергия поля .волны и ее амплитуда (по мере
распространения вдоль спирали) будут нарастать. Увеличение
амплитуды волны способствует лучшему группированию электро-
нов в сгустки, что в свою очередь увеличивает амплитуду поля
волны. В результате на выходе замедляющей системы получают
усиленный сигнал, который через согласующий волноводно-спи-
ральный переход поступает в выходной волновод, откуда подает-
ся в нагрузку. Таким образом, в ЛБВ используется передача
энергии эмиттированных катодом электронов полю электромаг-
нитной волны, которая распространяется в направлении движе-
ния электронного потока.

С увеличением частоты колебаний электрическое поле концен-
трируется вблизи витков спирали, поэтому интенсивность поля по
оси спирали уменьшается. Вследствие этого уменьшается взаимо-
действие электронного потока с полем волны и общее усиление, да-
ваемое лампой.

Параметры. Коэффициент усиления в современных ЛБВ

Ку = Ю 1g (Рвых/РвХ) -20 — 50 дБ.

По мощности различают ЛБВ маломощные (РВых<1 Вт), сред-
ней мощности (/Дых от 1 Вт до десятков ватт) и мощные, позволяю-
щие получить в импульсе выходную мощность до 10 МВт.

Затухание замедляющей системы ЛБВ оценивают коэффициен-
том затухания b = 101§(РВых/Лвх), который определяют при выклю-
ченном электронном потоке в лампе.

Ширина полосы пропускания ЛБВ зависит от ширины полосы
пропускания входного и выходного устройств, а также свойств за-
медляющей системы. Диапазон электронной настройки превышает
50% средней частоты диапазона.
Коэффициент полезного действия ЛБВ мал (10—20%). Объяс-
няется это тем, что электронный поток, теряя часть своей кинетиче-
ской энергии, замедляется и постепенно выходит из взаимодействия
с бегущей волной.

Коэффициент шума ЛБВ

У.,, = Ю 1£ [(Лвых/Лщвцх)/^Вх/Лщвх)]>

где Рта вх 1 — соответственно мощность тепловых шумов на входе и выходе ЛБВ.
и Рш вых J

Типы и область применения. ЛБВ используют для усиления ко-
лебаний СВЧ во входных, промежуточных и выходных каскадах
приемно-передающих устройств. Во входных каскадах приемников
диапазона 3400—4200 МГц применяют малошумящие лампы (с ма-
лыми Лш~10 дБ и Ку=20 дБ). В промежуточных каскадах прием-
ников СВЧ устанавливают лампы малой и средней мощностей с
большим коэффициентом усиления (например, УВ-6 с Ку=35 дБ).
В выходных каскадах СВЧ передатчиков используют мощные лам-
пы (например, УВ-7, УВ-229 с Лу=304-35 дБ и РВЬ1Х=Зч-6 Вт).

ЛБВ могут работать в качестве генераторов колебаний СВЧ.
Для этого часть энергии с выхода лампы с соответствующей ампли-
тудой и фазой необходимо подать на вход, этим обеспечив условие
самовозбуждения.

§ 15.5. Магнетроны

Магнетроны служат для генерирования электромагнитных колебаний СВЧ
в основном сантиметрового и миллиметрового и отчасти дециметрового диапазо-
нов. В электрическом отношении магнетрон представляет собой двухэлектродный
электровакуумный прибор, в котором электронным потоком управляют при по-
мощи ортогональных электрического и магнитного полей.

Принцип работы магнетрона с коаксиальными электродами. Простейший при-
бор магнетронного типа содержит сплошные коаксиальные электроды — анод А
и катод Б (рис. 15.13, а), между которыми действуют радиальное электрическое
и продольное (вдоль оси катода) магнитные поля. Когда магнитное поле отсутст-
вует (В=О), эмиттированные катодом электроны под действием ускоряющего
электрического поля движутся по радиальным траекториям и попадают на анод
(рис. 15.13, б). При наличии магнитного поля траектория электронов искривляет-
ся. При малой индукции (В<ВКр) кривизна траекторий невелика (рис. 15.13, б),
а при некотором ее критическом значении (В=Вкр) траектории электронов близ-
ки к круговым и касательны к поверхности анода (рис. 15.13, г).

Рис. 15.13. Схемы включения, траектории электронов и характеристики магнетрона
Анодный ток /а, если индукция близка к критической, уменьшается плавно
(рис. 15.13, е), так как электроны обладают разными начальными скоростями,
которым соответствуют различные значения индукции. Когда В>Вкр, траекто-
рии электронов искривляются настолько, что электроны проходят вблизи анода
и возвращаются к катоду (рис. 15.13, д), а анодный ток /а близок к нулю. Из-
меняя индукцию магнитного поля В, можно в широких пределах управлять
анодным током магнетрона.

Зависимость /а = <р(В) при f7a=const (см. рис. 15.13, е) называется стати-
ческой характеристикой магнетрона. Принимая различные значения напряжения
(Ua'">Ua">Us'), можно получить семейство статических характеристик, из ко-
торых следует, что каждому значению анодного напряжения соответствует своя
критическая индукция Вк₽ (Вб/м2).

В реальных условиях движение электрона от катода к аноду магнетрона про-
исходит с постепенно возрастающей скоростью, поэтому его траектории отлича-
ются от круговой. Для этого режима соотношение между U& и критическим зна-
чением индукции Вкр устанавливается уравнением

£KI) = 2— / 2 — Да - 2 а 2 ,
е V т га — гк
где га и гк — соответственно радиус анода и катода.

Магнетроны со сплошным анодом обладают малой мощностью на СВЧ и
низким к.п.д. Рассмотренный метод управления током лежит в основе работы
более сложных многорезонаторных магнетронов.

Многорезонаторные магнетроны. Многорезонаторный магнетрон (рис. 15.14)
содержит цилиндрический катод 2, коаксиально размещенный в анодном блоке 4.
Анод выполнен из меди и снабжен радиатором 9: В анодном блоке устроены ци-
линдрические резонаторы 5 с продольными щелями 3. Катод отделен от анода
некоторым пространством 1, в котором взаимодействуют эмиттированные катодом
электроны с высокочастотным полем резонаторов. Внешнее напряжение на подо-
греватель катода подводится через выводы 8.

Постоянное магнитное поле создается внешним магнитом (на рисунке не по-
казан) и направлено по оси магнетрона. Ускоряющее электрическое поле созда-
ется анодным источником между анодом и катодом и направлено по радиальным
линиям. Вывод энергии из резонаторов осуществляется при помощи витка связи 6,
через его внешний вывод 7.

В пространстве взаимодействия 1 достоянное магнитное поле действует вдоль
оси катода, а электрическое — между анодом и катодом по радиальным пря-
мым. При включении накала и действии
ортогональных электрического и магнит-
ного полей эмиттированные катодом
электроны перемещаются по цикло-
идальным траекториям (рис. 15.15, а).
Проходя вблизи щелей резонаторов,
электроны возбуждают в них высоко-
частотные колебания с частотой, опре-
деляемой параметрами резонансных си-
стем.

Между колебаниями в резонато-
рах, а равно и высокочастотными поля-
ми в их щелях имеется фазовый сдвиг
на угол (p=2nn/Np, где Л/’р—четное
число резрнанторов магнетрона; п — це-
лое число от 0 до Np/2. Очевидно, что при
п=0 фазовый сдвиг <р = 0, следователь-
но, колебания всех резонаторов совпа-
дают по фазе.' При n=NF/2 фазовый
сдвиг <р между колебаниями в смежных
резонаторах равен л. Режим, при кото-
ром <р=л, соответствует л колебаниям.
В этом режиме точки нулевого потен-

Рнс. 15.14. Многорезонаторный маг-
нетрон
Рис. 15.15. Траектории электронов в пространстве взаимодействия

циала высокочастотного поля находятся в середине щелей, т. е. поля в щелях
имеют попеременные противоположные направления, а сегменты анода 1, 2, 3
и т. д. обладают попеременно положительными и отрицательными потенциа-
лами (см. знаки 4- и — на рис. 15.15, а).

Рассмотрим взаимодействие электронов с СВЧ полем щелей для режима л
колебаний. Для упрощения анализа анод и катод магнетрона представлен в виде
параллельно идущих плоскостей (см. рис. 15.15, б). Силовые линии постоянного
электрического поля, действующего между анодом и катодом, изображены штри-
ховыми линиями (см. рис. 15.15, б), а силовые линии высокочастотного поля ре-
зонаторов около щелей и в пространстве взаимодействия — сплошными кривы-
ми М. Магнитное поле направлено перпендикулярно плоскости рисунка.

1. Предположим, электрон начинает движение у катода в точке Oi (см. рис.
15.15, а). Если напряженность магнитного поля Н>Нкр, а ВЧ электрическое поле
отсутствует, то электрон, вылетевший из катода с начальной скоростью ц = 0,
под действием постоянного электрического поля Ев станет испытывать притяже-
ние к аноду, а магнитное поле будет закручивать его обратно к катоду. В ре-
зультате электрон опишет циклоиду OiO2.

2. При наличии ВЧ поля в резонаторе траектория движения зависит от харак-
тера поля. Когда это поле является тормозящим (см. рис. 15.15, а — сегмент 1
имеет положительный потенциал, а сегмент 2— отрицательный), то электрон в
пространстве против щели (между сегментами 1 и 2) испытывает тангенциаль-
ное торможение. При этом он отдает часть своей кинетической энергии ВЧ полю
резонатора Р1, его скорость движения по циклоиде уменьшается. Вследствие этого
закручивающее влияние силы магнитного поля (действующей в направлении к
катоду и пропорциональной скорости электрона) уменьшится, поэтому электрон
не дойдет до катода, а опишет траекторию OiO2.

3. Из точки О2 электрон под действием электрического и магнитного полей
будет двигаться по новой циклоиде О2Оз. Если электрон достигнет следующей
щели через половину периода, его движение снова затормозится, так как элек-
трическое поле резонатора Р2 к этому моменту изменит свое направление (знак)
и станет тормозящим. Двигаясь по циклоиде О2Оз, электрон отдает полю резо-.
натора Р2 некоторое количество энергии. Дальше он будет двигаться по траек-
тории O3O4O5 и т. д. и попадает на анод. На пути движения к .аноду-электрон
подвергается тормозящим воздействиям полей резонаторов и отдает им энергию,
которую он получил от поля, созданного источником постоянного напряжения.

4. Если же электрон попадает в ускоряющее поле резонатора (силовые линии
встречиы. см. рис. 15.15, в), он отнимает энергию от ВЧ поля резонатора. При
этом он больше закручивается магнитным полем, попадает на катод и нагревает
его, увеличивая потери энергии.

Для -возбуждения и поддержания в магнетроне незатухающих колебаний не-
обходимо, чтобы энергия, отдаваемая электронами в тормозящих ВЧ полях, пре-
вышала энергию, получаемую от ускоряющих ВЧ полей. Это требование удов-
летворяется, если электрон приходит в поле каждой щели резонатора в моменты,
когда его поле для электрона будет тормозящим. В восьмирезонаторных магне-
тронах это требование реализуется, если электрон проходит расстояние между
соседними щелями за полупериод.
Практически электроны, отдающие свою энергию ВЧ полю, находятся в про-
странстве взаимодействия дольше, чем электроны потерь, забирающие энергию от
поля. Поэтому в целом энергия постоянного поля переходит в энергию высокочас-
тотного поля, чем и обусловлено возбуждение и существование незатухающих
колебаний в магнетроне. Возбуждаемые колебания с помощью элемента индук-
тивной связи (витка 6, см. рис. 15.14) отводятся во внешнюю цепь.

При синхронной работе обеспечивается устойчивый режим генерации магне-
трона. Поскольку поля у щелей резонаторов меняются через каждый полупериод,
то в пространстве взаимодействия возникает бегущая волна. Она перемещается
за полупериод от одного резонатора к другому и обегает внутреннюю поверхность
анодного блока. Таким образом, многорезонаторные магнетроны являются при-
борами с колебаниями бегущей волны. В отличие от клистронов в них обеспечи-
вается непрерывность взаимодействия электронов с высокочастотным полем, чем
достигается более высокая эффективность передачи энергии электронного потока
высокочастотному полю возбуждаемых колебаний.

Глава 16

ЧАСТОТНО-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ ЛАМПЫ

§ 16.1. Преобразование частоты

Общие сведения. Преобразование частоты широко используется
в радиоприемных устройствах. При преобразовании частоты на
принятый ВЧ модулированный сигнал fc (рис. 16.1, а) в приемнике
налагается вспомогательное немодулированное ВЧ колебание с ча-
стотой fT, генерируемое в самом приемнике маломощным автогене-
ратором (гетеродином.) Элемент схемы, в котором происходит
наложение частот, называется смесителем, а часть схемы (функцио-
нальный узел), включающая смеситель и гетеродин,— преобразова-
телем.

Частота принятого сигнала преобразуется с помощью нелиней-
ных элементов. Этой цели служат электронные лампы (диоды, три-
оды, пентоды и др.), обладающие нелинейными характеристиками.

При использовании диода в качестве смесителя управляющие
напряжения сигнала и гетеродина включаются последовательно
в цепь анода лампы, а при использовании триода — в цепь сетки.

Рис. 16.1. Структурная и принципиальная схемы каскада преобразования частоты
Такое преобразование называется соответственно диодным и одно-
сеточным. Когда оба управляющих напряжения включаются в цепь
одного электрода, в лампе складываются действия управляющих
напряжений на электронный поток и на выходе смесителя (при ра-
боте на нелинейном участке соответствующей характеристики
лампы)' возникнут, кроме исходных частот, гармоники новой ча-
стоты.

При использовании в качестве смесителя многосеточных ламп
напряжения сигнала и гетеродина можно подавать на различные
сетки. Здесь перемножаются действия управляющих напряжений
на электронный поток в лампе. Умножение даже линейных функ-
ций даст нелинейную зависимость (axbx~cx2), поэтому при двухсе-
точном преобразовании отпадает необходимость работать на не-
линейных участках характеристик ламп. Это позволяет рационально
выбирать рабочую точку на характеристиках и более эффективно
преобразовывать частоту.

Преобразование частоты является промежуточным этапом обра-
ботки сигнала в приемнике, поэтому получаемая при этом разно-
стная частота называется промежуточной: fnp=fr—fc- Промежуточ-
ная частота является высокой, поэтому смесительные лампы дол-
жны отвечать требованиям, предъявляемым к высокочастотным
лампам.

Физические процессы при преобразовании частоты. В качестве
смесительной лампы используем пентод. Пусть напряжение сигна-
ла ис1 —Ucm sin met с частотой fc будет подано на первую сетку,
а напряжение гетеродина ысз = UTm sin art с частотой fr — на третью
сетку (рис. 16.1,6). Одновременно на сетках действуют соответст-
вующие напряжения смещения Eci и £с3. Анодный ток, являющийся
функцией двух независимых переменных ia=<p(«ci, Исз), можно
представить

Za 7 I-р SjZZcl 4“ "S3ZZc3 , (16. 1)

где /ао — ток покоя, определяемый смещением на управляющих сетках.

Крутизна по первой сетке Sj зависит от напряжения на третьей
сетке (рис. il6.2, а). Для упрощения анализа предположим, что эта
зависимость линейна. Если на третью сетку подано переменное на-
пряжение гетеродина, то крутизна

$1 = Sq + (6Si/<5t/c3)(Zc3 = Sq + Йдв^сЗ = $0 + kutfUm югА

где So — значение крутизны Si в исходной рабочей точке покоя;

Ui‘. = dSl/dUc3 [мА/B2]—коэффициент двойного управления, показывающий
изменение крутизны характеристики анодного тока по одной из управ-
ляющих сеток (в данном случае по первой сетке) при изменении напря-
жения на другой (на третьей) управляющей сетке на 1 В.

Подставляя значение Si в уравнение (16.1), получим:

z’a = До + (So + k№Urm sin1 ч>г() Ucm sin <s>ct 4- S3£Zrm sin <$Tt =

= До + Sot/cm sin U>ct + k№ucm sin wrtucm sin«c/ + SsUrm sin o>rf. (16.2)
Рис. 16.2. Характеристики и крутизна при двойном управлении

Учитывая, что sin a sin р = ’/2 cos (а—р)— */2 cos(a + p), уравне-
ние (16.2) примет вид

*а IаО 4“ Sin <act -|- 1/2&дв£/rmZ7c m COS (LT — G,c) Z —

— 1/2&дв£7гm COS (G)г Ч- G,c) Z Ч- sin wrZ, (16.3)

Из выражения (16.3) следует, что в анодном токе лампы, поми-
мо постоянной составляющей /ао и составляющих с частотами ис-
ходных колебаний гетеродина сог и сигнала <лс, возникли составляю-
щие с разностной air—<лс и суммарной <лг+ыс частотами. Ток с раз-
ностной частотой сог—сое представляет собой ток промежуточной
ЧаСТОТЫ £пр ='/г^двб^гтб^ст COS ((Иг—СОс)(.

Амплитуда тока промежуточной частоты

Лф/п = (1/2)йдвС/

гт^с т (16.4)

определяется амплитудами напряжений сигнала и гетеродина,
а также значением k№ и зависит от режима работы лампы. Для
того чтобы выделить из анодного тока лампы составляющую проме-
жуточной частоты и получить на выходе смесителя соответствую-
щее переменное напряжение, в ее анодную цепь включается колеба-
тельный контур LC (см. рис. 16.1, б), настроенный на частоту /Пр.

Параметры. Оценку эффективности процесса преобразования
ведут по значению крутизны преобразования. Она определяется от-
ношением амплитуды тока промежуточной частоты к амплитуде на-
пряжения сигнала (мА/В)

•$пу= : 1/2^дв17’гт. (16.5)

Крутизна преобразования показывает, какую амплитуду тока
промежуточной частоты создает в лампе напряжение сигнала с ам-
плитудой в 1 В. Для увеличения Snp нужно увеличивать Um- Одна-
ко это возможно лишь до определенного предела из-за линейной
зависимости 51 = ф(ДСз) (рис. 16.2,6), после чего Znpm перестает
расти. Практически Um принимают 6—10 В, а определив k№ по
характеристикам двойного управления (см. рис. 16.2,а), по фор-
муле (16.5) определяют Sep.

Коэффициент усиления при преобразовании

Аф = б^пр/С^с = 5пр/?э

прямо пропорционален крутизне преобразования Snp и эквивалент-
ному сопротивлению колебательного контура 7?э на промежуточной
частоте.

§ 16.2. Типы частотно-преобразовательных ламп

Преобразователи на пентодах. При использовании пентодов для
преобразования частоты напряжение сигнала подается на первую,
а гетеродина — на третью сетку. Лампа может работать как в сме-
сительном, так и в преобразовательном режимах. В результате
двойного управления током в анодной цепи возникнут комбинаци-
онные частоты вида тиг±псос (где m и п — любые целые числа), из
которых выделяют нужную промежуточную частоту сопр=сог—<ис-
Примерами частотно-преобразовательных пентодов являются лампы
6Ж2П, 6Ж2Б, обеспечивающие 5пр = 0,5ч-1 мА/В.

Для преобразования частоты часто используют триод-пентоды
(например, 6Ф1П), в которых на триодной части собирают гетеро-
дин, а пентодная часть служит для смешивания частот сигнала и ге-
теродина. Крутизна преобразования здесь достигает 2 мА/В.

Многосеточные частотно-преобразовательные лампы. Практиче-
ское применение получили пятисеточные пентагриды или (по числу
всех электродов) гептоды (рис. 116.3, а) и комбинированные
(рис. 116.3,6) триод-гептоды. Гептод может использоваться как в
преобразовательном, так и смесительном режимах.

При работе гептода в преобразовательном режиме на триодной
части лампы (включающей катод и две сетки — первую управляю-
щую и вторую, выполняющую функции анода) собран гетеродин.
На пентодной части лампы (включающей катод, третью—-управ-
ляющую, четвертую — экранирующую, пятую — защитную сетки и
анод) собран смеситель. Переменное напряжение гетеродина пода-
ется на первую сетку и вызывает пульсацию электронного потока с
частотой fr. Перед третьей сеткой поток тормозится ее напряжени-
ем смещения и образует электронное облако (виртуальный катод).
На третью сетку лампы подается напряжение принимаемого сигна-
ла, которое определяет изменение
электронного потока с частотой
сигнала fc. В результате в анод-
ной цепи возникают комбина-
ционные частоты, из которых вы-
деляют промежуточную частоту
fnp=fr fc-

Если гептод служит смесите-
лем, вспомогательное колебание
получают от гетеродина, собран-

Рис. 16.3. Условное изображение мно-
госеточных ламп
кого на другой лампе. В этом случае напряжение сигнала с ча-
стотой fc подается на первую сетку, а колебания с частотой ге-
теродина fr — на третью сетку. Вторая и четвертая сетки соеди-
нены между собой внутри лампы и являются экранирующими,
пятая сетка — защитная, она ослабляет связь цепей анода и сиг-
нальной сетки. Примером гептода служит лампа 6А2П с Snp=
= 0,47 мА/В.

Более совершенной преобразовательной лампой является триод-
.гептод 6И1П (см. рис. 16.3,6). На триодной части этой лампы со-
бирают гетеродин, а гептодную используют как смеситель. Колеба-
ния гетеродина подаются на третью, а принятого сигнала — на пер-
вую сетки. Влияние анодной цепи на третью сетку ослаблено экра-
нирующим действием двух (четвертой и пятой) сеток, а электронная
связь между триодной и гептодной частями лампы устраняется раз-
делительным экраном, благодаря чему исключено влияние смеси-
тельной части лампы на гетеродин. Крутизна преобразования дости-
гает 0,75 мА/B. Значения обычных статических параметров частот-
но-преобразовательных ламп лежат в пределах, характерных для
обычных триодов и пентодов.

§ 16.3. Основные неисправности ламп и их испытание

Сроки службы ламп. Срок службы оценивается временем рабо-
ты, в течение которого прибор может непрерывно работать с сохра-
нением в установленных пределах важнейших параметров. Работо-
способность усилительных ламп оценивается по крутизне характе-
ристики, которая до конца срока службы может снижаться до 0,8
ее первоначального значения. Срок службы низкочастотных выход-
ных ламп оценивается временем работы, в течение которого выход-
ная мощность снижается до 0,5—0,8 ее минимального первоначаль-
ного значения. В реальных условиях эксплуатации вследствие от-
клонения электрических эксплуатационных режимов от номиналь-
ных, а также климатических влияний (влажности, температуры, по-
ниженного давления и т. д.) и механических воздействий долговеч-
ность ламп может отличаться от установленной на заводе.

Основные неисправности ламп. Безаварийная работа радиоэлек-
тронной аппаратуры в значительной мере определяется надежно-
стью работы ламп. Практикой установлено, что около 70% всех
повреждений аппаратуры происходит из-за дефектов в лампах.
Поэтому при ремонте, регулировке и испытании аппаратуры необ-
ходимо предварительно убедиться в годности ламп. Наиболее ха-
рактерными неисправностями ламп являются: потеря эмиссии като-
дом, ухудшение вакуума, перегорание нити накала, обрыв электро-
дов. междуэлектродные замыкания.

В установках, находящихся под током, иногда неисправную
лампу удается обнаружить при тщательном внешнем осмотре. Так,
холодный баллон указывает на отсутствие накала, а интенсивное
покраснение анода — на перегрузку лампы током из-за междуэлек-
тродных замыканий или повреждений в схеме. Интенсивное свече-
ние газа в баллоне может быть вызвано несовершенством вакуума.
Искрение между электродами нередко возникает при коротких за-
мыканиях. Появление на баллоне налета молочного оттенка насту-
пает при нарушении герметичности.

Отсутствие реакции при касании (например, отверткой) вывода
управляющей сетки в ряде случаев указывает на неисправность
лампы. В аппаратуре ее можно обнаружить, последовательно за-
менив лампы заведомо хорошими. Дефекты в отобранной лампе
находят испытаниями.

Испытание работоспособности ламп. К простейшим испытаниям,
позволяющим судить о работоспособности ламп, относят: проверку
целостности нити накала и измерение ее сопротивления, испытания
на отсутствие междуэлектродных коротких замыканий и обрывов
электродов, проверку эмиссионной способности катодов. Первые
три вида испытаний можно выполнить простейшим индикатором
напряжения (авометром).

При проверке нити накала омметром нужно учитывать, что со-
противление холодной нити в несколько раз меньше, чем в рабочем
режиме. Так, для многих приемно-усилительных ламп напряжение
и ток накала составляют [7Н=6,3 В; /н=0,3 А, при которых сопро-
тивление нити в горячем состоянии составляет 21 Ом, а в холод-
ном — около 5 Ом.

Испытание на междуэлектродные замыкания авометром преду-
сматривает последовательную проверку сопротивления между каж-
дой парой выводных штырьков лампы (рис. 16.4, а).

Испытание на обрыв электродов производят после проверки на
короткое замыкание поочередной подачей на сетки и анод лампы
положительного (относительно катода) напряжения и проверки на-
личия тока в этих цепях (рис. 16.4, б). Испытание следует начинать
с ближайшей к аноду сетки, чтобы исключить заряд сеток электро-
нами и их влияние на токопрохождение при последующих измере-
ниях. Чтобы ток через лампу не превышал предельно допустимого
/пред, значение ограничительного сопротивления выбирают

Ro = (1 -Ь 2) б^о/^пред — ЛВн,
где 7?вн — внутреннее сопротивление прибора.

Рис. 16.4. Схемы проверки работоспособности'ламп
Испытание эмиссии выполняют (после проверки электродов на
короткое замыкание) путем подключения всех сеток к аноду лампы
(рис. 16.4, в) и подачи на анод пониженного анодного напряжения.
При таком анодном напряжении измеренный ток эмиссии для боль-
шинства ламп близок к номинальному, указываемому в паспорте
прибора.

Испытание качественных показателей ламп. К основным испы-
таниям качественных показателей относят снятие характеристик,
измерение анодного тока и крутизны характеристики в типовом ре-
жиме, проверку состояния вакуума в баллоне лампы, измерение
междуэлектродных емкостей и сопротивления изоляции между вы-
водными штырьками (что особенно важно для ламп, работающих
на СВЧ), проверку прочности конструкции и надежности контактов.
По семейству, анодных или анодно-сеточных характеристик можно
определить параметры, по которым судят о качестве лампы.

На практике основные качественные показатели ламп опреде-
ляют специальными испытательными приборами Л3-3, Л1-3 и др.
Испытатели ламп позволяют быстро проверить работоспособность
наиболее употребительных приемно-усилительных и маломощных
генераторных ламп (Ладоп<25 Вт).

Например, измеритель параметров электронных ламп ЛЗ-З обес-
печивает измерение следующих параметров: у диодов — ток эмиссии
или ток анода; у приемно-усилительных ламп — ток анода; ток вто-
рой сетки, крутизну анодно-сеточной характеристики, обратный ток
первой сетки, ее запирающее напряжение; у стабилитронов — потен-
циал зажигания, напряжение стабилизации. Измеритель дает воз-
можность снимать статические характеристики ламп.

Глава 17

МОЩНЫЕ ГЕНЕРАТОРНЫЕ И МОДУЛЯТОРНЫЕ ЛАМПЫ

§ 17.1. Общие сведения о мощных лампах

Режим работы. Генераторные лампы используются в системах
генерирования и усиления электрических колебаний низких и высо-
ких Частот. Модуляторные лампы предназначены для управления
работой высокочастотных генераторов и усиления низкочастотных
сигналов.

По допустимой, мощности, длительно рассеиваемой анодом, ге-
нераторные лампы делят на маломощные (Ла<50 Вт), средней
мощности (Ра<1 кВт) и мощные (Ра>1кВт).

Генераторные лампы малой мощности имеют сходные с прием-
но-усилительными лампами режимы эксплуатации, характеристики
и параметры. Лампы средней и большой мощности работают при
высоких (до 5—25 кВ и более) анодных напряжениях, допускают
большие (десятки ампер) анодные токи, рассеивают большую (еди-
ницы— десятки киловатт) мощность в анодной цепи. При высоких
напряжениях возрастают требования к качеству изоляции между
электродами, уровню вакуума, устойчивости катодов к ионной бом-
бардировке.

Для лучшего использования ламп по току и напряжению и, как
следствие, для повышения к. п. д. их используют в экономичных
режимах В и С, характеризующихся отсечкой анодного и наличием
сеточного токов. Сеточные токи мощных ламп достигают 20% анод-
ного, что приводит к разогреву сеток и требует их принудительного
охлаждения. Охлаждение сетки ламп затруднительно, поэтому ре-
жим больших сеточных токов является тяжелым (перенапряжен-
ным). Цепи накала мощных ламп питаются от источников низкого
напряжения (примерно 10—20 В), но обеспечивающих большие то-
ки накала (десятки — сотни ампер). Выбор низкого напряжения на-
кала исключает помехи из цепи накала в цепь анода.

Особенности конструкции. Конструкция мощных ламп зависит
от мощности, выделяемой на их электродах. Лампы малой мощно-
сти конструктивно мало отличаются от приемно-усилительных и
работают с естественным охлаждением. Лампы средней мощности
имеют большие габаритные размеры и принудительное (при Ра>
>0,5 кВт) воздушное охлаждение. Мощные лампы существенно от-
личаются от приемно-усилительных своими размерами и конструк-
цией. -

Катоды генераторных ламп, работающих при высоких Ua, вы-
полняют из материалов, устойчивых к ионной бомбардировке
(вольфрама, тантала, пленочных, торированных, карбидированных).
В импульсных режимах, характеризующихся малой продолжитель-
ностью работы, возможно применение оксидных катодов даже при
относительно высоких напряжениях.

Сетки генераторных ламп выполняют из тугоплавких металлов
с большой работой выхода (молибдена, вольфрама) и укрепляют на
большой толщины траверсах, обеспечивающих лучший теплоотвод.
Чтобы уменьшить нагрев и исключить термоэмиссию сеток, их уда-
ляют от катода, покрывают цирконием, обеспечивающим чернение
и усиление лучеиспускания. С этой целью к траверсам приваривают
черненые радиаторы, а в мощных лампах предусматривают прину-
дительное охлаждение выводов сеток.

Аноды генераторных ламп выполняют из тугоплавких материа-
лов (никеля, тантала, молибдена, графита), допускающих высокую
удельную мощность рассеяния (до Ра'=64-8 Вт/см2). Однако и при
таких плотностях тока необходимы большие размеры анода мощ-
ных ламп. Например, лампа с полезной мощностью Рк=20 кВт и
т] = 0,6 должна рассеивать на аноде мощность Ра = ^’к(1—т]) =
= 20(1—0,6) =8 кВт, что потребует довести поверхность анода до
5a = f>a/f>a'=8- 103/8=il000 см2. Для увеличения удельной мощности
рассеяния и уменьшения размеров анода мощные лампы изготовля-
ют с медными анодами и принудительным (воздушным или водя-
ным) охлаждением.
ГУ-ЮБ

Рис. 17.1. Мощные генераторные лампы

Аноды ламп с воздушным охлаждением (рис. 117.1, а) снабжают
внешним радиатором 1, выполненным из меди, бронзы или алюми-
ния. Через радиатор от специальной системы охлаждения (содер-
жащей вентиляторы, фильтры, воздухопроводы) пропускают поток
воздуха, усиливающий теплоотвод от анода 2, вводов электродов 3,
стеклянного баллона 4 ламп. При этом температура анода и бал-
лона лампы не должна превышать 150° С. Это требование удовле-
творяется при расходе воздуха от И=14-5 м3 в 1 мин на 1 кВт
мощности, рассеиваемой на аноде.

При водяном охлаждении медный анод (рис. 17.1,6) помещают
в специальный бак 5, через который при помощи насосов пропу-
скается дистиллированная вода, являющаяся хорошим изолятором
и не дающая на аноде накипи. При расходе воды 1—4 л/мин на
1 кВт мощности, рассеиваемой на аноде, обеспечивается темпера-
тура воды при выходе из бачка до 70°С. Допускается удельная мощ-
ность до Д/= 204-30 Вт/см2.

В лампах с пароводяным охлаждением (вапртронах) для увели-
чения охлаждающей поверхности радиатору 1 анода придают зуб-
чатую структуру (рис. 17.1, в) и помещают его в бак 5, в котором
циркулирует дистиллированная вода. Во впадинах 6 между кони-
ческими зубцами температура поверхности анода максимальна,
поэтому попавшая' туда вода превращается в пузырьки пара, ко-
торые выбрасываются из углублений, уступая место воде, и т. д.
Зубчатые выступы вызывают турбулентное движение воды, при
котором разрушаются паровая оболочка и воздушные пробки, чем
улучшается контакт с водой. Поскольку перевод воды в паровую
фазу требует большего количества тепла (539 ккал/ч при переводе
в пар il л воды), чем ее нагревание до кипения, эффективность
Рис. 17.2. Характеристики мощных триодов

(экономичность) испарительного охлаждения значительно выше,
чем водяного, и достигает 500 Вт/см2. При большей мощности
образуется паровая пленка, ухудшающая теплоотдачу радиа-
тора.

Характеристики мощных генераторных ламп. Большой анодный
ток мощных ламп обеспечивается при положительном напряжении
на сетке, поэтому основная часть анодно-сеточных характеристик
этих ламп смещается вправо от начала координат (рис. 17.2, а).
Сетка в таких лампах выполнена с малым шагом и обладает малой
проницаемостью. При 77а>[7с характеристики почти линейны. Ког-
да наступает искривление характеристик, что обусловлено

изменением токораспределения, вызванного возвратом электронов
в цепь сетки генераторной лампы.

Лампы с правыми характеристиками обеспечивают высокий ко-
эффициент использования анодного напряжения (g = 77ат/Еа) и, как
следствие, — более высокий к. п. д. Однако для получения большой
полезной мощности путем подачи на сетку ламп больших положи-
тельных напряжений необходимо значительно увеличивать мощ-
ность источника возбуждения, что не всегда приемлемо.

Анодные характеристики генераторных триодов (рис. 17.2, б)
идут полого, что приближает их к анодным характеристикам пенто-
дов (см. рис. 44.5). Для лучшего использования лампы по напря-
жению желательно, чтобы переход от режима возврата электронов
(крутая часть характеристики) к режиму перехвата (пологая
часть) происходил при возможно меньшем напряжении Ёамин на
аноде.

Для получения больших значений анодного тока при малых зна-
чениях сигнала, крутизна характеристик современных генераторных
триодов выбирается большой (примерно 10—100 мА/В).

Статические характеристики генераторных ламп снимают путем
кратковременной подачи напряжения на электроды, чем исключа-
ется их тепловая перегрузка.
§ 17.2. Типы генераторных и модуляторных ламп

Классификация. Генераторные и модуляторные лампы подраз-
деляются по мощности, длительно рассеиваемой анодом; виду ох-
лаждения; роду работы и рабочей частоте. По наибольшей рабочей
частоте генераторные и модуляторные лампы непрерывного дейст-
вия делятся на: низкочастотные (до 20 кГц) модуляторные лампы
типа ГМ; длинноволновые и коротковолновые (до 25 МГц) типа ГК;
ультракоротковолновые (до 600 МГц) типа ГУ; дециметровые и
сантиметровые (более 600 МГц) типа ГС. Для импульсных режи-
мов выпускаются генераторные лампы типа ГИ и модуляторные ти-
па ГМИ.

Генераторные лампы. Экранированные генераторные лампы
(тетроды и пентоды) в основном изготовляют на малые и средние
мощности. По сравнению с триодами они обладают: большим коэф-
фициентом усиления, что позволяет уменьшить напряжение возбуж-
дения; малой проходной емкостью, что повышает устойчивость мощ-
ных усилительных каскадов к самовозбуждению; высоким коэффи-
циентом использования анодного напряжения (| = 0,9), при котором
обеспечивается увеличение к. п. д.

Пентоды обладают большим внутренним сопротивлением в ре-
жиме перехвата и малой проходной емкостью, однако в них затруд-
нено охлаждение второй сетки. Практически пентоды выпускаются
на небольшие и средние мощности. Примерами генераторных пенто-
Тип £/„ кВ ^С2’ кВ •S, мА/В Я 1пред, МГц Рк- кВт кВт
ГУ-50 0,8 0,25 4 — 120 0,06 0,04
ГУ-80 2 0,6 5,5 — 50 0,075 0,45
ГУ-47Б 6 1,2 40 11 70 6 6
ГУ-62А 8 — 60 23 85 40 40

дов служат лампы ГУ-50 и ГУ-80 (рис. 17.3, а), параметры которых
приведены в табл. 17.1.

На большие мощности более перспективны лучевые тетроды, у
которых управляющая и экранирующая сетки выполнены с одина-
ковым шагом, вследствие чего мал ток второй сетки. Благодаря
лучшему токораспределению эти лампы обладают большей крутиз-
ной анодно-сеточных характеристик, меньше смещающихся вправо.
Это позволяет получить большую полезную мощность при меньших
значениях напряжения и мощности возбуждения. Примером мощ-
ных лучевых тетродов метрового диапазона для генерирования и
усиления мощности колебаний служат лампы ГУ-47Б (рис. 17.3,6).
Для уменьшения индуктивности вводов на высокой частоте в этих
лампах применены коаксиальные (кольцевые) вводы катода и
сетки.

Генераторные триоды могут быть изготовлены на мощности от
единиц до сотен киловатт. По сравнению с экранированными лам-
пами триоды обладают в большей степени смещенными вправо
характеристиками, большей проходной емкостью и меньшим внут-
ренним сопротивлением. Конструктивной особенностью мощных
триодов для СВЧ диапазонов являются кольцевые вводы сетки и
укороченные вводы катода, при которых достигается снижение их
индуктивного и омического сопротивлений. Примером триодов для
генерирования и усиления высокочастотных колебаний служит лам-
па ГУ-62А (см. табл. 17.1).

Модуляторные лампы. Различают модуляторные лампы непре-
рывного действия и для импульсной работы.

Лампы непрерывного действия применяются в мощных усилите-
лях низкой частоты и в схемах модуляторов мощных передатчиков
для изменения амплитуды высокочастотных колебаний генераторов.
Обычно они имеют левые характеристики и используются в режи-
ме А, обеспечивающем неискаженное усиление.

Импульсные модуляторные лампы используются в схемах им-
пульсных модуляторов, управляющих работой импульсных СВЧ ге-
нераторов передатчиков радиорелейных систем связи, радиолока-
ционных станций и других устройств. В качестве импульсных моду-
ляторных ламп служат тетроды, работающие с небольшим анодным
напряжением и не требующие высоких напряжений запирания. Им-
пульсные лампы являются высоковольтными приборами с больши-
ми токами в импульсе, к изоляции электродов и степени вакуума
которых предъявляются жесткие требования. Примером импульсной
лампы для схем модуляторов аппаратуры радиорелейной связи
служит двойной тетрод ГИ-30 со следующими параметрами: Ua—
=250 В; /а=60 мА; /аи=9 А; Ра=15 Вт.

Правила эксплуатации мощных ламп. Длительная безаварийная
работа мощных ламп обеспечивается соблюдением их режимов ра-
боты и правил эксплуатации.

Во избежание тепловой перегрузки электродов ламп принуди-
тельное охлаждение должно включаться до включения накала и
выключаться по истечении 10 мин после выключения цепи накала.
В холодном состоянии сопротивление нити катода мало, поэтому во
избежание больших пусковых токов напряжение накала включают
плавно или ступенями, чтобы пусковой ток не превысил 1,5/Нном.

При питании цепи накала постоянным током для равномерного
износа катода после 200—300 ч работы лампы изменяют полярность
включения цепи катода. Нежелательны многократные включения и
выключения накала, способствующие деформации катода и сокра-
щающие срок службы ламп. Включение постоянных питающих на-
пряжений цепей сеток и анода производится после включения на-
кала, затем возможна подача на электроды переменного напряже-
ния сигнала.

В процессе длительного бездействия лампы происходит выделе-
ние газов из ее стеклянных и металлических частей. Для удаления
газов производят жестчение ламп на рабочем месте или в специ-
альной установке. Для этого включают номинальные напряжения
накала и смещения и выдерживают при них лампу в течение 20—
30 мин, затем включают анодное напряжение примерно 0,5 Г7аном
и ступенями в 500—1000 В через каждые 5—10 мин повышают его
до номинального. В процессе такой тренировки происходит погло-
щение ионизированных частиц и улучшается вакуум.

В процессе эксплуатации мощных ламп следует соблюдать пра-
вила техники безопасности. Аппаратуру с мощными лампами снаб-
жают электрической и механической блокировкой, надежным зазем-
лением.

Глава 18

ИОННЫЕ ПРИБОРЫ

§ 18.1. Физические процессы в ионных приборах

К ионным относят приборы, электропроводность которых обу-
словлена электронами и ионами, возникающими при электриче-
ском разряде в газовой среде. В качестве газового наполнителя
используются инертные газы и пары ртути. По типу катода разли-
Рис. 18.1. Схема испытания газораз-
рядного прибора

Рис. 18.2. Вольт-амперная характери-
стика газового разряда

чают ионные приборы е холодным и подогревным катодом. В при-
борах с холодным катодом газовый разряд поддерживается без за-
трат энергии внешнего источника и относится к самостоятельному.
В приборах с подогревным катодом имеет место несамостоятель-
ный разряд, он возникает и поддерживается за счет энергии внеш-
него возбудителя.

Рассмотрим физические процессы в ионных приборах с холод-
ным катодом. В нормальных условиях газ, состоящий из нейтраль-
ных атомов и молекул, тока не проводит. Однако и в этих услови-
ях нейтральные атомы газов подвергаются воздействию космиче-
ских лучей и радиоактивного излучения земной коры. За счет энер-
гии этого облучения возможно возбуждение и ионизация атомов.
Ионизированный газ может стать хорошим проводником тока. Од-
нако такая естественная ионизация мала и токопрохождение в га-
зе не обеспечивает.

Если к электродам прибора (рис. 18.1) с небольшой естествен-
ной ионизацией приложить небольшую разность потенциалов внеш-
него источника Uа, то электроны и ионы, содержащиеся в газе, при-
ходят в упорядоченное движение. Под действием сил электриче-
ского поля электроны перемещаются к аноду, а положительно за-
ряженные ионы — к катоду и создают в междуэлектродном про-
странстве прибора электронный и ионный токи. Электроны и ионы
на пути движения к электродам сталкиваются с атомами газа, вы-
зывая их возбуждение. При этом электроны занимают более высо-
кие энергоуровни в потенциальной диаграмме атома (см. рис. 2.2).
Возбужденное состояние атомов является неустойчивым и по исте-
чении примерно 10~8 с электроны возвращаются в нормальное со-
стояние. При этом они занимают более низкие энергетические уров-
ни и отдают полученную от возбуждения энергию в виде электро-
магнитного излучения определенной длины волны. Если излучение
лежит в видимой части спектра, то процесс сопровождается свече-
нием газа. Цвет свечения, равно как и потенциал возбуждения,
определяется родом газа (табл. 18.1).

В режиме возбуждения (при малом напряжении внешнего ис-
точника) плотность тока в приборе и его значение во внешней це-
пи малы [десятки микроампер; участок Оа ВАХ (рис. 18.2)]. Элект-
рический разряд в приборе при малом токе протекает неинтенсив-
Наполнитель Символ ^возб» В Л- в Цвет свечения
Гелий Не 19,7 24,5 Желтый
Неон Ne 16,6 21,5 Красноватый
Аргон Аг 11,6 15,7 Сиреневый
Пары ртути Hg 4,8 10,4 Г олу бовато-зелсный

яо, без характерного для газового разряда свечения. В приборе име-
ет место темный или тихий разряд. Если в этом режиме снять t/a,
•то разряд вообще прекратится.

Если после возбуждения напряжение на электродах увеличи-
вать, то при некотором его значении И3 скорость движения и кине-
тическая энергия свободных электронов достаточны для ударной
ионизации (точка а). В приборе возникает интенсивный газовый
разряд (зажигание). Ионы, образующиеся при ионизации, под дей-
ствием сил поля движутся к катоду и при ударе о его поверхность
вызывают с нее электронную эмиссию. Электроны на своем пути к
аноду сталкиваются с новыми нейтральными атомами и усиливают
процесс ударной ионизации. Одновременно в приборе протекает об-
ратный процесс — рекомбинация свободных электронов и ионов
В нормальном режиме эти процессы находятся в динамическом
равновесии.

После зажигания в приборе устанавливается режим тлеющего
разряда, при котором ток в приборе поддерживается за счет эмис-
сии электронов с катода под ударами тяжелых частиц (ионов),
внутреннее сопротивление прибора уменьшается, а ток возраста-
ет. При этом падение напряжения на ограничительном резисторе
Ro возрастает, а напряжение на электродах прибора — снижается
(см. рис. 18.2, участок аб).

Междуэлектродное пространство в приборе при тлеющем раз-
ряде заполняется интенсивно ионизированным газом — электрон-
но-ионной плазмой, представляющей собой смесь возбужденных и
нейтральных атомов газа, а также электронов и ионов. Плазма об-
ладает хорошей электропроводностью.

В режиме тлеющего разряда ионизация в приборе поддержива-
ется электронами, выбиваемыми лишь с той части поверхности ка-
тода, которая покрыта свечением. С увеличением подводимого на-
пряжения Ua разряда ток возрастает. Рост тока сопровождается
расширением поверхности катода и падение напряжения .у катода
практически остается неизменным (режим нормального катодного
падения). В режиме нормального катодного падения напряжение
на зажимах прибора остается практически постоянным. Этот режим
работы ионного прибора называется нормальным тлеющим разря-
дом (участок бв).
При некотором значении тока (точка в) весь катод окажется по-
крыт свечением, поэтому дальнейшее увеличение U;1 сопровождает-
ся ростом плотности тока с поверхности катода. В этом режиме со-
противление прибора постоянному току уменьшается непропорцио-
нально росту тока, падение напряжения у катода возрастает (ре-
жим аномального катодного падения). Этот режим прибора назы-
вают аномальным тлеющим разрядом (участок вг).

Если в режиме аномального тлеющего разряда продолжать уве-
личивать ток и напряжение на электродах, то аномальный тлею-
щий разряд в приборе перерастает в дуговой разряд (уча-
сток где).

Дуговой разряд характеризуется интенсивной ионизацией, зна-
чительным снижением сопротивления, а следовательно, и напряже-
ния на зажимах прибора (участок гд), большим ростом тока (учас-
ток де). При дуговом разряде положительный объемный заряд ио-
нов приближается к катоду на очень малое расстояние (около
10~6 см), поэтому при относительно небольшом (около 10 В) ано-
мальном катодном падении потенциала создает высокую около
106 В/см напряженность электрического поля. При ней возможна
электростатическая эмиссия с катода. Она сопровождается ионной
бомбардировкой холодного катода, его разогревом и может при-
вести к возникновению термоэмиссии, при определенной плотности
тока (до 10 А/см2) перерастающей в термоэлектронную дугу, ве-
дущую к разрушению катода. Защита приборов от перегрузки
большим током достигается подбором сопротивления внешнего ог-
раничительного резистора До (см. рис. 18.1). Дуговой разряд име-
ет много разновидностей, определяемых материалом катода, видом
наполнителя, его давлением. Приборы с холодным катодом изготов-
ляют для работы в одном из рассмотренных режимов разряда.

Типы ионных приборов. По виду происходящего разряда разли-
чают приборы с тлеющим разрядом (стабилитроны, тиратроны с
холодным катодом, декатроны); приборы с несамостоятельным ду-
говым разрядом (газотроны, тиратроны с термокатодом); приборы
с самостоятельным дуговым разрядом (ртутные вентили, игнитро-
ны); приборы с темным разрядом (газонаполненные фотоэлемен-
ты) и др.

§ 18.2. Ионные приборы с холодным катодом

Неоновые лампы. Лампы представляют собой двухэлектродные
приборы с аномальным тлеющим разрядом и применяются для ин-
дикации напряжения или электромагнитного поля высокой час-
тоты.

Конструктивно лампы выполняются с симметричной и несим-
метричной формой электродов, помещаемых в стеклянный баллон.
Баллон наполняют неоново-гелиевой смесью с небольшой примесью
аргона, обеспечивающей при зажигании оранжево-красное свечение.
При симметричной конструкции электродов полярность включения
Рис. 18.3. Внешний вид и схема

включения неоновых ламп

яе соблюдается, а при несимметричной — отрицательный потенци-
ал подают на электрод с большей площадью поверхности.

В модуляторных неоновых лампах практически безынерционно
изменяется яркость свечения катода с изменением напряжения на
электродах. Это свойство ламп позволяет применять их в быстро-
действующей фототелеграфной аппаратуре, а также при воспроиз-
ведении звуков в кино, где исключается применение обычных ламп
с большой тепловой инерцией.

В соответствии с назначением и конструктивным выполнением
различают обычные сигнальные неоновые СН (рис. 18.3, а) и ми-
ниатюрные МН (рис. 18.3, б), а также лампы специального назна-
чения— модуляторные ТМН, панельные ПН, фазовые ФН, волно-
мерные ВМН, указатели высокого напряжения УВН (рис. 18.3, в).
В сигнальных лампах, рассчитанных на непосредственное включе-
ние в сеть с напряжением 127 и 220 В, ограничительные резисторы
вмонтированы в цоколях самих ламп. Лампы других типов требу-
ют подключения внешних ограничительных резисторов (рис. 18.3, а).

Разрядники связей. Двухэлектродные приборы дугового разря-
да— разрядники связи — предназначены для защиты радиотранс-
ляционных и проводных линий связи от перенапряжений, которые
могут индуктироваться в проводах этих линий при грозовых разря-
дах или аварийных режимах в высоковольтных линиях электропе-
редачи. Электроды разрядника помещены в стеклянный баллон, на-
полненный аргоном.

Различают разрядники с плоскими алюминиевыми электродами
(рис. 18.4, а), расположенными на расстоянии 2—3 мм друг от
.друга, и с шаровыми электродами (рис. 18.4, б), активированными
барием. Обычно разрядники включают во вводах в технические
здания параллельно защищаемому объекту (рис. 18.4, в).

При номинальных рабочих напряжениях в линии, не превыша-
ющих 250 В, разрядники обладают высоким сопротивлением изо-
ляции (|/?Из^40 МОм) и тока не проводят. Когда в проводах линии
возникают повышенные напряжения, в разряднике (под действием
электрического поля) возбуждается тлеющий разряд, который за-
тем по мере увеличения напряжения быстро перерастает в дуговой
разряд. С возникновением дугового разряда сопротивление разряд-
ника снижается до единиц — сотен ом и через разрядник в землю
проходит большой ток, вследствие чего напряжение на электродах,
а следовательно, и на проводах защищаемой цепи снижается до
безопасного (10—30 В) значения.

Для защиты проводных линий связи применяют разрядники с
потенциалом зажигания от 280 до 500 В. Чем короче время разря-
да tp, тем больший разрядный ток /рдоп допускает разрядник и тем
меньше время восстановления /в (деионизации). Разрядники долж-
ны обладать малой междуэлектродной емкостью С.

При часто следующих разрядах (что имеет место во время гро-
зы) происходит разогрев электродов разрядника, нередко приводя-
щий к их оплавлению. Это вызывает длительные простои линий во
время грозы. Большей устойчивостью в работе обладают разрядни-
ки с шаровыми электродами (Р-350, Р-450), рассчитанные на про-
пускание больших разрядных токов. Разрядник Р-350, например,
обладает следующими параметрами: Пза}К=350±40 В; 7Рдоп=ЮА;
/р=2 с; ts= 5 мин; 7?из^40 МОм, С=20 пФ, диапазоны рабочих
температур ±50°С.

Стабилитроны тлеющего разряда. Эти двухэлектродные прибо-
ры с самостоятельным разрядом имеют коаксиальную цилиндриче-
скую конструкцию электродов (рис. 18.5). В стеклянном баллоне
1 прибора, наполненном смесью инертных газов (Ar+Ne или Аг+
+ Не), помещены активированный цезием или барием цилиндриче-
ский катод 2 большой площади и проволочный анод 3. К катоду
прибора иногда приваривают стержень 4, облегчающий возникно-
вение разряда за счет увеличения локальной неоднородности
поля.

Для стабилизации напряжения цепи питания стабилитрон вклю-
чают параллельно нагрузке Дн (рис. 18.6, а). В последовательную
цепь схемы стабилизации включают резистор Де, который ограни-
чивает ток тлеющего разряда и препятствует возникновению дуги.
Стабилитрон используется в режиме нормального тлеющего раз-
ряда, который характеризуется стабильностью напряжения между
электродами при изменении тока через прибор от 7Ст.мин-ДО
/ст. макс (рис. 18.6, б).

Работа стабилитрона в схеме протекает следующим образом.
С увеличением входного напряжения в приборе усиливаются про-
цессы ионизации, расширяется поверхность катодного свечения,
уменьшается сопротивление стабилитрона, возрастает ток /ст че-
рез прибор. При этом возрастает падение напряжения на балласт-
ном резисторе Л 6/л—(/Ст + Д)7?б, а напряжение на стабилит-
роне и нагрузке RH остается практически неизменным.

С уменьшением входного напряжения несколько уменьшается
напряжение на стабилитроне и нагрузке, что в режиме нормально-
го катодного падения приводит к уменьшению рабочей поверхности
катода и тока /ст- Вследствие этого уменьшаются общий ток 1=
=/ст+/н и падение напряжения на резисторе /?б, а напряжения на
стабилитроне и нагрузке возрастают до прежнего значения.

Более совершенную стабилизацию обеспечивают стабилитроны,
обладающие меньшим внутренним (дифференциальным) сопротив-
лением,

Ri = At/CT/A/c-j = Д£7СТ (/ст.м.акс ст.мин)"

Чем меньше Ri, тем меньше изменение напряжения At7c.r и тем
лучше стабилизация. Номинальное напряжение стабилизации газо-
наполненных стабилитронов лежит в пределах 75—150 В.

Для стабилизации более высоких напряжений допускается по-
следовательное включение нескольких однотипных стабилитронов

Рис. 18.6. Схема включения и вольт-
амперная характеристика стабили-
трона
^рис. 18.6, в). Для равномерного распределения напряжений, обес-
печивающих зажигание стабилитронов, их шунтируют резисторами
Л?1п. При неравномерном распределении напряжения, обусловлен-
ном неравенством внутренних сопротивлений, может оказаться, что
на одном из стабилитронов напряжение будет меньше напряжения
Ьзаж, ток через него проходить не сможет и ни один стабилитрон
не зажжется.

Примером стабилитрона с тлеющим разрядом служит прибор
СГ13П с £^заж=175 В; t/ст2=27150 В; /ст.мин-~-5 мА", /ст.макс^-30 мА;
)Ri—0,1 кОм.

Тиратроны с холодным кагором. Миниатюрные трехэлектродные
тиратроны с холодным катодом (рис. 18.7, а) содержат молибдено-
вый стержневой анод 2 и цилиндрический никелевый катод /, меж-
ду которыми расположена управляющая сетка 3, выполненная в
виде диска с отверстием или цилиндра. Стеклянный баллон напол-
нен неоном с примесью аргона.

Чтобы облегчить зажигание тиратрона по анодной цепи, на сет-
ку обычно подают постоянный положительный потенциал от источ-
ника Ес (рис. 18.7, б). Между сеткой и катодом возникает темный
разряд. Ионы, возникающие при разряде, бомбардируют катод, чем
увеличивают выход из него электронов, что приводит к снижению
потенциала зажигания по анодной цепи.

Безнакальные тиратроны можно зажигать изменением потенци-
ала (7а на аноде при постоянном напряжении С/с на сетке или нао-
борот. Связь между собой напряжений Us и Uc, при которых на-
ступает зажигание, устанавливается пусковой характеристикой за-
жигания (рис. 18.7, в). Повышение потенциала Йс на сетке позво-
.ляет уменьшить потенциал зажигания на аноде Па3аж. Чтобы ста-
билизировать (фиксировать) момент зажигания, на сетку допол-
нительно может подаваться пусковой импульс Ua положительной
полярности (см. рис. 18.7, б).

Напряжение на аноде, при котором возникает основной раз-
ряд в анодной цепи, зависит от тока /с подготовительного разряда
(тока переброса), протекающего в цепи сетка — катод (рис. 18.7,

Рис. 18.7. Устройство, схемы включе-
ния, пусковые характеристики безна-
кальных тиратронов
ТХ11Г ТХ8Г

Рис. 18.8. Устройство экранированных
безнакальных тиратронов

г). Чем больше ток 1С, тем боль-
ше электронов и ионов в приборе
и меньше потенциал зажигания
t/азаж основного разряда. После
зажигания тиратрона сетка об-
волакивается зарядами и теряет
свое управляющее действие. В
этих условиях погасить разряд
можно, лишь резко снизив или
сняв потенциал Ua на аноде.

Четырехэлектродные (экрани-
рованные) тиратроны (например,
ТХЗБ, ТХ8Г, ТХ1;1Г и др.), кроме
анода А и катода К (рис. 18.8),
содержат управляющую Су и
экранирующую Сэ сетки (а в не-

которых дополнительно сетку подготовительного разряда Сп) и ра-
ботают в потенциальном режиме (с различными значениями на-
пряжений на них).

Тиратроны для световой индикации сигналов (например,
ТХ19А) дополнительно содержат катод подготовительного разря-
да. Они могут управляться небольшим (единицы вольт) напряже-
нием, обладают очень высоким входным сопротивлением и стабиль-
ными пусковыми характеристиками.

Частотные свойства тиратронов определяются временем разви-
тия разряда и временем его деионизации. Время возникновения
разряда уменьшается до единиц —долей микросекунд за счет пода-
чи запускающего импульса. После гашения разряда время деиони-
зации и восстановления зависит от вида наполнителя, его давления
(температуры) и составляет десятки — сотни микросекунд; оно
определяет частоту устойчивой работы тиратрона в десятки кило-
герц. Меньшее время восстановления имеют тиратроны с водород-
ным наполнением и экранирующей сеткой. Ионы водорода облада-
ют меньшей массой, более подвижны, вследствие чего больше веро-
ятность их рекомбинации, меньше время восстановления (около
0,6 мс) и выше рабочая частота (до 1 МГц). Процесс восстановле-
ния управляющего действия сетки ускоряется при наличии экрани-
рующей сетки, потому что деионизация на поверхности протекает
быстрее, чем в объеме.

Разрядные индикаторы. Цифровые’ и знаковые индикаторы
представляют собой безнакальные многоэлектродные приборы
тлеющего разряда с неоновым (оранжево-красным) наполнением.
Они содержат несколько катодов К, выполненных в форме индици-
руемых знаков или цифр от 0 до 9 (рис. 18.9, а), и один или два
сетчатых анода А. У двуханодных индикаторов имеются 10 като-
дов (каждая группа из пяти изолированных катодов имеет свой
анод). Катоды индикаторных ламп расположены один за другим
на расстоянии около 1 мм и имеют самостоятельные выводы. По-
рядок расположения цифр, форма и размеры катодов и конструк-
Рис. 18.9. Газоразрядные индикаторы

ция сеточных анодов выбираются такими, чтобы получить мини-
мальное перекрытие цифр.

Для индикации знака от управляющей схемы на катод подается
отрицательное напряжение (170—200 В). При возникновении тле-
ющего разряда у катода возникает свечение по форме светового
знака, наблюдаемое через купол или боковую стенку баллона лам-
пы. Для уменьшения времени зажигания начальная ионизация
создается за счет внешнего освещения.

Газоразрядные индикаторы имеют напряжение зажигания 170
и 200 В, рабочий ток от 1,5 до 8 мА, время 'зажигания 1 с, потен-
циал горения 100 В, диапазон температур окружающей среды—•
604—1-70° С, гарантированный срок службы до 5000 ч.

Помимо цифровых индикаторов (типов ИН-17, ИН-18 и т. п.,
рис. 18.9, в), промышленностью выпускаются знаковые индикаторы
(типов ИН7А-Б, ИН15А-Б, ИН19А-Б и др., рис. 18.9, б), которые
позволяют высвечивать наименования основных электрических и
физических величин (рис. 18.9, г), чем значительно расширен диа-
пазон применения газоразрядных индикаторов.

Газоразрядные индикаторы применяют для визуальной инди-
кации выходных данных измерительных приборов, счетно-решаю-
щих машин и другой аппаратуры дискретного действия.

§ 18.3. Ионные приборы с накаливаемым катодом

Тиратроны с накаливаемым катодом. Такие тиратроны представ-
ляют собой управляемые ионные приборы с несамостоятельным
дуговым разрядом. В стеклянном баллоне тиратрона (рис. 18.10)
размещены подогреватель /, катод 2, сетка 3 и анод 4. Катод окру-
жен цилиндрическим экраном 5, а дисковая сетка с отверстием со-
единена с цилиндром 6, ограничивающим разрядный объем. Такое
экранирование электродов в тиратроне исключает проникновение
поля анода к катоду, минуя сетку, и обеспечивает управление мо-
ментом возникновения разряда.
Экран предохраняет анод от ион-
ной бомбардировки, что повы-
шает устойчивость тиратрона к
обратному зажиганию (токопро-
хождению от анода к катоду).

Анодно-сеточные характери-
стики представляют собой зави-
симости /а = (р(Пс) при Uz = const.
При большом отрицательном на-
пряжении на сетке и некотором
положительном на аноде боль-
шинство электронов возвращает-
ся на катод, анодный ток прак-
тически равен нулю. С повыше-
нием потенциала на сетке, часть
электронов преодолевает поле
сетки и достигает анода, созда-
вая небольшой (несколько ми-
кроампер) анодный ток (участок
об на рис. 18.11 а).

Когда напряжение на сетке
Uci достигает потенциала иони-
зации, в приборе возникает раз-
ряд (точка б). Анодный ток при
этом резко возрастает (точка в),
а анодное напряжение из-за пе-

Рис. 18.10. Устройство мощного тира-
трона

рераспределения напряжения между прибором и ограничительным

резистором, включаемым в
10—20 В.

анодной цепи, уменьшается до

При зажигании дуги сетка теряет управляющее действие, поэто-
му остается постоянным анодный ток (участок вг и гд) с измене-
нием потенциала на сетке как в сторону более высоких положитель-
ных, так и отрицательных значений. Потеря управляющего дейст-

образованием вокруг ее витков динамиче-

вия сетки обусловлена

Рис. 18.11. Характеристики тиратрона
Тип ^Обр' кВ && занр В ^а гор' В ^а w А ^а ср* А *р' мин Наполни- тель
ТГЗ-0,1/1,3 1,3 — 11 0,5 . 0,1 — Хе
ТР-1-6/15 15 — 18 20 6,5 — Hg
ГГР-1,5/7 7 50 18 9 1,5 0,5 Ar+Hg

ской ионной (рис. 18.11, б) или электронной (рис. 18.11, в) оболоч-
ки, нейтрализующей ее потенциал. Погасить разряд можно пода-
чей на сетку высокого (более 100 В) отрицательного напряжения
или снятием анодного напряжения.

Если на аноде установить меньшее напряжение (Ua2<t7ai), то
разряд возникает в тиратроне лишь при более высоком потенциа-
ле на сетке, а анодно-сеточная характеристика сдвинется вправо
(штриховая кривая на рис. 18.11, а). При положительном напряже-
нии на сетке к ней притягиваются из плазмы подвижные электро-
ны и создают электронный сеточный ток. При отрицательном по-
тенциале на сетке из плазмы к ней движутся ионы, вследствие чего
в ее цепи возникает ионный сеточный ток. Для ограничения этих то-
ков в цепь сетки включают резистор Rc, сопротивление которого
(примерно 1—100 кОм) определяется допустимым сеточным током.

Пусковая характеристика Пазаж=1ф(17с) отражает связь между
напряжениями на аноде и сетке в момент зажигания тиратрона (см.
рис. 18.7, в). Положение пусковой характеристики зависит от ре-
жима работы тиратрона (температуры, величины 7?с), поэтому на
практике пользуются пусковой областью (рис. 18.11, г). Она огра-

Рис. 18.12. Устрой-
ство газотрона

ничена двумя пусковыми характеристиками, сня-
тыми при различных режимах (Дс и t°). При
большем значении Rc ионный ток предваритель-
ного разряда в цепи сетки создает на нем паде-
ние напряжения, которое снижает результирую-
щее отрицательное напряжение между сеткой и
катодом. Разряд в приборе наступает при мень-
шем Ua, а характеристика смещается влево.

Примером тиратронов с подогревным като-
дом могут служить приборы ТГЗ-0,1/1,3, ТР 1-6/15
(табл. 18.2).

Тиратроны с накаливаемым катодом приме-
няют в управляемых выпрямителях в качестве
электрических вентилей, в системах автоматиче-
ского управления и других устройствах релей-
ного действия.

Газотроны. В этих неуправляемых двух-
электродных ионных приборах с накаливаемым
катодом используется несамостоятельный дуго-
вой разряд в газе или парах ртути.
Электроды газотрона заключены в стеклянный баллон с низким
давлением наполнителя. Анод 1 выполняют плоской или цилиндри-
ческой формы из материалов с большой работой выхода (графит,
никель и др.). Подогревный оксидный катод 2 закрытой (рис. 18.12)
конструкции имеет тепловой экран 3. Экран ослабляет ионную бом-
бардировку катода, уменьшает теплоизлучение и повышает его эко-
номичность, предотвращает нагрев ртути в горловине газотрона
4, чем стабилизирует его тепловой режим работы. В мощных газо-
тронах для увеличения рабочей поверхности катода к его цилинд-
ру приваривают оксидированные никелевые или молибденовые
диски.

Глава 19

ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ ФОТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ

§ 19.1. Фотоэффект и фотоэлектронная эмиссия

Фотоэффект — явление выхода электронов из связей в атомах
вещества под воздействием электромагнитного излучения. Разли-
чают внешний и внутренний фотоэффект. Если электроны под дей-
ствием излучения выходят из вещества во внешнюю среду, фото-
эффект называют внешним. Если же они, освобождаясь от связей
в атомах, не выходят во внешнюю среду, а лишь свободно переме-
щаются внутри вещества, улучшая его проводимость, имеет место
внутренний фотоэффект.

Сам процесс выхода электронов из вещества во внешнюю среду
под действием света составляет фотоэлектронную эмиссию. Деталь-
ное исследование этого явления провел в 1888 г. русский физик
А. Г. Столетов, открывший существование фототока и установив-
ший следующие основные законы фотоэмиссии.

1. Фототок 7$ прямо пропорционален падающему на его поверх-
ность световому потоку /ф=еФ, где е — коэффициент пропорцио-
нальности.

2. Кинетическая энергия (скорость) электрона, вылетевшего с
фотокатода, пропорциональна частоте падающего излучения и не
зависит от его интенсивности. .

Теоретическое обоснование этих законов впоследствии было да-
но на основании квантовой теории света, согласно которой все те-
ла поглощают и излучают световую энергию отдельными порция-
ми— квантами (фотонами). Энергия одного кванта

WKB = hvx. (19.1)

где /г=6,62-10~34 Дж-с— постоянная Планка;

V — частота световых колебаний.

Энергия кванта света, попадая на поверхность металла, погло-
щается электроном. За счет этой энергии электрон с массой тсовер-
шает работу выхода Wo и приобретает кинетическую энергию, со-
ответствующую начальной скорости о0. В соответствии с уравнени-
ем Эйнштейна энергия кванта

1ГКВ = hv = 1Г0 + mv2f2.

Очевидно, кинетическая энергия вылетевшего из металла элект-
рона

mVg/2 = 1ГКВ - Wo = hv — Wo. (19.2)

Из уравнения следует, что электрон после поглощения энергии
одного кванта №КБ может вылететь из металла, если работа выхода
Wo будет меньше кванта, так как лишь при этих условиях началь-
ная скорость v0, а следовательно, и кинетическая энергия электрона

»®q/2 = 1Fkb— 1FO > О или mvy2 = hv— Wo > 0.

При снижении частоты у колебаний светового излучения умень-
шается энергия световых лучей, следовательно, будет уменьшаться
начальная скорость электронов, вылетающих с фотокатода. Для
каждого материала фотокатода, обладающего определенной рабо-
той выхода Wo, существует минимальная (предельная) частота све-
товых колебаний vo, при которых еще возможна фотоэмиссия. В со-
ответствии с выражением (19.1) эта минимальная частота vo—
= W0/h.

При облучении фотокатода колебаниями более низкой частоты
фотоэмиссия невозможна. С увеличением частоты световых коле-
баний (при данной работе выхода №0) возрастает начальная ско-
рость v0, а следовательно, и кинетическая энергия фотоэлектронов
mvo2/2=hy—Wo=h(y—vo), что подтверждают положения второго
закона фотоэмиссии. Очевидно, при большей интенсивности свето-
вого потока большее количество электронов приобретает квант
энергии и сможет выйти из металла, что соответствует положениям
первого закона.

Явление внешнего фотоэффекта используется в электровакуум-
ных фотоэлементах и фотоэлектронных умножителях.

§ 19.2. Электровакуумные фотоэлементы

Электровакуумные фотоэлементы (ФЭ) подразделяют на элект-
ронные высоковакуумные и ионные, наполненные инертным газом
с низким давлением. В электронных ФЭ ток возникает за сйет фо-
тоэлектронной эмиссии из катода под действием светового потока;
в ионных — фототок может быть увеличен за счет возбуждения в
приборе несамостоятельного газового разряда.

Устройство. Электровакуумный ФЭ (рис. 19.1, а) содержит фо-
токатод 1 в виде тонкого металлического слоя, нанесенного на
внутреннюю поверхность баллона, и никелевый анод 2, изготовлен-
ный в виде проволочного кольца или диска. Электроды помещены
в стеклянный баллон 3, в котором создан вакуум, и имеют выводы
к штырькам 4 цоколя.
Ультрасриоле- | Видимые лучи Инфракрасны г

тоВые лучи I -7 23 4 5 6 7 I лучи

Рис. 19.1. Устройство и спектральные характеристики электровакуумного ФЭ

Катоды электровакуумных ФЭ изготовляют преимущественно
из светочувствительных щелочных и щелочноземельных металлов.
Для ультрафиолетовой области спектра используют чисто метал-
лические фотокатоды. Наибольшее применение получили кислород-
но-серебряно-цезиевые и сурьмяно-цезиевые фотокатоды.

Параметры и характеристики фотокатодов. Интегральная чув-
ствительность (мкА/лм) равна отношению фототока в режиме
насыщения к величине падающего светового потока Ф эталонного
источника излучения еп=/ф/Ф. Она характеризует способность ФЭ
реагировать на воздействие светового потока, содержащего свето-
вые колебания различных длин волн (от ультрафиолетовых до ин-
фракрасных).

Спектральная чувствительность (мА/лм) равна отношению фо-
тотока /ф в режиме насыщения к световому потоку Ф2 монохрома-
тического излучения, т. е. потоку определенной длины волны Z:
®х=/ф/Фд..

Помимо рассмотренных, важными параметрами фотокатода яв-
ляются: термостойкость фотокатода, темновой ток, состоящий из
тока термоэмиссии катода и тока утечки между электродами при
отсутствии освещения (Ф = 0); стабильность параметров во вре-
мени.

Выбор ФЭ для работы производят по спектральной характерис-
тике фотокатода, она выражает зависимость спектральной чувстви-
тельности щ от 'л— длины волны монохроматического излучения
(рис. 19.1, б).

На рис. 19.1, б приведены сравнительные спектральные харак-
теристики фотокатодов и глаза человека. Уменьшение чувстви-
Рис. 19.2. Вольт-амперные и световые характеристики ФЭ
тельности в области 0,3 мкм объясняется поглощением ультрафио-
летовых лучей стеклом колбы большинства ФЭ. Чувствительность
в сторону более коротких волн можно расширить применением колб
из кварца. В области длинных волн чувствительность спадает на
пороговой частоте. В области видимых световых лучей более высо-
кую отдачу имеют сурьмяно-цезиевые ФЭ с порогом чувствитель-
ности около 0,65 мкм. Чувствительность электровакуумных кисло-
родно-цезиевых ФЭ составляет 30—40 мкА/лм, а сурьмяно-цезие-
вых — 80—100 мкА/мл. В газонаполненных ФЭ в результате иони-
зации газа чувствительность достигает 150—200 мкА/лм.

Характеристики фотоэлементов. Вольт-амперные характеристи-
ки высоковакуумных ФЭ выражают зависимость /$=<p(t/a) при
O=const (рис. 19.2, а). Начальный восходящий участок характе-
ристик соответствует работе ФЭ в режиме пространственного за-
ряда. По мере увеличения анодного напряжения пространственный
заряд рассасывается, фототок достигает насыщения, при котором
характеристики идут полого. С увеличением светового потока Фз>
>Ф2>Ф1 увеличиваются фототок и плотность объемного заряда,
поэтому насыщение наступает при большем С7а. Рабочий режим
ФЭ обычно выбирают в области насыщения, где стабилен фототок
при отклонениях питающего напряжения С7а.

Световая характеристика /ф='<р(Ф) при t7a=const высокова-
куумных ФЭ линейна при небольшой освещенности (рис. 19.2, б,
прямая 1). При высокой освещенности наблюдается утомление фо-
токатода и, как следствие, уменьшение крутизны характеристики.
Линейность световой характеристики важна в телевидении для не-
искаженного преобразования изменений светового потока в соответ-
ствующие изменения электрического тока.

Примером высоковакуумных ФЭ могут служить приборы Ф-8,
СЦВ-51 с сурьмяно-цезиевым катодом с е=80 мкА/лм и темновым
током 7т=0,1 мкА с областью спектральной чувствительности
0,4-4-0,7 мкм.

ФЭ предназначены для работы в аппаратуре фототелеграфной
связи, звуковоспроизводящей аппаратуре кинематографии, конт-
рольных и измерительных устройствах.

В ФЭ с полупроводниковыми фотокатодами характеристика ли-
нейна лишь в области малых значений Ф (кривая 2).
§ 19.3. Фотоэлектронные умножители

Фотоэлектронные умножители ФЭУ — электровакуумные при-
боры, преобразующие световое или монохроматическое излучение
в электрический сигнал. В зависимости от назначения и предъявля-
емых требований ФЭУ выполняют одно- и многокаскадными.

Однокаскадные ФЭУ имеют однократное усиление и 'служат для
сравнительно небольшого усиления фототока. По конструкции они
аналогичны вакуумным ФЭ и имеют анод, фотокатод и дополни-
тельный электрод-эмиттер (илй динод), создающий усиленный вто-
ричный ток.

Многокаскадные ФЭУ (рис. 19.3, а) имеют фотокатод К1, фоку-
сирующую ФС и умножительную Д\-Дп системы и коллектор —
анод А. Световой сигнал Ф, попадая на полупрозрачный фотокатод
Д1, вызывает первичный ток эмиссии Ц, пропорциональный интен-
сивности падающего света. Поток первичных электронов, сфокуси-
рованный электронно-оптической системой, под действием прило-
женного с делителя Д\-Дп напряжения попадает на динод Д1 и
выбивает с него вторичный поток электронов 12. На каждый после-
дующий динод с делителя напряжения iRi-Rn подается большее
положительное напряжение, чем на предыдущий, за счет чего соз-
дается ускоряющая разность потенциалов между электродами. Вто-
ричные электроны, выбитые из последнего динода, попадают на
анод А и создают ток во внешней цепи, который по величине зна-
чительно превышает первичный фототок, возникающий с фотокато-
да. Если коэффициент вторичной эмиссии каждой ступени равен о,
т. е. I2IIi=I2II2=...=InlIn-\, то при п ступенях умножения общий
ток ФЭУ составит 1п—11Сп. При чувствительности первого фотока-
тода е ток /1 = еФ, тогда выходной ток в нагрузке /п==еФоп. Об-
щий коэффициент усиления фототока в умножителе

/<у = /„//! = еФа”/еФ = а".

Для активированных поверхностей 0^54-10, поэтому при
— 10 можно получить усиление Ку= (54-10)10). Практически К?

.9/7

Рис. 19.3. Схематическое устройство ФЭУ
меньше из-за затруднений фокусировки и наличия рассеяния элект-
ронного потока.

ФЭУ различных типов отличаются: рабочей площадью фотока-
тода; габаритами; конструкцией диодных систем (жалюзийной, ко-
робчатой, тороидальной, корытообразной и т. д.), от которой в зна-
чительной степени зависят параметры умножителей; спектральны-
ми характеристиками, определяющими спектральный диапазон ре-
гистрируемых излучений.

Примерами промышленных образцов ФЭУ служат приборы ти-
пов ФЭУ-101, ФЭУ-126 (рис. 19.3, б) со следующими параметрами:
чувствительность фотокатода 90 мкА/лм, диапазон длины волны
300—600 нм, спектральная чувствительность фотокатода 6,5 X
Х10-2 A/Вт (при длине волны 500 нм), анодная чувствительность
100 и 300 А/лм, Еа= 1100 В.

Высокая эффективность и надежность ФЭУ позволяют исполь-
зовать их в различных областях науки и техники. Промышленно-
стью выпускаются фото- и спектрометрические ФЭУ. Спектрометри-
ческие используются в ядерной физике для измерения радиоактив-
ного излучения. Фотометрические служат для измерения слабых све-
товых потоков спектрального анализа, фототелеграфии, телевиде-
ния.

Глава 20

ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ

§ 20.1. Общие сведения

Электронно-лучевыми называются электровакуумные приборы,
в которых эмиттированный катодом электронный поток формирует-
ся в узкий направленный пучок электронов (электронный луч).
Здесь рассматриваются электронно-лучевые приборы, преобразую-
щие электрические сигналы в визуальное изображение. Сюда отно-
сятся электронно-лучевые трубки (ЭЛТ), применяемые в осцилло-
графии, телевизионных приемниках, индикаторах радиолокацион-
ных станций.

Основными элементами ЭЛТ, преобразующими электрические
сигналы в визуальное изображение, являются: электронный прожек-
тор ЭП, фокусирующая ФС и отклоняющая ОС системы, люминес-
цирующий экран Э (рис. 20.1).

Электронный прожектор и фокусирующая система формируют
электронный луч в трубке. Отклоняющая система создает в ЭЛТ
электростатическое или магнитное поле или их сочетание, посред-
ством которых осуществляется отклонение луча (управление им).
Экран в трубке служит приемником сфокусированного электронно-
го потока луча. Он обоазован слоем люминофора, нанесенного на
торцовую часть внутренней поверхности колбы, и способен светить-
ся под действием падающих электронов.

По способам фокусировки и управления электронным лучом
различают ЭЛТ с электростатическим, магнитным и комбинирован-
ным (электромагнитным) управлением.

§ 20.2. ЭЛТ с электростатическим управлением

При электростатическом управлении фокусировка и отклонение
луча осуществляются электрическим полем. В этих трубках все
электроды заключены внутри колбы и выполнены из диамагнит-
ного материала, чтобы исключить их намагничивание, которое вы-
зывает искажение наблюдаемых на экране процессов.

Электронный прожектор. В трубках с электростатическим
управлением электронный прожектор может иметь триодную или
тетроидную конструкцию. Триодный прожектор (рис. 20.2) содер-
жит катод К с подогревателем, управляющий электрод УЭ (моду-
лятор), первый At и второй Д2 аноды, эти электроды выполняют
функции, аналогичные соответственно катоду, сетке и аноду усили-
тельных ламп. Конструктивно К, УЭ, At и А2 выполнены в виде ци-
линдров с различным числом диафрагм с отверстиями.

На УЭ с небольшим (около 1 мм) отверстием в дне цилиндра
подается небольшой (десятки вольт) отрицательный потенциал от-
носительно К, изменением значения которого можно управлять ин-
тенсивностью луча, а следовательно, и яркостью пятна на экране.

На Ai подается положительное напряжение Uai = 300—1000 В,
а на Л2 — более высокое (Uaz=
= 1000-4-5000 В), чем обеспечи-
вается ускоряющее поле в
трубке.

Фокусирующая система. Элек-
троны, эмиттированные катодом,
ускоряются электрическим полем
первого Ai и второго А2 анодов и
движутся к экрану трубки. Фо-
кусировка электронов в остро-
направленный луч обеспечивает-

ся электрическим полем. жектор

К УЭ(м) Дг

Рис. 20.2. Триодный электронный про-

-2КВ
о---

Яркость Фокусировка
Рис. 20.3. Электронно-оптические линзы

Ui UfU, uz

Электростатическая фокусировка осуществляется неоднородным
электрическим полем. Оно возникает в трубке за счет различной
конфигурации поверхности электродов. Неоднородные поля в ЭЛТ
выполняют функции электронных линз.

Электронно-оптические линзы создаются полями, действующи-
ми между цилиндрическими электродами с диафрагмами. Диаф-
рагма с отверстием делит пространство в приборе на две области
с различными потенциалами поля. Около самой диафрагмы про-
исходит деформация поля, которая вызывает изменение траекто-
рии электронов. Поле диафрагмы может выполнять функции как со-
бирательной (рис. 20.3, а), так и рассеивающей линзы.

Простейшая одиночная линза создается полем между двумя ци-
линдрами и диафрагмой (рис. 20.3, б). Крайние цилиндры линзы
имеют одинаковые потенциалы (унипотенциальная линза). Диаф-
рагма может соединяться с катодом и иметь равный с ним потен-
циал (однопотенциальная линза). В этом случае фокусировка луча
не зависит от потенциала внешних электродов, поэтому нестабиль-
ность напряжений на них не нарушает фокусировку луча. На рис.
20.3, б эквипотенциальные области в линзе условно изображены
штриховыми, а возможные траектории электронов — сплошными
линиями.

Иммерсионная линза создается полем между двумя цилиндрами
(рис. 20.3, в), к которым приложены неравные потенциалы (CZ2>
>£Л). Из распределения эквипотенциальных линий и траекторий
электронов следует, что левая часть линзы обладает собирательны-
ми, а правая — рассеивающими свойствами. Причем эти свойства
линзы проявляются с разной интенсивностью, потому что в левой
части линзы с более низким потенциалом скорость электронов мень-
ше, а время действия поля на электрон больше, чем в правой части,
где потенциал и скорость электронов больше. В результате сильное
собирательное свойство в левой части линзы преобладает над ее
слабым рассеивающим свойством в правой части, что обеспечива-
ет формирование электронного потока в узкий сходящийся луч.

Электростатическая фокусировка в ЭЛТ осуществляется двумя
электронно-оптическими системами, действующими одна между УЭ
и Aj (рис. 20.4, а), а вторая — между А иЛг. Действие этих линз
аналогично сказанному выше. Поэтому траектории электронов на
выходе каждой из них образуют сходящийся пучок, но с разным
фокусным расстоянием. Фокусное расстояние в линзе определяется
Рис. 20.4. Схема электронно-оптической системы ЭЛТ с двух- и трехлинзовым
прожекторами

соотношением напряжений на электродах, образующих линзу.
Электронно-оптическая система между Л] и Л2 имеет большее фо-
кусное расстояние. При оптимальной фокусировке пересечение тра-
екторий электронов будет совмещено с экраном Э (см. рис. 20.2).

Траектории центральных электронов пучка испытывают мень-
шее преломление, чем поверхностные, поэтому на' экране образует-
ся размытое пятно (сферическая оберрация). Чтобы уменьшить
размер пятна, краевые электроны пучка срезают с помощью диа-
фрагм, введенных в А} и А2. Фокусировку регулируют изменением
значения напряжения на При хорошей фокусировке диаметр
пятна можно довести до 0,2 мм. С увеличением Ua2 на Л2 рассеяние
пучка уменьшается, а фокусировка улучшается.

При регулировке яркости (изменением потенциала на УЭ) из-
меняется конфигурация поля первой линзы. Это вызывает нару-
шение фокусировки и необходимость ее повторения путем измене-
ния потенциала на Ль Зависимость между регулировкой яркости
и фокусировкой устраняется введением в электронный прожектор
(между УЭ и Л1) дополнительного ускоряющего анода Ло с отно-
сительно высоким потенциалом (рис. 20.4, б). В таком прожекторе
электроны не попадают на Ль его ток равен нулю, поэтому при
регулировке яркости (изменении тока луча) ток At и напряжение
на нем меняться не будут.

Электроны луча, попадая на экран, выбивают из него вторичные
электроны. В установившемся режиме потенциал Л2 примерно на
100 В выше потенциала экрана, поэтому вторичные электроны от-
водятся к аноду Л2, чем снижается значение отрицательного заря-
да на экране. Некоторая часть вторичных электронов рассеивает-
ся и попадает на внутреннюю поверхность трубки, покрытую графи-
товым слоем (аквадагом) (см. рис. 20.2), соединенным с Л2, и от-
водится на землю (Д2 обычно заземлен).

' Достоинством электростатической фокусировки являются ма-
лые габаритные размеры и масса-фокусирующей системы, малое
потребление энергии, возможность фокусировки как электронов,
так и отрицательных ионов, источником которых служит оксидный
катод.

Отклоняющая система. Электростатическое отклонение луча в
трубках осуществляется ортогональными электрическими полями,
их создают между двумя парами отклоняющих пластин, образую-
щих отклоняющую систему (рис. 20.5, а).
Рис. 20.5. Отклоняющая система

При подаче постоянной разности потенциалов Uc на вертикаль-
но отклоняющие пластины У (рис. 20.5, б) между ними возникает
однородное электрическое поле с напряженностью Ey=Uc!b. В по-
ле пластин на электрон, движущийся вдоль оси трубки под дейст-
вием продольного ускоряющего напряжения Па2, будет действовать
постоянная поперечная сила £=—е£у. Она вызовет равноускорен-
ное перемещение электрона к положительно заряженной пластине.
При одновременном действии сил продольного и поперечного элект-
рических полей электрон будет перемещаться по параболической
траектории. Пройдя поле пластин, электрон движется прямолиней-
но и на расстоянии А от оси трубки попадает на экран.

Аналогично можно осуществить горизонтальное перемещение
луча, подавая напряжение на вторую пару пластин (на пластины
X). Отклонение луча на экране

. VA (lt . ,\ kiuc

~— I -Л- /о I ** • ,

4bUs2 \2 ) 2Ы7а2

где /] и /2 — соответственно длина пластин и их расстояние от экрана;

I — расстояние от середины пластин до экрана;

Ь — расстояние между пластинами;

Uс, Ua.2 — напряжение на пластинах и на втором аноде.

Отношение отклонения электронного луча на экране А к значе-
нию отклоняющего напряжения Uc называется чувствительностью
трубки к отклонению (мм/В): ,

63 = Д/£с = (20.1)

Чувствительность показывает смещение пятна на экране (в мил-
лиметрах) на 1 В поданного на отклоняющие пластины напряже-
ния. Чувствительность электростатических отклоняющих систем со-
временных трубок составляет 0,2—0,6 мм/В. Она увеличивается в
1,7—2 раза при замене плоскопараллельных пластин изогнутыми
(рис. 20.5, в), в которых параллельную часть пластин // сближа-
ют, а общую длину пластин Zi увеличивают без опасности среза
луча при большом угле отклонения а. Увеличивать бэ путем сни-
жения Ua2 нежелательно, так как при этом ухудшается фокусиров-
ка и затрудняется получение требуемой яркости свечения экрана.

Достоинствами системы электростатического отклонения явля-
ются малое потребление энергии от источника сигнала, малые га-
баритные размеры и масса, безынерционность, высокая (до 150 МГц
и более) предельная частота отклоняющего напряжения. К недо-
статкам системы относят возможность получить малый предельный
угол отклонения луча и сильную зависимость чувствительности от
ускоряющего напряжения.

Люминесцирующий экран. В ЭЛТ экран является приемником-
электронов. Экран выполняют из люминофоров, содержащих сили-
каты ZnSiC>4 (виллемит), сульфаты ZnSO4 цинка или кадмия, и
других соединений с небольшим (до 0,1%) добавлением активато-
ров (Си, Ag, Мп), эффективно преобразующих энергию электронов
в световое излучение. Свойства экранов оценивают по следующим
параметрам.

Яркость свечения определяется силой света (в канделах), излу-
чаемой с 1 м2 поверхности экрана,

В = /С7"й0, (20.2)

где / — плотность тока луча, А/см2;

Ua — потенциал экрана, близкий к I7as;

kQ =0,24-0,7 кд/Вт—-световая отдача, определяемая как отношение силы
света, получаемой от люминофора, к мощности луча;

п= 14-3 — показатель люминофора.

Сила света, излучаемая экраном,

I = SnB = SuJU"k0 = /дС«2/г0,

где Sn — площадь светящегося пятна;

/л=5п/ — ток луча;

Время послесвечения — время, в течение которого яркость све-
чения (после прекращения возбуждения) уменьшается до 0,1 пер-
воначального значения и составляет в ОЭЛТ от 0,0001 до 5 с. Для
увеличения длительности послесвечения применяют многослойные
экраны, имеющие различное свечение слоев (например, желтое для
осциллографии и синее или голубое для фотографирования).

Разрешающая способность экрана определяется качеством фо-
кусировки и минимально возможным диаметром пятна. Она оцени-
вается числом строк, которые размещаются без перекрытия на ра-
бочем участке экрана. Контрастность изображения на экране оце-
нивается отношением максимальной яркости свечения экрана к яр-
кости участков, не подвергнутых действию луча.

Для увеличения срока службы трубки целесообразно работать
при меньших плотности луча и яркости пятна и.большем ускоряю-
щем напряжении, при котором увеличивается глубина проникнове-
ния электронов в люминофор и снижается удельная тепловая на-
грузка. Если луч длительное время попадает в одну точку экра-
на, то возрастает удельная тепловая нагрузка, что может вызвать
выгорание люминофора.

Применение. ЭЛТ с электростатическим управлением широко
применяются в осциллографии. Примерами ОЭЛТ являются прибо-
ры типов 11ЛО2И (рис. 20.6, а и б), 13ЛО37И, 16ЛО4В. ОЭЛТ низ-
5

Рис. 20.6. Осциллографическая ЭЛТ:

J, 14 — подогреватель; 2 — катод; 3 — модулятор; 4 — 1-й анод; 5~3-й анод; 6, 11, 12, 13 —
свободные выводы (6-, 11- и 13-й под напряжением модулятора); 7— 2-Й анод; 9— пласти-
на; 10— сетка; А — 4-й анод; Д(, Д2 — временная отклоняющая система; Д3, Дл — сигнальная
отклоняющая система

кочастотного диапазона широко используются в РЭА для различ-
ных областей науки и техники для визуальной и фоторегистрапни
электрических процессов. Малогабаритные ОЭЛТ с плоским прямо-
угольным экраном с высокой чувствительностью и яркостью и хоро-
шим разрешением пригодны для аппаратуры на интегральных эле-
ментах.

Для регистрации быстропротекающих однократных и непрерыв-
но изменяющихся процессов (в ядерной физике, счетно-решающей
технике, технике связи, космических и атмосферных исследованиях)
используются широкополосные ОЭЛТ, рассчитанные на воспроизве-
дение изображений электрических сигналов с шириной спектра до
5 ГГц.

§ 20.3. ЭЛТ с электромагнитным управлением

Устройство. ЭЛТ с электромагнитным управлением конструк-
тивно проще трубок с электростатическим управлением, допускают
большие углы отклонения луча (до 110°), удобнее в эксплуатации,
поэтому получили широкое применение в телевидении. В ЭЛТ с
электромагнитным управлением, используемым в телевизионных
приемниках (с черно-белым изображением), применяется электро-
статическая фокусировка и магнитное отклонение луча. В этих
трубках, называемых кинескопами, катод К. (рис. 20.7), управляю-
щий электрод УЭ (модулятор), вспомогательный Ао, первый At и
второй Д2 аноды и экран Э выполняют те же функции, что и в труб-
ках с электростатическим управлением.

Электростатическая фокусировка луча осуществляется измене-
нием потенциала на первом аноде At тетродного прожектора. При
ней достигается лучшая четкость изображения, упрощается на-
стройка. На ускоряющий вспомогательный анод Ао подается напря-
жение 250—-600 В, на Ai — 100—425 В, на А2— 12—16 кВ. Ускоря-
ющий электрод Ао, потенциал которого выше потенциала А1г поме-
щен между УЭ и Ai. В таком тетродном прожекторе изменения мо-
Рис. 20.7. Электронный прожектор с ионной ловушкой

дулирующего напряжения на УЭ не нарушают фокусировку луча,
а изменение напряжения на At не изменяет ток луча, т. е. яркость,
так как At тока не потребляет.

Отклоняющая система. ОС состоит из двух пар ортогонально
расположенных на горловине трубки катушек (рис. 20.8, а). Вер-
тикально расположенные катушки (рис. 20.8, б) создают магнитное
поле Ну, перемещающее луч в горизонтальной плоскости, и на-
зываются строчными. Аналогично этому магнитное поле Нх гори-
зонтально расположенных катушек, называемых кадровыми, вызы-
вает перемещение луча по вертикали.

Отклоняющие катушки имеют многовитковые обмотки с внут-
ренним (рис. 20.9, а) или внешним (рис. 20.9, б) магнитопроводом.
В катушках с внутренним магнитопроводом уменьшаются средняя
длина витка и омические потери, но велика интенсивность поля
рассеяния вне горловины трубки.

Для увеличения эффективности ОС желательно уменьшить диа-
метр горловины трубки и расстояние между катушками. При этом
возрастет напряженность магнитного поля и угол отклонения а
(рис. 20.9, в). Угол а возрастает также при использовании кониче-
ской ОС, надвигаемой на колбу трубки.

Чувствительность трубки (мм/А-виток) с магнитным отклонени-
ем определяется как отношение отклонения А луча по экрану к
м. д. с. отклоняющей системы WI0:

8М = Д/1Г70 = [(0,373^)7(6 /Са2)1 (0.57! + I),

(20.3)

где /[ — ширина полюсов отклоняющей катушки (рис. 20.8, в);

I — расстояние от полюсов до экрана;

b — расстояние между полюсами;

Uаг — напряжение на втором аиоде.

Ионные ловушки. При магнитном отклонении чувствительность
зависит от массы отклоняемых частиц. В потоке отрицательно за-
ряженных частиц, помимо электронов, имеются отрицательно заря-
женные ионы. Ионы (как более тяжелые частицы) слабо отклони-
Рис. 20.8. Электромагнитное отклонение луча

Рис. 20.9. Отклоняющие магнитные системы

Рис. 20.10. Кинескоп черно-белого изображения:

I — подогреватель; 2 — катод; 3 — модулятор; 4 — ускоряющий электрод; 5 — маг-
нит центровки луча; 6 — отклоняющая система; 7 и 13 — стеклянная колба; 8 —•
аквадаг; 9 — кольцо газопоглотителя; 10 — электронный луч; 11 — алюминиевое
покрытие; 12 — люминофор; 14 — бандаж; 15 — фокусирующий электрод
ются магнитныклюлем и, попадая на центральную ооласть экрана;
вызывают его выгорание (появление ионного пятна).

В современных трубках (рис. 20.10) применяют алюминирован-
ный со стороны прожектора экран. Металлизация (прозрачная для
подвижных электронов и непроницаемая для ионов) обеспечивает
защиту люминофора экрана от ионной бомбардировки; одновремен-
но улучшается светоотдача и контрастность изображения; вырав-
нивается потенциал поверхности экрана, чем улучшается фокуси-
ровка луча.

В трубках более ранних выпусков, чтобы не возникало ионное
пятно, устроены ионные ловушки. Для этого применены искривлен-
ный прожектор (см. рис. 20.7) или прожектор с косой электростати-
ческой линзой. В месте изгиба или скоса прожектора на горловину
трубки надевают внешний магнит. Он создает в трубке слабое маг-
нитное поле, которое отклоняет электроны, и они (через отверстие
в диафрагме) проходят к экрану, а ионы (с большей массой) за-
держиваются диафрагмой.

Принцип работы. Телевизионный сигнал в кинескопе подается
в отрицательной полярности на модулятор (УЭ) или в положитель-
ной— на катод (см. рис. 20.10). Сигнал изменяет плотность луча,
что вызывает изменение интенсивности (яркости) свечения экрана.

Отклонение луча осуществляется пропусканием через отклоня-
ющие катушки тока пилообразной (или более сложной) формы.
Строчная развертка (по горизонтали) достигается током, изменяю-
щимся с частотой 15 625 Гц, а кадровая (по вертикали) —током с
частотой 50 Гц. При этом на экране трубки образуется растр, состо-
ящий из близкорасположенных горизонтальных строк.

Яркость свечения различных точек растра пропорциональна из-
менению подводимого на модулятор сигнала, что обеспечивает по-
лучение на экране черно-белого изображения. Современные кине-
скопы имеют диагональ экрана до 67 см, отношение его сторон 4 :5
и угол отклонения луча а = 110°.

Примером современной приемной телевизионной трубки служит
кинескоп 61ЛКЗБ со следующими параметрами: С7а2= 18 кВ; Йуэ=
= 400 В; [7а1=—500-+ + I000 В; С7М0Д=—150 В, «=110°.

Система обозначений. Обозначение ЭЛТ состоит (в порядке рас-
положения знаков) из четырех элементов, например, 13ЛО37И,
31ЛМ32В, 61ЛКЗБ. Первый элемент — число, характеризующее ве-
личину диаметра или диагонали экрана в сантиметрах. Второй эле-
мент— буквы: ЛО — осциллографические трубки с электростатиче-
ским, ЛМ — с магнитным управлением; ЛК — кинескопы с электро-
магнитным управлением луча. Третий элемент —число, обозначаю-
щее порядковый номер типа прибора. Четвертый элемент — буква,
обозначающая тип люминофора экрана (А— синий; Б — белый;
В — желто-оранжевый; И — зеленый; М — голубой).
РАЗДЕЛ 3

ПРИМЕНЕНИЕ ЭЛЕКТРОННЫХ
ПРИБОРОВ И ИМС

Глава 21

ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

§ 21.1. Общие сведения об усилителях

Электронные усилители представляют собой радиотехнические
устройства, усиливающие мощность, напряжение или ток электри-
ческого сигнала, подводимого к его входу.

Структурная схема усилителя. Непосредственное усиление сиг-
нала осуществляется усилительным элементом УЭ (рис. 21.1, а)
за счет электроэнергии, потребляемой от источника питания ИИ.
В качестве УЭ в электронных усилителях используются дискретные
транзисторы, ИМС, электронные лампы. Источником сигнала ИС
может служить любой преобразователь какого-либо вида энергии
в электрические колебания (микрофон, звукосниматель, магнитная
головка, радиотехническое устройство, датчик и т. д.).

Для связи УЭ с нагрузкой И и источником сигнала ИС в уси-
лителе предусматриваются цепи связи ЦС. ЦС с источником сигна-
ла ИС (входное устройство) служит для передачи сигнала от ИС
во входную цепь УЭ, обеспечивая согласование сопротивлений и
уровней сигнала, симметрирование цепей, разделение цепей посто-
янной составляющей ИС и входной цепи УЭ.

Входное устройство в виде симметрирующего трансформатора
(рис. 21.1, б) превращает несимметричную входную цепь усилите-
ля в симметричную, а в виде резистора с разделительным конденса-
тором (рис. 21.1, в) обеспечивает разделение постоянной составля-
ющей тока или напряжения в выходной цепи ИС и во входной це-
пи УЭ. Резисторы с регулируемым сопротивлением осуществляют
регулирование уровня подводимого сигнала.

Рис. 21.1. Структурная схема и элементы цепей связи усилителя
Цепь связи УЭ с нагрузкой Н (выходное устройство) служит
для передачи усиленного сигнала из выходной цепи УЭ в нагруз-
ку (см. рис. 21.1, а). Выходное устройство в виде выходного транс-
форматора обеспечивает оптимальную нагрузку УЭ или согласова-
ние выходного сопротивления усилителя с сопротивлением нагрузки
или симметрирование выхода. Усилительный элемент вместе с дру-
гими элементами, обеспечивающими режим его работы и связь с
источником сигнала и нагрузкой, образуют усилительный каскад.

Практически реальные усилители состоят из нескольких после-
довательно включенных усилительных каскадов (рис. 21.2) Сла-
бый входной сигнал сначала усиливается с помощью каскадов пред-
варительного усиления (КПУ). Число КПУ зависит от уровня вход-
ного сигнала и уровня сигнала, необходимого для подачи на вход
предоконечного каскада усиления (ПОКУ). Последующий оконеч-
ный каскад усиления ОКУ работает в усилителе при наиболее вы-
соком уровне сигнала. Этот высокий уровень сигнала обеспечива-
ет ПОКУ.

Если на активной нагрузке должен быть получен требуемый
уровень выходной мощности, то ОКУ является усилителем мощно-
сти. Если ОКУ требует высокий уровень мощности на входе, то и
ПОКУ является усилителем мощности. При работе на реактивную
нагрузку (например, емкость) ОКУ должен обеспечить высокий
уровень выходного напряжения.

От одного каскада усиления к другому сигнал в многокаскадном
усилителе передается с помощью цепей межкаскадной связи. Их
выполняют на пассивных элементах. Усилители снабжают устрой-
ствами регулировки, с помощью которых вручную или автоматиче-
ски изменяются его показатели.

Реальные усилители часто содержат не все элементы, показан-
ные на структурной схеме (см. рис. 21.2). Особенно это имеет мес-
то в усилителях, выполненных по интегральной технологии на од-
ной или нескольких микросхемах.

Классификация усилителей. Усилители широко используются в
устройствах электросвязи, автоматики и телемеханики, счетно-ре-
шающих и других устройствах В зависимости от выполняемых за-
дач усилители подразделяют по виду усиливаемых сигналов, ши-
рине полосы и значению усиливаемых частот, типу усилительных
элементов, назначению, конструктивно-технологическому выполне-
нию и т. д.

По виду усиливаемых электрических сигналов различают усили-
тели гармонических сигналов и усилители импульсных сигналов.

Рис. 21.2. Структурная схема многокаскадного усилителя
Усилители гармонических сигналов предназначены для усиления
непрерывных во времени периодических сигналов, которые можно
представить суммой гармонических колебаний. Число таких гармо-
нических составляющих конечно (сигнал имеет дискретный
спектр). При непериодическом изменении сигнала его спектр сплош-
ной.

В процессе усиления периодических сигналов важно сохранить
их частотный спектр и амплитудные соотношения всех гармониче-
ских составляющих. К этой группе усилителей относят микрофон-
ные, телефонные, радиовещательные, некоторые виды телеметриче-
ских, а также аппаратуры записи и воспроизведения звука и др.

Усилители импульсных сигналов предназначены для усиления
сигналов с быстро меняющимся уровнем. Свойства усилителей
определяются переходным процессом в них. К импульсным (диск-
ретным) сигналам относят телеграфные, телевизионные, радиолока-
ционные и т. д.

По ширине полосы и абсолютным значениям усиливаемых час-
тот различают усилители постоянного и переменного тока. Усили-
тели постоянного тока усиливают как переменную, так и постоян-
ную составляющие сигнала. Усилители переменного тока усилива-
ют только переменную составляющую сигнала. В зависимости от
абсолютных значений нижней /нч и верхней /вЧ частот сигнала они
делятся на следующие группы:

усилители звуковых частот (УЗЧ), пропускающие полосу час-
тот от 20—200 Гц до 10—20 кГц. Для получения хорошего звуча-
ния достаточно передавать более узкую (от 50 до 10 000 Гц) полосу
частот, в пределах которой можно осуществить малоискаженную пе-
редачу полезного сигнала. УЗЧ широко используются для усиления
звуковых колебаний в радиоприемниках, радиопередатчиках, ра-
диовещании, магнитофонах, проигрывателях и т. д.;

усилители высокой частоты (УВЧ), предназначенные для уси-
ления сигналов на частотах выше диапазона звуковых частот; яв-
ляются избирательными (полосовыми) усилителями, усиливающи-
ми сигналы в узкой полосе частот. УВЧ применяются в высокочас-
тотных трактах радиоприемников и передатчиков;

усилители видеочастот; используются для усиления сигналов с
полосой частот от 50 Гц до 6 МГц в устройствах импульсной связи,
телевидения и радиолокации. Усилители с /вч 100 кГц относят к
широкополосным.

По типу усилительного элемента различают транзисторные, лам-
повые, параметрические, квантовые усилители. Усилители на тран-
зисторах безынерционны, долговечны, устойчивы к вибрации, тряс-
ке, экономичны. Недостатком этих усилителей является разброс па-
раметров однотипных транзисторов, их большая температурная за-
висимость, относительно высокий уровень собственных шумов. Уси-
лители на электронных лампах практически нечувствительны к тем-
пературным и климатическим (давление, влажность) изменениям,
имеют низкий уровень собственных шумов, однако электронные
лампы имеют ограниченный срок служоы и менее экономичны по
потреблению электроэнергии.

По назначению усилители подразделяются на трансляционные,
микрофонные, телевизионные, измерительные, линейные, дифферен-
циальные и т. д.

По конструктивному выполнению различают усилители, выпол-
ненные с помощью дискретной технологии (способом навесного или
печатного монтажа), и усилители, выполненные на основе интег-
ральной микросхемотехники.

Возможны и другие классификационные признаки, например, по
электрическому параметру усиливаемого сигнала (усилители на-
пряжения, тока или мощности), по числу усилительных каскадов
(одно- и многокаскадные) и т. д.

§ 21.2. Основные показатели усилителей

Электронные усилители должны удовлетворять определенным
техническим требованиям. Свойства усилителей характеризуют
эксплуатационными и качественными показателями. К эксплуата-
ционным показателям относят коэффициент усиления, входную и
выходную мощности, чувствительность, к. п. д. Качественными по-
казателями работы усилителя являются диапазон усиливаемых
частот, вносимые усилителем искажения, уровень помех и т. д.

Входные и выходные показатели. Входная мощность на средних
частотах, на которых входное сопротивление становится чисто ак-
тивным, при воздействии синусоидального сигнала

В вх = о ,5t7вхт^вхт = Ввх1вх = £/вх//?Вх = 1вхВвх, (21.1)

где б’вх m и /Вх ™ — амплитуды напряжения и тока на входе усилителя.

Выходная мощность, отдаваемая усилителем в нагрузку при
синусоидальном воздействующем сигнале при допустимых искаже-
ниях сигнала,

б’вых = 0,5(7выхт^выхи = (7вых/вых — /вых^н ~ ббвых/^?н- (21-2)

. Величину Рвых, развиваемую усилителем на заданном сопро-
тивлении нагрузки при допустимых нелинейных искажениях сигна-
ла, называют номинальной. Величины (7вых и /вых, соответствую-
щие номинальной выходной мощности, называют также номиналь-
ными. Выходная мощность зависит от напряжения на его входе. Но-
минальное входное напряжение, при котором усилитель звуковой
частоты отдает в нагрузку заданную выходную мощность, называ-
ют чувствительностью усилителя.

Коэффициент усиления. Коэффициент усиления по напряжению,
току или мощности показывает, во сколько раз установившееся на-
пряжение (ток или мощность) на выходе усилителя больше, чем
на входе, и определяется как отношение напряжения (тока или
мощности) на выходе усилителя к его одноименному значению на
входе:

U^^yJU^x, Kt = 7ВЫХ/7ВХ; Ам = ^вых/^вх- (21.3)

В технике связи технические показатели выражают в логариф-
мических единицах — децибелах, что удобно для оценки как очень
малых, так и очень больших величин, изменяющихся в очень боль-
ших (на несколько порядков) пределах:

/Сн (дБ) =-2Э Ig/Сн; (дБ) = 20 Ig K-t; Ам (дБ) = Ю Ig А„. (21.4)

Коэффициенты усиления в относительных числах:

/<н = 1О^Б)/2о. {21 5)

Если усилитель состоит из нескольких последовательно вклю-
ченных каскадов, его общий КУ равен произведению КУ отдель-
ных каскадов

К = КхКгКз-.-Кп- (21.6)

Если КУ каскадов выражены в логарифмических единицах, их
общий КУ равен сумме

К (дБ) = К\ (дБ) + А2 (ДБ) -|-р Кп (дБ), (21.7)

что легко получить, логарифмируя выражение (2L6).

Пример. Трехкаскадный усилитель имеет КУ первого каскада А, = 100, вто-
рого А2=4, третьего Аз = 25. Определить КУ в относительных единицах и деци-
белах.

К = К1К2К3 = 100-4-25= 10 000;

К (дБ) = 20 Ig Ki + 20 Ig К2 4- 20 Ig Ks = 20 Ig 100 + 20 Ig 4 + 20 Ig 25 = 80 дБ.

Сквозной коэффициент усиления. Этим показателем оценивают
степени использования э. д. с., тока или мощности источника сиг-
нала в усилителях с малым входным сопротивлением, выполнен-
ных обычно на биполярных транзисторах.

Сквозной КУ по напряжению (именуемый иногда КУ по э. д. с.)
определяют как отношение установившегося значения амплитуды
напряжения сигнала на выходе усилителя к амплитуде э. д. с. ис-
точника сигнала

Ан = Свыхт/Екпг = (Анхт/Ёнт) (Аныхт/Авхт) = «Аю (21.8)

где а=С7вхт/Вит— коэффициент передачи входной цепи по напряжению.

Для входной цепи усилителя справедливы следующие соотно-
шения:

АВХ = / вх^В'Х» AiX = + ^бх),

откуда

« —- Авхпг/£и = + ^бх)] (^’вх/Аи)= гвх/(ги + ^вх)’ (21.9)

Очевидно, чем больше гЕХ по отношению к гн, тем ближе а к
единице, а КУ по э. д. с. ближе к КУ по напряжению.
Коэффициенты полезного действия. К. п. д. выходной цепи УЭ
служит для оценки и сравнения экономичности работы различных
видов УЭ при различных способах их включения и различных ре-
жимах работы и определяется как отношение мощности сигнала
Р~, создаваемой в выходной цепи, к мощности, потребляемой вы-
ходной цепью от источника питания ц = Р ~ /Ра.

К. п. д. выходной цепи усилителя учитывает потери мощности
в выходной цепи усилителя и определяется как отношение мощно-
сти сигнала, отдаваемой в нагрузку усилителя Pw к мощности Ро,
потребляемой выходной цепью от источника питания т]вых=/3н/^3о-
Промышленный к. п. д. усилителя оценивает его экономичность
работы и определяется как отношение мощности сигнала РИ, отда-
ваемой в нагрузку к суммарной мощности X/3, потребляемой всеми
цепями усилителя от всех источников питания г\ц=РИ/^Р- Обычно
т)п =5 0,2-4-0,7.

Искажения в усилителях. Под искажениями понимают измене-
ния формы сигнала на выходе усилителя по сравнению с формой
сигнала на его входе. В зависимости от причин, вызывающих из-
менение формы сигнала на выходе усилителя, различают линейные
и нелинейные искажения.

Линейные искажения обусловлены влиянием реактивных эле-
ментов (емкостей, индуктивностей) усилителя, сопротивление ко-
торых зависит от частоты. Форма сигнала на выходе линейного уси-
лителя гармонических сигналов может отличаться от формы сиг-
нала на его входе по двум причинам. Во-первых, гармонические со-
ставляющие входного сигнала усиливаются неодинаково. Коэффи-
циент усиления Кн зависит от частоты. Эти изменения формы вы-
ходного сигнала, обусловленные зависимостью от частоты модуля
комплексного коэффициента усиления, называют амплитудно-час-
тотными искажениями. Во-вторых, усилитель вносит фазовые сдви-
ги, которые зависят от частоты и изменяют взаимный сдвиг во вре-
мени гармонических составляющих выходного сигнала. Эти изме-
нения формы выходного сигнала, обусловленные зависимостью от
частоты лишь аргумента комплексного КУ, называют фазочастот-
ными искажениями.

Амплитудно-частотные искажения оценивают по амплитудно-
частотной характеристике (АЧХ). Она представляет собой зависи-
мость модуля комплексного КУ от частоты (рис. 21.3) при подаче
на вход усилителя неизменного напряжения гармонического сиг-
нала. Из реальной АЧХ усилителя звуковых частот видно, что в об-
ласти нижних (малых) и верхних (больших) частот КУ уменьшает-
ся. Неравномерность АЧХ в диапазоне рабочих частот усилителя
обусловлена амплитудно-частотными искажениями. В области сред-
них частот КУ Кн. ср практически не зависит от частоты. Нижняя
fm и верхняя /вч граничные частоты определяются допустимым
уменьшением КУ Кн относительно его значения на средней частоте
Лн. ср-

Для количественной оценки АЧХ, т. е. частотных искажений,
пользуются коэффициентом частотных искажений. Он равен отно-
Рис. 21.3. Амплитудно-частотная ха-
рактеристика

Рис. 21.4. Фазочастотная характери-
стика

шению КУ на средней частоте (обычно на частоте 1 кГц) к КУ на
рассматриваемой частоте М=Ки_ Ср/Л). Если М=1, амплитудно-
частотные искажения отсутствуют. Если неравномерность частот-
ной характеристики превышает ±25%, т. е. 0,75^7И^1,25, то час-
тотные искажения становятся заметными на слух.

В технике связи принято амплитудно-частотные искажения вы-
ражать в логарифмических единицах

Л4 (дБ) = 20 1g М = 20 Ig (KK.CV/Kf) = 20 1g /Сн.ср - 20 Ig К/ =

= Кк.ср (ДБ) - Kf (дБ).'

Положительная величина М (дБ) соответствует спаду, а отри-
цательная— подъему частотной характеристики. В многокаскадных
усилителях с коэффициентами частотных искажений Л4Ь М2, —, Мп
общий коэффициент Л1=Л11, ЛД, ..., Мп. Если одни каскады имеют
спад, а другие — подъем частотной характеристики, то это приво-
дит к компенсации частотных искажений и исправлению (коррек-
ции) частотной характеристики.

Диапазон рабочих частот (или полоса пропускания А/, см. рис.
2ЕЗ) усилителя ограничивается областью частот от до Дч, в
пределах которой частотные искажения не превышают заданного
значения. При ослаблении верхних частот звук становится глухим,
басящим, а при малом усилении в области низких частот — метал-
лическим, звенящим. Звуковые колебания, слышимые ухом челове-
ка, лежат в пределах 20—20 000 Гц. Допустимое значение коэффи-
циента частотных искажений на краях полосы пропускания зависит
от назначения усилителя. Усилители, используемые в телефонии, где
важна лишь разборчивость речи, а не ее натуральность, выполняют
с относительно узкой полосой 300—3400 Гц при ЛГ^З дБ. Хорошее
качество звучания можно получить при воспроизведении полосы
частот 50—10 000 Гц и удовлетворительное — при полосе 100—
6000 Гц. Усилители, входящие в радиовещательный тракт высшего
класса, должны иметь ЛКД дБ в диапазоне частот 30—15 000 Гц.
Телевизионные усилители имеют рабочий диапазон 50 Гц — 6 МГц.

Фазочастотные искажения оценивают по фазочастотной характе-
ристике (ФЧХ), которая выражает зависимость от частоты фазово-
го сдвига гр выходного напряжения (тока) относительно входного
напряжения (тока) при действии
на входе усилителя синусоидаль-
ного сигнала (рис. 21.4). При
<р>0 выходное напряжение опе-
режает входное. Если 'ф<0, вы-
ходное напряжение отстает от
входного. Если все гармоники
сложного сигнала сдвигаются
усилителем на одинаковое время,
т. е. угол сдвига фаз, вносимый
усилителем, пропорционален ча-
стоте, то форма выходного сиг-
нала повторяет форму входного
без искажений.

ФЧХ, не создающая искаже-
ний формы сигнала, представляет
собой линейную зависимость фа-
зового сдвига от частоты <р(со) =
= —t3a=—t32nf (см. штриховую
прямую на рис. 21.4). Углом на-
клона этой линии определяется
групповое время запаздывания-
13 сигнала на выходе усилителя.
Если прямая пропорциональность
нарушается, т. е. ФЧХ нелиней-
на, то различные спектральные
составляющие входного сигнала
будут запаздывать на различное
время и форма выходного сигна-
ла будет искажаться. Нелиней-
ные искажения формы сигнала
вызываются нелинейностью ха-
рактеристик элементов усилите-
ля. В первую очередь эти иска-
жения обусловлены нелинейно-
стью ВАХ УЭ и диодов особенно

в оконечных каскадах. Сказы-
вается также нелинейность ин--

дуктивностей в катушках с фер-'.У&всдои

ромагнитными сердечниками и
полупроводниковых конденсато-
ров интегральных микросхем. В

меньшей
нейность
-чивания
матор ов

Если

мере сказывается нели-
характеристик намагни-
сердечников трансфор-
и дросселей.

на нелинейную ВАХ УЭ

Рис. 21.5. Вольт-амперная характери-
стика УЭ

Рис. 21.6. Влияние. нелинейности
вольт-амперной характеристики на
форму выходных сигналов

fybix

^вых.мин

UgX.HDM ^вх

^8х.мин

Рис. 21.7. Амплитудная характеристи-
ка усилителя

(рис. 21.5) действует синусои-
дальное напряжение (/Ех с часто-
той f, то форма выходного тока I становится несинусоидальной
(неравны полуволны тока). Выходной ток является периодиче-
ской несинусоидальной функцией времени, поэтому в нем содер-
жатся гармоники основной частоты вида 2f, 3f, 4f,' которых не
было в спектре входного сигнала. В этом отличие нелинейных
искажений от линейных, при которых в выходном сигнале нет
новых составляющих тока.

Чем больше нелинейность характеристик элементов усилителя,
тем больше гармоник и комбинационных частот в его выходном сиг-
нале, влияющих на характер звучания (возникают трески, речь
становится хриплой, снижается разборчивость).

Нелинейность усилителя гармонических сигналов оценивают
коэффициентом гармоник Кт, под которым понимают отношение
усредненной квадратичной суммы высших гармоник к первой гар-
монике, т. е. отношение действующего значения всех высших гар-
моник к действующему значению первой гармоники тока (%)
Кт — (|/^2 + ^3 + • • • + Zn/Zl) 100 = ( j/"^2m + ^Зт + • • • + ЮО,

(21.10)
где 1п — действующие значения гармоник тока;

Unm. — амплитудные значения соответствующих гармоник напряжения.

Влияние гармоник выше третьего порядка на форму выходного
сигнала невелико и их часто не учитывают. Если коэффициент гар-
моник очень мал, его выражают в логарифмических единицах. При
этом вводят понятие затухания нелинейности по соответствующим
гармоникам.

Затухание нелинейности по 2-й и 3-й гармоникам:

дг2 = 20 Ig-у~-= 201g; аг3 = 2Э 1g-^-= 20 1g —— . (21.11)

02 ^12 оз ягз

Допустимая величина kr зависит от назначения усилителя.
В усилителях звуковых частот нелинейные искажения на слух не-
заметны, если &г< 0,24-0,5 %. Для усилителей среднего качества
£г=34-4°/о, а высшего /гг<0,5%. Минимальный kT должен быть в
групповых усилителях многоканальной связи. При большой нели-
нейности искажается информация как в отдельных каналах, так и
из-за наличия высших гармоник; создаются дополнительные помехи
в других каналах.

В таких усилителях затухание нелинейности по 2-й гармонике
достигает 80 дБ (£г2=Л/Л = П2т/П1т~0,0001), а по 3-й — 100 дБ
(&гз~ 0,00001).

Искажения импульсных сигналов. Форма импульсных сигналов
разнообразна. В спектре каждой импульсной последовательности
содержатся высшие гармоники. Содержание гармоник зависит от
формы сигнала. Влияние нелинейности ВАХ УЭ на сигналы раз-
ной формы неодинаково (рис 21.6). Так, пилообразные импульсы
заметно искажаются уже при небольшой нелинейности. Искажение
прямоугольных импульсов несущественно даже-при сильно нелиней-
ных ВАХ.
В этих условиях оценка нелинейности усилителей импульсных
сигналов по kr неэффективна. Поэтому при усилении импульсных
сигналов предпочитают оценивать непосредственно нелинейность
ВАХ УЭ, определяя коэффициент нелинейности

^нел ~ (^макс $мин)/$макс* (21.12)

где S=dildu—крутизна характеристики;

£макс и Smuu — максимальное и минимальное значение крутизны для полного раз-
маха импульсов.

Амплитудная характеристика (АХ) усилителя представляет со-
бой зависимость выходного напряжения сигнала от входного (рис.
21.7) при воздействии на вход усилителя гармонического колеба-
ния постоянной частоты. Штриховой линией изображена идеальная
АХ. Реальная АХ совпадает с идеальной лишь в области средних
значений напряжений (участок АВ). При больших значениях вход-
ного напряжения Пвх> t/BX макс, область за точкой (ВАХ искривля-
ется из-за нелинейности характеристик элементов усилителя. Из-
гиб АХ при малых напряжениях (Пвх< [7ВХ М1Ш, область до точки А)
возможен за счет напряжения собственных помех С7П в выходной
цепи. При отсутствии сигнала помехи маскируют слабый сигнал.
Для нормальной работы усилителя минимальное выходное напря-
жение Йвых мин должно в несколько раз превышать напряжение по-
мех. В диапазоне напряжений С7ВХМИН—ПВХМаКс усилитель линеен.

Динамический диапазон усилителя характеризуется отношением
максимального к минимальному значению входных напряжений

вхмакс/бЛясмин ИЛИ Ду (дБ)-201g (Ввхмакс/6ГВХМнн),

усиливаемых усилителем без чрезмерных помех и искажений. Ми-
нимальное напряжение сигнала на входе усилителя ограничива-
ется его собственными шумами или уровнем помех, а максималь-
ное— искажениями, которые возникают вследствие нелинейности
характеристик элементов усилителя. Если шумы являются основ-
ными помехами в усилителе, то

Ду = 6TBXMaKC/yn6/'j UJ(.BX, (21.13)

где Tn=t7Bx MKit/t/j ш.вх — коэффициент помехозащищенности.

Отношение сигнал/шум определяет предельно достижимый ди-
намический диапазон усилителя. Для лучших усилителей Ду^э>
> 120 дБ.

В рабочем состоянии э.д.с. источника сигнала изменяется от
минимального Димин до максимального Аймаке значения. Отношение
Еимакс/Еимин^Дс или Дс (дБ) =201g Дс называют динамическим
диапазоном сигнала.

Динамический диапазон звучания симфонического оркестра
2^80 дБ, художественного, чтения — 30 дБ. Если Дс>Ду, возника-
ют искажения. Для работы с допустимыми нелинейными искаже-
ниями и помехозащищенностью необходимо, чтобы ДУ^ДС. Уве-
личение Ду достигается путем уменьшения уровня собственных по-
мех, применением УЭ с более линейной характеристикой (обычно
применяют более мощные УЭ). Для уменьшения Дс сжимают диа-
пазон сигнала с помощью ручной или автоматической регулировки
усиления. Передача будет хорошей, если соотношение воспроизвел
димых мощностей составляет 106, что соответствует соотношению
напряжений 103, т. е. /7y=201g 103=60 дБ.

§ 21.3. Обратная связь в усилителях

Общие сведения. Под обратной связью-(ОС) понимают переда-
чу энергии сигнала в направлении, обратном направлению усили-
ваемого сигнала (практически из выходных цепей усилителя во
входные цепи). Такую обратную связь называют внешней. На рис.
21.8 приведена функциональная схема усилителя, с внешней ОС.
Цепь усилителя с коэффициентом усиления К между его входом
(точка Л) и выходом (точка В) охвачена цепью ОС (между точка-
ми В и Л) с коэффициентом передачи по напряжению р.

Цепь ОС совместно с цепью усилителя, которую она охватыва-
ет, образует замкнутый контур (точка А, усилитель, В, цепь ОС, Л),
называемый петлей ОС. Произведение рД называют петлевым уси-
лением и обозначают буквенным символом Т=$К. Обратная связь
может специально вводиться в схему усилителя для изменения его
характеристик или возникнуть самопроизвольно из-за физических
особенностей УЭ. Самопроизвольно возникающую ОС называют
внутренней. Она может возникнуть также из-за непредусмотренных
индуктивных, емкостных или электромагнитных связей между вы-
ходными и входными цепями усилителя и бесконтрольно ухудшить
его технические показатели, вследствие чего является нежелатель-
ной (паразитной) ОС. Практически ОС изменяет технические пока-
затели лишь той части усилителя, которая охватывается петлей ОС.

Виды обратной связи. Вид обратной связи определяется спосо-
бом снятия и введения энергии сигнала, знаком петлевого усиления,
зависимостью коэффициента передачи р от частоты.

По способу снятия энергии сигнала различают ОС по напряже-
нию, току и смешанную (по току и напряжению).

На рис. 21.9 приведена структурная схема усилителя с ОС по
напряжению. На схеме вход цепи ОС подключается параллельно
сопротивлению нагрузки 7?н- Напряжение U'$ на входе цепи ОС мо-
жет быть равно напряжению на выходе уси-
лителя С/вых (см.- рис. 21.9, а) или пропор-
ционально ему (рис. 21.9, б), если снимает-
ся с делителя R1R2. В этом случае выход-
ной ток усилителя /вых отличается оттока
нагрузки 7Н.

’ При ОС по току (рис. 21.10, а)’ вход це-
пи ОС (цепи с р) подключается последова-
тельно с нагрузкой 7?нс помощью резистора

Рис. 21,8. Схема с одно-
петлевой обратной связью
Рис. 21.9. Снятие ОС по напряжению с нагрузки и с делителя

Напряжение на входе цепи ОС = прямо пропорци-

онально току через нагрузку /н (обычно Лых—^н—).

В случае смешанной ОС (рис. 21.10, б) с помощью резистора
создается напряжение С7/ (ОС по напряжению), а с помощью
резистора i/?p — напряжение Uf" (ОС по току). Напряжение на вхо-
де цепи ОС иъ"'=иъ'+и^" пропорционально как выходному напря-
жению С7ВЫХ, так и току 7Н через нагрузку.

По способу введения энергии сигнала различают последователь-
ную, параллельную и комбинированную схемы ОС. При последова-
тельной ОС (рис. 21.11, а) выходная цепь ОС относительно вход-
ной цепи усилителя без ОС включена последовательно с э. д. с. ис-
точника сигнала ЕИ, поэтому напряжение ОС действует последо-
вательно с Ек относительно входных клемм 1-1 усилителя без ОС.
Для осуществления параллельной ОС (рис. 21.11, б), выход цепи

Рис. 21.10. ОС по току и смешанная

ОС (клеммы 3-3) подключен относительно входной цепи усилителя
(клеммы 1-1) параллельно источнику э. д. с. сигнала (клеммы 4-4) у
поэтому иБХ=Uf. В случае комбинированной ОС (рис. 21.11, в) Ее=

+ При этом напряжение Cpi действует относительно
входных зажимов 1-1 последовательно с э. д. с. Еа, а СВ2— парал-
лельно ей. Практически наиболее часто в электронных усилителях
применяется последовательная ОС по напряжению и ОС по току, а
также параллельная ОС по напряжению и ОС по току.

По знаку действительного значения петлевого усиления Т (на-
пример, р/С) различают положительную и отрицательную ОС. При
Рис. 21.11. Схемы последовательной, параллельной и комбинированной ОС

положительной ОС сигнал с выхода на вход усилителя поступает
в фазе с колебаниями входного сигнала, в результате чего возрас-
тает коэффициент усиления усилителя. Этот вид связи использует-
ся главным образом в автогенераторах. При отрицательной обрат-
ной связи (ООС) колебания с выхода на вход усилителя поступа-
ют в противофазе с входным сигналом, вследствие чего его коэф-
фициент усиления уменьшается. Широкое распространение в усили-
телях получила ООС. Она способствует улучшению их качествен-
ных показателей. Если в рабочем диапазоне частот коэффициент
ОС р является функцией частоты, то получаем частотно-зависимую
ОС.

Влияние ОС на основные параметры усилителя. 1. Обратная
связь может влиять на коэффициенты усиления по напряжению Кн,
току Кт и мощности Км [см. (21.3)]. Для оценки влияния ОС
удобнее пользоваться Кн. Определим Кн усилителя с последователь-
ной обратной связью по напряжению (рис. 21.12). Если с выхода
на вход усилителя подается напряжение t/р, то коэффициент пере-
дачи цепи (фактор) ОС по напряжению

₽ = с₽/Двых. I21-14)

При положительной обратной связи р может принимать значе-
ния от 0 до +1, а при отрицательной — от 0 до —1. Обычно в схе-
мах усилителей р=0,05ч-0,2. Напряжение ОС ± рбЛЕых, как
следует из (21.14), пропорционально выходному напряжению.

Результирующее напряжение

Рис. 21.12. Последовательная ОС по
напряжению

на входе усилителя

С — бгнх Z7p = Z7BX 4- ( £ P6^RHX) или

t7BX = и - (± ₽ДВЫХ) = и - (± Д₽).

(21.15)

Коэффициент усиления по на-
пряжению с ОС [согласно (21.3),
(21.8) и (21.14)] определится от-
ношением выходного напряжения
усилителя к входному напряже-
нию внешнего источника.
—б^вых/^вх —^вых/[^—(i ?17вых)]. (21.16)

Разделив числитель и знаменатель на U, получим

1-(±^ВЫх/£/) ’ 1-(±?Ю ' 1 '

При положительной ОС выходное напряжение усилителя дейст-
вует в фазе с входным (фактор ОС р положителен). Кр=К/[1—
— ( + рК)]=Л7(1—возрастает в (1—рК) раз. Если рЛ = 1, то
Кр=сю. Такой режим соответствует самовозбуждению усилителя.
Он работает, как автогенератор, и усиления сигнала обеспечить не
может. Если ОС положительная и рК< 1, усилитель будет работать
неустойчиво.

При отрицательной ОС выходное напряжение действует в про-
тивофазе с входным (фактор ОС р отрицателен); Нц=К/[1—
— (—рК)]=KI(1 +р/() уменьшается в (l-j-p/С) раз. При глубокой
ООС легко получить рК^§> 1. В многокаскадных усилителях с боль-
шим значением Д’ получить РД^>1 можно даже при малом значении
Р, поэтому (пренебрегая в выражении (21.17) единицей) получим
Кр~1/р. Это значит, что усиление усилителя с ООС определяется
лишь коэффициентом передачи р и не зависит от числа каскадов и
их параметров. Можно показать, что введение в усилитель парал-
лельной ООС по напряжению, а также введение последовательной и
параллельной ООС по току сопровождается уменьшением Кц.

2. Нестабильность коэффициента усиления при наличии ООС,
оцениваемая относительным изменением коэффициента усиления,

е—ДАГр/АГр = ДК/К(1 4-₽/<), (21.18)

уменьшается в (1+рД) раз. Введением ООС достигается стабили-
зация усиления независимо от причин, вызвавших эти изменения.

3. Введение в усилитель любого вида ООС снижает в (1 + рД)
раз сигнал гармоник, возникающих из-за нелинейных искажений.
Аналогичное влияние ООС оказывает на напряжение помех (фона,
наводок, шумов). При относительно небольших нелинейных иска-
жениях (у^ 10-ь15%) и отсутствии фазовых искажений коэффи-
циент нелинейных искажений (К.НИ) усилителя с ООС уменьша-
ется в (1+рД) раз. Однако при высоком у за счет дополнительных
фазовых сдвигов высших гармоник ООС может перейти в положи-
тельную и вызвать рост нелинейных искажений. С целью снижения
нелинейных искажений обычно ООС вводят в выходных каскадах,
имеющих наибольший диапазон выходных напряжений.

4. Входное сопротивление усилителя с ОС зависит от способа
подачи напряжения ОС, ее вида и глубины и не зависит от способа
ее снятия. Исследования показывают, что последовательная ООС
по напряжению и току- увеличивает входное сопротивление усили-
теля, а параллельная его уменьшает.
Выходное сопротивление усилителя с ОС зависит от способа
снятия сигнала ОС, ее вида и глубины и не зависит от способа вве-
дения энергии сигнала ОС. Анализ показывает, что последователь-
ная и параллельная ООС по напряжению уменьшает, а по току
увеличивает выходное сопротивление усилителя.

Учитывая различный характер зависимостей входного и выход-
ного сопротивлений при ООС, последовательную ОС обычно приме-
няют в усилителях напряжения, а параллельную — в усилителях
тока или вводят в усилитель смешанную ООС.

5. Обратная связь, изменяя коэффициент усиления по напряже-
нию Кп, оказывает влияние на линейные искажения усилителя. Ко-
эффициенты частотных и фазовых искажений в усилителе с частот-
но-независимой ООС при малых фазовых сдвигах можно предста-
вить соответственно;

ЛГр « Л4 (1 + р/<н)/(1 + ₽КН.СР); »<р/(1 + ₽К„).

(21.19

Если на некоторой частоте в усилителе без ОС уменьшается ко-
эффициент усиления Кн (см. рис. 21.3, кривая 1), то на этой часто-
те уменьшается и глубина обратной связи (1+рАн.ср) по сравнению
с глубиной ОС на средних частотах (1+рЛн. ср), т. е. (1 + 0Кн)<
<(1 + ₽Кн.ср). В результате на этой частоте КУ усилителя с ОС
Кщ уменьшается меньше, чем изменение КУ в области средних час-
тот Кн ср, т. е. ДКнц<ЛКнц ср, вследствие чего АЧХ становится рав-
номерной в более широком диапазоне частот (рис. 21.3, кривая 2)
и амплитудно-частотные искажения уменьшаются.

Фазочастотные искажения <рР в усилителе с ООС также умень-
шаются и фазочастотная характеристика в рабочем диапазоне час-
тот более прямолинейна.

Частотно-зависимую ОС можно получить, если цепь ОС выпол-
нить с реактивными элементами. Ее используют для коррекции
АЧХ в линейных усилителях многоканальной связи, в телевизион-
ных усилителях, усилителях магнитной записи и воспроизведения
звука.

§ 21.4. Способы включения усилительных элементов

Схемы включения УЭ. Усилительный каскад можно представить
в виде активного четырехполюсника (рис. 21.13) с двумя входными
1-1 и двумя выходными 2-2 клеммами. Активными элементами уси-
лительных каскадов являются транзисторы, электронные лампы,

Рис. 21.13. Усилительный каскад как
активный четырехполюсник

включаемые между входными и
выходными устройствами. Один
из выводов УЭ является общим
для входной и выходной цепей.

Каждый УЭ (биполярный или
полевой транзистор, лампа) име-
ет три основных электрода: эмит-
тирующий (эмиттер, исток, ка-
тод), управляющий (база, затвор, сетка) и управляемый (коллек-
тор, сток, анод). В зависимости от того, какой из электродов явля-
ется общим для входной и выходной цепей усилителя, различают
три способа включения УЭ по переменному току: с общим эмит-
тирующим электродом (схемы с общим эмиттером ОЭ, рис.
21.14, а; общим истоком ОИ, рис. 21.14, б; общим катодом ОК,
рис. 21.14, в); с общим управляющим электродом (схемы с общей
базой ОБ, рис. 21.15, а; с общим затвором ОЗ, рис. 21.15, б; с об-
щей сеткой ОС, рис. 21.15, в); с общим управляемым электродом
(схемы с общим коллектором ОК, рис. 21.16, а; с общим стоком
ОС, рис. 21.16, б; с общим анодом ОА, рис. 21.16, в). Для упроще-
ния в схемах исключены источники постоянного тока, поскольку в
схемах усилителей их сопротивление переменному току близко к
нулю. Сопротивления переменному току в схемах представлены
лишь сопротивлением источника сигнала ги и нагрузки /?н~- Свой-
ства различных схем включения УЭ оценивают по коэффициентам
усиления (по току, напряжению, мощности), по изменению фазы
(инвертированию) выходного сигнала по отношению к фазе вход-
ного сигнала, по значениям входного и выходного сопротивлений,
по нелинейным искажениям и частотным свойствам.

Для схем с эмиттирующим электродом (см. рис. 22.14) харак-
терно изменение на обратную полярность усиливаемого сигнала
(сдвиг фазы на 180°), В схемах нет внешних обратных связей и
обеспечивается одновременное усиление тока, напряжения, мощно-
сти. Схемы обладают средними значениями входного и выходного
сопротивлений и наихудшими частотными и нелинейными искаже-
ниями.

В схемах с общим управляющим электродом (см. рис. 21.15)
полярность усиливаемого сигнала не меняется. Для выяснения
свойств усилителей, выполненных по схемам с общим управляющим
электродом, схему на биполярном транзисторе (см. рис. 21.15, а)
представим в виде схемы с общим эмиттирующим электродом
(рис. 21.17), в которой по переменному току введена обратная
связь.

Для определения вида ОС используем общие правила. При об-
рыве цепи источника сигнала обратная связь не исчезает, следова-
тельно, она параллельна по входу. В схеме весь выходной ток по-
ступает обратно во входную цель (7Вых=Ав), поэтому в схеме дей-
ствует 100%-ная ОС. Напряжение ОС создается током /вх=/св+/б
на сопротивлении источника ги- Если ОС отсутствует. Это
означает, что ОС в схеме с ОБ возникает при ги3>/?вх транзистора.

Если за счет еи увеличится положительный потенциал на базе
транзистора, то выходной ток /ВЫх транзистора уменьшится. При
этом уменьшатся напряжение ОС на ги и потенциал на базе, сле-
довательно, в схеме действует ООС.

Чтобы выяснить тип ОС по выходу, замкнем сопротивление на-
грузки /?н - ОС не исчезает и выходной ток поступает во входную
цепь. При обрыве цепи нагрузки ОС исчезает, значит, по выходу
Рис. 21.14. Схемы с общим эмиттирующим электродом

Рис. 21.15. Схема с общим управляющим электродом

Рис. 21.16. Схемы с общим управляемым электродом:
а — с общим коллектором; б — с общим стоком; в — общим анодом

Рис. 21.17. Схема параллельной ООС
по току

Рис. 21.18. Каскад с ОК и последова-
тельной ООС по напряжению

Рис. 21.19. Схемы операционных усилителей:

а — с инвертированием; б — с неинвертированием сигнала; в — операционного повторителя
ОС по току. Таким образом, в схеме с ОБ действует 100%-ная па-
раллельная ООС по току.

Учитывая влияние ООС на свойства усилителя, для схем с .об-
щим управляющим электродом можно'сделать следующие выводы:
коэффициент передачи по току близок единице; сигнал усиливается
ло напряжению и мощности (усиление по мощности немного мень-
ше, чем в схемах с общим эмиттирующим электродом); входное со-
противление минимально, а выходное — максимально. Схемы обла-
дают хорошими частотными свойствами и малыми нелинейными ис-
кажениями. Эти свойства усилителя проявляются в большей мере
•с увеличением ООС, которая возрастает при увеличении сопротив-
ления источника сигнала.

Схемы с общим управляемым электродом (см. рис. 21.16, а)
рассмотрим как схемы с общим эмиттирующим электродом, но с
введенной ОС. Свойства этих усилителей проследим на примере
•схемы с ОК (рис. 21.18). В этой схеме напряжение, действующее
между базой и эмиттером определяется разностью напряжений
источника сигнала еа и выходного ПВыХ на нагрузке /?н- Увеличение
потенциала на базе транзистора за счет еи сопровождается сниже-
нием тока эмиттера и, как следствие, напряжения С7ВЬ1Х на нагрузке
7?н- Это приводит к увеличению напряжения 17бэ и транзистор за-
крывается меньше. В схеме действует, отрицательная ОС. Напря-
жение ОС равно выходному напряжению, поэтому ООС полная
(100%-ная). В схеме действует последовательная ОС по входу, так
как при обрыве источника сигнала напряжение ОС не будет пода-
ваться на УЭ. При коротком замыкании сопротивление нагрузки
ОС исчезает, поэтому по выходу эта ОС создается по напряжению.
Действующая в схеме с ОК 100%-ная последовательная ООС по
напряжению определяет свойства усилителя. Изменение сопротив-
лений гн и RH в схеме сопровождается изменением влияния ООС на
качественные показатели усилителя. Аналогичное влияние ОС ока-
зывает в схемах рис. 21.16, б и в.

В схемах с общим управляемым электродом имеет место увели-
чение коэффициента передачи тока и усиление мощности, а уси-
ление сигнала по напряжению меньше единицы; входное сопротив-
ление максимально, а выходное мало; частотные свойства хорошие,
з нелинейные искажения невелики; полярность усиливаемого сиг-
нала на выходе усилителя не меняется. По значению и фазе вы-
ходное напряжение близко к напряжению, действующему на входе
(повторяет его), поэтому схемы с общим управляемым электродом
называют повторителями. При этом различают схемы эмиттерного,
мстокового, катодного повторителей.

Операционные усилители (рис. 21.19). В настоящее время ис-
пользуются операционные усилители в качестве активного УЭ (уси-
лительного прибора) с большим коэффициентом усиления. Они вы-
полнены в виде ИМС. ОУ является универсальным^ и многофункцио-
нальным узлом многих радиоэлектронных устройств. Обычно ОУ
имеет два входа и один выход. Знак «минус» на одном из входов
ОУ означает, что выходное напряжение меняет фазу на 180 отно-
Рис. 2'1.20.. Схемы составных транзисторов
сительно напряжения, подводимого на этот (инвертирующий) вход.
Знак «плюс» на другом входе означает, что выходное напряжение
совпадает по фазе с напряжением, подводимым к этому (неинвер-
тирующему) входу. Питание ОУ осуществляется от идентичных раз-
нополярных источников Е1 и Е2.

Составные транзисторы. В качестве УЭ, когда не удается подо-
брать для конкретной схемы транзисторы с нужными параметрами,
используются составные транзисторы. Они представляют собой ком-
бинацию из двух и более транзисторов, соединенных таким обра-
зом, что число внешних выводов комбинированной схемы равно
числу выводов одиночного транзистора. На рис. 21.20 приведены
наиболее часто применяемые схемы составных транзисторов.

Схема (рис. 21.20, а) Дарлингтона собирается на транзисторах
р-п-р или п-р-п, включаемых с ОЭ, ОК или ОБ. Более эффективно
включение составного транзистора с ОЭ и ОК. Эквивалентный ко-
эффициент передачи тока в схеме с ОЭ (см. рис. 21.20, а} практи-
чески равен произведению коэффициентов передачи отдельных
транзисторов й21э~^213-1^213-2-

Транзисторы VI и V2 в схеме (см. рис. 21.20, а) работают в раз-
ных режимах. Ток /э2 превышает I3i (почти в й21Э_2 раз). Для вы-
равнивания токов параллельно эмиттерному переходу транзистора
V2 включают резистор. Входное сопротивление составного транзи-
стора в схемах с ОЭ и ОК (при невысоком сопротивлении нагруз-
ки), больше, чем у отдельных транзисторов; полярность сигнала
не меняется; граничная частота несколько ниже наиболее низко-
частотного из применяемых транзисторов.

Составной транзистор на разноструктурных транзисторах р-п-р
и п-р-п (рис. 21.20, б), как следует из направлений результирую-
щих токов, относится к р-п-р-типу. Поскольку каждый транзистор
изменяет полярность сигнала, схема представляет неинвертирую-
щий усилитель. С выхода схемы все напряжение подается на вход
(эмиттер V/) в противофазе с входным сигналом,, подводимым в
цепь базы. В схеме действует 100%-ная последовательная ,О0(^по
напряжению. Из-за глубокой ОС входное сопротивление подуча-
ется большим, а выходное весьма малым. При коэффициенте....QC
р=1 сквозной коэффициент передачи трка оказывается -мень^щ
единицы, тсюда следует, что данный составной транзистор обла-
дает свойствами эмиттерного повторителя и подобен схеме рис.
21.20, а, но выполнен на комплементарных р-п-р- и /г-р-п-структу-
рах.

Точкой малого выходного сопротивления является коллектор вто-
рого транзистора, так как от него начинается цепь ОС по напряже-
нию, поэтому вывод коллектора второго транзистора V2 играет
роль эмиттера составного транзистора, а вывод эмиттера V2— его
коллектора.

Вариантом составного транзистора является каскодная схема
(рис. 21.20, в), в которой по переменному току последовательно
включены два транзистора: входной VI — с ОЭ, а выходной V2—-
с ОБ.

Каскодная схема эквивалентна одиночному транзистору, вклю-
ченному по схеме с ОЭ; ее параметры близки к параметрам перво-
го транзистора. Каскодный усилитель обладает слабой связью
между его выходом и входом. Хорошая развязка выхода и входа
объясняется тем, что нагрузкой транзистора VI является малое
входное сопротивление транзистора V2, включенного с ОБ (тран-
зистор VI каскодного усилителя работает практически в режиме ко-
роткого замыкания коллекторной цепи). При этом коэффициент
усиления по напряжению транзистора VI мал, следовательно, мало
и напряжение ОС с выхода VI па его вход. Емкость Ск2 коллектор-
ного перехода второго транзистора мало влияет на входное напря-
жение транзистора V2, так как база V2 по высокой частоте замкну-
та на землю. В итоге в каскодной схеме резко снижается ОС между
выходом и входом, повышается устойчивость усилителя, меньше не-
линейные искажения. Схема более широкополосна и применяется
предпочтительно в резонансных усилителях.

§ 21.5. Рабочие режимы усилительных элементов

Энергетические и качественные показатели УЭ определяются
их режимом работы. Режим УЭ выбирают по нагрузочным характе-
ристикам, которые строят в соответствующих семействах статиче-
ских характеристик. Методика построения нагрузочных характерис-
тик, графоаналитического выбора и расчета режима транзисторов
и электронных ламп в усилительном каскаде нами рассмотрена вы-
ше (см. § 5.7, 13.4).

В зависимости от выбора исходного режима работы УЭ и амп-
литуды сигнала различают три основных рабочих режима: А, В и
С. Рассмотрим их применительно к транзисторам.

В режиме А начальное положение рабочей точки на нагрузоч-
ной прямой и амплитуду входного (управляющего) тока выбирают
так, чтобы рабочая точка располагалась на середине рабочего уча-
стка MN нагрузочной прямой (рис. 21.21, а), где изменения тока
/к прямо пропорциональны изменениям управляющего тока [тока
Ц в схеме с ОБ (см. рис. 5.2, а) и тока /б в схеме с ОЭ (см. рис.
5.2, б)]. В этих условиях работы нелинейные искажения будут ми-
нимальны.

При усилении малых сигналов начальное положение рабочей
точки выбирают так, чтобы потребление мощности от источника
было минимальным, а коэффициент передачи тока наибольшим.
При усилении сигналов с большой амплитудой рабочую точку О
выбирают на середине рабочего участка MN (см. рис. 21.21, а) при
управляющем токе покоя Дб=^бз-

Для обеспечения выбранного режима работы во входной цепи
следует задать начальный постоянный ток базы (ток покоя)
/об=/бз. Амплитуда тока базы не должна выходить за пределы пе-
редачи рабочей области, т. е. превышать —ha- По выбран-

ной рабочей точке определяют начальные значения тока /ок и
напряжения U0K, а также их амплитудные значения 1кт и UKm, по
которым рассчитывают мощность, рассеиваемую коллектором в ре-
жиме покоя Pok~^okUok, полезную мощность в нагрузке Рк—
= 0,5IKmUKm, коэффициент ПО току Кч = 1кт11ът-

Затем по входной нагрузочной или усредненной (типовой) ста-
тической характеристике (рис. 21.21, б) определяют амплитуду пе-
ременного напряжения на входе U^m. Обычно для усилителей ре-
жима А по этой характеристике определяется двойная амплитуда
входного тока 2/бт и напряжения 2Йбт, после чего рассчитыва-
ются: входная мощность РВх=0,5/бт^бт; коэффициенты усиления
по напряжению Kn=UKm/U6m и мощности KM=PJPBx', входное
Сопротивление f— ДбтДбш-

Нелинейность входной характеристики может вызвать искаже-
ние сигнала. Для уменьшения искажений целесообразно умень-
шить амплитуду входного сигнала.

В режиме А ток /к через транзистор протекает как при наличии
сигнала, так и в его отсутствие, поэтому к. п. д. усилителя мал.
Режим А предпочтителен, когда желательны минимальные нели-
нейные искажения, а выходная мощность и к. п. д. не имеют ре-
шающего значения. Обычно в этом режиме работают каскады уси-
лителей напряжения и маломощные выходные каскады.
В режиме В начальное поло-
жение рабочей точки О выбира-
ется в области небольших токов
коллектора, близких к /кбо (рис.
21.22). Транзистор открыт лишь
в течение половины периода, т. е.
работает с отсечкой тока. Угол
отсечки 6 = 90°. Большой ток по-
зволяет увеличить выходную
мощность. В режиме В высок
уровень нелинейных искажений,
поэтому он используется в двух-
тактных схемах, компенсирую-
щих эти недостатки и позволяющ
мощность.

Рис. 21.22. К установке режима В
получить большую выходную

Промежуточное положение между режимами А и В занимает
режим АВ. Он более экономичен, чем А, и характеризуется мень-
шими нелинейными искажениями, чем режим В- Применяется ре-
жим АВ в основном в двухтактных схемах?

В режиме С начальное смещение выбирается больше напряже-
ния отсечки. В отсутствие сигнала транзистор тока не пропускает
и начинает работать лишь после того, как входной сигнал превы-
шает пороговое значение, поэтому угол отсечки 6 <90°. Режим С
используется, когда нелинейные искажения несущественны, но не-
обходимо получить от усилителя большую выходную мощность.

§ 21.6. Способы обеспечения рабочего режима
транзистора

Цепи коллектора обычно питаются от общего источника посто-
янного тока (от гальванической батареи или выпрямителя перемен-
ного напряжения сети). Для устранения межкаскадных связей
применяют развязывающие PC-фильтры. Нужный рабочий режим
(рабочую точку) транзистора в усилительном каскаде устанавли-
вают подачей на базу относительно эмиттера фиксированного на-
пряжения смещения. Его можно получить от коллекторного источ-
ника питания через делитель напряжения или гасящее сопротивле-
ние.

Способы подачи смещения. Фиксированное смещение можно
осуществить фиксированным током или фиксированным напряже-
нием.

Смещение фиксированным напряжением база—эмиттер созда-
ется от общего источника Ек делителем R1R2 (рис. 21.23, а). Ток
делителя /д создает на резисторе R2 падение напряжения,' прило-
женное в проводящем направлении к эмиттерному р-м-переходу.
Чтобы смещение оставалось неизменным при колебаниях темпера-
туры или смене транзистора, сопротивление резистора R2 жела-
тельно выбирать небольшим. Однако при этом снижается входное
Рис. 21.23. Схемы подачи фиксированного смещения

сопротивление усилителя. В зависимости от выходной мощности и
режима работы каскада ток делителя принимают /д= (2-ь5)70б.
С ростом тока /д возрастает потребление энергии и снижается
к. п. д. каскада. Такой способ смещения находит применение в уси-
лителях режима В при малых колебаниях температуры.

В схеме с ОЭ смещение фиксированным током базы от общего
источника осуществляется через большое гасящее, сопротивление
резистора R1 (рис. 21.23, б). Начальный ток базы 70б =
= (£к—U06)/Ri- Пренебрегая £Об по малости, /об«£к//?1; отсюда
следует, что ток базы зависит только от внешних параметров.
В схеме с ОЭ ток базы /об определяется коэффициентом передачи
7г21э=^к/^б, который весьма различен у однотипных транзисторов,
поэтому схема с фиксированным током базы малопригодна для
серийной аппаратуры, а также чувствительна к температурным ко-
лебаниям. В схеме с ОБ режим смещения задается фиксирован-
ным током (рис. 21.23, в), протекающим через эмиттерный переход
и R1. Конденсатор Сб разделяет постоянную и переменную состав-
ляющие тока. Через этот конденсатор по переменной составляю-
щей база получает нулевой потенциал, поскольку для переменной
составляющей сопротивление конденсатора хс-с7?|, следовательно,
потенциал базы близок к нулю.

В приведенных схемах смещение на транзистор подается как
параллельно с источником сигнала (см. рис. 21.23, а), так и после-
довательно с ним (см. рис. 21.23, бив). Для отделения по постоян-
ному току выхода источника сигнала от управляющего электрода
транзистора в схемах включен разделительный конденсатор С1
(см. рис. 21.23, а и б).

Термостабилизация рабочей точки. Температурная стабилиза-
ция режима работы усилителя достигается введением в схему от-
рицательной обратной связи по току, напряжению или комбиниро-
ванной. Для стабилизации рабочей точки при изменениях темпера-
турного режима работы транзистора схемы усилителей дополняют
элементами эмиттерной и коллекторной стабилизации.

Эмиттерная стабилизация режима осуществляется при помощи
ООС по постоянному току через эмиттерный резистор £э (рис.
21.24, а). Ток /э, проходя по R3, создает на нем падение напряже-
ния, которое действует в противофазе с фиксированным напряже-
нием смещения, снимаемым с резистора делителя R1R2. С уве-
личением температуры возрастает ток /э, что вызывает увеличение
токов /б и 1К. Возрастает напряжение ДЛэ = 4/?э на резисторе R.3,
вследствие чего автоматически повысится результирующий потен-
циал на базе Еа6 = —Ur<z+UR3, что вызовет уменьшение токов 1Э,
/б и /к- Емкость Сд блокирует по переменному току резистор Ra,
благодаря чему устраняется падение напряжения сигнала на ре-
зисторе, чем исключается ООС по переменному току и сохраняет-
ся постоянство коэффициента усиления каскада.

Коллекторная стабилизация осуществляется при помощи ООС
по напряжению, которая достигается подключением резистора RI
непосредственно к коллектору транзистора (рис. 21.24, б). С уве-
личением температуры и возрастанием тока /к (от исходного зна-
чения /ок) увеличивается падение напряжения на RK и соответст-
венно уменьшается (по абсолютному значению) напряжение на
коллекторе J7K3=EK—7К7?К и базе, что вызывает снижение тока ба-
зы 7g, а следовательно, и тока /к, который стремится возвратиться
к своему исходному значению /ок.

Более высокую стабильность работы обеспечивают схемы с
комбинированной ООС по току и напряжению (рис. 21.24, в).
Обычно комбинированная обратная связь вводится лишь для по-
стоянного тока. Чтобы исключить обратную связь по переменному
току, резистор R3 (элемент ООС по току) шунтируют конденсато-
ром Сэ большой емкости.

Термокомпенсация рабочей точки. Температурная компенсация
режима предусматривает применение в схемах нелинейных эле-
ментов, параметры которых зависят от температуры. В качестве
нелинейных (температурно-зависимых) элементов используют тер-
морезисторы, диоды, транзисторы.

На рис. 21.25, а в делитель, подключенный к базе, вместо ре-
зистора R2 установлен терморезистор, который при нормальной
температуре имеет сопротивление, необходимое для установления
начального рабочего режима. Через коллектор протекает требу-
емый ток покоя. С повышением температуры сопротивление термо-
резистора уменьшается, снижается напряжение между базой и
эмиттером, вследствие чего ток покоя коллектора остается посто-
янным. Для компенсации разброса параметров транзисторов и по-
лучения требуемой характеристики термочувствительного элемента
последовательно и параллельно с терморезистором включают ли-
нейные (лучше переменные) резисторы R2, R3 (рис. 21.25, б).

Терморезисторы обладают неодинаковой с транзистором тем-
пературной инерционностью. Лучшие результаты при компенсации
дает включение диода в качестве термочувствительного элемента
(рис. 21.25, в).

Температурные коэффициенты напряжения эмиттерно-базового
перехода транзистора и диода, включенного в прямом направле-
нии, одинаковы. Можно подобрать приборы с одинаковым темпе-
ратурным изменением обратных токов, что обеспечит более полную
компенсацию.
Рис. 21.24. Схемы температурной стабилизации режима транзистора

Рис. 21.25. Схемы температурной компенсации

Рис. 21.26. Схемы стабилизации

Рис. 21.27. Схемы питания усилителя
Диод VI в схеме компенсирует температурный сдвиг входной
характеристики транзистора. С повышением температуры умень-
шается падение напряжения на диоде в проводящем направлении,
следовательно, уменьшается напряжение смещения во входной це-
пи. Обратный ток коллектора-транзистора компенсирует диод V2, об-
ратный ток которого противоположен обратному току транзистора.

Диодная стабилизация в ИМС. Всякое произвольное измене-
ние режима работы транзистора по постоянному току, например
отклонение напряжения источника или температуры от номиналь-
ных значений, воспринимается на выходе ИМС, как полезный сиг-
нал. По этой причине в ИМС широко используются, диодные ста-
билизаторы напряжений и токов.

Простейший диодный стабилизатор напряжения ИС — это пря-
мо или обратно смещенный эмиттерный переход интегрального
транзистора. На рис. 21.26, а приведена схема стабилизатора на-
пряжения, в котором в качестве стабилизирующего диода исполь-
зуется прямо смещенный биполярный транзистор в диодном вклю-
чении. Схема имеет отрицательный ТКН AU0/AT= —2 мВ/°С. При
использовании в качестве стабилизирующего диода обратно сме-
щенного биполярного транзистора схема будет иметь положитель-
ный ТКН +3 мВ/°С. Допускается последовательное соединение п
транзисторов в диодном включении, при котором опорное напря-
жение С/0 = пГ7бэ-

Можно осуществить умножение опорного напряжения (рис.
21.26, б). В схеме умножителя применена ООС, при которой Uo=
= ПбЭ(1+Д2|/^з), а отрицательный ТКН— (AU0/AT) — (Д£7бэ/ДТ) X
X (1+7?2'/7?з)- Изменяя отношение Д2/Д3, можно изменять значение
Uo и ДДо/ДЙ В приведенных схемах напряжение стабильно при из-
менениях напряжения питания Е и отклонении температуры от но-
минального значения, что обеспечивает в ИМС температурную ком-
пенсацию.

В цепях смещения аналоговых ИМС применяются диодно-тран-
зисторные структуры. Одна из таких структур (рис. 21.26, в) со-
держит два идентичных биполярных транзистора VI и V2 с непо-
средственной связью эмиттерных переходов. Транзистор VI имеет
диодное включение и аналогичен диоду, а транзистор V2 — транзи-
стору в схеме рис. 21.25, в. Использование диодно-транзисторной
.структуры для создания стабилизатора тока ИМС уясняется из
рис. 21.26, г. Опорное напряжение U0 = U6ai+IalR2=U6a2+Ia2R3.
Пренебрегая малым током /52, получим /Э1=Л и Ia2 = I2. При Д2=
=R3 и идентичных транзисторах VI и V2, что легко реализуется в
ИМС, токи /1=/2> что следует из выражения для Uo. В схеме вы-
ходной ток 12 в нагрузке R повторяет (отражает) входной ток Ц в
широком интервале температур окружающей среды, почему схему
часто называют отражателем тока.

Усилительный каскад на полевом транзисторе. Схема питания
усилителя на полевом транзисторе с р-п-переходом и п-каналом,
включенным с ОИ, приведена на рис. 21.27, а. При п-канале на
затвор транзистора обычно подается отрицательное напряжение
смещения. Закрыт р-п-переход, постоянный ток в цепи затвора
отсутствует, потенциал затвора равен потенциалу общего провода,

потенциал истока относительно провода положителен между ис-
током и затвором в схеме действует отрицательное смещение
^зио=^л —ImRncT, где /ио — ток истока в рабочей точке.

Благодаря существующей в усилителе ООС схема автосмеще-
ния обеспечивает малые изменения параметров (тока стока /со,
напряжения £/зи0). Так, с увеличением тока стока 1С0 возрастают
напряжение £/зи0 и смещение на транзисторе, что препятствует уве-
личению /со- Стабилизирующее действие возрастает с увеличением
сопротивления резистора Дист. Для обеспечения смещения включа-
ют делитель напряжения R1R2. Конденсатор Сист, шунтирующий
резистор /?ист по переменному току, устраняет ООС, снижающую
усиление. На рис. 21.27, б приведена схема усилительного каскада
на полевом транзисторе с n-каналом с изолированным затвором и
встроенным каналом, работающим в режиме обеднения. При р-ка-
нале полярность источника питания 'изменяют на обратную.

Усилительный каскад на электронной лампе. Усилители на
электронных лампах требуют питания цепей накала, анода, смеще-
ния на управляющей и экранирующих сетках. На управляющую
сетку обычно подают отрицательное относительно катода (рис.
21.28) напряжение смещения от отдельного источника или автома-
тическое с резистора Дк в катодной цепи. На экранирующую сетку
напряжение подается от анодного источника через гасящий резис-
тор R3. Анодный ток /ао и ток экранирующей сетки До, проходя от
источника +£а через лампу, складываются в катодной цепи
(/ко=/ао+/эо) и создают на резисторе напряжение смещения
Псм=Лк/ко. Плюс этого напряжения действует на катоде, а минус
(через резистор Rc) — на управляющей сетке лампы. Для устране-
ния ОС по переменному току, снижающей усиление, резисторы RK
и Rg шунтируют конденсаторами Ск и Сэ. Резистор Rc в цепи уп-
равляющей сетки обеспечивает стекание зарядов с сетки и подачу

на нее напряжения смещения.

Усилители на ИМС. В ИМС предпочтение отдается активным
элементам, занимающим в кристалле (по сравнению с пассивными
элементами) меньшую площадь.

Рис. 21.28. Схема питания экраниро-
ванной лампы с общим катодом

Между транзисторами в ИМС ис-
пользуется главным образом не-
посредственная связь. Активные
смежные элементы ИМС распо-
лагают на небольших (примерно
50—100 мкм) расстояниях. При
таком размещении активных эле-
ментов температурные коэффи-
циенты параметров смежных эле-
ментов ИМС практически одина-
ковы.

Для питания усилителей ИМС
используют одно- или двуполяр-
йые источники постоянного тока. В оДйойолйрйом источнике пита-
ния имеются два зажима (положительный или отрицательный и
общий заземляющий). Двуполярный источник имеет три зажима
(положительный, отрицательный и общий заземляющий). Наибо-
лее типовые значения напряжений источников: ±6,3; ±15; ±18 В.
В усилителях специального назначения может применяться несим-
метричное питание +12 и —6 В. Различная градация номиналов
питающих напряжений затрудняет использование в одном усилите-
ле ИМС различных серий.

§ 21.7. Цепи межкаскадной связи

Цепи межкаскадной связи должны обеспечивать передачу сиг-
нала с минимально допустимыми искажениями (частотными, фазо-
выми, переходными) и малыми потерями.

Виды усилительных каскадов. Усилительные каскады могут
быть одно- и двухтактными, симметричными и несимметричными.
В однотактных каскадах обычно один из входных и выходных за-
жимов объединен общим проводом, потенциал которого относи-
тельно земли принимают равным нулю. При таком включении
входная и выходная цепи однотактных усилительных каскадов не-
симметричны относительно земли. В однотактных каскадах на
вход подается одно входное и с выхода снимается одно выходное
напряжение.

Двухтактные каскады обычно симметричны. Они выполняются
на двух УЭ, работающих на общую нагрузку. Для них характерна
подача относительно общего провода двух равных, но противопо-
ложных по фазе потенциалов. И если несимметричные схемы яв-
ляются двухпроводными, то симметричные — трехпроводными.

Исходя пз полярности усиливаемого сигнала на входе и выходе
различают инвертирующие (изменяющие на 180° фазу гармониче-
ского сигнала) и неинвертирующие каскады.

Цепи межкаскадной связи. При соединении несимметричных
усилительных каскадов используются цепи с непосредственной
(гальванической) связью, резисторно-емкостная и трансформатор-
ная.

Непосредственная связь между УЭ предпочтительна при инте-
гральной технологии изготовления усилителей. Цепи непосредст-
венной связи между УЭ не содержат реактивных частотно-зави-
симых элементов, поэтому широкополосны и просты в изготовле-
нии, обеспечивают усиление как переменных, так и постоянных на-
пряжений.

В качестве УЭ применяют биполярные и полевые транзисторы.
На рис. 21.29, а в качестве примера приведена принципиальная
схема двухкаскадного УНЧ с ООС на микросхеме К284УЕ1 (рис.
21.29, б). Связь между полевым VI и биполярным V2 транзистора-
ми непосредственная. Для защиты выходного транзистора V2 от
перегрузок при коротком замыкании на выходе включен резистор
Рис. 21.29. Двухкаскадный УНЧ на микросхеме К284УЕ1

Рис. 21.3U. Каскады усилителей с резисторно-емкостной и трансформаторной
связью

Рис. 21.31. Схемы трансформаторного предварительного УНЧ с использованием
ИМС
R3. Усилитель применяется в схемах, требующих высокого входно-
го и малого выходного сопротивлений.

Недостатком усилителей с непосредственной связью является
дрейф нуля. Он проявляется в том, ’что произвольные изменения
постоянного напряжения на УЭ усиливаются последующими кас-
кадами и вызывают медленные отклонения (дрейф) .выходного на-
пряжения.

Резисторно-емкостные цепи межкаскадной связи используются
в усилителях переменного тока, выполненных по дискретной техно-
логии. В ИМС резисторно-емкостная связь применяется для связи
отдельных микросхем.

На рис. 21.30, а приведена схема двухкаскадного усилителя с
эмиттерной стабилизацией точек покоя транзисторов. Конденсатор
С2 развязывает по постоянному току цепь коллектора транзистора
VI от базы транзистора V2 (при наличии конденсатора С2 посто-
янная составляющая напряжения их выходной цепи, транзистора
VI не попадает на вход V2). При такой связи устраняется влияние
изменения режима работы по постоянному току одного УЭ на дру-
гой и отсутствует дрейф нуля.

Усилитель с резисторно-емкостной связью требует меньшего
напряжения источника питания по сравнению с усилителем с непо-
средственной связью. При правильном выборе емкости конденса-
тора С2 в усилителе обеспечиваются удовлетворительные частот-
ная, фазовая и переходная характеристики. Включение конденса-
тора в цепь связи ухудшает частотную характеристику в особен-
ности в области нижних частот. Затруднено применение такой
связи в интегральных усилителях (конденсаторы занимают значи-
тельную площадь), усложняется также согласование выходной це-
пи усилительного каскада с нагрузкой.

Трансформаторная цепь межкаскадной связи (рис. 21.30, б)
позволяет разделить переменную и постоянную составляющие уси-
ливаемого сигнала. Подбирая коэффициент трансформации транс-
форматора, можно обеспечить по переменному току такое сопро-
тивление для коллекторной цепи транзистора, при котором обеспе-
чивается максимальная мощность сигнала и высокий к. п. д.

На рис. 21.31, а приведена схема трансформаторного предвари-
тельного УНЧ с использованием ИМС. Усилитель собран на четы-
рех транзисторах (рис. 21.31, б). Транзисторы VI, V2, V4 имеют
непосредственную связь между собой. На транзисторе VI собран
эмиттерный повторитель, обеспечивающий высокое (примерно
20 кОм) входное сопротивление. Второй каскад на транзисторе
V2 является усилителем напряжения. Выходной каскад на тран-
зисторах V3 и V4 нагружен на первичную обмотку выходного
трансформатора (см. рис. 21.31, а). Наличие выводов в микросхе-
ме позволяет менять режимы работы транзисторов, а при необхо-
димости подавать сигнал на вывод 4, исключая из тракта усиле-
ния транзисторы VI и V2.

Усилители с трансформаторной межкаскадной связью содер-
жат дорогостоящую деталь (трансформатор), имеют большую
массу и габаритные размеры, должны быть защищены от внешних
магнитных полей. В этих усилителях входное и выходное сопротив-
ления трансформатора зависят от частоты, а распределенные ем-
кости обмоток вызывают частотные и фазовые искажения. Прак-
тически невозможно изготовление трансформаторного усилителя
по интегральной технологии. Усилители с трансформаторной це-
пью. межкаскадной связи применяют в оконечных каскадах мощ-
ного усиления.

Симметричные каскады, по сути, содержат два одинаковых не-
симметричных каскада, объединенного общим проводом и одним
источником питания. Поэтому в симметричных каскадах могут ис-
пользоваться те же типы межкаскадной связи, что и для несим-
метричных каскадов.

Для перехода от симметричной к несимметричной схеме (и на-
оборот) предусматривают симметрирующую трансформаторную
цепь межкаскадной связи. В трансформаторной двухтактной схеме
(рис. 21.32, а) входной трансформатор Т1 осуществляет переход
от несимметричного каскада к симметричному, а выходной Т2—
от симметричного каскада к несимметричной нагрузке. В схеме
входные (Двх1 и Пвхг) и выходные (Йвьи1. и СДыхг) напряжения
симметричны относительно общего провода.

Двухтактный трансформаторный каскад обладает теми же не-
достатками, что и трансформаторный несимметричный каскад. На-
личие в схеме симметрирующего трансформатора Тр1 затрудняет
изготовление усилителя по интегральной технологии. Вместо тран-
сформатора для перехода от несимметричной схемы к симметрич-
ной используют инверсный каскад.

Инверсные каскады выполняются с эмиттерной связью, с разде-
ленной нагрузкой, на разноструктурных транзисторах и т. д. На
рис. 21.32, б в качестве примера приведен инверсный каскад с
эмиттерной связью. При положительной полуволне усиливаемого
сигнала на базу транзистора VI подается положительный потен-
циал, транзистор VI закрывается и его ток эмиттера уменьша-
ется. Падение напряжения на резисторе/?э Днэ = (Ли + Дг) Дэ
уменьшается, транзистор V2 открывается сильнее, его ток 1э2 воз-

Рис. 21.32. Схемы двухтактного трансформаторного и инверсного каскадов
Рис. 21.33. Диаграммы напряжений
инверсного каскада

растает. С уменьшением тока I3i снижается ток IKi, уменьшается
падение напряжения на резисторе R3, возрастает отрицательный
потенциал на коллекторе VI относительно общего провода, т. е.
сопровождается возрастанием отрицательной полуволны напряже-
ния (7Вых1 (рис. 21.33, а).

Аналогично увеличение тока 1э2 сопровождается уменьшением
отрицательного потенциала коллектора транзистора V2 относи-
тельно общего провода, т. е. уменьшением положительной полу-
волны напряжения ивых2. В результате на выходах инверсного
каскада будут действовать равные по значению, но противополож-
ные по фазе напряжения £7ВЫХ1 и ивЫх2.

При работе от двух источников сигнала с общим проводом на
один усилительный каскад часто используют схему операционного
усилителя (рис. 21.33, б) с двумя входами (1—0, 2—0) и одним
несимметричным выходом (<?—0). Когда входное напряжение пода-
ется на зажимы 1—0, выходное напряжение (на зажимах 3—0)
инвертируется, а при подаче на зажимы 2—0 не инвертируется.

§ 21.8. Каскады предварительного усиления

Каскады предварительного усиления (КПУ) повышают уро-
вень сигнала до значения, необходимого для нормальной работы
оконечного или предоконечного каскада. Выполняются КПУ на
дискретных элементах (транзисторах, лампах) или на ИМС либо
по интегральной технологии.

Основной особенностью КПУ является работа при малых уров-
нях сигнала. При слабых сигналах связь между мгновенными зна-
чениями токов и напряжений на рабочем участке входной характе-
ристики УЭ можно считать линейной. Обычно УЭ КПУ работают в
режиме А, при котором нелинейные искажения весьма малы.

Схемные реализации КПУ. Предварительный усилитель мо-
жет быть одно- и многокаскадным. Для уменьшения числа каска-
дов в них используют УЭ с высоким коэффициентом усиления. Что-
бы получить максимальное усиление, транзисторы в КПУ включа-
ют с ОЭ, а лампы — с ОК. Во входных КПУ, работающих от ис-
точников сигнала с малым внутренним сопротивлением, транзисто-
ры целесообразно включать с ОБ.

Отличаются КПУ включением УЭ, а при многокаскадном вы-
полнении — и видом .цепей межкаскадной связи. Широкое распро-
странение нашла непосредственная связь между отдельными кас-
кадами, что особенно характерно для КПУ в интегральном испол-
нении.

На рис. 21.34, а и б в качестве примера приведены соответ-
ственно схема включения и принципиальная схема предварительно-
го каскада УНЧ на микросхеме К237УН1. Транзисторы V2—V5 со-
единены в схеме с непосредственными связями. Каскад на VI
обеспечивает стабилизацию рабочей точки оконечного каскада.
Усилитель рассчитан на работу с двухтактным бестрансформатор-
ным усилителем мощности. В усилителях, выполненных по диск-
ретной технологии, часто используется резисторно-емкостная связь.
В КПУ на биполярных транзисторах (рис. 21.35, а) режим тран-
зистора задается напряжением источника £к и смещением на базе
с делителя R1R2. Резистор £э совместно с делителем R1R2 обра-
зуют цепь эмиттерной стабилизации режима.

В КПУ на полевом транзисторе (рис. 21.35, б) резисторы R3 и
Ra создают цепь смещения с истоковой стабилизацией режима по-
левого транзистора.

Конденсаторы Сэ (см. рис. 21.35, а) и Сп (см.- рис. 21.35, б)
устраняют ООС по переменной составляющей тока. Их емкость
выбирается настолько большой, что сопротивление по переменно-
му току между эмиттирующим электродом и общим проводом кас-
када близко к нулю.

Сигнал на входе каскадов подводится через конденсатор Срь
разделяющий по постоянному току источник сигнала и цепь базы
(затвора) первого каскада усилителя. Между коллектором (сто-
ком) первого VI и базой (затвором) второго V2 транзистора вклю-
чен разделительный конденсатор Ср2, который развязывает по по-
Рис. 21.35. Схемы резисторных КПУ на биполярных и полевых транзисторах

стоянному току УЭ первого от УЭ второго каскада (не пропускает
относительно высокий потенциал с выходной цепи первого в цепь
управляющего элемента второго каскада). Емкость разделитель-
ных конденсаторов выбирают относительно большой, чтобы усили-
ваемый сигнал проходил к следующему каскаду без заметного ос-
лабления.

Резисторные каскады в многокаскадном усилителе питаются от
общего источника Е, параллельно подключая к нему коллектор-
ные цепи. Сопротивление источника по переменному току даже при
наличии блокировочного конденсатора Сбл большой емкости мо-
жет быть существенным. В этих условиях через общий источник
появляется связь между каскадами, что ухудшает показатели уси-
лителя. Для ослабления этой нежелательной связи в усилителе
включают развязывающие фильтры Сф1Дф1.

Коэффициент усиления КПУ зависит от параметров УЭ, выход-
ного сопротивления рассматриваемого каскада и входного сопро-
тивления следующего каскада. Коэффициент усиления зависит
также от частоты, поскольку она влияет на проводимость и коэф-
фициент передачи тока транзистора. Для упрощения анализа элек-
трических процессов в (усилительном каскаде пользуются эквива-
лентными схемами.

Эквивалентные схемы. Для переменного тока эквивалентная
схема (рис. 21.36, а) резисторного каскада включает эквивалент-
ную схему входной цепи УЭ исследуемого каскада I, цепь межкас-
кадной связи II и эквивалентную схему входной цепи следующего
каскада III. Усилительный элемент на эквивалентной схеме заме-
нен эквивалентным генератором с э. д. с. р«вх и внутренним сопро-

Рис. 21.36 Эквивалентные схемы резисторных каскадов
тивлением гКб- Емкость Со на выходе эквивалентной схемы вклю-
чает выходную емкость УЭ, емкость монтажа См и входную ем-
кость УЭ следующего каскада Свх, т. е. СО = СВЫХ + СМ + СВХ.

Параллельно включенные для переменных токов резисторы
R'l и JR'2 делителя смещения на эквивалентной схеме представле-
ны одним резистором RA'=R'1JR'2/(R'l-\-R'2). Резисторы г?' и Гбэ'
в схеме представляют собой эквивалентные сопротивления базы и
эмиттерного перехода транзистора следующего каскада. Элементы
автосмещения и температурной стабилизации из эквивалентной
схемы исключены, так как их влиянием можно пренебречь практи-
чески на всех частотах.

Частотная характеристика резисторного каскада с емкостной
связью (рис. 21.36, б) может быть разделена на три области: ниж-
них, средних и верхних частот. В области нижних частот коэффи-
циент усиления снижается (с уменьшением частоты) в основном
из-за увеличения сопротивления конденсатора межкаскадной свя-
зи Ср1. Обычно низкочастотный диапазон ограничивается частотой
fn, на которой коэффициент усиления снижается до 0,7 среднечас-
тотного значения, т. е. /Сн=0,77(о. В области средних частот, со-
ставляющих основную часть рабочего диапазона усилителя, коэф-
фициент усиления Ко практически не зависит от частоты. В обла-
сти верхних частот снижение усиления в основном обусловлено
емкостью Со. Эту емкость всегда стремятся свести к минимуму,
чтобы ограничить через нее ток сигнала и обеспечить большее зна-
чение коэффициента усиления.

Расчет резисторного КПУ (см. рис. 21.35, а). Исходные данные: полоса усили-
ваемых частот 100+4000 Гц; коэффициент частотных искажений

^1,06; напряжение питания £к=10 В. Каскад должен обеспечить амплитуду
входного тока следующего каскада /Вх.т си = 12 мА при его входном сопротивле-
нии 7?вх.си = 10- Ом.

1. Выбор типа транзистора. Ток коллектора каскада, при котором обеспечи-
вается амплитуда входного тока следующего каскада /Вх.т си, принимается:

/к = (1,25 + 1,5)/вх.тсл = (1,25 + 1,5) 12 = 15— 18 мА.

Примем /к=15 мА. По току /к и граничной частоте, которая должна быть
fhz\5 в^21э cp = 5f в (^21э мин + ^21э мак с)/2 = 3 4000 (30 + 60) /2 = 540 000 Гц =

= 0,54 МГц, выбираем для каскада транзистор МП41 со следующими параметра-
ми: — 40 мА; 17кэ —: 15 В; /i2ia мии — 30; /’^21 э макс — 60; fh2i6 МИН- 5 МГц.

2. Расчет сопротивлений резисторов RI; и Rs. Значение этих сопротивлений
определяется исходя из падения напряжения на них. Примем падение напряже-
ния на резисторах RK и R3 соответственно 0,4£к и 0,2£1:, тогда: .

- /?к = 0,4£к//к = 0,4-10/15-10—3 ~ 260 Ом;

/?э = 0,2£к//к = 0,2-10/15-Ю-з ~ 1зо Ом.

Выбираем резисторы типов МЛТ-0,25 270 Ом и МЛТ-0,25 130- Ом.

3. Напряжение между эмиттером и коллектором транзистора в рабочей точ-
ке £кэо = £к—Л:(£,:+£э) = 10—15-10-3(270'+130)=4 В. При С7КЭО=4 В и
/к=15 мА по статическим выходным характеристикам (рис. 21.37, а) определяем
ток базы /бс = 20О' мкА в рабочей точке О'. По входной статической характери-
стике транзистора (рис. 21.37, б) С7КЭ=5£ для 76о=200 мкА определяем напря-
жение смещения в рабочей точке О'. (7бэо = 0,22 В.
Рис. 21.37. Входные и выходные характеристики транзистора

4. Для определения входного сопротивления транзистора в точке О' прово-
дим касательную к входной характеристике транзистора. Значение входного со-
противления определяется тангенсом угла наклона касательной

ДГб30 0,35-0,17

ЕХЭ Д/6 ~ 0,65-Ю-з

270 Ом.

5. Расчет делителя напряжения смещения. Сопротивление делителя R2 прини-
мают: /?2= (54-15)/?вх.э. Примем /?2=6Двх.э=6-27О= 1620 Ом. Выбираем по
ГОСТу резистор МЛТ-0,25 1,8 кОм. Ток делителя в КПУ /д = (34-10)/бо=
= (34-10)200 = 600+2000 мкА.

Примем /д = 2 мА. Сопротивление R1 делителя

Rl = [^к /бэо + Гкэ)]//Я = [£.< — /бэо + к)]//д =

= [10 — (0,22 + 130-15- ю—3)]/2-10-3 = 3900 Ом.

Выбираем по ГОСТу резистор типа МЛТ-0,25 3;9 кОм.

6. Расчет емкостей. Емкость конденсатора межкаскадной связи определяется
исходя из допустимых частотных искажений Л4Н, вносимых на низшей рабочей
частоте

_________0,16-106__________________0,16-106_______
= 100(270 + 10)/1,062 -1

Примем электролитический конденсатор емкостью 18 мкФ с {7раб^Дк= 10 В.
Емкость конденсатора

(3 4- 5) 106
2л/н7?э

(3 4- 5)106 .
2л-100-139

= 40 4- 70мкФ.

Примем электролитический конденсатор емкостью 47 мкФ с

Гра6 >Д77йэ = 0,2; =0,2-10 = 2В.

Усилители с трансформаторной связью. Каскады предвари-
тельного усиления с трансформаторной связью обеспечивают луч-
шее согласование усилительных каскадов. Трансформаторные кас-
кады используются в качестве инверсных для подачи сигнала на
двухтактный выходной каскад. Нередко трансформатор применя-
ется в качестве входного устройства.

Практическое распространение нашли схемы усилительных кас-
кадов с последовательным (рис. 21.38, а) и параллельным (рис.
Рис. 21.38. Усилитель с трансформаторной связью

21.38, б) включением трансформатора. Схема с последовательно
включенным трансформатором не содержит резистора RK в кол-
лекторной цепи, поэтому обладает более высоким выходным со-
противлением каскада, равным выходному сцпротивлению транзис-
тора, и применяется чаще. Схема с параллельным питанием требу-
ет установки переходного конденсатора С. В ней имеются допол-
нительные потери мощности сигнала в резисторе RK, а выходное
сопротивление вследствие шунтирующего действия RK снижа-
ется.

Нагрузкой трансформаторного каскада обычно служит относи-
тельно низкое входное сопротивление последующего каскада.
В этом случае для межкаскадной связи служат понижающие
трансформаторы с коэффициентом трансформации n2=Rs/RH'< 1,
где RtT' — приведенное к первичной обмотке сопротивление нагруз-
ки в коллекторной цепи. Поскольку в понижающем трансформато-
ре ток во вторичной обмотке в п раз больше, чем в первичной
\hlh-n или I2=nli), схема с трансформаторной связью позволя-
ет получить дополнительный выигрыш в усилении по току по
сравнению с усилительными каскадами с емкостной связью.

-Частотная характеристика усилителя с трансформаторной свя-
зью (рис. 21.39) имеет снижение коэффициента усиления в обла-
сти нижних и верхних частот. В области нижних частот спад коэф-
фициента усиления каскада объясняется уменьшением индуктивно-
го сопротивления обмоток трансформатора, вследствие чего воз-
растает их шунтирующее действие входной и выходной цепей кас-
када и снижается коэффициент усиления К=Ко/[1 +1/(сонТн)]-На

Рис. 21.39. Частотная ха-
рактеристика усилителя
с трансформаторной
связью

средних частотах влиянием реактивных
элементов можно пренебречь. В области
верхних частот на коэффициент усиления
влияют емкость коллекторного перехода Ск
и индуктивность рассеяния Ls обмоток
трансформатора. На некоторой частоте Ск
и Ls могут вызывать резонанс напряжения,
вследствие чего на этой частоте возможен
подъем частотной характеристики. Иногда
этим пользуются для коррекции частотной
характеристики усилителя.
§ 21.9. Однотактные оконечные каскады усилителей

Требования к оконечным каскадам. Оконечный каскад усили-
теля должен обеспечить требуемый уровень сигнала в нагрузке
при допустимых линейных и нелинейных искажениях. При актив-
ной нагрузке оконечный каскад должен обеспечивать необходимую
мощность сигнала, а при реактивной (например, емкостной) — не-
обходимое выходное напряжение.

Оконечные каскады работают при высоком уровне сигнала, что
вызывает необходимость использовать мощные УЭ с высоким по-
треблением энергии от источника питания. В этом случае важно
снизить мощность, рассеиваемую на УЭ, и обеспечить их удовлетво-
рительный температурный режим, получить более высокий к. п. д.
и повысить экономичность усилителя. Получение в оконечном кас-
каде требуемых выходной мощности и к. п. д. при минимальных
нелинейных искажениях достигается выбором типа УЭ, способа
его включения и режима работы, а также вида межкаскадной
связи.

' Для получения наибольшего усиления по мощности УЭ включа-
ют с общим эмиттирующим электродом. Включение транзистора с
ОБ позволяет снизить уровень нелинейных искажений. Однако по-
лучаемый меньший коэффициент усиления мощности требует боль-
шего усиления в предоконечном каскаде усилителя. Включение
транзистора с ОК обеспечивает согласование' выходного сопротив-
ления каскада с малым сопротивлением нагрузки. Электронные
лампы в оконечных каскадах обычно включают с общим катодом,
при котором обеспечивается возбуждение каскада сигналом с ма-
лой амплитудой.

Однотактные оконечные и предоконечные каскады по способу
подключения входного сигнала и нагрузки подразделяются на
трансформаторные и бестрансформаторные. УЭ обычно в них вклю-
чают с ОЭ, ОИ, ОК. В однотактных каскадах УЭ работают, как
правило, в режиме А, в двухтактных — в режимах А, В или С (см.
§21.5).

Виды схем. Схемы однотактных оконечных каскадов усиления
различаются типом и способом включения УЭ, видом цепей меж-
каскадной связи и выходного устройства. В качестве входных уст-
ройств используют обычные межкаскадные цепи. Выходные цепи
оконечного каскада выбирают исходя из ряда требований. Выход-
ная цепь должна рассеивать небольшую часть мощности, потребля-
емой от источника питания, и с небольшими потерями передавать
мощность усиливаемого сигнала от УЭ в нагрузку. Выходная цепь
должна обеспечить согласование фактического сопротивления на-
грузки усилителя с оптимальной нагрузкой выходной цепи.УЭ.

Каскад с непосредственным включением нагрузки в выходной
цепи УЭ (рис. 21.40, а) схемно прост, отсутствуют потери мощно-
сти и нелинейные искажения, вносимые выходным устройством.
Однако при непосредственном включении нагрузки Ru через нее
протекает постоянная составляющая выходного тока, вследствие
Рис. 21.40. Схемы выходных каскадов с непосредственным включением на на-
грузки и через разделительный конденсатор

чего значительна рассеиваемая мощность, невысок (около 20%)
к. п. д. схемы.

В резисторном однотактном оконечном каскаде (рис. 21.40, б)
нагрузка Ra подключается к выходному электроду УЭ через разде-
лительный конденсатор Ср, который не пропускает через нагрузку
постоянную составляющую тока УЭ. К. п. д. такой схемы мал
(5—6%), поэтому такое включение целесообразно лишь при не-
большой выходной мощности.

В однотактном оконечном каскаде с динамической транзистор-
ной нагрузкой (рис. 21.41, а) в качестве нагрузки выходной цепи
УЭ служит транзистор. Использование транзисторной нагрузки
увеличивает коэффициент усиления, расширяет динамический диа-
пазон, снижает уровень нелинейных искажений. Активным в схеме
является транзистор VI, включенный с ОЭ, его нагрузкой служит
транзистор V2. Коэффициент усиления по напряжению каскада с
ОЭ Кн=/г21э^~/^вх.э, где R~— сопротивление переменному току,
равное сопротивлению параллельно соединенных выходного сопро-
тивления /?вых, активного транзистора VI, нагрузки RK и динами-
ческого сопротивления R коллекторной цепи VI. Динамическое
сопротивление нагрузочного транзистора V2 равно его выходному

Рис. 21.41. Схемы усилительных каскадов с динамической нагрузкой на биполяр-
ных и полевых транзисторах
сопротивлению Р = РВых2- Поскольку А!вых2 велико, коэффициент
усиления Кн каскада высок.

Введение (с помощью невысокого сопротивления резистора Rd2)
местной ООС по току в нагрузочном транзисторе V2 повышает вы-
ходное динамическое сопротивление РВЫХ2, а следовательно, — уси-
ление каскада. Выходное сопротивление переменному току /?вых2
нагрузочного транзистора зависит от амплитуды выходного сигна-
ла. Это позволяет компенсировать нелинейность характеристик ак-
тивного транзистора VI и уменьшить нелинейные искажения сиг-
нала. Выходное сопротивление PBbIx2 нагрузочного транзистора ма-
ло шунтирует нагрузку 7?п, что позволяет повысить использование
источника и уменьшить ток покоя, потребляемый активным тран-
зистором. Режим работы нагрузочного транзистора V2 устанавли-
вается и стабилизируется с помощью резисторов R3, R4, Rs2 и
диода VD.

На рис. 21.41, б приведена схема усилительного каскада с ди
намической нагрузкой на полевых транзисторах. Активный тран
зистор VI включен с ОН, а нагрузочный V2 с ОЗ По постоянному
току оба транзистора включены последовательно. При таком
включении транзистора V2 и наличии местной ОС за счет резисто-
ра R3 сопротивление динамической нагрузки, а следовательно, и
коэффициент усиления каскада максимальны.

Схема выполняется на однотипных транзисторах, что улучша-
ет температурную стабильность и облегчает выполнение каскада
по интегральной технологии.

Однотактные трансформаторные каскады обладают более вы-
соким к. п. д., который можно обеспечить соответствующим подбо-
ром коэффициента трансформации трансформатора при работе на
нагрузку как с малым, так и большим сопротивлением. Однотакт-
ные оконечные трансформаторные каскады используются лишь в
режиме А.

Мощность, отдаваемая УЭ, Р~=0,5/то вых^Лп Вых- В режиме А
при синусоидальном сигнале среднее значение за период выходно-
го тока УЭ /ср=/о, а выходного напряжения — £/ср=Ио [здесь /о и
Uo— ток и напряжение точки покоя (см. /ок и U0K на рис. 21.21)].
Средняя мощность, потребляемая от источника питания, Ро =
= ^срВ,ср=/оПо. Разность потребляемой и отдаваемой нагрузке
мощностей выделяется (рассеивается) на выходном электроде УЭ

Pvac=P0-P~- (21-20)

Усилительный, элемент выбирают так, чтобы его допустимая
мощность рассеяния Ррас доп^ (1,1-У1,2)Ррас- При наличии транс
форматора в выходной цепи УЭ часть мощности Р~ теряется в нем.
С учетом к. п. д. трансформатора т)тр мощность, выделяемая в на-
грузке,

Для выходной цепи УЭ к. п. д."

.j =^/Ро = 0,5/твь.х^внх//0Со=0,5<К, (21.21)

где i|3==/m вых//о 1 —соответственно коэффициенты использования тока и напря-
и £={Лпвых/£Л> J жения питания.
При полном использовании ф=£=1 к. п. д. выходной цепи
максимален и равен 0,5 (т. е. 50%).

Мощность рассеяния с учетом использования источника пита-
ния

Ррае = Ро - Р~ = Р^<\ -Р~ = Р~(Д~ ',)/'< = Р~ (1 ~ 0,5-10/0,5^.

При ф = £=1 Ррас —; при ф=1 И 0,5 Ррас = ЗР_ .

Отсюда следует, что мощность рассеяния УЭ (при заданной по-
лезной мощности Я.) зависит от к. п. д. выходной цепи УЭ, т. е.
от использования тока и напряжения источника питания.

В транзисторных каскадах значения -ф и g обычно выбирают в
пределах от 0,9 до 1. При ф = £=0,9 Ррас= 1,5Р_, а мощность, по-
требляемая от источника питания, Р0=Ррас + Р =1,5Р+Р =
=2,5Р~.

В транзисторном трансформаторном каскаде, работающем в
режиме А, при отсутствии сигнала на входе (t/„lBX=0), а также
при обрыве и коротком замыкании нагрузки отдаваемая мощность
Р~=0, а на УЭ рассеивается максимальная мощность Ррас=:Ро =
=2,5Р~, что может вызвать нарушение теплового режима.

На рис. 21 42, а приведена схема оконечного трансформаторно-
го каскада на биполярном транзисторе, включенном с ОЭ, а на
рис. 21.42, б на семействе статических выходных характеристик
обозначена рабочая область, в пределах которой должны выби-
раться рабочие параметры транзистора.

Напряжение покоя Йкэо обычно стремятся выбирать возможно-
больше, но не выше (0,3—0,4) Пкэ макс.доц. При большем Пкэ0 уве-
личивается коэффициент усиления каскада, уменьшаются нелиней-
ные искажения сигнала, требуется меньшая мощность на входе
УЭ, повышается экономичность источника питания. При малом
значении напряжения UV30 для получения заданной мощности

Рис. 2J.42. Однотактиый трансформаторный выходной каскад с ОЭ и семейство
выходных статических характеристик
потребуется увеличить выходные 1КО и /кт и входной 15т токи, на-
пряжение ибэт, входную мощность Рвх. При этом снизится коэф-
фициент усиления по мощности, а с увеличением токов 1кт и 1&т
возрастут нелинейные искажения сигнала. Нелинейные искажения
и к. п. д. каскада зависят от выбора рабочей точки транзистора.
Ток покоя исходя из максимальной мощности рассеяния Pvac =
= (2,5ч-3)Р~ =Р0=/к0Пкэо составит:

/ко = (2,5 4- 3)P~/6ZkSo. (21.22)

Однотактные оконечные каскады имеют относительно малый
(до 50%) к. п. д. Лучшие показатели можно получить от оконеч-
ных каскадов, выполненных по двухтактной схеме.

§ 21.10. Двухтактные оконечные каскады

Виды схем. Двухтактные каскады (ДК) содержат два УЭ, ра-
ботающие в противофазе на общую нагрузку. В зависимости от
способа управления УЭ различают три типа двухтактных каскадов.

Каскады с параллельным управлением двухфазным напряже-
нием сразу двух плеч схемы от одного источника сигнала. Плечи
схемы выполняются на однотипных УЭ. Двухфазное напряжение
сигнала получают От специальных фазоинверсных каскадов или от
трехобмоточных трансформаторов. Такого типа каскады использу-
ются в трансформаторных усилителях.

Каскады с параллельным управлением однофазным входным
напряжением, в которых входной сигнал подается сразу на оба
плеча схемы от одного источника сигнала. Противофазная работа
плеч достигается применением в них разноструктурных (р-п-р и
п-р-п) транзисторов. Такие каскады широко применяются в бес-
трансформаторных усилителях.

Каскады с последовательным управлением однофазным напря-
жением. В этих каскадах напряжение от источника сигнала пода-
ется на вход одного (ведущего) плеча, с выхода которого сигнал
подается па вход второго (ведомого) плеча. Обычно плечи
схемы выполняют на однотипных УЭ с бестрансформаторным вы-
ходом.

Двухтактные каскады (ДК) первых двух типов выполняют на
транзисторах, включаемых с ОЭ и ОБ; в бестрансформаторных —
с ОЭ и ОК. В первых двух типах ДК УЭ работают в режимах А
или В, в третьем — в режиме А.

На рис. 21.43 приведены транзисторные двухтактные оконечные
каскады на транзисторах, включенных с ОЭ с резисторно-емкост-
ной связью с предоконечным каскадом (рис. 21.43, а) и с транс-
форматорной связью (рис. 21.43, б).

В усилительных каскадах использована эмиттерная стабилиза-
ция. Схема с резисторно-емкостной связью (см. рис. 21.43, а) име-
ет индивидуальные для каждого транзистора делители смещения
R1R2; при трансформаторной связи делитель R1R2 общий на оба
Рис. 21.43. Трансформаторные двухтактные оконечные каскады с резисторно-ем-
костной и трансформаторной связью

транзистора. Для симметрирования плеч двухтактной схемы и до-
полнительной стабилизации в каскад могут включаться резисторы
R3 и R3". При работе УЭ в режиме В резисторы R3, R3 и RB" отсут-
ствуют. Иногда резисторы R1 или R3 делают регулируемыми, что
позволяет выравнивать коллекторные токи плеч схемы. На входе
схем действуют равные по величине, но противофазные напряже-
ния возбуждения tzBxi и ивх2.

Свойства двухтактных схем. Проанализируем свойства двух-
тактных схем на примере трансформаторной схемы транзисторного
оконечного каскада с параллельным управлением двухфазным на-
пряжением (см. рис. 21.43, а). При косинусоидальном входном
сигнале напряжения, снимаемые с вторичных полуобмоток транс-
форматора Тр1, противофазны

мвх1 = Um cos n>t, unr2 — (Jm cos (<»t 4- л) = — Um cos u>t.

Под действием этих противофазных напряжений токи в коллек-
торных цепях транзисторов VI и V2 можно представить в виде ря-
да Фурье

Д1 Лэк! + ^im COS + Л<2т COS 2о^ + 1к3т COS Зш/+ ... . (21.23)

Учитывая противофазность напряжений на входе, ток 1в2 полу-
чим заменой в выражении (21.23) значений со/ на со/+л:

г’к2 = Дк2 — Л<1т cos + 1к2т cos 2ш/ — IKSm cos 3<^ + ... (21.24)

Выходные токи плеч iKi и iK2 протекают по полуобмоткам пер-
вичной обмотки выходного трансформатора Тр2 в противополож-
ных направлениях. Противофазные токи iK1 и 1к2 создают в выход-
ном трансформаторе Тр2 результирующий магнитный поток, про-
порциональный разности токов iK1—1к2. Ток в нагрузке (во вторич-
ной обмотке Тр2) пропорционален результирующему магнитному
потоку, т. е. пропорционален разности токов плеч

'н = к (гк1 — zk2) = к (2/к1 m cos о t + 21 к3т cos Зш/ + ...),

где к — коэффициент пропорциональности.
В двухтактном каскаде происходит компенсация четных гармо-
ник токов плеч и выходной ток в нагрузке содержит только нечет-
ные гармоники. За счет этого в двухтактной схеме мал уровень не-
линейных искажений. Компенсация чётных гармоник позволяет ис-
пользовать в ДК экономичный режим В, при котором высок .уро-
вень четных гармоник.

Постоянные составляющие коллекторного тока /Ок1 и /ок2 плеч
схемы противофазны в первичной обмотке выходного трансформа-
тора и в разностном токе отсутствуют, поэтому сердечник выход-
ного трансформатора Тр2 работает без постоянного подмагничива-
ния, что снижает его габаритные размеры, массу и стоимость.

Ток в проводах питания схемы (общих для двух плеч) равен
сумме токов плеч:

А = *К1 + г'к2 =• 2 (/ов + /к2т cos 2«/ + ...)

(21.25)

и содержит постоянную составляющую и четные гармоники. При

отсутствии в этом токе гармоник основной
частоты сигнала снижается нежелательная
межкаскадная ОС через источник, упроща-
ются развязывающие фильтры. Переменный
магнитный поток (при равенстве токов плеч
1’к1=1'к2=1'к) определяется суммарной ам-
плитудой коллекторных токов iE1 и iK2 Ф=
= K(iKi+iK2) —2kiK=2kIK m cos cot, так как
эти токи, хотя и протекают в первичной об-
мотке трансформатора навстречу друг дру-
гу, но имеют противоположную полярность
(рис. 21.44). Под действием этого магнит-
ного потока во вторичной обмотке выходно-
го трансформатора будет индуктироваться
э. д. с., пропорциональная удвоенной ам-
плитуде переменного коллекторного тока,
вследствие чего мощность, отдаваемая двух-
тактным усилителем, вдвое больше мощно-
сти каждого плеча. Двухтактные схемы с
учетом отмеченных достоинств, несмотря на
их усложнение, применяют в оконечных
каскадах, начиная с полезной мощности в
нагрузке в 2—3 Вт, а при питании от доро-
гостоящих элементов — и при меньших (ме-
нее 1 Вт) мощностях.

Двухтактные каскады допускают работу
УЭ в режимах А и В. Наиболее часто они
работают в режиме В, при котором рабочая
точка выбирается в области отсечки коллек-
торного тока (см. рис. 21.22). Практически
в исходном состоянии в этом режиме тран-
зисторы заперты. При подаче даже слабо-
го сигнала один из транзисторов отпирается.

Рис. 21.44. Диаграммы
токов и напряжений
двухтактной схемы
Рис. 21.4&. К анализу процессов в двухтактной схеме в режиме В

Смена состояний транзисторов будет происходить через половину
периода усиливаемых колебаний.

На рис. 21.45 приведены графики физических процессов в ДКУ,
работающем в режиме В. Для более эффективного использования
транзисторов выбирают Икт»Дк, Дт«Дмйкс, т. е. напряжение
питания и амплитуду выходного тока ограничивают значениями
Дк^Пкмакс» Дт-)-Д мии^ Д мапс. Поскольку плечи работают по-
очередно, то каждое плечо отдает в нагрузку мощность

Р~ ~ Р~ = Ри/^тр.

Мощность, отдаваемая всем каскадом,

Р~ ~ Рц/Чтр — О,С>Д т^ДтДтр,

ГДе = Дмакс Дмнн» Ркт — Рц (Д<мин 4-

Мощность, потребляемая от источника питания обоими тран-
зисторами,

Pq ~ (Д.СР + Д.МИн)>

где/к.ср=Д т/л — постоянная составляющая полусинусоидального импульса
выходного тока с амплитудой /к т.

Электрический к. п. д. каскада (без учета потерь в трансфор-
маторе)

"Я Лет Скт Л /кт г

•( В - -- “— — — 1 1 '— г -= —— - Q *

4 т Н- мин 4 Дет “F Я/кадин

где UK

»п/£к— £ — коэффициент использования напряжения коллекторного источ-
ника.
При /кт^л/кмин т]в=л^/4; при полной Использовании кол-
лекторного источника (£=1), к.п.д. стремится к максималь-
ному:

г,в = т.макс = л/4 =0,786, т. е. 78,6%.

Отсюда следует, что выгодно работать при возможно большем
использовании источника питания, так как при этом растет эконо-
мичность каскада.

Мощность, рассеиваемая на коллекторах обоих транзисторов,
Зб’крас = Ро + Р~ = P^/rlB — Р~ = Р~ (1 — Ib)/ 'ib-

. По этой мощности выбирают тип транзистора. Чтобы избежать
перегрузки транзисторов, мощность, отдаваемая нагрузке двух-
тактным выходным каскадом в режиме В, принимается

Р~ (0,25 ч- 0,3) 6>H/vCp.

При большом уровне входного сигнала транзисторы большую
часть полупериода работают в режиме насыщения с верхней отсеч-
кой коллекторного тока, форма выходного сигнала приближается
к прямоугольной. К- п. д. может достигать 90—95%, а мощность в
нагрузке в 10 —20 раз превышает мощность рассеяния на коллекторе.

Двухтактные бестрансформаторные каскады. Двухтактная схе-
ма с бестрансформаторным выходом с параллельным управлением
однофазным напряжением (рйс. 21.46, а) имеет лишь простой
входной трансформатор. Управление обоими плечами осуществля-
ется одновременно одним однофазным напряжением «вх. В схеме
используются разноструктурные (р-п-р и п-р-п) транзисторы,
включенные с ОЭ.

При работе, например, в режиме В транзистор VI открывается
отрицательным напряжением на базе, a V2 — положительным.
Схема двухтактная, поскольку в течение каждого полупериода
сигнала один транзистор открыт, а другой закрыт. Постоянные со-
ставляющие токов обоих транзисторов70к1 и I0v2 в нагрузке взаим-
но компенсируются, так как текут навстречу друг другу. Посколь-
ку постоянная составляющая выходного тока 10К через нагрузку не

Рис. 21.46. Бестрансформаторные двухтактные каскады с входным трансформато-
ром и без него
протйкает, нагрузка подключена к общему проводу через разде-
лительный конденсатор Ср. В схеме осуществляется последова-
тельное питание транзисторов по постоянному току (ток протека-
ет через оба транзистора и источник Е). Переменные составляю-
щие токов плеч iKl и в нагрузке складываются.

Схема управляется однофазным напряжением. Его можно по-
лучить от резисторного каскада с транзистором, включенным с ОЭ.
Входной трансформатор из схемы можно исключить, что упростит
интегральное исполнение усилителя. Вариант такой бестрансфор-
маторной двухтактной схемы на комплементарных (разнострук-
турных) транзисторах приведен на рис. 21.46, б. В схеме использу-
ется непосредственная связь между каскадами. Входное напряже-
ние прикладывается между базой транзистора V3 и общим прово-
дом. Транзисторы V2 и V3 оказываются включенными с ОК (об-
щим электродом для входной и выходной цепей у транзистора V2
является коллектор). Выходные токи плеч протекают так же, как
в каскаде по схеме рис. 21.46, а. При включении транзисторов с
ОК должно быть «вх>^вых, поэтому отсутствие в схеме входного
трансформатора привело к уменьшению коэффициента усиления
по мощности. Диод VD в схеме обеспечивает смещение на транзис-
торах и температурную стабилизацию рабочей точки. Сопротивле-
нием нагрузки транзистора VI по постоянному току служит сум-
марное сопротивление R+RVD. На сопротивлении диода RVD соз-
дается напряжение 2U53O = t763V2+ Дбэогз- Сопротивлением нагруз-
ки по переменному току служит параллельное соединение резисто-
ра R и входного сопротивления V3. При использовании мощных
транзисторов в бестрансформаторном оконечном каскаде трудно
подобрать близкие по характеристикам разноструктурные пары
транзисторов. В этом случае двухтактную схему выполняют на
составных транзисторах (рис. 21.47, а). Мощные транзисторы V4,
V5 имеют одинаковую проводимость. Пары V2, V4 и V3, V5 состав-
ных транзисторов эквивалентны одиночным соответственно р-п-р и
п-р-п транзисторам. Транзисторы V2—V5 используются в режиме
В. Конденсатор С обеспечивает постоянство режима работы тран-

Рис. 21.47. Двухтактные бестрансформаторные каскады
зисторов при изменениях сопротивления нагрузки (вплоть до ее
обрыва). Резистор R1 по переменному току подключен параллель-
но нагрузке, его сопротивление выбирают Rl^ (30ч- 50) Ён.

Схема с последовательным возбуждением, несимметричным од-
нофазным напряжением (рис. 21.47, б) может быть выполнена на
однотипных транзисторах. Напряжение сигнала uBxi поступает на
вход нижнего (ведущего) плеча. На вход верхнего (ведомого)
плеча противофазное напряжение wBx2 снимается с резистора R5.
По постоянному току транзисторы VI, V2 включены последова-
тельно, а схемно — с ОЭ. Делитель R1R2 определяет исходный ток
транзисторов, а делитель R3R4 — распределение напряжения меж-
ду ними. Оконечные каскады с последовательным управлением ра-
ботают лишь в режиме А. Их к. п. д. не превышает 50%. Возмож-
ность применения в схеме однотипных транзисторов облегчает из-
готовление усилителя по интегральной технологии.

§ 21.11. Фазоинверсные каскады

Фазоинверсными называют каскады с несимметричным входом
и симметричным относительно общего провода выходом. Для удов-
летворения этого требования инверсные каскады имеют два выхо-
да, с которых снимают равные по амплитуде, но сдвинутые по фа-
зе на 180° напряжения. Инверсные каскады используются для пере-
хода от несимметричных однотактных каскадов к двухтактным, а
также для передачи сигнала от однотактных каскадов к симмет-
ричной нагрузке.

Фазоинверсный каскад с разделенной нагрузкой выходной цепи
приведен на рис. 21.48, а. В усилителе одна часть нагрузки вклю-
чена в цепь коллектора (резистор RK), а другая Rs — в цепь эмит-
тера. Переменные напряжения нвых1 и нВЬ1х2 снимаются с сопротив-
лений нагрузок Ян' = ЯКЯВх1/(ЯК+£вх1) и Rn"='RaRBx"K^a + ^x'),
образованных соответственно параллельным соединениям резисто-
ров RK и Ra и входных сопротивлений Rm' и RBX" соответствующих

Рис. 21.48. Фазоинверсные каскады
плеч оконечного каскада. Относительно R„' транзистор включен по
схеме с ОЭ, следовательно, напряжение t?Bbrxl противофазно вход-
ному UBX, а относительно Rn" — по схеме с ОК, следовательно, на-
пряжение нвых2 на нем по фазе совпадает с входным ивх. Усиление
входного сигнала схемой с ОЭ несколько больше, чем в схеме с ОК,
т. е. нвых1>ивых2. Для устранения этой асимметрии выходных на-
пряжений подбором значения сопротивления резистора RB в цепи
коллектора выбирают Rh<.Rh"-

Инверсные каскады с разделенной нагрузкой используются
при работе на двухтактный транзисторный каскад, работающий в
режиме А, при небольшой мощности (усилителя. При работе на
двухтактный каскад в режиме В параллельно входным сопротив-
лениям плеч оконечного каскада включают диоды для разряда
разделительных конденсаторов, заряжающихся в режиме В им-
пульсами входного тока транзистора.

Инверсные каскады используются также в ИМС для управле-
ния бестрансформаторными каскадами на одноструктурных тран-
зисторах. Каскады с разделенной нагрузкой с глубокой ООС обес-
печивают малые нелинейные и частотные искажения, просты в ис-
полнении. К недостаткам этих каскадов относят сложность введе-
ния в них цепей НЧ и ВЧ коррекции, отсутствие усиления сигнала,
так как напряжение сигнала от УЭ делится поровну между сопро-
тивлениями нагрузки (RB и Rt").

Фазоинверсный каскад с эмиттерной связью (см. рис. 21.32, б)
имеет большую симметрию выходных противофазных напряжений
и стабильность коэффициента усиления. Входное напряжение
сигнала ивх приложено между базой VI, включенного с ОЭ, и об-
щим проводом схемы. Это напряжение равно сумме напряжения
п.ВХ1 между базой и эмиттером транзистора VI и напряжения ивх2
на резисторе Ra. Напряжения нвх1 и ивх2 по фазе совпадают с вход-
ным сигналом.

Транзистор V2 включен с ОБ (его база соединена через кон-
денсатор С2 с общим проводом). Напряжение возбуждения, дей-
ствующее между эмиттером и базой V2, равно ивх2 и приложено к
транзистору в противоположной полярности относительно вход-
ного ивх. В результате транзисторы V1 и V2 работают в противо-
фазе, переменные составляющие эмиттерных i3i и 1э2 и коллектор-
ных i’ki и iK2 токов сдвинуты по фазе относительно друг друга на
180°, следовательно, напряжение ивх2 на резисторе R3 создается
разностью токов (i3i—*32)- Противофазность токов iK1 и iK2 обуслов-
ливает противофазность выходных uEbIxi и нвыХ2 напряжений.

Фазоинверсные каскады на равноструктурных транзисторах
используются в усилителях с двухтактным оконечным бестранс-
форматорным каскадом (рис. 21.48, б). Транзисторы V2 и V3 по
постоянному току соединены последовательно. Транзистор V3
включен с ОЭ, a V2 — с ОБ (его база по переменному току через
конденсатор С подключена к общему проводу). Выходные напря-
жения «вых1 и ивыХ2, снимаемые с резисторов R3 и R5, включенных
в коллекторных цепях разноструктурных транзисторов, сдвинуты
по фазе на 180°. Для увеличения входного сопротивления транзис-
тора V2 в схему включен резистор R4, что позволило уменьшить на
входе инверсного каскада мощность сигнала, снимаемого с тран-
зистора VI. В схеме обеспечивается симметрия выходных сопро-
тивлений и напряжений. Схема технологична и широко использу-
ется в ИМС.

Фазоинверсный каскад с инвертирующим транзистором (рис.
21.48, в) содержит двухкаскадный резисторный (усилитель на тран-
зисторах VI, V2, включенных с ОЭ. Первый каскад на транзисторе
VI усиливает входное напряжение «вх. Напряжение пВЬ1х1 на выхо-
де VI является выходным напряжением первого плеча инверсного
каскада. Это же напряжение uBbIxi подается на второй каскад, име-
ющий коэффициент усиления по напряжению около единицы
(Лп«1). Напряжение на выходе V2 пвых2 является выходным на-
пряжением второго плеча инверсного каскада. По амплитуде оно
равно напряжению uBbixi и сдвинуто относительно его по фазе
на 180°.

С помощью резисторов ДЭ1 и R32 каскады охвачены ООС по то-
ку, стабилизирующей режим транзисторов по постоянному току и
улучшающей частотную и переходную характеристики усилителя.
Чтобы второй каскад имел /Сн=1, сопротивление резистора R5 вы-
бирают меньше сопротивления резистора R3. Возникающую при
этом асимметрию выходных сопротивлений плеч инверсного каска-
да устраняют с помощью резистора R4.

§ 21.12. Усилители постоянного тока

Общие сведения. Усилители постоянного тока (УПТ) могут
усиливать электрические колебания со спектром частот от 0 до fB,
определяемой назначением и условиями работы. По принципу дей-
ствия усилители постоянного тока подразделяют на усилители пря-
мого усиления и усилители с преобразованием. В УПТ с преобра-
зованием усиливаемый постоянный ток преобразуется в перемен-
ный и усиливается с последующим выпрямлением (усиление с мо-
дуляцией и демодуляцией сигнала — МДМ).

Особенностью схем УПТ прямого усиления является наличие
гальванической (непосредственной) связи между выходным элект-
родом усилительного элемента (коллектором, анодом) одного кас-
када с входным электродом усилительного элемента (базой, сет-
кой) следующего каскада. При гальванической связи цепь связи
между каскадами не содержит реактивных элементов (конденсато-
ров, трансформаторов), поэтому пропускает сколь угодно медлен-
ные изменения токов.

Гальваническая связь, хорошо передавая перепады потенциа-
лов и медленные изменения токов между каскадами, затрудняет
установку режима работы усилительного элемента, вызывает не-
стабильность работы самого усилителя. При изменениях напряже-
ния источников питания, нарушении режимов работы усилитель-
НЫх элементов или их Параметров возникают медленные Измене-
ния токов, которые через цепи гальванической связи передаются
на вход усилителя и приводят к изменениям выходного напряже-
ния. Практически эти изменения выходного сигнала неотличимы от
изменений, вызванных воздействием полезного сигнала на входе
усилителя.

Дрейф нуля и способы его снижения. Изменения выходного
напряжения, обусловленные внутренними процессами в усилителе
(нестабильностью напряжения источников питания, нестабильно-
стью параметров активных и пассивных элементов схемы, измене-
ниями температуры окружающей среды и т. д.) и не связанные с
входным напряжением, называют дрейфом нуля усилителя. Абсо-
лютный дрейф нуля характеризуется максимальным изменением
выходного напряжения, если отсутствует сигнал на входе (при
замкнутом входе) усилителя за определенный промежуток време-
ни. Напряжение дрейфа, приведенное к входу усилителя, равно от-
ношению напряжения абсолютного дрейфа к коэффициенту усиле-
ния усилителя: Пдр.вх=ПдР.вых.манс/к.

Приведенное к входу напряжение дрейфа t7OT.BX ограничивает
минимально различимый входной сигнал; по существу напряжение
дрейфа определяет чувствительность усилителя. Для нормальной
работы усилителя напряжение дрейфа не должно превышать за-
данного минимального напряжения усиливаемого сигнала. Если
напряжение дрейфа на входе усилителя окажется того же порядка,
что и напряжение сигнала или больше его, то уровень искажений
усилителя превысит допустимое значение. Это может вызвать сме-
щение рабочей точки усилителя вне рабочей области характери-
стик усилительного элемента («дрейф нуля»).

Основными способами уменьшения напряжения дрейфа явля-
ются: стабилизация напряжений или тока всех источников пита-
ния, влияющих на режим усилительного каскада; применение глу-
бокой ООС; компенсация температурного дрейфа элементами с не-
линейной зависимостью параметров от температуры; применение
балансных (мостовых) схем; преобразование постоянного тока в
переменный и усиление переменного тока с последующим выпрям-
лением.

Схемы усилителей постоянного тока. Важными задачами при
построении схем УПТ являются: согласование потенциалов (на
входе усилителя, в точках соединения каскадов и на выходе, при
подключении нагрузки), обеспечение стабильности работы при
изменениях-режимов и параметров элементов схем. Усилители по-
стоянного тока могут быть одно- и двухтактными.

Однотактная схема УПТ прямого усиления приведена на рис.
21.49, а. В приведенной схеме напряжение сигнала с выхода одно-
го усилительного элемента непосредственно поступает на вход еле;
дующего усилительного элемента. Одновременно с напряжением
сигнала на вход следующего усилительного элемента (например,
V2) поступает напряжение питания цепи предыдущего транзисто-
ра VI. Для согласования потенциала коллектора транзистора VI с
Рис. 21.49. Схема УПТ с непосредственной связью и. параллельного балансного
каскада

потенциалом базы последующего каскада на транзисторе V2 нуж-
но скомпенсировать коллекторное напряжение первого каскада.
Для этого в эмиттерную цепь V2 включен резистор Rg2. В этом
случае напряжение смещения цепи базы транзистора V2, как сле-
дует из схемы (см. рис. 21.49, а), составит U6gZ= UKgl + Usl—Ug2.
Для получения требуемого значения тока коллектора в транзисто-
ре V2 напряжение U32 на резисторе Rg2 должно превышать напря-
жение Ugi на резисторе Rgl. Потенциалы коллекторов последую-
щих транзисторов должны иметь большое значение. Эти требова-
ния реализуются уменьшением сопротивлений RK и увеличением
сопротивлений Rg последующих каскадов, т. е. выбором RK3<Z
<Ak2<^ki и RB3>Rs2>R3i. При таком выборе резисторов RK и Rg
снижается усиление последующих каскадов. Следует учитывать,
что резисторы Rgi, R3Z и Ra3 в схеме УПТ не только компенсируют
коллекторное напряжение, поступающее на базу, но и осуществля-
ют стабилизацию режима транзисторов за счет ООС по току. За
счет ООС параметры усилителя (КЕ, К?, гвых) в меньшей сте-
пени зависят от параметров транзистора и обладают большей ста-
бильностью при их изменениях. Значение сопротивления Rg послед-
него каскада обычно выбирают из условий получения необходи-
мой стабильности режима работы, а нужное смещение на базе ус-
танавливают с помощью делителя ROR33 или стабилитрона V4,
подключаемого в цепь эмиттера (как показано на рис. 21.49, а
штриховой линией). Если эмиттерный ток транзистора меньше ра-
бочего тока стабилитрона, в схему для обеспечения его номиналь-
ного режима дополнительно вводят резистор Ro.

Балансные схемы в сочетании с взаимной компенсацией, глу-
бокой ООС и термокомпенсацией нелинейными элементами позволя-
ют значительно увеличить стабильность УПТ. В большинстве слу-
чаев балансные схемы усилителей выполняют двухтактными. Для
уменьшения дрейфа нуля применяются балансные схемы усилите-
лей параллельного и последовательного типов.

На рис. 21.49, б приведена схема параллельно-балансного кас-
када. В схеме коллекторные резисторы и Rii2 и внутренние со-
противления транзисторов образуют четыре плеча моста. К одной
диагонали моста между цепями коллектор — эмиттер подключается
напряжение питания, а в другую (между коллекторами) — нагруз-
ка. Входной усиливаемый сигнал прикладывается к базам обоих
транзисторов. При ^?К1=^к2 и идентичных транзисторах плечи мо-
ста симметричны. Если сигнал на входе схемы отсутствует («вх=
= 0), разность потенциалов между коллекторами VI и V2 также
равна нулю. Если пвх=Д0, то потенциалы на коллекторах транзис-
торов получают одинаковые по значению, но разные по знаку при-
ращения (ДПк1== —ДПк2), вследствие чего в нагрузке появится
ток.

Параллельно-балансные каскады могут быть использованы в
качестве первых высокостабильных каскадов многокаскадных уси-
лителей, а также в качестве выходных каскадов, если нужно полу-
чить симметрично изменяющееся напряжение (например, для от-
клоняющих пластин осциллографической трубки) или симметрично
изменяющийся ток (например, для отклоняющих катушек элект-
ронно-лучевых трубок, обмоток реле). Высокая стабильность вы-
ходных данных объясняется тем, что изменения режима (темпера-
туры, напряжения источника и т. д.) в симметричной схеме приво-
дят к одинаковым изменениям потенциалов на коллекторах, поэто-
му выходное напряжение и ток в нагрузке не меняются.

В симметричной схеме ток через резистор 7?э можно считать не-
измененным (Д/Э1=—Д/эг), поэтому обратная связь в схеме не
возникает. Регулировкой сопротивления резистора связки R1 с от-
водом средней точки можно уменьшить колебания токов коллек-
торов. Резистор R1, являясь сопротивлением обратной связи, сни-
жает усиление, однако он предотвращает запирание одного из тран-
зисторов при малейшем разбалансе базовых потенциалов, чем рас-
ширяет динамический диапазон входных сигналов.

Балансные каскады последовательного типа на транзисторах
распространения не получили, так как обладают большим дрей-
фом нуля, поэтому здесь не рассматриваются.

Усилители постоянного тока с преобразованием. Усилители
постоянного тока прямого усиления обеспечивают усиление сигна-
лов лишь в сотни микровольт и выше. Для усиления более слабых
сигналов используют УПТ с преобразованием постоянного тока в
переменный с последующим усилением и детектированием.

На рис. 21.50, а приведена структурная схема УПТ с преобра-
зованием. Низкочастотное напряжение сигнала ws = HsmcosQ^

Рис. 21.50. Усилитель постоянного тока с преобразованием сигнала
(включая £2=0) поступает на преобразователь Пр. Одновременно
на преобразователь подается от генератора Г опорное напряжение
несущей частоты uon= i7onmcos о0Л На выходе преобразователя
возникают колебания преобразованного сигнала. Они проходят
усилитель низких частот УНЧ и поступают на демодулятор, в кото-
ром осуществляется синхронное детектирование. Для этой цели на
демодулятор от генератора Г подводятся колебания той же несу-
щей. Исходный входной сигнал выделяется фильтром нижних ча-
стот ФНЧ и подается в нагрузку.

Однако УПТ с преобразованием на дискретных элементах из-за
сложности и высокой стоимости не получили широкого распростра-
нения и в настоящее время заменены УПТ с преобразованием в
интегральном исполнении. Примером такого УПТ является опера-
ционный усилитель 140 УД 13.

Применяются также УПТ с преобразованием сигнала на оптро-
нах. Оптрон V (рис. 21.50, б) содержит излучающий светодиод
СД и фотоприемный элемент ФР, между которыми имеется опти-
ческая связь. В качестве фотоприемника может служить фоторе-
зистор ФР, фотодиод, фототранзистор. Оптрон осуществляет пере-
дачу сигнала и идеальную гальваническую развязку входа и выхо-
да каскада.

На рис. 21.50, б приведен УПТ с преобразованием с использо-
ванием диодного оптрона в качестве преобразователя (модулято-
ра). Под действием опорного напряжения несущей С7ОП световой
поток светодиода СД оптрона V изменяется с частотой too. Это
вызывает изменение проводимости фоторезистора ФР оптрона с
частотой соо- Одновременно на ФР воздействует напряжение сиг-
нала В результате с резистора R1 снимают модулированное
напряжение им, которое усиливается усилителем А1, детектирует-
ся в балансном демодуляторе и подается на фильтр нижних ча-
стот, выделяющий исходный входной сигнал.

§ 21.13. Операционные усилители

Назначение. Операционный усилитель (ОУ) представляет со-
бой УПТ обычно прямого усиления с большим коэффициентом
усиления по напряжению. Исходя из этого на ОУ можно выпол-
нять узлы аппаратуры, показатели которой в основном определя-
ются элементами цепи ОС, вводимой в ОУ.

Вначале ОУ использовались в аналогичных вычислительных
машинах при выполнении математических операций (суммирова-
ние, вычитание, дифференцирование и т. д.). В настоящее время
ОУ широко применяются в различных функциональных узлах ап-
паратуры в качестве входных дифференциальных, промежуточных,
выходных каскадов усилителей, смесителей звуковых частот, ак-
тивных фильтров и т. д.

Технические показатели. Помимо рассмотренных ранее техни-
ческих показателей усилителей переменного и постоянного токов
(см. § 21.2 и 21.12), для оценки ОУ используются нижеприведен-
ные специфические показатели:

входное напряжение смещения нуля UCM (мВ), которое следует
подать на один из входов ОУ или на дифференциальный вход ОУ,
чтобы [7вых—0;

температурный дрейф напряжения смещения нуля А17см/А^
(мкВ/°С);

входной ток смещения /см (нА), равный среднему току, про-
текающему во входной цепи ОУ при £7ВЫХ=О, т. е /см= (/+«,+
+/~см)/2, где /+см и /_см — токи смещения на неинвертирующем и
инвертирующем входах ОУ;

разность входных токов смещения Д/см= | /+см | — 1/~см | (нА),
определяемая при 17Вых==0;

температурный дрейф разности входных токов АГА/см/АД
(нА/°С);

входное сопротивление для дифференциального и синфазного
сигналов; скорость нарастания выходного напряжения ^1/вых
(В/мкс), определяющая возможность применения ОУ на высоких
частотах при больших уровнях сигнала.

Для примерной оценки свойств ОУ пользуются показателем
качества Q — ^1/тх/(4н^см) • где числитель характеризует
быстродействие, а знаменатель — степень погрешностей. По пока-
зателю качества Q операционные усилители делят на универсаль-
ные (общего назначения), высокоточные (прецизионные) и широ-
кополосные (быстродействующие).

Структурные схемы ОУ. В зависимости от числа каскадов раз-
личают трех- и двухкаскадные ОУ. В трехкаскадном ОУ (рис.
21.51, а) первым каскадом является дифференциальный усили-
тель ДУ, вторым — усилитель напряжения УН, третьим — усили-
тель напряжения УН2, совмещаемый с цепями, обеспечивающими
|сдвиг уровня постоянного напряжения, для согласования с низко-
омной нагрузкой ОУ заканчивается одно- или двухтактным эмит-
терным повторителем (ЭП).

В двухкаскадных ОУ (рис. 21.51, б) первый каскад — диффе-
ренциальный усилитель ДУ с повышенным коэффициентом уси-
ления, второй каскад — усилитель напряжения УН. Заканчивается
ОУ двухтактным ЭП.

Дифференциальные каскады ОУ. В интегральных ОУ входные
ДУ определяют их точностные показатели. Для улучшения пока-

Рис. 21.51. Операционные усилители

1ЯЛ
Рис. 21.52. Схемы каскадов операционных усилителей

зателей ОУ стремятся уменьшить их входной ток 1ВХ (увеличив
Rbx), увеличить коэффициент усиления по напряжению, стабили-
зировать показатели ДУ с изменением питающих напряжений и
температуры, снизить шумы.

Высокий коэффициент усиления ДУ позволяет ограничиться
двумя каскадами усиления в ОУ, а введение ООС повышает устой-
чивость его работы и упрощает коррекцию АЧХ. Увеличение вход-
ного сопротивления достигается применением полевых и состав-
ных транзисторов, уменьшением (до единиц микроампер) токов
эмиттера. Составные транзисторы во входном ДУ включают по
схемам: ОК — ОЭ, Дарлингтона, каскодной ОЭ — ОБ и ОК—ОБ.

На рис. 21.52, а приведена упрощенная принципиальная схема
ДУ на супер-бета-транзисторах с высоким Лг1э>5000, включен-
ных с ОЭ — ОБ в ОУ 140 УДИ. В схеме транзисторы VI, V3
включены с ОЭ, a V2, V4 — с ОБ. Благодаря включению резисто-
ров в цепи эмиттеров VI, V3 в схеме уменьшена входная емкость,
увеличено входное сопротивление, значительно снижен (до
1,5 нА) входной ток. Малый входной ток имеют входные ДУ на
полевых транзисторах (например, в ОУ К544УД1 с входным ДУ
на полевых транзисторах 7Вх=0,15 нА) и еще меньший (до
0,1 нА) в ОУ с преобразованием на МДП-транзисторах (напри-
мер, 140 УД 13).

Промежуточные и выходные каскады ОУ. Особенности проме-
жуточных и выходных каскадов ОУ рассмотрим на микросхеме
КИ0УД7 (рис. 21.52, б). Промежуточный каскад выполнен на
транзисторах V14, V16. Сигнал на базу V14 поступает с выхода
ДУ. Чтобы входное сопротивление промежуточного каскада не
шунтировало динамическое сопротивление нагрузки ДУ, транзи-
стор V14 включен с ОК- Транзистор V16 включен с ОЭ. Его на-
грузкой служит высокое динамическое сопротивление источника
фиксированного тока ИФТ (генератора стабильного тока ГСТ)
на транзисторе V15. В результате промежуточный каскад обеспе-
чивает высокое (примерно 200) усиление. Режимный ток V15 за-
дается со схемы ДУ на базу V15. С помощью конденсатора С
осуществляется внутренняя коррекция с фазовым запаздыванием.
Чтобы не снижать усиления промежуточного каскада, к нему
подключен эмиттерный повторитель ЭП (на верхнем эмитте-
ре двухэмиттерного транзистора V19) с высоким входным сопро-
тивлением. Нагрузкой ЭП служит параллельное соединение дина-
мического сопротивления ГСТ (на верхнем коллекторе V15) и
входного сопротивления выходного двухтактного каскада на тран-
зисторах V23, V24, включенных с ОК- Напряжение смещения на
транзисторы двухтактного выходного каскада (с температурной
компенсацией положения точки покоя) обеспечивают транзисторы
V17 и V18. Смещение устанавливается подбором тока V19 (выбо-
ром площади верхнего коллектора V15).

Транзисторы V21, V22 обеспечивают защиту от перегрузки
транзисторов выходных каскадов. Транзистор V21 защищает вы-
ход от к. з. на +£i, а транзистор V22 — от к. з. на —Е2. При боль-
шом токе значительно возрастает напряжение на резисторе R10,
транзистор V21 открывается. Увеличение тока коллектора тран-
зистора V21 препятствует дальнейшему росту тока в транзисто-
ре V23.

С увеличением выходного тока транзистора V24 возрастает на-
пряжение на резисторе R11; транзистор V22 открывается и задает
ток ГСТ на транзисторах V20 и V13. Транзистор V13 открывается.
Увеличение тока коллектора V13 препятствует дальнейшему росту
тока базы V14, а следовательно, и выходного тока V24.

Второй (нижний) эмиттер V19 и транзистор V13 способствуют
защите выходного каскада от триггерного режима при превыше-
нии синфазным напряжением допустимого уровня. С переходом
V16 в режим насыщения ток базы V19 и ток его второго эмиттера
возрастают и препятствуют увеличению тока базы V14, а следова-
тельно, и тока коллектора V16.

В заключение отметим, что свойства ОУ определяются под-
ключенными к нему внешними цепями ОС. Существует много
схемных вариантов ОС в ОУ, которые здесь не рассматриваются.

ЗАДАЧА ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ

Рассчитать резисторный каскад предварительного усиления (см. рис. 21.35)
для следующих условий: полоса усиливаемых частот 50—3500 Гц; коэффициент
частотных искажений 1,05; амплитуда входного тока следующего каскада 10 мА;
входное сопротивление следующего каскада 8 Ом; напряжение питания 10 В.
Г л а в a 22

ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

§ 22.1. Колебательные системы

Свободные колебания в контуре. В качестве колебательных
систем используются колебательные контуры, состоящие из кон-
денсаторов и катушек индуктивности.

Предположим, в простейшем колебательном контуре (рис.
22.1, а) активное сопротивление контура равно нулю и потерь
энергии в нем нет. Если переключатель П перевести в положе-
ние 1 и подключить конденсатор С к внешнему источнику, конден-
сатор зарядится до напряжения источника U. В электрическом
поле между пластинами конденсатора (рис. 22.1, б) будет запасе-
на энергия Wc = CU2/2. Если переключатель'- перевести в поло-
жение 2, конденсатор начнет разряжаться на катушку индуктив-
ности L. Ток разряда будет нарастать постепенно, так как этому
препятствует э. д. с. самоиндукции катушки; энергия электрическо-
го поля конденсатора переходит в энергию магнитного поля ка-
тушки (рис. 22.1, в). К концу разряда конденсатора напряжение
на нем снизится до нуля, а энергия в магнитном поле катушки
составит Wl=LI2/2.

Поскольку рост тока разряда прекратился, э..д. с. самоиндук-
ции катушки снизится до нуля, и ток в контуре начнет убывать.
В катушке L возникнет э. д. с., препятствующая уменьшению тока.
Этим током вновь зарядится конденсатор и между его обкладка-
ми появится напряжение, противоположное по знаку первоначаль-
ному (рис. 22.1, г). Когда ток спадет до нуля, напряжение на кон-
денсаторе достигнет минимума. При отсутствии потерь в контуре
Wc=CU2/2=Wl=LI2/2. В дальнейшем процессы повторяются
(рис. 22.1, д и е). Сказанное иллюстрируют графики (рис. 22.1, ж).
В моменты t0, t2, tn конденсатор заряжен до напряжения источни-
ка U, ток отсутствует, вся энергия сосредоточена в электрическом
поле конденсатора. В моменты ti, t3 напряжение на конденсаторе
равно нулю, ток максимален, а энергия сосредоточена в магнит-
ном поле катушки. В процессе этих изменений (колебаний) на
пластинах конденсатора возникает переменное напряжение, а в
контуре протекает переменный ток; энергия электрического поля
периодически превращается в энергию магнитного поля. После
отключения контура от источника в нем возникают свободные ко-
лебания (колебания без внешнего источника энергии). Амплитуда
колебаний определяется количеством первоначально полученной
энергии, а период и частота — параметрами контура.

В процессе свободных колебаний в контуре без потерь напря-
жения на катушке и конденсаторе одинаковы, через них протекает
один и тот же ток, а реактивные сопротивления конденсатора и
катушки равны между собой: xL=xc или 2nfoA=l/(2jrfoC’), отсю-
да частота и период свободных колебаний:

/о = I/(2л /£С); Т = I//Q = 2n/ZC. (22.1)

Пример. Индуктивность катушки контура 10 мкГн, емкость конденсатора
С=15 пФ. Определить f0 и Т в контуре:

/0 = 1/(2л yrLC) = 1/(2л V10-10-6-15-10-12) « 13-106 Гн;

7 = 1//0 = 1/13-106 »7.6-10-8с.

Затухание колебаний в контуре. Реальный контур обладает
активным сопротивлением, на котором часть энергии превращает-
ся в тепло, поэтому свободные колебания постепенно убывают
(затухают) по амплитуде (рис. 22.2, а). Для снижения тепловых
потерь энергии подбором элементов L и С стремятся уменьшить
активное сопротивление контуров. Однако затухание амплитуд
свободных колебаний тока и напряжения зависит не только от
значения активного сопротивления, но и от соотношения величин
L и С, поэтому свойства контуров оценивают добротностью.

Под добротностью понимают отношение индуктивного или ем-
костного сопротивления контура на частоте fo свободных колеба-
ний к его активному сопротивлению

О — . 2nf0L---L— = J_ -Щ4(22.2)

г ~ г ~~ г ~rjLC г * С

Хороший контур имеет добротность порядка сотен. В таком
контуре амплитуда свободных колебаний затухает медленно

Рис. 22.2. Затухающие свободные колебания

।
(рис. 22.2, б). Величина, обратная добротности, называется зату-
ханием контура

d = 1/Q = г/р ЦС.

Скорость снижения запаса колебательной энергии в контуре
характеризует декремент затухания. Он показывает, какую часть
своей энергии теряет контур за половину периода, и составляет

v — rtd = rt/Q — Ttr/У£ С". (22.3)

Контуры с большим значением активного сопротивления отно-
сят к апериодическим. В них энергия, полученная в течение пер-
вого полупериода колебаний, превращается в тепло, и колебатель-
ный процесс на этом заканчивается (рис. 22.2, в).

Исследования показывают, что колебания в контуре возможны
лишь при условии г<2]Д L/C. Величина К L/C является важной
характеристикой контура и называется волновым сопротивлением

Р = у~Гс. (22.4)

Волновое сопротивление равно реактивному сопротивлению
контура на частоте свободных колебаний:

xL = 2л/0£ = 2л£ [ 1/(2л /£С)] - УТ/С = р;

хс = 1 /(2 л/сС) = 2 л /£С/(2лС) = ]/ Т/С = р. (22.5)

Декремент затухания с. учетом выражения (22.4) можно пред-
ставить

» = лг/р. (22.6)

Из выражений (22.2) и (22.3) следует, что

Q = Р/г. (22.7)

Пример. £=10 мкГн; С=15 пФ; г=3 Ом. Определить р и Q:

Р = У L/C = У 10.10-6/15-10-12 =815 Ом;

Q = р/г = 815/3 « 270.

Вынужденные колебания в последовательном контуре. Для по-
лучения незатухающих колебаний в контуре необходимо компенси-
ровать потери энергии на его активном сопротивлении. С этой
целью контур (рис. 22.3, а} подключают к внешнему источнику

Рис. 22.3. Последовательный колебательный контур и его характеристики
переменной э.д.с. e=.Emsinсо£. Под действием этой э.д.с. в конту-
ре возникают вынужденные незатухающие колебания. Действую-
щее значение напряжения на зажимах внешнего источника

U = Iz=I ]/г2+ —хс)2, [(22.8)

где I — действующее значение тока в контуре;

z — модуль полного сопротивления контура;

г — активное сопротивление контура;

хь — индуктивное сопротивление катушки индуктивности;

хс — емкостное сопротивление конденсатора.

Когда реактивные сопротивления оказываются равными меж-
ду собой (xL—xc), в контуре наступает резонанс. Частота внеш-
него генератора f=l/(2jr )/£С) совпадает с частотой собственных
колебаний контура f0. Такой режим может быть достигнут изме-
нением параметров контура или частоты генератора, питающего
контур. При резонансе (когда xL=xc) полное сопротивление кон-
тура равно его активному сопротивлению (z=r), а поскольку г
мало, ток в контуре максимален:

/р = U/г = nZT/wp, (22.9)

где г = pw/л.

При резонансе (xL=xc) на катушке и конденсаторе создаются
равные по значению, но противофазные напряжения UL=UC, где
Дг,=/рХд и Uc=I?Xc. Эти напряжения компенсируют друг друга,
поэтому согласно (22.8) напряжение внешнего источника U=
— UT=Ipr. Соотношения напряжений на реактивных элементах и
внешних зажимах Источника

UJU = UC/U = Ix^Ir = xjr.

Учитывая, что на резонансной частоте согласно (22.4) хь=р,
поэтому

U[JU — p/r — Q или и^— UC = QU. (22.10)

Отсюда следует, что напряжения на реактивных элементах
контура при резонансе в Q раз превышают напряжение внешнего
источника, поэтому резонанс в последовательном контуре получил
наименование резонанса напряжения.

Сопротивление последовательного контура

z = -j/r2 + (XL — хс)2 = /г2 + [2л/£-1/(2л/С)]2

зависит от частоты f питающего напряжения генератора. Если эта
частота ниже частоты собственных колебаний контура (fCfo), то
емкостное сопротивление преобладает над индуктивным и контур
для источника сигнала имеет сопротивление емкостного характе-
ра. Если частота питающего напряжения больше собственной ча-
стоты контура (f>fo), то индуктивное сопротивление больше ем-
костного и контур для источника сигнала имеет сопротивление
индуктивного характера. При резонансе (f=fo) сопротивление пос-
ледовательного контура мало и имеет активный характер. Графи-
чески зависимость полного сопротивления последовательного кон-
тура от частоты приведена на рис. 22.3, б.

Рассмотрим резонансные кривые. Если емкость контура С'о,
соответствующую резонансу напряжений, изменить на некоторую
величину АС, оставляя неизменными другие параметры схемы, то
резонанс в контуре нарушается и ток в контуре снизится

I = иIVг- \xL - 1/о> (С + ДС)]2. - (22.11)

Из соотношения квадрата тока при резонансе /Р2 к квадрату
тока Р в расстроенном контуре [см. выражения (22.9) и (22.11)]:

Z2/72 = l +(^2 (ДС/С)2

(22.12)

следует, что уменьшение тока при расстройке АС зависит от де-
кремента затухания контура v. Обычно расстройка [см. уравнение
(22.9)] сказывается тем сильнее, чем меньше декремент затуха-
ния (рис. 22.3, в).

Если параметры контура оставить неизменными, а изменить
частоту э. д. с. генератора на величину Асо против резонансной
соо, то соотношение между токами при резонансе и при расстройке
можно представить

(Zp//)2 = 1 + (l/rf)2 (2Дсо/<о0). (22.13)

Из резонансных кривых (рис. 22.4, а) следует, что максималь-
ный ток в контуре возникает лишь при резонансной частоте. Ре-
зонансные кривые тем уже, чем меньше затухание контура d.
Если затухание контура d велико, то при настройке контура на
желаемую частоту одновременно в контур пройдут и другие близ-
кие частоты, поскольку небольшое различие в частоте мало отра-
зится на токе контура. Чем меньше ‘затухание контура, тем боль-
ше значение тока в нем.

Рассмотрим полосу частот контура. Обычно контур рассчиты-
вают на прием не одной частоты [о, а полосы частот, лежащих в
интервале (f0 + AF) — (}0—AF) =2 А/ частот. Полосу пропускания
контура по току ограничивают полосой частот, в_пределах которой
ток в контуре уменьшается не более чем в 1/ V2 0,707 раза, что
соответствует ослаблению мощ-
ности колебаний в 2 раза (рис.
22.4, б). Полоса пропускания
определяется равенством
2AF = /0/Q = rf/0.

Пример. Рассчитать полосу пропус-
кания контура с параметрами /0=13Х
X106; Q=270.

2Af=folQ = 13-106/270 = 48-103 Гц =

= 48 кГц.

Рис. 22.4. Резонансные кривые коле-
бательного контура

Вынужденные колебания в па-
раллельном контуре. При парал-
Рис. 22.5. Диаграмма токов и напряжений в параллельном контуре

дельном включении источника э. д. с., конденсатора и катушки ин-
дуктивности (рис. 22.5, а) токи в индуктивной и емкостной вет-
вях: ______

IL = IK = UlzL=UlV+ /с = 1к==и/zc = U!xc,

где U — напряжение источника питания;

2с=Хс —сопротивление емкостной ветви;

21, = ^rz + xL2 — сопротивление индуктивной ветви контура.

Ток й неразветвленной (питающей) цепи

I0 = U[zK. (22.14)

На рис. 22.5, б—г приведена векторная диаграмма токов в па-
раллельном контуре при резонансе, т. е. при равенстве частот ис-
точника и собственных колебаний (f—fo). При резонансе можно
принять равными реактивные сопротивления ветвей xL=xc и токи
в ветвях контура IL=IC—Ii^ Ток 1С в емкостной ветви опережает
приложенное напряжение U на 90°, а ток IL в ветви с индуктив-
ностью отстает от U на 90°, следовательно, токи в ветвях противо-
фазны (см. рис. 22.5, б).

В реальных условиях в конденсаторе и катушке индуктивности
имеют место потери энергии, поэтому токи 1с и IL в ветвях сдви-
нуты на угол менее 180°. Сумма этих токов дает ток 10 во внешней
(питающей) цепи Io=Ic-\-Il- При резонансе этот ток имеет наи-
меньшее значение и совпадает по фазе с напряжением U источни-
ка (см. рис. 22.5, б). Отклонение частоты источника от собствен-
ной приводит к неравенству токов в ветвях, увеличению тока 1О
во внешней цепи и его несовпадению по фазе с приложенным на-
пряжением (см. рис. 22.5, виг). Анализ показывает, что при ре-
зонансе ток 1К=1 l=Iс в ветвях параллельного контура в Q раз
больше питающего тока источника:

ZK = QZ0, (22. !5)

поэтому резонанс в параллельном контуре именуют резонансом
токов.

При резонансе токов реактивные проводимости ветвей парал-
лельного контура компенсируют друг друга, поэтому его резо-
нансное сопротивление имеет активный характер. Эквивалентное
сопротивление параллельного контура при резонансе токов

zK=Z?s = p2/r = Qp = £/rC. (22.16)
С изменением частоты питающего напряжения меняются вели-
чина и характер эквивалентного сопротивления параллельного
контура. На частоте ниже резонансной (f<Z.fP) индуктивное сопро-
тивление меньше емкостного (хг<хс), большая часть тока будет
протекать в индуктивной ветви; сопротивление контура примет
индуктивный характер (рис. 22.6, а). На частотах f>fP будет
преобладать индуктивное сопротивление (хг>хс), поэтому пре-
обладает ток в емкостной ветви, а сопротивление контура носит
емкостный характер.

Параллельный контур характеризуется резонансными кривыми
по току Zo=q)(f) и напряжению HK=q)(f), приведенными на
рис. 22.6, б. На резонансной частоте сопротивление контура и на-
пряжение на нем имеют наибольшее значение, а ток 10 в питаю-
щей цепи минимален. Форма резонансных кривых и полоса про-
пускания зависят от параметров контура.

Полоса пропускания параллельного контура определяется по
резонансной кривой напряжения. Она ограничивается диапазоном
частот, на границах которого напряжение UK на контуре снижа-
ется в ]/2 раза по сравнению с напряжением при резонансе (см.
рис. 22.6, б).

Полоса пропускания параллельного контура

2ДГ = (Zo/Q) (1 + (22.17)

Если эквивалентное резонансное сопротивление контура равно
внутреннему сопротивлению внешнего источника энергии (zK=
~Ri), то 2AF=2fo/Q. Полоса пропускания параллельного конту-
ра шире, чем последовательного [см. выражения (22.12) и (22.17)],
и существенно зависит от внутреннего сопротивления источника
энергии, шунтирующего контур.

Рассмотрим виды параллельных контуров. Для согласования
сопротивления параллельного контура с внутренним сопротивле-
нием источника энергии без изменения параметров контура при-
меняют неполное включение контура. При неполном включении
можно изменять точку подключения контура и таким путем подо-
брать его сопротивление. В связи с этим различают контуры 1,
II и III видов. К I виду относят контур, в котором в одной ветви

Рис. 22.6. Частотная зависимость со- Рис. 22.7. Виды параллельных конту-
нротивлення, напряжения и тока в па- ров

раллельном контуре
Рис. 22.8. Виды связи контуров
сосредоточена индуктивность, а в другой — вся емкость (рис.
22.7, а). Если в одной ветви включена только индуктивность, а в
другой — индуктивность и емкость (рис. 22.7, б), контур относят
ко II виду. Контур III вида содержит в одной ветви только ем-
кость, а в другой — емкость и индуктивность (рис. 22.7, в).

Связанные колебательные цепи. Два и более колебательных
контура, взаимно влияющие на электрическое состояние друг дру-
га, называют связанными. Возможны различные способы осуще-
ствления связи между контурами. На рис. 22.8, а приведена схема
индуктивной (трансформаторной или магнитной) связи контуров.
При подаче энергии от внешнего генератора в первичном контуре
(смежном с генератором э. д. с. Е) возникают колебания. По ка-
тушке L1 будет протекать переменный ток высокой частоты. Маг-
нитное поле этого тока будет пронизывать катушку L2, вследствие
чего в ней индуктируется э. д. с., под действием которой во вто-
ричном контуре возникает ток. Для усиления такой связи сбли-
жаются катушки, чем увеличивают их взаимную индуктивность.

На рис. 22.8, бив изображены схемы емкостной связи. В схе-
ме внутренней емкостной связи (см. рис. 22.8, б) переменное на-
пряжение на конденсаторе связи Ссв создается током первичного
контура. С уменьшением емкости возрастают ее сопротивление и
напряжение на ней, вследствие чего увеличивается связь между
контурами. При внешней емкостной связи (см. рис. 22.8, в) пере-
менный ток, ответвляющийся через конденсатор Ссв, питает вто-
ричный контур. С увеличением емкости Ссв связь по току между
контурами возрастает.

Величину связи между контурами оценивают коэффициентом
связи. Он показывает, какую долю (от максимально возможной)
составляет э. д. с., наводимая во вторичном контуре.

§ 22.2. Устройство и принцип действия генераторов

Общие сведения. Электронными генераторами гармонических
колебаний называют автоколебательные системы, в которых энер-
гия источников питания постоянного тока преобразуется в энер-
гию незатухающих электрических сигналов переменного тока тре-
буемой частоты. Электрические сигналы, формируемые генерато-
ром, должны быть стабильными по частоте и амплитуде, синусои-
дальными по форме. По принципу действия различают генераторы
с самовозбуждением (автогенераторы) и генераторы с внешним
(посторонним) возбуждением. Автогенераторы используются в ка-
честве возбудителей колебаний требуемых частот, т. е. задающих
генераторов. Получаемые от них колебания поступают затем в
последующие каскады с целью усиления или умножения частоты.
Генераторы с внешним возбуждением являются, по существу, уси-
лителями и служат для усиления мощности или умножения часто-
ты высокочастотных колебаний.

Автогенератор представляет собой резонансный усилитель (на-
грузкой служит резонансный контур) с положительной обратной
связью, в котором выполнено условие самовозбуждения /<(3=1
(см. § 21.3). Если это условие выполняется только для одной ча-
стоты, то генерируемые колебания имеют синусоидальную форму,
если для многих частот, то колебания имеют сложную форму.
Обычно это условие реализуется в генераторах релаксационных
(несинусоидальных) колебаний — мультивибраторах, блокинг-ге-
нераторах и др.

Структурная схема автогенератора. Функциональная схема
автогенератора (рис. 22.9, а) содержит колебательную систему К.С
(обычно контур), в которой возбуждаются требуемые незатухаю-
щие колебания; источник электрической энергии ИЭ (источник
питания), за счет которого в контуре поддерживаются незатухаю-
щие колебания; усилительный элемент УЭ (транзистор или лам-
па), с помощью которого регулируется подача энергии от источ-
ника в контур; элемент обратной связи ЭОС, посредством которо-
го осуществляется подача возбуждающего переменного напряже-
ния из выходной во входную цепь.

По способу осуществления обратной связи различают автогене-
раторы с индуктивной (трансформаторной или автотрансформа-
торной) и емкостной обратной связью. Используются также схемы
двухконтурных генераторов с электронной связью и с обратной
связью через междуэлектродные емкости.

Принцип действия. Схемы автогенераторов с индуктивной
(трансформаторной) ОС приведены на рис. 22.9, бив. При вклю-
чении источников питания в коллекторной (анодной) цепи тран-
зистора (лампы) возникает ток коллектора, который заряжает
конденсатор колебательного контура. После заряда конденсатор

Рис. 22.9. Схемы автогенераторов с индуктивной ОС
Рис. 22.10. к объяснению процесса самовозбуждения

разряжается на катушку. В результате в контуре LKCK возникают
свободные колебания с частотой fo= 1/(2зт V LKCK), индуктирую-
щие в катушке связи Lc переменное напряжение той же частоты,
с которой происходят колебания в контуре. Это напряжение вы-
зывает пульсацию тока коллектора (анода). Переменная состав-
ляющая этого тока восполняет потери энергии в контуре, созда-
вая на нем усиленное транзистором, переменное напряжение.

Процесс возникновения колебаний в генераторе показан на
рис. 22.10, а и б. В начальный момент (при включении источника
питания) свободные колебания в контуре имеют малую амплиту-
ду, поэтому индуктированное этими колебаниями напряжение воз-
буждения на базе транзистора Uc или сетке лампы Uc невелико.
После усиления сигнала усилительным элементом ток в контуре
1к (ia) возрастает, в результате чего увеличивается амплитуда на-
пряжения возбуждения uc (wc), а следовательно, и амплитуда то-
ка в контуре. В установившемся режиме рост тока в контуре огра-
ничивается сопротивлением потерь контура, а также затуханием,
вносимым в контур за счет прохождения тока по обмотке обратной
связи. Незатухающие колебания в контуре автогенератора уста-
новятся лишь при выполнении фазового (баланс фаз) и амплитуд-
ного (баланс амплитуд) условий самовозбуждения генератора.

Фазовое условие сводится к тому, что в схеме генератора
должна быть установлена положительная ОС между выходной и
входной цепями транзистора (лампы). В этом режиме обеспечи-
вается восполнение потерь энергии в контуре. Фазовое условие
самовозбуждения выполняется, если суммарный сдвиг фаз усили;
тельной цепи К и обратной связи (3 (см. рис. 21.8) составляет 2лп,
где /г=0, 1, 2, ... Практически фазовое условие удовлетворяется,
если переменное напряжение на входе усилительного элемента
изменяется в противофазе с переменным напряжением на контуре
выходной цепи.

Обычно резонансное сопротивление параллельного контура
имеет чисто активный характер. При воздействии на базу (сетку)
сигнала с частотой, равной частоте резонанса, напряжение на кол-
лекторе (аноде будет сдвинуто по фазе на 180° (как в обычном
резисторном каскаде усиления). Напряжение, индуктируемое в
обмотке ОС Lc, за счет тока 1К, проходящего через контурную ка-
тушку LK, равно иЁ= ±j(£>0MIK, где М — коэффициент взаимоиндук-
ции между катушками. Правильная фазировка колебаний дости-
гается соответствующим включением в схему концов катушки ОС,
при котором (7₽=—ja>0MIK. В этом случае общий фазовый сдвиг
в схеме усилитель — цепь ОС составит <рк+<рр=О, т. е. в схеме
установится положительная ОС.

Амплитудное условие самовозбуждения схемы состоит в том,
что для возникновения автоколебательного режима затухание
сигнала, вносимое цепью ОС, должно компенсироваться усилите-
лем. Глубина положительной ОС должна быть такой, чтобы пол-
ностью восполнялись потери энергии в контуре. При положитель-
ной ОС коэффициент усиления /Ср=/С/(1—p/Q.

Коэффициент передачи цепи ОС, показывающий, какая часть
переменного напряжения контура подается на базу (сетку) усили-
тельного элемента в установившемся режиме работы генератора,

Р ‘ Сбет/Скт = (/Kmaj£jW)/(/K7?iaj£/.K) = M[LK. - (22.18)

Учитывая, что усилитель с положительной ОС переходит в
режим генерации при условии коэффициент передачи це-

пи ОС, при котором обеспечивается самовозбуждение, будет равен
(3^1/Куст. Для транзисторной схемы коэффициент усиления на
резонансной частоте в установившемся режиме

A"yc-£ ~ Алэ^р/Квх х h2\3z^/[rб 4- гэ (1 4- Лз1э)]

и для ламповой

куст = SH*p = 4- zv)] zp = p.Zp/(Ri 4- zv),

где S, Rz, Ц — статические параметры лампы.

При удовлетворении условий баланса фаз и амплитуд в схеме
автогенератора возможно установление колебательного режима.

Режим возбуждения. Генерация колебаний зависит от выбора
параметров контура и усилительного элемента, а также от началь-
ного режима работы. После выбора исходной рабочей точки на
прямолинейной части характеристики мы получаем мягкий режим
самовозбуждения, при котором достаточно небольшого изменения
тока, чтобы развивались колебания.

Если рабочая точка выбрана в области нижнего изгиба харак-
теристик (при большом напряжении смещения), то крутизна мо-
жет оказаться недостаточной для обеспечения генерации при вы-
бранном значении взаимоиндукции М. В этом режиме, называе-
мом режимом жесткого самовозбуждения, возбуждение генерато-
ра возможно лишь при большой амплитуде напряжения возбуж-
дения.

В транзисторной схеме автогенератора (см. рис. 22.9, б) для
получения мягкого режима самовозбуждения на базу транзисто-
ра относительно эмиттера подают начальное напряжение смеще-
Рис. 22.11. Схемы автогенераторов с параллельным питанием

аия Есм—Er2 с делителя R1R2. По мере нарастания амплитуды
олебаний начинает преобладать падение напряжения на резисто-
ре R3, поэтому в установившемся режиме смещение на базе ста-
нет положительным: ECW=I3R3—ER2. Генератор переходит в более
экономичный жесткий колебательный режим с малыми углами от-
сечки коллекторного тока.

В ламповой схеме генератора (см. рис. 22.9, в) мягкое самовоз-
буждение с последующим переходом от мягкого режима к жест-
кому автоматически осуществляется с помощью цепи RcCp, вклю-
чаемой в цепь сетки. При этом лампа должна работать в режиме
сеточных токов. В начальный момент смещение на сетке отсутст-
вует, крутизна велика. С ростом напряжения возбуждения появ-
ляется сеточный ток, который обеспечивает заданное смещение
U со-I соК с.

Электропитание автогенераторов. Схемы автогенераторов (см.
рис. 22.9) являются схемами с последовательным питанием, так
как транзистор (лампа) и колебательный контур ЬКСК по отноше-
нию к источнику Ек или Еа включены последовательно и через них
проходит постоянная составляющая коллекторного (анодного)
тока. В этих схемах приближение руки к контуру LKCK (например,
при настройке) влияет на его емкость, а следовательно, и на ча-
стоту. Кроме этого, в ламповой схеме контур относительно корпу-
са находится под сравнительно высоким напряжением анодного
источника, что неудобно при обслуживании. Однако схема с пос-
ледовательным питанием содержит меньшее число блокировочных
элементов (конденсаторов, дросселей).

В схемах автогенераторов с параллельным питанием (рис.
22.11, а и б) транзистор (лампа), контур LKCK и источник питания
Ек (Еа) включены параллельно. Принцип действия генератора,
собранного по этой схеме, в основном аналогичен работе по схеме
с последовательным питанием. Разделение переменной и постоян-
ной составляющих коллекторного (анодного) токов достигается
заградительным дросселем L3 и конденсатором Ср. Переменная
составляющая коллекторного (анодного) тока, для которой дрос-
сель представляет большое, а конденсатор Ср малое сопротивле--
ние, в основном проходит через транзистор (лампу) и контур,
восполняя потери энергии в нем. Если бы в схеме не было дроссе-
ля L3, то переменная составляющая тока, замыкаясь через источ-
ник, не поступала бы в контур и возникновение колебаний было бы
невозможно. При отсутствии в схеме ..конденсатора Ср постоянный
ток от источника Ек (fa), замыкаясь через дроссель L3 и катушку
LK, мог бы заметно возрастать и вызвать перегрузку источника и
недопустимый нагрев катушек L3 и LK.

§ 22.3. Рабочие режимы электронных генераторов

Исходный режим работы электронного генератора устанавли-
вается напряжением смещения, определяющим положение рабо-
чей точки на характеристиках. В установившемся режиме разли-
чают два основных режима электронных генераторов: режим ко-
лебаний 1 рода и режим колебаний II рода. Режим колебаний
I рода получают при «малом» сигнале, когда генератор работает
с углом отсечки 6=180° (режим А). При «большом» сигнале гене-
ратор работает с нижней отсечкой коллекторного (анодного) тока
с 6=90°. Импульсы тока в этом режиме относят к колебаниям
II рода, а работу транзисторов (ламп) — к режиму В (при 6=
=90°) или С (при 6<90°). Для генераторов с внешним возбуж-
дением, используемым в качестве усилителей мощности, пред-
почтительны режимы В и С, при которых обеспечивается более
высокий коэффициент усиления и к. п. д.

В транзисторных схемах при открытом эмиттерном переходе
транзистор может находиться в активном состоянии или в насы-
щении. По этому признаку применяемые в генераторах режимы
работы можно разделить на недонапряженный, критический и пе-
ренапряженный. Если рабочая точка в период колебаний нахо-
дится в активной области А семейства коллекторных характери-
стик (рис. 22.12, а), режим работы генератора является недона-
пряженным. Он характеризуется относительно малым током базы,
косинусоидальной формой импульса коллекторного тока, большой

Рис. 22.12. Характеристики автогенераторов
мощностью рассеяния на коллекторе, малым к. п. д. выходной
цепи.

При переходе рабочей точки в период колебаний в область на-
сыщения Н режим работы генератора становится перенапряжен-
ным. Он характеризуется относительно большим током базы,
вследствие чего в верхней части импульса коллекторного тока по-
является характерный провал (рис. 22.12, б), высоким к. п. д. вы-
ходной цепи, малым влиянием изменений нагрузки на выходное
напряжение. Недостатком перенапряженного режима является
рост мощностей возбуждения и их рассеяния во входной цепи, а
также некоторое снижение колебательной мощности и коэффи-
циента усиления.

Между рассмотренными предельными режимами лежит крити-
ческий (оптимальный) режим, которому соответствует линия кри-
тического режима, проходящая через точки резкого спада коллек-
торного тока (прямая 1 на рис. 22.12, а). В этом режиме токи ба-
зы относительно невелики и не вызывают существенных искаже-
ний формы импульса коллекторного тока, невелика и мощность
возбуждения, а мощность и к. п. д. выходной цепи близки к мак-
симальным.

Иногда на семействе коллекторных характеристик приводится
линия параметрического режима /к.пр=<р(ПКэ), отражающая за-
висимость усилительных свойств транзистора от коллекторного
тока и напряжения (прямая 2 на рис. 22.12, а). По ходу этой ли-
нии лежит область граничного режима работы генератора. Слева
от этой линии лежит область параметрического режима с резко
меняющейся зависимостью параметров транзистора от режима ра-
боты, а справа — область допараметрического режима, которой
присуще постоянство параметров транзистора.

При работе с нижней отсечкой коллекторный ток имеет форму
периодически повторяющихся импульсов. При подаче косинусо-
идального возбуждающего напряжения и работе в недонапряжен-
ием режиме каждый импульс коллекторного тока представляет
собой часть косинусоиды. Известно, что всякая периодическая
функция может быть разложена в тригонометрический ряд Фурье.
Вследствие этого импульсы коллекторного тока можно предста-
вить в виде суммы, содержащей постоянную составляющую /ко
(среднее значение) рассматриваемого тока и ряд переменных со-
ставляющих (гармоник) /К1т, /к2т, 1кпт-

Гармонический состав импульсов коллекторного тока и их
амплитуды существенно зависят от угла отсечки 6 и максимально-
го значения 1кт импульса тока. Максимальный ток 1Кт в импуль-
се в критическом и недонапряженном режимах определяют по се-
мейству статических характеристик транзистора при напряжениях
Пб макс — £эб Пбт И Uк мин1— Пу,гп £*к-

Компоненты коллекторного тока — постоянную составляющую
1ко, амплитуду первой 1?лт, второй /кгт и других гармоник — оп-
ределяют по наибольшему значению коллекторного тока в им-
пульсе 1Кт и коэффициентом разложения:

где а0

Clj, • < On

^ко ~ ао ^к1т — а1 4т» • ♦ • »^к« “

j - коэффициенты разложения косинусоидального импульса тока,
определяемые по специальным таблицам А. И. Берга или номо-
граммам (рис. 22.12, е) в зависимости от угла отсечки 6.

§ 22.4. Схемы автогенераторов

Помимо рассмотренных выше схем с трансформаторной
связью, широкое распространение получили трехточечные схемы
с индуктивной автотрансформаторной (рис. 22.13, а) и емкостной
(рис. 22.13, б) ОС. В этих схемах колебательный контур подклю-
чается к электродам транзистора (по переменному току ВЧ) тре-
мя точками Э, Б, К (на рис. 22.13, а отвод Э от контурной катуш-
ки подключен к эмиттеру через малое внутреннее сопротивление
источника Ак). Элементы контура к электродам транзистора
должны подключаться так, чтобы выполнялось фазовое условие
самовозбуждения генератора.

В автотрансформаторной схеме с индуктивной ОС (см. рис.
22.13, а) напряжение ОС снимается с части витков Lc контурной
катушки LK, которые заключены между эмиттером и базой транзи-
стора, и через конденсатор С1 подается на его базу. Мгновенные
значения напряжений на катушках Lc и LK относительно средней
точки противоположны (сдвинуты по фазе на 180°). В результате
в схеме устанавливается положительная ОС-и обеспечивается ба-
ланс фаз. Амплитудное условие самовозбуждения удовлетворяется
подбором величины ОС (числа витков катушки связи).

В схеме с емкостной ОС (см. рис. 22.13, б) резонансный коле-
бательный контур образован конденсаторами С1С2 и катушкой
LK. Напряжение ОС снимается с конденсатора С2. Фазовое усло-
вие самовозбуждения в схеме удовлетворяется, поскольку мгно-
венные значения напряжения на конденсаторах противозначны.
Условия баланса амплитуд обеспечиваются выбором величины
емкости конденсатора С2. При ее увеличении ОС уменьшается.

Рис. 22.13. Трехточечные схемы автогенераторов
Настройку контура генератора удобно производить конденсатором
переменной емкости Ск, включаемым параллельно катушке кон-
тура. Включение в контур последовательно с LK конденсатора СЗ
обеспечивает повышение стабильности частоты генератора при
изменениях температуры и напряжения источника питания. Рабо-
чий режим транзистора по постоянному току и его термостабили-
зация устанавливаются в приведенных схемах с помощью делите-
ля R1R2 и резистора R3.

§ 22.5. Стабилизация частоты генераторов

Частота колебаний автогенератора определяется его режимом
работы и параметрами контура. В процессе работы генератор
подвергается различным воздействиям (изменениям температуры
и напряжения, влиянию других усилительных каскадов), вызы-
вающим изменение частоты. Уменьшение влияния этих факторов
достигается параметрической и кварцевой стабилизациями.

Параметрическая стабилизация частоты достигается подбором
элементов схемы (конденсаторов, катушек индуктивности, резисто-
ров, транзисторов и др.), параметры которых в процессе работы
изменяются мало. Температурные влияния уменьшают, применяя
термическую герметизацию контуров генераторов в специальных
термостатах, используя конденсаторы с отрицательным ТКЕ, ком-
пенсирующие увеличение емкости других элементов схемы. Влия-
ние колебаний питающих напряжений снижают, применяя стаби-
лизаторы напряжения и тока. Электромагнитные влияния ослабля-
ют, рационально размещая элементы схемы и экранируя их.

Кварцевая стабилизация является наиболее эффективным спо-
собом повышения устойчивости частоты генераторов. Она основа-
на на применении в схемах кварцевых пластинок с сильно выра-
женным пьезоэлектрическим эффектом. Если к пластине кварца
приложить переменное напряжение (поместить ее в электрическое
поле ВЧ), то она испытывает периодические механические дефор-
мации, т. е. сжимается и разжимается, что в свою очередь вызы-
вает появление электрических зарядов на ее гранях. В результате
в цепи (между входными зажимами) течет переменный ток. Этот
ток имеет две составляющие /с и /кв* Реактивный ток 1С проходит
через емкость, образованную металлическими пластинами кварце-
держателя. Ток кварца /кв обусловлен наличием пьезоэффекта и
зависит от частоты приложенного напряжения. Когда частота
подведенного переменного напряжения совпадает с собственной
частотой механических колебаний кварца, наступает резонанс, при
котором амплитуда колебаний будет максимальной. Пьезоэлек-
трический ток будет наибольшим, а его фаза совпадает с фазой
приложенного напряжения. Поэтому вблизи резонансных частот
кварцевую пластину можно представить в виде последовательного
контура с сосредоточенными постоянными Ь^СкГ^ (рис. 22.14, а)
и параллельно подключенной к нему статической емкости кварце-
держателя Со (рис. 22.14, б). Практически емкость кварцедержа-
теля Со в сотни раз больше эквивалентной емкости кварца Ск,
поэтому собственная резонансная частота кварца как последова-
тельного контура <О1к=1// LkCk близка к собственной частоте
эквивалентного параллельного контура ф2к~ 1/]/£к/(1—Ск/С0).

Поскольку СО^>СК, то частота параллельного резонанса <о2к
отличается от частоты последовательного резонанса сот незначи-
тельно. Относительный разнос частот составляет

(“2к — “1К)/о>1К = СК/2СО к 0,005 + 0,5% -

На рис. 22.14, в и г изображена зависимость реактивного хк и
полного 2к сопротивлений кварца от частоты (без учета активных
потерь в кварце). Из графиков следует, что при, а)2к>ц>>а>1к со-
противление кварца носит индуктивный, а при co<n>iK и со>Ш2к —
емкостный характер.

Стабильность частоты автоколебаний в зависимости от измене-
ний емкости Ск и Со характеризуется равенствами:

Д“2к = —“1к(^C0/2Cq)(Ck/Cq) и Д<о2к — “1к (ДСк/2Со),

из которых следует, что изменение емкости Со в С0/Ск раз меньше
влияет на частоту, чем изменение емкости Ск. Практически
Со/Ск« 10--4-104, поэтому изменение внешней емкости схемы квар-
цевого автогенератора, подключенной параллельно Со, слабо влия-
ет на частоту автоколебаний.

Добротность кварцевого резонатора на частоте последователь-
ного резонанса

Qk = — Р^^к/Ск/Гк = Рк/Гк>

где Lk/Ck=Pk — характеристическое сопротивление кварца.

Благодаря большому значению LK и малому Ск величины рк и
QK достигают значений, во много раз превышающих их величины
в обычных электрических контурах, что обеспечивает малое зату-
хание и очень высокую стабильность резонансной частоты квар-
цевого контура.

Автоколебания в кварцевом автогенераторе возможны только
на частотах вблизи частоты coiK или <г>2к, где сопротивление квар-
ца хк носит индуктивный характер (см. рис. 22.14, в). На часто-

Рис. 22.14. Схемы и характеристики кварцевых резонаторов

ОПП
тах, соответствующих емкостному характеру сопротивления, кварц
не возбуждается. Наибольшую добротность имеют кварцы, воз-
бужденные на 5-й — 7-й механических гармониках.

Электрические параметры кварцевого резонатора (частота
последовательного coiK и параллельного а>2К резонансов, доброт-
ность QK, температурный коэффициент частоты ТКЧ, предельно
допустимая мощность рассеивания Рк) определяются геометриче-
скими размерами, типом среза пластин и видом колебаний. Для
различных видов среза значение собственной частоты кварца ко-
леблется в пределах f0= l,6/d-p3,6/d (МГц), где d — толщина пла-
стины (мм). Например, для пластины х— среза и колебаний по
толщине (вдоль оси х) собственная частота равна 2,836/Д

Схемы кварцевых автогенераторов. Существуют два основных
типа схем кварцевых автогенераторов: осцилляторные и с
затягиванием.

В осцилляторных схемах используется свойство кварца сохра-
нять индуктивный характер сопротивления в узком интервале ча-
стот, лежащих между частотами последовательного сощ и парал-
лельного со2к резонансов (см. рис. 22.14, в). Осцилляторные схемы
собраны по типу трехточечных. В них кварц включается в такие
участки схемы, сопротивление которых для выполнения фазового
условия самовозбуждения должно иметь индуктивный характер.

В схемах с затягиванием в состав колебательной систе-
мы, кроме кварца, включается катушка индуктивности или
дополнительный контур, поэтому в этих схемах возможны
колебания даже при емкостном характере сопротивления квар-
ца, т. е. при отсутствии кварцевой стабилизации. При ра-
боте с затягиванием на частоту автоколебаний влияют па-
раметры схемы генератор, поэтому эти схемы применяют ре-
же осцилляторных.

Схемы, в которых осуществляется компенсация статической
емкости кварца, относят к компенсационным. Различают схемы
возбуждения кварца на основной частоте и механических гармо-

В наиболее распространенных схемах транзисторных автогене-
раторов с включением кварца в цепь обратной связи (рис.
3.15, а) и мостовой (рис. 22.15, б) возбуждение кварца и возник-

Рис. 22.15. Схемы кварцевых автогенераторов
новение автоколебаний возможны на основной частоте последова-
тельного резонанса <oiK или на его нечетной механической гармо-
нике на которой сопротивление кварца мало, вследст-

вие чего оказывается замкнутой цепь обратной связи база —
коллектор.

При отклонении частоты колебательного контура от резонанс-
ной (Oik пьезокварц вносит дополнительный фазовый сдвиг, вслед-
ствие чего нарушается фазовое условие самовозбуждения. Допол-
нительная емкость Сн в мостовой схеме включена для нейтрализа-
ции статической емкости кварца Со, через которую возможна до-
полнительная паразитная связь. В схеме рис. 22.15, а компенсация
этой емкости возможна параллельным подключением к кварцу ин-
дуктивности.

Глава 23

ИМПУЛЬСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

§ 23.1. Общая характеристика импульсного сигнала

Колебания, отличающиеся по форме от гармонических, обычно
называют несинусбидальными или релаксационными (от латин-
ского ralaxatio, что означает уменьшение или ослабление какой-
либо величины). Для них характерны резкие изменения скорости
нарастания или убывания напряжения и тока. Эти быстрые изме-
нения напряжения и тока представляют импульсный сигнал.

Виды и форма импульсных сигналов. Импульсный сигнал мо-
жет состоять из одного или серии импульсов. Различают два вида
импульсных сигналов: видеоимпульсы (рис. 23.1, а), представляю-
щие собой кратковременные изменения напряжения или тока в

Рис. 23.1. Виды электрических импульсов
цепи постоянного тока, и радиоимпульсы (рис. 23.1, б), представ-
ляющие собой кратковременные изменения синусоидального на-
пряжения или тока, огибающая которых повторяет форму видео-
импульса. В импульсных устройствах обычно используют видео-
импульсы.

Видеоимпульсы имеют прямоугольную, трапецеидальную, тре-
угольную, экспоненциальную формы (соответственно на рис.
23.1, в — ё). Реальные импульсы отличаются от изображенных на
рис. 23.1, в — е. Например, наиболее распространенные в импульс-
ной технике прямоугольные импульсы имеют форму, показанную
на рис. 23.1, а. Сравнительную оценку импульсов ведут по их па-
раметрам.

Параметры одиночных импульсов. Каждый импульс характе-
ризуется амплитудой Um, длительностью импульса /п, длительно-
стями фронта /ф и среза tc, а также снижением вершины LUm.

Амплитуда характеризуется наибольшим значением напряже-
ния или тока импульса данной формы.

Длительность импульса £и—интервал времени, в течение кото-
рого ток или напряжение воздействует на электрическую цепь. В
реальных схемах искажается форма импульсов, поэтому длитель-
ность определяют на уровне 0,1 Um. Активную длительность им-
пульса tna измеряют на уровне 0,5 Um.

Длительность фронта (ф и среза tc характеризуется интерва-
лом времени, в течение которого амплитуда импульса нарастает
от 0,1 до 0,9 своего максимального значения и спадает от 0,9 Um
до 0,1 Um. В большинстве случаев желательно иметь минимальные
tfp и tc. Обычно и tc составляют (0,14-0,3)/и-

Крутизна фронта и среза (спада) определяется отношениями:

Зф = ит/(ф; Sc=Um/tc. (23.1)

Снижение вершины &Um практически не должно превышать
0,1 ит.

Периодическая последовательность импульсов и ее параметры.
Для периодической последовательности импульсов (рис. 23.1, ж)
характерно следование импульсов через данные промежутки вре-
мени. Она оценивается периодом следования Тк— интервалом вре-
мени от момента появления одного импульса до момента появле-
ния следующего импульса той же полярности; частотой следова-
ния Ки, являющейся величиной, обратной периоду повторения, т. е.
Ги=1/Та; длительностью паузы ТП — временем между моментом
окончания одного импульса и началом другого, т. е. Тп— Тк—
скважностью импульсов Q, представляющей отношение периода
следования Тк к длительности tiT, т. е.

Значение, обратное скважности, носит название коэффициента
заполнения у = 1/Q=^0,014-0,005.

Среднее значение импульсного колебания — такое значение то- •
ка (напряжения), которое получается, если ток (напряжение) за
время импульса равномерно распределить на весь период, так
чтобы площадь прямоугольника /Ср7и (см. рис. 23 1, ж) была рав-
новелика площади 5И, т. е.:

*$и = ~ ДрД> Др ~ I mtn! I# = I тЧ ~ I mlQ • (23.2)

Средняя мощность Рср определяется отношением энергии W,
выделенной в цепи за время следования импульса, к длительности
периода PCV=W/T„. Очевидно, PcpTw=PBtKj откуда Рср=
P=Patn/T„ = PIJQ.

Электронные приборы для импульсных схем обычно выбирают
по средней мощности. Импульсные сигналы с заданными парамет-
рами формируют с помощью дифференцирующих и интегрирую-
щих цепей (путем преобразования сигналов) или генерируют им-
пульсными (релаксационными) генераторами.

§ 23.2. Дифференцирующие и интегрирующие цепи

Общие сведения о дифференцирующих цепях. Дифференци-
рующей называют цепь, у которой выходное напряжение пропор-
ционально производной входного (рис. 23.2, а):

иг = Kdu-pdt, (23.3)

где к — коэффициент пропорциональности.

Действие дифференцирующей цепи основано на том, что токи
и напряжения для емкости и индуктивности математически свя-
заны как функция и ее производная:

z’c = Cducidt\ uL — Ldijdt. (23.4)

Дифференцирующие цепи обеспечивают:

1) укорочение длительности выходных импульсов по сравнению
с входными; такие цепи используются для получения запускаю-
щих импульсов, меток времени и расстояния, например, в осцилло
графин и радиолокации;

2) селекцию импульсов по длительности, т. е. выделение корот-
ких импульсов из смеси импульсов различной длительности; такая
селекция применяется, например, в телевидении для выделения
строчных синхроимпульсов из смеси импульсов различной длитель-
ности;

3) получение электрическим путем математической производ-
ной какой-либо функции (например, времени); такие цепи имеются

Рис. 23.2. Дифференцирующая цепь
в схемах автоматического регулирования, счетно-решающих ма-
шинах и пр.

Емкостная дифференцируемая цепь. На практике часто ис-
пользуется /?С-цепь (см. рис. 23.2, а), напряжение на выходе ко-
торой u2=Ric—RC(ducldt).

Часть подводимого напряжения падает на резисторе R, поэтому

1 С

«! = «с + К2 = — \ lcdt + «2-

Учитывая, что ic—u2IR,

И1=?-

С Ко

I ”77" dt + «2

J R 2

(23.5)

Дифференцируя выражение (23.5), получим

к2 . du? (dux du?\ „„ d^ — Ui)

—Т ~ "7Г + —Т • откуда и? = RC —~ — ——- = RC-----—---

di R dt \ dt di J di

Отсюда следует, что /?С-цепь не дает точного дифференцирова-
ния, так как ее выходное напряжение пропорционально производ-
ной не входного напряжения, а разности между входными и вы-
ходными напряжениями. При можно принять

«2 ~ RC (du-jdi). (23.6)

Для получения более точных результатов электрического диф-
ференцирования уменьшают и2 путем уменьшения R или С, т. е.
уменьшением постоянной времени /?С-цепи xo=RC. Однако при
т-»-0 к нулю стремится и выходное напряжение, поэтому на прак-
тике выбирают оптимальные соотношения входного и выходного
напряжений и параметров /?С-пепи.

Укорачивающая цепь. Для точного дифференцирования следу-
ет соблюдать условие то<€^п- На практике часто используют уко-
рачивающие /?С-цепи, у которых постоянная времени то сравнима
С длительностью ВХОДНЫХ импульсов (то = ^и.вх).

Если на вход дифференцирующей цепи подать прямоугольные
импульсы с амплитудой Uim (см. рис. 23.2, а), то ток, проходящий
в схеме, заряжает конденсатор и одновременно создает на рези-
сторе напряжение и2, тогда согласно (23.5)

1 Г «2

По мере заряда конденсатора выходное напряжение изменяет-
ся по экспоненциальному закону

и? = и?те-^ = и1те-Ч^.

(23.7)

Соответствующий импульс А выходного напряжения показан
на рис. 23.2, б. После прекращения действия входного импульса .
конденсатор С начнет разряжаться через источник импульсов и
резистор R. Направление тока в схеме изменяется, следовательно»
изменится и полярность импульса выходного напряжения (см. на
рис. 23.2, б импульс Б).

иг=—исе~ЧУ°. (23.8)

При небольшой постоянной времени т0 л; (0,34-0,4)/и.г,х конден-
сатор С успевает зарядиться за время действия входного импуль-
са до t/c=07lm, следовательно,

«2 = — (23.9)

Выходные импульсы А и Б будут иметь одинаковые по значе-
нию, но противофазные амплитуды, равные амплитуде входных,
Т. е. Uzm—Ulm- Длительность выходного импульса £и.вых (на у ров-
не 0,1 U2m) из выражения (23.7):

0,lZ7lm = Z7lme"z-—хЛ”,
откуда

^и.вых = 2,Зт0. (23.10)

Для получения более коротких выходных импульсов следует
обеспечить условие /и.вых</и.вх, т. е. 2,3то</и.вх,
откуда

т0 = ЯС<7и.вх/2,3. (23.11)

Такая укорачивающая цепь дает узкий выходной импульс с
большой амплитудой и крутым фронтом, если крутой фронт имеют
входные импульсы. В реальных условиях фронт входного импуль-
са имеет плавные очертания (рис. 23.2, в), что изменяет и выход-
ное напряжение.

Интегрирующая цепь. Цепь,-напряжение на выходе которой
пропорционально интегралу входного, называют интегрирующей

u2(t) = K\ux(t) dt. (23.12)

Интегрирующие цепи служат для формирования из коротких
более длительных импульсов, а также для генерирования пилооб-
разного напряжения и селекции импульсов по длительности и
т. д. Наиболее часто используется интегрирующая цепь на НС-
элементах (рис. 23.3, а). В отличие от дифференцирующей RC-це-
пи здесь выходное напряжение снимается не с резистора, а с кон-

Рис. 23.3. Интегрирующая цепь и диаграммы напряжений в ней
денсатора. Связь между выходным и входным напряжениями уста-
навливается из соотношения

«1 = «2 + iR = «2 + RCdu^dt, откуда du^/dt = (дц — u^/RC.

После интегрирования левой и правой частей уравнения в пре-
делах от 0 до t получим

«2 (О = — С [«1 (О - U2 (О] dt. (23.13)

KG J

Интегрирование будет более точным, чем меньше выходное
напряжение по сравнению с входным (ц2<Сщ). Это требование
реализуется путем увеличения R или С, т. е. постоянной времени
Ъо—RC, тогда с достаточной точностью

1 С

«2 (О « — ( ui (0 di.

(23.14)

Из сравнения выражений (23.12) и (23.14) следует, что для ин-
тегрирующей /?С-цепи k=l/RC. Если на вход интегрирующей
AJC-цепи подать прямоугольный импульс (рис. 23.3, б), то напря-
жение на выходе (на конденсаторе С) будет нарастать по экспо-
ненциальному закону

и2 (0 = ulm (1 - (23.15)

При малом значении t напряжение и2 нарастает линейно, од-
нако по мере увеличения t кривая и2 нелинейна.

Чем больше то при неизменной длительности входного импуль-
са tn, тем больше растянут импульс на выходе (см. рис. 23.3, б).
Амплитуда импульса уменьшается, так как конденсатор не успе-
вает зарядиться за время действия входного импульса.

Дифференцирование и интегрирование могут также осуществ-
ляться с помощью цепей на ДЬ-элементах, однако эти цепи ис-
пользуются сравнительно редко, так как содержат дорогую мо-
точную деталь.

§ 23.3. Общие сведения об импульсных генераторах

Импульсными генераторами называют устройства, формирую-
щие электрические импульсные сигналы. Условия самовозбужде-
ния в импульсном генераторе выполняются в широкой полосе ча-
стот, вследствие чего его выходное напряжение обладает широким
спектром гармонических составляющих. Элементы схем импульс-
ного генератора в отличие от синусоидального не имеют резко вы-
раженных резонансных свойств, поэтому его стабильность колеба-
ний меньше, чем синусоидального.

По способу возбуждения различают импульсные генераторы
с самовозбуждением (самовозбуждающиеся) и внешним возбуж-
дением. Самовозбуждающиеся генераторы содержат элементы по-
ложительной обратной связи, в результате чего в них возникают
колебания без внешнего воздействия (например, мультивибрато-
ры, блокинг-генераторы). Эти генераторы используют в качестве
задающих.

Импульсные генераторы с внешним возбуждением являются
усилителями напряжения или мощности и применяются для соот-
ветствующего преобразования импульсов, поступающих от задаю-
щих генераторов (например, генераторы пилообразного напряже-
ния или тока).

Промежуточное положение занимают ждущие импульсные ге-
нераторы с положительной обратной связью и с неиспользуемой
возможностью к самовозбуждению. При подаче входного импульса
они выдают только один выходной импульс. В отличие от генера-
торов с внешним возбуждением форма их выходного импульса не
зависит от формы входного. К ждущим генераторам относят, на-
пример, заторможенный мультивибратор, а также триггер.

В большинстве схем импульсных генераторов положительная
обратная связь между выходной и входной цепями осуществляется
с помощью фазосдвигающего каскада (например, в мультивибра-
торах) или фазопереворачивающего трансформатора (например, в
блокинг-генераторах).

§ 23.4. Мультивибраторы

Мультивибраторы (МВ) — генераторы, вырабатывающие элек-
трические колебания, по форме близкие к прямоугольным. Разли-
чают самовозбуждающиеся и ждущие мультивибраторы.

Самовозбуждающиеся мультивибраторы. Транзисторная схема
самовозбуждающегося мультивибратора (рнс. 23.4, а) выполняет-
ся с резисторно-емкостными связями цепей коллектор—база. Если
на МВ подать напряжение питания, то из-за разброса параметров
транзисторов VI и V2 их токи базы будут неодинаковы. Предпо-
ложим, ток в коллекторной цепи транзистора VI возрастает, тогда
повысится потенциал на коллекторе VI (точка Ki) и на базе через
конденсатор С2 транзистора V2. Начнет закрываться транзистор
V2, снизится потенциал на его коллекторе (точка Кг) и базе тран-
зистора VI.

С понижением потенциала на коллекторе V2 (точка К2) нач-
нется заряд конденсатора С1 от источника Ек (по цепи, показан-
ной на рисунке штриховой линией с одной стрелкой), вследствие
чего возрастет ток базы /gi транзистора и увеличится ток коллек-
тора /К1- Таким образом, асимметрия схемы, обусловленная раз-
бросом параметров, привела к открыванию транзистора VI и пол-
ному закрыванию транзистора V2. Этому состоянию схемы соот-
ветствует момент времени t0 (рис. 23.4, а и б).

Как только откроется транзистор VI (см. рис. 23.4, в и б) и
появится коллекторный ток, возрастет потенциал UKi коллектора,
Рис. 23.4. Схема и диаграммы самовозбуждающего МВ

конденсатор С2 начнет разряжаться (по цепи, показанной штрихо-
вой линией с двумя стрелками). При разряде напряжение на кон-
денсаторе С2 уменьшается, следовательно, .потенциал базы
транзистора V2 стремится к нулю. К моменту времени Л напряже-
ние 67о2=О, транзистор V2 отпирается, в коллекторной цепи по-
является ток 1к2, а потенциал 0к2 скачком возрастает. Перепад
напряжения, возникающий на коллекторе, подается через конден-
сатор С1 на базу транзистора VI и закрывает его, а напряжение
UKl на коллекторе транзистора VI скачком уменьшается. Это из-
менение (перепад) напряжения через конденсатор С2 подается
на базу транзистора V2 и еще больше способствует его открыва-
нию. Таким образом, схема окончательно переходит в состояние,
при котором транзистор V2 полностью открывается, а VI закры-
вается.

После этого в интервале времени Л—t2 происходит разряд кон-
денсатора С/ по цепи, аналогичной цепи разряда конденсатора
С2, в течение времени T=/?6iC’i, и схема принимает исходное со-
стояние. В дальнейшем процесс повторяется.

Мультивибратор переходит из одного состояния в другое ' в
момент достижения базовым напряжением (см. рис. 23.4, б) нуле-
вого уровня. Например, к моменту времени t2 заканчивается раз-
ряд конденсатора С1, потенциал базы транзистора VI достигает
нулевого уровня, вследствие чего он открывается, a V2 закрывает-
ся (потенциал UK2 скачком уменьшается). В результате на выхо-
дах Вых. 1 и Вых. 2 мультивибратора появляются непрерывные се-
рии импульсов, длительность которых определяется временем раз-
ряда конденсатора, включенного между коллектором открытого
и базой-закрытого транзисторов: T2^Q,7Rt>iCi.

Период колебаний

Т = ?! + Т2 = 0,7 (/?62C2 + Яб А)-
Для симметричного мульти-
вибратора JRci—Rez—Re и Ci=
.= 02=С, поэтому 7’=1,4 .R^C.

Частоту следования импуль-
сов удобно регулировать измене-
нием сопротивлений в цепи базы,
а также напряжения U6 (рис.
23.5). Для регулирования напря-
жения Uб используют делитель
R1R2, причем большему напряже-
нию U б соответствует большая
частота колебаний.

Рис. 23.5. Схема МВ с развязыва-
ющими диодами

В схеме мультивибратора с
развязывающими диодами (см. рис. 23.5) при закрывании тран-
зистора ток коллектора снижается до нуля, однако велик зарядный
ток конденсатора. Этот ток, проходя по резистору коллекторной

цепи, создает на нем падение напряжения, поэтому потенциал на
коллекторе повышается и задний фронт импульса сглаживается.
Более прямоугольные импульсы можно получить, если конденсато-
ры связи С1 и С2 отделить от коллектора диодами V3 и V4. В этом

случае потенциалы точек съема импульсов при закрывании тран-
зисторов будут меняться мгновенно.

Ждущие мультивибраторы. Эти мультивибраторы имеют одно
устойчивое состояние. В ждущем МВ с эмиттерной связью (рис.
23.6, а) в исходном устойчивом состоянии схемы на базу транзи-
стора V2 через резистор' /?б2 от источника Ек подается отрицатель-
ный потенциал, поэтому транзистор V2 открыт, а транзистор VI

закрыт положительным напряжением смещения, снимаемым с ре-
зистора RO3. Конденсатор С2 заряжается током базы /б2 транзи-
стора V2 по цепи (указанной на схеме штриховой линией с одной
стрелкой) до значения э. д. с. источника Ек.

Рис. 23.6. Схема и диаграммы ждущего МВ
При Подаче пускового импульса Uдап ПОЛОЖИТёЛЬНОЙ ПОЛЯрНО-
сти на коллектор транзистора VI (или импульса отрицательной
полярности на базу) последний начинает открываться, потенциал
на его коллекторе повышается и через конденсатор С2 передается
на базу транзистора V2, вследствие чего последний начинает за-
крываться.

Закрывание транзистора V2 сопровождается уменьшением тока
коллектора и снижением потенциала на резисторе RO3, что приво-
дит к возрастанию тока в цепи базы транзистора VI, способствую-
щего его открыванию. С открыванием транзистора VI начнется
разряд конденсатора С2 током ip по цепи, указанной на схеме
штриховой линией с двумя стрелками.

Время (в секундах), в течение которого транзистор V2 будет
удерживаться в закрытом, а V/ в открытом состоянии, определя-
ется постоянной времени цепи разряда, т. е. произведением сопро-
тивления резистора (в омах) и емкости конденсатора (в фарадах)
/Л/ 0,7

К концу разряда конденсатора С2 потенциал на базе транзи-
стора V2 снижается до нуля (рис. 23.6, б), в результате чего тран-
зистор V2 открывается, а VI закрывается и схема мгновенно воз-
вращается в исходное устойчивое состояние до поступления нового
пускового импульса. В конце этого процесса на выходе МВ (с на-
грузки Rk2) снимают импульсы UK2 отрицательной полярности. Их
длительность можно плавно регулировать резистором Re,2, а из-
менение скачком — конденсатором С2.

Диаграммы напряжений на базе V2 и коллекторах транзисто-
ров изображены на рис. 23.6, б.

Расчет ждущего мультивибратора с эмиттерной связью (см. рис. 23.6, а)
произведем для следующих условий: амплитуда импульса Um2^8 В; длитель-
ность импульса /и —8 мкс; период повторения запускающих импульсов 7’и =
= 20 мкс; диапазон температур Л/ от/МИн =—50° С до /макс = +60° С; поляр-
ность выходных импульсов отрицательная. ТКП а— 0,054-0,01 1/град.

1. Выбор напряжения источника питания производим с некоторым запасом:

Ек = 1,1 (Um2 + U’3) = 1,1 (8 + 0,25-8) = 11 В,

где Um2—амплитуда выходного импульса на транзисторе V2;

U3 — напряжение на резисторе R3 за счет эмиттерного тока V2; обычно оно
составляет Ua'= (0,24-0,3) Um2.

Примем £к=12 В.

2. Выбор транзистора. В этой схеме между базой и коллектором V2 в пер-
вый момент прикладывается обратное напряжение, близкое к двойному напряже-
нию 2£к, поэтому предельно допустимое напряжение база — коллектор транзис-
тора [7кео должно быть больше 2£к, т. е. ПкбоЭг2£к=2-12=24 В. Примем тран-
зистор МП40А, у которого С7Кбо = 30 В; /г21а = 20; /ко=15 мкА.

3. Расчет сопротивлений резисторов Rk2 и R3. Током коллектора транзистора
V2 обычно задаются меньше допустимого, т. е. /к<Л<доп=150 мА. Чтобы по-
требление мощности схемой было небольшим, примем /К2н=10 мА, тогда

Rrt = Um2II^ = 8/10-Ю-з = 800 Ом.

Выбираем по ГОСТу £к2 = 820 Ом.

Для получения импульса хорошей формы и стабильной амплитуды открытый
транзистор должен находиться в режиме насыщения. Глубина насыщения харак-
теризуется коэффициентом насыщения 8 = 7б/7бн- Чтобы уменьшить длительность
процесса рассасывания и увеличить быстродействие схемы S', принимают не
больше 2—3. Примем 8 = 1, 2, тогда

^эй21э^</(^21э + S) 0,25£K/i213RK/(h213 + 8)

“ £к-0,25£к

0,25.12-20-820/(20+ 1,2)

12-0,25-1.2

= 260 Ом.

Выбираем по ГОСТу /?3 = 270 Ом.

4. Расчет сопротивления /?к1. Обычно его выбирают равным/?к1 = (24-3);/?К2=
==(24-3)820=16404-2460 Ом. Выбираем по ГОСТу /?К1=2 кОм.

5. Расчет сопротивлений делителя R1R2. Значение сопротивления R1 опреде-
ляем из неравенства, которое должно сохраняться в диапазоне рабочих темпе-
ратур АЛ в том числе и при минимальной температуре -(/мин = —50° С), т. е. при
Д/= +204—50 =70° С, при которой снижается коэффициент передачи тока /г21э.
Я1 < &21э (1 — «△/) (Як1 — RKi)/S = 20 (1 — 0,007-70) (2000 — 820)/1,2=и ЮкОм.

Выбираем по ГОСТу Rt = 10 кОм.

й21э(1 — aAQ/?3/?i 20(1 -0,007-70)270-104_______

2=Л21э(1 —аД0ЯК1 —Sfli = 20(1 — 0,007-70)2-103— 1,2-104 = ’4 к м'

Выбираем по ГОСТу /?2 = 3,3 кОм.

6. Расчет сопротивления базы

Д6 = ^21э(1 — «△/) Дк2/3 = 20 (1 — 0,007-70) 820/1,2 = 6,8 кОм

Выбираем по ГОСТу Д6 = 6,8 кОм.

7. Длительность закрытого состояния транзистора зависит от температуры.
Температурная зависимость длительности запертого состояния транзистора опре-
деляется отношением ЛаДб/Д:- Для повышения стабильности -необходимо выпол-
нять условия /,(омакс/?б/Дк*С1, где /ко макс—значение начального тока при мак-
симальной температуре. Проверяем стабильность длительности импульса

ЛсомаксЯб/^к = 15-10-6-6,8-103/12 = 0,008 « 1.

8. Значение хронирующей емкости определяется по заданной длительности им-
пульса. С учетом сказанного в п. 7:

2 — /?э [1 /(/?к! + Кэ) + 1/(/?к2 + /?э)] ) _

1 — Кэ/(Кк1 + /?э) + / к0Кб/Ек J

2 — 270 [1 /(2000 + 270) + 1/(820 + 270) ) _
1П 1 — 270/(2000 + 270) + 15-10-6-6,8-103/12 J ~

= 0,0019 мкФ.

Выбираем по ГОСТу С=0,002 мкФ.

9. Проверяем условие восстановления схемы. Длительность процесса восста-
новления определяется временем заряда хронирующего конденсатора, т. е.

/в = Зтзар и ЗС/?К1 = 3-0,002-2-103= 12 мкс.

Для нормальной работы схемы требуется, чтобы к моменту прихода следу-
ющего запускающего импульса процесс восстановления был закончен. Это требо-
вание удовлетворяется, если период повторения запускающих импульсов

В нашем варианте следования импульсов

/с = Та — tK = 20 — 8 = 12 мкс.

Следовательно, длительность восстановления С=Д т. е. схема успевает вос-
становить исходное состояние до прихода следующего импульса.

с=/иД/?б

= 8-10-6 / !б,8-103
§ 23.5. Триггеры

Триггерами называют импульсные схемы, имеющие два элек-
трических состояния устойчивого равновесия. Изменение их со-
стояния вызывается внешними сигналами. Форма выходного на-
пряжения триггеров близка к прямоугольным импульсам. Тригге-
ры применяют в качестве переключающих устройств, делителей
частоты следования импульсов, запоминающих ячеек и т. д. Раз-
личают триггеры симметричные и несимметричные.

Симметричные триггеры. Наиболее распространены симметрич-
ные триггеры с коллекторно-базовыми (рис. 23.7, а) связями. Це-
пи коллектора и базы транзисторов в схеме связаны с помощью
резисторов R1R2. Для ускорения переходных процессов и увели-
чения скорости переключения резисторы шунтированы конденса-
торами С1С2. Схема снабжена цепочкой эмиттерной стабилиза-
ции C3Rs-

При подаче на базу транзистора VI положительного импульса
транзистор закрывается, вследствие чего потенциал на коллекторе
понижается, приближаясь к —Ек. Этот отрицательный скачок на-
пряжения через цепочку обратной связи C1R1 передается на базу
транзистора V2, который открывается. После открывания транзи-
стора V2 в его коллекторной цепи появится ток, который создаст
падение напряжения на нагрузке Т?К2, при этом потенциал на кол-
лекторе возрастет, приближаясь к нулю (напряжение на коллек-
торе изменяется от —Ек до 0). В таком устойчивом состоянии схе-
ма находится до поступления нового пускового импульса положи-
тельной полярности на базу транзистора V2, который возвращает
триггер в исходное устойчивое состояние. Временные диаграммы
напряжений в цепях базы и коллектора транзисторов показаны на
рис. 23.7, б.

Запуск триггера может осуществляться как по цепи коллекто-
ра, так и по цепи базы по одному или двум входам. При запуске
по одному входу на него подают управляющие чередующиеся
разнополярные импульсы (на базу или коллектор одного из тран-
зисторов). При запуске по двум входам управляющие однополяр-
ные импульсы подают на базы или коллекторы обоих транзисто-

Рис. 23.7. Схема и диаграммы симметричного триггера
ров то с одного, то с другого входа. Предпочтительны диодные
схемы запуска, в которых устраняется связь между цепью запуска
и триггером. Короткие управляющие импульсы подают через
разделительные диоды V3 и V4 (см. рис. 23.7, а) на базы транзи-
сторов. Базовая схема запуска целесообразна, когда необходимо
исключить попадание запускающих импульсов на вход последую-
щего каскада, связанного с коллекторными цепями транзисторов
триггера.

Если входы Вх. 1 и Вх. 2 объединить, получим симметричный
способ запуска через один вход. При-поступлении пускового им-
пульса открытый транзистор, например VI, закрывается, а возник-
ший в его коллекторной цепи сигнал (перепад напряжений) отри-
цательной полярности по цепи обратной связи передается на базу
закрытого транзистора V2 и открывает его. Схема переводится в
новое устойчивое состояние. При последующем пусковом импуль-
се схема возвращается в исходное состояние и т. д.

Расчет триггера. Произвести расчет триггера с общим (счетным) запуском
(рис. 23.8) для следующих условий: амплитуда выходных импульсов 10 В;
частота повторения запускающих импульсов Диаке = 96 кГц; рабочий диапазон
температур Л/ =—504-+20° С. ТКПа=0,007 1/град.

1. Выбор напряжения источника произведем из условия:

Ек =: (1,1 4- 1,4) Um « 1,2; Um = 1,2-10 = 12 В.

2. Выбор напряжений смещения Е3ъ, ЕСм- При большом напряжении смеще-
ния £S6 снижается быстродействие триггера. Практически для надежного запира-
ния транзистора смещение выбирают £86 = 14-2 В. Примем £Эб=1,5 В, а напря-
жение источника £см для упрощения схемы питания целесообразно принять та-
ким же, т. е. £см=1,5 В.

3. Тип транзистора выбирают исходя из необходимости .удовлетворения сле-
дующих требований: допустимое напряжение транзистора UKS3^EK= 12 В;
транзистор должен обеспечивать необходимое быстродействие, т. е.

/Л216 > FMaKC/0,35 = 96-103/0,35 = 275 кГц.

Этим требованиям, удовлетворяет транзистор МП41 со следующими пара-
метрами: £/кэо=15 В; /ь21э=1 МГц; й21э=30; Ск = 60 пФ; /Кдоп = 150 мА.

4. Сопротивление в коллекторной цепи RK рассчитывают исходя из следу-
ющих соображений:

1) ток через транзистор не должен превышать допустимый

вк >:Ек//каоп = 12/150.10-3 = 80 Ом:

2) чтобы влияние емкости коллек-
торного перехода Ск на скорость пере-
ходных процессов было небольшим, не-
обходимо удовлетворить неравенство
1,5Й21эСкРк<0,2Й21э//л216, откуда RK<

<0,2 : (l,5fMieС„) = 0,2/( 1,5 -106 • 60Х
ХЮ-12) =2,2 кОм.

Для повышения быстродействия схе-
мы значение сопротивления Дк целесооб-
разно уменьшать, примем по ГОСТу
Дк=1 кОм.

5. Ускоряющая емкость

с = 0,6/(/л21бЛк) =0,6/(106. ЮЗ)
= 600 пФ.

Рис. 23.8. Схема триггера с общим за-*
пуском

Выбираем по ГОСТу С—620 пФ.
/?! = (] -2^)/?к

= (1—2-0,1)103

6. Значения сопротивлений делителя R1-R2 определяют исходя из условий,
обеспечивающих стабильную работу триггера. Примем относительный разброс зна-
чений сопротивлений ёк = 0,1, а относительную нестабильность питающих напря-
жений б£ = 0,1, тогда исходя из условия запирания триггера максимальное значе-
ние сопротивления

1-8£. £э6 1-0,1 1,5

----- --------- =---------------------— « 5 кОм.

1+»Г? /комакс 1 + 0,1 15-10-6.24

Обычно элементы делителя принимают R\ = (2: 3) R2- Примем /?1 = 27?2, тогда
(исходя из условия необходимости разряда ускоряющей емкости через резисторы
R1R2 при максимальной частоте запускающих импульсов) сопротивление рези-
стора

<<3/(6ГмаксС) = 3/6-96-103-620-10-12 «8000 Ом = 8 кОм.

Примем по ГОСТу /?2=4,7 кОм.

Сопротивление резистора R1 исходя из условия обеспечения насыщения тран-
зистора при самом неблагоприятном случае (при /=—50° С). Для высокоомных
нагрузок триггера коэффициент насыщения рекомендуется 5=1,2+1,5 В. В ра-
бочем диапазоне температур Д/=—504—(-20° С он составит 5г=5’(1+аД/), тогда

_______________/121э (1 — «ДО________________

St + [й21э (1 - аД0/(1 - 28£)] (£э6/£к) Лк//?2

__________________30(1 -0,007-70)____________

1 + [39(1 —0,007-70)/(1 - 2-0,1)] (1,5/12) 103/4,7-103

— 1| = 7,4 кОм.

Примем по ГОСТу R 1=8,2 кОм,

7. Расчет параметров запускающих импульсов. Амплитуду запускающих им-
пульсов выбирают больше напряжения смещения Есы на некоторую величину Д/7ВХ.
Этот перепад напряжения примем небольшим, примерно Д/7вх«0,25 В, так как
после запирания открытого транзистора он передается через ускоряющую ем
кость на коллектор запертого транзистора и создает на последнем паразитный
выброс напряжения. С учетом сказанного

= Еск + Д/7ВХ = 1,5 + 0,25 = 1,75 В.

В период запуска генератор должен обеспечить ток, несколько превышающий
ток насыщения,

4х = 1.2/кн = 1,2£к//?к = 1,2-12/103 ~ 15 мА.

Минимальная длительность входного импульса /и.мин определяется временем
рассасывания неосновных носителей /р в транзисторе. При малой величине пере-
пада ДГ/вх в схеме отпирается лишь диод, подключенный к базе открытого тран-
зистора, поэтому выключающий ток можно принять равным входному току:

/и.мнн = /р ~ ТЭ (S - 1)/1 ,2Л21э = (0 ,2Д21Э//Л21б) [$//(1 - ад0 - И/1.2*213 =

= (0,2-39/106) [1/(1 — 0,007-70) — 1]/1.2-30 = 0,1.6 мкс.

Здесь тэ= (0,204-0,27)/г2]Э//Л216 — постоянная времени переходного процесса;
для схемы с ОЭ большее значение коэффициента (перед корнем) принимается
для дрейфовых транзисторов.

Практически длительность входного импульса принимается с дву-трехкратным
запасом. Принимаем длительность импульса

/и = 3/и= 3-0,16 «0,5 мкс.

8. Расчет переходной цепи. Увеличение напряжения на переходной емкости за
Рис. 23.9. Схема триггера с эмиттерной связью и его амплитудная характери-
стика

время действия импульса должно быть небольшим, примем его АСс = /вхС/С«
«0,05 В, тогда емкость переходной цепи должна быть

С >/Вх*и/0,05= 15-Ю-з.э.5-10- 6/0,05 = 0,15 мкФ.

Выберем по ГОСТу С = 0,15 мкФ.

9. Выбор диодов для схемы определяется необходимостью иметь малое
время переходных процессов в них (малое время установления прямого и вос-
становления обратного сопротивления). Этим требованиям удовлетворяют диоды
Д223А, обеспечивающие четкую передачу запускающих импульсов.

Несимметричный триггер с эмиттерной связью. Такие тригге-
ры— триггеры Шмитта (рис. 23.9, а) применяются для формиро-
вания импульсов прямоугольной (или произвольной) формы из
синусоидального напряжения, а также в качестве порогового
устройства, реагирующего на определенный уровень сигнала. В
отличие от симметричной схемы в схеме этого триггера одна кол-
лекторно-базовая цепь связи заменена эмиттерной связью. Она
образуется резистором эмиттерной цепи, вследствие чего незначи-
тельно влияние нагрузки на работу триггера.

Схема имеет два устойчивых состояния, в одном из них транзи-
стор VI открыт, a V2 закрыт; в другом — наоборот. Перевод триг-
гера из одного устойчивого состояния равновесия в другое осуще-
ствляется внешним напряжением ивх, подводимым к входу транзи-
стора VI. Схема сохраняет одно из двух устойчивых состояний до
тех пор, пока диапазон изменения входного напряжения не будет
равен интервалу между нижним и верхним порогами срабатыва-
ния, следовательно, триггер с эмиттерной связью является схемой
индикации уровня.

Схема несимметричного триггера работает следующим обра-
зом. Предположим, в исходном состоянии «вх==0, в этом случае с
делителя RKiRlR2 на базу транзистора V2 подается отрицатель-
ное смещение, поэтому транзистор V2 открыт и насыщен.. Транзи-
стор VI закрыт напряжением смещения, которое возникает на ре-
зисторе R3 за счет тока транзистора V2. Выходное напряжение
^вых===£'к^?э/ (^?к2 •

При увеличении отпирающего (отрицательного) напряжения
(рис. 23.9, б) до значения иВх=£Л транзистор VI (см. рис. 23.9, а)
открывается, потенциал его коллектора повышается, а ток базы
транзистора V2 уменьшается. Когда изх достигнет значения Uz,
Рис. 23.10. Схема несимметричного
триггера на разноструктурных тран-
зисторах

транзистор V2 выйдет из режима
насыщения и завершится лавино-
образный процесс перехода схе-
мы в устойчивое состояние, при
котором транзистор VI будет от-
крыт и насыщен, a V2 закрыт.
Выходное напряжение станет
«вых=£к—/коЯк2- Дальнейшее
увеличение отпирающего напря-
жения на входе схемы уже не вы-
зовет изменения выходного на-
пряжения Двых-

Напряжение Ui называют на-
пряжением срабатывания. В ис-

ходное состояние схема вернется в случае, когда входное напряже-
ние снизится до значения запирания (отпускания) транзистора VI
практически до некоторого значения UBX—U3<U2.

Несимметричный триггер можно выполнить на транзисторах с
различной проводимостью (р-п-р и п-р-п, рис. 23.10). В такой схе-
ме в исходном состоянии оба транзистора VI и V2 закрыты. Когда
напряжение на входе превышает порог срабатывания, транзисто-
ры открываются и переходят в режим насыщения. Поскольку в
исходном состоянии оба транзистора закрыты, такая схема более
экономична, чем схема с однотипными приборами.

§ 23.6. Блокинг-генераторы

Под блокинг-генератором понимают автоколебательную систе-
му, генерирующую кратковременные прямоугольные импульсы с
большой скважностью. По схемному построению он представляет
собой однокаскадный усилитель с глубокой положительной обрат-
ной связью, осуществляемой импульсным трансформатором.
Связь блокинг-генератора с нагрузкой обычно трансформаторная.
Различают самовозбуждающиеся и ждущие блокинг-генераторы.

Самовозбуждающиеся блокинг-генераторы. Обратная связь в
схеме самовозбуждающегося блокинг-генератора с коллекторно-
базовой обратной связью и базовым конденсатором (рис. 23.11, а)
осуществляется с помощью обмотки трансформатора Тр, вклю-
ченной в цепь базы. В эту же цепь базы включены формирующий
конденсатор Сб и резистор смещения 7?б. Связь с нагрузкой
трансформаторная (через обмотку wH).

При включении источника питания Ек в коллекторной цепи
транзистора появляется ток /к (рис. 23.11, в). С его ростом в об-
мотке обратной связи индуктируется э. д. с., которая передает-
ся на базу транзистора, в результате чего понижается потенциал
на базе (рис. 23.11, д). Это приводит к появлению и росту тока
базы, дальнейшему увеличению коллекторного тока /к (рис.
23.11, в) и повышению потенциала UK на коллекторе (рис.
Рис. 23.11. Схема и диаграммы
самовозбуждающегося блокинг-
генератора

23.11, б). Таким образом, лавинообразный процесс заканчивается
полным открыванием транзистора и переходом его в режим насы-
щения. В ходе этого процесса формируется передний фронт им-
пульса.

В режиме насыщения рост тока в коллекторной цепи прекра-
щается (момент t2 на рис. 23.11, в), а положительная обратная
связь в схеме нарушается. В этом режиме в транзисторе происхо-
дит рассасывание неосновных носителей зарядов (накопленных в
базе), которое обусловливает процесс заряда конденсатора Cg то-
ком базы. Длительность процесса заряда формирующего конденса-
тора Cg определяет вершину (скос) импульса (интервал t2—t3).

По мере заряда конденсатора число носителей в базе и ее ток
уменьшаются. К некоторому моменту времени t3 конденсатор за-
рядится до максимального напряжения ДСМакс (рис. 23.11, г), ко-
торое, будучи приложенным к базе транзистора, выводит его из
режима насыщения. При этом начинает спадать ток базы /б ц
уменьшается ток коллектора /к (интервал t3—Д на рис. 23.11, в).
Изменения тока коллектора (по значению и знаку) приводят к
появлению в базовой обмотке э. д. с. положительной полярности,
которая еще больше способствует закрыванию транзистора. К не-
которому моменту времени tn ток /к будет равен нулю, транзистор
закроется, а потенциал на коллекторе достигнет напряжения ис-
точника— Ек (точка-7И). На этом процесс формирования заднего
фронта импульса закончится.

После закрывания транзистора отрицательное напряжение на
коллекторе некоторое время продолжает расти за счет э. д. с.
самоиндукции, возникающей в трансформаторе и складывающейся
с напряжением источника питания. Из-за э. д. с. самоиндукции в
схеме возникают паразитные колебания (участок за точкой М на
рис. 23.11, б). Эти колебания, в частности положительные выбро-
сы, трансформируясь в базовую цепь, могут вызывать открывание
транзистора и ложную работу схемы. Для устранения паразитных
колебаний в схему включают демпфирующую цепь, состоящую из
диода V2 и резистора R (см. рис. 23.11, а).

По окончании этих нестационарных процессов транзистор про-
должает оставаться закрытым напряжением заряда конденсатора
Нс макс- с момента полного закрывания транзистора начинается
разряд конденсатора через резистор Re и обмотку обратной связи
We- По мере разряда конденсатора напряжение на базе снижается
(см. рис. 23.11, д) и к некоторому моменту времени is достигает
потенциала открывания транзистора, при котором повторится про-
цесс лавинообразного роста токов в цепях базы и коллектора.

Во время работы блокинг-генератора генерируются кратко-
временные импульсы, снимаемые с нагрузочной обмотки. Длитель-
ность выходных импульсов /и определяется постоянной времени
заряда конденсатора t3=re3Ce. Период повторения импульсов оп-
ределяется постоянной времени цепи разряда тР=СбДб конденса-
тора Сб через резистор Re при закрытом транзисторе. Сопротив-
ление разрядного резистора Re обычно значительно больше сопро-
тивления участка база — эмиттер г6э открытого транзистора, по-
этому Тр^>т3, т. е. T^>tw.

Ждущие блокинг-генераторы. Ждущий режим блокинг-генера-
тора обеспечивается подачей в цепь базы последовательно с рези-
стором Re положительного напряжения смещения Еэе (рис.
23.12, а), закрывающего транзистор. Напряжение на коллекторе
в этом режиме равно напряжению источника —Ек (рис. 23.12, б).
Возбуждается блокинг-генератор лишь при подаче на базу внеш-
них запускающих импульсов отрицательной полярности. При по-
ступлении пускового импульса U3 в коллекторной цепи появится
ток, вследствие положительной обратной связи произойдет лави-
нообразное открывание транзистора и повторится процесс, рас-
смотренный в схеме самовозбуждающегося блокинг-генератора.
После разряда конденсатора транзистор продолжает оставаться
закрытым до поступления на базу нового пускового импульса. Ча-
стота следования импульсов определяется выбором сопротивления
разрядного резистора Re, а период их следования Tx3ReCe- Ча-
стота запуска определяется постоянной времени т—CeR&-

Рис. 23.12. Схема и диаграммы ждущего блокинг-генератора
§ 23.7. Генераторы пилообразных импульсов

Общие сведения. Генераторы пилообразных импульсов напря-
жения (ГПН) формируют пилообразные импульсы (рис. 23.13).
Параметрами этих импульсов и их последовательности являются
время прямого хода /пр и восстановления tB (обратного хода),
амплитуда J7pm, время паузы tn и период их повторения Тп. Основ-
ное требование к пилообразному напряжению сводится к линей-

ности напряжения во время прямого хода, оценку которого ведут
с помощью коэффициента нелинейности. Обычно в схемах ГПН
используется заряд (разряд) конденсатора. Учитывая связь между
напряжением и током через конденсатор ЩС—dUJdt, коэффи-
циент нелинейности е можно выразить через начальное /н и ко-
нечное /к значения тока заряда (разряда) конденсатора е=
= (/н—/к) //н. Очевидно, для получения идеальной линейности же-
лательно, чтобы /н=/к, тогда коэффициент е=0. Практически эти
требования в части получения максимальной линейности напря-
жения реализуются при заряде (разряде) конденсатора постоян-

ным током.

Генератор пилообразного напряжения. Простейший ГПН
(рис. 23.14) содержит интегрирующую цепь RC и транзисторный
ключ. В исходном состоянии транзистор открыт и находится в ре-
жиме насыщения. Напряжение на конденсаторе близко к нулю
С/с=17кэн- При подаче на вход положительного запирающего им-
пульса UBx наступает заряд конденсатора от источника —Ек и

напряжение на конденсаторе возрастает по экспоненциальному
закону Uc = (— Ек + fKOR) (1 — e~4z) = (— Ек + fK0R) (1 — e!R«C).

По окончании действия входного импульса транзистор отпира-

ется, а конденсатор разряжается через транзистор до исходного
напряжения ПКЭн. Для повышения стабильности работы схемы
должно удовлетворяться неравенство /коД'СДк- Коэффициент не-
линейности такого простейшего ГПН сравнительно велик е=
= ирт1Ек=%„ где g— коэффициент использования коллекторного
напряжения, практически равный 40—50%.

Для повышения линейности изменения напряжения необходи-
мо стабилизировать зарядный (разрядный) ток конденсатора. Су-
ществуют два способа стабилизации тока через конденсатор —
применение токостабилизирую-

щих приборов или источников
компенсирующего напряжения.

Применение токостабилизиру-
ющих приборов. На рис. 23.15, а
приведена упрощенная схема
включения токостабилизирующе-
го прибора для получения линей-
но изменяющегося напряжения,
а на рис. 23.15, б — его идеализи-
рованная ВАХ. Если ключ замк-
нут, то напряжение на конденса-

Рис. 23.13. Диаграмма пилообразного
напряжения
Рис. 23.14. Упрощенная схема и диаграмма ГПН

Рис. 23.15. Схема формирования линейно-изменяющегося напряжения

Рис. 23.16. Схема и временные диаграммы ГПН

Рис. 23.17. Эквивалентные схемы ГПН с источником компенсирующего напряже-
ния
торе t/c=0, а напряжение на токостабилизирующем приборе t/T=
= ЕК. При размыкании ключа конденсатор заряжается, напряже-
ние на нем Uc возрастает, а 17т снижается. Ток через прибор оста-
ется постоянным (см. ВАХ на рис. 23.15, б), поэтому напряжение
на конденсаторе растет по линейному закону, вследствие чего
g=0.

В качестве токостабилизирующего элемента в схеме может
служить транзистор, включенный по схеме с ОБ, обладающий по-
логими (близкими к идеальной) выходными характеристиками
(рис. 23.15, в). Коэффициент нелинейности напряжения в схеме
с токостабилизирующим транзистором

Upm UpmEK р р

s =-- ---=------------= ? ----- ss f ——,

£к Ее Ек (Z?K + Ее) Ек -J- Ее $ Ее

где Ее — эквивалентный источник постоянной э.д.с. (обычно значительно превыша-
ющий Ек, т. е. Ее^Ек), определяемой точкой пересечения оси напряже-
ний с продолжением ВАХ транзистора (см. рис. 23.15, в).

При Ее^>Ек и даже хорошем использовании коллекторного на-
пряжения (g составляет десятки процентов) е<С§, т. е. схема обес-
печивает высокую линейность изменения напряжения.

В практических схемах получения линейно изменяющегося на-
пряжения используется как заряд, так и разряд конденсатора. На
рис. 23.16, а приведена схема для формирования линейно изме-

няющегося напряжения с использованием разряда конденсатора
через токостабилизирующий транзистор V2. Транзистор VI в схе-
ме выполняет роль ключа. В исходном состоянии оба транзистора

открыты подачей на их базы отрицательного потенциала от источ-

ника Ек. Резистор /?к1 и А?б1 выбирают так, чтобы транзистор VI
находился в режиме насыщения. Конденсатор С заряжается от
источника Ек через транзистор VI и резистор RKi- Потенциал на
базе транзистора V2 обеспечивается низкоомным делителем R1R2.
Ток делителя выбирают в 10—20 раз больше тока базы. При этом
потенциал U&i определяется только током делителя 6/б2~/Дел^2 =

—EkRz/ (R i+R2) -

Коллекторный ток транзистора V2 замыкается
стор VI до цепи: корпус, R3, эмиттер — коллектор

через транзи-
V2, эмиттер —
резистора RKi

коллектор VI, RKi, —Ек. Поскольку сопротивление
и падение напряжения на нем невелики, конденсатор С заряжает-

ся до напряжения источника Е&.

При подаче на базу транзистора VI входного импульса (7ВХ
положительной полярности транзистор VI запирается, а заряжен-

ный конденсатор С в этом режиме, являясь источником питания
для транзистора V2, разряжается через транзистор V2. Поскольку
коллекторный ток транзистора V2 изменяется незначительно, на-
пряжение на конденсаторе изменяется по линейному закону (рис.
23.16, б). По окончании действия входного импульса транзистор
VI отпирается и восстанавливается цепь заряда конденсатора С
от источника Ен через транзистор VI и резистор Rui до исходного
значения напряжения. Длительность процесса восстановления ZB=
Рис. 23.18. ГПН с положительной обратной связью и его диаграммы

==ЗС/?к1. Для уменьшения времени восстановления сопротивление
резистора выбирается небольшим.

Применение источников компенсирующего напряжения. Ток
через конденсатор можно стабилизировать путем включения в
цепь заряда (разряда) источника, напряжение которого £/КОмп
компенсирует изменение напряжения • на конденсаторе (рис.
23.17, а). Ток через конденсатор в процессе заряда (разряда) при
17комп=Т,с будет постоянным 1С= (Е— t/c+t7K0Mn)//?=£'K//?=
=const.

Управление источником компенсирующего напряжения осуще-
ствляется- по цепи положительной или отрицательной обратной
связи, с помощью которой на вход компенсирующего источника
подается управляющий потенциал С7упр.

В схеме ГПН с положительной обратной связью (рис. 23.17,6)
управляющее напряжение UyTip=L/c. При заряде конденсатора
напряжение Uynp растет, вследствие чего и потенциал на выходе
источника компенсирующего напряжения (точка 6) также должен
возрастать.

Для повышения линейности выходного напряжения должно
выполняться требование UKO!im=Uc, вследствие чего коэффициент
усиления источника компенсирующего напряжения должен быть
Л=ПКомп/Пупр= 1. Это условие легко реализуется с помощью
эмиттерного повторителя ЭП, обычно используемого в качестве
усилителя в схеме генератора.

В схеме ГПН с положительной обратной связью (рис. 23.18, а)
транзистор VI выполняет роль ключа, а на транзисторе V2— ЭП.
Диод выполняет функцию коммутирующего элемента.

В исходном режиме транзистор VI открыт и находится в режи-
ме насыщения. Коллектор транзистора и конденсатор С находят-
ся под небольшим, близким к нулю потенциалом. Транзистор V2
открыт небольшим потенциалом, снимаемым на базу с коллекто-
ра VI, поэтому его ток мал, выходное напряжение ЙВых близко к
нулю, а конденсатор Со заряжен.

При подаче на вход транзистора VI положительного импульса
UBX транзистор VI запирается, а конденсатор С начинает заря-
жаться по цепи: корпус, конденсатор С, резистор R, диод V3,
—Ек. Рост отрицательного потенциала на конденсаторе повторя-
ется на выходе повторителя и через конденсатор Со поступает на
анод дйода V3. Когда отрицательный потенциал на аноде диода
достигает —Ек, диод запирается и конденсатор С будет заряжать-
ся по цепи: корпус, С, R, Со, эмиттер — коллектор V2, —Ек. В схе-
ме заряд конденсатора происходит через 377 на транзисторе V2,
являющемся источником Екот, поэтому напряжения на конденса-
торе С и на выходе 377 изменяются по линейному закону (рис.
23.18, б).

По окончании действия входного импульса транзистор VI отпи-
рается и начинается процесс восстановления. Сначала конденсатор
быстро разряжается через транзистор VI, после чего открывается
диод V3 и подзаряжается конденсатор Со от источника Ёк по це-
пи: корпус, R3, Со, V3, —Ек. Ток заряда на резисторе R3 создает
напряжение, запирающее 377. По окончании заряда конденсатора
Со открывается 377 и в схеме восстанавливается исходное со-
стояние.

Достоинством ГПН с положительной связью являются хорошие
нагрузочная способность и использование напряжения Ек при не-
большой амплитуде входного импульса, а недостатком — относи-
тельно невысокая (е^5%) линейность выходного напряжения.

§ 23.8. Синхронизация импульсных генераторов

Флуктуации питающего напряжения, изменения теплового ре-
жима, старение элементов схемы и другие факторы приводят -к
изменениям частоты колебаний импульсных генераторов. Стабиль-
ность частоты мультивибраторов, блокинг-генераторов значительно
ниже, чем автогенераторов, имеющих в схеме резонансные конту-
ры. Для повышения стабильности частоты импульсные генераторы
® большинстве случаев работают в режиме синхронизации или ав-
топодстройки частоты.

Синхронизация достигается подачей внешних синхронизирую-
щих импульсов с крутым фронтом на базу транзистора автогене-
ратора в отпирающей полярности (рис. 23.19, а). Синхроимпуль-

Рис. 23.19. К пояснению синхронизации импульсного генератора
сы перекрывают потенциал отсечки Uo на базе, чем фиксируют
момент отпирания транзистора (рис. 23.19, б). Этим определяются
период и частота колебаний генератора. Для устойчивой синхро-
низации период следования синхроимпульсов Тсн выбирается не-
сколько меньше периода собственных колебаний Тс импульсного
генератора. Допустимая разница Д7'=7'с—Тсп зависит от ампли-
туды синхроимпульсов Дси и определяет область захватывания ча-
стоты автогенераторов, т. е. пределы отклонения частоты синхро-
низирующего сигнала, при которых режим синхронизации уста-
навливается автоматически (без дополнительной подстройки схе-
мы). Чем больше Д7’, тем должна быть больше амплитуда ДСи,
чтобы синхроимпульс мог перекрыть напряжение отсечки Uo и
отпереть транзистор..

Синхроимпульсы отпирающей полярности обычно подаются в
базовую цепь транзистора, а запирающей — на коллектор. Каче-
ство синхронизации зависит от крутизны фронта синхроимпульсов.
При большой крутизне фронта (£ф->0) синхроимпульсов потенциал
базы транзистора изменяется быстро, поэтому флуктуации его
режима и периода колебаний несущественны. В случае линейного
(плавного) изменения напряжения Дси(Д>0) флуктуации режи-
ма вызовут изменение потенциала отсечки ДДО (рис. 23.19, виг),
а следовательно, и периода колебаний ДТ:

Дсп/^ф ~ Шо/^т, откуда bTUca я t$bU0

или дг/Гсп»(дг/0/г/сп)(^ф/гсп),

где Тси — период следования синхроимпульсов, определяющий период колебаний
импульсного генератора.

Практически в тракт синхронизации импульсных генераторов
вместе с синхронизирующими проходят импульсы помех. Помехо-
устойчивость тракта повышают, используя инерционные схемы с
автоподстройкой частоты.

Глава 24

ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ

§ 24.1. Общие сведения о логических элементах

Логические элементы наряду с запоминающими элементами со-
ставляют основу устройств цифровой обработки информации —
вычислительных машин, устройств автоматики, цифровых измери-
тельных приборов. Логические элементы выполняют простейшие
логические операции над цифровой информацией, а запоминаю-
щие элементы служат для ее хранения.

Цифровую информацию обычно представляют в двоичной фор-
ме, в которой сигналы принимают только два значения — логиче-
Рис. 24.1. Уровни положительной и отрицательной логики

ский нуль «О» и логическая единица «1». В зависимости от вида
используемых сигналов различают потенциальные и импульсные
логические элементы.

В потенциальных элементах действуют сигналы двух различ-
ных значений (обычно высокий ев и низкий ен). Одно значение
уровня сигнала обозначают 1, а другое — 0. Уровни сигнала, обо-
значаемые 1 и 0, могут быть как положительными, так и отрица-
тельными. Если 1 соответствует высокому потенциалу, а 0 — низ-
кому (рис. 24.1, а), то логику считают положительной, а при об-
ратном соответствии (рис. 24.1, б)—отрицательной. Уровни сиг-
нала в логических элементах зависят от типа используемых при-
боров (диодов, транзисторов, электронных ламп) и питающих на-
пряжений.

В импульсных логических элементах сигналы, обозначаемые
символами 1 и 0, указывают соответственно наличие и отсутствие
сигнальных импульсов в заданные моменты, определяемые такто-
выми (главными) импульсами. Устройства, в которых амплитуды
импульсов или уровни потенциалов могут принимать конечное
число значений, относят к цифровым, поскольку каждое их значе-
ние можно выразить определенной цифрой. В алгебре логики по-
казывается, что любое сложное логическое преобразование двоич-
ных сигналов можно произвести, используя всего три элементар-
ные логические операции — сложение, умножение и отрицание.

На рис. 24.2, а, б и в приведено условное обозначение логиче-
ских элементов на функциональных схемах. В общем случае ло-
гический элемент имеет п входов и один выход. На входы посту-
пает информация, а с выхода — результат решения логической
задачи.

Основные логические элементы. Логическое сложение (дизъ-
юнкция) с точки зрения обработки информации представляет со-
бой сбор информации из различных источников и объединение ее

Рис. 24.2. Условные обозначения логических элементов
в один канал. Логическая функция, реализуемая при этой опера-
ции, записывается:

у = хг v *2 v х3 v • -V хп,
где у — сигнал на выходе;

JCi, х2. —, — сигналы на входах.

Здесь логическое сложение обозначается символом «V»- В тех
случаях, когда не может быть путаницы между логическим и ал-
гебраическим сложением, для логического сложения используется
знак « + ». Приведенная логическая функция реализуется схемой,
условное изображение которой приведено на рис. 24.2, а. В этой
схеме сигнал у=1 на выходе будет в том случае, если он дейст-
вует хотя бы на одном входе: на первом или последующих вхо-
дах, или на нескольких входах одновременно, поэтому схему, реа-
лизующую такую операцию, именуют схемой ИЛИ. Очевидно, при
Х1=Х2 = .. .=хп = 0 у=0.

Моделью схемы ИЛИ может служить участок электрической
цепи, составленный из параллельно соединенных контактов реле.
По такому участку ток может проходить, если замкнуты контакты
первого или последующих реле, или нескольких реле одновремен-
но. Работа двухвходовой схемы ИЛИ описывается в табл. 24.1.

Логическое умножение (конъюнкция), или операция совпаде-
ния, обозначается знаком «Д» или «» или написанием перемен-
ных рядом, т. е. без знаков разделения г/=Х1Дх2Д- • -/\хп-

Приведенная логическая функция выполняется схемой, услов-
ное изображение которой приведено на рис. 24.2, б. В схеме, реа-
лизующей эту операцию, появление выходного сигнала у= 1 обус-
ловлено лишь одновременным действием сигналов на всех входах:
на первом и на втором, и на третьем, и на последующих входах,
почему именуют схемой И. Таким образом, схема И является
схемой совпадения — сигнал 1 на выходе появляется при совпаде-
нии сигналов 1 на всех входах. Действительно, у=1 при xi=x2 =
—.. .=хп=1 и у=0, если хотя бы одна из входных переменных
равна 0.

Моделью схемы И может служить участок электрической цепи
из последовательно включенных контактов нескольких реле. По
такому участку ток сможет проходить лишь тогда, когда замкну-
та б л иц а 24.1

Операция ИЛИ Операция И Операция НЕ
Вход 1 Вход 2 : Выход Вход 1 : Вход 2 : Выход Вход: Выход
0 V =0 0 А = 0 0 = 1
0 V = 1 0 А = 0 1 = 0
1 V = 1 1 А = 0 —
1 V = 1 1 А = 1 —
ты контакты первого и второго, и третьего, и последующих реле.
Работа двухвходовой схемы И описана в табл. 24.1.

Логическое отрицание (инверсия), обозначается чертой над
переменной у=х и читается у не х, почему схему, реализующую
эту функцию, именуют схемой НЕ. Условное обозначение схемы,
выполняющей эту операцию, приведено на рис. 24.2, в. Схема име-
ет один вход и один выход.

Сигнал 1 появляется на выходе схемы при наличии сигнала О
на вхбде; сигнал 0 на выходе соответствует сигналу 1 на входе.
Таким образом, схема НЕ является инвертором (высокий потен-
циал на выходе соответствует низкому на входе, а низкий потен-
циал на выходе — высокому на входе).

Поскольку у и х могут принимать лишь значения 0 и 1, то у= 1
при х=0 и у=0 при х=1. Работу схемы описывает табл. 24.1.

Комбинационные элементы. Перечисленные выше элементы,
реализующие одну из рассмотренных логических операций ИЛИ,
И, НЕ, позволяют построить более сложные логические цепи, реа-
лизующие более сложные логические функции. На основе исполь-
зования основных логических элементов И, ИЛИ, НЕ создаются
комбинационные элементы, которые выполняют две и более логи-
ческие операции.

На практике применяют комбинационные элементы, например,
И—НЕ (рис. 24.2, а), выполняющие операцию y=Xi/\x2./\.. ./\хп,
и элементы ИЛИ — НЕ (рис. 24.2, д), реализующие операцию
y=XiVW • Нашли применение и другие комбинационные

элементы, например, логическая операция ЗАПРЕТ, иногда- име-
нуемая операцией НЕТ. Она состоит из элемента И, в котором
один из входных сигналов предварительно инвертируется элемен-
том НЕ. Логическая операция ЗАПРЕТ символически записыва-
ется в виде у=Х1/\х2.

В простейшем случае логический элемент ЗАПРЕТ (рис.
24.2, е) имеет лишь два входа, называемые информационным или
разрешающим (вход Xi) и запрещающим (вход х2). Операция
ЗАПРЕТ является запрещением передачи информации с входа xi
на выход с помощью сигнала 1, поступающего на вход х2. Иначе
говоря, выходной сигнал повторяет сигнал на разрешающем входе
Xi, если х2=0, при х2=1 на выходе Возникает сигнал 0 независимо
от значения Xi.

§ 24.2. Основные схемы логических элементов

По типу компонентов, из которых построены логические эле-
менты, различают диодно-транзисторные (ДТЛ), резисторно-тран-
зисторные (РТЛ), диодно-резисторные (ДРЛ), транзисторно-
транзисторные (ТТЛ) и транзисторные (ТЛ) логические эле-
менты.

Схемы ИЛИ. Схема ИЛИ представляет собой смеситель сигна-
ов, в котором к общей нагрузке .подключаются несколько источ-
ников сигнала одинаковой полярности. В этой схеме появление
выходного сигнала возможно при наличии входного сигнала на
входе 1 или на входе 2, или на входе 3, или т. д. (см.' табл. 24.1).

Диодно-резисторные схемы ИЛИ для работы с положительной
и отрицательной логикой приведены соответственно на рис. 24.3,
а и б. В потенциальных диодных элементах с положительной
логикой (см. рис. 24.3, а) при наличии сигнала 1 хотя бы на одном
входе отпирается соответствующий диод и через него сигнал пере-
дается на выход, вследствие чего запираются другие диоды, на
анодах которых действует сигнал низкого уровня (сигнал 0). Ана-
логичная схема для отрицательной логики (см. рис. 24.3, б) функ-
ционирует лишь при уровне ев<0, поскольку при более высоком
уровне ев диоды будут всегда заперты.

Аналогично действует схема при подаче импульсных сигналов.
Если импульс (рис. 24.3, в) подается на Вх1 (см. рис. 24.3, а), то
диод VI открывается, а на резисторе R появляется импульс, на-
пряжения положительной полярности. Это напряжение запирает
диоды V2 и V3, благодаря чему сигнал с входа Вх1 не.попадает
на. другие входы схемы, чем обеспечивается ее развязка. Таким
образом, диоды в схеме устраняют взаимосвязь между источни-
ками входных сигналов.

При одновременном поступлении на входы схемы двух и более
импульсов с одинаковой амплитудой выходной импульс по ампли-
туде будет равен входному. Если амплитуды входных импульсов
не равны, то амплитуда выходного импульса будет равна наиболь-
шей из амплитуд входных импульсов. Иногда на диоды подается
небольшое постоянное напряжение смещения запирающей поляр-
ности, что позволяет защитить выход схемы от помех.

Транзисторно-резисторная схема ИЛИ на транзисторах п-р-п
типа для положительной логики приведена на рис. 24.4, а. Тран-
зисторы VI и V2 имеют общую эмиттерную нагрузку R3 и при
сигналах 0 на входах Вх1 и Вх2 заперты потенциалом смещения —
Есм, поэтому /7вых=0 (сигнал 0). При действии сигнала 1 (ев>
>ЕСМ) хотя бы на одном входе соответствующий транзистор отпи-
рается, и на резисторе R3 возникает напряжение Йвых (сигнал 1).
Схема ИЛИ на транзисторах р-п-р с большим числом входов для
отрицательной логики приведена на рис. 24.4, б.

Схемы И. Логическая схема И является схемой совпадения, в
которой появление выходного сигнала возможно лишь при одно-
временном действии входных сигналов на входах.

Диодная схема И (рис. 24.5, а) внешне напоминает схему ИЛИ
(см. рис. 24.3, а). Диоды в схеме И открыты напряжением смеще-
ния Есм. Сопротивление нагрузки /?н шунтируется малыми внут-
ренним Ri сопротивлением источника сигнала и прямым Ед.пр со-
противлением диода, т. е. (Ег+Ед.прСЕн), поэтому потенциал
выходной цепи близок к нулю. Если на все входы схемы поступят
импульсы положительной полярности с амплитудой £Ап5гЕ"См
(рис. 24.5, б), то диоды закроются и на выходе возникает импульс
с амплитудой (7Вых^ЕСм. Когда же на одном из входов сигнала
24.3. Диодно-резисторная схема ИЛИ и ее диаграммы

Рис. 24.4. Схемы ИЛИ на транзисторах

Рис. 24.5. Диодная схема И и ее диаграммы
нет, то соответствующий диод через малое внутреннее сопротивле-
ние источника сигнала Ri будет шунтировать нагрузку схемы,
вследствие чего исключается появление выходного импульса.

При различной длительности входных импульсов длительность
выходного импульса определяется временем их взаимного пере-
крытия. Если амплитуда одного, из входных импульсов U'm ока-
жется меньше £см(Е//т<£см), то соответствующий этому импуль-
су диод открывается и своим шунтирующим действием препятст-
вует дальнейшему возрастанию выходного напряжения. В резуль-
тате амплитуда выходного импульса П'вых.т будет равна наимень-
шей амплитуде импульса U'm на одном из входов схемы (U'Bux.m=
= U'm).

Вследствие конечности значения сопротивлений Ri и £д.Пр воз-
можно появление небольших по амплитуде паразитных сигналов
на выходе (даже при отсутствии совпадения импульсов на входах):

б^вых-iiap ~ б"вых(£/ 4“ £л.пр)/[(£/ + £д.пр) 4“ ^£н]>
где п — число входов, на которых отсутствует сигнал.

Чтобы исключить появление паразитных сигналов, в диодные
схемы И вводят ограничитель по минимуму на диоде V3 (рис.
24.6). На рис. 24.6, а приведена диодная схема И с ограничением
по параллельной схеме, а на рис. 24.6, б — с ограничителем по
последовательной схеме. Напряжение смещения на ограничителе
принимают Е'ыл~ (0,14-0,2)£см. Если амплитуда паразитного сиг-
нала Нпар^Е'см, то он будет погашен ограничителем. Ослабление
полезного сигнала с большей амплитудой будет небольшим.

Транзисторная схема И с последовательным включением тран-
зисторов для отрицательной логики приведена на рис. 24.7, а, а с
параллельным — на рис. 24.7, б. При последовательном включении
каждый транзистор заперт напряжением смещения +£см (см.
рис. 24.7, а). При одновременной додаче импульсов отрицательной
полярности на оба входа транзисторы отпираются и переходят в
состояние насыщения. На резисторе R эмиттерной цепи появляет-
ся выходной импульс. Если сигнал отрицательной полярности
подается лишь на один вход, то второй транзистор остается за-
крытым и импульс на выходе не возникает.

Если транзисторы соединены параллельно (см. рис. 24.7, б), на
их базы подается смещение отпирающей полярности от источни-
ка —£к через резисторы £ei и £б2, поэтому они открыты и нахо-
дятся в режиме насыщения. В этом режиме сопротивление участка
эмиттер — коллектор гэк<с£к, поэтому при отсутствии сигнала на
входах выходное напряжение сигнала практически равно нулю:
HBbIX~0. Если же на оба входа схемы поступают импульсы поло-
жительной полярности, транзисторы VI и V2 закрываются, а на
выходе схемы появляется импульс отрицательной полярности с
амплитудой £т«£к. При подаче импульса положительной поляр-
ности лишь на один вход, например Вх1, транзистор VI запира-
ется, однако выходной импульс не возникает из-за шунтирующего
действия открытого транзистора V2. Для получения схемы И с
Рис. 24.7. Транзисторные схемы И

Вых

—ef

-?к

Рис. 24.8. Схемы НЕ и их диаграммы

Рис. 24.9. Диодная сборка К2ЛП173

-Е

<2 W |/г

и ее включение по схеме ИЛИ

Рис. 24.10. Включение диод-
ной сборки К2ЛП173 по схе-
ме И

Выход
большим числом входов достаточно параллельно включить соот-
ветствующее число транзисторов.

Схемы НЕ. Эти схемы имеют один вход и один выход (см.
рис. 24.2, в). Сигнал высокого уровня (1) появляется на выходе
схемы при наличии на входе сигнала низкого уровня (0) и, наобо-
рот, сигнал 0 на выходе соответствует сигналу 1 на входе (см.
табл. 24.1). В результате схема НЕ является инвертором. Она из-
меняет полярность сигнала, а также выходное напряжение в за-
данных пределах (между некоторыми уровнями IR и С72)—в
схеме высокий потенциал на выходе соответствует низкому, на
входе, а низкий потенциал на выходе — высокому на входе.

Операцию НЕ легко осуществлять с помощью импульсного
трансформатора (рис. 24.8, а). В этой схеме в напряжении [7'Вых,
снимаемом со вторичной обмотки трансформатора (рис. 24.8, в),
нет постоянной составляющей, поэтому во вторичную цепь транс-
форматора дополнительно включена фиксирующая схема CRV ,и
источник смещения с напряжением ЕСМ=Д1 (см. рис. 24.8, а).

Обычно схемы НЕ выполняются на транзисторах, включаемых
по схеме с ОЭ, и представляют собой однокаскадные усилители.
На рис. 24.8, а приведена схема НЕ для положительной логики.
При низком уровне сигнала на входе (сигнал VR (0) (см. рис.
24.8, бив)] или отсутствии сигнала транзистор заперт смещением
—Бем- На выходе схемы будет действовать положительный потен-
циал [72 (1) ~БК, так как сопротивление закрытого транзистора
велико по сравнению с сопротивлением Бк и большая часть на-
пряжения падает на транзисторе, а меньшая —на резисторе Бк.

Когда на входе действует положительный импульс [сигнал
t72(l)], транзистор открывается, а на выходе действует близкий
к нулю потенциал LR (0); так как r3K<^RK, почти все напряжение
источника Ек падает на RK. В результате на выходе инвертора по-
лучают усиленный импульс, по фазе противоположный входному.
Цепь RC служит для коррекции искажений фронта выходного
сигнала.

Логические элементы на интегральных схемах. В настоящее
время логические элементы выполняют в основном на интеграль-
ных микросхемах. На рис. 24.9, а приведена схема диодной микро-
сборки типа К2ЛП173, которая может быть использована как два
элемента И либо ИЛИ. При включении одной половины сборки по
схеме рис. 24.9, в она служит элементом ИЛИ, если кодирование
сигналов соответствует рис. 24,9, б. В этом случае при воздействии
сигнала 1 (—Е) на вход, например Xi=l, откроется соответст-
вующий диод VI и выход схемы соединяется с входом (у— 1).
Остальные диоды закрыты и выходной сигнал не поступает на
входы, на которых действует сигнал 0.

Для получения логического элемента И диодную сборку
К2ЛП173 включают по схеме 24.10, б, если кодирование сигналов
соответствует рис. 24.10, а. При низком уровне сигнала на всех
входах (сигнал 0) все диоды открыты; от источника +Ei через
диоды и резистор R проходит ток. Напряжение на выходе близко
к нулю (сигнал 0), так как прямое сопротивление диодов невели-
ко (₽д.пр<С₽). Если напряжение на одном из входов соответст-
вует высокому уровню (сигнал 1, т. ё. E>Ei), то соответствую-
щий диод закрывается, а остальные диоды будут открыты, поэто-
му на выходе по-прежнему остается сигнал 0. Если сигнал 1 будет
действовать на всех входах, все диоды окажутся закрытыми, ток
через резистор R не пройдет, вследствие чего на выходе появится
сигнал 1 (Егвых=Е'1).

На основе рассмотренных основных логических схем И, ИЛИ,
НЕ строят более сложные устройства логической обработки сигнала.

§ 24.3. Комбинационные логические схемы

Схема И-НЕ. Условное обозначение этой схемы показано на
рис. 24.2, г, а очередность операций уясняется из структурной схе-
мы рис. 24.11, а. Входной сигнал в схеме воздействует на элемент
И, а выходной снимается с элемента НЕ. Исходя из этого на выхо-
де схемы будет сигнал 1, когда на входе элемента НЕ действует
сигнал 0. Для удовлетворения этого требования необходимо, что-
бы хоть на одном входе элемента И действовал сигнал 0. В ре-
зультате на выходе схемы И-НЕ всегда будет сигнал 1, за исклю-
чением случая, когда на всех входах будут одновременно дейст-
вовать сигналы 1.

Диодно-транзисторная логическая схема, реализующая опера-
цию И-НЕ для отрицательной логики, изображена на рис. 24.11, б.
Резистор R и диоды VI, V2 образуют схему И. На транзисторе V4
собрана схема НЕ. Связь между элементами И и НЕ осуществля-
ется через диод V3.

Если на одном из входов (например, Вх1) действует сигнал 0
(рис. 24.11, в, момент to), то диод VI будет открыт (см. рис.
24.11, б). Точка А схемы будет иметь потенциал, близкий к нуле-
вому (рис. 24.11, д). Транзистор V4 закрыт. На выходе (рис.

Рис. 24.11. Логическая схема И-НЕ
Рис. 24.12. Транзистор-
ная схема И-НЕ

24.11, е) действует сигнал t/Bbix~—Ев (сиг-
нал 1). При наличии сигналов 1 на все?
входах (момент времени tb см, рис. 24.11, в
и г) диоды закрываются, точка А схемы
имеет отрицательный потенциал (рис. 24.11,
д), транзистор 1/4 открыт, напряжение на
выходе (рис. 24.11, е) йВЬ1х<^Ек (сигнал 0).
В дальнейшем процессы в схеме повторя-
ются (см. рис. 24.11, в—г).

Транзисторная логическая схема И-НЕ
(рис. 24.12) отличается от схемы И (см.
рис. 24.7, а) местом включения резистора У?,
благодаря чему после операции И достига-
ется инвертирование сигнала. В ТЛ схемах

на одних и тех же транзисторах осуществляются различные логиче-
ские операции. Используются также транзисторно-транзисторные
логические ТТЛ схемы, где разные логические операции выполня-
ются на разных транзисторах. Основу ТТЛ схем составляют много-
эмиттерные транзисторы, легко реализуемые в интегральной тех-
нологии.

В ТТЛ схеме И-НЕ с простым инвертором (рис. 24.13, а) опе-
рация И выполняется многоэмиттерным транзистором VI, а инвер-
тора— транзистором V2. Если на всех входах (эмиттерах VI)
действует высокий потенциал (сигнал +1), то все переходы
эмиттер — база транзистора VI закрыты. Потенциал базы транзи-
стора V2 близок к нулю, а переход коллектор — база транзистора
VI открыт напряжением источника + Ео, приложенным в прямом
направлении. Ток коллекторного перехода транзистора VI, прохо-
дя через эмиттерно-базовый переход транзистора V2, переводит
его в режим насыщения. На выходах схемы появляется низкий
потенциал (сигнал 0).

Если на одном из входов появляется сигнал 0, то откроется
соответствующий эмиттерно-базовый переход транзистора Vlr
электроны перейдут в базу и далее в коллектор транзистора VI,
создавая обратный ток в эмиттерно-базовом переходе транзисто-
ра V2. Это приводит к запиранию транзистора V2 и повышению
выходного потенциала до уровня 1. Сигнал 0 на выходе схемы
может возникнуть лишь при всех входных сигналах 1, что соответ-
ствует операции И-НЕ.

Практическое применение получили ТТЛ — элементы со слож-
ным инвертором, позволяющим увеличить его нагрузочную способ-
ность. В микросхеме такого элемента И-НЕ типа 1ЛБ344А (рис.
24.13, б) транзистор V3 выполняет функции эмиттерного повтори-
теля, нагрузкой которого служит транзистор V4. При действии
сигнала 1 на всех входах транзистор V2 открыт и насыщен, соз-
дается высокий потенциал на входе транзистора V4 (точка а),
вследствие чего он будет открыт и насыщен. Из-за низкого потен-
циала на коллекторе транзистора V2 (точка б) транзистор V3 бу-
дет закрыт.

Если на один из входов подать сигнал 0, транзистор V2 за-
крывается, a V3 (вследствие повышения потенциала точки б) от-
кроется и будет работать как эмиттерный повторитель. Прямое
напряжение около 0,5 В на диоде V5 в схеме обеспечивает режим
смещения и запирание транзистора V3 при открытом и насыщен-
ном транзисторе V2. Это напряжение создается даже при неболь-
ших (несколько микроампер) токах закрытого транзистора V3.

Схема ИЛИ-HE. Условное изображение этой схемы показано
на рис. 24.2, б, а очередность операций уясняется из структурной
схемы рис. 24.14, а. Входные сигналы в схеме воздействуют на
элемент ИЛИ, а выходной сигнал снимается с элемента НЕ. При
реализации этой операции сигнал 1 возникнет на выходе схемы,
когда на вход элемента НЕ воздействует сигнал 0. Последнее до-
стигается при действии на обоих входах схемы ИЛИ-HE сигна-
лов 0.

ДТЛ схема, осуществляющая операцию ИЛИ-HE для отрица-
тельной логики, приведена на рис. 24.14, а, а на рис. 24.14, б —
ее временные диаграммы, иллюстрирующие ее работу.

Для выполнения операций И-НЕ и ИЛИ-HE используют тонко-
пленочную микросхему ДТЛ-элементов К2ЛБ171 (рис. 24.14, в).
Операции И (ИЛИ) осуществляют диодной частью схемы (VI—
V8, R1)- Транзисторный каскад с ОЭ служит инвертором. Связь
логического элемента И (ИЛИ) с инвертором осуществляется
диодами V9, V10, которые дбеспечивают запирание транзистора

Рис. 24.14. Схема ИЛИ-HE и ее диаграммы
при невысоком положительном потенциале в точке А, соответст-
вующем логическому 0 элемента И (ИЛИ). В этом режиме потен-
циал базы транзистора будет ниже потенциала точки А на вели-
чину суммы прямых напряжений диодов V9, V10 и достаточен для
запирания транзистора.

Микросхема осуществляет операцию И-НЕ при кодировке
(О, 1), показанной на схеме. При сигнале 0 на всех входах все
диоды открыты, потенциал точки А близок нулю, транзистор V//
закрыт, потенциал на выходе близок к +Е2 (сигнал 1). При по-
даче на все входы сигнала 1 диоды VI—V8 закроются, потенциал
точки А повысится до +Е1, транзистор перейдет в режим насыще-
ния, потенциал на выходе снизится до значения 0. При сигнале О
схема реализует операцию ИЛИ-HE, так как на выходе элемента
появляется сигнал 1 при наличии сигнала 0 хотя бы на одном из
входов.
ОГЛАВЛЕНИЕ

РАЗДЕЛ 1. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
И ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

Глава 1. Общие сведения об электронных приборах и интегральных мик-

росхемах

§ 1.1. Основные определения, назначение, область применения............ 3

§ 1.2. Этапы развития техники электронных приборов и интегральных
микросхем........................................................... 5

Глава 2. Физические основы работы электронных приборов

§ 2.1. Электропроводность твердых тел................................ 8

§ 2.2. Типы электропроводности полупроводников........................’13

§ 2.3. Генерация и рекомбинация носителей заряда...................... 16

§ 2.4. Распределение носителей заряда по зонам . . . ................. 19

§ 2.5. Концентрация носителей заряда в зонах................... . . 22

§ 2.6. Процессы электропроводности полупроводников.................... 25

Глава 3. Физические явления при контакте полупроводников

§ 3,1. Структура электронно-дырочного перехода........................ 30

§ 3.2. Свойства р-п-перехода при смещении............................. 34

§ 3.3. Методы формирования и виды р-п-переходов....................... 37

§ 3.4. Вольт-амперная характеристика р-п-перехода..................... 40

§ 3.5. Емкости электронно-дырочного перехода.......................... 43

§ 3.6. Пробой электронно-дырочного перехода........................... 45

Глава 4. Полупроводниковые диоды

§ 4.1. Структура, классификация и обозначение диодов.................. 47

§ 4.2. Характеристики диода.................................. : • - 49

§ 4.3. Параметры полупроводниковых диодов........................... 52

§ 4.4. Выпрямительные диоды, столбы и блоки........................... 55

§ 4.5. Универсальные и импульсные диоды............................... 59

§ 4.6. Стабилитроны и стабисторы...................................... 62

§ 4.7. Сверхвысокочастотные диоды . . .-.............................. 64

§ 4.8. Варикапы и варакторы.......................................... 68'

§ 4.9. Беспереходные диоды Ганна..............

§ 4.10. Туннельные и обращенные диоды . . .

Глава 5. Биполярные транзисторы

§ 5.1. Общие сведения о транзисторах ....

§ 5.2. Принцип действия биполярного транзистора

§ 5.3. Токи в биполярном транзисторе ....

§ 5.4. Физические параметры транзисторов . .
§ 5.5. Статические характеристики транзистора........................ 90

§ 5.6. Внешние малосигнальные параметры транзисторов................. 96

§ 5.7. Квазистатический режим транзистора........................... 100

§ 5.8. Частотные свойства биполярного транзистора.................. -Ю'З

§ 5.9. Эквивалентная схема транзистора для малого сигнала........... 106

§ 5.10. Работа транзистора в импульсном режиме . . . .'............. 108

§ 5.11. Зависимость параметров и характеристик транзистора от режима
работы............................................................. 110

•§ 5.12. Однопереходиые транзисторы................................. 113

§ 5.13. Классификация, система обозначений и типы транзисторов .... 115

Глава 6. Полевые транзисторы

'§ 6.1. Полевые транзисторы с управляющим р-п-переходом............. 120

§ 6.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором................. 123

§ 6.3. Параметры и эквивалентная схема полевых транзисторов......... 126

•§ 6.4. Шумы полупроводниковых приборов............................. 128

§ 6.5. Эксплуатация и область применения полупроводниковых приборов 129

Глава 7. Различные полупроводниковые приборы

§7.1. Тиристоры.................................................... 132

§ 7.2. Терморезисторы............................................... 136

§ 7.3. Варисторы.................................................... 141

Глава 8. Фотоэлектрические полупроводниковые приборы

§8.1. Поглощение оптического излучения полупроводниками............ 143

§ 8.2. Фоторезисторы............................................... 145

§ 8.3. Фотодиоды.............................................. . '• 149

§ 8.4. Полупроводниковые фотоэлементы............................... 151

§ 8.5. Фототранзисторы и фототиристоры.............................. 153

§ 8.6. Светоизлучающие диоды........................................ 155

§ 8.7. Инжекционные лазеры и оптроны................................ 158

Глава 9. Интегральные микросхемы..................................

§ 9.1. Общие сведения об интегральных микросхемах.................. 161

§ 9.2. Классификация ИМС по методу изготовления..................... 163

§ 9.3. Методы изоляции элементов ИМС................................ 167

$ 9.4. Активные элементы интегральных схем.......................... 171

§ 9.5. Пассивные элементы микросхем................................. 178

•§ 9.6. Функциональная классификация и характеристика ИМС .... 183

§ 9.7. Обозначение микросхем и область их применения............... 186

РАЗДЕЛ 2. ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ ПРИБОРЫ

Глава 10. Общие сведения об электровакуумных приборах

§ 10.1. Краткие сведения об устройстве электронных ламп............. 190

§ 10.2. Электронная эмиссия......................................... 193

§ 10.3. Движение электронов в электрическом поле.................... 197

§ 10.4. Движение электронов в магнитном и ортогональных полях .... 201

§ 10.5. Катоды электронных ламп..................................... 205

§ 10.6. Аноды и сетки электронных ламп.............................. 208

Глава 11. Двухэлектродные лампы — диоды

•§ 11.1. Устройство и принцип работы диода.......................... 211

§ 11.2. Характеристики диода....................................... 213

'§ 11.3. Статические параметры диода............................... 215

§ 11.4. Типы диодов............................................... '217

Глава 12. Трехэлектродиые лампы — триоды

>§ 12.1. Устройство и принцип действия триода....................... 219

§ 12.2. Статические характеристики триода........................... 222

§ 12.3. Токн сетки и токораспределение в триоде..................... 225

§ 12.4. Статические параметры триода............................... 229

Глава 13. Рабочий режим триода

§ 13.1. Работа ламп в нагрузочном режиме........................... 231
§ 13.2. Параметры квазистатического режима . . ;................. 234

§ 13.3. Работа триода в квазистатическом нагрузочном режиме....... 236

§ 13.4. Выбор рабочего режима лампы............................... 238

§ 13.5. Междуэлектродные емкости триодов......................... 242

§ 13.6. Основные типы усилительных триодов........................ 244

§ 13.7. Электронные индикаторы.................................... 247

Глава 14. Экранированные лампы

§ 14.1. Четырехэлектродные лампы — тетроды........................ 249

§ 14.2. Пятиэлектродные лампы — пентоды........................... 252

§ 14.3. Высокочастотные пентоды.................................. 257'

§ 14.4. Низкочастотные пентоды и лучевые тетроды.................. 261

§ 14.5. Шумы электронных ламп..................................... 26S

Глава 15. .Приборы для сверхвысоких частот

§ 15.1. Работа ламп на сверхвысоких частотах..................... 266'

§ 15.2. Особенности устройства ламп метрового и дециметрового диапа-
зонов ............................................................... 272

§ 15.3. Отражательные клистроны..................................... 276

§ 15.4. Лампы бегущей волны......................................... 281

§ 15.5. Магнетроны............................................... 284

Глава 16. Частотно-преобразовательные лампы

§ 16.1. Преобразование частоты.................................... 287

§ 16.2. Типы частотно-преобразовательных ламп . .................. 290

§ 16.3. Основные неисправности ламп и их испытание................ 291

Глава 17. Мощные генераторные и модуляторные лампы

§ 17.1. Общие сведения о мощных лампах............................ 293’

§ 17.2. Типы генераторных и модуляторных ламп..................... 297

Глава 18. Ионные приборы

§ 18.1. Физические процессы в ионных приборах.................... 299

§ 18.2. Ионные приборы с холодным катодом ......................... 302

§ 18.3. Ионные приборы с накаливаемым катодом........-............ 308

Глава 19. Электровакуумные фотоэлектронные приборы . . . ....

§ 19.1. Фотоэффект и фотоэлектронная эмиссия..................... 311

§ 19.2. Электровакуумные фотоэлементы ............................ 312

§ 19.3. Фотоэлектронные умножители .... ................... 315-

Глав а 20. Электронно-лучевые приборы

§ 20.1. Общие сведения........................................... 316

§ 20.2. ЭЛТ с электростатическим управлением.................. . . 317

§ 20.3. ЭЛТ с электромагнитным управлением....................... 322.

РАЗДЕЛ 3. ПРИМЕНЕНИЕ ЭЛЕКТРОННЫХ

ПРИБОРОВ И ИМС

Глава 21. Электронные усилители

§ 21.1. Общие сведения об усилителях . . ........................... /526

§ 21.2. Основные показатели усилителей . . .........................(^329/

§ 21.3. Обратная связь в усилителях...................................<536

§ 21.4. Способы включения усилительных элементов.................... 340:

§ 21.5. Рабочие режимы усилительных элементов........................ 345

§ 21.6. Способы обеспечения рабочего режима транзистора.............. 347

§ 21.7. Цепи межкаскадной связи.......................................353

§ 21.8. Каскады предварительного усиления..................... •• . . 357

§ 21.9. Однотактные оконечные каскады усилителей . ............. 363

§ 21.10. Двухтактные оконечные каскады............................... 367

§ 21.11. Фазоинверсные каскады . . . . .............................. 373

§ 21.12. Усилители постоянного тока................................. 375-

§ 21.13. Операционные усилители...................................... 379
Глава 22. Генераторы гармонических колебаний

§ 22.1. Колебательные системы....................................... 383

§ 22.2. Устройство и принцип действия генераторов....................390

§ 22.3. Рабочие режимы электронных генераторов . . ..................395

§ 22.4. Схемы автогенераторов...................................... 397

§ 22.5. Стабилизация частоты генераторов............................ 398

Глава 23. Импульсные генераторы

§ 23.1. Общая характеристика импульсного сигнала.................... 401

§ 23.2. Дифференцирующие и интегрирующие цепи....................... 403

§ 23.3. Общие сведения об импульсных генераторах.................... 406

§ 23.4. Мультивибраторы............................................. 407

§ 23.5. Триггеры.................................................... 412

§ 23.6. Блокинг-генераторы.......................................... 416

§ 23.7. Генераторы пилообразных импульсов........................... 419

§ 23.8. Синхронизация импульсных генераторов........................ 423

Глава 24. Логические элементы

§ 24.1. Общие сведения о логических элементах....................... 424

§ 24.2. Основные схемы логических элементов......................... 427

§ 24.3. Комбинационные логические схемы............................. 433