Д.Е.Полонников ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Д.Е. Полонников
ОПЕРАЦИОННЫЕ
УСИЛИТЕЛИ
Д. Е. Полонников
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
принципы построения, теория, схемотехника
МОСКВА ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ 1983
Scan AAW
ББК 32.846.2
П52
УДК 621.375.1
Рецензент М. В. Гальперин
Полонников Д. Е.
П52 Операционные усилители: Принципы построения, теория, схемотехника.—М.: Энергоатомиздат, 1983.— 216 с., ил.
В пер.: 95 к.
Изложены принципы построения, вопросы теории, схемотехники и проектирования операционных усилителей. Приведены методы измерения основных параметров, описаны пути улучшения статических и динамических характеристик. Дано описание разработанных схем, обеспечивающих высокую точность и быстродействие.
Для инженеров—специалистов по электронике постоянного тока.
2403000000-0S0	ББК 32.846.2
051(01)-83	1	8	6Ф0.3
© Энергоатомиздат, 1983
ПРЕДИСЛОВИЕ
За последние годы область применения операционных усилителей (ОУ) очень расширилась. Практически все аналоговые и цифро-аналоговые электронные устройства, в которых ранее применялись дискретные транзисторы, строятся теперь с использованием микроэлектронных ОУ. Операционные усилители являются основным элементом аналоговых и аналого-цифровых вычислительных систем, различных информационно-измерительных и управляющих систем и приборов, устройств связи ЭВМ с объектом.
Операционные усилители широко используются в различных радиотехнических устройствах, в аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователях, коммутаторах, функциональных преобразователях, устройствах сжатия информации, активных фильтрах, генераторах, источниках питания и ряде других устройств.
Качество, технические характеристики и номенклатура ОУ в значительной мере предопределяют такие важные показатели, как быстродействие, точность, стоимость, надежность и габариты перечисленных выше устройств и систем. Поэтому улучшение параметров ОУ является очень важной задачей.
В настоящее время разработаны и выпускаются сотни различных ОУ. Такое широкое распространение их в значительной мере связано с успехами микроэлектроники, что позволило снизить стоимость и размеры ОУ до стоимости и размеров транзистора. Надежность интегральных ОУ мало уступает надежности транзисторов, а по своим функциональным возможностям ОУ относятся к самым универсальным элементам. Высокий коэффициент усиления, стабильность нулевого уровня, высокое входное и низкое выходное сопротивления, высокое быстродействие и возможность работы с разнообразными цепями обратной связи позволяют выполнять различные преобразования входного сигнала—суммирование, вычитание, интегрирование, дифференцирование, сравнение, запоминание, умножение, логарифмирование, возведение в степень и ряд других преобразований.
3
Операционные усилители описаны во многих работах. Однако в отечественной технической литературе большее внимание уделяется вопросам применения ОУ. Наиболее полезны при проектировании ОУ работы [1 — 9], однако они не могут полностью удовлетворить разработчиков, так как в них недостаточно освещены вопросы построения прецизионных и быстродействующих ОУ, потребность в которых с каждым годом непрерывно возрастает и создание которых сопряжено с наибольшими схемотехническими и технологическими трудностями. Учитывая это, в настоящей книге основное внимание уделено именно таким ОУ.
В гл. 1 приведены краткие сведения о параметрах ОУ и методы их измерения, обоснованы требования, предъявляемые к параметрам ОУ, дана классификация ОУ, рассмотрены вопросы составления их номенклатуры и выбора технологии производства. Ознакомление с материалами гл. 1 не требует специальной подготовки. Изложенные вопросы могут представлять интерес как для потребителей ОУ, так и для разработчиков.
В гл. 2 рассмотрены методы снижения статических погрешностей и помех в усилителях высокой точности как без преобразования сигнала, так и с преобразованием, в частности рассмотрены структуры с квазипараллельным каналом и двойным преобразованием сигнала, позволяющие существенно улучшить параметры ОУ.
Параграф 2.1, в котором рассмотрены основные составляющие статических погрешностей, носит вводный характер. Он полезен для малоподготовленных читателей. В остальных параграфах даны расчет и методы снижения основных составляющих погрешностей ОУ (смещения нуля, входного тока и их температурной зависимости), а также методы увеличения усиления ОУ и снижения их шумов, причем для ОУ без преобразования сигнала в основном приводятся известные сведения, а для усилителей с преобразованием сигнала (ОУ—МДМ) многие вопросы рассматриваются впервые. Для их понимания требуется знание принципов построения ОУ с МДМ-каналом.
В гл. 3 изложены методы повышения быстродействия и устойчивости ОУ. В § 3.1 обобщены сведения о связи частотных характеристик ОУ с параметрами, характеризующими быстродействие и устойчивость ОУ в схеме решающего усилителя (РУ): с частотой среза, полосой пропускания, временем установления и запасом устойчивости. В последующих параграфах рассмотрены пути увеличения частоты среза, полосы пропускания, скорости нарастания, уменьшения времени установления и восстановления после перегрузок, а 4
также рекомендации по повышению запаса устойчивости. В гл. 3 приведен ряд примеров, поясняющих свойства ОУ, обладающего конкретным видом передаточной функции. Изложение материала рассчитано на читателей, знакомых с понятием передаточной функции, свойствами частотных характеристик, а также с методами расчета переходных процессов.
В гл. 4 рассмотрены примеры реализации ОУ без преобразования сигнала, показаны конкретные схемотехнические пути построения ОУ с малыми значениями напряжения смещения, входного тока и температурного дрейфа, приведено описание схем повышенного быстродействия, в частности схем с малым временем установления. Для чтения главы необходимо общее знакомство со схемотехникой транзисторных схем. Для понимания работы ОУ с повторителем тока на входе рекомендуется предварительно ознакомиться с материалами § 3.3.
В гл. 5 дано описание различных структурных схем ОУ с МДМ-каналом, рассмотрены вопросы построения отдельных узлов усилителей МДМ (в том числе модуляторов) и выбора частоты преобразования, изложены принципы построения ОУ—МДМ с квазипараллельным каналом и его свойства, приведены примеры схем ОУ МДМ повышенной точности. Глава 5 рассчитана, главным образом, на разработчиков ОУ МДМ, но она доступна и малоподготовленному читателю.
В гл. 6 изложены принципы построения ОУ с периодической компенсацией дрейфа (ПКД) и описаны свойства таких усилителей, приведены примеры схем ОУ ПКД. За исключением § 6.1, материал гл. 6 представляет интерес, главным образом, для разработчиков прецизионных ОУ. Параграф 6.1 может быть полезен для читателей, желающих ознакомиться с особенностями ОУ ПКД.
Значительная часть материала, приведенного в книге, является оригинальной, полученной в результате обобщения опыта разработки серии ОУ, которая проводилась под руководством и при участии автора.
Автор пользуется случаем выразить искреннюю благодарность Р. Р. Бабаяну и А. А. Данилову, выполнившим многие расчеты и эксперименты, Н. П. Жуковой и В. М. Нестеровой за помощь при подготовке материалов к печати, а также М. В. Гальперину за ценные советы и критические замечания, сделанные им при рецензировании рукописи.
Автор
Глава первая
ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
И ТРЕБОВАНИЯ К НИМ
1.1. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ОУ И МЕТОДЫ ИХ ИЗМЕРЕНИЯ
Перечень и определение параметров ОУ приведены в [10], поэтому здесь перечисляются только основные параметры и даются краткие методы их измерений.
Диапазон выходных напряжений ОУ принято характеризовать наибольшим напряжением ^ВЫХ/яах, при котором параметры ОУ для малого сигнала лежат в гарантированных пределах. Так как при {/вых > £7ВЫХ тах происходит быстрое уменьшение коэффициента усиления /<у, то для определения (7ВЫХ max на практике можно пользоваться следующим методом. Операционный усилитель включается в режим инвертора. К выходу ОУ подключаются цифровой вольтметр и минимальное для данного типа ОУ сопротивление нагрузки, а ко входу—милливольтметр. При нулевом сигнале на входе инвертора устанавливается нуль на входе ОУ, т. е. компенсируется смещение нуля в суммирующей точке. Затем на вход инвертора подается постоянное напряжение. Это напряжение постепенно увеличивается и определяется ивых ^иъъ^тахч ПРИ котором напряжение на входе ОУ (7ВХ начнет резко увеличиваться. При UBblx t/BMX тах значение (/вх ничтожно мало (равно С;ВЬ1Х/7<у). Даже при незначительном превышении выходным напряжением значения UB^xmax происходит резкое уменьшение 7<у, что вызывает увеличение t/Bx. Измерение t/BbiXZ726ZX следует производить для обеих полярностей напряжения. За Ивъ1хтах принимается наименьшее значение.
Отметим, что UBUXmax может быть значительно меньше максимального выходного напряжения при насыщении усилителя.
Минимальное сопротивление нагрузки RBmin определяется тем же методом, что и (7ВЫХ тах, но £7ВЫХ устанавливается равным номинальному значению, а А?н умень-6
шается от значения, заведомо большего Rnmin до значения, при котором начнет резко увеличиваться (/вх. Это значение сопротивления и принимается за /?н т1п для данной полярности UВых-
Предельный выходной ток /выхтах, т. е. наибольший выходной ток, при котором не происходит необратимых изменений параметров ОУ, определяется либо путем измерения тока короткого замыкания /к 3 (если в ОУ предусмотрена защита выходного каскада от перегрузки), либо расчетным путем по известным допустимой мощности, рассеиваемой выходными транзисторами, и напряжению источников питания.
Выходное сопротивление ZBbIX ОУ обычно имеет активную и реактивную составляющие, зависящие от частоты сигнала. Поэтому для строгих расчетов предварительно следует определить зависимость модуля и фазы ZB^1X от частоты. Однако к этому прибегают крайне редко. Для оценочных расчетов схем с ОУ достаточно знать |ZBbIX| в области высоких частот и /?вых на низкой частоте.
Сопротивление /?вых можно измерить при работе ОУ в режиме инвертирующего повторителя, подав на его вход напряжение требуемой частоты, при этом необходимо измерить входное напряжение UBX 0 и £/вых ОУ в режиме холостого хода, а также Ubxr при сопротивлении нагрузки и том же значении ивых. По этим данным находят
#вых = Rh Wbxr/Ubx о—О*	(!•!)
Так как на низкой частоте UBX очень мало, то для его измерения целесообразно применять селективный микровольтметр. Следует учитывать, что подключение прибора ко входу ОУ нередко вызывает его генерацию. Чтобы исключить это явление, необходимо прибор подключать через истоковый повторитель. Для приближенного измерения | ZBbIX | в области высоких частот можно воспользоваться тем же методом, но следует учитывать, что для снижения погрешности измерения следует выбирать | ZBbIX |, а (7ВЫХ^ Rh^bbix max- Для точного измерения |ZBbIX|, его активной (/?вых) и реактивной (Хвых) составляющих необходимо измерить не только UBXQ и UBxRl но и фазовый сдвиг между ^вых и UBXB (<р0) и между ивых и UBxR (<p₽), тогда
/?вых =RH(	-1);	(1.2)
V UbXQ V 1 + tg2	—фо)	/
^ВЫХ== (^н+ ^вых) tg (фо Ф/?)»	(1-3)
|/вых1=К/?2ВЫх+х|Ь1;.	(1.4)
7
В этом случае целесообразно выбирать /?н близким к | ZBbIX |.
Коэффициент усиленияДу, амплитудно-частотная (АЧХ) и фазо-частотная (ФЧХ) характеристики. Для измерения /Су необходимо измерить (7ВЫХ и (7ВХ ОУ при выключенном /?н. Непосредственное измерение £7ВХ даже при применении высокочувствительного селективного микровольтметра возможно только при /Су 106, так как при этом приходится устанавливать UBX < 10 мкВ и точность измерения резко снижается. Чтобы избежать необходимости измерять малые UBX, можно воспользоваться схемой на рис. 1.1, где ГС—генератор синусоидального напряжения. Вместо С7ВХ измеряется (7ВХ, которое в 103 раз больше [7ВХ, при этом
^y=I03t/Bbrx/t7;x.	(1.5)
Однако при Ю7 его измерение даже по такой схеме становится затруднительным из-за шумов, которые становятся соизмеримыми с [/вх. Такие большие значения Ку встречаются только в усилителях, образованных основным ОУ и вспомогательным, компенсирующим дрейф нуля. В этом случае целесообразно измерение усиления каждого усилителя отдельно с последующим перемножением.
Отметим, что измерение усиления на постоянном токе Ку(0) вызывает дополнительные трудности из-за смещения нуля (требуется измерять UBX для обеих полярностей сигнала и брать полуразность входных напряжений). Поэтому за /Су(0) обычно принимают значение Ку в области очень низких частот, на которых практически Ку не зависит от частоты.
Для получения АЧХ и ФЧХ, т. е. зависимостей |/Су(/со)| и ф(со)=arg[/fy (/со)], необходимо измерить отношение UBbXX!UBX и разность их фаз для всего диапазона частот вплоть до частоты среза /ср, для которой |/Су|=1*.
Для измерения ср (со) можно использовать либо специальный фазометр, либо двухканальный широкополосный осциллограф и рассчитывать разность фаз по смещению кривых на экране. Измерение в области высоких частот следует производить прибором с малой входной емкостью и подключать его нужно ко входу и выходу ОУ через эмит-терные повторители на СВЧ-транзисторах. Кроме того^, необходимо принимать меры, снижающие дополнительный
* Согласно ГОСТ под /ср понимается частота единичного усиления, для которой не только |/(у| = 1, но и обеспечивается устойчивость при 100%-ной обратной связи. Далее (там, где это не имеет принципиального значения) будем для краткости пользоваться термином «частота среза», отождествляя его с термином «частота единичного усиления».
8
фазовый сдвиг в подводящих проводах. Напряжение (/вых должно выбираться несколько меньше максимального значения, при котором на данной частоте появляются заметные нелинейные искажения.
/?7 100 R2 ЮОк
Цепи питания усилителя должны шунтироваться на землю конденсаторами (емкостью примерно 10 мкФ с малым сопротивлением на высоких частотах), чтобы избежать влияния сопротивлений и индуктивностей проводов питания. Подключение этих конденсаторов производится непосредственно у выводов ОУ. При измерении Ку1 RBX, шумов и ряда других параметров необходима защита ОУ от внешних помех. Для этого следует помещать ОУ вместе с цепями обратной связи в толстостенный корпус из алюминия или латуни с проходными фильтрами для внешних соединений, т. е. необходим специальный измерительный пульт.
Отметим, что измерение АЧХ и ФЧХ бывает необходимо для ОУ с малым временем установления £/вых, а также для ОУ с большим запасом устойчивости. В большинстве случаев достаточно знать только /Су(0), /ср и вид АЧХ, т. е. затухает ли |/Су(/со)| со скоростью 20 дБ/дек. с ростом частоты во всем частотном диапазоне либо имеется участок значительной протяженности с затуханием 40 дБ/дек. В последнем случае необходимо знать, в каком диапазоне частот он расположен. Эти данные позволяют легко рассчитывать частотные погрешности для различных схем включения ОУ [3].
Коэффициент ослабления синфазных входных сигналов /С0.с.с численно равен отношению коэффициента усиления ОУ для дифференциального ивх(Клвъ) к коэффициенту усиления для синфазного сигнала (Ксн), т. е. общего относительно земли напряжения для обоих входов дифференциального ОУ. Измерение /Со с с обычно производится по схеме на рис. 1.2, в которой должно обеспечиваться выполнение равенств и R2==R^ при этом
+	(1.6)
9
Для снижения погрешности измерения необходимо выполнение следующих условий:
/<у > К2/Кх > 1; К2/(К2 - R'2) < Ко. с.с >	(Кх- Ri).
Измерение производится обычно на частотах, на которых нет зависимости К0.с.с от частоты.
Диапазон синфазных входных напряжений характеризуется наибольшим синфазным напряжением UCBmax, ПРИ котором обеспечивается гарантированное значение Ко.с.с- Напряжение UCHmax находится тем же методом, что и Ко.С.С- Для этого постепенно увеличивается Квх.сн и определяется его значение, при котором К0.с.с становится равным гарантированному значению.
Частота среза ОУ /ср или <оср определяется путем измерения |Ky(f)| (см. ранее) и нахождения частоты, при которой |Ку(/)|=1. При измерении (7ВЫХ необходимо выбирать достаточно малым, чтобы ОУ работал заведомо в линейной области. Измерительный прибор для определения £/вых на частоте сигнала должен иметь входное сопротивление, намного большее выходного сопротивления ОУ. Если измерять Kp (а также другие параметры ОУ) путем поочередного измерения Квх и £/вых одним и тем же прибором, то подключение прибора ко входу ОУ может вызвать значительное изменение Квх и Квых. Такое измерение требует контроля Квых с помощью другого прибора, и в случае изменения ивых при переключении это изменение должно быть скомпенсировано путем регулировки амплитуды сигнала генератора.
Если подключение прибора ко входу ОУ вызывает генерацию, то подключение следует делать через буферный истоковьш повторитель.
Граничная частота ОУ frp находится обычно приближенно. Для этого в режиме инвертора к выходу ОУ подключают осциллограф и Rnmini гарантированное для данного типа ОУ, и, изменяя частоту входного сигнала и поддерживая Квых = Квых/лах, находят частоту, при которой появляются заметные отклонения Квых от синусоидальной формы. Эта частота и принимается за frp.
Полоса пропускания с погрешностью S—это полоса частот от нуля до в пределах которой ОУ с оговоренной цепью обратной связи с заданным коэффициентом передачи Кп обеспечивает для малого синусоидального сигнала частотную погрешность не свыше S. (Под Кп понимается отношение сопротивления обратной связи К0.с к сопротивлению на входе усилителя Кх. Если на входе включено п сопротивлений, как, например, в сумматоре, то Кп = 10
п
= 7?о с S W/, причем под 7?0 понимается собственное вход-1=0
ное сопротивление ОУ.) Для определения полосы пропускания достаточно измерить ее верхнюю границу Величина легко может быть определена расчетным путем, если известна АЧХ для данного усилителя и задано Кптах- Для этого необходимо только найти частоту, на которой
|Ky(f6)l = (l + KnmaJ/6.
Если АЧХ имеет затухание 20дБ/дек., то
Л = 6/ср/(1+Лптах).
При наличии большого участка с затуханием 40 дБ
I Ку О = (1 + Кл тах)/8 = fcp (f20/f6y/f20,
где /20—частота, начиная с которой и кончая fcp, затухание АЧХ уменьшается с 40 до 20 дБ/дек. (предполагается, что /2о>/б)- Отсюда
В общем случае для определения необходимо измерение АЧХ.
Максимальная скорость нарастания (7ВЫХ ОУ Vтах может быть определена либо через /гр:
V max	2л/гр(7вых тах,	(1.7)
либо путем измерения наклона фронта (7ВЫХ с помощью осциллографа при воспроизведении прямоугольных импульсов. Рекомендуется включать ОУ по схеме масштабного усилителя с сопротивлением на входе 1 кОм, а в цепи обратной связи 10 кОм. Амплитуда входных импульсов будет увеличиваться до тех пор, пока наклон не перестанет возрастать. Усилитель при этом может находиться в режиме насыщения, но (7ВХ не должно превышать значения, предельно допустимого для данного типа ОУ. За Vmax принимается максимальное отношение AUвых/At (At — интервал времени, за который происходит изменение (7ВЫХ на Д(7ВЫХ) на участке (7ВЫХ(/) с наиболее крутым наклоном.
Время установления выходного напряжения ОУ тб—это время, по истечении которого после скачка входного сигнала (7ВЫХ будет отличаться от установившегося значения на величину не более UBUX&, где 6—допустимое значение относительной погрешности. В частном случае при 6 = 0,1 оно практически совпадает с приведенным в ГОСТ. Следует иметь в виду, что тб может зависеть от амплитуды
11
импульса, поэтому, приводя значение т^, необходимо либо указывать, что приводимое значение соответствует работе ОУ в линейной области, либо оговаривать значение напряжения
Для измерения тб целесообразно применять схему на рис. 1.3, где ГИ — генератор прямоугольных импульсов. Величины	7?2 выбираются с учетом требуемого быстро-
действия РУ.
Измеряя время с помощью осциллографа от момента подачи прямоугольного импульса до момента, после которого At/ не превышает 0,5t/BbIX6, находят тем самым тб. При измерении важно, чтобы длительность фронта входных импульсов была намного меньше ожидаемого тб и вершина импульса в интервале времени от 0,1 те до тб отличалась от строго горизонтальной не более чем на t/BMX б. Последнее необходимо, так как изменение вершины импульса будет вызывать дополнительный переходный процесс в ОУ и кажущееся увеличение т6. Кроме того, осциллограф должен обладать необходимой чувствительностью и должен быть защищен от перегрузок, которые могут вызвать переходный процесс в осциллографе более длительный, чем в ОУ. Поэтому вход осциллографа полезно шунтировать встречно-параллельно включенными диодами с малым временем восстановления — лучше всего диодами Шоттки. На входе осциллографа может быть также включен специальный широкополосный усилитель с ограничением выходной амплитуды сигнала на уровне примерно (5—Ю) t/BbIX6, обладающий малым временем восстановления (<^тб) после перегрузки входным сигналом. Вместо такого усилителя можно использовать специальный стробоскопический осциллограф с задержанным запуском.
В схеме на рис. 1.3 резисторы должны быть малоинерционными и должно обеспечиваться следующее равенство:
^1/^2= ^з/^4-
Источники питания должны быть зашунтированы на землю конденсаторами. В качестве заземления для всех приборов рекомендуется использовать общую пластину из алюминия или латуни. Подводящие провода должны иметь минимальную длину. Кроме того, надо учитывать, что тб сильно зависит от емкости Со на входе ОУ (емкость Со определяется емкостью монтажа и входной емкостью ОУ Свх), сопротивлений Rx и /?2, емкости нагрузки Сн и амплитуды входных импульсов. Следует обеспечивать минимальное значение Сн и выполнение условия
2CmRlR2!(Rl + Re)< 1/2л/ср.
12
Приводя значение т6, необходимо указывать условия, при которых оно определялось (7?1( Со, С„, амплитуду UBax), и значение 6, а также параметры внешних цепей коррекции ОУ, если их включение предусмотрено в нем.
К осциллографу
Рис. 1.3
Время восстановления ОУ твос—это время с момента снятия перегрузки (входным сигналом) до момента, когда выходное напряжение затухает до оговоренного уровня f/BbIX6. Измерение можно производить по той же схеме, что и Тб, но амплитуду входных прямоугольных импульсов следует выбирать больше граничного значения линейного диапазона ОУ. Так как твос зависит от амплитуды и длительности импульса, эти параметры должны оговариваться, также как и значение 6. Отметим, что некоторые типы ОУ имеют твос около 10 с. В этом случае можно пользоваться ручным включением и выключением входного напряжения постоянного тока.
Максимальная емкость нагрузки Снтах определяется либо по возникновению неустойчивости (генерации), либо по максимально допустимому значению тб. В обоих случаях должны оговариваться условия испытания, как и при определении Тб- При нахождении Сптах из условий устойчивости за Сптах следует принимать значение Сн, при котором генерация прекращается, так как это значение часто бывает меньше, чем при возникновении генерации. Если Сптах зависит от постоянной составляющей (7ВЫХ, должно приниматься наименьшее значение Сн. Емкости Сптах обычно приводят для оговоренного диапазона параметров цепи обратной связи.
Входное сопротивление 7?вх и входная емкость Свх. Сопротивление 7?вх определяется обычно для области низких частот (где реактивной составляющей можно пренебречь, так как <о/?вхСвх<^1 исо/?допСдоп<^1)посхеме на рис. 1.4 с помощью внешнего резистора 7?доп. На вход подается такое синусоидальное напряжение, при котором значение [7ВЫХ
13
равно номинальному значению, при этом измеряется UQ при замкнутом ключе Кл и U'Q при разомкнутом. Сопротивление 7?вх рассчитывается по формуле
^вх = ^доп^оЖ-^о).	(1.8)
При измерении Uo и U'o амплитуда £/вых должна поддерживаться постоянной.
Входная емкость измеряется на высоких частотах, при которых заведомо RBX^> 1/(соСвх). Амплитуда t/BbIX устанавливается несколько меньше граничного значения линейного диапазона для выбранной со и, так же как и при определении /?вх, измеряются UQ и U'q в схеме на рис. 1.4, при этом
Свх « (U'/Uo- 1)/2л^доп.	(1.9)
Описанный метод используется для измерения RBX и Свх при дифференциальном сигнале. Для определения тех же величин при синфазном сигнале (/?вх.сн, Свх>сн) используется схема на рис. 1.5. При постоянном t/BX измеряется (/вых при закороченном /?доп и [/вых при разомкнутом ключе Кл. Сопротивление /?доп должно быть достаточно большим, чтобы вызвать надежно измеряемую разность t/BbIX — t/BbIx. Так как обычно /?вх.сп очень велико, его измерение следует производить на постоянном токе для обеих полярностей сигнала. За (/вых следует принимать среднее значение для обеих полярностей. Расчет Лвх.сн производится по формуле
^вх.сн= Rдоп^вых.сред/(Uвых ^вых.сред)- (Т Ю)
Для измерения Свх.сн можно воспользоваться той же схемой (см. рис. 1.5), но выбрать частоту сигнала
f 1/2^^?вх.СН^ВХ.СН’
Расчет производится по следующей формуле:
Gjx.ch = вых/U вых	1)/2л/7?доп.	(1-11)
Отметим, что при измерении входных сопротивлений и емкостей необходимо тщательное экранирование схемы.
Электродвижущая сила смещения ОУ £см определяется по схеме на рис. 1.6. После самопрогрева ОУ в течение оговоренного времени измеряется {/вых и рассчитывается
£cM = t/BMxW^i+l)-	(1.12)
При измерении Есм прецизионных ОУ важно обеспечить отсутствие гальванических пар и минимальную термо-ЭДС в контуре: инвертирующий вход, R19 неинвертирующий 14
вход. Для этого все точки этой цепи должны находиться при одинаковой температуре. Этому способствует помещение усилителя и резисторов цепи обратной связи в массивный металлический корпус.
Рис. 1.5
Временной дрейф ЭДС смещениям определяется путем измерения £см0 после самопрогрева и ECMt через интервал времени t, тогда
^Et =	— (ECMt ^смо)/^*
В период измерения окружающая температура должна быть постоянной.
Средний температурный дрейф ЭДС смещения авт определяется путем измерения £см1 в схеме на рис. 1.6, при минимальной окружающей температуре Тг и Есмг при максимальной температуре Т2. Для измерения Есм1 и Есм2 совершенно необходимо выдержать усилитель при заданной температуре достаточно длительное время (около 1 ч), чтобы при этой температуре практически прекратилось изменение £см. Расчет дрейфа производится по следующей формуле:
аЕт = &ЕСМ/ЬТ = (£см2 -£СМ1)/(Л - 7\).	(1.14)
Помимо общепринятого параметра ает целесообразно ввести параметр, характеризующий ЭДС смещения ОУ под действием скорости изменения окружающей температуры:
Vr=AT/ALJ
Известно, что в процессе изменения окружающей температуры с заданной скоростью VT у большинства современных усилителей происходит изменение Есм на значение &ЕСМ, значительно большее, чем после достижения нового стационарного значения температуры и окончания теплового переходного процесса, причем AECW оказывается пропорциональным VT. Это свойство ОУ целесообразно характеризовать параметром aEv = ^ECM/VT. Его изменение можно производить путем записи на самописцы ДЕСМ в процессе определения йЕт в термостате с известной скоростью изменения
15
температуры (VT), а за Д£см следует принять максимальное отклонение £см от установившегося значения при Т2. Величина clev нередко в большей степени характеризует нестабильность нуля ОУ при изменении Т, чем clet- При значении VT, равном примерно 1 град/мин, возможно возникновение Д£см около 10—50 мкВ, что соответствует (Lev = = 10-=-50мкВ-мин/град. Появление дополнительного Д£см под влиянием VT обусловлено тем, что между точками входной цепи появляется разность температур ДТ, в первом приближении пропорциональная VT и тепловому сопротивлению RT между этими точками. Возникновение ДТ во входном дифференциальном каскаде ОУ без преобразования сигнала приводит к разбалансу его токов, что эквивалентно Д£см. В усилителе с МДМ-каналом появление ДТ во входной цепи приводит к возникновению паразитных термо-ЭДС.
Входной ток ОУ /вх для каждого входа определяется по схеме на рис. 1.7. Сначала оба ключа замыкаются, производится самопрогрев усилителя и измеряется его t7BbIx. Затем размыкается ключ Клх и измеряется изменение выходного напряжения ДЛ7ВЬ1Х1. Величины Rr и Т?2 должны быть достаточно большими, чтобы обеспечить большое ДС/ВЫХ. Затем ключ Клг замыкается и размыкается ключ /Сл2, при этом измеряется ДС/ВЫХ2. По этим данным рассчитываются токи инвертирующего и неинвертирующего входов:
^ВХ == Д^ВЫХ2/^2*>	(1-15)
/в+х = Д^выхЖ.	(1.16)
Разность входных токов Д/Вх определяется как /вх — /+х. Измерение временного дрейфа IBXaIt, временного дрейфа разности входных токов Да/Ъ а также средних температурных дрейфов входного тока а1Т и разности входных токов Дц/Г производится совершенно аналогично измерению дрейфа £см путем определения изменения этих параметров в течение заданного интервала времени t или при изменении температуры на величину ДТ. При измерениях входных токов и их зависимостей от t и Т необходимо экранирование схемы, а при измерении временного дрейфа — обеспечение постоянства Т.
Аналогично параметру Д£см/Уг можно ввести параметры Д/вх/^т и ДД/ВХ/КГ, характеризующие зависимость входного тока (или его разности) от скорости изменения окружающей температуры. Как показывает опыт, за счет переходных тепловых процессов изменения /вх и Д/вх могут быть значительно выше, чем после достижения температурой нового стационарного значения. Измерение предлагаемых параметров может быть выполнено путем записи на само-16
писце £7ВЫХ ОУ в схеме на рис. 1.7 при его нагреве в термостате с заданной скоростью изменения температуры VT. При этом приращение тока определяется по максимальному отклонению (/вых от установившегося значения, деленному на R2 (или /?х), которое имеет место после стабилизации температуры на новом уровне.
Коэффициенты влияния нестабильности источников питания на смещение нуля и входнойток определяются путем изменения напряжения питания на 1 В и измерения вызванного этим изменения
соответственно Всм и /вх, при этом и К! численно равны этим изменениям. Коэффициенты влияния обычно определяются для каждого источника отдельно.
Приведенная ЭДС шума ОУ Еш (в дальнейшем для краткости будет использоваться термин «ЭДС шума») может быть измерена при включении ОУ по схеме на рис. 1.8. Сопротивление резистора 7?! выбирается равным 10—100 Ом, чтобы собственный тепловой шум резистора был значительно меньше £ш, т. е.
У 4kTR1fB<giEai,
где k= 1,38-10“23эрг/град—постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура; /в—верхняя граничная частота полосы пропускания фильтра, образованного С2, Т?2-
Сопротивление резистора R2 выбирается в 10—1000 раз большим сопротивления резистора Измерение Еш должно производиться в заданном диапазоне частот /н—fB. В настоящее время большинство разработчиков ОУ приводят шумы для двух диапазонов частот: 0,01 — 1 и 10—104 Гц. В первом случае приводят удвоенную амплитуду шума (от пика до пика), полученную путем записи (/вых на самописце (причем длительность записи должна быть не менее 10/2л/п, в противном случае погрешность реализации низкочастотной части спектра будет недопустимо велика), а во втором—эффек-2 № 983	17
тивное значение шума путем измерения £/вых либо тепловым прибором, либо любым другим, измеряющим эффективное напряжение (при применении прибора, измеряющего амплитудное значение, необходимо введение поправочного коэффициента).
Для реализации заданных /н и fB необходимо выбрать следующие параметры фильтров:
^ = (1/2^^) (2/л)=1/л7н/?х; С2 = (1/2л/в7?2) (л/2)= 1/4/в/?2.
Здесь под /н и fB понимаются границы эквивалентной шумовой полосы пропускания идеального фильтра, для которого затухание сигнала вне полосы пропускания бесконечно велико. Верхняя граница полосы пропускания реального фильтра (см. рис. 1.8) в л/2 раз меньше /в, а нижняя граница в л/2 раз больше /н, поэтому при определении С± и С2 учитываются эти коэффициенты. Отметим, что коэффициент л/2 определен для случая равномерного распределения шумов по частоте. Однако и при неравномерном спектре в первом приближении можно использовать те же значения, так как для реальных ОУ небольшие изменения и fB слабо влияют на значение £ш. Важно только оговорить, в какой полосе реального фильтра оно получено.
Отношение R2/Ri желательно выбирать возможно большим, чтобы облегчить измерение £/вых, при этом надо учитывать, что одновременно снижается ^полоса пропускания усилителя, которая должна быть выше, чем /в, поэтому должно выполняться условие
1/2яС27?2	3/CpRi/(Ri 4“ R2Y
Измерив в схеме на рис. 1.8 (/вых при замкнутом ключе Кл1У находят
Еш = К4- 7?2)2-4feT7?17?2A//(7?1 + R2), (1.17)
где Д/ = /в—А,-
В (1.17) второй член определяет тепловые шумы резисторов обратной связи.
Напомним, что числовые значения Ет должны приводиться одновременно с указанием граничных частот полосы пропускания, при которых измерен шум, и с пояснением, какое приводится значение Ет—удвоенное амплитудное или эффективное.
Приведенный ток шума ОУ /ш измеряется также по схеме на рис. 1.8. Выбирается такое значение сопротивления /?доп, чтобы напряжение шумов на выходе ОУ увеличивалось по крайней мере на порядок при размыкании 18
ключа, при этом
7Ш = КUl^RH /?*оп (R, + Rtf- IkTbf/Rw	(1-18)
Так же как и для £ш, должны быть указаны граничные частоты, полосы пропускания и пояснено, какое при-водится значение £ш—эффективное или удвоенное амплитудное.
При измерении /ш особое внимание должно быть обра-щено на тщательную экранировку схемы, снижение помех в источниках питания, а также на экранировку входных цепей от выходных, так как даже из-за ничтожной проходной емкости между входом и выходом ОУ может снизиться реальная полоса пропускания. Так, при £ДоП=10 МОм, /?2//?1= 1000 из-за проходной емкости 1 пф снижается шумовая полоса до 25 Гц. Значение fB может быть также снижено, если входное сопротивление ОУ меньше £доп. Чтобы этого не происходило, необходимо выполнение следующего условия:
1/2лС2£2	3/ср£1£вх/(£1 + £2) (^вх + ^доп)-
Следует учитывать, что тепловой шум £доп создает шумовой ток
/ш=/4^Д///?доп,
причем, если полученное при измерении значение /ш близко к этому значению (например, в ОУ с полевыми транзисторами на входе), его измерение теряет практический смысл.
1.2. ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ПАРАМЕТРАМ
И ХАРАКТЕРИСТИКАМ ОУ
В зависимости от выполняемых функций требования, предъявляемые к ОУ, различны, но в любых случаях важно уменьшать погрешность выполняемой операции 6 и увеличивать быстродействие, упрощать схемы ОУ и повышать их надежность. Требования минимальной погрешности и максимального быстродействия противоречивы между собой и с требованиями простоты ОУ и их надежности. В связи с этим приходится для каждой конкретной области применения ОУ выбирать компромиссные требования. Этим в основном объясняется необходимость в большом разнообразии типов ОУ.
Далее приведем обоснование требований к наиболее важным параметрам и характеристикам современных ОУ и оценим их предельные значения, при этом будем рас-2*	19
сматривать только те режимы работы ОУ, при которых к рассматриваемому параметру предъявляются наиболее высокие требования. При обосновании требований к отдельным параметрам будем учитывать, что погрешность ОУ с обратной связью определяется не только самим ОУ, но и пассивными элементами обратной связи. Поэтому целесообразно уменьшать погрешности, вносимые ОУ, только до тех пор, пока они не станут существенно меньше погрешности пассивных элементов. При дальнейшем улучшении параметров ОУ будет ничтожно снижаться суммарная погрешность, но значительно усложнится усилитель, снизится его надежность, поэтому такое улучшение нецелесообразно.
а)	Требования к коэффициенту усиления на низкой частоте и постоянном токе
Наибольшее значение коэффициента усиления требуется при длительном режиме хранения в интеграторах и устройствах слежения-хранения, для которых погрешность хранения бхр за время /хр (при ^хр<^С0.с/?ут) может быть выражена следующим образом:
^хр	^хр [1 + #ут/Remind (0)]/Со,с/?уГ.
Из этой формулы получаем:
D	|
^у(0)>о^(С R б ц	(1-19)
^Отщ \ио.утихр/4хр
где Сох — емкость конденсатора обратной связи; /?ут— сопротивление утечки конденсатора обратной связи; — минимальное сопротивление на входе усилителя относительно земли, включая /?вх ОУ.
Здесь и далее под 6 понимается только часть общей допустимой погрешности, обусловленная рассматриваемым параметром усилителя. Так как в наихудшем случае отдельные составляющие могут складываться, необходимо так выбирать отдельные составляющие 6, чтобы их сумма не превышала общей допустимой погрешности, вносимой усилителем.
Из приведенного выражения видно, что увеличение /<у(0) свыше (3—10) RyT/RQmin не имеет смысла, так как практически при этом не снижается бхр. Для высококачественных полистироловых и фторопластовых конденсаторов при СОеС = 0,1 мкФ значение /?ут достигает Ю13Ом, поэтому для RQmin = 100кОм предельное значение /Су(0)=(3-?10)-108, при этом бхр практически определяется собственной 20
постоянной времени С0.с:
^хр ^Хр/^О.С-^ут’
Если Сос = 0,1 мкФ, /?уг = Ю130м, то за 100с бхр=0,01 %.
В случаях, когда допустима 6хр = 0,1% за 1 с при /?omin= 100кОм и Сос = 0,1мкФ, можно удовлетвориться ОУ с Ку(0)	105.
При работе в режиме сумматора или масштабного усилителя требуется
птах )/6доп>
п
где Rnmax=R0 с 2 URi—максимальный суммарный коэффи-i=0
циент передачи сумматора; Ro< с—сопротивление обратной связи; Ri—сопротивления на входах сумматора; п—число входов сумматора, причем Ro = RBX — входное сопротивление собственно ОУ; 6ДОП—допустимая относительная погрешность, вносимая усилителем. Так, при тах = Ю0 и бдоп = =0,01% необходим Ку (0)^ 106. Такое требование предъявляется к /Су (0) во всем диапазоне частот, в котором необходимо сохранить б^бдоп. Отметим, что для ряда задач, в которых используется режим с небольшим /Сп и (или) допустимы значительные б, оказывается достаточным /С (0) = = (2-4-5)-104.
б)	Требования к напряжению смещения нуля и его дрейфу
Минимальные значения £см и его дрейфа требуются в режиме интегрирования. Можно показать, что при интегрировании необходимо
^вых тахКуСр. сбдоп	0 2Q)
с	^ин
где Rr—сопротивление, последовательное со входом ОУ (или сопротивление генератора); £ин—время интегрирования.
В ряде случаев в прецизионных интеграторах ивыхтах = = 10 В, /?г=106Ом, Со. с = 0,1мкФ, бдоп = 0,01 %, /ин=100с, при этом требуется £см^1 мкВ. Так как £см не должно превышать £см тах за время tmax и при изменении температуры от Tmin до Ттах, необходимо, чтобы
аЕТ = Д^см/ЛТ1 въгх maxRrCQ	max ?min) ^ин (1-21)
и чтобы временной дрейф не превышал
^Et = А-^см/^ ^вых maxRy^o. с^доп/^тах^пт (1.22)
где tmax—максимальное время, в течение которого интегратор должен работать без регулировки нуля.
21
Для приведенного выше примера и Ттах—Tmin — bO К tmax—^ мес необходимо аяг^0,02 мкВ/K, aEt^A мкВ за месяц.
Для работы в составе масштабного усилителя или сумматора необходимо обеспечить
^см ^вых/лах^доп/-^п/лях»	(1.23)
&ЕТ	Uвых max^nsnJmax №max	min) >	0 • ^4)
^Et	Uвых max^jxsmlтах^ max'	( 1 • ^5)
Отсюда при бдоп = 0,01%, Кп < 100, ЛТ = 50 К, tmax = = 1 мес необходимо £см^10 мкВ, аЕГ^0,2 мкВ/K, aEt^Z 10 мкВ за месяц.
Однако во многих случаях (особенно при наличии внешней установки нуля) практически оказывается приемлемым £См = 3-т-10 мВ, aET = 3-±- 10 мкВ/K, %/ = 20 4-50 мкВ за месяц.
в)	Требования к значениям входного тока и его дрейфа
Минимальные значения /вх и его дрейфа требуются также в режиме интегрирования или хранения. Можно показать, что при интегрировании необходимо соблюдение следующих условий:
?вх	Uвых тах^о. с^допДин»	(1.26)
GIT вых тах^о. с^доп^ин (Ттах ?min)> 0-27) &Н	Uвых тах^о. с^доп/^ин^тях’	(1.28)
При t/BbIx^x=10 В, Со. с = 0,1 мкФ, 6ДОП = 0,01%, /ин = = 10° с, Ттах — TmZ„ = 50 К, tmax= \ мес требуются /вх<
1 пА, а/г^0,02 nA/К, aIt 1 пА за месяц.
Отметим, что такие высокие требования обеспечить очень трудно. Поэтому в большинстве случаев погрешность интеграторов значительно превышает 0,01%. Это связано также со значительным ТКЕ даже у наилучших пленочных конденсаторов (около 0,01 %/К), а также с погрешностями, вызванными явлением абсорбции зарядов в конденсаторах.
В режиме сумматора и масштабного усилителя требования к /вх и его дрейфу значительно ниже требований к аналогичным параметрам в интегрирующих и запоминающих устройствах и определяются соотношениями
*вх	Uвых max® доп/ А о. с»
^1Т	Uвых тах^цоп!с max Тmin)’
^вых тах^доп/Во. с^тах"
(1.29)
(1.30)
(1.31)
При ^ВНХМйА.= 10 в> 6доп = 0.01%. #о.с=10 кОм тре-буются /вх 100 нА, 100 нА/K, й/т Ю0 нА за месяц.
22
г)	Требования к уровню шумов
Уровень шумов, приведенных ко входу усилителя, не должен превышать значение, соответствующее допустимой погрешности, т. е.
^вых тах^лоп/^п max’	(1.32)
ИЛИ
Ли ^вых max^wd^о. с^п max*	(1.33)
Здесь под Ет и /ш понимаются пиковые значения соответственно ЭДС и тока шумов, которые примерно равны утроенному значению среднеквадратических значений в заданной полосе частот.
Для типичного случая при UBhixmax = 10 В, бдоп = 0,01%, Кп тах^ /?0. с= 100 кОм необходимы Е^ 10 мкВ, /ш 100 пА. Однако в предельных случаях при изменении малых ЭДС требуется £ш около 10 нВ, а при измерении малых токов — /ш около 10“13 А.
д)	Требования к коэффициенту ослабления синфазной составляющей 7<0> с. с и максимальному значению допустимого синфазного напряжения Uсн тах
Как правило, допустимое значение UCBmax должно быть не менее ивыхтах, т. е. не менее 10 В, так как в противном случае ОУ не может работать в очень распространенном режиме — режиме неинвертирующего повторителя. Исключение составляют некоторые измерительные усилители, для которых в ряде случаев допустим значительно меньший уровень Uznmax.
Было показано [40], что погрешность коэффициента передачи по неинвертирующему входу дифференциального ОУ, обусловленная Ко. с. с» практически равна 1//С0, с. с, поэтому необходимо обеспечивать
Ко.с.с>1/бдоп,	(1-34)
где 6ДОП—допустимая погрешность, вызванная синфазной составляющей сигнала.
е)	Требования к динамическим характеристикам
Как отмечалось выше, динамические свойства ОУ характеризуются частотой среза fcp, граничной частотой /гр, полосой пропускания, определяемой частотой при заданной погрешности S, максимальной скоростью нарастания выходного напряжения Vmax и временем затухания переходного процесса та до установившегося значения с заданной погрешностью S, причем в большинстве случаев требуется малая
23
погрешность, т. е. значение 6, равное 0,01 —1 %. Динамические свойства определяются также формой АЧХ.
Частота /ср при прочих равных условиях определяет f6 и т5. Чем выше /ср, тем выше f6 и меньше тб. Однако тб зависит не только от /ср, но и от формы АЧХ. Минимальное значение тб достигается при АЧХ по контуру обратной связи, соответствующей инерционному звену первого порядка, т. е. при затухании 20 дБ/дек, при этом затухание переходного процесса происходит по экспоненте, поэтому
Если нужно обеспечить т6^100 нс при К„ = 1, 6 = =0,01%, то необходима /ср^15 МГц, но при /Сп=100 требуется fCP^ 1600 МГц.
При АЧХ с затуханием 20 дБ/дек ОУ имеет наиболее узкую полосу пропускания:
/б = /срб/(1+^).	(1.36)
При /ср=16МГц и 7^=100 погрешность 6^0,01% обеспечивается только в полосе 0—16 Гц.
Во многих применениях ОУ требуются большая и меньшее тб. Однако требовать /ср выше 1000 МГц нецелесообразно не только из-за ограничений, накладываемых современными транзисторами, но и вследствие трудностей эксплуатации таких ОУ, так как с ростом /ср уменьшается область устойчивости и резко возрастают требования к снижению паразитных емкостей и индуктивностей монтажа.
С учетом этого только для ультрабыстродействующих ОУ можно потребовать /ср^ 1000 МГц. Для большинства случаев достаточна /ср, равная 10—100 МГц. В тех случаях, когда допустимо невысокое быстродействие, приемлемой является /ср^ 1 МГц.
Как следует из (1.35) и (1.36), при фиксированной /ср величины /б и тб могут быть улучшены путем уменьшения Кп и увеличения допустимого значения погрешности. Кроме того, значение f6 может быть существенно увеличено при переходе к АЧХ, имеющей участок с затуханием 40 дБ/дек, при этом
(1-37)
где /20—частота, выше которой затухание равно 20 дБ/дек вплоть до /ср. Целесообразно выбирать /20 ж /ср/2/Сп тах (при большем значении /20 резко ухудшается переходный процесс), поэтому при такой АЧХ удается увеличить f6 примерно в (К26)"1 раз, т. е. примерно в 70 раз при 6 = 0,01%. 24
Учитывая это, целесообразно потребовать, чтобы наряду с ОУ, обладающими АЧХ с затуханием 20 дБ/дек и обеспечивающими минимальные т^, были ОУ с АЧХ, имеющими участок с затуханием 40 дБ/дек.
Отметим, что приведенные выше соотношения верны только для достаточно малого сигнала, при котором скорость изменения t/BbIX не превышает Vmax. В противном случае происходит перегрузка усилителя и тб резко возрастает. В тех случаях, когда требуется малое значение тб (например, в современных быстродействующих цифро-аналоговых преобразователях необходимы ОУ с to,oi%=2O4- 100 нс), следует обеспечить достаточно высокое значение Vmax. Так, для обработки импульсных сигналов с амплитудой 10 В и длительностью фронта тфр около 5 нс требуются ОУ с = ^вых/ллх/Тьр = 2000 В/мкс. Широкий класс задач решается с помощью ОУ с Vmax = 100 4- 400 В/мкс. В тех областях применения, в которых не требуется высокое быстродействие, приемлемым значением V тах является 0,5— 1,0 В/мкс.
Отметим, что граничная частота /гр, т. е. максимальная частота синусоидального сигнала, при которой обеспечивается £/Вых/лах> однозначно определяется через Т/ПЙА.:
^ = ^ах/2л{/выхиах,	(1.38)
и поэтому при задании Vтах может не оговариваться.
Из приведенных формул и примеров оценки основных параметров ОУ видно, что диапазон требуемых значений каждого параметра очень велик, что порождает необходимость иметь большое разнообразие типов ОУ.
1.3. КЛАССИФИКАЦИЯ ОУ
Операционные усилители характеризуются большим числом параметров, значения которых варьируются в широких пределах в зависимости от предъявляемых к ОУ требований. Учитывая это, естественно классифицировать усилители по значению наиболее важных параметров. Нередко делят ОУ на прецизионные, или усилители высокой точности (УВТ), усилители средней точности (УСТ) и усилители низкой точности (УНТ), разбивая их параметры всего на три класса.
Однако для разработки ОУ недостаточно классификации по параметрам. Необходима классификация по принципам построения или структурным схемам ОУ. Такая классификация приведена на рис. 1.9. Все усилители делятся на ОУ с дифференциальным входом (ДОУ) и ОУ только с инвертирующим входом (Ин ОУ). Каждая группа может быть 25
построена без преобразования сигнала (ОУ БП) и с преобразованием сигнала (ОУ ПС). Преобразование сигнала может быть реализовано в схемах с однократной модуляцией и демодуляцией (ОУ МДМ-1) или с двукратной (ОУ МДМ-2), с управляемыми генераторами (ОУ УГ), а также с периодической компенсацией дрейфа (ОУ ПКД). Каждый из
Рис. 1.9 перечисленных классов ОУ может выполняться с применением параллельного высокочастотного канала (ВЧК) или без него. Кроме того, ОУ могут быть выполнены либо как преобразователи напряжения в напряжение, т. е. без повторителя тока (ПТ) на входе, либо как преобразователи тока в напряжение с ПТ на входе.
Операционные усилители без преобразования сигнала просты, удобны для интегральной технологии изготовления и потому получили наибольшее распространение. Их, в свою очередь, можно разбить на различные подгруппы в зависимости от построения входных и выходных каскадов. Наиболее часто их делят по типу входных транзисторов на ОУ с обычными биполярными транзисторами, с транзисторами «супер-p» (со сверхвысоким усилением по току), с полевыми транзисторами с р-п-переходом и ОУ с МОП-транзисторами. Операционные усилители БП всех этих подгрупп имеют широкое применение: первых двух—благодаря простоте 26
изготовления и низкой стоимости, вторых двух — благодаря сочетанию сравнительно малого входного тока с малым дрейфом нуля. Операционные усилители с полевыми транзисторами обладают еще меньшим /вх, особенно с МОП-траг.зисторами на входе, они позволяют также иметь большую VтаХу н0 пс Дрейфу £см значительно уступают первым двум подгруппам.
Усилители с дифференциальным входом обладают существенно большими функциональными возможностями, чем только инвертирующие. Однако ДОУ не могут полностью заменить Ин ОУ, так как последние позволяют получать большее быстродействие и лучшую стабильность.
Операционные усилители с преобразованием сигнала обычно сложней и дороже, чем ОУ БП, но они необходимы для обеспечения минимальных значений дрейфа нуля и низкочастотных шумов. Причем ОУ МДМ-1 позволяют обеспечить минимальный дрейф нуля, но они имеют больший уровень шумов, чем ОУ МДМ-2. Операционные усилители с управляемыми генераторами имеют преимущества при обеспечении высокого входного сопротивления, малого входного тока и при гальванической развязке входных цепей. Операционные {усилители с периодической компенсацией дрейфа ьпо электрическим параметрам несколько уступают ОУ МДМ-1, но оказываются более технологичными при реализации по полупроводниковой интегральной технологии.
Усилители с ВЧК по сравнению с одноканальными (без ВЧК) позволяют получить больший запас устойчивости, увеличить частоту среза и максимальную скорость нарастания сигнала.
Для получения минимального времени установления выходного напряжения с заданной погрешностью существенными преимуществами обладают ОУ с повторителем тока на входе.
Очевидно, при разработке ОУ необходимо учитывать не только требования к их параметрам, но и те возможности, которые обеспечивает каждый из приведенных на рис. 1.9 принципов построения ОУ, а также возможность и целесообразность изготовления их по полупроводниковой интегральной технологии, гибридной интегральной технологии или в виде модулей из дискретных и интегральных элементов.
1.4. НОМЕНКЛАТУРА ОУ
Один из возможных подходов к составлению номенклатуры ряда ОУ состоит в том, что значения каждого параметра делятся на несколько классов, например как показано в табл. 1.1, причем один тип ОУ обладает всеми параметрами первого класса, второй—параметрами второго класса и т. д., т. е. число типов ОУ совпадает с числом классов. Аналогичный принцип {закладывается при разработке рядов некоторых измерительных приборов или бытовой радиоаппаратуры.
Такой подход хорош тем, что обеспечивает минимальное число типов ОУ и малую дискретность параметров, т. е. можно иметь сравнительно много классов для каждого параметра. Однако во многих при-
27
ю Таблица 1,1 00
Параметры	Единица измерения	
		I
^вы х max	В	±10
Iвых max	мА	±50
к. (0)	в/в	> 1Э8
^вх	МОм	> 1012
^см	мкВ	<1
аЕТ	мкВ/К	<0,05
I вх	пА	<1
а1Т	пА/К	<0,1
Еш в полосе 0,01 — 1 Гц	мкВ	<0,2
/щ в полосе 0,01 — 1 Гц	пА	<0,2
Uсн max	В	10
^Со.с.с.	дБ	>140
f ср	МГц	>1000
/б для д —0,1 %, Кп~= 1	кГц	>500
У max	В/мкс	>1000
Тб ДЛЯ 6 — 0,1%	мкс	0,02
Приводится удвоенное амплитудное значение.
Значения параметров по классам
II	Ш	IV	V	VI
±10	±10	±10	±10	±10
±20	±10	±5	±2	<2
107—108	10й—107	IO5—106	Ю4—105	<10*
1011—1012	109—101г	Ю7—109	106—107	Ю5—106
1 — 10	10-100	102—103	103—ю4	>104
0,05—0,2	0,2—1	1—3	3—10	>10
1 — 10	10—100	102—103	103—10*	>104
0,1 — 1	1 — 10	10—100	102—103	>103
0,2-0,5	0,5—1	1-2	2-5	>5
0,2—1	1 — 10	10—100	102—103	>103
10	10	5	3	^1
120—140	100—120	80—100	70-80	60-70
100-1000	30—100	10—30	1 — 10	<1
100-500	20—100	5—20	1—5	^1
300—1000	100-300	10—100	1—10	^1
0,02—0,1	0,1—0,3	0,3—1	1—3	^3
менениях требуется высокое значение только одного-двух параметров, а остальные несущественны, при этом приходится применять ОУ высокого класса по всем параметрам. Естественно, такой усилитель оказывается более дорогим, сложным и менее надежным. Для потребителя было бы выгоднее, чтобы ряд ОУ включал в себя все многообразие типов, которое образуется при различных сочетаниях параметров. Однако если разбить каждый параметр всего на три класса, то окажется, что число различных комбинаций параметров составит тысячи. Такой принцип приводит к чрезмерно большому числу типов ОУ. Каждый тип будет выпускаться сравнительно небольшими сериями, что приведет к росту их стоимости. Очевидно, такой подход также неприемлем.
Представляется целесообразным иметь специализацию ОУ только по наиболее важным параметрам с наиболее употребительными их сочетаниями по классам точности, при этом удается при сравнительно небольшом числе различных типов ОУ удовлетворить подавляющему большинству запросов практики.
К наиболее важным параметрам целесообразно отнести группу статических параметров: Ecvl, clet> /вх, агг> и ГРУППУ Динамических параметров: /ср, V тах, fb, Тб. На основании изучения требований к ОУ в различных областях их применения ориентировочно можно рекомендовать 14 классов статических параметров (табл. 1.2) и 9 классов динамических (табл. 1.3). Все ОУ с десятивольтовой шкалой выходных напряжений.
В этих таблицах приняты следующие обозначения:
Ин —структура только с инвертирующим входом;
Д —структура с дифференциальным входом;
МДМ-1—ОУ с МДМ-каналом с однократным преобразованием сигнала;
МДМ-2 — ОУ с МДМ-каналом с двукратным преобразованием сиг нала;
ПКД —ОУ с периодической компенсацией дрейфа;
ВКН —ОУ с внутренней компенсацией смещения нуля;
БП —ОУ без преобразования сигнала во времени;
Р	—ОУ с входными транзисторами типа «супер-р»;
Бип	—ОУ с биполярными транзисторами на входе;
Пол	—ОУ с полевыми (с р-п-переходом) транзисторами на входе;
МДП —ОУ с транзисторами на входе типа МДП;
КВЧ —ОУ с параллельным каналом высокой частоты;
КВЧ-2 —ОУ с двухтактным каналом высокой	частоты;
ПТ	—ОУ с повторителем тока на входе;
М	—модульная технология;
Г	—гибридная интегральная технология;
П	—полупроводниковая интегральная технология.
В табл. 1.2 и 1.3 для каждого класса параметров приведены структуры, на основе которых они могут быть реализованы, и рекомендуемая технология изготовления.
29
Таблица 1.2
Возможные структуры ОУ	^г’ МОм	Есм. мкВ	аЕТ' мкВ/К	ПРИ Af= 1 Гц, мкВ
Ин. МДМ-2	0,01	0,3	0,01	0,05
Ин. МДМ-1	1	1-3	0,03—0,05	0,5—1
Ин. МДМ-1	100	5—10	0,5—1	2—3
ДМДМ-1	10	10—20	0,05-0,1	0,5—1
дпкд	1	30-50	0,1—0,2	2-3
Ин. ПКД	1	10—20	0,1—0,2	2—3
Д. БП-Р	1	Ю3	0,5—1	3-5
Д. БП-р	1	103—104	1—5	3-5
Д. БП. Бип	0,1	(3—10). 103	3-10	3—10
Д. БП. Бип	0,1	(1— 2)-104	5—20	3—10
Д. БП. ВКН Пол	10	(1—5)-103	1-5	5—10
Д. БП. Пол	10	(1—3). ю4	10—50	5—10
Д. БП. ВКНМДП	105	(0,5—2). 103	5-20	10—20
Д. БП. МДП	Ю5	(1—5) -10*	20—50	10-20
* Приводится удвоенное амплитудное значение.
** Значение удваивается при повышении температуры на каждые 10 К-
Заметим, что было бы неправильно пытаться делить ОУ на классы так, чтобы охватить все возможные значения каждого параметра во всем диапазоне его изменения, так как ОУ с худшими значениями параметров всегда может быть заменен на ОУ с лучшими параметрами, поэтому нет необходимости в более мелкой градации по классам, которая неизбежно приведет к увеличению числа типов ОУ, а значит, вызовет рост их стоимости. Вместе с тем при уменьшении числа классов средняя стоимость ОУ может также возрасти из-за увеличения удельного веса высокоточных ОУ. Поэтому целесообразно выбирать некоторое компромиссное число классов.
Из формальных соображений общее число типов ОУ должно быть
Таблица 1.3
Возможные структуры ОУ	fcp> МГц	Vmax’ В/мкс	М при 6=0,1%, кГц	Тб при 6=0.1%, мкс	Технология
Д. БП	1—2	0,5-2	0,3-1	3-20	п
Д. БП	10—20	40—100	5—10	0,3-2	п
Ин. БП. КВЧ	20—100	300—500	10—50	3—10	г, м
Ин. БП. КВЧ	20—100	300—500	100—200	5-20	г, м
Ин. БП. КВЧ-2	20—100	1000-2000	50—200	5-20	г, м
Д. БП	20—70	200-500	5-20	0,3-0,5	п
Д. БП	500-800	500—700	10-20	0,1—0,3	г, м, ГТ
Ин. БП. ПТ	1000—2000	1000—2000	50—100	0,015-0,05	11 г, м
Ин. БП. ПТ	1000—2000	1000—2000	200—400	0,05—0,15	г, м
30
	7вх’ пА	а1Т, пА/K	'ш при Д/= 1 Гц, пА	Явх, МОм	^О.С.С’ дБ	Технология
	20	2	2	0,1			м
	1—3	0,2—0,3	0,2—0,5	5—10	—	м, г
	0,2—0,5	0,01—0,03	0,05—0,08	200—500	—	м
	20-30	0,1—0,2	0,5—2	5—10	140	г
	50—100	0,2—0,5	1—2	1—2	120	п
	30—50	0,1-0,2	0,5-1	1-2	—	п
	(5—10). 102	30—50	5—10	10—20	90	п
	(2—20). 103	50—200	15—50	1 — 10	90	п
	(5-20). 104	(0,5—1)103	50—150	0,1—0,5	70-80	п
	(2—5)-105	(1-5)-Ю3	150—500	0,05-0,2	80—90	п
	20—100**	—	—	104—105	70—80	п, г
	50—200 **	—	—	104—105	70-80	п
	0,01	0,01	0,001	106—108	60-70	г, м
	0,01	0,01	0,001	105—107	60—70	п, г
равно произведению числа классов по статическим и динамическим параметрам, в рассматриваемом случае—126 типам. Однако не для каждого класса по статическим параметрам следует иметь все классы по динамическим параметрам. Как правило, для наиболее точных ОУ по дрейфу и входному току не требуется предельное быстродействие. С учетом этого в качестве примера составлена табл. 1.4, в которой строки соответствуют классам по динамическим параметрам (табл. 1.3), а столбцы — классам по статическим параметрам (табл. 1.2). На их пересечении цифрами обозначены целесообразные сочетания классов. Причем [первыми цифрами обозначена принадлежность к соответствующему классу по динамическим параметрам, а вторыми — по статическим.
Таблица 1.4
Классы
Классы по статическим параметрам
по динамическим параметрам	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14
1	1,1	1,2	1,3	1,4	1,5	1,6	1,7	1,8	1,9	1,10	1,11	1,12	1,13	1,14
2	—	2,2	2,3	2,4	2,5	2,6	2,7	2,8	2,9	2,10	2,11	2,12	2,13	2,14
3	—	3,2	3,3	—	—	—	3,7	3,8	3.9	3,10	3,11	3,12	—	—
4	—	4,2	4,3	—	—	—	4,7	4,8	4,9	4,10	4,11	—	—	—
5	—	—	5,3	—	—	—	—	—	5,9	5,10	5,11	—	—	—
6	—	6,2	6,3	—	6,5	6,6	6,7	6,8	—	6,10	6,11	6,12	—	—
7	—		7,3	—	—	—	7,7	7,8	—	—	—	—	—	—
8			—				8,7	8,8	—	—	—	—	—	—
9	—	9,2	—	—	—	—	9,7	9,8	—	—	—	—	—	—
31
Как видно из табл. 1.4, всего получается 63 различных типа, которые (с учетом данных в табл. 1.2 и 1.3) и образуют достаточно универсальный ряд ОУ. Естественно, что при разработке конкретных типов ОУ возможны значительные отступления от приведенных в табл. 1.2, 1.3 значений параметров.
Помимо приведенного в табл. 1.4. ряда ОУ целесообразно иметь несколько типов специализированных ОУ с высокой экономичностью по питанию, так называемых микромощных ОУ. Кроме того, необходимо несколько типов повторителей — усилителей мощности с точным коэффициентом передачи, равным единице, но с различной нагрузочной способностью (от 0,1 до 1 А) и с различным быстродействием. Полезно иметь еще хотя бы два типа масштабных усилителей с точным коэффициентом передачи, равным 10, и со 100-вольтовым выходом, а также усилители с гальваническим разделением входных и выходных цепей.
Г лава вторая
МЕТОДЫ СНИЖЕНИЯ СТАТИЧЕСКИХ
ПОГРЕШНОСТЕЙ И ПОМЕХ ОУ
2.1.	ОСНОВНЫЕ СОСТАВЛЯЮЩИЕ ПОГРЕШНОСТЕЙ
Операционный усилитель в схеме с обратной связью, т. е. решающий усилитель (РУ), в идеальном случае должен обеспечивать выходное напряжение (/вых.и, определяемое только U3K и цепью обратной связи. Например, для схем на рис. 2.1
t/вых. и = W0. с -4. с 2 (t/i/Z,),	(2.1)
1 = 1
где
К0.с=1/ l + zo.
с 2 (1/Z,-)
1 = 1
(2-2)
— коэффициент обратной связи.
В дальнейшем для простоты примем, что все Zz и Zo с чисто активные, равные соответственно 7?z и Не-
реальное выходное напряжение t/Bblx.p отличается от f/BMX.H-Их разность называют абсолютной погрешностью, а отношение этой разности к максимальному выходному напряжению—относительной погрешностью. Погрешности определяются неидеальностью как самого ОУ, так и элементов цепи обратной связи. Рассмотрим только погрешности, обусловленные ОУ [3, 9, 11, 13].
Все погрешности условно можно разбить на четыре группы; статические, возникающие на постоянном токе и на 32
самых низких частотах; динамические, связанные с высокочастотными составляющими спектра входного сигнала; случайные, обусловленные шумами ОУ и случайными помехами; погрешности, обусловленные детерминированными помехами, в том числе периодическими помехами в ОУ с преобразованием сигнала.
Статические погрешности имеют две составляющие. Одна имеет мультипликативный характер и проявляется в неточности коэффициента передачи. Вторая носит аддитивный характер и проявляется в появлении на выходе паразитного напряжения при нулевом сигнале на всех входах.
Относительная погрешность коэффициента передачи $Кп по одному из инвертирующих входов (см. рис. 2.1) определяется практически только конечностью величины Ку:
Ып = (ЛГп. Жп. и « МД с- (2.3)
Здесь индекс «р» означает реальный, а «и» — идеальный-Некоторую погрешность вносит также входное сопротивление ОУ Лвх, которое можно учесть, если определить /<0,с
следующим образом: , [ п
^о.с=1/ 1+Яо.е S (1/Я,) , 1	/=0	J
п
(2-4)
причем Ro=
Выходное сопротивление ОУ /?вых и сопротивление нагрузки Ru также вносят дополнительную погрешность, так как снижают в (/?вых+ #„)//?„ Раз> что наД° учитывать при расчете погрешности.
Погрешность коэффициента передачи по не инвертирующему входу зависит не только от К? и /<0.с, но и от коэффициента ослабления синфазной составляющей К0,с,с:
бКп+=1/^о.с.е+1/Ко.<Лг	(2-5)
Таким образом, для снижения погрешности коэффициента передачи инвертирующего РУ достаточно увеличивать KJ9 ? № ш	33
а для дифференциального при использовании неинвертирую-щего входа—как /Су, так и Ко с. с-
Электродвижущая сила смещения ОУ Есм и входные токи создают на выходе РУ паразитное напряжение £7пар, которое определяет аддитивную погрешность. Для схемы на ри°. 2.2
^пар~ —с /вх/?о.с + /в+ХШ.с	(2-6)
или, если резисторы фиксированы и обеспечено равенство
1//?K=1//?O.C+S3(W,	(2.7)
1 = 0
Uпар= ^см^о. с 4" /?о. с (^вх Лх)*	(2-8)
Для фиксированной температуры (/пар может быть скомпенсировано путем выбора соответствующего значения 7?к, но при изменении температуры компенсация будет нарушаться, при этом Д£7пар будет определяться приращением температуры и температурными коэффициентами атт, hair-
Таким образом, для уменьшения аддитивной составляющей статической погрешности важно снижение не столько смещения нуля и входных токов, сколько их температурных коэффициентов, т. е. температурного дрейфа.
2.2.	УВЕЛИЧЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ
И КОЭФФИЦИЕНТА ОСЛАБЛЕНИЯ СИНФАЗНОГО СИГНАЛА
При увеличении коэффициента усиления ОУ /Су за счет дополнительных каскадов ухудшаются другие параметры (в первую очередь, время установления). В связи с этим в современных ОУ стремятся обеспечить требуемое значение /Су, используя всего гдва каскада с усилением по напряжению—входной и выходной, при этом каждый из них должен обладать очень большим усилением.
Входные каскады строятся по сложным дифференциальным схемам, но в силу их симметрии для анализа величины /Су достаточно рассмотреть только одно плечо каскада. В простейшем случае его схема эквивалентна каскаду с ОЭ (рис. 2.3), для которого коэффициент усиления
^^7?H/[ra + r6/(l+₽)],	(2.9)
где —сопротивление "базы; гэ—сопротивление эммитер-ного перехода; p = /i213—коэффициент усиления транзистора по току в схеме с ОЭГ
Так как
гэ«Фг//к; /?„ = (£п—t/c)//K; r6<^ r3 (1 +0), величину /Q можно представить следующие образом:
Кг « (£n-t/K)/<pr,	(2.Ю)
где фг = 0,026 В—температурный потенциал.
Если фиксировать (7К, то не зависит от /к. Минимальное напряжение на коллекторе относительно эмиттера не может быть менее 0,7 В, так как в противном случае отпирается коллекторный переход. Таким образом, предельное усиление каскада с ОЭ с пассивной нагрузкой ограничено значением напряжения питания. При Еп=15 В К! С 450.
Рис. 2.3
Существенного увеличения^х схемы с ОЭ можно достигнуть, заменив пассивный^резистор /?н активной нагрузкой, например так, как показано на рис. ,2.4. В такой схеме в режиме холостого хода сопротивление нагрузки равно сопротивлению коллекторного перехода транзистора г' в схеме с ОЭ и практически не зависит от Еп и UK.
Усиление такого каскада
2<х да </2гэ « (1	3) . 10\	(2.11)
Отношение г'к/г3 определяется топологическими параметрами и технологией изготовления транзисторов и практически не зависит от /к.
Еще большее значение можно получить, применив каскодную схему с иОЭ с каскодной нагрузкой, как показано на рис. 2.5, а (где потенциалы Е± и Е2 фиксированы). Для такой схемы выходное сопротивление равно /к/2« ^Гк(1+Р)/2 {гк—сопротивление коллекторных переходов транзисторов Т2, Т3) при той же крутизне каскада, равной 1/гэ. Поэтому
/<1^гк/2гэ = г'(1+Р)/2гэ.	(2.12)
Отношение гк/г9 определяется внутренними свойствами транзистора и очень слабо зависит от его режима. Таким 3*	35
способом удается получить равный (0,3—2)-1б5, т. е. значение, которое в большинстве случаев достаточно для всего ОУ. Однако возможно и дальнейшее увеличение усиления за счет компенсации сопротивлений гк транзисторов Т2 и Т3. Этого можно достигнуть, видоизменив схему, как показано на рис. 2.5, б. Изменение тока базы Т3, вызванное конечным значением его гк, через транзистор Ть пере-
дается в эмиттер Т2, компенсируя это "изменение. Аналогично компенсируется ток базы Т2 с помощьюТ6. В результате выходное сопротивление каскада и его усиление возрастают по крайней мере на хюрядок и последнее может превышать 106. Перечисленные способы увеличения применимы и к дифференциальным каскадам.
Отметим, что при реализации ОУ в одном кристалле из-за тепловой обратной связи между выходными и входными транзисторами трудно получить Лгу более (2—5)-103. Только при тщательно рассчитанной топологии, обеспечивающей одинаковые температурные условия для обеих половин входного дифференциального каскада (независимо от изменения мощности, выделяемой выходным каскадом), удается увеличить Ку до (0,2 —10)-106 [23].
В схемах на рис. 2.4 и 2.5 увеличение усиления достигается за счет увеличения выходного сопротивления каскада. Крутизна каскада
S = Д/вых/Д£/вх « 1/гэ « /К/Фг	(2.13)
остается при этом неизменной. Ее увеличение за счет /к не изменяет усиления, так как гк и г' обратно пропорциональны /к. Однако при соответствующем /к можно обеспечить 36
Требуемое значение 2?вх, что вйдно из следующего соотношения:
Явх. & Лб + Фг(1 +Р)/Лс ~ /б+Фг/Лх- (2-14)
При введении резисторов R3 в эмиттерные цепи каскада уменьшаются крутизна и усиление и, кроме того, появляется зависимость от коллекторного тока, так как
5=1/(гэ+/?э)«/к/(Фг+ад,
но при /к^>Фг/^э S практически перестает зависеть от /к.
При применении в качестве 7\ (см. рис. 2.4) полевого транзистора его крутизна зависит от тока стока /с следующим образом:
s=s0/7jFa,
где So и /0—соответственно крутизна и ток стока при напряжении затвор — исток U3. и, равном нулю.
Отсюда видно, что если
Дс/фТ > *Sq ЛУЛ),
то крутизна и усиление каскада с полевыми транзисторами оказываются меньше крутизны и усиления каскада с биполярными транзисторами. При равенстве IZ=IK крутизна полевого транзистора с уменьшением /с убывает медленнее, чем биполярного. Поэтому при очень малых /с, т. е.
/с < ЗоФг/Л 20 4- 40 мкА, крутизна полевого транзистора может оказаться выше крутизны биполярного транзистора. Однако такой режим требует большого значения 1/3<и и в ОУ практически не применяется.
Как правило, входные каскады имеют очень высокое 7?вых, поэтому часто на его выходе приходится применять разделительные эмиттерные повторители (ЭП). Однако если даже включить последовательно два-три каскада ЭП, то их входное сопротивление (при том же /к, что и во входном каскаде) не может быть более гк, что вызовет уменьшение усиления схемы на рис. 2.5, а примерно на 30% и схемы на рис. 2.5, б примерно на порядок. Усиление удается полностью сохранить, если на выходе включить каскад на МДП-транзисто-рах, при этом надо только учитывать, что МДП-транзисторы обладают меньшей крутизной, чем биполярные (при том же токе), поэтому они вносят полюс в передаточную функцию ОУ на меньших частотах, что может оказаться недопустимым для быстродействующего ОУ.
Аналогичные принципы увеличения коэффициента усиления применяют и при построении выходных каскадов ОУ.
37
Выбор структуры как входного, Так И выходного каскадов производится не только с учетом требуемого /Q, но и ряда других факторов, в том числе быстродействия ОУ. Конкретные схемы усилительных каскадов будут рассмотрены в гл. 4.
Большой /<у (около 108), необходимый для построения интеграторов, достигается обычно за счет введения дополнительного усилителя так, что общее усиление ОУ на постоянном токе равно произведению коэффициентов усиления обоих усилителей.
Остановимся теперь на проблеме увеличения с.с- Предварительно найдем величину Ко, с. с Для простейшей схемы входного дифференциального каскада на биполярных транзисторах по схеме на рис. 2.6. Вначале рассмотрим случай несимметричного выхода, например, между точкой / и нулем (землей) сигнальной цепи. Как известно,
^О. С.С 1 ^ДИф l^CH 1»
где ^Сдиф i И Кса г—соответственно коэффициенты усиления дифференциального и синфазного сигналов.
Если /?э1 = /?э2 = /?э, то
^диф 1	^Hi/2 (R3 + гэ).
Величина /Ссн t определяется несколькими составляющими. Одна связана с прямым прохождением синфазного сигнала Uсн через сопротивление коллектор—база (г^) в точку 1. Эта составляющая в первом приближении дает
Синфазный сигнал вследствие конечности сопротивления генератора тока в эмиттерной цепи Rr.T = Ro вызывает протекание через него тока /сн ~ ^сн/^г. т- При симметрии обеих половин каскада этот ток вызовет в точк е 1 напряжение
~ UСН^Н1/2 Rr. Т-
Кроме того, необходимо учесть несимметрию коэффициентов обратной связи р транзисторов. Под р понимается отношение приращения напряжения, передаваемого из коллекторной цепи в цець базы, к приращению коллекторного напряжения. Значение р очень мало (10“4 —10~3) и обычно не учитывается в расчетах, но для определения К0.с. с этот коэффициент имеет существенное значение. Составляющая 38
напряжение в точке /, вызванная этой причиной,
Д(/н3 « UCHRnl (р2—Н1Жэ + гэ) =	+ гэ).
Просуммировав все составляющие AUKi и разделив на Uc„, получим:
~ ЯН1 [!/<! — 1/2/?г.т4-Д|х/(Яэ4-гэ)].
Разделив найденное значение /Сдиф х на Ксп1, получим:
Ко.с.с1» 2(/?э + гэ)(1/2/?г.т-1/г'1)-2Дц '	(2Л5)
Таким образом, для увеличения Ко, с. с i (ПРИ несимметричном выходе в схеме на рис. 2.6) необходимо увеличивать -сопротивление генератора тока в эмиттерной цепи, выбирать малое или равное нулю 7?э и обеспечивать максимальную идентичность транзисторов, что способствует снижению Др.
Если используется симметричный выход (между точками /, 2), то можно дополнительно увеличить Ко, с. с- При расчетах будем предполагать, что несимметрия обеих половин каскада мала. Это позволяет учитывать только величины первого порядка малости, при этом
АдИф ~
Составляющая выходного напряжения (между точками 1 м2), обусловленная /7СН и несимметрией равна:
А^вых 1	Мн Агк/(^к)2*
Несимметрия входных сопротивлений 7?вх со стороны эмиттеров приводит к тому, что ток /сн распределяется между ветвями /?э1 и Т?э2 обратно пропорционально входным сопротивлениям, поэтому
А^вых 2 ~ (А ^2) # Лен ~ сн &^вх^ц/Лвх’ где
/?вх #э + гэ + гб/(1 +Р)‘,
Д /?вх	Д R3 + Дгэ + Д гб/( 1 + Р) + Дргб/( 1 + р).
Несимметрия RH и р вызывает соответственно следую* щие составляющие:
Д^вых з ~ t/сн	Т^н»	вых 4 ~ Uсн^н Ам7(^?э4” гэ)-
Просуммировав все Д(7ВЫ^/ и разделов на (7рн, найдем /<сн, а затем К0.с.с:
, А>?э + ДГэ + А/-б/(1 + Р) + ЛРгб/(1 +Р)1	Агк I д!’1 (2Л6)
т ------/?? + г, + г0/(1 + р)	J (f^J	•
39
Отсюда видно, что при симметричном выходе и идентично ти обеих половин каскада обеспечивается 7<0. с. с=°° даже при небольшом 7?г-т. С учетом некоторой несимметрии для увеличения Ко. с.с необходимо увеличивать 7?г. т и уменьшать R3.
Для увеличения 7?г. т вместо генератора тока на одном транзисторе (рис. 2.7), сопротивление которого 7?г т «/-,[, можно [применить каскодную схему на рис. 2.8, которая обеспечивает /?г-т « rK = r^(l+Р)- Еще большее сопротивление обеспечивает генератор тока с применением допол-нительното-ОУ для стабилизации тока МОП-транзистора, как показано на рис. 2.9. Здесь весь ток /сн проходит через 7?! и благодаря глубокой обратной связи
Кг.т rc4"^i О +^Су),
с общим истоком.
Если 7?! = 50 кОм, 7^=10’, то 7?г. т>5-10* Ом. При таком 7?г.т согласно (2.16) К0.с.е определяется главным образом г'к, Ьг'к и Дц. При интегральной технологии предельное значение 7?г.т обычно значительно меньше из-за неидеальности изоляции. В (2.16) утечки через изоляцию не учитывались.
Значительное увеличение 7<0.с.с удается достигнуть путем применения дифференциального каскада со следящей связью, например, показанного на рис. 2.10. Здесь эмиттерный повторитель (на 7\) с помощью цепи 7?к, Дг и транзисторов 7\, Т3 поддерживает напряжение между базами и коллекторами Т2, 7\ близким к нулю независимо от изменений синфазной составляющей Uc„ = (t/t + U2)/2. Благодаря этому в выражении для К0.с. с исчезает член, обусловленный коэффициентом обратной связи р; составляющая, вызванная протеканием тока через г'к, в транзисторах Т2, Т4 резко ослабляется, как и в 7\, Та, она определяется величинами гк и Аг„ (а не г'к и Дг([), так как эти транзисторы имеют в эмит-40
'ГёрйЬгё цепях очень боЛыййе coiipotHbлёния, 1. е. работаю^ в схеме с ОБ.
Расчет, аналогичныfi приведенному выше, дает следующие приближенные выражения для Ко. с> с:
К°- с- С1 ~ 2(/?9 + гэ)(1/27?г.т-1/гк)	(2’17)
— при несимметричном выходе,
А/?э+Аг»+Агб/(1 + Р) + Аргб/(1 +Р) /?э+Гэ + Гб/(1 + Р)
(2,18)
— при симметричном выходе (между точками 1 и 2).
Существуют и другие типы схем входных каскадов, в которых увеличение Ко, с, с достигается за счет стабилизации напряжений коллектор—эмиттер входных транзисторов, подобно тому как это происходит в схеме на рис. 2.10.
Использование на входе полевых транзисторов приводит обычно к уменьшению Ко, с. с, так как разброс их параметров даже при интегральной технологии заметно больше, чем у биполярных. Расчет схемы на рис. 2.11 приводит к следующим выражениям:
<2J9>
ГС\ГС	/	\ Аг. т гз. с/\ 'с /
— при несимметричном выходе и
^о.с.с»2/Дгс , Д5\,___1 /Д/?, , Д3\ Дг3,с (2-20>
гг \ гс $ J 2Т?Г< т \ 7?и S J с
41
*  йрй сйммётрйчном выходе, гдё >*с—сбпрбтййлёнйе стока; г3. c-сопротивление затвор—сток.
Для схемы со следящей связью (аналогичной схеме на рис. 2.10, но при замене Т2 и Т4 на полевые транзисторы); т. е. при фиксации напряжения сток—исток, Ко, с. Ci и /(0. с. с удается значительно увеличить. Выражения для них имеют следующий вид:
Ao.c.ci ~ т —2/гк * 3_____________________________
о. с. с]~ (Д/?н//?н-Д5/5)//?гЛ-Дгк/гк‘
(2.21)
(2.22)
Помимо повышения индентичности обеих половин схем
О. с. с
и применения схем со следящей связью для увеличения Ко, с. с может быть применена внешняя компенсация, как показано, например, на рис. 2.12* При изменении сопротивления потенциометра изменяется соотношение синфазного , сигнала в точках 1 и 2, поступающего через высокоомный резистор Л?3 с^движка потенциометра /?4. Таким путем удается скомпенсировать составляющую t/вых, обусловленную синфазным сигналом, т. е. обеспечить Ксн —+ 0 и К0.с.с—>°°. Смещение нуля по постоянному току, которое может быть вызвано регулировкой /?2, компенсируется с помощью подстройки	Ана
логичная компенсация несимметрии может бы гь осуществлена и в других схемах входных дифференциальных каскадов. Однако полная компенсация не может быть достигнута, так как уменьшение Ко. с.с может быть вызвано нелинейностью схемы, т. е. значение К0.с. с будет различным для разных значений синфазного сигнала. Чтобы уменьшить нелинейные эффекты, необходимо применение транзисторов, рассчитанных на значительно большее коллекторное напряжение, чем заданный диапазон синфазного сигнала. Кроме того, потенциалы генератора тока в эмит-терной (или истоковой) цепи и выходные потенциалы долж-
ны лежать вне этого диапазона.
Существует еще одна возможность увеличения Ко. с. с» основанная на построении ОУ по структуре с периодической компенсацией дрейфа нуля. На этом вопросе остановимся далее при рассмотрении ОУ ПКД.
42
Отметим, что полученное выше выражение для оценки Ко, с. С1 и ^0. с.с пригодны только при сигналах ПОСТОЯННОГО тока и низкой частоты. С ростом частоты сигнала происходит уменьшение этих коэффициентов. Это связано в первую очередь с тем, что генератор тока имеет паразитную емкость относительно земли Сг т, а коллекторный переход—емкость Ск, которые на высоких частотах шунтируют соответственно /?г. т и гк, что, как видно из приведенных выражений, снижает значения K^c.ci и 7С0. с. с- Влияет также несимметрия емкостей СК1 и Ск2, емкостей эмиттерных переходов, а также емкостей нагрузки.
Для расширения диапазона частот, в котором сохраняется требуемое значение К0.с. с> необходимо применять транзисторы с минимальными емкостями переходов и обеспечивать максимальную идентичность обеих половин схемы.
2.3.	УМЕНЬШЕНИЕ СМЕЩЕНИЯ И ДРЕЙФА НУЛЯ
Рис.12.13
Наиболее простым и самым распространенным способом снижения ЭДС смещения ОУ £см и ее дрейфа является построение входного гкаскада по симметричной дифференциальной схеме. Простейшая схема такого каскада приведена на рис. 2.13. При строго идентичных транзисторах и = значение £см = 0 (т. е. ^вых = 0 при f/Bx = O) независимо от окружающей температуры или времени наблюдения, т. е. аЕт — 0 и aEt = 0. В реальных схемах входные транзисторы всегда несколько отличаются друг’ от друга, что приводит к появлению £см, а также температурного и временного дрейфа нуля. Для биполярных транзисторов г£см определяется разностью напряжений U^t9 первого и вто-
рого транзисторов дифференциальной пары и приближенно равно:
(2.23)
где k= 1,38-1СГ23 Дж/К—постоянная Больцмана; Т—абсолютная температура; q = 1,6-10”19 Кл—заряд электрона; /э1, /э2 — эмиттерные токи соответственно первого и второго транзисторов 7\ и Т2; 7Г1, 1Т2—тепловые токи соответственно транзисторов 7\ и 7\.
43
Обычно во входном каскаде /Э1^/Э2, поэтому ЕС1Л определяется разбросом тепловых токов, обусловленных неиден-тичностью площадей переходов и концентрации примесей при изготовлении транзисторов.
Само гпо себе £см может быть легко скомпенсировано путем либо разбаланса дифференциального каскада, либо введения на вход компенсирующей ЭДС соответствующей полярности. Однако величина £см в значительной мере определяет температурный дрейф каскада. В первом приближении [4]
(2.24)
В связи с этим при изготовлении ОУ по интегральной технологии снижению Есм уделяется большое внимание. Усилия разработчиков направлены как на совершенствование технологии и повышение геометрической точности изготовления входных транзисторов, так и на совершенствование топологии схем. В частности, применяется параллельное включение нескольких пар входных транзисторов. При соответствующем расположении этих пар удается усреднить разброс их параметров и температурные условия. В результате снижается как Ecw, так и дрейф нуля. Следует отметить, что значительную долю в снижении £см и аЕТ могут внести резисторы (на рис. 2.13 и /?2), определяющие отношения коллекторных токов в каскаде (за счет глубокой обратной связи в РУ). Положив в (2.24) /Г1 = /Г2, будем иметь
%T = 41nr-«2001g^-,	(2.25)
Ч 2 92	1К2
причем аЕТ выражен в мкВ/К.
За счет внешней отрицательной обратной связи поддерживается следующее равенство:
^91/^92 Лс1/Лс2
вследствие чего разброс отношения RJRi на 10% с учетом (2.23) и (2.25) приводит к £см^3,2 мВ и а^г^8мкВ/К. Отметим, что при точном равенстве /Э1=/Э2 значение аЕТ не равно нулю из-за влияния неучтенных в (2.25) факторов.
Уровень технологии 1977—1978 гг. позволял получать интегральные ОУ на биполярных транзисторах с Есм менее 1 мВ и авг = 0,2 4-2 мкВ/K. При менее отработанной технологии типичными значениями являются Есм = 3 4-6£мВ, aFr = 3 4-10 мкВ/K-
Зависимость дрейфа нуля от отношения токов в дифференциальном каскаде делает нежелательной балансировку 44
нуля за счет коллекторных нагрузок, например компенсация £см = 5 мВ вызовет аЕТж 17 мкВ/K. Балансировка нуля путем регулировки отношения эмиттерных сопротивлений не вызывает изменения /к1//к2 и, следовательно, аЕТ.
Но если известен температурный дрейф и имеется возможность регулировать и Т?2, то это позволяет компенсировать дрейф. Требуемый разбаланс можно определить на основании (2.25):
(/k1-/k2)//k1 ~	(2.26)
Однако на значение дрейфа влияют факторы, которые не учтены в (2.25) (в частности, дрейф последующих каскадов), поэтому разбаланс резисторов согласно (2.26) уменьшает дрейф только в 3—5 раз.
Более точную компенсацию мо' но осуществить по приводимому ниже методу. Для этого измеряют при нормальной температуре Есм 0 и Бем о соответственно при неизменных Rr и /?2 и при разбалансе одного из них примерно на 10% путем введения последовательно А/?о* Затем измеряют Есм т и Есм т ПРИ изменении окружающей температуры-на АТ. На основании этих данных можно найти температурный дрейф без А/?о:
A7?CM о/АТ* = (^см 7 ^см о)/АТ,
и при включении А/?о:
АБ*См r! &Т — (^см 1	£см о)/АТ.
Так как при малых изменениях Ri/R2 изменение дрейфа линейно зависит от А/?о, можно считать, что требуемое приращение для компенсации дрейфа
___ AECM o/Af________ _ А п _____^см Т ^см о______
ЛК°А^с;0/А^“А/Лм7?/А^ ^E™t-Ecmq-E^t + E'cmo-
(2.27)
Если значение А/? оказывается отрицательным, то это означает, что А/? следует ввести последовательно не с а с R2. Такой метод позволяет за один цикл прогрева снизить дрейф более чем^в 10'раз, при этом, так как значение дрейфа очень слабо зависит от температуры, хорошая компенсация обеспечивается в широком диапазоне температур.
Естественно, что подобная термокомпенсация при индивидуальном прогреве каждого ОУ очень трудоемка, но она проще, чем изготовление и настройка ОУ с преобразованием сигнала. Если ввести автоматизацию для определения компенсирующих А/? и проводить прогрев 50— 100 шт. ОУ, то трудоемкость резко снижается и стоимость ОУ увеличивается незначительно.
Отметим, что изложенный метод может быть применен и гдля стандартных интегральных ОУ, у которых имеются внешние выводы для установки нуля путем изменения соотношения токов во входном диф-
45
ференциальном каскаде. Например, в схеме, показанной на рис. 2.14, при изменении соотношения плеч потенциометра /?уст 0 изменяется отношение коллекторных токов /ь /2 входного каскада и тем самым компенсируется Есм. Если в схему такого ОУ ввести дополнительную установку нуля путем подачи на один из входов компенсирующего напряжения £см. «ом, то потенциометр /?уст 0 можно применить для компенсации ДЕсм/АТ. Для этого следует измерить дрейф нуля авт ПРИ положении движка ^уст о, соответствующем ЕСм = 0 при комнатной температуре (без дополнительной установки нуля). Затем при комнатной температуре производят разбаланс Есм на ДЕСМ « (1 -т-3) мВ и снова определяют авт- После этого движок/?усто устанавливают в положение, при котором £См. ком —(аЕт1аЕт) АЕСМ. (2.28)
Здесь Есм. ком выражено в милливольтах и определяется с учетом знаков температурных дрейфов.
Такое положение /?уст 0 в первом приближении должно обеспечить нулевой температурный дрейф. Практически температурный дрейф снижается более чем на порядок. Установка нуля производится, как отмечалось ранее, дополнительным напряжением, вводимым последовательно с одним из входов ОУ.
Изложенный метод требует двукратного прогрева: первого—для определения значения дрейфа нуля, второго — для измерения чувствительности дрейфа к регулировке потенциометра. Если вместо обычного потенциометра /?уст 0 ввести калиброванный многооборотный потенциометр, то можно ограничиться однократным прогревом. Сначала при окружающей температуре 7\ потенциометр устанавливается в такое положение, при котором ЕСмо = О, и записывается по шкале положение потенциометра аь затем при гой же температуре записывается положение потенциометра а2, при котором ЕСмо=1 мВ. После этого производится прогрев усилителя до температуры Т2 и определяются смещения нуля EqmT, £смт соответственно для положений потенциометра и а2. Полученные данные позволяют найти
аЕТ — (^см Т — ^см о)/(^2 —	аЕт — (^см т— ^см о)/(Т’г— ? 1)
и рассчитать по (2.28) ЕСм. ком- После этого вместо многооборотного калиброванного потенциометра может быть включен обычный потенциометр и с его помощью (при Т = Т\) установлено найденное значение ЕСм. ком, что и обеспечит компенсацию температурного дрейфа. Применяя компенсацию температурного дрейфа, не надо забывать, что температурный 46
Дрейф выходного напряжения ОУ в реальной схеме определяется нё только величиной аЕТ> но и зависимостями его входного тока а1Т и разности входных токов ДаУГ от температуры. Для схемы на рис. 2.2, как следует из (2.6)—(2.8),
“ д7>1Х = а/г^к^о. с X	^~аТт^о. с— авт(^о, с 2"^+^’
или, если обеспечено
<=0Л *о.с
Л//	/	п 1
д j-- = (а/Г — л!т) Ro.c — aHT\Ro. с 2 ф +1
Отсюда видно, что если обеспечено неравенство
то дальнейшее снижение аЕТ становится бессмысленным.
В тех применениях ОУ, где требуются высокоомные ре* зисторы в цепи обратной связи и на выходе ОУ, оказывается выгоднее для снижения температурного дрейфа (/вых использовать ОУ с полевыми транзисторами во входном каскаде, ^что обеспечивает л значительно меньшие входные токи, чем^при биполярных транзисторах, но приводит обычно к увеличению Есм и аЕт.
. Известно, что аЕТ одиночного полевого транзистора [4,14] состоит из двух составляющих, связанных с изменением контактного потенциала и подвижности основных носителей:
аЕТ -2,2 + 3,5 • 10~3 ((/0-U3, й),	(2.29)
где —напряжение отсечки; U3tli—напряжение затвор — исток, причем аЕТ выражен в мВ/К-
Из (2.29) видно, что при
^з.и=*^о—0»63В аЕТ^0.
Однако напряжение отсечки имеет значительный разброс, поэтому в ОУ, как правило, аЕТ снижают не только за счет выбора режима вблизи точки компенсации аЕГ, сколько за счет идентичности характеристик транзисторов в дифференциальной каре.
Для дифференциального каскада в соответствии с (2.29) имеем
аЕТ = 3,5 • IO’3 (At/0—AU3. и),
47
где А(/о— разйость Напряжений отсечки Транзисторов дифференциальной пары; Л(73. и — рассогласование напряжений транзисторов дифференциальной пары, необходимое для равенства их токов стоков. Отсюда следует, что рассогласование UQ и (/3.и на 1 мВ приводит к а£г = 3,5 мкВ/K, что близко к дрейфу биполярных транзисторов (3,3 мкВ/K) при рассогласовании (/б>9 на 1 мВ. Однако хорошее согласование {/0 и ^з.и связано со значительно большими трудностями, чем согласование напряжений (/б>э. Обычно не удается снизитьаА(/0 и А(/3. и (т. е. £см) ниже 15—30 мВ без специальной подгонки даже при интегральной технологии, при этом аЕТ достигает 50—100 мкВ/°С.
Значительную составляющую в \аЕТ (даже при строго идентичных транзисторах) может внести разбаланс токов стоков /с из-за неравенства сопротивлений нагрузок. Известно [4], что аЕТ может быть выражен через разбаланс /с в следующем виде:
айг = 3,5-10~3 ({/01	(2.30)
^ВТ~ 2,2	ICJI с, ком 1	^с. кома) >	(2.31)
где /0/—ток через i-й транзистор при (73.и==0; /с.ком,— ток стока, соответствующий условию компенсации его температурного дрейфа, причем
/с.ком~0,4/0/(Л2-
Индекс 1 или 2 означает принадлежность параметра соответствующему транзистору.
Из (2.30) и ((2.31) следует, что разбаланс /С1 на 1% относительно /с2 (или R2 относительно Л\) приводит к аЕтж ж 11 мкВ/K- Напомним, что аналогичный разбаланс при биполярных транзисторах вызывает аЕТж 0,8 мкВ/K- Отсюда ясна необходимость для полевых транзисторов равенства = с высокой точностью. Кроме того, полезно выбирать /с близкими к /с.ком, так как в этом случае дрейф каскада определяется разностью малых значений аЕТ каждого транзистора. С учетом того, что подкоренные выражения в (2.31) примерно равны единице, это равенство может быть приведено к следующему:
аЕТ ~	Н1(Л1/Л:2 1)«	(2.32)
Для компенсации аЕТ за счет разбаланса токов стоков может быть полностью применен метод, приведенный выше для биполярных транзисторов, с той разницей, что разбаланс сопротивлений нагрузки должен производиться на меньшее значение (например, на 1%). В интегральных ОУ 48
с пленочными резисторами нагрузки путем лазерной под* гонки последних удается получить аЕтж 1 мкВ/K- Отметим, что при использовании полевых транзисторов компенсация аЕТ достигается в меньшем диапазоне температур, чем для биполярных транзисторов, так как у полевых транзисторов наблюдается большая зависимость аЕТ от температуры. При компенсации аЕТ за счет разбаланса /с необходима установка нуля Есм, которая не изменяет выбранное соотношение /с1//с2, например, путем введения потенциометра между истоками транзисторов аналогично /?4 в схеме на рис. 2.12.
В ОУ с МДП-транзисторами на входе Есм и аЕТ обычно в несколько раз выше, чем при применении полевых транзисторов с р-и-переходом. Совершенствование интегральной технологии таких ОУ позволяет приблизить значения £см и аЕТ к значениям, типичным для полевых транзисторов с р-п-переходом. Например, в [15] сообщается о получении интегральных пар n-канальных МОП-транзисторов с £см ^10 мВ. Методы снижения аЕТ для МДП-транзисторов такие же, как и для полевых с р-п-переходом.
Рис. 2.15
Рассмотрим другой метод компенсации аЕт с помощью дополнительного термозависимого элемента. Схема приведена на рис. 2.15. Компенсация основана на том, что часть напряжения с диода (которое уменьшается с увеличением температуры на 2 мВ/К) подается через /?б, /?2 в цепи стоков транзисторов 7\, Т2. Если движок потенциометра R2 стоит в левом положении, то это напряжение будет чей влиять на 1/х и значительно *й на U2f если он стоит в приложении, то, наоборот, большее чяние будет на U2, Таким образом, происходит изменение температурного дрейфа этих напряжений. Очевидно, что при соответствующем значении /?5
существует положение /?2, ПРИ котором дрейф, обусловленный транзи-сюрами Тъ Т2 (если он не слишком велик), компенсируется составляющей, подаваемой с диода.
Регулировку схемы производят следующим образом. Сначала при комнатной температуре То, закороченных входах и отключенном /?б производит установку нуля (£см = 0) с помощью /?3. Затем включают /?6 п, регулируя /?б, добиваются нулевого падения напряжения на £б, при Этом смещения нуля не произойдет, так как через /?б не будет протекать ток независимо от положения R2 (при (7Вых = ^)* После этого 4 № 983	4'9
каскада с такой компенсацией температурной зависимости Есм
ГфоиЗводят прогрёб усилителя До температуры tmax, при этом уменьшается напряжение на диоде, что приводит к появлению зависимости ^вых от положения R (т. е. Есм). Регулируя устанавливают ^вых = 0. В результате смещение нуля оказывается скомпенсированным для двух значений температур То и Ттах. Так как зависимости ЕСМ(Т) и Uд(Т) мало отличаются от линейного закона, компенсация аЕт обеспечивается в сравнительно широком диапазоне температур.
Отметим, что при значительном изменении синфазного сигнала может нарушиться условие компенсации.
Существует большое разнообразие схем компенсации дрейфа с помощью дополнительного термочувствительного элемента, подобных приведенной на рис. 2.15. Но все они оказываются менее эффективными,! чем симметрирование входной пары транзисторов дифференциального каскада. Это объясняется тем, что, применяя дополнительный элемент, труднее обеспечить равенство его температуры и транзисторов дифференциального каскада, чем равенство температур в обеих половинах последнего.
В тех случаях, когда требуются предельно малые значения £см и аЕТ, оказывается целесообразным переходить к структурам ОУ с преобразованием сигнала. Остановимся
Рис. 2.16
сначала на ОУ МДМ, т. е. на ОУ, содержащем канал с модуляцией, усилением на переменном токе и последующей демодуляцией сигнала. Структурная схема ОУ МДМ приведена на рис. 2.16. Она состоит из двух параллельных каналов: верхних частот—на пассивной цепи	и посто-
янного тока и нижних частот—с модуляцией и демодуляцией сигнала (МДМ). С помощью входного фильтра Фх из входного напряжения (/вх выделяется сигнал постоянного тока и низких частот, который подвергается амплитудной моду* ляции модулятором М. Переменная составляющая с его выхода усиливается усилителем переменного тока У и затем с помощью демодулятора ДМ подвергается синхронной де-50
модуляции и фильтрации выходным фильтром Ф2. В результате на выходе МДМ (выходе Ф2) восстанавливаются постоянная составляющая и низкочастотная составляющая t/BX, но усиленная в /Смдм (коэффициент усиления канала МДМ) раз. Выход МДМ подключен к неинвертирующему входу основного ОУХ. Для управления работой М и ДМ служит генератор управляющих напряжений ГУ частоты преобразования /пР.
При такой структуре ОУ его ЭДС смещения Есм и температурный дрейф нуля аЕТ можно представить в виде следующей суммы:
£см = £см.м + ^см i + ^СМ с4"^СМ. дм + ^см.у>	(2.33)
аЕТ^аЕТ	i~VaET С~\~аЕТ n.w^aETy (2.34)
Знаки отдельных ссставлякщих загисят от случайных факторов. Здесь взята их сумма, чтобы оценить гаихудший случай.
Составляющие £см.м и я£Гм характеризуют смещение нуля и температурный дрейф модулятора; £см/ и аЕТ[ связаны с протеканием через входные цепи входного тока модулятора; ЕсмС и аЕТС обусловлены паразитной емкостью между выходом генератора импульсов и входной цепью Едм и аЕТлм вызваны демодуляцией паразитных напряжений, имеющих место на выходе усилителя переменного тока при С/вх = 0. Последний член обусловлен смещением нуля и входными токами основного усилителя ОУГ Рассмотрим каждую из этих составляющих.
В зависимости от типа модулятора М значения £см.м и аЕ1 м могут колебаться в широких пределах. В настоящее время считается общепризнанным, что наилучшие результаты обеспечивают модуляторы, выполненные на МОП-тран-зисторах, поэтому в дальнейшем не будем рассматривать М и ОУ МДМ, выполненные на базе других элементов. В МОП-транзисторах обеспечивается практически идеальная изоляиия цепи управления затвора от канала и отсутствует остаточное напряжение. Поэтому при условии, что в объеме модулятора нет градиентов температур, его £см,м и аЕтм равны нулю.
Однако всегда существует некоторая неравномерность распределения температуры в пределах М, т. е. температура точек соединения кристалла с внешними выводами не строго одинакова, что приводит к появлению термо-ЭДС, которая и определяет Есм^ м, аЕТ м. Значение термо-ЭДС пары кремний — золото (или кремний—алюминий) достигает 300 мкВ/К. Однако внутри кристалла модулятора при	не происходит выде-
ления тепла, поэтому перепад температур может быть вызван только 4» 51
внешним потоком тепла. Последний возникает, если с одной стороны
находится (рис. 2.17) тепловыделяющий элемент А с температурой, на ДТ
большей температуры Tf противоположной стороны Л4. Чтобы оценить
термо-ЭДС, в этом случае^можно считать, что Т\ определяется соотношением теплового сопротивления	между А и точкой 1 и тепло-
т2+дт
- Золото
Рис. 2.17
К т2
М (кремний)
вым сопротивлением Rti2 между точками / и 2 кристалла (точками 1 и 2 обозначены точки подключения внешних выводов к стоку и истоку МОП-транзистора; для простоты М считаем состоящим из одного ключа), при этом
T’l—Т’г ~ Д^Т12/(^Т, ЛЛ1 + ^Т12)
Практически удается снизить ДТ до 1—5 К, а /?т12/#т, AM ~~ Д° 10-3 —10-4, что при термо-ЭДС, равной 300 мкВ/K, соответствует Есм. м = 0,03 ч- 1,5 мкВ. При соответствующей топологии ОУ и применении специальных мер для выравнивания температуры вокруг М зна~ чение Есы модуляторов на МОП-транзисторе может быть снижено до единиц нановольт. Отметим, что источником термо-ЭДС являются не только точки соединения кристалла с внешними выводами. При использовании корпусных элементов, ножки которых обычно делаются из ковара, значительная термо-ЭДС может возникать в точках соединения ножек с медными проводниками (термо-ЭДС ковар-медь около 25 мкВ/К)* Так как тепловое сопротивление между этими точками во много раз больше сопротивления /?Т12 кристалла, эта составляющая может достигать 10—20 мкВ. Радикальной мерой снижения термо-ЭДС является применение теплового шунта между точками спаев выводов транзистора с медными проводниками, в результате чего резко снижается тепловое сопротивление между этими точками, а значит, и перепад температур и термо-ЭДС. Тепловой шунт может быть выполнен из тонкой изоляционной пластины (например, слюды) или пленки с хорошей теплопроводностью, по обе стороны которой должна быть нанесена металлизация или приклеена медная фольга. Точка соединения ковара с медью в цепи стока образуется путем пайки к одной стороне металлизированной поверхности, а точка соединения истока — путем пайки к противоположной стороне металлизированной поверхности. В результате между обоими спаями обеспечивается очень низкое тепловое сопротивление и практически отсутствует разность температур. Как показали эксперименты, тепловой шунт, выполненный из слюды толщиной 0,05 мм с приклеенной медной фольгой 4x4 мм, обеспечивает снижение Есм. м модулятора на транзисторе КП350 с 5 до 0,03 мкВ.
Для снижения уровней термо-ЭДС большую роль играет симметричное расположение точек соединения разнородных проводников (источников термо-ЭДС) относительно элементов, выделяющих тепло. При модульном изготовлении высокочувствительных ОУ следует помещать модулятор в теплоизолирующий корпус.
52
Температурный дрейф аЕТ в модуляторе на МОП-тран-зисторе практически равен нулю, если только при изменении внешней температуры не происходит изменения градиентов температур, т. е. разность температур "между отдельными точками не изменяется. Так как внутри модулятора нет источников выделения теплоты, то повышение (или понижение) окружающей температуры не вызывает внутри модулятора появления дополнительной разности температур, но практически изменение температуры корпуса может происходить неравномерно, что приводит к появлению термо-ЭДС и аЕт^ При выполнении модулятора из дискретных элементов и без термошунтов аЕт^ может достигать 0,2—0,5 мкВ/K- Применение термошунтов позволяет получить аЕТи < 5 нВ/К.
Отметим, что аЕТ м определяется в результате измерения £см, м для двух постоянных температур после окончания тепловых переходных процессов. Значительно большее смещение нуля обычно возникает за счет быстрого изменения температуры. Как отмечалось ранее, это свойство целесообразно оценивать параметром
= Д£См. м/^г, где Vr — dT/dt — скорость изменения окружающей температуры. Величина aEV определяется тепловыми переходными процессами, которые могут приводить к значительным градиентам температур внутри модулятора. При дискретном исполнении модулятора aEV может составлять 10—50 мкВ мин/град. При применении термошунтов или интегральной технологии изготовления модулятора это значение снижается в 10—50 раз.
Величина £см> м, обусловленная термо-ЭДС, не может быть снижена путем построения модулятора по мостовой или балансной схеме, так как нельзя гарантировать даже примерно одинакового распределения температур для каждого плеча схемы. По этой причине не будем рассматривать зависимость £См. м и аЕт w для конкретных схем модулятора. Не будем также останавливаться на оценке ЕСм. м и аЕТ м для модуляторов, выполненных на основе биполярных структур или каких-либо других элементов, так как они не могут конкурировать с параметрами модулятора на основе МОП-транзисторов. Единственным исключением являются модуляторы с использованием контактных вибропреобразователей. Однако в настоящее время они не применяются в качестве модуляторов вследствие меньшей надежности и больших габаритов. Кроме того, они не обладают существенными преимуществами и по электрическим параметрам.
Вторая составляющая смещения и дрейфа нуля Есм aETi в (2.33), (2.34), обусловленная протеканием входного тока /вх через входные цепи, в сильной степени зависит
53
от схемы модулятора. В простейшей схеме модулятора (рис. 2.18), образованной сопротивлением 7?м и закорачивающим на землю (параллельным) ключом на Tlf Ecvli = = 7?м/вх. Здесь /вх возникает при переключениях ключа, а также вследствие утечек через изоляцию. Он может быть
.—о
ивых
—о
Jbm
Рис. 2.19
Рис. 2.18
уменьшен до 1 —10 пА, но при изменении температуры возникает а/г = 0,14-1 пА/K. Сопротивление резистора /?м в ОУ обычно выбирается в интервале 0,1—1 МОм. Таким образом, втакой схемеЕсм/=0,14-10мкВ иалп=0,014-1 мкВ/К.
Существенное уменьшение этой составляющей достигается в схеме модулятора с последовательно-параллельным ключом (рис. 2.19). Здесь происходит противофазная работа ключей: когда Тх заперт, Т2 открыт, и наоборот. Если фронты управляющих импульсов несколько смещены во времени так, что-переключения Т2 происходят при открытом Tlt то протекание импульсного тока в’моменты переключения Т2 создает ничтожное падение напряжения на малом сопротивлении Тг. Так как сопро-ти в лен неоткрытого транзистора Тг обычно лежит в интервале 30—200 Ом, то при том же /вх и его'дрейфе, что и выше, получим Есм/ = 0,024-2 нВ, т. е. пренебрежимо малое значение. Также мало Есм i в мостовых схемах модуляторов, если на входе они не содержат сопротивлений для реализации входного фильтра. Напомним, что по определению Есм самого ОУ не зависит'от’внутреннего сопротивления источника сигнала. Однако для определения смещения нуля всего устройства (РУ) необходимо учитывать составляющую, вызванную протеканием входного тока через это сопротивление.
Составляющие Есм с и аЕТС в (2.33) и (2.34) вызваны тем, что если имеется паразитная емкость монтажа Спар между цепью управления модулятора (затвор 7\ на рис. 2.18) и выходом модулятора (входом усилителя переменного тока У~) после разделительного конденсатора Сх, то при закороченном входе и замкнутом ключе на конденсаторе появляется напряжение
U С ~ Uупр^пар/^1»
где Uynp — амплитуда управляющего импульса.
Появление Uc эквивалентно Есм с, а его нестабильность вследствие температурной зависимости Uynp и Спар определяет aETw. При иупр = 2 В, Спар = 0Л пФ> Сх = 0,02 мкФ Емс с равно 10 мкВ. а зна-54
Ченйё йЕТС, как ЬокаЗывают аксйерйменты, лёжйт в диапазон^ 1 — 100 нВ/К. Отметим, что емкость затвор —сток самого модулятора вызывает появление входного тока, а не £см с, так как она воздействует непосредственно на ключ модулятора, а не через конденсатор
Составляющие £см с и аЕТС легко могут быть сведены к нулю путем применения электростатического экрана между цепями генератора и усилителем переменного тока
Составляющие EZVLt^ и а£Тдм, обусловленные демодуляцией паразитного напряжения, являются в ряде случаев доминирующими. Они возникают в связи с тем, что в моменты переключения ключа модулятора на выходе возникают паразитные импульсы, которые после демодуляции могут дать постоянную составляющую (/дм, что эквивалентно ^см. дм = ^дм/^мдм- Значение Uдм зависит от амплитуды и формы фронтов импульсов управления модулятором, схемы модулятора, полосы пропускания усилителя и частоты следования импульсов, а также от типа демодулятора. Так как ша^хаметры паразитных импульсов зависят от многих факто-jpoB, которые в свою очередь зависят от температуры, возникает температурный дрейф а£Гдм.
Как показывает опыт, если не принято специальных мер, значения и аЕтм (ПРИ использовании модуляторов на МОП-транзисторах с частотой преобразования 100 — 1000 Гц) составляют соответственно 20—100 мкВ и 0,2 — 1 мкВ/K. Уменьшение этой составляющей может быть достигнуто частично путем компенсации паразитных импульсов на выходе модулятора. В простейшем случае такая компенсация может быть реализована за счет подачи компенсирующих импульсов через подбираемую емкость Ском, ;как показано на рис. 2.20. Паразитные импульсы проникают во входную цепь через емкость С3. с транзистора модулятора. Если (выбрать СКОМ = С3. с, то при равных (но противофазных) амплитудах импульсов управления и компенсации происходит ^уменьшение паразитных импульсов примерно на порядок. Юднако емкость С3. с нелинейна. Она является функцией напряжения на затворе, поэтому компенсация получается частичной. Лучший результат удается получить при использовании комплементарной пары МОП-транзисторов, включенных параллельно (рис. 2.21). Для их синхронной работы требуются противофазные импульсы. При идентичности параметров транзисторов 7\ и 7\, а также фронтов управляющих импульсов удается получить очень высокую степень компенсации и снизить £См.дм ДО 1—2 мкВ и аЕТ дм до 0,1 мкВ/К.
Еще лучшего результата удается достигнуть, если сдвинуть во времени работу ключа ДМ (имеется в виду ДМ
55
с параллельным кормящим ключом) так, чтобы его замыкание происходило после окончания переходного процесса на выходе У~, вызванного передним фронтом импульса управления модулятором, а размыкание ключа ДМ—до момента начала заднего фронта импульса модулятора. В этом случае,
если даже не производить компенсации паразитных импульсов, удается свести эффект от их демодуляции к пренебрежимо малому значению (при условии работы усилителя в линейной области).
Если усилитель не перегружается, т. е. когда фронт управляющего импульса достаточно пологий, то в первом приближении можно принять, что амплитуда паразитного импульса t/nap на выходе У~ затухает по экспоненте с постоянной времени Тупр, определяемой верхней границей полосы пропускания усилителя У- /в, т. е.
^пар (0 ~ ^пар. 2л?в* ,
где t/nap.м—амплитуда паразитного импульса^на входе У~; Ду — коэффициент усиления усилителя У~. Отсюда необходимый временной сдвиг Д/ между передним фронтом импульса, замыкающего ключ модулятора, и моментом размыкания ключа демодулятора (в схеме ДМ с коротящим — параллельным ключом) должен выбираться на основании следующего условия:
Д/(1/2л/в) In (t/nap. м/^см. дм)>	(2.35)
где £см. дм — максимально допустимое значение смещения нуля, вызванное демодуляцией (/пар. При выводе (2.35) предполагалось, что схема ДМ обеспечивает на выходе постоянное напряжение, равное £См. дм^Су == = Un (/) в момент размыкания ключа ДМ. Схема такого ДМ приведена в гл. 5.
Существенную долю в Еса и аЕТ ОУ МДМ (см. рис. 2.16) вносят обычно составляющие £см. у и аЕТу, обусловленные наличием Есм1, усилителя ОУу и его входными токами (/вх1> ^bxi)- Для их компенсации на выходе МДМ требуется напряжение, равное
Uвых. мдм ^см 1 “I* ^дм^вх 1	^1-^вх1> где	эквивалентное
выходное сопротивление канала МДМ, или, если привести
56
^вых. мдм ко входу, то оно будет эквивалентно смещению нуля, равному
^см. у = см 1 ”1” ^дм^вх 1	^?1Увх 1)/Хмдм.
Если 7?! и 7?дм выбраны одинаковыми с погрешностью
Л^дм. то
£см. у= (£см 1 + ЯдмЛ/вх 1 + ЛЯдм'в+х 1)/Кмдм. (2.36)
Казалось бы, Есм< у можно неограниченно уменьшать, увеличивая Кмам. Однако такая возможность ограничена, так как с увеличением Кмдм растет уровень пульсаций на его выходе. Это происходит за счет того, что при UBX = Q на выходе М всегда существует паразитное напряжение, обусловленное помехами модулятора, которое вызывает пульсации на выходе МДМ, пропорциональные Кмдм и обратно пропорциональные постоянной времени Тф2 фильтра Ф2. Поэтому для сохранения заданного уровня пульсаций приходится с увеличением Кмдм увеличивать постоянную времени Т$2 = Сф2/?дм фильтра Ф2. Такая пропорциональность требуется и из соображений устойчивости по контуру МДМ. Можно показать, что для устойчивости необходимо обеспечить
дм	пр^фг^ ДМ,	(2.37)
где аф — постоянный коэффициент, характеризующий отношение частоты единичного усиления канала МДМ /мдм к частоте преобразования fnpJ Сф2 — конденсатор фильтра Ф2. В зависимости от конкретной схемы и требований к уровню пульсаций аф выбирается в диапазоне 0,2—2. Одновременно с увеличением Тф2 приходится увеличивать и (см. рис. 2.16), что необходимо из условия сопряжения частотных характеристик обоих каналов. Увеличение постоянных времени в некоторых пределах можно осуществить за счет емкостей конденсаторов Ci и Сф2 (фильтра Ф2). Однако это приводит к увеличению габаритов и трудностям обеспечения соответствующей изоляции С1г от качества которой зависит, какая часть тока /- попадает на вход ОУ. Если зафиксировать значения и Сф<, а увеличивать и Т?ф2, то, как видно из (2.36), будет происходить увеличение Есы, у. Подставив /?дм, найденное из (2.37), в (2.36), получим:
Увеличение /<мдм имеет смысл только в том случае, если основную долю в Есм. У вносит член Есм/К„лк. Если £См1/Лмдм < £см, у, то уве-личение Кмдм практически не будет снижать Есм.у, при этом Есм. у принимает минимально возможное значение, определяемое вторым слагаемым в (2.38):
(£См. у)mt’n — (А/Вх1 ^Х1Д^дм/^дм)/аф2л/прСф2«	(2.39)
Например, при аф = 1, /+х1 = 100 нА, Д/ВХ1 = 20 нА, Д/?Дм/7?ям = 0,1, 100 Гц, Сф? = 5 мкФ QHp рарно 10 мкВ.
57
Для снижения Есм у кроме увеличения /Смдм необходимо увеличивать частоту преобразования и емкость Сф2 и снижать /вх1 и Д/Вх1. Если обеспечить А/вх1^/вх1 ^0,1 нА и 1 кГц, то для тех же значений остальных параметров, что и выше, £См.у^10 нВ. Однако надо учитывать, что увеличение fnp с уменьшением £см.у приводит к увеличению EQWt дм и /вх, что не всегда допустимо.
Как и для Есму, для аЕТу можно записать
аЕТ у — к (аЯТ1 +	+*Д^дма/Т1) =	+
3 л МДМ	Лмдм
+ аф2л/прСф2 Х (	+ «т •	(2-40)
Минимальное значение аЕТу при Амдм —> оо определяется по формуле
{аЕТ у) min ~	+ а1Т1 ^ф2л7прСф2. (2-4 1)
Например, при аф=1, fnp=100 Гц, Сф2 = 5 мкФ, Лат ^0,5 нА/K, ат = 0,1 нА//С, А/?дм//?дм = 0,1 получим 20 нВ/К.
Если в (2.40) задаться отношением
ц = (^дмД^/Т1 4" Д^дм^7Т1)/^Т1»
то для получения заданного уровня аЕТу необходимо обеспечить
^мдм &ЕТ1 (Д+п)/аБТу
и выбрать обладающий такими Аа/Г1 и а1Т1, чтобы
Aa/Ti И*	^дм	аБт у^®ф2л/прСф2/0 4е ^)*
Для оценки суммарных значений £см и аЕТ ОУ МДМ необходимо найденные выше значения подставить соответственно в (2.33) и (2.34).
В настоящее время типичные для ОУ МДМ (без внешней регулировки нуля) значения Есы лежат в' диапазоне 10—50 мкВ, а авг = 0,1 4-0,3 мкВ/K. В более сложных схемах, предназначенных для измерительных целей, удается обеспечить ает = Зч-10 нВ/К.
Усилители с периодической компенсацией дрейфа по структуре несколько отличаются от ОУ МДМ, однако методы снижения их £см и аРТ аналогичны рассмотренным выше. Минимальные значения £см и аЕТ также близки к приведенным значениям. Специфика методов уменьшения смещения нуля температурного дрейфа и входного уокд ОУ ПКД рассмо. трена в'гл.^6.
§8
Выше в этом параграфе рассмотрены вопросы, связанный со смещением нуля, температурным дрейфом ОУ и методами их снижения. Значительно трудней проанализировать источники временного дрейфа (изменения £см во времени при фиксированной температуре) и оценить предельные значения. Здесь ограничимся только некоторыми общими сведениями по этому вопросу. Дрейф во времени будем характеризовать величиной
= &ECiJt,
где Д£см—изменение ЭДС смещения (с заданной вероятностью) за интервал времени t. Отметим, что на практике интерес представляет как aEt для малых t (порядка секунд или минут), так и для больших t (сутки, месяц, год). Первые позволяют оценить минимальный уровень сигнала, который можно достоверно измерить за время эксперимента сразу после внешней установки нуля. Вторая величина важна для оценки погрешности при длительной работе без подстройки нуля.
В усилителях без преобразования сигнала aEt в значительной мере коррелирована с £см и аЕТ. Чем меньше начальное смещение нуля и чем меньше его температурная зависимость, тем, как правило, меньше и аЕТ) так как £см и аЕТ характеризуют симметрию дифференциального каскада, идентичность обеих его половин. Но чем лучше эта симметрия, тем ближе характеристики старения его половин, т. е. тем меньшие изменения £см будут происходить во времени вследствие старения его элементов.
Современные ОУ с биполярными или полевыми (с р-п-пе-реходом) транзисторами на входе за время около нескольких минут имеют ДЕСМ, обусловленное временным дрейфом, заведомо меньшее напряжения шумов и Д£см, вызванное изменением окружающей температуры на 1 К- В связи с этим значения aEt при малых t для этих ОУ обычно не приводятся. Однако можно утверждать, что эти значения aEt намного больше значений aEt, определенных за длительное время и уменьшенных пропорционально t. За длительное время (около 1 мес) aEt ОУ с биполярными транзисторами на входе обычно лежит в диапазоне 20—1000 мкВ, причем наблюдается сильная зависимость aEi от качества технологии, в особенности от чистоты исходного материала и вводимых примесей. При попадании загрязнений aEt увеличивается до нескольких милливольт за 1 ч.
Заметно больший временной дрейф имеют ОУ с полевыми транзисторами на входе. При интегральной технологии их aEt лежит в диапазоне 0,1 —10 мВ в месяц. Еще большим
59
временным дрейфом обладают ОУ с входными каскадами на МОП-транзисторах. Для них aEt может достигать нескольких милливольт за 1 ч, причем, как показали экспериментальные исследования, значительную роль играет предыстория, т. е. состояние, в котором находился ОУ до начала измерения aEt. Перегрузка входным сигналом, несим-метрия включения напряжений питания—все это может вызвать резкое увеличение aEt, а затухание процессов, вызванных этими возмущениями, происходит очень медленно (несколько часов и даже сутки).
Для снижения aEt таких ОУ важно обеспечить при включении плавное и симметричное нарастание напряжений обоих источников питания и защиту усилителя от перегрузки входным сигналом. Как показали экспериментальные исследования, такие мероприятия позволяют снизить aEt ОУ на МОП-транзисторах до 0,1 — 1 мВ в месяц.
Величина aEt для ОУ с МОП-транзисторами должна измеряться после длительного выдерживания усилителя в стационарных условиях при UBX = 0.
Временной дрейф ОУ с преобразованиемусигнала также оказывается пропорциональным начальному смещению нуля. Как правило, чем меньше £см, тем меньше aEt. Поэтому методы снижения временного дрейфа практически совпадают с методами уменьшения £см (исключая, конечно, внешнюю компенсацию Есм). Современные ОУ МДМ позволяют получить aEt менее 1 мкВ в час после самопрогрева в течение 30 мин, а после самопрогрева в течение нескольких часов aEi может быть снижено до 1 мкВ за год. Естественно, что aEt определяется при хорошо стабилизированной температуре окружающей среды, стабильных источниках питания и при защите ОУ от воздействия воздушных потоков, которые могут вызвать &ЕСМ за счет изменения температуры корпуса усилителя.
2.4.	СНИЖЕНИЕ ВХОДНЫХ ТОКОВ И ИХ ТЕМПЕРАТУРНОГО ДРЕЙФА
Входные токи (усилителей без преобразования сигнала определяются базовыми токами входных биполярных транзисторов или токами затворов для ОУ с полевыми транзисторами на входе. Зависимости этих токов от параметров транзисторов, температуры и режимов рассмотрены в [1, 2, 4, 5, 16], поэтому здесь будут приведены только краткие сведения по этим вопросам, а также даны некоторые практические рекомендации по снижению входных токов. Более 60
подробно остановимся на задаче снижения входных токов в ОУ МДМ.
Для биполярных входных транзисторов
/вх^/к/₽-/ко,	(2.42)
где первый член представляет собой базовый ток смещения транзистора; /к—коллекторный ток транзистора; р = Л21Э— коэффициент усиления транзистора по току в схеме с ОЭ; /к0—ток утечки коллекторного перехода, смещенного в обратном направлении. Для кремниевых планарных транзисторов при комнатной температуре /к0 обычно очень мал (единицы наноампер и менее). Очевидно, для снижения /вх необходимо выбирать малый ток /к и большой коэффициент усиления р. Однако при малых /к снижается быстродействие ОУ, поэтому более целесообразным^ является увеличение р. С этой целью ^в ранних образцах ОУ нередко применяли составную схему (схему Дарлингтона), которая позволяла уменьшить /вх примерно в 20—50_раз при том же /к. Но при такой схеме снижается также быстродействие, так как коллекторный ток входных транзисторов очень мал (/К/Р). Кроме того, при обычной составной схеме примерно вдвое увеличиваются £см, аЕТ и напряжение шумов.
В настоящее время широко применяются транзисторы типа «супер-p» (со сверхвысоким усилением по току). Типичное значение р таких транзисторов составляет ^несколько тысяч при /к=14-100 мкА. Их применение на входе ОУ позволяет обеспечить /вх=1 4-20 нА при сохранении типичных для биполярных транзисторов £см и аЕТ. Так как транзисторы типа «супер-Р» обладают малым допустимым напряжением коллектор—база £/Ке6,приих использовании необходимо строить схемы входных каскадов со следящей связью (см. рис. 2.10) или аналогичные им, обеспечивающие б, близкие к нулю. Это оказывается полезным и для снижения /к0, который при малых (100—200 мВ) t/K<6 начинает пропорционально убывать. Заметим, что при /вх= 14-20 нА доля /к0 возрастает, особенно при увеличении температуры.
Разность входных токов в дифференциальном каскаде определяется как величиной /вх, так и разбросом р. При Ар/Р< 1
АД1Х=Л1Х1 ^ВХ2 ~ /вхА₽/₽	(2.43)
При интегральной технологии производства удается обеспечить Др/р==0,05 4- 0,3 и в соответствующее число раз уменьшить Д/вх по сравнению с /вх (когда величиной Д/к0 можно пренебречь).
61
Температурную зависимость входного тока И разйости входных токов можно оценить следующими выражениями (при /К = const):
а1т =	Тг + '“>	2<’ - /ю ;	(2.44)
(/BXi /вхг) Л^вх . dA/fco	/п лг\
^1Т-	~^г-----------^dT + ^T~ •	<2’45'
Рис. 2.22
Вход 2
—о
-Еп
—о
Среднее значение dfi/fidT ж (0,6 4- 0,7)%/К. Для температур ниже нуля эта зависимость возрастает до 1,5 %/К, а при положительных температурах уменьшается до 0,4—0,5%/К. Как следует из (2.44), для снижения а1Т важно снижать величину /вх и долю в нем /к0, так как значение последнего удваивается при увеличении температуры на ЮК. Для снижения температурной зависимости разности входных токов необходимо также стремиться к максимальной идентичности транзисторов дифференциальной пары. Заметим, что одинаковые значения /к0 не удается получить даже при интегральной технологии изготовления. Поэтому при малых Д/вх и повышенной температуре температурная зависимость Д/вх может определяться членом dkl^/dT ж dIK0(T) /dT. По той же причине эффективность различных схем компенсации /вх снижается с уменьшением входного тока и увеличением температуры.
В связи с этим компенсацию /вх целесообразно применять только в схемах быстродействующих ОУ, в которых приходится выбирать большие токи коллектора.
Простейшая схема компенсации /вх и снижения а1Т приведена на рис. 2.22, где транзисторы Т2, Т3, резисторы /?й1, н2 и генератор тока 21 образуют входной дифференциальный каскад, а 7\ и Т4 служит для компенсации /вх. Для такой схемы
/вх1 ~ Л Л (1/Ра 1/Р1)*
62
При равенстве между собой 0Х и 02 с точностью до 10% (в том числе и по температурному коэффициенту) /вх и а1Т снижаются примерно на порядок. Однако даже’такое согласование затруднительно из-за разброса параметров генераторов тока и из-за противоположного типа проводимости основных и компенсирующих транзисторов.
Значительно лучший результат обеспечивают схемы, в которых компенсирующий ток зависит от /к основных тран-
Рис. 2.23
зисторов. Пример такой схемы приведен на рис. 2.23, где основной каскад образован транзисторами Т4, Т6, нагрузочными резисторами 7?н1, Т?н2 и генератором тока 2/к/а. Так как базовые токи 7\ и Т3 равны между собой, то
Л = ^кР1/Рз » /1 = /2/Р2 » Л = к/?4 > поэтому
/вх = Л-Л « /к Ш-Рх/Ш- (2.46)
Для компенсации достаточно равенства Р3 с 04 (Т3 и Т4) и Pi с Р2 (Т1 и Т2). Так как требуется согласование однотипных транзисторов практически при одинаковом коллекторном токе, то в схеме на рис. 2.23 может быть достигнута значительно лучшая степень согласования, чем в схеме на рис. 2.22. При хорошо отработанном технологическом процессе удается [снизить /вх в 20—50 раз и почти во столько же раз снизить температурный дрейф, однако снижения Д/Вх и Аа/Т практически не происходит.
Отметим, что в приведенных схемах должно обеспечиваться строгое равенство температур для всех транзисторов, что практически возможно только при интегральной тех-ологии изготовления схемы.
Для снижения входных токов до 10—100 пА на входе Оу целесообразно примерять полеяые транзисторы с р-п-
S3
переходом, особенно при малых рабочих температурах окружающей среды (^70° С). Входные токи полевых ^транзис-торов практически совпадают с их токами затворов (некоторую долю вносят токи утечек через изоляцию, вызванные напряжением питания).
Для уменьшения токов затворов применяют специальные технологические методы, в том числе введение «нижнего» затвора с более слабым легированием, чем канал транзистора. Уменьшению /вх способствует также снижение напряжения сток—затвор, но оно не может быть сделано близким к нулю, 'так как ’"при этом резко падает крутизна транзистора.
Как известно, температурная зависимость тока затвора описывается показательной функцией. Для кремниевых транзисторов можно приближенно считать, что входной ток удваивается при повышении температуры на 10 К. При изменении температуры от комнатной до 4-125 °C происходит увеличение /вх примерно в 1000 раз. Поэтому при температурах около 4-100 °C и выше /вх полевых транзисторов обычно превышает ток транзисторов типа «супер-Р», работающих при (7К. б = 0'
Согласование входных токов дифференциального каскада на полевых транзисторах намного труднее, чем на биполярных. В связи с большим разбросом токов затворов даже при интегральной технологии изготовления схемы методы компенсации /вх оказываются малоэффективными и в настоящее время не применяются. Можно надеяться, что дальнейшее совершенствование технологии позволит создавать на одном кристалле полевые транзисторы с небольшим разбросом токов затворов в достаточно большом температурном диапазоне. Тогда можно будет применить схемы компенсации /вх, а также обеспечить малую разность входных токов.
Наименьший входной ток удается обеспечить в ОУ с МОП-транзисторами на входе, ток затвора которых обычно равен 0,01—0,1 пА. Специальные МОП-транзисторы с защитным электродом обеспечивают /вх < 10”1в А, причем /вх слабо зависит от температуры. Однако применение МОП-транзисторов на входе ОУ ограничено в связи с большими Есм и °ет> а также увеличенным уровнем низкочастотных шумов по сравнению с шумами биполярных и полевых транзисторов с р-п-переходом. Некоторую трудность вызывает также необходимость защиты затворов от необратимого пробоя статическим электричеством.
В тех случаях, когда требуется одновременное получение малых Ес„, а^, 1В* и а1Т, целесообразно применять ОУ
(2-47)
МДМ или ОУ ПКД. Для этих типов ОУ основным источником /вх является периодически работающий ключ, выполняющий в ОУ МДМ роль модулятора. Рассмотрим качественно механизм возникновения /вх на примере простейшей схемы модулятора, показанной на рис. 2.18. Пусть импульсы управления [/упр имеют идеальную прямоугольную форму, т. е. длительность их фронта тфр пренебрежимо мала. Тогда после подачи на затвор отпирающего импульса происходит заряд емкости затвор—сток С3 с до амплитуды {/упр, причем практически весь заряд Сз с[/упр пройдет через замкнутый (открытый) ключ, так как его сопротивление 7?зам намного меньше 7?м, а постоянная времени С3 с7?зам намного меньше длительности импульса. При импульсе обратной полярности ключ разомкнется и тот же заряд С3.с(/уПр пройдет через 7?м. Таким образом, при частоте управляющего напряжения f-np через 7?м будет протекать входной ток
J IJ С f 1 вх ~ упр^з. с/ пр
Эта оценка достаточно хорошо согласуется с экспериментальными данными. Некоторое отличие вызвано тем, что в (2.47) не учтены нелинейная зависимость Сз с от Uynp, конечное значение 7?зам и длительность фронта. Температурная зависимость С3. с (ТКЕ^Ю”3 1/70 определяет величину
а,т^ UynvfnP(dC3.c/dT) /вх10-’1/К-
Так, при (7уПр=10 В, /Пр =100 Гц, С3#с=0,5 пФ получим /вх = -= 500 пА, а1т « 0,5 nA/К. Введение компенсирующего конденсатора б’ком, подключенного к источнику противофазных импульсов (см. рис. 2.20), позволяет при его регулировке установить /вх = 0, но значение a it практически останется прежним, если только не подбирать специальный конденсатор с таким же TRE, что и у С3>с.
Очевидно, что для снижения /вх и а^т следует выбирать транзисторы с минимальным значением С3>с и малым напряжением отсечки, что позволяет уменьшить Еупр и работать с возможно более низкой частотой преобразования. Все эти мероприятия способствуют снижению не только /вх, но и ajT.
Существуют и другие пути уменьшения /вх и а/г. Один из них состоит в затягивании фронтов управляющих импульсов. В самом деле, если Еупр изменяется настолько медленно, что в каждый момент времени С3< с успевает зарядиться практически до установившегося значения (если в этот момент зафиксировать значение (7упр), т0 в процессе отпирания 7\ через Ем проходила бы точно такая же часть заряда С3 ct/ynp, как и при запирании. Но это означает, что /вх = 0. Практически всегда существует некоторая разница в зарядах, проходящих через но уменьшение скорости изменения Uy позволяет снизить /вх и ajT в 5 № 983	65
в несколько раз, Для этого достаточно, чтобы Тфр (С3. с + ^ вх)»
где Свх— входная емкость усилителя канала МДМ. Например, при 7?м = = 200 кОм и Тфр = 20 мкс для приведенного выше примера, как установлено экспериментально, /вх и снижаются примерно в 4 раза.
Заметим, что при уменьшении скорости изменения t/ynp на значение /вх начинает влиять напряжение отсечки UQ (пороговое напряжение). Эго связано с тем, что при отпирании ключа часть заряда, проходящая через 7?м, зависит от Uynp — U0, как и заряд, проходящий через ключ, перед его запиранием, причем, если выбрать уровни £7упр такими, чтобы они были симметричны относительно напряжения отсечки и имели минимальную амплитуду (для транзисторов типа КП301 Uyn?min «—9 В t/упртдх ~ “*2 В), то удается дополнительно снизить а!Т до 0,01—0,02, пА/K. Существенного снижения /вх и а1Т можно достигнуть путем не только выбора параметров управляющих импульсов, но и применения комплементарной пары МОП-транзис-торов, например, по схеме на рис. 2.21. При равенстве параметров 7\ и Т2 [С3 с и 7?с (t7ynp)] с точностью 10%, входной ток и его дрейф удается снизить без специальной регулировки ПРИ /пр =Ю0 Гц соответственно до 10—20 пА и 0,02—0,05 пА/К.
удается получить при использовании
двухзатворных МОП-транзисторов, например типа КП350, по схеме на рнс. 2.24. Если управляющие импульсы изменяются на первом и втором затворах в противофазе, то при t/ynpi^3i = ^Упр2^зг удается обеспечить /вх и а]Т, близкие к нулю. Для транзистора КП350 оптимальными являются следующие уровни управляющих напряжений: при накрытом транзисторе £/упр1 = —1,4 В, f/ynP2 = +2,4 В, при открытом </упР1 =+1,4 В, ^упр2== +2,1 В. Длительность фронтов в зависимости от скважности работы модулятора может выбираться в интервале 10— 100 мкс. Если не производить индивидуальной регулировки (/упр, то такая схема обеспечивает /вх^20 пА и я/7^0,1 пА/K. Для установки /вх = 0 необходима регулировка t7ynp2 в пределах примерно 20%.
Таким образом, применение простейших схем модулят торов на МОП-транзисторах позволяет удовлетворить самым высоким требованиям, предъявляемым к ОУ по /вх и а1Т.
Отметим, что более сложные схемы [модуляторов с последовательно-параллельным ключом и мостовые схемы не обеспечивают таких малых величин а1Т. Это объясняется в основном тем, что транзисторы, в которых исток и подложка не заземлены, при коммутации вызывают зна-66
200к	0,022
о
о-
"вх
КП350
1,0
Uynplb bUynp2
Рис. 2.24
Очень
результат
Uвых
О
чительно большие заряды (и токи), чем при их заземлении.
Помимо уменьшения входных токов, создаваемых модуляторами, при построении ОУ МДМ важно обеспечить также соответствующую изоляцию входной цепи, при этом надо учитывать, что многие изоляторы при нагревании могут сами генерировать значительные токи. Например, изоляция конденсаторов типа КМ5Н90 емкостью 0,02—0,1 мкФ при нагревании со скоростью 1К/мин способна генерировать ток около 20—50пА (без подключения конденсатора к какому-либо источнику напряжения). После окончания тепловых переходных процессов (примерно через 1—2 ч) этот ток снижается до нуля, но при охлаждении снова возникает ток противоположной полярности. Этот пример показывает важность правильного выбора типов разделительных конденсаторов. При выполнении ОУ в виде модуля из корпусных элементов для минимизации /вх и а1Т в качестве изоляции входной цепи желательно применять фторопласт или полистирол. Разделительные конденсаторы также желательны фторопластовые или полистироловые.
Операционные усилители ПКД с одним входом имеют примерно одинаковые с ОУ МДМ /вх и а1Т. Но при построении дифференциальных ОУ ПКД а/т может возрасти на несколько порядков за счет утечки тока через разомкнутый ключ (см. гл. 6).
2.5.	ПУТИ СНИЖЕНИЯ ШУМОВ
Шумовые свойства ОУ целесообразно характеризовать эквивалентным генератором ЭДС шумов Еш и тока шумов /ш, включенных, как показано на рис. 2.25. Напряжение шумов на выходе ОУ, измеренное в режиме короткого замыкания на обоих входах и приведенное ко входу, соответствует Еш. Генераторы шумового тока по инвертирующему /щ и неинвертирующему /£ входам определяются соответственно в режимах, близких к холостому ходу (/?г—>оо) на соответствующем входе и коротком замыкании на другом входе, т. е.
'ш-- U Ш. ВЫх/АрДу,
где /щ—среднее значение квадрата тока шумов входа, к которому подключено /?г;	вых —
среднее значение квадрата напряжения шумов на выходе.
Рис 2.25.
5*
67
Зная £ш,	/j, можно определить напряжение шумОЁ
на выходе для любых значений сопротивлений цепи обратной связи. Например, для масштабного усилителя, выполненного по схеме на рис. 2.26, если пренебречь тепловыми шумами резисторов обратной связи,
иш. вых =	1 + адл2-МшЯ! + 2Скор£ш/ш/?2 (1 + Я2/ Я,),
(2.48)
где Скор—коэффициент корреляции £ш и /ш, значения которого в общем случае лежат в интервале 0—1.
।—।	Обычно £ш и /ш в ОУ статисти-
чески независимы, т. е. коэффици-JyX- Г шр/х ент Скор близок к 'нулю, и послед-ним членом в (2.48) можно пренебречь.
Рис. 2.26	Отметим, что при использова-
нии коэффициента шума1 можно найти (/ш. вых только в частном случае, когда сопротивление, для которого приведено значение коэффициента, совпадает с эквивалентным сопротивлением обратной связи. Поэтому в дальнейшем понятием коэффициента шума ОУ пользоваться не будем.
Напомним, что в общем случае, когда коэффициент усиления усилителя /Су и спектральная плотность шумов на входе 5Ш зависят от частоты, напряжение шумов на выходе в полосе от до /2 определяется следующим выражением:
(2.49) fi
В ОУ без преобразования сигнала Еш и /ш определяются свойствами входных транзисторов. Вопросы расчета шумов подробно освещены в [4,17-19], поэтому ограничимся краткими сведениями по оценке шумов ОУ с биполярными и полевыми транзисторами на входе, приведем рекомендации по пх минимизации за счет выбора типов транзисторов и их режимов, а затем остановимся на шумах ОУ МДМ и методах их уменьшения.
В ОУ без преобразования сигнала источниками шумов являются тепловые шумы в резисторах, дробовые шумы тока и составляющие фликер-шумов. Кроме того, в ряде случаев имеет место составляющая так называемых взрывных шумов, проявляющаяся в виде отдельных
1 Коэффициент шума определяют как отношение полной мощности шумов на выходе усилителя к той ее части, которая обусловлена тепловым шумом сопротивления источника сигнала. Часто его выражают в децибелах.
68
ВспЛёскОв (иМйуЛьсов) выходного напряжения. Эта составляющая обусловлена в основном дефектами изготовления транзисторов. Она мало изучена и в дальнейшем не рассматривается.
Спектральная плотность тепловых шумов не зависит от частоты и равна:
ST = 4kTR.
Поэтому согласно (2.49)
Дробовый шум связан с дискретностью зарядов. Спектральная плотность напряжения дробовых шумов на сопротивлении R при протекании через него тока / также не зависит от частоты и равна:
Snp = 2qlR2, а £ш.др = 2?//?2ДЛ
Механизм возникновения фликер-шумов изучен недостаточно. Обыч-
но эта составляющая находится экспериментально. Ее спектральная
плотность обратно пропорциональна частоте 5фЛ = ЛфЛ//, поэтому
^ш. фл = Яфл In (/2//1)’
Так как эти составляющие практически независимы (Скор = 0), суммарное напряжение шумов в полосе /1— /2 находится следующим образом:
7751 = (4feTR + 29//?2) Д/4-Яфд In Oi). ,
(2.50)	Рис. 2.27
где k = 1,38-10_ 23 Дж/К — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура; <? = 1,6-10~19 Кл — заряд электрона; А/ = /2—/\; 0фЛ — коэффициент фликер-шумов, зависящий от типов входных транзисторов и их режима. В первом приближении Яфл пропорционален /б- Типичные значения аф лежат в интервале (0,1—2)-10~12 В2.
Для дифференциального каскада на рис. 2.27 [17] на биполярных транзисторах спектральные плотности ЭДС шумов и тока шумов соответственно равны:
« 8^(/?э4-г6) + 8д/к(/?э4-гэ + г6/Р)2 + 4гфл4//;
» 2^/б1 + Ьфл/б1//;
•S/in « 2д/б2+^фл^бг//-
Интегрируя эти значения в пределах полосы пропускания f1—f2i для эквивалентных генераторов соответственно ЭДС и тока шумов получаем:
Еш « 2 [2kT (/2-/1)) + 2<?/кХ(Яэ + га + гб/₽)2(/2-Л) +
+ 4л /б in ОЛ1/2;	(2.51)
~ I42ql61 (Ъ-fJ + 6фд/& In (fA);	(2.52)
~ /2ql6i (Ъ-fJ +bixl%2 In Ot),	(2.53)
69
гдё Гб и гэ — соответственно сопротивление базы и эммитерного перехода транзисторов; /б и /к— токи соответственно базы и коллектора; ГфЛ = = КяфдДб—эквивалентное сопротивление, определяющее составляющую фликер-эффекта (практически не зависит от 1$ и находится экспериментально); 6фЛ — коэффициент, определяющий долю фликер-эффекта в токе шумов. Обычно для планарных кремниевых транзисторов 6фл » « 0,05 4- 0,2, гф 3 4- 16 Ом.
Первый член в (2.51) соответствует тепловым шумам в Гб и /?э, второй—дробовому эффекту коллекторного тока, последний — составляющей фликер-шумов. В (2.50) и (2.53) первый член соответствует дробовому шуму тока базы, второй—эквивалентному току фликер-шумов. При выводе приведенных выражений для Еш и /ш предполагалось, что Р^>1, ^ко^^б- В них опущены члены, вносящие вклад менее 10 % общего значения Еш или Дщ. Выражения для фликер-шумов менее точны, так как зависимость фликер-шумов от тока базы может быть более слабой.
Из приведенных формул видно, что при широкой полосе пр опускания (/2 > Ю кГц) основной вклад в Еш вносят тепловые и дробовые шумы. Тепловые шумы равны примерно 0,1—2 мкВ при /?э = 0 и /2—/1=Ю кГц. Они практически не зависят от тока коллектора. Дробовые шумы пропорциональны /к, но при /?э = 0 и А’б/Р^э они Убывают с ростом /к как 1/У/к. При/к= 10 мкА, /?э = 0,/2—/1=10 кГц эта составляющая равна 1 мкВ. В области низких частот, где преобладают фликер-шумы, Еш практически пропорционально току базы.
Как показывают эксперименты при R3 = 0, в области частот до 1 кГц зависимость суммарного шума от /к имеет минимум при значениях /к = 20-И00 мкА. При меньших токах Еш растет за счет составляющей дробового шума, при больших —за счет увеличения /б и фликер-шумов.
Ток шумов, как видно из (2.52) и (2.53), убывает с уменьшением /б, поэтому для ОУ, применяемых с высокоомными цепями обратной связи (при больших Rr 100 кОм), во входном каскаде особенно эффективны транзисторы типа «супер-p» или полевые. Отметим, что граничное значение Rr (предполагая, что Rv^Rbx), выше которого преобладают составляющие от /ш, равно:
=	(2-54)
что соответствует минимальному коэффициенту шума.
Величины Гб» йфл, ГфЛ, /б в основном зависят от топологии транзистора и технологии его изготовления. Но эти вопросы требуют подробного анализа структуры транзисторов и здесь не рассматриваются.
При применении на входе ОУ полевых транзисторов с р-и-переходом спектральные плотности ЭДС шумов и токов шумов соответственно равны:
3£ш и 32 kT	(Яи+ 1/S)2 + 1б4л/Л
З’/ш ~ 2^/314~^фл^з1//» ~ 27/324-ЬфЛ/32//,
70
а ЭДС и токи шумов определяются следующими выражениями [4]:
Еш « 4 V2kT (S+URJ (/?„+ W (^-Л) + 4л In (Ш); (2.55) /щ « У2ql31	+	I231 In Qt);	(2.56)
/ш « У(ft- fi) + &фл lit In (f2/fi),	(2.57)
где S — крутизна транзисторов; 7?н— сопротивление нагрузки в цепях стоков; /?и — сопротивление в цепях истоков (каждого транзистора); /3 — ток затвора; дфл и 6фЛ— коэффициенты, определяющие долю фликер-шумов (обычно они в несколько раз больше соответственно йфЛ и 6фл биполярных транзисторов).
Первый член в (2.55) обусловлен тепловым шумовым током проводимости S+1/7?H, протекающим через сопротивление 7?И+М5. Второй член соответствует напряжению фликер-шумов, которое в отличие от напряжения фликер-шумов биполярных транзисторов практически не зависит от тока через транзистор.
Шумовой ток определяется дробовым эффектом тока затвора и составляющей фликер-эффекта. По сравнению с биполярными транзисторами полевые транзисторы обладают Еш примерно в 2 — 5 раз большим^ но их /ш обычно в 102 —103 раз меньше.
Влияние фликер-шумов у полевых транзисторов сказывается при / «С 5 4- 20 кГц, а у биполярных — при f < 1 4- 5 кГц.
Применение на входе МОП-транзисторов позволяет практически полностью исключить /ш, но Ет оказывается значительно выше, чем у полевых транзисторов с р-п-переходом, особенно в области низких частот за счет влияния фликер-шумов. Последние слабо зависят от режима работы транзистора и в полосе 0,01 —10 кГц достигают 20 — 40 мкВ. В той же полосе частот биполярные транзисторы и полевые с р-п-пере-ходом имеют Еш = 1 4-5 мкВ.
Рассмотрим некоторые вопросы по расчету и снижению шумов ОУ МДМ.
Шумы ОУ МДМ в области высоких частот (выше частоты сопряжения канала МДМ) полностью определяются основным усилителем без преобразования сигнала, к которому применимы приведенные выше методы оценки шумов и их снижения, поэтому здесь остановимся только на шумах самого канала МДМ для типовой схемы 'на рис. 2.28, где Кл±—ключ модулятора (М), Дл2—ключ’демодулятора (ДМ), — усилитель переменного тока, 7?ВЫх. у-— выходное сопротивление усилителя переменного тока; ГУ ~—генератор управляющих импульсов, 7?3, С3—выходной фильтр.
Прежде всего отметим, что при малых значениях 7?Вых. у., и сопротивления ключа Кл2 процесс демодуляции в такой схеме нельзя свести к умножению напряжения на выходе У - на периодически изменяющийся коэффициент передачи ДМ (как это делается в ряде работ),
71
Действительно, при замкнутом ключе ДМ Кл2 конденсатор С2 запоминает напряжение, имеющееся на нем в момент размыкания /Сл2, примерно равное U~ на выходе У~, причем именно это напряжение передается на выход при разомкнутом ключе, так как все остальные составляющие на выходе У~ ослабляются во много раз, проходя через цепь С2, /?3, С3. Таким образом, процесс демодуляции сводится к выборке и хранению в интервалах между импульсами значений в дискретные моменты времени t = nTnp (Гпр=1//пр— период преобразования, п=1, 2, ..., оо). Поэтому при непрерывном спектре шумов вклад в Еш~ будут вносить только составляющие, лежащие в интервалах частот (ifnp — Af) — G7nP4-Af) для всех i=l, 2, ..., оо. С учетом этого можно показать, что значение шума ОУ МДМ в полосе 0—Д/, приведенное ко входу и обусловленное наличием усилителя переменного тока при высокой скважности управляющих импульсов, не превышает
7^ J =	(2.58)
;пр
где Uc2 — среднеквадратическое напряжение шума усилителя У~ на С2 (приведенное ко входу) в диапазоне fnp —00 •
Отметим, что формула (2.58) очень удобна для экспериментальной минимизации иш (Af) при фиксированных /Пр и ДД так как достаточно использовать малоинерционный измеритель среднеквадратического напряжения t/C2 в области сравнительно высоких частот вместо измерения очень низкочастотного <7Ш(ДЛ, что требует применения самописца с последующей обработкой.
Спектр шумов на конденсаторе С2 в большинстве случаев можно представить в следующем виде:
иС2 (f)wunK~ ]/"[1+(^в)2^п+а//дм)2] ’	(2-59)
где UQ — напряжение шумов в полосе 1 Гц в области равномерного спектра, приведенное ко входу У~; К~—коэффициент усиления усилителя У~; /%л—частота, ниже которой преобладает составляющая фликер-шумов; — верхняя граница полосы пропускания усилителя У1/2лС27?вых у~ (см. рис. 2.28).
Подставив Uc2(f) из (2.59) в (2.58), получим:
ЕШ~(ДЛ«^1/ — С U + CWf)] df	п
'	fnp [1 + (Ш2][1+(Жм)2]’ (2,60)
ПР
72
гДё Хм—коэффициент передний Модулятора, блйзкий к единице.
Из (2.60) видно, что для уменьшения Еш~ следует увеличивать /Пр, уменьшать /в и /дм и применять на входе У~ транзисторы с малыми UQ и /фЛ. Увеличение /пр ограничено требованиями малого значения смещения нуля и параметрами поэтому в (2.60) пренебрегли зависимостью ^Смдм от fnp. С учетом этой зависимости, как показывает эксперимент, £ш~ имеет минимум на частоте, близкой к /в.
Рис. 2.28
Если задаться допустимым значением смещения нуля £см. м и амплитудой выбросов £м и считать, что напряжение на конденсаторе С2 (выбросы) затухает по экспоненте с постоянной времени 7\кв ~ 1/2зт/дм4-1/2зт/в, то можно показать, что на время замыкания ключа ДМ£зам. дм накладывается следующее условие:
^зам. дм 2, ЗГэкв1ё(£м/£см. м).	(2.61)
Если фиксировать /дм и время замыкания ключа ДМ (/зам. дм), то при увеличении /пр уменьшается скважность. Следовательно, для уменьшения Uc2 и выгодно работать при скважности, равной 2, при которой частота преобразования максимальна:
fnPmax= 1/2/зам. дм « l/4,6T9KBlg(£M/EcM. м).	(2.62)
Здесь минимальное значение Тзкз ограничено сопротивлением /?вых. у~ ключа ДМ и значением Са, которое определяется условиями устойчивости и допустимым уровнем пульсаций. Из (2.62) следует, чю при/дм = /:в минимально отношение
/дм//пртох (4,6/л) 1g(Еы/Есм. м) л; 1,5 ]g(EM/Ectt м). (2.63)
При типичных значениях £м = 0,2 мВ и £см.м = 0,2 мкВ максимальная частота преобразования должна быть примерно в 5 раз меньше Д,м= 1/2лСа7?вых. у-.
73
При высокой /пр и A/<gj/np выражение (2.бб) можйо заменить более удобным:
£ш~	™j/^Af jt [1 + (i^p/^HH-^np/Za»,)2] •	(2’64)
i-1
Достаточная для практики точность обеспечивается при п ^2fminlfn^ где fmin—наименьшая из частот /в или /дм.
При увеличении /пр пропорционально увеличивается входной ток усилителя, поэтому увеличение /пр целесооб^ разно только в ОУ МДМ с высокой чувствительностью по напряжению, предназначенных специально для работы от низкоомных источников малых ЭДС. Надо также учитывать, что уменьшение £ш с ростом /пр происходит только в дна* пазоне частот, где существенную роль играют фликер-шумы. При /пр >5 кГц их роль становится ничтожной и £ш практически не уменьшается с увеличением /пр.
Ранее была найдена составляющая канала МДМ, обусловленная шумами его усилителя переменного тока. Естественно, что полное значение ЭДС шумов должно учитывать тепловые шумы входной цепи £шГ, в первую очередь 7?м (см. рис. 2.18), которые рассчитываются по известной формуле
£ШГ = |/4^ИД/.
Здесь А/—полоса пропускания, в которой определяется тепловой шум.
Для снижения этой составляющей важно сделать входную цепь по возможности низкоомной.
Полная ЭДС шумов усилителя МДМ
В этом_отношении предпочтение следует отдать модулятору с последовательно-параллельным ключом (см. рис. 2.19), где высокоомное сопротивление в схеме на рис. 2.28 заменяется сопротивлением замкнутого ключа, что позволяет снизить Ешт до 2нВ/КГц.
Помимо снижения скважности и увеличения /пр существует другой путь снижения низкочастотных шумов ОУ МДМ. Он состоит в замене ключевых М и ДМ на непрерывные и использовании преобразования по синусоидальному закону. В этом случае (при условии, что генератор управляющего напряжения М вносит пренебрежимо малые шумы) в полосу пропускания канала МДМ А/ попадут после демодуляции составляющие шумов, лежащие только в полосе 74
(fnp—Af)—(fnp-|-Af). Уровень шумов, приведенных ко входу, может быть определен из следующего соотношения:
£ш~ (АЛ ~	(2-65)
хм г 1“гЦпр//в}
Сопоставление (2.65) с (2.60) показывает, что при одинаковых параметрах применение синусоидальной модуляции и демодуляции позволяет снизить £IU_ (Af) примерно в 2—5 раз. Однако применение этого способа в основном ограничено сложностью построения генератора несущей частоты. Его напряжение должно быть специальной формы, чтобы компенсировать нелинейность зависимости коэффициента передачи модулятора от управляющего напряжения. Кроме того, увеличение частоты fnp обычно приводит к увеличению дрейфа нуля.
Очень эффективным способом снижения шумов является применение принципа двойного преобразования сигнала [3, 20]. Он состоит в том, что вначале сигнал подвергается низкочастотной модуляции ключевым модулятором, затем высокочастотной модуляции, далее усиливается усилителем высокой частоты и демодулируется сначала по высокой, а затем по низкой частоте. Модуляция ключевым модулятором с низкой частотой обеспечивает малые значения смещения нуля, входного тока и их дрейфа. Усиление на высокой частоте обеспечивает существенное снижение шумов, особенно если применить синусоидальное преобразование или в качестве модулятора применить параметрический усилитель.
Эффективность двойного преобразования сигнала была подтверждена экспериментально. При тех же усилительных элементах и одинаковой частоте низкочастотного преобразования, что и в обычном ОУ МДМ, при двойном преобразовании уровень шумов в полосе 0,01 — 1 Гц удается снизить с 600 — 800 до 20 — 30 нВ, при этом входной ток и дрейф нуля оказываются такими же, как у ОУ МДМ с однократным преобразованием.
Не будем останавливаться на известном методе уменьшения Еш путем введения повышающего трансформатора между модулятором иУ~, что позволяет уменьшить шумы усилителя У— в число раз, равное коэффициенту трансформации, и приблизить их к уровню тепловых шумов сопротивления замкнутого ключа модулятора, составляющих примерно 2 нВ/Гц. Это значение может считаться предельным для усилителей МДМ. Однако при применении трансформаторов резко увеличиваются габариты усилителя, и, очевидно, их применение целесообразно только в специальных измерительных усилителях с предельной чувствительностью по напряжению.
Отметим, что спектр Еш канала МДМ в пределах полосы пропускания практически не содержит составляющей l/f В этом заключается преимущество усилителей МДМ по
75
сравнению с любыми полупроводниковыми усилителями без преобразования сигнала.
Токовые шумы канала МДМ определяются дробовым эффектом его входного тока. Они также практически не содержат составляющей Iff и равны /ш. др = К29/вхЛ/:. Так как /вх канала МДМ обычно очень мал, величиной /ш. др можно пренебречь по сравнению с тепловым током шумов источника сигнала и входного сопротивления. Последнее гене-рирует ImT = V4kTbf/RBX.
Выше были приведены выражения, позволяющие найти шумовые параметры ОУ без преобразования сигнала и канала МДМ. Чтобы определить Еш и /ш всего ОУ МДМ,
можно воспользоваться схемой на рис. 2.29, где £ш, м— эквивалентные генераторы ЭДС шумов соответственно всего ОУ и канала МДМ(Умдм),	—ЭДС шумов усилителя Ух
со спектральной плотностью 5Ш. у; /ш, /ш. м—эквивалентные генераторы токов шумов соответственно всего ОУ и канала МДМ;	/щ—эквивалентные токи шумов усили-
теля Ух, его неинвертирующего и инвертирующего входов со спектральными плотностями S£ и соответственно; Умдм—усилитель МДМ с коэффициентом усиления ^мдм; Ух— операционный усилитель без преобразования сигнала с коэффициентом усиления /Сх; —сопротивление фильтра, включающее в себя выходное сопротивление демодулятора.
Для расчета Еш в заданной полосе частот от /х до f2
необходимо определить напряжение шумов на выходе всего ОУ и затем разделить его на общий коэффициент усиления

В результате получим:
Г £
Еш = Е*ш. м + $ [4feTRe [ZJ + S51Z, +S+ 1Z* |* + f'	\ 1/2
+ 5Ш. у]| KJK, \*df К- ,
(2.66)
76
где
Re[Z1] = /?1/(l+®2H)> Л = |Zd2 = /??/(!+<о2П); |/ф|2=Яф/(1+о>2П)> Т* = КфСф-, |КуР = |лоЛ/(1+/®Л) + + КмДМ/(1 +>ТФ)|2|^ |2.
В ОУ МДМ обычно хорошо выполняется соотношение гф>т1>Тф^мдм=п,
поэтому
I аду I2«(14-co2T|)v[i +®2 (П)2]-
Подставив приведенные значения в (2.66), получим:
Еш
4kTR1-[-SmRi
J\ 1+<02Т?
fl
^+Ч^+Ч ' (2'67)
ш. у.
На основании (2.67) можно сделать следующие выводы: а) в полосе пропускания усилителя МДМ (от 0 до 1/2лТф) шумы, обусловленные усилителем Ух, и тепловые шумы /?х ослабляются в 7СМДМ раз; б) в полосе от 1/2лТф до 1/2л7ф эти составляющие шумов ослабляются примерно в 2nfl\ раз. На частотах выше 1/2лТф = /<мдм/2л7,ф
Составляющие, обусловленные /+, и на этих частотах обычно пренебрежимо малы вследствие действия С± и Сф.
Токовый шум определяется суммой /шм и составляющих, связанных с /’ и тепловым шумом /?х:
ш
ft
^df.
1 +(0271 '
(2.68)
Помимо флуктуационных шумов в ОУ с преобразованием сигнала существенную погрешность вносит напряжение пульсаций, связанное с импульсными помехами из ГУ (см. рис. 2.28) и неидеальностью фильтра на выходе МДМ. Напряжение пульсаций в основном определяется схемой ОУ МДМ или ОУ ПКД. Оценка этого напряжения и методы его снижения даны в гл. 5 и 6.
77
Глава третья
МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ БЫСТРОДЕЙСТВИЯ И УСТОЙЧИВОСТИ ОУ
3.1. СВЯЗЬ ПАРАМЕТРОВ АЧХ ОУ
С БЫСТРОДЕЙСТВИЕМ И УСТОЙЧИВОСТЬЮ РЕШАЮЩЕГО УСИЛИТЕЛЯ
Быстродействие ОУ при подключенных цепях обратной связи и цепях коррекции, т. е. в схеме решающего усилителя, целесообразно характеризовать частотой и временем установления т6, определенных как для малого сигнала (заведомо в линейной области), так и для большого сигнала, соответствующего полному диапазону изменения выходного напряжения. Частота &ля малого сигнала характеризует диапазон частот синусоидального напряжения, в котором частотная погрешность б (/) не превышает допустимое значение. Как известно из теории решающих усилителей, 8(f) практически определяется коэффициентом передачи в контуре обратной связи [3]:
(3.1)
где /Су(/(о)—комплексный коэффициент передачи (усиления) разомкнутого ОУ с учетом нагрузки;	—комплексный
коэффициент передачи цепи обратной связи с выхода ОУ на его вход, причем
/<о. С (/®) = 20 (jw)/[Z0 (/<0)4-Z, с (»];	(3.2)
Zo с — сопротивление обратной связи между выходом и входом ОУ; Zo—сопротивление, эквивалентное параллельному включению сопротивлений, в том числе входному сопротивлению ОУ относительно земли. В тех случаях, когда на входе РУ имеется всего одно сопротивление Z1(j(d) и и для всех частот
IZ. (Ml < | zBX (/<0)1,
где ZBX(/<o) — входное сопротивление собственно ОУ, то
/<О.С(М~ 1/(1+Кп),
где /Сп — коэффициент передачи РУ, равный Z^/Z^ Z1 — сопротивление между входами РУ и ОУ.
Функция |/<у(/со)| является амплитудно-частотной харак-теристикой^ОУ. Ее обычно представляют в логарифмическом масштабе в виде асимптотической характеристики, состоящей из отрезков прямых.
78
коэффициент передачи Лу (До) можно представить в вйдё дробно-рациональной функции:
К	— К	— К /ох (1(1 4-/WG)2). - .(l+/w/(0m)
Ay	-Лу	Q (/(0) -Лу (1 +/(0/(01) (1 ^/(0/(02). . .(1 +/(0/G)rt) ’
где coj—корни многочлена числителя Р(/(о), называемые нулями функции 7<у (/со), a coz—корни многочлена знаменателя Q (/со), называемые полюсами /Су(/со).
Если двигаться от нуля в сторону высоких частот, то отрицательный наклон (затухание у) асимптотической АЧХ, соответствующей такому	увеличивается на 20 дБ/дек
при прохождении каждого полюса и уменьшается на 20 дБ/дек ьпри прохождении [каждого нуля. Поэтому наклон (затухание) участка асимптотической АЧХ на ча-стоте со
у = 20 (/—£),
где I и k—соответственно число полюсов и нулей расположенных слева от со (меньших со).
Аргумент /Су (/со), равный
_	Im [/Cv (/со)]
ф (со) = arg (>)] = arctg Re[Ky(/m)],
называют фазочастотной характеристикой (ФЧХ) ОУ.
Напомним, что для минимально-фазовой системы, к которой в большинстве случаев можно отнести ОУ, затухание у его АЧХ, выраженное в децибелах на декаду, связано с ФЧХ приближенно (точная зависимость определяется более сложным интегральным соотношением [3,7]) следующим соотношением:
<р (со)	—лу/40, ’
причем точность этого соотношения тем выше, чем шире диапазон частот с постоянным затуханием у.
Если известна АЧХ и оговорено минимальное значение с 1/(У+Кптах)’ то на основании (3.1) величина /б определяется путем решения следующего уравнения:
1*у(/б)Н1/Ко.сыДоп-	(3.3)
Если АЧХ ОУ эквивалентна соответствующему инерционному звену первого порядка, т. е.
и у = 20 дБ/дек, (0) > (1+/СП тах)/6, то
/б = fср^о. с /л/ч^доп fср^лоп/0 Ч*	max)'	(3-4)
79
при fcp =50-7-100;МГц
Например, при /ср=±10 МГц, /Сп тах = 100, /Су > 106 и 6Доп = 0,01% значение составляет 10 Гц. Очевидно, что для увеличения f6 в данном случае необходимо снижать Кпгпах (чт0 можно достигнуть, заменив один РУ двумя, каждый с = max) и увеличивать /ср. Однако увеличение /ср обычно вызывает дополнительные трудности с обеспечением устойчивости, при этом, как правило, снижается допустимая емкость нагрузки wax и требуются специальные меры для снижения паразитных индуктивностей и емкостей монтажа, особенно емкости на входе ОУ (в суммирующей точке) относительно земли. Уже проблемы настолько затрудняют использование ОУ, что увеличение /ср свыше 100 МГц целесообразно только в исключительных случаях.
Существенного увеличения /б можно достигнуть, сформировать АЧХ, имеющую участок (от /в до /\) с шим затуханием, как показано на рис. 3.1. Для формы АЧХ при f > fB и ка тах < fcp/fi
V/20
эти
если боль-такой
(3-5)
|ЯУ(М
Отметим, что в области частот с у > 40 дБ/дек фазовый сдвиг превышает —180°, поэтому выбирать тах > /Ср/Л недопустимо, так как система становится неустойчивой.
Из (3.3) и (3.5) следует, что
f/A_f/Zc₽^ a Vo/Y ~ f (Ь бдоп ¥0/v Id (У) ‘1\f1 с mi« Д°п J	~ 11 \ f± 1 | /(и J
Разделив /б(у) на f6 (20), получим:
W	[ 1-|-Кп,лах Л.]1-(20ZY)
/<з(20)	|_ Ухоп /ср]
Частота среза РУ по контуру обратной связи f ср- Р» У = М<о.с min^f ср/(1 4“ А’п max) должна оставаться менее /\, чтобы обеспечить некоторый запас по фазе Дер. Если задаться Дер = 60°, то
Л. 2 (20-т)/20; 1 + /<п тах «	2 (20-у)/20,
ср. р. у
(3.7)”
80
при этом относительный выигрыш состанляет
Гь Шб (20) = [20/26 (у - 20)]1 - w» = N.	(3.8)
В табл. 3.1 приведены численные значения получаемого выигрыша N для различных у и 6.
Таблица 3.1
б, %	N при V, дБ/дек			
	40	1.. 60 1	1 . 80 . 1	100
1	7,06	8,55	8,25	7,5
0,1	22,4	39,8	46,5	48
0,01	70,6	185	262	301
Из табл. 3.1 видно, что для б 0,1 % не имеет смысла увеличивать у свыше 60 дБ/дек. Но даже при 6 = 0,01% дальнейшее увеличение N незначительно. Если учесть, что при у > 40 дБ/дек система становится условно устойчивой, а в такой системе снижение /Су или /Сос приводит к потере устойчивости, то становится очевидным, что для практических целей (за редким исключением) нецелесообразно реализовывать АЧХ с у > 40 дБ/дек. Для у = 40 дБ/дек согласно (3.6) — (3.8) имеем:
f6 (40) = К/сРАбДОп/(1 +кп таху,
N  т/ (1 ~\~Китах) fcp	1
бДоп/1	2/бдоп
(3.9)
(3.10)
Для приведенного ранее примера ОУ с /ср=10МГц, таХ =100, бдоп = 0,01% и Л ==50 кГц получим f6 (40) « « 706 Гц.
Таким образом, для увеличения f6 необходимо увеличивать fCp ОУ и синтезировать АЧХ с затуханием 40 дБ/дек или выше.
При большом сигнале на выходе граничная частота /гр может оказаться значительно ниже /б, если скорость изменения сигнала превысит значение Vтах, которое способен обеспечить ОУ, при этом даже ничтожное увеличение частоты приводит к резкому возрастанию погрешности.
Так как при синусоидальном сигнале с амплитудой ^вых max
max (^^вых/^^тах ' ^вых max^^f > TO
f Vmax^H'Umax'
6	№83
81
Ёсли /б> Утах/‘2пивыхтах, то увеличение/гр может быть достигнуто только за счет повышения Vтах усилителя.
Остановимся на зависимости времени установления тё масштабного РУ от вида и параметров АЧХ ОУ. Под тб для малого сигнала будем понимать время от момента подачи на вход прямоугольного импульса (скачка напряжения) до момента, когда относительное отклонение выходного напряжения от установившегося значения не превысит допустимой погрешности:
б = [t/вых («>)-t/вых (Te)]/t/Bb.x (со),
при этом амплитуда импульса или скачка на входе должна быть выбрана достаточно малой, чтобы заведомо обеспечи-валось условие
^вых (oo)2«fcp/(l+tfn) max ’
где/Сп==/?0 с/7?1( 7?г—сопротивление между входами РУ и ОУ.
В этом случае скорость изменения UBax(t) не превысит Vmax, т. е. ОУ не будет перегружаться по скорости изменения сигнала. Переходный процесс в линейной системе однозначно определяется видом передаточной функции по разомкнутому контуру обратной связи Kv. у (s) =	(s) Ко. с (s)>
где s—комплексная переменная; /Со. c(s) — передаточная функция цепи обратной связи от выхода ОУ до его входа.
Для расчета необходимо перейти к передаточной функции РУ с замкнутой обратной связью
^(^)-/<n(s) j7(S)(srF(0)^g,	(3.11)
1 г7'р. у (bj	Ц (S)
где 1^(0)—значение W (s) для s = 0; P(s)—полином числителя W (s); Q (s) — полином знаменателя; /Сп(§)—передаточная функция РУ при идеальном (безынерционном) ОУ.
Переходный процесс обычно рассматривают при скачке входного напряжения для масштабного РУ. В этом случае для инвертирующего входа, если сопротивление обратной связи Ro с шунтировано емкостью Со. с, имеем:
R п (s) — Rq. с/	1 + s Со. с Ro. с) >
а для неинвертирующего входа
Ku (s)= Ro. c/(Ro.c + R1)U ~\~sCq.cRo. с)-
В общем случае переходный процесс на выходе такого РУ при скачке входного напряжения может быть выражен 82
через параметры W (s) следующим образом [21]:
m,-l
+ es,t	• • • +eSj‘ 2L   
k=0	‘	k=0
mn-l
hnk^,	(3.12)
fc = 0
где
1 jk (mj_^k)\ dsmj-i *~k
mjW(s) <s-s/)wO=s.’ <3 *-13)
причем Sj—корни характеристического уравнения Q(s) = 0; j= 1, 2, ..., n—номера корней и соответствующих коэффициентов; rrij—кратность /-го корня, & = 0, 1,2, ..., ту-—1.
Если корни не кратные, то
a(t)= 1 4-esi//i14-e52//i24-... +eSnthni где
ft.= r(s_s.)^i =_l.£1^z±2?!
' L(s s‘Mo)Js=s,. «^(0) d[sQ(s)]
ds 1 v
(3-14)
(3.15)
Зависимость погрешности от времени выражается через a(t) следующим образом:
6(/)=1— а (/).
Для определения тб необходимо найти такое время / = t$, для которого выполняется следующее условие:
6> 1—а(тб).
Как видно из (3.12) и (3.14), это неравенство, за исключением простейших случаев, неразрешимо относительно Поэтому в общем случае приходится прибегать к графическим либо машинным методам расчета. Однако, производя оценочный анализ (3.12), можно показать, что каждый излом1 АЧХ РУ, где происходит [изменение скорости ее затухания у, вызывает увеличение числа членов в (3.12) и (3.14), причем чем в более низкочастотной области имеется излом, тем меньшим значениямткорня он соответствует (за
1 Здесь и далее под изломом АЧХ понимается изменение наклона
асимптотической (кусочно-линейной) АЧХ. Точная АЧХ РУ или ОУ,
естественно, имеет плавные сопряжения участков с различным затуханием.
6*	83
метим, что корни обратно пропорциональны постоянным времени). Поскольку вещественные значения корней для устойчивого РУ должны быть отрицательными, уменьшение корня означает замедление затухания со временем соответствующего члена в (2.12) и (2.14), что приводит к увеличению тб.
Наличие комплексно-сопряженных корней, особенно с малой вещественной частью, приводит к колебательному медленно затухающему переходному процессу, что крайне нежелательно.
С учетом этого можно ожидать, что для /Cp#y(s) без изломов, т. е. с постоянным затуханием у = 20дБ/дек, время установления будет минимальным. В этом случае ^.y(s) можно представить в следующем виде:
ДГ /к___ ^у(0)^О. с(0) Wcp. р. у
Ар.у W - j +s/<y (0)/(Dcp^ —	’
где о)ср>р у = (оср/С0>с—частота среза в контуре обратной связи РУ; (оср—частота среза ОУ.
Здесь мы положили /Су (0) —>оо, так как конечность /<у(0) влияет только на статическую погрешность РУ и практи-
чески не влияет на вид и время переходного процесса, при этом, если считать цепь обратной связи безынерционной (KOtC = const, /Cn = const)> то
F(s) =
Кп
1 +s/COcp< р. у
; а (0 = 1— е “С₽К°-
Xlg	.
» ^б (й К шсрЛо. с
(3.16)
где f/Bbix(o°)—установившееся значение ^ВыХ=:^вх^п> [7Вых max—максимальное значение J7BbIX, соответствующее шкале ОУ; тб—время установления с заданной погрешностью б.
На практике для получения АЧХ с затуханием 20 дБ/дек нередко приходится согласовывать пару цепей коррекции или 84
более. Из-за разброса параметров этих цепей на АЧХ появляются изломы, показанные на рис. 3.2. Излом, приведенный на рис. 3.2, а, возникает, когда нуль передаточной функции низкочастотной цепи коррекции меньше полюса высокочастотной цепи. Излом, показанный на рис. 3.2,6, появляется, если нуль низкочастотной цепи больше полюса высокочастотной цепи.
Для таких АЧХ
1 4“ s/Ci/(dCp р у
Kp.y(s) =
_J_____S Г1 I г
1 -j- А wcp. р. у L ®ср. р. у
(1+Л)] ’
где

причем А может быть как больше, так и меньше нуля. На основании (2.14) можно записать
a (t) = 1 4- hLes'14- h2es‘‘.
Приравняв нулю знаменатель W (s), найдем корни харак-
теристического уравнения:
1 , Г] ।	1
S1.2—	2 Юс₽-Р-У [1-ГК1(1+Д)
Кх[н
4
1 у •• Ki(14-A)J
Коэффициенты и h2 рассчитываются согласно (3.15): Л1 = s2 (sx s0)/s0 (sx s2), h2 = (s2 s0)/s0 (sx s2),
ГДС So ^cp. p.y/^1’
Если учесть, что рассогласование постоянных времени корректирующих цепей мало, т. е. Д<^1, и предположить, что Ai = <оСр.р.y./cOi1, то выражения для sn s2, ht, h2 можно упростить, при этом
1 — е“°ср. р. у* А [1 —е °ср. р. у//К1] --------------пгж;------------------<3J7)
Отсюда видно, что 6(/) = а(/)—1 быстро затухает с малой постоянной времени 1/соСр. Р. у до значения, равного примерно A/Aj, и затем происходит медленное затухание с постоянной времени в Кг раз большей. Если A/Ki > бдоп, то время установления возрастает во много раз:
Кг 1 Г А ^вых (со) 2л/ср/(0 с [ Uвых max
(3.18)
85
Например, при Д=10%, /<\=100, 6 = 0,01%, (7вых(°°)/ £7вых«ах==1 увеличение тб по сравнению с идеальной АЧХ с у = 20 дБ/дек происходит в
^lg(A/Ki6)/lg(l/6)«25 раз.
Если ГАЧХ имеет несколько изломов (рис. 3.3), т. е. передаточная функция РУ содержит несколько пар близко
Зависимость (3.19) является обобщением (3.17). Она справедлива только при
«/+1/(о£<<1; |(oz—1.
При такой АЧХ происходит быстрое затухание 6 (/) с постоянной времени 1/<оср> р<у до уровня
ц(0 —1 «
у <0/ —С*/
после чего процесс резко замедляется и затухание происходит со значительно большими постоянными времени ^/о)ср. р. у* Если
у <г л
А- ид°п’ i=i	1
то*наличие изломов АЧХ не приводит к увеличению т^. В противном случае время установления резко возрастает. 86
Таким образом, для минимизации тб необходимо обеспечит^ АЧХ по контуру обратной связиТУ с затуханием либо точно 20дб/дек, либо с очень малыми значениями рассогласования частот (w( —(o^/wлибо с рассогласованием, лежащим в области /(у/(1 + К„) 1/бдоп-
Если АЧХ РУ затухает в области низких частот е у = 40дб/дек, а затем с у = 20дБ/дек, т. е. имеет вид, по* казанный на рис. 3.4, то
Al \ s / \ Юср. р. у/
1V7 / ч	1 +зК1/<0Ср. р. у .
“ l+sXi/tOep. р. у + з*К1/«>?р. р. у ’
а (/) =а 1 Sg <S1~so)gS1<—St (Sg—So) eSit	(3.20)
S0 (S1-S2)
ГДе /<1 —WCp.p. у/(01, ^cp. p. у ^cp^o. ’ So —- (Dcp. p. y/*l,
_ _^(1 ±(/i-T^).
Если /<i> 1, то
a(t)& 1
Ki(i + Kn)
(3.21)
Отсюда видно, что при Л1^1/6Д0П не [происходит увеличения т6.
При малых <оср. р.у/«1 (Ki < 4) переходный процесс становится колебательным и может привести к значительному увеличению тб. При К1 = 4, s1==s2
а(0 = 1—(1
Юср- P-У Л е-а>ср. ₽. у'/’.
(3.22)
Характер зависимости .6 (/) = 1—a(f) показан на рис. 3.5, при этом те для 6ДОП = 0,1 % возрастает примерно в 2,7 раза, а для 6ДОП = 0,01%—в 2,4 раза по сравнению со случаем идеальной АЧХ РУ с у = 20 дБ/дек.
Если ОУ имеет идеальную АЧХ с затуханием 20 дБ/дек, то за счет входной емкости или емкости нагрузки в передаточной функции Кр. y(s) добавляется полюс и АЧХ РУ принимает вид, показанный на рис. 3.6. В этом случае
^р. у («) $ (1+s/K1(Ocp Рф у); w (s) - i + s/£Ocp р у+S2//<1(0cp р у -_________________________________________________________________^i£g_____ is— Si) (s— s2) >
a (t) = 1 + ^lthl es*0i2,
87
Мё
==0)iA°cp. р.у‘, si»2 = —’ Р2Р У О 1—4/KJ;
^ = —52/(52 — 5!), /22 = S1/(S2 —Sj.
Отсюда видно, что при < 4 переходный процесс становится колебательным, что может значительно увеличить тб.
В этом случае выражение для a(t) принимает следующий вид: a(t) ==:уС03(д^~У"у’~ 	с ,
где
" /~ 1 Ki
COft—4 ’ ®с —®ср. р. у
Можно показать, что для Кг < 4 f г*-'	%’S 1g ^вых (°°)
° К1®ср. р. у 6 ^вых max
т. е. та растет с уменьшением частоты полюса KiWcp p y. Кроме того, при К.! < 4 растет перерегулирование о, значение которого в процентах можно определить по формуле
п ^вых шах ^вых (°0)   _-пУК,/(ь- К,) t/вых (00)
На практике обычно недопустимо о > 20%, так как иначе (/вых в переходном процессе может выйти за пределы линейной области ОУ, что приводит к резкому увеличению Для о^18% необходимо, чтобы	при этом та воз-
растает примерно вдвое. При /(\^2 не происходит увеличения тв, а <т » 4 %.
Таким образом, при расчете АЧХ ОУ целесообразно принять К1^2.
88
Если /(\ = 4, то
Si = s2 = 2(ocp< p y, a(Z)= 1—(14-2wcp p. y/)e-2“cP'p’ Д
(3.23)
при этом 8(t) монотонно убывает, причем вначале процесс протекает несколько медленнее, чем при идеальной АЧХ с у = 20 дБ/дек, но для малых 8(t) ускоряется так, что т0,! и т0,01 оказываются примерно в 1,5 раза меньше, чем при идеальной АЧХ с у = 20 дБ/дек.
По мере увеличения Kt т6 приближается к значению, соответствующему у = 20дБ/дек, при этом
a (t) « 1
“ср. р. ya+i/x.u _ 1	-к>“ср.р. yd-1/к.)'
______________ кГе................
1 - 2/Kt
(3.24)
Отметим, что если имеется несколько высокочастотных полюсов (<»!, <о2, • ••, <4), то их влияние на переходный процесс приближенно можно учесть, если ввести один эквивалентный полюс с частотой!
4i== (1/о>х -Ь 1/<о2+ . .. + 1/(1)л)-1.
Если частоты всех полюсов значительно вышео)ср>р у, так что соп> 4р. р. у» то определение тб по приведенным выше формулам (считая == <оп/соср р. у) будет давать несколько завышенные результаты, т. е. такая замена позволяет оценивать верхнее значение тб. Точные зависимости тб и о от для кратных полюсов приведены в [1].
До сих пор рассматривалась связь параметров АЧХ с тб при работе ОУ без перегрузок как по отклонению (7ВЫХ, так и по скорости нарастания Vmax. Если скорость нарастания сигнала превышает V тах, то происходит перегрузка одного каскада ОУ или нескольких, что вызывает обычно значительное затягивание переходного процесса. Значение дополнительного времени в значительной степени зависит от схемы ОУ и может во много раз превышать тб, найденные в линейном приближении. Если приняты специальные меры, исключающие попадание транзисторов в режим насыщения (отпирания коллекторного перехода) или дополнительный 4 перезаряд емкостей схемы, то время установления при АЧХ с у=20дБ/дек можно оценить следующим образом. При скачке на входе вначале (7ВЫХ изменяется с постоянной скоростью Vmax, т. е.
А^вых (0 = U вых (°°)— Утах^
Этот процесс будет происходить до момента tt, когда A£/BWX уменьшится до значения, при котором процесс будет 89
происходить в линейной области со скоростью, не превы-шающей Vmax, т. е.
вых (°°) ~max ^1) ®ср. р. у = V max'
Отсюда
— Uвых (°°)/Vmax	V®cp. р. у> вых (^1) — ^/лах/^ср. р. у
При переходе в линейную область обычно происходит некоторая задержка на А/ (см. [1]), обусловленная тем, что необходимо время ‘для разряда емкостей и рассасывания носителей в транзисторах после работы в режиме перегрузки. Если приняты специальные меры, обеспечивающие практически безынерционный переход в линейную область, то (при у = 20 дБ/дек) по истечении времени tr затухание переходного процесса происходит по экспоненте с эквивалентной постоянной времени 1 /а>ср р принтом отклонение от i/BbIX(oo) войдет в зону 6(/вых тах через
__ 2,3	^вых(^1) ~1 __ 2,3 । f______У max_____\
2 ®ср.р. у L^Bbjx/nax^J ®ср.р. у \ ®ср. р. у^вых max
В этом случае время установления равно сумме и t2: __ ^ВЫХ (°0)_____1___2,3	/_____У/flgX___\
У max	®ср. р. у ®ср. р. у \ ®ср. р. у^вых max
По сравнению со случаем неограниченного Vmax тб возрастает на величину не менее
Ат§ =	—	
Wcp.p.y _____^вых (°0)___1______2,3 Утах ®ср. р. у Например, при UBUX — 8 МГц, 6 = 0,1% значение тб
'ср. р. у
'ср- р. У
in ^вых(°°) _
__v	^вых (°0) ^Ср. р. У Утах
(оо)=ю В, Vmax= 100 В/мкс, /ср. р. у “ u и>» 47 —	1 /и ^nci^cnnv Л/ 190 нс, а Атб 50 нс.
Помимо влияния параметров АЧХ на и тб они определяют область устойчивости РУ, которую на практике характеризуют диапазоном значений емкости нагрузки Сн, при которой обеспечивается устойчивость для заданного многообразия параметров цепи обратной связи. Как известно, для сохранения устойчивости РУ необходимо, чтобы его передаточная функция по контуру обратной связи у (fo) обеспечивала фазовый сдвиг ср менее |—180° | на частоте соСр р у, на которой |7<р у (/со) |= 1, т. е. чтобы годограф /Ср у(/(о) на комплексной плоскости не охватывал точку —1, /0 при изменении <о от 0 до оо. Если на более низких частотах отстающий < фазовый сдвиг ср превышает |—180° |, то усилитель является условно устойчивым (уменьшение его 90
IXyl может привести к неустойчивости), а если ф остаётся менее |—180° |, то усилитель абсолютно устойчив.
Емкость нагрузки приводит к увеличению ф в области высоких частот, что может привести к нарушению устойчивости. Допустима тем большая Сн, чем меньше отстающий ф на частоте среза РУ, чем ниже эта частота и чем меньше выходное сопротивление ОУ. При оценке допустимой Сн необходимо анализировать все многообразие цепей обратной связи и ее параметров, для которых будет гарантироваться Сн/лах. Требование увеличения области устойчивости в значительной мере противоречиво с требованиями быстродействия РУ. Как было показано ранее, для повышения быстродействия требуется увеличение частоты среза /ср ОУ и скорости нарастания Vmax. Увеличение допустимой Сн неизбежно приводит к уменьшению /ср, так как увеличиваются трудности сохранения большого усиления на высоких частотах при малом ф. Уменьшается также Vmax, которая ограничена величиной 1выхтах/Са.
Только сокращение диапазона изменения /<п благоприятно сказывается как на быстродействии РУ, так и на области устойчивости.
3.2. УВЕЛИЧЕНИЕ ЧАСТОТЫ СРЕЗА ОУ
Ранее было показано, что для малого сигнала полоса пропускания РУ, в которой погрешность б не превышает заданную, может быть увеличена за счет введения участка в АЧХ ОУ с большим затуханием (у = 40 или 60 дБ/дек). Кроме того, при прочих равных условиях и Тб улучшаются пропорционально росту частоты среза (/ср)ОУ.
Частота среза входного каскада определяется его крутизной SBX и эквивалентной емкостью нагрузки Сн. вх:
/ср *^вх/2лСн< вх.
Для входного каскада на биполярных транзисторах (рис. 3.7)
SBX^ 1/2 (/?э + фт//к).
При /?э = 0 частота среза максимальна и равна:
/ср ^ВхР/4ЯфтСн. вх,
где р = /г21э.
Ее дальнейшее увеличение связано с ростом коллекторного тока, что крайне нежелательно, так как увеличиваются /вх, шумы и нагрев транзисторов, что в свою очередь приводит к повышенному дрейфу нуля.
91
При применении пОлевык транзисторов возможна работа с большим током стока /с, чем /к, без увеличения /вх. Однако /с ограничен дополнительным нагревом транзистора. Кроме того, примерно, при /с = /к^0,2 мА крутизна полевых транзисторов оказывается меньше, чем у биполярных.
Если Сн. вх образована емкостью Со. с параллельной обратной связи в выходном усилителе (рис. 3.8) [где Увх, Увых — соответственно входной и выходной усилитель (каскад) /, то Др всего ОУ равна
/ср « 5вх/2лС0. с
при условии, что частота среза Увых по контуру Со, с выше Др всего ОУ. В широкополосных ОУ в качестве Сос может использоваться емкость Ск коллекторного перехода транзисторов в У вых- При интегральной технологии не представляет труда снизить Ск до 2 пФ (известны биполярные структуры с Ск = 0,1 пФ), тогда
при /к Увх, равном 0,33 мА, Оо.С
Рис. 3.8
и /?э = 0 получим /сР^ 1 0001 МГц. Естественно, что транзисторы должны быть выбраны со значительно большей Д (при которой |Р1= 1). Но на практике ограничение связано не столько с самой величиной Д, сколько с высокочастотными полюсами в передаточной функции Увх и Увых, частоты которых оказываются тем ниже, чем меньше /Д.
При интегральной технологии с использованием боковых р-п-р-транзисторов с малой Д Др составляет 1—3 МГц. Применение более совершенной технологии, например с диэлектрической изоляцией внутри кристалла, позволяет реализовать на одном кристалле высокочастотные п-р-п- и р-п-р* структуры (с fr до 1000 МГц). В этом случае удается увеличить Др до нескольких десятков мегагерц.
Максимальная Др не должна быть выше частоты, на которой высокочастотные полюса в /Су(/со) и емкость нагрузки Сн создают отстающий фазовый сдвиг —45°. Дальнейшее увеличение Др приводит к уменьшению запаса устойчивости и колебательному переходному процессу, что ограничивает 92
Применение ОУ во многих областях и потому нецелесообразно.
Если в АГу (/со) содержится п высокочастотных полюсов на частотах /2, ..fn и	для всех то дополни-
тельный фазовый сдвиг на частоте /ср можно оценить следующим образом:
л
Дф(/с₽)«-577сРЕг-
1=111
Практически достаточно учесть два-три ближайших к /ср полюса, считая, что в худшем случае они совпадают и равны /д, тогда
Аф(ЛР)^-577срп//п,
где п—кратность полюса (1—3). Положив А<р (/ср) — —45°, получим:
/с₽иах<0>8/пМ-	(3-25)
Оценим величину /п для типовой структуры ОУ, состоящей из дифференциального входного каскада по каскодной схеме ОЭ, предвыходного каскада ОЭ и выходного эмиттерного повторителя. Отметим, что более сложные схемы ОУ могут быть сведены к такой же схеме, так как полюса, вносимые промежуточными каскадами типа ОБ или ОК, как правило, лежат на значительно более высоких частотах. Для оценки /п найдем приближенное выражение /Су (/со) для упрощенной схемы такого ОУ, приведенной на рис. 3.9. Его эквивалентная схема для высоких частот представлена на рис. 3.10, где: / — часть схемы, соответствующая первому (входному) каскаду ОУ с крутизной (/со); // — схема, эквивалентная второму каскаду (Т8, Т9), образованная каскадом ОЭ (Уо. э) с входной емкостью Со, коэффициентом усиления KQ. э (/со), охваченным емкостной обратной связью через С0>с, и с эквивалентной нагрузкой в коллекторной цепи ZKH(/co); III — эквивалентная схема выходного эмиттерного повторителя (ЭП) на транзисторах 7\0, с выходным сопротивлением
4ых (/©) и нагрузкой ZH (/«)•
Для такой схемы
— ^оКо. э	э (/«) [^вх^1//« (^о4"^о. с)	с/(^о + ^о. с)],
откуда
£к=_______________Si____________
/еоС0.с[1 + (1 + Со/С0.с)^0.э(/а))] •
С учетом того что в области высоких частот
^о.э(/«) - А'о.э(0)/(1+/©/®ср.у) ~ «ср. у//«,
93
f'/tetocp. у — частота среза каскада с ОЭ, получим:
_____________________ZH (/<*>)________
/(оС0. с (1 + /О)/(Оср. у) I^BWX (/<*>) + ^н (/ш)] ’
где (Оср. у = 2л/:Ср.уС0 с/(С04-СОф с) — частота среза У0>э по контуру обратной связи через Со с.
(3.26)
Входной каскад за счет параллельной обратной! связи через СОеС работает в режиме, близком к короткому замыканию по выходу. Можно показать, что на высокой частоте сопротивление его нагрузки можно считать равным примерно 1/(соСр. у^о. с)- Например, при Со с = 10 пФ и fcp.y = 50 МГц сопротивление нагрузки составляет всего 310 Ом. Поэтому усиление каскада по напряжению невелико и обратной связью в Т Т6 через их Ск можно пренебречь. Благодаря тому что Ео не зависит от дифференциального входного сигнала, потенциалы коллекторов транзисторов Г3, Т1 практически фиксированы, поэтому эффектом обратной связи через их Ск также можно пренебречь. При этих условиях
•$1 « Л/Кб/Л(7вхЛ/кб/Л^вх,
94
где Д/кв и A/кв — приращения тока в коллекторной цепи Т6 под действием Д(7ВХ соответственно по цепи коллекторы Т3, Т2, инверторы тока на Т4, 7\, Т5и по цепи эмиттеры Т3, Т7, коллектор Т6; отсюда имеем:
Д/кб ~1, А^вх ~ 2г э (1 +/о)Скгэ) (1 +/согб/®тГэ) ’
Кб ___________________1__________________
At/BX ~ 2гэ (1 Ч-усоС^) (1 + /согб/сотгэ)2 ’
Рис. 3.11
где Су— емкость эмиттеров транзисторов Т3, Т7 относительно земли, включая емкость генератора тока Г7\, сот = 2л/т; /т— частота, при которой модуль усиления транзисторов по току | Р | — |/121Э | равен единице. Приведенные выражения получены в предположении, что |Р(/со)|^>1, все транзисторы одинаковы и Р (/со) сот//со. Просуммировав обе составляющие, получим:
о /• й ~ 41	1 + /сог6/2сотгэ
1	'~<Рт (1+/®Ск''э)(1+/®Гб/<0тГэ)2 ’
(3.27)
Для расчета Ко. э (Л°) воспользуемся Т-образной эквивилентной схемой транзистора (рис. 3.11), которая наиболее близко соответствует его внутренней структуре. Для нее
Ко.э(/®)=^=
PZhG + P рЭ)
(z"+t+p) [^б + ^э (1+ Р)
^к~Ь^н4~	1
ZK + ZH(1 + P)J
(3.28)
где = 7?г4-<б;	= ^э. вн + лэ, причем /?э,вн — внешнее сопротивление
эмиттерной цепи.
Подставив в (3.28) значения
Р~ сот//со (1 -|-/со Тр); ZH=l//coCH; ZK=l//coCK; сот = 1/7\,
получим:
/<о. э (/«) ~
~	(1 -/<оСк/?э + <о27’тСк/?э) [1 + /юТт (1 + Сн/Ск)]	(3 29)
~ /<о(Сч + С,<)(/?б+Я9) (l+ycoTp) [1+/<о (Тт + То)-<о*ГтТо] ’
95
где То = C^CKR6R3/(C'H + Ск) (R6 + 7?э); Тр - постоянная времени, учитывающая второй порядок в аппроксимации;
р(/ю)==_________m.
Р '	(1+/соТт)(1+/®Тр)
Обычно Тр « (0,3 4- 3) 7\. Здесь в состав С'н необходимо включить сумму емкостей С,к коллекторных переходов транзисторов Т8 — Тп и ГТ2, а также Со с, т. е. 5СК-|-Со.с (см. рис. 3.9).
Так как на входе Т9 стоит Т8 в режиме малых коллекторных токов, для расчета э примем:
^б—гбэ+ ^ВЫХ8 ~ гбэ -F ф гДк8;	+
Здесь индексы означают номера транзисторов, к которым относятся эти параметры. Остальные параметры в (3.29) принадлежат Т9.
Анализ (3.29) показывает, что в области высоких частот каскад с ОЭ с емкостной нагрузкой имеет постоянное затухание 20 дБ/дек, причем его частота среза определяется выражением
f ~. ср’у	2л (гб9 + фт//К8 + гэ9 + ^з) (5С\< + Со с)
Например, при Гбэ —60 Ом, гэ9 = 30 Ом, /к8 = 100 мкА, R3 = 100 Ом, Ск==Со с—5 пФ частота среза равна 11 МГц.
При тех же значениях параметров и /т^300 МГц полюса в К0,э (/со) лежат на частотах более 10/cp y, поэтому ими можно пренебречь.
Для определения ZB и ZH в (3.26) на высоких частотах можно учитывать только емкостные составляющие, тогда
^вых М/со (5СК~Г СОе с); ZH ~ 1//соСн;
ZB’JX = (гб10 4“ZB)/(1 + Рю) + ^Э10 ~ *э10 + 1/®г (5Ск4“ ^0. с) + бю/^г»
где 7?эю =	+ гэю — Яй + Лпр
Следовательно,
~1.
ZH-pZBbIX 1 + /®£н [^э1оЧ~ 1/®г (5Ск + Со. с)] со2СнГбю/сог
Подставив полученные значения в (3.26), получим:
к z. .______________1+/<огб1/2сот]гЭ1_________
у [	~ /(ОГ^Со. с (1 +/соСкгэ1)(1 +/С0Гб1/С0Г1ГЭ1)2 ~>
(1	/со/соСр. у){ 1 —со2Снгбю/сОг + [ 1/сот (5СК Со с) -|- 7?эю] /соСн} (3.30)
Анализ (3.30) с учетом численных значений параметров показывает, что наиболее низкочастотным полюсом является
f — f ^о. с __ Сп с
Zcp.y-ZcP.yCo + Co с-(Со + Со с)Х ____________________1_________________ X 2л (5СК ^о, с) (гбэ + fgg + ^8 + фт//Кв)
86
Согласно (3.25) эта величина и определяет максимально возможную fcp всего ОУ. Заметим, что /ср имеет максимум при
Ср. с. опт = V”5СКСО, равный
f	_-______ *________________________________в
2Л (	5СК)2 (Гб9 + ГЭ9 + ^3 + Фт/^К8)
Например, при = Ом, гэ9 = 30 Ом, 7?3= 100 Ом, /к8 = 100 мкА, Ск — 5 пФ, Со = 1О пФ получим Со сопт = 16 пФ, /сртах~ МГц. Для реализации такой /ср необходимо обеспечить при Со< с> опг= 16 пФ = = 0,5 мА/B, т. е. гэ1 « 2 кОм. Эго значит, что либо коллекторный ток /К1 входного каскада должен составлять около 13 мкА, либо последовательно с эмиттерами транзюторов Т3, Т7 должны быть введены соответствующие резисторы. С уменьшением /к падает /т транзисторов входного каскада, что в свою очередь способствует снижению частоты полюсов, обусловленных членами Скгэ1 и Гб1//(дтгэ1 в (3.30). При этом они также могут ограничивать /ср ОУ, поэтому предпочтительней введение последовательных резисторов.
Очевидно, для увеличения /ср необходимо выбирать транзисторы с минимальными Ск и rg, снижать /?2 (правда, при этом будет падать общее усиление), увеличивать ток /к8 и уменьшать /?3.
Из (3.30) следует еще одно важное ограничение на максимальное значение fcp. Оно связано с индуктивной составляющей Гб/^т в выходном сопротивлении ОУ. При емкостной нагрузке (Сн) на частоте
f — 1
₽ 2л г СиГб
множитель в фигурных скобках (3.30) вносит дополнительный фазовый сдвиг, равный—90°. Кроме того, как следует из (3.30), на этой частоте происходит увеличение | Ку (j®) | в
______5СК ~4~ Ср. с___ 1/" ®тгбю
1 +шт (5СК + СО. с) ^эю У £ц
раз. В результате, если /Ср приблизить к /р, ОУ оказывается неустойчивым. При /т = 300 МГц, гбю = 60 Ом, Сн=1000 пФ /р « 30 МГц.
Для увеличения fp необходимы транзисторы с большим отношением (от/гб и ограничение допустимого значения Сн. Например, при Сн = 20 пФ, fT = 1000 МГц, Гбю = 60 Ом удается увеличить верхний предел для fp до 360 МГц. Снижению резонансного эффекта способствуют увеличение 7?э10 = = #эп, /т и уменьшение гб10.
Увеличение /ср может быть достигнуто путем компенсации наиболее низкочастотного полюса fn в КуО®) путем введения нуля на той же частоте. Это может быть достигнуто путем подключения параллельно R3 (см. рис. 3.9) 7 № 983	97
конденсатора Clt значение которого определяется значениями и 7?3:
C1=l/2nfnR3.
Если в эмиттерах Т3, Т7 стоят добавочные резисторы то введение нуля может быть осуществлено за счет конденсатора между эмиттерами этих транзисторов. Его значение определяется аналогично С1; но с заменой R3 на 2R3. Таким способом удается в 2—3 раза расширить предел для выбора /ср.
Существенное увеличение /ср удается получить в схемах с параллельным высокочастотным каналом, например, как
Рис. 3.12
показано на рис. 3.12 [3, 5, 9]. Здесь П—эмиттерный или истоковый повторитель, образующий высокочастотный канал, Уг—усилитель низкочастотного канала. Для такой структуры При Ci^i^C^g.
К, (/со) = [/®С1К1/(1 4"/®^/?!)(>)] кв. у№), (3.31) где Ki(/co) и Кв.у(/®)—коэффициенты усиления соответственно Уг с учетом делителя R3, R3 и выходного усилителя (ВУ), состоящего из каскадов с ОЭ и эмиттерного повторителя. Коэффициент усиления повторителя считаем равным единице, а его верхнюю границу полосы пропускания—значительно большей полюсов в Кв. у(/со).
Из (3.31) видно, что в области частот, где |Л1(/®)|<^1, Ку (/®) КВ. у (/со), т. е. происходит «выключение» низкочастотного канала и исключение из Ку(/<о) высокочастотных полюсов, содержащихся в Кх (/ш). Если выбрать частоту среза (jai) равной верхней границе полосы пропускания Кв.у (/<»), то АЧХ всего ОУ будет обладать затуханием у = 20 ДБ/дек. Отметим, что в такой структуре частота среза ВУ может быть 98
существенно увеличена по сравнению с аналогичной величиной для схемы на рис. 3.9, так как здесь исключен каскад на Т8 с малым коллекторным током, а выходное сопротивление повторителя П может быть сделано очень малым. При такой структуре удается получить /ср около 20—100 МГц на транзисторах с /т 300 МГц и Ск = ЗпФ. Экспериментальные данные по такой схеме приведены в гл. 4.
Отметим, что параллельный высокочастотный канал влияет и на другие параметры ОУ: увеличивает Vтах и Свх, изменяет вид АЧХ и значение тб.
Основные ограничения для дальнейшего увеличения fcp в структуре на рис. 3.12 связаны с резонансным эффектом в выходном каскаде и с высокочастотными полюсами в Кв.у(М
В этом отношении значительными преимуществами обладает структура ОУ с ВУ на паре двухзатворных комплементарных МОП-транзисторов. Упрощенная схема такого ОУ приведена на рис. 3.13. Здесь высокочастотный канал образуется за счет непосредственной связи первых затворов 7\ и Т2 со входами. Низкочастотный сигнал через усилитель управляет этими транзисторами по вторым затворам. В такой структуре практически нет резонансных явлений, присущих выходным эмиттерным повторителям, а высокочастотные полюса во много раз превышают достижимое значение /ср.
Если выход такого ОУ нагружен на параллельно соединенные /?н и Сн, a	то Ку (/со) можно представить в следую-
щем виде:
к Ппх (1 + 52Ко/51) (1 +/0)Л/(1 + SMSJ) yU }	(i+MChKhICI+jojT!)
Выбрав = Сн7?н (1-rS2K0/Si), получим:
К	(1+ 52Ko/5i)	/о о2\
^(/“)-1+/coCh/?h(1+S2Ko/SO •	(3’32)
где и S2—соответственно крутизна по первому и второму затворам Л, т2.
Например, при Sx= 15 мА/B и Сн=10 пФ частота среза равна 250 мГц, причем на этой частоте <р = —90°, т. е. практически нет влияния неучтенных в (3.32) высокочастотных полюсов. Однако следует иметь в виду, что для схемы на рис. 3.13 необходимы специальные двухзатворные МОП-транзисторы с большой крутизной и с потенциалами на затворах -\-Еп для п-канального транзистора и —Еп для р-канального. При транзисторах, требующих другие потенциалы на затворах, пришлось бы вводить соответствующие стабилитроны или делители для согласования уровней по постоянному току, а на входе высокочастотного канала ставить резделительный конденсатор.
Серьезным недостатком схемы на рис. 3.13 является почти пропорциональная зависимость усиления от /?н и частоты среза от 1/Сн. Поэтому 7*	99
ее применение ограничено областью, где и Сн фиксированы. При расчет такой схемы следует учитывать положительную обратную связь с выхода Yj на его вход через емкость между затворами транзисторов Т\ и Т2.
Отметим, что увеличение /ср до 100 МГц и выше вызывает значительные трудности при использовании ОУ, так как при таких частотах существенную роль играют индуктивность подводящих проводов и паразитные параметры цепи обратной связи.
Например, для инвертора с резисторами сопротивлением 10 кОм и /ср =Ю МГц необходимо, чтобы входная емкость ОУ с учетом емкости монтажа не превышала
1/2л/ср7?о. с	1 >0 пФ,
что соответствует полюсу, вносимому Со, совпадающему с /ср. Как было показано ранее, переходный процесс на выходе инвертора при этом будет колебательным и при дальнейшем увеличении Со может нарушиться устойчивость. Если /ср = ЮО МГц, то требуется Со^0,16 пФ, что практически невыполнимо. Чтобы избежать эту трудность, применяют шунтирование сопротивлений цепи обратной связи конденсаторами. Однако в этом случае может возникнуть неустойчивость на очень высоких частотах, превышающих /ср усилителя. Если учесть индуктивность L проводов, эквивалентная схема инвертора может быть представлена, как показано на рис. 3.14. Коэффициент передачи цепи обратной связи этой схемы
к	___________1 -<0^^ +	_________
До. с и ) 2(\-&LC1)+jtoRl[Cl+C^\-&LCi}}'
На частоте
£й0= Г" (Со + QAC,/.
tg ф (со0) = Y'Cq (Cq-^-C^/Cj^L.
Отсюда видно, что | Ко> с (/<°) | возрастает от 0,5 на низких частотах до большего значения на частоте (Do. Например, при CQ — Ci = 5 пФ, #! = 10 кОм, L =0,1 мкГн значение /о = соо/2эт « 300 МГц, <р (со0) ~ —90°, I Ко. с (%) I ~ 50. Если | 7<у (/too) | > 0,02, то на частоте о)о может возник-100
нуть неустойчивость. Чтобы избежать этого, необходимо либо сводить к минимуму длину проводов, паразитные емкости и входную емкость ОУ, либо снижать /ср.
С учетом изложенного для большинства применений ОУ можно рекомендовать ограничиться /ср^10МГц. Значительно меньшую долю должны составлять быстродействую-, щие ОУ с /ср= 10 4- 100 МГц, и только для специальных целей могут потребоваться ОУ с /ср= 100 4- 1000 МГц. Исключение составляют ОУ с повторителем тока на входе, в которых удается избежать отмеченные выше трудности, несмотря на очень большую /ср (более 1000 МГц).
3.3. МИНИМИЗАЦИЯ ВРЕМЕНИ УСТАНОВЛЕНИЯ
В § 3.1 было показано, что время установления тб определяется видом передаточной функции ЛРе у (s) = /Су ($) с ($) по разомкнутому контуру обратной связи. Минимальное тб обеспечивается, когда /Ср<у($) обладает максимальной частотой среза <»ср.р.у и соответствует АЧХ с наклоном 20 дБ/дек, включая частоту 2(оср<р>у.
При наличии в /<p.y(s) диполей необходимо, чтобы соответствующие им полюса со', и нули coz были достаточно близко расположены друг к другу, т. е. удовлетворялось следующее условие:
п
(з.зз)
где (для масштабного РУ) А',-= ®ср. Р.	= ®сР^0. сМ-
В этом случае при ивык (оо) = U „ах
T6«(2,3Mcp.p.y)lg(l/6
ДОП ).	(3.34)
Например, если имеется всего одна пара полюс — нуль, расположенная на частоте /i = 0,01/cp'eP>y, то при 6AOn = 0,01% для выполнения (3.33) необходимо согласование coz и со-с погрешностью не более ±1%. Такую точность без специальной подгонки элементов обеспечить не удается. Если ввести подстроечные элементы, то надо одновременно обеспечить стабильность резисторов и конденсаторов, чтобы (Д-—f-)/f-не увеличилось со временем или под действием температуры.
Учитывая эту трудность, целесообразно так синтезировать схему ОУ и цепи обратной связи, чтобы либо переместить изломы АЧХ в область более низких частот, где требуемая точность подгонки понижается, так как растут либо вообще избежать их в диапазоне частот от 2fcp.p>y
f ср. р. у ^доп*
101
Так как /Ср.у(/со) определяется передаточной функцией как (/со) самого ОУ, так и цепи обратной связи Ко.с (/<*>), то для минимизации тб совершенно недостаточно обеспечить
АЧХ ОУ с большой /ср и наклоном 20 дБ/дек, что часто не учитывается при разработке ОУ и при их применении.
Рассмотрим сначала задачу построения схемы ОУ без
изломов АЧХ^или с изломами, не нарушающими условия (3.33). Наиболее простой и распространенный метод построения такого ОУ состоит в его реализации всего из двух каскадов, т. е. по структуре, приведенной на рис. 3.15, в которую входят
Рис. 3.15	неинвертирующий преобразова-
тель напряжения в ток НТ с крутизной SBX и инвертирующий преобразователь напряжения гв напряжение НН с передаточной функцией KB.y(s), входным сопротивлением /?0 и входной емкостью Со.
Для такой схемы
Ку (s) = S3MB. у (s)/{ 1 -Н [Т9 4- То. Лв. у (*)]}, (3.36) где Та — /?0(С04-С0.с), Т0.с = Я0С0.с.
Предположим сначала, что НН соответствует инерционному звену первого порядка, т. е.
^в. у («) = /<0/( 1 + stf 0/®ср. в. у),
где соср в у—круговая частота среза разомкнутого НН. Тогда
(S) = 1 4-S (Ко/«СР. В. у + ^э+^’<о^С^о)4-52^07’э/<(S) * * ВСр. в. у =
______Sbx/?o*o___	/ (l+s/GJiXl+s/^)’	V
где
®i. 2 =	+ Т* + То. Ло) х (I ± Л=Д);
До' 8 \ШСр. в. у	/
л_____________ад____________
®ср. в. у (Ko/Wcp. в. у+^'э + ^’о. с*о)2
Обычно Т0Л>1/®ср.в.у, С0<^Со.с, поэтому
А « 4 (1 + С0/Со. с)/К0(0ср. в. уто. с < 1; 0)1« 1/То. Дв;
<°2 ®ср. В. уСр. С./(^0 4* С0. с)> ®Ср ® ® ЛУ (0)	^wJCQ. с-
Отсюда видно, что если обеспечить а>22<вср, то АЧХ ОУ будет идеальной, т. е. с затуханием 20 дБ/дек, включая ча-102
стоту 2®ср. Для этого достаточно выполнить следующее условие:
®ср. в. уС0. с/(Со. с + Со) > 2SBX/C0. с,
которое эквивалентно неравенству
с0. с > о + +2Со«ср. в."Ах)-шср. в.|у
В этом случае
fcp^S
^вх
2 л Со, с
__________мср. в. у_______
2л (1 + V 1 + 2Соо)ср# в. y/<SBX)
Пример схемы ОУ по структуре, приведенной на рис. 3.15, показан на рис. 3.9. Входной дифференциальный каскад на транзисторах Т±—7\ с высокоомным выходом можно рассматривать как преобразователь напряжения^ ток (НТ), а выходной усилитель на транзисторах Т8—Т1±—как преобразователь напряжения в напряжение (НН). Более подробно различные варианты схем ОУ рассмотрены в следующей главе. Здесь отметим только, что наибольшая трудность в реализации структуры, приведенной на рис. 3.15, состоит в обеспечении высокого входного сопротивления преобразователя НН и большого /<0. При малом значении 7?0 не удается получить достаточно большой ^(0), так как увеличение SBX или /Со требует применения дополнительных усилительных каскадов со своими цепями коррекции. При этом fCB.y(s) Уже нельзя считать звеном первого порядка, так как из-за разброса параметров цепей коррекции появляется по крайней мере одна пара полюс—нуль (coj, (ог), т. е. на АЧХ возникают изломы, как показано на рис. 3.2. Однако при определенных условиях необходимая точность согласования ©J и (0! может быть значительно снижена за счет обратной связи через Со. с (см. рис. 3.15).
Чтобы оценить этот эффект, для простоты положим ^в.у(0) = ОО И
#в. у (s) = ®ср. в. у (1 + S/coJ/S (1 + S/(D0.
Подставив это значение /CB.y(s) в (3.36), найдем:
Д’ /м 3	5BX/?o®cp.B.y(l+s/«i)
У S 5=3 S (1 + а) [1 + s (1/®; + Тэ +	1 + а) + s2T37(ol (1 + а)] ~
_ 5вхЛ®ср. в. у (1 + S/W0	оО\
- s (1 + а) (1 + S/CDnl) (1 + s>n2) ’	° '
ГДе CL Ив 7*Ов с(ОСр. в. у>
103
®п1.2 = ®1'(1/®; + Тэ + а/со1)(1 ±.]Л — Л)/2ТЭ, (3.39)
д __________4ТЭ (1 д)_________47^(14
(01 (l/(0i~|- 7э + а/(01)2 а
 4 (1 Ч~ С0/Со. с) W1 1
«ср. в. у
С учетом малости Д и близости (0j/(0i к единице (3.39) можно представить в следующем виде:
^0. с Л® с (01
1 1	(1 + б^о/^о. с)/К1 ’
"Г 1-Н
^О.^С
о. с
^•-уСо + С(
1
0)112	а"
±+т9+-С01	«Ц
где бсо = ((»!—co0/(oj.
Отсюда видно, что в такой схеме рассогласование частот нуля и полюса в /Cy(s) равно:
§(j)' = 01 0112 ~	0 ~г ^о/^О.с)/К1^
®П1	~	14-я
Если учесть, что
^ср ^ср. В. у^ВХ-^о/(1 +а)»	— &*ср/^П2>
то требования к точности согласования (ох и оц в усилителе при его использовании в структуре на могут быть снижены в 6(0 6(0'
~Ki ~ 6(о+я(1 + Co/Co.cJ/Ki
ВЫХОДНОМ рис. 3.15
6(Q *Sbx/?q
(3.40)
раз, т. е. выигрыш достигается в основном за счет коэффициента усиления SBX/?0 преобразователя НТ.
Если	1 или если преобразователь напряжение —
ток схемы на рис. 3.15 заменить резистором 7?п как пока-
зано на рис. 3.16, то использование обратной связи не позволяет снизить требования к ТОЧНОСТИ ПОДГОНКИ (01 и (СЦ в ВУ.
Приведенные выражения для 6(о', и условия (3.33) позволяют найти необходимую точность согласования оц и
ац в ВУ. Если выходной усилитель — преобразователь (НН) для реализации большого /Со выполнен двухкаскадным, то
по крайней мере в одном каскаде должна быть введена корректирующая цепь, чтобы общая АЧХ этих каскадов
104
была эквивалентна инерционному звену. Пусть эти каскады имеют передаточные функции, соответственно равные:
^ = 1 + <1/®1 И ^2^ = 1+s№2/<o2’
тогда (s) надо преобразовать к следующему виду:
к	=	Xi(1+s/(d2)
(1 +sT0) (1 + sT3) (1 +s/(D0) (1 + */<M ’
Такое преобразование выполняется обычной корректирующей цепью, состоящей из последовательно соединенных
/?кор и £кор> которые включаются либо в качестве отрицательной обратной связи, либо на выходе каскада. Параметры
цепей выбираются такими, чтобы вносимый корректирующей цепью нуль в Kt (s) совпал с полюсом во втором каскаде. Причем высокочастотный полюс в Kr (s) первого каскада должен быть не менее 2соср. При выборе параметров корректирующих цепей можно руководствоваться следующими
Вход о----
О-
К1
R вых	Выходу
°
Скор ----О
соотношениями:	РиСв з>18
а) для схемы каскада, приве-
денной на рис. 3.17, а, и для АЧХ до коррекции и после
коррекции, показанной на рис. 3.17, б,

^2	1 /^кор^кор>	«3	«В^1/-^кор>

^вых-р
б) для схемы каскада, приведенной на рис. 3.18,
= (^*ВЫХ 4“ ^кор)> ^2“ 1/СКОр/?КОр, (Од 1/Свых/?КОр, где Л?вых, Свых—соответственно выходное сопротивление и емкость каскада без коррекции.
Особое внимание должно быть обращено не только на снижение 6coz, но и на то, чтобы обеспечить со3 не менее 2соср. Для получения большого значения Ду(0) и АЧХ без
105
изломов может быть применена структура ОУ, показанная на рис. 3.19. Здесь преобразователи напряжение—ток НТг и напряжение—напряжение НН2 совместно с С0.с1 образуют схему, аналогичную приведенной на рис. 3.15. Для этой схемы ранее были получены условия, при которых она обладает требуемой АЧХ без изломов. Эта часть схемы может
рассматриваться тоже как преобразователь напряжение — напряжение ННХ, который с остальными элементами эквивалентен структуре, приведенной на рис. 3.15. Следовательно, схема в целом может обеспечить АЧХ без изломов. Для ее расчета могут быть дважды использованы соотношения (3.36) и (3.37). Подставив в них значения параметров НТ2С02, Со. с2> HHt, получим параметры НН1, а затем, подставив его параметры и параметры НТ^^, Rol, Со.с1, Я#! в те же формулы, найдем передаточную функцию всего ОУ. Отметим, что частота среза НН1 оказывается в несколько раз меньшей, чем у НН2, а частота среза всего ОУ в несколько раз меньшей, чем у ННГ.
Таким образом, увеличение общего Ку(0) достигается ценой снижения ®ср НН1 по крайней мере в 3—4 раза. Следовательно, для получения заданного та и <вср необходимо реализовать НН2 со значительно большей <оср, чем это следует из (3.34). Конкретные схемы ОУ, обеспечивающие малые Та, рассмотрены в следующей главе.
Остановимся на методах снижения та с учетом цепи обратной связи, считая, что сам ОУ обладает АЧХ с затуханием 20 дБ/дек.
Коэффициент передачи цепи обратной связи Ко. с масштабного РУ (рис. 3.20)
‘“ (tfi+Яо. с)(1+«/«>о. с) ’	<3’4
где
®о.с=(1/^+1/^о.с)/С0.
Даже при малом значении Со значение <в0. с оказывается довольно низким. Например, при Со=10 пФ,
#1=#0. - =Ю кОм f0.c = ®0.c/2n = 3 МГц.
106
Начиная с этой частоты, | /<р. у (/©) | имеет затухание 40 дБ/дек, поэтому при fcp /0. с переходный процесс носит колебательный характер и те будет во много раз больше, чем рассчи. тайное по (3.34). Повысить /0. с можно путем снижения 7? и Ro. с, однако их минимальные значения ограничены натру зочной способностью ОУ. При малом значении Со (^5 пф
Рис. 3.21
при 7?0. с=7?1 = 2 кОм и /ср= 16 МГц такой путь позволяет обеспечить т0>01« 0,2 мкс.
Значительно лучший результат удается получить при компенсации полюса в Ко. с (s) путем введения конденсаторов С19 СОв с и резистора /?0 такого значения, чтобы обеспечить равенство постоянных времени С17?1 = С07?0 = С0е с7?Ое с (рис. 3.21). При точном выполнении этого равенства (7?о включает в себя и собственное входное сопротивление ОУ) цепь обратной связи становится безынерционной, т. е.
Ко. С («) = К0. С (0) = 1/(1 + До. с/Яо + Яо.	(3.42)
При этом согласно (3.34)
^°2,3 1g (1/6доп)/2л/срКо, с (0).	(3.43)
Например, при /?1==з/?2 = /?0е с = 10 кОм, 6дОп = 0,01% и для ОУ с /Ср = 50 МГц получаем т0,01 « 100 нс.
Однако такой метод плох тем, что годится только для фиксированных значений Ro. с и Со и требует точной подгонки Со. с, Ci и Со. Кроме того, при больших Со требуются сравнительно^малые значения /?0, что приводит к увеличению смещения и дрейфа нуля. Последний недостаток можно частично устранить, если последовательно с Ro подключить разделительный конденсатор Ср. Емкость Ср должна быть достаточно большой, чтобы частота, равная 1/2лСр/?0, лежала в^обла-сти, где
I Ку (/<о) I Ко. с (0)^ 1/бдоп-
Требуемая точность подгонки постоянных времени определяется значением
Ki = ®cp 1 Ко. с I R(£o'
Считая резисторы точными, допустимые относительные отклонения емкостей конденсаторов Сг и Со. с от расчетных согласно (3.33) не должны превышать следующего значения:
6С = ДС/С^ Кхвдоп^Фср I Ко. с I Ко^о^доп*	(3*44)
107
В этом случае
При Со= 10 пФ для приведенного выше примера Ко. с = 1/3, 6С<0,1%.
Очень эффективным способом нейтрализации Со является введение только Со. с без Сг при одновременном увеличении fcp ОУ (рис. 3.22).
к (s) =_____R°-с •
AnW ^i(l+sT0.c) ’
/?1(1+sTq. с)
K°-c /?i(l+s7’0.c) + /?a(l + s7’0)’
где
О. с
^о.с^о.о 'TU = COR
Пусть (s) — (ocp/s и для простоты Ro.c — Ri’ тогда
П7 (е\ =	___=________________1________________
W ,,	1	,,.(т	, 2 \	s*T0. с (1+Со/С0.с) •
1+Ч °-с+5г₽г’
Анализ выражения для W (s) показывает, что минимальное время установления РУ при заданных Ro. с» Со, (оср будет, если обеспечить (хотя бы приближенно) выполнение следующего условия:
°ср^о- cCq— 1 I	~ „ 1Г
®ср^о. с |“ср«о. сС»	’ ®ср^о. с
При этом характеристическое уравнение имеет кратные (или близко расположенные корни), равные:
Со. с
1 + ^СрТ’о. с/2 I	-у--------
= T’o.cCl + Co/Co. с) |«СрГо. с > 2 « — У ®ср®0. с
где ®0. с= 1/Я0. сС0, а реакция РУ на скачкообразное вход ное воздействие имеет вид:
а (0	1 -(1 + 2/^К; /) е~ У "ср"». .
Как показывает расчет, для т0,01 удается получить выигрыш за счет применения Со. с и увеличения соср (при заданных Ro c и Со) примерно в К®ср^о. сС0 раз. Например, при 7?о-с=10 кОм, Со = 6О пФ и Со. с = 0, чтобы избежать колебательного переходного процесса, приходится выбирать Zcp^ 1/4л7?о-сС0 « 135 кГц, что соответствует для инвертора 108
т0101	11 мкс. А при С0<с = 6,4 пФ и /ср=100 МГц время
установления уменьшается до 0,37 мкс, т. е. обеспечивается выигрыш в 30 раз.
За счет увеличения fcp ОУ и соответствующего уменьшения Со. с возможно дальнейшее снижение т^. Поскольку в такой схеме РУ Лр.р.у fcPG).c/(G).c + Co)> т. е. намного меньше fcp, то в Ky(s) допустимо иметь высокочастотный полюс на частотах f^2/cp<p у, что облегчает задачу увеличения /ср. Отметим, что при изменении Кп за счет не увеличивается те, если соср. р,yCQR1 >= 1, что эквивалентно изменению Кп от 0 до соср р> уС0/?о. с. Для приведенного примера Тб сохраняет свое значение при 0 < Кп 40.
Особенно большие трудности получения малого значения т6 возникают в случаях, когда в процессе эксплуатации параметры цепи обратной связи изменяются в широких пределах. Если даже сохраняется безынерционность цепи обратной связи, то все равно с увеличением коэффициента передачи Кп РУ пропорционально растет тб, так как уменьшается Ло.с(0)> а следовательно, и (оср>р.у [см. (3.34)]. Например, чтобы получить т0>01^ 1,6 мкс при изменении Кп от 1 до 1000, необходим ОУ с 1000 МГц, причем требуется отсутствие полюсов в передаточной функции /С0.с(5) Ky(s) в диапазоне частот от 100 Гц (при 7СП= 103) до 1000 МГц (при/<п=1). Такая задача при использовании современных транзисторов практически неразрешима.
В ряде случаев отмеченные трудности удается преодолеть, используя один из изложенных далее принципов.
Почти все многообразие изменяемых цепей обратной связи масштабных и суммирующих РУ можно разбить на два класса: с изменяемым RQZ и неизменными резисторами на входе ОУ (например, масштабный усилитель с диодным ограничителем в цепи обратной связи) и с изменяемым Rr и фиксированным Rq z (например, ОУ в схеме цифро-аналогового преобразователя).
Чтобы свести к минимуму диапазон изменения /Со. с, целесообразно в первом случае обеспечить R^^ Rx^ 4/?0>с wax. Тогда при изменении /?0<с от максимального значения до нуля /Со с будет изменяться от 0,7 до 1, тогда как /Сп тах/Кп min = oo- Таким образом, если выбрать R0.cmax достаточно малым, диапазон изменения Ко с становится также очень малым, что позволяет значительно увеличить fcp РУ и обеспечить малое тй. Уменьшение Кп при малом Ro. с max можно компенсировать вторым РУ с большим, но фиксированным /<„. При фиксированном Кп резко снижаются требования к ФЧХ ОУ ,так как требуется обеспечить <р = —90° только до частоты /\.р.р. у = /сР/(1 +КП)> а не до частоты /ср.
109
Поэтому может быть применен ОУ с такими цепями коррекции, которые обеспечивают затухание 20 дБ/дек. только до 2/ср. р.у, в результате чего резко увеличивается его fcp.
В первом из указанных РУ должен использоваться ОУ с большим входным сопротивлением RBX, т. е. должно выполняться преобразование напряжения в напряжение.
Во второй схеме с фиксированным 7?0. с, наоборот, целесообразно иметь /?вх—*0, т. е. применять ОУ как преобразователь тока в напряжение. Очевидно, если RBX—*-0, то изменения Rt или Со не будут влиять на /С0.с, так как они шунтируются значительно меньшим сопротивлением RBX.
Операционный усилитель с преобразованием тока в напряжение может быть реализован [22] на обычном ОУ, если на его входе включить повторитель тока (ПТ), при этом схема РУ будет соответствовать структуре, показанной на рис. 3.23, где /?!, 7?0. с—резисторы цепи обратной связи; Со—емкость на входе ОУ; ПТ—повторитель тока с малым входным сопротивлением RBX. п.т> % л и Сл —соответственно сопротивление и емкость на выходе ПТ, образованные полными выходным сопротивлением ПТ и входным сопротивлением ВУ’, ВУ — выходной усилитель с передаточной функцией:
l+sKo/®cp.B.y
Передаточная функция такого РУ по контуру обратной связи (при размыкании цепи в точке Б)
к	________________ (3 451
Лр.у^)~ Rq,с(1+«/?лСл)(1+5^/®ср.в.у) ’	’
где /(п.т/ — коэффициент передачи по току ПТ, близкий к единице и практически не зависящий от частоты.
по
При выводе (3. 45) предполагалось, что
Я0.С> ^ВХ. П. T^l 04* /®ср. р. yC0/?i) I'
При выполнении этого неравенства /fp.y(s) практически не зависит от и Со и затухает со скоростью 20 дБ/дек. до частоты 1/Сл7?л. Поэтому требуемая АЧХ с затуханием 20 дБ/дек. будет обеспечена, если
^ср. р. у e ^Ср. В. у-^д/^О.С
Минимальное тв при этом равно:
тб = 4,6ЯлСл1ё(1/6Д0П).	(3.46)
Уменьшая 7?л, можно пропорционально снижать тб, но при этом будут увеличиваться смещение и дрейф нуля, обусловленные наличием ВУ, и, кроме того, придется во столько же раз увеличивать Ко ВУ и его частоту среза,
что вызовет большие трудности, так как увеличение приведет к появлению в /CB-y(s) дополнительных высокочастотных полюсов, ограничивающих соср. не-
значительно лучший результат удается достигнуть, если обеспечить резкое увеличение RA и ввести дополнительную обратную связь с выхода ВУ через Со. с на его вход (рис.3.24), Тогда
Кр.у(«)«
(^ВХ. П. т + ^О. с) (1 +	С^о) [(1 +5 (^О. С “Юд)/(1)Ср.В. у^о. с]
(3.47)
Отсюда, считая | ZBX< п> т | <^R0, с, находим:
®ср. р. у^ 1 /Со. cRo. С» ®п^®ср. В. уС0. с/ (Со.с + Сд) ,
где/?д—сопротивление, образованное выходным сопротивлением ПТ и входным ВУ; СА—емкость, включающая выходную емкость ПТ и входную емкость ВУ; ^.т/ —коэффициент передачи по току (близкий к единице) ПТ\ соп —частота, соответствующая высокочастотному полюсу.
111
Если принять, что (®ср.р.у)та* = (Оп/2, то с учетом выражений ДЛЯ (ОСр.р. у и ^П, получим:
С0.с min (1 +	+2(0Ср. в.уСл7?о.с/®ср. в. у^о. с» (3- 48)
(^ср. р. у) max ®ср. в. у/ О “Ь V*" 1 *4“ 2й\р. в. у^*Д-^о. с)*
На основании (3.33)
Чя1п^~ (1 4-/1+2<оср.в.уСл/?о.с) IgJ-. (3. 49) шср. в. у	J	°доп
Заметим, что в схеме на рис. 3. 24 от точки Б до точки А на низкой частоте обеспечивается усиление, равное RA/R0,с, поэтому снижаются требования к /Со ВУ.
Для снижения погрешности, обусловленной конечностью Ку (0) до 0,01% при /?0. с = 10 кОм, /?л=1МОм, достаточно иметь Kq 1000. При снижении Kq облегчается получение высокой /ср. в. у. На базе современных транзисторов с/т^ 1 ГГц, Ск^0,5 пФ удается реализовать ВУ с /Ср^ 300 МГц при Сл <2 пФ, тогда с Ro. с = 2,5 кОм можно получить то,01 ~ 35 нс и т01 « 20 нс, причем возможно дальнейшее снижение теза счет /?0. с.
Очень важным достоинством структуры ОУ с повторителем тока является то, что (оср> р,. у и Тб практически не зависят от т.е. от Кп РУ. Например, если /?1=100 Ом, 7?ос = 10 кОм, т.е. /(и = 100, то удается обеспечить т0,1 ^40 нс. Если бы удалось обеспечить такое время установления с обычным ОУ при Кп = 100, то он должен был бы обладать /ср « 5 ГГц.
Для сравнения отметим, что при структуре, изображенной на рис. 3. 23, с теми же /?0. с = Яд = 2, 5 кОм, Сл = 2 пф согласно (3.47) т0>01 « 200 нс, при этом должен быть использован ВУ с /<о:^2-1О4 и /ср> у » 32 МГц.
Построение конкретных схем ОУ—ПТ рассматривается в следующей главе.
Выше оценивалось время установления в предположении, что усилитель работает в линейной области и что не происходит ограничений из-за конечности максимальной скорости нарастания Vтах. Для выполнения этого условия необходимо, чтобы во время переходного процесса £/вых не вышло за пределы линейной области и чтобы
BbIX/d/) max = ^вых max max'	(3.50)
причем для инвертирующего РУ
^вых/ла№ ^вых тах^ср/( ”1“ ^nwZn)» ДЛЯ НеИНВертируЮЩСГО ^вых ах = ^вых max®c$lKn min'
Так как в первом случае значение min может быть близко к нулю, а во втором равно единице, то в худшем случае 112
(3.30)	эквивалентно следующему условию:
V max Uвых max	ср*
Кроме того, чтобы избежать динамической перегрузки в момент приложения ко входу РУ ступенчатого напряжения, когда на входе ОУ возникает большое напряжение разбаланса, необходимы соответствующая структура РУ и схема входного каскада. На схемотехнике таких ОУ остановимся в гл.4.
В большинстве ОУ условие (3.50) не выполняется и происходит перегрузка одного или нескольких каскадов ОУ. В этом случае время установления принципиально не может быть-меньше £/вых тах/^тах- В большинстве случаев происходит резкое затягивание переходного процесса, так как после перегрузки требуется дополнительное время для выхода каскадов из режима насыщения, необходимое для рассасывания носителей. Кроме того, при перегрузке происходит изменение режимов каскадов по постоянному току, что приводит к изменению разностей потенциалов на емкостях. Для выхода в линейную область требуется значительное время для их разряда. Этот эффект особенно выражен в усилителях с параллельными каналами при наличии разделительных конденсаторов. При перегрузке возможно нарушение монотонности переходного процесса, что дополнительно затягивает его длительность. Чтобы избежать нежелательных эффектов при перегрузках, широко применяют различные ограничители. В ряде случаев бывает целесообразным искусственно снизить скорость изменения входного сигнала (за счет затягивания фронтов), чтобы обеспечить VBbIX < Vmax, при этом нередко удается существенно уменьшить время перехода с одного уровня (напряжения на другой с заданной точностью.
3.4.	ОБЕСПЕЧЕНИЕ ВЫСОКОЙ СКОРОСТИ ИЗМЕНЕНИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
В схемах ОУ всегда имеются либо емкости для цепей коррекции, либо входные и выходные емкости транзисторов. При изменении входного сигнала происходит изменение потенциалов на этих емкостях. Так как ток через емкость С под влиянием изменения напряжения равен
Ic = CdUc/dt = CVcf
то максимально возможная скорость изменения сигнала в какой-либо точке схемы ограничена максимальным токомг который способна отдать предшествующая часть схемы, т.е.
V = I /С
v max л max' •
8 № 983	113
Большинство современных схем ОУ, как отмечалось ранее, в упрощенном виде эквивалентны схеме на рис.3.9. Рассмотрим ограничение Vmax для различных точек схемы. Для коллекторной цепи Т9 (точка 3) V3^I3/5CK, где /3 —начальный (режимный) коллекторный ток Т9,СК—емкость коллекторного перехода транзисторов Т8—Тг1 и транзистора в составе ГТ2. Предполагается, что все транзисторы однотипны.
В точке 2
= I г/Ск.
Сигнал в точке 2 изменяется незначительно за счет большого усиления транзистора 7\, поэтому, казалось бы, что требования к /2 значительно ниже, чем к /3, Но это не так, Ток, проходящий через емкость Ск транзистора Т9, определяется не столько самой скоростью V2, сколько V3. Поэтому при оценке Vmax и /к2 в качестве V2 надо принимать Vmax. Так как обычно 12 < /3/5, то ограничение Vmax в большей степени обусловлено значением /2. Аналогичная ситуация имеет место и в точке /, так как через Сос протекает ток, равный V3C0. с.
Таким образом, V 1Пах для схемы на рис.3.9 определяется наименьшим из следующих значений:

у
r max
(3.51)
В большинстве случаев основное ограничение накладывает малое значение /Р Например, при /^ЮО мкА, Со. с = 30пф Vmax = 3 В/мкс. Для увеличения Vmax, очевидно, необходимо снижать С0<с, выбирать транзисторы с минимальными Ск и увеличивать токи. Однако это вызывает рост /ср, увеличение которой ограничено условиями устойчивости и требованиями к качеству переходного процесса, поэтому важно учитывать связь /ср и Vmax. Для той же схемы на рис. 3.9
^«^(Co.c+Q,
где /х/2фт — крутизна входного каскада, причем <рт — — температурный потенциал, равный 0,026 В. Подставив отсюда Со.c-f-CK в (3.51), получим:
max	%nfсрЛ/^1	4л/Срфт.	(3.52)
Если fCp фиксирована, то увеличение Vтлх в такой схеме невозможно. Например, при /ср=16 МГц V тах«5 В/мкс. Однако если в эмиттерные цепи Т3, Ti ввести R3 и тем самым уменьшить 31; то можно повысить Vmax, не увеличивая /ср. 114
Чтобы удовлетворить условию (3.50) с учетом (3.52), необхо' димо, чтобы
I1/S1^2I1R3^UBUX/(l+Rn).
Если Кп может снижаться до 0, то требуется RQ >
>	но при этом падение напряжения на Дока-
зывается недопустимо большим, поэтому схему входного
каскада на Грис.3.9 полезно модифицировать, как показано на рис.3.25. С увеличением Д падает усиление всего ОУ, поэтому такой путь не всегда приемлем. Для увеличения Vm оказывается предпочтительным применение полевых транзисторов во входном каскаде, отношение у которых больше, чем у биполярных.
Однако если даже во входном каскаде не происходит ограничения Vmax и каскад на Д исключен из схемы на рис.3.9, честве СОв с используется жет быть больше /3/4СК.
125 В/мкс.
Радикальным методом
к двухтактным схемам выходного усилителя I (ВУ) и вве-
а в ка-
Ск транзистора Т9, то Vmax не мо-Так, при /3=1мА л Ск = 2пФ
увеличения Vт является переход
Рис. 3.26
дение высокочастотного канала с большим выходным током. Как известно, выходной ток двухтактных схем не ограничен
начальным током транзисторов и определяется только предельно допустимыми значениями тока и мощности. Поэтому в двухтактных схемах Vmax может быть увеличена в 10 — 100 раз по сравнению с однотактными схемами. Пример схемы
двухтактного ВУ приведен на рис.3.26. Она аналогична схеме ВУ в ОУ на рис. 3.9, но входной сигнал (от входного каскада) подается одновременно (в фазе) на базы Т\ и Т2. При положительном сигнале запирается Т\, а коллекторный ток Т2 равен	При обратной полярности роли транзис-
торов меняются. Для такой схемы
max вх max!
т.е. Vmax ограничено только значением UBXmax. Так, при </?э=100 Ом, Ск = 2пФ, UBXmax = 2 В скорость нарастания достигает 2500 В/мкс.
Такое значение Vт легко реализовать в схеме ОУ с высокочастотным параллельным каналом, который должен обес-печить /вых > 2CKVmax « 10 мА.
Однако в одноканальном ОУ с дифференциальным каскадом добиться увеличения /вых трудно, так как обычный дифференциальный каскад имеет 1в^тах не более удвоенного значения начального тока. Начальный ток ограничен малым значением, так как его увеличение у биполярных транзисторов приводит к пропорциональному росту /вх, а у полевых — к увеличению смещения и дрейфа нуля из-за дополнительного нагрева входного каскада. Поэтому такой путь увеличения V ах малоперспективен.
Значительно лучший результат может быть получен в специальной схеме входного дифференциального каскада, показанной на рис. 3.27. При синфазном входном сигнале, т. е. при U1 = U2, коллекторные токи через 7\ и Тъ (предполагается строгая идентичность всех транзисторов) равны /0/2 и практически не зависят от синфазного сигнала. Но при положительном дифференциальном сигнале t/BX = ^i — ^2 растет напряжение на переходах база-эмиттер 7\ и 7\. В результате токи через 7\ и Т4 будут неограниченно возрастать. При обратной полярности будут расти токи через Т3 и Ть, Таким образом, максимальная разность коллекторных токов транзисторов Т\ и Т5 будет ограничена только предельно допустимыми значениями токов для этих транзисторов. Зависимость /вых от ^вх Для такой схемы можно выразить следующим образом [2]:
/вых = /1 - /2 = /osh (t/BX/2<pr)/2.	(3.53)
При использовании входного каскада по схеме на рис. 3.27 возникают значительные схемотехнические трудности в согласовании его выхода со входом двухтактного выходного усилителя. Этот вопрос рассматривается в гл.4.
Другой эффективный путь увеличения Vm состоит в применении квазилинейного входного каскада [1]. Идея его по-116
строения состоит в том, что в обычный дифференциальный каскад вводится дополнительная схема, входные транзисторы которой заперты и не влияют на статические параметры ОУ. Но в переходном процессе, когда входной сигнал превышает линейный диапазон основного каскада, происходит отпирание дополнительных транзисторов и их ток (пропорциональный £/вх) либо поступает на выход основного каскада, либо увеличивает ток /0 и тем самым выходной ток. Примеры схем квазилинейных дифференциальных каскадов приведены на
Рис. 3.28
рис. 3.28. Схема на рис. 3.28, а представляет собой дифференциальный каскад на транзисторах 7\, 7, с генератором тока наТ4 в эмиттерной цепи. В коллекторную цепь каскада введена динамическая нагрузка Т& с переходом на однополюсный выход. Каскад охвачен следящей связью с помощью эмиттер-ных повторителей на TQ, Ти Т\. При малом входном сигнале напряжение между базами и эмиттерами Т3, Т3 мало. Они практически заперты и не оказывают влияния на статические параметры схемы. В переходном процессе при большом входном напряжении (между базами Т7) происходит отпирание либо Т3 (при положительном сигнале на Входе /), либо 7*3, при этом их коллекторный ток повышает потенциал на базе Т4, что увеличивает его ток /0 и, тем самым максимальный ток, отдаваемый каскадом. Таким образом, происходит расширение рабочего диапазона каскада и рост его Максимальный ток ограничен сопротивлением резисто-ра /?,.
Схема на рис. 3.28, б аналогична рассмотренной, за исключением элементов, расширяющих ее линейный диапазон. К ним
117
относятся Tlf Tlt Д3,	Т?2. При малом дифференциа-
льном сигнале потенциалы на коллекторах Т3, Тв относительно их баз равны примерно 0,5—0,6 В. Это напряжение недостаточно для отпирания переходов Дг, 7\ или Д3, Т7, поэтому транзисторы 7\ и Т1 практичеси заперты. Только при большом разбалансе на входе происходит отпирание 7\ (при отрицательном напряжении на Входе /), либо Д3, 7\. Это приводит к увеличению тока транзистора 7\ (или Т5), т. е. дает примерно тот же эффект, что и в схеме на рис. 3.28, а.
Существует довольно большое разнообразие схем квазилинейных дифференциальных каскадов. Они подробно проанализированы в [1], поэтому здесь не будем рассматривать их свойства. Отметим только, что они позволяют во много раз увеличивать Vтах и сокращать тб без ухудшения дрейфа нуля и без увеличения /вх, что является важным достоинством таких схем.
При их применении, так же как и схемы на рис. 3.27, с большим выходным током необходимо учитывать ограничения на величину V тах при одной из полярностей входного сигнала. Пусть напряжение на Входе 2 фиксировано, а на Вход 1 подан скачок напряжения отрицательной полярности относительно Входа 2. Тогда в схеме на рис. 3.27 происходит запирание 7\, так как потенциал на его эмиттере не может мгновенно измениться из-за емкости Ск коллекторного перехода транзистора Т3 и транзистора, входящего в ГТг, при этом скорость изменения потенциала на базе Т3 будет ограничена значением /О/8СК (предполагается, что транзисторы в схеме имеют одинаковые Ск). Аналогичная ситуация имеет место в схемах на рис. 3.28 при положительном скачке напряжения на Входе 1. Чтобы началось увеличение тока через Т3 в схеме на рис. 3. 28, а (или 7\ в схеме на рис. 3.28, б\ необходимо увеличение потенциала на эмиттере Т9 (7\) в цепи следящей связи. Но скорость изменения напряжения в этой цепи в начальный момент ограничена значением /0/2Ск из-за емкостей коллекторных переходов транзисторов и Т9 (Т9 и транзистора в ГТг в схеме на рис.3.28, б). "
При другой полярности сигнала на том же входе происходит практически мгновенно увеличение токов Т3, Т4 (7\). В результате Vmax зависит от полярности сигнала. Однако это не означает, что Vmax каскада ограничена значением /О/2СК. Как только начинает отпираться Т3 (схема’на рис.3.28, а) происходит увеличение /0 и скорости изменения потенциала на его коллекторе. Но при большом значении Vтах может наступить ограничение в цепи следящей^связи. Поэтому ток ГТХ в схеме на рис. 3.28, а (или ГТ3 в схеме на рис. 3.28, б) должен выбираться достаточно большим
118
3.5.	УМЕНЬШЕНИЕ ВРЕМЕНИ ВОССТАНОВЛЕНИЯ ПОСЛЕ ПЕРЕГРУЗОК
В ряде примене ний ОУ в течение части рабочего цикла возможно превышение входным сигналом линейного диапазона работы усилителя. Если после перегрузки скачком уменьшить t/BX до уровня, лежащего в линейной области усилителя, то выходное напряжение придет к установившемуся значению со значительным запаздыванием по сравнению с тем, которое было при работе ОУ в линейной области. Это связано с насыщением отдельных транзисторов, а также с перезарядом емкостей, входящих в схему ОУ, что вызвано изменением режимов по постоянной составляющей усилительных каскадов при перегрузке.
Чтобы избежать запаздывания, вызванного выходом транзисторов из режима насыщения, необходимо так составить схему ОУ, чтобы при перегрузке транзисторы, участвующие в усилении сигнала, не входили
Рис. 3.29	Рис. 3.30
в режим насыщения, т. е. чтобы их работа происходила всегда при запертом переходе коллектор—база. Этого можно достигнуть различными способами. Первый из них состоит в ограничении сигнала на входе каждого ^каскада с помощью диодов с малым временем рассасывания носителей, лучше всего с помощью диодов Шоттки. Такой способ применим только к каскадам с небольшим усилением, так как при большом усилении требуемый уровень ограничения значительно ниже, чем напряжение на открытых диодах.
Второй способ применим к дифференциальным каскадам. Он состоит в том, чтобы при максимальном С/вх уровень ивых оставался меньше уровня ограничения. Например, если в схеме на рис. 3.29 выбрать /0/?н меньше Еп — Uwzmax* то напряжение на коллекторах транзисторов всегда будет положительным относительно их баз, т. е. будет обеспечена работа без насыщения транзисторов. Но такой путь приводит к снижению коэффициента усиления, так как требует малых номиналов 7?н.
Более эффективным является ограничение t/BbIX путем встречно-параллельного включения диодов на выходе (между точками А и Б).
Кроме того, широко применяется ограничение t/BbIX путем введения нелинейной обратной связи, например по схеме на рис. 3.30. Если на вход подается большое положительное напряжение, такое, что напряже-
119
ние в точке А превысит иъых, то откроется диод Д2 и б'вых будет зафиксировано на уровне, примерно равном потенциалу базы, при этом коллекторный переход транзистора останется запертым. Особенно хороший результат такая схема обеспечивает при использовании диода Шоттки в качестве Д2.
Перечисленные методы увеличения Vтах и уменьшения запаздывания или их модификации широко применяются в быстродействующих ОУ с малым временем установления. Защита транзисторов от режима насыщения значительно сокращает запаздывание, вносимое ОУ при перегрузке как по уровню, так и по скорости изменения сигнала. Отметим, что далеко не для всех схем ОУ подобная защита достаточна. Например, в ОУ МДМ или в усилителях с параллельным высокочастотным каналом, на выходе которого имеются разделительные конденсаторы, защита отдельных транзисторов и каскадов от режима насыщения не устраняет медленных переходных процессов, обусловленных перезарядкой емкостей. В этих случаях для ограничения сигнала весь ОУ полезно охватывать нелинейной обратной связью. Но такой ограничитель не предотвращает перегрузок отдельных каскадов при скорости изменения сигнала выше Vтах, так как перегрузка может наступить при £/вых, значительно меньшем С/Вых тах. Кроме того, ограничитель в цепи обратной связи всего ОУ не всегда допустим из условий устойчивости, например в ОУ —ПТ.
Некоторые практические схемы, позволяющие уменьшить время восстановления после перегрузки, приведены в гл. 4 и 5.
3.6.	МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ЗАПАСА УСТОЙЧИВОСТИ
Запас устойчивости ОУ при работе в схеме РУ принято характеризовать отношением максимальной емкости нагрузки Сн тах к номинальной Сн. ном. Под Сн. ном понимается максимальная емкость нагрузки, при которой сохраняются гарантированные динамические параметры ОУ, аподСн/лах—максимальная емкость, при которой для заданного диапазона изменений параметра цепи обратной связи и при оговоренных параметрах корректирующих цепей (если они предусмотрены в ОУ) обеспечивается устойчивость РУ, т. е. затухание переходного процесса после любых возмущающих воздействий входным сигналом. Как известно, устойчивость любой линейной динамической системы с отрицательной обратной связью обеспечивается, если передаточная функция/Ср<у (/со) по разомкнутому контуру обратной связи обладает тем свойством, что во всем диапазоне частот, где |Лр. у(/со)|^ 1, вносимый фазовый сдвиг <рр> у (имеется в виду дополнительный фазовый сдвиг по сравнению с идеальным инвертирующим усилителем, который имеет <р=—180°) остается менее 180°. Такая система называется абсолютно устойчивой. Устойчивость сохраняется также, если фр. у> 180° в диапа-120
зоне частот, для которых |/Ср# у (/со)| > 1, но на частоте среза соср. р> у, когда | у (/соср. Р. у)| = 1, становится менее 180°, т. е. годограф /Ср. у (/со) на комплексной плоскости не охватывает точку /0; —1.
Так как наличие Сн приводит к увеличению фр.у в области высоких частот, очевидно, что для увеличения запаса устойчивости желательно уменьшить отстающий фазовый сдвиг ОУ ф0 у во всем диапазоне частот, в котором изменяется соср. р. у для заданного диапазона изменения параметров обратной связи (в частности, /<п). Для уменьшения ф0 у в Ky(jto) целесообразно ввести множитель (1+/cd/cOi)/( 1 Н-усо/сОг)-
Тогда исходная кривая /Ср. у(/со) (АЧХ), показанная сплошной линией на рис. 3.31, деформируется, как показано пунктиром. Предполагается, что полюс соо= 1/7\ вносит цепь обратной связи. Если обеспечить со1^соо и (Og^xOj, то это будет эквивалентно исходной АЧХ, но с увеличением <оо в раз. Можно показать, что допустимая Сп увеличится при этом в (соср—(оо)/(юсР—раз, причем, если обеспечить соа^>соср, то РУ станет устойчивым при любом значении Сн. Чтобы ввести требуемый множитель в /<y(s), необходимо ввести форсирующую корректирующую цепь. Такую цепь можно ввести, например, в эмиттерную цепь входного дифференциального каскада /?кор, Скор, как показано на рис. 3.32, при этом в передаточной функции каскада появится требуемый множитель с
= 1/Скор/?кор, со2	фт/2Скор/к.
Возможно также введение аналогичной цепи в эмиттеры транзисторов выходного усилителя (см. рис. 3.26). Для этого достаточно зашунтировать эмиттерные резисторы емкостью Скор. Величины (±4 и со2 определяются теми же соотношениями, но за /?кор принимается R3 и за 2/к—коллекторный ток транзисторов Т19 Т9.
121
Помимо формирования соответствующей АЧХ ОУ увеличение запаса устойчивости можно достигнуть за счет уменьшения выходного сопротивления ОУ. С этой целью, как правило, на выходе применяется эмиттерный повторитель, причем, если предыдущий каскад имеет большое выходное сопротивление, может оказаться целесообразным применение двух каскадов эмиттерных повторителей.	к
При расчете выходного сопротивления эмиттерного повторителя необходимо учитывать, что активное сопротивление в цепи базы и само сопротивление базы транзистора преобразуются на выходе в индуктивную составляющую, эквивалентную L « (/?б + Гб)/©/(сот—частота, на которой |Р|= = 1). Эта составляющая, как отмечалось в § 3.2, может вызвать резонансные явления совместно с Сн и значительно ухудшить устойчивость.
Ранее рассматривалась устойчивость РУ без учета нелинейных свойств ОУ. При разработке ОУ необходимо хотя бы качественно учитывать возможное ухудшение устойчивости, вызванное его нелинейностью, так как в некоторых типах усилителей при работе с параметрами цепи обратной связи и емкостью нагрузки Сн, близкими к границе устойчивости, наблюдается неустойчивость «в большом», т. е. возникновение автоколебаний после перегрузки усилителя входным сигналом, причем, чтобы прекратить автоколебания, приходится значительно уменьшать Сн или изменять параметры обратной связи. В радиотехнике подобное явление принято называть режимом «жесткого» самовозбуждения. Естественно, что для таких ОУ за максимально допустимое значение Сн приходится принимать значение емкости, при котором колебания срываются. Это значение может быть в несколько раз меньше значения Сн, при котором возникает генерация в линейной области (без перегрузки усилителя), т. е. происходит существенное сокращение области устойчивости.
Неустойчивость «в большом» обусловлена определенным типом нелинейности амплитудной характеристики системы. Известно, что аналитический анализ устойчивости с учетом нелинейных свойств связан с большими трудностями. Еще большие трудности возникают при необходимости синтеза таких устройств с заданными требованиями к границе устойчивости. Как показали исследования различных схем ОУ, усилители, обладающие «жестким» режимом самовозбуждения, в равных условиях обладают меньшей областью устойчивости, чем ОУ с «мягким» режимом самовозбуждения (когда значение Сн, при котором срывается генерация, равно значению Сн, при котором она возникает, и соответствует границе устойчивости в линейном рассмотрении). Таким об-122
разом, всегда целесообразно так синтезировать схему ОУ, чтобы избежать «жесткого» режима самовозбуждения.
Как показали качественные теоретические исследования, подтвержденные большим числом экспериментов, чтобы избежать неустойчивости «в большом» или «жесткого» режима самовозбуждения, достаточно выполнить следующее условие:
lim <Ро. y(w» ^вых) Фо. у (^> Uвх)	(3.54)
и о вых
При О <С 0)Ср, ^вх max ^вх^С вх max’ ГДС ф0. у ОТСТИЮ-щий фазовый сдвиг, вносимый разомкнутым ОУ; (7ВХ и [/вых—
соответственно амплитуда входного и выходного напряжения.
Условие (3.54) можно назвать принципом невозрастающей фазы, так как оно сводится к тому, что для любой фиксированной частоты входного синусоидального сигнала в диапазоне от 0 до <ocp и при любом входном напряжении t/BX, не превышающем допустимого значения UBxmax, значение отстающего фазового сдвига <р0 у должно быть не более значения <р0> у при выходном напряжении, стремящемся к нулю, т. е. с ростом UBX не должно происходить возрастание фазы.
Для выполнения (3.54) применительно к любым ОУ прак
тически достаточно проверить области соср, на низкой частоте (20—50 Гц) и на частоте несколько килогерц. При невыполнении (3.54) экспериментально легко найти каскад, вызывающий увеличение ср0 у с ростом UBX и изменить его схему так, чтобы избежать этого явления.
Принцип невозрастающей фазы позволяет сформулировать приводимые ниже рекомендации для синтеза схем ОУ без «жесткого» режима самовоз-
его для двух-трех частот: в
Рис. з.зз
буждения.
1. Чтобы не происходило увеличения <рОвУ с ростом t/BX, необходимо так строить усилительные каскады, чтобы при
насыщении сигналом не происходило увеличения их выходных сопротивлений. Примером каскадов, в которых не выполняется эта рекомендация, является выходной усилитель из двух эмиттерных повторителей по схеме на рис. 3.33. При его работе в линейной области выходные сопротивления эмиттерных повторителей малы и емкости Ск и Сн вы
123
зывают при синусоидальном сигнале небольшой отстающий фазовый сдвиг ср. Но при перегрузке каскада часть периода оказывается запертым транзистор 7\ или Т2. В эту часть периода их выходные сопротивления резко возрастают, при этом на высоких частотах происходит увеличение <р0 у как за счет Ск, так и за счет Сн. Экспериментальная проверка такого каскада подтверждает увеличение <р0 у с ростом t7BX и dU^idt. Наличие таких каскадов на выходе ОУ приводит к «жесткому» режиму генерации и уменьшению допустимого значения Сн по сравнению со значением Сн каскада на одном эмиттерном повторителе (Т3, Т4 на рис. 3.26), несмотря на то что в линейной области и выходное сопротивление меньше. Другим примером может служить выходной каскад на низкочастотном р-п-р-транзисторе, охваченном отрицательной обратной связью через высокочастотный п-р-п-транзистор. При перегрузке и насыщении п-р-п-транзистора возрастает /?ВЬ1Х и увеличивается фазовый сдвиг.
2. Корректирующие цепи местных обратных связей не должны применяться для уменьшения <р0 у. Действительно, если какой-либо усилительный каскад охватить обратной связью через последовательно соединенные R и С, то для частот со > \/RC и большой глубины обратной связи ф0>у может быть резко уменьшен так, что отстающий фазовый сдвиг всего РУ окажется менее 180° и усилитель будет устойчив. Однако при перегрузке глубина обратной связи резко уменьшится, а фоу увеличится, что приведет к «жесткому» режиму самовозбуждения или вообще к неустойчивости.
3. В ОУ с параллельным высокочастотным каналом следует так выбирать области линейности каналов, чтобы линейный диапазон выходного сигнала высокочастотного канала был более линейного диапазона низкочастотного канала. При этом с ростом t/BX не будет расти ф0>у и не возникнет режим «жесткого» самовозбуждения.
Глава четвертая
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ БЕЗ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛА (ОУ БП)
4.1.	СХЕМЫ ОУ НЕВЫСОКОГО БЫСТРОДЕЙСТВИЯ
С МАЛЫМ ДРЕЙФОМ НУЛЯ
Операционные усилители без преобразования сигнала значительно проще и технологичней (см. § 1.3), чем ОУ с преобразованием сигнала (ОУ ПС) или ОУ с периодической компенсацией дрейфа (ОУ ПКД)- Благодаря этому они по 124
лучили большее распространение. Операционные усилители без преобразования сигнала удовлетворяют большинству современных требований как по быстродействию, так и по» статическим параметрам. Только в редких случаях, когда требования стабильности нуля особенно высоки, приходится применять ОУ ПС. В настоящее время схемотехника и производство ОУ, обладающих средними значениями смещения (3—10 мВ) и дрейфа нуля (5 —10 мкВ/K), хорошо освоены. Вопросы их построения достаточно полно освещены в [1—5], Значительно большие трудности возникают при построении высокоточных ОУ. Поэтому из всего многообразия схем ОУ БП рассмотрим только примеры схем высокоточных ОУ. Требования высокого быстродействия и высокой статической точности в значительной мере противоречивы, так как для повышения быстродействия требуются большие токи каскадов (по крайней мере, при переходных процессах), что вызывает дополнительный нагрев и нестабильность нуля. В связи с этим ОУ, обладающие минимальным дрейфом нуля, имеют обычно невысокое быстродействие.
Среди ОУ БП, выполненных по полупроводниковой интегральной технологии, наилучшую стабильность нуля удается получить при использовании на входе биполярных транзисторов и реализации входного усилителя (Вх. У) на отдельном кристалле (что сводит к минимуму тепловую связь с выходным усилителем).
125
Примером такой схемы Вх. У является интегральный предусилитель типа Lm 121 (США) [23], схема которого приведена на рис. 4.1. Особенностью схемы является применение на входе двух дифференциальных каскадов, включенных параллельно. Они образованы двухэмиттерными транзисторами Т4, Т7 (типа «супер-0») с отдельными генераторами токов в эмиттерных цепях Т5 и Т8, Площади эмиттерных областей каждой пары (Т4, Т7) выбраны неодинаковыми, при этом, если токи транзисторов Т8 и Тъ равны, смещение нуля одной пары имеет положительный знак, а другой —отрицательный. Суммирование их токов в коллекторных цепях при строгой симметрии обеспечивает равными нулю как смещение нуля, так и его дрейф. Из-за технологического разброса имеется небольшое смещение нуля, которое компенсируется с помощью внешней установки нуля (КуСТо) за счет изменения соотношения токов в транзисторах Т8 и Т8.
Такое построение входного каскада позволило получить очень близкое совпадение условий компенсации смещения нуля и температурного дрейфа нуля аЕТ. Так, при установке Есм^0;1 мВ обеспечивается мкВ/K. Достоинствами примененной схемы установки нуля являются также малая зависимость дрейфа нуля от температурного коэффициента Кусто, а также возможность изменять начальный ток каскада за счет изменения номинала КуСт 0.
Входные транзисторы охвачены следящей связью (с помощью эмиттерных повторителей на Т9, Т12 и транзисторов Т3, Т6, Т1о, Т1х), которая обеспечивает постоянство напряжений эмиттер —коллектор транзисторов Т4, Т7 при изменении синфазной составляющей сигнала. Благодаря этому также повышаются стабильность нуля и величина Ко, с. с* Резисторы в коллекторных цепях Т3, Т6 являются нагрузкой. Благодаря тому что они выполнены по пленочной технологии с подгонкой отношения их номиналов, удалось исключить составляющую дрейфа нуля, обусловленную нестабильностью этих резисторов.
Как показали экспериментальные исследования [23], даже небольшие перегрузки входных транзисторов, вызывающие протекание обратных токов в переходах база-эмиттер, существенно ухудшают параметры входных транзисторов, в частности уменьшается коэффициент усиления по току /121э = Ро- Так, при токе базы 10 мА значение постепенно падает до 20, а при токе 1 мА—до 70 (при начальном значении р0, составляющем несколько тысяч). В схеме Lm 121 защита входных транзисторов от большого входного сигнала осуществлена с помощью Tlt Т2, которые ограничивают значение входного напряжения. Для получения высокой стабильности нуля опорные потенциалы Еъ Е2 токозадающих транзисторов ТБ, T8t подводятся от специальной схемы стабилизатора (на рис, 4.1 не показана).
Основные параметры предусилителя Lm 121 имеют следующие значения: Ку (0)^50, аЕТ^ 0,2 мкВ/K, /вх^З нА, Д/вх<:0,8 нА (при коллекторном токе 30 мкА), а/г=0,15 нА/K» Да/т=^15 пА/К.
При добавлении предусилителя Lm 121 к интегральному ОУ широ-
126
кого применения 'обеспечиваююя очень высокие статические характеристики, близкие к характеристикам ОУ МДМ. Однако из-за малости выходного тока предусилителя значение Vmax не превышает 0,3 В/мкс при корректирующей емкости 30 пф.
На рис. 4.2 приведена схема высокоточного интегрального ОУ типа АД508 L [23] также с биполярными входными транзисторами типа «супер-f». Входной дифференциальный каскад построен с использованием двух пар идентичных транзисторов (Т4, Т8, Т13, Т15). Они имеют общий
Рис. 4.2
генератор тока в эмиттерной цепи (Т10). Входные транзисторы охвачены следящей связью с помощью эмиттерных повторителей (Тб, Т7, Т12). Транзисторы Т8, Тв1 Т1г образуют динамическую нагрузку с переходом от дифференциальной схемы к однополюсному выходу (точка А). Эмит-терный повторитель на Т14 служит для связи Вх. У с выходным усилителем (Вых. У). Выходной усилитель образован каскадом с ОЭ по каскодной схеме (Т17—Т20) однотактными эмиттерными повторителями на Т21, Т22 и двухтактным выходным эмиттерным повторителем на Т2в, Т27. Транзистор ограничивает выходной ток при коротком замыкании.
Коллектор транзистора Т21 подключен к базе Т2в, т. е. его потенциал следит за выходным напряжением. За счет этого осуществляется компенсация проводимости база—коллектор транзистора Tai и обеспечивается очень высокое входное сопротивление каскада. Благодаря этому и применению каскодной схемы усиление ВУ очень велико (более 104).
Транзистор Т13 (верхний эмиттер) служит для ограничения отрицательного потенциала в точке А при перегрузках усилителя. Транзисторы 127
Ть Т2 ограничивают напряжение на входе, защищая тем самым входной «каскад. Коррекция частотной характеристики осуществляется внешним конденсатором Скор, вводимым между выходом и точкой Л, и внутренним Скор» вводимым между выходом каскада с ОЭ и землей.
Усилитель АД508Ь обладает следующими параметрами: Ау(0)^107, Есм«С1 мВ, аЕт^ 1 мкВ/K, а]Т ы 0,2 нА/K, /ср 0,4 МГц, 'V m « 0,1 В/мкс. Малость Есм и аЕТ достигнута за счет не только качества технологии и схемотехнических приемов, но и тщательно разработанной топологии. В частности, все транзисторы В У, у которых вы-
Рис. 4.3
деляемая мощность сильно зависит от выходного напряжения, расположены по оси кристалла так, что относительно этой оси обеспечивается тепловая симметрия независимо от знака и значения Свых. Входные транзисторы Т4 и Т8, а также Т13 и Т15 расположены симметрично относительно этой оси. Благодаря такой топологии тепловая обратная связь сведена к минимуму, что позволило получить очень высокое усиление, минимальный дрейф нуля и обеспечить очень малое время само-лрогрева. Через 2—3 мин с момента включения Есм отличается от установившегося значения всего на несколько микровольт. При скачкообразном изменении окружающей температуры переходный процесс, обусловленный аЕТ, заканчивается примерно через 0,5 мин, причем процесс носит монотонный характер и не обладает гистерезисом.
Аналогичной схемой и близкими параметрами обладают ИОУ типа Lm 108 и его отечественный аналог К140УД14 [24].
Примером схемы ОУ с несколько большим быстродействием, но худшей, чем у Lm 108 или АД508, стабильностью нуля может служить 128
MCI456 (или отечественный аналог К14ОУД6). Его схема приведена [24, 25] на рис. 4.3. Входные транзисторы Ть Т1Х типа «супер-p» охвачены следящей связью с помощью Т4, Т9, которые поддерживают постоянным напряжение эмиттер —коллектор транзисторов Т\, Tllt при этом напряжение коллектор—база этих транзисторов практически равно падению напряжения на Т?2, #8- Транзисторы Тъ Т4, TQt Тг1 образуют дифференциальный каскад по составной схеме с генератором тока на Т1 в эмиттерных цепях транзисторов Т4, Т9. В их коллекторных цепях включена динамическая нагрузка (Т5, Т6, Т1о) с переходом от дифференциальной схемы к однополюсному выходу (коллектор Т10). В эмит-терные цепи Т4, Т9 введены транзисторы Т3, Т8, включенные диодами, которые защищают входной каскад от пробоя большим дифференциальным напряжением. 'Резисторы /?4, /?7 уменьшают эквивалентную крутизну Вх.У, что при фиксированной частоте среза позволяет уменьшить емкость корректирующей обратной связи Сх и тем самым увеличить максимальную скорость изменения £/вых.
Транзисторы Т2, Т12 служат генераторами токов для питания входных транзисторов. Делитель /?12, /?п, /?13, Т?14, /?15, Т13, Т14 задает опорные напряжения для генераторов тока.
Выходной усилитель состоит из составного каскада с ОЭ (Т20, Т16) с динамической нагрузкой (Т17), выходного эмиттерного повторителя (Т24, ?.5, Т27), из элементов, задающих смещение для выходного каскада (Т18, Т19, Т2?), и элементов, ограничивающих ток при коротком замыкании (Т15, Т21, Т23, Т26).
Операционный ^усилитель типа MCI456 обладает следующими пара-метрами:*Лу (0)	5-104, Есм<;2 мВ, аЕТ^5 мкВ/K, /вх^30 нА,
Д/ЙХ<10 нА, а/г<0,5нА/К, с. с^80 дБ, /Ср^2 МГц, Vmax^ ^s2 В/мкс.
Операционные усилители с полевыми транзисторами во входном каскаде, как правило, обладают значительно большим смещением и дрейфом нуля, чем ОУ на биполярных транзисторах, так как требуют более точного согласования режимов и идентичности элементов схемы. Но применение полевых транзисторов позволяет обеспечить меньший входной ток (особенно при низкой температуре) и большее значение Гллах, поэтому они обладают несомненными преимуществами в тех областях, где эти параметры имеют первостепенное значение.
Среди ОУ с полевыми транзисторами на входе одним из лучших по стабильности нуля является ОУ, схема которого приведена на рис. 4.4, а [26]. Операционный усилитель обладает исключительно малыми значениями Есм(=С0,5 мВ) и аЕТ (=С 1 мкВ/К).
Такие высокие показатели достигнуты в значительной мере за счет не только качества технологии и тщательно проработанной топологии, но и применения лазерной подгонки режимов входного каскада и высокой стабильности генераторов токов на Т3, Т8 в истоках и на 7\, Т5, Т6 в стоках транзисторов Т2, Т1 входного дифференциального каскада.
9 До 983	129
ОО
о
Рис. 4.4
Важной особенностью схемы является применение генераторов токов по составной схеме с двухколлекторными транзисторами (рис. 4.4, б). За счет ответвления части (10—20%) коллекторного тока транзистора 7\ в эмиттер 7\ (при площади 7%, большей площади Т2) удается стабилизировать суммарный коллекторный ток такой структуры и снизить его температурную зависимость до значения менее 10“5/К. Применение таких генераторов тока позволило снизить составляющую дрейфа, обусловленную их нестабильностью до 0,1 мкВ/К.
Компенсация смещения нуля достигается путем регулировки соотношения резисторов /?4, /?5, что вызывает изменение падения напряжения на т. е. балансирует напряжения затвор — исток транзисторов Т2, 7\.
Компенсация температурного дрейфа осуществляется лазерной подгонкой тонкопленочных резисторов R6. Их отношение определяет отношение токов стоков транзисторов Т2, Т7 и, следовательно, температурный дрейф.
На выходе входного каскада введены эмиттерные повторители (Г9, Ло)- Нижние эмиттеры этих транзисторов ограничивают максимальный уровень напряжения на выходе входного каскада при перегрузках. Верхние эмиттеры являются выходными. Они управляют вторым дифференциальным каскадом на р-п-р-транзисторах 713, Т16 с динамической нагрузкой (Т14, Т15, Г17). Точка А является выходом входного усилителя. Далее сигнал поступает на эмиттерный повторитель на Т20, управляющий каскадом с ОЭ на Т23, T2i. Затем сигнал через два однотактных эмиттерных повторителя (Т36, Т37, Т39, Т34) поступает на двухтактный выходной повторитель на Т44,	Транзисторы Т38, Т41 определяют
начальное смещение между базами транзисторов Т44, Т45. Для ограничения выходного тока при коротком замыкании выхода служат транзисторы Т42, Т43, Т
Для задания опорных потенциалов на базах транзисторов — генераторов стабильных токов (Т3, Т8, Тп, Т18, Т24, Т30) служит специальный стабилизатор напряжения, образованный транзисторами Т26, Т29, ^32, Т33, 7"35.
Конденсатор С± образует пассивный параллельный канал высоких частот. Благодаря его наличию в области высоких частот происходит «отключение» каскада на низкочастотных р-п-р-транзисторах (Т13, Т16) и значительно увеличивается быстродействие усилителя. Конденсатор С3 служит для коррекции частотной характеристики.
Рассмотренный усилитель обладает следующими параметрами: %у (0) Ю% Есм^0,5 мВ, аЕТ^ 1 мкВ/K, /ср = 3 МГц, Vmax = 15 В/мкс, /вх<^2 пА, Еш = 2 4- 3 мкВ (удвоенная амплитуда) в полосе 0,01—10 Гц.
Таким образом, ОУ, изготовленный по схеме на рис. 4.4, а, по Есм и аЕТ стоит на уровне лучших ОУ с входными каскадами на биполярных транзисторах и значительно превосходит их по значению /вх и быстродействию. Однако это достигнуто ценой значительного усложнения технологии и снижения процента выхода годных ОУ.
9*
131
4.2.	СХЕМЫ ОУ С МАЛЫМ ВХОДНЫМ ТОКОМ
Рассмотренный выше ОУ (см. рис. 4.4, а) Ъполне можно отнести к усилителям с малым входным током. Примером ОУ с еще меньшим входным током может служить ОУ типа 8007 (США), схема которого приведена на рис. 4.5 [27].
На его входе также применены [полевые транзисторы с р-п-перехо-дом (Т2, Т1о). В их истоках введены генераторы токов на транзисторах Тъ Т8, причем их токи задаются полевым] транзистором Т12, имеющим
несколько меньшую площадь, чем Т2, Т1о, и работающим с нулевым смещением на затворе. Благодаря такому построению схемы между затворами и истоками основных входных транзисторов автоматически поддерживается небольшое напряжение запирающей полярности, причем оно практически не зависит от температуры. Это очень важная особенность данной схемы, позволившая преодолеть трудности, вызванные значительным разбросом напряжений на затворах и их сильной зависимостью от температуры. Это ухудшает стабильность нуля ОУ и снижает диапазон синфазных напряжений, так как требует увеличения напряжения сток — исток транзисторов. В схеме на рис. 4.5 это напряжение может быть минимальным и поддерживаться постоянным с помощью эмиттерных повторителей на Т4, Т6, Т3, Т9. Интересной особенностью схемы является введение транзистора Т7, который ограничивает максимальный ток через Т3, Т9 и тем самым защищает входные транзисторы от пробоя через цепь стоков при перегрузках и при переходных процессах.
132
Выход входной части дифференциальный (эмиттеры транзисторов 74> Т6). Он соединен со вторым дифференциальным [каскадом (Т23, ^29) с динамической нагрузкой (Т26, Т27, Т28). Его выход (коллекторы транзисторов Т28, Т29) через эмиттерный повторитель (Т32) управляет каскадом с ОЭ (Г31, Т33), на выходе которого введены два каскада эмиттерных повторителей (Т35, Т37 и Т40, Т41). Элементы Т34, Т36, /?24 служат для задания смещения между базами транзисторов Т40, Т41. Транзисторы Т38, Т39, Т30 ограничивают токи при перегрузках и защищают выходные транзисторы при коротком замыкании на выходе.
о-
Рис. 4.6
Амплитудно-частотная характеристика усилителя формируется с помощью внутренней обратной связи через Сх. Постоянная времени C*i (/?13 + ^1б) определяет частоту среза.
Установка нуля производится путем регулировки соотношения токов транзисторов Т26 и Т28 во втором каскаде. Это обеспечивает постоянство токов входных транзисторов и способствует повышению стабильности нуля.
Уменьшение входного тока ОУ достигнуто в значительной мере за счет качества технологии (чистоты материалов) и введения во входных транзисторах «нижних» затворов (соединенных с истоками), которые легированы слабее канала, при этом происходит незначительное снижение крутизны, но ток затвора уменьшается во много раз.
Ниже приведены основные параметры ОУ типа 8007: Есм^15 мВ, ЦеГ<;20 мкВ/K, /вх^0,3 nA, /?вх « 1012 Ом, Ао. с. с 90 дБ, В/мкс, /ср = 2 МГц, спектральная плотность напряжения шума на частоте 10 Гц составляет 25 нВ/р^Гц, тока шума — — 0,01 пА/У^Гц, в полосе 0,1 Гц—1 кГц Еш « 3 мкВ, эфф.
133
Еще меньшими значениями /вх и а/т обладают ОУ с применением во входном каскаде МОП-транзисторов, ток затвора которых слабо зависит от температуры и легко может быть уменьшен до 10~13 — 10~15А. Недостаток МОП-транзисторов состоит в значительно большем (чем у полевых с р-п-переходом) смещении нуля и его зависимости от температуры. Однако применение специальной технологии позволило снизить Есм до 5 мВ и аЕТ до 20—30 мкВ/K. В [28] приведено описание ОУ с такими транзисторами на входе. Его упрощенная схема показана на рис. 4.6. Как показали исследования, балансировка Есм за счет токов МОП-транзисторов (Tlt T2i) приводит к резкому увеличению дрейфа нуля. Поэтому установка нуля производится в промежуточном каскаде в эмиттерах транзисторов Т12, Т14, а входные транзисторы работают при стабильном токе.
В цепях стоков и истоков входных транзисторов введены генераторы токов на Т2, Т3, T2Q, Т22. Эмиттерные повторители на Т4, Т7, Т5 и ^18, 7\б, осуществляют следящую связь, которая поддерживает постоянным напряжение между стоком и истокОхМ полевых транзисторов при изменении синфазного сигнала. Кроме того, такая связь позволяет компенсировать Есм входного каскада за счет изменения токов транзисторов Т3 и Т22, при этом изменяется падение напряжения на /?3, /?п, а токи через 7\ и Т21 остаются практически постоянными.
Транзисторы Т7, Г1б являются входными для второго дифференциального каскада. В их эмиттерных цепях стоят небольшие сопротивления /?5, /?10 для получения требуемой крутизны входного каскада и р-п-р-транзисторы Т8, Т17 в диодном включении, которые защищают Т7, ^16 от пробоя при большом дифференциальном сигнале и при переходных процессах. Транзистор Т9 служит генератором тока в эмиттер-ной цепи этого каскада, а Т6, Т1Ъ — в коллекторной цепи. Изменения коллекторных токов транзисторов Т7, Т16 передаются через Т1о, Т13 в динамическую нагрузку, образованную транзисторами Т1Ъ Т12, С коллектора транзистора Т14 сигнал поступает в ВУ, схема которого на рисунке не показана. Она мало чем отличается от приведенных выше.
Потенциалы баз транзисторов — генераторов тока задаются от специального стабилизатора (на рис. 4.6 не показан).
Усилитель по схеме на рис. 4.6 обладает следующими параметрами: мВ, а^:т^22 мкВ/K, Vтах^	В/мкс, /Ср = МГц,
/ВХ«С1 пА в диапазоне температур от —60 до +125 °C.
На рис. 4.7 приведена другая схема интегрального ОУ, повышение быстродействия которого достигнуто за счет применения комплементарных МОП-транзисторов [29]. Входной дифференциальный каскад образован МОП-транзисторами Т4, Т6 с генератором тока (7\, Т2, Т3) в цепях истоков и с динамической нагрузкой (Т5, Г7) в цепях стоков. Вых. У образован каскадом на Т1С с динамической нагрузкой на Т8, Т9 и выходным каскадом на Тп, 7112.
Усилитель обеспечивает (0) « 105, Есм Ю мВ,	мкВ/К,
/вх<1 пА, /Ср = Ю МГц, Г/ЛЙХ = 69 В/мкс.
134
Отметим, что выход усилителя высокоомный (свыше 100 кОм), поэтому он не нуждается в защите от коротких замыканий, но ^y (0) оказывается практически пропорциональным сопротивлению нагрузки (для /?н ЮО кОм).
6 О
Уст. 0
Рис. 4.7
На рис. 4.8 приведена схема ОУ, который изготовлен по модульной технологии. Входной дифференциальный каскад с входными МОП-тран-зисторами (7*2, Т5) охвачен следящей связью через повторители на Т1о, Тъ Т4, которая поддерживает постоянным напряжение исток — сток
135
входных транзисторов. Малое значение этого напряжения (около 2 В), его стабильность и небольшой ток стока (около 50 мкА) способствуют значительному увеличению стабильности нуля каскада.
В цепи нагрузки (7?ь Т?5) введена термокомпенсация, аналогичная рассмотренной в гл. 2 (см. рис. 2.15). Путем регулирования R2 и Re удается снизить температурный дрейф со 100 до 5—10 мкВ/K. Установка нуля производится с помощью 7?3.
На выходе применяется стандартный интегральный ОУ, например типа К14ОУД7 или К14ОУД12. Последний предпочтительнее, так как вызывает меньший самопрогрев схемы.
Входная МОП-пара обладает разбросом напряжений затвор — исток ^50 мВ и /вх^СЮ-14 А. После регулировки и получасового самопро-грева ОУ, изготовленного по схеме на рис. 4.8, обеспечивает следующие параметры: Есм^С10 мВ,	мкВ/K, /вх^0,01 пА, Ео. с.
^80 дБ, мГц, У^ах^1,0 В/мкс.
4.3.	СХЕМЫ ОУ ПОВЫШЕННОГО БЫСТРОДЕЙСТВИЯ ПО ИНВЕРТИРУЮЩЕМУ ВХОДУ
В ряде применения ОУ требуется высокое быстродействие только по одному инвертирующему входу. Построение таких ОУ оказывается значительно проще, чем дифференциальных с одинаковым быстродействием по обоим входам. По инвертирующему входу удается обеспечить предельно
Рис- 4.9
высокие значения граничной частоты f$ и скорости нарастания Vтах. Учитывая эти обстоятельства, такие ОУ целесообразно разрабатывать и выпускать наряду с дифференциальным ОУ с симметричными входами.
На рис. 4.9 приведена схема ОУ с параллельным высокочастотным каналом и двухтактным выходным усилителем. 136
Схема рассчитана для выполнения по гибридной технологии, но на рисунке указаны обычные корпусные транзисторы, с которыми проводились экспериментальные исследования.
Высокочастотный канал образован исюковым повторителем Ть сигнал с выхода которого через разделительные конденсаторы С2, С3 поступает на базы транзисторов Т2, Т3 двухтактного выходного усилителя. В состав низкочастотного канала входит интегральный ОУ с фильтром на входе (7?!, Ci). Сигнал с выхода ИОУ через Т?4— R6 поступает в эмиттерные цепи транзисторов Т2, Т3 Вых. У. В состав последнего помимо каскада с ОЭ (Т2, Т3) входят ^также двухтактный эмиттерный повторитель (Т4, Т7), схема защиты от короткого замыкания (Т5, Т6) и другие относящиеся к ним элементы. Передаточная функция такого ОУ находится как сумма передаточных функций высокочастотного и низкочастотного каналов, которые соответственно равны:
Кв .у (0)
4 (S) ~ [1 +sCp(7?BX + 27?BbIxl)] [1 +s2C^BbIx^B. у (0)] ;
\	1	Kq	Кв, у(0)/?э/7?д
Лн.ч(5) ~ (i + s?Bx) (1 +Sjko/(dc) [l + s2CKtfBbIxltfB.y (0)] ’
где Ср — емкость разделительных конденсаторов С2 = С3; 7?вх — входное сопротивление Вых. У с учетом делителя Rs, RQ\ /?вых1— выходное сопротивление повторителя на Тх; Кв. у (0) гк/2/?э— усиление Вых. У на постоянном токе; гк — коллекторное сопротивление транзистора Т2 (Т3) в схеме с ОЭ; R3 = гэЧ- R10— эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера транзистора Т2 (Т3); Ск — емкость коллекторного перехода транзистора Т2 (Т3); Твх = 7?1С1; /<0 — усиление на постоянном токе У4; соср1 — частота среза	/?д = /?4-|-Т?5 = 7?6 + R5.
Для получения суммарной АЧХ с у = 20 дБ/дек необходимо, чтобы на частоте сов, при которой начинается уменьшение /Св.у, обеспечивалось равенство | /Сн.ч (Дов) I = | ^в.ч (/юв) I- Оно выполняется, если
0)сР^э/0)в7?д ~7?ВХ/(7?ВХ4“27?ВЬ1Х1) или
К д = 7?вх/(/?вх Ч~ 27?вых1).
Для значений параметров, приведенных на рис. 4.9, требуется иметь У1 с /epi ~ 2,2 МГц, причем точная подгонка условий сопряжения каналов может быть выполнена путем регулировки /?5. Остальные параметры узлов схемы имеют следующие значения: Лв- у (0) « 900, 7?вых1 « 500 Ом, 7?вх = 2 кОм, /?д = 4,3 кОм, гк= 100 кОм, Ск = 4 пФ, /в = сов/2л = 45 кГц.
Весь ОУ имеет
/ср ~ 1/4л7?вых1ик « 40 МГц.
При введении конденсаторов С,, С5 в эмиттерные цепи Т2, Т3 снижается фазовый сдвиг на частотах 6 — 30 МГц, что способствует увеличению запаса устойчивости. При работе с Яо<с = 10 ~ 100 кОм ОУ сохраняет устойчивость при емкостной нагрузке примерно 1000 пФ.
137
Скорость нарастания такого ОУ определяется отношением /1/2Ск (/х— начальный ток Т^. Так как & 3 мА, то V тах ~ 450 В/мкс. Чтобы при такой V тах не происходила динамическая перегрузка допустимая скорость нарастания для него должна быть не менее U ъыктаХ1(КдТыА (где К а — усиление от точки А до выхода на частоте сов). Чтобы снизить требования к Уь выгодно увеличивать Твх, однако при Твхсов > 0,1 заметно возрастает фазовый сдвиг на частоте сопряжения wB, что увели* чивает т^. При выбранных в схеме на рис. 4.9 параметрах должен иметь Vтах^ В/мкс, что обеспечивает, например, ИОУ типа К14ОУД8Б. Несмотря на большие значения /ср и Vт, ОУ, выполненный по схеме, изображенной на рис. 4.9, имеет сравнительно большое время установления для малых 6 (т0>1о/о ~ 2 мкс, tjO/o ~ 0,3 мкс в режиме инвертора с /?0 с — Ю кОм).
Статические параметры ОУ, выполненного по схеме на рис. 4.9, полностью определяются свойствами примененного Шумы в диапазоне частот со > сов в основном зависят от свойств 7\.
Отметим, что для повышения надежности такого ОУ в режиме короткого замыкания на выходе целесообразно обеспечить малое тепловое сопротивление между Т4, Т5 и T6i Т^. В этом случае осуществляется тепловая обратная связь, которая дополнительно уменьшает ток короткого замыкания. Это происходит потому, что нагрев Ть (Г6) за счет увеличения мощности, рассеиваемой Т4 (Т7), приводит к уменьшению напряжения на его эмиттерном переходе, что вызывает снижение уровня ограничиваемого им выходного тока.
Скорость нарастания сигнала в схеме на рис. 4.9 может быть существенно увеличена за счет применения в высокочастотном канале двухтактного повторителя. Наиболее простой схемой такого повторителя является пара КМОП-транзисторов с объединенными истоками (рис. 4.10, я). Для реализации схемы необходимо, чтобы оба транзистора могли работать в линейном режиме при равных потенциалах на затворах и истоках. Выходной ток такого повторителя может превышать 10 мА, что доста точно для обеспечения Vтах » 1000 В/мкс. Для увеличения Vтах может быть использована также схема двухтактного повторителя с биполярными транзисторами (рис. 4.10, б) на выходе. При применении биполярных транзисторов снижается выходное сопротивление повторителя, при этом удается применить форсирующий фильтр /?4, С2, который уменьшает фазовый сдвиг на высоких частотах и позволяет увеличить /ср до 100 МГц. Чтобы исключить фазовый сдвиг, вносимый входным повторителем на Т введен конденсатор С4. С таким повторителем ОУ, выполненный по схеме на рис. 4.9, при использовании транзисторов с /тх>600МГц и Ск^2,5пФ позволяет получить V тах ~ 2500 В/мкс.
Естественно, что при этом резко возрастают требования к динамическим свойствам У1, так как с увеличением /ср растет частота сопряжения и уменьшается значение C1R1.
В качестве повторителя с большим выходным током может быть использована также схема на рис 4.10, в. Она состоит из двух каскадов 138
однотактных эмиттерных повторителей на транзисторах противоположной проводимости Тх, Т3. Транзистор Т2 образует генератор тока для Тх. При скачке U вх> 0 происходит запирание Т3, и, если бы не было Д&, выходной ток определялся бы начальным током через Т?5. Введение Д3 позволяет получить большой 7ВЫХ за счет протекания тока транзистора 7\ через Д3. Значение /вых ограничено только предельно допустимым током для Тх.
Рис. 4,10
При скачке UBX < 0 происходит запирание Тх, при этом большой /вых получается за счет наличия Т3, причем большой ток транзистора Т2 обеспечивает высокую скорость изменения сигнала на базе Т3. Для приведенных на схеме параметрах Vтах составляет около 1000 В/мкс. Чтобы через Д3 не протекал большой начальный ток, необходимо, чтобы падение напряжения на нем было меньше, чем на эмиттерном пер еходе транзистора Т3 (все диоды могут быть одинаковыми).
Преимуществами такого повторителя являются меньший фазовый сдвиг на высоких частотах и меньшая входная емкость, чем у рассмотренных выше. К недостаткам относится необходимость применять на входе разделительную 7?С-цепь, чтобы исключить проникновение на вход ОУ большого тока базы транзистора Тх (около 40 мкА). Кроме того, ОУ с таким повторителем имеет заметно больший входной ток шумов в области высоких частот.
Отметим, что ОУ, выполненный по схеме на рис. 4.9, с двухтактным
139
повторителем обеспечивает очень высокое быстродействие в случаях, когда допустима сравнительно большая погрешность, Так, время установления в режиме инвертора с погрешностью 0,5% составляет всего 40 нс, но если требуется 6 = 0,01 4-0,1%, значение т^ возрастает в десятки раз
/?75 360
Рис. 4.11
из-за трудностей точного сопряжения параллельных каналов и защиты от перегрузок входным сигналом.
Операционные усилители с несимметричным входом позволяют сравнительно легко реализовать АЧХ с максимально широкой полосой про-
пускания, в которой частотная погрешность не превышает заданную Например, если в схеме на рис. 4.9 применить с /ср=15 МГц и уменьшить Ci до 10 пФ, то при тех же параметрах остальных элементов обеспечивается АЧХ с затуханием 40 дБ/дек в диапазоне от 45 до 300 кГц и Ку^2-103 до 80 кГц. В режиме инвертора такой ОУ имеет частотную погрешность (векторную) менее 0,1 % в диапазоне частот от 0 до 80 кГц. 140
Пример схемы ОУ с максимальной /б и минимальной входной ем-
костью приведен на рис. 4.11. Его структурная схема показана на рис. 4.12 (обозначения на рис. 4.12 аналогичны обозначениям на принципиальной электрической схеме на рис. 4.11). Усилитель имеет три канала усиления: низкочастотный (НЧ), образованный усилителем У± и повторите’ лем П2, среднечастотный (СЧ)—дифференциальный каскад ДК и высокочастотный (ВЧ) — повторитель 771Ф Сигналы с выхода СЧ- и ВЧ-каналов суммируются на входе выходного усилителя ВУ с помощью /?15 и /?18.
1 10 10210310ч105106107^Ги,
Рис. 4.13
Параметры усилителя выбраны так, что происходит одновременное затухание АЧХ СЧ-канала и ВУ, вследствие чего суммарная АЧХ (Ку) в диапазоне частот от 70 кГц до 7 МГц имеет наклон 40 дБ/дек (рис. 4.13). Это позволило обеспечить очень высокое усиление (около 3-104) до 100 кГц. Но на высоких частотах усиление СЧ-канала менее единицы и сигнал проходит по ВЧ-каналу. Благодаря этому в области высоких частот, близких к /Ср, обеспечивается фу « —90°. Для получения малого фазового сдвига на высоких частотах в ВЧ-канале приходится применять СВЧ-транзисторы, работающие при больших токах, что приводит к большому смещению и нестабильности нуля. Однако применение НЧ-канала с высокоточным (но медленнодействующим) У± позволяет совместить быстродействие ВЧ-канала со стабильностью НЧ-канала.
Повторители П1 и 772 состоят (см. рис. 4.11 и 4.12) из истоковых повторителей (на Tlt Т9) на высокочастотных полевых транзисторах (например, типа КПЗОЗВ) и эмиттерных повторителей (на Т2, Т3, Т7, Т8). Для переменной составляющей в П1 осуществлена следящая связь через С2, которая резко уменьшает влияние емкости затвор — сток 7\, Входные элементы Rr, Т?2, С1э 7\ помещены в экран, соединенный по переменной составляющей с истоком 7\, что уменьшает емкость этих элементов относительно земли. Введение следящей связи позволило снизить входную емкость ОУ до 0,4 пФ, что очень важно при работе в схеме с высокоомными цепями. Для получения приведенной на рис. 4.13 АЧХ в качест-
141
ве Т2, Т3 должны применяться транзисторы с малыми Ск 1 пФ) и высокой /т (^>2 ГГц), например типа КТ372Б. Канал СЧ состоит из простого дифференциального каскада на Т4, с динамической нагрузкой Ди Тъ, Д8, /?10 и эмиттерного повторителя Т1о. Усиление СЧ-канала с учетом деления сигнала на /?18, /?15—около 100. Значения сопротивлений в базовых цепях Т4, Тб выбраны так, что на частоте 7 МГц усиление СЧ- и ВЧ-каналов становится равным, а на более высоких частотах СЧ канал «отключается» и не ухудшает фазовой характеристики ВЧ-канала.
Выходной усилитель (ВЧ) состоит из делителя Т?19 — /?21, Д2, каскада с ОЭ на Тп, Т12 и эмиттерного повторителя на Т13, Т14. Его схема аналогична схеме, показанной на рис. 4.9. Стабилитрон Д2 введен для согласования уровней постоянных напряжений СЧ-канала со входом ВУ. При использовании в ВУ транзисторов сСк<4 пФ и /г = 300 ~ 400 МГц обеспечивались Ев.у~ 900, /ср. в.у ~ 40 ч-45 МГц.
Общая АЧХ усилителя приведена на рис. 4.13. Благодаря большому усилению (около 3-104 на частоте 100 кГц) и малой входной емкости (0,4 пФ) обеспечивается широкая полоса пропускания (100 кГц) при очень малой погрешности. В режиме инвертора 6 « 0,01%. Для получения таких малых погрешностей необходимо, чтобы отношение сопротивлений обратной связи РУ к входному обеспечивалось с еще большей точностью в диапазоне частот от 0 до 100 кГц. Отметим, что это требование для сопротивлений около 100 кОм и более выполнить довольно трудно, так как существенную роль играют распределенные параметры.
Входной ток, смещение нуля и их дрейф в схеме на рис. 4.11 определяются в основном параметрами Уь В схеме использован с усилением около2000, который имел /вх<: 19 пА, 19 мкВ, ^0,1 пА/К, Д£Г^9,1 мкВ/K- При этом весь ОУ имел /ВХ^Ю пА, Есм^15 мкВ, а7Г^0,1 пА/K, а£г^0,5 мкВ/К.
Рассмотренный ОУ рассчитан для работы с малым коэффициентом передачи (0,001 — 1). Его применение особенно эффективно в измерительных схемах повышенной точности с высокоомными (0,1 — 1 МОм) цепями обратной связи.
4.4.	СХЕМЫ ОУ ПОВЫШЕННОГО БЫСТРОДЕЙСТВИЯ
С СИММЕТРИЧНЫМИ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫМИ
ВХОДАМИ
При построении быстродействующих дифференциальных ОУ (ДОУ) с симметричными входами и большим диапазоном синфазных сигналов (±10 В) приходится сталкиваться со значительными трудностями из-за ограничений значения Vтах во входном дифференциальном каскаде (ДК) и цепях связи с выходным усилителем.
Как отмечалось в гл. 3, повышение Vmax в дифференциальном каскаде может быть достигнуто за счет увеличения 142
начального (режимного) тока в ДК. Этот наиболее простой путь был принят при разработке многих быстродействующих ИОУ, например типа НХ0032, LH0062 (США) [30].
Схема усилителя (в'несколько упрощенном виде) приведена на рис. 4.14.
Входной усилитель — это обычный ДК (Тъ Т3— Тъ) на биполярных тран. зисторах. Выходной каскад—двухтактный эмиттерный повторитель (Г7, Т8). Транзистор Т2 с динамической нагрузкой на полевом транзисторе Т6 осуществляет связь между каскадами.
Начальный ток транзисторов Т3 и Тб выбран около 5 мА, за счет чего достигается Vтах » 500 В/мкс (при емкостях коллекторных переходов около 2,5 пФ) и /ср ~ 70 МГц. Статические параметры ОУ невысокие: £?см^4 мВ, а^г^20 мкВ/K, /вх ~ Ю мкА, Ку (0) ~ 5000.
+ 15 В
Рис. 4.15
Аналогичным образом большое значение Vтах достигнуто в ИОУ типа НХ0032 фирмы Halex Inc. (США) [30], который при] тех же свойствах по быстродействию имеет малый /вх за счет применения во входном каскаде полевых транзисторов.
Отметим, что реализация ОУ на современных СВЧ-транзисторах с Ск^0,2 пФ и р0 250 позволяет получить V тах » 1000 В/мкс без специальных схемных приемов при значительно меньших начальных токах — около 0,5—1 мА. Однако даже при таких токах не удается обеспечить высокие статические параметры, поэтому усилия разработчиков были направлены на построение схем, входные каскады которых (при t/BX=0) работали бы с еще меньшими токами, но не имели тех ограничений на Vтах, которые возникают в простейшем ДК.
Пример схемы входного ДК ИОУ, в котором удалось существенно увеличить Vmaxt почти не ухудшая статических характеристик, приведен на рис.4.15 [31]. Каскад образует двухтактную дифференциальную схему 143
состоящую из эмиттерных повторителей (Т1У Т2, Т3, Т9, Т10, Т п), на выходе которых включены транзисторы Т4, Т7 так, что разность напряжений на выходе повторителей прикладывается между базой и эмиттером этих транзисторов, увеличивая ток одного из них с ростом входного сигнала. В коллекторных цепях Т4, Т7 введена динамическая нагрузка (Т5,	Т8) с переходом к однополюсному выходу.
Несмотря на то что схема реализована с применением низкочастотных р-п-р-транзисторов и весь ОУ имеет /ср всего 1 МГц, Vm удалось увеличить до 30 В/мкс при Есм=с2 мВ, аЕТ 5 мкВ/K,	мкА,
/Су(0) = 94 дБ, Ео.с.с=90 дБ, t0,0i ~ 2,5 мкс.
Рис. 4.16
На рис. 4.16 приведена схема ОУ с использованием квазилинейного ДК на входе [1]. Входной ДК образован дифференциальной парой транзисторов Т7, Т8 с генератором тока Т10, следящей связью (Т9, Т3, Т4, Д5, До) и динамической нагрузкой (7\, Т2, Дь Д2, ^i, #2)-
Введение транзисторов Т5, TG, которые при малом Евх (^0,1 В) практически заперты, позволяет значительно расширить динамический диапазон каскада. При большом положительном сигнале на инвертирующем входе происходит запирание Т 8, Т4 и отпирание TQ (за счет повышения потенциала на эмиттерах Т3, Т4), что приводит к увеличению тока Т3, Т2. При отрицательном сигнале запираются Т7, Т3, Т2 и отпираются Т5, Т4. В обоих случаях на выходе каскада (коллекторы Т2, Т4) обеспечивается выходной ток, значительно больший начального тока ГТ.
Выходной усилитель образован каскадом с ОЭ (7\3) с динамической нагрузкой (Т14), однотактным эмиттерным повторителем (Т15) и выходным двухтактным повторителем (Т1б, Г19). Транзисторы Т17, Т18 служа! 144
для ограничения /ВЫх, Диоды Д8, Д9 обеспечивают смещение между базами Т1в, Т]9.
Связь входного и выходного усилителей осуществляет истоковый повторитель на Т1±. С помощью обратной связи через происходит коррекция АЧХ.
Применение в ДК дополнительных транзисторов (Т5, Т6), отпирающихся при большом сигнале, позволяет во много раз (более 50) увеличить Vтах каскада, сохранив высокими статические характеристики. Например, при использовании в качестве Т7, Т8 пары К1НТ291 при токах коллектора 40 мкА и транзисторов типа КТС-394, КТС-395 в выходном усилителе ОУ обеспечивает /вх<^0,5 мкА, а7Г^3 нА/К> Есм<0,5 мВ, аЕТ^2 мкВ/K, Ко.с.с ~ Ю0 дБ, Лу(0) » 105, Vmax = = 100 В/мкс, /ср = 3 МГц.
В приведенной схеме Vтах ограничено возможностями однотактных каскадов в выходном усилителе (Т13, Т14, Т15), а также схемой связи входного и выходного усилителя. Для выходного усилителя при коллекторном токе Т14, равном 1,2 мА, и транзисторах Т13, Т14 с Ск = 4 пф V тах не превышает 120 В/мкс. При выбранных параметрах схемы такое значение обеспечивается только при условии, что коллекторный ток Т]3 в переходном процессе изменяется от 0 до 2,4 мА, а напряжение между стоком и истоком Тп — от 0,5 до 3,1 В, т. е. амплитуда сигнала на его затворе достигает ± 1,3 В. Такой режим возможен, если транзистор Т±1 при напряжении затвор — исток, равном —1,4 В, и токе стока 1 мА имеет динамическое сопротивление не более 400 Ом, т. е. напряжение между стоком и истоком не более 0,4 В. Потенциал на затворе Т1± ограничен сверху значением + 13,6 В, так как при дальнейшем его увеличении происходит насыщение Т2. Снизу он ограничен значением + 11,4 В, так как в противном случае при синфазном сигнале + 10 В будет насыщаться Т4. Таким образом, максимальная амплитуда напряжения на затворе Т1г не должна превышать (13,6—11,4)/2= 1,1 В. Отсюда видно, что дальнейшее увеличение Vгпах \ такой схеме практически невозможно, тем более что напряжение затвор — исток 7\ имеет значительный разброс, в результате чего дополнительно сужается диапазон допустимых значений амплитуд сигнала на его входе. При работе схемы в режиме неинвертирующего повторителя получается ограничение Vтах и за счет входного каскада. Это связано с тем, что цепь следящей связи не успевает отслеживать быстрые изменения синфазной составляющей. Максимальная скорость отслеживания определяется током /0 ГТ (Тх0) и емкостями двух коллекторных переходов (7\0 и Т9). Если Ск = 2пФ, то	В/мкс.
Отмеченные трудности в некоторой степени преодолены в схеме ОУ, приведенной на рис. 4.17. Входной усилитель образован парой транзисторов типа «супер-Р» (Т6, Тп) с каскодным генератором тока (Т12, Т13, Т15, Лб) в эмиттерной цепи, следящей связью (Т18, Т5, Т]0) и каскодной динамической нагрузкой (Т3, Т4, Т8, Т9). Применение каскодной схемы ГТ, обладающей большим выходным сопротивлением, способст-ю № 983	145
вует увеличению Ло.с.с- Каскодная динамическая нагрузка позволяет увеличить усиление каскада и расширить его динамический диапазон.
Для реализации квазилинейного режима помимо дополнительных транзисторов Тъ Ты (аналогичных Т5, Тв в схеме на рис. 4.16) введен дополнительный ГТ (Т2, Т7), управляемый коллекторными токами
Рис. 4.17
Г14. При малом сигнале на входе (при малой скорости изменения сигнала на входе РУ) транзисторы Tlt Т2, Т7, Т14 практически заперты и не оказывают влияния на работу схемы, но при быстром изменении синфазного напряжения в отрицательном направлении происходит отпирание 7\ и Т14, что вызывает отпирание Т7. Благодаря этому обеспечивается высокая скорость отслеживания синфазного сигнала при его уменьшении. При изменении синфазного сигнала в положительном направлении (при его увеличении) отпираются Тб, Тп и обеспечивается быстрая перезарядка емкостей Ск транзисторов Т7, Т12, Т18. Ограничение скорости отслеживания в таком входном усилителе происходит только за счет емкостей Ск транзисторов Т Т10, Т17 и коллекторного тока Т17. Однако ток последнего выбран достаточно большим (3 мА), что при использовании во входном усилителе транзисторов с Ск 2 пФ и /т^400 МГц обеспечивает Гтад.^500 В/мкс.
Для защиты входных транзисторов от пробоя (при большом разбалансе на входе во время переходных процессов или при перегрузке ОУ) на входе введены резисторы RiR2 и Диоды Дг—ограничивающие входное напряжение (7ВХ на уровне ±1,4 В. Выходной ток /вых вход-146
ного усилителя при большом отрицательном сигнале на инвертирующем входе примерно равен сумме коллекторных токов (/к) транзисторов 7\ и Т7 (или Т14 и Т7 при обратном знаке £/вх). Ток /к « ((/вх—0,7 В)//?4, поэтому при UBK = 1,4 В и 7?4 = 270 Ом /вых « 5,2 мА, что при Сх=10 пФ достаточно для получения VOTflx = 520 В/мкс.
Выходной усилитель образован делителем R12— /?15, Д12 и двухтактными каскадами на Т22— Т22. При введении на выходе двух каскадов эмиттерных повторителей снижается выходное сопротивление выходного усилителя и увеличивается его усиление при низкоомной нагрузке. Диоды Д1з—Д18 служат для получения необходимого смещения между базами 7*24, Т 2Ъ и Т2б, Т27. Транзисторы Т28, Т29 ограничивают выходной ток ОУ при коротких замыканиях на выходе.
Связь выходного и входного усилителей осуществлена через двухкаскадный эмиттерный повторитель (Т19— Т21) с двухтактным выходом. Такая схема при использовании в выходном усилителе транзисторов с Ск<4 пФ и /т^400 МГц имеет Vтах > 500 В/мкс при амплитуде сигнала на базе Т19 около 1 В, что легко обеспечивает входной усилитель.
При испытании макета ОУ по такой схеме получены следующие результаты: /<у (0)	1,5-105, /Со.с.с=Ю0 дБ, /ср=10МГц, Vmax =
= 500 В/мкс, £см = 2 мВ, =2 мкВ/K (при компенсации Есм до 0,1 мВ с помощью внешнего потенциометра /?уст 0), /вх = 20 нА, а/т = 0,1 нА/К-
Операционный усилитель, выполненный по схеме на рис. 4.17„
Рис. 4.18
может быть реализован по полупроводниковой интегральной технологии с подключением внешних конденсаторов в качестве С2 и С3.
При современной интегральной технологии сравнительно легко удается реализовать п-р-п- и р-п-р-структуры с Ск^0,2 пФ и ^800 МГц. В этом случае V тах, равная около 1000 В/мкс, может быть 10*	147
получена с однотактными каскадами. Схема ОУ с такими транзисторами показана на рис. 4.18. Схема его входного усилителя Вх. У совпадает с приведенной на рис. 4.17. Выходной усилитель образован однотактным каскадом ОЭ (Г4, Г5) и двухкаскадным эмиттерным повторителем на 7б, Г7, Г9, Тп. Транзисторы Т8, Т1Q служат для ограничения выходного тока. Связь с входным услителем осуществлена через эмиттерные повторители на Т\— Т3 и диод Дг. Для получения 17^^ = 1000 В/мкс токи через 7\, Т3, Г4 выбраны равными 1 мА, а через Тб, Т7—2 мА, так как транзисторы Т9, Гц должны быть более мощными и с большим значением Ск.
4.5.	ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ С МАЛЫМ ВРЕМЕНЕМ УСТАНОВЛЕНИЯ
Приведенные выше схемы ОУ повышенного быстродействия в ряде случаев могут успешно применяться в качестве суммирующих и масштабных РУ с малым временем установления тб. Например, ОУ по схеме на рис. 4.17 при работе в режиме инвертора с = 7?0 с = 2 кОм и при условии, что емкость монтажа на входе не превышает 5 пФ, обеспечивает тол « 250 нс, т0,01	350 нс. Примерно вдвое
меньшие значения имеет ОУ по схеме на рис. 4.18. Однако при увеличении коэффициента передачи таких ОУ пропорционально возрастают их тб. Возрастает оно и при увеличении емкости Со на входе ОУ относительно земли. В ряде случаев значение Со может быть довольно большим. Например, в ЦАП (особенно умножающих) значение Со за счет ключей может достигать 20—100 пФ.
Как отмечалось в § 3.3, в таких случаях бесспорным преимуществом обладают ОУ с повторителем тока на входе (ОУ ПТ).
Операционные усилители с повторителями тока имеют малое входное сопротивление (порядка десятков ом), поэтому изменение в широких пределах сопротивлений и Со на его входе практически не влияет на частоту среза по контуру обратной связи /ср.р. у и> следовательно, на тб.
Эти усилители представляют собой особый класс ОУ, поэтому остановимся на их свойствах и прежде всего на свойствах реальных схем повторителей тока (ПТ) более подробно.
Простейший ПТ может быть построен, как показано на рис. 4.19. Он представляет собой каскад типа ОБ, который охвачен с помощью усилителя отрицательной обратной связью.
Если принять, что АЧХ соответствует инерционному звену первого порядка, т. е.
/<1 (/со) = /Со/(1 + /®К0/®Ср 1),
148
ГДе /Q = /CX(O); о)ср1—частота среза Ух, то входное сопротивление ПТ может быть представлено следующим образом:
у _________р II J 1 Ч~/(°б,17?1гэ/(7?1-[-гэ)	(
вх- "• т - Квх 1 I 1/шС1 [1 +/G (/Ш)	+
__________(1 Н~Л°^оЛ°ср i) 0 +	/?1Н~^э)х_________
(1 + Жо/«сР i) [1+/^С1гэ7?1/(/?1+ гэ)] + /<оСх/?вх 1 X
?	^ВХ 1________________________ и 1)
X [ 1 + 7?хКо/(^1 + Гэ)] [ 1 + i^KQ/^ х [ 1 + ЯЛо/U?! + г;)]]’
где 7?вх1 — входное сопротивление Ух; г'э = гэ-{-(гб + + ^выхi)/(l +Р) — входное сопротивление каскада с ОБ;
Рис. 4,19	Рис. 4<20
гб—сопротивление базы транзистора	|3 = /121э—коэффи-
циент усиления по току транзистора Тх в схеме с ОЭ; /?вых 1 — выходное сопротивление Ух.
Характер зависимости | ZBX. п. т (/со) | приведен на рис. 4.20. Если выбрать Ух с
o)cpl = (l+^i)2/Cxr;,	(4.2)
то в области частот <х> > <х>ср Х//Со значение ZBX,n. т практически не зависит от частоты:
/вх. П.Т ~ ГЭ^1/(^1 + гэ)-	(4-3)
Только на очень высоких частотах происходит некоторое увеличение ZBx.n.T, когда за счет уменьшения |3 член (гб + ^вых)/(1 +Р), входящий в выражение для г', превышает гэ.
Благодаря малости |ZBXeIbT| легко выполняется условие (3.26) и свойства схемы на рис. 4.19 в области высоких частот близки к свойствам повторителя тока с коэффициентом передачи по току т. 1 примерно равным единице. Для расчета свойств схемы ОУ (см. рис. 3.24) с применением на входе ПТ по схеме на рис. 4.19 необходимо знать
149
коэффициент передачи /<р. у (/со) по разомкнутому контуру обратной связи. Выражение /Ср у($) для схемы на рис. 3.24 было приведено ранее [см. (3.47)], где предполагалось, что /<п.т z(s) ~ 1- Чтобы учесть свойства ПТ по схеме рис. 4.19. следует подставить значения Кп.т/ и ^вх.п.т в (3.47). Величину Kn.ii можно представить в следующем виде:
^П. т Z = ^П. Т^ВХ. П. Т^,
где ZH—сопротивление нагрузки; —коэффициент передачи по напряжению схемы на рис. *4.19:
zz / Л_____ ( jtoCiRi ._______Kq_______5
л п. т иi + /соС1/?1 -t- j+Жо/СОср г
X ________~
^+£1/(1+/®^*!) ®^“,СГ/Кл ~
СО >> 1/1 1
~ 2иасоСр iCyRy (1 + /со/соср i)
(^1~7~ гэ) [1 + /<оС1Гэ#1/(#1 + Гэ)]
(4.4)
Здесь а—коэффициент передачи по току транзистора в схеме с ОБ.
Представим /<р у(/со) из (3.47) в следующем виде:
^р. у (/^) ^пт. °. С X _________________Кв. у (0)	__________ [1+/соС0> сКдКв. у (0)] Г । /to (Со. с ~Ь Са) j ’ L wcp. В. у^О. с J
(4.5)
где Кп.т.о.с—коэффициент передачи по напряжению ПТ с учетом включенного последовательно со входом 7?0.с:
IS	__ ^вх. п. т rs _______
т. о. с 7	। р ^'п.т
^вх. п. т.г ^0. с
ZHaKo [1 Л-ltoCiRi (1 + 1 /Ко) —w2^iKi/cocp J
(К1+гэ){ 14“/W[C1Kb (1+#Ко) + С1ГэЯ+Ко/ЮСр]—®2С1Ко(Яв+^Э#)/сОСр1
#в = Яо. СII Явх П а =	1.
С учетом того что для реальных значений параметров хорошо выполняются неравенства соср 1 и соср ^R^Rq 1, выражение для Кп.т. ос можно представить с высокой точностью в следующем виде:
____^н^КрКвх 10	(1 Т~ /^/^2)_
(К1 + Гэ) (Квх 1 + Ro. с) (1	(1 Н-М/^г)
150
где
Л = 1/^(1 + 1/К0)« 1/СЛ;	=
________________1____________ 1
~ С1[/?в(1+аКо) + г^]+Яо/®сР1	с^вКоа ’
“2 = ^р1 [1 + <оср А^р-н/Ко)] 11
__	[^?в (14~Д^о)4-гэа]Ч~Ко/<|>ср 1 ~ м
Таким образом, затухание 7<py(j(o) с ростом частоты определяется не только полюсами со0= 1/С0,с/?д^.у (0) и а>п = ®ср. в. уС0. с/(С0.с + СА), обусловленными параметрами Ав.у(/®) и цепи обратной связи через Со. с [см. (3.47)], но и нулями и полюсами, входящими в Лп.т. о. с> причем
Кп.т.0. С (0) = ZBaK0RBX М 4- г’) (RBX , + Ro. с).
На частоте сщ начинается затухание Кп. т.о.с с 7= =20 дБ/дек, до частоты со], где оно прекращается и коэффициент передачи становится равным:
Ап. т.о.с * «4(1 + /(о/а>;)/Я0. с (1 4- /(о/й2).	(4.6)
Вследствие того что со2 и ®2 несколько отличаются друг от друга на частоте и & соср1, имеется диполь (нуль-полюс), который может привести к значительному увеличению тб. Чтобы этого не происходило, как следует из (.3.17), необходимо обеспечить
Асо2/со2 AT L = (о>2—®2)/®ср < 6,	(4.7)
где соср—частота среза РУ; ^вых(гд) при определении тб.
Найдем Д®2/соср, учитывая,
А(02 <Оср 1	Гэ(^В + ^1)
wcp wcp Ц^1 + Гэ) (#в + гэй)
Очевидно, можно выбрать для этого необходима
б—допустимая погрешность
ЧТО	О)сР1С1^в^о> 1-
+ (4'8)
соср1 такой, чтобы Д(о2 = 0,
Wcp 1
1
Г aCi
^в4~ ГэД । ^?iЧ~^э ARb + Ri)a^ RB + RV
~ 1
Гэ	Г3^1
(4-9)

Если выбрать иср1 согласно (4.9) и задаться некоторым разбросом ее значений Д(оср1, то для выполнения (4.7)
151
должно обеспечиваться следующее условие:
А О ср 11/ 1 ।	1
(оСр 1 (оср Cj \	RB-\-г5а
Д(оСр1
03 c pl 03ср Cl (/?в + Гэ)
6.
Например, если задано£ = 10“4, fc = 8МГц, Сх = 0,22мкФ, г; = 20 Ом, ^ = 10 кОм, /?в>ЮООм, то допустимый разброс соср не должен превышать 13,3%.
Требования к допустимому отклонению соср1 снижаются при увеличении Rlf но даже при /?1-^оо значение RB = = ^о.с11^вх1 при заданном Aa)cpl/cocpl ограничено значением
Г) - г / ^^Cpl «СР1
1 А(оср1 1 "cpl ^CpCl
(4.Ю)
Например, при 6=10“\ А<х>ср1/<х>ср1 = 0,1, /ср^8МГц, 0,22 мкФ, Гэ^20Ом необходимо Лв^70Ом, т. е. при /?о.с=ЮкОм и изменении сопротивления на входе от оо до 80 Ом (Кп от 0 до 120) вид Лп.т.о.с в области рабочих частот не изменяется, т. е. сохраняется значение т^.
Чтобы избежать перегрузки ПТ входным сигналом, его целесообразно делать по двухтактной схеме, как показано на рис. 4.21.
Постоянной времени в схеме на рис. 4.19 соответствуют C1R1 = C2R2 схемы на рис. 4.21. Делитель R3, R±, С3 служит для задания необходимого смещения на базах 7\, Т2. Ограничитель на Т3 необходим, чтобы при перегрузках усилителя не нарушалось инвертиро-что привело бы к неустойчивости. В качестве
Ух желательно применять ИОУ с внешней коррекцией АЧХ, чтобы можно было выбрать соср1, удовлетворяющую (4.9). Кроме того, важно, чтобы выходное сопротивление Ух было возможно малым, так как оно влияет на /?вх п т в области высоких частот.
Применение двухтактной схемы ПТ, как отмечалось в гл. 3, целесообразно и для увеличения усиления на низких частотах. Если /?н « -Лвых.п.т, то на низких частотах
Ап.Т (®Н.ч) ~ 'к/^О.С,
Рис. 4.21
вание сигнала всем ОУ,
где гк — сопротивление коллекторного перехода транзисторов Тъ Т2 (в схеме с ОБ).
152
При коллекторных токах около 1 мА и 7?0>с = Юк0м легко обеспечивается Ап.т (0)^40.
При построении схем ОУ ПТ следует учитывать, что изменения напряжения питания ПТ через Rr передаются в канал усиления. Коэффициент влияния Kjj оказывается очень большим (примерно равен /?вх/^1, где 7?вх — резистор, последовательный со входом РУ). Чтобы уменьшить К и, целесообразно вместо пассивных резисторов R2 в ПТ вводить генераторы стабильного тока либо повышать требование к стабилизаторам питающих напряжений и располагать их в непосредственной близости от ОУ.
Для построения ОУ с малым на выходе ПТ должен включаться ОУ, обладающий высокой соср, большой Vтах с активным входным сопротивлением (включая со = 2соср>р>у) и с затуханием АЧХ у = 20 дБ/дек. Заметим, что в ОУ ПТ, приведенном на рис. 3.24, введение емкостной обратной связи через Со с в выходном усилителе эквивалентно тому, что в области частот, меньших (оср.в.у, он обладает активным входным сопротивлением, равным 1/(<оСр.в.уСо.с), гДе ^ср.в.у — частота среза выходного усилителя.
Пример схемы ОУ ПТ приведен на рис. 4.22. Здесь в состав ПТ входят и транзисторы 7\— Т3. Транзисторы Т4 — Т9 образуют широкополосный повторитель с высоким входным сопротивлением и большим 153
выходным током. Схема выходного усилителя (Т1С—Т17) практически совпадает с приведенной на рис. 4.17.
При использовании в качестве Ух усилителя типа К14ОУД6и транзисторов 7\— Т9 с СК=С 1 пФ, /т^ 1 ГГц, Т10 — Т17 с СкгСЗпФ, /т^ 400 МГц макет усилителя, собранного по схеме на рис. 4.22, обладал следующими параметрами: сопротивление передачи на частоте 1 кГц (AI/bhx/AAjx) 1,б-108См, /<у на частоте 1 кГц 8-106, 7?РХ = 2ОСм, /ср.экв=5 ГГц, Vтах~ Ю00 В/мкс, Асм^1 мВ, аЕТ< 5мкВ/К, /вх^30нА, а1Т «С 0,3 нА/К.
Амплитудно-частотная характеристика разомкнутого ОУ приведена на рис. 4.23 (кривая 1).
1 10 <С^0310ч105106107 Лт при работе в режиме масштабного Рис. 4.23	усилителя с 7?ос = ЮкОм, Ап = 0,1 4-200
и емкости на входе до 40 пФ обеспечиваются 41% ~ 70 нс, то>О1о/ ~ 100 нс, что может быть получено с ОУ без ПТ только при /ср ^3,2 ГГц и входной емкости Со=<О,5пФ. Приведенные значения не являются предельными для ОУ ПТ. Применив в выходном усилителе СВЧ-транзисторы с Ск sC 1 пФ и /т^ 2 ГГц, удается получить /сР.о.с (по контуру Со с) около 160 МГц, при этом при /?о с = 2кСми Сос = 1пФ время установления до уровня 0,1% составляет 14 нс (при шкале ОУ ±5В), причем это значение сохраняется для/<п =0<-40 и Со^с2О пФ.
Рис. 4.24
Структура ОУ ПТ позволяет легко получить малое тб в сочетании с широкой полосой пропускания /6. Например, если в схеме на рис. 4.22 конденсатор С0.с заменить цепью (7?3, С' , С"с), как показано на рис. 4.24, то АЧХ ОУ имеет у = 40 дБ/дек до частоты, примерно равной 1/(/?3С"с) (рис. 4.23, кривая 2), с дальнейшим затуханием 20 дБ/дек, причем вид АЧХ практически не зависит от изменения (т. е. /Сп). Если выбрать /?2=ЮкСм, 7?3 = 4,7кОм, С0.с = 1,8пФ, С" с = 7,5 пФ,
♦ Определена при измерении Лу на частоте 100 МГц по формуле fср.экв =/^у (/)• 154
то обеспечивается тодО/о = 220 нс, т0 01О//о = 350 нс, /0 1О/о = 150 кГц при изменении Кп (за счет Rr) от 0,01 до 200 и емкости нагрузки от 0 до 100 пФ.
К недостаткам ОУ ПТ следует отнести следующие особенности: повышенное требование к источникам питания, возможность реализации только в виде гибридных микросхем (из-за наличия нескольких конденсаторов большой емкости), увеличенный уровень шумов.
Связь входа ОУ ПТ с эмиттерными цепями входных транзисторов, в которых протекают большие токи, приводит к очень большому токовому шуму ОУ ПТ.
Для схемы на рис. 4.22 с входными транзисторами типа КД372 и КТ363 среднее значение спектральной плотности /ш равно 5пА/К Гц. При /?ОфС = 10кОм в полосе 10 МГц шум на выходе ОУ ((7Ш,ЕЫХ) составляет около 160 мкВ, что значительно больше шумов ОУ с тсй же полосой пропускания с обычным дифференциальным каскадом на входе, причем ^/ш.зых ОУ ПТ почти не зависит от Кп- Поэтому при большом Кп (около 102) шум, приведенный ко входу, уменьшается, приближаясь к шумам обычного ОУ.
Как отмечалось в гл. 3, получение малых при значительной емкости на входе ОУ возможно за счет увеличения частоты среза и введения с выхода на вход емкостной обратной связи. Если при этом ОУ имеет АЧХ с у = 20 дБ/дек, то входное сопротивление усилителя эквивалентно следующей величине:
7 ~ _________1 Н-/(ОЛо/СОср!____	/Д I 1\
вх~ /соСо.е (1-ЬЛо) (Ц-/®/соср1) •
где Ао — усиление усилителя на постоянном токе; о)ср1— частота среза усилителя; С0>с—емкость обратной связи.
Отсюда видно, что в области частот выше <оср1//С0 ZBX эквивалентно активному сопротивлению R'Q = 1/(<оср1С0.с), за-шунтированному емкостью Q = C0,c. Если обеспечить высокую fcpl, например равную 1,6ГГц, то при Сос=1пФ 7?'=100 Ом, при этом изменения сопротивления на входе РУ от оо до 2/?о будут ничтожно влиять на частоту среза оср>р у по контуру ОС и, следовательно, на тб. В этом отношении такой ОУ близок по свойствам ОУ ПТ, но на его входе должна присутствовать фиксированная емкость относительно земли Со. Значение Со совместно с С'0.с определяет (ОСр р у.
^Ср.р.у = ®Ср.уС*О.с/(£*О.С “Ь Со)’
155
Максимальное значение <оср р у ограничено требованиями устойчивости. Поэтому в тех случаях, когда такой ОУ используется в схемах с малыми значениями Со, на входе усилителя должен включаться дополнительный конденсатор для получения оптимального значения Со и <оср р у.
Если заданы т^, R0,c, Со, то, как следует из (3.48), необходимо обеспечить
С0.с^1п (1/6)//?0.ст6; ®(.р.р.у>2//?о сСо.с;
®ср.у (1 +Со/С0.с)(оср.р.у = 2 (1 4-С0/Сос)//?о.сСос.
На рис. 4.25 дан пример схемы ОУ, обеспечивающей очень малое время установления при значительной емкости на входе Со за счет высокой соср и введения Со с. Здесь выходная часть схемы (от Т5 до выхода) практически совпадает со схемой на рис. 4.22. Она образована
Рис. 4.25
двухкаскадным эмиттерным повторителем (Т5 — Т7) и двухтактным выходным усилителем, состоящим из каскада с ОЭ (Т8, Т9) и двух каскадов эмиттерных повторителей (Т10, Тп, 7\3, Т15) с цепями ограничения выходного тока (Т12, Т14). Эта часть усилителя при использовании в ней транзисторов с /т = 400 ~ 600 МГц и Ск<:ЗпФ, а в качестве Т5 — Т7 транзисторов с /т 1ГГц и Ск 1 пФ обладает высокими Vотах(Ю00 В/мкс) и/ср.в.у (около 160 МГц).
Во входную часть усилителя входит низкочастотный параллельный анал, образованный У4 (который полностью определяет смещение нуля, входной ток ОУ и их температурный дрейф), и высокочастотный канал на дифференциальном каскаде (7\— Т4). Последний обеспечивает усиле-156
ние на низкой частоте около 100 и увеличивает /ср>экв всего ОУ примерно до 1,6 ГГц. Последняя определяется как (/) при измерении Ky(f) на частоте 100 МГц. В качестве 7\— Т4 должны использоваться СВЧ-транзисторы с /т 1 ГГц и Ск<: 1 пФ. Реальная /ср оказывается ниже, так как на высоких частотах, больших 2/ср.р<у, затухание АЧХ происходит значительно быстрее, чем 20 дБ/дек. Однако это почти не влияет на тб. Максимальная f ср.р.у в такой схеме — около 32 МГц (при Ro с = 5 кОм), при этом т0> 10// « 40 нс, т0>01О// « 60 нс при изменении Кп от 0.1 до 25. Усилитель рассчитан на нормальную работу с Со « 25 пФ. При меньшем значении Со она должна быть искусственно увеличена до этого значения, так как иначе возрастет /ср.р.у, чт0 приведет к колебательному переходному процессу и увеличению тб.
Таким образом, ОУ, выполненный по схеме на рис. 4.25, в значительной мере эквивалентен ОУ ПТ. Его преимуществом перед ОУ ПТ являются меньшие значения шумов и коэффициента влияния питающих напряжений.
Отметим, что для получения приведенных значений необходимо соответствующее сопряжение АЧХ и АЧХ высокочастотной части усилителя. Затухания АЧХ высокочастотного канала (при Кв.у—Ю3) начинаются на частоте
/1* 1/2лС;с/?5Кв.у«30кГц.
Для сопряжения частота среза должна совпадать с /х. Точность согласования (Д/1//1) определяется усилением по контуру С0.с на этой частоте и требуемой 6 при определении тб:
А/1/Л < *у (/1) Со.с б/(Со.с + Со).	(4.12)
Для приведенных параметров Ку (Л) СОеС/(СОоС + С0)	2000, поэтому
при 6 = 0,01% необходимо обеспечить Д/1//1=С20%. Максимальное значение ограничено при фиксированном /?0.с минимальным сопротивлением на входе ОУ, которое не должно быть менее 2/(соср.уС0 с) « 200 Ом (при дальнейшем его уменьшении снижается /ср.р.у и увеличивает тб).
Глава пятая
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ С МОДУЛЯЦИЕЙ И ДЕМОДУЛЯЦИЕЙ СИГНАЛА (ОУ МДМ)
5.1.	СТРУКТУРЫ ОУ МДМ
Принцип работы усилителя МДМ состоит в том, что входной сигнал низкой частоты и постоянного тока с помощью модулятора (М) преобразуется в огибающую напряжения переменного тока, усиливается усилителем перемен-
157
ного тока и затем с помощью синхронного демодулятора (ДМ) и фильтра восстанавливаются постоянная и низкочастотные составляющие сигнала. Преобразование входного сигнала в переменное напряжение позволяет значительно снизить смещение нуля ОУ Есм, входной ток /вх и их температурный (аЕГ, а1Г) и временной (aEt, aIt) дрейфы. Кроме того, в спектре шумов усилителя МДМ отсутствуют составляющие фликер-шумов (пропорциональных 1/К/)- В этом состоят преимущества МДМ-усилителей. Однако схемы ОУ МДМ значительно сложнее усилителей без преобразования сигнала ОУ БП, а главное, содержат несколько конденсаторов довольно большой емкости, что затрудняет реализацию ОУ МДМ по интегральной технологии.
Учитывая это, ОУ МДМ целесообразно применять только в тех случаях, когда ОУ БП не могут обеспечить требуемых значений £см, /вх и их стабильность. В основном такие задачи возникают при построении прецизионных интеграторов и схем слежения-хранения (выборки-хранения), в логарифмических преобразователях с большим диапазоном изменения переменных, а также в измерительных схемах с низким порогом чувствительности.
В настоящее время целесообразны разработка и производство только высокоточных ОУ МДМ, стабильность £см и /вх которых значительно выше, чем ОУ БП. Построение относительно простых ОУ МДМ, обладающих параметрами, близкими к параметрам прецизионных ОУ БП, явно нецелесообразно, так как по технологичности и стоимости они не могут конкурировать с ОУ БП.
Структурные схемы ОУ МДМ отличаются как способом суммирования сигналов канала без преобразования и канала МДМ, так и схемами усилителей МДМ. На рис. 5.1 приведены три варианта схем суммирования. В схеме на рис. 5.1, а 158
суммирование осуществляется с помощью резисторов на инвертирующем входе основного усилителя Ух. В этом случае усилитель МДМ Умдм не должен инвертировать сигнал, что значительно облегчает его построение. Однако такая структура плоха тем, что при введении увеличиваются шумы У± и снижается его быстродействие. Схема на рис. 5.1,6 свободна от этих недостатков. Однако для нее требуется инвертирующий Умдм, что, как увидим далее, усложняет его схему. Несмотря на это, схема на рис. 5.1,6 получила наибольшее распространение. В схеме на рис. 5.1,в сигнал с выхода Умдм суммируется с сигналом инвертирующего усилителя переменного тока Уг Такая схема позволяет применить неинвертирующий Умдм и, кроме того, снизить требования к фильтру на его выходе, так как пульсации Умдм, приведенные ко входу, ослабляются в коэффициент усиления Уг раз. Несмотря на достоинства схемы на рис. 5.1,е, в настоящее время она не применяется, так как в ней требуется дополнительный разделительный конденсатор и специальные меры по обеспечению устойчивости после перегрузок. Кроме того, в такой структуре значительно усложняется формирование частотной характеристики с у=20дБ/дек.
Первые три схемы не позволяют реализовать дифференциальный ОУ с симметричными входами. Для построения дифференциального ОУ МДМ наиболее удобна схема на рис. 5.1, г, в которой основной усилитель помимо основного дифференциального имеет еще дополнительный вход для сигнала с выхода Умдм. В такой схеме усилитель должен быть выполнен с МОП-транзисторами на входе, чтобы не увеличить общий входной ток. Однако введение МОП-транзисторов приводит к увеличению низкочастотных шумов по сравнению с вариантами на рис. 5.1, б ив. Однако если на входах У, применить разделительные /?С-цепи, то необходимость в МОП-транзисторах отпадает, но такой путь плох тем, что для получения высокого коэффициента ослабления синфазного сигнала переменного тока требуется очень точное согласование постоянных времени этих цепей.
Таким образом, для построения наиболее высококачественных ОУ МДМ наиболее целесообразна схема на рис. 5.1,6, а для построения дифференциальных ОУ—схема на рис. 5.1 ,г. Отметим, что в схеме на рис. 5.1,6 можно не применять разделительную цепь С\, но в этом случае необходим Ух с МОП-транзисторами на входе, что приводит к увеличению уровня шумов.
159
5.2.	ВЫБОР ЧАСТОТЫ И ЗАКОНА ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛА
Прежде чем перейти к рассмотрению конкретных схем ОУ МДМ и его узлов, остановимся на выборе частоты и закона преобразования сигнала. В большинстве современных усилителей МДМ применяются ключевые модуляторы, которые преобразуют постоянное напряжение в последовательность прямоугольных импульсов. Такие модуляторы при каждом переключении генерируют паразитный заряд. Вследствие этого входной ток и его дрейф оказываются пропорциональными частоте преобразования /пр, поэтому ее выгодно уменьшать. Однако с уменьшением /пр возрастают требования к постоянной времени фильтра на выходе МДМ и увеличиваются шумы из-за составляющей, пропорциональной 1/К/« Как показывают экспериментальные исследования, в тех случаях, когда наиболее важно получить минимальные /вх и а1Т, целесообразно выбирать /пр=80 4- 120 Гц. При этом удается обеспечить а1Т = = 0,034-0,15 пА/K. Если важнее иметь малый шум, то выгоднее выбирать /пр=4004-800 Гц, при этом шум будет меньше (при прочих равных условиях) примерно в 2—3 раза, но а/т возрастет в 5—10 раз.
Следует напомнить, что (см. гл. 2) напряжение шумов может быть снижено примерно в 3 раза (без изменения /пр) при переходе от импульсивной модуляции и демодуляции к синусоидальной, но при этом значительно усложняется схема. Еще меньший уровень [шумов без увеличения а/т удается получить при двойном преобразовании сигнала (см. § 2.4). Однако это достигается также ценой существенного усложнения.
При использовании ключевых М и ДМ возможно различное их управление — синфазное или противофазное — с большой скважностью или скважностью, равной двум, т. е. при равенстве длительности импульса половине периода /пр. От выбора закона управления в значительной степени зависят параметры усилителя МЛМ.
Заметим, что противофазное управление ключами М и ДМ в ОУ нецелесообразно. Как показано в [3, 5], при противоположной работе ключей в М и ДМ ухудшается фазочастотная характеристика, что значительно усложняет обеспечение устойчивости всего ОУ (необходимо значительное увеличение постоянной времени выходного фильтра, т. е. сужение полосы пропускания).
При выборе скважности работы М и ДМ надо учитывать следующие обстоятельства. При фиксированной /пр минимальный уровень шумов обеспечивается при скважности, равной двум. Как было показано в гл. 2, это достигается за счет сужения по-160
лосы пропускания усилителя У_. Однако увеличение скважности до 50—100 имеет свои преимущества. Как показано далее, происходит пропорциональное увеличение входного сопротивления усилителя МДМ, снижается уровень пульсации на выходе, увеличиваются (примерно до единицы) и становятся более стабильными коэффициенты передачи М и ДМ. Вместе с тем увеличение уровня шумов происходит всего в 1,5—2 раза. Учитывая, что шумы усилителя МДМ очень малы (обычно 1,1—1 мкВ от пика до пика в полосе 0,01—1 Гц), вбольшинстве случаев можно считать целесообразным применение управления со скважностью 50—100.
Работа с высокой скважностью (с короткими управляющими импульсами) возможна в двух режимах, один из которых пояснен на рис. 5.2. С помощью ключа М входное напряжение
j__।
УГ
Рис. 5 Л
и У_, U2 запаз-
на небольшую часть периода подается на вход У. и в это же время с помощью ключа ДМ конденсатор С2 подключается к его выходу. Если выходное сопротивление достаточно мало, то напряжение t/2 на С2 представляет собой выборку из в дискретные моменты времени, соответствующие импульсам, поступающим из управляющего генератора У Г. Демодулятор и С2 в такой схеме образуют фиксирующее звено. В интервале] между импульсами напряжение на С2 сохраняется равным предыдущей выборке. При плавном изменении t/BX напряжение на С2 изменяется примерно по ступенчатому закону, как показано на рис. 5.3, причем, если не учитывать инерционность дывает на величину А/ = (04-1)//пр :
мента, в который приложено UBX. Очевидно, что при таком режиме работы ключей теряется информация о входном сигнале в интервалах между управляющими импульсами.
Второй режим работы МДМ с большой скважностью пояснен на рис. 5.4. Здесь, наоборот, только в течение небольшой
. М в зависимости от ио-
№ 983
161
части периода разомкнута цепь для прохождения сигнала, когда через ключи М и ДМ подключаются к земле (к нулевой сигнальной шине) соответственно С\ и С2. В большую часть периода сигнал проходит со входа на выход, как в обычном усилителе переменного тока без преобразования. Очевидно, если t/Bx = const, то по мере зарядки Сг и С2 {7ВЫХ начнет уменьшаться. Однако при каждом замыкании Сх и С2 на землю конденсатор С2 заряжается (при малом выходном сопротивлении
У_) до величины UC1 К~ (где UC1 — напряжение на С\ в момент замыкания ключей на землю.) В результате будет происходить восстановление на выходе постоянной составляющей.
Такой МДМ эквивалентен усилителю, имеющему два параллельных канала усиления. Первый канал соответствует схеме на рис. 5.2, т. е. производит выборку из в дискретные моменты времени и запоминание сигнала на С2 в интервалах
тром (/?2, С3), который
между импульсами, второй является высокочастотным каналом переменного тока, выключаемым только на время действия коротких управляющих импульсов. Учитывая эту особенность, схему МДМ на рис. 5.4 можно назвать усилителем МДМ с квазипараллельным каналом. Как следует из физики работы схемы такого МДМ (и подтверждено экспериментально), при большой скважности импульсов его полоса пропускания оказывается намного выше частоты преобразования. Она определяется практически выходным филь-необходим, как и в любой схеме МДМ,
для снижения уровня пульсаций до желаемого уровня и для согласования АЧХ Умдм и Уг Если /?2С3< l/fnp и С3<С2, то выходное напряжение схемы на рис. 5.4 практически совпадает по форме с входным (рис. 5.5). Только в момент переключения ключей в t/BbIX имеются плоские участки' и
162
возникают небольшие импульсы из-за неидеальности ключей, которые могут быть легко уменьшены до желаемого уровня путем увеличения постоянной времени Д2Сз-
Приведенные данные получены в результате тщательных экспериментальных исследований различных режимов работы усилителей МДМ. На основании этих исследований можно утверждать, что при использовании ключевых М и ДМ наиболее целесообразной является работа М и ДМ с большой
Рис. 5.6
скважностью в режиме, соответствующем режиму работы квазипараллельного канала (см. рис. 5.4). Естественно, что М и ДМ в схеме на рис. 5.4 могут быть выполнены с помощью двух пар МОП-транзисторов.
Отметим, что усилитель МДМ с квазипараллельным каналом может быть реализование параллельными (коротящими) ключами М и ДМ, как показано на рис. 5.6. Экспериментальные исследования показывают, что коротящие ключи позволяют обеспечить меньшие значения /вх и а1Т, чем рвущие (последовательные). Поэтому МДМ, изготовленные по схеме на рис. 5.6, в некоторых случаях оказывается предпочтительней. Как увидим далее, по остальным параметрам (при большой скважности) схемы на рис. 5.4 и 5.6 аналогичны.
5.3.	ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА УСИЛИТЕЛЕЙ МДМ С КВАЗИПАРАЛЛЕЛЬНЫМ КАНАЛОМ
Строгий расчет динамических свойств усилителей МДМ, а также их входных и выходных сопротивлений в общем случае довольно сложен. Подробный расчет основных типов усилителей МДМ и их узлов приведен в [3, 5, 33]. Однако в этих работах МДМ с квазипараллельным каналом не был проанализирован, поэтому приведем его основные свойства. Их нетрудно получить на основе упрощенного анализа, который не претендует на строгость, но позволяет хорошо проследить физические процессы в схеме. Результаты такого анализа практически совпадают с результатами, полученными более строгим способом с использованием метода обобщенного текущего среднего [32].
11*	163
Для схем на рис. 5.4 и 5.6 практически всегда выбираются такие значения сопротивлений и емкостей, при которых справедливы следующие соотношения:
ТПр=1//пр<С17?х>1/2<;	С2/?2^>7,пр;
^вых^*2	^з>	/в^> 1/^з»
где Тпр—период преобразования; t3—время замкнутого состояния ключей М и ДМ на землю (длительность управляющего импульса); /?вых_— суммарное выходное сопротивление У ~ и ключа ДМ\ fn и /в—соответственно нижняя и верхняя границы полосы пропускания У~.
Рассмотрим сначала реакцию канала МДМ, выполненного по схеме на рис. 5.4, на скачок входного напряжения (t/BX) в предположении, что ► 0 и С3 —> 0. Если в момент скачка [?вх ключи М и ДМ находятся в разомкнутом (верхнем) состоянии, то ивых изменится на величину UBXK~ (К ~— коэффициент усиления У~), причем нарастание £/вых будет происходить по экспоненте с малой постоянной времени 1/2л/в (предполагается, что сигнал мал, и нелинейностью усилителя можно пренебречь). Так как /в^>1Д3, то переходный процесс, обусловленный конечностью fB, практически закончится за время, не превосходящее t3. Кроме того, возможно запаздывание сигнала, если скачок произойдет в момент, когда ключи находятся в замкнутом (нижнем) состоянии, т. е. заземляют Сх и С2. Очевидно, что максимально возможное запаздывание, равное t3, происходит, если момент скачка совпадает с моментом замыкания ключей.
Нетрудно убедиться в том, что в дальнейшем при t/BX = const выходное напряжение практически также остается постоянным, несмотря на то что во входной цепи будет происходить переходный процесс, связанный с зарядкой Сх от t/Ci = 0 до Ucl = UBXt3/Tnp, при этом при разомкнутых ключах амплитуда импульса на входе У~ будет уменьшаться от UBX до UBX— UC1, а при замкнутых увеличиваться от О до UC1. Перепад напряжения на входе У ~ в момент переключения ключей равен сумме этих величин UBX, т. е. остается неизменным. Очевидно, что амплитуда импульсов на выходе У~ равна UBXK~. Так как ^^^вых^а» конденсатор С2 в течение t3 успевает полностью зарядиться до амплитуды импульса. В результате (/вых также равно иъхК~ и практически не зависит от времени. В течение Тпр—13 (когда ключи находятся в разомкнутом состоянии) происходит некоторое уменьшение UBUX за счет того, что нижняя граница полосы пропускания У ~ не равна нулю, и за счет зарядки разделительного конденсатора Сх. Так как 164
<gjl/2n/H, это уменьшение происходит практически линейно во времени и только на малую величину, равную:
Д^вЫХ « (Лр-Q (1//?1С14-2л/н).
За счет увеличения R^ и снижения f„ значение кивых/ивых может быть сделано пренебрежимо малым. Кроме того, после каждого переключения ключей {7ВЫХ восстанавливается до первоначального значения.
Таким образом, UBax(t) такого усилителя почти идеально повторяет скачок UBX, усиливая его в /(_ раз, при этом запаздывание фронта может быть сделано сколь угодно малым путем уменьшения t3 (т. е. увеличения скважности управляющих импульсов) при одновременном увеличении верхней границы полосы пропускания У_.
Приведенные соображения позволяют считать канал МДМ при 7?г —* 0 и Сг —> 0 практически безынерционным (с точностью до i3). Очевидно, что при конечном значении Са (но при RT -* 0) канал МДМ будет эквивалентен инерционному звену первого порядка с постоянной времени Тф2 = — (^вых.ср + ^з)С3. где 7?вых.ср—среднее за период выходное сопротивление ДМ.
При конечном значении RT некоторую инерционность будет вносить и М. При скачке UBX в первый момент Ci не заряжен и амплитуда импульсов на входе У_ равна + т- е- коэффициент передачи модулятора* ku(0) = RARi + Rr).
Однако по мере зарядки Ci значение kK(t) растет. Найдем значение k(t} при t—* оо.
С учетом того, что T„V<^.C1R1 и ta<^.T„p, можно считать, что в течение t3 и Тпр—13 ток через Сх не изменяется во времени. Тогда в установившемся режиме условие равенства зарядов, получаемых Сг за время Тар—13 и теряемых за время t3, сводится к следующему:
(UBX-UCI) (T^-t^R' + R^UcMR,,
где UC1—напряжение на Сх.
Отсюда
UalUBX = Ri (1-и^прЖх + Шпр). (5.1)
В установившемся режиме размах импульсов на выходе М равен сумме амплитуд импульсов при замкнутом и разомкнутом ключе М, поэтому
(оо) = (t/BX-ад Ri/UBX (R, + Rr) +
 +UcJUB^Rih/(Ri + RT),	(5.2)
♦ Причем под (/) понимается отношение амплитуд импульсов на выходе М к (7ВХ.
<2 № 983	165
где
=	+W^np).
Можно показать, что изменение йм во времени происходит по следующему закону:
kK (О «[kM (оо)-£м (0)] (1 -е~{/т^ + км (0),	(5.3)
где Тм — эквивалентная постоянная времени М.
Формула (5.3) только приближенно характеризует процесс, так как в действительности kM (I) изменяется дискретно во времени от периода к периоду преобразования. В течение одного периода kM остается постоянным. Однако (5.3) дает правильные значения &м(/), если t задавать значения, только кратные целому числу периодов Тпр.
Значение Тм равно С1/?сред, где /?сред—среднее за период значение сопротивления, включенного последовательно с Сх:
/?с₽ед = ia/^i^np + (Гпр-/3)/(^х + Лг) Т'пр“	<5’4)
поэтому TK = c1R1h [значение h определяется из (5.2)].
Как следует из (5.3), динамические свойства М при /?г=Н=0 эквивалентны свойствам схемы, состоящей из параллельно включенных безынерционного и инерционного звеньев первого порядка с постоянной времени Ти. С учетом этого М можно характеризовать комплексным коэффициентом передачи следующего вида:
Км(» «[Км (0)-К„ (оо)]/(1 + >ТИ)+КМ (00).] (5.5)
Учитывая предельные переходы из временной области в частотную, можно принять Км (0) = (оо)и Км (оо) = kM (0). Отметим, что переход в частотную область для М в общем случае некорректен, так как напряжение на его выходе носит импульсный характер. Однако при входном синусоидальном сигнале с частотой, намного меньшей частоты преобразования, закон изменения амплитуды импульсов на выходе М может быть аппроксимирован синусоидой, проходящей через середину вершин импульсов каждого периода. Отношение этой аппроксимирующей синусоиды к входной (выраженных в комплексной форме) и определяет /См(/<о).
Подставив в (5.5) найденные выше значения &м(0), &м(оо) и ТЫ9 получим:
(» « RJi (1 + /<оС1/?1)/(/?1 + 7?г) X (1 + jaCM). (5.6)
Если учесть, что на входе и выходе всего канала МДМ обычно включают инерционные фильтры первого порядка с постоянными времени соответственно и Тф2;(то ком-166
плексный коэффициент передачи всего канала может быть представлен в следующем виде:
if	___________1 4-/(оС17?1_______ /к
- Ri + Pt (1 +/соГф1) (1 +/0^/1) (1 +/соТф2) *	4
Отметим, что, как показал эксперимент, приведенное выражение остается справедливым не только для частот, значительноменьших /прчно и Для всего диапазона частот, вплоть до верхней границы полосы пропускания У~.
Из (5.2) и (5.7) видно, что при Rr<^Ri значение h близко к единице и инерционность МДМ канала определяется только параметрами входного и выходного фильтров, а сам усилитель практически можно считать безынерционным. Если ^>^1^3, то h~ Tnp/t3^> 1 и инерционность модулятора существенно возрастает, при этом
к с
Лмдм (1®) Prt3 (1 +/0)тф1) (1 +/(0С1/?1Тпр//3) (1 +/<оТф2) • Vх0'
Из (5.8) видно, что при высокоомном источнике сигнала увеличение Rt или Tnp/t3 приводит к пропорциональному увеличению Кклм (0), однако при этом, если не изменять резко сужается полоса пропускания усилителя.
Динамические свойства схем на рис. 5.4 и 5.6 практически совпадают, однако по значению среднего входного сопротивления они заметно различаются. При тех же предположениях, которые были сделаны ранее, среднее входное сопротивление на постоянном токе в установившемся режиме для схемы на рис. 5.4 определяется следующим выражением: р	I _ 1/вх _	+	_^г+^17’пРЛз
^вх. сред |<=в /вх ср (l-UC1/UBX)(l-t3/Tnp) l-^/TVp •
(5.9)
В начальный момент времени
^вх.сред _0 = (Rv + ^1) 1_t3/Tnp *	(5.10)
т. е. намного меньше, чем в установившемся режиме. Можно показать, что полное входное сопротивление для переменного тока эквивалентно следующему:
(Rv+RiT^ii+j^C^h)
С₽ед ~ (1-^з/Тпр) (l + ZoC^^np/^) •	1
Анализ схемы с параллельным ключом (см. рис. 5.6) показывает, что ее 7?вх> сред представляет собой параллельное соединение сопротивлений RYTnp/t3 и /?вх>сред схемы на 12ф	167
рис. 5.4. После соответствующих преобразований получим
#вх. сред к -* ® =	(5.12)
#вх. сред Ь = 0 — RJnv (^+Ш (Ri+RrTnp/t3). (5.13)
Если	то входное сопротивление схемы на рис. 5.6
намного меньше входного сопротивления схемы на рис. 5.4.
Постоянная времени Тф2 = Т?2С3 (выходного фильтра) в ОУ МДМ всегда намного больше Тпр. Это необходимо не только для снижения пульсаций, но и для обеспечения устойчивости по контуру МДМ. Желательно выбирать
^*ф2 =2^ ^мдм-^i/^cp’ ^ф! ^фг/^мдм»
[/<! и соср—соответственно коэффициент усиления и частота среза основного усилителя (см. рис. 5.1,6) Ух], чтобы избежать появления на АЧХ участка с у = 40 дБ/дек, из-за наличия которого значительно увеличивается время восста, новления после перегрузки, что в некоторых случаях приводит к неустойчивости.
При больших Т?2 выходное сопротивление усилителя МДМ определяется в основном этим сопротивлением. В результате более точного расчета схемы на рис. 5.4 имеем
1
7?ВЫХ- СРеД /п₽С2[1 - е-(Гпр-/з)/^ (V«BHI)| ^ВЫХ ~ I 1
1 ^з/^пр бг/пр
(5.14)
При выводе (5.14) предполагалось, что /?Вых~<^^2, ^ВЫХ—^2	/8 И /3 ТПр.
Выходное сопротивление схемы на рис. 5.6 несколько меньше, чем рассчитанное по (5.14), так как шунтируется большим сопротивлением R2Tn^/t3, обусловленным периодическим подключением /?2 к земле.
В ОУ МДМ помимо флуктуационных шумов всегда имеется на выходе паразитное напряжение пульсаций, обусловленное работой ключей и проникновением управляющих импульсов на вход усилителя через паразитные емкости. Эти помехи будем характеризовать ЭДС пульсаций £пл и1 током пульсаций /пл. Под Епл понимается размах периодического напряжения помехи на выходе, деленный на коэффициент усиления ОУ, работающего в режиме короткого замыкания на входе. Значение /пл равно размаху периодического напряжения помехи на выходе, деленному на коэффициент усиления и на входное сопротивление ОУ, работающего в режиме разомкнутого входа.
Как показывает расчет, удвоенные амплитуды ЭДС пуль-
168
саций Епл и тока пульсаций /пл, приведенные ко входу ОУ, с использованием МДМ, выполненного по схеме на рис. 5.6, приближенно могут быть выражены следующим образом:
1 I ( 1	1	1 \ ^пр *з (Л1р /з)2
1 +1 Л”1- тТ/ 2	* 27\т2
+£Ат^~;
^ПЛ ^упр ^ф1Тф1 "I” СгЛи) >
^ВХ1 ('пр ^з) К'^б'пм
+
(5.15)
(5.16)
где Uвых — постоянное напряжение на выходе ОУ; £CM1, /вх1,	—соответственно ЭДС смещения, входной ток и
коэффициент усиления основного усилителя в ОУ МДМ (см. рис. 5.1,6); Тф2—постоянная времени выходного фильтра канала МДМ; /?ф2—сопротивление фильтра (/?2 на рис. 5.6);
—коэффициент усиления (см. рис. 5.6); T1 = C1R1 — постоянная времени разделительной цепи на входе; Т,2=1/2л/н — постоянная времени, определяющая нижнюю границу полосы пропускания У~; /?ф1—сопротивление входного фильтра; T^l = C^1Rr—постоянная времени входного фильтра со стороны М; Сдм—разделительный конденсатор ДМ (С2 на рис. 5.6); Еупр—амплитуда импульса, управляющего модулятором; aw—коэффициент передачи £упр на вход У~; ти—эквивалентная длительность паразитного импульса на входе У~; Сп—паразитная емкость между входом ОУ и цепью управления М.
При выводе (5.15) учитывалось, что пульсации на выходе МДМ приводятся ко входу ОУ с коэффициентом, близким к единице, так как практически независимо от внешней ООС ОУ МДМ и от его основной усилитель по отношению к каналу МДМ осуществляет в области низких частот 100%-ную ООС. Первая составляющая в (5.15) обусловлена тем, что в период t3 происходит разряд конденсатора Сф2 = С3, пропорциональный полному напряжению на выходе МДМ (члены в круглых скобках) и отношению t3/T^2. Эта составляющая не зависит от и /пр. Она может быть уменьшена за счет как выбора с малыми £см ь /вх1, так и увеличения скважности управляющих импульсов, т. е. уменьшения t3 или увеличения Тф2. Отметим, что U^IKi обычно пренебрежимо мало, а наибольший вес в этой составляющей играет член с /гх1. При /вх1= 100 нА, £см1=5 мВ, Т?ф2 = 0,5 МОм, /3= 100 мкс и Тф2= 1 с первая составляющая в (5.15) равна 5,5 мкВ (от пика до пика—размах).
Вторая составляющая обусловлена входным током Уп для компенсации которого У~ через Сдм должен давать
169
компенсирующий ток, равный /вх1. Поэтому, как показывает расчет с учетом разделительных цепей, на входе Умдм напряжение изменятся во времени по закону кубической параболы в течение —t3i что и дает приведенную в (5.15) вторую составляющую £пл. Отметим, что при достаточно больших 7\ и Т2 по сравнению с Тпр выражение в квадратных скобках близко к единице. Поэтому уменьшение второй составляющей- может быть достигнуто за счет снижения /вх1, увеличения частоты преобразования, и Сдм. При /вх= 100 нА, Тпр—/3=Юмс, Х~ = 2103, Сдм = 0,05 мкФ эта составляющая равна 10 мкВ (размах). Заметим, что от Тф2 она не зависит.
Третья составляющая в (5.15) связана с генерацией модулятором паразитных импульсов с амплитудой £уам и длительностью ти (примерно равной фронту управляющих импульсов). Эти импульсы усиливаются и через выходной фильтр поступают на вход Уг Третья составляющая в значительной мере определяется качеством М. При использовании М на двухзатворном МОП-транзисторе с компенсацией «выбросов» удается снизить Еуам до 0,2 мВ, что при = = 2 -103, Тф2= 1 с и ти= 10 мкс дает 6 мкВ (размах). Без компенсации выбросов эта составляющая возрастает в 10—20 раз.
Первая составляющая тока пульсации в (5.16), поступающего на вход ОУ МДМ, определяется паразитным импульсом М (выбросом). Этот импульс ослабляется входным фильтром и в виде тока через сопротивление поступает на вход ОУ. При £уам = 0,2 мВ, ти=10 мкс, 7?ф1=Ю0кОм, 7\)i = 0,5 мс эта составляющая дает /пл = 40 пА (размах). Вторая составляющая обусловлена паразитной емкостью (Сп) между цепью управления М и входом ОУ. При £у = ЗВ, ти=10мкс, Сп = 0,1 пФ возникает /пл = 30 нА. Однако при соответствующей экранировке Сп и эта составляющая /пл может быть снижена практически до нуля.
Расчет £пл схемы на рис. 5.4 приводит к выражению, аналогичному (о. 15), но первая составляющая в нем практически отсутствует, так как при переключении ключа ДМ на землю разряд С3 может происходить только через входное сопротивление У1У которое обычно несравненно больше /?2, поэтому этой составляющей можно пренебречь. Вторая и третья составляющие совпадают с (5.15). Однако если сместить во времени работу ключа ДМ так, чтобы он отключал R2 от С2 до появления на выходе У~ паразитного импульса от М, а подключал позже, когда этот импульс практически затухнет, то удастся устранить последнюю составляющую в (5.15).
Формула для /пл схемы на рис. 5.4 совпадает с (5.16).
170
Приведенные выше выражения для комплексных коэффициентов передачи, входных и выходных сопротивлений, а также уровня пульсаций хорошо согласуются с результатами экспериментальных исследований.
5.4. СХЕМЫ ОСНОВНЫХ УЗЛОВ УСИЛИТЕЛЕЙ МДМ
Основной частью схемы канала МДМ является усилитель переменного тока. Он определяет коэффициент усиления Умдм, который" целесообразно выбирать таким, чтобы составляющая дрейфа нуля, обусловленная основным усилителем Уъ была мала по сравнению с соответствующими параметрами Умдм, т. е.
3 (аЕТ1 -j- RiCIiti)/КмКрмаЕТм>	(5.17)
где	—коэффициент усиления усилителя переменного тока (У~); /<м
и Кдм—коэффициенты передачи соответственно М и ДМ; tZ/ri, aETi-аЕТм—температурные коэффициенты соответственно входного тока Уь ЭДС смещения Уг и Умдм; Ri— сопротивление на входе У1 (см. рис. 5.1, б). Надо учитывать, что сопротивление на входе У± (Rr в схеме на рис. 5.1,6) приходится выбирать большим (0,1—0,5 МОм), чтобы входное сопротивление на переменном токе всего ОУ имело приемлемое значение, при этом основную долю в дрейф нуля обычно вносит нестабильность входного тока У±. Например, если он выполнен на обычных биполярных транзисторах с /в<~ 100 нА, то значение R^aiTi может достигать 250 мкВ/K. Так как современные Умдм имеют а£Гм « 0,1 мкВ/К, то при Км » 7<дм « 1 требуется /\~^7,5-103. За счет согласования Rx и выходного сопротивления Умдм эквивалентный дрейф У± может быть уменьшен в 3—5 раз, т. е. выбрано « 2-103. Примерно такое же значение приходится выбирать при использовании в качестве Уг ОУ с полевыми транзисторами на входе, имеющими аЕТ ж 50 4- 100 мкВ/К и /вх «0,1 нА. Заметим, что при высокой температуре (+85°С) и 7?! = 0,5 МОм среднее значение RiCLiti > 350 мкВ/K в диапазоне Т = 80 = 90°С.
Увеличение вызывает рост помехи на выходе У и требует большей постоянной времени выходного фильтра Тф2. Поэтому целесообразнее применять в ОУ МДМ Уг с малыми значениями аЕТ и а[Т, что позволяет выбирать меньшие значения К— Лучшими в этом отношении являются ОУ с транзисторами типа «супер-p» на входе. Например, применение ИОУ типа К140УД14, имеющего аЕТ « 1 мкВ/K, ajT^0,01 нА/K, при Ri = 100 кОм дает составляющую в аЕТ ОУ при /<мдм = 2-103 всего 1 нВ/K, т. е. намного меньше, чем обычно обеспечивает Умдм. Если ограничиться значением й£т=0,1 мкВ/K, то в этом случае достаточно иметь К » 7СМдм~=40 = 60.
Таким образом, в зависимости от требований к дрейфу всего ОУ и типа У1 значение К— выбирается в диапазоне 60—2000.
Требования к полосе пропускания У~ зависят от частоты /пр и вида модуляции. При синусоидальной модуляции полоса пропускания может 171
быть сравнительно узкой. Достаточно выбрать нижнюю границу полосы пропускания /н^0,5/пр, а высшую /в^2/пр. При модуляции прямоугольными импульсами желательно, чтобы переходный процесс в У~, вызванный передним фронтом управляющего импульса, успевал практически полностью затухнуть (примерно до уровня 0,1% начального значения). Это требование определяется необходимостью снизить до минимума эффект от демодуляции паразитных импульсов, так как в противном случае растут Есм и аЕТ Умдм. Если длительность управляющего импульса ?у, то для затухания до уровня 0,1% требуется /в^1,1/*у. Величину /н обычно приходится выбирать <:0,1/пр, что обусловлено требованиями устойчивости ОУ после перегрузок.
Входное сопротивление У~ должно быть по возможности большим (0,5—2 МОм), чтобы свести к минимуму емкость разделительного конденсатора на входе У~. Кроме того, желательно, чтобы У— обладал малым уровнем шумов. Учитывая это, У— должен иметь на выходе либо полевые транзисторы, либо транзисторы «супер-р».
Выходное сопротивление У— может быть довольно большим при синусоидальной демодуляции, но при импульсной его величину желательно снизить до 50—100 Ом.
Учитывая приведенные требования, можно рекомендовать в качестве У— использовать стандартный ИОУ с полевыми транзисторами на входе, например типа К544УД1 или К140УД8. При использовании неинвертирующего У- можно ограничиться одним ОУ, как показано на рис. 5.7. Усилитель по постоянному току охвачен 100%-ной ООС
Рис. 5.8
для стабилизации режима. Отношение Rs/R2 определяет К— Величины R1C1 и Т?2С2 выбираются равными 1/(л/н), а /?3С3 определяет/в. В большинстве случаев С3 можно не ставить, если fCp~R2/Rz (/ср— частота среза У~) близка к желаемой /в. Емкость С4 выбирается в зависимости от /пр и типа ДМ в диапазоне 0,01—0,1 мкФ.
Если необходим инвертирующий У~, то можно было бы применить схему, показанную на рис. 5.8. Однако введение стабилизирующей обратной связи на инвертирующий вход приводит к резкому увеличению шумов Умдм. Шум Умдм в этом случае определяется не только спектральной плотностью шумов в районе /пр и ее гармоник, но и самыми низкочастотными составляющими, которые по цепи обратной связи поступают на инвертирующий вход У~, через Сх проникают в цепь М и под-172
вергаются модуляции. Поэтому в дальнейшем эта составляющая не ослабляется с помощью ДМ. Как показали экспериментальные исследования, шумы Умдм, построенного на основе схемы на рис. 5.8, примерно в 10—20 раз выше шумов Умдм с У— по схеме на рис. 5.7 и 5.9. Таким) образом, применение схемы на рис. 5.8 явно нецелесообразно. Для инвертирующего У~ можно рекомендовать схему на рис. 5.9, т. е. схему
на рис. 5.7 с инвертором. В этой схеме целесообразно выбрать C±Ri « Л С2/?2 « С3/?4 « 1/2/н, /?з//?2 = К5/К4 « V'K- Заметим, что полоса пропускания схемы на рис. 5.9 примерно в У К ~ раз больше полосы пропускания схемы на рис. 5.7 при однотипных усилителях.
В качестве инвертирующего У— можно применить один усилитель с дифференциальным выходом. Тогда один из выходов можно использо
вать для введения стабилизирующей ОС, а второй — для связи с ДМ (рис. 5.10).
В Ум дм с дифференциальным входом применение входных разделительных цепей оказывается нерациональным, так как они снижают Ко. с. с- Поэтому, чтобы не увеличивать входной ток, У— должен иметь входной каскад на МОП-транзисто-рах. Для введения стабилизирующей
обратной связи необходим дополнительный (третий) вход.
В тех случаях, когда можно ограничиться значением Д—^100,
усилитель переменного тока можно строить как специализированный усилитель без внешней стабилизирующей ОС, при этом должно гаранти
роваться, что его смещение нуля на входе во всем температурном диапазоне не превысит ±50 мВ, т. е. ±5 В на выходе (предполагается, что линейный диапазон У- не менее ±10 В). Такой путь построения У-наиболее целесообразен при реализации ОУ по интегральной технологии. Пример схемы У~ с К~ & 100 приведен на рис. 5.11.
Отметим, что для обеспечения устойчивости ОУ МДМ и быстрого
затухания переходного процесса после перегрузок входным сигналом важно обеспечить малое время восстановления (вхождение в линейную
173
область) У~. В этом отношении наилучшей является схема на рис. 5.11. Значительно хуже схема на рис. 5.9 и еще хуже схемы на рис. 5.7 <и 5.10 из-за наличия конденсаторов значительно большей емкости.
Рис. 5.11
Остановимся на схемах модуляторов и демодуляторов. Основное требование, предъявляемое к М, состоит в получении минимальных значений смещения нуля, входного тока и их дрейфа. В этом отношении
Вход Rr	Ср Выход
.—.	и г-------о
rp
О
Ai
О-------

.Вход
UynpibJL If Ъиупр2
Ср
Ai
о
Ji
_Д“ Ском
.Вход Ri
Супр1 О Л 1Г &бупр2 —
Выход --о
/?р
-----о
6)
Uynplv^ U &Uynp2
Рис. 5.12
Выход -----о
Rp
° в)

о
«аилучшими являются М на МОП-транзисторах. Их Есм и аБТ определяются только термо-ЭДС во входной цепи, а /вх и а1Г вызваны перезарядкой емкости затвор—сток транзисторов. В гл. 2 были даны"рекомендации по минимизации Есм, /вх и их дрейфа на примере М по схеме 174
с параллельным (коротящим) ключом (рис. 5.12), при этом /вх может компенсироваться либо путем подачи противофазных импульсов через компенсирующий емкость Ском (рис. 5.12, а) или через емкость второй затвор — сток (рис. 5.12,6), либо путем введения КМОП-пары с близкими характеристиками (рис. 5.12, в). Во всех трех случаях входной ток пропорционален следующей величине:
^вх ~ (^уЛ. с	Uугоном) f пр>
где С3 с—емкость затвор—сток	Ском—компенсирующая емкость
(для схемы на рис. 5.12, в емкость Сз с Т2); /пр— частота преобразования.
Минимальное значение агт имеют схемы на рис. 5.12,6 и в вследствие близости температурных коэффициентов обеих емкостей. Большое влияние на величины /вх и а1г оказывают длительность и идентичность форМЫ фрОНТОВ Uупр х И (/упр 2-
Диод Д1} введенный параллельно Tlt симметрирует нелинейность М при большом сигнале, что способствует уменьшению времени восстановления после перегрузок входным сигналом. Экспериментальные исследования показали, что параллельные (коротящие) схемы М с заземленными
Рис. 5.13
подложками и истоками МОП-транзисторов обеспечивают минимальное значение а/т. Благодаря этому и своей простоте М этого типа получили в ОУ МДМ наибольшее распространение. Однако наличие /?г приводит к тому, что из-за /вх и а[Т увеличиваются соответственно Есм и аЕТ, кроме того, /?г является дополнительным источником шумов. От этого недостатка свободна параллельно-последовательная схема М, приведенная на рис. 5.13, выполненная на двух парах КМОП-транзисторов. Когда последовательные ключи (1\, Т2) находятся в открытом состоянии (проводят), параллельные ключи (Т4, Т3) заперты. При подаче управляющих импульсов с полярностью, указанной на рисунке, их роли меняются. Такая схема М эквивалентна переключающему ключу М, изображенному на рис. 5.4. Применение КМОП-транзисторов способствует значительному уменьшению входного тока и его дрейфа. При необходимости /вх может быть установлен равным нулю путем регулировки соотношения амплитуд Uупр т и Uупр 2.
В схеме М на рис. 5.13 увеличение £см и аЕТ за счет входного тока пренебрежимо мало. Ничтожно мал и тепловой шум самих ключей, поэтому М на рис. 5.13 целесообразно применять в ОУ МДМ, предна-175
значенных для работы в схемах с низкоомными источниками сигнала, когда требуется получить минимальный порог чувствительности по напряжению. Отметим, что схема на рис. 5.13 нередко применяется с тран* зисторами одной проводимости (без Т2, Т4), при этом, однако, значительно возрастают /вх и его нестабильность. Естестественно, что введение на входе М 7?С-фильтра практически лишает схему на рис. 5.13 ее преимуществ по сравнению со схемами на рис. 5.12.
oUynp2
Рис. 5.14
Схемы М с последовательными (рвущими) ключами примерно на порядок уступают параллельным и последовательно-параллельным по значению /вх и его стабильности, поэтому здесь они не рассматриваются.
В дифференциальном усилителе МДМ также целесообразно применение параллельной (коротящей) схемы М либо последовательно-параллельной, выполненных на КМОП-транзисторах, как показано на
Л №упр1 1Г &Uynp2
Рис. 5.15
рис. 5.14 и 5.15. По своим свойствам обе схемы близки соответственно к схемам на рис. 5.12, в и 5.13. При использовании У ~ с МОП-транзис-торами на входе разделительные цепи [(Ср, 7?р) в схемах М не нужны. Компенсация /вх может производиться, как и в схемах на рис. 5.12, в и 5.13, путем регулировки амплитуд (7упр1 и (7упр2-
Схемы М на рис. 5.14 и 5.15 также могут быть выполнены на транзисторах одного типа проводимости, однако при этом существенно возрастают их /вх и а1Г.
Отметим, что для управления ключами М дифференциальных МДМ целесообразно в управляющий генератор вводить специальную связь, которая обеспечивает наложение [7ynpi и (7упр2 на Uсн> ПРИ этом со-176
храняются минимальные значения управляющих напряжений. Если не делать такой связи, то потребовалось бы увеличить размах t/ynpl и t/ynp 2 на величину 2t/CH, что привело бы к увеличению /вх, aJT и импульсных помех. Кроме того, пришлось бы использовать в М более
высоковольтные транзисторы.
В тех случаях, когда необходимо преобразование сигнала по синусоидальному закону, может быть использована схема на рис. 5.16 в со
четании с дифференциальным Схема М — двухтактная. Благодаря этому на выходе М резко ослабляются четные гармоники частоты /пр и облегчается получение напряжений, £/упр i и ^упр 2 такой формы, которая обеспечивает преобразование сигнала, близкое к синусоидальному. Заметим, что амплитуды £/упр1 и £/уПр 2 должны быть выбраны такими, чтобы обеспечить достаточно глубокую модуля-
Рис. 5.16
цию (60—80%), но не вызывать полного отпирания или запирания транзисторов, так как иначе невозможно приблизить форму сигнала к сину-
соидальной. Кроме того, надо учитывать, что если выходное сопротивление М будет велико, то обусловленные им шумы могут свести к нулю преимущества преобразования по синусоидальному закону.
Для построения ДМ успешно могут применяться простейшие ключевые схемы, так как требования к их параметрам по крайней мере на два
Л °
иупр1 иупр2
Рис, 5.17
Яф2
Рис. 5.18
порядка ниже требований к параметрам М. Схема ДМ с переключающим ключом на рис. 5.4 может быть реализована на двух МОП-транзисторах по последовательно-параллельной структуре, как показано на рис. 5.17. Ключи работают в противофазе, подключая запоминающий конденсатор Сдм либо к земле, либо (через Т2) к выходу. Так как ивъ}ХУ~ может быть большим, целесообразно не заземлять подложки Т19 Т2, так как иначе происходило бы отпирание переходов сток — подложка транзистора ?! или исток—подложка транзистора Т2. Подключение подложек к высоким запирающим потенциалам не имеет смысла, так как возникающий ток утечек с подложек будет значительно превышать ток, генерируемый ключами при «плавающей» подложке.
177
Схемы ДМ с параллельным (коротящим) и последовательным (рвущим) ключами легко реализуются на одном МОП-транзисторе также с «плавающей» подложкой.
Управлящие напряжения для ключей ДМ должны выбираться максимально большими, близкими к напряжению питания. Это расширяет динамический диапазон работы ДМ, увеличивает Утах канала МДМ и способствует уменьшению времени восстановления после перегрузок.
При синусоидальном законе преобразования в качестве ДМ целесообразно применять элемент перемножения, например, типа К1МА401.
На входе Умдм обычно включается инерционный однозвенный RC-фильтр .(<£>! на рис. 2.16) с резистором и конденсатором СфГ Он служит для защиты У ~ от перегрузок входным высокочастотным сигналом и, кроме того, ослабляет импульсную помеху, поступающую из М на вход ОУ. При выборе параметров 0! надо учитывать, что увеличение сопротивления резистора t приводит к росту шумов, а также Есм и аЕт за счет /вх. Вместе с тем с уменьшением 7?ф1 снижается входное сопротивление ОУ для <0^ 1/^/^. Поэтому приходится выбирать компромиссное значение 7?фХ = 50 4- 200 кОм. Чтобы избежать колебательного переходного процесса, необходимо выбирать
Сф1 /?фгОф2//?ф1КМдм (0),
где /?ф2 и Сф2 — соответственно сопротивление и емкость выходного фильтра (Ф2). Постоянная времени выходного фильтра выбирается^на основании (5.15) (по допустимому уровню пульсаций, а также с учетом формирования общей АЧХ. Отметим, что величину /?ф2 всегда целесообразно выбирать равной	где 7?i — сопротивление на входе^Ух
(см. рис. 5.1, б); Ядм— выходное сопротивление ДМ.
Для уменьшения времени восстановления после перегрузки в Ф2 целесообразно вводить нелинейную диодную цепь, как показано на рис. 5.18.
Важным узлом ОУ МДМ является управляющий генератор (УГ), вырабатывающий периодические напряжения для управления М и ДМ.
Помимо требуемых амплитуд и длительностей управляющих импульсов УГ должен (обеспечить смещение во времени импульса ДМ относительно импульса М, чтобы избежать появления составляющей в дрейфе нуля за счет демодуляции паразитных импульсов М. Кроме того, желательно, чтобы УГ потреблял минимальный ток и не создавал импульсной помехи в заземляющих проводах питания. При использовании У Г в дифференциальном МДМ необходимо обеспечить слежение уровня управляющих модулятором импульсов за синфазной составляющей.
Особых требований к стабильности частоты и амплитуды импульсов не предъявляется, так как зависимость Есм и 7ВХ от этих параметров очень слабая. Однако она есть. Если /пр или амплитуда импульсов изме* няются более чем на 20% во всем температурном диапазоне, то это может привести к появлению заметной составляющей в аЕТ и а1Т.
При изготовлении прецизионных ОУ МДМ по модульной или гибридной технологии можно рекомендовать схему У Г, приведенную на 178
рис. 5.19. Она предназначена для работы с М, выполненным по параллельной схеме на одном двухзатворном транзисторе типа КП350, и параллельным ДМ, выполненном на транзисторе КП301.
Транзисторы Т2 и Т3 совместно с С3, 2?7, R8, /?10,	—/?13 обра-
зуют несимметричный мультивибратор. В первый момент при включении* питающего напряжения конденсатор С3 не заряжен, Т2 и Т3 заперты, при этом потенциал на коллекторе Т2 (около —5 В) определяется [делителем, в который входят Яи, R12, /?7, Rs, R5. Когда С3 через /?13> зарядится до потенциала, на 0,6 В меньшего, чем напряжение на базе Т3, последний отопрется, отопрет Т2 и начнет действовать положительная-обратная связь через /?12. В результате напряжение на коллекторе
Рис. 5.19
возрастает до максимального значения, близкого к +15 В, при эток® через цепь эмиттер—база Т2, R10 и коллектор—эмиттер Т3 конденсатор С3 будет быстро разряжаться, пока не начнет запираться Т3, что скачком приведет схему в исходное состояние. Заметим, что ток разряда С3 проходит через Т2 и Т3, не заходя в источник питания, что исключает проникновение помехи по цепи питания в другие узлы ОУ МДМ.
Частота такого мультивибратора определяется постоянной времени» С3/?13. Для приведенных параметров /пр « ПО Гц. Длительность положительного импульса определяется сопротивлением /?10. В данном примере она равна 100—150 мкс. Через делитель R3t R5, Сг импульсы поступают на базу 7\, образующего формирователь импульсов управления модулятором. При выбранных параметрах обеспечиваются импульсы для управления первым затвором транзистора модулятора Uynp х с амплитудой 2,4—2,8 В относительно постоянного потенциала —(1,2—1,4) LB,. при этом путем регулировки R2 может быть установлено С/упр 2 = = — (0,4-г-0,6) В относительно постоянного напряжения 2,5—2,7 В, подаваемого на второй затвор транзистора модулятора. Путем такой регулировки удается установить в канаде МДМ /вх = 0. Конденсатор служит для увеличения длительности фронтов управляющих импульсов,, что, как отмечалось ранее, способствует снижению а/т-
Транзистор Т4 с относящимися к нему элементами образует формирователь импульсов Дм. Положительный импульс с коллектора Т2 через» 179
цепь Т?9, С2 запирает Г4, в результате чего в его коллекторной цепи образуется отрицательный импульс амплитудой около 30 В. После зарядки С2 транзистор Т4 снова отпирается, причем параметры цепи /?9, С2, ^14 выбраны так, что отпирание Т4 происходит примерно на 30—40 мкс раньше окончания положительного импульса (/у1, что обеспечивает необходимый временной сдвиг (/у3 относительно Uyl,
Для полупроводниковой технологии схема УГ, изображенного на рис. 5.19, неприемлема из-за большого числа конденсаторов и высокоомных резисторов. В этом отношении более подходящей является схема
<нн> 6 Uy.дм	&Uy.M О Uy.M
Рис. 5.20
У Г, приведенная на рис. 5.20. Собственно генератор состоит из дифференциального каскада (Тъ Т2,	охваченного обратными связями:
безынерционной положительной (через Г4) и инерционной отрицательной (через Т5). В результате каскад работает как триггер, который перебрасывается из одного положения в другое, когда пилообразное напряжение на коллекторе Т5 достигает потенциала базы Г2, задаваемого диодными ограничителями Д2 и Д3. В таком генераторе частота импульсов определяется средним током ГТ2 и Т5, емкостью Сг (внешний конденсатор) и разностью верхнего и нижнего уровней ограничения. Если выбрать ток ГТ2 намного меньше тока Г5 (в открытом состоянии), то будет обеспечена скважность импульсов, примерно равная отношению этих токов. Уровни -±£дм и —£дм выбираются из требований к управляющему напряжению ДМ. В ключе с параметрами, аналогичными КП301, целесообразно задать эти уровни, равными ±13 В.
Импульс (7у, дм при переходе в положительную область имеет сравнительно длинный фронт (около 20 мкс). Это позволяет осуществить необходимый временной сдвиг /7у. дм и £7у< м. Он осуществляется за счет того, что дифференциальный каскад (Т6, Т7), вырабатывающий C/v. м, имеет смещение на базе Т7, несколько меньшее (на Д£дм) уровня ограничения £дм. Это приводит к тому, что Т7 заперт до тех пор, пока потен-J80
циал £/у. дм не превысит Едм—Д£дм, что приведет к запиранию Тв и отпиранию Т7, при этом £/у. м перейдет с нижнего уровня ограничения (— Ем) в верхний (+ Ем).
Рассмотренная схема рассчитана на управление М параллельного типа на КМОП-транзисторах. Поэтому ограничения для £/у/м и — (7у.м выбраны равными. При двухзатворном ключе М уровни ограничений для каждого выхода УГ задаются отдельно. Отметим, что потенциалы ±£дм и ±ЕМ следует выбирать с учетом падения напряжения на диодах и с компенсацией их температурных зависимостей, например задавая опор-
Рис. 5.21
ные напряжения через эмиттерные повторители, причем Н-^дм и -|-Ем на л-р-л-транзисторах, а —Едм и — Ем на р-л-р-транзисторах.
В МДМ, в котором М и ДМ работают со скважностью, равной двум, и со сдвигом во времени, целесообразно построение У Г по схеме, при* веденной на рис. 5.21. Левая часть этой схемы (Т± — Т10) аналогична схеме, приведенной на рис. 5.20, но в качестве выходной величины используется пилообразное напряжение (на истоке Т7), которое поступает на компараторы (Тг1 — Т19 и Т14—Т17). За счет различного опорного напряжения на компараторах они срабатывают в различные моменты времени, что и создает смещение во времени импульсов с выхода первого компаратора ((7у. м и —м) относительно импульсов с выхода второго компаратора (£/у. дм), рассчитанного на управление ДМ.
Работа генератора пилообразного напряжения основана на том, что усилительный каскад (7\— Т3) охвачен ,безынерционной положительной обратной связью (через Т4) и инерционной отрицательней (через Тб, Т7). Если ток Ть выбран вдвое большим тока Тв (/к), то при отпирании Т3—Ть потенциалы на конденсаторе Сг и базе 7\ линейно нарастают со скоростью IvjCT от нижнего уровня ограничения (Е1—0,6 В) до верхнего (Е2 + 0,6В), после чего за счет положительной обратной связи
181
происходит отпирание 7\ и запирание Т3 — Т5. После этого потенциат на базе 7\ начнет уменьшаться с той же скоростью (1К/СГ). Следовательно, частота колебаний определяется соотношением
/г = /к/2Сг(^-Е2-1,2).	(5.18)
Амплитуда пилообразного напряжения задается ограничителями на эмиттерных повторителях на Т9 и Т10.
Смещение во времени [7у. м и (/у> дм равно:
AfCM = AE1Cr/7K.	(5.19)
Выбирая соответствующие значения /?4— R6, можно получить желаемые уровни напряжений для управления М. Для управления ДМ необходимо большое напряжение, поэтому в схеме применен дополнительный каскад на Т17.
Транзисторы Т2, Т4, Т6, Т12, Т15, Т18 являются генераторами стабильного тока, который определяется простейшим стабилизатором тока на полевом транзисторе Т19.
Заметим, что когда для М требуются небольшие напряжения U?t м (1,5—2,5 В), применение в качестве нагрузки Т13 пассивных резисторов] нецелесообразно. Их относительный разброс или нестабильность приводят к разбросу и нестабильности £7у. м в 15/(/у. м раз большему. В таких случаях целесообразнее применять в 'компараторе—формирователе UytVl активные нагрузки с ограничителями, как
Рис. 5,22
показано на рис. 5.22. Здесь транзисторы компаратора (Тб, Т9) соответствуют транзисторам Тп, Т13 на рис. 5.21. Их нагрузками служат генераторы Токов на Т5, Т8. Нижний уровень £7yi задается равным Ен через два эмиттерных повторителя на Т2, Т3. Верхний уровень £7у1 задается равным Ев через повторители на Т13, Ti0. Аналогично задаются уровни ограничения 'для —С/у, м с помощью Т2> ^4 и 713, Тп. Заметим, что пока Uи — иу1 находятся в интервале между уровнями ограничения, транзисторы Т3, Т10(Т4, Тп) заперты.
182
В усилителе МДМ с последовательно-параллельными ключами в М и ДМ и с временным сдвигом каждого ключа относительно другого УГ может быть построен также на основе схемы на рис. 5.21, но с применением четырех компараторов, каждый два — для управления М по схеме рис. 5.22 и два, аналогичных компаратору на Т14 — Т17 на рис. 5.21,— для управления ключами ДМ.
Если У Г предназначен для работы в схеме дифференциального ОУ МДМ, то уровни ограничения для L/y. м необходимо задавать от специального каскада, управляемого синфазным напряжением L/CH и вырабатывающего напряжения t/CH + Eynp f и Ucn—£уПр1, выполненного, например, по схеме на рис. 5.23, при этом необходимо учесть, что Uсм может изменяться в пределах ±10 В. Поэтому
должны обеспечивать линейный диапазон изменения выходного напряже-ния в пределах ± (Uca max+U>w).‘
Управляющий генератор (УГ) для МДМ-канала с синусоидальным законом преобразования сигнала может быть реализован с использованием ОУ, например, по схеме на рис. 5.24. Как известно [2], частота такого генератора при 7?! = Я2, Cj = C2 равна 1/2л/?!С2 (для приведенных пара
со своим опорным напряжением:
Uch о—
52
12,5к ^2
7j J +15 В
О2мА
I-----------1- о
Рис. 5.23
компараторы для управления М
метров —около 10 кГц), а амплитуда определяется уровнем1 ограничения диодов Д1? Д2(0,6В), умноженным на отношение (Д5+Дб)/Дв. Если в качестве ДМ используется модулятор на дифференциальных каскадах с управляемой проводимостью, то для него может быть использовано синусоидальное напряжение дм с выхода ОУ. Так как в М на МОП-транзисторах его коэффициент передачи нелинейно зависит от управляющего напряжения, то необходим специальный функциональный преобразователь (ФП), линеаризирующий эту зависимость.
183
5.5. СХЕМЫ ОУ МДМ ВЫСОКОЙ ТОЧНОСТИ
а)	Операционные усилители МДМ с высокой стабильностью нуля и с высоким быстродействием
Усилитель высокой точности, схема которого приведена на рис. 5.25, обладает очень малыми значениями FCM, /вх, сЦъ высокой скоростью нарастания Vтах и сравнительно малой при работе на большую емкостную нагрузку. Он предназначен для работы в прецизионных ана-
+75 В
о-
9СНП
1*15 А &19
3,Р*|| 100
С7
С«П o,oi\ Дз 41-
\™У1Ьо
Т5
КТ315Г^
KT36irj£
—ГКТ315Г
С 20 100
Сю 200
+ У5В ---------------о
Т7 КТ315Г
Та КТ361Г -153 --------------о
=\=012
2,2
Al КД512А
+7/В п
Рис. 5.25
4- ^77^2 г
лотовых интеграторах слежения-хранения с большим временем хранения, в логарифмических преобразователях с широким диапазоном изменения переменных, а также в измерительных устройствах, где требуются малые Есм»	/вх и а[т при высоком быстродействии.
Усилитель имеет три параллельных канала усиления—высокочастотный (ВЧ), среднечастотный (СЧ), низкочастотный (НЧ)—и выходной усилитель (В У).
Высокочастотный канал образован истоковым повторителем на
и форсирующей цепью С4, /?6, с выхода которой сигнал управляет через разделительные конденсаторы С7, С8 двухтактным ВУ (на Т3 — Т8).
Значительный начальный ток (около 3 мА) обеспечивает большую
184
V тах ~ 300 В/мкс. Цепь /?б> Q вносит опережающий фазовый сдвиг в районе /ср, что увеличивает область устойчивости ОУ.
В состав СЧ-канала входят разделительная цепь С2, /?2 (препятствующая проникновению на вход ОУ входного тока Ух), фильтр 7?3, С3 (исключающий перегрузку при большой скорости изменения сигнала), интегральный усилитель и делитель 7?ц, 7?Х2, T?i9, Д20» связывающий выход СЧ-канала с эмиттерными цепями ВУ.
Применение в СЧ-канале усилителя типа К140УД14 позволило свести составляющие в Есм и аЕТ всего ОУ, обусловленные нестабильностью Уг, к пренебрежимо малым значениям. Коррекция АЧХ Уг с помощью Cq позволяет получить общую АЧХ ОУ с у » 20 дБ/дек.
Выходной усилитель по схеме аналогичен усилителю, рассмотренному в гл. 3 (см. рис. 3.26). Он состоит из двухтактного каскада с ОЭ (Т3, Т4), двухтактного эмиттерного повторителя (Т 5, Т6) и схемы (на Т7, в) ограничения выходного тока (/ВЫх) ПРИ коротком замыкании выхода. При введении С9, С10 в эмиттерные цепи Т3, Т4 уменьшается отстающий фазовый сдвиг, вследствие чего дополнительно увеличивается запас устойчивости. Конденсаторы С1Ь С12, шунтирующие цепь питания на землю сигнала (ЗС), уменьшают влияние индуктивности подводящих проводов, которая может вызвать паразитную связь между каскадами. В цепи ограничения /вых введены инерционные фильтры /?22, С14 и Дгз, С*15, которые задерживают во времени срабатывание ограничителей, что обеспечивает импульсный /вых около 50—70 мА. Благодаря этому с помощью ОУ происходит быстрая перезарядка запоминающей емкости в схеме слежения-хранения или в схеме интегратора (0, 1 мкФ на 10 В менее чем за 20 мкс).
На выходе Ух при перегрузке ОУ или при его неисправности возникает большое напряжение (более 10 В), что используется для сигнализации о неисправности или перегрузке (точка СНП).
В состав НЧ-канала (канала МДМ) входят следующие узлы: входной фильтр Сь /?4, модулятор (М), выполненный по схеме параллельного ключа на двухзатворном транзисторе (Т2), усилитель переменного тока (У2, У3), демодулятор (С13, Т9), нелинейный выходной фильтр (/?26, ^16, Д<> Дь) и управляющий генератор (УГ) по схеме на рис. 5.19.
Входной фильтр снижает уровень высокочастотных составляющих, поступающих на вход канала МДМ, начиная с частоты 300 Гц. Одновременно он ослабляет паразитные импульсы, поступающие с ключа модулятора на вход ОУ.
Модулятор и демодулятор работают с большой скважностью (около 100), причем за каждый период в течение 9,9 мс сигнал усиливается, как обычным усилителем низкой частоты, и только в течение 0,1 мс ключи замыкают цепи на землю и восстанавливают постоянную составляющую сигнала, т. е. НЧ-канал представляет собой МДМ с квазипараллельным каналом. Для снижения Есм и аЕЕ импульс управления ДМ заканчивается примерно на 30—40 мкс раньше окончания импульса управления М.
13 № 983	185
Описание такого усилителя МДМ было приведено в § 5.3. в данном параграфе его работа не рассматривается. Отметим только, что входной ограничитель и переход сток — подложка Т2) и выходной ограничитель (Д4, Д5) спсссбствуют сокращению времени восстановления после перегрузки входным сигналом с 3 — 5 до 0,3—0,5 с.
Таблица 5.1
Обозначение параметра	Единица измерения	Значения параметров ОУ			
		Рис. 5.25	Рис. 5.26	Рис. 5.27	Рис. 5.28
^вых max ПРИ ^н = = 1 кОм	В	±12	±12	±12	±12
^вых max	мА	±50*	±5	±5	± 5
Ку (0)	В/В	2-109	4-107	2-108	4-Ю7
f ср	МГц	20	1	0,5	1
Vm	В/мкс	300	0,8	0,5	0,8
Двх	МОм	5	200	1	5
£см	мкВ	2	5	0,3	10
аЕТ	мкВ/К	0,02	0,5	0,01	0,1
1 вх	пА	2	0,2	50	20
air*	пА/К	0,1	0,01	2	0,2
Е*ш в полосе	мкВ	0,8	2,5	0,08	2
0,01 — 1 Гц Еш в полосе 10 Гц—10 кГц	мкВ	5	20	5	50
/ш в полосе 0,01 — 1 Гц	пА	0,4	0,06	2	1
/1Ц в полосе 10 Гц —10 кГц	пА	300	1	100	300
Сн при /?о.с— 10 кОм	пф	2000	100	100	100
Uсн. max	В	—	—	—	±11
Ко. с. с	дБ	—	—	—	140
* Импульсный ток при не менее 20.
** Удвоенная амплитуда.
длительности импульса не более 2 мс
и скважности
Регулировкой потенциала на втором затворе Т2 с помощью /?10 обеспечивается компенсация входного тока.
Результаты испытания ОУ, выполненного по схеме на рис. 5.25, приведены в табл. 5.1. Операционный усилитель был изготовлен на печатной плате в виде модуля с габаритами 20x40x80 мм3. Как видно из результатов испытания, такой ОУ обладает исключительно малым дрейфом нуля, что достигнуто за счет применения во входной цепи теплового шунта, обеспечивающего выравнивание температуры между точками соединения разнородных металлов и снижение термо-ЭДС.
Для уменьшения /вх и ар-р входная цепь была изолирована фторопластом и электростатически экранирована от УГ.
186
б)	Операционные усилители МДМ с малым значением входного тока и большим входным сопротивлением
Имеется широкий класс задач, особенно при исследовании биологических объектов и полупроводников, требующих измерять малые напряжения источников сигнала с внутренним сопротивлением примерно 10 — 100 МОм. Электрометрические усилители для этих цепей не вполне подходят, так как обладают сравнительно большим дрейфом £см (10 — 50 мкВ/K). В этом отношении значительным преимуществом обладает ОУ МДМ, схема которого приведена на рис. 5.26. При разработке схемы основное внимание было уделено снижению /вх и его дрейфа, а
Рис. 5.26
также снижению эквивалентного тока шумов /ш, т. е. понижению порога чувствительности по току. При высокоомной измерительной цепи основную долю шумов вносят тепловые шумы выходного сопротивления источника сигнала и входного сопротивления (/?вх) усилителя. Так как /m=K4ATA//J?BX,
было важно резко увеличить /?вх (осбзначение величин см. в гл. 1.).
В высокоомной цепи из-за паразитных емкостей переходные процессы протекают сравнительно медленно. Учитывая это, нет смысла требовать от ОУ высокого быстродействия. Поэтому выбрана двухканальная схема (без высокочастотного канала) с применением в основном (среднечастотном) канале стандартного ОУ типа К140УД7 с fср « 1 МГц. Для увеличения его 7?вх и исключения /вх на его входах установлены истоковые повторители (Т2, Т3). Потенциометр /?7 служит для компенсации Есм усилителя.
13*	187
Низкочастотный канал имеет схему, аналогичную рассмотренной выше, но с увеличенными номиналами сопротивлений R2 (и уменьшенными С± и С2), что позволило получить /?вх « 200 Мом. Для увеличения /?вх было бы желательно применить схему модулятора с последовательно-параллельными ключами. Однако, как отмечалссь ранее, она обладает значительно большим дрейфом /вх (ajr), поэтому от нее пришлось отказаться. Для уменьшения a it предусмотрена оптимизация длительности фронта управляющих импульсов У Г, который собран по схеме на рис. 5.19. При изменении длительности фронта от 5 до 20 мкс происходит изменение air от —0,03 до 4-0,15 nA/К с некоторым разбросом в зависимости от экземпляра транзистора 7\. Оптимизация длительности фронта достигается путем выбора номинала Сг в схеме на рис. 5.19.
Остальная часть схемы канала МДМ совпадает с рассмотренной схемой на рис. 5.25. Усиление канала МДМ — около 2000. Ток шумов 6- 10-14А/)^Гц (размах) определяется в основном тепловым шумом/?вх.
Так как
=	(5.20)
то, выбирая низкий порог чувствительности по току, не имеет смысла требовать более низкого порога чувствительности по напряжению, чем значение, определяемое из (5.20), т. е. при /ш = 6- 10~14А)^Гц (размах) достаточно обеспечить £ш 11 мкВ (размах). Такой порог чувствительности по напряжению без труда обеспечивается в приведенной схеме, причем нет необходимости введения во входную цепь теплового шунта для снижения термо-ЭДС, так как их уровень оказывается значительно ниже.
Для снижения air необходимо также учитывать рекомендации, данные в § 2.4 по выберу типа конденсаторов во входной цепи и изоляционных материалов.
Результаты испытания ОУ, выполненного по схеме, приведенной на рис. 5.26, и изготовленного на печатной плате, приведены в табл. 5.1 Как видно из таблицы, удалось на порядок снизить температурный дрейф входного тока и примерно в 7 раз шумовой ток по сравнению с более универсальной схемой ОУ на рис. 5.25.
в)	Операционные усилители МДМ с повышенной стабильностью нуля и малым уровнем шумов
В тех случаях, когда требуется порог чувствительности по напряжению порядка 0,1 мкВ (в полосе 1 Гц), ОУ МДМ по схеме рис. 5.25 не может быть применен, поскольку его £ш почти на порядок выше.
Низкий уровень шумов по напряжению возможен лишь при достаточно низкоомном источнике сигнала. Так, при /?г=16 кОм тепловой шум сопротивления достигает 0,1 мкВ/]/"Гц (размах), но его /ш ~ к 6пА//Гц, поэтому требования к порогу чувствительности по току могут быть значительно снижены. Учитывая приведенные соображения, 188
в таких случаях целесообразно применение специализированного ОУ МДМ с улучшенными параметрами по напряжению (£см, аЕТ* £щ) счет некоторого ухудшения токовых параметров (/вх, air, /ш).
Пример схемы такого ОУ МДМ приведен на рис. 5.27. Так как в большинстве применений, где требуется такой низкий порог чувствительности, не требуется высокого быстродействия, в ОУ нет канала высоких частот. В канале СЧ применен ОУ типа К140УД14, обладающий малыми шумами и дрейфом нуля.
Рис. 5.27
В канале НЧ (7\ — Т4, У2, У3) применен усилитель МДМ с параллельно-последовательными ключами. Только при использовании в М этих ключей удается обеспечить малое сопротивление на входе У2 (на частоте преобразования /пр) и тем самым снизить шумы до уровня 0,1 мкВ/}^Гц (размах). Для снижения шумов оказалось также необходимым увеличить /пр до 2 кГц и применить управляющие импульсы со скважностью, равной двум. Кроме того, искусственно уменьшена полоса пропускания усилителя переменного тока У3 до 5 кГц с помощью С8, Применение последовательно-параллельной схемы в ДМ в сочетании с временным сдвигом работы ключей позволило существенно уменьшить уровень пульсаций частоты /пр и дополнительно уменьшить дрейф нуля. Как показали исследования, наилучшие результаты дает следующая последовательность срабатывания ключей: запирание 7\, затем Тъ отпирание Т2, затем Т3. В следующие полпериода последовательность обратная: запирание Т3, затем Т2, отпирание Тъ затем Т4. При такой работе ключей не происходит проникновения импульсной помехи на вьь
189
ход канала МДМ, так как во время переключений выход М с помощью Т4 отключен от усилителя переменного тока. Запоминание сигнала конден еатором С9 (т. е. запирание Т3) происходит в момент, когда переходные процессы, вызванные работой М, практически заканчиваются. Благодаря этому существенно снижаются смещение и дрейф нуля.
Такую последовательность работы ключей обеспечивает У Г, схема которого приведена на рис. 5.28. Принцип его работы аналогичен схеме
Рис. 5.28
УГ на рис. 5.21, но первый УГ рассчитан на изготовление по модульной или гибридной технологии, поэтому в нем генераторы стабильных токов заменены резисторами.
Транзисторы 1\— Т5 образуют генератор симметричного пилообразного напряжения путем введения в усилитель на 7\— Т4 безынерционной положительной ОС через делитель R1$ R2 и инерционной отрицательной ОС через R5, Частота генератора 2 кГц. Выходное напряжение на эмиттере Т5 изменяется от —12 до —4 В.
Компараторы на Тб, Т7 и Т9, Т1о служат для формирования напряжений управления ключами М (соответственно 7\ и Т2 в схеме на рис. 5.27). Напряжение (73 изменяется в противофазе относительно Ux и необходимо для компенсации импульсной помехи через на вход ОУ. Транзистор Т8 необходим для снижения напряжений питания транзисторов Т7, Т9 до 3 В, что совместно с делителями R9, /?ю и /?12, 7?i3 обеспечивает амплитуды и U2, равные ± 1,5 В.
Компараторы на Тп — 7\3 и Т15— Т\7 служат для формирования напряжений (74, U5 управления ключами ДМ. Напряжения (У4 и С75 изменяются в пределах от +14 до —13 В. Опорные потенциалы на компараторы задаются делителем R20 — R25. Сопротивления резисторов /?2о — ^25 выбраны так, что задержка между срабатываниями составляет 190
примерно 20 мкс. Такой задержки достаточно для затухания переходного процесса от срабатывания предыдущего ключа. При нарастании напряжения на эмиттере Т5 последовательность переключения управляющих напряжений следующая: U5,	(6'3), ^2, ^4- При убывании напряже-
ния последовательность переключения обратная. При полупроводниковой технологии изготовления в схеме УГ большинство пассивных резисторов целесообразно заменить генераторами стабильных токов, т. е. ввести генератор пилы (рис. 5.21) и компараторы (см. рис. 5.22).
Параметры ОУ МДЛ4, выполненного по схеме на рис. 5.27, полученные при испытании усилителя, приведены в табл. 5.1. Отметим, что снижение дрейфа нуля аЕт по сравнению с дрейфом нуля схемы на рис. 5.25 достигнуто за счет применения в М более эффективных термошунтов и теплоизоляции входной цепи, а также за счет построения М и ДМ с последовательно-параллельными ключами. В результате в аЕт исключается составляющая, обусловленная нестабильностью входного тока, так как в схеме нет сопротивлений фильтра последовательно с М, а в ДМ —составляющая, вызванная несимметрией паразитных импульсов М, которые в схеме с коротящим (параллельным) ключом ДМ проникают на выход.
Как видно из табл. 5.1, усилитель, выполненный по схеме на рис. 5.27, обеспечивает снижение порога чувствительности по напряжению (при работе от низкоомного источника сигнала) почти на порядок по сравнению с ОУ МДМ на рис. 5.25, но уступает ему по токовым параметрам /вх, air, /ш-
г)	Дифференциальный ОУ МДМ
Рассмотренные выше схемы ОУ МДМ рассчитаны на применение только в качестве инвертирующих усилителей. Однако при низкоомной цепи и небольшом уровне синфазной составляющей (менее 1 В) в качестве неинвертирующего входа может быть использован вывод ЗС — земля сигнала, но при этом К0.с.с, особенно для переменного тока, будет очень небольшим.
На рис. 5.29 приведена схема ОУ МДМ, параметры которой соответствуют основным требованиям, предъявляемым к дифференциальным усилителям: синфазный сигнал находится в диапазоне ±10 В; большой Ко.с.с* Структурная схема ОУ соответствует схеме на рис. 5.1 г. В качестве основного усилителя (канал СЧ) использован стандартный усилитель типа К153УД2 с добавлением на входе пары истоковых повторителей на МОП-транзисторах Тъ Тв.
Канал МДМ имеет на входе фильтр — Т?4, для ослабления дифференциальной помехи, поступающей из М. Модулятор выполнен по параллельной схеме на КМОП-транзисторах Т3, Т5. Усилитель переменного тока образован истоковыми повторителями на Т8, 7\0 и двумя стандартными ОУ типа К153УД2 У2, У3. Один из них (У2) охвачен инерционной ООС через цепь /?14—/?1б, С4, которая заведена на вывод 1 — инвертирующий вход выходного каскада. Демодулятор на С5, Г12 также
191
выполнен по параллельной схеме. Общее усиление канала МДМ около 1000. Работой М и ДМ управляет УГ, который вырабатывает импульсы с частотой 210 Гц и скважностью 50. Для управления М служат импульсы Ulf U2 с амплитудой ±2,5 В относительно синфазной составляющей £/сн, которая управляет уровнем ограничения компараторов-форми
Вход
-о—
Вход
+о
R2 ЮОк
6
Уг
2
/?77
2,0
^12
2,0
1?9 Юк
R13
2,0
Rg R10
Юк 10к
2,0
3
Tin
^7 1Г+2,5В [] -2,5 В
Uch
П+2,5В иг J L-^5 в
------------------!--°
К153УД2	_1£гЗ,2 1	+75	В
+ 15^ Выход ----------О
-759
___о-75 В
К153УД2
R^200k Rig 300к
Рис. 5.29
R15 зс 39к
R16
2,0
=уСц4,7
+15 В ------
+ 74В из U-WB
R
К153УД2 Rl7
К153УД2
1 + 75В
*20 р 300 к _ *22
Rzi 51к
100
^4=

рователей, выполненных по схемам на рис. 5.22 и 5.23. Для управления ДМ служат отрицательны? импульсы (73 с амплитудой около 28 В. Их длительность на 20 — 30 мкс меньше длительности импульсов М.
В качестве дополнительного входа основнэго ОУ (У4) используется инвертирующий вход 1 выходного усилителя. В качестве дополнительного входа можно воспользоваться также базой Г7, отключив ее от Т* и введя делитель для согласования ее потенциала с выходом У4. Усиление по этому входу примерно в 5ЭЭ раз меньше, чем по основному (выводы 2 и 5), примерно во столько же раз больше дрейф нуля, поэтому пришлось ввести дополнительный усилитель У4 с усилением 500, чтобы £см и а^т всего ОУ были достаточно малыми. Параметры схемы на рис. 5.29 приведены в табл. 5.1.
Схема на рис. 5.29 рассчитана на выполнение по модульной или гибридной технологии. Но при небольшой модификации ее можно реализовать по полупроводниковой технологии, при этом можно исключить Сь 7?з, С2, С3. Если усилитель Уг построить так, чтобы усиление и дрейф | нуля по дополнительному входу были такими же, как по основному (например, как показано далее на рис. 6.10), то можно изъять 192
У4. Высокоомные резисторы можно заменить источниками тока на транзисторах. Однако при этом потребуется четыре внешних конденсатора большой емкости: С4 —в цепи ООС усилителя переменного тока, С5 — в ДМ, С6 —в фильтре ДМ и конденсатор генератора пилы в У Г. Чтобы исключить С4, можно построить У— в канале МДМ без стабилизирующей ООС, но усиление канала придется снизить примерно до 1С0 — 200 (чтобы под действием смещения нуля выходное напряжение У~ оставалось в линейной области). Так как дрейф основного усилителя с МОП транзисторами на входе трудно обеспечить ниже 50—100 мкВ/K, то аЕт всего ОУ будет составлять 0,5 — 1 мкВ/K, т. е. хуже, чем обеспечивают ОУ ПКД (см. далее гл. 6).
Этого ограничения нет в ОУ ПКД, поэтому при переходе к полупроводниковой интегральной технологии целесообразно строить усилители высокой точности по структурам 'ОУ ПКД, рассмотренным далее в гл. 6.
В заключение отметим, что в качестве основного усилителя схем ОУ МДМ, рассмотренных в этой главе, могут применяться любые ОУ без преобразования сигнала, в том числе ОУ с малым временем установления или с большой частотой /б, при этом динамические характеристики ОУ МДМ будут ссответствовать характеристикам этих усилителей.
Г лава шестая
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
С ПЕРИОДИЧЕСКОЙ КОМПЕНСАЦИЕЙ
ДРЕЙФА НУЛЯ ОУ ПКД
6.1.	ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
ОУ ПКД
На рис. 6.1 приведена структурная схема простейшего ОУ ПКД, в состав которого входят основной Ух и вспомогательный У2 усилители с коэффициентами усиления и К2 и напряжениями смещения £см1 и £см2 соответственно, два переключающих ключа Клх и Кл2, два запоминающих конденсатора С\, С2 и управляющий работой ключей генератор УГ с конденсатором С3, определяющим частоту генератора. В часть периода, когда оба ключа находятся в положении 2, Уг продолжает усиливать сигнал как обычный ОУ, а У2 отсоединен от входа и охвачен 100%-ной ООС, при этом Сг заряжается до значения смещения нуля У2. В часть периода, когда оба ключа находятся в положении /, напряжение на выходе У2 останется неизменным, что эквивалентно уменьшению £см2 в К2 раз. Так как оба усилителя при этом
193
оединены последовательно, при идеальных ключах смещение нуля всего ОУ
£См ~ № СМ1 + ^СМ2)/^2,
а общее усиление /Су ==/С1/С2.
Вспомогательный канал во многом аналогичен каналу МДМ, поэтому инотда рассматривают его как разновидность МДМ-усилителя и называют усилителем с импульсной стабилизацией нуля. Однако между ОУ МДМ и ОУ ПКД существует принципиальная разница: в ОУ МДМ происходит преобразование постоянной и низкочастотной составляющих сигнала в огибающую переменного напряжения несущей частоты и усиление этого напряжения усилителем переменного тока. В ОУ ПКД в часть периода, когда происходит усиление сигнала, канал ПКД работает как обычный усили-
тель постоянного тока (УПТ) без преобразования сигнала, причем во вспомогательном УПТ осуществляется периодическая самокомпенсация напряжения смещения за счет периодической зарядки запоминающего конденсатора до этого напряжения. В ОУ МДМ нет необходимости компенсации напряжения смещения вспомогательного усилителя, так как оно отсутствует благодаря наличию разделительного конденсатора в ДМ.
Из-за указанной особенности ОУ ПКД для минимизации смещения £см и дрейфа нуля аЕТ требуются малые £см и аЕТ вспомогательного усилителя У2 (это не требуется в ОУ МДМ), но не накладываются ограничения на значение его коэффициента усиления. В ОУ МДМ усиление усилителя перемен-194
ного тока ограничено небольшим значением, если не принять стабилизирующей ООС, которая при полупроводниковой технологии нежелательна, так как ее приходится выполнять в виде внешних элементов.
Таким образом, при минимальном числе (три) внешних конденсаторов ОУ ПКД может быть реализован с большим усилением НЧ-канала, а следовательно, с меньшими, чем в ОУ МДМ, £см и аЕт. В этом состоит основное преимущество ОУ ПКД, что делает их более предпочтительными при реализации по полупроводниковой интегральной технологии.
На рис. 6.1 дана структурная схема инвертирующего ОУ. На рис. 6.2 приведена структурная схема дифференциального ОУ ПКД. Ее отличие от схемы на рис. 6.1 состоит в том, что как Уп так и У2 имеют вспомогательные инвертирующие входы (Вход! и Вход2), по которым осуществляется компенсация, а также в том, что входные ключи Клг и Кл[ не заземляют дифференциальный вход У2 (как в схеме на рис. 6.1), а подключают его к выходу устройства выделения синфазной составляющей УВСС, что необходимо для увеличения коэффициента с.с и для снижения управляющих напряжений на ключах Клг, Кл{ за счет воздействия УВСС на УГ. Как увидим далее, УВСС обычно органически входит в состав Ур Отметим, что структура дифференциального ОУ ПКД с применением на входе переключающих (последовательно-параллельных) ключей обладает существенным недостатком: за счет конечности сопротивления разомкнутых ключей и наличия некоторой разности напряжений (реального синфазного на входе ОУ и на выходе УВСС) появляется дополнительная составляющая входного тока, которая (по экспоненте) зависит от температуры, что значительно ухудшает свойства ОУ ПКД. В этом отношении значительным преимуществом обладает структура ОУ ПКД с параллельным ключом на входе, приведенная на рис. 6.3. Как увидим далее, такая схема не только обладает малым /вх, но и значительно проще схемы с параллельно-последовательными ключами, так как не требует высокой точности УВСС, которое, например, в ОУ типа НА2900 [34] содержит около 25 активных элементов, т. е. достаточно сложное.
195
6.2.	ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА ОУ ПКД. ТРЕБОВАНИЯ К ОТДЕЛЬНЫМ УЗЛАМ СХЕМЫ
Рассмотрим процесс компенсации £см и а^т на примере схемы на рис. 6.4 дифференциального ОУ ПКД. Введем следующие обозначения: и Ki—коэффициенты усиления Ух соответственно по основному диф
ференциальному входу /, 2 и вспомогательному 6\ К2 и К*—коэффициенты усиления У2 соответственно по входам 3, 4 и 7; Е1 и £х—напря-
жение смещения нуля Уъ приведенное соответственно ко входам /, 2 и 6\ Е2 и Е2— напряжение смещения нуля У2, приведенное соответственно ко входам 3, 4\ и 7; Ку, £см — соответственно коэффициент усиления и напряжение смещения нуля всего ОУ; /вхХ, /Вх1, /ВХ2 и /ВХ2— входные токи соответственно Уг и У2 основного и вспомогательного входов; вывод 5 — выход УВСС усилителя Ух.
В период компенсации дрейфа нуля ключи Клх и Кл2 разомкнуты, а Кл{ и Кл3 замкнуты, при этом У2 охвачен через Кл3 100%-ной ООС с выхода 9 на вход 7. Как показывает расчет, конденсатор С2 зарядится при этом до напряжения иа=Е'МкгЫ}.
В период, когда Кл1 и Кл2 замкнуты, а /Сп и Кл3 разомкнуты (при t/BX = 0), напряжение на выходе У2 сохранится равным U£2, что эквивалентно уменьшению смещения нуля до величины
Е2К2/К2 (1 + Х0-
Добавив сюда смещение, обусловленное Ух, для всего ОУ получим:
есм=е'2к2/К2 ^+к,2)-е'11к2\к^1 ®(£;-£•;)/к2,	<6.i>
или, с учетом того что E'i = Ej^KjKi, Е'2 = Е,1К2/К2,
£^СМ ~ (Е2К2/К2-Е1К1/К'1)/К2-	(6.2)
Продифференцировав (6.1) по Г, найдем:
о>ет ~ (.аЕТ%—aETi)l^2 + (^2— £i)/Ki (dK2ldT). (6.3)
Заметим, что знаки Е2 и Е[ зависят от случайных факторов, однако при реализации ОУ в одном кристалле они становятся одного знака. В этом случае они согласно [(6.1) вычитаются. При выполнении Ух и У2 на разных кристаллах знаки Е2 и Е[ могут быть противоположными, и тогда они складываются.
196
Таким образом, Есм и аЕт ОУ ПКД тем меньше, чем больше коэф-фициет усиления вспомогательного усилителя и чем меньше разность смещения нулей Ух и У2, приведенных к их вспомогательным входам*
В ЕСм и аЕт ОУ ПКД, так же как Есм и аЕт ОУ МДМ, необходимо включить составляющие, обусловленные термо-ЭДС входных цепей и неидеальностью ключей. Кроме того, надо учесть влияние входных токов. Входные токи первого и второго входов Ух входят в /вх всего ОУ и не влияют на Есм и аЕТ. Но под действием ZBxi при размыкании Кл2 изменяется напряжение на Сх в среднем за период на величину
7вх1
где То — период управляющих импульсов; -время замкнутого состояния Кл2.
В замкнутом состоянии Кл2 за счет h хХ среднее за период изменение напряжения на выходе Ух составит /вхг^выхг^з/^о* -Таким образом, /вх1 увеличивает Е[ на
= /вх1 [(То- /3)2/2СХ + 7?Вых2^з]/Т0.	(6.4)
Отметим, что на практике АЕ[<^Е[.
Существенно большее влияние оказывает /вх2, так как вызванное им изменение напряжения на С2 при разомкнутом Кл3, равное
Af/ca ~ /вхг(Т0 — /3)2/2С2Т0
(здесь /3— время замкнутого состояния Кл3), не ослабляется системой периодической компенсации, т. е. эквивалентно
Л£см = ДС/С2КЖ.
Однако и эта составляющая сравнительно мала. Например, при К2 — К2, t’3= = 0,5 TQl То = 1 мс (частота 1 кГц), С2 = 0,1 мкФ, /вх2 = 0,1 нА значение ДЕСм составляет всего 0,125 мкВ.
Существенное влияние на Есм может оказать плохая изоляция С2 или малое входное сопротивление У2 по входу 7. Эту составляющую можно оценить по следующей формуле:
Л£см к Е* (T0-t'a)2 K'j2CaR2TQK2,
где Т?2—эквивалентное сопротивление, параллельное С2. Чтобы обеспечить ДЕСМ^1 мкВ при /3 = 0,5 TQ, 7^=1 мс, К2 = К2, Е2 = 50 мВ и С2 = = 0,1 мкФ, необходимо, чтобы Т?2 было не менее 60 МОм.
При использовании на входах Ух и У2 и в качестве ключей МОП-транзисторов и исключении влияния термо-ЭДС величины Есм ги аЕт определяются практически соотношениями (6.1) и (6.3). Например, если £2—Ei'<20 мВ, аЕТ2—аЕТ1<Ы мкВ/K, К2=Ю3, dK2/dT<0,l 1/К, то Есм^20 мкВ, аЕт^.0.052 мкВ/K. Заметим, что для минимизации £см и аЕт ОУ ПКД важно обеспечить идентичность вспомогательных
197
входов 6 и 7, т. е. близость между собой Е2 и и их температурных коэффициентов.
Здесь не рассматривается влияние паразитных импульсов на выходе У2, вызванных переключением ключей К и Кл[. Они могут вызвать существенные значения Есм и аЕ?, но при полупроводниковой технологии производства (для которой обычно и разрабатываются ОУ ПКД) всегда целесообразно вносить смещение во времени работы ключей ,Лчто, так же как в ОУ МДМ, приводит практически к полному исчезновению этой составляющей.
Целесообразна следующая последовательность срабатывания ключей при переходе к компенсации дрейфа: Кл2, Клъ Кл[, Кл3. При переходе к режиму усиления У2 последовательность срабатывания ключей должна быть обратная. При использовании в качестве Кл± и Кл± МОП-транзисто-ров входной ток ОУ ПКД имеет те же составляющие, что и ОУ МДМ. Для их минимизации следует уменьшать емкость затвор — канал МОП-транзисторов в Кл± и Кл[, уменьшать амплитуду и частоту управляющих импульсов, увеличивать длительность их фронтов и исключать токи утечки от цепей питания через сопротивление изоляции. Так же как в ОУ МДМ, удается уменьшить эти составляющие до 10—20 пА (без использования специальной подгонки или внешней установки нуля) и обеспечить а1Е « 0,05 ч- 0,2 пА/K. Однако в ОУ ПКД с последовательнопараллельными ключами имеется еще одна составляющая /вх, которая во много раз превосходит остальные. Она обусловлена тем, что из-за неидеальности УВСС всегда существует некоторая разница АЕСН сияфаз-ной составляющей на входе ОУ и напряжения на выходе УВСС (вывод 5 на рис. 6.4), вследствие чего через сопротивление запертых ключей Клг или Кл± на вход поступает
^ВХ == Д^енДз. К’	(6‘5)
где г3. к — сопротивление запертого ключа. Типичным значением г3. к для МОП-транзисторов при температуре -f-20°C является 109—1010 Ом, причем г3 к уменьшается вдвое при увеличении температуры на каждые 10°С.
Значение А(7СН Даже при сложной схеме УВСС практически не удается обеспечить менее 20 мВ, при этом для температуры -f-85°C /вх = ^0,1 4- 1 нА, ajT « Ю— 100 пА/K. Единственным путем уменьшения этой составляющей тока является применение в качестве ключей и Кл'г МОП-транзисторов, в которых приняты специальные меры для увеличения г3. к до Ю12—10-3 Ом, что может быть достигнуто путем обеспечения максимального отношения длины канала к ширине, минимальной площади транзистора и высокого качества переходов относительно подложки.
Радикальной мерой устранения тока утечки через входные ключи является переход к структуре с параллельным ключом на входе (см. рис. 6.3) или к структуре инвертирующего ОУ ПКД (см. рис. 6.1), в которых эта составляющая полностью отсутствует, при этом надо учитывать, что схема 198
на рис. 6.1 не имеет дифференциального входа, а схема на рис. 6.3 уступает схеме на рис. 6.4 в уровне порога чувствительности по напряжению, поэтому они могут заменить схему на рис. 6.4 далеко не во всех случаях.
Для всех приведенных структур ОУ{ПКД входные токи и У2 непосредственно входят в /вх всего ОУ, поэтому входные каскады и У2 Должны быть выполнены на МОП-транзисторах с током затвора менее 1 пА. На входах усилителей Уь У2, так же как и в усилителях с МДМ» каналом, могут быть применены разделительные 7?С-цепи. Однако при полупроводниковой технологии такие цепи невыполнимы, а переход к гибридной или модульной технологии лишает ОУ ПКД основного^преимугце-ства по сравнению с ОУ МДМ.
Отметим, что [в структуре на рис. 6.1 входной ток усилителя У2 (/вх2) не исключается путем применения Clt так как в период компенсации /вх2 нейтрализуется [за счет ООС и не участвует в зарядке Съ а при переходе У2 в режим усиления /вх2 заряжает т. е. протекает через входную цепь ОУ.
Как следует из (6.1) и (6.3), для уменьшения Есм и а^т выгодно увеличивать К2. Однако при чрезмерно большом значении усиления У2 возникают значительные трудности в формировании АЧХ с у = 20 дБ и обеспечении устойчивости после перегрузок.
Для получения у = 20 дБ/дек [постоянная времени, образованная выходным сопротивлением У2 (/?ВЫх2) и конденсатором Clt должна быть выбрана равной
£1^вых2 — К1Кг/2л/Ср.	(6.6)
Отсюда следует, что при /ср = ЗМГц, К^б-104, К2=104 и = 0,1 мкФ требуется /?вых2 « 250 МОм. Такое значение Т?вых2 трудно обеспечить даже при работе выходного каскада У2 в режиме микротоков. Учитывая это, целесообразно выбирать К2 в интервале 500—2000 и при разработке схемы^Уг обеспечивать его /?вых2 в соответствии с (6.6) достаточно большим. Кроме того, надо учитывать, что У2 должен при переходном процессе отдавать по возможности большой ток, так как чем меньше выходной ток, тем медленнее перезаряжается Сг и тем медленнее ОУ выходит из режима перегрузки сигналом. По этой причине в У2 желательно применять двухтактный выходной каскад типа ОЭ и обеспечить его работу в режиме класса АВ.
Основной усилитель должен отвечать обычным требованиям, предъявляемым к ОУ. Кроме того, он должен иметь дополнительный вход, по возможности согласованный по Есм и с дополнительным входом У2, и иметь УВСС, так как ЕТ при выделении УВСС в самостоятельный узел усложняется ОУ ПКД. Причем в схеме на рис. 6.4 для снижения /Вх УВСС должно обеспечивать высокую точность выделения £7СН. Для схемы на рис. 6.3 оно может быть сравнительно грубым, так как служит только для наложения Uсн на управляющие импульсы. В схеме на рис. 6.1 без дифференциального входа УВСС вообще не требуется.
Остановимся на требованиях, предъявляемых к ключам ОУ ПКД. Входные ключи должны генерировать минимальные заряды при переклю-199
чении (что снижает /вх), обеспечивать высокое сопротивление изоляции относительно цепи управления (что также снижает /вх) и обладать мийи-мальным остаточным напряжением (что определяет Есм). Как и для модуляторов, лучшими являются ключи на МОП- или КМОП-транзисторах. Их параметры выбираются из тех же соображений, что и при использовании в качестве модуляторов. Дополнительное требование предъявляется к схеме на рис. 6.4, в которой сопротивление запертого транзистора должно быть равно 1012—1013 Ом. Кроме того, в схемах дифференциальных ОУ ПКД (см. рис. 6.3 и 6.4) для обеспечения нормальной работы при синфазном сигнале в диапазоне ±11 В необходимо, чтобы транзисторы входных ключей нормально отпирались и запирались при напряжении затвор — исток не более ±4 В (желательно ±2,5 В), так как управляющее напряжение УГ должно превышать на это значение максимальный синфазный сигнал, а при напряжении питания ±15 В оно в лучшем случае лежит в интервале ±14,3 В.
К ключу Кл2 ,(см. рис. 6.4) особых требований не предъявляется. Его роль может выполнять практически любой МОП-транзистор. Ключ Кл3 должен обладать в запертом состоянии достаточно большим сопротивлением, чтобы паразитная ООС через него не вызвала заметного изменения ^напряжения на С2, что эквивалентно снижению К2. За счет этой ООС среднее за время /р разомкнутого состояния Кл3 изменение напряжения на конденсаторе С2 равно:
ДС/С2« E'2tpK’2/2C2R3,
где R3—сопротивление запертого ключа Кл3.
Так как разность Е2—Uс2 пропорциональна Е2/К23къ (где К2экв— эквивалентный коэффициент усиления У2) и
(Е2 — t/C2)/£2 и /р/^/2С2Яз4- 1/£з,
ТО
£2Экв ~ (/р£2/2С2/?з+ 1/Кз)-1.	(6.7)
Чтобы К2экв был не менее 0,77<2, согласно (6.7) необходимо обеспечить
/?35г2,3(Л’2)2/р/2С2.	(6.8)
Например, при К2 = 103, /р = 0,5 мс, С2 = 0,1 мкФ требуется R3^ ^5,75*109 Ом. При увеличении Кг требования к R3 быстро растут.
Требования к УГ сводятся к обеспечению выбранных амплитуд и частоты управляющих импульсов, необходимого сдвига импульсов во времени, а к УГ дифференциальных ОУ — к обеспечению наложения синфазной составляющей сигнала на управляющие импульсы входных ключей, при этом обеспечивается постоянство амплитуды импульсов на затворах относительно истоков.
Конкретные схемы ОУ ПКД и их узлов рассмотрены далее.
200
6.3.	СХЕМА ИНВЕРТИРУЮЩЕГО ОУ ПКД
В тех случаях, когда необходимо обеспечить минимальные значения смещения нуля и входного тока, целесообразно построение ОУ ПКД по структуре на рис. 6.1 с недифференциальным инвертирующим входом.
Структурная схема такого ОУ приведена на рис. 6.5. Входные ключи (Kai на рис. 6.1) последовательно-параллельного типа выполнены на КМОП-транзисторах (Т1 — Т4). При близких параметрах п- и p-канальных транзисторов и полупроводниковой технологии изготовления ОУ такие ключи обеспечивают наименьшие значения /вх и а1Т, В ключах на выходе У2 (Кл2 на рис. 6.1) применены n-канальные МОП-транзис-торы (Т5, Т6) с увеличенным сопротивлением 1011 Ом) в запертом.
состоянии. Чтобы избежать отпирания этих ключей при большом напря-ении, они работают в режиме с плавающим потенциалом подложки»
Схема усилителя, за исключением внешних конденсаторов Съ С2, С3, рассчитана на полупроводниковую интегральную технологию производства с диэлектрической изоляцией отдельных компонентов. При такой технологии удается обеспечить высокое качество как биполярных, так и полевых струк. тур, а главное, резко уменьшить паразитные утечки и емкости. Например, как сообщается в [28], при такой технологии биполярные транзисторы могут быть получены с разбросом напряжений база — эмиттер (ДС^бэ) около 0,3 мВ, причем и-р-п-транзисторы имеют р0400 и /т^700 МГц,, а р-п-р—	150, /т^600 МГц. МОП-транзисторы получены с разбро-
сом напряжений затвор —исток (Д(7зи)<;10 мВ.
Рассматриваемая схема ОУ сохраняет свои параметры, приведенные ниже, при значительно худших транзисторах (с р0 50, /т^250 МГц, ДЬ'бэ<5 мВ, Д(7зи<:30 мВ), но при условии высококачественной изоляции отдельных компонентов.
Схема основного усилителя (Ух) приведена на рис. 6.6. Она является простейшей схемой ОУ с МОП-транзисторами на входе (Т2, Т6). Транзисторы Тъ Т3,Т5 образуют динамическую нагрузку для Т6 и инвер-14 № 983	201
тор тока для Т2, Так как ОУ в целом недифференциальный, во входном каскаде не приняты какие-либо меры для увеличения Ко, с.с- Выход входного каскада (сток транзистора TG) через эмиттерный повторитель (на Т10) связан со входом выходного усилителя (база транзистора Тп). Последний образован каскадом с ОЭ (на Tllt Т12) и двухтактным двухкаскадным эмиттерным повторителем (на Т14— Т19). Транзисторы Т13, Г20, Т21 служат для ограничения максимального тока при коротком замыкании выхода.
Рис. 6.6
Транзисторы Т4, Т9, Т12, Т14, Т17 образуют генераторы стабильных токов, которые задаются делителем /?5, /?б, /?7, Т7, Т8.
Коррекция АЧХ осуществлена с помощью Со. с, что обеспечивает у = 20 дБ/дек. При коллекторном токе Т4, равном 0,4 мА, Ух имеет коэф, фициент усиления около 5-Ю4, частоту среза 5 МГц, V тах ~ 40 В/мкс, потребляемый ток от источников питания около 2,5 мА.
Схема вспомогательного усилителя У2 приведена на рис. 6.7. При ее разработке основное внимание было уделено получению большого выходного сопротивления (около 100 МОм) при малом входном сигнале и значительного выходного тока (около 5 мА) при большом разбалансе на входе.
Входная часть У2 образована истоковыми повторителями (на Т2, Т17, и дифференциальным каскадом (Т5 —Т9, Т12—7\6) с расширенным динамическим диапазоном. Начальный ток транзисторов Тб, Т14 равен удвоенному значению тока генератора тока на Т1 (или на Т16), так как при идентичности транзисторов Тб, Т9, 7\3, Т15 токи, протекающие через Т6, Т15, соответственно равны токам через Т9, Т13. Входное напряжение между затворами транзисторов Тъ Т17 практически полностью прикладывается к переходу база — эмиттер транзисторов Т9, 7\3, вызывая 202
отпирание одного и запирание другого транзистора. В результате через Т 5 (или Т14) ток резко возрастает. Для ограничения его максимального значения (около 5 мА) служат Т8, R± и Т12, /?3-
Коллекторные токи транзисторов Т5, Т14 поступают на выход уси лителя через каскодные схемы «токовых зеркал» (Т3, Т4, 7\0, 7\ь Т 22, Т23, Г26, Т21 и Т20, Т21, Т24, Т25). При положительном (отрицательном) напряжении на входе 1 происходит увеличение (уменьшение) токов тран«-
+ 75 В
|	|	0,05м к ч |^55мАи ч ч |
032мк 0,05мк	0,05мк	0,2мк	0,2мк 0,05мк 0,03мк
Рис. 6.7
зисторов Т3, Т4, 7\0, Т1Ъ Т22, Т23, Т2б, Т21 и уменьшение (увеличение) токов транзисторов Т14, 7\0, Т21, Т24, Т2б. В результате на выходе воз*, никает отрицательное (положительнее) напряжение.
Каскодные схемы «токовых зеркал» (инверторов токов) обеспечивают большую точность инвертирования тока (токсзадающие транзисторы 'и транзисторы в диодном включении находятся в идентичных режимах: напряжение коллектор —база равно нулю) и, что самсе главное, позво^ ляют получить примерно в [3 раз большее выходное сопротивление ушь лителя.
При начальном токе транзисторов Т7, Т16 около 0,05 мА (определяй ется токозадающей цепью R5T1Q) У2 имеет К2 ж 5-Ю3, /?вых « Ю8 Ом, ^вых/лах ~ 5 мА. При емкости нагрузки 0,1 мкФ и входном напряжении не более 20 мВ /ср « 1,5 кГц. Потребление тока от источников 0,9 мД (при =
Отметим, что Уъ У2 и У Г имеют отдельные токозадающие делители* что упрощает топологию ОУ и снижает уровень взаимных помех.
Для работы ключей УГ должен вырабатывать импульсы с амплитуд дой ±2,5 В для управления транзисторами Т1 — Т1 и -±14 ц —4 В для 14«	203
204
управления транзисторами Т5, Тб (см. рис. 6.5). Частота работы коммутации выбрана равной 250 Гц, скважность — около 2. Последовательность работы ключей с интервалами 20 мкс следующая (см. рис. 6.5): запирание Тб, затем Тг и Т3, отпирание Т2 и Т4, затем Тъ. В следующий полупериод последовательность обратная: запирание Т5, затем Т2 и Т4, отпи рание 7\ и Т3, затем Тб.
Необходимые параметры импульсов обеспечивает управляющий генератор, выполненный по схеме, приведенной на рис. 6.8. Он построен по тем же принципам, что и УГ для ОУ МДМ. Он состоит из генератора симметричного пилообразного напряжения (на 7\— и четырех компараторов—формирователей управляющих напряжений, на которые поданы различные опорные потенциалы, необходимые для получения смещения во времени управляющих импульсов.
Схема генератора пилы (ГП) совпадает с рассмотренной ранее (см. рис. 5.21). Для симметрии обоих полупериодов напряжения необходимо, чтобы ток транзистора Т6 изменялся от нуля до удвоенного значения коллекторного тока транзистора Т7. Период колебаний определяется коллекторным током транзистора Т7 и емкостью С3:
То = 2^пСз//т7.
При выбранных параметрах То « 4 мс.
Для стабилизации амплитуды колебаний в цепи положительной обратной связи (в коллекторе транзистора Тъ) введены ограничители верхнего уровня на эмиттерных повторителях на Гц, Т14 и нижнего уровня на Т10, Т1з. Благодаря этому колебания происходят между фиксированными уровнями —4 и —12 В, которые задаются делителем Т38, Т?2— Яп, ^зэ-Чтобы уменьшить выходное сопротивление ГП, на [его выходе введен истоковый повторитель (на Т8, Т9), через который на базу 7\ осуществляется оос.
Компараторы — формирователи напряжений ±	± U2 для вход-
ных ключей построены аналогично компараторам, выполненным по схеме на рис. 5.22. Они состоят из дифференциальных каскадов (на Т17, Т\8, T2Q и Т34, Тэд, Т37) с динамическими нагрузками в коллекторных цепях (Т1б, зз» Т36). Амплитуда выходных напряжений фиксируется на уровне ±2,5 В с помощью ограничителей на эмиттерных повторителях (на Т21— Г32). Компараторы для выходных ключей образованы также дифференциальными каскадами (на Т41 — Т44 и Т47 — Т50) с ограничителями нижнего уровня (на Т51, Т52).
Интервал опорных напряжений выбран равным 0,8 В, что обеспечивает смещение во времени 20 мкс. Отметим, что для получения токов, приведенных на схеме, площади токозадающих транзисторов должны быть выбраны пропорциональными токам.
Чтобы избежать несимметрии Ui и U2 относительно нуля из-за разброса номиналов сопротивлений, нулевая точка делителя напряжения подключена к нулевому потенциалу (вывод 7) через эмиттерные повторители на Т40, Т4б. Введение последних необходимо, чтобы избежать протекания значительных токов по заземляющему проводу.
205
Управляющий генератор можно значительно упростить, если отказаться от смещения во времени работы ключей, однако при этом неизбежно возросли бы Есм, aFT и пульсации на выходе ОУ.
При испытании макета ОУ, выполненного по схеме, изображенной на рис. 6.5, получены следующие результаты: Есм=10 мкВ, ц£Г = 0,С6 мкВ/K, /вх = 30 пА, а/г = 0,2 пА/K, Ку (0) «2,5-108, /ср==5 МГц, Vmax =40 В/мкс.
Если в схеме на рис. 6.5 заменить ключ на 7\, Т3 резистором сопротивлением около 200 кОм, то удается снизить /вх и а1Т соответственно до 10 пА и 0,1 пА/K, но при этом будет Есм » 20 мкВ и аЕТ » 0,1 мкВ/К-
6.4.	СХЕМА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО ОУ ПКД
На рис. 6.9 приведена упрощенная схема ОУ ПКД с дифференциальным входом, соответствующая рассмотренной схеме на рис. 6.3. Вход" ной ключ (Клг на рис. 6.3) выполнен на комплементарной паре МОП-
транзисторов (7\, Г2), ключи на выходе Уь У2 (Кл2, Кл3 на рис. 6.3) — на n-канальных МОП-транзисторах (Т3, Г4) с плавающим потенциалом подложки.
Схема Ух приведена на рис. 6.10. Входной дифференциальный каскад (на Г3, Г1о) —со следящей связью (Ti2, К4, Т2, Г9), что увеличивает Ко. с. с- В истоковой цепи Г3, Г1о введен генератор стабильного тока (Г4, Т6, Т7) по каскодной схеме, что также увеличивает Ко> с> с. Особенностью схемы является введение в качестве токозадающих двух МОП-транзисторов (Т4, Т7), идентичных входным (Т3, Т10). Их токи и напряжения сток — исток одинаковы, поэтому, так же как у Г4, Т7, напряжение затвор — исток транзисторов Г3, Г10 равно нулю. Благодаря этому на их истоках выделяется синфазное напряжение Ucn с погрешностью, определяемой только разбросом параметров транзисторов (10—20 мВ). Отметим, что у известного ОУ ПКД фирмы Harris Semiconductor типа 206
НА2900 [34] в устройство выделения /7СН задействовано около 25 активных элементов, а погрешность заметно выше, так как в нее входит разброс параметров не только МОП-транзисторов, но и большого числа биполярных.
Синфазное напряжение необходимо для формирования с помощью эмиттерных повторителей на Т12, /?4, Тп и Т13, Д2, напряжений U0Ti и С^ог2> необходимых для получения в У Г напряжений ± Ulf следящих за (7СН.
Динамическая нагрузка входного каскада (7\, Т5, Т8) и выходная часть усилителя (T2i — ^зз) такая же, как в схемы на рис. 6.5 и 6.6.

i i т	+ I МП I
0/мА 0,2мЬахос1‘ bxod'0,2Mb 0,2 мЬ 0,2мЬ	0,2 мА
0ДмА 0,2мЬ	0,5мЬ	0,0 мк	0,2 мЬ
Рис. 6.10
Для организации дополнительного входа (4, 5) в схему введен второй дифференциальный каскад (на Т1б — Т20), выходной ток которого суммируется с током первого каскада в коллекторных цепях транзисторов Tlt Т8.
Для получения фиксированных потенциалов применен делитель напряжения на Т34, Rn — /?13, Т35.
Формирование АЧХ с у = 20 дБ/дек происходит с помощью ООС через С0#с.
Схема вспомогательного усилителя У2 приведена на рис. 6.11. Она состоит из двух дифференциальных каскадов с увеличенным динамическим диапазоном, выходной ток которых через систему «токовых зеркал» передается на высокоомный выход.
Первый входной каскад образован транзисторами Tlt Tbi Т8, TQi 7\0, Т14, 7\б, Т1в. Начальный ток транзистора 7\ (Т16) равен удвоенному току Тв (Т1б). Токи транзисторов Т5, Т9, Т1о, 7\4 при идентичных тран-
207
зисторах равны между собой, но под действием входного сигнала проис ходит отпирание Т9 (Г10), что резко увеличивает ток Тг (7\6). Напомним, что большой выходной ток усилителя У2 необходим для быстрой перезарядки запоминающих конденсаторов (Сь С2 на рис. 6.9).
Входной каскад с помощью Т20, /?5, Т19, Т4, Т13 охвачен следящей
связью для увеличения Ко, с. с*
Аналогичную схему имеет второй дифференциальный каскад (Т23 —Т30), необходимый для получения дополнительного входа усилителя У2 (3, 4).
0,05мк	0,05мк	0^2мК	Циэмк
0,05 м к.	0,05мЬ	0,2м!\ 0,С5мЬ 0,05мА 0/мА
Рис. 6J1
Он не имеет следящей связи, так как на его входе нет изменяющегося синфазного сигнала. Выходные токи обоих дифференциальных каскадов суммируются на транзисторах Т2, Т3 и Тп, Т12 в диодном включении, которые являются элементамм двух инверторов тока (на Т2, Т3, Т7, Т8, и на Т1Ъ Т12, Т17, Т18). Коллекторный ток транзистора Т8 поступает на третий инвертор тока (на Т31 — Т34), с выхода которого совместно с коллекторным током транзистора Т18 поступает на выход усилителя У2 (6).
Благодаря наличию каскодных схем инверторов тока обеспечивается очень высокое выходное сопротивление усилителя, что необходимо для получения высокого коэффициента усиления при невысокой частоте среза этого усилителя. Последнее важно, как пояснялось ранее, чтобы избежать на АЧХ ОУ участка с у = 40 дБ/дек.
Делитель Т21,	Т22 служит для задания потенциалов на базах
генераторов стабильного тока (Т6, Т15, Т19, Т25, Т29).
Схема УГ аналогична приведенной на рис. 6.8, за исключением того, что первый компаратор, вырабатывающий ± Uli отсутствует, а ог рани-208
жители компараторов (базы Т25, T2Q) подключены не к фиксированным потенциалам ±2,5 В, а к точкам с напряжениями Uorl и Uor2 усилителя которые соответственно равны Ucn +2,5 В и Ucu —2,5 В. Благодаря этому осуществляется слежение управляющих импульсов за уровнем Ucn, что позволяет применить управляющие импульсы с малой амплитудой и обеспечить тем самым малый /вх при широком диапазоне Uсп (±И В).
При испытании макета ОУ, выполненного по схеме на рис. 6.9, получены следующие результаты: Есм = 30мкВ, «£7=0,1 мкВ/K, /вх=20пА, «/7=0,2 пА/K, Лу(0) « 1,5-108, /ср = 5 МГц, 7^ = 40 В/мкс, 7?вх « 400 кОм, Ко. с. с ~ 140 дБ.
Схема на рис. 6.9 может быть реализована на тех же Уг, У2 и У Г с последовательно-параллельными ключами на входе (в соответствии с рис. 6.4). При этом удается увеличить 7?вх, несколько снизить Есм и аЕТ, но /вх и особенно а1Т резко ухудшаются, так как в /вх будет входить составляющая, обусловленная током через запертые ключи под действием разности напряжений — входного синфазного и Uсн.
Отметим, что параметры любых ОУ, выполненных по полупроводниковой интегральной технологии, в значительной мере зависят не только от принципиальных схем ОУ, но и от их топологии и качества технологического процесса, в частности от разброса геометрических размеров, чистоты рабочих материалов и примесей.
Кроме того, в усилителях ОУ ПКД, так же как и в усилителе ОУ МДМ, особое значение имеет отсутствие паразитных связей между входными цепями усилителей и УГ. Учитывая это, приведенные параметры ОУ ПКД следует считать ориентировочными, их удается получить только при достаточно высоком качестве технологии и при такой топологии и качестве изоляции, при которых паразитные связи и утечки пренебрежимо малы.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Выпускаемые в настоящее время промышленностью ОУ далеко не полностью удовлетворяют запросам потребителей, особенно в тех областях применения, в которых требуются высокое быстродействие, повышенная стабильность нуля, малые входные токи и низкий уровень шумов. Такое положение в значительной мере объясняется расширением области применения ОУ и непрерывным повышением требований к их характеристикам.
В связи с этим можно утверждать, что еще многие годы будет продолжаться разработка новых, все более высококачественных ОУ.
Совершенствование ОУ будет происходить как за счет создания новых схем и оптимизации их параметров, так и за счет дальнейшего развития интегральной технологии. При этом очень важна тесная связь между специалистами схемотехниками и технологами, поскольку при синтезе схем совершенно необходимо учитывать все тонкости технологических процес-209
сов, а при развитии новых технологий не менее важно ориентироваться на реализацию наиболее перспективных схем.
Развите ОУ должно быть направлено в первую очередь на улучшение их электрических характеристик, на повышение надежности, снижение стоимости и расширение функциональных возможностей. В отношении электрических характеристик особенно важно повышение быстродействия (уменьшение времени установления) и стабильности нуля, снижение входного тока и шумов.
Можно ожидать значительных успехов в совершенствовании усилителей без преобразования сигнала. В этом отношении большую роль сыграют не только снижение технологического разброса и повышение стабильности параметров отдельных элементов, но и применение в процессе производства автоматизированных систем лазерной компенсации смещения нуля и температурного дрейфа. Представляется весьма перспективным дальнейшее совершенствование ОУ с МДП-транзисторами на входе, в частности с поликристаллическими кремниевыми затворами, которые позволяют обеспечить чрезвычайно малые входные токи менее (10“12А) при высокой стабильности нулевого уровня.
В связи с совершенствованием усилителей без преобразования усилители с периодической компенсацией нуля и ОУ с МДМ-каналом, по-видимому, будут применяться только в аппаратуре, где требуется исключительно низкий порог чувствительности.
Помимо развития самих ОУ, в ближайшие годы можно ожидать дальнейшего развития микросхем, в состав которых будет входить объединение нескольких ОУ с другими элементами: коммутаторами, множительными устройствами, элементами аналоговой памяти и т. п., что позволит повысить степень интеграции электронной аппаратуры, в состав которой входят подобные элементы, снизить ее габариты, стоимость и увеличить надежность.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Операционные усилители с непосредственной связью каскадов/ В. И. Анисимов, М. В. Капитонов, Н. Н. Прокопенко, Ю. М. Соколов.— Л.: Энергия, 1979.— 148 с.
2.	Аналоговые интегральные схемы. Под ред. Дж. Коннели: Пер. с англ./Под ред. М. В. Гальперина.— М.: Мир, 1977.—439 с.
3.	Полонников Д. Е. Решающие усилители.— М.: Энергия, 1973.— 248 с.
4.	Проектирование и применение операционных усилителей. Под ред. Дж. Грэма, Дж. Тоби, Л. Хьюлсмана: Пер. с англ./Под ред. И. Н. Теп-люка.— М.: Мир, 1974.— 510 с.
5.	Гальперин М. В., Злобин Ю. П., Павленко В. А. Усилители постоянного тока.— М.: Энергия, 1978.— 247 с.
6.	Марше Ж. Операционные усилители и их применение.—Л.: Энергия, 1974.— 215 с.
7.	Боде Г. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью.— М.: Изд-во иностр, лит., 1948.— 640 с.
8.	Хэммонд П. Теория обратной связи и ее применение.— М.: Физ-матгиз, 1961.— 424 с.
9.	Корн Г., Корн Т. Аналоговые и аналого-цифровые вычислительные машины.— М.: Мир. т. 1, 1967.— 462 с.
10.	ГОСТ 18421-73. Усилители операционные. Термины и определения.
11.	Коган Б. Я. Электронные моделирующие устройства и их применение для исследования систем автоматического регулирования.— М.: Физматгиз, 1963.— 570 с.
12.	Годлевский В. С. Об сценке динамических погрешностей линейных блоков АВМ.— Автоматика и телемеханика, 1970, № 3, с. 155—161.
13.	Гальперин М. В. К анализу погрешности электронных аналоговых устройств, обусловленной конечной полосой пропускания операционных усилителей.— Автоматика и телемеханика, 1964, т. XXV, №5, с. 724 —726.
14.	Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем.— М.: Энергия, 1967.— 608 с.
15.	Beason J. Better bipolar-MOS process yields Linear IC’s with good ac and de specs. — Electronics, 1973, № 22, p. 65 — 70.
16.	Полонников Д. E., Бабаян P. P. Тенденции и перспективы развития интегральных операционных усилителей.—Измерения, контроль, автоматизация, 1976, № 2(6).
17.	Придорогин В. М. Шумовые свойства транзисторов на низких частотах.— М.: Энергия, 1976.
18.	Отт Г. Методы подавления шумов и помех в электронных системах: Пер. с англ./Под ред. М. В. Гальперина.— М.: Мир, 1979.— 317 с.
19.	А. Ван дер Зил. Шумы при измерениях.— М.: Мир, 1979.— 292 с.
20.	Полонников Д. Е., Самсонов В. А., Чернышев Р. Н. Вопросы теории транзисторных решающих усилителей с двойным преобразованием сигнала.— Автоматика и телемеханика, 1970, № 2.
21.	Евтянов С. И. Переходные процессы в приемно-усилительных схемах.—М.: Связьиздат, 1948.—210 с.
211
22.	Птахсвский И. Г. Исследсвание, разработка и методы повышения быстродействия преобразователей аналоговых и цифровых сигналов периферийных устройств вычислительных систем: Автсреф. дис. на соиск. учен, степени канд. техн. наук.— М.: НИЦЭВТ, 1975.
с 23. Modern applications of Linear IC’s. Editorial Staff, United Techni-al Publication, Inc., U.S.A., 1974.
24.	Аналоговые и цифровые интегральные схемы. Подред. С. В. Якуб-ского.— М.: Советское радио, 1979.— 334 с.
25.	Шило В. Л. Линейные интегральные схемы.— М.: Советское радио, 1974.— 312 с.
26.	Brokaw А. Р., Maidique М. A. A fast, high-precision, laser-trim-med FET input operational amplifier.— IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., 1974 Dig Techn. Pap., New York, 1974, p. 142, 143, 244.
27.	Фулагар Д. Полевые транзисторы с р-п-переходом в монолитных операционных усилителях.— Электроника, 1972, № 23.
28.	Маккеффи Т., Брандт Р. Интегральный операционный усилитель с полевыми транзисторами на входе.— Электроника, 1970, № 25.
29.	Schade О. CMOS: bipolar integrated circuits.— IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., 1974; Dig. Techn., New York, 1974.
30.	Siegee B. Ultra-fast IC operational amplifier—Electronic Components, 1973, May, p. 378, 381.
31.	William E. Fast slewing amplifier.— IEEE Solid-State Circuits, 1971, v. 6, № 1.
32.	Гальперин M. В., Злобин Ю. П., Корнфельд И. П. Динамика импульсных систем с конечным временем съема данных (метод текущего среднего).— Вопросы промышленной кибернетики (труды ЦНИИКА), 1976, № 47, с. 35 — 51.
33.	Полонников Д. Е. Электронные усилители автоматических компенсаторов.— М.: Физматгиз, 1960.— 334 с.
34.	Jones D., Webb R. W. Chopper-stabilized op amp combines MOS and bipolar elements cn one chip.— Electronics, 1973, № 20, p. 110—114.
35.	Харрис. О параметрах операционных усилителей, приводимых в технических характеристиках.— Электроника, 1967, т. 40, №21, с. 9—13.
36.	Полоениксв Д. Е., Бабаян Р. Р. Пути улучшения быстродействия и стабильнссти нуля операционных усилителей.— Измерения, контроль, автоматизация, 1975, № 1 (3).
37.	Гореликов Н. И., Смелянский И. Л., Тамберг Ю. Г. Состояние и перспективы применения интегральных микросхем в электроизмерительной технике.— Приборы и системы управления, 1975, № 9, с. 14—17.
38.	Гальперин М. В. К расчету частотных характеристик быстродействующих операционных усилителей на транзисторах.— Автоматика и телемеханика, 1967, т. XXVIII, № 6, с. 139—143.
39.	Малин Б. В., Соьин М. С. Параметры и свойства полевых транзисторов.— М.: Энергия, 1967.— 180 с.
40.	Авербух В. Д., Полонников Д. Е. Методы расчета погрешностей дифференциальных операционных усилителей и пути их снижения.— Автоматика и телемеханика, 1972, № 11.
41.	Полонников Д. Е., Чернышев Р. Н. Операционные усилители ГВС.— В кн.: Система аналоговых элементов.— М.: ИПУ, 1976.
42.	Самсонов В. А., Полонников Д. Е. Электрометрический усилитель типа МДМ и его предельные возможности.— Измерительная техника, 1976, № 9.
43.	Самсонов В. А., Полонников Д. Е. Электрометрический усилитель со входным каскадом на МОП-транзисторах.— Измерительная техника, 1976, № 9.
44.	Ризкин А. А. Основы теории усилительных схем,— М.: Советское радио, 1958.— 527 с.
212
4b.	Баглай P. Д. Усиление слабых сигналов произвольной формы.— М.: Наука, 1965.—210 с.
46.	Гальперин М. В. Частотные свойства усилителей постоянного тока с модуляцией входного сигнала прямоугольными импульсами.— В кн.: Анализ и синтез систем автоматического управления.— М.: Наука, 1968, с. 330—333.
47.	Анисимов В. И., Голубев А. П. Транзисторные модуляторы,— М.: Энергия, 1964.—224 с.
48.	Агаханян Т. М. Основы транзисторной электроники.— М.: Энергия, 1974.—256 с.
49.	Алексеенко А. Г., Зуев Б. И., Лебедев А. А. Повышение быстродействия частотно-компенсируемых интегральных операционных усилителей.— Промышленная электроника, 1975, № 11, с. 30—31.
50.	Алексеенко А. Г., Шило В. Л. Основные параметры и эквивалентные схемы интегральных операционных усилителей.— Микроэлектроника, 1972, вып. 5, с. 27 — 47.
51.	Лаансоо А. А. Расчет времени установления в УПТ с обратной связью при нелинейном режиме их работы.— Тр. Таллинского политехнического института, 1970, серия А, № 288, с. 133 —143.
52.	Лаансоо А. А. Расчет параметров измерительных цепей при наличии в их передаточных функциях диполей.— Тр. Таллинского политехнического института, 1970, серия А, № 288, с. 123 —132.
53.	А. с. 428394 (СССР). Операционный усилитель/В. П. Морозов,. Д. Е. Полонников, Опубл, в Б. И., 1974, № 18.
54.	А. С. 537435 (СССР). Дифференциальный усилитель/Д. Е. Полонников, В. П. Слынько, А. С. Ростовцев. Опубл, в Б. И., 1976, №44.
55.	А. с. 587470 (СССР). Операционный усилитель/Р. Р. Бабаян. Д. Е. Полонников, В. В. Заика и др. Опубл, в Б. И., 1978, № 1.
56.	А. с. 206645 (СССР). Усилитель постоянного тока/Д. Е. Полонников, Р. J Н. Чернышев. Опубл, в Б. И., 1967, № 1.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие .................................................. 3
Глава первая. Параметры операционных усилителей и требования к ним............................................. 6
1.1.	Основные параметры ОУ и методы их измерения ....	6
1.2.	Требования, предъявляемые к параметрам и характеристикам ОУ................................................ 19
а)	Требования к коэффициенту усиления на низкой частоте и постоянном токе............................. 20
б)	Требования к напряжению смещения нуля и его дрейфу	21
в)	Требования к значениям [входного тока и его дрейфа	22
г)	Требования к уровню шумов......................... 23
д)	Требования к коэффициенту ослабления синфазной составляющей Ко.с.с и максимальному значению допустимого синфазного	напряжения (7СН тах............ 23
е)	Требования к динамическим характеристикам ....	23
1.3.	Классификация ОУ.................................... 25
1.4.	Номенклатура ОУ .................................... 27
Глава вторая. Методы снижения статических погрешностей и помех ОУ............................................... 32
2.1.	Основные составляющие погрешностей.................. 32
2.2.	Увеличение коэффициента усиления и коэффициента ослабления синфазного сигнала................................ 34
2.3.	Уменьшение смещения и дрейфа	нуля.................. 43
2.4.	Снижение входных токов и их температурного дрейфа .	60
2.5.	Пути снижения шумов................................. 67
Глава третья. Методы повышения быстродействия и устойчивости ОУ............................................... 78
3.1.	Связь параметров АЧХ ОУ с быстродействием и устойчивостью решающего усилителя............................. 78
3.2.	Увеличение частоты среза ОУ......................... 91
3.3.	Минимизация времени установления................... 101
3.4.	Обеспечение высокой скорости изменения выходного напряжения ............................................... 113
3.5.	Уменьшение времени восстановления	после перегрузок	119
3.6.	Методы повышения запаса устойчивости............... 120
Глава четвертая. Операционные усилители без преобразования сигнала (ОУ БП)................................... 124
1.1. Схемы ОУ невысокого быстродействия с малым дрейфом нуля................................................. 124
4.2.	Схемы ОУ с малым входным	током.................... 132
4.3.	Схемы ОУ повышенного быстродействия по инвертирующему входу.............................................. 136
4.4.	Схемы ОУ повышенного быстродействия с симметричными дифференциальными входами .............................. 142
4.5.	Операционные усилители с малым временем установления 148
214
Глава пятая. Операционные усилители с модуляцией и демо-
дуляцией сигнала (ОУ МДМ)................................ 157
5.1.	Структуры ОУ МДМ.................................... 157
5.2.	Выбор частоты и закона преобразования сигнала ....	160
5.3.	Основные свойства усилителей МДМ с квазипараллельным каналом.............................................. 163
5.4.	Схемы основных узлов усилителей МДМ................. 171
5.5.	Схемы ОУ МДМ высокой точности....................... 184
а)	Операционные усилители МДМ с высокой стабильно-
стью нуля и высоким быстродействием.............. 184-
б)	Операционные усилители МДМ с малым значением
входного тока и большим входным сопротивлением . .	187
в)	Операционные усилители МДМ с повышенной стабиль-
ностью нуля и малым уровнем шумов ................ 188
г)	Дифференциальный ОУ МДМ.......................... 191
Глава шестая. Операционные усилители с периодической компенсацией дрейфа нуля ОУ ПКД.......................... 193
6.1.	Принцип действия и структурные схемы ОУ ПКД . . .	193-
6.2.	Основные свойства ОУ ПКД. Требования к отдельным
узлам схемы......................................... 196-
6.3.	Схема инвертирующего	ОУ	ПКД......................... 201
6.4.	Схема дифференциального	ОУ	ПКД...................... 206
Заключение.................................................. 20<>
Список литературы............................................ 211
Дмитрий Евстигнеевич Полонников
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Принципы построения, теория, схемотехника
Редактор В. Б. Кравченко
Редактор издательства А. Н. Гусяцкая Переплёт художника В. fl. Батищева Технический редактор Н. П. Собакина Корректор И. А. Володяева
ИБ № 2754
Сдано в набор 25.11.82. Подписано в печать 06.01.83. Т-02818. Формат 84Х1081/зг- Бумага типографская № 1. Гарнитура литературная.	Печать высокая.
Усл печ. л. 11,34. Усл. кр.-огт. 11,34. Уч изд. л. 13,4. Тираж 30 000 экз. Заказ № 983/3J65 Цена 95 к.
Энергоатомиздат, 13114, Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10
Ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени Первая Образцовая типография имени А. А. Жданова Союзполиграфпрома при Государственном Комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли. Москва, М-54, Валовая. 28